Мельник М.М.
ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ СВАРОЧНЫЙ
АППАРАТ
Мастерская радиолюбителя
Выпуск 35
Издательство Зм
Москва 2003
высокочастотный сварочный
АППАРАТ
Опыт ремонта и расчет электромагнитных элементов
Инверторные источники сварочного тока (ИИСТ), иногда называемые
высокочастотными, имеют явные преимущества перед классическими
трансформаторными (меньшие масса и объем, превосходные нагрузочные
характеристики), но не получили у нас широкого распространения. Вероятнее
всего, из-за высокой, недоступной большинству потенциальных потребителей,
стоимости.
Многие радиолюбители пытаются самостоятельно изготовить ИИСТ. Однако и
на этом пути возникают значительные трудности, в первую очередь, связанные с
отсутствием опыта разработки энергонапряженных устройств, в которых значения
тока и напряжения выходят далеко за привычные пределы.
Автор делится опытом ремонта ИИСТ промышленного изготовления
потребовавшего подбора вышедшим из строя силовым элементам и довольно
значительных изменений в схеме Приводится методика расчета основных
электромагнитных элементов ИИСТ.
В один прекрасный момент в мои руки попал неисправный сварочный аппарат
RytmArc фирмы Castolin Eutectic, выпущенный в 1988 г. Бывший хозяин, уже не
веря, что прибор можно отремонтировать, отдал его на запчасти. При осмотре
аппарата выяснилось, что этот типичный представитель семейства
ориентированных на бытовое применение однофазных ИИСТ малой мощности
выполнен по типичной для аппаратов такого класса схеме однотактного
прямоходового полумостового инвертора и предназначен для ручной
электросварки постоянным током 5. 140 А при относительной продолжительности
сварки до 100 % цикла сварка/пауза
В исходном варианте инвертор был построен на мощных высоковольтных
биполярных составных транзисторах ESM2953, которые и вышли из строя. Не
исправными также оказались несколько транзисторов меньшей мощности, а не
которые детали просто отсутствовали.
В такой ситуации наиболее оправданным показалось решение купить новые
транзисторы и заменить ими сгоревшие. Однако торговая фирма, в которой
нашлись нужные транзисторы, предложила их по цене 65 долл. США за штуку при
условии покупки целой упаковки — 50 штук. Естественно, этот вариант не прошел
и пришлось искать альтернативу Выбор пал на биполярные транзисторы с
изолированным затвором (Insulated Gate Bipolar Transistors — IGBT [1])
IRG4PC50U, которые свободно продавали в розницу по цене 14 долл. США за
штуку В отличие от ESM2953, коллектор транзистора IRG4PC50U электрически
соединен с его теплоотводящим основанием.
Поэтому было решено, установив каждый IGBT на алюминиевую пластину
размерами 30x25x4мм, прижать последние к основному теплоотводу через
слюдяные прокладки толщиной 0,5 мм Так как слюды необходимой толщины в
наличии не было, прокладки набраны из нескольких слоев более тонкой,
«склеенных» теплопроводной пастой.
Чтобы запустить ИИСТ, потребовалось разработать и изготовить новый
драйвер для управления IGBT и утерянный таймер ограничителя тока зарядки,
конденсатора фильтра сетевого выпрямителя Плата блока управления, к
счастью, ремонта не потребовала.
1
Восстановленный аппарат безотказно функционирует уже более четырех лет.
Схема ИИСТ после ремонта приведена на рис.1 а его внешний вид со снятой
крышкой — на рис.2 где отмечены основные элементы. Ввиду отсутствия
заводской документации позиционные обозначения элементов с «фирменными»
не совпадают.
М1 \ К21
(вентилятор))
Т1 FU1 1 А
|У—ЕЗ-
lG| -20 8
Рис.1. а
управления
R2 2,2 к
"Ток"
Использованные в данном ИИСТ технические решения типичны для приборов
такого класса. Тем, кто собирается ремонтировать или даже самостоятельно
конструировать подобные приборы, полезно ознакомиться с его устройством
подробнее. При замыкании выключателя SA1 переменное напряжение 220В, 50Гц
поступает на первичную обмотку трансформатора Т1, питающего все электронные
узлы ИИСТ (кроме собственно инвертора), а через ограничивающий начальный
бросок тока резистор R1 — на выпрямитель из двух соединенных параллельно
диодных мостов VD1 и VD2. Пульсации выпрямленного напряжения сглаживает
оксидный конденсатор С2.
2
По истечении требующейся для полной зарядки этого конденсатора
приблизительно 1с срабатывает таймер (его схема показана на рис.З) и
замкнувшиеся контакты реле К 1.1 шунтируют резистор R1, исключая последний
из цепи потребляемого от сети тока и устраняя таким образом бесполезную
потерю энергии.
|VT1_____
С4
0,03 Мк
VVD3g^
5 ~]б“
VT1.VT2
IRG4PC50U
VO3-VD6
BYT30PI600
¥VD6 Ж
4=С5
0,03 мк
SX2SVD4
Драйвер
(см рис 4)
сз
ZT= 0,22 мк «
«400 В
RU2, RU3
S10K130
VD7-VD10
BYVS4V200
ВК1 AO592
С6 0,1 МК
Рис.1. 6
Фактически в ИИСТ в качестве К1 установлены два одинаковых реле, обмотки
и контакты которых соединены параллельно.
Еще одно реле К2 по сигналам, поступающим с платы блока управления,
включает и выключает вентилятор М1.
Датчиком температуры служит укрепленный на теплоотводе мощных
транзисторов преобразователь температура—ток ВК1. Инвертор на IGBT VT1 и
VT2 преобразует выпрямленное сетевое напряжение в импульсное частотой
приблизительно ЗОкГц Трансформатор ТЗ обеспечивает гальваническую развязку
между сварочной цепью и сетью.
3
Его коэффициент трансформации выбран таким, что амплитуда импульсов на
вторичной обмотке вдвое больше заданного напряжения холостого хода ИИСТ.
Подробно о принципе действия однотактного полумостового инвертора можно
прочитать, например, в [2, 3]. Трансформатор тока Т2 включен последовательно в
цепь первичной обмотки трансформатора ТЗ и предназначен для контроля
протекающего здесь тока.
В высокочастотных импульсных инверторах индуктивности намагничивания и
рассеяния трансформаторов вместе с паразитной индуктивностью монтажа
накапливают значительную реактивную энергию. Превращение ее в тепло
привело бы к значительному снижению КПД устройства. Поэтому применяя
специальные схемные решения, накопленную энергию стараются передать в
нагрузку или рекуперировать — возвратить в источник питания.
В моменты изменения состояния силовых ключей каждая индуктивность, в том
числе паразитная, становится источником импульсов напряжения самоиндукции,
зачастую опасной для элементов преобразователя величины. Для уменьшения
амплитуды этих импульсов предназначены демпфирующие RC-цепи с диодами и
без них. Чтобы уменьшить вредную для работы ИИСТ индуктивность рассеяния,
желательно применять трансформаторы с тороидальными магнитопроводами, а
детально продуманная компановка аппарата уменьшает индуктивность монтажа.
Напряжение вторичной обмотки трансформатора ТЗ выпрямляет
однополупериодный выпрямитель на диодах, находящихся в четырех диодных
сборках VD7—VD10 (по два диода в каждой) Дроссель L1 включенный
последовательно в сварочную цепь сглаживает выпрямленный ток. Блок
управления генерирует открывающие IGBT инвертора, импульсы, регулируя их
скважность, таким образом чтобы внешняя нагрузочная характеристика ИИСТ
соответствовала необходимой для высококачественной электросварки. На входы
контроллера поступают сигналы обратной связи по напряжению (с выхода
выпрямителя) и по току (со вторичной обмотки трансформатора тока Т2).
Переменным резистором R2 регулируют сварочный ток.
4
На рис. 4 показана схема драйвера усиливающего вырабатываемые блоком
управления импульсы до амплитуды, необходимой для управления IGBT VT1 и
VT2. Он разработан взамен драйвера, управлявшего биполярными
транзисторами, установленными в ИИСТ до ремонта. Трансформатор Т1
изолирует входные цепи двух идентичных каналов драйвера от блока управления
и друг от друга. В данном случае трансформатор как изолирующий элемент имеет
неоспоримое преимущество перед оптроном, так как при правильном выборе
параметров автоматически ограничивает длительность поступающих на затворы
IGBT импульсов величиной, при которой еще не входит в насыщение
магнитопровод силового трансформатора ТЗ (см. рис. 1). Вторичные обмотки II и
III изолирующего трансформатора подключены таким образом что каналы
работают синфазно, что и требуется для правильной работы однотактного
инвертора. Рассмотрим работу одного из каналов — верхнего по схеме.
Импульсы с обмотки II трансформатора Т1 через резистор R1 поступают на
вход формирователя собранного на микросхеме DD1.
Усилитель мощности на транзисторах VT1 и VT2 обеспечивает быструю
зарядку и разрядку характерной для IGBT довольно значительной емкости между
затвором и эмиттером. Резистор R9 предотвращает колебательный процесс в
контуре, образованном индуктивностью соединительного провода и входной
емкостью IGBT. Выпрямитель и стабилизатор напряжения питания собраны на
диодном мосте VD1 и микросхеме DA1. Переменное напряжение на выпрямитель
поступает от отдельной изолированной вторичной обмотки трансформатора Т1
(см. рис.1) При изготовлении драйвера следует обращать особое внимание на
качество изоляции между его каналами. Она должна выдерживать напряжение,
превышающее удвоенную амплитуду сетевого Приступая к самостоятельной
разработке ИИСТ, приходится столкнуться с множеством вопросов, которые при
ремонте даже не возникают — все они уже так или иначе решены разработчиками
и изготовителем. Наибольшие сложности связаны с выбором полупроводниковых
приборов, коммутирующих большой ток при сравнительно высоком напряжении
Очень важен правильный выбор схемы инвертора, расчет и конструирование
его электромагнитных элементов При отсутствии опыта разработки разумно
стремиться к повторению «обкатанных» решений.
5
Проблема усложняется тем, что практически отсутствует литература, в которой
можно найти готовые проверенные методики проектирования ИИСТ. В [3],
например, изложение настолько лаконично, что имеющиеся там расчеты
практически невозможно распространить на специфические задачи разработки
сварочного источника.
В приводимом далее материале выводы расчетных соотношений изложены
довольно подробно. По мнению автора, это позволит радиолюбителям глубже
понять происходящие в электромагнитных компонентах ИИСТ процессы и при
необходимости скорректировать изложенную методику. В условиях такой
резкопеременной нагрузки, как сварочная дуга, однотактный прямоходовой
полумостовой инвертор выгодно отличается от других. Он не требует
симметрирования, не подвержен такой болезни, как сквозные токи, ему
достаточно сравнительно простого узла управления В отличие от
обратноходового инвертора, форма тока в элементах которого треугольная, в
прямоходовом она прямоугольная. Поэтому при одном и том же токе нагрузки
амплитуда импульсов тока в прямоходовом инверторе почти в два раза меньше.
Литература
1.	Воронин П. Силовые полупроводниковые ключи. — М.. Додэка-XXI. 2001, с. 71—77
2	Бас А., Миловзоров В., Мусолин А.
Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом, — М. Радио и
связь, 1987. с 43.
3.	Найвельт Г. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. — М : Радио и
связь, 1986, с. 75,76, 406-407, 466-472.
6
РАСЧЕТ СИЛОВОГО ТРАНСФОРМАТОРА
Общая особенность всех однотактных инверторов — работа с односторонним
намагничиванием магнитопроводов силовых трансформаторов. При изменении
напряженности магнитного поля от нулевой до максимальной и обратно магнитная
индукция В изменяется в интервале от максимальной Вт до остаточной Вг.
На рис.5 изображена упрощенная схема однотактного прямоходового
полумостового инвертора. Когда транзисторы VT1 и VT2 открыты, энергия
первичного источника напряжения U, через трансформатор Т1 передается в
нагрузку. Магнитопровод трансформатора намагничивается в прямом
направлении (участок 1—2 на рис.6).
После закрывания транзисторов ток в нагрузке поддерживает энергия,
запасенная дросселем L1. При этом цепь замыкается через диод VD4. Под
действием ЭДС самоиндукции обмотки I открыты диоды VD1 и X/D2, через них
течет ток размагничивания магнитопровода (участок 2—1 на рис.6). Индукция в
магнитопроводе изменяется всего на ABi = ВП1 - Вн что значительно меньше
возможной в двухтактном инверторе величины 2Вт Однако при нулевой
напряженности поля индукция будет равна ВГ1 только в магнитопроводе, не
имеющем немагнитного зазора. Последний уменьшит остаточную индукцию до
величины Вг?. Из [4] следует, что новое значение остаточной индукции
соответствует точке пересечения исходной кривой намагничивания с прямой
линией, проведенной из начала координат под углом 0:
7
tgw-po-j- <1>
о
где До — абсолютная магнитная проницаемость (отношение магнитной индукции к
напряженности магнитного поля в вакууме, физическая константа, равная 4тг 1СГ7
Гн/м), к — средняя длина магнитной силовой линии; 6 — длина немагнитного
зазора. В результате введения зазора длиной 8 размах индукции в
магнитопроводе возрастет до ДВ2=В,тгВГ2 Наша промышленность магнитопроводы
специально для ИИСТ не выпускает. Чтобы изготовить силовой трансформатор
инвертора, можно воспользоваться магнитопроводами, предназначенными для
телевизионных строчных трансформаторов.
Например, магнитопровод ПК40х18 от трансформатора ТВС-90ЛЦ2
(применялся в телевизорах УЛПЦТ) имеет сечение 2,2 см2, площадь окна 14,4 см2
и среднюю длину магнитной силовой линии 200 мм. Он изготовлен из марганцево-
цинкового феррита М3000НМС1, предназначенного для работы в сильных
магнитных полях, о чем говорит индекс С в обозначении [5] и имеет следующие
параметры петли гистерезиса: Bs=0,45 Тл (при Н=800 А/м), Вт=0,33 Тл (при Н=100
А/м и Т=60 °C), Вг=0 1 Тл Нс=12А/м. В условиях одностороннего намагничивания
размах индукции в этом магнитопроводе, собранном без зазора, не превысит
0,23Тл. Зададимся целью с помощью немагнитного зазора уменьшить остаточную
индукцию до 0,03 Тл, что позволит увеличить размах индукции до 0,3 Тл. Считая
зависимость В =f(H) при изменении напряженности поля от - Нс до нуля
практически линейной, найдем изменение индукции на участке от 0 до Вг?. Для
этого проведем горизонтальную линию на уровне Вг2 до пересечения с кривой
намагничивания и найдем отрицательную напряженность поля в магнитопроводе
-Hi=8,4 А/м, соответствующую данной индукции. В нашем случае
tgO = -^ = 003 = 0,0036
Н, 8,4
Из (1) найдем длину немагнитного зазора:
6 = Мс —=
tge
= 4л 10 7 200. ... 0,07 мм
0,0036
Напряженность поля в зазоре при максимальной индукции Bril=0 33 Тл
Нр В,п 0,33 _	262700 А/м
До 4л 10
Ампер-витки намагничивания магнитопровода
IW,„ Hf<S  Н. /.
- 262700 0.07 10 3 + 100 200 10 3 -
= 38,4 А.
В режиме холостого хода входное напряжение инвертора (Ui, см рис. 5) равно
амплитудному значению сетевого (310 В) С учетом падения напряжения на
ключевых транзисторах и активном сопротивлении обмотки можно считать, что к
первичной обмотке трансформатора приложено напряжение 300В Выходное
напряжение холостого хода источника, в режиме холостого хода должно составить
50В Расчет произведем для случая, когда длительность импульса равна
половине периода, что соответствует максимальному размаху индукции в
магнитопроводе.
8
В этих условиях необходима амплитуда импульсов вторичного напряжения
100В (в два раза больше требуемого значения напряжения холостого хода).
Поэтому коэффициент трансформации силового трансформатора должен быть
равен
к^^з.
р 100
Следует оговориться, что здесь не учтено влияние индуктивности рассеяния
обмоток трансформатора. Ее наличие приводит к большему по сравнению с
расчетным значению напряжения холостого хода. Эффективное значение тока
вторичной обмотки, имеющего форму прямоугольных импульсов, связано со
средним, равным сварочному току (св, соотношением
'2эфф ' *св
где X — отношение длительности импульсов к периоду их повторения
(коэффициент заполнения). При 1Св=140 А и Х=0,5
•2эфф - 140/Q5 -100А.
Эффективное значение тока первичной обмотки (без учета тока
намагничивания)
,	=	=1°°= 33.3 А.
1 эсрср р/	2
Амплитуда импульса тока нагрузки в первичной обмотке
'св_=_140 = д
Ктр 3
На частоте 30 кГц потерями энергии в ферритовом магнитопроводе можно
пренебречь. Потери же в обмоточных проводах с ростом частоты увеличиваются
за счет вытеснения тока к поверхности проводника, что приводит к уменьшению
его эффективного сечения. Это явление называют поверхностным или скин-
эффектом. Проявляется он тем сильнее, чем выше частота и больше диаметр
провода. Чтобы уменьшить потери применяют многожильный провод из тонких
изолированных проводников — литцендрат. Для работы на частоте 30 кГц
диаметр каждого из них не должен превышать 0,7 мм [3]. ЭДС одного витка
вычисляют по формуле
" dt t„	X
где бФ/dt — скорость изменения магнитного потока, сцепленного с витком; АВ —
размах индукции в магнитопроводе, Тл; Sc — сечение магнитопровода, см2; tn—
длительность импульса, с, f— частота следования импульсов, Гц Число витков
умещающихся в окне магнитопровода можно найти по формуле
W = 50Soko-^-,
•эфф
где So — площадь окна, см2; к0, — коэффициент его заполнения проводом
(примем равным 0,25); 1Эфф — эффективное значение тока; J — плотность тока в
обмоточном проводе, А/мм2
9
Для определения параметров магнитопровода введем условную величину,
равную произведению амплитуды напряжения на обмотке на действующее
значение текущего по ней тока.
Так как она имеет размерность мощности, назовем ее условной мощностью
Ру = eBWi^ = fABScS0k0J Ю"2. (2)
В нашем случае
Ру = и212эфф = 100 100 = 10000 ВА.
Примем плотность тока в обмотках трансформатора J = 4. А/мм2 , размах
индукции в магнитопроводе ДВ = 0,3 Тл и из (2) найдем
о о Ю0Р
с 0 fABkoJ
100-10000
-111см4. (3)
30000-0,3 0,25 -4
Нужный для рассчитываемого трансформатора Ш-образный магнитопровод
можно собрать из четырех ПК40х18, как показано на рис. 7
Получим магнитопровод с Sc=8,8 смг, So=14,4 смг, ScSo=126,7 см4. Найдем для
него ЭДС одного витка
ев = 2 • 10”'4 f&BSc -=
= 2 10 4 30000 0,3 8,8 = 15,84 В.
Число витков первичной обмотки
.да.
ев 15,84
Выберем его равным 21 — большему ближайшему целому числу кратному
коэффициенту трансформации (КТР=3). Число витков вторичной обмотки
7.
Ктр 3
10
Форма тока в первичной обмотке силового трансформатора изображена на рис. 8
Амплитуда ее намагничивающей составляющей равна
IWm 38,4 л
i1m =----- — —— = 183 А.
m W, 21
Максимальное значение тока транзисторных ключей и первичной обмотки
*1а ~ Ии + Ит - 46,7 +1,83 = 48,53 А.
Для точного вычисления эффективного значения тока первичной обмотки
придется обратиться к интегральному исчислению:
о
Точный расчет дает 33,67 А, что отличается от ранее вычисленного без учета
тока намагничивания значения (33,3 А) всего на 1 %.
Сечение проводов обмоток:
с _ Чэфф 33,67	2
O-j _------------д мм •
J 4
1
Чэфф ~ J .
М 1п
с _ >2эфф 100	2
—’ —  - — ZO ММ .
J 4
При намотке литцендратом, набранным из изолированных проводов
диаметром 0,55 мм, для первичной обмотки потребуется пучок из 36, а для
вторичной — из 105 проводов.
Намотка трансформатора литцендратом требует некоторого опыта. Прежде
всего необходимо заготовить литцендрат. Для этого на расстоянии, немного
большем требующейся его длины, закрепляют два крючка, роль которых с
успехом могут выполнить дверные ручки. Между крючками натягивают
необходимое число проводов. С помощью ручной дрели или коловорота жгут
свивают, периодически слегка встряхивая, чтобы провода в нем распределились
равномерно. Готовый жгут обматывают по всей длине с небольшим перекрытием
полосой тонкой хлопчатобумажной ткани шириной 8...10 мм.
И
Обмотки наматывают на деревянную оправку, повторяющую форму керна
магнитопровода с небольшим запасом, чтобы готовая катушка свободно «села»
на предназначенное ей место. Оправку снабжают съемными щечками, расстояние
между которыми на 2. 3 мм меньше высоты окна магнитопровода.
Перед намоткой на оправку укладывают отрезки киперной ленты которыми
впоследствии стягивают готовую катушку Обмотки располагают в обычном
порядке: первичная, на ней — вторичная. Между ними необходима изоляция —
слой электрокартона толщиной 0.5мм. Катушке придают форму, соответствующую
конфигурации окна магнитопровода, затем пропитывают лаком. Выводы обмоток
необходимо снабдить латунными наконечниками. При заделке в них литцендрата
обратите особое внимание, чтобы концы всех составляющих его проводов были
зачищены от изоляции, облужены и надежно припаяны к наконечникам
РАСЧЕТ ДРОССЕЛЯ ФИЛЬТРА
СВАРОЧНОГО ТОКА
Дроссель L1 (см. рис 1 и 5) сглаживает сварочный ток. За время действия
импульса вторичного напряжения ток в нем линейно нарастает. Во время паузы
между импульсами — линейно спадает. Амплитуда пульсации тока в первом
приближении не зависит от его среднего значения — сварочного тока. При
минимальном значении последнего ток в дросселе и в сварочной цепи к концу
периода спадает до нуля Именно такая ситуация показана на рис. 9.
Дальнейшее уменьшение среднего значения тока ведет к нарушению
непрерывности его протекания — в течение некоторой части периода ток равен
нулю, что приводит к неустойчивости и гашению дуги Соотношение между
амплитудным и средним значениями тока треугольной формы найдем из условия
равенства площадей треугольника, образованного кривой тока и осью времени, и
прямоугольника высотой icp, построенного на той же оси (на рисунке заштрихован).
Длина оснований обеих фигур равна периоду колебаний. Таким образом.
I
ср " 2
При минимальном сварочном токе iCB. мин=5 А падение напряжения на дуге 11д.
можно считать равным 18 В [6] Учитывая, что
12
UL = -L—,
L dt
найдем минимально необходимую индуктивность дросселя
i -/и -П > идмин _
lmhh ' 'и2 мин/	"
ZU,C8 МИН*
18
= (100-18)-----—-------= 492 мкГ н.
2 100 5 30000
Обмотка дросселя должна выдерживать максимальный сварочный ток iCB макс-
Приняв, как и для трансформатора, коэффициент заполнения окна Ко-0,25 и
плотность тока J=4, А/мм2, определим максимально возможное число витков
обмотки дросселя
(4)
W = 100Soko 
'св макс
Зная сечение магнитопровода Sc и коэффициент его заполнения сталью кс,
можно для заданной индукции В в магнитопроводе определить потокосцепление
обмотки дросселя
V-WBSckc -10 4
Подставив сюда (4), получим у
0,01BJScSokcko
V	“—*	Г" 	’ W
Учитывая, что
= Li,	(6)
найдем индуктивность дросселя
0,01BS£SoJI<cko
•2
(7)
и произведение ScSo для его магнитопровода
о с JOOLi2
с 0 ' BJkck0 ‘
Во избежание насыщения магнитопровод должен иметь немагнитный зазор,
благодаря которому индукция изменяется от почти нулевой до Вт.
Считая, что магнитопровод дросселя идеален и все ампер-витки обмотки
приложены к немагнитному зазору, определим длину последнего 8, мм:
8 iW
" 796Вт
(8)
откуда
i =	(9)
W
Из (5), (6) и (9) получим формулу для расчета фактической индуктивности
дросселя:
13
125 10 S,k,W
L ------------—----- (10)
i>
Так как при сварочном токе, большем минимального, амплитуда пульсаций
магнитного потока в магнитопроводе дросселя незначительна по сравнению с его
средним значением, магнитопровод обычно делают из электротехнической стали,
для которой максимальная индукция Втк1 Тл Приняв коэффициент заполнения
сечения сталью кс=0,9, из (7) найдем
„ „	100 49,2 10"6 1402
ОС?	’
= 107,25 см4 .
Выберем для дросселя стандартный ленточный магнитопровод ШЛ25х32 с
Sckc=6,56cM2, So=16 см2 и ScSo=125 см4. Пользуясь формулой (4), определим
число витков
... 100 16 0,25 4 „
W = ----------------= 11.
140
По формуле (8) вычислим длину немагнитного зазора
_ 140 11 „
о = -—•— = 2мм
796 1
Такой зазор обеспечат две немагнитные прокладки толщиной 1 мм,
установленные между торцами половин магнитопровода.
Сечение провода обмотки дросселя
s Wo® JO - 35 ММ2
д J 4
Провод может быть цельным или набранным из 147 проводов диаметром 0,55 мм.
По формуле (10) проверим результирующую индуктивность дросселя
.	1,25 10 7 6.56-112 ,ос _
L =-•-------------- - 49,6 мкГн .
2
Она превышает рассчитанное выше минимальное значение.
РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРА ТОКА
На рис.10 показана схема узла формирования сигнала обратной связи по току.
Первичной обмоткой трансформатора тока Т2 служит латунная шпилька
диаметром 8... 10мм, соединяющая выход инвертора с силовым трансформатором
ТЗ (рис.1). «Пронизывая» плату управления, шпилька проходит сквозь окно
установленного там магнитопровода трансформатора Т2. Намотанная на
магнитопроводе вторичная обмотка состоит из десяти витков, так что
коэффициент трансформации Ктг=0,1. Во время прямого хода инвертора ток
вторичной обмотки трансформатора Т2 протекает через диод VD2 и шунт из
шести соединенных параллельно резисторов R3—R8 по 2,2 Ом каждый
С шунта сигнал обратной связи по току поступает в узел управления, где
используется для формирования крутопадающей нагрузочной характеристики
ИИСТ и для защиты устройства от токовых перегрузок Во время обратного хода
полярность напряжения на вторичной обмотке трансформатора Т2 закрывающая
для диода VD2 и открывающая для VD1.
14
Последний открыт, и ток размагничивания магнитопровода трансформатора
протекает через параллельно соединенные резисторы R1, R2. Так как их общее
сопротивление больше, чем аналогичное резисторов R3—R8, магнитопровод за
время обратного хода гарантировано успевает размагнититься.
Эффективное значение тока вторичной обмотки трансформатора Т2
|2эффТ2 ИэффКтг = 33.67 0.1 = 3.37 А.
Приняв плотность тока во вторичной обмотке трансформатора тока J=5 А/мм2,
диаметр ее провода найдем по формуле
d2 - 1,13^-^^- -1.13^ = 1.067 мм.
На частоте 30 кГц не рекомендуется применять провод диаметром более
0,7мм, поэтому обмотку намотаем литцендратом из трех проводов диаметром
0,55мм. Так как цепи управления потребляют незначительную мощность,
магнитопровод для трансформатора Т2 выбирают из конструктивных
соображений, главное из которых — диаметр шпильки, образующей первичную
обмотку. Подойдет кольцевой ферритовый с отверстием диаметром не менее
12...14 мм. например, К32х16х8 из феррита 2000НМ1. Диаметр его отверстия — 16
мм, площадь сечения — 0,64 см2. При одностороннем намагничивании размах
индукции в этом магнитопроводе не должен превышать 0,1 Тл.' Проверим
соблюдение этого условия'
< в ЧаКТ2Р * UVD2
2fW2Sc
48.53 0,10 0,367 + 0,8
-------!------------ 0,067 Тл,
2 30000 10 0,64 10 4
где Uvd2 — прямое падение напряжения на диоде VD2; W2 — число витков
вторичной обмотки; Sc - сечение магнитопровода; R — сопротивление шунта (R3—
R8). Так как размах индукции не превышает допустимого, магнитопровод выбран
правильно.
ЛИТЕРАТУРА
4.	Миловзоров В. Электромагнитная техника. — М.: Высшая школа, 1966, с. 19, 20.
5.	Миронов А. Магнитные материалы и магнитопроводы для импульсных источников
питания. — Радио, 2000, № 6, с. 53, 54.
6.	Володин В. Сварочный трансформатор: расчет и изготовление. - Радио, 2002, №11, с. 35,
15
РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРА
ГАЛЬВАНИЧЕСКОЙ РАЗВЯЗКИ
На рис.11 изображена схема формирователя импульсов, управляющих
драйверами IGBT выходного каскада инвертора Пять параллельно соединенных
элементов микросхемы DD1 с открытым коллектором служат для усиления
мощности управляющих импульсов.
Рис. 1 1_________________________
Резистор R3 ограничивает ток намагничивания трансформатора Т1. цепь
размагничивания последнего образуют конденсатор СЗ, диод VD2 и стабилитрон
VD1. Вторичные обмотки трансформатора Т1 нагружены входами ТТЛ-элементов
через резисторы сопротивлением 4700м (см, рис.4), поэтому амплитуда
снимаемых с обмоток импульсов должна составлять 5В при токе приблизительно
ЮмА. Так как амплитуда импульсов на первичной обмотке равна 15В,
необходимое значение коэффициента трансформации — 3. Амплитуда импульса
тока первичной обмотки составит
2-!^--2—= 0,007 А
Ктр 3
При столь малом токе расчет диаметра провода обмоток можно не
производить, он дает значения, не превышающие 0,1 мм Провод выберем исходя
из конструктивных соображений диаметром 0,35 мм.
Условная мощность трансформатора Т1
ру ийэфф 15 0.0047 0.07Вт
По формуле (3) найдем
Ю0 Ру
’ fABkoJ
100 0.07____
зоооо о.1 0.05’1
0.047 см4
16
Коэффициент заполнения окна магнитопровода кс принят равным, 0,05 исходя
из необходимости, обеспечить хорошую межобмоточную изоляцию.
Выберем для трансформатора Т1 кольцевой магнитопровод К16x10x3 из
феррита 2000НМ1, у которого Sc=0,09 см2, So=0,785 см2 ScSo=0,07 см4
ЭДС одного витка, намотанного на этом магнитопроводе,
ев =2 10 4fABSc =
2 10 4 30000 0,1 0,09 0,054 В
Число витков первичной и вторичных обмоток:
БЛОК УПРАВЛЕНИЯ
Блок управления (БУ) генерирует импульсы, через драйвер (см. рис.4)
управляющие транзисторами прямоходового однотактного инвертора. Регулируют
и поддерживают установленные значения сварочного тока, формируя при этом
оптимальную для сварки падающую внешнюю нагрузочную характеристику ИИСТ,
за счет широтно-импульсной модуляции (ШИМ) — изменения коэффициента
заполнения импульсов. В описываемом БУ реализованы также функции защиты
источника и его элементов от перегрева и перегрузок, возникающих в условиях
резко изменяющейся нагрузки. Основа БУ — ШИ-контроллер TDA4718A фирмы
Siemens — содержит все аналоговые и цифровые узлы, необходимые для
импульсного источника питания, и может быть использован для управления
двухтактными трансформаторными, полумостовыми и мостовыми а также
однотактными обратно - и прямоходовыми инверторами. Внутренняя структура
контроллера TDA4718A показана на рис. 12.
Генератор, управляемый напряжением, (ГУН) G1 генерирует импульсы,
частота которых зависит от напряжения на его управляющем входе. Среднее
значение интервала изменения частоты устанавливают, выбирая номиналы
резистора Rt и конденсатора. Ст. Фазовый дискриминатор (ФД) UI1 служит для
синхронизации ГУН с внешним источником импульсов. Если синхронизация не
требуется на второй вход ФД подают те же импульсы ГУН, что и на первый,
соединив для этого выводы 5 и 14 микросхемы Выход ФД соединен с
управляющим входом ГУН и выводом 17 микросхемы К последнему подключают
внешний конденсатор фильтра Сф. Генератор пилообразного напряжения (ГПН)
G2 запускают импульсы ГУН. Пилообразное напряжение поступает на
инвертирующий вход компаратора А1 Наклон «пилы» зависит от емкости
конденсатора Ср и тока в цепи вывода 2 микросхемы. Возможность управления
наклоном может быть использована, например, для компенсации нестабильности
питающего напряжения. Каждый импульс ГУН устанавливает отключающий
триггер D2 в состояние лог 1 на выходе, разрешая таким образом открывание
транзисторов VT1 и VT2. Однако каждый раз сможет открыться лишь один из них,
так как счетный триггер D1 по спадам импульсов ГУН изменяет состояние
Выходные сигналы компараторов А1 или А6 сбрасывают триггер D2, что приводит
к закрыванию открытого транзистора.
17
Компаратор А1 имеет один инвертирующий и (в отличие от обычных
компараторов) два неинвертирующих входа. Как только мгновенное значение
«пилы» на инвертирующем входе превысит меньший из поданных на
неинвертирующие входы уровней напряжения, сигнал с выхода компаратора
сбрасывает триггер D2.
Таким образом, длительность импульсов на выходах ШИ-контроллера зависит
от напряжения поданного на вывод 4 микросхемы — один из неинвертирующих
входов компаратора А1. Второй неинвертирующий вход этого компаратора
задействован в системе замедленного («мягкого») старта контроллера. После
включения питания конденсатор Css разряжен и заряжается вытекающим из
вывода 15 током бмкА
Нижний уровень пилообразного напряжения на инвертирующем входе
компаратора А1 — 1,8 В Начиная с этого значения напряжения на конденсаторе
Css на выходе компаратора появляются импульсы.
18
По мере зарядки конденсатора их длительность, а с ней и длительность
открытого состояния транзисторов VT1, VT2 увеличивается. Как только
напряжение на конденсаторе Css, превысило напряжение, поданное на второй
неинвертирующий вход компаратора, «мягкий» старт завершен, далее
длительность импульсов зависит от напряжения на выводе 4 микросхемы.
Компаратор А2 включен таким образом, что ограничивает напряжение на
конденсаторе Css на уровне 5В. Так как напряжение на выходе ГПн может
достигать 5,5.В установив соответствующий наклон «пилы», можно задать
предельную длительность открытого состояния выходных транзисторов
контроллера.
Если логический уровень на выходе триггера D3 низкий (зафиксирована
ошибка), открывание выходных транзисторов контроллера запрещено, а
конденсатор Css разряжается втекающим в вывод 15 током 2мкА. Через некоторое
время, когда напряжение на конденсаторе Css понизится до порога срабатывания
компаратора АЗ (1 5В), триггер D3 получит сигнал установки в состояние высокого
уровня на выходе. Но триггер сможет перейти в это состояние только в случае,
если уровни на всех четырех его входах R высокие. Эта особенность позволяет
удерживать закрытыми транзисторы VT1 и VT2, пока не устранены все причины
блокировки контроллера. Датчиками ошибок служат компараторы А4—А7, а также
встроенный в стабилизатор образцового напряжения U1 датчик тока его нагрузки с
порогом срабатывания 10 мА.
Компараторы А4 и А5 подают сигналы, переводящие триггер D3 в состояние
ошибки, если напряжение на входе первого (вывод 7) выше, а на входе второго
(вывод 6) ниже формируемого стабилизатором U1 образцового напряжения 2,5 В.
Компаратор А7 срабатывает при понижении напряжения питания микросхемы до
10 5 В. Для фиксации ошибки достаточно срабатывания одного из названных
компараторов. Особое положение занимает компаратор А6.
Он предназначен для динамического ограничения тока в цепях инвертора. Оба
входа компаратора соединены с внешними выводами микросхемы, а его выход —
с входом сброса триггера D2 Срабатывание компаратора А6 приводит к
немедленному закрыванию открытого в данный момент выходного транзистора,
причем нормальный режим будет восстановлен (при условии устранения причины
срабатывания защиты) с очередным импульсом ГУН без «мягкого» старта. Схема
БУ изображена на рис.13. Рассмотренные ранее узлы датчика тока (см.рис.10) и
формирователя выходных импульсов (см рис. 11) на ней не показаны. В БУ
задействован только один из двух выходов ШИ-контроллера DA5 Так как
контроллер двухтактный, коэффициент заполнения импульсов на одном выходе
ни при каких обстоятельствах не превышает 0,5, что и требуется для нормальной
работы однотактного инвертора. Для питания БУ использованы две обмотки
трансформатора Т1 (см. рис.1) на напряжение 20В каждая. Переменное
напряжение с обмотки II поступает на диодный мост VD1, а выпрямленное и
сглаженное конденсатором С1 отрицательное — на вход стабилизатора DA1, с
выхода которого снимают стабилизированное напряжение -15В для питания
микросхем БУ К той же обмотке II подключен умножитель напряжения на диодах
VD3—VD6, дающий нестабилизированное напряжение 100В, подаваемое в
сварочную цепь, когда дуга не горит Переменное напряжение с обмотки III
трансформатора Т1 (см рис. 1) через фильтр L2L3C29C30, защищающий от
импульсных помех, поступает на диодный мост VD26 и далее через диод VD27 на
стабилизатор DA6
19
С выхода последнего снимают напряжение 15В для питания микросхем БУ,
оно же служит входным для стабилизатора DA7, напряжением 5В с выхода
которого питают ТТЛ-микросхему формирователя выходных импульсов (см.
рис. 11). Выпрямленное мостом VD26 напряжение подано через делитель
напряжения на резисторы R45—R48 и на входы компараторов А4 и А5
контроллера DA5. Этим обеспечена блокировка ИИСТ при выходе сетевого
напряжения за допустимые пределы. Регулировкой подстроечного резистора R48
добиваются, чтобы она происходила при выходе напряжения из интервала
205...242В. Конденсаторы С24 и С25 служат дополнительной защитой от
импульсных помех.
Компаратор на ОУ DA2.1 сравнивает напряжение на конденсаторе «мягкого»
старта С26 с образцовым на выводе 10 контроллера. Если контроллер в рабочем
состоянии, напряжение на конденсаторе больше образцового (2,5 В),
отрицательным напряжением с выхода ОУ DA2.1 транзистор VT3 закрыт,
светодиод HL1 (см. рис.1) не горит. В противном случае компаратор DA2.1
переходит в устойчивое, благодаря положительной обратной связи через
резистор R15 и диод VD14, состояние с положительным напряжением на выходе,
открывающим транзистор VT3. Загоревшийся светодиод HL1 (см. рис.1)
сигнализирует, что ИИСТ прекратил работать по причине выхода сетевого
напряжения за допустимые пределы. В момент включения ИИСТ в сеть узел на
ОУ DA2.2 генерирует отрицательный импульс, поступающий на неинвертирующий
вход ОУ DA2.1 и запрещающий срабатывание сигнализации до завершения
переходных процессов и «мягкого» старта инвертора.
Напряжение 10 В на выходе стабилизатора DA8 устанавливают подстроечным
резистором R62. На вход этого стабилизатора напряжение поступает через три
соединенных параллельно резистора R55—R57. Падение напряжения на них
пропорционально потребляемому стабилизатором и его нагрузкой току.
Если его значение меньше приблизительно 7 мА, напряжение на выходе ОУ
DA4.2 становится отрицательным, что приводит к уменьшению до нуля (благодаря
диодам VD30, VD31) напряжения на выводе 4 ШИ-контрол-лера DA5 и блокировке
последнего. Таким образом, контролируют подключение к ИИСТ выносного пульта
управления, позволяющего регулировать сварочный ток с рабочего места
сварщика. Если пульт не подключен или неисправен, уменьшение на 5 мА тока,
потребляемого по цепи 10В, вызванное отключением переменного резистора R2
(см. рис.1), не будет скомпенсировано током, потребляемым пультом, что и
приведет к срабатыванию защиты. Переключатель S1 изображен на схеме для
лучшего понимания работы устройства. Он условно заменяет контакты
расположенного вне платы БУ реле, переключающего ИИСТ на дистанционное
управление. Напряжение с выхода датчика тока (см. рис. 10) через фильтр
R43C21 поступает на вывод 8 контроллера DA5 — один из входов его
компаратора А6. На второй вход компаратора (вывод 9) подано с резистивного
делителя R38R40 напряжение 1,7 В Динамическая токовая защита срабатывает
после того, как ток транзисторов инвертора превысит 45 А.
На ОУ DA3.4 собран узел накопителя токовой защиты. Делитель напряжения
R25VD19R26 задает порог его срабатывания, соответствующий току силовых
транзисторов инвертора приблизительно 50 А. Пока это значение не превышено,
диод VD21 открыт, напряжение на инвертирующем входе ОУ DA3.4 и
конденсаторе С15 равно пороговому. Диоды VD20 и VD24 закрыты, и накопитель
не оказывает никакого влияния на работу ИИСТ.
20
При превышении порога на выходе ОУ DA3.4 будет сформирован
отрицательный импульс, который через резистор R34 частично разрядит
конденсатор С16. Длительность импульса зависит от постоянной времени цепи
R32C15. Если токовые перегрузки следуют слишком часто, конденсатор С16
разрядится настолько, что откроется диод VD24 Это приведет к уменьшению
напряжения на выводе 9 контроллера DA5 и временному снижению порога
срабатывания динамической токовой защиты. Кроме узла токовой защиты,
напряжение с выхода датчика тока силовых транзисторов инвертора (см. рис.10)
подано в систему регулировки и стабилизации сварочного тока. Через
инвертирующий усилитель на ОУ DA3.1, цепь VD16C13 и резистор R22 оно
поступает на вход ОУ DA3.2 и здесь алгебраически суммируется с поступающим с
движка переменного резистора R2 (см. рис.1) или пульта дистанционного
управления. Усиленный ОУ DA3.2 сигнал ошибки через инвертирующий
повторитель на ОУ DA3.3, делитель напряжения R28R29 и диод VD22 приложен к
выводу 4 контроллера DA5 — входу его компаратора А1. Стабилитрон VD17 не
допускает положительных значений напряжения на выходе ОУ DA3.2, а
отрицательные ограничивает на уровне -10В.
С помощью подстроечного резистора R37 на выводе 4 контроллера DA5
устанавливают напряжение 1,8В, соответствующее минимальной длительности
выходных импульсов. Подстроечными резисторами R42 и R44 регулируют частоту
и скважность импульсов ШИ-контроллера. Узел на ОУ DA4.1 автоматически
увеличивает частоту при сварочном токе менее 25...30.А, чтобы не допустить
прерывания тока в сварочной цепи. Это позволяет уменьшить индуктивность, а
следовательно, размеры и массу дросселя L1 (см. рис.1). Повышают частоту
подачей через стабилитрон V023, резистор R39 и диод VD25 дополнительного
тока в частотозадающую цепь контроллера DA5. Если не принять мер, в
отсутствие нагрузки (при погашенной дуге) напряжение на выходе ИИСТ в
результате влияния паразитной индуктивности трансформатора и монтажа может
возрастать до опасной величины. Поэтому инверторную часть ИИСТ в этом
режиме отключают, а к сварочным электродам через резистор R1 и диод VD2
прикладывают «дежурное» напряжение от упоминавшегося выше умножителя на
диодах VD3—VD6. Пока напряжение в сварочной цепи превышает суммарное
напряжение стабилизации стабилитронов VD8 и VD9, транзистор VT1 открыт и
шунтирует светодиод оптрона U1. Транзистор оптрона закрыт, a VT2 — открыт и
поддерживает (через диод VD13) почти нулевым напряжение на выводе 4 ШИ-
контроллера DA5, блокируя последний.
При замыкании сварочных электродов напряжение между ними падает, в
результате транзистор VT1, закрывшись, позволяет току течь через светодиод
оптрона U1. Вызванное этим открывание транзистора оптопары U1 приводит к
закрыванию транзистора VT2 и диода VD13. В этом состоянии ШИ-контроллер
работает нормальным образом, пока напряжение между сварочными электродами
вновь не превысит приблизительно 40В и ШИ-контроллер вновь не будет
заблокирован. Это происходит в конце сеанса сварки в результате значительного
возрастания длины дугового промежутка. Принудительное гашение дуги
ограничивает ее максимальную длину, устраняя заодно необходимость в
чрезмерном увеличении выходной мощности ИИСТ.
Температурный режим мощных транзисторов инвертора контролируют с
помощью укрепленного на их теплоотводе преобразователя температуры в ток
ВК1 (см. рис.1).
21
К катодам VD9, V010 (см рис 1)
VD2BAT159
К анодам VD9. VD10 (см рис 1)
VD1
RB152
-25 В
DA1 7915
__2
С1
=j=:220MK«
х 35 В
К выв 4 DA2.
выв 11 DA3 DA4
С4
С5
3
-15 В
~ С2 4
0.1 мк
—I— СЗ
+ I 100 мк X
(	«25 В
2 s VD3
R21 221 к
VD17(1OB)
- —И—
С14 1000
R23 43.2 к
DA2 LM1458
DA3 LF347
DA4 LM348
R24
5,62 к
R27
5,62 к
2\VD5
VD4
^=С7
VD8
(20 В)
VD9
(20 В)
R2
3,32 к
VD6
=фС6
С4-С8
100 мк х
>63 В
R28
18.2 к
R29
18,2 к
VD7
-и-
+2 5 В
R3
562
К выносному
пульту
управления
R2Z2K
(см рис. 1)
,31
R17	R20
3,32 к Юк
R18 20K
z±= С12
0.68 мк
DA32
VD18
ВАТ43
-м-
/ R164.75K
К датчику тока
(см рис. 10)
К выв. 1 ВК1
(см. рис 1)
К выв. 3 ВК1
(см. рис. 1)
L2
DA4.1
8
VD22 ВАТ43
—-----------
VD23
(5.1 В)
R30 10 к R33 27,4 к
/ R31 18,2 к
t>co
R2210K
13
V VD21
0,1 мк
VD20
BYV27
R25
13.3к
VD18
~М~
-J-C13
_ 0 047 мк
DA3 3
8
DA3 4 -
14,
=i=C16
0,033 мк
R34 13.3к VD24
-CSJ 43-
VD19
BYV27 12|
R26
2к

R50 1 к VD28
...........
R51 475 к
R521 М
К выв 8 DA2.
выв 4 DA3. DA4
__ + С34
—[—10 мк X
-4- х 25 в'
DA2 .2 ^22
с>”|1 И
—*-+5В
(см рис, 7)
2
~Г"
. С29
0.1 мк
L3
VD26
RB152
__ СЗО
Т0,1 мк
VD27
DA6 7815
3.
С32
=^:С31 =ф51000мк«
X 35 В
2
DA7 7805
3
0,1 мк
+ сзз
=5=100 мк X
«25 В
2
сзе
=рС35 -т—22 мк «
0.1 мк
* 16 В
Рис.13.а
22
R11681 VT3BC337
СЮ 1 мк
VD12(5,1 B)
R8
10k i’-
— *15B
R10
562 к
?13 1 к	
4 х 1—	
£
иRs
M 5,6 к
VT2
BC337
C11
0,22 мк
---- VD15
R14 1 к (5,1 В)
-CS3—
VD14 R15 1K
43----CS3-
DA2 1
VD13
-u-
IR12
100 k
С24 _1_ С25 R49
Л Г “Г 01 мк 43 к *15 В
0.1 мк	р;—।
DA5TDA4718A
4
CMP
16
18
«т
C23 1000
3
R45 13,3 к
R47 6,8 к
№N
UV
OV
Rr
Cr
R46 68 к R48 100 к
'SYN
VD3-VD7. VD11. VD13 VD14
VD18, VD21, VD24. VD27-VD33
1N4004
C27
100 мк* 25 В
PWC
♦vs
Css

C28
0,1 мк
C26
1 мк ’ 63 В
Q.-,jl2 , К выв 1DD1
I (см рис 11)
Qsm
14
GND
К обмотке реле К2
(см рис 1)
23
Напряжение, пропорциональное температуре теплоотвода, снимают с
резистора R67 и подают на два компаратора — ОУ DA4.3 и DA4.4,
Конденсатор С38 фильтрует помехи. Пороги срабатывания компараторов
заданы резистивным делителем напряжения R64 R69—R71. При превышении
порога, соответствующего температуре +50°С, отрицательное напряжение с
выхода ОУ DA4.4 через резистор R73 открывает транзистор VT4
Реле К2 (см. рис 1) срабатывает, включая вентилятор блока. Если температура
продолжает расти и достигает +85°С, отрицательное напряжение уже с выхода ОУ
DA4.3 через диод VD18 поступает в цепь управления сварочным током, уменьшая
его до 5 А. После остывания транзисторов и их теплоотвода нормальная работа
ИИСТ будет автоматически восстановлена. Магнитопроводы дросселей L1—L3 —
ферритовые кольца внешним диаметром 10 мм с начальной магнитной
проницаемостью 1000...2000. Обмотки намотаны в один слой виток к витку
обычным изолированным монтажным проводом сечением 0,1 мм2.
Содержание
ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ СВАРОЧНЫЙ АППАРАТ..........1
РАСЧЕТ СИЛОВОГО ТРАНСФОРМАТОРА.............7
РАСЧЕТ ДРОССЕЛЯ ФИЛЬТРА СВАРОЧНОГО ТОКА...12
РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРА ТОКА................14
РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРА ГАЛЬВАНИЧЕСКОЙ РАЗВЯЗКИ ...16
БЛОК УПРАВЛЕНИЯ............................17
24