Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов - Яковлев В.Н., Герасимов С.М., Мигулин И.Н.

Автор: Яковлев В.Н. Герасимов С.М. Мигулин И.Н.

Теги: электроника радиотехника электротехника

Год: 1969

Похожие

МРБ-575. Импульсная техника

Справочник по радиоэлектронике

Справочник радиолюбителя

Справочник Радиолюбителя

Текст

С.М. ГЕРАСИМОВ, И. Н.МИГУЛИН, В. Н.ЯКОВЛЕВ
<7 ВСТ В
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
++ УСИЛИТЕЛЕЙ
ГЕНЕРАТОРОВ
Издание третье

iiiiCCl

ГОСУДАРСТВЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
технической литературы УССР
Киев — 1961
В книге изложены основы расчета усилите-
лей, генераторов и импульсных схем на полу-
проводниковых приборах.
Книга предназначена для широкого круга
инженеров и техников, работающих в области
применения полупроводниковых приборов, а так-
же студентов радиотехнических факультетов и
подготовленных радиолюбителей.
I
ПРЕДИСЛОВИЕ
За время, прошедшее с момента выхода в свет пер-
вого издания книги, в области полупроводниковой электро-
ники достигнуты серьезные успехи. В частности, отече-
ственной промышленностью освоено производство боль-
шого количества новых, более совершенных полупровод-
никовых приборов различного назначения, имеющих боль-
шое научное и народно-хозяйственное значение.
Широкое внедрение полупроводниковых приборов во
многих отраслях народного хозяйства имеет огромное зна-
чение для успешного решения грандиозных задач техни-
ческого прогресса и в особенности для,, комплексной ав-
томатизации и механизации производства.
В книге описаны методы расчета различных эле-
ментов электронной аппаратуры с применением полупро-
водниковых триодов и диодов. Где это было возможным,
методика расчета полупроводниковых устройств макси-
мально приближена к методике, применяемой при расчете
аналогичных ламповых схем. Последнее должно создать
известные удобства для лиц, знакомых с ламповой элек-
троникой.
В связи с появлением значительного числа новых
типов полупроводниковых триодов и дальнейшей разра-
боткой вопросов их применения книга существенно пере-
3
работана и дополнена. Отдельные главы ее написаны за-
ново, другие дополнены новыми схемами, характеристи-
ками и примерами расчета.
Авторы сознают, что книга не лишена отдельных не-
достатков, поэтому они будут благодарны всем лицам,
которые выскажут свои замечания.
Главы 1, 2, 3 и 12 написаны И. Н. Мигулиным,
4, 5 и 6 — С. М. Герасимовым, 7, 8, 9, 10 и 11 —
В. Н. Яковлевым.
Замечания и пожелания просим направлять по адресу:
г. Киев, 4, Пушкинская, 28, Гостехиздат УССР.
Авторы.
Глава I
ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА плоскостных
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДОВ
1. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И НИЗКОЧАСТОТНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ ПЛОСКОСТНЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДО В
В усилительные схемы полупроводниковый триод
обычно включается как четырехполюсник, имеюший два
входных и два выходных зажима. Так как триод имеет
только три вывода, один из них
оказывается одновременно и входным
и выходным, т. е. является общим.
Наиболее часто в усилителях при-
меняется включение триода с общим
эмиттером, показанное на рис. 1.
Кроме него можно использовать
включение с общей базой и с общим
коллектором.
Для случая не слишком сильных
сигналов *, в соответствии с пра-
вилами теории четырехполюсников,
Рис. J. Включение
полупроводникового
триода по схеме с об-
щим эмиттером.
/
связь между напряжениями и токами на внешних зажимах
можно выразить в виде системы двух линейных' уравне-
ний с четырьмя независимыми коэффициентами, образую-
щими систему параметров триода. Так как возможны три
схемы включения триода и в качестве двух независимых
переменных могут приниматься различные комбинации из
четырех величин напряжений и токов, можно составить
* Это условие будет подробно оговорено ниже.
5
весьма большое количество систем параметров. Все они
определенным образом характеризуют свойства полупро-
водникового триода и с формальной точки зрения являют-
ся совершенно равноправными. Принципиально также
безразлично будут ли приняты в качестве независимых
переменных напряжения или токи.
Используя различные системы параметров, можно
построить отличающиеся внешне методы анализа и рас-
чета усилительных схем, приводящие, в конечном счете,
к одним и тем же результатам. Очевидно, что целесо-
образнее всего использовать систему параметров наиболее
привычную для лиц, работающих в области радиоэлектро-
ники. Такой системой является система У-параметров.
Учитывая большое сходство между включением , лампы
по схеме с общим катодом и полупроводникового триода
по схеме с общим эмиттером, а также распространенность
последней, её и следует принять в качестве основной.
Тогда в системе У-параметров для малых амплитуд пере-
менных напряжений уравнения токов записываются в виде
1б = YцЙб + У 1аЙк 1
/к = у21йб + у22йк Г
Здесь /б и /к — амплитуды токов базы и коллектора;
(7б и Ок — амплитуды напряжений между соответ-
ствующими электродами и эмиттером (рис. 1).
Коэффициенты Уп, У12, У2х и У22 имеют размер-
ность проводимостей и в общем случае являются ком-
плексными. Рассматривая их физический смысл, легко
установить, что Уп представляет входную проводимость,
У12— проводимость обратной связи, взятую с отрицатель-
ным знаком, У21—крутизну характеристики и У22—внут-
реннюю проводимость триода в режиме короткого замы-
кания на входе и выходе. Чтобы в дальнейшем упростить
запись индексов, лучше отражать их физический смысл
и иметь дело с положительными величинами, целесо-
образно вместо Уп, У12, У21 и У22 соответственно обо-
значать У, —УОбр. S и У{. Тогда уравнения (1.1) пере-
пишутся в виде
/б = YU6 — У обр^к
(1.2)*
6
Рис. 2. Семейство выходных статических характеристик
• триода.
Рис. 3. Семейство входных статических
характеристик триода.
1
На достаточно низких частотах все проводимости трио-
да оказываются активными и практически не зависят от
частоты. Их величины могут быть легко измерены или най-
дены по семействам статических характеристик.
Системе У-параметров соответствуют семейства стати-
ческих характеристик, имеющих большое сходство с харак-
теристиками электронных ламп. На рис. 2 изображено
семейство выходных статических характеристик в коорди-
натах iK, uK и на рис. 3 — входных характеристик в коор-
динатах г'б, «б- С их помощью раскрывается смысл У-па-
раметров и определяются значения последних для области
низких частот. Входная проводимость
o_di±
<о=0 ё диб
wK=const
проводимость обратной связи
У обр
_п __м
-£°бр- ^Kl„6=const
крутизна характеристики
(1-3)

S
= s,
(U=0
о — гьГ
wK=const
и внутренняя проводимость
*4 |иб=const
Величины (1.3) образуют
раметров полупроводникового
Рис. 4. Эквивалентная схема по-
лупроводникового триода, спра-
ведливая для области низких
частот.
систему низкочастотных па-
триода. При подстановке
их в уравнения (1.2) лег-
ко определить амплитуды
токов базы и коллектора,
а также построить соот-
ветствующую им эквива-
лентную схему (рис. 4).
Для большинства совре-
менных маломощных плос-
костных триодов значе-
ния низкочастотных пара-
метров обычно находятся
в следующих пределах:
8
g ~10~3-?- 10-2-!-, gaep^io-e —, So^IO-2-fIO-1-
° СШ SODp OJK ’ 0 OJK
и ^KT4 —.
Ri ом
У мощных триодов соответствующие величины в десятки
раз больше.
В случае, когда рабочие частоты не превышают единиц
килогерц, расчеты можно производить, пользуясь низко-
частотными парамётрами. При работе на более высоких
частотах расчет существенно усложняется, так как связь
между токами и напряжениями принимает часторюзави-
симый характер. При этом/-параметры (как и параметры
любой другой системы) становятся комплексными и яв-
ляются функциями частоты.
2. ЧАСТОТНЫЕ СВОЙСТВА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДОВ
Применение теории четырехполюсников не позволяет
вскрыть причины частотной зависимости параметров и
дать для них практически приемлемые выражения. По-
этому приходится прибегать к изуче-
нию физических процессов, происходя-
щих в полупроводниковом триоде.
Современные плоскостные триоды
по их принципу действия можно раз-
делить на диффузионные и дрейфовые.
У первых из них эмвдтерный и кол-
лекторный р—п переходы разделены
базовым слоем (рис. 5) с равномерно
распределенными примесными атомами.
При этом внутри базового слоя, как и
внутри однородного полупроводника,
Рис. 5. Схемати-
ческое устройство
плоскостного
триода.
электрическое поле практически отсут-
ствует.
Поток инжектируемых в базу не-
основных носителей зарядов управ-
ляется разнсстью потенциалов, прикла-
дываемой извне кэмиттерному переходу Благодаря этому,
непосредственно около эмиттера в базе создается повы-
шенная концентрация введенных носителей. Дальнейшее
их движение через базу к коллектору происходит в
отсутствии электрического поля лишь в результате диф-
9
фузии из участков с большей концентрацией в участки
с меньшей концентрацией.
Большая часть введенных в базу носителей достигает
коллектора и создает в его цепи управляемый ток. Однако
некоторая их часть рекомбинирует внутри базы или вы-
ходит из активной области триода и рекомбинирует на
свободной поверхности базы. Эта часть носителей участ-
вует в образовании тока базы, который нагружает источ-
ник сигналов на входе и, следовательно, является нежела-
тельным.
Анализ упрощенной одномерной идеализированной
модели полупроводникового триода позволяет достаточно
точно определить зависимости токов эмиттера, коллектора
и базы. Ток эмиттера оказывается пропорциональным
напряжению на эмиттерном р — п переходе ДЭб и практи-
чески совпадает с ним по фазе
/э = (А 4- £эб) О*.
Коэффициент пропорциональности (A -f- g3o) представ-
ляет проводимость эмиттерного перехода. Составляющая
тока базы 1^, вызванная рекомбинацией части вводимых
носителей, имеет активный характер и может быть пред-
ставлена как
?б1 == ^Гэб^эб*
Здесь проводимость g3a определяет часть тока эмит-
тера, ответвляющуюся в базу. Что же касается тока кол-
лектора, то в результате учета явления диффузии носи-
телей его величина записывается в циде
г AU эб
к chaw’
где a — D — коэффициент диффузии носителей,
ш—угловая частота и w — толщина слоя базы.
Для умеренно высоких частот выражение гиперболи-
ческого косинуса может быть разложено в степенной ряд
и приближенно представлено двумя первыми членами
г AUэб AUэб /1 Д'»
к ~ . а2к»2 1 + /штк ’ \ • J
к»2
где тк = - .
10
Последнее выражение может быть представлено и в
другом широко известном виде
А }
j __ AUa6 ____ А + g36 __ я/э
1+мк - , М
а а
в котором а — коэффициент усиления по току и —
критическая частота.
Так как в базу втекает ток эмиттера, а из нее выте-
кают токи коллектора и базы, вследствие непрерывке сти
тока в цепи базы должна появиться еще дополнительная
составляющая тока
/б2 = Мб - 7К = Мб fi - —) ~ ~ 0эб.
Нетрудно убедиться, что она имеет емкостный харак-
тер, причем коэффициент -^=СЭб представляет емкость,
называемую диффузионной. Таким образом, полный ток
базы можно выразить в виде
/б =/б1 4* 7б2 = (^эб 4* /^Сэб) Йэб- (1-5)
Вредное действие тока базы состоит не только в том,
что он нагружает источник сигналов. Этот ток встре-
чает на пути из активной области базы к её внешнему
выводу довольно значительное распределенное сопротив-
ление базы гб- При этом значительная часть напряже-
ния Об, приложенного к внешним зажимам база — эмиттер,
теряется, и управляющее напряжение на эмиттерном
переходе
О.б = Об — 1бГб - ' (1.6)
оказывается значительно ослабленным.
С ростом частоты, ток базы (1.5) резко возрастает,
что приводит к снижению напряжения 0.6 (1-6), а сле-
довательно и к уменьшению тока коллектора. Это об-
стоятельство является главной причиной завала частотной
характеристики полупроводниковых усилйтелей.
Наглядное пояснение того, что ток базы имеет емко-
стный характер, дает рассмотрение векторных диаграмм.
Втекающий в базу под воздействием управляющего Ha-
ll
пряжения Дэб ток эмиттера практически совпадает с ним
по фазе на всех представляющих интерес уастотах
(рис.*6 и 7). Ток коллектора образуется теми носите-
лями, которые в результате диффузии
I) достигают коллекторного перехода. Так
как на диффузию носителей через базу
из6 затрачивается некоторое время, коллек-
торный ток запаздывает по отношению
‘6 ,0 к току эмиттера на фазовый угол,
увеличивающийся с ростом рабочей ча-
стоты.
На очень низких частотах время за-
Рис. 6. Вектор-
ная диаграмма
токов триода на
низких часто-
тах.
паздывания много меньше периода коле-
баний и его можно не учитывать (рис. 6).
Направления токов эмиттера и коллектора
взяты противоположными потому, что
первый входит в базу, а второй вытекает
из неё.
Ток базы, согласно первому закону Кирхгофа, равен
К 9
векторной сумме токов 7Э и 7К. Так как эти векторы
противофазны и вектор /э больше вектора /к, ток базы
k
/б совпадает с векторами /э и 0зб по фазе
(рис. 6) и, следовательно, является актив-
ным.
На более высоких частотах период
колебаний и время запаздывания стано-
вятся соизмеримыми. При этом вектор /к
запаздывает на некоторый фазовый угол
<рДр, увеличивающийся с ростом частоты
(рис. 7). В результате суммарный век-
тор 1б оказывается сдвинутым в сторону
опережения на угол, близкий к 90°, и
его модуль увеличивается с ростом ча-
стоты. Иными словами, он имеет ем-
Рис. 7. Вектор-
ная диаграмма
токов триода на
высоких часто-
тах.
костный характер.
Диффузионные триоды в силу особенностей техно-
логии их производства обычно имеют довольно толстую
базу, и «ремя запаздывания тока коллектора в них
довольно велико. Этим объясняются сравнительно низкие
пределы рабочих частот диффузионных триодов, которые
в настоящее время не превышают 10-4—20 Мгц.
12 -
В дрейфовых триодах вследствие неравномерного
распределения примесных атомов в слое базы образуется -
внутреннее электрическое поле, которое является уско-
ряющим для вводимых из эмиттера носителей. Кроме
того, технология производства дрейфовых триодов поз-
воляет значительно уменьшить толщину базы. Оба эти
фактора во много раз снижают время запаздывания тока
коллектора и соответственно расширяют пределы рабочих
частот до сотен Мгц.
Хотя механизм дрейфа но-
сителей в ускоряющем поле
существенно отличается от ме-
ханизма диффузии, ' оба они
вызывают запаздывание тока
коллектора. Поэтому качествен-
ная картина частотной зависи-
мости токов в обоих типах
триодов получается одинако-
вой. Разница получается лишь
в количественных соотноше-
ниях. Последнее дает возмож-
ность использовать для токов
дрейфового триода соотношения
(1.4), (1.5) и (1.6).
Рассмотренные нами зави-
симости определяют процессы
во входных элементах полу-
Рис. 8. Схематическое рас-
положение внутренних про-
водимостей и емкостей по-
лупроводникового триода.
проводникового триода и свя-
зывают величины токов с внешним 0б и внутрен-
ним 0эб управляющими напряжениями. Влияние коллек-
торного напряжения 0к на токи триода обусловлено
главным образом явлением модуляции толщины слоя базы
под его воздействием. При изменении коллекторного на-
пряжения меняется толщина коллекторного запорного
слоя, причем эти изменения направлены в основном в
сторону базы. Изменения толщины базы приводят к из-
менению объемного заряда носителей внутри неё, к из-
менению распределенного сопротивления Гб и просвета
между р — п переходами. Все эти явления вызывают
появление дополнительных активной проводимости и ем-
кости между коллектором и базой, а также благодаря
возникновению внутренней обратной связи появление
13
некоторой эквивалентной проводимости между эмиттером
и коллектором.
Представляя схематическое расположение внутри триода
всех перечисленных выше проводимостей и емкостей
(рис. 8), приходим к одному из известных видов экви-
валентной схемы триода, показанной на рис. 9. Эта схема
Рис. 9. «Физическая» эквивалентная схема полупроводникового
триода.
достаточно полно отражает физические процессы в полу-
проводниковом тр иоде и дает вполне удовлетворительную
аппроксимацию его свойств практически на всех частотах,
на которых данный триод может эффективно использо-
ваться.
3. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА И СИСТЕМА ПАРАМЕТРОВ
ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ТРИОДА
Полученная выше эквивалентная схема полупроводни-
кового триода (рис. 9), несмотря на её наглядность, ока-
зывается неудобной для практического использования.
Входящие в её состав проводимости и емкости трудно
поддаются непосредственному измерению, а управляемый
ток коллектора выражается через неизвестное напряжение
на эмиттер ном переходе. Кроме того, пользование этой
схемой при анализе и расчете усилителей заставляет
каждый раз заново составлять уравнения токов.
Чтобы избавиться от указанного недостатка, целесо-
образно схему (рис. 9) и систему параметров преобра-
зовать к виду наиболее удобному при выполнении рас-
четов. Такое преобразование лучше всего осуществить
пут§м использования приемов теории четырехполюсников,
вычислив, например, для неё У-параметры.
14
Обозначив проводимости цепей Уэб=§эб+1'ыСэб, Убк —
=ёбк + /“Сбк. можно для схемы рис. 9 составить выраже-
ние тока базы
Л> = Кэб£Л>б — Гбк({>к—t/эб). | (1-7)
Решая совместно (1.6) и (1.7), получим
Л + Убк^кгб ^б + ^бкгб^к /1 ох
• иэб = ---;------•---~ , (1.о)
*+^б + ^б 1+^6
так как величины g6K и СбК обычно на несколько поряд-
ков меньше, чем g36 и СЭб- Подставляя в (1.7) найденное
значение СЭб и сделав те же пренебрежения, найдем
/б =
у V
^—и6-------
* + ^эбг б * + ^эбг б
(1-9)
Аналогично для тока коллектора
7к = А6/Эб "Ь S3rU к -р Убк (i7K — Uэб)
К
после подстановки (1.8) и пренебрежения проводимостью
Убк по сравнению с А, получаем
' = л—^б+ йбк-p^kUk. (1.10)
Эб'б \1+ГЭбГб /
Сравнивая полученные выражения токов базы (Г.9) и
коллектора (1.10) с уравнениями (1.2), без труда полу-
чаем значения У-параметров
обр --
эб
^эбгб
бк___
П>бгб
S =------------

(1.11)
эб'б
и
1 + уэбгб
Далее остается привести зависимости (1.11) к кано-
ническому виду, исключив из них трудноизмеряемые
. 15
величины и вводя параметры, измерение которых не пред-
ставляет трудностей.
Развертывая выражение Y, получим
3 8э6 ,<оСаб
__ g-,6 + lwCзб _____ 1 + ёэбгб 1 + ёэбгб
1 + 0?эб + /“СЭб) гб !аСэбгб
+ |+g,y6
При ш = 0 оно в соответствии с (1.3) должно перейти
в активную проводимость g, что дает
g =
Обозначив
ёэб
1 + §эбГб
СЗбГб _____
1 + ёэбгб ~ Т’
окончательно получим
_1_ gr6 + /и-с
гб 1 + /<0'с
(1-12)
Рис. 10. Эквивалентная
схема входных элемен-
тов полупроводникового _
триода.
Постоянная времени т входит
в выражения всех Y- параметров
и физически представляет собой
постоянную времени входных эле-
ментов эквивалентной схемы трио-
да (рис. 10). Измерение этой по-
стоянной времени не представляет
существенных трудностей, и по-
этому ее целесообразно принять
в качестве одного из парамет-
ров полупроводникового триода.
Совершенно аналогично выражение
А
А. __ 1 + g96f6
1 +(ёэб + !<*Сэб)гб 1+/“^
при <о — 0 дает
Q ___
° >+^б
и окончательно
i-rfe- <из>
*
16
Подобным же образом можно получить
__ ^бк (1.14)
и Ь-Р-1 +£эбГб у ёрбр Г обр ~ ] +
а также
— = (1 -J- 50Гб) g6K + gsK
и
У — _L 1 /м5°гбСбк . • с (1-15)
Проделанные преобразования позволили получить наи-
более простую и удобную форму записи частотной зави-
симости У-параметров
у __L gr6 + , ~ Гб 1 + /ют ’ (1-12)
У _ 8обр + 7“сбк , у°бр— 1+/ют > (1-14)
S = — 1 + (1-13)
и
. 1 ju>sor6C6
у/=/?-.+ j+/ют +Л»Сбк. (1.15)
В эти выражения, кроме четырех низкочастотных
параметров g, g06p> So и R; (1.3), входят еще три допол-
нительных высокочастотных параметра: постоянная вре-
мени т, распределенное сопротивление базы Гб и коллек-
торная емкость Сбк. Совокупность семи перечисленных
выше независимых величин и образует систему параметров
полупроводникового триода. Наиболее существенными из
них, главным образом влияющими на качественные пока-
затели триода, являются входная проводимость g, кру-
тизна характеристики So, постоянная времени т, распре-
деленное сопротивление базы Гб и коллекторная емкость
СбК. Параметры g06p и /?, играют менее существенную
роль и в большинстве расчетов могут не учитываться.
*. Постоянная времени обычно имеет величину порядка
1. мксек для сплавных и тысячных долей микросекунды
2 1640
17
для дрейфовых триодов. Распределенное сопротивление
базы — от десятков до сотен ом. Коллекторная емкость —
от десятков пф для сплавных и единиц пф "для дрейфо-
вых триодов.
Низкочастотные параметры могут быть измерены в
соответствии с правилами, определяемыми теорией четы-
рехполюсников. Постоянную времени т удобнее всего
определять по частотной характеристике тока коллектора,
снятой в режиме короткого замыкания. Из выражения
(1.2) видно, что при 0к = 0 и Us = const частотная ха-
рактеристика определяется частотной зависимостью кру-
тизны (1.13). По двум точкам этой характеристики можно
Рис. 11. П-образная эквивалентная схема
полупроводникового триода.
рассчитать т. Для определения распределенного сопро-
тивления базы можно воспользоваться выражением вход-
ной проводимости Y (1-12), которое при <«-> со дает
у I — —
1 I СО —> 00 •
* гб
Отсюда следует, что гб может быть измерено как
входное сопротивление на высоких частотах. Емкость
коллекторного перехода можно измерять любым известным
способом.
Основным уравнениям токов (1.2) соответствует П-об-
разная эквивалентная схема (рис. 11), которая отличается
от низкочастотной схемы (рис. 4) только тем, что в нее
вместо низкочастотных параметров входят комплексные
проводимости (1.12) — (1.15). Весьма существенным до-
стоинством этой схемы является ее совпадение с широко
18
используемой эквивалентной схемой электронной лампы
(рис. 12). Сравнивая получающиеся для нее уравнения
токов
ie = ^SK + Yag)OgK-YagUa>-
1а= — Y ag) UgK + (Y ак 4~ Y ag) Uа
с выражениями (1.2), легко убедиться, что для полупро-
водниковых усилителей можно использовать основные фор-
мулы из теории ламповых схем, заменив в последних
YaK значениями У — УОбР, УОбР)
величины YgK, Yag, S и
5-|-Уобр и Yc—Y обр-
Это обстоятельство на-
много упрощает анализ
и расчет полупроводни-
ковых усилителей, по-
зволяя применить к ним
хорошо разработанные
методы и приемы лам-
повой электроники. В
частности, для всех тре
йдк
0-
Рис. 12. Эквивалентная схема элек-
тронной лампы.
схем включения полупроводни-
кового триода в усилитель путем указанной замены полу-
чаются следующие формулы.
Для усилителя с общим эмиттером
(1.16)
& - + '
увх = у-Лу06Р; (1-17)
су v v । °6p 1 вых — 1 i г • (1-18)
Ус + У
Для усилителя с общей базой
3 + Y,
. <L19)
yBX = S + Y + (l — 7<)(yz—УОбр);
(1.20)
(1-21)
Y вых
S(Yt-Y0^)
JS + Y + Y^
2*
19
Для усилителя с общим коллектором
Лх — Гобр 4-(1-/С)У; (1.23)
УВЫх = У/-Уобр4-(5 4-У)^±^р. (1.24)
г -f- г с
Здесь К — коэффициент усиления по напряжению;
Увх — входная и Увых — выходная проводимости
усилителя;
' У с— внутренняя проводимость источника сигна-
лов и
Ун — проводимость нагрузки.
Соотношения (1.16) — (1.24) представляют собой го-
товые исходные формулы, пригодные для исследования
любых схем полупроводниковых усилителей. Для их
использования необходимо только знать значения У-па-
раметров полупроводникового триода.
4. ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ОТ РЕЖИМА РАБОТЫ
Отличительной особенностью полупроводниковых три-
одов является сильная зависимость токов от температуры
Рис. 13. Статические характери-
стики коллекторного тока'триода
при различных температурах р— п
переходов.
переходов, а следователь-
но, и от окружающей темпе-
ратуры. В свою очередь,
параметры триода и его
усилительные свойства яв-
ляются функциями рабо-
чих токов. На рис. 13 по-
казана зависимость тока
коллектора триода типа
П401 от. напряжения на
£азе при различных тем-
пературах корпуса. Из
рассмотрения этих зави-
симсстей следует, что при
изменении температуры на
+ 40° С коллекторный ток
триода меняется от ни-
20
чтожно малой величины до предельно допустимых зна-
чений. Если не приняты специальные меры, такие резкие
изменения тока могут привести к полному нарушению
работы устройства, в котором используется полупровод-
никовый триод.
При работе усилителя наиболее существенное значе-
ние имеет эффект, получаемый на его выходе, Кроме
того, наиболее сильным изменениям обычно подвержены
коллекторные напряжение и ток’, поэтому выбор и под-
Рис. 14. Зависимость параметров от тока коллектора.
держивание нужного режима должны производиться преж-
де всего по коллекторной цепи. Для сохранения же перво-
начально выбранного положения исходной рабочей точки
обычно используются схемные способы стабилизации
режима.
Экспериментальные исследования зависимости пара-
метров от режима и температуры показывают, что их
величина наиболее сильно меняется под воздействием
изменений тока коллектора. Влияние изменений окру-
жающей температуры на величину параметров проявляется
главным образом косвенно, через изменения режима.
Если же обеспечивается поддерживание постоянства тока
и напряжения коллектора, то непосредственное влияние
температуры на параметры оказывается незначительным.
Даже при изменениях температуры на несколько десят-
21
ков градусов отклонения параметров не превышают
10—30%. В большинстве случаев с такими изменениями
можно не считаться.
На графиках (рис. 14 и 15) показала зависимость
параметров полупроводникового триода типа П-13А от
тока и напряжения на коллекторе. Такой же характер
зависимости от указанных величин имеют параметры и
других диффузионных и дрейфовых триодов.
Сильная зависимость па-
Рис. 15. Зависимость емкости
Сбк от напряжения на кол-
раметров от тока коллектора
свидетельствует о заметно вы-
раженных нелинейных свой-
ствах полупроводниковых
триодов.
То, что величины пара-
метров являются практически
линейными функциями тока
коллектора, дает удобный
способ пересчета значений,
лекторе. измеренных при одном токе
коллектора, к любому дру-
гому режиму. Если известна величина параметров при
токе коллектора iK1, то для произвольного тока tK2
пересчет можно произвести с помощью приближенных
формул
So (гк2) — Т-5 So (z’ki)
g(42) = ^g(iK1)
. 1
Ч‘к2) = г-2Ч*К1)
4К2 J
(1.25)-
От напряжения на коллекторе большинство парамет-
ров зависит слабо. Исключение представляет только кол-
лекторная емкость Сбк, которая приблизительно обратно
пропорциональна корню квадратному из напряжения ык.
Для ее пересчета к другому режиму можно использовать
формулу -
Сбк (иКа) =\/ ~ (М- ' (1 -26)
Г “к2
22
Другим важным следствием линейной зависимости
параметров от тока является то, что расчеты, выполнен-
ные для слабых сигналов, остаются справедливыми и при
сильных сигналах. Последнее справедливо во всех слу-
чаях работы триода без отсечки коллекторного тока и
объясняется тем, что при линейной зависимости от тока
усредненные за период величины параметров численно
совпадают с их значениями в исходной рабочей точке.
При расчете, изготовлении и налаживании схем боль-
шое значение имеет разброс параметров применяемых
приборов. Имея дело с полупроводниковыми триодами,
приходится учитывать как разброс их статических харак-
теристик, так и разброс самих параметров.
Наибольшим у отдельных образцов данного типа ока-
зывается разброс тока коллектора при фиксированном
смещении на базе. Отклонение тока у различных экземп-
ляров может достигать нескольких сотен процентов. Это
обстоятельство заставляет применять схемы с плавающим
смещением, обеспечивающие автоматическую стабилиза-
цию тока коллектора. Приходится также учитывать и
значительный разброс по току базы, который также может
составлять сотни процентов. Для уменьшения его влияния
рекомендуется в цепи ^азы не делать больших сопро-
тивлений постоянному току.
Разброс крутизны характеристики у полупроводни-
ковых триодов обычно меньше, чем у электронных ламп,
и составляет не более 10 — 20%. Разброс коллекторных
емкостей также не превышает десятков процентов. Что
же касается разброса таких важнейших параметров, как
постоянная времени и, сопротивление базы гб и входная
проводимость g, то, к сожалению, он продолжает оста-
ваться весьма большим и может достигать 100 и более
процентов. Последнее снижает в ряде случаев точность
расчетов и затрудняет подбор триодов. Однако довольно
большое количество схем оказывается нечувствительным
к разбросу этих параметров, поэтому правильный выбор
схемных решений позволяет успешно бороться и с этим
недостатком.
Разброс параметров и g06p хотя и велик, но на
работу усилителей он влияет слабо. Обычно с ним
можно не считаться.
MMA/W-
Глава 2
СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ПЛОСКОСТНЫХ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
1. УСИЛИТЕЛИ С ВЫСОКООМНОЙ НАГРУЗКОЙ
По характеру нагрузки полупроводниковые усилители
можно разделить на три различные группы.
1. Полупроводниковый триод работает на высокоом-
ную нагрузку.
2. Полупроводниковый триод непосредственно нагру-
жен на входное сопротивление следующего каскада.
3. В полупроводниковом
усилителе выполнено согла-
сование сопротивлений.
Высокоомную нагрузку
обычно имеют оконечные
каскады,работающие на теле-
фоны, электронно-лучевую
трубку и т. п., а также
каскады, после которых сле-
дует электронная лампа.
В случае высокоомной
нагрузки на качественные
показатели усилителя влияют
Рис. 16. Схема усилителя с вы-
сокоомной нагрузкой.
как параметры самого триода,
так и элементы цепи нагрузки. Нагрузка чаще всего
состоит из активного сопротивления и некоторой па-
разитной емкости Сн, шунтирующей его (рис. 16).
Воспользовавшись выражением коэффициента усиле-
24
ния для включения триода по схеме с общим эмиттером
(1.16) и подставив в него величины S, Yt и
Ytt = ± + hCK,~ (2.1)
“н
получим
+ D~ + /“С'
(1 + —F /о)С' j + l'aSorдСбк
где
С' = Сн + Сбк-
Введя обозначения
1 + ± = ±
Rl R3
C'R3 = тв
Sor бСбк/?э = ''I
окончательно найдем
____________________SqR,___________________=
(1 + М) (1 + 1^в) + Mi
___________________________________________Ro.
1 + /<•> (* + Тв + Tj) 4- (/со)2 ттв ’
(2.2)
(2.3)
в котором Ко — S0R3 — коэффициент усиления на сред-
них частотах.
Если паразитная емкость Сн не превышает 10 — 20пф,
то, как правило, выполняется условие тв <Mi и выраже-
ние (2.3) может быть приближенно заменено более
простым
<2Л>
модуль которого равен
К = . ... .
/1 + (г +Ч!)2
(2.5)
Вводя понятие коэффициента частотных искажений.
Д'
М = и решая (2.5) относительно <о, получим выраже-
25
ние для определения верхней граничной частоты
пропускания
р _
Гв 2n(z+^-
полосы
. (2.6)
Из выражений (2.2) и (2.6) следует, что, изменяя ве-
личину сопротивления, нагрузки R„, можно в некоторых
пределах менять полосу пропускания усилителя. Однако
следует иметь в виду, что с уменьшением RH полоса
пропускания расширяется медленнее, чем убывает уси-
ление. Даже в пределе, при RH -> 0, верхняя граничная
частота в схеме (рис. 16) не может быть сделана боль-
шей чем
_ У'ЛРТГГ
Fb max ~ • (2-7)
Выполненный анализ показывает, что схему (рис. 16)
целесообразно применять лишь при сравнительно узкой
требуемой полосе пропускания. Расширения полосы про-
пускания путем уменьшения сопротивления нагрузки
имеет смысл добиваться до тех пор, пока остается спра-
ведливым неравенство > т.
Важным показателем усилителей с высокоомной на-
грузкой является величина выходного напряжения. Мак-
симальная величина его амплитуды ограничивается усло-
виями
к max
0,5Дк тах
и
Uк шах
0,5/к тах Rh
(2.8)
где Ек max — предельно допустимая э.д.с. источника пи-
тания коллекторной цепи;
Д max — максимально допустимый ток коллектора.
Для -учета реакции усилителя с высокоомной нагруз-
кой на источник сигнала или предшествующий каскад
необходимо определить его входную проводимость. Под-
ставив в (’1.17) выражение коэффициента усиления (2.4),
получим
уВх==у-^обР = 1-^±£-т +
.______________ ^обр 4-
"Г 1 + /со(т + Т1 + Тв) 1 + /щт
26
Записанное в таком виде выражение входной прово-
димости каскада оказывается весьма громоздким и не-
удобным при анализе предшествующего усилителя. По-
этому, не внося существенной погрешности, его целесо-
образно заменить приближенным
. ~ 1 вгб + S0r6go6pR3 + + Т1 + Тв)
гб 1 + /со (т + ТЦ тв)
~~б' 1+/-ЭКВ '• ( /
Нетрудно видеть, что входная проводимость каскада
с высокоомной нагрузкой записывается точно так же, как
и входная проводимость триода при короткозамкнутом
выходе, имеющего эквивалентные параметры
ёэкв = g + S0/?3g'o6p,
= 'С1 "{'’'•В-
Частотная и фазовая характеристики рассмотренного
каскада имеют простейший вид. Их форма практически
от разброса параметров.
не зависит ни от режима, ни
Эти факторы будут влиять
только на величину коэффи-
циента усиления и ширину по-
лосы пропускания. Отклонения
коэффициента усиления будут,
главным образом, вызываться
разбросом крутизны и зави-
симостью её от режима. На
нестабильность полосы про-
пускания оказывает влияние
разброс параметров т, Сбк, Ль
Рис. 17. Схема усилителя
с корректирующей индук-
тивностью.
So и
Значительное расширение полосы пропускания обес-
печивает усилитель с корректирующей индуктивностью,
схема которого показана на рис. 17. Подставляя в (1.16)
значения соответствующих проводимостей, для коэффи-
циента усиления получим следующее выражение:
1 , iaSor6^6K ,___________Ri + j<»L__________
1 + /сот RHRt + /<oZ, (RH + Ri)
Так как на сравнительно невысоких частотах первые
два слагаемые знаменателя по модулю значительно мень-
27
ше третьего, то, не внося заметной погрешности, вели-
чину
1 , 1ш$огбСбк
Ri 1 + /<вт
можно заменить её предельным значением, к которому
она стремится на высоких частотах,
При этом выражение коэффициента усиления можно
представить в виде
= “ S(1 + /х) [ 1 + jx (Ь + с) — х2ас] ’ (2•11)
где
а = — , & =—, с =— и х = шт.
т т т
Входящие сюда величины определяются
соотноше-
НИЯМИ
1 1 2
= Лвыхм + Л,
'2 L U + + *вых J
Т3 = с Rs
Включение в усилитель корректирующей
(2.12)
индуктив-
ности L и сопротивления Rr позволяет изменять форму
его частотной, фазовой и переходной характеристик. Со-
ответствующим подбором коэффициентов а, Ъ и с можно
добиться получения оптимальной формы любой из этих
характеристик. В частности, определяя условие опти-
мальной частотной характеристики, получим
а2 = 1 -ф (& + с)2 — 2ас |
а2с2 + (6 + с)2 — 2ас = О J
откуда, исключая коэффициент Ь, найдем
(2.13)
(2.14)
28
Соответствующая этим условиям частотная характе-
ристика принимает вид
1Л_
ко
1
г 1 + с2 +
(2-15)
Задаваясь коэффициентом частотных искажений М и
требуя значительного расширения полосы пропускания
(хв^1), из (2.15) получим
/(1 + х*)(ЛГ~1) _
(2.16)
где хв = 2t.Fbz и Fb— верхняя граничная частота, отсчи-
тываемая на уровне •
Найденное значение параметра с дает возможность по-
следовательно определить величины всех элементов схемы,
обеспечивающие заданную полосу и оптимальную форму
частотной характеристики,
о __
Лэ с,
п 2. ^э^вых м
Лн — р ___р
Авых«о АЭ
b= J//’r^2(2J/n=^-c)-c~r2?-c
= (1-Ь)/?н(Ян + ЛвыхД
1 ^вых«-^(1-Н
И
I _ Т
р 1 -j- С2 Ra + Ri f
(2.17)
Для оценки эффективности усилителя определим про-
изведение коэффициента усиления на квадрат верхней
граничной частоты
K0F*B = S0RBFl
X
которое в результате подстановки FB = , Rs из (2.17)
и с из (2.16) оказывается равным
р2 _ Soct77= _ 5» И М2 — 1
Логв — с, 27tC' ‘ 2лт
(2.18)
29
Таким образом, усиление каскада с корректирующей
индуктивностью оказывается обратно пропорциональным
квадрату полосы пропускания. Последнее может быть
объяснено тем, что завал частотной характеристики оп-
ределяется как частотными свойствами самого триода,
так и влиянием паразитной емкости С, шунтирующей
нагрузку. Предельная полоса, при которой 7<0 обра-
щается в единицу.
. F — — 1 So ф М- — 1 ?2 1Q)
\ Г В. max - 2л |/ c,z (2.1У)
определяет границы применимости схемы (рис. 17). Сле-
дует также подчеркнуть, что расчет и анализ схемы по
формулам (2-10) — (2.17) может производиться только
тогда, когда выполняется условие В про-
тивном случае, обычно при использовании высокочас-
тотных (чаще всего дрейфовых) триодов, замену (2.10)
делать нельзя. В этом случае в выражении коэф-
фициента усиления К можно пренебречь лишь величиной
1
-=-, а также при паразитных емкостях, не превышающих
20-т-ЗО пф, и членом и>С'.
При невозможности получить частотную характерис-
тику вида (2.15) отпадает также необходимость в шун-
тировании индуктивности сопротивлением Ry. С учетом
сказанного, выражение коэффициента усиления можно
записать в следующем виде:
$0
___________1 + .
/ю^огбСбк 1
1 -р /СОТ -р /<>£ *
В частном случае, когда
выражение коэффициента усиления принимает простей-
ший вид
1 + iu>Sor6C6KRe ’
30
причем верхняя граничная частота и усиление на сред-
них частотах определяются формулами
1
Fb. 2^огбСбк/?н ’
Ко = S0RH.
Полученные зависимости справедливы при использова-
нии высокочастотных триодов, когда Rtt < Rt и <оС' <
«л;-
В рассмотренном усилителе условия (2.13), а следо-
вательно, и форма частотной характеристики зависят от
параметров полупроводникового триода. В результате
разброса параметров и при изменениях режима работы
форма частотной и переходной характеристик также под-
вергается изменениям. Поэтому схема (рис. 17) оказы-
вается критичной в отношении подбора триодов и изме-
нений режима. Она нуждается в особо тщательной ста-
билизации режима, а после изготовления или смены
триодов требует специальной подгонки её элементов.
2. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ
С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ
В каскадах предварительного усиления очень часто
коллекторная цепь предыдущего каскада непосредствен-
но (через разделительный конденсатор) связывается с
цепью базы последующего.
Весьма часто в качестве
предварительных исполь-
зуются каскады усилителя 0
на сопротивлениях (рис.
18). При таком включении
нагрузкой каскада, кроме
сопротивления в цепи кол-
лектора, является также Рис.
и входное сопротивление
следующего каскада. С
учетом этого, для области средних и верхних частот
можно полагать, что проводимость нагрузки
+ Увх2- (2.20)
31
Подставляя значение Ун в (1.16), для коэффициента
усиления получим
+ /?! + R2 + ^вх2
Так как на практике всегда выполняются условия
У,| }Увх21 и то внутренней проводимостью
У,- и влиянием сопротивления утечки /?3 можно прене-
бречь. Значительная величина входной проводимости сле-
дующего каскада обусловливает сравнительно небольшое
усиление на каскад, не превосходящее обычно нескольких
десятков. Благодаря этому входную проводимость (1.17)
можно приближенно считать равной
Увх2~У. (2.21)
Если все каскады усилителя одинаковы и в них ис-
пользованы однотипные триоды, то с учетом сделанных
приближений получим
Гда !Г,= Й + «'
Отсюда легко найти усиление на средних частотах
А0 = 50/?э=г^- (2.23)
1 -г gKi
к^Ъерхнюю граничную частоту
Р _ (1 + g/?t)
Ri
гб
Анализ этих выражений показывает, что с уменьше-
нием сопротивления нагрузки 7?! усиление убывает быст-
рее, чем расширяется полоса пропускания. Вычисляя про-
32
изведение усиления на верхнюю граничную частоту при
М = У 2
<2-25>
убеждаемся, что эффективность усилителя при малых
снижается. Поэтому добиваться расширения полосы за
счет уменьшения целесообразно лишь до тех пор,
пока отношение „—— близко к единице. Делать 7?! <
К1 + гб
< Гб не имеет смысла, так как при этом полоса расши-
ряется крайне незначительно, а усиление падает сильно.
Известный интерес представляет частный случай, когда
> у. При этом выражения (2.22) — (2.25) упрощаются
и принимают вид
К =— (2.26)
gr6 + /ап '
К. = ^; (2.27)
Г».7= g (2.28)
И
W,7=^. ' (2.29)
Нетрудно заметить, что эффективность усилителя в
этсм случае получается наибольшей, а его качественные
показатели определяются только параметрами самого
триода. Следует также отметить, что в усилителе на
сопротивлениях при 7?i у величины /Со и Fq,7 мало за-
висят от режима работы триода. Последнее объясняется
тем, что определяющие их параметры So, g и т имеют
одинаковый характер зависимости от режима, и их отно-
шения остаются практически постоянными. Независимость
качественных показателей от режима является одним из
положительных свойств усилителя на сопротивлениях.
Что же касается полосы пропускания, то вследствие м'а-
лой величины произведения gr6 она получается довольно
узкой и в этой схеме принципиально не может быть сде-
лана больше чем
Л),7 max = 2^ • Ч
3 1в40 33
ч
Этим схема полупроводникового усилителя (рис. 18)
принципиально отличается от лампового усилителя на
сопротивлениях.
Для анализа работы усилителя л области нижних
частот можно воспользоваться эквивалентной схемой, по-
казанной на рисунке 19. Эта схема ничем не отличается
от аналогичной схемы для лампового усилителя. Поэтому
можно воспользоваться готовыми формулами, применяе-
мыми при расчете аналогичных усилителей на электрон-
Рис. 19. Эквивалентная схема усилителя на
сопротивлениях, справедливая для области
низких частот.
ных лампах. Необходимо только учесть, что влиянием
сопротивления Т?2 по сравнению с у можно пренебречь.
В результате замены соответствующих величин в форму-
лах для лампового усилителя на сопротивлениях полу-
чим
Лн =---------
1 + /ШТН
(2.30)
где
1,1,
С1 Ri+Ri+e
> 1- J_
RiR}
34
При выполнении
условия приближенно
т - С*
Ri Ri
(2.31)
и нижняя граничная
1
частота, отсчитываемая на уровне
1
Fh = —;-----= .
2irtHp ЛР — 1
(2.32)
Рассматривая выражения (2.31) и (2.32), нетрудно ви-
деть, что для получения достаточно низкого значения FH
необходимо выбирать Ri возможно большим. Однако
делать Ri большим внутреннего сопротивления Re не
имеет смысла, так как это не дает заметного расшире-
ния полосы,.в сторону нижних частот, а чрезмерно боль-
шая величина Ri приводит лишь к потере на нем значи-
тельной части питающего напряжения.
Одним из существенных недостатков усилителей на
сопротивлениях является сравнительно узкая полоса про-
пускания. Даже при использовании лучших сплавных
триодов с постоянной времени т< 1 мксек полоса про-
пускания в них обычно не превышает 20 — 30 кгц. На
дрейфовых триодах также не удается получить полосу
больше нескольких сотен килогерц. Это обстоятельство
объясняется весьма неблагоприятным характером частот-
ной зависимости входной проводимости триода (1.12). Из
этого выражения видно, что проводимость Y меняется от
значения g на низких частотах до — на высоких. Замет-
гб
ное её возрастание начинается у сплавных триодов уже
на частотах порядка 10 кгц, что и приводит к резкому
снижению усиления на более высоких частотах.
Из сказанного следует, что для расширения полосы
пропускания необходимо скомпенсировать неравномерность
входной проводимости. Так как уменьшить входную про-
водимость на высоких частотах принципиально невоз-
можно, логическим решением задачи является увеличение
полной проводимости нагрузки на низких частотах.
На рис. 20 изображена схема усилителя, в кото-
ром в цепь коллектора включена цепочка L, R. Подби-
рая соответствующим образом величины сопротивления
3* 35
и индуктивности, можно получить желаемый эффект ком-
пенсации полной проводимости.
Коэффициент усиления усилителя (рис. 20) при ис-
пользовании сплавных триодов может быть записан в
следующем виде:
S 50гб (1 + Mj)
К 1 — г >
R Y -g (1 + + (1 + Ml) (grб + /шт)
где .
Поскольку форма частотной характеристики этого уси-
лителя получается довольно сложной, здесь также воз-
Рис. 20. Схема усилителя с
компенсацией неравномерности
входной проводимости триода.
можно получение соответ-
ствующих оптимальных ха-
рактеристик. Существенный
практический интерес пред-
ставляет частный случай,
когда постоянные времени
нагрузочной ' цепи и триода
равны
= т. (2.33)
Тогда в результате со-
кращения выражение коэффи-
циента усиления упрощается и может быть преобразовано
к виду
к =
5огб
гб + 8^ + М
R’
1 + joyt--"
гб
(2.34)
в котором
К = (2.35)
Из выражения (2.34) легко может быть найдено уси-
ление на средних частотах
Ко = SoR9 (2.36)
и верхняя граничная частота
_ у ЛР _ 1. гб
в 2лт R3‘
(2.37)
36
S
При отсчете полосы пропускания на уровне 0,7 произ-
ведение усиления на полосу получается равным,-
(2.38)
и не зависит от величины сопротивления
Таким образом, подбирая соответствующее значение
сопротивления R и соблюдая условие (2.33), можно в
широких пределах изменять полосу пропускания. Причем
полоса и усиление оказываются обратно пропорциональ-
ными друг другу. Интересно, 'fro схема усилителя с ком-
пенсирующей индуктивностью (рис. 20) при выполнении
условия (2.33) по своим характеристикам и по зависи-
мости усиления и полосы от эквивалентного сопротивле-
ния /?э полностью аналогична ламповому усилителю на
сопротивлениях.
В зависимости от величины сопротивления можно клас-
сифицировать следующие случаи. Если Еэ>гб, имеет
место неполная компенсация неравномерности входной
проводимости триода. При /?э < г6 получается переком-
пенсация, выражающаяся в том, что на низких частотах
полная проводимость оказывается большей, чем на высо-
ких. В случае 7?э = г6 происходит полная компенсация
неравномерности Y. При этом полная проводимость на-
грузки
5 + Ё = - ' (2.39)
R + ]u>L' гб v 1
оказывается чисто активной и не зависит от частоты.
Для получения полной компенсации, кроме условия (2.33),
необходимо обеспечить еще выполнение равенства
или
R = ^6. (2.40)
Анализируя общее выражение коэффициента усиления,
можно потребовать выполнения условий получения опти-
мальной частотной характеристики. Если составить вы-
ражение модуля коэффициента усиления, то для осуществ-
37
ления наиболее равномерной характеристики необходимо
выполнить следующее условие:
4 Г / \ I2 Я
1 +Т2 +^э(ч —т) —2^-э.
1 L \ гб ' J гб
Разрешая это условие относительно тх> после соответст-
вующих преобразований получим
Г-1//1-М2 . (l-A + dp 11
Т1 = ч V \d+v + - -d J ’ (2-41)
где d = £ и h = gr6. *
^9
Выражение оптимальной частотной характеристики
может быть представлено в виде
£ = — ' 1 . . (2.42)
Ко / 1 со4 (Т] т)2
• d2 (1 + 0>2Tj)
Приравнивая это выражение к получаем условие
(2.43)
связывающее верхнюю граничную частоту с парамет-
рами т, и d.
В случае использования дрейфовых триодов сделан-
ное в выражении коэффициента усиления пренебрежение
внутренней проводимостью / приводит к заметным по-
грешностям. С учетом влияния внутренней проводимости
его можно записать в следующем виде:
is ___________________________1 + /гот_____________________
1 , /“УбСбк , . г , 1 , 1 gf6 + ‘
- 1 + /сот ’’’ бк R ^|_ Гб 1 -|_
Здесь оказывается возможным пренебречь лишь чле-
нами Ч и /шСбк, после чего получим
/\г
__________________So (1 4- /COTt)________________________.
-р- (1 + /“т) + — Г1 + /“х1) [gr6 + /<О (т + 50Г^С6к)]
к rt> » о
38
Дальнейший ход рассуждений может быть проведен
так же, как и для усилителя на сплавном триоде. В част-
ности, при выполнении условия (2.33) аналогично (2.34)
находим
К = -'----------^5-------Г • (2.44)
1 +/<> (* + $0ГбСбк)-8
, г к
Из этого выражения видно, что в случае применения
дрейфового триода верхняя граничная частота опреде-
ляется несколько иной формулой
КАР— 1 гб
2л(т + 50г2бсбк) ' V
(2.45)
Подводя итог сказанному, следует отметить, что схема
полупроводникового усилителя с компенсацией откры-
вает широкие возможности для варьирования величиной
полосы пропускания. При этом произведение усиления
на полосу остается постоянным и не зависит ни от ши-
рины полосы, ни от величины элементов нагрузки. Кроме
того, форма частотной характеристики и другие показа-
тели усилителя с компенсацией мало подвержены влия-
нию изменений режима. Это является особенно ценным
качеством рассмотренной схемы.
3. УСИЛИТЕЛИ С МЕЖКАСКАДНЫМ СОГЛАСОВАНИЕМ
Одной из причин низкого усиления при непосредст-
венном соединении между каскадами является неблаго-
приятное соотношение входного и выходного сопротивле-
ний соединяемых каскадов. Вследствие малого входного
сопротивления и большой величины выходного, предшест-
вующий каскад отдает на вход следующего лишь незна-
чительную мощность. Отдаваемую мощность, а следова-
тельно, и напряжение на входе следующего каскада можно
увеличить до максимально возможной величины, осуществ-
ляя согласование сопротивлений.
Для выполнения межкаскадного согласования может
быть использовано любое трансформирующее , устрой-
ство с подходящим коэффициентом трансформации и ма-
лыми потерями. В усилителях звуковых частот для этого
используются низкочастотные трансформаторы с сердеч-
39
никами из ферромагнитного материала. В усилителях вы-
сокой или промежуточной частоты согласование можно
осуществлять с помощью одиночных или связанных кон-
туров.
На рисунке 21 изображена схема усилителя с меж-
каскадным согласованием. Здесь трансформирующее уст-
ройство условно показано в виде четырехполюсника с
коэффициентом трансформации т. Развязывающий фильтр
Ci служит для питания цепи базы второго каскада.
Рис. 21. Схема усилителя с меж-
каскадным согласованием.
В усилителях звуко-
вых частот согласование
обычно осуществляется
для области низких и
средних частот. В этом
случае параметры триода
можно считать веществен-
ными. Учитывая, что вы-
ходная проводимость ис-
точника сигналов обычно
невелика, для выходного сопротивления первого каскада
в соответствии с (1.18) получим
1 ~ 1
^ВЫХ
. «о
+ £обР.
(2.46)
Входную проводимость второго каскада при этом мож-
но считать равной
g-BX2~g-- (2.47)
Условием согласования, как известно, будет равен-
ство
Подставляя эти значения в формулу для коэффици-
ента усиления, получим
и для области средних частот
ь- _____ mopt^0 ____ So (§ 4" ^о^гёобр) ла\
Л0 max — у — ‘ ~ — • (2.4У)
2 + S0/?z^£ ®
40
При согласовании на высоких частотах, что обычно
имеет место в усилителях высокой и промежуточной час-
тоты, должны быть скомпенсированы входная и выход-
ная емкости •
Свх
! —gr6
1 4- (<»х)2
I s°r<5 1
1 + (o^J
(2.50)
а для активных составляющих
выполнено, условие
(2.52)
Величины 7?вх, Свх, &ых и Свых получаются в резуль-
тате разложения входной проводимости Y и внутренней
проводимости Yj на активную и реактивную составляю-
щие.
Подстановка значения mopt в выражение коэффици-
ента усиления при условии компенсации емкостных со-
ставляющих позволяет определить максимальное возмож-
ное усиление
JX mopt^ 1 ‘-'о]/<^ВХ^ВЫХ /л
= <2'53)
р + mopt р
'ВЫХ хВХ
Так как величина Дотах убывает с ростом рабочей
частоты, представляет интерес определить частоту, до
которой еще можно осуществлять усиление. Понимая
под предельной частотой то значение рабочей частоты,
при котором Дотах обращается в единицу, найдем
_ 1 Г «о
(2.54)
41
4. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
В- полупроводниковых усилителях, так же как и в
ламповых, возможно осуществление обратной связи по
напряжению и по току. При этом характер воздействия
обратной связи на показатели усилителя на полупровод-
никовых триодах оказывается таким же, как и в уси-
лителях на лампах.
Обратная связь по напряжению может быть получена
в результате включения между входом и выходом уси-
. лителя сопротивления обратной связи
И—.—-] f zo6p (рис. 22). В этом случае, эквива-
Z°6p лентная схема усилителя будет тож-
— ’------Н j дественна эквивалентной схеме триода,
показанной на рисунке И. В послед-
ней необходимо только вместо про-
Рис. 22. Способ водимости’Уобр подставлять значения
подачи отрицатель-
ной обратной связи
по напряжению.
Уобр = ¥ обр + у— • (2.55)
^обр
Особенность анализа схем усилителей с обратной
связью будет заключаться лишь в том, что в выраже-
ниях К, YBx и У вых нельзя пренебрегать проводимостью
Кобр- Причем в большинстве случаев вследствие малости
величины Г*обР можно приближенно считать
у' 1
zo6p
(2.56)
Влияние обратной связи по напряжению, выполнен-
ной по схеме (рис. 22), выражается в изменении входной
и выходной проводимостей усилителя. Это в свою очередь
скажется на коэффициенте усиления предшествующего
каскада или коэффициенте передачи источника сигналов.
Коэффициент усиления охваченного обратной связью
каскада останется практически неизменным, так как и
при обратной связи и без неё он определяется отноше-
нием напряжений на коллекторе и на базе.
На практике чаще всего используется отрицательная
обратная связь через активное сопротивление 7?ОбР. Схема
усилителя, в котором второй каскад охвачен отрицатель-
ной обратной связью, показана на рис. 23. Учитывая
42
соотношение (2.56), можно считать, что нагрузкой пер-
вого каскада является входная проводимость второго,
которая согласно (1.17) равна
увх2 = у-Х27Х.
кобр
(2.57)
Если второй каскад
противление
водникового
также нагружен на входное со-
! ПОЛуПрО-
) триода., то
Rq6d
Рис. 23. Схема двухкаскадного уси-
лителя с отрицательной обратной
связью.
и
гм = г + •
' кобр
(2.58)
Подставляя это зна-
чение в выражение коэф'
фициента усиления пер-
вого каскадй, получим
S
у
1 вх2
S
'/хобр
gr6 + /шт
ж =
«
-----S$rб - 2 7 ~ о
(ёгб^ + р~^ + /“х 2£гб + Б----- + (/“х)2
^Обр \ "objpj
Обозначив‘
§^обр
= (gf-б)2 (1 + Ш = (gr6)a у
и
шт
---- = X
<Гб

1 + 1'х
окончательно найдем
Ь-_________^0 ._____________________
1 1 + Ж (7 — 1) gr6 — 2 ' д-2
1 + ]Х------------------
(2.59)
(2.60)
7
43
He/рудно убедиться, что в усилителе (рис. 23) форма
частотной характеристики зависит от степени обратной
связи 7. По мере увеличения глубины обратной связи
частотная характеристика от простейшего вида (2.26)
при 7 = 1 постепенно переходит к упрощенной при
у як 1,24 + 2gr6.
Дальнейшее увеличение степени обратной связи у
приводит к появлению резонансного пика в области вы-
соких частот, высота которого в пределе при у ->- оо до-
стигает значения ~. Зависимость формы частотной ха-
рактеристики от глубины обратной связи объясняется
тем, что делитель цепи обратной связи образован сопрб-
тивлением 7?ОбР и входной проводимостью триода Y. Так
как Y возрастает с ростом частоты, отрицательная обрат-
ная связь на высоких частотах уменьшается. Этим и вы-
зывается подъем частотной характеристики.
Если сопротивление обратной связи сделать-равным
Z°6P = 4, (2.61)
где 0 < Р < 1 постоянная величина, то, определяя УДХ2 и
/<х, получим
Гвх2 = Y + = У +
rzo6p
и
А ‘
Ki = - --------Ц- =--------------------• (2.62)
В этом случае форма частотной характеристики не
зависит от глубины обратной связи, а полоса пропуска-
ния получается обратно пропорциональной коэффициенту
усиления и может изменяться в широких пределах в
зависимости от величины р. Соответствующая условию
44
(2.61) цепь обратной связи показана на рис. 24. Входя-
щие в неё величины определяются соотношениями
/? _гб.
б; (2.63)
С —
М1— &бу -
причем р представляет собой коэффициент обратной связи.
Рис. 24. Схема цепи обрат-
ной связи, коэффициент
которой p=const не зависит
от частоты.
Рис. 25. Схема усилителя с
отрицательной обратной связью
и компенсацией неравномер-
ности входной проводимости.
Другим вариантом получения независящей от частоты
отрицательной обратной связи является сочетание обрат-
ной связи через сопротивление 7?обР со схемой полной
компенсации неравномерности Y (рис. 25). В этом случае
полная эквивалентная проводимость нагрузки оказывается
равной
Уэ = Ун + УВХ2 = Ун + У -
1
гб ^обр
При условии, что после второго каскада также осу-
ществлена компенсация, получим
Y - 1 1 1 5°Гб
Э '6 "Г Кобр ‘
И коэффициент усиления первого каскада
5 s»r6 -
К1~ У “ гб . •
3 1 + Sor. -=-1- /шт
кобр
45
Обозначив Sc/б = Ка и „— = ₽, окончательно можем
, ''обр
записать
К - К°
Л1 1 + $Ко
1 + 7“ 1 , йу-
1 + РЛо
—Ц- (2.64)
1 + /“ "
Здесь, так же как и в предыдущем случае, форма
тотной характеристики не зависит от степени связи
полоса пропускания
= Ко .
7
час-
Y, а
пре-
Рис. 26. Схема усилителя
с эмиттерной нагрузкой
(эмиттерного повтори-
теля).
может изменяться в широких
делах. „
К усилителям с отрицательной
обратной связью по напряжению
относится также усилитель с эмит-
терной нагрузкой, в котором вклю-
чение триода осуществляется по
схеме с общим коллектором (рис.
26). Этот усилитель имеет много
общего с катодным повторителем
на электронной лампе. Однако
в отличие от последнего частот-
ные свойства эмиттерного повтори-
теля значительно хуже.
Если эмиттерный повторитель
нагружен на большое активное
сопротивление ^Ун = то согласно (1.22) коэффициент
усиления, казалось бы, должен быть близким к единице
на всех частотах. На самом же деле, вследствие до-
вольно быстрого уменьшения крутизны усилительная спо-
собность триода на высоких частотах сводится к нулю.
При этом выражение коэффициента усиления (1.22) об-
ращается
в
К~-Л
Хотя величина К по-прежнему остается близкой к
единице, на этих частотах вместо усиления происходит
прямая передача сигнала со входа на выход через про-
водимость У. В результате ••теряется смысл использова-
ния каскада с эмиттерной нагрузкой при широкой поло-
се пропускания. Не лучше обстоит дело и при малом
сопротивлении нагрузки.
46
Несмотря на отметенные недостатки, положительным
свойством эмиттерного повторителя является его более
высокое входное сопротивление и способность обеспе-
чивать значительное усиление по току. Благодаря этому
усилитель с эмиттерной нагрузкой нередко рекомендуют
использовать в качестве согласующего каскада. Однако,
как показывает анализ, сколько-нибудь существенных
преимуществ при этом получить не удается.
На рис. 27 показана схема усилителя, в котором
между двумя обычными каскадами по схеме с общим
эмиттером включен согласующий эмиттерный повтори-
тель. В рассматриваемом усилителе нагрузкой каскада
Рис. 27. Усилитель с использованием эмиттерных повторителей
в качестве согласующих каскадов.
с общим эмиттером является входная проводимость кас-
када с общим коллектором и наоборот. Если н- С | V |,
то нагрузка второго каскада Ун2 ~ Y и его коэффициент
усиления
К - + У S 4- У
2 5+У + Ун S + 2У ‘
%
Входная проводимость эмиттерного повторителя
Пренебрегая даже влиянием сопротивления и счи-
тая, ч^о первый каскад нагружен только на ЁВХ2, ко-
эффициент усиления получим
К = — / = _S $ + 2У .
1 Y У!
1 вх2 1
47
Общий же коэффициент усиления первых двух кас-
кадов определяется в результате перемножения величин
Лх и Я2 # -
•• • § I Y S / S \
К = К^= -<$£+Х = -Ц1г) + (2-65>
Нетрудно убедиться, что даже при сделанных допу-
щениях он почти не отличается от усиления, даваемого
парой обычных каскадов по схеме с общим эмиттером.
Аналогичный результат получается и в том случае, когда
согласующий каскад стоит первым, а источник сигналов
имеет большое внутреннее сопротивление.
Проделанный анализ показывает, что согласующий
кгскад принципиально не дает никакого преимущества.
При одинаковом числе каскадов в обоих случаях полу-
чаются одни и те же усиление и полоса. Применять
согласующий каскад имеет смысл лишь тогда, когда
есть необходимость защитить предыдущий каскад или
источник от шунтирования малым входным сопротивле-
нием.
Полученный результат объясняется прежде всего не-
благоприятной частотной зависимостью входной прово-
димости усилителя с эмиттерной нагрузкой. На низких
частотах входная проводимость
I °0
достаточно мала. С ростом же частоты она резко уве-
личивается, стремясь к значению
^вх2 = 2^'
Не удается обычно реализовать и большую выходную
проводимость эмиттерного повторителя. Согласно (1.24)
Увых получается большой только при | УС|3>|У|, что
практически никогда не выполняется. Тем более, что
при больших проводимостях источника сигналов незачем
применять эмиттерный повторитель. В наиболее ^харак-
терных случаях обычно |УС|<^|^| и на основании (1.24)
вых^Г/ + (5 + У)-с,
Y
48
откуда видно, что при достаточно малой Yc выходная про-
водимость также будет мала.
Если в усилителе используются каскады с включе-
нием триодов по схеме с общей базой, то непосредствен-
ная связь между ними оказывается неприемлемой (так
как при этом усиление предварительных каскадов полу-
чается меньшим единицы). Используя для межкаскадного
согласования эмиттерные повторители, можно получить
достаточное усиление и в этой
схеме.
На рис. 28 изображена
схема
каскад
усилителя, первый
которого выполнен
с эмиттерной нагрузкой, а
второй по схеме с общей
базой. При относительно не-
большом усилении второго
каскада его входная прово-
димость (1.20) приближенно
получается равной
yBx2«s + y.
Она и является нагрузкой
при этом дает усиление
Рис. 28. Усилитель с чередова-
нием эмиттерных повторителей
с каскадами по схеме с общей
базой.
эмиттерного повторителя,
который
и имеет

_ 1
’ ' 2
вх2
входную проводимость
Уи1«(1-К1)У = 1У.
•5»
после второго каскада также следует согласую-
Если
щий эмиттерный повторитель, то усиление
Ун Y
Общее усиление пары рассматриваемых каскадов
получается точно таким же, как и у одного каскада по
схеме с общим эмиттером. Хотя здесь усиление на каж-
4 1640
49
дни триод получается меньшим, усилительные каскады
могут быть выполнены по схеме с общей базой, что в
некоторых случаях является целесообразным.
На практике иногда бывает очень важно иметь уси-
литель с большим входным сопротивлением. Эта задача
может быть решена с помощью каскадного соединения
эмиттерных повторителей.
Упрощенная схема такого сое-
динения показана на рис. 29.
Воспользовавшись выраже-
ниями (1.22), (1.23) и прини-
мая во внимание, что нагруз-
кой п-го эмиттерного повто-
рителя является входная
проводимость (rz-f-l)-ro кас-
када, можно получить рекур-
рентную формулу для вход-
ной проводимости YBxn
¥вхп ~ Уобря 4“ Увх («+1 )у
Рис. 29. Схема усилителя с
каскадным соединением эмит-
терных повторителей.
Если не учитывать слагаемое УОбр«, то нетрудно ви-
деть, что каждый каскад эмиттерного повторителя дает
у
уменьшение входной проводимости в ;раз. Так как
последнее отношение практически не зависит от режима
работы, путем последовательной подстановки входных
проводимостей и пренебрежения малыми величинами
можно найти входную проводимость первого каскада
Увх1
Yобр! 4- Y(W+i)
«
(2.66)
где N — число эмиттерных повторителей;
Уобр! определяется для первого и У^+ц для (N -ф 1)-го
триодов.
Анализ выражения (2.66) показывает, что малая вход-
ная проводимость может быть получена только на очень
у
низких частотах. С ростом частоты отношение i:
S + Y
очень быстро увеличивается от малого значения —
т>о + g
50
до единицы, а следовательно, быстро возрастает и вход-
ная проводимость УВХ1. Иначе говоря, малую входную
проводимость можно получить только на низких часто-
тах в весьма узкой полосе. Полоса пропускания особенно
резко уменьшается с увеличением числа эмиттерных по-
вторителей N. Практически даже при W = 1 удается
получить малую входную проводимость на частотах, не
превышающих всего лишь нескольких килогерц.
Рис. 30. Способ
подачи отрицатель-
ной обратной связи
по току.
Рис. 31. Эквивалентная схема усили-
теля с отрицательной обратной связью
по току.
обратная связь по току чаще всего
Отрицательная
осуществляется путем включения сопротивления обратной
связи в цепь эмиттера (рис. 30). Воспользовавшись
эквивалентной схемой такого каскада, показанной на
рисунке 31, можно для действующих в ней напряжений
записать
— ^вх ^св>
= вых Uсв
и
£/св = z (7б + 7К.)
Подставляя эти значения в уравнения токов (1.2) и
произведя группировку однородных членов, получим
/б = св^б ^обр.св^к!
7К = б -|- y lQBu к,
4’
51
где
1 + i (S + Y)
______s
~ \+i(S + Y)
— i + i (s +1)
уо6р (' + ^) + hzr
i + z (S + f)
. (2.67)
С помощью обозначений (2.67) можно анализировать
усилители с обратной связью по току такими же мето-
дами, как и без обратной связи.
В частном случае, когда Z = /?, еще удобцее перейти
к понятию эквивалентных параметров триода. Подставляя
в выражение входной проводимости Усв значения S и У,
ее можно представить в следующем виде
у- _____ 1 . ^СВ^б.СВ "Ь /тТСВ
“ “ 'б.св ‘ 1+Мсв
где -* - i +яЛ.+ g)
Лз.св = Лз ~Ь 7?
1 + —
гб
И , + tf(S04-g)
Аналогично получим
А ____ ^°св **"
СВ “ 1 + /«”св
И
с ___________‘Sp_____
° св - 1 + R (So + g)
(2.68)
(2.69)
(2.70)
Выражения (2.69) и (2.70) позволяют, предварительно
вычислив эквивалентные параметры, производить расчет
усилителей с отрицательной обратной связью по току
непосредственно по формулам для расчета обычных уси-
лителей.
Отрицательную обратную связь по току можно исполь-
зовать для повышения входного сопротивления усилитель-
52
ного каскада в широком диапазоне рабочих частот. При
решении поставленной задачи наиболее целесообразно до-
биться того, чтобы входная проводимость усилителя была
чисто активной, имела малую величину и не зависела от
частоты. Воспользовавшись выражением Усв (2.67) и учи-
тывая, что входная проводимость должна иметь задан-
ную величину
Увх~Усв = тЛ,
^вх
получим
1 + Z (S + У) = RBXY
или
s + r
ч
Последнее выражение позволяет определить требуемое
значение сопротивления обратной связи Z. Однако в рас-
сматриваемом простейшем случае в
схеме усилителя недостает элементов,
обеспечивающих получение необходи-
мой полосы. -Для устранения этого
недостатка параллельно участку ба-
за — эмиттер можно включить ком-
пенсирующую цепочку (рис. 32). При
этом в выражение УСв необходимо
вместо Y подставить значение
Y' =____!____I- Y
R3 + hL ‘
Рис. 32. Усилитель
с отрицательной об-
ратной связыдпо току
и с компенсацией не-
равномерности вход-
ной проводимости.
Если для компенсирующей це-
почки выполнить условие (2 33), то
после подстановки соответствующих
величин в УД и несложных преоб-
разований найдем
у _ Дх
^(S0+g)
] , . ^вх гб
53
Найденному значению Z соответствует схема, показан-
ная на рис. 33, в которой
р . р гб(5° +g)—1
*вх R3(S0+g)
К =.D Гб + g) — 1
1 ^Bxr6«3(So+g)2
р ___ ^вх
~ R3 (So + g)
1 1 !
R3 ~ Ro + 8
(2.71)
Рис. 33. Схема пол-
ного сопротивления
обратной связи.
Рис. 34. Схема усилителя
с высоким входным сопро-
тивлением.
Таким образом, полная схема усилителя с высоким вход-
ным сопротивлением принимает вид, показанный на рис. 34.
Коэффициент усиления по напряжению этого усилителя
К = * =_______
rH [1 + z (3 + Ъ] Тн ЯвхГ'Гн
может оказаться намного меньше единицы. Действительно,
при необходимости получить большое входное сопротив-
ление и при достаточно большой проводимости нагруз-'
ки Ун каскад не будет давать усиления по напряжению.
Однако из этого не следует, что применять подобный
каскад нецелесообразно, так как его усиление по току
i S й S S0R
К. = -р= = SCBRBX = р =----------(2.72)
'вх 'вх 1_|_ушт_2
г6
54
получается большим и, как нетрудно видеть, в точности
совпадает с (2.34). При этом становится очевидным, что
путем подбора величины сопротивления можно обес-
печить требуемую полосу пропускания.
В соответствии с проделанным анализом, входная про-
водимость усилителя (рис. 34) должна оставаться постоян-
ной на любых частотах. Фактически этот результат не
будет иметь места, так как нами не учитывалось влияние
паразитной емкости Со, шунтирующей индуктивность
в цепи обратной связи. Влияние этой емкости проявля-
ется в резком возрастании входной проводимости на час-
тотах, превышающих частоту паразитного резонанса ка-
тушки индуктивности Lj. Поэтому реально можно счи-
тать, что постоянство входной проводимости будет соблю-
даться лишь до частоты
f — 1
'max 2п\/-ЦС0‘
Заканчивая рассмотрение усилителей с отрицательной
обратной связью, следует отметить, что влияние ее на
стабильность характеристик и на величину нелинейных
искажений в полупроводниковых усилителях по существу
такое же, как и в ламповых.
5. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Полупроводниковые усилители мощности, так же как
и ламповые, могут работать в режимах класса А, В и АВ.
Для обеспечения передачи мак-
симальной мощности в нагрузку
последняя обычно согласовы-
вается с полупроводниковым
триодом с помощью трансфор-
матора.
Упрощенная схема однотакт-
ного выходного каскада, рабо-
тающего в режиме класса А,
показана на рис. 35. Хотя на-
грузка часто имеет комплекс-
ный характер, для упрощения расчетов ее принято счи-
тать чисто активной и не зависящей от частоты. Вслед-
ствие того, что при трансформаторном выходе напряже-
ние на коллекторе может превышать напряжение источника
U----p-f*
Рис. 35. Упрощенная схема
усилителя мощности с вы-
ходным трансформатором.
55
питания примерно вдвое, исходное рабочее напряжение
на коллекторе UKO не должно составлять более 50%
предельно допустимой величины для данного типа трио-
дов. ’
Так как триод усилителя мощности потребляет до-
вольно много энергии, необходимо принимать во внима-
Рис. 36., Построение частной выходной динамической характери-
стики усилителя мощности на триоде типа П201, работающего
в режиме класса А.
ние тепловой режим его работы. Без специального охлаж-
дающего радиатора мощный полупроводниковый триод,
не вызывая опасности перегрева, может рассеивать лишь
незначительную мощность. При наличии радиатора с доста-
точной поверхностью охлаждения рассеиваемая мощность
ограничивается максимально допустимой температурой
коллекторного перехода. В этом случае, допустимую
мощность рассеяния можно определить по формуле
п ______ max ^корп /о 7О\
“к max — ----д------ »
56
в которой
ZKmax— максимальная температура коллекторного пе-
рехода;
Дорп ~ температура корпуса триода;
— тепловое сопротивление триода, даваемое в
справочниках.
Кривая допустимой мощности рассеяния на семействе
выходных статических характеристик представляет
гиперболу, ограничивающую максимальный режим триода.
Так как в усилителе класса А наибольшая мощность
рассеивается в состоянии покоя, исходная рабочая точка
должна находиться ниже кривой Рк тах (рис. 36).
Исходная рабочая точка А и наклон динамической
характеристики ВС должны выбираться так, чтобы при
максимальном использовании триода по коллекторному
току и напряжению отдаваемая мощность была не менее
заданной. Отдаваемая мощность
Р=^{ит1т (2.74)
численно равна площади треугольника ACD, называемого
треугольником мощности. Приведенное к коллекторной
цепи сопротивление нагрузки определяется наклоном ди-
намической характеристики и может быть вычислено как
y^z _ Ст
1 т
Далее, задавшись коэффициен-
том полезного действия выходного
трансформатора т)т и зная сопротив-
ление нагрузки, можно вычислить
требуемый коэффициент трансфор-
мации ___
т = = <2-76>
Составляя эквивалентную схе-
му каскада для области нижних
частот (рис. 37), легко определить
завал частотной характеристики
(2.75)
Рис. 37. Эквивалентная
схема выходного каскада,
справедливая для области
низких частот.
на низких частотах
М» = , (2.77)
57
так как
Re + r2 — R’ — fl-
Здесь
Li.— индуктивность;
— активное сопротивление первичной обмотки транс-
форматора;
Fu — нижняя граничная частота.
В режимах класса В и АВ могут работать двухкрат-
ные усилители мощности. Упрощенная схема усилителя,
Рис. 38. Упрощенная схема двухтактного усилителя мощности,
работающего в режиме класса В.
работающего в режиме класса В, показана на рисунке 38.
Графическое построение динамической характеристики
одного плеча приведено на рис. 39. Так же, как и в одно-
тактном каскаде, исходное напряжение на коллекторе Uk0
не должно превышать половины предельно допустимого.
Отдаваемая одним триодом мощность и сопротивление
нагрузки, приведенное к половине первичной обмотки,
вычисляются по формулам
Р = — U I •
г — т1т->
__ Um
1т
(2.78)
При отсутствии возбуждающего напряжения (в ре-
жиме молчания) триод практически не потребляет энергии
источника питания. Наибольшая мощность рассеивается
на коллекторе при такой величине возбуждающего на-
58
пряжения, при которой коэффициент использования кол-
лекторного напряжения £ достигает величины
е _ Вщ __ 2
Рассеиваемая при этом мощность получается равной
Рис. 39. Построение частной выходной динамической характери-
стики усилителя мощности на триоде типа П4Г, работающего в
режиме класса В.
и не должна превышать допустимой величины Рктах.
Пиковая мощность, которую удается снять с одного три-
ода в режиме класса В, составляет
U2
Рпик в = ? = 2,5?РК тах. (2.80)
Если сравнить этот результат с пиковой мощностью
в режиме класса А
U2
РпикЛ= 0,5^-^= 0,байтах,
59
то легко убедиться, что в режиме класса В триод может
отдавать в 5 раз большую мощность. Кроме того, при
отсутствии сигнала усилитель класса В не потребляет
энергии, тогда как в режиме класса А потребление мощ-
ности происходит непрерывно. Серьезным недостатком
режима класса В является лишь сравнительно высокий
уровень нелинейных искажений. Для их снижения чаще
применяют промежуточный режим класса АВ. Если
последний сделать достаточно близким к режиму класса В,
то, сохраняя высокий к. п. д. и большую отдаваемую
мощность, нелинейные иска-
жения все же удается зна-
чительно уменьшить.
Расчет нелинейных иска-
жений в полупроводниковом
усилителе осложняется тем,
что приходится учитывать
нелинейность не только вы-
ходных характеристик трио-
да, но также и его входных
характеристик. Это удобнее
всего сделать, получив общую
Рис. 40. Входная частная дина-
мическая характеристика уси-
лителя мощности на триоде
типа П201.
динамическую характеристи-
ку, которая строится по част-
ным входной и выходной дина-
мическим характеристикам.
Выходная частная характе-
ристика в координатах iK, «к представляет собой прямую,
положение которой определяется выбором исходного ре-
жима и величиной приведенного сопротивления нагрузки
(прямая ВС на рис. 36). Она связывает мгновенные зна-
чения тока коллектора при данном /?' с мгновенными
значениями коллекторного и базового напряжений. Для
построения входной динамической характеристики необхо-
димо на семействе входных статических характеристик
нанести точки, соответствующие парам значений напря-
жений иб и ик, взятым с выходной характеристики. Однако
вследствие того, что у современных триодов семейство
входных характеристик практически сливается в одну,
эту характеристику с достаточно высокой точностью можно
принимать и в качестве входной динамической (рис. 40).
Общей динамической характеристикой каскада назы-
вается зависимость тока коллектора от э. д. с. или от
60
тока источника сигналов, построенная с учетом внутрен-
него сопротивления последнего /?с, Для выходного кас-
када источником сигналов является предварительный уси-
литель на полупроводниковом триоде, обычно обладающий
достаточно большим выходным сопротивлением. Поэтому,
в качестве независимой переменной для построения обшей
динамической характеристики удобнее всего принять ток
коллектора предварительного каскада. Учитывая сказан-
ное, для построения общей динамической характеристики
можно воспользоваться эквивалентной схемой, показан-
ной на рис. 41, в которой Дн— сопротивление нагрузки
в цепи коллектора предвари-
тельного каскада.
Построение обшей дина-
мической характеристики це-
лесообразно производить в
следующем порядке. Предва-
рительно строятся частные
выходная и входная характе-
ристики. Задаваясь различ-
ными значениями напряже-
ния на базе «б, определяют
по ним соответствующие величины токов коллектора и
базы. Далее, с помощью выражения
1 = 1б_/б0----(2.81)
для определенного сопротивления RQ на выходе предва-
рительного каскада
к=к+к (282)
вычисляются значения тока i и строится зависимость
«... 1к = /(0- *
Входящие в (2.81) величины токов и напряжений сле-
дует брать с теми знаками, с которыми они приведены
на статических характеристиках. Расчет рекомендуется
произвести для нескольких значений сопротивления Rc.
На рис. 42 показаны общие динамические характе-
ристики, построенные для различных значений сопротив-
лений на выходе предварительного каскада Rc. Из этого
построения видно, что,гкак крутизна, так и форма общей
Рис. 41. Эквивалентная схема
предоконечного и оконечного
каскадов, используемая при
построении общей динамической
характеристики.
61
динамической характеристики в большой степени зависят
от величины внутреннего сопротивления источника сигна-
лов. При определенном оптимальном сопротивлении источ-
ника нелинейность динамической характеристики выра-
жена наименее резко. Этому случаю соответствует мини-
мум нелинейных искажений. Определение величины
последних может производиться по общей динамической
характеристике любым известным способом.
Усилитель мощности
по схеме с общим эмит-
тером характеризуется
весьма высоким уровнем
нелинейных искажений,
который достигает 10%
и более. Для сущест-
венного снижения их
величины можно приме-
нять отрицательную об-
ратную связь или вклю-
чение триода по схеме
с общей базой.
- При подаче обратной
связи по параллельной
схеме (рис. 22) ее влия-
ние проявляется в вы-
равнивании входной ди-
счет протекания допол-
Рис. 42. Общие динамические харак-
теристики усилителя мощности на
триоде типа П201, работающего
в режиме класса А.
намической характеристики, за
нительного тока с выхода через сопротивление обратной
связи. В этом случае при построении общей динамиче-
ской характеристики в выражение (2.81) необходимо доба-
вить член, учитывающий ток обратной связи. В резуль-
тате для вычисления тока i получим формулу
i = io — 1бо — (ыб — Ueo) (п—I—в—) Н—пр—— • (2.83)
''обр' 'обр
Зависимость (2 83), кроме построения общей динами-
ческой характеристики, позволяет еще определить пре-
делы изменения выходного тока i предварительного уси-
лителя, а также выбрать для него подходящий триод
и режим работы.
Включение триода по схеме с общей базой также дает
возможность выравнять общую динамическую характе-
ристику. Последнее объясняется тем, что в усилителе
62
с общей базой ток коллектора составляет ,и основную
часть входного тока (тока эмиттера). Результатом этого
и является близкая к линейной зависимость тока на вы-
ходе от тока, подводимого ко входу оконечного каскада.
Так как входное сопротивление усилителя с общей
базой очень мало, а входной ток велик, между предва-
рительным и оконечным каскадами приходится ставить
согласующий трансформатор. Без этого трансформатора
усиление предваритель-
ного каскада (вслед-,
ствие сильного шунти-
рования) окажется мень-
шим единицы, а его
выходной ток будет не-
достаточным для рас-
качки оконечного кас-
када. На рис. 43 по-
казана схема выходно-
го каскада усилителя
Рис. 43. Усилитель ’мощности на
триоде, включенном по схеме с общей
базой.
с общей базой с согласующим трансформатором. Ток i
предварительного усилителя для этой схемы может быть
вычислен по формуле
к и __и
i = m(t6 — /бо + 1’к /о) тр (2.84)
Коэффициент трансформации т и сопротивление пред-
варительного усилителя Лс подбираются так, чтобы имел
место минимум нелинейных искажений при возможно
меньшей величине амплитуды тока i. Наименьший ток
предварительного каскада получается при выполнении
условия согласования и при 7?с = 7?,. Так как входное
и выходное сопротивления триодов в режиме больших
сигналов нелинейны, понятие согласования, строго говоря,
теряет смысл. Однако понимая под ним условие, при ко-
тором наилучшим образом используется мощность, отда-
ваемая предоконечным каскадом, для коэффициента транс-
формации и амплитуды тока предварительного усилителя
получим
Wopt --- г, -- rfl
ит предв 5 к 0 предв
г ___ г । U б т
*т пр£дв — ПМ б т "Г •
(2.85)
63
Рис. 44. Общие динамические харак-
теристики усилителей мощности с от-
рицательной обратной связью (кри-
вая — 1) и по схеме с общей базой
(кривая — 2).
Общие динамические характеристики усилителей с от-
рицательной обратной связью и с общей базой показаны
на рис. 44. Сравнение этих характеристик с кривыми
(рис. 42) показывает,
что самые лучшие ре-
зультаты дает примене-
ние отрицательной об-
ратной связи. Схема с
общей базой также дает
достаточно хорошую ли-
нейность, но требует
применения согласую-
щего трансформатора.
Кроме того, для согла-
сования требуется весь-
ма малый коэффициент
трансформации,что при-
водит к усложнению
конструкции и увели-
чению габаритов транс-
форматора. Если же
коэффициент трансфор-
мации сделать большим, то потребуется значительно уве-
личить амплитуду тока предварительного каскада.
6. ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ
Одним из основных требований, предъявляемых к ви-
деоусилителям, является обеспечение достаточно равно-
мерного усиления в широкой полосе частот.
В качестве основного способа повышения верхней
граничной частоты может использоваться компенсация не-
равномерности входной проводимости У по схеме (рис. 20).
Но, так как для увеличения Fa (2.37) приходится умень-
шать сопротивление R в цепи коллектора, последнее
приведет к существенному ухудшению частотной харак-
теристики на низких частотах (2.30).
Весьма эффективного расширения полосы в сторону
низких частот в схеме с компенсацией можно добиться,
видоизменив её так, как показано на рис. 45. На сред-
них ц- высоких частотах влиянием емкостей Сх и С2
можно пренебречь. При этом усилитель (рис. 45) оказы-
вается тождественным с рассмотренной ранее схемой с
64
компенсацией, и к нему применимы все формулы
(2.33) — (2.45). Для области низких частот его можно
заменить эквивалентной схемой, показанной на рис. 45.
Такая замена справедлива при обычно выполняющемся
на практике условии, когда 7?н Я + — .
В рассматриваемом усилителе сопротивления в цепи
коллектора 7?н и в компенсирующей цепочке 7? могут
выбираться независимо друг от друга, что обеспечивает
получение хорошей частотной характеристики как на
Рис. 46. Эквивалентная схема
видеоусилителя с коррекцией;
справедливая для области низких
частот.
/?„ /?
Рис. 45. Схема видеоусили-
теля с коррекцией характе-
ристик на низких частотах.
высоких, так и на низких частотах. Кроме того, надле-
жащий подбор емкости С2 позволяет осуществить допол-
нительную коррекцию характеристики на низких частотах.
Составляя на основании эквивалентной схемы (рис. 46)
выражение коэффициента усиления на низких частотах,
получим j. _ s0
1 , 1 * , 1 , ' Ri+ RB I , 1 1 1
Rt + Rh + R + 8 + i^C1 \g+ R R ’ 1 + />C2R,
R i + i^R *
5 1640
65
Пренебрегая величиной ~ по сравнению с -ф g и
введя обозначения
1.
R
2 >
Rs J
Ru
C2R =
окончательно найдем
(2.86)
S^Rs
1 — + /®Т2
1 + /“^2
1 4“ /«"11
/«>Тн
Если теперь выполнить условие
Тн == Т2,
(2.87)
(2.88)
то с учетом равенства
1_________________ Rs __ gR
R ~ 1 +gR
окончательно можем записать
____________________________________
1+_L_._£F_
' /о>та 1 + gR
Из этого выражения легко определить нижнюю гра-
ничную частоту, которая оказывается равной
1 gF
’ 1 + gR ’
(2.89)
Хн =
Fh
2ятн У _____J
(2.90) •
(2.91)
Сопоставляя выражения (2.32) и (2.91), легко убе-
диться, что схема (рис. 45) при прочих равных условиях
gR
позволяет получить нижнюю граничную частоту в р
раз меньшую, чем в обычном усилителе на сопротивле-
ниях (рис. 18) или для достижения той же граничной
частоты требуется значительно меньшая величина по-
стоянной времени ти.
Объединяя выражения коэффициента усиления на вы-
соких (2.34) и низких (2.90) частотах, получим общую
66
формулу для видеоусилителя с компенсацией и с низко-
частотной коррекцией
д =_________________К»___________ .
(2.92)
\ г6 ОПН 1 4- gRj
В частном случае, при осуществлении полной ком-
пенсации (2.40), выражение (2.92) принимает вид
h______________s°r6
, , ^б\ ’ (2.93)
Рассмотренная схема видеоусилителя позволяет обес-
печивать требуемую полосу пропускания в весьма широ-
ких пределах. Её качественные показатели мало зависят
от изменений режима работы и даже от смены триодов.
Однако получающееся при этом
произведение усиления на по-
лосу пропускания
K0FB =
Рис. 47. Схема усилителя
с согласующим трансформа-
тором.
оказывается значительно мень-
ше предельно возможного. Иначе
говоря, потенциальная эффек-
тивность триода в схеме(рис. 45)
полностью не используется.
Предельное значение произведения ДОЕВ может быть
получено в согласованных широкополосных усилителях.
В качестве согласующих устройств в них используются
трансформаторы со специально подобранной индуктивно-
стью первичной обмотки. Простейшая схема такого усили-
теля показана на рис. 47. В результате анализа этой схемы
оказывается вполне допустимым пренебречь потерями в
трансформаторе, а также индуктивностями рассеяния и
паразитными емкостями. С учетом сделанных допущений
для коэффициента усиления можно получить следующее
выражение
д _ ________mS________
Yi + -Дг- + тгу
5*
67
Так как условие согласования зависит от частоты,
его, очевидно, целесообразно выполнить для области вы-
соких частот. Определяя условие согласования и пренеб-
регая малыми величинами, после соответствующих преоб-
разований получим
<2-94>
Подставив значение mopt в выражение для К, обозна-
чив
, ШТ = X, 1
2Л1£огб£бк_а ( (2.95)
и сделав необходимые упрощения, окончательно найдем
1/-
К = - * Сбк • (2.96)
*х 9 • 1
1 + 10-Х + —
/*
Здесь —индуктивность первичной обмотки транс-
форматора.
Из выражения (2.96) следует, что верхняя и нижняя
граничные частоты усилителя с согласующим трансфор-
матором получаются равными
<2-97)
' <2-98>
Выбирая соответствующей значение параметра а, мож-
но получить необходимую полосу пропускания. При этом
нетрудно убедиться, что произведение KaFB оказывается
численно равным предельной частоте усиления (2.54).
Недостатком рассматриваемого усилителя является то,
что он плохо воспроизводит низкие частоты. Но в неко-
торых случаях это может оказаться несущественным и
даже полезным: Так, например, усилитель (рис. 47) с
успехом можно применять в качестве дифференцирующего.
При соответствующем выборе триода и его режима ра-
боты получается широкополосный полосовой усилитель с
квазирезонансной частотой
1____________1
1°~ 2г.|/
68
и с относительной полосой пропускания
—= -^= г_____________= 2#0<с. (2.100)
/о Ya l/2LiSor6C6K V
Для устранения недостатка, связанного с плохим вос-
произведением низких частот, схему усилителя с согла-
Рис. 48. Схема широкополосного согласованного
усилителя.
сующим трансформатором необходимо дополнить элемен-
тами, обеспечивающими подъем усиления на этих часто-
тах. Последнее может быть достигнуто применением ком-
бинированной нагрузки.
На рис. 48 показана схема широкополосного согласо-
я,
ванного усилителя, а на
рис. 49 — его эквивалентная
схема без учета влияния раз-
делительной и корректирую-
щей емкостей С± и С2. В этом
усилителе на низких часто-
тах в качестве нагрузки
используется сопротивление
Rlt с которого через разде-
лительный конденсатор Ct и
вторичную обмотку транс-
форматора напряжение сни-
мается на следующий каскад.
На высоких частотах напряжение непосредственно пере-
дается через .согласующий трансформатор. Для получения
равномерной частотной характеристики компенсирующая
цепочка Л2, должна обеспечить полную компенсацию
неравномерности проводимости Y (2.33) и (2.40).
----------X------
Рис. 49. Эквивалентная схема
согласованного широкополос-
ного усилителя.
69
Согласно эквивалентной схеме (рис. 49) с достаточной
для практики точностью можем записать
Uвых :—
31/6 , -----
-L- + - + 1 1 тг '
R1 Гб ^вых «о + + + гб
Если коэффициент трансформации выбрать исходя из
условия согласования и сделать равным
m = (2Л01)
У ^ВЫХ 00
где /?вых ею — выходное сопротивление триода на высоких
частотах
1 __ 1 I ^б£бк
^ВЫХОО ^вых I W-.OO т
ввести обозначения (2.95) и выполнить условие
4(1 — а)27?1 —a2^i7?Bb>x » — a2r6 RB1M „ = 0, (2.102)
то коэффициент усиления может быть представлен в сле-
дующем виде ____
______
л_ а V (2-ЮЗ)
Л ~ 2 ' 1 + jax ' V Ri + г6 •
Из этого выражения легко оиределить усиление на
средних частотах
<2-104)
и верхнюю граничную частоту
<2-Ю5)
Для области самых низких частот влиянием трансфор-
матора можно пренебречь, так как индуктивности его
обмоток по условиям (2.94), (2.95) и (2.105) всегда малы.
При этом схема (рис. 48) оказывается тождественной
усилителю с Низкочастотной коррекцией (рис. 45) и для
нее справедливы формулы (2.86) — (2.93).
Широкополосный согласованный усилитель обеспечи-
вает наиболее высокую эффективность. Имея равномерную
частотную характеристику от самых низких до очень вы-
соких частот, он позволяет получить произведение усиле-
ния на полосу лишь немногим меньше предельной частоты
усиления (2.54).- Его целесообразно применять в тех слу-
чаях, когда необходимо иметь очень широкую полосу при
достаточно большом усилении. Преимущества этого усили-
теля особенно ярко проявляются тогда, когда полоса
пропускания должна быть значительно больше, чем .
При относительно узкой полосе вследствие получающе-
гося большим сопротивления эффективность усилителя
может оказаться даже ниже, чем у схемы (рис. 45).
В качестве согласующих трансформаторов могут при-
меняться малогабаритные трансформаторы с ферритовыми
сердечниками. При этом легко сконструировать весьма
миниатюрный трансформатор, так как индуктивность
первичной обмотки измеряется обычно единицами и даже
долями мгн.
Рассмотренный усилитель работает достаточно надеж-
но. Однако его показатели в значительно большей степени
зависят от изменений режима и смены триодов по срав-
нению с обычным усилителем с компенсацией.
7. УСИЛИТЕЛИ С РЕЗОНАНСНЫМИ КОНТУРАМИ
Усилители на полупроводниковых триодах с нагрузкой
в виде одиночных или связанных контуров находят при-
менение в качестве усилителей высокой и промежуточной
частоты. Так как на высоких частотах усиление полу-
проводниковых триодов невелико, в усилителях высокой
и промежуточной частоты целесообразно применять-меж-
каскадное .согласование.
На рис. 50 изображена принципиальная, а на рис. 51 —
эквивалентная схемы усилителя с одиночным колебатель-
ным контуром. Для обеспечения заданной избиратель1
ности полосы пропускания и выполнения условия со-
гласования приходится применять неполное включение
контура как со стороны выхода триода, так и со сто-
роны входа следующего каскада. В рассматриваемой схе-
ме со стороны выхода применено автотрансформаторное
включение, а со стороны входа—емкостный делитель.
71
Последний целесообразно использовать вследствие того,
что коэффициент включения следующего каскада в узко-
полосных усилителях получается очень маленьким и
автотрансформаторное включение сделать затруднительно.
Входящие в состав эквивалентной схемы (рис. 51) вели-
чины 7?вых, Свых и 7?вх, Свх определяются по активным и
реактивным составляющим проводимостей Y, и Y. Их зна-
чения могут быть вычислены по формулам (2.50) и (2.51).
Для обеспечения наивысшей избирательности экви-
валентное затухание контура с учетом вносимых потерь
Вэ не должно превышать значения, определяемого задан-
ной полосой пропускания. Чтобы при этом получить и
Рис. 51. Эквивалентная схема резо-
нансного усилителя с одиночным
колебательным контуром.
Рис. 50. Схема резонансного
усилителя с одиночным ко-
лебательным контуром.
наибольшее возможное усиление, необходимо определить
условие передачи максимальной мощности во входное со-
противление Двх следующего каскада при сохранении
постоянной величины затухания Вэ = const.
Пусть пересчитанные последовательно в контур сопро-
тивления потерь составляют гк, гг и г2, причем
? 2
* = (2.Ю4)
Авых
где р— характеристическое сопротивление контура, гк—
сопротивление собственных потерь, гг и г2 — вносимые
со стороны выхода и со стороны входа сопротивления.
Определив ток в контуре при резонансе
J _ P1SU6
I КОНТ - ?
° э
можно вычислить мощность, отдаваемую на вход следую-
щего каскада
n 1 ,2 1 lS^6\Z 2
Р — 2 ^конт^2---2 \ S / Pir2'
72
Подставляя сюда pi из (2.104) и учитывая, что
Г = Гк -J- гг 4- г2 — рВэ = const, (2.105)
окончательно получим
(SUA2Rnl.x
" (2-Ю6)
Из последних двух выражений нетрудно найти усло;
вие передачи максимальной мощности при постоянном
затухании Вэ = const, которое сводится к равенству вно-
симых сопротивлений
Гх = г2. (2.107)
Воспользовавшись выражениями (2.105) и (2.107),
легко получить
откуда ___________
Pi = , (2.108)
где Зк = у — собственное затухание контура.
Решая эти же равенства относительно г2 и учитывая,
что согласно эквивалентной схеме (рис. 51)
__ ^вх
1 + [<в0(С2 + Свх)/?вх]2 ’
найдем
С2 + Свх = Jr” 1- (2-109)
°Квх у р(6э — 6К) х 7
Теперь остается вычислить резонансный коэффициент
усиления _________
ь- __ ^вых шах _ ^2Ртах1?вх
До ц-б •
Подставляя сюда значение Ртах и учитывая зависи-
мости (2.104), (2.107) — (2.109), после соответствующих
преобразований получим
г. 1 „ *вых — 5к 8S — 8„
где Ктах — максимально возможное усиление при согла-
совании на частоте <оо (2.53).
73
Представляет также интерес определить расстройку,
вносимую в контур входной и выходной емкостями полу-
проводниковых триодов. При коэффициенте включения
Pi со стороны коллекторной цепи вносится емкость
5 — в
ACj = СвыхР! = —2^ ^вых-
Со стороны’ входа следующего каскада вносимая ем-
кость получается равной
дг __ с ^CiCBX (ct + с2 + свх) С
2 ~ С2 1 + [®0 (Ci + С2 + Свх)/?вх]2 •
„ АС
Относительное же изменение емкости контура пос-
ле подстановки значения р и соответствующих преобра-
зований может быть приведено к виду
= ^_+А£а = (8э _ 8к) [СвыхЯвых +
+ Свх/?вх(1+С4^)]. (2.111)
В узкополосных усилителях величина отношения
£ | Q
—тг—обычно значительно меньше единицы. При этом
Сз
выражение (2.111) принимает вид
= у 0)0 (8э — М (СвыхЯвых + СвхЯвх). (2.112)
Обращает на себя внимание тот факт, что при задан-
ном постоянном "затухании контура Вэ относительная рас-
стройка контура не зависит от его связи с триодами.
Это кажущееся на первый взгляд странным обстоя-
тельство объясняется тем, что для сохранения постоян-
ного затухания изменения величины связи контура с
триодами должны сопровождаться соответствующими из-
менениями характеристического сопротивления р. При
увеличении связи необходимо пропорционально умень-
шать р, что достигается соответствующим увеличением
емкости контура С. В результате одновременно возра-
стают и абсолютная расстройка ДС и полная емкость С,
АС
а отношение их остается неизменным.
74
Относительная расстройка сама по себе еще не
представляет опасности, так как может быть скомпен-
сирована при первоначальном выборе емкости С. Непри-
ДС
ятности доставляет лишь нестабильность величины
(2.112), которая обусловлена непостоянством входных и
выходных сопротивлений и емкостей.
Рассмотренная схема с емкостным делителем со сто-
роны входа следующего каскада удобна тем, что в ней
легко осуществить очень малую величину коэффициента
включения р2. Этой схеме следует также отдать пред-
почтение по сравнению
с трансформаторной свя-
зью. При последней
на индуктивном сопро-
тивлении катушки связи
со следующим каска-
дом теряется значитель-
ная часть полезного на-
пряжения, что снижает
Рис. 52. Схема двухконтурного уси-
лителя промежуточной частоты."
усиление.
Один из вариантов схемы двухконтурного усилителя
промежуточной частоты показан на рис. 52. Составляя
для него, так же как и для лампового усилителя, урав-
нения Кирхгофа
= iu)L1p1SUf, | (2 113)
Z2/2 + /«СИЛ = 0 J
и вводя обозначения
(2.114)
при условиях w01 = (002 = <в0 и 8S1 = сэ2 = Вэ, получим*
К = . (2.115)
/1 +(®от)2 /(1—*2+^)2 + 4х2 С 4 '
Здесь и /2— токи, Zj и Z2— полные сопротивления,
<в01 и ыС2 — резонансные частоты, и оЭ2 — зату-
75
хани-я соответственно первичного и вторичного кон-
туров.
Величины рг и С3 + Свх определяются с помощью
соотношений
Р1 = 1/^Г(8э“8к)’ (2Л16)
Сз + Свх
(2.117)
Рис. 53. Схема двухконтурного усили-
теля промежуточной частоты с непосред-
ственной связью.
Существенный интерес представляет частный случай,
когда р1 = 1 и С3 = 0. Соответствующая ему схема по-
казана на рис. 53.
В этом усилителе пер-
вичный контур вклю-
чен непосредственно
в цепь коллектора, а
входное сопротивле-
ние следующего кас-
када—последователь-
но во вторичный кон-
тур. Для того, чтобы
затухания контуров
имели заданную ве-
личину, их характеристические сопротивления (рх и р2)
должны удовлетворять условиям
Pi = Явых (8э — 'М .(2.118)
и
р2 = (Ч- М [1 +(»оСвх^х)21 ’ (2,119)
которые получаются из выражений (2.116) и (2.117).
Коэффициент усиления схемы (рис. 53) также ока-
зывается равным (2.115), причем на резонансной частоте
его величина v
& V^вх^вых % вк
° “ (1 +^2)К1 + (“<Д)2 ‘ 5Э “
-^-к. (2.120)
Из выражений (2.115) и (2.119) видно, что форма
резонансной кривой полупроводниковых усилителей со
76
связанными контурами получается в точности такой же,
как и у ламповых. Поэтому все расчеты, связанные с
обеспечением требуемой полосы и избирательности, могут
производиться известными из теории ламповых усилите-
лей способами.
Усилители высокой частоты на полупроводниковых
триодах также целесообразно выполнять по схеме с об-
щим эмиттером. Эти усилители чаще всего предназначают-
ся для работы в диапазоне частот. Причем настройка
их контуров на рабочую частоту может осуществляться
как конденсаторами переменной емкости, так и перемен-
ными индуктивностями.
Однако в последнем
случае получается слиш-
ком большая неравно-
мерность усиления по
диапазону. Одним из
приемлемых вариантов
является схема усили-
теля высокой частоты
с двойной автотрансфор-
маторной связью, пока-
занная на рис. 54. Уси-
Рис. 54. Схема усилителя высокой
частоты с двойной автотрансформа-
торной связью.
ление и избирательность
величины связи контура с
дом следующего каскада.
этого усилителя зависят от
коллекторной цепью и со вхо-
При этом эквивалентное за-
тухание и коэффициент усиления каскада определяются
выражениями
8Э = 8К ф- Р\ j-r---Ь Р2 -£г—
1 ''вых 2 "вх
(2.121)
и
Ко =*= S p1Pi =-----------------—. (2.122)
Авых Авх
Условием наибольшего усиления при ^данном 8Э яв-
ляется равенству вносимых в контур сопротивлений или,
что то же самое, равенство вносимых затуханий
8вН1=8вна = р2 ^- = p2i- = d8K. (2.123)
1 ^вых Авх
Учитывая это соотношение, можем установить связь
между собственным и полным затуханиями контура
8Э = 8К (1 ф-2d). (2.124)
77
Тогда для коэффициента усиления каскада можем
записать
- Ь' __ 1 ^0 )//?вХ^ВЫХ 2d ___ т, 2d ,п <пС\
Л° “ 2 ' 1 + 2d ~ Лгаах 1 + 2d •
усиле-
Чтобы определить зависимость коэффициента
ния от частоты настройки, необходимо преобразовать
(2.123) к следующему виду
Л n2 Р _______ „2 Ю<Л
“ — Р, s р — Р. s р — «оЧ.
, 1 к"вых 1 “к'хвых
Подставляя это значение в /<в, найдем
1 So ВХ^ВЫХ________ 2<В0Тх
2 У Г+ (<й0т)2 ' 1 + 2<i>oti '
(2.126)
Полученная зависимость и определяет закон измене-
ния коэффициента усиления по диапазону схемы (рис. 54).
Необходимо только помнить, что входящие в него вели-
чины RBX и RBblx также зависят от частоты.
При работе усилителя на достаточно высоких часто-
тах, на которых выполняется условие о>от > 1, выражение
Ко упрощается и принимает вид
1 с z 2 7
Ко' 2 У^’б-^вых» ’ 1 4- 2<i>0Tj
= m—• (2.127)
у тСбк 1 + 2<йох1
Если параметры схемы будут подобраны так, чтобы
выполнялось условие <»0"1 < 1 (что обычно имеет место
в узкополосных усилителях), то величина резонансного
коэффициента усиления будет лишь незначительно ме-
няться при изменении настройки. Зато полоса пропуска-
ния и избирательность этого усилителя в диапазоне час-
тот подвержены весьма сильным изменениям
2Afo,7 = Wo = + Р\ ^fo- (2-128)
\ 1 лвых /
Если в усилителе (рис. 54) настройку производить
переменной индуктивностью, то полоса пропускания бу-
дет меняться незначительно, а коэффициент усиления с
ростом рабочей частоты будет резко падать.
78
Другим вариантом схемы усилителя высокой частоты
является усилитель с трансформаторной связью со сто-
роны коллектора и автотрансформаторной — со стороны
входа (рис. 55). При условии <«0 1-... _ путем вве-
V £1СВЫХ
дения обозначения
?- = Р1 (2.129)
^2
анализ этой схемы сводится к предыдущему случаю.
Применять же трансформаторную связь со стороны сле-
дующего каскада нецелесообразно, так как вследствие
Рис. 56. Схема усилителя высо-
кой частоты с нейтрализацией.
Рис. 55. Схема усилителя высокой
частоты с трансформаторной связью.
малой величины входного сопротивления на индуктивном
сопротивлении катушки связи будет теряться значитель-
ная часть полезного напряжения.
Входная проводимость усилителя высокой частоты на
плоскостных триодах существенно зависит от внутренней
обратной связи через проводимость УобР- Это явление мо-
жет привести к изменению полосы пропускания и к ис-
кажению формы резонансной кривой. Для устранения
паразитной обратной связи через УОбР в усилителях иног-
да используют нейтрализацию. На рис. 56 показан один
из вариантов усилителя с мостиковой схемой нейтрали-
зации. Подбирая соответствующим образом нейтродини-
рующее сопротивление ZN, можно скомпенсировать ток,
поступающий с выхода на вход через проводимость Уобр.
Нейтродинирующее -сопротивление определяется из
условия баланса моста
Уобр^ = -г^4-, (2.130)
79
где
s
— — f‘K 1 2
О — — * р
АЭ р Авых
При работе на достаточно высоких частотах, когда
согласно (1.14) проводимость обратной связи УОбР при-
нимает предельное значение и становится чисто активной
Vo6pl =
г I С0-> 00 Т
в качестве Zn можно использовать активное сопротивле-
ние.
8. ВЫБОР И СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА ПОЛУПРОВОДНИ-
КОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Выбор исходного режима работы полупроводникового
триода производится по семействам статических харак-
теристик аналогично выбору режима электронной лампы.
Следует только учитывать,
что в полупроводниковых
усилителях обычно сопро-
тивления нагрузки по по-
стоянному и переменному
токам оказываются суще-
ственно различными.
Для определения поло-
жения исходной рабочей
точки на семействе кол-
лекторных статических ха-
рактеристик необходимо
найти полное сопротивле-
Рис. 57. Выбор режима по семей-
ству выходных статических харак-
теристик.
ние постоянному току . в
цепи коллектора А?=. Это сопротивление укладывается из
сопротивления коллекторной нагрузки, сопротивления
развязывающего фильтра, стабилизирующего сопротивле-
ния в цепи эмиттера и т. п.
Построив нагрузочную прямую для сопротивления
(рис. 57), исходную рабочую точку А выбирают на
ней так, чтобы обеспечивалась работа с требуемой ам-
плитудой сигнала и малыми искажениями. Если осущест-
вляется усиление слабых сигналов, то выбор положения
исходной рабочей точки обуславливается желанием по-
80
лучить подходящие величины параметров (1.25). По вы-
бранной таким способом исходной рабочей точке опреде-
ляются начальные значения коллекторного тока /0, на-
пряжения на коллекторе UK0 и на базе U6o (рис. 57).
Последние две величины позволяют затем по характе-
ристикам тока базы (рис. 58) найти исходное его
значение. Выбирая режим работы полупроводникового
триода, необходимо помнить, что основные его параметры
So, g, t и зависят от величины тока коллектора. По-
этому все параметры, измеренные в одном режиме, дол-
Рис. 58. Выбор режима по
семейству входных статических
характеристик.
Рис. 59. Схема питания цепи
базы напряжением постоянной
величины.
жны быть пересчитаны с помощью (1.25) к выбранному
режиму, работы триода.
Одной из отличительных особенностей полупровод-
никовых триодов является сильная зависимость токов
коллектора и базы от внутренней температуры. При из-
менениях температуры р — п переходов, а следовательно,
и при изменениях окружающей температуры, стати-
ческие характеристики iK = f (ив) смещаются примерно
параллельно самим се^е. Типичный вид этих характери-
стик при различных температурах показан на рис. 13.
Это обстоятельство вызвано сильной зависимостью тока
через эмиттерный переход от температуры последнего.
Весьма резким изменениям в зависимости от температуры
подвержен также и обратный ток коллекторного пере-
хода /к0, который, протекая через сопротивления, име-
ющиеся в цепи базы, создает дополнительное напряже-
ние, воздействующее на величину, коллекторного тока.
6 IS10
81
Стабильность режима работы триода при изменениях
температуры в значительной степени зависит от схемы и
спо&оба питания его постоянным током. Наименее благо-
приятным является способ, при котором между эмиттером
и базой поддерживается постоянная разность потенциа-
лов (рис. 59). Из характеристик (рис. 13) видно, что
в этом случае самые незначительные колебания темпера-
Рис. 60. Схема питания
цепи базы током постоян-
ной величины.
туры приводят к резким изменениям токов коллектора
и базы. Указанный способ питания следует признать
неудовлетворительным и совершенно непригодным для
практического использования. Значительно лучшие ре-
зультаты дает способ, при кото-
ром обеспечивается постоянство
тока базы. Если в полупроводни-
ковом триоде отсутствовал бы
обратный ток коллектора /ко, то
изменения температуры вызывали
бы пропорциональные приращения
токов коллектора и базы. В этом
случае поддержание постоянства
тока базы обеспечивало бы и неиз-
менную величину коллекторного
тока.
Обеспечить постоянную величину тока во внешней
цепи базы не представляет существенных Трудностей.
Для этого достаточно питать ее постоянным током от
общего с коллектором источника через большое гасящее
сопротивление (рис. 60). В рассматриваемой схеме ток
базы
вследствие малости напряжения на базе Uq по сравнению
с э. д. с. источника питания Ек можно приближенно
считать равным
const. (2.131)
Так как в реальных условиях в цепь базы поступает
еще и обратный ток коллектора /ко, последний на полной
активной проводимости

82
создает дополнительное падение напряжения
В свою очередь, это напряжение, воздействуя на вход
триода, изменяет ток коллектора на величину
Д/к = 50Дмб = ~?/к0. (2.132)
Полученное соотношение позволяет определить область
применения схемы питания через гасящее сопротивление.
Обратный ток коллектора /к0 достигает значительной
величины только при повы-
шенных температурах, при-
ближающихся к предельно
допустимым. При нормальной
и пониженной температурах
этот ток весьма мал, а сле-
довательно, его влияние на
ток коллектора будет незна-
чительным. Зная зависимость
тока /ко от температуры и
воспользовавшись- выраже-
нием (2.132), можно опреде-
лить диапазон рабочих тем-
Рис. 61. Схема стабилизации
режима с помощью отрицатель-
ной обратней связи по постоян-
ному напряжению.
ператур, в котором отклоне-
ния тока коллектора от исходного значения не будут пре-
вышать заданной величины (например ±20%). Очевидно,
что схему (рис. 60) целесообразно применять в устройствах,
не подвергающихся сильным перегревам, а также при
использовании триодов с малым /к0 и с не слишком
большим отношением-?. Последним условиям достаточ-
но полно удовлетворяют кремниевые триоды.
Еще лучшие результаты могут быть достигнуты в
схемах с балансировкой режима с помощью отрицатель-
ной обратной связи по постоянному току или напряже-
нию. На рис. 61 показана схема питания с отрицатель-
ной обратной связью по постоянному напряжению. От
предыдущей схемы она отличается тем, что сопротивление
утечки А?б подключается к коллектору. Благодаря этому
возникает обратная связь с коэффициентом
1
g#6'
6*
83
Изменения тока коллектора в этом случае получаются в
Г = 1 +
раз меньшими по сравнению с (2.132), где
К
$0
1 + _L
или после подстановки величин
S<) ,
к, g К“
Д^» — 1 + р/с —
КО
g -
VMW)
(2.133)
Легко убедиться, что выигрыш в повышении стабиль-
ности тока коллектора в схеме (рис. 61) получается во
столько раз, во сколько дробь
Рис. 62. Схема стабили-
зации режима с помощью
отрицательной обратной
связи по постоянному
току.
г, ,п , больше отношения .
+ с>0
Весьма хороших результатов
можно добиться и в случае при-
менения отрицательной обратной
связи по постоянному току (рис.
62). В этой схеме нестабильность
тока коллектора уменьшается в
у = 1 S0R3 раз по сравнению
со случаем питания триода по-
стоянными напряжениями. Так
как произведение SnR3 может
быть сделано весьма большим,
эффективность стабилизации по-
лучается достаточно высокой
1к ~ 1 + Sofia *
Здесь ДГк— нестабильность тока коллектора при ре-
жиме питания постоянными напряжениями.
Для практического использования схема (рис. 62)
должна быть видоизменена так, как показано на рис. 63.
При этом она обращается в широко распространенную
схему стабилизации режима с тремя сопротивлениями.
84
Правильный подбор ее элементу обеспечивает достаточ-
ную для большинства случаев практики стабильность
тока коллектора. Поэтому схема с успехом может при-
меняться при колебаниях окружающей температуры в ши-
роких пределах.
. Составляя выражение для разности потенциалов меж-
ду эмиттером и базой и пренебрегая реакцией коллек-
торной цепи, легко получить уравнение, связывающее
приращение токов и напряжений
__ д: RlRz
Дйб Д^б
-fr (ДГб -f- ДЛ) Я3-
(2.134)
Пусть при изменении темпера-
туры на Д/° для сохранения по-
стоянной величины тока коллек-
тора необходимо изменить напря-
жение и ток базы на
Рис. 63. Схема стабили-
зации режима с тремя
сопротивлениями.
f C7lig|
= ал iK=const
= ~dt I iK=const ’
(2.135)
Тогда для определения усло-
вия стабилизации режима в выра-
жение (2.134) необходимо под-
ставить д/к = 0 и значения при-
ращений д«б и Дг'б (2.135). В результате указанной под-
становки получим
= + (2J36>
Входящие сюда величины для различных
триодов могут быть получены экспериментальным путем.
Значение в широком диапазоне температур остается
практически постоянным и для германиевых триодов
составляет примерно
-дг = — (2 — 2,4) мв/град.
85
ГТ
Что же касается величины ~ , то она весьма сильно
т
зависит от температуры переходов. Главным фактором,
определяющим эту зависимость, является изменение об-
ратного тока коллектора /ко под воздействием темпера-
туры, так как на распределение тока эмиттера между
базой и коллектором температура существенного влияния
не оказывает. В зависимости от температуры коллектор-
ов
ного перехода величина меняется от долей до де-
сятка мка на градус Цельсия. При этом типичные ее
значения для маломощных триодов обычно заключают-
ся в пределах
' ' О'в
% = — (0,5 — 5) мка/град.
Так как реально правая и левая части равенства
(2.136) имеют противоположные знаки, идеальная стаби-
лизация коллекторного тока в схеме (рис. 63) оказывает-
ся неосуществимой. В результате всегда имеет место не-
которая остаточная нестабильность тока коллектора.
Правда, величина этой нестабильности оказывается не-
значительной и с ней в большинстве случаев можно ми-
риться.
Составляя выражения приращений токов и напряже-
ний в схеме (рис. 63) в зависимости от температуры и
разрешая их относительно приращений тока коллектора,
получим „ R,R, <
~дГ ' min) ( + Я2 + ^3 ) J dt dt
Д/к(О = -5о 'min
RiRz
Ri + Ra
Так как
/min — минимальная и t — текущая рабочие температуры
коллекторного перехода, то для оЛаточных приращений
тока коллектора окончательно можно записать
1 KoO)-ZK0(/min)]
ДМО=-$о---------------V -... R^---------------J.
1 +.ЗД, + g + R» j (2.137)
Стабилизация тока коллектора полупроводникового
триода обеспечивает достаточно хорошее постоянство
86
качественных показателей усилителей при работе в диа-
пазоне температур. Последнее объясняется тем, что из-
менения температуры влияют, главным образом, на токи
триода. При поддержании постоянной величины тока
коллектора усилительные параметры мало зависят от
рабочей температуры. Поэтому влияние последней ска-
зывается на значениях параметров лишь косвенно по-
средством изменений режима.
Условие (2.137) дает только одну зависимость для
определения трех неизвестных сопротивлений, входящих
в состав схемы (рис. 63). Недостающие зависимости мо-
гут быть получены исходя из соображений, чтобы потен-
циометр Rlt R2 не шунтировал вход усилителя,
(2-138)
и из необходимости обеспечить заданный исходный ре-
жим работы полупроводникового триода
и*о = - ('бо + /о) R3. (2.139)
Совместное решение этих трех зависимостей и позво-
ляет однозначно определить искомые величины сопро-
тивлений 7?!, R2 и Rs.
Для устранения отрицательной обратной связи по
переменной составляющей эмиттерного тока сопротив-
ление R3 в цепи эмиттера шунтируется емкостью С, ве-
личина которой определяется из условия
Р 1 + SpRs
где FH — нижняя граничная частота полосы пропускания
и Мс — допустимый коэффициент искажений на частоте FH.
Глава 3
РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ПЛОСКОСТНЫХ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
1. УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
В качестве оконечных каскадов усилителей звуковых
частот могут использоваться как однотактные, так и
двухтактные схемы. Если отдаваемая мощность не должна
превышать 40 — 50 мет, то можно применять однотакт-
ные выходные каскады, работающие в режиме класса А
на маломощных триодах универсального назначения ти-
пов П13, П14, П101, П102, П103 и ряде других. При
мощностях до 0,2 вт целесообразно применять двухтакт-
ные каскады в режиме класса АВ на этих же триодах.
Для получения мощностей от единиц до сотни вт сле-
дует использовать специальные мощные триоды типов
от П4А до П4Д, П201, П202, П203, П207А, П208, П209
и П210.
Чтобы обеспечить передачу максимальной мощности
в нагрузку, эти усилители обычно выполняются по схеме
с трансформаторным выходом. Так как в оконечных кас-
кадах приходится использовать большой участок дина-
мической характеристики, для последних особое значение
имеет осуществление стабилизации режима.
Предварительные каскады усиления в большинстве
случаев могут быть выполнены на сопротивлениях на ма-
ломощных триодах универсального назначения. Получаю-
щаяся при этом полоса обычно оказывается вполне до-
статочной. Исключение могут составлять только предоко-
нечные каскады в мощных*усилителях, которые должны
обеспечивать раскачку выходных каскадов.
Для уменьшения нелинейных и частотных искажений
в оконечных каскадах целесообразно применять отрица-
тельную обратную связь. Лучшие результаты дает при-
менение отрицательной обратной связи по току, так как
при этом увеличивается входное сопротивление выходного
каскада.
2. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ
ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
При расчете усилителей звуковых частот обычно бы-
вают заданными мощность, подводимая к нагрузке Рн,
входное напряжение t/BX, нижняя и верхняя граничные
частоты FH и FB, а также допустимые коэффициенты
искажений, частотных Л4В. общ, ЛД.общ и нелинейных kf.
Расчет следует начинать с выбора триода и схемы
выходного каскада. Выбранный триод должен обеспечи-
вать заданную мощность, и его граничная частота (2.28)
должна превышать заданное значение/7!, *. Если мощность,
отдаваемая однотактным каскадом, окажется недостаточ-
ной, следует применить выходной каскад, собранный по
двухтактной схеме.
Для выбранного триода определяют г максимальное
входное напряжение t/BX (напряжение возбуждения) и
коэффициент частотных искажений на верхней гранич-
ной частоте
(3-1)
Затем находят коэффициенты усиления и частотных
искажений предварительного усилителя
предв — у (3.2)
и вх
И
М _/Ив.общ /о
предв — Tri • V3-0/
‘ ‘в
* В дальнейшем все величины, относящиеся к выходному кас-
каду, обозначаются индексом
89
Если ТИв.предв окажется слишком малым, то в предоко-
нечном каскаде следует применить компенсацию по схеме
(рис. 45). При этом М'в вычисляется по формуле (2.37),
‘ л ' 1
в которую необходимо подставлять величины г б и =
— -p+g', где R— сопротивление компенсирующей це-
почки. ,
Для каскадов предварительного усиления выбираются
триоды, у которых граничная частота превышает задан-
ное значение FB
ё>Л- <3-4)
Общее число каскадов предварительного усилителя
выбирается так, чтобы обеспечивалось выполнение нера-
венства
So"
gn—lg' ^опредв (3-5)
при соблюдении условия ,
ёгб -] f п ,------------------
КЛНв.предв - 1 Ев, (3.6)
где п—число каскадов предварительного усилителя.
Если в предоконечном каскаде осуществлена компен-
сация по схеме (рис. 45), то в выражение (3.5) вместо
1 л в’
— необходимо подставить /<э.
В заключение следует определить коэффициент час-
тотных искажений на один каскад в области нижних
частот
М. ^"^Мн.общ. (3.7)
3. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Расчет усилителя мощности производится графо-ана-
литическим методом подобно расчету лампового усили-
теля на пентоде. При работе на головные телефоны наи-
более часто используется однотактный усилитель с транс-
форматорным выходом (рис. 64). Так как в выходном
90
Рис. 64. Схема усилителя мощ-
ности, нагруженного на телефоны.
каскаде приходится использовать весь пригодный для
работы участок динамической характеристики, изменения
исходного режима под воздействием различных факторов
являются недопустимыми. Поэтому в оконечных каскадах
должна с особой тщательностью осуществляться стабили-
зация .режима.
При расчете усилите-
ля. мощности необходимо
учесть к.п.д. выходного
трансформатора, который
для мощностей порядка
долей ватта составляет
7]Г= 0,6 — 0,8. Определяем
ориентировочно сопротив-
ление нагрузки триода,
приведенное к коллектор-
ной цепи,
' п/_^ко)2^
А: ~ 2р
н
где
£ = 0,8ч-0,95 — коэффициент использования коллек-
, торного напряжения и
о Ри — подводимая к нагрузке мощность, вы-
числяют сопротивление первичной об-
мотки трансформатора
Г1 = 1 R' (1 - т)Г). (3.8)
На семействе статических характеристик выбранного
триода из точки ик = Ек проводят нагрузочную прямую —1
(рис. 65) для полного сопротивления постоянному току
= R3 -f- /у (3.9)
в коллекторной цепи. На этой прямой и будет находиться
исходная рабочая точка А. Отсекая горизонтальной пря-
мой iK = /к min нелинейную область малых токов коллек-
тора, строят выходную динамическую характеристику
(прямая — 2). Динамическую характеристику необходимо
проводить так, чтобы точка В располагалась вблизи изги-
бов статических характеристик, точка С находилась на
прямой гк = /к min, а расстояния АВ и АС, выраженные
в напряжениях на базе иб, получались бы равными. Для
• ЗТ
построенной таким образом динамической характеристики
проверяют выполнение условий
Р к — IqUко Р к max
и
Р вых
(3.10)
причем допустимая мощность рассеяния на коллекторе
Рк max определяется из паспортных данных триода или
Рис. 65. Построение выходной динамической характеристики
для графического расчета усилителя мощности.
рассчитывается по формуле (2.73). Выходная мощность
Рвых, отдаваемая триодом, определяется по треугольнику
мощности ABD.
По наклону динамической характеристики вычисляют
уточненное значение приведенного сопротивления нагрузки
R' (2.75) и с помощью (2.76) рассчитывают коэффициент
трансформации выходного трансформатора. Далее, вос-
пользовавшись методикой, описанной в п. 5 главы 2,
следует построить общие динамические характеристики
для найденного значения приведенного сопротивления R'
и нескольких величин выходного сопротивления Rc пред-
оконечного каскада. Из этих характеристик окончательно
выбирают ту, которая обеспечивает меньшую величину
нелинейных искажений. Для завершения расчета необхо-
димо по динамической характеристике определить ампли-
туду напряжения на базе Дб, а также рассчитать индук-
тивность первичной обмотки трансформатора и индук-
тивность рассеяния Ls. С этой целью необходимо
произвести распределение коэффициента частотных иска-
жений М„ между элементами, вызывающими завал час-
тотной характеристики на нижних частотах. Такими эле-
ментами в схеме (рис. 64) являются индуктивность пер-
вичной обмотки и емкость С, блокирующая эмиттерное
сопротивление Д3. Обычно удобнее всего распределить
частотные искажения поровну между этими элементами,
считая
Ml = Мс = УМ7- (3.11)
После этого, разрешая выражение (2.77) относительно
Llt получим
/ + ri) (R’ — Г1)
2"/?н у дг
(3.12)
чтооы вызываемый ею завал частот-
на высоких частотах был незначи-
(R’i +
Допустимую величину индуктивности рассеяния опре-
деляют из условия,
ной характеристики
тельным
Величина нелинейных искажений может быть найдена
по общей динамической характеристике любым известным
способом (например методом пяти ординат). Если не-
линейные искажения окажутся слишком большими, сле-
дует применить отрицательную обратную связь.
При работе на громкоговоритель и в модуляторах пе-
редатчиков мощности, отдаваемой однотактным каскадом,
работающим в режиме класса А, может оказаться недо-
статочно. В этом случае целесообразно использовать
двухтактный усилитель. На рис. 66 показан один из ва-
риантов такой схемы, в которой напряжение на базы
триодов подается со вторичной обмотки межкаскадного
трансформатора Трх, имеющей среднюю точку. Элементы
схемы /?х, А?а, R3, Сх и С2 предназначены для стабилиза-
93
ции режима. Необходимо помнить, что в режимах класса
В и АВ стабилизация режима осложняется непостоянст-
вом среднего значения коллекторного тока в зависимости
от громкости усиливаемых сигналов. При этом схема
стабилизации будет стремиться поддерживать ток посто-
янным тогда, когда он должен меняться. В режиме класса
В стабилизация режима по схеме (рис. 63) оказывается
Рис. 66. Схема двухтактного усилителя мощности.
неприемлемой. В режиме класса АВ величины стабили-
зирующих сопротивлений и угол отсечки должны выби-
раться так, чтобы при максимальном сигнале последний
не становился меньше 90°. Вообще режим класса В,
несмотря на лучшие энергетические показатели, мало при-
годен для усилителей звуковых частот. Резкий изгиб на-
чального участка динамической характеристики в этом
режиме обуславливает значительные нелинейные искаже-
ния, которые могут превышать допустимые нормы. По-
этому наиболее целесообразно использовать в двухтакт-
ном каскаде режим класса АВ, в котором можно полу-,
чить достаточно большую отдаваемую мощность при вы:
соком к.п.д. и небольших нелинейных искажениях.
Расчет схемы (рис. 66) может производиться подобно
расчету аналогичных ламповых усилителей, работающих
с сеточными токами. Сопротивление нагрузки межкас-
кадного трансформатора определяется по наклону вход-
ной динамической характеристики и должно быть отне-
сено к половине вторичной обмотки. Частные динамиче-
ские характеристики строятся обычными методами, при-
94
меняемыми при расчетах двухтактных каскадов. Общая
характеристика может быть построена по методике, опи-
санной в п. 5 главы 2. Для учета коэффициента транс-
формации т межкаскадного трансформатора Трх в фор-
мулу (2.81) вместо i6 — /б0 и ив — Uqo следует подстав-
ке ~~ бп
ЛЯТЬ ?п(1'б—/бо) И —-—-•
Вместо трансформатора Трх со" средней точкой для
перехода от однотактных каскадов к двухтактным можно
использовать фазоинверсные схемы.
4. РАСЧЕТ КАСКАДОВ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ
Если взятые для предварительных усилителей триоды
обеспечивают выполнение условий (3.5) и (3.6), то расчет
каскадов предварительного усиления на сопротивлениях
(рис. 65) сводится к выбору режима и определению вхо-
дящих в них деталей.
Выбор режима работы должен производиться согласно
указаниям (п. 8, глава 2). При построении нагрузочной
прямой для полного сопротивления постоянному току
необходимо учитывать все сопротивления, включенные в
цепи коллектора и эмиттера (сопротивления нагрузки,
развязывающего фильтра, стабилизации режима и т. п.).
В предварительных каскадах обычно используется
лишь незначительный участок динамической характери-
стики. Поэтому даже заметные изменения исходного ре-
жима практически не нарушают нормальной работы уси-
лителя. Нелинейные искажения в них также незначитель-
ны и могут не учитываться.
Сопротивление нагрузки, включаемое в цепь коллек-
тора, необходимо выбирать, исходя из условия
(3.14)
где g— входная проводимость следующего триода.
При расчете предоконечного каскада сопротивление
нагрузки должно выбираться так, чтобы обеспечить опти-
мальное значение сопротивления А?с (см. главу 2, п. 5)
1~~ 1 1 у <3-15>
RC \Ri + R;+ R-J
г
95
Этой формулой можно пользоваться при что
обычно выполняется на практике. В противном случае
необходимо задаться максимально допустимой величи-
ной сопротивления нагрузки А?н> которая ограничивается
допустимыми потерями питающего напряжения и, как
правило, не должна превышать десятка ком. По выбран-
ной нагрузке вычисляют затем окончательное значение
L __L 4.14.2+1
Если в предоконечном каскаде осуществлена компен-
сация по схеме (рис. 45), то сопротивление компенсирую-
щей цепочки определяется по формуле
(3-16)
в которой
При условии, что постоянная времени триода в пред-
оконечном каскаде значительно меньше, чем в выходном,
компенсирующая индуктивность должна быть взята рав-
ной
L = x'R. (3.17)
Емкость разделительного конденсатора можно опре-
делить из (2.86) и (2.90), решение которых относительно
Сх дает

2^н>Хр-1
g'R
1 + g'R"
(3.18)
Л4нр — допустимый коэффициент частотных ис-
за счет пазлелительного конденсатора. Так как
Здесь
кажений
в каскаде может оказаться несколько элементов, вызы-
вающих завал частотной характеристики, то допустимый
коэффициент частотных искажений необходимо распреде-
лить между ними. Обычно удобно распределить искаже-
ния поровну, полагая
Л4„р = Л4НС = ... = ’ (3.19)
где п — число элементов, влияющих на завал частотной
характеристики. В частности, когда в схеме имеется раз-
*
96
делительный конденсатор и конденсатор, шунтирующий
сопротивление в цепи эмиттера, необходимо принять
п =2.
При расчете предоконечного каскада необходимо обя-
зательно проверить, сможет ли он обеспечить нужную ве-
личину переменной составляющей тока базы. Если ампли-
туда тока коллектора предоконечного каскада меньше
требуемой амплитуды тока базы выходного, то для осу-
ществления раскачки последнего предоконечный усилитель
следует выполнять по трансформаторной схеме. Коэффи-
циент трансформации должен выбираться так, чтобы можно
было получить нужную амплитуду тока базы. Анализ
схемы трансформаторной связи показывает, что коэффи-
циент трансформации т может выбираться любым в пре-
делах, ограниченных корнями уравнения
am2g' — mg' + £ =0,
или
т =
1б
4а2
g'Ri
2а
(3.20)
где а = -—— и Im max—максимальная амплитуда кол-
1 т max
лекторного тока триода в предоконечном каскаде.
При окончательном выборе коэффициента трансформа-
ции необходимо руководствоваться стремлением получить
нужное значение сопротивления RQ = m2Ri, обеспечиваю-
щее минимум нелинейных искажений. Индуктивность пер-
вичной обмотки межкаскадного трансформатора опреде-
ляется из тех соображений, чтобы вызываемые ею частотные
искажения не превышали допустимой величины
М = ---------г*2
(3.21)
m2g'
1-1
Коэффициент усиления трансформаторного каскада вычис-
ляется по формуле
А8= г"150—. ~ (3.22)
£7 + m2g'
Каскады предварительного усиления (кроме предоко-
нечных) рассчитываются как обычные усилители на со-
7 1640
97
противлениях. Прежде всего, на основании (2.24) опреде»
ляется максимально' допустимое сопротивление коллек-
тор ной нагрузки
У'м1 — 1 — 2~FKz
RK max = Гб —------77=== • (3-23)
г^т — gr6 у мв — 1
Анализ этой формулы показывает, что, если отрица-
тельным окажется знаменатель, при любом значении со-
противления RH полоса пропускания получится шире за-
данной. Если же отрицательным будет числитель, то ни
при каких реальных величинах R„ требуемая полоса не
обеспечивается.
Окончательный выбор сопротивления R„ делается с
учетом (3.23), исходя из допустимого падения напряжения
источника питания.
Коэффициент усиления на средних частотах опреде-
ляется с помощью выражения (2.23). Для расчета емкости
разделительного конденсатора необходимо совместно ре-
шить (2.31) и (2.32), в результате чего получим
1 1
R, + Д.
2^нРХр-1
Элементы цепей стабилизации, в зависимости от вы-
бранной схемы, определяются в соответствии с изложен-
ным п. 8 главы 2. Необходимо только иметь в виду, что
условие точного баланса (2.136) не может быть выпол-
нено вовсе. При этом приходится отказаться от точ-
ной балансировки и выбирать RA из соображений допу-
стимого падения напряжения, a Rr и R2 из условий (2.138)
и (2.139).
ПРИМЕР РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ
ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
Рассчитать усилитель звуковых частот, нагруженный
на электродинамический громкоговоритель мощностью
Рн = 1 вт с сопротивлением звуковой катушки R„ = 10 ом.
Коэффициент частотных искажений на граничных часто-
тах F„ = 100 гц и Ев = 8 кгц — Л4Общ = 2. Входное на-
пряжение Двх ~ 3 мв, э. д. .с. источника Ек = 15
98
(3.24)
Для получения заданной мощности выбираем однотакт-
ный усилитель с трансформаторным выходом на триоде
типа П201, параметры которого S' = 2 a/в, g' — 10-1 \/ом,
г' = 3 ома, R'. ~ 1 ком, т' = 5 мксек, U'6 < 0,3 в.
Определяем коэффициент частотных искажений око-
нечного каскада '
Л4' = |/ 1 + 103-5-10-6Г=1,2Я,
И \ ё'г6 ) V \ Ю^-З J
(3.1)
Общий коэффициент усиления предварительного уси-
лителя
Ко предв = ~ = 100 (3.2)
*^вх ° 1V
и его коэффициент частотных искажений
Мв.предв = ^2 = 1^8 = 1.56. (3.3)
Для каскадов предварительного усиления выбираем
триоды типа П14 с параметрами So = 130 ма/в, g =
= 1,6 • Ю-3 \/ом, Гб = 80 ом, R, = 9 ком, т=1 мксек
при iK = /0 = 5 ма, для которого
? = -1,6о' '°~ 8° = 20 000 гц > FB = 8000 гц. (3.4)
2лт 2л • 10 ь у о nr \ /
Задаваясь числом каскадов предварительного усили-
теля л = 2, проверяем выполнение условий
Sn 2
gn-ig' = Т,6 . 10-3 . 10-1 = 105 > предв = 100 (3.5)
и - :
2ГгУ /Кпредв-1=^7Ю^У/1.562-1 =
= 104e^>FB. (3.6)
Вычисляем коэффициент частотных искажений на один
каскад в области нижних частот
лЦ-1.---3.—
Л4Н= J/Л40бщ = И 2 = 1,26. (3.7)
99
7*
Для расчета выходного каскада задаемся к. п. д.
трансформатора = 0,8. коэффициентом использования
коллекторного напряжения $ = 0,95 и начальным напря-
жением на коллекторе t/K0 = 12 в. Определив ориентиро-
вочно сопротивление нагрузки, приведенное к коллектор-
ной цепи
п, _ ^ко^т _ (0.95 • 12)* • 0,8 _
— 2РН — 2.1 — 52 0Ма’
вычисляем сопротивление первичной обмотки трансфор-
матора
Г1 = 1 (1 — 7)7-) = 152 (1 — 0,8) = 5,2 ома (3.8)
и, задавшись величиной стабилизирующего сопротивления
Л?3 = 4,7 ом, находим полное сопротивление коллекторной
и эмиттерной цепей постоянному току
= ri R3 = 5,2 -f- 4,7 ss 10 ом. (3.9)
По найденной величине R= из точки ик = Ек = 15 в,
соответствующей выбранной э. д. с. источника питания,
строим нагрузочную прямую. Выбираем на ней исходную
рабочую точку А и проводим через неё динамическую
характеристику в соответствии с указаниями, сделанными
в п. 3 настоящей главы (рис. 65). По этой характери-
стике находим значения токов и напряжений lm = 0,3 а,
Um = 10 в, /0 = 0,4 a, UK0 = 11 в, U'6 = 0,2 в, а по ха-
рактеристике тока базы (рис. 40) — ^~= Н ма. Найден-
ные величины позволяют проверить мощность рассеяния
и отдаваемую мощность
Рк = I0UKO = 0,4 • 11 = 4,4 вт < Рк „ах = Ю вт
и
Рвых == -к- 1ггУт = w Ю = 1,5 вт >—=тго= 1,25 вт
Z .... Z 7] р V,O I
(3.10)
Рассеиваемая триодом мощность получилась меньше
предельно допустимой при работе с воздушным радиатором.
Далее производим расчет параметров выходного транс-
форматора. Коэффициент трансформации
. f х / 0.3 • 10 • „ „.
т~ ]/ НЬМГ ~ 0>61’ (2’76>
100
индуктивность первичной обмотки
L > (^+'0 (Д'-и) =
1 (Я< +7?')2кЛн]/Л1[-1
' =____(1000 + 5,2) (33— 5.2)_ = 1
(1000 + 33) 2л- 100j/l,122 — 1
где
/?' = ^ = 22 = 33 ома
1 т и,о
ML = Мс = /Ж=/Г26 = 1,12, (3.11)
и индуктивность рассеяния
(R'i+R')V(M'B)*-\ (1000 + 33) Г 1.282-1
La^~ 2яДв — 2л • 8000 — U,Ulb гн.
(3.13)
Так как амплитуда тока базы получилась больше той,
которую способен обеспечить триод типа П14, стоящий
в предоконечном каскаде, последний необходимо выпол-
нить по трансформаторной схеме. Определим коэффициент
трансформации межкаскадного трансформатора, обеспечи-
вающий необходимую амплитуду тока раскачки
и
1 ± 1/" 1 —— 1 ± 1/" 1----—
m =------ g-^ = —У 2 . з') ' 9 ' 103 = 0,004 н-0,26.
(3.20)
Рассматривая общие динамические характеристики трит
ода типа П201 при различных сопротивлениях А?с (рис. 42),
выбираем величину /?с — 50 ом, при которой динамиче-
ская характеристика менее всего искривлена. Для полу-
чения выбранного значения сопротивления /?с коэффи-
циент трансформации межкаскадного трансформатора дол-
жен быть взят равным
'» = /§=/9-+ = 0.075.
Ю1
что как раз лежит в пределах, ограничиваемых условием
(3.20). Индуктивность первичной обмотки этого транс-
форматора должна быть выполнена не меньшей чем
£1 = ----------------------—
= ----------------J------------------= 4(8 гн (3.21)
(эШб + 0,0752 ‘ °’1/ 2я ’ 100 V'1 >122 — 1
Наконец, вычисляем коэффициент усиления предоко-
нечного каскада
/<0 = mS° = — 0,0С5-' 0,13— = 14,5. (3.22)
R^m2s' 9ббб + 0,0752 • 0,1
Остается рассчитать первый каскад предварительного
усилителя, который может быть выполнен на сопротив-
лениях. Находим для него максимально допустимое со-'
противление коллекторной нагрузки
п _ 1/мГ-Г1-2^вг
Ан max — Г б г „ = —
2nFBT — gr6 V Мв — 1
_ 80 ]/ 1,25а — 1 — 2л • 8000 • 10~6_
— 2л • 8000 • lO—e—l ,6 . IO"’ . 80 /1,252 — 1 ~
= — 1200 <ш<0. (3.23)
Так как отрицательным получился знаменатель выра-
жения (3.23), с точки зрения допустимых частотных ис-
кажений сопротивление R„ может выбираться любым.
Исходя из допустимого падения напряжения на нагрузке
и на стабилизирующем сопротивлении R3 при рабочем
токе коллектора /0 = 5 ма, выбираем сопротивление на-
грузки RH = 1 ком. При этом коэффициент усиления на
средних частотах получается равным
Д' — S0RH__________0,13 • 103___ел лоч
. - 1 + gRH -1 + 1,6 • Ю-з . юз -
Определяем емкость разделительного конденсатора
± + ± _L + _L
Ri R„ 9000 1000
----- Л _ — =------— — =3,5-10 бф^5мкф.
2лДн/.М2р-1 2л. 100)/ 1,122-1
(3.24)
102
Остается произвести расчет элементов цепей стабили-
зации режима и произвести выбор последнего. Расчет
произведем только для первого каскада, так как для ос-
тальных он выполняется аналогично. Задавшись величи-
ной эмиттерного сопротивления /?3 = 1 ком, находим пол-
ное сопротивление постоянному току
Рис. 68. Входная статиче-
ская характеристика триода
типа П14 (к расчету пред-
варительного усилителя).
Рис. 67. Выходные статические харак-
теристики триода- П14 (к расчету
предварительного усилителя).
и из точки ик =ЕК = 15 в на семействе статических харак»
теристик строим для него нагрузочную прямую (рис. 67).
На этой прямой выбираем исходную рабочую точку А,
соответствующую начальному току коллектора /0 = 5 ма.
Определив полное сопротивление нагрузки по перемен-
ному току
R~ = R3 = = -j-----!----r 400 ом,
ТГИ + * Тобо+1’6-10’’
строим для него динамическую характеристику, проходя-
щую через точку А, и убеждаемся, что выбранный режим
обеспечивает нормальную работу каскада. По характери-
стикам триода (рис. 67 и 68) определяем исходный режим
работы /0 — 5 ма, Дк0 = 5 в, U6o =—0,155 в, До =
= 0,15 ма. Для расчета элементов цепей стабилизации
103
диб
принимаем значения тепловых параметров равными =
д/б
= —2 мв/град и = —1 мка/град. Так как величина
сопротивления А?3 была выбрана' ранее А?3 = 1 ком, це-
лесообразно выбрать сопротивление потенциометра так,
чтобы он не оказывал заметного шунтирующего действия
по сравнению с входной проводимостью триода g. Вы-
брав
7?2 = 7 = ЕбЛг-з = 62оо°лг- <3-25)
из (2.139), решая его относительно и пренебрегая ма-
лыми величинами, получим
Р-Р _ fionn 15-5- 10-»- 10» _
2/оЯз + /бо#2 5 • 10-» • 10» + 0,15 • 10-3 • 6200 —
= 11000ол«. (3.26)"
Емкость конденсатора С, блокирующего эмиттерное
сопротивление 7?3,
С = = 1 +Q.13 ю»____=
2nFaR3 2к 100 • 10» К
= 420 10-6 0^500 мкф. (2.140)
Для оценки качества стабилизации подсчитаем вели-
чину нестабильности тока коллектора Д/к при работе
каскада в диапазоне температур от —60° до +60° С.
При температуре /min = —'50° С обратный ток коллектора
/ко (/min) о, а при максимальной /тах = +60° С /ко(/тах)=
= 40 мка. Подставляя эти значения в (2.137), найдем
Д^к —
Отах ' <min) I 7?! + Т?8 + ко (^тах) Aco^min-
+ «о/?г + &(^р^-2 + /?з)
1 -2- 10~» (60+60) — ( J.* 1 ‘ 6Д + И 103 (40 . Ю-в — 0)
2 \ 11 “I- о,^ /
1 + 0,13-103+1,6-10-3 (гпр+Н-1) 108
= 0,4 • 10-3а = 0,4 ма,
104
т. е. даже в таком большом интервале температур из-
менения тока коллектора оказываются меньше 10%, что
вполне допустимо.
Для сравнения целесообразно вычислить величину не-
стабильности тока коллектора при использовании других
схем питания полупроводникового триода. Если цепь
Рис. 69. Принципиальная схема рассчитанного усилителя звуковых
частот.
базы питать через большое гасящее сопротивление, не-
стабильность тока коллектора окажется равной
Д/к « Д/ко = ^е0,1^ 40 -10-6 = 3,2 ма.
Если же использовать подачу постоянного смещения
на базу, то нестабильность составит
~ Дг'к ~ 50^-Д/= 0,13 • 2 • IO"3 - 120 = 31,2 ма.
Принципиальная схема рассчитанного усилителя по-
казана на рис. 69.
5. УСИЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ И ВИДЕОСИГНАЛОВ
К видеоусилителям и усилителям импульсов предъяв-
ляется требование воспроизведения широкого спектра
частот с малыми частотными и фазовыми искажениями.
Некоторая нелинейность динамической характеристики
при этом существенной роли не играет. В отличие от
ламповых усилителей схема полупроводникового уси-
лителя на сопротивлениях для указанных целей оказы-
вается малопригодной, так как обладает сравнительно
105
узкой полосой пропускания даже при использовании
высококачественных полупроводниковых триодов. Чтобы
обеспечить достаточно широкую полосу, в видеоусили-
телях следует применять схемы с компенсацией и низко-
частотной коррекцией, схемы с отрицательной обратной
связью, а также широкополосные усилители с межкас-
кадным согласованием.
Наиболее подходящими для использования в видео-
усилителях являются высокочастотные дрейфовые полу-
проводниковые триоды типа П401, П402, П403, П403А,
П410, П410А, П411, П411А, а также сплавные триоды
типа П12, П406, П407, П19, П408, П409 и некоторые
Другие.
В качестве выходных каскадов видеоусилителей при
их работе на высокоомную нагрузку может использоваться
схема с корректирующей индуктивностью (рис. 17). В за-
висимости от требований, предъявляемых к форме час-
тотных и фазовых характеристик, видеоусилители могут
рассчитываться на получение простейших либо опти-
мальных характеристик.
При необходимости исследования переходных про-
цессов можно использовать обычные методы, применяе-
мые для ламповых усилителей. Наиболее удобно произ-
водить их анализ операторным методом, исходя из связи,
существующей между операторными изображениями и
частотными характеристиками. Получающаяся при этом
точность для большинства случаев практики оказывается
вполне достаточной, так как выведенные ранее выраже-
ния частотных характеристик учитывают с необходимой
точностью частотные свойства не только внешних цепей,
но и самих полупроводниковых триодов. Вследствие того,
что выражения (1.12) — (1.15) хорошо аппроксимируют
свойства триодов на сравнительно небольших частотах
и дают заметное расхождение в области очень высоких
частот, получаемые переходные характеристики будут
иметь погрешности лишь в их начальных участках.
Для использования в видеоусилителях больше всего
подходят схемы с компенсацией и с отрицательной об-
ратной связью, которые мало чувствительны к изменениям
режима и смене триодов. Широкополосный согласованный
усилитель и каскад с корректирующей индуктивностью,
хотя и обеспечивают предельную эффективность, под-
вержены значительному влиянию указанных факторов.
106
6. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ ВИДЕОУСИЛИТЕЛЕЙ
И УСИЛИТЕЛЕЙ ИМПУЛЬСОВ
При расчете видеоусилителей исходными величинами
обычно являются: граничные частоты F„ и FB, отсчиты-
ваемые чаще всего на уровне 0,7, максимальное выход-
ное напряжение и1ШХ max и напряжение на входе ивх (или
коэффициент усиления Ко Общ). Для усилителей импульсов
задаются длительность импульса время установления
ty и допустимый завал плоской части G. Эти величины
однозначно связаны с граничными частотами, отсчитывае-
мыми на уровне 0,7
f.=^ (3.27)
и
Ев=°-^. (3.28)
су
При коротких импульсах иногда в качестве нижней
граничной частоты принимают частоту следования FB —
= Fпоит-
Если видеоусилитель нагружен на низкоомную нагрузку
или на входное сопротивление полупроводникового три-
ода, то все его каскады рассчитываются одинаково. В слу-,
чае высокоомной нагрузки расчет следует начинать с вы-
ходного каскада. Так как у видеоусилителей полоса про-
пускания может быть достаточно широкой, триоды для
них должны подбираться так, чтобы даваемое ими про-
изведение усиления на полосу
гарантировало получение необходимого усиления на каскад.
При соблюдении условия
F —
в ~~~ 2лт
можно ограничиться применением схемы с компенсацией.
В этом случае число каскадов п выбираете^ так, чтобы
одновременно удовлетворялись неравенства
Ко общ = == s W1/?; (3.29)
• ивх
107
и
(3.30)
где /?э — эквивалентное сопротивление нагрузки выход-
ного каскада (2.12). Исключая из неравенств (3.29) и
(3.30) величину можно получить условие для опреде-
ления числа каскадов усилителя
п >
. общ
е^г
. Sor6 .
+ 1.
(3.31)
Чтобы воспользоваться неравенством (3.31), необходимо
предварительно задаться верхней граничной частотой око-
нечного каскада Fb = (L,5— 2,5) FB и с помощью выра-
жений (2.16) и (2.17) определить сопротивление R’3. Далее,
выбирая из табл. 3.1 значение величины
<P(n) = -|lg(?2-l),
добиваемся выполнения неравенства (3.31) при наимень-
шем целом п, которое и является искомым числом кас- ,
кадов, обеспечивающих заданные полосу и усиление.
Таблица 3.1
Значения V у 2—1 и ср (п) при различном числе каскадов г
п 1 2 3 4 5 6 8 10
У 1 0,64 0,51 0,44 0,39 0,35 0,3 0,265
?(«) 0 0,097 0,146 ОД 78 0,204 0,228 0,262 0,288
Полоса пропускания каждого каскада определяется
по общей полосе всего усилителя с помощью соотношения
Гв1
(3.32)
1
103
Приведенный метод расчета пригоден не только для
случая, когда оконечный каскад выполнен по схеме с кор-
ректирующей индуктивностью. При других схемах выход-
ных каскадов разница будет заключаться лишь в опреде-
лении величины которую необходимо подставлять
в (3,31).
Если требуемая полоса пропускания превышает ,
следует применять схему широкополосного согласован-
ного усилителя (рис. 48). В этом случае число каскадов
определяется аналогично предыдущему из условия
с у
--------z- _ --------+1. (3.33)
Так как точное значение сопротивления необхо-
димое для подстановки в (3.33), еще неизвестно, при-
ходится ориентировочно задаться его величиной =
= (3 — 7)гб. После окончательного расчета каскада, в
случае заметного расхождения ориентировочного значения
по сравнению с расчетным, необходимо снова проверить
выполнение условия (3.33).
7. РАСЧЕТ ВИДЕОУСИЛИТЕЛЕЙ
При работе видеоусилителя на высокоомную нагрузку
(на электронную лампу, электронно-лучевую трубку и т. п.)
выходной каскад наиболее целесообразно выполнять
ио схеме (рис. 17) с корректирующей индуктивностью.
Исходный режим работы этих каскадов выбирается в за-
висимости от характера усиливаемых сигналов. В случае
симметричного относительно нуля входного напряжения
исходная рабочая точка должна располагаться на середине
выходной динамической характеристики. При односторон-
них сигналах её целесообразно сдвинуть ближе к соот-
ветствующему концу. Для сигналов положительной поляр-
ности и триодов типа р — п — р рабочую точку следует
сместить кверху, а при отрицательной — книзу. В случае
применения триодов типа п — р — п смещение рабочей
точки должно быть противоположным.
109
Расчет оконечного каскада состоит в определении ве-
личин элементов его схемы. По выбранной в предваритель-
ном расчете верхней граничной частоте F'a определяют
параметр с (2.16). Затем с помощью (2.17) рассчитывают
эквивалентное сопротивление R'3, сопротивление нагрузки
R„, параметр Ь, сопротивление Rlt шунтирующее кор-
ректирующую катушку и её индуктивность L. Если со-
противление нагрузки R„ получается слишком большим
или отрицательным, то это значит, что реальная полоса
пропускания получится шире, чем предполагалось. Тогда
сопротивления R3 и RH следует не рассчитывать по фор-
мулам (2.17), а, выбрав Rlt, исходя из допустимого паде-
ния напряжения, найти R'3 с помощью (2.12). В случае
необходимости уточнить значение полосы пропускания
можно из (2.17) найти параметр с и затем из (2.16) (вы-
числить F'B-
Построив для найденного значения сопротивления RH
выходную динамическую характеристику, находят по ней
максимальное возможное изменение коллекторного тока
Д/к max и вычисляют максимальную неискаженную вели-
чину выходного напряжения.
^вых max = max ‘ Ri , (3.34)
Элементы схемы стабилизации режима рассчитываются
в соответствии с изложенным в п. 8 главы 2.
Каскады предварительного усиления, выполненные
по схеме с компенсацией (рис. 45), могут быть рассчитаны
в следующем порядке. По известной полосе пропускания
ЕВ1 вычисляют на основании (2.37) величину эквивалент-
ного сопротивления нагрузки
гб
2*ЕВ1т
(3.35)
Затем с помощью соотношений (2.35) и (2.33) опре-
деляют сопротивление R и индуктивность L компенсирую-
щей цепочки. Коэффициент усиления на средних частотах
можно определить по формуле (2.36). Зная нижнюю гра-
ничную частоту Ен всего усилителя, находим граничную
частоту одного каскада
FHI = FH1^<2-1 (3.36)
110
и на основании (2.91) постоянную времени разделитель-
ной цепи
.______1_ gR
н 2кДн1: 1 + gR •
(3.37)
После выбора режима работы и сопротивления на-
грузки в цепи коллектора определяют емкость раз-
делительного конденсатора
,3-38)
Чтобы емкость этого конденсатора получилась воз-
можно меньшей, величину сопротивления нагрузки RH
следует брать максимальной, ограничивая её лишь до-
пустимым падением напряжения источника питания.
Однако следует иметь в виду, что делать RH больше
внутреннего сопротивления триода Rt нецелесообразно,
так как это не приводит к существенному снижению
емкости Сх.
Если рассчитываемые каскады, кроме разделительных
конденсаторов, содержат ещё и другие элементы, вызы-
вающие завал характеристики на низких частотах, то в
(3.36) под п надо понимать общую сумму всех таких
элементов, включая и разделительные емкости. В част-
ности, при наличии в цепях эмиттеров цепочек R, С
значение п в (3.36) должно равняться удвоенному числу
каскадов.
При расчете широкополосного согласованного каскада
по схеме (рис. 48) выбор режима и расчет элементов
стабилизации производится описанным ранее способом.
Для расчета цепей нагрузки необходимо по заданной
частоте FB1 определить с помощью (2.105) параметр а.
Затем на основании (2.95) найти индуктивность первич-
ной обмотки согласующего трансформатора
л - 0x2
1 26'0г6С6к
(3.39)
и из уравнения (2.102) — сопротивление в коллекторной
цепи
Компенсирующая цепочка R2, L2 должна обеспечивать
выполнёние условия полной компенсации неравномерности
входной проводимости Y (2.39). Её .элементы рассчиты-
111
ваются по формулам (2.40) и (2.33). Емкость раздели-
тельного конденсатора рассчитывается по формуле
р _______
Ъ1^2кДн1(1 + gR.) №+ 7?,) •
(3.40)
в которой F„i определяется из (3.36). Емкость развязы-
вающего фильтра, осуществляющего низкочастотную кор-
рекцию, находится с помощью выражения
<ЗЛ|>
Коэффициент трансформации т вычисляется по (2.101),
а усиление на средних частотах может быть найдено с
помощью (2.104).
ПРИМЕР РАСЧЕТА ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Рассчитать видеоусилитель Для электронного осцилло-
графа с выходным каскадом на лампе, входная емкость
которой Сн = Ю пф. Напряжение, снимаемое с полупро-
водникового усилителя на сетку лампы, ивых max должно
быть не менее 1,5 в. Общее усиление каскадов на полу-
проводниковых триодах /Со общ = 104, граничные частоты
Ен= 100 гц, Ев = 0,7 А4гц, э. д. с. источника питания
Ек = 20 в.
Наиболее подходящими для удовлетворения постав-
ленным требованиям являются сплавные германиевые
триоды типа П409, параметры которых при токе коллек-
тора гк=5 ма—S0=170 ма/в, g = 2 • 10-3 {/ом, /?,=8 ком,
Гб = 130 ом, СбК = 15 пф 'А т = 0,13 мксек. Эффективность
этого триода •
К.Г. = Й = 27 • 10- гч (2.38)
обеспечивает достаточное усиление при заданной полосе.
Применение высокочастотных дрейфовых триодов вслед-
ствие их более высокой стоимости экономически не яв-
ляется оправданным.
Так как осуществляется усиление весьма слабых сиг-
налов, работать при токах коллекторов iK — 5 ма нецеле-
сообразно. Поэтому выбираем исходный режим iK — /0 =
412
= 2 ма и производим пересчет параметров к принятому
значению исходного тока
So (iK2) = 7s1 So (iK1) = | • 170 = 70 ма/в
ZK1 °
Z 9 1
g(iK2) = T1g(iKi) = 42- 10-8 = °,8 • !°-3^
Kl
T (iK2) = 2j£2. T (iK1) = 4 1,3 • 10-7 = 0,05-10-« сек
ZK1 0
tf,-(iK2) = (iK1) = 5 8 . 103 = 20.10» ом
zk2 Z
(1.25)
Проверяем выполнение условия
_1___________1
2лт 2 л 0,05 • 106
= 3,2 • 10е гц > FB = 0,7 • 10е гц,
которое позволяет сделать вывод о возможности исполь-
зования в оконечном каскаде схемы с высокоомной нагруз-
кой (рис. 16), а в предварительном усилителе — схемы с
компенсацией (рис. 45).
Задавшись верхней граничной частотой оконечного
каскада
F; = 2FB = 2 0,7 • 10е = 1,4 • 10е гц,
из (2.6) определяем постоянную времени
’ = ЯК - ' = 2.. м - °-05 10-е = о-064 1 ™
и из (2.2) величину
р,___ 0,064 • 10_6 .-г .
Л'э ~ 50гбСбк — 0,07 • 130 • 15 • 10“12 “ 4/0 0М'
Полагая, что максимальные отклонения тока в обе
стороны от исходного значения
Д/ктах = 2 • О,8/о = 2 • 0,8 • 2 • 10“» = 3,2 • 10~3 а,
проверяем максимальное выходное напряжение
Мвыхmax = тах^?э = 3,2 • 10 3 • 475 = 1,5 (3.34)
которое оказывается не меньше заданного.
8 1640 ИЗ
Определяем необходимое число каскадов
. Ко Общ
+=
'8237,-’(“>
101
lg 0,07 475 - ,
— , .0,07 -130 , , ‘
g 2л • 0,7 • 106 • 5 • 10~8 'Р
(3.31)
Полагая в нем п = 3 и взяв из табл. 3.1 значение
ср (п), получим
3 -> 2|48 I 1—27
° > 1,62 — 0,146 -I- 1 — z
т. е. необходимое число каскадов равно трем.
Вычисляем верхнюю граничную частоту одиночного
каскада
FB1 = -/l. . = -’I: 10!_ =1,4- 10е гц. (3.32)
РЗ/2-1 /|/2-1
Так как её величина не превосходит F'B, взятую для
оконечного каскада, его расчет выполнен правильно. Не-
обходимо только вычислить сопротивление нагрузки, кото-
рое согласно (2.2)
RH = пр- = 490 510 ом.
R? 475 “ 20000
Приступая к расчету предварительных каскадов, убеж-
даемся в невозможности выполнить их по схеме на сопро-
тивлениях, так как
£ = о‘« ‘ Г- =0.33 Ю‘ г, < F.. = И Ю* Щ (2.28)
и заданная полоса не обеспечивается. Поэтому оконча-
тельно останавливаемся на схеме с компенсацией (рис. 45)
и находим для неё
~ 2лГв т — 2л • 0,7 • 106 • 5 • 10-е — 300 ом (3.35)
в± *
114
и из (2.35)
7? = -j—5— = -- 390 ом.
к~8 зео-0,8’10"3
Воспользовавшись условием (2.33), находим компенси-
рующую индуктивность
. L = т£= 0,05 • 10-в • 390 = 19,5- Ю-8 гн.
Исходя из допустимого падения напряжения источ-
ника питания, выбираем сопротивление коллекторной на-
грузки 7?н = 5,6 ком. Находим нижнюю граничную частоту
одиночного каскада
FHl = FHp3/2-l = КХ)КИ-1 =35гц, (3.36)
вычисляем постоянную времени разделительной цепи
_ 1 gR 1 0,8 • 10~» • 390
Тн — 2л?н1 ‘ 1 + gR — 2л • 35 1 + 0,8 • 10—3 • 390 —
• = 1,07 • IO-3 сек ’ (3.37)
/
и рассчитываем емкость разделительного конденсатора
С1 = Тн (яГ + = ',07 ' 10 • (20 • 1б3 + 5,6 • 103) =
= 0,25 . 10-е ф. (3.38)
Воспользовавшись выражениями (2.86) и (2.88), опре-
деляем корректирующую емкость
Тн 1 ,07 * 10—3 Q Q 1Л—в Q 4.
С2 = -5- = --QQn = 2,8-10 6 ф^З мкф.
i\ оуи
Заканчивая расчет, проверяем коэффициенты усиления
каскадов
7<01 = S07?3 = 0,07 • 300 = 21,
К'о = So^ = 0,07 475 = 33 { '
и общее усиление
Ко ом = 7<о1 • = 212 • 33 = 14 500 > Ю4. (3.29)
Определение токов и напряжений в исходном режиме
и расчет цепей стабилизации производится аналогично
изложенному в предыдущем примере.
' 8» , 115
ПРИМЕР РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ ИМПУЛЬСОВ
Рассчитать усилитель прямоугольных импульсов дли-
тельностью /и = 1 мксек, работающий на высокоомную
нагрузку с паразитной емкостью Сн = 12 пф. Выходное
напряжение должно быть. не менее 0,5 в. Допустимый
завал вершины импульса не должен превышать G = 1 %
и время установления фронта 1У = 0,1 мксек. Необходи-
мое общее усиление /Сооб1Ц= 103.
Определяем граничные частоты полосы пропускания
= = <3-27>
= V = ОТГЛТ* = 3'5 • 106 (3.28)
Так как верхняя граничная частота должна быть
получена достаточно высокая, приходится применять
высокочастотные дрейфовые триоды. Выбираем триод типа
П402, который для рассчитываемого усилителя является
вполне подходящим. Его параметры при токе коллектора
iK — 5 ма — So = 120 ма/в, g = 2 • 10-3 1/ом, Сбк = Ю пф,
re = 100 ом, т = 0,025 мксек.
Расчет начинаем с оконечного каскада, который при
заданной полосе необходимо выполнить по схеме с кор-
ректирующей индуктивностью (рис. 17). Так как исполь-
зуется дрейфовый триод, получить оптимальную частотную
характеристику при достаточном выходном напряжении
затруднительно. Поэтому ограничимся получением харак-
теристики простейшего вида.
Задавшись верхней граничной частотой оконечного
каскада
F'B = 2FB = 2 • 3,5 • 10е = 7 • 10е гц/
определяем величину сопротивления нагрузки
= 2т^50гбСбк = 2л • 7 • 10» . 0,12 • 100 • 10-”= 190~200 ОМ
и корректирующую индуктивность
L = = 0,025 • 10~® • 200 5 • 10~® гн.
При определении числа каскадов, в случае примене-
ния дрейфовых триодов, необходимо вместо т подставлять
величину тт|-50г3Сбк. • -
116
В результате подстановки этой величины получим
. ^0 общ
g адн
Sr ~h 1 =
1g_____5оГб-_-----т(п)
2кГв(т+50ГбСбк)
. 103
g 0,12 -190 . , .
— о.12 - loo . :
lg2rc • 3.5 • 106 • (2,5 • 10~8 4-0.12 • 1002 • 10-11) Ч(П> "
которое удовлетворяется при п = 3.
Определяя граничные частоты одного каскада
FB1 =...J3= = 3Д10^ = 7 • 106 гц,
/"/2-1 /1/2-1
FHl = FH VVz — 1 = 1600/{/2 — 1 = 360 гц,
Рис. 70. Принципиальная схема рассчитанного усилителя импульсов.
убеждаемся, что оконечный каскад рассчитан правильно
и проверяем величину выходного напряжения
«вых max = Д/КтахЯн~О,8/оЯн = 0,8 • 5 • 10“3 • 190=0,76 в?
которое превышает заданное значение.
Предварительные каскады могут быть выполнены по
схеме с компенсацией (рис. 46). Их эквивалентное сопро-
тивление
^’“2xFb1 (т + 50^Сбк)
- 100 со / '
2л • 7 • 106 (2,5 • 10“8 +.0,12 • 1002 • 10~“) 02 0Ма"
117
Расчет остальных элементов схемы производится точно
так же, как и в предыдущем примере. Поэтому» не при-
водя ёго подробно, укажем лишь получающиеся величины:
R = 68 ом, L = 1,7 мкгн, тн = 0,034 • 10-3 сек,
R.a = 1 ком, Сх = 0,04 мкф и С2 = 0,5 мкф.
Принципиальная схема усилителя показана на рис. 70.
8. УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Усилители на полупроводниковых триодах с нагрузкой
в виде одиночных или связанных колебательных контуров
находят применение в качестве усилителей высокой и
промежуточной частоты. Основными требованиями к этим
усилителям, как известно, являются обеспечения заданных
избирательности, полосы пропускания и усиления.
Поскольку рабочие частоты усилителей высокой и про-
межуточной частоты лежат в пределах от сотен килогерц
до десяткбв и даже сотен Мгц, в них целесообразно
использовать только высокочастотные триоды, преимуще-
ственно дрейфовые, типов П401, П402, П403, П403А,
П404, П405, П406, П407, П408, П409, П410, П410А, П411,
П411А и некоторые другие. Так как на высоких часто-
тах, даже при использовании лучших триодов, усиление
получается небольшим, в усилителях целесообразно при-
менять межкаскадное согласование.
Основной особенностью усилителей высокой и проме-
жуточной частоты на полупроводниковых приборах являет-
ся сильное шунтирование колебательного контура вход-
ным и выходным сопротивлениями подключаемых к нему
триодов. Это обстоятельство приводит к значительному
ухудшению избирательности и к изменению резонансной
частоты контура. Для устранения этих нежелательных
явлений связь контура с триодами должна выполняться
достаточно слабой. Только при необходимости получить
широкую полосу пропускания следует применять непо-
средственное включение контура. Весьма характерным
является также и то, что относительная расстройка кон-
тура входной и выходной емкостями триода практически
не зависит от связи. При сильной связи контура с трио-
дами .увеличение вносимой расстройки компенсируетоя
одновременным расширением полосы пропускания.
к
118
Резонансные кривые полупроводниковых усилителей
при относительно узкой полосе пропускания получаются
в точности такими же, как и у ламповых. При ши-
рокой полосе между ними имеется некоторое различие,
вызванное влиянием на форму резонансной кривой частот-
ных свойств самого триода. При этом кривая приобре-
тает некоторую асимметрию, а её максимум сдвигается
от точки резонанса в сторону более низких частот.
Ещё одним интересным свойством полупроводниковых
резонансных усилителей является то, что в весьма ши-
роких пределах усиление каскада мало зависит от полосы
пропускания. Последнее сильно упрощает предваритель-
ный расчет, связанный с выбором числа каскадов, необхо-
димых для обеспечения заданных избирательности и
усиления.
9. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ
Расчет избирательности и выбор промежуточной ча-
стоты приемников с усилителями на полупроводниковых
триодах может производиться такими же точно методами,
как и ламповых, так как форма резонансных кривых и
их математическое выражение в обоих случаях получаются
одинаковыми. Необходимо только иметь в виду, что
вследствие шунтирования контуров входным и выходным
сопротивлениями триодов реальные их затухания оказы-
ваются несколько увеличенными. В узкополосных усили-
телях эквивалентное затухание контуров с учетом вноси-
мых потерь не может быть сделано меньше чем
8Э = (1,5—2)8К (3.43)
без заметного снижения усиления. Здесь 8К собственное
затухание контура без учета вносимых потерь.
В некоторых случаях связь контура с триодами, а
следовательно, и затухание 8Э ограничиваются допусти-
мой нестабильностью настройки за счет изменения пара-
метров Y и У\. Учитывая, что
A(max_^ 1 АСтах 1 s
~~h~ ~ ~С~ У э’
119
и исходя из (2. 112), для максимально допустимого экви-
валентного затухания получим
8э<-----.--------------------, (3.43)
1----------:--_---------
“о (ЛСВЫХЙВЫХ + ДСВХ/?ВХ)
где максимально допустимая относительная рас-
/О
стройка, дСвх, ДСвых — абсолютные неконтролируемые от-
клонения емкостей триодов от расчетных значений.
Если за счет ослабления связи контура с триодами
затухание 8Э будет сделано меньшим, чем следует из
(3.44), расстройка не превысит половины полосы про-
пускания, что необходимо для осуществления нормаль-
ного приема.
В случае, Иогда знаменатель (3.43) становится отри-
цательным, расстройка контура при любой связи с трио-
дами не превысит допустимой нормы.
При выполнении предварительного расчета усилите-
ля эквивалентное затухание определяется одним из
условий (3.42) и (3.43) или получением требуемой по-
лосы пропускания каждого каскада
' 8Э > . (3.44)
/о
Выбирая для усилителя полупроводниковый триод,
необходимо позаботиться, чтобы его предельная частота
(2.54) по крайней мере в несколько раз превышала
максимальную рабочую частоту.
Расчет следует начинать с выбора схемы. Причем в
у. п. ч. для получения высокой избирательности сле-
дует применять схемы со связанными контурами, а в
случае, когда избирательность не играет существенной
роли,—с одиночными. Усилители высокой частоты
(у. в. ч.), как правило, выполняются с одиночными
контурами.
Число каскадов усилителя определяется независимо
от условий обеспечения требуемой избирательности и
требуемого усиления. Последнее должно удовлетворять
неравенству
K0O6ui<Kt> 1 (3.45)
в котором /Со коэффициент усиления одного каскада,
вычисляемый в зависимости от выбранной схемы по
120
формулам (2.110), (2.120), (2.126). Из найденного таким
образом числа каскадов выбирается большее, которое
одновременно обеспечит и избирательность и усиление.
Для усилителя, собранного по схеме (рис. 50), не-
обходимо задаться конструктивно приемлемой величиной
характеристического, сопротивления р, или, что то же
самое, значением емкости либо индуктивности контура.
Далее рассчитываются коэффициент включения р± (2.108),
согласующая емкость С2 из (2.109), индуктивность
£ = Й (ЗЛ6)
и полная емкость
Зная полную емкость С, а также определив входную
и выходную емкости триода (2.50), можно рассчитать
конденсатор контура
1 с2 + свх + Л?вых —с
Вспомогательные цепи и элементы схемы стабилизаг
ции режима рассчитываются так же, как и. в других
усилителях. В случае 'применения нейтрализации схема
должна быть видоизменена в соответствии с рис. 56.
Величина нейтрализующего сопротивления Zn опреде-
ляется из условия (2.130), а разделительная емкость С3
должна быть выбрана так, чтобы ее включение не нару-
шало условия баланса моста.
В усилителе со связанными контурами, собранном
по схеме (рис. 52), необходимо, задавшись характери-
стическими сопротивлениями и собственным затуханием
контуров рь р2 и 8К, определить из (2.116) величину
емкости согласующего конденсатора С3 и вычислить ко-
эффициент включения рг (2.116). Остальные элементы
колебательных контуров рассчитываются по формулам
(3.46) — (3.48). При этом, определяя с помощью (3.48)
емкость вторичного контура С2, необходимо исключить
слагаемое р^Свых, которое к последнему отношения не
имеет.
Если усилитель выполнен по 'схеме с непосредствен-
ной связью (рис. 53), то характеристическими сопротив-
лениями pj и р2 не задаются, а находят их с помощью
121.
выражений (2.118) и (2.119). Затем по найденным зна-
чениям pj и р2 рассчитывают индуктивности и емкости
контуров.
Усилители высокой частоты чаще всего делаются
с плавно настраиваемыми контурами. Современные полу-
проводниковые триоды позволяют уверенно осуществлять
усиление в диапазоне от длинных до метровых волн
включительно. Так как основным требованием к у. в. ч.
супергетеродинных приемников является обеспечение
необходимой избирательности по зеркальному каналу,
сравнительно небольшое усиление на высоких частотах
не может считаться серьезным недостатком.
Расчет перестраиваемого колебательного контура и
перекрытия заданного диапазона частот по существу
остается таким же, как и для ламповых приемников.
В зависимости от того, является ли более важным обес-
печить постоянство усиления или полосы пропускания
по диапазону, выбирается схема с автотрансформатор-
ной либо с емкостной связью со следующим каскадом.
Если усилитель выполняется по схеме с двойной
автотрансформаторной связью (рис. 54), то для самого
высокочастотного поддиапазона, исходя из допустимой
величины эквивалентного затухания 8Э (2.124) и из до-
пустимых потерь усиления (2.125), определяются значе-
ния относительного коэффициента связи d и постоян-
ной времени Коэффициенты включения и р2 рас-
считываются по найденной величине tp В зависимости
от того, требуется ли по условиям расчета обеспечить
полосу пропускания не меньше заданной или же экви-
валентное затухание не больше расчетного, вычисления
производятся соответственно на низшей или на высшей
частоте поддиапазона. Чтобы получить наиболее равно-
мерное усиление на различных поддиапазонах, выбирае-
мые для них коэффициенты d должны удовлетворять
условиям
rf] 1^7?ВХ1/?ВЫХ1____^2 1/7?ВХ27?ВЫХ2 _ .... ZQ ДП\
V1 + (“01Ч2 (1 + 2di) “ К 1 + (“02")2 (1 + 2d2) “
Если при этом полоса пропускания на одном из под-
диапазонов окажется уже необходимой, то следует ли-
бо отказаться от выполнения равенства (3.49) и сделать
связь с триодами сильнее, либо зашунтировать контур
122
активным сопротивлением /?ш и подставлять в расчетные
формулы вместо 8К величину
+ -5~-
ЛШ
В случае шунтирования контура сопротивлением 7?ш
коэффициент d для соответствующего поддиапазона оп-
ределяется из (3.49). Затем по требуемой полосе про-
пускания вычисляется затухание шунтированного кон-
тура
и, наконец, шунтирующее сопротивление
- (3.61)
Остальные элементы схемы рассчитываются аналогич-
но рассмотренным ранее случаям.
В усилителе с трансформаторной связью (рис. 55)
индуктивность катушки связи выбирается из условия
> (3.52)
1 Х <»§Свых V '
которое должно выполняться., для наивысшей частоты
соответствующего поддиапазона. В дальнейшем с учетом
(2.129) расчет сводится к предыдущему случаю.
При необходимости применить нейтрализацию в уси-
лителе на высокочастотном триоде с предельной часто-
той, значительно превышающей рабочую, из условия
(2.130) получаем
7 —
ЛЛ,~ /о>Сбк5о7?эр? ’
откуда видно, что Zn должно представлять емкость
Cn = C6k^~^-. (3.53)
Входящее сюда эквивалентное сопротивление контура
R3 определяется как
123
Пример расчета у. п. ч. вещательного радиоприемника
Рассчитать каскад у. п. ч. вещательного радиоприемника с
промежуточной частотой f0 = 465 кгц.
Так как в вещательном приемнике требуется обеспечить высо-
кую избирательность, выбираем схему у. п. ч. со связанными кон-'
турами (рис. 52). Из выполненного обычными методами предва-
рительного расчета известно: связь между контурами выбрана кри-
тической т) = 1, эквивалентное затухание с учетом вносимых по-
терь, ’ обеспечивающее требуемую полосу пропускания 6Э = 0,017.
Для каскада у. п. ч., при сравнительно невысокой промежу-
точной частоте, вполне подходящим является сплавной триод типа
П407, параметры которого для iK = 5 ма — So = 160 ма/в, g —
= 5 • 10~8 1/ол, Ri = 20 ком, Сбк = 20 пф, рв = 125 ом, т =
= 0,16 мксек.
Расчет начинаем с определения входных и выходных сопро-
тивлений и емкостей. Предварительно целесообразно найти часто
встречающуюся величину
<иот = 2л • 465 • Ю8 • 0,16 • 10~» = 0,465.
После этого вычисляем
_ 1+(оу)2 _ 1 + 0.4652 _18,
«вх - гб gr6 (ш0т)2 5 • 10~3 • 125 -Ь О,4651 2— 180
и
1 1 <идт50ГбСбк
= я! + Т+(«>0т)2 = гоТТо»
2л • 465 • 103 • 0,465 • 0,16 • 125 • 20 • 10“12 п _ 1П_. 1
- = 0,5 • 10 8 —
ом
-г 1 -J-, 0,46В2
откуда /?вых = 2 ком, „
_т 1— ёгб _ 0,16.10-»
вх гб ' 1 + (<о0т)2 - 125
= 400 • Ю“12
И
1
, (2.51)
1—5 . ДО-3 -125 1
1 + 0.4652
Ф
} . (250)
^вых — ^бк
0,16 • 125 1
1 + 0,4652 J - 350 j
Задаемся емкостью колебательных контуров С — 1000 пф и
конструктивно легко выполнимой величиной их собственного затуха-
ния 8К = 0,01 и вычисляем характеристические сопротивления
₽l = Ра <^С = 2л • 465 • 10s • 10~8 = 340 °М‘
Находим коэффициент включения контура в коллекторную
цепь
Р1 =
>э-8к'
^(0,017 —0,01) = 0,2 (2.116)
124
и согласующую емкость со стороны входа следующего каскада
С — 1 1 / ^вх _ 1 __ Г _
3 -о/?вх V Р2(5э-5к)
1 /~ 180 Г
2л • 465 • 103 . 18о1/ 340(0,017 —0,01) — 1 “400, 10 12 =
= 16000-10-120= 16 000 пф. (2.117)
Определяем емкости конденсаторов, входящих в первичный ко-
лебательный контур
Cj = С — ?1СВЫХ = 1000— 0,22350 = 986 ~ 1000 пф
и во вторичный
с (С3 + свх) 1000 (16000 + 400)
Ci = С3 + Свх — С = 16000 + 400 — 1000 ~1060 <3-49)
а также индуктивности контурных катушек
£ = — = “б------ГпТ = °-116 • 10-3 гн- <3-47>
о>о 2л • 465 -10s
Полагая, что нестабильность входной и выходной емкостей и
сопротивлений триодов в рабочих условиях составляет ± 20% от их
расчетных значений, проверяем допустимую величину эквивалент-
ного затухания, исходя из условия обеспечения стабильной настройки
контуров. Так как в схеме со связанными контурами расстройка в
соответствующий контур вносится только одним из триодов и в
худших условиях оказывается первичный, определим допустимое
затухание rto видоизмененной формуле (3.44)
“о АСВЬ1Х/?ВЫХ
2л-465-103-0,2.350.2000.10-12
Условие стабильности настройки выполняется при любом зату-
хании, потому что знаменатель дроби получился отрицательным.
Иначе говоря, при любой связи с триодами вносимая ими рас-
стройка не превысит половины полосы пропускания.
Остается найти коэффициент усиления каскада
ь. __ 1 «оГ^вх^вых 2т] __
2 ' г+¥ ч ~
1 0,16/180 • 2000 2-1 0,017 — 0,01 1О /о 1ЛП
~ 2 ’ + 0,465'3 ‘ 1 + I2 ‘ 0,017 ~ 18> (2J20)
125
причем значительная потеря усиления вызвана- низким -к. п. д.
контуров
5э— 5к 0,017 — 0,01
8Э 0,017
= 0,41,
используемых в качестве согласующего устройства. В узкополосных
усилителях jis-за необходимости делать связь с триодами слабой
к. п. д. контуров всегда получается низким. По мере расширения
полосы он стремится к единице..
Пример расчета у. п. ч. телевизионного приемника
Рассчитать каскад у. п. ч. телевизионного приемника с проме-
жуточной частотой /0 = 30 Мгц.
Так как к телевизионным приемникам требование высокой изби-
рательности не предъявляется, выбираем схему одноконтурного^, п. ч.
(рис. 50), как наиболее простую. Из предварительного расчета
известно эквивалентное затухание 8Э = 0,2, необходимое для обес-
печения заданной полосы пропускания.
Вследствие большой величины промежуточной частоты в уси-
лителе приходится использовать высокочастотный дрейфовый триод.
Наиболее подходящим для этой цели оказывается триод типа П411,
параметры которого при токе коллектора 1К = 5 ма— So = 120 ма/в^
g=2 • 10-3 1/ом, /?j=20 ком, Сбк=3 пф, гб=80 ом, т=1,8-10~• сек.
Рассчитываем часто встречающуюся величину
ч)от = 2л • 30 10е • 1,8 10-» = 0,34 «
и вычисляем входные и выходные сопротивления и емкости
/?вх = 325 ом, /?ных = 590 ом, С = 17 пф, Свых = 29 пф.
ВЛ ' ВЫХ Вл ' ВЫХ
Характеристическое сопротивление контура р целесообразно вы-
брать так, чтобы коэффициент включения контура в коллекторную
цепь получился бы равным единице, т. е. чтобы получить непосредст-
венное включение. Разрешая (2.108) относительно р и приравнивая
Pi = 1, получим
(5э — 5к)Явых (0,2 — 0,01)590 „
Р =-------5-----= 5---------------= 56 ом’
откуда
И
С = — = о---------яп1 те ж = 90 • 10-12 Ф = 90 пф
о)0р 2л • 30 • 10е «56 т
(3.47)
(3.46)
£ = — = о------те = °>314 ' 10-6 гн-
ш0 2л • 30 • 10е
Рассчитываем емкости конденсаторов контура
1
с — 1 _££вх_ _. _ „ _
2 “о*вх Р(»э-»к) . ВХ~
. = _______!_____1/_2_1_3.25 _1_17 =
2л • 30 • 10е • 325 Г 56(0,2—0,01)
= 390 • 10~12 ф = 390 пф
(2.109)
126
и
(С —Р1Свых)(С2 + Свх) _ (90 — Р • 29) (390 + 17)
С1~ С2 + Свх + ^СВЫХ_С 390 + 17 + Р-29-90
Задавшись конструктивно выполнимым собственным затуханием
контура 8К = 0,01, вычисляем резонансный коэффициент усиления
Л- = 1- S" R**R™* . 5э~5к =
° 2’ V1 + (“о"')2 ' 5Э
1 0,12 |/325 . 590 0,2-0,01 OQ
-2--7TTW олг~-23- (2J10)
Следует заметить, что при широкой полосе пропускания к. п.д.
контура, как согласующего элемента, получается достаточно высо-
ким и достигает
5э- 5К 0,2-0,01 nQ1.
--:--- == ----- = 0.У5.
Проверка на обеспечение стабильности настройки показывает,
что и в этом случае настройка контура будет оставаться стабильной
при относительном изменении входных и выходных параметров
до ±50%.
Пример расчета у. в. ч. вещательного радиоприемника
Рассчитать у. в. ч. вещательного приемника на коротковолно-
вом поддиапазоне с граничными частотами /min — 6 Мгц и /тах =
= 12,5 Мгц. Максимальная емкость конденсатора настройки Стах =
= 400 пф. Из предварительного расчета известно, что величина эк-
вивалентного затухания 8Э не должна превышать 0,015.
Для решения поставленной задачи выбираем схему усилителя
с двойным автотрансформаторным включением контура (рис. 54).
Чтобы осуществить усиление в диапазоне коротких волн, можно
использовать высокочастотный дрейфовый триод типа П402, пре-
дельная частота которого ^пред = 60 Мгц в несколько раз превы-
шает максимальную рабочую частоту. Величины параметров триода
П402 при токе коллектора /к=5ма — So=140 ма/в, g=2-10-3 1/ом,
Ri = 20 ком, С6к = 10 пф, гб = 100 ом, т = 0,025 мксек.
Так как эквивалентное затухание не должно превышать задан-
ной величины, расчет производим на высшей рабочей частоте. Опре-
деляем значение
о)0т = 2л . 12,5 • 10е • 2,5 • 10“3 = 1,96
и рассчитываем входные и выходные параметры триода
/?н, = 120 ом, RH.,X == 220 ом, Свх = 41 пф, Ск... = 39 пф.
ВЛ * ВЫЛ * Вл ' ВЫЛ *
127
Находим индуктивность катушки контура
£ : : ——!--- = -------------!-----------: = 17,5 • 10“6 ZH.
• “minimax (^ • 6 • Ю«)» • 400 • 10"*2
Задаемся конструктивно выполнимым затуханием контура 8К —
0,01 и из (2.124) вычисляем коэффициент
8—5 0,015— 0,01
2 • 0,01
и постоянную времени
d
= —
“о
~ 2л • 12,5 • 10» ~ 3,2 ’ 10 ’ сек‘
Воспользовавшись выражением (3.50), можно определить зна-
чения коэффициента d для других поддиапазонов, обеспечивающие
наиболее равномерное усиление. В частности, для поддиапазона
с частотами /min = 3 Мгц и /тах = 6 Мгц получим
di -а / ^bxi^bmxi 1/1 + (“ог^)2
1 + 2d2 ~ у Явх2Явых2 ‘ 1 + (“01Т)2 ’ 1 + 2dt =
1/120-220 т/1 +0,942 0,25 nl1Q
~ У 174 • 374 Г 1 + 1,962 ' 1 + 2 • 0,25 ~ ’ ’
откуда
0,113
d2 - j _ 0>226 ~ °’15,
Рассчитываем коэффициенты включения триодов в контур
_ _ -|/5Лвых"1 _ 1/0.01 • 220 • 3,2 . 10-»
Р1 - ------------ у 17 5 10_в
и
Рг = Р1
= 0,015.
: 0,02
Вычисляем коэффициент усиления на максимальной рабочей
частоте
jr____1 ^0 }^^ВХ^ВЫХ 2^^ _
° ~ 2 у 1 4- (ш0т)2 1 + гшр^! ~
_ _1_ 0,14 )/120 220 . 2 • 2л 12,5 • 10» 3,2 10~а = j ?
~2 у\ + 1,962 ’ 1 + 2 • 2л • 12,5 • 10« . 3,2 • 10-» ~
Аналогично можно рассчитать усиление и на других частотах
поддиапазона. По результатам этих вычислений построен график
(рис. 71) зависимости Ао от частоты настройки f0. Для сравне-
128
ния там же показана зависимость максимально возможного уси-
ления от рабочей частоты.
Из графика (рис. 71) видно, что при необходимости обеспечить
малую величину затухания 8Э потери усиления получаются значи-
Рис. 72. Принципиальная схема
рассчитанного каскада усили-
теля высокой частоты.
Рис. 71. Зависимость резонансного
коэффициента усиления по диапа-
зону для рассчитанного усилителя
высокой частоты.
Остается найтй емкость нейтродинирующего конденсатора
п Soa>oLp1
Cn = =
1А0,14-2л-12,5.10в.17,5.10-» • 0,022
= 10 ----------0Д5ТГ7----------— = 30 Пф- (3'53)
Выбор режима и расчет вспомогательных цепей производится
обычно. Принципиальная схема рассчитанного каскада приведена на
рисунке 72.
-ЛЛЛЛЛЛЛЛ-
9 1640
Глава 4
ОСНОВЫ РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРОВ НА
ПЛОСКОСТНЫХ ТРИОДАХ
1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Рис. 73. Схематическое
изображение плоскостно-
го полупроводникового
триода.
носителей тока в базе
В плоскостном триоде можно выделить две диодные
цепи, в каждую из которых входит один р — п переход
(рис. 73). В первой цепи (эмиттер—база) течет ток Цб- Во вто-
рой (база — коллектор) — ток i6K.
В проводе, являющемся выводом
базы триода, течет ток базы is =
= Сб ^*бк •
Формально можно считать, что
во внешней цепи от эмиттера до точ-
ки разветвления (на базу и коллек-
тор) течет ток эмиттера i3 = iK +
-Мб, а от точки разветвления к кол-
лектору— ток коллектора iK.
В статическом режиме ток
базы is не равен нулю вследствие
явления рекомбинации неосновных
триода (гэ>«к)- В динамическом
режиме ток базы определяется не только рекомбинацией,
но также явлением запаздывания тока в цепи база — кол-
лектор относительно тока в цепи эмиттер — база
is (t) = ia (t) — iK (0-
(4.1)
В статическом режиме все три тока (i3, iK, is) опреде-
ляются семейством статических характеристик.
130
В динамическом режиме статические характеристики
уже не могут быть использованы для всесторонней оценки
явлений.
Поэтому статический и динамический режимы в после-
дующем рассматриваются раздельно.
2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ ТРИОДА
В СТАТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ
Расчет генераторов основывается на статических ха-
рактеристиках плоскостных полупроводниковых триодов.
В дальнейшем изложении используются статические
Рис. 74. Спрямленные статические характеристики.
характеристики iK, is = <р (ык) при ив = const, либо tK,
1б = (?(иб) при ик = const.
Ток эмиттера легко определяется, как сумма токов
коллектора и базы i3 = iK + ie-
На основании проведенных экспериментов можно
утверждать, что статические характеристики сплавных
и дрейфовых триодов имеют практически одинаковый ха-
рактер. Поэтому дальнейший анализ, опирающийся на
статические характеристики, одинаково пригоден как для
сплавных, так и для дрейфовых триодов.
9*
131
Достаточная для практических целей точность расче-
тов может быть получена на основе спрямленных стати-
ческих характеристик.
На рис 74 приведены типичные спрямленные стати-
ческие характеристики полупроводникового триода.
Здесь можно заметить две области. В одной из них ха-
рактеристики располагаются полого к оси абсцисс, т. е ток
коллектора мало зависит от напряжения на коллекторе и оп-
Рис. 75. Определение напряже-
ния Ес по статическим характе-
ристикам триода.
ределяется, главным обра-
зом, напряжением на базе.
В другой области харак-
теристики имеют крутой
наклон, т. е. токи суще-
ственно зависят от напря-
жения на коллекторе. Эти
две области характеристик
определяются линией кри-
тического (пограничною)
режима. Линия критиче-
ского режима распола-
гается в середине сравни-
тельно узкого сектора,
охватывающего изломы ха-
рактеристик тока коллек-
тора (рис. 74).
итического режима
Крутизна линии кр
г.
ок = является одним из расчетных параметров.
Справа от линии критического режима располагается
область недонапряженного режима, а слева —
перенапряженного.
В области недонапряженного режима в качестве пара-
метров семейства статических характеристик целесообраз-
но использовать крутизну о0 = — ч— и прони-
ои^ ик = const г
ди6
цаемость D =
оик 1К = const
В расчетах генераторов используется напряжение
сдвига Ес, определяющееся отрезком оси абсцисс меж-
ду началом координат и точкой пересечения спрямленной
статической характеристики iK = (цб) с осью абсцисс
(рис. 75). Параметры триода So, SK и напряжение сдвига
132
Ес существенно зависят от температуры базы триода.
Температура можег изменяться как вследствие самопро-
грева, так и при изменении температуры окружающей
среды. Пример зависимости So, SK и EQ от температуры
у триода П-8 приведен на рис. 76. Поэтому при расчете
генераторов необходимо учитывать изменения температуры
базы триодов. Статические характеристики, снятые при
ЕС
№) 5000 0.5 mpio 0П8
L 4000 аГ---
^3000 0.3\
2000 0.2'"'
1000 0.1
« +гс
-60 -40 -20 0 +20 +40 +60
Рис. 76. Пример зависимости So, SK и £с от температуры.
температуре базы триода +20° С (общепринятой комнат-
ной температуре) могут быть приняты в качестве исход-
ных. Изменение расположения статических характеристик
при изменении температуры базы триода иллюстрируется
на рис, 77.
С увеличением температуры статические характеристи-
ки в системе координат iK = <р (ив) смешаются влево и на-
клоняются к оси абсцисс. Экспериментально подтверж-
дается, что напряжение сдвига Ес и крутизна So изме-
няются практически прямо пропорционально температуре.
У сплавных триодов крутизна линии критического режи-
ма SK практически от температуры не зависит, а у дрей-
фовых несколько увеличивается с понижением темпера-
туры.
133
Рис. 77. Измененйе расположения статических характеристик триода
при изменении температуры базы.
3. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ ТРИОДА
В ДИНАМИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ
Схема генератора с внешним возбуждением приведена
на рис. 78.
Под влиянием напряжений возбуждения и смещения
U6 = Еб — Убт cos wt * (4.2)
в цепи эмиттера, базы и коллектора появятся токи в
форме импульсов.
В нелинейном режиме внутреннее сопротивление ис-
точника возбуждения может вызывать некоторое искаже-
ние формы кривой напряжения возбуждения. В приводи-
мом здесь анализе это искажение принимается небольшим
и поэтому не учитывается, т. к. источником возбужде-
ния обычно является колебательный контур с малым
затуханием, согласованный с входным сопротивлением
возбуждаемого каскада.
* Далее знаки даются применительно к триодам типа р—п — р.
134
Импульсы тока коллектора могут быть - представлены
суммой гармонических составляющих
Ik IкО /к1 cos о/ -|- / j^2 cos 2ш/ -|- . . . (4.3)
Ток коллектора проходит по источнику тока и на-
грузке, роль которого в генераторах выполняет колеба-
тельный контур.
Будем считать, что контур точно настроен на одну
из частот гармонического ряда (4.3). Вначале будем счи-
тать, что генератор является усилителем и поэтому кол-
Рис. 78. Схема генератора с внешним возбуждением.
лекторный контур настроен точно на частоту первой гар-
монической тока коллектора, т. е. на частоту источника
возбуждающих колебаний.
Тогда на(коллекторе триода относительно его эмит-
тера (рис. 7о) будет действовать напряжение
ик = Um cos wt — Ек,
(4.4)
где Um — амплитудное значение напряжения на коллек-
торной нагрузке,
Ек — напряжение коллекторного источника (предпо-
лагается, что триод р—п — р типа, и на кол-
лектор подается отрицательное напряжение).
Переходя к составлению уравнения для тока коллек-
тора (которое также называется уравнением генератора)
укажем, что частота источника возбуждающих колеба-
ний выбирается очень низкой, именно предполагается, что
135
сдвиг фаз между напряжением возбуждения и первой
гармоникой тока коллектора равен нулю.
При этом условии токи коллектора и базы могут быть
найдены с помощью статических характеристик триода,
снятых при заданной температуре базы.
В дальнейшем изложении анализ, опирающийся на
уравнение для тока коллектора (уравнение генератора)
всегда будет предполагать отсутствие сдвига фаз между
напряжением возбуждения и первой гармоникой тока
коллектора.
Ток коллектора определяется напряжениями ив и ик,
а также существенно зависит от температуры базы триода.
Следовательно, в общем случае
= (^б, ^к, t ).
Тогда
дЕ di'
<Дк = ди^и-б + duK ф- dt°. (4-5)
Используя понятия крутизны и, проницаемости, а так-
же вводя понятие коэффициента температур-
ного смещения
-J-o = Dt, (4.6)
из выражения (4.5) для абсолютных значений можно по-
лучить
diK = So (—due — DduK -(- Dtdt°).
При спрямленных статических характеристиках для обла-
сти правее линии критического режима (Sa = const,
D = const) интегрирование полученного выражения дает
i'k == So (— Мб — DuK -|- Dttfi -|- С). (4.7)
Для определения произвольной постоянной уместно
допустить, что при ик = —Ек и Uf, = 0 гок коллектора до-
стигнет нуля при некоторой стартовой температуре
t°, т. е.
i'k = So (DEк -|- Dtt° -|- С) = О
или
С = — (DEK + Dtt°). (4.8)
Тогда
iK = So [—U(, — D (Uk + EK) -j- Dt (t° — /’)]• (4.9)
136
Учитывая (4.3), (4.4) и (4.9), нетрудно получить
«к = S0[(U6m — DUm)coswt — E6 + Ec], (4.10)
где Ес = Dt (t°—t°)— напряжение сдвига с учетом тем-
пературы базы;
t° <— температура базы триода в расчет-
ном режиме.
Стартовая температура t° у триодов обычно бывает
равной нескольким десяткам градусов по Цельсию.
Поскольку уравнение полупроводникового генератора
(4.10) и известное уравнение лампового генератора (см.,
Рис. 79. Пример построения динамических характеристик.
например, С. И. Евтянов «Радиопередающие устройства»,
Связь-издат., 1950) формально совпадают, то нет необхо-
димости доказывать, что динамическая характеристика
на достаточно низких частотах является прямой линией
и её расположение можно зафиксировать двумя точками.
Целесообразно выбрать точки, определяющиеся такими
значениями напряжений:
1 • U-б max = Еб - Uбт\ min = Uщ Ек, При mt = 0 И
— I к. max.
2. иб = Еб\ ик = —Ек, при mt = у И 1к = 0.
Пример построения динамических характеристик при-
веден на рис. 79. Здесь построены три динамические ха-
рактеристики: для недонапряженного (1), слабо перена-
пряженного (II) и сильно перенапряженного режимов (III).
В области, соответствующей перенапряженному режиму,
137
уравнение генератора 4.10 недействительно; здесь дина-
мические характеристики совпадают с линией критиче-
ского режима и ограничиваются точкой пересечения с пер-
пендикуляром, опущенным к оси абсцисс в точке ик min.
В сильно перенапряженном режиме левая часть дина-
мической характеристики может опуститься ниже нуля
и ток коллектора будет иметь обратное направление.
В этом отношении токи полупроводникового и лампового
триодов существенно различаются.
В левой части рис. 77 построены импульсы тока
коллектора, отвечающие соответствующим динамическим
характеристикам.
Импульсы, изображенные на рис. 79 называются ко-
синусоидальными (остроконечными в недонапряженном
режиме и со впадиной в перенапряженном).
Разложение этих импульсов на гармонические состав-
ляющие мсжет быть осуществлено так, как это делается
в теории ламповых генераторов.
Именно при косинусоидальных импульсах остроко-
нечной формы амплитуда гармоник определяется как
в
2 f .
IKn = — I iK cos nwt dwt,
6
а постоянная составляющая как
е
т 1 С • J .
'кО — ~
о
где 0 — нижний угол отсечки, определяемый как поло-
вина угла, в пределах которого протекает ток
коллектора (рис. 79).
Коэффициенты разложения ап = у--к-- и а0 = у к°
1 к max 'кmax
определяются по таблицам, обычно помещаемым в курсах
радиопередающих устройств. Таблица коэффициентов для
остроконечных импульсов приведена в приложении.
В перенапряженном режиме для импульсов со впади-
ной необходимо пользоваться выражениями:
«о — ®опл ка0;
138
где аоплиа1пл — коэффициенты разложения для плоского
импульса с углами отсечки 9 и 0в.
ао и ах — коэффициенты разложения для остроко-
, немного импульса с углом отсечки 0в,
к = /^,
* к max
/max — глубина провала импульса.
При работе генератора на достаточно высоких часто-
тах появляется заметный сдвиг фаз между напряжением
возбуждения и первой гармоникой тока коллектора. Этот
сдвиг фаз целесообразно представить в виде суммы двух
фазовых углов
0б1к = фс = фэб + ?др, (4-11)
где
фэб = ^б^эб*
фдр = йэб!к‘, '
йэё—напряжение на первом р — п переходе триода.
Первый из углов <рЭб обусловлен влиянием сопротив-
ления материала базы г6, поскольку оно «включено» по-
следовательно со входным сопротивлением первого р — п
перехода триода. Как будет показано ниже, сопротивле-
ние р — п перехода имеет комплексный характер.
Оказывается, величина реактивной составляющей этого
сопротивления с ростом частоты резко уменьшается, что
и обуславливает увеличение угла <рЭб-
Угол <рдр обусловлен тем, что неосновные носители
тока двигаются (дрейфуют) от первого до второго р — п
переходов триода в течение некоторого усредненного вре-
мени дрейфа /Др. Соответственно этому вводится понятие
угла-дрейфа <?др ш/др.
Напряжение на первом р — п переходе иэ6 всегда
меньше напряжения, прилагаемого к внешним зажимам
база—эмиттер триода U6 вследствие падения напряжения
на сопротивлении базы гб.
В статическом режиме (например, при снятии стати-
ческих характеристик) падение напряжения обусловлено'
протеканием тока базы /б по сопротивлению г^.

139
Можно ввести понятие коэффициента передачи напря-
жения базы
В статическом режиме
Ксэб = /^, (4.12)
гсэб + гб
где Гсэб—сопротивление первого р — п перехода триода
в статическом режиме.
На весьма низких частотах можно считать, что коэф-
фициент передачи напряжения базы Кнэв практически
равен Ксэб-
Именно исходя из этого предположения и было со-
ставлено уравнение для тока коллектора.
С увеличением частоты коэффициент передачи напря-
жения базы приобретает комплексный характер.
, Модуль этого коэффициента /Сэб уменьшается, а фаза
увеличивается с ростом частоты.
Исследованию этого вопроса посвящен следующий
раздел книги.
На достаточно высоких частотах углы <рЭб и <рдр зна-
чительно увеличиваются. Поэтому на высоких частотах
угол срс = срэб + срдр существенно\отличен от нуля.
В этих условиях уравнение генератора приобретает
вид
/к [£/б/п cos DLJт cos (о>/ <р) Eq -f- Вс]»
а динамическая характеристика в недонапряженном ре-
жиме имеет форму срезанного эллипса.
При большой проницаемости D импульсы тока кол-
лектора стали бы несимметричными относительно оси
ш/ = 0.
Однако проницаемость полупроводниковых триодов D
настолько мала (обычно D < 0,01), что влиянием напря-
жения на коллекторе на ток можно пренебречь.
Осциллографирование показывает, что форма импуль-
сов коллекторного тока в основном остается одинаковой
как на низких, так и на высоких частотах. Только на
предельных для данного триода частотах / faKp можно
заметить искажение формы импульсов.
140
Характер изменения формы импульсов при увеличении
частоты иллюстрируется на рис. 80.
Ток эмиттера на низких частотах в недонапряженном
режиме близок по величине к току коллектора и при
работе с отсечкой имеет вид остроконечных косинусои-
дальных импульсов. Нижние углы отсечки у обоих токов
практически одинаковы.
Нетрудно показать, что для Юка эмиттера может быть
составлено уравнение, аналогичное уравнению тока кол-
лектора. Поскольку это уравнение составлено для недо-
напряженного и критического режимов, когда в первом
Рис. 80. Изменение формы импульсов тока .коллектора
при увеличении частоты.
приближении током базы можно пренебречь, то крутизну
характеристики тока эмиттера можно приравнять кру-
тизне So- Тогда
1э = Sq [(Т^бт — DUт) COS <о/ — Ес -ф £б]- (4.13)
По мере увеличения частоты форма импульсов тока
эмиттера заметно видоизменяется (рис. 81). По окончании
положительного импульса появляется отрицательный, вы-
сота которого увеличивается с ростом частоты.
Появление отрицательного импульса тока эмиттера
обусловлено двумя факторами:
1) Изменением знака напряжения, действующего на
первом р — п переходе, в результате чего эмиттер ока-
зывается под отрицательным потенциалом относительно
базы триода (см. область правее точки на рис. 82).
2) Сохранением некоторой концентрации неосновных
носителей тока (дырок) вблизи первого р—п перехода
141
в тот интервал времени, когда знак напряжения на пе-
реходе успевает измениться, вследствие чего часть дырок
возвращается на отрицательно заряженный эмиттер.
Рис. 81. Изменение формы импульсов тока эмиттера при
увеличении частоты.
Нетрудно убедиться в том, что с уменьшением пери-
ода колебаний Т условия возвращения дырок на эмиттер
становятся более благоприятными.
Рис. 82. Иллюстрация условий
образования обратного импуль-
са тока эмиттера.
Соответственно возрастает
обратный ток, т. е. увели-
чивается высота отрицатель-
ного импульса тока эмит-
тера (см. рис. 81).
Момент времени, при ко-
тором ток эмиттера изменяет
направление, ' практически
совпадает с моментом вре-
мени изменения знака напря-
жения на первом р — п пе-
реходе триода.
Положительный ток эмит-
тера начинается в момент появления отпирающего напря-
жения на первом р —п переходе.
Тем самым практически оказывается фиксированным
отношение интервала времени, определяющего положи-
тельный импульс тока эмиттера к периоду колебаний Т.
Опыт осциллографирования импульсов тока эмиттера
подтверждает этот вывод: угол отсечки, определяемый
142
как половина угла, в пределах которого существует по-
ложительный ток эмиттера, не зависит от частоты.
Разумеется, угол отсечки положительного импульса
тока эмиттера зависит от величины напряжения сдвига
напряжения смещения Еб и амплитуды напряжения воз-
буждения V6fm.
Во время осциллографирования все указанные выше на-
пряжения оставались постоянными при изменении частоты.
При определении энергетических показателей генера-
тора, зависящих от тока эмиттера, целесообразно ис-
пользовать понятие нижнего угла отсечки тока эмиттера
0Э, который, как было указано выше, практически не
зависит от частоты.
Форму положительных импульсов тока эмиттера с не-
которым приближением можно считать косинусоидальной.
Отрицательный импульс тока эмит^ра имеет длитель-
ность, близкую к удвоенному времени дрейфа (2/др).
Первая половина этого импульса имеет форму отрезка
косинусоиды. С хорошим приближением весь импульс
можно считать остроконечным синусоидальным с углом
отсечки <рдр эг ш1др. Высоту импульса как ординату
косинусоиды в фазе <р = можно определить из выра-
жения
где /Этах и 8Э — высота и нижний угол отсечки положи-
тельного импульса тока эмиттера.
h и <рдр — высота и нижний угол отсечки отрица-
тельного импульса тока эмиттера.
Фазовый угол между верхушками положительного и
отрицательного импульсов тока эмиттера равен
0э <о/др.
Это позволяет, при необходимости, уточнить гармони-
ческий анализ тока эмиттера, поскольку известны все
необходимые исходные данные.
При определении энергетических показателей генера-
тора, зависящих от тока коллектора, требуется знать
высоту и угол отсечки импульсов этого тока.
Необходимая высота импульсов определяется из рас-
чета, по заданной мощности и амплитуде напряжения
на коллекторной нагрузке.
143
Углы отсечки импульсов тока коллектора 6 и эмит-
тера 0э связаны зависимостью
9 = 9Э + Ч-'др» (4.15)
что подтверждается опытом осциллографирования с по-
мощью двухшлейфового осциллографа при совмещенных
начальных фазах обоих каналов.
В самом деле, косинусоидальный импульс тока кол-
лектора начинается с отставанием на угол, близкий к <рдр
от начала импульса тока эмиттера.
Середины верхушек этих импульсов также разделены
углом <Рдр.
Окончание же импульса тока коллектора совпадает с
окончанием отрицательного импульса тока эмиттера
(когда в базе исчезают неосновные носители тока).
Отсюда и следует, что выражение (4.15) — справедливо,
поскольку сумма нижних углов отсечки положительного
и отрицательного импульсов тока эмиттера равна
9Э + Тдр-
Из этих рассуждений, в частности, следует, что по-
ложительный импульс тока эмиттера не вполне симмет-
ричен: угол от середины вправо равен 9Э, тогда как вле-
во он равен 9Э -ф <рдр. Однако в дальнейшем предла-
гается считать положительный импульс тока эмиттера сим-
метричным с нижним углом отсечки, равным 9Э. При
более точном гармоническом анализе следует учитывать
реальную форму импульсов, учитывая также и отрица-
тельную часть.
При расчете энергетических показателей генератора
вначале определяется первая гармоника тока коллектора
/к‘“V
где Р —генерируемая мощность;
Um — амплитудное значение напряжения на коллектор-
ной нагрузке.
Затем по известному значению коэффициента первой
гармоники <xj = <р (9) можно определить высоту импульса
тока коллектора
I — 1к1
1 ктах — п /п\ •
144
Для определения высоты импульсов тока эмиттера
можно рекомендовать в качествё первого приближения
соотношение
^ктах
а/ — /
этах
1
(4.16)
где f — рабочая частота;
faKp— критическая частота по а (обычно измеряется в
схеме с общей базой и указывается в паспорте
триода).
Осциллографирование тока базы на достаточно низких
частотах показывает, что ток при работе с отсечкой
Рис. 83. Изменение формы импульсов тока базы с увеличением
частоты.
имеет форму импульсов. В недонапряженном режиме им-
пульсы являются остроконечными, косинусоидальными.
В перенапряженном верхушка импульсов вытягивается,
обостряется, и они уже не являются косинусоидальными.
С достаточным для практики приближением можно счи-
тать, что на низких частотах нижние отсечки импульсов
тока базы и коллектора одинаковые.
, На частотах />0,1/акр форма кривой тока базы
1б = <р (ш/) заметно усложняется. По мере увеличе-
ния частоты появляется и постепенно начинает расти
обратный импульс тока базы (рис. 83).
10 1640
145
Ввиду сложности "определения высоты и формы им-
пульсов определять для них гармонические составляю-
щие -нецелесообразно. На достаточно высоких частотах
ток базы лучше определять, как разность токов эмиттера
и коллектора. При вычитании гармонических составляю-
щих токов необходимо учесть их фазовые углы.
Тогда
/б! = ^э1 1к1 •
Отсюда следует, что активная составляющая первой гар-
моники тока базы равна
7б1а = COS <рэб ^KiCOS<pc, (4.17)
где <рЭб — сдвиг фаз между векторами напряжения
возбуждения и первой гармоникой тока
эмиттера;
<Рс=5рэб4-<Рдр—сдвиг фаз между векторами напряжения
возбуждения и первой гармоникой тока
коллектора.
Угол <рЭб может быть вычислен (см. ниже), а угол <рдр
целесообразно определять экспериментально.• /
Экспериментально установлено, что время дрейфа /лр
мало зависит от режима, частоты и температуры базы.
Только при очень малых токах эмиттера t№ заметно уве-
личивается. На частотах, превышающих /акр, намечается
некоторое уменьшение /дР.
Для триода данного типа должны быть эксперимен-
тально определены либо /дР (отсюда легко найти <рдр =
= и/др), либо <рдр = <р (/). Зависимость <рдр=тр(/) можно
считать параметрической кривой триода данного типа.
4. ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ ПЛОСКОСТНОГО
ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ТРИОДА
Входное сопротивление триода может быть определе-
но из анализа токов в цепи эмиттера и коллектора.
Вследствие малой проницаемости (D 1) в недонапря-
женном и критическом режимах можно пренебречь вли-
янием переменного напряжения на коллекторе.
Пусть на входе триода действует напряжение
«б = ^6fm sin<W -ф Е6,
146
где U6tm—амплитуда напряжения возбуждения (на внеш-
них зажимах эмиттер—база триода);
£б — напряжение смещения.
Тогда в цепи эмиттер — база потечет ток, первая гар-
моника которого
Лб — Л1 SIH (u)t -f- <[>эб),
где /э1 — амплитуда тока эмиттера;
Л.
?эб = £б/э1 — угол между векторами напряжения возбуж-
дения и тока эмиттера.
В цепи база—коллектор потечет ток
Лб = /к1 Sin (wt <f>c),
где /К1 — амплитуда тока коллектора;
f <f>c = Тэб + ?ДР; '
?ДР = Ш^ДР.
В цепи вывода базы потечет ток, являющийся разностью
токов,
1б — Лб Лб
или
*6 = /эх sin (ш^ 4-<рэб)-— Ла sin (wt + <рс). (4-18)
Преобразуя выражение (4.18), получим
. г I 1
1б = hi sin (wt 4- <рЭб) — sin (ы/ + <рс) =
L Уэ1 J
= /эх [sin fat + <рэб) — sin -J sin fat + <pc)] =
' =/31(sin <f>i — sin у sin <ps),
где <f>i = wt + <рэб;
<f>2 = wt -f- <рэб -f- <[>др = wt -f- <pc;
• ;Ki
f = arc sin
;Э1
Поскольку
sin 4 sin <f>2 = у cos (<f>2 — t) — 4 cos (<f>2 + t),
и обозначая <fc — T = ;
<f>c + T = ф3, -
10*
147
получим
<Fa — Т = + ?с — Т = + <px;
+ т = + <рс + т = + <р2-
Тогда
cos (<р2 — у) = cos и>/ cos <рх — sin и/ sin <рх;
cos (ср2 + 7) = cos wt cos <р2 — sin at sin <p2.
Кроме того,
sin ср! = sin (wt -f- срэб) = sin wt cos <рЭб + cos ut sin s36.
Тогда
is = /Э1 (sin и/ cos срэб + cos wt sin <рЭб — 0.5 cos cos <px -f-
+ 0,5 sin и/ sin <px + 0,5 cos wt cos <p2 — 0,5 sin u>t sin tp2),
или
io — /эх [(cos срэб + 0,5 sin <px — 0,5 sin ip2) sin u>t -|-
-f- (sin<p36 — 0,5 cosip! + 0,5 cos tp2) cos io/].
Этот результат может быть представлен в виде двух то-
ков в цепи, составленной из параллельно соединенных
сопротивлений.
Т огда
п _ _____________________________(ifm____________
БХ /Э11со3 ?эб+ °'5 (sin — sin W1
и
у____________________^б/т____________
БХ — ^э1 [sin <рэб—0.5 (cos <pi—cos <р2)]'
Поскольку
+ 1 + +2 _ 2tfc _
и
<[1 —Рг _
2 — ’
то предыдущие выражения можно представить в виде
r = u&tm______________________________!__________
БХ hl ’ С°5<?эб— COS if с sin 7
и
Qjm _________1________
БХ hi ' sin ?эб — sin ?с sin у "
148
Вводя в эти выражения среднюю крутизну Scp = гр—,
и 6fm
получим
Т?БХ = J---------------!------:— (4.19)
Scp cos tf3(5 — cos tfc sin у ’
и
v __________L . __________!_________! (4 20)
EX Scp sin tf3g — sin tfc sin f ’ >
При выполнении рас-
чета энергетических
соотношений в полу-
проводниковом гене-
раторе все величины,
стоящие справа в вы -
ражениях (4,19) и
(4,20), бывают из-
вестны.
Для определения
коэффициента пере-
дачи напряжения от
входных зажимов к
первому р — п пере-
ходу триода необ-
ходимо определить
Рис. 84. Схематическое изображение
цепей эмиттера и коллектора.
входное сопротивление первого р — п перехода.
Пусть на первом р — п переходе действует напряже-
ние
иэб — 0^Эб sin и>/ £эб-
Тогда в цепи эмиттер — база возникнет ток, содержащий
первую гармонику
1Э =/Э1 sin (о>/4-ф),
где ф — некоторый угол.
Ток эмиттера вызовет в цепи коллектор—база ток,
первая гармоническая составляющая которого будет равна
iK = /K1sin(o>/ -|-ф— срдР),
где срдр — сдвиг по фазе, обусловленный временем дрейфа.
Ток базы равен i6 = i3 — iK.
* Знак минус перед дробью можно опустить, если в (4.20) под-
ставлять модули углов уэб и <рс (оба угла как углы отставания по фазе
меньше нуля).
149
Для первых гармонических составляющих эта раз-
ность выразится как
1б1 = /эх sin (<в/ 4- ф) — /К1 sin (<в/ 4- ф — срдр). (4.21)
В общем виде
t'oi = /эх sin Срг — /К1 siп сра = /Э1 (sin Срх — sin у • sin ср2) =
= /эх [sin срх — у cos (ср2 — у) 4- 1 cos (<р3 4- у)] , <4'22)
/К1
где у = arc sin ~ , причем 0° sg у 90°, поскольку
'эх
W5
О-
Рис. 85. Эквивалентная схема входной
цепи триода.
о^ф^4-1-
'эх
Обозначая
?др + Г = &; (4.23)
' ?др — Т = 8-
легко получить
1б1 = Лх[1 —ОД (sin& —
— sin 8) sin (и/ 4- ф) —
— 0,5 /эх (cos & — cos 8) х
X cos (<в/ + ф)]. (4.24)
Эти две составляющие тока базы позволяют составить
эквивалентную схему, изображенную на рис. 85, причем
5 /э1[1— 0,5 (sin &—sin 8)] ’
Хзб_
Лэб— /Э1 0,5 (cos & — cos 8) ’
(4.25)
(4.26)
При 0° cpflp 180° реактивное сопротивление имеет ем-
костный характер. В предельном случае у = 0 реактив-
ное сопротивление становится бесконечно большим.
Отношение первой гармоники тока эмиттера к на-
пряжению на переходе можно назвать внутренней сред-
ней крутизной
ИЛИ
«эср^р^1-, (4.28)
Эб СС/
150
где а/— коэффициент усиления по току (4.16). G неко-
торым приближением можно считать, что
S3CP^-^-, (4.29)
причем коэффициент приведения равен
где ах — коэффициент разложения для первой гармоники;
6Э — нижний угол отсечки импульсов тока эмиттера.
Обращаясь к схеме на рис. 85, можно получить
t/эб = 7~ Э1Г% = U6fK^^, (4.31)
Z ' эб + 1хэб
где
7 _ I 1ХЭбГЭб
L = Гб Н------:--
Лэб + /Лэб
Можно .показать, что
= (4-32>
срэб = arc tg J-, (4.33)
гб
где о = —- ;
хэб
₽ = 1+Т7-
Значения величины сопротивления базы некоторых
типов триодов гб даны в приложении.
Область возможных значений гэб и хэб иллюстрирует-
ся на рис. 86. Реальные значения гЭб и хэб лежат меж-
ду ограничивающими кривыми, построенными для двух
крайних значений j^ = O(y = O) и ~ = 1 (-у=90°), при-
чем условно предполагается, что в обоих случаях у не
зависит от частоты (т. е. срдр ss 0). Определение гЭб и хэб
следует производить по формулам (4.25) и (4.26) с уче-
том (4.27) и (4.28). Углы & и 8 следует определять из
выражений (4.23).
151
Из анализа (3.32) и кривых на рис. 75 следует, что
модуль коэффициента передачи /(эб уменьшается с рос-
том частоты.
Именно этим объясняется уменьшение переменной
составляющей тока эмиттера с ростом частоты (при —
= const). И наоборот, с ростом частоты бывает необхо-
димо значительно увеличивать напряжение возбуждения,
если необходимо поддерживать постоянной переменную
составляющую тока эмиттера.
Однако величина остается неизвестной в ходе
энергетического расчета генератора, поскольку этот рас-
чет опирается на напряжения и токи, полученные из
статических характеристик триода.
Известно, что токи эмиттера, базы и коллектора на
статических характеристиках связаны с напряжением на
внешних зажимах база — эмиттер триода (U&).
152
Поэтому напряжение базы на высоких частотах U6f
целесообразно связать с напряжением [7б, которое легко
определяется из уравнения генератора и условия полу-
чения заданной высоты импульсов тока коллектора.
На достаточно низких частотах (теоретически при
ш -> 0)
Величину /Снэб легко-определить из (4.32), если принять
условие <рдр = <>4ДР = 0. .
Из (4.23) следует, что при ?ДР = 0 & = у, а 8 = — у.
Тогда из (4.26) получается хэб = оо, т. е.
Лэб
Из (4.32) получаем
Учитывая, что & = —В, из (4.25) найдем
, ,эб /эх(1— sin у)'
Используя приближенное значение S3?p из (4.29),
^э1 е ____, _ о
7/ °эср = ~ °Ср,
°эб “»
где az- см. (4.30), можем написать (при ш-> 0)
1 1
ra6~Scp(i_sil4) Scp(l-a)>
где а — коэффициент усиления по току.
Тогда
Киэб = 1 + гб5эср (1 - sin t) ' (4-34)
или
^нэб = 1 +Гб5ср(1_а)
153
Следовательно, напряжение на базе на достаточно вы-
соких частотах можно определить как
= = = (4'35)
где Uв = напряжение на базе, определяемое из условия
обеспечения заданной высоты импульсов тока
эмиттера по статическим характеристикам
триода;
Кнэб —см. (4.34);
Л'эб — см. (4.32).
5. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ГЕНЕРАТОРА
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Энергетические показатели полупроводникового гене-
ратора с внешним возбуждением зависят от подводимой
мощности Ро, генерируемой — Р и рассеиваемой на кол-
лекторе Рк. Мощность, отдаваемая источником коллектор-
ного напряжения (подводимая мощность), равна
2п
Pq = 2л EKiKd.t = /кО | Ек | = ао^ктах | Ек |. (4.36)
О
Мощность, ра^иваемая генератором в настроенной
коллекторной нагрузке (генерируемая мощность),
2тс z
Р = х- = O,5JKit7m = 0,5а]/КГПах? | Ек (4.37)
О
где $ = — коэффициент использования коллекторного
I I
напряжения.
Мощность, рассеиваемая на коллекторе,
PK = ^J«KiKdu>/ = P0-'P- ' (4-38)
о
Коэффициент полезного действия по коллекторной
цепи ч
q = = 0,5 ~ . (4.39)
0 о
154
Энергетические показатели генератора зависят от ре-
жима работы. Наглядное представление об изменении ре-
жима работы генератора с внешним возбуждением дает
нагрузочная характеристика.
проводникового генератора с внешним возбуждением.
;(z R3 =0 1к = ’ д Const
$экр Х=0,07 Х=О,Зб Х=0,7 Х=1,0 Х=/,4 X=f,6 X=f,8
ММАЛМллмаам
у- Rs -п
R3Kp ' Х=0,07 Х=0,36 Х=0,7 Х=1,0 Х=1,4 Х=/,б Х=/,<?
ЛЛЛЛЛЛМлл дл лл ал
к=/^р=° *404 *0,3 Х‘0,5 Х=0,7 Х-1,0 Х=1,3 Х=17
№[]\АМЛЛЛЛЛЛ /иллл_
Рис. 88. Изменение формы импульсов тока коллектора при переходе
из недонапряженного режима в перенапряженный.
Пример нагрузочной характеристики изображен на
рис. 87.
Максимуму генерируемой мощности соответствует кри-
тический режим, о чем свидетельствует специфическое'
изменение формы импульсов тока коллектора (рис. 88).
155
Подводимая мощность монотонно уменьшается с ро-
стом сопротивления нагрузки. К. п. д. достигает макси-
мума' в слегка перенапряженном режиме.
Мощность возбуждения на достаточно низких часто-
тах может быть определена методом, широко применяю-
щимся в ламповых генераторах. Импульсы тока базы
имеют в первом приближении такой же нижний угол
отсечки, как и импульсы тока коллектора. Высота им-
пульсов /б max может быть определена из статических
характеристик, поскольку известны значения «б max = Е6—
Uбт И ик min = Uт I Ек |*
Мощность, развиваемая возбудителем, определяется
выражением
Рв = 0,5 /б1^б/т 0,5/б max а10^б/т> (4.40)
где U6fm — амплитуда напряжения возбуждения на рабо-
чей частоте;
ах — коэффициент разложения для первой гармо-
ники;
/б max — высота импульса тока базы,
\
Часть этой мощности рассеивается в источнике сме-
щения
Рбо =/ло|£б| =/бтаха01£б|, (4.41)
где ао — коэффициент разложения для постоянной состав-
ляющей;
Еб — напряжение смещения.
На базе триода рассеивается мощность
рбр = РЕ — Рбо. (4.42)
В схеме с общей базой возбудитель отдает мощность
Рво = 0,5 cfm cos срэб, (4.43)
где /Э1 — первая гармоника тока эмиттера; <рЭб — сдвиг
фаз в ц(пи базы триода.
Ориентировочно можно считать, что на достаточно
низких частотах
Рво 0,5 (4.44)
поскольку на этих частотах срЭб^ 0 и /Э1Э? /к1.
156
Часть мощности возбуждения передается в коллектор-
ный контур
Д/У = 0,5/K1U6fm cos срс, (4.45)
где срс = срэб + ?др.
Ориентировочно можно считать, что на достаточно
низких частотах
ДР^0,5/к1[7б/т, (4,46)
поскольку на этих частотах срс О,
На достаточно высоких частотах мощность, отдава-
емая источником возбуждения, увеличивается (по сравне-
нию с мощностью на низких частотах) за счет активной
составляющей разностного тока в цепи базы (см. 4.17)
Рва = 0,5/6ja^6fm = 6,5 (/эх COS срэб /ri COS tpc) Uб/tn • (4-47)
На частотах, близких к Дкр, можно ориентировочно счи-
тать, что мощность рассеивания на базе триода равна
Рбрй0,5-^, (4.48)
гб
где гб — сопротивление базы триода.
6. ВЛИЯНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ
НА ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ПОЛУПРОВОДНИКО-
ВОГО ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Энергетические показатели полупроводникового гене-
ратора зависят от напряжений возбуждения Uq, смеще-
ния Еб и коллекторного напряжения £к.
Уравнение генератора (4.10) позволяет определить
влияние напряжений возбуждения и смещения в недонапря-
женном режиме.
Подставляя в (4.10) значения mt = 0 (при этом 1К =
= /к max) и mt = 0 (при этом iK = 0) и вычитая второе вы-
ражение из первого, можно получить
Л<1 — а1^к max — SoaJl(l—соз0)([7бт — DUm).
Поскольку DUт U6m, то
/К1 Si SQU6m^i (1 — cos 0). (4.49)
157
*>•
Из (4.10) также легко получить
Ел — Ес »
cos 0 = -77---с-. (4.50)
Поскольку cos 0 = Ев, то зависимость
ч ах (1 — cos 0) = ср (Еб) (4.51)
Рис. 89. Изображение зависимости
«1(1 — COS 0) = <р (cos 0).
определяет в некотором масштабе кривую /К1 = ср (Е6).
Кривая ах (1 —
— cos 0) изображена
на рис. 89. Большой
прямолинейный уча-
сток этой кривой
позволяет надеяться
на получение неиска-
женной амплитудной
модуляции в схеме
с модуляцией смеще-
ния на базу.
Вследствие того,
что при уменьшении
напряжения смеще-
ния увеличивается
напряженность режи-
ма, верхний изгиб
характеристики (рис. -
89) может наступить
с переходом в перенапряженный режим при 0 cos 0;g —
— 0,5 -4-1. С некоторым приближением можно считать,
что а0 изменяется прямо пропорционально ах при изменении
угла отсечки в пределах 0° 0 90-4- 100°. Поэтому кри-
вая /к0 = ср (Еб) имеет такой же вид, что и кривая /К1 =
= ср (Ёб). На основании вышеизложенного легко найти
зависимости Р = 0,5/к1/?э, Ро = /ко | Ек | и т) = от на-
* о
пряжения смещения (см. рис. 90).
Влияние напряжения возбуждения на режим генера-
тора легко проследить в частном случае Еб = Ес, т. е.
при 0 = 90°, когда /К1 изменится прямо пропорционально
/7бт (см. 91). G переходом из недонапряженного режима
в критический и перенапряженный рост первой гармони-
158
ки тока коллектора приостановится, т. е. кривая /К1 =
= ?(^бт) приобретает верхний изгиб (рис. 91). При 0¥=
=£ 90° кривая /К1 = ср (U6tn) имеет более сложный вид.
Зависимость энергетических показателей от напряжения
возбуждения имеет такой же характер, как в случае из-
менения смещения Ее-
Напряжение Ек оказывает существенное влияние на
ток коллектора только в перенапряженном режиме.
Рис. 90. Изменение режима работы Рис. 91. Влияние напряжения
генератора при изменении напря- возбуждения на режим работы
жения смещения. генератора.
В недонапряженном режиме вследствие малой прони-
цаемости (D^l) изменение Ек почти не сказывается на
токе коллектора.
Если построить семейство динамических характерис-
тик и соответствующие им импульсы тока коллектора
(рис. 92), то можно получить представление о характере
влияния коллекторного напряжения на ток коллектора.
Можно заметить, что в перенапряженном режиме умень-
шение Ек вызывает уменьшение высоты импульсов тока
коллектора и углубление провала верхушки. Нижний
угол отсечки изменяется относительно мало. Однако при
автоматическом смещении, когда Еб = Reho нижний угол
отсечки изменяется в больших пределах.
Практически легко получить прямую пропорциональ-
ность (рис. 93) между изменениями Ек и /К1 (а также
/ко)- Простой анализ позволяет получить зависимости: Р,
Ро, Рк, т] = ср(Ек) (см. рис. 94).
159
Осциллографирование импульсов тока коллектора
как на относительно низких, так и на высоких частотах,
Рис. 92. Изменение формы импульсов тока коллектора при изменении
коллекторного напряжения.
Р0’ I = <Р(ЕК)-
гар-
кол-
Рис. 93. Зависимость первой
моники тока коллектора от
лекторного напряжения..
Рис. 94. Графики зависимости
Р, ~ "
результаты
приведенного выше
полностью подтверждает
анализа.
Кривые, приведенные на рис. 89
тривать как статические модуляционные характеристики.
и 93, можно рассма-
160
7. ФАЗОВЫЕ И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ
В ПОЛУПРОВОДНИКОВОМ АВТОГЕНЕРАТОРЕ
В установившемся режиме в автогенераторе выпол-
няются условия баланса фаз и амплитуд.
На рис. 95 приведена скелетная схема автогенера-
тора.
Автогенератор подразделен на четыре четырехполюсни-
ка, поскольку модули и фазы их коэффициентов передачи
подлежат самостоятельному определению. В стационар-
ном режиме выполняется условие
КуК^КзК^ 1. (4.52)
—- Ai .
К,-Sep Ч’гЪр U35 К^Кэ5 °5f ><3 К(1С й К^к %=%
Рис. 95. Скелетная схема автогенератора.
Поскольку =/>срёЛдр, К2 = Кэбе?эб, /<3 = /<0С?Ткс и
Ki=ZKeVK, то" (4.52) позволяет написать условие балан-
са амплитуд
Sep Кэб Кос 2К = Г (4.53)
и условие баланса фаз
Тдр Н- ?эб + ?кс + ?к — 0.
При этом:
j Q ^К1 ^К1^эб $оУ
zp~u6tm-u6mKa36- ч •
(4.54)
(4.55)
где SCp — средняя крутизна на рабочей частоте;
у — коэффициент ослабления по току на
рабочей частоте (см. 4.80);
1
<4 = Я1(1~соГб) —коэФФиЦиент приведения;
So — крутизна статической характеристики.
2. Кэб = (см. 4.32)—модуль коэффициента
передачи в базе триода.
11 1640
3. Кос = — модуль коэффициента обратной связи,
т
определяющейся параметрами схемы автогенератора.
4. ZK=P2/?3cos<pK— модуль сопротивления коллекторного
контура при расстройке, причем
/?э = £- = pQ — эквивалентное сопротивление контура
при резонансе;
<Рк = — arctgQv — фазовый угол при расстройке контура;
10 2 Д со
v = -—_aj —------двойная относительная расстройка;
Q — добротность контура с учетом вноси-
мого сопротивления;
и
р = уг----коэффициент включения контура в
U Кщ
цепь коллектора.
5. срдр = о>/др — угол, вызванный конечным временем
перехода неосновных носителей тока.
6. *. срэб — (см. 4.33) — фазовый угол в цепи базы
триода.1
7. <Ркс — фазовый угол коэффициента обратной
связи.
Для выполнения баланса амплитуд обычно подбирают
величины коэффициента обратной связи Кос и сопротив-
ления коллекторной нагрузки ZK.
Величину Кос регулируют изменением коэффициента
включения цепи базы в коллекторный контур.
Величина сопротивления ZK = P2pQ cos <рк может быть
выбрана изменением коэффициента включения р =
V кт
(UKm— напряжение на зажимах всего контура), подбором
добротности катушки и величины индуктивности (р =о>Л).
Сопротивление нагрузки зависит от расстройки, полу-
чающейся между собственной частотой контура и часто-
той автоколебаний при выполнении условия баланса фаз.
Чем больше расстройка, тем меньше ZK и тем труднее
осуществить условие баланса амплитуд.
В автогенераторе с одним колебательным контуром
фаза коэффициента обратной связи <ркс обычно близка к
нулю (?кС~0), но может быть также сделана близкой
к 180° (?кс= 180°).
162
Поэтому в одноконтурном автогенераторе условие ба-
ланса фаз (при <ркс = 0) выглядит так
ч ?к = |?др( +|?эб|. (4.56)
Поскольку угол <рк может изменяться только в преде-
лах + 90°, то максимальная частота автоколебаний опре-
деляется из условия
?др(Л +Ьб(/)'<±90°. (4.57)
Рис. 96. Схема автогене-
ратора с фазовой коррек-
цией.
G целью увеличения максимальной частоты автоко-
лебаний рекомендуется применять схемы автогенерато-
ров с фазовой коррекцией [2].
В общем виде схема автогенера-
тора с фазовой коррекцией при-
ведена на рис. 96. Здесь в цепь
базы^ включен дополнительный
элемент (катушка индуктивности
или конденсатор) с реактивным
сопротивлением %б. Учитывая экви-
валентную схему цепи базы триода
(см. рис. 96) и включая по-
следовательно с сопротивлением
базы, после несложных алгебраи-
ческих преобразований можно
получить следующие выражения
<4-58Ь
и фэ'б = arctg g-, (4.59)
где _ гб . 1 хэ5 *эб ’ 01 = 1 + — + — . Г1 гэб хэб
Выражение (4.59) отличается тем, что здесь фигурируют
01 и 0, вместо о и 0 (см. (4 32) и 4.33). При представ-,
ляющих практический интерес значениях угла дрейфа
0° < <рдР 180° величина о < 0 " поскольку хэС < 0 (см.
выражение 4.26), а 0 > 0. Следовательно, из (4.33) можно
сделать заключение, что в схеме без фазовой коррекции
11
163
<Рэб < 0. Знаки а,, и зависят от величины и знака со-
противления Хб, следовательно, в схеме с фазовой кор-
рекцией знак и величина <рЭб может изменяться так, как
это необходимо для получения баланса фаз.
Угол <рдР меньше нуля, т. к. вектор /К1 всегда от-
стает от вектора 6эб. Поэтому для автогенератора без
фазовой коррекции всегда имеет место сумма углов <рдр
и <рэ6 (см. 4.56), тогда как ‘при наличии фазовой коррек-
ции можно получить разность этих же углов. Отсюда
следует, что в последнем случае можно удовлетворить
условию баланса фаз на более высоких частотах.
Кроме того, подбором величины и знака хб можно
удовлетворить условию — <рк = <рдр + <рЭб = 0. При <рк ss
=£ 0 легче удовлетворить условию баланса амплитуд.
Также увеличивается активная генерируемая мощность
Р., = 0,5 UmJKi cos <рк. Наконец, при срк**^ 0 увеличивается
фиксирующая способность контура Z = 2Q cos cpt, т. е.
возрастает стабильность частоты автоколебаний.
Энергетические соотношения в автогенераторе можно
определять таким же путем, как в генераторе с внешним
возбуждением. Однако существенным является то, что
в автогенераторе имеется сдвиг фаз <рк между первой
гармоникой тока коллектора и напряжением на коллек-
торной нагрузке.
На относительно низких частотах <рк ss 0, а на доста-
точно высоких частотах этот угол может составлять де-
сятки градусов. Поэтому для автогенератора
случае активная мощность будет равна
Ра = 0,5 /к1(7т COS <рк>
Р0 = /к0 | I;
Рк = Р0 - Ра',
Т]= С5 = 0,5$^- cos<pK.
*0 “о
При заданной мощности Ра ток коллектора
случае определяется как
K1 i/mCOS<pK’
т. е. в автогенераторе триод должен отдавать
ный ток, если cos<pK < 1.
в общем
(4.60)
' (4.61)
в общем
(4.62)
увеличен-
164
Очевидно, что при заданной мощности Ря И при cos <рк<
< 1 'мощность, рассеиваемая па коллекторе, будет боль-
ше, чем при cos<pK= 1- , ,
8. ВЛИЯНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ НА ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ
ПОКАЗАТЕЛИ ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ГЕНЕРАТОРА
Температура базы триода (в первую очередь темпера-
тура р — п переходов) оказывает существенное влияние
на расположение статических характеристик относительно
осей координат. В конечном счете все параметры полу-
проводникового триода оказываются функцией темпера-
туры. В дальнейшем изложении учитывается ' влияние
температуры на крутизну статической характеристики
[So = ф (/°)], крутизну линии критического режима
[SK==<p(/°)] и напряжение сдвига [Ес = <р (О],
Крутизна So и напряжение Ес входят в уравнение
полупроводникового генератора
«К = So [(^блГ— E>um) cos ы/ — Еб + £с]
и определяют его энергетические показатели, Температура
базы триода зависит от температуры внени ей среды,
мощности, рассеивающейся на коллекторе, базе и эмит-
тере, и от условий теплового обмена. В рабочем состоя-
нии температура триода отличается от температуры внеш-
ней среды, причем тем больше, чем больше мощность
рассеивания и чем хуже условия теплового обмена
После включения генератора температура устанавли-
вается не сразу, а в течение некоторого времени
самопрогрева.
При самопрогреве будут изменяться энергетические
показатели генератора. Поэтому целесообразно ввести
понятие изменения режима генератора от самопрогрева.
Следовательно, изменение энергетических показателей
генератора может произойти как под влиянием изменения
температуры внешней среды, так и под влиянием само-
прогрева.
Для стабилизации основных энергетических показате-
лей полупроводникового генератора в схеме необходимо
иметь температурнозависимые напряжения U6, Е& и Ек
(в простейшем случае одно из них изменяется, а осталь-
ные два остаются постоянными), Изменение напряжения
U6 и Еб может быть использовано для регулировки энерго-
165
показателей в недонапряженном, критическом или слабо
перенапряжённом режиме.
В-перенапряженном режиме наибольшее влияние на
энергопоказатели оказывает изменение Ек. В принципе
для температурной регулировки можно использовать изме-
нение сопротивления коллекторной нагрузки Яэ. Допустим,
необходимо сохранить постоянной генерируемую мощ-
ность, т. е. выполнить условие Р =)= ср (/°). При изменении
температуры сопротивление коллекторного контура будем
считать постоянным.
Поэтому, условие Р = 0,5/к1/?э = const можно заменить
условием /к1 = const.
В недонапряженном и критическом режимах можно
воспользоваться уравнением генератора (4.10). Подставляя
сюда вначале значение о>/ = 0 (tK = /к тах), а затем u>t = 9
(iK = 0) и вычитая второй результат из первого, можно
получить
/к шах = (U6m-DUm)(\ — cos 9) (4.63)
или
/К1 = So^i (^бт — DUm) (1 — COS 9). (4.64)
Можно показать, что
V / 4 \
аг(1—cos 9) 0,5(1 — — cos 9). (4.65)
Подставляя (4.65) в (4.63) и заменяя
Еб — Ес
C0S 9 = U6m — DU •
Dm т
после несложных преобразований можно получить
— O,5So
Ебт '— (Еб — £с)] •
(4.66)
В выражении (4.66) предполагается, что DUm<^U6m, и
поэтому слагаемым DUm можно пренебречь. '
Можно потребовать, чтобы при изменении темпера-
туры базы триода одновременно изменялось напряжение
смещения, причем так, чтобы IK1 =f= ср (1°). Тогда из (4.66)
следует
* /27 \
~ £6 = -£c + y H-1-t76m . (4.67)
4 \ Од /
166
Б этом выражении Ec = ^(t°) и So = <р (/°), поэтому
Ee = <?(t°), а /К1, U6m = const. Для конкретного триода,
зная температурные зависимости Ес и So, можно опреде-
лить, как должно изменяться напряжение смещения Еб
с изменением температуры базы триода.
Если температурная регулировка осуществляется изме-
нением напряжения возбуждения, то из (4.66) получается
U6m = ^7 — 4 <£б — Е^’ (4.68)
причем
So> Её = <р (/°), а /к1, Еб = const.
В перенапряженном режиме напряжение на коллектор-
ной нагрузке изменяется относительно мало (обычно мень-
ше 5 — 10%). Приближенно можно считать, что при этом
U ~ ё I Р I т р Г ~ *кр ।Ек ।
<-/ т <= ?кр ] *-к 1> а* * к1 =а п •
При изменении температуры базы триода сопротивление
коллекторной нагрузки остается постоянным. Поэтому,
если выполнить условие £кр #= <р (Z°) =± const, то автомати-
чески будет выполнено условие Ркр = 0,5/2к1/?э = const.
Известно, что
» 1 ек min кр 1 Iк max кр
’кр — Ек — SK | £к |
или
Дтахкр = (1 —Икр) | Ек (4.69)
С другой стороны из (4.10) следует, что
7к max = Sq (U 6т — DUт — Еб Н" Ес) =
sS0((/6m —£б + £с). (4.70)
Если температурная стабилизация в перенапряженном
режиме осуществляется вариацией напряжения смещения,
то из (4,69) и (4.70) следует
’ S
* Еб = Ес + U бт — | Ек | (1 — $кр)> (4.71)
° о
где
Ек> U6m> £кр = COnst', •
Ес, SK, So = <р (Z°).
167
При температурной стабилизации напряжением воз-
буждения
- S
ибт = Еб-Ес+\Ек\^(Д-1кр), (4.72)
*->0
где
^б» £к, ^кр == const,
ECi SK, S0 = cp(/°).
Поскольку в перенапряженном режиме IK1 -s* -кр L—1,
то температурную стабилизацию можно осуществить изме-
нением Ек.
Используя (4.69) и (4.70), нетрудно получить
| Ек | = /к17?э +1 - Еб + Ес), (4.73)
°к
где ।
/к1, /?э, ибт, Еб = const;
So, SK, Ec = <p(t°).
Поддержание постоянства генерируемой мощности не
является единственным требованием практики. Например,
при усилении модулированных колебаний важно сохра-
нить определенное значение угла отсечки в максимальном
режиме. Известно, что наименьшие амплитудные искаже-
ния получаются при нижнем угле отсечки 9 = 90°. По-
этому важно сохранить заданное значение угла отсечки
при изменении температуры. Поскольку
то при температурной регулировке с помощью напряже-
ния смещения
Еб = Ес + Ебт cos 9, (4.74)
где
Ебт, cos 9 = const;
Ес = <р (О-
При температурной регулировке с помощью напряжения
возбуждения
__£
= - (4.75)
где
- Еб, cos 9 = const;
Ес = <? (П-
168 '
В автогенераторах необходимо выполнить условие возник-
новения колебаний
< R3 (К - D) •
Рис. 97. Температурная регу-
лировка исходной рабочей точки
в автогенераторе.
Если в статическом режиме выполнить условие /K = const>
то при выполнении неравенства на наиболее высокой тем-
пературе на низкой оно будет выполняться с запасом,
поскольку с понижением температурь] крутизна So — уве-
личивается (см. рис. 97).
Отсюда же следует, что
/к = const будет получаться
при условии *
£б = £с + 4> <4-76)
*->0
где
£с, $0 = <?(П-
В установившемся режиме
автоколебаний необходимая
величина смещения на базе
будет получаться за счет
автоматического смещения.
Небезынтересно отметить, что
условие /ко ¥= <р (t°) в генера-
торах, работающих с отсечкой тока, не означает поддер-
жания постоянства мощности. Как уже было установлено
выше, Р 4= <р (Z°) = const при /?,#=<₽ (Z°) = const означает,
что необходимо выполнить условие /К1 #= <р (t°) = const.
Вместе с тем известно, что
7 ко
а0
- (4-77)
= I
к1^ ’
где' а1( а0 — гармонические коэффициенты разложения
импульсов тока коллектора.
При температурном изменении режима работы гене-
ратора происходит изменение угла отсечки 9 в недона-
пряженном режиме и углов9, 9В —-вперенапряженном. Сле-
довательно, происходит изменение отношения —, и токи
“о
изменяются не прямо пропорционально друг другу. На
рис. 98 показано, как резко изменяется постоянная
169
составляющая тока коллектора
ним возбуждением при условии
/к0 в генераторе с внеш-
поддержания Um = const
Рис, 98. Изменение постоянной составляющей
тока коллектора в генераторе с температурной
компенсацией по генерируемой мощности.
9. ОСНОВАНИЯ ДЛЯ УПРОЩЕННОГО РАСЧЕТА
ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Экспериментальное исследование показало, что при
работе с отсечкой высота импульсов тока коллектора
сплавных триодов убывает с ростом частоту как
где т — постоянная времени, зависящая от электрических
свойств триода.
При снятии этой зависимости выполняется условие
U6m, Еб, Ек, /?э = const.
Вводя понятие критической частоты по высоте импуль-
1 1с 1 \
сов тока коллектора, как о>Кр/ = — т. е. I - > полУчаем
зй -r.. .L ...... . (4.79)
тЛ + /лца
179
Критическая частота по высоте импульсов обычно значи-
тельно превышает 10 кгц. Следовательно, на частотах
0— 1000 гц знаменатель мало отличается от единицы,
Поэтому частоту f 0 можно заменить на частоту
f = 1000 гц (или другую, в пределах 0— 1000 гц) и счи-
тать, что
Рис. 99. Амплитудно-частотная характеристика триода.
(Разброс точек показан при изменении угла отсечки
импульсов тока коллектора).
Эксперименты показали, что частотная зависимость
(4.80) мало зависит от нижнего угла отсечки (см. рис. 99).
Поэтому зависимость (4.80) можно считать характеристи-
кой сплавного полупроводникового триода.
Далее опыт показал, что на частотах от 0 до faKpi
форма импульсов изменяется мало, поэтому IK0~ /к тах-
Это позволяет практически определять частоту fKpi как
такую, при которой /ко/кр/ = 0,707/KO/=iooo.
С некоторым приближением можно считать, что на
частотах меньших, чем критическая частота по а, умень-
шение высоты импульсов тока коллектора происходит
вследствие уменьшения напряжения на переходе эмиттер —
база.
171
Следовательно, если учесть (4.80),
можно считать
то приближенно
(4.81)
поскольку при снятии частотной зависимости (4.80) на-
пряжение U6f остается постоянным. При этом предполо-
жении приближенный расчет генератора с внешним воз-
буждением на высоких частотах отличается от расчета
на низких частотах только тем, что определяется повы-
шенное напряжение возбуждения
^б/ = ^б1Л1 + (-Л-)2, (4.82)
где f—рабочая частота;
fKpi — критическая частота по высоте импульсов тока.
Значения /кр,- для различных триодов приведены в
приложении. На высоких частотах мощность рассеивания
на базе триода можно ориентировочно определять из вы-
ражения
Рбр^0,5-^, (4.83)
'б
где t/б/т — амплитуда напряжения возбуждения на рабо-
чей частоте;
гб — сопротивление базы.
Выражение (4.83) получено, исходя из предположения,
что входное сопротивление, обусловленное действием хЭб
и гЭб на высоких частотах, много меньше г^.
Расчеты подтверждают ориентировочную справедли-
вость этого предположения.
V
Глава 5
РАСЧЕТ ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ГЕНЕРАТОРА С
ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Расчет генераторов можно подразделить на два этапа:
энергетический расчет и электрический расчет -лементов
схемы. Энергетический расчет содержит определение
токов и напряжений в цепях генераюра, определение
мощности и к.п.д. В расчете используются усредненные
статические характеристики и паршетры триода. При
большом отклонении индивидуальных характеристик и
параметров от усредненных энергетический расчет, опи-
рающийся на усредненные характеристики и параметры,
может дать значительную погрешность.
Методика расчета энергетических соотношений в кри-
тическом режиме сходна с методикой расчета лампового
генератора.
Поэтому вывод ряда расчетных выражений опускается
поскольку предполагается, что читателю знакомы теория
и расчет ламповых генераторов. При расчете имеется в
виду, что мощность генерируемых колебаний задана и угол
отсечки импульсов тока коллектора выбран. Другие виды
заданий на расчет, известные в теории ламповых генера-
торов (см., например, книгу С. С. Аршинова «Ра_счет
ламповых генераторов» Госэнергоиздат, 1955), в этой
работе не рассматриваются, хотя в ряде-случаев прак-
тики дают определенный выигрыш.
Электрический расчет элементов схемы дается в сокра-
щенном виде потому, что методика расчета многих эле-
173
ментов схемы полупроводниковых и ламповых генераторов
практически совпадают.
Расчет влияния температуры на энергетические пока-
затели полупроводникового генератора дан схематически,
а расчет различных схем с температурно зависимым на-
пряжением смещения Ес = (t°) не приводится вообще.
Следует заметить, что расчет этих схем не представ-
ляет труда и не выходит за рамки расчета простых
электротехнических цепей.
2. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА НА
ЗАДАННУЮ МОЩНОСТЬ В КРИТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ
НА ДОСТАТОЧНО НИЗКИХ ЧАСТОТАХ*
В рассматриваемом случае предполагается, что гене-
ратор является усилителем мощности по простой схеме
с настроенным контуром. Если усилитель выполнен по
двухтактной схеме, то расчет осуществляется для одного
плеча. Особенности расчета выходных и промежуточных
каскадов рассмотрены ниже..
Исходным пунктом расчета является генерируемая
мощность Р и частота колебаний f. Соответственно за-
данной мощности и частоте выбирается тип полупровод-
никового триода. Для триода должны быть известны
статические характеристики, параметры So и SK, время
дрейфа или фазово-частотная характеристика и прочие
справочные данные. Если такцх справочных данных в
приложении нет,, то необходимо их получить экспери-
ментальным путем.
Выбору подлежит напряжение коллекторного источ-
ника Ек и угол отсечки 0 импульсов тока коллектора.
Напряжение Ек не должно превосходить величины,
указанной в паспорте триода. Угол отсечки 0 выбирается
в зависимости от назначения генератора. В немодулируе-
мом генераторе целесообразно выбирать 0 = 50 ч-70° **,
а в модулируемом на базу —0 = 80ч- 110° с целью полу-
* Т. е. на частотах, когда можно пренебречь влиянием запазды-
вания тока коллектора
(?дР<1(>— 15°) и «/ = «•
** При увеличении рабочей частоты /> /,кр целесообразно уве-
личивать 6 до 90 ч- 100°.
*
чения большого прямолинейного участка модуляционной
статической характеристики.
Соответственно выбранному углу отсечки по таблицам
А. И. Берга определяются коэффициенты разложения
и а0.
В последующих расчетных формулах предполагается,
что токи выражены в амперах, напряжение — в вольтах,
крутизна характеристики, средняя крутизна — в амперах
на вольт (yj, мощность — в ваттах, частота — в герцах
и сопротивление — в омах.
Расчет генератора начинается с определения коэффи-
циента использования коллекторного напряжения в кри-
тическом режиме. Исходные условия для определения £Кр
такие же, как в ламповом генераторе, поэтому выражение
£кр дается без вывода
$кр^1- (5.1)
£к5к“1
- »
где SK — крутизна линии критического режима;
ах = коэффициент разложения для первой гармоники
тока коллектора.
Амплитудное значение напряжения на коллекторной
нагрузке
,AJm = ^KP\EK\. (5.2)
Первая гармоника тока коллектора
/к1 = ^. (5.3)
Um
Высота импульса тока коллектора
/ктах = ^. (5.4)
Постоянная составляющая тока коллектора
^ко = /к тахао- (5.5)
Амплитудное значение напряжения на базе может быть
определено из выражения (4.10), если вначале подставить
в него wt = 0 («к = /„ тах), затем и/ = 0 (1К = 0), после чего
вычесть второй результат из первого и решить относи-
тельно U’ Qtn*
175
Тогда, учитывая DUm<^UQm,
’ ' <5-6)
Ослабление напряжения источника возбуждения (см. 4.81)
у = —=1=^=, (5.7)
. 4
где fKpi — критическая частота, определяемая из ампли-
тудно-частотной характеристики триода,
позволяет определить амплитуду напряжения источника
возбуждения на рабочей частоте .
иб'/т = ^. (5.8)
У
Напряжение смещения легко определить из (4.10),
если положить и>/= 0 и решить выражение в скобках
относительно Eq. 'Тогда, учитывая, что DU т€1Лт,
Еб = Ec + U6mcosQ*, (5.9)
где Ес — напряжение сдвига при заданной температуре
базы триода.
Для проверки обеспеченности высоты импульса тока
коллектора (5.4) необходимо найти
Чб max = Eq — Uбт (5.10)
И
Ик min — Um ~~ | Ек |
и проверить по статическим характеристикам триода
/кmax = ? («бmax, »Kmin). Если полученное из характе-
ристик значение высоты импульса оказывается меньше
расчетного (5.4), то необходимо увеличить t/6m на 10—20%
и вновь осуществить расчет в соответствии с выражениями
(5.8), (5.9) и (5.10).
Мощность, отдаваемая источником коллекторного на-
пряжения,
Ро = /кО|Дк|. (5.И)
* Хороший результат дает расчет Еб по эмпирической формуле
Еб = Ес + 0,4С/бт.
176
Мощность, рассеивающаяся на коллекторе,
РК = РО-Р," ' (5.12)
где Р — заданная генерируемая мощность.
К-П.д. генератора по коллекторной цепи
т) = £. (5.13)
г о
Эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки,
обеспечивающее критический режим,
Яэкр = ^. (5.14)"
'к1
На достаточно низких частотах ток базы может быть
определен из статических характеристик. Определяется
высота импульсов тока базы
7б max = '? (Об max > WK min) * •
С известным приближением, достаточным для практики,
можно считать, что углы отсечки импульсов тока базы
и коллектора — одинаковые.
(5.15)
(5.16)
в схеме
(5.17)
(5.18)
(5Л9)
Если генератор выполнен по схеме с общей базой, то
мощность, отдаваемую источником возбуждения, можно
»
* При отсутствии характеристик тока базы можно принять
^б max max (1
12 1640 IJJ
Тогда постоянная составляющая тока базы
7бо = тахао>
а переменная составляющая
7б1 = 7g таха1-
Мощность, развиваемая источником возбуждения
с общим эмиттером,
Рв SZ 0,5/б1^б/т- *
Мощность, отдаваемая источнику смещения,
Рбо = 7б01 Еб |-
На базе триода рассеивается мощность
Рбр = Рв — Рб0-
определить, воспользовавшись соответствующими выраже-
ниями п. 3 (см. ниже).
Ориентировочный расчет мощности возбуждения можно
осуществить с помощью выражения
Рвб=г0,5/к1£/б/я1. (5.20)
В коллекторный контур генератора передается мощ-
ность
ДР s 0,5/K1t/6/m Рво. (5.21)
По окончании энергетического расчета должен быть
осуществлен электрический расчет элементов схемы гене-
ратора.
3. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА
НА ЗАДАННУЮ МОЩНОСТЬ В КРИТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ
НА ДОСТАТОЧНО ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ *
Вводные условия к расчету генератора, приведенные
в п. 2 этой главы, почти целиком относятся к рассматри-
ваемому случаю. Расчет генератора на достаточно высо-
ких частотах отличается тем, что учитывается неравенство
нижних углов отсечки импульсов тока коллектора (0)
и эмиттера (0Э).
Кроме того, в расчетах учитываются фазовые углы
?эб И <рдр.
Расчет начинается с определения энергетических по-
казателей, зависящих от тока коллектора,
е =1_______
« ^кР р2 о ’
где «1 = <р (0) — коэффициент разложения первой гармо-
ники для импульсов тока коллектора с
углом отсечки 0.
Далее определяются
Uт = £кр I Рк |i
I —isl-
1 к max — „ t
ai
Zko = /к тахао>
* Имеются в виду частоты, при которых существенно сказы-
вается запаздывание тока коллектора (т. е. <рдр 15° 4-20°).
178
где ах, a0 = <р(е);
Pq lко I Рк I i
PK=P6-P-,
Затем осуществляется расчет энергетических показа-
телей, зависящих от тока эмиттера,
0Э = 0— cgflpSi0—<в^др, (5.22)
где а/=о — коэффициент усиления по току на частоте,
близкой к нулю;
f«Kp— критическая частота по а;
/91 = ^ (5.23)
и
. 1э max — а ♦
где «1 = <р(09).
Амплитудное значение напряжения возбуждения (из
условия обеспечения заданной высоты импульсов тока
эмиттера)
^ = ^1^)- " (5-24)
Напряжение смещения, обеспечивающее заданный угол
отсечки положительных импульсов тока эмиттера,
Дб = Рс ~Ь Рбт • COS 0Э.
Для проверки обеспеченности высоты импульсов тока
эмиттера определяем
' Рб max = Рб Рбт'г
Рк min = Рт | Рк I-
На статических характеристиках триода приведены
кривые тока коллектора. В недонапряженном и крити-
12* 179
ческом режимах у современных триодов а —> 1, поэтому
статические характеристики тока коллектора можно с
достаточной точностью использовать для проверки обес-
печенности импульса тока эмиттера
max = <р («6 max, WK min)-
Если импульс не обеспечивается, необходимо уточнить
значение крутизны So по той характеристике, которая
используется для проверки обеспеченности импульса
тока и, в случае необходимости, несколько" умейьшить £,
а затем повторить расчет снова.
Следует указать на то, что проверка
тах^= "'р (Мб max. Wk min)
имеет запас, обусловленный сдвигом фаз <рдр между на-
пряжениями на эмиттерном и коллекторном р — п пере-
ходах.
Если импульс обеспечивается, необходимо продолжить
расчет.
Коэффициент передачи
^Нэб “ 1 +/-6soa1(l-a)(l-cose9) ’ (5•25)
где ах= <р (0Э) — коэффициент разложения для первой
гармоники;
а == -р — коэффициент усиления по току при f -> 0.
‘ э
Внутренняя средняя крутизна
Составляющие сопротивления эмиттерного р—п пе-
рехода 1
" Гэб = S9Cp[l — 0,5 (sin S — sin 5)]
И
_________________________________2_______
Хэб Sscp (cos & — cos 5) ’
где
к & = ?дР + т;
8 — "др — Т>
у — arcsina/,
(5-27)
(5.28)
180
(в эти выражения следует подставлять модуль <рдр, т. к.
его знак учтен в выражении 4.23). Коэффициенты а = —
хэб
и р = 1 4- позволяют определить коэффициент передачи
напряжения источника возбуждения на рабочей частоте
<5'29>
Фазовый угол коэффициента передачи
<рэб = arctg j. (5.30)
Амплитудное значение напряжения источника возбуж-
дения на рабочей частоте
и к
u6fm = . (5.31)
Входное сопротивление триода в схеме с общим эмит-
тером определяется в следующем порядке
<Рс = | <рдР | + I ?эб I;
с ___ АэХ ,
ОСр — J~, ,
U6fm
R“ = i ' е» . <5'32)
Мощность возбуждения и коэффициент усиления по
мощности
/бХа = эх COS <рэб Ах COStpcJ / (5.34)
Рва — ’ Alai
Мощность, затрачиваемую источником возбуждения и
практически полностью рассеивающуюся на базе триода,
можно приближенно определить из выражения
Рбр-0,5-^, -
Гб
где Гб—сопротивление базы триода.
181
В генераторе по схеме с общей базой мощность, за-
трачиваемая источником возбуждения,
Рвб == б,5/э1^7б/т COS 'рэб* (5.35)
Часть этой мощности передается в коллекторный контур
ДР = 0,5/91t76/mcos<pc, (5.36)
где <рс = I?эб|+ |?дР|.
По окончании энергетического расчета необходимо
перейти к электрическому расчету элементов схемы.
4. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА
НА ЗАДАННУЮ МОЩНОСТЬ В КРИТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ
ПРИ УМНОЖЕНИИ ЧАСТОТЫ*
Исходные условия расчета, упомянутые в п. 2, почти
полностью относятся к рассматриваемому варианту. Не-
обходимо иметь в виду, что номинальная генерируемая
триодом мощность в режиме умножения частоты в п раз
уменьшается приблизительно также в п раз. Оптималь-
ный угол отсечки импульсов тока коллектора в режиме
умножения ориентировочно определяется как
а ~ 120°
опт = ~п~'
где п — номер выделяемой гармоники.
Коэффициенты ап определяются по таблицам А. И.
Берга.
Расчет начинается с определения энергетических по-
казателей, зависящих от тока коллектора,
где ал = <р (0) — коэффициент разложения для выделяемой
п-ой гармоники;
0 — угол отсечки импульсов тока коллектора.
Далее определяются
/кл = ^-; (5.38)
ь'т
* При ?др> 15-Т-2О0.
182
где
I — ^кП •
‘ к max — _ >
«л
/ко — Д max ‘ ®о>
. «i> «о = <р (6);
Ро = До IЕк 1>
РК = РО-Р-,
Р
^ = р-
Г о
(5.39)
R3 = ^. (5.40)
/кп
Затем осуществляется расчет энергетических показа-
телей генератора, зависящих от тока эмиттера,
0Э = 0 - Тдр ® др,
где f f — частота первой гармоники; акр — критическая частота по а; v , _{К1 (5.42) 41 “V
и I — — 1 э max — „ > Gtj
где «1 = ? (%).
Амплитудное значение напряжения возбуждения
г г Д max
U6m==S0(l -созОэ)’
Напряжение смещения
£*б == £*С “I- ЕQtn COS 0g.
Для проверки обеспеченности высоты импульсов тока
эмиттера определяем
max = Еб Еf,m’,
Wk min = U т — | Ек |
183
, Проверку Iэ max — (^бтах, Ик min) ОСуЩССТВЛЯСМ ПО,
статическим характеристикам триода.
Если импульс обеспечивается, то расчет можно про-
должить. Коэффициент передачи
Кнэб = 1 +r6Soai(l-«)(l-cose9) ‘ (5'43)
где ах = (0Э) — коэффициент разложения для первой
гармоники;
а = —---коэффициент усиления по току при / -> 0.
/э
Внутренняя средняя крутизна
Q ^Э1
^эср — Tj ft •
ибтлнэб
Составляющие сопротивления эмиттерного р— п пе-
рехода
____________I___________
Гэб S9cp[l—0,5 (sin & — sin В)]
И
_____________________________2______
Хэб — (cos & — cos 5) ’
где -
& = 2к^до + т;
8 = 2тг/7др —у;
T = arcsina/;
/ — частота возбуждающих колебаний'.
Коэффициенты а = — и р = 1 —- позволяют опре-
хэб гэб
делить4 коэффициент передачи напряжения источника воз-
буждения на частоте возбуждающих колебаний
^Эб — /02 + 02 ’
Фазовый угол коэффициента передачи
<Рэб = arctg j.
Амплитудное значение напряжения источника возбуж-
дения на частоте возбуждения
г г U&fm ' ^нэб
U(,/m - .
184
Входное сопротивление триода в схеме с общим эмит-
тером определяется '(5Л4)
и (5Л5)
где ?с = 2rft№ + | <рэб I
и о ^э1 ° ср — 7Т .
Мощность возбуждения <и коэффициент усиления по
мощности
^61a = Iэ1 COS <рэб 7к1 COS <рс»
Рва = 0,5^7б//п^б1а»
Если умножение частоты осущеетвляется в генераторе
по схеме с общей базой, то мощность, затрачиваемая-
источником возбуждения, равна
Р вб = б,5/э1б^б/м cos срэб» (5.46)
Мощность, передаваемая от возбудителя в коллектор-
ный контур, равна нулю (ДР = 0).
Мощность, рассматриваемая на коллекторе, увеличи-
вается за счет мощности, доставляемой возбудителем в
цепь коллектора, и определяется как
Рк = Ро — р + о,5/к1[7б/т cos срс. (5.47)
По окончании энергетического расчета умножителя
частоты необходимо перейти к электрическому расчету
элементов схемы.
( 5. РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА В РЕЖИМЕ АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
Расчет амплитудно-модулируемого генератора заклю-
чается, прежде всего, в определении статической моду-
ляционной характеристики.
185
Эта характеристика имеет в средней своей части пря-
молинейный участок, ограниченный по краям верхним и
нижцим изгибами. С некоторым приближением статиче-
скую модуляционную характеристику можно аппроксими-
ровать отрезком прямой, фиксируемой двумя точками:
верхней, соответствующей
Рис. 100. Схема генератора
с модуляцией на базу.
Для расчета генератора
режиму максимальной мощ-
ности, и нижней, соответст-
вующей режиму минимальной
мощности.
Максимальную мощность
генератор в большинстве слу-
чаев генерирует в критиче-
ском режиме. Минимальный
режим обычно соответствует
запиранию генератора.
Следовательно, расчет мо-
дулируемого генератора осу-
ществляется в критическом
режиме на максимальную
мощность
Ртах = /’мол (1 + /п)2, (5.48)
где Рмол — мощность в ре-
жиме молчания (несущей);
т — максимальный коэффи-
циент модуляции.
следует воспользоваться при-
веденной выше методикой расчета.
Затем выполняется пересчет полученных данных в ре-
жим молчания (режим несущей). Этот пересчет зависит
от принятой схемы осуществления модуляции.
При модуляции на базу (см. схему на рис. 100) пере-
счет выполняется в нижеследующем порядке.
Генерируемая мощность (в режиме'молчания)
Р- = (ТТ^- <5-49)
Подводимая мощность
/’омол = ^. (5.50)
186
Мощность рассеивания на коллекторе
РК МОЛ = Ро МОЛ Рмол- (5.51)
К. п. д. генератора ч
ч-»" = гг^- <5-52)
Первая гармоника тока коллектора
/К1 мол = j + т • (5.53)
Напряжение смещения в режиме запирания (/к1 = 0)
Еб min = U6т 4“ Eq. (5.54)
Напряжение смещения в режиме молчания
f max min ?r rr\
Eб мол — j _j_ m , (o.oo)
где £б max — напряжение смещения в максимальном ре-
жиме. Мощность в режиме модуляции:
й) генерируемая
' Рмод = Рмол (1 + у) ; (5.56)
б) подводимая
Ро мод = Ро мол = 1ко мол I Ек |; (5.57)
в) рассеивания на коллекторе
РК МОД = Р0 МОД - РМОД = Рк МОЛ - РМОЛ ~2~ • (5.58)
При модуляции мощность рассеивания на коллекторе
уменьшается, однако при сопоставлении с максимально
допустимой мощностью рассеивания это уменьшение не
должно учитываться вследствие наличия длительных
пауз.
Мощность возбуждения в режиме молчания уменьшает-
ся в 1 + т раз, однако мощность возбудителя должна
определяться в максимальном режиме. При модуляции
на базу величины и&т, Ек и Rs остаются неизмен-
ными.
187
При модуляции на коллектор (см. схему рис. 101)
пересчет в режим молчания выполняется в нижеследую-
щем порядке.
Генерируемая мощность (в режиме молчания)
р
max
(1 + m)2'
Подводимая мощность
= (ГГ^- <5-59)
К. п. д. генератора
"^мол = ^шах1 (5.60)
Мощность рассеивания на
коллекторе
, РК МОЛ = Р0 МОЛ Рмол-
При коллекторной моду-
ляции генератор работает
в перенапряженном режиме,
вследствие чего сильно воз-
растает ток базы. Следует
учитывать, что в режиме
молчания мощность рассеи-
вания на базе ориентировоч-
но возрастает в 3—4 раза.
Напряжение коллектор-
ного источника в режиме молчания
е <
г? ________________________ к max /к £1\
£к мол — J -J- m * ^0.01)
Мощность в режиме модуляции:
а) генерируемая
Р МОД = Р мол
б) подводимая
Р 0 мод = Р 0 мол ( 1 4"' TJ-j ;
в) рассеивания на коллекторе *
(5.62)
(5.63)
188
Мощность Ps = Pq мол ~2- отдается источником модули-
рующих колебаний (модулятором).
При модуляции на коллектор величины U(,m, Еб и Ra
остаются неизменными.
В схеме с автосмещением напряжение смещения изме-
няется
Еб = /бо#б- (5.64)
Расчет цепи автосмещения выполняется в режиме макси-
мальной мощности.
6. РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА С ТЕМПЕРАТУРНОЙ
КОМПЕНСАЦИЕЙ
Независимо от того, по какой причине изменяется
температура базы триода, это вызывает температурные
изменения режима работы генератора. Поэтому наиболее
Рис. 102. Схема генератора с температурной компенсацией.
/
целесообразной является схема температурной компенса-
ции, учитывающая изменения температуры базы триода
как под влиянием внешней среды, так и самопрогрева»
Одна из возможных схем этого типа изображена на
рис. 102. Температурная компенсация в этой схеме осу-
ществляется изменением напряжения смещения Е6 = <р(/°).
Параметры схемы должны быть подобраны так, чтобы
смещение изменялось соответственно закономерности, най-
денной расчетным путем.
189
Если не должна изменяться генерируемая мощность,
го (см. 4.67)
£б = Ее +
' *->0 /
>де Ес = Dt (t° —1°) — определяется из справочных дан-
ных для триода выбранного типа;
So = ср (/°) — определяется по кривой темпера-
турной зависимости крутизны для
триода выбранного типа.
При температурной стабилизации в заданном интер-
зале температур (базы триода) необходимо осуществить
эасчет в трех-четырех точках и определить, в конечном
зчете, зависимость Еб = <р(/°). Найденная закономерность
изменения напряжения смещения' должна быть обеспе-
чена в схеме генератора.
При температурной стабилизации режима максималь-
ной мощности (в схеме с коллекторной модуляцией) не-
збходимо воспользоваться выражением (4.71)
E6 = Ec + U6m-\EK\^(\-lKp),
оо
где SK, So, Ec = <f>(t°) — определяются из справочных
данных для выбранного триода.
Зависимость Е6 (t°) определяется для нескольких зна-
чений температуры в пределах заданного интервала.
Температурная стабилизация угла отсечки импульсов тока
коллектора может быть получена в схеме (см. рис. 102),
если изменять напряжение смещения в соответствии с
зыражением (4.74)
Еб — Ес + и6т cos 0.
Другие варианты задания на температурную стабилизацию
режима генератора могут быть взяты из п. 8 главы 4
;см. выше).
7. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ
СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРА
В многокаскадной схеме полупроводниковый генератор
ложет работать в качестве промежуточного каскада.
Некоторые варианты схемы промежуточных каскадов
изображены на рис. 103, 104 и 105.
[90
В обобщенном виде межкаскадный переход может быть
представлен схемой, приведенной на рис. 106.
На этой схеме входное сопротивление триода пред-
ставлено двумя состав-
ляющими: реактивной
Хвх и активной Rbx-
Обе составляющие
входного сопротивления
могут быть определены
(см. п. 3 главы 4).
Реактивная состав-
ляющая входного сопро-
Рис. ЮЗ. Промежуточный каскад
с автотрансформаторной связью.'
тивления триода, пере-
численная к зажимам колебательного контура, должна быть
учтена при выборе параметров L и С из условия его
настройки в резонанс на заданной частоте колебаний.
Рис. 104. Промежуточный каскад с емкостной связью.
Рис. 105. Промежуточный каскад с трансформаторной связью.
Активная составляющая входного сопротивления трио-
да позволяет определить к. п. д. промежуточного контура,
коэффициент включения входной цепи и другие необхо-
димые величины.
191
Коэффициент включения входной цепи триода в кол-
лекторный колебательный контур промежуточного каскада
и
определяется как рб = ,6,fm где U6fm— амплитуда на-
С/ т
пряжения возбуждения и Um — амплитуда напряжения
на зажимах коллекторного контура. Входное сопротивле-
ние /?вх. перечисленное к зажимам коллекторного контура,
Явх = ~ , (5.65)
Рб
где RBx — активная составляющая входного сопротивления
триода; на частоте f > faKP RBx^r6.
Um
I - 1 71—|
XixUSm
R6x
Если из энергетического рас-
чета известна мощность
(4.47). то
б'я
Rbx = ~ . (5.66)
По определению к. п. д.
контура промежуточного кас-
r
Рис. 106. Обобщенная схема
межкаскадной связи.
када
^эк
TiK = р J- /?' ’
Аэк ~ хвх
(5.67)
где R3K — эквивалентное сопротивление ненагруженного
коллекторного контура.
Тогда используя (5.65) и (5.66), можно получить
R- = Vs • (5.68)
Рб-. 1
Реактивное входное сопротивление Хвх, перечисленное
к зажимам коллекторного контура,
’ (5.69)
Рб
Следует заметить, что выражения (5.Q5) и (5.68) дают
точный результат только при Рб<^СЕ
192
На основании вышеизложенного расчет можно выпол-
нить в следующем порядке.
.Пусть необходимо рассчитать промежуточный каскад,
если из энергетического расчета последующего каскада
известна мощность возбуждения Рва, амплитуда напря-
жения возбуждения Lfa’m, диапазон волн Xmin — Xmax.
Мощность промежуточного каскада
Р = ~ (5.70)
(определение %, данное выражением (5.67), идентично вы-
Рва\
ражению т]к=~). К. п. д. контура (т]к) необходимо
задаваться, выбирая его в пределах 0,3—0,8. Если же
рассчитываемый каскад является возбудителем (автоге-
нератором), то в интересах увеличения стабильности час
тотыцелесообразно выбирать т]к =0,1 -4-0,3. Предполагая,
что мощность Р (5.70) генератор отдает в критиче’-
ском режиме, необходимо осуществить энергетический
расчет по методике, изложенной выше в п. 2, 3 или 4
главы 5.
Из расчета станут известны эквивалентное сопротив-
ление коллекторной нагрузки /?ЭКр и амплитуда напряже-
ния на нагрузке Um. Теперь можно определить fa = -~
и найти эквивалентное сопротивление йенагруженного
коллекторного контура
Эквивалентное сопротивление нагруженного коллектор-
ного контура
7?эк = 7?9к (1 — т|к) (5.71)
должно быть по величине близким к /?экр. В диапазонном
генераторе ориентировочное соотношение определяется
неравенством 0,8 =< Г,2, поскольку при этом в
^экр
меньших пределах будет изменяться напряжение на на-
грузке (а значит, напряжение возбуждения) при измене-
нии эквивалентного сопротивления коллекторного контура
при его перестройке. В генераторе, работающем на фик-
13 1640 |9з
сированной частоте (или с малым коэффициентом пере-
крытия по частоте), в особенности связанном с возбу-
дителем, может быть установлен недонапряженный режим
В этом случае будет меньше изменяться входное сопро-
тивление триода промежуточного каскада, что вызывает
уменьшение влияния на частоту автоколебаний перестройки
коллекторного контура.
Если в результате расчета получится резкое несоот-
ветствие между /?эк и /?ЭКр, необходимо расчет выполнить
вновь, задавшись другим значением к.п.д. коллекторного
контура промежуточного каскада.
Задаваясь добротностью ненагруженного коллектор-
ного контура Q, находят его характеристику
р
P = -f- (5.72)
Зная р, можно определить индуктивность контура ,
L(mksh) = 0,53 • 10 3p^'min (лО .(5.73)
и его емкость
^mtn (пф)— ~ ' (О./4)
Емкость контура Cmin является суммой емкостей кон-
денсатора Со, выходной емкости триода Ск, емкости мон:
тажа См и эквивалентной емкости
С^(пФ)= - , w < (5-75)
I л ВХ |
v, Хвх
поскольку Хвх = —г емкостного характера.
Ра
Следовательно,
Cmin = св 4- СВх + Ск 4- См. (5.76)
Может оказаться, что перечисленная емкость С'вх будет
составлять значительную часть этой емкости. Тогда не-
обходимо задаться новым увеличенным значением доброт-
ности Q и от (5.72) расчет выполнить вновь.
Полученное из расчета значение коэффициента вклю-
чения рб позволяет определить элементы коллекторного
контура.
194
Для схемы, приведенной на рис. 103,
Ре = , (5.77)
СВ
где
С~с1+с;в’
Ссв = Ссв + СВх И Свх = ——— .
юХвх
Для схемы, изображенной на рис'. 104,
Рб = ^. (5.78)
В схеме, показанной на рис. 106, коэффициент включения
определяется как .
Рб = ~, (5.79)
к
где М — взаимная индуктивность между катушками. 4
Промежуточный каскад отдает определенную мощность
при заданном напряжении на зажимах нагрузки.
В других условиях работает выходной каскад, отдаю-
щий в нагрузку заданную мощность при напряжении,
которое не задается и не контролируется.
Нагрузкой выходного каскада является линейная элек-
трическая цепь, в-частносуи антенна.
Выходной каскад простой схемы имеет в коллек-
торной цепи один контур. Сложная схема содержит
два или больше контуров.
Расчет выходного каскада на полупроводниках простой
и сложной схем целесообразно выполнять в такой же по-
следовательности, как расчет выходного каскада на элек-
тронных лампах.
На рис. 107 приведен пример выходного каскада про-
стой схемы. В коллекторной цепи имеется один колеба-
тельный контур. В схеме предусмотрено изменение коэф-
фициента включения р путем изменения емкости конден-
сатора С СВ
р = £-. (5.80)
Ссв
В этом выражении
Сев = Сев 4" Свых, (5.81)
13*
195
где
Свых — выходная емкость триода (т. е. Ск)
СнСс'в
' С = ёГТсГв •
Сопротивление коллекторной нагрузки в этой схеме
Яэ = р2^, - (5.82)
где — г = гн 4- гк;
гк— сопротивление потерь катушки;
гн — активное сопротивление нагрузки.
Пусть заданы мощность в нагрузке = 0,5/^Гн. со-
противление гн и емкость Сн нагрузки, диапазон волн
Хтах—Xmin и схема каскада, аналогичная рис. 107.
Рис. 107. Пример выходного каскада простой схемы.
Генерируемая мощность
Р = —,
Чк
(5.83)
где т]к = —~------к.п.д. контура.
гн “г- гк
Величиной к.п.д. контура следует задаваться. Ориен-
тировку в выборе 7)к можно получить, зная
o>L 1
где QK — добротность катушки.
Для однослойных многовитковых катушек можно при-
нять QK = 50-г- 150. Для многослойных катушек и варио-
метров QK = 30 ч- 80.
(5.84)
196
»
На генерируемую мощность Р необходимо осуществить
энергетический расчет в критическом режиме.
Из условия настройки контура в резонанс и с учетом
(5.80) и (5.82) после простых преобразований получается
Сс'в = —(5.85) “ V Он + Гк)
или 530Х,и, Сев (пф) — ———- . (5.86) V (г„ + гк)
Поскольку в критическом режиме сопротивление на-
грузки должно быть равно /?экр, а также поскольку
то
'СВ(пф) ---
(5.87)
Из условия настройки контура в резонанс следует
Хсв 4- Хс„ -|- %L — 0,
а отсюда можно получить
Цмкгн) = 0,53 • 10-’Х(м) 1/^2 + . (5.88)
V ьн(пф)
После энергетического расчета генератора с помощью
выражений (5.87) и (5.88) можно осуществить электри-
ческий расчет элементов схемы. Расчет осуществляется
На ВОЛНаХ /-min и /-max.
Если значения C'QB или L являются по какой-либо
причине неподходящими, необходимо расчет повторить,
задаваясь другим значением к.п.д. контура.
Один из вариантов сложной схемы приведен на рис. 108.
Настройка промежуточного контура здесь выполняется
при помощи конденсатора переменной емкости, а нагру-
зочного контура — вариометром. Однако способ настройки
может быть любым. Индуктивная связь между контурами
может быть с успехом заменена автотрансформаторной
или емкостной (на рис. 108 хсв = «М), но можно выпол-
197
нить хсв = u>LCB или хсв = ~аС^ j . Порядок расчета элемен-
тов суемы при этом не изменится.
В полупроводниковых генераторах эквивалентное со-
противление нагрузки в критическом режиме получается
значительно меньшим, чем в ламповых. Это обстоятельство
дает возможность значительно упростить расчет. Из теории
ламповых генераторов известно, что максимум мощности
в полезной нагрузке соответствует недонапряженному
режиму. Однако известно, что если эквивалентное со-
противление ненагруженного промежуточного контура
Рис. 108. Один из вариантов схемы выходного каскада
(сложная схема).
много больше эквивалентного сопротивления коллекторной
нагрузки в критическом режиме (/?эЗ>^экР). то практи-
чески максимум мощности в полезной нагрузке получается
в критическом режиме.
Можно считать, что в полупроводниковом генераторе
всегда выполняется условие /?э>^экр- и поэтому осу-
ществлять расчет по упрощенной методике.
Пусть задана мощность в полезной нагрузке Рн со-
противление гн и емкость Сн нагрузки, схема, аналогич-
ная приведенной на рис. 108, и диапазон волн Хгаах—Xmin
Генерируемая мощность в критическом режиме
Р = —, (5.89)
ЧпЛ
дг
где 7]пк = г—— к.п.д. промежуточного контура;
гн
т]к =—д-------к.п.д. нагрузочного контура.
Гв Т г к
К.п.д. контуров необходимо задаваться. Из энергети-
ческого расчета станет известной величина /?ЭкР.
198
Эквивалентное сопротивление нагруженного проме-
жуточного контура должно быть равно /?экр, т. е.
р
^nK = -r^-, (5.90)
ГДС /?эпк = PiikQпк эквивалентное сопротивление нена-
груженного промежуточного контура.
Задаваясь добротностью QnK промежуточного контура,
можно определить его характеристику
, Зная характеристику контура и' используя условия’
настройки в резонанс, нетрудно получить
г ___ Рцк
ЬПК - ~
ИЛИ
^пк(мкгн) = 0,53 • 10 3Х(М)Рпк (5.92)
И .
спк(пф) = 0,282 . Х(м) . • (5.93)
1~/пк(мкгн)
Сопротивление связи между контурами может быть опре-
делено из выражения для к.п.д. промежуточного контура
Дг
, Т1ПК “ 'пи + Дг ’
где
Учитывая, что LnK = и гн 4-гк = —, после неслож-
ен %
ных преобразований можно получить
Хсв = 1/^. . ^ . , (5.94)
у. ек Чк i-чпк
откуда /
М(мкгн)= 0,53 Ю-а хсвХ(м)—при индуктивной связи;
^св(мкгн) = 0,53 10_3хсвХ(М)— при автотрансформаторной;
530Х, ,
---Д—i— при емкостной связи.
Лсв х
19Э
Индуктивность катушки связи (при трансформаторной
связи)
L'° = T^’ *(5.95)
ьпк к
где Дпк — индуктивность катушки промежуточного кон-
тура,
k — коэффициент связи между катушками (k = 0,2-4-
-4—0,3) легко поддается расчету-при заданном
взаимном их расположении.
Индуктивность настройки нагрузочного контура
О,282Х(М)
Ьн(мкгн)= ^-св(мкгн)- (5.96)
G »(пф)
Расчет элементов контура следует осуществить на
ВОЛНаХ ^min И Хтах.
На различных волнах связь между контурами окажется
неодинаковой, т. е. связь потребуется регулируемая.
Может случиться, что значения гн и Са будут заданы
различными на волнах Xmin и' Хтах. Это обстоятельство
не изменяет порядка расчета.
Расчет вспомогательных элементов схемы осуществ-
ляется в таком же порядке, как в ламповых генерато-
рах, и здесь не приводится.
Необходимо лишь обратить внимание на то, что со-
противление дросселя постоянному току г0 в схеме парал-
лельного питания должно быть небольшим, так как па-
дение напряжения Еп = /ко • ‘г0 может составить значи-
тельную часть напряжения Ек коллекторного источника.
-При большой индуктивности дросселя (на средних и
длинных волнах) это требование может привести к силь-
ному увеличению его размеров.
В этом случае предпочтительнее выбрать схему с по-
следовательным питанием.
-VWvWv4-
РАСЧЕТ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Расчет автогенераторов, так же как расчет генераторов
с внешним возбуждением, можно подразделить на два
этапа: энергетический и электрический расчет элементов
схемы. В основе расчетов лежат условия баланса ампли-
туд и баланса фаз в установившемся режиме.
Энергетический расчет автогенератора на достаточно
низких частотах, т. е. на частота^, когда можно не учи-
тывать запаздывания тока, коллектора (<рдр < 10-=-15°),
ничем не отличается от расчета генератора с внешним
возбуждением (см. п. 2 главы 5).
Расчет на достаточно высоких частотах, т. е. когда
существенно сказывается запаздывание тока коллектора
(содр > 10 ч- 15°), отличается от расчета генератора с внеш-
ним возбуждением (см. п. 4, 3 гл. 5) тем, что учитывается
расстройка между частотой автоколебаний и собственной
частотой коллекторного контура. Эта расстройка, как
известно из п. 7 главы 4, обусловлена балансом фаз.
Электрический расчет элементов схемы автогенератора
опирается на условие баланса фаз. Ниже указывается
последовательность приближенного электрического рас-
чета элементов схемы полупроводникового автогенератора.
Приближенный расчет элементов схемы автогенератора
с фазовой коррекцией имеет специфические особенности
и поэтому приведен отдельно, -
201
L^L^L/Lj
Об
Рис. 109, Автогенератор
по индуктивной трехто-
чечной схеме.
2. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО
АВТОГЕНЕРАТОРА НА ДОСТАТОЧНО ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
' ' '
Три варианта схем полупроводниковых автогенераторов
приведены на рис. 109 (индуктивная трехточечная), 110
(емкостная трехточечная) и 111
(с трансформаторной обратной
связью). Энергетический расчет
^сех трех вариантов схем выпол-
няется одинаково.
Исходным пунктом расчета
является активная составляющая
генерируемой мощности Ра и ча-
стота автоколебаний ш. Соответ-
ственно заданной мощности и
частоте выбирается тип полупро-
водникового плоскостного триода.
Для триода должны быть известны
статические характеристики, пара-
метры So и SK, угол дрейфа <рдр =
= w/др или фазово-частотная ха-
рактеристика и прочие справочные данные
В начале расчета выбираются напряжения коллектор-
ного источника Ек и угол отсечки 0 импульсов тока
Рис. ПО. Автогенератор
по емкостной трехточеч-
» ной схеме
Рис. 111. Автогенератор по
трансформаторной схеме.
коллектора. Напряжение Ек не должно превосходить
величины, указанной в паспорте триода. Угол отсевки
выбирается в пределах 70-4-90°. Соответственно выбран-
ному углу отсечки по таблицам А. И. Берга определяются
коэффициенты разложения и ай.
202
Полная генерируемая мощность
/5 = 0,5/К1/7т
больше активной мощности
Ра = Р COS<pK.
Ряд энергетических показателей автогенератора опре-
деляется полной мощностью, и, поскольку в задании ука-
зывается активная мощность Ра, расчет необходимо на-
чинать с определения
СО5<Рк ’
где
<рк = | Тдр I + I ?эб | = Хцр + | <рэб |. -
Так как угол <рЭб определяется в процессе энергети-
ческого расчета и заранее бывает неизвестен, этой вели-
чиной необходимо задаваться (0 > <рЭб > 60°).
Приближенное значение угла может быть получено
из соотношения <рЭб ~ (1 ч-2) <рдр.
Меньшее значение коэффициента относится к сплавным
триодам, а большее — к дрейфовым. Угол ?др = о>/др может
быть определен заранее, поскольку задана частота, а
время /др имеется в справочных данных для триода.
При определении коэффициента использования кол-
лекторного напряжения в критическом режиме. следует
учесть, что значение
где otj =<р(б), определяется приближенно ввиду наличия
сдвига фаз между напряжениями на эмиттерном р—п пе-
реходе и на коллекторе. »
Амплитудное значение напряжения на коллекторной
нагрузке
U т = ^кр | Ек |
позволяет определить первую гармонику тока коллектора
и ряд других величин
1к1 ~ ит ’
‘ к шах 3 »
203
/кО — /к max >
Ро = ко \Ек\ ;
Рк = Р0 — Ра = Ро — Р cos <рк;
Р, Р COS <р„
^ = / = -p-^ = 0,5^coS<pK
~0 г о “о
I/
и Z3 = 7^.
К1
Переходя к определению энергетических показателей,
зависящих от тока эмиттера, определяем
93 = 9 ^рдр == 9 *"^др>
где а/=0 — коэффициент усиления по току при f -> 0;
/акр '— критическая частота по а;
и
где ах = <р (9Э);
fl ___ I о max
бт ~s„ (1—cos03)
и
Еб = Ес + U6m cos 9Э.
Проверяем обеспеченность /э max = <р (Ug max, l/tmin), пред-
варительно найдя
U6,max = *
UK min = Um | Ек |. t
Эта проверка дает величину /этах с запасом, поскольку
между напряжением на эмиттерном р—п переходе и
напряжением на коллекторе имеется сдвиг фаз.
Если импульс обеспечивается, расчет можно продол-
жить
/<нэб = l+rgSoMl-cOa-coseJ ’
204
где
ах = <р (0Э) — коэффициент разложения;
/к
а = /---коэффициент усиления по току.
I ' э
Внутренняя средняя крутизна
Q Э1
эср ~ибтКяэб
Составляющие сопротивления эмиттерного р — п пере-
хода в схеме с общим эмиттером
1
Гэб ~ 5эср [i—0,5 (sin а — sin В)] -
_ 2 ___
' %эб — S3cp (cos » — cos 8) ’
где
& = I I + Г-
8 = I Тар I — 7:
у = arc sin a.f.
Коэффициент передачи напряжения на частоте автоколе
баний
Ks6=
где
гб
а — —
х эб
иН1'+г'
гэб
Фаза коэффициента передачи
<рэб = arc tg у. *
Амплитуда напряжения возбуждения на частоте авто-
колебаний
j г Uбт • Кнэб
U 6fm — т;
лэб
позволяет определить коэффициент обратной связи
1Z ___ ^'б/т
А ос —• П •
и т
205
Входное сопротивление триода в схеме с общим эмит-
тером
• р _ * __________* .
ВХ 5ср ' СО5¥эб — af cos;f< ’ •
_ * ___________!______
ВХ Scp ’ sin Тэб - af Sin ¥c ’
где
и ?c — I’Рдр I + I фэб |.
Мощность возбуждения
P ъа = 0,5Z?* ^6ia>
где
I6ja — Z3j COS <рэб ZKi COS <pc.
3. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ
СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРА'
Если на базу триода с коллекторного контура по-
дается напряжение возбуждения U^m, то тем самым
удовлетворяется условие баланса амплитуд (при фазовых
соотношениях в схеме, обусловленных балансом фаз).
Напряжения Uefm и Um позволяют определить модуль
коэффициента обратной связи
В схемах, приведенных на рис. 109, ПО и 111, фаза коэф-
фициента обратной связи, с некоторым приближением,
может быть принята равной нулю (<ркс = 0).
Такое допущение несколько снижает точность, но при
этом значительно упрощается методика расчета элемен-
тов в схемы автогенератора.
При <ркс = 0 из выражения (4.54) следует, что
<рк = | ?др | + | ?зб
Углы <рдр и <рэб известны из энергетического расчета.
Зная ск, можно определить обобщенную расстройку
контура автогенератора
У = — tg<pK,
206
где
Поскольку частота автоколебаний ш бывает задана, то
собственная частота контура определяется как
0 v
, 2<?
где Q — добротность резонансного контура; ею следует
задаваться. Для получения критического режима модуль
сопротивления контура должен удовлетворять условию
ZK = p27?scos<pK = Z3KP, (6.2)
где
7?э = pQ— сопротивление
резонансе;
р = коэффициент
U кт
Из (6.2) следует, что
резонансного контура при
включения.
7
экр ZC
Зная добротность контура Q, из (6.3) можно определить
характеристику
р = ......fap- , (6.4)
причем величиной коэффициента включения р этого кон-
тура также следует предварительно задаваться (обычно
0,1 < 1). Поскольку
р = Юо£ = ’ (6.5)
(OqC-
то при известном значении о>0 нетрудно найти параметры
L и С контура.
Для одноконтурных трехточечных автогенераторов
(рис. 109 и НО) потенциометр обратной связи можно
представить в виде схемы, изображенной на рис. 112.
В этой схеме
Л"3 = р, (6.6) '
^ = Кос; (6.7)
207
Путем несложных преобразований можно получить
- *1 = рр/<ос; (6.9)
х2 = рр; (6.10)
х& = pfl — pU + Кос)]- (6.11)
Соответственно значениям величины хг, х2, и х3 следует
определить элементы контура," сопоставив рис. 112 с
рис. 109 и НО. При расчетах следует
подставлять частоту
При определении Lr или Сг следует
учесть, что в сопротивление хг входит
реактивное сопротивление триода хвх.
При определении Л2 или С2 необхо-
димо учитывать Свых.
В схемах, приведенных на рис. 109
и НО, имеется разделительный конденса-
тор Се. В данном случае предполагается,
что -i— < Хвх, т. е. влиянием этого кон-
шСб
денсатора можно пренебречь.
Ири'^— Хвх или > Хвх происхо-
дит заметная коррекция фазы и расчет
по методике, приведенной в п. 4, гл. 6
Проще всего влияние Хвх учесть в схеме рис. НО, где
Сг = СК1 + СВх, (6.12)
1
причем Свх = ]"х——эквивалентная входная емкость
триода:
СК1 — емкость конденсатора.
хз
К
xs
3 ______
х,
б
Рис. 112. Схема
потенциометра
обратной связи.
следует вести
В схеме рис. 109.
— I ^вх |
1 XL1 + | ^ вх |
где
XL1 = и)(Л1>
откуда
/ _ * 1 Хд1Хвх1
' 4 1 “ “о | ХВх I -*1 '
(6.13)
(6.14)
208
Необходимо обязательно выполнить условие | ХВх| — Xi>0,
так как иначе не будет выполняться условие баланса фаз.
Для выполнения его необходимо осуществить расчет
элементов контура снова, задавшись в (6.4) большей ве-
личиной р и выбрав катушку с повышенной добротностью.
Предельным значением р в трехточечных Схемах является
"“гДс (6-15)
что следует из условия xs = 0 в (6.11). Сопротивление
х2 (рис. 109 и 112) определяется как
__ xLz I ^вых ।
2 xLa + I Х вых I
(6.16)
где
— WqZ.2,
у _____ 1
вых — ,
“Свых
и Свых — выходная емкость триода,
откуда
f 1 XZ I -^ВЫХ I
1*вых!-*2 '
Должно выполняться условие | ХВЫх I — х2 > 0.
В схеме рис. ПО.
Cg = СК2 -f- СвЫх,
(6.17)
(6.18)
где
СК2 — емкость конденсатора.
В схеме рис. 109 должно выполняться условие
* £ = £1 + £2 + £з, * (6-19)
а в схеме рис. 110.
r=<r+i+^.
причем значения L и С определяются выражением (6.5).
Колебательный контур автогенератора обычно бывает
связан со следующим каскадом или вообще с некоторой
нагрузкой
Эта нагрузка учитывается с помощью к.п.д контура,
причем эквивалентное сопротивление может быть опреде-
лено как
Zg = Z3 (1 — 71к).
14 1640
209
В этом случае выражение (6.2) следует переписать
так:
ZK = р27?э (1 — tik) cos <рк == ZSKp, (6.21)
а вместо (6.3) и (6.4) написать
7
<6'22>
ИЛИ
7
<б-2з>
Реактивная составляющая нагрузки, связанной с кон-
туром автогенератсра, учитывается извест! ым способом,
как это неоднократно выполнялось выше (см., например,
5.69, 5.75).
При расчете элементов схемы, приведенной на рис.
111, следует учесть, что р = T-L' . и /(ос = . Опре-
делив %
М = ^=Р^> (6-24)
можно найти
Lcb = t^, (6.25)
где k — коэффициент связи между катушками (k =
= 0,2 ч-0,4).
При опр°делении параметров контура в схеме- рис. 111
следует учесть перечисленные емкости триода:-
Свх = рвСвх;' (6.26)
Свых = р2Свых, (6.27)
„ 1
где Свх = —।--------эквивалентная входная емкость три-
ода;
Свых — выходная емкость триода.
Полная емкость контура определяется выражением
С = Ск + Свх + Свых'+ См, (6.28)
где Ск— емкость конд°нсатора контура;
См — емкость монтажа.
210
Расчет вспомогательных элементов схемы автогене-
ратора осуществляется в соответствии с предпосылками,
известными из расчета ламповых генераторов.
Предполагается, что
<о£р » р;
«Ср «
<&LCB I Хвх | >
При отсутствии фазовой коррекции -i- С Хвх. Практи-
ке
чески знак предполагает, что величина, стоящая сл°ва,
в 5—10 раз меньше стоящей справа (при обратном зна-
ке неравенства наоборот).
4. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ
АВТОГЕНЕРАТОРА С ФАЗОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Энергетический расчет автогенератора осуществляется
в порядке, указанном выше (см. п. 2 гл. 6).
В начале расчета необходимо задаваться углом
«Рк = <рэб'-|- <рДР.
Поскольку угол Фдр = ш/др легко определяется для
выбранного типа триода, то в дальнейших расчетах угол
Тэб = «рк — «Рдр можно считать заданным.
Из сопоставления выражений для ах и а следует, что
, (6.29)
лэб
где Хе — реактивное сопротивление ячейки фазовой кор-
рекции (рис. 96);
Хэб—определяется из выражения (5.28);
гб — сопротивление базы.
Используя выражения (6.29) и (4.59), нетрудно получить-
Хб “ *эб i+V^e6 ’ (б •зо)
14*
211
где
Р=1 +-р.
Гэб
Все величины в правой части равенства (6.30) известны
из энергетического расчета. Теперь легко найти
А®б
И
^эб = , 2 4 •
V °i + ₽i
Напряжение, снимаемое с зажимов контура автогенератора
и вводимое в цепь базы триода, равно
(6.31)
Лэб
где t/бт — определяется из (5.24);
Кнэб — см. (5.25).
Можно ввести понятия коэффициента обратной связи
Кос = и средней крутизны S™ = , что позволит
U6ft?r
написать уравнение баланса амплитуд в виде
Scp/(oc7?3pacos<pK = 1. <
Параметры контура автогенератора с фазовой коррек-
цией определяются из выражения (6.1).
Если окажется, что выбранная величина <рк даёт <рэб='рэб,
то из (6.30) получится хе = 0.
При правильном задании <рк величина фазирующей ём-
кости Сб = не должна чрезмерно уменьшать коэффи-
циент передачи k'36.
5. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРОВ
Пример 1. Расчет выходного каскада
Исходные данные:
1. Мощность в полезной нагрузке
Рн — 1 вт,
2. Сопротивление нагрузки
гв = 10 ом.
212
3. Емкость нагрузки
Сн = 500 пф.
4. Максимальная частота
Апах =ЗЛИ
минимальная —
/min =2 Л4аЦ.
5. Схема выходного каскада — см. рис. 108.
6. Генератор работает при температуре окружающего воздуха
t°= + 20 ± 5ЭС.
Для получения заданной в нагрузке мощности при максималь-
ной частоте /тах = 3 Мгц необходимо выбрать триод. Спра-
вочные данные для этого триода приведены в таблице (см.
приложение). Напряжение коллекторного источника выбираем
равным Ек = —15 в. Расчет осуществим на максимальной частоте
/max = ЗМец.
Расчет.
Генерируемая мощность в критическом режиме
Величинами т]пк и т)к задаемся. В конце расчета величина т;
должна быть уточнена.
Выбираем угол отсечки импульсов тока коллектора на частоте
/max = 3 44гц, равным '0 = 90° и 0В = 0°.
Допуская, что импульсы тока эмиттера также имеют форму
отрезков косинусоиды с углом отсечки 0Э = 0 — <рдр, получаем:
<рдр = ш/др = 2~ - 3 • 10е - 0,012 - 10~« = 0,376 (== 22°);
0э = 0 — ¥др = 90° — 22° = 68°.
Коэффициенты разложения равны:
а) при 0 = 90° и 0в-= 0° а] = 0,5 и а0 = 0,32;
б) при 0Э = 68° и 0В - 0° а] = 0,43 и а0_= 0,25.
Переходим к расчету энергетических показателей, связанных
с током коллектора:
5 = 1---------- 1 — ---------—-------- а; 0,91;
р 0,5 • 15s • 0,35
Um = «кр | £к | = °-91 • 15 = 13,6 в;
1 -^Р. - 2 ~ 1’6 = 0,235 г- 0,24 а-,
К1 ~ ит~ 13,6 —
, • /К1 _ °>24
к max —г* -тг-ь = 0,48 SS 0,5 я;
а1 0,5
213
'кО = 'ктах “о = 0-5 0,32 = 0,16а;
'’о =/ко |£к 1 = 0-16- 15 = 2,4 вт-
Рк = Р0 - р = 2-4 - !-6 = °-8 вт < Рк шах
^/944=0’665"'ж
Um 13,6
^skp : 7^~ 0,24 °М'
Определяем
эмиттера:
’/ =
с током
энергетические показатели, связанные
, _ \ _ 0,28
'э max - — - одз - 0,65а,
г» _____ 4 max 1 max
бт ” 5Э0 (1 - cos 0Э) Soli - COS еэ) *=
0 65
= 4,5(1 — cos 68°) ~ 0,23 в; .
Еб = Ес + ибт cos 0Э = —0,15 + 0,23 cos 68° а* —0,08 в.
Проверяем обеспеченность импульса тока эмиттера, для чего пред-
варительно находим
"б max = р6 ~ ибт =~ 0-08 - 0,23 =- 0,31в;
“к min ~~ Ек + ~~ 15 + 13,6 =— 1,4в.
Из условия
max V (иб max’ ик min)
ИЛИ
max ¥ (иб max’ ик min)
по статическим характеристикам определяем высоту импульса.
В приложении приведены статические характеристики тока кол-
лектора. При
“бтах = °-3в И "Kmin =- 1-4в
импульс тока коллектора /э тах = 0,65а обеспечивается с запасом.
Переходим к расчету коэффициента передачи напряжения в
цепи базы:
к _________________1________________
н®6 1 + гб$0(1-а)аД1-СО$ 09) “ '
= 1 + 3 • 4,5 (1 — 0,96) • 0,43 (1 — 0,37) = °’87'
214
7 = arc sin - arc sin 0,86 59°;
& = | ?др | + 7 = 22° + 59° = 8Г;
^|’гДр|-‘(=22о-59° =- 37°;
Гэб S3cp[l —0,5 (sing—sin S)] 1,4 [1 -0,5 (0,99 + 0,6jJ
p “ O KC _ о c «...
= 3,56 3,6 ом;
xs6 Sscp (cos g—cos B) 1,4(0,16 — 0,8)
1,1 ом;
3
₽ = 1 +3^= 1,83S 1,8;
K96 = = — -7-------S 0,3;
90 + У1,82 + 2,72
, a , —2,7 _co
<Рэб = arc ctg J = arc tg = “б6 •
Наряжение возбуждения на частоте /тах равно
Определим входное сопротивление триода в схеме с общим эмит-
тером
?с = Фэб - др = 56° + 22° ~ 78°:
с _ Д'_______2^2 - 0,4 а/в;
ср ~ U6fm 0,67 ~
R 8= J---------------1_____=___= -----:----Д’,------= 6>6 0М>
вх Scp cos <р9б — а( cos <рс 0,56— 0,86 >0,21
у 1 1 _ 2,5 ~
вх “ Sep ’ sin Тэб ~ «/ sin fc ~ 0,82 - 0,87 • 0,99 = ~ 1’ВД0Л‘'
Найдем мощность возбуждения и коэффициент усиления по
мощности
7б1а = 7э1 cos ¥эб — 7к1 cos Vc = °’28 cos 56° — 0,24 cos 78° ==
es0,085a;
PBa = 0,5 • U6fm • /б1а = 0,5 • 0,67 • 0,085 = 0,028 em;
215
Переходим к расчету колебательных контуров, Расчет осуществляем
на частоте fmax
Сопротивление промежуточного контура
#экп 57
х = ГZ70T8 = 2850 ом.
Задаваясь добротностью контура QnK = 30, находим
Яэпк 2850 о. л
Р"к= <^=-30- = 95 0М'
95
^-пк = ^— = = 5 • 10“в гН (5 МКг^’
С”"777= "«г».13.10. ”550f550"*>
При определении емкости конденсатора следует учесть выходную
емкость триода.
Сопротивление связи между контурами
х . W-1/95 19 0-95~~_\9
св V Спк ' ’Ik ' 1 -Чпк “ 30 - °-65 1 -°’98 ~
ОМ.
При индуктивной связи
М = — = н-------= 2,6 • 10-« гн (2,6 мкгн}.
“max ‘ 3 ‘ 108 V
Поскольку взаимная индуктивность М близка к индуктивности
промежуточного контура £пк, целесообразно намотать катушки на
ферритовом тороидальном сердечнике. При этом коэффициент связи
между катушками будет приближаться к единице.
Полагая k 0,9, получим
г — = 2'6г Ю 18 ij ,ю в гн (1,7 мкгн).
св~ £пкй2 5 10—» 0,92
Индуктивность органа настройки второго контура
1 - ____!______1 —______________!_______________17. ю~в =
ьн.т1п - г с ъсв 4тс2 • З2 • 1012 • 500 • 10“12
“maxGH
= 5,7 • 10-в — 1,7 • 10~в = 4 • 10-в гн (4 мкгн).
Проверим к.п.д, второго контура, считая гн полезным сопротивлением,
а активное сопротивление органов связи и настройки — сопротивле-
нием потерь (гк).
Задаваясь добротностью катушек второго контура QK = 20, по-
лучаем
“max + LCB> 2тс • 3 • 10* • 5,7 • 10~a . л
Гк « -------------- -----------------------= 5,4 ом.
216
Тогда
_ 'в _ 10 _ п М
' ’ 7)15 гн+гк Ю + 5,4
что совпадает с величиной, которой мы задались в начале расчета.
Расчет элементов контура генератора необходимо осуществлять
также на минимальной частоте диапазона.
Пример 2. Расчет промежуточного каскада
Исходные данные:
1, Мощность в нагрузке (мощность возбуждения следующего
каскада) Рва = 0,028 вт.
2. Напряжение на нагрузке (напряжение возбуждения следую-
щего каскада) qq 0,6 в.
3, Сопротивление нагрузки (входное сопротивление следующего
каскада)
7?вх = 6’6 ом’ Хвх = —63 ом.
4, Максимальная частота (тах = 3 Мгц, минимальная—fmIn =
= 2 Мгц.
5, Схема промежуточного каскада — см, рис, 103,
6, Генератор работает при температуре окружающего воздуха
t° = +20° ± 5° С.
Расчет
1, Задаемся к. п, д. контура промежуточного каскада т]к = 0,25.
Тогда генерируемая мощность будет
Для получения такой мощности на частоте 3 Мгц можно ис-
пользовать триод П401,
Справочные данные для этого триода приведены в приложении.
Напряжение коллекторного источника выбираем
£к = —10 в.
Расчет произведем на частоте fmax = 3 Мгц.
Выбираем угол отсечки импульсов тока коллектора на частоте
3 М гц равным 0 = 90° и 0В = 0°, х
Угол отсечки импульсов тока эмиттера
0 = 0 — о, = 90 — 360° . 3 • 10е • 4 • 10~Л ~ 86°.
» 4 ДР
В последующих расчетах можно считать, что
®др «0° и 0 = 0,; при 0 =90° и 6В = 0°Я1 = 0,5 и «0 = 0,32
217
Тогда
£ _ i zp = 1 _ z ' и’‘ = п Я-
. Кр £2KSKa, 102 0,02 0,5 U,°*
l/m - 6Кр I £к |-0,8. 10 = 8e;
'.‘-Й,‘=^“ода“:
£/ о
/?9«р= 777= 0^25 = -20 0Л(:
/ко =/к, = 0,025 0^ = 0,016 а; ,
ро == 7ко I £к I = °’016 10 = °-16 effI;
Рк = Ро - Р = 0,16 - 0,1 = 0,06 вт < Рк тах.
Остальные данные энергетического расчета'определяются в та-
ком же порядке, как и в примере 1 (или ввиду малого <рдр по уп-
рощенной методике — см. п. 2 главы 5).
Переходим к расчету элементов схемы:
->»-т?-¥-ад75;
D /?вх Чк 6,6 0,25 _
^эк рг ’1—-П в,0752 ‘ 1 — 0,25 d иол1’
гб /к ’ ’
= Яэк (1 _ 7)к) = 390 (1 — 0,25) - 293 ом.
г-, #эк 293 л о 1 к л £
Поскольку 'п— — о7)п — то режим будет близким к крити-
^экр
ческому и требование к величине коллекторной нагрузки 0.8 <;
Я'
п—’С Ь2 можно считать выполненным.
^ЭКр /
Задаваясь добротностью контура Q = 20, определим его харак-
теристику
Хэк 390 10
P=-Q“=-20 = 18 0М-
Тогда
L(MKSH) = °>53 • Ю-3рХт!п(Л) - 0,53 • IO”3 . 18 . юо = 0,96 лекая;
530Xmjn ( j 530 100 _ g 0
Gmin (пф) — ------— 18 —
//вк 1 63
Хвх=-^—да = -пооо°-;
_ 530Xm1n (JH) _ 5зо . ЮО
^ВХ(пф)- |х;х | 11000 ~ п<Р’
2J8
Пусть емкость монтажа См = 10 пф. Выходная емкость триода
Ск ~ 15 пф. Тогда начальная емкость конденсатора контура
С0 = CmIn - См - ск - С'вх = 2930 - 30 = 2900 пф.
Для схемы, приведенной на рис. 102,
^mln 2900 „„ .. ,
_~^__го75_39000"^
Емкость конденсатора связи
Сги = С' — Скх = 39 000 — 840 = 38 160 пф,
LB VB D Л *
где
530Xmin(^) 530-100' ... .
Свх (пф) ~Хвх | - —63 = 840
Емкость конденсатора
Г _, С'С™ 2930-39000 _ , .
С1 С’в— С ~ 39000 — 2930 31 1 °
Расчет элементов контура необходимо выполнить также на мини,
мальной частоте диапазона.
Пример 3. Расчет автогенератора
Исходные данные
1. Генерируемая мощность (активная) Ра =0,35 вт,
2, Максимальная частота /тах = 3 Мгц.
3. Минимальная jmm = 2 Мгц.
4, К.п.д. контура автогенератора чк = 0,2.
5. Схема автогенератора-—по рис. 110.
6. Автогенератор работает при температуре окружающего воз-
духа ta = + 20 ± 5° С.
Расчет
Для получения мощности Ра = 0,35 вт на -частоте fmax =3 Мгц
необходимо выбрать триод. На частоте /тах = 3 Мгц осуществлен
расчет энергетических показателей для триода
Из расчета известно, что при этом
<Рэб = —56° и ¥др = 22°-
Следовательно, в автогенераторе фаза коллекторной нагрузки
= I ¥эб I + । ¥др I = 56° + 22° = 78°‘
219
Поэтому при активной мощности Ра = 0,35 вт полная колеба-
ельная мощность будет равна
На эту мощность в примере 1 расчет энергетических показате.-
ей был уже осуществлен.
Поэтому определим только те энергетические показатели, ко-
орые будут изменяться вследствие комплексности коллекторной
агрузки.
К.п.д. уменьшится и составит
т] = 0,5 cos <рк = 0,5 - 0,91 . cos 78° 0,15.
ао 0,32
Мощность рассеивания увеличится и составит
рк = Ро( 1 - Ч) = 2,4 (1 - 0,15) 2 вт < Рк тах.
'асчет элементов схемы произведем только “на частоте
/шах =3 Мгц.
ададимся добротностью контура Q = 50 и определим собственную
астоту
. fmax _ 3 • 10е 3 - 10« . . . ...
Fornax- tg<pK" tg 78° ~ 4? - 3,14 - 10 гц.
---- 1 2-50 1 100
1
2Q
ля получения критического режима модуль сопротивления кон-
ура (с учетом ,)К = 0,2) должен удовлетворять условию
г, __ ^экр _ 57 окоп
э" p2cos-.fK(l — т]к) — 0,22 -0,21(1—0,2) Ом’
эичем коэффициентом включения коллекторной цепи р = 0,2 за-
<емся.
Характеристическое сопротивление
8500
P=Q ='50- = 170 0М-
Оэффичиент обратной связи определяем по данным энергетического
1счета
/С _ = о 044
Л°с ит 13,6 ’
эгда
Xi = рр - Кос = 170 - 0,2 • 0,044 = 1,5 ом-,
Хч = г^р = 170 • 0,2 = 34 ом-,
х. = р[1 — р(1 — Кос)] = 170 [1 — 0,2(1+0,044)] = 134 ом.
Проверяем условие
р = Xi 4~ Х2 4~ Xg — 1,5 4~ 34 4~ 134 = 170 ом.
Переходим к определению емкостей Clt С3? Cs (рис 112).
Тогда, используя (6.12), находим емкость конденсатора
— Cl -- С-.. = ---------rv---'I ж
* “max*1 “max I ^вх <
= 2п • 3. • 10е- 1,5" 2п • 3 • 10е • 63 2,7 ‘ 10-8 Ф (2700° пф)'
Емкость
С--^_ 157 '
C1 = = 2„ 3 - Юв-134 = 0,4~* (40°
При изменении частоты контура с помощью вариометра (рис. ПО)
минимальная индуктивность на частоте / = 3,14 МгЦ будет равна
Дт!п= “Отах = 3,14 • 10~ = 8,6 ’ 10 ’ (8,6
Параметры контура на частоте /т1п определяются в таком же
порядке.
Г л а в a 7
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ НА
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
I. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Известно, что релаксационные генераторы применяют-
ся для получения электрических колебаний, форма ко-
торых резко отличается от синусоидальной. Такие ко-
лебания обычно называют релаксационными. Для релак-
сационных колебаний характерно наличие участков, на
которых ток или напряжение изменяются чрезвычайно
быстро, лавинообразно, и участков, где последнйе изме-
няются сравнительно медленно.
Наиболее широкое применение релаксационные гене-
раторы (генераторы импульсов) находят в различного
рода радиолокационных, радионавигационных, телеви-
зионных установках и в счетно-решающих устройствах.
Большая часть импульсных генераторов используется в
цепях получения маломощных импульсов напряжения или
тока. Такими цепями являются схемы формирования на-
пряжений и токов, предназначенных для создания раз-
верток в электронно-лучевых трубках, схемы синхрони-
зации и деления частоты следования импульсов, схемы
селекции импульсных сигналов, различного рода счет-
чики импульсов и т. п. ♦
В перечисленных цепях радиоустройств, где можно
ограничиться получением импульсов с небольшой ампли-
тудой и сравнительно небольшой мощностью и где не
имеют существенного значения шумы, возможно и необ-
222
ходимо самое широкое применение полупроводниковых
приборов.
Для построения генераторов импульсов могут быть
использованы как плоскостные, так и полупроводнико-
вые триоды с отрицательным сопротивлением (точечные,
лавинные, составные и т. п.). Схемы генераторов на
плоскостных триодах в известном смысле являются пря-
мыми аналогами ламповых схем импульсных генераторов.
Применение плоскостных триодов в них не вносит ниче-
го принципиально нового в их работу, хотя специфи-
ческие св йства плоскостных триодов обусловливают на-
личие ряда характерных особенностей, требующих спе-
циального изучения.
Релаксационные генераторы на триадах с отрицатель-
ным сопротивлением отличаются от ламповых и не мо-
гут быть рассмотрены как аналоги последних. Триоды
с отрицательным сопротивлением в отличие от плоскост-
ных имеют коэффициент усиления по току больше еди-
ницы и по этой причине позволяют создать импульсный
генератор на одном триоде.
Релаксационные генераторы в отличие от автогенера-
торов почти гармонических колебаний в случае пренеб-
режения паразитными реактивными параметрами являют-
ся системами вырожденными и, как правило, содержат
только один энергоемкий элемент: емкость или индук-
тивность, В том случае, когда релаксационный генера-
тор содержит два реактивных элемента обоих типов (ем-
кость и индуктивность), один из них, за редким исклю-
чением, играет второстепенную роль По этой причине
различают релаксационные генераторы с емкостью (без
индуктивности) и релаксационные генераторы-с индук-
тивностью (без емкости).
Генераторы релаксационных колебаний на полупро-
воднике вых триодах, в том числе и на триодах с отри-
цательным соп| отивлением, удобно рассматривать как
устройства, содержащие нелинейный усилитель напряже-
ния или тока, В этом случае при изучении достаточно
сложной системы, какой является генератор, исходят из
свойств более простой системы — усилителя напряжения
или тока, полученного путем размыкания цепи положи-
тельной обратной связи в генераторе.
Рассмотрим в общем виде условия возникновения
процессов лавинообразного изменения токов и напряже-
223
ний в релаксационных генераторах с емкостью и с индук-
тивностью. Для краткости .впредь условимся эти про-
цессы называть «скачками».
2. УСЛОВИЯ ВОЗНИКНОВЕНИЯ ЛАВИННЫХ ПРОЦЕССОВ
В ГЕНЕРАТОРАХ С ЕМКОСТЬЮ
Если релаксационный генератор рассматривать как
устройство с усилителем, то общая схема генератора с
емкостью будет иметь вид, представленный на рис. 113, а.
На этом рисунке усилитель символически представлен в
виде четырехполюсника с входными зажимами и вы-
ходными ааЬ2; с помощью емкостей Сг и С2 можно учесть
а
Рис. 113. Релаксационный генератор с емкостью:
а — общая схема генератора; б — эквивалентная схема
усилителя напряжения.
входную и выходные емкости усилителя, определяемые
инерционными свойствами полупроводникового триода.
Генератор в этом случае представляет собой усилитель
напряжения, выход которого соединен со входом. В слу-
чае наличия в схеме только одной емкости усилитель
не содержит реактивных элементов Когда генератор имеет
две емкости, одну из них можно отнести к усилителю.
Определим в общем виде условия, при которых в ге-
нераторе с емкостью возникают процессы скачкообраз-
ного изменения токов и напряжений. Если учесть, что во
время скачков выполняется неравенство то со-
гласно принятым на рис. 113, а обозначениям получим:
й + ici = Ir — id', (7-1)
= ^ = c^’ <c9~c9%-, <7-2)
где Rbx — входное сопротивление усилителя.
224
Для того, чтобы ток i2 выразить через напряжение
и2, усилитель со стороны выходных зажимов представим
в виде эквивалентного генератора э. д. с. K'uUi с выход-
ным сопротивлением /?вых (рис. 113, б), где Ки—коэф-
фициент усиления усилителя по напряжению в режиме
холостого хода, когда i2 = 0. Согласно этому рисунку
имеем
t2 = . (7.3) .
„ ^вых
С учетом (7.2), (7.3) и равенств
и2 = Uc + ИГ,
. dUc — “i । c^ui. - n 4'
dt ~ CRBX C dt ’ ' v • 1
d*uc _ 1 du{ C,
dt* ~CRB* dt ' C dt*’
выражение (7.1) после дифференцирования по времени
приведем к следующему виду: *
г> ^8ц1 „ dui______Ц1 /7
С° dt* 7 dt CRBXR’ (
где
Со = С1 + С2 + ^; Т - .........-
(7.6)
Величины коэффициентов дифференциального урав-
нения (7.5) второго порядка являются функциями на-
пряжения Uj и уравнение является нелинейным. С по-
мощью этого уравнения представляется возможным объяс-
нить характер колебаний, которые могут возникнуть
в генераторе с емкостью при различных величинах коэф-
фициентов. Нас интересует возможность возникновения
• разрывных колебаний при С -> со и Со->0.
Если прибегнуть к разрывной трактовке процессов,
т. е. предположить, что напряжение на конденсаторе при
достаточно большой емкости С во время скачка остает-
ся практически постоянным (ис = const), а влиянием
15 1640
225
емкостей Cj и С2 пренебречь (С0 = 0),'то из (7.5) полу-
чим следующее нелинейное уравнение первого порядка:
= (7-7>
Из (7.7) видно, что при у > 0, величины иА и du-Jdt =
= и\ в точке иг = 0 имеют один знак и состояние рав-
устойчивым. Следовательно,
уравнение (7.7) может иметь
периодические решения, а
в генераторе могут возник-
нуть периодические колеба-
ния. Для выделения возмож-
ных периодических решений
уравнение (7.7) с помощью
(7.4) при Ci = С2 = 0 преоб-
разуем к следующему виду.
/?ВХ^С — (Ku 1) Rbx^I --
— /?вых«1- (7.8)
На рис. 114 представле-
ны идеализированные зависи-
мости параметров усилителя
Rbx, Rbux, K'u от напряже-
ния Uj. При входном напря-
жении ui < 0 триод усилите-
ля заперт. Коэффициент уси-
ления К.и его равен нулю,
а входное и выходное сопро-
тивления имеют сравнитель-
переходе напряжения Uj че-
рез нуль триод начинает отпираться, коэффициент уси-
ления возрастает до некоторого максимального значения,
a RBx и /?вых уменьшаются. При достаточно большом по-
ложительном напряжении и1 триод переходит в режим
насыщения, коэффициент усиления снова падает до
нуля, a RBx и /?Вых имеют минимальные значения. На
этом же рисунке представлена зависимость RBxUc = f (ut)
при у > 0. В этом случае иг есть неоднозначная функция'
ис- Следовательно, при у>0 уравнение (7.8) допускает
периодические решения. Поскольку при С, = С2 = 0
„ = *____________1_
‘ ^ВЫХ RBX
226
есть однозначная функция ult то из уравнения (7.7) вид*
но, что и, определяется однозначно. Значит непрерывные
периодические решения для иг невозможны. Но зато при
у > 0 иг может изменяться скачком и для него могут
существовать разрывные периодические решения Следо-
вательно, условием возникновения скачков в генераторе
с емкостью является неравенство у > 0. Раскроем содер-
жание этого неравенства. Согласно (7.2), (7.3) и (7.6)
при Ci = С2 = 0 из неравенства у > 0 получим
iW’a— (&>! —u2)i! >0. (7.9)
При медленном изменении входного напряжения, ко-
гда инерционными свойствами усилителя можно пренеб-
речь (t’c, = t’c2 = 0), и при разомкнутой цепи положитель-
ной обратной связи генератора, когда выход усилителя
нагружен на сопротивление, равное входному (й = t2), из
неравенства (7.9) получим
(7.10)
где К.р — коэффициент усиления мощности усилителя,
определяемый при сравнительно медленных изменениях
входного напряжения, когда с инерционностью усилите-
ля можно не считаться (й, = ic, — 0), И при сопротивле-
нии нагрузки,-равном входному (й = й)-
Таким образом, если коэффициент усиления мощности
безинерционного усилителя; нагруженного на сопротив-
ление, равное входному, больше -|-1 (усиление без из-
менения фазы усиливаемого напряжения), то после замы-
кания выхода усилителя через емкость на вход его мы
получим генератор разрывных колебаний с емкостью.
Практически С =/= со и Со =/= 0, а разрывные колебания
возникают при каких-то минимально допустимых значе-
ниях емкости С. Чем больше емкость Со, с помощью ко-
торой можно хотя бы приближенно учесть инерционность
полупроводниковых триодов, тем большей должна быть
емкость С, при которой возникают разрывные колебания,
если КР> +1 •
Если учесть, что коэффициент определяется при
й = й, из (7.10) можно получить следующее условие воз-
никновения лавинных процессов:
Ки=и-±>\, (7.11)
«х
15*
227
где Ки — коэффициент усиления по напряжению, опре-
деляемый при указанных для коэффициента КР условиях;
Следует иметь в виду, что при работе импульсного
генератора параметры триодов, а следовательно, и коэф-
фициент усиления Ки изменяются в широких пределах.
Процесс же скачкообразного изменения напряжений и
токов развивается каждый раз, когда коэффициент уси-
ления Ки>„ изменяясь, становится больше единицы.
Для построения усилителя, имеющего коэффициент
Ки > +1, необходимо, как минимум, иметь или один
триод с отрицательным сопротивлением, или один плос-
костной триод и трансформатор, или, наконец, два плос-
костных триода. В первом случае мы получаем мульти-
вибратор на одном триоде с отрицательным сопротивле-
нием, во втором — блокинг-генератор на плоскостном трио-
де и в третьем — мультивибратор на двух плоскостных
триодах.
»
3. УСЛОВИЯ ВОЗНИКНОВЕНИЯ ЛАВИННЫХ ПРОЦЕССОВ
В ГЕНЕРАТОРАХ С ИНДУКТИВНОСТЬЮ
Общая *схема релаксационного генератора с индук-
тивностью представлена на рис. 115, а. Генератор с ин-
дуктивностью на этом рисунке представлен в виде уси-
лителя, выходные зажимы которого соединены непосред-
ственно с входными; емкостью Со учтены паразитные
емкости схемы и инерционные свойства триода.
Если учесть, что во время лавинообразного процесса
выполняется неравенство
„ dlt
то для получения условий возникновения скачков в ге-
нераторе с индуктивностью можно воспользоваться сле-
дующими равенствами, составленными с учетом принятых
на рис. 115, а обозначений:
ii = ii — ic — tL, . (7.12)
11= R^’ lc = CodF’ lL = r\udt, (7.13)
где /?вх— входное сопротивление усилителя.
Для того чтобы ток i2 выразить через напряжение и,
усилитель со стороны выходных зажимов представим в
228
виде эквивалентного генератора тока K'di с шунти-
рующим сопротивлением Л?ВЬ1Х (рис. 115,6), где К\ =
= i2/ii — коэффициент усиления усилителя по току при
короткозамкнутом выходе.
Рис. 115. Релаксационный генератор с индуктивностью:
а — общая схема генератора; б — эквивалентная схема усилителя тока.
С учетом (7.13) и (7.14) выражение (7.12) приведем
к следующему виду:
л d2u du и /7 1с,
где
'<=4^-/Л- (7-16)
Авх Авых
Нелинейное дифференциальное уравнение второго по-
рядка (7.15) дает возможность определить характер воз-
никающих в генераторе с индуктивностью (без емкости)
колебаний в зависимости от параметров схемы и триодов.
Нас интересуют разрывные колебания, которые могут
иметь место при достаточно большой индуктивности L
и Со -> 0. Если прибегнуть к разрывной трактовке про:
цессов, т. е. положить, что во время лавинных про-
цессов ток в катушке индуктивности остается неизменным,
а Со = 0, то из (7.15) получим
^u = ^^udt. (7-17)
Из (7.17) видно, что при ;>0 значения и и и' =
= du/dt в точке и = 0 имеют один знак и состояние
229
равновесия (и' = 0) будет неустойчивым. С другой сто-
роны, на основании (7.12), (7.13) и (7.14) имеем
’ 7?вх7?вых11. — (К1 - 1) ^?ВЫХ^ - Rb*U- (7-18)
Уравнения (7.17) и (7.18) совершенно аналогичны
уравнениям (7.7) и (7.8), которые рассмотрены выше. Одно
из них (7.17) неоднозначно определяет и и допускает
непрерывные решения для ju dt. Другое (7.18) однозначно
определяет и' = du/dt, но зато допускает разрывные ре-
шения для к. Для генератора с индуктивностью, как и
для генератора с емкостью, можно выделить периодиче-
ские решения, непрерывные для и' и разрывные для и.
Таким образом, условием возникновения скачков в гене-
раторе с индуктивностью является i еравенство £ > 0.
Раскрыв согласно (7.13) и (7.14) последнее неравенство,
получим следующее условие .возникновения скачков:
. '(7.19)
где К.р—коэффициент усиления мощности усилителе.
На основании (7.19) можно судить, что лавинные
процессы в генераторе с индуктивностью возникают при
тех же условиях, что и в случае генератора с емкостью.
После сокращения на величину и из (7.19) получим
(7.20)
где К, — коэффициент усиления усилителя по току при
выходном напряжении, равноД входному.
Таким образом, если коэффициент усиления усили-
теля по току, работающего при входном напряжении,
равном выходному, больше 4-1 (усиление без изменения
фазы усиливаемого тока), то после непосредственного
соединения выходных зажимов усилителя с входными
и подключения параллельно с ними катушки индуктив-
ности получим релаксационный генератор с индуктив-
ностью. Усилитель тока с коэффициентом К1 > 4- 1 можно
собрать на одном триоде с отрицательным сопротивле-
нием. В этом случае после подключения индуктивности
получим мультивибратор с индуктивностью (без емкости).
В ламповой технике таким генератором является динат-
ронный генератор разрывных колебаний.
230
4. СВОЙСТВА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДОВ ПРИ
РАБОТЕ В ИМПУЛЬСНЫХ СХЕМАХ
При работе в импульсных генераторах свойства полу-
проводниковых триодов проявляются наиболее пслно.
Триод из режима отсечки (запирания) сначала переходит
в режим усиления, а затем в режим насыщения. В режиме
отсечки и в режиме насыщения триод, не обладая уси-
лительными свойствами и выполняя роль пассивного эле-
мента, находится, как правило, сравнительно долго. По
этой причине свойства триодов в режимах отсечки и
насыщения при анализе и расчете импульсных генерато-
ров представляют существенный интерес. Не меньшее
значение играют и усилительные свойства, определяемые
так называемой активной областью ртатических характе-
ристик триодов. Дело в том, что возможность возникно-
вения лавинных процессов в импульсных генераторах
обуславливается именно усилительными свойствами трио-
дов. Вместе с этим усилительные параметры триодов
наряду с их частотными (инерционными) свойствами
определяют и скорость протекания лавинных процессов.
Принято считать, что триод находится , в закрытом
состоянии (состоянии отсечки), когда при отрицательном
входном напряжении ток §миттера i9 0. При отрица-
тельном эмиттерном токе эмиттерный переход представляет
большое активное сопротивление. Токи эмиттерного (/э0)
и коллекторного (Гк0) переходов закрытого плоскостного
триода сплавного типа при наличии в их цепях источ-
ников напряжения, включенных в запирающем направ-
лении, приближенно можно определить с помощью сле-
дующих соотношений:
/эо = ^/ко; = (7.21)
где s3 и sK — площади эмиттерного и коллекторного пе
реходов соответственно;
/ко — ток насыщения (температурный ток) кол-
.лекторного перехода при нулевом токе эмит-
тера.
Ток базы закрытого триода равен
^бо = ^ЭО КО = ^KQ-
231
Характерно, что ток /ко и практически равный ему
ток насыщения (температурный ток) эмиттерного пере-
хода 1Э0, определяемый при нулевом токе коллектора,
мало зависят от напряжений на переходах закрытого
триода (рис. Н6). Таким образом, закрытый триод можно
представить сочетанием генераторов тока /эо и /ко
(Рис. П7). к
изб
Рис. 116. Графики зависимости
температурных токов переходов
закрытого триода:
а — ток эмиттерного перехода; б — ток
коллекторного перехода.
Рис. 117. Эквивалент-
ная схема закрытого
триода.
Величина тока /ко существенно зависит от темпера-
туры и определяется по формуле
/ко.(Тх) = /ко (Л)е-^-тх)> (7.22)
где /к0(7\.)— величина искомого тока /ко при темпера-
туре Тх.
/ко(7\)— известная величина тока /к0 при темпера-
туре Л;
Ti> Тх — температуры, выраженные в градусах абсо-
лютной шкалы;
В — коэффициент, для германиевых триодов
равный 0,02 — 0,09.
Приближенно можно считать,.что ток /ко удваивается
при повышении температуры на 10° С.
В режиме насыщения, который имеет место при
ик6 0, сопротивления переходов резко падают до не-
скольких десятков а иногда и единиц омов. При внеш-
них сопротивлениях схемы, значительно больших сопро-
тивлений переходов насыщенного триода, последний, при
расчетах, можно считать ксроткозамкнутым элементом.
Следует отметить, что величина тока коллектора насы-
232
щенного триода после окончания входного импульса
значительное время остается такой же, как и в момент
насыщения. Низкое напряжение ыКб, действующее между
коллектором и базой насыщенного триода, и слабое элект-
рическое поле в германиевом кристалле не способствуют
быстрому рассеиванию накопленных в базе неосновных
носителей. Явление накопления неосновных носителей
обусловливает то минимальное время, которое необходимо
для перехода триода из состояния насыщения в режим
отсечки. Эффект насыщения («дырочного запоминания»)
триода по этой причине играет существенную роль в
быстродействующих импульсных устройствах на полу-
проводниковых триодах.
Усилительные параметры триодов в области низких
частот можно определить с помощью статических харак-
*теристик.
При анализе и расчете схем на плоскостных триодах
целесообразно пользоваться семействами статических ха-
рактеристик и системой параметров триодов, аналогичных
ламповым (см. гл. 1). К таковым относятся так называе-
мые у-параметры, определяемые с помощью коллектор-
ных характеристик iK = f (икэ) при ибэ = const и базовых
характеристик i6 = /(ыбэ) при ыкэ = const (рис. 2). Целе-
сообразность применения характеристик, аналогичных
ламповым, диктуется возможностью использования одних
и тех же методов анализа как ламповых схем, так и
схем на плоскостных триодах и тем, что наиболее
предпочтительной схемой включения плоскостного триода
является схема с общим эмиттером, роль которого в
известном смысле аналогична роли катода в электрова-
куумной лампе.
Наиболее предпочтительной схемой включения триода
с отрицательным сопротивлением, в том числе и точеч-
ного, является схема с общим основанием. Характери-
стики этих триодов в «ламповой» системе координат
оказываются неоднозначными. Поэтому в случае точечных
триодов целесообразно пользоваться следующими семей-
ствами статических характеристик (рис. 118):
входными характеристиками i3 = f (ыэб) при iK =
= const (рис. 118, а);
характеристиками усиления 1э = /(«кб)‘ при iK =
— const (рис. 118,6);
233
выходными характеристиками iK'=f(«K6) при ц =
= const (рис. 118,в);
характеристиками обратной связи iK « f (иЭб) при
' й = const (рис. 118,г),
Рис. 118. Статические характеристики точечного триода:
а —входные характеристики; б — характеристики усиления;
в — выходные характеристики; г — характеристики обратной связи.
где i9 й iK — токи эмиттера и коллектора соответственно;
«эб и иКб — напряжения, действующие между эмиттером
и базой и между коллектором и базой три-
ода соответственно.
Выбор этих характеристик обусловил применение так
называемых /--параметров точечных триодов. Если за
прямое направление тока коллектора принять направ-
ление, соответствующее полярности коллекторной батареи,
234
то г-параметры точечного триода типа р — п — р опре-
делятся следующими уравнениями для переменных состав-
ляющих напряжений и токов триода:
= Г — Г 12^ к >
= Г Г 22^К>
(7.23)
(7.24)
'Чб
ГДе Ги = -д-
Г22 =
— входное сопротивление;
к=а COnSt
<Чб
Г12=<
„ дикб
21 ~
дикб
д1к
— сопротивление обратной связи;
/э=const
— сопротивление усиления;
fK=const
— выходное сопротивление.
U=const
Указанные r-параметры точечного триода при ра-
боте в импульсном генераторе изменяются в довольно
широких пределах. Их значения могут быть определены
по наклону соответствующих статических характеристик.
Коэффициент усиления по току точечных триодов,
определяемый в соответствии с выражением
di
di,
___ r 21
“кб“ const
e
в отличие от аналогичного коэффициента плоскостных
триодов больше единицы. Обычно значения а для то-
чечных триодов колеблются в пределах от 1,2—1,5 до
2 — 5.
Плоскостные триоды по своим свойствам отличаются
от триодов с отрицательным сопротивлением, в том числе
и от точечных, и поэтому можно указать случаи наи-
более предпочтительного применения плоскостных и то-
чечных триодов. Генераторы на плоскостных триодах
обеспечивают получение импульсов сравнительно большой
мощности при высоком коэффициенте использования на-
пряжения источника питания. В генераторах маломощ-
ных импульсов применение точечных триодов в некоторых
случаях является более предпочтительным, поскольку
один точечный триод в импульсной схеме может дать
такой же эффект, какой дают два плоскостных триода.
Схемы импульсных генераторов на точечных триодах
235
содержат меньшее число радиодеталей и поэтому оказы-
ваются более простыми и могут быть, следовательно,
более надежными, хотя сами плоскостные триоды более
надежны и устойчивы.
В настоящее время разрабатываются триоды с отри-
цательным сопротивлением, по своим эксплуатационным
данным не уступающие Плоскостным и имеющие меньшие
времена переключения, чем плоскостные триоды.
Плоскостные триоды обладают более высокими клю-
чевыми свойствами, и поэтому их применение в различ-
ного рода переключающих устройствах более предпочти-
тельно. Однако возможность получения более высоких
скоростей переключенйя импульсных генераторов на три-
одах с отрицательным сопротивлением свидетельствуел’
о целесообразности применения в импульсных устройствах
не только плоскостных триодов, но и триодов с отри-
цательным сопротивлением.
Точечные триоды вследствие низких эксплуатационных
показателей применяются редко.
В дальнейшем речь будет идти о полупроводниковых
триодах типа р — п — р. Полученные же расчетные соот-
ношения могут быть использованы и для схем на три-
одах типа п — р — п, если учесть направления токов и
полярности используемых в этом случае напряжений.
Глава 8
МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Полупроводниковые мультивибраторы, как и ламповые,
представляют собой неинвертирующие усилители на со-
противлениях, выход которых замкнут на вход. Неинвер-
тирующий усилитель, характеризуемый тем, что фаза
напряжения на выходе его практически совпадает с фа-
зой входного, можно построить как на двух плоскостных
триодах, так и на одном триоде с отрицательным сопро-
тивлением, в том числе и на точечном триоде.
Мультивибраторы находят применение как генераторы'
импульсов почти прямоугольной формы сравнительно
большой длительности и небольшой (до 10 — 20) скваж-
ности. Они могут выполнять функции делителей ча-
стоты следования импульсов, расширителей (нормали-
заторов) импульсов, каскадов временной задержки им-
пульсов и т. п.
Возможны следующие режимы работы мультивибра-
торов: режим синхронизации или режим деления частоты
следования, заторможенный (ждущий) режим и режим
автоколебаний. Следует отметить, что в мультивибраторе
на плоскостных триодах, как и в ламповом, возможно
возникновение как мягкого, так и жесткого режима
автоколебаний. Если в ламповом мультивибраторе жесткий
режим автоколебаний имеет место при наличии в цепях
сеток ламп запирающего напряжения,* то в полупровод
никовом мультивибраторе наряду с жестким режимом
237
возникновения автоколебаний при наличии в цепях баз
триодов запирающего напряжения большой интерес
представляет Жесткий режим автоколебаний, обусловлен-
ный насыщением триодов.
При неудачно выбранных параметрах схемы мультивиб-
ратора на плоскостных триодах сба триода после вклю-
чения источника питания могут оказаться в состоянии
насыщения, а мультивибратор перейдет в режим автоко-
лебаний только после разового внешнего воздействия.
2. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ С КОЛЛЕКТОРНО-БАЗОВЫМИ
СВЯЗЯМИ НА ПЛОСКОСТНЫХ ТРИОДАХ
Принципиальная схема мультивибратора с коллек-
торно-базовыми связями на плоскостных триодах, рабо-
тающего в режиме автоколебаний, и иллюстрирующие его
работу временные диаграммы представлены на рис. 119.
Рис. 119. Мультивибратор с коллектррно-базовыми связями:
а —принципиальная схема; б — временные диаграммы.
Этот мультивибратор является прямым аналогом муль-
тивибратора с анодно-сеточными связями на электрон-
ных лампах с положительными сетками. По аналогии с
последним мультивибратор,, представленный на рис. 119, а
следует называть мультивибратором с отрица-
тельными базами.. Применение такого мультивибра-
тора более предпочтительно, чем применение мультивиб-
ратора с нулевыми базами. Объясняется это тем,
что напряжение отсечки Еео плоскостного триода близко
к нулю и момент отпирания триода при разряде соответ-
ствующего конденсатера мультивибратора фиксируется
238
неточно, стабильность частоты колебаний получается
низкой.
Принцип работы мультивибратора на плоскостных
триодах по существу ничем не отличается от принципа
работы лампового мультивибратора. Эпюры напряжений
мультивибратора на плоскостных триодах типа р — п — р
отличаются от эпюр лампового мультивибратора тем,
что они повернуты вокруг оси времени на 180°.
Условия возникновения скачков в мультивибраторе
при разрывной трактовке процессов в случае пренебре-
жения внутренней обратной связью выполняются при
Ки — Ки1 ' Ки% = Sq1/?3Kbi|So2^3kb2 > 1,
где
So, и ^02 — крутизна характеристик коллекторного
тока (см. гл. I);
/?экв, и /?ЭКВ2 — эквивалентные сопротивления нагруз-
ки первого и второго каскада мультивибратора соответ-
ственно, определяемые согласно формуле
1_____L_i_._L._i_
ЯЭКВ ‘R-u'8’
и g— внутреннее сопротивление и входная про-
водимость триода с общим эмиттером (см. гл. I).
Обычно r/g и
iz _ е е ^К1______
dopo2gi^Ki + ig2flK2-j- Г
Для симметричного мультивибратора получим
V _ о2
° (gRK + I)2
Амплитуда импульса на коллекторе равна
Um == £к — /?К1КО
и составляет 85 — 95% от напряжения коллекторной
батареи Ек. Длительность импульса определяется време-
нем разряда конденсатора. При выводе формулы для
длительности импульса напряжениями на переходах от-
крытого триода, находящегося в режиме насыщения или
на грани насыщения, ввиду их малости будем пренебре-
гать и считать, что триод в этом случае является корот-
козамкнутым элементом.
239
Если учесть схему замещения закрытого триода
(рис. 117), получим эквивалентную схему разряда одного
из конденсаторов мультивибратора, представленную на
Рис. 120. Мультивибратор с коллектор-
но-базовыми емкостными связями:
рис. 120, а. Началь-
ное напряжение на
конденсаторе Сб! при
его разряде равно
= Ек Ека^коа.
При разряде кон-
денсатор согласно
схеме (рис. 120,а)
стремитвя перезаря-
диться до напряже-
ния EK+-#6iIKol.
Закон изменения
а — схема разряда конденсатора; б — каскад
мультивибратора с переменным коллекторным
сопротивлением.
напряжения на кон-
денсаторе при разря-
де будет иметь вид
иС1 = (2^ + ЕбЛ,, - RKJК0!) ln~W^6' - Ек - '
ЕбДко,*
(8.1)

Если пренебречь малым напряжением на коллекторе
открытого триода и считать, что напряжение отсечки
равно нулю, из (8.1) получим следующее выражение для
длительности импульса
tUi = сб1Еб1 In ^+*бАо1-*-<Лоа
/:к + “б, К01
Период колебаний симметричного мультивибратора в
случае пренебрежения временем опрокидывания будет
равен
(8.2)
Т = 2СбЕб In -£к + .
£ К + ко
Наконец, когда выполняется неравенство
Т = 2C6Re In 2.
Ек> Е6/к0.
(8.3)
Поскольку изменение величин базовых сопротивлений
приводит к изменению режима работы открытого триода,
плавная регулировка периода колебаний мультивибратора
в широких пределах с помощью переменного базового
240

Рис. 121. К определению длитель-
ности фронта импульса:
a — iK = f(uKy, 6 —
сопротивления нежелательна. Изменение частоты колеба-
ний мультивибратора лучше производить с помощью пе-
ременного коллекторного сопротивления (рис. 120,6).
Период колебаний симметричного мультивибратора в
этом случае равен
T = 2C6R6 In +(8.4)
где RK = R'K„+ Як';
Як и Як — верхняя и нижняя части коллекторного
сопротивления. *
Анализ процессов формирования фронтов импульсов
мультивибратора представляет сложную задачу. С доста-
точной для практики
точностью предельно
достижимая длитель-
ность фронта имруль-
са на коллекторе отпи-
раемого триода может
быть определена по фор-
муле '
“пр 2/ пр
где/пр — предельная ча-
стота усиления
триода по току.
Длительность фрон-
та импульса получается
тем меньшей, чем большим входным током осуществляется
отпирание триода. Это положение легко иллюстрируется
рис. 121. Чем больше базовый ток /б^£к/Як и чем больше
коэффициент р = а- усиления триода по току, тем к боль-
шему значению/«max (рис. 121,а) стремится ток коллектора
при отпирании триода. Максимальная величина тока коллек-
тора практически равна /к тах = Як/Як- Длительность
фронта тем меньше, чем больше разность Д/к — /к' max —
— Ik max (рис. 121,6). Поскольку коэффициент усиления
триода с общим эмиттером много больше единицы, раз-
ность Д/к увеличивается с уменьшением Як- Сопротивле-
ние Як, таким образом, должно быть как можно мень-
шим. Длительность фронта импульса на коллекторе
запираемого триода из-за эффекта насыщения в несколько
16 1640
241
раз больше длительности фронта импульса, формируемого
при отпирании триода.
Существенным недостатком рассмотренной схемы муль-
тивибратора является недостаточно хорошая форма им-
пульсов на коллекторах триодов. Объясняется это тем,
что в момент запирания триода по сопротивлению RK
протекает большой ток заряда конденсатора Сб.
Для уменьшения первоначального зарядного тока и
увеличения отрицательного перепада напряжения на кол-
лекторе можно последовательно с емкостью между кол-
Рис. 122. Мультивибратор с корректирующими дросселями:
а — принципиальная схема; б — временные диаграммы.
лектором одного и базой другого триода включить дрос-
сель (рис. 123,а). Ток заряда конденсатора в момент запира-
ния триода в этом случае практически равен нулю, а ве-
личина перепада напряжения на коллекторе — около Ек.
Импульсы на коллекторе теперь приобретают вполне
удовлетворительную форму (рис. 122,6). Для ускорения
процесса заряда конденсаторов величина индуктивности
дросселя L должна быть рассчитана так, чтобы процесс
заряда имел резко выраженный колебательный характер.
Последнее.будет иметь место в том случае, если доброт-
ность цепи заряда, составленной из RKCe и L (сопротивле-
нием эмиттерного перехода трио-да пренебрегаем) будет
иметь величину порядка нескольких (2 — 3) единиц. По-
ловина периода колебаний этого-колебательного контура
должна быть равна длительности импульса. В этом слу-
чае конденсатор будет заряжаться до напряжения,
близкого к 2£к.
242
Вследствие того, что RK, цепь разряда, состав-
ленная из Яб. Сб и L, будет апериодической, разряд кон-
денсатора будет происходить по закону, близкому к
экспоненциальному. Таким образом, элементы схемы му-
льтивибратора (рис. 122,а) должны быть рассчитаны
согласно следующим формулам:
> (2-^-3) Як
it у/LCfj = /и; = СбЯб In 3
(8.5)
Более радикальным средством улучшения формы им-
пульсов коллектора триодов мультивибраторов с коллек-
торно-базовыми связями является применение корректи-
рующих диодов (рис. 123).
При заряде конденсатора,
например Сб,, базовым то-
ком открытого триода ПТХ
диод D2 закрыт. Через со-
противление Я ток заряда
не протекает, поэтому в
момент запирания триода
ПТ2 потенциал его коллек-
тора почти мгновенно до-
стигает величины Ек, Им-
пульсы на коллекторе рис щз. Мультивибратор с кор-
триода по этой причине ректирующими диодами,
приобретают практически
прямоугольную форму. Когда триод ПТ2 открыт, конден-
сатор Сб, разряжается через диод D.,. Сопротивлением
его в проводящем состоянии по сравнению с сопротив-
лениями Я и Язар можно пренебречь и считать, что на-
грузкой триода ПТ2 является сопротивление
П ___ # ' ^зар
^“Я + Язар’
Поскольку для уменьшения влияния тока /ко на время
разряда конденсаторов сопротивление Я желательно вы-
бирать как можно меньшим, а увеличение сопротивле-
ния Язар приводит к увеличению времени заряда кон-
денсатора, сопротивления Я и Язар целесообразно выби-
рать насколько возможно малыми и равными.
16* 243
Длительность импульса симметричного мультивибра-
тора с корректирующими диодами (рис. 123) опреде-
ляется’ по формуле
, г di ^к + ^б-ЯДко ,„fi.
/и — СбКб In р । г> > • (о-б)
£ к т ^б7 кО
Недостаток рассмотренных схем мультивибраторов
заключается в том, что эффект насыщения открытого
триода может привести к затягиванию процесса опроки-
дывания мультивибратора или к тому, что мультивибратор
будет находиться в жестком режиме возбуждения авто-
колебаний. Объяснить это можно следующим образом.
Пусть триод П?! (рис. 119, а) открыт и находится в со-
стоянии насыщения, а ПТ2—закрыт. Когда конденса-
тор Сб, разрядится почти до нуля, триод начнет отпи-
раться. Потенциал его коллектора будет возрастать,
вызывая разряд конденсатора Сб, через сопротивление Дб,-
По сопротивлению Дб, теперь будут протекать ток базы
насыщенного триода ГП^ и ток обратной связи,'обуслов-
ленный разрядом конденсатора Сб,- В момент.отпирания
триода ПТ2 скорость изменения напряжения uKt сравни-
тельно мала, ток обратной связи по сравнению с током
базы будет малым и вызванное разрядом конденсатора Сб,
увеличение потенциала базы насыщенного триода может
оказаться настолько незначительным, что триод П?! из
состояния насыщения будет выходить медленно. Процесс
опрокидывания мультивибратора затянется, длительность
фронта импульса увеличится.
Благодаря тому, что базы триодов рассматриваемых
мультивибраторов соединены с коллекторами с помощью
конденсаторов, после включения источника питания и при
различного рода регулировках оба триода могут ока-
заться в насыщенном состоянии. Коэффициент усиления
в цепи положительной обратной связи будет практически
равным нулю, и состояние равновесия мультивибратора,
при котором оба .триода открыты, будет устойчивым.
Автоколебания при этом могут возникнуть только жестко.
Жесткий режим возникновения автоколебаний, очевидно,
может иметь место и в ламповом мультивибраторе с по-
ложительными сетками, тем более, если лампы мульти-
вибратора с «левыми» характеристиками.
Несмотря на указанные выше недостатки мультиви- -
браторов, обусловленные насыщенным состоянием откры-
244
того триода, насыщение триодов желательно. Дело в том,
что при этом вершина импульса становится плоской,
а параметры открытого триода и напряжение источника
питания в меньшей мере влияют на временные параметры
импульсов.
Чтобы исключить влияние насыщения на режим-воз-
никновения автоколебаний, сопротивление базы триода,
например, первого, необходимо подключать к точке, от-
рицательный потенциал которой резко уменьшался бы
при отпирании второго триода. Действие эффекта на-
сыщения при этом будет сведено к минимуму.
Рис. 124. Мультивибратор с коллекторно-базовыми
реостатно-емкостными связями:
а — принципиальная схема; б —эквивалентная схема
разряда конденсатора.
На рис. 124,а представлен мультивибратор, в кото-
ром сопротивления включены между базой одного и кол-
лектором другого триода. При отпирании одного из три-
одов, например левого, ток базы насыщенного правого
триода будет изменяться резко, так как база его теперь
уже не соединена непосредственно с отрицательным по--
люсом источника питания, обусловливающего базовый
ток сравнительно большой величины в схеме рис. 119,а.
Отпирание закрытого триода при этом будет вызы-
вать резкий выход открытого триода из режима насы-
щения и, следовательно, лавинный процесс опрокиды-
вания мультивибратора. В этом мультивибраторе одно-
временное насыщенное состояние обоих триодов исклю-
чено, так как база одного триода соединена с коллектором
другого с помощью сопротивления.
245
Следует также отметить, что благодаря включению
сопротивлений параллельно конденсаторам и наличию
сопротивления напряжение на базе закрытого триода
стремится к некоторому отрицательному значению, не-
смотря на то, что конденсатор теперь просто разряжает-
ся, без тенденции к переразряду, как это имеет место
в мультивибраторе с отрицательными базами. Стабиль-
ность частоты колебаний по сравнению с мультивибра-
тором с отрицательными базами при этом практически
не ухудшается. Наличие сопротивлений в базовых
цепях триодов дает возможность стабилизировать с по-
мощью делителя, составленного из сопротивлений RK,
R и Re, потенциал базы открытого триода. Для этого
ток делителя должен быть на много больше тока базы.
Стабилизация потенциала базы открытого триода с по-
мощью делителя, составленного из сопротивления R6
и сопротивления, включенного между базой и минусом
коллекторной батареи Ек, вообще нецелесообразна, так
как в этом случае не устраняется вредное действие на-
сыщения.
С помощью цепочки R3C3 в цепях эмиттеров триодов
удается еще в большей мере устранить влияние насы-
щения на процесс опрокидывания мультивибратора.
Действие емкости С3 можно объяснить следующим
образом.’ Пусть левый триод переходит из открытого
состояния в закрытое. Тогда ранее заряженный конден-
сатор С3 при скачкообразном запирании левого триода
будет удерживать потенциал его эмиттера отрицатель-
ным и практически неизменным. Это способствует более
быстрому рассасыванию неосновных носителей и запи-
ранию триода. При переходе триода из закрытого со-
стояния в открытое конденсатор С3 разряжен и, шунти-
руя R3, устраняет влияние отрицательной обратной свя-
зи, препятствующей развитию лавинного процесса, и уве-
личивает базовый ток отпирающегося триода.
Влияние сравнительно малой емкости С3 на медлен-
ные процессы, определяющие длительность импульса,
чрезвычайно мало.
Начальный ток заряда конденсатора при наличии
сопротивления R3 уменьшается и первоначальный ска-
чок потенциала коллектора запирающегося триода уве-
личивается. Форма импульсов на коллекторе за счет этого
улучшается, хотя амплитуда их несколько уменьшится.
246
Найдем выражение для длительности импульса сим-
метричного мультивибратора (рис. 124, а). Для этого не-
обходимо воспользоваться эквивалентной -схемой раз-
ряда одного из конденсаторов,
(рис. 124, б), составленной без учета
Если учесть, что практически имеет
R3< Rq, постоянная времени цепи
тора будет равна
например левого,
закрытого триода,
место неравенство
разряда кондёнса-
_ г Я- *6
С R + R6 '
Максимальное напряжение на конденсаторе t/cmax,
от которого начинается разряд его, определим следую-
щим образом. Токами коллектора закрытого триода
и базы открытого триода ввиду их малости по сравне-
нию с током делителя, составленного из сопротивлений
RK, R и R6, пренебрежем. Если учесть, что напряжение на
участке база — эмиттер открытого триода практически
равно нулю, то получим
Uс max
Ек — KJ к D
то
Поскольку R6 + R > R3,
Тогда при R RK получим ‘
и _______________________
стах - + •
(8.7)
(8.8)
Левый конденсатор при разряде стремится разря-
диться до напряжения Uc min» которое можно определить
с помощью рис. 124,6. Согласно этому рисунку имеем
Uc mln = RI, (8.9)
где I = /r — ток, который протекал бы по сопротивле-
нию R в установившемся режиме, если бы разряд кон-
денсатора полностью прекратился.
Величина тока I может быть определена следующим
образом. Если током базы и напряжением на коллекторе
первого открытого триода пренебречь, то согласно
рис. 124,6 получим ф
(Re + R)I = R3IK.
(8.10)
247
Тогда на основании (8.7), (8.9) и (8.10) запишем
«э Г * ' *э
’ min _ ^/к R + Яб-Ек (R + R6)(RK + Яэ) '
Зная начальное напряжение Uz max и напряжение Uc ш1п,
до которого конденсатор стремится разрядиться, при
известной постоянной времени цепи разряда конденса-
тора можно написать следующее выражение для напря-
жения на конденсаторе
Uc = t/c mln “Ь j(t7c max— Uс min) 6 ^ТР. (8.12)
Окончание разряда и, следовательно, окончание им-
пульса определяется моментом выполнения равенства иб =
= /?6i^0. Последнее равенство согласно рис. 124,6 на-
ступает при выполнении условия
. _____________________ dtic__ис
1с~ЬИГ~ R'
откуда согласно (8.12) получим
max min -Ли/т _____min
R6 R •
Наконец, выражение для длительности импульса с уче-
том (8.8) и (8.11) для симметричного мультивибратора
будет иметь следующий вид:
RK(R6 + R)-R3R
. ts = ТР In
(8.13)
Амплитуда импульсов на коллекторе триодов муль-
тивибратора (рис. 124,а) равна
Urfl =' Дк^к»
где /к — ток коллектора, определяемый согласно (8.7).
Для получения заторможенного режима ра-
боты мультивибратора с коллекторно-базовыми связями
необходимо один из триодов перевести в устойчивое
закрытое состояние отрицательным напряжением в цепи,
эмиттера или положительным — в цепи базы (рис. 125).
Второй триод в исходном состоянии будет закрыт, если
напряжение батареи в цепи базы рассчитано согласно
формуле
— Еб pip-----R -i- r к0 тах
А “Г А1 А “Г А1
0.
248
откуда при
Еб RJ к„ rnax>
где ' ,
£бо— напряжение отсечки триода, имеющее вели-
чину не большую 0,1 —0,2 в;
/Ко тах— ток /к, при максимальной температуре.
Отсутствие конденсатора в цепи коллектора откры-
того в исходном состоянии триода обусловливает близкую
к прямоугольной форму
импульса на его коллек-
торе. Длительность им-
пульса в этом случае опре-
деляется как и в режиме
автоколебаний согласно
формуле
/и = Сб/?б1п2.
Для нормальной рабо-
ты заторможенного муль- ри£ ^5. Заторможенный мульти-
тивибратора необходимо, вибратор.
чтобы к моменту начала
воздействия очередного запускающего импульса мульти-
вибратор восстановился, что будет возможным, если вы-
полнить условие
(4-г-5)СбЯк,<Т-/и,
где Т — период следования импульсов.
3. МУЛЬТИВИБРАТОР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ
НА ПЛОСКОСТНЫХ ТРИОДАХ
Мультивибратор с эмиттерной связью на плоскостных
триодах (рис. 126, а) представляет собой аналог лампо-
вого мультивибратора с катодной связью. Работать он
может как в режиме автоколебаний, так и в затормо-
женном режиме. Наиболее широкое применение он по-
лучил как ждущий мультивибратор. Объясняется это
тем, что одно устойчивое состояние равновесия его можно
получить без специального источника напряжения сме-
щения. При правильно рассчитанных параметрах схемы
на сопротивлении R3 за счет тока открытого второго
триода создается напряжение, поддерживающее триод П?!
в закрытом состоянии. С помощью делителя, составлен-
243
ного из сопротивлений /?!, /?2> стабилизируется потенциал
базы триода т\ в открытом состоянии. На коллекторе
выходного триода ПТ2 формируются импульсы почти
прямоугольной формы с амплитудой
. Um'=RK,IK,. ' (8.14)
Длительность импульса, генерируемого мультивибра-
тором, определяется с помощью эквивалентной схемы
разряда конденсатора Сб (рис. 126,6).
Рис. 126. Мультивибратор с эмиттериой связью:
а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема
разряда конденсатора.
Максимальное напряжение, до которого заряжается
конденсатор, равно
р
П — F к* •_
Ucniax-CK^ + ^.
Напряжение, к которому- конденсатор стремится пере-
зарядиться, равно
j j __р
Uc min - Ск Яэ'+ Як> *
Закон изменения напряжения на конденсаторе таким
образом имеет вид
Uc = —Uс min “Ь (б^с max “Ь U с min) 6 Р»
где
Тр — CfjRfj.
250
Приближенно в момент /=/и ис = 0. Тогда, подставляя
значения Сметах и t7cmin в последнее выражение и решая
относительно /и> получим
Я (Яэ + Я ) + Я (Яэ + Я } •
/и = Тр 1п----------------------- ( }
Время восстановления мультивибратора равно
/вос = (4-т-5)Сб(ЯК1 + Яэ). (8.16)
4. МЕТОДЫ ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИИ МУЛЬТИВИБРАТОРОВ
НА ПЛОСКОСТНЫХ ТРИОДАХ
Сравнительно большая нестабильность' временных па-
раметров импульсов мультивибраторов на плоскостных
триодах при изменении температуры объясняется зави-
симостью токов переходов закрытого триода от темпе-
ратуры.
Коллекторный и эмиттерный токи закрытого триода
ускоряют процесс разряда конденсатора и уменьшают
длительность импульса мультивибратора. Кроме того,
коллекторный ток закрытого триода, протекая по сопро-
тивлению RK, вызывает уменьшение максимального на-
пряжения, до которого заряжается конденсатор. Дли-
тельность импульса по этой причине уменьшается еще
больше.
Согласно формуле (8.3) зависимость периода колеба-
ний от температуры сказывается тем больше, чем больше
сопротивление Re-
Одним из простейших««утей увеличения стабильности
периода колебаний является уменьшение сопротивления
базы Re, через которое происходит разряд конденсатора.
По этой причине сопротивление Re не рекомендуется
брать больше 10 — 20 ком. Для получения заданной
длительности импульсов при малых сопротивлениях Re
необходимо увеличивать емкость конденсатора Се- Для
обеспечения же полного заряда конденсатора необходимо
уменьшить сопротивление RK. Последнее приводит к уве-
личению тока коллектора открытого триода. Таким обра-
зом, стабилизация частоты колебаний за счет уменьшения
сопротивления Re связана с форсированием режима ра-
боты триода, что не всегда допустимо.
Для уменьшения времени заряда конденсатора с боль-
шой емкостью при допустимом токе коллектора триода
251
можно воспользоваться мультивибратором (рис. 427,а),
коллекторные сопротивления триодов которого состоят
из двух частей. Заряд конденсаторов в этом случае
происходит только через верхнее коллекторное сопроти-
вление.
Последнее можно уменьшать до такой величины, при
которой еще выполняется условие возникновения скач-
ков, которое в данном случае дается неравенством
Рис. 127. Термостабильные мультивибраторы:
а —с разделенным коллекторным сопротивлением; б — со стабилизирующими
кремниевыми диодами.
Уменьшение зарядного сопротивления приводит также
к увеличению начального базового тока открывающегося
триода и, следовательно, к увеличению крутизны фронта
импульса на его коллекторе.
Поскольку зарядный ток при разделенном на две части
коллекторном сопротивлении протекает только по верх-
ней его части, перепад напряжения на коллекторе запи-
рающегося триода сильно возрастет, форма импульса
резко улучшится.
Влияние токов переходов закрытого триода на процесс
разряда конденсаторов можно существенно уменьшить,
если в цепи баз триодов включить кремниевые диоды с
малым обратным током (рис. 127,6).
Поскольку токи переходов закрытого триода со вре-
менем изменяются медленно,™ для повышения стабильности
частоты колебаний вместо активного сопротивления Re
можно применить дроссель (рис. 128),
252
Рис. 128. Принципиальная схе-
ма мультивибратора с базовым
дросселем.
В ламповой технике для повышения стабильности
частоты колебаний импульсных генератрров широко при-
меняются колебательные контурьь Колебательный контур
можно применить и в полупроводниковых мультивибрато-
рах. Контур можно включить в цепи коллектора, эмиттера
и базы триода. При запирании и отпирании триода токи
триода по величине резко меняются, в контуре ударно
возбуждаются колебания. Складываясь с экспоненциально
изменяющимся напряжением, обусловленным разрядом
конденсатора, эти коле'бания при правильно рассчитанных
параметрах схемы увеличи-
вают скорость изменения
управляющего базовогц на-
пряжения при проходе его
через пороговое (нулевое)
значение и поэтому суще-
ственно повышают стабиль-
ность частоты колебаний
мультивибратора. Включение
контура в цепь коллектора
или в цепь эмиттера при необ-
ходимости получить импуль-
сы с плоской вершиной не-
желательно. В этом случае
колебательный контур можно
включить в цепь базы. Недостаток такого включения кон-
тура заключается в том, что перепад тока базы обычно
много меньше перепада токов коллектора и эмиттера и
получение необходимой амплитуды колебаний на контуре
возможно только при использовании контура, имеющего
катушку с большой индуктивностью. Это приводит к уве-
личению габаритов катушки. Однако, применяя ферритовый
сердечник, можно изготовить катушку со сравнительно
большой индуктивностью и приемлемыми габаритами.
На рис. 129,а представлен ждущий мультивибратор
со стабилизированной с помощью колебательного контура
длительностью импульса. При отсутствии запускающего
импульса триод ПТ2 открыт, в магнитном поле катушки
запасается энергия
где /б — ток базы триода ПТ2;
L — индуктивность катушки.
253
При воздействии запускающего импульса триод ПТг
отпирается, а ПТ2 — запирается. Ток/б базы триода ПТ2
резко падает, в контуре ударно возбуждаются затухаю-
щие колебания с начальной амплитудой
' <8'17)
где /б‘—ток базы открытого триода, определяемый по
формуле
I _ ^Э^К, _ р ^к.
R6 R6(R3 + RKt) ’
Рис. 129. Заторможенный мультивибратор с колебательным
контуром:
а — принципиальная схема; б — временные диаграммы.
Конденсатор Сб в это время разряжается, создавая
экспоненциально изменяющееся напряжение на сопроти-
влении а управляющее напряжение на базе равно
i/б - ^К*
Из рис. 129,6 видно, что составляющая базового на-
пряжения ис представляет собой монотонную, сравни-
тельно медленно меняющуюся в окрестностях точки г/б=0
функцию. Другая составляющая (цк) имеет максимальную
крутизну при ик = 0. Результирующее напряжение на базе,
следовательно, будет иметь максимальную крутизну при
,t — T = 2n]/Z.Ci где Т — период собственных колебаний
контура.
254
*
Таким образом, для получения максимально возмож-
ной стабильности частоты колебаний необходимо выпол-
нить условие /и ~ Т. Поскольку составляющая ик в рас-
сматриваемом случае в известном смысле играет роль
синусоидального синхронизирующего напряжения, опти-
мальной амплитудой ударно возбужденных в контуре
колебаний будет величина
t/mK^0,5t/6, (8.18)
где Uб — перепад напряжения на базе запираемого триода
ПТ2, практически равный максимальному напря-
жению на конденсаторе
RK
Uб = UС max = р г *р •
'э Т «к,
Отпирание триода ПТ2 при большой амплитуде коле-
т
баний контура может произойти при t = -у. Момент сра-
батывания мультивибратора при этом будет фиксироваться
плохо, стабильность длительности импульса будет низкой.
При малой амплитуде колебаний триод может открыться
через t = nT, где п = 2, 3, ... k... . Этот режим также
не представляет интереса, так как известно, что с уве-
личением кратности- п области синхронизации сужаются,
а стабильность кратности уменьшается. Для того чтобы
за один период колебания на контуре заметно не затухли,
добротность контура с учетом шунтирующих сопротивле-
ний должна быть не менее 50 — 75.
5. РАСЧЕТ МУЛЬТИВИБРАТОРОВ НА ПЛОСКОСТНЫХ
ТРИОДАХ
Исходными при расчете мультивибратора величинами
обычно являются длительность /и, период следования Т
и амплитуда импульсов Um.
Расчет мультивибратора с к оллек торно-
базовыми связями, работающего в режиме автоко-
лебаний (рис. 119.cz), может быть произведен в следующем
порядке:
1. Выбираются напряжение источника питания Дк-и
триоды. Обычно Ек = (1,1 -г-1,2) Uт.
Триоды необходимо выбирать так, чтобы выполнялось
условие Ек < 0,5.Ек.доп, где £к.д0П — предельно допустимое
255
o_L_i__________________у
ик а
напряжение на участке коллектор—база триода, приводи-
мое .в паспортных данных. Необходимость выполнения
указанного выше неравенства вызывается тем, что в начале
разряда конденсатора напряжение на участке коллектор —
база закрытого триода с общим эмиттером практически
равно 2£к.
2. Выбирается сопротивление RK. При уменьшении RK
крутизна фронтов импульсов, формируемых при отпирании
триода, увеличивается. Од-,
Л _____________—-Ufa нако при малых RK увели-
чивается ток коллектора
£ —----------- 3 триода, и ухудшается тепло-
---------------- вой режим работы его. Уве-
к 7/^___________—-——% личение сопротивления RK
приводит к уменьшению
амплитуды импульса за
счет тока коллектора закры-
того триода. Обычно RK =
= (1 -т-3) ком.
3. Определяется величина
сопротивления базы R6, при
которой соответствующий
триод будет находиться на
грани насыщения. Необходи-
мость выбора такого режима
обусловлена тем, что при
увеличении степени насыще-
ния увеличивается длитель-
ность фронта, а при умень-
шении — вершина импульса
оказывается не плоской.
Для этого на семействе
статических коллекторных
характеристик (рис. 130,а) через точку Ек на оси абсцисс
проводится линия нагрузки RK. Затем необходимо найти
величину напряжения на базе Uq, при которой соответ-
ствующая коллекторная характеристика проходит через
точку пересечения линии нагрузки RK с линией крити-
ческого режима триода (линия ОР). После этого с по-
мощью семейства статических базовых характеристик
триода (рис. 130,6) определяется соответствующая вели-
чина тока базы Д- Для определения величины Д удобнее
использовать коллекторные характеристики (рис. 131)>
Рис. 130. Статические характе-
ристики плоскостного триода:
а — коллекторные; б — базовые.
256
снятые при if, = const. Сопротивление Re определяется по
формуле
Re < т .
уб
При отсутствии статических характеристик триода
расчет величины сопротивления Re может быть произведен
аналитически. *
Для этой цели можно воспользоваться известным
соотношением, справедливым
коллекторной реакцией,
i‘K = WP + 1) + ₽»б. (8-19),
где р —коэффициент усиления
по току для триода
с общим эмиттером.
Поскольку максимальный
ток коллектора триода муль-
тивибратора обычно имеет
предельно допустимые для
данного триода значения, а
Рис. 131. Графики зависимости
«К = Н“к) ПРИ «б = COnst-
триод в открытом состоянии
должен находиться в состоя-
нии насыщения надежно, то
при расчетах в формулу (8.19) можно подставлять значе-
ния р, на 20 — 30% меньшие соответствующих паспорт-
ных данных. Если учесть, что токи коллектора и базы
триода, находящегося в состоянии.насыщения, соответст-
венно равны EK/RK и EK/Re при р > 1, то согласно (8.19)
получим
‘ (8-20)
Ек Pz'k'k0
так как £к>р/?к/к0.
В том случае, когдз к стабильности частоты колеба-
ний предъявляются жесткие требования, а глубокое насы-
щение триода допустимо, сопротивление Re можно умень-
шить против рассчитанного согласно (8.20) до 15—20 ком.
4. Рассчитывается согласно (8.2) емкость конденсатора
Се, а при использовании схемы рис. 122 согласно (8.5)
индуктивность дросселя Ь и емкость Се.
Расчет заторможенного м^льтивибрато-
ра (рис. 125) производится в следующем порядке:
17 1640
257
1. Выбираются сопротивления RK1 и RKt.
2. Определяются описанным выше способом величина
сопротивления Re и сопротивления
R = R'6-RKl,
где R& < $RK,.
3. Рассчитывается согласно (8.2) величина емкости кон-
денсатора Се-
4. Выбирается запирающее напряжение Ее и сопро-
тивление Для надежного запирания триода необхо-
димо, чтобы напряжение Ев, определяемое согласно ра-
венству
, Еб = R1Iк0 max»
имело величину порядка 2 — 2,5 в. При этом =
= (5 ч- 10) ком.
5. Определяются параметры запускающего импульса.
Амплитуда его должна быть около 1,2ч- 1,5Ее, а дли-
тельность — в 3 — 4 раза меньше длительности генери-
руемого импульса и не больше 2 — 2,5 мксек.
При расчете мультивибратора с корректирую-
щими диодами (рис. 125) следует иметь в виду, что
роль коллекторного сопротивления в нем играют парал-
лельно Соединенные при открытом диоде сопротивления R
и R3ap, т. е.
' г, __ Е Е3ар _ R _ Язар
“ R + *зар
так как обычно R = R33p. Величина RK выбирается со-
гласно указанным выше соображениям. После расчета емко-
сти конденсатора необходимо проверить выполнение усло-
вия восстановления заряда конденсатора (4ч-5) 1?3арСб</и-
Расчет симметричного мультивибратора
с эмиттерными сопротивлениями (рис. 124,а)
производится в следующем порядке:
1. Выбираются напряжения источника питания Ек =
= l,lt/m + t/э max» где t/9max — максимальное напряже-
ние на эмиттерном сопротивлении, равное 2—3 в и триоды.
2. Выбирается режим работы открытого триода. Для
получения плоской вершины импульса открытый триод
должен находиться в состоянии насыщения. Этому ре-
жиму соответствует положение рабочей точки Р, указан-
ное на рис. 132.-Ток коллектора 1К при этом не должен
быть больше предельно допустимого.
258
3. Выбирается сопротивление Rs. Поскольку увели-
чение Rs приводит к уменьшению амплитуды импульса,
обычно берут Rs < (0,3-т-0,5) ком.
4. Определяется величина коллекторного сопротивле-
ния RK. Если напряжением UK (рис. 132) пренебречь,
получим
EK — RSIK
Лк — 7 • **
' JK
Обычно RK = (2 -j- 5) ком.
5. Производится выбор сопротивления Re- Для умень-
Рис. .132. К расчету сопротивлений
RK и Л-

шения влияния температуры на длительность импульсов
- сопротивление Re долж-
но быть как можно мень-
ше. Обычно Re = (10-7-
-7-30) ком.
6. Определяется ве-
личина сопротивления
R. Его необходимо рас-
считать таким образом,
чтобы обеспечить вы-
бранный в п. 2 режим
работы открытого трио-
да. Если пренебречь па-
дением напряжения на
участке база — эмиттер
открытого триода и током коллектора закрытого
то с помощыр рис. 124,а и формулы (8.19) при
получим

№э + *б ’
триода,
R^RK
(8-21)
Обычно Z? =< (50 -т— 75) ком.
7. Рассчитывается согласно (8.13) емкость конден-
сатора Се-
S. Выбирается величина ускоряющей емкости Сэ. Ем-
кость С3 необходимо выбрать такой, чтобы за время
скачкообразного перехода мультивибратора -напряжение
на ней практически не изменилось, а за время длитель-
ности импульса конденсатор Cs должен разрядиться.
Если учесть, что время скачкообразного перехода муль-
тивибратора обратно пропорционально граничной частоте
17*
259
триода fnp, то будем -иметь
‘. г.>>с’»&
Обычно Сэ — 300-г- \000пф.
Расчет, заторможенного мультивибрато-
ра с эмиттерной с в я з ь ю (рис. 126) производится
в следующем порядке:
1. Рассчитывается напряжение источника питания
Ек = Umt “Ь Rai к, = Um, “Ь (2 -г- 3) в,
где Ums — амплитуда импульса на коллекторе второго
триода. 4
2. Выбираются триоды и, аналогично предыдущему,
режим работы второго триода, находящегося при отсут-
ствии запускающих импульсов в открытом состоянии.
Триод ПТ2 при этом должен быть насыщен, а ток
=</к.ДОп, где /к.доп — максимально допустимый ток кол-
лектора для непрерывного режима. После отпирания
первый триод тоже должен находиться в состоянии на-
сыщения. Поскольку ток базы первого триода обычно
меньше тока делителя Rlt J?2, а напряжение на сопротив-
лении Rs должно резко изменяться, обычно выполняется
условие 1К, = (2 3) /К1.
3. Рассчитываются сопротивления Дэ, R2, RK1 и
RK,. Сопротивление Rs должно, быть таким, чтобы первый
триод в исходном состоянии был надежно заперт. Это
возможно при выполнении равенства
°- <8-22>
Сопротивления Rs, RK, и RK, рассчитываются по фор-
мулам:
О Uтг . р Г> . Р р /о оо\
Аэ-= 7 > А к, — ~г-Лз, А к,— ~j 1\а- (О.ЛО)
'к, 'к, 'к,
Для обеспечения необходимого режима работы пер-
вого триода при выбранном токе /к, и рассчитанном со-
противлении Rs необходимо рассчитать делитель Rlt R%
в цепи базы, Если учесть, что ток разряда конденсатора
много меньше тока /к,, первый триод в открытом-со сто-
260
янии вместе с цепями питания на основании теоремы об
эквивалентном генераторе можно представить в виде схемы
рис. 133. На этом рисунке приняты обозначения
/7 Z7 ^2 . р ' ^2
£экв - R1 + . Кэкв - R1 + R2 .
Напряжения на переходах открытого триода
брежимо малы. Поэтому при р )§> 1
т _ ^ЭКВ .г ____
61 *экв
(8.24)
к
133. Эквивалент-
схема каскада
Рис.
ная
мультивибратора с
эмиттерной связью.
1 /к‘ *к> + ’
Тогда согласно (8.19) при /ко (Р +
+ 1) < 1К1 получим
п
₽ЯК,-Я1
Решая (8.22)'и (8.24) совместно,
получим
(RK + R..) — 3£„
Р. _КН .*_ . (8.25)
& ко max 4" Лс,
4. Сопротивление Re должно быть
таким, чтобы обеспечить выбранный
режим работы второго триода. Для
выполнить условие
г __Ек lKt
б’~ R6 " 3
этого необходимо
откуда
р ____PI
Re Р —K1 = PtfK>.
К,
прене-
(8.26)
5. Рассчитывается согласно (8.15) емкость конденса-
тора Се- При этом необходимо согласно (8.16) проверить
время восстановления мультивибратора.
Параметры контура в мультивибраторе (рис. 129) со-
гласно (8.17) и (8.18) рассчитываются поформулам:
/5 = 0,25—п; С = ~. (8.27)
261
6. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА ТРИОДАХ
С ОТРИЦАТЕЛЬНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
Рассмотрениё мультивибраторов на триодах с отри- -
нательным сопротивлением представляет теоретический и
практический интерес потому, что в настоящее вре-
мя иногда применяются мультивибраторы на точечных
триодах, обеспечивающих
Рис. 134. Мультивибратор
эмиттерной емкостью:
а—принципиальная схема;
б —временные диаграммы.

С
генерирование импульсов с дли-
тельностью фронтов меньше
0,1 мксек. К таким триодам
следует отнести импульсный
точечный триод типа С5.
Разрабатываются также
лавинные триоды, имеющие
в схеме с общей базой коэф-
фициент усиления по току
больше единицы. Возможно
применение составных трио-
дов типа р — п — р — п, имею- -
щих характеристики, анало-
гичные характеристикам то-
чечных триодов.
В качестве примеров рас-
смотрим мультивибраторы на
точечных триодах с _эммит-
терной емкостью, с эмиттер-
но-коллекторной емкостью и
с базовой индуктивностью.
Принципиальная схема
мультивибратора с эмит-
терной емкостью и иллюстрирующие его работу вре-
менные диаграммы представлены на рис. 134. Мультиви-
братор с эмиттерной емкостью может быть использован в
качестве генератора импульсов почти прямоугольной формы
положительной пслярности, генератора пилообразного
напряжения, интегрирующего селектора импульсов по
длительности, расширителя или нормализатора (форми-
рователя) импульсов и делителя частоты следования им-
пульсов. Амплитуда генерируемых импульсов обычно со-
ставляет 60 — 70% от напряжения коллекторной батареи.
Длительность импульса изменяется в пределах от десятых
долей до нескольких сотен и тысяч мксек. Скважность
генерируемых импульсов может быть от 2 до 125—150.
262
Мультивибратор сэмиттерной емкостью может работать
в режиме автоколебаний, в заторможенном режиме и в
режиме синхронизации. Автоколебательный режим работы
имеет место при Еа = 0 и при сравнительно небольшой
величине как положительного, так и отрицательного на-
пряжения Еэ. При достаточно большой величине поло-
жительного или отрицательного напряжения Еэ мульти-
вибратор будет находиться в заторможенном режиме.
При Еэ > 0 триод будет заторможен в состоянии насы-
щения, а при Еэ < 0 — в режиме отсечки.
Рассмотрим кратко автоколебательный режим работы
мультивибратора. Пусть триод из закрытого состояния
переходит в открытое. При этом будет происходить рост
тока 4 эмиттера и тока iK коллектора, а при qt > 1 и
рост тока /g базы триода, равного
(б 1к »
Рост тока базы вызывает уменьшение потенциала базы
и рост напряжения «Эб, так как потенциал эмиттера из-
за емкости Сэ остается почти постоянным. Последнее
приводит к еще большему росту тока эмиттера. Таким
образом, если после отпирания триода /С„ > 1, то процесс
перехода триода из закрытого состояния в открытое буде т
скачкообразным. При большом токе эмиттера триод пере-
ходит в режим насыщения, Км падает, лавинообразный
процесс прекращается. На этом заканчивается формиро-
вание переднего фронта импульса на коллекторе и начи-
нается формирование вершины импульса. Конденсатор Сэ
при этом заряжается током эмиттера. Потенциал эмит-
тера уменьшается, уменьшается и ток эмиттера. Однако
до тех пор, пока триод находится в режиме насыщения
и а< 1, ток базы будет нарастать, вызывая уменьшение
потенциала базы. По этой причине уменьшение напря-
жения «эб будет происходить с меньшей скоростью, чем
рост напряжения иэ на конденсаторе. Формирование вер-
шины импульса заканчивается в тот момент, когда при
переходе триода из режима насыщения в режим усиления
коэффициент усиления Ки станет больше единицы. Как
только начнет выполняться условие Ku > 1, триод чрезвы-
чайно быстро перейдет из состояния насыщения в режим
отсечки. При этом формируется задний фронт импульса
на коллекторе,
263
После перехода триода в закрытое состояние начинает-
ся. разряд конденсатора Сэ через сопротивление R3 и
небольшим обратным током эмиттера. Когда при разряде
конденсатора напряжение ыЭб достигает величины напря-
жения отсечки Еэ„ порядка —(0,1 -4-0,3) в, триод начнет
отпираться. Процессы в мультивибраторе, таким образом,
периодически повторяются.
Спад вершины импульса на коллекторе объясняется
тем, что во время формирования ее при уменьшении тока
эмиттера происходит уменьшение тока коллектора. Только
при а = 0 в режиме насыщения триода вершина импульса
* на коллекторе будет плоской.
Амплитуда импульса Um на коллекторе определяется
разностью напряжений на коллекторе UK max в рёжиме
насыщения и UK min в режиме отсечки, т. е.
Um = UK max'— &к min-
Если положить, что в режиме насыщения ыэб^Ыкб~0,
а напряжение иэ на конденсаторе при скачкообразном
переходе триода из режима отсечки в режим насыщения
остается почти неизменным, то
Ur max = — ДбДо,
где /Ко —ток коллектора закрытого триода при 1Э = 0.
При закрытом триоде напряжение на коллекторе равно
Uк min = — Ек -f- RrIrQ •
'Таким образом, амплитуда импульса равна
Ещ = Ек (.Ек -f- Re) /ко-
Падение напряжения на обоих переходах насыщенного-
триода можно учесть коэффициентом 1,2-4-1,3 перед Um.
Тогда
। (1,2-$- 1,3) Um = Ек — (Rk ф- Re) /ко. (8.28)^
С помощью (8.28) на семействе выходных характе-
ристик по заданной амплитуде импульса Um и напряжению
Ек можно определить величину тока /к0 и величину сум-
марного сопротивления ^ижф^б- Порядок определения
их показан на рис. 135.
Для определения временных параметров импульсов
необходимо построить эмиттерную вольтамперную харак-
теристику i9~f(u3) двухполюсника 1—2 (рис. 134),
264
включающего точечный триод. Построение эмиттерной
характеристики при гэ > 0 производится с помощью сле-
дующих уравнений;
«э = «эб + 7?б (t9 — iK); (8.29)
икб = — Ек — Еб^э Н- (Ек Н- Еб) (8.30)
обратной связи (рис. 136) три-
и совмещенных семейств статических выходных харак-
теристик и характеристик
Рис. 135. К расчету амплитуды
импульса.
а — совмещенные выходные характе-
ристики и характеристики обратной
связи; б — эмиттерная характеристика.
чечном триоде типа С2В при Ек = — 30 в; Ек =1в ком и
Еб = 3 ком?
««Порядок построения характеристики следующий:
1. Последовательно задаются всеми значениями токов
эмиттера, для которых имеются соответствующие вы-
ходные характеристики и характеристики обратной
связи.
2. Для каждого значения тока 4 определяются вели-
чины
Ек — Ек ф И /к — Ек/Ек "Ь Еб-
265
Таблица 8.1
. Данные для построения эмиттерной характеристики
гэ Е'к д гк ^эб “«Кб Кбгб -“э
0 30 5,0 2,3 —0,3 16,5 6,9 7,2
0,5 31,5 5,25 3,0 0 14,0 7,5 7,5
1 33 5,5 3,8 0,15 11,5 8,4 8,25
2 36 6,0 4,6 0,3 9,0 7,8 7,5
3 39 6,5 5,5 0,45 6,0 7,5 7,05
4 42 7,б 6,3 0,6 4,4 6,9 6,3
5 45 7,5 7,0 0,75 3,0 6,0 5,25
3. Через точки Е'к на оси ординат и через соответ-
ствующие им точки 1К на оси абсцисс проводятся частные
нагрузочные прямые. -*
4. По точкам пересечения частных нагрузочных прямых
с соответствующими выходными характеристиками опре-
деляются соответствующие каждому значению тока эмит-
тера величины тока коллектора и напряжения ыкб на
коллекторе, а после переноса точек пересечения на се-
мейство характеристик обратной связи определяются
величины напряжения иэо на эмиттере.
5. С помощью уравнения (8.29) для каждого значения
тока /э определяются соответствующие значения напря-
жения иэ.
6. G помощью данных, полученных при выполнении
предыдущего пункта, производится построение эмиттерной
характеристики.'
Напряжение Щс при i3 > 0 практически на порядок
меньше напряжения Re (iK —i9) и поэтому для упрощения
можно положить, что
Из = Ro (G — 1"к).
’Напряжение ыЭб при i3 = 0 можно полагать рав»ым
Re^K,- Для более точного определения координат нижней
точки экстремума (рис. 136,6) можно задаться проме-
жуточными значениями тока эмиттера.
Построение эмиттерной характеристики при i3 < О
нецелесообразно, поскольку для получения стабильной
частоты колебаний необходимо использовать триоды с
сопротивлением эмиттерного перехода обратному току,
266
значительно большим сопротивления В этом случае
можно считать, что разряд конденсатора происходит
только через сопротивление 7?э.
Эмиттерная вольтамперная характеристика имеет три
резко выраженные области: область отсечки при 1Э < О,
переходную (активную) область, соответствующую пада-
ющему участку эмиттерной характеристики (триод в это
время работает в режиме усиления) и область насыщения.
Первая область характеристик соответствует разряду
конденсатора, вторая — скачкообразному переходу триода
из одного состояния (например закрытого) в другое (от-
крытое), третья (область на-
сыщения) — заряду конден-
сатора Сэ.
С допустимым для прак-
тических расчетов приближе-
нием эмиттерную характери-
стику можно аппроксимиро-
вать ломаной прямой, со-
стоящей из трех отрезков
(рис. 137).
Для определения времен-
ных параметров импульсов
двухполюсник 1—2 (рис. 134)
на основании указанной ап-
Й1с. 137. Аппроксимированная
эмиттерная характеристика.
проксимации во время заряда и разряда конденсатора
представим в виде эквивалентного генератора э. д. с. с
определенным для каждого случая внутренним сопротив-
лением. В области насыщения, соответствующей форми-
рованию вершины импульса, зависимость тока ia от на-
пряжения ыэ имеет следующий ви^:
+ J И 3 I
(8.31)
где г3 = — дифференциальное
полюсника 1—2 во
сатора.
сопротивление двух-
время заряда конден-
На основании (8.31) получим эквивалентную схему
заряда конденсатора, изображенную на рис. 138, а. Анализ
процессов в этой Схеме дает следующее выражение для
длительности импульса /и, в течение которой напряжение
267
иэ изменяется от значения иг до значения U2 (рис. 137).
? 3 Гс/в | /?э — | С/21 (У?в 4-Г3) —£-эг3 '
(8.32)
где -т8 = С 3 , 3----постоянная времени цепи заряда кон-
- Кэ + гз
денсатора.
Если учесть, что практически имеет место неравенство
г3, то при Еэ — 0 из (8.32) получим
h = СэГз 1п гп-Ц • (8.33)
I и 3 I — I U 2 I
Рис. 138. Мультивибратор с эмиттерной емкостью:
а — эквивалентная схема заряда конденсатора; б—эквивалентная
схема разряда конденсатора.
При определении временных параметров импульсов
полагаем, что во время скачкообразных переходов триода
из о^ого состояния в другое напряжение на конденсаторе
остается практически неизменным.
Для получения автоколебательного режима работы
необходимо, чтобы сопротивление при данном значении
Еэ имело величину, большую какого-то минимального
значения, при котором возможен заряд конденсатора до
напряжения Uv Последний, очевидно, произойдет только
в том случае, когда согласно (8.32) время заряда ta
будет конечным. А это возможно в том случае, когда
величина дроби, стоящей в (8.32) под знаком логарифма,
больше единицы, что имеет место при*
1^з|^э —|^2|(^э + гз)-тЕУз>0, (8.34)
откуда
D ^ + 1^21
. Р3|-|^2|Лз-
268
Можно показать, что при достаточно большой величине
сопротивления 7?э = (100-ь 150) ком автоколебания муль-
тивибратора срываются.
В области отсечки эмиттерной характеристики зави-
симость тока t9 от напряжения иэ имеет следующий вид:
. _ + I I
Ь —
р
(8.35)
ГДе/Р = <
— дифференциальное сопротивление двухпо-
люсника 1—2 при разряде конденсатора.
Тогда на основании (8.35) эквивалентную схему раз-
ряда конденсатора можно представить в виде, изобра-
женном на рис. 138,6. Анализ ее дает следующее выра-
жение для интервала Тя между импульсами, в течение
которого происходит разряд конденсатора от напряжения
U2 до напряжения их:
(1СЛ1 + £э)гр
неравенство г9 > 7?э, то
т , I 1 (R3 4- гр) — [ Ui | Rэ + fi/p
т" = ’’|п---------<ГГЛТ + <8-36>
_ R3r
где тр = Сэ а ,-----постоянная времени цепи разряда
+ Гр
конденсатора Сэ.
Если учесть, что практически необходимо выполнить
при Еэ = 0 из (8.36) получим
= CJ?3ln^.
(8.37)
Ти
Таким образом, при большой скважности импульсов,
когда выполняется двойное неравенство r9 > га, дли-
тельность импульса не зависит от сопротивления 7?э, а
период — от сопротивления гр. Поэтому изменение Дли-
тельности импульсов целесообразнее производить изме-
нением величины емкости Сэ, а период следования —
сопротивлением
Крутизна фронтов, генерируемых мультивибраторами
на точечных триодах импульсов, практически определяется
величиной, обратной граничной частоте триода. Фронт
импульса, соответствующий переходу триода из открытого
состояния в закрытое, оказывается несколько растянутым.
Это явление обусловлено эффектом накопления неосновных
269
носителей, имеющим место при работе триода в режиме
насыщения,
Период Т следования импульсов, очевидно, будет опре-
деляться согласно следующей формуле:
Т = tK -f- Тя.
Заторможенный режим работы мультивибратора воз-
можен как при открытом (насыщенном), так и при за-
крытом триоде. Из-за тяжелого теплового режима работы
первый случай практического применения не находит.
Для получения заторможенного режима работы, характе-
ризуемого закрытым состоянием триода, эмиттерную ба-
тарею напряжения смещения Еэ необходимо включить
с полярностью, обратной указанной на рис. 134,а. Если
при этом выполняется неравенство
I Дэ | > + | Еэ, |»
где Еэ, — напряжение' отсечки триода, то при отсутствии
запускающего импульса триод будет находиться в закры-
том состоянии.
Запускающие • импульсы могут быть поданы или на
эмиттер, или на базу триода. В первом случае полярность
импульсов должна быть положительной, во втором —
отрицательной. Более предпочтителен запуск мультивиб-
ратора импульсами отрицательной полярности. В этом
случае передний фронт импульса мультивибратора совпа-
дает во времени с передним фронтом запускающего им-
пульса. При подаче' запускающего импульса на эмиттер
будет иметь место задержка момента срабатывания муль-
тивибратора. Последний сработает только в тот момент,
когда напряжение на конденсаторе Сэ при воздействии
запускающего импульса достигнет величины иг. Зато при
таком запуске мультивибратор может быть использован
как интегрирующий селектор импульсов по длительности.
Анализ процессов в заторможенном мультивибраторе
при R3 г3 дает следующее выражение для длительности
импульса:
/и = т3 In । । _ । с/21 • (8.38)
Для того чтобы время /и было конечным, необходимо
выполнить неравенство
I ^з I Rs > ] А72 | (А?э —Л"3) — ЕэГз>
27Q
(8.39)
откуда получим следующее' выражение для определения
сопротивления в цепи эмиттера:
^э> |С/3|-|^2| 3’ '
Постоянная времени цепи разряда конденсатора долж-
на быть такой, чтобы в интервале Тя между импульсами
мультивибратор успел восстановиться. Если учесть, что
практически R3 << гр, то для восстановления мультивиб-
ратора необходимо выполнить условие
Т
р < и
(4н-5)Сэ *
Для получения условий возникновения лавинных про- ,
цессов в зависимости от параметров схемы и триода вос-
пользуемся выражением для коэффициента усиления в
данном мультивибраторе
м _ “б _
Ли — >5 ~7, ’
“эб иэб
(8.40)
(8.41)
где
Гб — Гк — Гд >
г*э — ток эмиттера при напряжении иэб = иб.
Если воспользоваться равенствами (7.23),
уравнениями, составленными для схемы рис.
(8.41) можно получить следующее выражение:
/Си = адЯб ----Г11~?2 , р .,
V11— адг1г) (г11 + а6)
где динамический коэффициент усиления триода
равен
(7.24) и
134,а, из
(8.42)
по току
r21 + R&
Д г22 + Rq + RK *
Практически имеют место неравенства r22, RK<^r22.
Поэтому на основанйи (8.42) из неравенства Кя > 1
получим следующие условия возникновения лавинных
процессов:
(8.43)
Яб > 7Z7T > Як < г21 — г22. (8.44)
При определении условий возникновения скачков не-
обходимо пользоваться значениями r-параметров, изме-
ренными для усилительного режима работы триода.
271
Одним из больших недостатков мультивибратора с
эмиттерной емкостью является низкая стабильность вре-
менных параметров импульсов. Это объясняется плохой
повторяемостью параметров триодов и их большой за-
висимостью от температуры. Наиболее сильно изменяются
параметры триодов при повышении температуры. Сростом
температуры сильно увеличивается ток триода /Ко и в
меньшей степени уменьшается коэффициент усиления три-
ода по току. Эмиттерная характеристика двухполюсника
/—2 при повышении температуры изменяется следующим
Рис. 139. Принципиальная схема
мультивибратора со стабилизи-
рующими диодами.
образом: сильно возрастает
величина иг = Дб/К„. силь-
но уменьшается сопротив-
ление гр, незначительно
увеличивается величина U2
и почти неизменными ос-
таются сопротивлениег3 и-
величина Us. Таким обра-
зом, при использовании
триода с малым обрат-
ным током эмиттера (до
. 15 — 25 мка при напряже-
нии в 10—15 в), когда
гР > Еэ, задача стабилиза-
ции временных параметров
импульсов сводится к ста-
эмиттерной характеристики.
билизации величин Ur и Иг
Последняя может быть осуществлена с помощью диодов.
Известно большое число схем диодной стабилизации.
На рис. 139 представлена стабилизированная схема
заторможенного мультивибратора с эмиттерной емкостью.
G помощью диода Дх и напряжения Ег стабилизируется
величина а с помощью диода Д3 и напряжения Е2 —
величина U2 эмиттерной характеристики. Стабилизация
величины Ux осуществляется следующим образом. При
разряде кодекса тора, когда |ыэ| > |£i|, диод Дх заперт.
При Дх = иэ диод отпирается и дальнейшее изменение
напряжения иэ прекращается. Триод при этом закрыт.
Таким образом, после запуска схемы, вызванного отпи-
ранием триода, напряжение иэ начинает изменяться от
Дх независимо от температуры, если
I El I > max 4* I Еэ> |,
(8.45)
272
Рис. 140. Мультивибратор с
эм иттер но-колле ктор ной
емкостью:
а — принципиальная схема: б— вре-
менные диаграммы.
где /Коmax—ток закрытого триода при максимальной
температуре. Последнее условие необходимо для запирания
триода в исходном состоянии.
Стабилизация величины U2 достигается следующим
образом. При заряде конденсатора Сэ происходит рост
тока базы и уменьшение его
потенциала. В начале заря-
да конденсатора напряжение
7?б1б < | Е21 и диод Д2 за-
крыт. Когда при увеличении
тока if, наступит равенство
Rf,i& = IЕ21, диод Д2 откроет-
ся. В дальнейшем, при умень-
шении тока эмиттера, напря-
жение иэ будет оставаться
практически неизменным и
равным Е2. Когда ток эмит-
тера уменьшится настолько,
что триод начнет выходить
из режима насыщения, ток
базы уменьшается, диод Д2
закроется и формирование
вершины импульса закон-
чится при ыэ = Е2 независимо
от температуры, если Е2
выбрать согласно равенству
E2 — U2, где U2 — параметр
эмиттерной характеристики
(рис. 137,6), полученной при
Г = 20° ч- 25° G. Падением
напряжения иэб на участке
эмиттер—база при- этом пре-
небрегаем. Таким образом,
величины иг и U2 будут
стабилизированы и соответственно равны Ег и Е2.
Мультивибратор с э ми тт е р и о-к о л л е к то р-
ной емкостью (рис. 140,а) может быть использован
в качестве генератора импульсов почти прямоугольной
формы положительной и отрицательной полярности, ге-
нератора пилообразного напряжения, расширителя или
нормализатора (формирователя) импульсов и делителя час-
тоты следования импульсов. Импульсы положительной
полярности формируются на коллекторе, отрицательной —
18 1640
273
на базе триода. Пилообразное напряжение образуется на
эмиттере. Амплитуды генерируемых импульсов на кол-
лекторе и базе триода при их равенстве составляют
25 — 30% . от напряжения коллекторной батареи Ек.
Длительность импульса изменяется в пределах от десятых
долей до нескольких сотен и тысяч мксек. Скважность
генерируемых импульсов может быть от нескольких де-
сятков до 1000—1200.
Мультивибратор с эмиттерно-коллекторной емкостью
может работать как в режиме автоколебаний, так и в
заторможенном (ждущем) режиме. Запускающие или син-
хронизирующие импульсы можно подавать на эмиттер, на
базу и на коллектор триода. Однако наиболее предпочти-
'тельным методом запуска является запуск генератора
подачей импульсов положительной полярности на сопро-
тивление R3t. В этом случае взаимное влияние генератора
запускающих импульсов и мультивибратора с эмиттерно-
коллекторной емкостью будет практически исключено,
если выполняется одно из следующих неравенств:
R • R
Rbux Яэ, RS1', Rbux п ", р' >
''э, + K3l
где 7?вых — выходное сопротивление запускающего гене-
ратора.
Рассмотрим коротко автоколебательный режим работы
мультивибратора. Процессы начнем рассматривать с мо-
мента включения источников питания. В этот момент
начинается заряд конденсатора С от источника Еэ через
сопротивления /?Э1, Rs, и RK и частично обратным током
эмиттера. Если учесть, что практически выполняется не-
равенство R3l 4- R3 RK, напряжение на эмиттере в на-
чале заряда конденсатора равно иэ =—Ек. Триод при
этом будет заперт, так как
^эб = Дк + Дб^ко < Дэо,
где /ко — ток закрытого триода;
Еэо—напряжение отсечки триода.
По мере заряда конденсатора ток заряда уменьшает-
ся, напряжение us возрастает и, наконец, в момент
выполнения равенства
цЭб = и» RqIкО <= Еэ<)
274
триод отпирается. Токи эмиттера и коллектора начинают
возрастать. При а > 1 рост тока эмиттера вызывает уве-
личение тока базы и понижение его потенциала. Рост
тока коллектора вызывает повышение потенциала кол-
лектора, а через емкость С — потенциала эмиттера. На-
пряжение «эб при этом будет возрастать. Рост его вы-
зывает еще больший рост тока эмиттера. Таким образом,
при Ки > 1 процесс отпирания триода будет лавинообраз-
ным. Во время этого процесса формируется передний
фронт импульсов на коллекторе и базе. Формирование
его заканчивается после перехода триода в режим на-
сыщения, где а < 1 и Ки < 1.
В это время начинается формирование вершин импуль-
сов. Конденсатор С сравнительно быстро разряжается
через участок эмиттер — коллектор. Потенциал эмиттера
уменьшается, уменьшается и ток эмиттера. Однако пока
триод находится в режиме насыщения, Ku < 1 и про-
цессы в мультивибраторе происходят сравнительно мед-
ленно. Когда триод начнет переходить в режим усиле-
ния, при котором а> 1, а при определенных парамет-
рах схемы и Ku > 1, в генераторе начнет развиваться
лавинный процесс запирания триода и последующий про-
цесс сравнительно медленного изменения напряжений и
токов, во время которого снова будет происходить заряд
конденсатора С. Процессы в мультивибраторе, таким об-
разом, периодически повторяются.
Амплитуда импульса Um на коллекторе может быть
определена как разность между максимальным t7Kmax
и минимальным t/Kmin напряжениями на коллекторе. Если
пренебречь зарядным током, протекающим по сопротив-
лению Кк. при закрытом триоде, по сравнению с током
/ко, то получим
£/к min = — Е'к -f- /?k/kq.
Во время насыщения триода
F __и
и —1] — к к-иас Р —Р
v «к — <-/ к max — ББ Ак — ^к>
где //к нас'— напряжение на участке коллектор — база насы-
щенного триода, имеющее величину порядка 2 — 3 в.
Амплитуда импульса будет равна
ч>.
Е — U
I -^Як-Як/к0.
I Кб + Кк
* . 4
18* 278
Величину тока /Ко и сопротивления Дк .можно опре-
делить при известном соотношении между Re и RK. Вве-
дем обозначение Re/RK = т. Тогда
U т — Ек — RkJ ко, (8.46)
где
Р __ Tf
ик.нас
К — т + 1
Порядок определения величины RK и /ко при извест-
ном пг согласно (8.46) представлен на рис. 141.
Рис. 141. К расчету амплитуды
импульса.
Для определения времен-
ных параметров импульсов
мультивибратора необходимо
построить эмиттерно-коллек-
торную характеристику i =
— f (и) двухполюсника 1—2
(рис. 140, а), включающего
триод. Построение этой ха-
рактеристики при 1э > 0 про-
изводится с помощью совме-
щенных семейств статических
выходных характеристик и
характеристик обратной свя-
зи триода и следующих урав-
нений:
и = ыэб — «кб’, (8-47)
«кб = — Ек1— (Re 4" Ек) h + (Ев -f- Rk) Ik- (8.48)
Последнее выражение получено, исходя из предположения,
что 1Э = I, что практически имеет место, так как R3 >
4* 7?б + Гэб,
Таблица 8.2
Данные для построения эмиттерно-коллекторной
характеристики
'э Е" К 1к “эб —“кб 'к i и
1,0 30 з,о 0,8 6,0 2,4 1,0 6,8
1,5 35 3,5 1,0 5,7 3,0 1,5 6,7
2,0 40 4,0 1,1 5,4 3,5 2,0 6,5
3,0 50 5,0 1,2 5,5 4,5 3,0 6,7
4,0 60 6,0 1,4 _ 5,7 5,5 4,0 7,1
5,0 70 7,0 1,6 6,0 6,5 5,0 7,6
6,0 , 80 8,0 1,8 6,5 7,5 6,0 8,3
7,0 90 9,0 2,0 7,0 8,5 7,0 9,0
276
где гЭб — сопротивление проводящего участка эмит-
тер— база и 1'кэ'<»э- Для облегчения построения харак-
теристики графически определяемые и рассчитываемые
Рис. 142. Построение эмиттерно-коллекторной
характеристики: '
а — совмещенные выходные характеристики и характеристики
обратной связи; б—эмиттерио-коллекториая характеристика.
величины удобно свести в табл. 8.2. На рис. 142 произ-
ведено построение эмиттерно-коллекторной характеристики
при Ек = — 20 в; Re = 5 ком', RK~= 5 ком', R3 = 50 ком;
Еэ = 0.
Построение характеристики при 1Э > 0 производится в
следующем порядке:
277
1. Последовательно задаются всеми значениями токов
эмиттера, для которых имеются соответствующие выход-
ные' характеристики и характеристики обратной связи.
2. Для каждого значения тока 1э определяются вели-
чины
. . Ек
Е&= Ек + (Еб 4~ Ек) ь; 1к = р •
3. Через точки Е' на оси ординат и через соответ-
ствующие им точки 7к на оси абсцисс проводятся част-
ные нагрузочные прямые.
4. По точкам пересечения частных нагрузочных пря-
мых с соответствующими выходными характеристиками
определяются соответствующие каждому значению тока
эмиттера величины напряжения иКб на коллекторе, а
после переноса точек пересечения на семейство характе-
ристик обратной связи определяются величины напряже-
ния «эб на эмиттере.
5. С помощью уравнения (8.47) для каждого значе-
ния тока i3~i определяются соответствующие значения
напряжения и.
6. С помощью данных, полученных при выполнении
предыдущего пункта, производится построение эмиттерно-
коллекторной характеристики.
Построение эмиттерно-коллекторной характеристики
при 1э < 0 производить нецелесообразно, так как обратный
ток эмиттера несоизмеримо меньше тока заряда конден-
сатора С через сопротивление Еэ.
Величина (73 при этом может быть определена со-
гласно равенству
Us = Ek — (Еб + Ек)1к0— |£э0|. (8.49)
Эмиттерно-коллекторная характеристика, как и эмит-
терная характеристика, имеет три резко выраженные об-
ласти: область отсечки (при 1Э < 0), переходную область
и область насыщения. Наклон характеристики в первой
области практически определяется сопротивлением R3.
Третья область (область насыщения) определяет дли-
тельность импульса, связанную с разрядом конденса-
тора С.
Аппроксимированная эмиттерно-коллекторная харак-
теристика представлена на рис. 143. В области насыще-
278
ния имеет место зависимость
i = , (8.50)
гр
где гр = — дифференциальное сопротивление двухпо-
люсника 1—2 во время разряда конденсатора. Эквива-
лентная схема разряда кон-
денсатора, составленная на
основании (8.50), представ-
лена на рис. 144,а. Анализ
процессов в этой схеме дает
следующее выражение для
Рис, 143. Аппроксимирован-
ная эмиттерно-коллекторная
характеристика.
Рис. 144. Мультивибратор с
эмиттерно-коллекторной
емкостью:
а—эквивалентная схема разряда
конденсатора; б — эквивалентная
схема заряда конденсатора.
длительности импульса, в течение которой напряжение
и уменьшается от до U2
tu = Crp\r№=^. (8.51)
Во время заряДа конденсатора обратным током эмит-
тера можно пренебречь. Тогда эквивалентная схема за-
ряда будет иметь представленный на рис. 144,6 вид.
Участок коллектор—база закрытого триода на этой схеме
представлен постоянным сопротивлением
279
где UK6 — напряжение на участке коллектор — основа-
ние триода.
Если учесть, что практически выполняется неравенство
г> ХХ + гкб> Rk
Яб + 'кб+'и’
то интервал Тя между импульсами, определяемый време-
нем заряда конденсатора от напряжения U2 до t/3, бу-
дет равен
Т — СП In Ек + Гкб^ ~ । । + ^б + гкб)
7 и Ш ~ER(R6 + r^-Ua (RK + R6+ rKQ)
Период колебаний T мультивибратора равен
Т - Та /и,
откуда при большой скважности импульсов, когда Ти^>/и,
получим
т = та.
Заторможенный режим работы может быть получен
включением в цепь эмиттера батареи смещения с напря-
жением
ном
ент
Е3 > I Еэ01 + R&Iко.
Для получения условий возникновения скачков в дан-
мультивибраторе необходимо определить коэффици-
усиления Ки, выражаемый отношением
A' “кб
Ли = >
“эб
«эб определяется согласно (7.23), а иКб согласно (7.24)
тока 1'э током эмиттера Г при иэв — «кб-
где
при замене
С учетом составленных для схемы рис, 140,а уравнений
получим
Ей = «д (^б + 7?к) Гг—* <8-53)
V11 — ЯДГ]2' V и+Кб+Кц/
где динамический коэффициент усиления триода по току
равен
___ Г21 +
Д г22 + R& +
£80
Тогда с учетом неравенства Гц<&г21 из не-
равенства Ки > 1 получим следующее условие скачков:
а
.иК
Рис. 145. Мультивибратор с базо-
вой индуктивностью:
а — принципиальная схема; б — вре-
менные диаграммы.
^+«K>rjT=P- <8-54>
Минимально допусти-
мая емкость конденсато-
ра С при этом имеет при-
мерно ту же величину,
что и в случае мульти-
вибратора с эмиттерной
емкостью.
Мультивибратор
с базовой индук-
тивностью (рис. 145,а)
может быть использован
как генератор импульсов
прямоугольной формы, как
генератор импульсов остро-
конечной формы (рис.
145,6) и как генератор пи-
лообразного тока. Импуль-
сы прямоугольной формы
генерируются на коллек-
торе триода, импульсы
остроконечной формы —на
базе; пилообразным током
является ток базы триода.
Амплитуда импульсов
на коллекторе составляет
60 — 75% от напряжения
коллекторной батареи Ек,
на базе—20 — 25% от Ек,
амплитуда пилообразного
тока — 20 —30 % от мак-
симального значения тока
коллектора. Частота коле-
баний мультивибратора может изменяться в пределах от
нескольких десятков герц до нескольких десятков, а
иногда и сотен тысяч герц. Длительность генерируемых
импульсов может быть от единиц (иногда и десятых долей)
до сотен и тысяч мксек, скважность импульсов от двух
до 10 — 15.
281
Мультивибратор может работать как в режиме авто-
колебаний, так и в заторможенном режиме и в режиме
синхронизации,
Рассмотрим кратко автоколебательный режим работы
мультивибратора с индуктивностью. Пусть триод пере-
ходит из закрытого состояния в открытое. Тогда ток
эмиттера 1Э, а, следовательно, и ток коллектора iK бу-
дут возрастать. При достаточно большой индуктивности
катушки L, при росте токов эмиттера и коллектора ток
базы г'б = 1К — г’э будет оставаться неизменным. Однако
при Ki == ‘k/z9 > 1 производная тока базы по времени
в момент*отпирания триода будет положительной. За счет
наводимой в катушке индуктивности э. д. с. самоиндукции
потенциал базы уменьшается, что приведет к еще боль-
шему увеличению токов эмиттера и коллектора. Таким
образом, процесс отпирания триода будет лавинообраз-
ным. Этот процесс закончится в момент перехода триода
в режим насыщения. Теперь начинаются процессы сра-
внительно медленного изменения токов и напряжений.
С ростом тока базы производная его по времени уменьшает-
ся, уменьшается э.д с. самоиндукции и повышается по-
тенциал базы. ТоК"эмиттера по этой причине будет умень-
шаться. Однако до тех пор, пока триод находится в режиме
насыщения, когда а< 1, при уменьшении тока эмиттера
ток базы возрастает, поддерживая триод в открытом со-
стоянии. В это время формируется вершина импульса
на коллекторе, обязанная своим происхождением незна-
чительному уменьшению тока коллектора.
После выхода триода из режима насыщения умень-
шение тока эмиттера вызывает более быстрое уменьшение
тока коллектора. И при Ki > 1 ток базы начнет умень-
шаться, производная тока базы по времени станет отри-
цательной, потенциал базы начнет возрастать, вызывая
скачкообразный переход триода из открытого состояния
в закрытое. После перехода триода в закрытое состояние
ток коллектора уменьшается. Примерно с такой же ско-
ростью уменьшается и ток базы триода. Э. д. с. само-
индукции при этом уменьшается, уменьшается, следова-
тельно, и запирающее напряжение триода. Когда, на-
конец, отрицательное по знаку напряжение иэб при умень-
шении станет равным напряжению отсечки, триод начинает
отпираться. Процессы в мультивибраторе, таким образом,
периодически повторяются. Для нормальной работы авто-
282
генератора в цепь эмиттера необходимо включать напря-
жение Еэ(2-J-3) в.
Для определения амплитуды импульса на коллекторе
необходимо найти значения максимального //Ктах и ми-
нимального UK min напряжения на коллекторе. Напряже-
ние на коллекторе закрытого триода равно
Uk min = — Ек + RkIkq-
Рис. 146. К расчету сопротив-
ления RK.
Во время насыщения триода напряжение на его кол-
лекторе при /?э = 0 будет равно
^ктах = —/7эб max 4" ^кб max 4"
Тогда
Un = Ек — RvJw 4" Е3.
(8.55)
Определение величин RK
и /к0 по заданным Um и £к
может быть произведено с
помощью рис. 146.
Для определения времен-
ных параметров импульсов
необходимо построить вольт-
амперную базовую характе-
ристику.
Построение характеристи-
ки базы при известных ве-
личинах /?к, /?э, Е3 и Ек производится с помощью сов-
мещенных статических характеристик триода и следую-
щих уравнений:
Wg ; Нэб /?э!э Е3,
^Кб = Ек 4- Rk^Ki
где
Е'к = Ек 4- Е3 — R3i3.
(8.56)
(8.57)
Уравнение (8.57) получено исходя из предположения,
что при iэ > 0 выполняется нёравенство |нЭб |СДк-
Порядок построения базовой характеристики при
i3 > 0 следующий:
1. Задаются последовательно всеми значениями тока
эмиттера, для которых имеются соответствующие выход-
ные характеристики и характеристики обратной связи.
2&3
2. На семействе выходных характеристик, триода
(рис., 147,а) проводятся частные нагрузочные прямые,
проходящие через точки Е'л на оси ординат и через точ-
ки — на оси абсцисс. .
Рис. 147. Построение базовых характеристик:
а—совмещенные выходные характеристики и характеристики
обратной связи; б — базовая характеристика.
3. По координатам точек пересечения частных нагру-
зочных прямых с соответствующими выходными харак-
теристиками определяются соответствующие каждому
значению тока эмиттера напряжения икв и тока iK, а
после переноса этих точек на семейство характеристик
обратной связи — значения напряжения Иэб.
284
4. С помощью уравнения (8.56) и равенства ic = iK —
— 1э определяются соответствующие каждому значению
тока базы напряжения на базе иб.
5. По определенным значениям ic и и& производится
построение базовой характеристики.
Для удобства построения характеристики графически
определяемые и рассчитываемые величины следует свести
в табл. 8.3. В качестве примера на рис. 147 произведено
построение характеристики базы для образца точечного
триода типа С2В при Ек - — 30 в; Еэ = Ев = 0; Дэ -
— 3 ком; 7?к = 2 ком.
Таблица. 8.3
Данные для построения базовой характеристики
/э Е'к /к /к “эб -“кб 15 “б
0 30 15,0 2,3 —0,4 24 2,3 0,50
0,5 28,5 14,25 3.2 ~0,05 22 2,7 — 1,45
1 27 13,5 3,9 . 0,15 19 2,9 — 2,85
2 24 12,0 4,8 0,30 15 2,8 5,70
3 21 10,5 5,7 0,50 9 2,7 — 8,50
4 18 9,0 6,6 0,65 5 2,6 —11,35
0 . 31 15,5 2,6 —1 25,5 2,6 1
0 33 16,5 2,8 —3 27 2,8 3
0 35 17,5 3,0 —5 29 • 3,0 5
При отрицательном напряжении на эмиттере, когда
можно считать i3 = 0, наклон базовой характеристики
определяется суммарным сопротивлением RK + гкб, где
гкб — сопротивление участка коллектор—база закрытого
триода.
Аппроксимированная базовая характеристика (рис. 148)
имеет три резко выраженных участка.-Область характе-
ристики, соответствующая иб>0 (область отсечки) опре-
деляет интервал между импульсами, а вторая область
(область насыщения) с положительным сопротивлением
двухполюсника при иб < 0 — длительность импульса.
В области насыщения имеет место зависимость:
«б + 1<Л
(8.58)

где
— дифференциальное сопротивление двух-
полюсника при открытом триоде.
285
Эквивалентная схема мультивибратора при открытом
триоде согласно (8.58) будет йметь представленный на
рис. Г49,а вид. Анализ ее дает следующее выражение
для длительности импульса:
|^|-Л(Рб + гб)-»£б
ГИ-Тб1П |{7|_/2(/?б+Гб)_£б
(8.59)
где
L
Если обратным током эмиттера пренебречь, а участок
коллектор — база представить в виде постоянного сопро-
Рис. 149. Мультивибратор с базо-
Рис. 148. Аппроксимированная во® индуктивностью:
базовая характеристика. а — эквивалентная схема При открытом
r г триоде; б—эквивалентная схема при
закрытом триоде.
тивления гкб, то эквивалентная схема мультивибратора
при закрытом триоде будет иметь изображенный на
рис. 149,6 вид. Анализ ее дает следующее выражение
для интервала Тк между импульсами:
________L________А (#к + Рб + гкб) ~ £к +
+ Яб + гкб Zi (RK + Rc + г кб) — Ек + Е5
(8.60)
Период следования импульсов равен
Т — Ти tK.
Режим автоколебаний будет иметь место, очевидно,
в том случае когда длительность импульсов и интервал
между ними согласно (8.59) и (8.60) имеют конечную ве-
286
личину. Последнее возможно при выполнении следующих
двух неравенств;
11/1 — 7г(Дб+/'б)— Е& > 0;
71 (Rk + R& + гкб) — Ек + Еб > 0,
откуда получим
п I I — £б — гб^2 .
Г\б г ,
*2
, Ек~Еб
1 Ек + + гкб
(8.61)
(8 62)
Для получения заторможенного режима работы на-
пряжение запирающей эмиттерной батареи должно быть
определено согласно неравенству
Е • R
+ (8-63)
В этом случае триод при отсутствии запускающих импуль-
сов будет закрыт, а ток коллектора
- Е
г __ т______кг
'к0 £> Г *1*
-Г + гкб
Длительность импульса в этом случае при Е& = 0 бу-
дет равна
, _ , 1у1-/б^б + ^б)
и~ б1П | и I - 12 (Ra + Гб) •
' (8.64)
Для нормальной работы необходимо, чтобы в интервале
между импульсами мультивибратор успел восстановиться,
что возможно при
Ги>(4ч-5)^ /• . (8.65)
Лк Т кб + гкб
Процессы лавинообразного изменения токов и напря-
жений в мультивибраторе с индуктивностью возникают
при коэффициенте усиления К, по току, большем единицы.
Воспользовавшись уравнениями (7.23) и (7.24) и уравне-
ниями, составленными для схемы рис. 145,а, можно по-
лучить следующее выражение для коэффициента усиле-
ния по току:
„ _ _ ‘к _ ~гп ~ЕЭ
1 д гэ г22— г12 + RK’
(8.66)
где ад — динамический коэффициент усиления триода
по току.
287
Из последнего выражения можно получить следующее
условие возникновения скачков:
Rk Ra <^21 — Г22 — Гц Г щ. (8.67)
7. РАСЧЕТ МУЛЬТИВИБРАТОРОВ НА ТРИОДАХ
С ОТРИЦАТЕЛЬНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
Расчет мультивибраторов на триодах с отрицательным
сопротивлением рассмотрим на примере мультивибратора
с эмиттерной емкостью на точечном триоде.
Исходными данными для расчета автогенератора обыч-
но являются амплитуда импульса на коллекторе Um, дли-
тельность импульса ta и частота следования импульсов F.
Порядок расчета автогенератора следующий:
1. Выбираются напряжение источника питания Ек —
= (1,5-ь-l,75)t/m и триод с £'КДОп>£'к.
2. Выбирается максимальное значение коллекторного
тока /к max </к.доп, где /к.доп — предельно допустимый
ток коллектора. Следует иметь в виду, что при большой
скважности импульсов (порядка 100) максимальный ток
коллектора можно взять несколько больше предельно до-
пустимого.
3. Рассчитываются согласно (8.28) и рис. 135 вели-
чины температурного тока коллектора /к0 и суммарного
сопротивления R = RK + R&.
4. Определяется величина коллекторного сопротивле-
ния
1 к max кр
Определенное согласно последнему равенству значение
сопротивления RK должно быть менее рассчитанного со-
гласно условию (8.44). Сопротивление RK обычно имеет
величину порядка 1—3 ком.
5. Определяется величина базового сопротивления
R6 = R-RK.
Величина последнего должна быть больше рассчитан-
ного согласно (8.44). Сопротивление Re обычно имеет ве-
личину порядка 2 — 5 ком. Следует иметь в виду, что
согласно (8.43) увеличение RK и уменьшение R& приводит
к уменьшению завала вершины импульса.
288
6. По рассчитанным значениям сопротивлений /?к,
R& и известной величине напряжения Ек с помощью со-
вмещенных статических характеристик триода строится
эмиттернай характеристика и определяются величины
U3 и г3. Для этого можно ограничиться построением лишь
части характеристики, соответствующей области насы-
щения. При этом необходимо убедиться в том, что
^бДо<1^г|- Последнее неравенство свидетельствует о
наличии падающего участка эмиттерной характеристики,
необходимого для выполнения условия возникновения
скачков.
7. Рассчитывается согласно (8.33) емкость конденса-
тора Сэ. При этом следует иметь в виду, что емкость
Сэ должна быть не меньше 0,003 — 0,005 мкф для три-
одов с граничной частотой в 1 Мгц, 0,001 мкф — в. 5 Мгц,
500— 1000 пф — в 10 Мгц.
8. Определяется согласно (8.37) и (8.38) сопротивле-'
ние Rs. Оно должно быть больше рассчитываемого со-
гласно (8.37).
Расчет заторможенного мультивибратора до п. 6 вклю-
чительно производится так же, как и расчет автогенера-
тора. В дальнейшем расчет производится в следующем
порядке.
6. Определяется напряжение смещающей батареи Е3.
Для надежного запирания триода величину Е3 целесооб-
разно рассчитать согласно формуле
Е3 = (1,5 -5- 2) Кб1к0.
7. Рассчитывается согласно (8.38) емкость конденса-
тора С3.
8. Определяется согласно (8.40) сопротивление R3.
Оно должно быть больше рассчитываемого по формуле
(8.39). Если последнее условие не выполняется, необхо-
димо после определения сопротивления R3 согласно (8.40)
рассчитать с помощью (8.39) напряжение Еэ. Оно должно
быть не меньше (1,3-г-1,5) R&I ко-
9. Определяется амплитуда запускающего импульса
(/зап > (1,25-1,5) (|£э|-.Яб/ко).
Длительность запускающего импульса должна быть не
больше 0,25-г-0,3 длительности генерируемого импульса.
При расчете стабилизированной схемы заторможенного
мультивибратора (рис. 139) в п. 6 напряжение запираю-
19 1640
289
щей батареи необходимо рассчитать согласно выражению
(8.45), а при использовании формулы (8.38) вместо вели-
чин и U2 подставлять соответственно значения
и £2.
8. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА МУЛЬТИВИБРАТОРОВ
Пример 1. Рассчитать симметричный мультивибратор с коллек-
торно-базовыми связями (рис 119) при следующих исходных данных:
амплитуда импульсов Uт> 10 в;
частота колебаний F = 2,5 кгц;
длительность фронта (ф < 1 мксек.
Расчет мультивибратора произведем в следующем порядке.
Производим выбор триодов с допустимым котлекторным напря-
' 2
жением Ек доп > 2Um = 20 в и предельной частотой /пр > =
= 500 кгц.
Берем триоды типа П14.
Задаемся RK = 2 ком.
Определяем согласно (8.20) сопротивление = 15 • 2 =
= 30 ком Принимаем = 30 ком.
Значение ₽ здесь взято меньше минимального значения коэффи-
циента 3 = 20 примерно на 30%
Находим согласно (8.3) емкость конденсатора
Сб = 2FR6 In 2 =2 • 2.5 - 103 - 30 - 10s - 0,7 = 9,5 ’ 10’
Принимаем Сб = 10 000 пф.
Пример 2. Рассчитать симметричный мультивибратор с эмиттер-
ными сопротивлениями (рис. 124) при тех же, что и в первом при-
мере, исходных данных.
Расчет произведем в следующем порядке. ч
Производим выбор триодов с допустимым коллекторным напря-
жением £кдоп > 2Um + U3 тах = 25 в и предельной частотой /пр >
> 500 кгц
Берем триоды типа П14.
Выбираем насыщенный режим работы открытого триода при
Iк. max = Ю МО.
Задаемся сопротивлением R3 = 300 ом.
Определяем коллекторное сопротивление
Е 9^
--------^ = ^-300^=2,2 ком.
'к max
Принимаем RK = 2,5 ком.
Задаемся базовым сопротивлением Рб = 20 ком.
Рассчитываем согласно (8.21) сопротивление
R - 15-2.5. IO3-20- IO3 _
R < 4. R6 ~ 15 . 300 + 20 . 103
290
Принимаем R = 30 ком.
Определим согласно (8.13) емкость конденсатора
___________________1__________________
Яб • R RK (R6 + R) — R3R
2f --------------------ал------------
- 600. 10" , “5,7 'l!>'
5 ’ 0 “50'. iOS ln 19,3
Принимаем C6 = 5600 пф.
Найдем величину емкости конденсатора Сд из неравенства
_L_»c >_—
2RR3 > /npR3
или после подстановки
_____________________!_____ С > *
2 • 2,5 • 108 • 300 3 10в . goo'
Принимаем С3 = 3600 пф.
Пример 3. Рассчитать заторможенный мультивибратор с эмит-
терной связью (рис. 8.8,а) при следующих исходных данных:
амплитуда импульса Um^l0e;
длительность импульса ZM = 500 мксек-,
длительность фронта импульса 1 мксек;
период следования запускающих импульсов Т = 1000 мксек;
температурный диапазон 0 -5- 60° С.
Расчет мультивибратора произведем в следующем порядке.
Рассчитаем напряжение источника питания
RK m "I* <4 max 13 в.
Выберем типы триодов. Триоды должны иметь Ек доп^2£к =
= 25 в и предельную частоту /п1)>оГ = 500кгц.
, F ‘‘ф
Берем триоды типа П14.
Устанавливаем насыщенный режим работы обоих триодов в от-
крытом состоянии при 1К = 5 ля и /к = 2,5 ма.
Расчет сопротивления R3 производим согласно (8.23)
R3 = ? = 600 ом.
3 /„ 510 °
= 2,5 ма.
к8
Принимаем R3 = 560 ом. Затем
RK, = - Ra = - 0,56 = 4,64 ком;
RK> = ^ - R3 = у - 0,56 « 2,04 ком.
к>
19*
291
Принимаем RK = 4,7 ком;
/? 1 = 2 ком.
Найдем согласно (8.25) сопротивление
₽/к. (ЯК1 + — ₽£К 15 • 5 • 10-3 • 5,26 • 103 — 15.13
Р'котах + 'к, ~ 15 • 0,12 • 10"» + 5 • Ю'3
= 29,5 ком.
Принимаем = 30 ком.
Величина температурного тока коллектора /KQ max определена
при (max = 60° С как
*°тах ~ 60°—20°
^kq max : AtQ/f° = 20° 2 = 15 • 2 = 120 мка.
Рассчитаем согласно (8.24) сопротивление
15 • 30 • 10’ .560
^2- ~ 15 • 4,7 • Юз-30 • Юз -ь-э ком-
Принимаем /?2 = 6,2 ком.
Определим согласно (8.26) сопротивление
/?б < 0/?К1 = 15 • 2 • 103 = 30 ком_ \
Принимаем R6 = 30 ком.
Найдем согласно (8.15) емкость конденсатора
С ;____________________________________ =
6 D , + ^К.) + Вк,
к б Ш-----------------------------
ЯкЛ^э + Як,)
500 • 10-’
on 1А, 1 4,7 • 103 . 2,56 • 10s + 2 • 103 . 5 26 . IO3 - 26,9 ' 10’ пф'
30 • 1 °8111------ 4,7- To3 -2,56- iO3----------- -
Принимаем Сб = 25 • 10s пф.
Проверяем согласно (8.16) время восстановления мультивибра-
тора. Если оно не выполняется, необходимо задаться несколько
меньшим значением тока /к и расчет повторить.
Глава 9
ТРИГГЕРЫ
1. ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Триггером обычно называют спусковое устройство с
двумя устойчивыми состояниями равновесия. В схемном
отношении триггер представляет собой неинвертирующий
усилитель постоянного тока, выход которого замкнут на
.вход. Опрокидывание триггера под воздействием внеш-
него импульса, сопровождаемое лавинообразным измене-
нием токов и напряжений, происходит в том случае,
когда коэффициент усиления по напряжению неинверти-
рующего усилителя постоянного тока, нагруженного на
сопротивление, равное входному, больше единицы.
Усиление без изменения фазы усиливаемого напряже-
ния на обратную можно осуществить с помощью следую-
щих усилителей:
а) двухкаскадного усилителя, каждый из каскадов,
которого представляет усилитель на плоскостном триоде
с общим эмиттером;
б) двухкаскадного усилителя, один из каскадов кото-
рого является усилителем на плоскостном триоде с об-
щей базой, другой — усилителем на плоскостном триоде
с общим коллектором;
в) однокаскадного усилителя на триоде с отрицатель-
ным сопротивлением.
Замыкая выходы указанных выше усилителей на входы,
получаем симметричный триггер на плоскостных триодах
с коллекторно-базовыми связями в первом случае, несим-
метричный триггер с эмиттерной связью на плоскостных
293
триодах — во втором, несимметричный триггер на триоде
с отрицательным сопротивлением — в третьем.
Первые два полупроводниковых триггера являются,
как известно, аналогами соответствующих ламповых триг-
геров. Третий, на триоде с отрицательным сопротивле-
нием, лампового аналога не имеет.
Различные варианты применяемых в настоящее время
триггеров являются модификациями указанных выше ос-
новных типов спусковых устройств с двумя устойчивыми
состояниями равновесия.
2. СИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР С КОЛЛЕКТОРНО-БАЗОВЫМИ
СВЯЗЯМИ
Симметричный триггер с коллекторно-базовыми свя-
зями на плоскостных триодах (рис. 150,а) является ана-
лоюм лампового триггера с
Рис. 150. Симметричный триггер:
а — принципиальная схема; б — экви-
валентная схема закрытого триода ПТ8;
в — преобразованная схема закрытого
триода ЛТ».
анодно-сеточными связями.
Принцип работы полупро-
водникового триггера по
существу не отличается от
принципа работы лампо-
вого триггера и поэтому
нет необходимости в его
детальном рассмотрении.
Определим условия, при
которых в триггере обес-
печиваются два устойчи-
вых состояния равновесия.
Предположим, что триод
П?! (рис. 150,а) открыт,
а триод ПТ2 закрыт. Для
получения стабильного
режима работы триггера
необходимо добиваться со-
стояния насыщения откры-
того триода. В том случае,
когда требуется высокая
скорость опрокидывания
триггера, влияние эффекта
насыщения можно свести
к минимуму применением различных схемных решений,
которые будут рассмотрены ниже.
Напряжения на коллекторе и базе насыщенного триода
294
будем считать равными нулю. Тогда напряжение на
базе и коллекторе закрытого триода ПТ2 можно опреде-
лить с помощью рис. 150,в, полученного на основании
теоремы об эквивалентном генераторе из схемы закрытого
триода ПТ2, выделенной из эквивалентной схемы триг-
гера, находящегося в принятом нами исходном состоянии
(рис. 150,6).
На рис. 150, в использованы следующие обозначения:
Яб = : Еб==Еб Rf. + R • (9-1)
Согласно этому рисунку имеем
«б, = Е'б — R'6IK0. (9.2)
Для того, чтобы триод ПТ2 был надежно закрыт' при
максимальной рабочей температуре, необходимо выполнить
условие «б > 0 или согласно (9.2)
. Еб /?б/котах 0, (9.3)
где /котах —Ток насыщения коллекторного перехода за-
крытого триода при максимальной температуре.
Подставляя (9.1) в (9.3), получим следующее условие
надежного запирания триода:
Еб 7?б/«о max • (9-4)
Напряжение на коллекторе закрытого триода ПТа в
соответствии с (9.1) и (9.2) будет равно
RK •R /Ек \
“к« = £7+7? — 'ко max ] (9.5)
Для определения условий насыщения открытого
триода ПТ] воспользуемся следующим, полученным со-
гласно рис. 9.1,6, соотношением:
/б, = /1-/л. (9.6)
Учтя, что ыб1^0 и используя (9.5), получим
— — /
р----* ко шах
кк
Обычно выполняется неравенство R RK и поэтому
- Е '
/kj^d5. Если учесть, что практически /К1 > 7К0, то
''К
можно утверждать, что насыщение триода согласно (8.19)
295
“к,
1 R ~ RK + R
= (9.7)
будет иметь место при ^1б1 /К1, откуда с
(9.4), (9.6) и (9.7) получим следующее условие
ния триода:
D < (Ек ^K^KQ max)
4" Р^к^кр max
ПОМОЩЬЮ
насыще-
(9-8)
Рис. 151. Симметричный триггер
с автоматическим смещением:
а — принципиальная схема; б — эквива*
леитная схема.
Величина емкости
ускоряющего конденса-
тора С должна быть вы-
брана такой, чтобы за
время опрокидывания
триггера напряжение на
нем практически оста-
лось неизменным, а раз-
ряд и заряд его успе-
вал закончиться в интер-
вале между двумя оче-
редными опрокидыва-
ниями. При невыполне-
нии этих условий будет
уменьшаться скорость
опрокидывания тригге-
ра и ухудшаться форма
фронтов импульсов на
коллекторе. Для трио-
дов с предельной часто-
той усиления по току
до 1—2 Мгц опти-
мальным с точки зрения
скорости опрокидыва-
ния является значение
емкости С порядка
200 — 500 пф. Для
того, чтобы в интервале
между двумя опрокидываниями триггера конденсатор
успел зарядиться или разрядиться, необходимо выпол-
нить условие

1
F ’
max
(9-9)
-где Fmax—максимальная частота переключений триггера.
В том случае, когда применение специального источ-
ника запирающего напряжения Ев нежелательно, можно
296
использовать триггер с автоматическим смеще-
нием (рис. 151,а). Напряжение смещения в этом триг-
гере создается на сопротивлении /?э, шунтированном кон-
денсатором Сэ. Конденсатор Сэ обычно имеет емкость
порядка 1000 — 5000 пф и служит для увеличения ско-
рости опрокидывания триггера. В самом деле, при на-
личии емкости Сэ увеличивается максимальное значение
базового тока отпирающегося триода и, следовательно,
скорость его переключения.
Недостаток этого варианта триггера заключается в
том, что за счет напряжения на эмиттерном сопротивле-
нии коэффициент использования напряжения источника
коллекторного питания уменьшается.
Для определения условий насыщения открытого триода,
например П1, и надежного запирания триода ПТ2
воспользуемся эквивалентной схемой триггера с автома-
тическим смещением (рис. 151,6).
Согласно этому рисунку при /К1 > Д/, /К1 >/«
имеем
Е
Re (/ко + /«) + R(r = /?э/к,; /к, = R д «б, = RIr-
Решая эту систему уравнений, получим
,, п ^6 (^а Т /?к) /ко
(R6 + R)(R9 + RK)
Триод ПТа будет надежно заперт при максимальной тем-
пературе, если выполнить условие «б, 2s 0 или
откуда
RsEk — Re (Rs "И Rk) /ко max 0,
, ^б^к^ко max
э -Р ____ р г
/хб'ко max
(9.10)
Для обеспечения насыщенного состояния триода FITj
необходимо выполнить условие
Г ^к
6l " ₽ (R3 + Rk) '
Согласно рис. 151,6 имеем
Ra (/кг + Лч) + RlR + Rk (Jr Ч~ /kq) — Ек,
I — I
297
Поскольку
Л. ^б,> R ЯК,
из последней системы уравнений можно получить сле-
дующее условие насыщения триода:
г> [£к (*э + ^кр max ZQ 1 1У
EK(R6+^3) •
Для устранения вредного влияния эффекта насыще-
ния используются триггеры с нелинейной обратной
Рис. 152. Принципиальная схема «ненасыщенного»
симметричного триггера.
связью. На рис. 152 представлена схема одного из «не-
насыщенных» триггеров с нелинейной обратной связью.
Насыщение триода в этом триггере исключается следую-
щим образом При малом входном токе напряжение на
сопротивлении г мало и фиксирующий диод закрыт. При
увеличении входного тока отпирающегося триода напря-
жение на сопротивлении г увеличивается, увеличивается
и ток коллектора триода. Наконец, при каком-то значе-
нии входного тока /вх (рис. 152) напряжение (Дб на
участке коллектор — база открытого триода уменьшится
настолько, что диод откроется.
Дальнейшее увеличение входного тока почти не будет
приводить к увеличению тока коллектора, так как после
отпирания диода будет осуществляться обратнаясвязь—с
коллектора на базу.
298
В момент, предшествующий отпиранию диода, выпол-
няется условие г/вх = —Uk6, откуда
/Вх = -j- = /б =---------• (9.12)
Для того чтобы исключить насыщение, необходимо за-
даться
Uk6 = ~ (0,5-т-0,75) в.
Для лучшего использования напряжения источника
питания необходимо обеспечить режим открытого триода
почти на грани насыщения. В этом случае
г __ __
Тогда согласно (9.12) получим следующее условие, при
выполнении которого исключается насыщение,
₽/?к/?бркб|
~ EKR6 + ₽Як£б *
(9.13)
Сопротивление R' определяется с, помощью формулы
R'=.R — r, (9.14)
где R рассчитывается согласно (9.8) при исключенном
знаке неравенства.
Полупроводниковые симметричные триггеры могут ра-
ботать в режиме раздельных входов и в пересчетном ре-
жиме.
В первом случае опрокидывания триггера осущест-
вляются запускающими импульсами одной полярности,
подаваемыми, поочередно на каждый из триодов или им-
пульсами чередующейся полярности, воздействующими
только на один триод. В пересчетном режиме запускаю-
щие импульсы одной полярности подаются одновременно
на оба триода.
Наиболее широкое применение нашли диодные схемы
запуска триггеров. Рассмотрим некоторые схемы запуска
триггера, работающего в пересчетном режиме. На рис. 153
представлены две схемы запуска триггера с помощью им-
пульсов, подаваемых на коллекторы, а с них через цепи
связи — на базы триодов триггера. В зависимости от по-
лярности включения диодов в цепи запуска импульсы
299
должны иметь положительную (рис. 153,а) или отрица-
тельную (рис. 153, б) полярность.
Рассмотрим процессы, происходящие при запуске
триггера (рис. 153,а). Пусть триод Г1ТХ открыт, а триод
ПТ2 закрыт. В этом случае при отсутствии запускаю-
щего импульса оба диода будут закрыты. Однако запи-
Dx будет небольшим и
практически равным на-
пряжению на коллектор-
ном сопротивлении за-
крытого триода ПТ2.
Напряжение на сопро-
тивлении при этом
полагаем равным нулю.
Диод D2 заперт напря-
жением^ близким к Ек,
так как потенциал его
катода^ равный потен-
циалу коллектора от-
крытого триода ПТХ,
практически равен нулю.
При воздействии запу-
скающего импульса с
амплитудой, существен-
но меньшей величины Ек
и большей, чем напря-
жение на коллекторном
сопротивлении триода
ПТ2, произойдет отпира-
• ние диода Dx. Импульс
запуска положительной
полярности попадет
только на коллектор закрытого, а через цепь связи
RC — на базу открытого триода. Открытый триод будет
запираться, вызывая опрокидывание триггера. Отпира-
ние триода ПТ2 и повышение потенциала его коллек-
тора приведет к запиранию диода Dx. Таким образом,
происходит отключение генератора импульсов запуска от
триггера и исключается его влияние на работу триггера.
Благодаря применению диодов в цепи запуска исклю-
чается одновременное воздействие импульсов на оба
триода, обусловливающее ненадежный запуск триггера.
Так, при отсутствии диодов импульс запуска действо-
рающее напряжение на диоде
а

Рис. 153. Схемы коллекторного за-
пуска триггера:
а — импульсами положительной поляр»
ности; б — импульсами отрицательной
полярности.
300
вал бы одновременно на базах обоих триодов. Открытый
триод при этом должен запираться и вызывать отпира-
ние закрытого триода. Но наличие импульса положи-
тельной полярности на базе закрытого триода препятст-
вовало бы опрокидыванию
Запуск импульса
лярности (рис. 153,6)
Пусть триод ПТХ открыт,
а ПТ2 закрыт. При от-
сутствии запускающих им-
пульсов диод D2 открыт.
Потенциалы катодов обоих
диодов практически равны
нулю. Потенциал анода
диода Dx близок к (—£к).
Диод при этом закрыт
и находится под напряже-
нием, близким по величине
к Ек. При воздействии
импульса с амплитудой,
много меньшей £к, диод Dx
не открывается. Импульс
запуска отрицательной по-
лярности через диод D2
поступает только на кол-
лектор открытого, а с
него — на базу закрытого
триода, вызывая надежное Рис.
срабатывание триггера.
триггера.
ми отрицательной по-
происходит несколько иначе.
154. Схема базового запуска
триггера:
В том случае, когда
необходимо исключить по-
а — схема с дополнительным источни-
ком смещения Е; б — схема с делите-
лями на сопротивлениях.
падание импульсов запуска
непосредственно на вход последующего каскада, связан-
ного с коллекторами триодов триггера, применяется
базовая схема запуска триггера (рис. 154).
Пусть триод ПТХ открыт, а триод ПТ2 закрыт (рис.
154, а).’При отсутствии импульсов запуска оба диода за-
крыты напряжением смещения £, превышающим по вели-
чине потенциал базы закрытого триода ПТ2.
Напряжение Uc2 форсирующего конденсатора С2 при
этом близко к £к, а напряжение (7с, конденсатора Сх
мало и почти равно нулю. Пусковой импульс положи-
тельной полярности запирает триод ПТХ, вызывая отпи-
301
рание триода ПТ2. Пусковой импульс положительной
Полярности запирает триод ПТХ, вызывая отпирание
триода ПТ2. Постоянная времени разряда и заряда кон-
денсаторов, как было установлено выше, много больше
времени опрокидывания триггера, и конденсатор в про-
цессе опр ,кид?1вания имеет почти нулевое переходное
сопротивление. Поэтому после окончания кратковремен-
ного импульса запуска напряжения на конденсаторах С
будут практически такими, какими они были до запуска.
Это обстоятельство предопределяет роль форсирующих
конденсаторов С. В самом деле, после окончания импульса
ток базы второго триода имеет большую величину
Ек — U Ек
б*= RK
способствующую более резкому переходу триода ПТ2 из
закрытого состояния в открытое.
Рассмотренный выше метод запуска триггера импуль-
сами, подаваемыми на базу триодов >рис. 154,а), имеет сле-
дующие недостатки. Во-первых, его реализация возможна
только при наличии дополнительного источника на-
пряжения запирания Е. Во-вторых, запускающий им-
пульс положительной полярности воздействует не толь-
ко на базу открытого, но и на базу закрытого три-
ода, что препятствует развитию процесса опрокиды-
вания.
Этих недостатков лишена схема запуска, .представлен-
ная на рис. 154,6. При отсутствии импульсов запуска
при открытом триоде, например ПТХ, и закрытом триоде
ПТ2 диод Di находится в открытом, а диод D2 — зак-
рытом состоянии. Очередной запускающий импульс
положительной полярности с амплитудой, меньшей напря-
жения запирающего диод D2, в этом случае будет прохо-
дить только через диод D1( воздействуя только на базу
открытого триода. Запуск триггера по этой причине бу-
дет более надежным, чем в предыдущем случае.
Расчет сопротивлений делителей RiR2 можно произво-
дить, исходя из следующих соображений. Чтобы исклю-
чить влияние делителя RiR2 на работу триггера, необ-
ходимо выполнить условия Ri > RK\ Rr > R. Если учесть,
что амплитуда импульсов запуска не превышает 5 в, то
302
для того, чтобы закрытый диод при воздействии импульс
запуска не отпирался, следует выполнить неравенство
Ек ' Яг
Ri + Rz
5 в.
3. НЕСИММЕТРИЧНЫЙ ТРИГГЕР С ЭМИТТЕРНОЙ СВЯЗЬЮ
Триггер на плоскостных триодах с эмиттерной связью
(рис. 155,а) является аналогом несимметричного лампо-
вого триггера с катодной связью. Он широко приме-
няется в качестве преоб-
разователя сравнительно
медленно меняющегося на-
пряжения произвольной
формы (чаще всего сину-
соидальной) в напряжение
прямоугольной формы и в
качестве 'дискриминатора
(различителя) амплитуд.
Триггер с эмиттерной
связью имеет два устойчи-
вых состояния равновесия.
Перевод его* из одного
устойчивого состояния
равновесия в другое можно
осуществить с помощью
запускающих импульсов
чередующейся полярности,
обычно подаваемых на базу
триода ПТХ.
Определим условия, при
которых триггер будет
иметь два устойчивых со-
стояния равновесия. Пусть
Рис. 155. Несимметричный триггер
с эмиттерной связью:
а — принципиальная схема; б — экви-
валентная схема при открытом триоде
ПТХ; 6 — эквивалентная схема при
открытом триоде ПТ8.
ПТ1 открыт, а ПТ2 закрыт. Согласно эквивалентной
схеме триггера (рис. 155,6), находящегося в принятом
нами исходном состоянии, имеем
^бэ — ^б, «э —
ЕК
К,
Чэ — ~ R'Jk1 ~ Rs р—r
Re Ur 4* I ко) + Rlr = Rslк,
(9.15)
303
Решая систему уравнений (9.15) относительно вели-
чины «бэ = Rir, получим
^КО
"б9~ (Яэ + ЯК1)(Яб + Я)
Условие надежного запертого состояния триода ПТ2
при максимальной температуре /max будет иметь вид
^б (^э "Р ^ко max q ,q , г-.
(R3 + RKi)(R& + R) ^-U’
где IKQ max — ток насыщения коллекторного перехода за-
крытого Триода При t° = /max-
Для обеспечения насыщенного состояния триода П?!
необходимо, чтобы делитель RiR2 обеспечивал ток
Такое значение ток базы открытого триода flTj будет
иметь при выполнении условия
" ₽ЯЭ + R2'
Надежное закрытое состояние триода ПТХ при
мальной температуре будет обеспечиваться при
нении условия -
n Т С R% I Т
к« — Ск У?! +я2 Я! + Я2 ко тах
(9.17).
макси -
выпол-
или с учетом равенства IK1 = EK/R3 + RK,
р ________
2 ^£Лк4 + *1(*к, +Икотах ’
откуда, подставляя Rv получим
р ____ _________________^кА____________
2 RKEK + №К1 (RKt + R3) /ко max
(9.18)
В том случае, когда триггер управляется не импуль-
сами, а медленно меняющимся напряжением, необходи-
мости в делителе RiR2 нет. При отсутствии последнего
генератор управляющего (чаще всего преобразуемого) на-
пряжения должен обеспечивать насыщение и запирание
триода ПТХ.
304
Условия насыщения триода ПТ2 можно найти с по-
мощью рис. 155,в. Согласно этому рисунку
Rsls, + RIr + RKl (Jr + Ло) =
J __ J If
'Л = 'б, + 'э,
Решая последнюю систему уравнений относительно ISl
при
, _ т Ек
Ik'-19'^R3 + Rk, ’
получим
Ек RKR6-RR-RKRs- (Ra + RK,)R6
1б‘ = + *б(Я9 + *к,)
или при R > RKl
, E.(R.R6-RRJ ^ко^к,^б + ^к.)
1б‘~ RR6(R3 + RKi) ’ *'
Для обеспечения насыщенного режима триода ПТ3
необходимо выполнить условие
/к> _ £к
6' Т “ 7W+ /?к,) ’
откуда после подстановки значения 7б, получим -
n^-OD, gK^K, Д-р max^K, (Ra + RkJ ,q < q.
Емкость форсирующего конденсатора С имеет такую
же величину, как и в случае симметричного триггера.
Сопротивление Re имеет величину порядка (5—15) ком
и рассчитывается как и в случае симметричного триггера
с помощью формулы
<9-20)
\£> О ) с*
где /min — минимальное время нахождения триггера вод-
ном из устойчивых состояний равновесия.
Амплитуда импульса на коллекторе триода ПТ2 прак-
тически равна
= Ек (1 — r3 + r^)-
20 1640
305
Нагрузка обычно подключается к коллектору второго
триода, не связанного непосредственно с цепью положи-
тельной обратной связи триггера. Поэтому влияние нагрузки
на процессы в триггере практически исключено. Длитель-
ность фронтов импульсов на коллекторе триода ПТ2 не-
симметричного триггера обычно меньше длительности фрон-
тов импульсов симметричного мультивибратора. Несмотря
на указанные выше достоинства, триггер с эмиттерной
связью из-за принципиальной асимметрии не может быть
использован в качестве пересчетной ячейки.
4. ТРИГГЕР НА ТРИОДЕ С ОТРИЦАТЕЛЬНЫМ
СОПРОТИВЛЕНИЕМ
Рассмотрим принцип работы несимметричного триггера
на одном триоде с отрицательным сопротивлением на при-
мере триггера на точечном триоде (рис. 156).
Запускающие импульсы
Рис. 156. Принципиальная схема
триггера на точечном триоде.
чередующейся полярности
следует подавать на эмит-
тер или на базу триода.
Импульсы одной поляр-
ности подаются одновре-
менно на эмиттер и базу
триода.
Рассмотрим работу триг-
гера. Пусть в исходном
состоянии триод открыт.
Это возможно при выпол-
нении неравенства
Re (7к max Is max ) > |£э|-RJэ max »
где 7К max и /ЭШах — максимальные токи коллектора и
эмиттера триода.
Под воздействием импульса отрицательной полярности,
подаваемого на эмиттер, триод запирается. Если коэффи-
циент усиления по напряжению при разомкнутой цепи
обратной связи /Си больше единицы, то процесс запирания
триода будет лавинообразным. Триод будет находиться в
закрытом состоянии, если выполняется условие
£К *к+'кб + Яб<|£91’
306
где гкб — сопротивление участка коллектор — база триода
при 13 < 0.
В закрытом состоянии триод будет находиться до мо-
мента воздействия очередного запускающего импульса
положительной полярности.
Недостатком простейшего триггера является ограни-
ченная частота переключения. Ограничение скорости
переключения триггера обусловливается эффектом на-
копления дырок в полупроводниковом материале базы
триода, проявляющимся при переходе триода из режи-
ма насыщения в закрытое состояние. Триод при этом
выключается в течение времени, необходимого для рас-
сасывания накопленных неосновных носителей. Это вре-
мя в худшем случае может иметь величину порядка
нескольких мксек.
Эффект накопления в простейшем триггере можно в
той или иной степени уменьшить. Однако свести его к
нулю не представляется возможным.
Для того чтобы избежать этот эффект, необходимо со-
здать такие условия, при которых триод в режим насы-
щения не попадал бы вовсе. Окончание же скачкооб-.
разного перехода триода простейшего триггера из
закрытого состояния в открытое и обусловливается пере-
ходом рабочей точки в область насыщения, где коэф-
фициент усиления по току а и, следовательно, коэффи-
циент /Сы усиления по напряжению в цепи положитель-
ной обратной связи уменьшается до значения /Сы < 1.
Элементом схемы, с помощью которого осуществляет-
ся положительная обратная связь, в простейшем слу-
чае является сопротивление R3. Чем меньше это сопро-
тивление, тем больше коэффициент /Сы, тем большей бу-
дет скорость опрокидывания триггера. Однако умень-
шение R3 вызывает увеличение тока эмиттера в режиме
насыщения триода, что приводит к усилению эффекта
насыщения. Для уменьшения его сопротивление R3 не-
обходимо увеличить. Однако увеличение R3 приводит к
уменьшению коэффициента /Сы, что в конечном счете
обусловит ненадежное срабатывание триггера.
Для увеличения коэффициента /Сы и избежания эф-
фекта накопления неосновных носителей необходимо
использовать такой элемент положительной обратной
связи, сопротивление которого было бы практически
равным нулю в активной области эмиттерной характе-
20* 307
ристики двухполюсника 1—2 (рис. 157) и резко возрас-
тало бы при подходе рабочей точки к области насыще-
ния. Таким элементом связи обладает схема триггера,'
представленного на рис. 157. В области отсечки и почти
во всей активной области (рис. 158) имеет место нера-
венство |£|>|£э| и диод открыт. Сопротивление от-
крытого диода мало и коэффициент Ки имеет макси-
мальное значение, определяемое равенством (8.42). В
конце активной области эмиттерной характеристики
|£ | < | U9 [ диод запирается. Сопротивление обратной свя-
Рис. 157. Принципиальная схема
«ненасыщенного» триггера на
точечном триоде.
Рис. 158. Аппроксимированная
эмиттерная характеристика.
зи резко возрастает и становится практически равным
£э, коэффициент Ки резко падает до значения, меньшего
единицы. Таким образом, в триггере (рис. 157) скачко-
образный переход триода из закрытого состояния в от-
крытое происходит при открытом диоде. Лавинный про-
цесс отпирания триода при этом прекращается не из-за
перехода триода в режим насыщения, а из-за запирания
диода и связанного с этим увеличения сопротивления
обратной связи. Обе точки устойчивого состояния рав-
новесия (1 и 3 на рис. 158) теперь оказываются вне об-
ласти насыщения эмиттерной характеристики и эффект
дырочного запоминания исключается вовсе. Частота
переключения триггера при этом может быть резко
повышена до значений, близких к граничной частоте
триода.
308
5. РАСЧЕТ ТРИГГЕРОВ
Рассмотрим порядок расчета приведеньях выше
триггеров.
Исходными данными при расчете триггеров обычно
являются амплитуда импульсов Um и максимальная ча-
стота переключения триггера.
Симметричный триггер с коллекторно-
базовыми связями (рис. 150, а) рассчитывается в
следующем порядке.
1. Производится выбор - напряжения источника кол-
лекторного питания Ек — (1,1 -4- 1,2) Um.
2. Выбираются типы триодов. Они должны иметь
допустимое коллекторное напряжение £к. ДОп > Ек и пре-
дельную частоту усиления по току, в несколько раз
большую заданной частоты переключения.
3. Выбираются сопротивления RK. Для уменьшения-
времени опрокидывания их нужно брать возможно мень-
ше, но так, чтобы выполнялось условие
— <7
р Як. доп»
''к
где 7К. доп—допустимый ток коллектора триода.
Обычно RK = 1 -4-3 ком.
4. Рассчитывается согласно (9.8) величина сопро-
тивления R.
5. Задаются величиной емкости форсирующих кон-
денсаторов С. Она должна иметь величину порядка
200 — 500 пф. При этом следует иметь ввиду, что чем
лучше частотные “свойства триода, тем меньшей должна
быть емкость С.
6. С помощью (9.9) определяется сопротивление
40 (2 ч-3) cy?Fmax — 1 •
7. Рассчитывается с помощью (9.4) величина запира-
ющего напряжения Е&.
Расчет симметричного триггера с авто-
матическим смещением производится в следую-
щем порядке.
1. Определяется напряжение источника коллектор-
ного питания Ек = (1,1 -4- 1,2) Um 4- U3 шах,
где из гаах = (2ч-3)в.
309
2. Производится выбор триодов.
3. Выбираются сопротивления RK и емкости форси-
рующих конденсаторов С.
4. Рассчитываются согласно формуле
^<(2-3)6^
базовые сопротивления.
5. Определяется с помощью (9.10) эмиттерное со-
противление R3.
6. Рассчитываются с помощью (9.11) сопротивления
связи R.
7. Выбирается емкость эмиттерного конденсатора С3.
Особенность расчета ненасыщенного триггера (рис. 152)
заключается в том, что сопротивление R = R' + г рас-
считывается с помощью формулы (9.8) при исключенном
знаке неравенства. Сопротивление R при этом рассчиты-
вается по формуле (9.13) при UK& = — (0,5-=-0,75) в, а
сопротивление R' по формуле (9.14). В качестве фикси-
рующих диодов необходимо использовать точечные диоды
с высокими частотными свойствами и малым сопротив-
лением в открытом состоянии.
Параметры цепей запуска обычно выбираются так,
чтобы постоянная времени CPRP имела величину порядка
одной микросекунды при /?р = 5-=-10 ком. В этом
случае импульсы длительностью больше (2—3) мксек
будут укорачиваться, а с меньшей длительностью будут
передаваться практически без искажения формы. Ампли-
туда запускающих импульсов не должна быть меньшей
нескольких (2—5) в. При этом чем больше длительность
запускающего импульса, тем меньшей может быть его
амплитуда.
Расчет несимметричного триггера с эмит-
терной связью (рис. 155) производится в следующем
порядке.
1. Рассчитывается напряжение источника коллектор-
ного питания Ек = (1,1н-1,2)(7т + U3, где (Л, = (2н-3) в.
2. Производится выбор триодов.
3. Выбираются сопротивления RKl и RK1. Коллектор-
ное сопротивление триода выбирается из условия
Е* < у
ЯК2 + Яэ к'доп’
ЗЮ
где
/?э = (0,3 0,5) ком.
При наличии делителя RXR2 потенциал базы триода
при опрокидывании триггера будет изменяться незна-
чительно. Для обеспечения двух устойчивых состояний
равновесия сопротивление RKl необходимо брать в два-
три раза больше сопротивления /?к,. Обычно Дк, =
= 1 3 ком. ~
4. Выбирается как и в случае симметричного триг-
гера емкость форсирующего конденсатора С.
5. Рассчитывается согласно (9.20) базовое сопротив-
ление
n ^min
№ (2 ч- 3) С *
Обычно
/?б = (7,5-4-15) 103 ом.
6. Рассчитывается эмиттерное сопротивление
Яэ =
Um
R*.
Как правило R3 = (0,1 4-0,5).
7. Определяется согласно (9.19) сопротивление
связи R.
8. Рассчитывается согласно (9.18) сопротивление де-
лителя R2 и с помощью (9.17) сопротивление Rt.
6. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ТРИГГЕРОВ
Пример 1. Рассчитать симметричный триггер с коллекторно-
базовыми связями при амплитуде импульсов Um^> 13 в, частоте
переключения F = 350 кгц и 1°та* = 60°С.
Порядок расчета:
1. Рассчитаем £к = (1,1 -н 1,2) Um = 15 в.
2. Выбираем триоды типа П15.
3. Выбираем RK - R = 2 ком.
4. Рассчитываем сопротивление связи по формуле (9,8)
20-2- 103(15-2- 0,24) ~
15 + 20 - 2 • 0,24 ~ 23,2
Принимаем R = 22 ком.
5. Задаемся С = 200 пф.
311
6. Определяем согласно (9.9)
. О ____________________22 102 3_________ =
6 (4 -4- 5) 200 • 10—12 • 22 • 103 • 350 • 103 — 1
= (3,15-4-9) ком.
Принимаем R6 = 5 ком.
7. Найдем P.6>R6I ко = 0,63 в.
Принимаем Еб = 0,7 в.
Пример 2. Рассчитать при тех же, что и в первом примере,
исходных данных, симметричный триггер с автоматическим смеще-
нием.
Расчет произведем в следующем порядке.
1. Рассчитаем Ек = (1,1 4- 1,2) Um + U3 max = (1,1 -4-1,2) 13 +
+ 3 = 20 в.
2. Выберем триоды типа П14. '
3. Задаемся RK = 2 ком и С = 200 пф.
4. Найдем
о 1___________________________1_____________
6 (2 -4- 3) CFmax (2 -4- 3) 200 10—12 350 • 103 “
= (4,76-4-7,14) ком.
Принимаем R6 = 5 ком.
5. Рассчитаем эмиттерное сопротивление
Wxomax _5- 103 2- 103 - 0,12. 10-’~ '
Э ВК - Лб/кп тах “ 20 - 5.103 • 0,12 • 10-3 ~ 0М-
К U K(J ГПаЛ
Принимаем Ra = 100 ом.
6. Найдем сопротивление связи
р ^б*к [^к + *к) ^КО max]
£к(*б + Яэ«
20 -5 2 10е (20 — 2,1 - 0,12) „о „
~ 20(5 • 103 + 20 • 100) ~ 28,2 К0М"
Принимаем R = 25 ком.
7. Выбираем емкость эмиттерного конденсатора Сэ = 1000 пф.
Пример 4. Рассчитать несимметричный триггер с эмиттерной
связью (рис. 155) при амплитуде импульсов t/m> 17 в; периоде
запускающих импульсов с чередующейся полярностью Т = 5 мксек
и ^х<60°С.
Расчет произведем в следующем порядке.
1. Находим
Ек = (1,1 -4- 1,2) Um + t/8 = 20 в.
2. Выбираем триоды типа П14.
3. Выбираем RK = 2 ком; RK = 5 ком.
4 Выбираем емкость С = 200 пф.
312
5. Находим
о С Т 5 • 10~6
б^(2н-3)С " (2 ч-3) • 200 • 10-12 ~
= (8,3 4-12,5) • 103 ом.
Принимаем R6 = 10 ком.
6. Определим
Ек — Um 20—17
R3 = ~~п~------ 2 • Ю3 ~ 350 ом.
3 Um к> 17 ,
Принимаем R3 = 360 ом.
7. Найдем
р^-ар ^к^к, ^КО тах^К; (^Э +
R < -----------г^б + Лэ?)-----------
15 - 10« (40 - Юз — 0,6 - 2,36-10s)
~ 20 (104 + 5,4-103) ~ 19’5 ком-
Принимаем R = 18 ком.
8. Рассчитаем
$R3RKEK
* Ri > *кА + А, А, + *э> ко так ~
. 15 - 360 • 5 • 103 -20
~ 2 • 103 20 + 15 • 5 • 103 - 2,36 0,12 ~ 8,9 К0М’
Принимаем /?2 = 9,1 ком.
Определяем
' п ^2^К1 16 • 9,1 . 103 - 5 - 10» лс .
R1 ~ 15 • 360 + 9,1 • 103 ~ 46,5 К0М'
Принимаем Ri = 43 ком.
Глава 10
БЛОКИНГ - ГЕНЕРАТОРЫ
1. КРАТКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА И МЕТОД ИССЛЕДОВАНИЯ
БЛОКИНГ - ГЕНЕРАТОРОВ
Блокинг- генератор представляет собой неинвертиру-
ющий усилитель с трансформатором, выход ^которого
замкнут на вход. Блокинг - генератор дает возможность
получить импульсы почти прямоугольной формы с ампли-
тудой, равной напряжению источника коллекторного
питания Ек, а при наличии третьей повышающей обмотки
трансформатора "Могут быть получены импульсы с ампли-
тудой в несколько раз больше Ек.
Скважность импульсов блокинг - генератора можно
изменять в пределах от нескольких единиц до нескольких
сотен, а иногда и тысяч. Минимальная длительность
импульсов в случае применения диффузионных триодов
может быть порядка 1 мксек и несколько меньше.
Полупроводниковый блокинг - генератор может быть
использован как генератор импульсов почти прямоуголь-
ной формы сравнительно большой мощности, как делитель
частоты следования импульсов и как формирователь им-
пульсов, имеющих небольшую (до 2 — 5) скважность.
В последнем случае необходимо предпринять меры по
ограничению максимальных значений токов триода в
импульсе.
Поскольку коэффициент усиления усилителя с транс-
форматором зависит не только от параметров триода и со-
противления нагрузки, но и от коэффициента трансформа-
ции трансформатора, возможно построение блокинг-генера-
314
торой,' в которых плоскостные триоды включены не только
по схеме с общим эмиттером, но и по схеме с общей ба-
зой и с общим коллектором.
В зависимости от схемы включения триода и места
включения времязадающей цепи RC различают несколько
вариантов блокинг-генераторов.
Наибольшие затруднения при иссле-
довании полупроводниковых блокинг-
генераторов обычно возникают при
определении длительности импульса и
длительности его фронта. Ввиду слож-
ности процессов, происходящих при
формировании фронтов импульсов, за-
дача определения их длительностей
может быть решена только приближен-
но. Результаты решения ее поэтому
могут быть использованы только для
качественного анализа влияния различ-
ных параметров схемы и триода на
быстрые процессы. Большой практиче-
ский интерес представляет определение
длительности импульсов /и. Эта задача
при достаточно больших длительно-
стях импульсов может быть решена
следующим образом.
Известно, что при формировании
импульса триод блокинг-генератора
Рис. 159. Импульс-
ные характеристи-
ки плоскостного
триода:
а — коллекторные;
б — базовые.
находится в режиме насыщения, а
представляющая точка — на линии критического режима
импульсных коллекторных характеристик (рис. 159, а).
Изменение управляющего (базового) тока или напряжения
при этом не вызывает изменения коллекторного тока.
По этой причине участок коллектор — эмиттер триода
на время формирования импульса можно заменить актив-
ным сопротивлением гкр, равным величине, рбратной
крутизне линии критического режима.
В это же время представляющая точка находится на
круто восходящем участке одной из базовых характе-
ристик, снятой при минимальном напряжении (Amin на
коллекторе насыщенного триода (рис. 159, б). Напряжение
«кэ при формировании импульса изменяется незначитель-
но, влиянием его на ток базы можно пренебречь, а уча-
сток база — эмиттер триода можно представить в виде
315
последовательно соединенных сопротивления гб и источ-
ника э. д. с., равной напряжению приведения ЕПр
(рис." 159, б). Величина Гб при этом определяется при
|«бэ! < I Епр | как
Схема замещения насыщенного триода типа р — п — р
с общим эмиттером на время формирования импульса
представлена на рис. 160. •
Эффект насыщения и обусловленная им инерционность
триода играет определенную роль при формировании
импульса. Однако при генерировании с
помощью блокинг-генераторов на трио-
дах с fnP > 1 Мгц импульсов с дли-
тельностью, большей пяти-шести мик-
росекунд, влиянием насыщения на про-
цесс формирования импульса можно
пренебречь по следующим причинам.
Во время генерирования импульса ток
Рис 160. Схема за- базы насыщенного триода блокинг-
мещ'ения' насыщен- генератора в' отличие от тока базы
ного триода. мультивибратора уменьшается до зна-
чений, близких к нулю. Формирование
вершины импульса заканчивается в тот момент, когда
ток базы уменьшится настолько, что триод выйдет из
режима насыщения и восстановит свои усилительные
свойства. Если учесть, что время, необходимое для рас-
сасывания накопленных носителей в триоде с /пр > 1 Мгц,
как правило, не больше нескольких микросекунд, можно
утверждать, что при генерировании импульсов с длитель-
ностью, больше 5—6 мксек, с влиянием эффекта на-
сыщения на длительность импульса практически можно
не считаться. И только при длительностях импульсов,
существенно меньших 5 мксек, с влиянием эффекта на-
сыщения нельзя не считаться.
2. БЛОКИНГ - ГЕНЕРАТОР С КОЛЛЕКТОРНО-БАЗОВОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ И БАЗОВЫМ КОНДЕНСАТОРОМ
В блокинг-генераторах с коллекторне - базовой обрат-
ной связью и базовым конденсатором (рис. 161, а) в от-
личие от других вариантов блокинг- генераторов
316
осуществляется положительная обратная связь с коллек-
тора на базу триода, а хронирующий (времязадающий)
конденсатор Се включен в р,епи базы триода. Базовое
сопротивление Re применительно к триодам типа р—п—р
с целью повышения стабильности частоты колебаний
целесообразно включать, как показано на рис. 161, а,
между базой триода и отрицательным полюсом коллектор-
ной батареи. Рассматриваемый генератор по этой причине
называют блокинг - генератором с «отрицательной» базой.
Сопротивление RK в
принципе не необходи-
мо. Его включение целе-
сообразно с точки зре-
ния ограничения макси-
мального значения тока
коллектора при генери-
ровании импульсов со
сравнительно малой
скважностью. При /?к=0
в этом случае мощность,
рассеиваемая коллекто-
ром триода, может ока-
заться достаточно боль-
Рис. 161. Блокинг-генератор с кол-
лекторно-базовой обратной связью и
базовым конденсатором:
а — принципиальная схема; б — временные
б
шой, а температура пе-
реходов триода высокой.
Изменение частоты коле-
баний, например, с по-
МОЩЬЮ переменного СО- диаграммы.
противления Re будет
вызывать заметное изменение рассеиваемой мощности, а,
следовательно, и температуры переходов триода. Послед-
нее будет приводить к изменению параметров триодов,
определяющих длительность импульса. Длительность
импульса с изменением периода колебаний, таким обра-
зом, будет изменяться. Такая связь между длительностью
импульсов и их периодом следования, как правило, не-
желательна.
Включение сопротивления RK величиной в несколько
десятков и сотен омов ограничивает ток iK, облегчает тепло-
вой режим работы триода и делает менее зависимыми
временные параметры импульсов от напряжения источ-
ника питания Ек и от параметров триода. Сопротивление
RK уменьшает ток намагничивания трансформатора, а,
317
рассеиваемая триодом мощность
для ограничения тока можно и
а
Рис. 162. Блокинг-генератор с базо-
вым конденсатором:
а — эквивалентная схема заряда конденса-
тора; б — эквивалентная схема разряда
конденсатора.
от параметров схемы, а во время
следовательно, и послеимпульсный выброс напряжения
на базе и коллекторе триода (рис. 161, б). Кроме того,
на сопротивлении А?к получается импульс почти прямо-
угольной формы без послеимпульсного апериодического
всплеска.
При большой скважности импульсов, когда средняя
шла, сопротивление RK
е включать. В сравни-
тельно мощном блокинг-
генераторе оно вовсе
нежелательно.
Принцип работы по-
лупроводникового бло-
кинг-генератора по су-
ществу не отличается
от принципа работы лам-
пового блокинг-генера-
тора. Особенности ра-
боты полупроводнико-
вого блокинг-генерато-
ра заключаются в том,
что длительность фрон-
тов импульсов в основ-
ном определяются инер-
ционными свойствами
триодов и мало зависят
формирования коротких
импульсов значительную роль может сыграть эффект на-
копления неосновных носителей.
Не останавливаясь на характеристике процессов, про-
исходящих в блокинг-генераторе, перейдем к определению
временных параметров его импульсов.
Длительность импульсов может быть опреде-
лена с помощью эквивалентной схемы блокинг-генератора
(рис. 162, а), составленной с учетом схемы замещения на-
сыщенного триода (рис. 160). При этом предполагается,
что сопротивление Re сравнительно велико и на длитель-
ность импульса влияния не оказывает. Инерционность
триода, паразитные емкости генератора, индуктивность рас-
сеяния трансформатора и потери на вихревые токи в-сер-
дечнике при этом также не учитываются.
Если учтем, что формирование вершины импульса на-
чинается при нулевом напряжении на конденсаторе и при
318
нулевом токе намагничивания трансформатора, то, анали-
зируя процессы в схеме рис. 162, а, получим следующее
уравнение в операторной форме:
., . P2ZmCE^ pCRE
p*LmC(r + R) + p(Lm+CrR) + R ’
где
Е'к = Ек — Е-, Е = Е^/^, С = ?2Сб-,
г = гб/9S R = Гкр + Rk', ? = — .
< Определение длительности импульса целесообразно
связывать с законом изменения базового тока i6 = i/q
потому, что последний при формировании вершины им-
пульса изменяется достаточно быстро. Неточность опре-
деления величины базового тока Zemin, при котором за-
канчивается формирование вершины импульса, при этом
обусловливает незначительную ошибку в определении
длительности импульса.
Процесс формирования вершины импульса в зависи-
мости от параметров схемы рис. 162, а может быть как
апериодическим, так и колебательным. При апериоди-
ческом характере процессов оригинал тока i
имеет вид
i = 5_к„ —— (ne~nt — me~mt) —
г + R п — m ' '
_____ЕЕ_____1 mt ____—nt\
Lm (r+R)n—m ' h
(10.2)
где _______ _________________
m= 8 — /а2 —ш2»; n = 8-f-_ ш2.
n? _ Cr R _ 2__ R________
LmC(r+R)’ 0)0 LmC(r+R)'
При получении, плоской вершины импульса на третьей
(нагрузочной) обмотке трансформатора индуктивность
намагничивания Ьт берут сравнительно большой величины.
В этом случае обычно выполняется условие 82<о>§, так
что п т и с учетом (10.1) выражение (10.2) можно
записать следующим образом:
i =
' Е'к
r + R

Ек * Е mt
Ра ’
(10.3)
319
где'
р2 = » г • R.
Если учесть, что при т < п е~'"*и:^1, а напряжение
приведения Епр много меньше Ек, из (10.3) получим сле-
дующее выражение для длительности импульса
_JK +е —
(Ю.4)
р2--h min
где
•1/=_2_____ , r-R . R '
С (г4-/?) Lm(r+R) Lm-\-CrR
•
В том случае, когда выполняются неравенства RK
> гкр и EKRK </7б min р2 длительность импульса практи-
чески не зависит от величин Ек, гкр, гб, 76min и опреде-
ляется с помощью формулы
7и~СЯк1п(1+-Q. (10.5)
При колебательном характере процессов фор-
мирования вершины импульса
Ек e-6t
1 = 7+4 C^Cos + ?)• <10-6)
где
28 = с(^4)-’ =
^=Lmc%+R)’ ? = arctgVm.
В этом случае индуктивность намагничивания транс-
форматора может быть настолько малой, что будет вы-
полняться неравенство о>о )$> §2- Тогда е-5(и 1 и
• д(г + Л)/6min cosep
arc cos -----=-----------и
JC 1
7И ---------------. (10.7)
Накойец, в том случае, когда выполняется неравенство
7 (Г + 7?) 7б min £к,
= (Ю.8)
320
Формулы (10.5) и (10.8) отличны тем, что, применяя их,
можно рассчитать блокинг-генератор, длительность им-
пульса которого практически мало зависит от напряжения „
источника питания £к и параметров триода, определяющих
ВеЛИЧИНЫ Гкр, Гб, /б min-
Ошибка в расчете длительности импульса согласно
(10.5) и (10.8) не выходит за пределы разброса парамет-
ров деталей и триодов.
При определении периода колебаний будем иметь в виду,
что скважность импульсов блокинг - генератора, рабо-
тающего в режиме авто-
колебаний, имеет порядок
нескольких десятков, а
иногда и сотен и поэтому
период следования импуль-
сов Т можно считать рав-
ным времени разряда кон-
денсатора.
Анализ процесса раз-
ряда конденсатора с по-
мощью эквивалентной схе-
мы (рис. 162, б) дает сле-
дующее выражение для
периода колебаний
Рис. 163. Форма импулйса базо-
вого тока:
а — при апериодическом заряде кондеи
сатора; б — при колебательном заряде
конденсатора.
Т = CqRq In +
Uc 1
*б'ко + £б/’
(10.9)
где Uс — максимальное напряжение на конденсаторе, ко-
торое достаточно точно можно определить, считая, что
импульс базового тока, с помощью которого осуществляет-
ся заряд конденсатора, в случае апериодического харак-
тера процессов формирования вершины импульса, имеет
треугольную форму (рис. 163, а). Тогда
Uc =
2Сб ~2qC6 (r + R)’
(10.10)
Поскольку минимальный базовый ток, при котором
заканчивается формирование вершины импульса, отличает-
ся от нуля, расчет по формуле (10.10) дает, как пра-
вило, заниженные на (15 — 20) % результаты.
При колебательном характере процесса формирования
импульса базового тока будем считать его чисто косинусо-
21 1640
321
идальным (рис. 163, б). В этом случае
Uс = J i6dt = g- /б cos <»tdt =
о о
2^к • *u
тс • 9 .сб (г+/?)' •
(10.11)
Расчет по формуле (10.11) дает завышенные на
(10 — 15)% результаты. Объясняется это тем, что вели-
чина базового тока из-за наличия затухания уменьшается
быстрее, чем по закону косинуса.
При выводе формулы (10.9) предполагается, что разряд
прекращается при нулевом напряжении на конденсаторе.
Для блокинг- генератора с нулевой базой формула
(10.9) приводится к виду
Т = СбЯб1п(1 +р^-). (Ю.12)
Из сравнения формул (10.9) и (10.12) видим, что
Влияние температурного тока /Ко на период колебаний
блокинг - генератора с отрицательным смещением будет
меньшим, чем в случае блокинг - генератора с нулевым
смещением. Влияние тока, /Ко на величину Т будет тем
меньшим, чем меньше базовое сопротивление R6 и чем
больше напряжение Е6. Поэтому обычно Е6 = Ек. По-
скольку величины /?б и Е6 связаны, формулу (10.9) при-
ведем к следующему виду:
Г Uc 1
Т = С^1п[1 + е>(|+%д/|?]. (10.13)
где
Таким образом) температурная нестабильность триода
колебаний тем меньше, чем сильнее неравенство 1ц^1к0.
Увеличение тока Ir при данном Е6 связано с умень-
шением сопротивления R6. Для того, чтобы исключить
влияние сопротивления R6 на длительность импульса,
следует выполнять неравенство
/?б > R + г. При г 4- R = 300-г-500 ом~,
базовое сопротивление R6 должно быть не меньше
(3 — 5) ком.
322
Здесь целесообразно остановиться на сравнении с точ-
ки зрения стабильности частрты колебаний лампового
блокинг-генератора с положительным смещением и полу-
проводникового блокинг-генератора с отрицательным (для
триода типа р — п — р) смещением. Известно, что частота
колебаний лампового блокинг-генератора с положитель-
ным смещением меньше зависит от величины напряжения
запирания лампы, чем в блокинг-генераторе с нулевым
смещением. В случае полупроводникового блокинг-гене-
ратора напряжение отсечки триода практически равно
нулю, мало подвержено изменениям и поэтому заметно
не сказывается на частоте колебаний. Нестабильность
периода колебаний полупроводникового блокинг-генера-
тора определяется в основном величиной напряжения,
до которого конденсатор при разряде стремится переза-
рядиться. В случае блокинг-генератора с нулевой базой
это напряжение равно /?б/ко и сильно зависит от темпе-
ратуры. При «отрицательной» базе оно равно Ев + RcIko-
Когда напряжение источника питания ЕК = ЕЪ стабильно
и выполняется неравенство Ек > R&I ко> частота колебаний
полупроводникового блокинг-генератора с отрицательным
смещением от температуры практически зависеть не будет.
В мощном блокинг-генераторе, работающем с большой
скважностью импульсов, включение сопротивления RK в
цепь коллектора нежелательно. В этом случае характер
процесса формирования импульса будет апериодическим,
а длительность и период следования импульсов будут
определяться согласно (10.4), (10.9) и (10.10) при RK=0.
и Екгкр min с помощью формул
Г = Сб/?б1п(1+^Т^7То)’
где
i/t = 1____1__Г’Гкр_______ClSE_•
£ (гкр + г) Lm (г + гкр) Lm + Cr гкр
U = Ек' *и
С 2qC6 (гкр + г) •
Перейдем к определению условий самовозбуж-
дения блокинг-генератора с коллекторно-
базовой обратной связью (рис. 163, а).
21*
323
допущениях
‘б
Рис. 164. Схема усилителя
блокинг-генератора.
—о
Анализ условий возникновения скачков (лавинных
процессов) в блокинг-генераторе с учетом инерционности
триода и паразитных параметров схемы представляет
сложную задачу.
Получим условия возникновения лавинных процессов
при разрывной трактовке в предположении, что емкость
конденсатора Сб->оо, индуктивность намагничивания
трансформатора Ьт->- со, индуктивность рассеяния транс-
форматора пренебрежимо мала. Инерционностью триода
в этом случае также пренебрежем. Если учесть, что при
блокинг-генератор представляет
собой релаксационный генера-
тор с емкостью, то условия воз-
никновения скачков будут, оче-
видно, выполняться в том слу-
чае, когда коэффициент уси-
ления при разомкнутой цепи
обратной связи 7<н>1. Выра-
зим величину этого коэффициен-
та через параметры схемы и
триода. Для этого воспользуемся
схемой блокинг-генератора при
разомкнутой цепи обратной
связи (рис. 164). Статические
свойства плоскостного триода опишем следующими дву-
мя уравнениями, составленными с учетом принятых на
рис. 164 обозначений:
1б = —gu6 + йобрИк’,
С = *5q^6 — ЦК//?Л
Согласно принятым на рис. -164 обозначениям при
RK = 0 имеем
Ивых = R?J-r — —ДбЦ 4~ Role,
где
; .. “вых .
*2 — ^к/Q, Uk----->
= йЩвых 4" бобрик
— ток базы при разомкнутой цепи обратной связи, опре-
деляемый согласно (10.14) при «б = «вых- После подста-
новки в выражение
(10.14)
324
входящих в него величин при учете неравенств
Яб » q/goep, q » 1 /gRi
получим следующее условие скачков в блокинг-генера-
торе:
^ = ^ = т^-а>ч, <10-15)
где р (а) — коэффициент усиления триода с общим эмит-
тером (с общей базой) по току.
Максимальное значение коэффициент усиления в
цепи обратной связи имеет при
?oPt VWgRi~ 0,2ч-0,5.
3. БЛОКИНГ ГЕНЕРАТОР С КОЛЛЕКТОРНО-БАЗОВОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ И ЭМИТТЕРНЫМ КОНДЕНСАТОРОМ
В блокинг-генераторе с коллекторно-базовой положи-
тельной обратной связью, осуществляемой с помощью
трансформатора, времязадающий конденсатор и разряд-
ное сопротивление могут включаться в цепь эмиттера
триода (рис. 165, а). Для увеличения стабильности частоты
колебаний разрядное эмиттерное сопротивление целесооб-
разно включать между эмиттером триода и положитель-
ным полюсом эмиттерной батареи Еэ.
Определим длительность импульса, генери-
руемого этим блокинг-генератором.
Эквивалентная схема блокинг-генер'атора (рис. 165, а)
для стадии формирования импульса с учетом схемы за-
мещения триода (рис. 162) представлена на рис. 166, а.
Если учесть, что сопротивление R3 достаточно велико
и на длительность импульса не влияет, а Епр Ек, то
после пересчета емкости эмиттерного конденсатора в кол-
лекторную и базовую цепи, от рис. 166,а последова-
тельно перейдем к рис. 166, б и 166, в.
Здесь
, 1 /к(р) + /6(р). 7, , 1 гк(Р) + /б(Р)
Z^=W. ;
2К (р) = ZK (р) R; R = RK zKp; Zc (р) =----------------------------------
I = qis',
325
Рис. 166. Эквивалентные схемы блокинг-генератора
с эмиттерным конденсатором:
а—при насыщенном триоде; б — пересчитанной емкостью эмиттерного
конденсатора; в — с приведенными к первичной обмотке
трансформатора параметрами.
Рис. 165. Блокинг-геиератор с коллекторно-базовой
обратной связью и эмиттерным конденсатором:
а — принципиальная схема; б — временные диаграммы.
326
q — коэффициент трансформации напряжения из кол-
лекторной обмотки в базовую;
i (р)—операторное изображение соответствующего тока;
Z(p) — операторные сопротивления, на рис 166 с целью
упрощения показанные без оператора р.
При этом имеется в виду, что начальное напряжение
на конденсаторе Сэ практически равно нулю.
Анализ процессов в схеме рис. 166, в дает
i (р} = _Ч_ -Р2___________Ь____________1_
г + R р* + 26р + 4LmCs (r + R) рг + 2Ър + ’
(10.16)
где
28 = 1 + 2<7 + . г R . 2_______g2r + R
q2C3(r + R)' Lm(r+ R)’ о “ q2LmC3(r + R) '
В зависимости от соотношения между величинами 82
и w2 характер процессов при формировании импульса мо-
жет быть апериодическим или колебательным. Так, при
сравнительно большой индуктивности намагничивания L,n
трансформатора характер процессов будет апериодиче-
ским. При сравнительно небольшой величине Lm процес-
сы будут колебательными. Рассмотрим случаи, когда
со® >В2 и о>„< В2,
Имея в виду апериодический характер про-
цесса формирования импульса и переходя от оператор-
ного изображения к оригиналу, из (10.16) получим
i = ЧЧ — (пе~п‘ - ---
г + R а — т ' (r + R)
1 (e~mt
~~ п — т\т а /I'
_1_
(О2
u О
(10.17)
Здесь _________ .
т = ,В — jZo2 — u>2; п — В -ф J/"B2 — и>2.
При выполнении неравенства В2 имеем
со? 1 4- 2о -к б?а
т = й^га = 22_28; п — т = 2й = (г + R) • _
(10.18)
327
Тогда согласно (10.16), (10.17) и (10.18) и с учетом
равенства e~mtu ж 1 получим
i {/} = Ек п (,-м — т Ек =
' ' г + R п — т п — т г + R
_ Ек (\+2q + q*)*Lm-(q*r + R)q*C3(r + R)
~ r+ R (1 + 2q + q2)2 Lm— 2 (q2r R) q-C.3(r + R)6
EK (q2r + R)q2C3(r + R)
r + R (1 + 2? + ^) Lm-2(q*r + R) q“C3(r+'R) ’
(10.19)
Для того чтобы длительность импульса мало зави-
села от напряжения источника питания Ек и параметров
триода, необходимо, чтобы второе слагаемое выражения
(10.19) было много больше величины qlf,min (/б min— ми-
нимальный базовый ток, при котором заканчивается фор-
мирование импульса) и выполнялись неравенства RK^>rKP;
RK^>r. В этом случае из (10.19) получим
/а = 1 inP1+2^-+±a2V_ 11 (1020)
п L ягЕ2к J
где
1 _ 1 + 2q + RK
п q*C3RK Lm (1 + 2q + <72) + rRKq*C3 ’
При 82><о2 выполняется неравенство Lm(\4-2<74-с72)2>
<72Сэ/?к- Поэтому
1 1 + 2? + 92
п 42E3Rk
При со2 > В2, RK »г на основании (10.16) получим
Е
i = е~ы sin (ср — <о/) —
/?к “ 'т
яЕтС3И
— ie’SZsin ('р
Ек -Г1 —
к L“2
•" о
(10.21)
где
1 + 2q + Q2 . 2 о t аз 1
2’“-vc^r-’“>«=",+S2=«x;:
. О)
<Р = arc tg г
328
Если учесть, что при <о®^>82 <р^л/2; <о^ш0; В/и<^1,то
из (10.21) можно получить
arc cos
t
?£к + ?/б min^K
(1 + Я) Ек
И
Практически выполняется неравенство Ек 1б
поэтому в случае колебательного характера
процесса формирования, длительность импульса можно
определять с помощью формулы
я
arc cos
/и =----(10.22) *
Для определения периода колеба-
ний блокинг-генератора (рис. 165, а) рИс. 167. Эквивалент-
воспользуемся эквивалентной схемой ная схема разряда
разряда эмиттерного конденсатора Сэ конденсатора.
(рис. 167). Согласно этому рисунку
напряжение иэ на конденсаторе при его разряде изме-
няется по закону
иэ = — Е3 — 7?э7эо + (£э + эо + U3) в э,
(10.23)
где U3 — максимальное напряжение на эмиттерном кон-
денсаторе;
/эо — обратный (температурный) ток эмиттера, опре-
деляемый согласно (7.21).
Если учтем, что период колебаний Т блокинг-генера-
тора практически равен времени разряда конденсатора,
который заканчивается при иэ~0 из (10.23) получим
Т = С& In (1 + Р ). (10.24)
\ ‘-'Э 1“ Э0'
Максимальное напряжение на конденсаторе прибли-
женно можно определить, приняв следующие допущения:
а) напряжения на участках коллектор—эмиттер и ба-
за—эмиттер в момент окончания импульса равны нулю;
б) ток намагничивания трансформатора к моменту
окончания импульса имеет величину, много меньше тока
коллектора триода, поэтому выполняются равенства iK ~
329
^qi6\ Ure ~ qUrK = U3, где С7Тб и UiK — напряжения на
базовой и коллекторных обмотках трансформатора соот-
ветственно.
В этом случае имеем
I/, = ?(£к~^кот1п), (1 о.25)
где /к min — минимальный ток коллектора триода в момент
окончания импульса.
Точное определение величины /Ктш в общем виде
связано с громоздкими алгебраическими выкладками
и приводит к неудобному для практических применений
выражению. С приемлемой для инженерной практики
точностью величину /кт1п можно определить, приняв во
внимание, что *7?к/кт1П~ (0,25-4-0,3) Ек. Тогда согласно
(10.25) получим ’
В мощном блокинг-генераторе с большой скважностью
импульсов включение сопротивления RK нежелательно.
В этом случае характер процесса формирования им-
пульса будет апериодическим, а длительность импульса
и период колебаний блокинг-генератора определяются
согласно (10, 19), (10, 24) и (10, 25) при RK = 0 и
EKq*C3 (q*r + гкр) ,
(1 + 2? + <72)2 Lm - 2q*C3 (q*r + гкр) (г + гкр) > ql6 гаш
с помощью формул
t -'-Г (\+2q + q*)*Lm
И [ <72Сэ (г + Гкр) (Гкр +
\
1 ’>
где
т - п - 26 26 ’ “ 1 + q •
Анализ формул (10.20), (10.22), (10.24) и
ментальные исследования показывают, что с
блокинг-генераторов с коллекторно-базовой
связью и с эмиттерными хронирующими конденсаторами
при коэффициентах трансформации, отличающихся от
экспери-
помощью
обратной
330
единицы, можно получить импульсы малой длительности
и сравнительно стабильной в диапазоне температур час-
тоты колебаний. Объясняется это следующим. Извест-
но, что из-за существенного влияния конечной скорости
движения неосновных носителей заряда, лавинные про-
цессы в блокинг-генераторе возникают только при опре-
деленной величине емкости хронирующего конденсатора
Сэ. Длительность же импульса пропорциональна этой
емкости. Уменьшить длительность импульса, следова-
тельно, можно путем увеличения тока заряда конденса-
тора. Для этой цели конденсатор необходимо включать
не в цепь базы, а в цепь эмиттера триода, и коэффи-
циент трансформации делать возможно меньшим. По
этой причине для получения коротких импульсов необ-
ходимо, в отличие от схемы блокинг-генератора на три-
оде с общим эмиттером (рис. 161, а), использовать бло-
кинг-генераторы с эмиттерным конденсатором.
Вместе с этим применение блокинг-генераторов с эмит-
терным конденсатором дает выигрыш и с точки зрения
температурной стабильности частоты колебаний. Объяс-
няется это, во-первых, тем, что для получения импуль-
сов заданной длительности эмиттерные емкости блокинг-
генераторов получаются больше емкостей базовых. При
заданном периоде колебаний эмиттерные разрядные со-
противления по этой причине оказываются меньше ба-
зовых. Влияние конечной проводимости эмиттерного пе-
рехода закрытого триода на процесс разряда эмиттер-
ного конденсатора при меньшем разрядном сопротивле-
нии существенно уменьшается. Во-вторых, обратный
эмиттерный ток закрытого триода /Эо составляет только
небольшую (0,1—0,12) часть обратного базового тока
и его влияние на процесс разряда эмиттерного конден-
сатора меньше влияния базового тока на разряд базового
конденсатора.
Наряду с отмеченными выше достоинствами бло-
кинг-генератор с коллекторно-базовой обратной связью
имеет недостаток, который заключается в том, что на
вершине импульса на коллекторе напряжение не по-
стоянно, а изменяется по закону, практически совпада-
ющему с законом заряда эмиттерного конденсатора
(рис. 165, 6). Однако при малых длительностях импуль-
сов этот недостаток не является существенным.
331
4. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР С КОЛЛЕКТОРНО-ЭМИТТЕРНОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ И С ЭМИТТЕРНЫМ КОНДЕНСАТОРОМ
В блокинг-генераторе с коллекторно-эмиттерной об-
ратной связью (рис. 168, а) положительная обратная
?вязь осуществляется между коллектором и эмиттером
гриода, включенного по схеме с общей базой. Ввиду
того, что коэффициент усиления <х триода с общей базой
ных процессов в данном
С
то току меньше единицы, условие возникновения лавин-
[нг-генераторе при разрыв-
ной трактовке отличается
от условия р > д, справед-
ливого для обоих рассмо-
тренных ранее блокинг-
генераторов. В данном слу-
чае условие возникновения
скачков дается неравен-
ством
а > 9 или > q,
где
а б
Рис. 168. Блокинг-генератор с кол-
лекторно-эмиттерной связью и с
эмиттерным конденсатором:
а — принципиальная схема; б — экви-
валентная схема.
Блокинг-генератор с
коллекторно - эмиттерной
положительной обратной
связью, следовательно, работоспособен только при коэффи-
циенте трансформации q < а.
Вместе с этим блокинг-генератор с коллекторно-эмит-
терной обратной связью (рис. 168, а) имеет те же, что
и блокинг-генератор с коллекторно-базовой обратной
связью (рис. 165, а), достоинства. Вершина импульса на-
пряжения на коллекторе триода рассматриваемого бло-
кинг-генератора плоская.
Выражение для длительности импульса блокинг-гене-
ратора найдем с помощью эквивалентной схемы
(рис. 168, б).
Здесь приняты следующие обозначения:
Гкб — сопротивление участка коллектор—база насыщенного
триода с общей базой;
гэ6 — сопротивление участка эмиттер—база насыщенного
триода.
332
Анализ этой схемы приводит к выражению для тока
i в операторной форме, аналогичному (10.1):
i (Р) = -----------г > (10.27)
r + R p2 + 2Sp + a/ 7
где
ng __ Ет CrR 2 ___________ R .
~ LmC (г + R) ’ шо- LmC(r + R) ’
i - qi3; C = q2C3, 7? = 7?K -j- rK6; r = -~f •
При апериодическом характере процессов формиро-
вания импульса из (10.27)
i = —(ne~nt — (10.28)
г + R п— т'- ' ' '
где ______ __________________
т = 3 — — <%; п = 8 4- l^S2 — w2.
2 2
л 0>Л
При 82 > ш0 m sx—< «^28 ——
и выражение (10.28) можно дать в следующей форме:
' ' = + <10-29>
где
р’=^. . .
Если учесть, что при т<£п e~mtu^l из (10.29) по-
лучим
Ек W
/и = т 1п -^+—р~, * (10.30)
' min
где
1 = Пх=_!_______ ___________........ .
г С (г + R) Lm (г + R) Lm + CrR ’
A>min—‘Минимальный ток эмиттера в момент окончания
вершины импульса.
Если выполнить неравенства RK г, гкб и EKRK >
Р2<7^э min, длительность импульса будет мало зависеть
от величины Ек и параметров триода, так как в этом
333
случае она согласно (10.30) будет определяться формулой
Р2 4-
,и = х1пр—L_K, (ю.31)
К к
где
7 = 1 , г_____________RK
т Ет Lm-\-CrRK
При колебательном характере процессов формирова-
ния импульса, когда RK > /-Кб, Гэб
» = /?Klos y e~5i cos • (10-32)
где
28 = ^с; °>2 = °>о-82; °>о= ? = arctg|-
Когда индуктивность Lm намагничивания трансфор-
матора сравнительно мала и выполняется неравенство
<o2o»S2 (е-8(и~1), из (10.32) получим
Для того чтобы длительность импульса мало зави-
села от напряжения Ек и параметров триода, необхо-
димо выполнить условие qRKI3min < Ек.
В этом случае
/„ = 1ZZ (Ю.34)
Эквивалентная схема разряда эмиттерного конденса-
тора аналогична схеме рис. 167.
Период колебаний блокинг-генератора, как и в пре-
дыдущем случае, определяется согласно формуле
Т = C3Ra In (1 + g Л . (10.35)
Максимальное напряжение U3 на конденсаторе в этом
случае определяется приближенным выражением
U3 = q (Ек - RKIK wln) q (0,7 - 0,75) £к, (10.36)
где Iк min — минимальное значение тока коллектора в мо-
мент окончания импульса.
334
В мощном блокинг-генераторе с большой скважностью
импульсов сопротивление /?к нежелательно. В этом слу-
чае характер процесса формирования импульса будет
апериодическим, а длительность и период следования
импульсов согласно (10.30), (10.35) и (10.36) определяют-
ся при /?к = 0 И ЕкГкб qls minp2 с помощью формул
/и = т In
Р2 "Ь ^кб (гкб "Ь г)
гкб (гкб "Ь г)
Т = Сэ/?э In
(10.37)
(10.38)
Ез + ^э^эо/
где
т П С (г + гк6)
, г • гкб
Lm (г + Гкб)
U3 S qEK.
Гкб * t
Lm~hEr гкб
Заторможенный режим работы рассмотренных бло-
кинг-генераторов можно получить, включив в цепь эмит-
тера или базы источник запирающего напряжения соот-
ветствующей полярности.
5. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР С ЛИНИЕЙ ЗАДЕРЖКИ
Для получения импульсов, длительность которых не
зависит от температуры, режима работы и параметров
триода, необходимо использовать блокинг-генератор с
линией задержки (рис. 169).
Принцип работы этого блокинг-генератора по суще-
ству ничем не отличается от принципа работы аналогич-
ного лампового блокинг-генератора. Известно, что дли-
тельность импульса этого блокинг-генератора равна
двойному времени пробега волн вдоль отрезка длинной
линии. Определим параметры линии, при которых дли-
тельность импульса будет определяться параметрами от-
резка длинной линии. Эквивалентная схема блокинг-ге-
нератора для стадии формирования импульса при /?к »
> ГкР, Гб будет иметь представленный на рис. 170, а вид.
Здесь отрезок линии, разомкнутый на конце, представ-
лен в виде сопротивления р', где
р' = £;
р — волновое
сопротивление линии. Эта схема справедлива до момента
прихода отраженной волны ко входу линии. Рассмотрим
процесс формирования импульса.
335
В момент окончания фронта импульса вдоль линии
начнет распространяться падающая волна напряжения
Упад^кЛ?- (Ю.ЭЭ)
“Г К
По мере движения этой волны напряжение на входе
линии из-за наличия индуктивности Lm будет умень-
шаться согласно следующему
закону:
Ил —- ^пад
где
Рис. 169. Принципиальная схе-
ма блокинг-генератора с линией
задержки.
Рис. 170. Блокинг-генератор
с линией задержки:
а — эквивалентная схема заряда
линии задержки; б — эквива-
лентная схема блокинг-генера-
тора в момент окончания заряда
линии задержки.
р
8 : ; R.
Ltn
, Р' • ^в
экв “ р' + RK '
Ток намагничивания будет возрастать по закону
F
(10.40)
В момент, предшествующий приходу отраженной волны
ко входу линии, будем иметь:
— Uл = U лад & $*•>
Е
= = (10.41)
Rr
336
где
I — длина отрезка линии;
v — скорость распространения волны напряжения вдоль
линии.
В момент прихода отраженной волны ко входу ли-
нии, в результате вторичного отражения, напряжение
на входе линии будет равно ч
ил = t/пад (e-S(o + 1 + k), (10.42)
где
*к-Р'
«к + Р'
коэффициент отражения по напряже-
k =
нию.
Теперь в эквивалентной схеме блокинг-генератора
для стадии формирования импульса (рис. 170, б) отре-
зок линии представлен в виде сопротивления р', после-
довательно включенного с источником э. д. с. U л. Для
этой схемы можно составить следующее уравнение:
{RK+?')i-EK + RJL + U„ = Q. (10.43)
Если в момент прихода отраженной волны ко входу
линии ток i = qif> согласно (10.43) будет равным нулю
или меньше нуля, триод выйдет из режима насыщения,
произойдет обратный блокинг-процесс и длительность
импульса блокинг-генератора будет определяться по
формуле
t* = t0 = у • (10.44)
Таким образом, длительность импульса будет опреде-
ляться с помощью (10.44) в том случае, когда согласно
(10.43) будет выполнено условие
Кк + р'
откуда с помощью (10.41) и (10.42) получим
(Ю-45)
,хк ~ г
22 1640
337
Неравенство (10.45) можно заменить неравенством
(Ю.46)
Кк ' Г
вплоть до 8/и^0,77, так как е-0-77 = 2 (1 —.0,77).
Наконец, из (10.46) получим
, L
" Р (10.47)
При 8/и > 0,77 неравенство (10.47) необходимо усилить.
Практически 8/и ^0,5 -4-0,7 и поэтому при определении
р' можно пользоваться, выражением
L
= (Ю.48)
*и
Рис-. 171. Искусственная
линия задержки.
где т — коэффициент запаса, равный 1,25 — 1,35.
Для того чтобы к моменту прихода отраженной
волны ко входу линии ток базы не уменьшался до вели-
чины, при которой происходит
обратный блокинг-процесс, не-
обходимо согласно (10.40) вы-
полнить неравенство
. 0,5 = 0,7
8 < —-t----, откуда с учетом
(10.48) получим
Ът> (1 Н- 1,5)./н/?к1^А-
(10.49)
Практически вместо отрезка длинной линии необходимо
использовать цепочную искусственную линию, состоящую
из 2 — 4 Г-образных звеньев LC (рис. 171). В этом случае
tu = 2K^LC- ____________-_____ L = (10.50)
где К— число Г-образных звеньев;
L и С — индуктивность и емкость звена соответственно.
В течение интервала между импульсами линия будет
разряжаться практически как конденсатор с суммарной
емкостью
Со = КС.
338
так как всегда выполняется неравенство /?$ р. Тогда
период следования импульсов
/ \
Т = 7<С/?б1п 1 + £ -п, .
\ С к + Кб' КО /
в. РАСЧЕТ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ
Расчет блокинг-генераторов производится обычно при
заданных длительности /и. периоде следования Т и амп-
литуде импульсов Um в следующем порядке.
1. Производится выбор схемы блокинг-генератора. При
этом следует иметь ввиду, что блокинг-генератор с кол-
лекторно-базовой обратной связью и базовым конденса-
тором (рис. 1р1,а) имеет сравнительно низкую стабиль-
ность частоты колебаний, зато удовлетворительно рабо-
тает при <7=1, что с точки зрения конструкции
трансформатора является достоинством, и генерирует
импульсы на коллекторе с плоской вершиной. Блокинг-
генератор с коллекторно-базовой обратной связью и с
эмиттерным конденсатором (рис. 16^дг) генерирует срав-
нительно стабильные по частоте следования импульсы,
работает при q = 1, позволяет получать импульсы срав-
нительно малой длительности, однако, генерирует им-
йульсы на коллекторе, по форме отличные от прямоуголь-
ных (рис. 165, б).
Блокинг-генератор с коллекторно-эмиттерной обратной
связью и эмиттерным конденсатором (рис. 168, а) имеет
достоинства, присущие предыдущему блокинг-генератору,
генерирует импульсы на коллекторе с плоской вершиной,
однако работоспособен только при q < а (практически
при q < 0,5).
2. Производится выбор коэффициента трансформации,
который, хотя и незначительно, влияет на длительность
фронта импульса, на величину емкости хронирующего
конденсатора, разрядного сопротивления и максимального
напряжения на конденсаторе. Длительность фронта им-
пульса оказывается минимальной при максимальном коэф-
фициенте усиления К и. в цепи положительной обратной
связи блокинг-генератора. Максимум коэффициента
имеет место при согласовании выходного сопротивления
триода с входным, когда, в случае блокинг-генераторов
с коллекторно-базовой обратной связью, коэффициент
22*
339
трансформации имеет 'величину порядка <7 = 0„2— 0,3.
В случае блокинг-генератора с коллекторно-эмиттерной
связью оптимальный с точки зрёния длительности фрон-
та импульса коэффициент трансформации имеет величину,
меньшую 0,1 —0,2.
В том случае, когда блокинг-генератор используется
как делитель частоты следования импульсов, необходимо
добиваться максимальной величины положительного ба-
зового напряжения закрытого триода, равного максималь-
ному значению напряжения на конденсаторе. Во всех
случаях максимум напряжения на хронирующем конденса-
торе тем больше, чем больше коэффициент трансформации.
Для уменьшения температурной нестабильности пе-
риода колебаний коэффициент трансформации желательно
уменьшать. При меньшем коэффициенте трансформации
требуется большая емкость хронирующего конденсатора,
а при заданном периоде колебаний разрядное сопротив-
ление при большей емкости хронирующего конденсатора
будет меньшим. Чем меньше разрядное сопротивление,
тем меньшим будет влияние температурных токов пере-
ходов закрытого триода на период колебаний.
Наконец, с точки зрения конструктивной желательно
иметь коэффициент трансформации, равный единице.
3. Выбирается тип триода и напряжение источника £к.
Триод должен иметь допустимое напряжение на коллек-
торе Ек.доп (1,1 -г-1,2) Um = Ек. В случае блокинг-гене-
ратора с базовым конденсатором напряжение на участке
коллектор—база закрытого триода за счет напряжения за-
ряженного базового конденсатора может иметь величину
порядка (1,5 — 1,75) Ек. Поэтому при выборе триода для
этого блокинг-генератора необходимо выполнить условие
Ек. доп >(1,5 ч- 1,75) Ек = (1,6 ч-1,8) Um.
Частотные свойства триода должны быть тем лучши-
ми, чем меньшую длительность импульса необходимо по-
лучить. При этом следует иметь ввиду, что, применяя
триоды с fnp 17Игц, можно получить импульсы с мини-
мальной длительностью до 1 мксек.
4. Производится выбор характера процессов формиро-
вания импульса. Колебательный характер процесса фор-
мирования вершины импульса представляет большой прак-
тический интерес потому, что он обеспечивается транс-
форматором С малой индуктивностью намагничивания Lm
340
и, следовательно, с малым числом витков. Недостаток его
заключается в том, что при его использовании нельзя
получить импульс прямоугольной формы на третьей (на-
грузочной) обмотке трансформатора. Колебательный ха-
рактер процессов нежелателен также с точки зрения
энергетической. Апериодический характер процессов позво-
ляет получить на обмотках трансформатора импульсы
с плоской вершиной, но требует применения трансформа-
тора со сравнительно большой индуктивностью намагни-
чивания.
5. Выбирается сопротивление 7?к. Оно дает возмож-
ность облегчить тепловой режим работы триода, делает
временные параметры импульсов мало зависящими от па-
раметров триода. При малых сопротивлениях ₽к сущест-
венное влияние на длительность и период следования
импульсов оказывают параметры триода, ухудшается теп-
ловой режим работы его.
При больших 7?к ухудшается фронт импульса на
коллекторе, уменьшается из-за температурного коллектор-
ного тока закрытого триода амплитуда импульса. Во
всяком случае сопротивление А?к должно ограничивать
коллекторный ток в импульсе на уровне, соответствующем
паспортным данным триода для режима переключения.
СО2
6. Задаются величиной отношения при колебатель-
ь2
ном характере и — при апериодическом характере про-
“о
цессов формирования вершины импульса. Эти отношения
в обоих случаях должны иметь величину порядка 5—10.
СО2
Чем больше величина отношения — в первом случае, тем
меньшей будет индуктивность намагничивания трансфер-
та
матора. Во' втором случае отношение — требуется брать
<и2
тем большим, чем более плоской должна быть вершина
~ а2
импульса на коллекторе. Однако увеличение — приво-
де
дит к увеличению индуктивности намагничивания.
а>2 §3
При выборе величины отношений и — следует еле-
% .
дить также за тем, чтобы выполнялись условия, при ко-
341
торых длительность импульса практически не зависит
от величины Ек и параметров триодов.
7: Рассчитывают величины ср, cos ср, а по заданной дли-
тельности импульса—ш, (о0, 8, С и Ет.
8. Рассчитывают по заданному периоду колебаний ве-
личину разрядного сопротивления, положив 1КО — 0.
7. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРОВ
Пример 1. Рассчитать блокинг-генератор с коллекторно-базовой
обратной связью и базовым конденсатором (рис. 161, а) при следую
щих исходных данных:
амплитуда импульса t/m>12 е;
длительность импульса /и = 5 мксек’,
период следования Т = 100 мксек.
Расчет произведем в следующем порядке.
1. Найдем напряжение коллекторного источника'питания
Ек = (1,1ч-1,2) 15 в.
2. Выбираем триод типа П14, имеющий
3. Рассчитываем коллекторное сопротивление
RK>-^- = Ц = 300 ом,
'к. доп
где /к доп — допустимый коллекторный ток в режиме переключения.
Принимаем /?к = 360 ом.
4. Выбираем наиболее рациональный с конструктивной точки
зрения коэффициент трансформации q = 1.
5. В целях уменьшения габаритов трансформатора выбираем
колебательный характер процессов формирования вершины импульса.
О>2
6. Задаемся отношением р = 10 и проверяем, выполняется ли
условие независимости длительности импульса от величины Ек и пара-
метров триода qRKI(, пнп<^£к- Поскольку обычно/б min=(10-=- 15) ма,
это условие выполняется. ______
7. Рассчитаем <р. При этом находим <в = j/"o>2 — Ь2 = 35;
<р = arc tg ~ = агс *g у » 0,34.
8. Определяем согласно (10.8) величину
<в =
сек
10» —
342
Затем рассчитываем
= 2 • 1 • 360 0,82 • 10» ~ 17 000 пФ-
С6 = 20 000 пф.
Принимаем
Находим
1
~ (“2 4- Ь2) “ 1 • 2 • 10* (6,1 4- 0,07) IO*»
Lm —
10”
0,8 мгн.
1
9. Находим согласно (10.11) и (10.13) сопротивление
____________Т_____________________100 • 10~’____________
С<51П V + иСб<?Рк/ 20- 10-9Ц1 4- я . 20 . 10-9 . j . 36-q)
= 12,5 ком.
Принимаем Рб = 12 ком.
Пример 2. Рассчитать блокинг-генератор с линией задержки
при тех же, что и в предыдущем примере, исходных данных.
Расчет этого варианта блокинг-генератора производим в сле-
дующем порядке.
1. Выбираем трансформатор с q = 1.
2. Задаемся, как и в предыдущем случае, сопротивлением
RK = 360 ом.
3. Рассчитаем согласно (10.49) индуктивность намагничивания
£от>(1 4- 1,5) 1^1.
Задавшись у = 1,35, получим
1т>(1 -5-1,5)5 10-’ • 360 0,24 =(1 4-1,5) 0,43 • 10“» гн.
Принимаем Lm = 1 мгн.
4. Найдем согласно (10.50) величины С и L. Задавшись К. =3,
получим
r _ ___________25 • 10-»
С ~ ZKtLmq* “2 • 3 • 1,35 • 10-’ . 1 3,1 ' 10
Принимаем С = 3000 пф.
Рассчитаем
£ _ 25 10~18 у
4№С ~ 4 • 9 3000 • 10-1’ ~ ’
343
5. Рассчитаем величину
. U = Е .......+ 1 4- #к ? 1 —
Л КР' + йк ' «к + ?'' ~
. - 15ят»1 +°.1а= 10-4
Определяем сопротивление
Т _ 100 • 10-«
6 “ / ил\ ~ 3 • 3000 • 2,3 1g 1,7 *
Принимаем R6 = 20 кол.
Глава 11
ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Генераторы линейно изменяющихся напряжений и то-
ков находят широкое примененищщ радиолокационной,
радионавигационной, телевизионной, измерительной и вы-
числительной технике. ~
развертки в электронно-
лучевых трубках, для
получения временных
задержек импульсных
сигналов, для широтной
модуляции импульсов
И т. д.
Основными требова-
ниями, предъявляемыми
к генераторам линейно-
изменяющегося напря-
жения, являются высо-
кая линейность и боль-
шой коэффициент использования источника питания.
Коэффициентом нелинейности обычно называют относитель-
ное изменение скорости нарастания (рис. 172, а) или спа-
дания (рис. 172 6} линейно изменяющегося напряжения,
выражаемое формулой
I и т=0
используются для создания
Рнс. 172. Линейно изменяющееся
напряжение:
а — линейно нарастающее; б — линейно
спадающее.
345
(11-2)
напряже-
напряже-
где и'/t-о — скорость изменения напряжения в начале
рабочего хода;
и' It == Траб — скорость изменения напряжения в конце
рабочего хода.
Под временем рабочего хода при этом понимают ин-
тервал времени, в течение которого напряжение изменяет-
ся со временем практически линейно.
В течение времени Тобр обратного хода напряжение,
как правило, изменяется по экспоненциальному закону.
Обычно требуется, чтобы выполнялось условие Траб
S=0,17O6p.
Коэффициент использования $ источника питания оп-
ределяется отношением
Е==£т
^ист
где Um — амплитуда линейно изменяющегося
ния;
Енп — напряжение источника питания.
Принцип получения линейно изменяющегося
ния с помощью полупроводниковых генераторов основан,
как и в случае ламповых генераторов, на заряде или
разряде конденсатора почти постоянным по величине
током.
Генераторы линейно изменяющегося напряжения пред-
ставляют собой сочетание интегрирующей цепи типа RC
и элементов, обеспечивающих заряд и разряд конденса-
тора. Сопротивление R интегрирующей цепи может быть
линейным и нелинейным. В зависимости от того, управ-
ляется внешним напряжением устройство, обеспечиваю-
щее заряд и разряд конденсатора, или нет, различают
заторможенные (ждущие) генераторы и гене-
раторы, работающие в режиме автоколебаний.
Заторможенные генераторы в свою очередь делятся на
генераторы, которЫе могут управляться импульсами пря-
моугольной формы с длительностью, равной времени ра-
бочего хода, и генераторы, запускаемые короткими син-
хронизирующими импульсами.
Первые из них будем называть управляемыми,
вторые — запускаемыми. Запускаемые генераторы
обычно отличаются от автогенераторов только режимом
работы.
346
Время рабочего хода этих генераторов практически не
зависит от параметров запускающих импульсов и опре-
деляется только параметрами схемы.
Поскольку простейшие генераторы линейно изменяю-
щегося напряжения, основанные на заряде или разряде
конденсатора через линейное сопротивление, малоэффек-
тивны, рассмотрение их в дальнейшем производиться не
будет.
В некоторых генераторах линейно изменяющегося на-
пряжения разряд или заряд конденсатора осуществляется
через нелинейное сопротивление, изменение напряжения
на котором в широких пределах практически не сказы-
вается на величине протекающего через него тока.
В полупроводниковой технике в качестве таких нели-
нейных сопротивлений можно использовать плоскостные
триоды. Однако генераторы с неуправляемыми (без об-
ратной связи) триодами не обеспечивают получения ста-
бильных в широком диапазоне температур параметров
линейно изменяющегося напряжения и поэтому большого
практического интереса не представляют.
Высокоэффективные генераторы другого типа пред-
ставляют собой усилители постоянного тока, в цепи об-
ратной связи которых включены интегрирующие цепи RC.
К генераторам этого типа можно отнести генераторы,
в которых разряд и заряд конденсатора осуществляется
через пентод или триод (ламповый и полупроводниковый),
охваченные отрицательной обратной связью, генераторы
с отрицательной емкостной («безваттной») обратной связью
и генераторы с положительной обратной связью или ге-
нераторы с компенсирующей э.д.с. Все генераторы этого
типа в дальнейшем для краткости будем называть ге-
нераторами с обратной емкостной связью.
Для получения коэффициента нелинейности, теорети-
чески равного нулю, можно применять генераторы с ком-
бинированной обратной связью.
Основное отличие анализа и расчета полупроводнико-
вых генераторов указанных выше типов от анализа и
расчета аналогичных ламповых генераторов заключается
в необходимости учета влияния на работу генераторов
малого входного сопротивления полупроводникового
триода.
347
2. ОБЩАЯ СХЕМА ГЕНЕРАТОРОВ ЛИНЕИНО
ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ С ЕМКОСТНОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Прежде чем приступить к изучению различных ва-
риантов генераторов с емкостной обратной связью, рас-
смотрим общую схему генератора (рис. 172), анализ ко-
Рис. 173. Общая схема генера-
тора линейно изменяющегося
напряжения с емкостной обрат-
ной связью.
торой позволяет найти вы-
ражения для коэффициента
нелинейности и времени ра-
бочего хода. Общая схема
генератора (рис. 173), спра-
ведливая для времени рабо-
чего хода, состоит из источ-
ника питания,интегрирующей
цепочки RC и инвертирую-
щего усилителя постоянного
тока.
Для этой схемы, соглас-
но принятым на рис. 173
обозначениям, можно соста-
вить следующие уравнения
в операторной форме:
Ев — Я [й (р) + ic (р)] + ис (р) + и2 (р) = 0; (11.1)
u2(p) = U1(p) —ис(р); (11.2)
Й(Р) = pCU0 — рСис(р)\ (11.3)
«1 (р) = — Явхй (р), (11.4)
где Uo — максимальное (начальное) напряжение на кон-
денсаторе;
Явх — активная составляющая входного сопротивления
усилителя.
Ввиду того, что процессы в генераторах линейно из-
меняющегося напряжения не отличаются большими ско-
ростями, здесь и ниже инерционность триодов во вни-
мание не принимается. *
Связь между величинами иг и и2 можно установить,
воспользовавшись эквивалентной схемой усилителя со
стороны его выходных зажимав (рис. 174). Согласно этой
схеме для переменных составляющих напряжений и токов
имеем
^2 (Р) ~ (Р) 4“ Явыхйых (p)t . (11 -5)
. \ <
348
. где k0 — коэффициент усиления усилителя в режиме хо-
лостого хода;
/?вых. ^вых —выходное сопротивление и выходной ток уси-
лителя соответственно.
Выходным током усилителя в данном случае является
ток разряда конденсатора ic. Выражение (11.5) теперь
можно дать в следующем виде:
«2(Р) = —М1(Р) + Явых»с(Р)- (и-6)
Здесь следует обратить внимание на одно обстоятель-
ство, которое заключается в том, что усилитель в иссле-
дуемом генераторе работает в режиме
холостого хода, несмотря на то, что
выход его через емкость С нагружен на
сравнительно малое входное сопротив-
ление.
Объясняется это тем, что дина-
мическое сопротивление конденсатора
dur
Гс = -гЛ почти постоянному току раз-
ите
ряда много больше сопротивления кол-
лекторной нагрузки усилителя.
В самом деле, динамическое сопро-
тивление конденсатора, выражаемое через конечные при-
ращения напряжения и тока, равно
(И-7)
За время Траз разряда напряжение на конденсаторе
изменяется на величину, близкую к э. д. с. коллектор-
ного зарядного источника Ек. Ток разряда при этом из-
меняется на величину Д/С = е/С, где /с^е£б/^ — началь-
ный ток разряда конденсатора. Подставив в (11.7) входя-
щие в него величины, при Ев = Ек получим
Ге = Х- (Н-8)
Если принять вполне достижимое значение е = 0,05 и
R = 10 ком, согласно (11.8) можно получить гс =200 ком.
Разрешив (11.1), (11.2). (11.3), (11.4) и (11.6) относи-
тельно ис (р) при практически выполняемых неравенствах
Явых <£ Rbx (k0 4- 1), Явых <С R (&о + 1) получим
«с (Р) — и» — RC р + в ’
n6b!X
Рис. 174. Эквива-
лентная схема уси-
лителя.
349
где
8 — 1 — Rb* + R
тэкв (*O + 1)RBXRC’
Переход от изображения к оригиналу дает
uc = U0e-^-E6(^^(l-e-^. (11.9)
Обычно >'1 и (11-9) можно переписать в таком виде
ис = t/oe-st — Еэкв (1 — е“!(),
Конденсатор С согласно последнему выражению при раз-
ряде стремится перезарядиться до напряжения Еэкв Ua.
В этом случае коэффициент нелинейности равен
^экв
При Е& = Ек имеем
(11.10)
= + Рвх) _ Е R + RBx _ ^ + Квх
^О^к^вх ^О^вх *0«вх
(И.И)
так как амплитуда линейно изменяющегося напряжения
Um = 'Ек =* Ек (напряжение и2 в конце рабочего хода прак-
тически равно нулю).
С другой стороны,
__ г/т. __ ^раз __ 'Rразмах
~ раз ~ тэкв ~ koRBxRC
(11.12)
Сравнение (11.11) и (11.12) дает следующее выражение
для времени разряда конденсатора
Трю = ЖС. . (11.13)
Это же выражение можно получить, считая ток разряда
конденсатора постоянным и равным 1С = Ек/%, а началь-
ное напряжение на конденсаторе равным Ек.

350
3. УПРАВЛЯЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ
НАПРЯЖЕНИЯ С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
/?л /?
Рис. 175. Принципиальная
схема генератора с емкост-
ной обратной связью на
одном триоде.
повышается, стимулируя
Простейший генератор рассматриваемого типа представ-
лен на рис. 175. Он управляется импульсами отрицатель-
ной полярности, подаваемыми на анод диода. При отсут-
ствии управляющего импульса, имеющего длительность,
равную времени рабочего хода, благодаря наличию бата-
реи Еб триод заперт. Конденсатор при этом заряжается
через сопротивления RK, и
/?2- Поскольку в исходном со-
стоянии напряжение «б~0,
конденсатор заряжается до на-
пряжения U0^Ek- При подаче
управляющего импульса диод
запирается, а триод отпирается,
обусловливая начало разряда
конденсатора. Потенциал базы
и потенциал коллектора при
этом уменьшаются скачком.
Вследствие наличия емкост-
ной обратной связи между кол-
лектором и базой триода разряд
конденсатора осуществляется
почти постоянным током. В са-
мом деле, уменьшение тока раз-
ряда вызывает понижение потен-
циала базы, а, следовательно,
и увеличение тока коллектора
триода. Потенциал коллектора
разряд конденсатора почти постоянным током. Когда
конденсатор разрядится настолько, что напряжение
«к~0, триод потеряет усилительные свойства. Линейный
разряд конденсатора закончится. В дальнейшем кон-
денсатор еще незначительно разрядится через неуправляе-
мый триод, если управляющий импульс продолжает под-
держивать диод в закрытом состоянии.
В момент окончания управляющего импульса диод от-
пирается. Потенциалы базы и коллектора скачком воз-
растут. Триод запирается, вызывая заряд конденсатора.
На рис. 176 представлены временные диаграммы на-
пряжений генератора для случая, когда длительность /и
управляющего импульса равна времени Траз линейного
351
разряда (рис. 176, а) и для случая ta > Траз (рис. 176,6).
Длд обеспечения полного разряда конденсатора и полу-
чения максимальной амплитуды напряжения желательно
выполнять условие ta = (1,1 1,2) Траз.
Для устранения небольшого отрицательного перепада
напряжения на коллекторе триода последовательно с
конденсатором С необходимо включить небольшой величи-
ны (до 100 — 200 ом) сопротивление г. Перепад напряже--
ния на нем в момент начала разряда конденсатора для
этого должен быть равным перепаду напряжения на базе
Рнс. 176. Временные диаграммы генератора:
а — для случая «и = <раз. б — для случая <и > ;раз.
триода. При увеличении сопротивления г больше опти-
мального rOpt образуется положительный перепад напря-
жения на коллекторе (рис. 176, б).
Для надежного запирания триода в исходном состо-
янии необходимо согласно эквивалентной схеме базовой
цепи закрытого триода (рис. 177) выполнить условие
Ыб = £б-Д'(1 + /Ко)>0, (11.14)
где
Д' = + Д2 + Дд; i = ;
Дд — сопротивление открытого диода.
Из (11.14) после преобразований получим
р 4-Д" к° шах’ (11.15)
где /Ко max — температурный ток коллектора закрытого
триода при максимальной температуре.
352
Если учесть, что практически Я'< Я, из (11.15) можно
получить
£б>££к + Я7Кошах. (11.16)
Сопротивление Ях (рис. 177) служит для уменьшения
нагрузки на генератор управляющих импульсов.
Время разряда конденсатора этого генератора опре-
деляется согласно формуле (11.13)
Т раз = 1RC.
Для определения коэффициента нелинейности согласно
(11.11) необходимо определить коэффициент усиления
ka усилителя, работающего в ре-
жиме холостого хода. Если прене-
бречь внутренней обратной связью
триода и воспользоваться //-пара-
метрами триода, аналогичными
ламповым, получим
с ' Ri с г>
«о — >>0 Rk + Ri — Oo^skb.
(11.17)
При сравнительно малых RK, когда выполняется нера-
венство RK
~ S0RK.
Рнс. 177. Эквивалентная
схема базовой цепи за-
крытого триода.
Коэффициент нелинейности согласно (11.11) и (11.17) бу-
дет равен
_► Я + Явх _,.Я4-ЯВХ__. g
WSKB«BX РЯ9КВ ’
(11.18)
так как
RBX~i/g<CR; S0/g = $.
Время восстановления генератора, определяемое време-
нем заряда конденсатора, практически можно считать
равным
/вос = (4 ч-5) С (Як + R") 2^(4 4-5) CRK, (11.19)
так как обычно
Як» Я'.
Уменьшение коэффициента нелинейности и времени
восстановления генератора может быть достигнуто примене-
23 1640
353
нием с о ст а в и о г о триода (рис. 178).~ Параметры со-
ставного триода в случае пренебрежения внутренней
.обратной связью достаточно точно определяются как
— у- — + 1) ₽2‘, Rbx------— Rbxx +
+(Р1 + 1)Явхе; >.(11-20)
l/Ri = 4. 1 - 1 1 1 '
^glRilRiz Rii Ri2 )
Рис. 178. Схема составного
триода.
Если учесть, что коэффи-
циент (3 при малых токах кол-
лектора iK мало зависит от iK,
при однотипных триодах из
(11.20) получим
(3'М21 Ri^%.
(П-21)
Для схемы с составным триодом согласно
(11.17) и (11.21) имеем
_ Г R + + «вх
₽«вх-50«экв ₽2«экв ~ ₽«к’
где
1Жкв= 1/Як +
(11.11),
(11.52)
В этом случае за счет большого входного сопротив-
ления составного триода можно получить заданный коэф-
фициент нелинейности при сравнительно малом сопротив-
лении RK и тем самым значительно уменьшить время вос-
становления генератора.
Сравнение (11.18) и (11.22) дает возможность сделать
вывод о том, что в случае применения составного триода
„ ₽ (R + RBX)
получается выигрыш с точки зрения линейности в „ , до-
к + Р^-вх
раз. Во столько раз при заданном коэффициенте нели-
нейности е можно уменьшить сопротивление коллектор-
ной нагрузки RK и, следовательно, время восстановления
генератора с составным триодом по сравнению с генера-
тором на обычном триоде. Применение эмиттерного по-
вторителя для уменьшения времени восстановления неце-
354
лесообразно, так как оно усложняет схему, затрудняет ее
наладку и приводит к уменьшению коэффициента исполь-
зования напряжения источника питания.
Для получения повышенной амплитуды напряжения
можно прибегнуть к последовательному включению двух
триодов (рис. 179). Сопротив-
ления /?3 и здесь обеспе-
чивают необходимый режим
работы верхнего триода. В ка-
честве нижнего можно приме-
нить составной триод. Ампли-
туда линейно изменяющегося
напряжения в этом случае мо-
жет быть увеличена до (1,3 —
1,5) £к.доп, где £к.доп— пре-
дельно допустимое коллекторное
напряжение.
При определении коэффи-
циента нелинейности линейно
изменяющегося напряжения,
вырабатываемого генератором
(рис. 179), необходимо пользо-
ваться эквивалентными пара-
метрами двух последовательно
включенных триодов, которые
в случае пренебрежения вну-
тренней обратной связью трио-
Рнс. 179. Принципиальная
схема генератора с двумя
последовательно включенны-
ми триодами.
дов и при выполнении неравен-
ства So/?; > 1 определяются сле-
дующим образом:
R
вх.экв
SoJ7?i1^2a2
1 — J.. е _______________________
gSKB~g’ ^ЭКВ~^?ЭКВ + ^Л
- So R-
Ri экв = (а2^экв Ri$z)
(11.23).
где
п ____ е
Кэкв ~ Я, 4- Я* ’
diK
а, -
2 dt~
Э8
«к = const.
Для хороших триодов р > 40 -4- 50, поэтому
выполняется неравенство Rwb-
обычно
23*
355
В этом случае
Р-
С ~ SOl/?i1₽2«2 _ „
° о ЭКВ ~ — «гОо, — ОО,
р _______ __ е р р
*М экв — “
«2
. (11.24)
.
Наконец, для однотипных триодов имеем
Рвх.экв
— — ’> So экв — ^о» Ri Экв —
(11.25)
Таким образом, при PkCPiskb согласно (11.11) получим
4" ^вх_г R 4" RBX ~ g 7?
S0Wbx ~ 4 Rk ~ Rk •
(11.26)
Рассмотренные варианты управляемых генераторов
с емкостной обратной связью позволяют получить при-
менительно к триодам типа р—п—р линейно растущее
напряжение. Для получения линейно падающего напря-
жения можно использовать генератор с емкостной обрат-
ной связью (рис. 180; а), аналогичный ламповому управ-
ляемому генератору с компенсирующей э. д. с.
Принцип работы полупроводникового генератора этого
типа не отличается от принципа работы лампового вари-
анта и рассмотрение его не представляет интереса. Опре-
делим коэффициент нелинейности генерируемого линейно
падающего напряжения. Для этого схему генератора
(рис. 180, а) для рабочего хода, когда триод ПТХ закрыт,
приведем к виду (рис. 180, б), аналогичному рис. 173 и
175. Поскольку для нормальной работы генератора кон-
денсатор Со должен иметь большую емкость, будем счи-
тать, что во время рабочего хода он играет роль источника
напряжения U. Сравнение рис. 175 и 180, б показывает,
что они отличаются лишь местом включения батареи Ек
и тем, что базовое сопротивление триода R приключает-
ся к отрицательному полюсу батареи U, а не батареи
Ек. Однако в исходном состоянии генератора напряжение
на открытом диоде и сопротивление Дк пренебрежимо
малы (триод ПТ2 при насыщенном состоянии триода ПТ1
практически закрыт и поэтому можно считать, что U ^Ек.
Что касается места включения батареи Ек, то оно на
коэффициент усиления каскада никак не влияет.
356
Поэтому формулы
Траз=^С (11.27)
Р«К
справедливы и для этого генератора.
Следует отметить, что конечная величина емкости
С„ и связанное с этим уменьшение напряжения U во вре-
мя рабочего хода увеличивает коэффициент нелинейности
на величину, примерно равную С/Со.
а
Рис. 180. Генератор линейно падающего напряжения:
а — принципиальная схема,- б — эквивалентная схема заряда конденсатор
Однако при Со > — с влиянием емкости Со на коэф-
фициент нелинейности можно не считаться. На коэф-
фициент нелинейности оказывает незначительное влия-
ние также и сопротивление участка коллектор—эмиттер
закрытого триода ПТХ.
Уменьшение коэффициента нелинейности и увеличе-
ние амплитуды линейно падающего напряжения, как
и в рассмотренных выше генераторах, может быть до-
стигнуто применением составного триода и соответствен-
но двух последовательно включенных триодов. Время
восстановления генератора определяется зарядом конден-
сатора Со через открытый диод и сопротивление /?э.
Объясняется это тем, что постоянная времени разряда
конденсатора С через насыщенный триод ПТХ много
357
меньше постоянной времени заряда конденсатора Со.
Поэтому за счет тока заряда конденсатора Со потенциал
эмиттера триода ПТ2 будет отрицательным, а потенциал
базы его будет близким к нулю. Триод ПТ2 находится
на грани запирания. Время восстановления генератора
поэтому сравнительно велико и равно
^вос =•'(4-j-5) С0/?вых, (11.28)
где Квых — выходное сопротивление эмиттерного повто-
рителя, триод которого находится на грани запирания.
ПОЭТОМУ 7?Вых ~ R3.
Достоинством рассматриваемого генератора является
его малое выходное сопротивление во время рабочего
хода, равное выходному сопротивлению эмиттерного по-
вторителя.
4. АВТОГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ
НАПРЯЖЕНИЯ С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Рассмотрим автогенератор мультивибра-
тор но го типа с разрядом конденсатора через триод,
охваченный отрицательной обратной связью и автогене-
раторы фантастронного типа.
Полупроводниковый генератор мультивибраторного
типа (рис. 181, а) представляет собой аналог лампового
варианта, поэтому принцип работы его рассматривать
не будем. С целью получения высокой линейности раз-
рядный триод используется в сочетании с элементами
обратной связи — сопротивлением R3 и источником сме-
щающего напряжения Еэ. Вместе с этим отрицательная
обратная связь стабилизирует ток разряда конденсатора
и делает временные параметры линейного изменяющегося
напряжения менее зависимыми от температуры. Приме-
нение для этих целей сопротивления в цепи эмиттера и
батареи смещающего напряжения в цепи базы нецеле-
сообразно, так как при этом сильно уменьшается коэф-
фициент использования коллекторного источника.
На время разряда конденсатора на коэффициент не-
линейности в оказывает влияние обратный ток эмиттера
закрытого триода ПТ2. Однако эмиттерный обратный
ток составляет незначительную долю (0,1 — 0,12) тока
/ко и поэтому его влиянием можно пренебречь. В связи
с этим следует заметить, что замена разрядного триода
358
генератора обычным сопротивлением дает возможность
получить мультивибратор со сравнительно стабильной
в широком диапазоне температур частотой колебаний.
Если считать, что ток раз- ,
ряда конденсатора /раз почти
постоянен, получим следующее
выражение для времени Траз
разряда конденсатора, равного
времени рабочего хода
U С
Траз=Траб = -~. (11.29)
'раз
Поскольку конденсатор Сэ
имеет возможность разряжаться
почти постоянным током прак-
тически до нулевого напряже-
ния, а максимальное напряже-
ние на нем устанавливается при
ЯК1 > Rk, в момент равенства
/раз = 1кг, амплитуда линейно
изменяющегося напряжения
равна
U т = Ек RKJ раз.
Поэтому для выполнения
условий возникновения скачков
в мультивибраторе сопротивле-
ние RK, может быть сравни-
тельно небольшим, обычно
RK, < (300 ~ 500) ом. Время за-
ряда конденсатора при этом
мало, максимальный ток кол-
лектора IK, - Ek/Rk„ поэтому
может иметь величину, допус-
каемую для режима переключе-
ния. По этой причине в каче-
стве зарядного триода ПТ2
Рис. 181. Генератор муль-
тивибраторного типа:
а— принципиальная схема;
б — временные диаграммы.
можно применять такие же маломощные триоды, как
и триоды ПТХ и ПТ3.
Для определения времени /зар заряда конденсатора
Сэ, соответствующего обратному ходу генератора, вос-
пользуемся эквивалентной схемой генератора при откры-
том триоде ПТ2 и закрытом ПТХ (рис. 182). Здесь гене-
359
ратором тока /раз представлен разрядный триод, генера-
тором тока /ко — базовая цепь закрытого триода LITt.
Открытый триод ПТ2 находится в состоянии насыщения
и представляет собой короткозамкнутый элемент. Сопро-
тивление RK в этой схеме равно
р _ ^К^К, р .
Кк ~ Як, +
Rk, > Rk,
Рис. 182. -Эквивалентная
схема генератора муль-
тивибраторного типа.
так как триод ПТХ в течение рабо-
чего хода генератора находится в
открытом состоянии и ток коллек-
тора этого триода не должен быть
больше допустимого для стати-
ческого режима. Влиянием тока
коллектора /К01 закрытого триода,
ввиду его малости по сравнению
с током базы триода ПТ2, прене-
брежем.
Анализ процессов в схеме
рис. 182 дает следующее опера-
торное выражение для базового
напряжения закрытого триода:
«б! (р) = — £к — £б 4? (£к + £б + Е) _ Р ~-г +
Р2 + 2ор + а>0
+ (2ЕК 4* Еб)
Р*
р2 + 28р + а>2 ’
где
Е = RJVM-, Ев = R6Ik0\ 28 = ;
2 __ 1
Шо- Сб/?бСа/?к
Поскольку 82 w2, характер процесса заряда кон-
денсатора апериодический и выражение для напряжения
«о, в зависимости от времени будет иметь вид
и6, = Ек - Еб 4- (Ек + Еб 4- Е) (e~mt - е~п‘) +
4- (2£к ф Еб) (ne~nt — me~nt), (11.30)
360
где при В3 wjj
n = s + rs^?«2s-5.
Если учесть, что при В2 т<^п и mZ3ap =
= т?обРС1. из (11.30) получим
— Ек — Еб + (Ек + Еб + Е) (1 — е_'гГобр) ф,
+ (2£к + Еб) (Г + е-^обр —
С,/?„
-(2£к + £б)^^0, (11.31)
сбкб
так как заряд конденсатора и, следовательно, обратный
ход генератора заканчивается в момент отпирания пер-
вого триода, когда «б,~0. Тогда на основании (11.31)
получим
Сэ^к
£к_£+(2ЕК+£б)г^
1 обр ~ п ln C3RK
(2Ек + Еб)^-£
« Сэ/?к In---------- , (11.32)
2Е —____Е
CD
Сб/х'б
так как
1 1 1 _ 1
И - сэ/?к сб/?б - сэ/?к; 2Ек > Ее
(2Ек + £б)|~-Е«Ек.
сб/<б
Обычно Т’обр^Т’раб и поэтому период колебаний ге-
нератора можно считать равным времени рабочего хода.
С этой точки зрения нахождение формулы (11.32) для
времени обратного хода не представляет практического
интереса.
Однако формула (11.32) замечательна тем, что она
позволяет найти условия, при выполнении которых вре-
мя обратного хода будет минимальным и достаточным
для полного заряда конденсатора Сэ. .
361
Токразряда конденсатора Сб значительно меньше тока
заряда конденсатора Сэ и поэтому можно считать, что для
получения максимальной амплитуды линейно изменяю-
щегося напряжения необходимо выполнить равенство
kC3RK = To6p, (11.33)
где
/г = 4н-5.
Сравнение (11.32) и (11.33) дает следующее условие
полного заряда конденсатора Сэ:
-Ез
«з!
1П CRK ~k'
9Р 3 к__ р
к с р с
(11.34)
При емкости конденсатора Сб
Из
Рис. 183.
Эквивалент-
ная схема
разряда кон-
денсатора.
больше
определяемой согласно (11.34) время обрат-
ного хода будет больше времени, необхо-
димого для полного заряда конденсатора Сэ.
На временной диаграмме напряжения ис в
этом случае появится уплотнение, показанное
на рис. 181, б штрихами. Этот случай прак-
тического интереса не представляет и поэтому
в дальнейшем не рассматривается.
Коэффициент нелинейности генерируемого
напряжения можно определить, воспользовав-
разряда конденсатора Сэ (рис. 183). Сравни-
можно сделать вывод о том, что
том, что здесь
(11.35)
шись схемой
вая рис. 175 и 183,
особенности рис. 183 заключаются в
/^к=оо; Я = ₽э; Ев = Еэ- Поэтому согласно (11.10) получим
следующее выражение для коэффициента нелинейности:
_ _^т(«э+«вх) _ ^к-«э
S £экв 50/?^э/?вх 50/?гЕэ/?вх
Рассматриваемый генератор представляет собой соче-
тание мультивибратора и собственно генератора линейно
изменяющегося напряжения с емкостной обратной связью.
Его по этой причине также можно называть фанта-
стронным.
Плавное изменение времени разряда конденсатора и,
следовательно, частоты колебаний генератора легко осу-
ществить путем плавного изменения величины напряже-
ния Еэ или сопротивления /?э.
362
Если пренебречь напряжением на участке база—эмиттер
разрядного триода, можно считать, что Еэ = /раз Rs-
Тогда на основании (11.20) получим
с I/ Р
Т = R3 или F =
^3 ^э^э^тп
Перейдем к изучению генератора линейно из-
меняющегося напряжения фанта стронно г о
типа (рис. 184, а). Этот генератор не имеет лампового
Д' б-
Рис. 184. Генератор фантастронного типа на трех триодах:
— принципиальная схема; б — временные диаграммы.
аналога и поэтому описание его принципа работы пред-
ставляет интерес.
Прежде всего следует иметь в виду, что база триода
ПТХ играет роль первой управляющей сетки, коллектор
триода ПТ2 — роль анода, коллектор триода ПТ3 — роль
экранирующей сетки„ пентода, составленного из трех
плоскостных триодов. На одном пентоде, как известно,
можно выполнить фантастронный генератор. Рассматри-
ваемый полупроводниковый генератор в этом смысле
можно считать аналогом лампового фантастронного гене-
ратора со связью по экранирующей сетке. Генератор
фантастронного типа на трех плоскостных триодах мо-
жет работать в режиме автоколебаний, в ждущем режиме
и в режиме синхронизации.
363
Рассмотрим режим автоколебаний генератора.
Пусть триод ПТ2 начинает запираться. Это вызывает
уменьшение потенциалов коллектора триода ПТ2 и базы
триода ПТХ. Ток коллектора триода ПТХ и потенциал
его увеличиваются, вызывая отпирание триода ПТ3. По-
тенциал коллектора последнего увеличивается, триод
ПТ2 еще больше запирается. В генераторе в течение
этой стадии работы осуществляется емкостная положи-
тельная обратная связь. Таким образом, при коэффици-
енте усиления в цепи обратной связи, большем единицы,
описанный процесс будет лавинообразным. В результате
его триоды ПТХ и ПТ3 будут открыты, а триод ПТ2 —
закрыт. По мере заряда конденсатора С через коллек-
торное сопротивление 7?к и участок база—эмиттер триода
ПТХ ток базы первого триода и потенциал его коллек-
тора уменьшаются. В конце процесса заряда конденса-
тора С ток базы триода ПТХ и потенциал его коллекто-
ра могут уменьшиться настолько, что триод ПТ3 начнет
запираться. Это вызовет уменьшение потенциалов кол-
лектора триода ПТ3 и базы триода ПТ2. Последний нач-
нет отпираться, вызывая процесс разряда конденсатора
С. Потенциал базы триода ПТХ теперь начнет быстро
уменьшаться, вызывая еще большее уменьшение потен-
циала его коллектора. Процесс запирания триода ПТ3
и отпирания триода ПТ2 будет также лавинообразным.
Разряд конденсатора С после этого будет происходить
почти постоянным током, так как триоды ПТХ и ПТ2 в
сочетании с коллекторным сопротивлением RK и интег-
рирующей цепью RC представляют собой управляемый
генератор линейно изменяющегося напряжения с емкост-
ной отрицательной обратной связью (рис. 179). Когда
при разряде конденсатора потенциалы коллекторов три-
одов ПТХ и ПТ2 станут близкими к нулю, они начнут
переходить в режим насыщения коллекторного тока, те-
ряя свои усилительные свойства. Ток разряда конденса-
тора С, не стабилизируемый теперь обратной связью,
начнет быстро уменьшаться. Потенциал базы триода ПТХ
уменьшается, вызывая дальнейшее повышение потенциа-
лов коллектора триода ПТХ и эмиттера триода ПТ3. По-
следний начнет отпираться, вызывая запирание триода
ПТ2. Цикл работы автогенератора на этом заканчивается.
При увеличении сопротивления триод ПТ3 начнет от-
пираться раньше, чем произойдет практически полный
364
разряд конденсатора С. Амплитуда Um линейно изме-
няющегося напряжения при этом уменьшится. При ма-
лом сопротивлении отрицательный потенциал базы
триода ПТ3 будет настолько малым, что триод ПТ3 не
откроется даже при переходе триода ПТХ в режим на-
сыщения. В этом случае генератор переходит в практи-
чески неприемлемый заторможенный (ждущий режим) при
открытом триоде ПТ2.
Поскольку рассматриваемый генератор в своем составе
содержит генератор линейно изменяющегося напряжения
с емкостной обратной связью на триодах ПТХ и ПТ2,
время рабочего хода и коэффициент нелинейности гене-
рируемого им напряжения определяются,
как и в случае рис. 189, с помощью
формул (11.13) и (11.26). Для повыше-
ния линейности напряжения или умень-
шения времени восстановления в данном
генераторе можно применить составной
триод. Плавное изменение с помощью
диода и потенциометра потенциала кол-
лектора триода ПТ2 в заторможенном
режиме (рис. 185) вызывает плавное и
пропорциональное величине напряже-
ния Е изменение времени разряда кон-
г—0—
Рис. 185. Схема
регулировки вре-
мени задержки.
денсатора С. По этой причине генератор в ждущем
режиме при закрытом триоде ПТ2 и открытых триодах
ПТХ и ПТ3 может быть использован для осуществления
плавно регулируемой временной задержки импульсов.
Существенным недостатком рассмотренного генератора
является необходимость применения трех плоскостных
триодов. Этого недостатка не имеет генератор фан-
тастронного типа, выполненный на одном плоскостном
триоде (ПТ) и одном триоде с отрицательным сопротив-
лением (рис. 186, а). В качестве последнего можно при-
менить точечный триод (ТТ)_. К сожалению, недостаточно
высокие эксплуатационные данные точечных триодов де
лают этот генератор пока еще мало перспективным. Опи-
сываемый генератор не имеет лампового аналога. Он мо-
жет работать в ждущем режиме, в режиме автоколебаний
и в режиме синхронизации. Рассмотрим ждущий режим
его работы.
При отсутствии запускающих импульсов в стационар-
ном состоянии триод ПТ открыт и при малом сопротив-
365
лении /? находится в состоянии насыщения. При доста-
точно большом сопротивлении /?э потенциал эмиттера триода
ТТ отрицателен и триод ТТ закрыт. Конденсатор С при
этом заряжен. При воздействии запускающего импульса
положительной полярности на базу триода ПТ напря-
жение на сопротивлении /?э уменьшается. Потенциал эмит-
тера триода ТТ увеличивается, вызывая его отпирание.
Потенциал коллектора ТТ увеличивается, увеличивается
и потенциал базы ПТ. Последнее приводит к еще большему
увеличению потенциала коллектора триода ТТ. Процесс
отпирания триода ТТ при этом имеет лавинообразный ха-
рактер. G помощью емкости С при этом процессе осуще-
ствляется положительная обратная связь. Триод ПТ,
находящийся при этом в режиме насыщения, играет роль
короткозамкнутого элемента, а генератор в целом при
насыщенном триоде ПТ представляет собой мультивибратор
с коллекторно-эмиттерной емкостью (рис. 140). Лавинный
процесс отпирания триода ТТ происходит до выхода триода
ПТ из режима насыщения. При восстановлении триодом
ПТ усилительных свойств обратная связь, осуществляемая
с помощью конденсатора С, становится, отрицательной.
Увеличение потенциала коллектора триода ТТ теперь при-
водит к уменьшению тока коллектора триода ПТ и, сле-
довательно, тока эмиттера триода ТТ. Рост тока коллек-
тора триода ТТ и лавинный процесс отпирания его пре-
кращается. Начинается разряд конденсатора С почти
постоянным током. Постоянство тока разряда обусловлено
366
действием емкостной обратной связи. За счет незначи-
тельного уменьшения тока разряда потенциал базы триода
ПТ со временем уменьшается (рис. 186,6). При переходе
триода ПТ в режим насыщения ток его коллектора и
ток эмиттера триода ТТ перестают возрастать. Потен-
циал коллектора триода ТТ также не увеличивается. Ток
разряда конденсатора, не стабилизируемый обратной
связью, начнет быстро уменьшаться, вызывая понижение
потенциала базы триода ПТ и его насыщение. Послед-
ний превращается в короткозамкнутый элемент. Умень-
шение потенциала базы триода ПТ теперь вызывает
уменьшение потенциала эмиттера триода ТТ, который
начнет запираться. Благодаря емкостной положительной
обратной связи запирание триода ТТ будет лавинооб-
разным. Генератор в результате возвратится в исход-
ное состояние. При уменьшении сопротивления /?=, гене-
ратор переходит в режим автоколебаний, так как при
уменьшении тока заряда конденсатора С ток базы триода
ПТ и, следовательно, напряжение на сопротивление R3
уменьшается настолько, что триод ТТ перейдет из за-
крытого состояния в открытое несколько раньше, чем
произойдет практически полный заряд конденсатора.
Рассмотренный генератор более целесообразно исполь-
зовать как схему задержки импульсов, чем как генера-
тор линейно изменяющегося напряжения, так как ампли-
туда его составляет обычно не более 25— 30 % от Ек.
5. ГЕНЕРАТОР ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ
С КОМБИНИРОВАННОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
В генераторе с комбинированной обратной связью
осуществляется емкостная отрицательная обратная связь
и положительная обратная связь, создаваемая с помощью
неинвертирующего усилителя. В качестве последнего мо-
жет быть использован эмиттерный повторитель.
Общая схема генератора с комбинированной обратной
связью представлена на рис. 187. Она состоит из интег-
рирующей цепочки RC, инвертирующего усилителя с
коэффициентом усиления ku неинвертирующего усили-
теля с коэффициентом усиления /г2 и делителя Rr, R2.
С нижнего плеча (сопротивления R2) этого делителя
часть выходного напряжения второго усилителя подается
на вход первого так, что с помощью второго усилителя
367
и делителя RrR2 в системе создается положительная об-
ратная связь. Это дает возможность теоретически полу-
чить е = 0. Найдем условия, при которых принципиально
возможно получение нулевого коэффициента нелинейности.
Для общей схемы генератора, согласно принятым на
Рис. 187. Общая схема генератора с комбинированной
обратной связью.
рис. 187 обозначениям, можно составить следующую си-
стему операторных уравнений;
(1 — Т) «2 (Р) — «I (Р) + «с (р) = 0;
Rk — R [ii (р) + ic (р)] + ис (р) + м2 (р) = 0;
t’c (Р) = pCU0 — рСис (р);
«1 (Р) = — R™ii (р); (11 -36)
«2(Р) = — (Р).
где
‘ Ri + Яа ’
Rbx—входное сопротивление усилителя;
Uo — начальное (максимальное) напряжение на конден-
саторе.
Здесь и ниже ввиду сравнительно небольших скорос-
тей процессов в генераторах, инерционные свойства три-
одов во внимание не принимаются. .
Решив систему (11.36) относительно «с(р), получим
р 1
= (Н.37)
368
где
7 _ i/M2 (1 + r/Rbx)
(7 = 1 — I/M2) RC *
(11.38)
Переход от изображения к оригиналу дает
ис = иое-ы — Еэкв(1 — e~sl), (11.39)
где
Р _____ р 7 1 1/&1&2
экв к 7 - (1 + /?//?вх) •
Для получения нулевого коэффициента нелинейности
(е = 0) необходимо параметры схемы подобрать так, что-
бы выполнялось условие 8=0 или Д,кв = со. Согласно
(11.38) это будет иметь место при
_ ^вх + Я
Y-W?BX •
(11.40)
(11-41)

(11.42)
В случае невыполнения этого условия коэффициент е
определяется согласно формуле
= ё Um = ё С1 + ^//?вх)~7М1
^экв 7) + 1 ‘
где с = — коэффициент использования напряжения
коллекторного источника.
При отсутствии положительной обратной связи (у =
= 0; й2 = 1) из (11.41) мы имели бы
, t Я + #вх t R
s — Ч- 1)Z?BX -Ч^вх
так как практически RBX <, R; йх^>1.
Выполнение условия е = 0 возможно только при осу-
ществлении равенства (11.40). Определим, насколько из-
менится величина коэффициента е при изменении вели-
чин и /?вх, связанном, например, с изменением темпе-
ратуры и режима работы триодов. Если положить, что
k2 = 1, то согласно (11.40) и (11.42) при kr 1 соответ-
ственно получим
Дг = £д^+э£д^=.
_ 1^1 R
U1 "Г Rn ' С — 7)^вх
(11.43)
Да' =
вх ^<^вх
(11.44)
24 1640
369
Таким образом, приращение коэффициента нелинейности
Де, обусловленное изменениями вёличин /?х и /?вх, при
наличии положительной обратной связи будет больше
Де' только в 1/1 — 7 раз. Пусть у = 0,055; /?вх =
= 1000 ом; R = 5 ком; k2 = 1; kr= 100, так что е = 0.
При у = 0 согласно (11.42) е'= 0,05. Если теперь вслед-
ствие повышения температуры будут иметь место
Рис. 188. Принципиальная схема ге-
нератора с комбинированной обратной
связью.
^ = — 0,25;
«1
^ = - 0,25,
“вх
то при наличии положи-
тельной обратной связи
получим е = 0,027; без
нее — s' =0,05 -{-0,025=
= 0.075.
Таким образом,4 ком-
бинированная обратная
связь, создавая принци-
пиальную возможность
реализации нулевого
коэффициента нелиней-
ности е. практически по-
зволяет получить мень-
ший, чем при исполь-
зовании только отрица-
тельной обратной связи, коэффициент нелинейности
в широких пределах изменения параметров усилителя.
Нестабильность коэффициента нелинейности при этом
увеличивается только на (5н-10)%.
Практическая реализация общей схемы (рис. 187)
может быть осуществлена с помощью генератора с внеш-
ним запуском, схема которого представлена на рис. 188.
Этот генератор включает в себя инвертирующий усили-
тель на триоде ПТХ с коллекторной нагрузкой RKl и RKl,
эмиттерный повторитель на триоде ПТ2, интегрирующую
цепочку RC, делитель RyR2 и диод в цепи запуска.
Коллекторная нагрузка первого триода разделена для
создания необходимого режима работы второго триода.
Рассмотрим принцип работы генератора. В исходном
состоянии, когда управляющий импульс не подается,
370
диод открыт. Напряжение между базой и эмиттером три-
ода ПТХ равно
R2R2— т р—г р ^ко О (П-45)
г ~г К г ~г к - -
и Ьн находится в закрытом состоянии. Конденсатор Q
заряжен до напряжения Uo = (Rr + R2) 1Эг. Величины
1Эг и Uо определяются режимом работы триода ПТ2,
зависящим 'в частности от тока /g, в установившемся
режиме, а, следовательно, и сопротивления RKl. При воз-
действии управляющего импульса отрицательной поляр-
ности диод запирается, триод ПТХ отпирается. Происхо-
дит линейный разряд конденсатора. Заканчивается он
при переходе триода ПТХ в режим насыщения. После
окончания управляющего импульса диод отпирается, а
триод ПТХ запирается. Происходит восстановление заря-
да конденсатора.
Коэффициент усиления первого каскада равен
Л
п р.
= (11.46)
где
Rk = Rk, + Rk,-
При этом предполагается, что г'б8 R2 < Rk',
Rk, < Rk- Коэффициент усиления второго усилителя,
представляющего собой эмиттерный повторитель, прак-
тически можно считать равным единице, т. е. k2= 1.
Ввиду частичного включения базы триода ПТ2 в цепь
коллектора триода ПТХ условие (11.40) теперь следует
переписать в следующем виде:
Коэффициент использования напряжения источника
питания рассматриваемого генератора < = 0,8 -4- 0,9.
6. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ ТОКА
Ламповые генераторы линейно изменяющегося тока
обычно представляют собой сочетание генератора трапе-
цеидального или линейно изменяющегося напряжения с
усилителем тока развертки, нагрузкой которого служит
24* 371
отклоняющая катушка трубки. Последний часто называют
выходным каскадом генератора тока развертки.
Практическое применение полупроводниковых генера-
торов линейно изменяющегося тока, представляющих со-
бой прямые аналоги соответствующих ламповых генера-
торов, встречается с рядом затруднений, обусловленных
специфическими свойствами полупроводниковых триодов.
Так, для осуществления согласования малого входного
сопротивления сравнительного мощного триода выходного .
каскада с большим выходным сопротивлением генератора
линейно изменяющегося напряжения необходимо приме-
нение таких согласующих устройств, как трансформатор
или эмиттерный повторитель. Получение удовлетворитель-.
ных частотных характеристик последних связано с изве-
стными трудностями. Малое входное сопротивление вы-
ходного каскада не дает возможности получить необходимую
для неискаженной передачи трапецеидального импульса
постоянную времени реостатно-емкостной цепи связи, что
приводит к еще большему ухудшению частотной харак*
теристики цепей связи и согласования генератора линейно
изменяющегося напряжения с выходным каскадом. В ре-
зультате коэффициент нелинейности отклоняющего тока
сильно возрастает, сводя в случае жестких требований
к линейности на нет целесообразность практического при-
менения полупроводниковых аналогов ламповых генера-
торов.
Здесь рассматриваются полупроводниковые генераторы
линейно изменяющегося тока, в которых осуществляется
непосредственное генерирование линейно нарастающего
тока отклоняющей катушки.
Высокие усилительные свойства полупроводниковых
триодов в сочетании с емкостной отрицательной обратной
связью обеспечивают" малый (не более 1—5%) коэффи-
циент нелинейности генерируемого тока и высокую ста-
бильность работы.
Генераторы линейно изменяющегося тока данного типа
представляют собой сочетание собственно генератора с ем-
костной («безваттной») отрицательной обратной связью и
коммутирующего устройства, обеспечивающего периоди-
ческий заряд и разряд конденсатора С. Собственно гене-
ратор тока в свою очередь состоит из реостатно-емкостной
интегрирующей цепи и усилителя, коллекторной нагруз-
кой которого является отклоняющая катушка трубки.
372
Рис. 189. Общая схема гене-
ратора линейно изменяющегося
тока.
Для генераторов рассматриваемого типа основным требо-
ванием является высокая линейность генерируемого тока,
определяемая эффективностью работы собственно генера
тора тока, общая схема которого представюна на рис. 189.
Здесь для удобства анализа нагрузка усилителя (индук-
тивность отклоняющей катушки Лк и ее активное сопро-
тивление гк) вынесена’ из четырехполюсника, которым
представляется инвертирующий усилитель напряжения с
коэффициентом усиления k0.
Как видно из рисл 189,
общая схема собственно гене-
ратора тока мало чем отли-
чается от схем аналогичных
генераторов с «безваттной»
связью. Особенность ее за-
ключается в том, что здесь
в качестве нагрузки усили-
теля используется катушка ’
с сопротивлением гк, к кото-
рому может быть подключено
дополнительное активное со-
противление. Сопротивление г
используется для получения
скачка напряжения, необхо-
димого для генерирования ли-
нейно нарастающего тока.
Согласно рис. 189 можно получить следующую систему
уравнений в операторной форме:
«1 (Р) = — Ек+R [ic (р) + Л (р)] = «2 (Р) + «с (р) — Пс (р)
«2 (Р) = —Ек + rKiL (р) + pbKiL (р)
ic (р) = pCUо — рСис (р)
«1(Р) = — Явх*1(р)
(11-48)
где Uo — начальное напряжение на заряженном конден-
саторе;
RBX — вещественная часть входного сопротивления уси-
лителя.
Входное- и выходное сопротивления триода ввиду мед-
ленности процессов в генераторах тока принимаем актив-
373
ними. Между напряжениями иг и и2 безинерцианного уси-
лителя имеет место следующая зависимость:**
(р) = kgll^ (р) /вых (р) £вых (р)>
где k0 — коэффициент усиления усилителя в -режиме хо-
лостого хода;
ZBux(р)— выходное сопротивление усилителя, равное
/вых (р) - + pL* + R. •
Сопротивление R, здесь представляет собой внутрен-
нее сопротивление триода. Поскольку дифференциальное
сопротивление конденсатора при его разряде почти посто-
янным током активно и равно
» _R 7
f с ~ ~ /вых»
можно считать, что усилитель работает в режим холо-
стого хода и что
«2(P) = —М1(Р)- (11.49)
Решив систему (11.48) относительно ip(p) при условии
k01, получим
k0RBXr + rR + k0RBXR (1 — $) р
к (г + k0Rm) Р2 + 2Ър + и*
, р ^ВХ + R______________1_____
+ к LKCR (г + k0RBX) р2 + 2Ър + о»; ’
где
$ = 1-
4 р ~ 1 >
LK + CrK (г + kBRBX) _
(г + k0RBX) ’
“о - LKC(r + V?Bx)‘(lh51)
Если учесть, что практически выполняются неравен-
ства
^-к С СГк (г + k0RBX); г < H0RBx, (11.52)
— ~ 4-5— 1
62 ~4МвхСгк^ Ь
то
374.
и система, представленная на рис. 189, оказывается апе-
риодической. Тогда
______Р_____— 1 (е—mt e~nt)
р* + 2бр + о® • п— т'' ’
______1________1 1 /е~т‘ __e~nt
р2 + 2&р + ~ п — т " ~
(11.53)
где (—т) и (—п) корни уравнения р2 -ф 28 р = 0,
при «>2 82 с учетом (11.51) и (11.52) равные
1*к+гкС<-г Ф^о^вх) С (г + k0RBX)
^к+^(^ + МвХ) _ ГК • (И-54)
1кС(г + Мвх)
Из (11.53) видно, что выражение для z’l представляет
собой сумму двух экспонент: экспоненты с большой по-
стоянной времени С (г k0RBx) и, экспоненты с малой по-
LK
стоянкой .времени —. Для того чтобы решение состояло
Лк
только из одной экспоненты с большой постоянной вре-
мени, необходимо, чтобы коэффициент перед экспонентой
с малой постоянной времени был равен нулю. Тогда на
основании (11.50) — (11.54) установим, что это будет иметь
место при
L L
r = ^ + R(t-l)~£. (Ц.55)
Выражение для 4, в этом случае имеет вид
t
*ь = Дкв(1—е *«йвхс), (11.56)
где
EKk0RBK ф г ^к^о^вх
-экв = 7с я
Коэффициент нелинейности тока Д при этом равен
/ т
_________________ т ___ раб
^экв k0RBXC'
где 1т — амплитуда тока развертки.
375
Учтя, ЧТО при t = Траб И^И^О, получим
/гП = ггК'Т1аг> граб = ^ (R — r). (11.57)
гк' раб "г ьк
Тогда
•=s^T« = £fe- (1158,

нагрузкои, /-к, так как
Рис. 190. Принципиаль-
ная схема генератора
линейно йзменяющегося
тока.
Величина коэффициента k0 определяется коллекторной
при линейно нарастающем токе ка-
тушки падение напряжения на LK
почти постоянно и роль катушки
сводится, таким образом, к роли
источника постоянной э. д. с.
Следует отметить, что колеба-
ния в контуре, составленном из
катушки LK и ее собственной
емкости в начале рабочего хода,
вследствие сильной отрицательной
обратной связи не возникают. По-
этому необходимости в дополни-
тельном шунтировании катушки
нет. Время восстановления схемы
при этом оказывается сравнительно
небольшим. Характер процессов
восстановления оказывается близ-
ким к колебательному, что- обу-
словливает еще меньшее время
восстановления.
Простейшим из рассматривае-
мых вариантов является генератор тока, схема которого
представлена на рис. 190.
Принцип работы этого генератора тока не отличается
от принципа работы аналогичного генератора напряжения
(рис 115). Коэффициент нелинейности тока определяется
согласно формуле (11.1,8) при RK = гк.
Для уменьшения коэффициента е можно использовать
составной триод или последовательно с катушкой вклю-
чить добавочное активное сопротивление.
Если в качестве первого триода составного триода не-
обходимо использовать триоды типа П201, П202, то в ка-
честве второго триода можно применить маломощный
триод типа П13, П14. Следует отметить, что максималь-
376
ная амплитуда пилообразного тока при непосредственном
включении катушки определяется соотношением
F
/т< К'Т-. (11-59)
При быстрых развертках, когда Траб мало, амплитуда
тока 1т может оказаться недопустимо малой. В этом слу-
чае целесообразно воспользоваться последовательным вклю-
чением триодов (рис. 189). Причем в качестве нижнего
может быть использован составной триод.
Наконец, возможно построение генератора тока, ра-
ботающего в режиме автоколебаний, аналогичного полу-
проводниковому генератору напряжения фантастронного
типа (рис. 124).
Для того чтобы избежать колебательного процесса
заряда конденсатора, а время его сделать как можно
меньшим, параметры схемы (рис. 182 и 183) необходимо
рассчитать в соответствии со следующим соотношением:
]/^0,5(гк + г + + Я2). (11.60)
При выбранной катушке и, следовательно, известных
величинах LK, гк, г и С условие (11.60) легко выполнить
выбором сопротивлений Rr и /?2, предназначенных для
уменьшения нагрузки на генератор управляющих импуль-
сов. Время заряда конденсатора в этом случае будет
всегда меньше
Тзар =(4н-5)С(г + Гк + Я1 + Я2). (11.61)
• 7. МЕТОДЫ ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩИХСЯ ТОКОВ
И НАПРЯЖЕНИЙ
Полупроводниковые генераторы линейно изменяющихся
напряжений и токов с емкостной обратной связью являют-
ся высоко эффективными не только с точки зрения ли-
нейности генерируемого ими напряжения или тока.
Емкостная обратная связь при большом коэффициенте
усиления в цепи обратной связи обеспечивает и возмож-
ность получения в широком диапазоне температур до-
статочно стабильного времени разряда конденсатора
(времени рабочего хода), при котором обратная связь
/
377
действует. Частота колебаний автогенератора за счет
времени обратного хода, при котором обратная связь,
отсутствует, менее стабильна. Однако режим автоколеба-
ний генераторов линейно изменяющихся напряжений и
токов обычно не применяется. Практическое использова-'
ние чаще находят режимы синхронизации автогенерато-
ров. В этом случае, так же как и в случае использования
управляемых генераторов, представляет интерес лишь
стабилизация времени рабочего хода.
Экспериментальные исследования показывают, что
нестабильность времени рабочего хода генераторов с ем-
костной обратной связью на германиевых плоскостных
триодах типа П13 и П14 в диапазоне температур от
4-20°С до 4~75°С без элементов термостабилизации состав-
ляет не больше 5 — 7%. Такая нестабильность в боль-
шинстве практических случаев вполне приемлема. Однако
в некоторых случаях (в схемах сравнения, в схемах за-
держки импульсов и т. д.) указанная сравнительно боль-
шая нестабильность недопустима.
Прежде чем перейти к рассмотрению методов термо-
стабилизации, необходимо остановиться на причинах не-
стабильности. Основными дестабилизирующими факторами
являются ток /к0 насыщения (температурный ток) коллек-
торного перехода закрытого триода и ток базы открытого
триода. Увеличение тока /к0 при повышении температуры
приводит к уменьшению максимального напряжения, до
которого заряжается конденсатор С (рис. 175), и, следо-
вательно, к уменьшению времени’ рабочего хода.
Ток базы открытого триода протекает через разрядное
сопротивление R и несколько увеличивает по сравнению
с рассчитываемой согласно формуле (11.13) величиной
время разряда конденсатора С (время рабочего хода).
Увеличение времени разряда будет тем большим, чем
больше начальный ток базы триода и чем на большую
величину в процессе разряда он возрастает.
Известно, что при небольших токах базы коэффициент
усиления триода по току мало зависит от тока базы. По-
этому зависимость /к = /(/б) согласно выражению (8.19)
может быть представлена отрезком прямой (рис. 191).
При увеличении температуры германиевых плоскостных
триодов коэффициент р несколько возрастет. Максималь-
ный же ток коллектора триода в конце рабочего хода,
когда триод переходит в режим насыщения, определя-
378
« СК т *
ется величиной р- + /раз и практически от температуры
не зависит. По этой причине при увеличении температуры от
/? до начальное значение и изменение тока базы, не-
обходимое для увеличения тока коллектора до величины
£к
р- + /раз уменьшаются, так как /б нач 2 < /б нач I. Д/б2 <
<Д/б1. Время разряда конденсатора с увеличением темпе-
ратуры -поэтому уменьшается. Таким образом, оба дестаби-
лизирующих фактора при повышении температуры вызы-
вают уменьшение времени ра-
бочего хода генератора.
Рис. 191. График зависимости
*к= /W-
Рис. 192. Схема термо-
стабилизации генератора-
с емкостной обратной
связью.
Для того чтобы исключить изменение потенциала
коллектора закрытого триода при изменении температуры,
используется схема фиксации, состоящая из источника
напряжения и диода Пф (рис. 192). При наличии
схемы фиксации потенциал коллектора закрытого триода
фиксируется на уровне Дф, если выполняется неравенство
Дк-Дакотах > Дф. (11.62)
где /ко max —ток /ко при максимальной температуре.
Вместе с этим при фиксации потенциала коллектора
уменьшается время восстановления заряда конденсатора С,
так как он стремится зарядиться до напряжения Дк —
— RkIkq, а заряжается лишь до напряжения Дф. Время
восстановления в этом случае определяется по формуле
р __ pi
tBOC = CRK In -ь * - (11.63)
ск ''k'kq
379
или при Ек~^> RJко
Е
(11.64)
ск~£ф
Влияние тока базы на время рабочего хода генератора
устраняется с помощью диода D (рис. 192).
Его.стабилизирующее действие заключается в следую-
щем. При увеличении температуры ток базы открытого
триода, как было установлено выше, уменьшается. Обрат-
ный ток диода D при этом увеличивается так, что вели-
чина суммарного тока i6 + 1Л в широком диапазоне тем-
ператур может быть практически постоянной. Время
рабочего хода, таким образом, при изменении тока базы
изменяться не будет.
Для фиксации потенциала коллектора закрытого три-
ода требуются кремниевые маломощные диоды. В качестве
стабилизирующих диодов D необходимо использовать
маломощные германиевые плоскостные или точечные диоды,
обратный ток которых с изменением температуры повышае*г-
ся. При тщательном подборе диода D нестабильность
времени рабочего хода уменьшается до нескольких деся-
тых долей процента.
РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРОВ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Расчет управляемых генераторов линейно
изменяющегося напряжения с емкостной
обратной связью (рис. 175, 179) по заданным вре-
мени рабочего хода Траб, времени обратного хода Добр,
амплитуде напряжения Um и коэффициенту нелиней-
ности е производится в следующем порядке.
1. Производится выбор триодов, схемы генератора и
рассчитывается напряжение коллекторного источника Ек.
В зависимости от требуемой амплитуды напряжения Um
выбирается схема на одном (рис. 177) или на двух по-
следовательно включенных триодах (рис. 181). Для реше-
ния вопроса о том, следует ли применить составной триод
или не следует, необходимо обратиться согласно фор-
мулам (11.13), (11.18) и (11.19) к отношению
для простейшего генератора.
380
Если при использовании триода с большим коэффици-
ентом р условие (11.65) не выполняется, необходимо при-
менить составной триод или схему фиксации потенциала
коллектора (рис. 192), позволяющую уменьшить время
восстановления и, следовательно, обратный ход. Когда
при наличии схемы фиксации напряжение Ек коллектор-
ного источника получается чрезмерно большим, необхо-
димо применить и составной триод и схему фиксации.
В генераторах линейно изменяющегося напряжения не-
обходимо применять триоды с возможно большим коэф-
фициентом усиления по току р. Напряжение коллектор-
ного источника определяется по формуле Ек^ 1,1 Um.
При наличии схемы фиксации Еф~ 1,1(7™. Величина Ек
при этом определяется по формуле (11.62). -
2. Задаются величиной сопротивления R. При боль-
шом сопротивлении R уменьшается ток разряда конден-
сатора и увеличивается влияние различного рода неуч-
тенных токов утечек. При этом увеличивается коэффици-
ент нелинейности и нестабильность времени рабочего хода,
обусловливаемая протеканием через сопротивление R тока
базы триода. По этим причинам рекомендуется величина
сопротивления R = (5-ь 10) ком. При меньших значениях
R увеличивается емкость конденсатора С и время вос-
становления его заряда. Уменьшение сопротивления R
приводит также к увеличению тока базы триода во время
обратного хода, что вызывает увеличение рассеиваемой
эмиттерным переходом мощности.
3. По заданной величине коэффициента нелинейности
е и при известном для выбранного триода коэффициенте Р
определяется согласно (11.18) или (11.22) величина
сопротивления RK. Входное сопротивление триода при
этом считается известным. Обычно для маломощных
триодов при работе их в рассматриваемых генераторах
1 ком.
4. Рассчитывается с помощью (11.13) емкость конденса-
тора Си проверяется согласно (11.19) время восстановления.
5. После предварительного выбора сопротивлений R± =
= (150-ь200) ом и R2 = (400-ь 500) ом, служащих для
уменьшения нагрузки генератора управляющих импуль-
сов, с помощью (11.16) рассчитывается напряжение ба-
зовой батареи Е&.
6. При расчете генератора с последовательным вклю-
чением триодов (рис. 178) рассчитываются сопротивления
381
R3 и Эти сопротивления должны быть такими, чтобы
обеспечивалось получение максимального тока коллектора
верхнего триода ПТ2 '
Е ЕЕ
/К2 = ^+7раз = ^ + ^. (И.66)
При этом предполагается, что потенциалы коллекторов
триодов в момент окончания рабочего хода равны нулю.
Условие (11.66) выполняется при выполнении согласно
(8.19) равенства
Е 1
1 __ к —
откуда с помощью (11.66) получим
• RK
R + ’
(11.67)
(11.68)
где 82 — коэффициент усиления по току верхнего три-
ода ПТ2. z
- ' Если считать, что при закрытом состоянии обоих три-
одов напряжение источника питания Ек распределяется
между ними примерно поровну, то для запирания верх-
него триода необходимо выполнить условие
р , Rs • Rt г Е*
KRS + Ri Яз + Ri к° та 2 ’
откуда с помощью (11.67) получим
р '
* 4 £к+2^з/котах
Амплитуда управляющего импульса должна иметь
величину порядка (1,5-=- 2) в.
Расчет управляемого генератора линейно
падающего напряжения (рис. 180) производится
в следующем порядке.
1. Производится расчет напряжения £к~1,2£т и
выбор триодов и диода. Диод должен иметь малое со-
противление при прямом и как можно большее при
обратном (запирающем) напряжении. Триод ПТ1 должен
иметь большое сопротивление участка коллектор — эмит-
тер в закрытом состоянии. Триод ПТ2 определяет линей-
ность генерируемого напряжения и поэтому должен иметь
большой коэффициент усиления по току р.
382
2. Выбирается сопротивление 7? = (10ч-15) ком.
3. По заданному коэффициенту нелинейности е с по-
мощью формулы (11.27) определяются сопротивления
7?э = Rk и емкость конденсатора С.
4. С помощью формулы (11.28) определяется емкость
q
конденсатора Со. Она должна быть не меньше 5-^-. В про-
тивном случае коэффициент нелинейности напряжения
С
увеличится по сравнению с расчетной на величину .
^0
5. Рассчитывается сопротивление 7?б. Для того чтобы
триод ПТХ при отсутствии управляющего импульса был
в состоянии насыщения, необходимо выполнить условие
7?б 5= ₽7?.
(11.69)
Амплитуда управляющего импульса должна составлять
величину (1,5 — 2) в.
Порядок расчета автогенератора мультиви-
браторного типа (рис. 181, а) следующий.
1. Выбираются триоды и рассчитывается напряжение
коллекторного источника Ек. Триод ПТ3 должен иметь
большой коэффициент усиления р. Что касается триодов
ПТх и ПТ2, то к ним особые требования не предъявляют-
ся. Необходимо только выполнить условие Ек — 1,25
Uт Ек доп-
2. Рассчитываются сопротивления
Е Е
Rki ; ДК2 Т—, (11.70)
1 к.доп 1 к. пер
где /к.доп'1 и /к.пер — допустимые коллекторный токи для
статического режима и режима переключения соответ-
ственно.
3. По заданному времени обратного хода определяет-
ся с помощью (11.33) емкость конденсатора Сэ.
4. По известному времени прямого хода согласно
(11.29) рассчитывается ток разряда конденсатора /раз.
5. По заданному коэффициенту нелинейности е с по-
мощью (П . 35) и равенства £э = 7?э/раз определяется пара-
метр триода ПТ3
SO7?,7?BX = ^ =
и выбирается разрядный триод ПТ3. Следует при этом
иметь в виду, что параметр р от тока разряда практически

383
не зависит, а сопротивление триода R, уменьшается
с увеличением тока iK (см. гл. I).
*6. Задавшись напряжением Еэ == (0,5-4- 1) Ек, рассчи-
тывают сопротивление
Rs = —. (11.71)
7. Рассчитывается сопротивление R6. Для того чтобы
триод ПТх переходил в режим насыщения, необходимо
выполнйть условие
Re =S РЯК1.
8. Определяется емкость конденсатора Св- Для того
чтобы амплитуда напряжения Um была максимальной,
необходимо выполнить условие (4-i-5) C,Rk, =< ТобР, опре-
деляемого согласно (11.32). Из этого условия получаем
откуда при
С R
2£к^»£;
200Сэ/?К1
(11.72)
Генератор фантастронного типа (рис. 184) в
ждущем режиме рассчитывается в следующем по-
рядке. *
1. Выбор и расчет элементов схемы генератора RK,
R, С и решение вопроса о целесообразности применения
в качестве триода FITi составного триода производятся
аналогично расчету управляемых генераторов (рис. 175
и 179) до п. 4 включительно.
2. Определяется сопротивление
} ' (11.73)
1 к. доп
3. Рассчитывается сопротивление

• /?к
R + RK
-R*.
(П.74)
384
Формула (11.74).получена аналогично формуле (11.67),
так как суммарное сопротивление Rr -f- 7?к, в данном
генераторе играет такую же роль, как и сопротивление
R3 в управляемом генераторе (рис. 179).
4. Рассчитывается сопротивление Д2. ~
обеспечить надежное закрытое состояние
при открытых однотипных триодах ПТ1 и
димо выполнить условие
Ri . Ri • Ri г
~R^~ + Ri Т Ri + Ri к° max —R.
откуда
Для того чтобы
триода ПТ2
ПТ3, необхо-
кр
(11.75)
р .г
0^0 к КР
Л 2 <. Л1 р—-, о р—i---
ьк'кр т Ко max
‘ 1 '
где — = SKp — крутизна линии критического режима три-
Гкр
ода, для маломощных триодов равная 50— 150 (см. при-
ложение).
5. Определяются сопротивления R3 и Д4. Для обеспе-
чения надежного запирания триода ПТ3 вплоть др конца
рабочего хода необходимо выполнить условие
р Rn , Rs • Rt т . г 1 __________
max
— Г крЕк
откуда при учете практически выполняемого неравенства
7?з > #4 получим
^?4 А!з р р । р р " j
^экв^к ~ ^з^экв1 ко шах
^кр^к
г Ri
Х±РД, (11.76)
^ЭКВ
где
R -R'R*
^ЭКВ- r + Rk-
При получении выражения (11.76) представилось воз-
можным произвести упрощение, так как обычно выпол-
няется неравенство Ек S R3IKo. max-
Коэффициент X == 1,3-~-1,5, введенный в выражение
(11.76), дает возможность рассчитать величину сопротивле-
ния Ri так, чтобы триод ПТ3 отпирался несколько раньше,
чем триод ПТ4 перейдет в режим насыщения. После
отпирания триода ПТ3 происходит дальнейшее увеличение
25 1640
385
потенциала коллектора триода ПТ^, вызываемое его пере-
ходом в режим насыщения. Последнее дает возможность
надежно обеспечить режим насыщения триода ПТ3.
Величины сопротивлений Д3 и Д4 должны быть та-
кими, чтобы при насыщенном триоде ПТ4 обеспечивался
режим насыщения триода ПТ8. Для этого необходимо
выполнить условие
Ек . Uб,.. Ек
R3 Rt Мк, ’
где потенциал базы триода ПТ3 определяется выраже-
нием
^б, — нас ГКр Eis/R£
^б.нас — напряжение на участке база — эмиттер насыщен-
ного триода ПТ3, обычно для триодов типа р—п—р рав-
ное— (0,2— 0,3) в.
Решая последнее уравнение с выражением (11.76) сов-
местно, получим
Д 4 = Х₽3< • (11 -77)
Поскольку величина числителя выражения (11.77) мала и
сильно зависит от выбираемого значения X и трудно кон-
тролируемого значения гкр, расчет сопротивления А?4 по
формуле (11.77) производить нецелесообразно. Его вели-
чиной следует задаваться. Для увеличения скорости пе-
реключения триода ПТ3 сопротивление Д4 следует брать
малым, так как влияние отрицательной обратной связи, обу-
словливаемой базовым током триода ПТ3, будет меньшим.
Экспериментальные исследования показывают, что оп-
тимальная величина сопротивления Д4 равна (50 — 100) ом.
Дальнейшее уменьшение сопротивления Д4 приводит к
необходимости уменьшать сопротивление Д3, что может
вызвать недопустимо большие потери энергии источника.
Расчет управляемого генератора с комби-
нированной обратной связью (рис. 188) произ-
водится в следующем порядке.
1. Рассчитывается по заданной амплитуде напря-
жения величина Ек = l,25t7m и выбираются триоды с
Ек доп > Ек-
2. Выбирается сопротивление г, являющееся нагруз-
кой генератора управляющих импульсов. Обычно г =
= (300-=-500) ом.
386
3. Задаются, как и в случае предыдущих генераторов,
сопротивлением R = (5 10) ком.
4. Выбрав насыщенный режим триода ПТ2 при токе
/э, ~ /К1 /к.доп, рассчитывают с помощью неравенства
(11.45) сопротивление R2 и сопротивление
Е
R1=*R2, (11.78)
1 К1
5. Задаются величиной произведения
/?
= (11.79)
где х = 0,05 -^0,1.
6. Рассчитывается с помощью (11.47) при RBX = 1 ком
величина kr.
7. Определяется согласно (11.46) сопротивление RK.
8. Рассчитывается сопротивление RK1.' Оно должно
быть таким, чтобы триод ПТ2 в исходном состоянии был
насыщен. Если учесть, что RK1^> RBx. при насыщенном
состоянии триода, а на участке коллектор—эмиттер триода
падает напряжение rKpJ9a, то сопротивление RK1 должно
отвечать требованию
Rkx кр,>
и согласно (11.80) быть равным
ЯК1 = £2Л!£. (Ц.80)
9. Определяется емкость конденсатора
С = ^^1,25^. (11.81)
10. Выбирается амплитуда управляющего импульса
порядка 1,5 — 2 в.
Расчет генератора линейно изменяющего-
ся тока (рис. 190) в принципе ничем не отличается от
расчета аналогичного генератора напряжения (рис. 184).
Особенности расчета генератора тока заключаются лишь
в том, что выбор триодов необходимо производить со-
гласно условию (11.59), а сопротивление г рассчитывается
с помощью формулы (11.55).
В том случае, когда получение заданного коэффици-
ента нелинейности не обеспечивается и при использовании
составного триода, необходимо последовательно с катуш-
25* 38Z
кой включить сопротивление RK, которое совместно с гк
обеспечит требуемое значение коэффициента е. Триоды
при этом должны удовлетворять условию (11.59) при за-
мене величины гк суммой гк -ф RK.
В заключение следует отметить, что в случае приме-
нения схемы фиксации потенциала коллектора триода в
закрытом состоянии (рис. 175, 179, 184), величина напря-
жения £$ рассчитывается как величина Ек при отсутствии
схемы фиксации. Напряжение Ек при фиксации рассчи-
тывается с помощью неравенства (11.62).
генератор с ем-
при следующих ИС-
S. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРОВ ЛИНЕИНО
ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Пример 1. Рассчитать управляемый
костной обратной связью (рис. 175)
ходных данных:
амплитуда напряжения (7m>25 в;
время рабочего хода Траб = 250 мксек;
время обратного хода = 100 мксек;
коэффициент нелинейности напряжения г < 3%;
максимальная температура /max = 60° С.
Расчет генератора произведем в следующем порядке.
Выбираем триод типа ГИЗА с Ек доп > Ек = 1.1 (7 m — 30 а
и имеющий р > 30.
1. Определяем отношение Т’раб/Т’обр = 2,5 и убеждаемся в том,
что условие (11.65) не выполняется. Необходимо, следовательно,
применить составной триод.
2. Рассчитываем с помощью формулы (11.22) сопротивление
D ^вх IO’
ре — 30 • 0,03 — ’ 3 К0М"
Принимаем RK = 1,2 ком.
3. Задаемся сопротивлением R = 10 ком.
4. Рассчитаем с помощью (11.13) емкость конденсатора
с==^то^6 = 0,025 мкф-
Принимаем С = 0,025 мкф.
5. Убеждаемся в том, что условие Тобр > /вос выполняется.
Если это условие не выполняется, необходимо использовать эмит-
терный повторитель.
6. Выбираем сопротивления Rj = 200 ом, = 510 ом и рас-
считываем с помощью (11.16) напряжение
Ек + («1 + Ы 'к0 max = 30 +
+ 710 • 0,12 • Ю-з — 2,13 в.
388
Принимаем Еб = 2,5 в.
Пример 2. Рассчитать фантастронный генера тор.
(рис. 184) в ждущем режиме при тех же, что и примере 1 исход-
ных данных.
В этом случае, кроме рассчитанных в предыдущем примере ве-
личин RK, R, С необходимо определить сопротивления Rlt R2, Rs,
Rt и RK . Расчет этих величин произведем в следующем порядке.
1. Зададимся /к_доп = 10 ма и рассчитаем с помощью (11.73)
сопротивление
D . Е *к 30 „
А,>7------= Tn = 3 * * * ком-
к. ДОП
Принимаем R = 3 ком.
2. Определим по формуле (11.74) сопротивление
R • RK 30 • 10» • 1,2 • 10»
R1 Р + /?к — /?к» = 104 4- 1,2 - Тоз 3 ' 108 ~ 29 ком-
Принимаем Ri = 24 ком.
3. Найдем по формуле (11.75) сопротивление
р р Екгкр __ Ек ’ '"кр 30 • 10
* “ 1 Екгкр + *ААо max ~ ААо max “ 3 • 10» • 0,12-10"3~
ss 0,67 ком.
Принимаем /?2 = 680 ом.
4. Выбираем сопротивление /?4 = 100 ом.
5. Зададимся величиной 7=1,5.
6. Определим с помощью (11.76) сопротивление
Ек * ^4 * ^экв
гу к w экв
**3 \ _ "р гу г> г
Лгкрск ^4/^экв 'котах
30 • 100 103
~ 1,5 -30-10— 100 • 103 0,12 • Ю-з ~ °’7 ком-
Принимаем R3 = 5 ком.
Глава 12
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ И СНЯТИЕ
ХАРАКТЕРИСТИК ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДОВ
1. СНЯТИЕ СТАТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
При снятии статических характеристик плоскостных
полупроводниковых триодов необходимо принимать во
внимание целый ряд обстоятельств, вытекающих из осо-
бенностей их работы. Прежде всего следует иметь в виду,
что входные и выходные сопротивления триода могут
оказаться соизмеримыми с сопротивлениями элементов
схемы, в которой производится снятие характеристик.
Последнее может привести к появлению существенных
ошибок. Кроме того, зависимость токов триода от темпе-
ратуры р — п переходов при несоблюдении определенного
теплового режима также искажает результаты измерений.
Для снятия статических характеристик, в которых токи
выражаются как функции напряжений на электродах,
прежде всего необходимо с достаточной степенью ' точ-
ности обеспечить режим короткого замыкания на входе
и выходе. Можно считать, что указанный режим имеет
место, если сопротивления элементов схемы, включенные
в цепи коллектора и базы, на порядок — два меньше
внутреннего и входного сопротивлений соответственно.
Когда же из этих цепей принципиально не удается исклю-
чить больших сопротивлений, напряжения коллектора и
базы обязательно должны измеряться непосредственно на
выводах триода. Практически, при снятии статических
390 .
характеристик маломощных полупроводниковых триодов
вполне допустимо иметь в цепи коллектора сопротивле-
ние не более 100 ом, а в цепи базы не свыше 10 ом.
Для мощных триодов эти величины должны быть про-
порционально уменьшены и могут составлять десятые
и сотые доли ома.
Если статические характеристики снимаются по точ-
кам с помощью приборов постоянного тока, то прихо-
дится считаться с внутренними сопротивлениями микро-
амперметра и милливольтметра
измеряющих ток и напряжение на
базе. Действительно, при любом
варианте включения приборов в
цепь базы (рис. 193) один из них
будет вносить погрешность в по-
казания другого. В схеме а мил-
ливольтметр покажет сумму паде-
ний напряжений на базе и на
микроамперметре. В схеме б мик-
роамперметр покажет суммарный
ток. При снятии характеристик
по любой из двух схем необхо-
димо делать поправку в показа-
ниях соответствующего прибора.
Практически удобнее пользоваться
схемой б, так как, снимая харак-
теристики, обычно устанавливают
фиксированные значения напряжения на базе. При этом
проще подсчитывать поправку на ток милливольтметра.
Гораздо чаще принято снимать характеристики осцил-
лографическим методом, просматривая на экране одну
или сразу целое семейство статических характеристик.
Так как осциллограф практически не потребляет тока,
описанные выше погрешности устраняются.
Другим важным условием правильного снятия харак-
теристик является соблюдение определенного теплового
режима. Логически обоснованными являются два режима.
Характеристики снимаются при постоянной температуре
р — п переходов. Такие характеристики соответствуют
работе с быстрыми изменениями тока и напряжения,
когда температура переходов не успевает следовать за
изменениями мгновенной мощности рассеяния и практи-
чески остается постоянной. Эти -характеристики дают
б
Рис. 193. Схемы включе-
ния измерительных при-
боров в цепь базы.
391
более высокую точность при графических расчетах дина-
мического режима.* Зато выбирать исходный режим по
ним" затруднительно, так как установившаяся темпера-
тура переходов в исходной рабочей точке заранее неиз-
вестна. Во втором случае характеристики снимаются при
постоянной окружающей температуре и при установившей-
ся температуре переходов, соответствующей мощности рас-
сеяния в каждой точке. Эти характеристики удобны для
выбора и определения исходного режима, так как авто-
матически учитывают установившуюся температуру пере-
ходов и не требуют специального ее определения. Однако
расчеты динамического режима по ним будут давать зна-
чительные . погрешности.
Статические характеристики при постоянной темпера-
туре переходов снимаются осциллографическим методом.
«Снимая их, необходимо обеспечить достаточно быстрые
изменения напряжений на электродах, так чтобы внут-
ренняя температура практически не успевала меняться.
В то же время частота развертывающих напряжений
должна быть не настолько большой, когда начинают
проявляться частотные свойства. При разработке и ис-
пользовании характериографов следует также заботиться
о том, чтобы с переходом на различные характеристики
средняя мощность рассеяния оставалась неизменной.
Характеристики при постоянной окружающей темпе-
ратуре и установившейся температуре переходов сни-
маются по точкам с помощью приборов постоянного тока.
Следует особо подчеркнуть, что низкочастотные пара-
метры можно определять только по характеристикам, сня-
тым при постоянной температуре переходов. Использо-
вание других характеристик будет давать значительные
погрешности.
Для маломощных триодов различие характеристик,
снятых при двух рассмотренных выше тепловых режимах,
не столь уж значительно. Оно, как правило, не превы-
шает разброса между характеристиками различных об-
разцов данного типа. Поэтому для большинства расчетов
можно пользоваться статическими характеристиками,
снятыми любым способом. Что же касается мощных
триодов, то для них эта разница получается очень суще-
ственной.
Контролировать температуру перехода, при которой
снимаются статические характеристики, можно по вели-
392
чине обратного тока коллектора. Для этого предвари-
тельно необходимо произвести градуировку данного трио-
да, нагревая его до определенной температуры и измеряя
ток /Ко. При проведении этих измерений необходимо,
чтобы цепь эмиттера была разорвана, а к зажимам кол-
лектор— база прикладывалось не слишком большое об-
ратное напряжение, но достаточное для насыщения об-
ратного тока коллекторного перехода. Напряжение должно
быть возможно меньшим, чтобы предотвратить саморазо-
грев перехода обратным током. Особенно это важно для
мощных триодов, у которых ток /Ко может достигать де-
сятков миллиампер.
Имея градуировочную кри-
вую, определение темпера-
туры перехода можно про-
изводить путем кратковре-
менного переключения триода
в режим измерения тока /ко.
Так как тепловые переходные
процессы протекают доста-
точно быстро (в течение еди-
ниц миллисекунд), измерения
необходимо производить в ко-
Рис. 194. Схема установки для
измерения температуры кол-
лекторного перехода.
роткие промежутки времени.
Практически это удобнее
всего осуществлять осцилло-
графическим методом, вклю-
чая в цепь /Ко измерительное сопротивление. Замер /Ко
и температуры перехода необходимо производить непо-
средственно в первый момент после переключения из
рабочего режима в режим измерения. В противном случае,
переход успеет остыть и результат измерений будет не-
верным.
Простейшая ц практически безинерционная схема для
определения температуры коллекторного перехода по об-
ратному току /Ко показана на рисунке 194. В ней для
измерения /ко между коллектором и базой включены
дополнительный источник э. д. с. Е, диод Dx и измери-
тельное сопротивление Ro, напряжение с которого подает-
ся на вход осциллографа. В момент размыкания клю-
ча К в цепи эмиттера, схема мгновенно переходит в режим
измерения тока /Ко. Диод D2 служит для пропускания
в рабочем состоянии тока базы, минуя измерительное со-
393
противление Ro. В рабочем состоянии при замкнутом
ключе К полярность напряжения на диоде Dx меняется,
и "он разрывает измерительную цепь.
2. ИЗМЕРЕНИЕ НИЗКОЧАСТОТНЫХ ПАРАМЕТРОВ
Я,
Рис. 195. Схема включения
низкоомного делителя.
Низкочастотные параметры g, g06P, Sa и Л?г могут
определяться по статическим характеристикам, но вслед-
ствие низкой точности и значительной трудоемкости этот
метод оказывается малопригодным. Гораздо удобнее не-
посредственное измерение параметров в произвольно уста-
навливаемом режиме работы триода. Такие измерения
можно производить, используя комплект универсальных
приборов, либо с помощью
специально разработанных изме-
рительных устройств. Послед-
ний способ особенно удобен
при проведении большого коли-
чества измерений, так как можно
сделать прибор, позволяющий
отсчитывать параметры непо-
средственно по шкале.
Во время измерения пара-
метров, также как и при сня-
.тии статических характеристик, необходимо обеспечивать
режим короткого замыкания на входе и на выходе
испытываемого триода. Обычно внутреннее сопротивле-
ние типовых генераторов синусоидального напряжения
имеет величину порядка десятков или сотен ом. Поэтому
подключать такой генератор непосредственно ко входу
полупроводникового триода Нельзя. Его целесообразно вклю-
чать через специальный делитель с малым выходным
сопротивлением (рйс. 195). Сопротивление /?2 этого дели-
теля можно взять любой достаточно малой величины,
чем и достигается получение режима короткого замыка-
ния. Причем малое /?2 делает выходное напряжение
практически независимым от подключаемой нагрузки. Это
обстоятельство является весьма ценным, так как избавляет
от необходимости измерять малые напряжения на входных
зажимах полупроводникового триода. Выполнив делитель
с известным и удобным для отсчетов ослаблением (напри-,
мер 1 : 1000), можно ограничиться измерением напряжения
на его входе с помощью лампового вольтметра (рис. 195).
394
Переменные напряжения, подводимые к электродам
триода при измерении параметров, должны соответство-
вать условиям работы с малыми сигналами. Амплитуда
переменного напряжения на базе не должна превышать
3 — 5 мв, а на коллекторе — 1 — 2 в.
Наиболее удобный способ измерения крутизны харак-
теристики So основывается на определении коэффициента
усиления. Обращаясь к выражению (1.16), можно видеть,
что при условии | Yi | < | Ун | коэффициент усиления при-
ближенно равен
/C=A = SZH. 0-
1 н
Выбрав сопротивление Ut
нагрузки ZH = Rh достаточно и-
малой величины и выполняя
измерение на низкой частоте _ 1ПС
1 . Рис. 196. Схема установки для
(на которой S~S0), получим измерения крутизны характе-
ру ристики So и постоянной вре-
с __ вых мени т.
°0 — U R "
Если измерения производить в схеме с описанным выше
делителем на входе (рис. 196), то, подставляя значение
Ub* - U1 Rt + R* ’
получим
Q ^ВЫХ
Ri + Rz
(12.1)
Выбрав элементы схемы и подаваемое от генератора
напряжение t/x так, чтобы
R2RH _
U1Ri+ Rz~ ’
получаем условия, при которых вольтметр на выходе бу-
дет показывать напряжение, численно равное крутизне
характеристики '
t/вых = So. (12.2)
Для обеспечения нормальной работы измерительной
схемы емкостное сопротивление конденсатора С должно
395
быть во много раз (практически раз в 100) меньше вход-
ных сопротивлений измеряемых триодов. Сопротивление Rs,
чер'ез которое осуществляется питание базы постоянным
током, наоборот, должно быть во много раз больше вход-
ных сопротивлений. При (7Х = 1 в, /?х = 1 ком, R2 = 3 ома
и Rn = 330 ом по шкале подключенного к выходу вольт-
метра можно непосредственно считывать значения кру-
тизны.
Измерение всех низкочастотных параметров можно
производить на частоте 1000 гц. На этой частоте для
всех существующих типов плоскостных полупроводни-
ковых триодов с достаточной точностью допустимо счи-
тать Y = g, S = S0, Yo6p = £обр и Yt = .
Наиболее удобным способом
измерения входной проводи-
Рис. 197. Схема для измере-
ния входного сопротивления.
мости является метод двух вольт-
метров. Если в схеме (рис. 197)
сопротивление/?х взять во много
раз большим, чем входное со-
1
противление —
то можно по-
лагать
и
L-Biu
Ubx-
(12.3)
Единственным недостатком описанного метода являет-
ся необходимость измерять малые напряжения на входе,
которые не должны превышать единиц милливольт. Так
как типовые ламповые милливольтметры позволяют из-
мерять напряжения только свыше 1 мв, в схему прихо-
дится включать дополнительный усилитель. При этом
1 _ _ у
g “^доп 2-
(12.4)
Если подобрать /?х = 2 • 105 ом, U1 = 0,l в и /Сдоп =
= 200, то, умножив показания вольтметра на 10, полу-
1
чим значение — в ком
g
±- (ком) = U2 (в) X Ю. (12.5)
396
Можно обойтись и без дополнительного усилителя,
применив метод известного добавочного сопротивления
(рис. 198), аналогичный используемому в омметрах. Сде-
лав два замера выходного напряжения при закорочен-
ном и включенном добавочном сопротивлении /?д, вели-
чину входной проводимости триода можно рассчитать по
формуле
(12.6)
или определить с по-
мощью соответствую-
щей этой формуле
номограммы. Здесь
иг— показания вольт-
метра на выходе при
закороченном доба-
вочном сопротЯЬле-
нии /?д и U2—; пока-
зания при включен-
ном /?д.
Если проградуи-
ровать вольтметр на
выходе подобно обыч-
ному омметру и при
Рис. 198. Схема для измерения входной
проводимости g.
~иб
Рис. 199. Схема для измерения внутрен
него сопротивления Ri.
закороченном сопро-
тивлении /?д устанав-
ливать стрелку на
отметку g = 0, то при включенном сопротивлении можно
непосредственно, отсчитать величину входной проводи-
мости g. Установку стрелки в положение g = 0 можно
производить изменением напряжения на входе, или вклю-
чив в коллекторную цепь переменное сопротивление на-
грузки.
Внутреннее сопротивление проще всего измерять ме-
тодом двух вольтметров. На рисунке 199 показана схема
включения приборов для определения Измеряя на-
пряжение Ult подводимое к коллектору, и падение напря-
жения на известном сопротивлении R, найдем
U,.R
R + Ri’
397
откуда
^=7?(й“0- (12-7)
Если взять R Rt и обеспечить выполнение условия
RUi = 1, то
-^- = (/2. (12.8)
т. е. по прибору ЛВ2 можно непосредственно отсчиты-
вать величину, обратную внутреннему сопротивлению R,.
Рис. 200. Схема для. измерения
параметра h^.
Так, взяв R = 100 ом и
(/1=1 в, получим
1 /Ю“
^(W = ^WX10.
Непосредственное изме-
рение проводимости обрат-
ной связи go6p сопряжено
с большими трудностями.
Гораздо проще измерять
другой тесно с ней свя-
занный параметр
. ' go6P
12 дик 1б = const g
(12.9)
Как следует из определения параметра /г12, для его
измерения необходимо обеспечить режим холостого хода
со стороны базы. Соответствующая этому схема включе-
ния приборов показана на рис. 200. Произведя замер
напряжения Ult подаваемого на коллектор, и напряже-
ния U2 на разомкнутых входных зажимах, можно опре-
делить
-А12 = ^. (12.Ю)
При (7Х= 1 отсчет по вольтметру ЛВ2 будет численно
равен параметру — h12. Проводимость же обратной связи
£обР может быть найдена с помощью соотношения
£обР = £- (—h12). (12.И)
Таким образом, измерение низкочастотных парамет-
ров производится достаточно простыми и надежными
способами в произвольном режиме работы триода. При
398
соответствующем выборе элементов схем измеряемые ве-
личины можно непосредственно считывать со шкалы из-
мерительного прибора. I
Весь комплекс описанных измерений может быть сов-
мещен в одном устройстве, схема которого показана на
рисунке 201. Напряжение с частотой 1000 гц подается
Рис. 201. Принципиальная схема прибора для измеренйя
низкочастотных параметров полупроводникового триода.
от любого подходящего генератора на зажимы 1—2 и
контролируется ламповым вольтметром, включаемым в
гнезда 3—4. Для осуществления необходимой коммута-
ции использован переключатель на четыре положения.
В первом положении осуществляется измерение крутизны
и входной проводимости. Во втором положении изме-
ряется и в третьем — /г12. Переключатель должен быть
выполнен так, чтобы в момент переключений со-
седние контакты между собой не закора-
чивались!
399
При измерении So и g напряжение на базу подается
с калиброванного делителя Rv R2, дающего ослабление
1-:1000. В коллекторную цепь включено сопротивление
нагрузки /?5, напряжение на котором измеряется с по-
мощью лампового милливольтметра типа МВЛ. Величины
Рис. 202. Номограмма для определения входной
проводимости g.
ные зажимы напряжения в 1 в и при установке пределов
измерения на МВЛ — О-ьЗОлв, по шкале 0-н 100 лщ
можно непосредственно отсчитывать крутизну в милли-
амперах на вольт.
Измерение входной проводимости g производится с
помощью нажимного ключа К, включающего одно из до-
бавочных сопротивлений ??3 или R4. Сделав два отсчета
по милливольтметру при закороченном и включенном до-
бавочном сопротивлении, величину входной проводимости
можно определить с помощью номограммы, приведенной
на рис. 202.
400
При измерении переменное напряжение с ампли-
тудой в 1 в вводится в цепь коллектора, а с помощью
МВД определяется напряжение на известном сопротив-
лении Д5. Величины подобраны так, что при установке
пределов измерения О-нЗО мв по шкале 0-н 100 мв можно
отсчитать в мкмо.
Для . измерения—/г12 милливольтметр переключается
в разомкнутую цепь базы. Его показания в вольтах со-
ответствуют значениям /г12.
Питание установки осуществляется от двух источни-
ков с напряжением 4-Ю и —30в, имеющих общую среднюю
точку. Требуемый режим триода устанавливается с по-
мощью потенциометров Д7 и по миллиамперметру и
вольтметру в цепи коллектора, включаемым в гнезда 7—8
и 9—10. Питающее напряжение на базу регулируется
потенциометром и подается через большое сопротив-
ление /?в, которое на результаты измерений практически
не влияет.
8. ИЗМЕРЕНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ПАРАМЕТРОВ
В качестве исходной зависимости для определения
постеянной^времени триода т наиболее удобно использо-
вать выражение (1.13). Определив его модуль
So
V1 + (ют)* ’
(12.12)
легко получить простое соотношение для вычисления
(12.13)
Измерив на некоторой частоте w = 2к/ модуль кру-
тизны характеристики S, можно затем с помощью выра-
жения (12.13) рассчитать и значение т. С точки зрения
простоты измерений или удобства расчетов описанный
метод может осуществляться в нескольких вариантах.
1. Измерение крутизны (или пропорционального ей
выходного напряжения) производится на частоте 1900 гц
и на некоторой фиксированной высокой частоте. После
этого т рассчитывается по формуле (12.13). Если высо-
26 1640
401
Кая частота, на которой производится измерение, вы-
брана так, что отношение5, то формулу (12.13)
О
можно упростить, заменив приближенной
(12.14)
При этом, принимая о> = 10е, 107, 108, можно сущест-
венно упростить расчеты.
2. Измерение сводится к отысканию частоты, на ко-
торой
S__ j_
•So — /2 '
Тогда подкоренное выражение в (12.13) обращается
в единицу и
Таким образом, определение т сводится к отысканию
частоты, на которой ток коллектора в режиме короткого
замыкания на входе и выходе уменьшается в J/2 раз по
сравнению с его величиной на низких частотах.
Определение постоянной времени т можно произво-
дить, воспользовавшись схемой (рис. 196), предназначен-
ной для измерения крутизны. Поддерживая напряжение
на входе постоянным, необходимо менять частоту ге-
нератора от первоначального значения 1000 гц до тех
пор, пока показание вольтметра ЛВ2 не уменьшится в
]Л2 раз. Полученный таким образом отсчет частоты по-
зволяет с помощью (12.15) вычислить постоянную вре-
мени т.
Чтобы избежать ошибок, связанных с нелинейными
явлениями, измерения следует производить в режиме ма-
лых сигналов. Кроме того, схема и конструкция прибора
должны допускать работу на высоких частотах без вне-
сения существенных погрешностей.
Рассмотренный метод измерения постоянной времени
хотя и обеспечивает хорошую точность, все же является
весьма громоздким и трудоемким. Значительно быстрее
и проше можно измерить постоянную времени по пере-
ходной характеристике в режиме короткого замыкания
402
на входе и выходе. В этом случае для тока коллектора
в соответствии с (1.2) получим
'K = ^ = i^fe- ' J1216)
Такой частотной зависимости соответствует .экспонен-
циальная перехсдная характеристика
»к = {7ктах(1-е"^). (12.17)
Воспользовавшись известным понятием времени уста-
новления, как времени, в течение которого напряжение
изменяется от 0,1 до 0,9 установившегося значения, по-
лучим
Х = #. (12.18)
Измеряя время установления с помощью осциллографа
с откалиброванной скоростью развертки или с помощью
измерителя переходных характеристик, можно произво-
дить непосредственный отсчет постоянной времени т.
Подаваемый при этом на вход перепад напряжения не
должен превышать 3 — 5 мв.
Исходным выражением, позволяющим построить мето-
дику измерения сопротивления базы гб, является входная
проводимость У (1.12). Из этого выражения видно, что
при о> ->оо, а практически уже при о>т 5, входная про-
водимость становится активной и равной
У=^. (12.19)
Отсюда следует, что сопротивление г6 может быть
измерено, как обратная величина входной проводимости
на достаточно высоких частотах. Практически измерения
следует производить на частотах
: (12.20)
на которых с необходимой точностью соблюдается ра-
венство (12.19).
Измерение г6 может производиться непосредственно,
методом добавочного сопротивления по схеме (рис. 197)
или (рис. 198). Однако эти измерения сопряжены со зна-
26*
403
чительными трудностями, особенно для высокочастотных
триодов. Эти трудности прежде всего связаны -с необхо-
димостью измерять малые напряжения на весьма высоких
частотах, а также с влиянием на результаты измерений
внутренней обратной связи через коллекторную емкость
Сбк- Для уменьшения влияния последней приходится
уменьшать и без того малую нагрузку в цепи коллек-
тора, что еще больше усугубляет трудности измерения
напряжений. Для преодоления этих затруднений в ка-
честве коллекторной нагрузки следует использовать спе-
циальное тр ансформирующее устройство с малым входным
сопротивлением, например, колебательный контур с очень
слабой автотрансформаторной связью.
Так как на высоких, частотах большая часть подво-
димого ко входу напряжения течется на сопротивлении
гб, а к эмиттер ному переходу прикладывается лишь не-
значительная его доля, напряжение на базе может быть
соответственно увеличено без опасности захода в нели-
нейные области.
Поскольку метод непосредственного измерения сопро-
тивления Гб неудобен, целесообразно рассмотреть косвен-
ный способ определения этой величины. Последний меже,
быть основан на сравнении частотных xaj актеристик
триода в режимах короткого замыкания и холостого хода
со стороны базы.
Обращаясь к эквивалентной схеме триода (рис. 9),
легко установить, что в режиме короткого замыкания на
входе граничная частота
; 1 _ 1 + ^бГ6
/0.7кз— 2ях 2тсСэбг6 •
Из этой же схемы для режима холостого хода полу-
чим
X '°'7хх — 2тст:хх — 2тсСэ6 ’
где fo.7xx — граничная’частота, отсчитываемая на уровне
0,7 и тхх— соответствующая ей постоянная времени при
соблюдении реяшма холостого хода со стороны базы.
Составляя отношение этих частот и принимая во вни-
мание, что
____ ^эб
8~~ 1 + £эбгб ‘
-»
404
получим
А),7хх й'эбгб
f 1 I a r S?6'
/0,7кз 1 + вэбгб
(12.21)
Так как входная проводимость g известна и f0,7K3 оп-
ределена при измерении постоянной времени т, то, изме-
рив /о,7хх, МОЖНО ВЫЧИСЛИТЬ
Гб = 1.^155. (12.22)
8 /0,7кз
Определение fojxx может быть произведено такими же
методами, как и измерение постоянной времени т. Необ-
ходимо только обеспечить режим холостого хода со сто-
рсны базы. Для этого в схеме (рис. 196) низкоомный де-
литель необходимо4 заменить последовательным
сопротивлением большой величины
^посл > ~ • Установив
частоту колебаний, подаваемых от генератора, равной
1000 гц, замечают показания вольтметра на выходе. Под-
держивая напряжение генератора постоянным, меняют
частоту до тех пор, пока показание вольтметра не умень-
шится в J/2 раз. Соответствующая частота и является
fo,7xx-
Остается рассмотреть методику измерения коллектор-
ной емкости Сбк- Как известно, при этом необх димо пре-
одолеть ряд затруднений, связанных с влиянием других
ветвей эквивалентной схемы триода и внутренней odj ат-
ной связи. Лучше всего влияние побочных факторов
удается устранить, применив схему включения с общей
базой и обеспечив режим холостого хода по цепи эмит-
тера. Если в цепь эмиттера включить параллельный ко-
лебательный контур и настроить его на частоту, на ко-
торой производится измерение, то по переменному <оку
эту цепь можно считать разэрванной. Для постоянного же
тока сопротивление катушки индуктивности ничтожно
мало, и триод будет работать в нормальном режиме.
При таком включении цепь переменного тока между
выходными зажимами будет замыкаться через параллельно
соединенные проводимость g6K и емкость Сбк,, последова-
тельно с которыми включено сопротивление гб (рис. 203).
Выполняя измерение на не слишком высоких частотах,
на которых шСбк^б < 1, можно пренебречь влиянием со-
противления Гб и считать, что измеряется непосредственно
405
емкость Сбк вместе с некоторой паразитной емкостью Скз.
Паразитная емкость коллектор — земля Скз составит ме-
тодическую погрешность изменения емкости Сбк. В пра-
вильно выполненной конструкции измерительного прибора
емкость Скз может быть сделана доста-
точно малой. Кроме того, основная часть
входящих в неё составляющих под-
дается предварительному измерению,
что позволяе) внести поправку при опре-
делении коллекторной емкости С6к.
Измерение емкости С6к можно про-
изводить различными способами, при-
меняемыми для измерений сравнительно
небольших емкостей. При этом необ-
ходимо заботиться о том, чтобы пере-
менное напряжение на коллекторе по
амплитуде не превышало 1 в. Наиболее
удобным оказывается применение метода
замещения с индикацией по максимуму
Рис. 203. Схема
соединения прово-
димостей триода
при измерении кол-
лекторной емкости
Сбк-
напряжения при резонансе.
На рис. 204 показана принципиальная схема при-
бора для измерения коллекторной емкости методом заме-
щения. Параллельно коллекторному переходу подключен
эталонный конденсатор Сэ, который вместе с катушкой
Рис. 204. Схема установки для измерения
коллекторной емкости Сбк.
индуктивности Д образует колебательный контур. Коле-
бания с фиксированной частотой подводятся к контуру
от соответствующего генератора. Момент наступления ре-
зонанса определяется с помощью лампового вольтметр а.
В цепь эмиттера включен другой колебательный ксн-
тур, точно настроенный на частоту, на которой произво-
дятся измерения. Он служит для создания режима холо-
стого хода по эмиттерной цепи и для пропускания по-
40б
стоянного тока. Добившись предварительно резонанса при
разомкнутом ключе /<, замыкают его и снова подстраи-
вают систему в резонанс. По разности значений емкости
эталонного конденсатора Сэ и определяют коллекторную
емкость Сбк. Процесс измерения можно существенно уп-
ростить, если предварительную настройку производить
небольшим корректирующим конденсатором, подключен-
ным параллельно эталонному. У последнего нуль шкалы
должен соответствовать полностью введенным пластинам,
а градуировка шкалы произведена так, чтобы положи-
тельные чй^ла на шкале показывали на сколько умень-
шилась емкость по отношению к максимальной. Установив
эталонный конденсатор на нулевую отметку шкалы и до-
бившись при ,разомкнутом ключе резонанса с помощью
корректирующего конденсатора, при выполнении после-
дующих операций можно сделать непосредственный отсчет
емкости Сбк по шкале.
Изложенная выше методика позволяет с достаточной
для практики точностью измерить высокочастотные пара-
метры т, гб и Сбк- При этом принципиально возможно
создать такие приборы, в которых большая часть опера-
ций по. их измерению будет автоматизирована.
-WVWA
ПРИЛОЖЕНИЯ
1, ФОРМУЛЫ ПЕРЕСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ ДРУГИХ СИСТЕМ
В У ПАРАМЕТРЫ
Из большого числа возможных эквивалентных- схем и соответ-
ствующих им систем параметров
метров, встречается ещё система
Рис. 1. Эквивалентная Т-об-'
разная схема полупроводнико-
вого триода.
в настоящее время, кроме У пара-
параметров Т-образной эквивалент-
ной схемы и системы Л-параметров
для включения триода с общим
эмиттером и с общей базой.
На рис. ГН показана Т-об-
разная эквивалентная схема полу-
проводникового триода. Напряже-
ния на ее зажимах связаны с то-
ками следующими уравнениями:
= <гэ + гб)7’э - Гб7К>
^Кб = (“ГК + Гб) 4 - (гк + гб) 7К-
Эти уравнения могут быть пре-
образованы к виду (1.2). В ре-
зультате преобразования нетрудно получить соотношения, связы-
вающие параметры Т-образной схемы с У-параметрами:
“о
с______________
° (1—»о)г6+г9’
“огк
гб + гэ’
гб = гэ + гб;
• «0Гб
2тс/а
В этих формулах а — коэффициент усиления по току, а0 — зна-
чение а на низких частотах, гэ — сопротивление эмиттера, гб — со-
408
противление базы, гк — сопротивление коллектора, fa — критиче-
ская частота усиления по току.
Эквивалентная схема триода в системе й-параметров для вклю-
чения с общим эмиттером показана на рис. П2. Уравнения, свя-
1в Ь'н 1к
Рис. 2. Эквивалентная схема по-
лупроводникового триода для си-
стемы й-параметров.
зывающие между собой напряжения и токи, для этой системы за-
писываются в виде
'к = ^ '6 + а8А-
Преобразование их к систе ме У параметров дает
1 .
, & = А z
в'обр = ^>
В случае включения триода по схеме с общей базой, основные -
уравнения имеют вид
= йц/э 4»й12^к6; .
/к = Й21/э + Й22^кб.
При этом низкочастотные У параметры рассчитываются по
формулам
g =
В Аи
. .1 — /&21 ,
бобр = Л22 — а>2 » А»;
е А21.
«11
^ = АМ + ЙП^.
I 409
2. Низкочастотные параметры плоскостных полупроводниковых
’ триодов типа р — п — р
(при (к = 5 ма, ик = 10 в).
Тип ма/в g 10—‘/ом £обр мкмо 1 Ri мкмо «к ма/в S, $.+g в
П12 120 4 2 0,95
160 6 0,975
П13 140 1 0,5 30 150 0,92 -0.1
160 3 2 100 250 0,97
П13А 140 0,5 1 50 150 0,97 —0,1
160 1 2 100 250 0,995
П14 130 1,2 0,5 70 150 0,95 -0,1
150 2 1.5 100 250 0,99
П15 130 ' 1 0,5 70 150 0,95 —0,1
140 2 2 100 250 0,99
П16Б 120 1 0,5- 50 150 0,97 —0,1
150 1,5 1 100 250 0,995
П19 130 2 0,5 0,95
170 6 2 0,985
П401 70 120 2 3 ' <5 30 100 20 60 0,94- 0.99 —0,25
П402 120 2 <5 30 20 0,94 —0,25
150 3 100 30 0,99
П403 120 150 1 2 <5 30 100 20 30 0,94 0,97 —0,25
П403А 120 150 0,5 L ^5 30 100 20 30 ‘0,97 0.995 —0,25
П406 120 160 4 6 <2 — — 0,95 0,98 —
П407 120 160 4 6- , <2 — 0,95 0,98 —
П408 130 1 0,5 0,95
170 6 2 — — 0^992
П409 130 1 0,5 0,95
170 6 2 — 0,999
П4Ю 120 1 <10 28 20 0,965 —0,20
150 4 200 40 0,99
П410А 120 0,5 <10 28 20 0,99 —0,20
150 1 200 40 0.996
П411 120 1 <10 28 20 0,965 —0,20
150 4 200 40 0,99
П411А 120 0,5 1 <10 28 20 0,99 —0,20
150 200 40 0,996
410
3. Высокочастотные параметры плоскостных полупроводниковых
триодов типа р — п — р
(при /к = 5 ма, ик = 10 в)
Тип т мксек гб ом сбк пф sor6 Мгц &Г(> ^“2^ кец *др мксек
П12 0,65 125 20 5 120
П13 1,2 2 50 150 30 40 >0,465 25 —
П13А 1,2 2 50 100 30 35 >0,465 7 0,08
П14 1,0 1,5 50 100 28 36 >1 25 0,08
П15 0,6 1,1 70 160 30 40 >1,6 35 —
П16Б 1,0 1,5 70 150 30 35 >1 20 —
П19 0,25 50 150 10 20 7 170 —
П401 0,7 50 200 <15 45 700 0,004
П402 0,025 80 150 <10 80 1 300 0,002
П403 0,011 50 <10 НО 1 000 „ —
П403А 0,011 50 <10 ПО 600 —-
П406 0,3 125 <20 10 250 —-
П407 0,16 125 <20 20 500 —
50 10
П408 0,2 150 20 12 160 —
50 10
П409 0,13 150 20 25 300 ——
50 2
П410 0,007 100 4 280 4 600 0,0007
П41ОА 50 2
0.007 100 4 280 1 600 —
П411 50 2
0,0018 100 4 900 14 000 —.
50 2 •
П411А 0,0018 100 4 900 5000 —
4. Параметры полупроводниковых триодов повышенной
мощности
Тип S, ма/в гб ом ^бк пф fa Мгц «к ма/в а Ес в
Г1201А 1500 — 0,2 | 1400 0,96 | —0,25
411
5. Предельно допустимые режимы
Тип «кэ в *‘К ма 7К0 мка max вт 6с п max °C
П12 6 5 6 0,03 +85
П13 — 50 15 0,15 + 100
П13А — 50 15 0,15 + 100
П14 — 50 10 0,15 + 100
П15 — 50 10 0.15. + 100
П16Б •• — 50 10 0,15 + 100
П19 6 30 4 0,03 +90
П401 10 10 10 0,1 +85
П402 10 10 5 0,1 +85
П403 10 10 5 0,1 +85
П403А 10' 10 5 0,1 +85
П406 6 5 6 0,03 +85
П407 6 . 5 6 0,03 +85
П408 — — — —
П409 — — — —
П410 6 20 2 0,1 + 85
П410А 6 20 2 0,1 +85
П411 6 20 х 2 0,1 + 85
П411А 6 20 2 0,1 +85
П201А 22 1500 5000 10 + 100
В приложениях 2, 3, 4 и 5 все данные приведены при темпера-
туре воздуха 20 + 5°С.
Ток коллектора (ма}
Рис. П. Статические характеристики триода типа П13Д.
413
е>
Рис. 4. Статические характеристики триода типа Ш4.
414
Напряжение на коллекторе (Ь)
Рис. 5. Статические характеристики триода типа П16Б.

415
416
417
Напряжение на коллекторе (д)
Рис. 8. Статические характеристики триода типа П402.
418
Рис. 9. Статические характеристики триода типа П403.
27
419
Рис. 10. Статические характеристики триода типа П410.
420
Рис. 11. Зависимость параметров от температурьгтриода П201.
Рис. 12. Зависимость параметров от температуры триода П13А.
421
422
-Ег..
о иа/в) 500
j Ас П-Ь01
160 Jho л
Л 400

120- 300

* 200
80
40 -

20 ~ -
~t°c -50 О +50 +t°c
Рис. 15. Зависимость параметров от температуры триода П401.
Рис. 16. Зависимость параметров от температуры триода П402.
423
Рис. 17. Зависимость параметров -от температуры триода П403.
Рис. .18. Зависимость параметров от, температуры триода П410.
ЛИТЕРАТУРА
К главам 1, 2 и 3.
1 . Агахайян Т. М., Уменьшение фронтов импульсов в ви-
деоусилителях на плоскостных триодах, Радиотехника, т. 11, № 9,
1956,
2 АгаханянТ. Ш., Волков Ю. А., Практические схемы
видеоусилителей на плоскостных триодах, Радиотехника, т. 114 № 11,
1956.
3 Васс ер Ж. П., Схемы на полупроводниковых приборах,
«Советское радио», 1956.
4 ’ Кобл е ни А и Оуэнс Г., Т ранзисторы, теория и приме-
нение, Изд-во иностранной литературы, 1956.
5 Куликовский А. А., Сравнение теории ламповых и по-
лупроводниковых усилителей и возможности их обобщения, Радио-
техника,, т 10, № 11, 1955.
6 Мигулин И. Н., Эквивалентные схемы и параметры плос-
костных полупроводниковых триодов, Электросвязи, т. 10, № 9,
1956.
7 Мигулин И. И., К расчету многокаскадных усилителей на
плоскостных полупроводниковых триодах, Электросвязь, т. 11,
№ 6; 1957.
8 ЦыкинГ. С., Выбор режима, расчет нагрузки и определе-
ние нелинейных искажений в каскадах усиления с полупроводнико-
выми триодами плоскостного типа, Радиотехника, т. 10, № 8, 1955.
9 Ш и Р. Ф., Полупроводниковые триоды и их применение,
Госэнергоиздат, 1957.
10 . Ш и Р Ф., Усилители звуковой частоты на полупроводни-
ковых триодах, Изд-во иностранной литературы, 1957.
К главам 4, 5 и 6
1. С. М. Герасимов, Энергетические показатели полупро-
водникового генератора с независимым возбуждением в диапазоне
сверхкритических частот, Электросвязь, № 9, 1956
2 С М. Герасимов, Исследование режима автоколебаний в
генераторе на плоскостном полупроводниковом триоде, Электросвязь,
Ks 3, 1957.
425
3. С. М. Герасимов, О влиянии температуры на энергети-
ческие показатели генератора на полупроводниковом триоде, Ра-
диотехника, т. 14, № 7, 1959.
К главам 7, 8, 9, 10 и 11
1. Андронов А. А., Витт А. А. и Хайкин С. Э. Теория
колебаний, Физматгиз, 1959.
2. Вассе р Ж- П., Схемы на полупроводниковых триодах, «Со-
ветское радио», 1956.
3. Bothwell Т. Р., Booth G. W., Logit circuits for a transis-
tor digital computer, Transactions IRE, № 3, T956.
4. Hamilton D. H., A transistor univibrator with stabilised
Pulse Duration, IRE Transactions on Circuit Theory, № 1, 1958.
5. Герасимов С M., Мигулин И. H. и Яковлев В.Н.,
Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов, Гостехиздат
УССР, 1958.
6. Доронкин Е. Ф., Температурная стабилизация полупро-
водниковых мультивибраторов с помощью термозависимых сопро-
тивлений и кремниевых диодов, Известия Вузов МВО по разделу
«Радиотехника», № 6, 1959.
7. Ebers J. J., Moll J. L., Larqe — Signal Behavior of
Junction Transistors, PIRE, № 12, 1954.
8. Железцов H. А., Фейгин M. И., О режимах работы
симметричного мультивибратора, «Радиотехника и электроника»,
№ 6, 1957.
9. Ицхоки Я. С., Импульсные устройства, Советское радио,
1959.
10. Jackets А. Е., Multivibrator circuits using junction transis-
tors, Electronic Engeeniring, № 339, 1956.
11. Кононов Б. H., Применение нелинейной обратной связи
для устранения насыщения полупроводниковых триодов в импульс-
ных схемах, «Радиотехника и электроника», № 10, 1957.
12. Кононов Б. Н., Спусковые и релаксационные схемы на
плоскостных триодах, Сборник статей, Госэнергоиздат, 1959.
13. Кузьмин В. А., Швейкин В. И., О работе полупро-
водникового триода в области насыщения, «Радиотехника и электро-
ника», № ТО, 1958 г.
14. L i п v i 11 1. G., Mattson R. Н., Junction transistor blocking
oscillators, PIRE, № 11, 1955.
15. Меерович Л. А., Зел и чен ко Л. Г., Импульсная тех-
ника, Советское радио, 1953.
16. Ржевкин К. С., Сенаторов К. Я., Маслов С. П.,
Исследование мультивибратора на плоскостных полупроводниковых
триодах, Радиотехника и электроника, № 9, 1957.
17. Rozner F., Transistor Multivibrator circuits (Letters to the
editor), Electronic Engeeniring, № 9, 1957. •
18. Сенаторов К. Я., Берестовский Г. И., Анализ про-
цессов в блокинг-генераторе на полупроводниковом- триоде, «Радио-
техника и электроника», № 5, 1956.
19. Червецов В. В., Константиновский А. Г., О ста-
билизации мультивибраторов на полупроводниковых триодах, Изве-
стия вузов МВО по разделу «Радиотехника», № 5, 1958.
20. Я с т р е б ц е в а Т. И., Анализ спусковой схемы на плос-
426
костных полупроводниковых триодах, Радиотехника и электронике.
№ 6, 1957.
21. Яковлев В. Н., Релаксационные генераторы на точсчии»
полупроводниковых триодах, «Радиотехника и электроника», № 1
22. Яковлев В. Н.; К вопросу об условиях возникп- un>r
скачков в релаксационных генераторах на точечных триодах, 11 дж>.
техника и электроника, № 6, 1958.
23. Яковлев В. Н., К расчету длительности импульса бло-
кинг-генератора на плоскостном триоде, «Радиотехника и элеюро
ника», № 9, 1958.
24. Яковлев В. Н., Генераторы линейно изменяющегося на-
пряжения с нулевым коэффициентом нелинейности, Научные доклады
высшей школы по разделу «Радиотехника и электроника», № 2, 1958.
25. Яковлев В. Н., Анализ полупроводниковых генераторов
линейно изменяющегося напряжения с емкостной обратной связью.
Известия вузов МВО по разделу «Радиотехника», № 6, 1958.
26. Яковлев В. Н., Полупроводниковый генератор линейно
изменяющегося напряжения с комбинированной обратной связью,
Научные доклады высшей школы по разделу Радиотехника и элек-
троника, № 1, 1959.
27. Яковлев В. Н., Полупроводниковые генераторы линейно
изменяющегося тока, «Радиотехника и электроника», № 10, 1959.
28. Я к о в л е в В. Н., Анализ процессов в блокинг-генераторе
на плоскостном полупроводниковом триоде, Сборник статей под ред.
Я- А. Федотова, Советское радио, вып. 4, 1959.
29. Яковлев В. Н., Сравнительная оценка мультивибраторов
на точечных триодах, там же.
30. Яковлев В. Н., Исследование вариантов полупроводнико-
вых блокинг-генераторов, Известия вузов МВО по разделу «Радио-
техника», № 6, 1959.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие.............................................. . 3
Глава 1. Основные свойства плоскостных полупроводниковых
\ триодов
1. Статические характеристики и низкочастотнЕГе параметры
плоскостных полупроводниковых триодов....................... 5
2. Частотные свойства полупроводниковых триодов............ 9
3. Эквивалентная схема и система параметров полупроводнико-
вого триода . . ... 11
4. Зависимость параметров от режима работы................ 20
Глава 2. Схемы усилителей на плоскостных
полупроводниковых триодах
1. Усилители с высокоомной нагрузкой 24
2. Предварительные каскады усиления с непосредственной связью 31
3. Усилители с межкаскадным согласованием................. 39
4. Усилители с обратной связью............................. 42
5. Усилители мощности..................................'. 55
6. Видеоусилители ........................................ 64
7. Усилители с резонансными контурами..................... 71
8. Выбор и стабилизация режима полупроводниковых усилителей 80
Глава 3. Расчет усилителей на плоскостных полупроводниковых
триодах
1. Усилители звуковых частот ......... ............ 88
2. Предварительный расчет усилителей звуковых частот .... 89
3. Расчет усилителя мощности ............. 90
4. Расчет каскадов предварительного усиления ............. 95
Пример расчета усилителя звуковых частот................ 98
5. Усилители импульсов и видеосигналов .............. . . 105
6. Предварительный расчет видеоусилителей и усилителей им-
пульсов 107
7. Расчет видеоусилителей ............................... 109
Пример расчета видеоусилителя...........................112
Пример расчета усилителя импульсов......................116
8. Усилители высокой и промежуточной частоты..............118
428
Стр.
9. Расчет усилителей высокой и промежуточной частоты. . . . 119
Пример расчета у.п.ч. вещательного радиоприемника .... 124
Пример расчета у.п.ч. телевизионного приемника .... 126
Пример расчета у.в.ч. вещательного радиоприемника .... 127
Глава. 4. Основы расчета генераторов на плоскостных триодах
1. Общие замечания............................................130
2. Характеристики и параметры триода в статическом режиме . 131
3. Характеристики и параметры триода в динамическом режиме 134
4. Входное сопротивление плоскостного полупроводникового
триода ................................................. . 146
5. Энергетические показатели генератора с внешним возбужде-^
нием...................................................... 154
6. Влияние напряжения источников питания на энергетические
показатели полупроводникового генератора с внешним возбуж-
дением ................................................. 157
7. Фазовые и энергетические соотношения в полупроводниковом
автогенераторе .............................................161
8. Влияние температуры на энергетические показатели полупро-
водникового генератора .....................................165
9. Основания для упрощенного расчета полупроводникового гене-
ратора с внешним возбуждением...............................170
Глава 5. Расчет полупроводникового генератора с внешним
возбуждением
1. Общие замечания............................................173
2. Энергетический расчет генератора на заданную мощность в
критическом режиме на достаточно низких частотах . . 174
3. Энергетический расчет генератора на заданную мощность в
критическом режиме на достаточно высоких частотах .... 178
4. Энергетический расчет генератора на заданную мощность в
критическом режиме при умножении частоты ...................182
5. Расчет генератора в режиме амплитудной модуляции .... 185
6. Расчет генератора с температурной компенсацией.............189
7. Электрический расчет элементов схемы.......................190
Г лава 6. Расчет полупроводниковых генераторов
е самовозбуждением
1. Общие сведения......................................201
2. Энергетический расчет полупроводникового автогенератора на
достаточно высоких частотах...........................202
3. Электрический расчет элементов схемы автогенератора . . . 206
4. Электрический расчет элементов схемы автогенератора с фа-
зовой коррекцией 211
5. Примеры расчета генераторов...........................212
Глава 7. Релаксационные генераторы на полупроводниковых
триодах
1. Общие положения..........................................222
2. Условия возникновения лавинных процессов в генераторах с
емкостью . . ............................................224
429
Стр.
3. Условия возникновения лавинных процессов в генераторах с
Индуктивностью ............................................228
4. Свойства полупроводниковых триодов при работе в импульс-
ных схемах.................................................231
Г лава 8. Мультивибраторы
1. Общие сведения..........................................237
2. Мультивибраторы с коллекторно-базовыми связями на плос-
костных триодах............................................238
3. Мультивибратор с эмиттерной связью на плоскостных триодах 249
4. Методы термостабилизации мультивибраторов на плоскостных
триодах ................................................. 251
5. Расчет мультивибраторов на плоскостных триодах..........255
6. Мультивибраторы на триодах с отрицательным сопротивле-
нием . . . . . ......................... . 262
7. Расчет мультивибраторов на триодах с отрицательным со-
противлением ..............................................288
8. Примеры расчета мультивибраторов...................... 290
Глава 9. Триггеры
1. Общие сведения.........................................’293
2. Симметричный триггер с коллекторно-базовыми связями . . 294
3. Несимметричный триггер с эмиттерной связью .............303
4. Триггер на триоде с отрицательным сопротивлением . . . 306
5. Расчет триггеров........................................309
6. Примеры расчета триггеров . . . .................. . 311
Глава 10. Блокинг - генераторы
1. Краткая характеристика й метод исследования блокинг-ге-
нераторов .................................................314
2. Блокинг - генератор с коллекторно - базовой обратной связью
и базовым конденсатором ...................................316
3. Блокинг - генератор с коллекторно - базовой обратной связью
и эмиттерным конденсатором.................................325
4. Блокинг-генератор с коллекторно - эмиттерной обратной свя-
зью и с эмиттерным конденсатором...........................332
5. Блокинг - генератор с линией задержки...................335
6. Расчет блокинг - генераторов............................339
7. Примеры расчета блокинг - генераторов...................342
Глава 11. Генераторы линейно изменяющегося напряжения
и тока
1. Общие сведения..........................................345
2. Общая схема генераторов линейно изменяющегося напряже-
ния с емкостной обратной связью .......................... 348
3. Управляемые генераторы линейно изменяющегося напряжения
с емкостной обратной связью............................. . . 351
4. Автогенераторы линейно изменяющегося напряжения с ем-
костной обратной связью ... .....................358
5. Генератор линейно изменяющегося напряжения сг комбини-
рованной обратной связью................................. 367
430
Стр.
6. Генераторы линейно изменяющегося тока..............371
7. Методы термостабилизации полупроводниковых генераторов
линейно изменяющихся токов и напряжений . . . . 37?
8. Расчет генераторов линейно изменяющегося напряжения и
тока .................................................380
9. Примеры расчета генераторов линейно изменяющегося напря-
жения ..................... .... ^.................. 388
* Г лава 12. Измерение параметров и снятие характеристик
полупроводниковых триодов
1. Снятие статических характеристик ................. 390
2. Измерение низкочастотных параметров................394
3. Измерение высокочастотных параметров...............401
Приложения............................................408
Литература. . ........................................425
Сергей Михайлович. Герасимов, Игорь Николаевич Мигулин,
Василий Николаевич Яковлев
Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов
Редактор Ю Е. Корсак
Обложка художника Л. А. Российского
Технический редактор С. М. Матусевич
Корректоры Э. Н. Виноградова и Т. К- Филатова
Подписанок печати 3I/VIII-1961 г. Формат бумаги 84Х1081/.,. ОбьечГ 13.5
физ. листов, 22,68 условн. листов, 26,76 учётно-издаг. листов Тираж 30 000.
Заказ № 1-1640. БФ 08413. Цена I руб 09 коп.
Государственное издательство технической литературы УССР.
Киев, Пушкинская, 28
Книжная ф-ка им. Фрунзе Главполиграфиздата Министерства культуры
УССР, Харьков, Донец-Захаржевская, 6/8