Автор: Варшавер Б.А.  

Теги: электротехника   радиоэлектроника  

Год: 1975

Похожие

Проектирование импульсных трансформаторов

Расчет импульсных трансформаторов

Схемотехника и расчет бестрансформаторных усилителей

Расчет транзисторных усилителей звуковой частоты.

Текст
                    DjVUed Ьу Alexander Lushnikov
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
Главапервая.Ввеаение
§ 1.1 Требования, предъявляемые к импульсным усилителям.
Задачи прgектироваиии
.
.
.
.
.
§ 1.2 . Параметры формы импульса. Прохождение импульса
через отдельный каскад
§ 1.3. Искажения импульсных сигналов при прохождении
мноrокаскадиого усилителя
.
.
.
§ 1.4 . Эквивалентные схемы и параметры активных элемен-
тов
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
§ 1.5. Структурная схема импульсного усилителя
Общий порядок проектирования
Гл а в а вт о р а я. Общие указания по проектированию усилите.1а
§ 2.1. Входиая цепь
.
§ 2.2. Выходной каскад
.
1. Выходной каскад на биполярном транзисторе
2. Выходной каскад на лампе и полевом транзисторе
§ 2.3. Предварительные каскады усиления
1. Предварительные каскады на биполярных трав•
аисторах
2. Предварительные каскады на лампах и полевых трав·
зясторах
Г л а в а т р е т ь я. Выбор режима работы усилительного касха.ц. Темпе•
ратурная стабилизация
§ 3.1 . Режим работы каскада на биполярном транзисторе
l. Нестабильность положения рабочей точки
2. Выбор режима работы
.
3. Расчет схемы температурной стабилизации с обрат·
ной связью по току
.
.
4. Расчет схем температурной стабилизации с обрат·
ной связью по току и напряжению
§ 3.2 . Режим работы каскада на лампе
.
~ 3.3. Режим работы каскада на полевом транзисторе
r .'!а в а ч е тв е рт а я. Расчет отаельных каскааов
Глава
§ 4.1.
§ 4.2.
Расчет основных параметров каскадов на биполярных
транзисторах
.
.
.
Расчет вспомогательяых цепей каскадов на биполярных
транзисторах
§ 4.3 . Расчет основных параметров каскадов на лампах и по·
леных транзисторах
.
.
.
•
§ 4.4. Расчет вспомогательных цепей каскадов на лампах и
полевых транзисторах
.
.
.
.
.
п я та я. Расчет усилите..ьных секций. Примеры расчета уси·
лителеА........
.
.
.
.
.
§ Б.l. Расчет основных параметрон усилительных секций иа
биполярных транзисторах
§ 5.2 . Расчет основных параметров усилительных секций на
лампах и полевых транзисторах. Расчет основных па·
раметров гибридяых секций
§ 5.3.
§ 5.4.
Расчет усилительных блоков .
Примеры расчета усилителей импульсных сигналов
Прнложеняя
,J]нтература.......
Список основных обозначений •
з
5
5
8
13
17
26
29
29
31
32
:rr
44
48
5З
59
59
59
63
73
77
81
91
100
105
132
143
189
201
202
231
253
251
276
284
286


6Ф2
818
УДК 621.374 (075)
Рецензент:
Кафедра радиотехнических систем Рязанского радиотехнического ин­
ститута
Борис Аронович Варшавер
РАСЧЕf И ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Редактор Е. А. Орехо.,а. Художник В. А. ШкОJJЪник. Художественный редактор­
' !'. м. Скворцова.
Технический редактор А. К· Нестерова. Корректор Г. А. Че­
чсткииа
T-12'J96. Сдано в набор 30/V-74 r. Подn. к nечати 21/Х-74 r. Формат бОХW'/ 11 •
Буи. тиn. No 2. Объем 18 nеч. л. (Усл. nеч. л. 18). Уч.-нзд. л. 17,41. Иад.
No ЭР-159. Тираж 50 000. Заказ No 416. Цена 71 коп.
План выnуска литературы для вузов и техникумон издателЬС"Гва «Высшая школ~
на 1975 r. Познцня 163 .
."1.осква,
К·51, Неrлинная ул., д. 29/14, Издат<'.льство «Высшая школа•
Ярославский nолиrрафкомбинат «Союзполиграфnрома• при Государственном
комитете Совета Министров СССР no делам издательств. полиграфии и книжной.
торговли. 150014, Ярославль. ул .. Свободы, 97.
Варшавер Б. А.
В 18 Расчет и проектирование импульсных усилителей.
Учеб. пособие для вузов. Изд. 2-е, доп. М., «Высшая
ШКОЛЭ>>, 197 5.
288с.сил.
В кннrе нзлаrаются воnросы расчета н nроектироваиия имnульсных усилителе~
на СJиnолярных транзисторах. полевых транзисторах и ламnах. Рассматрнваетс!l
общий порядок проектирования н основании для выбора схемы. Приводится мето·
дика расчета различных схем. Даны примеры nроектирования усилителей импуJJЬС·
ных сигналов, расчета отдельных каскадов и усилительных секций.
Предлагае111Ое второе издание по сравнению с nервым коренным образом пере·
работано и дополнено с учетом современного уровня техники нмnу.льсиых уснлн·
телеА.
в 30401 - 021i
001(01)-75
'
53
-
75
© ИздаwJJЬСТво сВысшая школа>. 1Q75.
6Ф2


ПРЕДИСЛОВИЕ КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ
Во втором переработанном издании книги расширены разделы,
посвященные проектированию импульсных усилителей на биполяр­
ных транзисторах. Вопросы расчета ламповых усилителей, которые
в настоящее время используются ограниченно, освещаются в мень­
шей мере.
По сравнению с первым изданием книга дополнена сведениями,
касающимися применения полевых транзисторов в схемах импульс­
ных усилителей, а также новой главой, в которой приводятся указанин
по расчету усилительных секций и усилительных блоков.
Автор приносит глубокую благодарность доц. Д. И. Попову,
и. о. п.оц. Н. Г. Духанину и ст. преп. В. П. Лукашову (РРТИ),
за ценные замечания, сделанные ими при просмотре рукописи второго
издания книги.
Автор
ИЗ ПРЕДИСЛОВИЯ К ПЕРВОМУ ИЗДАНИЮ
Среди большого числа книг, посвященных импульсным усилите­
лям, отсутствует руковqцство, которое специально рассматривало бы
вопросы их расчета и проектирования. Настоящая работа представ­
ляет попытку частично восполнить указанный пробеJ1. В книге при­
водится методика электрического расчета реостатных транзисторных
и ламповых усилителей импульсных сигналов постоянного тока,
частотный спектр которых лежит в области от десятков герu до десят­
ков мегагерц.
Вопросы проектирования транзисторных и ламповых усилителей
рассматриваются в основном раздельно. Это позволяет при работе
с книгой знакомиться только с той частью ее содержания, которая
имеет непосредственное отношение к проектируемому типу усили­
теля.
В работе рассматриваются лишь наиболее типичные схемы, кото­
рые в силу свойственных им достоинств получили преобладающее
распространение и методика расчета которых к настоящему времени
в достаточной степени сложилась.
В книге отсутствуют выводы расчетных формул и доказательства
известных положений теории импульсных усилителей, что обуслов·
лено основным ее назначением - служить пособием при курсовом
и дипломном проектировании. Предполагается, что читатель в дос­
таточной мере знаком с общей теорией работы импульсных усилите­
лей из соответствующего курса вуза или в том объеме, как этот раздел
изложен, например, в книгах И. Г. Мамонкина [41] или Г. С. Цыки­
на [26].
Вместе с тем, в порядке краткого напоминания, в связи с зада·
чами проектирования в пособпи дается представление о наиболее
nажных особенностях работы импульсных усилителей. Большое вни-
з


мание уделяется сравнению отдельных схем и выявлению области
их целесообразного использования.
В связи с ограниченным объемом книги в нее не вошли представ­
ляющие интерес вопросы проектирования функциональных усили­
телей, а также усилителей импульсов наносекундной длительности,
схемы которых качественно отличны.
Дополнительную информацию по рассматриваемым в книге вопро­
сам читатель может получить нз литературы, ссылки на которую
приводятся как в тексте, так и в конце каждой главы (по номерам
общего списка литературы).
В книге приводятся результаты ряда работ отечественных и инос­
транных ученых, а также некоторые результаты, полученные автором.
Список литературы, использованной при подготовке настоящего
пособия, указан в конuе книги.
Автор признателен сотрудникам кафедры радиосистем СЗПИ и
кафедры радиоэлектроники и импульсной техники ВЗЭИС за ряд
ценных советов и замечаний, высказанных при рецензировании дан­
ной работы, а также Блинковой Б. Ю. за помощь в оформлении ру­
кописи.
Автор


Гnава 1
ВВЕДЕНИЕ
§ 1.1. ТРЕ&ОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ИМПУЛЬСНЫМ УСИЛИТЕЛЯМ.
ЗАДАЧИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Области использования импульсных усилителей весьма много­
численны. Особенно широко импульсные усилители применяются
в радиотехнических устройствах, в системах автоматики и вычисли­
тельной техники, в приборах экспериментальной физики н в изме­
рительных пре11езионных приборах.
Многообразие назначений усилителей порождает различия в тре­
бованиях, которым должен отвечать усилитель в том или другом
случае. В связи с этим усилители могут различаться между собой
как по числу активных элементов (транзисторов или ламп) и особен­
ностям электрической схемы, так и по конструкции. Несмотря на
это можно наметить некоторую общую линию, которой представляет­
ся удобным придерживаться при проектировании уси.r1ите.r~ей.
Проектирование многокаскадного усилителя характеризуется в
первую очередь тем, что решение не является однозначным. В связи
с этим возникает задача выбора оптимального варианта. Решая воп­
рос о том, какому варианту следуl:'т отдать предпочтение, необходи­
мо, выполняя электрический расчет, принимать во внимание также
и дополнительные соображения, которые связаны главным образом
с условиями производства усилителя и условиями его эксплуатации.
Общей задачей проектирования является отыскание наиболее
простого, экономичного решения. Сложность проектирования как раз
и заключается в том, чтобы найти это относительно простое решение.
При проектировании усилителя задачу выбора схемы и парамет­
ров отдельных каскадов следует рассматривать как частную, подчинив
ее общей задаче - выполнению технических требований к усили­
телю в целом. Поэтому рационально, исходя из общих технических
требований, формулировать частные технические условия к отдель­
ным каскадам усилителя или к усилительным секциям* и вести их
расчет на основании этих частных условий, которые должны нахо­
диться в определенной связи друг с другом.
Быстрое совершенствование полупроводниковых триодов, не­
прерывное повышение верхней границы частотного диапазона, в
котором они могут использоваться, сделало возможным конструиро­
вание транзисторных импульсных усилителей.
По сравнению с лампами полупроводниковые триоды имеют зна­
чительно больший срок службы, потребляют меньшую мощность от
* Усилительная секция представляет объединение каскадов (обычно не
более двух), связанных цепью обратной связи или дополняющих друг друга
в Т?М или в ином отношении (см. гл. 5). Усилительную секцию, как и отдель­
ныи каскад, можно рассматривать как элемент структурной схемы усилителя.
Подобно каскаду оиа характеризуется совокупностью аналогичных парамет­
ров.


источника питания, обладают меньшим весом и габаритами, устойчи­
вы к динамическим нагрузкам. Но им свойственны и недостатки, из
которых прежде всего следует отметить большой разброс параметров,
зависимость параметров от температуры окружающей среды, значи­
тельную внутреннюю обратную связь и малое входное соnротивле­
ние. Эти особенности транзисторов необходимо учитывать при про­
е1<тировании.
Приведенные основные достоинства и недостатки касаются широ­
ко применяемых «обычных» биполярных транзисторов. Разработанные
к настоящему времени управляемые электрическим полем нолые по­
лупроводниковые приборы - полевые транзисторы приближаются
по своим характеристикам к характеристикам электронных ламп.
Расчет и проектирование транзисторных усилителей имеют ряд
особенностей по сравнению с расчетом и проектированием ламповых
усилителей. В частности, в схемах на полупроводниковых триодах
обязательно должна предусматриваться температурная стабилизация
режима их работы.
Технические условия на проектируемый усилитель содержат
обычно следующие данные.
1. Назначение усилителя.
2. Сведения об источнике сигнала:
внутреннее сопротивление,
параметры усиливаемого сигнала (форма и полярность импульсов,
минимальное и максимальное значения амплитуды, длительности и
частоты следоnани? импульсов).
3. Сведения о параметрах нагрузки усилителя:
сопротивление нагрузки,
емкость нагрузки.
4. Сведения об источнике питания:
напряжение,
максимально допустимое потребление мощности усилителем от
~сточника питания,
данные фильтра выпрямителя (если в качестве источника пита­
ния используется сеть переменного тока).
5. Требования к качеству воспроизведения импульсов на выходе
усилителя:
наибольшая допустимая длительность фронта импульса,
наибольший допустимый выброс,
наибольший допустимый спад плоской вершины.
6. Требования к выходному сигналу:
наибольшая амплитуда импульса на выходе усилителя, поляр-
ность.
7. Требования к регулировке усиления:
характер регулировки (ступенчатая, плавная),
глубина регулировки усиления.
8. Сведения об условиях производства и эксплуатации усили­
теля, а также общие требования к конструктивным параметрам уси­
лителя, которые следует учитывать при выборе схемы и электриче­
ском расчете (надежность, простота наладки схеl\1ы, допустимость
6


применения простой и сложной схем коррекции по соображениям устой.
чивости параметров усилителя, вес, габариты, климатические ус­
ловия, в частности, минимальная и максимальная температура внеш­
ней среды и др.).
В большинстве случаев технические условия предусматривают,
что ко входу усилителя подводятся импульсы прямоугольной формы.
в случае же усиления импульсов, имеющих конечную д.шпельность
фронта, требования к усилителю могут быть несколько ослаблены.
5
4
J
2
!
о
,
1/
/
'/
/
,/
~
2J4
а)
[/
!О
5
1\
\
1
1·-;т-:--г1=f~
··-r-+--
1 •• .._+
.
1
1
1
"
(f, ыt_ ~
_. )_
-+-
"t-.....
5%-~
\.
... ...
Ji)~-
-
--
""r-.. ..
0%
--
2J4
О)
5 trJ!pOыx
trpp.Ox
Рис. 1.1 Графики к определению времени установления ty и выброса
о% усилителя при входном импульсе непрямоугольной фЬрмы с дли·
тельностью фронта lфр. вх:
а - график зависимости
ty
= 'Р(tфр.вых);
/фр. вх
/фр. вх
бф
~01
,,,
( tфр.вых) ~
t
-
rpa ик зависимости u lO = 't
при u8ых = сопs
tфр. вх
Возможность снижения требований связана с тем, что спектр непрямо­
угольных импульсов характеризуется меньшей эффективной шириной
и, следовательно, такой импульс претерпевает меньшие искаже­
ния при прохождении через усилитель. Таким образом, при усиле­
нии импульсов с конечной длительностью фронта, если учесть пара­
метры входного сигнала, можно избежать усложнения схемы усили­
теля, получить более простое и экономичное решение.
Далее указана методика определения допустимых выброса б %
и времени установления усилителя fy в случае, когда форма импуль­
са на входе усилителя отлична от прямоугольной [32]. При этом име­
ется в виду, что выброс на вершине входного импульса отсутствует,
а его время фронта равно tФР· вх (расчетные графики, учитывающие
также и наличие выброса, приведены в работе Т. М. Агаханяна (32,
стр. 4211). Требования ко времени установления усилителя fy и ве­
личине выброса б % в его переходной характеристике можно опре­
делить с помощью графиков рис. 1.1 ., исходя из длительности фронта
7


входного импульса - tФР· вх п допустимых (по техническим требо­
ваниям) искажений формы фронта импульса на выходе усилителя -
tФР·вых И Овых%.
Приведенные графики позволяют случай усиления непрямоуголь­
ных импульсов с монотонно нарастающим фронтом привести к случаю
усиления импульсов прямоугольной формы и далее производить
расчет усилителя как усилителя строго прямоугольных импульсов.
При этом отпадает необходимость в рассмотрении особой методики
расчета для случая усиления импульсов непрямоугольной формы.
Следует указать на принципиальную возможность коррекuии
формы переднего фронта усиливаемых импульсов на основе приме­
нения так называемого метода взаимной коррекuии (см. § 1.3 и опи­
сания схем 5.8 и 5.16). При этом длительность фронта импульса на
выходе схемы может незначительно отличаться от длительности фрон­
та импульса на ее входе. В частности, tФр. ных может быть равна или
меньше tфр.вх·
§ t.2. ПАРАМЕТРЫ ФОРМЫ ИМПУЛЬСА.
ПРОХОЖДЕНИЕ ИМПУЛЬСА ЧЕРЕЗ ОТДЕЛЬНЫМ КАСКАД
Сигнал, проходя через усилитель, претерпевает искажения, вслед-
ствие чего форма сигнала на выходе усилителя отличается от формы
сигнала на его входе. Искаже·
ния, вносимые усилителем, удо­
бно оuенивать по изменению
формы прямоугольного импуль­
са, поданного на вход усилите­
ля. На рис. 1.2, а показан им­
пульс nрямоугольной формы,
приложенный ко входу усилите-
а)
t
t
6}
Рис. 1.2 Общий случай искажения пря·
моугольиоrо импульса при прохожле·
иии его через усилитель:
а - прямоугопьныn импульс на входе усилителя.
б-искаженный импульс на выходе усилителя
8
ля, а на рис. 1.2, 6 - искажен­
ный импульс, каким он пред­
ставляется после прохождения
через усилитель на его выход­
ных зажимах (в общем слу­
чае).
Далее дается определение
параметров, характеризующих
форму искаженного импульса
(см. рис. 1.2):
а} t у - время установления
или нарастания фронта импуль­
<:а - обычно олределяется вре­
менем нарастания сигнала от
уровня 0,1 до уровня 0,9 своего
ста1шонарного значения; иногда
время нарастания определяют
величиной, обратной максималь­
ной крутизне нормированной
переходной характеристики;


б) tc- время заднего фронта (среза)
-
определяется подобно
времени установления. В случае, когда длительность импульса пре­
вышает более чем в 2-3 раза время установления, время заднего
фронта будет практически равно времени установления. Равенство
времени установления времени заднего фронта имеет место только
для линейных систем;
в) б - выброс
-
определяется наибольшим превышением орди­
наты переходной характеристики над стационарным значением; вы­
брос выражается в процентном отношении (или в долях) к стационар­
ному значению (при расчетах обычно не принимаются во внимание
последующие отрицательные и положительные выбросы, которые,
кроме особых редких случаев,
имеют заметно меньшую величину
и быстро убывают);
г) Л - спад (возможен также
и подъем) плоской вершины им­
пульса - определяется разностью
ординат переходной характерис­
тики, соответствующих стациона­
рному значению и моменту оконча­
ния прямоугольного импульса,
действовавшего на входе усилите­
ля; спад также выражается в про­
центном отношении (или в долях)
к стационарному значению;
д) t3-
время запаздывания -
определяется обычно интервалом
-Еп
Рис 1.3 Принципиальная схема рео­
статного каскада на полевом тран­
зисторе
времени от момента приложения импульса ко входу усилителя до
момента, когда напряжение на выходе усилителя достигнет поло­
вины установившегося значения. Реже время запаздывания опреде­
ляют интервалом от момента приложения импульса до момента его
появления на выходе усилителя. При этом за момент появления им­
пульса принимается момент, при котором напряжение на выходе уси­
лителя равно 0,1 его стационарного значения.
Анализируя характер искажения прямоугольного импульса, на­
пример, при прохождении импульса через реостатный усилительный
каскад на полевом транзисторе (рис. 1.3), нетрудно заметить, что про­
цесс установления стационарного значения протекает много бы­
стрее, чем процесс спада вершины импульса. Это связано с тем, что
постоянные времени цепи связи CcR с и цепи истока СиRи обычно
много больше постоянной времени цепи стока полевого транзистора
CR · Итак, предполагая С cR с )) CR, СиRи )) CR и рассматривая
реакцию каскада в начальный период при включении постоянного
напряжения, можно пренебречь влиянием цепей С cR 0 и СиRи, т. е.
рассматривать только быстро протекающий процесс. Наоборот, ин­
тересуясь спадом вершины импульса, можно не учитывать влияния
постоянной времени CR, т. е. рассматривать только медленно проте­
кающий процесс. Подобный прием раздельного рассмотрения при­
меняется при изучении частотных и фазовых характеристик усили-
9


те.JJей, когда характеристики на высоких и низких частотах рассмат­
риваются независимо, исходя из соответствующих эквивалентных
схем.
Следует указать на связь между искажениями формы импульса и
частотной и фазовой характеристиками усилителя. Переходная ха­
рактеристика усилителя однозначно определяется его частотной и
фазовой характеристиками, и наоборот. Реакция усилителя в началь­
ный период (характеризуемая временем установления и выбросом)
определяется частотной и фазовой характерпстиками в области вы­
соких частот. Характер же воспроизведения вершины импульса
(спад или подъем) определяется частотной и фазовой характеристи­
ками в области низких частот.
Время установления усилителя можно приближенно определить
по его верхней граничной частоте f 8 , которая соответствует уровню
0,7 нормированной частотной характеристики. Эта связь устанавли­
вается формулой
t~0,35
у
fв
(1.1)
Формула (1.1) справедлива в случае, когда выброс отсутствует
или мал (не превышает нескольких процентов).
Следует отметить, что стремление к «идеальной» прямоугольной
частотной характеристике обусловливает в переходной характерис­
тике значительный выброс о. Поэтому, когда при проектировании
импульсного усилителя приходится обращаться к частотной харак­
теристике, не следует стремиться к реализации характеристики с
крутым спадом в области высоких частот, если нужно, чтобы в пере­
ходной характеристике усилителя выброс отсутствовал или был мал.
При проектировании импульсного усилителя удобнее, не обра­
щаясь к частотным и фазовым характеристикам, непосредственно
исходить из допустимых искажений формы прямоугольного импульса.
Следует, однако, указать на сложность точного определения иска­
жений импульса в многокаскадном усилителе, если выброс отдельного
каскада превышает 3-4 %. В этом случае при необходимости полу­
чить точное представление о характере переходного flpoцecca можно,
воспользовавшись результирующими частотной и фазовой характе­
ристиками усилителя, по ним произвести расчет переходной харак­
теристики. Выполнение подобного расчета хотя и не представляет
приннипиальных трудностей, ио является достаточно кропотливым
11, 2, 17].
Полезно кратко напомнить процесс прохождения импульса через
отдельный каскад и действие схемы в:оррекции иа примере каскада
с индуктивной коррекцией на биполярном транзисторе (рис. 1.4).
Рассмотрим вначале влияние схемы коррекции на воспроизве­
дение фронта импульса.
При подведении импульса напряжения к базе транзистора в его
коллекторной цепи возникает импульс тока. Примем, что на базе
действует импульс положите.ТJьной полярности. В первые моменты
времени ток заряда емкости Си (предполагается, что выходная ем-
10


кость транзистора отнесена к Сн) определяется полным изменением
тока, протекающего через транзистор. Это связано с тем, что в пер­
вые моменты времени параллельная цепь LR отключена ввиду нали­
чия индуктивности L, препятствующей быстрому изменению тока в
этой цепи. Далее с уменьшением тока, протекающего через цепь LR,
скорость заряда емкости С" падает и рост напряжения на Сн замед­
ляется. Очевидно, что при отсутствии индуктивности L емкость Сн
с самого начала заряжалась бы только частью полного изменения
тока. Таким образом, введение в схему корректирующей катушки
индуктивности способствует заряду
емкости Сн большим током в тече­
ние более длительного времени, что
позволяет уменьшить время нараста­
ния фронта импульса. В зависимо­
сти от соотношения величин L, R и
Сн переходный процесс в схеме мо­
жет протекать монотонно или иметь
колебательный характер. В послед­
нем случае импульс имеет выброс.
При колебательном характере процес­
са и увеличении индуктивности L
(при неизменных величинах R и Сн)
выброс возрастает.
Как уже отмечалось, иа характер
воспроизведения плоской вершины
импульса влияют цепи, имеющие
большую постоянную времени. Вспо­
могательные цепи CcR с (здесь
1/Rc = IIR1 + 1IR2 +gих- где gвх -
-Е.
Рис. 1.4 Принципиальная схема
каскада с индуктиr:аой коррекци·
ей на биполярно~ транзисторе
входная активная проводимость транзистора) и С зR э обус­
ловливают спад плоской вершины импульса. Цепь СФRФ выполняет
корректирующую функцию, вызывая подъем вершины импульса.
Спад плоской вершины импульса за счет цепи эмиттера связан с
действием отрицательной обратной связи. ДействитеJiьно, допустим,
как и ранее, что к базе транзистора подводится прямоугольным им­
пульс положительной полярности. При этом коллекторный ток,
протекающий через транзистор, изменится скачком. Напряжение
на резисторе R в коллекторной цепи транзистора также изменится
скачком (временем нарастания фронта импульса пренебрегаем) на
величину, равную произведению скачка тока на сопроrивление ре­
зистора R. Несмотря на изменившееся значение т01,а коллектора,
напряжение на обкладках конденсатора С з в начальный момент
сохранит свою величину, поскольку оно не может нзменнться мгно­
венно. С разрядом конденсатора С з напряжение между базой и эмит­
т~ром постепенно увеличивается, сдвигая рабочую точку в область
больших значений тока коллектора. При этом соответственно умень­
шается перепад напряжения на резисторе R. Так нм образом, возни·
кает спад вершины импульса.
11


Заметим, что в ламповом каскаде на формирование вершины им­
пульса влияет также и цепь экранной сетки. Здесь спад вершины
импул~.,са связан со скачком экранного тока лампы и постепенным,
ввиду наличия блокирующего конденсатора, изменением напряжения
на экранной сетке.
В отличие от остальных цепей с большой постоянной времени ячей­
ка фильтра в цепи коллектора вызывает подъем плоской вершины им­
пульса. В начальный момент, при уменьшении скачком тока через
транзистор, ввиду наличия конденсатора СФ, на резисторе RФ сох­
ранится то же напряжение, которое было на нем до скачка. Далее,
к напряжению на резисторе R с зарядом конденсатора СФ начнет до­
бавляться постепенно возрастающее напряжение. Следовательно,
импульс напряжения на нагрузке, представляющей последователь­
ное соединение (по переменному току) R и ячейки СФRФ• будет ха­
рактеризоваться подъемом плоской вершины. Существуют и другие
возможности получить подъем вершины импульса для коррекции спа­
да. В частности, при использовании схемы с параллельной отрица­
тельной обратной связью по напряжению эффект подъема плоской
вершины импульса достигается последовательным включением кон·
денсатора в цепь обратной связи.
В заключение этого раздела укажем, что время установления
отдельного каскада усиления или усилительной секции можно пред­
ставить в виде
(1.2)
где -r 8-
эквивалентная постоянная времени, зависящая от пара­
метров активного элемента и данных схемы; ty' -
постоянный без­
размерный коэффициент (смысл его указывается далее).
Формула (1.2) справедлива при использовании в каскаде или в
усилительной секции активного элемента любого типа (биполярный
транзистор, лампа, полевой транзистор). В случае реостатного кас­
када на лампе или полевом транзисторе (рис. 1.3) 't э= RC, а ty' = 2,2.
При введении в каскад коррекции время установления фронта им­
пульса уменьшается, при этом ty' < 2,2.
Переходную характеристику часто представляют не в функции
непосредственно времени t, а в функции обобщенного времени t',
причем
f' = t/'t3.
Такое представление удобно, если учесть, что построенная в функ­
ции t' переходная характеристика применима для схем с разными
значениями эквивалентной постоянной времени 't э· Очевидно, что
при этом время установления, определяемое по переходной характе­
ристике h(t') и равное ty' приобретает смысл обобщенного (нормиро·
ванного) времени установления.
12


§ t.3 . ИСКАЖЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ сиrндлов
ПРИ ПРОХОЖДЕНИИ мноrокдскддноrо УСИЛИТЕЛЯ
Время установления. Время установления многокаскадного уси­
лителя при условии, что выброс отдельного каскада не превышает
З-4%, можно приближенно определить как корень квадратный из
суммы квадратов времен установления отдельных каскадов, т. е.
(1.3)
где iyi• iy2 ,
••• ,
fуп- времена установления каскадов усилителя.
Формула (1.3) при том же условии справедлива также и в слу­
чае, когда слагаемые (все или некоторые из иих) под корнем в правой
части (1.3) представляют квадраты времен установления усилитель­
ных секций. В формулу (1.3) в качестве слагаемого может также вхо­
дить и квадрат времени установления усилительного блока, пред­
ставляющего соединение нескольких каскадов или усилительных
секций (см. § 5.3).
Возможность выразить время установления многокаскадного уси­
лителя через времена установления составляющих его каскадов поз­
воляет также решить и обратную задачу - определить время уста­
новления отдельного каскада по времени установления всего уси-
лителя. Если ty1= iy2 = ".= fyn• то fy = fy 1Vn и, следователь­
но, при каскадах, иден1'ичиых по времени устаиовлеиия
(1.4)
rде п - число каскадов.
Следует отметить, что при наличии выбросов формула (1 .3) ука­
зывает несколько преувеличенное время установления усилителя,
т. е. фактическое время установления будет меньше расчетного.
Если максимальный выброс 6 max отдельного каскада при более
или менее однотипных каскадах удовлет.воряет условию
(1.5)
то время установления усилителя в этом случае можно определить
по формуле (1.3) с точностью порядка 10% [1 ].
В отличие от простого суммирования при квадратичном суммиро­
вании возрастает «Вес» наибольшего по величине слагаемого. Это
означает, что, например, для двухкаскадного усилителя при
t~·2> 4iy1 допустимо принять fy ~ fy 2 , т. е. пренебречь влиянием
каскада, имеющего время установления ty 1, на общее время установ­
ления. С увеличением числа слагаемых под корнем в правой части
(l .3) погрешность формулы несколько возрастает. Большая точность
в определении времени установления имеет место при использова­
нии усилительного блока или усилительных секций, каждая из КО·
торых объединяет обычно два каскада. При этом сокращается число
13


слагаемых под корнем в (1.3), а также возрастает «вес» некоторых из
них (особенно в случае использования усилительного блока), что
в целом благоприятно сказывается на точности определения времени
установления усилителя. Заметим, что параметры усилительных сек­
ций и усилительных блоков (t у и 6) определяются практически с та­
кой же точностью, как и параметры отдельных каскадов.
Закон квадратичного суммирования справедлив не только для
ламповых, но и приближенно для полупроводниковых усилителей.
Ю. А. Волков для случая некорректированного полупроводникового
усилителя при упрощающих предположениях показал [5), что рас­
чет времени установления по формуле квадратичного суммирования
дает несколько преуменьшенную величину времени установления.
Погрешность расчета не является значительной, в связи с чем форму­
лу квадратичного суммирования можно использовать также и при
инженерном расчете транзисторных усилителей.
Распределение времени установления между каскадами. При про­
ектировании важным является вопрос о том, как следует выбирать
время установления каскадов усилителя, если задано допустимое
время установления, которым должен характеризоваться усили­
тель в целом.
Можно показать (см" например, [6]), что если за критерий опти­
мального распределения времени установления между каскадами
принять максимум коэффициента усиления усилителя при условии
iy = const, где ly- время установления усилителя, то все каскады
должны характеризоваться одинаковым временем установления, т. е.
ly1=iy2=fуз= ". =fvn·
(1.6)
Времена установления отдельных каскадов следует выбирать оди­
наковыми независимо от схемы каскадов. Условия (1.6) следует при­
держиваться также и в случае использования усилительных секций,
если они содержат одинаковое число усилительных каскадов. Усло­
вие (1.6) обычно не применимо к каскадам, имеющим коэффициент
передачи меньше единицы (эмиттерный, катодный или истоковый по­
вторители, а также инверторы), их время установления в большин­
стве случаев значительно меньше времени установления промежуточ­
ного каскада vсиления.
Итак, при расчете усилителя в случае различия в схемах каскадов
(или усилительных секций) необходимо придерживаться не принципа
уравнивания коэффициентов усиления отдельных каскадов (секций),
а принципа уравнивания их времен установления в соответствии
с усJювием (1.6).
При проектировании (1.6) обычно выполняется только для проме­
жуточных каскадов усилителя. Из-за специфических требований,
предъявляемых к выходному и входному каскадам, при их расчете
приходится обычно отступать от выполнения этого условия, причем
в основном это касается выходного каскада. Важно представлять
также, насколько строго следует придерживаться условия (1.6),
т. е. в какой мере допустимо отклоняться от него. Как показывает
расчет [6], строгое соблюдение равенства времен установления кас-
14


кадов не является обязательным. Не слишком большие отклонения
от условия (1.6) не приводят к заметному снижению общего коэф­
фиuиента усиления и вполне допустимы. Так, например, при отно­
шении fy 1!fy2 = 1,2 общий коэффициент усиления двухкаскадного
усилителя уменьшается примерно на 2% по сравнению с оптималь­
ным случаем, когда iy 1 = fyi·
Приведенное условие (1 .6), так же как и формула (1.3), справед­
JIИВО в том случае, когда переходные характеристики каскадов моно­
тонны или характеризуются небольшим выбросом.
Укажем, что при неравенстве времен установления каскадов прин­
ципиально возможно получить лучшие результаты, чем при соблю­
дении условия (1.6). если допустить значительный выброс в части
каскадов усилителя.
В 1954 г. Ф. Мюллер [37] указал на возможность взаимной кор­
рекции каскадов. При взаимной коррекции часть каскадов выпол­
няется с выбросами порядка десятков процентов. Другая часть кас­
кадов либо не имеет выбросов в переходной характеристике, либо
характеризуется малым выбросом. Условию взаимной коррекции со­
ответствуют разные времена установления каскадов.
Расчет усилителей с взаимной коррекuией и их испытание по­
казали, что параметры таких усилителей весьма критичны к изме­
нению данных схемы, что ограничивает практическое использование
усилителей с взаимной 1<оррекцией. Из схем с взаимной коррекцией
относительно большей стабильностью обладают наиболее простые
двухкаскадные схемы, содержащие, в частности, некорректирован­
ный каскад и каскад с индуктивной коррекцией или с корректирую­
щей uепью отриuательной обратной связи.
Отметим, что наибольшей стабильностью параметров при измене­
нии данных схемы обладают усилители, каскады которых имеют моно­
тонные переходные характеристики и удовлетворяют условию (1.6).
Стабильность будет тем выше, чем меньше выбросы в переходных ха­
рактеристиках каскадов, составляющих усилитель.
Время запаздывания. Время запаздывания в многокаскадном
усилителе приближенно определяется суммой времен запаздывания
составляющих усилитель каскадов, т. е.
(1. 7)
где tзt• f32,
".,
t 3 n - время запаздывания соответственно 1-, 2-,
.",
п-го каскадов.
При наличии выбросов результирующее время запаздывания мень­
ше суммы времен запаздывания. Тем не менее при малых выбросах
допустимо приближенно оценивать результирующее врс~1я запазды­
вания, пользуясь законом суммирования (1. 7).
В отношении величины выбросов здесь действуют такие же пред­
положения, которые приводились при обсуждении формулы (1.3)
квадратичного суммирования времен установления.
Закон (1. 7) простого суммирования времен запаздывания спра­
ведлив как для транзисторных, так и JlЛЯ ламповых усилителей.
15


Спад вершины импульса. Спад вершины импульса в многокаскад­
ном усилителе Л приближенно равен сумме спадов, которые вносят
входящие в усилитель каскады, т. е.
Л~Л1+Л2+...+Лл,
(1.8)
где Л1, Л2, ••• ,
Лп - спад вершины импульса соответственно 1-, 2- •
.. . , п-го каскадов.
Формула простого суммирования (1.8) справедлива при условии.
что спады Л1, Л2, ••• ,
Л, 9 относительно малы, а результирующий спад
Л имеет порядок 10%.
Приведенная формула справедлива и для случая, когда неко­
торые каскады в силу особенностей их схемы дают подъем вершины
импульса. Очевидно, что в связи с этим составляющим Л 1 , Л 2 , ".,
Лп следует приписывать энак «+» или «-» в зависимости от того,
дает ли данный каскад спад или подъем вершины импульса. Следова­
тельно, в формуле (1 .8) следует учитывать знаки входящих в нее
величин.
Важно отметить, что закон суммирования справедлив также и
в отношении отдельного каскада. Результирующий спад вершины
импульса, вносимый данным каскадом, приближенно равен сумме спа­
дов, обусловленных влиянием каждой цепи каскада в отдельности.
Таким образом, спад вершины импульса усилителя можно предста­
вить суммой спадов, вызванных действием отдельных цепей всех
каскадов.
Для удовлетворения определенных требований к качеству вос­
произведения вершины импульса не обязательно в каждый каскад
вводить корректирующую цепь, способствующую выравниванию вер­
шины. Осуществить компенсацию спада плоской вершины импульса
многокаскадного усилителя можно введением корректирующих яче­
ек только в часть каскадов.
Очевидно, что если необходимо получить полную компенсацию
спада вершины импульса, то следует удовлетворить условию
~Лп=~Лс,
(1 .9)
где ~ Лп - суммарный подъем, обусловленный корректирующими це­
пями; ~ Лс - суммарный спад, обусловленный отдельными цепями
каскадов.
Искажение вершины импульса вызывается вспомогательными це­
пями усилителя (цепь связи между каскадами, цепь фильтрующей
ячейки, цепь температурной стабилизации режима работы тран­
зисторного каскада, цепь смещения и цепь экранирующей сетки лам­
пы, цепи регулировки усиления), которые характеризуются большой
постоянной времени, обычно значительно превышающей длитель­
ность импульса.
Приведенные формулы (1 .8) и (1 .9), касающиеся суммирования
искажений вершины импульса в многокаскадном усилите.11е, справед­
ливы для транзисторного и лампового усилителей. Различие состоит
лишь в выборе величин элементов вспомогательных цепей, связанных
с этими искажениями. В качестве примера укажем, что в усилителе
16


на биполярных транзисторах емкость разделительного межкаскад­
ного конденсатора выбирается, как правило, значительно большей
величины, чем в усилителе на полевых транзисторах или в ламповом
усилителе.
§ t.A . ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СПМЫ
И ПАРАМЕТРЫ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
При усилении импульсных сигналов, имеющих длительность
О, I-0,2 мкс и более, из активных элементов наиболее широко ис­
пользуются биполярные транзисторы и лампы. В настоящее время в
импульсных усилителях начинают применяться также и полевые
г---------------.
•
1
gи
1•
Iи1
1~
о
!<.
1
1
L--------- ------ '
Рис. 1.5. Приближенная схема замещения полу·
проводникового триода
транзисторы. В некоторых случаях, особенно при усилении слабых
сигналов при источнике, внутреннее сопротивление которого замет­
но превышает входное сопротивление каскада па биполярном тран­
зисторе, эффективно совместное использование полевых и биполяр­
ных транзисторов. В гибридных схемах с полевыми и биполярными
транзисторами реализуются дополняющие друг друга ценные каче­
ства тех и других активных элементов - высокая крутизна харак­
теристики коллекторного тока биполярного транзистора, малый соб­
ственный уровень шумов и высокое активное входное сопротивление
полевого транзистора.
Биполярный транзистор в отличие от лампы (пентода) характе­
ризуется малым входным сопротивлением, значительной внутренней
обратной связью, большим разбросом параметров и зависимостью
режима работы транзистора и его параметров от температуры. Эти
особенности активного элемента необходимо учитывать при проекти­
ровании усилителей на биполярных транзисторах.
При расчете различных схем целесообразно исходить из прибли­
женной эквивалентной схемы биполярного транзистора (рис. 1.5),
пригодной !{ЭК для диqхрузионных, так и для дрейфовых транзисто-
ров. Схема содержит эквивалентный генератор тока i, распределен­
ное сопротивление базы 'б· а также проводимости и емкости, харак-
17


теризующие участки эмиттер-база (g 8 и С 3 ), база - коллектор
(g о и С к) и коллектор - эмиттер (g к). Непосредственно измерить
величины указанных проводимостей и емкостей не представляется
возможным. Вмеете с тем, если рассматривать полупроводниковый
триод как четыrехполюсник, необходимости в непосредственном из­
мерении перечисленных элементов схемы замещения не возникает.
Такой четырехполюсник (см. пунктир на рис. 1.5) удобно описать
с помощью У-параметров. При этом можно распространить ряд ре­
зультатов, полученных при исследовании ламповых усилителей,
также и на транзисторные усилите.'Iи. У-параметры являются, оче­
видно, функциями значений элементов эквивалентной схемы. Одна-
ко для определения У-параметров не требуется устанавливать вели­
чины всех элементов, представленных в этой схеме.
Приводимые далее формулы для расчета транзисторных каскадов
и усилительных секций (см. гл. 4 и 5) получены на основе э1шивалент­
ной схемы рис. 1.5 и приближенного представления частотных зави-
симостей У -параметроn, выражения которых обоснованы И. Н. Ми­
гулиным [9; 10).
В импульсных усилителях из возможных трех схем включения
биполярного транзистора наиболее часто применяется схема вклю-
чения с общим эмиттером. Система У-параметров для схемы с общим
эмиттером определяет следующие соотношения межу токами и на­
пряжениями на входе и выходе четырехполюсника
~б= }:11 ~б +~12~К> )
1к= У21Еб+У22Ек·
(l.lО)
Эти соотношения справед.rшвы лишь при малых переменных на­
пряжениях на зажимах база - эмиттер и коллектор
-
эмиттер. Под
малыми обычно понимают такие значения переменных напряжений,
увеличение которых на 50% не приводит к изменению параметров более
чем на 10% [8]. Практически это соответствует изменениям напр~­
жений н токов, которые не превосходят 10-20% значений их постоян­
ных составляющих.
Система малосигнальных У-параметров является системой пара­
метров короткого замыкания, где У11- входная проnодимость трио­
да при коротком замыкании на выходе, У12- проводимость обратной
связи при коротком замыкании на входе; У21 - проводимость в прямом
направлении (комплексная крутизна) при коротком замыкании на
выходе; У 22- выходная проводимость триода при коротком замыка­
нии на входе. Для схемы включения с общим эмиттером У-парамет­
ры можно легко определить, что является одним из преимуществ этой
системы.
18


у _ параметры являются комплексными проводимостями, каж­
дая из которых содержит активную и реактивную составляющие. Для
низких частот при u1 -+О указанные параметры сохраняют только
активные составляющие g 11 , g12 , g 21 и g 22 , которые образуют совокуп­
ность четырех низкочастотных параметров. При этом
д/6
g11= дЕ
6 при Ек = const,
д/6
g12 = iJEк при Е6 =const,
(l.ll)
дfк
g21 = дЕб
при Ек = const,
дfк при Е6 = const.
g22=--
дЕк
Для достаточно широкого диапазона частот У-параметры биполяр­
ного транзистора с практически хорошим приближением описывают­
ся указанными четырьмя низкочастотными параметрами и дополни­
тельно еще тремя высокочастотными, т. е. всего семью параметрами
(9; 10). В качестве высокочастотных параметров приняты распре­
деленное сопротивление базы г б• емкость база - коллектор С н и
постоянная времени транзистора 't. Последний высокочастотный па­
раметр физически представляет постоянную времени со стороны входа
транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером при закорочен­
ном выходе. В соответствии с этим постоянная времени транзистора
на основании эквивалентной схемы рис. 1.5 определяется величиной
произведения С' R', где
Для схемы с общим эмиттером малосигнальные У-параметры мож­
но представить в виде [9; 101
Ун= gl\ + j(J)"t / 'б
1+jш-r
у•
g2l
21=
1+jш-r '
Зная У-параметры, можно использовать известные из теории
четырехполюсников выражения входного и выходного сопротивле­
ний четырехполюсника и его коэффициентов передачи по напряже­
нию, току и мощности. Так, коэффициент передачи по напряжению,
Р.ходная и выходная комплексные проводимости четырехполюсника
для схемы включения с общим эмиттером представляются выраже­
ниямц
19


.
•
у21
К=--.-=-.-
У22+Уи
.
.
у12 у21
увх=у11-
-- --==--- -=--
У22 +Уи
(1.13)
.
.
У12 У21
Увi,ix=У22 - --""-.::......_-=--
У11+v.
где Уr - внутренняя комплексная проводимость источника сигнала~
Ун- комплексная проводимость нагру3ки четырехполюсника.
Для схемы включения с общим коллектром справедливы эти же
формулы, если заменить У-параметры схемы включения с общим эмит­
тером на аналогичные, соответствующие схеме с общим коллектором.
Последние можно выразить через У-параметры схемы с общим эмит­
тером. При этом
'(К)
•
у11 =у11•
'(к)
(•
•
)
у21=-
у11+у21 ,
•
(К) (•
•
)
)
у12=-
у11+уlZ >
(1.14)
• (К)
•
•
•
•
у22 = у11+у12+уtl+у22·
Преимуществом системы У-параметров является идентичность
представленных в этой системе эквивалентных схем биполярного
транзистора, лампы и полевого транзистора. Полученные при исполь-
зовании У-параметров расчетные формулы относительно просты, что
обусловлено наличием в усилителе параллельных цепей, проводи­
мость соединения которых определяется простой суммой проводи­
мостей. В частности, формула коэффициента усиления каскада по схе-
ме с общим коллектром, анодом или стоком в системе У- параметров
определяется выражением
К = ____У_._н_+_У_·21____
у11+у12+у21+у22+ун
Как следует из приведенной формулы, числитель и знаменатель
правой части представлены суммами проводимостей.
Для удобства расчета в приложении 1 приведена таблица вычис­
ленных средних значений низкочастотных и высокочастотных пара­
метров некоторых типов биполярных транзисторов (с использова­
нием материалов [10, 36, 44]). При этом нет необходимости опреде­
лять требуемые параметры по данным, имеющимся в справочнике.
Многие приведенные в гл. 4 и 5 расчетные соо-rношення полу­
чены, в частности, на основе формул (1.12) и (1.13).
На рис. 1.6 показаны примерные входная / б= q>(E 11) и выходные
1 и = ~'(Е 11 , / б) статические характеристики биполярного транзис-
20


тора. При отсутствии сведений о низкочастотных параметрах, пос­
ледние с некоторым приближением можно найти, воспользовавшись
статическими характеристиками. Для этого около выбранной рабочей
точки в соответствии с выражениями (1.11) следует осуществить
приращение токов и напряжений. В качестве примера на входной
En
Рис. 1.6. Входная и выходные характеристики
транзистора для схемы с общим эмиттером
характеристике около рабочей точки А выполнено построение, на
основании которого легко определяется параметр g11 • Из построе­
ния следует, что
Важно подчеркнуть, что найденные с помощью семейств статичес­
ких характеристик низкочастотные параметры соответствуют толь­
ко данной рабочей точке А с координатами / ко и Еко·
С изменением положения рабочей точки низкочастотные пара­
метры заметно изменяются, причем определяющее влияние оказывает
изменение тока коллектора.
При отсутствии сведениil о транзисторе, его низкочастотные и вы­
сокочастотные "араметры можно определить экспериментально в
соответствии с рекомендациями, изложенными, например, в (10; 11 ].
В справочнш<ах по полупрово­
дниковым приборам обычно вместо
рассмотренных низкочастотных па­
раметров g11 , g12 , g21 , g 22 приводят-
--
ся значения низкочастотных h-па э~-c::э--.--"f--C=::Jн--flfк
раметров для схемы включения с
общей базой h11 б, h12 б, h21 б, h22б Ез
либо для схемы включения с общим
эмиттером hн '" h12 ~· h21 э. h22 э·
Иногда приводятся величины t5ю------------'""°о
низкочастотных параметров Т-об-
разной схемы (рис. 1.7) замеще­
ния полупроводникового триода г 8
,
rб, 'I<• ао.
Рис. 1.7 Т-образная схема замеще­
ния полупроводникового триода н
области низких частот
21


Параметры указанных систем легко пересчитываются в низкочас­
тотные У-параметры с помощью следующих формул.
Из сuстЕмы параметров Т-образной эквивалентной схемы к сис-
теме низкочастотных У-параметров:
Гз +'к (1 -ао)
gн=
Л'
'
(1. 15)
'з+'б
g22 =
Л'
где Л' = r,,rб + r11!r 0 + rr;(l - a 0)J; r э- сопротивление эмиттера~
rr;- сопротивление базы; rн
-
сопротивление коллектора; а 0 -- ко­
эффициент передачи по току в схеме с общей базой.
Из систЕмы h-параметров дл11 схемы включения с общей базой
к cucmEмe низкочаспютных У-параметров:
1-h21 б
gll= h
•
11б
h21 б
g21 =-h--.
11б
h
h126 h
g22= 226+--216·
hн6
(1. 16)
Из систЕмы h-параметров для схемы включения с общим эмumтЕ­
ром к системе низкочастотных У-пара.,иетров:
1
gll = -h--.
11з
(1. 17)
В приведенные формулы перехода подставляется абсолютное зна­
чение параметра h216 • При этом для параметра ga также определяет­
ся его абсолютное значение.
22


Иногда низкочастотные параметры указываются в справочниках
(см. например, [8]) для разных схем включения транзистора, обычно
для 'схем включения с общим эмиттером и общей базой. При этом мо­
жет возникнуть необходимость привести все параметры к какой-ни­
будь одной схеме включения.
Далее приводятся формулы перехода от h-параметров схемы вклю­
чения с общим эмиттером к h-параметрам схемы включения с об­
щей базой
h
hнэ
llб =
1+h213
h 126
=
hнз h22з - h12з h21з
-
h12з,J
l+h'/J.з
h21з
h
h2?.з
h21б =
226 = _-=.;'---
!+h213
1 + h2J.з
(l .18)
Формула (1 .18) указывает абсолютное значение параметра h 216 •
Используя ее, можно привести указанные в справочнике h-парамет­
ры транзистора к одной схем~ включения и далее по формулам (1 .16)
перейти к низкочастотным У-параметрам.
Значения высокочастотных параметров га и С н (или С н и произве­
дение г 6С н) приводятся в справочниках (см., например, [8]). Там же
указьmается граничная частота усиления по току fт для схемы с
общим эмиттером. При этой частоте модуль комплексного параметра
h213 равен единице (jh 21 ,)I = 1). По величине fт можно определить
постоянную времени транзистора. Для этого надо воспользоваться
следующей формулой:
't=
(1.19)
где mт = 1,2 ....;-.
1,6, причем меньшее значение mт относится к без­
дрейфовым транзисторам [8].
Иногда в справочниках вместо fт указана максимальная частота
генерации транзистора f г· На этой частоте коэффициент усиления
каскада по мощности при выполнении условий согласования на вхо.це
и выходе равен единице.
Частота fт связана с максимальной частотой генерации fr при·
ближенным равенством
(1.20)
Учитывая (1. 19) и (1 .20), постоянную времени транзистора можно
ТЮ<же определить по формуле
g21
't=
(1.21)
16r:2 Ск t: mт
Приводимые в справочниках значения параметров измерены при
определенных величинах / но и Е но (они указываются в справочнике).
В случае выбора рабочей точки с другими ко-ординатами /~0 и Е~
необходимо произвести пересчет значений параметров. Параметры
23


gш g 21 , g 22 и т в первом приближении являются ,rшнейными функ­
циями тока коллектора. Пусть измеренные значения низкочастот-
ных У-параметров или их значения, полученные в результате пере­
счета на основании данных справочника (см. также приложение 1).
при токе / но равны g11 cnPaв• g21 спРав и g22 спРав. тогда [10)
I~o
gll::::::::; -
1-gн справ•
ко
I~o
g21 ::::::::; -
1
-
gz1 справ •
ко
l~o
g22 ::::::::; -
1
-
g22 справ •
ко
1~О g2I справ 'б
't:::::::;--· -- - - -
/ко
2rt fт mт
(1 .22)
где g 11, g 21 , .f!22 и т - пересчитанные к току /~0 значения параметров.
Емкость С н в первом приближеюш является функuией только
напряжения на коллекторе. Для емкости С" при напряжении E~r>
можно записать следующее выражение:
Ск::::::::; 1 ( Е~о Ск. справ•
V Еко
(1.23)
где Ск. спраА - соответствующее Е ко значение емкости база
-
коллектор.
Параметр r б практически сохраняет свою величину при измене­
нии координат 1 но и Е но рабочей точки. Проводимость g12 не оказы­
вает заметного влияния на результаты расчета, в связи с чем в расчет­
ных формулах величина g12 опущена.
Следует отметить оправданность приближений, допускаемых при
подготовке данных к расчету импульсного усилителя (приближенное
определение низкочастотных и высокочастотных параметров на ос­
нове приближенной исходной эквивалентной схемы, пренебрежение
проводимостью g 12, а также в большинстве случаев и g 22). В дальней­
ших расчетах также допустимо пользоваться приближенными фор­
мулами для определения тех или иных величин. Более того, уточнение
расчета практически не приведет к повышению строгости соот­
ветствия вычисленных параметров усилителя параметрам выпол­
ненной модели. Значительный разброс параметров транзисторов пре­
пятствует такому строгому соответствию. Укажем здесь, что разброс
таких параметров, как входная проводимость g11 , сопротивление базы
r 11 и постоянная времени транзистора 't, может достигать, а в отдель­
ных случаях превышать 100 %. Поэтому результаты расчета усш1и­
теля, если, как это обычно пр1tнято, пользоваться усредненными (ти­
повыми) параметрами транзистора, следует рассматривать как ориен­
тировочные. Заметно ослабить влияние разброса параметров тран-
24


зистора на результаты расчета, можно применяя достаточно глубо­
кую отрицательную обратную связь как по переменному, так и по
постоянному току.
Лампа и полевой транзиспюр представляются тождественными эк­
вивалентными схемами. Униполярный полевой транзистор с р-п­
переходом можно приближенно рассматривать как транзисторный ана­
лог электронной лампы. На рис. 1.8 приведены эквивалентные схемы
лампы (для схемы включения с общим катодом) и по.r1евого транзисто­
ра (для схемы включения с общим истоком). Эквивалентная сJ1.ема
последнего несколько упрощена исключением из нее элементов, прак­
тически мало влияющих на ее параметры.
K0-....-~..._~~....,~~+-~..._+f0K
L----------. . 1
L __________ _J
а)
О)
Рис. 1.8 . Эквивалентные схемы:
а-пампы (для схемы включения с общим катодом); 6-попевого транзистора (для схемы
включения с общим истоком)
Лампа и полевой транзистор, в отличие от биполярного транзис­
тора, характеризуются большим входным активным сопротивлением.
Харю<теристики полевого транзистора близки к характеристикам
лампы. Эти активные элементы в соответствии с эквивалентной схе­
мой описываются совокупностью параметров, выражения которых
имеют одинаковую структуру.
Параметры полевых транзисторов имеют примерно следующие
данные: емкость затвор - исток (С зн)
-
2 7 10 пФ, емкость затвор --
сток (С зс) - 0,7 + 8 пФ, емкость сток - исток (Сси)
-0,2+1пФ,
дифференциальное сопротивление канала (R 1) - 0,01 + 0,3 МОм,
крутизна характеристики тока стока (S) - 0,5 + 8 мА/В_ Из приве­
денных данных следует, что крутизна характеристики S полевого
транзистора меньше крутизны характеристики анодного тока лампы
и на 1 -+- 2 порядка меньше крутизны характеристики коллекторного
тока биполярного транзистора. Кроме того, емкость С зс (аналог меж­
электродной емкости сетка - анод лампы) примерно на два порядка
больше соответствующей емкости пентода.
Различие в параметрах полевого и биполярного транзисторов
предопределяет также и различие в характере их использования в
схемах импульсных усилителей. Значительная емкость затвор-сток
полевого транзистора обусловливает связь между выходной и входной
цепями транзистора при схеме включения с общим истоком, особенно
при большом сопротивлении нагрузки каскада. При указанной схе­
ме включения на параметры предшествующего каскада или входной
25


цепи (если рассматриваемый каскад является первым) значительно
влияет входная емкость транзистора, главной компонентой которой
является составляющая, равная С зс(I + К 0), где Ко- коэффициент
усиления каскада.
В схемах на лампах внутренней обратной связью через емкость
сетка - анод можно обычно пренебречь, в связи с чем анализ лампо­
вых схем проще, чем схем на полевых транзисторах, при исследова­
нии которых необходимо учитывать значительную внутреннюю об­
ратную связь через емкость з::~твор - сток. Поэтому полевой тран­
зистор удобно рассматривать как четырехполюсник (так же как это
было сделано ранее в отношении биполярного транзистора) и исполь-
зовать систему У-параметров, связывающих токи и напряжения на
входе и выходе четырехполюсника (см. пунктир на рис. 1.8):
jз =Ун Ёзи + У12 Еси•
ic= У21Ези+У22Еси·
У-параметры для схемы включения с общим истоком через пара­
метры элементов эквивалентной схемы выражаются следующим об­
разом:
У11 = jшСзн + iшСзс•
У21 = S- jшСэс,
.
У12 = - jшСзс•
)
(1 .24)
У22= -
+ jшСси + jшСзс•
Ri
Как уже упоминалось, располагая значениями У-параметров,
а также данными о параметрах источника сигнала и нагрузки, по из­
вестным из теории четырехполюсников соотношениям можно легко оп­
ределить основные параметры схемы [см. приведенные ранее формулы
(1 .13) коэффициент::~ передачи, входной и выходной проводимостей че­
тырехполюсника].
§ t.5 . СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ИМПУЛЬСНОГО УСИЛИТЕЛЯ.
О&ЩИИ ПОРЯДОК ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Структурная схема усилителя импульсных сигналов дана на
рис. 1.9.
Блок предварительного усиления включает входной (первый)
каскад или входную (первую) усилчтельную секцию, а также проме­
жуточные каскады или промежуточные усилительные секции. В
26
1
BxotlншJ
L--- . . . . QS-1 xocxotl
2
л-1
Рис. 1.9. Структурная схема импульсного усилителя:
Uоых
каскады 1 + (n - 1) - пред вар11тельиые; каскады 2 + (п - 1) - также и промежуточ·
ные


общем случае блок предварительного усиления может содержать как
отдельные каскады, так и усилительные секции.
Параметры входной цепи зависят от ~анных выходного (внутрен·
него) сопротивления источника сигнала Zг и данных входного со­
противления первого каскада. Входное сопротивление последнего,
как известно, зависит от выбора активного элемента и схемы его
включения, а также от наличия или отсутствия цепи отрицательной
обратной связи, охватывающей первый каскад. В отношении входной
цепи приемлемым следует считать такое решение, при котором коэф­
фициент передачи входной цепи был бы по возможности ближе к еди·
ницс, а время нарастания фронта импульса было бы меньше или не
превышало бы (при отсутствии особых обстоятельств) время уста­
новления предварительного каскада усиления.
Расчет входной цепи и первого каскада можно выполнить как раз­
дельно, так и совместно (см. гл. 4 и 5). Следует отметить, что при­
~1енение высокочастотной коррекции в первом каскаде позволяет
(благодаря ускоренной реакции первого каскада) компенсировать
относительно медленное нарастание фронта импульса во входной цеп11
при большом внутреннем сопротивлении источника сигнала. Иногда
для уменьшения времени установления входной цепи перспектив­
но применение на входе усилителя гибридной усилительной секции,
сочетающей каскады на полевом и биполярном транзисторах (см.
гл. 5), использование которой позволяет улучшить показатели уси­
лителя.
Выходной каскад осуществляет связь усилителя с нагрузкой.
Расчет выходного каскада и выбор режима его работы, в отличие от
остальных каскадов, связан со следующими особенностями: 1) необ­
ходимостью получения на данном сопротивлении нагрузки усилителя
импульса напряжения определенной амплитуды и полярности; 2) не­
обходимостью максимально использовать возможности активного
элемента, поскольку этому в большинстве случаев соответствует эко­
номически наиболее выгодное решение; 3) необходимостью выбрать
схему каскада и режим актиВI:юго элемента по постоянному и перемен­
ному токам так, чтобы время установления J3 выходном каскаде при
допустимом выбросе не составляло бы слишком большой части общего
времени установления усилителя (жела1ельно не более 60%), так
как иначе потребовалось бы большее число каскадов (или усилитель­
ных секций) в блоке предварительного усиления, а также усложни­
.r~ась бы схема каскадов.
Предварительное усиление обычно выполняется на одинаковых
каскадах или усилительных секциях (исключение составляет иног·
да первый каскад или первая входная усилительная секция).
При одинаковых каскадах или секциях можно более точно оп­
реде.11ить основные параметры бло1\а предварительного усиления (ко­
эффициент усиления, время установления фронта импульса и выброс)
даже тогда, когда выброс в переходной характеристике значителен
(см. § 5.3) .
•Применение усилительных секций с цепями отрицательной обрат­
нои связи разного вида способствует более стабильной работе блока
'Л


предварительного усиления и всего усилителя. Еслн к стабильности
работы усилителя не предъявляются слишком жесткие требования,
допустимо использование усилительных секций с взаимно корре1пи­
рованнымн каскадами.
Выбор типа активного элемента (биполярный транзистор, поле­
вой транзистор, лампа) обычно не представляет трудностей. Разра­
ботка биполярных транзисторов с высокой верхней граничной часто­
той значительно ограничила использование электронных ламп в вы­
сокочастотной аппаратуре и, в частности, в схемах импульсных
усилителей.
С микроминиатюризацией радиоаппаратуры и совершенствованием
технологии ее производства выявились новые особые требования к
конструктивным параметрам а1пивных элементов, которым вакуумные
приборы не удовлетворяют. В современных импульсных усилителях
преимущественно используются биполярные транзисторы, имеющие
высокую добротность. Полевые транзисrоры характеризуются зна­
чительно меньшей добротностью чем биполярные транзисторы и лам­
пы, что обусловлено сравнительно малой крутизной характеристики
тока стока и большой входной динамической емкостью. Указанное
существенно ограничивает область самостоятельного использования
полевых транзисторов (не в сочетании с биполярными) особыми слу­
чаями, когда применение других активных элементов по условиям эк­
сплуатации неприемлемо. Укажем здесь, что по сравнению с бипо­
лярными транзисторами полевые транзисторы характеризуются повы­
ше1-1ной радиационной стойкостью, а также способны работать в
условиях широкого изменения температуры внешней среды. В част­
ности, полевые транзисторы успешно работают при весьма глубоком
охлаждении, причем их электрические параметры при этом улуч­
шаются. Это позволяет применять их в приборах, предназначенных
для исследований в области физики низких температур.
Укажем на следующую возможную последовательность проекти­
рования импульсного усилителя.
l. Выбор активного элемента.
2. Расчет входной цепи или совместный расчет входной цепи и
первого (входного) каскада или расчет входной усилительной секuии.
3. Расчет выходного каскада и выбор режима его работы.
4. Расчет (ориентировочный) основных параметров предваритель­
ных (илii промежуточных) каскадов или усилительных секций.
5. Выбор схемы коррекции и расчет отдельного предваритель­
ного (или промежуточного) каскада или усилительной секции.
6. J'точнение основных параметров блока предварительных (или
промежуточных) ю1скадов или усилительных секций (усилительного
блока).
7. Оценка правильности выбора числа предварительных (или про­
межуточных) каскадов или усилительных секций и их схемы; уточ·
нение расчета.
8. Расчет вспr~могательных цепей.
Литература: (1, 3, 9, 10, 12, 26, 32, 41).
28


rnaвa 2
О&ЩИЕ УКдЭдНИЯ ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ УСИЛИТЕЛЯ
§ 2.t. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ
Основные параметры некорректированной входной цепи - коэф­
фициент передачи и время установления фронта импу~ьса - зави-
сят от данных выходного (внутреннего) сопротивления Z r источника
сигнала и данных входного сопротивления Z вх первого каскада. По
отношению к первому каскаду комплексные сопротивления Z г и
Z вх являются плечами делителя напряжения входного сигнала.
Выходное комплексное сопротивление
источника сигнала обычно характеризует­
ся выходным активным сопротивлением
R r и выходной емкостью С r· Иногда
удобно считать, что источник обладает
только активным выходным сопротивлени­
ем, а его выходная емкость учтена через
соответствующее увеличение входной ем­
кости С вх первого каскада. Если С вх»С г•
Rг
то выходной емкостью источника сигнала Рис. 2.1 . Принципиальная
допустимо пренебречь.
схема входной цепи
Для схемы рис. 2.1 коэффициент пере-
дачи входной цепи и время установления
фронта импульса определяются выражениями:
где С~х= Свх +С г·
К= Rвх
п Rr+Rвх'
fy. вх = 2,2 __R_r_R""'в"'"x-С~х'
Rr+Rвх
(2.1)
(2.2)
Величины Кп и tу.вх можно представить также через выходную
проводимость источника g r и входную проводимость 1<аскада g nx в виде
При коэффициенте усиления первого каскада много больше еди­
ницы входная динамическая емкость при использовании полевого или
биполярного транзистора оказывается значительной, в связи с чем
время установления фронта импульса во входной цепи при доста­
точно малой проводимости gr + gвх может заметно превысить время
установления промежуточного каскада усиления. Если ly. "' суще­
ственно больше времени установления промежуточного каскада, то
снижение ty. вх до ty промежуточного кас1<ада (или более) позволит
29


уменьшить также и общее время установления усилителя. Если fy. вх
заметно меньше fy промежуточного каскада (при Кп близком к еди­
нице), то в этом случае усложнение схемы (введением, например, по­
вторителя) практически не приведет к улучшению качественных по­
казателей усилителя.
Представляют интерес следующие возможности улучшения пара­
метров, характеризующих входную цепь:
l) применение в первом усилительном каскаде активноii или ком-
плексной отрицательной обратной связи по току;
2) использование в качестве первого каскада повторителя;
3) применение индуктивной коррекции во входной цепи;
4) осуществление взаимной коррекции входной цепи и первого
каскада.
Последовательная отрицательная обратная связь во входном ка­
скаде позволяет увеличить входное сопротивление и уменьшить вход­
ную емкость. Степень изменения этих величин зависит от глубины
обратной связи l + К1 ~, где ~ - коэффициент передачи цепи об­
ратной связи. При обратной связи по току ~ определяется отно­
шением нагрузок активного элемента в цепях коллектора и эмwг-
1ера (биполярный транзистор), стока и истока (полевой транзистор)
или анода и катода (лампа).
При каскаде на биполярном транзисторе (слема с общим эмитте­
ром) имеет значение воздействие обратной связи как на R вх• так и
на С Rx· При каскаде на полевом транзисторе (схЕ'ма с общим истоком)
практически существенно влияние обратной связи лишь на вели­
чину входной емкости, так как входное дифференциальное сопро­
тивление каскада на полевом транзисторе и без введения обрат­
ной связи достаточно велико. Следует отметить, что не всегда в кас­
каде на полевом транзисторе при схеме включения с общим истоком
можно осуществить достаточно глубокую обратную связь и одновре­
менно получить коэффициент усиления первого каскада /( 1 )) l.
Этому препятствует сравнительно малая крутизна характеристики
тока стока, в связи с чем для получения большого коэффициента
усиления при глубокой обратной связи требуются соответственно и
большие сопротивления в стоковой и истоковой цепях. Последнее
приводит к возрастанию времени установления ПЕ'рвого каскада, а
также к необходимости располагать источником питания с достаточно
(юльшим напряжением. Часто напряжение источника питания огра­
т1чено и, следовательно, не представляется возможным обеспечить
при больших сопротивлениях нагрузки необходимый режим работы
I<аскада, отвечающий высокому положению рабочей точки на поле
стоковых характеристик (высокому положению рабочей точки соот­
ветс.твует и более высокая крутизна характеристики тока стока).
В ламповых усилителях из-за высокого входного активного со­
противления и ппюсительно малой входной динамнческой емкости
каскада на пентоде различия в схеме первого каскада практически
слабо влияют на параметры входной цепи.
В транзисторных усилителях существенное улучшение парамет­
ров входной цепи, если в этом имеется необходимость, можно полу-
30


чить, применив на входе усилителя каскад с общим коллектором или
с общим стоком (аналоги лампового каскада с общим анодом - катод­
ного повторителя). При этом следует иметь в виду, что повторитель
имеет коэффициент передачи меньше единицы и, следовательно, его
использование вместо каскада с отрицате.1Jьной обратной связью по
току оправдано лишь тогда, когда требуется максимально снизить
время установления входной цепи. Особенно эффективно в качестве
входного каскада использовать повторитель на полевом транзисторе.
Высокое входное сопротивление и малая входная емкость повтори­
теля на полевом транзисторе позволяет одновременно получить близ­
кий к единице коэффициент передачи и малое время установления
входной цепи.
Если источник имеет относительно высокое выходное сопротивле­
ние и большую выходную емкость, может возникнуть необходимость
в уменьшении времени установления входной цепи в еще большей
степени, чем это достигается с помощью отрицательной обратной свя­
зи по току в первом каскаде или при использовании повторителя в ка­
честве первого каскада. В указанном случае, наряду с применением
обратной связи в первом каскаде, входную цепь можно дополнить
корректирующей индуктивностью (см. схему 4.25). Здесь следует
указать на то, что при параллельной схеме коррекции уменьшение
времени установления сопровождается снижением коэффициента пе­
редачи входной цепи, особенно при малом входном сопротивлении
первого каскада. Кроме того, при коррекции индуктивностью воз­
можн~е отклонения данных выходного сопротивления источника
сигнала (например, в случае смены источника сигнала) могут оказать
влияние на параметры схемы входной цепи. В частности, при мень­
шей, чем это предусмотрено расчетом, выходной емкости источника
сигнала, выброс в переходной характеристике усилителя может
превзойти допустимый.
Входная цепь, схема которой изображена на рис. 2. 1, характе­
ризуется монотонной переходной характеристикой. При указанной
переходной характеристике входной цепи можно так выбрать схему
коррекции первого каскада, при которой его переходная характе­
ристика имела бы значительный выброс, а в переходной характерис­
тике пары (входная цепь - первый каскад) выброс бы отсутствовал
или не превышал бы допустимой величины.
Такая взаимная коррекция является эффективным средством, поз­
воляющим компенсировать значительную длительность времени уста­
новления входной цепи (см. схему 5. 7).
§ 2.2. ВЫХОДНОМ КАСКАД
Выходной каскад рассматривается отдельно от остальных каска­
дов усилителя ввиду некоторых особенностей его расчета. Выходной
каскад работает на сопротивление нагрузки, отличающееся, как
правило, от сопротивления нагрузки предварительных каскадов. Су­
щественным является требование, касающееся величины выходного
31


напряжения и его полярности. В связи с этим возникает вопрос о при­
годности того или иного активного элемента к использованию в вы­
ходном каскаде усилителя. Следует отметить, что когда выходным
каскадом усилителя является эмиттерный (а равно, катодный или
истоковый) повторитель, на управляющем электроде активного эле­
мента предоконечного каскада может также оказаться значительный
сигнал. Методика расчета предоконечного каскада в этом случае бу­
дет такой же, как и выходного каскада (выбор активного элемента.
выбор положения рабочей точки и пр.).
При выборе схемы и активного элемента выходного каскада сле­
дует учитывать:
-
данные нагрузки;
амплитуду и полярность импульса на выходе усилителя;
коэффициент усиления и время установления всего усилителя.
1. ВЫХОДНОЙ КАСКАД НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Выходной каскад на биполярном транзисторе (так же 1\ак и на
любом другом типе активного элемента) целесообразно рассматри­
вать отдельно от остальных каскадов. Оконечный каскад при допус­
тимых искажениях должен обеспечить необходимую амплитуду им­
пульса напряжения на нагрузке усилителя, которая в общем случае
отличается от нагрузки предшествующих каскадов.
Транзистор выбирают по граничной частоте усиления по току в
схеме с общим эмиттером fт (на этой частоте, как указывалось выше,
lhi1 эl = l) или по максимальной частоте генерации транзистора fr·
Граничная частота fт должна удовлетворять условию
3
fт">- -t-,
(2.3)
у
где ty - время установления всего усилителя.
Напомним, что fт и f r связаны приближенным равенством
fт=8нбСкf~ ·
(2.4)
Выбор режима работы оконечного каскада, выбор и расчет схе­
мы температурной стабилизации рабочей точки выполняются в со­
ответствии с рекомендациями, изложенными в гл. 3.
При большом сигнале, если учесть, что время нарастания фронта
импульса отлично от нуля, ток и напряжение импульса последова­
тельно проходят значения от /ко до 1ко + 1т и от Еио до Ено +
+ U вых (/ко и Е ко - координаты положения рабочей точки). Знак
перед / т и U nых зависит от полярности выходного импульса на на­
грузке в цепи коллектора или эмиттера.
Для расчета искажений формы импульса в выходном каскаде до­
пустимо в первом приближении пользоваться усредненными низко­
частотными и высокочастотными параметрами транзистора, которые
соответствуют средним мгновенным значениям тока и напряжения
(10].
32


Рекомендуемая в работе [10] и принятая здесь методика расчета
дает сравнительно грубую оценку искажений формы сигнала в слу­
чае, когда сигнал нельзя считать малым. Характер переходного про­
цесса при большом сигнале в значительной мере зависит от того, как
изменяются параметры транзистора в пределах рабочего участка ди­
намической характеристики. Очевидно, что большему сигналу соот­
ветствует и большее изменение параметров. Их зависимость от мгно­
венных значений тока и напряжения указывает на то, что оконечный
каскад усилителя (а иногда и предоконечный) следует рассматривать
как каскад с заметной нелинейностью. В частности, в связи с указан­
ной нелинейностью возникает некоторое различие в характере вос­
произведения переднего и заднего фронтов усиливаемых импульсов.
К настоящему времени методика инженерного расчета усилителя
при большом сигнале еще не разработана в полной мере, поэтому огра­
ничиваются расчетом, носящим приближенный характер.
В качестве меры, позволяющей несколько ослабить влияние изме­
нения параметров транзистора, можно указать на целесообразность
выбора такого режима работы каскада, который соответствовал бы
возможно меньшему изменению тока коллектора (т. е. по возможности
большему наклону динамической линии нагрузки), поскольку изме­
нение тока коллектора оказывает значительно большее влияние на
характер процесса, чем изменение напряжения на коллекторе. Бла­
гоприятное влияние оказывает также применение отрицательной
обратной связи.
Итак, приступая к проектированию выходного каскада, следует
предварительно произвести пересчет параметров транзистора, кото­
рые указаны в справочнике для тока / к.справ и напряжения Ек.справ
соответственно к значениям / ко ± / т/2 и Е но + И вых/2.
Усредненные за время действия импульса параметры согласно
§ 1.4 определяются по формулам:
fко ± 0,51т
gll= /
gll справ ,
к. справ
fкп±0,5lm
g21 =
g21 справ •
/к. справ
fкп±0,5lm
g22 =
g22 справ•
/к. справ
't=fко±0,5/m
/К.СПРJВ
gzi справ 'б
2тr:fт ll!т
Ск = 1/ Е,__ cnraп ('
.
Е.+О51,
.
~к. справ·
1~0 -
'
LJ B1>IX
(2.5)
При полож11тельно~1 юшульсе напряжения на в1,1ходе vснлителя
(нагрузка в непи КО.'JЛ~ктора) перед о.~ /тв (2.11) берется Знак (( + »,
а перед 0,5 И вых знак«-». При отрицательном выходном импульсе -
знаки обратные.
33


При усилении импульсов обеих полярностей импульсу каждого
знака соответствуют свои усредненные параметры и, следовательно,
искажение импульсов будет разным. Для положительного выходного
импульса и нагрузки в цепи коллектора усредненные параметры
представляются параметрами транзистора в точке плоскости выход­
ных характеристик, имеющей координаты /но + 0,51 т и Е но -
-
0,5 U вых. Для отрицательного выходного импульса координаты
точки соответственно равны / н0- 0,5/т и Е но + 0,5 U вю»
-Еп
В отличие от каскада предварите.'!Ь­
ного усиления, нагрузкой которого явля­
ется сравнительно малое входное сопро­
тивление следующего каскада, сопроти­
вление нагрузки Rн выходного каскада
(рис. 2.2) может иметь разную величину.
Случай большого сопротивления нагрузки,
Rн когда справедливо неравенство Rн ;;> R 11 ,
практически означает работу усилителя
на входную емкость следующего за ним
прибора или устройства (электронно-.1уче­
вая трубка, электронная лампа и т. д.).
Рис. 2.2. Принципиальиая
схема выходного каскада
(сопротивление
наrруз·
При большом сопротивлении Rн сопро­
тивление R и можно определить по требу­
емому углу наклона динамической линии
нагрузки, исходя из выбранного режима
ки- Rн!
работы транзистора.
Выбор режима работы и схемы температурной стабилизации ра­
бочей точки, определение сопротивлений резисторов в цепях коллек­
тора и эмиттера и расчет элементов схемы температурной стабилиза­
ции подробно рассматриваются в гл. 3. Там же указывается графичес­
кое построение, ва основе которого определяется коэффициент
усиления выходного каскада.
В усилителЕ' на лампах при работе на согласованную линию с вол­
новым сопротивлением Zn = 70-100 Ом в 1<ачестве выходного кас­
када применяется почти исключительно катодный повторите.'lь. Ис­
пользование в этом случае каскада с общим катодом при крутизне
характеристики анодного тока лампы порядка 10 мА/В не приводит
к увеличению коэффициента передачи, который остается меньше еди­
ницы. Иначе обстоит дело при использовании транзистора в выход­
ном каскаде. Выходной каскад на транзисторе, выполненный по схеме
с общим эмиттером (рис. 2.3), позволяет при работе на линию по­
лучить коэффициент усиления больше единицы, что объясняется зна­
чительной крутизной кол.т~екторного тока g21 , имеющей порядок
50 мА/В.
При работе на линию согласование можно выполнить как на вы­
ходе, так и на входе линии [6; 42]. При согласовании на входе сопро­
тивление резистора в цепи коллектора R н принимается равным вол­
новому сопротивлению линии, поскольку выходное сопротив,'lение
тра11знстора дост<1точ1ю велико. Согласование на входе позволяет
применить для передачи напряжения в нагрузку переходной конден-
34


сатор относительно малой емкости (доли микрофарады), если резис­
тор R на выходе линии не выполняет функции согласующего и его
сопротивление много больше волнового сопротивления линии. Таки~
образом, согласование на входе дает возможность обеспечить малыи
спад вершины импульса при использовании переходного конденсато­
ра небольшой емкости.
Если к усилителю предъявляется требование малого выходного
сопротивления, то в этом случае целесообразнее использовать в ка­
честве оконечного каскада эмиттерный повторитель. Следует, однако,
иметь в виду, что процесс установления в эмиттерном повторителе
-Еп
Рис. 2.3. Принципиальная схема выходного ка -
скада, нагруженного на кабельную линию
можrт быть как монотонным, так и колебательным (см. описание
схемы 4.5), причем колебательный характер установления с большим
выбросом возникает обычно при достаточно большой емкости нагрузки.
При большом выходном сигнале оконечный каскад рассчитывается
на требуемую величину выходного напряжения или на наибольшее
напряжение, допускаемое транзистором, если оно незначительно пре­
вышает требуемое.
Следует указать на две возможности уменьшения времени уста-
новления выходного каскада:
-
применение коррекции,
-
работа с возможно большим импульсом тока.
Если амплитуда импульса напряжения на выходе усилителя равна
требуемой и транзистор полностью используется по импульсу тока,
то возможности данного транзистора в отношении уменьшения времени
установления выбором режима его работы можно считать исчерпан­
ными.
Время установления оконечног() каскада желательно по возмож·
ности приблизить к времени установления предварительного каскада.
Расчет выходного каскада на минимальное время установления оп­
равдывается только в том случае, еслн при этом его время установ­
ления приближается к времени установления "ромежуточного 1<ас­
када со стороны большего значения. В противном случае, если это
возможно, следует увеличить сопротивление нагрузки для перемен­
ного тока и работать с меньшим импульсом тоl\а, При этом время
35


установления выходного каскада увеличивается. Это увеличение ком­
пенсируется соответствующим ростом иоэффицнента усиления 01<0-
нечного каскада и снижением общего коэффициента усиления и обще­
го времени установления предварительных каскадов. Если выходной
каскад - эмиттерный повторитель, имеющий относительно малое
время установления, то в этом случае выбор режима и времени уста­
новления предоконечного каскада производится так же, как и выход­
ного каскада.
В оконечных каскадах импульсных усилителей используются
такие же схемы высокочастотной и низкочастотной коррекции, как
и в предварительных каскадах. В частности, при бо.1ьшом сопротив­
лении нагрузки, а также в случае емкостной нагрузr<и можно исполь­
зовать схему с параллельной коррекцией (коррекцией индуктивно­
стью), расчет которой приводится в гл. 4.
Рекомендуется следующий порядок расчета выходного каскада.
1. Выбирают тип транзистора, используя соотношение (2.3).
2. На основании известных из технических условий на усили­
тель данных об амплитуде и полярности выходного импульса и ха­
рактера сопротивления нагрузки в соответствии с указаниями, из­
ложенными в гл. 3, производится выбор режима транзистора, а так­
же выбор и расчет схемы температурной стабилизации рабочей точки.
3. По выходным характеристикам в соответствии с выбранным
режимом определяются координаты точки U но + /n/2 и Е I<O - и вых/2
или f ко- / т12 и Е ко + И вых/2), к которой должыы быть пересчита­
ны низкочастотные и высокочастотные параметры. По формулам
(2.5) и справочным данным о низкочастотных и высокочастотных пара­
метрах транзистора (см. также приложение 1) производят пересчет
параметров к указанной точке.
4. Выбирают схему высокочастотной коррекции выходного кас­
када (см. § 4.1) и выполняют ее расчет.
Суждение о приемлемости схемы выносится на основании расчета
времени установления выходного каскада fу.вых при допустnмой
величине выброса (обычно при 6 < 3 ~ 4~о). Предварительным кри­
терием может служить близость fy. вых к значению 0,6 t У• где t у­
общее время установления усилителя. Применяя тот или иной вид
коррекции, желательно приблизить (по возr-.южности) t у, вых к указан­
ной величине.
На этом предварительный расчет выходного каскада можно счи­
тСJть законченным. Далее пocJre расчета каскадов (секций) предвари­
тельного усиления следует сопоставить времена установления выход­
ного касю;да и каскада предварительного усиления. При за;\1етном
от.лнчни (сюлее чем на 25-ЭО%) времен установления следует, если
это воз11южно и целесообразно, принять меры к их выравниванию.
В некоторых случаях выравнивание может привести к сокращению
числа кас1<адов yc11m11e.riя. Но часто оно связано с усложнением уси­
лителя и применением более сложных схем коррекции. Целесообраз­
ность усложнен11я следует оценить в каждом конкретном случае,
привлекая для этого соображения, связанные с предпо.11агаемы:-.1и ус­
ловиями производства и эксплуатации проектируемого уси.тн1теля.
36


Заметим, что малое fy. вых по сравнению с временем установления
предварительного каскада указывает на возможность в ряде случаев
облегчнть режим работы транзистора, сделать ero более экономичным.
Выбирая большее сопротивление нагрузки переменному току (при
этом уве.rн1чивается наклон динамической характеристики), можно сни­
зить величину импульса тока 11 обеспечить более высокую стабиль­
ность работы вь1ходного каскада.
2. ВЫХОДНОЙ КАСКАД НА ЛАМПЕ И ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Вопросы проектированпя выходного каскада на лампе и выход•
ного каскада на полевом транзисторе рассматриваются совместно
в связи с близостью характеристик этих активных элементов. У -па­
раметры электронной лампы и полевого транзистора представляют­
ся аналогичными выражениями.
Для активного элемента выходного каскада особое значение имеет
допускаемый этим элементом максимальный импульс тока / т в пепи
нагрузки. Полевь1е транзисторы имеют меньшую величину импульса
тока и допускают меньшую амплитуду импульса напряжения на
нагрузке, чем электронные лампы, используемые в выходных каска­
дах усиления мощности видеочастоты (6Э5П, 6П9, бПI 5П). Поэтому,
например, при емкостной нагрузке усилителя для получения одина­
кового выходного напряжения (U вых = / mR) сопротивление резис­
тора R в цепи стока полевого транзистора должно быть выбрано боль­
шей величины, чем в анодной цепи лампы. Из этого следует, что время
установления выходного каскада на полевом транзисторе при ука­
занных условиях также будет соответственно больше. Крутизна ха­
рактеристики тока стока полевого транзистора меньше крутизны ха­
рактеристики анодного тока лампы. Поэтому коэффициент усиления
каскада на полевом транзисторе соответственно меньше коэффици­
ента усиления лампового каскада.
Наибольшая амплитуда импульса напряжения, которую можно
получить на выходе усилителя, зависит от данных активного эле­
мента, используемого в выходном каскаде, сопротивления нагрузки
усилителя, а также от полярности импульса. Максимальная ампли­
туда импульса напряжения соответствует наибольшему импульсу
тока, который допускает при данной полярности импульса и данном
сопротнвлевни нагрузки выбранный активный элемент.
Для выходного каскада импульсного усилителя желательно вы­
брать активный элемент, который имел бы большую крутизну харак­
терпстию1 выходного тока, малые входную и выходную паразитные
ем1юстн и подходил бы по своему импульсу тока. Здесь следует от·
метпть, что достоинство того или иного активного э.r~емента, заклю­
чающеес~ в малой по сравнению с другими активными элементами
1JЫходно11 емкости, не может заметно повлиять на время установ.'!ения
нл11 на коэффициент усиления в случае, когда уснлитель работает
на е~нсость, превышающую в несколько раз выходную е:,11\ость а1.,:тнв·
ного элемента. Расчет выходного каскада до.rrжен iю!\сtЗ<tть, нас1ю.r~ь-
37


ко выбранный активный элемент является пригодным по своему им­
пульсу тока и не следует ли заменить первоначально выбранный ак­
тивный элемент другим, с другим максимально допустимым импуль­
сом тока или применить параллельное соединение двух активных
элементов.
Рассмотрим методику расчета выходного каскада в случае чисто
емкостной нагрузки усилителя. Приводимая далее методика одина­
ково справедлива как для выходного каскада на лампе, так и для
выходного каскада на полевом транзисторе. Предполагается, что уси­
ленный импульсный сигнал снимается с анода лампы или соответствен·
но со стока полевого транзистора. Указ:шный вид нагрузки означает,
что усилитель должен быть рассчитан для работы на общую емкость
Си=Свых.акт.зл+См+С~,
где Свых.ант. эл. - выходная емкость активного элемента оконечного
каскада; См- емкость монтажа; Сн' - емкость нагрузки.
Положим далее, что на сопро'Гивлении нагрузки напряжение им­
пульса должно быть равно U вых. Первоначально ведем расчет кас­
када на минимальное время установления. Это означает, что импульс
тока следует выбрать самым большим, который допускает данный ак­
тивный элемент.
Импульс тока активного элемента выходного каскада, в котором
отсутствует коррекция, должен удовлетворять неравенству
/ ~ 2,2ИвыхСн
т~ ty.вых
'
(2.6)
где ty, nых. - время установления выходного каскада.
Из совокупности активных элементов, удовлетворяющих условию
(2.6), следует ориентировочно выбрать тот, который обладает наи­
меньшим импульсом тока. При этом выходной каскад будет потреб­
лять меньше энергии от источника питания и, следовательно, указан­
ное решение представится более выгодным.
В условии (2.G) время установления выходного каскада можно
принять равным -0,6 от времени установления усилптеля.
Если в выходном каскаде применить коррекцию, то в этом случае
11еобходимый импульс тока будет меньше определяемого правой частью
(2.6) в 2,2/fy' раз (при наличии коррекции fy' < 2,2).
Время установления оконечного каскада
fyвых. =f~RнСн.
(2. 7)
Значение fy' связано с выбором схемы высокочастотной коррекции
(см. § 4.3). Если коррекция не предусматривается, то fy' = 2,2.
При выборе схемы коррекции следует иметь в виду, что возможные в
процессе эксплуатации изменения данных нагрузки могут зам~тно
пов.rшять на форму переходной характеристики выходного каскада
11 всего усилителя. Особенно это проявляется при использовании в
вь1ход11ом каскаде сложной схемы коррекции. Для суждения о воз-
1\южности при непостоянстве нагрузки ввести коррекцию п выходной
38


каскад следует, используя указанные в технических условиях све­
дения о диапазоне возможных изменений ~анных нагрузки, устано­
вить, как при введении высокочастотнои коррекции изменяются
длительность фронта нарастания импульса и особенно величина
выброса.
При дальнейшем расчете (см. § 2.3) должно быть определено время
установления предварительного каскада (время установления пред­
варительных каскадов предполагается одинаковым). Если окажется,
что времена установления предварительного и оконечного каскадов
отличаются друг от друга не более чем на 25-30%, то это означает,
·что выбор активного э.1емента оконечного каскада произведен пра-
вильно.
Если время установления предварительного каскада существен­
но больше времени установления оконечного, то это дает возмож·
ность: а) применить в выходном каскаде активный элемент с меньшим
импульсом тока и соответственно выбрать большее сопротивление
резистора в анодной цепи лампы или в цепи стока полевого транзис·
тора, б) отказаться от применения высокочастотной коррекции, если
она предварительно предполагалась в выходном каскаде.
В указанном случае заметного несоответствия времен установле­
ния при уточнении расчета время установления на все каскады, вклю­
чая оконечный и входной (если он только не катодный или истоковый
повторитель), принимается одинаковым. Далее, исходя из времени
установления, определяется новое значение сопротивJiения нагруз-
киRн=,
.
Наидя
(
ty. вых )
u
ty Сн
последнее, легко определить новое
значение импульса тока и далее - амплитуду импульса напря­
жения на входе оконечного каскада и его коэффициент усиления.
Еще раз подчеркнем, что не следует пренебрегать возможностью
замены активного элемента с большим импульсом тока активным
элементом с меньшим импульсом тока, так как последний отбирает
меньшую мощность от источника питания.
Наконец, в случае если время установления оконечного каскада
существенно больше времени установления предварительного, то
это, указывает на то, что желательно применить активный элемент
с большим импульсом тока (если для этой цели имеется подходящая
лампа или полевой транзистор) или соединить два активных элемен­
та параллельно. Следует иметь в виду, что при параллельном соеди·
F·:>нии активных элементов возрастает паразитная емкость, деf1ствую­
щш1 параллельно сопротнвлению нагрузки, а также входная емкость
оконечного каскада.
Рассмотрим случай, когда нагрузкой усилителя являются актив­
ное солротивление Rи или Rи и емкость Си·
Сопротивление нагрузки присоедин5Jется к усилителю обычно через
разделительный конденсатор (рис. 2.4). Амплитуда импульса тока
определяется по соnротив.1енню нагрузки в выходной цели для пере­
менного тока, т. е.
/=Ивых
т
R-,
(2.8)
39


где
R_=
RRн
R+Rн
(2.9)
Далее по импульсу тока подбирается соответствующий активный
элемент.
Следует указать, что сопротивление резистора R нельзя выбрать
значительным, как это желательно с точки зрения уменьшения им­
пульса тока, так как на резисторе R в этом случае будет падать боль­
шое напряжение. Прн этом напряжение на аноде лампы или на стоке
полевого транзистора может оказаться меньше необходимого для нор­
мальной работы активного элемента.
Расчет катодного или истокового повторителя отличается некото­
рыми особенностями от расчета каскада с нагрузкой в анодной или
стоковой цепи.
Рис. 2.4. Принципиальная схема выкодноrо каскада:
а - каскад на лампе;б - каскад на полевом транзисторе
Отметим, что пентодное включение лампы катодного повторителя
дает примерно тот же эффект, как и в случае, когда лампа катодного
повторителя работает в триодном режиме. При использовании пен­
тода крутизна динамической характеристики на рабочем участке сох­
раняется достаточно высокой также и при сравнительно больших со­
противлениях нагрузки.
Преимуществом триодного включения является простота подклю­
чения лампы, а также немного большая линейность динамической
характеристики анодного тока. При работе на низкоомный кабель
или на малое нагрузочное сопротивление предпочтительно триодное
включение лампы, так как в этом случае динамическая характерис­
тика близка к статической.
Время установления фронта переходной характеристики катодного
или истокового повторителя (рис. 2.5)
CR
fy=2,2
'
(2. 10)
1 +SR
40


где с и R - соответственно емкость и сопротивление в цепи катода
лампы или в цепи истока полевого транзистора..
•
в отличие от каскада с нагрузкои в аноднои или стоковои цепи
время установления катодного или истокового повторителя ~е возрас­
тает прямо пропорционально сопротивлению нагрузки. Деиствитель­
но, умножая числитель и знаменатель (2.10) на S, найдем
t=22С-1• SR
у'
S
1+SR
При SR » 1 получим
1
ty~ 2,2С-.
s
О)
Рис. 2.5 . Прииципиальная схема повторителя:
а - катодный повторитель; б - нстоковыil повторитель
(2. 11)
-Еп
Таким образом, при достижении R некоторого значения дальней­
шее его увеличение не ведет к заметному возрастанию времени уста­
новления повторителя. Выражение (2.11) следует рассматривать как
предел для времени установления катодного или истокового повтори­
теля.
Сравнивая (2.11) с выражением для времени установления кас­
када с нагрузкой в анодной или стоковой пепи (при отсутствии кор­
рекции iy = 2,2 с.д-), видим, что в (2.11) место сопротивления на­
грузки занимает внутреннее сопротивление повторителя 1/S, которое
обычно (исключая случай работы на линню) значительно меньше со­
противления нагрузки. Следовательно, в катодном или истоковом
повторителе выбор сопротивления резистора R при SR » 1 не свя­
зывается соображениями времени установления. Увеличение сопро­
тивления нагрузки выгодно с точки зрения у;1.fеньшения исполь­
зуемого участка характеристики активного э.1емента или, что то же
самое, с точки зрения уменьшения импульса токn. Это позволяет либо
выбрать для работы участок характеристики активного элемента с
относительно большей средней крутизной, л11бо применнть активный
элемент с меньшим импульсом тока. Вместе с тем чрезмерное увели-
41


чение сопротивления R нежелательно, так как при этом снижается
напряжение на активном элементе повторителя.
Выходной каскад лампового усилителя или усилителя иа полевых
транзисторах можно выполнить либо с нагрузкой в анодной или сто­
ковой цепи, либо с нагрузкой в цепи катода или истока.
Да.пее на примере лампового усилителя сравниваются две схемы
оконечного каскада. Результаты сравнения справедливы также и
для усилителя на полевых транзисторах.
+Еп
1Сн
Рис. 2.6. Схемы выходных каскадов усилителя:
а - реостатный каскад с паралле.льноn схемой коррекции. нагруженный
на емкость Си ; 6 - катоднын повторитель, нагруженный на емкость Сн
с предшествующим ему реостатным каскадом с параллельной cxeмoit
коррекции
Применение катодного повторителя в качестве последнего кас­
када усилителя позволяет снизить время установления усилителя.
Но это возможно лишь при выполнении приводимого далее условия,
установленного на основе сравнения двух вариантов схем выхода
усилителя.
Сравниваемые схемы выхода усилителя показаны на 1ч1с. 2.6 .
Схема выходного каскада (рис. 2.6, а) представляет обычный каскад,
имеющий емкостную нагрузку Сн в анодной цепи. Схема рис. 2.6, б
содержит два каскада - оконечный, представляющий катодный пов­
торитель с той же емкостной нагрузкой Сп в катодно1°1 цели, и предше­
ствующий ему предоконечный хаскад. В обеих схемах предполагается
простая (параллельная) коррекция (включением корректирующей
катушки индуктивности последовательно с резистором R8 ). Коэффи-
L1
L2
циенты коррекции k 1 = с R2 и k2 = с R2 приняты равными
на
аа
и соответствуют малому выбросу в переходной характеристике.
Предположим, что коэффициенты усиления сравниваемых схем
примерно одинаковы (имея в виду, что S 2Rи » 1 и, с.1едовательно,
коэффициент передачи катодного повторителя близок к единице).
42


Обозначим отношение времен установления этих схем через М, т. е.
примем
м-2:_
-
iy2 •
где t). 1
-
время установления однокаскадной схемы (рис. 2.6, а);
t - время установления двухкаскадной схемы (рис. 2.6, 6).
У2 Можно показать [6], что величина М при S2R к » 1 011ределяется
выражением
(2.12)
Очевидно, что выигрыш во времени установления имеет место
приМ>1.
При выполнении условия
мени установления фронта
использовании двухкаскадной
деляется выражением
2,2
Сн S1Ra
-,-
. -- <-- выигрыш во вре·
iy
Са
2
переходной характеристиl\И при
схемы с катодным повторителем ollpe-
(2.13)
Уменьшить время установления включением катодного повтори­
теля можно только в случае, когда нагружающая усилитель е:-v1кость
превышает действующую межкаскадную емкость С а (паразитная ем­
кость в анодной цепи предоконечного и сеточной цепи оконечного кас­
кадов). Как следует из (2.12), введение коррекппи (ty' < 2,2) у\1ень­
шает вь1игрыш во времени установления при использовании катодного
повторителя. Это означает, что в ряде случаев альтернативой вве­
дению катодного повторителя может служить применение коррекции.
Следует отметить, что вводить катодный повторитель д,1н умень­
шения времени ус1ановления фронта переходной характеристики или
увеличения коэффициента усиления усилителя целесообразно толь·
ко тогда, когда это приводит к существенному выигрышу во времени
фронта или в коэффициенте усиления. В противном случае, когда
выигрыш, получаемый введением катодного повторителя, незна­
чителен, увеличение числа лаып усилители нельзя считать оправ­
данным.
В случае когда нагрузкой уситпеля является кабельнан линия,
на его выходе обычно применяется катодный или истоковый повтори­
тель. Это связано со спецнфикой характера нагрузки усилителя. В
ламповом усилителе (а иногда 11 в усилителе на полевых транзисторах,
работающих при большом напряжении на стоке) при непосредствен­
ном подсоединении средней жилы кабеля к аноду лампы выходного
каскада усилителя кабель оказывается под значительным напря-
43


жением постоянного тока, так как оболочка кабеля подключается
к шасси, являющимся другим полюсом источника напряжения анод­
ного питания. Кроме того, при наиболее часто применяемом <:огласо­
ван1111 на конце линии ввиду малого сопротивления нагрузки, равного
при согласовании волновому сопротивлению кабеля, необходим раз­
дет1тельный конденсатор весьма большой емкости. Иначе, при малой
постоянной времени разделительной цепи, могут возникнуть значи­
тельные искажения вершины импульса. При нспо.1ьзовании катод­
ного нли истокового повторителя необходимость в разделительной ем­
кости в большинстве случаев отсутствует. Следует также отметить,
что для обычных значений волнового сопротивления кабеля (40-
90 Ом) при средней крутизне характеристики лампы 10 мА/В вклю­
чение линии в анодную цепь не дает заметного выигрыша в коэффи­
циенте усиления выходного каскада.
Работу усилителя на не слишком длинную (несколько метров)
несогласованную линию можно рассматривать как работу на емкост­
ную нагрузку, равную произведению погонной емкости на длнну ка­
беля [13]. При расчете усилителя замена реальной нагрузки экви­
валентной емкостной нагрузкой допустима при условии, что геомет­
рическая длина кабеля l в метрах численно меньше величины
70 iy
----,
-v~
где t у - время установления всего усилнтеля, мкс; е -электричес­
кая постоянная матернала заполнения кабеля.
Соответствующее значение емкости
С= 104 l (м) }'гЕ° [пФ]
3Z8 (Ом)
'
где Z в - волновое сопротивление кабеля.
У1<азанная рекомендация привод11т к довольно грубому прибли­
жению. Точный же расчет сложен для практического применения.
§ 1.3 . ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ
Число предварительных каскадов усиления зависит от времени
установления, коэффициента усиления, выбранной схемы высокочас­
тотной коррекции и данных активного элемента. Применение кор­
рекции позволяет уменьшить число предварительных каскадов. При
этом вы11грыш в уменьшении числа 1<аскадов тем больше, чем меньше
время установления и больше коэффициент усиления. Следует ука­
зать, что при достаточно малом времени установления нельзя получить
значительное усиление из скольких бы каскадов ни выполнить уси­
литель. В этом случае надлежит обратиться к специальным схемам
усилителей импульсов наносекундной длительности [38].
Время установления (в предположении малого выброса) и 1<uэффи­
циент усиления предварительных кас1<адов можно определить, вос­
tюльзовавшись формулами:
44


t-vt2-
2
-
t2
1
*~
~ Уу.вх у.вых'
к*-
.
Квх Квых
(2.14)
где t v и К - время установления и коэффициент усиления всего
уситiтеля; iу.вх и Квх -время установления и коэффициент пере­
дачн входной цепи; lу.вых и Квых -время установления и коэффи­
циент усиления выходного каскада.
Если к первому каскаду предъявJfяются такие требования, как
наличие плавной регулировки усиления или линии задержки в одной
из его цепей, т. е. если в схеме первого каскада предполагаются осо­
бенности, отличающие его от остальных каскадов, то в этом случае
первый каскад рассчитывается отдельно. При этом время установ­
ления и коэффициент усиления предварителъных каскадов, исключая
первый каскад, представляются выражениями:
t-11t2-,~
-
,2-,2 J
*~
ук у.вх yl
у. вых.
к*-ккк
·
вх1вых
(2.15)
где iy1 и К1 -время установления и коэффициент усиления первого
каскада.
При расчете первого каскада (при наличии в нем особенностей)
следует задаться величиной ty 1 , равной 0,4 ...;- 0,5 iy. Правильность
выбора времени установления fy 1 проверяется последующим срав­
ненне:-1 этой ве.1ич11ны с временем установления отдельного промежу­
точного каскада. Желательно (см. § 1.3), чтобы время установления
первого каскада находилось в интервале
t*
t*
0,8 ~< iy1 -<(: 1,2 ,r- ,
iп
rп
(2.16)
где п - число прт.1ежуточных каскадов.
В случае, если iy1 не удовлетворяет неравенству (2.16), следует
задаться другим значением fy 1 и произвести перерасчет. Если в ка­
честве первого каскада используется эмиттерный, катодный или исто­
ковый повторитель и К1 близко к единице, то условне (2.16) теряет
t*
справедливость, т. е. допустнмо, чтобы t yi было меньше 0,8 -= .
JIn
Рассмотрим вопрос о расчете усилителя на минимальное время
установления при данном коэффициенте усиления (К = const) и
на наибольший коэффициент усиления при данном времени установ­
.nения (iy = const).
Как известно, прн К = coпst уменьшить время установления
усилителя можно увеличением числа его каскадов с одновременным
снижением коэффициента усиления, приходящегося на один каскад.
Однако снизить усиление отдельного лампового каскада допустимо
лишь до величины Ve = 1,65, при которой время установления уси-
45


лителя будет минимальным. Если fy= const, то наибольшее об­
щее усиление будет также при коэффициенте усиления каскада, рав-
ном Vё. В обоих случаях связь оптимального числа каскадов п 011т
с общим коэффициентом усиления дается соотношением
поит= 2 lп К.
(2.17)
которое справедливо, если усилитель содержит одинаковые каскады.
Следует отметить, что реализовать усилитель с минимальным вре­
менем установления по обычной схеме [39] целесообразно лишь в
том случае, когда требуемый коэффициент усиления относительно
мал. При большом коэффициенте усиления число каскадов усилителя
будет значительным. Например, при К = 1000 оптимальное число
каскадов равно 14.
Величина оптимального усиления отдельного каскада, равная
Ve, получена на основании выражения (1.3) [1; 3; 6). Формула (1.3),
как это уже указывалось в § 1.3, применительно к транзисторному
усилителю является приближенной. Поэтому для усилителя на бипо­
лярных транзисторах величина Ve указывает только порядок опти­
мального коэффициента усиления, которым должен характеризоваться
отдельный каскад.
Рекомендуется следующая последовательность расчета предвари­
тельных каскадов:
1) по формулам (2.14) или (2.15) определяютсяt* и К* -основ­
ные параметры, характеризующие совокупность предварительных
каскадов усиления;
2) выбирается тип активного элемента;
3) ориентировочно определяется число каскадов;
4) решается вопрос о выборе схемы коррекции, уточняется число
каскадов (усили~ьных секций);
5) выполняется расчет отдельных каскадов (усилительных секций).
Более высокую точность расчета можно получить при использо­
вании для предварительного усиления однотипных каскадов или
однотипных усилительных секций. Вопросы расчета отдельных каска­
дов с разными видами коррекции и усилительных секций из пар кас­
кадов подробно рассматриваются в гл. 4 и 5. В § 5 .3 приводится так­
же методика точного определения основных параметров усилитель­
ных блоков, составленных из однотипных каскадов или из однотипных
усилительных секций.
По значениям параметров t* и К* необходимое число предваритмь­
ных каскадов удобно определить, воспользовавшись специально
построенными графиками рис. 2. 7. Здесь по оси ординат в логарифми­
ческом масштабе отложено произведение добротности отдельного кас­
када D на время установления предварительных каскадов t*, а по
оси абсцисс - коэффицнент усиления предварительных каскадов к*.
Легко показать, что связь Dt* и К* представляется при использова­
нии логарифмического масштаба семейством прямых линий, каждая
из которых соответствует определенному чисJiу каскадов п.
46


Действительно, при коэффициенте усиления отдельного каскада
Ki при одинаковых предварительных каскадах имеем К* = к1п.
Пос.1е логарифмирования получим
lgК.=пlgК1•
(2. 18)
Замечая, что время установления отдельного каскада fy1. прибли­
женно выражается через время установл~ния предварительных кас-
Dt,
Л=f
Л=2
$~
,
,
80
v
,
70
11
v
50
v
/
JO
1/
v
v
Л=J
v"'
i..
i..
JO
1/
1/
vi;;;;
I/
6',v qf
:v-
k
V"
~]....
л-1/.
а
~"i-1- '
~
1--1-
~
-,-
-
v
П=~
~
1~
v
~ L,.. i..-
!.-~
~
.-
п~6
~
-
~
Л='l
10
/
./1
-
-
;;;;о
9
n=i
/
./
1 с....-
~
Л=
8
~
, .....
--
~
л.fО
7
5
/
,1-'
_.,.,,..
_..
f-"i "
/
,V
с.-'-' ....
5
!О
/00
250
!ООО
fООООк"
Рис. 2.7. Графики для определения числа предварительных ка­
скадов по расположению точки с координатами D t* и К.
кадов в виде fv 1 = t* 1Vii, для коэффициента усиления каска­
да при его добротности D можно записать
Dt*
К1=Dty1= Vn
Подставляя выражение коэффициента усиления К1 в (2. 18), найдем
или
lgК*=п ·lgDt*- пIgVn
lgDt* = -
1
lgK*+ lgVn.
(2.19)
п
Если положить у= lg Dt* и х = lg К*' то (2.19) можно предста­
вить в виде
у=-
1
х+lgvп.
п
Очевидно, что зависимость у = q>(x) при п = coпst графически
изображается прямой линией. Следовательно, зависимость Dt* от
47


К* также представляется прямой линией при условии, что для Dt*
и К* принят логарифмический масштаб.
Ориентировочное число предварительных каскадов можно опре­
делить по графикам рис. 2.7, исходя из положения точки с коорди­
натами Dt* и К*' которое она занимает среди семейства прямых
п = const. Если «определяющая» точка в общем случае оказалась
между прямыми, которые соqтветствуют числам каскадов k и k + 1,
то такое положение указывает, что k каскадов недостаточно для реа­
лизации требуемых'* и к* и поэтому число каскадов следует принять
равнымk + l. Если при расчете добротность D соответствова.r~а, на­
пример, случаю некорректированного каскада, то введение коррекции
в один или два каскада может позволить выполнить предварительное
усиление на k каскадах. Число каскадов, в которые надо ввести кор­
рекцию, зависит от близости определяющей точки к прямой, соответ­
ствующей k каскадам. Примеры ориентировочного определения числа
каскадов с помощью графиков рис. 2. 7. приводятся далее.
При использовании для предварительного усиления усилитель­
ных секций с парами каскадов число секций следует принять равным
(ориентировочно) половине необходимого числа каскадов. Указанное
справедливо для секций, в которых оба каскада являются усили­
тельными.
1. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
В многокаскадных усилителях в силу присущей транзисторам внут­
ренней обратной связи данные нагрузки и источника сигнала влияют
на параметры каскадов усилителя. Это влияние проявляется в на­
правлениях от выходного каскада к первому и от первого к выход­
ному.
Удобная для инженерной практики методика расчета многокас­
кадных усилителей с учетом взаимовлияния каскадов к настоящему
времени еще не разработана в достаточной степени. Вместе с тем вви­
ду значительного разброса параметров транзисторов полный учет
взаимодействия каскадов пра1пически не повысил бы заr.сетно точ­
ности расчета усилителя.
Далее привод11тся приближенный метод расчета предварительных
каскадов усиления.
Транзистор для предварительных каскадов усилителя, так же
как и для выходного каскада, выбирают по граничной частоте усиле­
ния по току в схеме с общим эмиттером f т или по максимальной час­
тоте генерации транзистора f r· При этом необходимо выполнить ус­
ловие
3
fт?>-ty
(2.20)
или равносильное ему (с учетом связи /т и f ,)
fr?> Vsitrб
3
Cкty'
(2.21)
48


Рабочую точку на поле выходных характеристик выбирают в со­
ответствии с рекомендациями, приведенными в § 3.1. Обычно, если
отсутствуют особые обстоятельства, можно выбрать координаты ра­
бочей точки, рекомендуемые в справочнике (см. также приложение 1).
при этом не возникает необходимостн в пересчете параметров тран­
зистора. Если рабочая точка выбрана с координатами, которые от­
личаются от указанных в справочнике, то в этом случае по формулам
(1.22) и (1.23) производится пересчет низкочастотных и высокочас­
тотных параметров к выбранному положению рабочей точки. Заме­
тим, что положение рабочей точки связано с рассеиваемой транзисто­
ром мощностью. Для уменьшения последней (если это необходимо для
установления определенного теплового режима) приходится выби­
рать относительно низкое положение рабочей точки на поле выход­
ных характеристик. Очевидно, что такому положению рабочей точки
соответствует пониженная крутцзиа характеристики коллекторного
тока.
Перед определением ориентировочного числа каскадов по графи­
кам р.ис. 2. 7 следует по формулам (2.14) или (2.15) вычислить время
установления t* и коэффициент усиления К* предварительных кас­
кадов и далее найти произведение Dt*. При расчете можно вначале
ориентироваться на случай использования для предварительного
усиления некорректированных каскадов и в соответствии с этим при­
нять
D=
g21
2,2[(l+g21rб)Cк+2Yg21Cк"t-g11"+ ,: ]
(2.22)
На графики рис. 2.7 наносится «определяющая» точка а' с вычис­
ленными координатами К* и Dt*. Если, как уже указывалось, она
занимает положение между прямыми, которым соответствуют числа
каскадов k и k + 1, то ориентировочно следует считать k + 1 за число
предварительных некорректированных каскадов. Так, например,
если Dt* = 20, а К* = 3000, то число предварительных каскадов
следует ориентировочно принять равным четырем, так как точка а'
(см. рис. 2.7) расположена между прямыми сп = 3 и п = 4.
Добротность отдельных каскадов с комплексной отрицательной
обратной связью по току (с эмиттерной коррекцией), а также усред­
ненная добротность каскадов, составляющих усилительную секцию
и охваченных цепью обратной связи, примерно на 30% выше доброт­
ности некорректированного каскада.
Добротность каскада с параллельной схемой коррекции пример­
но на 40 % выше добротности некорректированного каскада. Однако
эффективность схемы параллельной коррекции заметно снижается
при нагрузке на относительно низкое входное сопротивление сле­
дующего каскада, особенно еслн его входнсе сопротивленпе меньше
сопротивления резистора, составляющего с катушкой индуктивности
корректирующую цепь. При достаточно малом времени установления
отдельного каскада (порядка О, 1-0,2 мкс) сопротивленне в цепи кол­
лектора обычно в несколько раз меньше входного сспротив.1Ения еле-
49


дующего каскада. В связи с этим эффективность индуктивной схемы
коррекции оказывается приемлемой (см. пример 4.2 расчета предва­
рительного каскада усиления с параллельной схемой коррекции).
Вопрос о выборе числа каскадов с учетом возможного применения
коррекции в части каскадов подробно рассматривается в примере 2. 1.
Приведенная методика определения числа каскадов является
приближенной и справедлива, если коэффициент усиления отдель­
ного каскада заметно меньше предельного значения g 2/g11 , а также,
если предельная частота усиления по току в схеме G общим эмитте­
ром fт не превышает во много раз величину 3/ty. При большом коэф­
фициенте усиления влияние динамической емкости возрастает, в
связи с чем действительная ордината «определяющей» точки на гра­
фике рис. 2. 7 оказывается меньше рассчитанной величины произ­
ведения Dt*.
Ошибка в определении ординаты «определяющей» точки тем боль­
ше, чем ближе коэффициент усиления каскада к предельному значе­
нию g21/g11 . Можно показать, что при увеличении IЮэффициента уси­
ления ордината уменьшается относительно рассчитанного значения
Dt* не более чем в Q1 раз, причем
где
l+1i2(1 +-1-)
Qf = ----'---"'-g:С..:11_':::...б" - -
(l +'1)2
-
g11 'б
(2.23)
Если требование к времени установления фронта импульса тако­
во, что можно допустить большое время установления (порядка 1 мкс
и более), то не возникает необходимости в использовании высокочас­
тотных транзисторов (стоимость таких транзисторов выше). Если же
требуется усиливать достаточно короткие импульсы с малым допус­
тимым искажением их фронта, то коэффициент усиления отдельного
каскада не будет высоким.
Таким образом, рекомендуемой методикой определения числа пред­
варительных каскадов усилителя можно пользоваться при условии
правильного подхода к выбору типа транзистора.
После определения числа каскадов рассчитывают коэффициент
усиления и время установления отдельного каскада. При этом
(2.24)
При использовании усилительных секций коэффициент усиления
и время установления одной усилительной секции, содержащей т'
каскадов (обычно т' = 2), определяются выражениями
50


n/mv· -
!
Кус. с= К*.
iy.yc.с = t*Vт'/п .
(2.25)
Величины К1 и fy1 , а также К ус. с и ty.yc.c следует учитывать при рас­
чете отдельного каскада или усилительной секции. Выбор схемы кас­
када или усилительной секции и их расчет ведется в соответствии с
рекомендациями, приведенными в гл. 4 и 5.
По результатам расчета отдельного каскада или усилительной
секции можно судить о правильности ориентировочно выбранного
числа каскадов. При этом важно установить, можно ли сократить
число предварительных каскадов и не следует ли пересмотреть расчет
выходного каскада в отношении используемой в этом каскаде схемы
высокочастотной коррекции, если время установления оконечного
каскада заметно отличается от времени установления предваритель­
ного каскада.
Пример 2. t. Определить (ориентировочно) число предваритель­
ных каскадов на транзисторах типа П403. Каскады предполагаются
одинаковыми. Необходимый коэффициент усиления к*= 3000. Вре­
мя установления t* = О, 16 мкс. Режим работы транзисторов: 1ко =
= 5мА,Еко=-5В.
Учитывая, что в задании указан типовой режим работы транзис·
тора, отпадает необходимость в пересчете его параметров. Согласно
таблице прцложения l транзистор П403 характеризуется следующими
данными: rб = 40 Ом, С к= 5пФ, g11 = 0,0015 См, g21 = 80 мА/В,
't = 0,007 мкс.
Определяем добротность
D =----------'"g~2~•----------
2,2[(l + g2J.Гб) Ск + 2 f g21 cк~-gll ~+ ,: ]
80 • 10-з
-
- -,[,,__ ___________________ ::::::: 125 lfмкс·
2,2 (1 + во.10-.• ·40) 5.10-12 + 2у 80· lo-a .5.10 - 12
•7.10-0 -
-\ 5.10 -s.7.10-9 +---
7.10-р]
'
40
Находим ординату «определяюще1i» точки
Dt* = 125 ·0,16 =20.
На графике рис. 2.7 координатам К*= 3000 и Dt* = 20, как
уже указывалось, отвечает точка а', которая находится между лини­
ями, соответствующими числу каскадов п = 3 и п = 4. С.ТJедователь­
но, если предварительные каскады усиления выполнить без коррек­
ции, то их число должно быть равно четырем.
Учитывая, что точка а' лежит выше линии п = 4, представляется
возможным перевыполнить требования технических услов11й в отно­
шении коэффициента усиления к* (nолучить к.* > 3000), или времени
установления (получить t* < О, 16 мкс) или в отношении того и дру·
roro.
51


Очевидно, что число каскадов может быть только целым. Поэтому
реально «определяющая» точка в рассматриваемом случае должна
занять положение на линии п = 4. Для этой точки можно выбрать,
например, положение ai' (см. рве. 2.7). Этому положению соответ­
ствуют координаты К* = 4000 и Dt* = 16, т. е. в этом случае коэф­
фициент усиления оказывается больше требуемого, а время установ­
ления меньше ·требуемого. Если совместить «определяющую» точку с
точкой р, то при этом время установления будет минимальным (Dt* =
= 14,5), а коэффшщент усиления предварительных каскадов сохра­
нит необходимую величину (К* = 3000). Если же «определяющую»
точку совместить с точкой q, то коэффициент усиления будет макси­
мальным (К* = 10 ООО), а время установления сохранит требуемое
значение (Dt* = 20). «Определяющая» точка не может занять поло­
жение на линии п = 4 левее точкн р и правее точки q (на продолжении
линии п = 4), так как в этом случае нарушается одно из требований
технических условий, либо в отношении К*' либо в отношении t*.
Таким образом, для «определяющей» точки можно в принципе выбрать
любое положение на участке pq линии п = 4.
Сказанное относилось к случаю, когда предварительные каскады
усилителя предполагались некорректированными. Если применить,
например, индуктивную схему коррекции или эмиттерную коррекцию
в одном или большем числе каскадов, то при определенных условиях
представляется возможность уменьшить число предварительных кас­
кадов. Для этого надо оценить степень близости точки а' 1< линии
п = 3 (для рассматриваемого эдесь примера). Если отношение аб­
сцнсс точек а' и Ь' порядка 1,4 или меньше, то введение коррекции
в один из каскадов позво,;шт уменьшить число каскадов на один. Ес.1и
указанное отношение абсцисс порядка двух, то здесь, применяя кор­
рекцию в двух или в трех каскадах, также можно сократить число
предварительных каскадов на один.
В рассматрнваемоы прнl\lере отношение абсцисс точек а' и Ь' при­
близительно равно двум. Поэтому ориентировочно следует взять три
предварительных каскада (п = 3) 11 в двух из них прнменить высоко­
частотную коррекцию. При этом время установления одного кас­
када (время установления некорректированного и корректирован­
ного каскадов желательно выбрать одинаковым)
1*
О, 16
ly1 = _.-
= -- ::::::::; 0,093 мкс.
Jfil
vз
Некорректированный и корректированный каскады будут иметь
разные коэффициенты усиления. С учетом отношения абсцнсс точек
а' и Ь' (::::::::: 2) коэффициент усиления некорректированного каскада
можно определить по формуле
52
К1 некоr =У К*/ 2 = уЗООО/2::::::::: 11,5.
Общий коэффициент усиления двух корректированных каскадов
Ккор =К* 11\1 не~;ор = 3000/ l l ,5::::::::: 260.


С~едовательно, отдельный каскад с коррекцией должен быть рас­
считан на коэффициент усиления
1--
--
К1кор=1 Ккор=У260~16.
Практически для однотипности предварительных каскадов целе­
сообразно ввести коррекцию во все предварительные каскады. Тогда
при одинаковом времени установ.11ен11я каждый из корректированных
каскадов должен иметь коэффициент усиления
К1 = -Vк*=}/зооо ~ 14,5.
Очевидно, что при введещш коррекции во все три каскада предва­
рительный усилитель при том же коэффициенте усиления можно
выпол1111ть с несколько меньшим временем установления, однако
при этом не представляется возможным дополнительно уменьшить
число каскадов. Таким образом, использование коррекции позволяет
в данном случае сократить число каскадов в усилителе максимально
на один каскад.
2. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА ЛАМПАХ
И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Методика расчета предварительных каскадов усилеюtя на лампах
и полевых транзисторах в связи о близостью их характеристик в ос­
новном одинакова. Число каскадов предварительного усиления, так
же как и при использовании биполярных транзисторов, можно найти
с по~ющью графиков рис. 2. 7 после определения коэффициента уси­
ления К* и времени установления t* предварительных каскадов.
Способность активного элемента успешно выполнять свои функции
при усилении импульсных сигналов характеризуется добротностью
активного элемента
s
Dакт. эл = Свк. акт. эл -Г- Свык. акт. эл
где S - крутизна характеристики выходного тока; Свх.акт. эл ~
входная е~rкость; Свых.акт. эл - выходная емкость; S, С вх. акт. эл~
С nы х. а кт. э.1 - параметры активного элемента.
Вьrбор активного элемента с возможно большей величиной доброт­
носп1 позволяет выполнить предварительное усиление на меньшем
чнсле каскадов, получить экономически более выгодное решение.
Для лампы и полевого транзистора входная емкость для схемы;
вк,1юченI1я соответственно с общим катодом и с общим истоком опре­
деляются выражениями
Свх. .11 = Сек+Ссэ+Сса(1 + Ко),
Свх.n. тр =Сзн+Сзс(1+ Ко),
где" Сек -емкость сетка -катод; Ссэ -емкость между управляю­
щеи 11 экранной сетками; Сса-емкость сетка -анод; Сзн -емкость
53


затвор - исток; С ас
-
емкость затвор - сток; К0 - коэффициент
усиления каскада.
Емкость Сса пентода имеет порядок сотых долей пикофарады и
поэтому практически, даже при большом коэффициенте усиления
каскада, ие влияет на величину входной емкости лампы. Аналогич­
ная емкость затвор - сток полевого транзистора имеет существенно
большую величину, определяемую единицами пикофарад, в связи с
чем входная динамическая емкость полевого транзистора значитель­
на и тем больше, чем больше коэффициент усиления каскада. Из этого
следует, что обычный некорректированный каскад с общим истоком
при Ко )) l оказывает своей входной емкостью большое влияние на
параметры предшествующего каскада и сам испытывает аналогичное
влияние со стороны такого же следующего каскада.
Крутизна характеристики тока стока полевого транзистора мень­
ше крутизны характериL'Тики анодного тока лампы. С учетом разли­
чия по входной емкости и крутизне выходного тока добротность по­
левых транзисторов примерно на порядок меньше добротности лампы,
а также и биполярного транзистора. Большая емкость затвор - сток
и относительно небольшая крутизна характеристики тока стока оп­
ределяют некоторые особенности в построении схем усилителей на
полевых транзисторах.
Вопросы выбора схемы и расчета предварите.льных каскадов уси­
ления на лампах. При выполнении первоначального (эскизного) рас­
чета и определении числа предварительных каскадов усиления на лам­
пах можно ориентироваться на использование параллельной (простой)
схемы коррекции и предполагать каскады одинаковыми. Это, однако,
не исключает в дальнейшем, при уточнении расчета, применение в
одном или большем числе каскадов коррекции иного вида, например,
сложной коррекции или даже отказа от коррекции в части каскадов.
Итак, исходя из допускаемого выброса, следует выбрать коэффи-
циент коррекции k (k = ~) и по величине k определить fy'
Са R.
из графика риG. 2.8 . Если нельзя допустить выброса в переходной
характеристике усилителя, то его выполняют либо некорректиро­
ванным (k = О), либо принимают коэффициент коррекции равным
0,25. Эта величина коэффициента коррекции соответствует границе
между апериодическим и колебательным характером установления
напряжения в контуре, образованном L, С а и Rа· Если выброс всего
усилителя не должен превышать 1,2%, коэффициент коррекции выби­
рается равным 0,36. Применительно к схеме параллельной коррекции
выброс 6 ::::::: 1,2% является критическим (под критическим понимает­
ся выброс, который сохраняет свою величину при удвоении числа
каскадов). Заметим, что различные схемы коррекции характеризуются
и 9азным критическим выбросом, Так, например, для схемы сложной
коррекции критический выброс в зависимости от соотношения пара­
метров схемы коррекции составляет величину до 4,3%.
С увеличением числа каскадов выброс в переходной характерис­
тике усилителя уменьшается, если коэффициент коррекции k выбран
54


меньше критического (т. е. такого, который соответствует критичес­
кому выбросу), и возрастает, если коэффициент коррекции превышает
критическое значение.
Если усилитель по техническим условиям допускает выброс,
больший чем 1,2 %, то в этом случае следует задаться коэффициентом
коррекции, равным -0,4 --; - 0,5, и по графику рис. 2.8 найти соот­
ветствующее значение iy'. Далее надо определить величину произ­
ведения Dt*, где
ty
2,2
у}
1,9
1,8
~7
!,б
1,5
1,1/-
1,J
1,2
1,1
7,0
!]9
... ... ...
.____
о
""'-.
s
D=--,.--,.-~~~~~~~...,-
t~(Свх.л+Свых.п +См)
........
""' -.
""' -.
"r-...
............
... .....
.............._
~r-._
-- ......
0,1
43
flS
/(
Рис. 2.8. Зависимость обобщенного времени уста­
новления ly' от коэффициента коррекции k
(2.26)
и по графику рис. 2.7 найти положение точки с координатами Dt*
и К*. Пусть, например, Dt*= 15 и К*= 250. Как видно из графика
рис. 2.7, «Определяющая» точка а с указанными координатами на­
ходится между прямыми, верхняя нз которых соответствует двум,
а нижняя -трем каскадам. Нахождение точки а в этом секторе озна­
чает, что ~ух каскадов недостаточно для получения нужных ве­
личин t* и К* и что надо взять три каскада. Однако точка а лежит
не на прямой, соответствующе1i трем каскадам, а выше нее, следо­
вательно, при трех каскадах можно получить при том же значении
't* коэффициент усиления больший, чем к* (абсцисса точки 6), или,
при том же К*' меньшее t* (определяемое· по ординате точки в). Оче­
видно также, что выбрав в качестве <(определяющей» точку д, лежа­
щую на прямой для п = 3 между точками 6 и в, можно перевыполнить
технические требования в отношении и '*' и к*.
Отношение абсцнсс точек 6 и а показывает, возможно ли в одном
из каскадов отказаться от применения коррекц11н ввиду избытка
усиления. Если это отношение больше отношения 2,2/t /, то один из
каскадов можно выполнить без коррекц1111. По отношению абсцисс
точек а и г можно судить о возможности применения в одном из кас­
кадов сложной схемы коррекцни, уменьшив при этом число каскадов.
55


Если последнее отношение составляет величину примерно 1,5, то
следует оценить указанную возможность (и целесообразность) сокра­
щения числа каскадов на один, использовав для этого в одном из
оставшихся каскадов сложную коррекцию. Очевидно, что при этом
следует учитывать производственные и эксплуатационные труднос­
ти, связанные с введением более сложного вида коррекции.
На графике рис. 2.9 приведена зависимость выброса от коэффици­
ента коррекции k для разного числа каскадов при использовании
0:%
17
15
15
llf
73
72
11
10
9
8
7
/i
5
lf
J
2
1
>---- ·- -
f--·--
~
,______
'-·
--··
--------
-----
--
-·
о
(j/
42
-
-
4J
!__
~ k!-
~,/
1
r;Y-
11
11/
11v
~.У
11/
11/
/
11/
/
11/
-- --
111 /
11/
h/
//,
"
qs
k
Рис. 2.9. Зависимость выброса о от коэффициента
коррекции k при разном числе каскадов п
параллельной схемы коррекции и в предположении, что все каскады
идентичны. Как видно из графика, кривые б = <p(k) пересекаются
в точке, соответствующей критическому выбросу.
Определив число каскадов, следует, обратившись к графику
рис. 2.9, проверить результирующую величину выброса. Необходимо
иметь в виду, что при наличии в усилителе некорректированных кас­
кадов наряду с каскадами, имеющими параллельную схему высоко­
частотной коррекции, результирующий выброс будет меньше вы­
броса, указываемого графиком рис. 2.9 .
Вопросы выбора схемы и расчета предварительных каскадов уси­
ления иа полевых транзисторах. При выборе схемы предварительных
каскадов усиления на полевых транзисторах необходимо учитывать
малую по сравнению с биполярными транзисторами и лампами доб­
ротность этого активного элемента, что связано с относительно мало!~
крутизной характеристики тска стока и наличием большой внутрен­
ней обратной связи в транзисторе.
Для ослабления влияю1я внутренней обратной связи через е~1-
кость затвор - сток (как упоынналось в начале этого разд<.\'Iа, ука­
занная внутренняя обратная связь является прнчнной большой ди11:.J-


мической емкос.ти, нагружающей предшествующий каскад) укажем
на следующие возможности:
а) введение в схему каскада специальной цепи нейтралnзации,
б) использование для предварительного усиления усилительных
секций из пар специально подобранных каскадов.
Прн нейтрализации в схеме каскада предусматривается дополни­
тельная связь цепи стока с цепью затвора. Фаза напряжения на вы­
ходе дополнительной цепи выбирается обратной фазе напряжения
паразитной обратной связи, действующей через емкость затвор -
сток. При правильной балансировке схемы имеет место компенсация
паразитной составляющей напряжения в цепи затвора транзистора.
Однако практически трудно получить достаточно полную ней­
трализацию [12]. Для балансировки схемы, в связи со значительным
разбросом параметров полевых транзисторов (разброс по емкости
С эс превышает 100 %) и зависимости параметров от режима питания,
необходимо предусматривать специальный подстроечный конден­
сатор. Операция по бащшсировке характеризуется большой трудно­
стью, а схема нейтрализации малой стабильностью. Все это значитель­
но ограничивает практическое применение нейтрализации.
Усилительную секцию из пары каскадов при соответствующем
выборе схемы можно выполнить эквивалентной по параметрам та­
кому отдельному каскаду с общим истоком, в котором существенная
компонента его межкаскадной емкостной нагрузки С зсКо снижена
до -с зс· При этом предполагается, ЧТО нагрузкой усилительной
секции является входное сопротивление подобной же усилительной
секции.
Физически указанный результат достигается тем, что одному из
каскадов пары предназначается вспомогательная функция, а пара­
метры его выбираются так, что этот каскад, не усиливая сам и не
внося заметных искажений, вместе с тем создает условия, благоприят­
ствующие эффективной работе другого каскада пары. Действи­
тельно, если, например, активное сопротивление нагрузки вспомога­
те.1ыюго каскада с общим истоком выполнить малым и таким, что его
коэффициент усиления будет близким к единице, то, следова­
тельно, ко:vшонента его входной динамической емкости С зсКо ~С зс·
Это позволяет поднять добротность предшествующего каскада. Что
же касается времени установления вспомогательного каскада, то в
связа с малым сопротивлением его нагрузки оно не будет значитель­
ны~~. Таким образом, в принципе, усилительную секцию можно обра­
зовать нз пары каскадов с общим истоком, однако лучшие результаты
можно получить применением комбинированной пары каскадов об­
щий исток - общий сток.
Д.1я расчета числа усилительных секций можно восполLзоваться
граф11ка~ш рис. 2.7 . При этом найденное с помощью графиков число tl
при использовании усилительных секций, в которых половина каскадов
(с общим истоком или с общим стоком) выполняет вспомогательную
функцию, будет означать не число каскадов, а число секций.
Приближенное значение добротности усилительных секций ука­
занного типа
57


(2.27)
где См -емкость монтажа.
Рассчитанная по формуле (2.27) величина D используется при
определении числа предварительных секций.
Отметим, что при индуктивной коррекции в каскаде на полевом
транзисторе и коэффициенте коррекции k > 1 (при этом выброс в
переходной характеристике каскада значителен) в цепь затвора вно­
сится отрицательное затухание, которое при достаточно большом со­
противлении нагрузки предшествующего каскада может быть причи­
ной нестабильной работы схемы. В каскадах на биполярных транзис­
торах и лампах указанный эффект ослаблен тем, что при значитель­
ной емкости база -коллектор биполярного транзистора его входное
сопротивление мало, а у лампы (пентода) - при большом входном ак­
тивном сопротивлении емкость сетка - анод мала.
Если в усилительном каскаде секции предполагается применение
индуктивной коррекции, то при определении числа усилительных
секций можно исходить из добротности D, найденной по формуле (2.27)
и увеличенной на 40 -; - 50 %.
При усилении импульсных сигналов с длительностью порядка
десяти и более микросекунд с соответствующим допустимым временем
нарастания фронта имцульса предвар1пельное усиление можно вы­
полнить на некорректированных каскадах или усилительных сек­
циях с цепями отрицательной обратной связи.
Литер ат ура: [1, 3, 12, 26, 32, 41].
58


Гnава 3
ВЫ&ОР РЕЖИМА РА&ОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА.
ТЕМПЕРАТУРНАЯ СТ А&ИЛИЭАЦИЯ
§ 3.t. РЕЖИМ РА&ОТЫ КАСКАДА
НА &ИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
1. НЕСТАБИЛЬНОСТЬ ПОЛОЖЕНИЯ РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
Режим работы транзистора зависит от выбора постоянных напря­
жений на базе 11 коллекторе относительно эмиnера. Эти напряжения
определяют координаты / но и Е ко положения рабочей точки А
на семействе выходных характеристик lн = HEJ при / 6 = const
(рис. 3.1). На том же рисунке построена нагрузочная прямая, прове­
денная 1JЗ точки Е к= Еп (Еп -напряжение источника питания) под
углом q> 1 , зависящим от сопротивления нагрузки для постоянного
тока R_ .
Для схемы, изображенной на рис. 3.2, ср1 = arctg-
1
-,
R_
гдеR- =
Rн+Rз•
С повышением температуры рабочая точка перемещается вверх по
нагрузочной прямой, с понижением -в противоположную сторону.
Однако эти перемещения не равноценны. Если начальное расчетное
положение рабочей точки соответствует, как обычно, температуре
+20° С, то при понижении температуры рабочая точка испытывает
относительно малый сдвиг.
R_________
о
Р11с. 3.1. Выбор положения рабочеii точки А на
выхо:~_ных характеристиках биполярного транзи­
стора
59


Существуют разные способы питания цепи базы. .Можно, напри­
мер, получ1пь необходимое напряжение на базе с помощью специаль­
ного источника питания, как это показано на рис. 3.3. Приведенный
способ подачи смещения, как показывает анализ, является неудовлет­
ворительным, если транзистор работает в условиях заметных изме­
нений температуры окружающей среды. Повышение температуры на
30-40° при отсутствии стабилизации вызывает недопустимо резкое
изменение коллекторного тока с соответствующ11м перемещением
рабочей точки по нагрузочной характеристике.
Для температурной стабилизации режима работы транзистора,
также с целью ослабить влияние разброса параметров обычно преду-
-~
-~
~~--е--~--~~_.ц..
Рис. 3.2 . Принципиаль­
ная схема каскада с об­
щим эмиттером
Рис. 3.3. Принципиаль·
ная схема каскада с об
щим эмиттером с пита·
нием цепи базы от спе·
циальноrо
источника
постоянного напряжения
сматрнвается автоматическое смещение на базу (эмиттерная схема
стабилнзации), для чего в цепь эмиттера вводится резистор. В этом
случае, например, прн увеличении (с повышением температуры) кол­
лекторного тока отрицательный потещ1ал на базе относительно эмит­
тера автоматически уменьшается, препятствуя резкому нарастанию
тока коллектора.
Смещение рабочей точки, связанное с нзмененпем температуры,
обусловливается зависимостью от последне11 обратного тока коллектор­
ного перехода, напряжения на эм11ттерном переходе и коэффициента
уси.ТJения транзистора по току.
Темпеrатурная нестабильность германиевых транзисторов опре­
де.1яется в основном иоэффициентом нестабильности коллекторного
то1,:а, представляющем отношение изменения тока 1юллектора Л/ но к
изменению обратного тока коллеf{торного перехода Л /*но. т. е.
Лlко
Ns =--.-.
Л/ ко
(3.1)
Во многих случаях более точному расчету (методика его из.1оже­
на в [32]) препятствует недостаточность необходимых длп расчета


сведений. В связи с этим полезно предусматривать некоторый запас
при определении необходимого коэффициента нестаби.r~ьностн (ис­
ходить из несколько меньшего значения Л/ н 0).
Для кремниевых транзисторов при изменении температуры соот­
ветствующее изменение обратного тока коллектора обусловливает
относительно малое смещение положения рабочей точки. Определяю­
щее значение для транзисторов этого типа имеет внутреннее изменение
смещения ЛЕ на эмиттерном переходе и изменение статического
коэффициента усиления тока базы ЛВ (зависимость В от температуры
приводится в справочниках).
Для схемы рис. 3.2 (см. также далее расчет схемы температурной
стабилизации с обратной связью по току) результирующее изменение
тока коллектора за счет всех указанных фшпоров приближенно
представляется выражением [41, 44]
Лfк =NsЛf:o+ (Ns- 1) /тдt + (1 +g11 Rст)Uбо+lко) ЛВ,
Rст
1+g21Rз+gllRст
где N s - коэффиuиент нестабильности колле1<торного тока, связан­
ный с изменением от температуры обратного тока коллектора и 6пре­
деляемый формулой (3.1); Ут - коэффициент теплового смещения
напряжения базы, Rст - входное сопротивление схемы стабилизации
Для германиевых и кремниевых транзисторов среднее значение
1<0эффициента теплового смещения Vт ~ 2,3 мВ/град.
Рассчитанное значет1е Л/ 11 по графику семейства выходных ха­
ра~пернстик позволяет судить о том, насколько допустим выбранный
режим транзистора и не следует ли изменить сопротивление резис­
тора R 11 , а также принять другое значение для входного сопротив­
ления схемы стабилизации R ст· В частности, при необходимости
61" можно уменьшить, выбрав резистор R з с большим сопротивле­
нием.
Обратный ток коллектора для маломощных транзисторов, изме­
ренный пр11 температуре окружающе~°r среды +20° С (температура
коллекторного перехода несколько выше), имеет порядок долей и
е;.~,11ниц ми1<роампер. Это значение обратного тока указывается в
справочниках. При повышении температуры обратный ток коллектора
резко возрастает по экспоненциальному закону и одновременно сме­
щается вверх семейство хараюернстик 1<оллекторного тока. Имея
в виду, что при температуре +20° С обратный ток коллектора ма.rт, а
наибольшее изменение имеет место при увеличении температуры, при
расчете коэффициента нестабильности КОЛ'Jlекторного то1·:а Ns интер­
вал :емператур допустимо определить как разность между максима­
льнои те:v~пературой t 111 ax и температурой +20° С, т. е.
Лt=lmax- 20°.
(3.2)
61


Заметим, что tmax должна быть равна или меньше максимально
допустимой температуры окружающей среды для выбранного типа
транзистора (для германиевых транзисторов она имеет порядок 70° С,
а для кремниевых - 150° С).
С учетом (3.2) наибольшую величину изменения обратного тока
коллектора можно найти по следующей приближенной формуле:
ы:о= 1:0ф(Лt), 1
ф(Лt)=е'-'Лt - 1,
(3.3)
где 1:0 - обратный ток коллектора, измеренный при температуре
+20° с.
Для германиевых транзисторов Л' = 0,07 + 0,09, для кремние-
вых - 0,1 ...;- 0,13. Однако для кремниевых транзисторов 1:0 значи­
тельно меньше, чем для германиевых.
В табл. 3.1 указаны значения ф(М) в зависимости от М для гер­
маниевых транзисторов (Л' = 0,077).
Таблиuа 3.l
lO
20
30
40
50
ф(Лt)
1,16
3,66
9,07
20,76
46,00
В справочнике [8] приведены типовое, а также максимальное зна­
чеnия обратного тока коллектора /* ио· В приложении 1 также мож­
но найти сведения о типовом и максимальном значениях 1:0 для
некоторых типов транзисторов.
При проектировании в большинстве случаев следует пользовать-
ся типовым значением /~0 и только при достаточно высоких требо­
ваниях к надежности импульсного усилителя исходить из максималь­
ного значения обратного "Fока.
Коэффициент нестабильности Ns является практически постоян­
ной величиной, определяемой данными выбранной схемы стабили­
зации рабочей точки, и почти не зависит от параметров транзистора.
Очевидно, что коэффициент нестабильности, обеспечиваемый схемой,
должен удовлетворить условию
дlко
Ns<;;-- . -.
д!ко
(3.4)
Здесь Л/~0 определяется по формуле (3.3), а Л/ ио - исходя из
заданного допустимого сдвига рабочей точки (с учетом некоторого
запаса).
Рассмотрим вопрос о том, 1<акой сдв11г следует считать допусти­
мым. Перемещение рабочей точки не должно быть таким, при котором
она оr<азалась бы в области, где мощность рассея11ия на коллекторе
62


превышает допустимую. Кроме того, мгновенное значение напряже­
ния не должно превышать предельного для данного типа транзистора
значения Ек max·
Важно предусмотреть, чтобы при новом (после
сдвига) положении рабочей точки для усиления также использовал­
ся примерно .11инейный участок характеристики, т. е. чтобы часть
рабочего участка не переносилась в область излома характеристик
коллекторного тока, где возможна отсечка сигнала. Обычно допусти­
мый сдвиг рабочей точки соответствует изменению коллекторного
то!\а примерно на 10-20% от величины его постоянной составляю­
щей / но· Это относится к случаю, когда положение рабочей точки на
семействе выходных характеристик выбрано достаточно высоким,
как это в большинстве случаев имеет место в предварительных кас­
кадах усиления и в оконечном касr<аде при отрицательной полярности
выходного импульса (при использовании в каскаде транзистора со
структурой р-п-р). При низком ПQложении рабочей точки, которое
используется в оконечных каскадах при положительной полярности
выходного импульса, допустимое увеличение коллекторного тока
обычно не должно превышать 10-20% от значения / но + /т• где
1т- импульс тока (см. рис. 3.7).
При проектировании следует иметь в виду, что стремление к высо­
кой стабильности связано с увеличением сопротивления в цепи эмит­
тера и уменьшением сопротивлений резисторов, образующих дели­
тель в цепи базы (см. рис. 3.2). Первое приводит в некоторых случаях
к необходимости повысить напряжение источника питания Еп в
связи с уменьшением напряжения на транзисторе, второе - к умень­
шению входного сопротивления схемы стабилизации и к большему
расходу тока от источника питания.
Заметим, что введение в схему каскада реактивных элементов
высокочастотной и низкочастотной коррекции никак не отражается
на работе схемы температурной стабилизации и на положении ра­
бочей точки, если включение указанных элементов не изменяет пути
прохождения постоянного тока.
Далее в п. 2 рассматриваются способы выбора режима работы
транзистора в выходном и предварительных каскадах усиления.
В пп. 3 и 4 приводится метод расчета хорошо зарекомендовавших себя
схем температурной стабилизации режима работы транзистора с
одним источником питания. Рассматриваемые способы стабилизации
широко применяются в схемах полупроводниковых усилителей.
2. ВЫБОР РЕЖИМА РАБОТЫ
Выбор режима работы транзистора имеет много общего с выбором
режима работы электронной лампы (пентода).
На рис. 3.4 представлено семейство входных и выходных харак­
теристик/6 = <р(Е6) при Еи= coпstи /11 = 'ф(Е") приЕ6 = const.
Рабочая область на поле выходных характеrистик ограничивается:
-
гиперболой предельно допустимой мощности rассеяния на
коллекторе р к max;
-
предельно допустимым значением тока кол.'Jектора lк max;
63


-
предельно допустимой величиной напряжения на коллекторе
E11max;
-
прямой оа, отделяющей область излома характеристик кол­
лекторного тока;
-
характеристикой Е б = О.
Предельно допустимые значения для мощности рассеяния на кол­
лекторе, тока коллектора, наnряжения на коллекторе и температуры
окружающей среды с некоторым коэффициентом запаса приводятся
в справочниках (см. также приложение 2).
о
а)
!к
1:
а
lктах.._,......... _ ..., __ _.
о
Pz
О)
Рис. 3.4 . Семейство входных (а) 11 выходных (6) характеристик транзистора
для схемы с общим эмиттером с указанием границ рабочей области. Построение
статистической и динамической линий нагрузки
Положение рабочей точ1ш А оnределяется координатами точки
пересечения прямой нагрузки для постоянного тока (статическая
линия нагрузки) с характеристикой коллекторного тока, которая
соответствует выбранному смещающему напряжению на базе Е vu
(см. рис. 3.4).
Для часто нсnользуемой схемы, nоказанной на rис. 3.5, а сопро­
тивление нагрузки для постоянного тока и угол наклона нагрузоч­
ной прямой представляются выражениями:
64
R_ = Rэ+Rlк+Rq" j
<р1 = arctg -
.
R_
(3.5)


Через рабочую точку проходит нагрузочная прямая для перемен­
ного тока (динамическая линия нагрузки). Сопротивление нагрузки
для переменного тока и угол наклона нагрузочной прямой для той
же схемы равны
R_=
RкRн
Rк+ Rн'
1
ср2= arctg--.
R-1
(3.6)
Построение нагрузочной прямой для постоянного тока (статичес­
кой линии нагрузки) удобнее всего выполнять в следующем порядке:
-Еп
-Еп
Rz
~
Rн
~
я,
а)
6)
Рис. 3.5. Схема реостатного каскада с нагрузкой Rн:
а - с общим sмиттером; 6 - с общим коллектором (змиттер·
иый повторитель)
1) определяется вспомогательное значение l 11':
fк =_§ _.
R_
•
2) на оси ординат (рис. 3.4) отмечается величина / н';
3) соединяются прямой линией точки / н' и Е и = Еп. Линия
1 н' - Еп является нагрузочной прямой для постоянного тока. Непо-
1
средственное построение угла <р1 = arctg -- на поле выходных
R_
характеристик несколько сложнее ввиду необходимости учитывать
разный масштаб по осям тока и напряжения (единица тока и единица
напряжения представлены отрезками разной длины). Построение
нагрузочной прямой для переменного тока производится ана.1огично.
Выбор режима можно произвести также по выходным характерис­
тикам / н = '\\J(E н), где в качестве параметра используется не напря­
жение на базе, а ток базы. Эти характеристики несколько отличаются
от выходных характеристик, где параметром служит напряжение
на базе, в связи с нелинейным характером зависимости тока базы от
напряжения на базе. Приводимые далее рекомендации, касающиеся
выбора режима транзистора, остаются при этом в снле. HeoбxoдIIl\IO
65


только иметь в виду, что при выборе режима работы предварительного
каскада вместо крутизны в рабочей точке, представляемой отноше­
нием Л/ нfЛЕ б• следует рассматривать коэффициент усиления по
току, определяемый как Л/ и/Л/ б. в той же точке. При расчете же
I/f.
Е"
Ек
!/(
а)
li
lко
!10
!1,
Рис. 3.6. Выбор положения рабочеii точки при
малом уровне сигнала:
а - на выходных характеристиках lк = o/t ( Ек ) при Еб =
= const; б - на выходных характер11етнкu lк = "'2 ( Ек )
при /6 = const
коэффиuиента усиления выходного каскада амплитуду импульса
напряжения на его входе следует определить по амплитуде импульса
тока базы, используя для этого входные характеристики.
Отметим, что иногда в справочниках приводится лишь одна вход­
ная характеристика для рекомендованного напряжения на коллек­
торе. Однако для приближенного расче1а в большинстве случаев мож-
66


но практически пользоваться приводимой характеристикой и при
гих напряжениях на коллекторе, поскольку входные характерис­
~~~и располагаются достаточно близко друг к другу, несмотря на
значительное различие в величинах Е и·
Напряжение сигнала на выходе предварительно~о каскада обычно
мало. Исключение может составить предоконечныи каскад. В этом
случае режим предоконечного каскада выбирается на основании тех
же соображений, что и режим выходного каскада (см. об этом далее).
Возможен также случай, когда по техническим условиям на выходе
усилителя не требуется получения большого импульса напряжения,
т. е. когда выходной сигнал можно считать малым. При этом теряется
специфика выбора режима оконечного каскада как каскада с боль­
шим сигналом на выходе. В указанном случае режим выходного кас­
када следует выбирать так же, как и предварительного.
Выбор режима работы предварите.льиых каскадов усилителя. Если
обратиться к семейству выходных характеристик 1" = \ji 1(E и) при Е б =
= const, то при малом уровне сигнала положение рабочей точки
(рис. 3.6, а) выбирается так, чтобы соответствующая этому положе­
нию крутизна характеристики коллекторного тока имела бы воз­
можно большее значение или, если пользоваться выходными харак­
теристиками / к = \j!2(E 11) при токе базы в качестве параметра
(рис. 3.6, 6), коэффициент усиления по току был бы возможно боль­
ше. В последнем случае следует проверить положение рабочей точки
иа входной характеристике (она должна лежать на этой характерис­
тике выше ее нижнего сгиба).
Для рабочей точки А (рис. 3.6, а) крутизна характеристики опре­
м
деляется отношением -"-,
гдеЛЕб= 1Еб2- Ебt /• Для ра­
дЕб
бочей точки А' (рис. 3.6, 6) коэффициент усиления по току находится
как Л/и/Л/б, где Л/б = lб2-fб1·
Нетрудно видеть, что крутизна в рабочей точке (или коэффициент
усиления по току) имеет большее значение, если область, где лежит
рабочая точка, характеризуется относительно редким следованием
характеристик коллекторного тока. Наоборот, области сгущения ха­
рактеристик коллекторного тока (область малого напряжения на
коллекторе 11 об.r~асть малого тока коллектора) соответствует меньшее
значение крутизны.
При отсутствии специальных соображений следует выбрать поло­
жею:е рабочей точки, рекомендуемое в справочнике. Отклониться от
рекомендованного режима целесообразно, няпример, в случае повы­
шенных требований к экономичности питания нли когда необходимо
уменьшить рассеиваемую на коллекторе мощность для снижения
температуры коллекторного перехода с целью увеличить надежность
работы усилителя. Следует, однако, иметь в виду, что более низкому
положению рабочей точки соотRетстпует несколько меньшая крутизна
характернстнки, а при смещении paбoчt>ii точки в сторону меньших
напряжений на коллекторе увеличивается емкость коллекторного
пеrехода С и. что сиижает добротность каскада (отношение коэффи­
uпента усиления ко времени нарастания фронта выходного импульса).
67


Выбор режима работы выходного каскада. При выборе положения
рабочей точки определяющими являются амплитуда и полярность
выходного импу.'lьса.
При расчете выходного каскада на минимальное время установ­
ления импульс коллекторного тока выбирается максимально допусти­
мым для избранного типа транзистора с учетом возможного возрас­
тания тока коллектора при изменении температуры. Начиная расчет
усилителя и производя выбор режима выходного каскада, следует, во
о
1
{'------
Iк
;.;;~--=----!.!~_:_ __ - - ~-- -- --- -- --
о
t
Рис. 3.7 . Выбор режима работы -выходного каскада по характеристикам fк =
=о/ (Ек) при Еб= const и импульсе положительной полярности на выходе уси­
лителя
всяком случае первоначально, исходить из полного использования
транзистора по импульсу тока.
Возможны три случая.
1.Выходные импульсы имеют
по.'!ожи•
тел ь ну ю пол яр но ст ь (рис. 3.7). В этом случае рабочая
точка выбирается на нижнем участке нагрузочной прямой для пос­
тоянного тока при отрицательном напряжении на базе порядка О, 1-
0,3 В. Более высокому положению рабочей точки соответствует нес­
колько меньший импульс тока / т· Однако, если слишком низко опус­
тить рабочую точку, то при этом потребуется значительно больший
импульс напряжения на базе (что равносильно требованию большего
коэффициента усиления от предшествующих каскадов) в связи с более
частым следованием характеристик коллекторного тока при малых от­
рицательных напряжениях на базе. Заметим, что необходимое пос­
тоянное напряжение на базе удобно определить по входной характе­
ристике (оно должно соответствовать началу изгиба входной харак­
теристики).
68


Максимальный импульс тока / т определяется по прямо1d1 нагрузки
для переменного тока (по динамической линии нагрузки). ПрJJводимая
далее формула (:3.7) для велич1111ы ~аксимального импульса тока
учитывает воз:vюжное смещение риrочси точки и соответствующее уве­
личение тока коллектора при nонышении температуры:
(3.7)
где /и" - значение тока, соответствующее началу излома ;:арактерис­
тик коллекторного тока; Л - коэффициент, выбираемыи uбычно в
пределах 0,1 + 0,2.
1,
Рис. 3.8. Выбор режима работы выходного каскада по входной характерис·
тике /б = 'f (Еб) при Ек = const и по выходным характеристикам lк = ~(Ек)
при 16 = const и импульсе положительной полярно.сти на выходе усилителя
Величина Л/ 11 " показывает, какой допустим рост коллекторного
тока / ио при повышении температуры (Л/ ио = Л/ /). Выбор коэффи­
циента Л имеет важное значение при расчете схемы температурной
стабилизации рабочей точки.
Коэффициент усиления каскада определяют непосредственно по
выходным характеристикам как отношение амплитуды импульса на­
пряжения U вых на нагрузке в цепи коллектора к амплитуде импульса
напряжения IE6 max -
E60I на базе, т. е.
К= Ивых
1Ебmax- Ебо1
(3.8)
При использовании выходных характеристик / и =-ф(Е и) при токе
базы в качестве параметра построение производят аналогично
(рис. 3.8). Величины Е б max и Е бо при расчете коэффициента усиления
находят с помощью входной характеристики по значениям тока базы
1б max и / оо, которые, так же как Е б max и Е бо• соответствуют веrшине
69


импульса тока 1110 + /т и постоянной составляющей тока коллектора
1но·
2.Rыходные импульсыимеют отрицатель•
ную полярность. При выходном импульсе отрицательной
полярности рабочий участок динамической линии нагрузки выби­
рается так же, как и при импульсе положвтельной полярности. Со­
ответствующее построение выполнено на рис. 3.9 и 3.10 .
-AI'
Е,,
...:..._----=--=-~-=-=-~-- ---- ----------
t
Рис. 3.9 . Выбор режима работы выходного каскада по характеристикам fк =
=ф(Ек) при Еб = const и импульсе отриuательиой полярности на выходе уси­
лителя
70
к111iп
t
Рис. 3.10. Выбор режима работы выходного каскада по входной
характеристике /б = '1 ' (Еб) при Ек = const и по выходным хара·
ктеристикам fк = НЕк) при /б = coпst и импульсе отриuатель-
ной полярности на выходе усилителя


Постоянная составляющая тока коллектора / мо принимается рав­
ной (t-'J...)/ 11",
а импульс тока - разности / ко - / к niin·
Коэффиuиент усиления
К- Ивых
(3. 9)
-
1Ебо-Ебmi11I'
гдеЕбmin-
соответствует / ., min·
3.возможна любая полярность импуль -
с 0 в (рис. 3.11 и 3.12). Выбор рабочего участка производится так же,
каквслучаях1и2.
Iк
i;L~'-.1...--_-л_I;_________E._ im_a_x _
(t-ЛJI;
-~-------""'"----=--=-== = - --- - - - - - - - -
А
Еоо
l.. --- -
-----------------
" ....... 1
о
о
t
Рис. 3.11 . Выбор режима работы выходного каскада по характеристикам lк =
=<f (Ек) при Еб = coпst и усилении импульсов обеих полярностей
О Еотiп Еитих Ео О
о
t
Еоо
Рнс. 3.12 . Выбор режима выходного каскада по входной ха·
рактернстике /б = 'f ' (Еб) при Ек = coпst 11 по выходным характе·
ристикам lк =·+ (Ек) при /б= coпst н усилении импульсов обе11х
полярностей
71


При одинаковых требованиях к усилению импульсов обеих поляр­
ностей рабочая точка выбирается в середине рабочего участка. При
этом для усиления импульсов каждой полярности используется толь­
ко половина рабочего участка и, следовательно, амплитуда выходных
импульсов вдвое меиьше, чем в рассмотренных первом и втором
случаях.
При графическом расчете эмиттерного повторителя (если выходной
каскад - эмиттерный повторитель) следует в принципе пользоваться
характеристиками эмиттерного тока. Однако учитывая, что ток базы
составляет лишь небольшой процент от тока эмиттера, пр:штически
допустимо вести расчет, пользуясь характеристиками коллекторного
тока. В этом случае графический расчет эмиттерного повторителя при
большой амплитуде импульса на его выходе выполняется аналогично
расчету каскада с нагрузкой в цепи коллектора. В отличие от каскада
с общим эмиттером для эмиттерного повторителя выходному импуль­
су положительной полярности соответствует высокое положение
рабочей точки (см. рис. 3.9 -3.10), а при выходном импульсе отрица­
тельной полярности - низкое (см. рис. 3.7-3.8).
Для схемы эмиттерного повторителя (рпс. 3.5,6) можно записать
следующие формулы для R_ и R_:
R_ = Rз+RФ,
R_=
RзR11
Rз+ Rн
Коэффициент передачи эмиттерного повторителя определяется
следующими выражениями:
при выходном импульсе положительной полярности
к_
Ивых
п-
'
Ивых + \ Ебо-Ебm1пl
при выходном импульсе отрицательной полярности
к_
Ивых
п-
ивых+1Еб max - Ебо1
Соответствующие значения U вых• / Ебо - Еб m1n / и 1 Еб max -
Е60 1
находятся из графического построения (см. рис. 3. 7 -3 .12). Очевид­
но, что амплитуда импульса на входе эмиттерного повторителя при
выходном импульсе положительной полярности равна U вых +
+ 1 Е бо - Еб mln 1 , а при выходном импульсе отрицательной поляр-
ности- U"ых+ /Ебmах - Ебс 1•
При большой амплитуде импульса на входе эмиттерного повтори­
теля и емкостной нагрузке возможно запирание эмиттерного повто­
рнтел я во время фронта импульса. Это явление аналогично тому,
которое имеет место в катодном повторителе (см. § 3.2). Особенности
работы эмиттерного повторителя при большом сигнале подробно рас­
смотрены в работе Б. Н. Файзулаева [40). Как указывает Б. Н. Фай­
зулаев, запирание эмиттерного повторителя может произойти лишь
на той полярности фронта импульса, при которой эмиттерный ток
72


уменьшается. Если~ в эмиттерном повторителе используется транзис­
тор со структурои р-п-р, то запирание повторителя имеет место
при положительном фронте импульса. В случае транзистора со струк­
турой п-р-п запирание происходит при отрицательном фронте
импульса.
При емкостной нагрузке эмиттерного повторителя напряжение
импульса на выходе нарастает не сразу. После же прекращения дей­
ствия импульса на входе эмитrерного повторителя напряжение на
его выходе не сразу возвращается к исходному значению (постоянной
составляющей). Таким образом, возникает интервал времени, в те­
чение которого между базой и эмиттером имеется значительное нап­
ряжение, вызывающее запирание повторителя. При этом характер
изменения напряжения на выходе в течение некоторого времени (до
открытия эмиттерного повторители) будет определяться только пос­
тоянной времени нагрузки. С увеличением постоянной времени воз­
растает затягивание длительности фронта, которое 1ю многих случаях
недопустимо.
3. РАСЧЕТ СХЕМЫ ТЕМПЕРАТУРНОЙ СТАБИЛИЗАЦИИ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ•
На рис. 3. 13 представлена схема стабилизации рабочей точки с от­
рицательной обратной связью по току (схема эмиттерной стабилиза­
ции).
Необходимый режим работы транзистора при данном напряжении
источника питания и нагрузке в цепи коллектора задается выбором
сопротивлений резисторов R1 и R2 в цепи
делителя и сопротивления резистора Rз в
щ:пи эмиттера. Смещение на базе опреде·
-Еп
ляется разностью напряжений, действую-
щих на резисторах R. 1 и R 3 , причем на-
Як
пряжение на R1 должно быть на величи-
ну смещения больше напряжения на ре-
1--
зисторе R. 0 •
~--...
Коэффициент нестабильности для схе­
мы рис. 3.13
где
1+....&..
Ns = ____
R~ст'---
1
Ra
-a o+-
Rr:r
(3.10)
(3.11)
Рис. 3.13 . Схема темпера•
турной стабилизации режи·
ма транзистора, испольэу•
ющая отрицательную обра·
тную связь по току (схема
эмипериоА сrабилизации)
•Нан
ви б меиоваиие схемы следует рассматривать как условное (в отношении
с ::кg :атвой связи): - при температурной стабилизации не имеет значения
же и r &лектрода снимается выходное иаuряжение. Указанное относится так:
к 11аимеиоваи11ю схем, описы11аемых в п. 4
73


а. 0 - коэффициент усиления по тоl\у в схеме с общей базой
((]. -
g21
)
'о-g21+gll.
Ве.1ичину Rст следует рассматривать как входное сопротивление
схемы температурной стабилизации рабочей точки. Сопротивление
R ст действует параллельно входному сопротивлению транзистора,
являясь составляющей общего сопротивления нагрузки предшествую­
щего каскада. Из этого следует целесообразность в ряде случаев
выбора возможно больших сопротивлений резисторов R 1 и R2 , что,
однако, находится в противоречии с требованием температурной ста­
бильности режима работы схемы.
Из выражения (3. 1О) вытекает, что минимальное значение N s•
соответствующее наилучшей стабилизации работы схемы, представ­
ляет предел (равный единипе), 1\ которому стремится коэффициент не­
стабильности при R 8 -
оо, или при R ст- О. Наибольшее значение
N s имеет место при R з = О. Оно соответствует наихудшей стабиль­
ности и равно 1/(1 - а 0). При этом следует учесть, что а 0 близко к
единице и, следовательно, в этом случае N s» 1.
Таким образом, реальное значение коэффициента нестабильности
лежит в пределах
1
1<N~<--.
'
1- сх0
Практически коэффициент нестабильности N s выбирается более
1,5-2 в связи с уменьшением входного сопротивления схемы стабили­
зации рабочей точки и возрастанием тока делителя, если приближать
N s к единице.
Достоинством рассчитываемой схемы является возможность ис­
пользовать сопротивление R ~ цепи эмиттера полностью или частич­
tЮ для обратной связи и по переменному току. При отсутствии необ­
ходимости в такой связи R э шунтируется конденсатором большой ем­
кости аналогично шунтированию резистора в цепи катода лампового
каскада.
Реt<омендуется следующий порядок расчета схемы.
1. Исходя из выбранной рабочей точки на основании входной
и выходнь1х статических характеристи1< определяются Е но. Е бо.
1110 и / uo. а также устанавливается допустимое изменение тока кол­
лектора Л/ 110 • При выборе Л/ но следует принять во внимание ампли­
туду усиливаемых импульсов. Для предварительных каскадов в слу­
чае малого сигнала Л/ но = (0,1 + 0,2)/ "0 • Для выходного каскада
и большого сигнала Л/ но= Л/ /(Л = 0,1 + 0,2, см. рис. 3.7 -3 .12).
Следует отметить, что выбор максимально допустимой величины
Л/ но позволяет при прочих равных условиях получить наибольшее
входное сопротивление схемы температурной стабилизации рабочей
точки или в некоторых случаях ограничиться меньшим напряжением
источника питания.
2. Задаваясь падением напряжения ЛЕ 8 на резисторе R 8 порядка
n,15-0,20 от напряжения источника питания Е0 , находим сопротив­
ление резистора
74


Rs= ЛЕ9
lко + /бо
3. По заданной максимальной температуре и величине обратного
тока коллектора 1:0 при t = 20° С (указывается в справочнике)
определяется изменение тока коллекторного перехода
•
•(/.'Л/
)
Лfко=lко е
-
l,
гдеЛt= tmax - 20°.
Величину ео,о17ы - l (для германиевых транзисторов) можно
найти в табл. 3.1 .
4. Находим необходимый коэффициент нестабильности
Лlно
N =-.-.
s
Лlко
5. Определяем входное сопротивление схемы стабилизации
R _ Rэ(Ns
-1)
ст - 1-Ns (1 -схо)
6. Находим сопротивления резисторов делителя в цели базы
Rl=Rст
Еп
Ен -Ебо -(/ко+ lбо) Rэ - Rст lбо
R~= R1Rст
~ R1 -Rст
7. Находим ток делителя
fд= Ебо+Uко+lбо)Rэ
Ri
Когда расчет выполнен, величины Rст и / д следует оценить с
точки зрения их приемлемости. Сопротивление Rст влияет на входное
сопротивление каскада, уменьшая его (поэтому в ряде случаев жела­
те,11ьно удовлетворить условию Rст» l/g11), а ток делителя / ,_, если
он близок к f 11 0 , может существенно увеличить общее потребление
энергии усилителем от источника питания. Есл11 по.'lученные резуль­
таты расчета Rrт и / _..
окажутся неприемлемыми, то следует повто­
рить расчет, выбрав большее сопротивление резистора R", что, воз­
можно, потребует уве:шчения напряжения источника питания. Дру­
гой путь - применение несколько более сложной схемы температурной
стабилизации, описание и расчет которой приводятся далее.
Расчет элементов схемы стабилизации рабочей точки транзистора
эмиттерного повторителя выполняется так же, как и в случае кас­
када с общим эмиттером (из порядка расчета исключается только
п. 2, так как сопротивление резистора R з полагается известным).
В связи с относительно большим сопротивлением нагрузки в цепи
эмиттера входное сопротивление схемы стабилизации у эмиттерного
75


повторителя выше, а коэффициент нестаби.11ьности меньше, чем у кас-
1\ада с общим эмиттером.
Пример 3. t . Рассчитать схему стабилизации рабочей точки тран­
зистора П403 реостатного каскада предварительного усиления (см.
рис. 3.13). Необходимо обеспечить высокую надежность работы схемы
стабилизации при использовании в каскаде JJюбoro транзистора дан­
ного типа. Схема стабилизации режима транзистора не должна замет­
но уменьшать входное сопротивление каскада. Максимальная темпе­
ратура окружающей среды tmax = +60° С. Напряжение источника
питания Еп= -158. Данные режима транзистора: / 1~ 0 = 5 мА,
Еко=-5 В, /60 = 0,07 мА, Ебо= -0,32, В.
УчитЬ!вая требование высокой надежности, при расчете схемы ста­
билизации рабочей точки исходим из максимального значения обрат­
ного тока коллектора при t = +20° С. В приложении 1 для транзис­
тора П403 находим: / но* = 5 мкА, g21 = 80 мА/В, g11 = 0,0015 См.
Принимаем допустимое изменение тока коллектора равным
О,1/"0• При этом
Лlко=О,1lко=О,1•5 = 0,5мА.
Определяем сопротивление резистора R 8 , задаваясь падением на­
пряжения ЛЕ э = 0,2 Е":
ЛЕэ=0,2Еп=0,2 .15 =3в,
R
_
ЛЕэ
э-
fко + lбо
-
3
~590 Ом
5. io-3 + 0,01 • 10-3
(ближайший больший номинал 620 Ом).
Пользуясь табл. 3.1, для изменения температуры
Лf= lmax- 20° = 60°- 20° = 40°С,
находим ф (Лt) =20,76.
Определяем изменение обратного тока коллектора
ы:о= 1:0ф(Лt)= 5 ·20,76 •l0-3~О,104мА.
Таким образом, схема стабилизации рабочей точки должна обес­
печить коэффициент нестабильности
Л/к0
0,5
N3 =--=--~48.
ы:о О, 104
•
Далее последовательно определяем коэффициент усиления по
току а 0 , входное сопротивление схемы стабилизации рабочей точки
Rст• сопротивления резисторов R 1 и R 2 и ток делителя /11.:
ао=
g21
80 . 10-з
~О98
g21+g11
80 · 10-3 +0,0015
'
'
Rст = R11 __N .. . .:;s__
I-
= 620
4'8
-l
~ 2610 Ом
1 -N5 (1 -ci0)
1- 4,8 (1 -0,98)
'
76


R1 = Rст _______E""'""------
En - Ебо-Uко + /бо) Rз -Rст lбо
15
= 2610-----------------;:::::
15-0,32-(5. 10 -3 + 0,07. 10-3) 620- 2610 . 0,07 . 10- 3
;:::::: 3450 Ом,
(ближайший меньший номинал 3300 Ом),
R2 = Ri Rст = 3300. 2610 ;:::::: 12 ООО Ом,
R1- Rст
3300 - 2610
l11.= E60 +Uкo+l 60 )R 3 =0,32+(5.10-з+о.01.10-3 ).62О 101 ;:::::!,О5 мА.
R1
3300
Сопоставляя входную проводимость схемы стабилизации рабо­
чей точки 1/R ст ( 11 Rст = 1/261 О ;:::::: 0,0004 См) и значение низ1<0час­
тотного параметра g11 (g11 = 0,0015 См), можно сделать вывод о при­
емлемости получившейся величины R ст• поскольку R ст существенно
(примерно в четыре раза) больше l/g11 • Следовательно, общее сопротив­
ление нагрузки предшествующего каскада не будет значительно сни­
жено в результате влияния входного сопротивления схемы стабили­
зации. Расчет показывает также, что соотношение / .11 и / ко является
удовлетворительным (I,..« / ко).
4. РАСЧЕТ СХЕМ ТЕМПЕРАТУРНОЙ СТАБИЛИЗАЦИИ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ И НАПРЯЖЕНИЮ
На рис. 3.14 и 3.15 представлены схемы температурной стабили­
зации рабочей точки, имеющие две цепи обратной связи по току и
напряжению (схемы эмиттерно-коллекторной стабилизации). В обе-
-[,
Ри~. 3.14. Схема темnератур­
нои стабилизации режима
тр~нзнстора с комбииирован­
нои отрицательной обратной
связью по току и напряжению
(напряжение обратной связи
снимается с резисторов R 9 и
Rф)
Рис. 3.15. Схема температур­
ной стабилизации режима
транзистора с комбинирован­
ной отр 11цательной обратной
связью по току и напряжению
(наnряжение обратной связи
снимается с резисторов R 9 и
Rк)
77


их схемах присутствие конденсатора СФ предотвращает действие об­
ратной связи в области средних и высоких частот, поскольку постоян­
ная времени цепи, содержащей СФ, в каждой схеме предполагается
достаточно большой. Влияние указанной цепи на спад вершины им­
пульса подробно рассматривается в §4.2 . На работу схемы температур­
ной стабилизации конденсатор СФ влияния не оказывает.
В схеме рис. 3. 14 дополнительное (по сравнению со схемой
рис. 3.13) напряжение обратной связи снимается с резистора RФ,
который совместно с конденсатором СФ может использоваться для
коррекции спада вершины импульса. Следует отметить, что отрица­
тельная обратная связь через резистор R2 ослабляет корректирующее
действие ячейки СФRФ·
В схеме рис. 3.15 дополнительное напряжение обратной связи
снимается с резистора R11 • Эта схема полностью использует сопротив­
ления постоянному току цепей эмиттера и коллектора для снижения
коэффициента нестабильности N s· Цепь СФR / в этой схеме, так же
как и ячейка СФRФ в схеме рис. 3.14, может одновременно осущест­
влять коррецию спада вершины импульса..
Недостатком схемы рис. 3. 15 является то, что сопротивление R2 "
ввиду наличия конденсатора большой емкости СФ оказывается компо­
нентой сопротивления нагрузки каскада по переменному току. С
уменьшением R2 " улучшается стабилизирующее действие схемы, но
одновременно уменьшается сопротивление нагрузки каскада по пе­
ременному току, а следовательно, снижается коэффициент усиле­
ния каскада. Поэтому испо.r~ьзование схемы рис. 3. 15 не всегда может
оказаться эффективным.
Необходимо отметить, что отказ от конденсатора СФ в схеме
рис. 3.15 распространяет действие отрицательной обратной свЯ'3и по
напряжению на области средних и высохих частот. Такая отрицатель­
ная обратная связь (если учесть, что она является параллельной
обратной связью по напряжению), как известно, уменьшает входное
сопротивление транзисторного каскада.
Для схем температурной стабилизации рабочей точки рис. 3. 14
и 3. 15 коэффициент нестабильности определяется выражением
где
N-
1+Do
(3 12)
s-1-ао+Do'
.
R= R1R2
R1+R2
(3. 13)
Для схемы рис. 3.14 R' = RФ; для схемы рис. 3.15 R' =
R11 ,
R2= R2' + Rz"·
Входное сопротивление схемы стабилизации рабочей Т()чки
рис. 3.14
(3.14)
78


Входное сопротивление схемы стабилизации рис. 3. 15
R1 R;
Rcr=---
Ri+R;
(3. 15)
На работу схемы температурной стабилизации рабочей точки,
как уже отмечалось, не оказывает влияния присутствие реактивных
элементов. Это означает, что с точки зрения эффективности тем!1срг­
турной стабилизации режима транзистора безразлично, в каком соот­
ношении в схеме рис. 3.15 будут находиться сопротивления резисто-
ров R2' и R2",
если только R2 = R2' + R2" = const. Соотношение
•
R' R"
сопротивлении резисторов 2 и
2 , зависящее от точки подсоед;1-
нения конденсатора СФ, определяется только исходя из допустимого
входного сопротивления схемы стабилизации рабочей точки и со11рL1-
тивления нагрузки в цепи коллектора для переменного тока. Влияние
схемы стабилизации рабочей точки на сопротивление нагрузки для
·
Rк R;
переменного тока можно учесть, заменив R к на Rк =
.
Rк+ R2
Сравнивая формулы для коэффициента нестабильности (3.10)
и (3.12), легко видеть, что для схемы с двумя цепями обратной связи
выражение D 0 представляет сумму двух членов. Первый член - та­
кой же, как и в (3.10),-отражает влияние цепи отрицательной обрат­
ной связи по току. Второй член [отсутствующий в (3.10)1 отражает
влияние цепи отрицательной обратной связи по напряжению. Нали­
чие второго члена в выражении D 0 , ка к это следует из (3. 12), способ­
ствует большему приближению коэффициента нестабильности к
единице.
Можно рекомендовать следующую возможную последовательность
расчета схемы стабилизации рабочей точки в предположении, что
напряжение источника питания Еп задано. Начало расчета п. 1, 2,
3 и 4 совпадает с пунктами порядка расчета схемы рис. 3. 13.
Приводим следующие пункты, начиная с п. 5.
5. Определяем падение напряжения ЛЕ к на резисторе R' (т. е.
на RФ• если рассчитывается схема рис. 3. 14, или на R к• если рас­
считывается схема рис. 3. 15).
Для схемы рис. 3.14 .
ЛЕК= Еп - Еко
-
ЛЕз - /ко Rк·
Для схемы рис. 3.15
ЛЕк=Еп-Еко -ЛЕз,
Через резистор R' протекают токи делителя / .11, коллектора / ко
и базы / бо· Поэтому очевидно, что ЛЕ к должно удовлетворять нера­
венству ЛЕ к> (/но + / uo)R'.
6. Находим ток делителя
/А= ЛЕк- R'Uко+lбо)
R'
79


Если 1" получилось больше 0,2 1" 0 , то это указывает на целесооб­
разность увеличения R'. В случае схемы рис. 3. 15, если нельзя уве­
личить сопротивление резистора R к. то следует последовательно с
Rк ввести ячейку фильтра, при этом R' = Rк + RФ· Если R' не за­
дано, то его следует определить, задавшись током делителя (орlfенти­
ровочно можно принять 1"= 0,2 / ко). при этом
R'=
ЛЕк
r"+lкo+lбo
В случае схемы рис. 3.15 сопротивление R' не должно быть меньше
сопротивления резистора Rк, определяемого при расчете выбранной
схемы каскада (см. § 4.1).
7. Определяем сопротивления резисторов делителя в цепи базы
R_ Ебо+дЕ9
1-
1"
'
Е0 -Ебо-ЛЕ3 - ЛЕк
R2=
·
8. Находим сопротивление
R=
1"+160
R1 R't
R1+R2
9. По формуле (3.12) определяем коэффициент нестабильности
N s и сравниваем с требуемым значением отношения Л/ 1<.о/л1:0 (п. 4
расчета).
Если коэффициент нестабильности N5 заметно отличается от не­
обходимой величины, то следует, задавшись другими значениями
ЛЕ 0 и / д (или R'), повторить расчет.
После расчета следует оценить приемлемость получившихся соп­
ротивлений резисторов делителя R1 и R2 • Критерием приемлемости
может служить входное сопротивление схемы стабилизации рабочей
точки, а для схемы рис. 3.15 также и сопротивление нагрузки для
переменного тока R",.' .
Важно отметить, что не всегда следует стремиться получить воз­
можно большее ВХ()Дное сопротивление схемы стабилизации режима
транзистора. Это ()ТНОсится к случаям усиления импульсов доста­
точно малой длительности, когда для снижения времени устаrювления
фронта импульса необходимо специально уменьшат1о сощютивле­
ние нагрузки в каскадах.
Пример 3. 2 . Рассчитать схему темперетурной стабилизации ра­
бочей точки с комбинированной отрицательной обратной связью по
току и напряжению (см. рис. 3.15). Исходные данные для расчета
те же, что и в примере 3.1.
Примем,такжекакивпримере3.1, ЛЕ0 = 3В,R0 = 620Ом
и а 0 = 0,98. Представляет интерес определить коэффициент l'!еста­
бильности N 5 для схемы рис. 3.15 и сравнить его с коэффициентом
нестабильности, который обеспечивается при одинаковых исходных
данных схемой рис. 3.13 .
80


Находим падение напряжения на резисторе R 11
ЛЕк = Еn-Еко-ЛЕз = 15-5-3 = 7В.
Задаваясь током делителя / JJ. =
1,05 мА, т. е. таким же значением
тока, которое получено при ~асчете схемы рис. 3.13, определяем
сопротивление резистора Rи(R = Rи) и далее R1, R 2 и R3:
Rк= ЛЕк
-
7
• 10-з ~ 1,l кОм,
/JJ.+ lко+lбо
1,05-I0-3 +5·10-3 +0,07·10-
3
R = Е60 +ЛЕз = О,32+3
.
10-з~ 3,2 кОм
1
/ JJ.
1'05 . 10-3
(ближайший номинал 3,3 кОм),
R
2
=
Еа- Е60-ЛЕ3-ЛЕк
15-0,32-3-7
• l0-3 ~ 4,2 кОм,
IJJ. + lбо
1,05 · 10-3 + 0,07 · 10-3
R= RiR2
3,3. 4.2 ~ 1,85 кОм.
Ri+R2
3,3 + 4,2
Воспользовавшись формулой (3.12), рассчитываем коэффициент
нестабильности, предварительно определив Do:
D= Rs +R Ri+Rз = 0,62 +11• 3,3+0,62 ~0,65,
оR
к R1R2
1,85
'
3,3·4,2
N= 1+D0
s
1-ci0 + Do
1+0,65
~ 2,5.
1 -0,98 + 0,65
Сравнение результатов расчета схем рис. 3.13 и 3.15 показывает,
что схема рис. 3.15 при том же токе дели'fеля позволяет получить
заметно меньший коэффициент нестабильности Ns (2,5 вместо 4,8).
Вместе с тем входное сопротивление схемы стабилизации рабочей
точки для схемы рис. 3.13 значительно больше, поскольку для cxe-
R1 R;
мы рис. 3.15 R" =
,
причем R2' < R2 (R2 = 4,2 кОм).
Ri+R;
§ 3.1 . РЕЖИМ Рд&ОТЫ КдСКдДд НА ЛАМПЕ
Выбор режима работы при нагрузке в цепи анода. Обратимся к
анодно-сеточной характеристике лампы (рис. 3 .16) и рассмотрим, как
следует выбирать рабочую точку лампы в разных случаях. При об­
суждении этого вопроса, а также в дальнейшем изложении мы будем
предполагать, что скважность импульсов значительна (больше деся­
ти) и в связи с этим считать, что положение рабочей точки не изме•
няется заметным образом при подведении импульсов к сетке лампы.
Если выходной импульс должен иметь отрицательную полярность,
то рабочая точка лампы (точка а яз рис. 3.16) выбирается на нижнем
сrибе характеристики. Выбор положения рабочей точки, левее
указанноrо на рис. 3.16, существенно не увеличивает импульса тока,
81


однако ведет к значительному увеличению импульса напряжения,
который нужно подвести к сетке лампы. Другими словами, при слиш­
ком «левом» выборе рабочей точки уменьшается средняя крутизна
характеристики лампы оконечного каскада (отношение импульса
тока к вызвавшему его импульсу напряжения на сетке лампы) и его
коэффициент усиления, что, очевидно, приводит к требованию боль-
ia
ia
-----
1
1
1
1
1
Im
1
1
1
а ______ _J
1
Ia11
Ее
1
о
t
1
~О.56
~1•
fx
"'1
Рис. 3.16. Выбор положения рабоqей точки на
анодно·сеточной характеристике лампы при им
пульсе отрицательной полярности на выходе
усилителя
шего коэффициента усиления от каскадов, предшествуюших оконеч­
ному.
Если принять, что работа каскад1:1 должна проходить без захода
в область сеточных токов, а также предусмотреть в этом отношении
некоторый запас порядка 0,5 В, то амплитуда импульса на сетке лам­
пы U вх и соответствующий максимальный импульс тока / т можно
легко определить по характеристике лампы (см. рис. 3.16).
При положительном выходном импульсе (рис. 3.17) рабочую точку
лампы желательно, с точки зрения увеличения импульса тока, выби­
рать возможно ближе к оси ординат, т. е. выбрать возможно меньшее
отрицательное смещение. Однако поскольку при этом постоянная
составляющая тока оказывается значительной, необходимо прове­
рить, не получается ли мощность рассеяния на аноде лампы при та­
ком положении рабочей точки больше допустимой.
Условие правильного выбора рабочей точки из соображений до­
пустимой мощности рассеяния на аноде лампы (при значительной
скважности импульсов) может быть записано в виде
laoEn- /;oR-<Pa,
(3.16)
или
lao Еао < Ра,
82


где /во - постоянная составляющая анодного тока лампы; Е во
-
напряжение на аноде лампы относительно катода; Е п - напряжение
источника анодного питания; R_ -
суммарное сопротивление пос­
тоянному току в анодной и катодной цепях лампы (в общем случае
R_ = Ra + RФ + Rн); Ра - допустимая мощность рассеяния на
аноде лампы.
1
1•
1
1
1
1
lm lao
1
1
'
-----т
---
___ ......
---
--
-
1
1о
1
!1
•1
о
t
Рис. 3.17 . Выбор положения рабочей точки на
анодно-сеточной характеристике лампы при им­
пульсе положительной полярности на 11ыходе
усилителя
Очевидно, что проверке на допустимость рассеяния подлежит
также и та мощность, которая выделяется на экранной с~тке лампы.
Здесь необходимо удовлетворить условию
(3. 17)
rде / э - ток экранной сетки; R з - сопротивление резистора в цепи
экранной сетки; Р а - допустимая мощность рассеяния на экранной
сетке.
Если усилитель должен усиливать импульсы обеих полярностей,
то в этом случае рабочий участок характеристики выбирается на
основании тех :же соображений, как и в случае отрицательного выход­
ного импульса. Рабочая точка выбирается в середине рабочего участ­
ка характеристики (рис. 3. 18). При усилении разнополярных импуль­
сов и значительной скважности сохраняет справедлпвость условие
(3.16), которым необходимо воспользоваться.
Для оконечного, а иногда и для предоконечного каскадов при боль­
шой амплитуде импульса на сетке форма импульса на выходе усили­
теля оказывается немного видоизмененной вследствие нелинейности
характеристики лампы. Так, например, при положительном импульсе
на сетке увеличивается запаздывание импульса, а форма импульса
несколько улучшается, так как изменяется длительность фронта,
83


поскольку t~ < fy (рис. 3.19). При усилении импульсов разной
полярности по той же причине и, следовательно, из-за различия в
средней крутизне участков характеристики лампы, лежащих выше и
,о
r
1
:R
1
1
1
~~!
1{flxIV1x
1"
•
1
1
--п---­
ll r;,
;~-IC~ r;
о
t
Рис. 3.18 . Выбор nоложеиия рабочей точки иа
анодио-сеточиой характеристике лампы при усиле­
нии импульсов обеих поляр и остей
t
Рис. d.19 . Вл11яние нелинейности характеристики лам­
пы на форму импульса
ниже рабочей точки, имеет место разный коэффициент усиления для
импульсов разных знаков. Если по тем или иным соображениям не­
обходимо получить примерно одинаковое усиление для импульсов раз­
ных знаков, то этого можно достигнуть, выбрав рабочие точки .r~амп
84


в оконечном и в предоконечном каскадах таким образом, чтобы умень­
шить или устранить неравенство коэффициентов усиления.
Итак, выяснив амплитуду максимального импульса тока ориенти­
ровочно выбранной лампы, не прt;_дставляет труда определить сопротив­
ление нагрузки (при емкостноn нагрузке усилителя Rн = R 8 ), ко­
эффициент усиления и время установления оконечного каскада.
Сопротивление нагрузки определяется по формуле
Коэффициент усиления оконечного каскада
К_Ивых
вых - Ивх
.
(3.18)
(3.19)
Амплитуда импу.т~ьса на входе оконечного каскада определяется
непосредственно из построения по анодно-сеточной или анодным ха­
рактеристикам лампы. Очевидно, что амплитуда импульса напряже­
ния на входе должна соответствовать максимальному импульсу тока,
если иметь в виду расчет каскада на минимальное время установления.
Выбор режима работы при нагрузке в цепи катода. Рассмотрим
графический метод расчета катодного повторителя. Этот метод расчета
в отличие от аналитического обладает большей наглядностью, поз­
ноляет получить суждение о влиянии нелинейности характеристиКft
лампы на форму импульса, а также характеризуется большей точ­
ностью, так как табличное значение крутизны лампы при напряжении
на сетке более 1-2 В отличается от значения средней крутизны.
Графический расчет катодного повторителя при пентодном вклю­
чении лампы можно вести с некоторым приближением, пользуясь
анодно-сеточной характеристикой / а = <р(Е с). При триодном режиме
.пампы катодного повторителя следует пользоваться динамической
характеристикой анодного (катодного) тока лампы, построенной
для данного значения сопротивления катодной нагрузки.
На рис. 2.5, а представлена простейшая схема катодного повто­
рителя, а на рис. 3.20 изображена анодно-сеточная характеристика
.пампы этого же катодного повторителя. Положение рабочей точки а
(см. рис. 3.20) на характеристике лампы катодного повторителя оп­
ределяется пересечением нагрузочной прямой, проведенной под уг-
1
лом <р = arctg -- , с характеристикой анодного тока. При таком
Rк
по~троении в случае пентодного включения лампы положение рабо­
чеи точки определяется приближенно, поскольку для определения
ее координат используется характеристика анодного (i а), а не катод­
ного (i а + i в) тока. Принятое цопущение практически не вносит в
расчет заметной погрешности. Вместе с тем оно освобождает при про­
ектировании от необходимости специально строить характеристику
катодного тока, 1юторая в справочниках не приводится.
Соображения, касающиеся выбора положения раоочей точки, не
отличаются от приведенных ранее применительно к выходному кас-
85


каду с нагрузкой в цепи анода. Особенность заключается лишь в том,
и это уже отмечалось, что в некоторых случаях сопротивление ре­
зистора R 11 может быть увеличено, а импульс тока соответственно
уменьшен.
Определим непосредственным построением рабочий участок ха­
рактеристики лампы и коэффициент передачи катодного повторителя.
Согласно рис. 2.5, а можно записать
lo.11
о
t
Рис. 3.20 . Выбор режима работы катодного повторения
(рис. 2.5 ,а) прн импульсе положительной полярности на
ero выходе
Замечая, что
и подставляя (3.21) в (3.20), получаем
Uc = laoRк + Ивых-Ивх
И.'JИ
(3.20)
(3.21)
(3.22)
Построение, осуществ.Тiенное согласно (~.22), представлено на
рис. 3.20. Требуемая амплитуда выходного импульса откладывается
при положительном выходном импульсе влево от рабочей точки, да­
лее находятся точки Ь и с, расстояние между которыми отображает
величину И 11 х. Рабочий участок характеристики представляется
отрез~ом а - с. Очевидно, что коэффициент передачи катодного
повторителя определяется отношением отрезков а' Ь' к Ьс.
Если импульс напряжения на выходе должен характеризоваться
отрицательной полярностью, построение выполняются согласно


рис. З.21. Здесь равенство (3.22) остается справедливым, поскольку
и 11 U вх должны быть взяты со знаком «-» .
в1.1х ·
Рассмотрим схему катодного повторителя, в котором смещение
определяется частью сопротивления нагрузки (рис. 3.22).
о
t
Рис. 3.21 . Выбор реж11ма работы катод11ого повтор и­
теля (рис. 2.5, а) при импульсе отрицательной полир·
ности на его выходе
В этом случае построение для импульса положительной полярности
проводится аналогично, с той лишь разницей, что определение U nx
осуществляется по нагрузочной прямой pq для переменного тока
(рис. 3.23). Прямая о/ проводится под
определения
1
углом ер= arctg-- для
Rсм
положения рабочей точки на характери­
стике лампы. Далее через рабочую точку
проводится нагрузочная прямая для пере-
!
менного тока под углом ~ = arctg---
Rcм+R'
Построение для случая отрицательного
импульса на выходе приведено на рис. 3.24.
Рассмотрим еще случай работы катод­
ного повторителя на согласованную линию
при выходном импульсе, имеющем поло­
жительную полярность (рис. 3.25). Так как
волновое сопротивление линии мало, то в
некоторых случаях автоматическое сме­
щение, получающееся на согласующем
сопротивлении R, может оказаться недо­
статочным. Поэтому последовательно с
Рис. 3.22 . Принципиальная
схема като.в_ного повтори­
теля (смещение определя­
ется частью полного напря-
жения иа Rк)
согласующим сопротивлением R (оно при согласовании равно вол­
новому сопротивлению линии) включают дополнительное сопротивле­
ние R', зашунтированное большой емкостью.
Построение для ука-
87


88
z;,_,
о
t
Рис. 3.23. Выбор режима работы катодного повторвтеля
(рис. 3.22) при импульсе положительиой полярности
на его выходе
111
р
о
t
Рис. 3.24. Выбор режима работы катодного повторителя
(рис. 3.22) при импульсе отрицательной полярности на его
выходе
Рис. 3.25. Принципиальная схема катод­
ного повторителя, нагруженного на ка­
бельную линию


эанного случая приведено на рис. 3.26 и не нуждается в дополни­
те.11ьных пояснениях.
Аналитический расчет схемы катодного повторителя, работающего
на линию, рассматривается в гл. 4. При этом следует иметь в виду,
что при большой амплитуде импульса напряжения на выходе катод-
iа ifl
о
t
Рис. 3.26. Выбор режима работы катодного повто­
рителя (рис. 3.25) при импульсе положительной
полярности на его выходе
ного повторителя в расчетные формулы входит средняя крутизна ра­
бочего участка анодно-сеточной характеристики лампы.
Катодный повторитель сравнительно часто используется в качестве
оконечного каскада при большом уровне сигнала на выходе усили­
теля, поэтому представляет интерес во-
прос о наибольшей допустимой ампли-
туде импульса напряжения на входе
катодного повторителя.
На вход катодного повторителя мо­
жет быть подано большее напряжение,
чем на вход каскада с анодной нагру·
экой при использовании той же лампы.
Это объясняется тем, что фактическое
напряжение, действующее между сеткой
и катодом, представляет в случае катод­
ного повторителя разность между вхо­
дным и выходным напряжениями. Если
коэффициент передачи катодного повто- Ее 1
Е отс
рите.'Iя близок к единице, то входное
----~Еотс ·- -
la
о
напряжение может в несколько раз пре· Рис. 3.27. Определение напря=
вышать напряжение отсечки Еотс (рис.
жения отсечки Е ~те
3.27).
При работе катодного повторителя в импульсном режиме возмож­
ны специфические искажения, которые возникают в случае превы­
шения входным импульсом определенной величины. Эти искажения
обусловлены инерционностью нагрузки катодного повторителя (на-
89


личием емкости С 11). Если к входу катодного повторителя приложен,
например, импульс положительной полярности, то по прекращении
его действия напряжение на нагрузке каскада вследствие наличия
емкости С к спадает не сразу. Это напряжение обращено минусом к
сетке и, с.ледовательно, при слишком большой амплитуде импульса
напряжения на входе лампа катодного повторителя может оказаться
запертой. При этом постоянная времени разряда равна С 11R н. а не
СR
к к , так как только «открытая» лампа может способствовать ус-
1 +sRк
коренному разряду.
Максимальное входное напряжение импульса определяется выра­
жением [14]
Ивхmах =
(3.23)
0,8/у +
где ty - время фронта импульса, действующего на входе катодного
повторителя.
Участок сеточной характеристики лампы левее Е' отс характери­
зуется заметно меньшей крутизной. Поэтому в (3.23) указано не фак­
тическое значение напряжения отсечки, а несколько меньшее, опре­
деляемое согласно рис. 3.27.
Из формулы (3.23) следует, что максимальная амплитуда импуль­
са напряжения на входе во всяком случае больше величины
О,81у (1 + SRк) \ Е;,,.с 1
2SRк Ск Rк
O,Bty+ 1+SRк
Кроме того, при SRн ~О:
Uвхmax~/Е~\,
априSRк»l
0,8ty SRк
Ивхmах::::::; О,81v+2СкRк \Е~тс \.
Максимальная амплитуда импульса напряжения на выходе
U
=U
SRк
(3 24)
вых max
вхmax I+SRк
·
При подаче на вход катодного повторителя импульсов отрицатель­
ной полярности следует учесть мощность рассеяния, которую допу­
скает лампа, и соответственно выбрать рабочую точку. При этом
вместо IE~тcl в приведенные формулы подставляется ве:шчина
IE' огсl - IEcмl, где 1 Есы 1 - напряжение смещения рабочей точки.
90


§ 3.3. РЕЖИМ РдliОТЫ КдСКдДд
Нд ПОЛЕВОМ ТРдНЭНС.ТОРЕ
На рис. 3.28 представлено семейство типичных статических стоко­
вых характеристик полевого транзистора / с = q>(E с) при Е а = const
для схемы с общим истоком, а на рис. 3.29 - соответствующее семей­
ство проходных стока-затворных характеристик /с = ф(Е а) nри Е с =
= const. Для выбора режима полевого транзистора достаточно восnоль­
эоваться одним из приведенных семейств. Далее приводится методика
выбора режима работы лолевого транзистора no его стоковым харак-
J'С,,
lc
' , PcmtJк=const
'-,
E.J=O
......
r-
1
1
1
1
Рис. 3.28 . К выбору режима работы кас·
када на полевом транзисторе. Построение
прямых нагрузки на поле семейства стока·
вых характеристик lc = ер (Ее) при Е3 =
coпst
lc
Рис. 3.29 . К выбору режима
работы каскада на полевом
транзисторе. Семейство статн­
qескях проходных стока-зат­
ворных характеристик fc =
= ф(Е3) при Ec=coпst. Напря·
жению отсечки соответствует
токfc=!ОмкА
теристикам для случаев большого сигнала (выходной каскад) 11 мало­
го с1rгнала (предварительные каскады усиления).
Как видно из рис. 3.28, стоковые характеристики имеют два каче­
ственно отличных участка: - начальный крутой участок (так назы­
в::~емый триодный - по сходству с характеристиками лампового три­
ода), соответствующий малым наnряжениям на стоке, и его nродол­
жение - nологий участок (так называемый пентодный
-
по сход­
ству с хярактеристиками nентода), соответствующий большим зна­
чениям стокового наnряжения. Здесь же пунктиром указана линия,
nримерно разделяющая эти участки.
Об.'1асть, исnользуемая для усилення (рабочая область), охваты­
вает по.'!оrую часть стоковых характеристик. Она ограничивается:
-
линией, разделяющей триодную и пснтодную части стоковых
характеристик;
91


-
предельно допустимым значением напряжения на стоке Е стах;
-
характеристикой тока стока при напряжении на затворе Е а =0;
-
гиперболой предельно допустимой мощности рассеяния на
стоке р стах;
-
характеристикой тока стока при напряжении на затворе рав­
ном примерно 0,8-0,9 напряжения отсечки Еотс·
Предельно допустимые режимы эксплуатации транзисторов (мак­
симально допустимое напряжение на стоке, максимально допусти­
мое напряжение между стоком и затвором, минимальная и максималь­
ная температура окружающей среды и другие предельные для тран-
-Еп
Рис. 3.30. Принципиальная схема
реостатного каскада на полевом
транзисторе
зисторов значения) приводятся в
справочниках (см. также приложе­
ние 5).
На рис. 3.30 представлена основ­
ная принципиальная схема каскада
на полевом транзисторе (с общим ис­
током). Режим работы каскада по
схеме рис. 3.30 при данных сопро­
тивлениях резисторов R, R с• R Ф и
Rн и напряжении источника питания
Е" определяется координатами рабо­
чей точки / со и Е со. т. е. положени­
ем рабочей точки А на поле стоковых
характеристик, которое зависит от
выбора смещающего напряжения на
затворе. Рабочая точка А лежит на
прямой нагрузки для постоянного то­
ка, проведенной между точками Е с=
= Е". и /~ = EulR- (см. рис. 3.28), где R-- сопротивление нагруз­
ки для постоянного тока, равное сумме R + R с + RФ· Прямая на­
грузки для переменного тока проводится через рабочую точку А под
1
углом qJ = arctg -- , где R- - сопротивление нагрузки для пере-
R-
менного тока, равное R cRнl(R с + Rн)·
Напомним построение прямой нагрузки для переменного тока.
Задаваясь значением Е с = Е~ (произвольное значение) и определяя
/~ = Е~!R , отмечают соответствующие точки на осях координат
графика рис. 3.28 и соединяют их прямой линией, являющейся вспомо­
гательной. Далее через рабочую точку А параллельно вспомогатель­
ной линии проводится прямая, которая является искомой прямой
нагруз1ш для переменного тока.
В отличие от биполярного транзистора, у которого ток в цепи базы
имеет порядок десятков микроампер, прямой ток затвора в полевом
транзисторе с р-п-переходом при температуре окружающей среды
+20° С составляет сотые доли микроампера (для транзисторов с изо­
лированным затвором ток затвора значительно меньше). Следует,
однако, заметить, что при изменении знака напряжения на затворе
резко возрастает обратный ток затвора (подобно току сетки электрон-
92


ной лампы, который также резко возрастает, 1югда потенциал сетки
относительно катода становится положительным). Поэтому обычно
не допускается работа на участке прямой нагрузки для переменного
тока, находящемся выше характеристики тока стока при Е з = О.
Выбор режима работы предварите.льных каскадов. Положение ра­
бочей точки, определяющее режим каскада предварительного усиле­
ния при малом уровне сигнала на входе, обычно (если не требуется
снижения энергии, отдаваемой источником питания, или уменьшения
рассеиваемой транзистором мощности) выбирается в области с отно­
сительно более высокой кру­
тизной характеристики тока lc
стока.
Полевой транзистор хара­
ктеризуется, как известно,
квадратичной зависимостью
тока стока от напряжения на
затворе и соответственно ли­
нейной зависимостью крути­
зны характеристики тока сто-
ка от того же напряжения. lco
Таким образом, более высоко­
му положению рабочей точки
на прямой нагрузки соответ­
ствует и большее значение
крутизны характеристики то­
Ез=О
Езо
Есо Еп
ка стока. Недостатком выбора
высокого положения рабочей
точки является большее по­
требление каскадом энергии
Рис. 3. 31 . К определению крутизны хара­
ктеристики тока стока полевого транзисто­
ра в рабочей точке
источника питания. Очевидно, что в случае, когда вопрос экономи­
чности питания имеет существенное значение, необходимо компро­
миссное решение. Заметим, что такое реше»ие, как правило, связа­
но с применением коррекции в каскадах, а также с увеличением чи­
сла каскадов предварительного усиления.
Крутизну характеристики для выбранного положения рабочей
точки (рис. 3.31) можно определить по отношению приращений Л/с
и ЛЕ 3, взятых в окрестности рабочей точки. Согласно рис. 3.31,
дlс
ЛЕ3 = J Е3'-Е3" J
S
и~j'
.,
Ез-Ез
Выбор режима работы выходного каскада. Выбор режима работы
выходного каскада на полевом транзисторе по его стоковым харак­
теристикам по своей методике практически совпадает с выбором ре­
жима работы выходного каскада на биполярном транзисторе по его
коллекторным характеристикам (см.§ 3.1).
Основными исходными данными к выбору режима являются тре­
буемые амплитуда и полярность выходного импульса напряжения,
который необходимо получить на сопротивлении нагрузки. Наиболь­
ший импульс тока, который допускает транзистор, соответствует при
93


данной амплитуде выходного импулъса напряжения наименьшему со­
противлению нагрузки (с учетом, согласно рис. 3.30, сопротивления
резистора Rc в цепи стока) и, следовательно, наименьшему времени
установления фронта импульса в выходном каскаде.
Первоначально, при выборе режима выходного каскада, следует
ориентироваться на полное использование транзистора по импульсу
тока. Далее, в соответствии с рекомендациями, изложенными в§ 2.2,
после расчета каскадов предварительного усиления оценивается пра­
вильность выбора режима выходного каскада и его основных парамет­
ров - коэффициента усиления и времени установления фронта им­
пульса и при необходимости производится уточнение расчета.
Ic
lcm
0,!llr;m
1,,,
Рис 3.32. Выбор режима работы выходного каскада на
полевом транзисторе при импульсе положительной пол.ярнО·
стн на выходе усилителя
На pQc. 3 .32, 3.33 и 3.34 даны примеры выбора режима работы
выходного каскада на полевом транзисторе с каналом р-типа для
следующих случаев: а) полярность выходного импульса положитель­
на; 6) полярность выходного импульса отрицательна; в) выходные
импульсы могут иметь полярность любого знака. При этом предпо­
лагается, что прямые нагрузки для постоянного и переменного токов
содержат участки, лежащие в пределах рабочей области. Наряду с
семейством характеристик тока стока / с = <р(Е с) при Ев = coпst,
на каждом из рис. 3.32, 3.33 и 3.34 приведена также динамическая
проходная стока-затворная характеристика / с = ф(Е 9 ), построенная
по данным точек пересечения прямой нагрузки для переменного тока
с характеристиками тока стока, которые соответствуют разным зна­
чениям напряжения на затворе.
Если полевой транзистор имеет канал п-типа, то построениям на
рис. 3.32, 3.33 и 3.34 соответствуют случаи выбора режима при выход­
ном импульсе, имеющем полярность противоположного знака. От­
метим, что наличие значительного начального триодного участка у
характеристик тока стока полевого транзистора не позволяет полу-
94


чить, как в случае применения в выходном каскаде биполярного тран­
зистора, высокое использование напряжения источника питания
(U выхf Еп)•
При выходном импульсе положительной полярности (рис. 3.32)
рабочая точка выбирается на нижнем участке прямой нагрузки при
lc
lcm
fco
Ез=О
o(::====t:=::jt::I:~~=-=-=:..::..::..:-
tсо!-.-.--j
-[с
U6ых
А
Рис. 3.33 . Выбор режима работы выходного каскада на по­
.певом транзисторе при импульсе отрицательной полярности
на выходе усилителя
fc
Icm
0.91ст
Ico
1fcf1. 1 Еп
f-i1-lr-1
U&11 U6611
lc
1:;/
Рис. 3.34 . Выбор режима работы выходного каскада на по­
левом транзисторе при усилении импульсов обеих полярно­
стей
напряжении на затворе Е а ~ 0,9 Еотс· Амплитуда импульса тока
1т~ 0,9 / ст-1 СО• где / ст-ТОК стока при Е а = о. При выходном
импульсе отрицательной полярности (см. рис. 3.33), а также в случае
уснления импульсов обеих полярностей (см. рис. 3.34), используется
тот же рабочий участок прямой нагрузки для переменного тока, что
и при выходном импульсе положительной полярности.
95


Коэффициент усиления выходного каскада легко определяется
непосредственно из построения
Иаых
Квых= 1Е~ -Езоl '
где Е 80 - напряжение на затворе, соответствующее положению ра­
бочей точки; Е 8
1
-напряжение на затворе, соответствующее верши­
не импульса тока.
Сопротивление нагрузки Z11 в большинстве случаев представляется
параллельным соединением Rc• Rн и Си. Если Rн= оо (или достаточно
-Еп
Рис. 3.35. Принuипиальная
схема истоковоrо повтори­
теля
велико), то при этом наклон прямой на­
грузки для переменного тока полностью
(или практически полностью) зависит от
выбора сопротивления режимного резисто­
ра R с· Очевидно, что при выборе сопротив­
лений резисторов R, Rс и Rф (см. рис.
3.30), следует исходить из необходимого
наклона нагрузочных прямых для перемен­
ного и постоянного токов.
На основании рис. 3.28 можно запи-
сать
(3.25)
RcRн в:
Rc+Rн = !";"
(3.26)
Вначале определяется R с (Rн считается известным) и далее сум­
ма R + RФ· В ряде случаев может встретиться обратная задача -
определение по данным R, Rc, RФ и Rн отношений E/Ic' и Ec"llc"
с последующим построением нагрузочных прямых и оценкой прием­
лемости выбранных apriori сопротивлений резисторов (кроме R11).
Заметим, что наклон нагрузочных прямых допустимо изменять в не­
которых пределах в зависимости от соотношения И вых и Еп, а также
в случае работы с импульсом тока, который меньше максималь­
ного для выбранного типа транзистора.
Выбор режима истоковоrо повторителя (рис. 3.35) при большом
сигнале на входе аналогичен выбору режима выходного каскада с
общим истоком. Графический расчет режима иллюстрируется теми
же примерами (см. рис. 3.32, 3.33 и 3.34). При этом, однако, необхо­
димо учитывать следующее.
1. Полярность импульса напряжения на выходе истокового повто­
рителя та же, что и на его входе. Поэтому рис. 3.33 соответствует
случаю выходного импульса положительной полярности, а рис. 3.32
-
выходному импульсу отрицательной полярности.
2. Сопротивления нагрузки для постоянного и переменного токов
в случае истокового повторителя определяются выражениями:
96


R_=
RRи
R+Rн
(3.27)
в соответствии с (3.27), а также учитывая связь R- и R - с наклоном
прямых нагрузки, можно записать (см. рис. 3.28)
RRн
R+Rн
3. Коэффиuиент передачи истокового повторителя
К=
Ивых
п Ивых+JЕ~-ЕзоJ'
(3.28)
(3.29)
где И вых + / Ев' -Е зо / -амплитуда импульса на входе истоко­
вого повторителя.
Соответствующие значения И вых и / Е 0 ' -Е ап / можно найти из
графического построения.
Заметим, что при большой амплитуде импульса напряжения на
входе истокового повторителя выбор режима предоконечного каска­
да следует выполнять, придерживаясь методики, указанной для вы­
ходного каскада.
Температурная стабилизация режима работы. Параметры поле­
вого транзистора, так же как и биполярного, зависят от температуры.
Изменение температуры оказывает влияние на ток утечки затвора,
величину контактной разности потенuиалов р-п-перехода между за­
твором и каналом и на изменение подвижности основных носителей
заряда.
Ток утечки имеет приближенно экспоненциальную зависимость
от температуры и при высокой температуре и значительном сопротив­
лении резистора Rз в цепи затвора (порядка единиu мегом) создает
на нем заметное дополнительное смещение, что может привести к су­
щественному изменению положения рабочей точки и режима 1\ас­
када. У полевых транзисторов с изолированным затвором ток утечки
затвора более чем на порядок меньше, чем у транзисторов с р-п-пе­
реходом. В связи с этим влияние температуры на режим работы, про­
являющееся через изменение тока утечки затвора, у этих транзисто­
ров отсутствует.
При выборе сопротивления резистора R 8 порядка 200-300 кОм,
что вполне допустимо в импульсном усилителе, можно практически
пе считаться с влиянием изменения тоl\а утечки при повышении тем­
пературы.
В импульсном усилителе выбор сопротивления резистора в uепи
затвора обычно имеет значение лишь в отношении качества воспроиз­
ведения вершины импульса. Влияние сопротивления резистора R а
данного каскада на общее сопротивление нагрузки предшествующего
каскада допустимо не учитывать, если иметь в виду, что сопротивле­
ния нагрузок в иыпульсном усилителе достаточно малы (сотни ом,
килоомы), а сопротивление R 8 обычно на два-три порядка больше
сопротивления нагрузки.
97


Входное сопротивление усилителя во многих случаях определяет­
ся сопротивлением R в в цепи затвора первого каскада. При малом
внутреннем сопротивлении R r источника сигнала влияние резистора
R а первого каскада на основные параметры входной цепи практически
отсутствует. При относительно же большом сопротивлении R r вход­
ное сопротивление усилителя в некоторых случаях необходимо спе­
циально уменьшить с тем, чтобы довести время установления входной
цепи до приемлемого значения (при этом соответственно падает коэф-
фициент передачи входной цепи).
Таким образом, выбор ре-
зистора R з с сопротивлением
200-300 кОм (чтобы избежать
влияния изменения температу­
ры) не приводит к ухудшению
параметров усилителя.
Зависимость тока стока от
температуры обусловлена ее
влиянием на контактную раз­
ность потенциалов и степень
подвижности основных носите­
лей заряда. При повышении или
понижении температуры контак­
тная разность потенциалов и
О'--------' -
1
---.. ...: :.
2
""""'--
подвижность основных носите-
Ез, 8 лей имеют такую направленность
Рис. 3.36 . Стоко-эатворные характерн- своего изменения, которой соот­
стики полевого транэнстора КП\03 при ветствует противоположный xa-
t = 20°С н t = 80°С. Термостабильная
точка - точка пересечения характе- рактер влияния этих факторов
рнстик
на ток стока. На стока-затвор-
ной характеристике транзистора
можно указать точку, называе­
мую термостабильной, которая практически не меняет своего поло­
жения при изменении температуры. В этой точке имеет место ком­
пенсация указанных противоположных по характеру своего воздей­
ствия на ток стока влияний.
В качестве примера рис. 3.36 представлены стока-затворные ха­
рактеристики полевого транзистора КПIОЗ при t = + 20° С и t =
= +80° С [23]. Как видно из рисунка, термостабильной точке соот­
ветствует напряжение на затворе сравнительно близкое к напряжению
отсечки. Для большей части стока-затворной характеристики, лежащей
левее термостабильной точки, температурный коэффициент тока отри­
цателен. При повышении температуры ток стока в этой области умень­
шается и также несколько уменьшается крутизна характеристики.
При понижении температуры характер изменений будет обратным.
Для температурной стабилизации режима работы каскадов на
полевых транзисторах используются те же методы, что и при темпе­
ратурной стабилизации каскадов на биполярных транзисторах. Прос­
тым и одновременным эффективным способом температурной стаби­
лизации является, в частности, применение отрицательной обратной
98


связи по постоянному току. На рис. 3.37 показана схема реостатного
I<аскада с сопротивлением автоматического смещения Rи в цепи ис­
тока 11 постоянным напряжением Е, действующим навстречу напря­
жению автоматического смещения. Конденсатор С, если он специально
не выбран малой емкости, блокирует резистор Rи, устраняя отрицатель­
ную обратную связь по перемен:~ому току. При Е = О эффективность
стабилизации в рассматриваемои схеме мала, так как сопротивление
резистора Rи нельзя выбрать достаточно большим из-за необходи­
мости создания на нем определенного
смещающего напряжения на затворе.
Выбор достаточно большого постоянного
напряжения Е, превышающего / cmlS,
позволяет значительно увеличить сопро­
тивление резистора R"' а следовательно,
и глубину отрицательной обратной связи
по постоянному току. При этом стаби­
лизация тока стока существенно улуч­
шается, одновременно стабилизируется
и крутизна стоковой характеристики.
Эффективность стабилизации можно при­
ближенно оценить отношением
Л/с
1
--=- --
Лlст
I+SRн
(3.30)
-Еп
Рис. 3.37. Прииuипиальиая
схема реостатного каска.в_а на
полевом транзисторе с допол·
иительиым источником посто­
янного напряжения в цепи
затвора
Как следует из формулы (3.30), из­
менение Л/ с тока стока в рабочей точке
будет в 1 + SR" раз меньше изменения Л/ ст тока насыщения. Оче­
видно, что сопротивление резистора Rи желательно выбрать
возможно большим. Предельное значение сопротивления Rи опре­
деляется исходя из допустимого минимального наклона нагру­
зочной прямой для постоянного тока. При прочих равных усло­
виях наклон нагрузочной прямой будет тем меньше, чем больше на­
пряжение Еп источника питания. При выборе этого напряжении
следует учесть, что оно во всяком случае должно быть меньше напря­
жения пробоя (при запертом транзисторе напряжение на стоке
равно Еп)·
Как и для биполярного транзистора схема стабилизации не толь­
ко уменьшает влияние изменения температуры на режим работы поле­
вого тμанзистора, но ослабляет также влияние разброса параметров
транзисторов одного типа, что существенно при их смене.
Литература: [!, 3, \0, 11, 12, 32).
99


rnaвa 4
РАСЧЕТ ОТДЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
Расчет отдельных каскадов выполняется после определения при­
мерного числа каскадов усилителя и выяснения основных данных
(времени установления ly и коэффициента усиления К при допустимом
выбросе), которым должен удовлетворять отдельный каскад.
На основании предварительного выбора (см. гл. 2) предпола­
гаются известными тип активного элемента, а также его параметры
в рабочей точке.
При расчете каскада на биполярном транзисторе следует распола­
гать сведениями о низкочастотных g11 , g21, g 22 и высокочастотных "t',
rб и Си параметрах транзистора в рабочей точке. Эти данные для неко­
торых типов транзисторов приведены в приложении 1. В связи с ма­
лым влиянием, которое оказывает на результаты расчета учет пара­
метра g12 последний в приводимые далее расчетные формулы не входит.
При расчете лампового каскада необходимо иметь сведения о сле­
дующих параметрах лампы в рабочей точке: крутизне характеристике
S, внутреннем сопротивлении R1, внутреннем сопротивлении по экра­
нирующей сетке R13 (значения R; 9 для ряда ламп указаны в § 4.4).
Должны быть также известны выходная С вых.л. входная С вх.л и
проходная С ас емкости лампы.
При расчете каскада на полевом транзисторе следует иметь данные
о крутизне характеристики S тока стока, внутреннем сопротивлении
R;. значениях межэлектродных емкостей С зи• С зс и Сси (для лампы
и полевого транзистора крутизна характеристики и внутреннее со­
противление обозначаются одинаково).
Следует отметить, что внутреннее сопротивление R1 лампы (пен­
тода) и полевого транзистора обычно во много раз превышает активное
сопротивление нагрузки каскада и поэтому при расчете его в боль­
шинстве случаев допустимо не учитывать.
При расчете входной цепи необходимо знать величину внутрен­
него сопротивления источника сигнала, а при расчете оконечного
каскада - иметь сведения о данных нагрузки. Указанные характе­
ристики источника сигнала и нагруз1<и надо взять из технического
задания на проектируемый усилитель.
Если результат расчета каскада покажет, что предъявленные к
нему требования существенно перевыполняются, например, при
требvемпм коэффициенте усиления К и допустимом выбросе б вре­
~я установления оказалось более чем в полтора раза меньше необ­
ходимого, то это указывает на возможность в ряде случаев упростить
схему каскада, отказавшись от применения коррекции, или выпол­
нить усилитель с меньшим числом каскадов. Такую возможность,
если она возникла, следует рассмотреть, поскольку при ее реали­
зации достигается более экономичное решение задачи.
Настоящая глава содержит указания по методике расчета отдель­
ных каскадов на лампах и транзисторах (биполярных и полевых),
в том числе каскадов с плавными и ступенчатыми регуляторами уси-
100


ления. а также ряда схем входных uепей усилителя. К каждой схеме
приводятся формулы для расчета коэффициента усиления, времени
установления, выброса, спада вершины импульса и другие, с помощью
которых определяются параметры схемы, а также значения входя­
щих в схему активных и реактивных сопротивлений. К некоторым
схемам дополнительно даются графики, облегчающие определение
той или иной величины. Для удобства изложения (при сравнении
схем, а также при ссылках с пелью избежать повторений) каждой
схеме присвоен номер.
+Еп
Рис. 4.1 . Принципиальная схема
.памповоrо каскада с параллельной
коррекцией
Рис. 4.2 . Принципиальная схема ка·
скада с параллельнай коррекцией на
биполярном тран1иrторе
Каскад усилителя импульсных сигналов содержит 11епи, которые
в большинстве случаев резко различаются по величине их постоянней
времени. Цепи с малой постоянной времени, значение которой при­
мерно в несколько раз меньше длительности импульса, оказывают
влияние на характер быстро протекающего процесса формирования
переднеrо и заднего фронтов усиливаемых импульсов. Цепи с боль­
шой постоянной времени, значение которой много больше длитель­
ности импульса, оказывают влияние на медленно протекающий про­
цесс формирования вершины импульса. Такими цепями с большой
постоянной времени являются вспомогательные цепи усилителя. обес­
печивающве его режим по постоянному току и фильтрацию. Соотно­
шение большой и малой постоянных времени, как правило, составляет
сотни и тысячи.
Обратимся к примеру. На рис. 4.1 изображена схема каскада с
параллельной (простой) коррекцией, выполненная на лампе, а на
рис. 4.2 п 4.3 - аналогичные схемы, выпол11енные на биполярном и
полевом транзисторах. Предположим, что нагрузкой каскадов яв­
ляются такие же каскады.
.101


Рассмотрим вначале ламповый каскад. Здесь цепью с малой пос­
тоянной времени является цепь, содержащая резистор Rа. паразит­
ную межкаскадную емкость С 8 , а также корректирующую катушку
индуктивности L. Цепями с большой постоянной времени являются
цепи CcRc, С.,дэ и СФRФ· Цепь СнRн может характеризоваться ма­
лой или большой постоянной времени. В первом случае цепь С ,дк
используется для коррекции воспроизведения фронта импульса (за
счет действия отрицательной комплексной обратной связи по току).
-Еп
Рис. 4.3 Принципиальная схе­
ма каскад.а с параллельной
коррекцией на полевом тран-
зисторе
Во втором случае при большой по­
стоянной времени ячейка С нR н• пра­
ктически не влияя на воспроизведение
фронта импульса, вызывает спад егu
вершины.
Соответствующие цепи каскадов
на биполярном и полевом транзисто­
рах оказывают аналогичное действие
(см. рис. 4.2 и 4.3). Ячейка C8R 8 в
цепи эмиттера и ячейка СиRн в цепи
истока также могут быть выбраны с
малой или большой постоянной вре­
мени. При малой постоянной време­
ни имеет место так называемая эмит­
терная (или истоковая) коррекция
воспроизведения фронта импульса,
которая чаще используется как само­
стоятельная, а иногда в сочетании с
индуктивной коррекцией.
Тот факт, что разные цепи ока·
эывают преобладающее влияние на
определенные параметры импульса,
позволяет отдельно рассматривать и рассчитывать усилительный ка­
скад, исходя из его эквивалентных схем соответственно для вь1соких
и низких частот, т. е. в зависимости от рассчитываемого круга вели­
чин допустимо исключать из рассмотрения цепи либо с малымn, ли­
бо с большими постоянными времени.
На рис. 4.4 и 4 .5 представлены схемы описанного ранее лампового
каскада, причем в первой схеме оставлена только цепь с малой пос­
тоянной времени, а во второй оставлены только цепи с большими пос­
wянными времени. На рис. 4.6-4.9 изображены аналогичные схемы
каскадов на биполярном и полевом транзисторах. В приведенных
схемах рис. 4.4-4.9 предполагается, что ячейки соответственно в
цепях катода, эмиттера и истока имеют большие постоянные вре­
мени.
В § 4. 1 и 4.3 приводятся принципиальные схемы каскадов на бипо­
лярных транзисторах, лампах и полевых транзисторах, в которых
сохранены лишь цепи, имеющие малую постоянную времени, цепи с
большой постоянной времени опущены, так как их исключение прак­
тически не отражается на результатах расчета коэффициента уси­
ления, времени установления фронта импульса и выброса.
102


В § 4.2 и 4.4, наоборот, приводятся принципиальные схемы каска­
дов, в которых оставлены лишь цепи, имеющие большую постоянную
времени, а цепи с малой постоянной времени опущены, так как их
исключение практически не отражается на формировании плоской
вершины импульса.
В § 4. 1 и 4.3 приводятся формулы и графики, свS!занные с расче­
том коэффициента усиления и характера воспроизведения фронта
импульса, а в § 4.2 и 4.4 -формулы, связанные с расчетом вспомо­
гательных цепей усилителя, постоянные времени которых опреде­
ляют характер воспроизведения вершины импульса.
Са1
-
--
1
Рис. 4.4. Принципиальная
схема лампового каскада с
параллельной коррекцией,
в которой сохранена цепь
только с малой постояиной
времеии
Рис. 4.6. Принципиальная схема
каскада с параллельной коррек­
цией на биполярном транзисторе,
в которой сохранена цепь только
с малой постоянной временн
Рис. 4.5. Принципиальная схема
лампового каскада, в которой
сохранены цепи, имеющие только
большую постоянную времени
Рнс. 4.7. Принципиальная схема
каскада на биполярном транзи­
сторе, в которой сохранены цепи,
имеющие только большую посто-
яниую времен11
103


Формулы и графики, приводимые к схемам § 4.1 и 4.3, сохраняют
справедливость, если указанные схемы дополнить цепями с большой
постоянной времени (вспомогательными цепями). Остаются справед­
ливыми также формулы для спада (подъема) плоской вершины импуль·
са, которые приводятся к схемам § 4.2 и 4.4, если в эти схемы вклю­
чить элементы 13ысокочастотной коррекции.
Указанное разделение предпринято с целью уменьшить число опи­
сываемых схем и избежать дублирования формул, поскольку воз-
Рис 4.8 . Принципиаль·
ная схема каскада с па·
раллельной коррекцией
на полевом транзисторе,
в которой сохранена
uепь только с малой по·
стоянной времени
-Еп
Рис. 4 9. Принципиальная схе­
ма каскада на полевом тран­
зисторе, в которой сохранены
цепи. имеющие только боль-
шую постоянную времени
можны сочетания разных схем высокочастотной коррекции с разными
видами вспомогательных цепей.
При электрическом расчете ламповых каскадов следует иметь в
виду, что паразитная межкаскадная емкость С а. действующая парал­
лельно резистору R8 , определяется выражением
Са= Свых.л+Свх.л+С".
(4.1)
Для ламп в металлической или стеклянной оболочке следует зада­
ваться емкостью монтажа порядка 8-10 пФ; для миниатюрных (паль­
чиковых) ламп - порядка 6 пФ. Эти значения емкости имеют место
при достаточно тщательно выполненном монтаже. Укажем также,
что параллельно резистору R н в катоде лампы, кроме сосредоточенной
емкости (если такая предусматривается), действуют емкость монтажа
и емкость между катодом и подогревателем. Последняя имеет вели­
чину порядка 8-10 пФ.
В транзисторных усилителях в отличие от ламповых монтажная
емкость значительно меньше. В связи с этим ее влияние на параметры
схемы сравнительно невелико. Учитывая приближенный характер
расчета, монтажная емкость при выводе приведенных далее расчет·
ных формул во внимание не принималась. При необходимости мон-
104


·гажную емкость легко учесть, если соответственно увеличить те из
емкостей схемы, параллельно которым она действует.
В § 4.1 при описании схем приводятся расчетные формулы для
разных видов нагрузки. Если нагрузкой данного каскада является
входная проводимость следующего, то при этом предполагается, что
транзистор следующего каскада имеет в рабочей точке такие же пара­
метры, как и транзистор данного каскада. При несовпадении парамет­
ров транзисторов следует воспользоваться в порядке первого при­
ближения расчетными соотношениями, которые указываются для
случая нагрузки каскада на емкость Сн и сопротивление R"' имея
в виду, что Си и Rи должны представлять соответственно входную
емкость и входное сопротивление следующего каскада.
§ 4.t . РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ КАСКАДОВ
НА liНПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Схема 4. t (рис. 4.tO)
Реостатныii каскад
Некорректированный реостатный каскад широко применяется
в импульсных усилителях благодаря простоте схемы, возможности
компактного выполнения усилителя, составленного из реостатных
каскадов. Указанные достоинства обусло-
вили, в частности, использование реостат­
ных каскадов в интегральных схемах. При
возможных изменениях параметров тран­
зистора в рабочей точке (например, при
изменении режима или при смене тран­
зистора) в схеме сохраняется монотонный
характер проuесса установления, т. е. в
переходной характеристике реостатного
каскада отсутствует выброс. При этом уси­
ленный импульсный сигнал отличается ус­
тойчивостью своей формы.
Недостаток схемы - заметно меньшая
добротность по сравнению со схемами, име­
ющими uепи высокочастотной коррекuии.
Поэтому некорректированные реостатные
каскады неuелесообразно применять в уси­
лителе, если его коэффициент усиления
должен быть большим при достаточно
-Еп
ун
Рис. 4.10. Принципиаль­
ная схема реостатного
каскада, нагруженного
на проводимость Ун
(вспомогательные цепи
не показаны)
малом времени установления фронта усиленных импульсов.
Нагрузка, испытываемая источником сигнала (в частности, пред­
шествующим каскадом), определяется характером комплексного вход­
ного сопротивления транзисторного каскада, которое в общем слу­
чае не может быть представлено независящими от частоты входным
активным сопротивлением и входной емкостью. С некоторым при­
ближением при малом активном сопротивлении в цепи коллектора
105


можно считать, что входная uепь, нагружающая источник сигнала,
представляется эквивалентной схемой рис. 4. 11.
Для рассматриваемой схемы 4. 1, а также для ряда схем, описы­
ваемых далее, где транзистор включен по схеме с общим эмиттером
при большой постоянной времени С эR 3 , значения элементов эквива­
лентной схемы входной uепи определяются следующими формулами:
R1=
,.
6
R2 =-
1
--Ri.
К0Скrб
gll
1+--
't
с't
Ко Ск
=--+
g11rбR2 g11R2
При 'б « l/g11 влияыием сопротивления R1 можно пренебречь.
Тогда
с
Rox = __R_с_т __
1 + g11Rcт
где R ст - входное сопротивление схемы.
стабилизаuии (см. гл. 3).
Входная емкость (при гб « l/g11)
Рис 4.11 . Эквивалент­
ная схема входной цепи
Далее приводятся расчетные соотношения для разных видов на­
грузки реостатного каскада. Если реостатный каскад является пред­
варительным, то в этом случае предполагается, что транзистор сле­
дующего каскада имеет одинаковые с транзистором данного каскада
параметры в рабочей точке. Вначале приводятся формулы, справед­
ливые при всех рассматриваемых видах нагрузки. Указанное отно­
сится также и к схемам, описываемым далее.
106
Коэффиuиент усиления Ко = g21R0 .
Время установления fy = 2,2t э·
Переходная характеристика
h(t)= 1- е
'э
1. Нагрузка:
(
•
.
1)
СнURн Ун=jwC"+ Rн
Эквивалентное сопротивление
Ro = -1--1---
-R+-R+gz2
к
11
Эквивалентная постоянная времен 11 та = 'ti+ 't 11 + 't.
Постоянные времени 'ti= (1 + g21rб)C нRо. 'tн = C11R 0 •
Нагрузка из параллельно действующих сопротивления и емкости


является наиболее часто встречающимся видом нагрузки выходного
каскада усилителя. При работе только на емкость сопротивление
резистора в цепи коллектора может быть при проектировании выбра­
но достаточно большим, если, разумеется, требуемая длительность
фронта нарастания импульса не слишком мала, а также обеспечивает­
ся выбранное положение рабочей точки. Имея это в виду, в формуле
для эквивалентного сопротивления Ro учитывается влияние низко­
частотного параметра g 22 • При малом сопротивлении Rи влиянием
g 22 можно пренебречь (в этом случае Ro = R11). Приведенное замеча­
нпе, касающееся степени влияния параметра g 22, относится также
к следующей схеме 4.2 .
2. Нагрузка: входная проводимость каскада без отрицательной
обратной связи (Ун = у вх)
Эквивалентное сопротивление
1
1
-R +-R +gн
к
ст
Эквивалентная постоянная времени
'tэ= 'tt+'ts+'t (1- g11Ro+~:)·
Постоянные времени 't; = (1 + g21rб)C кR0 , 't5 = Ko'Ci,Ro, где
К0'
-
коэффициент усиления следующего каскада.
Добротность схемы
D ~ --------~g_21_________
2,2 [о+g21rб)Ск+2Уg21Ск-т:-g11-т:+ ,:J
Следует отметить, что выбор большего или меньшего (в рамках
добротности схемы) коэффициента усилен и я 11 соответствующего
ему времени установления фронта импульса в каскаде на биполярно:-.1
транзисторе носит ограниченный характер независимо от того, приме­
няется или нет в каскаде высокочастотная коррекция. Максимальный
коэффициент усиления реостатного предварительного каскада зави­
сит от входной проводимости следующего каскада и всегда меньше
значения g21/gш если только следующий каскад не содержит цепи
отрицательной обратной связи по току или не является эмиттерным
повторителем. В отличие от лампового реостатного предварительного
каскада, в котором коэффициент усиления прямо пропорционален
сопротивлению резистора Rа в анодной цепи лампы, в реостатном кас­
каде на биполярном транзисторе коэффициент усиления сравнитель­
но слабо зависит от сопротивления резистора R"' если оно заметно
б
1
u
ольше -
, где g11 - низкочастотныи параметр транзистора следую­
g11
щего каскада.
3. Нагрузка: входная проводимость каскада с активной или с ко.«-
плексной отриt{ательной обратной связью по току (Ун= Увх.сu)
107


Эквивалентное сопротивление
1R'
Ro=
,
g11R' + 1
1
1
1
-=-+-.
R'
Rк
Rст
где
Эквивалентная поLтоянная времени
++
Ro
Ro
'tэ='t; 'ts
't
--
+'t-,
Гбj
R'
где 1 = 1 + g21R + g11R - глубина обратной связи по току в сле­
дующем каскаде; R - сопротивление обратной связи в цепи эмиттера
транзистора следующего каскада (по переменному току).
Постоянные времени 'ti = (1 + g21rб)CкR0, 't_ .= К0'СкR0, где
Ко' - коэффициент усиления каскада с обратной связью по току.
4. Нагрузка: входNая проводимость амиттерЖJго повторителя
(Ун = УВJЦ.пJ•
где
Эквивалентное сопротивление
Ro = -------
1
,
gн(1- Кп>+R-°
=-' +-'- .
R'
Rк
Rст
Кп - коэффициент передачи эмиттерного повторителя.
Эквивалентная постоянная времени
'ta= 't1+'ts+'t &._ (I- Кп)+'t &....
Гб
R'
Постоянные времени 't; = (1 + g21гб)С ,Д0 , Т5 = С кRоКп·
Пример 4. 1. Определить время установления реостатного каска­
да предварительного усиления на транзисторе П403, считая, что
коэффициент усиления некорректированного реостатного каскада
Кп '°' 11 ,5 (см. пример 2.1). Предполагается, что следующий каскад
такой же. Входное сопротивление схемы стабилизации рабочей точки
Rст = 2500 Ом. Параметры транзистора П403 в рабочей точке (см.
приложение 1): g21 = 80 мА/В, g11 = 0,0015 См, Гб = 40 Ом, Ск =
= 5пФ, 't = 0,007 мкс.
Исходя из формулы коэффициента усиления, определяем экви­
валентное сопротивление
RКо
11,5
= 144Ом
о= g21 = 80.10-а
Находим постоянные времени 't1 и 'ts:
'tt = (1+g21rб) СкR0 = (1+80 · 1о-з ·40)5·1о-sв·144 ·10
6
~ О, 003 мкс,
't.r=K0CД0 =ll,5-5- I0-12
•
144· 10'~0,0083мкс.
108


Определяем эквивалентную постоянную времени
'ts = 'tt+'ts+ 't (1-gнRo+~:)=0,003+0,0083+
+0,001(1-0.0015 . 144 + ~~
4
)~ 0,042 мкс.
Определяем время установления
fy = 2,2't9 = 2,2 . 0,042 ~ 0,092 мкс.
Рассчитываем сопротивление резистора R к• воспользовавшись
формулой эквивалентного сопротивления R0 :
R
1
1
= 196Ом
к=1 1
1
1
-
---
gll 144 - 2500 -0,0015
Ro Rст
(ближайший номинал 200 Ом).
Как следует из проведенного расчета схемы, время установления
фронта импульса практически совпадает с указанным в примере 2.1
(0,093 мкс),
Схема 4.2 * (рис. 4.12)
КаскаА с параппепьноА коррекциеА
Схема с параллельноi'r коррекцией (нндуктивной коррекцией)
принадлежит к числу наиболее распространенных схем, используемых
в импульсных усилителях. Достоинствами схемы являются ее прос­
тота и легкость наладки.
В отличие от схемы 4. 1 схема 4.2 по­
зволяет при том же коэффициенте усиле­
ния получить значительно меньшее время
нарастания фронта импульса, т. е. схема
4.2 характеризуется более высокой по
сравнению со схемой 4.1 добротностью
(примерно на 40%).
Особенно эффективно использование
схемы с параллельно!~ коррекцией в выход­
ном каскаде усилителя при емкостной на­
грузке. Добротность схемы заметно сни­
жается при нагрузке на сопротивление
-Еп
L
R
меньшее или того же порядка, что и сопро- Рве. 4.12 . Принципиальная
тивление резистора корректирующей цепи. схема реостатного каскада
П
с паралледьной коррекц~1·
р11 достаточно малом сопротивленни на- ей, нагруженного на про·
грузки схема 4.2 практически теряет свои воднмость Ун (вспомога­
корректирующие своi\ства,
тельные цепи не показаны)
* См. описание схемы 4.1 .
109


К недостатку схемы следует отнести зависимость формы переход­
ного процесса от режима работы и от изменения параметров тран­
зистора в рабочей точке по разным причинам (например, при замене
транзистора). Изменение параметров транзистора или режима может
привести, в частности, к появлению или увеличению выброса.
Так же как и для схемы 4.1, вначале приводятся формулы, которые
являются общими для всех рассматриваемых видов нагрузки. Фор­
мула для выброса 6, выражения переходных характеристик при раз­
ном характере процесса установления и графики выброса 6 и обоб­
щенного времени установления t./ представлены в функции обоб­
щенных коэффициентов а и Ь, которые определяются данными схемы.
Приведенные да.1ее формула б, выражения переходных характе­
ристик и графики справедливы как для рассматриваемого каскада
с параллельной коррекцией при разных видах его нагрузки, так и
для ряда других схем на биполярных и полевых транзисторах и лам­
пах. Указанное связано с тем, что операторные характеристики дан­
ной схемы и ряда других схем можно привести к виду
F(p) =
1 +ао
1+Ьр+р2
Коэффициент усиления Ко = g 21 Ro.
Время установленпя t у = t у'.;<.
Выброс
Ь ( tаУ4-Ь')
---
1t-arcg ___
У4- Ь'
2аЬ
о=V1- аЬ+а2е
-
Апериодический процесс установления имеет место при Ь > 2,
а колебательный - при Ь < 2.
Переходная характеристика при Ь > 2
h(t')=1- а+~-ае-(11- ~>t'+а-~
-
ае-(а+~>t'
2~
2~
'
где
ь
а=-•
2
~ = у'Ь2=4.
2
Переходная характеристика при Ь = 2
h(t')=1-(1+t' -
at') е-t'.
Переходная характеристика при Ь < 2
-at' (а-а
)
h(t')=1-е
-~- sin~t'+cos~t' ,
ь
где а=-
2'
~ = yr=t;i
2
Переходные характеристики представлены в функции обобщен­
ного времени t', определяемого для рассматриваемой схемы и ряда
110


других схем на биполярных транзисторах, формулой
t'=
_1
__
'"
'fэ 'f
'
.
'fэ
'fэ
Коэффициенты а и Ь соответственно равны: а=-",, Ь = -,- ",
'tэ
'fэ
где'I./, т3"и't'./" -
безразмерные эквивалентные постоянные вре­
мени. Они зависят от данных схемы и для каждой схемы и вида ее
нагрузки имеют свои выражения, указываемые в описаниях. Эквива­
лентная постоянная времени т:./ является обычно свободным пара­
метром, зависящим от выбора данных корректирующего элемента
или корректирующей цепи.
Монотонный процесс имеет место пrи Ь > 2 и
ь- у'Ь2"=4~1
а2
""'
•
Из приведенного неравенства следует, что при а < 1 процесс
будет монотонным, если только Ь > 2.
При монотонном процессе установления обобщенное время уста­
новления t у' с практически достаточной точностью можно определить
по формуле Элмора
t~= 2,2vЬ2- а2- 2.
При колебательном процессе установления обобщенное время
установления ty' определяется с помощью графика рис. 4. i3 . Вы­
брос В определяется с помощью графика рис. 4.14 или рассчитывается
по приведенной ранее формуле.
Наибольший интерес представляет выбор тюшх данных схемы,
которые соответствуют значению коэффициента Ь - . < 2. При Ь = 2
и а < 1 схема характеризуется наименьшим временем устапов.тrения
при отсу1-ствии выброса в переходной характеристике.
1. Нагрузка: Сн (Ун= /roC 11)
Эквивалентное сопротивление
Ro=
R
1+g2tR
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
'fL
't =-·
9
't
111


112
Постоянные времени
L
t1 = (1 + g21Гб) СкRо• 'tн = СнRо•
2. Нагрузка: Сн и Rн (Ун= iroCн + IIRн)
'tL =-.
R
t'y
J, lf
J,O
2,8
2,6
2,2
---
--
/~
~~/
2,0
1,8
~б
4lf
1,2
40
0,8
-
~v'
,. ,-
/
1_............
-
__...
...........
-
1
1,2
/
~'?
/
/
/_/
/,...
/
~
h
а~о
а =0,2S
/ ~ a=O,S
/~/
/~ / J а=О,75
/~/v v
~/i/
/
/"/ /
а•!
v//
/
/
/
v
v
1,б
1,8
8
Рис. 4.13 . Зависимость обобщенного времени уста­
новления t' у от коэффиuиента Ь при разных коэф­
фиuиентах а
Эквивалентное сопротивление
R_R·Rн
0
-
R+ Rн
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
't=
9
'fL
't =-·
э
't
Ro
·-·
Rн


Постоянные времени
't t = (1 + g21rб) СкRо, 'l"и = СнRо,
L
- r:L=- .
R
3. Нагрузка: вход.чая проводимость ка.скада без отрицательной
.
.
обратной связи (Ун = у п)
Эквивалентное сопротивление
1
Ro=------
1
1
gн+ R+ Rст
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
'tL
't =-·
э
't
't" =
...2...+~+R0 +&_+Ro + tL(gR+Ro)
э
-:-
110
Rст'
't
't
Rст
R
rб
•
'" v-r:L ( "t'i
'ts +Ro+Ro)
't
=
-
--+-
-
-
.
3
't
1:
"t
Rст
Гб
Постоянные времени
'tt = (1+g21rб)СкR0,
L
R
где Ко' -коэффициент усиления следующего каскада.
4. Нагрузка: входная проводимость каскада с актщтой или с ком-
.
.
плексной отрицательной обратной связью по току (У8 = У их.св)
Эквивалентное сопротивление
Ro
gll
1
1
- +-+-
'УRRст
'Безразмерные эквивалентные постоянные времени
't' = 2!._
+-~+~+Ru +~+_2(g11R,
1
+R0)'
э't
't
fб'У
R
Rст 1:
'У
Rст
'tз= l f~(.:!!..+2t_+Ro +..&_) ,
V't
't
't
Гбj Rст
где 1 = 1 + g21 Rcв + g11 Rcв - глубина обратной связи в следую­
щем каскаде; Rсв - сопrотивление обратной связи (по переменному
току) в цепи эмиттера транзистора следующего каскада.
113


Постоянные времени
L
tL=- ,
R
где Ко' - коэФ<Гициент уси.r~ения следующего каскада.
5. Н~рузка: входная проводимость эмиттерного повторителя
(Ун= Увх.з.п)
Эквивалентное сопротивление
Ro = ---------
1
1
gll(1- Kn)+R+Rст
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
'fL
't =-·
э
'f
<" = 1/~[~+-2._
+ Ro(l-Kп) + R0 ]·
J'f
'f
'f
Гб
Rст
где Kn- коэффициент передачи эмиттерного повторителя.
Постоянные времени
Входное сопротивление и входную емкость каскада в первом при­
ближении допустимо считать независящими от характера нагрузки
1
и соответственно равными (при условии, что г6 « -):
gll
Можно рекомендовать следующие два варианта порядка расчета
схемы с параллельной коррекцией (расчет других схем, для которых
справедливь1 приведенные в настоящем описании графики, а также
формулы h(t'), б, ty', а и Ь, выполняется аналогично).
Первый вариант
1. Исходя из I<оэффициента усиления определяется эквивалент­
ное сопротивление R0•
2. По допустимому выбросу с помощью графика рис. 4. 14 пример­
но определяют коэффициент Ь (коэффициент а оказывает слабое влия-
114


ние, обычно а заметно меньше единицы). В случае, если нельзя допус­
тить выброса в переходной характеристике, коэффициент Ь принимает­
ся равным двум. При этом должно выполняться неравенство а -< 1 -
условие монотонности процесса установления при Ь = 2.
3. Имея в виду, что Ь = •з"/т.,/", и подставляя известные вели-
чины в уравнение т~' = Ьт:", решают его относительно "rL /т.
4. Определяют безразмерные ~.к-
вивалентные постоянные времени •э ,
'tэ и далее коэффициент а; затем
по графику или формуле уточняется
значение выброса б.
5. По графику рис. 4. 13 (при Ь -<
~2) или по формуле, соответствующей
случаю монотонного процесса уста­
новления, определяют fy' и далее
время установления t у·
6. По найденному эквивалентному
сопротивлению R0 определяют сопро­
тивление резистора R в цепи rюллек­
тора.
7. Рассчитывают индуктивность
корректирующей катушки
8,(,,.--~~~~-~~~~~~
Рис. 4.14. Зависимость выброса о
от коэффициента Ь при разных
коэффициентах а
Второй вариант
1. Исходя из требуемого коэффициеllта усиления, определяют
эквивалентное сопротивление R0 и далее сопротивление резистора R.
1
Если R0 оказалось больше -
, то следует задаться другим, меньшим
gll
коэффициентом усиления.
2. Задавшись отношением постоянных времени корректирующей
цепи и транзистора тL /т, находят безразмерные эквивалентные пос-
тоянные временит:· и т~", а также коэффициенты а и Ь, имея в виду,
ЧТО 't3
1
= TL/т.
3. По коэффициентам а и Ь, по графикам или по формулам опре­
деляют выброс б и обобщенное время установления t /. Если выброс
или обобщенное время установления оказа.rюсь неприемлемым, то
следует задаться другим отношением тL /т и повторить расчет.
4. Используя полученное значение ty', находят время установ­
ления fy.
5. Определяют индуктивность корректирующей катушки
115


Во втором варианте расчета отпадает необходимость в решении
уравнения относительно тL /т (п. 3 первого варианта расчета). Но так
как во втором варианте расчета значение выброса не является исход­
ной величиной, расчет приходится повторять при других исходных
значениях TL /т (проuедура его не сложна) до получения првемлемой
величины выброса 6.
Прммер 4. 2 . Рассчитать основные параметры каскада предвари­
тельного усиления с параллельной схемой коррекции на транзис­
торе П403, исходя из данных, полученных в примере 2.1 (коэффиuиент
усиления коррект11рованного реостатного каскада Ко = 16, время ус­
тановления t 1 = 0,093 мкс). Предполагается, что следующий каскад
такой же. Входное сопротивление схемы стабилизации рабочей точки
Rст = 2500 Ом. Параметры транзистора П40З в рабочей точке (см.
приложение 1): g 21 = 80 мА/В, g11 = O,OIJl5 См, Гб = 40 Ом, Си=
= 5 пФ, т = 0,007 мкс. Выброс в переходной характеристике каскада
не должен превышать 3 %.
Исходя из выражения коэффициента усиления, находим экви­
валентное сопротив.11ение
Ro=Ко =
16
= 200 Ом.
g21
80 • 10-3
Рассчитываем сопротивление резистора в коллекторной цепи, вос­
пользовавшись формулой эквиваленrного сопротивления R0 :
R=-----
1
1
-- - -gll
Ro Rст
------- = 322 Ом
1
1
-200- -
_2_5_00_
-
о. 0015
(ближа!Jший номинал 330 Ом).
Определяем постоянные времени т, и т3 и далее отношения
.2!.. и
-2!.:
't
't
't1 =(1+g21r5)СкRо=(1+80·l0-
3
• 40)5•10-
12
• 200 ·10
6
=
= 0,0042 МКС,
'ts= К0СД0=16 ·5 ·l0-
12
• 200 ·10
6
= 0,016 МКС,
-2!.. = 0,0042 = 0,6,
't'
0,007
-2:!. =
0,016~23.
't
0,007
,
Задаваясь ориентировочно отношением тL /т, равным двум (т. е.
т 3 ' = 2), последовательно определяем эквивалентные постоянные вре-
мени т~' и т:" и коэффициенты а и Ь:
= 0,6+2,3+2 0,0015.200+ --+ --+
-
+-
= 9,35;
(
200 )
200
200
200
2500
2500
330
40
116


=
V2(о6+23+~+
200
)~4
•
'
2500
40
•
1
"
'tз
2
а=-.-"=-= 0,5,
't9
4
'tэ
9,35
ь= --;-r; = --= 2,34.
't3
4
Коэффициент Ь получился больше двух, что соответствует аперио­
дическому характеру процесса установления. Так как одновременно
выполняется условие монотонности процесса (а< 1), то обобщенное
время установления рассчитываем по формуле, соответствующей
этому случаю:
t~= 2,2vЬ2- а!
-
2 = 2,2 lf2,342 - 0,52 -2 = 3,96.
Далее находим время установления:
ty = t~ 't~"'t = 3,96 · 4 · 0,007~О,11 мкс.
Время установления оказалось больше требуемого значения.
Поэтому задаемся другим, большим отношением -rL /-r . Принимаем
,
"'L
"
",
't
3
=-
= 4. Повторяя вычисления Т3 , Та
,а
и Ь, получаем:
1:
= 0,6+2,3+4(0.0015.200+~)+~+
2500
2500
+~+
200
=101.
330
40
'
=-.
14 (о 6+2 з+ 200... +
200
)56
v''
2500
40
~''
"fз
4
а=-".= --~О.71,
"f9
5,6
ь=~~. =~~1,8.
"f
3
5,6
С помощью графиков рис. 4.13и4.14 находим t у' ~ 2,24 и о ~о.4 %.
Рассчитываем время установления
ty= t~'t~"'t =2,24 .5,6 .0,007=0,088мкс.
117


Определяем индуктивность корректирующей катушки
L= (:L)'tR = 4.0,007. io-0
. 330 . 106~ 9,2 мкг.
Как следует из приведенного расчета, время установления полу­
чилось несколько меньше требуемого значения. Выброс также удав·
летворяет поставленному условию (6 < 3%).
Схема 4.3 * (рис. 4.15)
Реостатный каскаА с активной отрицатеnьной обратной св11зыо по току
По сравнению со схемами 4.1 и 4.2 схема 4.3 характеризуется боль­
шим входным сопротивлением и меньшей входной емкостью, что поз­
воляет уJ1учшить параметры предшествующего каскада и.rш входной
-Еп
•
Ун
Рис. 4.15. Принципиальная
схема реостатного каскада
с активной отрицательной
обратной связью по току,
нагруженного на проводи-
мость У11 (вспомогательные
цепи не показаны)
цепи (если первый каскад усилителя
выполняется по рассматриваемой схеме).
Наличие отрицательной обратной связи
оказывает благоприятное влияние на
стабильность работы каскада. Схема
4.3 в ряде случаев может содержать
на один элемент меньше, чем схема 4.1
(конденсатор в цепи эмиттера), что по­
зволяет более компактно выполнить ка­
скад. Следует, однако, отметить, что для
лучшей стабилизации режима работы
обычно необходимо увеличивать сопро­
тивление постоянному току в цепи эмит­
тера и последовательно с R вводить до­
полнительный резистор, блокируя его
большой емкостью.
Недостаток схемы - более низкая,
чем у схемы 4.1 добротность (пример­
но в l +g21R +g11R раз) ограничи·
вает ее применение в усилителях им­
пульсных сигналов. Каскады по рассматриваемой схеме целесообра­
зно использовать в усилителях с малым общим коэффициентом
усиления и при сравнительно большом времени установле­
ния в случаях, когда применение схемы 4.1 дает некоторый избыток
усиления, которого, однако, недостаточно для сокращения числа кас­
кадов. Каскад с отрицательной обратной связью по току целесооб­
разно использовать также в качестве первого каскада усилителя при
относительно большом внутреннем сопротивлении источника сигнала
или при относительно значительной его выходной емкости.
Для характеристики входного комплексного сопротивления рас­
сматриваемого каскада остается справедливой эквивалентная схема
входной цепи, изображенная на рис. 4.11 .
~ См. описание схемы 4.1.
118


Для схемы 4.3 (а также для схемы 4.4) элементы эквивалентной
схемы определяются выражениями
Ri= Гб(1+Rg!l+Rg11)
'
I + КоСкrб (1 + Rgн +Rg11)
~
R2-- 1+Rgt1+Rgн R
_....;....--""'=-~-===- -
1•
С=--~- + КоСк (1 + Rg21 + Rg11) •
gнrбRt
g11Rt
1
При r 6 « - входное сопротивление и входную емкость можно
gll
приближенно рассчитать по формулам:
Rвх =
Rст
I + g11Rcт
1+Rg21+Rg11
Свх =
't
+ КоСк.
Гб(1+Rg21+Rg11)
Процесс установления в схеме имеет монотонный характер.
Коэффициент усиления Ко= g21Ro.
Время установления ty = 2,2 т э·
Переходная характеристика h (t) = 1 - е
1. Нагрузка: Сн и Rи (Ун = jroCи + IIRн)
Эквивалентное сопротивление
R'
Ro=
,
1 + Rgti+ Rg11
l
1
1
где-=-+-.
R'
Rк Rн
Эквивалентная постоянная времени
"=э= "=t + "=и(1+Rg21 + Rgн) + 't Во_(1+ _в_)•
R'
'б
Постоянные времени
"=t = (1 + g2lrб) СкRо. "=н = СиRо·
2. Нагрузка: входная проводимость каскада без отрицательной
обратной связи (У и = У вх)
Эквивалентное сопротивление
119


где
1=I+Rg21+Rgн.
Эквивалентная постоянная времени
(!.,А.~. к...
'tз= "i+"sl+'t"((&.+ _&)+'t _R_ •
'б R'
'б"'f
Постоянные времени
't1 = (1 + g21rб) СкRо "s = К~СкRо,
где Ко' - коэффициент усиления следующего каскада.
3. Нагрузка: входная проводимость таJ{()го же каскада (Ун=
=У вх.св)
Эквивалентное сопротивление
Ro = -----
1
-----
1
R
gll + Rr"" + Rr"" (g21 + g11)
где
_1 =-1 +-1-.
R'
Rк Rст
Эквивалентная постоянная времени
'tз='t1+'t[ R,
0
(1+~)+&]+"s·
R
'б
'б
Постоянные времени
/
4. Нагрузка: входная проводимость эмиттерного повторителя
(Ун = Увх.э.п)
Эквивалентное сопротивление
1
Ro= --------
[gн(1- Кп)+RI']r'
где
111
Rr""= Rк+Rст'
1= I +g21R+gнR,
Кп - коэффициент передачи эмиттерного повторителя.
120


Эквивалентная постоянная времени
't 3 ='t1+'t!5..o .. j(l-Kп) +'t R,
0
(1 +.В..) +'ts"f +'t .!3JLg11R(l-J(п)·
'б
R
'б
'б
Постоянные времени
't1 = (1 + g21Г(i} СкRо, 'ts = CкRoXn•
Схема 4.4 * (рис. 4.t6)
Реостатиыii каскад с комппексной отрицатепьной о6ратноii св11зыо
по току (схема с •ммnерной коррекцией)
Схема с комплексной отрицате.ТJьной обратной свя"ью по току в
связи с ее ценными качествами получила широкое распространение.
Отсутствие катушек индуктивности позволяет успешно применять
эту схему в усилителях микроминиатюрного исполнения.
В отличие от схемы с индуктив­
ной коррекци€Й (см. описание схе­
мы 4.2) схема 4.4 сохраняет кор­
ректирующие свойства также и
при маль1х сопротивлениях нагру­
зки.
Добротность схемы 4.4 пример­
но на 30 % выше добротности схе­
мы обычного реостатного каскада
(схема 4. 1). Наличие комплексной
обратной связи по току позволяет,
не теряя в добротности схемы (как
в схеме 4.3), повысить стабиль­
ность работы каскада. Схема хара­
ктеризуется ослабленной зависимо­
стью основных параметров от воз­
-Еп
с
Рис. 4.16 . Принц11пиа.1JЬная схема
реостатного каскада с комплексной
отрицательной обратной связью по
току, нагружеиного иа проводимость
можных в процессе эксплуатации Ун (вспомогательные цепи не пока-
изменений режима работы. Одно-
эаны)
временно достигается большая
линейность усиления импульсных сигналов. Рассматриваемая схема
(так же как и схема 4.3) характеризуется большим входным сопро­
тивлением и меньшей входной емкостью по сравнению со схемами 4.1
и 4.2, что способствует повышению добротности предшествующего ка­
скада или улучшению параметров входной цепи.
Принципиальный недостаток сх€мЫ 4.4 заключается в том, что
в отличие от схемы с параллельной коррекцией (схема 4.2) она не
позволяет уменьшить длительность фронта нарастания импульса при
максимально возможном усилении, так как при этом сопротивление
резистора в цепи эмиттера (для переменного тока) должно быть равно
нулю. В цели эмиттера обычно нельзя ограничиться только одним
конденсатором малой емкости. В большинстве случаев цепь эмиттера
* См. описание схем 4.1, 4.2 и 4.3.
121


приходится составлять из двух последовательных ячеек, соответ­
ственно с малой и большой постоянными времени. Необходимость двух
ячеек вызвана тем, что из соображений температурной стабилизации
режима транзистора сопротивление в цепи эмиттера приходится выби­
рать значительно больше того, которое требуется, если исходить из
коэффициента усиления. Очевидно, при этом <<Лишнее» (для целей
эмиттерной коррекции) сопротивление необходимо шунтировать кон­
денсатором большой емкости, чтобы избежать снижения усиления.
Ячейка с большой постоянной времени обусловливает спад вершины
импульса. Оценка ее влияния рассматривается в§ 4.2 .
Коэффициент усиления Ко= g21Ro.
Время установления fy = fу'т; т.
Коэффициенты а = т .//т~'', Ь = т~' /т~''.
1. Нагрузка: Сн и Rн (Ун= jroCн+ 1/Rн)
Эквивалентное сопротивление
где
R'=
RкRн
Rк+Rн
Эквива.11ентные безразмерные постоянные времени:
'
'tc
't =-
9
't
t. = ~ + __!3!!.._
(1+_в_)+~·~+~(1+Rg +Rg )
э-r
R'
rб
-i
R'
t
21
н'
t'" =
" / ~(-2+~)+~(_в_+~+t).
з v-i
-i
R'
-t
'б -i
Постоянные времени:
'tt = (1 + g2lrб) СкRо, 'tc = RC, 'tн = СнRо·
2. Нагрузка: входная проводимость каскада без отрицательной
.
.
обратной связи (Ун = У вх)
Эквивалентное сопротивление
где
_1_ =
_1_ +
_1_
R' Rк
Rст '
1= I+g21R+gнR·
122


Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
'
'tc
't =-,
э
't
"_
't'i + 'ts
'tэ--
-
't
"!'
I +I(Ro +R:)+_в_+.:!L,
'б
R
'бl Ч
Постоянные времени:
' ti = (1 + g21rб) СкRо, 'ts = К~СкRо,
'tc = CR,
где Ко' - коэффициент усиления следующего кас1<ада.
3. Нагрузка: входная проводимость такого же каскада
(Ун= У вх.св)
Эквивалентное сопротивление
Ro= ----------
1
R
gll +к+ R'(g21 + ен)
rде
_ 1 =-1 +-!-.
R'
Rк Rст
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
't~" =
-.
( .:!L (.::.!.. + Ro + ..&.._ + ::.L) .
У"t
-i
R'
'б -i
Постоянные времени:
't; = (l +g21Гб) СкRо, 'tc = RC,
4. НагТJузка: входная проводимость эмиттерного повторителя
.
.
(Ун= Увх.э.п)
Эквивалентное сопротивление
Ro = ----------
[gн(1- Kn)+RI']1
где
1
1
1
-=-+-
R'
Rк Rст'
123


Кп - коэффициент передачи эмиттерного повторителя.
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
,,
·ч
'tэ=­
'f
'
'tc
'tэ =-,
't
+!!..о_1(1- Кп)+.!5..2_ +~1+~g11Ro(1- Кп)+
'б
R'
-r
т
't
Ro
RR(IК
R0R
+_с' -
+gllО-
-
п)+-
'-
тR'
'б
R' 'б
=-.
/ ~[2!...+!!_о_(1- Кп)+-2.+~]+
vт't
'б
't
R'
+_в_[&_(l-KJ+R~ +~]·
'б 'б
R
't
Постоянные времени:
't1 = (1 + gz1rб) СкRо, ts = СкRоКт
tc= RC.
Для всех рассмотренных видов нагрузки входное сопротивление
и входная емкость каскада при условии, что гб « l/g11 соответствен­
но равны:
Свх =
т
+ КоСк.
'б(1+g21R+gнR)
В зависимости от коэффициентов а и Ь в схеме4.4 имеет место апе­
риодический или колебательный процесс установления. Для схемы
4.4 справедливы, приведенные в описании схемы 4.2, выражения
переходных характеристик, формула выброса 6, формула Элмора и
графики зависимости обобщенного времени установления t./ и выб­
роса 6 от коэффициентов а и Ь. Для определенпя t./ и б удобно вос­
пользоваться указанными графиками.
Расчет схемы 4.4 можно выполнить в следующем порядке. По за­
данному коэффициенту уси.Тiения определяют эквивалентное сопро­
тивление R0 • Далее по допустимому выбросу б последовате.т1ьно на­
ходятся коэффициент Ь и другие величины аналогично тому, как это
рекомендуется в описании схемы 4.2 применительно к расчету пос­
ледней (считается, что тип транзистора предварительно выбран и его
низкочастотные и высокочастотные параметры в рабочей точке из­
вестны).
Далее в подробной записи приводится другая возможная последо­
вательность расчета, примерно соответствующая второму варианту
расчета, указанному в описании схемы 4.2.
1. Исходя из требуемого коэффициента усиления находят экви·
валентное сопротивление Ro и далее сопротивление резистора R
(сопротивления Rн и Rст предполагаются известными).
124


2. Ориентировочно выбирают отношение тс/-r:. (предваритель­
но его можно принять равным двум или трем).
3. Определяют постоянные времени т 1 и т5 •
4. Находят безразмерные эквивалентные постоянные времени
т./ и т./' (т8
1
= тс/т).
5. Рассчитывают коэффицненты а и Ь и по ним при Ь -< 2 с по­
мощью графиков рис. 4.13 и 4.14 находят обобщенное время установ­
ления t; и выброс б. При Ь > 2 и монотонном процессе установления
b-Jfьt_ 4
(условие его существования: а
-< 1) обобщенное время ус-
2
тановления определяют по формуле Элмора
t~= 2,2 vь2-а2-2
6. Рассчитывают время установления t у·
7. С учетом принятого отношения тс/т рассчитывают емкость кон­
денсатора в цепи эмиттера
с=(:с) ;.
Если выброс в переходной характеристике или время установ­
ления окажется больше допустимого, то следует, задавшись другим
отношением тс/т, произвести перерасчет схемы. Надо 11меть в виду,
что с увеличением выброса снижается время нарастания фронта им­
пульса. Поэтому, если в результате расчета выброс получился мень­
ше допустимого, то это указывает на возможность (при необходимости)
некоторого сокращения времени установления выбором большей по­
стоянной времени Те·
Пример 4. 3. Рассчитать основные параметры каскада предвари­
тельного усиления с комплексной отрицательной обратной связью
по току на транзисторе П403 при разных отношениях тс/т. Коэффи­
циент усиления Ко= 16. Сопротивление резистора в цепи кол­
лектора R к = 910 Ом. Входное сопротивление схемы стабилизации
рабоче~! точки Rст = 2500 Ом. Предполагается, что следующий каскад
такой же. Параметры транзистора П403 в рабочей точке: g 21 =
= 80мА/В,g11= 0,0015См,Гб=40Ом,С11=5пФ,т=0,007мкс.
Определяем эквивалентное сопротивление (исходя из формулы
коэффициента усиления):
R0=Ко=
16
= 200 Ом.
g21
80 · 10-а
Находим сопротивление R' и далее, воспользовавшись выражением
для R о, определяем сопротивление резистора R в цепи эмиттера:
R'=---
1
1
-+-
Rк Rст
---
1
-- = 667Ом,
1
1
910 + 2500
125


R'
--gнR'-1
R= _R~o_____
g21 + gll
667
200-1,5 .10-з ·667- 1
~16Ом.
80.1о-~+1•5 .10-а
Рассчитываем постоянные времени Tt и тs, а также отношения
t/t и t/t:
tt= (1+g~1Гб)СкRо=(1+80· 10-з ·40)5·10-12
· 200 •108=
= 0,0042 МКС,
t=
g21R' СR= 80.10-з .667 .5
.
lo-1i . 200
.
1ов =
s 1+g11R' к
0
1+1,5 · 10-~
· 667
= 0,0267 мкс,
'tf - 0,0042 - о6
-:;- - 0,007 -
'
'
2!.. = 0,0267 = 3,82.
't
0,007
Для определения безразмерных эквивалентных постоянных вре­
мени т 8 " и т 8 "' при разных отношениях т с/т их выражения удобно
представить в следующем виде:
где
т1= ..!L + R,
0
(1+_в_)+~+-1 ,
t
R
'б
Rб
-r
т2= g11Ro+~~ •
тз= ..!L + &._
+&..+i.
't
R'
'б
t
Определяем m1, m2 и m3:
т=..!L+& (1+~)+& +2. =0,6+
200
(1+~)+
1
't
R.'
'б'б't
667
40
200
+- +3,82 = 9,84.
40
mz=g11Rп+&=1,5 ·lо-з.200+200
= 0,6,
R'
667
=.2..+&+&+2-= о6+
200
+
200
+382= 97'2
тзt
R'
'б "!'
,
667
40
'
'
•
Таким образом, для тз" и т ""' получаем
't:= 9,84+0,6
= v9,72 :с.
126


Имея в виду, что
'
't
'ts =-с
't
'
"
'tэ
'tз
а= -,-" и
Ь= -,-",
'tз
'tз
задаемся значениями т cf't = 2, 4, 6 и 8 и последовательно определяем
т"", т 0"', а и Ь. Результаты расчета заносим в табл. 4.1.
'
't
'ts =-с
't
2
4
6
8
11,04
12,24
13,44
14,64
4,40 0,455 2,51
6,23 0,641 1,96
7,63 0,787 1,76
8,80 0,910 1,66
Таблиц а 4.1
ly' мкс 1С,пФ
о
4,44
О, 137
910
<0,1 2,74
0,119
1800
0,8 2,04
О, 109
2700
3,0 1,66
О, 102
3600
При тс/т = 2 коэффициент Ь больше двух. Кроме того, а< 1.
Следовательно, процесс установления в схеме будет монотонным
(о=О). Воспользовавшись формулой, справедливой для случая монотон­
ного процесса, рассчитываем обобщенное время установления
t~= 2,2уь2- а2-2= 2,2 v2,5I
2- о,4552- 2 = 4,44,
ty = t~ 't~·· 't = 4,44 · 4,40 · 0,007=О,137 мкс.
При Ь < 2 процесс установления является колебательным.
С помощью графиков р.ис. 4.13 и 4.14 находим выброс 6 и обобщенное
время установления ty' (по коэффициентам а и Ь) при разных отно­
шениях тс/т и рассчитываем время установления по формуле iy =
= tу'т ,,/"т.
В заключение определяем емкость конденсатора в цепи
эмиттера по формуле
с= (:с) ~
и выбираем ближайший номинал (см. приложение 7). Результаты
расчета заносим в табл. 4.1 .
Как видно из таблицы, с увеличением отношения т сlт возрастает
выброс и уменьшается время установления фронта импульса. Сравни­
вая результаты расчета каскада с параллельной коррекцией (см.
пример 4.2) и каскада с комплексной отрицательной обратной связью
по току, следует отметить, что последний при том же усилении и вы­
бросе того же порядка характеризуется несколько большим временем
установления фронта усиливаемых импульсов, т. е. меньшей доброт­
ностью (при принятых исходных данных).
127


Схема 4,5 * (рис. 4.17)
Эмиnерныii nовторитеnь
Эмиттерный повторитель характер1вуется значительно большим
входным сопротивлением и мен1:шей входной емкостью, чем каскад
с активной или с комплексной отр1щательной сбратной связью по току
и, тем более, каскад по схе!\;е с осщим эмиттером, имекщий в цепи эмит­
тера ячейку R 3С 3 с большой постоянной времени. Поэтому эмиттер­
ный повторитель целесообразно использовать в качестве входного
каскада в тех случаях, когда источник сигнала обладает значительным
-fп
Ун
Рис. 4.17 llринuипнальная схема
эмиттерного повторителя, нагру-
женноrо на проводимость Ун (вспо­
могательные цепи не показаны)
внутренним сопротивлением (это
позволяет поднять коэффициент
передачи входной цепи) или отно­
сительно большой выходной емко­
стью, а также когда по тем или
иным соображениям нельзя допу­
стить шунтирование источника
сигнала малым входным сопроти­
влением транзисторного каскада,
не имеющего цепи отрицательной
обратной связи, которая способст­
вовала бы увеличению входного
сопротивления.
Как всякий каскад с отрица­
те.11ьной обратной связью (в эмит­
терном повторителе имеет место стопроцентная последовательная
обратная связь по напряжению), эмиттерный повторитель отлича­
ется стабильностью режима работы.
Ценные качества каскада, имеющего цепь отрицательной обрат­
ной связи, позволяют эффективно использовать эмиттерный повтори­
тель в качестве согласующего звена (см. гл. 5). Сочетание эмиттерного
повторителя (в качестве первого каскада) с каскадом, характеризую­
щимся относительно большим усилением и соответственно большой
входной динамической емкостью, дает возможность создать усили­
тельную секцию, отличающуюся высокими качественными показате­
лями. Малое выходное сопротивление эмиттерного повторителя спо­
собствует уменьшению влияния входной емкости второго каскада на
параметры усилительной секции.
Для схемы 4.5, как и для схем 4.1-4 .4, входное комплексное со­
противление представляется эквивалентной схемой рис. 4. 11. Зна­
чения элементов эквивалентной схемы определяются выражениями:
* См. опнсанне схемы 4.2.
128


где Kn - коэффиuиент передачи эмиттерного повторителя.
1
При г6 « - входное сопротивление и входную емкость можно
gll
приближенно определить с помощью следующих формул:
R
Rст
вх
= ____.. .. :..:_ ____
1+g11Rcт(1 - Kn)
С='t(1- Кп)+КС
вх
пк·
'б
Про11есс установления в схеме 4.5 при нагрузке на сопротивление
R11 и емкость Сн в зависимости от их данных можrт иметь монотонный
нли 1солебательный характер [19, 28, 32]. При нагрузке на входную
проводимость каскада с общим эмиттером, транзистор которого имеет
в рабочей точке та1<Ие же параметры, как и транзистор эмиттерного
повторителя, проuесс установления в схеме протекает монотонно.
Приведенные выражения элементов эквивалентной схемы входной
uепи справедл11вы в случае, если выброс в переходной характерис­
тике эмиттерного повторителя отсутствует или мал при времени
1 2...:... 3
установления ly > ' ·
. При
значительной емкости нагрузки,
fт
соответствующей большому выбросу, изменяется характер входного
сопротивления ::.миттерного повторителя. Активная составляющая
входного сопротивления приобретает отриuательный знак, а экви­
валентная схема входной uепн повторителя в этом случае содержит
также и индуктивность. Кроме того отметим, что при большой ем­
кости нагрузки выходное сопротивленне эмиттерного повторителя име­
ет индуктивный характер. Подробные сведения, касающиеся работы
эмиттерного повторите.rтя (и, в частности, при большой емкости на­
грузки) изложены в работах Т. М. Аrаханяна (32], Г. В. Войшвилло
( 19] и Б. Н. Файзулаева (40].
Коэффиuиент передачи Кп = (g 21 + g11)R о·
l. Нагр1рка:
(
.
•
1)
СнURнУн=JФСн+Rн
Эквивалентное сопротивление
Ro = --------
1
1
g21+gll+-+-
Rз Rн
Время установления tY = !у'т~"т.
Коэффиuиенты
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
1
' t =-----
э (g!l+gll)Гб1
129


't~·=& +& +& +2!...
-
_.: :,._
+~'
'бRзRн
't
't
't
-
•н
." v-;;-
'tэ -
-·
't
Постоянные времени "r 1 = (l + g21ru)CнRo. Т5 = Ci;Ro, "rн = C11 R0•
Для схемы 4.5 пrи нагрузке на С11 и Rн применимы указанные в
описании схемы 4.2 выражения переходных характеристик, формула
выброса б, формула Элмора и графики зависимости обобщенного вре­
мени установления t ./ и выброса б от коэффициентов а и Ь. Порядок
расчета аналогичен приведенному в описании схемы 4.2 .
2. Нагрузка: входная проводимость каскада без отрицательной
обратной связи (Ун = у ux)
где
Эквивалентное сопротивление
Ro=-------
1
g21 +2g11 +R:
1
1.1
-=-+-.
R'
Rэ
Rст
Время установления fy = 2,2-r э·
Эквивалентная постоянная времени
"э= 'ti
"s
't
-
+-
•
++(
2Ro
Ro)
'б
R'
Постоянные времени:
' 1 = (l +g21Гб)СкRо, "s =(К~- l)СкRо,
где Ко' - коэффициент усиления следующего каскада.
;1. Нагрузка: входная проводимость каскада с активной или с
комплексной отрицательной обратной связью по току (Ун= У вх.св)
Эквивалентное сопротивление
Ro=
,
gll
1
g2l+gll+1 +R:
где
1
1
1
R' = Ё4+Rст'
r= l+g21R+gнR;
1 -глубина обратной связи в каскаде с отриuате.11ьной обратной связью
по току (R - сопротивление обратной связи в цепи эмиттера тран­
зистора этого же каскада).
время установления t у = 2,2 тз•
130


Эквивалентная постоянная времени
tэ=t1+ts 't
-
-
-,
•
+(Ro+Ro+Ro)
'б'бlR
Постоянные времени
t1= (1+g21rб)СкRо, 'ts = (К~ - 1)СкRо,
где Ко' - коэффициент усиления каскада с отрицательной обратной
связью по току.
Схема 4.6 (рис. 4.18)
Входна11 цепь
Параметры источника сигнала - его внутреннее сопротивление
Rr (Rr = ~г) и выходная емкость С r предполагаются известными
из технического задания. Выбор схемы
R _J_
и активного элемента первого каскада
г9г
оказывает существенное влияние на
r--c:::.t---....--!Zi
параметры входной цепи - ее коэффи­
циент передачи и время установления.
Если внутреннее сопротивление ис­
точника сигнала относительно велико,
то в этом случае применение каскада с
отрицательной пбратной связью по току
или эмиттерного повторителя в качестве
первого каскада усилителя позволяет
улучшить параметры входной цепи,
увеличить коэффициент передачи.
Рис. 4.18. Принципиальная
схема входной цепи. Увх -
входная проводимость пер·
вого каскада
Переходная характеристика входной цепи, если не предусматри­
вать введение в нее корректирующей катушки индуктивности, носит
монотонный характер.
Коэффициент передачи и время установления входной цеп11 зави­
сят от значений низкочастотных и высокочастотных параметров ак­
тивного элемента первого каскада, в связи с чем указанные пара­
метры вошли в приводимые далее расчетньiе формулы. В расчетные
формулы входит также Rст- входное сопротивление схемы стаби­
лизации рабочей точки транзистора первого каскада.
Коэффициент передачи Кп= g гRо.
Время установления t у = 2,2-с э·
Переходная характеристика h (t) = 1 - е
~э
1. Нй2рузка цепи: входная проводимость каскада без отрицательной
обратной связи
Эквивалентное сопротивление
Ro=------
1
gг+R"11 +R-
ст
JЗI


Эквивалентная постоянная времени
Тз=Ts +т(gгRо + Ro + _Вд._) +'tг·
Rст
r5
Постоянные времени: Т5 = КоСнRп, тг =С гRо, где Ко - коэф­
фициент усиления первого каскада.
2. Нагрузка цепи: входная проводимость каскада с активной или
с 1тмплексной отрицательной обратной связью по току
Эквивалентное сопротивление
Ro = -----------
1
gll
gг+ -+------
Rст · 1+ R(g21+gн)
Эквивалентная постоянная времени
тз=Ts +тr+т[gгRo +
Ro
+ ~]·
(1+Rg21+Rg11)r5
Rст
Постоянные времени: Т5 = КоСкRо, Тг =С гRо, где Ко - коэф­
фициент усиления первого каскада.
3. Нагрузка цепи: входная проводш.tость эмиттерного повторителя
Эквивалентное сопротивление
Ro = ----------
1
gг+R-+gн(1- К~)
ст
Эквивалентная постоянная времени
[
R
Ro(1- К~)]
'tз="s+'t gгRo+_о+
+ 'tl"
Rст
Гб
Постоянные времени: Ts= Кп'С кRо. т r = с ,.Ro·
В приведенных формулах Кп' - коэффициент передачи эмиттер­
ного повторителя.
§ 4.2. РАСЧЕТ ВСПОМОГАТЕЛЬНЫХ ЦЕПЕI'! КАСКАДОВ
НА &ИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
К основным вспомогательным цепям каскадов на биполярных тран­
зисторах Относятся:
а) схемы стабилизации рабочей точки, обеспечивающие требуемый
режим работы транзисторных каскадов,
6) цепи связи (усилителя с источником сигнала и нагрузкой, а
также между каскадами),
в) развязывающие цепи.
Вспомогательные цепн, характеризующнеся бо.1ьшой постоянной
времени, вызывают, как уже отмечалось, 1:скажение плоской верши­
ны импульса. Поэтому выбор элементов вспомогательных цепей (ре-
132


311 сторов и конденсаторов) следует производить так, чтобы эти uепи,
удовлетворяя своему назначению, вместе с тем не искажалн п.1оской
вершины импульса больше, чем это допускается по техническим тре­
бованиям к усилителю.
При выборе режима работы транзисторного каскада, расчете его
схемы стабилизации рабочей точ1ш и схемы коррекuии опреде.ТJяются
сопротивления всех резисторов, входящих в схему каскада. Таким
образом, задача состоит в основном лишь в выборе емкости конден­
саторов, входящнх во вспомогательные цепи, с таким расчетом, чтобы
искажение плоской вершины импульса не превысило допустимого
значения.
В этом параграфе даны описания разных схем с указанием формул
для расчета спада (подъема) плоской вершины импульса, вызывае­
мого отдельными цепями каскада. При расчете отдельной цепи в
общем случае следует, задавшись спадом плоской вершины импульса
(за счет отдельной uепи он не должен превышать, как правило, 1-
2 %)" определить емкость конденсатора и далее выбрать его с ближай­
шей (к найденной) номинальной емкостью (см. приложение 7).
Если известен примерный интервал емкостей конденсаторов, обыч­
но используемых в той или иной цепи, то в этом случае удобно, выбрав
конденсатор с номинальной емкостью нз указанного интервала, оп­
ределить соответствуюиu1й спад плоской вершины и~шульса.
Примеры расчета вспомогательных uепей усилитеJ1я приводятся
в§5.4.
Спад вершины импульса данного каскада определяется не только
вспомогательными цепями, непосредственно обеспечивающими режим
его работы. H:i характер воспроизведения вершины импульса оказы­
вает влиянне цепь с вязи, пос·rоянная времени которой З(IВПсит от
результирующего входного сопротивления следующего касl\ада (если
рассматриваемый каскад является предварительным) или от сопротив­
ления нагрузки (если рассматриваемый каскад является оконечным).
В общем случае постоянную времени uепи связи можно предста-
вить выражением
'tc= Се(R~+R:),
где Се -ем1юсть конденсатора связи; R0 '
-
составляющая общего
сопротивления цепи связ11, зависящая от схемы данного каскада;
R~ - результирующее входное сопротивление следующего каскада
с учето~1 его цепи стабилизаuии или сопротив.1ение нагрузки (если
данный каскад выходной).
В качестве примера определим сопротивления R 0 ' и R~ для схе­
мы, представленной на рис. 4. 19. Здесь в первом каскаде применена
схе~1а стабилизации рабочей точки с отриuателыю~"1 обратной связью
по току и напряжению. Величина R/ опре~\еляется сопротивлением
паралле.11ьной uепи из резисторов R* и R к (по переменно\lу току они
соедннены параллельно, если иметь в внду присутствие I\онденсатора
большой емкости СФ), т. е.
R~ = R.,,Rк
.
R.+Rк
133


Заметим, что при определении R с' влиянием выходного соnротив­
ления биполярного транзистора допустимо пренебречь, так как для
1
1
импульсного усилителя обычно g22 « - + -
.
R*
Rк
Во втором каскаде действует отрицательная обратная связь по току
за счет нешунтированноrо конденсатором большой емкости резистора
R 81 в цепи эмиттера. Обратная связь по току обусловливает умень­
шение входной проводимости каскада, которая для рассматриваемого
случая в первом приближении (при г6 « -
1
- ) равна
g11
'
g11
g,, =
'
1+(g21 +gн) Rз1
где 1 + (g21 + g11)Rэ1- глубина отрицательной обратной связи.
-Еп
РИс. 4.19. К расчету вспомогательных цепей
усилителя
Таким образом, результирующее входное сопротивление второго
каскал.а с учетом его схемы стабилизации представляется выражением
где
1
Rст -,
g,,
Rc =---
1
Rст+-.
gll
R1R2
Rcт=--­
R1 +R2
Для схем, приведенных на рис. 4.20, а, 6 и в результирующее
входное сопротивление определяется одинаковыми выражениями.
Введение в коллекторную цепь транзистора схемы рис. 4.20, а и в
фильтрующей ячейки не изменяет Rс".
Представляют интерес два случая.
а. Отрицательная обратная связь по переменному току отсут­
ствует (R 01 = О). При этом
R~= 1
1
Rr"+R;"+gll
!З4


б. Действует отрицательная активная или
связь по току (R э~ =:/=- О). В этом случае
1
комплексная обратная
Рис. 4.20 . К расчету вспомогательных цепей усилителя
Иногда в цепь базы транзистора следующего каскада включают
корректирующую ячейку (рис. 4.21 ). Это применяется в том случае,
если нельзя (например, из-за снижения напряжения на коллекторе)
увеличить общее сопротивление коллектор­
ной цепи предшествующего каскада. Резуль­
тирующее входное сопротивление для схемы
рис. 4.21 определяется, так же как и для
-Еп
схе~1 рис. 4.20 .
Се
Как видно из рис. 4.21, резисторы R* и R1 .0-J1-r-~1-1
одновременно являются элементами схемы
стабилизации рабочей точки биполярного
транзистора и элементами корректирующей
цепи. Общее сопротивление резисторов R * +
+ R1 находится из расчета схемы стабилиза­
ции, а соотношение R* и R 1 определается
исходя 1в требуемого подъема плоской вер­
шины импульса. При этом следует 1шеть в
виду, что с у~1еньшением R, увеличивается
подъе~.1 вершины (Лкор), но вместе с тем па­
дает входное сопротивление схемы стабили­
Рис. 4.21 . К расчету
вспомогательных цепей
усилителя
зации, а следовательно, уменьшается возможный коэффициент усиле­
ния предшествующего каскада. Подъем плоской вершины импул1->са
за счет корректирующей ячейки в цепи базы определяется формуло11
135


Л..;ор = CR1 [1 + R1(
g11
+-
1- +-1
-)],
l+g21Rз1 + g11Rз1 Rк.n R2
где Rii.n - сопротивление в цепи коллектора предшес1вующего кас­
када; t11 -
длительность импульса.
Приведенная формула подъема вершины импульса за счет коррек­
тирующей цепи справедлива при условии, что
r
''С
0--J
-Еп
Рис. 4.22 . К :>&счету
вспо~1оrательных цепей
усилителя
R ""~­
*//2С
Для эмиттерного повторителя (рис. 4.22)
результирующее входное сопротивление
R с" приближенно (при r6 « -
1
-) опреде­
gн
ляется выражением
R~· =
___ ___
1_____
1
1
R;+R
2
+(1 - Кп)g11
где К"- коэффициент передачи эмиттерно­
rо повторителя.
Схема 4.7 lрис. 4.23)
К расчету вспомоrвтепьных цeneif каскадз
(в каскаде нспоnь:ауетс.11 С)(ема стаб•шн:аацнн рабоче.:~ точки
с отрнцатепьноlf обратнон связью по току)
Спад плоской вершины импульса создают цепи связи и эмиттера.
Фильтрующая ячейка СФRФ выполняет также и корректирующую
функцию, обусловливая подъем плоскоii всршнны импульса.
Спад п.rюской вершины им-
___ __ __,_ _ ___ ___ _-_[,..;п;...
пуль са за счет цепи связи
Рве. 4.23 . К расчету вспомогательных
ueпeii каскада с эмиттерной схемой ста·
билнзацнн
136
где t11 -
длительность усилива­
емого и:--шульса (расчет выпол­
няется, как правило, для им­
пvльса максимальной длитель-
н~сти); R~ - результирующее
входное сопротивление следую­
щего каскада или сопротивление
нагрузки (указания по оп­
ределению R~· приведены в на­
чале настоящего параграфа).


Спад плоской вершины импульса за счет цепи эмиттера
л=
э
(g21 + gll) fн
Сэ
Подъем плоской вершины импульса за счет цепи фильтрующей
ячейка
Формулы для Л 8 и ЛФ справедливы при выполнении соответст­
венно следующих условий:
R ''~и R ))~.
3//2С
Ф2С
з
ф
Результирующее искажение плоско!~ вершины импульса
л=Лс+Лэ- Лф.
Если значение Л отрицательно, то это означает, что каскад ха­
рактеризуется подъемом плоской вершины импульса.
В схеме 4.7 конденсатор С 0 большой емкости блокирует резистор
R 0 , поэтому отрицательная обратная связь по переменному току в
!(аскаде отсутствует. Случай, когда конденсатор блокирует часть об­
щего сопротивления в цепи эмиттера, рассматривается далее (см.
схему 4.10).
Схема 4.8 * (рис. 4.24)
К расчету вспомоrатеnьных цenelf каскада (в каскаде исnоnьзуется
комбинированна11 схема с1абиnнзации рабоче.:~ точки с отрица1еnьноlf
обратноi; связью по току и напряжению; напряжение обратной связи
снимается с резисторов R, и RФ)
В отличие от схемы 4. 7 в схеме 4.R стабнт1заuия положения рабочей
точки биполярного транзнстора выполнена с использованием резис­
тора RФ, что позволяет при прочих равных условиях (со схемой 4.7)
уменьшить коэффициент нестабильности (см. гл. 3).
Очевидно, что при наличии резистора R2 в рассматриваемой схеме
имеет место отрицательная обратная связь по напряжению, влияю­
щая на воспроизведение вершины импульса (влияние на воспро­
изведение фронта импульса практически отсутствует ввиду большой
постоянной времени СФRФ)·
В сочетании с элементами R1 и R2 схемы стабилизации цепь СФR Ф
может обусловить как подъем, так и спад плоской вершины импульса
в зависимости от значений элементов схемы. Это объясняется еле-
* См. оnнсание схемы 4.7.
137


дующим образом. При подведении к базе транзистора импульса, на­
пример, положительной полярности на резисторе R н сразу появится
импульс напряжения (если пренебречь временем нарастания фронта
импульса). Конденсатор СФ начнет заряжаться. На его обкладках воз­
никнет нарастающее со временем напряжение. Последнее добавляет­
ся к напряжению на резисторе R и и одновременно, с учетом коэффи-
-
Е
циента передачи цепи отри-
-------1~------п-
цательной обратной связи,
R"с
Рис. 4.24. К расчету вспомогатель­
ных цепеli каскада с комбинирован­
ноli схемой стабилизации
подводится к базе транзисто­
ра. В результате действия
отрицательной обратной свя­
зи с зарядом конденсатора
СФ напряжение на резисторе
R н начнет уменьшаться, а
скорость заряда конденсатора
СФ замедлится. Таким обра­
зом, импульс на выходе ка­
скада за счет этой цепи бу­
дет иметь подъем плоской
вершины, если напряжение
на конденсаторе СФ возрастет
на величину, большую той,
на 1юторую уменьшится на-
пряжение на резисторе R и·
В противном случае импульс на выходе ввиду преобладающего влия­
ния цепи отрицательной обратной связи будет иметь спад плоской
вершины.
Спад плоской вершины за счет цепи связи
Лс=
tи
Се (Rк+R~)
Спад плос1<0й вершины импульса за счет цепи эмиттера
(при Rэ)) 2--).
2Сэ
Искажение плоской вершины импульса за счет совместного дей­
ствия цепи фильтрующей ячейки и цепи отрицательной обратной связи
по напряжению
л-
с
(
R"
Ф- R~+Rк
R;
)t
R;+R2 Ко с:Rк.
Ri' - ---
1
---
1
1•
gн +R;°+ R*
где
Ro= 1
1,
-R +/Т'
к
с
R*- сопротивление в цепи коллектора предшествующего каскада.
Формула для ЛФ справедлива при условии RФ '' __!!!._
//2СФ.
138


Если входной каскад усилителя выполняется по схеме 4.8, то при
расчете искажения вершины импульса за счет действия ячейки СФRФ
и uenи отриuательной обратной связи необходимо учесть внутреннее
сопротивление источника сигнала R г· При этом
•
1
Ri -------
1
1
gll+R;+R;
Результирующее искажение плоской вершины импульса
Л=Лс+Лэ- ЛФ.
Как следует из предыдущего, за счет ячейки СФRФ и цепи отри­
цательной обратной связи возможен I{aI< подъем, так и спад плоской
вершины импульса. Поэтому в последней формуле следует учитывать
знак ЛФ·
Схема 4.9 * (рнс. 4.25)
К расчету вспомоrатеnьных цenelf каскада (в каскаде нспоnьзуетс11
комбиннрова1iна11 схема стабнnизации рабочем точки с отрнцатеnьном
обретноlf св11зью по току и напр11жению; напр11жение обретноlf св11зи
сннмаетс11 с резисторов Rэ и Rи)
В схеме 4.9, так же ка1{ и в схеме 4.8, действует отрицательная
обратная связь через элементы схемы стабилизации рабочей точки
транзистора. В зависимости от соотношения величин элементов схе­
мы сложная uепь, содержащая
СФ• может вызвать как подъем,
так и спад вершины импульса.
Механизм возникновения спада
или подъема вершины импульса
за счет этой цепи в основном
аналогичен рассмотренному в
описании схемы 4.8 .
Преимуществом схемы 4.9 по
сравнению со схемами 4.7 и 4.8
является возможность при той же
эффективности схемы стабилиза­
uии рабочей точки несколько
уменьшить сопротивление посто­
янному току в цепи коллектора
в связи с исключением резисто­
ра RrJ" Вместе с тем схема ста-
Рис. 4.25. К расчету вспомоrатель·
ных цепей каскада с комбииирован·
ной схемой стабнл иза цни
билизаuни, дополненная конденсатором СФ, способна при соот­
ветствующем выборе соотношения между сопротнвлениями резисторов
R; и R2 " (общее сопротивление R2 ' + R~ = coпst, оно определяется
из расчета схемы стабилизаuии) выполнять также и корректирующую
функuию. При этом следует иметь в виду, что коэффиuиент усиления
* См. опнсанне схем 4. 7 н 4.8.
139


схемы 4.9 зависит от выбора сопротивления резистора R 2 " ,
так как
по переменному току R2" и Rн соединены параллельно. С уменьшением
сопротивления резистора R 2'' возрастает корректирующая способ­
ность схемы, но одновременно падает коэффициент усиления. Отметим
также, что с уменьшением R 2" соответственно увеличивается R 2
1
,
в связи с этим входное сопротивление схемы стабилизации рабочей
точки транзистора возрастает (и наоборот). Заметим, что для схемы 4.S
R,R;
Rст =
'·
R1+R2
Спад плоской вершины импульса за счет цепи связи
где
,
RкR;
Rк = -----,,....
Rк+R;
Спад плоской вершины импульса за счет uепи эмиттера
Л = (g21+g11)fи (при Rэ»~)
э
Сз
2С3
Искажение плоской вершины импульса за счет схемы ста били-
зации
лф= (
R~- R0
R;
Ко) lи
R~
R;+R;
СФR; '
где
R~ =----
1
1
-+ -.
Rк Rc
Ro=-------
1
1
1
-R . +R+7
2
к
с
Здесь R* - сопротивление резистора в цели коллектора предше­
ствующего каскада (R* = Rк.прсд) или сопротивление источника сиг­
нала (R * = R г), если данный 1саскад - первый. При использовании
в предшествующем каскаде такой же схемы стабилизации рабочей
точки, как и в данном,
R*=
Rк. пред R; "пред
Rк. пред+ R2 пред
Для подъема плоской вершины импульса, как следует из выраже­
ния ЛФ, необходимо выполнить следующее условие:
R~-Ru
R;
--.-->
.
. Ко·
l<o
R1+R2
140


Результирующее искажение плоской вершины импульса
Л=Лс+Л3- ЛФ.
В последней формуле ЛФ следует взять с учетом ее знака (при
выполнении приведенного выше условия подъема вершины импульса
ЛФ следует приписать знак «+»).
Схема 4.10 • lрис. 4.26)
К расчету вспомоrатеnьных цепей каскада (в каскаде действует
отрицатепьная обратная связь по переменному току чере:а резистор Ra1I
Схема 4.1 О соответствует случаю, когда в каскаде· применяется от­
риuательная активная или комплексная обратная связь по току (см.
~ 4.1, схемы 4.3 и 4.4). При комплексной отриuательной обратной свя­
зи (эмиттерной коррекuии)
параллельно R 01 или ме-
жду эмиттером и корпусом
усилителя присоединяется
конденсатор небольшой ем-
кости. На рис. 4.26 он не
приведен, так как ие ока­
зывает влияния на воспро­
изведение плоской верши- %----1
ны импульса. Заметим, что
t--.--11L
выбор точек его присоеди-
нения не имеет принuи­
пиального значения и оп­
ределяется только из со­
-
Еп
ображений рациональности
монтажной схемы.
Введение эмиттерной
коррекuии способствует
Рис 4.26. К расчету вспомогательных uепей
каскада с эмиттерной схемой стабилиэаuнн
11 с отриuатель11ой обратной связью по пере-
уменьшению спада верши-
менному току
ны импульса в предшест-
вующем каскаде за счет uепи связи, а также некоторому увеличению
подъема вершины в том же каскаде за счет его цепи коррекции
(ячейки фи.11ьтра). Указанный эффе1п обусловлен унеличением вхо.'1-
ного сопротивления каскада, в котором действует отриuательная
обратная связь по току.
Следует подчеркнуть, что при данной схеме стабилиза11и11 (см.
рнс. 4.26) наличие в каскаде эмиттерной коррекuии оказывает влия­
ние н;~ искажение плоской вершины импульса только в предшест­
вующем каскаде. Это означает, что если в данном каскаде имеется
эмиттерная коррекuия, а следующий каскад является реостатным не­
коррект:ированным каскадом, то спад п.'Iоской вершины импульса
в данном каскаде будет таким же, как если бы в нем отсутствовала
коррекция.
* См. описание схем 4.7, 4.8 и 4.9.
141


Спад плоской вершины импульса за счет uепи связи
Л., =
iи
Cc(Rк+R:)·
Спад плоской вершины импульса за счет цепи эмиттера
(при Rэ2 »~)·
2С3
Подъем плоской вершины импульса за счет uепи фильтрующей
ячейки
Рве. 4 27. К расчету вспомога­
тельных цепей каскада с комби­
нированной схемой стабилнэацин
н с отрицательной обратной свя-
зью по переменному току
(приRФ))2~Ф).
Рис. 4.28. К расчету вспомога­
тельных цепей каскада с комби·
ннрованной схемой стабнлнэацни
н с отрицательной обратной свя-
зью по переменному току
Результирующее искажение плоской вершины импульса
Все приведенные формулы для расчета спада плоской вершины
импульса остаются в силе также в случае, когда сопротивление ре­
зистора R 02 равно нулю, т. е. когда ячейка С зR э 2 в цепи эм11ттера
отсутствует, при этом Л 9 = О.
Заметим, что если каскад выполнен по схеме с отрицательной об­
ратной связью по переменному току, соответствующей рис. 4.27 и.rнr
4.28, то в этом случае сохраняют справедливость формулы, приведен-
142


ные в описаниях схем 4.8 и 4.9 с тем отличием, что прн вычислении
ЛФ сопротивление Ri' следует определить по формуле
R;
Схема 4.11 lрис. 4.29)
К рвсчету цепи св11эи усипитеп11 с источником сиrи1п1
Если источник сигнала непосредственно связан с усилителем без
rазделительного конденсатора, то в этом случае входная цепь не вы­
зывает искажения плоской вершины усиливаемых импульсов. При
наличии конденсатора связи во.зникает
спад вершины импульса, который тем зна­
чительнее, чем меньше постоянная време­
ни входной цепи. Постоянная времени за­
висит от внутреннего сопротивления исто­
чника сигнала R r·· емкости конденсатора
связи Се и результирующегп входного со­
противления первого каскада усилителя
R~. Определение последнего приведено в
начале настоящего параграфа.
Следует отметить, что применение во
входном каскаде отрицательной обратной
связн по току или использование в качест-
Rj'
Рис. 4.29. К расчету це·
п11 связи усилителя с
источником сигнала
ве входного каскада эмиттерного повторителя способствует (наряду с
улучшением других качественных показателей) меньшему иск::~же­
нию плоской вершины импульса.
Спад плоской вершины импульса
Л= iи
вх
(
")
Се Rr+Rc
§ 4.3 . РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ КАСКАДОВ
НА ЛАМПАХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Каскады на лампах и каскады на полевых транз.исторах рассмат­
рнваюкя совместно в связи с близостью их характеристик и анало­
гией, существующей между расчетными формулами для идентичных
схем на этих активных элементах.
Описание схем в основном является общим для обоих активных
элементов. В начале каждого описания указываются формулы, яв­
ляющиеся общими (по своей форме записи) для обоих активных эле­
~1ентов, и далее дается их раздельная расшифровка с частными заме­
чаниями для схемы на лампе и для схемы на полевом транзисторе.
143


Современным требованиям в отношении микроминиатюризации
аппаратуры особенно хорошо удовлетворяют полевые транзисторы. Их
применение в простейших схемах, не содержащих в качестве коррек­
тирующих элементов катушки индуктивности, позволяет получить
высокий уровень интеграции.
Использование схем на лампах, имеющих габариты, значительно
превосходящие размеры транзисторов и обладающих меньшими чем
транзисторы надежностью и сроком службы, в настоящее время огра­
ничено особыми случаями, когда представляется сложным получение
необходимых качественных показателей схемы при ее выполнении на
транзисторах и по другим причинам (отсутствие транзисторов с нуж­
ными параметрами, дополнение новым блоком существующего радио­
технического устройства, содержащего лампы и пр.).
Зависимость параметров полевого транзистора от температуры, их
разброс и повышенная чувствительность схемы к возможному откло­
нению величин входящих в нее элементо!i! из-за значительной внутрен­
ней обратной связи через емкость затвор-сток затрудняет применение
в каскаде на полевом транзисторе таких способов коррекции, которые
критичны к изменению данных схемы (сложные схемы коррекции).
Схема 4.12 (рис. 4.30)
Реостатныlf каскад
Реостатный каскад широко применяется в связи с простотой схемы
и возможностью компактного выполнения усилителя из реостатных
каскадов. В переходной характеристике каскада отсутствует выброс.
+Еп
О)
r'i)
Рис. 4.30. Принципиальная схема реостатного каскада
(вспомогательные цепи не показаны):
а - реостатный каскад на лампе; б - реостатный каскад на полевом
транзисторе
Это касается также и усилителя, если он собран из реостатных некор­
ректированных каскадов.
Включение в состав усипителя некорректированного каскара,
имеющего монотонную переходную ха рактернстнку ,способствует умен ь-
144


шению выброса в переходной характеристике усилителя, если другие
каскады, имеющие коррекцию, дают выброс. Такое же влияние на
ЕЫброс в переходной характеристике оказывают каскады, выполнен­
ные по другим схемам (см. далее), если они характеризуются монотон­
ной переходной характеристикой.
Недостатком схемы является сравнительно малая добротность,
что делает невыгодным применение этой схемы для усиления доста­
точно коротких импульсов при времени установления в пересчете
на один каскад поряд1<а 3,6 C/S и значительном общем коэффициенте
усиления уси.1Jителя.
Приводимые далее формулы справедливы при условии, что цепи,
обеспечивающие режим работы каскада по постоянному току, филь­
трацию и связь со следующим каскадом или нагрузкой, имеют пос­
тоянные времени, которые значительно больше постоянной времени
CRo·
Коэффициент усиления Ко= SRo.
Время установ:Iения t у = 2,2т 8.
Переходная характеристика h (f) = 1 - е
Эквивалентное сопротивление
R= RRи
0
R +Rн
's
Эквивалентная постоянная времени т 0 = CRo.
Общая емкость нагрузки каскада
С= Св 14 х. л +С"+ См (каскад на лампе),
С =Сси + Сзс + С" (каскад на полевт.1 транзисторе).
Входная емкость
Свх = СБх. , + См (каскад на лампе),
Cnx = Сзн + Сзс (1 +- К0) (каскад на полевом транзисторе).
Ec.riи каскад является предварительным, то емr<ость нагрузкп Си
и сопротивление нагрузки Rн представляются соответственно вхп,r~­
ной емкостью и входным сопротивлением с.rrедующего каскада. При
Rн= оо (случай чнсто с~1костной нагрузки) эквивалентное сопротив­
ление R0 равно сопротивлению режимного резнстора R.
В выражение экв11ва.1ентного сопротивления R0 не введено внут­
реннее сопротивJ1е11ие R; активного элемента, та~< как в импульсно~~
усилителе (как и в широкополосном) активное сопротивление нагрузки
каскада во много раз меньше внутреннего сопротивления лампы (пен­
тода), а также внутреннего сопротивления полевого транзистора.
Входное активное сопротив.r~ение схемы определяется практич.ески
только сопротивлением режимного резистора в цепи управляющего
э.1ектрода активного элемента, которое можно выбрать достаточно
бо.1ьшим.
145


Добротность реостатного каскада на полевом транзисторе, нагру­
женного на такой же каскад, значительно меньше добротности анало­
гичного лампового каскада из-за относительно малой крутизны харак­
теристики тока стока и большой входной динамической емкости сле­
дующего каскада. Поэтому применение последовательности некоррек­
тированных реостатных каскадов на полевых транзисторах ограничено
случаями усплення импульсов сравнительно большой длительности
(поряд!{а нескольких микросекунд и более). Заметим, что использо­
вание комбинированных схем (см. гл. 5) позволяет усиливать также'
и импульсы меньшей длительности.
Приведенную выше формулу входной емкости каскада на полевом
транзисторе следует рассматривать как приближенную, так как она
не учитывает частотной зависимости коэффициента усиления. Это
относится также и к аналогичным формулам, определяющим входную
емкость других, описываемых далее схем.
В отличие от каскада на лампе емкость ~юнтажа в каскаде на по­
левом транзисторе в связи с ее малой величиной допустимо не учи­
тывать.
Схема 4.13 * (рис. 4.Зt)
Каскад с napannenьнoii коррекциеii (наrруэка: Си)
Схема с пара.1лельной (индуктивной) коррекцией наряду со схе­
мой реостатного каскада принадлежит к числу схем наиболее часто
применяемых в импульсных усилителях. Ее достоинства - просто­
та и более высокая по сравнению со схемой 4.12 добротность.
О)
О)
Рис. 4.31. Прииципиальная схема каскада с параллельной
коррекцией, нагруженного на емкость Сн (вспомогательные
цепи не показаны):
а - каскад на лампе; б
-
каскад на полевом транзисторе
Индуктивную коррекцию можно применять не то.rтько в ламповом
каскаде, но и в каскаде на полевом транзисторе. Известно, что при
на.1ичии паразитной обратной связи между входной и выходной цепями
каскада и индуктивной нагрузке может возникнуть отрицательная
* См. описание схемы 4.12.
146


активная составляющая входной проводимости. Однако значительная
внутренняя обратная связь в по,ТJевом транзисторе через емкость
затвор-сток практически не препятствует применению параллельной
коррекции. Как можно показать, птриuательная активная состав­
ляющая входной проводимости возникает лишь при добротности кон­
тура в цепи стока Q > 1 или при коэффициенте коррекции k > 1
(к = LICR 2) на частотах w < уk-Т · Практически коэффициент
CRk
коррекции всегда выбирают меньше единицы, так ка1< при k, близком к
единице, выброс в переходной характеристике каскада достигает десят­
ков процентов. Тем не менее, внутренняя обратная связь через ем­
кость затвор-сток, оказывая влияние на величину входной проводи­
мости, несколько уменьшает стабильность работы схемы. Это особенно
проявляется при достаточно большом сопротивлении нагрузки пред­
шествующего каскада или при бо"'!ьшом внутреннем сопротивлении
источника сигнала, если данный каскад является первым каскадом
усилителя.
Переходный процесс в схеме в зависимости от величины коэффи­
циента коррекции может иметь различный характер. Пр11 k < 0,25
переходная характеристика монотонна. При k > 0,25 в переходной
характеристике появляется выброс. Зависимости обобщенного вре­
мени установления fy' и выброса о от коэффициента коррекции k пред­
ставлены на графиках рис. 2.8 и 2.9, которыми надлежит пользоваться
при расчете схемы. Коэффициент коррекции k следует выбрать, ис­
ходя из допустимого значения выброса, но не менее 0,25.
Корректирующую катушку индуктивностн рекомендуется вклю­
чать между резистором R и источником питания, а не между анодом
лампы (или стоком полевого транзистора) и резистором R в связи
с тем, что в последнем случае паразитная емкость катушки индуктив­
ности на корпус усилителя входит в качестве компоненты в общую
емкость схемы С. Кроме того, при рекомендуеыом способе ВI<лючения
емкость катушки на корпус и распределенная емкость катушки ин­
дуктивности способствуют повышению корректирующей способности
схемы (см. схему 4.17).
Параллельная схема коррекции представляет двухполюсник и
содержит всего один независимый параметр - коэффициент коррек­
ции k. Поэтому схема с коррекцией индуктивностью обладает мень­
шими возможностями, чем сложные схемы коррекции, располагаю­
щими двумя и тремя независимыми параметрами (см. схемы 4.21
и 4.22).
Недостаток схемы - ее чувствительность к отклонению парамет­
ров элементов L, С и R. Это, в частности, может привести к появлению
или увеличению выброса в переходной характеристике. Кроме того,
наличие корректирующей катушки индуктивности затрудняет приме­
нение данного вида коррекции в интегральных схемах на транзис­
торах.
Коэффициент усиления Ко = SR.
Время установления iy = ty'CR.
147


L
Коэффициент коррекции k = -- .
CR2
Переходная характеристика при k < 0,25
(1+у1 4k)2 - I-vi=4ii1· (1- У1- 4k)2 - i+Ут=4kt•
h(t')=1-
е
2k
+
е2k
4у1 4k
4у1 4k
Переходная характеристика при k = 0,25
h(t') = 1- (1+t')е-21'.
Переходная характеристика при k > 0,25
/'
h(t') = 1- e-2k( 1
-
2
k siп
11
4k="I t' + cos V4k"=1 t')
у4k 1
2k
2k
•
Обобщенное время
Выброс
t' =-'-.
CR
arctg V4k=1_"
0 = "Jlke Y4k-I
Общая емкость нагрузки каскада
С = Свых." + Сн +Си (каскад на лампе),
с =сси + еэс + сн (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
Свх = С0х. л + Си (каскад на лампе),
Свх = Сзи + Сэс (1 + Ku) (каскад на полевом транзисторе).
При расчете усилите.аьного блока, содержащего несколько иден­
тичных каскадов по схеме 4.13, следует иметь в виду, что коэффициен-
ты а = 1/k и Ь = IIVk. а время установления определяется по
формуле fy = ty' VFCR.
Схема 4.14 • (рис. 4.32)
Каскад с napannenьнoй коррекцией (наrрузка: Ся и Rя)
Шунтирование цепи LR сопротивлением нагрузю~ ослаб.'Jяет влия­
ние корректирующей индуктивности. В связи с этим схеме 4.14 соот­
ветствуют другие, чем у схемы 4.13, условия выбора величин элемен-
' " См. опис ания схем 4.12 и 4.13.
148


тов схемы. Вместе с тем характеристика схемы параллельной кор­
рекции, приведенная в описании схемы 4.13 для случая емкостной
нагрузки каскада, сохраняет справедливость также и для схемы 4.14 .
+Еп
а)
r5J
Рис 4 32. Принципиальная схема каскада с параллель­
ной коррекцией, нагруженного на емкость Си и сопроти­
вление Rи (вспомогательные цепи не показаны):
а - каскад на лампе; 6 - каскад на полевом тран~нСlоре
SR
Коэффициент усиления Ко = --- .
1+Cla
Коэффициент нагрузки
t' CR
Время установления fy =_У__ •
1+Cla
L
Коэффициент коррекции k = --.
CR2
Коэффициенты а= Vk (1 + с:х2), Ь=
Характер переходного процесса в схеме определяется коэффициен­
том Ь, зависящим от k и а3 • Апериодический процесс установления
в схеме имеет место при Ь >- 2, а колебательный - при Ь < 2.
Далее приведены выражения переходных характеристик, запи­
санные в функции обобщенного времени:
t'=---t___
CRV k1+Cla
149


где
Переходная характеристика при Ь > 2:
1
t --{1'[(
Ь-2а)УЬ'-4,
h(t)=1-2е
1+ __ е-2-1+
уь2 -4
+(1- ь~)е- -rь~-4 ''].
уь2 -4
Переходная характеристика при Ь = 2:
h(t') = 1- (1+t' - at')е-t' ,
Переходная характеристика при Ь < 2:
h(t') = 1- e-at' (1siп~t'+cos~t'),
а-а
1=-~-·
ь
IX= -
2'
Монотонная переходная характеристика имеет место при Ь > 2
иь-
- V'ii2='4 <: 1 чему соответствует об.1асть значений коэффици-
а
2
"""
,
ента коррекции k
При монотонном процессе установления время установления fy
можно приближенно определить по формуле
t = 22kCRуь2
-
а2
-
2
У
'
а
Коэффициент коррекции k при Ь = 2 равен
k = 2+аа- 2vr+a;;
2
•
аа
При колебательном процессе установления (Ь < 2) б и t у' опре­
деляются с по\ющью графиков рис. 4.33 . Выброс 8 можно также рас­
считать, воспользовавшись формулой (1]
150
arctg r~ у 4k-(l-ka.)2l -1t
1
-- ,/ 4k--(l-ka )2
1+kaa r
а


Общая емкость нагрузки каскада
С = Свых. п +Си +Си (каскад на лампе),
С = Сси + Сзс + Си (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
Свх = Свх. л +Си (каскад на лампе),
Свх = СЭI\ +еэс (1 +Ко) (каскад на полевом транзисторе).
t;
2,
~
!,
1
"
и
9
/
~~у ~
v
/
/
8,%
8
7
6
5
4-
J
2
1
1
48
/
б=f.8_
/)о42qt;.qtJ48 142l4l,ti t8(Xq
а)
k·0,5 '--
1-- "
-
/
!{=0,lf
-
-
_. ..
v'-
v
1<·'
:"{
-~
1--
_...
1.-
~
]......--~
7 11'
,..,..-
б/
~
v
/
v
5
1/
б·f.б
4
v-
-"
,J
,,,
(J=!,I/.
2
i..--
1
-
,1
б=!,2
о
~--- 1
»-
9
48q1qв
О}
fj9
а
Рис. 4.33. Графики к определению выброса о и обобщенного времени уста­
новления t>
'
а- зависимость ~ от «а при разных коэффициентах коррекции k; 6 - завнснмость fy от
коэффициента а прн разных коэффнциентах Ь
Порядок расчета схемы 4.14 (предполагается, что Ко, Rн и Си
заданы):
1) исходя из формулы коэффициента усиления определяют R и
далее аа;
2) по допустимому выбросу и коэффициенту а3 с помощью графи­
ков рис. 4.33, а находят коэффициент коррекции k; если нельзя допус­
тить выброса в переходной характеристике каскада, то коэффициент
Ь следует принять равным двум, а коэффициент коррекции k рассчи­
тать по приведенной для этого случая формуле;
3) используя полученные значения k и аа, рассчитывают коэффн·
циенты а и Ь;
4) с помощью графиков рис. 4.33, 6 находят обобщенное время
установления t у' и далее общую емкость нагрузки 1<аскада и время
установления t у;
5) определяют индуктивность корректирующей катушки L.
151


При расчете усилительного блока из нескольких идентичных кас­
кадов по схеме 4.14 (см. § 5.3) время установления следует определить
.
vr-k-
пo формуле fy = ty CR 1 + аа , где ty' находится по графикам
рис. 5.23 -5 .25.
Пример 4. 4 . Рассчитать основные параметры каскада с парал­
лельной коррекцией (см. рис. 4.32, а) на лампе 6ЖI П. Коэффициент
усиления К0 = 7. Время установления t у = 0,06 мкс. Выброс б < 4 %.
Емкость нагрузки С"= 20 пФ. Сопротивление нагрузки Rн= 3,5 кОм.
Считается, что амплитуда импульса на входе усилителя мала. Кру­
тизна анодно-сеточной характеристики лампы 6ЖJ П в рабочей точке
S = 5, 15 мА/В. Выходная емкость лампы С вых . . 11
= 2,35 пФ.
При малой амплитуде импульса напряжения на выходе усилителя
выходной каскад рассчитывается так же, как и каскад предваритель­
ного усиления.
Исходя из формулы коэффициента усиления Ко = --- ; :х 3 =
(
SR
1+-а3
=_в_) определяем сопротивление резистора R и коэффициент а 3:
Rн
R=--R_и__
SRн _
1
Ко
3,5. )()"
----------· 10-3~2,2 кОм,
515•10-а •35·JОЗ
.
'
-1
7
а3=_в__ =~ =0,63.
'
Rн
3,5
Воспользовавшись графиками рис. 4.33, а, по заданному выбросу
б = 4% и коэффициенту а 3 = 0,63 находим коэффициент коррек­
нии k ~ 0,39 и далее рассчитываем коэффициенты а и Ь
а=Vk(1+а3)=}10,39(1+0,63)~0,8,
Ь=
1+0,39. 0,63
f0,39 (1+0,63)
~ l,55.
С помощью графиков рис. 4.33, 6 по рассчитанным коэффициен­
там а и Ь находим обобщенное время установления t/~ 1,34 и далее,
задаваясь емкостью монтажа См = 4 пФ, определяем общую емкость
нагрузки каскада С, время установления t У и индуктивность коррек­
тирующей катушки:
С=Свых."+См+С" =2,35+ 4+ 20~26пФ,
t
t~CR 1,34. 26. 10-12. 2,2. 103 l06 О 047
=
=
.
~
мкс
У 1+аа
1+0,63
'
1
L=kCR2
= 0,39. 26
·
10-
12
(2,2 · 103)
2
•
106 ~ 49 мкГ.
Время установления fy оказалось примерно на 20~о меньше того,
которое требуется по заданию. Поэтому целесообразно оценить воз-
J52


можность удовлетворить требованиям задания при д = О, т. е. при
отсутствии выброса в переходной характеристике каскада. Полагая
Ь = 2, определяем коэффициенты k и а:
k= 2+аа- 2v~ = 2+о,63- 2v1+о,63~02
а;
0,632
'
'
а=Vk(l+а3)= Jf0,2(1+0,63)~0,57.
Обращансь вновь к графикам рис. 4.33, 6, находим обобщенное
время установления t у', соответствующее коэффициентам а = 0,57
иЬ=2.Приэтомfy~1,7.
Рассчитываем время установления и индуктивность корректирую-
щей катушки:
t
_
t~CR _1,7.26.10-12.2,2.10з. 106 ,..,
006
у-
-
,. ... .,
'
мкс,
l+cxa
1+0,63
L= kCR2 = 0,2. 26. 10-12 (2,2. 103)2 • 106 ~ 25 мкГ.
Таким образом, результаты обоих вариантов расчета схемы выход­
ного каскада удовлетворяют условиям задания. В первом варианте
требования задания перевыполняются по времени установления, во
втором - по значению выброса. Из двух приведенных вариантов
предпочтительнее выбрать второй (t у = 0,06 мкс и о = О). При мень­
шем выбросе каскад будет характеризоваться большей стабильностью
своих параметров.
Схема 4.15 * (рис. 4.34)
Реостатныlf каскад с активноii отрицательно.:~ о6ратноlf св11зью no току
Достоинство схемы, обусловленное на.1ичием uепи отрицательной
обратной связи,- повышенная стабильность ее параметров. Переход­
ная характеристика схемы монотонна.
Схема 4.15 характеризуется меньшей, по сравнению со схемой
4.12, входной емкостью. Отсутствие конденсатора большой емкости
в цепи катода или истока позволяет компактнее выполнить конструк­
цию каскада. Между катодом (исто1<ом) и корпусом действует только
небольшая емкость С' (для лампового каскада это в основном емкость
катод-подогреватель), не оказывающая вредного влияния на работу
схемы. Отметим, что при малой емкости в цепи катода (истока) эта
цепь не вызывает спада вершинЬI импульса.
Входное сопротивление каскада на полевом транзисторе практи­
чески определяется входным сопротивлением схемы стабилизации.
Для лампового каскада входное сопротивление равно сопротивлению
утечки R1 (при условии, что R"2 = О). Входное сопротивленnе можно
увеличить, Е.'сли нижний конец резистора R1 присоединить к части об­
щего сопротивления в цепи катода, как это показано на рис. 4.34, а.
* См. описание схемы 4.12.
153


Вводимое в цепь сетки последовательно с резистором R1 напряжение
отрицательной обратной связи, снимаемое с RR 2 , действует навстре­
чу напряжению сигнала и уменьшает входной ток, протекающий че­
рез R1. Это и приводит к увеличению R вх· Большее R RX обусловливает
и большую постоянную времени цепи связи с данным каскадом и со­
ответственно меньший спад вершины импульса за счет этой цепи
(см. § 4.4). На основные параметры схемы R вх практически не влияет
+Еп
-Еп
Rz
R
~
R'
R1
Rн
Рис. 4.34 . Принципиальная схема реостатного каскада с
активной отр1щnтельной обратной связью по току (вспомога­
тельные цепи не показаны):
а - каскад на лампе; б
-
каскад ua полевом транзисторе
(в отличие от R вх каскада на биполярном транзисторе, где оно соиз­
меримо с сопротивлением нагрузки предшествующего кас1<ада).
Сравнивая обычный реостатный каскад с каскадом по схеме
рис. 4. 15, с.11едует отметить, что введение отрицательной обратной
св язи по току в реостатный каскад на поленом транзисторе способ­
<'твует ослаблению действия только емкости затвор - исток, так
как влияние емкост11 затвор - сток уменьшается во столько же
раз, во сколько раз падает усиление.
В ламповом каскаде составляющая входной емкости, связанная
с емкостью сетка - анод, относительно мала и ее (в отлич11е от ана­
логичной емкости затвор - сто1< полевого транзистора) можно не
учитывать. Полезно напомнить, что Сас имеет порядок сотых долей
пикофарады (для пентода).
Учитывая, что в полевом транзисторе емкость Сзс значительна
(до 8-10 пФ), применение реостатного каскада с отрицательной об­
ратной связью по току и с низким коэффициентом усиления, а следо~
вате.1ьно, 11 с относительно низкой входной емкостью, создает благо­
приятные условия для работы предшествуюшего каскада или входной
цепи.
Недостаток схемы (по сравнению со схемой 4. 12) - меньшая до6-
ропюсть, так как при одинаково:-.1 со схемой 4. 12 кu:~срtμициенте усн-
154


ления сопротивление резистора в выходной цепи схемы 4.15 должно
быть в у (у - глубина обратной связи 110 току) раз больше сопротив­
ления аналогичного резистора в обычном реостатном каскаде.
Область применения рассматриваемой схемы - входной каскад,
а также предварительные каскады усиления не очень коротких им­
пульсов.
SR
Коэффициент усиления Ко = --
0
•
1
Время установления t у = 2,2т э·
Глубина обратной связи
1=1 + SR'.
Эквивалентная постоянная времени т э = CR 0 •
Эквивалентное сопротивление
Ro=
RRи
R+Rи
Переходная характеристика
Входное сопротивление
t
h(t)=1- е 'э
R-
Ri1
(каскад на лампе),
вх - 1-SRк2
Rвх = Ri R2 (каскад на полевом транзисторе) ..
Ri+R2
Общая емкость нагрузки каскада
С = Свых. л + Си +См (каскад на лампе),
С =Сси+ С3с + Сн (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
ссвхлс
вх = --·-
+ м (каскад на лампе),
свх = Сзи +еэс (1 ~Ко) (каскад на полевом транзисторе).
1
Приведенные при описании схемы формулы справедливы при
условии, что постоянная времени С' R' существенно меньше экви­
валентной постоянной времени т 8 • В отношении ламповой схемы пред­
полагается, что конденсатор блокировки цепи экранирующей сетки
С э (на рис. 4.15, а не показан) вторым концом соединен с катодом. Дан­
ное замечание относится также ко всем последующим схемам, в кото­
рых постоянная времени цепи катода соизмерима с постоянной вре­
мени цепи анода. Соединение второго конца l\онденсатора С а с шасси
приблизило бы работу лампы к триодному режиму, так как в этом
случае между экранирующеii сеткой и катодом действует переменное
напряжение на резисторах R hl + R к 2 • Очевидно, что при указанном
соединении входная емкость схемы возрастает на величину
С ас(\ + К0). Если учесть, что у триоаа междуэлектродная емкость
анод - сетка С ас значительно больше, чем у пентода (примерно на
два порядка), то увеличение входной емкости схемы будет заметным.
155


Схема 4.16 * (рис. 4.35)
Ресстатиый каснаА с комnnексиой отрицатеnьной обратной св11зыо no току
Схема 4.16 характеризуется в основном теми же особенностями,
что и схема 4.15. Отличие заключается в большей добротности схемы
4.16, а также в характере переходного процесса, который при комплек­
сной отрицательной обратной связи в зависимости от соотношения
действующих в схеме постоянных времени может быть как монотон­
ным, так и апериодическим немонотонным.
tf)
Рис. 4.35. Принципиальная схема реостатного каскада с
комплексной отрицательной обратной связью по току (вспо­
могательные цепи не показаны)~
а - каскаД на лампе; б - каскад на полевом трававсторе
Е~ли ностоянная времени цепи катода (истока) превышает пос­
тоянную времени выходной цепи (анода или стока), то в этом случае
в переходной характеристике имеется выброс. Физически возникно­
вение выброса объясняется замедленной реакцией цепи катода (ис­
тока) из-за ее большей постоянной времени. По этой причине импульс
на нагрузке каскада успевает нарасти и превысить напряжение уста­
новления прежде, чем на ячейке С' R' образуется достаточное напря­
жение обратной связи, способное «вернуть» изменяющуюся высоту
(текущее значение) импульса к стационарному значению.
Как и схемы с индуктивной коррекцией (4.13 и 4.14), схема 4.16
имеет один независимый коэффициент, определяемый отношением
постоянных времени цепи обратной связи и выходной цепи.
С' R'
Из области возможных отношений постоянных времени q = --
CRo
представляют интерес q = 1 и q > 1. Граничны1~1 случай q = 1 соот­
ветствует наилучшим параметрам схемы, при которых еще отсут­
ствует выброс в переходной характеристике.
* См. описания схем 4.12 11 4.15.
156


SR
Коэффициент усиления Ко = --
0
-
•
1
Эквивалентная постоянная времени 't в = CR о·
RR
Эквив3лентное сопротивление R0 =
"
R+Rн
Глубина обратной связи v = 1 + SR'.
Входное сопротивление
Rвх = Ri 1 (каскад на лампе),
1- SRк"
R = Ri R2 (каскад на полевом транзисторе).
вх R1+R2
Общая емкость нагрузки каскада
С=Свых.л +Сн+См (каскадналампе),
С= Сси + Сзс +Си (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
с
Свх = ~ +См (каскад на лампе),
1
с
Свх = ~ + Сзс. (1 +Ко) (каскад на полевом транзисторе).
1
1. Постоянная времен.и в цепи катода (истока) равна постоянной
времени в цепи анода (стока)
Схемы 4.16 и 4. 12 имеют одинаковые коэффициенты усиления
к 0 , времена установления fy и переходные характеристики h(t'),
если сопротивление Rо в схеме 4.16 принять в v раз больше ана­
логичного сопротивления (см. рис. 4.30) схемы 4. 12, а необходи­
мую емкость конденсатора С' определить, исходя из условия равен­
ства постоянных времени цепей катода (истока) и а.нода (стока).
Емкость конденсатора в цепи катода (истока)
С' = С ...!!.!_ .
R'
CR
Время установления ty = 2,2--
0
-
1
Переходная характеристика h (t') = 1 - e -t'
Обобщенное время t' = -
1- t.
2. Постоянная времени в цепи катода (истока) больше постоянной
времени в цепи анода (стока)
С' R'
При q = --> 1 добротность схемы несколько возрастает. Наи-
СR0
большая добротность имеет место примерно при q близком к у.
157


R
ЕУiкость в цепи катода (истока) С' = qC R~ .
Время установления ty = tу'т: 3 •
Переходная характеристика и выброс при q =у
(
1)__
t
h(f)=1- 1- 1~ tеtз,
т
о= (1- l)е-т-1.
Переходная характеристика и выброс при q ~у
t
__
;_t
h(t)=1+(1- q)1е-<;"+ q(1-1)е "'s
q-1
q-1
q
О= (1-l)q-т
_т_
(q- l)q-т
На рис. 4.36 приведены зависимости ly' и б от q для случая q =у.
Как видно из рисунка 4.36, с увеличением q выброс б быстро нарас­
тает.
Схема 4.16 отличается от схемы 4.12 тем, что в цепь катода (исто­
ка) включен конденсатор небольшой емкости (порядка десятков и
О' 1t!I
12
11
/(}
9
- 2,4
\f2
8
7
-2,~
- 1,8
б
5
4
J
2
1
-tб
- 1,lf
- 1,2
-!,(}
-48
-О,5
о,
'tf;
'\.
'\..
')
/
1
/
1,2 1,4
1
/
/
/
д'/
/
/
'
... ....
"""
... .....
'
Рис. 4.36 . Зависимости обоб·
щенного вр~менн установ·
ления t~ и выброса Ъ от па·
р11метра q, равного 1 + SR'
158
сотен пикофарад). При этом схема не
вносит спада вершины импульса за счет
цепи С' R' и имеет меньшую (по сравне­
нию со схемой обычного реостатного ка­
скада) входную емкость. Приведенная
ранее формула для входной емкости из­
за наличия емкости С' указывает не­
сколько приуменьшенное значение. По­
этому формулу для С вх следует рас­
сматривать как приближенную.
Недостаток схемы - большее, чем в
схеме 4. 12, падение постоянного напря­
жения на резисторе R (при одинаковых
Ко и fy обеих схем), а также зависи­
мость времени установления от режима
каскада и старения активного элемента .
Учитывая незначительное увеличе­
ние добротности при выборе q > 1 и
возникающий в этом случае выброс в
переходной характеристике, применение
схемы с комплексной обратной связью
по току представляет интерес главным
образом при равных постоянных времени
в цепях катода (истока) и анода (стока).


Пример 4.5. Рассчитать основные параметры реостатного кас1<а­
да предварительного усиления с комплексной отрицательной обратной
связью по току на лампе 6Ж1П. Коэффициент усиления Ко = 12.
Время установления fy = 0,065 мкс. Выброс б < 4%.
Выбираем типовой режим работы лампы (см. приложение 5):
Еао=120В,/30=8мА,Е0=120В,/0=3мА,Ее=-1,7В.
S = 5,15мА/В,Свх.л= 4,35 пФ,Свых.л= 2,35 пФ, Скп = 4,6пФ.
Емкость монтажа принимаем равной 7 пФ.
Определяем межкаскадную емкость
С=Свх.л+СDых.л+См=4,35+ 2,35+7= 13,7 пФ.
Проверим возможность выполнения требований к каскаду при
условии выбора равных постоянных времени, т. е. при С' R' = CR 0 ,
что соответствует случаю отсутствия выброса в переходной характе­
ристике каскада. Сопротивлениев цепи катода, с которого снимается
напряжение обратной связи, целесообразно выбрать та1<, чтобы оно
одновременно обеспечивало необходимое смещение на управляющей
сетке лампы. Тогда в цепи катода будет только один резистор. Учитывая
это, находим сопротивление резистора в цепи катода
R'=
1Ее1
1,7
~ 150 Ом.
lao+lэ
s.10-з+3.10-з
Воспользовавшись формулой для коэффициента усиления, опре­
деляем сопротивление резистора в цепи анода
R=Ko(l+SR')= 12(1+5,15.10-з.150), 10_3 ~ 4 . 1 кОм
s
5,15. ю- 3
(ближайший номинал 4,3 кОм).
Вычисляем время установления
t=22 CR =2213•7
. 10-iz. 4
•
3.юз
• 106 ~ 0,073 мкс.
1
'
1+ SR'
'
1+ 5,15 · 10-з
·
150
Время установления получилось больше требуемого значения.
В связи с этим производим расчет каскада, исходя из допустимого
выброса, приняв
q=1+SR' (
-
С' R')
q---.
CR
Если напряжение обратной связи снимать с резистора R', имею­
щего сопротивление 150 Ом, то, как следует из rраф111<а рис. 4.~~6.
при q = 1 + SR' = 1 + 5,15.10-з. 150 ~ 1,77 получается недопус­
тимо большой выброс (б = 7,69u). Поэтому напряжение обратной свя­
зи следует снимать с резистора R н1 , сопротивление которого меньше
150 Ом, а цепь в катоде выполнить из двух последоватс.1ыю соеди­
ненных резисторов Rк~ 11 Rн2, причем Rн1 + Rн2 = 150 0~1.
Резистор R i<21 обеспечивающий совместно с R ю необходимое сме­
щение на сетке .r~ампы 6ЖIП, блокируется конденсатоrю\1 большой
емкости, образуя с ним цепь с большой постоянной времени (см. § 4.4).
При этом нижний конец резистора R1 присоединяется к корпусу.
159-


Согласно графику рис. 4.36, выбросу б = 4% соответствует q ~
~ 1,6. Учитывая далее, что q = 1 + SR н~ из последнего выражения,
найдем
q-1
1,6-1
Rк1 =-s- =
5
.
15
.
10
_
3 ~l16Ом
f6.1ижайший номинал 110 Ом).
Находнм с учетом выбранного номинала R к~ новые значения q и R:
q = 1+SRю=1+5,15 · 10-3 ·110~1,57,
R= Ко(1+SRк1)
s
Koq
=--=
s
12 ' 1•57 .10-3~37 кОм
5,15.10-3
'
(ближайший номинал 3,9 кОм).
Воспользовавшись графиком рис. 4 .36, no q определяем обобщенное
время установления fy' ~ 1, l и далее время установления
fy = t~CR= 1,1 .13,7.10-12
• 3,9. 103 • 1ое ~ 0,059 мкс.
Находим емкость в uепи катода
R
3,9·103
С'=qC-
= 157·137
~ 760 пФ.
Rк1 '
'
110
Учитывая, что параллельно конденсатору С' действуют емкость
монтажа (См~ 3-4 пФ) и емкость катод - qодогреватель (Сип =
= 4,6 пФ), выбираем емкость конденсатора С' равной 750 пФ (бли­
жайший номинал емкости). Конденсатор С' присоединяется парал­
.'Jельно резистору R к~ или между катодом и корпусом усилителя (име­
ется в виду, что резистор R н 2 блокируется конденсатором большой
емкости).
Расчет показал, что требования к каскаАу выполнены, причем для
времени установления получено несколько меньшее значение (0,059
вместо 0,065 мкс). Из этого следует, что при необходимости, увеличив
время установления ty до 0,065 мкс, можно получить выброс меньше
4 % или несколько увеличить коэффициент усиления.
Вместе с тем, если учесть, что при б = О (случай С' R' = CR)
время установления оказалось всего на 12% больше требуемого (0,073
вместо 0,065 мкс), допустимо результаты расчета при указанном соот­
ношею111 постоннных времени С' R' и CR считать прием.ТJемыми.
Из расчета следует, что при выбросе б = 4 % время установления
при том же коэффициенте усиления лишь немногим меньше (0,059
вместо 0,073 мкс), чем в случае, когда постоянные времени в цепях
анода и катода равны между собой и выброс б = О, т. е. добротность
схемы, если допустить выброс в переходной характеристике порядка
нескольких процентов, возрастает незначительно.
150


Схема 4.17 * (рис. 4.37)
каскад с параплельноii иоррекцнеlf н доnопннтепьноlf емкостью
Включение корректирующей катушки индуктивности между
резистором R и источником питания в сочетании с конденсатором
небольшой емкости позволяет несколько повысить добротность схе­
мы параллельной коррекции. Корректирующую катушку индуктив­
ности желательно конструктивно выполнить так, чтобы ее собственная
емкость имела необходимую величину. В этом случае не потребуется
включение в схему еще одного элемента.
+Еп
-Еп
L
R
а)
oJ
Рис. 4.37. Принципиальная схема каскада с парал­
лельной коррекцией и дополнительной емкостью
(вспомогательные цепи не показаны):
а - каскад на лампе; б
-
каскад на полевом транзисторе
Далее приведены имеющие практическую ценность сведения о
параметрах схемы для одного частного случая [1].
Коэффициент усиления К о = SR.
Время установления t у = 1,24 CR.
Выброс б ~ 1%.
Индуктивность корректирующей катушкн L = 0,35 CR 2•
Дополнительная емкость cd = 0,22 с.
Общая емкость нагрузки каскада
С = Свых. .11 + Сн + См (каскад на лампе),
С = Сс11 + Сэс + Сн (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
Свх = Свх. ,, +См (каскад на лампе),
Свх = Сз11 + Сзс (1 + К0) (каскад на полевом
транзисторе).
* См. описание схемы 4.13 .
161


Схема 4.18 * (рис. 4.38)
Каскад с napennenьнoA коррекцнеА н актнвноА отрнцатеnьноА обратноА
св11зью no току
Схема 4. 18 отличается от схемы 4. 15 введением в нее корректирую­
щей катушки индуктивности. Это позволяет при одинаковом со схе­
мой 4.15 коэффициенте усиления получить меньшее время нарастания
фронта импульса или иначе использовать приращение добротности,
связанное с включеннем корректирующей катушки индуктивности.
Схема 4.18 характеризуется в основном такими же преимуще­
ствами и недостатками, какие указаны для схемы 4.15. Добротность
схемы 4. 18 меньше добротности схемы 4. 13 .
162
+Еп
-Еп
~~~~---~~----
L
R
R'
fl}
о)
Рис 4.38. Принuипиальная схема каскада с параллель­
ной коррекuией и активной отриuательной обратной
связью по току (вспомогательные uепи не показаны)i
а - каскад на лампе: б
-
каскад ва полевом транзисторе
SR
Коэффициент усиления К0 = ---
1+SR'
Время установления ty = ty'CR.
L
Коэффициент коррекции k = -- .
СRЗ
Общая емкость нагрузки
С= Свых.л+Си+См (каскад на лампе),
С =Сси + Сэс +Си (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
с - свх. п +С (каскад на лампе),
вх - 1+SR'
м
с311 + Сзс (1 +Ко) (каскад на по.r~евом транзисторе).
l+SR'
* См. описания схем 4.13 и 4.15.


Переходные характеристики схемы 4.18 при разных коэффициен­
тах коррекции k описываются теми же выражениями, что и переходные
характеристики схемы 4.13. Зависимости ty' и б от коэффициента
~юррекции k (см. рис. 2.8 и 2.9) используются для выбора k по допус­
тимому выбросу и расчета времени установления. Выражения пере­
ходных характеристик и приведенные расчетные формулы справед­
ливы для схемы 4.18 лишь в первом приближении при условии вы­
полнения неравенства С' R' < 0,ЗСR, где С' -- паразитная емкость,
действующая между катодом (истоком) и корпусом усилителя.
Схема 4.19 • lрис. 4.39)
каскад с napannenьнoй коррекцией н комnnексноii отрицатеnьной обратноii
св11зью no току
По сравнению с обычным реостатнь1м каскадом каскад с индук­
тивной коррекцией (схема 4.13) характеризуется бо.r1ьшей доброт­
ностью, а каскад с комплексной отрицательной обратноii связью по
-Еп
L
R
R'
О)
Рис. 4.39. Принципиальная схема каскада с параллельной
коррекцией и комплексной отрицательной обратной связью
по току (вспомогательные цепн не показаны):
а - каскад на пампе; б
-
каскад на полевом транзисторе
току (схема .4 .16) - большей стабильностью своих параметров и мень­
шем входном емкостью. Схема 4.19 объединяет некоторые достоинства
указанных схем. Ее добротность имеет промежуточное значение. Она
меньше добротности схемы 4.13 и больше добротности схемы 4.16.
*См. описания схем 4.13 и 4.16 .
163


Схема 4.19 позволяет получить более высо1<ий коэффициент усиления,
чем тот, который достигается в схеме 4.16 при том же времени уста­
новления, или меньшее время установления при одинаковом со схе­
мой 4.16 коэффициенте усиления.
В отличие от схем 4.13 и 4.16 с одним независимым коэффициентом
(обобщенным параметром) схема 4.19 располагает двумя независи­
мыми коэффициентами - коэффициентом индуктивной коррекции k,
L
равном --, и коэффициентом q, определяющим отношение постоян-
СR!
ных времени цепи обратной связи (катода или истока) и выходной
цепи (анода или стока). Это дает возможность, свободно варьируя
указанными коэффициентами (выбирая L и С'), найти оптимальное,
при данных требованиях к каскаду, решение (например, при заданном
коэффициенте усиления и допустимом выбросе определить I<оэффи­
циенты k и q, которым соответствует минимальное время установ­
ления).
SR
Коэффициент усилен и я К - ---
0 - 1+SR'
Время установления ty = ty'CR.
L
Коэффициент коррекции k = -- .
CRt
С' R'
Отношение постоянных времени q = -- .
CR
Переходная характеристика при k = 0,25 и 1 + SR' = 2
q
h(t') = 1+[SR't''- (l- SR')t'-
1J e-
2
t'•
1+SR'
Переходная характеристика при k = 0,25 и
~2
q
(
1+SR')!(1 ) 1+SR'
4
-
-+4
+- l+SR',
h(t') = 1- (1+SR')
q
q
q.
q е--ц-t +
i+qsR' ( 2- 1+/R')2
164
+(1 +SR')[ +-
2
t'+
2_ 1+SR'
q
1-- +- -4
q
q
q
e-2t•
1+SR' (
1)
3
]
(2- 1+/R' )2
.
Переходная характеристика при k > 0,25
h(t') = l _ q{(1+SR')[k(1+SR') - k
-
qJ+q}
(1+SR')[k(1+SR') - q]+q2
t'
-
Vl . (-У4k- 1
'
)
Хе SIП 2k f+~,
_1+SR' t'
ец+


y4k=i +arctgV4k- 1 - arctg
y4k="I
ф =arctg J-2q
~(1 +SR')-1
q
Переходные характеристики h(t')
щенного времени t', равного t/CR.
представлены в функции обоб-
Входное сопротивление
Ri
Rвх =
1
SRк2
-
1+SR'
(каскад на лампе),
Rax = Ri R2 (каскад на полевом транзисторе).
Ri+Rz
Общая емкость нагрузки каскада
С = Саых. л + Сн +См (каскад на лампе),
С= Сси+ Сас + Сн (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
свх.л с
Сах= l+SR' + м (касю:щ на лампе),
Сах = Сзн
+ Сзс (1 +Ко) (каскад на
1 +SR'
полевом тран-
зисторе).
Как и в схеме 4.13, пере-
ходный процесс при k <; 0,25 ~f/•JR/
1;меет апериодический харак­
тер, априk>0,25- коле­
бательный. Однако присут­
ствие цепи отрицательной
обратной связи обусловли­
вает выброс в переходной
характеристике также и при
коэффициенте коррекции k,
меньшем 0,25.
q
Наименьшая д.r1ительность
фронта при заданном выбро­
се, по данным [3], соответст-
4
8
12/бо%
Рис. 4.40. Завис11мость t~ (1 + SR') и q
от выброса о nри коэффициенте кор­
рекции k = 0,2
вует коэффициенту коррекции
k = 0,2. На рис. 4.40 показа­
на зависимость fy'(l + SR')
и q от выброса о при коэффи­
циенте коррекции k = 0,2 [3).
При расчете каскада на наименьшее вре~1я установления следует,
задавшись выбросом 8, по графикам рис. 4.40 найти коэффициент q
и произведение fy' (l + SR'). Далее, исходя из требуемого коэффи­
циента усиления и выбранного реж11ма работы активного эJ1е~1еН1а,
16.' 'i


последовательно определяют R, fy'• ty, С' и L. Предпо.ТJагается, что
R' определено ранее при выборе режима работы, а также известна
nбщая емкость нагрузки каскада С.
Схема 4.20 * lp11c. 4.41)
КаскаА с посnеАоватеnьной коррекциеii
В схеме 4.20 корректирующая индуктивность L разделяет общую
паразитную емкость схемы С на частичные емкости С1 и С2 , которые
представлены соответственно выходной емкостью корректируемого
а)
1
1
.... ..
..,..
1Cz
1
Рис. 4.41. Принципиальная схема каскада с последователь·
ной коррекцией (вспомогательные цепи не показаны):
а - основная схема: 6 - зеркальная схема
касI{ада и входной емкQстью следующего (с учетом емкости монтажа
слева и справа от L).
В схеме с параллельной коррекцией, где С1 и С 2 не разделены,
форма выходного напряжения определяется характером заряда сум­
марной емкости С1 + С 2 . В каскаде с последовательной коррекuией
при воздействии импульса имеет место заряд частичной емкости С 1
с последующей передачей напряжения через задерживающую цепь
LC 2 • Этим объясняются нескоJ:ько большие возможности схемы с
последовательной коррекцией по сравнению со схемой параллельной
1<0ррекuии. Однако выигрыш в длитеJJьности фронта (при той же ве­
личине выброса) достигается лишь при благоприятных соотношениях
частичных емкостей С1 и С2 .
·
Основную схему каскада с последовательной коррекцией
(рис. 4.41, а) целесообразно использовать в случае, если соотношение
частичных емкостей находится примерно в интервале
4< .Е!_< 9.
С2
Отношение частичных емкостей, при котором эффективно приме­
нение зеркальной схемы (рис. 4.41, б), находится примерно в грани­
uах
* См. оп исаиие схемы 4.13
166


-' -<_s _<_1_.
9
С2
4
Расчет схемы с последовательной коррекцией связан с парамет­
ром х, который о~ределяется выражением:
а) для основнои схемы
С1
х = ---=--
С1+С2 '
6) для зеркальной схемы
С2
х = ---=--
С1+С2
Заметим, что приведенным неравенствам, определяющим области
"
С1
•
•
отношении-- для основнои и зеркальнои схем, соответствует зна-
С2
чение параметра х в пределах 0,8 < х < 0,9.
Коэффициент усиления К0 = SR.
Время установления ty = fy'CR.
L
Коэффициент коррекции k = -- .
CR2
Частичные емкости
С1=Свых.л+СИ!• С2 =Свх.л+Си21
где См 1 и См 2 - монтажные емкости соответственно слева и справа
от корректирующей катушки ннуктивности L.
Общая емкость С= С1 + С2.
Входная емкость С вх = С вх.л + См.
Относительно лучшие результаты при использовании схемы 4.20
nоJiучаются в случае, если коэффициент коррекции k, исходя из ме­
тода равных модулей [3], определить по формуле
k= -vг.=х .
х
Далее приводятся выражения переходных характеристик, которые
справедливы при условии, что коэффициент коррекции k определяется
по указанной формуле.
В зависимости от соотношения частичных емкостей С1 и С2 в схе­
ме возможен апериодический или колебательный режим установ­
ленн я.
Переходная характеристика при 8/9 < х < 1
где
-1·
h(t') = 1+_ае__
(а- 1)2
d-1
'1
/
IX=-2 -+v
e-a .t'
(a-l)(a2 -l)
(d-1)2 -1,
4
t'
а
(a-l)(a2-l)'
1
d=----
V1-x
167


где
Переходная хара~перистика при х = 8/9
h(t') =1- (1+t'+t;2
) e-t'.
Переходная характеристика при О < х < :1/4 и 3/4 < х < 8/9
h (t') = 1- Ae-t'+ Be-at' sin (Ы' - ЧJ),
1
д=--
3-d'
в=~ V~2 - 1, (\) = arctg+.
d-1
а=--, ь = ,! 1- --'-(d_---'-1)_2
v
4
•
~= 2-(d- 1)(d-2)
(d- 2)v4- (d- 1)2
2
d=---
yl-x
Переходная характеристи1{а при х = 3/4
t'
h(t') = 1-e-t' --
2
-е--2 siп уз t'.
уз
2
Переходные характеристики приведены в функции обобщенного
времени t', представляемого выражением
t
t'·=----
-
t,1
'о
,;ty
8
/
7
\
\
/'
б
'
/
/
J
\/
1
/
_ .. .,/\
J
\
2
,,
1
....,
~
1,J
1,2
1,1
0,1
0,7J
0,8
O,!JJ
o,g к
Рпс. 4.42. Зависимости rзыброса о и
обобщенного времени установления t~
от параметра х
168
При х > 8/9 переходная
характеристика монотонна.
При х < 8/9 в переходной
характеристике присутствует
выброс.
На рис. 4.42 даны зависи­
мости t у' и б от параметра х.
Используя указанные графи­
ки, по предварительно най­
денному значению х опре­
деляют ty' и б. Далее, по за­
данному коэффициенту уси­
ления каскада находят со­
противление резистора R и
время установления fy или
по заданному времени уста­
новления определяют сопро­
тивление резистора R и за­
тем коэффициент усиления
Ко.


Схема 4.21 * lрис. 4.43)
Сnожна11 схема коррекции с двум11 независимыми nарвметрами
По сравнению с параллельной схемой коррекции, имеющей один
независимый параметр, сложная схема коррекции имеет большее
чнсло независимых параметров. Исследования показывают, что при­
держиваясь определенных правил, можно для каждого данного соот­
ношения частичных емкостей схемы С1 и Ci и допустимом выбросе
найти такие значения независимых параметров, при которых время
установления будет минимальным.
1
1
1
1
-'-
......
.,..
1Cz
.,..
1С2
1
1
а)
ti)
Рис. 4.43. Принципиальная схема каскада со сложной коррек­
цией с двумя независимыми параметрами (всломогательиые цели
не локаэаны):
а - ОСНОdная схема; 6 - зеркальная схема
Применение сложных схем коррекции ограничено трудностью нх
регулировки, а также их чувствительностью к изменениям данных
схемы, которые могут возникнуть в процессе эксплуатации при смене
ла\ш и по другим причинам. Поэтому сложные схемы коррекции
применяются не так часто и обычно в тех случаях, когда использо­
вание сложной схемы позволяет ограничиться одним каскадом усиле­
ния. Многокаскадные усилители со сложной схемой коррекции в ос­
rювном применяются в телевизионной технике.
Как правило, применение сложной схемы коррекции выгодно в
с"тучаях, когда необходимо получить достаточно малое время уста­
новления усилителя (менее 0,1 мкс) при общем значительном усиле­
нии.
На рис. 4.43, а представлена основная принципиальная схема
каскада со сложной коррекцией с двумя независимыми параметрами,
а на рис. 4.43, 6 - схема, зеркальная по отношению к нeii.
Схема коррекции 4.21 в результате подбора независимых коэффи­
циентов (параметров) k1 и k 2 позволяет получить заметно меньшее вреыя
установленвя, чем то, которое может быть получено при использо-
* См. описание схемы 4.20 .
169


вании схемы коррекции, располагающей одним независимым пара­
метром (например, при параллельной схеме коррекции).
Коэффициент усиления Ко = SR.
Время установления ty = fy'CR.
Коэффициенты коррекции (независимые параметры схемы)
k1=~,kz= __!::!:.._ ·
CR2
CR2
Частичные емкости
С1= Свых.л+С"1, С2= свх. JI+См2•
где См 1 и См 2 - емкости монтажа соответственно слева и справа от
катушки индуктивности L 2 •
Общая ем1юсть С = С1 + С2•
Входная емкость С вх = С вх.п + См·
При расчете схемы, так же как и в схеме с последовательной кор­
рекцией (см. схему 4.20), используют параметр х, характеризующий
отношение частичных емкостей С1 и С 2 , причем
а) для основной схемы
б) для зеркальной схемы
С2
х = ---=--
С1+С2
Исследованиями В. М. Другова [16] для рассматриваемой схемы,
а также для схемы 4.22 определены оптимальные параметры.
В табл. 4.2 указаны значения параметров k1 и k 2 , которые при дан­
ных х и б обеспечивают минимальное обобщенное время установления
fy'. В таблиuе приведены два значения х, соответствующие отноше­
ниям С1/С2 = 0,4 и С1/С2 = 0,5 для основной схемы и С1/С2 = 2 и
С1/С2 = 2,5 - для зеркальной.
Таблица 4.2
о,%
ly
k,
k,
0,285
l
l ,013
О, 136
0,420
0,285
2
0,995
0,148
0,440
0,285
3
0,980
О, 160
0,455
0,285
4
0,963
О, 173
0,474
0,285
5
0,942
О, 190
0,494
0,285
6
0,925
0,211
0,464
0,333
1
0,908
о, 160
0,422
0,333
2
0,867
О, 180
0,422
0,333
3
0,838
О, 199
0,427
0,333
4
0,820
0,218
0,436
0,333
5
0,800
0,233
0,428
0,333
6
0,787
0,248
0,414
170


Представляет интерес совокупность значений параметров х = 0,344,
k1 = О, 122 и k 2 = 0,511, которым соответствует ty' = 0,93. При ука­
заш1ых значениях х, k1 и k 2 имеет место критический выброс, рав·
ныi'1 4,З% (см. табл. 4.4).
Расчет схемы ведется в следующем порядке. Вначале определяют
частичные емкости и находят параметр х. Если он достаточно близок
к указанному в таблице, то по значению х и заданному выбросу из таб­
тщы выписываются величины k1 , k 2 и ty'. Далее, используя приведен­
ные формулы, последовательно определяют сопротивление резистора
R (исходя из формулы коэффициента усиления или из формулы време­
на установления), L1, L 2 и fy нли К0•
В ряде случаев может оказаться целесообразным включить в схе­
му конденсатор небольшой емкости в дополнение к С1 или С2 для
получения необходимого значения параметра х.
Основное достоинство схемы сложной коррекции - высокая доб­
ротность.
Недоста·1ок - критичность к изменению значений элементов схе­
мы и трудность регулировки.
Схема 4.22 * (рис. 4.44)
Спожна11 схема коррекции с трем11 независимыми параметрами
Сложная схема коррекции 4.22 имеет три независимых параметра:
коэффициенты коррекции k1 и k 2 и третий параметр m, связанный с
вносимым в схему затуханием. Данная схема располагает большими
Р11с. 4.44. Принuипиальная схема каскада со сложной коррекuией с
тремя независнмы~tи параметрами (вспомогательные uепи не показаны):
а - основная схема; б
-
зеркальная схема
возможностями, чем схема 4.21, в отношении подбора оптимальной
совокупности параметров при разных частичных емкостях схемы С1
и С2•
Коэффициент усиления Ко = SR1 •
Время установления ty = ty'CR1 •
* См. опнсание схемы 4.21 .
111


Коэффициенты коррекции (независимые параметры схемы)
L1
k1 =--2-·
CR1
Частичные емкости
L2
k ---
2-
CRi '
cl = свых.11+СИl> С2= Свх. .11 +си2•
где См1 и См 2 - емкости монтажа соответственно слева и справа от
корректирующей катушки индуктивности L 2 •
Общая емкость С = С1 + С2•
Входная емкость Свх = Свх . .11 +См.
Параметр х для основной схемы
С1
Х=---
С1+С2
Параметр х для зеркальной схемы
С2
Х=---
С1+С2
В табл. 4.3 указаны оптимальные параметры k 1 , k 2 и т для двух
значений х, которым соответствует при данном выбросе б минималь­
ное обобщенное время установления t./ . Значениям х соответствуют
отношения частичных емкостей:
для основной схемы
С11С,2=2 и С11С2=4;
для зеркальной схемы
С11С2= 0,25 и С11С2=0,5.
Порядок расчета схемы 4.22 совпадает с порядком расчета схемы
4.21 .
Таблиц а 4.3
"'
1. ~{.
t~
k,
"·
т
0,8
1
0,89
0,300
0,600
0,361
0,8
2
0,82
0,334
0,534
0,333
0,8
3
0,78
0,354
0,496
0,298
0,8
4
0,75
0,358
0,467
0,267
0,8
5
0,73
0,359
0,431
0,243
0,8
6
0,70
0,360
0,417
0,218
0,667
1
0,91
0,268
0,536
0,394
0,667
2
0,84
0,307
0,414
0,380
0,667
3
0,78
0,333
0,356
0,361
0,667
4
0,75
0,347
0,334
0,335
0,667
5
0,73
0,361
0,327
0,303
0,667
6
0,71
0,372
0,321
0,269
172


При расчете многокаскадного усилителя параметры отдельного
каскада иногда представляется удобным выбрать так, чтобы при уве­
.ТJичении числа каскадов выброс оставался неизменным, т. е. чтобы
каскад характеризовался критическим выбросом. В работе Г. В. Бра­
уде, К. В. Епанешн'!.кова и Б. Я. Климушева [15] уст~новлены пара­
метры схемы сложнои коррекции для ряда соотношении частичных ем­
костей, 11ри которых обеспечивается r<ритический выброс (табл. 4.4).
в табл. 4.4 через S р обозначен модуль растяжения.
Таблиц а 4.4
k,
т
1б.%
0,344
О, 122
0,511
0,000
4,3
0,93
1,296
0,350
о, 122
0,514
0,020
4,1
0,95
1,300
0,400
о, 126
0,536
0,152
3,8
1,04
1,337
0,437
О, 130
0,554
0,239
3,4
1,07
1,351
0,450
0,132
0,560
0,268
3,3
1,08
1,352
0,500
0,140
О,582
0,362
2,8
1,09
1,360
0,550
0,146
0,610
0,430
2,3
1, 10
1,365
0,600
О, 148
0,652
0,473
1,9
1, 12
1,370
0,650
О, 146
0,720
0,500
1,6
1, 15
1,373
0,700
О, 142
0,836
0,520
1,3
1, 18
1,378
0,750
о, 132
1,028
0,534
1,1
1, 21
1,380
Приведенные в табл. 4.4 значения параметров, соответствующие
критическому выбросу, относятся как к основной схеме, так и к зер­
кальной (различие - в определении величины х для этих схем).
Модуль растяжения S Р показывает, как увеличивается время нарас­
тания фронта импульса при удвоении числа каскадов. Использование
этого моду ля при расчете времени установления многокаскадного
усилителя со сложной схемой коррекции при критическом выбросе
дает более точный результат, чем расчет времени установления по
формуле квадратичного суммирования. В табл. 4.5 указаны формулы
для времени установления усилителя в зависимости от числа каска­
дов.
Таблиц а 4.5
п
2
4
8
Пример 4. 6 . Рассчитать основные параметры каскада предвари­
тельного усиления на лампе 6Ж9П со сложной схемой коррекции, рас­
полагающей тремя независимыми параметрами. Время установления
fy = 0,02 мкс. Параметры схемы коррекции должны соответствовать
критическому значению выброса в переходной характеристике.
173


Выбираем типовой режим работы лампы 6Ж9П (см. приложение 5):
Еао=150В,f80= 14,5мА,Е~=150В,S=17,5мА/В,Свхп=
= 8,5 пФ, Свых.п = 3,35 пФ.
Задаваясь емкостью монтажа слева и справа от корректирующей
катушки индуктивности L 2 См 1 = См 2 = 3 пФ, определяем частич­
ные емкости С1 и С2 , а также емкость С
С1=Свых.п+См1=3,35+3=6,35пФ,
С2=Свх..11+См2= 8,5+ 3= 11,5пФ,
С=С 1 +С2 =6,35+ 11,5~ 17,9 пФ.
Определяем параметр х для основной схемы (см. рис. 4.44, а)
х= С1 = _!2_ = 6,35~О,З5.
С1 +с2
С
17,9
В табл. 4.4 приводятся данные схемы сложной коррекuии с тремя
независимыми параметрами, соответствующие критическому выбросу
в переходной характеристике. В этой таблице для х = 0,35 находим
kl=0,122,k2=0,514,т =0,02.б =4,1%,t"/ =0,95.
Исходя из формулы времени установления определяем сопротив­
ление резистора в анодной uепи лампы:
ty
0,02. 10 -11
R ----
· 10-3 ~ 1,2 кОм.
1-
t'с
-
о95. 17 9. 10-12
у
'
Коэффициент усиления касl\ада
Ко =SR1 =17,5 · 10-з
·
1,2 · 10~ =21.
Определяем сопротивление резистора R2 , шунтирующего коррек­
тирующую катушку индуктивности L 2 :
R?=R11т=1,2/0,02 =60кОм.
Находим индуктивности корректирующих катушек:
L1 =k1CR~=0,122· 17,9· 10 -
12
(1,2· 103) 2 • 106 ~3.14 мкГ,
L2 = k2CR~= 0,514·17,9 ·10-
12
(1,2 · 103)
2
•
108 ~ 13,2 мкГ.
Полученное rешение не единственное. Возможен также второй
вариант решения, связанный с использованием зеркальной схемы
коррекции (рис. 4.44, 6).
Для зеркальной схемы 11\.fеем
Х=
Из табл. 4.4 находим близкое к рассчитанной величине значение
х (х = 0,65), которому соответствуют k1 = 0,146, k 2 = 0,72, т = 0,5,
б = 1,6%, fy' = 1,15.
174


Зате~ последовательно определяем R1, Ко. R2 , L1 и L2 :
ly
0,02 • 10-6
R1 =-,
-
=
-10- 3 ~0,97 кОм
tyC
1,15-17,9·10-lз
(ближайший номинал
кОм),
К.0=SR1 = 17,5 ·10-з ·103= 17,5,
R2=R1/т=1/0,5=2кОм,
L1 =k1cRr=0,146. 11,9. 10-12 ооз)2 • 106 ~ 2,6 мкг,
L2=k2CRr= 0,72·17,9 ·10-
12
(103) 2 • 106 ~12,9 мкГ.
В результате расчета каскада со сложной схемой коррекции полу­
чены следующие основные данные. Для основной схемы К. 0 = 21
и б = 4,1 %. Для зеркальной схемы Ко= 17,5 и б = 1,6%. Время
установления при расчете основной и зеркальной схем сложной кор­
ре1щии являлось исходной величиной (ty = 0,02 мкс).
Выбор схемы сложной коррекции (основной или зеркальной) про­
изводится в зависимости от требований, предъявляемых к усилите,ТJю.
ЕСJ!и для отдельного каскада (имеются в виду данные, полученные в
настоящем расчете) допустим коэqфициент усиления К о < 17,5, то
следует предпочесть зеркальную схему сложной коррекции, которой
соответствует меньший выброс в переходной характеристике. Как
уже упоминалось (см. § 1.3), при меньшем выбросе следует ожидать,
что параметры усилителя будут характеризоваться большей стабиль­
ностью при изменении данных элементов схемы.
Схема 4.23 (рис. 4.451
Катодныii (истоковый) повторитепь (наrрузка: Св и Rн)
Катодный и истоковый повторители характеризуются такой же
добротностью, как и обычный реостатный каскад на этих активных
элементах. Учитывая, что коэффициент передачи повторителя мень­
ше единицы, его время установления оказывается существенно мень­
ше времени установления других каскадов усилителя, если общая
емкость нагрузки С' одного порядка с паразитной емкостью выходной
цепи предварительного каскада. Это позволяет в указанном слvчае
сч1rтать, что катодный (истоковый) повторитель в первом приближе­
нии не вносит искажения фронта импульса (заметим, что при большом
сигнале возможно затягивание заднего фронта импульса, как отме­
чалось в § 3.2).
Наличие глубокой (100%) отрицательной обратной связи по на­
пряжению в катодном (истоковом) повторителе обусловливает ряд
полезных особенностей этого каскада. Незначительное выходное и
большое входное сопротив.11ения дают возможность использовать
катодный (истоковый) повторитель в качестве согласующего каскада
175


при малом активном сопротивлении нагрузки (например, при нагруз­
ке на согласованную линию с волновым сопротивлением 40
- 7- 100 Ом), а также в случае, если емкость нагрузки велика.
Ценным качеством катодного (истокового) повторителя является
сочетание малой входной емкости с малым выходным сопротивлением.
Это особенно важно для импульсного (а также и для широкополос­
ного) усилителя на полевых транзисторах. Включение в усилитель
истоковых повторителей уменьшает влияние большой входной дина­
мической емкости усилительных каскадов и, следовательно, позволяет
усиливать более короткие импульсы.
О)
Рис. 4.45 . Принципиальная схема повторителя, иаrру·
женноrо на емкость Сн и сопротивление Rн (вспомога­
тельные uеп11 не показаны):
а - катодный по11торитель; 6 -11стоковын повторитель
SRo
Коэффициент передачи Кп = --'- --
! +SRo
2,2 С' Ro
1+SR0
Время установления fy
R' Rн
Эквивалентное сопротив.'lение Ro = ---"- - -
R' +Rн
Входное сопротивление
Ri
Rвх = -----= ---
l - SRк2Rn
(l+SR0) R'
(каскад на лампе),
Ri R2
Rвх =
(каскад на полевом транзисторе).
Ri +R2
Общая емкость нагрузки
С' = Скп + С11 +Си (каскад на лампе),
где Скп - емкость катод-подогреватель,
С' =Сси + Си (каскад на полевом транзисторе).
176


Входная емкость
Свх = Свх . .11 (1 - Кп) +См (каскад на лампе),
Свх = С311 (1 - Кп) + С30 (каскад на полевом транзисторе).
Схема 4.24 * (рнс. 4.46)
Катодный (истоковый) повторитепь (наrрузка: соrnасованна11 nини11)
При нагрузке на кабельную линию в качестве оконечного каска­
да используют обычно катодный (истоковый) повторитель. Работу
усилителя на относительно короткий отрезок разомкнутой на конце
линии можно приближенно рассматривать как работу на емкостную
нагрузку, равную произведению погонной емкости на длину кабеля
+Еп
-Еп
R"
R=Z0
R=Z0
а;
О)
Рис. 4.46. Принципиальная схема повторителя, нагруженного на
линию с волновым сопротивлением Z8 (вспомогательные цепи не
показаны):
а - катодный повторитель; б
-
исгоковый повторитель
(см. § 2.2). При согласовании на конце линии расчетные соотно­
шения для схемы 4.24 такие же, как для схемы 4.23 . В этом
случае принимается, что сопротивление нагрузки равно волновому
сопротивлению линии, т. е. R= Z8 •
Следует отметить, что во всех случаях, когда предполагается при­
соединение к катодному повторителю согласованной на выходе кабель­
ной линии, необходимо непосредственно в схему каскада параллельно
входу линии вводить резистор R'. При его отсутствии, в случае от­
ключения линии, возможен пробой участка катод-подогреватель.
При выборе сопротивления резистора R' » Z0 , его при расчете схемы
можно не учитывать.
В ряде случаев может представить интерес согласование линии
на обоих ее концах. Согласование линии как на выходе, так и на вхо­
де повышает стабильность работы катодного (истоковоrо) повторите­
ля. При нарушении по какой-либо причине согласования на конце
линии в ней возникает отраженная от нагрузкн волна. Этот эффект
дополняется появлением вторичных отражений, если линия не со­
гласована с источником сигнала. Поэтому, если можно ожидать (пр11
* См. описание схемы 4.23 .
177


эксплуатации усилителя) нарушений согласования на выходе линии, то
n этом случае желате.'lьно согласовать линию также на ее входе. При
этом следует учитывать, что согласование линии и на выходе и на
входе связано с некоторым уменьшением коэффициента передачи
повторителя.
При согласовании на входе выходное сопротивление повторителя
(Rвых n =
R' ) должно быть равно волновому сопротивлению
.
1 +SR'
R'
линии, т. е.
= l 8 • Однако это условие
можно выполнить
1+SR'
соответствующим выбором R' только при l 0 <l/S. При Zв> 1/S необ­
ходимо предусмотреть включение дополнительного резистора R"
(на рис. 4.46 указан пунктиром). Прн этом условие саг ласования за-
пишетсяввиде R' +R" - Z
1+SR'
-
в·
Указанным двум случаям согласования на входе и выходе линии
(при Z8 меньше или больше l/S) соответствуют следующие расчет­
ные соотношения.
а. Волновое сопротивление линии Z0 < l / S
sz
Коэффициент передачи Кп = --
8
,
2
Время установ.r~ения fy= l, IC'Z 0 •
Сопротивление резистора
R'=
ZD
(
)
-
из условия согласования на входе линии .
l -SZ8
Общая емкость нагрузки
С' = Скп +См (каскад на лампе),
где Скп- ем1шсть катод-подогреватель,
С' =Сси (каскад на полевом транзисторе).
Входная емкость
Свх=Свх. .11 (1- Кп)+См
Свх=Сз11(l- Кп)+Сзс
(каскад на лампе),
(каскад на полевом транзисторе).
б. Волновое сопротивление линии Z8 > 1/ S
Сопротивление резистора R' выбирают, исходя из условия R' ))
):'> 2Z8 • Приводимая далее формула времени установления
является
приближенной и указывает несколько преувеличенное значение fy.
SR'Z
Коэффициент передачи Кп =
в
.
R'+R"+Zв+S(Zв+R")R'
Время установления t у ~ 1, 1 С' Z0 •
Сопротивление резистора
R'' -z
-
R'
(
)
из условия согласования на входе линии ,
-
в l+SR'
Общая емкость нагрузки
С' = Скп + См (каскад на лампе),
С' =Сси (каскад на полевом транзисторе).
178


Входная емкость
,...., свх. л
Свх,.., 2sz
8
+ См (каскад на лампе),
с
Свх~-
3
-"- + Сзс
(каскад на полевом транзисторе),
2SZ 8
Следует отметить принципиальную возможность осуществления
согласования только на входе линии. Как можно показать [6; 421,
в этом случае на выходе линии не возникает дополнительных за счет
влияния линии искажений формы сигнала. Сигнал лишь запаздывает
во времени. При согласовании только на входе возрастают коэффи­
циент передачи и время установления фронта импульса. Последнее,
однако, обычно не существенно, так как время установления повто­
рителя в большинстве случаев значительно меньше времени установ­
ления предварительного каскада усиления. Вместе с тем согласование
только на входе линии обусловливает некоторую нестабильность,
ввиду зависимости условия согласования от режима работы повтори­
теля (с изменением режима меняется крутизна характеристики выход­
ного тока в рабочей точке).
Схема 4.25 * (рис. 4.471
Входна11 цепь
Если на входе усилителя не предусматривается ступенчатая или
плавная регулировка усиления и во входную цепь не вводятся эле­
менты коррекции, то в этом случае параметры входной цепи
(рис. 4.47, а) определяются только данными, характеризующими вы-
О)
R =!_
г9г
Рис. 4.47 . Принципиальиая схема входной цепи:
а - некорректвроваииая входная цепь; б
-
ююдная цепь с индуктивной
коррекцией
ходное (внутреннее) сопротив,1ение источника сигнала и входное со­
противление первого каскада усилителя.
Внутреннее комплексное сопротивление источника сигнала обыч­
но представляется активным сопротивлением Rv (или проводимостью
g г = 1/ Rr) и выходной емкостью Cr. Входное активное сопротивле­
ние первого каскада на лампе или на полевом транзисторе достаточно
велико (исключение составляет случай, когда на nходе используется
* См. описание схем 4.15 и 4.16.
179


каскад с общей сеткой или с общим затвором) и практически не
оказывает влияния на параметры входной цепи.
Существенное значение имеет входная емкость Свх первого кас­
када (как и выходная емкость С r источника сигнала). Применение
в первом каскаде активной или комплексной отрицательной обратной
связи по току способствует уменьшению его входной емкости, что
улучшает параметры входной цепи.
При относительно большом внутреннем сопротивлении источника
сигнала, когда необходимо заметно уменьшить время нарастания фрон­
та импульса во входной цепи, эффективно применение в качестве пер­
вого каскада катодного (истокового) повторителя, обладающего малой
входной емкостью. Следует отметить, что улучшение параметров вход­
ной цепи достигается при этом лишь в случае, если выходная емкость
источника сигнала не слишком велика. При большой емкости С r мож­
но применить индуктивную коррекцию во входной цепи, а также сле­
дует оценить целесообразность использования схемы взаимной коррек­
ции (см. § 5.2).
Применение индуктивной коррекции во входной цепи (рис. 4.47, 6)
позволяет при большой общей емкости Cr + С вх (как и при большом
внутреннем сопротивлении источника сигнала) уменьшить время на­
растания фронта импульса. При индуктивной коррекции входной
цепи, так же как и в схеме 4.14, в зависимости от соотношения вели­
чин Rг, R, L и Cr + Свх процесс установления может быть аперио­
дическим или колебательным. При расчете входной цепи следует ис­
ходить из допустимого выброса в переходной характеристике. Ме­
тодика расчета входной цепи в основном совпадает с методикой ра­
счета схемы 4.14.
1. Некорректированная входная цепь
Коэффициент передачи Кп = 1.
Время установления iy = 2,2 R г(С r + Св:z:).
2. Входная цепь с индуктивной коррекцией
Коэффициент передачи Кп = gr R
1+а.а .
Коэффициент нагрузки а3 = RI Rг·
Время установления t = t~ R (Cr + Свх).
у
1+Cla
Коэффициент коррЕ'КЦИИ
L
k=-----2·
(Cr+Свх)R
1 +ka3
ь = --:=====
Vk (1 +а.~)
Выражения переходных характеристик при Ь < 2 и при Ь = 2,
а также формулы и графики, позвоJ1яющие по коэффициентам а и Ь
определить выброс б и обобщенное nремя установления fy. приведены
в описании схемы 4.14.
180


Схема 4.26 * lрис. 4.48)
Пnавиа11 реrуnировка усиnеии11 иа входе уснnитеn11
Максимальный коэффициент передачи входной цепн близок к еди­
ннuе, если сопротивление потенциометра плавной регулировки уси­
ления Rп выбрать из условия Rп)) R г. где R r - внутреннее сопротив­
ление источника сигнала. Указанное условие выполнимо, если сопротив­
ление R r достаточно маJю, так как иначе время нарастания фронта
импульса во входной цепи может оказаться недопустимо большим.
Время установления входной
uепи, как правило, не должно
превосходить времени установ­
ления предварительного касю:1да
усиления. Если вс~ же время
установления велико (например,
CfJx
соизмеримо с допустимой дли­
тельностью фронта импульса на
выходе усилителя), то в этом Рис. 4.48 . Схема плавной регулировки
случае ценою некоторой потери
усиления на входе усилителя
в коэффициенте передачи со-
противление потенциометра Rп уменьшают до значения, при котором
время установления входной цепи примерно равно времени установ­
ления предварительного каскада.
Если источник сигнала соединяется с входом усилителя длин­
ной линией, то для согласования сопротивление потенциометра спе­
циально выбирают равным волновому сопротивлению линии.
Отметим, что последовательно с потенциометром регулировки уси­
ления между ним и корпусом нельзя включать корректирующую ка­
тушку индуктивности, т. е. применять индуктивную коррекцию во
входной цепи вместе с плавной регулировкой усиления в этой же цепи.
При регулировке усиления изменяется коэффнциент коррекции.
С уменьшением усиления этот коэффициент возрастает и в переходной
характеристике входной uепи возникает недопустимо большой вы­
брос.
Процесс установления во входной цепи носит монотонный харак­
тер. Время установления iy зависит от положения регулятора уси­
ления. Максимальное время установления не обязательно соответ­
ствует максимальному коэффициенту передачи входной цепи, когда
двнжок потенциометра Rn находится в верхнем положении. В зави­
симости от данных источника сигнала, сопротивления потенциометра
н действующих в схеме паразитных емкостей максимальное время
установления может соответствовать также и промежуточному поло­
жению регулятора. Далее приведены расчетные формулы для слу­
ча,•в, когда С r = О и С r =f= О. Заметим, что выходной емкостью источ­
ника сигнала допустимо пренебречь, если С r с учетом емкости монта­
жа много меньше общей емкости нагрузки входной цепи.
* См. описание схемы 4.25.
181


l. Выходная емкость источника сигнала Сг = О
Максимальный коэффициент передачи входной цепи
К
Rп
пmах = Rг+ Rп
Максимальное время установления при R 0 <. Rг
t
22 RrRп С
уmax = • Rг+Rп вх
Максимальное время установления при Rп >- Rг
lymax = 0,55(Rг+Rп)Свх•
где С вх - входная емкость первого каскада с учетом емкости монта­
жа и паразитной емкости потенциометра регулировки усиления (по­
следняя зависит от конструкции потенциометра и обычно меньше
lОпФ).
где
2. Выходная емкость источника сигнала С r =f= О
Максимальный коэффициент передачи входной цепи
К
Rп
пmax= Rг+Rn
Максимальное время установления при R Rr R VcCr > 0,25
г+п
вх
t
=22RгRn(С+с)
у max
'
r
pv'
Rг+Rn
h
R
Максимальное время установления при Rr _; Rп V gг <;:0,25
вх
tymax = 2,2V(l-а)2"~+(1 - х)2х2't~+21:1't2х2а•
х=О,75-0,25 Vl- lб~a.
Т2
Схема 4.27 • (рис. 4.49)
Плавна11 реrулировка усиления в цели анода (стока)
Сопротивление потенциометра Rп в выходной цепи активного эле­
мента выбирается из тех же соображений, что 11 сопротивление ре­
зистора в той же цепи пр11 отсутствии регулятора. При этом следует
учесть, что общая емкость нагрузки 1<аскада будет несколько больше,
* См. описани~ схемы 4.26 .
182


так как она включает также паразитную емкость С0 потенциомет­
ра Rп·
Максимальный коэффициент усиления Ко max = SRn·
Максимальное время установления iy ma" = 2,2RпС.
Отметим, что последовательно с Rп между потенциометром и ис­
точником питания нельзя включать корректирующую катушку индук­
тивности, так как это может привести к недопустимо большому вы­
бросу в переходной характеристике (в описании схемы 4.26 приводится
ана.1оrичное замечание и дается пояснение по этому вопросу). Не
следует применять регулировку усиления включением потенциометра
ю1есто резистора в выходной цепи также в схемах, где используется
-Еп
..Lc
...,...
1
О)
Рис. 4.49. Схема плавной регулировки усиления:
а - в анодной цепи лампы; 6 - в цепи стока полевого транзистора
комплексная отрицате.11ьная обратная связь по току. Это связано с
те~1. что в этих схемах при большом ослаблении сигнала постоянная
uреыени цепи катода (истока) может оказаться заметно больше
постоянной времени (Rп - R)C, что также приведет к недопустимо
большому выбросу в переходной характеристике.
Схема 4.28 * (рис. 4.50)
Пnавиа11 реrуnнровка уснnеин11 в цепн иаrрузкм катоАноrо (нстоковоrо)
повторнтеn11 (первыii вариант)
Для схемы 4.28 характерны в основном те же особенности, что и
д.1я схемы плавной регулировки усиления на входе усилителя (схе­
ма 4.26).
/\1аксимальнь:й коэффициент передачи
К
SRп
птах= l+SRn
Максимальное время установления при 1 } 1 С1 1 С2 ?- 0,25
1+SRn
t
_
22(С1+С2)Rп
уmax -
'
1+SRп •
* См. описание схемы 4.26 .
183


Максимальное время установления при
у-с1 / С2 <0,25
1+ SRп
где
х=О,75-0,25 Vl-l6~a,
1:2
1
С1
С
а= ---
't1 =-s ,
'tz =-s2 (1 + SRп)·
1+SR0 '
-Еп
Рис. 4.50. Схема плавной реrулнровкн усиления (первый
варим1т):
а - в цепи нагрузки катодного повтор11теля: 6 - в цепи нагрузки 11сгоКО•
воrо повториrеля
Нагружающие емкости
cl = скп +см (каскад на лампе),
С1 =Сси (каскад на полевом транзисторе),
С2 = Свх +Сп,
Где сt'П -еМКОСТЬ Катод -П0Д0Греватель; СП -параЗИТНаЯ емКОСТЬ
потенциометра; С вх - входная емкость следующего каскада.
Недостаток схеыы заключается в том, что через потенциометр
кроме переменной протекает также 11 постоянная составляющая вы­
ходного тока активного элемента. Отметим, что при выборе потенцио­
метра необходимо учитывать допускаемую потенциометром мощность
рассеивания.
Схема 4.29 * lрис. 4.51)
Пnавная реrуnнровка уснnення в цеnн наrрузкн катодноrо (нстоковоrо)
nовторнтеnя (второй варнантJ
В схеме 4.29 постоянная составляющая выходного тока через по­
тенциометр регулировки уснлен11я не протекает. Особенности работы
схемы 4.29
-
те же, что и схемы 4.26.
184
SR'
Максимальный коэффициент передачи Кп шах = 1+ SR'
·• См. опнсаиня схем 4.26 н 4.28 .


где
Эквивалентное сопротивление R' =
RRn
R +Rп
Максимальное время установления при
R
V'""Ci"
R+Rп(1+SR)
С2;>0
•
25
t
=
22R'(С1+С2)
у max
'
1+SR'
U}
О)
Рис. 4.51. Схема плавной регулировки усиления (второй ва·
риант):
а - в цепи нагрузки катодиоrо повторителя; б - п цепи иагрузЮi исто·
ковоrо повторителя
Максимальное время установления при
R+Rп~+SR) ~<0• 25
tymax = 2,2v(1- а)2't;+(1- х)2Х2't;+2-tl 'tzХ2а.
х= 0,75-0,25 v1- 16 :~ !l,
R
а = ~~~~~~-
R+Rп(1+SR)
Входная емкость
свх = свх. л +См (кас1\ад на лампе),
1 +SR'
свх = Сзн
+еэс
1+SR'
(каскад на полевом транзисторе).
Нагружающие емкости С1 и С2 определяются так же, как и в схе­
ме 4.28 . Емкость конденсатора С' выбирают исходя из допустимого
значения спада вершины импульса (см. § 4.4).
185


Схема 4.30 • (рис. 4.51)
Пnавна11 реrуnировка усиnени11 изменением rnубииы отрицатеnьноii
обратноii св11зи по току
Изменяя потенциометром глубину отрицательной обратной связи
по току, в схеме 4.30 можно получить изменение коэффициента уси­
ления в З-;-6 раз. При этом предполагается, что конденсатор С" име­
ет большую емкость.
Сопротивление потенциометра Rп ограничено по своей величине
из-за паразитной емкости С'. Наибольшее допустимое значение Rп
можно определить из условия равенства постоянных времени в цепях
+Еп
1
1
1 ...L.
с'• ..,..
"""""'
1с
Т1
1r
а;
-Еп
-,
1
Rп1_L
.L -т-с
С'~ 1
11
О)
Рис. 4.52. Схема плавной регулировки усиления
изменением глубины отрицательной обратной связи
по току:
а - в реостатном каскаде на лампе; б
-
в реостатном каскаде
на полевом rранзисторе
анода (стока) и катода (истока). При С' Rn > CR в переходной харак­
теристике каскада появляется выброс. Если допустим некоторый
выброс в переходной характеристике, то при определении Rп следует
руководствоваться рекомендациями, данными в описании схемы 4. 16 .
Итак, условие выбора Rп представляется следующим неравен-
ством:
с
Rn<,Rc;-·
Коэффициент регулирования КР• обеспечиваемый схемой, опреде­
ляется отношением макснмального коэффициента усиления к мини­
мальному и для рассматриваемой схемы равен
Кр=Котах = 1+SRп·
Ко m1n
Для увеличения КР усилителя можно выполнить регулировку
уснления указанным способом в двух каскадах. Д.1я удобства опера-
• См. описание схемы 4.16.
186


·гора потенциометры целесообразно конструктивно спарить, пре­
)J.)'С~Ютрев для них общую ось.
Прн данном способе регулировки при снижении усиления улуч­
шается качество воспроизведения сигнала (уменьшается время уста-
1ювления fy)· Одновременно сокращается время установления пред­
шествующего каскада нли входной цепи в связи с уменьшением Свх·
.Максимальный и минимальный коэффициент усиления
SR
Котах= SR, Komin = l + SRп
.Максимальное и
fymiп =
минимальное время установления
fymax = 2,2RC,
2,2RC
1 + SRп (при условии С'Rп = CR) .
.Максимальная и минимальная входная емкость
Свхmax = Свх. л +Си, 1
свх. п
Свхmiп = 1+SRп +Си,
(каскад на лампе),
Свхmax = Сзи + Сзс(1+Коmax),
С.=
Сзи +С(1+[( )
вхm1п l+SRп
зс
Оmln •
1
(каскад на полевом транзис­
торе).
Схема 4.Зt lрис. 4.53)
Ступенчата• реrупировка усипени• (первыii варивнт)
Схема представляет ступенчатый компенсированный регулятор
успления. Сопротивления резисторов и емкости конденсаторов регу­
лятора выбираются из усло­
u11я
R1С1=R2С2=RзСз = ...
= RoCo·
1
1
1
......
Rg,r-Т- Cg.(
1
1
1
Рнс. 4.53 . Схема ступенчатой pery ли­
ровки уснлення (первый вариант)
Заметим, что С1 , С2, •.•
вк,IJючают входную емкость
первого каскада Свх· При
выполнении приведенного ус­
:tовия равенства постоянных
времени делительных ячеек,
а также предполагая, что
Со< С вх. время установления приближенно определяется формулой
fy~2,2RrС0.
Прнведенная формула справедлива для всех по.r~ожений делителя,
есл11 коэффициент деления <:113.
187


При положении делителя 1 : 1 (первое положение) время уста­
новления
fy= 2,2RгСвх·
Емкость конденсатора С0 желательно выбирать возможно мень­
шей. Предел уменьшения определяется нестабильностью емкости С0
(из-за возможного изменения емкости монтажа). Отклонение емкости
С0 от расчетного значения нарушает условие равенства постоянных
времени делительных ячеек. Влияние возможных отклонений прояв­
ляется тем сильнее, чем меньше емкость конденсатора С0 • Поэтому ем­
кость С0 следует выбирать не меньше 4-5 пФ.
При расчете регулировки усиления следует учесть паразитную
емкость переключателя, имеющую порядок 7-15 пФ (удобно принять,
что она является составляющей входной емкости Свх). Сопротивления
резисторов R1, R2, ••• рассчитывают, исходя из заданных коэффиuиен­
тов деления п 1 по формулам:
, ...
Коэффиuиенты деления представляют дробь, например, 1/ 3 , 1/10 , 1/ 00
,
"., и выбираются, исходя из диапазона входных напряжений, коэф­
ф~щиента регулирования плавной регулировки усиления (если такая
предусматривается), а также с учетом спеuиальных требований, предъ­
яв.1яемых к усилите.r~ю.
Прнведенные формулы для R1 , R 2 ,
".
справедливы для случая,
когда входное сопротивление первого каскада Rвх )) R1 , R2, ... •
Если сопротивление R nx соизмеримо с сопротивлениями R1, R2 ,
. ", то следует пользоваться с.педующими формулами:
Rвx-Ru-
1ni
-- ni
n2
RнxRo-1 --
R2 = _____-_п_2_
Rox-Ro-
1
п2
-112
Конденсатор С' включают для разделения источника сигнала и
входного каскада по постоянному току. Емкость конденсатора С'
определнют, исходя из до11уст11моrо спада вершины импульса.
Схема 4.32 * (рис. 4.541
Ступенчатая реrулировка усиления (второй вариант)
Расчет схемы 4.32 аналогичен расчету схемы 4.31 . Схема 4.32
содерж11т большее число элементов, чем схема 4.31 и отличается тем,
что каждый коэффнuнент делен11я имеет свои делительные ячейки,
* См. описание схемы 4.31.
188


С'
r----o
~о---
f
1
1
1
1
"TCd.r
1
1
1
Рис. 4.54. Схема ступенчатой реrули·
ровки усиления (второй вариант)
что удобно при наладке схемы, а также позволяет достигнуть большей
точности деления. Конденсаторы С01 , С02, ••• удобнее выполнять полу·
переменными.
§ 4.4 . РАСЧЕТ ВСПОМОГАТЕЛЬНЫХ ЦЕПЕИ КАСКАДОВ
НА ЛАМПАХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Вспомогательные цепи усилителя обеспечивают:
а) определенный режим работы каскадов усилителя;
б) связи усиJ1ителя с источником сигнала и нагрузкой, а также
между каскадами (цепи связи);
в) уменьшение паразитных связей (фильтрующие цепи).
Следует отметить, что фильтрующие цепи одновременно служат
целям коррекции.
Здесь перечислены основные назначения вспомогательных це­
пей. Цепи такого назначения имеются в каждом усилителе импульс­
ных сигналов.
Вспомогательные uепи как цепи с большой постоянной времен11
вызывают искажение плоской вершины импульса. Элементы вспомо­
гательных uепей (резисторы и конденсаторы) выбирают так, чтобы
каждая цепь отвечала своему назначению и чтобы пскажение плоской
вершины импульса за счет этой цепи было бы незначительным.
Сопротивления резисторов, входящих во вспомогательные uепи,
предполагаются известными 11з расчета режима работы каскадов. На­
помним здесь, что, например, для схемы рис. 4.55, а
R'-
Ее
-
lao+lз'
где Е с - напряжение смещения: / 8 и Е 8 -соответственно ток эк­
раннрующей сетки и напряжение на ней.
Сопротивление резистора Rс в цепи сетки лампы в большинстве
С.'lучаев желательно выбрать по возможности большим (как и режим­
ное сопротивление в цепи затвора полевого транзистора). Однако оно
18У


не должно превышать предельно допустимого значения, которое ука­
зывается в справочнике для каждого типа лампы [29].
В специальных случаях, когда возможна перегрузка усилителя,
сопротивление резистора в цепи сетки лампы или в цепи затвора поле­
вого транзистора выбирают относительно малым. Действительно,
при перегрузке, после прихода импульса большой амплитуды, уси­
.'Jитель на определенное время становится нечувствительным к сиг­
налам на его входе. Это связано с тем, что один из переходных конден­
саторов зарядился до значительного напряжения, при котором соот­
ветствующий активный элемент на время, зависящее от постоянной
времени цепи связи, оказывается запертым.
Для схемы рис. 4.55, б отношение сопротивлений резисторов в
цепи делителя рассчитывается по формуле
!!l._ =
R'fco - \Езо1
R2 \Eп!-R'fco+\Eзol'
где Е во и / со - координаты положения рабочей точки на стоко-зат-­
ворной характеристике (напряжение смещения на затворе и постоян­
ная составляющая тока стока).
Сопротивление резистора R', влияющее на глубину отрицатель­
ной обратной связи по постоянному току, из соображений температур­
ной стабилизации выбирается по возможности большей величины (его
максимальное значение зависит от напряжения применяемого источ­
ника питания и предельно допустимого напряжения между затвором
и стоком). Сопротивления резисторов R1 и R2 выбираются с учетом
рассчитанного отношения между ними так, чтобы сопротивление
R вх было бы достаточно большим (Rвх = Ri R2
) и не возника-
R1+R2
ла бы необходимость для уменьшения искажения вершины импульса
использовать в цепи связи конденсатор большой емкости (постоянная
времени цепи связи равна С cR вх).
Сопротивление резистора RФ выбирают обычно таким, чтобы паде­
ние напряжения на нем не превышало бы 5+10% от напряжения
источника питания.
В описаниях схем, приводимых в этом разделе, указываются фор­
мулы для спада (подъема) плоской вершины импульса. При расчетах
удобно, ориентировочно выбрав конденсатор с той или иной номиналь­
ной емкостью (см. приложение 7), определить соответствующий спад
(подъем) плоской вершины импульса. Отметим, что спад за счет от­
дельной цепи не должен превышать, как правило, l +2 %.
Примеры расчета вспомогательных цепей усилителя приводятся
в§5.4.
Схема 4.33 (рис. 4.SSI
К расчету сспомогатеnьиых цепей реостатного каскаАа
Как уже упоминалось, при расчете вспомогательных цепей, ха­
рактеризующихся большой постоянной времени, элементы высоко­
частотной коррекции (корректирующая катушка индуктивности, кон-
190


денсатор малой емкости, используемый при комплексной отрицатель­
ной обратной связи по току в цепи катода или истока и др.) в данной
и последующих схемах опущены как практически не влияющие на
воспроизведение вершины импульса.
На схеме рис. 4.55 R вх представляет входное сопротивление сле­
дующего каскада, зависящее от его схемы и данных цепи управляю­
щего электрода активного элемента. Если данный каскад оконечный,
то вместо R вх следует рассматривать сопротивление Rн нагрузки
усилителя.
Rox
О)
Рис. 4.55. Принципиальная схема реостатного каскада (к рас­
чету вспомогательных цепей):
а - каскад на .пампе: б - каскад на полевом транзисторе
Спад плоской вершины импульса, возникающий из-за влияния
цепей катода (истока) С' R', связи С cR вх и экранирующей сетки С aR 0
при длительности импульса fи соответственно равен
Л'=~С'
(при R')) t 11 1 2С'),
В формулу спада вершины импульса по цепи экранирующей сетки
для рассматриваемой схемы и схем, приводимых далее, входит R1 0 -
внутреннее сопротивление участка лампы катод -экранирующая
сетка, зависящее от типа лампы и режима ее работы. Значения R; 8
для некоторых типов ламп при их использовании в типовом μежнме
указаны в табл. 4.6,
19]


Таблица 4.6
Тип
t::
i::
t::
!;;]
t::
5
5 t::
t::
t::
лампы
""
i::
;;:
"'
~
u
i;J
"'
"'
~ ...
е
а>
О)
~~~~
::.::
i::
t::
t::
t::
i::
ф
•.о
ф
"'
ф
ф
ф
ф
ф
ф
ф
<.о
ф
R;э, 15,О 6,0 31,5 12,5 14,5 5,0 12,5 3,0 13,6 9,5 7,5 11 ,5 21,2
кОм
Подъем плоской вершины импульса эа счет ячейки фильтра
С ФR ф определяется выражением
ЛФ = _tн_ (при RФ)) _tи_).
СФR
2СФ
Результирующее искажение вершины импульса
Л= Л'+Лс+Лэ- ЛФ (каскад на лампе),
Л = Л' + Лс - ЛФ (каскад на полевом транзисторе).
Следует отметить, что вместо резистора R недопустимо включить
потенциометр для регулировки усиления, так как в этом случае ис­
кажение плоской вершины импульса будет зависеть от положения
движка потенциометра. При уменьшении усиления плоская вершина
импульса будет испытывать подъем тем больший, чем большее ослаб­
ление коэффициента усиления будет допущено. Указанное справед­
ливо также для схемы 4.34.
Схема 4.34 * (рис. 4.56)
К расчету вспомогатепьных цenelf каскада с отрицатепьной обратноii св•зыо
по току
В схеме 4.34 резистор цепи отрицательной обратной связи по пере­
менному току R' либо шунтируется конденсатором малой емкости
(при комплексной обратной связи), либо не шунтируется (при ак­
тивной обратной связи).
В каскаде на лампе (рис. 4.56, а) ячейка С' R" (С' - конденсатор
боо'lьшой емкости) используется совместно с резистором R' для полу­
чения необходимого смещающего напряжения на сетке лампы в тех
случаях, когда падение напряжения только на резисторе R' оказы­
вается недостаточным. Аналогичное справедливо также и для каскада
на полевом транзисторе (рис. 4.56, 6) с тем отличием, что здесь сме­
щающее напряжение на затворе определяется разностью напряжений,
действующих между затвором и истоком на резисторах R1 и R' + R".
Кроме того, общее сопротивление R' + R" в цепи истока для большей
эффективности температурной стабилизации положения рабочей точки
полевого транзистора желательно иметь как можно большим.
* См. описание схемы 4.33 .
192


Искажение плоской вершины импульса, возникающее за счет дей­
ствия отдельных цепей рассматриваемой схемы, рассчитывают по
формулам:
д'=~," (при R")) 2~' ),
Лз=
tи
(приRs))2tСнз)'
СаR;s(1+SR')
Л= tн
с СеRвх '
~ = _tи_ (при RФ)) _t_н_).
СФR
2СФ
Рис. 4.56 . Принципиальная схема каскада с отрнцательноА
обратной связью по току (к расчету вспомогательных цепей):
а - каскад на лампе; 6 - каскад на полевом транзисторе
Результирующее искажение плоской вершины импульса
д= д'+Лс+Л3- ЛФ (каскад на лампе),
Л = Л' + де - ЛФ (каскад на полевом транзисторе).
Все приведенные формулы для расчета искажения плоской вер­
шины импульса справедливы также в случае, когда ячейка С' R" в
uепи катода (истока) отсутствует. При этом Л' = О.
193


Схеме 4.35 (рис. 4.57)
К расчету вспомоrатепьны1 цепеii катодноrо повторитеn11 на триоде
и истоковоrо повторитеп11
Схема 4.35 дает подъем вершины импульса эа счет ячейки С' R"
и спад вершины импульса эа счет ячейки связи СсRвх:
а;
О)
Рис. 4.57. Принципиальная схема повторителя (к расчету
вспомогательных цепей):
а - катодный повторитель на триоде; 6 - истоко•ый повторитель
Л'
iи
(
R")) iи )
= С'R'(1+SR') при
~'
L\ = __i.:.:..и_
Се Rвх
Результирующее искажение плоской вершины импульса
Л =Лс-Л'.
Схеме 4.36 * (рис. 4.58)
К расчету вспомоrатеnьны1 цепей катодноrо повторитеn11 на пентоде
В схеме 4.36 искажение плоской вершины импульса обусловливают
цепи экранирующей сетки и катода.
194
Спад плоской вершины импульса за счет цепи экранирующей сетки
л
iи
з = ----'-'- ---
СэR;3 (1 +SR') (при Rэ))-
1
"- ).
2С3
Подъем плоской вершины импульса за счет цепи катода
Л' = ____t'"'""---
C' R'(1 +SR') (при R")) ~~;).
* См. опнсанне схемы 4.33 .


Результирующее искажение пло­
ской вершины импульса
Л = Лэ-Л'.
В зависимости от соотношения Л 0
и Л' в схеме возможен как подъем,
так и спад плоской вершины им­
пульса.
Важно отметить, что по перемен­
ному току резистор R э цепи экрани­
рующей сетки действует параллельно
резистору R' ( R- =
R~:~э). Ее.ли
R 0 соизмеримо с R' или меньше R', то
это следует учесть при расчете коэф­
фициента усиления и времен и уста­
новления катодного повторителя (см.
§ 4.3).
+Еп
Рис. 4.58. Принципиальная
сх~ма катодного повторите·
ля на пентоде (к расчету
вспомогательных цепей)
Схема 4.37 lрис. 4.59)
К расчету цеnн св11зн катодноrо (истоковоrо) nовторитеn11 nри реrуnяторе
усиnени11 в цепи катода (истока)
В схеме 4.37 спад плоской вершины импульса не зависит от поло­
жения движка потенциометра и определяегся выражением
л
iи
::::::::------
Р11с. 4.59. Принципиальная схема повторителя с реrулято·
ром усиления (к расчету вспомогательных цепеr1):
а - катодный повторитель с регулятором уснле11ия в цепи като,,а; б
-
нс•
токовый повторитель с регулятором усиления в цепи истока
Конденсатор С можно выбрать значительной емкости при малых
размерах, так как он находится под сравнительно небольшим напря­
жениеы. Это следует нметь в виду в связи с тем, что сопротивление
195


потенциометра R0 нельзя выбрать большим, если учесть, что при
увеличении сопротивления R0 возрастает время установления (см.
§ 4.3, схема 4.29).
Схема 4.38 (рис. 4.60)
К расчету раэв11зывающих 11чеек в анодных (стоковых) цеп11х
каскадов усипитеn11
Ячейка СФRФ в цепи анодного (стокового) питания каскада обус­
ловливает некоторый подъем вершины импульса, т. е. выполняет кор­
ректирующую функцию, и одновременно способствует повышению
устойчивости работы усилителя.
Вt!IПJJЯ­
митсль
Рис. 4.60 . Принципиальная схема трехкаскадиого усилителя
(к расчету развязывающих ячеек)
Далее указывается методика расчета ячеек СФRФ, учитывающая
влияние обратной связи через общий источник питания на устойчи­
вость усилителя и его переходную характеристику для случая, когда
в качестве источника питания используется выпрямитель с П- или
Г-образным фильтром на выходе [421.
Расчет ячеек СФRФ в схемах усилителей ламповых и на полевых
транзисторах идентичен. Поэтому вопросы расчета рассматриваются
лишь для схемы на лампах, имея в виду, что все рекомендации по
расчету и расчетные формулы относятся и к усилителю на полевых
транзисторах.
Выходное сопротивление выпрямителя для переменного тока мож­
но приближенно считать имеющим чисто емкостной характер. Оно опре­
деляется сопротивлением выходного конденсатора фильтра выпрями­
теля. На этом конденсаторе при прохождении через него переменных
составляющих анодного тока всех ламп усилителя возникает падение
напряжения. Напряжение на конденсаторе и его фаза определяются
главным образом переменной составляющей тока выходной лампы,
которая обычно значительно превышает переменные составляющие
тока ламп предварительных каскадов.
196


Из схемы рис. 4.60 видно, что переменное напряжение, образую­
щееся на конденсаторе С0 , передается на сетки ламп второго и треть­
его каскадов через элементы анодной цепи предшествующего кас­
када. Применительно, например, к лампе Л 2 резистор R 81 , внутрен­
нее сопротивление первой лампы Ril и элементы цепи связи С с и Rc
образуют делитель. Часть паразитного напряжения с резистора Rc
подается на сетку лампы Л2•
В схеме рис. 4.60 имеются две цепи обратной связи. Однз охваты­
вает выходной каскад (стрелки а) -это цепь отрицательной обратной
связи, а вторая -второй и третий каскады (стрелки 6) -это цепь
положительной обратной связи.
Достаточно глубокая положительная обратная связь может вы­
звать возбуждение усилителя. Однако если возбуждение и не возни­
кает, обратная связь любого знака, если она велика, может оказать
сильное влияние на характеристики усилителя.
Частотная характеристика при положительной обратной связи в
силу характерных для рассматриваемой схемы фазовых соотношений
претерпевает подъем в области низких частот. При отрицательной
обратной связи спад частотной характеристики в области низких час­
тот увеличивается. Изменение формы частотной характеристики про­
исходит именно в области низких частот, так как напряжение обрат­
ной связи, образующееся на конденсаторе С0 , на э1их частотах больше
ввиду емкостного характера внутреннего сопротивления источника
питания.
При усилении импульсов обратная связь оказывает влияние на
характер воспроизведения вершины импульса и может вызвать подъем
плоской вершины (при положительной обратной связи) или ее спад
(при отрицательной обратной связи). Уменьшить влияние обратной
связи можно с помощью фильтров, включаемых в цепь обратной связи
для увеличения затухания этой цепи.
Оценка влияния паразитной обратной связи через общий источ­
ник питания содержит:
-
проверку устойчивости усилителя, для чего следует восполь­
зоваться условием устойчивой работы усилителя;
-
определение соответственно подъема или спада плоской вер­
шины импульса.
Приводимые далее формулы для подъема (спада) справедливы лишь
при выполнении условия устойчивой работы усилителя.
Двухкаскадный реостатный усилитель всегда устойчив. Здесь
имеет место отрицательная обратная связь, охватывающая один вы­
ходной каскад.
В трехкаскадном усилителе (см. рис. 4.60) паразитная обратная
связь с выхода усилителя иа сетку лампы Л2 может привести к воз­
буждению усилителя. Если в анодной цепи первой лампы отсутствует
Фильтр, то условием устойчивой работы усилителя будет выполнение
неравенства
/(
2'to
О'.!3<-,
'tc
19'/


где К 0 23 = Ко 2 К03 = S2Rа2S 3 Rа 3 -произведение коэффициентов уси­
ления второго и третьего каскадов; 'tc и -r0 -постоянные времени,
соответственно равные CcRc и С0 Rаз·
Если оконечный каскад - катодный повторитель, то К03 пред­
ставляет коэффициент передачи катодного повторителя, а постоянная
времени т0 определяется по приближенной формуле
,_,С RкRа2Коз
"о"" о
•
RatKoз - Rк
где Rн -сопротивление нагрузки катодного повторителя.
При наличии одной ячейки фильтра (см. рис. 4.60) условие ус­
тойчивой работы трехкаскадного усилителя представится в виде
где
к 2'to
023<-
'tc
'
1+-11 -
1+11
Если в анодную цепь первой лампы вместо одной включить две
развязывающие ячеики, то условие устойчивой работы можно запи­
сать так (постоянные времени тф 1 и -rф 2 предполагаются одинаковыми)
где
't=
Ко2з <
2
't
0
(l+Yj)(l-
'Y)1t
2
),
'tc
1+11!+411- у (1+112+411)!- 4112
2112
При 'У\ > 3 вместо приведенного точного условия можно пользо­
ваться с.педующим приближенным условием:
1+11
1
1+-
з+11
Следует отметить, что приведенные формулы справедливы также
и для случаев, когда одна или две развязывающие ячейки включены
в анодную цепь Л3, а также, когда в анодных цепях Л1 и Л3 содер­
жится по одной развязывающей ячейке.
Добавление второй фильтрующей ячейки увеличивает предельный
коэффициент усиления не более, чем вдвое. Сравнительно малое влия­
ние на повышение устойчивости, оказываемое добавлением второй
ячейки, обусловливается тем, что с включением второй ячейки пони­
жается частота, на которой возможно возбуждение, а коэффициент
198


фильтрации каждой ячейки (отношение напряжения на в1;>1ходе к на­
пряжению на входе ячейки), как известно, зависит от частоты
(КФ ~ (l)СФRФ) и будет тем меньше, чем меньше частота.
Отметим, что развязывающий фильтр может нести и корректирую­
щую функцию, при соответствующем выборе значений элементов
фильтра. Если для корректирующего фильтра емкость конденсатора
СФ определяется требованием получить данный подъем вершины им­
пульса, а сопротпвление резистора RФ должно удовлетворять ус­
ловию
RФ)>2~Ф ,
где fи- длительность импульса, то для развязывающего фильтра
как СФ , так и RФ желательно иметь возможно б6льшнми.
Если емкость конденсатора СФ в развязывающем фильтре выбрана
достаточно большой, так что СФRа )> CcRc. то прямое влияние
этого фильтра (без учета влияния по цепи обратной связи) на частот­
ную характеристику и воспроизведение плоской вершины импульса
мало и его можно не учитывать. Сопротивление резистора фильтра
RФ желательно выбирать наибольшим, так как это повышает устой·
чивость. Наибольшее допустимое сопротивление резистора RФ мож·
но определить по характеристикам лампы, исходя из предельно до·
пустимого наклона нагрузочной прямой для постоянного тока.
В трехкаскадном усилителе корректирующий фильтр целесообраз­
но включить в анодную цепь первой или выходной лампы или в обе
эти цепи. Корректирующие ячейки, включенные в указанные цепи,
выполняют не только функцию коррекции, но дают и некоторое по·
вышение устойчивости усилителя.
В случае четырехкаскадного усилителя необходиыо проверить
устойчивость работы его последних трех каскадов, применив для
этого формулы, приведенные для трехкаскадного усилителя. Если пос­
ледние три каскада усилителя устойчивы, то и усилитель в целом будет
устойчив.
В многокаскадном усилителе напряжение паразитной обратной
связи через общий источник питания вводится в цепи сеток ламп всех
каскадов, за исключением первого. Таким образом, в усилителе име­
ется несколько цепей обратной связи. Обратная связь, охватывающая
нечетное число каскадов (ведя счет от выходного каскада и соответ­
ственно считая его нечетным), является отрицательной обратной
связью. Она обусловливает дополнительный спад плоской вершины
импульса. Обратная связь, охватывающая четное число каскадов,
является положительной и вызывает подъем плоской вершины.
Однако при оценке влияния цепей обратной связи на степень иска­
жения плоской вершины импульса обычно достаточно ограничиться
учетом влияния той цепи, которая охватывает наибольшее число кас­
кадов усилителя. Для этого случая можно записать следующую при­
ближенную формулу для результирующего спада (подъема) вершины
импульса:
199


Здесь Ко -общий коэффициент усиления усилителя; К01 -коэф­
фициент усиления первого каскада; Л -спад вершины импульса
усилителя без учета влияния цепи обратной связи через источник
питания; п -число каскадов усилителя; P(t.J
-
коэффициент пере­
дачи цепи обратной связи.
Получение отрицательного значения для др означает, что плоская
вершина импульсв на выходе усилителя имеет подъем.
Коэффициент передачи цепи обратной связи p(t.J зависит от числа
развязывающих ячеек в этой цепи.
Если цепь обратной связи не содержит развязывающей ячейки, то
~ (tи) = lиf'Co•
где 'to = CoR ап; Rап - сопротивление нагрузки оконечного каскада.
При одной развязывающей ячейке в цепи обратной связи
t2
~(tи) =-2
и'
'to'tф
где 'tФ = СФRФ·
При двух развязывающих ячейках в цепи обратной связи (постоян­
ные времени ячеек предполагаются одинаковыми)
tз
~(fи) =~.
&ro-iФ
Следует иметь в виду, что определение искажения плоской вершины
импульса с учетом влияния цепи паразитной обратной связи через
общий источник питания можно считать выполненными правильно
лишь в том случае, если
Ко ~(/и)<О,1.
Ко1
Рекомендуется следующий порядок расчета спада (подъема) плос­
кой вершины импульса на выходе усилителя.
1. На основании расчета усилителя и принятого из соображений
устойчивости числа фильтрующих ячеек определяют постоянные вре­
мени 'to и 'tф.
2. Рассчитывают коэффициент обратной связи Р(tи).
3. Определяют ЛР
-
результирующий спад (подъем) вершины
импульса.
Литер ат ура: [1, 3, 12, 13, 21, 24, 32, 33).
200


rnавв 5
РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СЕКЦИЯ.
ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЕЯ
Усилительные секции обычно содержат два каскада или входную
uспь с одним или двумя каскадами.
В зависимости от предъявляемых к усилителю требований пос­
ледний может состоять из одной или из нескольких усилительных
секций или, в общем случае, представлять комбинацию из усилитель­
ных секций и отдельных каскадов. Целенаправленное объединение
каскадов позволяет получить усилительные секции с высокими каче­
ственными показателями.
В § 5.1 и 5.2 приводится методика расчета основных параметров
ряда схем усилительных секций: а) с цепями отрицательной обратной
связи, б) с каскадами, в которых активные элементы включены раз­
ными способами, в) с взаимной коррекцией.
Введение отрицательной обратной связи позволяет повысить ста­
бильность работы усилителя и получить ббльшую линейность уси­
ления. Однако при охвате достаточно глубокой обратной связью более
двух-трех каскадов при случайном изменении параметров элементов
схемы возможно существенное искажение формы сигнала, а в некото­
рых случаях и самовозбуждение. В связи с этим далее рассматриваются
усилительные секции, в которых отрицательной обратной связью ох­
вачено не более двух каскадов.
Применение усилительных секций, представляющих комбинацию
каскадов, отличающихся разным способом включения активного эле­
мента, позволяет, в частности, уменьшить влияние динамической ем­
кости (при этом возникает возможность усиления более коротких им­
пульсов), а также ослабить влияние выходной цепи на входную цепь.
Особенности различнъ1х конкретных схем усилительных секций
указываются в их описаниях. Так же как и в гл. 4, имея в виду опре­
деление только основных параметров усилительных секций (К0 ,
fv и б ), в принципиальных схемах, которые приводятся в описаниях,
сохранены лишь цепи, имеющие малую постоянную времени и опу­
щены вспомогательные цепи с большой постоянной времени.
Указываемые в описаниях расчетные соотношения справедливы
в предположении, что активные элементы, используемые в каскадах
секции, имеют одинаковые параметры в рабочей точке. Расчетные
формулы приводятся для двух видов нагрузки секции: а) при наг­
рузке на такую же усилительную секцию, б) при нагрузке на емкость
С" и сопротивление_ Rи· В частности, Си и Rн могут представлять
соответственно С вх и Rвх следующей усилительной секции или сле­
дующего каскада.
В § 5.3 дана методика расчета основных параметров усилитель­
ного блока, содержащего несколько (до четырех) однотипных каскадов
или усилительных секций.
В § 5.4 приведены примеры расчета импульсных усилителей.
201


§ S.t . РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ
УСИЛИТЕЛЬНЫХ СЕКЦИИ
НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Схема S.1 IРИС. s.t)
Уснnитеnьна11 секция с napannenьнolf активноii отрицатеnьноii обратно.:~ св111ыо
no наnр11женню
В схеме 5. 1 отрицательной обратной связью по напряжению ох­
ватывается второй каскад. При параллельной обратной связи ее глу­
бина зависит от выходного сопротивления предшествующего кас­
када, поэтому расчет основных параметров выполняется для схемы
-Еп
Рис. 5.1 . Принципиальная схема
усилительной секции с параллельной
активной отрицательной обратной
связью по напряжению (вспомоrа·
тельные цепи не показаны)
в целом.
Наряду с усилением сигнала в
схеме имеет место также и прямое
его прохождение на выход секции
через резистор R с в цепи обратной
связи. Приводимые расчетные соот­
ношения для параметров усили­
тельной секции выведены в пред-
!
положении, что g 21 )) -R .
св
Последнее неравенство в большин-
стве случаев выполняется. При
этом на данные выходного сигна­
ла прямое прохождение оказывает
лишь слабое влияние, которым до­
пустимо пренебречь.
Следует отметить, что резистор R с в можно использовать в каче­
стве элемента схемы температурной стабилизации режима работы
второго каскада секции. При этом не возникает необходимость вве­
дения разделительного конденсатора последовательно с Rс в·
В схеме 5. 1 возможен как колебательный процесс установления
(при Ь < 2), так и апериодический (при Ь > 2), причем последний
является монотонным.
Приводимые далее выражения переходных характеристик, фор­
мулы времени установления ty (при ь:;;::.. 2) и выброса б (при ь < 2),
а также графики зависимости t/ и б от коэффициента Ь (при Ь < 2)
справедливы также и для ряда других схем (в описаниях этих схем
дается соответствующая ссылка).
202
g~1Ro1Ro2
Коэффициент усиления Ко = ----
в
t
1
nt1
ремя установления fy = у тэ т.
Глубина отрицательной обратной связи


где
где
Переходная характеристика при Ь < 2
h(t')= 1-e-at' (-j-siп~t'+cos~t')·
ь
IX= -
2'
~ = y:r=iji.
2
Переходная характеристика при Ь = 2
h(t') = 1-е-
1
'(1+t').
Переходная характеристика при Ь > 2
h(/
cz+~-(а -~)t'
cz-
~ -(а+~)t'
l)=l---e
+--е
,
2~
2~
ь
1Х= -,
2
Выброс
Обобщенное время
Коэффициент
,1ь2_ 4
~=r
•
2
о=е
t'=~.
'tэ 't
"
'tэ
ь= -.-".
'tэ
Время установления (при Ь > 2 и монотонном переходном про·
цессе)
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
't~= _1(2!..+ .2..+т-1)'
"(
't
т
<"=v+.:1.:2.
Далее приводятся выражения эквивалентных сопротивлений и
постоянных времени для двух видов нагрузки усилительной секции.
203


1. Нагрузка: входная проводимость такой же усилительной сек-
.
.
ции (Ун= У вх.ус.с)
где
где
Эквивалентные сопротивления:
R'
Ro1 = 1+g11R' ,
R"
R ----
02 - 1+g11R"'
=-1 +-1 +-1-.
R'
Rю Rсв Rст!
_1 =-1 +-1 +-1-.
R" Rк! Rсв Rcтl
Постоянные времени:
_
+
Ro1 + Ro1
't1 - 'tн
'ts1+'t -
't --•
R'
'б
+
+
Ro2 +
Rot
't2='ti2 'ts2
't-
't -,
R"
'б
gt1Ro1RotCк
't12 = (1 + g21Гб) СкR02•
'ts2 =...::.:;=--ос:.......;~::..
"(
2. Нагрузка: Си и Rи (}<= jwCи + Rlи)
Эквивалентные сопротивления:
Ro2=1
1
1'
- +-+-
Rк! Rсв Rн
_1 =-1 +-1 +-1-.
R'
Rк1 Rсв Rст2
Постоянные времени:
Ro1
Ro1
't1='t11+ 'tsl+'t -
+'t-
•
R'
'б
't2= 't12+ 't+'tн•
'tн = (1 + g21rб) СкR011 'ts1 = g21Ro1Ro2Cк,
't12 = (1 + g21rб) СкRо!• 'tи = СиR02·
Укажем на один из возможных порядков расчета предварительной
усилительной секции (считается, что в секции используются одинако­
вые транзисторы, известны параметры транзистора в рабочей точке
и также известны входные сопротивления схемы их температурной
стабилизации Rст~ и R ст 2). Порядок расчета усилительной секции,
нагруженной на Си и Rн - аналогичен.
1. Задаваясь глубиной отрицательной обратной связи и исходя
из требуемого коэффициента усиления секции определяются эквива-
204


лентные сопротивления R01 и Ro2. которые (во всяком случае перво­
начально) можно принять равными.
При этом
1 -.r-
Ro1=R02= -
vКот·
g!l
2. Используя выражения эквивалентных сопротивлений R01 и
R02 , находятся R' и R". При R 01 = Ro2 имеем
R'=R"=
Ro1
1- g11Ro1
3. Исходя из выражения "(
находится сопротивление рези­
стора цепн обратной связи
R _ g21Ro1Ro2
св- 1-1
4. Определяются постоянные
времени тil, "r 12, 'tsl• Т5 2, 't1 и 't2.
5. Определяются безразмер­
t 1 r---.....--~--..---т-
!1
ные эквивалентные постоянные 2 /. t----+---+\~....,,o<J--+---i/.
"
,"
эфф
,"
"t
временит0 ит0 ико
ици-
ент Ь.
6. По коэффициенту Ь с по- 2,0i---+- --- .._.___._,__.....__
_,2
мощью формулы или. графика
рис. 5.2 находят выбросб. Обо­
бщенное время установления
при Ь < 2 определяют по гра­
фику.
7. По найденным значениям
R' и R" (используя их выраже­
t,бL.....-...!.__ _L._-1.._~-----10
1
1,2 1,4 1,5 1,8 в
Рис. 5.2. Зависимости обобщенного
времени установления ty' и выброса
о от коэффициента Ь
ния) находят сопротивления резисторов нагрузки каскадов Rк1 и RiФ
8. Определяют время установления фронта импульса ty.
Отметим, что при Ь > 2 возможности схемы используются не пол­
ностью, так как при Ь = 2 также отсутствует выброс, а время уста­
новления фронта импульса меньше. В этом случае следует задаться
другим, большим значением глубины обратной связи у и повторить
расчет. Наоборот, если коэффициент Ь заметно меньше двух и соот­
ветствующий выброс превышает допустимый, то это указывает на
необходимость выбрать меньшее значение глубины обратной связи.
Пример 5. 1 . Определить основные параметры предварительной
усилительной секции на транзисторах П403, работающих в одинако­
вом режиме. Коэффициент усиления секции Ко = 100. Предполагает­
ся, что секция нагружена на входную проводимость такой же усили­
тельной секции. Входное сопротивление схемы стабилизации рабочей
точки Rстl = Rст2 = 2500 Ом. Параметры транзистора П403 в ра­
бочей точке: g21 = 80 мА/В, g11 = 0,0015 См, rб= 40 Ом, Ск = 5 пФ,
т = 0,007 мкс. Расчет выполнить для ряда значений глубины обратной
205


связи у: 1,4; 1,7; 2,0; 2,3; а также и для случая отсутствия обратной
СВЯЗИ (у= 1, Rсв = оо).
Подробный расчет приводится для случая у= 2,0. Для других зна­
чений у в табл. 5. 1 (см. далее) даиы только результаты расчета, вы­
полненного аналогично.
Определяем эквивалентные сопротивления R01 и R02, принимая
их равными:
Ro1=Rш.=-
1
VтКо =
1
V2-100 = 177 Ом.
g21
80 • 10-3
Находим R' и RN:
R'=R"=
Ro1
1 - g11Ro1
177
-
=2410м.
1- 0,0015. 177
Определяем сопротивление резистора цепи обратной связи:
Rсв = g21Ro1Ro2 = 80. 10-з. 177. 177 = 2500 Ом.
r-1
2-1
Определяем постоянные времени т11 , тi2• т511 Т5 2 и отношения
Ro1
Ro2
- ,-,
'б
'б
'ti1 = "i2 = (1 +g21rб)СкR01 =
= (1+80.10-з.40)·5 ·10-
12
• 177 ·106=3,72 ·10-3мкс,
't51 = g21R01R02Cк = 80 · 10-з · 177
·
177·5 ·10-12
• 106 =12,5. 10-з мкс,
't.t2 =
g21Ro1Rn2Cк -
'ts1 - 12,5. 10-~
-
6 25 10-з
'У
-
-'У- -
2
-
'
•
мкс,
'f ll
't/2
-=-=
't
't
3,72 . 10-3
7•10-з
= 0,53,
'tsl
12,5 · 10-з
79
-=
=1,
'
't
7·10-з
-2!. =
6,25. 10-а
't
7•10-а
= 0,89,
Ro1=Ro2=__!22_=О73
R'
R"
241
'
'
Ru1=Ro2=J!}_=4,42,
'б
'б
40
~=~+'ts1 + Roi + Roi = 0,53+1,79+0,73+4,42 =7,47,
't
't
't
R'
'б
_2=Ч2+'ts2+Ro2+Ro2
= 0,53+0,89+0,73+4,42 = 6,57.
't
't
't
RH
~
206


Определяем безразмерные эквивалентные постоянные времени
т8N и т э"' и коэффициент Ь:
'tэ=-
-
+-+'Т-1=-
(7,47+6,57+2-1)=7, 2,
"
1('t1
't!
)
1
5
у't
't
2
't;'=-.(
_
1
_.
-2!.. 2!.
= "/_l •7,47.6,57
= 4,95,
у"(
't
't
v2
"
ь-
--5:._
=~-152
-
."
495 -
'
•
'tэ
'
Как следует из графика рис. 5.2, коэффициенту Ь = 1,52 соответ­
ствует обобщенное время установления fy' = 2,32 и выбросб = 2,5%,
Определяем сопротивления резисторов нагрузки каскадов усили­
тельной секции
1
Rк1 =Rк~ =----
1
---
------- = 300 Ом.
1
----
------
R' Rсв
RcrJ
241 2500
2500
Находим время установления фронта импульса
fy = t~tt~,, =2,32 •7 •10-3
• 4,95 = 0,080 мкс.
Результаты расчета усилительной секции при глубине обратной
связи у = 2, а также при других значениях у (для этих значений под­
робный расчет не приводится) сведены в табл. 5.1 .
Таблиц а 5.1
"
ty,
Rк'
т
'э
'э
ь
ly
мкс
6,%
Rсв' Ом Ом
1
10,38
5,19 2
3,38 о, 123
о
00
185
1,4
8,84
5,06 1,75 2,78 0,098
0,35
4370
214
1,7
8,08
4,99 1,62 2,51 0,088
1,3
3040
270
2
7,52
4,95 1,52 2,32 0,080
2,5
2500
300
2,3
7,09
4,93 1,44 2,18 0,075
3,8
2210
345
Как следует из таблицы, применение отрицательной обратной свя­
зи позволяет при том же коэффициенте усиления заметно уменьшить
время установления усилительной секции по сравнению со случаем,
когда обратная связь отсутствует (у = l).
207


Схема 5,1* (рис. 5.3)
Уснnнтеn~.на11 секцн11 с napannenьнoii комnпексноii отрнцатеnьноi oбparнoii
св111ыо по напрвженню
Схема 5.2, как схема с параллельной обратной связью по напря­
жению, характеризуется в общем такими же особенностями, как и
схема 5.1 . В отличие от схемы 5.1 схема 5.2 содержит в цепи обратной
связи последовательно с R св катушку индуктивности L. Введение
комплексной отрицательной обратной связи вместо активной поз­
воляет несколько повысить добротность усилительной секции.
-Еп
Физически, в связи с нали­
чием катушки индуктивности L,
процесс в схеме протекает сле­
дующим образом. В начальные
моменты времени напряжение
импульса на входе активного
у элемента второго каскада не
н содержит составляющей, обу­
словленной действием отрица­
тельной обратной связи. При­
сутствие индуктивности L пре­
пятствует быстрому нарастанию
тока в цепи обратной связи, в
связи с чем напряжение обрат­
ной связи на выходе этой цепи
Рис. 5.3. Принципиальная схема уси·
.пительной секции с параллельной комп­
лексиой отрицательной обратной свя­
зью по напряжению (вспомогательные
цепи не показаны)
(на входе второго каскада) нес­
колько запаздывает. Таким образом, в первые моменты времени,
когда влияние обратной связи не проявляется в полной мере, создают­
ся условия для более быстрого нарастания фронта импульса на выходе
схемы. Далее, с увеличением напряжения обратной связи рост напря­
жения импульса на выходе усилительной секции замедляется. При оп­
ределенных соотношениях параметров элементов схемы в переходной
характеристике секции наблюдается выброс. Введение L увеличивает
входное сопротивление второго каскада и, следовательно, способству­
ет увеличению общего сопротивления нагрузки первого каскада секции
(в области высоких частот).
Расчет схемы 5.2 в целом сложнее, чем схемы 5.1 . Исключение сос­
тавляет случай, когда постоянная времени цепи обратной связи Тсв
выбирается равной постоянной времени транзистора т.
Рассмотрим вначале методику расчета для общего случая, когда
Тсв=Fт.
Схема 5.2 допускает как колебательный, так и апериодический
режимы работы. Колебательный режим имеет место, если [45]
* См. описание схемы 5.1.
208


где
'tэ
-
( 't~")2
di=-,
d2- -
' tlV
' tlV
э
э
и апериодический - при А < - 6,75.
Переходная характеристика при А > -6,75
где
h(!')·= l+1(1- ао)(а2+~2) e-lt' +
йо(1(а- 1)2+~2)
+ 1 v~ -. / (а0-a)Z +~! e-a.t' siп (~t'+ф).
ао~ V (1~а)2+~!
~
~
~
ф = arctg --- arctg --- arctg --,
Переходная
а0 -а
1-а
-а
t' =-t-.
't't!V
9
характеристика при А < -6,75
/1 (/') = 1- --'-~1
.. . .(__1_ -
___
а)__ е- at'
а0(1- а)(~ -а)
а~(1- 1)
-
тt'
____ . ._......-...__
е
а0(а-1)(~-1)
а1 (1- ~)
-~·
--~--'---- е
ао(а- р)(1- ~)
В выражениях переходных характеристик а, ~ и у - корни нор­
мированного характеристического уравнения схемы*
1+d1P+d2p2+р3
=0.
Корни характеристического уравнения можно определить, вос­
пользовавшись, например, таблицами Б. М. Шумягского [45].
Расчет с использованием выражений переходных характеристик,
в связи с его большой трудоемкостью, следует выполнять лишь в слу­
чае, если необходимо уточнить параметры схемы, полученные при
ее приближенном расчете, методика которого приводится далее.
Приближенные рш:четные соотношения при 'tсв =/= 't '
При 't ' с в =/= 't ' время установления фронта импульса сравнительно
просто определяется по методике Т. М. Агаханяна [32], которая осно­
вывается на представлении для области малых времен операторной
характеристики схемы, имеющей характеристическое уравнение выше
второго порядка, прибл.иженной формулой с характеристическим урав­
нением второй степени. При этом погрешность в определении вре-
* Операторное уравнение схемы представляется выражением
1+UoP
Fp= 1+diP+dzP~+тfd
209


мени установления, обусловленная указанным приближением, прием·
лема. Вместе с тем, если следовать той же методике при определении
выброса для практически важного случая, когда схема характеризует·
ся малым б, погрешность оказывается значительной *. Однако, если
учесть, что при малом выбросе интервал О - t в' [t .;/ - момент на­
ступления выброса, соответствующий экстремуму h(t')] существенно
больше интервала нарастания фронта импульса, допустимо при опре·
делении выброса исходить из «укороченного» характеристического
уравнения схемы, не преобразовывая его по методике Т. М. Агаха­
няна. При этом в «укороченное» уравнение входят только члены со
степенями р до второй включительно. Соответствующая абсолютная
погрешность при определении 6 в этом случае не превышает 0,01.
Коэффициент усиления Ко = g~1Ru1Ro2
1
Глубина отрицательной обратной связи
Время установления
1+RRo1
1=
g21 02
Rсв
• rv -.Г!/
fy=fy'tэ vd t,
где ty' = 'ljJ(bycт) -определяется по графику рис. 5.2,
d'
ь=-
уст d"'
d' = JId~-а~ - 2d2+2d" .
Выброс б % = <р(а, br) -определяют по графику рис. 4.14,
причем
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
'
'tсв
tэ=-,
't
"
1(t1+'t!+'tсв+
'ts=- -
-
--
1-
1 '!:
т
"
* Наличие значительной погрешности обусловлено, видимо, тем, что при
малом выбросе момент его наступления t 9 ' уже нельзя с достаточным основа·
нием отнести к области малых времен.
210


'tlV = v-1- .2!.._
• 2!. .'tсв •
3
'Т 't
't
't
L
Постоянная времени цепи связи 'tсв = -- ·
Rсв
'tсв)
·-- ·
't
Выражения эквивалентных сопротивлений R01 , R0 2, а также пос­
тоянных времени i: 1 , т2, 'tн, 't;2, i:51 , 't8 2 и тн для соответствующих видов
нагрузки полностью совпадают с приведенными в описании схемы
5.1 .
Расчетные соотношения при i: с в = т
L
Постоянная времени uепи связи 'tсв = -- = 't .
Rcn
Безразмерная эквивалентная постоянная времени
't~ = _1_ (l+2!.).
'Т
't
't
Графики рис. 5.2, выражения коэффициента усиления, времени
установления, переходных характеристик, постоянных времени
(кроме i: 8 ") и других величин, приведенные в описании схемы 5.1,
справедливы также и для схемы 5.2 при 'tсв = i:.
Расчет схемы 5.2 при т с в = т можно вести в основном в том же
порядке, как и схемы 5.1.
Схема 5.3 (рис. 5.4)
Уснnнтеnьна11 секцн11 с napannenьнoii отрнцатеnьнон обратноii связью
по напр11женню н с нндуктнвноii коррекцнеii
В схеме 5.3 параллельная отрицательная обратная связь по напря­
жению, охватывающая второй каскад секции, сочетается с индуктив­
ной коррекцией в первом или во втором каскаде. По сравнению со
схемой 5.1 схема 5.3 допускает б6льшую свободу при выборе ее дан­
ных в связи с возможностью изменения постоянной времени коррек­
тирующей цепи 'tL, глубины обратной связи у и соотношения сопротив­
лений нагрузки в коллекторных цепях.
Добротность схемы 5.3 несколько выше добротности схемы 5.1
и примерно равна добротности схемы 5.2. Большая чем у схемы 5.1
добротность схемы 5.3 обусловлена тем, что при воздействии импульс­
ного сигнала имеет место ускоренное изменение заряда емкости, на­
гружающей первый каскад (в схеме рис. 5.4, а) или второй каскад
(в схеме рис. 5.4, 6) в связи с влиянием индуктивности L.
Следует отметить, что эффективность индуктивной коррекции в
схеме рис. 5.4, а несколько ослаблена, так как второй каскад, как
каскад, охваченный параллельной обратной связью по напряжению,
имеет пониженное входное сопротивление. Однако при индуктивной
211


коррекции в первом каскаде может быть увеличено сопротивление
нагрузки. Последнее является плечом делителя цепи обратной связи.
При соответствующем увеличении сопротивления ВТОJЮГО плеча,
представляемого резистором Rс 8 , входное сопротивление второго
каскада секции возрастает и шунтирование корректирующей цепи
R1нL уменьшается.
В схеме рис. 5.4, б обратная связь практически ие оказывает влия­
ния на эффективность индуктивной коррекции, если Rс 0 много больше
активной составляющей сопротивления нагрузки секции. Последнее
условие в большинстве случаев выполняется.
-Еп
О)
Рис. 5.4. Принципиальная схема усилительной секции с параллельной отри­
цательной обратной связью по напряжению и с индуктивной коррекцией (вспо­
могательные цепи не показаны):
а - индуктивная коррекция в первом каска.11е секции; б - нидуктнвиая коррекция во вто­
ром каскаде секции
По своим параметрам обе схемы рис. 5.4 примерно равноценны.
Если секция предназначается для работы при нагрузке, изменяющей­
ся в некоторых пределах, то в этом случае предпочтительнее схема
рис. 5.4, а.
Расчет схемы 5.3 в общем случае, когда TL =F т 2 (для схемы
рис. 5.4, а) или TL =F t 1 (для схемы рис. 5.4, б) выполняется с учетом
замечаний и по формулам, которые приведены в описании схемы 5.2
для аналогичного общего случая Тсв =F т. Для схемы 5.3 сохраняют
справедливость формулы h(t'), К0 , у, t
1
, Ьуст• d', dN, а0,d1, d2, а
и ь6. Обобщенное время установления fy и выброс б для схемы 5.3
определяются по тем же графикам, что и для схемы 5.2.
Выражения постоянных времени и эквивалентных сопротивлений
R01 и Ro2 для схем 5.2 и 5.3 не совпадают. Они приводятся для схемы
рис. 5.4, а и б для двух видов нагрузки усилительной секции.
Расчет схемы 5.3 для частного случая TL = т 2 (для схемы рис. 5.4, а)
и TL = т1 (для схемы рис. 5.4, б) выполняется по формулам, которые
приводятся в описании схемы 5.1. Для схемы 5.3 действительны фор­
мулы К0, fy, у, б, h(t'), t', Ь и ly', а также графики рис.5. 2 обобщенного
времени установления iy' и выброса о.
212


Выражения постоянных времени и эквивалентных сопротивлений
для схем 5.1 и 5.3 для указанных частных случаев не совпадают. Они
приводятся далее. В упомянутых частных случаях процесс установ­
ления носит монотонный характер, если коэффициент Ь :;;;::. 2 .
где
К расчету схемы рис. 5.4, а
1. Общий случай: тL =F т2
Эквивалентные сопротивления
Ro1 = ---
1
--
1
-,
g11+Rк1+~
1
1
=-+- .
R'
Rст2 Rсв
R"
R02 =
1
+ gнR" (при нагрузке на входную проводимость такой же уси-
лительной секции),
где _1 =-1 +-1 +-l-
R"
Rк2 Rсв Rст1 '
1
R02 =
(при нагрузке Си и Rн)·
1
1
1
-+-+-
Rк2 Rсв Rн
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
'tg
тL
'tэ=-•
't
~э = +[:1
+(g11R01+~~1)(т~ +:
2
)+
+~Oll( :
2
+ 1)+(1- 1)(~+1)]'
= "1 f .!_[2!..(~+~)+(g11Ro1 +Roi)~·~+
V'У't
тт
R'тт
+ Ro1 .2 +(1-1) ~].
Rк1 't
т
rv
з(1
'tэ=i
--- ;
• ..2!..
.~
't
't
тL
213


Постоянные времени:
'tl = 'tll + 'tsl+(R01 + Ro1)'t,
R'
'б
't11 = (1 + g21rб) CкRol'
't12 = ( 1+ g21rб) СкR02•
(при нагрузке на входную
проводимость такой же уси­
лительной секции),
нагрузке С" и Rн),
'ts1 = g21Ro1Ro2Cк,
g21Ro1RotCк
'ts2 =
'Т
'tн = СнR02•
L
'tL=-,
Rк1
2. Частный случа,й: TL = т2
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
't~= -
1
-
[.2!.+(g11Ro1+R~1)_i+ R01 +"( -1],
'Т 't
R't
Rк1
't~"= -v+.:1 • :2 •
Выражения эквивалентных сопротивлений R01, Ro2 и постоянных
времени т1, 't2, тil• т12, т51, Т52 и тн -такие же, как и в случае TL =F т2•
К расчету схемы рис. 5.4, 6
1. Общий случа,й: TL =/= т1
Эквивалентные сопротивления
R'
Ro1 = 1+gнR'•
где
_1= _1_+
_1_+ -,
R'
Rю
Rст2 Rсв
где
214
Ro
2
= ------ (при нагрузке на входную
1
1 проводимость такой же
g11 + Rк2 + R" усилительной секции),
R"
+
Rст1 Rсв
R02 =
(при нагрузке С" и RJ.
1
1
1
-+-+-
Rк2 Rсв Rн
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
'tL
'tэ=-•
't


"
1
't1
't2
'tL
['
)]
'tg=1~+-'t-+(1- 1)(-;-+1 '
'tэ =
1 'tt
"2
't2
'tL
V['(")2
]
r7.7+~+<r-l)7'
Постоянные времени:
(при нагрузке на входную проводимость
такой же усилительной секции),
1(при нагрузке С, и R,),
2. Частный случай: тL = т1
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
"
1
't2
(,)
'tэ =-:r --; - +r-1 ,
"
",
't2
1
'tэ =-· --
"t
у.у
Выражения эквивалентных сопротивлений R01 , R02 и постоянных
времени i:1, i:2', т2", 't;1, т12, t.1
, i:_,
2,т11иTL- такиеже,какивслу­
чае TL =1= т1.
215


Схема S.4* (рис. S.S)
Усиnитеnьна11 секци11 с общеfi отрицетеnьноА обратноii св11зыо по наnр11жению
В схеме 5.4 отрицаrельной обратной связью по напряжению охва­
чены оба каскада секции. В первом каскаде действует одновременно
отрицательная обратная связь по току. По сравнению со схемами 5.1 -
5.3, в связи с наличием об~й цепи обратной связи, схема 5.4 отли­
чается более высокой стабильностью и линейностью усиления.
В первом каскаде для повышения его добротности используется
эмиттерная коррекция. Постоянная времени цепи эмиттера выбирает­
ся обычно соответствующей монотонному переходному процессу в
-Еп
первом каскаде.
Делите.ль в цепи общей об·
ратной связи выполняется ком­
пенсированным. Для этого па­
раллельно резистору Rс в вклю­
чают конденсатор С с в неболь­
шой емкости, которую выбирают
Ун исходя из условия равенства
постоянных времени плеч дели­
теля. При компенсированном
ю-~+--+-~~~~........1----11--~
Рис. 5.5. Принципиальная схема
усилительной секuнн с общей от­
рицательной обратной связью по
напряжению (вспомогательные uепн
не показаны)
делителе уменьшается время, на
котор6'е запаздывает передача
напряжения общей обратной
связи с выхода усилительной
секции на ее вход; это позво­
ляет избежать возникновения
значительного выброса в пере-
ходной характеристике.
Через цепь обратной связи имеет место прямое прохождени~ сиг­
нала на выход секции. Ввиду незначительности его влияния па пара·
метры усиленного сигнала, оно при расчете не учитывается.
Переходный процесс в схеме 5.4 может быть как колебательным,
так и апериодическим. Если постоянную времени цепи эмиттера пер­
вого каскада выбрать так, как это рекомендуется далее, то в случае
Ь > 2 переходный процесс в схеме будет монотонным. Расчет схемы
5.4 во многом аналогичен расчету схемы 5.1. Общие выражения пере­
ходных характеристик схем 5.1 и 5.4 совпадают. Графики зависимос­
ти t./ и 6 от коэффициента Ь (см. рис. 5.2), приведенные в описании
схемы 5.1, справедливы также и для схемы 5.4.
Схема 5.4 широко применяется в импульсных усилителях, в частно­
сти, при микроминиатюрном исполнении их конструкции.
216
g~1Ro1Ro2
Коэффициент усиления Ко = ,__;;. _ __
'Уо'У1
Время установления fy = t~ 't~" t.
* См. описание схем 5.l
-
5.3.


rде
где
Глубина общей отрицательной обратной связи
-1+2RR
R
То-
gz• о1 о2 'У1(R+Rсв)
Глубина отрицательной обратной связи по току
11 = 1+ g21R+gнR·
Переходная характ~ристика при Ь < 2
h(t') = 1-e-at' (f siп~t' + cos~t')•
ь
а=-
'
2
~=~·
2
Переходная характеристика при Ь = 2
h(t') = 1- (l+t')е-t' •
Переходная характеристика при Ь > 2
h(t')=1- а+~е-<11-~>t'+а-~е-<11+~>t'
2~
ц
'
ь
1Х =-·
2
~ = Jf/ii"=4 .
2
t'
t
Обобщенное время = - "- ,
·
"ь
Jf4- ь•
Выброс о= е
'С~,
Коэффициент Ь = --m.
'fэ
'tз 't
Обобщенное время установления при Ь > 2 (формула Элмора)
t~= 2,2Vь2- 2.
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
't~ =-1 - (i +_в_)+ _1
.
-2,
'Yo'Yl
't
'б
'Уо 't
Постоянная времени цепи эмиттера первого каскада
't='t +'tRo1+'tRo1•
сs1
'б
R'
Емкости конденсаторов цепи обратной связи
с 'tc
С=~.
св=-,
Rсв
R
217


где
где
Эквивалеитиые сопротивления
R'
Ro1 = _l_+_g_н_R_' '
1
1
1
-=-+-·
R'
Rк1 Rст2 1
1
R02 =
(при нагрузке иа входную проводимость
-1f.!L +-1
-
такой же усилительной секции),
'Тu'Т• R"
_1= _1_+
_1 + _1_.
R"
Rк2 Rсв Rст1 '
R02 =
(при иаrрузке Са и RJ.
1
1
1
- +-+-
Rк2 Rсв Rн
Постоянные времени:
++Ru1+Ru1
t1=tн
tsl
t--
t--•
'б
R'
t = ,., +t +t~+t Rut (при нагрузкеиа входную
2
'
2
52
1о1r'б R" проводимость такой же уси·
лительной секции),
t2= t12+t+t8 (при нагрузке Сн иRJ,
' tt t = (1 + gz1Гб) CкRol' 'tsl = g21Ro1R02Cк, 'tн = CuR02•
Далее приведен примерный порядок расчета для случая, когда
нагрузкой является входная проводимость такой же усилительной
секции. При нагрузке на Сн и Rн можно придерживаться с учетом
специфики нагрузки той же последовательности расчета. Параметры
транзистора в рабочей точке, а также входные сопротивления схемы
температурной стабилизации (из расчета режима работы по постоян­
ному току) Rст~ и Rст 2 считаются известными.
1. Задаваясь глубиной общей обратной связи 1о и глубиной обрат­
ной связи по току у1 , определяют, исходя из требуемого коэффициен­
та усиления, произведение R 01 R 02• Далее, задаваясь отиошеиием э:(­
вивалеитны~ сопротивлений, находят R 01 и Ro2· Глубину 11 выбирают
обычно небольшой (при этом сопротивление резистора R, равиое
11-1
R
--' -"" ----
-
мало), имея, однако, в виду, что с 8 , зависящее от R,
g21 + gll
должно быть много больше R02•
2. Определяем, исходя из выражений 1о и Ко
Rсв=R(Ku&o - 1).
&u- 1
218


3. Исходя из выражений R01 и R 02 определяются R', R" и далее
Rи1 и R112·
4. Последовательно находятся постоянные времени
't11,
'ti2, т,1,
Т52, 't1, Т2 И 'tc•
5. Определяются безразмерные эквивалентные постоянные вре-
"
"'
эфф
ь
менит0ит0 идалееко
ициент .
6. По графику рис. 5.2 (при Ь .::::;; 2) или по формуле (при Ь > 2)
определяют обобщенное время установления t у', а затем время уста­
новления fy. По этому же графику (или формуле) определяется выб­
рос в переходной характеристике.
7. Определяются емкости конденсаторов цепи обратной связи
СевИС.
Если при расчете выброс или время установления окажутся не­
приемлемыми, то надо задаться другим значением 1о и повторить
расчет. Следует иметь в виду, что при увеличении 1о выброс возрас­
тает, а время установления уменьшается.
Схема 5.5 (рис. 5.6)
Комбииироваина11 усиnитеnьиа11 секцн11 типа общиii эмнnер - общиii коnnентор
Повышению добротности обычного реостатного каскада с общим
эмиттером препятствует значительная входная проводимость следую­
щего за ним каскада, если последний выполнен по той же схеме. Умень­
шение влияния на данный усили­
тельный каскад со стороны сле­
дующего достигается в случае,
если усилитель выполнить из
последовательности усилитель­
ных секций типа общий эмит­
тер -общий коллектор. При
этом в усилителе каскады, вы­
полненные по схеме с общим
эмиттером, будут чередоваться
с эмиттерными повторителями.
Последние, как обладающие
значительным входным сопро­
тивлением, создают условия,
позволяющие полнее использо­
вать усилительные возможности
каскадов с общим эмиттером.
Рис. 5.6. Принципиальная схема ком·
бииироваиной усилительной секции ти­
па общий эмиттер - общий коллектор
(вспомогательные цепи не показаны)
Рассматриваемая комбинированная усилительная секция харак­
теризуется несколько меньшей добротностью, чем добротность пары
идентичных каскадов с общим эмиттером. Наличие в составе усилителя
каскадов с отрицательной обратной связью (эмиттерных повторите­
лей) способствует улучшению ряда его качественных показателей.
В частности, в таком усилителе резко ослаблены связи между секциями.
Поэтому усилитель, составленный из комбинированных секций с ука-
219


занными схемами включения транзисторов, отличается высокой ус­
тойчивостью работы.
Переходный процесс в схеме при ее нагрузке на такую же усили­
тельную секцию (с одинаковыми параметрами транзисторов в рабочей
точке) или на активное сопротивление (например, на согласованную
на конце линию) имеет монотонный характер. Далее для этих случаев
приводятся расчетные формулы. Следует указать, что при емкостной
нагрузке секции и при определенных соотношениях данных схемы в
ней возможен колебательный процесс установления, что связано с
особенностями работы эмиттерного повторителя в импульсном ре­
жиме (см. описание схемы 4.5).
Благодаря простоте и своим качествам секции, выполненные по
данной схеме, находят применение в усилителях импульсных сигна­
лов. Следует отметить, что схема 5.5 полностью удовлетворяет требо­
ваниям, которые предъявляются к схемам при микроминиатюризации
электронной аппаратуры.
Коэффициент усиления секции Ко= К 01 Кп2·
Коэффициент усиления первого каскада секции (каскад по схеме
с Qбщим эмиттером) Ко1 = g21R oi·
Коэффициент передачи второго каскада секции (эмитrерный повто­
ритель) Кп2 = (g21 + gн)Ro2·
Время установления секции (при Ь > 2 и монотонном переходном
процессе)
"'
-.r
fy =2,2'tэ 't v Ь2-а2-2.
Эквивалентные безразмерные постоянные времени:
1
'tэ =
'
(g21 + g11) Гб
,,
't1
-r2
'tэ=-+-,
't
't
.~.
't
Коэффициенты
"
-2-
ь-
.".
'tэ
Эквивалентные сопротивления
Ro1 =
1
,
(1- Кт)gн+lf"
1
1
1
где -
=-+-·
R'
Rк Rст2 '
1
R02 =
(при нагрузке на входную проводимость такой
1
v
)
g+
2g + - же усилительнои секции ,
21
11
R"
220


1
1
1
где - =-+-·
R" Rз Rcтl'
1
Ro2 = ------
1
-
(при нагрузке на активное сопротивление Rн),
g21+gll+ RN
1
1
1
где - =-+-.
R"RзRн
Постоянные времени:
t1= 'ttt+'tst+'t Ro1+'t(1- К112)Ro1•
R'
'б
R
2Ri1
11=ti2+tst+t
0
;+t-
0
-
(при нагрузке на вход-
R
'б ную проводимость такой
tst = (Ко1- l)CкR02
же усилительной секции),
tz= ti2+ t32+ t R~~ + t Ru2}(при нагрузкена активное
_С RR
'
6
сопротивление Rн),
'ts2 -
к02
t12 = (1 +g21Гб)СкRо~·
При расчете схемы можно придерживаться следующего порядка.
Вначале ориентировочно, полагая Кп2 ~ 1, Ко~ Ко1 ~ gz1Rн.
по требуемому коэффициенту усиления Ко находят R11 • Используя
данные, полученные при определении режима работы транзисторов
по постоянному току и расчете схемы температурной стабилизации
(R 8 , Rстt и Rстz), а также приведенные расчетные формулы, последо­
вательно находят l/ R", R0 2. l/R', R01 и уточняют значения Кп2•
К01 и К0 • Далее, также последовательно определяют постоянные вре­
мени "rн, 't; 2 , "r51 , "r 52 , "r 1 и "r 2 , эквивалентные безразмерные постоянные
f
N
lff
фф
ь
t
времени -r 0 ,
-r0 ,
-r0 , коэ
ициенты а, и время установления у·
Схема 5.6 (рис. 5.7)
Уснnнтеnа.на11 секцн11 с взаимно корректированными каскадами
Схема с взаимной коррекцией каскадов отличается значительно
более высокой добротностью, чем схема, содержащая такое же число
одинаковых каскадов. Вместе с тем схема с взаимной коррекцией обла­
дает и существенным недостатком - пониженной стабильностью своих
параметров. Рассматриваемая схема 5.6 является одной из простей­
ших схем такого типа. Применение более сложных схем ограничивает­
ся их еще большей чувствительностью к изменению данных пассив­
ных и активных элементов схемы. При укаэанном изменении нару­
шаются условия взаимной коррекции, что обычно приводит к резкому
увеличению выброса в переходной характеристике.
Как видно из схемы рис. 5.7, усилительная секция содержит раз­
ные каскады - некорректированный реостатный каскад и каскад с
221


индуктивной коррекцией (порядок следования каскадов значения
не имеет). Элементы каскада с индуктивной коррекцией выбираются с
данными, которым соответствует выброс в переходной характерис­
тике этого каскада порядка нескольких десятко» процентов. Влияние
некорректированного реостатного каскада, который характеризует­
ся монотонным переходным процессом, проявляется в том, что вы­
брос в переходной характеристике усилительной секции «сглаживает­
ся» до допустимого значения.
Основное влияние на время установления усилительной секции
оказывает каскад с индуктивной коррекцией. При увеличении сопро·
-Еп
Рис. 5.7. Принципиальная схема уси­
лнтельноА секции с взаимно корректи·
рованными каскадами (вспомогательные
цепи не показаны)
тивления нагрузки реостатного
каскада время установления се­
кции возрастает в заметно мень·
шей степени, чем увеличивается
ее коэффициент усиления, т. е. с
увеличением R к~ повышается
добротность усилительной сек­
ции. В связи с этим сопроти­
вления резисторов R кt и R 112
следует выбирать с таким расче·
том, чтобы эквивалентное сопро­
тивление нагрузки реостатного
каскада R01 не менее чем вдвое
превышало аналогичное сопро­
тивление R02 каскада с индук­
тивной коррекцией.
В схеме 5.6 отношение экви·
валентных сопротивлений п сле·
дует выбирать примерно в пределах 2+5. При большом п для того,
чтобы компенсировать более медленное нарастание фронта импульса,
обусловленное увеличением сопротивления нагрузки в первом каскаде,
необходим соответственно больший выброс в переходной характерис·
тике каскада с индуктивной коррекцией. При этом ухудшается ста·
бильность работы усилительной секции и, кроме того, возрастает от·
рицательный выброс в переходной характеристике, что вызывает
необходимость его оценки.
Следует отметить, что эквивалентные сопротивления R01 и R02
нельзя выбирать произвольно, так как каждое из них ограничено
сверху входным сопротивлением следующего каскада (или сопротив­
.лением нагрузки) и предельным сопротивлением резистора в цепи
коллектора Rю которое находится при выборе режима работы кас­
када по постоянному току.
Далее приводится методика определения основных параметров уси­
.лительной секции. Укажем, что нахождение параметра коррекции
't 'L/'t , соответствующего допустимому выбросу, требует повторных рас­
четов при разных исходных значениях т,L/т,. Время установления
фронта импульса определяется после выяснения, какой величине
т,L/т, соответствует допустимый выброс.
Коэффициент усиления К0 = g~1RWi.
222


Отношение эквивалентных сопротивлений п = R 01/R0 2.
Время установления fy = ty't 0 "'t.
Переходная характеристика и выброс при Ь < 2
-at' cz-a
--;п
( t')
h(/1)=е[1- е
(-~- siп~t'+cos~t')]+"// 1- е
,
где
о:::::::ЕV1- аЬ+а2 е
Е= аот+1-Ьт
т2 -Ьт+ 1
11=1-е.
a0 -m
а=
,
т2- ьт+ 1
ь
IX=-
2,
Обобщенное время t' = t!т 8"',;,
lll
Обобщенное время появления выброса [обобщенное время, соот­
ветствующее первому экстремуму переходной характеристики h(t')]
t' ::::::: -
1
-
(п - arctg __::l_).
9
~
1- аа.
Безразмерные эквивалеитиые постояииые времени
't* = :.!!.+~+R~1+Ru1 ,
9
't
't
R
'б
'tL
't = 21.,
9
't
't
-
9
't
Коэффициенты
"
~=
ь-2-
-
,,,,
'tэ
(
.
•
1)
1. Нагрузка: Си и Rн Ун= /WСн + Rн
Эквивалентиь:е сопротивления
Ro1 =---
1
-,
gll + R-"
*
'tэ
т =-.-".
'tэ
't2
't
где -
=-
+-
1
-
(R ст2 - входное сопротивление схемы стаби-
R'
Rк1 Rcтz
лизации второго каскада секции);
R _ Rк2Rн
02
-
Rк2+Rн
223


Постоянные времени:
'tl = 't +t12+'tн+'tL Rot. •
Rн
L
'tL = R1t2.
2. Нагрузка: входная проводимость каскада без отрицательной
обратной связи (Ун = у вх)
где
Эквивалентные сопротивления
R'
Rю
Ro1 =---1-·
gll +к
1
+-R ;
Ст'l
Ro2 = -------
1
1
(R ст~ - входное сопротивление схе­
мы стабилизации нагружающего
каскада).
gн+-R +-R
К2
стl
Постоянные времени:
t1= t2+tL(g11Ro2+Ro
2
)•
Rcтl
' tt2 = (1 + g21Гб)СкR02• 'ts2 = К~СкR02•
где Ко' -коэффициент усиления следующего каскада.
Если нагрузкой усилительной секции является входная проводи­
мость такой же секции, то в этом случае Т52 = 'ts1·
Порядок расчета
1. Задаваясь коэффициентом усиления К 0 и отношением экви­
валентных сопротивлений п = R01! R0 2, находим эти сопротивления
R
1 ~/Ко
0~ = gzi r --::-·
2'24


2. Исходя из выражений эквивалентных сопротивлений опреде­
ляем R', Rкt и Rк2·
3. Последовательно, с учетом вида нагрузки, находим постоянные
времени т 11 , 'tt21 Т51 , Т52 (или тн) и далее отношения
4. Определяется т 3 *.
TL
5. Выбирается
(
TL
'
)
-'t- = 'tз
примерно из интервала
*
*
2-rз ...: .. . Зтз и определяются эквивалентные постоянные времени т 11 " и
п
п
т8"'. Выбранному из
указанного интервала отношению TL/,; обычно
соответствует коэффициент Ь близкий к единице и большой выброс в
переходной характеристике каскада с индуктивной коррекцией.
6. Находятся коэффициенты а0 , Ь, т и далее ~. "!), а, а и ~.
7. Определяется обобщенное время появления выброса t 11 '.
8. Определяется выброс б (если для б получено отрицательное
значение, то следует задаться другим, б6льшим значением TL/i:).
9. Определяются значения переходной характеристики h(t') для
моментов kt з' (k = 0,2; 0,4; 0,6; 0,8) и строится график переднего
ФР,онта h(t'). По графику нахо~ят об?6щенное 1 время ~становления
t1,имеяввиду,чтоfy=t0,9
-t0 ,1
,
где /0,9 и t0•1 -моменты
обобщенного времени, соответствующие уровням 0,9 и О, 1 переходной
характеристики.
10. Определяется время установления fy.
11. Определяется индуктивность корректирующей катушки
L= Rк2( :L)'t.
Пример 5. 2 . Рассчитать усилительную секцию с взаимно коррек­
тированными каскадами на транзисторах П403 и построить зависи­
мость выброса от значения свободного параметра ТL/т при отношении
эквивалентных сопротивлений п = 3. Определить время установле­
ния, соответствующее выбросу б ~ 3%. Коэффициент усиления Ко =
= 270. Секция нагружена на входную проводимость каскада без
отрицательной обратной связи с коэффициентом усиления Ко' = 4.
Параметры транзисторов в рабочей точке одинаковы и равны; g 21 =
= 80мА/В,g11= 0,0015См,Гб=40Ом,С11=5пФ,т=0,007мкс.
Кроме того, известно, что Rст~ = Rтс 2 = 2500 Ом.
Исходя из формулы коэффициента усиления определяем эквива­
лентные сопротивления
R02=-
-
=
-
= 119 Ом,
1 уко
1
у-210
g2J
п
80 · 10-3
3
R01= пR02=3·119 =357Ом.
225


Используя выражения R01 и R0 2, находим:
R'=
Ro1
357
= 769 Ом,
1- g11Ro1
1- 1,5 • 10-3
• 357
R _ Rcт2R'
Kl-
Rст2- R'
-
2500.769 ~1100Ом
2500-769
•
119
= 1540
119
м.
l-l,5·10 - 3
.119- --
2500
Определяем постоянные времени т; 1 , Т;2. тsl• тs 2 и отношения
тн/т, тiJт, тs1/т, т5Jт и тJт:
0,%
20
18
!б
14
12
10
8
б
4
2
о
't;1 = (1 + g21rб)СД01 =(1+80 · 10-з
· 40) 5· 10-12
·357·106 =
= 7,50 · 10-з мкс,
't12 = (1+g21rб)сд.02=(1 + 80.10-з.40)х
Х5·10-12
•
119 · 106
= 2,50 · 10-з мкс,
't51 = g21R01R02Cк = 80 · 10-з
· 357·119·5 ·I0-
12
•
106 =
= 17,00 · 10-з мкс,
'ts2=К.~СкRо2=4·5 ·I0-
12
• 119·106
= 2,38·I0-
3
МКС,
~ 7,50 · 10-з
= 1,07, :&..=
17 ,00 · l0-3
= 2,43,
't
7.10-~
't
7·10-3
~= 2,50. lо-з
= 0,36,
'ts2
2,38. 10-3
=0,34,
-=
't
7·10-з
't
7·lо-з
,
~ =--2!..+
'ts2+ Ro2+~=
/
't
't
't
Rк2
Гб
=о36+о34+~+~ =445
v
/
х
/,
)
/,
/
'
'
154
40
'
•
Определяем эквивалентную посто­
янную времени
't: = --2!_ +
'tst + Ro~ + ..!5.2L =
't
't
R
Гб
= 107+243+
357
+
357
= 1288.
•
'
769
40
•
11g!Оlt12IJ_&
Принимаем для TL/,; следующий
ряд значений: 9, 10, 11, 12, 13 и 14.
Для ТL/т= 9 дается подробная запись
расчета б и fy. Результаты аналогично
проведенного расчета б при других
7:'
Рис. 5.8 . Зависимость выброса ~
от 'tL /'t
226


исходных значениях тLI-.: представлены графиком рис. 5.8.
Определяем эквивалентные безразмерные постоянные времени
't" _
~ =~ 'ts2
~ Ro2
~(
_!!!!._)-
э-
't
't+
't+Rк2+rб+'t gllRo2+Rcn -
=0,36+0,34+~+~+9(1,5 • 10-з • ll9 +~) =6,48,
154
40
2500
"'
l 'tL
't2
't9
= 17'-;-=V9•4,45=6,33.
Определяем коэффициенты а0 , Ь, т и далее е, Т\, а, а и ~:
1
"
'tэ
9
а0 =-"-. =-- = 1,42,
'tэ
6,33
'fэ
6,48
ь= -."- =
-- = 1,02,
't3
6,33
Е=а0т+1- Ьт = l,42·2,03+l-1,02·2,03 =0,594
,
т2-ьт+ 1
2,032 -1,02·2,03+1
'У/= 1- ~ =1- 0,594=0,406,
а= а0-т
_
1,42 - 2,03
=_
020
m2 -bm+l 2,032 -1,02·2,ОЗ+l
••
-~-~=051 R= y'4=t;i = Jf4 -l,02Z =086
IX- 2
-
2
'
'
t'
2
2
'
'
t~~-
1
- ('lt - arctg _а_~-) = -
1
-('lt - arctg
~
1- аа
0,86
- 0,20. 0,86) = 3 84.
1+0.20.0,51
•
Определяем выброс
3,84
= 0,594v1 + 0,20. 1,02 + О,202 е-0•51 ' 3'84 - О,406е- 2'63 = 0,031.
Обобщенное время установления определяем по графику переднего
фронта переходной характеристики h(t'). Для этого предварительно
находим коэффициент при siп ~t' и с учетом найденных значений
е, ri. т, а и ~ записываем выражение переходной характеристики
~ = 0,51+0.20=о826
~
0,86
'
•
h(t') = 0,594 [1- е-
0
•511' (0,826 siп 0,86 t' + cos 0,86 t')] +
+ 0,406(1- е- 2~~)·
227


На рис. 5.9 по приведенному выр;;~жению построен график перед­
него фронта h(t'). Рассчитанные значения h(t') для моментов t' =
=kt ./ (k = 0,2, 0,4, 0,6, 0,8) помечены кружками. Из Г,Рафика следует,
что t./ = 10,9
-
!0,1' = 2,05.
hft'J
(J,a4;t,OJ1) Определяем время уста-
u
1,О
новления
rт1
0,9
0,8
0,7
О,б
O,J
0,4
O,J
0,2
0,1
о1/
/ (J,07; и,97)
j
ff2,J;0.80J ,
1
1
/f!,54; O,J24
1
1
1
j(O,li; 0,202)
/ tq=2,0J
f
2
J
t'
fy=t~ 't~" 't = 2,05 .6,33х
Х7· 10-
9•10
6
= 9,08 · 10-2 мкс.
Определяем индуктивность
корректирующей катушки
L=Rк2(:L)'t= 154 •9 •7Х
Х 10-9
•10
6
= 9,7мкГ.
Для сравнения представ­
ляет интерес найти коэффи­
циент усиления и время уста­
новления первого реостатного
каскада секции (см. схему 4.1)
Рис 5.9. График переднего фронта переход-
ной характеристики h(t')
К01=g21R01 = 80 ·10-зХ
х1100=88,
ly = 2,2 't:'t = 2,2. 12,88. 7. 10-
6
•
106
= 19,8. 10-2 мкс.
Как следует из сравнения коэффициентов усиления и времен уста­
новления реостатного каскада и усилительной секции, применение
взаимной коррекции позволило увеличить усиление и одновременно,
примерно вдВое, уменьшить время установления.
График рис. 5.8 позволяет оценить порядок стабильности работы
схемы. Из него, в частности, непосредственно вытекает, что увели­
чению выброса на 1% (до 4 %) соответствует изменение -r:Ll-r: примерно
на2%(от9до9,2).
Схема S.7 * (рис. S.tO)
Входна11 уснnнтеnьна11 секцн11 с вза1tмноА коррекцнеii
Если постоянная времени RгСг, характеризующая источник сигна­
ла, близка к требуемому времени установления усилителя, то в этом
случае необходимо применить коррекцию параметров входной цепи.
Выполняя входной каскад с индуктивной коррекцией, можно осущест­
вить взаимную коррекцию входной цепи и входного каскада, ана­
логичную взаимной коррекции в схеме 5.6. При этом методика расчета
схемы 5. 7 практически совпадает с методикой расчета схемы 5.6 (см.
описание схемы 5.6). Отличие состоит в определении коэффициента
* См. описание схемы 5.6.


усиления К0 , эквивалентного сопротивления R01 и безразмерной
эквивалентной постоянной времени тз*, которая в данной схеме за­
висит от постоянной времени источника сигнала.
Особенности схемы 5.6 свойственны также и схеме 5.7. Порядок
расчета схемы 5. 7 совпадает с указанным для схемы 5.6. При этом
необходимо учесть, что эквива­
лентное сопротивление R01 не
выбирается (так как значение
внутренней проводимости gг ис­
точника сигнала задано техниче­
скими требованиями, предъя­
вленными к усилителю), в связи
с чем следует, определив R01 и
задавшись отношением эквива-­
лентных сопротивлений п. найти
Rn2 И Kn.
Далее приведены выражения
Kn. R01 и т э*. Остальные, не­
обходимые для расчета формулы,
совпадают с приведенными в опи­
сании схемы 5.6. При этом вхо­
дящее в расчетные формулы схе-
-Еп
Рис 5.10. Принципиальная схема
входной усилительной секции с вза­
имной коррекцией (вспомогательные
цепи не показаны~
мы 5.6 сопротивление R н2 соответствует сопротивлению R н схемы 5. 7
(см. рис.5. 10).
Коэффиuиент усиления
R~i
Ко= grg21_n_ •
Эквивалентное сопротивление
где
Roi
n=--.
Ro2
R'
Ro1 = _t _+ _g_1_1 _R_'_'
1
где ---р:- = g[I + Rст ( R ст - входное сопротивление схемы стабили-
зации входного каскада).
Безразмерная эквивалентная постоянная времени входной uепи
't; = 2!:__ +
'ts1 +~+..!io!_ ,
t
't
R'
'б
Схема 5.8* (рис. 5.11)
Схема коррекции параметров входноrо сиrнаnа с 1ксnоненциаnьным фронтом
Все импульсные сигналы характеризуются той или иной дтrтель­
ностью фронта. В тех случаях, когда длительность фронта импульсов
на входе усилителя мала по сравнению а временем установления, ко-
* См. описание схемы 5.6
229


торым должен обладать усилитель, допустимо приближенно считать,
что входные импульсы имеют строго прямоугольную форму. Вместе
с тем иногда необходимо усиливать импульсы с незначительным допус­
тимым изменением (или без изменения) первоначальной длительности
их фронта. Решение последней задачи основывается на использовании
принципа взаимной коррекции.
Как известно, прямоугольный импульс при прохождении через
реостатный каскад изменяет форму своего переднего фронта на экспо­
ненциальную. Из этого следует, что вместо схемы рис. 5.11, а, в кота-
-Еп
Ь,
О)
Рис. 5.11 . К расчету схемы коррекции параметров входного сигнала:
а - прннцнпнальна>1 схема каскада с нндуктиnной коррекцней, на входе которого дeil·
ствует нмпуJ1Ьс с экспоненциальным фронтом: б - прющипиальная схема уснлнтельноJ!
секuнн с вэанмно корректированными каскадами. на входе которой .11ействует импульс
прямоугольной формы (вспомогательные цепн не показаны.)
рой импульс с экспоненциальным передним фронтом действует на
входе каскада с индуктивной коррекцией, можно рассматривать
схему рис. 5.11.б, содержащую такой же каскад с индуктивной кор­
рекцией, которому предшествует реостатный каскад с действующим
на его входе импульсом прямоугольной формы. Последняя схема
представляет усилительную секцию, каскады которой могут быть вы­
полнены взаимно корректированными (см. схему 5.6). Очевидно, что
обе схемы рис. 5.11 можно считать равноценными, если принять коэф­
фициент усиления реостатного каскада равным единице, а его время
установления равным длительности фронта импульса на входе кас­
када с индуктивной коррекцией.
Расчет схемы 5.8 аналогичен расчету схемы 5.6, что следует из
идентичности схем рис. 5. 11, 6 и 5.7 . Все расчетные формулы, приве­
денные в описании схемы 5.6, кроме формул, определяющих Ко и
't э*, справедливы также и для схемы 5.8 . При расчете схемы 5.8 можно
в основном придерживаться порядка расчета, указанного для схемы
5.6 . При этом обозначения, принятые в описании схемы 5.6, действи­
тельны для схемы 5.8 .
Эквивалентное сопротивление Ro2 выбирается соответствующим
отношеш1ю ~ = 2 + 5, где tФР - длительность фронта входного
2,2 "t2
230


импульса. Отношение ~ для схемы 5.8 имеет то же значение, что
2,2Т2
и отношение эквивалентных сопротивлений R01/ R02 для схемы 5.6.
В качестве каскада, предназначающегося для взаимной коррек­
ции параметров входного сигнала в линейном усилителе может быть
выбран в принципе любой из предварительных каскадов. Однако ра­
бочий участок характеристики активного элемента может считаться
линейным лишь в первом приближении. Нелинейность проявляется
слабее в случае, если сигнал охватывает небольшой участок характе­
ристики. Поэтому предпочтительнее для взаимной коррекции исполь­
зовать один из первых каскадов усилителя.
Коэффициент усиления Ко = g21Ro2·
Безразмерная эквивалентная постоянная времени
*
tфр
'tэ = 2,2-t.
Условие выбора R 02: ~ = п, где т2 зависит от Ro2·
2,2-r2
Имея в виду выражение т 2 , эквивалентное сопротивление R02 можно
определить, воспользовавшись следующей формулой (предполагается,
что нагрузкой каскада с индуктивной коррекцией является входная
проводимость каскада без отрицательной обратной связи с коэффи­
циентом усиления Ко' и входным сопротивлением схемы стабили­
зации Rст1):
1
Ro2 =
1
1
•
gн+--+--
Rк2 Rcтt
где
2,2n-t-tфp
Rк2=---,------,-----=--_;...;,---------=-.
tФР(g11 + -
1-)-2,2п[<1 +g21 'б) Ск +К~ Ск +~J
Rст1
'б
Следует отметить, что схема 5.8 предусматривает только взаимную
коррекцию данных переднего и заднего фронтов входного импульса
и не учитывает искажений, вносимых входной цепью усилителя.
§ 5.1. РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СЕКЦИl:t
НА ЛАМПАХ И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ.
РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ ГН&РИДНЫХ СЕКЦИИ
Общая характеристика аналогичных схем, выполненных на актив­
ных элементах разного типа, в основном совпадает. В связи с этим
в описаниях ряда схем этого раздела опущены их общие характерис­
т11ки, если такие даются в § 5.1 для их аналогов на биполярных
транзисторах (приводятся лишь соответствующие ссылки). Вместе с
тем в описаниях указываются особенности работы схем, связанные
с использованием в них активных элементов определенного типа.
231


Схема 5.9 lрис. 5.t.1)
Уснnитеnьна• секцн• с mipannenьнoii активноii отрнцатеnьноii обратноii
св•зью no наnр•женКJО
Общая характеристика схемы 5.9 такая же, как и ее аналога
на биполярных транзисторах (см.§ 5.1, описание схемы 5.1).
По сравнению с двухкаскадным реостатным усилителем схема 5.9
при выбросе б < 3 % позволяет получить примерно в 1,5 раэа боль­
ший коэффициент усиления (при том же времени установления) или
соответственно меньшее время установления (при том же коэффици­
енте усиления).
При параллельной обратной связи по напряжению в усилитель­
ной секции на полевых транзисторах резистор Rсв может быть ис-
Рис. 5.12. Принципиальная схема усилительной секции с парал­
лельной активной отрицательной обратной связью по напряже­
нию (вспомогательные цепи не показаны):
а - вариант схемы на .пампах: б - вариант схемы на полевых транзисторах
пользован в качестве элемента схемы температурной стабилизации,
в связи с чем, в отличие от лампового варианта схемы, отпадает необ­
ходимость в специальном разделительном конденсаторе для разрыва
цепи обратной связи по постоянному току.
Приводимые далее расчетные формулы не учитывают прямого про­
хождения сигнала через емкость Сзс и резистор Rсв (в секции на по­
левых транзисторах) ввиду его сравнительно слабого влияния на
параметры выходного сигнала. Условие слабого влияния: Slcв))
)) l (Zсв - комплексное сопротивление цепи обратной связи с уче­
том проходной емкости) в большинстве случаев выполняется.
В схеме 5.9 при Ь < 2 имеет место ю;>Лебательный процесс установ­
ления, а при Ь ~ 2 - монотонный.
где
232
Коэффициент усиления
S2R1R~
Ко=----
1


где
Время установления ty = tу'т в "'т,1 •
Глубина отрицательной обратной связи
R1
R; SR1 R;
j=l+-+-+---
Rcв
Rсв
Rсв
Переходная характеристика при Ь < 2
h(t') = 1- е-
1
•(Тsin~t'+cos~t')
Переходная характеристика при Ь = 2
h(t') = 1-(1 + t')e-t '.
Переходная характеристика при Ь > 2
h(t') = 1
_
а+~ e-(ci-f3Jt' + а - ~ e-<ci+~>t'
2~
2~
ь
где
IX= -
2•
у'"Ь3 -4
~=
2
•
Обобщенное время t' = ---
"'s
" 1'1
У4-ь•
Выброс S= е
Коэффициент
"
'fэ
Ь=-"-,.
тз
Время установления (при Ь ):. 2 и монотонном переходном про­
цессе)
ty=2,2't~"'t1уь2- 2 .
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
t~= _1[1+~+~(•+ -.!!..L)]'1
1
Rсв
"'1
Rсв
t"' =
-V-1 .-2!...
э
1"'••
(секция на лампах),
"
1[
R;
-r2 (1
Ri)
-rзс (
1)] 1
ta= -
1+--+ -
+--+-1-
,
(секция на по-
1
Rcn
-ri
Rсв т~
левых транзи-
't~"="/_1_[~+"'зс(___&__ . ~+~).
сторах).
V1 '"•
"'1
Rcn
't1
Rсв
233


Постоянные времени:
't1 = С1R1'
't2 = С2R;' 'tзс =СзсRсв·
Общая емкость нагрузки каскадов усилительной секции:
i
вых. л
sx. л
и~• (секция на лампах),
с=С+с+с}
С2=свых.JI+си+СИ2•
cl =сси+ с9И + Сзс (2 + SR;)' 1(секция на полевых тран-
с-с+с+с
зисторах).
2-
си
зс
н•
Входная емкость
С9х = Свх. п + Си (секция на лампах),
свх = сзи +еэс ( 1 + s~. ) (секция / на полевых транзисторах).
Обобщенное время установления fy и выброс б при Ь < 2 можно
определить по графикам рис. 5.2 (по вычисленному значению коэф­
фициента Ь).
Схема 5.10 • lрис. 5.13)
Усиnитеnьна11 секци11 с napannenьнoii комnnексноii отрицатеnьноii обратноii
св11зыо no наnр11жению
Схема 5. 10 имеет более высокую добротность, чем схема 5.9.
Общая характеристика схемы 5.10 совпадает с характеристикой схе­
мы аналогичной усилительной секции на биполярных транзисторах
(см. описание схемы 5.2).
Рис 5.13 . Принципиальная схема усилительной секции с параллель·
ной комплексной отрицательной обратной связью по напряжению
(вспомогательные uепи не показаны):
а - вариант схемы на лампах; б - вар1111Нт схемы на полевых транзисторах
Расчет усилительной секции в случае, когда не накладывается
определенное условие на выбор постоянной времени цепи обратной
связи, представляется сложным. Его можно выполнИ'Гь по методике
* См описание схем 5.2 в 5.9 .
234


и с использованием ряда формул, данных в описании схемы 5.2,
причем для рассматриваемой схемы сохраняют справедливость выра·
жения переходных характеристикh(t') (с учетом того, что t' = ~)
't1 'tэ
и формулы а0, Ьуст• d', d", d1 , d2, а и Ь;. Выброс и время установления
определяются с помощью графиков рис. 4. 14 и 5.2, по найденным ко­
эффициентам Ьо и Ьуст (как и для схемы 5.2).
Далее приводятся расчетные формулы в дополнение к указанным.
StR R'
Коэффициент усиления Ко =
12
где
'
IV ~Г7ti
Время установления fy = fy 'tэ v d" 't1 •
Глубина отрицательной обратной связи
R1
R; SR1 R;
1=1 +--+--+--=-
Rсв
Rсв
Rсв
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
't~=~ ,'t~ = _1[I+~+~(1+...,&_)+'tсв] 1
't1
'У
Rсв 't1
Rсв
't1
't~" = "'(_1r~ +~(1 +~)J·
v'У't1
't1
't1
(секция на лампах),
'
'tсв
'tв=--,
't1
't~=-1 [1+ R; +~(1+__&_)+~+~(1-I),]
,
'У
Rсв 't1
Rсв
't1
't1
(секция на полевых транзисторах).
Постоянные времени
Общая емкость нагрузки каскадов секции
С1=Свых.л+Свх.л+Ci.11 }(
)
секция на лампах ,
С2=Свых.л+С"+См2
235


С1=Сси+Сзи+Сзс(2+SR;),}(
)
секuия на полевых транзисторах .
С2=сси+СЭС+си·
Входная емкость
Свх = Свх. 11 + См (секция на лампах),
Свх=Сзи+Сзс(1+ 8
; 1 ) (секция на полевых транзисторах).
Расчет значительно упрощается, если принять, что постоянные
времени схемы удовлетворяют одному из следующих двух соотно­
шений:
't2
б) 'tcs = 't1 =--~
1+SR~
Упрощение расчета обусловлено тем, что при указанных соотно­
шениях постоянных времени понижается степень характеристиче­
ского уравнения схемы.
При выборе любого из приведенных соотношений постоянных вре­
мени расчет схемы 5.10 выполняется так же, как и расчет схемы 5.9.
Для схемы 5.10 в этом случае справедлнвы указанные в описании
схемы 5.9 выражения переходных характеристик и все расчетные
соотношения, за исключением выражений безразмерных эквивалент­
ных постоянных времени, которые для схемы 5.10 равны
236
а. Секция на лампах
"
'tg =
2+SR1
1(1 + SR1)
1
'tз =
'
V1(1+SR1>
1(при'" = ,,= 1+'~R,)
't~= -
1
(2 + SR;),
"'(
't~ =v+(1+ SR;) .
)(при'" = <, =
б. Секция на полевых транаисторах
't~= _1_(2+SR1+'tзс),
1 1+SRJ
't1
"'
i!1(
1
'tзс )
'tз =
-
+-
1 1+SR1
't1
"
112 S
'
'tзс)
'tэ= -
\+R2+-
,
1
't1


Обобщенное время установления и выброс при Ь < 2 определяют
по графикам рис. 5.2 . При Ь > 2 переходный процесс в схеме проте­
кает монотоиио, в связи с чем время установления определяется по
соответствующей этому случаю формуле Элмора (см. описание схемы
5.9).
Следует отметить, что требование, наложеииое на соотношение
постоянных времени, ограничивает возможность выбора таких пара­
метров элементов схемы, которые соответствовали бы оптимальным
параметрам усилительной секции (минимальное ty при данных Ко
и б ). Это замечание относится и к другим схемам, в которых для умень­
шения трудоемкости расчета регламентируется соотношение постоян­
ных времени.
Схема 5.tt * (рис. 5.14)
Уснnнтеnа.на• секцн• с отрнцатеnа.нымн обратными св•з•мн по току
н наnр•женню
Схема 5. 11 по сравнению со схемой 5.9 дополнена цепью комплекс­
ной отрицательной обратной связи по току, охватывающей первый
каскад. Введение указанной цепи повышает стабильность работы уси­
лительной секции и уменьшает ее входную емкость.
Рис. 5.14. Принципиальная схема усилительной секции с
отрицательными обратными связями по току и напряжению
(вспомогательные цепи не показаны):
а - вариант схемы на пампах; б - вариант схемы на попе~ых транзи:торах
При отрицательной обратной связи по току сопротивление рези­
стора нагрузки первого каскада допустимо выбрать большей вели­
чины, чем в случае, когда обратная связь в первом каскаде отсутст­
вует. При этом представляется возможным увеличить сопротивление
резистора в цепи параллельной обратной связи, сохранив то же зна­
чение глубины последней. Указанное способствует увеличению ком­
плексного входного сопротивления второго каскада и благоприя.тно
отражается иа параметрах усилительной секции.
* См. описание схемы 5.9.
'Zd7


Далее приводятся расчетные соотношения для случая, когда про­
песс установления в схеме носит монотонный характер. Формулы спра­
ведливы при условии, что постоянные времени схемы находятся в
одном из двух следующих соотношений:
где
't1
8)'t3= 'tz=---
1+ SR,
Коэффициент усиления
1о 11
R;= R2Rн
Rt+R11
Время установления (при Ь > 2 и монотонном переходном про·
цессе)
ty= 2,2т~"т1Vь2- 2.
Глубина отрицательной обратной связи по напряжению
где
R1
R;
SR1R;
lo=1+--+--+---
Rсв
Rсв
Rсв
Глубина отрицательной обратной связи по току
11 = 1+SRз·
Переходная характеристика
t'
а
h(t') = 1+_а_е__
~ -CI
~='t~- Cl, t'= _t_•
Безразмерные эквивалентные постоянные времени:
а) секция на лампах
"
1
1 't3
'tэ=--+-.-,
lo
11
't1


б) секция на полевых транзисторах
't~= _1+_1 .
_2_+lo- 1 .'tзс
,
1
lo
11
't1
lo
't1
(
при
'С~"=" /_l . ... .2 [1+<10-1)~]'
Vlo11
" 1:1
't1
'С~= _1_
. ~+_1_+lo- 1
.
'tзс ,
lo
't1
11
lo
't1
'" v1['t2+( l)'tзс]
'tэ =
--
--
1О-
--
•
lo 11
't1
't1
'tз= 't1=
't
Коэффиuиент Ь = +.
'tэ
Постоянные врем~ни
'ti= С1Ri.
't2 = С2R2, -сз =СзRз. 'tзс =СзсRсв·
Общая емкость нагрузки каскадов
1
вых. п
вх. п
иJ> (секuия на лампах),
С=С+С+С}
С2=Свых.п +Си+Си2•
С1=Сси+Сзн+Сзс(2+SR;),}(
)
секuия на полевых транзисторах .
С2= Сси+Сзс+Си.
Входная емкость
с
С = ~ + С (секuия на лампах),
вх
11
и
Свх = Сзн + Сзс (1 + ~) (секция на полевых транзисторах).
11
lo 11
При определении параметров элементов лампового варианта схе­
мы следует иметь в виду, что в С3 кроме емкости конденсатора входят
также емкость катод - подогреватель и емкость монтажа.
Схема 5.12 * lрнс. 5.15)
Усиnитеnьна11 секци11 с парапnеnьной отрицатеnьной обратной связью
по напр11жению и с индуктивной коррекцией
Общая характеристика схемы 5.12 совпадает с характеристикой
аналогичной схемы на биполярных транзисторах (см. описание схемы
5.3).
Расчет схемы сравнительно прост при выполнении следующего
условия выбора коэффициента коррекции k:
* См. описание схем 5.3 и 5.9.
239


k=
'ti •
(секция на лампах),
1+~Rсв
_2! + __!!.!_ .
'tзс
k=
'ti
Rсв 'ti
1+~
(секция на полевых транзисторах).
Rсв
L
Коэффициент коррекции k = -- .
'ti Ri
Рис. 5.15 . Принципиальная схема усилительной секции с па­
раллельной отрицательной обратной связью по напряжению и с
индуктивной коррекцией (вспомогательные цепи не покаЭ1Зны):
а - вариант схемы на лампах: 6 - вариант схемы на полевых транзисторах
RJ-.тражения переходных характеристик и расчетные соотношения
для схемы 5. 12 при указанном условии такие же, как и для схемы
5.9, за исключением выражений эквивалентных постоянных времени
(они приведены далее).
В схеме 5. 12 возможен как колебательный (при Ь < 2), так и мо­
нотонный (при Ь :;;;::. 2) режимы установления.
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
=V-1 .2
1't1•
' } (секция на лампах),
240


't~"= , /
_1[~+~(~+__&.._ •~)] .
V1
't1
т1 Rсв Rсв 't1
(секция на полевых транзисторах). J
Индуктивность корректирующей катушки
L= k't1R1.
Схема 5.13 * (рис. 5.16)
Усиnитеnьна11 секци11 с общеii отрицатеnьиой о15ратноii свАзью
no н1nр11Жению
Схема 5.13 широко используется благодаря своим достоинствам -
простоте, стабильности работы и более высокой, qем у двухкаскадного
реостатного усилителя, добротности. Общая характеристика этой
схемы совпадает с характеристикой аналогичной схемы на биполяр­
ных транзисторах (см. описание схемы 5.4).
+Еп
а)
Рис. 5.16. Прииuипиальиая схема усилительной секuии с об­
щей отриuательной обратной связью по напряжению (вспомо­
гательные uепи не показаны):
а - вариант схемы на лампах; б - вари.энт схемы на полевых транзисторах
Процесс установления в схеме в зависимости от глубины общей
обратной связи может быть колебательным или монотонным.
Делитель в цепи обратной связи (Rсв• R:J выполняется обычно
компенсированным (постоянные времени Тсв и т8 выбираются одина­
ковыми). При выборе постоянной времени в цепи катода (истока), р<tв­
ной постоянной времени выходной цепи первого каскада ('r 3 = 1: 1),
* См. описание схем 5.4 и 5.9.
241


сопутствующая общей обратной связи отрицательная обратная связь
по току (в первом каскаде) не вызывает уменьшения добротности схе­
мы. Если сопротивление резистора в цепи катода (истока) достаточно
мало и SR3« 1, то в этом случае можно не вводить в схему конден­
саторов Сев и С3 (добротность схемы снижается незначительно, при­
мерно в 1 + SR3 раз).
Приведенные далее расчетные соотношения не учитывают влияния
на параметры секции прямого прохождения сигнала. Последнее мало
при условии, что SR1 )) Ra
,
которое в большинстве случаев
Rз+Rсв
выполняется.
Выражения переходных характеристик для схемы 5.13 совпадают,
с приведенными в описании схемы 5.9.
где
242
S2пR;2
Коэффициент усиления Ко =
,
То
Время установления t у = t ./т а"'-т: 1 .
Глубина общей отрицательной обратной связи по напряжению
1
2
'
R2
10 = 1+s~oRcв+S ~0R1R2 +-~01'1·
Ra
Глубина отрицательной обратной связи по току
11= 1+SRa.
Коэффициент передачи цепи общей обратной связи (при т09 = та)
Выброс
Коэффициент
r;i _
Ra
t'O -
Ra +Rсв
"
'tз
ь= -.-" .
'tз
Безразмерные эквивалентные постоянные времени
't~·=-1 [1+o+s~0 Rcs)~+ RR~~0 (r.+-2.)J.
То
't1
а
't1
'"v'1('t2
R; ~о 'ta)
'tз =
-
-+--·-'
То 't1
Ra
t1


Постоянные времени:
't1 =С1Ri,
't2 = С2R;, 'tз = СзRз, 'tсв =СевRсв·
Общая емкость нагрузки каскадов секции
1 вых. 11
вх. 11
и~. (секция на лампах),
С=С+С+С}
С2=Свых. 11 + Си+Си2•
С1=Сси+Сзи+Сзс(2+ SR;),}(
)
секция на полевых транзисторах .
С2=сси+СЭС+сн.
Входная емкость
с
Свх = ~ + Cw (секция на лампах),
lo
Свх = Сзи + Сзс(l + ~) (секция на полевых транзисторах).
lo
'То
Обобщенное время установления fy' и выброс 6 при Ь < 2 опреде­
ляются с помощью графиков рис. 5.2 (выброс можно найти также по
приведенной формуле). При Ь > 2 ty' определяют по формуле Элмора
t~= 2,2уь2-2.
Примерный порядок расчета
1. Задаваясь глубиной общей отрицательной обратной связи lo•
отношением сопротивлений нагрузки п и исходя из требуемого коэф­
фициента усиления К0 , определяют R2
1
,
R1иR2:
R. уко10
2=
S!n '
RиR;
R2=---
Rн-R;
2. Задаваясь сопротивлением резистора R3 в цепи катода (ис­
тока) порядка 0,1-;-О,3 R1 , находится 11 .
3. Исходя из выражений 1о и ~о определяют сопротивление ре­
зистора в цепи обратной связи
S2R1R;Rз+R;11- (10-1)Rз
Rсв =
•
lo -11
4. Определяются емкости нагрузки каскадов С1 , С2 и далее пр­
стоянные времени т1 и т2 •
5, Принимая Тсв = т8= т1, нахщ1,ят Сев и С3:
243


6. Определяются коэффициент передачи цепи обратной связи ~о.
безразмерные эквивалентные постоянные времени 't э" и 't э "' и далее
коэффициент Ь.
7. Находятся выброс б, обобщенное время установления /.у' и
время устаноВJiения ty.
Схема 5.t4 * (рис. 5.t7)
Ком6нннрованна11 уснnнтеnьна11 секцн11 тнnа о&щнii исток - о&щнii сток
Большая проходная емкость затвор - сток полевого транзистора
(примерно на два порядка большая проходной емкости сетка - анод
пентода) обуСJiовливает значительную входную динамическую емкость
Е каскада, выполненного по схеме с
----------+------"п общим истоком. Кроме того, кру­
тизна характеристики тока стока
существенно меньше крутизны ха­
рактеристики анодного тока лампы
и на один-два порядка меньше кру­
тизны характеристики коллектор-
Rн ного тока биполярного транзи­
стора. Из этого СJiедует, что добро­
тность каскада усиления на полевом
транзисторе, определяемая отноше­
нием S/C, (С -общая емкость на-
Рис. 5.17. Принципнальная схема
комбинированной усилительной сек·
ции типа общий исток - общий сток
(вспомогательные цепи не показаны)
грузки в цепи стока, включающая
также и входную емкость СJiедую­
щего каскада), значительно мень­
ше добротности как каскада на
лампе, так и каскада на биполяр-
ном транзисторе. Указанное за­
трудняет проектирование усилителя с одинаковыми каскадами, eCJiи
он предназначается для усиления достаточно коротких импульсов.
Возможности усиления коротких импульсов расширяются при ис­
пользовании в усилителе комбинированных усилительных секций типа
общий исток -общий сток. При малой входной емкости истокового
повторителя предшествующий каскад усиливает импульсные сигналы
с меньшим искажением их фронтов. Кроме того, из-за низкого выход­
ного сопротивления стокового повторителя его выходная цепь будет
характеризоваться относительно малой постоянной времени, не­
смотря на большую входную емкость СJiедующего усилительного кас­
када (или, например, СJiедующей такой же усилительной секции). Сле­
довательно, истоковый повторитель не будет значительно увеличивать
длительность фронта усиливаемых импульсов.
Таким образом, замена в усилителе поСJiедовательности одинако­
вых каскадов поСJiедовательностью, в которой каскады усиления
чередуются с истоковыми повторителями (т. е. поСJiедовательностью
* См. опнсание схемы 5.9.
244


комбинированных секций), позволяет ослабить влияние входной ди­
намической емкости и уменьшить время установления усилителя.
Процесс установления в схеме 5. 14 может быть колебательным
(при Ь > 2) или монотонным (при Ь > 2). Выражения переходных
характеристик совпадают с приведенными в описании схемы 5.9.
где
s2R ,
Коэфф1щиент усиления 1(0 =
1R2
"Т
Время установления
Выброс
пЬ
о=е
"
1:9
Коэффициент Ь = -" .-.
'э
Безразмерные эквива.11ентные постоянные времени
"
l+1('зн+'t2)
't9 =
-
--
--
'
"Т
't1
't1
'"_v1 't2 (1+ 'tзи)
'tэ -
-·-
-
•
'У
't
't1
Постоянные времени
't1 = (2Сзс + Сс11) Ri, 'tзи = Сэи Ri,
't2 = (Сзи+Сси+Си)R;•
При Ь <;: 2 по графикам рис.5.2 определяют обобщенное время уста­
новления ty' и выброс б. При Ь > 2 t у' определяется по формуле Эл-
мора(t~=2,2vь2-2).
Схема 5.15 * (рис. 5.18)
Усиnитеnьна11 секци11 с взаимно корректироввннЫМ/.1 каскадами
Характеристика лампового варианта схемы и варианта схемы на
полевых транзисторах совпадает с характеристикой аналогичной схемы
на биполярных транзисторах (см. описание схемы 5.6). При расчете
схемы 5.15 следует придерживаться указаний, приведенных в опи­
сании усилительной секции на биполярных транзисторах. Для схемы
* См описание схемы 5.6.
245


5. 15 действительны выражения переходной характеристики h(t')
(для схемы 5.I5t' =
t_ ) · коэффициентов ~. ri, а, выброса б и
fk't2
обобщенного времени его появления t 8
1
,
имеющиеся в описании схе­
мы 5.6.
Коэффициент усиления Ко= siпR~.
R1
где п =--.
R2
о)
Рис. 5.18 . Принципиальная схема усилительной секции с
взаимно корректированными каскадами (вспомогательные
цепи не показаны):
а - вариант схемы ва .пампах; 6 - вариант схемы 11а по.певых транзисторах
Время установления ty = t~ "Vk 't
2•
L
Коэффициент коррекции k = --.
Та R2
Коэффициенты
1
Т1
Ь=-- m=---
yil'
"2Vk
Постоянные времени
't1=(Свых.JI+ Свх.JI+ Cu1)R1, }(
)
секция на лампа",
'tz = (Свых. JI + Сн + C"JR2,
'tl =[Сек+ Сзк + Сзс (2+SR2)] R1•} (
)
секция на полевых транзисторах •
'tz = (Сек+ Сзс+ Сн)R2·
Индуктивность корректирующей катушки L = kт 2R 2 •
246


Схема 5.16* (рис. 5.19)
Схема коррекции nараметров входноrо сиrнаnа с эксnоненциаnьным фронтом
Коррекция параметров импульсного сигнала, действующего на
входе усилителя на лампах или на полевых транзисторах, выполня­
ется в общем так же, как и в случае, когда сигнал действует на входе
усилителя на биполярных транзисторах (см. описание схемы 5.8).
При определении выброса б и обобщенного времени установле­
ния ty' следует руководствоваться указаниями, приведенными в
описании схемы 5.6. При этом следует учесть, что для схемы 5.16
0,1 __~-t
+Еп
1
1
...&..
c-r -
1
1
0-~--~~~.........._.
а)
!f)
-Е
L
R
1
1
--
c-r
1
1
Рис. 5.19. К расчету схемы коррекuии параметров входного сигнала с
экспоненциальным фронтом:
а - принципнальная схема корректирующсrо каскада на лампе; 6 - принципиальная схе­
ма корректирующего каскада на полевом транзисторе (вспомогательные цепи ие показаны)
обобщенное время, в функции которого представлена приведенная
в описании схемы 5.6 переходная характеристика h(t'), определяется
выражением
t' =----
г.ае 't1 = CR.
Параметр т1 определяют исходя из длительности фронта экспо­
ненциального импульса tФР на входе усилителя, а сопротивление
резистора R - из выбранного отношения п = т1/т2 (п = 2 7 5).
Далее приводятся соответствующие расчетные формулы (в допол­
нении к общим формулам, которые даны в описании схемы 5.6).
Коэффициент усиления Ко= SR.
Время установления ty = t~ 'tz Vk.
Коэффициент коррекции k = _L _ .
't2R
* См. описание;, схем 5.6 и 5.8.
247


tфр
Параметр входного сигнала 't1 = 2,2 ·
Со
R--
'f1
противление нагрузки каскада
-
пС'
Коэффициенты
а0=Vk,
1
Ь=--,
'1:1
m=-.
yii
't2-Vii
Емкость нагрузки каскада
С = Свых. JI + Свх + См (каскад на лампе),
С =Сси + Сзс + Свх (каскад на полевом транзисторе),
где С вх - входная емкость следующего каскада.
Индуктивность корректирующей катушки L = kт 2R.
При расчете схемы следует, задавшись отношением п и рядом зна­
чений коэффициентов коррекции k (k > 0,7), которые соответствуют
выбросу, превышающему 15-20%, последовательно определить т 1
(исходя из известной длительности фронта входного импульса) С, R,
т2 , а0, Ь, т и далее, используя формулы, приведенные в описании
схемы 5.6, также последовательно найти е, Т\, а, t э' и б. Обобщенное
время установления t"/ определяется по переходной характеристике
h(t'), построеное которой выполняется с учетом поJiучениых значе­
ний е, ri и а, соответствующих приемлемой величине выброса. В за­
ключение расчета по формулам, приведенным в настоящем описании,
определяются время установления iy и индуктивность корректирую·
щей катушки L.
Схема 5.17* (рис. 5.20)
Гибридна11 секци11 типе общиii сток - общнА коnnектор
В гибридной секции 5.17 первый и второй каскады - соответ­
ственно истоковый и эмиттерный повторители. В связи с большим вход­
ным сопротивлением истокового повторителя и малым выходным сопро­
тивлением повторителя на бпполярном транзисторе схема может рас­
Rz
-Еп
сматриваться как трансфор­
матор (преобразователь)
сопротивлений и приме-
няться в случаях, когда
требуется передать напря­
жение от источника с вы­
соким внутренним сопро-
v тивлением к нагрузке, име-
16х ющей малое сопротивле­
ние. В частности укажем,
что в случае, когда ис­
точник снгнала необходимо
Рис. 5.20. Принципиальная схема гибридной
секции типа общий сток - общий коллектор
(вспомогательные uепи не показаны)
соединить с усилителем с
помощью .11инии малого
волнового сопротивления в
248


качестве предварительной целесообразно применить гибридную
секцию, совместив ее с источником сигнала (рис. 5.21 }.
Следует отметить, что использование в качестве трансформатора
сопротивлений одного истоковоrо повторителя ограничено его отно­
сительно большим выходным сопротивлением, что обусловлено малой
крутизной тока стока полевого транзистора.
Приводимые расчетные формулы не учитывают прямого прохож­
дения сигнала через емкость затвор - исток и емкость база
-
эмит­
тер соответственно полевого и биполярного транзисторов, так как
ir
ruopudнaя
секция
Oe1ro8нoii
!!Сt1л11те11ь
Рис. 5.21. Структурная схема усилителя с предвари­
тельной гибридной секцией, совмещенной с источником
сигнала
обычно одновременно выполняются следующие два условия <:Jшбoru
влияния канала прямого прохождения на форму выходных им­
пульсов:
Переходный процесс в схеме определяется в основном данными
входной цепи и истокового повторителя (время установления эмит­
терного повторителя относительно мало). В зависимости от значения
параметра Ь процесс установления в истоковом повторителе с учетом
данных входной цепи может быть колебательным (при Ь < 2)
или монотонным (при Ь > 2). Вместе с тем следует отметить, что
обычно встречающимся соотношениям значений Cr, С зс. С ви• С 1
и SR01 соответствует монотонная переходная характеристика. При
этом достаточным условием монотонности переходного процесса яв­
ляется выполнение следующего неравенства:
1+ Сзн >(1+SR01)(1- с,.+Сзе)•
С1
Сзн
Далее приведены формулы для расчета основных параметров гибрид­
ной секции для случая, когда секция нагружена на входную проводи­
мость реостатного усилительного каскада с общим эмиттером, не
содержащего цепи обратной связи и имеющего коэффициент усиления
К 0 • Предполагается, что транзистор усилительного каскада имеет
в рабочей точке такие же параметры, как и транзистор эмиттерного
повторителя.
Коэффициент передачи гибридной секции К0 = К01 К0 ,.
249


Коэффициент передачи входной цепи и истокового повторителя
к_SRo1
п~---,
'Т
где'У= 1+SRo1·
Коэффициент передачи эмиттерного повторителя
Кп2 = (g21 + gн) R02.
Время установления при Ь < 2
ty = V( <<" 't1 )! + (2,2tJ2,
где ty' определяется по графику рис. 5.2 .
Время установления при Ь > 2
+~[tгt2+tзи(tr + tl-..!!!.....)+_1_(t1t2+taнt2+tзиt2~)]•
'Т
Ro1
1
Ro1
Выброс
' frh
---
0= е 'V4-Ь'
Эквивалентные сопротивления
Ro1 =------------
-1-+ -
1
-
+gн(1- К02)
R,
Rст 1
1
Ro2 =
1
1
,
g21 +2gн +--+ --
R2
Rст 2
где R стt - входное сопротивление схемы стабилизации эмиттерного
повторителя (аналогичное сопротивление для каскада на полевом
транзисторе обьiчно достаточно велико и при расчете его можно не
учитывать); R ст 2 - входное сопротивление схемы стабилизации на­
гружающего каскада.
Коэффициент
Эквивалентные
250
"
'tэ
Ь= -"-, .
'tэ
безразмерные постоянные времени
t~·=~+-
1
[1 + ...2!!.. (1 + _.&..._)]·
q
'Т
q
Ro,


Постоянные времени:
'ti = С1 Ro1•
'tr = (Cr+Сзс)Rг. 'tзи=СанRo1•
' t2=t1
ts+t --+ --
--
'
+
( 2Ro2
Ro2+Ro2)
'б
R2
Rст 2
t1 = (1+g21Гб)СкRoz,
'ts =(Ко - l)Ск Roz.
Общая емкость нагрузки истокового повторителя
С1= Ссн+Кп2Ск+(1 - Кп2> _:....
'б
Рис. 5.t8* (рис. 5.22)
rнбрндна11 уснnнтеnа.на11 секцн11 тнnа общнii сток - общиА tмиттер
В гибридной усилительной секции первый каскад выполнен по
схеме с общим стоком. Большое входное сопротивление и малая вход­
ная емкость каскада на полевом транзисторе, свойственные указан-
-
Ел
Рис. 5.22. Принцнпнальиая схема rибридиоi!
усилительной секцни типа общий сток - об­
щий эмиттер (вспомогательные цепи не пока-
заны)
ной схеме включения, позволяют существенно у.Тiучшить параметры
входной цепи при источнике, обладающем относительно большим внут­
ренним сопротивлением. Второй усилительный каскад, благодаря ис­
пользованию в нем бипо.'lярноrо транзистора, характеризуется отно­
сительно высокой добротностью, примерно на порядок большей, чем
у каскада на полевом транзисторе.
В рассматриваемой схеме, как и в схеме 5.17, при обычно встре­
чающихся сочетаниях параметров элементов секции процесс уста11ов­
ления носит монотонный характер. Ус.'lовие монотонности переходной
характеристики указывается далее.
Прямое прохождение сигнала на выход секции через емкость за­
твор - исток полевого и проводимость база
-
коллектор биполяр-
* См. описание схемы 5.17
251


наго транзисторов оказывает лишь слабое влияние на параметры вы­
ходного сигна.Т(а и приводимыми расчетными формулами не учиты­
вается.
Коэффициент уси.1ения Ко = КпК02 •
Коэф:рициент передачи входной цепи и истокового повторителя
к= SR01
п
'
"(
гдеу=1+SR01·
Коэффициент усиления второго каскада Ко 2 = g21Ro2·
Условие монотонности переходного процесса (истоковьтй
тель и вход на я цепь)
fСзи+ 1(Cr+ Сзс)I v~+(С1 +Сзи)У~:>
.;>. 2V1Сзи(Сг+ Сзс + С1)
повтори-
Достаточное условие монотонности переходного процесса (при
любом отношении R rl R01 )
1+ Сзи >(1 + SRoi)(I_ Сг+Сзс)·
С1
Сзи
Время установления (при монотонном переходном процессе)
fy= 2,2V['tr + 'tz+ ~('t1+ 'tзи+'tзи~:)Т+
+~['tr'tz + 'tзи('tr + 't1 _!5.s._) + -
1
-('ti't:1, + 'tэи't2 + 'tзи't2 _!3s_ )] ·
"(
Ro1 ,
"(
Ro1
Эквивалентные сопротивления нагрузки каскадов секции
Ro1 =
1
1
•
gll +--+ --
R1
Rст
R_R2Rн
02
-
R2+Rн '
где R ст - входное сопротивление схемы ста6илиэации каскада на
биполярном транзисторе.
2Б2
Постоянные времени:
'tr =(С"+ Сзс) Rv,
't1 = C,Rot•
't2= 't1+'t +'tи,
'tзи = Сзи Ro1•
Общая емкость нагрузки истокового повторителя
С1 =Сси+ 2- + Ко?.Ск.
rб


§ 5.3 . РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЬНЫХ &ЛОКОВ
Промежуточные каскады усилителя или промежуточные усили­
тельные секции часто представляется удобным выполнить одинако­
выми. В связи с этим в настоящем разделе рассматривается методика
определения основных параметров усилительного блока, под которым
понимается последовательность одинаковых каскадов или усили­
тельных секций [43].
Определение параметров блока приводится для случая, когда нор­
мированная операторная характеристика отдельного касю:~да или уси-
лительной секции описывается выражением F (р) =
1
+ар ,
1+Ьр +Р!
а обобщенное время установления ty' и выброс 6 соответственно на­
ходятся по коэффициентам а и Ь с помощью графиков рис. 4.13 и
4. 14 или рис. 5.2 (графики рис. 5.2 соответствуют частному случаю,
когда а = О). К достаточно большому кругу схем, операторные ха­
рактеристики которых приводятся к указанному обобщенному вы­
ражению, относятся схемы: 4.2 и 4.4 из§ 4.1; 4.13 и 4.14 из§ 4.3;
5.1, 5.2 (только для частного случая Тсв = т), 5.3 (только для част­
ных случаев TL = т2 и TL = т1) и 5.4 из§ 5.1; 5.9, 5.10 (только для част-
~1
~2
ныхслучаев tсв= t2 =
1
+SRi иtсв=t1=
1
+SR;), 5.12, 5.13
и5.14из§5.2.
Графики t у' и 6 усилительного блока приводятся для п = 2, 3
и 4, где п - число каскадов или усилительных секций в блоке. Гра-
t' ~-~-~---~
!/
о,% г---т----.---,---.
n=2
п=2
1 .__ _...._ _.... .__
_... _
__ _.
1,2 1,4 l,li 1,8 6
1,4 l,li 1,8
а)
б)
Рис. 5.23. К расчету основных парамr~ров усиднтельного
блока, содержащего два одинаковых каскада или секции:
а - графики заенснмостн обобщеноого времени устаноаленнR 1'у от коэф­
фициента Ь лрн разных коэффициентах а; б - графики эавнсимостн выбро­
са ~ от коsфф1щиеита Ь при разных коэффициентах а
253


фики рис. 5.23, 5.24 и 5.25 указывают значения fy' и б для случаев
колебательного (Ь < 2) и граничного (Ь = 2) процессов установления.
С помощью графиков по коэффициентам а и Ь легко находятся t у'
и б. Время установления блока fy определяется по той же формуле,
по которой находится время установления отдельного каскада или
о,%~-~-~--~-~
n=J
л=J
t ,___...._ _
_._ _
__...._
___ _.
t,Z 1,4 l,fi 1,8
1,4 1,5 1,8 8
а)
5)
Рис. 5.24. К расчету основных параметров усилительного
блока, содержащего три одинаковых каскада или секции:
а - графики зависимости обобщенного вреыеин установления t' у от коэф­
фициента Ь прн разных коэффициентах а; 6 - графики зависимости выбро·
са о от коэффициента Ь при разных коэффициентах а
усилительной секции с тем отличием, что в нее подставляется зна­
чение t у', соответствующее предполагаемому числу п каскадов или
секций.
Следует отметить, что с помощью приведенных графиков можно с
достаточной точностью установить основные параметры усилитель­
ного блока. Расчет же по формуле (1.3) квадратичного суммирования
времен установления при Ь < 2, особенно в случае, когда имеется
большой выброс в переходной характеристике отдельного каскада
или секuии, приводит к значительной ошибке. При Ь > 2 и монотон­
ной переходной характеристике время установления усилительного
блока определяют по формуле квадратичного суммирования.
Основные параметры усилительного блока с двумя каскадами или
с двумя усилительными секциями, можно определить как с помощью
графиков рис. 5.23, так и воспользовавшись следующими срормулами,
которые являются результатом аппроксимации функций fy = <р1(а, Ь)
254


и6 = qJ2(a, Ь), рассматриваемых в области О <_: а <.: 1, 1,2 <Ь<2
[27]:
где
t~ = kеть +с,
3 =Ее-т~ V~ь•'
t'у
о,%
п=4
7
50
б
50
5
40
4
JO
1....__......._....__
_._ _
_,
1,2 1,4 f,{i 1,8 6
а)
f,4 1,б 1,8 6
о)
Рис. 5.25. К: расчету основных параметров усилительного
блока, содержащего четыре одинаковых каскада илн сек­
ции:
а - графики зависимости обоf\щен1юrо времени установления t' у от
коэффициента Ь прн разных коэффициентах а; 6 - rрафпки зависимо·
сти выброса о от КО'iффицнента Ь при разных коэффициентах а
k= 0,743cos(0,5+0,9a), т =О, 998+ 1,23 4 а2,
1+3,5а3
с= 0,169 + О,742а, е = 8- 2а,
7J = 5,84cos(О,1+ О,7а).
Погрешность формулы обобщенного времени установления не
превышает 3 %, а абсолютная погрешность при определении выбро­
са менее 0,005.
Выражения переходных характеристик h(t') при колебательном
процессе установления (Ь < 2) и числе каскадов или усилительных
255


секций п > 2 достаточно сложны (43]. Далее приведЕ=ны формулы
h(t'), соответствующие случаю критического режима (Ь = 2) при
числе каскадов (секций) п = 2 + 4:
а)п=2
h(t')=l-e-
1
'[1+t'+(l-a2) ~
2
+(1-а)з ;,
3
].
б) n=3
'[
,,2
t'3
t'4
h (t') = 1-е-
1
1+t'+21+(1- а8)31+(1- За2+2аз)4Г+
t's]
+(1-а)3 5Г,
в)п=4
'[
t'2
t'3
t'4
Ji(t') =1- е-
1
1+t'+21+31
+ (1- а&)41+(1- 4а3+
t's
t'6
t'7]
+3а4)51+(1- 6а2+ааз- 3а4)6Г+(1- а)47Г
.
У.н
Рис. 5.26 . Принuипиальная схема усилительного блока (вспо­
могательные uепи не показаны)
Пример 5. 3. Определить основные параметры усилительного бло­
ка на биполярных транзисторах, содержащего две секции, выпол­
ненные по схеме с параллельной активной отрицательной обратной
связью по напряжению (см. рис. 5.26). Необходимые для расчета
блока данные секции взять из примера 5.1 (см. табл. 5.1), полагая
глубину обратной связи у = 2. Проводимость нагрузки блока У0
считать равной входной проводимости секции. Кроме того, известно,
что коэффициент усиления секции Кос = 100, постоянная времени
транзистора т = 0,007 мкс. Для схемы с параллельной активной об­
ратной связью по напряжению коэффициент а =О.
Из табл. 5.1 имеем: тз'п = 4,95, Ь = 1,52.
По графикам рис. 5.23, учитывая, ч10 а = О, находим f.y' = 3,23
иб = 2,8%.
256


Определяем коэффициент усиления
Ко= К~с = 100
1
= IOi.
Находим время установления
t1=t~t~"t =3,23 ·4,95·7 •10-3~1,12•10-1мкс.
§ 5.А. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЕМ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
Пример 5.4 . Рассчитать усилитель импульсных сигналов на бипо­
лярных транзисторах. Усилитель работает на емкостную нагрузку
20 пФ. Внутренняя проводимость источника сигнала g r = 0,02 См
(Rr = ~r = 50 Ом)- Параметры усиливаемых импульсов на входе
усилителя: амплитуда U вх = 1 мВ, длительность fи = 1 мкс, форма
прямоугольная. Предполагается, что импульсы следуют с большой
скважностью. Коэффициент усиления К = 6000 (амплитуда импульса
на выходе усилителя U вы:z: = 6 В). Полярность выходных импульсов
положительная. Допустимые искажения: время установления фронта
импульса fy = 0,1 мкс, выброс б < 6%, спад плоской вершины им­
пульса Л < 3%. Напряжение источника питания Еп= -10 В. Уси­
литель предназначен для эксплуатации в условиях возможных изме­
нений температуры окружающей среды t = +20 -7- +60° С.
Из технических условий на проектируемый усилитель следует,
что к нему не предъявляются требования, которые предполагали бы
особый подход к его расчету. Поэтому будем придерживаться общего
порядка проектирования усилителя. Вначале, после выбора типа
транзистора для выходного и предварительных каскадов усиления,
рассчитываем выходной каскад (выбор режима работы, выбор и рас­
чет схемы температурной стабилизации рабочей точки, выбор схемы
коррекции, расчет основных параметров выходного каскада) и вход­
ную цепь усилителя (коэффициент передачи и время установления
фронта импульса). Далее найдем общий коэффициент усиления и об­
щее время установления предварительных каскадов и по этим дан­
ным число каскадов (ориентировочно). Проектирование усилителя
завершим выбором схемы коррекции каскадов, определением основ­
ных параметров отдельных предварительных каскадов усиления и
расчетом вспомогательных цепей. При необходимости произведем
уточнение расчета.
Выбор типа транзистора для выходного и предварительных каскадов
уснлиrеля
Транзистор для выходного каскада выбираем, исходя из заданной
амплитуды импульса напряжения на нагрузке усилителя (U вы:z: =
= 6 В) и времени установления усилителя (tL = 0,1 мкс). Указанным
требованиям удовлетворяет транзистор типа 11403, имеющий Е к max =
= -10 В (Екmах> Ивых) и fг = 120 МГц. Для максимальной час­
тоты генерации этого транзистора выполняется условие (2.21):
2Б'Т


f>1~=1/
3
.
10-6
= 77 МГц.
r
V8w6Cкty V 81t•40 •5 •10-12·О,1·10-5
Эт()т же транзистор выбираемдля использования в предваритель­
ных каскадах усиления в типовом режиме (/ко = 5 мА, Е ко = -58).
Его низкочастотные и высокочастотные параметры в этом режиме:
g21 =80мА/В,g11= 0,0015См, 'б=40Ом, Си=5пФ,т=
= 0,007 мкс.
Выбор режима и расчет выходного каскада. Режим выходного
каскада выбираем с помощью входной и выходных характеристик
10,НlfA
110
100
90
80
70
б,
50
4-
J
2
о
о
о
v
'О
--
,+
f!JмкА
j
1
1
1
J
/
af
)
v"
I,i,мA
11
10
8
8
7
5
5
4-
з
2
1-х_
..... ~
(_
'-
'/"
lm
/
v
lко
.....-
~
!'....
R_
14-0
-
1ZO
"fo,
=113 мк
та~
-
100
"<-8~
80
"'
50
'
"\
"\
"'-
"
/,/
''
~f-
1
~ а Iпп=20мкА
....
1
fкр \.
"
""- Еп
о12J4-5б7881011
~ых =50
Рис. 5.27. К выбору режима работы выходного каскада
-
12 fJ
-Е,,,В
транзистора П403 (рис. 5.27). Учитывая, что усилитель имеет емкост­
ную нагрузку, сопротивление нагрузки по переменному току будет
определяться только сопротивлением резистора R к в цепи коллек­
тора. Так как импульс напряжения на нагрузке усилителя должен
иметь положительную полярность, выбираем положение рабочей
точки при Е ко = -7,8 В и / ко = 1,5 мА, что соответствует току базы
1 бо = 20 мкА. При этом рабочая точка будет расположена в нячале
изгиба входной характеристики при Е бо = -0,3 В. Через рабочую
точку из точки Е 11 = Е" проводим нагрузочную прямую для
посто­
янного тока (статическую линию нагрузки). Ее наклон соответствует
общему сопротивлению постоянному току в цепях эмиттера и коллек­
тора, равному (рис. 5.27):
10
= 1470 Ом
6,8. io- 3
'
где 111 -
ток, соответствующий точке пересечения нагрузочной пря­
мой с осью ординат.
258


Наклон нагрузочной прямой для переменного тока выбираем
так, чтобы при заданной амплитуде импульса на выходе усилителя
(6 В) транзистор использовался бы достаточно хорошо по допускае­
мой им амплитуде тока с учетом возможного смещения рабочей точ­
ки при изменении температуры (см. § 3. 1). При этом время установ­
ления выходного каскада будет близко к минимальному.
Определяем сопротивление резистора R н по наклону нагрузочной
прямой для переменного тока
R IEкl
9,2
9100
к= Т = 10,1. lо-з
=
м,
где Е н и / н - напряжение и ток, соответствующие точкам пересе­
чения нагрузочной прямой для переменного тока с осями координат.
Определяем сопротивление резистора в цепи эмиттера (фильтрую­
щую ячейку в цепи коллектора транзистора выходного каскада не
предусматриваем):
Rs =R--Rк = 1470-910 =5600м.
Находим коэффициент усиления выходного каскада, предвари­
тельно определив по входной характеристике амплитуду импульса
!Ебmах - Ебоl на его входе:
Квых = Ивых
=-
6
-
::::< 54.
IEбmax-Eбol
0,11
Выбираем схему температурной стабилизации рабочей точки с
отрицательной обратной связью по току (эмиттерную схему стабили­
зации). Допустимое изменение тока коллектора Л/ но примем равным
1 мА. Имея в виду, что для транзистора П403 при t = 20° С обратный
ток коллектора / 110 * равен 5 мкА (предельное значение), определяем
изменение обратного тока коллектора (воспользовавшись табл. 3. 1)
при заданном возможном изменении температуры окружающей среды
Лt=tmax- 20°= 60°-
20°=40°С:
Ы:0=1:0~(дt)=5 .10-0
• 20,76 · 103 =О, 104 мА.
Находим коэффициент нестабильности:
N=Л/ко
=_1_=96.
s
м* 0.104
'
ко
Определяем коэффициент усиления по току а0 , входное сопротив­
ление схемы стабилизации рабочей точки, сопротивления резисторов
R1 и R2 делителя в цепи базы и ток делителя (при расчете используем
данные, полученные при выборе режима транзистора: / но = 1 ,5 мА,
1бо= 20мкА, Ебо= -0,3В):
1Хо = g21
80 . 10-з
~О98
g21+ gн
80 · 10-3 +О ,0015
'
'
R R __N --'s' ---
1_
= 560
9•6
-
1
~6,0 · 103 Ом,
ст= 9 l-N5 (1-a0 )
1-9,6(1-0,98)
259


R1=Rст
Еп
Еп-Ебо- Uко+/бо)Rэ-Rст·lбо
= 6О.10з
10 . 10-s
~
'
10- 0,3- (1,5· 10-з + 20· 10 -6) 560- 6,0 • 103· 20 · 10-6
~ 6,9 кОм
(ближайший номинал 6,8 кОм),
R_Ri ·Rст
_
6,8·6,0_5lОм
2-
-
-
к,
Ri- Rст
6,8- 6,0
11.= Ебо+(/ко+lбо)Rэ
Ri
= о.з+(l,5-10- 3 +20.10- 6) -560_ 103~ 017 мА
6,8 . 103
'
•
Как следует из расчета, / • « /ко·
Переходим к расчету основных параметров выходного каскада
(кроме коэффициента усиления, который определен ранее).
Проверим, можно ли выполнить каскад некорректированным. Как
следует из рис. 5.27, точка с координатами / но + /т12 и Е но - U вых/2,
соответствующая середине рабочего участка прямой нагрузки для
переменного тока, достаточно близка к точке / 11 = 5 мА и Е и = -5В,
для которой указаны усредненные низкочастотные и высокочастот­
ные параметры транзистора (см. приложение 1). Поэтому необходи­
мости в пересчете параметров не возникает.
1
Учитывая, что g22 « - , влиянием параметра g 22 пренебрегаем,
Rк
приэтомR0=Rи=910Ом.
Определяем постоянные времени:
t1 = (1+g21Гб)СкRо= (1+80·10-3
• 40)·5 · 10-1!·910·106~
~ 0,019 мкс,
'tн=СнRо =20 •10-12
• 910 ·106~0,018 МКС.
Находим эквивалентную постоянную времени:
Т9= 'ti+'tн+'t = 0,019+0,018+0,007 = Q,044 МКС.
Рассчитываем время устаньвления:
fy = 2,2t3 = 2,2 · 0,044 ~ 0,097 МКС.
Время установления оказалось близким к заданному общему вре­
мени установления усилителя, поэтому в выходной каскад необхо­
димо ввести коррекцию. Выбираем параллельную схему коррекции
(схема 4.2) и производим ее расчет (придерживаемся рекомендованного
в описании схемы порядка расчета).
Учитывая, что низкочастотным параметром g 22 можно пренебречь
(при этом R0 = R), выражения безразмерных эквивалентных постоян­
ных времени т:0" и т: 0
111
упрощаются и принимают вид
260


t" = 1 + ..!!!.. +...!!....,
9
't
'f
Определяем отношения постоянных времени ~ и д (в данном
't
't
случае, как и при расчете некорректированиоrо каскада, 1' 1= 0,019 мкс,
"rн= 0,018 мкс):
2!... =
0,019 = 2,72,
.!!!.. = 0,018 = 2,57.
't
0,007
't
0,007
Задаемся б = 1% и по графику рис. 4.14 находим (приближенно)
Ь = 1,7. Имея в виду, что Ь = 1' 0"/'t'з"'• решаем уравнение 't'з" = Ь't'з"'
относительно 't'L lt, подставляя в него приведенные упрощенные вы­
ражения 't' 9'' и 't' 9'".
Решение уравнения представится в виде
( 1+...!!! ..+2)
2
-(...2...
1
+ 2..) ь2
't
't
't
1 + g21'б
't
-
.....;...~~~~--'-~~~~-'-.;::..:::~~~-'---
(:н+:;)ь2
(1 + 2.57 + 2.72)! -(2.12 .
0
1
0-
+ 2,s1). 1,72
1+8·1 30 40
-
---- ----- -'- ----- ---- ---' --- = 1,98.
(2.57+2.72).1,7
2
Определяем безразмерную эквивалентную постоянную времени
т 0 '" и коэффициент а:
't," =
__
r...!L •
1
+2..+2 (1 +..!!..) =
9
У'f
1 + g21rб
'f
't
't
't
-
, ! 2,72·
1
+ 2,57 + 1,98 (2,57 + 2,72) = 3,70,
У
1 +80.10-а. 40
'
'tз
1,98
а=-= -- =0,54.
't~ 1
3, 70
По графику рис. 4.14 уточняем значение выброса (6 ~ 0,8%).
По графику рис. 4.13 определяем обобщенное время установления
(t у' ~ 2,26) и рассчитываем время установления t у вых:
lу.вых= f~ 't:'t = 2,26 • 3,70 • 0,007 ~ 0,058 МКС.
Время установления следует считать приемлемым, так как оно
6.11изко к 0,6t 1 - общему времени установления усилителя (см.§ 2.2).
Определяем индуктивность корректирующей катушки:
L=(:L)tR= 1,98·0,007·lo-6
· 910 · 106= 12,5 мкГ.
261


Расчеr схемы температурной стабилизации рабочей точки
транзистора предварительного каскада
Как уже указывалось, для работы в предварительных каскадах
выбран транзистор типа П403 в типовом режиме (/но = 5 мА, Е ио =
= -5 В, / uo = 68 мкА, Е бо = -0,36 В). Определим соответствую­
щее этому режиму сопротивление постоянному току R_ .
Учитывая,
что нагрузочная прямая для постоянного тока выходит из точки Е и =
= Е0 и проходит через рабочую точку, найдем
R = IЕп-Екоl
=
10-5 = lООООм.
-
fко
5·10-з
Зададимся сопротивлением резистора в цепи эмиттера равным
330 Ом (очевидно, что в этом случае сопротивление в цепи коллектора
должно быть равно R_ -
R 0 = 1000-330 = 670 Ом и слагаться в
общем случае из сопротив.тrений резисторов Rи и RФ)·
Допустимое изменение тока коллектора примем равиым 0,1 lко•
т. е.
д/ко=О,11ко=О,1·5 = 0,5мА.
При расчете выходного каскада было определено изменение обрат­
ного тока коллектора (расчет сохраняет справедливость и для пред­
варительных каскадов), равное 0,104 мА. Таким образом, для коэф­
фициента нестабильности получим
N = дlко =~=48
s
л1·
о 104
'
·
ко
•
Далее последовательно определяем входное сопротивление схемы
стабилизации рабочей точки, сопротивления резисторов делителя
в цепи базы R1 и R2, а также ток делителя /.11 .:
Rст=Rэ
Ns- l
= 330
4
'
8-l
~ 1390 Ом,
1- N5(1- а0)
1- 4,8 (1 - 0,98)
R1=Rст
Еп
Еп- Ебо
-
Uко + lбо) Rз- Rстlбо
= 1390
IO
~ 1800 Ом
10- 0,36- (5· 10-з+68· 10-6) 330 - 1390 . 68 · 10-6
'
R2
=
R1Rcт _ 1800
·
1390 = 6100 Ом
R1- Rст
1800 - 1390
(ближайший номинал 6200 Ом),
/ = Е60 +Uко+lбо)Rз
=
0,36+(5·10 -
3
+68·10-6)330 • lОЗ~ l, 2 мА.
.11
R1
1800
Как следует из расчета, ток делителя / д существенно меньше по­
стоянной составляющей тока коллектора / t<o·
262


Расчет входной цепи
При расчете входной цепи воспользуемся описанием схемы 4.6
(§ 4.1), полагая предварительно, что нагрузкой источника сигнала
является входная проводимость каскада, не охваченного цепью отри­
цательной обратной связи.
Определяем эквивалентное сопротивление R 0:
R0=---
1
---
- ---
1
---- ~ 45Ом.
1
1
gr + g11 + Rст 0,02 + 0,0015 +-13
-
9
-
0
Коэффициент передачи входной цепи
Квх=gгRo = 0,02 ·45 =0,9.
Определяем постоянную времени тs, ориентировочно полагая ко­
эффициент усиления первого каскада равным 15:
t8= КоСкRо =15 •5 •I0-12
• 45 •106~0,0034 мкс.
Находим эквивалентную постоянную времени т9 и далее время
установления фронта импульса во входной цепи:
'ta = 't (gгRo+ Ro +!3..о_)+'ts =
Rст
Гб
= 0,007 (0.02.45+~+~)+0,0034~0,018мкс,
1390
40
tу.вх = 2,2t9 = 2,2 • 0,018 ~ 0,04 МКС.
Опреде.ление числа предварите.льных каскадов
Определяем число предварительных каскадов усиления, <'ледуя
методике, изложенной в § 2.3.
Находим время установления и коэффициент усиления предва­
рительных каскадов:
t* = JI1;- t;.вх - t;.вых = vo.12- 0,042 -0,0582 ~0,071 мкс,
к-к
* - Квх •Квых
6000
0,9. 54
~ 124.
Коэффициент D, используемый при определении числа предвари­
тельных каскадов, рассчитан в примере 2.1 и равен 125 1/мкс.
Находим произведение Dt*:
Dt. = 125. 0,071 ~ 9.
На графике рис. 2.7 «определяющая» точка с координатами Dt*
= 9 и К* = 124 располагается между линиями, которые соответ­
ствуют двум и трем каскадам. Учитывая, что предоконечный каскад
испыТЪiвает значительную нагрузку в связи с большим коэффициентом
263


усиления выходного каскада (большая входная динамическая ем­
кость), принимаем число предварительных каскадов равным трем.
По указанной причине третий каскад выполняем с высокочастотной
коррекцией, а первые два каскада - некорректироваиными.
Определяем ориентировочно коэффициент усиления и время
установления одного предварительного каскаhа:
_п/-
_з1-
Кпр.к=УК* =У 124~5,
t
=ь._ = 0,071 =о041
у.пр.к Yn уз
'
МКС.
Определение основных параметров первого. второго и третьего
каскадов
Начинаем с расчета третьего предоконечного каскада. Выполня­
ем третий каскад с параллельной схемой коррекции (см. описание
схемы 4.2).
Определяем эквивалентное сопротивление R 0 :
R-Ко
-
5
625О
о-
-
=
'
м.
g21
80 . }0-3
Используя формулу эквивалентного сопротивления R0 , находим
сопротивление резистора R (в nыражение R входит входное сопротив­
ление схемы стабилизации рабочей точки транзистора выходного кас­
када):
R=-----
1
1
--g11- -
R0
Rст
---- ----
~70Ом
1
1
-- -0 0015---
62,5
•
6000
(ближайший номинал 68 Ом).
Находим постоянные времени "r
1 и "r 5 (в выражение 't5 входит ко­
э.рфиuиент усиления выходного каскада) и отношения t/t и 't/t:
t1 = (1 + g21rб)CкRo = (1+80 · 10-з · 40) 5.10-12
.62,5· 106 ~
~ 0,0013 мкс,
t5= К.выхСкRо =54·5 •10-12
• 62,5 •10
6
~ 0,017 мкс,
-2!.. = о.001з ~О,19,
'
0,007
..2.. =
0,017 ~ 2,4.
т
0,007
Задаемся ~L /"С = 3 и определяем безраз~ерные эквивалентные по­
стоянные времени:
'
TL
' t =-=3,
9
т
264


'ts=-
+-+
-
gнRo+ -
+
"
t;
ts
"l'L (
Ru)
t
t
t
Rст
+.В.О....+&_+ Ru =0,19 +2,4 + 3(0,0015 · 62,5 +
Rст R
'б
+62,5)+ 62,5+62,5 +62,5 =5,40,
6000
6000
68
40
t'" =
-.
f .!..!::_ (...!!. + ....!!. + Ru + Ru ) =
9
Уt
"!'
тRстrб
= v3(0.19+2,4+ :~ + 6~5) =3,53.
Определяем коэффициенты а и Ь:
'
"
"1 '3
3
5
а=- =--=0,8,
"!'~·
3,53
"1'3
540
ь=-
=-'
-
= 153.
".
353
•
"1'9
•
По графикам рис. 4.13 и 4.14 находим выброс и обобщенное время
установления (б ~ 5 % и t у' ~ 1,58).
Рассчитываем время установления третьего каскада:
ty = t~ t~'t = 1,58. 3,53. 0,007 ~ 0,039 мкс.
Определяем индуктивность корректирующей катушки
L=(:L)tR=3•0,007 ·10-е ·68 •106~1,4мкГ.
Выброс ,...., 5% в переходной характеристике третьего каскада
вполне допустим, если учесть, что кроме третьего каскада выброс
имеется еще только в переходной характеристике выходного каскада
(б ~ 0,8%). Кроме того, входная цепь и первые два некорректирован­
ных каскада, имеющие монотонные переходные характеристики, спо­
собствуют уменьшению выброса (по техническим условиям выброс
в переходrюй характеристике усилителя не должен превышать 6%).
Переходим к расчету первого и второго некорректированных кас­
кадов (см. описание схемы 4.1). Параметры этих каскадов одинаковы.
Эквивалентное сопротивление R0 в первом и втором каскадах будет
таким же, как и в третьем (каскады имеют одинаковый коэффициент
усиления), т. е. R0 = 62,5 Ом.
Находим постоянные времени:
't; =(1+g21Гб)СкRо=(1+80•10-3
• 40)5•10-
12
Х
х 62,5. 106 ~ 0,0013 мкс,
't9 = КоСкRо = 5 •5· 10-12
• 62,5 •10
6
~ 0,0016 ~!КО.


Определяем эквивалентную постоянную времени
'ta = 't1 +'ts + 't (1-g11Ro+ ~о)=0,0013+0,0016 +
(
625)
+ 0,007 1- 0,0015 . 62,5 + ---fo- ~ 0,02 мкс.
Рассчитываем время установления одного некорректированноrо
каскада
fy= 2,2'tэ = 2,2 · 0,02 = 0,044 МКС.
Рис. 5.28 . Принципиальная схема рассчитанного усилителя
Исходя из формулы эквивалентного сопротивления R0 , определяем
сопротивление резистора в цепи коллектора
R
1
1
~ 730м
к=1
1-
1
1
R;-gн - Rст
62,5 - O,OOl 5 - 1390
(ближайший номинал 75 Ом).
Расчет показал, что требования к основным параметрам каскалов
усилителя удовлетворяются. Фактическое время установления фрон­
та импульса во входной цепи будет несколько меньше, если учесть,
что коэффициент усиления первого каскада меньше того, который был
ориентировочно принят при расчете входной цепи.
Принципиальная схема усилителя представлена на рис. 5.28 .
Расчет вспомоrате.льных цепей
Расчет основных параметров предварительных каскадов показал,
что сопротивления резисторов R к в первом и втором каскадах, а так-­
же сопротивление резистора R в третьем каскаде существенно меньше
общего сопротивления в цепи коллектора каждого каскада. Поэтому
во всех предварительных каскадах предусматриваем фильтрующие
(корректирующие) ячейки в цепях коллектора.
266


Определяем сопротивление резистора RФ в первом и втором кас­
кадах:
RФ=R_ -
Rз-Rк=1ООО-330 -75=595Ом
(ближайший номинал 620 Ом).
В третьем каскаде, где сопротивление резистора R = 68 Ом, ре­
зистор RФ также можно выбрать с номинальным сопротивлением
620 Ом.
Емкость конденсатора связи (разделительного) выбирается обычно
в пределах О, 1 + 0,5 мкФ, а емкость конденсатора в цепи эмиттера -
в интервале 5 + 50 мкФ.
Задаемся следующими емкостями конденсаторов в цепях связи и
эмиттера: Сс = 0,22 мкФ, С8 = 10 мкФ.
Определим спад плоской вершины импульса за счет цепей связи.
Входная цепь
Л,,."~ ( t, R
)-
СеRr+
ст
1 + g11Rcт
10-е
~о 0091
(
1390
)'
0
•
22
•
10
-е 50 + 1 + 0,0015.1390
=
(0,91 %).
Первый и второй каскады
fи
Лс1 = Лс2 = ----""' ---- --
(
Rст )
Се Rк+--=--
1 + g11Rcт
l0-8
~о 0087
(
1390
)'
0 •22
. lO-S 75+ 1+о,0015 . 1390
(0,87%).
Третий каскад
д
~
1~
~=
~
Се(R+
Rст ) О22•10-S(68+
бООО )
1 + g11Rcт
'
1 + 0,0015 · 6000
~ О,0068 (О,68%).
Спад плоской вершины импульса за счет цепи в эмиттере во всех
каскадах усилителя одинаков, при этом
д= (g21+g11)fн= (80•10-З+0,0015).10-6~О0082
~
--
'
(0,82 %).
~
С9
10 • l0-6
Общий спад плоской вершины импульса, вызванный цепями связи
и эмиттера (в процентах):
д= Лс.вх+Лс1+Лс2+Лез+4Л3= 0,91 +0,87+0,87+
+0,68+4.0,82 = 6,61%.
267


Исходя из формулы подъема плоской вершины импульса за счет
цепи фильтрующей (корректирующей) ячейки в цепи коллектора оп­
ределим емкость конденсатора СФ, задаваясь подъемом плоской вер­
шины импульса, равным 1,5%, на одну корректирующую ячейку.
При этом спад плоской вершины импульса будет меньше 3 %.
Первый и второй каскады
Третий каскад
lQ-6
-
-------------. }06 ~
75 (1 + 0,0015. 75 + ~) 0,015
1390
~ 0,76 мкФ.
сф = ------'t""-----
R (1+gнR +R:т)ЛФ
IQ-6
·106 ~088 ф
(
68)
'мк.
68 1+0,0015. 68 + 6000 0,015
Конденсаторы СФ выбираем одинаковой емкости - 0,68 мкФ (бли­
жайший меньший номинал).
На этом расчет усилителя заканчивается. Все требования, которые
были предъявлены к усилителю, выполнены. Как следует из резуль­
татов расчета, необходимости в его уточнении не возникло.
Пример 5.5. Рассчитать усилитель импульсных сигналов на лам­
пах. Нагрузка усилителя - электроннолучевая трубка с входной
емкостhю С вх = 13 пФ. Внутреннее сопротивление источника сиг­
нала R г = 1600 Ом. Параметры импульса на входе усилителя:
амплитуда И вх = 5 мВ, длительность t" = 1-50 мкс, форма - пря­
моугольная. Считается, что импульсы следуют с большой скважно­
стью. Коэффициент усиления усилите.r~я К = 6000 (амплитуда
импульса на выходе И вых = 30 В). Полярность выходных импульсов
отрицательная. Допустимые искажения: время установления t"'i _=
= 0,15 мкс, выброс б < 2%, спад вершины импульса Л < 4%. на­
пряжение источника питания Е0 = 150 В. Усилитель питается от
выпрямителя, причем емкость выходного конденсатора фильтра вы­
прямителя 50 мкф.
Примем следующий общий порядок проектирования усилителя.
Вначале рассчитываются выходной каскад и входная цепь. Далее
определяется число предварительных каскадов, производится выбор
схем отдельных каскадов и их расчет.
Прежде всего на основе технических требований определяются
основные параметры (коэффициент усиления, время установления и
выброс) каскадов усилителя и его входной цепи. Указанные парамет­
ры зависят от выбора отдельных элементов схемы, которые входят
в цепи, имеющие малую постоянную времени. Цепи с малой постоян­
ной времени являются основными цепями, определяющими основны-
268


черты схемы усилителя. Далее схема усилителя дополняется вспомо­
гательными цепями - цепями с большой постоянной времени
-
и производится их расчет. Эти цепи обеспечивают режим работы кас­
кадов, связь между ними, а также фильтрацию паразитных колебаний.
Расчетом цепей с большой постоянной времени заканчивается элек­
трический расчет усилителя.
Расчет выходного каскада
Определяем необходимый импульс тока (для выбора лампы выход­
ного каскада). С этой целью задаемся ориентировочно выходной ем­
костью лампы Свых . . 11 = 4пФ, емкостью монтажа См= 4 пФ и вре­
менем установления выходного каскада tу.вых = 0,6 ty. где iy -
общее время установления усилителя.
При указанном соотношении t у. вы х и t У• если общее число каска­
дов усилителя не превысит четырех, время установления выходного
и предварительного каскадов окажутся достаточно близкими и, сле­
довательно, не возникает необходимости в выборе другой лампы или
в ином распределении времени установления между каскадами.
Итак, последовательно находим общую емкость нагрузки усили­
теля Си• время установления выходного каскада t у. вы х и далее сог­
ласно формуле (2.6) импульс тока / m:
Си=Свых.л+См+Свх=4+4+13=21пФ,
fy.вых =0,6ty=0,6 .О,15=0,09МКС,
lm > 2,2ИвыхСн = 2,2. 30. 21
.
10-12
•
1оз ~ 15,4 мА.
ty. вых
О,09 · 10-в
Если в выходном каскаде предусмотреть высокочастотную коррек­
цию, то необходимый импульс тока будет меньше в 2,2/ty раз.
Учитывая, что напряжение источника питания Е0 = 150 В, для
выходного каскада может подойти лампа 6Ж1 П (см. приложения
3 и 4) при условии применения высокочастотной коррекции, так как
максимальный импульс тока этой лампы несколько меньше 15,4 мА.
Использование коррекции позволяет уменьшить необходимый импульс
тока примерно в 1,5 раза.
Применим в выходном каскаде параллельную схему коррекции (см.
рис. 4.31, а) при коэффициенте коррекции k = 0,25, которому соот­
ветствует б = О и, согласно графику рис. 2.8, t у' = 1,56.
В ряде случаев емкость нагрузки импульсного усилителя может
испытывать некоторые изменения (например, при смене нагрузки).
Поэтому именно в выходном каскаде (для большей стабильности пара­
метров усилителя) желательно, применяя высокочастотную коррек­
цию, не допускать выброса в его переходной характеристике или огра­
ничиться малым выбросом порядка 1%.
Определяем необходимый импульс тока при коэффициенте кор­
рекции k = 0,25:
t'
156
lm= 15,4_У=15,4 -'-~11мА.
2,2
2,2
269


Определяем сопротивление резистора в цепи анода
R Ивых
30
• 10-3 = 2,7 кОм.
а=/;;;- = 11 .10-s
Уточняем емкость нагрузки и время установления выходного
каскада:
Си=Свых.п+См+Свх= 2,35+ 4+ 13~19пФ,
tу.вых= t~CнRa = 1,56 · 19 · 10 -11
· 2,7 •103
•10
6
~ 0,08 МКС.
1
J
1
7
1
7
7
7
Г7
7
17
14
На рис. 5.29 представлена анод-
ft·""
но-сеточная характеристика лампы
6ЖIП. Выбираем рабочуюточку на
нижнем сгибе характеристики при
Ее = -3В (полярность выходного
импульса отрицательная). При
этом /80 = 2,6мА, /з=1,5мА.
14
12
10
8
/j
4
2
Как видно иэ рис. 5.29, лампа
11мА 6ЖIП хорошо используется по им­
пульсу тока. Иэ рисунка следует
также, что импульс на входе око­
нечного каскада должен иметь
амплитуду U вх.он = 2,35В. Таким
образом, коэффициент усиления
-Е
выходного каскада
c,IJ 5
'1-J21о
1 2356
К=Ивых
вых
и
30
Рис. 5.29 . К выбору режима работы
выходного каскада
вх. ои
=-- = 12,8.
2,35
Определяем индуктивность кор­
ректирующей катушки выходного
каскада:
L= kCнR; = 0,25 ·19 ·10-11(2,7.103)2 • 106~35мкГ.
Расчет вхоАной цепи
На рис. 5.30 представлена схема входной цепи. Входное сопротив­
ление усилителя весьма велико, поэтому коэффициент передачи вход­
Рис. 5.30. Принuипиальнаи
схема входной цепи
270
ной цепи можно считать равным едини­
це. Определим время установления вхо­
дной цепи, задаваясь См = 4 пФ и имея
в виду, что С= С вх.л +См:
fy.вх = 2,2(Свх.л+См)Rr = 2,2(4,35 Х
Х10-12 +4·}Q-12)• 1600 •}08~0,03МКС·


Расчет предварительных каскадов усилите.ля
Находим время установления и коэффициент усиления предвари­
тельных каскадов, воспользовавшись формулами (2.14):
t. = Vt;-t;.вх -t;.вых =VO,152- 0,032- 0,082 ~0,123 мкс;
к.= _к_= 6000 ~ 470.
Квых
12,8
Учитывая, что напряжение источника питания Еп = 1508, а
также в целях однотипности применяемых в усилителе ламп, для пред­
варительных каскадов выбираем ту же лампу 6Ж1П, используя ее
втиповомрежиме(Е80 = 120В,180= 8мА,Е0 = 120В,/0 = 3мА,
Ее= -1,7 В, S = 5,15 мА/В, Свх. 11 = 4,35 пФ, Свых. 11 = 2,35 пФ).
По техническим условиям выбеос в переходной характеристике
усилителя не должен превышать 2 %, позтому при выборе схемы кор­
рекции в предварительных каскадах целесообразно задаться коэффи­
циентом коррекции k, который соответствует критическому выбросу,
не превышающему 2 %. Из возможных схем коррекции выбираем
параллельную схему коррекции (см. рис. 4.31, а).
Задаваясь См = 8 пФ и коэффициентом коррекции k = 0,36 (со­
ответствует критическому выбросу б = 1,2 %), находим обобщенное
время установления ty' (с помощью графика рис. 2.8), межкаскадную
емкость С 8 , добротность D (по формуле 2.26) и произведение Dt*:
С2 =Свх." +Свых.л +См= 4,35 + 2,35 + 8 = 14,7 пФ,
D=_s_=
5, 15. 10-з
= 2,69. 1os 1/с,
t~Ca
1.3-14,7·10-la
Dt. = 2,69 .108 • 0,123.10-6~33.
С помощью графика рис. 2.7 устанавливаем, что точка с координа­
тами К. = 470 и Dt. = 33 лежит несколько выше линии, соответ­
ствующей п = 2. Таким образом, усилитель должен содержать два
предварительных каскада с параллельной схемой коррекции. Пред­
варительные каскады целесообразно выполнить с одинаковыми коэф­
фициентом усиления и временем установления.
Коэффициент усиления и время установления одного предваритель­
ного каскада
К1= У'К: = 1f470~22,
tyt = ..!..!.... =
0
•
123
~ 0,087 мкс.
vп у2
Если учесть, что «определяющая» точка на графике рис. 2.7 ле­
жит несколько выше линии п = 2, то фактческое время установле­
ния одного предварительного каскада при К1 = 22 будет меньше
0,087 мкс.
271


Определим сопротивление резистора R8 в анодной цепи
Ra=~ =Б,l:·.
2
1о-з • 10-~ ~ 4,3 кОм.
Уточняем время установления
fy1= t~CaRa=1,3 ·14,7 ·10-
12
• 4,3 ·103
•10
6
::::::: 0,082 мкс.
Индуктивность корректирующей катушки предварительного кас­
када
L=kCaR:=0,36 ·14,7 ·10-12(4,3 ·103)
2
•10
6
::::::: 98 мкГ.
Расчет вспомогательных цепей усилителя
Вспомогательные цепи обеспечивают режим работы усилителя по
постоянному току. Постоянные напряжения на управляющей и эк­
ранной сетках, а также на аноде лампы должны примерно соответ­
ствовать выбранному режиму работы.
Определим напряжение на аноде лампы (относительно катода)
в предварительном и выходном каскадах.
Предварительный каскаiJ
Еао = Eп-IaoRa-I Ecl = 150-8 · 10 -
3
• 4,3 · 103 -1,7::::::: 114 В.
Таким образом, Е 80 в предварительном каскаде близко к требуе­
мому значению 1208.
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы
Е30/30=114 ·8
·
10-3
= 0,91 Вт<Ра= 1,8Вт.
Выходной кшкаiJ
Ean =Eп-laoRa-IEcl = 150-2,6 · 10 -
3
• 2,7 ·10 3 -3:::::::140В.
Некоторый избыток напряжения (20В) целесообразно погасить,
Rключив в анодную цепь выходной лампы последовательно две филь­
трующие ячейки. При этом возникает возможность непосредственно
соединить экранную сетку лампы с точкой схемы, имеющей потенци­
ал относительно катода, близкий к +120 В. Одну из ячеек рассчиты­
ваем, исходя из требуемой степени коррекции спада вершины импу.тrь­
са. Вторую ячейку необходимо использовать для устранения паразит­
ной обратной связи через общий источник питания. Постоянные
времени этих ячеек в большинстве случаев резко различаются, в
связи с чем корректирующая ячейка практически мало способствует
повышению устойчивости работы усилителя, вторая же яче1lка прак­
тически не выполняет корректирующей функции.
На основании изложенного можно представить полную принци­
пиальную схему усилителя (рис. 5.31 ).
272


Определим сопротивления резисторов в цепях катода и экранирую­
щей сетки предварительного каскада и в цепи катода выходного кас­
када, используя соответствующие значения Е с. / ао и / 11:
R-R
-
1Ее1 -
l,7
,,...., 150 Ом
кl- к!
-
lao+lз
8. 10-З + 3 • 10-З ,....,
'
R R Е0-Е9_ 150-120 JО-З_lO О
91=
9!=
-
.
-
км,
/9
3•10-з
R-1Ее1
3
~ 750 Ом.
кз- /88+19
2,6·10-3 +1.5 · ~о-з
Rф2JСФ2
Rфt
---·
СФ1
Рис. 5.31. Прииuипиальная схема рассчитанного усилителя
Принимаем R01 = Rс2 = Rсз = 430 кОм, а также задаемся ем­
костью конденсаторов связи и блокировочных. Емl(ости этих конден­
саторов выбираются обычно в пределах: С к - 5
-+200мкФ,С9-
0,05-+ 1мкФиСе- 0,01 -+ 0,1 мкФ.
Для рассчитываемого усилителя примем С к~= С к 2 = С кз= 20 мкФ,
сCl=Сс2 =Ссз=0,02мкФисЭl=сэ2= 0,47мкФ.
Определим спад вершины импульса (для импульса максимальной
длительности), возникающий за счет отдельных цепей:
Лс=_t_и_ =
50. ~о-в
~ 0,006 (0,6%),
CcRc
0,02 · 10-в
·
0,43 · 1()8
лtи
9=---=
C9Rtз
50. 10-в
~ 0,007
0.47 · 10-в
.
15. J(}1
(0,7%).
273


Л = t 11 S = 50.10-е.5,15.10- 3 ~ООlЗ
кСк
20 . lo-s
'
(1,3%).
Легко проверить, что условия Rз)) _ . !! !. ._
и Rк))_.!!!.._,
при кото-
2С3
2Ск
рых справедлив приведенный расчет Л з и Лк, выполняются.
Общий спад плоской вершины импульса, обусловленный цепями
связи, экранирующей сетки и катода всех каскадов*
Лспада = 3Лс + 2Л3 + 3Лк = 3·0,006 + 2·0,007 + 3·0,013 =
= 0,071 (7, 1%).
Таким образом, цепь корректирующей ячейки должна обеспечить
подъем плоской вершины импульса на 3,1 % (допустимый спад плоской
вершины импульса согласно техническим требованиям к усилителю
4%). Пусть корректирующей ячейкой является ячейка CФiRФi· Об­
щее падение напряжения на резисторах RФi и RФt.• согласно предыду­
щему, равно 20В. Для уменьшения емкости конденсатора СФ 1 (его
емкость значительна) целесообразно падение напряжения на RФ•
принять равным ЛЕФ 2 = 15В, а на RФt• соответственно ЛЕФ1 =
= 58. При этом
RФ1 =
ЛЕФ 1
5
• I0-3 ~ 1,2 кОм,
1ао+/9
2,6 · 10-3+1,5 · 10-3
RФ2 =
ЛЕФ2
15
• l0-3 ~ 3,6 кОм.
1ао+/9
2,6. 10-3 + 1,5 . 10-3
Определяем емкость конденсатора корректирующей ячейки:
с
iи
50. J0-6
106О6ф
ф1=
-
~'мк
R33Лф
2,7 · 103 · 0,031
(ближайший меньший номинал 0,47 мкФ).
~'точ11яем значение ЛФ, полагая СФ1 = 0,47 мкФ:
Лф= lи
50. 10-е
~ 0,039 (3,9%).
Сф1Rаз
0,47 · lo-e
.
2,7 . 103
Таким образом, результирующий спад плоской вершины импульса
Л = Лспаяа - Лф = 0,071 - 0,039 = 0,032 (3,2%).
* При определении общего спада плоской вершины импульса не учиты­
вается доля, вносимая цепью питания экранирующей сетки выходного каскада,
имеющей общие элементы с корректирующей ячейкой. Влияние указанной
цепи проявляется в некотором ослаблении корректирующей функции ячейки
(при Ra « R13 оно невелико). При желании это влияние может быть учтено,
если подъем плоской вершины импульса за счет корректирующей ячейки (с
соответствующей поправкой) определить по приближенной формуле
274


Проверим усилитель на устойчивость (см. описание схемы 4.38).
Принимаем емкость конденсатора фильтра СФ2 = 50 мкФ.
Определим постоянные времени те, т Ф• т0 , а также коэффициент Т/
и коэффициент усиления двух последних каскадов К028 :
'tc =CcRc = 0,02 · I0-6
• 0,43 •106 = 0,0086С,
'tФ=СФ2RФ2=50 ·10-
6 • 3,6· 103 =О,18 с,
't0=С0Rаз=50 ·10-
6
• 2,7 · 103 =О,135 с,
"tф
0,18
'tj =~ = 0,0086 ~ 21•
Ко2з=К2Квых = 22 ·12,8~280.
Если не предусматривать фильтрующей ячейки СФ 2R Ф2 , то усло­
вие устойчивой работы усилителя
к<
2-io
023
-
"tc
не выполняется (К023 = 280).
2.о,1зs ~ 31
0,0086
При наличии ячейки СФ 2 R Ф 2
к<
2-io
023
-
"tc
т. е. усилитель будет устойчив.
2 . о' 1З5 __1....:.+_2 _1 _ ~ 350,
0,0086
21
l+--
1+21
В связи с малой максимальной длительностью импульса
(t" max = 50 мкс) параэитиая обратная связь практически не ока­
жет влияния на воспроизведение вершины импульса [К023 ~ (tи) « Л].
Литература: [!, 3, 12, 13, 21, 24, 25, 32].


ПРИЛОЖЕНИЯ
Приложение
Таблица средних значений низкочастотных и высокочастотных параметров
биполярных транзисторов малой мощности (таблица составлена с учетом
Ааиных, приведеииых в (10, 36, 44) *)
Режим
"
нзмере-
инй
a:i
2
*
Тип траи-
:»
.._
u
:::s
Q.
2
:::s
1ко•
...
~"'
""'
""'
2
е
эистора
u
u
.:&
~ ::;:
u
ос:
мкА
~! /к,1Ек·
"'
"
2
·,,.
мАв
~
...
....
"'
a:ii:'
""
.;,
,;
"
\.)
П401
р-п-р
5 -5 0,0025 60 <30 >30 - 0,06 200 7 0,5-10
П402
»
5 -5 0,0025 60 <30 >60 - 0,021 80 5 0,25-5
П403
»
5 -50,0015 80 <30>120 - 0,007 40 5 0,25-5
ГТ308А
»
1-50,00234<130-
57 0,0064 80 5 0,2-2
ГТ308Б
•
1 -5 0,0016 35 <160 -
82 0,0045 80 5 0,2-2
ГТ308В
•
1.
-5
0,0015 36 <180 -
96 0,0040 80 5 0,2-2
ГТ309Б
»
1-50,001 36<60-
60 0,0040 50 6 0,1-5
ТТ309д
•
1-50,001 37 <60-
44 0,0088 80 8 0,1-5
ГТ310А
»
1 -5 0,0011 38 <80 - 113 0,0029 65 3 0,1-5
ГТ310В
»
1-50,001137 <80-
87 0,0040 70 4 0,1-5
ГТ310д
•
1-50,001136 <80-
78 0,0061 100 4 0,1-5
ГТ313А
»
1-5О,00139<100-
76 0,0020 30 2 1-5
ГТ313Б
»
1-50,001 40<100-
80 0,0013 20 1,5 1-5
П320А
»
1 -5 0,0008 38 <240 -
60 0,0059 70 5,6 0,4-2
ГТ322А
•
1-50,000938 <20-
53 0,0066 70 1,5 0,2-4
ГТ322В
»
1-50,000937 <20-
46 0,0094 80 2,2 0,2-4
ГТ311Е n·p·n
1 50,001638 <50-
76 0,0020 30 2 0,5-10
ГТ311Ж
•
1 5 0,0016 37 <50 - 123 0,0016 40 2 0,5-10
ГТ311И
»
1 5 0,0016 37 <50 - 210 0,00094 40 2 0,5-10
КТЗ12А
»
1 50,000938 <60-
41 0,0061 50 4
1-10
КТ312Б
»
1 50,000939 <60-
56 0,0042 45 3
1-10
• Расчет усилителя, основанный на использовании приведенных
средних значений параметров
транзисторов, следует рассматривать как ориентировочный в связи с большим разбросом пара­
метров. Дt'r1ств11тельные параметры отдельиых экземпляров могут отклоняться от средних эваче­
инй на 100% и более.
276


Приложение 2
Таблица преАе.пьно АОnустимых експлуатационных Аанных режима
биполярных транзисторов (8)
Температура
Постоянная
Напряжение коллектор - эмиттер
мощность,
ПостояииыА
(при данном сопротнвленнн 1<6
Тип
окружающей рассеиваемая
ток коплек-
в цепи базы Hllll отношении со-
траиз нс торе
среды.
без теплоотво-
тора
противлеииА R6j R3 в цепях
т~
да рк max'
1к max' мА
r>азы н •мнттера) Вк max' В
мВт
П401
- 5 0++50
55
20
-10(приRб<1кОм)
П402
- 5 0++50
55
20
-1 0 (при Rб ..;;: 1 кОм)
П403
- 5 0++50
55
20
-10(приRб<1кОм)
гтзовл
- 5 5++45
150
50
-12(приRб<1кОм)
ГТ308Б
- 5 5++45
150
50
-12(прнRб<1кОм)
ГТ308В
- 5 5++45
150
50
-12(приRб<1кОм)
Гf309Б
- 2 5++45
25
б
-1 0 (при Rб...;; 10 кОм)
ГТ309Д
- 25++45
25
6
-10 (при Rб < 10 кОм)
Гf310А
-20-:-+45
15
10
-10 (при Rб...;; 10 кОм)
ГТЗIОВ
-2 0++45
15
10
-10 (при Rб < 1О кОм)
ГТ310Д
-20-:-+45
15
10
-10 (прн Rб ...;; 10 кОм)
ГТ313А
-20 7+55
50
10
-12 (при Rб < 500 Ом)
ГТ313Б
- 2 0++55
50
10
-1 2 (при Rб ..;;: 500 Ом)
ГТ320А
- 55++45
200
150
-12(приRб<1кОм)
ГТ322А
- 25++20
50
5
-15 (при Rб ...;; 10 кОм)
ГТ322В
- 2 5++20
50
5
-15 (при Rб < 10 кОм)
ГТЗllЕ
-40-:-+45
90
50
12 (при RбlR, < 10)
ГТ311Ж -40++45
90
50
12 (прн RбlRз < 10)
ГТ311И
- 4 0++45
90
50
10 (при RбlRз < 10)
КТЗ12А -20 -: -+60
225
30
15 (при Rб ..;;: 100 Ом)
КТ312Б
- 20++60
225
30
30(приRб<100Ом)
277


Таблица основных данных пентодов
Приложение 3
...
;,'
Анод
Экранирующая
Параметры
Емкость
"~
~$
~о
сетка
:::~ "' 8.
Управ-
1: !11!;"
Тип
(jj" ~
ляющая
15i ~i~
JlllМlJЬI
Еа• 1а'
сетка
"е
Катод-
Ее' В
s.
Ri,
15~
П~ходиая подогрева-
""
:::"
Е3, В
/
3
,
мА
"с:
5"'" ~ """
в
мА
мА/В
~-"
ас' пФ
тепь
кОм
~.
Скп' пФ g~'° ~~ ~=:"
о"
":з
!J•
""
~'->"
t:: 8.о.." t: 8.~о..
"t.J
6ЖIП
120 8,0
120
3
-1,7
5,15
300
4,35 2,35
<0,02
<4,6 1,8 0,55
6Ж2П
120 5,6
120
4
-1,9
3,85
160
4,5 2,4
<0,018
<4,5 1,8 0,85
6Ж3П
250 7
150
2
-1,8
5
800
6,5 1,5
<0,025
-
2,5 0,55
6Ж4П
250 11
150
4,5
-1,О
5,7
900
6,3 6,3
<0,0035
-
3,5 0,90
6Ж5П
300 10
150
2,5
-2
9
500
8,5 2,2
<0,03
-
3,6 0,50
6Ж9П
150 14,5
150
4,5
- 1,5
17,5
150
8,5 3,35
<0,03
<7
3,0 0,75
6ЖlОП
200 5,5
100
3,0
-1,О
9,5
100
8,5 3,9
<0,025
<7
3,0 0,75
6Ж11П
150 26
150
7,5
-1,5 28
34 14
3,5
<0,05
<10
4,9 1,2
6Ж2ОП
150 17
150
6
-1,3 17
90
8,6 2,5
<0,04
-
4,0 0,9
6К4П
250 10
100
3,7
-!,1
4,4
450
6,4 6,7
<0,0045
5,5 3,О 0,6
6ПIП
250 44
250
7
-12
4,9
47,5 8
5
<0,7
-
12
2,5
6П14П
250 45
250
7
- 6,2
11,3
30 11
7
0,2
-
12
2
6П15П
250 30
150
4,5
- 2,6 14,7
100 13,5 7
<0,07
-
12
1,5


Продолжение
Экранирующая
..;
..; .
Ано.11.
Параметры
Емкость
~~ ~~
сетка
"~ =!.
-:г
Управ-
р ;11~
Тнn
ляющая
"'
=~8
лампы
Еа• 1а•
сетка
"е
Катод-
~н
Ее' В
s.
R1,
=~
П~ходная подогрева- ="
= !!:
"с:
.а"
~!:j~"
в
мА
мА/В
кОм
Erc ."
а~' пФ
тель
::i"'"
"'
СКП' пФ t:t~'° ~";о~
ot•
~·~
о"
!{!! -
!!о•
""
~t.J
t::: ~Q_" t::: !_~о.,"
"t.J
6П18П
170 53
170
8
~6,8
11
22
11,5 6
0,2
-
12
2,5
6П9
300 28
150
7
-3
11, 7
80
13
7,5
<0,06
-
9
1,5
6ПЗС
250 72
250
5
-14
6
22,5 11
6,7
<1
11
20,5
2,75
6Ж1Б
120 7,5
120
<4
-2
4,8
-
4,8 3,8
<0,04
3,5
1,2 0,4
6Ж5Б
120 16
120
4
-2
10
-
64
0,05
<7
2,4 0,8
6Ж9Г
120 15
120
<5,5
- 1,5
17
-
7,5 3,4
<0,055
<7
2,4 0,7
6ЖlОБ
120 10,5
120
6
-2
5
-
6,5 4,5
<0,05
<7
2,1 1,3
6Ж32Б
120 6
120
1,4
-1,2
6
-
5,4 2,3
<0,06
<6
1,2 0,5
6Ж33А
120 7,5
100
<4
-1,6
4,5
-
3,6 3,3
<0,03
<4
1,3 0,4
6Ж35Б
120 5,5
110
<6,5
-2
3,1
-
4,6 3,5
<0,03
<5
0,9 0,7
6Ж39Г
100 25
100
3,2
-1
28
-
13,5 3,5
<0.12
10
3,3
t
6Ж45Б-В
50 5,5
50
<1,5
-1
5,4
-
6,1 2,1
<0,05
-
0,5
0,3
6Ж49П-д 150 14,3
150
2,45
-1,3
16,7
100
8,2 2,7
<0,03
4,5
2,85 0,45
бЮБ
120 8
120
<0,9
-2
4,8
-
5,1 3,8
<0,03
3
1,2 0,4
6К6А
120 7,5
100
<4
-1,7
4,5
-
3,6 3,3
<0,03
<4
1,3 0,4
6П30Б
120 35
120
1,3
-14
4,45
-
12
4,2
<0,6
<12
5,5 2


Приложение 4
Анодно-сеточные характеристики некоторых типов ламп *
1
1
1
1/
,
•
J
f/j
!f/.
tZ
fO
е
(j
1/-
2
-~в15tJ21о
Рис. П.1. Анодно-сеточная характе­
ристика лампы 6ЖI П при Еа =
=1208 и Е9 = 1208
1
1
1
1
'
/
/
_,
""
J
'
ia1MA
во
70
50
50
!(./}
JO
20
10
-fc,B 2420!б1284О
Рис. П.3. Анодно-сеточная характе­
ристика лампы 6П1 П при Еа = 2508
иЕ9=2508
J
/
11
[/
/
, ....
J
J
J
1
40
JS
JO
2S
20
!S
10
5
-Ес,ВJ2,521,51(/5О
Рис. П.2. Анодно-сеточная характе­
ристика лампы 6Ж9П при Еа = 1508
иЕв=1508
J
J
'
/
/
/
"'
l
J
ia,HA
80
70
50
50
!(./}
JO
20
10
-Ее,В12108542О
Рис. П.4. Анодно-сеточная характе­
ристика лампы 6П14П прй Еа = 250В
и Ев= 2508
• Приведены
характеристики некоторых типов ламп, используемых в выхо.11.пых кас­
кадах импульсных усилителей.
280


1
...
f
/
./
""'
....
1
J
l11 ,нА
80
70
50
50
q.{)
JO
20
10
-Ес,В7554J21О
Рис. П.5 Анодно-сеточная характе·
ристика лампы 6П15П при Еа =-
=2508 иЕ9=1508
'1'
/
1/
/
1 ....
v
....
/
,
/
J
J 150
fq.{)
120
f/}{}
80
00
!/./]
20
-Ес,В282420151284О
Рис. П.6. Анодно-сеточная характе­
ристика лампы 6ПЗС при Еа = 2508
иЕ9=2508
Приложение 5
Таблица основных електрнческих параметров полеэых транзисторов
(Таблица составлена с учетом данных, приведенных в [22, 23, 30])
11
Предельно допустимые
u
эксплуатационные дан·
...
иые режима транзи-
"'
с тора
fc, мА
о.
Тип трап-
S, мА/В
i::-
~ ~IXI "1 iXI
-<
вистора
(при Е3=0)
(при Е3=0) iXI ii1 е
е
е
!li gо. ~~
"
t:
t:
"
-
(,о
o.u "'
3-u ~
,__
""
u
;. с:Q)Е. с"" "'.
"JO 1 <"Г'
'"'
u
:t"'" :Н~ Е2:
\J
\..>
"'=
КП102Е 0 ,18-О,55 0,25-07 2,8
320,2-20
-
-
КП102Ж
0,4-1,0
0,3-0,9 4
320,2-20
-
-
КП102И
0 .1-1,8
0,35-1,0 5,5
320,2-20
-
-
КП102К
1,3-3,0 0,45-1,2 7,5
320,2-20
-
-
КП102Л
2,4-6 -,0
0,65-1,3 10
320,2-20
-
-
КП103Е
0,3-0,65 0,4-1.8 1,5 <9 <8 <1
-10
15
-
КП103Ж 0,55-1,2
0,7-2,1 2,2 <9 <;8 <1
-10
15
-
кшози
1,0-2,1
0,8-2,6 3,0 <9 <;8 <1
-10
15
-
КП103К
1,7-3,8
1,4-3,5 4,0 <9 <;8 <1
-10
15
-
КП103Л
3,0-6,6
1,8-3 .8 6,0 <9 <8 <1
-10
17
-
КП103М
5,4-12
2,0-4,4 7,0 <9 <8 <1
-10
17
-
КП302А
3,0-24
5-15 5 ,;;;:12 <9 <2
20-
24
КП302Б
18-43
7-17 7 <;12 <8 <2
20-
43
КП3028
33-80
-
10 ,;;;:12 <8 <2
20-
80
Пр и меч а и и я· 1 Траиэнсторы КП102 и КПI03 имеют канал с р-проводнмостью, а тран­
зисторы КП302 - с п-проводимостью, 2. Измерения праводипись при напряжении на стоке Ее=
=-
IOB (КПIО2, КПIО3) н при Ее== 7В (КП~.
281


±5%
Приложение 6
СтанАартизоваииые PllAЫ номинальных сопротивлений резисторов
с различными АОnускаемыми отклоиеии11ми
Допускаемые отклонения от номинал ЬИЪIХ величин сопротивлений
±10% 1 ±20%* 1 ±5% 1±10%1 ±20%* 1 ±5% ±10% 1 ±20%*
Номинальные сопротивления: омы. десятки ом, сотни ом, килоомы. десятки килоом,
сотни килоом. мегомы
1,0
1,0
1,0
2,2
2,2
2,2
4,7
4,7
4,7
1,1
2,4
5,1
1,2
1,2
2,7
2,7
5,6
5,6
1,3
3,0
6,2
1,5
1,5
1,5
3,3
3,3
3,3
6,8
6,8
6,8
1,6
3,6
7,5
1,8
1,8
3,9
3,9
8,2
8,2
2,0
4,3
9,1
10
10
10
• Переменные иепроволочные резисторы изготовляют с номинальными сопротивлениями только
по тому ряду, начиная с 47 Ом, с допускаемы1о1И отклонениями от номинала ±20, ±2S и ±30%.
±2%
±5%
Приложение 7
Стандартизованные ряды иомниальиых емкостей коидеисаторов
посто11ииоА емкости*·
Допускаемые отк.ооиеиия от номинальных емкостей
±10%
±5%
±20%
±5%
±20%**
±10%
±10%
±20%
Номинальные емкости:пикофарады. ,
десят~<и. сотни и тысячи nикофарад
Номинальные емкости: микрофарады
1,0
1,0
1,0
0,01
0,01
О,1
1,0
10
1,1
1,2
1,2
0,012
1,3
1,5
1,5
1,5
0,015
0,015
О, 15
1,5
15
1,6
• В скобках указаны
не предусмотренные ГОСТ 251~ иомm~альные емкости, с которЬlllВ
изготовляются начатые производством до введения этого ГОСТа. бумажные конденсаторы тноов
КБ. КБГ·И. КБГ-М. КБГ·МП. КБГ-МН. металлобумажные конденсаторы МБГ-Ц. МБГ-П,
МБГО н некоторых дpyrиJt типов.
Стандартизованные емкости 9.llеКтролитических коидеисаторов1 1, 2 . 5 , 10. 20, 50, !()(), 200,
Sf.O. 1000. 2000 н 5000 мкФ.
••С
допускаемыми отклонениями ~% н :!::1~% и номинальными емкостЯllВ nорвдка
сuтен и тысяч пикпфарад по этому же ряду изготовляются керамические конденсаторы.
282


Продолжение
Допустимые отклонения от номинапьны~t емкостеl!
±2%
±10% ±20%*•
±5%
Номинальные емкости: пикофара· 1
ды, десятки, сотни и тысячи пи·
кофарад
1,8
1,8
2,0
2,2
2,2
2,2
2,4
2,7
2,7
3,0
3,3
3,3
3,3
3,6
3,9
3,9
4,3
4,7
4,7
4,7
5,1
5,6
5,6
6,2
6,8
6,8
6,8
7,5
8,2
8,2
9,1
10
10
10
±5%
±10%
0,018
(0,02)
0,022
(0,025)
0,027
(0,03)
0,033
0,039
(О,04)
0,047
(0,05)
0,056
0,068
(0,07)
0,082
±20%
±5%
±10%
±20%
Номина.пьиые емкости: микрофарады
0,018
(0,02)
(0,2)
(2,0)
(20)
0,022
0,22
2,2
22
(0,025)
(О,25)
(25)
(0,03)
(30)
0,033
0,33
3,3
33
(0,04)
(4,0)
0,047
0,47
4,7
47
(0,05)
(0,5)
(6,0)
0,068
О,68
6,8
68
(0,07)
(8,0)
100
283


ЛИТЕРАТУРА
1. Мамон к ин И. Г. Импульсные усилители. Госэнергоиэдат, М.,
1958.
2. В о р о н о в А. А. К приближенному построению кривых переходного
процесса по вещественной частотной характеристике. «Автоматика и телеме­
ханика», 1952, т. 13, No 6.
3. Л у р ь е О. Б. Усилители видеочастоты. Иэд-во «Советское радио»,
м., 1961.
4. Проектирование усилительных устройств на транзисторах. Под общей
редакцией Г. В. В ой ш вилл о. Иэд·во сСвяэь•, М., 1972.
5. В о л к о в Ю. А. Время нарастания фронта в многокаскадных уси­
лителях на транзисторах. Иэв. вузов СССР - Радиотехника, 1964, т. 7,
No4.
6. В а р ш а в е р Б. А. Проектирование импульсных усилителей. Изд.
мэи. м.. 1953, 1959.
7. Мал и и Б. В., С он ин М. С. Параметры и свойства полевых траи­
эисторов. Изд-во «Энергия», М" 1967.
8. Транзисторы. Справочник под ред. И.Ф Николаевского.
Изд-во «Связь», М., 1969.
9. Ми г у л и и И. Н. Эквивалеитиые схемы и параметры плоскостных
полупроводниковых триодов. сЭлектросвяэь», 1956, т. 10, No 9.
10герасимовс.м"мигулини н..яковлевв.н.Осно·
вы теории и расчета транзисторных схем. Иэд-во «Советское радио», М., 1963.
11. Николаевский И. Ф" Игумнов Д В. Параметры и пре·
дельные режимы работы транзисторов. Иэд-во «Советское радио», М., 1971.
12. Го з л и н г В. Применение полевых транзисторов. Изд-во «Энергия»,
м., 1970.
13. Степ ан о в Д. В. Импульсные усилители. Госэиергоиздат. М.,
1954.
14. Фа й зу л а ев Б. Н. К расчету катодного повторителя в импуль­
сном режиме. «Радиотехника», 1955, No 5.
15. Б р а уде Г. В. и др. Расчет сложной схемы коррекции телевизион­
ных усилителей. сРадиотехника», 1949, No 6, 1950, No 2.
16. Д р у r о в В. М. Определение оптимальных параметров усилителей
импульсов со сложной коррекцией. «Радиотехника», 1953, т. 8, No 4
17.МееровичЛ.А., 3еличенкоЛ.Г. Импульсная техника
Изд-во «Советское радио», М., 1953.
18. Риз к и н А. А. Основы теории и расчета электронных усилителей
Изд-во «Энергия», М" 1965.
19. В ой ш в илл о Г. В. Анализ широкополосных н импульсных траи­
эисторных усилителей. Сб. «Полупроводниковые приборы и их применение».
Под ред. Я. А. Ф ед от о в а, вып. 16. Изд-во «Советское радио», М., 1966.
20. П у ст ы и с к и й И. Н. Транзисторные видеоусилители. Изд-во
«Советское радио», М., 1973.
21. Стен и и В. Я. Применение полевых транзисторов в импульсных
усилителях. Сб. «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи». Под
ред.И.Ф.Николаевского.Вып.3,изд-во«Связь»,1968.
22. В а л ь к о в А. А. и др. Кремниевые полевые транзисторы типов
2Пl02 и КП\02. Новосибирск, ЦНТИ, 1969.
23. В а л ь к о в А. А. и др. Кремниевые полевые транзисторы типов
2П103 и КП103. В серии «Радиокомпоненты малой мощности». Новосибирск.
Изд-во «Наука». Сиб. отд-е, 1971.
24.ВолковЮ.А., Никитаев В.Г. Усилительный каскад иа
полевом транзисторе. В серии «Радиокомпонеиты малой мощности». Ново­
сибирск. Изд-во сНаука». Сиб. отд-ние, 1970.
25.ВолковЮ.А"НикитаевВ.Г. Истоковые повторители на
полевых и биполярных транзисторах. В серии «Радиокомпоиенты малой мощ­
ности». Новосибирск, Изд-во «Наука». Сиб. отд-нне, 1970.
284


26. Ц ы к ин Г. С. Усилительные устройства. Иэд-во «Связы, М., 1971.
27. Вар ша в ер Б. А. К расчету основных параметров двухкаскадно­
го импульсного усилителя. В сб. трудов В3ПИ, серия «Радиотехнические
устройства», м" 1972.
28.Речкин А. А., ВаршаверБ.А. К расчету эмиттернсго
повторителя в импульсном режиме. В сб. трудов 83ПИ, серия «Радиотехни­
ческие устройства», м" 1972.
29 КацнельсонБ.В., ЛариоиовА.С. Огечественные при­
емно-усилительные радиолампы и их зарубежные аналоги (справочник). Изд-во­
«Энергия», М., 1968.
30. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и инте­
гральным схемам. Под ред. Н. Н. Го р ю н о в а. Изд-во «Энергия», М.,
1972.
31. К о з и н ц е в а Л. П. Усилители иа полупроводниковых триодах.
Из,11,-во с Высшая школа», М., 1965.
32. А r а х а и я н Т. М. Линейные импульсные усилители. Изд-во «СвязьР­
М., 1970.
33. Апериодические усилители на полупроводниковых приборах. Проек­
тированиеирасчет.Подред.ВалитоваР.А.,КуликовскогоА.А.
Изд-во «Советское радио», М., 1968.
34. Се в и н Л. Полевые транзисторы. Изд-во «Советское радио», М.,
1968.
35. К р и с и л о в Ю. Д. Автоматическая регулировка и стабилизация
усиления транзисторных схем. Изд-во «Советское радио», М., 1972.
36. Т р о х и м е н к о Я. К. Радиоприемные устройства на транзисто­
рах. Изд-во сТехиика», М., 1972.
37. М u 1 1 е r F. А. High frequeпcy compeпsatioп of R.C amplifiers. Proc.
IRE. 1954, (). 42, Ne 8.
38.МоругинЛ.А" ГлебовичГ.В. Наносекундная импуль­
сная техника. Изд-во сСоветское радио», М., 1964.
39.ПрозоровскийЮ.Н. Овыборевидеоусилителей. «Радиотех­
ника», 1957, т. 12, No 3.
40. Ф а й з у л а е в Б. Н. Переходные процессы в транзисторных кас­
кадах. Изд-во «Связы, М., 1968.
41. Мамон к ин И. Г. Усилительные устройства. Изд-во «Связы, М.,
1966.
42. В а р ш а в е р Б. А. Расчет и проектирование импульсных усилите­
лей. Изд-во сВысшая школа», М., 1967.
43. В а р ш а в е р Б. А. К определению основных параметров импульс -
наго усилителя. «Радиотехннка», 1973, т. 28, No 1.
4.4. Миг ул ин И. Н., Ч а по в с кий М. 3. Усилительные устрой­
ства на транзисторах. Изд-во «Техника», М., 1971.
45. Ш ум я г с к и й Б. М. Таблицы для решения кубических уравне­
ний. гиттл. 1950.
46. Ч а по в с кий М. 3. Улучшение качественных показателей тран­
зисторных усилителей. Изд-во «Связы, М., 1968.
285


СПИСОК ОСНОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ
а3 - козффициеит нагрузки,
а0 - козффициеит передачи по току в схеме с обшей базой,
Са - паразитная емкость в цепи анода,
Свх - входная емкость каскада, усилительной секции,
Свх·.11 - входная емкость лампы,
Свых·п- выходная емкость лампы,
Cr - выходная емкость источника сигнала,
С3и - емкость затвор-исток полевого транзистора,
С3с - емкость эатоор--сток полевого транзистора,
Ск - емкость коллекторного перехода,
Скп - емкость катод-подогреватель,
Си - паразитная емкость монтажа,
Си - емкость нагрузки,
Сси - емкость сток-исток полевого транзистора,
'}"т - коэффициент теплового смешения иапряжеиия базы,
D - добротность каскада,
Ь - отиосительиая величина выброса,
Лвх - относительный спад плоской вершины импульса за счет цепи связи усили­
теля с источником сигнала,
Лс - относительный спад плоской вершины импульса за счет цепи связи между
каскадами и между усилителем и нагрузкой,
Л 9 - относительный спад плоской вершины импульса за счет цепи эмиттера, а
также за счет цепи экранирующей сетки,
Лф - относительный подъем плоской вершины импульса за счет цепи фильтрую­
щей ячейки,
д' - относительный спад плоской вершины импульса за счет цепи като.11.а, а так­
же за счет цепи истока,
ЛВ - изменение статического коэффициента усиления тока базы,
Л/ к - изменение тока коллектора,
л1; - изменение обратного тока коллекторного перехода,
f8 - верхняя rраиическая частота,
f г - предельная частота генерации (усИJiения) транзистора, при которой коэф­
фициент усиления по мощности равен единице,
f т - предельная частота коэффициента усиления по току в схеме с общим эмит­
тером, при которой модуль коэффициента усиления равен единице,
h(t) - переходная характернстика схемы, записанная в функции .11.ействитепьиоrо
времени t,
h(t') - переходная характеристика схемы, записанная в функции обобщенного (без­
размерного) времени t' ,
/ ао - постоянная составляющая тока анода,
160 - постоянная составляющая тока базы,
111 - ток делителя в цепи базы,
fко - постоянная составляющая тока коллектора,
1:0 - обратный ток коллекторного перехода,
/со - постоянная составляющая тока стока,
lm - амплитуда импульса тока,
gr - выходная проводимость источника сигнала,
g 11 , g12 • g21 • g 22 - низкочастотные У - параметры,
Еп - напряжение источника питания,
Ебо - напряжение на базе в рабочей точке.
Е30 - напряжение на затворе в рабочей точке,
Еко - напряжение на коллекторе в рабочей точке,
Есо - напряженне иа стоке в рабочей точке,
Ко - коэффициент усИJiеиия каскада, усилительной секции, усилителя,
Кп - коэффициент передачи входной цепи, повторителя,
к. - коэффициент усИJiеиия предварительных (или промежуточных) к~скадов,
286


Ns - козффициент нестабильности,
Rr - выходное сопротивление источника сигнала,
R_-
сопротивление нагрузки каскада для постоянного тока,
R _ - сопротивление нагрузки каскада для переменного тока,
Rн - сопротивление нагрузки,
Ri - внутреннее сопротивление лампы, полевого транзистора,
Riз - внутреннее сопротивление лампы по цепи экранирующей сетки,
Rвх - входное сопротивление каскада, усилительной секции,
Rст - входное сопротивление схемы стабилизации положения рабочей точки тран-
зистора,
R0 - эквивалентное сопротивление,
'б - объемное сопротивление базы,
S - крутизна анодно-сеточной (а также стоко-затворной) характеристики в ра-
бочей точке,
ly - время установления переходного процесса в схеме,
1' у - обобщенное (безразмерное) время установления,
t* - время установления предварительных (промежуточных) каскадов
18 - длительность импульса,
-r
-
постоянная времени транзистора (постоянная времени со стороны входа тран­
зистора, включенного по схеме с общим &миттером при коротко~~ зачыка­
нии на выходе),
't9 - эквивалентная постоянная времени, определяющая свойства схемы области
малых времен,
't~, 't~, т·;·, •: -эквивалентные безразмерные постоянные времени, зависящие от
параметров элементов схемы,
U8 x - амплитуда импульса напряжения на вхаде каскада, усилите.1ьной секции,
усилителя,
Uвых - амплитуда импульса напряжения на выходе каскада, усилительнuй секции,
усилителя,
У г - выхоАная прово,!1,Имость источника сигнала,
Ун - проводимость нагрузки,
Zв - волновое сопротивление линии,
"'-
yr лоВ<Jя частота.
Внимание! Часть обозначений, относящихся в формулах к входным
параметрам усилительного каскада, обозначают параметры входной
цепи следующего за данным каскада! Обозначения параметров этого
и следующего каскада пе отличаются! /прим. А.Л./
287


DjVUed Ьу Alexander Lushnikov
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
Главапервая.Ввеаение
§ 1.1 Требования, предъявляемые к импульсным усилителям.
Задачи прgектироваиии
.
.
.
.
.
§ 1.2 . Параметры формы импульса. Прохождение импульса
через отдельный каскад
§ 1.3. Искажения импульсных сигналов при прохождении
мноrокаскадиого усилителя
.
.
.
§ 1.4 . Эквивалентные схемы и параметры активных элемен-
тов
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
§ 1.5. Структурная схема импульсного усилителя
Общий порядок проектирования
Гл а в а вт о р а я. Общие указания по проектированию усилите.1а
§ 2.1. Входиая цепь
.
§ 2.2. Выходной каскад
.
1. Выходной каскад на биполярном транзисторе
2. Выходной каскад на лампе и полевом транзисторе
§ 2.3. Предварительные каскады усиления
1. Предварительные каскады на биполярных трав•
аисторах
2. Предварительные каскады на лампах и полевых трав·
зясторах
Г л а в а т р е т ь я. Выбор режима работы усилительного касха.ц. Темпе•
ратурная стабилизация
§ 3.1 . Режим работы каскада на биполярном транзисторе
l. Нестабильность положения рабочей точки
2. Выбор режима работы
.
3. Расчет схемы температурной стабилизации с обрат·
ной связью по току
.
.
4. Расчет схем температурной стабилизации с обрат·
ной связью по току и напряжению
§ 3.2 . Режим работы каскада на лампе
.
~ 3.3. Режим работы каскада на полевом транзисторе
r .'!а в а ч е тв е рт а я. Расчет отаельных каскааов
Глава
§ 4.1.
§ 4.2.
Расчет основных параметров каскадов на биполярных
транзисторах
.
.
.
Расчет вспомогательяых цепей каскадов на биполярных
транзисторах
§ 4.3 . Расчет основных параметров каскадов на лампах и по·
леных транзисторах
.
.
.
•
§ 4.4. Расчет вспомогательных цепей каскадов на лампах и
полевых транзисторах
.
.
.
.
.
п я та я. Расчет усилите..ьных секций. Примеры расчета уси·
лителеА........
.
.
.
.
.
§ Б.l. Расчет основных параметрон усилительных секций иа
биполярных транзисторах
§ 5.2 . Расчет основных параметров усилительных секций на
лампах и полевых транзисторах. Расчет основных па·
раметров гибридяых секций
§ 5.3.
§ 5.4.
Расчет усилительных блоков .
Примеры расчета усилителей импульсных сигналов
Прнложеняя
,J]нтература.......
Список основных обозначений •
з
5
5
8
13
17
26
29
29
31
32
:rr
44
48
5З
59
59
59
63
73
77
81
91
100
105
132
143
189
201
202
231
253
251
276
284
286