Автор: Феер К.
Теги: электротехника радиосвязь и радиовещание цифровая обработка сигналов связь радиосвязь
ISBN: 5-256-01444-7
Год: 2000
Текст
DR. KflMILO FEHER
UIRELE55 DIGITAL
COMMUNICATIONS
MODULATION AND SPREAD
SPECTRUM APPLICATIONS
Prentice-Hall PTR
Upper Saddle River, New Jersey 07458
Ко ФЕЕР
БЕСПРОВОДНАЯ
ЦИФРОВАЯ СВЯЗЬ
МЕТОДЫ МОДУЛЯЦИИ и
РАСШИРЕНИЯ СПЕКТРА
Перевод с английского
под редакцией В. И.Журавлева
МОСКВА
«РАДИО И СВЯЗЬ»
ZDBB
УДК 621.396.2
ББК 32.884.1
Ф 35
Федеральная программа поддержка книгоиздания России
Переводчики: Блохин Б.В., Субин О.М.. Трусевич Н.П.
Феер К.
Ф 35 Беспроводная цифровая связь Методы модуляции и расширения
спектра. Пер. с англ. / Под ред. В.И.Журавлева. — М.: Радио
и связь, 2000. — 520 с., ил.
ISBN 5-256-01444-7.
В систематизированном виде рассматриваются основные виды цифровой
модуляции радиосигналов и методы их демодуляции, получившие широкое рас-
пространение в беспроводных системах связи: сотовых, персональных, спутни-
ковых. Обсуждаются возможности улучшения характеристик помехоустойчи-
вости демодуляции за счет помехоустойчивых кодов с прямым исправлением
ошибок и использования разнесения. Приводятся примеры беспроводных си-
стем связи.
Для специалистов в области связи. Может быть полезна студентам вузов.
ББК 32.884.1
ISBN 5-256-01444-7 (рус )
ISBN 0-13 098617-8 (англ )
© 1995 by Prentice Hall PTR
Prentice-Hall Inc.
A Simon & Schuster Company
© Перевод на русский язык
Блохин Б.В , Субин ОМ
Трусевич Н.П., 2000
Предисловие
Вы можете быть инициативным и амбициозным инженером Воз-
можно, Вы студент или профессор. Независимо от вашего положения
или должности у вас есть одно общее: желание или необходимость быть
на переднем крае увлекательной области беспроводной цифровой связи.
Вы читаете предисловие, чтобы узнать, почему вы должны про-
честь эту книгу или чему вы научитесь из нее? Что особенного в этой
книге? Следует ли использовать ее в качестве учебника для занятий?
Стоит ли использовать программный продукт CREATE-!.*? Прочтите
предисловие, и Вы получите ответы на эти вопросы.
Моя задача заключается в сотрудничестве с Вами в процессе изуче-
ния Я хочу поделиться с Вами результатами, опытом проектирования
систем и энтузиазмом, чтобы углубить наше совместное понимание в
области беспроводных систем связи.
В следующей цитате подчеркивается взгляд на важность и огромный
потенциал компьютерных и телефонных систем.
... новая эпоха человеческого общения, в которой беспроводные технологии ста-
нут информационными магистралями, новыми широкими проспектами, по которым
идеи и масса информации будут распространяться в удаленные точки земли способа-
ми, которые большинство из нас не могли и представить. Беспроводные компьюте-
ры и телефоны размером с ладонь приблизят к нам далекий мир на расстояние
вытянутой руки быстро и удобно
Уильям Клинтон
Президент США
Мнение пользователей, понимание и изучение различных примене-
ний беспроводной связи, особенно для будущей связи, для всех нас чрез-
вычайно важно. Вот что думает об этом двенадцатилетний мальчик
Беспроводная связь: связь в нашем мире имеет большую важность. Путеше-
ствуя, мы не могли бы взять с собой столько вещей, сколько можем сейчас. Поли-
ции, например, пришлось бы совсем туго. Они не могли бы сообщать друг другу,
что и где происходит и диспетчер не мог бы им сказать, что поступил вызов Связь
облегчает строительство больших зданий. Она нужна потому, что тогда можно’ го-
ворить друг другу делать то или это Мир был бы совсем хаотичным. Существу-
ют два вида связи. Проводная связь и беспроводная. Пример беспроводной связи
это карманная Си-Би радиостанция или сотовый телефон. Проводная связь —
это домашний телефон или факсимильный аппарат. Сегодня я собираюсь расска-
зать о беспроводной связи...
Антуан-Камило Феер,
ученик шестого класса, 1994.
Сочинение в начальной школе,
г. Дэйвис, Калифорния
В русском издании дискета с программным продуктом GREATE-1 отсутству-
ет Для использования этой программы необходимо заключить соглашение с
издательством Prentice Hall на условиях, приведенных в приложении 2 к этой
книге — Прим ред. перевода.
5
Размер годового оборота в области сотовой связи в США вырос со
100 млн долларов до более, чем 30 млрд долларов за период менее 10
лет Корпорации, занимающиеся сотовой, беспроводной, кабельной и
другими видами электросвязи и вещания, постоянно увеличивают ре-
чевую (телефонную) емкость своих сетей и добавляют новые возмож-
ности по передаче данных, чтобы потребители, имеющие беспроводные
устройства модуляции-демодуляции (модемы) в портативных персональ-
ных компьютерах и рабочих станциях, могли получить доступ к элек
тронной почте и факсимильной связи, передаче письменных, графиче-
ских, звуковых и видеосообщений В промышленности сотовой связи
важной задачей является выбор наиболее подходящего метода доступа:
многостанционного доступа на основе временного разделения каналов
(МДВРК) и многостанционного доступа на основе кодового разделения
каналов с расширением спектра (МДКРК). Оба метода обладают воз-
можностью увеличения емкости аналоговых сотовых систем приблизи-
тельно' в 10-40 раз. Уже в 1995 г цифровая технология МДВРК второго
поколения использовалась более, чем пятью миллионами абонентов со-
товой связи. Системы с расширением спектра обещают дальнейшее уве
личение емкости сотовых и беспроводных систем, основанных на МД-
ВРК. Обе архитектуры будут находить все более широкое применение
в течение следующего десятилетия.
Достижения в области беспроводных информационно-коммуника-
ционных систем обеспечат поистине безграничные возможности и услу-
ги Новые проекты спутниковой связи типа проекта Iridium фирмы
Motorola стоимостью несколько миллиардов долларов и использующего
66 спутников, может гарантировать связь «в любое время, в любом ме-
сте»; однако под вопросом остается возможность достижения широкого
потребительского рынка при разумной цене.
Процесс революционных изменений в области беспроводной ком-
пьютерной связи и информации затрагивает широкие и перспективные
сферы коммерции Для успешной работы в этих областях руководите-
лям инженерам профессорам и студентам необходимо подробное озна-
комление с технологиями и архитектурами систем, рассмотренными в
этой книге Я не знаю ни одной другой книги в области беспровод-
ной цифровой связи, сравнимой с данной по широте и глубине охва-
та. В ней описано большинство современных цифровых методов связи,
необходимых для понимания, анализа, разработки и эксплуатации ци-
фровых беспроводных систем. К основному материалу дается вводный
обзор. После описания принципов работы и концепций рассматрива-
ются современные методы, архитектуры, изделия и стандарты. Пред-
ставлен также углубленный материал по инженерным исследованиям,
коммерческим разработкам и мировому применению некоторых наибо-
лее современных методов цифровой модуляции, расширения спектра и
беспроводной радиосвязи
Я считаю, что для понимания этой книги у Вас должны быть доста-
точные знания по основам технологии и расчета в области электросвязи
6
Отдельные главы этой книги преподавались в Калифорнийском универ-
ситете, г. Дэйвис, на предвыпускных и выпускных курсах. Некоторые
разделы книги были представлены на многочисленных профессиональ-
ных «коротких курсах» по всему миру для инженеров-практиков, руко-
водителей и операторов систем Положительные отклики, полученные
от сотен участников этих курсов и от читателей моих ранее изданных
книг, побудили меня оформить мои заметки и написать эту книгу. Я
верю, что профессора университета найдут здесь образовательный и ин-
теллектуально вдохновляющий материал для старших предвыпускных
и выпускных курсов.
Если Вы инженер-практик и уже обладаете, как правило, широ-
кими знаниями по некоторым исследованным в книге темам, я наде-
юсь, что прочтение этой книги побудит вас обратиться к более слож-
ным вопросам А если нет времени, сил или интереса для изучения
всех выводов формул, математических и теоретических концепций, вы
можете воспользоваться множеством (более 300) рисунков, графиков,
таблиц, фотографий и результатами фактических измерений. Значи-
тельную ценность для инженера-разработчика систем должны предста-
вить многочисленные сравнения спецификаций и стандартов систем 90-х
годов. Таким образом, эту книгу можно использовать и для углублен-
ного изучения, и как профессиональный справочник. Я намереваюсь
побудить Вас быть «изобретательным» в этой впечатляющей области
В своих курсах я потратил значительные время и усилия, чтобы помочь
студентам разрабатывать новые экономически эффективные решения.
Иногда по ходу текста я чувствовал необходимость в «провоцировании»,
чтобы испытать Вас, раскрепостить и воодушевить Вашу изобретатель-
скую мысль. Хотя основной задачей книги является обеспечение общей
«передачи знаний» и «передачи технологий», я считаю, что общеобра-
зовательный материал должен быть дополнен результатами исследова-
ний. Такие результаты, особенно результаты исследований и разрабо-
ток, проведенных моим университетом и коллективами, связанными с
промышленностью, часто приводятся в книге.
В некоторых разделах описываются разработка, реализация, во-
просы передачи технологии и лицензирования в области модуляции в
комбинации с нелинейным усилением в энергетически и спектрально
эффективных радиоустройствах для широкого класса запатентованных
беспроводных систем: GMSK, GFSK, FQPSK, FBPSK и FQAM, Обще-
ство д-ра Феера (Digcom, Inc.) Эль Масеро, Калифорния Эти системы
имеют выигрыш по спектральной эффективности более 200 % по срав-
нению с международно стандартизованными системами (GMSK) и ча-
стотной манипуляцией с гауссовской фильтрацией (GFSK), совместимы
с системами GMSK, имеют по энергетической эффективности выигрыш в
области радиочастотного (или инфракрасного) излучения более 300 %
по сравнению со стандартизованными системами тг/4-DQPSK и обыч-
ными системами QPSK.
Отличительными чертами книги являются ее прагматичность и по-
пулярное трактование самых сложных и современных концепций цифро-
7
вой беспроводной связи. Впервые в одной книге дается подробная трак-
товка проектов беспроводных систем на «физическом уровне», подси
стем усовершенствованной обработки сигналов в основной полосе ча-
стот, фильтрации, модуляции усиления радиочастот, эффективной ар-
хитектуры радиоподсистемы демодуляции и синхронизации Подробно
обсуждаются взаимодействие этих подсистем, их совместное проектиро-
вание, оптимизация, реализация системы и аппаратуры, а также тестиро-
вание компонентов. Для более подготовленного читателя представлена
углубленная математическая и аналитическая трактовка распростране-
ния радиоволн, помех в сотовых системах, системы цифровой модуля-
ции, исправления ошибок, расширения спектра и разнесенного приема;
однако очень занятый профессионал может пропустить выкладки и вое
пользоваться результирующими графиками и таблицами.
Глава 1 является введением к системам цифровой персональной свя-
зи и к условиям работы беспроводных радиосистем подвижной связи
После небольших разделов по эволюции и основам подвижной связи
дается описание концепции сотовой связи, а также первого, второго, тре-
тьего и последующих поколений цифровых сотовых и беспроводных си-
стем. Подчеркивается важность национальных и международных стан-
дартов и усилий по стандартизации. Показаны огромные возможности
рынка, спрос и прогнозы.
В главе 2 большое внимание уделено методам цифровой обработки
сигналов в системах беспроводной телефонной связи и вещания Опи
саны виды аналогово-цифрового преобразования от базовой импульсно-
кодовой модуляции (ИКМ) до перспективных вокодеров и концепций и
устройств кодирования с линейным предсказанием. Сравниваются ха-
рактеристики систем с пониженной скоростью кодирования (4,8 кбит/с)
и с обычной ИКМ (64 кбит/с). Выделены стандартизованные аме-
риканские, европейские и международные речевые кодеры и декоде-
ры (кодеки)
В главе 3 Вы получите знания о наиболее важных концепциях в тех-
нике сотовой связи и практических характеристиках распространения ра-
диоволн. После рассмотрения основ распространения радиоволн, вклю-
чая амплитудные замирания, доплеровское расширение спектра, рас-
пределенную временную задержку, затенение и затухание трассы, опи-
сываются основы направленных и ненаправленных антенн и диаграммы
излучения. Обсуждаются характеристики распространения в свободном
пространстве беспроводных систем прямой (LOS) и непрямой (NLOS)
видимости Представлены часто используемые эмпирические форму-
лы и многочисленные графики затухания трасс. Я привел результаты
исследования математической модели радиосигналов с многолучевыми
замираниями, включая простую теоретическую границу для распреде-
ленной задержки Эта граница полезна для простого и эффективного
прогнозирования максимальной распределенной задержки, необходимо-
го при проектировании новых систем, без проведения обширных и дли-
тельных измерений на местности. Впервые в книге описаны обычные
8
и оригинальные схемы измерений и аппаратура, включая расчет и кон-
струкцию недорогой аппаратуры для полевых измерений распределен-
ной задержки. В виде многочисленных графиков представлены резуль-
таты обширных измерений на местности для систем персональной свя-
зи сотовой связи и сухопутной подвижной радиосвязи. Описаны также
промышленные стандарты для моделей распространения. Эти стандар-
ты показывают разницу в отношении применения подвижной связи с
различными скоростями передачи
В главе 4 делается особый упор на рассмотрение работы модемов и
методов совместного проектирования систем модуляции и радиосистем
для применения в беспроводной связи. В ней представлено оригиналь-
ное и глубокое исследование вопросов модуляции. Проведено подробное
изучение распространения помех и синхронизации в модемах и объеди-
ненном оборудовании модем/радиоподсистема. поскольку они оказыва-
ют существенное влияние на физическую архитектуру и характеристики
беспроводной системы радиосвязи в целом. Полезно иметь широкий вы-
бор видов модуляции, который позволит выбрать и рассчитать наилуч-
шим образом новые и перспективные системы. Проблема заключается
в том что требуется достаточно много времени на изучение вариантов
для стандартизации систем и проектирования совместимых систем, спо-
собных взаимодействовать с ранее стандартизованными системами
После изучения основных принципов домодуляционной обработки
в базовой полосе частот, методов повышения спектральной эффектив-
ности, глазковых диаграмм, теоремы передачи Найквиста описываются
принципы работы модемов и их архитектура. В них входят когерентные
и некогерентные модемы с обычной двоичной фазовой манипуляцией
(BPSK), квадратурной ФМ (QPSK) и тг/4-DQPSK и радиосистемы, при-
нятые в ряде основных стандартов в США и Японии. Вас наверняка
заинтересует и заставит задуматься то, что я позволил себе усомниться
в правильности решения о стандартизации в США и в международном
масштабе беспроводных систем с модуляцией тг/4-DQPSK и GFSK. Неко-
торые из стандартизованных систем модуляции имеют существенно худ-
шие характеристики по сравнению с существующими альтернативными
вариантами. Ретроспективно мне легко критиковать некоторые амери-
канские спецификации и международные стандарты в области сотовых
и беспроводных локальных сетей, типа стандарта 802.11 Института ин-
женеров по электротехнике и электронике (IEEE). В книге Вы узнаете
о достоинствах и недостатках спецификаций стандартизованных систем
и получите возможность проектировать лучшие системы и стандарты
и создавать системы с улучшенными характеристиками, которые совме-
стимы с ранее стандартизованными системами. Подробное изучение в
главе 4 беспроводных систем с QPSK, GMSK, FQPSK и GFSK, работаю-
щих в условиях действия помех, приведет к созданию в будущем более
эффективных систем. Впервые в книге описываются сложные условия
помех в сотовой связи, включая помехи от внутриполосных несущих и
от соседнего канала, а также их связь с характеристиками новейших.
9
наиболее эффективных систем модуляции Представлены также фун-
даментальные и практические определения спектральной и энергети-
ческой эффективности, а также требования к ним. В главу включено
подробное изучение преимуществ когерентной демодуляции по сравне-
нию с некогерентными системами.
В главе 5 большое внимание уделено методам и способам испра-
вления и обнаружения ошибок. Путем введения избыточности в ин-
формационные биты (абонента или источника) можно обнаруживать и
исправлять ошибки, возникающие от действия шумов или ограниченных
помех беспроводной системы. Кратко описаны концепции и определения
блочного кодирования, коды повторения, коды и расстояние Хемминга,
коды БЧХ, Голея, Рида-Соломона, методы сверточного кодирования
В дополнение к характеристике коэффициента ошибки на бит, извест
ной также как вероятность ошибки (Ре), изучены коэффициент ошибки
на слово, коэффициент ошибочного срабатывания аварийной сигнали-
зации и пропускная способность беспроводных систем. Дается обзор ха
рактеристик кодов повторения и систем мажоритарного выбора, а также
автоматического запроса повторения (ARQ)
В главе 6 Вы познакомитесь с основами и применением систем с
расширением спектра Эти системы используются в правительственных
и военных системах на протяжении 50 лет. Широкомасштабное ком-
мерческое применение, осуществляемое многими техническими руково-
дителями промышленных и академических учреждений, было иниции-
ровано дальновидным и новаторским подходом Федеральной комиссии
связи (FCC) американского правительства, разрешившей использование
беспроводной связи в диапазонах 900 МГц, 2,4 ГГц и 5,7 ГГц (согласно
FCC-15). Эти диапазоны, известные также как диапазоны для промы-
шленных, научных и медицинских целей (ISM), инициировали совершен-
но новые коммерческие применения и направления инженерных иссле-
дований и разработок. Федеральная комиссия связи обусловила, что в
этих диапазонах может излучаться 1 Вт мощности, если используются
методы расширения спектра, переключение частоты или прямое расши-
рение спектра. Фирма Qualcomm, Inc., Сан-Диего, Калифорния, первой
разработала и внедрила коммерческую сотовую и беспроводную системы
МДКРК с расширением спектра. Основатели фирмы Qualcomm вклю-
чая докторов Витерби (Viterbi) и Якобса (Jacobs), использовали высо-
чайшие знания теории связи, практические знания техники и техноло-
гии, навыки коммерческой предприимчивости, чтобы продемонстриро-
вать ведущую роль Америки в современных технологиях связи на основе
МДКРК. Промышленные лидеры, например, AirTouch (бывшая PacTel),
ведомая своим вице-президентом и главным инженером доктором У Ли
(Lee), воспользовалась концепцией МДКРК и в сотрудничестве со все
возрастающим числом корпораций внесла большой вклад в успешное
воплощение и использование методов, систем и стандартов МДКРК
Описаны основополагающие концепции систем с расширением спек-
тра, включая системы с прямым расширением спектра и программной
10
перестройкой частоты Рассмотрены важнейшие псевдослучайные по-
следовательности. Анализируются характеристики систем МДКРК с
прямым расширением спектра и перестройкой частоты в сложных по-
меховых условиях. Проведено сравнение этих систем и проиллюстри-
рованы некоторые их применения Помимо этого, в главе 9 предста-
влены дополнительные применения методов расширения спектра, раз-
работки и стандарты
В главе 7 описаны методы разнесенного приема в частности систе-
мы с разнесением антенн, часто используемые в беспроводной радио-
связи Вы узнаете, что в условиях многолучевых релеевских замираний
различные методы объединения и разнесенного приема с коммутаци-
ей улучшают характеристики зависимости вероятности ошибки от от-
ношения сигнал/шум на несколько порядков. Представлены современ-
ные математические концепции и вывод характеристик Теоретическая
часть главы особенно полезна современному инженеру-исследователю
и студенту-выпускнику, а многочисленные графики и результирующие
данные являются легко используемым готовым справочным материа-
лом для инженера-практика.
В главе 8 основное внимание уделено системам спутниковой по-
движной связи и вещания. Эти системы обладают уникальной способ-
ностью обеспечивать как режим «много точек — точка», т е. много-
станционный доступ, так и режим «точка — много точек», т е. веща-
тельный режим для одновременной передачи речи, высококачественного
звука, изображения, телевидения вещательного качества и других дан-
ных. Эта способность может быть реализована в виде универсальной
глобальной подвижной сети и службы Традиционные геосинхронные
(GEO) спутниковые системы имеют двухпролетную задержку распро-
странения радиоволн, равную приблизительно 500 мс Для некоторых
систем передачи речи и данных магистрального качества такое значение
задержки считается излишне высоким. Появление в середине 90-х годов
низкоорбитальных (LEO) и среднеорбитальных (МЕО) спутниковых си-
стем снизило влияние геосинхронных спутников с большой задержкой
распространения. В главе 8 кратко описываются такие внедряемые про-
граммы беспроводной персональной спутниковой связи, как спутник пер-
спективных технологий связи (ACTS) НАСА канадская программа пер-
спективных спутниковых систем, программа перспективных систем связи
Intelsat, ODYSSEY фирмы TRW, Iridium фирмы Motorola, а также инте-
грируемые системы и службы спутниковой и наземной подвижной связи.
В главе 9 освещены наиболее важные принципы и применения инте-
грированных сотовых и беспроводных систем. Дан краткий обзор мето-
дов доступа, включая методы МДВРК с временным и частотным дуплек-
сированием, методы многостанционного доступа на основе частотного
разделения каналов (МДЧРК) и системы с расширением спектра. После
сравнения характеристик часто используемых систем модуляции GMSK,
GFSK, FQPSK и тг/4-DQPSK дан расчет радиолинии беспроводных со-
товых систем. Изучено использование спектра сотовых систем, включая
географическое повторное использование канала и емкость/пропускную
И
способность различных систем Представлены как уже действующие
стандарты, так и предлагаемые стандарты для сотовых, подвижных и
персональных сетей и беспроводных ЛВС (WLAN).
В конце некоторых глав приведены задачи, в тексте содержатся
примеры с решениями. Они совместно с пакетом программ CREATE-1
предназначены для образовательных и практических целей и для побу-
ждения читателей к дальнейшему изучению этой интересной области.
В книге содержится базовый образовательный и углубленный матери-
ал. Авторские права на мои четыре предыдущие книги, выпущенные
издательством Prentice Hall, мне возвращены и у меня есть разрешение
от издательства на использование материала, опубликованного в этих
книгах. Образовательный материал, содержащийся в гл 5, извлечен,
главным образом, из главы доктора Трантера (Tranter) в книге Digital
Communications Satellite Earth Station Engineering Широко использова-
лись результаты, впервые опубликованные доктором Хираде (Hirade) в
книге Advanced Digital Communication. Я обязан полагаться на вклады
и публикации сотен инженеров, активно работающих в этой области,
поэтому цитировал источники, когда это возможно и целесообразно.
В главах 4, 9 и приложении 3 описаны патенты и изобретения мо-
его фильтра, цифровой обработки сигнала, модуляций GMSK, GFSK,
FBPSK и FQPSK
Было трудно, но интересно создать за ограниченное время книгу
по «высоким технологиям» в этой быстро развивающейся области. В
рамках ограниченного времени я сделал все возможное чтобы напи-
сать авторитетную и всестороннюю книгу Я надеюсь, что это побудит
Вас заняться и может даже «полюбить» эту интереснейшую область,
как это произошло- со мной за последние годы Что касается меня, то
самое большое профессиональное удовлетворение я могу получить, уви-
дев, что эта книга внесла вклад в инженерные знания и достижения и
способствовала мировой разработке беспроводной цифровой связи
Д-р Камило Феер, действительный член Института инже
неров по электротехнике и электронике
Профессор электротехники и вычислительной техьСики
Калифорнийского университета г. Дэйвис
Дэйвис, Калифорния 95616
Президент Общества д-ра Феера (Digcom, Inc.)
Консорциум FQPSK и консалтинг, Эль Масеро, Калифор
ния 95618
Камило Феер
Озеро Тахо, Калифорния
Март 1995 г.
Выражения признательности
Благодарю Калифорнийский университет за предоставленную воз-
можность осуществить интереснейшие проекты по исследованию, раз-
аботке и обучению в области беспроводной связи Доктор Хакими
fHakimi) — председатель департамента электротехники и вычислитель-
ной техники и декан М Гауси (Ghausi) воодушевили меня на создание
одной из наиболее продуктивных и хорошо оборудованных эксперимен-
тальных лабораторий по исследованиям и обучению в США. В неко-
торых проектах сотрудничали мои коллеги — профессора Содерстранд
(Sederstrand) и Уанг (Wang). Цосс (Zoss), Голанбари (Golanbari) и док-
тор Воровски (Borowski) просмотрели и внесли поправки в рукопись. В
некоторых главах отражены достижения в исследованиях и разработ
ках группы студентов-выпускников, инженеров-исследователей, ученых
и приглашенных профессоров Признательность Мэрилин Тодд (Todd)
за преданность работе и тщательность печати рукописи Доктор Пендер
(Lender) и другие рецензенты внесли неоценимые технические предложе-
ния Вице президент и издатель Гудвин (Goodwin) и старший редактор
Гетман (Gettman) из издательства Prentice Hall помогали мне и напра-
вляли меня на всех этапах подготовки книги.
Тесное сотрудничество в области исследований, консультации и
партнерство с союзниками в промышленности совместно с программа-
ми Консорциума FORSK в области международной передачи техноло-
гий, лицензирования патентов и промышленного обучения привели к
новым открытиям и разработке новых поколений экономически, энер-
гетически и спектрально эффективных продуктов, описанных в этой
книге Хочу поблагодарить за ценную поддержку, лицензионные со-
глашения и сотрудничество следующие организации: Hewlett Packard,
Motorola, Marquette Electronics, Tellabs Inc., Advanced Fiber Communi-
cations, Siemens, Intel, Nippon Telegraph&Telephone, NHK Japan, Mat-
sushita/National Panasonic, UBBB Germany, Telecommunications Technol-
ogy Inc., Karkar Electronics Inc., DSP Inc., RCA, DRL, CNET-PTT France,
TeleBras и Autel Brazil CRC/DOC Canada, Comtel, Comdev, Teleglobe,
E National Semiconductor, CTIA, EIA/TIA IUSA Mexico, IDC Cana-
da, AirTouch (бывшая PacTel), Ericsson-GE, TRW, NASA, Telebit, Harris-
Farinon, Raynet, Raytheon RCA, SPAR и Qualcomm.
Хочу поблагодарить свою жену Элизабет и четырех детей Катрин
Валери, Антуана Камило и Алексиса-Джозефа Феер за их помощь (пе-
чатание, черчение и редактирование), понимание воодушевление и лю-
бовь на этапах подготовки и написания этой книги. Катрин подготови-
ла большую часть оригинального оформления и технических рисунков.
Антуан помог в отладке программного обеспечения CREATE-1. Благо-
дарю Бога за мое исцеление после опасной для жизни лыжной травмы
в 1993 г. и за то, что у меня хватило сил, энергии и стойкости для
'вершения этого проекта
J-p Камило Феер.
Э.гъ Масеро и Озеро Тахо, Калифорния
Январь 1995 г.
13
1.2.1. Пионерская фаза (1921-1947 гг.)
Глава 1
Введение в подвижную
радиосвязь — беспроводную,
сотовую, цифровую,
персональную
1.1. Краткое содержание
Во вводной главе описываются эволюция и основополагающие кон-
цепции инженерного проектирования аналоговых и цифровых сотовых,
беспроводных и персональных систем служб подвижной связи Особо
отмечаются важность процесса стандартизации и тенденции мирового
рынка и рынка США
1.2. Подвижная связь: эволюция и основы
В этой главе описывается эволюция подвижной связи, включающей
системы сотовой персональной связи (PCS), сети персональной связи
(PCN), а также системы сухопутной и спутниковой подвижной радио-
связи. Мы отмечаем основные события и достижения —от зарождения
и разработки первых поколений аналоговых и цифровых сотовых систем
и PCS начала 90-х годов до планов, касающихся систем и оборудова-
ния беспроводных PCS второго и третьего поколений, универсальных и
интегрированных с национальными и международными инфраструкту-
рами. Кратко обсуждаются также основные усилия в области между-
народной стандартизации и важность стандартов и хорошо определен-
ных радиоинтерфейсов [309]. Более детальное описание развивающихся
стандартов представлено в гл. 9.
Введение новых разработок, революционизирующих запросы рын
ка, и постоянно возрастающее количество новых применений ведут к
чрезвычайным потребностям в дополнительной емкости и в новых при-
своениях диапазонов радиочастот. Это разделение на «эволюцию» и
технологическую «революцию» используется для того, чтобы способ
ствовать пониманию новых технологических требований и стоящих перед
нами проблем. Многие старые, изначальные концепции пересмотрены
и применены в новейших разработках и их реализациях. Эволюция и
история могут преподать много полезных уроков.
Первые эксперименты в области сухопутной подвижной связи были
проведены в начале 20-х годов в Детройте Было осуществлено одно-
стороннее радиовещание на приемники полицейских автомобилей При
конструировании надежных приемников проявилось много проблем В
1928 г. один студент Университета имени Педью (Purdue University) смог
сделать приемник на базе супергетеродинной схемы, который доволь-
но хорошо работал в условиях подвижной связи. С этим приемником
детройтский Департамент полиции продемонстрировал первую систему
подвижной радиосвязи в частотном диапазоне 2 МГц.
В начале 30-х годов были созданы подвижные передатчики, а первая
система двусторонней подвижной связи была введена в действие депар-
таментом полиции г. Бейонна, штат Нью-Джерси. Громоздкое радиообо-
рудование занимало большую часть багажника обычного автомобиля
Примерно в это же время операторы впервые столкнулись с капризами
распространения радиоволн в условиях подвижной связи Эксперименты
показали, что эти проблемы частично связаны с движением приемни-
ка и изменчивой природой трассы передачи. Характеристики не всегда
были удовлетворительны. Однако полезность двусторонней подвижной
радиосвязи для полицейских и пожарных департаментов была сразу же
выявлена, и спрос на такие системы быстро вырос К 1934 г. действовали
194 радиосистемы муниципальной полиции а 58 радиостанций полиции
штатов обслуживали более 5000 служебных автомобилей.
Это спровоцировало первый кризис, связанный со спектром частот,
для ранее созданного органа регулирования радиочастот, известного как
Федеральная комиссия связи (ФКС) В то время для использования по-
лицией было выделено лишь 11 радиочастотных (РЧ) каналов, и после
широких слушаний ФКС выделила ведомствам поддержания правопо-
рядка 29 новых каналов.
До середины 30-х годов все подвижные радиостанции использовали
амплитудную модуляцию (AM). В конце 30-х годов Департамент поли-
ции штата Коннектикут ввел первую двухстороннюю систему подвижной
радиосвязи с частотной модуляцией (ЧМ), которая, как было доказано,
была намного Более устойчива к специфическим условиям распростране-
ния сигнала подвижной радиопередачи. К 1940 г. почти все полицейские
системы в Соединенных 111татах были переведены на ЧМ.
Мощным стимулом для развития подвижной связи оказалась вторая
мировая война. Для военного применения было выпущено несколько сот
тысяч подвижных радиостанций Почти каждый изготовитель радиоап-
паратуры в Соединенных Штатах взялся за производство систем подвиж-
ной радиосвязи. В большинстве из них использовалась ЧМ. Были до-
стигнуты большие успехи в разработке, компоновке, повышении надеж-
ности и снижении стоимости аппаратуры. В Соединенных Штатах были
заложены основы для развития коммерческого рынка подвижной связи
14
15
1.2.2. Начальная коммерческая фаза
(1946-1968 гг.)
Окончание второй мировой войны совпало с экспансией услуг по,
движной связи на коммерческой арене Спрос был большой, и вскоре
обнаружились признаки хронической перегруженности спектра Техно,
логические улучшения были ориентированы на достижение двух глав-
ных целей: уменьшение полосы частот передачи с помощью расщепле-
ния каналов и введение автоматических транкинговых систем или си-
стем с мультиплексированием.
В 1949 г. ФКС официально признала подвижное радио в качестве
нового класса обслуживания. Количество абонентов служб подвижной
радиосвязи резко возросло от нескольких тысяч в 1940 г. до 86000, к
1948 г. до 700000, к 1958 г. до 1,4 млн. к 1963 г.
Услуги действительно подвижной телефонии — подключение по-
движных абонентов к телефонной сети общего пользования для обеспе-
чения вызовов от фиксированных станций к подвижным абонентам —
были введены в 1946 г., когда ФКС выдала лицензию компании American
Telephone and Telegraph (AT&T) на работу в Сент-Луисе. В системе ис-
пользовались три канала на частоте 150 МГц. Эти каналы использовали
ЧМ и архитектуру большой зоны. Один мощный передатчик обеспечи-
вал покрытие зоны радиусом до 75 км и более от базовой станции. В
первых системах для ручной коммутации радиовызовов к наземной те-
лефонной сети использовались операторы. Первая полностью автома-
тическая система подвижной телефонной связи была введена в эксплуа-
тацию в 1948 г. в г. Ричмонде, штат Индиана.
Поскольку спрос на услуги подвижной связи рос, он стал опережать
возможности многих крупных городских рынков услуг. Обычными были
нагрузки 50, 100 или более абонентов на канал. Вероятности блокиров-
ки, т.е. вероятности неудачных попыток получить соединение или найти
свободный радиоканал, возросли до 65 % и более Так как для або-
нентов становилось все труднее и труднее найти свободный канал для
осуществления вызова, полезность услуг подвижной связи уменьшилась.
Стало очевидно, что для дальнейшего развития подвижной связи име-
ющейся горстки каналов недостаточно.
Чтобы передавать речевые сигналы с полосой 3 кГц, первоначально
требовались каналы подвижной телефонии с ЧМ, занимающие РЧ поло-
су шириной 120 кГц. К 1950 г. ФКС решила разделить первоначальные
каналы на два канала по 60 кГц. Однако в то время ЧМ приемники
не могли работать в такой узкой полосе. Поэтому сначала данной зоне
обслуживания выделялись чередующиеся через один каналы.
В 1956 г. ФКС разрешила использовать 12 новых каналов в диа-
пазоне УКВ (около 450 МГц). Для этих каналов установили ширину
полосы частот 50 кГц. К началу 60-х годов технология ЧМ приемников
продвинулась вперед, и полосу частот снова уменьшили — до 30 кГц
Стало также возможным использовать и соседние каналы в одной и той
же зоне обслуживания За время между окончанием второй мировой
16
войны и серединой 60-х годов спектральная эффективность аналоговых
ЧМ систем существенно возросла в четыре раза.
Другими важными технологическими достижениями после оконча-
ния второй мировой войны были изобретение и применение автоматиче-
ских транкинговых систем (trunking) или систем с мультиплексировани-
ем. Способность абонента выбрать доступный канал из группы каналов
в службе привела к значительному повышению спектральной эффек-
тивности и емкости систем.
1.2.3. Сотовые, беспроводные, подвижные и
персональные системы связи (1947-2010 гг.)
Концепция сотовых сетей зародилась в проектах компании Bell
System в конце 40-х годов. Эта идея привела к новой модели для по-
движной связи. Вместо использовавшейся ранее «радиовещательной мо-
дели» с передатчиком большой мощности, расположенным на возвыше-
нии и передающим сигнал на большой площади новая модель требо-
вала множества менее мощных передатчиков, причем каждый из них
специально предназначался для обслуживания только небольшой зоны,
названной сотой (cell) [309]. Например, большой город, подобный Нью-
Йорку, с единственным мощным передатчиком системы подвижной связи
мог бы быть разделен на множество небольших сот, каждая из которых
оборудована одним маломощным передатчиком. Одни и те же частоты
(каналы) могли бы повторно использоваться в различных сотах, доста-
точно удаленных друг от друга, чтобы влияние взаимных помех между
абонентами было незначительным
Концепцию повторного использования частот в сотовой системе
иллюстрирует рис. 1.2.1 В каждой соте, показанной шестиугольником,
•<“ используется определенная группа «канальных» радиочастот. Сотам,
^^обозначенным одной и той же буквой, присвоены одни и те же радио-
ла каналы Например, частотная группа А присвоена всем сотам (шести-
угольникам), помеченным на рисунке как Частотная группа А. Таким
'^образом, одни и те же частоты «переиспользуются» много раз. Действи-
Ь тельное радиопокрытие зависит от параметров радиолинии и условий
распространения радиоволн. Зона радиопокрытия не представляет со-
бой шестиугольник. Однако для удобства графического изображения и
Для иллюстрации полной географической зоны покрытия в современной
литературе часто используется именно шестиугольное представление
Достоинство сотовой идеи состоит в том, что радиопомехи не свя-
заны с абсолютным значением расстояния между сотами, а определя-
ется отношением расстояния между сотами с одной и той же частотой
(. ) и радиуса сот (77) (рис. 1 2.1) Радиус соты определяется мощно-
стью передатчика и высотой установленной в ней антенны Этот радиус
контролируется системным инженером. Поэтому в ведении системного
инженера решать, сколько радиоканалов, или «цепей» (circuits), можно
разевать благодаря переиспользованию частот.
ся привлекательной особенностью сотовой концепции являет-
я Дробление сот (cell splitting) Благодаря дроблению сот большего
...
КА
пета
17
D — расстояние
между сотами
Рис. 1.2.1. Повторное использование частот в сотовой системе с семисотовой
структурой. В этой конфигурации повторно используются одни и те же частоты
частотных групп А, В, С, D, Е, F и G. В географически разнесенных сотах, обо-
значенных одной и той же буквой (например, от Аг до ), повторно используется
одна и та же Частотная группа. В соседних сотах (например, Aj и £Ц), одни и те
же частоты не применяются. D — расстояние между сотами, которые используют
(повторно используют) одну и ту же частотную группу; R — радиус соты. (Из [192]).
размера можно легко преобразовать на время в соты меньшего ради-
уса. Когда в какой-либо соте трафик достигает такого значения, что
существующее распределение каналов в этой соте больше не может под-
держивать удовлетворительный уровень обслуживания, эта сота может
быть разделена на некоторое число более мелких сот (даже с меньшей
мощностью передатчиков), вписанных в площадь прежней соты. Струк-
тура переиспользования частот может быть повторена в новом, меньшем
масштабе, показанном на рис. 1.2.2 уменьшенными шестиугольниками.
Еще одна фундаментальная сотовая идея связана с возможностью
управления передачей вызова (hand-off control) в сети. В сотовой систе-
ме не все вызовы могут быть завершены в течение времени нахождения
абонента в пределах одной соты относительно малых размеров. Чтобы
решить эту проблему, сотовая система имеет аппаратуру коммутации и
управления на системном уровне. Благодаря непрерывному контролю
мощности сигнала или других цифровых параметров сигналов, прини-
маемых от конкретных сот, в сотовой системе можно определять, когда
подвижный объект в процессе вызова переходит из одной соты в другую,
и переключать этот вызов на новую соту без его прерывания.
Весьма важными особенностями сотовой архитектуры являются сле-
дующие:
18
Протяженность городской зоны
с востока на запад (50 км)
Рис. 1.2.2. Увеличение емкости сотовой системы за счет дробления сот (умень-
шенные шестиугольники). С уменьшенными сотами одни и те же частоты пере-
используются более часто, и общая емкость иллюстрируемой городской зоны воз-
растает
• передатчики небольшой мощности и небольшие зоны покрытия;
• повторное использование частот;
• дробление сот для увеличения емкости;
• управление передачей вызова и централизованное управление се-
тью.
Таким образом, сотовая радиосвязь представляет собой реализа-
цию метода построения радиотелефонной сети, весьма отличающегося
от того, который применялся в системах подвижной радиосвязи первого
поколения, и имеющего большие мощности и обширные зоны покры-
тия Сотовая (как цифровая, так и аналоговая) радиосвязь является
не столько новой технологией, сколько новой идеей для организации
старой технологии.
В декабре 1971 г. компания Bell system представила в ФКС заяв-
ку на новую аналоговую сотовую систему радиосвязи с ЧМ — HCMTS
High-Capacity Mobile Telephone System Система подвижной телефонии
большой емкости) Заявка была принята, и ФКС выделила для этой
системы участок спектра шириной 40 МГц в диапазоне 850 МГц Си
стема HCMTS начала развиваться в 1978 г. Она воплотила в себе ряд
Разработок, выполненных в области технологии сотовой и подвижной
Радиосвязи за много лет. Коммерческая эксплуатация сотовой подвиж-
ной связи была введена в 1983 г Аналоговый стандарт США для со-
товой радиосвязи 80-х и 90-х годов — AMPS (Advanced Mobile Phone
service) развился из HCMTS [189, 192]
19
Таблица 1.2.1. Характеристики нескольких основных сотовых систем первого
поколения. ETACS (расширенная TACS) использует более широкую полосу частот
(п — подвижный объект; б — базовая станция или пункт доступа). Система AMPg
использует аналоговую ЧМ (Из [309].)
Наимено- вание системы Год начала работы Ширина полосы частот канала, кГ ц Частота. МГц Число каналов ——-— Характеристики
NAMTS 1978 25 870. . 888 6-п 600 Позже число каналов возросло до 1000
NMT 450 1981 25 453.. 457,5 п б 463. .467,5 б-п 180 Низкая канальная емкость, хорошее радиопокрытие, пригодна для сельских зон
AMPS С 450/ NETZ С 1983 1985 30 825...845 п-б 870. .890 б-п 451,3. . 455,74 пб 461,3.. .465 74 бп 666 666 Для города; большая емкость, чем у NMT, но соты — меньших размеров
TACS плюс ETACS 1985 25 890. . 915 п-б 935.. .960 б-п 872...888 п-б 917...933 б-п 1000 плюс 640 Емкость на 50 % больше, чем у AMPS, но соты — меньших размеров
N МТ-900 1986 12,5 890...915 п-б 935...960 б-п 1999 Система спроектирована для городов, удобна для носимых в руке аппаратов
1.2.3.1. Первое поколение: Аналоговые сотовые систе-
мы. Параллельно с AMPS (США) в Европе и Японии было разра
ботано несколько аналоговых сотовых систем. Разработанная в Вели
кобритании система TACS (Total Access Communications System) тесно
связана с системой AMPS. В Скандинавии была разработана система
NMTS (Nordic Mobile Telephone System), а в Японии— NAMTS (Nippon
Advanced Mobile Telephone Service) Федеративная Республика Германия
создала свою собственную систему NETZ-C Характеристики аналоговых
сотовых систем первой половины 90-х годов, разработанных в различных
странах мира, показаны в табл. 1.2.1. Страны, в которых используются
эти системы, представлены в табл 1.2.2.
Хотя в этих системах уже имеется много общих признаков, но до
достижения всемирного стандарта еще очень далеко. Каждая система
была выбрана и разрабатывалась в стране с учетом характерной для нее
среды и условий. Выбор частотных диапазонов определялся наличием
РЧ диапазонов в каждой стране.
1.2.3.2. Второе поколение: Цифровые сотовые систе-
мы. Несмотря на то что сотовая концепция обещает фактически бес-
предельную емкость благодаря дроблению сот, отрасль столкнулась с
практическими ограничениями, так как популярность сотовой радиосвя-
зи в 90-х годах быстро возросла. С сотами, размеры которых делались
меньше и меньше становилось все труднее и дороже размещать базовые
станции в наиболее удобных местах. Это в первую очередь относится к
20
-г- Клица 1-2.2. Типы аналоговых сотовых систем первого поколения, исполь-
ог?„.,,мхся в разных странах в 1992 г. (Из [309] )
Наименование системы Страны
AMPS C-450/NETZ-C NAMTS NMT-450 и NMT-900 TACS Австралия, Гонконг, Канада. Новая Зеландия, Таиланд Германия Кувейт, Япония Австрия, Бельгия, Дания. Индонезия, Исландия, Ис- пания, Китай, Люксембург, Малайзия, Нидерланды, Норвегия, Оман, Саудовская Аравия Таиланд, Тунис, Турция, Финляндия. Франция, Швейцария, Швеция Великобритания Гонконг, Китай Мальта, Объединен- ные Арабские Эмираты, Республика Ирландия
крупным, перенаселенным городам, где потребности в емкости наиболее
насущны. К тому же, оказывается имеются довольно серьезные, свя-
занные с помехами ограничения относительно того, насколько малых
размеров могут быть соты аналоговых ЧМ систем первого поколения.
Эти практические ограничения оставили емкость сотовых систем значи-
тельно ниже предполагаемой первоначально и запрашиваемой рынком
Выгодность сотовой системы первого поколения в Европе снижа-
лась также из-за увеличения числа несовместимых стандартов, которые
делают невозможным для человека использование одного и того же со-
тового телефона в разных странах. Эти ограничения послужили причи-
ной разработки сотовых систем второго поколения с целью достижения
большей емкости и улучшенной совместимости.
Выбор цифровой технологии в последующих поколениях сотовых
систем является фундаментальным и, вероятно, необратимым решени-
ем. Комитеты, занимавшиеся международной стандартизацией для со-
товых систем второго поколения, выбрали цифровые системы. Одним из
наиболее привлекательных аспектов цифровых методов передачи явля
ется то, что они более эффективны в условиях сильных помех и обеспе-
чивают более высокую емкость систем, нежели аналоговые методы Ци
фровая обработка сигналов (ЦОС) и методы цифровой связи приводят
к новым применениям, включая мобильный компьютер факсимильный
аппарат и другие мобильные услуги по обработке информации. Высокая
помехоустойчивость позволяет следующим поколениям сотовых систем
значительно превзойти пределы емкости аналоговых систем. Преимуще-
ства цифровой реализации основаны также на том обстоятельстве, что
Цифровая техника переживает быстрые и впечатляющие темпы улуч-
шения характеристик, снижения стоимости и потребляемой мощности
Преимущества цифровых методов, применяемых в сотовых системах,
сводятся к следующему.
• Цифровая модуляция. Новейшие методы цифров.ой модуляции по-
зволяют повысить эффективность использования частотного спек-
тра по сравнению с аналоговыми методами
• Цифровое кодирование речи с более низкими скоростями. Низко-
скоростное кодирование речи совместно с методами цифровой мо-
21
дуляции позволяет передавать несколько речевых каналов на од
ной несущей, увеличивая тем самым эффективность использова-
ния спектра.
• Снижение потерь емкости на сигнализацию. Аналоговые системы
в этом отношении не эффективны. 1/1э 333 каналов, первоначально
выделенных для системы AMPS, 21 канал требовался для устано-
вления соединений. Эти затраты снижают полезную емкость систе
мы с ограниченной полосой частот. Применяя цифровые методы
для синхронизации, передачи управляющих сообщений и контроля
параметров, потери можно значительно снизить.
• Робастные методы кодирования источника и канального кодирова
ния. Эти методы, пригодные для цифровой передачи речи или дан-
ных, улучшают характеристики подвижной связи.
• Более высокая помехоустойчивость. Цифровые системы имеют бо-
лее высокие характеристики по сравнению с аналоговыми система-
ми в условиях сильных соканальных помех (CCI) и помех по соседне-
му каналу (ACI) Это одна из решающих причин в пользу принятия
цифровой технологии для второго и третьего поколений сотовых
систем. Цифровые системы, вероятно, должны функционировать в
условиях значительно более сильных соканальных помех, что даст
возможность проектировщикам уменьшать размер сот и расстояние
между сотами, повторно использующими одни и те же частоты, и
даже упрощать структуру переиспользования частот. Эти ключевые
параметры и указанные геометрические изменения увеличивают об-
щую емкость сотовых сетей подвижной связи.
• Гибко изменяемая ширина полосы частот. Предопределенная, фик-
сированная ширина полосы РЧ приводит к неэффективному исполь-
зованию спектра, поскольку не позволяет абонентам подстроить по-
лосу и временные параметры под действительные потребности свя-
зи. Цифровые системы позволяют относительно легко реализовы-
вать архитектуры с гибко изменяемой шириной полосы
• Введение новых услуг. Цифровая технология позволяет вводить но-
вые услуги, которые не поддерживались AMPS и другими анало-
говыми системами, например аутентификацию, передачу данных,
шифрование речи и данных и другие возможности цифровой сети
с интеграцией служб (ЦСИС)
• Повышенная эффективность управления доступом и передачей вы-
зова. Для фиксированного распределения спектра большое увели-
чение емкости подразумевает соответствующее уменьшение разме-
ров сот. Это значит, что нагрузка на каналы сигнализации возра-
стает, так как происходит более частая передача вызова В каждой
соте базовая станция должна обрабатывать большее количество за-
просов на доступ и регистрацию от всей совокупности едущих и
идущих абонентов. Эти функции могут выполняться легко и бы-
стро с помощью цифровых методов, но быть слишком сложными
для реализации аналоговыми методами
22
Таблица 1.2.3. Характеристики цифровых сотовых систем второго поколе-
ния с многостанционным доступом на основе частотного (МДЧРК) и временного
ШДВРК) разделения каналов (п — подвижный объект; б — базовая станция или
пункт доступа). (Из [309].) ________________ __________________________
Наименование системы Частота, МГц Ширина полосы частот канала, кГц Скорость передачи, кбит/с Вид модуляции Схема доступа
[S-54 (North American Digital Cellular, NADC) 824.. .849 п-б 869. ..894 6-п 30 48,6 тг/4-DQPSK / МДВРК, 3/6 каналов на несущую
Japanese Digital Cellular (JDC) 810. ..915 п-б 940. . .960 б-п 25 42 тг/4-DQPSK МДВРК. З/б
GSM CT-2 DECT 890. ..915 п-б 200 100 1728 270,8 72 1152 GMSK Двоичная FSK GMSK МДВРК. 8/16 МДЧРК МДВРК. 12/24
Табл. 1.2.1, 1.2.2 и 1.2.3 иллюстрируют несовместимость аналого-
вых и цифровых сотовых систем, которые используются по всему миру.
К первому поколению аналоговых систем 80-х годов относятся узкопо-
лосная AMTS (частотный разнос каналов 25 кГц) и AMPS (Advanced
Mobile Phone System) [11]. Цифровые сотовые системы второго поколе-
ния соответствуют, по крайней мере, трем стандартам: один для Европы
и для международного использования — GSM (Group Special Mobile),
известный также как Global Mobile System; один для Северной Америки
— IS-54, и один для Японии — JDC (Japanese Digital Cellular). Стан-
дарты второго поколения бесшнурового телефона включают в себя СТ-
2 (Cordless Telephone-2) и DECT (Digital European Cordless Telephone).
Сводка характеристик этих цифровых систем второго поколения пред-
ставлена в табл. 1.2.3. Многочисленные сокращения, понятия и методы,
внесенные в зту таблицу, а также последние разработки поясняются в
последующих главах этой книги.
Если стандарты сотовых систем второго поколения в Европе и Япо-
нии были разработаны для новых сотовых систем, работающих в новых
отведенных для них частотных диапазонах и в частично перекрываемых
старых, то североамериканский стандарт предусматривает два режима
работы. Он включает в себя стандарт первого поколения AMPS и до-
бавляет возможность цифровой передачи речи для нового абонентского
оборудования. Таким образом, IS-54 — североамериканский цифровой
сотовый стандарт (NADS) скорее улучшает действующую технологию,
нежели заменяет ее.
Система GSM действует в Европе с начала 90-х годов Система
NADC также обслуживает абонентов, начиная с 1992 г. Информацион-
иые радиосети второго поколения на основе стандарта СТ-2 в настоящее
время действуют в Великобритании В конце 90-х годов выделены ча-
стотные диапазоны для стандарта DECT
1.2.3.3. Третье и последующие поколения сотовых, радио и
персональных систем подвижной связи (1995-2010 гг.). Сотовые
23
системы третьего поколения используют улучшенный метод многостан-
ционного доступа на основе временного разделения каналов (МДВРК),
многостанционный доступ на основе кодового разделения каналов (МД-
КРК), а также системные архитектуры с многостанционным доступом на
основе контроля конфликтов (МДКК) и расширения спектра сигналов
и многостанционного доступа на основе частотного разделения каналов
(МДЧРК) с узкополосными цифровыми несущими [71, 283, 336]. Тре-
тье и последующие поколения служб персональной связи описываются
в последующих главах, особенно подробно — в гл. 9.
ч
1.2.4. Службы подвижной связи,
отличные от сотовых
Наряду с аналоговыми и развивающимися цифровыми сотовыми си-
стемами связи сегодня функционирует множество других служб подвиж-
ной связи. Их пользователями являются небольшие компании такси и
коммунальных услуг, персонал пожарных служб, полиции, медицинских
учреждений и аварийных служб, а также национальные операторы пар-
ков большегрузных сухопутных и морских транспортных средств.
1.2.5. Поисковый вызов (пейджинг)
Пейджинг представляет собой простейшую концепцию связи из всех
основных организованных подвижных радиослужб. Это ограниченная
форма подвижной радиосвязи не имеющей двустороннего соединения
Пейджинговая система передает принимающей стороне сигнал тревоги,
знакомый голос или буквенно-цифровое сообщение. Это служит сиг
налом того, что принявший пейджинговое сообщение должен связаться
по телефону или другим способом с известным ему пунктом. Изред-
ка сообщаются краткие указания.
Пейджинговые системы можно разделить на две категории: частные
(локальные) системы и системы общего пользования (протяженные).
Частные системы, например система, обслуживающая какой-нибудь гос-
питаль, передают небольшую нагрузку в форме данных и используют
один или несколько передатчиков малой мощности. Входящие сообще-
ния направляются оператором вручную или через учрежденческие АТС
(УАТС), причем передача осуществляется немедленно С другой сто-
роны, частные протяженные пейджинговые системы могли бы нести и
большую нагрузку данных с сообщениями, исходящими от коммутиру-
емой телефонной системы общего пользования или какой-нибудь сети
передачи данных. Эти сообщения ставятся в очередь и затем передаются
группами. Для покрытия протяженной зоны может также использовать-
ся большое число передатчиков средней или большой мощности.
Первые пейджинговые системы были развернуты в одном из лон-
донских госпиталей в 1956 г. Первая протяженная пейджинговая систе-
ма была разработана в Соединенных Штатах и Канаде в начале 60-х
годов. В Европе протяженные пейджинговые системы были введены в
Голландии, Бельгии и Швейцарии в 1964-1965 гг.
24
Самые ранние пейджинговые системы использовали цепи тональ-
ной частоты, которые были размещены вокруг зданий. Позже систе-
му изменили и стали использовать несущую 35 кГц. модулированную
сигналами тональной частоты. Так как возросла потребность в протя-
женном покрытии, с несущей частоты 35 кГц перешли на радиочастоты
в диапазоне от 80 до 1000 МГц.
Крупнейшим оператором в Европе является, по-видимому, компа-
ния British Telecom, обслуживающая более 400000 пейджеров. В Со-
единенных Штатах к 1988 г. было значительно более 2 млн. пользо-
вателей пейджеров протяженных систем, а в Японии — более 1,5 млн.
Во всем мире в первой половине 90-х годов по оценкам насчитывалось
более 9 млн. пейджеров.
Поисковый вызов можно комбинировать с системами сотовой или
иной подвижной связи или же совмещать с ними. Пользователь мо-
жет оповещаться о входящих телефонных вызовах и отвечать на вы-
зов позже в удобное время. Кроме того, пейджер может быть встроен
в носимый приемник. Комбинированный сервис может также исполь-
зоваться, чтобы устанавливать контакт с водителями, находящимися в
отдалении от своих автомашин.
1.2.6. Профессиональная подвижная радиосвязь
Системы профессиональной подвижной радиосвязи - PMR (Private
Mobile Radio) работают в отдельных частях ОВЧ и УВЧ диапазонов с
эффективной излучаемой мощностью (ЭИМ) передатчиков от 5 до 25
Вт в зависимости от зоны действия. Используются AM и ЧМ, однако
в диапазоне УВЧ используется только ЧМ В типичной системе PMR
одна фиксированная станция осуществляет связь с некоторым количе-
ством подвижных объектов Если зона действия мала, то, в отличие
от сотовых систем, обычной является прямая связь между подвижными
объектами. Чтобы покрыть протяженную зону, используется несколь-
ко базовых станций.
Покрытие протяженной зоны достигается не с помощью схемы по-
вторного использования частот, что характерно для сотовых систем, а
использованием всех имеющихся в наличии каналов всеми базовыми
станциями. Возможна синхронная работа базовых станций (все базовые
станции используют точно одни и те же частоты), однако это требует
специального дорогостоящего оборудования. Кроме того, в зонах ча-
стично совпадающего радиопокрытия образуются стационарные интер-
ференционные структуры благоприятного и неблагоприятного характе-
ра, и поэтому в автомобиле, припаркованном в такой зоне, может быть
полностью потерян прием. В связи с этим часто используется кваэисин-
хронный режим работы базовых станций, т е. частоты передатчиков на
каждой станции смещены друг относительно друга на величину от 0,5
До 40 кГц. Хотя в перекрывающихся эонах прослушивается сигнал бие-
ний, его уровень значительно ниже уровня звукового сигнала подвижной
25
связи. Теперь интерференционные структуры благоприятного и небла-
гоприятного характера также не неподвижны, а перемещаются в пере-
крывающихся зонах радиопокрытия, и в неподвижных автомобилях на-
блюдаются только флюктуации уровня принимаемого сигнала.
1.2.7. Спутниковые подвижные системы
Подвижная спутниковая связь особенно важна для путешественни-
ков на дальние расстояния в тех частях мира, которые не могут обслу-
живаться обычными сухопутными системами связи. Спутниковые линии
значительно улучшают условия управления воздушным движением, на-
вигации и спасения на трансокеанских воздушных и морских маршрутах,
которые обслуживались ненадежной КВ связью.
Эксперименты с подвижной спутниковой связью были проведены
в 60-х — начале 70-х годов, но только в 1979 г. была учреждена Ме-
ждународная морская спутниковая организация (ИНМАРСАТ) для обес-
печения первой подвижной спутниковой службы. Техническая осуще-
ствимость подвижной спутниковой связи для систем аэронавтики была
доказана в начале 70-х годов с использованием спутника ATS-6 Наци-
онального управления по аэронавтике и космонавтике (НАСА). В 1983
г. Международная организация гражданской авиации (ИКАО) образова-
ла комиссию по изучению возможностей систем воздушной навигации и
радиосвязи. К началу 90-х годов стандарты для сухопутной подвижной
спутниковой связи были в гораздо меньшей степени разработаны, неже-
ли стандарты и для систем аэронавтики, и для морских систем [309].
Службы подвижной спутниковой связи в интересах аэронавтики
обеспечивают передачу данных для экипажей самолетов, голосовую
связь в кабине самолета и телефонную связь для пассажиров Лиде-
ром в развитии всемирной системы спутниковой связи для аэронавтики
является ИНМАРСАТ.
Система морской связи ИНМАРСАТ Стандарта А обеспечивает те-
лефонные и телексные услуги Стандарт А это, в основном, аналоговая
ЧМ система, хотя имеется также служба передачи данных со скоростью
56 кбит/с. Размеры и стоимость терминального оборудования Стандар-
та А велики, поэтому оно устанавливается только на крупных судах.
Позднее была введена служба передачи низкоскоростных данных (Стан-
дарт С), обеспечивающая телексные и радиовещательные каналы связи;
меньшие габариты и пониженная стоимость позволяют устанавливать
эту аппаратуру на небольших судах. В начале 90-х г. была разрабо-
тана полностью цифровая система (Стандарт В), предусматривающая
дополнительные услуги и подсоединение к ЦСИС.
С 1988 г. действует система компании Geostar под названием RDSS
(Radio Determination Satellite System), которая была первой националь-
ной спутниковой системой предназначенной для обеспечения регуляр-
ного обслуживания мобильных пользователей в пределах Соединенных
Штатов. Эта единая спутниковая система выполняет функции радио-
навигации, определения местоположения и передачи сообщений. В ра-
диочастотной полосе шириной 16 МГц в системе передаются сигналы
26
с прямым расширением спектра, полученные путем двоичной фазовой
манипуляции (BPSK) несущих кодовой последовательностью.
В 1989 г. в Соединенных Штатах и Европе введена в эксплуатацию
система OmniTracs компании Qualcomm, Inc., система двусторонней по-
движной спутниковой связи и передачи сообщений о местоположении
транспортных средств в пути. В этой системе используются методы пря-
мого расширения спектра, рассматриваемые в гл. 6. Сигнал занимает
полосу шириной 1 МГц. Австралийская система MOBILESAT обеспечи-
вает службы коммутируемых каналов речи, данных и коммутируемых
пакетов данных для пользователей на суше, море и в воздухе. Систе-
ма поддерживает передачу речи в цифровой форме со скоростью 4,8
кбит/с в каналах с шириной полосы 5 кГц.
Компании Telesat Mobile Inc. (TMI) и American Mobile Satellite
Corporation (AMSC) получили разрешение обеспечивать услуги подвиж
ной спутниковой связи в Канаде и Соединенных Штатах. В 1995 г. по-
явились действующие системы, использующие 16-позиционную квадра-
турную AM (16-QAM) с решетчатым кодированием для передачи речи
со скоростью 4,8 кбит/с в каналах с шириной полосы 5 кГц
1.3. Частотные диапазоны для подвижных
спутниковых служб и систем со
спутниками на низких и средневысотных
земных орбитах
На Всемирной радиоконференции в 1992 г. (ВАРК'92) под эгидой
Международного союза электросвязи (МСЭ) было решено распределить
дополнительный частотный спектр службам, которые поддерживают по-
движные и подвижные спутниковые применения [272]. Многие из реше-
ний ВАРК'92 и сегодня оказывают большое влияние на то, как в Соеди-
ненных Штатах и во всем мире обеспечиваются услуги подвижной связи
Ключевым элементом предложений США на конференции ВАРК'92
было получение дополнительных участков спектра для ряда подвижных
спутниковых служб. Эти службы зависят от технологий, таких как кон-
струирование и запуск спутников, разработка полупроводниковой эле-
ментной базы и компьютерное прикладное программное обеспечение
Гибкость, которую Соединенные Штаты проявляют при использовании
спектра, выделенного существующим сухопутным подвижным службам,
а также эти дополнительные полосы частот, распределенные подвиж-
ным спутниковым службам (MSS), обеспечивают условия, необходимые
Для эффективного ввода новых подвижных служб (MS) и MSS [272].
В результате принятых решений ВАРК'92 были внесены изменения
в таблицы частотных распределений, составляющие главную часть Ре-
гламента радиосвязи. Эти таблицы используются для того, чтобы регу-
лировать процедуру частотных присвоений и выдачи лицензий на услуги
Радиосвязи во всем мире.
27
Таблица 1,3.1. Системы подвижной связи с низкоорбитальными (LEO) и среднеорбитальными (МЕО) спутниками, предложенные
на рассмотрение ВАРК'92 [273]
Характеристики системы Система (фирма)
Iridium (Motorola) Odyssey (TRW) Ellipsat (Ellipsat Corp.) Giobar Star (Loral. Qualcomm) Aries (CCI Constellation Comm. Inc.)
Число спутников 77 12 6 24 48
Класс LEO МЕО LEO LEO LEO
Срок «жизни» лет 5 10 3 7,5 5
Высота орбиты, км 755 10600 2903/426 1390 1000
Вид орбиты Круговая Круговая Эллиптическая Эллиптическая Круговая
Начальная геогра- фическая зона по- крытия Глобальное покрытие Континентальная часть США, остров- ная часть США, Европа, Азиатско- Тихоокеанский реги- он Континентальная часть США, островная часть США Континентальная часть США Континентальная часть США островная часть США
Рынки услуг Речевая связь, по- добная сотовой; опре- деление местополо- жения; пейджинг, пе- редача сообщений и данных Речевая связь, по- добная сотовой определение ме- стоположения, пей- джинг; передача со- общений и данных Речевая связь, по- добная сотовой; определение место- положения, пей- джинг, передача сообщений Речевая связь, по- добная сотовой; определение ме- стоположения; пей- джинг; передача со- общений Речевая связь, по- добная сотовой определение ме- стоположения; пейджинг; переда- ча сообщений
Стоимость 1 мин разговора, долл 3,00 0,60 0,40. 0 50 0,30 -
Типы абонентских терминалов Стоимость, долл.; потребляемая мощ- ность, Вт Диапазоны частот линий вверх линий вниз Метод доступа Класс ракетоноси- теля Год начала работы Носимые, автомобиль- ные, транспортируе- мые 3500; 0,4 Диапазон L (1616,5.. 1626,5 МГц) Диапазон L МДКРК TBD 1997 Носимые, автомо- бильные, транспор- тируемые 250. . .350; 0,5 Диапазон L Диапазон S (2483,5.. .2500 МГц) МДКРК Атлас 2 Середина 1996 Автомобильные, 1 транспортируемые 1000 или 300; 6 Диапазон L Диапазон S МДКРК Дельта или Пегас Конец 1993, первая фаза Носимые, автомо- бильные, транспор- тируемые 500...700; 1 Диапазон L Диапазон L с фи- дерными линия- ми диапазона С (5199,5...5216 и 6525 . .6541 МГц), диапазоны L и S диапазоны L, диапа- зон L с фидерными линиями диапазонов С и S МДКРК Дельта или Ариан Середина 1997 Автомобильные транспортируемые 1500; 2 Диапазон L Диапазон S МДКРК Дельта или Атлас Начало 1996
Таблица 1.3.2. Распределение частотных диапазонов в соответствии с решени-
ями ВАРК'92 МСЭ. (Из [272].)
Предложения США Решения ВАРК'92
1850. .1900 МГц U (на первичной основе) Подвижная спутниковая служба 2110. ..2130 МГц 1 (на первичной основе) Подвижная спутниковая служба 2160...2180 МГц 1 (на первичной основе) Подвижная спутниковая служба 2390. ..2430 МГц 1 (на первичной основе) Подвижная спутниковая служба 2483.5. ..2500 МГц 1 (на первичной основе) 2500. ..2535 МГц 1 (на первичной основе) Подвижная спутниковая служба 2655. .2690 МГц 1 (на первичной основе) 1930.. .1970 МГц 1 (Район 2) Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8 1970.. .1980 МГц 1 (Район 2) Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8 1980. ..2010 МГц | Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8 2120.. .2160 МГц 1 (Район 2) Подвижная спутниковая служба на вторичной основе 2160.. .2170 МГц 1 (Район 2) Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8 2170.. .2200 МГц 1 Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8 Не согласовано 2483,5.. .2500 МГц 1 (на первичной основе) Координация согласно резолюции СОМ 5/8 2500...2520 МГц 1 Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8 2670. . 2690 МГц Т Подвижная спутниковая служба на первичной основе Координация согласно резолюции СОМ 5/8
Решения ВАРК'92 описываются в соответствии с типами рассматри-
ваемых телекоммуникационных служб, включая MS и MSS. В табл 1.3.1
представлены характеристики предложенных ниэкоорбитальных (LEO)
спутниковых систем подвижной связи для частотных диапазонов выше
1 ГГц В табл. 1.3.2 освещаются предложения США и решения ВАРК’92.
Подвижная связь на основе низкоорбитальных спутников могла бы
оказаться экономически эффективным решением для пользователей по-
движных систем передачи речи и данных, подобных сотовым, а также
для появляющихся систем персональной связи (PCS). Например, систе-
ма Odyssey компании TRW (табл. 1.3.1) могла бы первоначально обслу-
живать Европу, Азию и Тихоокеанский регион с подвижными портатив-
ными или автомобильными абонентскими терминалами речи и данных,
стоимость которых оценивается в пределах 250. ..350 долл. Эта стои-
мость конкурирует со стоимостью многих обычных цифровых, сотовых
и подвижных портативных терминалов для сухопутных служб.
30
1.4. Системы персональной радиосвязи.
Универсальные цифровые системы
персональной связи
В настоящее время мы подходим к важнейшему рубежу, определяе-
мому понятием связи, независимой от взаимного местонахождения свя-
зывающихся субъектов Развивающаяся концепция систем персональной
связи (PCS) и сетей персональной связи (PCN) предоставляет абонен-
там свободу передавать информацию любого вида между любыми двумя
пунктами независимо от того, где физически находятся абоненты: в по-
мещении или вне его, в автомобиле в оживленном городе или в сельской
местности, в самолете, на море, в неподвижном состоянии или когда они
передвигаются со скоростью сотен миль в час в скоростном экспрессе
Благодаря деятельности международной группы по согласованию
разрабатываемых сейчас стандартов различные сети PCS в разных стра-
нах могли бы быть объединены в единую мировую систему [273]. Раз-
витие всемирной системы, названной Будущей системой сухопутной по-
движной связи общего пользования (Future Public Land Mobile Telecom-
munications System, FPLMTS), координируется BAPK — постоянной ко-
миссией МСЭ.
Фактическое развертывание и работа такой глобальной системы
планируется в XXI веке Тем не менее, широкое распространение со-
товых и бесшнуровых телефонных систем является основным этапом
в направлении к этой цели. Дефицит пригодных участков частотного
спектра стесняет развитие PCS многими путями. Невозможно сказать,
какой объем спектра потребуется, чтобы обеспечить глобальные PCS.
Ответ зависит от типа используемой технологии, предоставляемых услуг
и требований пользователей к системе Решение проблемы дефицита
спектра заключается в том, чтобы найти альтернативы, которые исполь-
зуют имеющиеся в распоряжении диапазоны частот более эффективно.
В качестве приемлемых технологий для будущих поколений систем
подвижной связи особо привлекательными кажутся методы многостан-
ционного (множественного) доступа с временным разделением каналов
(МДВРК) в сочетании с расширением спектра путем «медленной» про-
граммной перестройки частоты (slow frequency hopping spread-spectrum,
SFH-SS) и методы многостанционного доступа с прямым расширением
спектра, такие как многостанционный доступ на основе кодового раз-
деления каналов (МДКРК). Эффективность этих методов можно ил-
люстрировать емкостью аналоговой сотовой системы стандарта AMPS
в Лос-Анджелесе, которая обслуживает 500000 абонентов, при этом те-
оретически их количество может быть увеличено до 10 млн., если ис-
пользовать МДКРК или улучшенный метод МДВРК (advanced TDMA),
Причем без занятия новых участков спектра. Для некоторых применений
Цифровых PCS с повышенной емкостью рассматриваются также следу-
ющие цифровые методы многостанционного доступа:
31
Рис. 1.4.1. Фиксированное радиооборудование, обеспечивающее подвижную
связь и представляющее собой часть телефонной сети. Основано на концепции ком
пании Bellcore «Критерии общей структуры» [15]
• МДВРК с временным дуплексированием (TDMA-TDD);
• МДВРК с частотным дуплексированием (TDMA-FDD);
• МДВРК с медленной программной перестройкой рабочей часто
ты (SFH-TDMA),
• МДКРК (CDMA).
Так как имеет место эволюционное сближение проводных сетей с
ЦС1/1С, то расширяющийся спектр услуг, которые становятся возможны-
ми благодаря цифровому соединению из конца в конец, должен быть
доступен и абонентам сотовых сетей и PCS Абоненты новых PCS долж-
ны иметь возможность пользоваться компьютерами класса laptop, пор-
тативными факсимильными аппаратами (FAX) и другими подобными
устройствами, включая телефон, также эффективно, как ими пользу
ются в сегодняшних проводных сетях.
На протяжении 90-х годов сложились различные взгляды на персо
нальную связь, которые отражены на рис. 1.4 1, 1.4.2 и 1.4.3. В общем
смысле PCS должна заключать в себе интеграцию многих концепций,
32
и*
НИ Вынесенный порт
Рис. 1.4.2. Беспроводный доступ с многопользовательским радиопортом (один
из вариантов, рассматриваемых компанией Bellcore [15])
продуктов и систем в одной взаимосвязанной и взаимодействующей се-
ти [15]. Должны быть взаимосвязаны и оптимизированы для своих
специфических применений и условий несколько различных беспровод-
ных, или бесшнуровых (tetherless, cordless) устройств и проводных сетей
связи. Термины беспроводной и бесшнуровой указывают на то, что
пользователь свободен от проводного соединения или шнура. Видение
PCS, демонстрируемое компанией Bellcore и рядом других корпораций и
инженеров, предполагает возможность для человека инициировать или
получать вызовы (речевые) и другую информацию, включая компьютер-
ные данные и факсимильные сообщения, в границах зон с приемлемой
плотностью населения или вдоль магистралей, соединяющих эти зоны.
Некоторые обширные районы мира слишком малонаселенны, чтобы их
обслуживание системами сухопутной подвижной сотовой радиосвязи бы-
ло экономичным. Подобные зоны со временем могут обслуживаться и
соединяться между собой подходящими для такого применения высо-
коспециализированными подвижными спутниковыми системами, кото-
рые должны быть интегрированы в общую взаимодействующую сеть
33
Рис. 1.4.3. Представление подвижной связи, обеспечиваемой глобальной пер-
сональной службой (PCS) с использованием созвездия спутников, вращающихся по
средневысотным орбитам (МЕО) вокруг Земли (система Odyssey компании TRW). На-
числение оплаты услуг производится в соответствии с тарифами наземной службы.
Предоставляются услуги по передаче высококачественной речи, данных, информа-
ции о местонахождении и коротких сообщений. (Из [271].)
Рис. 1.4.3 иллюстрирует представление компании TRW о созвездии гло-
бальной спутниковой подвижной PCS, названной Odyssey [272] Эта кон-
цепция персональной связи предполагает беспроводной доступ к взаи-
модействующей сети внутри больших зданий, в торговых центрах, в пре-
делах аэропортов, в автомобилях, поездах, самолетах и спутниках и по
месту жительства Эта концепция интегрированной, взаимодействую-
щей сети не подразумевает, что все подсети, системы и элементы этой
общей сети принадлежат одной коммерческой организации или упра-
вляются ею. Однако эффективное взаимодействие подсетей потребует
стандартизации интерфейсов и протоколов.
Добровольное следование стандартам способствует расширению об-
щего рынка и приемлемости для клиентов услуг связи и оборудования.
Эта практика позволяет унифицировать PCS, способы размещения ка-
налов, критические уровни мощности, способы доступа к спектру и дру-
гие физические параметры, а также протоколы сигнализации на всех
уровнях [15].
34
1.5. Стандарты: важность национальной
и международной стандартизации
Обычно стандарты помогают обеспечить:
• большое разнообразие продукции и услуг для клиентов;
• способность взаимосвязанной работы продукции и служб от раз-
ных поставщиков;
• более легкий выпуск техники PCS на национальный рынок;
• здоровую конкуренцию между поставщиками, что, в свою очередь,
может вести к меньшей стоимости и улучшенному качеству продукции;
• совершенствование и введение новшеств согласно общепринятым
нормам;
• более доступные услуги потребителям.
Желательно также иметь:
• международный интерфейсный стандарт;
• национальные стандарты для сетевого интерфейса и интерфейса
порта, а также для работы сети;
• международные стандарты и соглашения по межсетевому обме-
ну и выписыванию счетов для оплаты, чтобы облегчить передвижение
пользователей по всему миру;
• рекомендованную стандартом системную архитектуру для новых
методов доступа.
В мире растет количество групп действующих в области стандар-
тов, которые обращаются к отдельным аспектам PCS. К таким груп-
пам относятся Международный союз электросвязи (структурное под-
разделение ООН), Международный консультативный комитет по ра-
диосвязи (МККР) и его Временная рабочая группа (Interim Working
Party, IWP), американская Ассоциация электронной промышленности
(Electronic Industries Association, EIA), Ассоциация телекоммуникацион-
ной промышленности (Telecommunication Industry Association, TIA), Ме-
ждународный консультативный комитет по телеграфии и телефонии
(МККТТ), Комитет по стандартам Т-1 Американского национально-
го института по стандартизации (American National Standards Institute,
ANSI) и Комитет по беспроводному доступу 802.11 Института инжене-
ров электротехники и электроники (Institute of Electrical and Electronics
Engineers, IEEE).
Было бы идеальным иметь единственный стандарт для цифровых
беспроводных национальных и международных глобальных PCS. Однако
это противоречит потребностям рынка оборудования [216]. Его громад-
ный рост уже вызвал появление многих новых приложений и разработку
нескольких новых стандартов, чтобы поддержать эти новые приложе-
ния И хотя один стандарт мог бы привести к наибольшей экономии
за счет масштаба производства, такое положение замедлило бы темпы
появления инновационных решений и применений. Процесс разработки
новых стандартов занимает несколько лет, и если какой-нибудь стан-
дарт не принят всеми, кого он касается, одним и тем же потребителем
м°жет использоваться несколько стандартов.
35
1.6. Мобильные персональные
компьютеры и системы персональной
связи
Мобильные компьютеры — это небольшие, обычно портативные
устройства, которые используются на расстоянии от офисного настоль-
ного компьютера. Они представляют наиболее быстрорастущий сегмент
компьютерной индустрии и согласно некоторым прогнозам к концу 90-х
годов их количество может составить до половины общего объема про-
изводимых компьютеров (рис. 1.6.1)
Имеются компьютеры еще меньших размеров и более мобильные
нежели компьютеры класса laptop (наколенные) Ноутбуки, субноутбу
ки, ручные (palmtops) и карманные (handhelds) компьютеры и персо-
нальные цифровые секретари (personal digital assistants) которые объ
единяют функции органайзера, пейджера и сотового телефона, — все
это пользующиеся популярностью, модернизированные компьютеры.
Аналитики прогнозируют громадный рост рынка этих новых персо-
нальных компьютеров (PC). Компьютеры класса laptop, хотя и порта-
тивны создают большие неудобства и функционируют в основном как
настольные компьютеры, в то время как новые компьютеры спроекти-
рованы для удобного использования теми, кто перемещается в процессе
работы. Руководители отделов продажи, встречающиеся с клиентами,
инженеры, планирующие производственные совещания, исследователи
регистрирующие данные лабораторных и полевых измерений, врачи
Настольные компьютеры
Год
Компьютеры типа laptop
и ноутбуки
Компьютеры типа
«вертикальное перо»
Компьютеры типа
«горизонтальное перо»
Рис. 1-6.1. Темпы роста производства мобильных компьютеров различных ти-
пов компоновки Маленькие, портативные и часто карманные устройства и ручные
компьютеры представляют наиболее быстрорастущий сегмент компьютерной инду-
стрии. Для большинства этих компьютеров в PCS требуются радиолинии подвиж
ной связи
36
и медсестры, проводящие обход больных в госпитале, эксперты по стра-
ховым искам, осматривающие поврежденные объекты, водители грузо-
виков и складские служащие, занятые управлением запасов, адвокаты,
восстанавливающие данные во время судебных заседаний, — все они
могут очень выиграть если имеют в своем распоряжении новые мо-
бильные компьютеры.
Мобильные компьютеры зачастую работают когда человек стоит
или идет Пользователь может держать компьютер в одной руке, как
можно держать папку, блокнот или сотовый телефон, и работать дру-
гой рукой С компьютерами класса laptop это невозможно. Чтобы быть
удобными и удовлетворять требованиям работающих с ними, мобильные
компьютеры должны быть меньше, легче, прочнее и проще в работе. Ча-
сто пользователям в равной мере будет необходим передвижной и гибкий
доступ к удаленным базам данных и центральным ЭВМ с помощью бес-
проводных сетей, обычно в форме подвижных радиосетей, соединенных
с национальными и международными коммутируемыми телефонными
сетями общего пользования (КТС ОП)
1.6.1. PCMCIA: Стандартизация Международной
ассоциации производителей карт памяти для
персональных компьютеров
Чтобы сделать мобильные компьютеры удобными, имеется целый
ряд компьютерных и смешанных (компьютер — подвижная связь) тех-
нологий.
• перьевой ввод и распознавание речи может привести к замене клави-
атуры и сделать компьютеры более удобными и функциональными,
• радиосвязь позволяет пользователям обмениваться информацией в
пределах комнаты, здания университетского городка, города, стра-
ны или по всему миру,
• малогабаритные, более современные микропроцессоры с расширен-
ной компактной памятью для хранения больших объемов инфор-
мации и современные системы радиосвязи могут обрабатывать и
передавать данные более эффективно,
• новые технологии, производства элементов питания и эффективное
программное обеспечение для управления мощностью позволяют
компьютерам и подвижным сотовым или PCS работать на одной
зарядке батарей более длительные периоды времени.
Главная цель стандартизации — дать возможность производителям
систем и карт памяти создавать продукцию, с которой могут работать
конечные пользователи, не знакомые с лежащей в ее основе технологи-
ей Важная дополнительная цель появляющихся стандартов состоит в
том, чтобы обеспечить возможность свободного обмена PC-картами ме-
жду множеством типов компьютерной и некомпьютерной потребитель-
ской продукции, включая оборудование радиосвязи, плееры электрон-
ных книг и цифровые фото-, кино- и телекамеры.
Чтобы обеспечить эффективную стандартизацию этих объектов
и требований к системам, продукции и технологиям, представители
37
промышленности в 1989 г. образовали Международную ассоциацию
производителей карт памяти для персональных компьютеров (Personal
Computer Memory Card International Association, PCMCIA). Цели ассоциа-
ции заключаются в установлении всемирного стандарта для карт памяти
для PC и оказании ему активной поддержки.
1.7. Рынок сотовой связи США и мировой
рынок
В начале 90-х годов наблюдался впечатляющий рост рынка сотовой
связи США, несмотря на распространенные ожидания того, что эко-
номический спад в основных отраслях промышленности, связанных со
сферой конечного пользователя (таких, как недвижимость, торговля и
строительство), должен был замедлить этот рост Как раз когда про-
мышленность сотовой связи продолжала преследовать свою цель — со-
здание общенациональной взаимодействующей сети США, росло давле-
ние направленное на то, чтобы заменить аналоговые сотовые системы
новой цифровой технологией и тем самым смягчить нехватку каналь-
ной емкости. Переход от аналоговой техники к цифровой в том же
выделенном спектре был одной из самых важных проблем, с которой
столкнулась отрасль [128 129].
Согласно данным Ассоциации промышленности сотовых телеком-
муникаций (CTIA) в середине 1991 г. количество абонентов в США до
стигло 6,4 млн. С ежемесячным приростом 180000 (почти на 30 % вы-
ше показателей 1990 г.) общее количество абонентов к концу 1991 г.
выросло почти до 7 4 млн., что означало годовой рост на 40 % Нако-
пленные капитальные вложения возросли в 1991 г. более чем на 30 %
и превысили 8 млрд долларов.
В США во всех 305 крупных городах действуют две получившие
лицензии компании-оператора, обслуживающие более 75 % всего насе-
ления страны. В дополнение к этому теперь такая же служба имеется
в более чем половине малонаселенных районов обслуживания (RSA).
Средняя стоимость местного сотового сервиса снизилась в 1991 г. на 8 %
и подошла к 75 долл, за месяц, при этом средняя продолжительность
сотового вызова составляла почти 2,4 мин [130]
Лидирующие в мире в 1991 г. сотовые национальные рынки и типы
систем показаны на рис. 1.7.1 и 1.7.2 Носимые в руке портативные сото
вые телефоны выигрывают в популярности и занимают большую часть
сотового рынка США, превышая 50 % продаж на протяжении 90-х годов.
На рис 1.7.3 иллюстрируется феноменальный и не имеющий себе
равного в истории рост мирового сотового рынка [130] Оценки количе-
ства абонентов систем сотовой связи для 20-ти наиболее крупных сото-
вых рынков которые представлены в табл 17 1 [222], показывают, что
в 1993 г. общее число абонентов превысило 24 миллиона. Если осно
вываться на прогнозе рынка, опубликованном в [229], то крупнейшие
сотовые операторы США имеют потенциальную базу клиентов превы-
шающую 100 млн (рис. 1 7.4).
38
7
Рис. 1.7.1. Лидирующие в мире национальные сотовые рынки [130]
Рис. 1.7.2. Распределение мировых сотовых рынков по типам систем [130]
Исследование рынка, опубликованное в [284], показывает, что в
1993 г. службы сотовой связи имелись в 117 странах, а в 1995 г. таких
стран было уже 130 Количество стран, в которых функционируют сото-
вые или другие службы беспроводной связи, быстро возрастает. В 1993 г
США удерживали более половины мирового рынка сотовых телефонов.
Рынок сотовой и беспроводной связи США быстро растет, однако Евро-
па, Азиатско-Тихоокеанский регион и остальной-’мир не так уж далеко
позади. В Европе мобильная связь является наиболее быстро растущей
39
12
Рис. 1.7.3. Рост мирового сотового рынка (по данным Министерства торго
вли США) [130]
областью сектора телекоммуникаций Между 1991 и 1994 гг. в Евро-
пе общее количество абонентов аналоговых и цифровых сотовых систем
связи удвоилось и составило 8 млн. За этот период времени к сотовому
бизнесу относится 90 % общего европейского рынка подвижной связи.
Радужные перспективы для американских PCS и бизнеса, связан
ного с персональной беспроводной связью, предсказываются и другими
организациями США Ассоциация промышленности персональной связи
(PCIA) планирует, что к 2003 г. в стране будет почти 31 млн абонен-
тов систем PCS [50]. Компания Motorola, Inc. прогнозирует в конеч-
ном итоге более 150 мЛн. пользователей беспроводной связи Согласно
оценкам компаний АРС и California Microwave, Inc , к концу этого сто-
40
Таблица 1.7.1. Лидирующие международные сотовые рынки и количество
абонентов на 30 июля 1993 г. [222]
Страна Количество абонентов Системы
США 12554300 AMPS
Япония 2264500 J-TACS, N-TACS, NTT
Великобритания 1552100 TACS, GSM
Германия 1146200 C-Netz, GSM
Канада 1134800 AMPS
Италия 878200 RTMS, TACS-900, GSM
Швеция 725500 NMT-450, NMT-900, GSM
Австралия 638700 MPS
франция 482800 RC-2000, NMT-450, GSM
Мексика 414800 AMPS
Тайвань 410000 AMPS
Финляндия 385300 NMT-450, NMT-900, GSM
Республика Корея 348400 AMPS
Таиланд 332700 AMPS, NMT-450, NMT-900
Норвегия 311200 NMT-450, NMT-900, GSM
Гонконг 287200 TACS, AMPS
Малайзия 239000 NMT-450. TACS
Швейцария 237800 NMT-900. GSM
Испания 228400 NMT-450. TACS-900
Дания 225500 NMT-450, NMT-900, GSM
Общее количество: 24797000
Сотовые | | Сотовые и беспроводные (прогноз)
Рис. 1.7.5. Прогнозы Европейской комиссии количества пользователей бес-
проводной связи для Европейского Союза на 2000 и 2010 гг. В 1994 г. количество
абонентов сотовых систем составляло 8 млн. [284]
летия затраты промышленности во всем мире на создание систем PCS
составят 195 млрд, долларов США
В одном финансируемом Европейской комиссией исследовании рын-
ка предсказывается: «.. . потенциал рынка для PCS громаден»
41
Таблица 1.7.2. Принятие во всем мире соответствующей стандарту GSM МД
ВРК технологии Спецификация системы GSM (цифровой сотовый стандарт второго
поколения) основывается на формате GMSK, описанном в последующих главах этой
книги. Для стандартов третьего и последующих поколений стандартов сотовых и
беспроводных систем, а также для нестандартных или специальных подвижных, со-
товых и беспроводных PCS применений компанией Dr Feher Associates-Digcom, Inc
El Macero, California, лицензированы FQPSK системы, совместимые c GMSK. Новые
поколения радиосистем с FQPSK совместимы с GMSK и потенциально могут уве
личить емкость системы на 200 % (см гл 4 и 9.) Запатентованная автором книги
GMSK описывается в Приложении 3. (С разрешения Penton Publishing [284].)
Место приня- тия системы GSM Страны с одной лицензией Страны с двумя ли- цензиями Страны с тре- мя и более лицензиями
Европейский Союз Другие евро- пейские стра- ны Другие стра- ны Люксембург Австрия, Андорра, Ислан- дия, Латвия, Румыния, Сло- вакия, Словения, Украина, Хорватия, Чешская Респу- блика, Швейцария, Эстония Бахрейн, Бруней, Вьетнам, Египет, Израиль, Иран, Ка- мерун, Катар. Кипр, Кувейт, Ливан, Марокко, Нигерия, Объединенные Арабские Эмираты, Оман, Пакистан, Саудовская Аравия Синга- пур, Сирия, Тайвань, Танза- ния, Фиджи, Шри-Ланка Бельгия, Великобри- тания, Германия, Гол- ландия Греция, Да- ния, Ирландия, Испа- ния,' Италия, Португа- лия, Франция Венгрия, Норвегия Финляндия Индонезия, Китай, Малайзия, Новая Зеландия, Таиланд, Турция, Филиппины, Южная Африка Россия, Шве- ция Австралия. Гонконг, Ин- дия
Общее коли- чество 35 лицензий и стран 44 лицензии в 22 странах 29 лицензий в 5 странах
(рис 1 7.5) [284] В этом исследовании прогнозируется почти 40 млн
пользователей Беспроводной связи к 2000 г. Предсказывается также,
что с расширением сектора PCS количество европейских пользователей
к 2010 г. может возрасти до 80 млн.
Публикации Европейской комиссии подтверждают, что цифровая
сотовая технология, в особенности стандарт GSM (сотовая система вто-
рого поколения), базирующаяся на архитектуре МДВРК принята во всем
мире (табл. 1.7.2). В 1994 г. в пользовании находилось 4 млн цифро-
вых МДВРК телефонов стандарта GSM Согласно прогнозным исследо-
ваниям компании Frost Sullivan [284], количество цифровых МДВРК
сотовых телефонов стандарта GSM, используемых в Европе, к 1998 г.
должно было превысить 8 миллионов.
В последующих главах описываются развивающиеся стандарты для
сотовых и беспроводных систем связи третьего и следующих поколений
42
и систем PCS. Некоторые из этих систем базируются на использовании
установленного стандартом GSM метода GMSK (Gaussian Minimum Shift
Keying — манипуляция с минимальным частотным сдвигом и гауссов-
ской фильтрацией). Новые поколения методов модуляции и энергетиче-
ски эффективной квадратурной фазовой манипуляции Феера (FQPSK),
а также другие методы описанные в гл 4 и 9, совместимы с модуля-
цией GMSK и применяемыми методами радиосвязи. Эти совместимые
с GMSK беспроводные системы требуют значительно более простой ап-
паратной реализации и имеют на 200 % более высокую спектральную
эффективность по сравнению с GMSK стандартными системами. Пере-
дача технологии и лицензирование систем FQPSK для совместимых со
стандартом и нестандартных специальных применений подвижной бес-
проводной связи координируются компанией Общества д-ра Феера (44
685 Country Club Drive, El Macero, CA 95618). Патентованные квадра-
турные системы c GMSK описываются в приложении 3.
Гл а в а 2
Кодирование речи
в беспроводных системах связи
2.1. Введение в технику цифровой
обработки сигналов (ЦОС) в беспроводных
телефонных и вещательных системах
Применение в различных системах радиосвязи изощренных алго-
ритмов кодирования относительно узкополосных (от 300 Гц до 3,4 кГц)
сигналов речи и факсимиле, широкополосных звуковых сигналов (от
10 Гц до 20 кГц) и сигналов изображения (от постоянного тока до 15
МГц) становится все более эффективным с точки зрения затрат и эконо-
мичным. Появление маломощных СБИС привело к использованию этих
алгоритмов кодирования в портативных телефонных аппаратах и про-
кладывает путь к цифровому радиовещанию. Назначение большинства
из этих алгоритмов — аналого-цифровое преобразование (АЦП) ана-
логового сигнала источника в цифровой сигнал с возможно меньшим
количеством битов и его обработка, чтобы передать в форме данных
или запомнить, или же синтезировать и восстановить пораженный шу-
мом и помехами ограниченный по полосе или искаженный сигнал. Сжа-
тие данных (компрессия данных) достигается за счет устранения избы-
точности сигнала, преобразованного из аналоговой формы в цифровую.
Сжатый двоичный сигнал в полосе модулирующих частот модулирует
несущую, переносится на более высокую частоту и передается. В при-
емнике радиосигнал переносится на ПЧ и демодулируется в цифровой
сигнал в полосе модулирующих частот. Этот цифровой сигнал может со-
держать в себе ошибки, которые вводятся передающей системой радио-
связи Алгоритм декодирования сигнала, объединенный с подсистемой
цифро-аналогового преобразования (ЦАП), восстанавливает аналоговый
сигнал источника. Типичное размещение АЦП и ЦАП подсистем ЦОС,
а также подсистемы контроля эха иллюстрируется на рис 2.1.1.
В этой главе описываются часто используемые, относительно про-
стые методы преобразования (кодирования источника и декодирова-
ния). Это — импульсно-кодовая модуляция (ИКМ), дифференциаль-
ная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ) и дельта-модуляция (ДМ).
44
Ручной
телефонный
аппарат
Рис. 2.1.1. Цифровая обработка сигналов (ЦОС) в иллюстративной сети радиосвязи
45
Также проводится обзор основных концепций новейших вокодеров и ко-
деков с линейным предсказанием (Linear Predictive Codec, LPC). Дается
краткое сравнение характеристик, скорости передачи и сложности ре
ализации различных методов ЦОС для обработки речи. Обсуждается
также важность контроля задержки и объединенного контроля эха и
задержки в проводных и радиосистемах. Для углубленного изучения
новейших методов ЦОС рекомендуются несколько известных справоч-
ников. (Дополнительные источники см. в разделе Библиография.) В
качестве иллюстративных примеров особо освещаются применения об
работки речи в системах радиосвязи США и Европы
2.2. Методы кодирования звука и речи
В разделе рассматриваются принципы часто используемых мето-
дов цифровой обработки сигналов и аналого-цифрового преобразова-
ния [111].
В Число основных методов аналого-цифрового (АЦП) и цифро-
аналогового (ЦАП) преобразований входят:
• дельта-модуляция (ДМ);
• дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ);
• импульсно-кодовая модуляция (ИКМ).
Аналогово-цифровой преобразователь, расположенный в передат
чике, также называют кодером (encoder, coder). Цифро-аналоговый
преобразователь, расположенный в приемнике, называют декодером
(decoder). Слово кодек образовано из сочетания слов «кодер/декодер»
В добавление к вышеперечисленным основным методам преобразо
вания были разработаны более сложные кодеки Часто используются
следующие методы и сокращения для их обозначения:
ADM Adaptive DM Адаптивная ДМ
ADPCM Adaptive DPCM Адаптивная ДИКМ (АДИКМ)
АРСМ Adaptive PCM Адаптивная ИКМ
CDM Continuous DM Непрерывная ДМ
DCDM Digitally controlled DM Управляемая цифровым способом ДМ
LDM Linear (nonadaptive) DM Линейная (неадаптивная) ДМ
LPC Linear predictive codec(s) Кодек (кодеки) с линейным предсказанием
CELP Code excited linear predictive coding Возбуждаемое кодом кодирование с линей- ным предсказанием
RELP Residual excited vocoders Вокодеры, возбуждаемые остаточным сигна- лом
VQ Vector quantization, subband coding, vocoder(s) Вокодер (вокодеры) с векторным квантовани- ем и субполосным кодированием
Углубленное исследование теоретических основ, детальные принци-
пы работы в системах радио- и сотовой связи этих перспективных мето-
дов описываются в таких источниках, как [83, 302 и 331] В следующем
разделе основное внимание уделяется принципам действия кодеков, ре-
ализующих отмеченные выше основные методы.
46
2.2.1. Импульсно-кодовая модуляция
Основные функции, выполняемые ИКМ кодерами иллюстрируются
на рис 2.2.1-2.2.3. Они включают в себя дискретизацию, квантование (с
линейной и логарифмической компрессией) и кодирование. Упрощенная
теорема дискретизации формулируется следующим образом.
Теорема дискретизации Если для функции m(Z) спектральной
составляющей наивысшей частоты является /т, то мгновенные отсче-
ты, взятые с частотой f, > 2/m, содержат в себе всю информацию
исходного сообщения.
На рис. 2.2 1 показано типичное применение теоремы дискретиза-
ции для телефонии, где речевой или факсимильный сигнал ограничен
по полосе частотой 3,4 кГц и дискретизируется с частотой = 8000 от-
счетов/с. Дискретизированный выходной сигнал имеет беско-
нечное число амплитудных состояний Чтобы кодировать этот сигнал,
амплитудные уровни необходимо подвергнуть квантованию.
Для упрощения на рис. 2 2 2 показаны только восемь уровней кван-
тования. Непрерывный сигнал m(i) имеет следующие значения отсче-
тов: 1,3; 3,4; 2,3; 0,6. —3,4 В. Квантованный сигнал принимает
значение уровня квантования ближайшего к данному значению отсче-
та. Восемь уровней квантования представляются 3-битовым кодовым
числом. (Примечание: используя 3 бита, можно распознавать 23 = 8
различных чисел.) Разность между амплитудным значением отсчета
Частота
дискретизации
f, — -i - частота дискретизации
В телефонии: fvn = 3,4 кГц
47
Ближайший уровень квантования 1,5 3,5 2,5 0,5 —0,5
Кодовое число 5 7 6 4 3
Двоичное представление 101 Ш ЦО 100 011
Рис. 2.2.2. Квантование и двоичное кодирование для ИКМ систем. Сигнал
сообщения равномерно дискретизируется. Уровни квантования указываются. Для
каждого отсчета приведено квантованное значение и указано его двоичное пред-
ставление. (Из [319] )
и уровнем квантования называется ошибкой квантования. Эта ошибка
пропорциональна размеру шага d, т.е. разности между последователь-
ными уровнями квантования. При большем количестве уровней кван-
тования (меньшем значении d) получается меньшая ошибка квантова-
ния. Экспериментально было установлено, что для того чтобы достичь
приемлемого отношения сигнал/шум для передачи речи в телефонии с
«качеством междугородной связи», необходимо использовать 28 = 256
уровней квантования. (Термин качество междугородной связи объяс
няется в разд. 2.3.2.) Этот результат требует 8 бит информации на
квантованный отсчет.
Если число уровней квантования велико (> 100), то можно счи-
тать, что ошибка квантования имеет равномерную функцию плотности
вероятности, определяемую выражением
P(^)=i;
(2 2.1)
Это предположение о равномерном распределении ошибки спра-
ведливо, если сигнал m(t) не перегружает квантователь. Например, в
квантователе, показанном на рис. 2 2.2, выходной сигнал квантователя
может достигнуть насыщения при уровне 5 для |m(t)| > 5. Ошибка
48
квантования во время такой перегрузки является линейно возрастаю-
щей функцией m(t). В линейной области работы среднеквадратическое
значение (rms) ошибки квантования
/d/2 ,<1/2 , ,2
/ E2p(E)dE = / E2-dE=- (2.2.2)
J-d/2 J-d/1 a 12
Если среднеквадратическое значение входного сигнала m(t) равно
д/г тогда отношение сигнал/ошибка квантования определяется сле-
дующей формулой:
м2 м2
<2-2-3)
Из этого выражения заключаем, что отношение сигнал/ошибка
квантования зависит от среднеквадратического значения входного сигна-
ла Mrms ', т.е. для более сильного входного сигнала получается большее
отношение S/N. Это нежелательный эффект в телефонных системах,
поскольку одни абоненты говорят значительно более тихим голосом, чем
другие Слушающий испытывал бы неудобство при восприятии очень
слабого сигнала, искаженного относительно большой ошибкой квантова-
ния (при низком отношении S/Nq). Чтобы получить для сигналов с ма-
лой амплитудой такое же отношение сигнала к шуму, как и для сигнала
с большой амплитудой, необходим квантователь с разными размерами
шага. Для этого квантователю с равномерным шагом, который показан
на рис 2.2.2, должно предшествовать устройство с нелинейной характе-
ристикой вход-выход известное как компрессор/компандер или систе-
ма компандирования. Компандер, за которым стоит линейный кванто-
ватель, усиливает слабые сигналы в большей степени, чем сильные.
Характеристики сжатия, используемые в цифровых ИКМ сетях Се-
верной Америки и Японии, показаны на рис 2.2.3. Характеристика ко-
деков, соответствующая //-закону, для нормированного диапазона коди-
рования ±1 определяется выражением
(2.2.4а)
1п(1 +//)
Заметим, что для малых значений х характеристика F^x) при-
ближается к линейной функции, а для больших значений — к лога-
рифмической.
Тогда как //-закон признан приемлемым для цифровых сетей в
Северной Америке и Японии, стандартным законом сжатия (компрес-
сии) в Европе (СЕРТ) является Л-закон, который определяется сле-
дующим образом:
„ . . . , , 1 4- In Л х| 1
Fa(x) = sin(a:) - -— , - <С |r| 1;
1 + 1"^ А (2.2 46)
ИI з* I 1 ' '
^л(х) = sin(x) - , 0 С |г| .
1 т 1П /1 /1
49
Рис. 2.2.3. Характеристики логарифмического сжатия [16]
Отметим, что характеристика Fa(x) — действительно логарифми-
ческая функция при |r| > 1/А и действительно линейная функция при
|х| < 1/А. В результате Л-закон дает несколько более гладкую ха
рактеристику отношения сигнал/искажения (S/D), нежели /i-закон, в
диапазоне 1/А |х| 1 за счет худшей характеристики S/D для
слабых сигналов.
И /(-закон, и Л-закон удовлетворяют требованиям поддержания от-
носительно постоянного отношения S/D в широком динамическом диа-
пазоне. Если, однако, целью является максимизировать отношение S/D
для уровня громкости речи более вероятных абонентов, то могут исполь-
зоваться законы компрессии, основанные на гиперболических функци-
ях. Эти законы обеспечивают лучшее отношение S/D для большей ча-
сти говорящих за счет ухудшения характеристики для меньшего числа
абонентов с более тихим или более громким голосом. Однако толь-
ко /(-закон и Л-закон находят всеобщее применение в цифровых си
стемах передачи [16].
Можем заключить, что в системах телефонии сигналы речи, факси-
миле или другой сигнал данных, модулированный в полосе тональных
частот, ограничены верхней частотой fm = 3,4 кГц. Чтобы преобразо-
вать этот аналоговый сигнал в цифровой ИКМ поток данных, применя-
ется дискретизация с частотой fs = 8000 отсчетов в секунду. Каждый
отсчет фиксируется на одном из 256 уровней квантования. Для это-
го количества уровней квантования требуется 8 информационных битов
(28 = 256). Таким образом, один канал тональной частоты, дискрети-
зированный с частотой 8000 отсчетов в секунду и требующий 8 битов на
отсчет, будет иметь скорость передачи 64 кбит/с.
Аналоговые сигналы цветного телевидения вещательного качества
имеют ширину полосы видеочастот около 5 МГц Для обычного ИКМ
50
кодирования этих видеосигналов используется частота дискретизации
г — Ю млн. отсчетов в секунду и применяется схема кодирования с
g битами на отсчет. Таким образом, результирующая скорость пере-
дачи составляет 90 Мбит/с. Большинство телевизионных изображений
сильно коррелированы, и это может быть использовано для снижения
скорости передачи. Можно предсказать цвет и яркость любого элемен-
та изображения, основываясь на значениях их параметров для соседних
элементов, которые уже имели место. В [83] описываются методы ЦОС
с применением техники предсказания для цифрового цветного телеви-
дения вещательного качества, требующие скоростей передачи от 10 до
45 Мбит/с. Для радиопередачи видеоконференций используются сжа-
тые сигналы изображения со скоростью от 20 до 200 кбит/с [7].
2.2.2. ДИКМ: Дифференциальная
импульсно-кодовая модуляция
Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ) — это
схема кодирования с предсказанием, в которой используется корреляция
между соседними отсчетами входного сигнала, чтобы устранить стати-
стическую избыточность и таким образом снизить скорость передачи.
Вместо квантования и кодирования значений отсчетов, как это дела-
ется в ИКМ, в ДИКМ производится оценка значения последующего
отсчета, основанная на предыдущих отсчетах. Эта оценка вычитается
из действительного значения отсчета. Разность этих сигналов является
ошибкой предсказания, которая квантуется, кодируется и передается к
декодеру. "В основном, в этом методе делается попытка устранить перед
передачей явную избыточность в сигнале. Декодер выполняет обрат-
ную операцию; он восстанавливает первоначальный сигнал из кванто-
ванных ошибок предсказания.
На рис. 2.2 4 показана структурная схема ДИКМ системы. Здесь
{«,} — последовательность значений входных отсчетов; {st} — пред-
сказанная последовательность, а
{е,} = U- - М (2.2.5)
— это последовательность ошибок предсказания, которая квантуется,
кодируется и передается. Когда количество уровней квантования N ве-
лико (достаточно большим считается N 8) и используется линей-
ное предсказание, каждое значение {sj} может быть выражено следу-
ющим образом:
s, = ajSi-i + a2Si-2 + аз«|-з + ••., (2.2 6)
где щ — коэффициенты устройства предсказания (предсказателя).
Если квантователь или и квантователь и предсказатель адаптиру-
ются к сигналу, который должен кодироваться, то можно получить зна-
чительное улучшение отношения сигнал/шум. Адаптивным квантова-
нием можно расширить динамический диапазон кодера, если при ши-
роком разнообразии условий входного сигнала формируется близкий к
оптимальному размер шага.
51
Передатчик
Приемник
Рис. 2.2.4 Структурная схема дифференциальной ИКМ системы (ДИКМ) [248]
К двум наиболее часто используемым методам адаптации кванто-
вателя относятся слоговая, или медленнодействующая, адаптация и бы
стродействующая адаптация, или мгновенное компандирование с запо-
минанием только одного отсчета.
2.2.3. Дельта-модуляция
Использование корреляции в ДИКМ наводит на мысль о возмож-
ности избыточной дискретизации сигнала, чтобы увеличить корреля-
цию соседних отсчетов и за счет этого реализовать простую стратегию
квантования. Дельта-модуляция (ДМ) является одноразрядной версией
дифференциальной ИКМ. Кодер ДМ аппроксимирует входную функ-
цию времени сериями линейных сегментов с постоянным наклоном. Та-
кой аналого-цифровой преобразователь считается поэтому линейным
дельта-модулятором (рис. 2.2.5).
В момент каждого отсчета определяется разность между входным
сигналом и его последней во времени ступенчатой аппроксимацией. С
учетом знака этой разности ступенчатая аппроксимация получает при-
ращение на значение шага в направлении входного сигнала. Таким
образом, ступенчатый сигнал j/(t) следует за входным сигналом. Зна-
ки каждого сравнения между x(t) и y(t) передаются в виде импуль-
сов на декодер, который восстанавливает y(t) и затем фильтрует y(t)
с помощью ФНЧ, чтобы получить выходной сигнал. Шум квантова-
ния определяется разностью
n(t) = x(t) - y(t). (2.2.7)
Рис. 2.2.5. Линейный дельта-модулятор (ДМ). Значение шага 2Д [111]
52
Рис. 2.2.6. Шум квантования в ли-
нейной дельта-модуляции J160]
Рис. 2.2.7. Шум квантования в
адаптивной дельта-модуляции [160]
Для больших и быстро меняющихся перепадов сигнала имеют ме-
сто области искажений перегрузки крутизны (рис. 2.2.6 и 2.2.7). Это
происходит вследствие того, что максимальный наклон, который может
«отработать» дельта-модулятор, равен SS fr, где SS — значение ша-
га, a fr — частота дискретизации. 1/1з-за того, что ступенчатый сигнал
«рыщет» около входного сигнала х(/), вводится шум дробления.
Применение адаптивных методов снижает шум квантования и уве-
личивает динамический диапазон дельта-модуляторов Идею дельта-
Рис. 2.2.8. Реализация адаптивной дельта-модуляции на ИС [160]
53
модуляторов с адаптивным изменением размера шага иллюстрирует
рис. 2.2.7, а на рис. 2.2.8 показана одна из первых ее реализаций в
виде БИС. Существует много методов адаптивного изменения разме- I
ра шага [160, 248]. Многими фирмами-производителями выпускаются
адаптивные дельта-модуляторы в^интегральном исполнении, использу-
ющие совершенные цифровые алгоритмы Цена (при закупке большой
партии) одного из таких высококачественных кодеков адаптивной ДМ
примерно 1 долл.
2.2.4. Вокодер и кодирование с линейным
предсказанием
Для телефонии отличного качества, известного также как «каче-
ство междугородной телефонной связи», ИКМ системы требуют ско-
рости передачи Д = 64 кбит/с. С адаптивной ДИКМ и ДМ скорость
передачи может быть уменьшена до значений, лежащих в диапазоне
от 12 до 32 кбит/с. Если желательно дальнейшее уменьшение номи-
нальной скорости передачи при сохранении кодирования речи с каче-
ством телефонии, равным качеству «междугородной связи» или близ-
ким к нему, то должны использоваться более совершенные методы ко-
дирования сигнала.
К перспективным системам кодирования/декодирования речи от-
носятся блоковые кодеры [83]. Кодеры, используемые в обычных ИКМ
и адаптивных ДИКМ и ДМ системах, имеют скалярные квантователи
Скалярные квантователи дают единственный выходной отсчет, основан-
ный на текущем входном отсчете и N предыдущих выходных отсче-
тах (в обычных ИКМ системах N = 0) Блоковые кодеры формируют
вектор выходных отсчетов, основанный на текущем и N предшествую-
щих входных отсчетах. Устройства блокового кодирования часто клас-
сифицируют в соответствии с применяемыми способами отображения
(mapping techniques), в такую классификацию включаются векторные
квантователи, кодеры с различными ортогональными преобразования-
ми и канализированные кодеры, такие как субполосный кодер. Далее
они описываются своими алгоритмическими структурами, включая ко-
деры с кодовыми словарями, древовидные и решетчатые кодеры, дис-
кретное преобразование Фурье, дискретное косинусное преобразование,
дискретное преобразование Уолша—Адамара, дискретное преобразова-
ние Карунена-Лоэва и блок квадратурных зеркальных фильтров. По-
дробное описание блочных кодеков и других перспективных методов
кодирования сигналов содержится во многих книгах, например в [84.
302]. Субъективные критерии оценки характеристик ошибок кодеров об-
суждаются в [12, 324]. Далее кратко излагаются основные концепции
часто используемых вокодеров и перспективных методов кодирования
с линейным предсказанием (LPC)
Вокодеры моделируют процесс формирования речи. Базовая мо-
дель включает в себя следующие элементы:
1) сигнал возбуждения, типичный для давления воздуха, модули-
руемого голосовыми связками;
54
Рис. 2.2.9. Сигнал возбуждения,
автор гл. 3 J.P. Adoul)
полученный инверсной фильтрацией ([84],
2) фильтр, характеризующим речевой тракт человека (ротовая и
носовая полости).
Чтобы воспроизвести речь, фильтр, моделирующий «речевой
тракт», обновляется с относительно медленной скоростью (обычно 50
раз в секунду), чтобы имитировать скорость движения рта и языка.
Канальные вокодеры моделируют фильтр речевого тракта посредством
блока из 12-32 полосовых фильтров с прилегающими, но неперекрываю-
щимися частотными полосами. Коэффициент передачи каждого филь-
тра настраивается независимо от других.
Вокодеры с линейным предсказанием моделируют фильтр рече-
вого тракта посредством единственного линейного полюсного фильтра.
Полюсные фильтры малых порядков р (в интервале между 6 и 12) почти
идеально подходят для моделирования передаточной функции речевого
тракта В сущности, они дают возможность моделировать от 3 до 6 (р/2)
резонансных частот (т е формант), которые являются характеристикой
человеческой речи в интересующей полосе частот (от 0 до 5 кГц). Вдо-
бавок, р реальных параметров, которые описывают речевой тракт в опре-
деленный момент времени, могут быть эффективно выделены методом
линейного предсказания из первых р +1 автокорреляционных функций
R(k) речевого сигнала и смоделированы посредством быстрых алгорит-
мов или с использованием векторного квантования (VQ). Когда применя-
ется VQ, для периодического описания изменяющегося во времени филь-
тра требуется лишь от 400 до 500 битов ([83], автор гл. 3 — J.P. Adoul).
Представление сигнала возбуждения Поскольку для переда-
чи определенного сегмента речи служит определенный фильтр речевого
тракта, то инверсной фильтрацией этого сегмента речи может быть по-
лучено идеальное возбуждение, как это показано на рис. 2.2.9. По опре-
делению, последовательное подключение какого-нибудь фильтра к его
инверсному аналогу равносильно только введению «чистой» задержки
сигнала (т.е. общий импульсный отклик представляет собой задержан-
ный единичный импульс). Особенно легко получить инверсный фильтр
Для полюсного фильтра взяв для этого бесполюсный фильтр, в ха-
рактеристике которого вместо полюсов имеются только нули. Сигнал,
полученный в результате инверсной фильтрации речи (т е идеальное
возбуждение), называется остатком (residual). Остаток содержит значи-
тельную избыточность, что привело к разработке нескольких кодирую-
щих схем. Типичный остаточный сигнал показан на рис. 2.2.10.
Остатки для вокализированных звуков характеризуются наличием
периодических импульсов с частотой основного тона, а для невокали-
55
.........
Остаток для вокализированного
сигнала
1111 n *1 ПИМ ИП1П1ГПИТ
lllllllillllllHIHIILlI’IIIIIWl 114Uk'ilWIH
IlflimillllillWilliMil'WMIlMMW
II lllllll JIHIMI ыа
Остаток для невокализированного
сигнала
дБ
40
30
20
10
0 Ю00 2000 3000 4000 0
Частота, Гц
Рис. 2.2.10. Типичные вокализированный и невокализированный остаточные
сигналы с относительно равномерным спектром. Отметим, что в случае вокали
зированного сигнала спектр сохраняет свою периодическую тонкую структуру ([83],
автор гл. 3 — J.P. Adoul)
зированных звуков — белым шумом. Оба типа имеют равномерный
спектр, но с периодической тонкой структурой в случае вокализирован-
ных звуков. Тонкая структура вызывается гармониками основной часто-
ты. В вокодерах с импульсным возбуждением и линейным предсказа-
нием (pulse excited linear predictive, PELP), таких как стандартный ко-
дек LPC-10, имеющий скорость 2400 бит/с [12, 324], в действительности
остаток не передается, а синтезируется с помощью искусственного дуэль
ного источника (рис. 2.2.11), который управляется следующим образом:
1) переключатель «речь/не речь» определяет, какой из источни-
ков включается — источник периодических импульсов или источник
белого шума;
2) в случае источника периодических импульсов параметром перио-
да основного тона задается расстояние между импульсами, выражен-
ное в количестве отсчетов;
3) общая мощность возбуждения управляется коэффициентом уси-
ления G.
Рис. 2.2.11. Механизм возбуждения в вокодерах с импульсным возбуждением
и линейным предсказанием (PELP). Переключатель «речь/не речь» выбирает либо
источник периодических импульсов (Sp), либо источник шумоподобного сигнала (Sn)
56
ным предсказанием (RELP). Анализ кодирования с линейным предсказанием опре-
деляет спектр речи на входе, тем самым определяя инверсный фильтр, который
должен использоваться. Остаток затем фильтруется ФНЧ, прореживается и коди-
руется во временной области. Остаток и информация о фильтре уплотняются во
времени. (Из [83].)
В вокодерах с возбуждением остатком и линейным предсказанием
(residual excited linear predictive, RELP) выделенный остаток экономич-
но кодируется и передается В RELP вокодерах фильтр речевого тракта
действует как механизм формирования шума для любого белого шума
квантования, генерируемого при кодировании остатка В ряде экспери-
ментов показано, что для получения хорошего качества связи достаточна
передача только части спектра остатка (от 0 до 1000 Гц). Эта процедура
раскрывается на рис. 2.2.12. При регенерации высокочастотной части,
используется периодичность спектра остатка. Так, отсутствующая часть
спектра наилучшим образом может быть получена копированием из-
вестной части. Такое копирование можно выполнить либо фолдингом
спектра, либо его переносом по частоте.
Применение метода возмущений (perturbation technique) заметно
улучшает субъективные результаты, устраняя в некоторой степени не-
желательную регулярность, вводимую копированием спектра.
Вокодеры с возбуждением остаточным сигналом в основной поло-
се частот* и линейным предсказанием (baseband RELP, BBRELP), ра-
ботающие со скоростью 2400 бит/с, имеют качество, сравнимое с ка-
чеством действующего стандарта LPC-10, и обеспечивают значительно
лучшую помехоустойчивость к фоновым шумам. Эта помехоустойчи-
вость достигается благодаря применению эффективных схем векторного
квантования при кодировании во временной области остаточного сигна-
ла полосы модулирующих частот.
Под основной полосой частот (baseband) обычно понимают полосу модулиру-
ющих частот или полосу низкочастотного эквивалента тракта передачи. —
Прим. ред. перевода.
57
2.2.5. Сравнение характеристик методов
обработки речи
Строгие и полные сравнения характеристик различных методов,
применяемых в кодеках, являются сложными, тонкими задачами. По-
скольку качество речи — понятие субъективное, часто требуются стати-
стические показатели мнений нескольких сотен слушателей. Детальные
требования к кодекам и передаче/приему с речевым качеством стандар-
тизированы рядом международных организаций и США. В табл. 2.2.1
дается сравнение основных характеристик нескольких кодеков для об-
работки речи.
К наиболее важным параметрам относятся следующие:
1. Битовая скорость — это диапазон требуемых скоростей передачи.
Для систем с более низкой битовой скоростью требуется меньшая поло-
са частот; по этой причине они обеспечивают более высокую эффектив-
ность использования спектра и мощности и в конечном счете приводят
к сотовым системам радиосвязи с повышенной емкостью.
2. Пороговая вероятность ошибки на бит (BER или Ре). Более вы-
сокое значение пороговой BER ведет к более робастной структуре систе-
мы. Например, кодек адаптивной дельта-модуляции может допускать
высокую BER (BER = 10“2), тогда как система ИКМ требует низкой
BER (BER = 10“4). Более высокое допустимое значение BER (робаст
ность) ведет к более низким требованиям к отношению несущая/помеха
и увеличению емкости сети
3. Качество является субъективным результатом измерения и оцен-
ки. «Качество междугородной связи» (toll grade) относится к качеству
проводной системы телефонной связи, международной и США. Тер-
мин «хорошее» относится к приемлемому качеству с отличной разбор-
чивостью и низким уровнем шума. В системе с «хорошим» качеством
звук может быть менее естественным, чем в системе с качеством ме-
ждугородной связи.
4. Сложность или потребление мощности определяются по отно-
шению к обычным ИКМ кодекам, реализованным в БИС Потребление
мощности и задержка обработки сигнала для перспективных LPC коде-
ков или вокодеров в несколько раз выше, чем для ИКМ кодеков.
Таблица 2.2.1. Сравнение характеристик различных методов обработки ре-
чи, применяемых в кодеках
Тип кодека Т ребуемая скорость передачи, кбит/с Пороговая вероятность ошибки на бит (BER) Субъективное качество Относительная сложность; потребление мощности
ИКМ АДИКМ Адаптивная ДМ Вокодер LPC 64 10...40 10...40 1...15 1...15 о 1 Ь-l Ы ООО о ill : К) К) К) Ф- о 1 Междугородная связь Почти между- городная связь То же Хорошее То же Простой; низкое То же То же Сложный; высокое То же
58
Принципиальное преимущество перспективных кодеков заключает
ся в том, что они могут достигать хорошего или междугородного каче-
ства при значительно более низкой битовой скорости. Системы с по-
жженной битовой скоростью приводят к увеличенной емкости или к
более низким требованиям к мощности радиосигнала, или же и к то-
му, и к другому.
2.2.6. Контроль эха и задержки
В сущности, эхо-сигналы передаваемой речи или данных имеют ме-
сто во всех телефонных сетях. Чем больше задержка эхо-сигнала, тем
больше он мешает и тем больше внимания нужно уделить тому, чтобы
его влияние стало допустимым
На рис. 2.2.13 показан иллюстративный сегмент проводной сети ме-
ждугородных линий. В этой схеме в любом месте, где передаваемый
сигнал встречает рассогласование импедансов, часть этого сигнала от-
ражается как эхо. Телефонные и факсимильные аппараты и устройства
передачи данных присоединяются двухпроводной линией к дифферен-
циальной системе, расположенной на центральной телефонной станции.
И для передачи в сторону телефонной станции, и для приема со сторо-
ны телефонной станции используются только двухпроводные линии, что
приводит к значительной экономии провода и коммутационного обору-
дования местного телефонного узла.
Принципиальная схема дифференциальной системы, расположен
ной в месте нахождения абонента В (см. рис. 2.2.13), показана на
рис. 2.2.14. Если трансформаторы идентичны и симметрирующий импе-
данс Zn равен импедансу двухпроводной линии, то сигнал со стороны
входа передается в двухпроводную линию В, но не вызывает никакого от-
клика на выходе. Однако если сигнал приходит со стороны двухпровод-
Эхо речи абонента А
Усилители дальней связи
Рис. 2.2.13. Типичная междугородная телефонная линия Дифференциаль-
Нь'е системы располагаются на центральных телефонных станциях А и В. (Из [111].)
59
Вход
Двухпроводная
линия
Рис. 2.2.14. Принципиальная схема дифференциальной системы, расположен-
ной в месте нахождения абонента В [111]
ной линии (абонент В говорит), то он передается на обе цепи четы-
рехпроводной линии. Этот сигнал не влияет на входную сигнальную
цепь, так как усилители показанные на рис. 2.2.13, усиливают сигна-
лы только в противоположном направлении. Эхо-сигналы возникают,
когда входная сторона связана с выходной (имеет место просачивание
входного сигнала). К несчастью, это происходит почти во всех сетях, так
как цепь Zn не идентична распределенному, изменяющемуся во времени
импедансу двухпроводной линии. Кроме того, четырехпроводная линия
может присоединяться к большому числу двухпроводных линий. Таким
образом, в системах дальней связи возникает необходимость в контроле
уровня эха (с применением подавления или компенсации эхо-сигналов).
Беспроводные системы часто соединяются с проводными коммути-
руемыми телефонными сетями общего пользования (КТСОП) или ци
фровыми сетями с интеграцией служб (ЦСИС). Эхо и задержка, вво-
димые в этих сетях, должны также контролироваться в элементах бес-
проводной сети включающей базовые станции и мобильные средства
Пути эха и участки задержки в беспроводной телефонной системе ил-
люстрируются на рис 2.2 15.
Задержки до 100 мс при обработке сигнала и его передаче по един-
ственному пути (без эха) не приводят к субъективному восприятию по-
мехи телефонному разговору. Более длительные задержки становятся
заметны и могут быть неприятны для пользователя Пример тому —
260-миллисекундная задержка передачи в одном направлении по спут-
никовой линии. Задержанные эхо-сигналы значительно сильнее ухуд-
шают воспринимаемую речь, чем задержка сама по себе. При мощных
эхо-сигналах задержка одного из них лишь на несколько миллисекунд
может уже вызывать неприятное ощущение. По этой причине и в провод-
ных, и в беспроводных системах должен осуществляться контроль эха
Контроль эха достигается применением эхоподавителей и эхоком
пенсаторов Эхоподавители вводят в обратный путь некоторое затуха
60
УАТС и/или линии
связи общего пользования)
Микро-
телефонная
трубка
Базовая
станция
Сигнал
из-за
местного
эффекта
микрофона
[Путь 1 |
Эхо от ближней дифференциальной системы
(только для двухпроводной линии)
I Путь 2 |
Эхо от удаленной дифференциальной системы (систем)
| Путь 3 Акустическое эхо от дальнего конца
| Путь 4 Акустическое эхо к дальнему концу
[Путь 5 Эхо от дифференциальной системы
Рис. 2.2.15. Пути прохождения эхо-сигналов в беспроводной системе теле-
фонной связи [331]
ние, приводящее к ослаблению эхо-сигнала. Попеременно они предот-
вращают возвращение эха к источнику, разрывая обратный путь в те-
чение интервалов времени, когда речь передает соответствующий пере-
датчик. При этом ухудшается качество речи во время одновременно-
го разговора, т.е. в течение интервалов времени, когда одновременно
говорят оба абонента. Упрощенная структурная схема эхоподавителя
показана на рис. 2.2.16.
Основное назначение эхокомпенсатора — сформировать искусствен-
ную копию эха и вычесть ее из просочившегося эхо-сигнала, который
возвращается через дифференциальную систему, как это показано на
Рис. 2.2.16. Упрощенная схема эхоподавителя [111]
61
Эхокомпенсатор
Рис. 2.2.17. Концептуальная схема эхокомпенсатора
рис. 2.2.17. Детальное описание перспективных эхокомпенсаторов со-
держится в [83] (автор главы Messerschmidt) Критерии для определе-
ния требований к приемлемому контролю эхо-сигналов и задержанных
эхо-сигналов для беспроводных систем связи описываются в [331]
2.3. Американские и европейские речевые
кодеки
Этот раздел содержит в себе краткий обзор стандартных речевых ко-
деков, применяемых в ряде американских и европейских беспроводных
систем. Детальные современные требования представлены в наиболее
ранних выпусках официальных спецификаций. Стандартные алгорит-
мы для кодеков начала 90-х годов включают в себя простую АД 1/1 КМ
улучшенное кодирование с линейным предсказанием и возбуждением
кодом, а также кодирование с линейным предсказанием и возбуждени-
ем векторной суммой. Продолжающееся исследование речевых кодеков
способствует дальнейшему уменьшению стоимости, потребления мощно-
сти и скорости передачи битов. По этой причине, вероятно, следующие
поколения кодеков для беспроводных применений будут использовать
более совершенные методы ЦОС и работать с еще меньшими битовыми
скоростями, нежели те, что описаны в стандартных системах 90-х годов
2.3.1. VSELP: Речевой кодек цифровой сотовой
системы стандарта США IS-54
Ассоциация телекоммуникационной промышленности США (TIA)
совместно с Ассоциацией электронной промышленности США (EIA)
определили алгоритм кодирования речи для североамериканской цифро-
вой сотовой системы, базирующийся на методе кодирования с линейным
предсказанием (LPC) Эта спецификация EIA известна как IS-54 сото-
вая система многостанционного доступа с временным разделением ка-
налов (МДВРК) [75]. Данный специфицированный алгоритм кодирова-
ния речи является представителем класса алгоритмов речевых кодеков
включающего в себя алгоритмы кодирования с линейным предсказани
ем и возбуждением кодом (Code Excited Linear Predictive Coding, CELP),
62
Рис. 2.3.1. Декодер речи, базирующийся на проекте цифрового сотового стан-
дарта США [75]. Этот речевой кодек со скоростью f = 7,95 кбит/с, известный
как CELP, а также как VSELP кодек, использует методы кодирования с линейным
предсказанием
стохастического кодирования или кодирования речи с векторным возбу-
ждением. В этих методах для квантования вектора сигнала возбужде-
ния (остатка) используются кодовые словари. Принятый для стандарта
IS-54 специфицированный TIA и EIA особый алгоритм кодирования ре-
чи является вариантом CELP и называется кодированием с линейным
предсказанием и возбуждением векторной суммой — VSELP (Vector
Sum Excited Linear Predictive Coding,). В алгоритме VSELP используется
кодовый словарь; кодовый словарь имеет предопределенную структуру,
в границах которой требуется произвести некоторые вычисления, чтобы
процесс поиска в словаре мог быть значительно сокращен [75].
На структурной схеме цифрового декодера речи (рис. 2.3.1) пока-
заны различные параметры, которые должны быть определены и зако-
дированы речевым кодером. Речевой декодер использует два кодовых
словаря VSELP возбуждения. Каждый из этих двух кодовых словарей
имеет собственный коэффициент передачи. Оба сигнала возбуждения из
кодовых словарей умножаются на соответствующие коэффициенты пе-
редачи и суммируются, чтобы создать возбуждение объединенного кодо-
вого словаря Скорость передачи этого кодека ft = 7,95 кбит/с. Основ-
ные параметры сведены в табл. 2.3.1. Для детального ознакомления
с современной спецификацией следует обратиться к соответствующему
Документу IS 54 TIA или EIA [75].
Функционально полностью законченный, с автономным питанием
речевой VSELP кодер/декодер с коррекцией ошибок речевого сигнала,
который соответствует техническим требованиям EIA стандарта IS-54,
Реализован в виде СБИС, как это показано, например, на рис 2.3 2, в
Устройстве цифровой обработки сигналов VSELP компании AT&T.
63
Таблица 2.3.1. Основные параметры речевого VSELP (или CELP) кодера
работающего со скоростью Д = 7,95 кбит/с, базирующегося на ранней версии проекта
спецификации цифровой сотовой системы США [75]
Параметр Значение параметра
Частота дискретизации Длина кадра (Np) Длина субкадра (2V) Порядок краткосрочного предсказателя (Np) Число отводов для долговременного предсказателя Число бит в кодовом слове 1 (число базисных векторов) (Mi) Число бит в кодовом слове 2 (число базисных векторов) (Мг) 8 кГц 160 отсчетов (20 мс) 40 отсчетов (5 мс) 10 1 7 7 7 7
В интервале времени, соответствующем речевому кадру (20 мс), переда- ется 159 бит, которые распределяются следующим образом:
Параметр алгоритма Значение параметра
Кратковременные коэффициенты фильтра (а,) Энергия кадра (Ro) Задержка (L) Кодовые слова (/, Н) Коэффициенты усиления (Д, 71,72) 38 бит на кадр 5 бит на кадр 7 бит на субкадр (28 бит на кадр) (7 + 7) бит на субкадр (56 бит на кадр) 8 бит на субкадр (32 бита на кадр)
Коды параметров, которые передаются для каждого 20-миллисекундного речевого кадра:
Энергия кадра (Ro) Первый коэффициент отражения (LPC1) 5 бит 6 бит
Рис. 2.3.2. Структура программного обеспечения, базирующаяся на сигналь-
ном процессоре DSP-1616 VSELP компании AT&T
64
Эта реализация алгоритма VSELP речевого кодека потребляет ток
менее 60 мА от источника с напряжением 5 В при работе с тактовой ча-
стотой 20 МГц. Когда для портативных применений потребляемая мощ-
ность должна быть минимизирована, более эффективной может ока-
заться аппаратная платформа DSP-1616: потребляемая ею мощность
составляет менее 14 мВт на миллион операций в секунду (MIPS).
DSP-1616 VSELP компании AT&T имеет запас по производительно-
сти обработки Для работы речевого VSELP кодера/декодера с коррек-
цией ошибок используется 22 5 MIPS из доступных 40 MIPS на микро-
процессоре DSP-1616. Эта дополнительная производительность обеспе-
чивает более широкие возможности для конечного применения. Устрой-
ство VSELP имеет дополнительные 3 К постоянной памяти (ROM) и 1
К рабочей оперативной памяти (temporary RAM) для пользовательской
программы. Особенности и характеристики этого перспективного VSELP
процессора приведены в табл 2.3 2
Таблица 2.3.2. Особенности и характеристики СБИС цифрового сигналь-
ного процессора VSELP компании AT&T, базирующиеся на данных, приведенных
в спецификации
Иллюстративные особенности (•) и характеристики
сигнального процессора DSP-1616_____________________________
• Оптимизирован для цифровых сотовых систем с расширением архитек-
туры поразрядных операций
• 12 Кх16 ПЗУ (с опцией защиты); 3 К доступны для пользователь-
ской программы
• 2 Кх16 двухпортового ОЗУ; > 1 К рабочей оперативной памяти доступно
для пользовательской программы
• Производительность обработки до 40 MIPS, время выполнения коман-
ды 33 нс и 25 нс
• Маломощная 0,9 мкм КМОП технология, среднее потребление менее
14 мВт/MIPS
• Полностью статическая конструкция с режимом ожидания с понижен-
ным потреблением мощности
• Два последовательных порта по 20 Мбит с возможностью мультипро-
цессорной связи
• Полная поддержка стандарта IEEE Р1149 JTAG
• Восходящая объектно-кодовая совместимость с DSP 16 и DSP-16A/C
Потребляемая мощность ....................... .60 мА при 5 В
Обработка VSELP (включая обнаружение ошибок
сжатия, исправление ошибок и ввод/вывод управляющей
программы) .. ................................22,5 MIPS
Дополнительная производительность обработки для
пользовательской программы ....................... 17 MIPS с тактовым
периодом 25 нс или
7 MIPS с тактовым
периодом 33 нс
Сегментированное отношение с/ш (превосходящее
более чем на 12 дБ минимальное требование, определен-
ное в DTIA IS-54 для теста на срыв синхронизации)..>34 дБ
Постоянная память, доступная пользователю.....ЗК слов
Рабочая оперативная память, доступная пользова-
телю 1040 слов
2.3.2. АДИКМ: Кодеки для европейских систем
СТ-2 и DECT
В качестве алгоритма кодирования речи для стандартов бесшну-
рового телефона второго поколения СТ-2 и цифровой европейской бес-
шнуровой системы связи DECT (Digital European Cordless Telecommunica-
tions), предусматривающих унифицированный интерфейс, определен ал-
горитм адаптивной дифференциальной ИКМ (АДИКМ), формирующий
поток со скоростью 32 кбит/с [58, 64]. Базовые функциональные схе-
мы этих кодеков приведены на рис 2.3.3 и 2 3 4. На вход такого стан-
дартизированного кодера поступает стандартный ИКМ цифровой поток
64 кбит/с, кодированный либо по .4-закону, либо по p-закону. Пре-
жде всего этот сигнал преобразуется в ИКМ с равномерным квантовани
ем. Поток данных с равномерной ИКМ преобразуется в сигнал АДИКМ
32 кбит/с. В декодере выполняется обратная обработка сигнала и ге-
нерируется выходной ИКМ поток 64 кбит/с, кодированный по р-закону
(согласно североамериканским требованиям) или по А-закону (согласно
европейским и другим международным требованиям) Детальные ал-
горитмы кодирования должны соответствовать Рек. G.721 МККТТ для
АДИКМ 32 кбит/с Кодеки по Рек. G.721 поддерживают передачу речи
Рис. 2.3.3. Кодер (а) и декодер (6) АДИКМ [323]
66
(комплексная согласованная нагрузка)
Лфициент передачи мощности в интерфейсе приемной линии равен —4,5 дБ)
+14,8 дБПа/В
Равномерная В - О Равномерная
ИКМ ИКМ
—6,9 дБВ/Па
(Коэффициент передачи мощности в интерфейсе линии передачи равен +3,3 дБ)
Рис. 2.3.4. Схема обработки речи и план высокоуровневой передачи СТ-2.
Примечание: коэффициенты передачи линейных интерфейсов даны для нулевых
длин линий Любые функции компандирования выполняются в функциональных
блоках фильтров АЦП
с качеством междугородней связи и использование канала тональной
частоты для факсимильных передач (телефакса) Группы 2 и Группы 3.
Для Группы 3 скорость передачи ограничена значением 4,8 кбит/с [41].
Частотные характеристики систем АЦП, транскодера (АДИКМ) и
ЦАП (рис. 2.3.4) определены на рис. 2.3.5 и 2.3.6. Вместо того чтобы
разделить ширину частотной маски поровну между микротелефонной
трубкой и базовым блоком, большая часть полосы отводится для ми-
кротелефонной трубки, отражая этим требования меньшей стоимости
преобразователей микротелефонной трубки.
Рис. 2.3.5. Частотные маски передачи для микротелефонной трубки в СТ-2
67
10- —— Ниже----Выше
-30-
100
1000
Частота, Гц
Рис. 2.3.G. Частотные маски приема для микротелефонной трубки в СТ-2
W000
Требования к характеристикам речевого тракта СТ-2 включают в
себя спецификации для планов высокоуровневой передачи (рис 2.3.4),
номинальной громкости звука при приеме и передаче максимального
местного эффекта, нелинейных искажений из-за эффекта клиппирова
ния (clipping) других искажений шума, задержки и потерь, связанных
с возникновением эхо-сигналов. Отношение сигнала к суммарным ис-
кажениям должно превышать 35 дБ
Глава 3
Распространение радиоволн
и технические концепции
сотовых систем связи
3.1. Введение
В этой главе описываются принципы и модели распространения
радиоволн применительно к сотовым системам, персональным систе-
мам связи (PCS) и сухопутным подвижным системам радиосвязи общего
пользования (PLMR) Для типичных сотовых и PCS систем непрямой ви-
димости (NLOS) трасса случайного многолучевого распространения ха-
рактеризуется тремя основными факторами — замираниями из-за мно-
голучевости, экранированием и потерями на трассе. В главе обсуждают-
ся причины и реальные значения доплеровского рассеяния (временных
селективных замираний) и временного рассеяния (частотных селектив-
ных замираний). Описана физическая сущность нескольких математи-
ческих моделей распространения и соответствующих средств моделиро-
вания (аппаратного и программного). Особо выделены основные инже-
нерные концепции сотовых систем и принципы проектирования, учиты-
вающие особенности распространения радиоволн и оптимизацию сети
Поясняются способы и измерительные установки для оценки харак-
теристик релеевских замираний, как «квазирелеевских», или медлен-
ных замираний с доплеровскими частотами в области 1 Гц, так и бы-
стрых Выделены конечные формулы для расчета максимальной про-
тяженности зоны уверенного приема. Описывается простое выражение
Для верхней границы временного рассеяния. Особое внимание уделяет-
ся также многочисленным результатам натурных измерений временного
рассеяния и моделям распространения, специфицированным американ-
скими и европейской комиссиями по стандартизации в области подвиж
ной и сотовой связи.
3.2. Основы распространения радиоволн
и системные концепции
Типовая модель сухопутной системы подвижной радиосвязи, напри-
МеР PCS или линии передачи сотовой системы, включает в себя высо-
69
Принимаемая мощность, дБм
отраженными сигналами
30 м
Офис, разделенный
перегородками
на отдельные сектора
• Подвижные
объекты
Антенна
базовой станции
-119
-121
-138
do
"то
j г/1 -f- d2
T1 + т2
116,7 мкс
<1з + ^4
dk + di d, км
тз + т4 тк + Tt т мкс
333,4 мкс
Рис. 3.2.1. Среда распространения радиоволн для сухопутной подвижной си-
стемы радиосвязи прямой (LOS) и непрямой (NLOS) видимости В этом иллюстра-
тивном примере антенна базовой станции расположена на высоте 70 м, т е. на кры
ше самого высокого здания. Прямая LOS трасса с распространением в свободном
пространстве (с/осв) пролегает между базовой антенной и первым зданием. Из-за его
влияния на прямой трассе do вносится затухание. Расположенные в отдалении возвы
шенности отражают сигналы. Отраженные задержанные сигналы при приеме могут
иметь мощность, сравнимую с мощностью ослабленных сигналов прямой трассы
коподнятую антенну (или несколько антенн) базовой станции и относи-
тельно короткий участок распространения по линии прямой видимости
(LOS). Присутствуют также множество трасс с переотражением (т е не-
прямой видимости — NLOS) и одна или несколько подвижных антенн,
установленных на автомобиле или (более общий случай) в приемопере-
датчике подвижной или носимой радиостанции В большинстве случаев
имеет место неполный участок распространения радиоволн в пределах
прямой видимости между антенной базовой станции, или точкой досту
па. и антеннами подвижных радиостанций из-за естественных и искус
ственных препятствий (рис. 3.2.1 и 3.2.2). При таких условиях трасса
радиопередачи, или радиолиния, может моделироваться как случайным
Рис. 3.2.2. Среда распространения внутри помещения для микроячейки с ра-
диусом покрытия г = 1 км или наноячейки с покрытием 1 м г $ 50 м. Высота
антенны базовой станции (точка доступа) примерно 3 м; высота антенны подвижной
станции, расположенной на рабочем столе, около 1 м Офисное помещение частич-
но разделено перегородками. Центральная лаборатория, склад и производственная
зона изолированы стенами и кое-где металлическими листами
образом изменяющаяся трасса распространения. Во многих случаях
может существовать более одного пути распространения радиоволн и
эта ситуация называется многолучевым распространением. Трасса рас-
пространения изменяется при перемещениях подвижного объекта, базо-
вого оборудования и/или движения окружающих предметов и среды.
Даже малейшее, самое медленное перемещение приводит к изме-
нению во времени условий многолучевого распространения и, как след-
ствие, к изменению параметров принимаемого сигнала. Предположим,
например, что абонент сотовой системы находится в автомобиле на сто-
янке вблизи оживленной скоростной автострады. Хотя абонент отно-
сительно неподвижен, часть окружающей среды движется со скоростью
100 км/час Автомобили на автостраде становятся «отражателями» ра-
диосигналов. Если во время передачи или приема этот абонент так-
же движется (например со скоростью 100 км/час), то параметры слу-
чайным образом отраженных сигналов изменяются с большей скоро-
стью Скорость изменения уровня сигнала часто описывается допле-
ровским рассеянием.
Распространение радиоволн в подобных условиях характеризуется
тремя, частично самостоятельными эффектами, известными как зами-
рания из-за многолучевости распространения, затенение (или экрани-
рование') и потери при распространении. Замирания из-за многолу-
чевости описываются через замирания огибающей (независящие от ча-
стоты изменения амплитуды), доплеровское рассеяние (селективный
70
71
Рис. 3.2.3. Явления замираний из-за многолучевости, затенения и потерь при
распространении
во времени, или меняющийся во времени, случайный фазовый шум)
и временнбе рассеяние (изменяющиеся во времени длины трасс рас-
пространения отраженных сигналов вызывают временные изменения са-
мих сигналов). Временнбе рассеяние приводит к появлению частотно-
селективных замираний. Указанные явления поясняются на рис. 3.2.3
и рассматриваются в следующих подразделах.
3.2.1. Замирания огибающей
Чтобы проиллюстрировать основные свойства замираний огибаю-
щей, обратимся к рис 3.2.4. Предполагается, что базовая станция пере-
дает сигнал •Sr(t) с ФМ и постоянной огибающей
sT(t) = (3.2.1)
где А — константа; w — угловая радиочастота (РЧ); ips(t) — модули-
рующий фазу или частоту сигнал-переносчик информации, известный
также как сигнал полосы модулирующих частот. Изменяющуюся во вре-
мени «среду распространения» p(t) можно представить как
p(t) = г(*)^г(<), (3.2.2)
где r(t) — изменяющаяся во времени огибающая; — изменяю-
щаяся во времени случайная фаза среды распространения. Огибающая
72
Передающая
базовая станция
х = vt
Движение
сигнал
сигнал
Рис. 3.2.4. Явление замираний — иллюстрация меняющейся во времени оги-
бающей в канале с замираниями
Напряженность поля
в точке приема, дБ
Расстояние вдоль
пути движения
автомобиля, м
случайной среды распространения г(<) может быть разделена на долго-
временную, или усредненную, составляющую замираний m(f) и кратко-
временную составляющую, обусловленную быстрыми замираниями из-
за многолучевости то(<), что отражено формулой
r(i) = m(z)ro(i), (3.2.3)
где Го(<) имеет среднее значение, равное 1 (Иначе это выражение не-
справедливо.)
Если и базовая станция, и подвижные объекты неподвижны, но
окружающая среда перемещается (а это практически всегда так, по-
скольку даже малейшее и самое медленное перемещение приводит к
изменяющимся во времени отражениям в системе NLOS), тогда можно
воспользоваться выражением (3.2.3), где время t — случайная перемен-
ная. Если подвижный объект движется со скоростью v, м/с или км/ч,
т° длина трассы распространения между базовой станцией и подвиж-
ным объектом равна
х — vt.
(3.2.4)
В этом случае мы можем записать выражение (3.2.3) как
г(х) = тп(х)го(х).
73
огибающей принятого сигнала
а)
Гис. 3.2.5. Функция распределения огибающей немодулированной несущей с
релеевскими замираниями (а и б— два различных масштаба по вертикали) [84]
Переданный сигнал sr(t) с постоянной огибающей умножается на
меняющуюся во времени случайную «передаточную функцию» среды
распространения p(t). Таким образом, мы имеем мультипликативную
модель замираний. Заметим, что мы используем аддитивные модели,
например модель аддитивного белого гауссова шума, для стационарных
каналов, которые встречаются в системах геостационарных спутников
или в коаксиальных кабельных системах.
Принятый подвижным объектом сигнал 5д(/) определяется как
sr(/) = sT(f)p(t) = =
= = Лт(«)г0(|)е'^-«+^(*)1. (3 2 5)
Напомним, что переданный сигнал s-pff) (выражение (3.2.1)) явля-
ется фазомодулированным сигналом с постоянной огибающей (Д —
константа), фазовую модуляцию, которого определяет функция jV’r(i).
Принятый сигнал sr(Z) (выражение (3 2.5)) имеет огибающую, опреде-
ляемую произведением г(/) = m(t)ro(/) (долговременная «усредненная»
компонента m(Z) умножена на кратковременную компоненту быстрых за-
мираний Го(<)). Изменяющаяся во времени компонента случайной фа-
зовой модуляции порождена средой распространения. Скорость
74
изменения функции VvW зависит от скорости перемещения подвижно-
го объекта и изменений в среде распространения радиоволн, например
от относительной скорости двух автомобилей, движущихся в противо-
положных направлениях. Изменение случайной фазы V’r(^) является
причиной частотного рассеяния (напомним о связи между фазовой и
частотной модуляцией), известного также как доплеровское рассеяние.
Когда приемник, передатчик или окружающая среда даже незначи-
тельно перемещаются, эффективное перемещение превышает несколь-
75
ко сотых длины волны. Например, в системах радиосвязи диапазона
2 ГГц длина волны
с 3 • 108 м/с
А = 7 = 5 'ins г = 15 см-
f 2 • 10у Гц
Таким образом, если приемник перемещается лишь на расстояние
1,5 см, он смещается на 1,5/15 = 0,1 длины волны. Перемещение на
расстояние, большее, чем несколько сотых длин волны, может вести к
флюктуациям огибающей. Эту ситуацию иллюстрирует рис. 3.2.4.
Теоретически показано [158, 191, 263], что огибающая принятого
флюктуирующего сигнала имеет релеевское распределение, когда чи-
сло падающих плоских волн со случайным направлением прихода до
статочно велико и среди них отсутствует заведомо доминирующая со-
ставляющая трассы прямой видимости (LOS). Релеевское распределе
ние является наиболее часто используемой функцией распределения для
каналов сухопутных систем подвижной связи, включая наружные (вне
помещений) сухопутные подвижные и внутренние (внутри зданий) при-
менения радиосвязи. Множество экспериментальных результатов по-
казывают, что релеевское распределение является достаточно точной
математической моделью.
Из- рис. 3.2.5 видно, что замирания 20 дБ или более глубокие по
сравнению со среднеквадратическим значением огибающей сигнала слу-
чаются примерно в течение 1 % времени; замирания 30 дБ или более —
в течение 0,1 % времени; 40 дБ или более — только в 0,01 % времени
Вероятность появления, длительность и степень замирания огибающей
оказывают значительное влияние на характеристики как цифровых, так
и аналоговых систем подвижной радиосвязи.
3.2.2. Доплеровское рассеяние: случайные
изменения фазы и время когерентности
Ранее было показано, что изменениям огибающей во времени вслед-
ствие случайных замираний сопутствуют случайные изменения фазы.
Рассмотрим функцию V’r(^) в выражении (3.2.5). Изменения фазы
связаны со скоростью изменения составляющей быстрых зами-
раний Го(<). Эти фазовые изменения вызывают появление шума из-за
случайной частотной модуляции (ЧМ). В [158] показано, что шири-
на спектра шума случайной ЧМ в полосе модулирующих частот равна
приблизительно удвоенному максимальному доплеровскому рассеянию,
или удвоенной максимальной доплеровской частоте
Максимальная доплеровская частота
fd = v/X (3.2.6)
и
А = c/f. (3.2.7)
76
Таким образом,
fd = v/X = v/ic/f) = u//c,
(3 2 8)
где с — ЗЮ8 м/с — скорость распространения света, т — скорость пере-
мещения подвижного объекта с учетом скорости перемещения окружаю-
щей среды, м/с; А — длина волны радиосигнала, м; f — радиочастота
Пример 3.2.1. Каково максимальное доплеровское рассеяние и ширина спек-
тра шума случайной ЧМ в полосе модулирующих частот из-за эффекта Доплера для
системы подвижной радиосвязи на частоте 850 МГц. если (а) окружающая среда от
„эсительно неподвижна, а скорость передвижения передатчика составляет 80 км/ч?
i6) передатчик и приемник системы PCS расположены внутри здания, неподвижны,
ио вблизи приемника проходит человек со скоростью 3 км/ч?
Решение примера 3.2.1. (а) Значение максимального доплеровского рассе-
яния при и — 80 км/ч можно получить из формулы (3.2.8).
vf (80•103/Зб00)•850•106
fd = ~ =----------------------= 63 Гц
Ширина спектра шума, вызванного случайной ЧМ в полосе модулирующих
частот, равна приблизительно удвоенному значению максимального доплеровско-
го рассеяния, те. 126 Гц.
(б) Для v = 3 км/ч из (а) имеем
fd = 63 (3/80) = 2,36 Гц.
Доплеровское рассеяние определяется как ширина спектра приня-
той несущей, когда через канал с многолучевым распространением пере-
дается единственная синусоидальная несущая. Если несущая передается
на частоте /о. то из-за доплеровского рассеяния fd мы принимаем «раз-
мазанный» спектр сигнала со спектральными компонентами между ча-
стотами /о — /а и fo + fd Этот эффект, известный как селективные во
времени замирания, можно интерпретировать как эффект временной
декорреляции канала со случайными замираниями из-за многолучевого
распространения радиоволн.
Время когерентности Ст обычно определяется как интервал време-
ни, в пределах которого коэффициент корреляции значений огибающей
не менее 0,9. Этот параметр обратно пропорционален максимальной
Доплеровской частоте и определяется согласно [192, 263, 307] как
Ст = 1/fd- (3.2.9)
3.2.3. Временное рассеяние: физическая причина
и общее представление
Физическую причину временного рассеяния г иллюстрирует
Рис. 3.2 1 Сигнал на трассе распространения в пределах прямой ви-
димости (LOS) do- имеющий время распространения ги, сильно осла-
блен высокими зданиями. Предположим, что мощность ослабленного
77
сигнала на трассе LOS равна —121 дБм. Подвижный объект принима-
ет также переотраженные сигналы, проходящие трассу d| + d2. трассу
</з + трассу djt + di и множество других трасс (не показанных на
рис. 3.2.1). Если предполагается, что мощность сигнала, принятого с
трассы общей протяженностью d\ + с/г. равна —119 дБм, то имеем кар-
тину примерно равных сигналов с прямой трассы (трассы LOS с осла-
блением) и с трассы LOS с переотражением. В этом иллюстративном
примере, если di + с/2 = 36 км и dy = 1 км, имеет место задержка на
трассе, или временнбе рассеяние, равное
di + с/г — dy 36 км — 1 км
т = ----------2 = О 1П8 / = 116.7 МКС (3.2.9а)
с 3 10° м/с ' '
В последующих разделах особо рассматриваются понятие верхней
границы временного рассеяния ттах, реальное значение этой границы
и различные определения временного рассеяния. К числу наиболее ча-
сто используемых технических характеристик реальных систем относят-
ся среднеквадратическое значение временнбго рассеяния, а также мак-
симальное значение временнбго рассеяния.
Эффект временнбго рассеяния проявляется в наличии частотно-
селективных замираний. Этот эффект может приводить к сильным
искажениям формы демодулированного сигнала и накладывать огра-
ничения на такую характеристику высокоскоростных цифровых систем
радиосвязи, как вероятность ошибок на бит (BER)
Ширина полосы когерентности Св — это разнос частот, в пределах
которого коэффициент корреляции значений огибающей не менее 0,9.
Этот параметр обратно пропорционален среднеквадратическому значе-
нию (rms) временнбго рассеяния и определяется как
Св = 1/тгт,. (3.2.10)
3.2.4. Затенение и потери при распространении
В разд. 3.2.1 показано, что замирания на трассе можно разделить
на долговременные, или усредненные, замирания и кратковременные,
или быстрые, замирания из-за многолучевости. После того как быстрые
замирания из-за многолучевости устраняются усреднением на интерва-
ле нескольких сотен длин волн, остается еще неселективное затене-
ние. Причиной затенения являются в основном особенности рельефа
местности вдоль трассы распространения радиосигналов сухопутных по-
движных систем. Это явление вызывает медленные изменения средних
значений параметров релеевских замираний. Хотя для затенения не име-
ется подходящей математической модели, распределением, наилучшим
образом соответствующим экспериментальным данным в типичном го-
родском районе, признано лог-нормальное распределение с дисперси-
ей от 5 до 12 дБ [84, 192, 307]. Потери при распространении — это
среднее значение лог-нормального затенения, которое называется также
средним по зоне (area average)
78
3.3. Основы усиления антенн
Чтобы облегчить понимание сути расчетов энергетических потерь
при распространении радиоволн на трассах прямой (LOS) и непря-
мой видимости (NLOS), мощности принятого сигнала и бюджета линии,
представим краткий обзор основ усиления всенаправленной и направлен-
ной антенн. (Для более детального изучения вопроса см. [191, 192, 193] )
Линия передачи соединяет радиопередатчик, имеющий радиоча-
стотный (РЧ) усилитель мощности (УМ), с передающей антенной В
приемнике антенна соединяется с входным малошумящим усилителем
(МШУ). Усиленный принятый сигнал поступает на преобразователь ча-
стоты вниз и демодул и руется (рис. 3.3.1). В автомобильном или порта-
тивном приемопередатчике для передачи и приема используется одна и
та же антенна Передающий РЧ усилитель мощности возбуждает пере-
дающую антенну, которая и излучает электромагнитные волны.
Изотропная антенна — это идеальная антенна без потерь, которая
излучает мощность равномерно во всех направлениях. В подвижной свя-
зи наиболее часто используются всенаправленные антенны. Эти приемо-
передающие антенны являются приближениями идеальных изотропных
антенн. В качестве передающих антенн они одинаково излучают во всех
направлениях, а в качестве приемных — одинаково хорошо принима-
ют сигналы со всех направлений. Коэффициент усиления этих антенн
примерно равен единице: G = 1, или 0 дБ.
Предположим, что передающий РЧ усилитель отдает Pq ватт мощ-
ности изотропной передающей антенне, как показано на рис. 3.3.1 и
3.3 2. Плотность излучаемой мощности р, Вт/м2, или исходящий поток
электромагнитной энергии, измеренный на расстоянии г от антенны,
определяется формулой
р = Рт/(4тгг2). (3.3.1)
Рис. 3.3.1. Элементы приемопередатчика: передающий радиочастотный уси-
литель мощности (УМ), передающая антенна, приемная антенна, секция РЧ и ма-
лошумящий усилитель (МШУ). Переключатель служит для обеспечения резерви-
рования или режима разнесенного приема
МШУ
К преобразователю
частоты вниз и
демодулятору
79
— входное полное
сопротивление
антенны
— эквивалентное
наведенное
эффективное
напряжение
•— полное
сопротивление
нагрузки
Мощность, подведенная к нагрузке
Рис.. 3.3.2. Эквивалентная схема антенны
Направленная антенна концентрирует излучаемую мощность в оп-
ределенном направлении. Направленность такой антенны определяет-
ся как
Плотность мощности на расстоянии г
D _ в направлении максимального излучения
Средняя плотность мощности на расстоянии г '
Чтобы пользоваться таким определением направленности антенны
(формулой (3.3.2)), необходимо знать мощность, фактически излучае-
мую антенной Эта мощность отличается от мощности в соответствую-
щих точках передатчика и приемника из-за потерь в самой антенне [252].
Приемная антенна с эффективной апертурой Л и на расстоянии г
от всенаправленной передающей антенны принимает мощность Pr, Вт,
определяемую выражением
PR = рА = РтАЦ4ъг2). (3.3.3)
Из [163] и других руководств по антеннам и излучению следует,
что коэффициент усиления антенны G связан с апертурой антенны и
длиной волны А, м, радиосигнала:
6 = 4тгА/А2. (3.3.4)
где
А = с//, (3.3.5)
Здесь с = 3 • 108 м/с — скорость распространения света; / — часто-
та несущей при передаче
У идеальных всенаправленных антенн G = 1; следовательно из
(3.3.4) имеем
А = А2/(4тг). (3.3.6)
3.4. Характеристики распространения
радиоволн
В этом разделе описываются следующие характеристики потерь при
распространении на трассах прямой и непрямой видимости формулы
при распространении радиоволн в свободном пространстве, модели и
эмпирическая формула потерь при распространении.
80
3.4.1. Формула для потерь при распространении
в свободном пространстве
Из (3.3.1)-(3.3.6) можно получить формулу для расчета потерь пе-
редачи в свободном пространстве (или потерь при распространении) для
всенаправленных передающей и приемной антенн с единичным коэффи-
циентом усиления (G = 1), расположенных друг от друга на расстоянии
метров Эта формула имеет вид [252]
Рп
Рт
(3.4 1)
Для двух антенн, разнесенных друг от друга на г метров, с коэф-
фициентом усиления передающей антенны
G'f = 4тгЛ/А2
и коэффициентом усиления приемной антенны
Gr = ЬпА/Х2
(3.4.2)
(3.4.3)
формула для потерь при распространении в свободном пространстве
принимает следующий вид
= GtGr
"т
А
4тгг
(3.4.4)
Из (3.4.4) получаем выражение для потерь при распространении
(Ь/. дБ)
Lf =ю lg = 101g GT + lOIgGft + 101g
Pt
A V
4тгг J
= 10lgGT + 10lgGR + 20lg
L} [дБ] = 10 lgGT + 10 IgGp- 201g/-201gr + 147,56 дБ.
(3.4.5)
(3.4.6)
Для изотропных передающей и приемной антенн с коэффициента-
ми усиления, равными 1 (те. для идеальных всенаправленных антенн), и
при отсутствии препятствий в пределах прямой видимости (LOS) основ
пью потери передачи рассчитываются по формуле
LB [дБ] = +27,56 - 201g / [МГц] - 201g т [м] (3.4.7)
81
или по формуле
Lb [дБ] — —32,44 — 201g/ [МГц] — 201g г [км]
(3 4.8)
Из этих соотношений для основных потерь при распространении в
пределах прямой видимости (LOS) следует, что принимаемая мощность
уменьшается (относительно переданной мощности) на 6 дБ при каждом
удвоении расстояния и при каждом удвоении значения радиочастоты
3.4.1.1. Соотношение между единицами дБмкВ и дБм Из
(3.3.1) видно, что единицей измерения излучаемой мощности является
ватт на метр в квадрате (Вт/м2). Обычно переданная и принимаемая
мощности выражаются в ваттах (Вт) или децибелах относительно 1 мВт
(дБмВт или дБм), тогда как потери при распространении — в деци-
белах (дБ) Определим соотношения и коэффициенты пересчета для
этих часто используемых единиц
Предположим, что используется одно- или двухвибраторная при-
емная антенна [163, 184] Наведенное напряжение V, В/м, связано с
напряженностью поля Е следующим образом:
У= ЕХ/тг.
(3.4.9)
Максимальная мощность Pr, Вт/м2, подводимая к полному сопро-
тивлению нагрузки /?£,, в системе с согласованным выходом равна
Pr = V2!^Rl\
(3.4.10)
Предполагается, что эквивалентное наведенное антенной напряже-
ние равно V. Входное полное сопротивление антенны Za равно полному
сопротивлению нагрузки Zr, a R[ — активное сопротивление нагрузки
Zr, как показано на рис. 3.3.2. Таким образом, принимаемая мощность
может быть выражена в ваттах на метр в квадрате.
Из вышеприведенных выражений можно получить:
I/2 _ (ЕА/тг)2 _ Е2А2
4/?l 4Rl 4тг27?£,
(3.4.11)
Определим мощность Pr, выраженную в децибелах относитель-
но 1 Вт:
Pr [дБВт] = 101g Е2 [В2]+ 101g
2 1
[дБ]+ 10 lg— Rl
1
Ом
Для стандартного сопротивления нагрузки Ед = 50 Ом имеем
10lg[l/(4Ej,)] — ~23 дБ; таким образом,
Pr [дБВт] = 10 lg Е2 [мкВ2] — 10 lg(106)2 + 10 lg(А/тг)2 — 23 дБ
82
Формула для мощности Pr, выраженной в децибелах относитель-
но мощности 1 мВт, имеет вид
рЕ [дБм] = 10 lgЕ'- [мкВ2] +101g 1000-10 lg(106)2 + 1016(А/тг)2 -23 дБ;
Pr [дБм] = Е [дБмкВ]— 113 дБм+ 10 lg(A/?r)2
(3 4 12)
|/|ли переходя к радиочастоте f с помощью соотношения А = с/f,
получаем
Pr [дБм] = Е [дБмкВ] — 113 дБм + 10 lg(3 - 108//тг)2;
Pr [дБм] = Е [дБмкВ] + 46,6 дБм — 20 lg f [Гц],
Pr [дБм] = Е [дБмкВ] + 46,6 дБм — 120 дБ — 201g/ [МГц]
Pr [дБм] = Е [дБмкВ] — 73,4 — 201g/ [МГц]
(3 4.13)
Пример 3.4.1 Найдем соотношение между измеренной напряженностью по-
ля при приеме, выраженной в децибелах относительно 1 мкВ, и принимаемой мощ-
ностью, выраженной в децибелах относительно 1 мВт, для системы беспроводной
связи работающей на радиочастоте / — 1 9 ГГц.
Решение примера 3.4.1. Из формулы (3.4.13) имеем
PR [дБм] = Е [дБмкВ] - 73 4 - 201g/ [МГц] =
= Е [дБмкВ] - 73,4 - 65.57 = Е [дБмкВ] - 139 дБ (3.4.14)
3.4.2. Потери при распространении для систем
непрямой видимости (NLOS) и прямой видимости
(LOS)
Большинство сухопутных сотовых систем подвижной связи и систем
PCS работают в условиях распространения радиоволн при отсутствии
прямой видимости (NLOS), как это показано на рис 3.2.1 и 3.2 2. Из
(3.4.8) видно, что при работе в пределах прямой видимости (LOS) при-
нимаемая мощность уменьшается по закону 1/г2 по мере увеличения
расстояния г между антеннами Другими словами средние потери при
распространении растут пропорционально степени п расстояния. Пока-
затель степени п для систем прямой видимости при отсутствии препят-
ствий на трассе распространения радиоволн равен 2 (п = 2)
На основании экспериментальных данных была разработана и ис-
пользуется большинством инженеров достаточно общая модель для
оценки потерь при распространении радиоволн при отсутствии прямой
видимости [55, 267]. Эта модель описывается следующим выражением:
L(d) ~ LB(d/d0)-n (3.4.15)
83
и показывает, что средние потери при распространении (L) возраста-
ют пропорционально некоторой степени расстояния. В формуле сим-
вол ~ означает «пропорционально», а также использованы следующие
обозначения
п — показатель степени, 3,5 п 5;
d — расстояние (разнесение) между передающей и приемной ан-
теннами;
do — эталонное расстояние или длина отрезка трассы до первого
препятствия (участок распространения в свободном пространстве),
Lb — потери при распространении на трассе LOS для do, м, (фор-
мулы (3.4.7) и (3.4.8));
L — суммарные потери (потери при распространении) комбиниро-
ванной трассы, состоящей из участков NLOS и LOS.
Показатель степени п указывает, насколько быстро возрастают по-
тери при распространении с увеличением расстояния. Эталонное рас-
стояние dg предполагает, что в пределах него, те. между антенной и
точкой do, имеет место распространение радиосигнала (беспрепятствен-
ное) в свободном пространстве. На практике значения do (длины отрез-
ка трассы, где имеет место распространение в свободном пространстве)
внутри зданий обычно лежат в диапазоне 1. ..3 м.
Абсолютные средние потери при распространении L(d), выражен-
ные в децибелах, определяются как потери при распространении от пе-
редатчика до точки на эталонном расстоянии L(do) плюс дополнитель-
ные потери при распространении, описываемые выражением (3.4.15).
Таким образом,
L(d) = L(d0) — 10nlg(d/d0). (3.4.16)
Экспериментальные результаты (рис. 3.4.1) показывают, что для ти-
пичных сотовых систем подвижной связи вне зданий при отсутствии
прямой видимости (NLOS) 3,5 п 5, а для связи внутри зда
ний 2 п 4. Рис. 3.4.2 иллюстрирует дополнительные экспери-
ментальные результаты, касающиеся средних потерь при распростране
нии на частотах 900 и 17,5 ГГц, полученные сотрудниками AT&T Bell
Laboratories [334].
Пример 3.4.1. Вычислим абсолютные средние потери для do — 3 м и d = 22 м
в системе подвижной радиосвязи, работающей в разрешенном ФКС диапазоне частот
2,4. ..2,48 ГГц [81]. Положим показатель степени равным п = 3,5. Предположим,
что первые три метра представляют трассу прямой видимости (LOS). далее пред
полагается распространение по трассе NLOS.
Решение примера 3.4.1. Для потерь распространения в свободном про
странстве на расстояние dg = 3 м используем (3.4.7):
LB(d0) = +27,56- 201g2480 МГц - 201g3 м =
= +27,56 - 67,89 - 9,54 = -49,87 дБ я: -50 дБ.
Дополнительное расстояние d = 22 м — 3 м = 19 м. Это трасса распространения
непрямой видимости (NLOS) с п = 3,5. Из (3.34) получаем
L(d) = -50 дБ — 10 • 3,5 - lg(19/3) я: -78 дБ.
84
Полные средние потери на комбинированной LOS и NLOS трассе длиной d — 22
для системы, работающей на частоте f — 2,48 ГГц, составляют —78 дБ
3.4.2.1. Вывод формулы для дальности связи: максимальная
зона обслуживания (f/rnax) Формула для дальности связи, или макси-
мального расстояния, на котором может осуществляться обслуживание
при распространении радиоволн в свободном пространстве в пределах
прямой видимости, выводится из соотношения (3.4.4):
(3.4.17)
В этом случае мы полагаем, что
Pr — Pfimm
представляет собой минимальную мощность несущей, которая приводит
к приемлемому, или «пороговому», значению вероятности ошибки на
бит. В последующих главах показано, что для речевой связи в каче-
стве «приемлемой, или пороговой, характеристики» часто принимается
BER = 3 10-2 при передаче без кодирования и предварительной обра-
ботки. Из формулы (3.4.17) заключаем, что для систем радиосвязи
прямой видимости (LOS)
Фпах —
PtGtGr А
PRmir, 4?Г
Рт Gt Gr с 1
PRmin f 4тГ
(3.4 18)
где dmax выражено в метрах.
Для более общих условий распространения при отсутствии прямой
видимости (NLOS) предположим, что имеется эталонное расстояние,
или «тупиковая» дистанция, для которой характерно распространение
в свободном пространстве между антенной передатчика и ближайши-
ми препятствиями. Как показано на рис. 3.2.1, радиоволны проходят
начальный участок d0 в условиях прямой видимости (LOS), а далее ра-
диоволны рассеиваются и распространяются в условиях NLOS.
Максимальное расстояние или дальность связи, для комбиниро-
ванной LOS и NLOS радиотрассы получается из равенства
Рд — PtGtGrLtot (3.4.19)
где Ьтот — потери при распространении для комбинированной трас-
сы LOS и NLOS:
LjOT = Ldol'NLOS, (3.4.20)
причем Ltot имеет две составляющие потерь: на участке прямой види-
мости (/.,/„ или Lj,..-h) и на участке NLOS (Lv/o.s) Потери на участке
230
220
210
Ш 200
О
190
160
s 170
z 160
га
150
g 140
С
с. 100
ф
5 90
с 80
70
60
1 2 3 5 7 10 20 30 40 50 70 100
Расстояние т км
5)
Рис. 3.4 1. Потери при распространении в городском районе [83] Сплошная
линия соответствует эмпирической формуле, пунктирная — методу предсказания
Окомуры: а — параметром является б— параметром является высота разме-
щения антенны базовой станции
86
Рис. 3 4.2. Измерения ослабления из-за распространения на частотах 900 МГц
(и) и 1,75 ГГц (6) для подвижной PCS в радиусе действия от 1 до 30 м [334]
прямой видимости обозначаются как Ld0- чтобы указывает на то, что
радиоволны распространяются в условиях LOS только на расстояние do,
остальная же часть расстояния d приходится на распространение в усло-
виях NLOS. Обычно d - d0 ~ d, так как с/и много меньше, чем d. Из
предыдущих формул имеем
LtotW =
LOS
составляющая
\d J
1
NLOS
составляющая
(3.4.21)
Отметим, что эта формула практически совпадает с (3 4 15). В
этом подразделе обозначения несколько изменены, чтобы получить бо-
лее удобную формулу для дальности связи
Выражение для дальности связи (максимального расстояния с/пах)
выводится следующим образом:
Pr = PtGtGrL,i;
Ld = L(d0)L(N LOS) =
P - PC C ( X
Pr — PtGtGr I - —- -- I ;
у4тгао ) у d J
(3.4.22)
(3.4.23)
(3.4.24)
(3.4.25)
(3.4.26)
3.4.2.2. Определение коэффициента усиления системы (Gs)
Коэффициент усиления системы является полезным показателем для
оценки характеристик системы, так как объединяет много параметров,
представляющих интерес для проектировщиков систем радиосвязи В
простейшей форме, применимой только к аппаратуре, коэффициент уси-
ления системы — это разность между выходной мощностью передатчи-
ка и пороговой чувствительностью приемника. Пороговая чувствитель-
ность приемника —это минимальная принимаемая мощность необходи-
мая для достижения приемлемого уровня характеристик, таких как мак-
симальное значение вероятности ошибки на бит (BER). Коэффициент
усиления системы должен превышать или, по крайней мере, быть рав-
ным сумме коэффициентов усиления и внешних по отношению к аппара-
туре потерь [110]. Математически это выражается следующим образом:
G, = Рт — Отт Рм + |^р| + |Ef| + |Ев| — Gt — Gr, (3.4.27)
где Ga — коэффициент усиления системы, дБ; Рт — выходная мощ-
ность передатчика с учетом потерь в антенном ответвителе и других
потерь антенного соединения, дБм; Cmin = PRmin — принимаемая мощ-
ность несущей, дБ, для минимального значения показателя качества
приема. Обычно Cmin. дБмВт, определяется для максимального значе-
ния BER. Для линий телефонной связи подвижных систем согласно не-
скольким стандартам в качестве порогового принимается BER = 3 • 10~2.
Для каналов передачи данных в таких системах в качестве порогового
может быть BER = 10~6. Cmin называют также пороговой чувстви-
тельностью, Pprain — Cmin. ка* определено выше; Lp — потери при
88
распространении между изотропными излучателями в пределах прямой
видимости или в свободном пространстве:
Lp = —92,4 — 201g rf — 201g/,
(3 4.28)
где d — длина трассы, км; / — несущая частота, ГГц; Lp — поте-
ри в антенном фидере; Lb — потери за счет ответвления т.е полные
потери фильтра и циркулятора, когда передатчики и приемники подсо-
единяются к одной линии; Gt, Gr — коэффициенты усиления антенн
передатчика и приемника по отношению к изотропному излучателю; хо-
тя коэффициент усиления антенны зависит от частоты, для простоты
обычно имеются в виду значения, соответствующие центральной часто-
те диапазона, которые сообщаются в каталогах изготовителей; Fm —
запас на замирания на радиолинии, дБ, в системе без разнесения, тре-
буемый для обеспечения показателя надежности связи.
Выражение (3.4.28) аналогично (3.4.7) и (3.4.8), но здесь радиоча-
стота определяется в гигагерцах.
3.4.2.3. Эмпирическая формула для потерь при распростра-
нении Для прогнозирования средних потерь при распространении ис-
пользуются эмпирические модели, основанные на всесторонних натур-
ных измерениях. Трасса пролегает от антенны базовой станции до ан-
тенны подвижного объекта. Экспериментальные кривые для потерь при
распространении получаются измерением уровня мощности принятого
сигнала (радиочастотной несущей) и вычитанием из мощности пере-
данного сигнала. Например, если мы имеем всенаправленные антен-
ны с коэффициентами усиления, равными 1, передаваемая мощность
равна +30 дБм и в некотором месте принимаемая мощность несущей
Pr = —105 дБм тогда потери при распространении
Lp = Рт- Pr = +30 дБм - (-105 дБм) = 135 дБм. (3.4.29)
(Примечание. Поскольку Рт и Pr выражены в одних и тех же единицах,
то потери Lp могут быть выражены в децибелах.)
Многочисленные измерения, выполненные Окомурой (Okomura),
результаты которых обобщены и приведены в [84, 145], позволили полу-
чить эмпирическую формулу для средних потерь при распространении
Lp, дБ, в случае изотропных (идеальных всенаправленных), имеющих
коэффициенты усиления, равные 1, антенн базовой станции и подвиж-
ного объекта Эта формула, известная также как метод прогнозирования
Окомуры, имеет следующий вид:
А + В lg(r)
А + В lg(r)
А + В lg(r)
-С
- D
для городской зоны,
для пригородной зоны
для открытой местности,
(3.4.30)
где г — расстояние между антеннами базовой и подвижной станций, км.
Радиочастота несущей — /о, М( ц высота антенны базовой станции Нъ.
89
м и высота антенны подвижной станции hm, м. Величины Л, В, С и
IJ выражаются соответственно следующим образом:
Л = Л(/и. Ч Лт) = 69.55 + 26,16 lg(/o) - 13,82 lg(/<t) -
В = B(hb) = 44,9 - 6,55 lg(/it); (3.4.31)
C = C(/0) = 2 Ig^Q +5,4;
/1 = D(/o) = 4.78[lg(/0)]2 - 19,33 lg(/0) + 40,94,
где
[1,1 lg(/o) - 0.7]/im - [1,56 lg(/0) - 0,8]
для средних и малых городов;
8.28[16(1,54Лт)]2 - 1,1
для /о 200 МГц и крупных городов;
3,2[1ё(11.75Л,п)]2 — 4,97
для /0 400 МГц и крупных городов.
(3.4.32)
Формулой (3 4 31) можно пользоваться, если выполняются следу-
ющие условия:
/о: от 150 до 1500 МГц,
Ль: от 30 до 200 м, возможно расширение диапазона (от 1,5 до
400 м);
hm: от 1 до 10 м;
г: от 1 до 20 км; возможно расширение диапазона (от 2 м до 80 км).
На рис. 3.4 1 показаны потери при распространении Lp, дБ, в город
ской зоне, причем частота несущей f0 и высота антенны базовой станции
Ль являются переменными параметрами. Результаты, представленные
сплошными линиями, получены с помощью эмпирической формулы, а
пунктирными линиями — методом прогнозирования Окомуры. Эти чи-
словые результаты показывают, что максимальная ошибка составляет
только около 1 дБ в диапазоне расстояний от 1 до 20 км [84]. Резуль-
таты экспериментальных измерений затухания при распространении ра-
диоволн для PCS с небольшой зоной обслуживания (в диапазоне от 1
до 30 м), полученные на основе данных AT&T Bell Laboratories [334],
иллюстрируются на рис. 3.4.2. Сравнение экспериментальных данных
с расчетами по (3.4.30) и (3.4.32) показывает, что эти формулы могут
также использоваться для систем, работающих на расстоянии до 3 м.
3.5. Модели радиосигналов
с замираниями, обусловленными
многолучевым распространением
В предыдущих разделах описаны основные понятия и дано физи-
ческое представление распространения радиоволн на трассах прямой и
непрямой видимости. Здесь приводится описание полезной математи-
ческой модели передачи немодулированной синусоидальной несущей по
множеству случайных трасс распространения между стационарной базо-
вой станцией и движущимся приемником. Такая теоретическая модель
полезна для последующего анализа распределений огибающей замира-
ющей несущей (уровня сигнала), частоты выбросов сигнала и длитель-
ности замираний. Эти параметры и их представления требуются при
рассмотрении некоторых аспектов проектирования линий и систем свя-
зи (таких как выбор методов исправления ошибок и доступа). Напри-
мер, длительность замираний и частота выбросов позволяют установить
связь между вероятностью ошибки на бит (BER) и вероятностью оши-
бок в слове (WER).
3.5.1. Немодулированная несущая: теоретические
модели
В предположении, что скорость движения v подвижного объекта
достаточно мала по сравнению с произведением центральной частоты
несущей f0 на длину волны несущей А, т.е. v /оА, принимаемая
замирающая несущая eft') может быть представлена как
где cn(t) — элементарная волна; Re [] — действительная часть [] и
j = V—1 Далее, zn(t) — комплексная случайная функция, модули-
рующая c(i), порождаемая случайными изменениями параметров трасс
распространения из-за движения подвижного объекта [84].
При условии, что N достаточно велико и что все |zn(t)| равны, со-
гласно центральной предельной теореме функция e(t) может быть пред-
ставлена как узкополосный гауссовский процесс:
C(O = Re[W2’'°‘],
(3.5.2)
где z(t) — комплексный стационарный гауссовский низкочастотный слу-
чайный процесс, обладающий следующими свойствами:
Ш = 0;
|(£(ф’(<-т))=^(т); (3.5.3)
1(г(ф(<-т)) = 0.
В этих выражениях (•) — среднее по ансамблю, (•)* — комплексно-
сопряженная величина (•); ^2(т) — автокорреляционная функция z(<),
которая определяется выражением
^(г) = [°° df, (3.5.4)
91
Рис. 3.5.1. Теоретическая спектральная плотность замирающего синусоидаль
ного колебания (смодулированной несущей), имеющего максимальную доплеров
скую частоту /р = v/X = fav/c
где Ил2(/) — спектральная плотность процесса z(t).
В типичной системе подвижный объект имеет антенну с всенапра-
вленной диаграммой направленности в горизонтальной плоскости, а
угол прихода каждой элементарной волны имеет равномерное распреде
ление. Выражение для спектральной плотности замирающего сигнала
IV2(/) получено в [11 47, 116 и 117] и имеет следующий вид
I -
И4(/) =
I о
1/1 sj Ь;
1/1 > Sd.
(3.5.5)
где гг2 — средняя мощность с(<); /д — максимальная доплеровская
частота, /д = v/X Спектральная плотность замирающей немодули
рованной несущей показана на рис. 3 5.1. Подставляя (3.5.5) в (3.5.4)
получаем выражение для ^(т):
V>2(t) = о-270(2тг/рт), (3.5.6)
где Jo( ) — функция Бесселя первого рода нулевого порядка. Для су-
хопутных систем подвижной радиосвязи имеют место несколько типов
спектральной плотности замирающих сигналов, которые отличаются от
полученной выше. Их свойства подробно описываются в разд. 3.8 и
в [117]
Из полученных соотношений следует, что замирания из-за много-
лучевости могут рассматриваться как мультипликативный комплексный
стационарный гауссовский процесс который характеризуется функция
ми И 2(/) и 2(т) Это фундаментальное свойство используется при раз
работке имитаторов замираний которые описываются в разд. 3 6 и 3.8
92
3.5.1.1. Огибающая и фаза немодулированной замирающей
несущей. Принимаемая замирающая несущая c(t), соответствующая
выражению (3.52), может быть представлена также в виде
c(t) = R(t) cos{27t/o< + (3.5.7)
где R(j) и — огибающая и фаза соответственно, определяемые как
Я(<) = |z(t)|. = Zz(f). (3.5.8)
Здесь Zz(<) обозначает аргумент z(t). В любой определенный мо-
мент времени z — z(t) является комплексной гауссовской случайной пе-
ременной а функция совместной плотности распределения вероятности
величин R — R(t) и 6 = 6(t) может быть представлена как
R^O; -тг тг. (3.5.9)
/1Г(Т \
Поэтому функции плотности распределения вероятностей R и О вы-
ражаются соответственно следующим образом:
D / d2 \
Р(Я) , 7?^0;
° V 2а ' (3.5.10)
Р(0)=Л’ —7Г 6* 7Г.
Z7T
Предыдущие формулы показывают, что принимаемая замирающая
несущая с(<) имеет огибающую г(<) с релеевским распределением и фазу
0(f) с равномерным распределением. Модель с таким описанием назы-
вается релеевской моделью замираний. Эта модель была подтверждена
экспериментально в натурных условиях многими исследованиями, вклю-
чая, например, [138, 268].
Интегральная функция распределения вероятностей R (т.е. вероят-
ность того, что R не превосходит определенное значение 7?,) может
быть получена как
/•Я» / /? \
Bep[7?^7?s]= / p(R)dR=l -exp I-—И. (3.5.11)
Jo \ /
Результаты расчетов для теоретических релеевских распределений
при двух различных по вертикальной оси масштабах представлены на
рис. 3.2.5. Из этих рисунков видно, что огибающая несущей с релеев-
скими замираниями флюктуирует в динамическом диапазоне примерно
от 40 до 50 дБ с вероятностью 99,9 %. Интегральная функция рас-
пределения вероятностей в, т е. вероятность того, что в не превышает
определенное значение 6,, может быть описана как
Bep[6^es]= [ P^d0=e-^±A
(3.5.12)
93
Рис. 3.5.2. Частота пересечения уровня Nr несущей с релеевскими замирани
ями, нормированная относительно доплеровской частоты /р
Частота (скорость) изменения огибающей и флюктуаций фазы не
модулированной несущей с релеевскими замираниями является функ
цией максимального доплеровского сдвига, т е. скорости релеевских за
мираний. Если доплеровский сдвиг релеевских замираний очень мал
например fa < 1 Гц, то замирания называются квазирелеевскими, или
квазистационарными релеевскими (см. рис. 3.5.1).
3.5.1.2. Частота выбросов и длительность замираний. При
проектировании высокоскоростных цифровых систем подвижной радио-
связи важно знать характеристики замираний из-за многолучевости, по-
скольку они вызывают пакетирование ошибок. При условии, что паке-
ты ошибок возникают, когда уровень огибающей сигнала падает ниже
определенного порога, частота выбросов (пересечений уровня) может ис-
пользоваться как подходящая мера частости появления пакетов ошибок.
Длительность замираний позволяет оценивать длину пакетов ошибок.
Частота выбросов, которая обычно определяется как математиче-
ское ожидание частоты пересечений огибающей R определенного уров-
ня R, в положительном направлении, определяется в [117] следую-
щим образом:
fOO
Wr.= Rp(Rs,R)dR,
Jo
(3.5.13)
где точка обозначает производную по времени; р(7?.,, R) — совместная
94
Рис. 3.5.3. Средняя длительность релеевских замираний несущей [84]
плотность распределения вероятности /? и R при R — Rs. Можно по-
казать, что частота пересечений уровня Nr, для сигнала, принятого
вертикальной несимметричной вибраторной антенной, определяется вы-
ражением [84, 117]
NB. = V2ifD (^) exp (--^j) (3.5.14)
Результаты расчетов нормированной частоты пересечении уровня
Nr //о немодулированной несущей с релеевскими замираниями приве-
дены на рис 3.5.2. Так как R, и производная R статистически независи-
мы, то для релеевской модели их совместная плотность распределения
вероятности может Быть записана как [270]
р(/?,, 7?) = р(Я.,)р(Я),
(3.5.15)
где р(7?) — функция плотности распределения вероятности R. Кроме
95
того, R имеет гауссовскую функцию плотности распределения вероят-
ности, определяемую следующим выражением:
Р(Л) - —---------у= ехр
/irjDO-y/тГ
R
2тг/сгт
2'
(3-5.16)
Выражение для функции распределения длительности релеевских
замираний в замкнутой форме пока еще не получено Однако среднее
значение длительности замираний может быть представлено как [117]
(Т;)= J-Bep[7?^Rs].
(3.5.17)
Подставляя (3 5 11) и (3.5.14) в (3.5 17), получаем выражение для
средней длительности замираний:
1
- 1
{Tj} =
V^[Rt/(y/2a)]fD ГР <2^2
(3.5.18)
График этой зависимости показан на рис. 3.5.3.
3.5.2. Временное рассеяние: теоретические
представления и терминология
Физическое представление явления временного рассеяния показано
на рис. 3.2.1. Мы полагаем, что от базовой станции, расположенной на
крыше высотного здания с высотой 70 м, в момент времени t = 0 переда-
ется один очень короткий радиочастотный сигнал на частоте 150 МГц
«Прямая» трасса в пределах прямой видимости имеет протяженность do
м, и время распространения (задержку) Tq. В нашем примере предпо-
лагается, что на трассе прямой видимости расположено несколько зда
ний и имеет место затухание, вызываемое препятствиями, равное 96 дБ
Если do = 1000 м = 1 км, то потери при распространении в свобод-
ном пространстве на трассе прямой видимости для частоты 150 МГц,
полученные по формуле (3.4 8), составляют 65 дБ. Таким образом, как
показано в табл 3.5.1, общие потери на трассе прямой видимости равны
96 дБ + 65 дБ — 161 дБ Отраженные многолучевые радиочастотные
сигналы распространяются по трассам
di + d?, t/з +1/4,..., d/; + de-
Если ослабление сигналов из-за препятствий на этих более длинных
трассах не очень велико (например, как предполагается в табл 3 5.1, 7 и
10 дБ), то принятые отраженные сигналы, имеющие значительно боль-
шую задержку распространения, нежели сигнал, проходящий по трассе
прямой видимости do. принимаются подвижным объектом с мощностя-
ми соизмеримыми с мощностью сигнала трассы прямой видимости. В
96
Таблица 3.5.1. Временное рассеяние г и иллюстративные значения потерь
при распространении для узкополосной (3 кГц) сухопутной системы подвижной ра-
диосвязи общего пользования (PLMR), работающей на частоте 150 МГц. Значения,
приведенные в этой таблице, соответствуют указанным на рис 3 2.1
— Параметр Трасса прямой видимости W Первая трасса отраженного сигнала (di +</2) Вторая трасса отраженного сигнала («/3+^4)
Общее расстояние рас- d.Q — 1 di -f- d^ — 36 с?з + сЦ = 101
пространения, км Мощность передачи 40 40 40
рт = 10 Вт, дБм Потери при распростра- нении (на основании рис 3.4.2 для частоты 150 МГц), дБ 65 152 168
Потери при распростра- нении, обусловленные 96 7 10
наличием зданий и дру- гих препятствий, дБ Суммарные потери при распространении L?, дБ 161 159 178
Принимаемая мощность -121 -119 -138
Pr = Рт ~~ Рт> дБм Суммарная задержка го = 3,3 71 + 72 — 120 73 + Tt — 336,7
распространения, мкс Временное рассеяние 0 116,7 333,4
отраженного сигнала
7 = (tN + Ттп) ~ Т0, МКС
Вычисление 71 + тг и тд + т<:
di + d“2 36 103 м
71 + 72 = 1 _ 1 —- = 120 мкс.
с 3 • 10° м/с
73 + 7, d3 -f- dt 101 103 м
— — = 336,7 мкс.
с 3 • 10® м/с
этом примере предполагается, что отраженный сигнал, распространяю-
щийся по трассе dj + da и имеющий задержку распространения т\ + тъ,
принимается подвижным объектом с уровнем мощности —119 дБ, то есть
на 2 дБ выше, чем уровень мощности сигнала, распространяющегося по
трассе прямой видимости с препятствиями.
Трасса отраженного сигнала d] + d? характеризуется общей за-
держкой Т], + 72- Задержка относительно сигнала трассы LOS равна
7д = Т1 -f- Т2 — 7q. Она называется задержкой первого сигнала. Второй
отраженный сигнал, соответствующий трассе da + d4, приходит в мо-
мент времени Тз + т4 и имеет задержку (относительно сигнала трассы
LOS do) тд = 73 4- т4 — т0 и мощность при приеме, равную —138 дБм.
Таким образом, принимаемая мощность этого сигнала на 17 дБ мень-
ше мощности сигнала прямой трассы. В реальной обстановке много-
лучевого распространения радиоволн суммируется большое число за-
держанных составляющих. Эти составляющие характеризуются распре-
делением (профилем) мощности сигналов с различными задержками.
Протяженность профиля мощности во времени называется интервалом
временного рассеяния
97
Рис. 3.5.4. Иллюстрация типичного измеренного профиля временного рассея-
ния Р(т), а также параметров и терминов, относящихся к задержке (тл — задержка
первого сигнала; те — средняя дополнительная задержка; — среднеквадратиче-
ская задержка; тт — максимальная дополнительная задержка, связанная с опре-
деленным уровнем мощности)
Для точного математического анализа задержанных сигналов в ли-
тературе встречается несколько определений. Наиболее часто исполь-
зуемые определения и терминология, описанные в следующих подраз-
делах, заимствованы из [42].
3.5.2.1. Терминология и математические определения, свя-
занные с задержкой.
Профиль временного рассеяния Многолучевое распространение
радиоволн вызывает сильное рассеяние передаваемых сигналов. Ожи-
даемая степень рассеяния определяется посредством измерения профиля
временного рассеяния канала. Профиль временного рассеяния показы-
вает характер рассеяния и распределение переданной мощности по раз-
личным трассам многолучевой структуры. Канал подвижной радиосвязи
имеет непрерывный характер многолучевой структуры, поэтому профиль
временного рассеяния можно трактовать как функцию плотности
P(t) = S(t)/Js(T)dT, (3.5.19)
где S(t) — измеренный профиль временного рассеяния (рис. 3.5.4).
Задержка первого сигнала (тд). Это задержка первого пришедше-
го с трассы сигнала, который измеряется в приемнике. Обычно эта за-
держка устанавливается приблизительно равной минимальной возмож-
ной задержке на трассе распространения между передатчиком и при-
емником [52]. Эта задержка служит в качестве начала отсчета, и все
измерения задержки производятся относительно нее Любая задержка,
измеренное значение которой лежит справа от этой начальной задерж-
ки. называется дополнительной.
Средняя дополнительная задержка (те). Это средняя задержка, из-
меренная по отношению к задержке первого сигнала Она выражает-
98
& следующим образом:
те = J(r-TA)P(r)dT. (3.5.20)
Среднеквадратическая задержка (то). Этот термин обычно исполь-
зуется как мера разброса задержек. Этот параметр представляет собой
стандартное отклонение от средней дополнительной задержки и опре-
деляется следующим образом:
rd = ^(г-те-тА)2Р(т)^. (3.5.21)
Максимальная дополнительная задержка (ш) Этот параметр из-
меряется при определенном уровне мощности. Например, максималь-
ная дополнительная задержка может определяться как дополнительная
задержка (т), для которой Р(т) снижается до уровня —30 дБ относи-
тельно своего пикового значения (рис. 3.5.4).
3.5.2.2. Математические модели профилей временного рас-
сеяния Для облегчения моделирования и экспериментальных иссле-
дований характеристик помехоустойчивости (BER) цифровой системы
в условиях многолучевого распространения радиоволн часто использу-
ются модели профилей временного рассеяния и передаточных функций
канала. Типичной является ситуация, когда усредненные профили вре-
менного рассеяния используются для полуаналитического моделирова-
ния, а модели передаточной функции и импульсной характеристики ка-
нала — на стадиях экспериментов и полного моделирования системы.
Односторонний экспоненциальный профиль
Р(т) = — ехр (----, rd > 0. (3.5.22)
7~d \ 7~d /
Гауссовский профиль
1 1 ( т \ 2
(3 5 23)
Двухлучевой профиль с равными амплитудами, или двухпиковый
профиль
Р(т) = [6(т) + 6(т-2т,)]/2, (3.5.24)
Р(т) = [6(т - rd) + 6(r + rd)]/2. (3.5.25)
Двухлучевая модель Рамлера (Rummler). Эта модель, в отличие от
Первых трех, определяется с помощью передаточной функции канала
H(J) = 1 - b ехр[—)2тг(/ - /o)t], (3.5.26)
гДе /о — смещение частоты режекции; т — относительная задержка
99
между двумя лучами (трассами); b — амплитуда второго луча, норми-
рованная относительно амплитуды основного луча (6 1).
Когда из двух лучей первым приходит более сильный (г > 0), канал
находится в состоянии минимальной фазы. Когда из двух лучей более
сильный следует за более слабым (т < 0), говорят, что канал находится
в состоянии неминимальной фазы [338]
Односторонний экспоненциальный профиль часто отображает об-
щий характер поведения измеренных в натурных условиях профилей
который можно видеть на рис. 3.7 1 и 3.7 4 Гауссовский профиль
временнбго рассеяния является, по существу, теоретической моделью
Двухлучевой профиль приводит к более жестким требованиям к харак-
теристике помехоустойчивости (BER) из-за равенства амплитуд сигна-
лов двух трасс. Как показывают результаты натурных измерений, пред-
ставленные на рис. 3.7.2, по-видимому, большинство измеренных про-
филей представляют собой экспоненциальные профили с наложением
множества пиков. Из перечисленных моделей модели 1-3 широко ис-
пользовались в исследованиях помехоустойчивости (BER) портативных
систем методом моделирования. Двухлучевая модель Рамлера приме-
нялась для проверки характеристик корректоров для цифровых радио-
релейных систем [59, 61, 338]. Модификации модели Рамлера и другие
модели, использовавшиеся для исследования корректоров, можно найти
в [61, 338]. Для уточнения некоторых деталей следует обратиться к [133].
3.5.3. Простая граница временнбго рассеяния —
верхняя граница Феера
В [109] вводится простая граница временнбго рассеяния для «наи-
худшего случая». Ниже приводится вывод выражения для этой грани-
цы. Максимальное значение временнбго рассеяния, обозначенное как
Ттах. трудно измерить и оценить, и это может иметь резко негативный
эффект из-за возрастания BER.
Эта граница, приводящая к простой оценке максимального значе-
ния дополнительной задержки для «наихудшего случая», основана на
знании основных параметров системы, передаваемой мощности (Рт)
принимаемой пороговой мощности (Pfimin) и радиочастоты (/0). Эта
граница применима ко всем системам радиосвязи.
3.5.3.1. Вывод формулы для границы временного рассеяния
Чтобы получить формулу для верхней границы временнбго рассеяния,
внимательно рассмотрим рис. 3.2.1 и 3.5.5. В этом «физико-инженерном
выводе» предполагается, что сигнальные трассы dk и di, имеющие за-
держки распространения г* и т/, представляют собой наиболее длинные
сигнальные трассы прямой видимости и что коэффициент отражения
равен 100 %, т е отражается вся энергия сигнала. Далее, предполага-
ем, что «прямая», или самая короткая, трасса является трассой пря-
мой видимости и имеет протяженность короткого участка до первого
препятствия </ОсЕ, а затем на этой трассе происходит рассеяние и силь-
ное ослабление сигнала. Для вывода выражения для верхней границы
100
Рис. 3.5.5. Теоретическая верхняя граница Феера для временнбго рассеяния
[109] и модель для прогноза наихудшего случая временного рассеяния для любого
типа системы радиосвязи Для этого простого и эффективного метода «предель-
ного» прогноза с помощью однолучевой модели требуется только знание коэффи-
циента усиления системы, определяемого соотношением G3 = Рт/Рцтт (Рт
— передаваемая мощность; — пороговая чувствительность приемника), и
значения радиочастоты
предполагается, что энергия задержанного сигнала могла бы оказать
значительное влияние на рабочую характеристику системы (например,
BER = если принимаемая мощность сигнала трассы с задерж-
кой достигает порогового значения, те.
Тдинп — Г^Дпорог-
Таким образом, мы имеем
Фпах — rmax — dfc + dl.
В пределах прямой видимости потери при распространении опреде-
ляются формулой (3 4 4) как отношение PRmin/Рт-
PRmin Л' ( А
—---- = GtGr I ——-----
Рт \47ramax J
Из этого выражения получаем границу Феера:
/7 — < IPtGtGrIX/W-
urnax — 1 / PRmin
(3 5.27)
Граница Феера для задержки распространения определяется соот-
ношением
(3.5.28)
101
где Ру —передаваемая мощность; (7у и (!р — коэффициенты усиления
передающей и приемной антенн; Айс — длина волны (А = с)/0) и
скорость света соответственно; /0 — радиочастота несущей.
Формулы (3.5.27) и (3.5.28) для границы максимального значения
временнбго рассеяния могут быть еще Более упрощены, если предполо-
жить, что передающая и приемная антенны — всенаправленные и име-
ют коэффициенты усиления, равные 1 (Gt = Gp = 1). Эта упрощенная
граница временнбго рассеяния имеет вид
7m ах
^тах
Рт А 1
Pr min 4?Г С
Рт С 1
Pr min f 4тГС
= _L1
4?ГС f у Ppmin
(3.5.29)
гДе Тщах выражено в секундах.
Следующие примеры иллюстрируют простой и эффективный метод
оценки с помощью этой границы.
Пример 3.5.1 Какова граница временнбго рассеяния ттах в сухопутной систе-
ме подвижной радиосвязи общего пользования (PLMR), работающей на частоте 220
МГц, если Рт — 1 Вт (+30 дБм) и Ppmin — —90 дБм? Насколько велико значение
Ттм. если чувствительность приемника возрастает до Ppmin = —100 дБм? Почему
более высокая чувствительность или более высокий коэффициент усиления системы
G, = Рт/Рдmin. ведет к более высокому значению границы временного рассеяния?
Решение примера 3.5.1. Используем границу Феера для случая всенапра-
вленных антенн с единичными коэффициентами усиления (формула 3.5.29) и ука-
занные параметры
2_ 1 / Рт
4я- /о V P/lmin
Для Рт — 1 Вт = 103 мВт и Ppmtn = -50 дБм = 10-9 мВт имеем
Рт/PRmin — 1012, поэтому
Ттах = — -——л/1012 = 361,7 МКС
4тг 220 • 106
Для приемника с более высокой чувствительностью Ppmin =
— -100 дБм (10-1° мВт) получаем Рт/Ppmin = Ю12, поэтому
Ттах - = 1143>8 МКС.
4тг 220 • 106
Вычисленная граница временного рассеяния для приемника с Рр,п1п = -90 дБм
равна ттах = 361,7 мкс, тогда как для приемника с более высокой на 10 дБ чув-
ствительностью граница возросла в \/10 раз, до ттах — 1143,8 мкс. Более высо-
кая чувствительность или более высокий коэффициент усиления системы приводят
к увеличению временнбго рассеяния, так как трассы отраженных сигналов с боль-
шими расстояниями (с большими задержками) имеют более существенное влияние
на измеренный профиль временнбго рассеяния. На рис. 3.7.4 показано, что уве-
личение мощности передачи до 10 Вт приводит к интервалу временнбго рассеяния
порядка 350 мкс. В этом случае влияние увеличения мощности передачи эквивалент
но увеличению чувствительности. Чувствительность приемника в этой эксперимен
тальной установке для измерения временнбго рассеяния выбрана равной примерно
102
дБм. Заметим, что реальная чувствительность измерительного приемника при
полосе 3 кГц составляет —110 дБм. Однако чтобы провести измерения с доста-
точным разрешением, требуется полоса частот 300 кГц. Поэтому чувствительность
равна -110 дБм + 101g300 кГц/3 кГц = —90 дБм Результат измерения 350 мкс —
примерно в три раза ниже прогнозируемой верхней границы, равной 1143,8 мкс.
Пример 3.5.2. Какова граница временного рассеяния для системы DECT,
если передаваемая мощность в этой системе Рт = +24 дБм (250 мВт), ширина
полосы частот приемника 1,1 МГц и частота несущей /о = 1,8 ГГц? Чувствительность
приемника определяется коэффициентом шума приемника (F). Рассматриваемая
недорогая система рассчитана на общий коэффициент шума F — 11 дБ, пороговое
(минимальное) значение C/N составляет 23 дБ.
Решение примера 3.5.2. Чтобы воспользоваться формулой (3 5.29), сначала
нужно вычислить Этот параметр определяется соотношением
Pr min — Ряпорог = kTBF + C/N, (3.5.30)
кТ = -174 дБм/Гц; (3.5.31)
В — шумовая полоса приемника; F — коэффициент шума приемника; C/N — тре-
буемое отношение несущая/шум в полосе частот приемника.
Сначала вычислим полную мощность шума Nt в приемнике:
NT = kTBF = -174 дБм/Гц + 10 lg 1,1 • 106 Гц + 11 =
= -174 дБм/Гц + 60.041 + 11 = -103 дБм;
Pfimin = NT + C/N = —103 дБм + 23 дБ = -80 дБм (10~8 мВт).
Таким образом,
1 1 / Рт _ 1 / 250 мВт
4?7 V Рнmin - 4тг -1,8 10э у 10-8 мВт
(3.5.32)
Примечание. Вычисленная верхняя граница ттлх = 6,99 мкс примерно в 20
раз превышает значения, полученные при измерениях внутри помещения, предста-
вленных на рис. 3.7.5. Однако наша прогнозируемая граница близка к результатам
измерений для расстояния (зоны обслуживания) в несколько километров, которые
приведены на рис. 3.7.1.
3.6. Измерительная аппаратура
и измерения в условиях лабораторных
и натурных испытаний
3.6.1. От лабораторных испытаний
к промышленному выпуску
Имитаторы радиоканалов подвижной связи необходимы для систем-
ных испытаний, многократно повторяемых в разрабатывающих и кон-
структорских подразделениях или в измерительной лаборатории. На-
турные испытания систем подвижной радиосвязи являются значительно
более дорогостоящими, и на их проведение может потребоваться разре-
шение Федеральной комиссии связи или других регулирующих органов.
Из-за случайной, неконтролируемой природы распространения радио-
волн в системах подвижной радиосвязи трудно обеспечивать повторяе-
мость результатов натурных испытаний.
ЮЗ
Большинство конструкторских разработок изделий и систем следует
за фазой концептуальной и архитектурной проработки на базе компью-
терного моделирования и автоматизированного проектирования. Далее
создается экспериментальный образец и он проверяется в лаборатории
За первоначальными исследованиями, усовершенствованиями и моди
фикациями, которые часто необходимы, в лаборатории испытывается
новый экспериментальный образец. Вслед за всесторонними лаборатор-
ными оценками, такими как сравнение полученных значений параметров
с техническими требованиями к системе, решаются конструкторские за-
дачи и выполняются натурные испытания. После того, как завершены
успешные натурные испытания, проведены сравнения результатов на-
турных испытаний с лабораторными измерениями, выполнены компью-
терные прогнозы и получен заключительный благоприятный результат
маркетинга подразделение технической разработки направляет черте-
жи и документацию в производственный отдел.
В данном разделе описываются принципы построения и требования
к измерительной аппаратуре для сухопутных подвижных сотовых PCS,
работающих в условиях релеевских замираний. Мы предлагаем про-
стые, недорогие архитектуры, подходящие для внутрифирменной раз-
работки измерительной аппаратуры группами разработчиков малой и
средней численности. Описанные концепции также интенсивно исполь-
зуются в высокоточном сложном измерительном оборудовании компа-
нии Hewlett-Packard (HP) и других фирм. Мы фокусируем внимание на
следующих группах испытаний в лаборатории и в натурных условиях:
• релеевский имитатор и измерительная аппаратура;
• испытания и измерения, связанные с временным рассеянием
Для всестороннего тестирования систем подвижной радиосвязи тре-
буется множество других измерений и аппаратуры. Для знакомства с
детальным описанием методов измерений и измерительной аппарату-
ры рекомендуем обратиться к [84].
3.6.2. Испытания, имитаторы и измерения
релеевских замираний
На рис. 3.6.1 показаны концептуальные структурные схемы изме-
рительной аппаратуры для каналов с мультипликативными релеевски-
ми замираниями, временным рассеянием отраженных сигналов тп и
аддитивным белым гауссовским шумом. Схема натурных испытаний
в условиях релеевского распространения радиоволн изображена на
рис. 3.6.1,а. Входные усилители приемников, называемые также ма-
лошумящими усилителями (МШУ), генерируют Гауссов шум с «равно-
мерным спектром». По этой причине МШУ показан как источник «ад-
дитивного белого гауссовского шума» (АБГШ). С помощью генератора
принятый РЧ сигнал преобразуется вниз на удобную промежуточную
частоту (ПЧ). На выходе демодулятора выделяется полезный информа-
ционный сигнал, или сигнал «выходных данных».
Чтобы сделать возможным» повторение измерений и испытаний в
лабораторных условиях, передающая и приемная антенны должны быть
104
рассеянием; б — лабораторные испытания с «аппаратным соединением по радиочастоте» и АБГШ; в — лабораторные испытания по
РЧ (или эквивалентные по ПЧ) с релеевским имитатором и АБДШ; для моделирования и измерений с релеевскими замираниями
временным рассеянием и соканальной интерференцией необходимы многоотводные имитаторы релеевских замираний
105
f£) Управляющий сигнал
в основной полосе
частот Q(t)
Рис. 3.6.2. Имитатор релеевских замираний. Концептуальная схема для «оди-
ночного релеевского канала» без значительного временного рассеяния Для модели-
рования временнбго рассеяния и соканальной интерференции с релеевскими замира-
ниями необходимы многоотводные имитаторы релеевских замираний
отсоединены Усиленный передаваемый РЧ сигнал ослабляется атте-
нюатором обычно на значение от 40 до 120 дБ Этот дискретно регу-
лируемый аттенюатор имитирует средние потери при распространении
РЧ сигнала и обеспечивает соответствующие уровни сигнала на входе
МШУ приемника. Для испытаний со стационарным АБГШ уровень шу
ма, генерируемого во входном каскаде приемника, может оказаться не-
достаточным. В этом случае на ПЧ может быть введен дополнительный
АБГШ, как показано на рис. 3.6.1,6, или же он может быть добавлен на
РЧ. Второй полосовой фильтр (BPF2) защищает демодулятор от чрез-
мерного широкополосного шума и может быть использован в качестве
фильтра с калиброванной «шумовой полосой приемника».
Как показано на рис. 3.6.1,6, переданный РЧ сигнал подключается
через аппаратный релеевский имитатор, являющийся «тестовым прибо-
ром». Модулированный передаваемый РЧ сигнал «RF 1п» подается на
квадратурные (со сдвигом на 90°) умножители. Сигналы в основной
полосе частот «ВВ Control», представляющие собой два независимых
гауссовских ограниченных по полосе процесса, перемножаются с сиг-
налом «RF 1п» и сдвинутым на 90° (квадратурным) сигналом «RF 1п»
(рис. 3.6.2). В схеме, показанной на рис. 3.6.1,6 моделируются мульти-
пликативные релеевские замирания и АБГШ
Схемные особенности реализации имитатора релеевских замираний
иллюстрируются на рис. 3.6.2 и 3.6.3. Теоретические основы и обоснова-
ние возможности реализации таких имитаторов изложены в ряде работ
ссылки на которые сделаны в предшествующих разделах. Следует отме-
тить, что синфазный /(<) и квадратурный <?(/) модулирующие сигналы
в оснвной полосе частот должны быть гауссовскими, ограниченными по
полосе процессами со спектральной плотностью мощности И'(/), опре-
106
Рис. 3.6.3. Принципиальные схемы для аналоговой реализации имитатора ре-
леевских замираний (в, г) и соответствующие теоретическая и практически сформи-
рованные спектральные плотности (а, б). ОУ — операционный усилитель. (Из [10].)
деляемой следующим выражением:
)V(/) =
о,
1/1 < fD.
1/1 > fD.
(3.6.1)
где fp — максимальная доплеровская частота; С коэффициент про-
порциональности
Для реализации различных имитаторов релеевских замираний ис-
107
Рис. 3.6.4. Теоретические и экспериментальные данные для интегральной
функции распределения вероятностей релеевской огибающей (а) и для частоты вы-
бросов (б) при различных значениях доплеровской частоты от 2 до 120 Гц в диа-
пазоне замираний 50 дБ. (Из [38].)
пользовались аналоговые и/или цифровые компоненты. Большинство
инженеров в качестве первичного сигнала при формировании АБГШ ис-
пользуют псевдослучайную двоичную последовательность (ПСП). В [84]
показано, что получается «практически идеальный» источник гауссо-
ва шума, если достаточно длинную синхронную ПСП пропустить через
ФНЧ, у которого частота среза по уровню 3 дБ, по крайней мере, в
10. . 100 раз меньше значения частоты следования символов ПСП Если
необходимо имитировать изменения доплеровской частоты в диапазоне
между 0,01 Гц (минимум) и 10 кГц (максимум), генератор ПСП дол-
жен иметь частоту следования символов в 100 раз более высокую, чем
эти значения, т.е. от 1 бит/с до 1 Мбит/с. Для большинства приме-
нений сухопутной подвижной радиосвязи в диапазоне частот 900 МГц
практический интерес представляют доплеровские частоты в диапазоне
примерно от 100 до 125 Гц Для низкоорбитальных (LEO) спутнико-
вых систем подвижной связи и других несухопутных подвижных систем
в диапазоне частот 1,6.. .2,4 ГГц на линиях вверх и вниз доплеровский
сдвиг частоты может достигать 50 кГц
108
Примечание: Величина доплеровского смещения зависит от диа-
пазона частот.
Спектральная плотность вида 1/— /2 может быть получена
с помощью активного аналогового фильтра, т.е. усилителя с коррекци-
ей в области высоких частот, который показан на рис. 3.6.3 ’ следует
за ограничивающим полосу ФНЧ с частотой среза /а На нашей зкс-
периментальной установке в Калифорнийском университете в г. Дэйвис
было установлено, что достаточно точное распределение вероятное, . ей
релеевских замираний огибающей достигается с помощью фильтров НЧ,
имеющих /здБ = /о, в ветвях I и Q модулирующего сигнала в основ-
ной полосе частот без необходимости «формирования высокочастотной
части» спектра. Однако такое формирование изменяет длительность
выбросов замираний и другие статистики более высокого порядка.
Умножители, или «смесители», представляют собой амплитудные
модуляторы с двумя боковыми полосами и подавленной несущей [111].
Для высококачественной имитации релеевских замираний немодулиро-
ванная несущая (просачивание несущей) должна быть подавлена на 50
дБ или более, чтобы получить точную релеевскую огибающую с дина-
мическим диапазоном не менее 40 дБ, как показано на рис. 3.6 4. Сто-
имость компонентов недорогого аппаратного имитаторного блока «вну-
трифирменного изготовления» составляет около 40 долл. (рис. 3.6.3).
Рыночная стоимость сложного имитатора релеевских замираний лежит
в диапазоне от 20000 до 70000 долл
Несколькими организациями разработаны цифровые имитаторы ре-
леевских замираний. Простая реализация и оценка характеристик та-
кого имитатора приведена в [38] На рис. 3.6.4 представлено сравнение
измеренной и теоретической релеевских интегральных функций распре-
деления вероятностей и частоты выбросов для доплеровских частот в
диапазоне от 2 до 120 Гц. Практические и теоретические результаты
совпадают с точностью около 1 % в динамическом диапазоне релеев-
ских замираний, равном 50 дБ.
3.6.3. Измерения временнбго рассеяния
Влияние временнбго рассеяния на характеристики систем подвиж-
ной связи можно оценить аналитически и предсказать с помощью ком-
пьютерного моделирования. Этот параметр может быть измерен в ла-
боратории или в условиях, приближенных к реальным, или же действи-
тельно в среде многолучевого распространения. В следующем разделе
обсуждаются концепции таких лабораторных и натурных измерений.
3.6.3.1. Лабораторная установка для измерений временнбго
рассеяния. Для лабораторных измерений временнбго рассеяния
(рис 3.6.5) указываются профиль и длина трассы задержанного сигна-
ла и уровни принимаемого сигнала. Технические условия для системы,
в свою очередь, устанавливаются, исходя из натурных эксперименталь-
ных данных по распространению радиоволн для сотовых и подвижных
систем и сетей, которые описываются в последующих главах этой книги.
109
РЧ ключ
МШУ
Гетеродин/
преобразователь
частоты вниз
Усилитель
передатчика
Сигнал
управления
РЧ ключом ,
Для лабораторной \ /
калибровки ''
ПЧ анализатор
спектра
Полоса
разрешения
300 кГц
для точности
5 мкс
Г рафопостроитель
Рис. 3.6.5. Измерительное устройство для простых измерений временнбго рас-
сеяния. В точке А показана короткие пачки РЧ сигнала с периодом повторения
Тр. В точке В измеряется ограниченная по полосе частот импульсная последова-
тельность с шумовой дорожкой. В точке С наблюдаются ослабленные на 10 дБ
и задержанные сигналы
X
В
Часто используемая спецификация и модель, показанная на рис. 3.8.2,
представляет собой модель радиосвязи и распространения радиоволн
с временным рассеянием, принятые комитетами TIA и EIA для Севе-
роамериканского цифрового стандарта сотовой связи (North American
Digital Cellular, NADC), известного как TIA-IS 54 [75]. В рассматрива-
110
емой измерительной установке передаваемый модулированный РЧ сиг-
нал подается на релеевский имитатор сигнала Ео^ф° прямой трассы, а
также на релеевский имитатор трассы с задержкой, позволяющий ими-
тировать сигнал имеющий задержку распространения т, мкс, и такую
же среднюю мощность, как и исходный сигнал. Второй передатчик,
Тх2, передает модулированный сигнал помехи, имеющий такую же цен-
тральную частоту, как основные сигналы прямой трассы и трассы с за-
держкой Этот дополнительный сигнал имитирует соканальную помеху
{CCI). Он проходит через независимый релеевский имитатор, образуя
сигнал , и переменный аттенюатор, который определяет устана-
вливаемое отношение мощностей полезного сигнала и CCI, те отно-
шение С//с. Индивидуальные имитаторы релеевских замираний имеют
перестраиваемые доплеровские частоты Более совершенный лабора-
торный имитатор временнбго рассеяния значительно более сложный,
показан на рис. 3.8.1. В этом имитаторе, принятом Европейской специ-
альной группой подвижной связи (European group special mobile, GSM)
условия многолучевых релеевских замираний с временным рассеянием
имитируются с использованием нескольких (до 12) «отводов» для реле-
евских сигналов с различной задержкой Эти стандартные промышлен-
ные имитаторы обсуждаются в разд. 3.8.
3.6.3.2. Аппаратура для натурных измерений временнбго рас-
сеяния. Простая, но тем не менее эффективная концепция натурных
измерений временнбго рассеяния и соответствующая измерительная ап-
паратура показаны на рис. 3.6 5 В этом устройстве генератор РЧ, ча-
сто обозначаемый как L0 (опорный генератор) или CW (генератор не-
сущей), подает немодулированный сигнал несущей частоты на РЧ ключ
«Вкл-Выкл». Усиленный РЧ сигнал показан на временной диаграмме в
точке А. Отметим, что РЧ сигнал коммутируется в состояния «Вкл» и
«Выкл» периодически, например каждые 5 мс, и находится в состоянии
«Вкл» очень короткое время, например 100 нс. Практически, генериру-
ется и передается периодическая последовательность РЧ импульсов (па-
чек). Подвижный приемник усиливает принятый сигнал малошумящим
усилителем (МШУ) и преобразует его вниз по частоте на подходящую
промежуточную частоту (ПЧ), например 140 МГц. МШУ и частотный
преобразователь вниз могут быть конструктивно включены в малошумя-
щий РЧ анализатор спектра. При установке РЧ-ПЧ анализатора спектра
в режим «нулевой ПЧ» прибор детектирует огибающую принятой пачки
несущей Полоса «разрешения», называемая также «шумовой полосой»
анализатора спектра, должна быть достаточно широкой, чтобы сохра-
нять «импульсную природу» принятого сигнала. Однако эта полоса не
должна быть чрезмерно широкой, так как это может привести к возра-
станию минимального уровня шума устройства при увеличении полосы
разрешения. Так как разрешающая способность во времени составляет
примерно 5 мкс, то приемлемую точность измерений обеспечивает шири-
на полосы разрешения (шумовая полоса) анализатора спектра, примерно
равная 300 кГц Чтобы откалибровать значения временнбго рассеяния в
111
лаборатории, может оказаться желательным добавить «трассу» с кали-
брованной задержкой rcai и ослаблением в пределах от 0 до 50 дБ. Эта
предварительная лабораторная калибровка гарантирует, что устройство
будет нормально работать в требуемом динамическом диапазоне ампли-
туд и обеспечивать требуемую точность измерений временного рассе-
яния. Крайняя точка трассы прямого распространения сигнала соот-
ветствует опорной точке т = 0. Результаты натурных измерений вре-
менного рассеяния, приведенные на рис. 3.7.3 и 3.7 4, были получены
с помощью аппаратуры такого типа
Более совершенная аппаратура для натурных измерений временного
рассеяния была разработана несколькими инженерами. Устройство, опи-
санное в [351], использует широкополосный РЧ сигнал, полученный с
помощью ПСП длиной, определяемой 8-разрядным регистром сдвига
(28 — 1 = 255 символов), с тактовой частотой 4,9 МГц. ПСП моду-
лирует по фазе РЧ несущую. Принятый модулированный сигнал ко-
герентно демодулируется с выделением синфазной и квадратурной со-
ставляющих. Между принятыми многолучевыми сигналами с времен-
ным рассеянием и опорным сигналом имеет место рассогласование по
задержке из-за многократных переотражений. С помощью преобразова
ний Фурье вычисляются характеристики,задержек на трассах, профиля
многолучевости и временнбго рассеяния
В итоге простое устройство, показанное на рис. 3.6.5, обеспечивает
приемлемую точность измерений. Более совершенная (и одновремен-
но более сложная) установка, описанная в [351], требует значительно
более широкой полосы РЧ. Она позволяет получить больше данных и
обеспечивает несколько более высокую точность натурных измерений.
3.7. Результаты натурных измерений
временнбго рассеяния
В последующих главах будет показано, что временнбе рассеяние
оказывает сильнейшее влияние на характеристики цифровых систем по-
движной радиосвязи, особенно относительно высокоскоростных Если
среднеквадратическое значение временнбго рассеяния тггпа превышает
значение, примерно равное 10 % длительности одного бита Тъ, то ухуд-
шение характеристики вероятности ошибки на бит становится значитель-
ным. Когда тгт!/Тъ = 0,25, то наблюдается явление неустранимых оши-
бок, проявляющееся в наличии плоского участка в характеристике BER
на уровне 0,03. Это сильное влияние временнбго рассеяния на харак-
теристики цифровых сотовых систем и PCS привело к проведению свя-
занных с этим широкомасштабных исследований и натурных измерений
во многих странах мира. В большом количестве публикаций и докла-
дов содержатся данные натурных измерений временнбго рассеяния и их
анализ. Например, в [236] приведено более 70 ссылок на публикации,
содержащие данные измерений распространения и задержки радиоволн
внутри зданий и соответствующие прогнозы.
112
Вместо требующего много времени, всестороннего обзора литера-
туры здесь приводятся характерные результаты измерений временнбго
рассеяния для следующих случаев:
• сотовые системы (зона обслуживания до 10 км, задержка до
100 мкс);
• сухопутная подвижная радиосвязь (зона обслуживания до 70 км,
задержка до 350 мкс);
• системы персональной связи (PCS) внутри зданий и вне их (зона
обслуживания до 30 м, задержка до 300 нс).
3.7.1. Временнбе рассеяние в PCS, системах
сотовой и сухопутной подвижной радиосвязи
На рис. 3.7.1 показан профиль временнбго рассеяния, измеренный
в 70-х годах Коксом [53] в районе Манхеттена, Нью-Йорк, для сото-
вых систем радиосвязи, рис. 3.7.2 и 3 7.3 иллюстрируют другие про-
фили временнбго рассеяния в диапазоне частот 900 МГц, также для
сотовых систем с максимальной зоной обслуживания, равной прибли-
зительно г = 10 км [73, 268]. Представлены профили, измеренные в
Сан-Франциско и Солт-Лейк-Сити соответственно. Результаты измере-
ний в относительно равнинной местности Нью-Йорка показывают, что
максимальное заметное значение временнбго рассеяния (уровень задер-
жанных сигналов меньше уровня сигнала прямой трассы не более, чем
на 30 дБ) составляет около 9 мкс, тогда как при измерениях в городах
Сан-Франциско и Солт-Лейк-Сити в холмистой и гористой местности
максимальные значения временнбго рассеяния лежат в районе 100 мкс
Интерес представляют задержанные сигналы с уровнями на 10 дБ ниже
Рис. 3.7.1. Профиль временнбго рассеяния, измеренный на острове Манхеттен,
Нью-Йорк, для сотовой системы с радиусом действия 3 км [56]
113
-85-
Пороговая чувствительность
в мониторе = -107,5 дБм для 40 нс
Среднеквадратическое значение
временного рассеяния 2,25 мкс
Типичное измерение
в Сан-Франциско
-90 ~
2
LQ
-100 -
105-
-110
Время дополнительной задержки, мкс
Рис.
Франциско,
Время дополнительной задержки, мкс
б)
3.7.2. Профили временного рассеяния (результаты измерений в Сан
штат Калифорния на частоте 900 МГц [268])
114
-50 дБм
10 дБ/
деление
200 мкс
-50 мкс
450 мкс
50 мкс/деление
V ' ' 1 Д ддД
\
-24 мкс
76 мкс
6)
175мкс
20 мкс/деление
Рис. 3.7.3. Результаты измерений временного рассеяния для сотовой системы
подвижной радиосвязи в Солт-Лейк-Сити, штат Юта [73]
Таблица 3.7.1. Условия и результаты измерения временнбго рассеяния для
PCS с максимальным радиусом зоны покрытия 2000 м [236]
Параметр Зона
Офис Фабрика Офис Городская зона
Расстояние между передатчиком и приемником, м 100 50 200 2000
Частота, МГц 850 915 915/1900 1900
Типичное среднеквадратическое значение, нс — — 90 136/258
Среднеквадратическое значение для худшего случая, нс 420 150 214/1470 1011/1859
Рассеяние из-за многолучевого распространения нс 1000 — 8000 —
уровня основного сигнала, потому что в изменяющейся во времени об-
становке основной сигнал может быть ослаблен, а задержанный может
быть принят с таким же уровнем, как основной сигнал
Экспериментальные результаты полученные нами в гористых и хол-
мистых районах и представленные на рис 3.7.4, показывают, что вре-
115
Рис. 3.7.4. Результаты измерений профиля временнбго рассеяния для си-
стем подвижной радиосвязи, проведенных группой Dr. Feher & Associates, Digcom
Consulting Group. Экспериментальные данные для системы PLMR получены в го-
ристой местности на частоте 220 МГц. Отметим значительное временное рассея-
ние — до 300 мкс
Таблица 3.7.2. Измерения дополнительной задержки для системы сухопутной
подвижной радиосвязи (PLMR), сотовой и микросотовой систем
Радиус зон покрытия системы Измеренная дополнительная задержка, мкс Предполагаемые значения мощности передачи/ чувствительности приемника/ коэффициента усиления системы
г = 70 км (PLMR) 400 +40 дБм/—110 дБм/140 дБ
г = 10 км (сотовая система) 100 +30 дБм/—100 дБм/130 дБ
г = 30 м (микросотовая PCS) 200 +10 дБм/—80 дБм/90 дБ
меннбе рассеяние может достигать 350 мкс. В этих натурных измерени-
ях максимальное значение временнбго рассеяния было получено для ци-
фровой сухопутной подвижной системы радиосвязи общего пользования
(Public Land Mobile Radio, PLMR) с радиусом зоны покрытия до 80 км.
На рис. 3.7 5 показаны профили временнбго рассеяния и результа-
ты измерений временнбго рассеяния для зон покрытия с радиусом до
30 м. Отметим, что максимальное значение временнбго рассеяния со-
ставило приблизительно 300 нс.
116
Рис. 3.7.5. Результаты измерения профиля временного рассеяния на частоте
/ = 1.8 ГГц для PCS внутри помещения с зоной обслуживания г от 2 до 30 м [258, 303)
В табл. 3.7.1 приводится сводка результатов измерений временнбго
рассеяния в условиях распространения в пределах прямой видимости
применительно к системе подвижной радиосвязи типа PCS внутри и вне
зданий на расстояниях до 2000 м (2 км). В табл. 3 7.2 содержатся до-
полнительные результаты измерений временнбго рассеяния
Из данных, полученных в результате измерений, особый интерес
представляет заключение о «нечувствительности» временнбго рассеяния
к рабочей РЧ. Параметры временнбго рассеяния зависят от размеров
зоны покрытия и характера местности и определяются коэффициентом
усиления системы, как показано в разд 3.5.3.
117
3.8. Промышленные стандарты
для моделей распространения радиоволн
3.8.1. Модель распространения европейской
системы GSM
Модель распространения, стандартизованная Специальной группой
подвижной связи (Group Special Mobile, GSM) [134, 135], была разрабо
тана для стандарта глобальной цифровой сотовой связи. Система GSM
работает в режиме многостанционного доступа с временным разделе-
нием каналов (МДВРК) со скоростью передачи на физическом уровне
(радиоканал) Д = 270,833 кбит/с. Принятый модуляционный формат
— манипуляция с минимальным частотным сдвигом и гауссовской филь-
трацией, или GMSK, которая подробно описана в гл. 4.
Эта модель широко используется при проверках характеристик обо
рудования GSM. Чтобы выполнить лабораторные измерения и получить
модель распространения для GSM в различных применениях, необходи-
ма сложная специальная измерительная аппаратура. На этой аппара
туре устанавливаются типы доплеровских спектров и режимы измере-
ний временнбго рассеяния, обусловленного изменяющимися условиями
распространения Характеристика помехоустойчивости измеряется как
функция выбранных параметров распространения шума и помехи
Максимальный доплеровский сдвиг fd, специфицированный GSM,
определяется по формуле
fd = v/X = vf0/c,
где А — длина волны РЧ сигнала, м, А = с//о; v — скорость подвижного
объекта, м/с; с~ 3108м/с — скорость света (скорость распространения
радиоволн), /□ — несущая частота (РЧ сигнал).
Временнбе рассеяние, специфицированное GSM. не превышает 16
мкс. Однако в этом же частотном диапазоне в гористой местности экспе-
риментально были получены большие значения временнбго рассеяния —
до нескольких сотен микросекунд Подсистема модуляции/демодуляции
GMSK с fb ~ 270,833 кбит/с для стандарта GSM подвижной радиосвязи,
в которой используется адаптивный корректор, спроектирована для кор-
рекции временнбго рассеяния до 16 мкс Для географических зон, где
измеренное временнбе рассеяние превосходит специфицированное зна-
чение, равное 16 мкс, нужно использовать большее количество базовых
станций или переходить на методы приема с помощью направленных
антенн, учитывающие месторасположение базовых станций в сотах (cell
site engineering techniques), либо должно использоваться и то, и другое
одновременно В некоторых аналитических исследованиях временнбго
рассеяния предполагается, что происходит сложение (интегрирование)
неограниченного числа отраженных задержанных сигналов Однако для
практического моделирования необходимо выбрать конечное число от-
дельных сигнальных отводов. В таких GSM имитаторах, как показанный
118
Koej(“‘+Vo)
Рис. 3.8.1. Структурная схема реализации многоотводного имитатора релеев-
ских/райсовских замираний В системе GSM специфицировано до 12 отводов. Для
Североамериканской цифровой сотовой (NADC) МДВРК системы стандарта IS-54 мо-
делируются только два отвода (два отвода — это наихудший случай) [138]. На этой
схеме каждый отвод представляет сигнал с релеевскими замираниями, который мо-
жет генерироваться устройством, структурная схема которого показана на рис. 3.6.2
на рис. 3.8.1, для каждого отвода определяются условия распростране-
ния на трассе непрямой видимости (NLOS) с амплитудами, распреде-
ленными по закону Релея, меняющимися во времени в соответствии с
доплеровским спектром S(f). Отдельная трасса прямой видимости мо-
делируется с применением райсовской функции распределения, которая
обсуждается в следующем разделе.
3.8.1.1. Типы доплеровских спектров для приемо-сдаточных
испытаний системы GSM. Для моделирования и проведения приемо-
сдаточных испытаний систем GSM специфицированы четыре вида до-
плеровских спектров. В этих спецификациях приняты следующие со-
кращения: fd — максимальный доплеровский сдвиг; G(A, fi, ff) —
гауссовская функция
G(/) = Aexp[-(/-/I)W] (3.8.1)
Для GSM измерений и моделей используются следующие виды до-
плеровских спектров
1. CLASS — классический доплеровский спектр, который Будет ис-
пользоваться для трасс с задержками, не превышающими 500 нс
(CLASS) 5(f) = A/Vl ~ (f/fd)2 для f E[-fd,f] (3 8.2)
2. GAUS1 — сумма двух функций, используется для значений до-
полнительной задержки, лежащих в диапазоне от 500 нс до 2 мкс:
(GAUS1) 5(f) =G(A;-0,8fd;0,05fd) + G(AI;-0.4fd;0,lfd), (3.8.3)
где А\ — на 10 дБ меньше А.
3. GAUS2 — также сумма двух функций, используется для трасс
с задержками, превышающими 2 мкс:
119
Таблица 3.8.1. Имитационная модель распространения радиоволн для систе
мы GSM в условиях холмистой местности. В этой модели устанавливаются пара
метры для 12 отводов [134]
Номер отвода Относительное время, мкс Средняя относительная мощность, дБ Доплеровский спектр
1 0.0 -10,0 CLASS
2 0,1 -8,0 CLASS
3 0.3 -6,0 CLASS
4 0.5 -4.0 CLASS
5 0.7 0,0 GAUS1
6 1.0 0,0 GAUS1
7 1.3 -4,0 GAUS1
8 15,0 -8,0 GAUS2
9 15.2 .-9,0 GAUS2
10 15.7 -10,0 GAUS2
11 17,2 -12,0 GAUS2
12 20,0 -14,0 GAUS2
Таблица 3.8.2. Модель распространения радиоволн для испытаний адаптив-
ного корректора системы GSM [134]
Номер отвода Относительное время, мкс Средняя относительная мощность, дБ Доплеровский спектр
1 0,0 о.о CLASS
2 3,2 о.о CLASS
3 6.4 0,0 CLASS
4 9.6 0,0 CLASS
5 12,8 0,0 CLASS
6 16,0 0.0 CLASS
(GAUS2) 5(f) = G(B;0,7fd;0,lfd)4-G(B1;-0,4fd;0,15fd), (3.8.4)
где Bi — на 15 дБ меньше В.
4. RISE — сумма классического доплеровского спектра и одной дис-
кретной составляющей, соответствующей прямому лучу. Этот спектр
используется для самой короткой трассы GSM модели:
(RISE) 5(f) = 0,41/2^/71 - (f/fd)2 + 0,91<5(f - fd)
для f Е [~fd,fd]- (3.8.5)
Модели распространения для систем GSM приведены в табл. 3.8.1 и
3.8.2. Для показательных тестов адаптивного корректора используется
6-отводная модель (табл. 3.8.2). Отметим, что во всех шести отводах
установлена одна и та же средняя относительная мощность, другими
словами, разность относительных мощностей равна 0 дБ. Это целесо-
образное и обязательное условие испытаний. Полный перечень условий
испытаний GSM представлен в [134] и в пересмотренных спецификациях
GSM. Приведенные таблицы определяют модели распространения ра-
диоволн для GSM, или требуемые значения временнбго рассеяния и до-
плеровского рассеяния (спектра). С использованием этих моделей были
разработаны спецификации для различных условий [134].
120
3,8.2. Модели распространения с временным
рассеянием и результаты лабораторных испытаний
для Североамериканской цифровой сотовой
системы (NADS) и Японской цифровой сотовой
системы
Для сотовых систем второго поколения, известных как Североаме-
риканская цифровая сотовая система (North American Digital Cellular,
NADC) [75] и Японская цифровая сотовая система (Japanese Digital
Cellular, J DC) второго поколения [175], разработана модель распростра-
нения радиоволн с временным рассеянием, значительно Более простая,
чем модель, используемая для системы GSM Определен имитатор реле-
евских замираний, использующий один РЧ сигнал и один задержанный
сигнал, как показано на рис. 3.8.2. В этом устройстве верхний реле-
евский имитатор отображает трассу доминирующего сигнала, которая
состоит из бесконечной совокупности радиотрасс, имеющих пренебрежи-
мо малую задержку между отдельными радиосигналами. Вторая трасса
представляет собой совокупность задержанных сигналов, а третья слу-
жит для моделирования соканальной помехи (CCI).
В этой имитационной модели интервал задержки определяется как
разность, выраженная в микросекундах, между РЧ сигналом и задер-
жанной версией этого сигнала. В двухлучевой релеевской модели, где
оба луча имеют равные уровни мощности, эти два РЧ сигнала называ
ются соответственно первым лучом и последним лучом.
В табл. 3.8.3 определено значение вероятности ошибки на бит (BER)
для выбранной скорости движения подвижного объекта в диапазоне от
8 до 100 км/час, что соответствует доплеровским частотам до 20 Гц и
временному рассеянию, лежащему в пределах от 10,3 до 41,2 мкс. Связь
между различными параметрами в этой таблице поясняется в гл. 4.
3.8.2.1. Метод измерения. Измерение и проверка предваритель-
но установленных требований являются относительно точными. BER
измеряется для среднего уровня сигналов и заданного уровня шума при
Аддитивный белый гауссов шум
Рис. 3.8.2. Имитационная модель распространения радиоволн, специфициро-
ванная комиссиями TIA и EIA для североамериканского цифрового сотового (NADC)
стандарта IS-54 [75, 138]. Соканальная помеха поступает от соседней соты, в которой
передача ведется на той же частоте. Приемник является имитатором независимых
релеевских замираний с заданным среднеквадратическим значением коэффициента
усиления по мощности. Специфицированное среднеквадратическое значение задерж
ки тх меньше, чем длительность символа Ту
121
Таблица 3.8.3. Экспериментальные значения вероятности ошибки на бит
(спецификация распространения радиоволн с временным рассеянием для системы
NADC стандарта IS-54 в условиях контролируемого шума) [75
Моделируемая скорость перемещения подвижного объекта, км/ч Интервал задержки, мкс Полная мощность, дБм Вероятность ошибки на бит (BER). %
8 10,3 -103 3
8 20,6 -103 3
8 41,2 -103 3
50 10,3 -100 3
50 20,6 -100 3
50 41,2 -100 3
100 10,3 -100 3
100 20 6 -100 3
100 41 2 -100 3
Таблица 3.8.4. Расчет потерь при распространении с помощью програм
мы LINK1 для оценки бюджета линии в системе подвижной связи с ограничени
ем по уровню шума
Вводимые параметры Значения параметров
Радиус соты зоны обслуживания непрямой видимости (NLOS) Диапазон радиочастот Ширина полосы радиочастот Скорость передачи Выбранный тип модуляции Выбранный тип канала Eb/N0 Дополнительные потери Коэффициент шума NF Запас для заданной надежности связи Коэффициент усиления передающей антенны Коэффициент усиления антенны приемника Потери в аппаратуре передатчика Потери в аппаратуре приемника Потери в полосовом фильтре приемника Высота антенны базовой станции Высота антенны подвижного объекта Ответы: Потери при распространении на трассе Минимальная требуемая мощность передачи 35 м 890,0 МГц 30,0 кГц 48,0 кбит/с Когерентная QPSK Релеевский без разнесения 15,5 дБ 2 дБ 7,0 дБ 11.0 дБ 0 дБ 0 дБ 1.0 дБ 1.5 дБ 1.0 дБ 30,0 м 1.0 м —76,3 дБ —13,9 дБм
смоделированных условиях релеевских замираний, скорости движения
подвижного объекта (источника сигналов) и интервала задержки, зна-
чения которых приведены в табл 3 8 3. В измерительной установке на
вход антенны приемника через два имитатора независимых релеевских
замираний подаются определенный тестовый сигнал с описанной в гл 4
модуляцией DQPSK фазовым сдвигом тг/4 и идентичный задержанный
сигнал такой же мощности. Биты передаваемых данных представляют
собой псевдослучайную последовательность. Все тесты должны быть
выполнены с компенсацией специфицированных интервалов задержки
На базовой станции должны предусматриваться средства контроля би
122
Таблица 3.8.5. Расчет ячейки (радиуса) зоны обслуживания с помощью ком-
пьютерной программы LINK1
С:\ LINKl>print linkl Имя устройства печати (PRN) Вводимые значения
Eb/N0 Дополнительные потери Мощность передачи Коэффициент шума NF Запас для заданной надежности связи Коэффициент усиления передающей антенны Коэффициент усиления антенны приемника Потери в аппаратуре передатчика Потери в аппаратуре приемника Потери в полосовом фильтре приемника Высота антенны базовой станции Высота антенны подвижного объекта Ответы: Радиус соты непрямой видимости (NLOS) Радиус соты прямой видимости (LOS) Нажать клавишу ENTER, чтобы продолжить: Отношение несущая/шум (CNR) Чувствительность (Cmin или /порог) Потери при распространении STOP Выполнение программы завершено 15,5 дБ 2,0 дБ 30,0 дБм 7,0 дБ 11,0 дБ 0 дБ 0 дБ 1.5 дБ 1.0 дБ 0,5 дБ 30,0 м 2,0 м 32343,9 м 17,6 дБ — 104,6 дБм 121,6 дБ
Таблица 3.8.6. Пример расчета бюджета линии для модуляции GMSK. Вли-
яние помехи от внешнего канала (ECI) не учитывается. Патенты в приложении 3
Параметры Значения параметров
Радиочастота, МГц Ширина полосы радиочастот, кГц Скорость передачи, кбит/с Модуляция Разнесение Параметры распространения радиоволн Требуемое отношения Eb/No Требуемое отношение C/N Мощность передатчика, дБм Коэффициент усиления антенны передатчика, дБ Потери в аппаратуре передатчика, дБ Коэффициент усиления антенны приемника, дБ Потери в аппаратуре приемника, дБ Потери в полосовом фильтре приемника, дБ Коэффициент шума дБ Запас для 99 % зоны обслуживания, дБ Чувствительность Рпорог, дБм Потери при распространении, дБ | Расстояние непрямой видимости, м Расстояние прямой видимости, м 2400 1000 1000 GMSK (Вт = 0,5) Нет а = 6дБ. а = 3,5 16 26 36 46 18 28 38 48 10 10 10 10 0 0 0 0 1 111 0 0 0 0 1 111 1 111 8 8 8 8 15 15 15 15 -88 -78 -68 -58 80 70 60 50 17 10 6 3 99 31 93
тов «поля данных» без исправления ошибок.
В заключение в табл 3.8.4-3.8.8 приведены данные расчетов по-
терь при распространении, зоны покрытия, примеры бюджетов линий
и влияния разнесения на радиус ячейки
123
Таблица 3.8.7. Пример расчета бюджета линии для модуляции FQPSK. Раз-
несение отсутствует Влияние помехи от внешнего канала (ECI) не учитывается. Па-
тенты Феера по модуляции FQPSK и GMSK см. в приложении 3
Параметры Значения параметров
Радиочастота, МГц Ширина полосы радиочастот, кГц Скорость передачи битов, кбит/с Модуляция Разнесение Параметры распространения радиоволн Требуемое отношения Еь/Nq 2400 1000 1000 F-PSK Нет а = 6дБ, 13,5 а = 3,5 23,5 33,5 43.5
Требуемое отношение С/N 15,5 25,5 35,5 45,5
Мощность передатчика, дБм 10 10 10 10
Коэффициент усиления антенны передатчика дБ 0 0 0 0
Потери в аппаратуре передатчика, дБ 1 1 1 1
Коэффициент усиления антенны приемника дБ 0 0 0 0
Потери в аппаратуре приемника, дБ 1 1 1 1
Потери в полосовом фильтре приемника, дБ 1 1 1 1
Коэффициент шума. дБ 8 8 8 8
Залас для 99 % зоны обслуживания, дБ 15 15 15 15
Чувствительность Рпорог. дБм -90 -80 -70 -60
Потери при распространении, дБ 82 72 62 52
Расстояние непрямой видимости, м 19 11 7 4
Расстояние прямой видимости, м 132 41 13 4
Таблица 3.8.8. Влияние разнесения на радиус ячейки при BER = 10 4
и BER = 10-5 на частоте 900 МГц для модуляции GMSK (By = 0.5)
BER Длина трассы непрямой видимости (NLOS), м
с разнесением без разнесения
io-4 14 30
io-5 8 23
3.9. Задачи
3 1. Каково максимальное доплеровское рассеяние в системе подвижной связи
диапазона 2,4 ГГц, если абонент передвигается со скоростью 200 км/ч в железнодо-
рожном экспрессе? Объясните, почему доплеровское рассеяние зависит от скорости
подвижного объекта, и дайте подробную физическую аргументацию или приведите
аналогию или сделайте и то, и другое Если частота изменяется, например умень-
шается до 1 ГГц, как это повлияет на доплеровское рассеяние?
3.2. Каковы средние потери при распространении (в децибелах) на расстоя-
нии 25 км от базовой станции сухопутной системы подвижной радиосвязи общего
пользования (PLMR), работающей (а) в частотном диапазоне 150 МГц и (б) в ча-
стотном диапазоне 900 МГц, если высота антенны базовой станции h(, — 70 м, а
высота мобильной антенны hm — 1,5 м? Каковы потери при распространении, если
hf, = 30 м? Предполагается работа в городском районе. Используйте метод про-
гнозирования и уравнения Окомуры
3.3. Рассчитайте среднюю длительность замираний огибающей релеевского сиг-
нала с уровнем на 20 дБ ниже среднего значения уровня огибающей сигнала. До-
плеровское рассеяние 20 Гц. Предположите, что передается двоичный сигнал со
скоростью ft, = 1 Мбит/с, а сигнал с замираниями на 20 дБ примерно соответствует
границе между «безошибочной» передачей и передачей с ошибками (error containing
seconds). Сколько битов в переданном пакете (в среднем) будут содержать ошибки?
Длина пакета полагается равной 10000 бит.
124
3 4 Какова теоретическая верхняя граница временного рассеяния для системы
подвижной радиосвязи, работающей на частоте /о = 220 МГц, имеющей мощность
передачи Pp = 10 дБм и чувствительность приемника Рд = —110 дБм? Каковы
результаты измерения временнбго рассеяния для «наихудшего случая», описанного в
этой книге? Обсудите предсказанную границу и измеренные значения. Почему такое
большое (или небольшое) различие между ними?
3.5. Определите дальность связи (максимальное расстояние d) для системы бес-
проводной связи, имеющей мощность передачи 1 Вт, идеальные всенаправленные
передающую и приемную антенны и чувствительность приемника для порогового
значения вероятности ошибки на бит при отсутствии кодирования BER = 3 • 10-2,
равную (а) —80 дБм и (б) —90 дБм Предположите что для данного применения
беспроводной системы связи внутри помещения d0 = 2 м, а центральная частота
передаваемой несущей равна 2,48 ГГц.
3 6. Какова частота выбросов для уровня Nr, и средняя длительность зами-
раний (Ту) для системы подвижной беспроводной связи, работающей на частоте
/0 = 900 МГц? Предполагаемая скорость подвижного объекта v = 48 км/ч, что со-
ответствует доплеровскому смещению /р = 40 Гц, среднее значение уровня сигнала
на 30 дБ выше порогового уровня, т.е. 20lg(Ks/x/2<r) = —30 дБ.
3.7. Каково максимальное доплеровское смещение для сотовой системы подвиж-
ной связи GSM на линии «вниз» (от базовой станции к подвижному устройству) в
радиочастотном диапазоне 935.. 960 МГц? Каково оно на линии «вверх», т.е. от
подвижного объекта к базовой станции (радиочастотный диапазон 890.. .915 МГц)?
Предположите, что автомобиль движется со скоростью г> = 180 км/ч, скоростью,
разрешенной на немецких автострадах, называемых автобанами.
3.8. а. Определите потери при распространении Lp для системы, работающей
на частоте 2,7 ГГц, когда подвижный объект находится на расстоянии 213 м от
базовой станции. Предположите, что апертура передающей антенны равна 1 м, а
приемной антенны — 10 см.
б. Теперь предположите, что коэффициенты усиления антенн равны 1 и что
осуществляется передача в пределах прямой видимости. Найдите основные поте-
ри при распространении
3.9. Объясните кратко три эффекта, которые ослабляют сигнал, распространя-
ющийся в условиях подвижной сотовой связи. Приведите также, где это уместно,
типичные значения характеризующие эти эффекты. (Так как понятие «типичные»
может толковаться вольно, кратко обоснуйте ваш выбор этих значений.)
3.10. Опишите структурную схему «испытательного стенда», или прибора для
измерения максимального доплеровского смещения в беспроводной системе, рабо-
тающей на частоте 1,9 ГГц. Скорость передачи Д = 1 Мбит/с. Максимальная
скорость перемещения портативного устройства 7 км/ч.
3.11. Спроектируйте схему имитатора релеевских замираний на основе рис. 3.6.2.
Предположите, что значение радиочастоты лежит в диапазоне между 902 и 928 МГц.
Глава 4
Методы цифровой
модуляции/демодуляции
4.1. Введение
В данной главе описаны методы цифровой передачи и методы дво-
ичной передачи в основной полосе частот Глубокие знания этих ме-
тодов важны для изучения систем с цифровой модуляцией. Дается
физическая интерпретация выражений спектральной плотности мощно-
сти (СПМ) двоичных сигналов, затем исследуется влияние ограничения
полосы а также описывается принцип формирования часто использу-
емой «глазковой» диаграммы. Приводятся наиболее важные теоремы
Найквиста, касающиеся передачи в системах с ограниченной полосой
без межсимвольных искажений (интерференции). Исследуется зависи-
мость вероятности ошибки (Ре), или коэффициента ошибки на бит, в
присутствии аддитивного «белого» гауссовского шума (АБГШ)
В разд. 4.3 описываются принципы работы и структура модулято-
ра/демодулятора (модема) Рассматриваются методы модуляции, наи-
более распространенные и стандартизованные в национальном и ме-
ждународном масштабе двоичная фазовая манипуляция (Binary Phase
Shift Keying BPSK), 4-позиционная (квадратурная) фазовая манипуля-
ция (Quadrature Phase Shift Keying, QPSK), относительная квадратурная
ФМ с фазовым сдвигом на тг/4 (тг/4-DQPSK), запатентованная гауссов-
ская модуляция с минимальным частотным сдвигом (Gaussian Minimum
Shift Keying, GMSK) а также усовершенствованные методы модуляции
Феера — FBPSK и FQPSK с улучшенными характеристиками и повышен-
ной пропускной способностью, используемые в радиомодемах. Концеп-
ции действия и определения помех включая соканальные по соседним
каналам и внешние представлены в разд. 4.4.
В разд 4 5 обсуждается спектральная и энергетическая эффектив
ность систем с линейным усилением и более эффективных систем — с
нелинейным усилением Характеристики подвижных систем радиосвязи
с цифровой модуляцией в сложной помеховой обстановке анализируются
в разд. 4.6. Исследуются также характеристики коэффициента ошибок
126
на бит и ухудшение этих характеристик в каналах с быстрыми релеевски-
ми замираниями, помехами, а также частотно-селективным распростра-
нением и временным рассеянием В разд 4.7 сравниваются когерентные
и некогерентные системы Краткое описание перспективных методов
модуляции и адаптивной коррекции представлено в разд 4.8 и 4.9. В
разд. 4 10 выделены способы быстрой демодуляции/синхронизации в ре-
жиме пакетной передачи с восстановлением несущей и тактовой частоты
4.2. Системы передачи в основной полосе
частот
Особое внимание уделено двоичным системам передачи в основной
полосе, т е. системам, в которых используются сигналы с двумя уровня-
ми В последующих разделах будет показано, что двоичные системы
энергетически более эффективны, а спектрально менее эффективны,
чем многоуровневые М ичные системы Спектральная эффективность
(распространен и другой термин — эффективность использования по-
лосы частот) может быть выражена удельной скоростью передачи, т е.
количеством переданных битов в секунду на один герц [6ит/(с Гц)]. Эта
нормированная величина является важным параметром системы. На-
пример, если данные передаются со скоростью 1 Мбит/с в системе с
основной полосой частот, равной 0,6 МГц, то спектральная эффектив-
ность составит 1,67 6ит/(с Гц).
Исследование анализ и реализация фильтров систем с когерент-
ными цифровыми модемами часто проводятся на более простой экви-
валентной модели в основной полосе частот (низкочастотном эквива-
ленте) Структурная схема модема двоичных сигналов приведена на
рис. 4 2 1, а его соответствующая эквивалентная низкочастотная модель
— на рис 4.2.2. Ниже дается краткое описание основных функциональ-
ных блоков структурной схемы и модели
Подсистема приема
модулирующего сигнала
Рис. 4.2.1. Структурная схема когерентного модулятора/демодулятора (мо-
дема) ФНЧ — фильтр нижних частот, ПФ — полосовой фильтр; СВН — схема
восстановления несущей; СВТЧ — схема восстановления тактовой частоты; А/Ц
— одноразрядный аналогово-цифровой преобразователь (пороговый компаратор).
(Из [111].)
127
Шум Помеха
Рис. 4.2.2. Эквивалентная низкочастотная модель когерентного модема пред-
ставленного на рис 4 2.1
Сигнал c(t) местного генератора перемножается с сигналом b(t),
ограниченным по полосе. Это перемножение фактически и есть процесс
модуляции. В случае, когда фильтр нижних частот (ФНЧ) при пере-
даче сигнала в основной полосе существенно ограничивает спектр сиг-
нала источника двоичных сообщений a(t), то говорят, что применяется
предмодуляционная фильтрация. А в случае, когда ограничение поло-
сы частот при передаче сигнала осуществляется полосовым фильтром
(ПФ), то имеет место послемодуляционная фильтрация. Для имитации
шумов системы используется модель линейного широкополосного кана-
ла. Очень часто преобладающей составляющей шумов являются шу-
мы радиочастотного (РЧ) усилителя приемника. Если шумовая полоса
значительно шире (например, в 10 раз) полосы модулированной несу-
щей, то спектральная плотность шума считается равномерной, а шум —
«белым». В этом случае плотность распределения вероятности шума
приближается к теоретической гауссовской плотности (см. приложение
1). В этом случае мы имеем модель аддитивного белого гауссовско-
го шума (АБГШ). Приемный полосовой фильтр устраняет внеполосные
шумы и помехи Схема восстановления несущей (Carrier Recovery, CR)
формирует из принимаемой модулированной несущей чистую (немоду
лированную) несущую Перемножитель приемника за которым следует
приемный фильтр нижних частот, демодулирует принятый сигнал. Де-
модулированный и ограниченный по полосе сигнал поступает на порого-
вый компаратор, стробируемый сигналом тактовой (символьной) часто-
ты Эта частота формируется схемой восстановления тактовой частоты
(Symbol Timing Recovery, STR).
Характеристики фильтров и всего канала передачи могут быть опи-
саны соответствующими амплитудными и фазовыми характеристиками.
Термины фильтр и канал могут использоваться как эквивалентные. В
двоичных системах передачи термин символ является синонимом биту
символьная скорость f, эквивалентна битовой скорости ft,, т.е. fs — ft
только для двоичной передачи, в других случаях символ может содер-
жать несколько битов. В системах QPSK, как будет видно из дальней-
шего, /, = fb/1 и Ts — 2Ть, это означает, что один символ содержит
два бита информации.
12«
4.2,1. Спектральная плотность цифровых сигналов
в основной полосе частот
На рис. 4.2.3 показаны и определены двоичные сигналы различ-
ной формы. Чаще всего используется сигнальный формат, известный
как формат БВН — без возвращения к нулю (Nonreturn to zero, NRZ).
Формат BH — с возвращением к нулю (Return to zero, RZ) — тоже
используется довольно часто На рис. 4 2.3,г определены сигнальные
элементы при манипуляции с минимальным частотным сдвигом (MSK).
Во всех случаях предполагается что это случайные сигналы синхронных
систем; т.е пересечения нулевого уровня происходят в точках, кратных
целому числу тактовых интервалов, равных длительности символа nTs,
где п — 0,1,2,3,..., а Т, — длительность символа.
Вывод выражения для спектральной плотности является трудоем-
ким и нет необходимости его воспроизводить в данной книге. Для этого
Рис. 4.2.3. Представление сигналов различной формы во временной области:
о — БВН с постоянной составляющей б— БВН без постоянной составляющей; п —
ВН с постоянной составляющей — БВН с половинной скоростью, д — БВН с
половинной скоростью и сдвигом, е — модулирующий сигнал для MSK; — мо-
дулирующий сигнал для FQPSK треугольной формы
129
можно обратиться к [111]. Окончательное выражение для спектральной
плотности U’s(/) можно представить в следующем виде:
Непрерывная составляющая 1 Постоянная составляющая и гармоники 1
w,(/) = Wu(f) +w„(f) = = 2/3p(l-p)|G1(/)-G2(/)|2 + Непрерывный спектр
+ fs [pGi(O) + (1 -p)G2(0)]2«(/) + Постоянная составляющая
+ 2Z>Z У7 1рС1(тА) + (1 ~ Р)С2(т/3)|26(/ - mf,) <— Гармоники
m=l
(4.2.1)
В выражении для спектральной плотности u>s(/) использованы сле-
дующие обозначения:
w5(/) — полная спектральная плотность мощности (включая не-
прерывные и дискретные компоненты спектра) двоичных синхронных
цифровых сигналов;
?t’u(/) — непрерывная часть спектральной плотности мощности;
и>е(/) — дискретная часть спектра, которая может включать и по-
стоянную составляющую;
Gi(/) — преобразование Фурье сигнала ffi(t);
G2(/) — преобразование Фурье сигнала </2(<);
т — целое число (т = 1,2,3,...);
р — вероятность появления сигнала <д(<);
1 — р — вероятность появления сигнала ff2(t).
Выражение для спектральной плотности (4.2.1) применимо к ши-
рокому классу сигналов. В следующих примерах выводится выражение
для спектральной плотности мощности синхронного цифрового сигнала
БВН и вычисляется для скорости f, — 100 кбит/с.
Пример 4.2.1. Вывести выражение для спектральной плотности мощности
синхронного двоичного цифрового сигнала БВН. Считать, что вероятности появле-
ний логических состояний 0 и 1 равны, а постоянная составляющая отсутствует.
Использовать выражение (4.2.1).
Решение примера 4.2.1. Для симметричных состояний +4 или —А (А
выражено в вольтах) сигнала БВН имеем:
»(-)={«•
вне этих пределов;
вне этих пределов;
(4.2.2)
р = 1 — р = 0,5.
(4.2.3)
130
Преобразование Фурье сигнала л(t) имеет вид
/оо гТ./2
/ Ле-‘2^'Л =
-ос J-T.I2
А ГТ’/2 А
- — / е 2*^*d(—j2jr/t) = —- sin(rrJ73).
-flrftJ_Ttl2 *f
Аналогично
fT’12 -А
G2(/) = / (-А)е 12p,f,dt = — sm(irfTs).
J-T./2 r}
(4-2.4)
(4.2.5)
Так как Gi(/) = -G2(/), то Gi(/ = О) = -G2(/ = 0). Для частот, кратных
частоте следования символов (/ = mfs), имеем
А А
sin(-7rm/sTs) = -—- sin
7гтп/з-------------------irmfs
(тгтп) = 0. (4.2.6)
Gi(f = rnfs) - — sin(irJ7e)
7TJ
Аналогично
G2(/ = m/3) = 0. (4.2.7)
Подставив выражения (4.2.4)-(4.2.7) в (4.2.1), получим
I л л I2
w3(/) = 2/3p(l-p) — sin(7r/Z3)-------sin(7r/Z3) + (4-2.8)
l*J irj I
4- ноль + «— постоянная составляющая
+ ноль = «— гармоники
( А ,„.\2 2А2 (sinir/T3\2 2 7sin tt/Tj \2
= 2/.-0,5-0.5 2— s.nr/73 = — I----=2Л2 73 (——- .
\ тг/ / Л \ ) \ irjla У
(4-2-9)
Полная спектральная плотность равновероятного (р(+А) = р( —А) = 0,5)
случайного симметричного цифрового сигнала БВН, показанного на рис. 4.2.3, б
равна
(4.2.10)
Сравнив эту формулу с (4.2.1), приходим к заключению, что отсутствуют по-
стоянная составляющая и гармоники. Первый нуль спектра имеет место на частоте
/ = 1/Т3 = /3, т.е. на частоте следования символов.
И хотя постоянная составляющая равна нулю, спектральная плотность имеет
максимальное значение 2А27’3 при f = 0. (Здесь необходимо остановиться и еще
раз прочитать предыдущее предложение и обратиться к (4.2.10).) Важно уловить
разницу между отсутствием постоянной составляющей сигнала и максимальной спек-
тральной плотностью на нулевой частоте.)
При выводе выражений предполагается, что значения напряжений элементов
сигнала определены на сопротивлении 1 Ом.
Пример 4.2.2. а. Рассчитать спектральную плотность мощности случайного
равновероятного сигнала БВН с частотой следования символов/3 = 100 кбит/с. Счи-
тать, что логическое состояние 1 представлено напряжением +100 мВ, а логическое
состояние 0 — напряжением —100 мВ. Эти напряжения измерены на нагрузке 75
Ом, согласованной с характеристическим полным сопротивлением линии передачи.
Вероятности логических состояний 0 и 1 равны.
131
6)
Гис. 4.2.4. Измеренная спектральная плотность мощности равновероятного
сигнала с частотой следования символов J, = 1 Мбит/с: i — сигнал источника сооб-
щений БВН (см. рис. 4.2.3,б) и выражение (4.2.10)); 6 — спектр сигнальных элемен-
тов MSK, представленных на рис. 4.2.3,д. Отметим, что основной лепесток сигнала
MSK на 50 % шире основного лепестка сигнала БВН. Отдельные выбросы дискретных
спектральных компонентов являются следствием несимметрии и других искажений
б Полное сопротивление и уровни напряжений считаются такими же, как и в
п. а), но частота следования символов увеличена до 10 Мбит/с
Решение примера 4.2.2.а. В (4.2.10) сопротивление принято равным 1 Ом
Для системы < сопротивлением 75 Ом, работающей со скоростью 100 кбит/с
(Ts = l/fs = Ю~5 с), спектральная плотность, Вт/Гц, определяется следующим
выражением:
smirfT, \2
к/Т, )
«=(/) = 2А2Т,
2(0,1 )2 • 10“5 f sinrr/ • 10-5V
75 I тг/ • 10-5 J
132
= 2.66-10-9
sin тт f 10 5
7Г/ - IO-5
При практических расчетах спектральная плотность мощности выражается в
децибелах относительно 1 мВт на герц (дБм/Гц). Напомним, что 0 дБм соответ-
ствует мощности, равной 1мВт:
0 дБм ~ 1 мВт и 0 дБВт = 1 Вт.
(4.2.11)
Непрерывная составляющая спектральной плотности мощности предста-
вляет мощности сигнала в полосе 1 Гц. Спектральная плотность мощности на
частоте f = 0 Гц равна wa(f = 0) = 2,66- 10-9 Вт/Гц (отметим, что limsine/e = 1).
Выражая эту величину в децибелах относительно 1 мВт на герц, получаем:
w3(f = 0) = 10 Ig2,66 10~9 дБВт/Гц = 101g 2,66 • 10-6 дБм/Гц =
- -55,76 дБм/Гц = -85,76 дБВт/Гц.
Измеренная спектральная плотность мощности рассмотренного сигнала БВН
изображена на рис. 4.2.4. Отметим, что максимальное значение спектральной плот-
ности в пределах первого бокового лепестка на 13,5 дБ ниже максимального значения
спектральной плотности в пределах основного лепестка. Если этот сигнал измерен
анализатором спектра с шумовой полосой 3 кГц, то измеренное значение будет на
10lg(3 кГц/I Гц) = 35 дБ выше вычисленного значения спектральной плотности.
б. В этом случае = 10 Мбит/с или Т, = 100 нс. Полная мощность сигна-
ла сохраняется прежней. (Проверить это утверждение во временной обпасти!). Из
(4.2.1) следует, что спектральная плотность, Вт/Гц, определяется выражением
. „ 2(0,1)2 IO"7 (sin тг/ 10~7 \ 2
и.3(/) = ---------- ^.Го-7’J
В качестве дополнительного упражнения решите задачи 4.1 и 4.2 (в конце гла-
вы). В них рассматривается сигнал ВН и сигнальные элементы, используемые в
системах MSK. При решении этих задач обратить внимание и на то, что кроме не-
прерывной составляющей спектр сигнала с ВН содержит дискретные спектральные
линии и что первый нуль спектра сигнального элемента MSK располагается на ча-
стоте в 1,5 раза выше частоты первого нуля сигнала БВН при одинаковой частоте
следования импульсов (рис. 4.2.4, б)
4.2.2. Основы передачи сигналов по каналу
с ограниченной полосой и «глазковые» диаграммы
Система цифровой передачи с ограниченной полосой будет более
эффективно использовать полосу, если она может передавать большее
количество битов за секунду в заданной полосе. Полоса часто нормиру-
ется к 1 Гц, так что спектральная эффективность может быть выражена
в [6ит/(сГц)] Наиболее часто используется сигнальный элемент пря-
моугольной формы. Например, сигналы БВН и с ВН (см. рис. 4.2.3)
состоят из таких элементов с бесконечной полосой.
В своей основополагающей работе по характеристикам канала в
1928 г Найквист [247] сформулировал требования к минимальной шири-
не полосы канала для синхронных потоков импульсов сигнальных фор-
матов БВН и других видов Он доказал, что можно обеспечить передачу
деформированного, ограниченного по полосе сигнала и прием с вос-
станавлением идеальной формы. Здесь представлено краткое описание
133
Рис. 4.2.5. Канал с идеально прямоугольной полосой и его соответствующая
импульсная характеристика. Ожидаемая импульсная характеристика такого канала
не реализуема: Т, — длительность единичного сигнального элемента. В двоичных
системах Ts = Тъ. т.е. длительность символа равна длительности бита
каналов с прямоугольной частотной характеристикой и минимальной
полосой и дано определение глазковой диаграммы
Рассмотрим модель идеального канала с прямоугольной частотной
характеристикой, представленную на рис. 4.2.5. Частота среза, извест-
ная также как частота Найквиста, равна /yv = 1/27) = /3/2, где Т, —
длительность символа, a fs — частота следования символов (символь-
ная скорость). Отметим, что в двоичных системах символьная скорость
равна битовой скорости; таким образом, Ts = Tj, где Тъ — длительность
бита. В многоуровневых (многопозиционных) системах Ts = 7) lg2 М,
где М — число уровней сигнала.
Импульсная характеристика канала h(t) определяется обратным
преобразованием Фурье частотной характеристики H(f):
/СО
/7(/)е’2^Ч/,
'СО
(4.2.12)
(4.2.13)
134
_ sin(27r/7v<) _ sin(;r</7',)
1 ‘ 2irfNi nt/T,
(4.2.14)
Предполагается, что фильтр имеет линейную фазовую характери-
стику. Фаза H(f) равна 0 на всех частотах Из выражения для им-
пульсной характеристики следует, что
Л(пТа) = { J
для п = 0;
для п = ±1, ±2, ±3...
(4.2.15)
Таким образом, импульсная характеристика имеет максимальное
значение при t = пТ, — 0 и переходит через 0 при всех других зна-
чениях t, кратных длительности символа. Если канал с идеальной пря-
моугольной частотной характеристикой имеет ненулевую, но линейную
фазовую характеристику (пунктирная линия на рис. 4.2.5), то импульс-
ная характеристика сдвигается во времени на величину, равную задержке
канала. Эта задержка равна т = dtp/dw и для фильтров с линейной фа-
зовой характеристикой постоянна для всех частот. Так как импульсная
характеристика сохраняется такой же, как и при т — 0, то дополни-
тельные искажения не вносятся.
Отметим, что если сигнал на входе канала (известный также как
сигнал возбуждения фильтра) — дельта-функция 6[t) — имеет беско-
нечно короткую длительность, то выходной сигнал (т.е. импульсная ха-
рактеристика, или импульсный отклик) имеет бесконечно большую дли-
тельность. Ограничение полосы канала расширяет импульсную характе-
ристику за пределы интервала Ts и искажает передаваемый сигнал. По-
лезным свойством описанной импульсной характеристики является то,
что она принимает нулевые значения в моменты времени, кратные Т,.
Следовательно, в канале с прямоугольной частотной характеристикой
и полосой /дг = 1/27, можно передавать и восстанавливать синхрон-
ные случайные последовательности импульсов с частотой следования
f, = l/Ts = 2/дг. Теоретически восстановление любого из импуль-
сов может быть выполнено без каких-либо помех со стороны ранее или
позднее переданных импульсов. Эта ситуация известна как передача без
межсимвольных искажений (МСИ).
Для оценки ухудшения качества канала и сигнала часто использу-
ются глазковые диаграммы или глазковые структуры Их можно на-
блюдать на осциллографе, если сигнал типа vo(f) (рис. 4.2.6) подать на
вход «у» его вертикального усилителя Сигнал символьной синхрониза-
ции c(t ~ пТ,) подается на вход внешней синхронизации осциллографа.
Регулировкой задержки запуска синхронизации, обычно имеющейся на
большинстве осциллографов, можно расположить глазковую диаграмму
в середине экрана. Период горизонтальной развертки устанавливается
приблизительно равным длительности символа Благодаря присущему
электронно-лучевым трубкам свойству послесвечения воспроизводятся
135
Прямое соединение и
изображение источника сигнала
полосой
Рис 4.2.G. Схема установки для измерения глазковой диаграммы и ее изо-
бражение. .1 — установка б — сигнал БВН; в — диаграмма ограниченного по
полосе сигнала
наложенные сегменты сигнала q(Z) Если на вход вертикального уси-
лителя осциллографа подать сигнал непосредственно с выхода генера-
тора двоичной псевдослучайной последовательности (ПСП), то увидим
ее глазковую диаграмму
В последующих разделах описываются глазковые диаграммы, фор-
лируемые компьютером. Для понимания процессов в большинстве бес-
проводных цифровых систем передачи важно «информационное содер-
жание» экспериментально полученных и сформированных компьюте-
ром глазковых диаграмм. Например, на рис. 4.2.7 показана получен-
ная экспериментальным путем (те. наблюдаемая в ходе лабораторно-
го эксперимента с реальной аппаратурой) глазковая диаграмма сигна-
ла на выходе обычного фильтра Баттерворта 4-го порядка без коррек-
ции фазы Символьная скорость источника ПСП установлена равной
fs = l Мсимв/с = 1 МБод, а частота среза фильтра по уровню 3 дБ рав-
на 550 кГц. Вследствие межсимвольных искажений (МСИ) канала без
и |ррекции фазы глазо! в точке отсчета открыт приблизит льно на 85 %
(е vTo 100 %) Для । ддс{ >кан 1я । вного запаса при реш< in
пучения той же Р что , • тсутствия межсимвольны к.
..ий, уровень сигнала должен См, , сличен на 20 lg(l/0,85) — ’ ” Г
Для разработчика системы такому: удшение вследствие межсимволг.н.: <
искажений может создать серьезную проблему.
136
б)
Рис. 4.2.7. Измеренные глазковые диаграммы. В качестве имитатора канала
используется обычный фильтр Баттерворта 4-го порядка без коррекции с частотой
среза 550 кГц по уровню 3 дБ Символьная скорость равна / = 1 Мбод: а —
глазковая диаграмма канала с бесконечно широкой полосой; б — глазковая диа-
грамма канала с ограниченной полосой
На приведенной глазковой диаграмме можно заметить, что мно-
гократно наложенный сигнал пересекает горизонтальную нулевую ли-
нсювточка ' тветствующих точно целому кратному длительности
зола от номинальных tei перс = чия известно как
пиковое . 1 'джиттер) переходов д Это дрожание
оказывает в. • >а работу схем восстановлен^ я .< игольной частоты
и может зна лтельно ухудшить характеристики последовательно соеди-
ненных секций регенерации [317]
137
4.2.3. Теоремы передачи Найквиста
и спектральная эффективность
В этом разделе рассматриваются часто используемые теоремы
Найквиста о минимальной полосе канала с прямоугольной частотной
характеристикой и о частичной симметрии Дана также краткая прак
тическая интерпретация этих теорем. Подробное доказательство этих
теорем приводится Найквистом [247] и Феером [111].
4.2.3.1. Теорема Найквиста о минимальной полосе канала
Если синхронные короткие импульсы с частотой следования f, симво-
лов в секунду подаются в канал, имеющий идеальную прямоугольную
частотную характеристику с частотой среза fN = /3/2 Гц, то откли
ки на эти импульсы можно наблюдать независимо, т.е. без межсим-
вольных искажений.
Объяснение теоремы. Из (4.2.15) и рис. 4.2.8 можно увидеть, что
при передаче коротких импульсов в моменты отсчета межсимвольные
искажения отсутствуют. Отметим что при передаче без межсимволь-
ных искажений можно не ограничивать амплитуду импульсов только
двумя значениями (например, ±6(7)). Передача без межсимвольных
искажений может осуществляться также, если синхронный цифровой
поток имеет вид
'}PAk6(t-kTs). (4.2.16)
Jt
где At — многоуровневая дискретная случайная переменная. Напри-
мер, может принимать одно из следующих значений: —3, —1, ±1
или ±3. В этом случае мы имеем 4-уровневую систему передачи в
основной полосе частот, в которой каждый переданный символ сфор-
мирован из двух битов данных.
Примечание Для передачи без межсимвольных искажений прямо-
угольных импульсов со скоростью fs канал с идеально прямоугольной
Рис. 4.2.8. Концепция передачи импульсов с ограниченной полосой без меж-
символьных искажений
138
Рис. 4.2.9. Модели канала Найквиста с минимальной полосой для передачи ко-
роткого импульса и последовательности импульсов: а — амплитудная характеристи-
ка идеального фильтра с минимальной полосой без межсимвольных искажений для
рассмотрения концепции передачи коротких импульсов; б— амплитудная характери-
стика канала с минимальной полосой для передачи прямоугольных импульсов БВН
характеристикой необходимо дополнить амплитудным корректором с ха-
рактеристикой (sin х}/х. Тогда можно получить передачу без межсим-
вольных искажений с эффективной скоростью 2 симв/(сТц).
Многоуровневые системы типа 4-уровневых систем в основной поло-
се частот известны также как системы с амплитудно-импульсной мани-
пуляцией— АИМ (Pulse Amplitude Modulation). Теперь поясним, почему
для передачи прямоугольных импульсов (двоичная последовательность
БВН на рис. 4.2.3,а или б без межсимвольных искажений) так важен
амплитудный корректор с характеристикой х/ sin х.
Для короткого импульса амплитудный спектр равномерен на всех
частотах, в то время как для прямоугольных импульсов он имеет вид
(sinaQ/z. Для сохранения одинаковой характеристики системы (т е. от-
сутствие межсимвольных искажений как при импульсном возбуждении,
так и при прямоугольных импульсах) необходимо чтобы преобразова-
ние Фурье в обоих случаях было идентичным. Преобразование Фурье
на выходе получается умножением преобразования Фурье возбуждаю-
щего сигнала на передаточную функцию канала. В случае передачи
прямоугольных импульсов передаточная функция канала с прямоуголь-
ной характеристикой модифицируется амплитудным корректором вида
ж/sin х. Идеальные характеристики канала Найквиста с минимальной
139
полосой для концептуальной передачи коротких синхронных импульсов
и для практической передачи прямоугольных (БВН) импульсов пред-
ставлены на рис 4 2.9.
К сожалению, описанные каналы Найквиста с минимальной поло-
сой не реализуемы Для синтеза канала с прямоугольной частотной
характеристикой и бесконечным затуханием за пределами полосы про-
пускания потребовалось бы бесконечное число звеньев фильтра Кроме
того, спад боковых лепестков импульсной характеристики оказывает-
ся очень медленным. Это, в свою очередь привело бы к недопустимо
большим межсимвольным искажениям (т е Ре может приблизиться к
О 5) из-за малейших неточностей при фильтрации или при символь-
ной синхронизации.
Чтобы обойти эти проблемы и определить более реальные харак-
теристики канала Найквист сформулировал теорему о частичной сим-
метрии.
4.2.3.2. Теорема Найквиста о частичной симметрии: фильтры
с характеристикой приподнятого косинуса Суммирование действи-
тельной кососимметричной функции передачи с характеристикой пере-
дачи идеального фильтра НЧ сохраняет моменты пересечения импульс-
ной характеристики с нулевой осью. Эти пересечения с нулевой осью
обеспечивают необходимое условие передачи без межсимвольных ис-
кажений. Свойство симметрии Y(w) относительно частоты среза
(угловая частота Найквиста = 2тгД\Д фильтра с прямоугольной ча-
стотной характеристикой и линейной фазой определяется выражением
Y(wn — х") — —Y(wn + х), 0 < х <
где ujn = 2тг/^
Возможно одна из самых простых интерпретаций этой формаль-
ной теоремы о частичной симметрии представлена на рис 4.2.10. По-
просту говоря результирующая амплитудно-частотная характеристи-
ка симметрична относительно частоты Найквиста Ду Эта частично-
симметричная амплитудно-частотная характеристика вместе с линей-
ной фазо-частотной характеристикой обеспечивает передачу без меж-
символьных искажений. Одной из часто используемых функций, удо-
влетворяющих этой теореме частичной симметрии является функция
приподнятого косинуса (косинус на пьедестале) Разработчики филь-
тров для импульсной передачи без межсимвольных искажений часто
аппроксимируют характеристику канала приподнятым косинусом [325]
Амплитудно-частотная характеристика этого канала описывается выра-
жением
0 ^-(1 - а);
(4.2.17)
140
Идеальный прямоугольный фильтр
нижних частот Найквиста
(для импульсных воздействий)
Кососимметричная
функция передачи
Результирующая амплитудно-
частотная характеристика
О
-5
-10
-15
-20
-25
-30
35
-40
-50
а)
0 02 04 06 0,8 1 1,3 1,5 2
JUn в)
20 lg |/7(/)|, дБ
Рис. 4.2.10. Теорема Найквиста о частичной симметрии: а — амплитудные ха-
рактеристики в линейном масштабе; б— амплитудные характеристики в логарифми-
ческом масштабе, включая апертурный корректор с характеристикой г/sin л; и филь
тры Найквиста с приподнятым косинусом для синхронной передачи прямоугольных
импульсов; о — коэффициент скругления
141
где w = 2тг/ ио — канальный коэффициент скругления
Часто используется и другая форма записи выражения для частот
ной характеристики «приподнятый косинус»:
' 1,
2 I 2а
О,
2а Un
^(/) = V,
О f < fN - Л;
fN ~ fx $ f < fN + fx',
f > fN + fx,
(4.2.18a)
(4.2.186)
где a — fx/fN — коэффициент скругления; k — постоянный коэффи-
циент. В реальных системах, используемых для передачи.синхронных
прямоугольных импульсов со скоростью f, — У./Тг = 2/дг, к характери
стикам канала, описанным выражением (4.2.17), необходимо добавить
характеристику амплитудного корректора вида х/ sin я. Тогда необходи-
мая для передачи импульсов (типа сигналов БВН) без межсимвольных
искажений характеристика канала определяется выражением
H(ju>) = < sin(WTs/2)’ 0^^(l a), wT3/2 2 Г 77, Г тг(1 - a)l 1 sin(wTa/2)C°~ (4a Г T, J J’ (4 2- 9) ^-(l-a)^w^ ^-(1+a); 0, J>^-(l+a),
где а — коэффициент скругления. При а = 0 получается нереализуе-
мый фильтр с минимальной шириной полосы /n — При а = 0,5
получается расширение полосы пропускания на 50 %, в то время, как при
а — 1 ширина полосы передачи в два раза больше минимальной тео-
ретической полосы. Амплитудные характеристики при различных зна-
чениях коэффициента а представлены на рис. 4.2.10. Теоретически на
частоте f = (1 + a)/yv затухание фильтра бесконечно большое. В прак-
тических ситуациях задается затухание от 20 до 50 дБ, в зависимости
от допустимого уровня помех от соседнего канала
Корень квадратный из величины
в выражении (4.2.19) известен как фильтр с характеристикой «корень
квадратный из приподнятого косинуса с коэффициентом скругления
а». Будем использовать для этого выражения сокращение: фильтр
у/a или 'НС
142
Рис. 4.2.11. Глазковые диаграммы систем с фильтром Найквиста типа при-
поднятого косинуса, включая апертурный корректор с характеристикой xf sin х для
данных БВН (см. уравнение 4.2.12); диаграммы этого вида получены с помощью
программы CREATE-1: а — коэффициент скругления а — 1; б — коэффициент
скругления а = 0,3
Пример 4.2.3. Определить частоту, на которой затухание канала с теорети-
ческой характеристикой приподнятого косинуса равно 30 дБ. Предполагается, что
скорость передачи данных БВН (/л) равна 1 Мбит/с, а коэффициенты а филь-
тра равны 0,3 и 0,5.
Решение примера 4.2.3. Частота Найквиста идеального фильтра с прямо-
угольной частотной характеристикой Jft = /5/2 = 500 кГц. Из рис. 4.2.10 видно, что
точка с затуханием 30 дБ находится на частоте чуть ниже, чем частота точки с беско-
нечным затуханием. В первом приближении будем считать, что эти частоты равны
143
В случае о = 0,3 нужное затухание достигается на частоте (1+0,3)500 кГц — 650 кГц,
а в случае а = 0,5 — на частоте (1 + 0,5)500 кГц = 750 кГц. . Может оказаться по-
лезным вернуться к вычислению выражения (4.2.18) и получить точные значения
частот. Решите задачу 4.6 (в конце данной главы).
На рис. 4 2.11 представлены полученные с помощью компьюте-
ра глазковые диаграммы для синхронных последовательностей данных
БВН, прошедших через канальные фильтры с характеристикой припод
нятого косинуса, с учетом апертурных корректоров вида x/sinx. Отме-
тим, что система с коэффициентом скругления а = 0,3 имеет значитель-
ное дрожание переходов последовательностей данных: .7рр = 36 % от
Т,, в то время, как в широкополосной системе с коэффициентом скру-
гления а = 1,0 дрожание Jpp = О % В обоих случаях межсимвольные
искажения равны 0. Спектральная эффективность обратно пропорци-
ональна коэффициенту а.
4.2.4. Формирование сигналов QPSK, MSK, GMSK
и FQPSK в основной полосе частот
К 90-м годам большинство американских, японских и европейских
комитетов по стандартизации сотовой/беспроводной связи одобрили от-
носительно простые и помехоустойчивые виды модуляции. В качестве
стандарта североамериканских и японских цифровых сотовых систем
[75] одобрена модификация обычной квадратурной фазовой манипуля-
ции (QPSK). Для европейских и некоторых международных применений
[134] в качестве стандарта принята модуляция с минимальным частот-
ным сдвигом (MSK) и предмодуляционной гауссовской фильтрацией,
известная как GMSK
В данном разделе представлены концепции формирования и об-
работки сигналов для обычных QPSK и MSK. Описан также простой,
но эффективный фильтр основной полосы (т е. сигнальный процессор),
предложенный Обществом д-ра Феера [98, 94, 165 (патент)]. Этот про-
цессор в случае QPSK формирует запатентованный Феером модулиро-
ванный сигнал FQPSK Подробную информацию о его реализации мож-
но найти в приложении 3. В разд. 4.5 и гл. 9 показано, что благодаря
FQPSK удваивается емкость GSM систем со стандартной GMSK, увели-
чивается ресурс батареи и снижается внеполосное излучение в американ-
ской цифровой сотовой системе, использующей тг/4-DQPSK [75]. Требо-
вания к сигнальным процессорам основной полосы частот для модемов
с квадратурной архитектурой описаны в разд. 4.3 и проиллюстрированы
на рис. 4.2.12. Для реализации QPSK процессор передаваемого сигнала
в основной полосе частот содержит амплитудный корректор с характе-
ристикой х/sin х, где х = яТ,/ Далее следует передаточная функция
вида корень-квадратный из приподнятого косинуса (\//?С). Функция
процессора, обозначенная выражением х/sin x\/RC, определяется фор-
мулой (4.2.19) Корень квадратный из выражения (4.2.19) без х/ sinx —
это \/RC В приемнике такой фильтр используется в качестве согласо-
1 14
Передающий фильтр
Источник
двоичного
псевдослучайного
сигнала БВН
НЧ (процессор)
а)
Приемный Пороговый детектор
фильтр НЧ (регенератор)
Тактовая частота
Передающий фильтр
НЧ (процессор)
Приемный Пороговый детектор
фильтр НЧ (регенератор)
Тактовая частота
Рис. 4.2.12. Процессоры модулирующего сигнала (фильтры) для обычных ви-
дов QPSK, MSK, MSK с гауссовской предварительной фильтрацией (GMSK) и QPSK
Феера (FQPSK). Показан «синфазный канал» (I канал). Для квадратурных моде
мов (описаны в разд. 4.3) необходимы процессоры для 1-канала и для квадратурного
Q-канала: а — низкочастотная модель синфазного канала (1-канал) QPSK, б —
процессор модулирующего сигнала. 1-канал; е — процессор модулирующего сигнала
GMSK; г --- процессор модулирующего сигнала FQPSK
ванного фильтра Найквиста. Результирующая глазковая диаграмма на
входе порогового детектора из рис. 4.2.12,а представ'лена на рис. 4.2.11.
На рис. 4.2.13 представлены: нефильтрованный сигнал БВН и
фильтрованные модулирующие сигналы MSK и FQPSK для входной по-
следовательности данных 110100 Отметим, что результирующие сиг-
налы на выходе передающего фильтра НЧ одинаковы. Исключением
является процессор FQPSK, который формирует только плавные пе-
реходы сигнала; в отличие от него процессор MSK формирует резкие
переходы и разрывы [98].
145
Рис. 4.2.13. Временные диаграммы модулирующих сигналов для модуляции
QPSK: а — нефильтрованный сигнал БВН; б— MSK (манипуляция с минималь
ным частотным сдвигом); в — FQPSK-1 (Патенты США N" 4,339,724 и 4,567,602,
автор Феер.)
Модулирующие сигналы данной формы для MSK и FQPSK мо-
гут 6biTtj получены с помощью концептуальных схем, показанных на
рис. 4 2.14. Практически они могут быть реализованы путем цифро-
вой обработки сигналов (digital signal processing, DSP) и/илй аналого-
вой обработки и фильтрации Экспериментально полученная глазковая
диаграмма для скорости Д = 32 кбит/с и соответствующий низкоча-
стотный спектр модулирующего сигнала для FQPSK представлены на
рис 4 2.15. Глазковая диаграмма показывает отсутствие межсимволь-
ных искажений и дрожания для сигнала с ограниченной полосой.
Спектральная плотность мощности модулирующего сигнала для
FQPSK определяется выражением [182]
S(x) = Т,
sin 2тгя: 1
2тг 1 — 4г2
(4 2.20)
где х — fTs, а Т, — длительность символа.
Низкочастотный спектр сигнала MSK определяется выражением
[Ш]
. . 4/i2T, 1 -F cos 2тг JTt
wAf) - (1_4у27^)2’ (4.2.21)
где Л — постоянный коэффициент.
Мб
Вход сигнала
БВН ______
(бесконечная
ширина полосы)
Решающая
логическая
схема
Сигналы управления для
выбора положения коммутатора
Рис. 4.2.14. Процесс формирования модулирующих сигналов для FQPSK-1 и
MSK Практическая реализация может быть цифровой с помощью трансверсальных
фильтров DSP или аналоговой (Из [98]. [289] )
Рис. 4.2 15. Глазковая диаграмма модулирующего сигнала для FQPSK-1 для
скорости Д = 1 Мбит/с (500 кБод), сформированная с помощью программируе
мой логической интегральной схемы Intel 740-FPGA. Сигнал с такой диаграммой без
межсимвольных искажений и дрожания используется в качестве модулирующего для
квадратурных I- и Q-каналов модуляторов. На рис 4.3.35-4.3.40 представлены пер-
спективные процессоры FQPSK и формы сигналов с повышенной эффективностью
147
4.2.5. Характеристика коэффициента ошибки
на бит систем в основной полосе частот
Здесь описывается характеристика коэффициента ошибки на бит
систем с идеальным двоичным низкочастотным сигналом при наличии
аддитивного белого гауссовского шума (АБГШ). В некоторых библио-
графических источниках вместо коэффициента ошибки на бит исполь-
зуется термин «вероятность ошибки», те. Ре или Р(е). Фундаменталь-
ные статистические свойства канала АБГШ приведены в приложении 1.
Здесь мы обращаем внимание на следующее соотношение для систем
с низкочастотными сигналами:
Коэффициентошибки на бит = Ре = f(S/N\ (4.2.22)
Средняя мощность сигнала равна S, а средняя мощность АБГШ — N.
Отношение средних мощностей сигнала и шума определяется на входе
порогового детектора (регенератора) — см. точку В на рис. 4.2.16. При
выводе соотношения Ре = f(S/N) [Ш] предполагается, что имеется
идеальный канал с фильтром Найквиста и характеристикой приподнято-
го косинуса и осуществляется оптимальная (согласованная) фильтрация
(рис. 4.2 12,а и 4 2.16). В результате получена формула
МЛ
Спектральная
плотность шума
Рис. 4.2.16. Аддитивный белый гауссовский шум (АБГШ) в двоичном низко-
частотном канале Найквиста. В моменты отсчета сигнал принимает значения +А
или —А вольт. Среднеквадратическое напряжение шума <7 вольт. Ширина шумовой
полосы ограничена приемным фильтром НЧ. Если используются фильтры с харак-
теристикой приподнятого косинуса без межсимвольных искажений, то полная мощ-
ность сигнала равна А2. Обозначение для передаточной функции вида приподнятого
косинуса определяется корнем квадратным из (4.2.17) и параметром х = в
(4.2.19). Показана система с оптимально согласованным ограниченным по полосе
фильтром Найквиста. (Из [111] )
W)f
|Н(/)12
148
где
х = Л/<г
Рис. 4.2.17. Зависимость Ре = f(S/N) для двоичных сигналов в основной
полосе частот: А — напряжение сигнала; а — среднеквадратическое значение на-
пряжения шума на входе порогового детектора
(4.2.24)
А — пиковое значение сигнала (без межсимвольных искажений) в мо-
мент дискретизации; а — среднеквадратическое напряжение мощности
шума на входе порогового детектора;
NT= N0(f)\HR(f)\2df
Jo
(4.2.25)
— полная мощность шума на входе порогового детектора (после при-
емного фильтра НЧ), те. NT = a2; No(f) — спектральная плотность
АБГШ (мощность шума в полосе 1 Гц); HR(f) — передаточная функ-
ция приемного фильтра (рис 4.2.16); х/RC — обозначение выражения
(4.2.17) для корня квадратного из функции приподнятого косинуса; это
предполагаемая реализация приемного фильтра НЧ.
149
Функция Q(y) приведена в табличном виде во многих математиче-
ских справочниках а также в [111] Она показана на рис 4.2.17. Не-
обходимо запомнить следующую часто используемую на практике от-
правную точку:
Для Ре — 10 4 требуется А/сг = 3,7 или S/N = 11,4 дБ.
Данное отношение сигнал/шум (S/N) получено для каналов с а = 0
(прямоугольная характеристика). Требуемое среднеквадратическое зна-
чение отношения сигнал/шум зависит от коэффициента скругления а
канального фильтра с характеристикой приподнятого косинуса. Вывод
характеристики оптимального приемного фильтра, удовлетворяющего
критерию Найквиста для передачи без межсимвольных искажений, явля-
ется довольно сложной задачей и находится за рамками рассмотрения
этой книги. Подробные выводы представлены в [18] и [237].
Окончательный теоретический результат среднеквадратическое
значение отношения S/N для оптимального приемного фильтра (ко-
эффициент скругления канала а равен 1), определенное на входе по-
рогового детектора, равно
(S/N)rmiapl = 10,2 дБ, тогда Ре = 10"4.
(4 2.26)
Уже упоминалось, что отсчеты шума, превышающие уровень А сиг-
нала, могут вызывать ошибки. Мощность сигнала на входе приемного
фильтра равна А1. Эта мощность не зависит от коэффициента скругле-
ния а канала с фильтром Найквиста и характеристикой приподнятого
косинуса. Решите задачу 4 10 (в конце данной главы)
4.3. Принципы работы и структура
модемов
4.3.1. Эквивалентность когерентного модема
и модема в основной полосе
Для большого класса систем модуляции и когерентной демодуля-
ции сложные и часто с нереализуемо узкими полосами пропускания
полосовые фильтры РЧ и ПЧ могут быть заменены простыми филь-
трами НЧ в основной полосе частот. В данном параграфе выводится
«эквивалентность в основной полосе частот» линейно модулированных
сигналов РЧ и ПЧ с полосовой фильтрацией и предмодуляционной и
последемодуляционной НЧ фильтрацией в основной полосе частот. Ли-
нейно модулированный сигнал — это сигнал с линейным преобразо-
ванием спектра или результат амплитудной модуляции с двумя боко-
выми полосами и подавленной несущей ДБП-ПН-АМ (Double-sideband
150
a(() ajMMIMHBI Модулятор
Передающий!
*1 Йё^ФнчХ: ’
Означает каскадное соединение передающего ПФ,
X
|с(0
Опорный
генератор
Эквивалентные модуляторы
a(t)
А/)
Н,Д/)
Модулятор
ь(0 -чМО
---*<х)——>
$г(/)
Передающий
ФНЧ
hlAQ
BU)
Модулятор Нд(1)
°(0
А(1)
Передающий
ПФ
бв(б)
б)
с(0
С(/)
c(t)
0(1)
з2(<)
S2(J)
Рис. 4.3.1. Эквивалентная низкочастотная модель модулированных полосовых
сигналов: a — модулятор, канал, демодулятор, местный генератор, схема восстано-
вления несущей; б — линейный модулятор, имеющий только предмодуляционный
ФНЧ; е— модулятор, имеющий только послемодуляционный ПФ, и hg(t) —
импульсные характеристики ФНЧ и ПФ; г — демодулятор, имеющий додетекторный
ППФ. д — демодулятор, имеющий только последетекторный ФНЧ
Suppressed-Carrier Amplitude Modulation, DSB-SC-AM), в результате ко-
торой спектр переносится так, чтобы он располагался вокруг требуемой
частоты несущей (рис. 4.3.1). Глубокое понимание необходимых усло-
вий эквивалентности позволит инженеру конструировать простой ФНЧ
вместо более сложного ПФ.
При когерентной демодуляции несущая частота и фаза принима-
емого модулированного сигнала должны быть точно восстановлены.
Здесь предполагается, что достигнута идеальная синхронизация несу-
щей и тактовой частот. Принципы работы подсистем синхронизации и
их возможное влияние на общие характеристики системы обсуждают-
151
ся в последующих параграфах. Полосовой фильтр, изображенный на
рис. 4 3.1, представляет собой последовательное соединение передаю-
щего ПФ, канального фильтра и приемного ПФ Для простоты изло-
жения предполагается, что шум в канале пренебрежимо мал. Отметим,
однако, что в силу линейности системы выводы остаются справедли-
выми и при наличии шума
Если линейный модулятор содержит только предмодуляционный
фильтр НЧ, то модулированный сигнал может быть представлен сле-
дующим образом.
«1(0 = (а0) * ль(0]с(0- (4.3.1)
где * обозначает свертку, определяемую следующим образом:
b(t) = a(t) * hB(t) = / a(r)hL(t - r)dr. (4.3.2)
J — oo
Выполнив преобразование Фурье выражения (4.3.1) с учетом того,
что свертка функций во временной области соответствует умножению
функций в частотной области и что свертка функций в частотной обла-
сти соответствует умножению во временной области, получим
Sl(/) = W)HL(/)]*C(/). (4.3.3)
Свертка низкочастотного спектра сигнала с синусоидальной несу
щей дает спектр с двумя боковыми полосами, расположенными вокруг
несущей частоты. Если модулирующий сигнал не содержит постоянной
составляющей то результирующий сигнал является сигналом ДБП-ПН
AM Это утверждение применимо к аналоговым и цифровым модули-
рующим сигналам Сигнал, отфильтрованный до модуляции, опреде-
ляется выражением
ЭД = Л(/ - /о)НД/ - /о) + A(f + /0)Н£(/ + /о). (4.3.4)
Если линейный модулятор ДБП содержит только послемодуляци-
онный ПФ, то
s2(t) = [a(/)c(Z)] * hB(t), (4.3 5)
а соответствующее преобразование Фурье
ЭД = [л(/) * C(f)]HB(f) = [A(f - f0) + A(f + f0)]HB(f). (4.3.6)
Амплитудные спектры сигналов с предмодуляционной и послемоду-
ляционной фильтрацией, представленных выражениями (4.3.4) и (4.3.6)
соответственно, эвивалентны, если Si(f) = или
HB(f-f0)+HL(f + f0)=HB(f). (4.3.7)
152
Рис. 4.3.2. Характеристики затухания: ФНЧ (а) и эквивалентного ПФ (б) для
двоичной системы с ДБП, расширенной на 30 % полосой и скоростью 10 кбит/с
Из (4 3.7) следует что условие эквивалентности удовлетворяется
если Нв(Г) — передаточная функция ПФ такая же, как Нд(/) у ФНЧ
но смещенная по частоте так, чтобы ее центр располагался на несущей
частоте. Для выполнения условия эквивалентности ПФ должен иметь
передаточную функцию, симметричную относительно несущей частоты.
Вывод условий эквивалентности моделей полосового и низкочастотно-
го каналов для когерентного приемника почти идентичен выводу этих
условий для передатчика. Далее обсуждается преимущество подхода
эквивалентной НЧ фильтрации для систем с относительно низкой ско-
ростью передачи битов.
Пример 4.3.1. Спроектировать двоичный ДБП модулятор на скорость пе-
редачи /ь = 10 кбит/с. Предполагается, что источник информации имеет формат
БВН и что необходима непосредственная модуляция РЧ сигнала модулирующим сиг-
налом Несущая частота /о задана равной 2 ГГц и допускается 30 % расширение
полосы (частота с затуханием, равным 30 дБ).
Решение примера 4.3.1. Модулятор ДБП состоит из смесителя с предше-
ствующим ФНЧ или последующим ПФ. Фильтры НЧ или ПФ имеют коэффициент
скругления a = 0,3, поскольку допустимое расширение полосы составляет 30 %. На
рис. 4.3.2 Ъоказаны характеристики этих фильтров. Для удовлетворения требова-
ния по передаче без межсимвольных искажений, обусловленного теоремами Найкви
ста, в канал включен амплитудный корректор с характеристикой вида х/ sin х Для
передачи без межсимвольных искажений требуется обеспечить линейность фазовой
характеристики. Рассмотрение характеристик ПФ показывает что было бы трудно
или даже невозможно спроектировать узкополосный ПФ показанный на рис. 4.3.2,
с линейной фазовой характеристикой. Кроме того, малейшее смещение централь-
ной частоты фильтра привело бы к недопустимой асимметрии А эквивалентный
ФНЧ может быть построен с помощью относительно простых средств аналоговой
или цифровой обработки сигналов.
153
• 4.3.2. Когерентные и относительно-когерентные
системы двоичной фазовой манипуляции
Среди методов цифровой модуляции чаще всего используется дис-
кретная фазовая модуляция, известная как М-ичная фазовая манипу
ляция. Двухфазная или двоичная фазовая манипуляция (BPSK) счи-
тается простейшим видом фазовой манипуляции (М = 2). Модулиро-
ванный сигнал имеет два состояния (позиции), Tni(t) и mzft), опре-
деляемые выражениями:
nii(t) = +С cosu»oC (4.3.8)
7П2(/) = —CcoswoC (4.3.9)
Эти сигналы могут формироваться системой, подобной изображен-
ной на рис. 4.3.1. Модулированный сигнал имеет вид
m(t) = = Cb(t)cosw0t. (4.3.10)
Если 6(/) представляет собой синхронный случайный двоичный
сигнал с уровнями —1 и +1 в основной полосе с битовой скоростью
fb = 1/71, то в (4.3.10) сигнал состоит из противоположных (180°)
фазоманипулированных сигнальных элементов nii(Z) и rnzft'). Тогда
информация содержится в фазе модулированного сигнала:
m(t) = С cos[u>0< + 0(/)],
(4.3.11)
где
0(<) = 0° или 180°.
Перемножение во временной области эквивалентно амплитудной
модуляции с двумя боковыми полосами и подавленной несущей (DSB-
SC-AM) Представление в виде (4.3.11) означает, что получен фаэома-
нипулированный сигнал. Необходимо помнить, что умножение во вре-
менной области может соответствовать цифровой фазовой модуляции.
Другими словами, в данном случае имеет место эквивалентность:
DSB - SC - AM = PSK
(4.3.12)
Для когерентной демодуляции необходимо, чтобы частота опорной
несущей была синхронна с принимаемой модулированной несущей. В
системе с восстановлением несущей, показанной на рис. 4.3.3, верхний
тракт сигнала обеспечивает перемножение синусоидальной несущей ча-
стоты с принимаемым сигналом, имеющим такую же центральную ча-
стоту, что и переданный сигнал, но фазу, искаженную в тракте распро-
странения радиоволн и задержкой в приемном оборудовании.
154
Когерентная фазовая демодуляция, или когерентная демодуляция,
реализуется перемножением принятого модулированного с ограничен-
ной полосой сигнала РЧ или ПЧ r(f) с восстановленной немодулирован-
ной несущей К coswot. Фазовая модуляция устраняется подсистемой
восстановления несущей.
Выходной демодулированный сигнал до НЧ фильтрации, опреде-
ляется выражением
p(t) = r(f)/< coswo* = СГК cos[wq/ + 0(f)] cos w^t =
= —Cr7\ + 6(f) ~ "P cosfwo/ + 0(f) -PuiqZ] =
= |cr/\{cos 6(f) + cos[2uJo< + 0(f)]}- (4.3.13)
Приемный ФНЧ устраняет спектральные составляющие удвоенной
частоты. На входе порогового детектора получаем
g(f) = ^СГК cos[0(i)]. (4.3.14)
В этом выражении СТК/?. — постоянный коэффициент усиления,
cos[0(Z)] — меняющийся во времени модулирующий сигнал с ограни-
ченной полосой, при 6(f) = 0° или 180° он равен +1 или —1 соот-
ветственно. Это напряжение модулирующего сигнала пропорционально
косинусу разности фазовых углов между принимаемой модулированной
несущей и восстановленной несущей; таким образом, для системы, со-
стоящей из перемножителя и ФНЧ, оправдан термин когерентный фа-
зовый детектор или фазовый демодулятор. На выходе порогового де-
тектора формируется цифровой сигнал {6*}. 'Если помехи и шум в си-
стеме пренебрежимо малы, то bk(f) = bk(t — т), означая, что выходной
демодулированный или регенерированный сигнал равен сигналу источ-
ника информации с задержкой на т (задержка в оборудовании и при
распространении радиоволн).
Схема автокорреляционной демодуляции изображена в нижней ча-
сти приемного тракта на рис 4.3.3. Автокорреляционный демодулятор
BPSK выполняет демодуляцию путем сравнения фаз непосредственно
демодулированного сигнала и, таким образом, не требует наличия схе-
мы восстановления несущей. Модулированный сигнал перемножается с
задержанной на 1 бит копией сигнала и фильтруется с помощью филь-
тра НЧ. Модем с относительным кодированием и имеющий схему вос-
становления несущей обозначается DEBPSK; модем без схемы восста-
новления несущей обозначается DBPSK.
155
Относительный
декодер
zr\conciz'\ Модулятор BPSK с относительным кодированием, когерентный демодулятор с относительным декодером
(DEBPSK) и автокорреляционный фазовый демодулятор (DBPSK). СВН — схема восстановления несущей; СВТЧ — схема восстано-
вления тактовой частоты
156
4.3.3. Синхронизация: схемы восстановления
несущей и тактовой частоты
Схемы восстановления несущей (СВН) и тактовой частоты (СВТЧ)
выполняют важные функции обработки сигналов при когерентной де-
модуляции и регенерации сигнала основной полосы частот. В этом па-
раграфе описаны некоторые простейшие схемы восстановления, часто
используемые при демодуляции сигналов BPSK Эти схемы в усовершен-
ствованном виде используются также при демодуляции сигналов QPSK,
QPSK Феера (FQPSK), O-QPSK, MSK, гауссовской MSK (GMSK) и дру-
гих, более сложных видов модуляции. Подробное описание подсистем
синхронизации представлено в [111, 184] и многих других книгах и жур-
нальных статьях Схема быстрой синхронизации в пакетном режиме
передачи описана в разд. 4.10.
Простая схема восстановления несущей, показанная на рис. 4.3.4,
состоит из перемножителя, петли фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ) или следящего ПФ делителя частоты на 2 (обозначенного «:2»)
и линии задержки tc(j. Принимаемый сигнал BPSK на ПЧ имеет вид
mi(t) = Ccos(woZ + 0°) (4.3.15)
или
?ri2(i) — С cos(wo< + 180°).
Считая, что элементы модулирующего сигнала имеют случайный и
равновероятный характер получаем в точке А непрерывный спектр. Для
формирования дискретной спектральной линии в точке С необходима
схема восстановления несущей (см. форму спектра Sc(f) на рис. 4.3.4)
Эта дискретная спектральная линия получается перемножением прини-
маемых сигналов mi(t) или m2(t) самих на себя, те. возведением в
квадрат. В точке В\ получаем
mi(Z)mi(Z) = [С cos(wo< + 0°)][С cos(w0< + 0°)] — (4.3.16)
= ^С2[1 + cos(2w0< + 2 • 0°)] = -С2[1 + cos2ш0<];
7п2(/)гп2(/) = [С cos(cjo/ + 180°)][С cos(wq1 + 180°)] = (4.3.17)
= |с2[1 + cos(2w0* + 2 180°)] = |с2[1 + cos 2ш0<]-
Из (4 3 16) и (4 3 17) можно сделать вывод что в точке В\ на
рис 4.3.4 фазовая модуляция (0° и 180°) устранена. Устранена и по-
стоянная составляющая, а спектр на выходе ФАПЧ или следящего ПФ
представляет собой дискретную спектральную л-инию с частотой 2/о-
После деления частоты на 2 и компенсации статической задержки тсд
немодулированное синусоидальное колебание 1-coscj0/ с подстроенной
фазой подается на когерентный фазовый демодулятор.
157
ф
s
2
о 5
S з
С-. CL
Ф
c
Ф
I
158
Примечание При QPSK, QPSK со сдвигом (О-QPSK) и FQPSK
для восстановления несущей вместо возведения сигнала в квадрат ис-
пользуется возведение в четвертую степень, т.е. «учетверение» часто-
ты. Оно устраняет фазовую модуляцию, так как 4-0° = 4 • 90° =
= 4 • 180° = 4 • 270° = 0°.
Процессы умножения и деления частоты приводят к фазовой не-
однозначности, равной 180° По истечении переходных процессов такая
схема может обеспечить или абсолютно точное восстановление несущей,
или со сдвигом фазы, равным 180°. Такая неопределенность может
привести к появлению ошибок с вероятностью, близкой к 100 %, что
недопустимо. Для устранения фазовой неоднозначности, вносимой схе-
мой восстановления, во многих применениях используется относитель-
ное кодирование и декодирование.
При реализации схем восстановления тактовой частоты использу-
ются аналогичные принципы, что и в СВН. В точке D на рис. 4 3.4 имеем
глазковую диаграмму демодул и рова иного сигнала с ограниченной поло-
сой. Сигнал с такой глазковой диаграммой имеет непрерывный спектр
Sn(f)- Простой пороговый детектор (без тактирования) обеспечивает
выходной широкополосный спектр Sp(f) сигнала БВН. Линия задерж-
ки на г = Till — Т,!'). смещает во времени входную последовательность
данных. На выходе двоичного перемножителя получается сигнал с воз-
вращением к нулю такого же вида, какой показан на рис. 4.2.3,6. Его
спектр Sp(f) содержит дискретную спектральную линию. ФАПЧ или
следящий ПФ с центральной частотой f, = ft обеспечивает восстано-
вление спектральной составляющей с тактовой частотой ft, Сигнал так-
товой (или символьной /,) частоты подается на триггер, обеспечиваю-
щий функцию стробирования с запоминанием и регенерирует выходную
последовательность данных {djt}.
4.3.4. Необходимость относительного кодирования
и декодирования
Простые схемы восстановления несущей На основе удвоения и уче-
тверения частоты (используемые для QPSK), а также большинство дру-
гих практически используемых схем, приводят к фазовой неоднознач-
ности восстановленной несущей. В демодуляторах сигналов с двоич-
ной PSK возможна постоянная фазовая ошибка, равная 180° в воста-
новленной несущей. Эта фазовая ошибка инвертирует (умножает на
cos 180° = —1) демодулированный цифровой поток и приводит к по-
явлению 100 % ошибок. К счастью, включение в состав передатчика
простого относительного кодера, а в приемник — относительного деко-
дера предотвращает появление ошибок, которые могли бы возникнуть
из-за фазовой неоднозначности. Теперь опишем основные принципы
работы таких кодеров.
Процесс относительного кодирования иллюстрируется на
рис. 4.3.5. При формировании относительно кодируемого бита ко-
дированной последовательности {Фь} сравниваются текущий бит bk ин-
формационной последовательности {fcjt) и предыдущий бит При
159
Рис. 4.3.5. Относительное кодирование. При отсутствии различия в состояниях сигналов и d*_] (одинаковые логи-
ческие состояния) на выходе логической схемы формируется </«. = 1, в противном случае <ik = О
IGO
отсутствии различия bk и dk-i формируется dk = 1, в противном случае
dk — 0 Это можно выразить следующей логической функцией
dk — Ьк ф dt-i = btdk-i + bkdk-i- (4.3.18)
где ф обозначает операцию «исключающее ИЛИ». Значение началь-
ного опорного бита последовательности {</*} может быть любым из
двух возможных
Оба относительных демодулятора, изображенные на рис 4.3 3 ре-
ализуют функцию, обратную по отношению к кодеру. При демодуляции
сигналов DEBPSK относительное декодирование выполняется посред-
ством логической схемы В демодуляторе сигналов DBPSK сравнивают-
ся фазы принимаемого сигнала (которые могут быть искажены действи-
ем шумов) и его задержанной на 1 бит версии
4.3.5. Квадратурная ФМ: обычная и со сдвигом
Модемы с 4-позиционной или квадратурной ФМ (QPSK) использу-
ются в системах в которых теоретическая спектральная эффективность
модемов BPSK (1 бит/(с-Гц)) недостаточна при имеющейся в наличии
полосе частот. Различные методы демодуляции, используемые в си-
стемах BPSK применяются также и в системах QPSK Кроме прямого
распространения методов двоичной модуляции на случай QPSK исполь-
зуется также 4-позиционная модуляция со сдвигом (смещением), обо-
значаемая как О QPSK или SQPSK (offset, staggered)
Структурные схемы модемов QPSK и BPSK имеют много общего,
и их элементы одинаково обозначены. Некоторые разновидности QPSK
и BPSK приведены в табл. 4.3.1.
В системах QPSK модулированный сигнал имеет четыре различ
ных фазовых состояния (рис. 4.3.6). Эти состояния формируются спе-
циальной схемой преобразования последовательных дибитов (пар битов)
в символы. Соответствующие фазовые состояния сохраняются в течение
Таблица 4 3.1. Краткое описание разновидностей QPSK и BPSK В когерент
ных демодуляторах используется схема восстановления несущей (СВН)
Двоичная PSK Четырехпозици онная PSK Краткое описание
BPSK DEBPSK DBSK FBPSK QPSK DEQPSK DQPSK FQPSK O-QPSK DEOQPSK FOQPSK тг/4-DEQPSK Обычные когерентные BPSK и QPSK Обычные когерентные BPSK и QPSK с относительным кодированием и СВН QPSK с автокорреляционной демодуляцией (нет СВН) BPSK или QPSK с запатентованным процессором Фее- ра пригодным для систем с нелинейным усилением QPSK со сдвигом (смещением) QPSK со сдвигом и относительным кодированием QPSK со сдвигом и запатентованными Феером про- цессорами QPSK с относительным кодированием и фазовым сдвигом на тг/4 — стандарты для американских и японских сотовых систем
161
180"
0°
(00) (10)
Рис. 4.3.6. Структурные схемы модемов QPSK и О-QPSK: а — модуля-
тор сигналов QPSK и О-QPSK и векторная диаграмма; отметим, что кодер с
последовательно-параллельным преобразованием обеспечивает независимые (т.е. не-
коррелированные) сигналы синфазного (/) и квадратурного (Q) каналов; б— коге-
рентный демодулятор; в — автокорреляционный демодулятор QPSK
сигнального интервала Ts, который равен длительности двух битов, т е
Т, = 27j. Эти четыре возможных дибита часто преобразуются в соот
ветствии с кодом Грея. Важное свойство данного кода состоит в том,
что соседние символы (фазовые состояния) различаются только в од-
ном бите. В системах передачи, подверженных воздействию шума или
помех, наиболее вероятными являются ошибки при принятии решения
в пользу соседнего состояния. В таких случаях код Грея обеспечива-
ет трансформацию одной символьной ошибки в одну битовую ошибку.
Такие коды Грея имеют преимущество перед другими кодами, особенно
в тех системах QPSK, после которых используются декодеры, испра-
вляющие одну ошибку.
Структурные схемы модуляторов сигналов QPSK, обычного и со
сдвигом, представлены на рис. 4.3 6,а. Для обычной QPSK линия за-
держки для сдвига на Тъ — Т,/7 в квадратурном канале отсутствует.
Поток данных БВН, поступающий на модулятор, разделяется на два от-
дельных потока БВН с помощью последовательно-параллельного пре-
образователя. Один поток (/(/)) синфазный, а другой (Q(i)) — квадра-
турный, при этом каждый поток имеет символьную скорость, равную по-
162
демодулятор канала 1
Автокорреляционный
демодулятор канала Q
Рис. 4.3.6. (продолжение)
ловине входной битовой скорости На рис 4.3.7,а показаны временные
диаграммы входного и квадратурных (7 и Q) потоков данных. Потоки 1
и Q порознь подаются на перемножители. (Используются также экви-
валентные термины, балансный смеситель и перемножающий модуля-
тор ) На второй вход перемножителя канала I подается сигнал несущей
созшоЛ а на второй вход перемножителя канала Q — квадратурная не-
сущая, т е сигнал, сдвинутый по фазе ровно на 90° (т е. sinwri7)
Выходными сигналами обоих перемножителей являются сигналы
BPSK Выходной сигнал перемножителя I имеет фазу 0° или 180° от-
носительно несущей, а перемножителя Q — 90° или 270° относительно
несущей Затем выходные данные суммируются для получения четы-
рехфазного сигнала. Следовательно, QPSK может рассматриваться как
две системы BPSK, работающие в квадратуре.
Четыре возможных выходных сигнала обычного (без сдвига) моду-
лятора QPSK и соответствующие им цифровые комбинации 1Q предста-
163
Рис. 4.3.7. Временные диаграммы и сигнальные созвездия для не фильтрован-
ных сигналов: а — совпадение переходов в каналах I и Q при обычной модуляции;
б— смещение переходов при модуляции со сдвигом; «ч — сигнальные созвездия для
QPSK; г — О-QPSK; д — MSK; г — FQPSK
161
влены диаграммой сигнального пространства, изображенной на
рис 4 3 7,е Отметим, что возможны фазовые переходы на 90° или 180°
Например, при смене цифровой комбинации IQ с 11 на 00 произой-
дет фазовый переход на 180°. Для нефильтрованного сигнала QPSK
фазовые переходы происходят резко, а сигнал имеет огибающую с по-
стоянной амплитудой. Но для отфильтрованных сигналов QPSK фа-
зовые переходы сопровождаются изменениями уровня огибающей. В
частности, изменение фазы на 180° приводит к мгновенному измене-
нию до 0 уровня огибающей. В последующих разделах будет исследова-
но влияние изменений амплитуды на спектр передаваемого РЧ сигнала
и характеристики вероятности ошибки на бит. Особое внимание будет
уделено изучению энергетически эффективных беспроводных систем с
нелинейным усилением.
Сигнал QPSK на выходе модулятора обычно фильтруется для огра-
ничения ширины полосы излучаемых частот, усиливается и затем пе-
редается по каналу передачи на вход приемника. Поскольку модули-
рованные сигналы I и Q находятся в квадратуре (ортогональны), то
приемник может демодулировать и регенерировать их независимо друг
от друга, работая фактически как два приемника сигналов BPSK. За-
тем регенерированные последовательности 1 и Q снова объединяются в
параллельно-последовательном преобразователе для получения исход-
ной последовательности данных. Однако она может содержать ошибки
из-за влияния шумов и фильтрации.
На рис. 4.3.6,а показана структурная схема системы QPSK со сдви-
гом (О-QPSK). Она похожа на схему обычной QPSK. Различие заключа-
ется в смещении моментов переходов сигналов данных в каналах I и Q
относительно друг друга на входах перемножителей Входной поток дан-
ных подается на последовательно-параллельный преобразователь Один
из выходных потоков преобразователя — поток Q для случая, показан-
ного на рис. 4.3.7,/?— смещается во времени относительно другого с
помощью линии задержки на величину, равную длительности бита вход-
ного сигнала Тъ = Tt/'i. Результирующие фазовые состояния сигнала
на выходе модулятора такие же, как и у сигнала QPSK. Однако по-
скольку переходы в обоих потоках данных, подаваемых на перемножи-
тели, никогда не происходят одновременно, то в каждый из конкретных
моментов времени меняется только один из векторов, образующих вы-
ходной сигнал О-QPSK. В результате в выходных сигналах модулятора
присутствуют только фазовые переходы на 90°. Аналогично сигналу
QPSK, нефильтрованный сигнал О QPSK имеет огибающую с постоян-
ным уровнем. Однако, для фильтрованных сигналов О-QPSK имеются
изменения уровня огибающей на 3 дБ (30 %), в отличие от измене-
ния амплитуды на 100 % в обычных сигналах QPSK. В последующих
разделах будет показано, что такое уменьшение изменения уровня оги-
бающей приводит к значительным преимуществам О-QPSK перед QPSK
₽ энергетически эффективных сотовых системах связи с нелинейным
усилением а также в других системах беспроводной связи. Например,
165
>.2Vs: >»2Usi 1 *“*
6)
Рис. 4.3.8. Измеренные векторные диаграммы в пространстве сигналов для
QPSK, О-QPSK и FQPSK-1: а — обычная QPSK; б — О-QPSK; в — запатенто-
ванная Феером FQPSK-1
когда сигнал О-QPSK после ограничения полосы передается через ам-
плитудный ограничитель, то происходит только частичная регенерация
амплитудного спектра с тем уровнем боковых лепестков, который был до
фильтрации. Для сигналов QPSK в тех же условиях происходит почти
полное восстановление исходного спектра (рис. 4.3 8)
Приемник сигналов О-QPSK приведенный на рис. 4.3.6,/>, иденти-
чен приемнику обычных сигналов QPSK, за исключением того, что ре-
генерированный поток данных канала I задерживается на длительность
одного бита Ть = Ts/“1 так, что при объединении с регенерированным
166
Рис. 4.3.8. (продолжение)
потоком Q воссоздается исходный поток «входных данных» При восста-
новлении возникают ошибки из-за влияния шумов и фильтрации. Более
подробно подсистемы относительного кодирования и декодирования в
модемах QPSK и О-QPSK описаны в [111]
Демодуляция сигналов с относительной QPSK. Построение ко-
герентных демодуляторов сигналов QPSK и О-QPSK является трудной
задачей, особенно если требуется очень быстрая их синхронизация. Что-
бы избежать необходимости в сложной схеме восстановления несущей и
сократить время синхронизации демодулятора вместо когерентной де-
модуляции может применяться относительная QPSK (DQPSK) в сочета-
нии с автокорреляционной демодуляцией. Схема автокорреляционного
демодулятора DQPSK приведена на рис. 4.3.6,е. Она является прямым
обобщением ранее описанной схемы демодулятора DBPSK
4.3.6. Модемы тг/4-DQPSK в американских
и японских стандартах цифровых сотовых систем
Метод модуляции, известный как QPSK с относительным кодиро-
ванием и фазовым сдвигом тг/4 (тг/4-DQPSK), принят в качестве стан-
дарта для американских и японских цифровых сотовых систем связи с
многостанционным доступом на основе временного разделения каналов
(МДВРК); подробнее см. [6, 75, 175, 207]. Данный метод модуляции был
предложен в 1962 г Бейкером из ATT Bell Laboratories [14] Метод моду-
ляции тг/4-DQPSK является компромиссным решением между обычной
QPSK и QPSK со сдвигом (табл 4.3.2). Мгновенные фазовые переходы
для различных разновидностей QPSK могут быть следующими'
QPSK 0е, ±90°. ±180°;
О QPSK и FQPSK 0°, ±90°;
тг/4-DQPSK 0°, ±45°, ±135°.
167
Таблица 4.3.2. Приращения фазы Д<^ в системах тг/4-DQPSK. Выходные
сигналы блока относительного фазового кодирования Ль, В^ могут принимать одно
из следующих 5 значений: 0; ±1; ±1/\/2 для сигнального созвездия без фильтрации
h Qk Д95
1 0 0 1 1 1 0 0 — Зтг/4 Зтг/4 л/4
Наличие резких фазовых переходов на 180°, характерных для обыч-
ной QPSK в энергетически эффективных подвижных сотовых системах
с нелинейным усилением, режимом полного насыщения, усилением в
классе С или жестким ограничением приведет к значительному расши-
рению спектра, т.е. к низкой спектральной эффективности (рис 4.3.9).
В [94] показано, что обычные усилители класса С и усилители с жестким
ограничением или предусилители на практике приводят к одинаковому
расширению спектра и ухудшению характеристики вероятности ошиб-
ки на бит Для сигналов гг/4-DQPSK расширение спектра несколько
уменьшается, так как фазовые переходы ограничены значениями ±135°
(рис. 4.3.9). В семействе модемов О-QPSK мгновенные фазовые пере-
ходы ограничены только значениями ±90°. Модемы QPSK со сдвигом,
особенно модемы FQPSK со сдвигом, описанные в разд. 4.3.9, обеспе-
чивают наименьшее расширение спектра
4.3.6.1. Почему модуляция тг/4-DQPSK стала американским
и японским стандартами? Энергетическая и спектральная эффектив-
ность являются наиболее важными требованиями к подвижным сотовым
системам персональной радиосвязи. Для получения дешевых малога-
баритных технических решений используются нелинейные усилители.
Из рис 4.3.8 и 4.3.9 следует, что расширение спектра из-за нелиней-
ности усилителя для сигналов тг/4- DQPSK значительно больше чем
для О-QPSK. Для снижения уровня вредных помех по соседнему каналу
из-за расширения спектра, т.е. мощности попадающей в соседние кана-
лы необходимо увеличивать частотный разнос радиоканалов Однако
увеличение разноса каналов означает снижение спектральной эффек-
тивности. Для увеличения спектральной эффективности сигналов тг/4-
DQPSK нужен линейный усилитель. В 90-х годах такое увеличение было
достигнуто путем смещения рабочей точки РЧ усилителей на 6...9 дБ
(табл. 4.3.3). Другими словами, мощность усилителя РЧ, равная 4 Вт
в режиме насыщения, должна быть снижена до 1 Вт (Примечание.
6 дБ = 4 раза; 4 Вт 4=1 Вт.)
Увеличение спектральной эффективности таким способом приводит
к значительному снижению энергетической эффективности и сокраще-
нию срока действия батарей портативных устройств Измеренные спек
тры на выходе нелинейных усилителей, приведенные на рис. 4.3.9, пока-
зывают, что запатентованные модемы FQPSK, являющиеся подклассом
модемов О QPSK (описаны в разд. 4 3 9), имеют спектральную эффек-
тивность на 60...90 % выше, чем модемы тг/4-DQPSK с нелинейным
168
хи \
X! \ *
\ -..QPSK
з К
\ OQPSK \
1
'X FQPSK- и
—.-
0,5/7; 1/Т, 1 5/Т, 2/Та 2,5/Тз 3/Т3
/-/о
а)
б)
Рис. 4.3.9. Спектральная плотность модулированного сигнала после нели-
нейного усиления и жесткого ограничения: а — сигналы обычной QPSK, MSK, О-
QPSK и FQPSK-1 (компьютерное моделирование с помощью программы CREATE);
б— сигнал FQPSK-1 на выходе усилителя, работающего в режиме насыщения на
частоте 914,9 МГц (усилители Minicircuit), а —- сигнал FQPSK-1 на выходе усили
теля, работающего в режиме насыщения на частоте 2,452 ГГц и мощностью +28
дБм (интегральная схема модели TFE 1050 Teledyne) Для обоих измерений сигнала
FQPSK-1 скорость передачи равна 1 Мбит/с
169
Опорный уровень Аттенюатор
— 4,3 дБ 10 дБ -5,80 дБм
Рис. 4.3.9 (продолжение)
Таблица 4.3.3. Требования к снижению выходного уровня при линейном уси-
лении сигналов тг/4-DQPSK в системах радиосвязи, работающих на частоте 2,5 ГГц
Требование Значение, дБ
Снижение, необходимое для исключения регенерации спектра фильтрованных сигналов DQPSK, в предположении, что усили- тель имеет характеристику идеального сглаженного ограничителя Дополнительное снижение, необходимое из-за неидеальности (не- линейной характеристики сглаженного ограничителя) усилите- лей РЧ Дополнительное снижение, необходимое из-за нестабильности усиления, изменения уровня установки усиления и колебаний вы- ходной мощности Суммарное снижение выходного уровня 1,5..2,5 2...4 1,5...2,5 5...9
усилением. В разд. 4.5 будет дано подробное определение спектраль-
ной эффективности. В гл. 9 будет рассмотрено влияние спектральной
эффективности и помех соседнему каналу на характеристики и емкость
сотовых и персональных систем связи.
Преимущество сигнала тг/4-DQPSK заключается в том, что его мож-
но легко демодулировать с помощью автокорреляционного демодулято-
ра, в то время как для сигналов О-QPSK и FQPSK со сдвигом это сде-
лать трудно В 80-х годах некоторые члены американской и японской
комиссий по стандартизации цифровых сотовых систем связи решили,
что в сотовых системах связи с относительно высоким доплеровским
смещением частоты и быстрыми релеевскими замираниями может по-
требоваться автокорреляционная демодуляция. В 90-х годах было об-
наружено, что устойчивость к временному рассеянию и соотношение
несущая/шум у когерентных систем выше, чем у систем с автокорре-
ляционной демодуляцией. По этим причинам компании-производители
выпускают когерентные (не относительно когерентные) демодуляторы.
Таким образом, решение комиссий по стандартизации в пользу моду-
170
Рис. 4.3.10. Структурная схема модулятора я/4-DQPSK и тг/4-QPSK
ляции вида тг/4-DQPSK, которая является обычной, а не со сдвигом, и
относительной, привело к созданию спецификаций и систем, которые
имеют не такую высокую энергетическую эффективность, какую можно
было бы получить при модуляции вида FQPSK с нелинейным усиле-
нием. По-видимому, модемы и системы тг/4-DQPSK будут продолжать
использоваться по меньшей мере до конца этого столетия. Американ-
ский и японский стандарты предусматривают передачу линейно усили-
ваемого относительного кодируемого сигнала QPSK с фазовым сдвигом
тг/4. В приемнике реализуется когерентный относительный декодер со
схемой восстановления несущей (см. рис. 4.3.6,£и рис. 4.10.1) или от-
носительная структура (рис. 4.3.6,б).
Приведенное обсуждение подчеркивает особое значение прочных
технических аргументов при стандартизации
4.3.6.2. Архитектура модулятора сигналов тг/4-DQPSK Струк-
турная схема базового модулятора
тг/4-DQPSK и сигнальное созвездие
представлены на рис. 4.3.10 и 4.3.11
соответственно. В схеме формирова-
ния сигнала используется код Грея:
два двухбитовых символа (дибита),
соответствующих соседним фазам
сигнала, отличаются только на один
бит. Поскольку наиболее вероятные
ошибки, вызываемые шумом, обу-
словлены ошибочным выбором со-
седней фазы, то большинство оши-
бочных двухбитных символов будет
содержать только один ошибочный
бит. На рис. 4.3.11 отметим враще-
ние на тг/4 созвездия базовой QPSK
для нечетных (обозначены ф) и чет-
ных (обозначены ®) символов [207,
205].
Рис. 4.3.11. Сигнальное со-
звездие сигнала ir/4-DQPSK без
предмодуляционной фильтрации
171
Рис. 4.3.12. Глазковая диаграмма когерентно демодулированного сигнала тг/4-
QPSK. В последовательные моменты дискретизации сигнал имеет два уровня; про
межуточные сигналы имеют три уровня В данном эксперименте скорость передачи
равна 2 Мбит/с. Горизонтальный масштаб — 0,5 мкс/дел.; вертикальный масштаб
— 0,5 В/дел. (Фотография представлена Hongying Yan, Калифорнийский универ-
ситет, г. Дэйвис.)
Символы сообщения кодируются относительным кодом и переда-
ются в виде изменений фазы, а не абсолютных значений. Пусть Ак
и Вк обозначают амплитуды нефильтрованных импульсов БВН в ка-
налах I и Q соответственно на интервале kT, Sj t < (fc + 1)7?, [205].
Уровни сигналов Ак и Вк определяются уровнями сигналов предыду-
щих импульсов и текущим информационным символом, обозначенным
&к, в соответствии со следующими выражениями
Ak = Ak-i cos0t - В*-! sin 0к;
(4.3.19)
Вк = Ak-isin6k + Bk-icosOk.
В выражении (4.3 19) 0к определяется символами Ik. Qk источника
сообщений. Соотношение между 0к и входными символами приведено
в табл. 4.3.2. Отметим, что Ак и Вк могут принимать значения ±1, О,
±1/т/2. Однако в моменты дискретизации они «двухуровневые» или
«трехуровневые». «Пятиуровневая» глазковая диаграмма сигнала тг/4-
QPSK приведена на рис. 4.3.12. Для начала будем считать, что передаю-
щие ФНЧ отсутствуют и фаза несущей равна 0 на интервале 0 t < Ts,
т е. Ао — 0, Во = 0. В момент t = Т, на выходе источника сообще-
ний формируется символ (1,1), тогда 0\ равна тг/4 Из (4.3.19) имеем:
Л] = 1/х/2. В1 = 1Д/2 и фаза несущей изменяется на тг/4. Выходной
сигнал в (4.3.19) фактически представляет собой линейное преобразова-
ние (вращение) входного сигнала в плоскости комплексной огибающей;
172
j
Ок — угол вращения и угол комплексной огибающей. Синфазная ось —
это фаза несущей. Из табл. 4 3.2 и выражения (4.3.19) следует, что если
несущая на интервале текущего символа находится в одном из четырех
состояний, обозначенных ф на рис. 4.3.11, то на интервале следующе-
го символа она смещается (вращается) в одно из четырех состояний,
обозначенных ®, и наоборот. Следовательно, между двумя символами
фаза несущей всегда изменяется, и это изменение может быть только
на Агтг/4, где к равно ±1 или ±3. Если импульсы ограничиваются по
полосе, то фазовые переходы будут плавными. Однако при использова-
нии фильтров, не вносящих межсимвольных искажений, фаза несущей
в моменты дискретизации не меняется.
Предмодуляционные передающие фильтры НЧ, показанные на
рис. 4.3.10, стандартизованы Ассоциацией электронной промышленно-
сти США [75]. Эти фильтры нижних частот для входных коротких им-
пульсов имеют частотную характеристику вида корня квадратного из
приподнятого косинуса:
1,________________________ 0 f < (1 - a)/(2Ts);
< ^/|{l-sin[£(2/73-l)]}; (l-a)/(2T,)$/^(l+a)/(2Ts);
.0, a f >(l + a)/(2T,),
(4.3.20)
где T, — длительность символа. Фильтры имеют линейную фазу.
Для цифровых сотовых систем США выбран коэффициент скругления
а = 0,35.
Примечание. Приведенная частотная характеристика определена
для синхронного потока коротких импульсов. Для входных сигналов
БВН (символы длительностью Т, секунд), как это было указано в пре-
дыдущих параграфах, должен использоваться апертурный корректор ви-
да
4.3.6.3. Варианты построения модуляторов и демодуляторов
тг/4-DQPSK. Структурные схемы модуляторов и демодуляторов сигна-
лов тг/4-DQPSK и тг/4-QPSK практически такие же, как и для обыч-
ных сигналов DQPSK и QPSK (описанных в предыдущих разделах),
если предположить реализацию автокорреляционной демодуляции на
ПЧ (рис. 4.3.10 и 4.3.13).
При полностью цифровой реализации низкочастотные демодулято-
ры тг/4-DQPSK (рис. 4.3.15) представляют собой альтернативные реше-
ния с малым энергопотреблением Полностью цифровая схема моду-
лятора сигналов тг/4-DQPSK (приведенная на рис. 4.3.14) представляет
собой другой вариант реализации, альтернативный квадратурной схеме
с предмодуляционной фильтрацией, показанной на рис. 4.3.10 Полно-
стью цифровую схему удобно использовать при относительно высокой
битовой скорости и низкой промежуточной частоте. Для такой ситуации
промышленностью выпускаются дешевые малогабаритные ПФ
173
Рис. 4.3.13. Структурная схема автокорреляционного демодулятора сигна
ла тг/4-QPSK на ПЧ [136]
Рис. 4.3.14. Структурная схема полностью цифрового модулятора сигналов
тг/4-QPSK [136]
Гис. 4.3.15. Структурная схема низкочастотного автокорреляционного демо
дулятора си!налов я/4-QPSK, пригодная для полностью цифровой реализации [136]
174
4.3.7. Модемы MSK
Частотная модуляция (ЧМ) является наиболее часто используемым
видом аналоговой модуляции. Для передачи данных была разработа-
на цифровая ЧМ, известная как частотная манипуляция (FSK). Индекс
модуляции систем FSK может быть установлен заранее и определяет ре-
жим узкополосной или широкополосной передачи. Для демодуляции
большого класса сигналов с FSK могут использоваться простые некоге-
рентные демодуляторы. Однако, для таких демодуляторов необходимо
более высокое отношение мощностей несущая/шум (CNR), чем для си-
стем с когерентной демодуляцией. Если в передатчике частотная деви-
ация осуществляется согласно выражению (4.3.21), то можно реализо-
вать когерентную модуляцию/демодуляцию сигналов с минимальным
частотным сдвигом (MSK).
На рис. 4.3.16 приведены две эквивалентные схемы модулятора.
Частотная манипуляция может быть получена с помощью генератора,
управляемого напряжением (ГУН). Логическому состоянию 1 соответ-
ствует частота передачи /г а логическому состоянию 0 (уровень на-
пряжения данных равен —1 В) — частота Д Девиация частоты для
когерентной FSK
ДДР = 2Д/= Д - Д = 1/(2Т6), (4.3.21а)
где Тъ — длительность бита входной последовательности данных. От-
метим, что между передаваемыми частотами и битовой скоростью необ-
ходимо обеспечить соотношение когерентности, которому соответствует
индекс модуляции, определяемый выражением
тп = &fppTb = 1/2. (4,3.216)
Покажем теперь, что формирование сигналов с MSK с помощью
ГУН может быть выполнено аналогично формированию сигналов с 0-
QPSK и предмодуляционной фильтрацией, т е. с помощью квадратур-
ной схемы.
Частотно-манипулированный сигнал SpsK^t) может рассматривать-
ся как синусоидальный сигнал, частота которого может принимать два
значения:
/1 = /о - А/. А = /о + АД (4.3.22)
Он может быть представлен следующим выражением:
SpsK^t) — А соб[2тг(/0 ± А/)<] = (4.3.23)
= A cos(±27tAJ7) cos(2tt/qZ) — А 51п(±2тгДД) sin(2?r/o^)-
При когерентной демодуляции выбирается девиация частоты Д/ =
= 1/(471,), тогда сигнал MSK может быть представлен следующим обра-
зом
Smsk(0 = -4 cos ( ±тг-^- ) cos(2tt/o/) - Л sin (±тг-^-) sin(27r/0/).
(4 3.24)
175
/1 = /o-Д/ f Л = /о + Д/
Рис. 4.3.1G. Структурная схема модема MSK: а — модулятор ЧМ, использующий ГУН с девиацией частоты, определяе-
мой выражением (4.3.21), как возможный вариант формирования сигналов с MSK; б — структурная схема квадратурного моду-
лятора и когерентного демодулятора сигналов MSK; отметим, что последовательно-параллельный преобразователь обеспечивает
независимые (некоррелированные) последовательности данных I и Q
176
Выражение (4 3 24) является квадратурным представлением сигна-
лов FSK применительно к MSK. На рис. 4.3.16,(? приведена схема моду-
лятора сигналов с MSK Сигнал немодулированной несущей с частотой
/о перемножается с синфазным (7) и квадратурным (Q) низкочастот-
ными сигналами. После преобразования из последовательной формы
в параллельную последовательности данных поступают на формирова-
тели импульсов синусоидальной формы. В канале / формирователь
образует последовательность импульсов вида соб[±тг//(271)], а в кана-
ле Q введение дополнительной задержки обеспечивает формирование
последовательности импульсов следующего вида
' 7Г(/ - 71)1 . ( Vt \ .
cos ±—-——------ = sin I ± —— (4.3.2b)
2ТЬ \ 2TtJ '
Демодулятор сигналов MSK работает аналогично описанному ра-
нее демодулятору сигналов с QPSK со сдвигом Однако для обеспе-
чения передачи без межсимвольных искажений необходимо использо-
вать фильтр с другой характеристикой. Соотношение между битовой
скоростью и девиацией частоты определяется выражением (4.3.21). Ис-
пользование этого соотношения может упростить реализацию подсисте-
мы синхронизации сигналов MSK (те схем восстановления несущей и
тактовой частоты).
Спектральная плотность мощности низкочастотных сигналов с MSK
с импульсами синусоидальной формы определяется выражением
(4.2.21) и иллюстрируется рис. 4.2.4 и 4.3.17. Спектральная плотность
высокочастотного сигнала с MSK может быть получена в соответствии
с рис. 43.16,(7 с учетом его эквивалентности спектральной плотности
сигналов DSB-SC-QAM и синусоидальной формы сигнального элемента
MSK. Спектральная плотность высокочастотного модулированного сиг-
нала определяется выражением
r 8Рс71[1 + cos4tt(/ - fo)Tb\ _ 4Р.ГД1 ± cos2tt(/ - /0)71]
_ /о)2]2 - ^[1 - 4Ts2(f -/о)2]2 1
(4.3 26)
где f — частота немодулированной несущей; Рс — полная мощность
модулированного сигнала; Tb = 1/ft — длительность бита; Тг = l/fs =
= 271 — длительность символа.
Нормированные спектральные плотности мощности сигналов обыч-
ной QPSK, О-QPSK и MSK в зависимости от частоты нормированной
относительно битовой скорости передачи Rb = 1/71, изображена на
рис 4 3.17. Ширина главного лепестка спектра сигналов QPSK и MSK
соответственно равна ±1/271 и ±3/471, т.е. главный лепесток спектра
сигнала MSK на 50 % шире, чем у сигнала QPSK. Однако при больших
значениях (/ — /о)/А спектр нефильтрованного сигнала MSK спада-
ет пропорционально f~4, а спектр нефильтрованного сигнала QPSK —
пропорционально f~2. Поведение спектра нефильтрованного сигнала
177
о
Рис. 4.3.17. Нормированные спектральные плотности нефильтрованных сигна-
лов с QPSK. О-QPSK и MSK. Поскольку спектр симметричен относительно частоты
несущей, показана только верхняя боковая полоса частот
за пределами главного лепестка очень важно при проектировании схем
радиопередатчиков и особенно в ситуациях, когда выходной усилитель
работает в энергетически эффективном нелинейном режиме насыщения
Практически нецелесообразно иметь на выходе усилителя фильтр РЧ,
формирующий необходимую форму спектра.
4.3.8. Модемы GMSK и GFSK
Частотная манипуляция с минимальным сдвигом — это двоичная
цифровая ЧМ с индексом модуляции т = 0.5. Она обладает следу-
ющими основными свойствами:
1. Сигнал имеет постоянную огибающую, позволяющую использо-
вать нелинейный энергетически эффективный режим усиления.
2 Позволяет использовать когерентную и некогерентную демоду-
ляцию.
3. Ширина главного лепестка спектра на 50 % больше, чем у сиг-
налов QPSK (рис. 4 3.17). Первый нуль спектра расположен на частоте
(f — fo)7't, — 0,75, а не 0,5 как для QPSK.
Для сохранения полезных свойств 1 и 2 при одновременном увели-
чении спектральной эффективности (путем уменьшения ширины глав-
ного лепестка и уровня боковых лепестков спектральной плотности) в
17Ь
/вых ДЛЯ x(t)
т = (f2 - h}Tb = 0,5
m = 0,5 (точное значение)
для GMSK
Входной
сигнал
БВН
“(0 -------
1' втъ —
переменная
r(0
/о
Разветвитель
Опорный
генератор
Интегратор
-----КО
ГФНЧ ----•
Схема с
квадратурной
взаимной
корреляцией
Передаваемый
г(0 сигнал
в)
Рис. 4.3.18. Схема модулятора сигналов с MSK и гауссовской предваритель-
ной фильтрацией (GMSK), а также сигналов с гауссовской FSK (GFSK). Индекс мо-
дуляции GMSK равен тп — 0.50 (точное значение) При GFSK индекс модуляции
меняется, обычно 0,1 m 1: а— модулятор сигналов с GFSK на основе ГУН; б
— модуляционная характеристика; е — квадратурный модулятор и подсистемы низ-
кочастотной обработки GMSK. Наиболее простой и эффективный ГФНЧ реализуется
по лицензированной и запатентованной технологии Общества д-ра Феера, описанной
в приложении 3. Схема модулятора сигналов с GMSK с квадратурной взаимной кор-
реляцией (патент США Ns 4,567,602) из рис. 4.3.18,6 представлена в приложении 3
процессор модулирующего сигнала модулятора MSK включен предмо-
дуляционный гауссовский ФНЧ (ГФНЧ).- Последовательное включение
гауссовского ФНЧ и модулятора ЧМ на основе ГУН при m = 0,5 позво-
лит получить схему модулятора сигналов с гауссовской MSK (GMSK)
(рис 4.3.18,а).
На вход ГФНЧ подается симметричный сигнал данных БВН [172],
определяемый выражением
а
(4.3.27)
где ап = ±1; Тъ — длительность одного бита, П(1/7<,) — прямоуголь-
ная функция:
П(</Т6) =
Г 1, 0^1 ^7);
10 за пределами этого интервала.
(4.3.28)
179
Рис. 4.3.20. Реализация КИХ-фильтра с характеристикой h(t), приведенной на рис. 4.3.19 для квадратурной схемы форми-
рования сигналов с GMSK с использованием ПЗУ: а — КИХ-фильтр с т = Ть/п, п — коэффициент увеличения частоты дис-
кретизации; б— современная реализация квадратурной схемы формирования сигналов GMSK с взаимной корреляцией в виде
интегральной схемы. Гауссовский фильтр и интегратор (патенты США Феера Ns 4,339,724 и Като/Феера N ,5 , ), использу
ющие ПЗУ, и взаимный коррелятор анализируются и описываются в приложении 3
Рис. 4.3.21. Фазовая траектория, сигнальное созвездие и спектр сигнала с
GMSK: а — фазовая траектория; 6— сигнальное созвездие GMSK при ВТ(, = 0.25;
В — ширина полосы гауссовского ФНЧ по уровню 3 дБ, Т(, — длительность бита
[157]; в — спектральная плотность мощности сигнала с GMSK, полученная с по-
мощью программы CREATE-1; г — доля мощности сигнала, содержащаяся в за-
данной полосе [94]
увеличению уровня межсимвольных искажений (см. рис. 4.3.23). Поэто-
му ВТЪ выбирают исходя из компромисса между спектральной эффек-
тивностью и характеристикой вероятности ошибки на бит.
4.3.8.1. Реализация модуляторов сигналов с GFSK и GMSK в
виде ЧМ модуляторов с использованием ГУН Выходной сигнал ЧМ
модулятора с использованием ГУН определяется выражением
x{t) = cos[2tt/0< + y?(f)].
где
y>(f) = k f fe(i)dt = k f anr(v — nT) dv,
(4.3.34)
(4.3.35)
k — коэффициент пропорциональности, определяемый крутизной моду-
ляционной характеристики ЧМ модулятора с использованием ГУН. Для
сигналов с FSK и предварительной гауссовской фильтрацией (GFSK)
индекс модуляции тп для систем радиосвязи может выбираться в ши-
роком диапазоне, например 0,1 < m < 1 [218] Для сигналов с GMSK
индекс модуляции тп должен иметь точное значение, равное 0,5 (см.
выражение (4.3.216)). Для обычной GMSK k выбирается так, чтобы
вклад r(t) одиночного импульса в изменение фазы модулируемого сиг-
нала составил ровно тг/2;
к I r(t)dl = тг/2.
(4.3.36)
182
Рис.
где ?(/) определяется выражением (4.3.32). Фазовая траектория у?(1)
при выборе значения Л в соответствии с выражением (4 3.36) приведе-
на на рис 4 3 21,а для ВТЬ = 0,25. Модулированный передаваемый
сигнал является сигналом с постоянной огибающей и компактным
спектром (рис. 4.3.22) [94].
183
6)
Рис. 4.2.22. Спектры сигналов MSK и GMSK. Битовая скорость =
= 100 кбит/с. Промежуточная частота /0 — 17,5 МГц: а— MSK (соответствует
GMSK с ВТЬ = оо); б— GMSK с ВТъ = 0,5; е — ВТь — 0,2. Предмодуляционные
фильтры и индекс модуляции для данного случая не оптимизированы (Представле-
ны Huajing Fu. Калифорнийский университет, г. Дэйвис)
4.3.8.2. Квадратурная схема формирования GMSK: улучшен-
ная реализация. Схемы модуляторов сигналов с MSK и GMSK, ис-
пользующие подсистемы низкочастотного формирования на ПЧ либо
ГУН на РЧ, являются простыми (рис. 4.3.18,а). Однако они могут быть
использованы в сочетании с когерентной демодуляцией. Для когерент-
ной демодуляции индекс модуляции гл должен быть строго равен 0,5.
К сожалению, индекс модуляции ЧМ модуляторов с использованием
184
*)
Рис 4.3.22 (продолжение)
а) ВТЬ = оо (MSK)
Рис. 4 3 23. Глазковые диаграммы сигналов с GMSK и MSK. Сигналы по-
лучены при реализации ЧМ модуляторов на основе ГУН с цифровым управлением
при скорости передачи 1 Мбит/с: ВТъ = оо (MSK) (а), ВТ(, = 0,3 (GMSK) (б)
ВТЬ — 0,2 (GMSK) (в) Глазковые диаграммы когерентно демодулированных сигна-
лов. ВТЬ = 0,5 (г); ВТЬ = 0.3 (д). Приведенные глазковые диаграммы сдвинуты
на половину символа и практически такие же, как и диаграммы демодулированных
сигналов FQPSK, что говорит о совместимости видов модуляции GMSK и FQPSK.
(Получено в результате испытаний экспериментальных схем модуляторов в Кали-
форнийском университете, г. Дэйвис.)
185
<; Bih = o.3
в) ВТЬ = 0,2 (GMSK)
Рис. 4.3.23 (продолжение)
обычного ГУН и ГУН с кварцевой стабилизацией подвержен временным
и температурным изменениям.
Другой вариант реализации модулятора сигналов с GMSK, содержа-
щий квадратурный низкочастотный процессор, изображен на
рис 4.3.18,в Для данного варианта реализации индекс модуляции тп
строго равен 0,5. В приложении 3 подробно описана реализация схем
квадратурных модуляторов GMSK соответствующих патенту США Ка-
то/Феера № 4 567,602.
Покажем что квадратурная схема формирует такой же сигнал
GMSK, как и схема с использованием ГУН Представим выражение
186
д) ВТЬ = 0.3
Рис. 4.3.23 (продолжение)
(4.3.34) в следующем виде:
r(Z) = cos[2tt/07 + у?(<)] = cos 2тг/о< cos - sin 2тг/о< sin =
= cos 2тг/07 cos
sin 2тгfot sin
(4.3.37)
В квадратурной схеме реализуется правая часть выражения (4 3.37)
Согласно (4.3.35) tp(t) = k b(v)dv, где &(<) — выходной сигнал ГФ-
НЧ Отметим, что низкочастотные сигналы синфазного и квадратурного
187
каналов взаимно коррелированы, позволяют получить результирующий
сигнал с постоянной огибающей при отсутствии межсимвольных иска-
жений и фазового дрожания
4.3.8.3. Некогерентная демодуляция сигналов с GFSK и
GMSK В [94] исследовано и описано несколько вариантов реализации
некогерентных демодуляторов сигналов с GMSK. Здесь представлена од-
на из схем, содержащая ограничитель и дискриминатор (см рис. 4.3.24)
Обычные интегральные микросхемы содержащие ограничитель и дис-
криминатор ЧМ сигналов обеспечивают оценку модулирующего сигна-
ла 6(f), представляющего производную мгновенной фазы передаваемого
сигнала определяемой выражением (4.3.35). Оценка сигнала
ОО
ч<) = /(о = k 52 апг^ ~пТ^-
(4.3.38)
Из рис. 4.3.23 видно, что отсчеты должны производиться при мак-
симальном раскрыве глазковой диаграммы:
b{t) = b(t - Т,/2) = k
(4.3.39)
Дискретизированный низкочастотный сигнал fc(7) содержит полез-
ную составляющую и составляющую межсимвольных искажений, пред-
ставленную символом Е в (4.3.39). Таким образом, глазковая диаграм-
ма низкочастотного сигнала на выходе дискриминатора очень похожа
на глазковую диаграмму передаваемого сигнала в точке В на входе ГУН
(рис. 4 3.18,а и 4.3 23,а-г). Отметим, что k — постоянный коэффициент
модуляции, непосредственно связанный с индексом модуляции, никак не
влияет на уровень межсимвольных искажений. Поэтому дискриминатор
не очень чувствителен к изменению индекса модуляции. Это является
определенным преимуществом простых демодуляторов в виде частот-
ных дискриминаторов [218]. Простые и энергетически экономичные схе-
мы гауссовских фильтров, использующих табличное представление им-
пульсной характеристики в ПЗУ, описаны в приложении 2. Описание
этих схем содержится в патенте США Феера 1982 г. № 4,339,724.
4.3.8.4. Когерентная демодуляция сигналов с GMSK. Для ко-
герентной демодуляции предполагается квадратурная структура, анало-
гичная сигналам с О-QPSK (рис 4 3.6,С и 4.3 16,6). Демодулированные
низкочастотные сигналы /(/) и Q(t) определяются функциями cosy>(<) и
sin у?(<) соответственно Квадратурное представление модулированного
сигнала с GMSK имеет следующий вид:
а‘(<) = cos cos 2тгfat — sin^(<)sin 2тг/0С
(4.3.40)
188
V Шум
a)
в)
Рис. 4.3.24. Демодуляция сигналов GMSK и GFSK с помощью дискрими-
натора и формирование сигнала с корреляцией квадратурных составляющих: а —
структурная схема демодулятора с дискриминатором, б — квадратурные сигналы
формируемые стандаризованной для системы связи GSM микросхемой процессора
взаимокорреляционных низкочастотных сигналов; в — из формы сигналов и глаз-
ковых диаграмм видна взаимная корреляция сигналов I и Q. Запатентованная и
лицензированная технология Феера подробно описана в приложении 3 Измерения
проведены на стандартизованной для интегральной микросхемы PCD5071 фирмы
Philips частоте Д = 270,833 кбит/с
189
Рис. 4.3.25. Характеристики когерентных систем GMSK и MSK при воздей
ствии стационарного АБГШ [242]: а — зависимость вероятности ошибки на бит от
Еъ/No Для оптимизированной экспериментальной системы с гауссовским додетек
торным ПФ с В,Тъ = 0,63; б— энергетические потери £?b/7V0, которые необходимо
компенсировать для поддержания вероятности ошибки на бит 10-3
Демодулированные низкочастотные сигналы /(/) и Q(t) получают-
ся перемножением принятого модулированного сигнала x{t) на соста-
вляющие восстановленной немодулированной несущей coswot и sinwol
соответственно и подавлением высокочастотных спектральных составля-
ющих с помощью НЧ фильтру. В моменты дискретизации получаем:
cosy>(2m7],) = ±1 ± Д, гп=1,2, (4.3.41)
sin 4(2m - 1)7],] = ±1 ± Д, т=1,2,...; (4.3.42)
где Д представляет составляющие межсимвольных искажений Решаю-
щие правила определяются следующим образом:
d-2m — л
=
1, cos <р(2тТг) > 0;
— 1, со5^>(2гп7],) < 0;
f 1, siny2[(2m - 1)7],] > 0;
( —1, sin y?[(2n? — 1)7],] < 0.
(4.3.43)
(4.3.44)
Когерентно демодулированные низкочастотные сигналы cos[y>(l)] и
sin[y>(/)] содержат в себе значительно меньше составляющих межсим-
вольных искажений, чем передаваемый сигнал с предмодуляционной НЧ
190
фильтрацией. Из рис. 4.3.23 видно, что при ВТь = 0,34 и ВТь = 0,2
глазковые диаграммы передаваемого сигнала отражают наличие значи
тельных межсимвольных искажений в то время как соответствующие
глазковые диаграммы когерентно демодулированных сигналов каналов
/ и Q характеризуются двумя уровнями с намного меньшими искаже-
ниями Идеальная характеристика вероятности ошибки на бит для ко-
герентных систем GMSK лучше, чем для некогерентных (рис. 4.3.25 и
4.6.2-4.6.13).
4.3.9. Виды модуляции FQPSK, FQAM и FBPSK:
Модемы и беспроводные системы с повышенной
пропускной способностью и улучшенной
энергетической эффективностью, запатентованные
Обществом д-ра Феера
Повышенная продолжительность разговоров, т.е. более эффектив-
ное использование ресурса батареи, является одним из самых важ-
ных требований, предъявляемых к беспроводным системам нового по-
коления. Существенными требованиями являются также более высо-
кие показатели пропускной способности и спектральной эффективно-
сти Обществом д-ра Феера предложен и разработан ряд методов моду-
ляции/демодуляции, передачи/приема для систем радиосвязи, а также
ряд изделий, отвечающих наиболее жестким требованиям к энергети-
ческой и спектральной эффективности для существующих и будущих
поколений беспроводных и сотовых подвижных систем. Эти методы и
изделия, известные как FQPSK, FQAM и FBPSK, описываемые ниже,
лицензированы в США и на международном уровне через «Консорци-
ум FQPSK», управляемый Обществом д-ра Феера (Digcom, Inc.*). Ма-
лые, средние и большие международные организации присоединились к
этому консорциуму, занимающемуся передачей технологии, лицензиро-
ванием, образованием и обучением. Описание технологий GFSK GMSK
FBPSK, FQPSK и FQAM лицензированных и запатентованных Феером
содержится в приложении 3.
Для снижения энергопотребления предложены простые и экономич-
ные подсистемы цифровой обработки низкочастотных сигналов. Для
получения заданной мощности сигнала РЧ, например 1 Вт на частоте
2,4 ГГц, разрешенной Федеральной комиссией связи для систем с расши-
рением спектра, подсистемы РЧ должны работать с максимальной энер-
гетической эффективностью, т.е. минимальным потреблением энергии
источника постоянного тока. Из семейства предложений, касающихся
FQPSK, здесь рассматриваются FQPSK-1 — первый и наипростейший
запатентованный процессор низкочастотных сигналов и беспроводная
система, а также FQPSK-KF — более современная концепция, описан-
ная в патенте д-ра Като и д-ра Феера (отсюда сокращение KF). Этому же
* 44685 Country Club Drive, El Macero CA 95618, USA.
191
Рис. 4.3.26. Структурная схема модулятора сигналов FQPSK. Концепция фор-
мирующего фильтра определяющего форму импульса и его принципиальная схема
приведены на рис. 4.2.13 и 4.3 27 Сигнал FQPSK промежуточной частоты с малой
мощностью и постоянной огибающей после жесткого ограничения преобразуется по
частоте вверх и усиливается нелинейным усилителем мощности РЧ. Альтернатив-
ным вариантом является прямое преобразование низкочастотного сигнала в сигнал
FQPSK на РЧ и его нелинейное усиление
семейству принадлежат и другие энергетически и спектрально эффек-
тивные беспроводные технические решения, касающиеся беспроводных
систем и воплощенные в изделиях. К ним относятся FQAM и FBPSK.
4.3.9.1. FQPSK-1: Высокоэффективная модуляция для персо-
нальных систем связи и подвижных сотовых систем радиосвязи.
Низкочастотные сигналы и соответствующие глазковые диаграммы про-
цессора FQPSK-1 на входах каналов I и Q модуляторов обычной QPSK
и со сдвигом (О-QPSK) или квадратурного амплитудного модулятора
(QAM) показаны на рис. 4 2.13 и 4 2 15 соответственно.
Структурная схема исходного модулятора сигналов FQPSK с нели-
нейным усилителем мощности РЧ изображена на рис. 4.3.26. Она пред-
ставляет собой обычную схему модулятора О-QPSK с элементом задерж-
ки на Ть = Та/2 в канале Q. Принципиальная электрическая схема фор-
мирования импульса р(<) необходимой формы приведена на рис 4.3.27.
Глазковые диаграммы передаваемого и принимаемого (демодули-
рованного) сигналов представлены на рис. 4.3.28. Сигнал FQPSK на
выходе маломощного жесткого ограничителя имеет постоянную огиба-
ющую Этот ограничитель может быть реализован либо на ПЧ, либо
непосредственно на РЧ. С другой стороны при прямом преобразовании
низкочастотного сигнала в радиочастотный можно использовать обыч-
ный нелинейный усилитель (класса С или с насыщением).
Входная двоичная последовательность данных {ап} сначала пре-
образуется в две независимые последовательности символов {ап} и {£>„}
каналов 1 /Q, которые затем обрабатываются фильтром, определяющим
форму импульса и имеющим импульсную характеристику
(t) = ( 0,5[Ц-co^f/Tj) ДЛя|/|^Т’; (4.3.45)
4 [ 0 за пределами этого интервала, k '
192
Рис. 4.3.27. Принципиальная электрическая схема цифро-аналогового форми-
рующего фильтра, определяющего форму импульса сигнала FQPSK-1. Реализована
на программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС) с малым энергопотре-
блением, работающей со скоростью не выше 40 Мбит/с
где Ts — длительность символа. На выходе квадратурного модулятора
и жесткого ограничителя получаем следующий сигнал FQPSK:
с x(t)cos 2-itfot ) sin 2тг/о<
x/x2(t) + y2(/) x/a?2(i) + y2(t)’
(4.3.46)
где
x[t) = -anp(t -nTs)+ an_\p\t - (n - 1)TS]
y{t) = bnp[t - (n - 0,5)TJ + bn_1P[t - (n + 0.5)Ts]+ (4.3 47)
+ bn_2p[t - (n 4-1,5)77,]
являются модулирующими сигналами каналов I и Q соответственно
Структурные схемы современных приемопередающих устройств, ис-
пользующих сигналы FQPSK 1, FQPSK-KF, FQAM, обычной QPSK,
MSK, GFSK и GMSK, изображены на рис. 4.3.29 и 4.3.30. Они ис-
пользуются в системе с расширением спектра путем медленной пере-
стройки рабочей частоты Здесь представлена схема с прямым пре-
образованием низкочастотных составляющих сигнала в радиочастотный
сигнал. Для сигналов GMSK и FQPSK-1 схемы передатчика практи-
чески совпадают Реализация низкочастотным процессором функции
193
Рис. 4.3.29. Структурная схема системы радиосвязи с сигналами GMSK и FQPSK и расширением спектра путем программно
перестройки рабочей частоты Обе системы реализованы с использованием совместимых решений, приведенных в патентах Феера, см.
приложение 3
196
для GMSK: гауссовская с ВТь =0,6 [242];
для FQPSK-1: Баттерворта с ВТь = 0,55 [200, 201]
На рис. 4.3.31 приведены спектральные плотности мощности сигна-
лов FQPSK-1 и GMSK с нелинейным усилением (жесткое ограничение
или усиление в классе С). Уровень внеполосного излучения, создающего
помеху по соседнему каналу (ACT) для этих систем с нелинейным уси-
лением иллюстрируется на рис. 4.3.32. Нормированное значение ACI
определяется выражением
/оо
G(f)\H(f-w)\2df
льу = ------------------> (4.3.48)
/ G(D\H(f)\2df
J “ОО
где w — нормированный частотный разнос каналов; G^f) —спектраль-
ная плотность мощности модулированного или нелинейно усиленного
сигнала; H(f) — частотная характеристика формирующего фильтра
приемного канала (последовательного соединения ПФ и ФНЧ демоду-
лятора). Различные комитеты по стандартизации по-разному определя-
ют суммарную помеху по соседнему каналу приема. Стандартизованные
определения ACI приведены в разд. 4.4.
При оптимизации реальных систем радиосвязи с GMSK и FQPSK
рассматриваются следующие типы фильтров, эквивалентных последо-
вательно соединенным ПФ и ФНЧ [200, 201, 242].
1. Гауссовский Бесконечного порядка:
H(f) = exp [in (^)] (4-3.49)
2. Гауссовский 4-го порядка:
2 ?
Я(М = ГТ 2 (4.3.50)
Л* и2 + 2j£w,w - w2 4 ’
где w = 2тг/, wi = 1,9086, о>2 = 1,6768, £i = 0,7441, (2 = 0,9721.
3. Гауссовский 8-го порядка:
4 2
H(jw) = П —у-----(4.3.51)
W? + 2j&wtw - w2 4 }
где wj = 2,7240, w2 = 2,3584, w3 = 2,1821, w4 = 2,1061, 6 = 0,5492,
£2 = 0,7761, & = 0,9201, F4 = 0,9911.
4. Баттерворта 4-го порядка:
(w4 - 3,4142w2 + 1) - j2,6131w(w2 - 1) ’
(4.3.52)
197
6)
GMSK, BT= 0,3
GMSK, BT= 0 5
Гис. 4.3.31. Спектральная плотность мощности сигналов GMSK и FQPSK с
нелинейным усилением (жестким ограничением). Полученные в результате измере-
ний экспериментальные данные подтверждают компьютерные данные, полученные
с помощью программы CREATF-1 и других программ
198
Нормированный разнос каналов
FQPSK, фильтр Баттерворта 4-го порядка, В,Тъ = 0 55
GMSK, ВТ = 0,3, гауссовский фильтр 4-го порядка, В,Ть = 0.6
GMSK, ВТ = 0,5, гауссовский фильтр 4-го порядка. В,Т( — 0,6
б)
Рис. 4.3.32. Суммарная помеха соседнему каналу в системах с FQPSK-1 и
GMSK: И' — частотный разнос между каналами, /ь = l/Zj, — скорость передачи; ;
•— для FQPSK и GMSK; г — рассчитанная с помощью программы CREATE-1
199
Рис. 4.3.33. Характеристики вероятности ошибки на бит для FQPSK и GMSK
с нелинейным усилением в канале с АБГШ. Для FQPSK используется приемный
ПФ Баттерворта 4-го порядка с 6,7(, = 0,55; для GMSK — приемный гауссовский
ПФ 4-го порядка с В,Тъ = 0,6. Приведена также характеристика для QPSK с ли-
нейным усилением
На рис. 4.3.32 приведена зависимость нормированной ACI Л(ш)
от нормированного частотного разноса между каналами WTj для си-
стем с FQPSK и GMSK. Из приведенных результатов следует, что при
FVTfc < 1.5 FQPSK-1 обеспечивает намного меньшие уровни ACI, чем
GMSK Полученные результаты соответствуют ПФ Баттерворта 4-го по-
рядка с нормированной полосой В,Ть = 0,55 по уровню 3 дБ для FQPSK-
1 и гауссовскому ПФ 4-го порядка с BiTt, = 0,6 для GMSK Из графиков
ACI также видно, что FQPSK позволяет на 50 % обеспечить экономию
в спектре по сравнению со стандартизованной GMSK с VVt-7j = 0,5 и 0,3.
Эти фильтры выбраны из-за их оптимальности с точки зрения характе-
ристики вероятности ошибки на бит в каналах с гауссовским шумом.
Зависимости Ре = f(^Eb/No) [200, 201] для каналов со стационар-
ным АБГШ и для подвижных каналов с медленными релеевскими зами-
раниями представлены на рис. 4.3.33 и 4.3.34 соответственно. На этих
рисунках представлены зависимости для идеальных (с линейным усиле-
нием) модемов QPSK и практически реализуемых (с нелинейным усиле-
нием) модемов FQPSK-1 и GMSK. Из рис. 4.3.34 видно, что характери-
стики FQPSK и QPSK с линейным усилением практически совпадают, а
характеристика GMSK почти на 2,5 дБ хуже, чем у QPSK.
200
Рис. 4.3.34. Характеристики вероятности ошибки на бит для систем с FQPSK и
GMSK с нелинейным усилением в каналах с релеевскими замираниями. Для FQPSK
используется приемный ПФ Баттерворта 4-го порядка с В,Ть = 0,55; для GMSK —
приемный гауссовский ПФ с В,Т(, = 0,6. Показана также аналогичная зависимость
для когерентной QPSK с линейным усилением
4.3.9.2. Технология FQPSK-KF обеспечивает увеличение спек-
тральной эффективности на 200 % относительно стандартизован-
ных GMSK и GFSK и энергетической эффективности на 300 % отно-
сительно обычных DQPSK и тг/4-DQPSK. Изобретение нового вида мо-
дуляции FQPSK-KF [165] привело к значительно большему улучшению
характеристик, по сравнению с описанным выше FQPSK-1. Подробное
описание FQPSK-KF, ранее известной как XPSK (или взаимокоррелиро-
ванной PSK), приводится в [94, 164, 167, 168, 169].
Одной из важнейших концепций этого предложения является на-
личие взаимной корреляции между фильтрованными сигналами син-
фазного и квадратурного со сдвигом каналов. На модулятор O-QPSK
подаются модулирующие взаимокоррелированные сигналы, полученные
из низкочастотного сигнала FQPSK-1 без межсимвольных искажений и
дрожания и такого же сигнала с задержкой (рис. 4.3.35). Спектральная
плотность мощности сигнала с нелинейным усилением и соответствую-
щие глазковые диаграммы приведены на рис. 4.3.36. Кроме процессора
FQPSK-KF в тракт модулирующих сигналов включены ФНЧ. Эти специ-
фические фильтры обозначаются как фильтры FQPSK-KF (д = 0,5, DJ,
а = 1, JR=0,01). Сравнение спектральной эффективности различных
видов модуляции представлено в табл. 4.5.2. В [93, 96, 100, 106, 109,
167, 168, 169, 200, 201] показано, что FQPSK-KF имеет спектральную
201
(аналогичен
формирователю
FQPSK-1)
О I О I О О I I
Сигнал на выходе взаимокоррелятора
Рис. 4.3.35. Формирование сигнала и структурная схема модема FQPSK KF с
нелинейным усилением: а — одна из предложенных структурных схем, использую-
щая сигналы I и Q без межсимвольных искажений и дрожания (МСИД); предложен-
ный процессор сигнала МСИД аналогичен процессору сигнала FQPSK-1; б— взаимо-
коррелированные сигналы A—D без МСИД на выходе последовательно-параллельного
преобразователя после коррелятора. Фильтры НЧ, включенные на выходе взаимо-
коррелятора, обеспечивают повышение спектральной эффективности. Изобретение
Като/Феера охватывает также квадратурную взаимокорреляционную схему модуля-
тора сигналов с GMSK, изображенную на рис. 4.3.20, (Г Она описана в приложении
3 с использованием [94, 165, 166]
эффективность и пропускную способность на 300 % выше по сравне-
нию с GFSK, стандартизованной комитетом IEEE 802.11, и пропускную
способность на 200 % выше по сравнению с GMSK, стандартизованной
комитетом GSM на международном уровне Экспериментальные дан-
ные, полученные с помощью микросхемы MRFIC 2403 фирмы Motorola
на частоте 2,4 ГГц, иллюстрируют высокую спектральную эффектив-
202
Амплитуда Мощность дБо
Гиг. 4.3.36. FQPSK-KF с не-
линейным усилением [168], [165],
[164]: и — спектральная плотность
мощности; — глазковая диаграм-
ма демодулированного сигнала
ность этих видов модуляции (см рис 4 3.42). Из результатов измере-
ний, выполненных на частоте 2.4 ГГц и приведенных на рис. 4.3.41 и
4 3.42, следует, что сигналы с I QPSK-KF имеют энергетическую эффек-
тивность (для выходной мощности 5 дБ) более чем на 300 % выше, чем у
обычных сигналов с DQPSK, стандартизованных комитетом IEEE 802.11.
В табл. 4.5.3 представлены дополнительные данные для сравнения.
20.3
Рис. 4.3.37. FQAM=SQAM. Форма модулирующего сигнала, запатентованная
Обществом д-ра Феера для сигналов SQAM с двойным интервалом. Несколько спут-
никовых, беспроводных и кабельных систем с модуляцией, линейным и нелинейным
усилением лицензированы и реализованы по технологии FQAM
Канал 1
Входные
данные
Канал Q
Разветвитель
Синтезатор
частот
Рис. 4.3.38. Структурная схема модулятора сигналов с FBPSK. Модулирован-
ный сигнал FBPSK используется в беспроводных системах с нелинейным усилением.
Этот энергетически и спектрально эффективный вид модуляции полностью совме-
стим с обычной BPSK и линейным усилением, которая используется в системе с
прямым расширением спектра, удовлетворяющей требованиям стандарта комитета
IEEE 802.11. По вопросам передачи деталей технологии и лицензирования обра-
щаться в Общество д-ра Феера [87]
204
,2V« I
a '
6)
Рис. 4.3.39. Экспериментальная глазковая диаграмма (а) и созвездие демоду-
лированного сигнала FBPSK (б) для скорости 1 Мбит/с при нелинейном усилении и
когерентной демодуляции. (Фотографии представлены Hussein Mehdi, Калифорний-
ский университет, г. Дэйвис.) Запатентовано. См. приложение 3
4.3.9.3. Разновидности QAM, относящиеся к семейству
FQPSK На рис 4.3.37 показаны принципы формирования и временные
диаграммы обработанного низкочастотного сигнала FQAM [287]
Этот модулирующий сигнал получен наложением двух низкочастот-
ных сигнальных элементов. Поэтому он также известен как сигнал
SQAM (S — от superposition (наложение)) [94] Низкочастотные сиг-
налы 1 и Q используются в качестве модулирующих для обычной QAM
со сдвигом. В современной литературе обозначение SQAM заменено на
205
a) DBPSK с выходной мощностью 18,5 дБм
Рис. 4.3.40. Измеренные спектральные плотности сигналов с FBPSK и обыч-
ной DBPSK на частоте 2,4 ГГц. Они соответствуют нормированной скорости передачи
/ь = 1 Мбит/с. Испытания проводились с микросхемой MRFIC 2403 фирмы Motorola:
а — Сигнал линейно усиливается, запас по выходному уровню равен 5 дБ (мощность
в режиме насыщения 23,5 дБм минус мощность усилителя в линейном режиме 18,5
дБм равна запасу по выходному уровню 5 дБ). Запас по выходному уровню 5-дБ
(при комнатной температуре) необходим для удовлетворения требований по уровню
внеполосной спектральной плотности, т е. —30 дБ при расстройке на ±1 МГц при
скорости передачи 1 Мбит/с. Это также соответствует требованию —30 дБ стандарта
комитета IEEE 802.11 для частоты следования символов кодовой последовательно-
сти расширения спектра при частотной расстройке ±11 МГц; 6— Сигнал обычной
DBPSK с предмодуляционной фильтрацией усиливается в режиме насыщения. На-
блюдается восстановление спектра сигнала. Требование стандарта, равное —30 дБ,
не выполняется; л — Мощность модулированного сигнала FBPSK в режиме насыще-
ния равна 23,5 дБм, т.е. запас пр выходному уровню равен 0 дБ. FBPSK совместима
с обычной BPSK При комнатной температуре 20 °C результаты эксперимента под-
тверждают энергетический выигрыш, равный 5 дБ относительно обычной DBPSK.
Выигрыш FBPSK во всем рабочем диапазоне может достигать 8 дБ
FQAM, что точно указывает на то, что эти методы модуляции запатенто-
ваны и лицензированы на международном уровне Обществом д-ра Феера
— Digcom, Inc. Модемы FQAM или аппаратура спутниковой, сотовой и
радиосвязи с нелинейным усилением используются уже несколько лет.
Они имеют высокие показатели энергетической и спектральной эффек-
тивности, аналогичные модемам FQPSK, описанным в предыдущих раз-
делах. Многопозиционная FQAM и система с повышенной спектральной
эффективностью на ее основе [290] описаны в разд. 4.8.
4.3.9.4. FBPSK: Энергетически эффективная модуляция с не-
линейным усилением, совместимая с обычной BPSK и линейным
усилением. На рис. 4.3.38 представлена основная структурная схема
модулятора сигналов эффективной FBPSK. Методы обработки сигна-
лов с FBPSK, запатентованные Обществом д-ра Феера, позволяют ис-
206
6) DBPSK l выходной мощность, 23 5 дБм. MRFIC 240
о) FBPSK с выходной мощностью 23,5 дБм, MRFIC 240
(усиление в режиме насыщения, запас по выходному уровню равен 0 дБ)
Рис. 4.3.40 (продолжение)
пользовать нелинейные усилители вместо линейных, необходимых при
усилении сигналов с обычной BPSK [98, 94, 165, 289] Фотографии, ил-
люстрирующие глазковую диаграмму и сигнальное созвездие этого вида
модуляции, приведены на рис. 4.3 39 Из экспериментальных результа-
тов, полученных на частоте 2,4 ГГц и представленных на рис 4 3.40,
4.3.41, 4.3.42, следует, что FBPSK имеет существенно большую энер-
гетическую эффективность по сравнению с обычной BPSK (стандарт
комитета IEEE 802.11 по беспроводным ЛВС) Для выполнения требо-
207
а)
6)
Рис. 4.3.41. Результаты измерений спектральной плотности сигналов с
DQPSK в режимах линейного и нелинейного усиления микросхемой MRFIC 2403
фирмы Motorola: а — выходная мощность 15 дБм; б — выходная мощность 23,5
дБм Скорость передачи в обоих случаях /ь = 1 Мбит/с. Эксперимент подтверждает
необходимость снижения выходной РЧ мощности для обычной DQPSK
вания этого стандарта по уровню внеполосной спектральной плотности
в случае обычной BPSK, приходится снизить выходную мощность уси-
лителя MRFIC 2403 фирмы Motorola до 18,5 дБм (т е. использовать за-
пас по выходному уровню на 5 дБ при комнатной температуре) При
FBPSK можно увеличить мощность до 23,5 дБм (в режиме полного на-
сыщения) при выполнении жестких требований к уровню внеполосных
208
Рис. 4.3.42. Спектральная плотность сигналов FQPSK KF на выходе передат-
чика с предмодуляционной НЧ фильтрацией, нелинейным усилением (в режиме на-
сыщения) на частоте 2,4 ГГц. Результаты измерения соответствуют скорости переда
чи /(, = 1 Мбит/с, выходная мощность микросхемы MRFIC 2403 фирмы Motorola в ре-
жиме насыщения равна 24,3 дБм. Измеренные характеристики нормированной отно-
сительно скорости передачи спектральной плотности сигнала FQPSK-KF также удо-
влетворяют жестким требованиям стандарта комитета IEEE 802.11 для беспроводных
ЛВС (WLAN) в режиме полного насыщения при повышенной скорости /ь = 2 Мбит/с
излучений Дополнительным преимуществом лицензированных моде-
мов FBPSK является их совместимость с обычными модемами BPSK с
линейным усилением [99, 101, 102, 231]
4.4. Помехи
Существенные радиочастотные помехи (7), присущие всем беспро-
водным системам, являются одним из наиболее важных параметров при
проектировании сотовых и других систем подвижной связи Характери-
стика вероятности ошибки на бит систем модуляции/демодуляции зача-
стую определяется помехами. В демодуляторах обеспечивается необхо-
димое (низкое) значение вероятности ошибки в условиях относительно
больших отношений сигнал/шум (С/N) и сигнал/помеха (С/7) и мо-
жет наблюдаться недопустимо высокий уровень «остаточной» вероят-
ности ошибки или «пьедестал» при малых отношениях сигнал/помеха.
В этом разделе при обсуждении влияния помех и шума используются
следующие определения:
Помеха по соседним каналам (ЛС7).
Отношение несущая/помеха (С /1 или С IB)
Отношение несущая/шум (С/N или CNR)
Помеха по основному каналу приема (соканальная помеха) (CCZ)
Внешняя помеха или шум по основному каналу приема (ECI)
209
Ниже приводится краткое описание источников помех. Подробный
анализ источников помех и расчет бюджета линий, а также пропуск-
ной способности сотовых систем в условиях регулирования уровня по-
мех дан в гл. 9.
4.4.1. Системы с ограничением значении C/I и C/N
4.4.1.1. Системы с ограничением значения C/N. Если действу-
ет только один передатчик то характеристики приемника могут ограни-
чиваться только шумом. Предполагая, что помехи от внешних источ-
ников ECI пренебрежимо малы, получаем суммарную мощность шума
TV-p в полосе пропускания приемника
NT = kTBwF. (4 4.1)
где к — постоянная Больцмана (—228,6 дБВт с/К); Т — абсолютная
температура, К; Bw — двусторонняя шумовая полоса приемника (ДБП),
F — коэффициент шума приемника.
В качестве системного параметра часто используется следующее
значение кТ (при комнатной температуре 17 °C или 290 К):
(4.4.2)
кТ = —174 дБм/Гц.
Величина Еъ/Nq, ее связь с отношением С/N и зависимость Ре =
= f(Eb/No) рассматриваются в разд. 4.5.2. Следующий пример иллю-
стрирует связь между коэффициентом шума F. шириной полосы Bw,
Fb/No и соответствующим отношением сигнал/шум C/N.
Пример 4.4 1. Какова необходимая средняя мощность несущей (С) для иде-
альной системы QPSK с когерентной демодуляцией и линейным усилением при
Р, = 10-3, если система подвижной связи работает в условиях воздействия реле-
евских замираний и шума? Предполагается, что скорость передачи /ь = 48 кбит/с,
а коэффициент шума приемника F = 8 дБ. (Это практически используемые ско-
рость передачи и коэффициент шума для американского стандарта цифровой сото-
вой системы МДВРК.) Какова необходимая принимаемая мощность для системы
FQPSK с нелинейным усилением?
Решение примера 4.4.1. Из рис. 4.3.34 следует, что для Ре = 10-3 требует-
ся отношение энергии на бит (Еь) к спектральной плотности шума (No), равное
23 дБ. В разд. 4.5.2 показано, что
Еь _ С N
(4.4.3)
В идеальной системе QPSK шумовая полоса приемника равна половине ско-
рости передачи, т.е. 24 кГц Тогда
Еь _ С 24 кГц
No N 48 кбит/с'
— = — [дБ] - 3 дБ
No N 1 1
(4.4.4)
И
С Е» _С 3 Р
— —------F 3 дБ.
N No
210
Таким образом, для Ре = 10 3 требуется С/N = 23 дБ + 3 дБ — 26 дБ.
Мощность шума в полосе приемника Bw =24 кГц получаем из (4.4 1)
NT = -17 дБм/Гц+ 10lg(24- 103) + 8 дБ;
Ny — —122,7 дБм (в полосе 24 кГц)
Из требования C/N — 26 дБ получим
С = NT [дБм] + С/Н [дБ]. (4 4.5)
С = —122,7 дБм + 26 дБ = —96,7 дБм.
Системам QPSK с линейным усилением и с нелинейным усилением необходима
одинаковая принимаемая мощность. Примечание. В данном примере считается, что
в канале имеют место «медленные» релеевские замирания, или потери вследствие
доплеровского сдвига частоты пренебрежимо малы Считается также, что влиянием
временного рассеяния на ухудшение характеристики Рг можно пренебречь. Рассчи-
танная мощность несущей для Ре = 10—3 с точностью до нескольких децибелов соот-
ветствует спецификации IS-54 стандарта цифровой сотовой системы связи (МДВРК).
Шум всегда присутствует в приемниках. Он создается входными
усилителями, преобразователями частоты вниз, генераторами и множе-
ством других электронных компонентов являющихся составной частью
приемника. Возникающий в приемнике шум имеет относительно равно-
мерную спектральную плотность мощности (белый шум) и гауссовскую
функцию распределения плотности вероятности поэтому носит назва-
ние аддитивного белого гауссовского шума. Коэффициент шума F —
это величина, характеризующая уровень шума, который добавляется в
приемнике к принимаемой несущей [НО]. Кроме шума большинство
сигналов искажается помехами.
4.4.1.2. Отношение несущая/помеха: основное определение.
Помеха в широком смысле может быть определена как любой нежела-
тельный сигнал в пределах интересующей полосы частот. Помехи часто
возникают при одновременной работе нескольких передатчиков в одной
и той же полосе или в соседних полосах частот. Помехи могут также со-
здаваться в результате «деятельности» человека, например системами
автомобильного зажигания, источниками элекромагнитных излучений,
атмосферным шумом. В данном разделе считается, что межсимвольные
искажения пренебрежимо малы. Отношение несущая/помеха опреде-
ляется как отношение средней мощности несущей к средней мощности
помехи в заданной полосе, чаще всего это ширина полосы приемни-
ка полезного сигнала
4.4.2. Помеха по основному каналу приема
Помеха по основному каналу приема (ССГ) образуется тогда, когда
два или более независимых сигналов (модулированных или немодулиро-
ванных) передаются одновременно в одной и той же полосе частот. Одни
и те же частоты (полосы частот) используются многократно. Повторное
использование частот приводит к проектированию систем с ограниче-
нием уровня CCI Например, на рис. 4.4 1 частотные полосы с до
/г повторно используются в соответствии с семиэлементной структурой
размещения сот (fc = 7) Если подвижная станция находится в точке Му,
211
Группа С
., „ л из частоте f2 на частоте Гг
На границе ячейки 2 ™ iduuic
Рис. 4.4.1. Сотовая система с семиэлементной структурой групп и повторным
использованием частоты (к = 7). Влияние помехи по соседнему каналу (ЛС/) на
помеху по основному каналу приема (CCZ) от первой соседней соты. Считается, что
первая АС1 действует в сотах А2 и Вз (обозначена ACI-1)
то она принимает полезный сигнал на частоте /у от ближайшей базовой
станции Вт. Одновременно подвижная станция в точке Мт принимает
также в той же самой полосе частот независимый сигнал помехи от ба-
зовой станции Ат. Отношение полезной средней мощности несущей С
от ближайшей базовой станции Вт к средней мощности помехи 1 от уда-
ленной базовой станции Ат определяет среднее отношение С/1 или CCI
(рис. 4.4.2 и 4.4.3). Коэффициент а ослабления СС1 определяется как
о = D/R, (4.4.6)
где D — расстояние между базовыми станциями, передающими на одних
и тех же частотах, например расстояние между Ат и Вт на рис. 4.4.3; 7?
— радиус покрытия одной соты передатчиком базовой станции.
212
Рис. 4.4.2. Помеха по основному
каналу приема в системе с семиэлемент-
ной структурой групп и повторным ис-
пользованием частот (fc = 7). Показа-
на только одна помеха по основному ка-
налу приема (закрашено темным). Спек-
тральная плотность мощности отображе-
на в децибелах относительно спектраль-
ной плотности полезного сигнала
Рис. 4.4.3. Коэффициент а ослабления уровня помехи по основному каналу
приема для двух сот, работающих на одной и той же частоте
Увеличение коэффициента а приводит к увеличению СЦ, а зна-
чит, и увеличению значений СС1. Для получения больших значений
C/I необходимо увеличивать коэффициент повторного использования
частот, но емкость системы при этом уменьшается. Связь между D
и R для шестиугольных сот, совместно использующих k частот, опре-
деляется выражением
D = V3kR. (4.4.7)
Отношение С/1 для выбранной базовой станции в системе с се-
миэлементной структурой групп повторного использования частот ил-
люстрируется рис. 4.4.4. Полагая, что действуют все шесть (Л1 = 6)
источников помех по основному каналу приема, получаем выражение
для CCI для выбранной базовой станции:
= (44 8)
Мт + 57 А
«=1
В случае, если помеха преобладает или шум Nr пренебрежимо мал.
СС1Ь =
М=6
1=1
(4.4.9)
213
Гис. 4.4.4. Помеха по основному каналу приема для выбранной базовой стан-
ции, создаваемая шестью (М = б) источниками помех при семиэлементной структуре
групп повторного использования частот, к = 7. (Из Mobile Communications Design
Fundamentals William C.Y. Lee, Copyright © J. Wiley &. Sons, 1993. Перепечатано
с разрешения J. Wiley Sons, Inc.)
Предположим, например, что для линий непрямой видимости
(NLOS) потери при распространении имеют наклон 40 дБ/декаду, т.е.
пропорциональны Я-4 Тогда
СС1Ь =
R~4
6D~4
(4.4.10)
Подставляя в (4.4.10) D = \/3kR из (4 4.7) и k = 7 получаем
Т7
1/ r 1 / 1 v4
б С /(, = - -=- = - -—= = 73,5;
6 \\/3kR/ 6 '* "*
CCh = 18.7 дБ.
(4.4.11)
214
Таблица 4.4.1. Помеха по основному каналу приема СС1 = С/1 для струк-
туры из k = 7,9,12 сот
Количество сот (к) с повторным использо- ванием частот Коэффициент ослабления помехи по основному каналу приема (а = D/R) Среднее отношение С/1 для покрытия 90 % (а = 4), дБ
7 4,6 15
9 5.2 19
12 6 23
При вычислении этого отношения С/1 для выбранной базовой стан-
ции предполагается, что передаваемая мощность и расстояния до шести
удаленных источников мешающего сигнала от базовой станции одинако-
вы. Для расширенного географического покрытия, например для 90 %
площади соты, вычисленное значение СС1 оказывается меньше, как
следует из данных, приведенных в табл. 4.4.1.
Для получения значений С/1, приведенных в табл. 4.4 1, считается,
что подвижная станция располагается на границе соты. Для структуры
покрытия с к = 7 сотам все шесть источников помех по основному каналу
приема дадут вклад в суммарное отношение С/1 в точке расположения
подвижной станции. При потерях при распространении на линии непря-
мой видимости, характеризующихся наклоном 40 дБ/декаду, получим
С R~4
I “ 2(0 - Я)~4 + 2D"4 + 2(0 + Я)"4
1
“ 2(а - 1)“4 + 2а“4 + 2(а + I)-4
(4.4.12)
При к = 7 из (4.4.12) на границе соты получим С/1 = 15 дБ.
Если к = 12, то С/1 — 23 дБ.
4.4.3. Помехи по соседним каналам
Помехи по соседним каналам (ЛС7) вызываются неидеальностью
реализации модулятора, фильтра и радиотракта Спектр передаваемого
сигнала не имеет четких границ, поэтому часть энергии сигнала будет
излучаться в соседних каналах, как показано на рис. 4.4.5. Если Ср —
мощность полезного сигнала то заштрихованная площадь представляет
собой мощность ACI, попадающую в заданную полосу частот. Здесь
считается, что только два соседних канала создают помехи в основном
канале. Разнос между центральными частотами каналов равен
Af = fc2~fcl,
а идеальный прямоугольный фильтр приемника имеет полосу И7д. При-
мечание \Vr Д/. Мощность помех, создаваемых первыми верхним и
нижним каналами, обозначена АС1-1. Передатчики, имеющие большой
разнос частот, также вызывают ACI, как показано на рис. 4 4.6.
215
Рис. 4.4.5. Помехи по соседним каналам (ACI), создаваемые двумя близ-
лежащими каналами
В некоторых спецификациях предполагается, что приемный фильтр
имеет прямоугольную частотную характеристику. Например, в амери-
канской цифровой сотовой системе (IS-54) значение ACI первого по-
рядка установлено на 26 дБ ниже мощности несущей полезного сиг-
нала, т.е. ACI = —26 дБ в полосе Wr = 30 кГц канала с прямо-
угольной частотной характеристикой. Ближайший разнос частот в этой
системе Д/ = 30 кГц те ГГд = Д/. В европейской цифровой си-
стеме бесшнуровой телефонии (DECT) частотный разнос между кана-
лами Д/ ~ 1,8 МГц, в то время как ACI задана в полосе частот
Wh = 1,1 МГц.
Характеристика демодулятора определяется уровнем суммарной по-
мехи ACI или отношением С/1 на входе порогового детектора демоду-
лятора. По этой причине предлагается использовать следующее опре-
деление АС1~.
АС1 =
/оо
с?(да(/-д/)12#
оо
ГОО J
/ WWftfdf
J — оо
(4 4 13)
216
Рис. 4.4.6. Помехи по соседним каналам на РЧ, ПЧ и в полосе модулирующих
частот: а и б — суммарная АС1 в полосе идеального фильтра с прямоугольной
частотной характеристикой; е — ACI после приемного фильтра
где G(f) — спектральная плотность мощности сигнала; H(f) — ча-
стотная характеристика приемного ПФ; А/ — разнос несущих сосед-
них каналов При этом учитывается ранее введенное определение для
ACI (4.3.48).
На основе этого определения рассчитывается фактическая мощ-
ность ACI в демодуляторе. Некоторые комитеты по стандартизации
используют концепцию идеального приемного фильтра с прямоуголь-
ной частотной характеристикой, что позволяет упростить вычисления,
но усложняет измерения. Для измерения ACI, соответствующей вы-
ражению (4.4.13), не требуется иметь фильтры с прямоугольной ча-
стотной характеристикой.
217
4.4.4. Внешняя помеха по основному каналу
приема
В «чистых» или хорошо регламентированных диапазонах радио-
частот СС1 и ACI являются основными видами помех. Основываясь
на подробной информации о конструктивных параметрах оборудования,
условиях распространения и частотном планировании сот можно про-
гнозировать суммарное значение С/1 с учетом CCI и АС1.
Для регламентируемых диапазонов, например диапазонов, указан-
ных Федеральной комиссией связи в ч. 15:
902 . 928 МГц
2,4. ..2,485 ГГц,
5,725. ..5,850 ГГц,
внешние по отношению к сотовой системе помехи могут быть наибо-
лее опасными.
В ходе некоторых измерений внешних помех по основному кана-
лу приема (ECI) уровень помех ECI составил от —40 до —60 дБм в
диапазоне 2,4. .2,485 ГГц. Часто причиной увеличения мощности ECI
служили СВЧ печи. В диапазоне 902. ..928 МГц разрешено также из-
лучение мощностью до 1 Вт системам с многостанционным доступом
на основе кодового разделения каналов с прямым расширением спектра
(DS-CDMA) и с медленной перестройкой рабочей частоты (SFH-CDMA)
Такая большая излучаемая мощность вызывает значительную ECI для
близко расположенных приемников [81].
4.5. Определения и показатели
спектральной и энергетической
эффективности
4.5.1. Показатели спектральной эффективности
Спектральная и энергетическая эффективности являются одними
из наиболее важных показателей для цифровых систем связи вообще
и особенно важными для сотовых и других беспроводных систем В
этом параграфе дается практическое определение базовой спектраль-
ной эффективности. Оно часто используется в книге. В гл 9 демон-
стрируется влияние спектральной, энергетической, пространственной и
временной эффективностей на характеристики и емкость сотовых си-
стем Термин базовая спектральная эффективность используется для
того, чтобы подчеркнуть, что она является только одним из элементов
эффективной сотовой системы. Мы определим базовую спектральную
эффективность следующим образом
R скорость передачи
Bw требуемая полоса частот’
(4.5.1)
•218
где ns — спектральная эффективность или эффективность использова
ния полосы, 6ит/(с Гц); /? — скорость передачи, бит/с; Bw — ширина
полосы частот, включая необходимые защитные полосы (термин шири-
на полосы частот относится как к полосе модулирующих частот, так и
к полосе частот модулированного сигнала).
Такое определение спектральной эффективности иллюстрируется
следующим примером
Пример 4.5.1 Какова практическая спектральная эффективность в поло-
се модулирующих частот и модулированного сигнала системы со скоростью fb —
= 1,152 Мбит/с, если используется фильтрация с частотной характеристикой ти-
па «приподнятый косинус» и коэффициентами скругления а = 0 и а = 0,5, а
внеполосная спектральная плотность должна быть ослаблена на 15 и 40 дБ, соот
ветственно? В этом примере использована скорость передачи, стандартизованная
для системы DECT [64].
Решение примера 4.5.1. Из теорем передачи Найквиста получаем
fN = fb/2 = 1,152 Мбит/с/2 = 576 кбит/с.
Для идеального канала Найквиста (с прямоугольной частотной характеристи-
кой), имеющего частоту среза /дг, базовая спектральная эффективность на осно-
вании (4.5.1) равна
Д _ Д
Bw fN
1,152 Мбит/с
576 кбит/с
= 2 бит/(с Гц).
Для случая, когда коэффициент скругления а равен 0 (прямоугольная частот
ная характеристика), на частоте ff.; затухание фильтра равно 0 дБ, 15 дБ и 40 дБ и
для всех значений затухания спектра эффективность равна 2 бит/(с-Гц).
Для а = 0.5 из рис 4 2 10 определяем что ослабление, равное 15 дБ, имеет
место на частоте 1,3/д;, а ослабление 40 дБ — на частоте 1,45/дг. Для получения
более точных значений необходимо воспользоваться выражением (4.2.19). Следова-
тельно, практическая спектральная эффективность идеального двоичного канала в
полосе модулирующих частот с фильтром «приподнятый косинус» и а = 0,5 равна
_ 1,152 Мбит/с
1,152 Мбит/с
1,3 - 576 кбит/с
= 1,54 бит/(с Гц),
если ослабление равно 15 дБ. При более сильном ослаблении внеполосных излуче-
ний, равном 40 дБ, спектральная эффективность оказывается меньше
1.152 Мбит/с
1,45/n
1,152 Мбит/с
1,45 576 кбит/с
= 1,38 бит/(с Гц)
Таковы значения спектральной эффективности в полосе модулирующих частот.
Для простейших двухполосных видов модуляции значения спектральной эффектив-
ности в полосе модулированного сигнала равны половине от вычисленных значений
в полосе модулирующих частот (однополосной спектральной эффективности). Дру-
гими словами, практические значения спектральной эффективности в полосе мо-
дулированного сигнала следующие
n3 = 1 бит/(с • Гц) в канале с фильтром, имеющим а = 0;
п. = 0,77 бит/(с Гц) в канале с фильтром имеющим а = 0,5, при осла-
блении на 15 дБ;
п5 — 0,69 бит/(с Гц) в канале с фильтром, имеющим а = 0,5, при осла-
блении на 40 дБ.
Следует отметить, что в европейской системе DECT частотный разнос между
каналами принят равным 1 8 МГц а скорость передачи равна 1,152 Мбит/с Тогда ба-
219
Таблица 4.5.1. Спектральная эффективность систем QPSK, GMSK и FQPSK
Заданный уровень внеполосного излучения в соседнем канале составляет —26 дБ
Среди энергетически эффективных систем с нелинейным усилением FQPSK име-
ет самую высокую спектральную эффективность; из систем с линейным усилением
наибольшей эффективностью обладает QPSK
Модуляция Линейное усиление Нелинейное усиление
Спектральная эффективность, 6ит/(сГ ц) (/-/о)ТЬ Спектральная эффективность, 6ит/(сГц)
QPSK (а = 0,2) 1,67 1,40 0,36
GMSK (ВТ,, = 0.5) 0,70 0,72 0,69
FQPSK 1,00 0,52 0,96
Таблица 4.5.2 Сравнение спектральной эффективности систем GMSK, GFSK,
FQPSK и FQPS-KF, основанное на определении ширины полосы сигнала как полосы,
в пределах которой содержится 99 % мощности; этот критерий эффективности содер-
жится в пункте 15.247 документа Федеральной комиссии связи и также был одобрен
комитетом IEEE 802.11 по стандартизации беспроводных ЛВС (WLAN) [109]. По-
дробно стандарт для GFSK представлен в [218]. Сигналы с FQPSK-KF и нелинейным
усилением, предложенные Като и Феером [165], описываются в разд. 4.3.9 и в [164].
Сигналы с FQPSK-KF известны также как сигналы с XPSK или взаимокоррелирован-
ной PSK. Подробнее о структуре данного вида модуляции и патенте см. приложение 3
Система Спектральная эффективность, 6ит/(с Гц)
GMSK 0.8
GFSK 1,0
FQPSK 1,22
FQPSK-KF 1,48
зовая спектральная эффективность системы DECT составит 1,152 М6ит/с/1, 8 МГц =
= 0,64 6ит/(с • Гц).
Пример 4.5.2. Определить спектральную эффективность систем QPSK,
FQPSK и GMSK с линейным и нелинейным усилением, полагая, что при GMSK ис-
пользуется фильтрация с ВТЬ = 0,5, а при QPSK — фильтрация с а = 0,2. Тре-
буется, чтобы ослабление внеполосного излучения относительно внутриполосного
составляло по крайней мере 25 дБ.
Решение примера 4.5.2. Для QPSK с линейным усилением и фильтрацией с
коэффициентом скругления а, равным 0,2, спектральная эффективность составляет
2-6ИТ/-(с Гц) = 2-6МТ/<С Гц> = 1,67 бит/(с Гц).
1 + а 1+0,2 '' '
Фильтр с а — 0,2 обеспечивает ослабление 26 дБ, а на частоте в 1,2 раза выше
частоты Найквиста — бесконечно большое ослабление (см рис. 4.2 10). Сигналы
GMSK и FQPSK имеют практически одинаковые спектры для систем с линейным и
нелинейным усилением. Из рис 4.3.31 видно, что заданное ослабление внеполосно-
го излучения, равное 26 дБ, достигается при (/ - /о)Т(, = 0,52 для FQPSK и при
(/ — fo)Tb = 0.72 для GMSK с фильтром, имеющим ВТЬ — 0,5. Для обычных систем
QPSK из рис. 4.3.38 видно, что ослабление на 26 дБ имеет место на частоте Ifi/T,
или при (/ — /о)7ь = 1,4 Значения спектральной эффективности рассмотренных
видов модуляции с линейным и нелинейным усилением сведены в табл. 4.5.1.
Спектральная эффективность в полосе модулированного сигнала, 6ит/(с Гц),
определяется выражением
1
2(/-/о)Ть’
(4.5.2)
220
Коэффициент 2 появляется из-за наличия двух боковых полос в спектре сигналов
с квадратурной модуляцией.
Отметим, что спектральная эффективность систем QPSK с нелинейным усиле-
нием, оцениваемых исходя из требуемого уровня ослабления внеполосного излуче-
ния, равного 26 дБ, составляет только 0,36 6ит/(с Гц), в то время как для систем
FQPSK она близка к I бит/(с-Гц). Хотя FQPSK и имеет наибольшую спектраль-
ную эффективность из систем с нелинейным усилением (с энергетически эффектив-
ным усилителем РЧ), ее спектральная эффективность оказывается меньше, чем у
QPSK с линейным усилением
Из этого примера видно, что хотя нелинейное усиление мощности имеет пре-
имущество с точки зрения КПД усилителя РЧ, применительно к некоторым системам
оно может быть неэффективным с точки зрения спектральной эффективности
4.5.2. Связь отношения энергии на бит
к спектральной плотности шума с отношением
несущая/шум
При проектировании систем и сравнении их характеристик удобно
использовать отношение требуемой энергии на бит (£?;,) к спектральной
плотности шума (No). т е Еь/No- Однако на практике более удобно
измерять отношение средних мощностей несущей и шума (С/N). Ча-
ще всего в ходе испытаний используются всегда имеющиеся в нали-
чии измерители мощности и измерители среднеквадратических значе-
ний напряжения.
Для перехода от Еь/No к С/N существуют следующие простые со-
отношения
Еъ = СТЪ = С/А;
No = N/Bw',
Еъ СТЬ = С/fb = CBW
No N/Bw N/ Bw N fb
Еъ _ C Bw
nTo ~ NTT
(4.5.3)
(4.5.4)
(4.5.5)
(4.5.6)
Отношение Еъ/No равно произведению отношения С/N на отно-
шение шумовой полосы приемника к скорости передачи (Bw / fb) Оче-
видно, что любой прибор, используемый для измерения C/N, может
быть при необходимости перекалиброван для непосредственного отсче-
та Еъ/No-
Пример 4.5.3. Модем с когерентной QPSK работает со скоростью
fb = 1,152 Мбит/с. Предполагается воздействие стационарного АБГШ. Частота не-
модулированной несущей /о равна 1914,5 МГц. Каково значение вероятности ошибки
Рс, если отношение Eb/No составляет 8,4 дБ7 Полагать, что частотная характеристи-
ка канала имеет форму фильтра Найквиста, определить соответствующее значение
отношения С/N при измерении его на выходе приемного ПФ.
Решение примера 4.5.3. Теоретический график зависимости Рс — f (Еъ/No),
соответствующий выражению (4.5.8), приведен на рис. 4.5.1. Из него следует, что
значению Eb/N0 = 8,4 дБ соответствует Р, = 10 '4. Двусторонняя шумовая полоса
221
на радиочастоте для системы QPSK с фильтром Найквиста равна половине скорости
передачи (т.е. 576 кГц). Из выражения (4.5.6) имеем
С Еь fb
N ND Bw
или
С
Tv
^- + 101g А- = 8,44 101g
1*0 &IV
1.152 Мбит/с
576 кГц
= 11,4 дБ.
4.5.3. Энергетическая эффективность
и характеристика вероятности ошибки на бит
при воздействии аддитивного белого гауссовского
шума
Здесь рассматривается зависимость вероятности ошибки Ре от от-
ношения С/N при воздействии аддитивного белого гауссовского шума.
Величина Ре чаще всего используется при теоретическом анализе, в то
время как в прикладной литературе и спецификациях используется экви-
валентная величина частоты битовых ошибок*.
Энергетическая эффективность различных видов модуляции опре-
деляется с помощью формул и графиков зависимостей
Ре = BER = f(C/N)
и/или
Ре = BER = f(Eb/N0),
где Еь — средняя энергия на бит; Ng — спектральная плотность мощ-
ности шума (мощность шума, нормированная к полосе 1 Гц) на входе
демодулятора. Чем выше вероятность ошибки, тем ниже энергетическая
эффективность, так как передаваемая мощность напрасно «тратится»
при большом количестве искаженных данных
4.5.3.1. Характеристики систем с линейным усилением Энер-
гетическая эффективность, определяемая графиками Ре и соответству-
ющими выражениями, характеризует только приемник Она не учиты-
вает энергетическую эффективность передатчика включающую в себя
КПД (отношение РЧ мощности к мощности источника постоянного то-
ка) его усилителя мощности. Поэтому в этом разделе используемый
термин энергетическая эффективность означает энергетическую эффек-
тивность приемника, включая демодулятор.
Теоретические характеристики Ре BPSK, QPSK и тг/4-QPSK с ли-
нейным усилением и когерентной демодуляцией, а также DPSK и
DQPSK с автокорреляционной демодуляцией представлены на рис. 4.5.1.
Подробный вывод выражений для характеристик довольно длинный.
Иногда в технической литературе встречается термин «коэффициент ошибоч
ных битов». — Прим. рьЭ. nrp-rtedn.
Eb/No. дБ
Рис. 4.5.1. Теоретические зависимости Рг, = /(/?(,/№)) при воздействии адди-
тивного белого гауссовского шума. Представлены характеристики идеальных BPSK,
QPSK с линейным усилением и когерентной демодуляцией, а также DBPSK с ав-
токорреляционной демодуляцией. Характеристики FQPSK и GMSK с нелинейным
усилением, идеальной QPSK с линейным усилением показаны на рис. 4.3.33 и 4.3.34
(из [263]). См. приложение 3
Он имеется в различной литературе, включая [263] и [111]. Оконча-
тельные результаты для стационарного канала с АБГШ представлены
следующими выражениями:
для BPSK Р.= (4.5.7)
для QPSK Ре = (4.5.8)
для DPSK Ре = 2 (4.5.9)
для DQPSK Ре — Q(a,b)~ ^l0(ab)exp -|(a2 + 62) , (4.5.10)
а = ^(Et/TVoXl - 1/^2);
(4 5.11)
где
223
Ь = ^Eb/N0)(l + l/x/2); (4.5 12)
Q(a, b) — это Q-функция, определяемая выражением
Qm(a,b) = p x Q)"-1 e-^+a3^Im^(ax)dx =
m-1 z.xJt (4 5.13)
где
CKJ
Q(a,6) = Qi(a,6) = e(a3+fc2)/2^2/fc(ab), b > a > 0, (4.5.14)
k=0
a I0(x) — модифицированная функция Бесселя 1-го рода нулевого по-
рядка определяемая модифицированной функцией Бесселя 1-го рода
a-го порядка, т.е.
-2L fx/21o'+2fc
M») = ggTf(; jt + 1). О 0 (45.15)
Эти теоретические «оптимальные характеристики» справедливы
для условий линейного усиления идеальной фильтрации Найквиста
и стационарного АБГШ. Графики теоретических зависимостей (см
рис. 4 5.1) показывают, что характеристики Ре = f(Et,/No) для BPSK,
QPSK и тг/4-QPSK при когерентной демодуляции совпадают. Следу-
ющий пример дает физическое толкование и интерпретацию предста-
вленных результатов.
Пример 4.5.4. Предположим, что в системе радиосвязи прямой видимости
(LOS) при приеме обеспечивается относительно постоянное отношение C//V = 9,5
дБ. Это значение измерено в полосе частот (минимальной) Найквиста для BPSK,
при скорости передачи ft, = 4 Мбит/с. Эта «стационарная» система подвержена
воздействию только АБГШ.
а) Каково значение Ре в системе?
б) Как изменится это значение, если модем BPSK со скоростью 4 Мбит/с за-
менить на идеальный модем QPSK со скоростью 4 Мбит/с?
в) Приведет ли эта замена на QPSK к снижению требуемой полосы радиочастот
и увеличению спектральной эффективности?
г) Каково значение Рс в системе с QPSK при увеличении скорости Д до
8 Мбит/с и сохранении ширины полосы радиочастот такой же, которую имела ис-
ходная система BPSK при скорости передачи 4 Мбит/с?
Решение примера 4.5.4. (а) Из графиков Рс — /(Еь/Мо). приведенных на
рис. 4.5.1, и выражения (4.5.6) получаем
Еь _ С Bw _ С 4 МГц _ С _
М> N ft, N 4 Мбит/с N Д
и соответствующее значение Ре — 10-5.
224
Таблица 4.5.3. Сравнение FQPSK-1, GFSK и QPSK, а также усовершенство-
ванных видов FQPSK-KF, FQPSK 4x4, FQPSK 8x8. Дополнительные данные для
сравнения представлены в гл 9 и в приложении 3
Параметр GFSK FQPSK-1 FQPSK-KF FQPSK 4x4 FQPSK 8x8
Максимальная скорость передачи в полосе 1 МГц, Мбит/с Требуемое отношение Eb/N0 для Рс = 10-5 при гауссовском шуме, дБ 1 19,3 (15,5*) 1.0 10,5 1.5 15,7 2,8 15 4,2 19,8
* При более сложном процессоре приемника
Параметр GFSK FQPSK QPSK 4-FM
Скорость передачи в по- лосе 1 МГц, Мбит/с 1,0 1,6 1.6 2
Мощность РЧ на час- 1 1 0 15 1
тоте 2,4 ГГц (макс), (нелинейный (нелинейный (линейный (нелинейный
Вт усилитель) усилитель) усилитель) усилитель)
Требуемое отношение C/I для Ре = 10~2 при 20 16 16 23
релеевских замираниях, ДБ Увеличение пикового из- 0 0 5...10 0
лучения, дБ Емкость системы (относи- тельно GFSK), % 100 300 300 500
Модуляция КПД. % Выходная мощность РЧ, дБм
FQPSK (нелинейный усилитель в насыще- нии) DQPSK (линейный усилитель*) 19,8 8,6 +24 +21
* При более сложном процессоре приемника (из IEEE Р802.11-94/51, март 1994 г.) Примечание. Данные получены для ИМС из арсенида галлия на частоте 2,4 ГГц. Схема представляет собой усилитель мощности нового поколения (Teledyne ТАЕ- 1010а) с напряжением питания 3 В. Измерения проведены на фирме Teledyne в марте 1994 г на соответствие трафарету спектра комитета IEEE 802.11
(6 ) Ре = 10-5 (такое же. как и для BPSK), поскольку требуемые значения
Еь/No для QPSK и BPSK одинаковы
(в ) Замена на модем QPSK со скоростью 4 Мбит/с снизит требуемую поло-
су радиочастот с 4 МГц до 2 МГц, обеспечив тем самым увеличение спектраль-
ной эффективности.
(г ) Если скорость увеличится до 8 Мбит/с, то имеющееся отношение 7?ь/М>
снизится, так как = СТь, а длительность бита уменьшилась. Поэтому получим
Еь С 4 МГц
лГ ~ Гмк—Г = 9'5 «Б - 3 дБ = 6,5 дБ.
No N 8 Мбит/с
Соответствующее значение Рс согласно рис. 4.5.1 равно 10_J.
4.5.3.2. Зависимость Рс = /(Е^/Ло) для систем с нелинейным
усилением. Системы с линейным усилением требуют линейных усили-
телей, линейных преобразователей частоты вверх/вниз и линейных схем
225
автоматического регулирования усиления (АРУ). Теоретические харак-
теристики Ре — f(Et,/No) у таких систем наилучшие, однако режим ли-
нейного усиления энергетически неэффективен (определяется отноше-
нием РЧ мощности к мощности источника питания), не так дешево и про-
сто реализуется, как нелинейные усилители и нелинейные схемы АРУ.
Обычные виды QPSK, DPSK и тг/4-QPSK требуют линейных усили-
телей, так как в системах с нелинейным усилением спектр этих сигналов
расширяется и часть его попадает в соседние каналы. По этой причине
сосредоточим внимание на характеристиках систем GMSK и FQPSK с
нелинейным усилением. Зависимости Ре = f(Et/No) для MSK и GMSK
с нелинейным усилением при воздействии стационарного АБГШ пред-
ставлены на рис 4.3.25 (см. табл. 4 5.3).
Результаты оптимизации, полученные путем компьютерного моде-
лирования и анализа, показывают, что оптимальная когерентная GMSK
с фильтром ВТь = 0,25 при Ре = 10-4 приблизительно на 1,6 дБ хуже
по сравнению с идеальной QPSK с линейным усилением. На рис. 4.3.33
приведены характеристики FQPSK и GMSK с нелинейным усилением
(в качестве «простейшего» нелинейного усилителя используется усили-
тель с «жестким ограничением») и QPSK с линейным усилением. Из
приведенных данных следует, что при Ре = 10-4 энергетические по-
тери FQPSK и GMSK примерно одинаковы, в то время как при 10-2
для FQPSK потери на 0,7 дБ меньше, чем для GMSK с фильтром
ВТъ — 0,3. Такой выигрыш, равный 0,7 дБ, является существенным
в каналах с релеевскими замираниями, где пороговое значение Ре при-
близительно равно 10-2.
4.6. Характеристики систем подвижной
связи в сложной помеховой обстановке
В этом разделе рассматриваются характеристики подвижных систем
QPSK, тг/4-DQPSK, GMSK и FQPSK в сложной помеховой обстановке
Вначале выводятся и обсуждаются характеристики в «квазистатических»
условиях, или в условиях воздействия медленных релеевских замираний,
а затем анализируется их ухудшение и появление эффекта неустранимых
ошибок вследствие быстрых релеевских замираний, т.е. из-за быстрых
частотно-селективных замираний, частотного и временного рассеяния.
В частности, будут приведены и проиллюстрированы результаты для
вероятности ошибки на бит в системах QPSK, тг/4-DQPSK, FQPSK и
GMSK, а также для вероятности ошибки на символ для М-позиционных
PSK и DPSK. Представленные результаты являются справочным матери-
алом, позволяющим провести быстрое сравнение характеристик систем
с различными видами модуляции, линейным и нелинейным усилени-
ем в сложной помеховой обстановке, в условиях воздействия медлен-
ных замираний, быстрых замираний (большое доплеровское смещение)
и временного рассеяния.
Обобщенная модель системы, используемая при анализе характери-
стик, представлена на рис. 4.6.1. Эта модель «физического уровня» си-
226
Рис. 4.6.1. Имитатор релеевского канала с быстрыми частотно-селективными
замираниями. Эта имитационная модель используется в стандарте IS-54 (75]. Полез-
ный передаваемый сигнал ТХ1 может линейно или нелинейно усиливаться. Задер-
жанный релеевский сигнал имеет временное рассеяние т. Этот сигнал можно усили-
вать или ослаблять относительно полезного сигнала. ТХ1—RX1 — канал полезного
сигнала; ТХ2 — передатчик сигнала помехи по основному каналу приема; 7?,(t) —
релеевская огибающая; — равномерно распределенная фаза. В передатчике
ТХ1 может использоваться линейный или нелинейный (NLA) усилитель
стемы практически совпадает с моделью, приведенной на рис. 3.8.1 для
североамериканского стандарта IS-54 EIA сотовой системы МДВРК [75].
Передаваемые модулированные сигналы (ТХ1 и ТХ2) на рис. 4.6.1
могут быть линейно или нелинейно усиленными. ТХ1 — полезный сиг-
нал. ТХ2 — сигнал помехи по основному каналу приема, характеристики
которого совпадают с характеристиками полезного сигнала. Временнбе
рассеяние т является параметром, а затухание А задержанного сигнала
устанавливается аттенюатором, показанном на структурной схеме. Сред-
няя мощность прямого сигнала в тракте без задержки равна С, в тракте с
задержкой — D, а помехи по основному каналу приема — 1. Считается,
что все эти принимаемые сигналы (С, D, I) подвержены воздействию
релеевских замираний (в каждом тракте имеется независимый имита-
тор релеевских замираний) и независимому доплеровскому рассеянию.
Если произведение доплеровского рассеяния fp на длительность бита
Ть не превышает 10-4, то получаем канал с медленными релеевскими
замираниями (квазистатический релеевский канал), поскольку фазовый
сдвиг за время, равное длительности бита, пренебрежимо мал. Если
foTb Ю-2, то получаем канал с быстрыми релеевскими замирания-
ми В этом случае доплеровское рассеяние может привести к ухудшению
характеристики Ре или даже появлению эффекта неустранимых ошибок.
4.6.1. Релеевские замирания и характеристики
вероятности ошибки в «квазистатических» системах
Для каналов с медленными релеевскими замираниями доплеров-
ское рассеяние (вызываемое движением подвижной станции относитель-
но окружающей среды) не ухудшает характеристику Ре = /(Еь/No).
Термины «медленные замирания» или «квазирелеевские замира-
ния» предполагают, что релеевский мультипликативный процесс сохра-
227
няется по меньшей мере на интервале одного символа. Считается, что
при наличии релеевских замираний когерентный демодулятор отслежи-
вает все доплеровские изменения частоты, а автокорреляционный де-
модулятор или дискриминатор не вносят дополнительных потерь от-
носительно случая /р = 0.
Зависимости вероятности ошибки на бит (Ре) от отношения Eb/N0
для BPSK, FSK, QPSK и тг/4-QPSK при идеальной когерентной демоду-
ляции, а также DPSK и широкополосных систем FSK с большим индек-
сом модуляции при некогерентной демодуляции показаны на рис. 4.6.2.
Характеристики систем FQPSK и GMSK с нелинейным усилением, ко-
герентной демодуляцией и ВТь — 0,3 представлены пунктирными ли-
ниями. Отметим, что при больших значениях Еь/Nq когерентная PSK
на 3 дБ лучше, чем DPSK в канале с медленными релеевскими замира-
ниями. Зависимости вероятности ошибки на символ Рм от Еь/No для
некоторых систем (от BPSK до 8-PSK) с когерентной и автокорреляци-
онной демодуляцией представлены на рис. 4 6.3.
Из сопоставления зависимостей, приведенных на рис. 4 6.2 и 4.6.3,
можно заметить, что Ре = f(Eb/No) и Рм = f(Eb/N0) для двоичных
систем PSK (при когерентной и автокорреляционной демодуляции) со-
впадают, а для систем QPSK (т.е. 4-PSK) смещены на 3 дБ. Это отличие
обусловлено тем, что в системах QPSK с кодом Грея Ре (вероятность
ошибки на бит) приблизительно в два раза ниже, чем Рм (вероятность
ошибки на символ). Подробные пояснения можно найти в [111].
4.6.1.1. Вывод характеристик Р€ = f (Еь/No) для систем с
BPSK и QPSK. Выражения (4.5.7) и (4.5.8) представляют характери-
стики Ре для сигналов BPSK и QPSK при воздействии стационарного
АБГШ Из этих выражений видно, что зависимости Ре от Еь/No для
BPSK и QPSK с кодированием Грея при когерентной демодуляции со-
впадают. Вероятность Ре определяется следующим выражением:
Здесь Еь/No есть отношение средней энергии на бит (Еь = СТь) к
спектральной плотности шума (мощность шума в полосе 1 Гц) Спек-
тральная плотность шума No не изменяется при наличии замираний.
Средняя принимаемая энергия Еь в канале со стационарным АБГШ по-
стоянна, а в канале с релеевскими замираниями является случайной
величиной. По этой причине необходимо определить среднее значение
отношения Еь/Nq, (обозначим Г) в условиях релеевских замираний и
использовать эту величину при выводе. Другими словами:
r = 7i = ^F(a2), (4 6.2)
Ао
где E(a2) — среднее значение а2, а о — случайная величина с ре-
леевским распределением (характеризующая мультипликативные зами-
рания).
228
Рис. 4.6.2. Зависимости Рс = /(Еь/М>) Для BPSK, QPSK и тг/4-QPSK с
линейным усилением и когерентной демодуляцией, широкополосной FSK, а также
DPSK и FSK с некогерентной демодуляцией для канала с медленными релеевски-
ми замираниями без временного рассеяния (неселективные замирания). Узкополос-
ные FSK и GFSK, определенные комитетом IEEE 802.11, имеют существенно худшие
характеристики, как показано на рис. П3.9 приложения 3. Приведены также ха-
рактеристики для GMSK и FQPSK с нелинейным усилением и когерентной демоду-
ляцией, а также характеристики для BPSK и QPSK для канала со стационарным
АБГШ. (Из [199, 263] )
Для получения вероятности ошибки в условиях медленных реле-
евских замираний заметим, что
р, V 1 f Г 2Ек 1
РМ = erfc у а /уд = 2 е”С
(4.6.3)
где
74 = n2Eb/N0.
(4.6.4)
При наличии случайной величины а усредним Ре(уь) с функци-
ей плотности распределения вероятности величины уь, те- вычислим
интеграл:
Ре- [ Рс(уь)р(уъ) dyb. (4.6.5)
Jo
229
1
Рис. 4.6.3. Вероятность ошибки на символ для PSK и DPSK для каналов с
медленными релеевскими замираниями [263]
Так как случайная величина а имеет релеевское распределение, то
о
распределена по закону х-кваДРат. поскольку а также распределе-
на по закону у-квадрат с двумя степенями свободы Можно показать
[94, 263], что
Ре(7ь) =
7i
(4.6.6)
где 7(, — среднее значение отношения Еъ/Nq, определяемое выраже-
нием (4.6.2).
Подставляя (4.6.6) в (4.6.5) и выполняя интегрирование (4.6.5),
окончательно получаем
(4.6.7)
При Больших значениях Г (среднего значения отношения Et/N0) выра-
жение (4.6.7) упрощается и принимает следующий вид:
1
4Г
(4.6.8)
230
Это выражение справедливо для идеальных систем BPSK и QPSK
(с кодированием Грея) с когерентной демодуляцией в каналах с медлен-
ными релеевскими замираниями.
Пример 4.6.1. Каково значение Ре в системе с QPSK в канале с медленны-
ми релеевскими замираниями, если средние значения отношения E^/No при при-
еме равны 20 дБ и 13 дБ?
Решение примера 4.6.1. При Еъ/Nq — Г = 20 дБ или Г = 100 (в линейном
масштабе) средняя вероятность согласно (4.6.8) равна
Ре =
1
4Г
1
4 100
= 2,5 10-3.
При Г = 13,0 дБ, также с помощью упрощенного выражения (4.6.8), справед-
ливого для больших значений E^/No, получим
Ре =
4Г
1
4 19,95
= 1,25 10~2.
При использовании точного выражения (4.6.7) для Г = 13 дБ (19,95 в ли-
нейном масштабе) имеем
1
2
19,95
1 + 19,95
= 1,208 -10-2.
Оба выражения дают практически близкие результаты при относительно боль-
ших значениях Г. При значениях Г ниже 10 дБ следует использовать выражение
(4 6 7) Эти результаты отражены на рис 4 6 2.
4.6.1.2. Сравнение теоретических характеристик для кана-
лов с медленными релеевскими замираниями. Выражения для
Рс = /(Г) в случае BPSK и QPSK при когерентной демодуляции по-
лучены в разд. 4.6.1.1. Вывод выражений для DPSK, MSK и GMSK
при некогерентной демодуляции — автокорреляционной и с помощью
дискриминатора имеется в [263, 94] Вероятности ошибки на бит при
достаточно больших Г (2j 10 дБ) определяются следующими просты-
ми выражениями.
1 _ 1
4Г “ 4/\
1 _ 1
2Г ~ 2Л
для когерентных BPSK, QPSK, тг/4-QPSK, MSK;
для когерентной ортогональной FSK;
— = — для DPSK MSK с автокорреляционной демодуляцией;
11 - - CCU
— = — для некогерентнои ортогональной FSK
В [94, 205] показано, что в каналах с релеевскими замираниями вли-
яние релеевских помех и шума на характеристики Ре одинаково. Среднее
значение отношения C/I (несущая/помеха) равно
(G//)Cp = Л — среднее значение отношения мощностей принима-
емой несущей и помехи
в то время, как
(Fj/TVoJcp = Г — среднее значение отношения энергии принимае-
мой несущей к спектральной плотности шума.
231
4.6.2. Ухудшение характеристики Ре и явление
неустранимых ошибок при значительном
доплеровском рассеянии
Рассмотрим каналы с быстрыми релеевскими замираниями, когда
произведение максимального доплеровского сдвига /р на длительность
бита Ть относительно велико, например foTb > 0,01. В этом случае
шум, вызванный случайной ЧМ из-за доплеровского сдвига частоты не-
модулированной и модулированной несущей, может оказаться преобла-
дающей причиной ошибок в битах.
При больших значениях произведения /рТь у когерентных демоду-
ляторов ухудшаются характеристики и появляются участки с постоян-
ными и высокими значениями вероятности ошибки. В пределах этих
участков характеристик значения вероятности Ре сохраняются неизмен-
ными даже для очень больших отношений С/N и С/1, поскольку ошиб-
ки возникают только из-за случайной ЧМ, вызываемой существенными
доплеровскими эффектами В идеале когерентные демодуляторы долж-
ны были бы отслеживать эту случайную ЧМ и тем самым устранять
влияние доплеровского сдвига частоты. Однако при больших значени-
ях fDTb (^> 0,01) очень трудно создать схему восстановления несущей
и другие схемы синхронизации, так как потребовалось бы конструиро-
вать очень широкополосные (относительно скорости передачи данных
fb = l/7fc) схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Широко-
полосные ФАПЧ могли бы отслеживать случайные фазовые изменения,
вызываемые доплеровским сдвигом частоты, но они же приводили бы
к значительному структурному дрожанию и межсимвольным искажени-
ям и, следовательно, увеличению Ре. Анализ характеристик при коге-
рентной демодуляции в канале с быстрыми доплеровскими замираниями
довольно сложен [94] и лежит за рамками этой книги.
Усредненные характеристики Ре в условиях медленных релеевских
(квазирелеевских) замираний (/пТь < Ю-4), а также в условиях бы-
стрых доплеровских и быстрых релеевских замираний приведены на
рис. 4.6.4-4.6.7. Сравнение характеристик систем MSK с автокорреля-
ционной и дискриминаторной демодуляцией показывает, что в условиях
быстрых релеевских замираний демодулятор с дискриминатором обес-
печивает приблизительно в 2,5 раза меньшее значение Ре, чем автокор-
реляционный демодулятор. Это можно объяснить следующими физи-
ческими соображениями полагая что демодуляция с помощью дискри-
минатора практически эквивалентна автокорреляционной демодуляции
с очень малым (d Tj) временем задержки При таком значении за-
держки оказывается возможным отслеживать вызванные доплеровским
сдвигом изменения фазы быстрее, чем в обычном автокорреляционном
демодуляторе с задержкой d = Ть или d = Т, (см. рис. 4.3.3 и 4.3.6).
Пример 4.6.2. «Каково усредненное значение Рс (для краткости Ре) при (а)
автокорреляционной и (6) дискриминаторной демодуляции идеальных сигналов с
MSK, если средние значения Еь/No — 40 дБ, С/1 = 40 дБ, скорость автомобиля
v = 100 км/ч, скорость передачи данных /ь = 4.8 кбит/с, а частота передавае-
мой несущей /о = 900 МГц?
2.32
1
10-
ю-
OJ 10-
io-
10-
10-
-10 0 10 20 30 40 50 50 70
Среднее значение С/1: !\, дБ
Рис. 4.6.4. Зависимости усредненной Рс от Л (отношение несущая/помеха)
для MSK в каналах с быстрыми релеевскими замираниями. Нормированное произ-
ведение fDT является параметром. Г — среднее значение отношения несущая/шум.
Системы GMSK с ВТ = 1 эквивалентны системам MSK с автокорреляционной де-
модуляцией. (Из [94] )
Решение примера 4.6.2. Согласно (3.2.8) доплеровская частота
vf = ЮО-Ю3-900.10* = (м/с)_Гц= 8334
JD с 3-108-3600 м/с
Произведение
fDTb = 83,34 Гц-----------= 1,7 10"2.
ь 4800 бит/с
а) Из рис. 4.6.4 для С/1 = 40 дБ и fDTb = 1,7 10-2 при автокорреляци-
онной демодуляции следует Рс = 10-3.
6) Из рис. 4.6.5 при дискриминаторной демодуляции следует Ре = 7 • 10-4.
Отметим, что дискриминатор обеспечивает несколько лучший результат по
сравнению с автокорреляционным демодулятором.
Значение усредненной вероятности Ре в зависимости от среднего значения отно-
шения С/N при приеме для систем тг/4-DQPSK приведены на рис. 4.6.6 и 4.6.7 [205].
Пример 4.6.3. Пусть в системе тг/4-DQPSK осуществляется передача со ско-
ростью = 24 кБод или /ь = 48 кбит/с на частоте /о = 850 МГц. Каково значение
вероятности Р„ на плоском участке характеристики при движении автомобиля со
скоростью около 80 км/ч?
Решение примера 4.6.3. Согласно (3.2.8) доплеровский сдвиг частоты
и/
fD = — = «>2,9 Гц.
с
233
1
Рис. 4.6.5. Зависимости усредненной Рс от С/1 для MSK с дискриминатор-
ной демодуляцией в каналах с релеевскими замираниями Нормированная макси-
мальная доплеровская частота fpT является параметром. Г — среднее значение
отношения несущая/шум
Рис. 4.6.6. Зависимости Рс от С/N для ir/4-DQPSK в канале с гладкими
быстрыми релеевскими замираниями и АБГШ, /0 = 850 МГц, f, = 24 кБод (48
кбит/с), а = 0,2, С/1 = оо дБ, временное рассеяние отсутствует; v = 0 (1) 25
(2); 50 (5); 75 км/ч (4). (Из [205].)
234
Рис. 4.6.7. Зависимости Рс от foT, для тг/4-DQPSK в канале с гладкими
быстрыми релеевскими замираниями при воздействии помехи по основному каналу
приема (СС7); /о = 850 МГц, /с = 24 кБод (48 кбит/с), а = 0.2, С/N = оо дБ,
временное рассеяние отсутствует; С/1 = оо (/); 50 (2); 40 (5); 30 (3); 20 дБ (5)
Произведение
fDTs = 62,9 Гц • —------ и 2,6 IO"3
24 ксимв/с
На плоском участке характеристики, вызванном доплеровским сдвигом, Рс =
5 • 10“5 (кривая 3 на рис. 4.6.6). Сравнивая это значение со значением для MSK при
автокорреляционной демодуляции (рис 4.6.4) получаем следующие результаты
Произведение Значение вероятности на плоском участке Вид модуляции
= 1 IO"3 fDT, = 2,6 • 10-3 5 ICT6 5 10-5 MSK с автокорреляционной демодуля- цией гг/4-DQPSK с автокорреляционной де- модуляцией (а = 0,2 фильтра с характе- ристикой приподнятого косинуса)
У системы тг/4-DQPSK, характеристика фильтра которой имеет вид припод-
нятого косинуса и а = 0,2, значение вероятности на плоском участке оказывается
выше, чем у системы MS К. Зависимости усредненной вероятности Ре от произведе-
ния foTb для систем тг/4-DQPSK представлены на рис. 4.6.7.
4.6.3. Характеристики Ре систем в каналах
с быстрыми замираниями, временным рассеянием,
частотной селективностью
В системах с относительно низкой скоростью передачи символов
(описанных в предыдущих разделах) основной причиной неустранимых
ошибок и увеличения значений Ре является большое значение доплеров-
ского рассеяния, или быстрые замирания В системах с быстрыми глад-
кими релеевскими замираниями длительность символа намного больше
2.35
10“
Рис. 4.6-8. Зависимости вероятно*™ ошибки для сигналов гг/4-QPSK и тг/4-
DQPSK с компенсацией замираний в канале с частотно селективными замираниями
от среднего значения отношения С/D полезной несущей С к задержанной на т не-
сущей D при т = 0 173 и 0,4Ts. Скорость замираний соответствует fijT, = 3 10-3.
Для когерентного приемника сигналов тг/4-QPSK со вставкой пилот-символов (PSI)
отношение мощности сигнала-переносчика сообщений к мощности пилот-символов
(3 = 10. (Из [210].)
временного рассеяния. Следовательно, влияние частотной селективно-
сти на ухудшение характеристик Ре = или Ре — (Еь/No) пре-
небрежимо мало.
В системах с Большой скоростью передачи временное рассеяние т
при распространении радиоволн может составлять значительную часть
длительности символа и приводить к существенному увеличению Ре из-
за межсимвольных искажений и даже вызывать появление неустрани-
мых ошибок.
На рис. 4.6.8 приведены зависимости Ре от отношения С/D для
сигналов тг/4-QPSK в случаях когерентной и автокорреляционной де-
модуляции при т = 0,177, и т = О АТ, [207, 208, 209, 216]. C/D —
отношение средней мощности принимаемой несущей в основном луче
к средней мощности задержанной несущей (в соответствии с моделью
системы, представленной на рис. 4.6.1).
Предполагается структура когерентного приемника сигналов тг/4-
QPSK со вставкой пилот-символов (PSI) и компенсацией шума из-за
случайного доплеровского сдвига. В когерентном демодуляторе с ком-
236
Рис. 4.6.9. Зависимости Рс от т/Та для сигналов тг/4-DQPSK в канале с ме-
дленными частотно-селективными замираниями; /о = 850 МГц. /3 = 24 кБод (48
кбит/с), а = 0,2, С/N = оо дБ, доплеровский сдвиг отсутствует, С/D = 0 (1);
10 (2); 20 (S); 30 дБ (4). (Из [205].)
Рис. 4.6.10. Зависимость Ре от С/D для сигналов тг/4-QPSK в канале с
частотно-селективными быстрыми замираниями; /о = 850 МГц; fs = 24 кБод;
а = 0,2; C/I = оо дБ; С/N = оо дБ; т/7 = 0,1; v = 40 км/ч (1); т/Т = 0,1. v = 120
км/ч (2); т/Т = 0,5, -у = 40 км/ч (5); т/7 = 0,5, v = 120 км/ч (4) (Из [205].)
пенсацией с помощью PSI реализуется «канал цифрового зондирования»
или «цифровой пилот-сигнал», мощность которого в В = 10 раз мень-
ше мощности модулированного информационного сигнала Из рис. 4.6.8
видно, что при С)D — 0 дБ (т.е. когда задержанная несущая имеет та-
кую же мощность, что и несущая в основном луче, плоский участок
характеристики, вызванный временным рассеянием, соответствует зна-
чениям Ре, равным 10-1 (приблизительно) и 7 • 10-3 при т = 0,47], и
т — 0,17], соответственно. Для обоих случаев когерентный демодулятор
более устойчив к влиянию временного рассеяния по сравнению с некоге-
237
10°
lg(/pTs)
Рис. 4.6.11. Зависимость Рс от JDTS для сигналов тг/4-DQPSK в канале с
частотно-селективными быстрыми замираниями, /0 = 850 МГц; J, = 24 кБод
а - 0,2; С/1 = оо дБ, С/N = оо дБ т/Т = 0,1; С/D = 10 дБ (1). т/Т = 0,1
С/D = 30 дБ (2); т/Т = 0,5; С/D = 10 дБ (5); т/Т = 0,5; С/D = 30 дБ
(4). (Из [207, 208, 209[.)
Рис. 4.6.12. Зависимость Рс от С/1 для сигналов тг/4-DQPSK в канале с
медленными гладкими замираниями, АБГШ и ССГ, f0 = 850 МГц; /3 — 24 кБод;
о = 02 доплеровский сдвиг и временное рассеяние пренебрежимо малы; C/N = оо
(1); 50 (2); 40 (3), 30 (4), 20 дБ (5) (Из [207, 208, 209] )
рентным демодулятором Если задержанный сигнал имеет меньший уро-
вень, например C/D = 20 дБ то ухудшение характеристик, вызванное
временным рассеянием (частотно-селективными замираниями), намного
меньше Зависимости значений вероятности, соответствующих плоским
участкам характеристики Ре = /(т/Т,) для сигналов тг/4-DQPSK при
238
различных значениях С/D, представлены на рис 4.6.9.
Приведенные на рис 4.6.10 и 4.6.11 зависимости Ре = f{C/D} и
Рб = /(/рТ,) соответствуют скорости манипуляции f„ = 24 кБод, те
скорости передачи в системе подвижной связи ft = 48 кбит/с [205] Эти
результаты отражают совместное влияние доплеровского сдвига (ско-
рости автомобиля), временного рассеяния и отношения С/D на усред-
ненное значение Ре.
На рис. 4.6.12 представлены зависимости Ре = f(C/I) для сиг-
налов тг/4-DQPSK (C/N — параметр) Здесь считается, что влияние
доплеровского сдвига и временного рассеяния на увеличение Ре пре-
небрежимо мало.
Пример 4.6.4. Временное рассеяние в сотовой системе, измеренное в Сан-
Франциско (район моста «Золотые ворота») на частоте /о — 850 МГц составляет
т = 20 мкс Мощность задержанного сигнала D на 10 дБ ниже мощности прямого
сигнала С, т е. С/D = 10 дБ Полагая, что скорость движения автомобиля равна 80
км/ч, определить Ре для скорости передачи = 8 кбит/с (приблизительно равна
скорости передачи в системе ADC) и С/1 = 30 дБ
Решение примера 4.6.4 При такой сложной обстановке необходимо обра
титься к рис 4.6 11 и вычислить значения параметров IpT, и т/Т3:
bf „ 1 т 20 мкс
fn = — = 62 9 Гц; Т, = — кБод = 41,7 мкс; — = = 0,48
с 24 Т, 41,7 мкс
fDTa = 62 9 Гц-------= 0,0026 = 2,6 10-3.
24 кБод
Воспользуемся наиболее близкой по значениям параметров зависимостью, обо-
значенной цифрой 3 на рис 4.6.11, для т/Тз = 0,5 и С/D = 10 дБ. Для
fDTs = 2,6 • 10-3 получаем Рс = 6 • 10~2. Это большое значение вероятности
ошибки главным образом вызвано значительным временным рассеянием т. Из этой
же зависимости следует, что параметр доплеровского рассеяния /г)Тя не являет
ся таким существенным фактором, как временное рассеяние. Для снижения значе
ний вероятности ошибки, характеризующих плоские участки, может потребоваться
адаптивная коррекция
4.6.4. Оптимальная скорость передачи (Л)
в релеевских каналах и каналах с временным
и существенным доплеровским рассеянием
В некоторых системах временное или существенное доплеровское
рассеяние, или и то и другое вместе, могут быть причиной возникновения
неустранимых ошибок Архитектура системы должна быть гибкой для
оптимизации скорости передачи В качестве иллюстрации на рис. 4 6.13
приведена кривая оптимизации скорости передачи по критерию мини-
мума усредненной вероятности Ре. Предполагается, что среднее значе-
ние отношения С/N = Г = 30 дБ максимальный доплеровский сдвиг
fD = 36 Гц, временное рассеяние г = 1 мкс (при CfD — 0 дБ) Ре-
зультаты компьютерного расчета показывают, что при таких параметрах
системы относительная MSK при скорости передачи 10 кбит/с обеспечи-
ла бы минимальное значение вероятности ошибки 4 10-4 При низкой
скорости например при ft = 1 кбит/с, вероятность ошибки 9 10~3
Это увеличение вызвано относительно быстрыми замираниями, которые
239
Рис. 4.6.13. Зависимость усредненной вероятности от скорости передачи
для сигналов MSK с автокорреляционной демодуляцией: Г — среднее значение от
ношения C/7V; /р — максимальная доплеровская частота. Показаны участки вли-
яния частотно-селективных замираний (временного рассеяния) и гладких замираний
(доплеровского рассеяния). (Из [94].)
характеризуются большими значениями произведения [цТъ. При вы-
сокой скорости, например при Д = 1000 кбит/с, вероятность ошибки
2,5 • 10“1. Это относительно высокое значение, соответствующее плос-
кому участку, обусловлено предполагаемым значением временного рас
сеяния т — 1 мкс. Аналогичные кривые и результаты оптимизации могут
быть получены и для многих других ситуаций [94].
4.7. Преимущества когерентной
демодуляции по сравнению
с некогерентной
В предыдущих разделах были описаны некоторые методы когерент-
ной и некогерентной (дискриминаторной и автокорреляционной) демо-
дуляции В данном разделе будет проведено их сравнение, продемон-
стрировано преимущество когерентных методов с точки зрения достига-
емых характеристик систем подвижной радиосвязи и рассмотрены инте-
грированные архитектуры модемов и РЧ устройств.
Рассматриваемые примеры относятся к сухопутной системе подвиж-
ной радиосвязи общего пользования — PLMR (радиус действия
1...80 км), сотовой (радиус 1. .10 км) и микросотовой (радиус
2 м... 1 км) системам персональной связи — PCS. В системах с отно-
сительно низкой скоростью передачи, например Д = 4,8 кбит/с, при
240
Таблица 4.7.1 Результаты измерений параметров временного рассеяния т, т,
и для микросотовых, сотовых и PLMR систем
Система Расстояние Тттз> НС Тщахг НС
Микросотовая г = 2...200 м 100 500
«наихудший случай» 1000 3000
Сотовая г = 0,2 .. .10 км 10000 100000
«наихудший случай» 40000 200000
PLMR г = 0,2 ... 100 км 150000 600000
। = 100 км/ч, /о = 900 МГц имеют место значительные доплеровские
сдвиги частоты и существенные релеевские замирания. Они рассмотре-
ны в разд. 4.6.2, где показано, что некогерентные системы более эффек-
тивны, чем когерентные. В данном разделе остановимся на системах с
относительно высокими скоростями передачи, например с ft, 40 кбит/с
(и до 20 Мбит/с), работающих в условиях медленных релеевских зами-
раний, например при максимальной скорости движения v = 6 км/ч и
рабочих частотах /о = 2,4 ГГц или /о = 6 ГГц. Для этих типов ми-
кросотовых систем или других, с большим радиусом действия (от 100 м
до 30 и даже до 50 км), например «фиксированных», всенаправленных
систем беспроводного доступа потери, вызываемые доплеровским сдви-
гом или неидеальностью восстановления несущей, пренебрежимо малы,
а потери вследствие временного рассеяния приводят к энергетическим
потерям или появлению неустранимых ошибок, или к тому и другому
вместе. Типичные результаты измерений параметров временного рассе-
яния в наихудших ситуациях приведены в табл. 4.7.1.
Обычно сравниваются характеристики и сложность реализации ко-
герентных и некогерентных методов модуляции/демодуляции сигналов
с QPSK, FQPSK и GMSK в сложной обстановке работы систем связи,
включая значительный доплеровский сдвиг частоты, временное рассея-
ние и низкое отношение С/1. В табл 4.7.2 и в [93, 96, 100, 106, 109]
показано, что при больших значениях произведения fifTt,, где —до-
плеровский сдвиг, Тъ — длительность бита, некогерентные системы (с
дискриминаторной или автокорреляционной демодуляцией) имеют бо-
лее низкое значение вероятности дря плоского участка, чем когерент-
ные. При значительном временном рассеянии, например Trms > 0,47],
и низких отношениях С/1 когерентные системы превосходят некогерент-
ные. Однако время синхронизации у когерентных систем больше, чем
у некогерентных
В табл. 4.7.2 включены данные, характеризующие спектральную
эффективность, суммарную емкость системы и сложность реализации
аппаратуры этих систем. Показано, что когерентные системы имеют в
целом более простую архитектуру и более устойчивы к нестабильности
РЧ параметров среды. Кроме того, методы моделирования, анализа и
прогнозирования характеристик когерентных систем более простые. В
заключение отметим, что приемные устройства и демодуляторы при ко-
герентной демодуляции имеют существенно лучшие характеристики по
сравнению с некогерентной.
•241
242 , 243
Таблица 4.7.2 Сравнение характеристик и аппаратуры систем с когерентной и автокорреляционной демодуляцией
Условия сравнения Когерентные QPSK и FQPSK (или по- добная GMSK, но с худшими характе- ристиками) DQPSK (или DGMSK) с автокорре- ляционной демодуляцией
Е Trm« = 1 мкс в наихудшей ситуации Тгтл = 200 НС Ре = Ю-2 в районе плоского участка для ттт.,1Т, В характеристике = (С//) допускаются дополни- тельные потери для заданного тгтз/Т, равные 1 дБ (в 4 раза больше, чем для плоского участка) Макси При Pr = 10-2 для плоского участка и тгт, = 1 мкс (200 нс) При потерях, равных 1 дБ, из-за временного рассея- ния при тгтз = 1 мкс (200 нс) Нормир Значения коэффициента повторного использования частот приняты равными от к = 7 до к = 9 WER (частость ошибочных слов) и пропускная спо- собность Выигрыш в спектральной эффективности за счет ослабления помехи по соседнему каналу приема и замены ПФ на ФНЧ, т.е. снижения уровня шума из-за уменьшения полосы пропускания когерентного при- емника временное рассеяние тгтз Тгта/Т3 = 0,2 Для QPSK Trms/Ts = 0,075. Для FQPSK приблизительно на 50 % выше мальная скорость передачи /(, 600 кбит/с (3 Мбит/с) 150 кбит/с (750 кбит/с) Ре Ре = 10~2, С fl = 15 дБ (релеевское распределение) ованная относительная емкость 100 % 100 % 100 % Тттз/Тз •= 0,15 Тгт$ /Та — 0,05 300 кбит/с (1,5 Мбит/с) 75 кбит/с (375 кбит/с) Ре = 10-2, C/I = 18 дБ 70 % (потери 30 %) 20 % (потери 80 %) 60 %
Спектральная эффективность при нелинейном усилении
Нелинейное усиление РЧ с ACI =
= -20 дБ
Увеличение скорости передачи или
покрытия ячейки за счет адаптивной
коррекции
Изменение битовой скорости (физиче-
ски) без потери качества (в диапазоне)
Время восстановления несущей (по
отношению к отсутствию таковой) —
потери в эффективности использова-
ния кадра при длине слова (пакета)
1000 и 10000 бит
Пороговые явления (импульсный шум
дискриминатора)
Средства проектирования
Влияние ухода частоты РЧ генератора,
включая синтезатор, на Ре, восстано-
вление постоянной составляющей
Дополнительные преобразователи ча-
стоты вниз, фильтры
FQPSK: 1,42 бит/(сГц)
GMSK: 0,94 бит/(с-Гц) при ВТь = 0,5
0,98 бит/(сГц) при ВТь = 0.3
Характеристики аппаратуры
Относительно простой недорогой адаптив
ный корректор на основе цифрового сиг-
нального процессора / ПАВ-процессора мо-
жет увеличить скорость передачи (покры-
тие)
Автоматическое программное управление
процессом обработки
Параллельные схемы восстановления не-
сущей и тактовой частоты могут устранить
этот недостаток (5 % или 50 бит при длине
пакета 1000 бит (10 % макс.))
Около 0,7 бит/(с Гц) в зависимости от слож-
ности ПФ
Проблем нет
Хорошо известны
Решается просто
Не требуются
Очень дорогая технология адаптивной кор-
рекции (если вообще реализуемая); теория не
вполне изучена, нужны новые оригинальные
подходы
Очень трудное, может потребоваться измене-
ние параметров ПФ-ПЧ
Потенциальный выигрыш времени синхрони-
зации 1... 10 % пакета, но может быть утра-
чен из-за затрат времени на компенсацию ко-
лебательного переходного процесса в ПФ. Вы-
игрыш во времени синхронизации может быть
утрачен из за затрат времени на компенсацию
постоянной составляющей в насыщении
Возможны проблемы в случае использования
дискриминатора при Ре = 10-2
Требуются значительные, если ПФ-ПЧ неиде-
ален. оценка влияния частотной нестабильно-
сти для GMSK с ВТЬ = 03 затруднительна
Решается сложно; потенциально опасное как
в системе DECT
Очень дорогие. Может потребоваться допол-
нительная ступень преобразования из-за бо-
лее низкой ПЧ и проблем с ПФ
Окончание табл. J.7.S!
244
4.8. Усовершенствованные виды
модуляции
В многочисленных публикациях, патентах и книгах содержатся по-
дробные описания более совершенных видов и концепций модуляции по
сравнению с представленными в предыдущих разделах. Более совершен-
ные виды модуляции можно охарактеризовать как многопозиционные
или многоуровневые, а также с решетчатым кодированием. В данном
разделе дается краткий обзор наиболее часто используемых или упоми-
наемых видов (см. табл. 4.8.1). Приведем сокращения, определения и
ссылки на источники, где содержится их описание.
QAM Квадратурная амплитудная модуляция [184]
M-QAM: Многопозиционная или М-ичная QAM (например, 16-
QAM, 64-QAM, 256-QAM, 512-QAM [94, 347].
ТСМ Модуляция с решетчатым кодированием [263].
СРМ: Модуляция с непрерывной фазой [94].
CPFSK: Частотная манипуляция с непрерывной фазой [184].
Эти модемы предназначены для достижения повышенной спек-
тральной эффективности или снижения требуемого значения С/N при
заданной вероятности ошибки, или и того и другого вместе. В большин-
стве случаев для систем с линейным усилением подходят М-позиционная
QAM и ТСМ. Если канал (приемник/передатчик) считается линейным,
то с помощью многопозиционной модуляции можно приблизиться к те-
оретической границе Шеннона (рис. 4.8.1).
В общем случае М-позиционные системы QAM с линейным усиле-
нием такие как 16-QAM 64-QAM и 256-QAM имеют спектральную эф-
фективность выше, чем у QPSK с линейным усилением, имеющей теоре-
тическую предельную эффективность 2 6ит/(с Гц). Например, согласно
Таблица 4.8.1 Требуемые значения С/N и Еь/Nq для Ре = 10-4 при воз
действии стационарного АБГШ. Значение С/Д' определено в двусторонней полосе
частот Найквиста. Представлены также теоретические и реальные данные относи-
тельно спектральной эффективности как обычных видов модуляции (от BPSK до
64-QAM), так и запатентованных Феером (FBPSK, FQPSK и FQAM)
Показатель BPSK QPSK 16-QAM 64-QAM
C//V, дБ, требуемое для = 10-4 8.4 11.4 19.2 25,5
Eb/No, дБ, требуемое для Рс = 10~4 8,4 8,4 13,2 17.8
Теоретическая спектральная эффек- тивность 1 2 4 6
Реальная спектральная эффектив- ность в системах с линейным усиле- нием, бит/(с-Гц) 0,8 1,6 3,2 5
Реальная спектральная эффектив- ность в системах с нелинейным уси- лением, бит/(с-Гц) 0.3 0,7 1 .1,5 2.. .2,5
Реальная спектральная эффектив- ность в системах FBPSK, FQPSK и FQAM с нелинейным усилением, бит/(с-Г ц) 0,7 1.5 3 4.5
245
С/N, дБ
Рис. 4.8.1. Зависимость спектральной эффективности, бит/(с-Гц) М-позици-
онной когерентной PSK, VSB-SC, квадратурной AM-SC, АРК и QPR от С/N при
Рс = 10-8. Среднее значение С/N определено в двусторонней полосе Найквиста,
которая равна скорости передачи символов. Предполагается, что система имеет ли-
нейное усиление и идеальную (а = 0) фильтрацию (Из [94].)
рис. 4.8.1 система 256-QAM с линейным усилением имеет теоретическую
спектральную эффективность 8 бит/(с-Гц), а например, система GMSK
с нелинейным усилением, будучи более эффективной с точки зрения
преобразования энергии источника питания в мощность РЧ, имеет прак-
тически значительно меньшую спектральную эффективность, равную
примерно 1 6ит/(сГц). Можно задать себе следующий вопрос поче-
му в американских, европейских и японских цифровых персональных и
сотовых системах второго поколения используется GMSK с эффектив-
ностью только 1 6ит/(с Гц) или тг/4-DQPSK с линейным усилением и
эффективностью 1,5 6ит/(с Гц)? В гл. 9 можно найти подробные ответы
на эти вопросы. Здесь же достаточно сказать, что такие многопозици-
онные виды модуляции, как 16-QAM и 64-QAM с решетчатым кодиро-
ванием, могут потребовать ультралинейных усилителей и значительно
больших значений С/N, чем более простые QPSK или GMSK. Для до-
стижения более высокой спектральной эффективности при Ре = 10-4
требуются значительно более высокие значения С/N и Еь/Nq (рис. 4 8.2
и 4.8.3). Из табл. 4.8.1 следует, что для 16-QAM требуется приблизи-
тельно на 8 дБ большее отношение C/N (19,2 дБ вместо 11,4 дБ) по
сравнению с QPSK. Соответствующее увеличение отношения Еь/No со-
ставит 13,2 дБ — 8,4 дБ = 4,8 дБ.
В предыдущих разделах было отмечено, что в каналах с релеевски-
ми замираниями зависимости Ре = f(C/N) и Ре — f{C/I) практиче-
246
М-позиционная PSK
Рис. 4.8.2. Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей не-
сущей и теплового шума для М-позиционной PSK, М-позиционной QAM и Ап-
позиционной QPR. Считается, что в системе с линейным усилением шум в двусто-
ронней полосе Найквиста является белым гауссовским шумом. (Из [94].)
ски совпадают, другими словами воздействие помехи аналогично шуму
Повышение требований к С/N или С/1 на 8 дБ может привести к сни-
жению емкости из-за нового расположения сот, так как большинство
систем чувствительны к помехам. Таким образом, высокая спектраль-
ная эффективность, измеренная в 6ит/(с Гц), возможно и не приведет к
увеличению спектральной эффективности всей системы или сети, из-
меряемой в (6ит/с)/(Гц м2).
247
Рис. 4.8.3. Вероятность ошибки на символ для QAM и PSK в диапазоне
Ю-1 ..10-6 [263]. При Л/ = 4 характеристики QPSK такие же. как у 4-QAM
В некоторых системах типа PLMR или подвижной связи может ока-
заться важным достижение высокой спектральной эффективности, из-
меряемой в 6ит/(сТц) даже если это приведет к увеличению требуемых
значений С/N или С/1, или обоих, и повлияет на расположение сот. В
таких случаях могут использоваться методы М-позиционной модуляции
совместно с решетчатым кодированием.
На рис. 4.8.4 и 4.8.5 представлены структуры различных видов
QAM (или «каскадных» QPSK) с линейным и нелинейным усилени-
ем. Для энергетически эффективных систем с нелинейным усилением
подходят FQAM (ранее известные как SQAM), запатентованные Фее-
ром и др. [314]. На рис. 4.8.6 и 4.8.7 приведены спектр и зависимости
Ре = /{Еь/No) для FQAM с нелинейным усилением [94] Для иллюстра-
ции на рис. 4.8.8 и 4.8.9 приведены измеренные глазковые диаграммы
спектрально эффективных систем 64-FQAM и 225-QPRS.
Модуляция с решетчатым кодированием (ТСМ) Сигнальное со-
звездие ТСМ содержит больше сигнальных точек (позиций сигналов),
чем требуется при модуляции без решетчатого кодирования. Например,
16-позиционная QAM преобразуется в созвездие 32-QAM с решетчатым
кодированием Дополнительные точки созвездия обеспечивают сигналь-
248
249
250
Нормированная частота
Рис. 4.8.6. Спектр сигнала FQAM (ранее известного как SQAM [94]) с нели-
нейным усилением. (Технология запатентована, см. приложение 3.)
ную избыточность и могут быть использованы для обнаружения и ис-
правления ошибок. Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит
зависимость между последовательными сигнальными точками [348].
Исследование комбинированных систем модуляции и кодирования
привело к разработке энергетически эффективных систем со спектраль-
ной эффективностью выше 2 бит/(с-Гц). Унгербек [332] ввел канальное
251
16 SQAM = 16 FQAM
10-2
1O-«
10-5
IO’6
10-7
MAMSK
* 4 = 0,7
16SQAM^ = 0,8
Ж 4 = 09
10-'
Примечание. В качестве приемных фильтров
системы 16-SQAM используются ФНЧ
Баттерворта 4-го порядка с ВТЛ — 1,07
10-3
еоретическая
1 зависимость
для 16-QAM
в линейном
канале
Обычная 16-QAM, работающая
со запасом по выходному
уровню усилителя мощности,
равным 9 дБ (используется
амплитудный корректор
вида a:/sin а:, фильтр с
характеристикой приподнятого
косинуса и а = 0,4)
A = 1,0
Ю-е ----------
6,00 10.00 14,00 18,00 22,00 26.00 30,00
Еь/No, дБ
Рис. 4.8.7. Зависимости вероятности ошибки на бит для систем 16-FQAM с
нелинейным усилением (в режиме насыщения или класса С)
кодирование в сочетании с многопозиционной фазовой манипуляцией.
Задача Унгербека состояла в обеспечении передачи п битов в сигналь-
ном интервале с созвездием (2п + 1)-позиционной QAM, где входной
символ модулятора определялся с помощью сверточного кода с малой
длиной кодового ограничения. Созвездие модулятора в два раза превы-
шает число позиций, необходимое для передачи без кодирования и при
такой же размерности позволяет создавать коды без расширения полосы
частот и обеспечивать энергетический выигрыш в несколько децибелов
при очень малых решетках. Расширение созвездия в два раза оказыва-
ется практически удобным и приводит к такому же энергетическому вы-
игрышу, который достигался бы при больших ансамблях сигналов [94].
В [332] проведен анализ спектральной эффективности (до 5 бит/ин-
252
Гис. 4.8.8. Глазковая диаграмма демодулированного сигнала эксперименталь-
ной системы 64-QAM со скоростью 90 Мбит/с. Аппаратура разработана Обществом
д-ра Феера
Рис. 4.8.9. Глазковая диаграмма демодулированного сигнала эксперименталь-
ной системы 225-QPRS. Спектральная эффективность системы равна б бит/(с-Гц),
скорость передачи 1.6 Мбит/с. Подавление внеполосного излучения составляет
60 дБ. Аппаратура разработана Обществом д-ра Феера для Karkar Electronics
тервал) ряда расширенных ансамблей сигналов. В [183] исследован част-
ный случай (кодированная 8-PSK) для применения в нелинейных спут-
никовых каналах с ограниченной полосой и построена схема, имеющая
более устойчивые характеристики по сравнению с возможной схемой без
кодирования (QPSK). В [320] также приведены результаты моделирова-
ния системы 8-PSK с кодированием кодом со скоростью 3/4 для различ-
253
ной полосы частот канала и ряда рабочих точек ЛБВ. В [343] получе-
на спектральная эффективность, равная эффективности 8-PSK (или на
50 % выше, чем у QPSK), но без обычного увеличения Еъ/Nq, необхо-
димого для 8-PSK. Такое улучшение энергетической эффективности до-
стигнуто комбинированием модуляции и кодирования. В исследовании
[343] объединены сверточный кодер со скоростью 3/4 и модем 16-PSK.
Комбинированные системы модуляции и кодирования изучены ря-
дом исследовательских групп. Текущие выпуски трудов IEEE Transac-
tions on Communications and Conferences содержат подробные описания
новых разработок комбинированных систем модуляции и кодирования.
Подробные описания довольно сложных систем ТСМ с длинными кода-
ми представлены также и в нескольких монографиях [184, 263, 302].
4.9. Адаптивная коррекция в системах
с частотно-селективными замираниями
и временным рассеянием
Коррекция — это метод компенсации амплитуды и фазы, исполь-
зуемый для минимизации влияния межсимвольных искажений на уве-
личение вероятности ошибки. В предыдущих разделах отмечалось,
что частотно-селективные замирания (временная дисперсия радиоволн)
являются основной причиной межсимвольных искажений и, следова-
тельно, увеличения вероятности ошибки и появления эффекта неустра-
нимых ошибок. Адаптивные корректоры необходимы дя коррекции ам-
плитудных и фазовых изменений, вызываемых замираниями в радиока-
налах и реализацией неидеальных фильтров. В этом разделе коротко
описываются основные концепции адаптивных корректоров. Подробное
рассмотрение этой темы можно найти в [94, 184, 263].
Упрощенная модель цифровой системы связи с выделенными функ-
циями адаптивного корректора представлена на рис. 4.9.1. Передаваемая
цифровая последовательность х(п) с ограниченной полосой искажается
в частотно-селективном канале распространения с временным рассеяни-
ем Принятая последовательность обозначена а/(п). Задачей адаптив-
ного корректора является восстановление формы искаженного сигнала
к первоначальной [348] (см. рис. 4.9.2).
Базовая структура адаптивного корректора содержит трансверсаль-
ный фильтр, суммирующий усилитель, решающее устройство. Транс-
версальный фильтр содержит п элементов задержки Д и я весовых ко-
эффициентов hn. Принимаемый искаженный сигнал задержива-
ется набором элементов задержки Д и умножается на весовые коэффи-
циенты hi,...,hn. Результирующий «суммарный» сигнал дискретизи-
руется в решающем устройстве Выходной сигнал решающего устрой-
ства является оценкой z(n).
«Обучающий сигнал» — это заранее известная последовательность,
являющаяся частью структуры передаваемого сигнала. Работа корректо-
ра инициируется путем передачи известной обучающей последовательно-
254
Рис. 4.9.1. Цифровая система с адаптивным корректором [348]
Шум n(t)
последовательность {ггД
Рис. 4.9.2. Модель системы с АИМ
Принимаемый сигнал
сти и сравнения задержанной и взвешенной суммарной последователь-
ности х(п) с обучающим сигналом, формируемым в приемнике. По-
сле завершения периода обучения оценка х'(п) апроксимирует з?(п), и
инициируется «режим слежения». В режиме слежения для обновления
коэффициентов фильтра Л, используется сигнал ошибки г'(п) — х(п).
Обучающая последовательность может чередоваться с пакетами
данных для обновления весовых коэффициентов фильтра с необходи-
мым темпом.
Другой класс адаптивных корректоров, включающий так называе-
мые «слепые» корректоры, не требует обучающих последовательностей
Слепые корректоры, или «самоадаптирующиеся» корректоры, работают
только в режиме слежения, но с меньшей скоростью сходимости, чем
адаптивные корректоры с обучающими последовательностями.
Межсимвольные искажения часто вызываются неидеальными, или
ненайквистовскими, характеристиками канала. В подвижных системах
последовательное соединение передающих и приемных фильтров удо-
влетворяет критерию передачи Найквиста без межсимвольных искаже-
ний. Частотно-селективные замирания (временное рассеяние) искажают
255
Рис. 4.9.3. Импульсная характеристика канала [94]
амплитудные и фазовые характеристики всего канала, поэтому межсим-
вольные искажения наблюдаются на входе адаптивного корректора. Эти
искажения ухудшают характеристику Ре — f(C/N) системы Межсим-
вольные искажения могут возникать во всех цифровых системах переда-
чи, использующих различные виды модуляции, включая QPSK, GMSK
и FQPSK. Действие межсимвольных искажений часто описывается низ-
кочастотным эквивалентом систем с модуляцией. Составляющая МСИ
получена следующим образом.
Символ Xj, соответсвующий одному из L дискретных амплитудных
уровней, передается через канал в момент тпТ, Т — сигнальный ин-
тервал. Импульсная характеристика канала h(t) показана на рис. 4.9.3.
Принимаемый сигнал r(Z) определяется суперпозицией импульсных от-
кликов канала на каждый переданный символ и аддитивного белого
шума п(<):
r(0 = ^2a;jft(/->7’) + n(0 (49.1)
3
Если произвести отсчет принимаемого сигнала в момент кТ 4- to,
где to учитывает задержку канала и начальную фазу дискретизатора,
то получим
г(/0 + кГ) = xkh(t0) + 52 + кТ - jT) + n(t0 + кТ). (4.9.2)
j/fc
Первое слагаемое в правой части (4.9.2) представляет собой по-
лезный сигнал, так как он может использоваться для идентификации
переданного амплитудного уровня. Последнее слагаемое — аддитив-
ный шум, а второе слагаемое является интерференцией соседних сим-
волов. Каждая составляющая интерференции пропорциональна отсчету
импульсной характеристики канала h(to — гТ), расположенному через
интервал времени, кратный длительности символа Т, т.е. на расстоя-
нии iT от to, как показано на рис. 4.9.3. Межсимвольные искажения
равны 0 тогда, и только тогда, когда h(to +iT) = 0, i 0, или если им-
пульсная характеристика канала пересекается с осью времени в точках,
расположенных через интервал Т [94].
Когда импульсная характеристика имеет такие равноотстоящие пе-
ресечения с временной осью, то говорят, что удовлетворяется первый
256
критерий Найквиста В частотной области это условие эквивалентно
равенству
H'(f) = = const для |/| <С ± (4.9.3)
п
где H(f) — частотная характеристика канала, H'(f) — частотная ха-
рактеристика дискретной модели канала, в которой дискретизация про-
изводится с частотой следования символов.
Полоса частот |/| 1/(2Т) обычно называется полосой Найквиста,
или минимальной полосой. Если //(/) = 0 при |/| > 1/Т (отсутству-
ет отклик канала на частотах выше удвоенной полосы Найквиста), то
частотная характеристика принимает более простой вид:
Я'(/) = H(f) + Н (f - ,
(4.9.4)
Если все составляющие межсимвольных искажений в момент дис-
кретизации суммируются в фазе, то получается максимальное откло-
нение от полезного сигнала [94].
Задача корректора, включаемого в тракт приема сигнала — макси-
мально уменьшить межсимвольные искажения, чтобы максимизировать
вероятность правильного решения.
4.9.1. Линейный трансверсальный корректор
и корректор с алгоритмом адаптации по критерию
минимальной среднеквадратической ошибки
Среди многих структур, используемых для коррекции, наиболее
простым является трансверсальный корректор (известный также как
корректор в виде линии задержки с отводами) (рис. 4.9.4). В таком
корректоре текущее и предыдущие значения r(t — тгТ) принимаемого
сигнала линейно взвешиваются коэффициентами корректора с„ (усиле-
ние отводов) и суммируются для получения выходного сигнала. Если
линии задержки и умножители на коэффициенты аналоговые, то непре-
рывный выходной сигнал корректора z(t) дискретизируется с частотой
следования символов и отсчеты подаются на решающее устройство. В
широко используемой цифровой реализации отсчеты принимаемого сиг-
нала, поступающие с частотой следования символов, накапливаются в
цифровом регистре сдвига (или памяти), и отсчеты с выхода корректора
(сумма произведений) z(to + кТ"), или z*, вычисляются по одному на
символ в соответствии с выражением
А-1
zjt = ^2 спг(/о + кТ - пТ),
п=0
257
Рис. 4.9.4. Линейный трансверсальный корректор [94]
где — количество коэффициентов корректора; to — начало отсчетов.
Коэффициенты корректора сп, п = 0,1,.. ., N — 1, выбираются так,
чтобы отсчеты общей импульсной характеристики канала и корректора
стали равными нулю везде, кроме одного из N моментов из интервала
времени Д^Т, равного «памяти» корректора. Такой корректор называет-
ся корректором с приведением к нулю (ПН-корректором).
Корректор с алгоритмом адаптации по критерию минимальной
среднеквадратической ошибки (МСКО-корректор) более устойчив. Его
коэффициенты подбираются так чтобы минимизировать среднеквадра-
тическую ошибку (СКО) — сумму квадратов всех составляющих меж-
символьных искажений и шума на выходе корректора Следовательно,
МСКО-корректор максимизирует отношение сигнал/искажения на выхо-
де согласно ограничениям по объему памяти и задержки корректора.
Задержка, вносимая корректором, зависит от положения главно-
го (опорного) отвода корректора. Обычно усиление, соответствующее
главному отводу, максимально.
Если значения импульсной характеристики канала в моменты отсче-
та известны то значения N коэффициентов ПН корректора и МСКО
корректора можно получить совместным решением системы N линей-
ных уравнений для каждого случая
Большинство современных высокоскоростных модемов, работаю-
щих в каналах тональной частоты, используют МСКО-корректоры, по-
скольку они более устойчивы в присутствии шумов и сильных межсим-
вольных искажений и превосходят ПН-корректоры по скорости сходи-
мости. Это также оказывается справедливым и для корректоров, ра-
ботающих в радиоканалах.
4.9.2. Автоматический синтез
В течение интервала обучения передается известный сигнал, а в
приемнике формируется его синхронизированная версия для получения
информации о характеристиках канала. Обучающий сигнал может со-
стоять из периодических изолированных импульсов или из непрерывной
258
Рис. 4.9.5. Автоматический адаптивный корректор [94]
последовательности с широким равномерным спектром типа такой, как
широко используемая псевдослучайная последовательность (последова-
тельность максимальной длины регистра сдвига).
Имея синхронизированную версию известного обучающего сигнала,
можно вычислить последовательность сигнала ошибки е* = г*. — хк
на выходе корректора, чтобы минимизировать сумму квадратов ошибок
(рис. 4.9.5). Наиболее распространенный метод подстройки корректо-
ра состоит в обновлении весовых коэффициентов каждого отвода на
каждом символьном интервале. Возможна итеративная процедура на-
хождения коэффициентов корректора, поскольку СКО — квадратичная
функция коэффициентов. СКО может рассматриваться как /V-мерный
параболоид (чаша), имеющий минимум. Корректировка весовых коэф-
фициентов для каждого отвода производится в направлении, противо-
положном оценке градиента СКО по весовым коэффициентам. Идея
в том, чтобы установить значения коэффициентов корректора наибо-
лее близкими к оптимальным, для которых достигается минимум СКО
Эта пошаговая процедура, разработанная Уидроу и Хоффом, обычно
называется методом стохастического градиента, поскольку вместо ис-
тинного градиента СКО
Щ]
5cn(fc)
используется зашумленная, но несмещенная оценка
Йе2
-4- = 2ekr(to+kT-nT).
ОСп(л)
Таким образом, весовые коэффициенты отводов обновляются в со-
ответствии с выражением
Сп(к + 1) = сп(к) — &.ekr(t + кТ - пТ), п = 0,1,.... N - 1.
где сп(£) — значение весового коэффициента n-го отвода в к-й момент;
ек — сигнал ошибки; Д — положительный постоянный коэффициент
адаптации, или размер шага
259
4.9.3. Сходимость корректора
Строгий анализ процесса адаптации при стохастическом методе об-
новления выполнить трудно. Однако при малом размере шага и боль-
шом числе итераций процесс похож на работу алгоритма «наискорей-
шего спуска», в котором используется истинный градиент, а не его за-
шумленная оценка.
Отметим следующие общие свойства сходимости:
1. Максимальная скорость сходимости (или самое короткое время
адаптации) получается, когда энергетический спектр (свернутый) вход-
ного сигнала, дискретизированного с символьной частотой, равномер-
ный, а размер шага — выбран обратно пропорциональным произведе-
нию мощности принимаемого сигнала на количество коэффициентов
корректора
2. Чем больше отклонение свернутого энергетического спектра от
равномерного, тем меньше должен быть размер шага и, следователь-
но, меньше скорость сходимости.
3 Для систем, в которых при дискретизации происходит наложе-
ние (заворачивание) частотной характеристики канала (наложение спек-
тров), на скорость сходимости могут повлиять характеристики задержки
канала и фаза дискретизатора, поскольку они влияют на характер на-
ложения. Это влияние будет объяснено ниже более подробно.
4.9.4. Адаптивная коррекция
После периода первоначального обучения (если он один) коэффи-
циенты адаптивного корректора могут неоднократно подстраиваться в
соответствии с принимаемыми решениями. В этом режиме сигнал ошиб-
ки efc = Zk — £k получится с помощью последней (но не обязательно
правильной) сделанной в приемнике оценки {£*} переданной последо-
вательности {ж*}. При нормальной работе решения, сделанные в прием-
нике, с высокой вероятностью являются безошибочными, поэтому оцен-
ки сигналов ошибки довольно часто являются истинными и позволяют
адаптивному корректору обеспечивать точную коррекцию. Более того,
адаптивный корректор со связью по принимаемым решениям может от-
слеживать во входных цепях приемника медленные изменения характе-
ристик канала или линейные возмущения типа медленного дрожания
фазы сигнала дискретизации [94].
Чем больше размер шага, тем выше быстродействие корректора при
слежении. Однако, нужно устанавливать компромисс между высоким
быстродействием и увеличением СКО корректора. Увеличение СКО —
это часть мощности ошибки, превышающая минимально достижимую
СКО (при значениях весовых коэффициентов, равных оптимальным).
Это увеличение СКО, вызванное отклонением значений весовых коэф-
фициентов от оптимальных, прямо пропорционально количеству коэф-
фициентов корректора, размеру шага и мощности шума канала. Размер
шага, обеспечивающий самую высокую скорость сходимости, дает СКО,
260
Рис. 4.9.С. Корректор с обратной связью по решениям [94]
которая в среднем на 3 дБ выше минимально достижимой На практике
размер шага выбирается исходя из максимальной скорости сходимости
на интервале обучения, а затем уменьшается для точной подстройки
в установившемся режиме (приеме данных). На рис. 4 9.6 приведена
часто используемая схема корректора с обратной связью по решениям,
пригодная для реализации автоматического адаптивного корректора.
В следующем примере сравниваются характеристики цифровых со-
товых систем с адаптивным корректором и без него.
Пример 4.9.1. Измеренное временное рассеяние для одного из районов Сан-
Франциско, Калифорния, составляет около 16 мкс. Определить значение вероятности
ошибки, соответствующее плоскому участку характеристики в системах тг/4-QPSK и
тг/4-DQPSK без коррекции, если мощность задержанного сигнала D равна мощности
основного сигнала С, re. С/D = О дБ, скорость передачи /ь = 48,6 кбит/с (стандар-
тизованная скорость для американской сотовой системы МДВРК IS-54). Насколько
снизится это значение при использовании современного адаптивного корректора?
Решение примера 4.9.1 Во-первых, определим отношение
т т 16 мкс 16 мкс
— = ----- = ---------------- = --------- = 0.388 = 0 4
Т, 1/f, 1/(48,6: 2 кбит/с) 41,15 мкс
Из рис. 4.6.8 получаем, что при т/Т, = 0.4 и C)D — 0 дБ значение вероят-
ности ошибки, соответствующее плоскому участку характеристики, равно 10“1 как
при когерентной, так и некогерентной демодуляции.
Применение современных адаптивных корректоров снизит это значение до 10-4.
261
4.10. Синхронизация демодуляторов,
работающих в пакетном режиме:
восстановление несущей и тактовой
частоты
Для многих беспроводных систем требуется быстрая синхронизация
в пакетном режиме передачи. Схемы быстрого восстановления несущей
и тактовой частоты определены для систем с многостанционным досту-
пом на основе временного разделения каналов (МДВРК), на основе кодо-
вого разделения каналов (МДКРК) и с контролем конфликтов (МДКК).
В разд. 4.3 описан принцип построения простой классической схемы син-
хронизации Для удовлетворения требований по времени синхронизации
необходима разработка схем с повышенным быстродействием.
На рис. 4.10 1 представлена схема синхронизации с адаптивным от-
слеживанием несущей (Adaptive Carrier Traking, ACT).
В этом быстродействующем синхронизаторе фазовый детектор вы-
деляет фазу принимаемого сигнала ПЧ в момент to — непосредственно
перед моментом принятия решения. Если в восстановленном сигнале
имеется-фазовая ошибка (глазковая диаграмма не раскрыта), то опор-
ные сигналы 1 и Q, формируемые цифровым генератором с числовым
управлением, подстраиваются до точного согласования принимаемых
сигналов с опорными (рис. 4.10.2). В [274] подробно описаны комби-
нированные схемы СВН и СВТЧ с адаптивным отслеживанием несущей.
Рис. 4.10.1. Структурная схема синхронизации демодулятора сигналов QPSK и
FQPSK в пакетном режиме. Комбинация схем адаптивного отслеживания несущей и
тактовой частоты может обеспечить суммарное время синхронизации демодулятора,
равное длительности 20 бит и менее. (Из [274].) В недавно разработанном Д-ром
Феером совместно с учеными Калифорнийского университета, г. Дэйвис, аппаратном
синхронизаторе достигнуто время восстановления несущей менее 10 бит
262
Опорный
сигнал
Данные о сдвиге фазы Данные о частоте
Рис. 4.10.2. Реализация быстрого поиска/синхронизации частоты и фазы в
подсистеме адаптивного отслеживания несущей на основе цифрового генератора с
числовым управлением. Разработана в Калифорнийском университете, г Дэйвис
(Лаборатория д-ра Феера)
Демодуляция текущего символа осуществляется путем мгновенной под-
стройки опорных сигналов, т.е. синхронизация осуществляется посим-
вольно. Это интересное техническое решение задачи синхронизации,
сопоставимое по скорости с автокорреляционными демодуляторами при
сохранении характеристик когерентных систем.
4.11. Задачи
4.1. Вычислить спектральную плотность мощности случайного сигнала в виде
двоичной последовательности и с возвращением к нулю (ВН). Считать, что рассма-
триваемый сигнал измерен на нагрузке 50 Ом. Отметим, что логическому состоянию
1 соответствует импульс со скважностью 50 %, а состоянию 0 — его отсутствие. Изо-
бразить вычисленный спектр в логарифмическом масштабе (в децибелах). Каково
отношение мощностей дискретной и непрерывных составляющих спектра? Объяснить
изменение этого отношения при изменении скорости передачи.
4.2. Вычислить спектральную плотность мощности равновероятной случайной
двоичной последовательности, изображенной на рис. 4.2.13,6. Этот тип сигнала ис-
пользуется в качестве модулирующего сигнала в модуляторах MSK. Имеются ли в
спектре этого сигнала дискретные спектральные составляющие? Изобразить спек-
тральную плотность мощности сигнального элемента с f, — 100 кбит/с (половин-
ная скорость). Сравнить этот спектр со спектром сигнала БВН, имеющего ско-
рость 100 кбит/с.
4.3. Вывести выражение для отклика фильтра с прямоугольной частотной и
линейной фазовой характеристиками, если входной импульс имеет длительность Т,
и амплитуду А вольт. Являются ли точки пересечения выходного отклика с осью
времени кратными целому числу Т,? Считать, что частота среза фильтра равна
(а) 1/2 Т, и (6) 20/Т„
4.4. Усложненная задача. Пусть у вас есть возможность получить глазковую
диаграмму принимаемых сигналов и имеется внешний источник тактовой частоты
(без дрожания) системы со скоростью передачи /а = 1 Мбит/с. Эта система работа-
ет при высоком значении отношения сигнал/шум (т е. шумы пренебрежимо малы).
Представить структурную схему и описать аппаратные средства, с помощью которых
263
можно измерить среднеквадратические значения межсимвольной помехи и дрожа-
ния переходов цифрового сигнала.
4.5. Вычислить преобразование Фурье для короткого импульса и прямоуголь-
ного импульса длительностью Тл секунд. Обратить внимание на разницу амплитуд-
ных спектров. Нарисовать модуль передаточной функции амплитудного корректора
(канала), который обеспечит выходной импульсный отклик в виде прямоугольного
импульса. Скорость передачи сигналов считать равной f, = 10 кбит/с.
4.6. Рассчитать точное значение частоты, на которой канал с частотной ха-
рактеристикой, описываемой функцией приподнятого косинуса, имеет затухание 30
дБ. Считать, что коэффициенты скругления а равны 0,3 и 0,5, а частота Найк-
виста равна 500 кГц.
4.7. Вывести и изобразить импульсную характеристику фильтров, имеющих ча-
стотную характеристику вида приподнятого косинуса с коэффициентами скругления
а, равными 0; 0,5 и 1,0. С помощью полученных импульсных откликов объяснить,
почему фильтр с более крутой характеристикой имеет большие выбросы. Объяснить,
почему коэффициент скругления не влияет на межсимвольные искажения. Приме-
чание: Предполагается синхронный поток коротких импульсов
4.8. Вывести спектральную плотность мощности равновероятной случайной дво-
ичной последовательности импульсов, форма которых описывается функцией вида
±/icos(irt/T5). Изобразить спектральную плотность мощности в децибелах и срав-
нить результат с измеренной спектральной плотностью, изображенной на рис. 4.2.15.
Считать, что скорость передачи 32 кбит/с.
4.9. Схема восстановления несущей (СВН) в демодуляторе BPSK содержит пе-
ремножитель (см. рис. 4.3.4, точка В), за которым включена схема ФАПЧ. Что
случится, если не использовать перемножитель? Выполняет ли этот нелинейный
элемент (перемножитель) важную функцию в СВН?
4.10. Частотная характеристика передающего и приемного фильтров НЧ, изо-
браженных на рис. 4.2.12,а, удовлетворяет критерию Найквиста по отсутствию меж-
символьных искажений Предположим, что затухание в этом низкочастотном кана-
ле Найквиста в области низких частот равно 0 дБ. Будем считать, что передающий
и приемный фильтры одинаковы, за исключением амплитудного корректора вида
х/ sinx. Этот корректор является неотъемлемой частью передающего фильтра По-
казать, что если входная последовательность представляет собой равновероятную
случайную последовательность прямоугольных импульсов вида БВН с уровнями +А
или —А вольт, то измеренная на входе приемного фильтра мощность равна А2. Счи-
тать, что импеданс 1 Ом. Показать, что эта мощность не зависит от коэффициента
скругления — модели канала с характеристикой приподнятого косинуса. Дать фи-
зическое объяснение полученным результатам. Показать, что мощность на выходе
приемного фильтра (на входе порогового компаратора) равна А2 [(4 — а)/4].
4.11. Сформулировать необходимые условия эквивалентности между додетек-
торным приемным ПФ и последетекторным (последемодуляционным) ФНЧ, пока-
занными на рис. 4.2.1. Важен ли ФНЧ в обоих демодуляторах? (Подсказка: Что
произойдет, если не устранить спектральные компоненты второго порядка?)
4.12. Изобразить форму выходных ВЧ сигналов модулятора сигналов BPSK с
фильтром и без фильтра. Отметить разницу в форме огибающей. Какое влияние
оказывают на флуктуации огибающей коэффициент скругления (пологость) фильтра
и частота среза? Достаточно дать качественные пояснения.
4.13. Пусть последовательность символов сообщения (показана на рис. 4.3.3)
сначала кодируется относительным кодом, а затем осуществляется процесс двоич-
ной фазовой манипуляции. Структурная схема демодулятора DBPSK приведена на
рис. 4.3.3. Показать, что этот демодулятор правильно восстанавливает исходную
последовательность {!>&}. Считать, что шум в канале пренебрежимо мал.
4.14. Нарисовать спектральную плотность мощности нефильтрованного сигна-
ла BPSK, если частота немодулированной несущей /о = ?0 МГц, а скорость переда-
чи ft, — б Мбит/с. Считается, что (а) источник сообщения выдает периодическую
двоичную последовательность символов вида 101010... и (б) источник выдает дво-
ичную случайную последовательность равновероятных символов. Отметить разницу
26-4
дискретной и непрерывной частей спектра в случаях (а) и (6) Изобразить соот-
ветствующую спектральную плотность передаваемого сигнала в системе с фильтром
Найквиста. Считать, что коэффициент скругления а = 0,5 и в передатчике имеется
амплитудный корректор вида х/ sinx.
4.15. Возможным вариантом согласованного приемного фильтра может служить
интегратор со сбросом. Описать вид сигналов, для которых приемник с интеграто-
ром со сбросом является оптимальным. Отметим, что этот приемник не является
оптимальным в случае передачи синхронных импульсных сигналов с ограниченной
полосой. Почему? (Подсказка: Схема интегратора со сбросом является возмож-
ной реализацией фильтра с характеристикой ho(t) = s(T - t), если s(t) — сигнал,
имеющий бесконечную полосу.)
4.16. В системе BPSK с бесконечной полосой и fb = 10 Мбит/с (показана на
рис. 4.3.3: полосовые фильтры на рисунке исключены) приемным фильтром являет-
ся RC фильтр НЧ с полосой /3дБ по уровню 3 дБ. Определить ширину полосы /3дБ,
обеспечивающей максимальное отношение сигнал/шум (среднеквадратическое). По-
казать, что для RC фильтра Ре приблизительно в 10 раз выше, чем для идеального
приемника. Это соответствует разнице в 1 дБ для S/N при Рс = 10-6. (При-
мечание: Если канал не имеет ограничения по полосе, то идеальным фильтром
приемника является интегратор со сбросом.)
4.17. Объяснить принципиальные отличия и сходство приемников с согласован-
ным фильтром и фильтром Найквиста. Когда эти приемники эквивалентны? По-
пытайтесь ответить на этот вопрос не обращаясь к книге, т.е. найдите мужество
закрыть книгу и написать ответ.
4.18. Четыре состояния фазы системы QPSK с кодом Грея и двоично-десятич-
ным кодированием (ДДК) следующие:
Номер позиции Дибиты Фазы для кода Г рея Фазы для ДДК
1 0 0 225° 225°
2 0 1 135° 135°
3 1 1 45° -45°
4 1 0 -45° 45°
Сколько ошибок в битах возникает в результате трансформации соседних сим-
волов? Внимательно проанализируйте системы с кодом Грея и ДДК. Зависит ли
количество ошибок, вызванных неправильными решениями в соседних символах, от
состояния фазы сигнала?
4.19. Пусть формирование спектра в модуляторе сигналов QPSK осуществля-
ется предмодуляционными ФНЧ. В другом модуляторе сигналов QPSK он форми-
руется послемодуляционным ПФ. Скорость передачи и частота несущей в обоих
модуляторах одинаковы и равны соответственно /ь и /о- Каким условиям должны
удовлетворять соответствующие фильтры, если спектральные плотности формиру-
емых сигналов одинаковы?
4.20. Объяснить разницу между системами QPSK и QPSK со сдвигом (O-QPSK).
Проще или сложнее относительный кодер/декодер модема О-QPSK, чем у QPSK? В
какой системе сильнее флуктуации огибающей?
4.21. Сравнить характеристики Ре для систем DQPSK и DEQPSK. В обоих си-
стемах имеются относительные кодеры и декодеры. Какова физическая причина
существенной (около 2 дБ) разницы в требуемом значении Еь/No"!
4.22. Каково требуемое значение отношения С'/Л' для модема DQPSK со ско-
ростью 45 Мбит/с при Рс = 10-4? Считать, что шумовая полоса приемника рав-
на 30 МГц.
4.23. Наклон амплитудной характеристики системы QPSK равен 0.4 дБ/МГц.
Скорость системы /(, = 45 Мбит/с. Определить необходимое отношение Еь/Nq,
если задана Ре = 10~4, а неравномерность амплитудной характеристики является
единственной причиной искажений
265
4.24. Наклон характеристики группового времени запаздывания системы О-
QPSK равен 0,6 нс/МГц. Определить необходимое значение отношения E^/No, если
задана вероятность Рс = 10—4, а неравномерность характеристики группового вре-
мени запаздывания является единственной причиной искажений.
4.25 Объяснить различие в фазовых переходах обычной QPSK, О-QPSK и MSK
Почему фазовые переходы в О-QPSK ограничены значениями ±90°? Почему нет
резких фазовых переходов в MSK (т.е. почему MSK является системой с непрерывной
фазой)? (Подсказка: Отмечаем необходимость строгого выполнения соотношения
между девиацией частоты и скоростью передачи (выражение (4.3.21а)).
4.26 Ширина основного лепестка спектра сигналов MSK равна (3/4)/ь, где /ь
— скорость передачи. Объяснить, почему может быть достигнута спектральная эф-
фективность, равная 2 бит/(с-Гц)? Показать, почему можно иметь РЧ фильтр с
минимальной полосой, которая меньше половины ширины основного лепестка спек-
тра? (Подсказка: Еще раз рассмотреть обобщенную теорему Найквиста о передаче
без межсимвольных искажений и эквивалентность полосовых и НЧ каналов.)
4.27. Сравнить спектры систем QPSK, O-QPSK, MSK и FQPSK-1 с ограничением
полосы и жестким амплитудным ограничением и без ограничения полосы. Опреде-
лить, у какого вида модуляции в наименьшей степени происходит восстановление
боковых лепестков спектра. Насколько происходит восстановление уровня боковых
лепестков у обычной QPSK на частоте 1,5/Т3?
4.28. Ширина спектра модулированного сигнала QPSK ограничена идеальным
фильтром Найквиста. Коэффициент скругления фильтра а = 0,3, имеется апер-
турный корректор вида i/smx. Фильтрованный сигнал ограничен по амплитуде
идеальным безынерционным ограничителем. Считать, что используется идеальный
когерентный демодулятор, а среда передачи без шумов и имеет бесконечную полосу.
Возникают ли перекрестные помехи в каналах 1 и Q? Если да, то почему?
4.29. Объяснить физическую причину значительного увеличения Ре с ростом
пик-фактора помехи
4.30. Спутниковая система должна работать при $ 10~8. Обеспечивается
отношение C/N = 17 дБ. Какова максимальная мощность помехи (т.е. минималь-
ное отношение С/7), если (а) помеха представляет гармоническое колебание и (б)
помеха состоит из суммы двух гармонических колебаний с одинаковой мощностью?
Считать, что эти гармонические колебания независимы (Подсказка: Рассчитать
пик-фактор двух гармонических колебаний.)
4.31. При Ре = 10-4 определить необходимое значение Еь/Nq для беспровод-
ной цифровой системы с нелинейным усилением, если используются сигналы (а)
GMSK с ВТъ — 0,25 и (6) FQPSK-1. Считать канал со стационарным АБГШ.
4.32. Определить спектральную эффективность систем GMSK, MSK и FQPSK-
1 с нелинейным усилением. Считать, что спектральная эффективность, бит/(с-Гц),
определяется по уровням спектральной плотности (а) —20 дБм и (6) —30 дБм. Уро-
вень, дБм. отсчитывается относительно значения спектральной плотности мощно-
сти в центре полосы.
4.33. Разработать новый вид модуляции и модем Сравнить спектральную эф-
фективность нового вида модуляции и характеристику Ре = /(£ь/М>) с характе-
ристиками FQPSK1, FQPSK-KF и GMSK с ВТъ — 0,5. (Примечание: Новый вид
модуляции скорее всего попадет в семейство запатентованных видов модуляции и
модемов типа FQPSK.)
4.34. Изобразить спектральные плотности сигналов DQPSK и FQPSK-1 с ли-
нейным и нелинейным усилением. Для обычной DQPSK считать, что используются
фильтры с характеристикой корень квадратный из приподнятого косинуса и коэф-
фициентом скругления а = 0,3, передающий апертурный корректор вида x/sinx.
Сравнить полученные результаты.
Глава 5
Кодирование с исправлением
и обнаружением ошибок
5.1. Требования к контролю ошибок
В замечательной работе, опубликованной в 1948 г., К Шеннон вы-
сказал мнение, что в условиях воздействия шума характеристики систе-
мы связи ограничены. Он показал, что ошибки, возникающие в кана-
ле связи с шумом, можно исправить так, чтобы они достигли любо-
го необходимого уровня без снижения скорости передачи информации
путем введения избыточности при условии, что скорость передачи ин-
формации остается ниже пропускной способности канала. Справедливо
и обратное утверждение, заключающееся в том, что без введения из-
быточности передача без ошибок в условиях воздействия шума невоз-
можна. После появления работы К. Шеннона специалистами в области
теории информации и кодирования было предложено много эффектив-
ных методов кодирования и декодирования для контроля ошибок, что
позволило считать кодирование эффективным средством обеспечения
высокой надежности передачи в современных цифровых системах свя-
зи. В этой главе приводится описание нескольких схем обнаружения и
исправления ошибок для цифровых систем радиосвязи.
Если требуется контроль ошибок, то целесообразно использовать
коды с хорошей обнаруживающей и исправляющей способностью паке-
тов ошибок, либо с перемежением кодированных символов, либо с тем
и другим свойством, так как канал радиосвязи очень часто подвержен
воздействию глубоких замираний.
Перемежение рандомизирует статистику группирующихся в пакеты
ошибок из-за воздействия глубоких замираний и разрушает «память»
канала [307]. В этом случае для канала радиосвязи применимо боль-
шинство результатов теории кодирования, сформулированных для ка-
налов без памяти. Ниже в большинстве случаев предполагается, что
перед передачей кодовые символы подвергаются процедуре перемеже-
ния, поэтому последовательно принимаемые двоичные символы незави-
симы. Сначала будет рассмотрена процедура перемежения, затем даны
267
описания и оценки эффективности блоковых и сверточных кодов. В за-
ключение обсуждается контроль ошибок посредством автоматического
запроса повторной передачи (АЗПП).
5.2. Перемежение
Перемежение представляет собой эффективный метод борьбы с
группирующимися ошибками в канале с замираниями. Идея метода
заключается в «рассеянии» символов кодового слова: символы долж-
ны находиться друг от друга на таком расстоянии, чтобы быть подвер-
женными независимым замираниям. При независимых замираниях сим-
волы, пораженные пакетом ошибок, принадлежат различным кодовым
словам. Поэтому влияние пакета ошибок распределяется по всему со-
общению, и появляется возможность восстановить данные с помощью
исходного кода, исправляющего ошибки [348].
Известно несколько типов перемежителей, реализующих диагональ-
ное [133], сверточное [113,266], межблоковое [133] и блоковое [203, 307]
перемежение. Вероятно наиболее простым из четырех типов перемежи-
телей является блоковый, в котором Л кодовых слов исходного кода
размещаются в виде А строк прямоугольной матрицы, а их считывание
для передачи осуществляется по столбцам, как показано на рис. 5.2.1
[203]. Независимо от начала возникновения пакета ошибок длиной А
он будет поражать только один символ каждой строки. Таким обра-
зом, если исходный код обладает способностью исправлять одиночные
ошибки в пределах кодового слова, то код с перемежением будет ис-
правлять одиночные пакеты ошибок длиной А или менее [203]. Если
же исходный код может исправлять одиночные пакеты ошибок длиной
I или менее, то код с перемежением будет исправлять одиночные па-
кеты длиной А/ или менее.
Рис. 5.2.1. Передача кода с блоковым перемежением Каждое кодовое слово
содержит п символов (к информационных и п — к избыточных символов). Пря-
моугольная таблица содержит А кодовых слов. Параметр А называется глубиной
перемещения [202]
268
5.3. Блоковое кодирование
5.3.1. Блоковое кодирование и хеммингово
расстояние: основные понятия и определения
Структурная схема поясняющая процесс передачи сообщений в си-
стеме с блоковым кодированием, изображена на рис. 5.3.1,а. Источник
двоичной информации вырабатывает последовательность символов со-
общения со скоростью R симе./с. Эти символы группируются в блоки
длиной к символов. В каждый блок добавляется (n — к) избыточных
символов и образуется кодовое слово (n,fc) избыточного блокового ко-
да. Эти избыточные символы иногда называют проверочными. Так
как каждое слово, содержащее к символов, переносит только к бит ин-
формации, то скорость передачи информации на выходе кодера равна
к/п бит/симв Величина к/п называется кодовой скоростью. Таким
образом, в кодере осуществляется преобразование двоичной информа-
ционной последовательности (101101...), содержащей к бит:
X = (х!,х2,...,хк) (5.3.1)
fc-символьная
информационная
Структура кодового слова (п, к)
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
1 0 1 1 0 с 1 0 1 0 0 1 ° 1 1 0
1 2 4 5 6 7 8 9 10 11 т 12 1 13 14 15 16
1 0 0 3 1 0 1 0 0 м 1 1 0
б)
Рис. 5.3.1. Блоковое кодирование-декодирование и расстояние Хемминга: а
— структурная схема кодера-декодера (п, к) блокового кода [1 1 О); б— расстояние
Хемминга. четыре стрелки указывают на то, что два кодовых слова, содержащих
ошибки, отличаются в четырех позициях, т.е. расстояние Хемминга равно 4
269
в двоичное кодовое слово длиной я бит
? = (3/1,У2, ,Уп) (5.3.2)
путем соответствующим образом сформированных проверочных сим-
волов.
В декодере осуществляется обратная операция, по принятой по-
следовательности символов
z = (zi,z2,...,z„) (5.3.3)
определяется наиболее вероятное переданное кодовое слово
Если все переданные кодовые слова равновероятны, а канал связи
не имеет памяти, то в качестве наиболее вероятного переданного слова
выбирается то, которое ближе всего в смысле хеммингова расстояния
находится к принятому кодовому слову. Расстояние Хемминга между
последовательностями Y и Z оценивается как вес (число двоичных еди-
ниц) слова, образованного путем посимвольного сложения по модулю
2 последовательностей Y и Z.
Пример 5.3.1. Определим хеммингово расстояние между двумя кодовыми
словами, приведенными на рис. 5.3.1,^. Принятое кодовое слово отличается от пере-
данного в позициях с номерами 3, 6, 12 и 13. Поэтому хеммингово расстояние равно 4
Наиболее характерной ситуацией использования кодирования явля-
ется случай передачи дискретных сообщений в реальном времени при
ограниченной мощности передатчика. Это означает, что п-символьное
кодовое слово должно быть передано за время, равное времени передачи
k символов источником сообщения. Если это условие не выполняется,
то кодирование не имеет смысла, поскольку последовательность переда-
ваемых символов сообщения может быть считана с меньшей скоростью.
В результате характеристики помехоустойчивости могут быть улучшены
за счет увеличения энергии передаваемых символов.
Пусть мощность передатчика равна S, а длительность сообщения,
содержащего k символов, равна Tw. Тогда энергия сигнала, приходяща-
яся на слово сообщения, равна STW, а энергия на символ — STw/k. В
случае блокового избыточного кодирования имеющаяся энергия распре-
деляется между символами, поэтому энергия, приходящаяся на кодовый
символ, равна STw/n. Так как п > к, то при кодировании энергия, при-
ходящаяся на символ, уменьшается. Это приводит к тому, что в системе
с избыточным кодированием вероятность ошибки на символ оказывает-
ся выше, чем в системе без кодирования. Если код обладает высокой
корректирующей способностью, то (я — Е) проверочных символов «оты-
грывают» эти потери и обеспечивают дополнительный выигрыш, кото-
рый принято называть энергетическим выигрышем кодирования (ЭВК).
ЭВК является количественной мерой эффективности кодирования. ЭВК
оценивают путем сопоставления либо вероятности ошибочного приема
сообщения, либо вероятности ошибочного приема символа сообщения в
270
Рис. 5.3.2. Вероятность ошибки в символе и кодовом слове Голея (23,12) [110].
В качестве упражнения введите еще одну горизонтальную ось, на которой отложите
значения Еъ/No- Будьте внимательны при пересчете энергии символа на энергию
бита, а также соответствующих вероятностей ошибки
системах с кодированием и без кодирования. Если обозначить вероят-
ность ошибки в символе в системах с кодированием и без кодирования
соответственно как qc и qu, то вероятность ошибки в слове без кодирова-
ния и с кодированием будут определяться соответственно выражениями
Pweu — 1 — (1 9u) I
»=е+1 ' '
(5.3.4)
(5.3.5)
где I = ——-—г- — число возможных комбинации из п симво-
\и) г!(л — 1)!
лов, содержащих i ошибок
Здесь предполагается, что код имеет минимальное хеммингово рас-
стояние </mjn и исправляет все ошибки кратности
е — A^min !)•
(5.3.6)
Коды, для которых (5.3.5) выполняется строго, называются совер-
шенными. Примером совершенных кодов служит код Хемминга, испра-
вляющий одиночные ошибки, и код Голея Другие коды могут испра-
влять некоторые конфигурации ошибок, кратность которых превыша-
ет е. Для этих кодов выражение (5.3.5) следует трактовать как по-
лезную верхнюю границу.
271
Рис. 5.3.3. Вероятность ошибки в некодированном и кодированном кодом Го-
лея словах при воздействии гауссовского шума. (Из [191].)
Пример 5.3.2. Рассмотрим код (23.12), называемый кодом Голея. Этот код
исправляет все конфигурации ошибок, кратность которых не превышает три. При
когерентном приеме BPSK сигналов вероятности ошибки в символе в системе с ко-
дированием и без кодирования определяется соответственно как
= - erfc
Чс = ~ erfc
Вероятности ошибки приема слова в системе без кодирования и в системе с
кодированием соответственно равны:
23
fweu = |1 — (1 — ?u)12|; Рwee = ~ 9с)23-1.
• = 4
Результаты вычислений вероятности ошибки приведены на рис. 5.3.2.
Следует отметить, что кривые зависимостей qu и qc от STW /No от-
стоят друг от друга на 2,6 дБ, которые соответствуют 10lq(n/k) при
п = 23, к = 12.
На рис. 5.3.3 приведены характеристики помехоустойчивости кода
Голея при воздействии гауссовского шума для системы с DPSK
5.3.2. Коды повторений
Наиболее простой блоковый код вида (n, 1), который позволяет по-
нять концепцию исправления ошибок и оценить характеристики кода,
известен как код повторений. В нем значение информационного симво-
ла повторяется (л — 1) раз, т е. (п — 1) проверочных символов являются
повторением информационного. Кодовая скорость 1/п при достаточно
больших п оказывается крайне низкой. Минимальное расстояние ко-
да равно п и при достаточно больших п коды повторений обладают
272
Рис. 5.3.4. Вероятность ошибки для кодов повторений. Результаты приве-
дены для n = 1, 3, 5, 11 [110]
высокой исправляющей способностью. Поскольку минимальное рассто-
яние равно п, то кратность исправляемых ошибок в кодовом слове будет
составлять е = (п — 1)/2. На рис. 5.3.4 приведены интересные резуль-
таты, касающиеся кодов повторений.
5.3.3. Линейные блоковые коды
В линейно-блоковом коде /-й символ кодового слова представляет
собой линейную комбинацию k информационных символов. В матрич-
ной форме записи это выглядит так:
где G— порождающая матрица кода, содержащая к строк и п столбцов;
X — информационная последовательность.
Для систематического кода первые к символов кодового слова явля-
ются информационными. Порождающая матрица систематического ко-
да имеет вид
G = 1 0 . 0 0 1 0 0 ... 0 1 Pi.fc+1 ff2,fc+l fffc.Jt-H • • • Р1,п 92,п 9к,п . (5.3.7)
ИЛИ где I — единичная матрица G = [7fc к х к. Р], (5.3.8) Р представляет последние (п — к)
столбцов порождающей матрицы.
273
С. порождающей матрицей
линейного кода связана так называемая
проверочная матрица:
ffl.k + l P2,k+1 9l,k+2 92,k+2 «»• 9i,n • ’ ’ 92,n
н = 9k,k + l 1 9k,k+2 0 • • « 9k,n ... 0 (5.3.9)
й = [ . 0 Р ...in 0 -d- ... 1 _ (5.3.10)
Декодирование линейного кода осуществляется умножением по-
следовательности символов на выходе приемника на проверочную ма-
трицу Н, в результате которого формируется слово, так называемый
синдром S:
S = ZH.
(5.3.11)
Так как рассматриваются двоичные коды, то принятая последова-
тельность представляет собой сумму по mod 2 переданного кодового
слова и n-символьной последовательности ошибок Ё, т е. синдром мо-
жет быть выражен как
S = (У®Ё)Н = УН® ЁН.
В [11] показано, что синдром определяется соотношением
Ё=ЁН. (5.3.12)
Таким образом, синдром, состоящий из всех нулей, указывает на
то, что принятая последовательность принадлежит множеству кодовых
слов линейного кода Это означает, что при приеме либо не произо-
шло ни одной ошибки, либо конфигурация ошибок оказалась такой, что
трансформировала переданное кодовое слово в другое кодовое слово.
Если минимальное кодовое расстояние кода равно dmln, то должно про-
изойти по крайней мере </min ошибок для трансформации одного ко-
дового слова в другое.
Процесс декодирования заключается в определении для каждого
синдрома вектора ошибок минимального веса, удовлетворяющего урав-
нению S = ЁН. Этот вектор ошибок суммируется по модулю 2 с
принятой последовательностью Z для получения наиболее вероятного
переданного слова.
274
5.3.4. Коды Хемминга, исправляющие одиночные
ошибки
Для иллюстрации кода, исправляющего одиночные ошибки, рас-
смотрим проверочную матрицу в следующей форме:
Л1
^2
(5.3.13)
где hj — вектор-строка, состоящая из (п — к) символов. С учетом этого
уравнение (5.3.12) может быть представлено в следующем виде:
(5.3.14)
Из этого следует, что при наличии одиночной ошибки в кодовом
слове из п символов, например в j-й позиции, последовательность оши-
бок состоит из всех нулей за исключением единицы в j-й позиции, и
тогда
S = hj. (5.3.15)
Поэтому при появлении одиночной ошибки в j-й позиции принима-
емого кодового слова формируется синдром, равный j-й вектор-строке
проверочной матрицы. Если необходимо обнаруживать все одиночные
ошибки, то все вектор-строки, образующие проверочную матрицу, долж-
ны быть различными При этом вектор, содержащий все нули, должен
быть исключен, поскольку нулевой синдром означает отсутствие оши-
бок. Поскольку имеется 2n-fc различных последовательностей длиной
(п — А’), то проверочная матрица содержит 2n-fc — 1 строк. Таким обра-
зом, п и к связаны между собой соотношением
п = 2п-к-1, (5.3.16)
где (n — fc) — количество проверочных символов.
Пример 5.3.3. Код Хемминга (7.4). Рассмотрим код с п — к = 3 провероч-
ными символами. Имеется 23 — 1 = 7 последовательностей длиной 3 (исключается
последовательность из всех нулей). Эти семь последовательностей являются строка-
ми проверочной матрицы. Из этого следует, что п = 7 и к = 4. Для систематического
(7,4) кода первые четыре строки проверочной матрицы представляют собой после-
довательности, содержащие более одной двоичной 1. Порядок следования строк
275
Сдвиг Вход Ключ Коммутатор Hj ft2 Вз Выход
1 2 3 4 5 6 7 1 0 1 1 С А 10 0 С А 0 10 С А 0 0 1 С А 10 0 0 В 0 10 0 В 0 0 1 о в ооо б) 1 0 1 0 0 1 1
Рис. 5.3.5. Кодирование циклическим кодом (7,4) (из [111]): а — структурная
схема кодера, б — таблица содержимого регистра сдвига кодера
произвольный и никак не влияет на характеристики кода. Таким образом, одна из
возможных проверочных матриц кода, исправляющего одиночные ошибки, имеет вид
0 1 1-
1 0 1
1 1 0
н = 1 1 1
1 0 0
0 1 0
.0 0 1.
(5.3.17)
Этой проверочной матрице соответствует
кода:
'1 0 0 0 0
л _ 0 10 0 1
- 0 0 10 1
0 0 0 1 1
следующая порождающая матрица
1 1'
0 1
1 0
1 1
(5.3.18)
Информационной последовательности X =[1011] соответствует кодовое
слово
Y = Х(5[1 0 110 10].
Если ошибка произошла в пятой позиции, то принимаемая последовательность
и синдром имеют соответственно следующий вид
z=Yqe= [loiiii о].
s = zh = [1 о 1111 о]
0 1
1 о
1
1
о
1
о
1-
1
о
1
о
о
1.
= [10 о].
1
1
1
о
о
276
Так как синдром совпадает с пятой строкой проверочной матрицы, то ошиб-
ка произошла в пятой позиции.
Теперь предположим, что ошибки имели место во второй и пятой позициях,
так что вектор ошибок
£ = [0 1 00 100].
Принятая последовательность
£ = [1111110],
и ей соответствует синдром
S = 2Й = [0 0 1].
ошибочно указывающий на то, что ошибка произошла в седьмой позиции.
Причина этого ошибочного решения заключается в том, что код, формируемый
согласно (5.3.17), имеет расстояние 3 и не способен исправлять двойные ошибки,
для исправления которых необходимо иметь расстояние 5. Однако при этом он об-
наруживает наличие ошибок. На рис. 5.3.5 приведена структурная схема кодера,
иллюстрирующая процедуру кодирования.
5.3.5. Циклические коды
Эти коды также относятся к классу линейных блоковых кодов и
являются наиболее распространенными. Особенность этих кодов состо-
ит в том, что если некоторое кодовое слово принадлежит коду, то и его
циклические перестановки также принадлежат коду. Иными словами,
(п — 1) кодовых слов могут быть сформированы путем циклического
сдвига одного кодового слова. Все множество кодовых слов может быть
получено путем циклических сдвигов других кодовых слов. Достоин-
ством этого класса кодов является относительно простая аппаратурная
реализация кодеков, основными элементами которой являются регистры
сдвига и сумматоры по модулю 2
Кодирование и вычисление синдрома при декодировании могут
быть осуществлены с помощью либо ^-разрядного либо (п — ^-раз-
рядного сдвига.
Подробное описание свойств циклических кодов, а также алгорит-
мов декодирования и их реализации приводится в [19, 48, 202, 256].
В каждой из этих книг содержатся математические основы реализации
кодеров и декодеров. Проиллюстрируем процедуру кодирования цикли-
ческим кодом на простом примере
Пример 5.3.4. На рис. 5 3 5 приведена структурная схема кодера циклическо-
го кода (7,4), в которой используется трехразрядный регистр сдвига Работа кодера
иллюстрируется для входного слова 10 10. Как показано на рис. 5.3.5,<1, для
первых четырех сдвигов ключи замкнуты (замкнутое положение обозначено С), а
переключатель находится в положении А В течение этого интервала информацион-
ная последовательность поступает на вход канального модулятора и регистра сдвига.
Затем ключи размыкаются (разомкнутое положение обозначено 0), а переключа-
тель переводится в положение В. Три проверочных символа подаются на выход
и завершают процедуру формирования кодового слова. Информационной последо-
вательности 10 10 соответствует проверочная последовательность 0 11. Таким
образом полное кодовое слово есть 1010011
277
Сдвиг Вход Ключ R] Н2 Дз И S± S2 S3 S4 S5 Ss S7 Выход
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
С
С
С
С
С
с
с
о
о
о
о
о
о
о
10 0-1------
0 10-01-----
00 1-101----
000-1101---
000-01101--
100-101101-
110-1101101
1 1 1 о - 1 1 о 1 1 о ГТ
0 110--11011 о
0010---1101 1
1001----110 1
0100-----11 о
1010------1 1
1100------- 1
б)
Рис. 5.3.6. Декодирование циклического кода (7.4): а — структурная схема
декодера; б — таблица содержимого регистра сдвига декодера
Структурная схема декодера изображена на рис. 5.3.6,а. Рассмотрим ее работу,
предполагая, что ошибка произошла в четвертой позиции и принимаемая последо-
вательность есть 10 110 11 Обработка полного кодового слова осуществляется
за 14 сдвигов Состояние ключей и регистров сдвига для всех 14 сдвигов приведены
на рис. 5.3.6,6 На выходе логической схемы «И» единица появляется при нали-
чии трех единиц на входе. Поэтому для формирования единицы на выходе схемы
И необходимо, чтобы содержимое регистра R было 10 0 Это условие выполняется
при двенадцатом сдвиге, поэтому четвертый символ принятой последовательности
инвертируется в процессе ее продвижения на выход декодера.
Если для заданного декодера построить порождающую и проверочную матри
цы, то легко убедиться, что ошибке в четвертой позиции будет соответствовать син-
дром 0 11. Таким образом, верхняя часть декодера фактически представляет со-
бой генератор синдрома.
Теперь вкратце остановимся на наиболее важном и гибком классе
циклических кодов — кодах БЧХ
278
5.3.6. Коды Боуза-Чоудхури-Хоквингема
(коды БЧХ)
В классе циклических кодов, вероятно наиболее важным является
подкласс так называемых БЧХ-кодов. Эти коды могут быть построены
для широкого диапазона длин блока, кодовых скоростей и исправля-
ющей способности В частности, если е — кратность исправляемых
ошибок в пределах блока, т — произвольное целое число, то длина
кодового слова число проверочных символов и кодовое расстояние удо-
влетворяют соответственно соотношениям
п = 2m - 1,
п — k те;
</> 2е- 1.
(5.3.19)
(5.3.20)
(5.3.21)
В табл 5 3 1 в качестве примера приведены соотношения между па-
раметрами некоторых БЧХ-кодов. Значение к при заданных значениях
п и ? не так легко определить. Однако для малых значений е выпол-
няется равенство (5.3.20) Согласно данным табл 5.3.1 при п = 63 оно
выполняется при е 4. Отметим, что при е = 1 параметры п и k со-
ответствуют параметрам кода Хемминга. Иначе говоря код Хемминга
также является БЧХ-кодом, исправляющим одиночные ошибки Так как
БЧХ-коды относятся к циклическим кодам, то кодирование и декодиро-
вание осуществляется с помощью простых схем, содержащих регистры
сдвига Характеристики некоторых БЧХ-кодов в канале с аддитивным
белым гауссовским шумом (АБГШ) будут приведены в разд 5 3.7.
Таблица 5.3.1. Параметры БЧХ кодов различной длины — от 7 до 255: п —
длина кода, к — число информационных символов в кодовом слове, е — крат-
ность исправляемых ошибок [256]
п к С п к е п к е п к е
7 4 1
15 11 1 10 13 8 31 115 21
7 2 7 15 255 247 1 107 22
5 3 127 120 1 239 2 99 23
31 26 1 113 2 231 3 91 25
21 2 106 3 223 4 87 26
16 3 99 4 215 5 79 27
11 5 92 5 207 6 71 29
6 7 85 6 199 7 63 30
63 57 1 78 7 191 8 55 31
51 2 71 9 187 9 47 42
45 3 64 10 179 10 45 43
39 4 57 11 171 11 37 45
39 5 50 13 29 47
279
5.3.7. Коды Голея
Код Голея относится к числу наиболее интересных. Он позволяет
исправить ошибки высокой кратности (е > 1) и является также совер-
шенным кодом. Код Голея (23,12) является циклическим и исправля-
ет все конфигурации ошибок, кратность которых не больше трех С
кодом Голея (23,12) связан код (24,12), который образуется добавле-
нием символа проверки на четность к кодовым словам кода (23,12).
Эти коды имеют соответственно минимальное кодовое расстояние, рав-
ное 7 и 8. Поэтому код (24,12) кроме исправления ошибок кратности
5 обеспечивает обнаружение ошибок кратности 4 при незначительном
изменении кодовой скорости. Код (24,12) является одним из наибо-
лее распространенных.
Характеристики кода Голея (23,12) приведены на рис. 5.3.7.. На ри-
сунке использованы следующие обозначения: Рьес — вероятность ошиб-
Рис. 5.3.7. Зависимость вероятности ошибки на бит для кода Голея (23 12)
(Из [111] )
280
ки на бит после декодирования; Pwee — вероятность ошибочного деко-
дирования слова (вероятность ошибки в слове); к — число информаци-
онных символов; п — число символов в кодовом слове.
5.3.8. Коды Рида-Соломона
Среди недвоичных БЧХ-кодов особое место занимает весьма полез-
ный подкласс кодов Рида-Соломона (PC-кодов). В кодере PC-кода с
параметрами (п,к,е), п = 2’ — 1, формируется один из п символов из
поля Галуа GF(2S) для каждой группы, содержащей последовательно
следующие информационные символы. Для каждого блока, состоящего
из к таких символов, формируется более длинный блок из п символов
После перемежения каждый символ преобразуется обратно в эквива-
лентную двоичную форму для передачи. Коды Рида-Соломона имеют
максимально возможные минимальное кодовое расстояние и корректи-
рующую способность по сравнению с любым линейным кодом с одина-
ковыми значениями п и к Кроме того, эти коды оказываются весьма
эффективными для борьбы с группирующимися в длинные последова-
тельности ошибками (пакетами ошибок), характерными для каналов с
памятью Это обусловлено тем, что наличие одиночной ошибки в ко-
довом символе эквивалентно наличию S ошибок в последовательности
двоичных символов. Вероятность ошибочного декодирования слова РС-
кода определяется выражением
Ршее
п
где Р,е — вероятность ошибки в кодовом символе, определяемая как
<Zc(i - ЧсУ
Вероятность ошибки в кодовом символе после декодирования может
быть представлена следующим образом:
Если, кроме принятых допущений об отсутствии памяти в канале
(из-за наличия перемежения) и независимости последовательно следу-
ющих двоичных символов, предположить равновероятность появления
символов PC-кода, то ошибка в канале будет преобразовывать с равной
вероятностью истинный символ в любой из (л — 1) оставшихся ошибоч-
ных символов Поэтому вероятность ошибки на бит после декодирова-
ния можно оценить с помощью выражения [47 300]
2*“1
Pbee < Г Рзсс-
2’ — 1
281
5.3.9. Сравнительные характеристики блоковых
кодЬв
На рис. 5.3.8 приведены характеристики некоторых блоковых кодов.
При их построении предполагалось, что при ошибочном декодировании
кодового слова появляются ошибки во всех информационных символах.
Поэтому приведенные кривые соответствуют границам для наихудшей
ситуации. Использовалось также приближенное соотношение (5.3.6).
Из представленных на рис. 5.3.8 зависимостей следует, что коды
Хемминга (7,4) и (15,11), исправляющие одиночные ошибки, обеспечи-
вают умеренный энергетический выигрыш, оцениваемый по значению
отношения энергии на бит к спектральной плотности шума (Еь/No).
Значение этого показателя превышает 8 дБ. БЧХ-код (127,113), испра-
вляющий двойные ошибки, позволяет уменьшить вероятность ошибки
на порядок при значениях (Еь/No), превышающих 8 дБ. Этот код с
кодовой скоростью 7/8 был принят для использования в спутниковой
Рис. 5.3.8. Сравнение кодов (приведены границы для наихудшего случая)
282
системе связи с многостанционным доступом на основе временного раз-
деления каналов (TDMA) Intelsat-V, обеспечивающей скорость передачи
120 Мбит/с. Код (23,12) является кодом Голея, исправляющим тройные
ошибки. Коды (127,64) и (1023, 688) являются БЧХ-кодами, исправля-
ющими ошибки в кодовом слове кратности 10 и 36 соответственно. Они
обладают более высокой эффективностью.
5.4. Сверточное кодирование
Рассмотрим теперь кодер другого типа, в котором информацион-
ные символы в процессе кодирования не группируются в блоки. Это так
называемый сверточный кодер, который получил широкое распростра-
нение в спутниковых системах связи [20, 111].
5.4.1. Кодирование сверточными кодами
Структурная схема кодера сверточного кода изображена на
рис. 5.4.1. Он содержит Л'-разрядный регистр сдвига, v сумматоров по
модулю 2 и коммутатор, обеспечивающий последовательное подключе-
ние выходов сумматоров по модулю 2 к выходной шине. Так как каждый
входной символ порождает v выходных символов кода, то кодовая ско-
рость равна 1/и. Для заданных мощности передатчика и информацион-
ной скорости при сверточном кодировании, как и при блоковом, увели-
чивается вероятность ошибки в кодовом символе. Однако при соответ-
ствующем выборе структуры кода введенная избыточность позволяет ис-
править ошибки и получить улучшение характеристик системы. Кодовые
скорости выше 1/2 могут быть получены одновременным продвижением
К символов в регистре сдвига в промежутках времени между коммутаци-
ями. В этом случае получается скорость Л'/г>. Важным параметром кода
является длина кодового ограничения, которая определяет число выход-
ных символов кода, на которые оказывает влияние данный входной сим-
вол. Если информационные символы на входе А'-разрядного регистра
А'-разрядный регистр сдвига
Информационные
символы
v сумматоров
по модулю 2
Кодовые символы
Рис. 5.4.1. Обобщенный сверточный кодер
283
Рис. 5.4.2. Пример систематического сверточного кодера со скоростью 1/3
сдвига разбиты на группы по к символов, то в регистре может хранить-
ся К/к таких групп Каждая группа порождает v выходных символов,
поэтому кодовое ограничение равно (K/k)v. Это память кодера
На рис. 5.4.2 приведена схема кодера сверточного кода с кодовой
скоростью 1/3. Для каждого информационного символа формируется
последовательность символов кода (fj, г>2, ^з) согласно правилам
VI = Rr.
V2 — Ri Ф R? Ф 7?3;
^з = Ri ф 7?з,
где Ri — содержимое г-го разряда регистра. Так как первый символ
выходной последовательности совпадает с входным информационным,
то рассматриваемый код относится к классу систематических. Символы
и V3 могут рассматриваться как проверочные.
Выходную последовательность, формируемую для произвольной
входной последовательности, удобно строить с помощью кодового де-
рева. Кодовое дерево рассматриваемого кода изображено на рис. 5 4.3.
Ветви дерева соответствуют входным символам, причем верхние —сим-
волам 0, а нижние —символом 1. Три символа, приписанные каждой
ветви, означают выходную последовательность, соответствующую этой
ветви. Таким образом входная последовательность 10 11 порожда-
ет последовательность 111010100101. Заметим, что после
девяти выходных символов дерево оказывается симметричным относи-
тельно пунктирной линии. Это следует из того, что длина кодового
ограничения равна 9.
Процесс декодирования связан с поиском пути на кодовом дереве,
которое ближе всего (в смысле хеммингова расстояния) располагается
к принятой последовательности Для очень длинных последователь-
ностей такой процесс неприемлем, поскольку для последовательности,
содержащей г символов, требуется «просмотреть» 2Г путей с целью по-
лучения пути с минимальным хемминговым расстоянием. Существует
несколько простых алгоритмов декодирования сверточных кодов, кото-
рые рассматриваются ниже.
284
Рис. 5.4.3. Кодовое дерево для кодера, изображенного на рис. 5.4.2 [150]
5.4.2. Пороговое декодирование
Рассмотрим простой пример, для которого можно легко оценить
выигрыш в надежности передачи. Структурная схема кодера изображена
на рис. 5.4.4,а. Пусть содержимое разрядов регистра есть
— ХП1 ^-2 — ^п — 11
а выходная последовательность
(^п, ® 1)-
Рис. 5.4.4. Пример порогового кодирования: а — кодер; б— декодер
285
Структурная схема порогового декодера, реализующая метод поро-
гового декодирования Мэсси, изображена на рис. 5.4.4,б.
Последовательность символов на входе кодера
(zn ® ® *п-! Фе„),
где е„, е„ — последовательность символов вектора ошибок, возникаю-
щих в канале связи при передаче первого и второго символов соответ-
ственно. Ключ находится в положении А при декодировании первого
символа и в положении В при декодировании второго символа.
Таким образом, содержимое разряда D\ регистра равно
D\ - х„ фе*,
откуда
С*2 = Хп-! фе*-!
Так как содержимое разряда Оя регистра определяется выражением
D3 = хп ф xn_i ф ф Th ф D2,
ТО
D3 = е„ ф e„_j ф е2;
D4 = е*_! фе„_2феп_1.
При соответствующих значениях отношения сигнал/шум в £)3 и D4 со-
держится достаточно информации для надежного решения.
Если оба D3 и D4 равны 1, то имеется две возможности Во-первых,
е„-1 имеет ошибку, во-вторых, е„ или е2 имеет ошибку и е}1_1 или e„_j
имеет ошибку. Для малых вероятностей ошибки в канале вероятность
того, что e*_j равна 1, приблизительно есть qc. В другой ситуации тре-
буется, чтобы в последовательности имели место две ошиб-
ки. Вероятность этого события равна q^. Таким образом, если и
£>2 обе равны 1, то с высокой вероятностью равна 1. Оценить
это можно с помощью пороговой схемы, установив пороговое значение
0,5. Если порог превышается, то с высокой вероятностью обнаружива-
ется ошибка в предшествующем информационном символе (код явля-
ется систематическим).
Вероятность ошибки есть вероятность появления одной или не-
скольких ошибок в последовательности епепеп-1еп-1еп-2 Вероятность
этого события
При малых значениях qc
Р к. 1 — о2
1 wee ~ 1 Ус •
286
Таким образом, улучшение характеристик системы может быть суще-
ственным при малых значениях qc.
Как и в случае блоковых кодов, значение qc должно определяться
с учетом кодовой скорости. Например, если кодовая скорость равна 1/и
и используется PSK, то вероятность ошибки в кодовом символе
I = 2 ",с
Подробное описание работы структурной схемы и характеристик
сверточного кодера со скоростью 3/4 при пороговом декодировании, ис-
пользуемого в спутниковой системе связи Intelsat, можно найти в [111].
5.4.3. Характеристики сверточных кодов
В настоящее время наиболее распространенным алгоритмом деко-
дирования сверточных кодов является алгоритм Витерби, являющийся
алгоритмом максимального правдоподобия. Он впервые был опубли-
кован в 1967 г. [337] и представляется наиболее удобным для декоди
рования сверточных кодов с небольшой длиной кодового ограничения
Описание этого алгоритма здесь не приводится, его блестящее изложе-
ние можно найти в [49, 337]. Кроме того, в этих работах содержатся
описания нескольких других методов декодирования сверточных кодов.
При изучении характеристик систем со сверточными кодами ши-
роко используется метод компьютерного моделирования, и в настоя-
щее время имеется большое число опубликованных результатов. Сре-
ди них следует отметить работу [150], в которой рассмотрена спутни-
ковая система связи с ограниченной мощностью, в которой сверточное
Рис. 5.4.5. Характеристики сверточных кодов для скорости 1/2 [150]
287
кодирование используется в сочетании с PSK и декодированием Витер
би. В ней дан анализ декодеров на основе жестких и мягких решений и
установлено, что в первом случае имеют место энергетические потери 2
дБ. Это согласуется с результатами работы [111].
На рис. 5.4.5 приведены некоторые характеристики сверточных ко-
дов для кодовой скорости 1/2 и различных значений кодового ограни-
чения К (число разрядов регистра) [150].
5.5. Цена исправления ошибок —
снижение скорости передачи
Для того чтобы иметь код с исправлением ошибок кратности I в
сообщении длиной L символов необходимо добавить п — к провероч-
ных символов для двоичного циклического кода или п — к избыточ-
ных символов для линейного блокового кода. Обычно значение п — к
в битах существенно превышает значение t, поэтому пропускная спо-
собность равна к/п.
Исправляющая способность кода и хеммингово расстояние связа-
ны соотношением
£ = (d-l)/2.
Пример. 5.5.1. Код Голея (23, 12) имеет 12 информационных символов и 11
избыточных. Расстояние Хэммига равно 7, и код может исправлять любую комбина-
цию из трех или меньшего числа ошибок в блоке из 23 бит, поэтому пропускная
способность равна 12/23 = 0,52.
Покажем, что снижение скорости передачи позволяет уменьшить вероятность
ошибки. Для этого рассмотрим некодированное и кодированное кодом Голея (23,12)
сообщение длиной к символов и воспользуемся приведенными выше выражениями
для вероятностей ошибки. Для вероятности ошибки в кодовом слове, равной 10-3
(это значение обычно используется в связи), необходимые значения отношения S/N в
системах с кодированием и без кодирования соответственно равны 5 дБ и 9,5 дБ. При
вероятности ошибки в кодовом слове, равном 10-7 (это значение требуют некоторые
компьютеры), необходимые значения отношения S/N в системах с кодированием и
без кодирования соответственно равны 12,5 дБ и 7,7 дБ Таким образом, при за-
данном значении вероятности ошибки в слове, требуемое значение отношения S/N
в системе без кодирования всегда по крайней мере на 4,5 дБ выше, чем в системе с
кодированием кодом Голея. И вполне возможно, что для проектировщика системы
увеличение требуемого отношения S/N на 4,5 дБ при сохранении значения вероятно-
сти ошибки в слове на том же уровне, как при кодировании кодом Голея. окажется
приемлемой платой за увеличение пропускной способности вдвое.
В последующих разделах 5.6 и 5.7 используются материалы пио-
нерской работы в области систем подвижной связи доктора У.К. Ли
[192] и некоторых других публикаций в области методов кодирования
и их приложений.
288
5.6. Вероятность ошибки в слове,
вероятность ложной тревоги и вероятность
ошибки на бит
5.6.1. Определения
Ложное распознавание многочисленных кодов, предназначенных
для выполнения различных функций, в том числе и адресования вы-
зывает раздражение у пользователя и финансовые потери у компании-
оператора. Например, если значение вероятности ложной тревоги (FAR)
(смысл, которой поясняется ниже) оказывается высоким, то может быть
набран адресный номер другого абонента, и такая операционная функ-
ция, как запрос на переход в другую ячейку (handoff), выполнена не
своевременно. Это касается и других функций сигнализации и управле-
ния доступом к каналу. Качество и надежность обслуживания сети бес-
проводной связи в целом снизится, что приведет в результате к умень-
шению емкости системы и снижению доходов из-за потерь абонентов,
получивших отказ в обслуживании.
Показатель FAR должен быть минимизирован при всех условиях,
включающих наиболее плохое распространение радиоволн, слабый сиг-
нал, наихудшую помеховую обстановку.
Пусть Рс — вероятность ошибки на бит. Вероятность того что в
сообщении из L битов тп битов будут ошибочными, будет определять-
ся биномиальным законом
Pe(L,rn)= (^)(l-Pe)L-’n Р?- (5-6.1)
где
( L = fr , (5 6.2)
) (L - ?7l)!77l! ' 7
— биномиальные коэффициенты.
Вероятность ошибки в слове (Pweu) сообщения, содержащего L би-
тов, без избыточного кодирования определяется как
Pweu = 1 — (1 — Pe)L. (5-6.3)
Вероятность ошибки в слове (Pwec), содержащем N битов, с из-
быточным кодированием и возможностью исправления L ошибок или
менее может быть выражена следующим образом:
t
Pwec=^l-^C^P^l-Pc)N-k,
k=o
где
№
k (N — k)l.kl.
(5.6.4)
(5.6.5)
289
Вероятность ошибки в слове (Реи)) представляет собой вероятность
ошибочного приема кодового слова.
Показатель FAR (или Ру) есть вероятность ложного распознава-
ния слова. Он соответствует событию, заключающемуся в том, что в
приемнике сигнал отождествляется с одним словом (сообщением), а
на самом деле было передано другое слово. Если два слова (сооб-
щения) отличаются одно от другого в d символах (битах), то вероят-
ность этого сообщения
Ру = Р/(1 - Pe)L~d. (5.6.6)
Вероятность ошибки в слове и вероятность ложной тревоги разли-
чаются, поскольку при ошибочной интерпретации кодовых слов в пер-
вом случае допускается более частое появление одной и более ошибок.
Например, при проектировании систем беспроводной телефонии вероят-
ность ошибки в слове может быть выбрана равной 10“2, в то время как
вероятность ложной тревоги должна быть выше 10-7.
Пример 5.6.1: Вероятность ложной тревоги. Рассмотрим два кодо-
вых слова, содержащих L = 9 бит:
101011010
110101000
Эти слова различаются в пяти позициях символов, поэтому d = 5. Предполо-
жим, что каждый символ может быть искажен с вероятностью 10-2. Тогда, подста-
вляя значения L = 9, d = 5, Ре — 10“2 в (5.6.6), получаем
Fy = (0,01 )5(1 - 0,01)9~s = 10-7.
Этому значению соответствует появление одной ложной тревоги в 10 млн. испы-
таний. Если 10000 абонентов будут осуществлять вызовы в пределах одной и той же
области и в одно и то же время, то вероятность ложной тревоги будет равна 10-3. Это
означает, что только один из каждой тысячи абонентов будет принимать «ложное»
слово. Конечно, это крайне нежелательно — если кодовые слова сформированы, то
они должны быть приняты фактически без ошибок. При наличии большого количе-
ства ошибок в кодовом слове из 9 бит принятое кодовое слово в кодовом обнаружи-
теле будет интерпретироваться как правильное слово для идентификации некоторого
другого абонента или другой полностью отличающейся операции или функции.
5.6.2. Вероятность ошибки в кодированном слове
для каналов с быстрыми и медленными
замираниями
Рассмотрим вероятность ошибки в кодированном слове в каналах
с медленными и быстрыми релеевскими замираниями Предполагает-
ся, что блоковый (п, £)-код обладает способностью исправлять ошибки
кратности I. Усредненная вероятность ошибки на бит при демодуляции
сигналов с наиболее распространенными видами модуляции, описанны-
ми в гл. 4, будет обозначаться (Ре), где скобки ( ) означают статисти-
ческое усреднение для канала с замираниями.
При наличии релеевских замираний мощность принимаемого моду-
лированного сигнала изменяется в пределах большого динамического
290
диапазона, обычно от 10 до 50 дБ. Длительность замираний зависит
от скорости движения мобильного объекта, рабочей частоты и окружа-
ющей обстановки. При высокой скорости длительность замираний не-
велика, поэтому малы временные интервалы, в течение которых имеет
место малый уровень принимаемого сигнала, низкие значения отноше-
ний С/N и C/I и соответственно относительно короткие отрезки вре-
мени с большим количеством ошибок или пакеты ошибок небольшой
длины. Напротив, при малой скорости движения подвижного объекта
(или окружающей обстановки) длительность замираний велика, поэтому
интервалы времени, в течение которых значения вероятностей ошибки
на бит и в слове будут оставаться высокими, и пакеты ошибок будут
длинными. Вывод аналитических общих выражений для вероятности
ошибки в слове как функций скорости движения объекта и статистики
распространения радиоволн достаточно трудоемок и его не представля-
ется возможным воспроизвести в пределах данной книги. Поэтому ниже
будут рассмотрены два крайних случая: релеевские каналы с быстры-
ми и медленным замираниями. Они хорошо аппроксимируют несколь-
ко реальных ситуаций окружающей обстановки, вызывающей быстрые
и медленные замирания.
5.6.2.1. Канал с быстрыми релеевскими замираниями. Ко-
гда скорость движения подвижного объекта велика и/или изменения
окружающей обстановки происходят быстро, статистика замираний ам-
плитуды сохраняется релеевской, но длительность глубоких замираний
становится соизмеримой с частью длительности символа. В этом случае
отсутствует существенная корреляция условий приема соседних симво-
лов. Поэтому каждый символ может анализироваться независимо. Вы-
ражение для усредненной вероятности ошибки на бит в канале с реле-
евскими замираниями приведено в гл. 4 и на рис. 4.6.3. Усредненная
вероятность ошибки в слове (п, &)-кода, исправляющего ошибки крат-
ности £ определяется следующим выражением:
(Fwec) = 1 - £С?(Ре)‘(1 - (W*'- (5.6.7)
»=0
где Ср — биномиальные коэффициенты, определяемые (5.6.5); см.
рис. 5.6.1-5.6.3.
При £ = 0 из (5.6.7) получаем вероятность ошибки в слове со-
общения
(PweU) = l-(l-(Pe))n. (5.6.8)
На рис. 5.6.1 изображены зависимости, полученные с помощью
(5.6.7) и (4.6.9) при п = 22 и при идеальной передаче сигналов с DPSK
[191]. Там же показана характеристика усредненной вероятности ошибки
на бит для обычной системы с DPSK в канале с релеевскими замирани-
ями. Напомним, что для системы с DPSK здесь предполагается
С. _
N' ~ No'
(5.6.9)
291
Рис. 5.6.1. Вероятность ошибки в кодовом слове Pew при исправлении ошибок
и вероятность ошибки на бит Ре для системы DPSK в канале с релеевскими зами-
раниями. Характеристики Ре = /(Еь/М>) получены с помощью (4.6.9) и рис. 4.6.3,
значение Pwec получено с помощью (5.6.8) при п = 22, £ = О, 1, 3. (Из [192].)
Рис. 5.6.2. Вероятность ошибки в кодовом слове при наличии и отсутствии
повторных передач для системы DPSK. Код без исправления ошибок, п = 22, S —
медленные замирания; F — быстрые замирания; Fi — передача без повторений; S2,
F2 — передача с повторениями, мажоритарный выбор «2 из 3». (Из [192].)
Заметим, что сдвиг пунктирной кривой зависимости (Рс) =
— f (Еь/No) относительно кривой, соответствующей £ — 0 (исправле-
ние ошибок отсутствует) и п = 22, равно 10lg(22/l) = 13,4 дБ.
Для кода, исправляющего одиночные ошибки (£ — 1), из (5.6.7)
получаем
(Fwec) = 1 - (1 - (Я))" - П(1 - (Ре))П~1{Р'). (5.6.10)
292
1
10'6-
1<Г7Н---------!--------1--------1---------1---------Г"
0 S 10 15 20 25
Отношение мощностей несущей и шума Г, дБ
30
Рис. 5.6.3. Вероятность ошибки в кодовом слове при наличии и отсутствии
повторных передач для системы DPSK. Код с исправлением одиночных ошибок,
п = 22, S — медленные замирания; F — быстрые замирания; Fy. Sy — передача
без повторений; S3, F2 — передача с повторениями, мажоритарный выбор «3 из 5»
Как следует из зависимости, приведенной на рис. 5.6.1, код с ис-
правлением одиночных ошибок позволяет снизить Pwec При £ = 3
улучшение этой характеристики становится более существенным.
5.6.2.2. Канал с медленными релеевскими замираниями. Мо-
дель канала с медленными релеевскими замираниями описывает ситуа-
цию, когда подвижный объект движется относительно медленно по срав-
нению со скоростью передачи [192]. В этом случае предполагается, что
все символы слова коррелированы. Это означает, что все они принима-
ются, когда амплитуда сигнала находится либо выше порога замираний
(очень низкая вероятность ошибки на бит), либо существенно ниже, т.е.
в состоянии глубокого замирания (высокая вероятность ошибки на бит).
В этом случае слово может рассматриваться как один символ, подвер-
гающийся воздействию быстрых замираний [192]. Тогда усредненная
вероятность ошибки в слове будет равна
(Pwec) = [ PwecP(l)dy, (5.6.11)
Jo
где р(у) — функция плотности распределения вероятности Релея, опре-
деление которой дано в гл. 3.
Подставив (5.6.4) в (5.6.11), можно получить формулу для веро-
ятности ошибки в кодированном с исправлением ошибок слове На
рис. 5.6 2 и 5.6.3 приведены вероятности ошибки для кодов без испра-
вления и с исправлением одиночных ошибок. Кривые, соответствующие
режиму передачи с повторениями и мажоритарным голосованиям, будут
прокомментированы в следующем разделе
293
5.7. Система передачи с повторениями
и мажоритарным голосованием.
Концепции и характеристики
Согласно характеристике усредненной вероятности ошибки в коди-
рованном слове с исправлением одиночных ошибок для системы с DPSK
при п — 22, приведенной на рис. 5.6.3, значение (Pwec) — 10-2 дости-
гается при Еъ/No = Г = (С/N) = 20 дБ. Такое значение приемлемо
при передаче речи в цифровой форме. Оно должно быть существенно
уменьшено для каналов сигнализации и управления доступом и кана-
лов беспроводной связи между компьютерами. Типичные требуемые
значения усредненной вероятности ошибки в слове должны лежать в
пределах 10~6 (Pwec) Ю“10 Чтобы достичь снижения вероят-
ности ошибки до указанных уровней часто используют кодирование с
повторением и мажоритарным декодированием в сочетании с методами
пространственного разнесения (см. гл. 7) Основные идеи передачи с
повторениями и мажоритарным голосованием, а также некоторые чи-
словые результаты были приведены в разд. 5.3.2. Здесь дается более
детальное описание этих важных идей.
При передаче с повторениями каждое передаваемое слово повторя-
ется J раз (J — нечетное целое число). Принятые сообщения группиру-
ются на побитовой основе Если (J + 1)/2 или более повторений одного
и того же бита сообщения содержат единицу, то принятый бит равен еди-
нице. Полученные в результате мажоритарного голосования слова со-
общения образуют исправленный информационный поток. Чтобы про-
иллюстрировать эту стратегию снижения вероятности ошибки в слове,
предположим, что на передающем конце используется код, исправля-
ющий одиночные ошибки. На приемном конце путем мажоритарного
голосования сначала формируется «улучшенный» информационный по-
ток, а затем в нем корректируются одиночные ошибки, что позволяет
получить информационный поток, не содержащий ошибок. При воздей-
ствии быстрых замираний и при отсутствии корреляции между любой
парой символов из J повторений выражение для улучшенной вероят-
ности ошибки на бит в случае мажоритарного голосования может быть
представлено в следующем виде
(Рё) = Е C'Z(Fe)’(l-(Pe))J-'. (5-7.1)
•=(J + l)/2
Характеристики, полученные с помощью (5.7.1) для процедур голо-
сования «два из трех» и «три иэ пяти» в системе с DPSK изображены
на рис. 5.7.1 Из приведенных зависимостей следует, что передача с
повторениями позволяет снизить вероятность ошибки на бит по сравне-
нию с обычной передачей, поскольку при наличии быстрых замираний
все символы сообщения являются некоррелированными. Однако вероят-
ность ошибки на бит после процедуры мажоритарного голосования для
294
1-
’о-74---------1---------1---------1---------1 i
0 5 10 15 20 25 30
Рис. 5.7.1. Сравнение вероятностей ошибок на бит в каналах с быстрыми ре-
леевскими замираниями и АБГШ [192]
канала с релеевскими замираниями не может быть ниже аналогичной
вероятности для канала с аддитивным белым гауссовским шумом. Ве-
роятность ошибки в слове, содержащем п некоррелированных символов
сообщения, может быть выражена следующим образом:
(^weu) = 1 - (1 - {Р'е)}п (Без коррекции ошибок). (5.7.2)
Аналогично вероятность ошибки в кодированном слове с исправле-
нием ошибок кратности f. может быть получено в следующем виде:
(Пес) = 1 - Ё^((П))*(1 - (W*- (5.7.3)
«=0
Зависимости, полученные с помощью (5.7.2) и (5.7.3), приведены
на рис. 5.6.2 и 5.6.3, где дано сравнение характеристик передач с повто-
рениями и без повторений. Из приведенных зависимостей следует, что
кодирование и повторение передач позволяют получить значительное
улучшение характеристик.
5.7.1. Передача с повторениями и процедура
мажоритарного голосования
После процедуры
кратным повторением
мажоритарного голосования при передаче с J-
вероятность ошибки на бит определяется выра-
жением
И = £ с/р'(1-лУ-.
i=(J + l)/2
(5.7.4)
где Ре — вероятность ошибки на бит в гауссовском канале
295
Для иллюстрации достигаемых характеристик рассмотрим систему
с DPSK. Вероятность Ре в канале с Быстрыми замираниями оказывается
выше, чем в канале с медленными замираниями независимо от процедур
мажоритарного голосования: «два из трех» или «три из пяти».
Усредненная вероятность ошибки в слове при передаче с повторе-
ниями определяется как
PwecP(7)rfT,
(5.7.5)
где р(у) — функция
плотности вероятности;
i-£q(i-p£')"_W
i-(i-peT
1 - (1 - Ре')п - п(1 - Р^Р^
(в общем случае);
(£ = 0, без исправления
ошибок);
(£ = 1, с исправлением
одиночных ошибок).
Характеристики, полученные с помощью (5.7.5) в случае отсутствия
исправления ошибок и исправления одиночных ошибок, приведены на
рис. 5.6.2 и 5.6.3 соответственно. Процедура мажоритарного голосова-
ния при большем числе повторений и исправлении ошибок более высо-
кой кратности всегда позволяет улучшить характеристику вероятности.
Однако это сопровождается уменьшением пропускной способности.
5.7.2. Сравнение вероятностей ошибки в случаях
медленных и быстрых замираний
Вероятности ошибки в слове цифровых систем передачи, в кото-
рых не используются ни исправления ошибок, ни повторения в канале
быстрых замираний, оказываются ниже, чем в канале с медленными за-
мираниями как следует из зависимостей, приведенных на рис. 5.6.2 и
5.6 3. Вероятности ошибки в слове в случае Быстрых замираний пре-
вышает аналогичные характеристики в случае медленных замираний
Этот же вывод остается справедливым, если передача с повторениями
используется совместно с кодированием. Поэтому в ситуации, когда до-
пустимо уменьшение пропускной способности, передача с повторениями
имеет определенные преимущества.
5.8. Автоматический запрос повторной
передачи
В системах автоматического запроса повторной передачи (АЗПП)
используется код с хорошей обнаруживающей способностью. В деко-
дере вычисляется синдром принятого кодового слова. Если синдром
296
оказывается ненулевым, то выносится решение, что принятое кодовое
слово содержит ошибки и производится запрос передатчику по обратно-
му каналу на повторную передачу того же самого кодового слова. По-
вторные передачи следует до тех пор, пока в декодере не будет принято
решение, что принятое слово не содержит ошибок На приемном конце
ошибочные данные имеют место только в том случае, когда количество
ошибок в принятом кодовом слове превышает обнаруживающую способ-
ность кода. Так как существует достаточно большое количество кодов
с хорошей обнаруживающей способностью, то вероятность этого собы-
тия может быть сделана очень малой. Из многочисленных различных
методов АЗПП можно выделить в три базовых: АЗПП с остановом и
ожиданием, АЗПП с возвращением на N блоков, АЗПП с селективным
повторением. Подробное описание этих методов имеется в [20, 203].
Автоматический запрос повторной передачи является эффективным
методом увеличения достоверности передачи данных. Однако он имеет
один существенный недостаток, заключающийся в снижении пропускной
способности, вызванном повторением некоторых сообщений. Если веро-
ятность наличия ошибок в принятом сообщении равна а, то пропускная
способность уменьшается в (1 — а) раз, а время, необходимое для пе-
редачи заданного количества информации, увеличивается в 1/(1 — а)
раз [348] Повторение передачи может затягиваться на продолжитель-
ное время, вызывая дальнейшее уменьшение пропускной способности.
В каналах радиосвязи, характеризующихся глубокими замираниями и
связанными с ними группирующимися ошибками, системы АЗПП мо-
гут обладать неприемлемо низкой пропускной способностью. Один из
возможных путей преодоления этого свойства заключается в использо-
вании АЗПП с укороченной длиной блока. Другой состоит в принятии
гибридной схемы: АЗПП и прямого исправления ошибок. В типичной
гибридной схеме при декодировании сначала устанавливается количе-
ство ошибочно принятых символов. И если оно оказывается в пределах
исправляющей способности, то в декодере производится исправление
ошибок Если же декодер не в состоянии исправить ошибки, то пере-
датчику посылается запрос на повторение сообщения [20, 192].
Гл а в а 6
Системы с расширенным
спектром
6.1. Введение
Термин расширение спектра был использован в многочисленных
военных и коммерческих системах связи [69, 260, 301]. В системах с
расширенным спектром каждый сигнал-переносчик сообщений требует
значительно более широкой полосы радиочастот по сравнению с обыч-
ным модулированным сигналом. Более широкая полоса частот позво-
ляет получить некоторые полезные свойства и характеристики, которые
трудно достичь другими средствами.
Расширение спектра представляет собой метод формирования сиг-
нала с расширенным спектром с помощью дополнительной ступени мо-
дуляции, обеспечивающей не только расширение спектра сигнала, но и
ослабление его влияния на другие сигналы. Дополнительная модуля-
ция никак не связана с передаваемым сообщением. Поэтому подобное
расширение полосы не позволяет ослабить влияние аддитивного белого
гауссовского шума (АБГШ), как это происходит при широкополосной
частотной модуляции.
Так как системы с расширенным спектром не обладают свойством
ослабления влияния белого шума, то возникает вопрос, а нужны ли
они вообще?
Широкополосные системы находят применение благодаря следую-
щим потенциальным преимуществам:
1) повышенной помехоустойчивости;
2) возможности обеспечения кодового разделения каналов для мно-
гостанционного доступа на его основе (в системах, использующих тех-
нологию CDMA*;
3) энергетической скрытности благодаря низкому уровню
спектральной плотности;
4) высокой разрешающей способности при измерениях расстояния;
* Технология CDMA — технология многостанционного (множественного) доступа
на основе кодового разделения каналов (МДКРК). — Прим. ред. перевода
298
5) защищенности связи;
6) способности противостоять воздействию преднамеренных помех;
7) повышенной пропускной способности и спектральной эффектив-
ности в некоторых сотовых системах персональной связи;
8) постепенному снижению качества связи при увеличении числа
пользователей, одновременно занимающих один и тот же ВЧ канал;
9) низкой стоимости при реализации;
10) наличию современной элементной базы (интегральных микро-
схем).
В соответствии с архитектурой и используемыми видами модуля-
ции системы с расширенным спектром могут быть разделены на следу-
ющие основные группы [50, 68].
1. Системы с прямым расширением спектра на основе псевдослу-
чайных последовательностей (ПСП), включая системы МДКРК.
2. Системы с перестройкой рабочей частоты (с «прыгающей» ча-
стотой), включая системы МДКРК с медленной и быстрой перестрой-
кой рабочей частоты.
3. Системы множественного доступа с расширенным спектром и
контролем несущей (CSMA).
4. Системы с перестройкой временного положения сигналов («пры-
гающим» временем)
5. Системы с линейной частотной модуляцией сигналов (chip modu-
lation).
6. Системы со смешанными методами расширения спектра.
В подвижных системах радиосвязи и беспроводных локальных сетях
находят широкое применение методы прямого расширения спектра, пе-
рестройки рабочей частоты и расширения спектра с контролем несущей.
Эти методы описываются подробно в следующих разделах.
6.2. Основные концепции систем
с расширенным спектром
6.2.1. Прямое расширение спектра с помощью
псевдослучайных последовательностей
На рис. 6.2.1 приведена концептуальная схема системы с прямым
расширением спектра на основе псевдослучайных последовательностей.
В первом модуляторе осуществляется фазовая манипуляция (PSK) сиг-
нала промежуточной частоты двоичным цифровым сигналом переда-
ваемого сообщения rf(/) в формате без возвращения к нулю (NRZ) с
частотой следования символов /(, = l/Тъ. Для иллюстрации основных
концепций будем полагать, что осуществляется простая без предмоду-
ляционной фильтрации двоичная PSK с постоянной огибающей. PSK
сигнал определяется следующим выражением:
s(/) = \/2P!id(t}coswn4t, (6.2.1)
299
где </(Z) — нефильтрованный двухуровневый сигнал, имеющий два со-
стояния: + 1 и —1; ипч — промежуточная частота, Р3 — мощность
сигнала.
В качестве сигнала расширения спектра g(t) используется сигнал
псевдослучайной последовательности (ПСП) с частотой следования сим-
волов /о = 1/7).. В результате повторной модуляции формируется PSK
сигнал с расширенным спектром
40 — g(t)s(t)\/2P^g(t)d(t)cosLL>0t, (6.2.2)
Этот сигнал промежуточной частоты затем переносится вверх на
необходимую частоту с помощью синтезатора радиочастоты (РЧ). Здесь
Ыо обозначает либо промежуточную шпч, либо радиочастоту ырч.
В пределах одной соты системы подвижной радиосвязи, как пра-
вило, есть несколько абонентов, одновременно пользующихся связью,
причем каждый из них использует одну и ту же несущую частоту /рц
и занимает одну и ту же полосу частот Врч-
На рис. 6.2.2 приведены измеренные спектральные плотности сигна-
лов. Процесс формирования сигналов с расширенным спектром в систе-
мах с многостанционным доступом происходит в два этапа: модуляция и
расширение спектра (или вторичная модуляции посредством псевдослу-
чайной последовательности). Вторичная модуляция осуществляется с
помощью идеальной операции перемножения p(/)s(i) (рис. 6.2.1). При
таком перемножении формируется амплитудно-модулированный двух-
полосный сигнал с подавленной несущей [110]. Первый и второй мо-
дуляторы можно поменять местами без изменения потенциальных ха-
рактеристик системы.
Сигнал g(t)s(t) с расширенным спектром преобразуется вверх до
нужной радиочастоты. Хотя преобразование частоты вверх и вниз явля-
ется для большинства систем практически необходимым процессом, все
же этот этап не является определяющим. Поэтому в дальнейшем бу-
дем считать, что сигнал g(t)s(t) передается и принимается на промежу-
точной частоте, исключив из расмотрения подсистемы преобразования
частот вверх и вниз.
Таким образом, на вход приемника поступает сумма М незави-
симых сигналов с расширенным спектром, занимающих одну и ту же
полосу РЧ [20]:
м
40 = 52&(Os«(O + 40 + п(0> (б.2.з)
i=i
где М — число одновременно передающих (активных) пользователей,
gi(t) — ПСП г-й пары передатчик-приемник; s,(f) — модулирован-
ный сигнал; /(/) — помеха (преднамеренная или собственная); п(/)
— АБГШ
300
Рис. 6.2.1. Структурная схема системы с прямым расширением спектра сигналов с помощью псевдослучайной последовательности:
а— передачик сигналов с PSK и последующим расширением спектра; б— эквивалентная схема передатчика, в котором расширение
спектра осуществляется в полосе модулирующих частот; в— приемник (функции демодуляции и сжатия спектра могут быть совмещены)
301
о
о
X
X
Q
tn
ис. 6.2.1. Окончание
302
6)
Рис. 6.2.2. Измеренные спектральные плотности мощности сигналов для
структурной схемы на рис. 6.2.1 Скорость передачи /(, = 100 кбит/с. частота сле-
дования символов ПСП /о = 1 Мсимв /с. Измерения сделаны в Калифорнийском
университете г Дейвис, в научно-исследовательской лаборатории цифровых беспро-
водных систем связи: а — спектр модулирующего случайного сигила в формате БВН
со скоростью передачи 100 кбит/с (масштаб по горизонтальной оси 100 кГц/дел);
б— спектр сигнала на промежуточной частоте 70 МГц, частота следования сим
волов ПСП Jo = 1 Мсимв./с; в — спектр РЧ сигнала на частоте 900 МГц при
немодулированной несущей (помехе)
В приемнике пользователя, которому предназначено сообщение
имеется синхронизированный во времени сигнал gift), обеспечивающий
сжатие спектра и представляющий точную копию сигнала ПСП соот-
ветствующего передатчика. Полученный после сжатия спектра узкопо-
303
в)
Рис. 6.2.2. (продолжение)
лосный PSK сигнал демодулируется Для изучении основ построения
систем с расширенным спектром допустим, что используется двоичная
фазовая модуляция/демодуляция. Однако возможна реализация и дру-
гих видов модуляции, рассмотренных в гл. 4 и приложении 2, таких, как
MSK, GMSK, GFSK, 4-FM, FBPSK и FQPSK.
Если выбран ансамбль некоррелированных сигналов ПСП, то после
операции сжатия спектра сохраняется лишь модулированный полезный
сигнал. Все другие сигналы, являясь некоррелированными, сохраняют
широкополосность и имеют ширину спектра, превышающую граничную
полосу пропускания фильтра демодулятора. На рис. 6.2.3 и 6.2 4 приве-
дены упрощенные временные и спектральные диаграммы, качественно
иллюстрирующие процессы расширения и сжатия спектра сигналов. В
частности, в них отсутствует сигнал несущей.
Выигрыш при корреляционной обработке Gp или просто выигрыш
при обработке — это коэффициент, показывающий, во сколько раз от-
ношение сигнал/шум (S/N) или отношение сигнал/помеха (S/Г) на вы-
ходе увеличивается по сравнению с аналогичными величинами на входе.
Например, если (S/N)BX или (S/7)вх в точке F на рис. 6.2.1,в равно 5 дБ,
а после сжатия спектра полезного сигнала с помощью согласованного с
ним сигнала опорной ПСП отношение (S/N)BbIX в точке G оказывается
равным 27 дБ, то выигрыш при обработке равен 22 дБ. Таким образом,
выигрыш при обработке Gp может быть определен следующим образом
Gp = (S/N)ВЫХ /(W)bx. (6.2.4)
Имеющийся выигрыш при обработке часто оценивают с помощью
соотношения
_ ВРТрч _ ВИрч _ ВИрч .
р ~ вшмод ~ Яинф ~ ’ (6- -5)
304
Модулируемый
BPSK сигнал
и
/с = 1/Тс = Ис — частота следования символов, симв./с
Рис. 6.2.3. Временные и спектральные диаграммы, иллюстрирующие процессы расширения и сжатия спектра в системах с прямым
расширением спектра [317]
X к
305
/'"X Сигнал
KA/.xZ \/\ЛЛ1 Л'о
I Вс |
Расширение спектра ф
Сигнал
Помеха
Сжатие спектра
Помеха
Рис. 6.2.4. Расширение-сжатие спектров сигналов в системах с прямым рас-
ширением спектра (а); модулятор и скремблер QPSK сигналов обратной радиоли-
нии системы МДКРК по стандарту сотовой связи IS-95 (б). Другие варианты ре-
ализации модуляторов QPSK сигналов, предложенные в патентах Феера, приведе-
ны в приложении 3
где ВРУрч — ширина РЧ полосы; BlVMQn — ширина полосы моду-
лирующего сигнала Ширина полосы модулирующего сигнала равна
/?инф = А. т.е. скорости передачи модулирующего сигнала, если его
спектральная эффективность равна 1 6ит/(сГц).
Коэффициент помехозащищенности Mj учитывает требуемое зна-
чение отношения сигнал/шум (S//V)Bbix и возможные энергетические по-
тери при реализации системы (£Сист) и определяется следующим обра-
зом [69]:
=GP- [Кист + (S/7V)q], (6.2.6)
Пример 6.2.1. Пусть в системе МДКРК с прямым расширением спектра ско-
рость передачи данных /ь = 10 кбит/с, а частота следования двоичных символов
ПСП, используемой для расширения спектра, равна /о — 10 Мбит/с. Определим
коэффициент помехозащищенности М3, если необходимое отношение сигнал/шум
(S/N)вых ча выходе при вероятности ошибки Р& — 10 равно 12 дБ.
306
Согласно (6.2.5) выигрыш при обработке
G ви^ч=20М^ = 2000или33дБ.
нияф 10 кбит/с
Здесь ширина РЧ полосы определялась по первым нулям спектра BPSK сигна-
ла, поэтому при частоте следования двоичных символов /о = 10 Мбит/с она равна
20 МГц. Такое упрощенное определение ширины РЧ полосы часто используется
при анализе простых систем с расширенным спектром. Если энергетические потери
при реализации системы, обусловленные неидеальностью процессов формирования,
слежения и демодуляции сигналов принять равным £СИст = 2 дБ, то коэффици
ент помехозащищенности
М, = Gp - {Lchct + (S/A^o] = 33 дБ - [2 дБ + 12 дБ] = 19 дБ.
6.2.2. Расширение спектра путем программной
перестройки частоты
Концепция систем с расширенным спектром путем программной пе-
рестройки рабочей частоты во многом схожа с концепцией систем с пря-
мым расширением спектра. Структурные схемы передающей и приемной
частей системы изображены на рис. 6.2.5. Здесь генератор двоичной
ПСП управляет синтезатором частот, с помощью которого осуществля-
ется переход («перескок») с одной частоты на другую из множества до-
Модулирующий
сигнал d(t)
Скорость
передачи fb
Рис. 6.2.5. Структурные схемы передатчика и приемника системы с расшире-
нием спектра путем перестройки частоты
307
ступных частот Таким образом, здесь эффект расширения спектра до-
стигается за счет псевдослучайной перестройки частоты несущей, значе-
ние которой выбирается из имеющихся частот /],..., /дт, где N может
достигать значений несколько тысяч и более Если скорость перестрой-
ки сообщений (скорость смены частот) превышает скорость передачи
сообщений, то имеем систему с быстрой перестройкой частоты. Если
скорость перестройки меньше скорости передачи сообщений, так что в
интервале перестройки передается несколько битов, то имеем систему
с медленной перестройкой частоты
Если Д/ — частотный интервал между соседними дискретными
частотами и N — общее количество имеющихся частот, т.е. частотных
каналов, то выигрыш при обработке в системе с перестройкой частоты
ВЕЕрч _ Nbf _
“ ВЕИинф ' ТдГ “
(6.2.7)
В наиболее часто используемых методах расширения спектра (с пря-
мым расширением или с перестройкой частоты) необходимо иметь ПСП,
с помощью которых решаются задачи расширения/сжатия спектра и
синхронизация. Различные виды ПСП и их свойства рассматривают-
ся в следующем разделе.
6.3. Псевдослучайные
последовательности
6.3.1. Определения и системные требования
В цифровых или персональных системах радиосвязи, использующих
МДКРК и расширение спектра, с помощью псевдослучайных последова-
тельностей решаются следующие основные задачи:
1. Расширение спектра модулированного сигнала с целью увеличе-
ния ширины полосы частот при передаче.
2. Разделение сигналов различных пользователей, использующих
при передаче одну и ту же полосу в режиме многостанционного доступа
Для решения указанных задач последовательности должны обла-
дать специальными корреляционными свойствами.
Автокорреляционная функция Ra(r) в общем виде определяется ин-
тегралом:
/ОО
/(t)/(t-r)dr. (6.3.1)
-оо
Она является мерой соответствия между сигналом /(t) и его копией,
сдвинутой во времени на т.
Взаимокорреляционная функция /7вз(т) является мерой соответ-
ствия двух различных сигналов f(t) и g(t) при их сдвиге во времени
на т и определяется интегралом:
,оо
Явз(г)= / - г) dr.
J — оо
(6.3.2)
308
В известных системах радиосвязи в качестве сигналов расширения
спектра используются двоичные цифровые ПСП. Авто- и взаимокорре-
ляционные функции этих последовательностей при дискретных сдвигах,
кратных длительности символа, в интересующей области вычисляются
подсчетом количества совпадений (Л) и несовпадений (D) при посим-
вольном (побитовом) сравнении (рис 6.3.1,е)
Для расширения спектра и равномерной загрузки полосы переда-
чи спектральная плотность одиночной последовательности должна быть
равномерной, как у АБГШ. Такая последовательность может быть по-
лучена с помощью схемы, изображенной на рис. 6.3.1,а, где шумоподоб-
ная структура цифровой последовательности формируется путем огра-
ничения аналогового сигнала АБГШ в сочетании с операцией «выборка-
запоминание». Частота выборок (дискретизации) равна частоте следо-
вания символов: /о = Х/Тс. Автокорреляционная функция сигнала слу-
чайной последовательности изображена на рис. 6.3.1,6.
Наличие единственного узкого выброса автокорреляционной функ-
ции при т = 0 является очень важным свойством и упрощает син-
хронизацию приемника. Если последовательность длиной N символов
периодически повторяется, то получается псевдошумовая или псевдо-
случайная последовательность. Для псевдослучайных последовательно-
стей автокорреляционная функция имеет периодический характер (см.
рис. 6.3.1,г).
Второй и наиболее трудной задачей, решаемой с помощью ПСП с
системе МДКРК со многими пользователями, является разделение сиг-
налов различных пользователей, использующих одну и ту же полосу пе-
редачи. Сигнал ПСП выполняет функцию «ключа» для каждого пользо-
вателя и позволяет в приемнике выделить предназначенный ему сигнал.
Поэтому полный ансамбль ПСП должен быть выбран таким, чтобы вза-
имная корреляция между любой парой последовательностей была доста-
точна мала. Это позволяет минимизировать уровень помехи по соседним
каналам (ACI). Теоретически нулевое значение взаимной корреляции
имеют ансамбли ортогональных сигналов расширения спектра (напри-
мер, базисные функции рядов Фурье и функции Уолша).
Однако в реальных системах радиосвязи требуется, чтобы обес-
печивалась простота когерентного формирования ПСП на передающей
и приемной сторонах. К числу наиболее известных и хорошо из-
ученных ПСП относятся последовательности максимальной длины (тп-
последовательности) Они очень привлекательны для систем с расши-
ренным спектром, ориентированных на одного пользователя, и широ-
ко использовались в приложениях военного характера С точки зре-
ния требований к взаимокорреляционным свойствам, предъявляемым в
МДКРК системах сотовой или персональной связи, более интересны-
ми являются последовательности Голда Касами и Уолша [50, 214] В
некоторых случаях они комбинируются с m-последовательностями. Ни-
же рассматриваются некоторые из указанных последовательностей и их
основные свойства.
309
Выборка-хранение
Автокорреляционная
функция d(t) (чисто
случайной двоичной
последовательности)
R-a(r) Нулевой сдвиг (амплитуда 2П—
100 нс 0 100 нс |1/£700
в)
7 символов
Сдвиг <
Сдвиг (
____I___I___
Сдвиг
на 1 символ
Число
> совпадений А = 7
несовпадений D = 0
A-D= 7
}А = 3
D - 4
A — D = -1
Рис. 6.3.1. Структурные и автокорреляционные свойства случайной и псевдо-
случайной последовательностей. Автокорреляционная функция сигнала ПСП вычи-
слена в примере 6.3.1 при L - 23 — 1 = 7, Тс = 1//о = 1/10 Мсимв./с = 100 нс: а —
генератор синхронной случайной двоичной последовательности; б— временная диа-
грамма сигнала случайной последовательности; в — автокорреляционная функция
сигнала случайной последовательности; г — автокорреляционная функция короткой
ПСП длиной 7 символов, д — вычисление числа совпадений и несовпадений при
сдвиге на один символ; е — автокорреляционная функция сигнала ПСП, вычислен-
ная как разность между количеством совпадений и несовпадений
310
6.3.2. m-последовательности
Рассмотрим сначала линейные коды максимальной длины, или по-
следовательности с максимальной длиной регистра сдвига [тп-последо-
вательности), которые играют важную роль в цифровых системах, си-
стемах с расширенным спектром и системах измерения дальности [21,
51, 69] На рис 6 3 2 приведена аппаратная реализация генератора тп-
последовательности и соответствующего коррелятора, или фильтра со-
впадающих данных, используемого в приемнике. Генератор содержит
цепочку последовательно включенных D-триггеров, выходы Q которых
соединены со входами D последующих триггеров, за исключением входа
Do первого триггера [319]. Некоторые из выходов Q триггеров не соеди-
нены с генератором бита четности*, что отмечено на рисунке пунктирны-
ми линиями. Общее число триггеров п и число триггеров, соединенных
с генератором бита четности, определяют соответственно длину и свой-
ства формируемой ПСП. На выходе генератора бита четности формиру-
ется логический 0 при наличии четного числа логических 0 на входах и
логическая 1 при наличии нечетного числа логических 1 на входах.
Длина последовательности. Для линейных кодов максимальной
длины всегда можно найти такой порядок подключения выходов триг-
геров к генератору бита четности (см. рис. 6.3.2), при котором форми-
руется последовательность максимальной длины с периодом
L = 2П - 1 (6.3 3)
символов, где п — число триггеров.
а)
Окно анализа двоичной последовательности
Рис. 6.3.2. Схемы генератора ПСП (а) и соответствующего коррелятора —
фильтра совпадающих данных (б) [171, 319]
Генератор бита четности представляет собой многовходовой сумматор по mod 2.
— Ilp'u.jA. ped. перевода.
311
Таблица 6.3.1. Длина L и число S ПСП максимальной длины т при заданном
числе разрядов (триггеров) регистра сдвига п [21, 319]
Число разрядов (триггеров) п Длина последова- тельности, L = 2Л — 1 Число тп-последо- вательностей S Do Для L = 2” - 1 в схеме рис. 6.3.2,а
3 7 2 Q1 Ф <2?
4 15 2 Q2 Ф Qs
5 31 6 Q3 Ф Qt
6 63 6 <24® <25
7 127 18 <2s Ф <2е
8 255 16 <21 Ф <2з Ф <2з Ф <2?
9 511 48 <2< Ф <2»
10 1023 60 <2е Ф <2э
11 2047 176 <2в Ф <2ю
12 4095 144 <21 Ф <2э Ф <2io Ф <2и
13 8191 630 <2о Ф <2io Ф <2и Ф <212
14 16383 756 <21 Ф <2и Ф <212 Ф <21з
15 32767 1800 <21з Ф <2к
В табл. 6.3.1 приведена логика подключения выходов триггеров к
входам генератора бита четности в схеме на рис. 6 3.2,а для значений п
от 3 до 15. Длина получаемых при этом m-последовательностей мо-
жет быть от 7 до 32 767 бит.
Количество различных последовательностей. В табл. 6.3.1 приве-
ден один из возможных вариантов соединений выходов триггеров реги-
стра сдвига с генератором бита четности. Существуют и другие вари-
анты, которые приводят к различным тп-последовательностям с малым
уровнем взаимной корреляции. Верхняя граница для количества раз-
личных m-последовательностей определяется выражением
S (L - 1)/п.
(6.3.4)
Значения S приведены в табл. 6.3.1.
Балансное свойство. В одном периоде m-последовательности со-
держится 2П-1 — 1 нулей и 2"-1 единиц
Свойство сдвига при сложении Сумма по mod 2 m-последова-
тельности и ее произвольного циклического сдвига представляет собой
другой циклический сдвиг исходной т-последовательности.
Свойство периодической автокорреляционной функции. Если в ис-
ходной m-последовательности, состоящей из символов (0,1), произвести
замену символов 0 на 4-1 и 1 на —1 и получить последовательность сим-
волов (—1,4-1), то периодическая автокорреляционная функция опре-
деляется выражением
г 9П — 1
7?а(т) = Ь = {11
т — 0;
т ф 0
и является наилучшей в том смысле, что не существует какой-либо дру-
гой двоичной последовательности с минимальным значением автокор-
реляционной функции при т 0. Это свойство т-посл^довательностей
312
имеет важное значение при их использовании в качестве синхропреамбул
для обеспечения символьной и цикловой синхронизации [21].
Свойство случайности. Так как m-последовательность является пе-
риодической последовательностью, то она не может считаться случай-
ной. Но для нее все же могут быть определены статистические свой-
ства серий единиц и нулей. Действительно, в каждом периоде поло-
вина серий имеет длину 1, четверть серий — длину 2, восьмая часть
серий — длину 3 и т д
Пример 6.3.1 Составить таблицу и построить автокорреляционную функ-
цию m-последовательности длиной 23 — 1 = 7 символов, полагая, что частота сле-
дования символов равна /о = 10 Мсимв./с, а опорная последовательность имеет
структуру 1110010 [68].
Решение примера 6.3.1 В результате подсчета количества совпадений А
и несовпадений D опорной последовательности и ее циклических сдвигов на один
символ получаем следующие данные:
Номер сдвига Последовательность Последовательность Число совпадений (Д) Число несовпадений (D) A —D
0 1110010 7 0 7
1 0111001 3 4 -1
2 1011100 3 4 -1
3 0101110 3 4 -1
4 0010111 3 4 -1
5 1001011 3 4 -1
6 1100101 3 4 -1
Результирующая автокорреляционная функция сигнала тп-последовательности
изображена на рис. 6 3.1,г. Обратите внимание, что значения автокорреляционной
функции для всех сдвигов, за исключением сдвигов с номерами 0, 7, 14 и т.д., рав-
ны — 1. Для этих номеров сдвигов значения автокорреляционной функции макси-
мальны и равны 7
Максимальное значение автокорреляционной функции принято на-
зывать максимальным выбросом автокорреляционной функции. Этот
выброс используется для кодовой или цикловой синхронизации. Для
промежуточных значений временнбго сдвига, лежащих между 0 и +1
или —1, автокорреляционная функция является линейно убывающей
[ПО]. Поэтому автокорреляционная функция пг-последовательности
имеет треугольную форму, как показано на рис. 6.3.1.
Два или более независимых сигналов могут быть переданы одно-
временно в одной и той же полосе и затем успешно выделены, если их
кодовые последовательности представляют собой циклические сдвиги
m-последовательностей более чем на один символ В системах измере-
ния дальности может быть обеспечена точность измерения в пределах
длительности одного символа, если в качестве маркера использовать
максимальный выброс автокорреляционной функции.
6.3.3. Последовательности Голда
По сравнению с обычными m-последовательностями последователь-
ности Голда более привлекательны для МДКРК систем со многими
313
пользователями Для этих систем необходимо значительно большее
число последовательностей с хорошими взаимокорреляционными свой-
ствами между ними Метод построения таких последовательностей был
описан Голдом [127].
Этот метод состоит в сложении по mod 2 двух различных т-после-
довательностей, тактируемых единым тактовым генератором (рис 6 3.3).
Наиболее существенный момент при формировании последовательно-
стей Голда с «хорошими» корреляционными свойствами заключается в
том, что может быть использованы только особые пары т-последова-
тельностей, называемые предпочтительными Эти предпочтительные
пары m-последовательностей перечислены в таблицах, приведенных, на-
пример, в [69, 301].
Так как обе m-последовательности имеют одну и ту же длину L и
тактируются единым генератором, то формируемая последовательность
Голда имеет длину L, но не является последовательностью максималь-
ной длины Пусть п — количество разрядов регистра сдвига в гене-
раторе m-последовательностей, тогда длина последовательности Гол-
да L = 2П - 1.
Подсчитаем число различных последовательностей Голда, форми-
руемых с помощью двух генераторов m-последовательностей при раз-
личных начальных условиях Напомним, что при любом новом цикли-
ческом сдвиге начальных условий генераторов т-последовательностей
формируется новая последовательность Голда [127]. Так как каждая т-
последовательность имеет длину L, то число различных сдвигов между
ними также равно L Поэтому генератор последовательностей Голда
на основе двух различных m-последовательностей может формировать
L = 2П — 1 последовательностей Голда. При выборе соответствующей
пары m-последовательностей можно получить ансамбль последователь-
ностей Голда с «хорошими» корреляционными свойствами.
6.4. Характеристики системы с прямым
расширением спектра
Одним из преимуществ систем с расширенным спектром является
способность противостоять воздействию помех которые в других систе-
мах могут полностью нарушить связь В этом разделе рассматриваются
характеристики систем с прямым расширением спектра в условиях воз-
действия относительно узкополосной помехи и теплового, т.е АБГШ
6.4.1. Свойство методов расширения спектра
по отношению к тепловому шуму
При эвристическом анализе и физической интерпретации характе-
ристик систем с прямым расширением спектра в условиях воздействия
АБГШ будем следовать методике, изложенной в [319] Более подроб-
ные выкладки и комментарии содержатся в [51]
314
Обратимся к схемам, изображенным на рис. 6.2.1 и 6.2.3, и отметим,
что расширение спектра сигнала обеспечивается во втором модуляторе
с помощью сигнала расширения спектра р(1) в виде ПСП с частотой
следования символов Rc = fo = 1/Тс Сигнал расширения спектра
не зависит от сигнала сообщения с частотой следования информаци-
онных символов ft = \/Тъ.
Рассмотрим самый простой случай BPSK без фильтрации, когда
смена сигнальных состояний +1 и —1 происходит со скоростью ft, —
1/Ть Смена же состояний +1 и —1 сигнала ПСП происходит со скоро-
стью /о = l/Тс (рис 6 2.3). Если рассмотреть систему с расширением
спектра в целом то можно заметить, что сигнал передаваемого сообще-
ния d(t) умножается дважды на сигнал расширения/сжатия спектра g{t)
в виде ПСП. Так как g2(t) — 1, поскольку I2 = 1 и (—I)2 = 1, то влия-
ние сигнала d(t) никаким образом не проявляется в выходном сжатом по
спектру сигнале приемника Тепловой шум или АБГШ вносится в прием-
ной части канала связи подсистемами малошумящего усилителя (МШУ)
и преобразователя частоты вниз. АБГШ по своей природе является ши-
рокополосным и имеет примерно гауссовскую функцию плотности рас-
пределения вероятности Шумовая полоса МШУ и преобразователя ча-
стоты вниз, как правило, превышает ширину полосы сигнала с расши-
ренным спектром. В процессе сжатия спектра осуществляется умноже-
ние шума на псевдослучайный сигнал, в результате которого происходит
изменение полярности шумовой реализации в номинально случайные
моменты времени, кратные длительности Тс = 1//о символов ПСП Из-
менение полярности не оказывает влияния на спектральную плотность
и функцию плотности распределения вероятности АБГШ Таким обра-
зом, основываясь на интуитивных и отчасти эвристических рассуждени-
ях и анализе на физическом уровне, можно заключить, что операции
расширения/сжатия спектра не изменяют спектральные и статистиче-
ские свойства сигнала и шума Поэтому Ре для системы с расширенным
спектром в условиях воздействия АБГШ сохраняется такой же как в си-
стеме Без расширения спектра при соответствующем выборе методов мо-
дуляции/демодуляции: Ре = f{Et,/No). Например, Ре = f(Eb/N0) для
системы с расширенным спектром и когерентной демодуляцией BPSK
сигналов определяется выражением
Ре = (1/2)егГс(х/Е»/АГ0), (6.4.1)
где Еь — СТъ — удельные энергетические затраты, средняя энергия
принимаемого сигнала на бит сообщения; С — средняя мощность при-
нимаемой несущей No — спектральная плотность шума, т е мощность
шума на 1 Гц полосы; Ть = 1/ft, — длительность бита сообщения, ft,
— скорость передачи, бит/с.
Аналогичные выводы можно сделать относительно эквивалентно-
сти характеристик вероятности ошибки для других видов модуляции
315
6.4.2. Ослабление влияния узкополосной помехи
Будем предполагать, что мощность АБГШ в полосе пропускания
существенно меньше мощности узкополосной помехи. В [51] показа-
но, что гармоническая помеха является «наихудшей» из класса узко-
полосных помех. Воспользуемся обозначениями и методикой анализа,
принятыми в [319]. Входной сигнал приемника (см. рис. 6.2.1,б) опре-
деляется следующим выражением:
vnp(<) = cos + \/2Pj cos(w0t + 0),
(6.4.2)
где t/(t) — сигнал передаваемого сообщения на входе передатчика и вы-
ходе приемника; g(t) — сигнал ПСП с частотой следования символов
/о = l/^ci w0 — частота несущей или промежуточная после преобразо-
вания частоты вниз; Pj — мощность помехи на входе приемника; Р, —
мощность полезного сигнала на входе приемника; 0 — случайная фаза,
равномерно распределенная в интервале [0, тг].
При сжатии спектра входной сигнал умножается на синхронный сиг-
нал ПСП g(t). При наличии упрощающих предположений g2(t) = 1,
поэтому входной сигнал интегратора
^o(t) = + y/pjg(t) cos 0.
(6.4.3)
Если длительность бита намного превышает период несущей ча-
стоты То = 1//о = 2тг/шо и/или она кратна полупериоду несущей, то
на входе интегратора спектральная плотность демодулированной поме-
хи Gj(f) определяется следующим выражением:
<?/(/) =
PjCOS2# sin7r///o
2/о 7г///о '
(6.4.4)
Демодулированная помеха оказывается широкополосной, причем
первые нули спектральной плотности имеют место при f = /0. На
рис. 6.2.3 изображена эквивалентная спектральная плотность помехи,
расположенная в окрестности частоты fpn', ее первые нули имеют ме-
сто на частотах /рч ± /о. После интегрирующего фильтра со сбросом,
имеющего эквивалентную полосу пропускания ft, = 1/7ь, имеем
Gj(f) =
Pjcos2#
(6.4.5)
Так как фаза 0 относительно узкополосной помехи является случай-
ной величиной с равномерным распределением и независящей от фазы
несущей полезного сигнала, то cos2# = 1/2 и спектральная плотность
узкополосной помехи на выходе демодулятора будет определяться сле-
дующим выражением:
(6.4.6)
316
Из (6.4.4) и (6.4.6) следует, что гармоническая узкополосная поме-
ха, имеющая мощность Pj на частоте о>о = 2тг/о = 2тг/рч преобразуется
в широкополосный сигнал, имеющий практически равномерную спек-
тральную плотность Gj(f) = Pj/^fo-
Таким образом, спектральная плотность помехи на выходе демо-
дулятора обратно пропорциональна частоте следования символов ПСП
(/о). Спектральная плотность помехи Gj(f) определена для положи-
тельных и отрицательных частот — fb f fb- Практическое значение
имеют только положительные частоты, поэтому введем спектральную
плотность, определенную только для положительных частот 0 f fb'-
I(f) = 2Gj(f), 0 $/$/».
(6.4.7)
Выражение для вероятности ошибки (6.4.1) можно использовать
также и в случае узкополосных помех, предполагая что демодулиро-
ванная помеха I в полосе модулирующих частот на входе решающего
устройства обладает свойствами АБГШ
В случае когерентной демодуляции PSK сигналов имеем
Величину
J 2(fo/fb)
(6.4.9)
можно рассматривать как эффективную мощность помехи. Поэтому от-
ношение мощности сигнала Р, к эффективной мощности определяет ве-
роятность ошибки в системе с расширенным спектром.
Из (6.4.8) следует, что отношение частоты следования символов к-
скорости передачи (/о/fb) определяет степень ослабления узкополосной
помехи. Поэтому выигрыш при обработке может быть определен как
GP
/о
fb'
(6.4.10)
В разд. 6.2 согласно выражениям (6.2.4) и (6.2.5) выигрыш при об-
работке формально определен как
G (5/[U = BWph (6.4.11)
Р (S/I)BX fb v '
Здесь (5’//)вых представляет собой отношение сигнал/помеха на вы-
ходе демодулятора, (S/Z)BX — отношение сигнал/помеха на входе при-
емника, т.е. здесь произведена замена величины ДГ (мощности шума) на
величину 1 (мощность помехи), которая адекватно характеризует ситу-
ацию при воздействии узкополосной помехи.
317
6.4.3. Экспериментальная проверка степени
подавления узкополосной помехи
Для подтверждения возможности подавления узкополосной помехи
в системе с расширением спектра был разработан экспериментальный
макет, соответствующий структурной схеме, изображенной на рис. 6.2.1
В экспериментальном макете были выбраны: промежуточная ча-
стота /пч = 70 МГц, скорость передачи сообщений ft, = 10 кбит/с
и частота следования символов ПСП /с = 2 Мсимв./с. Соотношение
скорости передачи и частоты следования символов примерно соответ-
ствовали принятому в системе с прямым расширением спектра, предло-
женной фирмой Qualcomm [121]. Когерентный модем BPSK сигналов
был разработан в Калифорнийском университете.
При формировании BPSK сигналов какая-либо фильтрация отсут-
ствовала, те. передавались BPSK сигналы с бесконечной полосой. В
демодуляторе использовался простой постмодуляционный селективный
фильтр, позволяющий выделить модулирующий сигнал и подавить со-
ставляющие несущей частоты второго и более высоких порядков. При
экспериментах роль такого фильтра выполнял фильтр нижних частот
Баттерворта четвертого порядка с полосой пропускания /здБ = 30 кГц.
Заметим, что при скорости передачи 10 кбит/с минимальная полоса
по Найквисту составляет 5 кГц
6.4.4. Подавление широкополосной помехи
Принципиально механизм подавления узкополосной помехи, опи-
санный в разд. 6 4.2, оказывается справедливым и для широкополосных
мешающих сигналов Суммарная мощность широкополосных мешаю-
щих сигналов, например, внутрисистемной помехи, создаваемой в систе-
ме с прямым расширением спектра, имеющей различные псевдослучай-
ные последовательности (расширяющие спектр функции) дi(t), д2(f).
уменьшается в результате выполнения операции сжатия спектра.
Причем уменьшение мощности широкополосной помехи происходит во
столько же раз, во сколько уменьшается мощность узкополосной поме-
хи, рассмотренной в предыдущих разделах.
Физический механизм ослабления широкополосной помехи во мно-
гом схож с механизмом ослабления узкополосной помехи В результате
выполнения операции сжатия спектра энергия полезного сигнала оказы-
вается сосредоточенной в полосе модулирующих частот. Сжатие спектра
касается лишь полезного сигнала, поскольку передаваемая ПСП §*-(/)
оказывается при перемножении коррелированной с аналогичной после-
довательностью формируемой в приемнике Широкополосная по-
меха перемножается с некоррелированным опорным сигналом по"
этому их произведение имеет широкий спектр. При фильтрации отно-
сительно узкополосным фильтром лишь небольшая часть энергии ши-
рокополосной помехи, пропорциональная отношению будет проходить
на выход демодулятора.
318
F--------------------------------------------------------
6.5. Многостанционный доступ на основе
кодового разделения каналов (МДКРК):
системы с прямым расширением спектра
и перестройкой рабочей частоты
6.5.1. МДКРК: принципы функционирования
Системы с многостанционным доступом на основе кодового разделе-
ния каналов представляют собой развитие систем с прямым расширени-
ем спектра с помощью псевдослучайных последовательностей и систем
с расширением спектра путем перестройки рабочей частоты Они созда-
ют основу для многостанционной связи. В системе МДКРК каждому
пользователю выделена отдельная отличающаяся от других ПСП. Если
эти ПСП взаимно некоррелированны, то в пределах одной соты К не-
зависимых абонентов могут передавать сообщения одновременно, за-
нимая одну и ту же полосу радиочастот В приемниках осуществляется
корреляционная обработка сигналов (сжатие спектра), в результате че-
го происходит восстановление переданных сообщений di(t), = 1, ..К.
На рис. 6 5.1 показана концепция совместного использования спектра в
системе МДКРК на примере К = 10 несущих с прямым расширением
спектра. Если предположить что К = 10 мобильных передатчиков осу
ществляют передачу одновременно то на входе приемника базовой стан-
ции будут присутствовать 10 перекрывающихся во времени и по частоте
сигналов То же самое можно сказать о приемнике мобильной станции
Если мощности всех принимаемых сигналов считать равны Ps и толь-
ко один полезный сигнал интерферирует с остальными девятью МД-
КРК сигналами равной мощности, то отношение сигнал/помеха (С//)
на РЧ входе приемника будет равно 1/9 или (С//) = —9,54 дБ Такое
отрицательное значение отношения сигнал/помеха обусловлено внутри-
системной помехой, создаваемой девятью другими несущими с прямым
расширением спектра, одновременно занимающими ту же самую полосу
частот, что и несущая полезного сигнала.
В результате корреляционной обработки (сжатие спектра) это отри-
цательное значение отношения несущая/помеха (С//) в широкой полосе
радиочастот преобразуется в положительное значение отношения сиг-
нал/помеха (S’//) в узкой полосе модулирующих частот. Отношение
сигнал/помеха в полосе модулирующих частот должно быть достаточно
высоким, чтобы гарантировать достижение относительно низких значе-
ний Ре. Значение отношения сигнал/помеха (S/I) в полосе модулиру-
ющих частот выбирается на несколько децибелов выше по сравнению
с отношением сигнал/шум (S/N)
В дальнейшем при вычислении мощности внутрисистемной поме-
хи в полосе модулирующих частот, создаваемой другими несущими си-
стемы МДКРК и определении соответствующей Ре будем пренебрегать
влиянием теплового шума и считать, что все ПСП являются некорре-
лированными. При этом будем использовать все обозначения и допу-
щения, принятые в разд. 6.4 [319].
319
1
Рис. 6.5.1. Многостанционный доступ на основе кодового разделения кана-
лов (МДКРК) 10 активных мобильных пользователей в пределах одной и той же
соты Каждый мобильный передатчик передает сигнал с расширенным спектром од-
новременно с сигналами других пользователей, и все они занимают одну и ту же РЧ
полосу. Адаптивное управление мощностью, описываемое в разд. 6.5.3, обеспечивает
равенство мощностей всех перекрывающихся во времени сигналов, принимаемых на
базовой станции. В каждом передатчике используются некоррелированные ПСП
В течение одного и того же временнбго интервала одновременно К
пользователей передают сигналы с прямым расширением спектра, зани-
мающие одну и ту же полосу радиочастот с центральной частотой /о и
имеющие случайные фазы статистически независимые от фаз дру-
гих пользователей. Каждый мобильный передатчик имеет уникальную
ПСП расширения спектра Pi(t). Если предположить наличие идеальной
адаптивной регулировки мощности (описанной в разд. 6.5.3), на входе
базовой станции присутствует К радиосигналов с равной мощностью Р5.
Каждый пользователь передает сообщение с примерно одинаковой
320
скоростью fb, и частота следования символов ПСП поддерживается при-
мерно постоянной. На входе приемника базовой станции присутствует
суммарный РЧ сигнал, определяемый выражением
К
v(i) ~ \/2Psff,(t)</,(«)cos(w0* + 0»)- (6.5.1)
«=1
В приемнике базовой станции необходимо осуществить сжатие спек-
тра сигнала и демодулировать К независимых сигналов с прямым рас-
ширением спектра. Для этого используется К корреляторов, как по-
казано на рис 6.5.2 По существу МДКРК приемник, содержащий на-
бор корреляторов и представленный на рис. 6.5.2,а, является расширен-
ной версией приемника, изображенного на рис. 6.2 1. В этом варианте
сжатие спектра осуществляется на промежуточной частоте (ПЧ). Дру-
гой вариант приемника приведен на рис. 6.5.2,6. Суммарный РЧ сиг-
нал преобразуется по частоте вниз на удобную промежуточную частоту,
равную, например, 70 МГц, и демодулируется одним общим когерент-
ным широкополосным демодулятором. Полоса пропускания фильтра
нижних частот этого демодулятора выбирается достаточно широкой и
согласованной с частотой следования символов /о- Каждый из К от-
дельных корреляторов осуществляет обработку сигналов на выходной
ступени обработки в полосе модулирующих частот.
Приведенные ниже уравнения справедливы для обоих вариантов ре-
ализации приемника, изображенных на рис. 6.5.2 Сигнал на выходе де-
модулятора приемника, изображенного на рис. 6.5.2,а, с учетом эффекта
низкочастотной фильтрации интегратора, встроенного в PSK демодуля-
тор, определяется следующими выражениями:
К
v' = y/^g^g^d^cos^ - Or)- (6.5.2)
t=l
к
v' = v/^di(i) + £ V^g^MW) cos(0, — #1). (6.5.3)
1=2
Эти выражения аналогичны выражению (6.4.3), определяющему вы-
ходной сигнал приемника с прямым расширением спектра в полосе мо-
дулирующих частот, за исключением дополнительных (А' — 1) соста-
вляющих помехи. Следуя методике, используемой в разд. 6.4, можно
показать, что суммарная спектральная плотность К — 1 составляющих
помехи будет определяться следующим выражением:
ЗД)«(А-1)^ |/К fb- (6 5 4)
4/о
Если суммарную мощность помехи принять равной
Pj = (A'-l)P3, (6.5.5)
321
Принимаемые перекрывающиеся
во времени МДКРК сигналы
Рис. 6.5.2. Варианты построения МДКРК приемников: а — сначала осуще-
ствляется сжатие спектра сигнала (корреляционная обработка), а затем узкополосная
демодуляция; б — сначала осуществляется широкополосная демодуляция, а затем
корреляционная обработка. BW = 2/ь — полоса пропускания полосового фильтра
то вероятность ошибки Ре при воздействии «внутрисистемной помехи»,
создаваемой К — 1 одновременно принимаемыми сигналами с равной
мощностью, будет определяться выражением
Ре = | erfc
' 1 fo
К - 1 fb
где fb — скорость передачи; /о — частота следования символов
(6.5.6)
322
Из приведенного результата следует, что для обеспечения заданного
значения Ре при фиксированном количестве пользователей К необходи-
мо тщательно согласовывать значения скорости передачи ft и частоты
следования символов ПСП /о-
Что касается выражения (6.5.6), то необходимо отметить следую-
щие допущения, которые были приняты при его выводе
1. Принимаемые сигналы с прямым расширением спектра имеют
равные мощности и формируются с помощью некоррелированных ПСП.
Равные мощности предполагают идеальную адаптивную регулировку
мощности.
2. Учитывалось влияние только внутрисистемной помехи и не учи-
тывалось влияние теплового шума.
6.5.2. Проблемы помех, создаваемых
близкорасположенными и удаленными
пользователями в системах с прямым
расширением спектра
В системах с прямым расширением спектра все каналы передачи
сообщений (каналы трафика) в пределах одной соты одновременно со-
вместно используют одну и ту же полосу радиочастот, т е радиоканал.
Соседние соты могут использовать либо те же самые, либо соседние
частотные каналы. Некоторые из подвижных объектов могут распо-
лагаться близко к базовой станции, а другие далеко от нее. Силь-
ный сигнал, принимаемый базовой станцией от близкорасположенно-
го подвижного объекта, будет маскировать слабый сигнал, принимае-
мый от удаленного подвижного объекта. Например, предположим, что
все 10 подвижных объектов, изображенных на рис 6 5 1,а, передают
сигналы с одной и той же РЧ мощностью Ps — +30 дБмВт, поте-
ри при распространении радиоволн от удаленного подвижного объекта
№ 10 составляют 95 дБ, а аналогичные потери от близкорасположен-
ного объекта N" 4 составляют лишь 35 дБ. В этом случае мощность
принимаемого а базовой станции сигнала подвижного объекта № 4 бу-
дет равна РПр4 — +30 дБмВт — 30 дБ = —5 дБмВт а мощность при-
нимаемого сигнала удаленного подвижного объекта N° 10 будет равна
Pnpio = 30 дБмВт — 95 дБ = —65 дБмВт. Таким образом, мощность
внутриполосной помехи, создаваемой близкорасположенным объектом,
будет на 60 дБ превышать мощность принимаемого сигнала от удален-
ного подвижного объекта. Этот эффект маскирования или внутрипо-
лосной помехи, создаваемой близкорасположенным подвижным объек-
том, известен под названием помехи «ближний-дальний» Помеха этого
вида представляет серьезную проблему при проектировании и приме-
нении МДКРК систем.
Выражение (6 5.4) устанавливает математическую зависимость ме-
жду частотой следования символов /о. скоростью передачи ft и задан-
ным значением Ре для К одновременно работающих пользователей
323
При выводе этого выражения предполагалось, что все сигналы, при-
нимаемые на Базовой станции, имеют одну и ту же мощность. Тре-
бование равенства мощностей по существу максимизирует емкость МД-
КРК систем В ходе обсуждения проблемы близкорасположенного и
удаленного пользователей было отмечено, что в реальных сотовых по-
движных системах это допущение не выполняется без адаптивного упра-
вления мощностью
6.5.3. Адаптивное управление мощностью в МДКРК
системах с расширенным спектром
В целях оптимизации емкости и спектральной эффективности бы-
ли разработаны схемы адаптивного управления мощностью. Управле-
ние мощностью позволяет снизить уровень помехи «ближний-дальний».
Идеальная схема управления мощностью обеспечивает равенство мощ-
ностей всех принимаемых базовой станцией сигналов подвижных объек-
тов, расположенных в данной соте, независимо от перемещений, потерь
при распространении радиоволн и/или расположения подвижного объ-
екта Было изложено несколько схем управления мощностью. Здесь
будет рассмотрен простой и эффективный метод адаптивного управле-
ния мощностью, предложенный в [176].
Прямая линия в МДКРК системе — это линия связи между базо-
вой станцией и приемником подвижного объекта. Обратная линия —
это линия связи между подвижным объектом и приемником базовой
станции. В случае разомкнутой петли управления передаваемой мощ
ностью (ТхРС) передаются аналоговые или цифровые пилот-сигналы
по прямой линии Измеренный уровень принимаемого пилот-сигнала
на подвижном объекте позволяет оценить потери при распространении
радиоволн от передатчика базовой станции до приемника подвижного
объекта. По результатам оценки потерь на подвижном объекте форми
руется сигнал управления передаваемой мощностью и устанавливается
необходимая мощность передатчика. Эта процедура повторяется с необ-
ходимой скважностью и благодаря этому достигается адаптивное упра-
вление с разомкнутой петлей. Здесь предполагается, что потери при
распространении в прямой и обратной радиолиниях одинаковы. Одна-
ко регулирование с разомкнутой петлей не всегда может обеспечивать
достаточную точность и качество.
Лучшими характеристиками обладает схема с замкнутой петлей
управления ТхРС (рис. 6.5.3, 6.5.4,б). Здесь адаптивное управление
мощностью осуществляется в следующей последовательности:
1) в приемнике базовой станции производится (с помощью обрат-
ной радиолинии) оценка мощности РЧ, принимаемой со стороны по-
движного объекта (рис 6 5 3);
2) со стороны базовой станции по прямой линии на подвижный объ-
ект передаются команды управления, обеспечивающие установку необхо-
димого уровня передаваемой мощности подвижного объекта (рис 6.5.3).
324
Рис. 6.5.4. Управление передаваемой мощностьюс помощью разомкнутой (а) и
замкнутой (б) линий. При управлении с помощью разомкнутой линии на мобильном
объекте измеряется мощность принимаемого сигнала. При управлении с помощью за-
мкнутой линии (1) на базовой станции изменяется мощность сигнала, принимаемого
от мобильного объекта, (2) базовая станция передает мобильному объекту управля
ющие сигналы для установки соответствующего уровня передаваемой мощности
Реальная точность управления мощностью с помощью замкнутой
ТхРС петли равна 1,5 дБ. В идеальном случае она должна быть рав-
на 0 дБ. Это означает, что все переданные сигналы от различных по-
движных объектов должны быть приняты с одинаковой мощностью, т.е.
разность их уровней равна 0 дБ. Это позволяет разрешить проблему
близкорасположенного и удаленного пользователей и оптимизировать
(максимизировать) емкость сотовых МДКРК систем.
6.6. Системы с расширением спектра
путем перестройки рабочей частоты
6.6.1. Системы с медленной перестройкой рабочей
частоты
В системах с расширенным спектром путем перестройки рабочей
частоты последняя сохраняется постоянной в течение каждого интерва-
ла перестройки, но изменяется скачком от интервала к интервалу (см.
рис. 6.2.5) Частоты передачи формируются цифровым синтезатором ча-
стот, управляемым кодом («словами»), поступающим в последователь-
ном, либо параллельном виде и содержащим т двоичных символов (би-
тов). Каждому m-битовому слову или его части соответствует одна из
Л/ = 2т частот [51]. Хотя для осуществления перестройки частот имеет-
ся М = 2т, 771 = 2, 3, частот, но не все из них обязательно используются
в конкретной системе. Скорость-перестройки частот передачи Д опреде-
ляется числом скачков частоты в единицу времени и измеряется в скач-
ках на секунду (ск/с), килоскачках на секунду (кск/с), мегаскачках на
секунду (Мск/с). Системы с расширением спектра путем программной
перестройки рабочей частоты подразделяются на следующие категории:
1)‘ системы с медленной перестройкой;
2) системы с быстрой перестройкой;
3) системы со средней скоростью перестройки.
326
В системах с медленной перестройкой скорость перестройки //,
меньше скорости передачи сообщений /(,. Таким образом, в интерва-
ле перестройки, прежде, чем осуществится переход на другую частоту,
могут быть переданы два бита сообщения или более (в некоторых си-
стемах свыше 1000). Длительность интервала перестройки Th связана
с длительностью бита 7), соотношением
Th=kTb, fc = 1,2,3,...; /о = fh = 1/Th. (6.6.1)
В системе с быстрой перестройкой рабочей частоты fh больше ско-
рости передачи сообщений fb. В этом случае за время передачи одно-
го бита частота сначала может измениться два раза и больше. Здесь
длительность интервала перестройки связана с длительностью бита Ть
соотношением
Tc = Th=Tb/k. fc=l,2,3,... A = l/rh; /о = fh = 1/TC- (6 6.2)
В системах со средней скоростью перестройки скорость перестрой-
ки равна скорости передачи. Наибольшее распространение получили
системы с быстрой и медленной перестройкой рабочей частоты.
На рис. 6.6.1 изображены структурные схемы передающей и прием-
ной частей системы с перестройкой частоты, содержащие кроме основ-
ных блоков, приведенных на рис. 6.2.5, блоки кодирования/декодиро-
вания с исправлением ошибок и временной синхронизации [51]. Необ-
ходимость введения блока кодирования/декодирования с исправлением
ошибок обусловлена следующими причинами. Если одна рабочая часто-
та или более оказываются пораженными помехой большой мощности, то
один или несколько битов сообщения, передаваемых на этих частотах,
могут быть с большой вероятностью приняты с ошибками. Кодирование
с исправлением ошибок, которое рассматривается в следующей главе,
позволяет эффективно бороться с ошибками.
Управляющее слово цифрового синтезатора частот состоит из m
битов, один из них может быть информационным, а другие (ш — 1) бит
формируются генератором ПСП. Цифровые синтезаторы из соображе-
ний простоты очень часто формируют сетку частот в диапазоне ПЧ и
поэтому имеют ограниченные пределы перестройки. Включение умно-
жителя частоты вслед за синтезатором ПЧ позволяет в несколько раз
увеличить значения каждой из имеющихся дискретных частот и перейти
в диапазон РЧ, увеличивая при этом выигрыш при обработке сигналов
Пусть частотный разнос между соседними дискретными частотами
цифрового синтезатора частот равен А/. Минимальное значение ча-
стотного разноса должно быть больше ширины полосы РЧ несущей, мо-
дулированной только сигналом передаваемого сообщения со скоростью
Д. Например, при скорости передачи fb = 300 кбит/с минимальное
значение ширины полосы QPSK сигналов при ограничении полосы и
линейном усилении равно A/mjn = А/2 = 150 кГц (пример построе-
ния модема QPSK сигналов приведен в гл. 4), что соответствует теоре-
тическому значению показателя спектральной эффективности, равному
327
Рис. 6.6.1. Структурные схемы передатчика (а) и приемника (б) системы с
программной перестройкой частоты. Приемник включает блоки декодирования с
исправлением ошибок и временной синхронизации [51]. ССЗ — схема слежения
за задержкой
2 6ит/(сГц). Для некоторых простейших видов FSK сигналов, допуска-
ющих нелинейное усиление, значение показателя спектральной эффек-
тивности лежит в пределах от 0,25 до 0,5 6ит/(с Гц). В этом случае
A/min = /<>/(0,24 .0,5) — (2 4)/(,. Поэтому для FSK сигналов мини-
мальный частотный разнос увеличивается до 600... 1000 кГц.
Ширина полосы РЧ сигнала с перестройкой рабочей частоты в ре-
зультате умножения частоты увеличивается в К раз (при умножении
частоты увеличивается также частотный разнос) и становится равной
(6.6 3)
где £ — коэффициент умножения частоты, М — 2т — число частот,
формируемых синтезатором.
Выигрыш при обработке (Gp) для систем с программной перестрой-
кой рабочей частоты определяется выражением
Gp = ВИФч/^Шмод, (6.6.4)
328
где BWMOa — ширина полосы РЧ, модулированной сигналом передава-
емого сообщения с целью расширения спектра. Следует отметить, что
выражения (6 6 4) и (6.2.5) совпадают Это означает, что выигрыш при
обработке в системах с прямым расширением спектра и расширением
спектра путем перестройки частоты один и тот же.
6.6.2. Система с быстрой перестройкой частоты
В системах с быстрой перестройкой частоты в течение длительно-
сти одного бита происходит к скачков частоты, так как ТЬ = кТь или
fb = k/fh (см выражение 6.6.2)) «В связи с этим согласно (6.6 3)
ширина полосы РЧ
BWP4 = k£Mbf. (6.6.5)
Если показатель эффективности системы (без перестройки часто-'
ты) равен 1 6ит/(с Гц), то
WP4 = fb = 1/Ть = bf, (6.6.6)
и в этом случае выигрыш при обработке
Таким образом, выигрыш при обработке в системе с быстрой пере-
стройкой частоты зависит от количества используемых различных ча-
стот (Л/), количества скачков частоты в пределах одного бита (Л) и
коэффициента умножения частоты (£)
В приемнике сигналов с перестройкой рабочей частоты, изобра-
женном на рис. 6.6.1,£>, принимаемый сигнал перемножается с опор-
ным, формируемым с помощью последовательно включенных генера-
тора ПСП, цифрового синтезатора частот и умножителя частоты. Здесь
программа смены частот определяется генератором ПСП, которая иден-
тична ПСП соответствующего передатчика. Если временные параметры
принимаемой и опорной ПСП согласованы, т.е. имеет место точная вре-
менная синхронизация, то в перемножителе происходит сжатие спектра
принимаемого РЧ сигнала (точно так же, как для сигналов с прямым
расширением спектра) до пределов определяемых шириной полосы сиг-
нала модулированного только передаваемым сообщением. Наиболее
часто используется FSK, для которой демодуляторы реализуются до-
статочно простыми средствами. Можно использовать и другие методы
модуляции/демодуляции, например PSK.
Демодулированный сигнал данных поступает на вход декодера с
функцией исправления ошибок. На Выходе декодера получается оцен-
ка сигнала источника сообщения d(t), переданного по каналу связи.
Дискриминатор схемы слежения за задержкой (ССЗ), содержащий два
329
ключа, переключаемых с опережением и запаздыванием, сглаживаю-
щий петлевой фильтр ССЗ и перестраиваемый генератор тактовых им-
пульсов входят в подсистему синхронизации, которая рассматривается
в разд. 6.7. До тех пор, пока синхронизация не будет установлена,
т.е не определено начало предаваемого пакета (если МДКРК приемо-
передатчик работает в пакетном режиме), не будет происходить сжатие
спектра входного сигнала и его трансформация в пределы полосы про-
пускания демодулятора FSK сигналов В течение процедуры синхрони-
зации на вход демодулятора будет поступать широкополосный шумо-
подобный сигнал, из которого невозможно выделить полезный сигнал
передаваемого сообщения с!(/).
6.6.3. Характеристики систем с перестройкой
рабочей частоты при воздействии помех
•
Приведем простой и интуитивно объяснимый вывод выражения для
вероятности ошибки Ре, вытекающий из понимания принципов и воз-
можностей ослабления помех, присущих этим системам [6.9]. Будем по-
лагать, что уровень помехи существенно превышает уровень теплового
шума, так что появление ошибок обусловлено воздействием «сильной»
помехи. При такой модели воздействия помех на систему ошибки по-
явятся с вероятностью 0,5 всякий раз, когда мощность помехи в преде-
лах ширины полосы некоторого частотного канала превысит мощность
несущей (ширина полосы демодулятора приемника примерно равна ми-
нимальному частотному разносу соседних частот).
Для системы с перестройкой рабочей частоты и без какой-либо ин
формационной избыточности, например за счет кодирования/декодиро-
вания с исправлением ошибок, среднее значение вероятности ошибки
равно
Ре = J/M, (6.6.8)
где J — число источников помехи, мощность которых не меньше мощ-
ности несущей полезного сигнала; М — общее число имеющихся ча-
стот в системе.
Например, для зависимостей, приведенных на рис. 6.6.2, количество
сигналов помехи с высоким уровнем мощности равно 2 (J = 2), а число
имеющихся частот в системе равно 16 (Л/ = 16). Таким образом в такой
помеховой обстановке вероятность ошибки Ре = 2/16 = 1,25-10“*, и это
значение является недопустимо высоким для большинства применений.
В тех случаях, когда имеется избыточность за счет кодирования с
исправлением ошибок или за счет многократной передачи одного и того
же бита на различных частотах, среднее значение вероятности ошибки
Ре может быть определено с помощью приближенного выражения
(6.6.9)
330
Рис. 6.6.2. Зависимость вероятности ошиб-
ки Рс от относительного количества «поражен-
ных» помехой частотных каналов для различных
критериев принятия решения в режиме передачи
с повторениями [69]
где р = J/Л/ — вероятность ошибки при демодуляции одного симво-
ла; J — количество источников помехи, мощность которой не меньше
мощности несущей полезного сигнала; М — количество имеющихся ча-
стот в системе; q = 1—р— вероятность правильной демодуляции одного
символа; с— количество различных частот, используемых при передаче
каждого бита сообщения; г — количество ошибочных решений, необхо-
димых для возникновения ошибки в бите при декодировании; —
биномиальные коэффициенты.
Если три или более частот (частотные скачки) используются для
передачи каждого бита сообщения, а в приемнике при декодировании
применяется мажоритарное правило (голосование по большинству), то
характеристика вероятности ошибки может быть значительно улучшена
[21, 69]. Это проиллюстрируем на следующем примере.
Пример 6.6.1. Вычислим среднее значение вероятности ошибки Ре в систе-
ме с расширением спектра путем перестройки рабочей частоты. В системе имеется
1000 частот, а мощность гармонической помехи, измеренная в приемнике, превышает
мощность несущей полезного сигнала на 4 дБ.
Будем предполагать, что: а) один бит сообщения передается на каждой ча-
стоте; б) один бит сообщения передается на трех различных частотах. В прием-
нике используется мажоритарный алгоритм декодирования в варианте 6, согласно
которому выносится правильное окончательное решение, если два из трех предва-
рительных решений были правильными.
Решение примера 6.6.1.
а) При передаче одного бита на каждой частоте на основании выражения
(6.6.8.) имеем
Ре = J/M = 1/1000 = 10-3.
Для многих применений это значение оказывается недопустимо высоким.
6) В случае передачи одного бита на трех различных частотах среднее значе-
ние вероятности ошибки определяется выражением (6.6.9), в котором следует счи-
тать с = 3 (число частот, используемых для передачи одного бита), г = 2 (число
ошибочных решений относительно значения двоичного символа, передаваемого на
трех различных частотах), р — 10—3 (вероятность ошибки при демодуляции симво-
ла сообщения, передаваемого на одной из трех частот, вычисленная в варианте а);
g=l — р = 1 — 10-3 = 0,999 — вероятность отсутствия ошибки
331
102 103 104 10s 10е 107
Необходимое количество частотных каналов
Рис. 6.6.3. Зависимость необходимого количества частотных каналов от ко-
личества «пораженных» помехой каналов и количества источников помех [69]
Рис. 6.6.4. Иллюстрация возможности использования неперекрывающихся (а)
и перекрывающихся (6) частотных каналов. В последнем случае удается увеличить
количество частотных каналов, приходящихся на единицу полосы [69]
В результате
з
Ре (10~3)Х(1-10~3)С_* = 310_3(1-10_3),+310_®(1-10_3)° »310-3
х=2
Из приведенного примера следует, что значение усредненной веро-
ятности ошибки благодаря введению трехкратной избыточности в соче-
тании с мажоритарным правилом декодирования снижается в 333 раз.
Однако количество рабочих частот и скорость их перестройки при этом
увеличивается в три раза. Если минимальный разнос частот А/ счи-
тать фиксированным (поскольку он определяется шириной полосы ча-
стот модулированного сигнала до расширения его спектра), то необхо-
димая РЧ полоса также увеличивается пропорционально скорости пе-
рестройки частот.
На рис. 6.6.2 приведены зависимости Ре = для простых
мажоритарных алгоритмов декодирования. На рис. 6.6.3 приведены за-
висимости коэффициента ослабления помехи (J/М) от количества име-
332
юшихся частотных каналов (Л7) при различном количестве источников
помехи (.7) При построении этих зависимостей предполагалось, что
частотные каналы располагаются без перекрытия (рис. 6.6.4.а). Чтобы
обеспечить экономию РЧ полосы, можно допустить значительное пере-
крытие частотных каналов, как показано на рис. 6.6.4,<7[69].
6.6.4. Временнбе рассеяние: устойчивость систем
с перестройкой рабочей частоты к воздействию
помех из-за многолучевости
Временнбе рассеяние сигналов из-за многолучевости в канале по-
движной радиосвязи подробно рассматривалось в гл. 3 и показано на
рис. 6.6 5. Здесь на прямом (кратчайший) пути распространения от
базовой станции к приемнику подвижного объекта встречается препят-
ствие в виде возвышенности. Время запаздывания при прохождении
по прямому пути равно tq, и уровень принимаемого сигнала соизме-
рим с уровнем переотраженного сигнала, который имеет запаздывание
7j 4-72- Запаздывающий сигнал будет интерферировать с основным сиг-
налом, создавая сильную внутриполосную помеху, если только переход
на другую частоту в синтезаторе будет происходить не раньше момен-
та его прихода. Если же скорость перестройки частоты Д будет пре-
вышать величину обратную разности задержек между лереотраженным
Рис. 6.6.5. Иллюстрация устойчивости систем с перестройкой частоты к воз-
действию помех многолучевости. Исходный пакет без задержки поступает на вход
мобильного приемника в момент времени Го- При наличии многолучевости перео-
траженный пакет поступает на вход приемника в момент времени Т] + тг
333
и прямым сигналами, т.е.
Л > ——----------- (6.6.10)
Ъ + П - То
синтезатор частот приемника перестроится на другую частоту приема
раньше, чем на вход приемника поступит перео’траженный сигнал. Та-
ким образом при относительно высокой скорости перестройки частоты
влияние временнбго рассеяния на ухудшение характеристики системы
может быть минимизировано.
Пример 6.6.2. В цифровой сухопутной системе подвижной радиосвязи, раз-
работанной в США, используется радиомодем QPSK сигналов со скоростью /ъ =
4,8 кбит/с. Определим минимальную скорость перестройки частоты, если в эту
систему с многостанционным доступом на основе временного разделения каналов
(TDMA) ввести режим расширения спектра путем перестройки рабочей частоты
для предотвращения временного рассеяния сигнала с запаздыванием, превышаю-
щим т = 300 мкс
Решение примера 6.6.2. Полагаем то = О и + tj = 300 мкс. Из
(6.6.10) имеем
Для некоторых применений введение относительно медленной пе-
рестройки частоты оказывается более простым техническим решением
по сравнению со сложными адаптивными корреляторами, необходимы
ми для коррекции сигнала в случае большого временнбго рассеяния. В
частности, разработка адаптивных корректоров при некогерентной де-
модуляции сигналов может представлять сложную задачу.
6.6.5. Сравнение МДКРК систем с прямым
расширением спектра и перестройкой рабочей
частоты
Рассмотрим архитектуры систем, дадим краткое сравнение двух ме-
тодов расширения спектра, прямого — путем дополнительной модуля-
ции сигналом псевдослучайной последовательности и косвенного — пу-
тем перестройки рабочей частоты. Генератор ПСП во втором случае дол-
жен иметь тактовую частоту к(т — l)fb, где ft — 1/Ть — скорость пере-
дачи сообщений, бит/с, к — число битов в интервале перестройки часто-
ты [см. выражения (6.6.1), (6.6.2)] и т — длина генератора ПСП (длина
регистра). Таким образом, тактовая частота генератора ПСП оказывает-
ся ниже, чем в варианте прямого расширения спектра Это — одно из
преимуществ метода расширения спектра путем перестройки рабочей ча-
стоты. Другими преимуществами являются быстрая синхронизация и бо-
лее простое решение проблемы помехи «близкий-удаленный», что пред-
полагает управление передаваемой мощностью с меньшей точностью. К
числу недостатков косвенного метода расширения спектра путем пере-
стройки рабочей частоты по сравнению с прямым методом относится не-
обходимость использования сложных быстродействующих синтезаторов
334
частот с низким уровнем фазового шума. Кроме того, метод расширения
спектра сигнала путем перестройки рабочей частоты малопригоден для
измерения дальности и скорости изменения дальности [51].
В последующих главах, посвященных методам доступа и проекти-
рования сотовых систем, будут рассмотрены примеры применения этих
методов при построении МДКРК систем.
6.7. Синхронизация систем
с расширенным спектром
Для синхронизации приемников при приеме сигналов с расширен-
ным спектром может потребоваться три устройства синхронизации:
1) устройство фазовой синхронизации несущей (восстановления не-
сущей);
2) устройство символьной синхронизации (восстановления такто-
вой частоты);
3) устройство временной синхронизации генераторов, формирую-
щих кодовые или псевдослучайные последовательности.
В случае реализации некогерентных алгоритмов демодуляции FSK
и DPSK сигналов устройство фазовой синхронизации не требуется, по-
скольку демодуляция осуществляется с помощью частотного дискри-
минатора или автокорреляционного демодулятора (рассмотренными в
гл. 5). Для когерентных алгоритмов демодуляции требуются три устрой-
ства синхронизации.
Временная синхронизация обеспечивается в два этапа, в течение
которых выполняются:
1) поиск (первоначальная, грубая синхронизация);
2) слежение (точная синхронизация).
В последующих разделах приводится описание некоторых простей-
ших методов синхронизации, используемых в системах с прямым рас-
ширением спектра и перестройкой рабочей частоты. Более подробное
описание методов синхронизации с расширенным спектром можно най-
ти в [51, 69, 171, 301].
6. 7.1. Поиск и отслеживание сигналов с прямым
расширением спектра
В целях упрощения процедуры и сокращения времени синхрониза-
ции, т.е. поиска сигналов с прямым расширением спектра, модуляцию
сигналом передаваемого сообщения d(t) исключают, полагая d(t) — 1
Немодулированный сигнал с прямым расширением спектра (без мо-
дуляции передаваемым сообщением) носит название пилот-сигнала, ко-
торый определяется следующим образом:
Т!ВХ — \Z2P,p(t)cos(w0t + в). (6.7.1)
Такой сигнал поступает на вход приемника в течение процедуры поиска.
335
Цифровой
ГУН
времени пТс
детектора
Рис. 6.7.1. Схема поиска сигналов с прямым расширением спектра в систе-
ме МДКРК [319]
Простейшая процедура поиска может быть проиллюстрирована с
помощью схемы, изображенной на рис. 6.7.1. Первоначально ключ на-
ходится в положении 1, и один иэ входов схемы «И» соединен с ис-
точником положительного напряжения [319]. Перестраиваемый генера-
тор тактовых импульсов в автономном режиме управляет генератором
ПСП приемника. Генератор ПСП имеет частоту следования символов
/о. симв./с, примерно равную частоте следования символов ПСП со-
ответствующего передатчика.
Перед началом процедуры поиска синхронизация передающего и
приемного генераторов ПСП отсутствует, т.е. временное положение фор-
мируемых ПСП не согласовано. Выходной сигнал перемножителя в этом
случае определяется выражением
г)пр = vBXg(t - iTc) = y/lP^g(t) cos(w0t + 0) g(t - iTc). (6.7.2)
где i = 0,1,2,3,..., Tc — длительность символа ПСП.
В этом выражении iTc определяет первоначальный временной сдвиг
принимаемого сигнала с прямым расширением спектра и опорной ПСП
приемника. Произведение сигналов t'np(t) при г 0 представляет собой
сигнал с прямым расширением спектра. Этот сигнал имеет достаточно
широкий спектр и низкий уровень спектральной плотности Поэтому
после относительно узкополосной фильтрации и выделения огибающей
уровень сигнала будет достаточно низким. Выходные сигналы интегра-
тора и компаратора будут иметь низкий уровень. Ключ каждые пТс
секунд переводится в положение 2. Если выходной уровень компарато-
ра в момент времени пТс, когда ключ находится в положении 2, ока
зывается низким, то в схеме «И» происходит запрет поступления так
товых импульсов с выхода перестраиваемого генератора тактовых им-
пульсов на генератор ПСП
336
vCK = y/2P,g(t)d(t)cos(wot + 0)
ПФ
Рис. й.7.2. Схема слежения за задержкой сигналов с прямым расширением
спектра [319]
Из-за отсутствия поступления тактовых импульсов в этом интер-
вале времени на генератор ПСП в нем принудительно задерживается
формирование ПСП относительно ПСП передатчика. Затем производит-
ся сброс интегратора, ключ вновь переводится в положение 1, и поиск
продолжается. Это происходит каждые пТс секунд. Процедура проб
и ошибок в конце концов приводит к временному согласованию при-
нимаемого и опорного сигналов, которое означает, что iTc = 0 [319]
После завершения поиска имеем
g(t)g(t - iTc) = g(t)g(t - 0 Тс) = g2(t) = 1. (6.7.3)
При этом происходит сжатие спектра принимаемого пилот-сигнала,
и выражение (6.7.2) принимает следующий вид
^пр(«) = cos(w0t + в). (6.7.4)
те получается немодулированный «пилот-тон». Через узкополосный
полосовой фильтр, настроенный на частоту /о. проходит вся мощность
принимаемого сигнала на вход детектора огибающей. В результате ин-
тегрирования огибающей в течение времени пТс формируется высокий
уровень сигнала на выходе компаратора, что свидетельствует о завер-
шении этапа поиска или грубой синхронизации. После него начина-
ется следующий этап полной процедуры синхронизации-слежения или
точная синхронизация.
Слежение или точная синхронизация сигналов с прямым расшире-
нием спектра осуществляется с помощью схемы слежения за задержкой
(ССЗ), изображенной на рис. 6.7 2. Включение ССЗ производится сра-
зу же после завершения поиска или грубой синхронизации. На этом
этапе временное рассогласование генераторов ПСП лежит в пределах
длительности одного символа, однако опорная ПСП может формиро-
ваться с опережением (Л) или запаздыванием (D) относительно при-
нимаемой ПСП Поэтому выходной сигнал генератора ПСП приемника
337
может быть записан как g(t - т), где -Тс < т < Тс Сигналы в различ-
ных точках схемы, изображенной на рис 6 7 2, могут быть выражены
следующим образом [319]:
+ т ~ Tc/2)d(t) cos(w0< + 0); (6 7.5)
г>л(0 = y/2Psf/(7)jr(/ + т + Tc/2)d(Z)cos(w0^ + в) (6 7.6)
VDFft') = \/2P,[g(t + т - Tc/2)]d(Z) cos(w0t + 0), (6.7.7)
^AF(t) = \/2P.[g(t + т + Tc/2)]d(t) cos(w07 + в), (6.7 8)
Полоса пропускания фильтров выбирается гораздо уже по сравне-
нию с шириной спектра ПСП, поэтому при прохождении произведений
сигналов через полосовые фильтры происходит усреднение огибающих.
Среднее значение произведений g^g^t + т ± Тс/2) представляет
собой автокорреляционные функции ПСП [319]
Яа(т ± Тс/2) = g(t)g(t - т ± Тс/2).
(6.7.9)
Детекторы огибающей выделяют огибающую сигналов vdf[P) и
vAf(0 в связи с чем исключается модуляция сигналом передаваемо-
го сообщения d(i) Поэтому получаем
|ад*)| = |Яа(т-Тс/2)|;
|Vaf(*)|= |Яа(т + Тс/2)|;
(6 7.10)
(6 7 11)
Управляющий сигнал перестраиваемого генератора y(t) определят-
ся разностью
y(t) = \R^t-Tc/2)\ - |7?а(т+ Тс/2)|.
(6.7.12)
Если т принимает положительные значения то формируется упра-
вляющий сигнал с положительным знаком, и частота перестраиваемо-
го генератора возрастает Это приводит к уменьшению т. При отри-
цательных значениях т формируется управляющий сигнал с отрица-
тельным знаком, и частота перестраиваемого генератора уменьшается.
Это приводит к увеличению т [319]. Зависимость управляющего сиг-
нала от задержки т (дискриминационная характеристика) изображена
на рис. 6 7 3
Структурная схема когерентного приемника сигналов с прямым рас-
ширением спектра, включая подсистемы поиска и слежения приведе-
на на рис 6 7 4
338
Рис. 6.7.3. Входное напряжение генератора, управляемого напряжением, схе-
мы слежения за задержкой, изображенной на рис. 6.7.2 [319]
Рис. С.7.4. Когерентный приемник сигналов с прямым расширением спек-
тра [51]
6. 7.2. Поиск и отслеживание сигналов
с перестройкой рабочей частоты
Структурная схема, реализующая один из возможных методов поис
ка сигналов с перестройкой рабочей частоты, изображена на рис. 6 7 5
Если в передатчике таких сигналов используется тп рабочих частот, на-
пример т = 1000, то схема поиска (коррелятор) содержит 1000 перемно-
жителей, полосовых фильтров квадратичных детекторов огибающей и
339
Рис. 6.7.5. Схема параллельного поиска с пассивным коррелятором в прием-
нике сигналов с перестройкой частоты [260]
элементов задержки [259]. Элементы задержки производят выравнива-
ние задержек, поэтому для совпадающей последовательности частотных
элементов сложение сигналов vi, и?... г>т в сумматоре будет проис-
ходить в один и тот же момент времени. Поэтому с высокой вероят-
ностью пороговый уровень будет превышен, что указывает на то, что
синхронизация приемника с принимаемым сигналом достигнута. При
этом формируется основной выброс корреляционной функции, указы-
вающий начало формирования ПСП.
Хотя и рассмотренный метод поиска с помощью набора коррелято-
ров или согласованного фильтра позволяет осуществить быстрый поиск,
все-таки существенно сократить сложность, размеры и стоимость при-
емника можно при использовании одного коррелятора, реализуя цикли-
ческий поиск Однако это сопровождается существенным увеличением
времени поиска, поскольку в этом случае он осуществляется последо-
вательно, а не параллельно.
Идея последовательного поиска иллюстрируется структурной схе-
мой, изображенной на рис. 6 7.6 Генератор тактовых импульсов с часто-
той fh, генератор ПСП и синтезатор частот образуют перестраиваемый
генератор опорных сигналов. Генератор ПСП формирует псевдослучай-
ную последовательность, аналогичную последовательности соответству-
ющего передатчика. В зависимости от состояния управляющего сигна-
ла на выходе компаратора генератор тактовых импульсов находится в
состоянии либо «включено», либо «выключено». Частота синтезатора
частот задается цифровым сигналом генератора ПСП. По мере смены
состояний генератора ПСП частота синтезатора частот «пробегает» весь
набор значений от /] до /ду, возвращаясь затем к fi и т.д. Скорость
перестройки частоты равна Д = 1/Тд [259]
В начале процедуры поиска частота принимаемого и опорного сиг-
налов не совладают, т.е. fi fj. В этом случае сжатие спектра прини-
маемого сигнала не происходит из-за отсутствия корреляции, и спектр
сигнала на входе полосового фильтра сохраняется широким. Через по-
лосовой фильтр с относительно узкой полосой пропускания, равной
340
Рис. С.7.6. Структурная схема блока последовательного поиска приемника сиг-
налов с перестройкой частоты. Схема реализует метод поиска, известный под назва-
нием «установи задержку и жди» [319]
примерно 2Д, на вход детектора огибающей пройдет лишь небольшая
часть мощности входного сигнала. На выходе компаратора сигнал бу-
дет иметь низкий уровень, соответствующий состоянию «выключено»
генератора тактовых импульсов Генератор ПСП не перейдет к очеред-
ному состоянию, а в синтезаторе частот приемника сохранится преды-
дущая частота /о + fj. т.е. он останется в позиции ожидания. Когда
наконец частота принимаемого сигнала станет равной fj, разностная
частота совпадает с частотой настройки полосового фильтра и на его
выходе появится сигнал
На выходе детектора огибающей сигнал будет иметь уровень выше
порогового, и выходной сигнал компаратора будет иметь высокий уро-
вень, соответствующий состоянию «включено» генератора тактовых им-
пульсов. Генератор ПСП приемника входит в синхронизм с аналогичным
генератором передатчика, т.е. этап грубой синхронизации заканчивается
После завершения этого этапа сохраняется относительная задерж-
ка (частотно-временное рассогласование) принимаемого и опорного сиг-
налов, равная т.
На втором этапе, этапе точной синхронизации, это рассогласование
устраняется. Достигается это с помощью следящей системы, изображен-
ной на рис. 6.7 7. Временные диаграммы, поясняющие работу системы
изображены на рис. 6.7 8. Здесь полосовой фильтр имеет полосу про-
пускания частот, достаточную для прохождения сигнала промежуточной
частоты, содержащейся в произведении t>p(f) = ‘Viifjvift) при совпаде-
нии частот и недостаточную для прохождения Сигнала разностной ча-
стоты, содержащейся в произведении при несовпадении частот Поэтому
на выходе детектора огибающей сигнал иа(/) имеет положительный уро-
вень, когда частоты сигналов 61(f) и бг(<) совпадают, и близкий к нулю,
когда частоты этих сигналов не совпадают.
341
К демодулятору данных
Рис. 6.7.7. Схема слежения за задержкой
ты (260]
сигналов с перестройкой часто-
Рис. 6.7.8. Временные диаграммы, иссюстрирующие работу схем слежения за
задержкой сигналов с перестройкой частоты
Выходной сигнал детектора огибающей t>d(<) перемножается с сиг-
налом меандра vc(t) тактовой частоты Д. Произведение Vd(t)vc(t) пред-
ставляет собой трехуровневый сигнал с соотношением площадей поло-
жительных и отрицательных фрагментов, зависящим от значения и зна-
ка временного рассогласования. В результате усреднения этого сигна-
ла фильтром нижних частот формируется управляющий сигнал для пе-
рестраиваемого генератора тактовых импульсов, который будет отрица-
тельным, если опорный сигнал «опережает» принимаемый, и положи-
тельным, в противном случае Под воздействием управляющего напря-
жения будет изменяться в соответствующую сторону частота перестраи-
ваемого генератора тактовых импульсов и первоначальное рассогласова-
ние сведено к минимуму. На этом этап точной синхронизации системы
с перестройкой рабочей частоты заканчивается.
342
6.8. Применение технологии расширения
спектра в системах сотовой, персональной
и подвижной связи -
Системы с расширенным спектром, использующие прямое расшире-
ние спектра и перестройку рабочей частоты, а также технологию МД-
КРК широко используются в системах сотовой персональной, сухопут-
ной подвижной, спутниковой подвижной связи Исследования и раз-
работки действующей аппаратуры, проведенные в конце 80-х и начале
90-х годов фирмой Qalcomm, вывели технологию МДКРК на уровень
коммерческого применения. Для сотовых систем эта фирма совместно с
Ассоциацией телекоммуникационной промышленности (TIA) и Ассоци-
ацией сотовой телекомуникационной промышленности (CTIA) разрабо-
тали национальные и международные стандарты систем с расширенным
спектром основанные на технологии МДКРК
П >дробное описание этих разработок содержится в специальном вы-
пуске журнала IEEE Transection on Vehicular Technology [189], стандарте
TIA Ns IS-95, а также во многих других журналах и трудах конферен-
ций. Наиболее подробно рассмотрена в публикациях система МДКРК
фирмы Qalcomm как коммерческая система с расширенным спектром.
Для диапазонов частот 902...928 МГц, 2,4. ..2,48 ГГц и 5,4...5,6 Гц,
выделенных Федеральной комиссией по связи США разработаны раз-
личные системы и их элементы, использующие технологию МДКРК и
программной перестройки рабочей частоты. Среди наиболее интерес-
ных работ, посвященных системам радиосвязи с расширенным спектром
путем медленной перестройки рабочей частоты, следует отметить [72,
275]. Исследования, выполненные в AT&T Bell Laboratories показали,
что системы с медленной перестройкой рабочей частоты и многостанци-
онным доступом на основе временного разделения каналов (SFH-TDMA)
по сравнению с обычными сотовыми МДВРК системами обладают боль-
шей емкостью и улучшенными характеристиками. Например, преимуще-
ства этих систем заключаются в наличии разнесения, высокой помехо-
устойчивости, нечувствительности к временному рассеянию сигналов
В гл 9 будут более подробно рассмотрены различные применения
и методы радиодоступа, включая МДЧРК, МДВРК, МДКРК. Будут
также рассмотрены методы инженерного анализа проектирования со-
товых систем и сетей. Сведения, содержащиеся в гл. 9, в сочетании
со знанием основ, изложенных в главах 1-5, позволят начать деталь-
ное изучение различных аспектов сотовой связи и оценить новейшие
и наиболее значительные глобальные разработки в этих бурно разви-
вающихся областях.
6.9. Задачи
6 .1 Опишите различие между базовыми методами многостанционного доступа
МДЧРК, МДВРК и МДКРК. Поясните их основные свойства.
6 2 Сравните сходство и различие в основных концепциях систем с прямым
расширением спектра и перестройкой рабочей частоты.
343
6.3. Поясните причины наличия выигрыша при обработке в системах с расши
ренным спектром. Определите понятие выигрыша при обработке.
6.4. Какие функции выполняет ПСП в системах радиосвязи МДКРК с многими
пользователями или системах персональной связи.
6.5. Поясните, почему последовательности Голда, Кассами и Уолша для реаль-
ных систем МДКРК более предпочтительны, чем т последовательности.
6.6. Насколько может быть ослаблена помеха в системе с прямым расширени-
ем спектра и BPSK при ft, = 10 кбит/с и /о = 2 Мсимв./с? Определите дости-
гаемое значение вероятности ошибки в этой системе, если реализационные энерге-
тические потери в модели составляют 1 дБ по сравнению с теоретически идеаль-
ной характеристикой.
а) Считать, что 11 независимых сигналов с прямым расширением спектра и
одинаковой мощностью занимают одну и ту же полосу РЧ и Еь/No = 25 дБ, т.е
влиянием теплового шума можно пренебречь.
б) Считать, что присутствует только три независимых источника сигнала с пря-
мым расширением спектра и одинаковой мощностью, а отношение Еь/Nq — 12 дБ.
6.7. Помеха «ближний-удаленный» представляет серьезную проблему в сотовых
МДКРК системах радиосвязи. Какова причина этого?
6.8. Адаптивное управление мощностью является общепринятым решением про-
блемы близкорасположенного и удаленного абонентов в МДКРК системах. Опишите
два основных метода управления мощностью в МДКРК системах.
6.9. Скорость передачи в сотовой системе МДКРК равна 9,6 кбит/с, а частота
следования символов ПСП — 1,788 Мсимв./с (см. рис. 6.5.3). Определите, какое
число пользователей может быть размещено в пределах одной соты, если пороговое
значение вероятности ошибки, допустимое с точки зрения качества речи в системах
подвижной телефонной связи, равно 10—2. Насколько изменится это значение, если
значение вероятности ошибки снизится на порядок. Считать, что используется схема
с квадратурной фазовой манипуляцией.
6.10. Полагая, что в системе МДКРК измеряется мощность принимаемого
пилот-сигнала с точностью ±1 дБ на базовой станции и с точностью ±1,5 дБ на
подвижном объекте, определите максимальное значение вероятности ошибки при
приеме сигналов в случаях: а) разомкнутой петли управления мощностью; б) за-
мкнутой петли управления мощностью.
6.11. Система с быстрой перестройкой рабочей частоты имеет отношение ско-
ростей перестройки частоты и передачи сообщения, равное 2000. Скорость создания
сообщений источника равна 10 кбит/с. Используется код с прямым исправлением
ошибок и кодовой скоростью 1/2. Используются два вида модуляции FQPSK: до-
пускающая нелинейное усиление и FSK со спектральной эффективностью, равной
1 бит/(с-Гц) и 0,5 бит/(с-Гц). Определите занимаемую РЧ полосу и выигрыш при
обработке в такой системе. Прокомментируйте преимущества и недостатки исполь-
зования видов модуляции со значениями спектральной эффективности 1 бит/(с-Гц)
и 0,5 бит/(с-Гц) и сравните характеристики систем с FQPSK и FSK или GFSK. На-
поминаем, что кроме более высокой спектральной эффективности при нелинейном
усилении сигналов FQPSK имеет от 5 до 10 дБ выигрыша в энергетической эф-
фективности. оцениваемой величиной Еь/No, по сравнению со стандартной GFSK
(IEEE 802.11). Воспользовавшись материалами гл. 4 и 9, определите соответству-
ющие характеристики помехоустойчивости.
Глава 1
Методы разнесения в системах
подвижной радиосвязи
7.1. Введение
В предыдущих главах было установлено, что быстрые замирания
из-за многолучевости значительно ухудшают характеристики приема:
усредненные значения частоты (BER) или вероятности ошибки на бит
Ре, в цифровых системах подвижной радиосвязи. Для обеспечения вы-
сокой надежности передачи данных без чрезмерного увеличения как
мощности передатчика, так и интервала повторного использования ча-
стот желательно иметь иной метод борьбы с влиянием быстрых зами-
раний из-за многолучевости. Известно, что разнесенный прием явля-
ется одним из наиболее эффективных Средств, предназначенных для
решения этой задачи.
Различные методы разнесения были предложены и проанализиро-
ваны применительно к системам КВ тропосферной связи, а также ми-
кроволновым радиорелейным системам, работающим в пределах прямой
видимости. Принципы работы различных вариантов разнесения были
установлены в ходе экспериментов на линии КВ радиосвязи в 30-х го-
дах [285]. Методы разнесения применительно к ОВЧ, УВЧ и микро-
волновым системам подвижной радиосвязи анализировались в течение
ряда лет [158, 194, 252].
Хотя большинство из них относилось к аналоговым системам по-
движной радиосвязи, однако, в принципе, они могут найти примене-
ние и в цифровых сотовых системах. Выигрыш, получаемый за счет
разнесения, увеличивается по мере возрастания требований к качеству
обслуживания в цифровых системах подвижной радиосвязи, поскольку
более существенное влияние быстрых замираний многолучевости про-
является при цифровой передаче
В этой главе на основе материалов, изложенных в [83, гл. 10], и ряда
других источников рассмотрены концепции, методы и характеристики
систем с разнесением применительно к цифровой радиосвязи.
345
7.2. Методы организации ветвей
разнесения и сигнальных путей
Методы разнесения требуют организации ряда путей передачи сиг-
налов, называемых ветвями разнесения, и схемы их комбинирования или
выбора одного из них. В зависимости от характеристик распростране-
ния радиоволн в системах подвижной радиосвязи существует несколько
методов построения ветвей разнесения, которые могут быть разбиты на
следующие группы, объединяющие: 1) пространственное, 2) угловое, 3)
поляризационное, 4) частотное, 5) временное разнесение. Охарактери-
зуем вкратце каждый из перечисленных методов.
Пространственное разнесение. Этот метод наиболее широко ис-
пользуется из-за своей простоты и низкой стоимости. Он требует од-
ной передающей антенны и нескольких приемных антенн. Расстояние
между соседними приемными антеннами выбирается с таким расчетом,
чтобы замирания из-за многолучевости в каждой ветви разнесения бы-
ли некоррелированными.
Угловое разнесение. Этот метод, который получил- название раз-
несения по направлению, требует несколько направленных антенн. Ка-
ждая антенна независимо реагирует на волну, приходяйдую под опреде-
ленным углом или с определенного направления, и формирует некор-
релированные замирающие сигналы.
Поляризационное разнесение. Этот метод позволяет реализовать
только две ветви разнесения. Он использует тот факт, что сигналы,
переданные с помощью двух ортогонально-поляризованных радиоволн,
характерных для ОВЧ и УВЧ сухопутных систем подвижной радиосвя-
зи, в точке приема имеют некоррелированные статистики замираний
из-за многолучевости.
Частотное и временное разнесение. Различия в частоте и/или вре-
мени передачи могут быть использованы для организации ветвей разне-
сения с некоррелированными статистиками замираний. На рис. 7.2.1
приведены структурные схемы, иллюстрирующие методы частотного и
временного разнесения с двумя ветвями.
Требуемый разнос по времени и частоте можно определить, исхо-
дя из имеющихся характеристик временного рассеяния и максимальной
доплеровской частоты. Основное преимущество этих двух методов раз-
несения по сравнению с пространственным, угловым, поляризационным
состоит в том, что для их реализации требуется лишь одна передаю-
щая и одна приемная антенны, а недостаток — в том, что требуется
более широкая полоса частот.
Кодирование с исправлением ошибок может рассматриваться как
один из вариантов временного разнесения в цифровых системах пере-
дачи.
Следует отметить, что для всех перечисленных методов разнесения
за исключением поляризационного, в принципе не существует ограниче-
ния на количество ветвей разнесения. Например, в некоторых систе-
346
Антенна Антенна
347
мах радиосвязи, работающих в диапазоне 2,4 ГГц, при организации про
странственного разнесения используется до пяти приемных антенн
7.3. Методы комбинирования и
коммутации при разнесенном приеме
Существует несколько методов комбинирования некоррелированных
сигналов при разнесенном приеме. Обычно они классифицируются по
следующим трем категориям: 1) оптимальное (по критерию максималь-
ного отношения сигнал/помеха) сложение, 2) сложение с равными ве-
сами, 3) автовыбор
При когерентной демодуляции характеристики додетекторного и по-
следетекторного сложения оказываются одинаковыми. Однако при не-
когерентной демодуляции цифровых ЧМ сигналов осуществляемой с
помощью дискриминатора или автокорреляционного демодулятора, ха-
рактеристики додетекторного и последетекторного сложения оказыва
ются различными [2]. На рис. 7.3 1 приведены структурные схемы, ил-
люстрирующие методы додетекторного комбинирования
При идеальной реализации метод оптимального додетекторного
сложения обеспечивает максимальное улучшение характеристик помехо-
устойчивости по сравнению с другими методами. Однако для него требу-
ются блоки фазирования, весовой обработки и сложения (рис. 7.3.1,в),
что существенно усложняет его реализацию Структурная схема, ил-
люстрирующая метод сложения с равными весами, изображена на
рис. 7.3.1 б. Она во многом схожа со схемой оптимального сложения
за исключением того, что в ней отсутствуют блоки весовой обработки.
Улучшение характеристик помехоустойчивости обеспечиваемое сложе-
нием с равными весами, по сравнению с оптимальным сложением, ока-
зывается несколько меньше, поскольку помехи и шум, искажающие сиг-
нал и содержащиеся в «зашумленных» ветвях разнесения, могут сумми-
роваться с «чистыми» сигналами ветвей разнесения, не содержащими
помех. Для ОВЧ, УВЧ и микроволновых систем подвижной радиосвязи
методы оптимального сложения и сложения с равными весами предста-
вляются малопригодными Это связано с трудностями реализации блока
фазирования, обеспечивающего необходимую точность и устойчивость
характеристик сложения в условиях замираний из-за многолучевости,
порождающих быстрые случайные изменения фазы. По сравнению с
этими двумя методами комбинирования метод автовыбора в силу про-
стоты реализации представляется более приспособленным для примене-
ния в системах подвижной радиосвязи Согласно этому методу всякий
раз выбирается наилучшая ветвь разнесения, т.е. ветвь с максимальным
уровнем сигнала (в более современных системах выбирается ветвь с ми-
нимальным значением Ре) (см. рис. 7.3.1,е) Кроме того, устойчивая ра-
бота здесь может быть обеспечена даже в условиях быстрых замираний
из-за многолучевости. По сравнению с предельным улучшением характе-
ристик помехоустойчивости, обеспечиваемым оптимальным сложением,
их улучшение при автовыборе оказывается несколько меньше [85]
348
Антенна
Рис. 7.3.1. Структуры методов комбинирования сигналов при разнесенном при-
еме: а — оптимальное сложение; б — сложение с равными весами; в — автовыбор
Главный недостаток этого метода состоит в том, что при его реали-
зации требуется иметь ровно столько приемных каналов с непрерывным
контролем, сколько необходимо иметь ветвей разнесения. Этого недо-
статка лишены приемники с переключением или сканированием [253]
На рис. 7.3.2 приведены структурные схемы подобных приемников В
схеме, изображенной на рис 7 3.2,а, переключение ветвей разнесения
происходит всякий раз, когда уровень сигнала ниже порога. Порог мо-
349
Антенна
Рис. 7.3.2. Методы автовыбора с фиксированным (а) и переменным (б) поро-
гами. Хотя метод автовыбора с фиксированным порогом проще при реализации и
характеризуется большим быстродействием, но невозможно выбрать значение поро-
га, оптимальное для всей области обслуживания. Введение обратной связи решает
эту проблему, но может вызвать искажения огибающей и фазы
жет устанавливаться фиксированным только для небольшой области об-
служивания, и он не является наилучшим для всей области. Поэтому
уровень порога должен адаптивно подстраиваться при перемещении по-
движного объекта, как показано на рис. 7.3.2,67. Улучшение характери-
стик помехоустойчивости, достигаемое при использовании метода пере-
ключения, зависит от точности установки порога, временной задержки в
цепи обратной связи, необходимой для выполнения контроля, оценива-
ния, принятия решения и осуществления переключения. Следует также
отметить, что переходные процессы, возникающие в ВЧ каскадах при пе-
реключении и вызывающие искажение огибающей и фазы сигнала несу-
щей, могут снизить достигаемое улучшение. При угловой модуляции, ис
пользуемой в системе GSM, искажения фазы из-за переходных процессов
будут вызывать появление ошибок в демодулированных данных, а иска
жения огибающей могут быть устранены с помощью предмодуляционных
полосовых ограничителей. В Приложении приведены схемы формиро-
вания сигналов для стандарта GSM, устойчивых к возможным искаже-
ниям. Там же рассмотрены их разновидности, запатентованные Феером.
350
Антенна
Рис. 7.3.3. Структура метода периодической коммутации. Здесь ветви раз-
несения периодически выбираются с помощью автономного генератора. Этот метод
целесообразно использовать в низкоскоростных системах с большой девиацией ча-
стоты, где искажения фазы могут быть легко устранены
На рис. 7.3.3 приведена структура простой реализации метода пере-
ключения, в которой выбор ветви разнесения производится периодиче-
ски с помощью обычного автономного генератора. Этот метод исполь-
зуется в низкоскоростных цифровых ЧМ системах с большой девиацией
частоты, в которых искажения фазы из-за переходных процессов при пе-
риодическом переключении могут быть подавлены. А частота переклю-
чения, которая является единственным контролируемым параметром,
выбирается не меньше удвоенной скорости передачи для того, чтобы
сигнал, соответствующий наилучшей ветви разнесения, мог быть принят
в каждом периоде. Такое же улучшение характеристик помехоустойчи-
вости, которое обеспечивает обычный метод переключения, можно по-
лучить с помощью ЧМ дискриминатора с соответствующим образом по-
добранным ФНЧ Эффективность этого метода в условиях воздействия
теплового шума и соканальной помехи экспериментально подтверждена
в [3]. Однако улучшение характеристик помехоустойчивости при воз-
действии помехи по соседним каналам (ЛС7) может быть ограничено,
поскольку периодическое переключение, производимое в ВЧ тракте, мо-
жет вызвать в процессе свертки ACI его перенос в полосу основного
канала приема. Однако эта проблема может быть разрешена путем уве-
личения избирательности приемника по соседнему каналу приема.
Другим эффективным вариантом реализации метода переключения
с одним приемником является метод фазового сканирования, который
иллюстрируется структурной схемой, изображенной на рис. 7.3.4 Если
частота сканирования превышает удвоенную наивысшую модулирующую
частоту, то может быть достигнут тот же эффект улучшения характери-
стики помехоустойчивости, который обеспечивается методом переклю-
чения [252]. Метод фазового сканирования может рассматриваться как
метод усреднения мод, использующий разнесенные в пространстве ан-
тенны с электронным сканированием лучей [335]. В большинстве работ,
посвященных анализу этого метода, рассматриваются AM системы Од-
нако его можно использовать и в ЧМ системах.
351
Антенна
Рис. 7.3.4. Структура метода фазового сканирования Этот метод позволяет
получить такие же характеристики, как и метод периодической коммутации, если ско-
рость «качания» в два раза превышает наивысшую частоту модулирующего сигнала
Антенна
Рис. 7.3.5. Структура метода частотного разнесения
Метод частотного разнесения, структура которого изображена на
рис. 7.3.5, также оказывается весьма полезным, так как он обеспечива-
ет такое же улучшение характеристики помехоустойчивости, как и метод
фазового сканирования. Этот метод становится еще более привлекатель-
ным, когда имеется несколько ветвей разнесения. Метод переключения
или автовыбора в том виде, какой представлен на рис. 7.3.1,е, наиболее
часто используется в системах радиосвязи.
7.4. Улучшение характеристик
несущая/шум, несущая/помеха
Улучшение характеристик помехоустойчивости приема, обеспечива-
емое различными методами приема, оценивается допустимым уменьше-
нием минимального значения отношения несущая/шум (С/N) и несу-
щая/помеха (С/1), при которых обеспечивается заданное значение ве-
роятности ошибки Ре. Например, согласно рис. 7.5.2 для достижения
‘352
р = Ю-4 требуется, чтобы при отсутствии разнесения С/N было рав-
но 20 дБ, а при двукратном оптимальном сложении — 22 дБ. Ниже
будут рассмотрены системы додетекторного двукратного комбинирова-
ния Эти системы представляются весьма эффективными, и полезными
для систем подвижной радиосвязи.
Сначала рассмотрим статистические характеристики С/N и С/1 в
релеевском канале без разнесения. Так как мгновенное значение C/N,
обозначенное 7, есть квадрат огибающей сигнала, распределенной по за-
кону Релея, то функция плотности распределения вероятностей (ФПРВ)
случайной величины 7 (7 0) представляет собой экспоненциальный
закон распределения:
Р(7) = f е^Г,
(7.4.1)
где Г — среднее значение 7.
Мгновенное значение С/1, обозначенное А, есть отношение стати-
стически независимых квадратов огибающих сигнала и помехи, распре-
деленных по закону Релея. ФПРВ случайной величины А (А 0) пред-
ставляет собой F-распределение:
*l=(W' <742>
где Л — среднее значение А.
Пусть 7£ (г = 1,2) — мгновенное значение С/N в каждой ветви
разнесения, 37 — мгновенное значение С/N на выходе схемы ком-
бинирования. В этом случае три метода комбинирования могут быть
описаны следующим образом:
7 = 71 4- 72 для оптимального сложения; (7.4.3а)
л/у = \/71 /2 + у/72/2 для сложения с равными весами;(7.4.36)
71,
72,
71 > 7г;
72 > 71
для автовыбора.
(7.4.Зв)
Предположим, что сигналы различных ветвей разнесения являются
статистически независимыми, их огибающие имеют релеевское распре-
деление с одинаковой средней мощностью, те. Г\ — Гг — Г, где
(г = 1,2) — среднее значение 7,- (г = 1,2). Тогда ФПРВ 7 для трех
методов комбинирования могут быть записаны в следующем виде [158]:
, х У _7/г 7
р(7) = —^е " и pj для оптимального сложения,
р(7) » —для сложения с равными весами;
р(7) = —з~[(1 — е-7^1 )2] « 2-Х для автовыбора.
07 Г
(7.4.4а)
(7.4.46)
(7.4.4в)
.353
99,99
Рис. 7.4.1. Интегральная функция распределения отношения сигнал/шум -у
(Г — среднее значение отношения сигнал/шум в каждой ветви разнесения; у, —
фиксированное значение у).
Приближения справедливы при 7 < Г. Вероятность потери свя-
зи определяется как вероятность того, что 7 не превысит наперед за-
данного значения у3:
Вер [7 7а] -
р(т) <Ь-
(7.4.5)
На рис. 7.4 1 приведены кривые, вычисленные согласно (7.4.5) при
подстановке (7.4 1) и (7.4.4). Из приведенных зависимостей следует, что
за счет разнесения может быть существенно снижен динамический диа-
пазон 7, причем различие в степени улучшения характеристик помехо-
устойчивости обеспечиваемого различными методами комбинирования,
незначительно. Следуя методике изложенной в [10], можно получить
354
Рис. 7.4.2. Интегральная функция распределения отношения сигнал/шум А
(Л — среднее значение отношения сигнал/шум в каждой ветви разнесения; А3 —
фиксированное значение А)
следующие выражения для ФПРВ величины А’
р(А) =
А А
Л 4- aJ
для оптимального сложения;
(7.4.6а)
р(А)«
d ’
ЛА |Ла + (а/3/2)л7.
для сложения с равными весами;
Р(А) =
2Л
(А + Л)2
2Л
(2А + Л)2
для автовыбора.
(7.4.66)
(7.4.6в)
А
Здесь предполагается идеальное функционирование блока фазиро-
вания с пилот-тоном в схемах оптимального сложения и сложения с
равными весами, а в схеме автовыбора — блока выбора ветви с макси-
мальной мощностью полезного сигнала. Взаимная корреляция полез-
ных сигналов и помех, присутствующих в двух ветвях разнесения не
учитывалась. Кроме того, полагалось равенство средних значений С/1
355
в различных ветвях разнесения те Л] — Л2 = Л.
ВеР[А$А,] = [ p(X)dX. (7.4.7)
Jo
Значения вероятности потери связи изображены на рис. 7.4.2. Из
приведенных зависимостей следует, что динамический диапазон 7 при
разнесении может быть существенно уменьшен, причем различие в
степени улучшения характеристик помехоустойчивости, обеспечиваемое
различными методами разнесения, незначительно.
7.5. Улучшение характеристики
помехоустойчивости (усредненных
значений Ре)
Улучшение характеристики помехоустойчивости, обеспечиваемое за
счет различных методов разнесения, может оцениваться по степени
уменьшения допустимых значений С/N и С/1 при фиксированном зна-
чении Ре. Влияние различных методов разнесения на улучшение ха-
рактеристик помехоустойчивости цифровых систем радиосвязи при на-
личии релеевских замираний из-за многолучевости анализировалось в
[261]. Применительно к цифровым системам подвижной радиосвязи
улучшение характеристик помехоустойчивости за счет разнесения рас-
сматривалось с учетом влияния неселективных замираний огибающей.
Причем достаточно подробно исследовалось влияние последетекторного
автовыбора на снижение усредненной вероятности ошибок при приеме
МЧМ сигналов в сухопутных системах подвижной радиосвязи.
Далее приводится анализ влияния двукратного додедекторного раз-
несения на снижение усредненной вероятности ошибок при приеме МЧМ
сигналов в сухопутных системах подвижной радиосвязи в условиях воз-
действия неселективных квазистатических релеевских замираний. Ана-
логичным образом можно рассматривать системы с другими, более со-
вершенными видами модуляции и схемами разнесения.
7.5.1. Зависимость усредненной вероятности
ошибки Ре от отношения несущая/шум (C/N)
Рассмотрим сначала ситуацию, когда ACI можно пренебречь Бу-
дем полагать, что используется метод двукратного комбинирования пу-
тем идеального автовыбора. Обозначим зависимость усредненной Ре от
С/N в системах с разнесением и без разнесения соответственно через
Рс2\Г) и Рр^(Г) Тогда согласно (7.4.1) и (7.4.4в) можно записать.
/•ОО J
ре(2)(г) = /о Pe(7)^[l-e-A/r)]d7; (7.5.1)
Ре(1)(0 = £ Ре(7)1е-Х/Г) d7, (7 5.2)
356
где Ре(?) — зависимость Ре от С/N в канале без замирании Легко
показать, что Рр\Г) и Ре(1)(Г) связаны следующими соотношениями
Р<2)(Г) = 2Ре(1>(Г) - Ре(1)(Г/2). (7.5.3)
Для оптимального сложения с помощью (7.4.3а) может быть по-
дучено соотношение
Р«(Г) = 2Р‘‘>(Г) - i^A_(P»>). (7.5.4)
Эти соотношения могут быть обобщены на случай М-кратного разне-
сенного приема.
Используя выражения, полученные в [83], и выражение Р? \Г) при
демодуляции МЧМ сигналов без разнесения, получаем
W) = ||1-- при демодулз W) = |[i-p при автокорр ^(1)(0 = Ц1 - \ при когерент /(Г+1] чции с г г + 1. ~ еляцио Г _ 7 (Г + 4/3)] 12Г юмощью дискриминатора 1 2Г иной демодуляции; ~ 4Г одуляции.
/ г 1 'r+lj ной деы
(7.5.5?)
(7.5.56)
(7.5 5в)
Подставляя (7.5.5а-в) в (7.5.3), получаем выражения для Р^2\г)
в случае автовыбора:
Ре 2|/ ^/(Г + 1)(Г + 4/3) + х/(Г + 2)(Г + 8/3) J ~ 8Г2
при демодуляции с помощью дискриминатора; (7.5.ба)
Р‘(2)(Г) = (Г+ 1)(Г + 2) ~ Г2
при автокорреляционной демодуляции; (7.5.66)
при когерентной демодуляции. (7.5.бв)
357
1
Рис. 7.5.1. Зависимость усредненной вероятности ошибки от среднего значе-
ния отношения несущая/шум при воздействии квазистатистических релеевских зами-
раний. Использовалось двукратное разнесение с додетекторным автовыбором
Аналогичным образом, подставляя (7 5.5а-в) в (7.5.4), получаем
выражение для Рр^(Г) в случае оптимального сложения
р(2)/Гт _ £ Л____________£______________г(1г + з) 1 ~ J_£
' 2 I \/(Г + 1)(Г + 4/3) 7(Г + 1)(Г + 4/3) J ~ 8Г2
при демодуляции с помощью дискриминатора, (7.5.7а)
р(2)(Г) =----1---~ _£_
' 1 7 (Г+1)2 2Г2
при автокорреляционной демодуляции; (7.5.76)
358
1
Рис. 7.5.2. Зависимость усредненной вероятности ошибки от среднего зна-
чения отношения несущая/шум при разнесенном приеме MSK и QPSK сигналов в
условиях воздействия релеевских замираний. Использовалось двукратное разнесение
с оптимальным додетекторным сложением
ре2)(г) 2 1 \/г + 1 + 2 \/(Г+ I)3
при когерентной демодуляции.
3
16Г2
(7.5.7в)
На рис. 7.5.1 и 7.5.2 показаны зависимости, вычисленные с помо-
щью выражений (7.5.6а-в) и (7.5.7а—в) и, кроме того, зависимости, вы-
численные с помощью выражений (7 5 5а-в) Из приведенных резуль-
татов следует, что в случае двукратного комбинирования для уменьше-
ния Ре в 10 раз необходимо увеличить С/N на 5 дБ, а при отсутствии
разнесения — на 10 дБ.
359
Рис. 7.5.3. Зависимость усредненной вероятности ошибки от среднего значения
отношения несущая/помеха при приеме MSK и QPSK сигналов и когерентном прие-
ме GMSK сигналов в условиях воздействия квазистатических релеевских замираний.
Использовалось двукратное разнесение с оптимальным додетекторным сложением
7.5.2. Зависимость усредненной вероятности
ошибки Ре от отношения несущая/помеха (С/1)
Теперь рассмотрим другой крайний случай, когда доминирующим
фактором, вызывающим ошибки при приеме, является ВКП Вывод за-
висимости Рс от С/1 аналогичен выводу зависимости Ре от C/N. По-
дробности можно найти в [83]. Окончательные выражения для вероят-
ности ошибки при демодуляции МЧМ сигналов в случае оптимального
сложения имеют следующий вид:
Р<2>(Д) = --1--~ J_
' 1 ’ (Л+1)2 2Л2
при демодуляции с помощью дискриминатора; (7.5.8а)
.360
1
Рис. 7.5.4. Зависимость усредненной вероятности ошибки от среднего значе-
ния отношения несущая/помеха при приеме MSK сигналов и корегентном приеме
GMSK сигналов в условиях воздействия квазистатистических релеевских замираний.
Использовалось двукратное разнесение с додетекторным автовыбором
|
— Л —
~ 2Л2 V + тг2
Л2(Л+ 1) 1 ~
1 ~ ТТЛ + I)2 - (1/77)2 + л/[(Л + I)2 — (1/тг)2]3 /
при автокорреляционной демодуляции; (7.5.86)
2Л
г'2>(Л) = 5
3 / Л 1 I № ~ 3
1 — 2 V Л+ 1 +2у (Л + 2)3] ~ 16Л2
при когерентной демодуляции.
(7.5.8в)
361
На рис. 7.5.3 и 7.5.4 приведены зависимости Ре = соответ-
ствующие двукратному оптимальному сложению и автовыбору, причем
Л = С/1. (7.5.9)
Из приведенных результатов следует, что в случае двукратного разне-
сения для уменьшения усредненной Ре в 10 раз необходимо увеличить
С/N на 5 дБ, а при отсутствии разнесения — на 10 дБ.
7.6. Заключение
Разнесение позволяет существенным образом улучшить характери-
стики помехоустойчивости приема и надежность цифровых систем ра-
диосвязи. Как следует из приведенных зависимостей наличие двух ве-
твей разнесения позволяет снизить значение С/1 с 30 дБ, соответствую-
щее отсутствию разнесения, до 15 дБ при частоте ошибок на бит (BER),
равной 10“3. При более низких значениях BER, например BER = 10“ ,
выигрыш за счет разнесения составляет 30 дБ Достаточно малогабарит-
ные и относительно недорогие системы разнесения в настоящее время
широко используются в системах мобильной радиосвязи, сотовой те-
лефонии и передачи данных
7.7. Задачи
7.1. Объяснить основные различия систем разнесения с оптимальным сложе-
нием, сложением с равными весами и автовыбором. Насколько различаются пока-
затели этих систем при BER = 10“5 в канале с релеевскими замираниями? При-
ведите структурную схему каждой из этих систем и дайте оценку аппаратурной и
программной сложности
7.2. В чем состоят преимущества и недостатки метода комбинирования с ав-
товыбором ветвей разнесения?
7.3. Определить значение усредненного значения С/Л', необходимого для обес-
печения скорости передачи /ь = 1 Мбит/с при BER = 10-5 в канале с релеевскими
замираниями при использовании: a) MSK сигналов и когерентной демодуляции; 6)
GFSK сигналов и некогерентной демодуляции (см. для справок материал гл 4, 9);
в) FQPSK сигналов; г) GMSK сигналов с ВТь = 0,3.
7.4. Определить, на сколько уменьшается отношение С/1 при использовании
двукратного разнесенния с додетекторным автовыбором в системе сотовой радиосвя-
зи, работающей в условиях релеевских замираний, если требуемое усредненное зна-
чение BER = 10“2. Рассмотреть следующие виды модуляции: MSK, GMSK, FQPSK,
4-FSK. Сравнить полученные значения С/1 при наличии и отсутствии разнесения.
Гл а в а 8
Персональная подвижная
спутниковая связь
8.1. Введение
Спутники обладают уникальной возможностью обеспечивать как ре-
жим многостанционного доступа (много точек — точка), так и веща-
тельный режим (точка — много точек) для одновременной передачи
речи, изображений и данных. Эта возможность, в свою очередь, может
быть использована и в системах подвижной (или фиксированной) свя-
зи в режиме «много точек — много точек» для «малых» и «больших»
пользователей. Однако большинство действующих геосинхронных спут-
никовых систем ограничены конфигурацией сети типа «звезда» [94] При
конфигурации типа «звезда» владельцы терминалов с малым размером
антенны (Very Small Aperture Terminal, VSAT) могут связываться через
спутник с крупными станциями, называемыми узловыми станциями или
шлюзами. Передача из конца в конец между малыми пользователями
осуществляется путем ретрансляции через центральную узловую стан-
цию Этот метод приводит к двухпролетному (двухскачковому) режиму
передачи через ретрансляторы спутника, расположенного на геостацио-
нарной орбите (ГСО). Поскольку спутники ГСО располагаются на высоте
около 40 тыс. километров над экватором, то временная задержка рас-
пространения по двухпролетной трассе составляет около 500 мс. Такая
задержка допустима для телевизионного вещания и для относительно
низкоскоростной передачи данных Но она недопустима для дуплексной
речевой связи магистрального качества (задержка 2x500 мс = 1 с) и для
высокоскоростных служб интерактивной передачи данных.
Для небольших терминалов подвижной персональной связи нуж-
на полнодоступная (много точек — много точек) сеть со значительно
меньшими задержками при передаче и обработке сигналов Такую сеть
могли бы обеспечить низкоорбитальные (НО) и среднеорбитальные (СО)
спутниковые системы [225].
Спутники связи могут удовлетворять возникающие потребности в
беспроводной персональной связи различными способами. В одном слу-
чае они могут играть традиционную роль международных узлов связи.
363
обеспечивая расширение в мировом масштабе возможностей существу-
ющих локализованных сетей, или обеспечивать сеть подвижных поль-
зователей (аналогично морской службе Inmarsat). В другом вариан-
те спутниковые системы могут обеспечивать прямое соединение между
персональными терминалами без участия стационарных станций Мо-
гут существовать и гибридные системы радиосвязи, работающие в рам-
ках нескольких стандартов с плавным переключением между ними без
разрыва связи в соответствии с требованиями сети или при изменении
условий передачи [128]
Одним из крупнейших проектов спутниковой связи 90-х годов воз-
главляемых фирмой Motorola, является система Iridium [146] Она со-
здана для обеспечения связи между персональными носимыми в руке
терминалами из любых точек земного шара в любое время без предва-
рительной информации о расположении подвижных терминалов
Разработкой экономически выгодных и технически реализуемых
спутниковых систем подвижной связи заняты многие фирмы-производи-
тели спутников, телефонов, портативных компьютеров, а также компа-
нии-операторы спутниковых систем Научные исследования и предлага
емые решения показывают, что в области подвижной спутниковой связи
наблюдается тенденция к созданию сложных спутников с большим чи-
слом точечных лучей и обработкой сигналов на борту, обеспечивающих
связь по всему миру Например исследования фирмы Hughes показы-
вают, что с точки зрения стоимости наиболее экономичными являются
спутники на ГСО затем среднеорбитальные и низкоорбитальные спутни-
ки. С точки зрения характеристик системы оценки могут располагаться
в обратном порядке, в зависимости от реакции пользователей на вре-
менные задержки и конфликты в речевых сигналах [161]
Реализация подвижных служб персональной связи (PCS) с помо-
щью спутниковых систем могла бы показать выгоды интегрированных
космических и наземных систем связи На рис 8 11 условно показа-
но распределение типов служб и их охват наземными и спутниковыми
беспроводными системами персональной подвижной связи [223].
Слабо-
населенные
районы
Г ородские
районы
В пределах
места
проживания
Внутри
помещений
Рис. 8.1.1. Взаимодополняемость наземных и спутниковых систем персональ-
ной связи [223]
364
11000 -
10000 -
* 9000 -
л 8000 -
S 7000-
g- 6000-
ra 5000 -
8 4000 -
3000 -
2000 -
1000 - p
Aries
Рис. 8.1.2. Сравнение высоты орбиты предложенных спутниковых систем пер-
сональной связи. В системе Odyssey используются только 12 спутников на высокой
орбите, два из которых всегда в любое время в любой точке мира [223]
Рис. 8.1.3. Сравнение массы спутников предложенных спутниковых систем
персональной связи. Хотя вес спутников Indium на 40 % меньше веса спутников
Odyssey, их общее количество в орбитальной группировке в семь раз больше [223]
На рис. 8 1.2 и 8.1.3 сравниваются высота орбиты и масса спут-
ников некоторых низко- и среднеорбитальных спутниковых систем пер-
сональной связи.
На рис 8 14 представлены прогнозы рынка и доходов от служб, ис-
пользующих низкоорбитальные спутниковые системы [144]. Стоимость
услуг имеет очень большое значение для пользователя, если предпола-
гается коммерческое применение с большим объемом услуг. Естествен-
но, что негеостационарные системы обеспечивают дешевые терминалы
и услуги (табл 8.1.1).
Таблица 8.1.1. Сравнение спутниковых систем по стоимости [223]
Система Стоимость терминала, долл. Стоимость услуг (за 1 мин), долл
Globalstar 700 0,30
Indium, фирма Motorola 1000 3
Odyssey, фирма TRW 300 0,65
365
Прогноз рынка американских низкоорбитальных систем (2001 г.)
Общее число абонентов, абоненты ССРО и телефонные абоненты
I I Абоненты ССРО (спутниковой системы радиоопределения)
I I Телефонные абоненты
а) б)
Рис. 8.1.4. Прогноз рынка (а) и дохода (6) от служб американских низкоор-
битальных систем. Поскольку система Odyssey фирмы TRW является среднеорби
тальной, она не включена в сравнение [144]
8.2. Интеграция геостационарных, низко-
и среднеорбитальных спутниковых систем
с наземными подвижными системами
Беспроводная передача мультимедийных данных и персональная те-
лефония представляют собой больше, чем просто комбинацию техноло-
гий радио, сетей и обработки данных. Эти технологии эволюциониро-
вали в крупных независимых сообществах, и их взаимопроникновение
не является ни очевидным, ни прямым. Каждая определялась сво-
ей технологией и на своем рынке И только недавно сформировалась
их комбинация. Рис. 8.2.1,а показывает, как пересечение этих обла-
стей приводит к новым комбинированным методам и новым рынкам
[62]. На рис. 8.2.1,6 представлена архитектура различных подвижных
Рис. 8.2.1. Три основные технологии наземной связи и области их применения.
Технологии представлены собственными рынками, до сих пер раздельными [62]: а
— рынки и области применения; б — архитектура систем. (Из [62].)
366
Спутниковая связь
Сотовая связь
ТфСОП — телефонная сеть общего пользования
б) СППД — сеть пакетной передачи данных общего пользования
Рис. 8.2.1. Окончание
служб, включая беспроводные ЛВС (WLAN), службы персональной свя-
зи, а также сотовые и спутниковые системы, обслуживаемые обычной
сетью общего пользования
8.3. Программы персональной
спутниковой связи
В этом разделе кратко рассматриваются несколько основных про-
грамм персональной спутниковой связи 90-х годов. Они охватыва-
ют: программу перспективных спутниковых технологий связи НАСА
(Advanaced Communications Technology Satellite, ACTS), перспективную
канадскую систему подвижной связи с геостационарными спутниками
диапазона Ка, системы Intelsat, Odyssey фирмы TRW, Iridium фирмы
Motorola и Globalstar Дополнительные данные по области применения
и выделенным частотам приведены в гл 1 (табл. 1.3.1, 1.3.2).
8.3.1. ACTS: программа перспективных
спутниковых технологий связи НАСА
Экспериментальная программа широкополосной воздушной связи
ACTS разработана не только для того, чтобы доказать реализуемость
воздушной подвижной спутниковой связи диапазонов К/Ка, но и спро-
ектировать систему в целом таким образом, чтобы облегчить передачу
технологии в промышленность США. Конфигурация системы состоит из
земного фиксированного терминала, спутника ACTS и самолетного тер-
минала, как показано на рис 8.3.1. Фиксированный терминал состоит
из терминала связи подключенного к радиочастотному оборудованию
высокоскоростного терминала с антенной диаметром 4,7 м, обеспечива-
ющего оценку линий и передачу данных в пакетном режиме (HBR-LET).
Антенна ACTS в режиме HBR использует три фиксированных луча; они
нацелены на три города США' Кливленд, Атланта и Тампа [156].
367
Рис. 8.3.1. Схема экспериментальной широкополосной воздушной связи ACTS
Один ретранслятор (фиксированный луч 30 ГГц и управляемый луч 20 ГГц) обес
печивает передачу на линии от фиксированной станции к самолету, другой ретранс-
лятор (фиксированный луч 20 ГГц и управляемый луч 30 ГГц) поддерживает ли-
нию обратного направления
Архитектура самолетного терминала аналогична архитектуре по-
движного терминала ACTS (АМТ) В прямом направлении (от фиксиро-
ванной станции к самолету) фиксированный терминал передает на ACTS
данные и пилот-сигнал. Эти сигналы передаются спутником ACTS на
самолетный терминал через микроволновую матрицу коммутации (ре-
жим «изогнутой трубы»). Максимальная скорость передачи данных в
прямом направлении составляет 384 кбит/с. В обратном направлении
(от самолета к фиксированной станции) сигнал самолетного термина-
ла представляет собой сигнал данных с максимальной скоростью пе
редачи 112 кбит/с [1]
В этом эксперименте используются два ретранслятора ACTS. Один
обеспечивает передачу сигналов в прямом направлении от фиксирован-
ной станции к самолету, а другой — в обратном направлении от самоле-
та к фиксированной станции. Первым ретранслятором на линии вверх
368
формируется фиксированный луч в направлении Кливленда в диапазоне
30 ГГц и точечный или управляемый луч на линии вниз к самолетному
терминалу в диапазоне 20 ГГц Второй ретранслятор формирует точеч-
ный или управляемый луч на линии вверх (30 ГГц) и фиксированный
луч на линии вниз в направлении Кливленда (20 ГГц) [1].
Основные задачи, которые решались в этом эксперименте по ор-
ганизации широкополосной воздушной связи ACTS, состояли в следу-
ющем:
1. Оценить и продемонстрировать работу линии воздушной связи
между ACTS и подвижным терминалом диапазонов К/Ка применитель-
но к высокоскоростной передаче данных. Эта оценка включает в себя
характеристику полнодуплексных видеосигналов со сжатием и многока-
нальных сигналов передачи речи и данных.
2. Определить и дать оценку качества существующих алгоритмов
сжатия видеосигналов на линии воздушной спутниковой связи.
3. Охарактеризовать эффекты распространения сигнала в канале
воздушной связи диапазонов К/Ка на этапах взлета, полета по марш-
руту и посадки самолета
4. Сформулировать и проанализировать концепции воздушной спут-
никовой связи, общие для систем связи диапазонов L и К/Ка.
5. Обеспечить разработку основ создания будущей коммерческой
системы воздушной спутниковой связи диапазонов К/Ка.
8.3.2. Канадская программа перспективных
спутниковых систем связи
Возможные пользовательские применения, на которые нацелена
программа канадского широкополосного перспективного спутника в пе-
риод до 2000 г., включают работу на дому (домашний офис), мульти-
медиа, видеоконференц-связь через настольные компьютеры, цифровое
аудиовещание, а также однопользовательскую и коллективную персо-
нальную связь. Планируется, что эта перспективная подвижная система
на основе геостационарного спутника диапазона Ка будет использовать
переключение точечных лучей для обеспечения услуг узкополосной ци-
фровой сети с интеграцией служб (N-ISDN) со скоростью 256 кбит/с,
а также передачу данных с пакетной коммутацией между небольшими
подвижными терминалами (переносимыми в руке, портативными, раз-
мером с портфель) [318].
Успешное применение перспективной геостационарной технологии
диапазона Ка зависит, однако, в значительной степени от рыночно-
го влияния различающихся услуг связи, которые, как предсказывают,
будут существовать в период после 2000 г. К этому времени долж-
ны быть рассмотрены как вопросы реализации узкополосных низкоор-
битальных персональных систем, так и возможное широкомасштабное
развертывание наземной оптической широкополосной цифровой сети с
интеграцией служб (В-ISDN). Считается, что у этих двух применений
может существовать благоприятная коммерческая возможность в полу-
чении перспективной широкополосной подвижной службы спутниковой
369
Рис. 8.3.2. Базовая архитектура терминала, разработанного в соответствии с программой канадского перспективно-
го спутника. В этой системе используются сигналы с FQPSK, известной как SQAM [318]. Семейство SQAM из запа-
тентованных технологий д-ра Феера описано в гл. 4 и приложении 3 в разделах, посвященных FQPSK и FQAM. Вопро-
сы лицензирования — также в приложении 3
370
Таблица 8.3.1. Бюджет линии воздушной связи для канадской программы
перспективных спутниковых систем [318] В качестве энергетически эффективных
(нелинейное усиление класса С) и спектрально эффективных видов модуляции реко-
мендована SQAM из класса FQPSK Вопросы лицензирования данной технологии
рассматриваются в приложении 3*
Параметры линии Прямое направление: от базовой к подвижной станции Обратное направление: от подвижной к базовой станции
Линия вверх Линия вниз Линия вверх Линия вниз
Частота, ГГц 14,0 20,0 30,0 12,0
Диаметр передающей антенны, м 1.8 1.0 0,3 1.0
Усиление передающей антенны1, дБ 46 2 32,9 37.3 29,5
Мощность передачи, дБВт 7,9 15,0 10,5 14,2
Число точечных лучей2 4 12 12 4
ЭИИМ, дБВт 54,1 47,9 47,8 43 7
Потери в свободном пространстве (39500 км), дБ 207,3 210,4 213,9 206,0
Диаметр приемной антенны, м 1,0 0,3 1.0 1,8
Усиление приемной антенны, дБ 31,0 33,7 34,4 44.9
Добротность G/Т, дБ/К 2,2 7,8 5.6 20 7
Скорость передачи, кбит/с 1870,0 1500,0 364,0 13900,0
С/No теплового шума, дБГц 77,6 74,0 68,1 84,9
Внеосевой угол, град 2.0 8.0 8.0 2.0
Помеха по соседнему каналу, дБ 83 4 79,8 73.9 91,2
С/No без учета замираний, дБГц 76.6 73,0 67.1 84,0
Потери из-за неточности наведения земной антенны, дБ 0,2 0,2 0,2 0,2
Атмосферные потери. дБ 0,2 0,0 0.0 0,2
Потери из-за неточности наведения на землю, дБ 0.2 0,5 0.5 0.2
Потери из-за многолучевости3. дБ 0.0 0.0 0.0 0 0
Доступность, % 99.95 100,0 100,0 99,95
Затухания в дожде для района Оттавы4, дБ 5.1 0,0 0,0 5,1
Поляризационные потери, дБ 0.1 0 5 0 5 0,1
Запас системы, дБ 1.0 1.0 1,0 1.0
С/No с учетом замираний дБГц 69 7 70 8 64.9 78.5
Еъ/Nq с учетом замираний, дБГц 70 9,0 9,0 7,0
Запас на реализацию демодулятора, дБ 1.5 1,5 1.5 1,5
Потери из-за нелинейности, дБ 0 0 0,0 0,2 00
Теоретическое Еъ/Nq дБГц 5,5 7,5 7,6 5,5
Ре с учетом замираний 8,8 -10~8 6,1 10~8 8,9-10-7 8,8 • 10“8
связи (SATCOM), хотя нельзя исключать и расширение диапазона ча-
стот сотовой связи Однако использование диапазона Ка в любом случае
является преимуществом спутниковых систем для таких «заоблачных»
применений, как воздушная служба [318]
Общая архитектура перспективной подвижной спутниковой систе-
мы связи включаете себя линии службы диапазона Ка, магистральные
обратные линии диапазона Ku и частную деловую сеть. На рис 8.3.2
371
Окончание табл. 8.S.1
Параметры линии Прямое направление: от базовой к подвижной станции Обратное направление: от подвижной к базовой станции
Максимальное значение Рс с учетом замираний Суммарная доступность, % 8.8-10-® 99,95 8,9-10“7 99,95
1 Усиление подвижной станции на передаче снижено на 1 дБ с учетом обтекателя и вращающегося разветвителя, а спутниковое усиление снижено на 1,5 дБ с учетом РЧ фильтрации/разветвления. Антенна подвижной станции — это микрополосковая антенна размером 30 см. 2 В диапазоне Ku — четыре фиксированных луча, в диапазоне Ка — груп- па из 12 узких переключаемых лучей. 3 Считается, что в воздушной службе потери из-за многолучевости отсут- ствуют, так как антенна направленная. 4 Считается что при движении на маршрутной высоте (выше облаков) замирания в дожде отсутствуют. * По вопросам передачи технологии и лицензирования обращаться в Об- щество д-ра Феера.
представлена архитектура терминала канадской программы. Ключевые
аспекты разработки терминала следующие:
• выбор типа антенны;
• выбор подходов к синхронизации и слежению;
• управление частотой
• гибкость наземного интерфейса;
• низкая стоимость.
Выбор вида модуляции/нелинейного усиления совместно со спек-
тральной эффективностью также относится к числу важнейших про-
блем решаемых при проектировании Составляющие бюджета воздуш-
ной линии этой системы приведены в табл. 8.3.1. В 1994 г. было реко-
мендовано использовать разновидность квадратурной амплитудной мо-
дуляции (SQAM) из семейства запатентованных Феером видов моду-
ляции FQPSK, допускающих применение нелинейного усиления в пе-
редатчиках (описаны в главе 4 и приложении 3) Технология SQAM
описана в [292, 287, 288, 293, 290]. По вопросам передачи технологии
и лицензирования заинтересованным организациям следует обращать-
ся в Общество д-ра Феера.
8.3.3. Программа спутниковых систем связи
Intelsat диапазона Ku
В обеспечении персональной связи через ретрансляторы диапазона
Ku спутника Intelsat участвует полнодоступная сеть малогабаритных тер-
миналов. Здесь устранена двухпролетная задержка, нежелательная при
речевой связи [79]. Частотные и энергетические ресурсы спутниково-
го ретранслятора используются совместно в режиме многостанционного
доступа на основе кодового разделения каналов (МДКРК) и предоста-
вления каналов по требованию.
372
В каждом терминале статистически уплотняются сигналы речи,
данных и факсимиле. Для уменьшения стоимости терминала в каждом
луче центральной станцией управления сети посылаются непрерывные
гармонические сигналы, регулируемые по уровню и корректируемые по
частоте Терминалы в каждом луче на линии вниз используют эти
пилот-сигналы в качестве эталонных для поиска и слежения в антенных
системах, как стабильные источники частоты и как индикаторы замира-
ний сигнала для регулирования мощности сигнала линии вверх (Uplink
Power Control, ULPC). При таком регулировании мощности решается воз-
можная проблема «близкого-удаленного» терминалов при МДКРК, воз-
никающая из-за наличия замираний в линии вверх. Для минимизации
возможных потерь тактовой и кодовой синхронизации псевдослучайных
последовательностей используется квазипакетный режим передачи. При
использовании этих терминалов только для соединения с коммутируе-
мыми телефонными сетями общего пользования через большие стан-
ции типа узловых в них может применяться технология плоских антенн
Таким образом, терминал в целом может быть размещен в портфеле,
чтобы его можно было легко транспортировать при персональном ис-
пользовании (рис. 8.3.3).
Рис. 8.3.3. Концепция сети (а) и структурная схема терминала сети персональ-
ной связи через спутник Intelsat диапазона Ku (6). В передающем терминале произ-
водится статистическое уплотнение сигналов речи, данных и факсимиле. (Из [79].)
373
Для простоты изложения предположим, что все терминалы персо-
нальной связи, (ТПС), располагаются в одной и той же проекции лу-
чей спутника линий вверх и вниз, как показано на рис. 8.3.3. Каждому
терминалу для приема присваивается своя псевдослучайная последова
тельность. В этом случае, если терминалу А необходимо связаться с
терминалом В, он должен использовать псевдослучайную последова-
тельность терминала В для расширения спектра сигнала, модулирован
него потоком данных и передаваемого через спутниковый ретрансля-
тор. Эти ТПС осуществляют доступ к ретранслятору в режимах много-
станционного доступа на основе частотного и кодового разделения ка-
налов Каждый частотный ствол ретранслятора обычно поддерживает
одну полнодоступную сеть ТПС [79]
8.3.4. Программа Odyssey фирмы TRW
Программа Odyssey будет обеспечивать высококачественные услуги
беспроводной связи по всему миру с помощью спутников В число услуг
входят передача речи, данных, радиовыэов определение местоположе-
ния и доставка сообщений. Odyssey обеспечит экономичный подход в
предоставлении связи. Группировка из 12 спутников, расположенных
в трех наклоненных под углом 55° орбитальных плоскостях на высо-
те 10354 км (5591 морская миля) обеспечит непрерывное покрытие за
данных географических регионов. В США в любой момент времени из
любой точки всегда будут видны два спутника (рис 8 3.4). Благода-
ря этому обеспечиваются большие углы места при прямой видимости
и минимизируются эффекты экранирования рельефом местности, де-
ревьями и зданиями [271].
Каждый спутник формирует многолучевую диаграмму направлен-
ности антенны, полностью покрывающую сотами заданный регион. В
системе связи применяется МДКРК на линиях вверх и вниз. Он позво-
ляет совместно использовать выделенные полосы частот с другими си-
стемами. Ретрансляторы типа «изогнутая труба» могут воспринимать
различные региональные стандарты а также изменение со временем
вида модуляции
Переносимый в руке экономичный терминал системы Odyssey бу-
дет совместим с сотовыми системами. В нем будет также обеспечена
защита от многолучевых замираний. На континентальной части терри-
тории США большая часть функций управления спутниками и связью
будет размещена в двух шлюзовых станциях одна на Восточном по-
бережье, другая на Западном
Логическое расширение спутниковой службы, направленное на
включение персональной связи, предполагает использование переноси-
мых в руке терминалов. Эти терминалы должны использовать антенны с
широкой диаграммой направленности, позволяющей принимать спутни-
ковые сигналы без какой-либо предварительной ориентации в простран-
стве. Поскольку всенаправленная антенна терминала типа телефонной
трубки может принимать сигналы спутника из любой точки небосвода,
□ □ □ □ □
□ □ООО .
Пользователь 4
Телефонная сеть
общего пользования__
Рис. 8.3.4. Сеть Odyssey обеспечивает двойное покрытие континентальной
части США и других регионов земного шара при использовании только 12 спут-
ников [271]
то нет необходимости использовать спутники на геостационарной ор-
бите. Такая идея позволяет рассматривать маловысотные орбиты, при
которых уменьшаются энергетические потери и задержка при распро-
странении радиоволн, упрощается конструкция спутника и уменьшается
стоимость космического сегмента
8.3.5. Программа Iridium фирмы Motorola
Система Iridium разработана для связи в любое время между далеко
разнесенными на территории земного шара переносимыми в руке станци-
ями без какой-либо априорной информации об их расположении. Систе-
ма обеспечит создание телефонной сети с цифровой коммутацией и гло-
бальный тональный набор номера позволяющий связываться с любым
телефонным аппаратом в мире. Пользователь получит возможность по-
слать вызов с номера портативного телефонного аппарата и получить
прямое соединение с абонентом В системе предусмотрен глобальный
роуминг, так что можно связываться с телефонной трубкой конкретного
абонента, а не с местом расположения стационарного телефона [146]
Особенностью системы является использование группировки из 77
спутников на низкой орбите, что предотвратит беспокоящие задержки,
существующие в настоящее время при разговорах. Ниэкоорбитальные
375
374
спутники этой персональной системы связи позволяют использовать ма-
ломощные переносимые в руке телефоны Наземные шлюзовые станции
обеспечивают интерфейс с коммутируемой телефонной сетью общего
пользования и определяют маршрут прохождения вызова. В системе
имеется собственный центр оперативного управления системой связи и
группировкой спутников.
Система Iridium будет обеспечивать полный набор услуг связи, ха-
рактерных для современных систем. Главным требованием является
обеспечение высококачественной передачи речи с помощью карманных
телефонов В системе будет также предусмотрен радиовызов, обмен
данными и сообщениями факсимиле и определение местоположения
Система работает аналогично существующим сотовым сухопутным
системам [156]. Фактически двухрежимная телефонная трубка будет
иметь возможность работать на частотах, выделенных сотовым систе-
мам и системе Iridium с обеими архитектурами связи. После набора но-
мера и посылки вызова сначала будет сделана попытка использовать
канал местной сухопутной сотовой системы Сигнал будет передавать-
ся через спутник Iridium только тогда, когда наземная сотовая система
недоступна. Шлюзовые станции будут маршрутизировать вызовы че-
рез спутники группировки наиболее экономичным образом и при необ-
ходимости использовать существующую наземную инфраструктуру. В
таком виде система Iridium будет дополнять существующие системы, а
не заменять их [146]
Глава 9
Вопросы проектирования
сотовых и беспроводных систем
9.1. Введение
Аналоговые сотовые системы связи — это первое поколение сото-
вых систем связи Во всем мире были разработаны и внедрены несколь-
ко несовместимых аналоговых стандартов. Эти системы используют
аналоговую частотную модуляцию (ЧМ) и имеют архитектуру управле-
ния средой доступа (УСД), основанную на многостанционном доступе
с частотным разделением каналов (МДЧРК) Имеющийся спектр ра-
диочастот совместно используется относительно большим количеством
сигналов с ЧМ, как показано на рис 9 2.1
Сотовые системы связи второго поколения прежде всего используют
цифровую модуляцию и методы обработки и насчитывают несколько не-
совместимых стандартов радиоинтерфейса. Первая цель — использова
ние цифровых методов-—была достигнута, в то время как вторая цель —
иметь один глобальный стандарт цифровой сотовой беспроводной связи
— вряд ли. Были разработаны многочисленные несовместимые стан-
дарты цифровой подвижной беспроводной и сотовой связи. Некоторые
из них используют МДЧРК, другие — МДВРК. Скорости передачи на
физическом (радио) уровне в целях экономии в сухопутной подвижной
радиосвязи низкие, порядка 1 2 кбит/с в то время как некоторые беспро-
водные ЛВС работают в диапазоне высоких скоростей (1. . .40 Мбит/с).
В этих системах методы цикловой синхронизации, исправления ошибок,
цифровой модуляции, а также технические требования для УСД и пере-
дачи радиосигналов физического уровня в целом существенно различны.
Были также стандартизированы системы третьего поколения, не-
сколько систем с расширенным спектром МДКРК, многостанционным
случайным доступом и контролем конфликтов системы с прямым рас-
ширением спектра и программной перестройкой рабочей частоты. Раз-
личные стандарты систем с расширением спектра не совместимы и не
работают друг с другом.
Сотовые системы связи первого поколения были кратко рассмотре-
ны в гл. 1. Здесь, в гл. 9, описываются системы второго и третье-
го поколений.
377
9.2. Методы доступа: МДВРК
(с временным и частотным
дуплексированием), МДЧРК; МДКРК
с программной перестройкой рабочей
частоты; МДКРК с прямым расширением
спектра и МСД с контролем конфликтов
В этом разделе описываются некоторые стандартизованные и не-
стандартизованные методы доступа в цифровых сотовых системах ра-
диосвязи.
Устройство управления средой доступа (УСД) определяет метод до-
ступа и распределяет радиоканалы (по частоте, времени и в простран-
стве). В случае МДЧРК имеющийся спектр радиочастот делится на
каналы 1... N, как показано на рис. 9.2.1. Ширина полосы каждого
модулируемого канала устанавливается трафаретом излучения радио-
передатчика, что иллюстрируется рис. 9.2.2. Архитектура МДЧРК из-
вестна также как «узкополосная подвижная радиосвязь», так как ши-
рина полосы индивидуальных сигналов данных или преобразованного в
цифровую форму аналогового сигнала (речь, факсимиле и т.д.) здесь
относительно узкая по сравненик; с системами МДВРК и МДКРК. Из
примера, представленного на рис. 9.2.2, следует, что сигнал с FQPSK
нелинейным усилением при скорости передачи 22 кбит/с занимает более
узкую полосу частот, чем та, которая определена Федеральной комис-
сией связи, исходя из ее существенных требований к уровеню внеполос-
ных излучений. Чтобы выполнить это требование, нужен увеличенный
частотный разнос между соседними каналами. Этот аргумент неодно-
кратно выдвигался противниками МДЧРК (и сторонниками МДВРК),
чтобы показать, что с точки зрения использования спектра МДЧРК не
так эффективен, как МДВРК или МДКРК. Однако сторонники МДЧРК
утверждали, что МДЧРК столь же или даже более эффективен, чем
МДВРК В частности, системы МДЧРК с расширением спектра путем
медленной перестройки рабочей частоты в сочетании с такими энерге-
тически и спектрально эффективными видами модуляции, как FQPSK,
могут иметь значительно большую пропускную способность по сравне-
нию с системами, использующими другие методы доступа.
В некоторых частотных диапазонах, выделенных ФКС, особенно ни-
же 470 МГц, разрешенная ширина полосы на канал ограничена значе-
ниями от 5 до 12,5 кГц. В этих узкополосных подвижных или сотовых
системах связи цифровой метод МДЧРК может предложить наиболее
спектрально эффективные и дешевые решения.
Большинство американских и международных стандартов 90-х го-
дов используют методы МДВРК. К 1995 г. работало несколько мил-
лионов цифровых сотовых абонентских станций. В эти современные
стандартизованные сотовые беспроводные системы второго поколения
входят следующее системы:
378
[ 30 кГц [ 30 кГц [ Общая выделенная полоса (например, 1 МГц)
379
дБ
Иллюстрация требования ФКС
(приблизительный трафарет)
20
О дБо — общая мощность
немодулированной несущей
0 5 W 20 30 40
Рис. 9.2.2. Спектр сигнала с FQPSK на краю выделенной ФКС полосы при
fb = 11,2 кбит/с-в канале с шириной полосы 8 кГц. (Основано на [80] и запатенто-
ванной передаче технологии, описанной в приложении 3 )
Иллюстрация энергетического спектра
сигнала с FQPSK-KF и нелинейным
усилением для системы со скоростью
передачи 22 кбит/с
50+ 10lg(10 Вт)= -60 дБо
• GSM Глобальная система подвижной связи;
• ADC Американская цифровая сотовая система (стандарт IS-54);
• JDC. Японская цифровая сотовая система.
К раткий обзор этих МДВРК систем представлен в разд 9.7 и 9.8.
Системы с расширенным спектром и многостанционным доступом
на основе кодового разделения каналов (МДКРК) и многостанционным
случайным доступом (МСД) с контролем конфликтов также были стан-
дартизованы и действуют во многих странах. Система МДКРК, глав-
ную роль в разработке которой играла компания Qualcomm Inc., Сан
Диего, была стандартизована и известна как стандарт IS-95 Ассоциа
ции электронной промышленности (EIA). Для передачи данных с бо-
лее высокими скоростями и беспроводной компьютерной связи комитет
380
стандартизации IEEE известный как IEEE 802 11, разработал несколько
стандартов для систем с расширенным спектром беспроводной радио-
и инфракрасной связи, основанных на МСД с контролем конфликтов
g последующих разделах этой главы иллюстративно представлены па-
раметры стандартизованных систем
Термины временное (TDD) и частотное дуплексирование (FDD)
относятся к методу используемого разделения радиосигналов в режи-
мах передачи и приема В первом случае используется временное а
во втором — частотное разделение. В системах МДВРК используются
частотное и временное дуплексирование
Для более высокоскоростной компьютерной связи с помощью бес-
проводных ЛВС (от 1 до 10 Мбит/с) комитетом стандартизации IEEE
802.11 PHY и МАС стандартизовано несколько радио- (диапазоны
900 . .928 МГц и 2 4 . .2,48 ГГц) и инфракрасных (ИК) систем
9.3. Сравнение параметров
радиоаппаратуры, реализующей
когерентный и некогерентный методы
демодуляции сигналов с BPSK, DQPSK и
тг/4-DQPSK и линейным усилением, а также
с GMSK, GFSK, 4-FM и FQPSK и
нелинейным усилением
Наша цель состояла в определении нескольких методов модуля-
ции/демодуляции (модемов), которые могли подходить для разрабаты-
ваемых стандартов сотовых сухопутных подвижных систем радиосвязи
общего пользования, комитета IEEE 802.11 PHY и других стандартов
беспроводной связи. На основе изучения технической литературы при
активном участии в работе комитетов стандартизации и анализа проек-
тов ряда систем для беспроводных ЛВС (WLAN) передачи данных и ре-
чи в цифровой сотовой связи подвижной и персональной связи общего
назначения нам удалось оценить характеристики и спектральную эффек-
тивность 14 различных модемов и радиосистем с линейным или нели-
нейным усилением (табл. 9.3 1). Все эти модемы рассматривались и/или
используются в нескольких действующих американских и международ-
ных (европейских и японских) системах Выбор «наилучшего модема»
для конкретных применений, например для новой системы персональной
связи является важным делом Радиочастотная и модемная части ока-
зывают значительное влияние на общие характеристики устройств физи-
ческого уровня, стоимость энергопотребление размеры зону покрытия
и емкость системы. Принципы построения модемов, характеристики и
принятые сокращения подробно рассмотрены в гл 4 В этом разделе
представлен краткий обзор наиболее важных и значимых параметров
модемов, которые влияют на общую конфигурацию системы и сети
381
Таблица 9.3.1. Сравнение модемов цифровой подвижной радиосвязи, РЧ усилителей и систем разнесения в условиях воздей-
ствия АБГШ и релеевских замираний. Приведены приблизительные значения, позволяющие проследить закономерности и сделать
* Обозначения: ПУ — линейное усиление, НЛУ — нелинейное усиление; теор. — теоретическое значение; разн. — при наличии раз-
382
9.3.1. Наиболее важные параметры модема,
радиосистемы и оборудования
Оптимизация пороговой чувствительности и пропускной спо-
собности. Для оптимизации характеристик радиосистемы и модема
необходимо найти современные подходы, позволяющие получить мак-
симальную помехоустойчивость, те. наиболее низкие значения отноше-
ний несущая/помеха (С/1) и несущая/шум (С/N) или энергии на бит
к спектральной плотности шума (Еъ/Nq) при наличии стационарных
релеевских замираний и/или воздействии аддитивного белого гауссов-
ского шума (АБГШ). При этом достигается наибольшая чувствитель-
ность или минимальный порог Было показано, что при релеевских
замираниях влияние шума и помех на вероятность ошибки практиче-
ски одинаково, т.е.
C/N = С/1 (с точностью до 1 дБ) для значений вероятности
ошибки на бит, лежащих в интервале от 10-2 до 10-s.
Указанная здесь составляющая помехи относится к внутренней со-
канальной помехе (CCI), создаваемой собственной сотовой системой ра-
диосвязи, или к внешней помехе с релевскими замираниями, создавае-
мой другой системой, работающей в совмещенной полосе, т.е. к внешней
соканальной помехе (ECI).
Спектральная эффективность выражаемая через отношение бит на
секунду-герц [6ит/(сТц)] при заданном уровне суммарного внеполосно-
го излучения, создающего помеху по соседним каналам (ACI), являет-
ся важным параметром с точки зрения пропускной способности. Спек-
тральная эффективность должна максимизироваться совместно с чув-
ствительностью относительно С/1 для достижения наибольшей про-
пускной способности, выражаемой через отношение бит на секунду-герц-
квадратный метр (бит/(сТц м2)].
Выбор линейного или нелинейного режима усилителя мощности
влияет на размеры аппаратуры, потребляемую мощность, возможность
соблюдения норм, устанавливаемых ФКС, и стоимость В большин-
стве систем нелинейные усилители (НЛУ) имеют более низкую стои-
мость, меньшие размеры и более высокий КПД, чем линейные усили-
тели (ЛУ). Используя НЛУ вместо линейных усилителей и устройств
можно создавать недорогие переносные станции с большим сроком жиз-
ни источников питания.
9.3.2. 4-FM, 16-QAM и QPSK
Типовые или «универсальные» структурные схемы квадратурного
когерентного модема представлены на рис 4.3.29 и 4.3.30. Эти схемы
могут быть использованы для сигналов QPSK, тг/4-QPSK и 16-QAM, а
также для FQPSK, GMSK и FBPSK.
Из табл. 9.3.1, дающей грубую оценку параметров модема, отме-
тим следующее:
383
C/N для 4-CPM-FM = C/N для 16-QAM = C/N для QPSK+5 дБ
Например, для Pe = 10~2 в условиях релеевских замираний коге
рентный модем QPSK требует C/N = С/1 = 17 дБ, в то время как
когерентный модем 16-QAM требует С/1 = C/N = 22 дБ. Другими
словами обычная QPSK требует на 5 дБ более низкого отношения мощ
ности сигнала к мощности соканальной помехи (СС/) и/или шума, чем
16-QAM. Кроме того, 16-QAM требует очень линейных усилителей, це-
пей автоматической регулировки усиления (АРУ), а также смесителей
и в приемнике, и в передатчике, что приводит к низкому КПД. По-
тенциальное преимущество 16-QAM, с другой стороны, в том что она
имеет практически достижимую спектральную эффективность, равную
3 6ит/(с Гц), по сравнению с эффективностью 1,6 6ит/(сГц) для QPSK
с линейным усилением.
Четырехуровневая FM или 4-CPM-FM с некогерентной демодуляци-
ей, имеющая спектральную эффективность 1,2... 1,4 6ит/(с Гц), также
имеет характеристику Ре = f(C/I) приблизительно на 5 дБ хуже, чем
у системы типа QPSK (см. гл. 4 и приложение 3).
9.3.3. Модуляция GMSK
Гауссовская MSK (GMSK) — это вид модуляции, используемый в
стандарте системы GSM, а также в других стандартах. Он реализовы-
вался в когерентном и некогерентном вариантах и хорошо описан в тех-
нической литературе. В системах с GMSK произведение ВТь определя-
ет частоту среза предмодуляционного гауссовского фильтра. Значение
произведения ВТь, равное 0,3, приведет к более высокой спектральной
эффективности по сравнению с ВТь = 0,5. Однако, это улучшение до-
стигается ценой более сложной реализации, увеличения требуемого от-
ношения С/1 и усиления влияния условий распространения радиоволн
(например, временного рассеяния) и неидеальностей аппаратуры [197]
Принципиальными преимуществами GMSK являются высокий КПД
усилителя мощности (благодаря использованию НЛУ) и приемлемая по-
мехоустойчивость: Ре = 10~3 при C/N — 30 дБ. Возможна когерентная
и некогерентная демодуляция. Модем GMSK используется в нескольких
европейских стандартах, и уже имеется его техническая реализация в ви-
де однокристалльной СБИС. Описание запатентованной Феером GMSK
приведено в приложении 3.
Однако на практике GMSK имеет и некоторые недостатки. Отно-
сительно широкий главный лепесток спектра приводит к меньшей спек-
тральной эффективности по сравнению с модемами типа QPSK. GMSK
менее помехоустойчива, чем FQPSK (на 2 дБ), хотя требует более слож
ного алгоритма обработки модулирующего сигнала при реализации гаус-
совского фильтра нижних частот (ГФНЧ) и цифрового сигнального про-
цессора (ЦСП) При ВТь — 0,3 GMSK по сравнению с QPSK более
чувствительна к системным неидеальностям, что является еще одним
384
недостатком GMSK [197, 200, 201] Системы с GMSK, а также системы
с другими видами модуляции подробно рассмотрены в гл. 4.
9.3.4. Модуляция тг/4-DQPSK: стандарт
США и Японии
Для DQPSK с фазовым сдвигом на тг/4 требуются линейные уси-
лители, несмотря на то, что у нее имеют место несколько уменьшенные
флуктуации огибающей по сравнению с обычной QPSK. Принципиаль-
ное преимущество тг/4-DQPSK заключается в том, что она допускает
как когерентную, так и некогерентную демодуляцию и имеет несколько
меньшую ширину спектра и снижение помехоустойчивости по сравнению
с обычной QPSK в «линеаризованных» или «квазилинейных» каналах.
Несколько лет назад некогерентной демодуляции отдавалось предпочте-
ние в системах с большой скоростью движения объектов (например, 100
км/час) и большим доплеровским сдвигом. Позже было выяснено, что
из-за преобладающего влияния временного рассеяния должны исполь-
зоваться когерентные демодуляторы.
В системах с тг/4-QPSK и фильтрацией а также с обычной QPSK
флуктуации огибающей находятся в пределах 3 ..5 дБ. У линейных
РЧ усилителей, которые требуются для этих видов модуляции, вариа-
ция усиления и выходной мощности составляет 1...3 дБ. Из-за неиде-
альной линеаризации обычно используется дополнительное снижение
выходного уровня (СВУ) усилителя, равное 2 дБ. По этим причинам в
цифровых сотовых системах связи с тг/4-DQPSK
СВУ = 6... 10 дБ,
а полная энергетическая эффективность некоторых из систем
тг/4-DQPSK с самым простым усилением равна только (5... 15) % Со-
временные линеаризованные усилители имеют КПД (для тг/4-DQPSK),
равный 30. ..40 %.
Поэтому тг/4-DQPSK могла бы быть приемлемым видом модуляции
для систем с когерентным и/или некогерентным приемом, при спек-
тральной эффективности не более 1,6 бит/(с-Гц), и в которых требова-
ния к КПД (отношение линейно усиленной мощности РЧ к мощности
постоянного тока) не слишком жесткие. Алгоритм обработки сигналов
при демодуляции сигналов тг/4-DQPSK немного сложнее, чем при обыч-
ной QPSK или QPSK со сдвигом (О-QPSK). В системах с нелинейным
усилением сигналы с О-QPSK и специфической фильтрацией (в полосе
модулирующих частот) обладают значительно лучшими спектральными
свойствами. Поэтому рассмотрим более подробно семейство сигналов с
О-QPSK, которые запатентованы и лицензированы Обществом д-ра Фе-
ера. Эти сигналы известны как FQPSK и FBPSK
385
9.3.5 FQPSK и FBPSK: запатентованное Феером
семейство видов модуляции O-QPSK, QPSK, BPSK и
GMSK
Простые запатентованные процессоры модулирующих сигналов и
фильтры в составе модулятора сигналов О-QPSK обеспечивают глазко-
вую диаграмму без межсимвольных искажений и дрожания переходов.
Этот тип модулятора сигналов с QPSK будем называть FQPSK (F озна-
чает применение запатентованных сигнальных процессоров Феера в се
Рис. 9.3.1. Приемопередатчик и модем сигналов с FQPSK с нелинейным уси-
лением (НЛУ) (а) и примеры вэаимокоррелированных сигналов с FQPSK (FBPSK и
FQPSK) в каналах 1 и Q (б). По вопросам передачи технологии и патентной информа-
ции обращаться в Общество д-ра Феера [165]. Изобретение вэаимокоррелированных
сигналов FQPSK и GMSK, описанных в приложении 3, направлено на улучшение
результатов, полученных в хорошо известной теории линейной связи
386
О I О I О О I I
Рис. 9.3.1. Продолжение Сигнал после взаимной корреляции, согласно запа-
тентованной технологии Общества д-ра Феера (см. приложение 3)
10110111000 ПСП
Код Баркера с частотой
следования символов
11 Мсимв./с
Рис. 9.3.2. Структурная схема передающей части аппаратуры, соответствую-
щей принятому стандарту системы с прямым расширением спектра, скоростью пере-
дачи 2 Мбит/с и DQPSK, О-QPSK, и совместимая с ней схема модулятора сигналов
с FQPSK и нелинейным усилением
Канал Приемный
ФНЧ
ФНЧ т Тс/2
45,5 нс
Сигнал управления
(включить выключить"
задержку)
ФНЧ
или
интегратор
ФНЧ
или —I
интегратор Q
ПСП 11 Мсимв/с
2 Мбит/с
Ч
Рис. 9.3.3. Структурная схема приемной части аппаратуры, соответствующей
принятому стандарту системы с прямым расширением спектра, скоростью передачи
2 Мбит/с и DQPSK О-QPSK и совместимая с ней схема демодулятора сигналов
с FQPSK и нелинейным усилением
387
о
LO
DQPSK с НЛУ
мощностью 1 Вт
3
О-QPSK с НЛУ
мощностью 1 Вт
и обычным ФНЧ
О-QPSK с нл7\, (VRC)
мощностью 1 Вт X
и процессором \
\ FQPSK t,
-60.0 L-
0
Теоретическая\
характеристика'
DQPSK с ЛУ
(100 мВт)
5,0 10,0 15,0 20,0 25,0 30,0
/ - /о. МГц
Рис. 9.3.4. Спектральные плотности сигналов с прямым расширением спек
тра: DQPSK с ФНЧ, имеющим частотную характеристику «квадратного корня из при-
поднятого косинуса» (SQRT-RC), а = 0,35 в идеальном линейном канале; DQPSK
(SQRT-RC ФНЧ, а = 0,35) с нелинейным усилением; O-QPSK (SQRT-RC, ФНЧ,
а = 0,35), запатентованная Феером FQPSK в энергетически эффективной радиоси
стеме с нелинейным усилением, например, в системе 2,4 ГГц или в инфракрасной
(ИК) беспроводной ЛВС (WLAN). См. приложение 3
Управление
усиления приемника
Рис. 9.3.5. Структурная схема ИМС приемопередатчика TELEDYNE TFE-1050
(2,4 ГГц)
388
Измерительная полоса 30 кГц Мощность опорного сигнала 19,2 дБм
Полоса частот по вертикали 300 Гц Аттенюатор 30 дБ
Полоса обзора 5,0 МГц Полоса обзора 5,0 МГц
Время развертки 1,5 с
Рис, 9.3.6. Измеренные с помощью ИМС СВЧ Teledyne ТАЕ-1010А на частоте
2,4 ГГц спектры на выходе нового РЧ усилителя и приемопередатчика ТАЕ TFE для
сигналов с FQPSK (верхний рисунок) и DQPSK (нижний рисунок). Спектр сигнала
с FQPSK (28,5 дБм при напряжении питания 5 В) отвечает требованиям стандарта
IEEE 802.11, в то время как спектр DQPSK сигнала с дополнительным расширением и
линейным усилением (24,3 дБм при напряжении питания 5 В) не удовлетворяет этим
требованиям. Сигналы с FQPSK, допускающие нелинейное усиление (в режиме насы-
щения), обеспечивают выигрыш по мощности 4 дБ по сравнению с обычной стандар-
тизованной DBPSK. Эксперименты соответствуют скорости передачи /ь = 1 Мбит/с
Рис. 9.3.7. Зависимости Рс = /(£'ь/Лго) Для сигналов с FQPSK, GMSK и
4-FM, имеющих постоянную огибающую при воздействии релеевских замираний (а)
и для 4-FM, соответствующая временному рассеянию, измеренному на соответствие
стандарту и равному 150 нс (6). Зависимости для сигналов GFSK, GMSK и FQPSK
вычислены и экспериментально подтверждены Для справки см. стандарты и пред-
ставленные на рассмотрение документы комитета IEEE 802.11-WLAN
389
MT»'
102
1(Г3
10 4
10 s
10~®'
скорости 1,4 Мбит/с
20 22,5 25
FQPSK'
и тг/4-DQPSK
при скорости
1 Мбит/с
кривая
Скорость передачи 1 Мбит/с
(1) Девиация GFSK 160 кГц
(2) Девиация GFSK 184 кГц
(3) Девиация GFSK 208 кГц
Практическое значение
для 4-FM
при скорости
2 Мбит/с
Еъ/Nq, дБ
Рис. 9.3.8. Зависимости Ре от Еъ/Nq для сигналов с FQPSK. GFSK и 4-FM при
воздействии АБГШ. Для Рс = 10“5 в случае FQPSK требуется Еъ/Nq на 4.. .6,5 дБ
меньше по сравнению с GFSK и на 13 дБ меньше по сравнению с 4-FM (точное зна-
чение выигрыша зависит от девиации частоты). Для систем с расширением спектра
путем медленной программной перестройки рабочей частоты Комитетом стандар-
тизации IEEE 802.11 в 1994 г приняты GFSK и 4-FM Эти системы со скоростями
передачи /ь, равными 1 Мбит/с и 2 Мбит/с, должны функционировать с малой де-
виацией, чтобы выполнялись требования к спектру излучаемого сигнала
мействе модемов QPSK) [93-96, 98-107, 109, 111, 112]. Концепция фор-
мирования модулирующих сигналов в каналах I и Q модулятора FQPSK
описана во многих публикациях, включая гл 4 этой книги. Концепция
по существу очень простая и предполагает использование модулирующих
сигналов гладкой формы. Схема модулятора сигналов с FQPSK практи
чески совпадает с квадратурной схемой модулятора сигналов с GMSK за
исключением того, что имеет более простой процессор модулирующих
сигналов (см. подробное описание в гл. 4).
390
Таблица 9.3.2. Наиболее существенные параметры беспроводных ЛВС, определенные Комитетом стандартизации IEEE 802.11 на
март 1994 г. [101]
391
Таблица 9.3.3,а. Сравнение GFSK, FQPSK-1, FQPSK-KF, FQPSK 4x4 и
FQPSK 8x8
Параметр Стандартная GFSK С повышенной скоростью
FQPSK-1 FQPSK- KF FQPSK 4x4 FQPSK 8x8
Максимальная скорость пере- дачи в полосе 1 МГц, Мбит/с Требуемое отношение E^/Nq для Ре = 10~5 в условиях гауссовского шума, дБ 1 19,3 (15,5*) 1.0 10,5 1.5 15,7 2,8 15 4.2 19,8
* При более сложном процессоре обработки демодулируемых сигналов в при- емнике
Таблица 9.3.3.б Характеристики систем с видами модуляции, позволяющи
ми получить сигналы с постоянной огибающей и допускающими нелинейное усиление
в условиях воздействия релеевских замираний и соканальной помехи. Значения Ръ
для тг/4-DQPSK аналогичны значениям для FQPSK, однако в первом случае тре-
буется линейное усиление
Параметр GFSK FQPSK QPSK 4-FM
Скорость передачи в полосе 1 МГц (по уровню —20 дБ), Мбит/с 1,0 1.6 1,6 2
Мощность РЧ на 2,4 ГГц (макс), Вт 1 (НЛУ) 1 (НЛУ) 0,15 (ЛУ) 1 (НЛУ)
Требуемое отношение С/1 для Рс = 10~2 при релеевских замираниях, дБ 20 16 16 23
Увеличение пиковой мощности излучения, дБ 0 0 5. .10 0
Емкость системы (относитель- но GFSK), % 100 300 300 507
Таблица 9.3.3,в. Энергетическая эффективность арсенид-галлиевой СВЧ
ИМС. Измерения проведены для Teledyne ТАЕ 1010а при напряжении источника
питания постоянного тока, равном 3 В. Измерения усилителя на соответствие спек-
тральному трафарету IEEE 802.11 проведены на фирме Teledyne в марте 1994 г. (101]
Вид модуляции Эффективность, % Выходная мощность, дБм
FQPSK (НЛУ в режиме насыщения) DQPSK (ЛУ*) 19,8 8,6 +24 +21
* При более сложном процессоре обработки демодулируемых сигналов в при- емнике.
На рис 9.3.1-9.3 8 и в табл. 9.3.2-9.3.4 приводятся некоторые при-
меры формы модулирующих сигналов FQPSK, структурные схемы мо-
дуляторов и демодуляторов, ряд общих характеристик, а также дано
их сравнение с другими видами цифровой модуляции, используемыми
в системах беспроводной связи.
392
Таблица 9.3.4. Сравнение GMSK и FQPSK. (Из [93, 96, 100, 106, 109].)
393
Когерентные QPSK или FQPSK (или по-
добная GMSK, но с худшими характерно™-
ками)
Увеличение скорости передачи или
радиуса покрытия/адаптивная кор-
рекция
Изменение (физическое) скорости
передачи без ухудшения характери-
стик (в допустимом диапазоне)
Время восстановления несущей по
отношению к отсутствию таковой
потери эффективности исполь-
зования кадра при длине слова (па-
кета) 1000 и 10000 бит
Пороговые явления (импульсный
шум дискриминатора)
Средства проектирования
Влияние ухода частоты РЧ генера-
тора, включая синтезатор, на Ре,
восстановление постоянной соста-
вляющей
Дополнительные преобразователи
частоты вниз фильтры
Характеристики аппаратуры
Относительно простой недорогой адаптив-
ный корректор на основе ЦПС/ПАВ по-
зволяет увеличить скорость передачи или
радиус покрытия
Автоматическое, с помощью программных
средств процессора
5 % или 50 бит при длине пакета 1000 бит
(10 макс.) 0,5 % или 50 бит при дли-
не пакета 10000 бит (1 »/, макс.). Парал-
лельные схемы восстановления несущей
и тактовой частоты могут устранить этот
недостаток
Проблем нет
Хорошо известны
Решается просто
Не требуются
Требования к схеме восстановления
несущей (СВН)
Дополнительное увеличение мощ-
ности для источника питания, вы-
званное наличием СВН
Наличие ИМС
Оценка общей стоимости/мощности
источника питания
Диапазоны радиочастот 900 МГц,
1,9 ГГц; 2 4 ГГц; изменение скоро-
сти передачи
DQPSK (или DGMSK)
Очень дорогая технология адаптивной коррекции
(если вообще реализуемая); теория не вполне из-
учена, необходимы новые исследования
Очень трудное может потребоваться изменение
параметров ПФ ПЧ
Потенциальный выигрыш во времени синхрони-
зации составляет 1. . .10 % от длины пакета (?),
но может быть утрачен из-за потерь времени на
переходные процессы в ПФ. Выигрыш во времени
синхронизации может быть утрачен из-за затрат
времени на компенсацию постоянной составляю-
щей в насыщении
Возможны проблемы в случае использования дис-
криминатора при = 1о_2
Требуются значительные, если ПФ-ПЧ неидеален-
оценка влияния частотной нестабильности для
GMSK при ВТь = 0,3 затруднительна
Решается сложно; потенциально опасно, как в си-
стеме DECT
Очень дорогие Может потребоваться дополни-
тельная ступень преобразования из-за более низ-
кой ПЧ и проблем с ПФ
Простая схема с пилот-сигналом в полос
и другие хорошо известные схемы типа Ко-
стаса. Нет проблем с доплеровским сдви-
гом. Энергетически экономичные решения.
GSM, ADC и другие сотовые системы име-
ют СВН
Первоначально может быть высоким, если
оно связано с этим требованием
Преимущество в отсутствии необходимости
СВН
иметь
Многие компании-производители разраба-
тывают ИМС для квадратурных (когерент-
ных) структур
При использовании новых технологий по-
чти такая же, как у некогерентных прием-
ников
Одинаковая архитектура для всех диапазо-
нов частот; возможность гибкого измене-
ния скорости передачи
Энергопотребление у дискриминатора меньше, чем
у когерентного демодулятора Однако выигрыш
может быть утрачен из-за необходимости компен-
сации постоянной составляющей в гетеродине или
синтезаторе
Некогерентные дискриминаторы в настоящее вре-
мя дешевле, однако влияние дополнительных схем
ПЧ, ПФ, компенсации постоянной составляющей
неочевидно
Практически та же
В некоторых системах может потребоваться до-
полнительная ступень ПЧ, которая увеличивает
габариты и стоимость. Это позволяет перейти к
программному изменению скорости передачи
9.4. Расчет бюджета радиолиний
в цифровых беспроводных сотовых
системах связи
Распространение радиоволн в системах беспроводной сотовой сухо-
путной подвижной связи часто моделируется следующими явлениями
1) быстрыми многолучевыми релеевскими замираниями;
2) медленным логарифмически нормальным затенением;
3) потерями при распространении в зависимости от расстояния.
В гл. 3 было дано подробное описание условий распространения
Расчет бюджета радиолинии, составляющий одну из наиболее важных
проблем для инженеров по беспроводным и сотовым системам связи
должен выполняться с учетом этих явлений. Главными параметрами
при расчете бюджета радиолинии сотовых сухопутных систем подвиж-
ной радиосвязи являются мощность передатчика и интервал повторного
использования частот Эти параметры определяются для заданного ка-
чества передачи, т е. для заданного значения вероятности ошибки на бит
и допустимой надежности связи Надежность связи определяется ча-
стью зоны обслуживания, в пределах которой не может поддерживаться
требуемое качество передачи. В данном разделе представлен всесторон-
ний подход к проектированию сотовых сухопутных систем подвижной ра-
диосвязи- При проектировании системы требование к качеству передачи
определяется из знания характеристик передачи в условиях воздействия
только многолучевых релеевских замираний без учета логонормального
затенения. Учитываются также тепловой шум и соканальная помеха.
Надежность связи определяется исходя из предположения логарифми-
чески нормального затенения и изменения потерь при распространении
в зависимости от расстояния Материал раздела основан на [83].
9.4.1. Надежность связи и энергетический запас
На качество передачи, выраженное через значение Ре, в подвижных
системах наибольшее влияние оказывают тепловые шумы и соканальные
помехи (ССГ). Рис. 9 4.1 иллюстрирует простую модель повторного ис-
пользования каналов на обслуживаемой территории. Методика оценки
надежности связи и требуемых энергетических запасов по С/N и С/1,
излагаемая в разд. 9.4.1.1, основана на этой модели
9.4.1.1. Определение надежности связи и энергетических за-
пасов по С/N и С/1. Пусть для схемы расположения сот, изобра-
женной на рис. 9.4.1 [83, гл 10], X и Y являются локальными средними
значениями полезного сигнала и нежелательной помехи соответственно
Полагая, что X и Y подвергаются взаимно независимому логарифмиче-
ски нормальному затенению, получаем совместную функцию плотности
распределения вероятности (ФПРВ) величин X и Y:
ехР б"2 У~ + 1п2?“') ' <9 41)
^7Г(Т I £_(У у .Луд * m /
396
и
Мешающая сота
Полезная сота
Рис. 9.4.1. Простая модель территориального повторного использования ка-
налов. R — радиус соты, D — расстояние между сотами, rj и г2 — расстояния от
подвижной станции до каждой базовой станции (Напечатано с разрешения IEEE )
В (9.4 1) <7 — стандартное отклонение, эмпирическое значение которого
составляет (5... 12) дБ для типичного городского района [250], а Хт
и Ym — территориальные средние значения величин X и У, опреде-
ляемые формулами:
I Хт = Xm(ri) = Arj °; (9 4 2)
Ут = Ут(г2) = Аг^а,
где Лио — параметры распространения, причем в городском районе
показатель а принимает значения от 3 до 4 [250]
Как показано на рис 9 4 1 и г2 — это расстояния от подвижного
объекта до полезной и мешающей базовой станции соответственно Под-
ставляя вместо локальных средних величин С/N и С/1 соответственно
Г и Л и заменяя переменные в (9 4.1) так, что X — Г и X/Y = Л,
получаем совместную ФПРВ величин Г и Л в следующем виде:
p(X,Y)= х Др-ехр [--Ц f|n2 JL |п2 Л \]
' ' 2тгст2ГЛ [ 2<т2 \ Гт / J
где Гт = rm(rj)T Лт = Am(ri, г2) являются территориальными средни-
|ми величин С/N и С/1 соответственно Пороговыми значениями или
уровнями считаются наименьшие значения C/.ZV(rnop) и С//(Лпср), при
которых обеспечивается допустимое значение Ре.
Для пороговых уровней Гпор и ЛПОр. определяемых требуемым ка-
чеством передачи, вероятность того, что Г Гпор или Л ЛПОр. вы-
ражаются следующим образом:
Вер[Г Гпор или Л Лпор] —
= Вер[Г < Гпор] + Вер[Л Лпор] - Вер[Г Гпор и Л Лпор], (9.4.4)
где
Вер[Г Гпор] = Г" [ р(Г, Л) d№. (9 4 5)
Jo Jo
397
Рис. 9.4.2. Требуемые энергетические запасы по С/N и С/1 для ряда значений
вероятности потери связи Ff, т.е. Ff = Вер(Г $ Гпор или Л Лпор). Линии,
параллельные горизонтальной оси, отображают запас по С/1 при запасе по С/N.
равном бесконечности; линии, параллельные вертикальной оси, отображают запас
no С/N при бесконечном запасе по С/1. (Напечатано с разрешения IEEE.)
Вер[Л^Лпор]= [ [ П°Рр(Г,Л)^Г£/Л; (9.4.6)
Jo Jo
Вер[Г f"nop и Л jC ЛПор] — / / р(Г, Л) dVdh. (9.4.7)
Jo Jo
Подставляя (9.4.3) в выражения (9.4.4—9.4.7) и выполняя некоторые
преобразования, из (9.4.4) получаем
Вер[Г ГПОр или Л
Лпор] —
— erf С / 1п(1~т/Гпор) 1 1 erfc Г 1п(Лт /ЛПор) 1
2 I y/lcr ) 2 ( у/2а )
1 rln(r„/rnop)/y2ff f | /г /г
- / е-‘ erfc h + -(1™/'пор) I
2v’r J-oo I л/2<т j
dt
(9.4.8)
398
где erfc — дополнение функции ошибок:
Из (9.4.8) следует, что надежность связи с учетом влияния те-
плового шума и соканальной помехи CCI является функцией требуе-
мых энергетических запасов по С/N и С/1, т.е. Гт/Гпор и Лт/Лпор.
Другими словами с помощью (9 4.8) можно определить требуемые
территориальные средние значения С/N и С/1, т.е. Ггп и Лгп для
пороговых уровней Гпор и Лпор и допустимую надежность связи как
Вер Гпор или Л Лпор] = Fj.
На рис. 9.4.2 приведены значения требуемых энергетических запасов
по С/N и С/1, вычисленные с помощью (9.4.8) (пунктирными линиями
показаны асимптоты, сто = lOalge). Линии, параллельные горизон-
тальной оси, отображают энергетический запас по С/1 при запасе по
С/N, равном бесконечности, а линии, параллельные вертикальной оси,
отображают энергетический запас по С/N, когда запас по С/1 равен
бесконечности. Анализируя представленные зависимости можно сде-
лать следующие выводы
1. Надежность связи при воздействии теплового шума и CCI долж-
на определяться исходя из масштаба системы или ее уровня качества.
Например, когда допускается суммарное значение вероятности потери
связи, равное 10 %, то можно сделать расчет линии либо для точки
А, в которой приоритет отдается тепловому шуму, либо для точки В,
где приоритет отдается CCI. Первый вариант больше подходит для си-
стем с большими размерами сот, в то время как второй — для систем
с большой емкостью и малыми размерами сот.
2. Когда надежность связи определяется для соответствующих фак-
торов отдельно то и энергетические запасы по С/N и С/1 могут вычи-
сляться отдельно. Например, если суммарная вероятность потери связи
составляет 5 % и из них 1 % выделен на тепловой шум, а 4 % — на
CCI, то требуемые энергетические запасы по С/N и CCI определяют-
ся по точке, отмеченной на рисунке звездочкой. Так как точка лежит
чуть выше кривой, соответствующей 5 %, то для данного варианта тре-
буется чуть больший энергетический запас для заданной надежности
связи. Такие же соотношения в общем оказываются справедливыми и
для других распределяемых значений. Эта процедура всегда дает хо-
рошие результаты.
Основываясь на взаимосвязи между надежностью связи и энергети-
ческими запасами можно определить мощность передатчика и интервал
повторного использования каналов, которые являются основными пара-
метрами при расчете линии подвижной радиосвязи.
Пороговые значения для локального среднего С/./У(Гпор) и локаль-
ного среднего С//(ЛПОр) устанавливаются с учетом требований к каче-
ству передачи в условиях воздействия чисто релеевских замираний без
399
учета влияния логарифмически нормального затенения Допустимые
значения вероятности потери связи из-за воздействия теплового шума
и СС1 могут быть определены отдельно. Таким образом, мощность
передатчика и интервал повторного использования каналов можно вы-
числить следующим образом
9.4.2. Определение мощности передатчика
и интервала повторного использования каналов
Пусть Fj — вероятность потери связи в некоторой точке Р задан-
ной соты, как показано на рис. 9.4.1 и 9.4.2. Соотношение между Fj
и требуемым запасом по C/N (Гт/Гпор) рассчитывается с помощью
(9.4.3) и (9-4.5) следующим образом.
ей о гг/г т /Гпор 1 Г >п2(Гт/Гпор)1 Jr
г, = в.р[г«гтор) = уо ------2^)^ =
= 1еИс('"(Г"'/Г"т)1. (9.4.9)
Результаты расчета представлены на рис. 9.4.3. Так как Гт явля
ется функцией расстояния между базовой станцией и подвижным объ-
ектом, то Гт/Гпор представляет собой минимальный запас по C/N в
некоторой точке на границе соты.
При проектировании системы надежность связи должна быть опре-
делена в пределах всей соты. Следовательно, необходимо в явном виде
установить соотношение между вероятностью потери связи на грани-
це и в пределах всей соты. Обозначая п = г и используя выражение
(9.4.2), получаем следующую формулу для вероятности потери связи
F& в пределах всей соты:
1 /*^ 1 1
= 2тгД2 J Ff(r№rrdr “ 2 erfc^°) “ 2е2А°Уо+У°2 erfcpfoVo),
(9.4.10)
где
Хо = И1™ WGnop). Yo=^. (9.4.11)
у2<т а
Первое слагаемое в (9.4.10) определяет вероятность потери связи
Fj(R') на границе соты, согласно выражению (9.4.9) при г = R, а второе
слагаемое является поправкой. Результаты вычислений по выражению
(9.4.10) представлены на рис. 9.4.4. Из приведенных данных следует,
что расчет радиолинии можно производить исходя из значения вероят-
ности потери связи на границе соты. Следовательно, требуемый запас
по C/N можно найти из (9.4.9).
Требуемое среднее территориальное значение С/1У(Гт) определя
ется суммой (выраженной в децибелах) Гпор и энергетического запа-
са Гт/Гпор, соответствующего заданному значению вероятности потери
400
Запас по C/N: Гт/Гпор. дБ
Рис. 9.4.3. Зависимость вероятности потери связи от энергетического запаса
no C/N Fj = Вер[Г ГПОр1- (Напечатано с разрешения IEEE.)
Рис. 9.4.4. Зависимость F,J от F^, описываемая выражением (9.4.10). Ра-
диолиния может проектироваться исходя из заданного значения вероятности потери
связи на краю соты. (Напечатано с разрешения IEEE.)
401
Рис. 9.4.5. Процедура определения требуемой мощности передатчика (На-
печатано с разрешения IEEE.)
связи Fj. Если известны потери при распространении на расстоянии Lp,
которое связано с радиусрм соты, и мощность шума приемника kTBNy,
то мощность передатчика Р( можно рассчитать по формуле
Pt =
rmkTBNFLp
GtGr
(9.4.12)
где Gt и Gr — коэффициенты усиления антенн, включающие потери
в фидерах передатчика и приемника соответственно. Процедура опре-
деления мощности передатчика иллюстрируется схемой, приведенной
на рис. 9.4.5.
Определение интервала повторного использования каналов
Предположим, что имеется только одна мешающая базовая станция, и
что полезный сигнал и помеха подвержены воздействию взаимно не-
зависимых логарифмически нормальных затенений с одним и тем же
стандартным отклонением. Тогда ФПРВ для локального среднего зна-
чения С/1 будет определяться выражением
'>(Л)=2У^Л“Р
1п2(Л/Лт)
4<т2
(9.4.13)
Обозначая вероятность потери связи в точке Р заданной соты как
Fj, можно получить соотношение между Fj и требуемым запасом по
402
Рис. 9.4.6. Зависимость вероятности потери связи от требуемого запаса по
С/1, описываемая выражением (9.4.14); Fj — Вер[Л Лпор]
Вероятность потери связи на границе соты Fj, %
Рис. 9.4.7. Зависимость Fj от F?, описываемая выражением (9 4.15) (На
печатано с разрешения IEEE.)
403
Рис. 9.4.8. Зависимость интервала повторного использования каналов от тер-
риториального среднего значения С/1. (Напечатано с разрешения IEEE.)
с/1 (Лт/Лпор) В следующем виде:
Г2_о„гл^л п Л" 1 Г 1п2(Лт/Лпор)1 JA
F, - Вер[Л « Агар] = .хр |------j-J •). ЛК =
= 1егГДЧЛ™/Лпор)1 (9,
2 ( yj'la J
Результаты расчета приведены на рис. 9.4.6.
Полагая Г] = г и r2 & D—r, вероятность потери связи в пределах
всей соты представим следующим приближенным выражением:
= 2^72 /0 Ff(r)27rr dr = j erfcGYo) - |e2X''y"+v^ erfc(.Y' Уо'),
(9.4 15)
x, = 1п(лт(я)/лпор); (9411)
404
Рис. 9.4.9. Схема расчета интервала повторного использования каналов. (На-
печатано с разрешения IEEE.)
полагая, что Лт, Лпор -С 1- Первое слагаемое в (9 4.15) соответствует
выражению (9.4 14), а второе является поправкой Результаты вычисле
ний по выражению (9 4 15) представлены на рис. 9 4.7
Среднее территориальное значение C/1 в наихудшей точке на
границе соты радиусом г = R определяется следующим образом:
R
= hm(R}-
—
D-R
(9 4 17)
Выражение (9.4 17) может быть представлено также в виде
D/R — 1 + Лгп(Я)1/". (9.4.18)
Результаты вычислений по выражению (9.4.18) представлены на
рис. 9 4 8. Отношение D/R — это нормированный к радиусу соты
R минимальный интервал повторного использования каналов, так как
Лт(Я) определяется суммой (в децибелах) Лпор и минимального запаса
по C/J (Лт/Лпор), что соответствует фиксированному значению веро-
ятности потери связи Fj.
Предполагаемая процедура определения интервала повторного ис-
пользования каналов представлена в виде диаграммы на рис. 9.4.9. В
предшествующем выводе считалось, что полезный сигнал и помеха под-
вергаются воздействию взаимно независимых логарифмически нормаль-
ных затенений. Однако на практике при распространении радиосигна-
лов в сухопутных подвижных системах затенения могут быть частично
405
Рис. 9.4.10. Влияние корреляции затенений на зависимость вероятности по
тери связи от требуемого запаса по С/1. Влияние корреляции эквивалентно умень-
шению стандартного отклонения с а до <т(1 — р), где р — коэффициент корреляции
Наихудшая ситуация по помеховой обстановке
коррелированными, поскольку вызываются зданиями или профилем по-
верхности около подвижного объекта. Если учесть влияние корреляции,
то плотность распределения вероятностей (ПРВ) локального среднего
значения С/1 может быть записана в следующем виде:
,Лх 1 Г 1п2(Л/Лтп) 1
р(Л) ехр t 4<т2(1 —/>))’
(9.4.19)
где р — коэффициент корреляции. Результаты вычислений вероятности
потери связи с учетом корреляции затенений приведены на рис 9.4.10
Сравнивая выражения (9.4.13) и (9.4.19), можно сделать вывод, что
влияние корреляции эквивалентно уменьшению стандартного отклоне-
ния от а до ау/1 — р. Таким образом, можно утверждать, что зави-
симости, представленные на рис. 9.4.10, отражают наихудшую поме-
ховую ситуацию.
9.4.3. Пример расчета радиолинии цифровой
подвижной системы
В соответствии с описанной процедурой определим мощность пере-
датчика и интервал повторного использования каналов для радиолинии
цифровой подвижной системы связи.
При этом предполагаются следующие условия:
406
1 — a = 3,5; «то = 6 дБ
2 — MSK с автокорреляционной демодуляцией, двукратное разнесение
3 — kTNp — —168 дБм/Гц; В = 16 кГц (= 42 дБГц),
Lp = 137 дБ (7? = 3 км); GtGr = 8 дБ
Рис. 9.4.11. Пример расчета радиолинии цифровой подвижной связи. Харак
теристики передачи получены с учетом энергетических потерь 2 дБ относительно
теоретических. (Напечатано с разрешения IEEE.)
1. Диапазон частот системы равен 900 МГц, радиус соты R = 3 км.
Стандартное отклонение для логарифмически нормального затенения
«то = 6 дБ, а постоянная распространения а = 3,5.
2 Требуется обеспечить среднюю вероятность Ре = 10-3 и вероят-
ность потери связи Fa = 10 %, причем эти значения поровну распреде-
лены между тепловыми шумами и помехой по основному каналу приема.
3. Вид модуляции и схема демодуляции: MSK с автокорреляци-
онной демодуляцией. Требуемая ширина полосы частот при скорости
передачи 16 кбит/с равна В = 16 кГц Применено двукратное разне-
сение с автовыбором.
Рис. 9.4.11 иллюстрирует процедуру вывода и результаты, получен-
ные в соответствии с диаграммами, изображенными на рис. 9.4.5 и 9 4.9.
При оценке качества передачи учитывались теоретические характеристи-
ки и их ухудшение на 2 дБ. Потери при распространении определялись
с помощью эмпирической формулы, приведенной в гл. 3 В соответ-
ствии с этой процедурой определены мощность передатчика Pt = 1 Вт
и интервал повторного использования каналов О/R = 8,2.
407
9.4.4. Заключение и обсуждение результатов
расчета цифровой радиолинии
При выводе соотношения между надежностью связи и необходимы-
ми запасами учитывался тепловой шум и соканальная помеха (CCZ).
Из представленной процедуры и полученных результатов следует, что
необходимые энергетические запасы на компенсацию влияния тепло-
вого шума и CCI могут вычисляться раздельно Простая и полезная
процедура определения мощности передатчика и интервала повторно-
го использования частот представлена в форме диаграммы. Она мо-
жет применяться при расчете как цифровых, так и аналоговых линий
подвижной радиосвязи.
Для получения более точного значения требуемой мощности пере-
датчика необходимо учитывать и другие факторы ухудшения, например
индустриальные помехи или профиль поверхности земли. Эти факто-
ры должны трактоваться как дополнительный запас или потери при
распространении. В сотовой системе также необходимо более точно
рассчитывать интервал повторного использования каналов из-за нали-
чия базовых станций, создающих помехи многолучевости. Если нужно
получить консервативный проект, имеющий определенный запас, то к
среднему территориальному значению С/1, определенному по указан-
ной процедуре, следует добавить 8 дБ, что соответствует шести меша-
ющим базовым станциям.
Как показано в примере расчета радиолинии подвижной связи, про-
странственное разнесение как средство борьбы с быстрыми релеевскими
замираниями из-за многолучевости эффективно позволяет снизить до-
пустимые локальные средние значения C/./V и С/1. С другой стороны,
метод разнесения по базовым станциям, реализуемый путем эстафетной
передачи управления и применяемый для устранения эффекта затене-
ния, уменьшает требуемые запасы по С/N и С/1.
9.5. Использование спектра в цифровых
системах беспроводной подвижной связи
В СВЧ радиорелейных системах связи прямой видимости, спутнико-
вых и многих кабельных системах спектральная эффективность опреде-
ляется через удельную скорость передачи (выражена в бит на секунду-
герц) Этот термин часто использовался в гл 4 при рассмотрении
различных видов модуляции Применительно к сотовым системам не-
прямой видимости расширим понятие спектральной >ффективности ви-
дов модуляции до 1ич спектральной эффективност графиче-
ской зоны покрытия или обслуживания Она может быть выражена в
бит на секунду-герц-квадратный метр или эрланг на герц квадратный
метр [94, гл. 10].
408
Величины, фигурирующие при определении
емкости и спектральной эффективности
а Показатель затухания при распространении (от 3 до 4)
ас Обслуживаемый трафик канала, эрл/канал
пСе11 Создаваемый трафик в соте, эрл/сота)
asub Трафик абонента в час наибольшей нагрузки, эрл/абонент
В Частота блокирования вызовов
D Интервал повторного использования каналов
Л j Уход несущей частоты
/(, Скорость передачи
fs Частотный разнос каналов, т.е. ширина полосы частот, прихо-
дящаяся на РЧ канал, Гц/канал
qj Спектральная эффективность в частотной области
qs Спектральная эффективность в пространстве
г)? Полная спектральная эффективность, эрл/(Гцм2)
qt Спектральная эффективность во временной области
АПор Пороговое отношение С/1 при заданной частоте или вероят-
ности ошибки Ре
m Спектральная эффективность модуляции
Mf Запас на замирания при допустимой географической надежно-
сти связи из-за логарифмически нормального затенения
N Число сот в группе (кластере) (N = 4,7,9 13,...)
“cell Число каналов, выделенных каждой соте, кан./сота
Nsub Число абонентов, обслуживаемых системой на единицу площа
ди — емкость системы, абон./м2
nsys Число каналов, выделенных всей системе
R Радиус соты
Rc Кодовая скорость
S Площадь покрытия соты, м2/сота
W Полоса частот всей системы, Гц
9.5.1. Определение спектральной эффективности
сотовых систем
Вначале определим спектральную эффективность сотовых систем
сухопутной подвижной радиосвязи. В этих системах вся зона обслужи-
вания покрывается множеством маленьких сот и одно и то же множество
частот многократно используется в каждой группе сот, разнесенных в
пространстве, как показано на рис. 9.5.1
Зщая спектральная эффективно. эрл/( цм2), определяет-
ся . i-.щим образом:
^cell^c
(9.5.1)
409
Рис. 9.5.1. Пример размещения маленьких сот (структура из шестигранных
сот, N = 13). В заштрихованных сотах используется одна и та же частота, поскольку
они занимают одинаковое положение в соответствующих группах
Из этого определения следует, что общая спектральная эффектив-
ность есть пространственная плотность трафика на единицу полосы ча-
стот. Считая, что каждая группа состоит из сот и каждой соте выде-
ляется одинаковое количество каналов, получаем, что
r^cell — riSys/7VJ (9.5.2)
где nsys — общее количество каналов, выделенных всей системе и опре
деляемое как
nsys = W/f„ (9.5.3)
где Гц/канал, — частотный разнос каналов Подставляя (9.5.2) и
(9.5.3) в (9.5.1), получаем выражение для т]т в следующем виде:
w = р 5 4)
Из подобного представления следует, что общая спектральная эф-
фективность т]т есть произведение трех величин:
т}, = 1/(N5); (9.5.5)
Ъ = Uf,'. (9.5.6)
Vt = «е, (9.57)
где т)г, qj и qt — элементарные спектральные эффективности относи-
тельно пространства, частоты и времени соответственно.
Емкость и эрланги. Количество абонентов, обслуживаемых си-
стемой, или емкость системы, является другим полезным показателем
эффективного использования спектра. Если считать, что географиче-
ское распределение трафика (телефонной нагрузки) внутри зоны обслу-
живания однородно, то емкость системы пропорциональна количеству
абонентов на единицу площади.
410
Эрланг (зрл), международная безразмерная единица телефонного
графика, часто используется при оценке емкости. Единицы измерения
эрланг и эрланг/абонент введены в честь датского инженера телефон-
ной связи А.К. Эрланга Один эрланг определяется как один поступив-
ший вызов за час с продолжительностью соединения, равной одному
часу Таким образом [217],
1 зрл = 1 вызов х ч/ч.
Напомним, что количество эрланг в час наибольшей нагрузки рас-
считывается следующим образом (время обслуживания вызова выра-
жается в часах):
Нагрузка в эрлангах = (число вызовов в час
наибольшей нагрузки) X (среднее время соединения)
Пример 9.5.1. Установлено соединение по телефонному каналу в течение 23
мин. Это соединение удерживается непрерывно для обеспечения межкомпьютерной
связи со скоростью передачи /ь — 9600 бит/с. Какова нагрузка (трафик) в эрлангах
этой межкомпьютерной линии связи?
Решение примера 9.5.1. Нагрузка этой линии передачи данных в эрлан-
гах равна.
Трафик = (1 вызов)(23 мин/1 ч) = (1 вызов)(23 мин/60 мин) = 0,383 эрл.
Заданная скорость передачи данных несущественна при вычислении нагрузки
линии, выраженной в эрлангах. Трафик полностью определяется продолжитель-
ностью вызова.
Обозначая трафик одного абонента в час наибольшей нагрузки и создаваемый
трафик соты как а6иь. эрл/абонент, асец, эрл/сота, соответственно, количество або-
нентов на единицу площади 7У6иь, абонент/м2, можно определить по формуле
N.ub = ^|-
aeub
Создаваемый трафик соты (аСе11). связан с обслуживаемым трафиком (псецас)
следующим выражением:
(9.5.8)
«cell “с
1_В
где В обозначает вероятность блокирования вызовов. Подставляя (9.5.9) в (9.5.8) и
используя (9.5.1), можно вычислить 7Vsub по формуле
W
(9.5.9)
(9.5.10)
№иЬ= ааць71-’В)’’Т-
Так как Иг, а6ць, и В — уже определенные параметры системы, то максимиза-
цию емкости системы можно свести к проблеме максимизации г)т- Эта проблема
Далее рассматривается подробно.
9.5.2. Методы эффективного использования
спектра
Выражение (9.5.4) показывает, что эффективное использование
спектра может быть достигнуто увеличением т),, гц и Г),. Для этой цели
411
используются соответственно следующие три метода: 1) многократное
географическое повторное использование частот (уменьшая N и S), 2)
узкополосная передача (уменьшая /,) и 3) многоканальный доступ с
предоставлением каналов по требованию (увеличивая ас). Теперь рас-
смотрим каждый из методов более подробно.
9.5.2.1. Географическое повторное использование каналов
В случае идеального гексагонального размещения сот, как показано на
рис. 9.5.1, количество сот в группе равно
N = 5 (Ю ' <9 5 ")
где R и D — радиус единичной соты и интервал повторного исполь-
зования каналов соответственно. Считая, что и сигнал и помеха под-
вержены некоррелированным замираниям из-за многолучевости и име-
ют локальные средние значения, обратно пропорциональные дальности
распространения в степени а, отношение D/R определяется из следу-
ющего выражения:
/ и _ а
( —д—) = М/Лпор, (9.5.12)
где Mf и Лпор обозначают соответственно энергетический запас на за-
мирания, исходя из допустимой вероятности потери связи в эоне об-
служивания из-за логарифмически нормального затенения, и пороговое
значение С/1 при заданной Ре. Результаты экспериментальных поле-
вых испытаний показывают, что в обычных условиях для сухопутной
подвижной радиосвязи диапазонов ВЧ/СВЧ а может принимать зна-
чения от 3 до 4. Используя уравнения (9.5.11) и (9.5.12), получаем
соотношение между N и МуЛпор в следующем виде:
W = |[1 + (М/Лпор)1/“]2. (9.5.13)
где N принимает дискретные значения 3, 4, 7, 9, 12, 13,.... Следова-
тельно, уменьшение N может быть достигнуто путем обеспечения бо-
лее высокой помехоустойчивости по отношению к CCI, т.е. за счет
снижения Лпор.
Методы пространственного или поляризационного разнесения, ко-
торые могут уменьшать влияние многолучевых замираний без расшире-
ния ширины полосы передачи, являются наиболее эффективными для
этой цели. Кодирование с прямым исправлением ошибок (FEC), которое
может расцениваться как некоторый вид разнесения во времени, также
эффективно, хотя оно добавляет некоторую избыточность в последова-
тельность передаваемых данных и требует расширения полосы переда-
чи. Следовательно, существует оптимальная кодовая скорость с точки
412
зрения максимальной спектральной эффективности, которая достига-
ется компромиссом между высокоплотным географическим повторным
использованием каналов и узкополосностью передачи
Кроме того, вполне очевидно, что покрытие с более мелкими со-
тами и пониженной мощностью передатчика приводит к уменьшению
плошади отдельной соты S в (9.5.5). Однако при уменьшении S необ-
ходимо увеличивать количество базовых станций. Соответственно пло-
щадь отдельной соты S’ должна быть оптимизирована с точки зрения
стоимости всей системы
9.5.2.2. Узкополосная передача. При условии, что в системе
цифровой сухопутной подвижной радиосвязи используются кодирование
источника со скоростью Д, модуляция со спектральной эффективностью
(т) и кодирование с прямым исправлением ошибок и кодовой скоростью
Rc (0 < Rc 1), частотный разнос каналов определяется формулой
Д = -^ + 2Д/, (9.5.14)
ТПКС
где Д/ — нестабильность несущей частоты. Чтобы получить узкопо-
лосную передачу или увеличить rjj, необходимы низкоскоростное коди-
рование источника (уменьшение Д), модуляция с высокой спектральной
эффективностью (увеличение тп), кодирование с прямым исправлением
ошибок и большой кодовой скоростью (7?с —♦ 1) и стабилизированные
генераторы несущей частоты (Д/ —> 0).
Для эффективного использования спектра необходимо низкоско-
ростное кодирование источника, не требующее очень низких значений
вероятности Ре, так как в противном случае потребовалась бы чрезмер-
но высокая защита от воздействия соканальных помех CCI.
Таким образом, большое значение коэффициента географическо-
го повторного использования каналов трудно обеспечить. Для коди-
рования речи в настоящее время разрабатывается ряд низкоскоростных
методов (менее 32 кбит/с), каждый из которых требует умеренных зна-
чений Ре (от 10~2 до 10~4) в целях обеспечения высококачественной
телефонной связи.
Для уменьшения полосы передачи, т.е. увеличения r)f, можно было
бы использовать вид модуляции с повышенной спектральной эффек-
тивностью т. Однако при этом требуется более высокая степень за-
щиты от CCI, т.е. большее значение Лпор в выражении (9.5.11), что
приводит к уменьшению r/s Следовательно, спектральная эффектив-
ность модуляции in должна быть оптимизирована с целью достиже-
ния компромисса между узкополосностью передачи (увеличением т/у)
и большим коэффициентом географического повторного использования
каналов (увеличением t),}.
Чтобы получить узкополосную передачу, желательно вообще не
применять кодирование с прямым исправлением ошибок (выбрать
Rc = 1), Однако кодирование с прямым исправлением ошибок, которое
Может улучшить зависимость Ре от С/1 или увеличить защиту от помех
413
по соседним каналам приема, является эффективным способом дости
жения высокого коэффициента географическего повторного использо
вания частот, т.е увеличения за счет расширения полосы передачи
Следовательно, кодовая скорость Rc также должна быть оптимизирова-
на для максимизации полной спектральной эффективности.
Само собой разумеется, что для увеличения туу- необходимо доби-
ваться как можно более высокой стабильности несущей частоты. Это
одна из наиболее важных и трудных проблем реализации миниатюрного
перестраиваемого по частоте приемопередатчика подвижной радиостан-
ции с высокостабильным генератором несущей частоты. Перестраивае-
мый по частоте приемопередатчик подвижной радиостанции необходим
для реализации многоканального доступа с предоставлением каналов
по требованию, который увеличивает гц (9.5.6). Для этой цели широко
используются синтезаторы частоты с ФАПЧ.
9.5.2.3. Многоканальный доступ. Многоканальный доступ с пре-
доставлением каналов по требованию, который позволяет совместно ис-
пользовать каналы в режиме разделения времени и увеличивает трафик
лс. обслуживаемый каналом, позволяет увеличить значение r]t в (9.5.7).
Для реализации многоканального доступа могут использоваться элек-
тронный центральный процессор со схемой управления по встроенной
программе и управляемый микропроцессором перестраиваемый по ча-
стоте приемопередатчик подвижной радиостанции. С помощью форму-
лы В Эрланга [190, 191] можно показать, что при использовании обыч-
ных схем управления многоканальным доступом довольно легко достичь
значений ас = 0,7...0,9 при максимальном значении ас = 1.
9.5.3. Оптимизация спектральной эффективности
при GMSK
Подставляя (9 5.13) и (9.5.14) в (9.5.4), можно получить выражение
для полной спектральной эффективности т)т в следующем виде:
Злс
VT ~ S[1 + (Л^Лпор)1/а]2[Л/тЛс + 2Д/] • (9'5 15)
Если нестабильность несущей частоты и влияние логарифмически
нормального затенения несущественны, т.е. Д/ = 0 и Mj = 1, то
3acmRc
т,т " SA[i + (AnoPW (9 516)
Далее будем считать, что (1) а = 3,5; (2) S, fb и ас в (9.5.15) и
(9.5.16) являются константами и (3) используется GMSK, описанный в
разд. 9.3. При этих предположениях спектральная эффективность мо-
дуляции m является функцией нормированной ширины полосы ВТь по
уровню 3 дБ предмодуляционного гауссовского ФНЧ Кроме того, по-
роговое отношение С/1 для заданных значений Ре является функцией
414
Нормированная ширина полосы ВТь
Рис. 9.5.2. Зависимость тп от ВТь (вычисленная) для уровня АС1. равного
—70 дБ, соответствующего общему требованию для систем сухопутной подвижной
радиосвязи с режимом один канал на несущую (SCPC)
ВТь и Rc. Следовательно, проблема оптимизации может быть сведе-
на к проблеме нахождения значений ВТь И Rc, максимизирующих т)т.
Рассмотрим теперь эту проблему.
9.5.3.1. Соотношение между спектральной эффективностью
модуляции тп и ВТь в системах с GMSK. Предполагая, что кодирова-
ние с прямым исправлением ошибок отсутствует и что нестабильность
несущей частоты можно не учитывать, т.е. Rc = 1 и Ду — 0, эффектив-
ность модуляции m согласно (9.5.14) определяется отношением скорости
передачи к частотному разносу каналов (тп = /ь/f,). В системах с GMSK
m увеличивается при уменьшении ВТь, при этом уровень подавления
помехи по соседнему каналу приема АС1 является фиксированным па-
раметром. На рис. 9.5.2 приведена зависимость тп от ВТь аля уровня
ACI, равного —70 дБ, который соответствует общему требованию для
сухопутных систем подвижной радиосвязи, работающих в режиме один
канал на несущую Уровень ACT определяется как доля мощности, ко-
торая попадает в соседний канал с идеальной прямоугольной частотной
характеристикой, равной скорости передачи.
9.5.3.2. Соотношение между пороговым значением С/1 (Лпор)
и ВТь. Чтобы выявить связь между требуемым пороговым отношением
несущая/помеха ЛПОр и ВТь, необходимо получить зависимость усред-
ненной вероятности Ре от С/1 для системы передачи с GMSK при на-
личии замираний из-за многолучевости. Для упрощения анализа бу-
дем полагать, что используется когерентная демодуляция, шумы отсут-
ствуют и уровень помех ограничен. Предположим также, что сигнал с
GMSK не только содержит межсимвольные искажения из-за наличия
415
Рис. 9.5.3. Результирующая комплексная огибающая GMSK сигнала и поме-
хи. Правильное решение принимается в случае ее расположения в правой полу-
плоскости. ip — случайная величина
предмодуляционного гауссовского ФНЧ, но и подвержен воздействию
CCI вследствие географического повторного использования частот, а
межсимвольные искажения из-за додетекторного полосового фильтра
(ПФ) на приемной стороне отсутствуют Исходя из этих предположений
рассмотрим сначала зависимость Ре от С/1 при отсутствии замираний.
На рис. 9 5.3 показана векторная диаграмма результирующей ком-
плексной огибающей сигнала с GMSK s(t) и соканальной помехи (СО/)
z(t) в момент принятия решения t — 0, когда правильное решение при-
нимается при расположении результирующей комплексной огибающей
s(0) + г(0) в правой полуплоскости Разность фаз tp несущих s(0) и г(0)
является случайной величиной с равномерным распределением. Кроме
того, 0О = 0(0) — это отклонение фазы модуляции из-за влияния меж-
символьных искажений предмодуляционного гауссовского ФНЧ При
наихудшей структуре сигнала ..., 0, 0, 0, 1, 1, 1,..., являющейся причи-
ной максимальных межсимвольных искажений (МСИ), изменение фазы
0(£), вызванное модуляцией, определяется формулой
где Т — длительность сигнала, а /? — постоянная:
Р = тгВьх/2/ In 2.
(9.5.17)
(9.5.18)
Здесь Bj — ширина полосы предмодуляционного гауссовского ФНЧ по
уровню 3 дБ В качестве эталонного выбрано изменение фазы, вызван-
ное модуляцией в момент t — 0 для обычной MSK, т.е. при ВТь —> оо,
когда МСИ отсутствуют Полагая ( = 0 в (9 5.17), получаем
0о = 0(0) =
2у/2пВьТ'
(9.5.19)
416
Обозначая мгновенное значение С/1 буквой А, получим выражение
для вероятности ошибки в следующем виде:
’е(А) = < ’(^о)
(о
при 0 vAcos^o $ 1;
При yfx COS 00 > 1
(9.5 20)
Усредняя Ре(А) по динамическому диапазону замираний А, полу-
чаем зависимость усредненной Ре от С/1 для кваэистатических зами-
раний из-за многолучевости
Ре(Л) = Ре(А)р(А) </А,
Jo
(9.5.21)
где Л и р(А) — средние значения С/1 и ФПРВ А соответственно. В
том случае, когда полезный сигнал с GMSK и соканальная помеха CCI
подвергаются воздействию взаимно независимых кваэистатических реле-
евских замираний и используется идеальный двукратный оптимальный
разнесенный прием с додетекторным сложением, реализуемый с помо-
щью идеального пилот-сигнала, р(А) имеет следующий вид:
pW =
л
(А + А)* 2
Л
(А+Л)з
без разнесения;
с разнесением.
(9.5 22)
Подставляя (9.5.19), (9.5.20) и (9.5.22) в выражение (9.5.21) для Л*е(А)
и выполняя интегрирование, получаем зависимости Ре от Л = С/1 для
систем с GMSK в следующем виде:
1-
Лcos20О
Acos20o + 1
1
2
—----—— без разнесения;
4Acos20o
Ре(Л) =
(Acos20o)3
Acos20q 1
Acos20o + 1 + 2 V (Acos20q + I)3
3
16A2cos40o
с разнесением.
(9.5 23)
В частном случае при 0О = 0 и ВТь “* оо полученные результаты
для GMSK соответствуют результатам для MSK.
Пороговое значение С/1 (ЛПОр) для заданного значения вероятно-
сти Pes может быть определено с помощью следующих приближен-
ных формул
1
2
пор
' 1
4Pe,COS20O
\/3
, 4\/7T7cOS20O
без разнесения;
с разнесением.
(9.5.24)
417
40
Рис. 9.5.4. Зависимость Лп<,р от ВТЬ при Рса = 10-3 для GMSK и FQPSK
при наличии квазистатических релеевских замираний
Зависимость Лпор от ВТь, вычисленная с помощью выражения
(9.5.24) с учетом соотношения (9.5.19), приведена на рис. 9.5.4.
9.5.3.3. Связь между пороговым значением отношения не-
сущая/помеха, Лпор и кодовой скоростью Rc кодеков с прямым
исправлением ошибок. Будем считать, что используется метод само-
ортогонального сверточного кодирования с возможностью исправления
двух ошибок, а также дополнительные меры по рандомизации длин
ных пакетов ошибок, вызванных глубокими замираниями. Приближен
ное выражение для зависимости усредненной Ре от С/1 может быть
представлено в следующем виде:
Ре(Л,Ес)«С(Р)Ре3(Л),
(9.5.25)
где Ре(Л) определяется выражением (9.5.23). а с(Рс) — постоянная
аппроксимации, зависящая от Rc и значения которой приведены в
табл. 9.5.1. Согласно (9.5 23) и (9.5.25), пороговое значение С/1, ЛПОр
для конкретной Реа может быть определено по следующим формулам'
Lnop
нм1/3
4(Pei)1/3COS20o
у/ЗЦ/Ь)]1/6
4(Pes)1/6COS20o
без разнесения;
с разнесением
(9 5.26)
418
30
Таблица 9.5.1. Значе-
ния постоянной аппроксима-
ции c(Rc) Для самоортого-
нальных сверточных кодов
Rc c(Rc)
1/2 151
2/3 807
3/4 2227
5/6 8192
6/7 14000
На рис 9 5.5 изобра-
жена зависимость ЛПОр от
Rc при ВТь — 0,25, ко-
торое, как будет показано
ниже, близко к оптималь-
0 —L . -—*— ---------— ------
0,5 0,6 0.7 0,8 0,9 1.0
Скорость кодирования Rc
Рис. 9.5.5. Зависимость Лпор от Rc при
= 10-3. Используется самоортогональный свер-
точный код с возможностью исправления двух оши-
бок
ному.
9.5.3.4. Оптимизация ВТь и кодовой скорости кода с прямым
исправлением ошибок (/?<-) в системе с GMSK Сначала рассмотрим
простой случай без кодирования, т е. R.c — 1. Зависимость т]т от ВТь
при Ре = 1СГ3 и а = 3,5 изображена на рис. 9.5.6, она получена с
помощью (9.5.16), (9.5.24) и данных из рис. 9.5.2.
На этом рисунке приведены нормированные значения тут относи-
тельно обычной MSK (ВТь —► оо) без разнесения. Из этого рисунка
следует, что значение ВТь — 0-25 является почти оптимальным в смы-
сле максимума спектральной эффективности. Оптимальный частотный
разнос каналов для конкретной скорости передачи данных обычно опре-
деляется для этого оптимального значения ВТь и известного значения
параметра т (приведенного на рис. 9.5.2). Однако частотный разнос
каналов в силу ряда других причин приходится определять заранее. В
таких случаях находится оптимальная скорость передачи
Пример 9.5.2. При разнесении каналов через 25 кГц скорость передачи
fb ~ 16 кбит/с близка к оптимальной при ВТь = 0,25, при этом уровень помехи
по соседнему каналу приема (ЛС7) равен —70 дБ. Определить оптимальное значе-
ние Rc для кода с прямым исправлением ошибок.
Решение примера 9.5.2. Найдем оптимальное значение кодовой скорости
кода с прямым исправлением ошибок Зависимость т;т от Rc при ВТь = 0,25,
Р, = 10~3 и а = 3,5 представлена на рис. 9.5.7, которая получена с помощью вы-
ражений (9.5.26) и (9.5.16) при т = 16/25 — 0,64 и ВТь = 0,25. На нем приведены
нормированные значения относительно rj-p при Rc — 1 без разнесения. Оптимальны-
ми являются такие значения Rc, при которых г?т достигает локального максимума:
R = 4/5 при наличии разнесения и R< = 1/2 при его отсутствии, приблизительно.
419
_ ' ?’5,6’ Зависимость т)Т от ВТЬ; значения нормированы относительно обыч
ной МЪК без разнесения
Р” "> 7 Зависимость тгт от Рс. Оптимэп
разнесен и. 4/5; без разнесения Rc = 1/2
иия Rr: при наличии
420
9.6. Анализ емкости и пропускной
способности (задержки сообщений) и
сравнение беспроводных систем с GMSK,
GFSK и FQPSK
В этом разделе будет показано, что в типичных сотовых сетях связи,
включающих сети персональной связи с передачей речи и данных, коге-
рентные системы обладают 30 100 % преимуществом в емкости и/или
пропускной способности по сравнению с некогерентными Главное пре-
имущество когерентных систем будет продемонстрировано на примере
сотовой конфигурации с коэффициентом повторного использования ча-
стот k — 7 (группа из 7 сот), когда основным ограничением являются
соканальные помехи (СС7). Для некогерентных аналогов (GMSK и/или
FQPSK) потребовался бы коэффициент повторного использования ча-
стот k = 9 (минимум) и, таким образом, количество доступных каналов
уменьшилось бы в 9/7 = 1,3 раза или на 30 %.
Благодаря прекрасным свойствам FQPSK по уровню ACI-1 (узкий
основной лепесток и уровень АС1-1, равный —20 дБ) достигается спек-
тральная эффективность, равная 1,35 6ит/(сТц) при k = 7, в то вре-
мя как у GMSK с ВТь = 0,5 спектральная эффективность составляет
1 04 6ит/(сТц). По этой причине когерентная FQPSK имеет спектраль-
ную эффективность на 30 % выше, чем когерентная GMSK. Т.е. при
когерентной FQPSK потенциальная емкость приблизительно на 60 %
выше, чем при некогерентной GMSK.
Это наиболее консервативные оценки Далее будет показано, что
при другом подходе, учитывающем дополнительные потери пропускной
способности при реализации автоматического запроса повторной переда-
чи (ARQ) преимущество когерентной FQPSK перед некогерентной GMSK
может достигать 100. ..200 %.
9.6.1. Влияние соканальных помех и помех по
соседним каналам приема (CCI и ACI) на емкость
и характеристики сотовой связи
В этом разделе предлагаются критерии равномерной ACI (инте-
гральной АСГ) и спецификации для сотовых систем персональной свя-
зи Такие системы, как Европейский цифровой беспроводной телефон
(DECT), GSM, IS-54 (американская цифровая сотовая система) и япон-
ская цифровая сотовая система используют различные критерии В лег-
ко доступной литературе не удалось найти критерии и принципы для
определения уровней AC 1-1, АС 1-7. и т.д. По этой причине автор на-
деется, что благодаря иллюстративным примерам этот раздел в опреде-
ленной мере прояснит важный при проектировании сотовой связи во-
прос (рис 9.6.1—9 6.3).
Покажем, что для структуры с равномерным размещением сот при
k = 7, имеющей уровень CCI или 1С = —15 дБ (при интервале повтор-
ного использования каналов D/R — 4,6), уровень интегральной АС 1-1
421
Рис. 9.6.1. Влияние помех по соседним каналам (АС!) на уровень соканальных
помех (CCI) ближайших сот. Считается, что АС 1-1 имеет место в сотах А2 и ВЗ.
Базовые станции с TV = 1. .7 в группе из 7 сот (с повторным использованием частот)
имеют центральные частоты /ь /2..../т- Показаны группы А, В и С
должен находиться в пределах от —20 дБ до —26 дБ Будем считать, что
АС 1-1 должна уменьшать С/1 на 1 дБ. На следующих двух иллюстра-
тивных примерах покажем, что емкость систем с когерентной FQPSK
выше, чем с когерентной GMSK.
Оценка увеличения емкости
• Считая, что уровень АС 1-1 выбран равным —20 дБ (1,35 6ит/(сТц)
для FQPSK против 1,04 для GMSK), увеличение емкости соста-
вит 30 %.
• увеличение же ти на 100 %: Если ьри — 7 минимальная эф-
фективное згдана равной 1,1 6ит/(сГц), то в < ;стеме с FQPSK
Ре = 10-'. - v GMSK Ре = 3 • 10~2. При случ оИНЫл ошибках для
достижения 1 е — Ю~8 потребуется использование более избыточ-
ной схемы (возможно, с превышением в 2...3 раза) автоматиче-
422
ACI-1 — мощность помехи от первого соседнего канала
ACI-2 — мощность помехи от второго соседнего канала
Рис. 9.6.2. Иллюстрация воздействия помех по соседним каналам на за-
W/2 3W/2
Рис. 9.6.3. Иллюстрация помехи, создаваемой некоторым каналом соседним
каналам. ACI-1 определяется как интегральная мощность помехи в первом сосед
нем канале после приемного фильтра
скогр запроса повторной передачи. Таким образом, преимущества
FQPSK с точки зрения пропускной способности или емкости воз-
растают до 200 %.
• В итоге увеличение емкости системы с FQPSK по сравнению с GMSK
для иллюстративного примера с к = 7 составляет от 30 до 300 %
(в зависимости от условий)
423
• Наиболее умеренная оценка увеличения емкости (увеличение на
30 %) получается на основе заданного уровня ACI Более опти
мистическая оценка (плюс 100 %) получается на основе заданной
эффективности (выраженной в бит на секунду-герц) (а не АСГ).
• Примечание Запатентованное семейство систем FQPSK лицензи-
руется Обществом д-ра Феера
Руководство по расчету. Уровень общей ACI в полосе ча
стот основного канала приема для наихудшего случая должен быть на
5... 10 дБ ниже уровня CCI: (при к ~ 7 отношение С/1с ~ 15 дБ и
отношении С//дс/.у11 = 25 дБ (минимальное 20 дБ).
Величина АС1суы учитывает, что ACI возникает в процессе моду-
ляции и ослабляется за счет характеристик секторной антенны. Этот
подход гарантирует, что Ре в основном определяется только СС1 (так
как суммарная мощность в основном канале приема АС1 приблизитель-
но на 5... 10 дБ ниже мощности CCI). Примечание: мощность ACI
в основном канале приема, которая меньше мощности CCI на 10 дБ,
ухудшит суммарную мощность CCI и ACI на 1 дБ те приведет к по-
грешности, равной 1 дБ, в ранее принятых допущениях. Практически,
для достижения допустимого уровня ACI ее мощность относительно
мощности полезной несущей должна составлять —21 дБ, или на 6 дБ
меньше мощности CCI — —15 дБо в соте при к = 7. Таким образом,
интегральная ЛС7-1 (от модулятора) — —20 дБ (минимум)
уменьшение уровня помехи за счет секторной = —6 дБ
антенны
увеличение ACI (<т = 5 дБ) за счет изменения = 5 дБ
условий распространения
суммарная ACI-1 — —21 дБ
Следовательно, как будет объяснено ниже, отношение сигнал/сум-
марная помеха будет определяться следующим образом:
от ЛС7-1* —- = 21 дБ,
71С1Сум
Q
С/1 для кластера при к = 7: — - = 15 дБ;
(у С/1
С с С г
---=---------1------— 14 дБ
7сум ACI-1 CCI
Полагая, что мощность немодулированной несущей С = 0 дБ, получаем
С С
Тёум = ACI-1 + CCI = 14 дБ
Напомним, что для получения результата равного 14 дБ необхо-
димо перейти от децибелов к линейным единицам. Предположения
* АС 1-1 рассчитывается таким же методом, т.е. при ограничении ухудшения вы-
зываемого ACI.
424
размер кластера k — 7; всенаправленная антенна; С/1с = 15 дБ при
q = D/R = 4,6.
ACI вызывается ближайшей сотой из первой соседней группы (см
рис 9.6.1). Подвижная станция находится на границе соты на равном
расстоянии от базовой станции № 2 группы сот А и от базовой стан-
ции № 3 группы сот В Полагаем, что суммарная ACI, попадающая в
заданную полосу пропускания частот приемника на 20 дБ ниже уров-
ня принимаемой несущей С.
Таким образом, полагаем, что для получения требуемого значения
р — 10-2, характерного для типичной системы, ACI-1 = —20 дБ
(максимум), т.е
йсй = 20яБ
Суммарная внутриполосная помеха (АС7-1 + CCI):
—— — л^т 1-----7^7 = 13,8 дБ SS 14 дБ
1сум АС 1-1 + CCI
С/АС 1-1 = 20 дБ; C/CCI - 15 дБ.
Предполагаемый уровень ACI-1 — —20 дБ может быть достигнут
при FQPSK или GMSK, имеющих показатели спектральной эффектив-
ности и результирующие значения Ре (при заданных С//Сум). приве-
денные в табл. 9.6.1-9 6.3 В итоге при практически одинаковом зна-
чении Ре система с FQPSK будет иметь спектральную эффективность
1,35 бит/(с-Гц), а с GMSK — 1,04 6ит/(сТц). Емкость системы с FQPSK
на 30 % выше емкости системы с GMSK. FQPSK имеет также несколько
лучшую характеристику помехоустойчивости.
Таблица 9.6.1. Спектральная эффективность ч, 6ит/(сГц). Примечание:
Показатели у FQPSK-1 на 51 % лучше, чем у GMSK [100]
Вид модуляции ACI - -15 дБ АС! = -20 дБ АС1 = -26 дБ АС! = —30 дБ
FQPSK-1 1,63 (147 %) 1,42 (151 %) 1.23 (156 %) 1,10 (155 %)
GMSK, ВТЬ = 0,3 1,16 (105 %) 0,98 (104 %) 0,83 (105 %) 0,74 (104 %)
GMSK = 0,5 1,11 (100 %) 0,94 (100 %) 0,79 (100 %) 0,71 (100 %)
Таблица 9.6.2. Показатели спектральной эффективности FQPSK-1 и неко-
герентной GMSK (используемой в DECT)
Вид модуляции А при Fe = 10 2 к пт
FQPSK-1 1,42 15,7 дБ 7 0,203 (195 %)
GMSK, ВТь = 0,5 0,94 18,2 дБ . 9 0,104 (100 %)
Таблица 9.6.3. Показатели спектральной эффективности FQPSK-1 и коге-
рентной GMSK (используемой в DCS 1800)
Вид модуляции А при Fe = 10 2 к пт
FQPSK-1 1.42 15,7 дБ 7 0,203 (186 %)
GMSK. ВТь = 0,3 0,98 16,7 дБ 9 0,109 (100 %)
425
9.6.2. Требования к уровню ACI
Предположим, что уровень АС1 не задан и необходимо получить
минимальные значения спектральной эффективности, если соты раз-
биты на группы с коэффициентом повторного использования частот
к = 7. Из результатов моделирования, часть которых представлена в
табл. 9.6.1-9.6.5, имеем следующие значения уровней АС1-1:
Вид модуляции ACI-1 при спектральной эффективности:
1,1 бит/(с-Гц) 1,35 бит/(с-Гц)
FQPSK-1 тг/4-DQPSK —26 дБ -17 дБ -20 дБ -15 дБ
При моделировании предполагалось использование простейшего за
патентованного метода FQPSK-1. Более совершенные методы FQPSK,
лицензируемые Обществом д-ра Феера, имеют дополнительные преиму-
щества.
Если считать, что помеха ACI-1 создается сотами соседней груп-
пы с такой же мощностью С, то и у полезной несущей, то получим
CCI = 15 дБ. Ниже приведены результаты расчета С/7сум при раз-
личных уровнях ЛСТ*:
С/7сум = (-15дБ) + (—15дБ) = 12дБ,
= (—15дБ) 4-(—17дБ) = 13дБ,
= (-15дБ) + (—20дБ) = 14дБ,
= (—15дБ) + (—22дБ) = 15дБ.
Для этих принятых значений С/1сум можно рассчитать значения
Ре для систем без разнесения:
С1 Icy ы Рс для FQPSK Рс ДЛЯ GMSK
12 дБ 13 дБ 15 дБ сч см сч 1 1 1 ООО <7 М Н 3 • 10~2 310~2 1,5-10-2
Таким образом, при ACI — —15 дБ отношение С/7сум составляет
только 12 дБ, а Ре возрастает приблизительно с 10-2 до 4 - 10-2.
Таблица 9.6.4. Увеличение емкости системы с FQPSK-1 по сравнению с си-
стемой GMSK (используемой в современных стандартах персональной связи DECT
и PCS 1800)
Вид модуляции DECT PCS 1800
FQPSK-1 195 % 186 %
GMSK 100 % 100 %
* В скобках приведены значения ДСТ-1 и CCI. Для получения приведенных
результатов необходимл сначала перейти от логарифмических к линейным еди-
ницам, а затем вновь к логарифмическим. — Прим. ред. перевода.
426
Таблица 9.6.5. Сравнение FQPSK-1 и тг/4-DQPSK [100]
Вид модуляции Энергетическая эффективность Емкость
FQPSK-1 ff/4-DQPSK 0 дБо —6 ... — 8 дБо 100 % 100 %
9.6.3. Увеличение емкости когерентных систем
относительно некогерентных
Рассмотрим два реальных сценария, в которых становится очевид-
ной более высокая емкость систем, использующих когерентную демо-
дуляцию модулированных сигналов, таких как FQPSK, по сравнению с
системами, использующими некогерентную демодуляцию модулирован-
ных сигналов таких, как GMSK. Допустим, что справедливы следующие
предположения всенаправленная антенна; распространение без прямой
видимости; постоянная распространения а = 4 (С С1 меньше, чем при
а = 3,5) и релеевские замирания; интервал повторного использования
частот q = D/R. = 4,6; CCI = 15 дБ (приблизительно 90 % покрытия).
Метод 1. Предположим, что в наихудшей ситуации вероятность
ошибки (пороговая) для незащищенных данных задана равной 10~2.
Тогда:
при к = 7 С/1 = 15 дБ;
при к = 9 С/1 = 19 дБ;
при к = 12 С/1 = 23 дБ.
Из предыдущих рассуждений и из данных табл. 9.6.2 следует, что
минимальное значение С/1, необходимое для Ре = 10-2 равно 15 дБ
для когерентной FQPSK и 18 дБ для некогерентной GMSK Далее, при
некогерентной демодуляции необходим ПФ (в отличие от ФНЧ исполь-
зуемых при когерентной демодуляции) Так как коэффициент прямо-
угольное™ у фильтров ПЧ или РЧ меньше, чем у фильтра низких ча-
стот, то уровень ACI у некогерентного приемника значительно больше,
чем у когерентного при одном и том ,же значении спектральной эффек-
тивности, выраженной в бит на секунду-герц. Будем считать также, что
имеются дополнительные потери, равные 1. .2 дБ из-за отклонений шу-
мовой полосы ПФ от теоретической. С учетом этих потерь, связанных с
практической реализацией ПФ для некогерентных модемов GMSK тре-
буется С/1 =19. .20 дБ. В системах с когерентной демодуляцией при
к = 7 может достигаться такое же или же меньшее значение Ре, чем в
менее эффективных системах с некогерентной демодуляцией при к — 9.
Поскольку коэффициент повторного использования к = 7 вполне до-
статочен для ранее упомянутых систем с когерентной демодуляцией и
не достаточен для тяц • н“коггрентной демодуляцией дпя по-
"едних потребуется ' вели^ *ть начение до 9. Так как 9/7 1 98
г снижение емкости у систем "»нтной демодуляцией состави"
О % относительно систем с когерентной демодуляцией с учетом только
увеличения чувствительности к CCI
427
Метод 2. Заданы коэффициент повторного использования частот
к — 7 и отношение С/1 — 15 дБ В этом случае имеем следующие
значения вероятности ошибки:
Когерентная FQPSK.....................Ре — 10~2
Некогерентная GMSK Ре — 3 10-2 (или хуже)
Для получения Ре — 10~8 необходимо использовать достаточно
мощные средства автоматического запроса повторной передачи или ко
дирования с прямым исправлением ошибок с суммарной избыточностью
порядка 500 %, в то время как для некогерентных систем избыточность
может достигать 1000 % или более (так как снижение Ре с 3 • 10“2 до
10-8 обеспечит значительно труднее, чем с 10-2 до 10~8). В этом слу
чае емкость систем с когерентной демодуляцией больше, чем у систем
с некогерентной демодуляцией на 100 %
9.6.4. Сравнение емкости и спектральной
эффективности беспроводных систем с GMSK,
GFSK и FQPSK-1
В этом разделе рассмотрим общую географическую спектральную
эффективность систем, использующих модуляцию с постоянной огибаю-
щей, в частности GMSK, GFSK и FQPSK. Спектральная эффективность
прямо пропорциональна емкости Поэтому при сравнении эффективно-
сти систем будут применять оба термина. Пранализируем эти широко
распространенные виды цифровой модуляции, основываясь на теорети-
ческих концепциях, представленных в разд. 9.4-9.6. Ниже приведены
результаты расчетов и дан краткий комментарий.
В микросотовых системах персональной связи и беспроводных ЛВС
частоты повторно используются в территориально разнесенных сотах
для получения большей емкости сети. В этих случаях при сравне-
нии видов модуляции необходимо учитывать коэффициент повторно-
го использования частот К. Общая спектральная эффективность т?т.
6ит/(сТц-м2), системы, использующей тот или иной вид модуляции в
сотовой сети определяется выражением
t]T = Tlf7<^’ (961)
где t)j — спектральная эффективность в^да модуляции, 6ит/(сГц); S —
площадь покрытия соты, м2. Коэффициент повторного использования
частот К (количество сот в группе) является целым числом:
/< = |[1 + (А//А)1/3]21 (9.6.2)
где А — отношение С//, необходимое для обеспечения заданного значе-
ния Ре, а — постоянная распространения, принимающая значения от 2
до 4; Mj — запас по С/1, К = 1.3, 7,9,12 и т.д. (см. гл. 3 и разд. 9.5).
428
При анализе предполагается следующее:
1) значение Ре равно 10~2, которое обеспечивает приемлемое ка-
чество речи и/или необработанных данных в условиях релеевских за-
мираний (пороговое значение);
2) а = 3,5;
3) запас на замирания Mj = 3 дБ.
Этот запас соответствует вероятности потери связи в пределах обла
сти покрытия, равной 10 %. Далее, без потери общности, будем считать,
что S = 1 м2 Сравнение общей спектральной эффективности т)т Для
FQPSK-1 и GMSK применительно к микросотовой подвижной системе
персональной связи приводится в табл. 9.6.1 и 9.6.2 Данные сравне-
ния служат индикатором емкости систем. Из данных, приведенных в
табл 9.6.2, следует, что более высокая спектральная эффективность тц,
устойчивость к воздействию CCI когерентной FQPSK по сравнению с
некогерентной GMSK с ВТь = 0,5 обеспечивает увеличение общей спек-
тральной эффективности т)т применительно к подвижной сотовой связи
до 95 %. Это говорит о том, что предложение использовать для ра-
диосвязи модем FQPSK-1 может почти удвоить (увеличение на 95 %)
емкость системы DECT. Точно так же, данные табл. 9.6.3 показыва-
ют, что FQPSK-1 позволит увеличить емкость существующего стандарта
DCS-1800 системы персональной связи на 86 % Другие преимущества
FQPSK-1 отражены в табл. 9.6.4 и 9.6.5*.
9.7. Беспроводные сотовые системы
МДВРК
Альтернативой многостанционному доступу на основе частотного
разделения каналов (МДЧРК) (рис. 9.2.1) является метод многостан-
ционного доступа на основе временного разделения каналов (МДВРК)
При методе МДВРК каждый пользователь имеет доступ ко всей разре-
шенной полосе радиочастот (РЧ) на короткое время, достаточное для
передачи преамбулы и информационного пакета За время, выделенное
для пакета, станция передает данные со скоростью, намного большей,
чем скорость источника информации абонента Каждый абонент со-
вместно с другими использует выделенную полосу частот в течение од-
ного из множества других заранее закрепленных временных интервалов
(слотов), равных длительности пакетов
Если только часть имеющейся полосы частот выделена конкретной
группе пользователей, то этот метод известен как узкополосная МДВРК
(рис 9.7.1) Если же вся полоса выделяется пользователю в течение его
временного ^"ота, то этот метод известен как ши окополосная МДВРК.
* Более coBej ленные ва, ,ан- FQPSK лицензируют я Обществе q Т>еера
для пользовс,-... ?б- । адиосвязи, беспрови,лнь инфр ЛЕГ
и цифрового кабельны j „ения/телефонии Эти современны «(..анты
FQPSK и FBPSK разработаны членами международного консорциума FQPSK.
См. приложение 3.
429
(A. .H) посылает и принимает сообщения в виде пакетов. Количество передатчиков
базовых станций равно количеству групп [217]
Длительность кадра Т/
Начало кадра
с нулевого
временного
слота
J N f временных слотов t
Рис. 9.7.2. Структура кадра и временного интервала в МДВРК. Заголовок
и часть кадра с битами управления и сигнализации (С и S) служат для переда-
чи служебной информации. Фактическим сообщением являются биты трафика, за
которыми расположен защитный интервал для компенсации задержек распростра-
нения. (Из [217].)
В этом случае каждый пользователь должен передавать свой пакет дан-
ных с очень высокой скоростью, а временные слоты должны иметь очень
короткую длительность. Поскольку к РЧ полосе имеют доступ мно-
го пользователей, то каждому выделяется короткий временной слот С
данными о количестве пользователей в группе и длительности кадра
можно ознакомиться в табл. 9.7.1 [216].
На рис. 9.7.2 показан кадр, содержащий N/ каналов. Принято, что
временные слоты начинаются с N° 0. Каждый временной слот содер-
жит следующие составные части:
• заголовок сообщения, содержащий немодулированный сигнал для
восстановления несущей, сигнал для восстановления тактовой частоты,
уникальные слова и идентификаторы каналов,
• сигналы управления и сигнализации (С и S');
• информационные сигналы абонента, обычно кодируемые;
430
Таблица 9.7.1. Сравнение систем с МДЧРК и МДВРК. В таблице приня-
то что каждой службе выделена полоса 10 МГц в режиме частотного дуплекси-
рования. (Из [216] )
Система Показатель TACS МДЧРК ADC МДВРК GSM МДВРК
Количество каналов на несущую 1 3 8
Разнос несущих, кГц 25 30 200
Количество несущих 400 333 50
Количество каналов 400 999 400
Длительность кадра, мс Не ограничен 40 4,6
Скорость передачи данных в канале, кбит/с 10 48 270
8 каналов
на несущую
Узкополосная
МДВРК
270 кбит/с
GSM
Каналы
по 200 кГц
GMSK
Оценка
многолучевости
3 канала
на несущую
Узкополосная
МДВРК
системами
Рис. 9.7.3. Характерные особенности узкополосной системы цифровой сото-
вой радиосвязи МДВРК (из [217]): а — относящиеся к стандарту GSM. аббре-
виатура которого расшифровывается как Специальная группа по подвижной связи
(Group Speciale Mobile) или стандарту Глобальной подвижной системы (Global Mobile
System); б — относящиеся к американской цифровой сотовой связи (ADC), извест-
ной также как стандарт IS-54
• защитный интервал G для учета временной задержки при рас-
пространении сигнала в пределах соты
Из рис. 9.7.2 можно увидеть, что много битов кадра системы МД-
ВРК отведено для «идентификации и аутентификации». Полная ско-
рость передачи, приходящаяся на одного пользователя, составляет толь-
ко небольшую часть той скорости, которая возможна в режиме «один
пользователь на несущую», например при МДЧРК С другой стороны,
здесь отсутствуют каналы, специально выделенные для управления
Краткие сведения об основных особенностях двух хорошо известных
узкополосных систем: GSM и ADC представлены на рис. 9.7.3. Системы
JDC и ADC имеют очень похожие характеристики.
9.8. Цифровая сотовая система стандарта
IS-95 с МДКРК и расширенным спектром
Система с многостанционным доступом на основе кодового разде-
ления каналов (МДКРК) и расширенным спектром описана в гл. 6. Од-
ним из наиболее совершенных стандартов МДКРК с хорошо разрабо-
танной документацией является стандарт IS-95 Ассоциации электронной
431
промышленности (EIA) и Ассоциации промышленности электросвязи
(TIA) [77]. Разработка системы и оборудования, возглавляемая фирмой
Qualcomm Inc., привела к утверждению стандарта IS-95 для цифровой
сотовой связи в диапазоне частот 900 МГц, и система была предложена
для рассмотрения в качестве возможного стандарта персональной систе-
мы связи (PCS) для беспроводных применений диапазона 1,9 ГГц. Ряд
уникальных характеристик МДКРК, как, например, большая емкость
системы (в 10. ..30 раз больше, чем у аналоговой системы стандарта
AMPS), низкая мощность передачи, подавление многолучевости, плав-
ная (без разрыва связи) эстафетная передача управления (soft handoff)
равномерное покрытие, разделение лучей и их комбинирование, реали
зуемые приемником RAKE, позволяют считать режим МДКРК удобным
для применения в системах нового поколения.
Далее рассмотрим наиболее важные характеристики МДКРК стан-
дарта IS-95, в частности характеристики обратной линии (от подвижных
станций к базовой станции). За основу представленного материала взят
проект спецификаций IS-95 TIA/EIA.
9.8.1. Полоса радиочастот и передаваемая
мощность в обратной линии системы с МДКРК
(стандарт IS-95)
Соответствие номера канала системы с МДКРК присвоенной часто-
те определено в табл. 9.8.1. Допустимое отклонение частоты должно
находиться в пределах ±300 Гц. Частота передачи подвижной станции
на 45,0 МГц±300 Гц ниже частоты передачи базовой станции, измерен-
ной приемником подвижной станции [77].
Все уровни мощности относятся к точке расположения разъема ан-
тенны подвижной станции, если другая точка не оговорена. Абсолютная
максимальная эффективная излучаемая мощность (ERP), соответству-
ющая полуволновому вибратору передатчика любого класса подвижной
Таблица 9.8.1 Соответствие номера канала системы с МДКРК присвоен-
ной частоте [75]
Передатчик Номер канала МДКРК Присвоенная частота, МГц
Подвижная станция 1 N 777 1013 £ N 1023 0,0307V + 825,000 0,030(TV - 1023) + 825,000
Базовая станция 1 <5 7V 777 1013 N 1023 0,0307V -р 870,000 0,030(/V - 1023) + 870,000
Таблица 9.8.2. Эффективная излучаемая мощность при максимальной вы-
ходной мощности
Класс подвижной станции Эффективная излучаемая мощность при максимальной выходной мощности не должна превышать
для измеряемой мощности для абсолютной мощности
1 II III 1 дБВт (1,25 Вт) —3 дБВт (0,5 Вт) —7 дБВт (0,2 Вт) 8 дБВт (6,3 Вт) 4 дБВт (2.5 Вт) 0дБВт(1,0Вт)
432
станции должна составлять 8 дБВт (6,3 Вт). Эффективная излучае-
мая мощность, измеренная на интервале контроля мощности передачи
каждого класса подвижных станций при получении команды включе-
ния максимальной выходной мощности, должна находиться в пределах,
указанных в табл. 9.8.2.
9.8.2. Ортогональная модуляция и квадратурное
расширение спектра в обратной линии МДКРК
Обратный канал МДКРК образуется каналами доступа у обратны-
ми каналами трафика. Эти каналы строятся на основе методов прямого
расширения спектра и совместно используют одни'и те же назначаемые
частоты МДКРК На рис 9.8 1 приведен пример приема базовой станци-
ей всех сигналов обратного канала МДКРК Каждый канал трафика или
канал доступа идентифицируется отдельным длинным кодом пользова-
теля Базовая станция может использовать группу обратных каналов
МДКР на основе частотного разделения.
Процесс модуляции в обратном канале МДКРК происходит так, как
показано на рис. 9.8.2 Передаваемые по обратному каналу МДКРК
данные группируются в кадрах длительностью 20 мс. Все передаваемые
по этому каналу данные подвергаются сверточному кодированию, бло-
ковому перемежению, 64-ичной ортогональной модуляции и прямому
расширению спектра перед передачей. Кадры данных могут передавать-
ся по обратному каналу со скоростями 9600, 4800, 2400 и 1200 бит/с.
Обратный канал трафика может использовать любую из этих скоростей.
При изменении скорости передачи данных изменяется скважность пере-
дачи обратного канала трафика В частности, при скорости передачи в
кадре 9600 бит/с скважность передачи равна 100 %, при скорости 4800
бит/с — 50 %, при 2400 бит/с — 25 % и при 1200 бит/с — 12,5 %,
что отражено в табл. 9.8.3.
Поскольку скважность передачи меняется пропорционально скоро-
сти данных то фактическая скорость передачи в пакете зафиксирована
значением 28 800 символов кода в секунду. Так как шесть символов кода
модулируются для передачи в виде одного из 64 символов (последова-
тельностей) Уолша, то скорость передачи символов Уолша равна 4800
Ж Обратный канал МДКРК (канал 1,23 МГц,
принимаемый базовой станцией)
Идентифицируются длинной ПСП
Канал
доступа
N- 1
Канал
трафика
N’ т
Канал
трафика
№ 1
Канал
доступа
N° п
Рис. 9.8.1. Пример логических обратных каналов МДКРК, принимаемых ба-
зовой станцией (Проект стандарта EIA/TIA-IS-95)
43.3
ГО го
434
Таблица 9.8.3. Значения параметров модуляции в обратном канале тра-
фика [77]
Параметр Скорость передачи данных, бит/с
9600 4800 2400 1200
Частота следования символов псевдослучайной последовательности, Мсимв./с Кодовая скорость, бит/кодовый симв. Скважность передаваемого сигнала, % Частота следования символов кода, симв /с Модуляция, симв. кода/симв. Уолша Частота следования символов Уолша, симв./с Частота следования символов последователь- ности Уолша, кэлем/с Длительность символа Уолша, мкс Количество символов ПСП на символ кода Количество символов ПСП на символ Уолша Количество символов ПСП на символ последо- вательности Уолша 1,2288 1/3 100,0 28 800 6 4800 307,20 208,33 42,67 256 4 1,2288 1/3 50,0 28 800 6 4800 307,20 208,33 42,67 256 4 1,2288 1/3 25,0 28 800 6 4800 307,20 208,33 42,67 256 4 1,2288 1/3 12,5 28 800 6 4800 307,20 208,33 42,67 256 4
Таблица 9.8.4. Параметры модуляции в канале доступа (при скорости пе-
редачи данных 4800 бит/с)
Параметр Значение
Частота следования символов псевдослучайной последовательности, 1,2288
Мсимв./с
Кодовая скорость, бит/кодовый симв. 1/3
Скважность передаваемого сигнала. % 50,0
Частота следования символов кода, симв./с 28 800
Модуляция, симв. кода/симв. Уолша 6
Частота следования символов Уолша, симв /с 4800
Частота следования символов последовательности Уолша, ксимв /с 307,20
Длительность символа Уолша, мкс 208,33
Количество символов ПСП на символ кода 42,67
Количество символов ПСП на символ Уолша 256
Количество символов ПСП на символ последовательности Уолша 4
символов Уолша в секунду. Это соответствует фиксированной скорости
передачи элементов последовательности Уолша, равной 307,2 ксимв./с.
Частота следования символов псевдослучайной последовательности рас-
ширения спектра равна 1,2288 Мсимв./с, поэтому каждый элемент по-
следовательности Уолша передается с помощью четырех символов ПСП.
Табл 9.8.3 определяет скорости передачи сигналов и их соотношения
при различных скоростях передачи в обратном канале трафика
Указанные соотношения справедливы и для канала доступа с уче-
том того, что скорость передачи зафиксирована равной 4800 бит/с, ка-
ждый символ кода повторяется однократно, а скажность передачи рав-
на 100 % Скорости сигналов и их соотношения для канала доступа
приведены в табл. 9.8.4
Ортогональная модуляция В обратном канале МДКРК приме-
няется 64-ичная ортогональная модуляция. Для передачи каждых ше-
сти символов кода используется один из 64 возможных символов мо-
дуляции. Символ модуляции — это один из 64 взаимноортогональ-
435
ных сигналов, генерируемых функциями Уолша Символы модуляции
нумеруются от 0 до 63. Символы выбираются в соответствии со сле-
дующей формулой:
Номер символа модуляции = с0 + 2с! + 4с2 + 8сз + 16с4 + 32с51
где С5 представляет последний (самый новый), a Cq — первый (самый
старый) символ двоичного кода (0 и 1) в каждой группе из 6 символов
кода, образующих символ модуляции
Матрица 64x64 может быть получена посредством следующей ре
курсивной процедуры:
/Л = [0];
Н2 =
Н4 =
'О
о
о
о
0 О О'
1 0 1 „ _ Hn Hn
О 1 1 HN HN
1 1 о
0 0
0 1
где N — степень 2. Интервал времени, необходимый для передачи од-
ного символа модуляции, равен длительности символа Уолша 1/4800 с
(208,33(3) мкс). Интервал времени, равный шестьдесят четвертой сим-
вола модуляции, соответствует элементу последовательности Уолша и
равен 1/307200 с (3,255(5) мкс). В пределах символа Уолша элементы
последовательности Уолша передаются в порядке 0, 1, 2...63.
Квадратурное расширение спектра После прямого расширения
спектра обратный канал трафика и канал доступа подвергаются квадра-
турному расширению спектра, как показано на рис. 9 8.2. В качестве
последовательностей расширения спектра должны использоваться пи-
лотные ПСП каналов I и Q с нулевым сдвигом, применяемые в прямом
канале МДВР. Эти последовательности имеют период 215 элементов и
образуются следующими характеристическими многочленами:
Pl(x) = х15 + ж13 + х9 + х8 4- х7 + х6 + 1
для синфазной (7) последовательности и
Pq(x) = х15 + а:12 + я11 + х6 + Xs + х4 + х3 + 1
для квадратурной (Q) последовательности.
Последовательности максимальной длины, формируемые регистра-
ми сдвига с линейной обратной связью {г(л)} и {?(«)}, определяемые
этими многочленами, имеют период 215 — 1 и могут генерироваться с
помощью следующих линейных рекуррентных соотношений
г(п) = г(п — 15) ф г(п — 10) ф г(п — 8) ф г(п — 7) ф г(п — 6) ф г(п — 2);
g(n) = g(n — 15)фд(п — 12)фд(п— 11)фд(п — 10)фд(п —9)фд(п —5)ф
фд(п — 4)ф?(п - 3),
436
Рис. 9.8.3. Сверточный кодер с кодовой скоростью 1/3 и Л = 9 для систем
МДКРК стандарта IS-95 EIA/TIA [77]
Рис. 9.8.4. Сигнальное созвездие и фазо-
вые переходы в стандартизованной структуре О-
QPSK обратного канала МДКРК Запатентован-
ные Обществом д-ра Феера технологии O-QPSK
с взаимной корреляцией каналов I и Q описаны
в гл. 4 и приложении 3
Таблица 9.8.5. Соответ-
ствие между фазами и двоичны-
ми символами код каналов 1 и Q
обратного канала МДКРК
I Q Фаза
0 1 1 0 0 0 1 1 тг/4 Зтг/4 -Зтг/4 -тг/4
где г(п) и g(n) принимают двоичные значения 0 и 1, а сложение про-
изводится по модулю 2. Для получения пилотных ПСП для каналов I
и Q (с периодом 21S) в последовательности {г(л )} - {<?( л)} после се
рии из 14 нулей на выходе вставляется еще один 0. Таким образом,
в пилотной ПСП на выходе имеется цепочка из 15 последовательных
нулей вместо 14.
Подвижная станция должна синхронизировать пилотные ПСП I и Q
так, чтобы первый элемент расширения каждой четной секундной метки,
используемой в качестве эталонного времени передачи, был единицей
после 15 последовательных нулей
Пилотные ПСП повторяются каждые 215/1228800 с (26,666(6) мс),
т е. каждые 2 с последовательность повторяется 75 раз. При расшире-
нии спектра используется QPSK со сдвигом (О QPSK). Пилотная ПСП
в канале Q имеет задержку на половину длительности элемента ПСП
(406,901 нс) относительно ПСП в канале I (рис. 9.8.3, 9.8.4 и табл 9.8.5).
437
9.8.3. Низкочастотная фильтрация в модуляторе
системы с МДКРК
После .операции расширения спектра сигналы каналов I и Q по-
ступают на входы I и Q фильтров нижних частот, как показано на
рис. 9.8.2. Фильтры нижних частот должны иметь линейную фазовую и
частотную характеристику S(f), удовлетворяющую шаблону, предста-
вленому на рис. 9.8.5.
В частности, нормированная частотная характеристика фильтра
располагается в пределах ±6] в полосе прозрачности 0 f fp и
меньше или равна 62 в полосе подавления f f3. Численные значе-
ния параметров следующие: 61 = 1,5 дБ, 62 = -40 дБ, fp = 590 кГц
и f, — 740 кГц
Пусть «(/) — импульсная характеристика фильтра нижних частот.
Тогда s(t) удовлетворяет следующему уравнению:
47
Среднеквадратическая ошибка = ^^[05(^7, — г) — h(kf)]2 $ 0,3,
fe=o
где константы а и г используются для минимизации среднеквадрати-
ческой ошибки Константа Т, равна 203,451 нс, что соответствует 1/4
импульса ПСП. Значения коэффициентов /1(/г) приведены в табл. 9.8.6
Отметим, что h(k) равно Л(47 — /с) (см. рис. 9.8.6).
Таблица 9.8.6. Значения
коэффициентов фильтра нижних
частот системы с МДКР [77]
к h(fc)
0,47 -0,025288315
1,46 -0,034167931
2,45 -0.035752323
3,44 -0.016733702
4,43 0.021602514
5,42 0.064938487
6,41 0,091002137
7,40 0,081894974
8,39 0,037071157
9,38 -0.021998074
10,37 -0.060716277
11,36 -0,051178658
12,35 0,007874526
13.34 0,084368728
14,33 0,126869306
15,32 0.094528345
16,31 -0,012839661
17,30 -0,143477028
18,29 -0.211829088
19,28 -0.140513128
20,27 0.094601918
21.26 0,441387140
22,25 0,785875640
23,24 1,0
20lK|S(/)l
О fp fa f
Рис. 9.8.5. Шаблоны частотных харак-
теристик фильтров нижних частот из проекта
стандарта системы с МДКРК (IS-95)
438
9.8.4. Сверточное кодирование и блоковое
перемежение
Подвижная станция производит сверточное кодирование данных,
которые передаются по обратному каналу трафика и каналу доступа,
до перемежения. Сверточный код имеет кодовую скорость 1/3 и длину
кодового ограничения К, равную 9 Порождающие многочлены кода
до = 557, gi — 663 и д2 = 711 (в восьмеричной системе исчисления).
Так как кодовая скорость равна 1/3, то каждый бит данных на входе
кодера порождает три символа кода
Эти символы кода поступают на выход в следующем порядке: сим-
вол кода (со), сформированный в соответствии с порождающим мно-
гочленом до, поступит на выход первым; символ кода (с;) (соответ-
ствующий многочлену </i) — вторым и символ (сг) (соответствующий
д2) — последним. Состоянию сверточного кодера после инициализа-
ции соответствуют все нули. Первым символом кода на выходе после
инициализации будет символ, сформированный в соответствии с поро-
ждающим многочленом до
При сверточном кодировании производится сложение по модулю 2
последовательно задержанных двоичных символов сообщения, снимае-
мых с выбранных отводов регистра. Длительность задержки последова-
тельности символов сообщения равна К — 1, где К — длина кодового
ограничения. На рис. 9.8.3 приведена структурная схема кодера для
рассматриваемого в данном параграфе кода.
Фактор повторения символов кода в обратном канале трафика из-
меняется в зависимости от скорости передачи. При скорости передачи
Рис. 9.8.6. Частотно-временная диаграмма работы системы с медленной про-
граммной перестройкой частоты и TDMA-TDD в точке расположения базовой стан-
ции (сайт соты) Считается, что длительность и полоса радиочастот для передава-
емых базовой станцией блоков динамически управляется от МАС. Ширина полосы
радиосигнала всегда находится в пределах выделенной полосы частот
439
9600 бит/с символы кода не повторяются. При скорости 4800 бит/с ка-
ждый символ повторяется дважды (в последовательные моменты вре-
мени). При скорости 2400 бит/с каждый символ повторяется четыре-
жды (в четыре последовательных момента времени), при скорости 1200
бит/с повторяется еще восемь раз (в восемь последовательных момен-
тов времени). Для всех скоростей передачи данных (9600, 4800, 2400
и 1200 бит/с) это приводит к постоянной скорости передачи символов
кода 28800 симв/с. В обратном канале трафика эти повторяемые симво-
лы кода многократно не передаются. Они поступают на вход блокового
перемежителя и перед собственно передачей все повторяемые символы
устраняются, при этом изменяется скважность передачи (см. рис. 9.8.6).
Каждый символ кода в канале доступа, имеющего фиксированную
скорость передачи 4800 бит/с, повторяется дважды (в два последова-
тельных момента времени). В канале доступа передаются оба повто
ряемых символа.
Перед модуляцией и передачей подвижной станцией производится
перемежение всех символов кода в обратном канале трафика и канале
доступа. Используется блоковый перемежитель глубиной 20 мс. Пере-
межитель представляет собой решетку из 32 строк и 18 столбцов (т е
имеет 576 сот). Символы кода (включая повторяющиеся символы при
скоростях передачи менее 9600 бит/с) записываются в перемежитель по
столбцам, заполняя всю матрицу 32x18
9.9. Стандарты для беспроводных ЛВС
Для беспроводной компьютерной связи при высокой скорости пе-
редачи (высокой считается скорость от 1 Мбит/с и выше), в частности
для компьютерной связи с помощью беспроводных ЛВС, IEEE учредил
международный комитет стандартизации, известный как Комитет IEEE
P802.ll по методам беспроводного доступа и спецификациям физиче-
ского уровня (коротко Комитет IEEE 802.11) Он был учрежден в 1989 г
и состоял из нескольких инженеров, а в 1994 г. в его составе было 105
членов и 108 кандидатов с правом голоса от производителей компьюте-
ров, инфракрасного и радиооборудования, микроэлектроники, а также
из правительственных учреждений и университетов [147]. Представле-
ны многие страны мира, включая США, Канаду, некоторые европейские
страны, Тайвань и Израиль.
В то время, как другие комитеты IEEE Р802 требуют, чтобы коэф
фициент потерь блоков служебных данных управления средой доступа
(MSDU) размером 4 кбит составлял 4- 10~5, это требование неприемле-
мо для беспроводной среды, где неизбежны случайные потери данных.
Комитет IEEE P802.ll согласился, что коэффициент потерь MSDU, рав-
ный 4 10~5. приемлем в качестве спецификации системы беспровод-
ной связи, если выполняется в течение 99,5 % времени и на 99,9 %
зоны обслуживания.
Для скоростей передачи подвижной связи комитет IEEE P802.ll
поддерживает скорости пешеходов до 2 миль/ч (3,7 км/ч); польэовате-
440
ли промышленных предприятий просят также о поддержке транспорт-
ных скоростей до 30 миль/ч (56 км/ч) применительно к заводским и
складским условиям.
В ноябре 1992 г комитет IEEE P802.ll завершил работу над архи-
I тектурой беспроводных ЛВС, поддерживающей функциональные требо-
вания Архитектура определяет топологию зоны обслуживания и эта-
лонную модель системы. Топологии зоны обслуживания включают ва-
рианты базового и расширенного обслуживания В вариант базового
обслуживания входит группа станций, управляемых одной координиру-
I ющей станцией. Каждая группа станций может использовать разные
частоты и методы модуляции, определяемые эталонной моделью. Рас-
ширенный вариант обслуживания связывает любое количество базовых
групп с проводной сетью через точки доступа.
Эталонная модель определяет две главные области спецификаций:
спецификации физического уровня (PHY) и спецификации управления
I средой доступа (МАС) Спецификации физического уровня, зависящие
от среды, взаимодействуют с унифицированной независимой от среды
спецификацией МАС через промежуточный уровень сведения [147]
9.9.1. Спецификации физического уровня
Спецификация IEEE 802.11 PHY для радиосвязи очень зависит от
регулирующих организаций и вначале определялась выделенными ча-
стотами. Решение главной задачи принятия общего международного
стандарта затруднялось действиями разных стран, налагающих различ-
ные ограничения.
В Европе совместными усилиями конференции, проводимой Комис-
сией по радиосвязи Европейского департамента почт и связи, и Евро-
пейского института стандартов связи было определено, что среднеско-
ростные беспроводные ЛВС могут работать в диапазоне 2,4 ГГц. Кроме
того, был выделен диапазон 5,2 ГГц для высококачественных ЛВС, в
которых необходимо обеспечить скорость беспроводной передачи дан-
ных, равную 20 Мбит/с.
В Японии частотные ресурсы регулируются Министерством почт и
связи (МРТ) В рамках МРТ Центр исследования и разработок радио-
систем (RCT) изучает системные требования, архитектуру и методы пе-
редачи для беспроводных ЛВС. В мае 1992 г RCT разработал специ-
фикацию для беспроводной системы ЛВС в диапазоне 2,4. .2,5 ГГц.
Разрабатываются предложения по системе со скоростью 10 Мбит/с в
диапазоне 18. ..19 ГГц.
В США Федеральная комиссия связи утвердила нелицензируемое
использование частотных диапазонов 902.. .928 МГц, 2400.. .2483 МГц
и 5725 .5875 МГц для беспроводных ЛВС, используемых в промышлен-
ных, научных и медицинских целях. Недавно FCC утвердила также ис-
пользование нелицензируемой аппаратуры в диапазоне 1910. . 1930 МГц
и лицензируемой аппаратуры связи в диапазоне 18,8.. 19,2 ГГц.
В настоящее время наиболее перспективным в мировом масштабе
для беспроводных ЛВС является диапазон 2,4. .2,5 ГГц Однако зако-
ны, принятые регулирующими органами для совместного использования
441
этой частотой полосы нелицензируемыми пользователями и для ограни-
чения помех, в действительности ограничивают скорости передачи дан-
ных несколькими мегабитами в секунду.
В табл. 9.9.1 представлены спецификации стандартов на системы с
прямым расширением спектра и системы с программной перестройкой
рабочей частоты, предложенные на рассмотрение комитету IEEE 802.11
[148]. Дополнительно автором в таблицу включены стандарты коми-
тета на высокоскоростные системы с быстрой перстройкой частоты и
инфракрасные беспроводные ЛВС, основанные на документах и специ-
фикациях комитета от мая 1994 г.
В спецификации на систему с прямым расширением спектра был
включен формат модуляции DO-QPSK от февраля 1994 г., основанный
на выработанных Обществом д-ра Феера предложениях, обеспечиваю-
щих совместимое использование FQPSK и/или методов энергетически
эффективного нелинейного усиления. Для обычной DQPSK технологи-
ческий предел (реализация демодулятора на карте PCMCIA, 3 В) соста-
вляет 18 дБм, в то время как для запатентованной FQPSK (совместимой
с О-QPSK и GMSK) он составляет 23 дБм при использовании высоко-
частотной I/IMC с нелинейным усилением в режиме насыщения.
При использовании нелинейных ИК диодов с FQPSK в инфракрас-
ных беспроводных ЛВС с диффузным распространением скорость пе-
редачи может достигать 4 Мбит/с и 10 Мбит/с. Подробно о FQPSK
см гл. 4 и разд. 9.
На совещании IEEE P802.ll в ноябре 1993 г. комитет рассмотрел
все поступившие предложения. В этом же месяце комитет выбрал рас-
пределенный базовый протокол MAC (DFWMAC) в качестве основного
протокола IEEE P802.ll для управления средой доступа Он на 95 % со-
стоит из функций содержавшихся в исходных предложениях фирм NCR
и Symbol по беспроводному протоколу МАС, с добавлением поддержки
скрытых узлов из предложений от фирмы Xircom.
В целом DFWMAC представляет собой протокол распределенного
доступа основанный на контроле несущей и устранении конфликтов
путем подтверждения при многостанционном доступе (CSMA-CA-ACK).
Подтверждение на уровне МАС позволяет восстанавливать данные на
низком уровне. Низкоуровневое восстановление существенно важно для
беспроводной связи для решения проблем надежности, возникающих
из-за конфликтов при доступе и помех.
Протокол DFWMAC предусматривает также службы с ограничени-
ем во времени путем реализации по усмотрению функции координации
точек сопряжения (PCF). PCF выполняется над протоколом базового
доступа для обеспечения совместимости. Службы с ограничением во
времени важны для применений, требующих передачи данных в реаль-
ном времени типа цифровой речи, цифрового видео и управления про-
цессами В таком виде протокол MAC IEEE P802.ll имеет хорошие
позиции для удовлетворения потребностей будущих систем и приме-
нений, а также может использоваться в системах беспроводных ЛВС
современного поколения.
442
Таблица 9.9.1. Основные требования спецификации «Методы беспроводного
доступа и спецификации физического уровня IEEE 802.11» Международного коми-
тета стандартизации WLAN, базирующиеся на документах, подготовленных Hayes
et al., AT&T/NCR. Chair 802.11 committee, опубликованных в Electronic Engineering
Times. 21 февраля 1994 г. Требования, относящиеся к стандартам на высокоско-
ростные системы FH-SS и инфракрасные системы (IR) базируются на документах
Комитета IEEE от мая 1994 г.
Цель спецификаций физического уровня 802.11:
общий международный стандарт (несоответствия в регулирующих
требованиях по распределению частот, приводящие к ограничениям)
Параметр Значение
Для прямого расширена программной перестройки р. Диапазон частот, ГГц Уровни передаваемой мощности, Вт Минимальный уровень передаваемой мощ- ности, мВт Минимальный уровень входной чувстви- тельности приемника, дБм Доступность канала, % Импеданс антенного входа. Ом Только для Минимальная скорость перестройки, скач- ки/с Минимальная девиация частоты, кГц Занимаемая полоса частот при 20 дБ, кГц Занимаемая полоса частот канала, дБГц Точность установки центральной частоты приемника Вид модуляции Ре при заданном отношении Еь/No Дрожание фазы вырабатываемых импуль- сов тактовой частоты, мкс Скорость передачи данных в канале, Мбит/с Длительность преамбулы, бит Только для Последовательность расширения спектра Подавление сигнала соседнего канала, дБ Занимаемая полоса канала, дБГц Вид модуляции Ре при заданном отношении E^/No Скорость передачи данных в канале, Мбит/ с Пониженная скорость передачи, Мбит/с Длительность преамбулы, символов я спектра (DS-SS), збочей частоты (FH-SS) США: 2,402...2,482; Европа: 2,4...2,498; Япония: 2,471...2,497 США: 1; Европа: 100; Япония: 0,01; 0,1 для DS-SS; 0,01 для FH-SS 10 —80 дБм при Ре = 10“5 99,5 50 FH-SS 2,5 ДР - 160 ±500 20 при ДР = ±0,5 МГц; 45 при ДР = ±2 МГц; 60 при ДР = ±3 МГц ±25 IO"6 2-уровневая GFSK с ВТь = 0,5 10-5 при Еъ/No = 19 дБ 0,0625 1 106 DS-SS ll-разрядная последовательность Баркера (1,-1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,-1) 37 30 при Д/ = ±11 МГц; линейно возрастает до 50 дБГц при Д/ = ±22 МГц DQPSK и/или DO-QPSK 10-5 при Еь/No = 17 дБ 2 1 106 (100 мкс)
443
Окончание табл. 9.9.1
Параметр Значение
Для высокоскоростных си< и инфракрас Длина волны IR. нм Полосы частот, МГц Кодирование в основной полосе частот Вид модуляции Ре при заданном отношении Eb/No :тем с перестройкой частоты тых (IR) систем 880 Полоса модулирующих частот — 0.. .6; совместная полоса — 6... 15; полоса мо- дулированных сигналов — 15... 30 4-ФИМ при 2 Мбит/с и 16-ФИМ при 1 Мбит/с FQPSK при 4 Мбит/с и 10 Мбит/с 10-5 при Eb/N0 = 13 дБ
Стандарт IEEE P802.ll в целом был нацелен на то, чтобы его
приняли в качестве мирового стандарта. Проводится работа по утвер-
ждению стандартов WLAN IEEE P802.ll Международной организаци-
ей стандартов (ISO) и Международной электротехнической комиссией
к ноябрю 1995 г.
9.10. Беспроводная персональная связь
В сети персональной связи (PCN) определение телефонного вызова
распространяется до уровня установления соединения с конкретным че-
ловеком. а не с конкретным местом проживания, работы или с автомоби-
лем. В сети PCN телефонный номер присваивается легкому персональ-
ному приемопередатчику, который абонент носит с собой В отличие от
усовершенствованной цифровой сотовой системы для массового потре-
бителя, в которой достигаются пониженные уровни мощности передачи
и уменьшенные размеры сот, настоящая сеть PCN позволяет помимо
речевых сигналов в реальном масштабе времени передавать и данные
Расширение роли подвижной станции в части включения надлежа
щего декодирования неречевых передач, отображения вызовов и достав
ки сообщений отражает изменения в привычном использовании связи в
обществе, произошедшие уже со времени утверждения стандарта AMPS
в 80-х годах. «Микросота» в PCN имеет радиус от 1 до 300 м [204]. Зона
покрытия антенны остается постоянной на все время жизни системы, в
отличие от базовых станций сотовых систем первого поколения, которые
располагались редко, пока увеличение количества абонентов не требо-
вало увеличения доступных каналов Оказалось возможным уменьшить
средние уровни мощности и приемника, и передатчика приблизительно
с 30 дБм у обычных сотовых систем до 10 дБм [245]. Требования по
допустимой вероятности потери связи здесь более жесткие и составля-
ют только 5 % вместо 10 % [269]. Одним из недорогих вариантов PCN
является система Telepoint, в которой удалось разместить «карманный
таксофон» [245]. Персональная станция будет индицировать входящий
вызов в любой точке зоны обслуживания, однако для осуществления
передачи по обратной линии нужно находиться вблизи назначенной ан
тенны. Распределение меньшего количества базовых станций по терри-
тории зоны обслуживания означает не только уменьшение первоначаль
444
ных затрат для поставщика услуг, но также пренебрежимо малые АС! и
CCI из-за меньшего коэффициента повторного использования частоты.
Эстафетная передача вызова не представляет проблемы.
Однако потребности общества в получении услуг продвинули разра-
ботку PCN в направлении сетей с широкой зоной покрытия и передачей
речи и данных. Различие характеристик этих двух типов передачи требу-
ет повышенной гибкости и, следовательно, сложности подвижной стан-
ции. Речевая связь должна осуществляться в реальном времени, но так
как информация не запоминается, то должны допускаться большие зна-
чения вероятности потери пакетов, чем при передаче данных (приблизи-
тельно 10-4 по сравнению с 10~9 [269]). Применение низкоскоростного
кодирования речи для сокращения передаваемой полосы частот переда-
чи сопровождается снижением качества воспроизведения речи.
До настоящего времени было предложено четыре жизнеспособных
интерфейса РЧ для PCN [204]. В стандарте Великобритании СТ-2, в
котором используется GFSK, и в Японском PHP (Personal Handyphone),
использующем тг/4-DQPSK, достигается простая конструкция телефон-
ной трубки и большой срок жизни батареи, но требуется полоса ча-
стот по меньшей мере 75 кГц на один речевой канал. В универсальной
цифровой PCS фирмы Bellcore используется такой же речевой кодер
АДИКМ со скоростью 32 кбит/с, как и в двух предыдущих системах, и в
ней достигается такая же спектральная эффективность [1,07 6ит/(сГц)],
как и в аналоговой AMPS. В более эффективном интерфейсе МДКРК
фирмы Qualcomm используется речевой кодер с переменной скоростью
кодирования, так что, когда в часы наибольшего трафика в систему
включается большее количество абонентов, разборчивость речи ухуд-
шается незначительно Однако методы расширения спектра, необходи-
мые для динамического распределения полосы частот, требуют приме-
нения в устройстве, размещаемом в руке, усовершенствованных техно-
логий обработки сигнала
Хотелось бы разрушить взаимосвязь между сложностью телефон-
ной трубки и ее возможностями. Абоненты, по крайней мере, ожидают
обеспечения поддержки дополнительных видов передач типа речевой
почты и текстовых сообщений, а также «секретарских» задач иденти-
фикации и сортировки вызовов. Поскольку PCN предназначена для об-
служивания более широкого класса абонентов, чем сотовая телефония,
и рассчитывает на большое количество маломощных базовых станций,
то традиционные сети, действующие как ее основа, тоже испытывают
повышенный спрос. В табл 9 11.1—9.11 5 приведены характеристики не-
которых предложенных стандартов радиоинтерфейса PCN (предложены
в первой половине 1994 г.) и некоторых уже стандартизованных сотовых
систем Предложения по системам, приведенные в табл 9.11-1—9 11.4
поступили от Alcatel, AT&T, Ericsson, Hughes, Interdigital, Motorola,
Northern Telecom, Omnipoint, Oki, Qualcomm, Panasonic, PCSI, Siemens,
Общества д-ра Феера, Калифорнийский универстет, г Дэйвис.
445
446
Таблица 9.11.1. Предложения по параметрам радиоинтерфейса, поступившие в Комитет JTC-TIA в 1994 г
Системный параметр Предложения, базирующиеся на GSM
DCS 1900 DCS 1800 PCS 1900 D 1900
Поддержка высокой/низкой мобильности Диапазон частот... прямая линия/обратная линия МГц Метод дуплексирования Разнос РЧ каналов, кГц Вид модуляции несущей частоты, прямая или обратная линия Метод доступа Скорость преобразования речи, кбит/с Количество речевых каналов на РЧ, канал на сектор Скорость передачи данных в канале, кбит/с Мощность передачи, соответствующая IS-54, Вт Передаваемая мощность терминала, Вт Максимальная скорость передачи данных пользователя, кбит/с Пороговая чувствительность приемника (подвижного/базо- вого) дБм Эстафетная передача вызова Соответствующая технология системы или стандарты Примечание. В таблице приведена информация содержащая с ограниченными пояснениями Пустые клетки таблицы озн Обе ? 1930 .1970, 2180. . 2200; 1850. . 1890, 2130...2150 Частотный 200 GMSK МДВРК 6,5; 13 16; 8 270,833 40 (макс.) 1 9,6, 13 -100/- 104 есть МАНО DCS 1800 ся в документа^ ачают отсутстви Частотный 200 GMSK МДВРК с программной перестройкой рабочей частоты 16 8 270,833 20 1 9,6 (групповая до 76 кбит/с) -100/ - 108 есть, МАНО DCS 1800 1И, представленной е или недостаточн Обе Частотный 200 GMSK МДВРК/ЧРК 6,3; 13; 14,5 16; 8 270,833 63 1 Вт/0,25 182,5 -100/ - 104 есть DCS 1800, Т1.602/607 сторонниками пр эсть имеющейся Частотный 200 GMSK МДВРК/МДЧРК 13 8 270,833 100 1 Вт/0,25 96 -105/- 113 есть DCS 1800 едложенных систем информации
Таблица 9.11.2. Предложения по параметрам радиоинтерфейса, поступившие в Комитет JTC-TIA в 1994 г
Системный параметр IS-54 WACS
PCS 2000 PCS 1800 WACS -8+ WACS -8+ PPS 1800 LT
Поддержка высокой/низкой мобильности Высокая Высокая Низкая Низкая
Диапазон частот: прямая линия/обратная 1850. ..1970, Диапазоны 1805.. .1809;
линия, МГц 2130. ..2200 PCS 2130.. .2150; 1930. . .1970; 2180...2200
Метод дуплексирования Частотный Частотный Частотный Частотный
Разнос РЧ каналов, кГц 30 30 60 300 300
Вид модуляции несущей частоты: прямая DQPSK DQPSK или 8 PSK DQPSK DQPSK QPSK
или обратная линия Метод доступа МДВРК МДВРК МДВРК ВРК/МДВРК МДВРК
Скорость преобразования речи, кбит/с 8; 16; 24 7; 9,5; 16 4; 8; 26 8; 16; 32 7-31 (с 32
Количество речевых каналов на РЧ канал на
сектор кодеком 32 кбит/с) 400
Скорость передачи данных в канале, кбит/с 97,2 40 мВт 400
Мощность передачи, соответствующая IS- Соответствуют 800 мВт 800 мВт
54/7Х 600 мВт макс. I54/7X 600 мВт макс. 4, 1,6, 0,6 Вт эффективная 20 мВт макс 100 мВт макс
иэлучамая мощность 32 (до 224 256
Максимальная скорость передачи данных 24 29 (асинхр.)
пользователя, кбит/с -107 кбит/с) -101/-103
Пороговая чувствительность приемника Т ребует -105/-110 -103
(подвижного/базового), дБм Эстафетн я передача вызова определения Да, как в IS-54 Да IS-54 ALT МАНО
Соответствующая технология системы или IS-54/TX, IS-54/TX G.721 G.721
стандарты 09^1/932
G.728 1
Примечание В таблице приведена информация, содержащаяся в документации, представленной сторонниками предложенных систем с ограниченными пояснениями. Пустые клетки таблицы означают отсутствие или недостаточность имеющейся информации.
448 449
Таблица 9.11.3. Предложения по параметрам радиоинтерфейса, поступившие в Комитет JTC-TIA в 1994 г.
Системный параметр Предложения, базирующиеся на МДКР
W-CDMA •IW-CDMA CDMA PCS A-CDMA
Поддержка высокой/низкой мобиль- Обе Обе Обе (включая
Диапазон частот, МГц: абонентские линии)
прямая линия 1850.. .1890 1850. .1880; 1880. . .1890; Как в системе Как в системе Interdigital
обратная линия 1930.. .1970 2130.. .2150 1930.. .1960, 1960. . .1970; Interdigital То же То же
Метод дуплексирования Частотный 2180. . .2220 Частотный Частотный
Разнос РЧ каналов 5 МГц Нет, 1 РЧ канал/полосу 25 МГц
Вид модуляции несущей частоты в прямой или обратной линии BPSK/GMSK QPSK/QPSK BPSK или QPSK/?77 QPSK
Метод доступа DS CDMA B-CDMA (DS CDMA) CDMA CDMA
Скорость преобразования речи, кбит/с до 64 34 (речь), 64 (речевого типа) 13,3 и 32 32 и 34
Количество речевых каналов на РЧ канал на сектор 231 3-43 и 7-90 28 (5 МГц). 256 (10 МГц)
Скорость передачи данных в канале 1,229 и 2,458 Мсимв/с 38,4 кбит/с 12 и 0,25 (в зависимости
Передаваемая мощность РЧ базовой станции Вт 100 5
Передаваемая мощность терминала, мВт 220 на 1 абонента 200 — портативная станция, 2000 макс. — 600 от радиуса соты) 95 и 2 (в зависимости от радиуса соты)
Максимальная скорость передачи данных пользователя, кбит/с 64 подвижная станция 64 (144) 38,4 и 76,8 144
Пороговая чувствительность прием- Необходимо -106 -100/-104
ника (подвижного/базового), дБм определить
Эстафетная передача вызова Плавная и Плавная, инициируемая Плавная и жесткая Осуществляется до
жесткая подвижной и базовой разрыва связи
Соответствующая технология систе- IS-95/9X, станцией IS-95, IS-41-B IS-41 Rev.В
мы или стандарты G.721/728
Примечание. В таблице приведена информация, содержащаяся в документации представленной сторонник ами предложенных систем
с ограниченными пояснениями. Пустые клетки таблицы означают отсутствие или недостаточность имеющейся информации
Таблица 9.11.4. Предложения по параметрам радиоинтерфейса, поступившие в Комитет JTC-TIA в 1994 г
Предложения по системам Предложения по маломощным системам с МДВР
Системный параметр МДКРК/МДВРК/МДЧРК DCT 1800 PHPS РНР
Поддержка высокой/низкой мобильности Диапазон частот (прямая линия/обратная линия) Метод дуплексирования Разнос РЧ каналов Вид модуляции несущей частоты: прямая или обратная линия Метод доступа Скорость преобразования речи, кбит/с Количество речевых каналов на РЧ канал на сектор Скорость передачи данных в канале, кбит/с Передаваемая мощность РЧ базовой станции Передаваемая мощность терминала Максимальная скорость передачи данных пользователя, кбит/с Пороговая чувствительность приемника (подвижного/базового), дБм Эстафетная передача вызова Соответствующая технология системы или стандарты Примечание. В таблице приведена информаь с ограниченными пояснениями. Пустые кле Обе 1850 ..1990 МГц/ 2 4 ..2,483 ГГц Временной 5 МГц СРМ МДКРК, МДВРК, МДЧРК 8.. 64 до 64 в зависимости от кодека 781,25 300 мВт.. .100 Вт 100 мВт... 1 Вт ЭИИМ 256 Необходимо определить/-100 Плавная и жесткая, подуправлением терминала В.7265 дня, содержащаяся в документац тки таблицы означают отсутств Низкая 1880 1900 Временной 1,728 МГц GFSK МДВРК 32 12 (на 1 РЧ базовой станции) 1152 <315 мВт 250 мВт макс. 880 (асинхр.) -83 7 Непрерывный динамический выбор канала ETSI DECT, G.721 ии представленной ие или недостаточно Низкая 1850 2200 Временной 300 кГц QPSK МДВРК 32 4* 384 500 мВт 500 мВт макс. 480 (синхр.); 140 8 (группо- вая) Инициируемая терминалом и базовой станцией RCR-28, G.721 .торонниками пр сть имеющейся Низкая Полосы частот PCS США Временной 300 кГц DQPSK МДВРК 32 4 384 10 мВт (средняя) 80 мВт макс. (300 мВт оптим.) 128 кбит/с -97 Инициируемая терминалом и базовой станцией RCR-28, G 721. IS-54/41 едложенных систем информации
Таблица 9.11.5. Параметры стандартов аналоговых и цифровых сотовых и телефонных систем, основанные на данных, пред-
ставленных Phillips Semiconductor и другими корпорациями
450
9.11. Задачи
9.1. Полагая справедливыми условия, перечисленные на рис. 9.4.11, спроек-
тировать радиолинию цифровой подвижной связи, в которой поддерживается тре-
буемая скорость передачи в течение 99,99 % времени на трех четвертях зоны об-
служивания. Определить мощность передачи и минимальный интервал повторно-
го использования частот.
9.2. Полагая справедливыми условия, перечисленные на рис. 9.4.11, и что име-
ющаяся мощность передачи равна 25 дБм, определить вероятность потери связи в
соте, если базовые станции, передающие по одному и тому же каналу, разнесены
на 25 км. Оценить также Ре.
9.3. Обращаясь к разд. 9.4.2, предположим, что мощность шума приемника
КТ В = 4 10-15 Вт, коэффициент шума приемника TVf = 2,27 дБ, территориальное
среднее значение С/N Гт 13 дБ и потери при распространении Lp = 160 дБ.
Пусть коэффициенты усиления антенны при передаче и приеме равны 9 дБ и 2 дБ,
соответственно, с учетом потерь в фидере. Используя выражение (9.4.12), опреде-
лить минимальную требуемую мощность передатчика Pt.
9.4. Обратитесь к разд. 9.4. Если требуется, чтобы только один ошибочный
бит приходился на каждые 1000 переданных битов (в среднем), и что бы выполнили
условие Кд 5 % и ЛПОр 21 дБ, определить допустимый нормированный интервал
повторного использования частот D/R.
9.5. Если количество каналов, выделенных каждой соте, равно 123, входной
трафик на канал равен 0,42 эрл, полоса частот всей системы W = 300 кГц, а радиус
соты составляет 1 км, определить общую спектральную эффективность чт-
9.6. Предполагая, что обычно телефонный разговор в заданной малонаселен-
ной зоне имеет среднюю продолжительность 8,3 мин, полоса частот телефонного
канала составляет 300 Гц. ..3 кГц и что требуется, чтобы Рс Sj 10-3, определить
объем трафика этого телефонного канала.
9.7. Предполагая, что суммарные мощности ACI и CCI на 17 дБ и 15 дБ ниже
уровня мощности немодулированной несущей соответственно, определить отношение
мощностей несущей и суммарной помехи (С/7сум).
Приложение 1
Статистическая теория связи: термины,
определения и понятия
П1.1. Введение
Передаче, приему и демодуляции сигнала в радиосвязи мешают его искажения
и присутствие помех. Эти помехи могут порождаться тепловым движением элек-
тронов во входном каскаде приемника радиосистемы, передатчиками, работающими
на соседних частотах, или каким-нибудь другим образом в том числе, и источни-
ками преднамеренных помех*.
На входе приемника радиосистемы присутствуют принятый радиосигнал, шум
входного усилителя и мешающие сигналы от соседних каналов или соканальная по-
меха Этот сложный сигнал является случайным. Чтобы оценивать качество си-
стемы, нужно использовать вероятностные характеристики. Конечная рабочая ха-
рактеристика цифровой радиосистемы, в добавление к традиционным техническим
параметрам — мощности передатчика, излучаемому спектру и шуму приемника, ча-
сто определяется через вероятность ошибки Ре, или частоту ошибок па бит
(bit-error rate, BER), и частоту ошибок па слово (word-error rate, WER), и время
доступности, в течение которого Ре меньше некоторого наперед заданного значения.
Эти величины вычисляются или измеряются методами статистических измерений
и являются, образно выражаясь, «пищей и воздухом» для инженера-специалиста в
области цифровой передачи. В этом приложении представлены необходимые опре-
деления и соотношения статистической теории связи, которые требуются для по-
нимания сути рабочей характеристики систем цифровой радиосвязи. Всякий раз,
когда возможно, акцент делается на физическом смысле математических выраже-
ний Для углубленного изучения статистической теории связи следует обратиться
к [119, 263], к другим учебникам.
П1.2. Функция плотности распределения и
интегральная функция распределения вероятностей
Одним из важнейших статистических свойств случайной величины, например
случайного напряжения (тока или мощности}, является правдоподобность (вероят-
ность) того, что она принимает определенное значение или находится в пределах
определенного диапазона значений. Понятие и определение функции плотности
распределения вероятностей и интегральной функции распределения вероятно-
стей вводятся с помощью следующих примеров, которые иллюстрируются во вре-
менной, частотной (спектральной) и вероятностной областях.
На рис. П1.1.0 показан выходной сигнал генератора случайной двоичной после-
довательности. Во временной области этот сигнал имеет два дискретных состояния
u(t) = +100 мВ и v(t) = —100 мВ. Эти напряжения представляют собой логические
* Материал этого приложения основан на [110].
452
Рис. П1.1. Представление во временной (а) и частотной (б) областях, функ-
ция плотности распределения вероятностей (в) и интегральная функция распреде-
ления вероятностей (г) генератора двоичной синхронной случайной последователь-
ности [110]
состояния L = О и L = I соответственно. На рис. П1.1,£> изображена соответствую-
щая спектральная плотность в частотной области. В синхронных системах передачи
случайных данных длительность единичного импульса (бита) равна 7Ь секунд, т.е.
переход может происходить только в моменты времени, кратные Ть
В большинстве реальных систем источник является случайным и равновероят-
ным; поэтому вероятности р того, что сигнал находится в состоянии +100 мВ и в
состоянии —100 мВ. равны Математически это выражается так:
р[г>(t) = —100 мВ) = р[о(t) = +100 мВ] = 0, 5 или p(L = 0) = p(L = 1) = 0,5.
Соответствующая функция плотности распределения вероятностей изображе-
453
на на рис. П1.1.6. Эта функция равна О для всех значений случайной величины
v, кроме v = +100 мВ.
Площадь, получаемая в результате умножения функции плотности распреде-
ления вероятностей на бесконечно малый отрезок dv, представляет собой вероят-
ность того, что сигнал (или шум) принимает значение из этого интервала беско-
нечно малой ширины.
Вероятность того, что отсчет сигнала или шума оказывается меньше определен-
ного числового значения, известна как интегральная функция распределения вероят-
ностей и изображена для этого примера на рис. П1.1,г. Это означает, что интеграль-
ная функция распределения вероятностей представляет собой вероятность того, что
сигнал v(t) оказывается меньше заданного значения х, т.е. ь < х. В рассматриваемом
примере нет значений меньше -100 мВ. Поэтому для V < —100 мВ интегральная
функция распределения вероятностей равна 0:
F(v) = P(V <v) = P(V < -100 мВ) = 0.
Вероятность того, что выходное напряжение генератора v(t) < 100 мВ, равна
0,5; вероятность, что v(t) 100 мВ, равна 1
Интегральная функция распределения вероятностей P(V о), известная также
в литературе как функция распределения вероятностей, и функция плотности рас-
пределения вероятностей р(ь) связаны между собой (для непрерывной случайной
переменной) следующими соотношениями:
F(y) = P(V < v) = / p(y)dv; (П11)
J — oo
dPv(v)
p(0 = (ni.2)
dv
Функция распределения вероятностей имеет следующие свойства:
0 $ F(v) $ 1; (П1.3)
P(V < -оо) = F(-oo) = 0; P(V < +оо) = F(+oo) = 1; (П1.4)
P(V Vj) P(V V2), если vj < V2. (П1.5)
П1.3. Числовые характеристики случайных величин
Термин случайная величина определяет правило, согласно которому каждому
возможному результату статистического испытания ставится в соответствие некото
рое число. Наиболее важными числовыми характеристиками случайных величин
являются математическое ожидание (среднее значение), медиана, дисперсия и
стандартное отклонение.
Экспериментально математическое ожидание, или среднее значение дискретной
случайной величины, V, оценивается с помощью следующего соотношения:
п
E(V) = V = (П1.6)
1=1
где п — общее количество выборочных значений; vx — числовое значение случай-
ной величины V для i-ro эксперимента. Оценка среднего значения тем точнее, чем
больше количество выборочных значений. Математическое ожидание может быть
также вычислено по формуле
E(V) = V = ^2blP(V = u,)> (П1.7)
1=1
где vx представляют собой дискретные значения, которые может принимать слу-
чайная величина.
454
Для непрерывных случайных сигналов математическое o^tcudanue опреде-
ляется как
тп = E(V) = V = / vp(v)dv.
(П18)
В этой формуле E(V) — математическое ожидание, а р(о) — функция плот-
ности распределения вероятностей случайной величины V. Если в стационарной
(инвариантной во времени) системе берется очень большое количество отсчетов, то-
гда предел, достигаемый измеренным средним значением, является математическим
ожиданием. Среднее значение часто измеряется вольтметрами постоянного тока.
Физически E(V2), те. V2, представляет собой нормированную мощность, измерен-
ную на нагрузке 1 Ом.
Математическое ожидание любой функции p(v) выражается формулой
5(b)p(v)dv.
(П1.9)
Медиана случайной величины определяется как точка, в которой интегральная
функция распределения вероятностей F(i>) = 0,5.
Среднеквадратическое значение получается из формулы (П1.9), если g(v) =
= и2. Тогда
E(V2) =
v2 p(v) dv = V2.
(П1.10)
Если v — напряжение шума (или случайного сигнала) на сопротивлении R,
Ом, то средняя мощность, рассеиваемая на этом сопротивлении, равна E(V2)/R.
Эта мощность включает в себя составляющие переменного и постоянного тока. В
ряде применений, если сопротивление нагрузки -нормировано к R = 1 Ом, то E(V2)
представляет собой среднюю мощность на этой нагрузке.
Дисперсия определяется следующим выражением:
-V2 - 2V2 + V2,
.2 ___ у2.
( p(v)dv—2V I op(v)dv + V2 =
— ОО — оо
на нормированной нагрузке 1 Ом.
ским
рсии
rms)
(П1.11)
(П1.12)
p(y)dv = 1 так как вероятность полного выборочного пространства равна 1.
Дисперсия а2 представляет собой мощность переменного тока, рассеиваемую
Она равна разности между среднеквадратиче-
значением и квадратом среднего напряжения. Квадратный корень из диспе-
представляет собой среднеквадратическое отклонение (root-mean-square value,
сигнала переменного тока:
с = - V2.
(П1.13)
Когда проводят измерения с источниками случайного шума или случайного
сигнала, измерению среднеквадратического напряжения необходимо уделять особое
внимание. Обычно функции плотности распределения вероятностей не зависят от
единиц измерения. Однако здесь в качестве единиц измерения приняты вольты
Использование при измерении среднеквадратического напряжения многих имеющих-
ся в продаже пиковых вольтметров может приводить к погрешности в несколько
децибелов. Чтобы избежать ошибок, необходимо пользоваться только теми вольт-
метрами, которые действительно предназначены для измерения среднеквадратиче-
ского напряжения или мощности.
455
П1.4. Функция плотности распределения и
интегральные функции распределения
вероятностей, часто используемые в радиосвязи
П1.4.1. Гауссовское распределение. Гауссовская функция плотности рас-
пределения вероятностей — функция, используемая для описания шума и источников
случайных сигналов. Эта функция плотности распределения вероятностей с высокой
точностью представляет источники шума, состоящие из большого числа генераторов
теплового шума, а также шум входных каскадов приемников.
Гауссовская функция плотности распределения вероятностей определяется вы-
ражением
p(v) = —^=e-(’’-m)2/2e'2, (ГЦ.14)
где v — выбранное значение случайной величины, а математическое ожидание т
и среднеквадратическое отклонение с определяются выражениями (П1.8) и (П1.13).
Соответствующая интегральная функция распределения вероятностей имеет вид
F(v) = P(V $ v) = —du
J'
(П1.15)
Если среднее значение (постоянная составляющая) источника шума равно 0, то
функция плотности распределения вероятностей и интегральная функция распреде-
ления вероятностей гауссова шума выражаются следующим образом:
p(v) = _1=е-*'2/2’2,
<гх/2тг
(П1.16)
(П1.17)
F(y) = P(V $ о) =
Если предполагается, что источник шума не имеет постоянной составляющей
(т = О) и что среднеквадратическое напряжение равно 1 В (о = 1 В), то полу-
чается нормированная гауссовская функция плотности распределения вероятностей.
Эта функция известна как нормированная к единице гауссовская функция плотности
распределения вероятностей и определяется следующим выражением:
р(к) = -1=е-*'2/2’:
V2?r
(тп = О, а — 1).
(П1.18)
Интегральная функция распределения вероятностей, соответствующая норми-
рованной к единице гауссовской функции плотности распределения вероятностей,
имеет вид
1 Г”
Г(ь) = P(V О) = ~ / е-“2/2ст2 du.
(П1.19)
где и — переменная интегрирования. Нормированная к единице гауссовская функ-
ция плотности распределения вероятностей и интегральная функция распределения
вероятностей изображены на рис. П1.2 и П1.3 соответственно. Значения функции
плотности распределения вероятностей вычисляются непосредственно по (П1.18)
Функция распределения (П1.19) через элементарные функции не выражается
Обычно эту функцию связывают с функцией ошибок erf(v), которая определена чи
елейным методом, и ее значения приведены в большинстве математических спра-
вочников. Функция ошибок
2 Г" з
erf (и) = —— / е “ du.
JD
(ГЦ.20)
456
Рис. П1.2. Нормированная к единице гауссовская функция плотности веро-
ятностей
Некоторые авторы определяют функцию erf(ti) как
Эти два определения сосуществуют в литературе и не вызывают никаких недо-
разумений. Дополнительная функция ошибок определяется как
erfc(v) = 1 — erf(v) =
(П1.21)
На рис. П1.4 функция erfc(v) изображена в логарифмическом масштабе в обла-
сти значений аргумента О < о < 5. Интегральная функция распределения вероят-
ностей F(v) может быть выражена через дополнительную функцию ошибок сле-
дующим образом:
F(o) =
для v О;
для v $ О
(П1.22)
Вычисленные значения функции 1 — F(v) показаны в логарифмическом мас-
штабе на рис. ГН.4.
Гауссовский шум имеет непрерывную функцию плотности распределения ве-
роятностей. Максимальное значение нормированной (<т = 1) функции плотности
распределения вероятностей равно 0,399 (рис. ГН.2) и соответствует v = 0 вольт.
Если присутствует постоянная составляющая, равная т вольт, то максимум функ-
ции имеет место при v = т вольт.
Вероятность того, что измеренный отсчет шума находится в пределах бесконеч-
но малой области ±Д/2 с центром в точке 2<т, равна О.О54Д Согласно интеграль-
ной функции распределения вероятностей (рис. П1.3) совокупная вероятность того,
что значение отсчета шума меньше 2<т, равна 0,977. Из рис. П1.4 можно получить
значения вероятности для значений, превышающих а в гораздо большее число раз.
Например, из этого рисунка находим, что вероятность превышения отсчетом шума
значения 4<г меньше чем 10-4. Другими словами, вероятность того, что измерен-
ная величина в 4 раза превысит среднеквадратическое значение, составляет только
0,01 %. Хотя эта вероятность и мала, тем не менее она конечна и представляет собой
основной вклад механизма формирования ошибок в цифровых системах передачи.
457
F(v) и 1-F(v)
1.0
Рис. П1.3. Гауссовская нормированная интегральная функция распределения
вероятностей
Рис. П1.4. Кривые дополнительной функции ошибок erfc(v) и функции 1 —
F(v) в логарифмическом масштабе
Теоретически идеальный гауссовский случайный процесс имеет выбросы беско-
нечно большого значения: т.е. существует конечная вероятность того, что могут слу-
читься выбросы значения 7<т и даже выше. Эта теоретическая вероятность появления
выбросов высотой 7ст составляет только 10^12 (рис. П1.4). Применяемые на прак-
тике генераторы гауссова шума близко следуют теоретическим гауссовским
функциям плотности распределения вероятностей и распределения вероятно-
стей в пределах значений до ±4<т или ±5а (с точностью не ниэюе 1 %). Выше
этих значений для большинства генераторов имеет место режим насыщения, и, таким
образом, выходное напряжение не соответствует теоретической гауссовской кривой.
П1.4.2. Релеевская функция плотности распределения вероятно-
стей. Распространение радиосигналов в физических средах с замираниями может
быть описано релеевской функцией плотности распределения вероятностей. Если
458
Рис. П1.5. Функция релеевской плотности распределения вероятностей в ли-
нейном масштабе, в логарифмическом масштабе (децибелы) она изображена на
рис 3.2.5. (Из [110] )
радиочастотная несущая попадает в такую среду и эта среда порождает рассеянные
лучи по причине множественных отражений или атмосферных флуктуаций то пе-
редаваемый сигнал с постоянной амплитудой преобразуется в сигнал со случайно
изменяющейся амплитудой. На в/оде приемника эту случайную составляющую ам-
плитуды можно рассматривать как результат умножения радиосигнала на случайную
функцию времени. По этой причине эти случайные флуктуации амплитуды называ-
ются мультипликативным шумом', функция плотности распределения вероятно-
стей этих флуктуаций определяется формулой (П1.23).
Входной усилитель приемника рассматривается как узкополосный, если шири-
на полосы частот приемника мала по сравнению с радиочастотой. Гауссов шум,
порождаемый входным усилителем узкополосного приемника, имеет вид синусои-
дальной несущей с амплитудой, модулированной низкочастотным колебанием. Эта
несущая имеет низкочастотную огибающую. Функция плотности распределения ве-
роятностей огибающей также описывается релеевским законом, определяемым сле-
дующим выражением:
(О <С v оо);
(V < 0).
(П1.23)
а соответствующая интегральная функция распределения вероятностей имеет вид
F(v) = P(V <v) =
(0 <С v оо);
(к < 0),
(П1.23)
Кривые для этих функций показаны в линейном масштабе на рис. П1.5 и в
логарифмическом (децибелы) масштабе — в гл. 3 (см. рис. 3.2.5).
Математическое ожидание случайной величины с релеевской плотностью рас-
пределения вероятностей определяется выражением
(П1.25)
Среднеквадратическое значение переменной составляющей равно 0,655.
Из интегральной функции распределения вероятностей, показанной в гл. 3 (см.
рис. 3.2.5), видно, что принятый радиосигнал ослаблен менее, чем на 18 дБ отно-
сительно медианного значения в течение 99 % времени и менее, чем на 28 дБ —
в течение 99,9 % времени. Иначе говоря, глубина релеевского замирания сигнала
превышает 28 дБ только в течение 100 % — 99.9 % = 0,1 % времени приема.
Приложение 2
Программный продукт CREATE-1
Лицензионное соглашение и ограниченные
гарантии
Перед вскрытием упаковки с дискетой прочтите внимательно следующие по-
становления и условия. Этот официальный документ является соглашением между
вами и компанией Prentice Hall, Inc., (далее «Компания»). Вскрытие запечатанной
упаковки с дискетой означает согласие с этими постановлениями и условиями. Если
вы не согласны с ними не вскрывайте упаковку Незамедлительно верните невскры-
тую упаковку с дискетой и все сопутствующие предметы по месту их приобретения
для возврата всей заплаченной вами суммы.
1. Предоставление лицензии: Учитывая вашу оплату лицензионного взно-
са, являющегося частью цены, заплаченной за этот продукт, и ваше согласие при-
держиваться постановлений и условий данного Соглашения Компании предоставля-
ет вам неисключительное право использовать и демонстрировать копию вложенного
программного обеспечения (далее «Программа») на одном компьютере (т.е. с одним
центральным процессором) в одном месте размещения столь долго, сколько выпол-
няются вами условия Соглашения. Компания сохраняет все права, специально не
предоставленные вам в соответствии с данным Соглашением.
2 Собственник Программы: Вам принадлежит только магнитная или фи-
зическая среда (приложенные дискеты), на которой записана или зафиксирована
Программа, а за Компанией сохраняются все права, название и собственность на
Программу, записанную на копии(ях) оригинального диска и на всех последующих
копиях Программы, независимо от формы или среды, на которой может существо
вать оригинал или другие копии Данная лицензия не является продажей вам ори-
гинальной программы или ее копий.
3. Ограничения на копирование: Программа, сопровождаемая отпечатан-
ным материалом и руководством для пользователя («Документация»), являются объ-
ектами авторского права. Вам не разрешается копировать Документацию или Про-
грамму, за исключением одной копии Программы только для резервирования или
архивирования. Вы можете быть по закону признаны ответственным за любое копи-
рование или нарушение авторских прав, вызванное или поощренное вашим наруше-
нием согласия придерживаться представлений данного ограничения.
4. Ограничения на использование: Не разрешается сетевое использова-
ние Программы или использование другим способом более, чем на одном компью-
тере или компьютерном терминале в одно и то же время Разрешается физически
переносить Программу с одного компьютера на другой, если она в любой момент
времени используется только на одном компьютере. Не разрешается распростра-
нять копии Программы или Документации. Не разрешается демонтаж, дизассембли-
рование. декомпилирование, модифицирование, адаптирование, перевод и создание
производных работ, основанных на Программе или Документации без предваритель-
ного письменного разрешения Компании.
460
5. Ограничение на передачу: Прилагаемая Программа лицензируется толь-
ко для вас и ее не разрешается передавать никому другому без предварительного
письменного разрешения Компании. Любая неразрешенная передача Программы
Приведет к немедленному прекращению действия этого Соглашения.
6. Прекращение действия: Данная лицензия действительна до прекраще-
ния ее действия Она прекращает действие автоматически без уведомления от Ком-
пании и обращается в ничто и становится недействительной, если вы не выполнили
любое условие или ограничение данной лицензии После прекращения действия вы
должны уничтожить Документацию и все копии Программы. Все условия данного
Соглашения, касающиеся гарантий, ограничения обязательств, средств защиты права
или ущерба и наших прав собственности не прекращают своего действия.
7. Разное Данное Соглашение должно толковаться в соответствии с зако-
нами США и штата Нью-Йорк и идти на пользу Компании, ее отделениям и пра-
вопреемникам.
8. Ограниченная гарантия и отказ от гарантии: Компания гарантирует,
что Программа при правильном применении в соответствии с Документацией будет
работать в согласии с описанием Программы, Приведенным в Документации Ком-
пания не гарантирует, что Программа будет отвечать вашим требованиям или что
работа Программы не будет прерываться или будет безошибочной. Компания гаран-
тирует, что среда на которой поставляется Программа будет свободна от дефектов
материала и качества труда при нормальном использовании в течение тридцати (30)
дней со дня вашей покупки Ваше единственное средство защиты права и единствен
ное обязательство Компании в условиях этих ограниченных гарантий заключается,
по мнению Компании, в возврате предмета гарантии для возмещения любой запла-
ченной вами суммы или для замены предмета. Любая замена Программы или среды
(носителя) не продлевает исходный гарантийный срок. Установленная выше ограни-
ченная гарантия не применяется к Программе, которую Компания расценит как до-
брокачественную и которая была неправильно, небрежно использована, неправильно
установлена, подвергалась ремонту, изменению или повреждена вами
ЗА ИСКЛЮЧЕНИЕМ ВЫШЕУСТАНОВЛЕННЫХ ПРЯМЫХ ГАРАНТИЙ КОМ
ПАНИЯ ОТЗЫВАЕТ ВСЕ ГАРАНТИИ, ПРЯМЫЕ ИЛИ ПОДРАЗУМЕВАЕМЫЕ,
ВКЛЮЧАЯ БЕЗ ОГРАНИЧЕНИЙ ПОДРАЗУМЕВАЕМЫЕ ГАРАНТИИ ПРИГОДНО-
СТИ К ПРОДАЖЕ И УДОВЛЕТВОРЕНИЕ КОНКРЕТНЫМ ЦЕЛЯМ ОТНОСИТЕЛЬ-
НО УСТАНОВЛЕННЫХ ВЫШЕ ПРЯМЫХ ГАРАНТИЙ КОМПАНИЯ НЕ ГАРАНТИ-
РУЕТ И НЕ ДЕЛАЕТ НИКАКИХ ПРЕДСТАВЛЕНИЙ. КАСАЮЩИХСЯ ИСПОЛЬ-
ЗОВАНИЯ И РЕЗУЛЬТАТОВ ПРИМЕНЕНИЯ ПРОГРАМЫ В ТЕРМИНАХ ИХ ПРА-
ВИЛЬНОСТИ. ТОЧНОСТИ, НАДЕЖНОСТИ, ОБЩЕУПОТРЕБИТЕЛЬНОСТИ ИЛИ
ДРУГОГО.
НИ В КАКОМ СЛУЧАЕ КОМПАНИЯ ИЛИ ЕЕ СЛУЖАЩИЕ, АГЕНТЫ, ПО-
СТАВЩИКИ ИЛИ ПОДРЯДЧИКИ НЕ БУДУТ ОТВЕТСТВЕННЫ ЗА ЛЮБОЙ СЛУ-
ЧАЙНЫЙ, КОСВЕННЫЙ, СПЕЦИАЛЬНЫЙ ИЛИ ЛОГИЧЕСКИ НАСТУПИВШИЙ
УЩЕРБ, ВОЗНИКШИЙ ИЗ ИЛИ В СВЯЗИ С ПРЕДОСТАВЛЕНИЕМ ЛИЦЕНЗИИ
ПО ДАННОМУ СОГЛАШЕНИЮ, ИЛИ ЗА ПОТЕРЮ ВОЗМОЖНОСТИ ИСПОЛЬЗО-
ВАНИЯ, ПОТЕРЮ ДАННЫХ, ПОТЕРЮ ДОХОДА ИЛИ ПРИБЫЛИ ИЛИ ДРУГИЕ
ПОТЕРИ ПОЛУЧЕННЫЕ В РЕЗУЛЬТАТЕ РАНЕНИЯ ЧЕЛОВЕКА, ИЛИ УТРАТЫ
ИЛИ УЩЕРБА СОБСТВЕННОСТИ, ИЛИ ПРЕТЕНЗИЙ ТРЕТЬИХ СТОРОН, ДАЖЕ
ЕСЛИ КОМПАНИЯ ИЛИ УПОЛНОМОЧЕННЫЙ ПРЕДСТАВИТЕЛЬ КОМПАНИИ-
БЫЛИ УВЕДОМЛЕНЬЮ ВОЗМОЖНОСТИ ТАКОГО УЩЕРБА. НИ В КАКОМ СЛУ-
ЧАЕ ОТВЕТСТВЕННОСТЬ КОМПАНИИ ЗА УЩЕРБ В ОТНОШЕНИИ ПРОГРАММЫ
НЕ ПРЕВЫСИТ СУММЫ, ФАКТИЧЕСКИ ЗАПЛАЧЕННОЙ ВАМИ ЗА ПРОГРАММУ,
ЕСЛИ ОНА БЫЛА ЗАПЛАЧЕНА
НЕКОТОРЫЕ ЗАКОНЫ НЕ ДОПУСКАЮТ ОГРАНИЧЕНИЯ ПОДРАЗУМЕВА-
ЕМЫХ ГАРАНТИЙ ИЛИ ОТВЕТСТВЕННОСТИ ЗА СЛУЧАЙНЫЙ, КОСВЕННЫЙ,
СПЕЦИАЛЬНЫЙ ИЛИ ЛОГИЧЕСКИ НАСТУПИВШИЙ УЩЕРБ, ПОЭТОМУ ВЫШЕ-
УПОМЯНУТЫЕ ОГРАНИЧЕНИЯ МОГУТ НЕ ВСЕГДА ПРИМЕНЯТЬСЯ. ГАРАНТИИ
ДАННОГО СОГЛАШЕНИЯ ДАЮТ ВАМ СПЕЦИФИЧЕСКИЕ ЗАКОННЫЕ ПРАВА И
ВЫ МОЖЕТЕ ТАКЖЕ ИМЕТЬ ДРУГИЕ ПРАВА, МЕНЯЮЩИЕСЯ В СООТВЕТ-
СТВИИ С МЕСТНЫМ ЗАКОНОДАТЕЛЬСТВОМ
461
ПОДТВЕРЖДЕНИЕ
ВЫ ПОДТВЕРЖДАЕТЕ. ЧТО ПРОЧИТАЛИ ЭТО СОГЛАШЕНИЕ, ПОНЯЛИ
ЕГО И СОГЛАСНЫ НА ЕГО ПОСТАНОВЛЕНИЯ И УСЛОВИЯ ВЫ ТАКЖЕ СОГЛАС-
НЫ. ЧТО ДАННОЕ СОГЛАШЕНИЕ ЯВЛЯЕТСЯ ПОЛНЫМ И ИСКЛЮЧИТЕЛЬНЫМ
ОБЪЯВЛЕНИЕМ СОГЛАШЕНИЯ МЕЖДУ ВАМИ И КОМПАНИЕЙ И ПЕРЕКРЫВА-
ЕТ ВСЕ ПРЕДЛОЖЕНИЯ ИЛИ ПРЕДЫДУЩИЕ СОГЛАШЕНИЯ, УСТНЫЕ ИЛИ
ПИСЬМЕННЫЕ, ИЛИ ДРУГИЕ ДОГОВОРЕННОСТИ МЕЖДУ ВАМИ И КОМПА-
НИЕЙ. ИЛИ ЛЮБЫМ ПРЕДСТАВИТЕЛЕМ КОМПАНИИ, КАСАЮЩИЕСЯ СУТИ
ДАННОГО СОГЛАШЕНИЯ
При возникновении любых вопросов, касающихся данного Соглашения, или при
желании контакта с Компанией по любой другой причине, обращайтесь в письмен-
ном виде по указанному ниже адресу.
Robin Short
Prentice Hall PTR
One Lake Street
Upper Saddle River, New Jersey 07458
Справочное руководство для программного
продукта CREATE-1 для систем PCS (DOS версия)
Общее описание программного продукта CREATE-1. Программный
продукт CREATE-1 разработан в Калифорнийском университете, Дэйвис, на осно-
ве нескольких программ, ранее разработанных в Университете Оттавы, Канада, и в
других организациях (университетах и корпорациях) под руководством автора дан-
ной книги [1]
Программный продукт CREATE-1 позволяет вам рассчитать и получить изобра-
жение формы низкочастотного сигнала, глазковую диаграмму, спектральную плот-
ность мощности (power spectral density PSD) модулированного, линейно или нели-
нейно усиленного сигнала и комплексные характеристики помех по соседним кана-
лам приема (adjacent channel interference, ACI) для следующих хорошо известных
видов цифровой модуляции:
QPSK (с найквистовой фильтрацией с характеристикой приподнятого косинуса)
О-QPSK (с найквистовой фильтрацией с характеристикой приподнятого ко-
синуса)
О-QPSK (асимметричная)
GMSK
FQPSK-1*
FQPSK (FQAM, ранее известная как SQAM*)
FQPSK-KF (FQPSK с двухступенчатой фильтрацией)
FQPSK (с произвольно задаваемым модулирующим сигналом)
Продукт также позволяет анализировать виды модуляции, для которых форму
модулирующих сигналов вы задаете сами (названные по этой причине самостоятель-
но проектируемыми модемами). См рис. П2.1
Характеристики вероятности ошибки на бит (BER) доступны только для FQPSK
и OQPSK с найквистовой фильтрацией при воздействии аддитивного белого гаус-
совского шума (AWGN).
Для некоторых из вышеперечисленных видов модуляции в приемнике можно
выбрать несколько типов полосовых фильтров. Система передачи может быть с
* FQPSK, FBPSK и FQAM — это сокращения для QPSK, BPSK и QAM, запатен-
тованных Обществом д ра Феера Заметим, что системы GFSK и GMSK могут
быть реализованы в соответствии с патентами Феера. См. приложение 3.
462
1
о
о
1
Рис. П2.1. Программный продукт CREATE Иллюстрация четырех комбина-
ций (два бита) для нефильтрованного, в формате «без возвращения к нулю» (NRZ)
сигнала (пунктирная Линия) и сигнала FQPSK-1 (запатентованная Феером модуля-
ция QPSK, подкласс 1) в полосе модулирующих частот. Подробности см. в гл. 4
и приложении 3 этой книги.
жестким ограничением (с нелинейным усилением (NLA)), чтобы отобразить исполь-
зуемые на практике высокоэффективные усилители мощности, работающие в режиме
класса С, либо работающие с линейным усилением (LNA).
Отказ от претензий В данном программном продукте даются примеры ра-
диосистем с модулированными, линейно и нелинейно усиливаемыми сигналами. Он
является исключительно иллюстративным обучающим средством и дополняет книгу
доктора К. Феера Wireless Digital Communication: Modulation and Spread Spectrum
Applications. Мы также снимаем с себя любую ответственность за точность моде-
лей и результатов. Цель этого программного продукта заключается только в том,
чтобы дать иллюстрацию и качественное сравнение некоторых из видов модуляции,
описанных в [1]. Они не должны рассматриваться как замена профессиональных про-
граммных продуктов, приобретаемых на коммерческой основе. Относительно патен-
тованных Феером фильтров, способов реализации GFSK и GMSK (см. приложение 3).
Ограничения (патентованный материал), передача технологии и
лицензирование. Важное: Типы систем (модем/радиооборудовапие) с моду-
ляцией FQPSK, FBPSK и FQAM (которая также известна как SQAM) запа-
тентованы или находятся в стадии опубликования патента (см. [1—6] данного
приложения). Перед любым коммерческим использованием, реализацией или про-
изводством аппаратуры с сигналами FQPSK, FBPSK или FQAM (SQAM) вы должны
проверить вместе с доктором Феером, защищаются ли созданные вами сигналы его
патентами*. Примечание: В некоторых публикациях, например в публикации Феера
[5], некоторые патенты Феера и семейство FQPSK и FBPSK модемов и радиосистем
описаны под своими старыми наименованиями, IJF-O-QPSK и SQAM
В Калифорнийском университете в Дэйвисе мы разработали усовершенствован-
ный вариант данного программного продукта для исследования радиосистем. Этот
* Почтовый адрес: ЕСЕ Department, University of California, Davis, CA 95616
Telephone: (916) 752-8127. Fax: (916) 752-8428 Так же связывайтесь с док-
тором Камило Феером, Президентом Общества д-ра Феера, филиала компании
Digcom, Inc., Country Club Drive, El Macero, CA 95618. Факс: (916) 753-1788.
463
программный продукт предназначен для применения на рабочих станциях Заин-
тересованным организациям и отдельным лицам можем предложить написать авто-
ру, если они пожелают рассмотреть возможности совместного использования и/или
дальнейшего развития более совершенных программных продуктов для моделиро-
вания.
С чего начать. Перед тем как вы попытаетесь запустить CREATE-1, мы ре-
комендуем вам прочитать гл. 4 в книге Феера [1] и полностью это приложение. Про-
читайте также файл README.DOC (имеющийся на дискете).
В этом руководстве С:\> и А:\> показывают приглашение DOS. Вслед за при-
глашением наберите то, что здесь показано жирным шрифтом и завершайте все
ваши команды нажатием клавиши (Enter).
Убедитесь, что в вашем распоряжении имеется, по крайней мере, 550 кбайт
оперативной памяти, чтобы запустить CREATE. Для того чтобы проверить, имеете
ли вы необходимые 550 кбайт оперативной памяти напечатайте следующее
C\>meni (enter)
Проверьте число, появившееся в строке «largest executable programm size» («мак-
симально допустимый размер программы»). Для того чтобы можно было запускать
CREATE-1, это число должно быть больше, чем 550 кбайт Дополнительно вам
необходимо иметь, по крайней мере, 3 Мбайт на жестком диске и математический
сопроцессор Версия DOS должна быть не ниже 3.3.
Чтобы прервать выполнение программы, одновременно нажмите клавиши
(ctrl)(break). Чтобы установить CREATE, установите дискету в дисковод А и вве-
дите следующее:
С:\>А. (enter)
A:\>install А: С: (enter).
Чтобы запустить CREATE, прежде всего наберите команду graphics, а
затем тип вашего принтера. Например, если ваш принтер HP Laserjet II, напеча
тайте следующее:
C:\>graphics laserjetii (enter).
Для дополнительной информации обратитесь к команде DOS graphics. По-
смотрите руководство по вашему компьютеру или напечатайте в приглашении DOS
help graphics* Затем введите следующее.
С \>cd \create (enter)
С \CREATE>create (enter).
Основное меню (MAIN MENU) предоставляет вам следующие опции
А. Самостоятельно проектируемые модемы Согласно этой опции вы
можете сформировать сигнал в полосе модулирующих частот желаемой формы
(baseband waveform, BBW), затем проверить характеристики модема, в котором ис-
пользуется этот сигнал. Вы можете ввести модулирующий сигнал с помощью кла
виатуры либо запомнить отсчеты этого сигнала в файлах данных, один файл для
канала I и другой для канала Q (DATAI INP и DATAQ.INP, соответственно). Затем
вы можете выбрать, что необходимо вывести: ваш модулирующий сигнал, его глаз-
ковую диаграмму, спектральную плотность мощности (PSD), характеристики помехи
по соседнему каналу (ACI) и вероятность ошибки на бит (BER).
* В сессии MS-DOS операционной системы Windows 98 команды graphics help
отсутствуют. Рекомендуется с помощью клавиш (Alt)+ (Print screen) перевести
графическое изображение в буфер обмена Windows, а затем отредактировать
(в частности, инвертировать) и распечатать с помощью любого графического
редактора. - Прим. ред. перевода.
464
Чтобы сформировать модулирующий сигнал выбранной формы, необходимо за-
дать область перехода каждой из четырех комбинаций двух соседних битов (от 1 к
1, от 1 к —1, от —1 к —1, от —1 к 1). Область перехода — это область от начала
правой половины данного бита до начала правой половины бита, непосредственно
следующего за ним. Вы можете ввести 8 или 16 отсчетов на каждую область пе-
рехода. Далее приведены примеры сигналов NRZ и FQPSK с восемью отсчетами
на переход (см. рис. П2.1).
Пример для сигнала NRZ:
Для перехода от 1 к 1 (от 1 В к 1 В):*
1
1
1
1
1
1
1
1
Для перехода от 1 к О (от 1 В к —1 В):*
1
1
1
1
-1
-1
-1
-1
Для перехода от 0 к О (от —1 В к —1 В):*
-1
-1
-1
-1
-1
-1
-1
-1
Для перехода от 0 к 1 (от —1 В к 1 В):*
-1
-1
-1
-1
1
1
1
1
Примеры для сигнала FQPSK—1 (относительно формы сигнала FQPSK—1 см.
[1—6]):
(для перехода от 1 к 1):*
1
1
1
1
1
1
1
* Не включайте эту строчку в файлы
465
1
(для перехода от 1 к О):*
0,923
0,707
0,383
О
-0,383
-0,707
-0,923
- 1
(для перехода от О к О).*
- 1
- 1
- 1
- 1
-1
-1
-1
-1
(для перехода от 0 к 1):*
-0,923
-0,707
-0,383
О
0,383
0,707
0,923
1
Б. Обычные модемы. Когда вы выбираете эту опцию, вы получаете воз-
можность вычислить и получить изображение глазковой диаграммы, спектральной
плотности мощности (PSD), характеристики помехи по соседнему каналу (АО) для
сигналов FQPSK-1, О-QPSK с найквистовой фильтрацией, DJ-O-QPSK. асимметрич-
ной O-QPSK, GMSK и SQAM. Кроме того, вы можете рассчитать и получить изо-
бражение характеристик помехоустойчивости (BER) для сигналов с FQPSK-1 и О-
QPSK с найквистовой фильтрацией.
Дополнительно вам необходимо знать следующие положения:
1 - Будьте готовы к тому, что выполнение программы для расчета BER тре-
бует много времени.
2 Файлы с входными данными:
а. Для < 1 ис -ттлтп» проект.ируемых модемов
/-канал: DATAI.INP
Q-канал: DATAQ.INP
6. Для обычных модемов Нет
в. На дискете имеются следующие файлы с входными данными, используемые в
качестве примеров (в каждом содержится по 8 отсчетов на область перехода):
SNRZ: файл данных для сигнала в формате без возврата к нулю (NRZ)
SFQPSK: файл данных для сигнала FQPSK-1
3 Файлы с выходными данными:
а. Глазковая диаграмма (EYE): EYE.BLK
б Спектральная плотность мощности (PSD) PSD.BLK
в. Помеха по соседнему каналу (ACI): ACI.BLK
г Модулирующий сигнал (BBW): BBW.BLK
д Вероятность ошибки на бит (BER): BER.BLK
е. Информация, вводимая пользователем: INFO.BLK (для PSD, ACI, EYE, BBW)
ж Информация, вводимая пользователем: INFOB.BLK (для BER)
466
Список литературы для приложения 2
1 К. Feher: Wireless Digital Communications Modulation and Spread Spectrum
Applications, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1995.
2 . K. Feher: Filter, U.S. Patent No. 4,339,724, issued July 13, 1982. Canada No
1130871, issued August 31, 1982.
3 S. Kato, K. Feher Correlated Signal Processor, U.S. Patent No 4.567,602, issued
January 28, 1986. Canada No. 1211-517, issued September 16, 1986
4 . K. Feher: «F-modulation», файлы, раскрывающие 'патент, конфиденциаль-
ные и находящиеся в ведомственной собственности, Digcom, Inc., 44585 Country Club
Dr., El Macero, CA 95618, January, 1995
5 J.S. Seo. K. Feher: Superposed Quadrature Modulated Baseband Signal Processor,
U.S. Patent No. 4,644,565, issued February 17, 1987. Canada No. 10265-851, issued
February 13' 1990.
6 K. Feher, Ed.: Advanced Digital Communications: Systems and Signal Processing
Techniques, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1987 (имеется в продаже по адресу
Общества д-ра Феера — Digcom, Inc.) 12
Приложение 3
Патентованные Обществом д-ра Феера
фильтр, цифровая обработка сигналов и
способы коррелированной
модуляции/радиочастотного усиления:
лицензированные компанией Digcom
технологии реализации сигналов GMSK,
GFSK, FBPSK и FQPSK
Резюме
этом приложении описывается необычайно сильное воздействие двух изобре-
тений на проектирование фильтров, устройств модуляции, линейного и нелинейного
усиления и цифровых радиосистем в целом. Патент Феера «Фильтр» (ФФ) привел
к появлению нового Поколения схем недорогих фильтров с малым потреблением и
небольшими размерами, реализуемых с помощью перепрограммируемых логических
матриц (ПЛМ) и ПЗУ, а также к появлению систем с энергетически и спектрально
эффективными видами модуляции GFSK, FQPSK и FBPSK. Сокращения FQPSK и
FBPSK относятся к запатентованным Феером разновидностям QPSK и BPSK В но-
вых поколениях интегральных микросхем обработки сигналов в полосе модулирую-
щих частот, выполняющих функции квадратурного модулятора сигналов с GMSK, ис-
пользуется устройство патента Като/Феера (КФ) «Процессор коррелированного сиг-
нала» (Correlated Signal Processor). Описанные запатентованные/лицензированные
технологии уже использованы в системах GSM, DECT, PCS-1900 и в других стан-
дартных и нестандартных радио- и кабельных системах. Предложенные в изобре-
тениях совместимые со стандартами и между собой (interoperable) FQPSK и FBPSK
увеличивают эффективность использования спектра и мощности обычных систем с
QPSK, ir/4-DQPSK и GMSK на 300 %.
Материал, содержащийся в приложении 2, основывается и тесно связан с ма-
териалом, на который ранее было распространено авторское право Общества д-ра
Феера. Этот материал публикуется в данной книге на «неэксклюзивной» основе с
разрешения д-ра Феера — Digcom, EIMacero, CA.
Введение
Теория фильтров и цифровой обработки сигналов (ЦОС), методы их разработки
и конструирования изложены во многих авторитетных публикациях и книгах. Полу-
чено множество пате itob на оригинальные и действительно выдающиеся принципы,
реализации и структуры/архитектуры и/или «способы» (термин, часто используе-
мый в патентах). Вплоть до 80-х годов изобретатели уделяли основное внимание
способам реализации «линейных» фильтров, включая аналоговые (пассивные и ак-
тивные) и цифровые фильтры на цифровых сигнальных процессорах (ЦСП). Филь-
тры на ЦСП базируются на структурах БИХ (с импульсной характеристикой бес-
468
конечной длительности) и КИХ (с импульсной характеристикой конечной длитель-
ности) фильтров. Эти «структуры линейных трансверсальных фильтров» широко
используются в настоящее время.
В этом приложении освещаются два изобретения (патента). Патент Феера
«Фильтр», обозначенный для краткости как ФФ содержит в себе новый принцип,
полностью отличный от известных принципов теории и проектирования линейных
фильтров. Патент, полученный на фильтр Феера, включает в себя описание «нели-
нейного» фильтра, или фильтра с эаписью/считыванием/переключением «синтези-
рованного сигнала», и устройства сравнения.
Другим важным предложением, описанным в этом приложении, является «Про-
цессор коррелированных сигналов» Като/Феера (кратко КФ). Это изобретение можно
было бы охарактеризовать как предложение, противоречащее прочно укоренившим-
ся положениям классической теории линейных систем связи. Учебники по цифровой
связи и публикации о престижных исследованиях содержат детальные обоснования
необходимости того чтобы синфазный (7) и квадратурный (Q) модулирующие сиг-
налы были независимы или некоррелированы. Некоррелированные сигналы I и Q
обеспечивают оптимальную характеристику квадратурной модуляции. Взаимная кор-
реляция (кросс-корреляция) между передаваемыми модулирующими I и Q сигнала-
ми может быть причиной перекрестных искажений и поэтому нежелательна с точки
зрения рабочей характеристики. Таким образом, теория связи, разработанная для
линейных систем, показывает, что взаимная корреляция нежелательна, и для полу-
чения оптимальной характеристики ее быть не должно.
Вопреки предшествующим теоретическим и практическим представлениям па-
тент КФ «Процессор коррелированных сигналов» демонстрирует что корреляция
между I и Q каналами может быть существенно полезной.
П3.1. Описание двух патентов Общества д-ра
Феера
Обсуждаются некоторые причины огромного влияния этих иэобретений/патен-
тов, передачи технологий, консалтинга и курсов профессиональной подготовки на
новые поколения соответствующих изделий. Они включает в себя цифровые и ана-
логовые фильтры, ЦСП, процессор коррелированных модулирующих сигналов, моду-
ляцию, объединенную с радиочастотной технологией, с технологией ИС, кабельной
и другими радиотехнологиями, а также продолжающиеся НИР и ОКР. Далее сле-
дует неформальное обсуждение Это приложение представляет собой только крат-
кое описание некоторых из пунктов патентных формул. Оно не является правовым
контрактным лицензионным соглашением или технической/правовой интерлретаци
ей описанных здесь патентов. Что касается полного текста этих патентов и других
патентов Общества д-ра Феера, то мы рекомендуем провести детальное изучение
полных описаний патентов и раскрывающей их документации.
Мы ограничиваем это приложение неформальным обсуждением только двух па-
тентов и только по одному пункту каждой патентной формулы. Детальное изучение
полных патентов позволит вам оценить ценность этих технологий для ваших иссле-
дований, поступательной разработки изделий и лицензирования. Для соглашений о
лицензировании и передаче технологий обращайтесь по адресу:
Dr. Feher Associates/Digcom, Inc.-Digital and Wireless Communications
U.S. and International Consulting/Training and Licensing — FQPSK Consortium
44685 Country Club Drive, El Macero, CA 95618, USA
Тел: 916-753-0738, Факс: 916-753-1788 или
Доктор К Феер Калифорнийский университет, Дэйвис;
рабочий тел: 916-752-8127
469
П3.2. Патенты: Феер: «Фильтр», США № 4,339,724,
13 июля 1982, сокращенно ФФ, и Като/Феер:
«Процессор коррелированных сигналов», США
№ 4,567,602, 28 января 1986, сокращенно КФ
Наши патентные заявки, так же как патентные заявки изобретателей, включают
текст, имеющий отношение к другим формам реализации или вариантам устройств,
которые используют принципы, описанные в выданных патентах. Так. текст мо-
жет указывать: «...Лицо, понявшее суть этого изобретения, может теперь задумать
изменения или другие формы реализации или варианты, которые используют прин-
ципы этого изобретения. Все они рассматриваются в пределах области применения
и цели данного изобретения, как они определены в пунктах патентной формулы,
приложенных к сему...».
ПЗ.З. Краткая историческая справка о технологии
патента ФФ и других методов фильтрации сигналов
Предположим, что когда-то, в 80-х годах передками стояла задача разработать
гауссовский фильтр или фильтр с характеристикой приподнятого косинуса с шириной
полосы по уровню 3 дБ, равной 500 кГц, для цифровой системы связи, передающей
цифровой поток со скоростью 1 Мбит/с. Вероятно, вы решили бы эту задачу с помо-
щью проектирования обычного аналогового (активного или пассивного) фильтра или
с применением БИХ или КИХ фильтров, которые используют смешанные цифровые
и аналоговые компоненты (триггеры и дискретные резисторы или другие регуляторы
коэффициента усиления, которые служат в качестве перемножителей). Для того что-
бы ваше техническое решение было недорогим и мало потребляло энергии, в то время
было далеко неочевидным использовать в фильтре несколько тысяч логических схем
вместо одного операционного усилителя или пары недорогих LC компонентов
Трансверсальные структуры позволяют получать цифровые и/или смешанные
аналогоцифровые БИХ и КИХ фильтры. Вопросы проектирования этих типов ци-
фровых фильтров широко освещены во многих публикациях и кратко рассмотрены
в разд. 4.9. Во второй половине 80-х годов и в 90-х годах было выпущено мно-
жество БИХ и КИХ фильтров на ИС для решения задач ЦОС. Эти БИХ и КИХ
фильтры имеют один недостаток, а именно, то, что для их реализации может тре-
боваться относительно большое количество перемножителей и сумматоров Такие
перемножители требуют большого количества вентилей. Для высоких скоростей та-
кие, основанные на ЦСП, фильтры могут оказаться очень энергоемкими требовать
слишком большого количества вентилей и весьма дорогостоящими.
Принципы построения более эффективных нелинейно синтезируемых или ком-
мутируемых фильтров на базе таблиц, записанных в ПЗУ и/или ПЛМ рассматри-
ваются в гл. 4 этой книги, в предшествующих книгах и публикациях автора (см.
подробный список литературы) и в оригинальных описаниях и патентах.
В 90-х годах реализовано целое семейство ФФ с архитектурами, включающими
в себя ПЗУ и ПЛМ, и управляемыми с помощью ЦПОС. Эта схема может работать с
частотой дискретизации п/ь, где п — целое число, а Д — скорость передачи, бит/с.
Таким образом, п — это число отсчетов на битовом интервале. Для того чтобы полу-
чить допустимо малую погрешность из-за наложения (aliasing error), значение п часто
выбирается больше 4. В ПЗУ запоминаются сигналы различной формы, например
si(t)..31б(0- или же ПЗУ используется как селектор/генератор/переключатель
формы сигналов. В зависимости от входных данных (различия между комбинациями
данных) эти хранящиеся сигналы различной формы «считываются» или коммутиру-
ются на ЦАП, преобразуются в аналоговую форму и затем передаются.
470
П3.4. Объяснение принципов устройства и/или п. 1
патентной формулы (из 7 пунктов) патента Феера
«Фильтр» (Патент США № 4,339,724)
ПРЕДМЕТ ИЗОБРЕТЕНИЯ
«Фильтр, имеющий один вход для приема импульсного сигнала, ото-
бражающего двоичные данные, и один выход для передачи синте-
зированного выходного сигнала, коррелированного с входным сиг-
налом, содержащий:
а. устройство для побитового сравнения выходного сигнала с вход-
ным;
б. устройство, подключенное к указанному устройству сравнения и
указанному выходу, для формирования первого выходного сиг-
нала определенной формы, когда бит выходного сигнала отлича-
ется от бита входного сигнала, а входной сигнал при этом пред-
ставляет собой двоичную 1;
в. устройство, подключенное к указанному устройству сравнения и
указанному выходу, для формирования второго выходного сиг-
нала определенной формы, когда бит выходного сигнала отлича-
ется от бита входного сигнала, а входной сигнал при этом пред-
ставляет собой двоичный 0;
г. устройство, подключенное к указанному устройству равнения
и указанному выходу, для формирования третьего выходного
сигнала определенной формы, когда бит выходного сигнала не
отличается от бита входного сигнала, а входной сигнал при этом
представляет собой двоичную 1;
д. устройство, подключенное к указанному устройству сравнения
и указанному выходу, для формирования четвертого выходного
сигнала определенной формы, когда бит выходного сигнала не
отличается от бита входного сигнала, а входной сигнал при этом
представляет собой двоичный 0;
отличающийся тем. что выходные сигналы определенной формы в
нем непрерывны, вследствие чего спектр выходного сигнала, кото-
рый коррелирован с входным сигналом, и его боковые лепестки ре-
гулируются до заданного уровня.
В пункте N* 1 патентной формулы заявляется устройство побитового сравне-
ния выходного сигнала с входным. В последовательности битов на входе процессора
первый входной бит, который предварительно уже обработан, по отношению ко
второму входному биту определяется как выходной сигнал, или выходной бит.
Как описано в тексте патента, сравниваются последовательные биты А, и Л,_,. Это
сравнение интерпретируется как система однобитовой или многобитовой памя-
ти. На основании обрабатываемых битов в систему передачи «считываются» раз-
личные сигналы определенной формы. В частности, могут формироваться четыре
различных и ограниченных во времени импульса S,(t), S?(0- ^з(0 и S,(t). Выбор
«первый или второй» или других сигналов зависит от битов логического управления.
Расширение принципа «хранения», или «формирования», и «считывания» от четы-
рех сигналов до восьми или большего количества формируемых (и считываемых из
памяти) сигналов представляется очевидным.
471
т = (Л - h)Tb = 0,5
m = 0,5 (идеально) для GMSK
0,1 $ т $ 0,5 для GFSK
(типичный узкополосный случай)
Vtx.
с приблизительно постоянной результирующей огибающей
Рис. П3.1. Варианты реализации модуляторов GFSK и GMSK: а — модуля-
тор сигналов двоичной ЧМ с фильтрацией: простейшая и наиболее эффективная
схема гауссовского ФНЧ (ГФНЧ) получается при использовании лицензированного
фильтра Феера (Патент США Ns 4,339,724); б — передаточная функция модулято-
ра сигналов двоичной ЧМ с генератором, управляемым напряжением (ГУН); е —
часто используемая схема модулятора сигналов GMSK на базе «процессора взаи-
мокоррелированных сигналов» (патент США N- 4,567,602 Като/Феера, лицензиро-
ванный Обществом д-ра Феера — Digcom, Inc.); г — детализированная цифровая
реализация модулятора сигналов GMSK со взаимной корреляцией на основе ПЗУ
используемая в стандартах GSM и PCS-1900. Эквивалентная простая реализация
модулятора сигналов GMSK соответствует архитектуре модулятора сигналов FQPSK-
KF, изображенной на рис. 4.3.35 и ПЗ.17,6^
Впервые устройство, предлагаемое в патенте ФФ, было описано при подаче за-
явки в Канаде в 1979 г. и даже раньше в регистрируемой справке заявителя Это
устройство, как оно описано в патенте, использует нелинейно коммутируемые или
синтезированные сигналы в зависимости от реакции устройства сравнения корре-
лированных битов. Коммутируемые сигналы определенной формы считываются от
отдельно хранящихся или формируемых функций с помощью селектора. В этом
патенте описывается также устройство формирования сигналов, свободных от меж-
символьной интерференции и джиттера (IJF).
Устройство фильтрации Феера может быть реализовано с использованием ПЗУ
и цифроаналогового преоб| аэователя (ПЗУ-ЦАП фильтр). При такой реализации
фильтра возможная амплитуда или возможные фазовые переходы и значения пере-
даваемых данных хранятся в ПЗУ и считываются согласно адресам, формируемым
передаваемыми данными. Адреса формируются с помощью устройства сравнения
472
473
Рис. П3.2. Пример реализации принципиальной схемы гауссовского ФНЧ (ГФ
НЧ) с использованием фильтра Феера (ФФ) (Патент США № 4,339,724). Этот ГФНЧ
имеет параметр ВТь = 0.5. Применение устройства сравнения ФФ ведет к упро-
щению схемы и значительному сокращению ее аппаратной и программной частей.
[С разрешения Дж Уэя (G Wey).]
комбинаций входных данных. Например, два бита позволяют считать из памяти че-
тыре различных сигнала, с помощью трех битов синтезируются восемь импульсных
сигналов определенной формы и т.д.
На рис П3.1-П3.8 приведены структурные схемы формирования сигналов GFSK,
GMSK, принципиальные схемы гауссовского фильтра и фильтра FQPSK-1, свобод-
ного от межсимвольной интерференции и джиттера (IJF), временные и глазковые
диаграммы. Побитовые «устройства сравнения» патентованного фильтра Феера по-
зволяют получить много реализаций Принципиальные схемы показывают, что при
использовании устройства сравнения ФФ количество хранящихся сигналов гау< ов-
ского фильтра с В1 0.5 люжет быть уменьшено с восьми (sj(l)......ss(0) До
474
Рис. ПЗ.З. Принципиальная схема иллюстративного процессора модулирующего сигнала FQPSK-1, выполненного на фильтре
Феера. Пример реализации режима «без межсимвольной интерференции и джиттера» (IJF) на базе ПЗУ
С1М . L C16BUDRD
475
Рис. П3.4. Вид сигналов GFSK и FQPSK-1, формируемых фильтром Феера
(Патент США N" 4,339,724): а — нефильтрованный сигнал в формате «без возврата
к нулю»; б — сигнал FQPSK-1 в канале { модулятора или сигнал FGFSK (осно-
ванный на патенте Феера генератор сигнала, эквивалентного сигналу GFSK); е —
сигнал с гауссовской фильтрацией (ВТь = 0,5), формируемый схемой согласно па-
тенту ФФ. В обеих цифровых реализациях на основе ПЗУ потребовались схемы
сравнения с памятью только на 1 и 2 бита
а)
Рис. П3.5. Экспериментальные глазковые диаграммы сигнала GFSK и ре-
ализации фильтрованных (гауссовский фильтр, ВТъ = 0,5) последовательностей
импульсов: а — аппаратура LMX 2411 компании National при работе со стандарт-
ной скоростью системы DECT fa = 1,152 Мбит/с; б, в — реализации на базе ФФ
(Патент США N5 4,339,724) с меньшим количеством вентилей, меньшей потребля-
емой мощностью
476
двух сигналов, и, таким образом, достигается четырехкратное (па 400 %)
уменьшение требуемой памяти.
Внимательное и полное изучение пунктов патентной формулы ФФ патента и
устройств хранения и управляемого считывания сигналов определенной формы, ис-
пользующих ПЗУ или другие средства, приводит к заключению, что реализация
фильтра на базе ПЗУ или ПЛМ представляет собой метод синтеза формы сигнала
< помощью нелинейного фильтра. Этот м год не нашел такого широкого осгчцения
в литературе, как так называемая ЦСП реали ция БИХ и КИХ фильтров, относя-
щих я к к. тегории «трансверсальных фильтров^- Фильтры этого типа реализуются
несколькими корпорациями с 1984 г. По нашему мнению, реализация фильтров на
базе ПЗУ более выгодна по стоимости и потребляемой мощности, чем обычные БИХ
и КИХ «трансверсальные» ЦСП структуры, и приводит к значительному уменьше-
477
Рис. ИЗ.6. Глазковые и временные диаграммы последовательности данных
для фильтрованного (гауссовский фильтр, ВТь = 0 5) сигнала и обработанного мо-
дулирующего сигнала FQPSK-1. Верхние глазковая и временная диаграммы сигна-
ла GFSK имеют приблизительно 10%-ный уровень межсимвольной интерференции
(ISI). Нижние диаграммы относятся к сигналу FQPSK 1 и свободны от межсимволь
ной интерференции и джиттера (IJF). Обе рассматриваемые реализации просты и
используют технологию и принципы фильтра Феера (Патент США N° 4 567,602)
нию количества вентилей, так как не требует перемножителей, а основана только
на синтезе сигналов с помощью управляемого ПЗУ. Анализ некоторых известных
выпускаемых ИС цифровой обработки сигналов и фильтров позволяет сделать вы-
вод, что для более высоких скоростей отдается предпочтение реализации фильтров
с коммутируемыми нелинейно синтезируемыми сигналами выбранной формы с ис
пользованием технологии и устройств ФФ патента
478
Рис. П3.7. Эквивалентные глазковые диаграммы сигналов GMSK (ВТь — 0>3)
и FQPSK KF. Сигналы и GMSK (точки), и FQPSK KF (сплошная линия) форми-
руются способом Като/Феера (КФ) (Патент США N’ 4,567.602). Лицензированная
технология КФ для сигналов GMSK, а также FQPSK приводит к более простым
схемным решениям по сравнению с другими возможными реализациями модулято-
ров сигналов GMSK. Патент КФ позволяет упростить схему модулятора сигналов
GMSK с квадратурными I и Q сигналами а — результаты компьютерных вычисле-
ний’ б — результаты натурного эксперимента проведенного при скорости передачи
fb = 270,833 кбит/с с ИС типа РСО-5071 компании Philips, выпускаемой для си-
стем стандарта GSM (публикуется с разрешения Е. Fu, Калифорнийский универси
тет, Дэйвис); результаты полученные с помощью компьютера, и данные натурного
эксперимента практически совпадают (см. рис. ПЗ.1,6, 4.3.35 и П3.14)
479
Рис. Пз.8. Глазковые диаграммы сигналов GMSK (ВТь = 0,5) квадратурного
модулятора, реализованного по схеме Като/Феера (Кф) (Патент США N’ 4,567,602).
Отметим, что, как следует из рис. П3.1,в, I и Q сигналы вэаимокоррелированы и
фактически свободны от межсимвольной интерференции и джиттера (UF) и что ре-
зультирующий квадратурно модулированный сигнал имеет постоянную огибающую.
Эти характеристики идентичны некоторым пунктам патентной формулы указанно-
го патента
480
П3.5. Описание принципов устройства по п. 6
(из 14 пунктов) патентной формулы патента
Като/Феера «Процессор к ррелированного
сигнала» (Патент США № 4,567,602). Реализация
передатчиков сигналов GMSK и FQPSK-KF с
взаимокоррелированными модулирующими
сигналами
ПРЕДМЕТ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Процессор коррелированного сигнала, включающий в себя:
а. устройство для формирования из входного сигнала двух сдви-
нутых по фазе друг относительно друга на 90° (квадратурных)
сигналов в формате «без возврата к нулю»;
б. устройство для осуществления взаимной корреляции синфазно-
го и квадратурного сигналов;
в. устройство для формирования выходных кодированных синфаз-
ного и квадратурного сигналов с такими амплитудами, что век-
торная сумма этих выходных сигналов представляет собой при-
близительно одну и ту же величину для фактически всех зна-
чений фаз каждого битового периода;
г. устройство для осуществления квадратурной модуляции син-
фазным и квадратурным выходными сигналами, обеспечиваю-
щее модулированный выходной сигнал с взаимной корреляцией.
Далее следуют неформальные обсуждение и интерпретация:
Упрощенное «академическое» разъяснение одного из независимых пунктов
(пункта Ns 6) патентной формулы патента КФ показывает, что за нами признаны
принципы и способы реализации взаимной корреляции между сигналами синфаз-
ного и квадратурного каналов в схеме квадратурной модуляции (QUAD), а также
формирования ограниченных по полосе сигналов с постоянной модулированной оги-
бающей, особенностью которых является наличие взаимной корреляции и отсутствие
межсимвольной интерференции и джиттера (IJF).
Более внимательное рассмотрение некоторых квадратурных архитектур ИС,
формирующих сигналы GMSK и FQPSK-KF, и выпускаемой продукции показыва-
ет, что I и Q модулирующие сигналы получаются из исходного сигнала в формате
«без возврата к нулю» (NRZ) путем гауссовской фильтрации и интегрирования (см.,
например, рис. П3.1,в и П3.1,г). Этот результирующий фильтрованный сигнал раз-
деляется и поступает в ПЗУ, содержащее таблицу значений «cos( ) и sin( )», с помо-
щью которой формируются I и Q модулирующие сигналы квадратурного модулятора
Один из ключевых принципов заключается в том что I и Q выходные сигналы вза-
имокоррелированы на битовом интервале Действительно. Q сигнал математически
связан, или «взаимокоррелирован» с I сигналом. Можно отметить, что термин «кор-
релирован» означает «предсказуем, вычисляем». При квадратурном методе (QUAD)
формирования с помощью ПЗУ I и Q сигналы взаимокоррелированы, и это позво-
ляет получить модулирующий сигнал с постоянной огибающей и спектром частот,
более узким по сравнению со спектром исходного сигнала NRZ. Кроме того, этот пе-
редаваемый сигнал с постоянной огибающей после демодуляции обладает свойством
практически полного отсутствия межсимвольной интерференции и джиттера (IJF),
в особенности, когда параметр ВТь выбран равным 0,5. Этот факт демонстрируют
иллюстративные экспериментальные фотографии, приведенные в нескольких хорошо
известных библиографических источниках, а также на рис. П3.8.
Значение произведения ВТь = 0.5 специфицировано в таких системах, как евро-
пейский стандарт DECT, СТ-2 и др. Для ВТь = 0,3, которое выбрано для стандарт-
ной системы GSM и системы PCS-1900, сигналы GMSK имеют глазковые диаграммы,
характеризующиеся наличием взаимной корреляции I и Q сигналов и межсимволь-
ной интерференции (см. рис П3.7 и П3.16). Пункты патентной формулы патента
481
КФ (Патент США N 4,567,602 Като/Феера) затрагивают и сигналы с межсимволь-
ной интерференцией, например, «Когда сигнал синфазного канала не равен нулю,
максимальная амплитуда квадратурного сигнала уменьшается от нормированного
значения до А, где 1/-У2 А 1.»
Схемы модуляторов сигналов GMSK, базирующиеся на традиционном гауссов
ском фильтре на пассивных компонентах, за которым следует ЧМ модулятор (ГУН),
не обязательно используют технические решения, описанные в патентах ФФ и КФ
Однако схемы модуляторов сигналов GMSK, которые содержат гауссовский фильтр
с побитовым сравнением и ПЗУ, интегратор и квадратурную архитектуру с взаимной
корреляцией, используют эти технические решения. Кроме того, сигналы sin( ) и
cos( ), полученные из одного и того же входного сигнала и поступающие на входы
IQ процессоров, взаимокоррелированы с таким расчетом, чтобы добиться полного
постоянства огибающей. Тщательное изучение пунктов патентной формулы, а также
всего текста патента КФ может показать, что используются технические решения
заявленные и в этом патенте.
П3.6. Что представляют собой сигналы Феера
FQPSK, FBPSK, FQAM, FGFSK и FGMSK и все ли они
запатентованы?
Обычная (с совпадающими моментами фазовых переходов в квадратурных ка
налах, или «без сдвига») или офсетная QPSK (со сдвигом), а также и другие виды
модуляции с фильтрацией, в которых используются один или несколько запатенто-
ванных Обществом д-ра Феера фильтров или корреляторов, являются частью FQPSK
семейства предложений и изделий. В широком смысле термин «FQPSK» может
включать в себя запатентованные Феером виды модуляции BPSK или FBPSK, за-
патентованные модулирующие сигналы и/или FSK сигналы. Реализация фильтра
или процессора Феера намного проще, чем реализация обычных фильтров с ха рак
Рис. П3.9. Измеренные зависимости BER - /(Е./У ) для нескольких видов
модуляции с нелинейными интегральными РЧ усилителями, работающими в режи-
ме «класса С , при скоростях передачи /ь равных 1 Мбит/с и 2 Мбит/с Показаны
характеристики для FQPSK, GFSK с девиацией частоты 160 кГц и цифровой 4FM.
Эти экспериментальные данные были представлены в комиссии по стандартизации
беспроводных ЛВС и PCS — IEEE 802 11 и TIA/JTC. Эти данные показывают, что
для значения BER = 10-ь FQPSK по сравнению с GFSK и 4FM обеспечивает увели
чение энергетической эффективности на 7 дБ и 12 дБ соответственно. Такое зна-
чительное улучшение характеристики помехоустойчивости в условиях воздействия
контролируемой помехи, например, как это определяет FCC-15, может увеличить
пропускную способность системы приблизительно от 100 до 1000 раз Относительно
небольшая девиация частоты выбрана для того, чтобы удовлетворить требования по
спектральной эффективности и уровню внеполосного излучения, которые опреде-
лены FCC-15 и IEEE 802.11.
482
Таблица П3.1. Максимальная выходная мощность интегральных усилите-
лей на частоте 2,4 ГГц, пригодных для использования в картах стандарта PCMCIA
с питанием от аккумуляторных батарей с напряжением 3 В, и сравнение их энерге-
тической эффективности при усилении сигналов DBPSK, DQPSK и ir/4-DQPSK с
эффективностью при усилении сигналов FQPSK и FBPSK
Параметр Значение параметра для Выигрыш, достига- емый для FQPSK и FBPSK
DBPSK, DQPSK и тг/4-DQPSK FQPSK и FBPSK
Максимальная измеренная РЧ выходная мощность на частоте 2,4 ГГц Энергетическая эффективность, % 18,5 дБм 10 23,5 дБм 20 300 % 100
FQPSK: Баттерворт четвертого порядка В,Ть = 0,55
Рис. П3.10. Преимущество FQPSK-1 перед GMSK в отношении спектральной
плотности мощности. На рис. П2.10,а показана мощность суммарной помехи по со-
седним каналам (АС/). Как видно из рис. П3.10,£> и ПЗ.10,6, сигналы FQPSK-KF
позволяют получить еще более существенное сужение спектра и увеличение спек-
тральной эффективности. Данные для режима нелинейного усиления
483
в канале с жестким ограничением
в)
Рис. П3.10 (продолжение)
484
Рис. П3.11. Спектральная плотность мощности системы с BPSK и прямым
расширением спектра с помощью фазовой манипуляции несущей псевдослучайной
последовательностью с частотой следования символов /о = 11 Мсимв./с: а — сиг-
нал BPSK с ограниченным спектром после линейного усиления; б— сигнал BPSK
с ограниченным спектром после нелинейного усиления; в — сигнал FBPSK с огра-
ниченным спектром после нелинейного усиления
теристиками приподнятого косинуса, Гаусса, Чебышева и Баттерворта. Фильтры по
патенту ФФ работают с меньшей мощностью, потребляемой ЦПОС, и обеспечива-
ют впечатляющие преимущества объединенной системы, содержащей модем и РЧ
часть (рис. П3.9). Ранее в этом приложении уже обсуждались преимущества схемы
фильтра по патенту «Фильтр Феера (ФФ)», использующей ПЗУ и ПЛМ.
Реализации обычных систем с FSK (с когерентной и некогерентной демодуляци-
ей), GFS"K и GMSK могут патентоваться, а могут и не патентоваться. Например, если
в передатчике сигналов GFSK используется фильтрованный сигнал, получаемый с
помощью ПЗУ, тогда обычная GFSK система может быть защищена как интеллекту-
альная собственность. В случае FBPSK, совместимой с BPSK, которая удобна для
энергетически экономичных недорогих вариантов нелинейного усиления с выигры-
шем от 5 до 7 дБ, реализуемая BPSK, может также быть включена в категорию
запатентованных нами систем (см. табл. П3.1 и рис 4.3.40) Если обычная система
GMSK реализована на основе одного из наших патентов, например, в ней использу-
ется фильтр с ПЗУ и/или корреляция передаваемых модулирующих I и Q сигналов
(квадратурная корреляция), тогда на этот продукт должна быть получена ли-
цензия от компании Digcom. Inc.
Чтобы отметить тот факт, что в семействе видов модуляции GFSK, GMSK,
BPSK, QPSK или QAM используются средства, заявленные и зафиксированные в
формулах патентов Общества д-ра Феера, мы обозначаем их как FGFSK, FGMSK,
FBPSK, FQPSK или FQAM (см. рис. П3.10 и П3.11).
485
П3.7. Коррелированные и взаимокоррелированные
синфазная (I) и квадратурная (Q) составляющие
сигналов передатчиков с GMSK и FQPSK-KF.
Неформальное обсуждение вопросов
использования патента США Като/Феера для
применений GMSK и, в частности, стандарта GSM
Продемонстрируем тот факт, что синфазная (7) и квадратурная (Q) составляю-
щие сигналов в передатчике GMSK взаимокоррелированы (Като/Феер, Патент США
N! 4,567,602). На рис ПЗ 1,6 в т 1 показан входной сигнал а(() в формате «без
возвращения к нулю» (NRZ), в т. 2 — сигнал g(t) после гауссовского фильтра ниж-
них частот, в т. 3 — интегрированный и фильтрованный гауссовским фильтром сиг-
нал b(t) и в т. 4 и 5 — косинусное и синусное преобразования сигнала 6(t), обо-
Рис. П.3.12. Структура фильтрованного гауссовским фильтром NRZ сигнала
в т. 2 рис. ПЗ.1,6 и соответствующая глазковая диаграмма для значения ВТь — 0,3,
специфицированного комитетом по стандартизации GSM. Эти изображения аналого-
вого сигнала предполагают что в случае ЦОС в схему включен цифро-аналоговый
преобразователь
486
Рис. П3.13. Интегрированный, фильтрованный гауссовским фильтром (ВТь —
= 0,3) сигнал b(t') в т. 3 рис. ПЗ.1,2. В устройствах, реализуемых на базе ЦОС и
ПЗУ, этот аналоговый «квазислучайный сигнал» представляет собой лишь некую
абстракцию. Его можно получить для измерений, только если включить в схему
цифро-аналоговый преобразователь
значенные как x(t) и j/(t). Сигналы, ориентированные на средства реализации, изо-
браженные на рис ПЗ.1,6, сформированы в соответствии с техническими условиями
международного стандарта GSM. Эти условия оговаривают использование модулято-
ра сигналов GMSK с ВТь = 0,3. Поясним кратко формируемые сигналы, показанные
на рис. П3.1,в, и соответствующие глазковые диаграммы
На рис П3.12 показан выходной сигнал гауссовского фильтра (ВТь = 0,3),
соответствующий т. 2 рис. ПЗ.1,6, на вход которого подан NRZ сигнал со случайной
структурой. Отметим, что этот фильтрованный гауссовским фильтром NRZ сигнал,
обозначенный как g(t), имеет значительный уровень межсимвольной интерференции
(ICI). Максимальные значения амплитуды сигнала без ICI нормированы к -f-1 и
— 1. После интегрирования фильтрованный и интегрированный сигнал в т. 3 показан
на рис. П3.13. Этот квазислучайный сигнал b(t) не является синусоидальным. В
т 3 этот сигнал направляется в синфазный (7) и квадратурный (Q) каналы Таким
образом, в I и Q каналы поступает один и тот же сигнал b(t). Наличие одного и
того же сигнала в I и Q каналах отличает данную схему квадратурных модуляторов
GMSK от MSK, OQPSK и QPSK сигналов, в которых последовательнопараллельный
преобразователь выдает в каналы I и Q независимые и некоррелированные двоичные
сигналы данных. Итак, от разветвителя (т. 3) по соединительным линиям в каналы I
и Q поступает один и тот же сигнал b(t) Очевидно, что I и Q сигналы коррелированы
и взаимокоррелированы, так как они одинаковы. Интересный способ реализации
(использовать один и тот же сигнал в каналах I и Q)
На рис. П3.14 и в увеличенном временном масштабе — на рис. П3.15 пока-
заны формируемые процессорами сигналы cos[b(i)] и sin[b(t)] в т. 4 и 5 Эти ре-
зультирующие обработанные NRZ сигналы с ограниченным спектром обозначены на
рис. ПЗ.1,6 как x(t) и y(t). Сигналы показанные в т. 4 и 5, служат в качестве син-
фазного и квадратурного модулирующих сигналов квадратурных модуляторов. Эти
x(t) и y(t) сигналы со случайной структурой имеют несинусоидальную форму, те
они не являются периодическими синусоидальными колебаниями Сигналы x(t) и
j/(t) взаимокоррелированы, поскольку фактически они связаны соотношениями
x(t) = cos[b(t)], (1)
y(t) = sin[b(t)]. (2)
Таким образом, «предсказуемость», или взаимная коррелированность y(t) от
487
Рис. П3.14. Структуры сигналов x(t) и y(t) на выходах процессора модули-
рующих I и Q сигналов. Эти взаимокоррелированные выходные сигналы являются
входными для квадратурного модулятора (см. рис П3.1,в, т. 4 и 5): аиб—результа-
ты, получены с помощью компьютера; е- результаты, полученные экспериментально
на ИС стандарта GSM (модель Philips PCD-5071) на скорости 270,833 кбит/с. Прак
тически идентичные сигналы, глазковые диаграммы и параметры были получены
для структуры FQPSK-KF, изображенной на рис. 4.3.35, а и ПЗ.17,6), см рис. ПЗ 7
x(t) вполне определенна. В данном случае
y(t) = sinjcos 1ar(t)]. (3)
Иными словами чтобы сформировать составляющие a:(t) и y(t). мы используем
математическое соотношение «кросс-корреляции» между ними.
На рис. П3.16 изображены соответствующие глазковые диаграммы для этих
взаимокоррелированных сигналов. Отметим, что они свободны от джиттера, вы
зываемого переходами сигналов данных, а максимальное значение квадратурного
488
Рис. П3.14 (продолжение)
Рис. П3.15. Выходные сигналы x(t) и j/(t) в увеличенном временном масштабе
(в остальном такие же, как на рис. П3.14). Получены для GMSK (рис. П3.1,в) и для
структуры со взаимной корреляцией FQPSK-KF, соответствующей рис. ПЗ 17.0
489
(или синфазного) сигнала уменьшается, когда сигнал синфазного ф|ли соответствен-
но квадратурного) канала не равен нулю. При внимательном изучении Патента США
N 4,567,602 можно придти к заключению, что эти квадратурные реализации GMSK
систем используют средства, предложенные в этом изобретении.
П3.8. Практическая проверка. Передача
патентованных технологий GFSK, GMSK, FBPSK,
FQPSK и FQAM. Интегральные микросхемы.
Скорости передачи
С начала 80-х годов в нескольких сериях продукции были реализованы преиму-
щества патентованных/лицензированных Обществом д ра Феера технологий. Было
разработано множество устройств В течение первого квартала 1995 г. одна из са-
мых крупных и преуспевающих американских корпораций завершила разработку си-
стем, базирующихся на FQPSK для серийного производства нескольких миллионов
абонентских устройств. Разработаны и находятся в эксплуатации в США и неко-
торых других странах относительно низкоскоростные системы (менее 500 кбит/с)
490
Рис. П3.1С. Глазковые диаграммы для вэаимокоррелированных квадратурных
(каналы I и Q) сигналов a?(t) и я/((), показанных в т. 4 и 5 на рис. ПЗ.1,6 и на входах
квадратурных смесителей на рис. ПЗ.1,2. Эти полученные с помощью компьюте-
ра результаты подтверждены экспериментально (см. рис. 4.3.24,2 для стандартных
ИС аппаратуры GSM). Такие же глазковые диаграммы получены от более простой
структуры FQPSK-KF (см. рис. ПЗ.17,6)
для спутниковых систем диапазонов 6 ГГц и 11 ГГц с эффективным использова-
нием мощности. Широкая гамма продукции использует эти фильтровые и процес-
сорные технологии для применений FQPSK и FSK в кабельных системах, включая
цифровое кабельное ТВ.
Наш патент ФФ удовлетворяет спецификациям ISO/IEC и стандарта IEEE
802-4-1990 для локалъных вычислительных сетей с маркерной шиной (Token-
Passing Bus Local Area Networks) Наш патент КФ включает в себя описание реализа-
ции GSM-оборудования на основе квадратурной корреляции. У нас имеются другие
491
Л = 1/Ть
Данные
БВН
= 1/7^ Формирователь
сигнала
без МСИД
(аналогичен
формирователю
FQPSK-1)
Последовательно-
параллельный
преобразователь
= 1/Т, -4
Ть = Т,/2
Задержка Формирователь
т — сигнала
на Т’!2 без МСИД
(аналогичен
формирователю
на Ts/2
ФНЧ
ФНЧ
на 90°
FQPSK-1)
Фа зо-
Нелинейный
усилитель
4
Рис. П3.17. Выделенная из стандартной структурная схема обратной линии
определенная стандартами IS-95 и PCS сотовой и персональной связи (а). Отметим,
что разветвитель и следующие за ним блоки воплощают квадратурные архитектуры
со взаимной корреляцией. Квадратурная архитектура системы FQPSK-KF и экви-
валентной ей системы GMSK со взаимной корреляцией (6). См также рис. П3.1
(Патент США N’ 4,567,602 Като/Феера)
патентные материалы и объекты интеллектуальной собственности (не включенные в
данное приложение), которые относятся к новым способам реал^ации FBPSK, 4-FM
и GFSK. Были продемонстрированы преимущества наших радиотехнологий, касаю-
щиеся спектральных и энергетических характеристик при работе со скоростями пе-
редачи 1 Мбит/с и 2 Мбит/с и использовании радиочастотных микросхем компаний
Motorola, Teledyne, MiniCircuits и ряда других (см , например, табл. П3.1). Переда-
ча технологий FQPSK, FBPSK, FGFSK и FGMSK возможна членам Консорциума
FQPSK (FQPSK Consortium) Устройства в интегральном исполнении работают в
диапазоне скоростей передачи от 64 кбит/с до 10 Мбит/с. Для систем с излучением в
инфракрасном диапазоне частот (IR) с успехом была продемонстрирована работа со
скоростью передачи цифровых сигналов от 2 Мбит/с до 10 Мбит/с при использова
нии сигналов FQPSK. Объектами дальнейших исследований являются квадратурная
модуляция со взаимной корреляцией для систем МДКРК и возможные последующие
усовершенствования (см. рис. П3.17,а).
492
П3.9. Действительно ли РЕВОЛЮЦИОННЫ
технические решения, содержащиеся в патентах,
касающихся фильтра/процессора и корреляции
сигналов GMSK, GFSK, FQPSK, FBPSK и FSK, и в
лицензированных изделиях
А Устойчивая характеристика вероятности ошибки BER необходима в усло-
виях контролируемых помех и/или шумов. Примерами этого являются устано-
вленные FCC-15 правила использования диапазонов частот системами промы-
шленного, научного и медицинского назначения (ISM), сотовыми системами и
системами PCS с контролем соканальных помех. На рис. П3.9 приведены экспе-
риментальные результаты измерения характеристики BER = /(Еь/А/о). которые
показывают энергетический выигрыш от 7 дБ до 12 дБ, характерный для сиг-
налов устойчивой FQPSK, по сравнению с обычными сигналами GFSK и 4-FM
Такие высокие показатели, которые продемонстрированы в нескольких подко-
митетах IEEE 802.11, увеличивают пропускную способности и уменьшают
задерэюку передачи по крайней мере в 1000 раз.
Б В табл. П3.1 показаны преимущества в КПД радиочастотных микросхем (РЧ
ИС). При сравнении средней выходной мощности новейших поколений серий
ИС на частоте 2,4 ГГц (или на других частотах РЧ ИС) отметим, что FQPSK
и FBPSK позволяют получить мощность +23,5 дБм, тогда как при таком же
потреблении от батарейного источника питания постоянного тока напряжением
3 В обычные BPSK и QPSK — только +18,5 дБм. Столь значительное (5 дБ
или 300 %) повышение КПД благодаря нашей технологии достигается с
помощью патентованных простых фильтров модулирующих сигналов, которые
позволяют использовать усилители класса С, работающие в режиме насыще-
ния, вместо линейных РЧ ИС усилителей, применяемых в случаях обычных
DPSK и DQPSK систем с расширением спектра, для которых характерна по
теря мощности за счет введения значительного запаса по выходному уровню.
Отметим, что FBPSK полниЬп ю вмсстпима " .>но< BPSK. a FQPSK
‘ > мгс.1.има OQPSK и GMSK
В. Увел < tr •» I. • mp iлинии фф-vmuer ти по сравнению со стандартной
GMSK показано на рис ПЗ 10 и 4.3.32, а Сравнение уровней суммарной мощно-
сти внеполосной помехи по соседнему каналу ( 4С7) для системы с усилителями
класса С (системы с насыщением) показывает, что спектральная эффективность
FQPSK приблизительно на 80 % выше, чем для GMSK или GFSK Например,
Рис. П3.18. Реализация гауссовского фильтра и фильтра FQPSK-1 без меж-
символьной интерференции и джиттера (IJF) с помощью ПЛМ по патентованным/ли-
цензированным технологиям Общества д-ра Феера - Digcom, Inc. Количество корпу-
сов конфигурируемых логических блоков (CLB), необходимых для реализации филь-
тров, уменьшается с 67 до 8 — чрезвычайно большое уменьшение достигается бла-
годаря изобретению Феера. [Источник: Yan, Borowski, IEEE 802.11, Jan. 95.)
493
в выделенной полосе частот 1 МГц в случае FQPSK-KF можно передавать
1,5 Мбит/с вместо 800 кбит/с как в случае GMSK, и это реальное увеличе-
ние пропускной способности. Совместимость и идентичные квадратурные
структуры модулятора-демодулятора GMSK обеспечивают взаимодействие этих
систем с FQPSK. Увеличение скорости передачи и пропускной способности по
сравнению с GMSK достигает почти 200 %!
Г. Благодаря реализациям более простых, малогабаритных и менее энергоемких
фильтров, а также более экономичных РЧ ИС возрастает «время разговора».
Д Уменьшается уровень излучения. FQPSK и FBPSK радиосистемы имеют на
6:8 дБ более низкий пиковый уровень излучения по сравнению со стандартными
DBPSK DQPSK и тг/4-DQPSK.
Е. Снижение количества вентилей на 500 % при использовании табличных
фильтров/корреляторов Феера, выполненных на ПЗУ или ПЛМ, позволяет со-
здавать значительно более простые устройства с квадратурной архитектурой
(рис. П3.18).
П3.10. Является ли необходимым требование
снижения излучения?
Регулирующие правила для новых систем персональной (PCS) и беспроводной
связи могут особо оговаривать максимальный уровень излучения Для таких приме-
нений в радиосистемах семейства FQPSK можно было бы увеличить передаваемую
мощность на 6 дБ по сравнению с обычной QPSK, учитывая уменьшение значения
пик-фактора и уровня флюктуаций огибающей, характерные для наших технологий.
Снижение максимального уровня излучения для систем FQPSK является дополни
тельным преимуществом этой мощной технологии.
П3.11. Выгоды от вступления в Международный
консорциум FQPSK. Контакты: Общество д-ра
Феера — Digcom, Inc
Чтобы внедрять производить и продавать конкурентные по стоимости радио-
частотные, инфракрасные, спутниковые радиорелейные и другие системы беспро-
водной связи с эффективным использованием мощности и спектра и их компоненты,
вам необходимо тщательно изучить особенности новой технологии и приобрести ли-
цензию, что дает вам право участвовать в некоторых из наиболее впечатляющих
технических достижений и внедрений, включающих в себя разработки FQPSK,GFSK,
GMSK и FBPSK. Мы могли бы передать вам технологию и лицензию на фильтр
Феера (ФФ) реализуемый на ПЛМ и ПЗУ, и способ корреляции Като/Феера (КФ),
например, проект GSM и детали ноу-хау. При вступлении в Консорциум FQPSK
ваша продукция могла бы стать совместимой со стандартными системами беспро-
водной связи и быть не на грани требований стандартов, а опережать их. Ваша
организация может также получать выгоду от потенциально де-факто лидирующих
и развивающихся новых стандартов, которые, очевидно, будут иметь значительно
лучшие характеристики, более высокие скорости передачи более длительное «время
разговора» (меньшую потребляемую мощности от источников питания), чем совме-
стимые традиционные системы.
Список литературы
1. ABBE, В S , Т С JEDREY, Р ESTABROOK, and М J. AGAN: "ACTS
broadband aeronautical experiment," Proceedings of the Third International Mobile
Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena,Calif, June 16-18, 1993
2. ADACHI, F.: "Selection and scanning diversity effects in a digital FM land
mobile radio with discriminator and differential detections," Trans. IECE of Japan,
Vol. 64-E, p. 398, June 1981.
3. ADACHI, F., J.D. PARSONS: "Unified analysis of postdetection diversity
for binary digital FM mobile radio," IEEE Transactions on Vehicular Technology,
Vol. 37, No. 4, pp. 189-198, November 1988.
4. ADAMS, B.K , D M. WUTHNOW: "Microcellular demonstration,” IEEE-
VTC-91, St. Louis, Mo, 1991
5. ADAMS, D.E , C.R. FRANK "WARC embraces PCN," IEEE Commun.
Mag., Vol. 30, No. 6, pp. 44-46, June 1992.
6. AKAIWA, Y., Y. NAGATA: "Highly efficient digital mobile communica-
tions with a linear modulation method," IEEE Transactions on Selected Areas in
Communications, Vol. 5, No. 5, pp 890-895, June 1987.
7. ANG, H.P., P.A. RUETZ, D. AULD: "Video compression makes big gains,”
IEEE Spectrum, October 1991.
8. ARIYAVISITAKUL, S., T.P. Liu: "Characterizing the effects of nonlinear
amplifiers on linear modulations for digital portable radio communications,” IEEE
Globecom, pp. 12.7.1-12.7.6, 1989.
9. ARNOLD, H.W., W.F. BODTMAN: "Switched diversity FSK in frequency
selective Rayleigh fading," IEEE Journal on Selected Areas in Communications,
Vol 2, No. 4, pp. 540-547, July 1984
10. ARREDONDO, G_, W. CHRISS, E. WALKER: "A multipath fading simula-
tor for mobile radio,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, November 1973.
11. ARREDONDO, R. ' AMPS-advanced mobile phone system," Bell Syst.
Tech.J., January 1979.
12. ATAL, B.S., M R. SCHROEDER: " Predictive coding of speech signals and
subjective error criteria," IEEE Transactions of ASSP, June 1979.
13. AUSTIN, M..C., M.U. CHANG: "Quadrature overlapped raised cosine
modulation,” IEEE Transactions on Communications, Vol. 29, No. 3, pp. 237-
249, March 1981
14. BAKER, PA.: 'Phase-modulation data sets for serial transmission at
2000 and 2400 bits per second," Part I, AIEE Transactions on Communications
Electronics, pp. 166-171', July 1962.
15. BELLCORE: "Generic framework criteria for universal digital personal
communications systems (PCS)," Bellcore, Technical Advisory FA-NWT-001013,
Issue 2, December 1990.
16. BELL TELEPHONE LABORATORIES: Transmission Systems for Com-
munications, Ed 5, 1982.
495
17. BENNET, L.: "Mobile automation buyer's guide," California Business,
September 1992.
18. BENNETT, W.R., J.R. DAVEY: Data Transmission, McGraw-Hill, New
York, 1965.
19. BERLEKAMP, E.R. Algebraic Coding Theory, McGraw-Hill, New York,
1970.
20. BERLEKAMP, E.R., R E PEILE, and S P. POPE: "The application of
error control to communications," IEEE Comm. Mag. April 1987.
21 BHARGAVA, V.K , D. HACCOUN, R. MATYAS, and P.'NUSPL: Digital
Communications by Satellite, Wiley Interscience, New York, 1981.
22. BIGLIERI, E., D. DIVSALAR, P.J. MCLANE, and M.K. SIMON: Intro-
duction to Trellis Coded Modulation with Applications, Macmillan Publishing Co.,
New York, 1991.
23. BLACKARD, K.L. et al.: "Path loss and delay spread models as functions
for antenna height of microcellular system design," VTC-92, pp. 333-337, 1992.
24. BLAHUT, R.E.: Theory and Practice of Error Control Codes, Addison
Wesley Publishing Co., 1984.
25. BLOMEYER, P. "EXIRLAN: A multichannel, high speed, medium range
IR-local area network," IEEE P.802.11-93/217, November 1993.
26. BLOMEYER, P. (ANDROMEDA): "Structural needs for an IR-standard,"
IEEE P.802.11 94/24, January 1994.
27. BLOMEYER, P. "Revised version of the combined baseband and multi-
channel IR-PHY EXIRLAN," IEEE P.802.11-94/62.
28. BLOMEYER, P.: "Implementation of EXIRLAN multichannel IR-PHY us-
ing existing commodity components," IEEE P.802.11-94/63.
29. BLOMEYER, P.: "Compatibility issues between existing IR techniques
and present/future requirements," IEEE P 802 11-94/64.
30. BLOMEYER. P.: "EXIRLAN Template," IEEE P.802.11-94/65, March
1994.
31. BOER, J.: "Proposal for 2 Mb/s DSSS PHY," IEEE 802.11 93/37,
March 1993.
32. BOER, J. and P. STUHSAKER: "Establishment of DSSS PHY Parame-
ters," IEEE 802.11-93/145, September 1993.
33. BOER, J. (AT&T, EDITOR): "Draft proposal for a direct sequence spread
spectrum PHY standard," IEEE P.802.ll-93/232rl, January 26, 1994.
34 BORTH, D.E., P.D. RASKY: "An experimental RF link system to permit
evaluation of the GSM air interface standard,” Proceedings of the Third Nordic
Seminar on Digital Land Mobile Radio Communication, Copenhagen, Denmark,
September, 1988.
35. BROWN, C. (INTEL): "Wireless communications building blocks: a new
approach with programmable logic,” Draft of submitted and anticipated publica-
tion in EE Times, April 1, 1994
36. CALHOUN, G : Digital Cellular Radio, Artech House, Norwood, Mass.,
1988.
37. CALHOUN, G.: Wireless Access and the Local Telephone Network,
Boston, Artech House, 1992 *
38. CASAS, E., C. LEUNG: "A simple digital fading simulator for mobile
radio," IEEE Transactions on Vehicular Technology, August 1990.
39. CAVERS, J К "Phase locked transparent tone-in-band: an analysis,"
Proceedings of IEEE 39th Vehicular Technology Conference, pp. 73-77, San Fran-
cisco, Calif. May 1989.
496
40. CAVERS, J.К.. ”A linearizing predistorter with fast adaptation," IEEE
VTC, Orlando, Fla. 1990.
41 CCITT: " 32 kb/s Adaptive differential pulse code modulation (ADPCM),”
Recommendation G.721, Blue Book, CCITT, Geneva.
42. CHENNAKESHU, S.: "Time delay spread measurements,” GE Corporate
Research and Development, Schenectady, N.Y., 12301, Report, December 21, 1988.
43. CHEUNG, W.W., A.H. AGHVAMI: "Performance of 16-ary DEQAM sig-
naling with a prerotated constellation through nonlinear satellite channels," IEEE
ICC, pp. 51.6.1-51.6.6, 1988
44. CHUANG, J.C.I.: "The effect of time delay spread on portable radio com-
munications channels with digital modulation,” IEEE Journal on Selected Areas in
Communications, Vol. 5, No 6, pp. 879-889, June 1987a.
45. CHUANG, J C.l : "The effect of multipath delay spread on timing re-
covery," IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 36, No. 3, pp. 135-
140, August 1987b.
46. CHUANG, J.C.I.: "The effect of time-delay spread on QAM with nonlinear-
ly switched filters in a portable radio communications channel,” IEEE Transactions
on Vehicular Technology, Vol. 38, No. 1, pp. 9-13, February 1989.
47. CLARK, B.L.: "Comments of the Hewlett-Packard Company to the FCC,"
Redevelopment of Spectrum to Encourage Innovation, ET Docket 92-9, Hewlett
Packard, Mobile Communications Group, RND, Roseville, Calif., June 1992.
48. CLARK, G.C., JR., and J.B. CAIN: Error Correction Coding for Digital
Communications, Plenum Press, 1981.
49. CLARK, R.H.: ” A statistical theory of mobile-radio reception,” Bell Syst.
Tech. J., Vol. 47, pp 957-1000, July-August 1968
50. COLMENARES, N J.: "The FCC on personal wireless," IEEE Spectrum,
May 1994.
51. COOPER, GR, C.D. McGILLEM: Modem Communications and Spread
Spectrum, McGraw-Hill, New York, 1986.
52. COX, D C "Delay Doppler characteristics of multipath propagation at
910-MHz in a suburban mobile radio environment,” IEEE Transactions on Antennas
and Propagation, Vol. AP-20, No. 5, pp. 625-635, September 1972.
53. COX, D.C.: "Multipath delay spread and path loss correlation for 910-
MHz urban mobile radio propagation,” IEEE Transactions on Vehicular Technology,
Vol. 26, No. 4, pp. 340-344, November 1977.
54. COX, D.C.: "A radio system proposal for widespread low-power teth-
erless communications,” IEEE Transactions on Communications, Vol. 39, No. 2,
pp. 324-335, February 1992.
55. COX, D C., MURRAY, W. NORRIS: "800 MHz Attenuation measured in
and around suburban houses," AT&T Bell Labs Technical Journal, July/August
1984.
56. COX, D.C. ET AL "Correlation bandwidth and delay spread multipath
propagation statistics for 910-MHz urban mobile radio channels,” IEEE Transactions
on Communications, Vol. COM-23, No. 11, pp. 1271-1280, November 1975.
57. CREVISTON, E. (TELEDYNE), R ATIENZA, G WEI and Y GUO: "Ex-
perimental evaluation of DQPSK and FQPSK for DS-SS, FH-SS and IR appli-
cations,” IEEE 802.11-94/52.
58. CT-2: "Second generation cordless telephone (CT-2)," Common Air In-
terface Specifications, Dept, of Trade and Industry, London, May 1989.
59. D'ARIA, G., ET AL : "Adaptive baseband equalizers for narrowband
TDMA-FDMA mobile radio," CSELT Technical Reports, Vol. 16, No. 1, pp. 19-
27, February 1988.
497
60. DAVARIAN, F., "Mobile digital communications via tone calibration,"
IEEE Transactions of Vehicular Technology, Vol. 36, No. 2, pp. 55-62, May 1987.
61. D’AVELLA, R., ET AL.: "Adaptive equalization in TDM A mobile radio
systems," IEEE Vehicular Tech. Conference, Tampa, FL, 1987, pp. 385-392.
62. DEAN, R.A., A.H. LEVESQUE: "Transparent data service with multiple
wireless access,” Proceedings of the Third International Mobile Satellite Conference,
IMSC 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993.
63. DE JAGER, F., C.B. DEKKER: "Tamed Frequency Modulation: A method
to achieve spectral economy," IEEE Transactions on Communications, May 1978.
64. DECT: "Radio Equipment and Systems: Digital European Cordless Tele-
communication," European Telecommunications Standards Institute, ETSI, Val-
bonne, Cedex, France, May 1991.
65. DEL RE, E. ET AL.: "Architectures and protocols for an integrated
satellite-terrestrial mobile system," Proceedings of the Third International Mobile
Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993.
66. DEVASIRVATHAM, D.M.J.. "Multipath time delay spread in the dig-
ital portable radio environment," IEEE Comm. Mag., Vol. 25, No. 6, pp. 13-
21, June 1987.
67. DIVSALAR, D., M.K. SIMON: "The Power Spectral Density of Digital
Modulations Transmitted Over Nonlinear Channels," IEEE Transactions on Com-
munications, Vol. 30, No. 1, pp. 142-151, January 1982.
68. DIVSALAR, D., M.K. SIMON: 'Combined trellis codes with asymmetric
modulations,” Proceedings of the IEEE Globecom, pp. 21.2.1-21.2.7, 1985.
69. DIXON, R.C.. Spread Spectrum Systems, Wiley- Interscience. J. Wiley
Sons, New York, 1976.
70. DJEN, W.S., N. DANG, K. FEHER: "Performance Improvement Methods
for DECT and other Noncoherent GMSK Systems," Proceedings of the IEEE VTC-
92, May 11-13, 1992, Denver, CO.
71. DONALDSON, R.W. and A S. BEASLEY: "Wireless CATV network ac-
cess for personal communications using simulcasting," IEEE Transactions on Ve-
hicular Technology, Part II, August 1994.
72. DORNSTETTER, J.L., D. VERHULST. "Cellular efficiency with slow fre-
quency hopping analysis of the digital SFH 900 mobile system,” IEEE Journal on
Selected Areas in Communications, June 1987.
73. DRUCKER, E.: "Delay spread measurements from Salt Lake City," Con-
tribution by US West to TR45.3 W.G. Ill, contribution #: TR-45.3.3/88.11.30.1,
Dallas, TX, November 30-December 1, 1988.
74. EDNEY, J. (SYMBIONICS): "Proposal for a higher data rate frequency
hopping modulation scheme,” IEEE P.802.11-94/34, January 1994.
75. EIA: Dual-Mode Subscriber Equipment Compatibility Specification, Elec-
tronic Industries Association Specification IS-54, EIA Project Number 2215, Wash-
ington, D.C. May 1990.
76. ELA/TIA-QUALCOMM, INC.: "Spread spectrum digital cellular system
dual-mode mobile station-base station compatibility standard," Proposed EIA-TIA
Interim Standard, April 21, 1992; TIA Distribution TR 45.5, April 1992.
77. EIA/TIA: "Mobile station-base station compatibility standard for dual-
mode wideband spread spectrum cellular system,” TIA/EIA IS-95, 1993.
78. FAGUE, D., K. FEHER: "Experimentally optimized narrowband FM sys-
tem for TDMA operated mobile radio environment,” Proceedingsthe Twenty-
Fourth Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Pacific Grove,
CA, November 5-7, 1990, (4 pp.).
498
79. FANG, R. J. F: "Personal communications via Intelsat ku-band transpon-
ders," International Journal of Satellite Communications, Vol. 10, 1992.
80. FBPSK and FQPSK Consortium and licensing information pamphlets. Dr.
Feher and Associates a division of Digcom, Inc. 44685 Country Club Dr., El Macero,
CA 95618. Contact the author of this book at the University of California, Davis.
81. FCC: "Part 15-Radio Frequency Devices,” CFR Ch. 1 (10-1-90 Edition),
Federal Communications Commission, Washington, D.C., October 1990
82. FCC: "Notice of Proposed Rule Making and Tentative Decision," in regards
to personal communications services (PCS), Federal Communications Commission
(FCC), General Docket No. 90-314, ET Docket No. 92-100, FCC-92-333, released
August 14, 1992, Washington, D.C.20554.
83. FEHER, K., ED.: Advanced Digital Communications: Systems and Sig-
nal Processing Techniques, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, NJ, 1987a. (To
order copies, see "Series” page.)
84. FEHER, К and ENGINEERS OF HEWLETT-PACKARD: Telecommuni-
cations Measurements, Analysis and Instrumentation, Prentice-Hall, Inc., NJ, 1987.
(To order, see "Series” page.)
85. FEHER, K., D. CHAN: ”PSK Combiners for Fading Microwave Channels,"
IEEE Transactions on Communications, May 1975, pp. 554-558.
86. FEHER, K., G.S. TAKHAR: "A new symbol timing recovery technique
for burst modem applications," IEEE Transactions on Communications, January
1978, pp. 100-108.
87. FEHER, К., H. MEHDI: ” Modulation/microwave integrated digital wireless
developments,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, (invited
paper) Special Issue on Wireless Communications, July 1995.
88. FEHER, К., K.T. Wu, J.C.Y. HUANG, D E. MACNALLY: Improved Ef-
ficiency Data Transmission Technique, U.S. Patent No. 4-720-839, Washington,
D C. Issued Janaury 19, 1988.
89. FEHER, К., M. MORRIS: "Simultaneous transmission of digital PSK and
of analog television signals," IEEE Transactions on Communications, December
1975, pp. 1509-1514.
90. FEHER, К., M. SATO: "A new generation of modems for power effi-
cient radio systems,” International Journal of Satellite Communications, a Wiley-
Interscience Publication, Vol. 9, May-June 1991, pp 137-147.
91. FEHER, K., R. DECRISTOFARO: "Transversal filter design and applica-
tion in satellite communications," IEEE Transactions on Communications, Novem-
ber 1976, pp. 1262-1267.
92. FEHER, K., R. GOULET, S. MORRISSETTE: "Performance evaluation
of hybrid microwave systems,” IEEE Transactions on Communications, June 1974,
pp. 873-877.
93. FEHER, K.: ”1 Mb/s and higher data rate PHY-MAC: GFSK and FQP-
SK," IEEE 802.11-93/138, September 1993d.
94. FEHER, K.: "1024-QAM and 256-QAM coded modems for microwave and
cable system applications," IEEE Journal on Selected Areas in Communications,
Vol. SAC-5, No. 2, April 1987, pp. 57-368.
95. FEHER, K.' "A new generation of 90 Mb/s SATCOM systems: band-
width efficient field tested 16- QAM," IEEE Transactions on Broadcasting, March
1989, Vol. 35, No. 1, pp. 23-30.
96. FEHER, K.: "Comparison between coherent and noncoherent mobile sys-
tems in large Doppler shift delay spread and C/1 environment," Proceedings of the
Third International Mobile Satellite Conference, Pasadena, CA, June 16-18, 1993b.
499
97. FEHER, К.: "Digital Modulation Techniques in an Interference Environ-
ment," Encyclopedia on EMC, Vol. 9, Don White, Inc., Gainsville, Virginia, 1977
98. FEHER, K.: "Filter: Nonlinear Digital,” U.S. Patent No. 4,339,724. Is-
sued July 13, 1982. Canada No. 1130871, August 31, 1982a. Licensor is Dig-
com, Inc.-Dr. Feher Associates.
99. FEHER, K.: "FQPSK, GMSK, and QPSK compatible proposed air inter-
face standards for TDMA, FDMA, and CDMA," JTC (AIR)/94.01.19-035, Jan
1994a.
100. FEHER, K.: "FQPSK: A modulation power efficient RF amplification pro-
posal for increased spectral efficiency and capacity GMSK and тг/4-QPSK compati-
ble PHY standard,” Document IEEE P.802.11- 93/97, Denver, CO, July 13, 1993c.
101. FEHER, K. "HS-FH and IR FQPSK-based proposed standards for 1.4
Mbit/s to 4.2 Mbit/s," IEEE 802.11-94/51, March, 1994b.
102 FEHER, K.: "Infrared EXIRLAN-FQPSK proposed flexible standard,”
IEEE 802.11-94/55, March 1994c.
103. FEHER, K.: "JTC Modulation Standard Group-FQPSK Consortium:
Spectrum utilization with compatible/expandable GMSK, QSPK, and FQPSK,"
JTC TR 46 3.3/TIPI.4 Telecommunications Industry Association.
104. FEHER, K.: " Modem/radio for nonlineariy amplified systems," patent
disclosure files in preparation, Digcom, Inc. Confidential and proprietary, Digcom,
Inc. 44685 Country Club Dr., El Macero, CA 95618, December 1992b.
105 FEHER, K.: "Modems for Emerging Digital Cellular Mobile Radio Sys-
tems," (Invited paper), IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 40, No. 2,
May 1991, pp. 355-365.
106. FEHER, K. "Notice of Patent Applicability," Document IEEE P.802.11-
93/139, Atlanta, September 1993e.
107. FEHER, K.. "Time Jitter Determining Apparatus,” U.S. Patent
No. 4,350,879. Issued September 21, 1982b.
108. FEHER, K.: "Timing Technique/or NRZ Data Signals,” U.S. Patent
No. 3,944,926. Issued March 16, 1976.
109. FEHER, K.: Delay spread measurements and Feher’s bound for digital
PCS and mobile cellular systems,” Proceedings of the Wireless Symposium and
Exhibition, San Jose, CA, January 12-15, 1993a.
110. FEHER, K.: Digital Communications: Microwave Applications, Prentice-
Hall, Inc., Englewood Cliffs, NJ, 1981. (To order this book, see "Series" page.)
111. FEHER, К Digital Communications: Satellite/Earth Station Engineer-
ing, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, NJ, 1983. To order copies of this book
write to the author: Dr. K. Feher at University of California, Davis; CA 95616
or at DIGCOM, Inc.; 44685 Country Club Drive; El Macero, CA 95618 or see
"Series” page in this book.
112. FEHER, K.: "Comparative study of digital modulation techniques for
mobile, cellular and PCS systems," UC Davis, ECE-DCRL, file S-l, for publica-
tion in IEEE, February 1992a.
113. FORNEY, G.D.: "Burst correcting codes for the classic burst channel,”
IEEE Trans. Comm., Oct. 1971, pp. 72-781.
114. FORNEY, G.D.. "The Viterbi Algorithm,” Proceedings of the IEEE,
Vol. 61, No. 3, March 1973, pp. 268-278.
115. GALLAGER, R.G.: Information Theory and Reliable Communication,
Wiley, New York, 1968.
116 GANESH, R and K. PAHLAVAN "On the modeling of fading multi-
path indoor radio channels," IEEE GLOBECOM'89, Dallas, TX, pp. 1346-1350,
November 1989
500
117. GANS, M.J.: ”A power-spectral theory of propagation in the mobile-radio
environment," IEEE Trans. Veh Technol , Vol. VT-21, February 1972, pp 27-38
118. ARDINER, J.G.: "Satellite services for mobile communication,” Telecom-
munications, August 1986.
119. GARDINER, W A : Introduction to Random Processes with Applications
to Signals and Systems, MacMillan, New York, 1986.
120. GERGEZ, R "IVHS System Integration Issues," Proceedings of the
6th Intelligent Vehicle and Highway Systems Seminar, Berkeley, CA, June 1992
(Author is with CALTRANS, NTMOR/ATMIS, Sacramento )
121. GILHOUSEN, К S., I.M. JACOBS, R. PADOVANI, AJ. VITERBI, L A
WEAVER, JR. and C.E. WHEATLEY, "On the capacity of a cellular CDMA sys-
tem," IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 40, No. 2, May 1991,
pp. 303-312.
122. GINN, S.: "Personal Communications Services: Expanding the Free-
dom to Communicate," IEEE Communications Magazine, Vol. 29, No. 2, Febru-
ary 1991, pp. 30-39
123. GIRARD, H., K. FEHER: ”A new baseband linearizer for more efficient
utilization of earth station amplifiers used for QPSK transmission,” IEEE Journal
on Selected Areas in Communications, January 1983, Vol. SAC-1, No. 1, pp. 45-56.
124. GOLANBARI, M.: "Channel coding for coherent lightwave FSK commu-
nications," Master's thesis, University of Texas at Dallas, 1991.
125. OLANBARI, M., E. Fu, H. MEHDI and H. YAN: "CCA (Clear Chan-
nel Assessment) proposed solutions for 1 Mbit/s GFSK and higher rate FQPSK
systems," IEEE 802.11-94/53.
126. GOLANBARI, M., N DANG, P. L EUNG and H. MEHDI: "Performance
study of GFSK and of 4FM, FQPSK, rr/4-DQPSK in a delay spread environ-
ment,” IEEE 802.11-94/54.
127. GOLD, R.: "Optimal binary sequences for spread spectrum multiplexing,”
IEEE Transactions on Information Theory, October 1967.
128. GOLDING, L.S. and L.C. PALMER: "Personal communications by satel-
lite," International Journal of Satellite Communications, Vol. 10, 1992
129. GOODMAN, D.J.: "Trends in cellular and cordless communications,”
IEEE Communications Magazine, Vol 29, No 6, pp. 31-40, June 1991.
130. GOSSACK, L L.: "Cellular Radio Telephone Systems," U.S. Industrial
Outlook 1992: Radio Communications and Detection Equipment, publisher: U.S
Department of Commerce, Washington, D.C , 1992a.
131. GOSSACK, L.L.: "Wireless Personal Communications,” U.S. Industrial
Outlook 1992: Radio Communications and Detection Equipment, publisher: U.S.
Department of Commerce, Washington, D.C., 1992b.
132. GRAU, J. (PROXIM): ’’High speed frequency hopping PHY proposal,"
IEEE P.802.11-94/8. January 1994.
133. G.S M_- "Channel Coding,” Group Special Mobile Standard Commit-
tee, 1988-1990.
134. G.S.M.. "Physical Layer on the radio-path," Vol. G, Group Special Mobile
(GSM-Europe). Recommendation 05.02 GSM Committee 1990.
135. G.S.M.: "Physical layer on the Radio Path: G.S.M. System," G.S.M
Recommendation 05.02, Vol. G, G.S.M. Standard Committee, July 1988.
136. GUO, Y. and K. FEHER: "Power and spectrally efficient SFH-FQSPK for
PCS applications,” IEEE Transactions on Vehicular Technology. August 1994
137. GUO, Y , H. YAN and K. FEHER: "Proposed modulation and data rate
for higher speed frequency hopped spread spectrum (HS-FH-SS) standard,” IEEE
802.11-94/03, Wireless Access and Physical Layer Specifications, January 1994.
501
138. GURUNATHAN, S.: "Pilot tone and pilot symbol aided QPRS modems
for mobile and cellular systems," Doctoral Thesis, Dept, of Electrical and Comput-
er Engineering, University of California, Davis (supervisor: Professor K. Feher),
September 1992, Davis, CA.
139. GURUNATHAN, S., K. FEHER: "Pilot tone aided QPRS systems for dig-
ital audio broadcasting," IEEE Transactions on Broadcasting, March 1992, pp. 1-6.
140. GURUNATHAN, S., K. FEHER: "Multipath simulation models for mobile
radio channels,” Proceedings of the IEEE VTC- 92, May 11-13,1992, Denver, CO
141. GURUNATHAN, S.. K. FEHER: "Pilot symbol aided QPRS for digital
land mobile applications,” Proceedings of the IEEE-International Conference on
Communications, ICC-92, Chicago, IL, June 15-17, 1995, 5 pages.
142. HANSEN, F. and F.L MENO. ' Mobile fading-Rayleigh and lognormal
superimposed," IEEE Trans. Veh. Technology, Vol. VT-26, November 1977
143. HARBIN, S., C. PALMER, B.K. RAINER: "Measured propagation char-
acteristics of simulcast signals in an indoor microcellular environment," Proceedings
of the IEEE VTS- 92 Conference VTC-92, p 608, Denver, May 1992.
144. HARTSHORN, D. and M. CARTER-LOME: "Cellular vs. and satellite,”
Satellite Communications, February 1993.
145. HATA, M : "Empirical formula for propagation loss in land mobile re-
ceivers," IEEE Transactions on Vehicular Technology, August 1980.
146. HATELID, J.E. and L. CASEY: The IRIDIUMT system personal com-
munications anytime, anyplace," Proceedings of the Third International Mobile
Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena, CA June 16-18, 1993.
147. HAYES, V., W. DIEPSTRATEN, C. LINKS: "Wireless LAN standards
making strides," Electronic Engineering Times, February 21, 1994.
148. HAYES, V., ET AL.: "Article on IEEE 802.11 standardization status,”
Electronic Engineering Times, February 21, 1994.
149. HAYKIN, S.: Digital Communications, J. Wiley Sons, New York, 1988
150. HELLER, J.A. and I.M. JACOBS: "Viterbi decoding for satellite and space
communication," IEEE Trans. Commun. Technol., October 1971.
151. HILL, T., K. FEHER. "A Performance study of NLA-64 state QAM,”
IEEE Transactions on Communications, June 1983, pp. 821-826.
152. H1RADE, K.: "Mobile-Radio Communications,” in K. Feher: Advanced
Digital Communication System and Signal Processing Techniques, Prentice-Hall,
Englewood Cliffs, NJ, 1987. Available from Dr. K. Feher & Associates/Digcom,
44685 Counry Club, El Macero, CA 95618: 1994.
153. HOLDEN, T.P., K. FEHER: "A spread spectrum based synchroniza-
tion technique for digital broadcast systems," IEEE Transactions on Broadcasting,
Vol. 36, September 1990, pp 185-194.
154. HOLMES, J.K.: Coherent Spread Spectrum Systems, J. Wiley Sons,
New York, 1982.
155. IEEE: "FCC to allocate 220 MHz of spectrum to new telecommunica-
tion technologies," IEEE Vehicular Technology Society Newsletter, Vol. 39, No 2,
May 1992, pp. 38-59.
156. INCE, A.: Digital Satellite Communications Systems and Technologies:
Military and Civil Applications, Kluwer Academic Press, Boston, 1992.
157. ISHIZUKA, M.. Y. YASUDA: "Improved coherent detection of GM-
SK," IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-32, No. 3, March 1984,
pp 308-311.
158. JAKES, W.C., ED: Microwave Mobile Communications, J. Wiley, New
York, 1974.
502
159. JAKES, W.C , JR.: "A comparison of specific diversity techniques to
reduction of fast fading in UHF mobile radio systems,” IEEE Transactions on Veh.
Tech., Vol. VT-20, November 1971, p. 81.
160. JAYANT, S.N.: "Digital coding of speech waveforms: PCM, DPCM and
DM Quantizers,” Proceedings of the IEEE, May 1975.
161. JOHANNSEN, K.G. and M.W. BOWLES: "Trends in mobile satellite
communications," Proceedings of the Third International Mobile Satellite Confer-
ence, IMSC 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993.
162. JOHANSON, G.A. and N.G. DAVIES: "Implementation of a system to
provide mobile satellite services in North America," Proceedings of the Third Inter-
national Mobile Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993.
163. JORDAN E C , K.G. BALMAIN Electromagnetic Waves and Radiating
Signals, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, NJ, 1968.
164. KATO, S. and K. FEHER: "XPSK: A new cross-correlated phase-shift-
keying modulation technique," IEEE Transactions on Communications, May 1983.
165. KATO, S. and K. FEHER "Correlated Signal Processor," U.S. Patent
No. 4,567,602. Issued January 28, 1986. (Licensor is Digcom, Inc. - Dr Fe-
her Associates).
166. KATO, S„ S. KUBOTA, K. SEKI, T. SAKATA, K. KOBAYASHI, and
Y. MATSUMOTO: "Implementation architectures, suggested preambles and VLSI
components for FQPSK, offset QPSK and GFSK standard 1 Mb/s rate and for
higher bit rate WLAN,” a submission by NTT- Japan, Document IEEE P.802.11-
93/137, 1993a.
167. KATO, S. (NTT-JAPAN) ET AL.: "Implementation architectures, sug-
gested preambles and VLSI components for FQPSK, offset QPSK and GFSK stan-
dard 1 Mb/s rate and for higher bit rate WLAN," a submission by NTT-Japan,
Document IEEE P802.11-93/137, 1993b
168. KATO, S. (NTT-JAPAN) ET AL.. "Performance of OQPSK and equiva-
lent FQPSK-KF for the DS-SS system,” IEEE P.802 11-93/189, November 1993d.
169. KATO, S. (NTT-JAPAN) ET AL. 'Preamble specifications for the
standard 1 Mb/s FH-SS system and for higher speed systems," IEEE P.802.11-
93/188, November 1993e.
170. КАТОН, H , K. FEHER: "SP-QPSK: A new Modulation technique for
satellite and land-mobile digital broadcasting," IEEE Transactions on Broadcasting,
Vol. 36, September 1990, pp. 195-202.
171. KESTELOOT, A.. C.L. HUTCHISON, EDITORS: The ARRL Spread
Spectrum Sourcebook, The American Radio Relay League, 1991.
172. KIM, D.Y.: "On the Implementation of a GMSK Modem," Digital Com-
munications Research Report, University of California, Davis, April 20, 1988
173. KIM, D.Y., K. FEHER: "Power suppression at the Nyquist frequency
for pilot-aided PAM and QAM systems," IEEE Transactions on Communications,
Vol. 37, No. 9, September 1989, pp. 984-986
174. KINGSBURY, N.G.: ’ Transmit and receive filters for QPSK signals to op-
timise performance in linear and hard-limited channels," IEEE Proceedings, Vol. 133,
Pt. F, No. 4, pp. 345-355, July 1986.
175. KINOSHITA, К., M. KURAMOTO, N. NAKAJIMA: "Development of
a TDMA digital cellular system based on Japanese standard," IEEE-VIC-91,
St. Louis, MO., 1991.
176. KUBOTA, S., S. KATO, К FEHER: "Inter-channel interference cancella-
tion technique for CDMA mobile personal communication base stations," Proceed-
ings of the Third International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio
Communications, IEEE, Boston, October 19-21, 1992.
503
177. KUCAR. A., К. FEHER: "Practical performance prediction techniques
for spectrally efficient digital systems," RF Design, (Cardiff Publishing Company)
Vol. 14, No. 2, February 1991, pp. 58-66, p. 5.
178. LABEDZ, G.P., P.L. REILLY: "Network and radio receiver simulation
studies of the Pan-European digital cellular system," IEEE-VTC-91, St. Louis, MO.
179. LARSSON, G„ B. GUDMUMDSON, К RAITH: "Receiver performance
for north american digital cellular," Proceedings of the IEEE Vehicular Technology
Conference, St. Louis, MO, May 1981.
180. LE- NGOC, T., K. FEHER: "A digital approach to symbol timing recovery
systems," IEEE Transactions on Communications, December 1980, pp. 1993-1999.
181. LE-NGOC, T., K. FEHER: "Performance of IJF-OQPSK modulation
schemes in a complex interference environment,” IEEE Transactions on Commu-
nications, January 1983, pp. 137-144.
182. LE-NGOC, T., K. FEHER, H. PHAM VAN: "New modulation techniques
for low-cost power and bandwidth efficient satellite earth stations," IEEE Trans-
actions of Communications, January 1982.
183. LEBOWITZ, E.A., S.A RHODES: "Performance of coded 8-PSK sig-
nalling for satellite communications," International Conference on Communication,
ICC, Denver, CO, June 1981.
184. LEE, E.A., D.G. MESSERSCHMITT Digital Communication, Kluwer
Academic Press, Boston, 1988.
185. LEE, W.C.Y.: "Antenna spacing requirement for mobile radio base sta-
tion diversity," Bell Systems Technical Journal, Vol. 50, No. 6, pp. 1859-1876,
July/August 1971.
186. LEE, W.C.Y.: "Applying the intelligent cell concept to PCS," IEEE Trans-
actions on Vehicular Technology, Part II, August 1994.
187. LEE, W.C.Y.: "Estimate of channel capacity in Rayleigh fading envi-
ronment,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 39, No 3, pp. 187-
189, August 1990.
188. LEE, W.C.Y.: "Lee's Model," Proceedings of the IEEE Vehicular Tech-
nology Society 42nd VTS Conference, Denver, CO., May 1992.
189. LEE, W.C.Y.: "Overview of cellular CDMA," IEEE Transactions on Ve-
hicular Technology, Vol. 40, No. 2, May 1991.
190. LEE, W.C.Y.: "Spectrum efficiency in cellular,” IEEE Transactions on
Vehicular Technology, Vol. 8, No. 2, pp. 69-75, May 1989b.
191. LEE, W.C.Y.: Mobile Cellular Telecommunication Systems, McGraw-
Hill, New York, 1989a.
192. LEE, W.C.Y.: Mobile Communications Design Fundamentals, Howard
W. Sams, Indianapolis, IN, 1986. Second Edition published by J. Wiley &. Sons,
New York, 1993.
193. LEE, W.C.Y.: Mobile Communications Engineering, New York, Mac-
Graw-Hill, 1982.
194. LEE, W.C.Y., Y.S. YEH: "Polarization diversity system for mobile ra-
dio," IEEE Transactions on Communication Technology, Vol. 20, No. 5, pp. 912-
923, October 1972.
195. LEI, Z„ M X. CHAN. K. FEHER: "Burst interference in TDMA radio
systems," International Journal on Satellite Communications, A Wiley Interscience
Publication, Vol. 3, No. 4, October-December 1985, pp. 49-258.
196. LEUNG, P.S.K.: "GMSK and F-QPSK for high capacity cellular mobile
radio and microcellular personal communications systems," Doctoral Thesis, Dept.
504
of Electrical and Computer Engineering, University of California, Davis (supervisor:
Professor K. Feher), January 1991, Davis, CA.
197. LEUNG, PS.К : "Performance of FQPSK and coherent QPSK modu-
lation in indoor PCS communications environment with time delay spread," IEEE
P.802.11-94, Vancouver, March 1994.
198 LEUNG, P.S.K., K. FEHER: "Block inversion coded QAM systems,” IEEE
Transactions on Communications, Vol. 36, No. 7, July 1988, pp. 797-805.
199. LEUNG, P.S.K., K. FEHER: "A novel scheme to aid coherent detection of
GMSK signals in fast rayleigh fading channels," Proceedings of the Second Interna-
tional Mobile Satellite Conference, Ottawa, Canada, June 17-20, 1990, pp. 605-611.
200. LEUNG, P.S К., К FEHER: "F-QPSK A superior modulation for future
generations of high-capacity microcellular PCS systems," Proceedings of the IEEE-
VTC-93, May 18-20, 1993a, Secaucus, NJ.
201. LEUNG, P.S.K., K. FEHER: "F-QPSK: A superior modulation technique
for mobile and personal communications," IEEE Transactions on Broadcasting,
Vol. 39, No. 2, June 1993b, pp. 288-294.
202. LIN, S.: An Introduction to Error-Correcting Codes, Prentice-Hall, En-
glewood Cliffs, NJ, 1970.
203. LIN, S. and D.J. COSTELLO: Error control coding, Prentice-Hall, En-
glewood, NJ, 1983.
204. LIPOFF, S.J.: "Personal communications networks bridging the gap be-
tween cellular and cordless phones," Proceedings of the IEEE, Vol. 82, No. 4,
April 1994.
205. LIU, C.L.: "Fade-Compensated and Anti-Multipath тг/4-QPSK in Dis-
persive Fast Rayleigh Fading Channels,” Doctoral Thesis, Dept of Electrical and
Computer Engineering, University of California, Davis (supervisor: Professor K.
Feher), December 1992, Davis, CA.
206. LIU, C.L., K. FEHER: "Pilot symbol aided coherent M-ary PSK in
frequency-selective fast Rayleigh fading channels," UC Davis report, Digital Com-
munications Research Laboratory, No. S-68, Submitted to the IEEE Trans, on
Communic, September 1990.
207. LIU, C.L., K. FEHER: "rr/4-QPSK modems for satellite sound/data
broadcast systems,” IEEE Transactions on Broadcasting Technology, Vol. 37, pp. 1-
8, 1991.
208. LIU, C.L., К FEHER: "A new filtering strategy to combat the delay
spread," Proceedings of the IEEE Vehicular Technology Conference, VTC-91, St.
Louis, MO, May 19-21, pp. 776-779, 1991b.
209. LIU, C.L., K. FEHER: "Bit-error-rate performance of тг/4-DQPSK in a
frequency selective fast Rayleigh fading channel," IEEE Transactions on Vehicular
Technology, Vol. 40, No. 3, August pp. 558-568, 1991c.
210. LIU, C.L., K. FEHER: "Proposed тг/4-CQPSK with increased capacity
in digital cellular systems,” Proceedings of the IEEE-International Conference on
Communications, ICC-92, Chicago, IL, June 15-17, 1992, 5 pages.
211. LOO, C.:"A statistical model for a land mobile satellite link," IEEE Trans-
actions oh Vehicular Technology, Vol. 34, No. 2, pp. 122-127, August 1985.
212. LORENZ, R.W., H.J. GELBRICH: "Bit error distribution in digital mo-
bile radio communication: Comparison between field measurements and fading
simulation." For exact date and reference see Peter Kriessen's paper at VTC-90
reference No. 4.
213. LOTSE, F. ET AL.: "Indoor propagation measurements at 900 Mhz," (Er-
icsson Radio, Stockholm), Proceedings of the IEEE-VTC-92-IEEE-Vehicular Tech-
nology Conference, Denver, May 1992, pp. 629-632.
505
214. LUCKY, R.W., J. SALZ and J. WELDON: Principles of Data Commu-
nication, McGraw-Hill, New York 1968.
215. LUKE, H.D.: Korrelationssignale, Springer-Verlag, Berlin, 1992
216 MACARIO, R.C.V., ED.: Personal and Mobile Radio Systems, Peter
Peregrinus Ltd., London, 1990.
217. MACARIO, R.C.V.: Cellular Radio Principles and Design, McGraw-Hill,
New York, 1993.
218. MACDONALD, J.: "Discussion of modulation parameters for the 2.4
GHZ FH PHY," a submission by Motorola, Document IEEE P.802.11-93/76, Den-
ver, CO, July 1993
219. MACDONALD, J., R. DEGROOT, C LAROSA: "Discussion of 0.39
GMSK modulation for frequency hop spread spectrum," a submission by Motorola.
Submission to IEEE 802.11 Wireless Access Methods and Physical Layer Specifi-
cations, Document IEEE P 02.11 93-97, May 1993.
220. MACDONALD, V.H.: "Advanced mobile phone service: the cellular con-
cept,” Bell System Technical Journal, Vol. 58, No 1, pp. 15-41, January 1979.
221. MACIEJKO, R.: "Digital modulation in Rayleigh fading in the pres-
ence of cochannel interference and noise," IEEE Transactions on Communications,
Vol. COM-29, No. 9, pp. 1379-1386, September 1981.
222. MALARKEYTAYLOR ASSOCIATES: "Top 20 international cellular mar
kets estimated as of June 30, 1993," MIA-EMCI, 1130 Connecticut Avenue, NW
Suite 325, Washington, D.C. 20036, Cellular Marketing, September 1993.
223. MARAL, G.: "The ways to personal communications via satellite," Inter-
national Journal of Satellite Communications, Vol. 12, No. 1, January/February
1994
224. MAR1NHO, J.: "Digital Standards Crossroads to the Future," Cellu-
lar Business, September 1992.
225. MARKOVIC, Z.: "Satellites in non-geostation ary orbits." Chapter 9 in
M. Miller, B. Vucetic, and L Berry, Satellite Communications: Mobile and Fixed
Services, Kluwer Academic Press, Boston, 1993.
226 MARTIN, P.M , A. BATEMAN, J P. MCGEEHAN and J.P. MARVILL:
"The implementation of a 16-QAM mobile data system using TTIB-based fading
correction technique,” Proceedings of IEEE 38th Vehicular Technology Conference,
pp 71-76, Philadelphia, PA, June 1988
227 MATHIOPOULOS, P, К FEHER: "Pilot Aided Techniques for System
Caused Phase Jitter Cancellation,” IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. 34,
No. 3, September 1988, pp. 356-366.
228. MATSUMOTO, T., A HIGASHI. "Performance analysis of RS-coded
M-ary FSK for frequency-hopping spread spectrum mobile radios,” IEEE Trans.
Vehic. TechnoL, August 1992.
229. MCCARROLL, T.: "The humongous hookup: New AT&T McCaw Sys-
tem,” Time Magazine, August 30, 1993.
230. MCGEEHAN, J.P. and A J. BATEMAN: " Phase locked transparent tone-
in-band (TTIB): A new spectrum configuration particularly suited to the transmis-
sion of data over SSB mobile radio networks," IEEE Transactions on Communica-
tions, Vol. 32, No. 1, pp 81-87, January 1984.
231. MEHDI, H. and K. FEHER: "Compatible power efficient NLA technique
(1 Watt) for DS-SS,” IEEE 802.11-94/04, Wireless Access and Physical Layer
Specifications, Jan 1994.
232. MESSER, D: "Worldwide survey of direct-to-listener digital audio deliv-
ery systems development since WARC-92,” Proceedings of the Third International
Mobile Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993
506
233 MIKULSKI, J.J. "A system plan for a 900-MHz portable radio tele-
phone,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 26, No. 1, pp. 76-81,
February 1977.
234. ILLER, J.M., B. VUCETIC, and L. BERRY: Satellite Communications-
Mobile and Fixed Services, Kluwer Academis Publishers, Boston, 1993
235. MOHER, M.L. and J.H. LODGE: ”TCMP-A modulation and coding strat-
egy for Rician fading channels," IEEE Journal on Selected Areas in Communications,
Vol. 7, No. 9, pp 1347-1355, December 1989.
236. MOLKDAR: "Review on radio propagation into and within buildings,”
IEEE Proceedings-H, Vol. 138, No. 1, pp. 61-73, February 1991.
237. MORA1S, D.H., K. FEHER: "Bandwidth efficiency and probability of
error performance of MSK and QKQPSK systems," IEEE Transactions on Com-
munications, December 1979 (pp. 1794-1801).
238. MORAIS, D.H., K. FEHER: " NLA-QAM: A method for generating high
power QAM signals through nonlinear amplification," IEEE Transactions on Com-
munications, March 1982 (pp. 517-522).
239 MOREIRA, A.J C , R.T. VALAOLAS and A.M DE OLIVEIRE DUARTE
"Modulation-encoding techniques for wireless infrared transmission," IEEE
P.802.11-93/79, May 1993.
240. MOREIRA, A.J.C , R.T. VALAOLAS and A.M. DE OLIVEIRE DUARTE:
"Infrared modulation method: 16 pulse position modulation," IEEE P.802.11-
93/154, September 1993.
241. MUROTA, K.: "Spectrum efficiency of GMSK land mobile radio,” IEEE
Transactions on Vehicular Technology, Vol. 34, No. 2, pp. 69-75, May 1985.
242. MUROTA, К., К HIRADE: "GMSK modulation for digital mobile radio
telephony," IEEE Transactions on Communications, July 1981.
243. NAGATA, V.: "Linear amplification technique for digital mobile commu-
nications,” IEEE VTC, pp. 159—164, Orlando, FL, 1990.
244. NAKAJIMA, A., M KURAMOTO, K. WATANABE, M. EGUCHI "In-
telligent digital mobile communications network architecture for universal personal
telecommunications (UPT) services," IEEE-VTC-91, St. Louis, MO.
245. NEWELL, R.P.: "Personal communication networks,” Radio-Electronics,
Vol 62, No. 5, May 1991, pp. 61-64
246 NGUYEN, J., R. TAM, T. WATTS, A ISIDORO: "Personal communi-
cations service-concept and architecture,” IEEE-VTC-91, St. Louis, MO.
247. NYQUIST, H.: "Certain topics in telegraph transmission,” Transactions
A.I.E.E., Vol. 47, No. 2, pp 617-644, April 1928
248. O'NEAL, J.B.: "Waveform encoding on voiceband data signals,” Pro-
ceedings of the IEEE, February 1980.
249. OHNISHI, H., M. MAKIMOTO, K. FEHER: "Spectrally efficient digital
broadcast systems operated in a phase noise environment," IEEE Transactions on
Broadcasting, Vol. 35, No. 1, March 1989, pp 31-39.
250 OKOMURA, Y., E. OHMORI, T. KAWANO, and K. FUKUDA: "Field
strength and its variability in VHF and UHF land mobile radio service,” Rev. Elec.
Communic. Lab., Vol. 16, September-October 1968.
251 OPPENHEIM, A V., R.W SCHAFER Digital Signal Processing, Prenti-
ce-Hall, Inc., Englewood Cliffs, NJ, 1975.
252. PARSONS, J.D., J.G. GARDINER: Mobile Communications Systems,
Halsted Press, John Wiley, New York, 1989.
253. PARSONS, J D , P.A. RATLIFF, M HENZE, and MJ. WITHERS
"Single-receiver diversity system," IEEE Trans. Commun., Vol. COM-21, Novem-
ber 1973, p. 1276.
507
254. PCMCIA, В. MCGURE: "PCMCIA Backgrounder; Background Infor-
mation on Personal Computer Memory Card International Association (PCMCIA)
and the PC Card Standard for Mobile Computing," published by PCMCIA, Sun-
nyvale, CA, 1995.
255. PERK, J.M., L BIALOK; "A chip set for the US digital cellular mo-
bile,” IEEE-VTC-91, St Louis, MO
256. PETERSON, W W .: Error Correcting Codes, MIT Press, Cambridge
MA, 1961.
257. PHAM-VAN, H., K. FEHER. "A class of two-symbol interval modems for
non-linear radio systems," IEEE Transactions on Communications, March 1983,
pp. 433-441.
258. PICKERING, L.W., E.N BARNHART, M L WITTEN. R.C. LU: "Trends
in multipath delay spread from frequency domain measurements of the wireless in-
door communications channel," Proceedings of the Third IEEE International Sym-
posium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Boston, Octo-
ber 1992.
259. PICKHOLTZ, R.L., L.B MILSTEIN and D.L SCHILLING: "Spread spec-
trum for mobile communications," IEEE Transactions on Vehicular Technology,
Vol. 40, No. 2, pp. 313-322, May 1991.
260. PICKHOLTZ, R L , D L SCHILLING, L.B MILSTEIN "Theory of
spread-spectrum communications: A tutorial," IEEE Transactions on Communi-
cations, May 1982.
261. PRAPINMONGKOLKARN, P, N. MORINAGA, and T. NAMEKAWA:
"Performance of digital FM systems in a fading environment," IEEE Trans. Aerosp.
Electron. Syst., Vol. AES-10, September 1974, p.698.
262. PRISCOLLI F.D. and F. MURATORE: "Assessment of a public mobile
satellite system compatible with the GSM cellular network," International Journal
of Satellite Communications, Vol. 12, No. 1, January/Februhry 1994.
263. PROAKIS, J.G. Digital Communications: Ed. 5, New York: MCGraw-
Hill, 1989
264. PROAKIS, J.G.: "Adaptive equalization for TDMA systems," IEEE
Transactions on Vehicular Technology, Vol. 40, No. 2, pp. 333-341, May 1991.
265. RAITH, K., J. UDDENFELDT: "Capacity of digital cellular TDMA sys-
tems," IEEE Transactions on Vehicular Technology, May 1991.
266. RAMSEY, J.L.' " Realization 'of optimum interleavers," IEEE Trans. In-
fo. Theory, May 1970, pp 338-345.
267. RAPPAPORT, T.S.: "Characterization of UHF multipath radio chan-
nels in factory buildings,” IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Au-
gust 1989.
268. RAPPAPORT, T.S., S. SCOTT, Y SEIDEL, and R. SINGH: "900
Mhz multipath propagation measurements for US digital cellular radiophone," IEEE
Transactions on Vehicular Technology, Vol. 39, No. 2, pp. 132-139, May 1990.
269. RAYCHAUDHURI, D. and N. WILSON: "Multimedia personal com-
munication networks (PCN): system design issues," Wireless Communications:
Future Directions, Kluwer Academic Publishers, Dordrecht, Netherlands, 1993,
pp 289-304.
270. RICE, S.O "Mathematical analysis of random noise," Bell System Tech-
nical Journal, July 1974.
271 RUSCH, R.J., P CRESS, M. HORSTEIN, R HUANG, and E. WISWELL:
"ODYSSEY: a constellation for personal communications," Proceedings of the 14th
508
AIAA International Communications Satellite Systems Conference, Washington,
D.C. March 22-26, 1992.
272. RUSH, С M "Summary of Conclusions of the 1992 World Administra-
tive Radio Conference," IEEE Antennas and Propagation Mag., Vol. 34, pp. 7-
14, June 1992.
273. RUSH, C.M.: "How WARC'92 will affect mobile services," IEEE Com-
munications Magazine, October 1992.
274. SAITO, S. and T. TAKAMI: "Adaptive carrier tracking (ACT) demod-
ulation for QPSK mobile radio transmission," Electronics Communications in
Japan, Part I, Vol. 76, No. 8, 1993.
275. SALEH, A., L J. CIMINI: "Indoor radio communications using time-
division multiple access with cyclical slow frequency hopping and coding," IEEE
Journal on Selected Areas in Communications, January 1989.
276. SALEH, A., J. SALZ: "Adaptive linearization of power amplifiers in digital
radio,” Bell Systems Technical Journal, Vol. 62, No. 4, pp. 1019-1033, April 1983.
277. SALMASI, A., K.S. GILHOUSEN: "On the system design aspects of code
division multiple access (CDMA) applied to digital cellular and personal communi-
cations networks," IEEE-VTC-91, St. Louis, MO (Authors are with Qualcomm).
278. SAMPEI, S.: "Performance of trellis coded 16-QAM/TDMA system for
land mobile communications," Proceedings of the IEEE Globecom, pp. 906.1.1-
906.1.5, 1990.
279. SAMPEI, S.: "Development of Japanese adaptive equalizing technolo-
gy toward high bit rate data tranmissibn in land mobile communications," IEICE
Transactions, Vol. E74, No. 6, June 1991.
280. SAMPEI, S., K. FEHER: "A method for universal link budget for com-
putation for PCS systems. Several aspects and computation approaches," Digital
Communications Research Laboratory, public file S70XX, ECE Dept., University
of California, Davis, CA, March 1992.
281. SAMPEI, S., K. FEHER: "Adaptive DC-offset compensation algorithm
for burst mode operated direct conversion receivers,” Proceedings of the IEEE VTC-
92, May 11-13, 1992, Denver, CO.
282. SCALES, W.. "Potential use of spread spectrum techniques in non-
government applications," MITRE, Report No. MTR-8OW335, Submitted to the
FCC, December 1980 (as printed in reference [KE-BI]).
283. SCHILLING, D.L.: "Wireless communications going into the 21st centu-
ry," IEEE Transactions on Vehicular Technology, Part II, August 1994.
284. SCHNEIDERMAN, R.: "For offshore wireless markets, the accent is on
rapid growth,” Microwave RF, August 1994.
285. SCHWARTZ, M., W.R. BENNETT, S. STEIN: Communication Systems
and Techniques, McGraw-Hill, New York, 1966.
286. SEIDEL, S.Y., ET AL : "The impact of surrounding buildings on prop-
agation for wireless in-building personal communications system design," VTC-
92, pp. 814-818.
287. SEO, J.S., K. FEHER: "Superposed Quadrature Modulated Baseband
Signal Processor," U. S. Patent No. 4,644,565, issued February 17, 1987.
288. SEO, J.S., K. FEHER: "Bandwidth compressive 16-stateSQAM modems
through saturated amplifiers," IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-
35, No. 3, March 1987b, pp. 339-345.
289. SEO, J.S., K. FEHER ’’Superposed Quadrature Modulated Baseband
Signal Processor,” Canadian Patent No. 1-265-851, issued February 13, 1990.
509
290. SEO, J.S., К. FEHER: "Bandwidth compressive 64-state SQAM modems
for nonlinearly amplified SATCOM systems,” International Journal of Satellite Com-
munications, Vol. 9, May-June 1991, pp. 149-154.
291. SEO, J.S., K. FEHER: "SQAM: A new superposed QAM modem tech-
nique,” IEEE Transactions on Communications, March 1985, pp. 296-300.
292. SEO, J.S., K. FEHER: "Performance of SQAM systems in an nonlinearly
amplified multichannel interference environment," IEEE Proceedings: F, Commu-
nications Radar and Signal Processing, June 1985, pp 175-180.
293. SEO, J.S., K. FEHER: "Performance of 16-state SQAM in a nonlinearly
amplified multichannel interference environment," IEEE Transactions on Commu-
nications, Vol. 36, No. 11, November 1988, pp. 1263-1267.
294. SHANNON, C.E.’ "A mathematical theory of communications,” Bell
Sys. Tech. Jour., 1948.
295. SHIMIZU, I , S. URABE, K. HIRADE, K. NAGATA, S. YUKI: "A new
pocket-size cellular telephone for NTT high-capacity land mobile communication
system,” IEEE-VTC-91, St. Louis, MO.
296. SILBERMAN, N. (ED ): "Draft proposal for a higher data rate frequency
hopping spread spectrum PHY standard," (known as "TEMPLATE” document),
IEEE P.802.ll-93/2IOa, January 10, 1994.
297. SILBERMAN, N. and J. BOER: "Draft proposal for a frequency hop-
ping and direct sequence spread spectrum PHY standard," IEEE 802.ll-93/83rl,
July 1993.
298 SILBERMAN, N.: "Proposal for a modulation technique for frequency
hopping spread spectrum PHY standard," a submission by California Microwave,
Inc., IEEE P.802.11-93/94, May 10, 1993.
299. SIMON, M.K. "Dual-pilot tone calibration technique,” IEEE Transac-
tions on Vehicular Technology, Vol. 35, No. 2, pp. 63-70, May 1986.
300. SIMON, M.K., C.C. WANG: "Differential detection of Gaussian MSK in
a mobile radio environment," IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. VT-
33, No. 4, pp. 307-320, November 1984.
301. SIMON, M.K., ET AL.. Spread Spectrum Communications, Vols. 1-3,
Computer Science Press, Rockville, MD, 1985.
302. SKLAR, B. Digital Communications Fundamentals and Applications,
Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1988.
303. SMULDERS, P.F.M., A.G. WAGEMANS: "A statistical model for the
MM-wave indoor radio channel," Proceedings of the Third IEEE International Sym-
posium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Boston, Octo-
ber 1992.
304. SOCCI, J.: ”GFSK as a modulation scheme for a frequency hopped
PHY," a submission by National Semiconductor, Document IEEE P.802.11-93/76,
Denver, CO., July 1993.
305. SODERSTRAND, M., ET AL. (with FEHER): "DS-SS and higher speed
FH-SS modem VLSI implementation," IEEE 802.11-94/06, Wireless Access and
Physical Layer Specifications, Jan. 1994.
306. STALLINGS, W/ ISDN: An Introduction, Macmillan Publishing Co.,
New York, 1989.
307. STEELE, R.: Mobile radio communications, Pentech Press, 1992.
308. STEIN, S.: "Fading channel issues in system engineering," IEEE Journal
on Selected Areas in Communications, Vol. 5, No. 2, pp 86-89, February 1987.
510
309. SUBASINGHE-DIAS, D.,: "New techniques for the improvement of ca-
pacity of digital mobile communications systems," Doctoral Thesis, Dept, of Elec-
trical and Computer Engineering, University of California, Davis (supervisor: Pro-
fessor K. Feher), May 1992, Davis, CA.
310, SUBASINGHE- DIAS, D., К FEHER: "Miller coded pilot aided modu-
lation schemes for digital mobile radio," Proceedings of the IEEE Vehicular Tech-
nology Conf., VTC-90, Orlando, FL, May 7-9, 1990.
311. SUBASINGHE-DIAS, D„ K. FEHER. "Coded 16-QAM with channel
state-derived decoding for fast fading mobile channels," UC Davis: DCRL Re-
port No. SC-7, October 1990.
312. SUBASINGHE-DIAS, D., K. FEHER: "rr/4-CTPSK: A new modem tech-
nique for mobile satellite radio systems," (Invited paper), IEICE Transactions on
Communications Electronics Information and Systems, The Institute of Electron-
ics, Information and Communications Engineers, Tokyo, Japan, Vol. E74, No. 8,
August, 1991, pp. 2247-2257.
313 SUBASINGHE-DIAS, D., K. FEHER: "A coded 16-QAM scheme with
space diversity for cellular systems,” Proceedings of the IEEE-International Confer-
ence on Communications, ICC-92, Chicago, IL, June 15-17, 1992, 5 pages.
314. SUBASINGHE- DIAS, D. and К FEHER: "Baseband pulse shaping for
rr/4-FQPSK in nonlinearly amplified mobile channels," IEEE Transactions on Com-
munications, October 1994.
315. SUZUKI, H., K. MOMMA, and Y. YAMAO: Digital portable transceiver
using GMSK modem and ADM codec,” IEEE JSAC, Vol. SAC-2, No. 4, pp. 604-
610, July 1984. (Also in IEEE Veh. Techn., Vol. VT-33, pp. 220-226, August 1984.)
316. SUZUKI, H., Y. YAMAO, and H. KIKUCHI. "A single-chip MSK coherent
demodulator for mobile radio transmission," IEEE Trans. Veh. Techn., Vol. VT-34,
No. 4, pp. 157-168, November 1985.
317. TAKASAKI, Y.: Digital Transmission Design and Jitter Analysis. Artech
House, Boston, 1991.
318. TAKATS, P., M. KEELTY, and H. MOODY: "A system architecture for
an advanced Canadian wideband mobile satellite system,” Proceedings of the Third
International Mobile Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena, CA, June 1993.
319. TAUB, H., D. SCHILLING: Principles of Communication Systems, 2nd
Ed., McGraw-Hill, New York, 1986.
320. TAYLOR, D.P., H.C. CHAN: A simulation study of two bandwidth effi-
cient modulation techniques,” IEEE Transactions on Communications, March 1981.
321. TEZCAN, L, K. FEHER: "Performance evaluation of differential MSK
(DMSK) systems in an ACI and AWGN environment," IEEE Transactions on Com-
munications, Vol. COM-34, No. 7, July 1986. pp. 727—733.
322. THOMAS, J.B.. An Introduction to Statistical Communication Theo-
ry, John Wiley, New York, 1968.
323 TOWNSEND, A.P.R.: Digital Line-of-Sight Radio Links: A Handbook,
Prentice-Hall International, England, 1988.
324. TREMAIN, T.E.: "The government standard linear productive coding
algorithm LPC-10,” Speech Technology, April 1982.
325. TRONDLE, K. and G. SODER: Optimization of Digital Transmission
Systems, Artech House, Boston, 1987.
326 TUCH B.: "Comments and measurements on the physical layer,” NCR
Corporation, Netherlands, Document IEEE, P.802.11/91-69, July 1991.
327. TUCH, B.: "An engineer's summary of an ISM band wireless LAN," NCR
Corporation, Netherlands, Document IEEE, P.802.11/91-69, July 1991.
511
328. TURIN, G.L. ET AL.: "A statistical model of urban multipath propa-
gation," IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol VT-21, No 1, pp. 1-
9, February 1972.
329. TURIN, G.L., ET AL.: "A statistical model of urban multipath propaga-
tion,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, February 1992
330. TURKMAN!, A.M.D., P.F. DE TOLEDO: "Radio transmission at 1800
MHz into and within multistory building," IEEE Proceedings, Part I, Vol. 138,
No 6, December 1991.
331. TUTTLEBEE, W.H., ED. Cordless Telecommunications in Europe,
Springer Verlag, London, 1990.
332. UNGERBOECK, G.: "Channel coding with multilevel/phase signals,”
IEEE Transactions on Information Theory, January 1982.
333. VAISNYS, A., D. BELL, J. GEVARGIZ, N. GOLSHAN: "Direct broadcast
satellite-radio receiver development," Proceedings of the Third International Mobile
Satellite Conference, IMSC 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993.
334. VANNUCCI, G., R.S. ROMAN: "Measurement results on indoor radio
frequency re-use at 900 MHz and 18 GHz," Proceedings of the third IEEE In-
ternational Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications
(PIMRC ’92), Boston, October 1992.
335. VILLARD, O.G., JR., J.M. LOMASNEY, and N.M. KAWACHIKA: "A
noise-averaging diversity combiner," IEEE Trans. Ant Prop., Vol. AP-20, Ju-
ly 1972, p. 463.
336. VITERBI, A.J.: "The evolution of digital wireless technology from space
exploration to personal communication services," IEEE Transactions on Vehicu-
lar Technology, Part II, August 1994.
337. VITERBI, A., J.K. OMURA: Principles of Digital Communication and
Coding, McGraw-Hill, New York, 1979.
338. WALKER, J., ED.: Mobile Information Systems, Artech House, Boston,
1990.
339. WAN, Z, K. FEHER: "Improved efficiency CDMA by constant envelope
SQAM," Proceedings of the IEEE VTC-92, May 11-13, 1992, Denver, CO
340. WAN, Z. and K. FEHER: "Modulation specifications for 2 Mb/s, DS-
SS system,” IEEE 802.11- 94/02, Wireless Access and Physical Layer Specifica-
tions. January 1994
341. WATERS, P.H. and D.C. SMITH: "A comparison of decision feedback
and Viterbi equalisers for UHF mobile radio communication," Land Mobile Radio
Fourth International Conference (Publ. No. 78), pp 73-79, 1987.
342. WIEDEMAN, A.R., AJ. VITERBI: "The GLOBALSTAR mobile satellite
system for worldwide personal communications," Proceedings of the Third Interna-
tional Mobile Satellite Conference IMSC? 93, Pasadena, CA, June 16-18, 1993.
343. WILSON, S.G., H.A. SLEEPER, PJ. SCHOTTLER, M.T. LYONS: " Rate
3/4 convolutional coding of 16-PSK: Code design and performance study,” IEEE
Transactions on Communications, December 1984
344. WIMMER, K.A. and J.B. JONES: "Global development of PCS," IEEE
Commun. Mag., Vol 30, No. 6, pp. 22-27, June 1992.
345. WOLFF, R.S. and D. PINCK: "Internetworking satellite and local ex-
change networks for personal communications applications," Proceedings of the
Third International Mobile Satellite Conference, IMSC? 93, Pasadena, CA, June
16-18, 1993.
346. WU, G., K. FEHER: "The impact of delay spread on multilevel FM
systems in a Rayleigh fading, CCI and AWGN environment," Proceedings of the
IEEE VTC- 92, May 11-13, 1992, Denver, CO
512
347. WU, K.T., К. FEHER: "Digital Modulation Techniques," Chapter in
The Froehlich/Kent Encyclopedia of Telecommunications, Vol. 6. Digital Mi-
crowave Link Design to Electrical Filters, Marcel Dekker, Inc., New York, NY,
1993, pp. 51-167.
348. YACOUB, M.D.: Foundations of Mobile Radio Engineering, CRC Press,
Inc., Boca Raton, Florida, 1993.
349. YANG, J., K. FEHER: "An improved тг/4-QPSK with nonredundant error
correction for satellite mobile broadcasting," IEEE Transactions on Broadcasting
Technology, Vol. 37, March 1991, pp. 9-16.
350. YONGACOGLU, A., D. MAKRAKIS, К FEHER: "Differential detec-
tion of GMSK using decision feedback," IEEE Transactions on Communications,
Vol. 36, No. 6, June 1988, pp. 641-649.
351. ZOGG, A.: "Multipath delay spread in a hilly region at 210 MHz,"
IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. VT-36, No 4, pp. 184-187,
November 1987.
Предметный указатель
Автовыбор 348
Алгоритм Витерби 287
— кодирования 44
Антенна направленная 80
Бит 128
Бюджет линии 79, А208124
— радиолинии 396
Вероятность ложной тревоги 289
— ошибки в слове 91, 289
— — на бит 58
— потери связи 402
Вокодер 54
— канальный 55
— с линейным предсказанием 55
Время замирания 77
— корегентности 77
Выброс максимальный 313
Выигрыш кодирования 270
— при обработке 304, 329
Генератор бита четности 311
— опорный 111
Голосование мажоритарное 295
Граница Феера 101
Группа частотная 17
Дальность связи 85
Декодер относительный 159
Декодирование 274
— Мэсси 286
— пороговое 285
Декорреляция временная 77
Дельта-модулятор 52
Дельта-модуляция 46, 52
Демодулятор фазовый 155
Демодуляция автокорреляционная 155
— когерентная 151, 154
— — фазовая 155
Дерево кодовое 284
Детектор когерентный фазовый 155
Джиттер 137
Диаграмма глазковая 133
Дисперсия 455
Доступ многоканальный 414
— многостанционный 319, 363
Дуплексирование временное 384
— частотное 384
Емкость системы 410
Задержка дополнительная 98
— сигнала 98
— среднеквадратичная 99
Замирания 227
— из-за многолучевости 71
— квазирелеевские 69, 94
— квазистационарное 94
— огибающей 71
— релеевские 69
— частотно-селективные 78
Затенение 71
Зона обслуживания 85
Зондирование цифровое 237
Изменение рассеяния 109
Имитатор замираний 106
Индекс модуляции 178
Интервал повторного использования
частот 402
Испытания натурные 104
Источник гауссовского шума 108
Канал 128
Квадратура 163
Квантователь скалярный 54
Клиппирование 68
Код блоковый линейный 273
— Бойза-Чоудхури-Хоквингема 279
— Голея 280
— Грея 162
— Рида-Саломона 281
— систематический 273
514
— Хемминга 271, 275
— циклический 277
Кодек речевой 62
Кодер блоковый 54
— относительный 159
— сверточный 437
— с импульсным возбуждением 56
Кодирование блоковое 269
— сверточное 283, 439
— с линейным предсказанием 63
Компандирование 49
Контроль задержки 59
— эха 59
Корректор адаптивный 254
— трансверсальный 257
— с алгоритмом адаптации 258
Коррекция 254
— адаптивная 254, 260
Косинус приподнятый 140
Коэффициент ошибки на бит 148
— помехозащищенности 306
— усиления 88
Линия обратная 324
— прямая 324
Манипуляция с минимальным
частотным сдвигом 129, 144, 175
Матрица порождающая 273
Модель Рамлера 99
— релеевских замираний 93
Модулятор перемножающий 161
Модуляция дифференциальная кодово-
импульсная 51
— кодово импульсная 44
— ортогональная 433
— с решетчатым кодированием 248
— со сдвигом 161
— цифровая 21
— частотная 175
Мощность передатчика 399
— спектральная 146
Несущая 91
Огибающая 72
Ожидание математическое 454
Остаток 55
Отношение несущая/помеха, 211
— несущая/шум, 210
Ошибка квантования 58
Перегрузка крутизны 53
Передаточная функция 149
Передача с повторениями 295
— узкополосная 413
Перемежение 267, 439
Перестройка частоты 307
— — быстрая 329
— — медленная 326
Пилот-сигнал 237
Полоса корегентности 78
— модулирующих частот 72
— частот основная 57
Помеха 209
— внутриканальная 425
— соканальная 121, 209, 215
Последовательность Голда 313
— псевдослучайная 308
Потери абсолютные 84
— при распространении 71, 78, 81, 89
Преобразование аналого-цифровое 44
— цифро-аналоговое 44
Профиль временного рассеяния 98
— гауссовский 99
— двухлучевой 99
— одностронний экспоненциальный 99
Радиочастота 72
Разнесение поляризационное 346
— пространственное 346, 412
— угловое 346
Распределение гауссовское 456
Распространение многолучевое 71
Рассеяние временное 72, 96, 118
— доплеровское 71, 75-77
Расстояние хемминговое 270
Расширение спектра 298
— -— квадратурное 436
Свертка спектра 152
Сигнал возбуждения 55, 135
— линейно модулированный 150
Символ 128
— проверочный 269
— Уолша 433
Синтез автоматический 258
Синхронизация 157, 262, 335
Система транкиговая 17
Сканирование 349
Скорость битовая 58, 128
515
— кодовая 269
Сложение додетекторное 348
— с равными весами 348
Смеситель балансный 163
Смещение доплеровское 109
Сота 17
Способность исправляющая 288
Среднее локальное 396
— по эоне 78
— территориальное 396
Станция узловая 363
Структура глазковая 135
Схема восстановления несущей 128
— — тактовой частоты 159
— фазовой автоподстройки частоты
232
Телевидение цветное 50
Теорема дискретизации 47
— Найквиста 138
Трасса непрямой видимости 79
— прямой видимости 79
— распространения 71
Управление передачей вызова 18
Уровень огибающей 165
Фаза 100
— минимальная 100
— неминимальная 100
Фильтр 128
— Баттерворда 197
— гауссовский 197
Фильтрация предмодуляционная 128,
144
Формат БВН 129
— ВН 129
Функция автокорреляционная 308
— Бесселя 224
— взаимокорреляционная 308
— плотности вероятности 452
— — — релеевское 458
— прямоугольная 179
— распределения вероятностей 452
Характеристика импульсная 134
— частотная 67
Частота выбросов 94
— доплеровская 76
— Найквиста 134
— — угловая 140
— пересечения уровня 95
— центральная 91
Чувствительность пороговая 88
Шлюз 363
Шум аддитивный белый гауссовский
128
— дробления 53
Экранирование 71
Энергия на бит 221
Эрланг 411
Эффективность полосы частот 127
— спектральная 218, 383, 409, 414
— энергетическая 222
Эхокомпенсатор 61
Эхоподавитель 60
16-QAM 384
4 FM 384
ADC 431
А закон 49
CPFSK 245
СРМ 245
FBPSK 386
FQPSK 192
FQPSK 385
GSM 118, 431
Inmarsat 26, 364
Intelsat 372
Iridium 364, 375
JDC 121
Mobilesat 27
т-последовательность 311
NADC 121
Odyssey 34, 367, 374
О QPSK 161
QAM 245
QPSK 384
SQAM 205
SQPSK 161
TCM 245
д-закон 49
r/4-DQPSK 167, 384
516
Оглавление
Предисловие........................................... 5
Выражения признательности... 13
Глава 1. Введение в подвижную радиосвязь —- беспро-
водную, сотовую, цифровую, персональную... 14
1.1. Краткое содержание............... ... 14
1 2 Подвижная с^вязь: эволюция и основы.................. 14
1.3. Частотные диапазоны для подвижных спутниковых служб и
систем со спутниками на низких и средневысотных земных ор-
битах ................................................... 27
14 Системы персональной радиосвязи. Универсальные цифровые
системы персональной связи . . 31
1.5. Стандарты: важность национальной и международной стан-
дартизации .......................................... 35
1 6. Мобильные персональные кгомпьютеры и системы персональ-
ной связи............................................ 36
1.7. Рынок сотовой связи США и мировой рынок... 38
Глава 2. Кодирование речи в беспроводных системах
связи............................................... 44
2.1 Введение в технику цифровой обработки сигналов (ЦОС) в бес-
проводных телефонных и вещательных системах........ 44
2.2 . Методы кодирования звука и речи .... 46
2.3 Американские и европейские речевые кодеки... 62
Глава 3. Распространение радиоволн и технические кон-
цепции сотовых систем связи. ........ 69
3.1. Введение........................................ 69
3.2. Основы распространения радиоволн и системные концепции 69
3 3. Основы усиления антенн .............. 78
3.4. Характеристики распространения радиоволн . . 80
3.5 Модели радиосигналов с замираниями, обусловленными мно-
голучевым распространением... ..... 90
3.6. Измерительная аппаратура и измерения в условиях лаборатор-
ных и натурных испытаний. ...... ЮЗ
3.7. Результаты натурных измерений временного рассеяния . 112
3.8. Промышленные стандарты ддя моделей распространения ра-
диоволн................................................. 118
3.9. Задачи............................................. 122
Глава 4. Методы цифровой модуляции/демодуляции 126
4.1. Введение......................................... 126
4.2. Системы передачи в основной полосе частот .... 127
4.3. Принципы работы и структура модемов................ 150
517
4.4. Помехи................................................ 209
4.5. Определения и показатели спектральной и энергетической эф-
фективности ............................................. 218
4.6. Характеристики систем подвижной связи в сложной помеховой
обстановке............................................... 226
4.7. Преимущества когерентной демодуляции по сравнению с неко-
герентной................................................ 240
4.8. Усовершенствованные виды модуляции...................... 245
4.9. Адаптивная коррекция в системах с частотно-селективными за-
мираниями и временным рассеянием......................... 254
4.10. Синхронизация демодуляторов, работающих в пакетном режи-
ме: восстановление несущей и тактовой частоты............ 262
4.11. Задачи......................... .. ................ 263
Глава 5. .Кодирование с исправлением и обнаружением
ошибок................................................. 267
5.1. Требования к контролю ошибок........... 267
5.2. Перемежение............................................. 268
5.3. Блоковое кодирование.................................... 269
5.4. Сверточное кодирование.................................. 283
5.5. Цена исправления ошибок — снижение передачи............. 288
5.6. Вероятность ошибки в слове, вероятность ложной тревоги и ве-
роятность ошибки на бит.................................. 289
5.7. Система передачи с повторениями и мажоритарным голосова-
нием. Концепции и характеристики......................... 294
5.8. Автоматический запрос повторной передачи................ 296
Глава 6. Системы с расширенным спектром .. 298
6.1. Введение............................................ 298
6.2. Основные концепции систем с расширенным спектром..... 299
6.3. Псевдослучайные последовательности...................... 308
6.4. Характеристики системы с прямым расширением спектра.. 314
6.5. Многостанционный доступ на основе кодового разделения ка-
налов (МДКРК): системы с прямым расширением спектра и
перестройкой рабочей частоты............................. 319
6.6. Системы с расширением спектра путем перестройки рабочей
частоты.................................................. 326
6.7. Синхронизация систем с расширенным спектром............. 335
6.8 Применение технологии расширения спектра в системах сото-
вой, персональной и подвижной связи..................... 343
6.9. Задачи.................................................. 343
Глава 7. Методы разнесения в системах подвижной ра-
диосвязи ................................................ 345
7.1. Введение................................................ 345
7.2 Методы организации ветвей разнесения и сигнальных путей.. 346
7.3 Методы комбинирования и коммутации при разнесенном при-
еме ..................................................... 348
7.4. Улучшение характеристик несущая/шум, несущая/помеха .... 352
7.5. Улучшение характеристики помехоустойчивости (усредненного
значения Pf)......................................... 356
7 6 Заключение.... 362
7.7. Задачи............................................ 362
Глава 8. Персональная подвижная спутниковая связь.. 363
8.1. Введение......................................... 363
8.2. Интеграция геостационарных, низко- и среднеорбитальныхспут-
никовых систем с наземными подвижными системами.......... 366
8.3. Программы персональной спутниковой связи.. 367
Глава 9. Вопросы проектирования сотовых и беспровод-
ных систем................................. 377
9.1. Введение........................................... 377
9.2. Методы доступа: МДВРК (с временным и частотным дуплек-
сированием), МДЧРК МДКРК с программной перестройкой
рабочей частоты; МДКРК с прямым расширением спектра и
МСД с контролем конфликтов....... 378
9.3. Сравнение параметров радиоаппаратуры, реализующей коге-
рентный и некогерентный методы демодуляции сигналов с
BPSK, DQPSK и тг/4-DQPSK и линейным усилением, а так-
же с GMSK, GFSK, 4-FM и FQPSK и нелинейным усилением. 381
9.4. Расчет бюджета радиолиний в цифровых беспроводных сото-
вых системах связи....................................... 396
9.5. Использование спектра в цифровых системах беспроводной по-
движной связи........................................... 408
9.6. Анализ емкости и пропускной способности (задержки сообще-
ний) и сравнение беспроводных систем с GMSK, GFSK и FQPSK 421
9.7. Беспроводные сотовые системы МДВРК............... • 429
9.8. Цифровая сотовая система стандарта IS-95 с МДКРК и расши-
ренным спектром........................................ 431
9.9. Стандарты для беспроводных ЛВС..................... 440
9.10. Беспроводная персональная связь.... .. 444
9.11. Задачи 451
Приложение...... 452
1 Статистическая теория связи: термины, определения и понятия 452
2 . Программный продукт CREATE-1....................... 460
3. Патентованные Обществом д-ра Феера фильтр, цифровая обра-
ботка сигналов и способы коррелированной модуляции/радио-
частотного усиления лицензированные компанией Digcom тех-
нологии реализации сигналов GMSK, GFSK, FBPSK и FQPSK 468
Список литературы.... 495
Предметный указатель................................ 514
518
Производственное издание
Феер Камило
Беспроводная цифровая связь.
Методы модуляции и расширения спектра
Редактор Н.Г. Давыдова
Корректор Т.В. Дземидович
Обложка художника В Г. Ситникова
Оригинал-макет выполнен в СКТБ Компьютерных сетей в пакете CyrTUG-
EMjgX с использованием кириллических шрифтов семейства LH.
Верстка в TgXe Ю.Н Чернышов
ИБ » 2869
ЛР 010164 от 29.01.97
Подписано к печати 18 12 2000 Формат 60x90/16. Печать офсетная.
Усл печ л. 32,5 Усл кр отт 33,0. Уч.-изд. л. 32,47.
Гарнитура Helvetica. Тираж 2000 экз. Изд. № 24177. Зак. 57
Издательство «Радио и связь» 103473, Москва, 2-й Щемиловский пер. д. 4/5.
Типография издательства «Радио и связь». 103473, Москва, 2-й Щемиловский
пер. д. 4/5.
ЦЕНА