/
Текст
DIGITAL TELEPHONY
JOHN BELLAMY
Manager of Switching Systems Development
Building Automation Inc.
United Technologies
Adjunct Professor of Electrical Engineering
and Computer Science
Southern Methodist University
A Wiley-Interscience Publication
JOHN WILEY & SONS
New York Chichester Brisbane Toronto Singapore
ДЖ. БЕЛЛАМИ
ЦИФРОВАЯ ТЕЛЕФОНИЯ
Перевод с английского
3. Б. Ершовой и 3. В. Кордонского
©Москва
«Радио и связь»
1986
ББК.32.883
B43
УДК 621.395:621.376
Беллами Дж.
Б4З Цифровая телефония: Пер. с aurn.— М.: Радио и связь,
1986.—544 с.: ил.
Pact hens все Lipa введрення цифровых систем связн, прежде всего для теле-
фонии. Изложены пробл‹ передачн речи, создания
p
iii устройств,chanson mi типов ливий (до спутниковых
просы построения интегральных цифровых сетей
связи, в том числе синхронизация 3ии Dacuer iy созданне цифровых (пространст-
цифровых сетей для передачи
IEE
Для инж:енепно-теквииеских работников, связанных с
и
уци
ей цифровых систем св:
Б. 2402040000—052 _, в5
ББК 32.883
01)— 86
Редакция переводной литературы
Производственное издание
Джон Беллами
ЦИФРОВАЯ ТЕЛЕФОНИЯ
Заведующая редакцией О. В. Толкачева
Отв. редактор С. И. Самойленко. Редактор С. Т. Симонова. Переплет художника
©О. Е. Осташева. Художественный редактор T. В. Бусарова. Технические редакторы
JI. A. Горижова, T. Н. Зыкина. Корректор T. В. Покатова
ИБNo697
Сане в. набор 5.04.85. i ghв печать 23. Jz:id Форма, Sido /1. Бумага офсетная No 2. Гарни-
аймс. Печать офсет.
34,
ко,
Уч. изд. и. 39,04. вк 10 000 экз.
‘ия“Ne 20547. а"Ne R070. Tn2 р. 90к. Зак 143
’
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Революция и ордена Трудового Красного Знамени мо
«Первая Образцовая, типомб,ol имени A. Жданова
комитетеСССРпо делам кадатсльст, полигВт и книжной‘торговли. 113054, моск,Валовая, 28.
Печать и изготГней тиража в Московской тнпографии No 4 C
комитете СССР по делам м осо Зона Ви и книжной торговли. 129041, Москва, Б.i Hy 46
(С; 1982 by John Wiley & Sons, Inc.
All rights reserved. Authorized translation from English
language edition published by John Wiley & Sons, Inc.
(© Перевод Ha русский язык, примечания редактора и пере-
водчиков, дополнительный список литературы. Издатель-
ство «Радио и связь», 1986.
Как читатель технических книг, я иногда
удивлялся, почему так много этих книг NO-
свящается членам семьи автора, а He Cheyu-
алистам соответствующей области техники.
Mou жена и дочери знают почему.
Джуди, Мичелл, Джой, Келли и Кэрри
посвящаю
ПРЕДИСЛОВИЕ
В строгом смысле слова термин «цифровая телефония» озна-
чает использование цифровой техники для передачи сообщений
на телефонных сетях. При такой постановке вопроса термин «циф-
ровой» относится скорее к методу кодирования сигнала, т. е. к виду
модуляции. Поэтому цифровая телефония означает, по существу,
передачу речи и коммутацию, a не передачу данных. Однако одной
йз наиболее привлекательных особенностей цифрового представления
речевого сигнала является то, что кодированные сигналы (импуль-
Фы) можно рассматривать независимо от источника аналогового
сигнала. Следовательно, цифровое оборудование передачи и KOM-
мутации, применяемое на телефонных сетях, в принципе может
‚обеспечить обслуживание любого трафика, создаваемого источником
нифровой информации, в том числе и передачу данных.
-. Как отметили некоторые рецензенты, название «Цифровая „теле-
фония» несколько уже того материала, который нашел отражение
в данной книге. Ему болыше соответствовало бы название: «Циф-
ровые сети для передачи речи и данных». Несмотря на риск
возможного сокращения спроса на книгу, я все же решил оставить
первоначальное название, считая, что термин «телефония» имеет
‘достаточно широкое значение. Во всем мире в области телефонной
техники происходят радикальные изменения — как в технологии,
так и в видах услуг, предоставляемых сетями. В обоих случаях
Эти перемены . вызваны развитием индустрии обработки данных.
Создание дешевых цифровых электронных схем открыло возмож-
HOCTb экономически эффективного применения новой и во многих
жлучаях значительно более совершенной техники в обычных те-
лефонных системах. В: то же время быстрый рост потребности
B передаче данных расширил использование телефонных сетей.
Совершенно ясно, что в настоящее время начинает создаваться
единая (интегральная) цифровая сеть, которая будет обеспечивать
передачу речевых сообщений и данных. Я все же полагаю, что
Bry сеть всегда будут называть телефонной, даже если когда-нибудь
ioHa будет обслуживать в основном нагрузку, создаваемую при пере-
даче цифровой информации, а не при передаче речи.
г Другой причиной включе термина «телефония» в заглавие
книги было стремление. привлечь внимание к уже сложившейся, но
все еще достаточно новой и интересной отрасли. Ee новизна
„обусловлена тем, что во многих странах мира, в частности в Соеди-
5
ненных Штатах, в производство телефонного оборудования и
организацию телефонной связи включаются новые компании, начи-
нающие конкурировать C фирмами, уже завоевавшими твердые
позиции в этой отрасли. Большой интерес к ней вызван тем, что
в технике и видах обслуживания фактически происходит революция.
Книга представляет собой введение в широкий круг проблем
цифровой связи с особым акцентом на проблемах передачи речи:
цифровом представлении речевого сигнала, цифровой передаче, циф-
ровой коммутации, синхронизации сети, управлении сетью и вопро-
сах ee проектирования. В значительной степени книга является
результатом научно
кой и педагогической деятель-
ности автора в перечисленных областях. Поскольку в Соединенных
Штатах телефония всегда была областью деятельности компаний,
занимающихся эксплуатацией оборудования связи, которые тради-
ционно сами готовили для своих нужд инженеров, то общедоступных
книг по значительной части вопросов, освещенных в данной моно-
графии, не было. При подготовке рукописи автор широко исполь-
зовал статьи из журналов Bell System Technical Journal, IEEE
Transactions on Communications, а также сборники докладов техни-
ческих конференций.
Следует подчеркнуть, что это не традиционная в аналитическом
смысле техническая книга, характерная для теории связи. Поскольку
теории связи посвящено достаточно много публикаций (см. список
литературы), то здесь основное внимание уделено прикладным
аспектам проектирования систем связи. Некоторые основные
элементы теории излагаются с качественной стороны, а в случае
необходимости приводятся количественные оценки. Цель автора—
познакомить читателя с терминологией и объяснить, как работают
различные системы и как область применения системы отражается
на ее реализации. Во многих случаях основные понятия поясняются
конкретными примерами систем, используемых на телефонной ссти.
Приведенные примеры относятся в основном к сети США, однако
описаны также примеры систем, отвечающих — международным
стандартам (MKKTT).
Книга предназначена, главным образом, для инженеров-элект-
ротехников, которые могут пользоваться ею как учебником или
справочником. Студенты электротехнических факультетов могут
воспользоваться отдельными ссылками в тексте на теоретические
работы и оценить влияние теории на практику. Однако, поскольку
функциональному описанию отдано предпочтение перед анали-
тическим, то менее ориентированные в данной области техники
читатели не должны встретить трудностей в понимании основных
принципов функционирования систем. С аналитической и прикладной
точек зрения отдельные разделы книги оказались более глубокими,
чем другие. Очевидно, такая неровность изложения в известной
степени связана с тем, что в некоторых областях автор имеет
больший опыт работы, чем в других. В то же время автор вполне
сознательно стремился заострить внимание читателей Ha Tex
проблемах, которые еще не получили широкого освещения. Tak,
6
-например, проектирование коммутационных систем и анализ тра-
фика являются именно теми вопросами, которые не нашли доста-
точного отражения в общедоступной литературе (по крайней мере,
в Соединенных Штатах). При рассмотрении некоторых аспектов
цифровой модуляции и проектирования радиосистем (см. гл. 6)
обсужден также ряд дополнительных деталей. Без потери последо-
вательности изложения эти детали могут быть опущены.
Болышая часть материала монографии была — использована
при чтении специальных курсов по электротехнике в Южном ме-
тодистском университете, предназначенных для дипломированных
специалистов. Эти курсы охватывали вопросы электросвязи, передачи
° данных и, особенно, цифровой телефонии. Для студентов эта книга
содержит слишком много материала, который трудно понять без
предварительного знакомства с терминологией, а также с практи-
ческими аспектами и системными понятиями электросвязи. Гла-
ву 6 (охватывающую вопросы построения радиосистем и проблему
модуляции), а также гл. 9 (посвященную теории телетрафика)
можно без ущерба опустить, сохранив при этом возможность
достаточно полного понимания других разделов.
Я в высшей степени благодарен А. А. Коллинзу, который по-
знакомил меня со многими вопросами, нашедшими отражение
в этой монографии. Он вдохновил меня на ее написание, пре-
доставил необходимые материалы, которые и позволили создать
эту книгу.’ Тем, что при ee написании я пользовался обширным
материалом по цифровой телефонии, я обязан м-ру Коллинзу и его
коллегам из фирмы Arthur А. Collins P. Д. Педерсену, P. Л. Крис-
‚тенсену и Дж. Бейлессу. Кроме того, я хотел бы выразить благо-
дарность сотрудникам фирмы Rockwell International TI. Хартману,
Ч. Хоггу, Д. Кроссету и Б. Байнуму за то, что они познакомили
меня с принципами построения цифровых радиосистем, а также
Р. Аарону из фирмы Bell Telephone Laboratories за рецензирова-
ние рукописи.
Исключительно благодарен я своему дяде Блику, завещание
которого дало мне возможность полностью посвятить себя работе
над книгойна первом этапе ee подготовки.
Я также должен с благодарностью отметить долготерпение
моих студентов в Южном методистском университете при отработке
первоначальных вариантов книги и многие полезные предложения,
которые они внесли. Среди них мне хочется прежде всего отметить
X. Фриззела, М. Лукаша, T. Экберга, Т. Фокса, Л. Хэннея, Дж. Хэм-
брика, Р. Лонгли и Дж. Сю.
При сборе материала для гл. 1 я пользовался, главным образом,
следующими книгами, подготовленными сотрудниками фирмы Bell
Telephone Laboratories: Engineering and Operations in the Bell System
и Transmission Systems for Communications.
Джон Беллами
Даллас, Техас
Октябрь 1981 г.
7
ГЛАВА 1
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ И ТЕРМИНОЛОГИЯ
Начиная с 1960 г. в США в области электросвязи стали про-
исходить радикальные изменения по нескольким различным Ha-
правлениям. Во-первых, обычная аналоговая телефонная сеть должна
была теперь обеспечивать предоставление множества новых и раз-
ных услуг связи, причем большинство из них было вызвано потреб-
ностью в передаче данных. Во-вторых, цифровая техника открыла
путь для реализации в новом виде многих основных функций, свя-
занных с передачей информации и коммутацией как на телефон-
ных сетях США, так и на сетях связи в других странах мира.
Основной целью данной книги является изложение вопросов, связан-
ных с проектированием, применением и некоторыми аслектами
функционирования этого нового цифрового оборудования. Для того
чтобы охарактеризовать условия, в которых вводится новое, цифро-
вое оборудование, вначале рассматриваются общие характеристики
существующей, в основном аналоговой, телефонной сети.
Большая часть последующего изложения посвящена описанию
отдельных систем и технических причин перехода от обычного ана-
логового оборудования к его на первый взгляд менее естественному
цифровому двойнику. Таким образом, одна из задач книги — пока-
зать, как цифровая техника позволяет улучшать характеристики и
расширять возможности различных подсистем, образующих теле-
фонные сети связи. Другая задача — показать тот безусловный эко-
номический выигрыш, который может быть получен, если вся сеть
строится как цифровая. При этом, если отдельные системы проекти-
руются, исходя из того, что они будут применяться на единой сети,
в которой повсюду будут использоваться цифровые методы и цифро-
вая техника, то может быть достигнута значительная степень ин-
теграции. Эффект интеграции положительно скажется как на предо-
ставлении обычных услуг связи по передаче речи, так и на удов-
летворении других нужд сетей связи общего пользования, которые
уже имеются или же могут появиться в будущем.
Значительная часть описания оборудования, а также примеры
приведенных расчетов предоставлены автору инженерами
© фирмы
Bell Telephone Laboratories. Однако основной подход к проектиро-
ванию не является уникальным только для систем этой фирмы
или для телефонных сетей общего пользования. Основные идеи и
8
примеры реализации могут быть применены к различным сетям
‚связи: общего или частного пользования, передачи речи или данных.
Существенная особенность цифровой сети состоит в том, что ее
можно проектировать независимо от ее применения.
Следует подчеркнуть, что применение цифровой техники для
реализации услуг связи по передаче речи обусловлено желанием
улучшить качество, добавить новые возможности, а также снизить
сходы на предоставление стандартных услуг по передаче речи.
Внедрение цифровой техники на сети не является следствием потреб-
ности индустрии обработки данных в более качественной передаче
данных. На самом деле большая часть цифровой техники, введенной
в настоящее время на сети связи, оказывается недоступной для
передачи данных, исключая аналоговые каналы. Некоторые средства
цифровой передачи данных предоставляются в США цифровой сетью
Dataphone фирмы Bell System, однако пользование этими средствами
требует введения специальных устройств сопряжения (портов дан-
ных). Однако несомненно, что цифровая сеть является естественным
средством для передачи данных. Когда существующая сеть будет
в большей степени оснащена цифровыми системами или же когда
`будут созданы новые цифровые сети, это приведет к значительному
улучшению как технических, так и стоимостных характеристик си-
стем передачи данных.
Если учесть огромное количество аналогового оборудования, на-
ходящегося в эксплуатации, то станет ясно, что пройдет доста-
точно много времени прежде, чем сеть общего пользования в США
станет полностью цифровой. Однако при разработке новых сетей
связи частного пользования выбор полностью цифровой их реали-
зации оказывается не только технически возможным, HO и 3KOHOMM-
чески целесообразным, особенно в тех случаях, когда предполагается
обслуживать значительное количество неречевой информации. Основ-
ное препятствие, с которым сталкиваются в настоящее время
(1981 г.) при создании частных цифровых сетей связи
— это OT-
сутствие подходящих средств передачи на большие расстояния. Од-
нако создание в настоящее время новых цифровых систем радио-
релейной связи, а также ожидаемое появление оптических кабелей
для цифровой связи и средств спутниковой связи делает перспективы
применения частных цифровых сетей связи для передачи речи и
данных достаточно реальными.
1.1. ОКОНЕЧНЫЕ УСТРОЙСТВА, СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ И КОММУТАЦИИ
В сетях связи можно выделить три основных элемента: око-
нечные устройства, системы передачи и системы коммутации. В пер-
вой части гл. | дан обзор этих составных частей сетей связи при-
менительно к аналоговым телефонным сетям. В последней части
главы кратко рассмотрено внедрение цифровой техники в аналоговую
сеть связи. Более детальное рассмотрение вопросов внедрения циф-
ровой техники проведено в гл. 2. Последующие четыре главы посвя-
9
щены в основном описанию функционирования и gd основных
элементов цифровой сети ool передачи речи. В гл. 3 рассмотрены
вопросы построения цифр оконечных A сте для передачи
речи, приведены наиболее Но, алгоритмы, используемые при пре-
образовании аналоговых речевых сигналов в цифровой поток. В гл. 4
приведены основные характеристики цифровых систем передачи. Ос-
новы цифровой коммутации изложены в гл. 5. Базовые методы
цифровой модуляции и их применение в цифровых системах радио-
релейной магистральной связи описаны в гл. 6.
Обсуждение различных способов синхронизации и управления,
используемых на цифровых сетях связи, приведено в гл. 7. Основной
акцент в гл. 7, и во всей книге в целом, сделан на системы ком-
мутации каналов как традиционного метода коммутации, исполь-
зуемого на телефонных сетях при передаче речи. Сеть с комму-
тацией каналов
— это такая сеть, в которой в ответ на каждое
требование на обслуживание устанавливается полный соединитель-
ный тракт между оконечными устройствами. При этом все приборы,
участвующие в образовании соединительного тракта, остаются в ра-
бочем состоянии на весь период существования соединения. В гл. 8
описан другой тип сети, обычно называемый сетью с коммутацией
пакетов, т. е. сети, приспособленной для обслуживания нагрузки,
создаваемой при передаче данных. Кроме того, в гл. 8 обсуждаются
основные соображения, которые необходимо принять во внимание
при создании сети, приспособленной как для обслуживания теле-
фонного обмена, так и для передачи данных. И, наконец, последняя
глава посвящена изложению основ. теории телетрафика: фундамен-
тальной математической теории, используемой при анализе и прогно-
зировании основных характеристик сети электросвязи.
Организации по разработке стандартов в области электросвязи.
Успешная работа больших национальных или международных сетей
электросвязи может быть обеспечена только с использованием мно-
жества стандартов, определяющих условия взаимодействия оборудо-
вания. В США стандарты, по существу, устанавливает фирма Bell
System; поскольку 80% телефонов в США обслуживаются этой фир-
мой. Кроме того, в США есть и другие организации, которые уста-
навливают стандарты; к числу их относятся Ассоциация независимых
телефонных компаний США и Управление по электрификации
сельской местности.
Значительная часть других стран мира придерживается рекомен-
даций двух международных комитетов, организованных под эгидой
Международного союза электросвязи (МСЭ) ': Международного кон-
сультативного комитета по телеграфии и телефонии (MKKTT)
Международного консультативного комитета по радиосвязи (МККР) “.
Первый из них разрабатывает рекомендации по вопросам телефонной
}‚ МСЭ — ITU — International Telecommunication Union.— Прим. перев.
* MKKTT — CCITT — International Telegraph and Telephone A
Commit-
tee.—elisin перев.
KKP-—CCIR — International Radio Consultative Committee.— Прим. перев.
10
и телеграфной связи, передаче данных и соответствующему оборудо-
ванию. МККР рассматривает вопросы координации использования
радиочастот, а также вопросов сопряжения оборудования радиосвязи
с проводными средствами передачи. В США использование спектра
радиочастот контролирует Федеральная комиссия по связи (ФКС) :,
Правда, не всегда, но бывают случаи, когда стандарты, уста-
новленные фирмой Bell System, и стандарты, установленные MKKTT,
оказываются противоречащими друг другу. Стандарты США часто
включаются в рекомендации МККТТ в виде отдельного параграфа.
В свою очередь, разработчики аппаратуры для сетей связи США
часто пользуются рекомендациями MKKTT, если они не противоре-
чат требованиям, предъявляемым фирмой Bell System.
1.2. АНАЛОГОВАЯ ТЕЛЕФОННАЯ СЕТЬ
Аналоговые телефонные сети как в США, так и в других странах
мира представляют собой замечательное достижение инженерной
мысли. Поскольку телефонные сети существуют уже в течение
долгого времени, они содержат многочисленное разнотипное обору-
дование, реализованное на различной элементной базе. Применение
цифровых методов в основном виде электросвязи — телефонии, по
существу, является переходом к новой технике, которая позволит
снизить затраты и улучшить характеристики функционирования сети
при предоставлении традиционных видов обслуживания. Переход
на цифровую технику также удобен для создания более унифициро-
ванных сетей, которые были бы приспособлены к обслуживанию
новых видов связи. Однако этот переход значительно осложняется
проблемой совместимости нового оборудования, как аналогового, так
и цифрового, с существующим на сети оборудованием.
„Хотя последующее рассмотрение проводится в основном в техни-
ческом аспекте, тем не менее, чтобы понять особенности перехода к
цифровой технике в Соединенных Штатах, необходимо напомнить
некоторые моменты, связанные с характером и мощностью инду-
стрии электросвязи в этой стране. Ниже приводится табл. 1.1, кото-
рая включена в книгу по двум причинам: во-первых, чтобы показать
читателю огромный объем продукции этой индустрии и емкость
существующей сети; во-вторых, чтобы показать потенциальные воз-
можности рынка сбыта и, следовательно, причины повышенного вни-
мания к электросвязи. Многие компании, которые вначале были лишь
пользователями услуг электросвязи, теперь стали еще и производи-
телями ee оборудования.
Темп любого перехода к новой технике зависит как от мотивов,
вызвавших его, так и от степени изменений, которые он за собой
влечет. Статистические данные, приведенные в табл. 1.1, показывают,
что замена существующего оборудования, переориентация промыш-
! ФКС — ЕСС — Federal Communications Commission.— Прим. перев.
Таблица 1.1. Статистические данные гю объему телефонной связи в
Соединенных Штатах на 1980 г. [1, 2]
Число телефонов в США возросло на 2,8% — до 181 млн. телефонов (из них
81% телсфоное обслуживается фирмой Bell System).
Вложения телефонных компаний в оборудование увеличились Ha 8,6% — до
169 млрд. ри
Суммарные годовые pi телефонной индустрии достигли 61 млрд. долл.
Суммарные вложения телефонной индустрии в строительство сооружений связи
составили 22,3 млрд. долл.
as длина проводов, образующих линии связи, обслуживаемые одной только
фирмой Bell System, такова, что может трижды покрыть расстояние от Земли до
Солнца и обратно.
Имеется 1600 других телефонных компаний, на самую крупную из которых —
Сепега! Telaphons and Electronics — приходится 8,6% рынка, она обслуживает 15 млн.
телефоно
ленных предприятий, переподготовка персонала — все это является
трудно преодолимым препятствием на пути повсеместных и быстрых
изменений в отрасли. Из статистических данных также следует, что
внедрение нового оборудования и даже небольшой процент его из-
менения сильно расширяют рынок сбыта для многих корпораций.
1.2.1. Иерархия сети
Первый телефонный аппарат, который нашел практическое при-
менение, был изобретен А. Г. Беллом в 1876 г. Однако вскоре
стало совершенно очевидно, что сам по себе телефонный аппарат без
срёдств, обеспечивающих установление различных соединений «по
требованию», не найдет широкого применения. В результате этого,
спустя всего два года в Нью-Хейвене, шт. Коннектикут, была введена
в эксплуатацию первая коммутационная станция. Эта коммутацион-
ная станция (как и все последующие) была размещена в центре
обслуживаемой зоны и обеспечивала установление коммутируемых
соединений для всех абонентов этой зоны. Так как эти станции
размещаются в центре зоны обслуживания, их часто называют цент-
ральными станциями.
По мере роста объема использования телефонной связи, а также
роста потребностей абонентов в установлении соединений на более
длинные расстояния, возникла необходимость в связи между отдель-
ными зонами обслуживания, которая осуществлялась с помощью
соединительных линий, прокладываемых между центральными стан-
циями. И вновь возникла необходимость во введении коммутацион-
ных центров, которые осуществляли бы коммутируемые соединения
центральных станций; так возник второй уровень. коммутации. Непре-
рывно растущие потребности в установлении соединений на еще боль-
шие расстояния, наряду с созданием более совершенных средств
передачи на дальние расстояния, привели к возникновению еще более
высоких уровней коммутации. В результате всего этого телефонная
12
Таблица 1.2. Иерархия коммутационных станций в СШТА и Канаде
Класс
Функциональное назначение станций
Общее число станций в США [3]
1
Региональный центр
10 (плюс 2 в Канаде)
2 Центр сектора
67
3 Первичный центр коммутации
230
4 Междугородный ценер коммутации
1 300
5 Оконечная станци
19 000
сеть общего пользования в Соединенных Штатах имеет пять уров-
ней. Эти уровни перечислены в табл. 1.2.
На самом нижнем уровне иерархии помещаются коммутационные
станции класса 5, которые также называют центральными станциями
(ЦС), или оконечными станциями (ОС). Следующий уровень сети
‚ образуют междугородные станции, относящиеся к классу 4. Между-
городная сеть связи включает три уровня иерархии коммутации:
первичные центры, центры секторов и региональные центры.
Пользуясь общей терминологией, можно сказать, что коммути-
‚ руемые сети связи составляются из коммутационных узлов и линий
° передачи, связывающих эти узлы. В символическом изображении
телефонной сети общего пользования коммутационные узлы отобра-
‚ жают различные коммутационные станции, а линии передачи —
© межстанционные линии связи. На рис. 1.1 приведена иерархическая
структура коммутируемой сети, подобная основной сети общего поль-
зования, за исключением того, что на рисунке показаны лишь три
у
2-й уровень
\_A_ коммутации
@
3-й уровень
(_)
ком мутац ии
1-й у
коммутации
Рис. 1.1. Иерархическая структура сети с тремя уровнями коммутации
уровня коммутации. В терминах общей теории структуру сети, по-
казанную на рисунке, можно свести к иерархической древовидной
сети.
На рис. 1.1 показано, что во главе иерархии сети стоит лишь
один центр коммутации. На самом же деле высший уровень иерархии
североамериканской сети связи включает 12 коммутационных (ре-
гиональных) центров. Коммутационные центры высшего уровня
иерархии (рис. 1.2) соединяются непосредственно каждый с каж-
дым (коммутационного узла более высокого уровня иерархии сеть
не содержит). Сеть соединительных линий на высшем уровне иерар-
хии образуется 12X11/2=66 соединительными путями, связываю-
щими непосредственно каждую пару региональных центров. Обычно
эту сеть называют полносвязной.
Основной недостаток иерархической структуры сети, показанной
на рис. 1.1, состоит в том, что между любой парой коммутационных
станций существует всего один путь. Поэтому древовидные сети
оказываются весьма чувствительными к повреждениям как комму-
тационного оборудования, так и линий связи. Чтобы преодолеть
этот недостаток, а также обеспечить более экономичное решение
при организации связи между парами коммутационных станций,
обслуживающих большие объемы нагрузки, первичная сеть допол-
няется множеством соединительных линий высокого использования.
Линии высокого использования применяются в качестве путей пер-
вого выбора при установлении прямых соединений между коммута-
ционными станциями с большим объемом межстанционной нагрузки.
Обычно вся нагрузка между двумя такими станциями направляется
по пучкам прямых каналов. Если прямые каналы оказываются за-
`
Рис. 1.2. Размещение региональных центров коммутации на территории стран
Северной Америки
нятыми (что, вообще говоря, может
происходить довольно часто из-за их
высокого использования), то первич-
ная иерархическая сеть предоставит
другие возможности — установления
соединения по обходным путям.
Нагрузка всегда направляется че-
рез коммутационные центры самого
низкого из имеющихся в наличии
уровней иерархии. Благодаря этому
требуется не только меньшее коли-
чество оборудования сети, но и повы-
шается ‘качество передачи по кана-
лам 3a счет использования более
короткого пути и меньшего числа то-
чек коммутации. На рис. 1.3 показан
основной порядок выбора обходных
путей. Пути первого выбора показа-
ны пунктирными линиями, а структу-
ра первичной иерархической сети—
сплошными линиями.
Кроме линий высокого использо-
вания, первичная сеть дополняется
коммутационным оборудованием, размещаемым
Линии первичной междугородной
сети связи иерархического типа
=
”
=
N
a
,
as~
Линии высокого.
использования
Рис. 1.3. Маршрут установления
соединения на североамериканской
сети связи
на так называе-
мых транзитных коммутационных станциях. Эти станции применяют-
ся на самом низшем уровне иерархии сети и предназначены для
коммутации межстанционных соединительных линий, связывающих
оконечные станции. Транзитные коммутационные станции не являют-
ся частью междугородной сети, как и показано на рис. 1.4; они
входят в состав той части сети, которая получила название узлового
телефонного района. Вообще говоря, узловой телефонный район
представляет собой такой район обслуживания, в пределах которого
все вызовы рассматриваются как местные (т. е. не междугородные).
Междугородная сеть
Рис. 1.4. Структура сети станционного обслуживания (местной сети связи).
ОАТС — оконечная АТС
В общем смысле любая коммутационная станция, расположенная
между двумя оконечными станциями, выполняет функции транзитной
коммутации. Следовательно, и междугородные коммутационные стан-
ции выполняют функции транзитной коммутации. Однако в области
телефонной связи термин «транзитный» обычно используют только
применительно к промежуточным коммутационным станциям, нахо-
дящимся в пределах зоны станционного обслуживания.
Основное назначение транзитной станции — обеспечить взаим-
ные соединения тех центральных станций данного телефонного рай-
она, объем межстанционной нагрузки которых недостаточен для ор-
ганизации прямых соединений. Кроме того, транзитные станции
позволяют организовать обходные пути при установлении соединения
для тех вызовов узлового телефонного района, которые были заб-
локированы при установлении соединения по прямым путям. Хотя
на рис. 1.4 транзитные станции показаны так, как будто они разме-
щены отдельно от оконечных станций и отдельно от междугородных
станций, на самом же деле они обычно совмещаются территориально
либо с оконечными станциями, либо с междугородными станциями
класса 4. Однако в функциональном отношении коммутация в преде-
`лах узлового телефонного района и коммутация в случае междуго-
родной связи происходят как два разделенных процесса. Следова-
тельно, междугородные соединительные линии не используются для
обслуживания вызовов в случае местной связи в пределах узлового
телефонного района, а оборудование транзитных коммутационных
станций не используется при установлении междугородных соедине-
ний. (Наряду с оборудованием, предназначенным для установления
местных соединений, и оборудованием, предназначенным для
установления междугородных соединений, оба вида соединений могут
использовать некоторые общие устройства, однако функционально
они всегда будут разделены.)
Разделение функций коммутации в случае местной и междуго-
родной связи обусловлено, главным образом, соображениями удоб-
ства расчетов за переговоры и требованиями эксплуатации. Пос-
кольку новое поколение коммутационных станций использует про-
граммируемые ЭВМ, которые обрабатывают требования на установле-
ния соединений, то указанные выше вопросы удобства эксплуатаци-
онно-технического обслуживания отходят теперь на второй план, а
оба вида функций коммутации могут теперь комбинироваться. Кроме
того, поскольку при расчете стоимости переговоров в пределах уз-
лового телефонного района для местных вызовов вводится оплата
с учетом использования канала — так называемое измеренное обслу-
живание или расчет по единицам т“редаваемых сообщений, то раз-
личие между междугородной сетью и сетью узлового телефонного
района становится менее отчетливым.
Наличие раздельных устройств местной и междугородной связи
оказало болышое влияние на оборудование передачи и коммутации,
используемое соответственно на местной и междугородной сетях
связи. Местные соединения, как правило, короткие и проходят
лишь через несколько коммутационных станций. Междугородные же
16
соединения обычно проходят через большое число коммутационных
станций при использовании сравнительно длинных линий передачи
между этими станциями. Таким образом, с точки зрения качества
передачи от одного оконечного устройства до другого, требования
к оборудованию местной и междугородной связи оказываются раз-
личными.
Попутно следует напомнить, что описанная структура сети с
пятью уровнями иерархии имеет отношение только к коммутируемой
сети общего пользования. При введении частного коммутационного
оборудования в виде, например, частных телефонных станций, сое-
диненных с сетью общего пользования, появляется новый уровень
коммутации, который реализуется ниже уровня оконечных станций.
Кроме того, клавишные коммутационные устройства, управляемые
абонентами (телефонные аппараты, снабженные устройствами выбо-
ра линий связи), могут образовать еще один уровень коммутации.
1.2.2. Системы коммутации
В общих чертах оборудование любой конкретной коммутацион-
‚ной станции можно разделить на ряд категорий в соответствии
`с тем, какую из следующих функций оно выполняет: сигнализацию;
управление; коммутацию.
Основная функция, выполняемая оборудованием сигнализации,—
это наблюдение за активностью и состоянием входящих линий и по-
следующая трансляция этого состояния или же соответствующей
управляющей информации в устройство управления коммутационной
системой. Кроме того, оборудование сигнализации используется для
выдачи управляющих сигналов на исходящие линии при поступлении
соответствующих указаний из устройства управления коммутацион-
ной системой.
Устройство управления обрабатывает поступающую информацию
сигнализации и устанавливает соответствующие соединения. Сама
функция коммутации реализуется коммутационной схемой: структу-
рой, образованной точками коммутации с управляемой выборкой,
которые используются для установления соединений между входящи-
ми и исходящими. линиями. Перечисленные выше основные компо-
ненты коммутационной станции показаны на рис. 1.5.
Ц!
схема
|
Сигнапизация
Управление
Сигнализация
Рис. 1.5. Составные части системы коммутации
Контактное
попе с
Контактная
es
Переключатель
{используется
для искателей
вызовов)
ОК Контактная
щетка в
Рис. 1.6. Декадно-шаговый искатель
(с разрешения фирмы Bell Telephone Laboratories)
Электромеханические системы коммутации. Множество KOM-
мутационных станций в США, а также во многих других странах,
построены на базе двух основных типов коммутационного оборудо-
вания электромеханического типа — шагового' и координатного.
Как видно из рис. 1.6, точка коммутации в шаговом искателе образу-
ется с помощью щеточных контактов, которые перемещаются в
ответ на поступающие импульсы набора номера. По мере поступле-
ния импульсов первой цифры вертикальная контактная щетка
искателя перемещается «шагами» и достигает того горизонтального
ряда, который соответствует первой цифре. После того, как соот-
ветствующий ряд выбран, щетка совершает вращательное движение,
пересекая некоторое множество контактов горизонтального ряда и
совершает это движение до тех пор, пока не будет найдена свобод-
ная линия к следующему каскаду коммутации >. Следующая се-
рия импульсов набора номера, представляющая вторую цифру, по-
ступает на второй каскад коммутации и заставляет «шагать» анало-
гичным образом другой шаговый искатель. Этот процесс происходит
на всех каскадах коммутационной станции, число которых определя-
ется ее емкостью.
Как следует из названия, декадно-шаговые системы коммута-
ции используют принцип непосредственного управления с прямым
способом установления соединения: соединительный путь в коммута-
! Системы коммутации шагового типа иногда называют также системами ком-
мутации Строуджера в честь изобретателя декадно-шагового искателя Э. Б. Строуд-
жера
° В отечественной литературе применительно к декадно-шаговым станциям чаще
говорят не о каскаде коммутации, а о ступени искания. Понятие ступени искания
более широкое и включает понятие каскада коммутации в том смысле, как его
использует автор.— Прим. перев.
18
ционной системе устанавливается постепенно по отдельным участ-
кам по мере поступления каждой цифры набираемого абонентом но-
мера. При непосредственном управлении управляющие элементы
системы коммутации объединяются с коммутационной схемой. Эта
особенность таких систем оказывается очень полезной, особенно при
необходимости реализации коммутационных станций на различные
емкости или же при расширении станции. Вместе с тем, система
коммутации с непосредственным управлением имеет ряд существен-
ных ограничений.
1. Вызов может оказаться заблокированным даже в тех случа-
ях, когда соответствующий ему соединительный путь через всю
коммутационную систему имеется, но вследствие неудачного выбора
соединительного пути на предыдущей ступени искания этот путь
‚ оказывается недоступным при обслуживании данного вызова.
2. Нет возможности организовать обходные пути при установ-
I лении исходящих соединений. Это значит, что исходящие линии в
w
i
v
w
y
^
направлении искания выбираются непосредственно при поступлении
импульсов набора номера и никакие переустановления соединений
невозможны.
3. Нет возможности использовать способы сигнализации, отлич-
ные от передачи набора номера декадными импульсами (например,
тастатурный набор номера).
4. Невозможен пересчет (трансляция) номера.
В противоположность декадно-шаговым, в координатных систе-
мах используется централизованное общее управление для выбора
соединительного пути в схеме. По мере набора номера управляю-
щее устройство коммутационной системы принимает весь адрес, и
лишь после этого начинается его обработка. Если соответствующий
путь через коммутационную схему найден (этот процесс может вклю-
чать пересчет номера и поиск обходных путей), то для того,
чтобы установить соединения, управляющее устройство передает
необходимую информацию в виде сигналов управления в коммута-
ционную схему. Главнейшим свойством и преимуществом систем
коммутации с общим управлением является то, что функции комму-
тации отделены от функций управления и реализованы в отдельных
устройствах. Координатные системы с общим управлением дают
возможность приписывать входам системы логические адреса (теле-
фонные номера) независимо от номеров физических линий.
Точки коммутации координатного соединителя (рис. 1.7) об-
разуются механическими контактами, управляемыми магнитами, ко-
торые используются для установления соединения и его удержания.
В конструкции координатного соединителя используют пересечение
горизонтальных и вертикальных шин, с помощью которых произво-
дится первоначальная выборка контактов. После того, как соединение
установлено, контакты точек коммутации остаются замкнутыми, что
обеспечивается с помощью электромагнитов, получающих питание по
установленной цепи. Если цепь разрывается, то ток спадает и
контакты автоматически размыкаются.
19
Контактные штифты
Рабочая пружина
Выбиргющая рейка
Boga пружина
Выбиргющий палец
Пакет контактных пружин Нормально отжатая
Удерживающая рейка
удерживающая пружина
Рис. 1.7. Многократный координатный соединитель (с разрешения фирмы Ве!
Telephone Laboratories)
Вследствие указанных выше ограничений, связанных с исполь-
зованием принципа непосредственного управления, системы коммута-
ции декадно-шагового типа используются главным образом на более
мелких коммутационных станциях класса 5. Координатные системы
используются главным образом в крупных городах и на междугород-
ной сети. В ряде случаев декадно-шаговые системы коммутации
дополняются элементами общего управления, связанными с приемом
импульсов набора номера. После обработки требования устройство
управления вырабатывает импульсы, при помощи которых устанавли-
вается соединение. При этом процесс протекает таким образом,
словно коммутационные элементы принимали импульсы набора
непосредственно сами. Все современные системы коммутации исполь-
зуют принцип общего управления независимо от того, какой тип
коммутационной схемы используется в системе.
20
Управление по записанной в памяти программе.' Первоначаль-
но функции управления системой коммутации возлагались на опера-
торов. Однако в настоящее время, во всяком случае на сети обще-
го пользования, рутинные функции управления выполняются исклю-
чительно автоматически специальными устройствами управления.
Среди множества автоматических систем коммутации следует выде-
лить различные варианты шаговых и координатных систем. Как ра-
нее указывалось, в этих системах используются электромеханичес-
кие элементы для построения как коммутационных схем, так и
устройств управления. В некоторых случаях электромеханические
элементы управления в таких системах представляют собой рудимен-
тарные формы универсальных вычислительных машин. Возможности
замонтированной логики, реализуемой на электромеханических эле-
ментах, ограничены и не допускают практически никаких мо-
дификаций.
Самый первый шаг к внедрению ЭВМ в телефонную технику был
сделан в 1965 г. при введении в эксплуатацию системы коммутации
с управлением на базе ЭВМ, разработанной фирмой Bell System,—
No ESS? В этой системе коммутации для реализации функций
управления используется цифровая ЭВМ с записанной программой.
Использование управления по записанной программе (УЗП) в систе-
ме No 1ESS позволило уже в настоящее время предоставить або-
ненту много новых видов услуг связи, а также обесп®чить введе-
ние новых видов в будущем. Если Ваша телефонная компания
может обеспечить Вас такими платными абонентскими услугами, как
сокращенный набор, переадресация вызова на другой номер, поста-
новка на ожидание, трехсторонний разговор, то это значит, что
Ваша местная оконечная телефонная станция оборудована системой
ESS фирмы Western Electric (производственный филиал фирмы
Bell System) или аналогичной системой коммутации с УЗП, выпу-
щенной на промышленных предприятиях других фирм, таких как
филиал Automatic Electric Division фирмы General Telephone and
Electronics (GTE). В настоящее время в США вводится в эксплуата-
цию более одной коммутационной системы с УЗП в день (это от-
носится к крупным городам). Однако вместе с тем одна только
фирма Bell System эксплуатирует почти 10 000 местных коммутаци-
онных станций. Таким образом, пройдет определенное время прежде,
чем каждый абонент сумеет воспользоваться преимуществами управ-
ления по записанной программе.
Управление по записанной программе не только приносит
существенную выгоду пользователям, но и значительно упрощает
процедуры эксплуатации и обслуживания, что особенно важно для
‘ Этот термин часто используется в сокращенном варианте «управление по за-
писаиной nporpamme».— Прим. перев.
* Частные учрежденческие телефонные станции (УТС) с управлением на базе
“IBM были введены в эксплуатацию раньше, до 1965 г. Однако система No 1Е5$$
представляет собой первый пример введения управления на базе ЭВМ в системы,
‘входящие в иерархию сетей общего пользования.
21
компаний, занимающихся обслуживанием систем коммутации. Значи-
тельная часть функций обслуживания, относящихся к линейному
оборудованию, первоначально требовавших выполнения ряда опера-
ций вручную (в частности, переключений в кроссе), сводится теперь
к внесению изменений в таблицы исходных данных для ЭВМ, исполь-
зуемой в системе коммутации с УЗП. Кроме того, теперь простыми
средствами обеспечивается независимость логических (списочных)
номеров линий от номеров физических линий, тем самым достига-
ется легкость изменения номеров. Можно указать и на ряд других
достоинств систем с УЗН, которые оказываются выгодными для
эксплуатирующих эти системы компаний: автоматическая выписка
счетов, более низкая вероятность потерь, формирование статистики
трафика, автоматическая маршрутизация вызова, учет переговоров в
единицах сообщений (выписка счетов в пересчете на вызов ведется
иначе, чем при повременной оплате для местных вызовов без ог-
раничений на их число).
Коммутационные схемы системы No 1ESS, а также ряда других
систем фирмы Bell System, используемых на коммутационных стан-
циях класса 5 (таких, например, как система No 3ESS), строятся
на электромеханических язычковых реле '. Таким образом, термин
ESS, который был введен для обозначения электронных систем
коммутации, скорее относится к обозначению системы коммутации
с управлением на базе ЭВМ, а не к реализации самой коммутаци-
онной схемы. То же можно сказать и о терминологии фирмы СТЕ,
которая использует сокращение ЕАХ для обозначения электронных
автоматических станций, причем это название ничего не говорит о
реализации коммутационной схемы. В то же время система No 4ESS,
которая была введена впервые в эксплуатацию в 1976 г., представ-
ляет собой систему коммутации большой емкости для междугород-
ной сети связи, в которой управление организовано на базе ЭВМ, а
коммутационная схема реализована на электронных элементах. Кро-
ме того, в системах No SEAX фирмы GTE и No SESS фирмы
Bell System, о которых недавно было объявлено фирмами, комму-
тационные схемы также строятся на цифровых логических элемен-
тах.
Частные УТС, соединенные с сетью общего пользования. В Сое-
диненных Штатах термин «частная УТС, соединенная с сетью обще-
го пользования» (по-английски — private branch exchange, сокращен-
но РВХ) обычно относится к любой системе коммутации, арендо-
ванной или являющейся частной собственностью отдельного лица или
организации, которая предназначена для организации внутренней
связи абонентов, а также для обеспечения доступа абонентов к сети
общего пользования ?. В общем случае, на этих УТС в Соединенных
!' В отечественной литературе наряду с термином «язычковое реле» более широкое
распространение получил термин «герконовое реле», который отражает особенность
реализации контакта реле на базе repkona.— Прим. пере.
* В нашей стране также имеется разновидность ATC, которые используются для
организации внутренней и внешней связи в учреждениях и на предприятиях; это
так называемые учрежденч‹
p
ATC (YIIATC).— Прим. перев.
22
Штатах может использоваться как ручной, так и автоматический
способ установления соединения. (Наряду с РВХ в Соединенных
Штатах, а главным образом в других странах, используется термин
«РАВХ», который обычно обозначает автоматическую УТС.)
Исторически процесс разработок УТС был тесно связан с раз-
работкой систем для сетей общего пользования. Системы УТС с уп-
равлением на базе ЭВМ появились в 1963 г. (до появления системы
No 1ESS), когда была впервые введена в эксплуатацию система
No 101ESS фирмы Bell System. С того времени большое число фирм-
производителей коммутационного оборудования выпустило системы
УТС с управлением на базе ЭВМ (эти системы называют также
компьютеризованными УТС, соединенными с сетью общего пользова-
ния, или сокращенно СВХ — computerized branch exchange). По су-
ществу, рынок УТС постоянно является одним из наиболее конку-
рентоспособных и постоянно предлагающим нововведения рынком
во всей электросвязи.
Применение принципа управления на базе ЭВМ в системах УТС,
как оказалось, дало пользователям УТС еще болыше выгод, чём при-
менение управления на базе ЭВМ в сетях общего пользования. Або-
нентам УТС предоставляются не только обычные заказные услуги
(сокращенный набор номера и т. д.), но также многочисленные дру-
гие оплачиваемые возможности. Некоторые из наиболее полезных
качеств такой улучшенной «разумной» УТС приведены ниже.
1. Составление сводок счетов отдельных — сотрудников или
отделов.
2. Наличие различных классов обслуживания с приоритетами
и ограничениями доступа к линиям внешней связи, линиям между-
городной связи WATS ' и т. д.
3. Самый дешевый способ поиска направления для автоматиче-
ского выбора соединительных линий прямой связи УТС, каналов к
международным станциям, линий междугородной связи INWATS,
осуществления автоматической междугородной связи (DDD) и т. д.
4. Автоматическое наведение справок о наличии свободных
каналов.
5. Наблюдение за трафиком и его анализ с целью определе-
ния использования имеющихся линий или установления вероятности
потерь и экономической эффективности сети связи.
В огромном множестве новых УТС используются электронные
системы коммутации с временным разделением каналов вместо
устаревших электромеханических систем с пространственным разде-
лением. В абонентской системе коммутации Customer Switching
! WATS — Wide Area Telephone Service — служба, созданная американскими ком-
деленной зоне. Вся территория С разделена на пять зон обслуживания Осо-
бенностью службы является способ учета стоимости переговоров, который не зависит
от числа
иих
и определяется лишь размером территории
зоны. — При:м. перев.
23
System (CSS) 201 (торговый знак DIMENSION PBX) фирмы Bell
System используется аналоговая коммутационная схема с времен-
ным разделением каналов, в то время как в большинстве других
новых систем коммутации — цифровые коммутационные схемы с
временным разделением каналов '. В гл. 5 описываются особенности
построения коммутационных схем обоих типов.
1.2.3. Системы передачи
Каналы связи между системами коммутации с функциональной
точки зрения принято называть соединительными линиями. Эти
каналы реализуются с использованием различных средств передачи,
включая: физические цепи (пары проводов), коаксиальный кабель,
средства радиосвязи на сантиметровых волнах и появившиеся
недавно оптические кабели связи. Большая часть затрат на сред-
ства передачи падает на местную распределительную сеть, OT
оконечных станций до помещений, где размещаются телефонные
аппараты абонентов. Эти средства передачи реализуются почти
исключительно в виде закрепленных пар проводов. Такие пары
проводов обычно называют либо станционными, либо местными, либо
абонентскими шлейфами, либо шлейфами пользователей.
Воздушная линия связи. Классическая телефонная сеть в прош-
лом включала телефонные столбы с траверсами и стеклянными
изоляторами, используемыми для поддержания неизолированных пар
проводов воздушной линии связи. В дальнейшем за исключением
сельских районов, воздушная линия связи была заменена многопар-
ными кабельными системами. Главное преимущество воздушной
линии связи заключается в ее сравнительно малом затухании
(несколько сотых децибела на милю в диапазоне частот речевого
сигнала). Следовательно, воздушная линия связи особенно полезна
при использовании ее в качестве длинной абонентской линии сель-
ской связи. Главные недостатки состоят в необходимости разделять
провода, используя траверсы с тем, чтобы предотвратить возмож-
ность короткого замыкания, а также большой расход меди (диаметр
отдельной жилы воздушной линии связи в 5 раз больше, чем у
обычной жилы многопарного кабеля. Таким образом, воздушная
линия связи требует, грубо говоря, в 25 раз болыше меди, чем
многопарный кабель). Вследствие необходимости решения проблемы
эксплуатации, а также постоянного снижения цен на электронные
компоненты, в сельских местностях также стали заменять воздуш-
ные линии связи на кабельные системы с включением усилителей
для поддержания требуемого уровня затухания на длинных линиях.
Кабельные пары. Как реакция на проблему перегруженных
траверсов и высокие эксплуатационные расходы в 1883 г. были
введены в эксплуатацию системы многопарных кабелей. Сегодня в
* Проектировщики фирмы Bell Telephone Laboratories в настоящее время раз-
рабатывают цифровую УТС под названием система АМТЕГОРЕ.
24
Рис. 1.8. Многопарный кабель (с разрешения фирмы Bell Telephone Laboratories)
одном кабеле может размещаться от 6 до 2700 пар. На рис. 1.8
показана структура обычного кабеля. Если используются телефонные
° столбы, то достаточно одного кабеля, чтобы организовать связи в
-Заданном направлении, тем самым исключая необходимость введения
траверса на столбах. Позднее стали отдавать предпочтение прокладке
в кабеля под землей без канализации (зарытый в землю кабель) или
`с канализацией (подземный кабель).
* В табл. 1.3 приведены типовые параметры проводов, исполь-
‘вуемых в кабельных системах. Системы с более низким сортаментом
(© большим диаметром жилы) используются на большие расстояния,
Tomy TOKY могут явиться определяющими факторами. На рис. 1.9
‘ приведены зависимости затухания от частоты для типовых ка-
“Benen [5].
® Важным моментом, который следует отметить на рис. 1.9
фивляется то, что кабельная пара позволяет передавать сигналы с
*Частотами, намного превышающими частоты, необходимые для
лнередачи речи (приблизительно до 3 кГц).
Е В узловых телефонных районах телефонной сети в качестве
‚среды передачи используются только кабельные пары. Единственным
25
26
Таблица 1.3. Сортамент — проводов
62,5 |--
22
и сопротивление кабельной пары '
19
Сопротивление по
6,25
Диаметр
Р.
и
ged [—
постоянному току
Cop-
тамент
сы
отдельного провода,
З
а
т
у
х
а
н
и
е
,
a
b
/
k
m
26 0,040
13,39
||||
24 0,050
8,42
1 10 100 1000
22 0,063
5,29
Частота, кГц
! Данные, прнаеденные в этой таблице, взяты
из [4]; они получены при использовании в каче-
стве жнлы медной отожженной проволоки при
20° С. Заметим, что сопротивление
фа для
Рис. 1.9. Частотная характеристика
пары вдвое аыше, чем сопротивление, отдельного
затухания многопарного кабеля. Возле
провода. указанное в таблиц
кривых указан сортамент кабеля
исключением являются широкополосные среды,. используемые для
длинных межстанционных соединительных линий с большой ем-
костью пучков. В прошлом межстанционная передача в пределах
района велась с использованием отдельных пар проводов для
каждого речевого канала. Однако возрастающие объемы нагрузки,
увеличивающиеся цены на медь и снижающиеся цены на электронные
компоненты, явились стимулом к внедрению на межстанционных
линиях систем многоканальной связи, которые используют полосу
частот каждой кабельной пары более эффективно (путем ee раз-
° деления) и тем самым обеспечивают организацию в одной кабельной
паре нескольких речевых каналов. Прежде всего среди этих систем
следует выделить цифровую систему многоканальной связи типа T,
описанную далее в этой главе.
Двухпроводная и четырехпроводная передача. Вся передача в
телефонных сетях связи осуществляется в основном по двум прово-
дам (паре проводов). Как показывает рис. 1. 10, возможна передача
и по одному проводу (второй провод — земля); такой способ связи
использовался в прошлом. Однако уровень шума в таких трактах
оказывается неприемлемо высоким для пользователя. Поэтому на
смену описанному способу передачи пришел способ передачи по
симметрированным парам проводов, показанный на рис. 1. 11. В этом
случае сигнал распространяется в виде разности потенциалов между
двумя проводами. Электрические токи, образованные разностью
потоков сигналов, передаваемых по проводам в противоположных
Передатчик
Приемник
ТЕЛА spf
На7
Рис. 1.10. Схема однопроводной передачи: второй провод — земля
Передатчик
Приемник
Рис. 1.11. Схема двухпроводной передачи
направлениях, называются токами проводимости. В противополож-
ность этому наведенные на каждый провод пары шум или помеха
распределяются поровну между ними и распространяются вдоль
пары в одном направлении. Ток, протекающий в одном и том же
направлении по обоим проводам, получил название общего или
продольного тока. Продольные токи не компенсируют друг друга
на выходе цепи, если нарушается симметрия проводов; в результате
этого остается некоторый продольный сигнал (шум или помеха),
который преобразуется в разностный сигнал. Таким образом, исполь-
зование для каждой цепи отдельной пары проводов позволяет
обеспечить значительно более высокое качество связи, чем передача
по одному проводу. В некоторых системах коммутации используется
передача по отдельному проводу (несимметричная линия). Это
делается с целью .минимизации числа контактов в коммутационных
системах. Несимметричные цепи оказываются приемлемыми только
на станциях малой емкости, где возможен контроль уровня шума и
переходных помех.
Фактически все абонентские шлейфы на телефонных сетях реа-
лизуются по отдельной паре проводов. Отдельная пара позволяет
вести передачу в обоих направлениях. Если абоненты, между ко-
торыми установлено соединение, начинают говорить одновременно,
то речь каждого перекрывается речью другого, причем на каждом
конце соединения можно что-то услышать, но понять обычно что-ли-
бо не удается. В противовес этому передача по проводам на большие
расстояния, как, например, между коммутационными станциями,
обычно предполагает наличие двух пар проводов: по одной паре на
каждое направление передачи. Передача на большие расстояния тре-
бует введения усиления и часто группообразования. Обе операции
могут быть реализованы более легко, если оба направления передачи
разделены '. Таким образом, межстанционные соединительные линии,
особенно на междугородной сети связи, обычно организуются по
двум парам проводов, и в этом случае говорят о четырехпроводных
системах. Использование двух пар проводов вовсе не означает, что
в этом случае расходуется вдвое больше меди, чем в двухпроводных
цепях. Четырехпроводные системы часто используются в сочетании
с некоторыми видами группообразования, что позволяет обеспечить
по одной паре проводов передачу в одном направлении для группы
каналов. Таким образом, в результате в целом достигается экономия
меди.
* Умеренное усиление сигналов в обоих направлениях можно
усилители с отрицательным сопротивлением.
27
Иногда полоса частот отдельной пары проводов разделяется Ha
две полосы, каждая из которых предназначена только для одно-
го направления передачи. Эти системы называют разделенными
четырехпроводными системами. Следовательно, термин «четырех-
проводный» следует понимать как обозначение того, что для каждого
направления передачи используется отдельный канал, даже если
этот канал не реализован отдельным проводом. Примером могут
служить радиосистемы, в которых передача в каждом направлении
осуществляется обязательно по отдельному каналу; эти системы
также называются четырехпроводными.
Использование четырехпроводной передачи оказывает непосред-
ственное влияние на системы коммутации междугородной сети
связи. Поскольку болышая часть цепей междугородной сети связи
четырехпроводные, коммутационная система строится таким обра-
зом, чтобы осуществлять коммутацию цепей для каждого направ-
ления передачи раздельно. Следовательно, необходимо устанавливать
два соединительных пути для каждого соединения. В двухпровод-
ных коммутационных системах, применяемых на местных сетях,
устанавливают лишь один соединительный путь на каждое соеди-
нение.
Переход с двухпроводной цепи на четырехпроводную. При.
установлении междугородных соединений в определенный момент
возникает необходимость в переходе с двухпроводной передачи по
шлейфам местных сетей на четырехпроводную передачу по между-
городным соединительным линиям. Обычно этот переход выполня-
ется в устройствах сопряжения с соединительной линией на
оконечной телефонной станции. Однако иногда двухпроводная
передача сохраняется и на межстанционных соединительных линиях;
тогда переход Ha четырехпроводную передачу выполняется Ha
следующей коммутационной станции.
Соединение двух устройств сопряжения, обеспечивающих переход
с двухпроводной цепи на четырехпроводную для случая обычного
междугородного соединения показано на рис. 1.12. Основная
функция, выполняемая при данном переходе, обеспечивается ‚при
помощи диффсистемы, которая сопрягает оба направления передачи,
как показано на рисунке. Диффсистемы традиционно реализуются
Ha трансформаторах, соединенных между собой определенным
образом [3]. Однако в последнее время разработаны электронные
нарианты диффсистемы [6]. Идеальная диффсистема должна обес-
печивать передачу всей энергии из входящей ветви четырехпроводной
Двухпровод
aaa
—
Двухпровод-
ная цель
ная цепь
a rerio]
me
£7 Четырехпроводная цепь 7и
ро ,ан
—
Errored
Диффсистема
Диффсистема
Рис. 1.12. Взаимные соединения двухпроводных и четырехпроводных цепей
28
депи в исходящую двухпроводную цепь, причем входящий сигнал
зетырехпроводной цепи не должен попадать в ее исходящую ветвь.
сли полное сопротивление Z схемы согласования ‘в точности
совпадает с полным сопротивлением двухпроводной цепи, то можно
достичь почти полной изоляции двух направлений при четырехпро-
водной передаче. Однако двухпроводная цепь обычно является
коммутируемым соединением. Таким образом, схема согласования
может только аппроксимировать типичное полное сопротивление
двухпроводных устройств. Влияние рассогласования полных сопро-
тивлений сказывается в том, что часть энергии сигнала, передава-
емого по входящей ветви четырехпроводной цепи, будет поступать
на исходящую ветвь и возвращаться к источнику в виде эха.
Эффект эха и его контроль на сети связи будет рассмотрен в
последующих разделах этой главы.
Дуплекс и полудуплекс. Термины «полудуплекс» и «дуплекс»,
используемые при передачи данных, тесно связаны с принятыми
в телефонии терминами «двухпроводный» и «четырехпроводный»,
хотя и не являются их синонимами. Полудуплексная цепь— это
цепь, по которой возможна передача в обоих направлениях, но в
каждый момент времени — только в одном направлении '. Дуплекс-
ная’ цепь— это цепь, по которой возможна передача в обоих
направлениях одновременно. Очевидно, что прямая четырехпро-
эводная цепь между двумя пунктами обеспечивает все возможности,
которые имеются при дуплексной связи. Однако двухпроводные цепи
также можно использовать для дуплексной связи путем разделения
имеющейся полосы частот на [BE части по одной для каждого
направления передачи (разделенная четырехпроводная передача).
Этот прием часто применяется, если желательно организовать
дуплексную связь при передаче данных на основе двухпроводных
устройств при установлении соединения путем набора номера.
TO же время наличие четырехпроводных цепей вовсе не
означает, что можно обеспечить дуплексную передачу путем
одновременной работы обеих пар. Как уже было сказано, на между-
городных линиях связи при достаточно больших их длинах необхо-
AMMO вводить эхозаградители, которые обеспечивают надежную
блокировку одной пары четырехпроводной цепи, в то время как
другая пара находится в работе. Таким образом, каждый pas
может работать только одна пара. Арендуемые междугородные
линии связи — (четырехпроводные), используемые для передачи
данных, обычно снабжены — эхозаградителями, которые можно
отключать так, что могут работать обе пары одновременно.
Пупиновские катушки. Кривые затухания, приведенные Ha
рис. 1. 9, показывают, что более высокие частоты спектра речи
Определение полудуплекса, данное MKKTT, отличается от определения, приня-
того в странах Северной Америки. Отличие состоит в том, что в контексте МККТТ
полудуплексная связь определяется, как вид работы терминала, а не вид работы
самой линии передачи. Полудуплексная цепь по определению МККТТ может обес-
печить одновременную передачу в обоих направлениях, однако каждый раз исполь-
зуется только одно направление.
29
40
(до 3 кГц) подвержены затуханию
в большей степени, чем низкие.
30}
Эта зависимость затухания OT ча-
стоты приводит к искажениям ре-
чевого сигнала, которые получили
название амплитудных искажений.
Амплитудные искажения становят-
ся значительными на кабельных
Без пупинизации
парах при болышой длине соеди-
|
нительных линий, там, где разница
1 2 3 4 5 в значениях затухания наиболее
Частота, кГц
велика.
Рис. 1.13. Влияние пупинизации кабел Обычный способ борьбы с амп-
сортамента 24 на вносимое затухание | ЛИТудными искажениями на парах
при средней длине линий связи.
4,8... 24 км состоит во введении
искусственной индуктивности на линиях связи. Дополнительная
индуктивность обеспечивается с помощью специальных пупиновских
катушек, которые подключаются к линии с интервалом примерно
0,9, 1,4 или 1,8 км. На рис. 1.13 показан эффект от введения
этих катушек на шлейфе 24-го сортамента. Заметим, что частотная
характеристика в полосе речевого сигнала вплоть до 3 кГц зна-
чительно улучшается, хотя эффект на более высоких частотах
получается резко отрицательным.
Пупиновские катушки широко используют на межстанционных
ных линиях, поскольку длина почти всех этих линий
превышает 4 км и в то же время обычно меныше 24 км. Кроме
того, пупиновскйе катушки используют также на более длинных
абонентских шлейфах сельских сетей связи.
C пупинизацией
(
д
б
/
к
м
)
/
1
,
6
В
н
о
с
и
м
о
е
з
а
т
у
х
а
н
и
е
,
=
[
=
]
|
1.2.4. Абонентские системы эффективной организации связи
по кабельной паре
Большинство абонентских шлейфов на телефонных сетях общего
пользования организуется на отдельных парах проводов, связанных
каждая с определенной абонентской установкой (не включая
добавочные телефонные аппараты). Средняя длина этих шлейфов
составляет около 3 км. На некоторых шлейфах большой длины
для снижения расходов на линейные сооружения применяется
совместное использование пар проводов. Один из общих методов,
позволяющих нескольким абонентам пользоваться одной парой
проводов, состоит в применении линий коллективного пользования.
Однако из-за возникновения конфликтных ситуаций при занятии
общей линии, а также вследствие зачастую весьма заметного сниже-
ния качества передачи речи линии коллективного пользования ста-
новятся все менее популярными. Другой способ использования або-
нентами общих линий связи состоит в применении абонентских
систем эффективной организации связи по кабельной паре. В проти-
воположность линиям коллективного пользования абонентские
30
М источников
1
Система
|
у
:
: станции
‚ M линий
N
a)
М каналов
/1\/2\view/n\
Мисточников
1
1
2
Система
.
3 угои
станции
N
6)
Рис. 1.14. Абонентские системы передач
а — с концентрацией (N>M), 6 — с икре ие SAT
Noистемы позволяют обеспечить такое использование -линии, при
a линия оказывается прозрачной! для каждого абонента.
На рис. 1.14 показаны два основных типа абонентских систем
Если смотреть
‚стороны оконечных устройств абонентской системы, то можно
еть, что упомянутая выше абонентская система передачи по
Ечивает полную прозрачность абонентской системы передачи как для
‘пользователей, так и для системы коммутации, поскольку, по сущест-
‘ву, станция имеет столько входящих линий, сколько абонентских
“оконечных устройств. Заметим, что определение того, с какой сторо-
ны обеспечивается расширение, а с какой — концентрация, зависит
OT точки зрения.
' Имеется в виду, что абонентские системы передачи позволяют каждому або-
HEHTY использовать линию передачи независимо от другого, причем так. что он не
ощущает влияния других абонентов, которые также могут использовать эту линию.—
Прим. перев
31
Поскольку концентратор не может подключить к линиям связи
сразу всех абонентов, которых он обслуживает, то введение кон-
центрации обязательно сопровождается некоторыми потерями вызо-
вов. Если активность абонентов невысока, то можно вводить доста-
точно большую концентрацию при вполне приемлемых потерях.
Например, для обслуживания 40 оконечных абонентских устройств,
активность каждого из которых составляет не более 7,5%, можно
использовать 10 линий, при этом вероятность потерь по вызовам
составляет всего 0,001 X Это вполне приемлемое ухудшение качества
обслуживания, поскольку оконечное устройство вызываемого абонен-
та с таким же уровнем активности оказывается занятым в 75 раз
чаще.
Заметим, что функционирование систем с концентрацией связано
с передачей управляющей информации между терминалами, выпол-
няющими коммутацию с расширением (концентрацией). Если на
одной стороне системы устанавливается новое соединение по одной
из общих линий, то другая сторона должна быть проинформирована
об этом, чтобы установить соответствующее обратное соединение.
Группообразование. Как видно из рис. 1.9, полоса частот тракта
передачи, организованного по паре проводов, значительно превышает
полосу частот, требуемую для передачи отдельного речевого сигнала.
Таким образом, используя группообразование, можно по одной паре
проводов организовать несколько речевых каналов. Увеличение
затухания при передаче речевых сигналов, связанное с переходом
к более высоким частотам, компенсируется введением усилителей
в оборудование группообразования и размещением их в трактах
передачи через определенные интервалы. Иллюстрируемый на
рис. 1.14,6 метод группообразования используется в системах
передачи с частотным „разделением каналов (ЧРК). В абонентских
системах „эффективной организации связи по кабельной паре
применяется и другой метод группообразования, основанный на
временном разделении при передаче речевого сигнала в цифровой
форме. Этот метод более детально будет рассмотрен позже в этой
главе.
Как видно из рис. 1.14,6, существует однозначное соответствие
между абонентскими линиями и каналами в устройстве группообра-
зования. Таким образом, в данной системе в противоположность
системе с концентрацией исключена возможность потери вызова.
Кроме того, в данной системе не требуется передавать информацию,
относящуюся к коммутации, поскольку между абонентскими линиями
на одной роне системы и входящими линиями коммутационной
станции существует однозначное соответствие. Основной недостаток
абонентской системы эффективной организации связи по кабельной
паре с группообразованием состоит в том, что каналы группового
тракта оказываются мало загруженными из-за малой активности
источников сигналов. В таких случаях можно использовать в системе
' Вопросы расчета коммутационных систем обсуждаются в гл. 9, откуда можно
получить и этот результат.
32
сочетание концентрации и группообразования. В качестве примера
‘подобной системы может служить цифровой мультиплексор абонент-
ских шлейфов, описанный в следующем разделе.
1.2.5. Модуляция и группообразование
Введение кабельных систем в качестве линейных сооружений
‚для увеличения плотности упаковки цепей воздушной линии связи
`является одним из примеров применения группообразования на
желефонной сети.
с, Этот вид группообразования, называемый группообразованием
¢ пространственным разделением каналов, означает лишь одно:
формирование пучков проводов и размещение MX в одном кабеле.
`На телефонных сетях находят применение два других вида группо-
зоюбразования, в каждом из которых для размещения в полосе частот
“общей среды передачи нескольких речевых каналов используют
‘электронные элементы. Главенствующим среди всех видов группо-
:образования, которые используются в настоящее время и реализуют-
дея с помощью электронной аппаратуры, является группообразование
ЧРК при передаче аналоговых сигналов. Вторым видом группо-
ана, реализуемого с помощью электронного оборудования,
является группообразование с временным разделением каналов
ВРК). Оно используется преимущественно при передаче цифровых
сигналов и будет рассмотрено в последующих разделах.
в, Группообразование с частотным разделением каналов. При pac-
«ёмотрении абонентских систем передачи в разд. 1.2.4 предполагалось
группообразование с ЧРК. По существу, ЧРК, применяемое в кабель-
ных системах, не является столь общим видом, как группообразо-
вание с временным разделением цифровых каналов. Однако в боль-
шинстве широкополосных систем передачи, описываемых далее,
| группообразование с частотным разделением аналоговых каналов
‚ является преобладающим.
@ Как показано на рис. 1.14,6, в системе с ЧРК вся имеющаяся
в наличии полоса частот среды передачи разделяется на более узкие
‚полосы или каналы. Отдельные речевые сигналы передаются -по
; отдельным каналам путем амплитудной модуляции несущей, которая
‘выбирается соответственно для каждого канала.
‚ B качестве стандартной полосы частот речевого сигнала телефон-
“ные компании выбрали полосу частот шириной 4 кГц'. Этот выбор
явился известным компромиссом между стремлением организовать
как можно болыше речевых каналов в одной системе передачи,
с одной стороны, и поддержать приемлемое качество воспроизве-
дения речи, с другой стороны. Если при передаче используются
обе боковые полосы частот, образуемые при амплитудной модуля-
‘ции (как, например, в системах передачи No 1 и No 2, органи-
В
И
Е
Й
\ Фактически эффективно передаваемая полоса частот речевого сигнала будет
менее 4 кГц и ближе к 3 кГц, что связано с необходимостью введения защитных
промежутков между полосами частот отдельных каналов, вследствие неидеальности
‚ характеристик канальных фильтров, используемых при ЧРК.
:72 Зак. 1438
33
зуемых по кабелю парной скрутки), то ширина полосы канала
становится равной 8 кГц, а соответствующие несущие располагаются
в середине частотного спектра, отведенного для каждого канала.
Поскольку модуляция с двумя боковыми полосами оказывается
в известной степени расточительной в отношении требуемой полосы
частот, то всякий раз, когда дополнительные расходы на оконечное
оборудование оказываются оправданными, используется модуляция
с одной боковой полосой (ОБП). В системах передачи с ОБП несу-
щая частота располагается либо в верхней, либо в нижней части
спектра соответствующего канала в зависимости от того, какая
из боковых полос — верхняя или нижняя — выбрана для передачи.
В системе передачи А5 с оборудованием индивидуального преобра-
зования фирмы Bell System используется модуляция с нижней боко-
вой.
Иерархия систем с ЧРК. Чтобы стандартизировать оборудование
различных широкополосных систем передачи, используемых на
сетях связи, фирма Bell System установила иерархию систем передачи
с ЧРК, которая представлена в табл. 1.4. Каждый уровень иерархии
реализуется некоторым набором стандартных модулей системы с
ЧРК. Оборудование группообразования многоканальной — связи
не зависит от вида среды передачи, используемой для широкополос-
ных систем передачи.
:
Все оборудование группообразования в иерархии систем с ЧРК
строится с учетом передачи сигналов с ОБП. Таким образом, каждый
речевой канал занимает полосу частот шириной 4 кГц. Стандартный
блок самого нижнего уровня иерархии — это оборудование первич-
ной группы, образуемой 12 каналами TU. Эта стандартная первичная
группа занимает общую полосу частот шириной 48 кГц. На рис. 1.15
приведена структурная схема оборудования группообразования
12-канальной группы А5. Это наиболее распространенный канало-
образующий блок типа А, используемый на первом уровне группо-
образования. Двенадцать модуляторов, на которые подаются сигналы
12 различных несущих частот, формируют 12 сигналов с двумя
боковыми полосами частот, как показано на рисунке. Далее модули-
рованный сигнал каждого канала поступает на полосовой фильтр,
Таблица 1.4. Иерархия систем ЧРК фирмы Bell System
Уровень группообразования Число речевых
Группообразованне
Спектр частот, кГц
Речевой ‘канал
1
—
0... 4
Первичная группа
12
12 речевых каналов
60.. 108
Вторичная группа
60
5 групп
312... 552
Основная группа
600
10 вторичных
грукит
564... 3 084
Основная группа Жхл
1 200—3 600 Различное
312... 17 548
Сверхгруппа
3 600
6 основных групп
564... 17 548
Сверхгруппа x3
10 800
3 сверхгруппы
3000... 60 000
34
Входы
каналов TY
104 108
CL 60 108
Г
Выход 12-канальной
первичной группы
owГ
oa
Полосовые
Модуляторы
фильтры
Рис. 1.15. Структурная схема оборудования первичной группы типа А5
оторый пропускает из двух боковых полос одну — нижнюю. Груп-
овой сигнал образуется суперпозицией сигналов отдельных каналов,
›лучаемых на выходе фильтров. Оборудование разделения Ha прием-
м конце строится аналогично, но все преобразования выполняются
обратном порядке.
Заметим, что полосовой фильтр не только подавляет верхнюю
ковую полосу, но и ограничивает нижнюю боковую полосу. Поэто-
эти фильтры являются наиболее важными для телефонной сети
ементами, которые и определяют полосу частот канала TY. Так
к группообразование с ЧРК используется на всех междугородных
гиниях связи, то соединительный тракт для всех междугородных
единений имеет полосу частот несколько менее 4 кГц. Пупиновские
сатушки, о которых уже говорилось, также обусловливают анало-
чные ограничения полосы частот канала TU.
Как показано в табл. 1.4, второй уровень иерархии систем с
PK образует 60-канальная группа, которую называют вторичной
зуппой. На рис. 1.16 представлена структурная схема второй ступени
образования, позволяющей формировать вторичную группу LMX
м объединения пяти 12-канальных первичных групп. Выходной©
Минейный сигнал 60-канальной ‚группы идентичен сигналу, который
‹ожно было бы образовать путем индивидуального преобразования
'игналов отдельных каналов, занимающих полосу частот шириной
кГц, и последующей передачей их в полосе частот от 312 до
52 кГц. Прямая передача сигналов 60 каналов при индивидуальном
1реобразовании требует 60 различных несущих частот и 60 инди-
видуальных преобразователей, включая модуляторы и полосовые
Бильтры, позволяющие вести передачу с ОБП. В то же время исполь-
извание иерархического преобразования частоты позволит построить
зногоканальную систему LMX, используя лишь пять групповых
треобразователей второй ступени и пять стандартных модулей
жолее низкого уровня иерархии. Таким образом, двухуровневое
треобразование такое, как при образовании вторичной группы LMX,
De
35
я
©
A
R
T
A
8
Входы
12-канальных
60 108
312 360 480 538 | 1812 360
о ds т Г.360—408
552
-
h
e
}
<
=
}
a
360 408 52B
-
|}
312
468
=
я
Выход 60-канальной
ы
.
вторичной группы
504 552| \
504 552
©
Полосовые
Модуляторы
фильтры
Рис. 1.16. Структурная схема оборудования вторичной группы типа LMX
требует дополнительно общего оборудования, но позволяет получить
экономию за счет использования общих стандартных блоков '.
Поскольку объединение сигналов первичных групп на второй
ступени преобразования выполняется без введения защитных про-
межутков, то в оборудовании группообразования вторичной группы
LMX необходимо обеспечить высокую точность при выборе несущих
частот и настройке полосовых фильтров. В системах многоканаль-
ной связи более высокого уровня сигналы систем более низкого
уровня обычно не размещают близко друг к другу
Например, основная группа не обеспечивает размещения одного
речевого канала в. каждой четырехкилогерцовой полосе частот.
Практически оказывается нецелесообразным поддерживать на более
высоких частотах малый частотный интервал между широкополос-
ными сигналами. Кроме того, сигналы, образованные на более
высоком - уровне иерархии группообразования, обычно включают
контрольные частоты, по которым идет настройка системы с целью
обеспечения требуемого качества передачи и — восстановления
несущей.
1.2.6. Широкополосные среды передачи
Как предварительно обсуждалось, системы передачи по кабелю
парной скрутки широко используются в районах действия одной
телефонной станции сети. ‘Однако, если требуется либо организовать
большое число каналов, либо обеспечить передачу на большие рас-
стояния, то экономически более выгодно осуществлять связь
с-помощью среды передачи с более широкой полосой частот.
‘ Инженеры фирмы Bell System разработали новое устройство каналообразования,
которое позволяет сразу формировать вторичную группу [3]. Разработка этой системы
явилась следствием роста числа направлений с высокой нагрузкой, что оправдывает
разработку дополнительного оборудования, оптимизированного в соответствии с KOW-
кретным применением.
36
"Максимальное число речевых каналов, которые можно организо-
ть по одной кабельной паре, равно 24, если используется анало-
ая каналообразующая аппаратура No 3, или 96, если используется
сигналов. Кроме коаксиального кабеля, существуют и другие
рокополосные. среды передачи: радиорелейные линии связи,
темы спутниковой связи, волноводы и оптические кабели,
хнология изготовления которых совершенствуется быстрыми
‘мпами. Источниками света при организации связи по оптическому
убелю являются лазеры и светоизлучающие диоды, которые лучше
gero функционируют в импульсном режиме. Вот почему оптические
Жабели связи разрабатываются, главным образом, ‘с ориентацией
применение цифровых методов передачи. Вместе с тем уже
азработаны и аналоговые оптические кабельные системы, которые
Вудут использованы для кабельного телевидения, где необходимо
беспечить минимум расходов на оконечные устройства.
Коаксиальный кабель. Системы связи по коаксиальному кабелю
бспользуются преимущественно там, где необходимо организовать
вязь на большие расстояния, т. €. на междугородной сети. Первый
Шпущенный промышленностью коаксиальный кабель был проложен
x1941 г.; по нему было организовано 480 речевых каналов при
асстоянии 322 км между городами Миннеаполис, шт. Миннесота,
в: Стивенс-Пойнтс, шт. Висконсин [3]. Для компенсации затухания
берез каждые 8,8 км были установлены усилители. Учитывая, что
(@ксимальное число каналов TY, которые можно было в то время
Юрганизовать по воздушной или кабельной линии связи, составляло
$2, очевидно, что введение «коаксиальной трубки» было значитель-
достижением. С тех пор емкость коаксиального кабеля постоян-
96° увеличивается, во-первых, за счет уменьшения затухания при
Вепользовании кабеля большего диаметра (0,95 см), во-вторых, из-за
Менышения расстояния между усилителями и, в-третьих, из-за
Тлучшения характеристик промежуточных усилителей: отношения
згнал-шум, линейности, полосы частот.
` Перечень характеристик аналоговых систем передачи на базе
аксиального кабеля, которые используются фирмой Bell System,
иведен в табл. 1.5.
"Таблица 1.5. Характеристики систем передачи на коаксиальных кабелях,
используемых на сети связи фирмой Bell System
Длина усили-
A
к
р i Tago нар Обозначение группового сигнала 7Jenко.м раяind Общая см
ЕL1
3/6
Основная группа
12,9
600
1 800
ВL2
5/6
(To xe)X3
6,4
1 800
9 300
®14
9/10 Сверхгруппа
3,2
3600 32400
в14
10/11
(To же) х3
1,6
10 800
|
108 000
+"Число пар показано как отношение числа задействованных пар в кабелях к их общему числу.
|АООНИ
Заметим, что в каждой системе имеется одна резервная пара
трубок, которая предусмотрена на случай повреждения одной из дей-
ствующих пар — это обстоятельство особенно важно, если учесть,
какой объем нагрузки пропускает каждая трубка коаксиального
кабеля.
Радиорелейные линии связи. Значительным импульсом к разви-
тию систем радиорелейной связи явилась потребность охватить теле-
°визионной связью всю территорию страны. Однако по мере того,
как постоянно возрастал объем междугородной телефонной нагрузки,
оказалось, что радиорелейные системы связи являются также эконо-
мически самыми выгодными средствами передачи на междугородной
сети связи. Начиная с 1948 г., когда первая радиорелейная систе-
ма была установлена между Бостоном и Нью-Йорком, число радиоре-
лейных систем возросло настолько, что на их долю приходится 60%
общей длины телефонных каналов на междугородной сети США.
Радиорелейные системы обеспечивают передачу сигналов в пределах
прямой видимости, причем ретрансляторы обычно размещаются че-
рез каждые 42 км. Основное преимущество радиосистем состоит
в том, что не требуется полосы отчуждения — всего лишь небольшие
участки земли, расположенные на расстоянии 32 ... 48 км друг от
друга, для вышки и помещения, где размещено оборудование. Основ-
ную долю расходов при использовании проводных средств передачи,
например симметричных кабелей, коаксиальных кабелей или волно-
водов составляют расходы, связанные с полосой отчуждения.
Во многих районах США направления радиорелейной связи
сильно перегружены и их емкость нельзя увеличить при принятом
на сегодняшний день распределении радиочастот. Поэтому примене-
ние коаксиальных кабелей, волоконно-оптических линий связи и,
возможно, некоторых волноводных систем иногда является единст-
венной альтернативой использованию радиорелейных систем. при
организации направлений большой емкости. Распределение радио-
частот, принятое в США Федеральной комиссией по связи при-
менительно к частотным системам общего пользования, приведено
`в табл. 1.6.
Из приведенных в табл. 1.6 наиболее широко используются
спектры частот 4 ... 6 ГГц. Полоса частот в диапазоне до 2 ГГц
широко не используется, поскольку отводимые радиоканалам поло-
сы частот оказываются настолько узкими, что не удается получить
Таблица 1.6. Распределение СВЧ частот, принятое
ША
в С для частотных систем общего пользования
Шнрина полосы
Ш
Спектр частот, МГц
иина,полосы
радиоканала,
2110
2130
20,
3,5
2 160
2 180
20
3,5
3 700
4 200
500
20
5925... 6425
500
30
10700
...11700
1 000
40 (20)
звономически оправданное число телефонных каналов. Главным нче-
: Типы радиорелейных систем, используемых на сети связи, OR G-
гуживаемой фирмой Bell System, приведены в табл.
Таблица 1.7. Аналоговые радиорелейные системы связн
ат:
Система раме) телефонных
Примечанне
ггц
канало:
TD-2
4 600—1500 | Длинные линии
TD-3
4
1200 '
TH-1
6
1800
Короткие — длинные
Ливии
TH-3 .6
2100 To xe
TM-1
6 600—900 | —«—
т
11
600 Короткие линии
TL-1
11
‚240
То же
TL-2
11 600—900 | — «—
AR-5A 6
6000 Длинные линии
(OBIT
„Заметим, что каждая радиорелейная система связи предназнаа-
чена для использования в сочетании с одной из систем передач: и,
соответствующей определенному уровню иерархии группообразоваа--
‘ния, описанной выше. В любой из этих радиорелейных систем, =за
‚индексом модуляции сигнала, генерируемого многоканальной скул-
мой с ЧРК. Таким образом, радиорелейная система с ЧМ obeoc-
ечивает передачу сигнала с ОБП— ЧРК как группового сигналта
полосой частот, указанной в табл. 1.4. Частотная модуляция Oba
"выбрана для того, чтобы можно было использовать нелинейные
силители мощности в передатчиках и, кроме того, обеспечижгь
Вольшое отношение сигнал-шум, которое составляет `преимуществво
:бистем с ЧМ.
Сопоставление табл. 1.6 и 1.7 показывает, что ширина полос-ы
HACTOT, отводимой для каждого телефонного канала, в радиосистее-
‘me TD-2 равна 13,3 кГц, 'а в системе TH-3 — 14,3 кГц. Такавя
‘плотность размещения каналов достигается за счет непрерывногго
‚усовершенствования оборудования частотной модуляции. Несмотроя
*HA то, что возможность некоторого увеличения числа каналов ещце
фестается, ситуация такова, что разработчики практически приблизкл-
эФись к теоретическому максимуму эффективности ЧМ. Следователаю-
‘HO, частотная модуляция всегда сопровождается значительны -м
расширением исходной полосы частот шириной 4 кГц отдельныех
телефонных каналов с ОБП. В противоположность этому paspabonr-
‘Чики фирмы Bell System непрерывно ведут испытания радиорелейноей
239
Отражающий слой
ооо
оное Чо
RKKXR
ооо IIS
робко ола ок дедов ово ооноодововоьавод,
DERIIIRRRLEH ELLIE
Вторичный путь
~~.
р
pi
emmm me a
34
>——
%
———
iii Первичный путь
——
Рис. 1.17. Модель двухлучевого распространения сигнала
системы, позволяющей вести передачу с ОБП,— системы AR-6A.
которая дает возможность существенно повысить использование по-
лосы частот. Эта система позволяет организовать до 6000 телефон-
ных каналов в 30-мегагерцовых радиоканалах системы в диапазоне
ГГц.
Поскольку в каждом радиоканале размещается много телефон-
ных каналов, радиорелейные системы обычно содержат HEKOTOPOE
дополнительное оборудование и дополнительные каналы для органи-
зации обслуживания системы несмотря на перерывы в связи, которые
могут произойти по одной из следующих причин:
замираний из-за многолучевости;
неисправности оборудования;
профилактического обслуживания;
затухания в дожде.
На некоторых маршрутах источником перерывов в связи в pa-
диорелейных системах чаще всего являются замирания из-за мно-
голучевости. На рис. 1.17 показана простая модель многолучевогс
распространения сигнала, возникающего вследствие отражений
радиоволн в атмосфере. В модели показаны два луча: первичный в
задержанный вторичный. Если вторичный луч приходит в противофа:
зе с первичным, то суммарный сигнал сильно затухает, Затухани‹
зависит как от уровня, так и от фазы вторичного луча. Достаточн‹
часто замирания принимают лишь номинальные значения и могу'
быть скомпенсированы увеличением мощности сигнала в передатчике
называемым запасом на замирание. Однако в некоторых случая:
принимаемый сигнал уменышается практически до нуля, а это озна
чает, что связь по каналу временно прерывается.
Частотное разнесение,. К счастью, исключительно глубоки
замирания оказывают
в каждый данный момент времени H
работу только одного канала (несущей частоты). Поэтому для про
пускания нагрузки основного канала с замираниями можно исполь
зовать дополнительный канал, включающий в себя резервные пере
датчик и приемник.
Выбор и подключение резервного канала выполняются автома
тически без прерывания обслуживания. Этот метод борьбы с зами
раниями из-за многолучевости получил название частотного раз
несения. Заметим, что частотное разнесение обеспечивает такж
аппаратное резервирование для защиты от отказов оборудовани;
40
в Система радиорелейной связи TD-3 при полной загрузке ис-
льзует 12 каналов: 10 основных и 2 резервных для защиты. Эту
бенность системы называют по-разному: 2 для 10, 10 на 2, 10X
защитных переключения. Некоторые системы, используемые для
анизации связи на короткие расстояния, используют 1X1 защит-
. переключение, поскольку такой метод защиты более легок в
зации. Однако, поскольку для пропускания нагрузки можно, по
ществу, использовать лишь половину ширины полосы частот, при-
ение новых систем с защитой 1X1 обычно допускается лишь
|незагруженных направлениях.
+Чтобы обеспечить непрерывность обслуживания нагрузки, защит-
Ёё переключение каналов должно производиться автоматически.
фключение составляют лишь случаи, связанные с, техническим об-
живанием оборудования. Обычная ‘типовая задача — восстановить
уживание в течение 30 мс с тем, чтобы минимизировать ощути-
е последствия нарушения связи при передаче сообщений. Более
итичным является требование восстановить обслуживание прежде,
м сработает схема сигнализации, реагирующая Ha пропадание сиг-
[ina как на разъединение цепи передачи информации. Непредвиден-
ие разъединение происходит в тех случаях, когда перерыв в связи
grea более 1 ... 2 с.
& Пространственное разнесение. Поскольку глубокие замирания
Юзникают лишь в тех случаях, когда вторичный луч приходит точно
противофазе с первичным лучом, то маловероятно, что при прохо-
Шдении сигнала по двум путям разной длины замирания наступят
Упновременно в обоих случаях. Рис. 1.18 иллюстрирует метод, полу-
ивший название пространственного разнесения. Этот метод пред-
лагает использование для защиты от замираний из-за многолуче-
жти нескольких путей передачи разной длины. Как показано на
сунке, один передатчик облучает две приемные антенны, закреп-
'нные на вышке на некотором расстоянии одна от другой. И несмот-
на то, что разница длин путей сигнала может быть меньше мет-
она является достаточной при использовании СВЧ колебаний,
на волны которых — порядка десятых метра.
> Дождь является другим источником возникновения замираний
в сверхвысоких частотах, связанных с изменениями атмосферных
овий. Как уже упоминалось, затухание в дожде наиболее сильно
казывается в системах, работающих Ha более высоких частотах
opm 11 МГц и выше). Однако, к сожалению, ни частотное, ни
транственное разнесения не могут служить надежным средством
иты от замираний, обусловленных дождем. В этом случае в каче-
'ве резерва высокочастотного канала иногда используют канал с
ее низкими частотами.
)
Рис. 1.18. Пространственное разнесение
41
Спутники. Начиная с запуска первого международного спутни-
ка связи в 1965 г. !' произошел феноменальный рост объема исполь-
зования средств спутниковой связи для международного телефонного
обмена. Использование спутников в Соединенных Штатах начинает
проявлять тенденцию относительного роста, в основном для обслу-
живания частных линий и распределения телевизионных программ.
В целях. содействия развитию конкуренции в спутниковой свя-
зи Федеральная комиссия по связи приняла документ Docket 16495.
На основании этого документа фирмы Western Union, РСА и Ameri-
can Satellite получили возможность организовать обслуживание або-
нентов с помощью арендуемых линий спутниковой связи, не вступая
в прямую конкурентную борьбу с фирмой AT&T. Поэтому этот
документ, как стали потом говорить, определил политику «открытого
неба». Позже фирмы IBM [7] и Xerox [8] объявили о СВОИХ
намерениях перейти к использованию спутников для предоставления
услуг связи. Поскольку эти системы разработаны и фирме AT&T
разрешено предоставлять дополнительные услуги спутниковой свя-
зи *, то стоимость передачи Ha болышие расстояния будет умень-
шаться и появятся новые предложения.
В определенном смысле система спутниковой связи — это си-
стема радиорелейной связи, но только с одним ретранслятором:
повторителем в открытом космосе. По существу, некоторые системы
спутниковой связи используют те же самые полосы частот в диапа-
зоне 4 и 6 ГГц, что и наземные радиосистемы. Однако характер
таких линий связи открывает дополнительную возможность организа-
ции новых видов обслуживания, которые раныше нельзя было обес-
печить с помощью наземных систем прямой связи между двумя
пунктами. Распределение телевизионных программ является одной из
задач, в наибольшей степени подходящих для выполнения с помощью
спутников связи. Спутники прямого вещания (DBS — direct
broadcast satellite), ориентированные Ha обслуживание домашних
приемников, оказываются в настоящее время технически реализуе-
мыми и экономически целесообразными. Если будут приняты соот-
ветствующие регламентирующие документы, то будет разработан
широкий ассортимент новых услуг, связанных с телевидением, в
масштабе всей страны.
Один из недостатков спутниковой связи — это присущая ей за-
держка распространения сигнала вследствие достаточно болышой
длины пути его передачи. Для стационарного спутника эта задержка
(не включая наземные линии связи) вверх и вниз составляет 250 мс.
Поэтому полное время распространения сигнала по цепи, организо-
ванной на линиях спутниковой связи, для передачи в обоих направ-
лениях составляет более половины секунды. Задержки сигнала тако-
\ Автор имеет вв виду спутник системы связи «Интелсат». В Советском Союзе
ИСЗ как ретрансляторов для передачи информации на-
чалось с запуска 23 апреля 1965 г. спутника связи «Молния-1»:-——- При. ед.
апрет на участие фирмы AT&T в организации 0
спутниковой
связью был снят в июле 1979 г.
42
впорядка весьма ощутимы при разговоре, хотя и не являются недо-
сустимыми. Влияние задержек распространения сигнала может быть
‹хомпенсировано сочетанием каждой линии спутниковой связи с на-
г
м
образом, общая задержка распространения сигнала будет опре-
яться только одной линией спутниковой связи. Аналогичным 00-
ом можно использовать существующие наземные линии связи в
x случаях, когда требуемое увеличение емкости экономически
есообразно осуществлять с использованием систем спутниковой
` Болыпие задержки могут оказать значительное, почти исклю-
ющее возможность использования влияние при передаче данных
ль
в‘ системах определенных типов. Наиболее распространенным мето-
M исправления ошибок при передаче данных является повторная
ередача блоков данных, в которых были обнаружены ошибки. Как
обычно принято, в каждый момент времени передается только
ин блок прежде чем начнется передача следующего, источник
жидает подтверждения с противоположной стороны. Таким обра-
м, если задержка в передаче сигнала окажется намного больше,
‘Чем время передачи одного блока, то это эквивалентно уменыпению
a способности системы ин снижению использования кана-
B
1.2.7. Факторы, влияющие на качество передачи
Одним из самых трудных моментов при проектировании анало-
вой телефонной сети является установление правил распределения
PM на качество передачи по отдельным подсистемам связи в пре-
sax этой сети. Если использовать субъективные оценки качест-
передачи слушателями, то сравнительно просто [9] можно оп-
гделить некоторые характеристики — нормы качества передачи от
‘Элного оконечного устройства до другого. Эти нормы уточняются с
ue TOM оценки экономической целесообразности поставленных задач.
Уднако, если учесть, что сеть содержит мириады типов оборудова-
‘Мия, которые к тому же встречаются на сети в различных сочетани-
5 то станет совершенно ясно, что проектирование какого-то
гдельного Элемента сети таким образом, чтобы во всех случаях
и удовлетворены все поставленные требования, задача достаточ-
о сложная. Значительные кредиты позволили частным компаниям,
азнимающимся эксплуатацией оборудования в Соединенных Штатах,
эзработать национальную сеть связи с теми устойчивыми харак-
сристиками функционирования, которыми она обладает.
При установлении норм качества передачи на аналоговой сети
обходимо учитывать следующие основные факторы: затухание
нала, шум, помехи, переходные помехи, искажения, эхо-сигна-
, возбуждение канала, а также различные дефекты передачи, свя-
нные с модуляцией и использованием несущей.
Затухание сигнала. Тесты, связанные с субъективными прослу-
иваниями, показали, что преобладающие потери мощности звуково-
43
ro сигнала [10] при установлении телефонного соединения,
должны лежать в пределах 8 дБ. Исследования [11] телефонных
соединений при местной связи показывают, что типичное местное сое-
динение имеет затухание, превышающее норму всего лишь на 0,6 дБ.
Исследования, проведенные на междугородной сети [12], показали,
что при установлении междугородного соединения среднее значение
затухания превышает норму на 6,7 дБ. Эти же исследования показа-
ли, что стандартное отклонение затухания при установлении между-
городных соединений составляет 4 дБ (значительная доля которого
зависит от абонентских шлейфов). Таким образом, 84% всех между-
городных соединений характеризуется затуханием порядка 19,3 дБ,
что оказывается на 11 дБ выше идеального
Поскольку на магистральных линиях междугородной сети связи
всегда используются усилители, которые компенсируют затухание
линии, то, казалось бы, можно просто спроектировать эти линии
таким образом, чтобы номинальное значение вносимого затухания
было равно нулю. Однако, как будет показано в дальнейшем, учет
мешающих факторов в виде эха и возбуждения канала диктует
необходимость некоторого минимального остаточного затухания в
большинстве аналоговых магистральных линий связи.
Помехи. Шум и помехи можно охарактеризовать как нежелатель-
ные электрические сигналы, флуктуирующие случайным образом.
Помехи обычно имеют более структурированный характер, чем шум,
поскольку они появляются в результате нежелательного объедине-
ния в сети нескольких сигналов. Если сигнал помехи воспринимается
как информационный или близкий к информационному, то такой вид
помех называют переходными помехами°. В число основных источ-
ников переходных помех входит связь между жилами кабеля, не-
линейные компоненты, влияние которых проявляется при передаче
сигналов ЧРК, неадекватная фильтрация или смещение несущей в
аппаратуре ЧРК, а также межсимвольная интерференция в аппарату-
ре группообразования с временным разделением.
Переходные помехи, особенно, если они вня1ные, становятся
одним из самых нежелательных и наиболее существенных по вноси-
мым искажениям видов помех, которые могут возникать на сети
связи. В аналоговых системах регулировать переходные помехи весь-
ма трудно, поскольку диапазон изменения уровней мощности сигна-
ла речи весьма велик (перекрывает динамический диапазон в 40 дБ).
Абсолютный уровень мощности переходных помех от мощного сигна-
ла (высокого уровня) должен значительно отличаться от низкого
уровня полезного сигнала. По существу, переходные помехи особен-
! Закон распределения затухания не является строго нормальным. Поэтому
стандартное отклонение служит лишь удобным a параметризации случайных
изменений.
2 Термин «переходные помехи» используется также для характеристики взаимных
влияний цепей, предназначенных для передачи неречевых сигналов, когда помеха имеет
«сигналоподобное» представление. Например, переходные помехи на линиях передачи
данных представляют собой мешающий сигнал, который накладывается на полезный
сигнал от другой аиалогичной линии передачи данных.
44
заметны BO время пауз в период
Г
>
врёговоров, когда уровень мощности
> ПДК
влезного сигнала равен нулю.
Рассмотрим наиболее общие фор-
>0яПБК >
ы проявления переходных помех.
<
<
Is них можно выделить две, имею-
-
Мов-связистов, а именно: «переход- Рис. 1.19. Образование пере-
ходных помех на
ижнем
помехи Ha ближнем конце»
Wna
BK) и «переходные помехи Ha
pHeM- конце» | (ПДК) !. Пере-
Водные помехи на ближнем конце рассматривают как образование:
8531 между передатчиком и приемником в некоторой точке.
етнающим вследствие того, что разность уровней мощности пере-
фаваемого и принимаемого сигналов оказывается очень большой.
Переходные помехи на дальнем конце рассматривают как образова-
Шие нежелательной связи приемника, на который поступает полезный
бигнал с удаленного передатчика, с другим передатчиком. Оба вида
реходных помех показаны на рис. 1.19.
Шум. Наиболее общим видом шума, который исследуется в
стемах связи, является белый шум, характеризующийся гауссов-
. Аккумуляторные батареи, используемые для питания абонент-
х шлейфов, являются также источником этого вида шума. Белый
м представляет собой настоящий случайный процесс в том смысле,
о отсчет его значения в любой момент времени некорреклирован
отсчетом, взятым в любой другой момент. Другими, также общими
ормами шума в телефонных сетях являются импульсный шум и
ум квантования, возникающие в устройствах преобразования pe-
в цифровую форму (см. гл. 3). В большинстве случаев импульсный
: возникает в результате переходных процессов в коммутацион-
FBX устройствах на электромеханических коммутационных станциях.
Ee really системы шагового и панельного типов являются
й шум невелик. В то время как белый шум обычно оценивается
вв единицах средней мощности, импульсный шум оценивается числом
‘импульсов в секунду. Импульсный шум обычно’ в менышей сте-
tien отражается на качестве речи, чем белый шум. Однако им-
инательное влияние при передаче данных.
tA McK Го
ПБК— NEXT (near-end crosstalk), a ПДК— FEXT
(far-end crosstalk).— Прим. перев.
45
Уровень мощности любого мешающего сигнала, будь это шум
или помехи, можно легко определить при помощи вольтметра, про-
градуированного в среднеквадратических значениях напряжения. Од-
нако возмущения на некоторых частотах в пределах спектра частот
речевого сигнала оказываются субъективно более неприятными для
восприятия, чем на других. Таким образом, в сетях, где осуществля-
ется передача речи, более полезно изменять мощность шума или
помех с учетом как субъективных факторов восприятия шума слу-
шателем, так и его уровня мощности. Наиболее распространенными
в телефонии являются следующие два метода измерений: взвешива-
ние с использованием С-контура и псофометрическое взвешивание.
Соответствующие кривые приведены на рис. 1.20. Они, по существу,
представляют собой характеристики фильтров, которые «взвешивают»
частотный спектр шума в соответствии с его раздражающим влия-
нием на слушателя. Взвешивание при помощи С-контура представля-
ет собой реакцию 500 типовых телефонных аппаратов. Что касается
качества речи, то в этом отношении имеет значение лишь тот шум,
который пропускает телефонный аппарат. Отметим, что наиболее
ощутимым является шум в интервале частот 1 .. 2 кГц. Метод
измерения шума путем взвешивания при помощи С-контура находит
применение в странах Северной Америки, в то время как метод
измерения путем псофометрического взвешивания является стандарт-
ным европейским методом, рекомендованным MKKTT.
Стандартным эталоном шума, который используют инженеры-
связисты, является один пиковатт, что составляет 107% Вт или
—90 дБм (мощность, выраженная в децибелах относительно одного
милливатта). Шум, измеренный по отношению к этому эталону,
выражается в числе децибел, которые определяют превышение из-
меряемого шума над эталонным значением (дБо). Таким образом,
уровень шума в 30 дБо соответствует — 60 дБм или 10 —° Вт мощ-
ности. Если измерения проводятся путем взвешивания при помощи
С-контура, то уровень мощности выражается в единицах, сокра-
щенно обозначаемых дБоС. Аналогично при измерениях мощности
путем псофометрического взвешивания уровень мощности выражается
Таблица 1.8. Соотношение
между значениями мощности шума,
Псофометрическое взвешивание
измеренными различными методами
0
ра
Преобразование
от
к
дБм дБо Прибавить 90 дБ
дБм* дБоС Прибавить 88 дБ
дБм* | дБр** — Прибавить 87,5 дБ
дБо* дБоС Вычесть 2 дБ
дБС дБр
Вычесть 0,5 дБ
Умножить на 0,562
® Плоская характеристика в полосе из-
мерения 3 кГц.
** Heads
Ч
у
в
с
т
в
и
т
е
л
ь
н
о
с
т
ь
т
е
л
е
ф
о
н
а
,
д
Б
No
©
—30
250 500 1000 2000 4000 8000
Частота, Гц
Рис. 1.20. Взвешивающие кривые
|
—90 дБ.
‚ единицах, сокращенно обозначаемых pWp. Соотношение между
значениями мощности шума, измеренными различными методами,
приведены в табл. 1.8.
` Качество аналоговых каналов при передаче речи обычно HE оце-
зивается классическим отношением сигнал-шум. Причиной этого
жвляется то обстоятельство, что сравнительно низкие уровни шума
YIM помехи ощутимы лишь во время пауз в разговоре, когда сигнал
y канале отсутствует. С другой стороны, во время разговора могут
возникать сигналы помехи высокого уровня, которые абоненты не
Уцущают. Таким образом, абсолютный уровень шума будет более
авильной оценкой влияния шума на качество передачи речи, чем
Градиционное отношение сигнал-шум '. Нормы на максимальные
‘ровни шума, принятые на сети фирмы AT&T, равны 28 дБоС для
боединений, длина которых не превышает 96 км, и 34 дБоС для
Воединений, длина которых составляет 1600 км ?.
° Искажения. В предыдущем разделе затухание сигнала рассматри-
валось при негласном предположении о том, что форма сигнала
io приемном конце была идентична форме сигнала на передающем,
2 изменялась лишь амплитуда сигнала. На самом же деле форма
эигнала на приемном конце также претерпевает определенные изме-
жения, которые вызываются не внешними воздействиями, а внутрен-
MMM, присущими самому каналу передачи. В отличие от шумов и
JOMEX искажения являются детерминированными: они воспроизво-
|1ятся каждый раз, как только один и тот же сигнал проходит по
ному и тому же тракту в сети связи. Эти искажения можно
й бо скорректировать, либо скомпенсировать, если только известна
причина их возникновения.
i В телефонных сетях много источников искажений различных
ов. Телефонные ккомпании минимизировали число TEX типов иска-
Жений, которые в большей степени влияют на субъективно оце-
Чиваемое качество речи. Совсем недавно они стали рассматривать во-
ы влияния искажений на качество передачи данных. Возникно-
Вение некоторых искажений связано с наличием нелинейных элемен-
тов, таких, например, как угольные микрофоны, усилители‚сигналов
Td с насыщением, несогласованные компандеры (см. гл. 3). Другие
Искажения являются линейными по своей природе и характеризуют-
£5 обычно областью частот, в которой искажения либо амплитудные,
ибо фазовые.
© Амплитудные искажения связаны с неравномерностью затухания
ва различных частотах спектра речевых сигналов. Одним из способов
Жомпенсации амплитудных искажений, возникающих при передаче
н по длинным линиям, организованным по паре проводов, являют-
' В промышленности принята практика определения качества речевого канала с
помощью отношения сигнала контрольной частоты к шуму. Однако сигнал контрольной
Macro должен быть выбран с заданным уровнем MOR так, что, по существу,
Fro отношение определяет абсолютную мощность
No: ® Эти значения мощности шума определеиным 1 связаны с особой точкой
Хракта Pep, называемой «точкой нулевого уровня передачи», о которой речь
Веб: далыш
47
£4
$4
10
ш
©
Групповое время
„
г
=15
„ё
прохождения сигнала
в7%
$
oF3
2
&
30
Идеальная
3.
к
55
линейная
=
Е
Е
фазовая
5
=10
Ee2
характеристика о $
8
52
и
a,
i
#8|
$
3
£2
g
©
арактеристика
—
Е5
чет харакхери
5
EH]
:
Е
=>
|
2
1 ~10
1
2
3
4
1
2
3
4
5
Частота, кГц
Частота, кГц
Рис. 1.21. Амплитудная характе- Puc. 1.22. Характеристика группового времен:
ристика тракта передачи при прохождения и фазовая характеристика тракт;
обычном междугородном
передачи при обычном междугородном соеди-
соединении
нении
ся пупиновские катушки, о которых ранее уже говорилось. Ампли-
тудные искажения возникают также при прохождении сигнала через
фильтры, ограничивающие спектр частот, которые используются в
аппаратуре ЧРК. В идеале эти фильтры должны были бы совершенно
одинаково пропускать все частоты спектра речевых сигналов вплоть
до 4 кГц и отсекать остальные частоты. Однако на практике затуха-
ние постепенно нарастает, начиная с 3 кГц. На рис. 1.21 показана
типовая амплитудная характеристика тракта при междугородном
соединении.
Фазовые искажения обусловлены задержками, характерными для
используемой среды передачи. Идеально все частотные составляющие
должны иметь одну и ту же задержку в системе передачи, так
чтобы на приемном конце было выдержано соответствующее фазовое
соотношение. Если же различные частотные составляющие сигнала
имеют различную задержку, то возникают фазовые искажения, по-
скольку принимаемый сигнал, получаемый суперпозицией частотных
составляющих на приемном конце, отличается от переданного сигна-
na. По некоторым причинам, которые здесь HE рассматриваются,
задержка отдельных составляющих сигнала, называется обычно груп-
повым временем прохождения сигнала. Для более детального зна-
комства с этим вопросом отсылаем читателя к литературе [13].
Постоянное групповое время прохождения сигнала соответствует
фазовой характеристике, которая в этом случае представляет собой
прямо пропорциональную зависимость от частоты. Поэтому такие
системы с постоянным групповым временем прохождения сигнала
называются системами с линейной фазовой характеристикой. Любое
отклонение от линейной зависимости рассматривается как фазовое
искажение. Следует отметить, что фазовые искажения при передаче
речевого сигнала малоощутимы. Фазовая характеристика тракта пе-
редачи и соответствующее групповое время прохождения сигнала
для типичного междугородного соединения показаны на рис. 1.22.
48
%
Кроме искажений, о которых мы уже говорили, системы пере-
„дачи вносят иногда и другие виды частотных искажений, такие как
: смещение несущей, фазовые дрожания, фазовые сдвиги и пропадание
\сигнала. Мешающее влияние этих факторов можно практически
‘нейтрализовать в случае передачи речи, в случае же передачи высо-
„коскоростных потоков данных иногда возникают определенные труд-
‘ности.
Эхо и самовозбуждение. Явления эха и самовозбуждения возни-
‘кают из-за того, что передаваемые сигналы вследствие взаимосвязей
‘попадают в обратный канал и возвращаются вновь к своему источ-
‘нику. Наиболее общей причиной возникновения обратных связей
зявляется несогласованность полных сопротивлений диффсистем на
стыке двухпроводных цепей с четырехпроводными. Как видно из
‘рис. 1.23, в результате несогласованности полных сопротивлений
‘диффсистем сигналы, передаваемые по исходящей цепи четырех-
‘проводного тракта, проникают на входящую цепь и возвращаются
к источнику. Обеспечение полного согласования сопротивлений в ис-
эходящей цепи практически невозможно, поскольку коммутируемая
сеть содержит множество различных абонентских и соединительных
линий, каждая из которых имеет свое собственное характеристиче-
‘ское сопротивление.
сли в процессе передачи сигнала возникает только один OT-
‘раженный сигнал, то обычно говорят о явлении «эха говорящего».
Если же происходит еще одно отражение, то говорят о явлении
«эха слушающего». Если же сигнал обратной связи многократно воз-
‘вращается к источнику, проходя по прямой и обратной цепям не-
сколько раз, то возникает явление самовозбуждения (генерации).
Юбычно это явление происходит в тех случаях, когда усиление в
‘цепи обратной связи на некоторой частоте оказывается больше еди-
ницы. Если усиление в цепи обратной связи ненамного больше
жединицы, то создаются условия, близкие к условиям генерации, при
которых возникают затухающие колебания. Условия генерации и
условия, близкие к генерации, определяют мешающее воздействие
жак на говорящего, так и на слушающего. Наиболее ощутимым
SM раздражающим является обычно эхо говорящего.
7 Степень раздражающего воздействия эха, испытываемого говоря-
RUM, зависит как от величины обратного сигнала, так и от его
задержки 114, 15]. При установлении соединений на короткие рас-
тояния задержка настолько мала, что эхо проявляется просто как
стественное слияние сигналов в ухе говорящего. Фактически теле-
Чет n ‘ная uen
A[5
ырехпроводная цель
Двухпроводная
цепь Мате
——
цепь
=== В
НЕ
“=
vd
EE
Диффсистема
Диффсистема
y Рис. 1.23. Образование сигналов эха на стыке двухпроводной цепи с четырехпроводной
'
49
фон намеренно проектируется так, чтобы некоторая часть энергии
речевого сигнала (так называемое явление местного эффекта) посту-
пала в телефонный капсюль. В противном случае для говорящего
телефон воспринимается мертвым. Поэтому практически мгновенные
сигналы эха просто добавляются к сигналам местного эффекта и
оказываются неощутимыми. Однако, когда задержки возрастают,
необходимо принимать меры к подавлению эха с тем, чтобы исклю-
чить возможное раздражение слуха говорящего. Поэтому чтобы мини-
мизировать раздражающий эффект эха, затухание на междугородных
линиях необходимо поддерживать достаточно большим. К счастью,
сигнал эха претерпевает вдвое большее затухание, чем прямой, по-
скольку проходит двойной путь передачи. При установлении соеди-
нений на средние расстояния затухание линии выбирается в пределах
от 2 до 6 дБ в зависимости от задержки.
Если длина соединительного тракта превосходит 1125 км (или
двусторонняя задержка превышает 45 мс), то для подавления эха
необходимо внести в тракт дополнительное затухание, причем его
значение будет больше, чем то, которое допустимо для исходного
передаваемого сигнала. В таких случаях используются эхо-загради-
тели, которые осуществляют динамическое управление включением
высоких уровней затухания (обычно 35 дБ) в зависимости от ак-
тивности речи. Эхо-заградители включают в четырехпроводные цепи;
они сравнивают силу звука в каждой цепи и вносят затухание в
ту цепь, где уровень мощности сигнала наименьший. Таким образом,
обеспечивается значительное затухание отраженных сигналов эха,
причем остаточное затухание тракта при передаче основного сигнала
будет либо весьма мало, либо практически равно нулю.
Однако эхо-заградители имеют один недостаток, который прояв-
ляется при использовании их в телефонных цепях. Он состоит в
том, что эхо-заградители могут клиппировать начальные фрагменты °
речевых сегментов. Если один из участников переговоров начнет
говорить в конце фразы другого, то эхо-заградитель не пропустит
новый фрагмент речи, пока не истечет время, требуемое для переклю-
чения направления. Более новые эхо-заградители могут достаточно
быстро изменять направление передачи (в течение времени от 2 до 5
мс [14] ) и тем самым минимизировать эффект клипПирования. Даже
при наличии таких новых эхо-заградителей
- один из участников пе-
реговоров не может «вклиниться» в речь другого участника, если
он не будет говорить громче, чем второй.
Последние достижения в области технологии изготовления элект-
ронных схем открыли путь для разработки новых способов управ-
ления сигналами эха для использования при передаче речи по лини-
ям связи. Новые приборы, называемые эхо-компенсаторами, настрое-
ны таким образом, что позволяют исключить только отраженные
сигналы, не затрагивая речь другого абонента. Принцип работы
эхо-компенсаторов состоит в запоминании передаваемой речи в па-
MATH и хранении её там в течение времени, равного времени дву-
сторонней задержки цепи. Затем записанный в памяти сигнал ослаб-
ляется и вычитается из приходящего обратного сигнала. Таким об-
50
разом, эхо-гашение требует наличия информации о длине пути и
коэффициентах отражения и непрерывного запоминания передавае-
мого сигнала.
Лишь в последнее время выпуск сложных электронных схем,
которые могут реализовать все эти операции, стал экономически
оправданным. Разработчики фирмы Bell System создали для линий
спутниковой связи эхо-компенсатор в интегральном исполнении [16].
Для более детального знакомства со всеми типами устройств подав-
ления эха можно обратиться к [17].
В общем случае все методы, применяемые для подавления эха,
могут быть использованы и для подавления самовозбуждения. В то
же время на некоторых (очень коротких) линиях нет необходимости
принимать меры к подавлению эха, но преодоление самовозбуждения
тракта становится серьезной проблемой. Самовозбуждение может
возникнуть также и в незанятых передачей сигналов цепях; кроме
того, возникают сложности в тех случаях, когда самовозбуждение
приводит к перегрузке усилителей или вызывает нелинейные иска-
жения в аппаратуре группообразования с ЧРК.
1.2.8. Уровни мощности
Как уже было показано в предыдущих разделах, при установ-
лении междугородных соединений необходимо обеспечить жесткую
‚регулировку мощности речевого сигнала. Мощность передаваемого
сигнала должна быть достаточно болышой, чтобы этот сигнал был
отчетливо воспринят, но вместе с TEM не настолько велика, чтобы
привести в результате к нестабильности канала и появлению сигналов
эха и самовозбуждения.
Чтобы осуществлять жесткий контроль уровня мощности сигнала
при передаче по каналу между оконечными устройствами в случае,
когда канал связи включает множество систем передачи, телефонные
жомпании обязательно контролируют остаточное затухание и усиле-
ние каждой системы передачи. Обычно при проектировании исходят
‘либо из местоположения линии связи в иерархии сети, либо из
лины линии, что’ делают чаще. В общих чертах более длинные
линии имеют болышее остаточное затухание, включая линии таких
длин, при которых используются эхо-заградители. Если применяются
эхо-заградители, то не обязательно вносить остаточное затухание в
канал. Однако из-за того, что все междугородные линии связи проек-
яируют, исходя из значения остаточного затухания, при установлении
зпрактически всех междугородных соединений канал передачи имеет
некоторое остаточное затухание даже в тех случаях, когда на самом
длинном участке цепи включаются эхо-заградители.
Чтобы управлять остаточным затуханием линий связи, уровни
передачи на различных участках системы передачи определяют, ис-
ходя из уровня некоторой контрольной точки (точки отсчета).
‘MKKTT рекомендовал называть эту точку точкой относительного
нулевого уровня: эквивалентный термин, принятый в странах Север-
ной Америки — «точка нулевого уровня передачи» (0-TLP). Точка
51
отсчета может не быть доступной для контроля, HO обычно pac-
сматривается как точка на передающем оконечном устройстве двух-
проводной системы коммутации. В странах Северной Америки уро-
вень передачи на передающем конце исходящих линий четырех-
проводной системы коммутации равен — 2дБ TLP. Следовательно,
точка O-TLP является лишь гипотетической точкой четырехпро-
водной цепи. Тем не менее бывает полезно соотнести уровень
сигнала в одной точке цепи с уровнем сигнала в другой точке
этой же цепи. Если контрольный сигнал с уровнем (0 дБм (1мВт)
приложить к точке нулевого уровня передачи O-TLP, то уровень
мощности сигнала в любой другой точке цепи можно непосредствен-
но определить как значение уровня сигнала TLP в этой точке.
Однако следует подчеркнуть, что значения уровней TLP не определя-
ют уровней мощности, но лишь затухание или усиление в данной
точке по отношению к точке отсчета.
Уровни мощностей сигнала или шума обычно не выражают в
единицах измеряемых величин. Вместо этого мощность записывают
в виде отношения этой величины к ее значению в точке нулевого
уровня передачи 0-TLP. Например, если абсолютная мощность шума,
равная 100 пВт (20 дБ0О или —70 дБм), измеряется в точке
—6 дБ TLP, то она записывается в виде 26 дБО (нуль указывает
на то, что мощность определяется по отношению к уровню O-TLP).
Если мощность шума определяется путем взвешивания при помощи
С-контура, то используется обозначение: столько-то дБСО.
Аналогично мощность шума, определенная путем псофометриче-
ского взвешивания, обычно выражается в псофомерически взвешен-
ных единицах пиковатт (дБмОр или pWp0).
Изучение речевых сигналов, приведенное фирмой Bell System,
показало, что средний уровень мощности сигнала в период актив-
ного разговора составляет —16 дБмО [18]. Для сравнения приведем
норму на допустимую мощность щума, принятую на сети связи
фирмы AT&T,— она равна 34 дБС0О(—56 дБмСО) для линий длиной
1609 км (1000 миль).
1.2.9. Сигнализация
Сигнализацию на телефонной сети обычно рассматривают как
средство обмена информацией, связанной с управлением сетью, меж-
ду различными оконечными устройствами, коммутационными узлами
и абонентами сети. Можно указать на две основные задачи системы
сигнализации: формирование специально закодированных электри-
ческих колебаний (сигналов) и их интерпретация. Наиболее распро-
страненными управляющими сигналами являются сигнал ответа стан-
ции, сигнал контроля посылки вызова и сигнал «занято». Перечень
сигналов и их толкование вполне однозначно установлены и никогда
не могут изменяться. Процедуры же сигнализации, которые исполь-
зуются внутри сети, не стеснены рамками соглашения с пользова-
телями и их часто изменяют, подстраиваясь под определенные харак-
теристики систем передачи и коммутации. Поэтому в результате
52
оказалось, что на сети связи общего пользования для передачи
управляющей информации между коммутационными станциями при-
меняют болышое число различных систем сигнализации, старых и
новых.
Функции сигнализации. Функции сигнализации в широком смысле
можно классифицировать по принадлежности к одному из двух
типов: контроля или переноса информации. Сигналы контроля со-
общают о состоянии элементов сети или об управлении ими. Наибо-
лее очевидными примерами являются требование на обслуживание
(вызов), готовность принять адрес (сигнал ответа станции), опове-
щение о вызове (посылка вызова), завершение разговора (отбой),
требование на обслуживание оператором (кратковременные нажатия
на рычаг телефонного аппарата), сигнал оповещения вызывающего
абонента о посылке вызова вызываемому (контроль посылки вызова)
и зуммерные сигналы занятости, относящиеся к сети или к вызы-
ваемому абоненту. Сигналы переноса информации включают: адрес
вызываемого абонента, адрес вызывающего абонента, стоимость
междугородных переговоров. Кроме выполнения функции сигнали-
зации, относящихся к обслуживанию вызова, коммутационные узлы
обмениваются информацией между собой и с центрами управления
сетью для обеспечения некоторых функций, относящихся к эксплуа-
тации сети. Сигналы, относящиеся к сети, могут переносить инфор-
мацию такого вида, как эксплуатационные тестовые сигналы, сигналы
о занятости всех соединительных линий, сигналы о повреждениях
оборудования; кроме того, они могут содержать информацию, от-
носящуюся к маршрутизации или управлению потоками. В гл. 7 об-
суждаются некоторые основные вопросы организации управления
сетью, касающиеся маршрутизации и управления потоками.
Внутриканальная сигнализация. При передаче сигналов приме-
няется один из двух основных методов: внутриканальная сигнали-
зация и сигнализация по общему каналу. При внутриканальной
сигнализации (иногда называемой «сигнализацией по речевому кана-
лу») для передачи сигналов управления используются те же устрой-
ства или тот же канал, что и для передачи речи. При сигнализации
мо общему каналу, как будет подробно обсуждено в следующем
‘пункте, для реализации функций сигнализации из группы речевых
жаналов специально выделяется один канал. В прошлом бблышая
часть систем сигнализации телефонной сети относилась к системам
внутриканальной сигнализации. Однако за последнее время проявля-
£rcst стремление к переходу Ha сигнализацию по общему каналу.
* Системы внутриканальной сигнализации можно разделить на
al
системы, использующие методы внутриполосной или внеполосной пе-
Фредачи сигналов. В первом случае сигнальная информация переда-
Noтся в той же самой полосе частот, в которой размещается речевой
‘нал. Основное преимущество этих систем состоит в том, что мо-
т быть использована любая среда передачи. Основной недоста-
ток связан с необходимостью исключения взаимного влияния
речевых сигналов и сигналов, относящихся к сигнализации. Наиболее
энироко распространенным — примером системы — внутриполосной
$.
53
ЙИ
сигнализации является система одночастотной сигнализации (SF),
тде в качестве сигнала отбоя на межстанционных соединитель-
ных линиях используется сигнал частотой 2600 Гц. Хотя в основном
речевом сигнале частота 2600 Гц встречается редко, TEM не менее
возможно возникновение непредвиденных разъединений, как резуль-
тат «ложных» сигналов, создаваемых самими абонентами.
Другим распространенным примером системы внутриполосной
сигнализации является передача адреса частотным способом кодом
«два из многих» ', посылаемым с телефонных аппаратов с тастатурой,
или многочастотная сигнализация между коммутационными стан-
циями. Рассмотренные способы сигнализации предполагают обмен
сигналами управления в период, когда речь не передается, поэтому
вероятность неправильного истолкования сигналов управления (сиг-
нализации) и сигналов речи чрезвычайно мала.
Способ внутриканальной сигнализации с внеполосной передачей
сигналов управления предполагает применение таких устройств, ко-
торые для передачи сигналов управления используют речевой канал,
но в этом случае передача осуществляется по другой части полосы
частот. По сути дела, внеполосная сигнализация представляет собой
разновидность частотного разделения отдельного речевого канала.
Наиболее общим примером внеполосной сигнализации является сиг-
нализация постоянным током, которая используется на большинстве
абонентских линий. При данном способе сигнализации станция рас-
познает поступление требования на обслуживание по наличию посто-
янного тока в линии. Другими примерами способов, также широко
используемых на телефонных сетях, являются формирование им-
пульсов набора номера с помощью дискового номеронабирателя со
скоростью 10 импульсов в секунду, посылка вызова сигналами пере-
менного тока частотой 20 Гц, передаваемыми в аппарат абонента
с центральной станции. Частоты этих сигналов ниже частот спектра
речевого сигнала. Таким образом, исключается возможность их вза-
имного отрицательного влияния. Основной недостаток внеполосной
сигнализации — её зависимость от системы передачи. Например,
системы передачи с ОБЦ отфильтровывают самые низкие частоты
речевого канала. Таким образом, сигнал вызова (отбоя) нужно пред-
варительно преобразовать в форму, аналогичную многочастотному
сигналу, передачу которого можно организовать в системе с ЧРК.
Внеполосная сигнализация реализуется также с помощью сигналов,
частота которых лежит выше частоты среза фильтра разделения
речевых каналов, но ниже граничной частоты полосы канала, равной
4 кГц. МККТТ рекомендует использовать для этих целей частоту
3825 Гц.
)
Межстанционная сигнализация по общему каналу. Сигнализация
по общему каналу предполагает использование отдельного канала
управления для выполнения всех функций сигнализации, связанных
‘ Данному способу сигнализации ОТМЕ (dual tone multifrequency) фирма Bell
System присвоила название клавишной сигнализации (Touch-Tone Signalling). Это
зарегистрированный служебный знак.
54
с обслуживанием некоторой группы каналов. Впервые сигнализация
по общему каналу была введена фирмой Bell System в 1976 г.
[19]. Совокупность устройств для реализации сигнализации по обще-
му каналу передачи получила название системы межстанционной
сигнализации по общему каналу (ОКС). Согласно рабочим планам
фирмы Bell System в дальнейшем предполагается во все большей
степени оснащать телефонные сети оборудованием ОКС в сочетании
с внедрением коммутационных станций с управлением по записанной
программе. Со временем 15 000 станций в Соединенных Штатах бу-
дут связаны между собой сетью сигнализации по общему каналу
[20]; MKKTT также принял рекомендации относительно сигнали-
зации по общему каналу, которые определяют основные положения
системы сигнализации No 6 [21].
Ниже перечисляются преимущества сигнализации по общему ка-
Hany.
1. Для каждого конкретного пучка линий требуется лишь одна
группа устройств сигнализации вместо отдельных устройств сигнали-
зации для каждого отдельного канала.
2. Наличие специально выделенного канала управления дает воз-
можность организовать непосредственный обмен информацией (та-
кой, например, как набор номера) между управляющими устройст-
вами (ЭВМ) коммутационных станций. В то же время при'использо-
вании внутриканальных систем сигнализации необходимо обеспечить
коммутацию управляющей информации из группового оборудования
исходящей станции в исходящий канал связи, а уже затем на
входящей станции обеспечить коммутацию поступающей по речевому
каналу управляющей информации в групповое оборудование данной
станции.
: 3. Так как каналы передачи речи и каналы управления разделены,
‘нет опасности взаимных влияний. При использовании OKC каналы
управления будут первоначально организованы на базе выделенных
каналов TY, оборудованных модемами.
4. Поскольку канал управления при использовании системы ОКС
недоступен абонентам, то исключается возможность мошеннического
использования сети.
Значительно ускоряется процесс установления соединений,
‘проходящих через несколько коммутационных станций, поскольку
‘продвижение управляющей информации от одной станции к другой
‘опережает установление соединения на узле. При использовании
`‘внутриканальной сигнализации передать управляющую информацию
уможно только после установления соответствующего соединения.
®° 6. Обший канал сигнализации не должен быть связан с опреде-
„ленным пучком соединительных линий. По существу, управляющая
‚информация может направляться на некоторый центральный объект
‘управления, где требования будут обработаны и откуда коммутацион-
‘ные станции получат управляющую информацию относительно тре-
уемых соединений.
: На рис. 1.24 показана сеть с OKC, структура которой не соот-
'ветствует основной сети передачи сообщений. Одно из преимуществ
55
и”
” Каналы
сообщений
и”nevi
Рис. 1.24. Несвязанная сеть
общих каналов сигнализации:
ЦС центральная станция
централизованного управления состоит в возможности обрабатывать
требования с учетом состояния трафика на сети. Централизованное
управление привлекательно также для организации обслуживания
многих коммутационных станций, которые имеют слишком малую
емкость, чтобы оправдать установку индивидуальных устройств об-
работки данных при обслуживании вызова. Переход от системы
внутриканальной сигнализации к системе с ОКС на уровне сети
аналогичен переходу на более низком уровне от систем коммутации
с непосредственным управлением и прямым способом установления
соединения (шагового типа) к системам коммутации с общим управ-
лением.
Основные недостатки системы с ОКС сводятся к следующему.
1. Управляющая информация, относящаяся к уже установленному
соединению, такая, например, как сигнал разъединения, должна пе-
редаваться от одного узла к другому в режиме передачи с промежу-
точным накоплением. С другой стороны, сигнал разъединения при
внутриканальной сигнализации автоматически распространяется по
сети и позволяет всем участвующим в соединении коммутационным
узлам приступить к обработке сигнала разъединения и освобождения
соответствующих устройств практически одновременно.
2. При использовании системы с ОКС выход из строя одного
узла может привести к тому, что информация о разъединении не
поступит на следующие за ним узлы и в результате этого не произой-
дет освобождение занятого оборудования. Таким образом, при ис-`
пользовании сигнализации по ОКС требуется обеспечить высокую
степень надежности как аппаратуры (путем дублирования оборудо-
вания), так и контроля ошибок- при передаче данных, относящихся
к управляющей информации.
3. Поскольку управляющая информация проходит по пути, отлич-
ному от пути передачи речи, то не происходит автоматическая про-
верка речевого канала, как в том случае, когда речевой канал
используется для передачи управляющей информации. Система сиг-
нализации по ОКС обычно содержит специальные средства обеспе-
чения проверки речевого канала после того, как он установлен.
56
И, наконец, следует отметить, что некоторые функции сигнализа-
ции, особенно те, которые связаны с взаимодействием станций с
оконечным оборудованием абонентов, принципиально требуют приме-
нения метода внутриканальной сигнализации. Например, сигнал отве-
та станции, сигнал контроля посылки вызова и зуммерный сигнал
«занято», которые получает пользователь, должны быть внутрика-
нальными. Кроме того, пользователю иногда нужно иметь возмож-
ность доступа к некоторым элементам управления на сети, которые
связаны с установленным соединением. Наиболее практичным сред-
ством выполнения этого является использование внутриканальных
сигналов. Например, требование помощи оператора по уже установ-
ленному соединению обычно осуществляется путем кратковременных
нажатий на рычаг телефонного аппарата для оповещения оператора.
"Кроме того, терминалы передачи данных, желающие отключить эхо-
заградители при автоматически коммутируемых соединениях, долж-
ны послать специальные сигнальные частоты, которые будут рас-
познаны эхо-заградителями, включенными в данный канал.
1.2.10. Устройства сопряжения
Проектирование, реализация и обслуживание любой болышой и
ложной системы требуют ее разделения на управляемые подсистемы
или модули. С каждым модулем связан стык, который определяет
требования к различным входам и выходам со стороны внешнего
окружения модуля.
Полная спецификация стыка включает перечень механических,
электрических и эксплуатационных характеристик входов и выходов
модуля. В идеале четко определенный стык позволяет осуществлять
тюдключение к прибору, не интересуясь внутренними процессами,
протекающими при его работе. Правильно установленный стык —
это главнейшее условие для того, чтобы обеспечить совместимость
старого и нового оборудования на сети. Необычайная сложность
телефонной сети означает существование большого числа стыков.
Из-за разнообразия областей применения и различного окружения
иногда возникают ситуации, когда требуется специальное рассмот-
рение обоих концов в остальном стандартного стыка. Например,
слишком длинные абонентские линии не могут быть заведены на
стандартные устройства сопряжения (комплекты), потому что они
требуют установки специальных усилителей на центральной станции.
Одним из главных источников, обусловливающих сложность и
наличие большого числа различных видов устройств сопряжения‘
! В отечественной практике такие устройства, обеспечивающие совместную работу
термин «согласующее устройство» или «устройство сопряжения». Прим. перев.
на сети, можно считать различные процедуры сигнализации, которые
используются на сети. Чаще всего именно несовместимость систем
сигнализации вызывает необходимость введения промежуточных уст-
ройств сопряжения.
Одно из наиболее часто используемых устройств сопряжения
осуществляет преобразование тастатурного набора номера в декадные
импульсы постоянного тока, воспринимаемые устройствами декадно-
шаговых станций. Преобразование тастатурного набора в декадный
является достаточно общим требованием, которому должны удов-
летворять стандартные модули с тем, чтобы обеспечить согласование
стыков.
‚
Устройство сопряжения абонентского шлейфа (абонентский
комплект). Самым распространенным видом устройства сопряжения
на сети, иным, чем в случае соединений оконечных устройств, явля-
ется абонентский комплект на центральной станции. Вследствие
особенностей обычных оконечных устройств абонентов, с одной сто-
роны, и свойств электромеханических коммутационных приборов, с
другой стороны, это устройство сопряжения обладает рядом харак-
теристик, которые оказываются особенно обременительными для
электронных приборов коммутации. Основные функциональные тре-
бования, предъявляемые к этому устройству сопряжения на сущест-
вующей аналоговой сети, сводятся к следующему.
Питание.
Подключение источника постоянного тока к шлейфу (обычно
напряжением 48 В) для обеспечения возможности сигнализации
постоянным током и создания тока подмагничивания угольных
микрофонов.
Защита от опасных напряжений.
Защита оборудования и обслуживающего персонала от поражения
молнией, мощных наводок на линиях или коротких замыканий.
Посылка вызывных сигналов.
Подача сигнала частотой 20 Гц и амплитудой 86 В для запуска
звонка в телефонном аппарате. Этот сигнал обычно подается перио-
дически в течение 2 с с интервалом в
4
с.
Контроль и наблюдение.
Обнаружение сигнала вызова (снятия микротелефонной трубки
с рычага) по протеканию тока в линии.
Проверка.
Возможность внешней проверки абонентского шлейфа или внут-
ренней проверки коммутационной схемы.
Новые системы коммутации, которые работают в окружении обору-
дования различных типов с различными процедурами обслуживания,
должны обеспечить выполнение всех перечисленных выше функций
обычным образом. В результате этого стоимость станционных оконча-
ний абонентских шлейфов может достигать 50 % общей стоимости
цифровой системы коммутации [22]. Разработчики электронной тех-
ники усиленно работают над тем, чтобы создать экономически оправ-
данную реализацию этого устройства сопряжения. Проблема исключи-
58
тельно трудна для решения средствами полупроводниковой электрони-
ки (как аналоговой, так и цифровой) из-за необходимости обеспечения
высоких напряжений и больших токов.
1.2.11. Специальные виды обслуживания
Основная задача телефонных компаний — обеспечение обслужива-
ния абонентов телефонной связью. Иногда этот вид обслуживания
называют «простая традиционная телефонная связь», сокращенно
POTS (plain old telephone service) . Кроме POTS, телефонные компании
предоставляют целый ряд специальных видов обслуживания, таких
как распределение радио- и телевизионных программ, фототелеграф-
ная связь, автоматическая телеграфная связь, факсимильная связь,
передача данных. Некоторые из этих видов обслуживания, в частности
передача телевизионных программ, требуют особого рассмотрения и
учета при проектировании сети. Распределение телевизионных про-
грамм явилось главным стимулом для создания в Соединенных Шта-
тах национальной сети радиорелейных линий. Болышая часть других
видов обслуживания, в частности передача данных, после введения
некоторых вспомогательных устройств могла быть предоставлена
сетью связи, спроектированной для передачи речи. Таким образом,
при реализации таких видов обслуживания, в которых используются
обычные речевые каналы, приходится представлять «свои» сигналы в
виде речеподобных сигналов. Оставшаяся часть этого подраздела
посвящена обсуждению основных вопросов использования телефон-
ных сетей для передачи данных.
Передача данных. Когда речь идет об использовании телефонной
(аналоговой) сети общего пользования для передачи данных, следует
учитывать то особое место, которое занимает требование введения
модулятора и демодулятора (модема) для обеспечения определенного
вида передачи
сущей. Хотя физические линии, на которых
организуются Won шлейфы, позволяют передавать и колеба-
ния низких частот, включая и постоянный ток, остальная часть теле-
фонной сети обычно не пропускает частоты ниже 300 Гц. Можно ука-
зать на два основных элемента, которые ограничивают полосу частот
снизу: устройства перехода с двухпроводного тракта на четырехпро-
водный и разделительные фильтры в системе с ЧРК. В модемах,
используемых при передаче данных, применяются следующие виды
модуляции: частотная манипуляция, применяемая обычно в дешевых
модемах при низкоскоростной передаче данных; различные виды
манипуляций сдвигом фазы и амплитуды, и, наконец, амплитудная
модуляция с ОБП — эти виды преобразований применяются обычно
в модемах при высокоскоростной передаче данных.
Второе обстоятельство, которое следует учитывать при использова-
нии телефонной сети для передачи данных, заключается в ограниче-
нии полосы частот приблизительно до 3 кГц, что вызвано наличием
разделительных фильтров в системе с ЧРК, использованием на линиях
пупиновских катушек, а также наличием полосовых фильтров в оконеч-
ных устройствах передачи речи в цифровой форме (см. гл. 3). Главное
59
следствие ограничения полосы частот — это ограничение скорости
передачи сигналов или скорости передачи кодовых элементов, что в
конечном счете приводит к ограничению скорости передачи данных.
Обычно модемы позволяют осуществлять передачу сигналов со ско-
ростью 2400 символов в секунду, если используются несущие, лежащие
в области частот 1700 ...1800 Гц. В некоторых модемах используют
передачу нижней боковой полосой с несущей, равной 2850 Гц, что
позволяет вести передачу со скоростью 4800 символов в секунду.
Как уже было указано, особенности восприятия абонентом речи
таковы, что для обеспечения заданного качества передачи речи нет
необходимости осуществлять строгую регулировку фазовой характери-
стики канала (группового времени прохождения сигнала). Однако при
высокоскоростной передаче данных предъявляются достаточно жест-
кие требования к фазовой характеристике канала, чтобы предотвра-
тить возможность возникновения межсимвольной интерференции.
Таким образом, если для высокоскоростной передачи данных исполь-
зуется обычный канал TY, то необходима предварительная коррекция
его характеристик. Коррекция выполняется телефонными компаниями
по соответствующим ежемесячным расценкам путем регулировок типа
С на арендуемых линиях связи. Регулировки типа С могут производить-
ся в различном объеме, который определяет степень коррекции как
Фазовых, так и амплитудных искажений. Аналогичные операции могут
выполняться и в самих модемах.
Большинство низкоскоростных модемов (синхронного типа) обыч-
но содержат устройство фиксированного выравнивания, предназначен-
ное для компенсации фазовых искажений, возникающих при обычном
соединении. При передаче данных с более высокими скоростями
необходимо вводить автоматическую регулировку выравнивания.
Автоматический выравниватель сначала передает некоторую пробную
последовательность, в соответствии с которой путем измерения откли-
ков на определенные тестовые сигналы определяются характеристики
канала передачи. Затем в приемной части каждого модема произво-
дится регулировка устройства выравнивания, что обеспечивает компен-
сацию амплитудных и фазовых искажений в канале. Высокоскоростная
передача данных по коммутируемым линиям требует выполнения
операций автоматического выравнивания в самом модеме, поскольку
характеристики канала меняются при каждом соединении.
Недавно телефонные компании объявили о возможности выполне-
ния другого вида регулировок, которые получили название регулировок
типа D. Этот вид регулировок позволяет получить уровень: шума, a
также коэффициент нелинейных искажений ниже нормы, обычной для
арендуемых линий, даже при проведении регулировок типа С. Регули-
ровки типа D WE
не выполняются для отдельной линии. Вместо
этого телефонные компании выбирают ряд линий и проводят их
испытания до тех пор, пока не будет найдена одна с соответствующим
качеством передачи. Иногда это позволяет избежать использования
кабельной линии связи, которая содержит пары, идущие от коммутаци-
© онных станций с высоким уровнем помех. В отличие от линий
передачи речи, которые мало чувствительны к импульным помехам,
60
линии передачи данных более восприимчивы к ним, даже в большей
степени, чем к обычному фоновому (белому) шуму. По мере того как
все большая часть оборудования старых систем будет сниматься
с использования, качество передачи по сети будет улучшаться.
Следует отметить, что даже при проведении регулировок обоих
типов на самых лучших арендуемых линиях связи всегда остаются
определенные помехи и искажения. Они ограничивают возможность
высокоскоростной передачи данных, допуская лишь передачу со ско-
ростью не выше 9600 бит/с. Одним из наиболее общих способов
получения скорости 9600 бит/с является передача сигналов со скоро-
стью 2400 символов в секунду (скорость передачи элементарных
сигналов) с последующим представлением четырех битов информации
путем кодирования в виде одного из 16 символов, передаваемых
‚в течение каждого сигнального интервала. Коммутируемые соединения
обычно ограничивают скорость передачи значением 4800 бит/с, по-
скольку в этом случае соединение проходит через коммутационное
оборудование; характеристики каждого соединительного тракта отли-
чаются для каждого соединения, причем эти характеристики нужно
корректировать всякий раз, когда устанавливается данное соединение;
„и, наконец, уровень помех на коммутируемых линиях всёгда выше,
‘чем на арендуемых.
ругое важное обстоятельство, которое следует учитывать при
‹организации передачи данных на большие расстояния,— это влияние
„эхо-заградителей. Как уже говорилось в разд. 1. 2. 7, эко-заградитель
‘блокирует сигнал в цепи обратной связи, если идет передача сигнала
по прямому пути четырехпроводной цепи. Таким образом, действую-
щие эхо-заградители фактически мешают при дуплексном режиме
‘работы. Если принят полудуплексный режим работы, то даже в этом
случае, чтобы изменить направление передачи, необходимо обеспечить
время неактивности эхо-заградителей, равное 100 мс.
По этой причине были использованы некоторые другие устройства,
„которые позволили нейтрализовать действие эхо-заградителей с по-
мощью специальных сигналов управления, передаваемых методами
внутриканальной сигнализации непосредственно с терминалов. Влия-
ние эхо-заградителей устраняется передачей чистого тона в полосе
частот от 2010 до 2240 Гц в течение 400 мс. Эхо-заградители
остаются заблокированными до тех пор, пока в канале присутствуют
сигналы. Таким образом, модемы могут обеспечить подключение
сигнальных частот и начать дуплексную передачу данных после того,
как будет осуществлена первая блокировка эхо-заградителей. Если в
канале сигнал отсутствует в течение 100 мс, то блокировка эхо-загради-
телей снимается, и они вновь включаются в работу. Следовательно,
для работы в полудуплексном режиме требуются быстрые переключе-
"ния линий.
1.3. Введение в цифровую связь
Представление речи в виде цифровых сигналов и их передача впер-
‚вые стали реализуемыми в конце 50-х годов, когда экономические,
Функциональные и надежностные характеристики твердотельных элек-
61
тронных приборов достигли достаточно высокого уровня. Фирма Bell
System впервые установила для коммерческого применения цифровые
системы в 1962 г., когда в Чикаго начали использовать системы переда-
чи T1 для образования пучков соединительных линий [23]. С этого
времени было разработано целое семейство систем передачи типа Т
(T1, T1C, Т10, T2, T4), в каждой из которых предусмотрено времен-
нбе группообразование телефонных сигналов, представленных в циф-
ровой форме. Вслед за системами передачи типа T для связи между
станциями фирма Western Electric и многочисленные независимые
изготовители разработали цифровые многоканальные системы для
применения на длинных абонентских линиях. Однако многоканаль-
ные абонентские системы не использовались так же широко, как
системы передачи типа T. В планах использования систем передачи
типа Т указывается, что к 1985 г. 50% соединительных линий будут
цифровыми [24].
Первая в мире цифровая СВЧ радиосистема, предназначенная для
серийного производства, была установлена в Японии фирмой Noрроп
Electric Company (NEC) в 1968 г. Цифровые СВЧ системы начали
появляться в США в начале 70-х годов для специализированных
служб передачи данных. Первой из таких систем была цифровая сеть,
созданная фирмой Data Transmission (Datran) '. Первая СВЧ линия
для телефонной сети США общего пользования была получена от
фирмы МЕС (Япония) для установки на телефонной сети Нью-Йорка
между Бруклином и Норт-Стэйтн-Айлендом в 1972 г. [25] . С этого вре-
мени цифровые СВЧ системы были разработаны и установлены нес-
колькими изготовителями в США на внутризоновых и местных сетях.
Было доказано также, что цифровая техника полезна не только
для систем передачи, но в той же степени и для выполнения функций
коммутации. Первой страной, использовавшей в 1970 г. цифровую
коммутацию в телефонной сети, была Франция [26]. Цифровая комму-
тация на сети общего пользования США впервые была примененав на-
чале 1976 г., когда фирма Bell System начала эксплуатацию своей стан-
ции типа No 4 ESS [27] в качестве междугородной станции класса
3 в Чикаго. Через два месяца после этого фирма Continental Telephone
ввела в эксплуатацию междугородную цифровую коммутационную
станцию типа IMA2 в г. Риджкрест, шт. Калифорния, поставленную
фирмой TRW-Vidar [28]. Первая цифровая оконечная ATC начала
работать в июле 1977 г. в маленьком городе Ричмонд-Хилл, шт. Джорд-
жия [29]. Эта станция была поставлена фирмой Stromberg-Carlson
для Coastal Utilities, небольшой независимой телефонной компании.
1.3.1. Преобразование речи в цифровую форму
Основной алгоритм кодирования речи, используемый в системах
передачи типа T u в большинстве других видов аппаратуры с цифровым
представлением речи во всем мире, представлен на рис. 1.25. Первый
! Оборудование фирмы Datran перешло в 1976 г. к другой фирме, предостав-
ляющей услуги специализированных сетей общего пользования,— Southern Pacific
Communications.
62
Дискретизация
7
25а321
II
||
1
Ш
11
2
||
Ц
-3
LE
—4
5
6
7
Квантование
И
НО
|
|
1
1101
1001
0011
0010
1010
Кодирование
Рис. 1.25. Процесс аналого-цифрового преобразования речи
шаг при аналого-цифровом преобразовании состоит в периодической
дискретизации.сигнала. Как показанов гл. 3., в дискретах содержится
вся информация, необходимая для восстановления исходного сигнала
на приеме, если дискреты формируются с частотой 8 кГц, Второй шаг
в процессе аналого-цифрового преобразования состоит в квантовании,
т. €. определении того, на какой интервал амплитуд из группы смежных
интервалов приходится значение дискрета. По существу, в процессе
квантования амплитуда каждого дискрета, которая может принимать
непрерывные значения, заменяется дискретной величиной, размещен--
ной в середине соответствующего шага квантования. Поскольку кван-
тованные дискреты имеют дискретные уровни, они представляют собой
многоуровневый цифровой сигнал.
¢ — Для передачи квантованные по амплитуде дискреты преобразуются
L двоичные кодовые комбинации. (Только с иллюстративной целью на
63
рис. 1. 25 показаны четырехразрядные кодовые комбинации.) Двоич-
ные кодовые комбинации передаются затем в виде двоичных импуль-
сов. На приемной стороне линии цифровой передачи поток двоичных
цифровых сигналов восстанавливается и воссоздаются величины кван-
тованных дискретов. Затем для интерполяции между величинами дис-
кретов и восстановления исходной формы сигнала используется
фильтр нижних частот. Если ошибок в передаче не было, сигнал на
выходе идентичен входному за исключением небольшого искажения
в результате квантования: разности между величиной дискрета и ее
квантованным представлением. При большом числе шагов квантования
(и, следовательно, достаточном числе разрядов в кодовой комбинации
для их представления) шаги квантования могут быть достаточно малы
для того, чтобы существенно уменьшить заметность искажений кванто-
вания.
Следует отметить, что требования к ширине полосы цифрового
сигнала в результате процесса преобразования сигнала в двоичную
форму возрастают. Если бы квантованные многоуровневые дискреты
передавались непосредственно, то требования к ширине полосы были
бы такими же, как и требования к ширине полосы исходного сигнала.
Когда каждый квантованный дискрет представляется некоторым чис-
лом отдельных двоичных импульсов, это приводит к соответственному
увеличению полосы сигнала. Двухуровневые импульсы, однако, сущест-
венно менее чувствительны к искажениям передачи, чем многоуровне-
вые (или сам аналоговый сигнал).
1.3.2. Временнбе группообразование
По существу, временное группообразование состоит в совместном
использовании среды передачи путем установления последователь-
ности интервалов времени, в течение которых может осуществляться
передача сигналов от индивидуальных источников. В соответствии
с этим каждому потребителю в течение ограниченного временного
интервала периодически доступна вся полоса системы передачи.
В отличие от этого в системах с частотным группообразованием
каждому потребителю доступна ограниченная полоса в течение всего
времени. Обычно в системах с временным группообразованием все
канальные интервалы имеют равную длительность, каждый канал
приписывается к определенному интервалу с общим периодом
повторения, называемым длительностью цикла. Такую форму
временного группообразования, как показано на рис. 1.26, иногда
называют синхронным — временным — группообразованием, чтобы
специально подчеркнуть то, что каждому каналу соответствует
определенное значение пропускной способности тракта передачи,
определяемое длительностью канального интервала и периодом
повторения. Противоположностью этому является другая форма
временнбёго группообразования (называемая также статистическим
или асинхронным временным уплотнением), которая описывается
в гл. 8. При этой второй форме группообразования допускается
64
Один цикл
Передающее
Приемное
м устройство | [5 Ty) {3T7{N1--[ 717]
временного
временного 2
. группооб-
группооб- °
= | разования
=
разования | ®
.
и
N—>]
N
Рис. 1.26. Временное группообразование
изменение скоростей передачи сигналов для разных каналов в
соответствии с индивидуальными потребностями источников сигна-
лов. Во всех основных цифровых линиях телефонной сети общего
пользования (системы передачи типа T и цифровые СВЧ линии)
используют синхронные виды временного группообразования.
Временное группообразование обычно ассоциируется только с
цифровыми линиями передачи. Хотя осуществить временное груп-
пообразование можно и для аналоговых сигналов за счет размещения
‚дискретов каждого сигнала между дискретами других сигналов,
отдельные дискреты обычно слишком чувствительны ко всему мно-
жеству искажающих воздействий, связанных с передачай. В отличие
от этого коммутация с временным разделением аналоговых сигналов
более выполнима, чем аналоговая передача с временным груп-
пообразованием, поскольку шумы и искажения в коммутационном
оборудовании являются более контролируемыми. Как будет показано
в гл. 5, аналоговая техника временного группообразования исполь-
зуется в некоторых видах YTC.
Системы передачи типа Т. Объем межстанционного телефонного
трафика в США растет быстрее, чем трафик местных телефонных
сетей. Этот быстрый рост создает тяжелую нагрузку на средства
межстанционной передачи, которые рассчитаны на меньший трафик.
При этом перед телефонными компаниями возникает задача увели-
чения числа межстанционных соединительных линий. Системы
передачи T развивались в основном в качестве экономичных средств
передачи на межстанционных линиях связи как для начальной уста-
новки, так и для облегчения положения на перегруженных пучках
межстанционных соединительных линий.
Несмотря на необходимость преобразования речевых сигналов
в цифровую форму на одном конце линии типа T1 и обратного
нреобразования в аналоговую форму — на другом, общая стоимость
преобразования и группообразования в оконечном устройстве цифро-
вого временнбго группообразования меныше стоимости сопостави-
мого аналогового оконечного оборудования с частотным груп-
нообразованием. Поэтому линии типа T1 являются наиболее
экономичными для передачи на средние расстояния. При небольших
расстояниях наиболее экономична передача по проводным линиям
с отдельными парами для каждой цепи. При очень больших
расстояниях, однако, стоимость оконечного оборудования OTHOCH-
3 Зак. 1438
65
Линия с регенераторами
Рис. 1.27. Структурная скема системы передачи типа T1
тельно несущественна, так что становятся оправданными способы
эффективной по полосе (аналоговой) передачи с частотным
разделением. Первые системы передачи типа Т были рассчитаны
специально для работы на соединительных линиях местных сетей
на расстояниях от 15 до 80 км.
Система передачи типа Т состоит из оконечного оборудования
на каждом конце линии и некоторого числа регенераторов в проме-
жуточных точках линии. Функция каждого регенератора состоит
в восстановлении цифрового потока в его исходной форме, прежде
чем ухудшения элементов сигнала, связанные с передачей, не
приведут к тому, что распознавание импульсов цифрового сигнала
станет невозможным. Оконечным оборудованием служат канало-
образующие блоки типа 0’, которые появились в многочисленных
вариантах. Линии передачи построены на парах проводов в кабелях
16-го — 22-го сортаментов. Структурная схема системы передачи
типа Т показана на рис. 1.27.
В первых системах T1 для сопряжения, преобразования и
группообразования 24 аналоговых каналов использовались канало-
образующие блоки типа DIA. Этот блок на каждом из концов
линии обеспечивает сопряжение с обоими направлениями передачи.
Входящие аналоговые сигналы для передачи подвергаются времен-
нбму объединению и преобразованию в цифровую форму. Принятый
на другом конце линии входящий цифровой поток преобразуется
в аналоговые дискреты, распределяется по каналам и фильтруется
для восстановления исходных сигналов. Для каждого отдельного
канала при временном группообразовании отводится 8 разрядов
(битов) на канальный интервал. Таким образом, получается
24 - 8 = 192 информационных бита в цикле. В каждом цикле
прибавляется один дополнительный бит для того, чтобы помочь
определить границы цикла, поэтому общее число битов в цикле
получается равным 193. Поскольку длительность цикла равна
125 мкс, скорость передачи в линии типа 'Г1 равна 1,544 Мбит/с.
Такая скорость передачи в линии установлена как основной стандарт
для цифровой передачи в странах Северной Америки и в Японии.
Этот стандартизованный сигнал называют сигналом типа DS-1 2
' Первая букваот английского слова digital — цифровой.— Прим. перев.
* Первые буквы от английских слов digital signal — цифровой сигнал. Цифра co-
ответствует уровню системы в иерархии (в данном случае речь идет о системе
первого уровня).—— Прим. перев.
6`
Аналогичный стандартный - сигнал CO скоростью — передачи
2,048 Мбит/с рекомендован MKKTT для болышей части остальных
стран мира. Этот стандарт базируется на системе, подобной системе
типа T1 и имеющей 32 канала с той же самой пропускной способ-
ностью каждого, что и у каналов, используемых в странах Северной
Америки. Однако в стандарте МККТТ для речи используются только
30 каналов, а остальные два — для цикловой синхронизации и,
сигнализации. Сигнальная и управляющая информация в системах
типа Т1 вводится в каждый канал TY (или передается отдельно
no OKC). Способы цифровой сигнализации и управления для обеих
систем рассматриваются в гл. 7.
Как указывалось, для систем передачи типа T1 применимы пары
с жилами всех распространенных размеров. Однако в общем случае
не все пары в кабеле могут быть пригодны для передачи сигналов
систем типа Tl по соображениям, связанным с переходными
помехами. Ограничивающим фактором обычно являются переходные
помехи на ближнем конце, поскольку мощности сигналов на передаче
обычно на 30 дБ превышают мощности сигналов на приеме. Если
передача в обоих направлениях производится по парам одного
кабеля, то при выборе пар необходимо позаботиться о том, чтобы
тракт прямого и обратного сигналов не проходили рядом друг с
другом. Если оба направления передачи изолированы друг от друга
за счет применения раздельных кабелей или кабелей с внутренним
экраном, то для передачи сигналов систем типа Т могут быть
использованы все пары в кабеле.
Значительно увеличившееся затухание пары на частотах сигнала
типа DS-1 (центральная частота 772 кГц) заставляет вводить
усиление в промежуточных точках линии типа 'Г1. Однако в противо-
положность аналоговым сигналам цифровой сигнал может быть не
только усилен, но и регенерирован. То есть при. обнаружении
импульса его можно восстановить до исходной формы и передать на
следующий участок линии. По этой причине соответствующие
устройства в линии типа Т1 называются регенераторами. К основным
функциям регенераторов относятся следующие:
коррекция;
„восстановление колебаний тактовой частоты;
в регенерация импульсов;
s передача.
Коррекция необходима постольку, поскольку парой вносятся
определенные фазовые и амплитудные искажения, что приводит, если
их-не скомпенсировать, к межсимвольной интерференции. Восстанов-
-ление колебаний тактовой частоты требуется для двух основных
сцелей: во-первых, для формирования хронирующего сигнала с целью
‘определения момента стробирования входящих импульсов, во-вторых,
`для передачи исходящих импульсов с той же скоростью, что и Ha
входе линии.
В линии тина T1 регенераторы обычно размещают через каждые
1800 м. Это расстояние было выбрано из удобства превращения
пар существующих низкочастотных кабелей в линии системы
3»
67
передачи типа Т. В пары межстанционных низкочастотных кабелей
обычно включены пупиновские катушки, которые размещают через
1800 м. Поскольку эти катушки находятся в точках, к которым
имеется удобный доступ (колодцах), и должны быть удалены для
обеспечения передачи высокочастотных сигналов, было совершенно
естественно выбрать расстояние, равное 1800 м. Единственным
общим' исключением является то, что первый регенератор обычно
размещается на расстоянии 900 м от станции. Этот укороченный
участок необходим для того, чтобы поддержать относительно
высокий уровень сигнала при наличии импульсных шумов, форми-
руемых некоторыми типами коммутационных станций.
Опыт эксплуатации систем типа T1 оказался настолько благо-
приятным, что их качество стали непрерывно улучшать, и они
получают все большее распространение. При одном из первых
усовершенствований были получены системы типа T1C, которые
обеспечивают повышенные скорости передачи в кабеле сортамента 22.
Линия типа Т1С работает со скоростью 3,152 Мбит/с, обеспечивая
48 каналов TU: в 2 раза болыше, чем в системе типа Tl.
С введением в 1972 г. системы типа T2 стал доступен еще
один уровень цифровой передачи. Эта система первоначально была
рассчитана для организации соединений на коммутируемой между-
городной сети в отличие от систем типа T1, первоначально
предназначенных для передачи только на местной телефонной сети.
Система типа T2 обеспечивает образование 96 каналов TU на
расстояниях до 800 км. Скорость передачи в линии составляет
6,312 Мбит/с, что считается стандартом для сигнала типа 05-2.
Средой передачи является специальный кабель с низкой емкостью
сортамента 22. При использовании отдельных кабелей для каждого
направления пёредачи или специально разработанных кабелей в
системах типа T2 в случае малых шумов можно получить рас-
стояние между регенераторами вплоть до 4500. м. Свобода в выборе
длины регенерационного участка также способствует применению на
междугородной сети, где He предусматривалась реконструкция
существующих линейно-кабельных сооружений.
Иерархия систем с временным группообразованием. По аналогии
с иерархией систем с частотным группообразованием фирмой Bell
System была установлена иерархия цифровых систем с временным
группообразованием, которая стала стандартом для стран Северной
Америки. Базируясь на сигнале типа DS-1 как основном «строи-
тельном элементе», сигналы всех остальных уровней иерархии пред-
ставляют в виде комбинации некоторого числа сигналов более
низкого уровня |. Обозначение устройств цифрового группообра-
зования соответствует уровням иерархии сигналов на входе и выходе.
Например, в аппаратуре группообразования типа М |» объединяются
четыре сигнала типа DS-1 для образования одного сигнала типа
‘ В отечественной литературе для таких сигналов часто используется удобный
термин «компонентные сигналы», т. е. сигналы, соответствующие части общего, «агре-
гатного» сигнала. Этот термин и будет использоваться panee.— Прим. перев.
68
Таблица 1.9. Цифровые сигналы с временным группообразованием, используемым
странах Северной Америки и в Японии
о
кана- Обозначение аппаратуры Скорость
Среда передачн
цифрового зело тч временнбго канала и группо- Деревня,
ред; ред
снгнала
разованHHA
сигнала,
`Мбнт/с
DS-1
24 | Каналообразующий блок 1,544 |TI — по парам симметрич-
типа D (24 аналоговых
ного кабеля, 1A — по радио-
входа)
каналу (передача в диапазо-
не ниже частот аналоговых
сигналов)
DS-1C
48 MIC (два входных сиг-
3,152 |TIC — по парам — симмет-
нала типа DS-1)
ричного кабеля
DS-2
96 | М,» (четыре входных
6,312 | Т2 — по парам симметрич-
сигнала типа DS-1)
ного кабеля
05-3
672 M,; (28 входных сиг-
44,736 | 3A-RDS по радиоканалу
налов типа DS-1)
в диапазоне 11 ГГц
05-4
4032 Мза (шесть входных
274,176 |TAM — по парам коаксиаль-
сигналов типа DS-3)
ного кабеля
WT4— по волноводу DRI18
по радиоканалу в диапа-
зоне 18 ГГц
DS-2. В табл. 1.9 перечисляются цифровые групповые сигналы
различных уровней, соответствующие им скорости передачи и
используемые среды передачи. Отметим, что скорость передачи
агрегатного сигнала чуть больше суммы скоростей передачи ком-
понентных входных сигналов. Избыточная скорость добавлена для
выполнения определенных функций управления и синхронизации,
которые рассматриваются в гл. 7. Аналогичная иерархия цифровых
систем установлена также и МККТТ в. качестве международного
стандарта. Как показано в табл. 1.10, эта иерархия аналогична
североамериканскому стандарту, но предусматривает для каждого
уровня другое число каналов TU.
Таблица 1.10. Иерархия i oi систем с временным группообразованием;
инятая MKKTT
Номер уровня | Число каналов ТЧ
|
Обозначение аппаратуры временнбго | Скорость передачи двоичного
3
груп
т/с
ппообразования
сигнала, Mou
1
30
2,048
2
120
M,,
8,448
3.
480
М›з
34,368
4
1920
Mss
139,264
5%
7 680
М5
565,128
ы
ерархни, показанной в табл 1.10, системапятого уровня приведена неправомерно, поскольку
такой Рабин, не существует. „Имеется лншь Pnchnon тракт, сигнал для которого получен путем времен-
ноко группообразования из четырех снгналов четвертого уровня. Кстатн, Supers передачи зтого общего
вгнала равна 554,992 Мбит/с aа не 565,128 Мбит/с,как указано в табл. 1.10.— Прим. перев.
\
69
Абонентские системы эффективной организации связи по кабель-
ной паре. Вслед за успешным введением систем типа T1 для
межстанционных соединительных линий большинство основных
изготовителей телефонного оборудования разработало цифровые
системы с временным группообразованием для распределительной
местной сети. Наиболышее применение эти системы находят на
сельских сетях с болышими длинами абонентских линий, где затраты
на электронику компенсируются экономией пар. В общем случае
экономически оправданная дальность связи для систем передачи
зависит в первую очередь от экономии пар [30]. Иногда, однако,
обстоятельства, связанные с развитием сети, могут фактически
заставить использовать абонентские системы эффективной органи-
зации связи по кабельной паре. Например, к потере кабельных
сооружений в результате стихийных бедствий или неожиданному
развитию можно приспособиться наиболее экономичным способом,
если добавлять не провода, а электронику в виде абонентских
систем эффективной организации связи по кабельной паре. Пер-
спектива прокладывать трассу через парк или многоквартирные
жилые дома, возникающая практически неожиданно, вызывает ужас
у проектировщиков кабельной сети. Многоканальные абонентские
системы дают, однако, альтернативу для кабельной сети, позволя-
ющую рассеять эти страхи.
Абонентские системы эффективной организации связи по кабель-
ной паре (многоканальные абонентские системы) полезны также
в качестве альтернативы коммутационным станциям в небольших
населенных пунктах. Небольшие населенные пункты часто имеют
системы коммутации малой емкости, обычно необслуживаемые
и управляемые со стороны ближайшей автоматической коммута-
ционной станции бблышей емкости. Эти системы коммутации на-
зывают внутрирайонными станциями (ВРС). Обычно ВРС предос-
тавляют ограниченные услуги и часто требуют значительных затрат
на обслуживание. Абонентские цифровые системы передачи, по-
зволяющие снизить расходы на организацию связи для абонент-
ских групп средней емкости, являются жизнеспособной альтерна-
тивой ВРС: оконечные устройства небольшого населенного пункта
обслуживаются центральной станцией с помощью абонентских
систем передачи. Задача выбора между абонентскими системами
передачи и дистанционной коммутацией включает определение ве-
личины и характера нагрузки в пределах небольшого населенного
пункта. Основные методы определения нагрузки и емкости пучков
соединительных линий представлены в гл. 9.
Двумя первыми абонентскими системами эффективной орга-
низации связи по кабельной паре, используемыми фирмой Bell System,
являются абонентская система передачи типа SLM [31, 32] и после-
довавшая за ней абонентская система передачи типа SLC-40 [31, 33].
Хотя в этих системах применяется способ преобразования речи
в цифровую форму (дельта-модуляция), отличный от применяемого
в системах передачи типа Т (импульсно-кодовая модуляция), в них
обеих используются стандартные регенераторы системы типа Т1
70
До 80 абонентов
A
24 канала
Координатная
Линия типа T1
hy
оммутации
Рис. 1.28. Структурная схема многоканальной абонентской системы типа SLM
40 абонентов
hd
40 каналов
Линия типа T1
38 кбит/с на канал
Рис. 1.29. Структурная схема абонентской системы передачи типа SLC-40
для цифровой передачи со скоростью 1,544 Мбит/с. Для обеспече-
ния прозрачности в обеих системах на оконечной АТС осуществляет-
ся также обратное преобразование цифровых сигналов речи в
индивидуальные аналоговые сигналы. Структурные схемы этих
систем представлены на рис. 1.28 и 1.29. Отметим, что система
типа SLM обеспечивает и концентрацию и группообразование
(80 абонентов на 24 канала), в то время как в системе SLC-40
имеется только устройство группообразования (40 абонентов
поканально закреплены за 40 каналами). Функции коммутации
на оконечной станции системы типа SLM реализуются коммутацион-
ной схемой координатного типа с параметрами 24X80. Обе системы
рассчитаны на работу по двум парам кабелей’ сортамента 22.
Возможна дальность связи вплоть до 80 км при дистанционном
питании. Отметим также, что системы типа SLM допускают
доступ к цифровой линии более, чем в одной точке. В системе
типа SLC-40, наоборот, требуется, чтобы все абонентские линии
подключались в одной точке. Более поздняя многоканальная
абонентская система типа SLC-96, предназначенная для использова-
ния фирмой Bell System, начала обслуживать абонентов в 1979 г.
{34}. В отличие от систем типов SLM и SLC-40 в ней применяется
тот же способ преобразования речи в цифровую форму (импульсно-
кодовая модуляция), что и в системах передачи типа T. Поэтому
система типа SLC-96 совместима с другим оборудованием цифровой
передачи и коммутации на сети. Эту систему можно применять
не только на сельской сети; она также экономична и для (ориен-
тировочно) 10% трасс в новых пригородных районах [34]. Если
1
71
рассматривать сопряжение с ожидаемыми в будущем оконечными
цифровыми АТС, число подходящих для этого пригородных трасс
увеличится до 35%
1.3.3. Передача цифрового сигнала в диапазоне частот ниже
спектра каналов ТЧ
После того как системы передачи типа T заняли прочное место
на сети, фирма AT&T начала предлагать услуги вида арендованного
цифрового канала для передачи данных. Соответствующая служба,
известная как Dataphone Digital Services (DDS) [35], использует
линии передачи типа T1 со специальными оконечными устройствами
(каналообразующими блоками), которые предоставляют прямой
доступ к цифровой линии. Основной недостаток службы DDS выте-
KaeT из того, что системы передачи типа T используются только
в качестве соединительных линий на местной и внутризоновой
сетях. Без применения какого-либо вида цифровой передачи на
междугородных линиях невозможно обеспечить взаимное соединение
цифровых каналов удаленных телефонных районов. Реакция
фирмы АТ&Т на необходимость организации цифровых трактов
магистральной линии вылилась в разработку специального оконеч-
ного устройства радиотрактов, которое называется цифровым
оконечным устройством радиотракта типа 1А* [36,37]. Это
оконечное устройство специально разработано для такого преобра-
зования сигнала типа DS-1 (скорость передачи 1,544 Мбит/ с),
чтобы его полоса стала меньше 500 кГц. Как показано на рис. 1.30,
сигнал, имеющий такую полосу, может быть введен в диапазоне
ниже самой низкой из частот сигнала 600-канальной основной
группы (см. табл. 1.4). Поскольку эта полоса частот в радиорелейных
системах типа TD и ТН обычно не используется, сигнал типа
DS-1 может быть добавлен в существующих аналоговых стволах,
не вызывая перемещения каналов ТЧ.
Важно отметить, что передача цифрового сигнала в диапазоне
ниже частот каналов TY разработана специально для передачи дан-
@
a2$8© = | 1,544 Мбит/с
ЗаЗа
600-канальная группа
600-канальнаякоупла
TOTHBIM
с частотны
группообразованием
группа i NN
564
3084
Частота, кГц
Рис. 1.30. Передача цифровых сигналов в спектре частот ниже спектра каналов ТЧ
* Обозначение оборудования 1A-RDT происходит от английских слов «Radio
Digital Terminal 1A», означающих «цифровое оконечное устройство радиотракта типа
” 1A».— Прим.перев.
72
ных, а не для организации каналов TU. Фактически такой способ
используется только для получения средств цифровой передачи на
большие расстояния для службы DDS. Хотя сеть службы DDS
использует обычную технику (такую, как линии типа T1) и обычные
средства (такие, как радиорелейные системы типа TD) телефонной
сети, служба DDS функционирует отдельно от телефонной сети,
т. е. телефонная сеть не использует каналов службы DDS, а сеть
службы DDS не использует цифровых каналов телефонной сети.
1.3.4. Цифровые СВЧ радиолинии
В отличие от систем передачи данных в диапазоне ниже спектра
частот каналов TU, которые для услуг по передаче данных вводят
цифровой поток в аналоговый радиоствол, цифровые радиорелейные
системы с общей несущей используют цифровую модуляцию исклю-
чительно для передачи и приема цифровых сигналов речи более
высоких уровней иерархии с целью удовлетворения требований
телефонного обмена. Цифровые радиосистемы используют те же
самые диапазоны частот, которые предназначены для аналоговых
радиорелейных систем, как показано в табл. 1.6. В соответствии
с этим первое требование при расчете цифровых радиорелейных
систем состоит в том, что излучаемая ими мощность должна быть
ограничена, чтобы предотвратить появление чрезвычайно больших
помех в соседних, возможно аналоговых стволах. Более того, феде-
ральная комиссия по связи поставила условие, чтобы цифровые
радиорелейные системы давали возможность обеспечить примерно
такое же число каналов TY, что и существующие ‚аналоговые радио-
системы. В табл. 1.11 указаны минимально допустимое число
каналов ТЧ и результирующие скорости передачи, которые должны
быть обеспечены при помощи цифровых радиосистем в каждом из
СВЧ диапазонов общего пользования [38].
Несмотря на ограничения при проектировании, накладываемые
требованиями совместимости с аналоговыми радиорелейными систе-
Таблица 1.11. Требования к минимальному числу каналов TY в цифровых
радиорелейных системах, предъявляемые в США
иапазон частот, МГц
М
2
я
| Шнрина полосы
2110 ... 2130
96
4
6,144
35
2160 ... 2180
96
4
6,144
35
3700 ... 4200
1152
48
73,7
20
5925 ... 6425
1152
48
73,7
30
10700 ... 11 700
1152
48
73,7
40
ктическая скорость передачн цифрового сигнала обычно несколько выше из-за‚ дополнительных
битов цикловой и тактовой синхроннзацин. Кроме того
сне
большее число каналов TY, чем миннмальное.
мами, цифровые радиорелейные системы доказали, что для некото-
рых применений они являются более экономичными, чем аналоговые.
Вследствие пониженной — стоимости — оконечного оборудования
(устройств группообразования на передающей и приемной сторонах)
цифровые радиорелейные системы в настоящее время более дешевы,
чем аналоговые, на расстояниях вплоть до примерно 500 км и на
трассах с большими расстояниями, где в промежуточных точках
трассы требуется доступ к стволу . (выделение и ввод каналов).
В зависимости от конкретных условий и общего числа каналов
ТЧ, требуемых на конкретной трассе, цифровые радиосистемы
могут даже быть более экономичными, чем системы передачи типа
Т для таких небольших расстояний, как 13 ... 16 км [39]. Основным
стимулом к внедрению цифровых радиорелейных систем в Соеди-
ненных Штатах было появление цифровых междугородных коммута-
ционных станций, подобных No 4ESS. Подключение каналов цифро-
вых радиорелейных систем к цифровым коммутационным станциям
позволяет исключить оборудование группообразования самого ниж-
него уровня имеющее значительную стоимость.
1.3.5. Цифровая коммутация
В 1959 г. Э. Воган сообщил о первом исследовании в области
цифровой коммутации, выполненном фирмой Bell System [40]. Была
построена первая лабораторная модель, на которой была продемон-
стрирована идея интеграции цифровой системы передачи с времен-
ным разделением каналов с системой коммутации с временным раз-
делением каналов. К сожалению, в то время микроэлектроника
еще не была развита в достаточной степени. Поэтому за лабора-
торной моделью не последовала разработка цифровой системы
° коммутации, а разработка системы No 1ESS пошла в направлении
использования электромеханической техники и пространственного
разделения каналов. Однако спустя почти 10 лет фирма Bell Labs
приступила к разработке цифровой системы коммутации для между-
городной связи No 4ESS.
Система No 4ESS, введенная в эксплуатацию в январе 1976 г.,
открыла ряд новых возможностей на междугородной сети. Прежде
всего, это была первая междугородная система коммутации, которая
с самого начала была построена как цифровая система с управле-
нием по записанной программе . Во-вторых, емкость этой системы
превышала втрое емкость господствующей в то время координатной
системы No 4А. Болышая емкость системы No 4Е$® означала
возможность обслуживания междугородного обмена многих районов
одной станцией вместо нескольких, как было ранее. В-третьих, циф-
ровой характер системы коммутации и использование принципа
временного разделения каналов позволили непосредственно подклю-
чать к ней линии передачи типа Т1. Именно это последнее обсто-
‘ Управление по записанной программе впервые было введено на междугородной
сети в 1969 г. при переоборудовании координатных станций [41].
74
ятельство иллюстрирует предпочтительность использования цифро-
вых систем коммутации для междугородных и транзитных станций
сети связи фирмы Bell System. Уже с момента ввода в действие
системы No 4ESS в 1976 г. стало ясно, что цифровая передача
преобладает, в основном, в районах, обслуживаемых одной телефон-
ной станцией, и на относительно коротких междугородных линиях.
Таким образом, за счет того, что на стыке цифровых трактов пере-
дачи и цифровой системы коммутации не требовалось устанавли-
вать оборудование объединения или разделения (каналообразующие
блоки), достигалась существенная экономия средств и одновременно
повышалось качество передачи.
Начальные разработки цифровой системы коммутации для
оконечной станции были выполнены
ботчиками
коммутационного оборудования, которые в 1977 r. ввели первую
систему в эксплуатацию. Эта система проектировалась с учетом
использования ее на коммутационных станциях частного пользова-
ния небольшой емкости. Цифровые коммутационные станции особен-
но привлекательны для телефонных компаний, обслуживающих
сельские районы, поскольку они могут получить значительную
экономию меди при непосредственном соединении цифровых станций
с цифровыми абонентскими многоканальными системами передачи.
Первая система коммутации, которая была введена в эксплуатацию
на североамериканской сети связи, была подготовлена фирмой
Northern Telecom в США и Канаде. Для применения в крупных
городах были разработаны системы болышой емкости No SEAX
(фирма GTE) и No SESS (фирма AT&T). Эти системы предложены
для использования в 1981 г.
В табл. 1.12 перечислены коммутационные системы, применяемые
в настоящее время Ha североамериканской сети. Аналогичное
оборудование имеется также за рубежом и производится в Японии
и в Европе.
Системы коммутации, указанные в табл. 1.12, относятся только
к коммутационному оборудованию, используемому на сети связи
общего пользования. Значительное количество оборудования цифро-
вой коммутации сосредоточено на телефонных станциях частного
пользования. Первой коммерческой цифровой системой коммутации,
которая получила распространение в Соединенных Штатах, является
Автоматический распределитель вызовов (АРВ) L созданный фирмой
Collins-Rockwell в 1974 г. Начиная с этого времени, многочисленные
фирмы, в том числе впервые подключившиеся к производству
телефонного оборудования, уже выпустили оборудование цифровых
z Автоматический распределитель вызовов — это коммутационная станция, пред-
назначенная для направления входящего вызова к J OMY из группы дежурных
организации резервирования мест на авиалиниях, при организации различных видов
служивания или в любом другом случае, когда вызов может быть обслужен любым
оператором из группы дежурных.
75
Таблица 1.12. Цифровые системы коммутации, применяемые в качестве
центральных станций в странах Северной Америки
с
Год введе-
аи НН
системы © нияВ Экс. Юрименсвно нения
AT&T
Ne 4ESS 1976 Междугородная
107 000
АТ&Т
No SESS 1982 * | Местная
100 000
СТЕ
ЗЕАХ 1978 Междугородная / транзит-
ная
60 000
СТЕ
5ЕАХ 1981 * | Местная
150 000
МЕС Атепса
NEAX-61 1979 Местная/междугородная | 32 000
North Electric (ITT)
DDS-1 1978 Местная
6 000
Northern Telecom
DSS-2
M
у дугород
64 000
Northern Telecom
DMS-10 1977 Местная
6 000
Northern Telecom
DMS-100 1979 Местная
100 000
Northern Telecom
DMS-200 1978 Междугородная
100 000
Stromberg Carlson
DCO 1977 Местная
16 000
Stromberg Carlson
DTM
междугородная
17 500
Vidar
IMA2 ** 1976 Междугородн
1536
Vidar
1TS4 1977 междугородная / транзит-
4 800
Vidar
1TS4/5 1978 Ня тва /междугородная | 12 768
* Предполагаемая дата начала пронзводства.
** Уступила место системе 1Г$4.
УТС. Фактически значительная часть У'ТС, которые теперь предла-
гаются на рынке,— это цифровые системы [42]. Однако существен-
ным исключением является система УТС марки DIMENSION, разра-
ботанная фирмой Bell System, которая построена как аналоговая
система коммутации с временным разделением. (Фирма Western
Electric в, настоящее время работает над цифровой УТС под на-
званием система ANTELOPE.)
Основные функции, реализуемые цифровой схемой коммутации
с временным разделением каналов, иллюстрирует рис. 1.31. Как уже
было показано, все входящие линии представляют собой линии
связи с временным разделением каналов. Эти линии могут быть
образованы с использованием многоканальных абонентских систем
передачи либо представлять собой обычные — межстанционные
соединительные линии, организованные с использованием системы
передачи Т1, либо исходящие линии аппаратуры сопряжения анало-
говых линий с цифровой коммутационной схемой. В любом случае
сама по себе коммутационная схема проектируется для обслужива-
ния только входящих трактов с временным разделением.
По существу, коммутационная схема служит лишь для того, что-
бы переместить информацию, поступающую по входящему тракту в
определенном временнбм интервале (канале), в определенный вре-
меннбой интервал исходящего тракта. Поскольку любое соединение
в общем случае устанавливается между двумя различными физичес-
кими линиями и в двух различных временных интервалах, то
76
Один цикл
Входы |2|1|=*=|4[312|1|
cBPK 4
2J1]---|a¥3] 2] 1 Выходы
1 сВРК
21|. -Й74--| 3 | 211
„Да! ЕнИЯ +3|2|1 |
2
К.
Рис. 1.Sl. Работа не системы коммутации с ВРК:
p ой коммутации
процесс коммутации требует преобразования в — пространстве
(пространственная коммутация) и во времени (временная коммута-
ция). Поэтому операцию полного преобразования называют иногда
двумерной коммутацией. Пространственная коммутация реализуется
с помощью обычных цифровых логических схем избирательного
типа (мультиплексоров), а временная
— путем временного запоми-
нания информации в регистрах или полупроводниковых запоми-
нающих устройствах (ЗУ).
‚ Ради удобства входы коммутационной схемы (см. рис. 1.31)
всегда показывают слева, а выходы — справа. Поскольку все тракты
четырехпроводные, то каждому входящему временнбму каналу
соответствует образующий с ним пару временной канал исходящего
тракта. Следовательно, дуплексная цепь требует также «соединения
в обратном направлении», что в рассматриваемом примере достигает-
ся передачей информации из временного интервала 17 тракта No
во временной интервал 4 тракта 1. Более подробно вопросы работы
и реализации цифровых систем коммутации с временным разделе-
нием будут рассмотрены в гл. 5.
ГЛАВА 2
ПОЧЕМУ ЦИФРОВАЯ?
В первой главе изложены особенности построения существу-
ющей аналоговой телефонной сети связи и кратко рассмотрены
вопросы использования цифровых систем коммутации и передачи.
этой главе будут рассмотрены основные технические преимуще-
ства и недостатки цифровой реализации систем, а также некоторые
экономические аспекты перехода к цифровым сетям.
2.1. ПРЕИМУЩЕСТВА ЦИФРОВЫХ СЕТЕЙ ПЕРЕДАЧИ РЕЧИ
Ниже приведен список технических преимуществ цифровых
сетей связи:
7
Простота группообразования.
Простота сигнализации.
Использование современной технологии.
Интеграция систем передачи и коммутации.
Возможность работы при малых значениях отношения сигнал-шум (помеха).
Регенерацияс
Приспосабливаемость к другим видам обслуживания.
Возможность контроля рабочих карактеристик.
Легкость засекречивания информации.
L
E
N
S
E
W
N
Эти свойства цифровой сети перечислены в TOM порядке, который
принял автор, исходя из относительной важности свойств, оцени-
ваемых HO отношению к обычной телефонной связи. Однако в неко-
торых конкретных случаях применения цифровых систем возможна
иная оценка: некоторые свойства могут оказаться более (менее)
важными, чем в данном случае. Например, последнее в списке свой-
ство — легкость засекречивания информации — может оказаться
решающим при применении цифровых сетей для военных целей.
Болышая часть свойств цифровых сетей для передачи речи, при-
веденных выше и обсуждаемых в следующих разделах, связана, глав-
ным образом, с преимуществами цифровых методов передачи и KOM-
мутации по сравнению с их аналоговыми эквивалентами. В некоторых
случаях, однако, преимущества обусловлены всецело свойствами пол-
ностью цифровых сетей. Например, засекречивание целесообразно
и обычно полезно только в том случае, когда соответствующая фор-
ма засекречивания сообщения выбирается в пункте отправления, а
происходит только в пункте назначения. Та-
ким образом, если система исполь зуется для передачи цифровой
шифрованной информации, то основное требование заключается в
том, чтобы эта система была бы полностью цифровой (от начала до
конца), поскольку её функционирование не требует учета природы
нагрузки (т. е. она прозрачна по отношению к передаваемой инфор-
мации) . По аналогичным причинам и при организации передачи
данных требование обеспечения цифровой передачи от начала до
конца является обязательным. Если сеть включает различные виды
оборудования — как аналогового, так и цифрового, то при использо-
вании сети для организации таких видов обслуживания, как пере-
дача данных, возникает необходимость приспособления к «наимень-
шему общему знаменателю» сети, а именно к аналоговому каналу.
2.1.1. Простота группообразования
Как уже было сказано в гл. 1, цифровые методы передачи были
впервые применены при передаче телефонных разговоров по между-
городным соединительным линиям с использованием системы переда-
чи типа T (системы группообразования с временным разделением
каналов). По существу, экономическая эффективность этих систем
обусловлена обменом стоимости применения электроники в оконеч-
J В понятие прозрачности канала или системы обычно вкладывают сохранение
характеристик сигнала при прохождении его по каналу или CACTeMe.— Прим. пе,
78
ном оборудовании тракта передачи Ha стоимость многих пар прово-
дов в тракте. Этот обмен становится с каждым годом экономически
все более выгодным. Хотя группообразование с частотным разделени-
ем каналов также приводит к снижению расходов на линейно-ка-
бельные сооружения, оборудование ЧРК обычно дороже, чем обору-
дование ВРК, даже в том случае, когда учитывается стоимость
аналого-цифрового преобразования. После того как речевые сигналы
представлены в цифровой форме, стоимость оборудования ВРК ока-
зывается совсем малой. Поскольку аналого-цифровое преобразова-
ние выполняется только на первом уровне иерархии систем с ВРК,
то цифровые системы передачи с ВРК более высокого уровня
оказываются еще более экономичными, чем их аналоги с ЧРК та-
кого же уровня.
Следует отметить, что формирование групповых аналоговых сиг-
налов при ВРК также достаточно просто реализуется и не требует
представления дискретов сигнала в цифровой форме.
Недостаток аналоговых систем с ВРК состоит в их низкой
помехозащищенности, обусловленной подверженностью узких анало-
говых импульсов. воздействию помех, искажений, переходных помех
и межсимвольной интерференции. Эти отрицательные факторы нель-
зя исключить с помощью регенерации, как в цифровой системе,
следовательно, применение аналоговой системы с ВРК нецелесо-
образно, за исключением. тех случаев, когда обеспечиваются условия
передачи без помех и искажений'. По существу, возможность
регенерировать сигнал даже за счет расширения занимаемой полосы
частот является практически обязательным требованием систем пе-
редачи с ВР
2.1.2. Простота сигнализации
Управляющая информация (вызов-отбой, цифры адреса, состоя-
ние, связанное с опусканием монет в телефон-автомат, и др.) явля-
ется по своей природе существенно цифровой и, следовательно,
может быть легко введена в цифровую систему передачи. Одним из -
способов введения управляющей информации в цифровой тракт
передачи является использование группообразования с временным раз-
делением, при котором для этих целей выделяется специальный,
легко идентифицируемый канал управления. Другой способ основан
на введении специальных управляющих кодовых комбинаций, кото-
рые передаются по информационному каналу и выделяются на при-
емном конце специальными логическими схемами, обеспечивающими .
декодирование передаваемой управляющей информации. В любом
случае по отношению к т
редачи управляющая информация
оказывается неотличимой от информационных сообщений.
‘ Некоторые аналоговые системы передачи с ВРК были разработаны и получили
применение в системах телефонной связи. Например, абонентская система передачи
Farinon построена на принципе ВРК с широтно-импульсной модуляцией [1]. Как будет
показано в гл. аналоговые системы с ВРК используются также в некоторых
коммутационных системах.
79
В противоположность этому аналоговые системы передачи pac-
полагают меньшими, зачастую весьма ограниченными, возможностя-
ми осуществления передачи управляющей информации. Печальным
результатом этого явилось множество различных типов форматов
управляющих сигналов, а также соответствующих процедур передачи.
Формат, принимаемый для передачи управляющих сигналов,
зависит как от вида системы передачи, так и от типа терминаль-
ного оборудования. Преобразование одного формата, используемого
при передаче управляющей информации, в другой производится в
устройствах сопряжения отдельных подсистем сети связи. Сигнали-
зация традиционно является весьма ощутимым бременем как в адми-
нистративном, так и в финансовом отношении для тех телефонных
компаний, которые занимаются эксплуатацией сети.
ирмой Ве! System — был — разработан — детальный — про-
ект системы, названной системой межстанционной сигнализации
ОКС [2], который позволяет разрешить многие проблемы сигнализа-
ции на сети связи. Хотя система сигнализации по ОКС может быть
реализована и на аналоговой сети с использованием модемов, тем не
менее значительный эффект от введения этой системы можно полу-
чить лишь при наличии достаточно высокоскоростных цифровых
каналов связи. Более полно вопросы использования OKC, а также
других процедур сигнализации будут рассмотрены в гл. 7.
Подводя итоги сказанному, можно отметить, что цифровые си-
стемы позволяют вести передачу управляющей информации, вводя
ее в цифровой поток на передающем конце и извлекая ее из общего
потока сообщений на приемном конце, независимо от вида среды
передачи (симметричный кабель, коаксиальный кабель, радиорелей-
ные линии спутниковой связи и т. д.). Таким образом, оборудование
сигнализации можно (и должно) проектировать независимо от си-
стемы передачи. Отсюда следует, что управляющие: системы и фор-
маты управляющих сообщений можно видоизменять вне зависимости
от подсистемы передачи. Следовательно, цифровые системы переда-
чи могут совершенствоваться, не оказывая влияния на управляющие
модули на любом конце тракта передачи.
2.1.3. Использование современной технологии
Мультиплексор или коммутационная схема в случае передачи
цифровых сигналов с временным разделением строится на тех же
самых базовых схемах, которые используются при построении циф-
ровых вычислительных машин, а именно: на логических элементах
и элементах памяти. Основной элемент коммутационной схемы —
точка коммутации — представляет собой не что иное, как логический
элемент И, один вход которого предназначен для передачи инфор-
мационных сигналов, а другие — для передачи сигналов управления
(сигналов выбора точки коммутации). Таким образом, впечатляющее
развитие технологии изготовления цифровых интегральных схем,
используемых в качестве логических элементов и элементов памяти
в ЭВМ, непосредственно сказывается и на цифровых системах пере-
80
~
дачи и системах коммутации. По существу, многие стандартные схе-
мы, разработанные для использования в ЭВМ, оказались вполне
подходящими для построения коммутационных схем. Основные преи-
мущества современной технологии становятся еще более очевидными
по мере создания болыних интегральных схем (БИС), специально
разработанных для реализации функций электросвязи. Впечатляю-
щим является и улучшение показателей надежности, стоимости и
габаритных размеров, которое достигается при использовании БИС,
ориентированных на выполнение основных функций сети связи [3, 4].
Даже теперь замена аналоговых систем коммутации большой
емкости цифровыми системами, реализованными на интегральных
схемах малой степени интеграции, оказывается экономически эффек-
тивной [5]. Стоимостный анализ в [5] проводился с учетом затрат
на аналогово-цифровое и последующее цифро-аналоговое преобразо-
вания, необходимые при использовании цифровой системы коммута-
ции в аналоговом окружении. Очевидно, что наибольший эффект
как в отношении затрат, так и в отношении сложности реализации
может быть достигнут, если цифровые тракты передачи включаются
непосредственно в цифровую систему коммутации. В этом случае
исключаются затраты на цифро-аналоговое преобразование, связан-
ное с использованием аналоговых линий связи, а также на анало-
гово-цифровое преобразование, связанное с использованием цифро-
вой системы коммутации.
Относительно низкая стоимость и высокие качественные показЗа-
тели работы цифровых интегральных схем позволили использовать
их для реализации отдельных узлов коммутационного оборудования,
которые оказываются весьма дорогостоящим при реализации на су-
ществующих аналоговых элементах. Например, полностью неблоки-
рующаяся коммутационная схема в обычном аналоговом варианте
практически нецелесообразна, за исключением лишь схем малой ем-
кости. В современных же цифровых системах коммутации стоимость
самой коммутационной схемы может быть сравнительно небольшой.
Поэтому, если требуется построить систему коммутации средней ем-
кости, то по желанию заказчика можно увеличить значения парамет-
ров коммутационной схемы таким образом, чтобы обеспечить работу
системы без-блокировок. Примером цифровой системы коммутации,
работающей в аналоговом окружении, является автоматический
распределитель вызовов фирмы Collins-Rockwell [6]. Предпочтение
было отдано цифровому варианту коммутационной схемы потому, что
именно он позволял. экономически эффективно реализовать режим
работы без блокировок.
Выгода, извлекаемая из успехов технологии изготовления COB-
‚ ременных электронных элементов, обусловлена не только примене-
нием цифровых интегральных схем. Значительный прогресс достиг-
нут и в производстве аналоговых интегральных схем, что позволяет
получить значительно улучшенную аналоговую реализацию коммута-
ционных схем. Одно из главных требований, предъявляемых к ана-
логовым компонентам,— их линейность. Оказывается, что быстродей-
‚ствующие цифровые компоненты изготовить легче, чем соответствую-
81
щие им линейные аналоговые эквиваленты, что связано, в частности,
и с трудностями проведения исследований и разработки. Кроме
того, оказалось, что цифровая реализация имеет и функциональное
преимущество перед аналоговой. Это преимущество вытекает из срав-
нительной простоты группообразования цифровых сигналов. Основ-
ным препятствием для широкого использования БИС является orpa-
ниченная возможность доступа внешних выводов к этим электрон-
ным приборам. При использовании методов группообразования с
° временным разделением каналов можно подключить группу каналов
к прибору через один вывод. Таким образом, тот же метод, который
уже использовался для снижения затрат на линии связи при неболь-
шой их длине, межет быть применен для минимизации внутренних
соединений в пределах одного модуля и, следовательно, для обеспе-
чения максимального использования сверхбольшого уровня интегра-
ции. В конечном итоге возможен «коммутатор на кристалле», если
болышое число каналов может быть выведено на относительно
малое число внешних выводов.
В настоящее время наиболее многообещающими представляются
системы на базе спутников и оптических кабелей связи. Несмотря
на то, что существующие системы спутниковой связи базируются на
аналоговых методах группообразования с ЧРК, преимущества режи-
ма работы, основанного на цифровом параллельном доступе с вре-
менным разделением каналов (ПДВРК), показывают, что будущие
системы спутниковой: связи станут цифровыми [7].
В настоящее время наиболее интенсивно ведутся разработки в
области систем передачи с использованием оптического кабеля, ко-
торые могут быть применены на местных линиях при высокоскорост-
ной передаче сигналов, а также на межстанционных соединительных
линиях. Электронные устройства сопряжения с`оптическими кабеля-
ми (лазеры, светоизлучающие диоды, фотодиоды) функционируют,
главным образом, в режиме переключения (нелинейном). Хотя для
осуществления аналоговой передачи можно было бы использовать
методы амплитудной или широтно-импульсной модуляции, тем не
менее основной акцент разработок в области оптических линий связи
делается на цифровые методы. Поэтому в случае реализации линии
связи на оптическом кабеле становятся однозначно определенными
цифровые методы передачи сигналов.
Цифровая обработка сигналов. В предыдущих разделах основное
внимание было обращено на преимущества использования цифровых
систем передачи и коммутации. Другая многообещающая область
применения цифровых схем — это область обработки сигналов. Об-
работкой сигналов чаще всего называют такие операции над сигна-
лами, при которых улучшаются или трансформируются их характери-
стики. Цифровой обработке могут подвергаться как аналоговые, так
и цифровые сигналы. Наиболее общими примерами обработки сигна-
лов являются усиление, коррекция, модуляция и фильтрация.
Цифровая обработка сигналов (ЦОС) предполагает использова-
ние арифметических и логических цифровых схем для обработки сиг-
налов, представленных в цифровом виде. Иногда обработка аналого-
82
Аналоговый
Аналоговый
вход
выход
Рис. 2.1. Цифровая обработка аналогового сигнала:
УЦОС — устройство цифровой обработки сигнала
вых сигналов. ведется цифровыми методами, тогда они предваритель-
но преобразуются в цифровую форму. После обработки цифровое
представление обработанного сигнала преобразуется в аналоговое.
Рассмотренные операции иллюстрирует рис. 2.1. В качестве примера
применения цифровой обработки при реализации функций, которые
ранее были реализованы аналоговыми средствами, можно привести
распознавание сигналов при тастатурном наборе, разделение сиг-
налов при группообразовании с ЧРК в трансмультиплексорах (эти
вопросы рассматриваются в гл. 5) и выделение данных в высоко-
скоростных (14,4 кбит/с) модемах для телефонных каналов. Основ-
ные i оса, обработки сигналов цифровыми методами пере-
числены в табл.2.1.
Таблица 2.1. Преимущества цифровой обработки сигналов
Воспроизводимость
Невосприимчивость цифровых устройств к малым помехам и паразитным влия-
ниям означает, что их можно выпускать с постоянными рабочими характеристиками,
не требуя точной регулировки.
Программируемость
Одна базовая структура с изменяемым алгоритмическим или параметрическим
описанием в цифровой памяти может быть использована для обработки сигналов
различного типа.
Совместное использование
Одно устройство цифровой обработки сигналов может быть использовано для
обработки многих сигналов благодаря запоминанию промежуточных результатов
каждого проц,
в запоминающем устройстве (ЗУ) с произвольной выборкой и
обработке носледонательности сигналов некоторым циклическим способом в режиме
разделения времен
Автоматический контроль
Поскольку на входах и выходах устройства цифровой обработки сигналов ис-
данные, то проверку правильности работы устройства можно
осуществлять. стандартным путем, сравнивая реакцию на его выходе на некоторую
тестовую последовательность данных, записанных в ЗУ.
Универсальность
Поскольку цифровая обработка сигналов реализуется цифровыми логическими
схемами, то процесс обработки может включать много различных функций, реализация
которых в аналоговой форме могла бы оказаться невозможной или непрактичной.
1
83
Примерами операций, связанных с обработкой сигналов на Te-
лефонной сети и реализуемых более эффективно при цифровой об-
работке, являются: обнаружение (генерация) определенных частот,
подавление эха ', усиление (ослабление), коррекция, фильтрация,
компандирование *, а также преобразование различных форматов
кодирования речевых сообщений.
ажно подчеркнуть, что под цифровой обработкой сигнала в
этом контексте понимается скорее метод, используемый для улучше-
ния, видоизменения или другого преобразования формы сигнала (в
цифровом представлении). В другом контексте под обработкой сигна-
ла понимают обработку сигналов управления сети связи управляю-
щими процессорами систем коммутации. В последнем случае речь
идет о логической обработке сигналов, а не о преобразовании формы
сигнала в обычном смысле.
2.1.4. Интеграция: систем передачи и коммутации
Традиционно проектирование и эксплуатация систем передачи
и систем коммутации, используемых на телефонных сетях, осущест-
вляются различными организациями. Телефонные компании, занима-
ющиеся эксплуатацией сети связи, эти два класса оборудования на-
зывают соответственно внешними и внутренними сооружениями. Эти
виды оборудования всегда снабжены стандар
IMM устрой-
ствами сопряжения, причем оборудование систем передачи функцио-
нально независимо от коммутационного оборудования.
Когда на уровне узлового телефонного района было введено
объединение цифровых сигналов речи на базе временного разделе-
ния, а ин ры-связисты начали вести исследования в области циф-
ровой коммутации, то стало очевидно, что операции, связанные с
группообразованием на базе временного разделения, во многом
аналогичны функциям коммутации каналов с временным разделени-
ем. Фактически, как будет описано в следующей главе, первые
к@скады цифровых систем коммутации формируют разделенные
во времени сигналы первого уровня иерархии, даже в тех случаях,
когда система функционирует в окружении аналоговых линий пере-
дачи.
Таким образом, операции группообразования, применяемые в
системах передачи, можно легко интегрировать с операциями ком-
мутации, выполняемыми в системах коммутации.
Основное преимущество интегрирования этих двух систем иллю-
стрирует рис. 2.2. В этом случае не обязательно наличие оборудо-
вания выделения каналов на коммутационной станции, и оборудова-
ние первых каскадов коммутации исключается. Если цифровые линии
связи с временным разделением интегрируются с цифровыми систе-
мами коммутации с обоих концов тракта передачи, то исключается
ифровые эхозаградители, используемые в системе коммутации междугородной
связи Ne4ESS фирмы Bell System, оказались более экономичными, чем аналоговые [8].
* Компандирование — вид обработки сигналов, который используется в цифровых
кодерах речевых сигналов (см. гл. 3).
84
Аналоговая \_]
Линия передачи с временным
Нато
каналов
коммутации)
Каналообра-
Каналооб
зующий блок
зующий блок
Линия передачи с временным
‚лением каналов
6)
Рис. 2.2. Интеграция коммутации и ин,
а — неинтегрированная передача и коммута
6 — интегрированная передача и коммутация на базе yoo разделения каналов
оборудование объединения и разделения каналов. В полностью ин-
тегрированной сети речевые сигналы преобразуются в цифровую
форму вблизи источников сигналов и сохраняют её до тех пор, пока
они не будут доставлены в пункт своего назначения. Кроме того,
по всем межстанционным соединительным линиям, а также по всем
внутристанционным соедлинительным линиям системы коммутации
передача сигналов идет только в цифровой форме с временным разде-
лением. Таким образом, первый уровень объединения и разделения
каналов существует только на периферии сети связи.
Интеграция функций передачи и коммутации позволяет не толь-
ко уменышить объем оборудования, но и значительно повысить ка-
чество передачи речи от одного оконечного устройства до другого.
Исключая многократные аналого-цифровые и цифро-аналоговые пре-
образования, а также используя линии передачи с малым значением
коэффициента ошибок, можно получить высокое качество передачи
речи, которое будет определяться только процессом кодирования.
В заключение покажем, какую выгоду можно получить от перехода к
полностью интегрированной цифровой сети связи.
1. Качество передачи речи при междугородной связи идентич-
но качеству передачи речи при местной связи во. всех отношениях:
с точки зрения помех, уровня сигнала, искажений.
2. Поскольку все цифровые каналы четырехпроводные, то эхо
исключено, и обеспечивается настоящее дуплексное четырех провод-
ное соединение цифровых каналов '.
‘ Эха нет, если абонентские CS
подключены четырехпроводными линиями
(аналоговыми или цифровыми). Если же в полностью цифровой сети аналоговые
абонентские линии оказываются Be Mulloy то эхо Cs
но его можно ре-
гулировать путем согласования полных сопротивлений дифсистем, обеспечивающих
переход с двухпроводных цепей на челврехоронодное, катом используются на
соответствующих абонентских ЛИНИЯХ.
85
2.1.5. Возможность работы при малых значениях отношения
`сигнал-шум (помеха)
Шум и помехи при передачи речи в аналоговых сетях проявля-
ются в наиболышей степени во время пауз в разговоре, когда
амплитуда сигнала мала. Сравнительно небольшой уровень шума,
который возникает во время пауз в разговоре, может оказаться
весьма раздражающим фактором для слушателя. В то же время
такой же уровень шума или помехи во время разговора оказыва-
ется практически неощутимым. Следовательно, качество передачи
аналоговой речи определяет абсолютный уровень шума свобод-
ного канала. Субъективные оценки качества передачи речи [9, 10]
позволили установить нормы максимального уровня шума 28 дБСО
(—62 дБм0) для систем передачи на местных линиях связи и
34 дБСО (—56 дБм0) для систем передачи на междугородных
линиях связи. Для сравнения приведем уровень мощности сигнала
говорящего абонента — это обычно —16 дБм0. Таким образом,
принятое значение отношения сигнал-шум при передаче от одного
оконечного устройства до другого в аналоговой сети связи состав-
ляет 46 и 40 дБ соответственно для местных и междугородных
линий связи. Отношение сигнал-шум в отдельных системах передачи
обязательно выше указанных значений.
В цифровых системах во время пауз в разговоре идет передача
определенных кодовых комбинаций, причем уровень мощности
передаваемых во время пауз сигналов такой же, как и в случае
передачи речевой информации. Поскольку регенерация сигнала
исключает практически все шумы, возникающие в среде передачи,
то шум свободного канала определяется лишь процессом кодиро-
вания, а не линией передачи. Таким образом, паузы речи не
определяют максимальные уровни шума так, как это имеет место
в аналоговых системах. Как будет показано в гл. 4, линии цифро-
вой передачи обеспечивают возможность практически безошибоч-
ной передачи по каналам при значениях отношения сигнал-шум
порядка 15 ... 25 дБ в зависимости от способа кодирования линей-
ного или используемого вида модуляции.
Способность цифровой системы передачи уменышпать переходные
помехи подчас оказывается более существенной, чем возможность
работы этих систем при сравнительно высоких уровнях флуктуацион-
ного шума. Один из наиболее трудных моментов при проектировании
и эксплуатации аналоговой сети — это необходимость исключить
переходные помехи между цепями, по которым идет передача
речи. Проблема становится еще более острой в те периоды, когда
в одном канале имеется пауза в разговоре, а в другом, влияющем,
идет передача сигнала с максимальным уровнем мощности. В такие
периоды переходные помехи даже при относительно низком их
уровне могут оказаться весьма ощутимыми. Особенно нежелательны
они в тех случаях, когда становятся внятным разговором и, следо-`
вательно, приводят к нарушению тайны разговоров отдельных лиц.
то же время паузы в разговоре при передаче по цифровым
86
линиям передачи He приводят к появлению сигналов малой ампли-
туды. На линиях передачи амплитуда передаваемого цифрового
сигнала поддерживается постоянной. Таким образом, переходные
помехи малого уровня исключаются в процессе регенерации в цифро-
вых регенераторах или приемниках. Даже в тех случаях, когда
амплитуда сигнала переходных помех достигает значения, доста-
точного для возникновения обнару
лых ошибок, то эффект
ошибок. проявляется лишь в виде случайного шума, который в
сущности является абсолютно невнятным.
В этом разделе основное внимание было уделено возможности
цифровых систем передачи работать при относительно малых
значениях отношения сигнал-шум или сигнал-помеха. Рассматривая
обычные требования обеспечения широкой полосы частот в цифро-
вых системах, приходим к выводу, что возможность работы
цифровых систем при малых значениях отношения сигнал-шум
(помеха) является скорее требованием к их работе, чем их пре-
имуществом. При использовании некоторых сред передачи, таких
как пары проводов (физические линии), более широкая полоса
частот означает болышее затухание. Таким образом, цифровые
системы должны быть работоспособными при более низких уров-
нях принимаемого сигнала и, кроме того, возможность устранять
переходные помехи позволяет использовать эти системы в условиях
больших нагрузок, когда стоимость расширения полосы частот
могла бы привести к неконкуренто‹ © и цифровых систем
в сравнении с аналоговыми.
2.1.6. Регенерация сигнала
Как будет более детально описано в следующей главе, пред-
ставление речевого сигнала (или любого другого аналогового
сигнала) в цифровой. форме связано с преобразованием аналогового
сигнала, описываемого непрерывной функцией времени, в последо-
вательность значений ‘ее дискретных отсчетов. Величина каждого
дискрета представляется некоторым числом двоичных информа-
ционных символов. При передаче каждый двоичный символ пред-
ставляется одним из двух возможных значений сигнала (например,
наличие импульса — отсутствие импульса, импульс положительной
полярности — импульс отрицательной полярности). Задача при-
емника
— решить, какое дискретное значение имел переданный
сигнал, и представить полученное сообщение в виде последователь-
ности отсчетов, дискретные значения которых были закодированы
в двоичной форме. Если в процессе передачи к сигналу добавля-
ется лишь неболышого уровня шум, помеха или искажения, то
двоичная информация, поступающая в приемник, идентична дво-
ичной последовательности, которая генерируется в процессе коди-
рования на передающем конце. Как показано на рис. 2.3, процесс
передачи информации, даже несмотря на некоторые искажения,
практически не изменяет основных характеристик информации.
Конечно, если искажения окажутся настолько большими, что
87
Регенератор
Регенератор
Рис. 2.3. Регенерация сигналов в цифровой линии передачи
приведут к заметным изменениям сигнала, то возникнут ошибки
в распознавании дискретов и, следовательно, поступающая на вход
приемника информация не будет идентична исходной.
Главным достоинством цифровой системы является TO, что
вероятность возникновения ошибки в линейном тракте можно
сделать весьма небольшой, вводя регенераторы в промежуточных
точках линий передачи. Если эти точки разместить достаточно
близко, то промежуточные узлы будут выявлять и регенерировать
цифровые сигналы прежде, чем искажения, возникающие в самом
канале, достигнут такого уровня, который приведет к ошибкам
при приеме. Как будет показано в гл. 4, суммарную вероятность
ошибки при передаче от одного оконечного устройства до другого
можно сделать сколь угодно малой, включая в линию передачи
достаточное число регенераторов.
`
Самая непосредственная выгода, получаемая при использовании
процесса регенерации, состоит в возможности локализации резуль-
татов воздействия помехи на сигнал. До тех пор пока искажения
на каком-либо конкретном участке регенерации линии передачи`
не приводят к ошибкам, влияние этих искажений исключается.
В противоположность этому в аналоговых системах происходит
накопление помех и искажений по мере прохождения сигнала от
одного участка к другому. Отдельные подсистемы болышой анало-
говой сети связи следует проектировать так, чтобы был возможен
тщательный контроль характеристик передачи, который позволил
бы обеспечить приемлемое качество передачи сигнала от одного.
оконечного устройства до другого. С другой стороны, отдельные
системы цифровой сети должны быть спроектированы так, чтобы
обеспечить некоторый минимум вероятности возникновения ошиб-
ки — обычно это легко реализуемая задача.
Если число пунктов регенерации в проектируемой полностью
цифровой сети достаточно для того, чтобы исключить ошибки
в канале, то качество передачи в сети связи определяется лишь
процессом преобразования сигнала в цифровую форму, а не системой
передачи. Процесс аналого-цифрового преобразования принципиаль-
но влечет за собой нарушение точности воспроизведения сигнала,
поскольку он заключается в представлении непрерывного аналогового
сигнала источника дискретными отсчетами. Однако, выбирая
достаточное число дискретов, можно осуществить преобразование
аналогового сигнала с ошибкой, не превышающей требуемого
значения. Увеличение точности требует болышего числа битов при
кодировании и, следовательно, более широкой полосы частот для
передачи. Следовательно, цифровая система передачи просто
88
обеспечивает определенный компромисс между качеством передачи
и шириной полосы (аналогичный компромисс существует при час-
тотной модуляции аналогового сигнала).
2.1.7. Приспосабливаемость к другим видам обслуживания
В предыдущем разделе было подчеркнуто, что цифровая сис-
тема передачи легко приспосабливается к передаче управляющей
информации (сигнализации). Этот факт является одним из наиболее
существенных аспектов цифровой передачи: любое цифровое сооб-
щение (независимо от того, было ли оно первоначально представ-
лено в цифровой форме или получилось в результате преобразования
из аналоговой формы в цифровую) имеет стандартный формат,
принятый в системе передачи. Таким образом, система передачи
не должна производить анализ вида передаваемой информации
и может быть вообще индифферентной к характеру нагрузки, KOTO-
рую она обслуживает.
В существующей аналоговой сети принят стандартный телефон-
ный канал с полосой 4 кГц. Все прочие виды связи, такие как
передача данных или факсимильная связь, должны быть приспо-
соблены к условиям передачи речевого сигнала, т. е. передаваемая
информация должна выглядеть, как речевая. В частности, сигналы
данных должны быть преобразованы в аналоговую форму с помощью
модемов.
Параметры стандартного аналогового канала были оптимизиро-
ваны по критерию заданного качества передачи речи. Поэтому
некоторым характеристикам тракта передачи (таким, как фазовая
и импульсная характеристики) было уделено менышее внимание,
чем искажениям, оказывающим более ощутимое влияние на качество
передачи. Вместе с тем некоторые параметры канала, выбору
значений которых не было уделено большого внимания (например,
фазовые искажения), оказались очень важными при высокоскорост-
ной передаче данных. Использование аналоговой сети для органи-
зации других видов связи, не предназначенных для передачи речевой
информации, может потребовать специальных мер для компенсации
различных искажений, сопровождающих передачу сигналов по
аналоговым системам. В противоположность этому в цифровых
системах единственным параметром, который характеризует качество
передачи, является коэффициент ошибок. Каналы с малым коэф-
фициентом ошибок в тракте реализуются достаточно просто. В слу-
чае необходимости влияние ошибок, возникающих в канале, можно
практически полностью исключить, если пользователь применяет
методы защиты от ошибок.
Дополнительная выгода, которая может быть извлечена OT
применения общего формата сообщения при передаче информации,
состоит в том, что нагрузки, поступающие от источников различных
типов, могут быть объединены в общей среде передачи без каких-
либо взаимных влияний. Использование общей среды передачи
для аналоговых сигналов различных видов связи в ряде случаев
89
осложняется тем, что различные виды связи требуют различного
качества передачи. Например, телевизионные сигналы, передача
которых должна вестись с более высоким качеством, чем речевых,
обычно не передаются в широкополосной ‘аналоговой системе пере-
дачи, которая содержит также речевые каналы, объединенные на базе
YPK [1
И хотя телефонные компании занимаются в основном вопросами
обеспечения абонентов услугами традиционной телефонной связи,
тем не менее быстрый рост объема передачи данных способствовал
привлечению внимания компаний к тем требованиям, которые
предъявляет к каналам связи передача данных. По мере того как
цифровые каналы будут становиться все в большей степени доступ-
ными пользователям, важные преимущества цифровых систем при
передаче данных будут способствовать дальнейшему росту числа
видов услуг в неречевых видах связи.
2.1.8. Возможность контроля рабочих характеристик
Дополнительная выгода, которая может быть извлечена -из не-
зависимости структуры сигнала от типа источника в цифровых
системах, состоит в том, что качество принимаемого сигнала может
быть оценено без знания природы передаваемой информации.
Цифровая система проектируется, исходя из условий передачи
хорошо определенных импульсов с дискретными уровнями. Любое
отклонение параметров сигнала на приемной стороне, которое
превышает его номинальное значение, заранее предусмотренное
при проектировании системы, должно рассматриваться как снижение
качества передачи. Вообще говоря, аналоговые системы нельзя
настраивать и испытывать в процессе работы, поскольку неизвестна
структура передаваемого сигнала. Линейные сигналы с ЧРК
обычно содержат контрольные сигналы (пилот-сигналы), с помощью
которых контролируются исправность канала и уровни мощности.
Уровень мощности пилот-сигнала служит эффективным средством
оценки отношения сигнал-шум только для фиксированного уровня
шумов. Поэтому шум и искажения оцениваются путем измерения
уровня мощности либо в неиспользуемом для передачи сообщений
канале, либо на краю полосы ›сигнала. Однако и в том и в другом
случае качество передачи в работающем канале непосредственно
измерить нельзя.
Существует достаточно общий метод определения качества
передачи по цифровым линиям — это введение в информационный
поток дополнительных битов проверки на четность. Эта избыточ-
ность, вводимая в поток данных в виде битов проверки на четность,
позволяет на приемном конце достаточно легко оценить коэффи-
циенты ошибок в канале, используя для этого простые цифровые
логические схемы. Если коэффициент ошибок превышает заданное
значение, то это является признаком ухудшения передачи по тракту.
a трактах системы T1 используется другой метод оценки
качества передающего работающего канала. Этот метод основан
90
Ha контроле некоторой доли избыточности, вводимой в форму
сигнала. Если форма с учетом введения избыточности на приемном
конце ‘отклоняется OT нормальной, то это является признаком
наличия ошибок в канале. Полное описание. форматов кодирования,
используемых в системе Т1, приводится в гл. 4. Другие методы
оценки качества передачи в цифровых системах описываются
вгл.4и6.
Реакция сети на выявляемое ухудшение качества передачи по
тракту может быть различной и зависит, главным образом, от того,
насколько критична сеть к ухудшению качества передачи в данном
тракте. Если ухудшение качества передачи затрагивает неболышое
число каналов, то на нижнем уровне иерархии сети вносится обыч-
ная запись по текущему обслуживанию системы. В более крити-
ческих случаях, когда снижение качества затрагивает болышое
число каналов, включается аварийная сигнализация, оповещающая
о повреждении, и вся нагрузка направляется в обход поврежденного
оборудования. На самом высшем уровне иерархии сети, где узлы
коммутации содержат мощные пучки каналов, перерывы в связи
недопустимы, и поэтому сразу, как только обнаруживается ухудше-
ние качества передачи, происходит защитное автоматическое пере-
ключение на резервное оборудование.
2.1.9. Простота засекречивания
Хотя для большинства абонентов телефонной связи потребность
в засекречивании речевой информации невелика, тем HE менее та
легкость, с которой можно осуществлять скремблирование и дескрем-
блирование цифрового потока [12], означает, что цифровая сеть
„предоставляет дополнительные возможности тем абонентам, которые
заинтересованы в засекречивании своих разговоров. В противо-
положность этому аналоговую речь зашифровать значительно труд-
нее и к тому же такое шифрование не столь надежно, как при
засекречивании цифровой речи. Для наиболее полного знакомства
с методами засекречивания аналоговой речи читателя можно ото-
слать к литературе [13]. Как уже ранее отмечалось, именно BO3-
можность засекречивания речевой информации, представленной
в цифровой форме, привлекает внимание военных.
2.2. НЕДОСТАТКИ ЦИФРОВЫХ СЕТЕЙ ПЕРЕДАЧИ РЕЧИ
Первая часть этой главы была посвящена рассмотрению основ-
ных технических преимуществ, которые могут быть получены в циф-
ровой сети. Чтобы сделать обсуждение более объективным, в этом
разделе дадим обзор основных технических недостатков, связанных
с построением цифровой сети. Ниже перечислены эти недостатки.
1. Расширение полосы частот.
2. Необходимость аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразований.
3. Необходимость временной синхронизации.
4.
5.
групппообразования
Несовместимость ©существующим аналоговым оборудованием.
2.2.1. Расширение полосы частот
В кратком введении в цифровое преобразование речи, сделанном
в гл. 1, было указано, что передача отсчетов аналоговых сигналов
требует полосы частот, ширина которой не болыше полосы исход-
ного сигнала (по крайней мере, теоретически). Расширение полосы
при прохождении цифровых сигналов происходит в связи с тем,
что отсчеты представляются в виде двоичных кодовых комбинаций,
при передаче которых каждый бит кодовой комбинации отобража-
ется отдельным импульсом. Таким образом, система T1 занимает
примерно в 8 раз более широкую полосу частот, чем 24 аналого-
вых канала, поскольку каждый отсчет аналогового сигнала пред-
ставляется восьмибитовым кодовым словом. На практике обычно
требуется несколько болышая полоса частот.
На некоторых участках существующей сети связи, таких, напри-
мер, как абонентские линии, расширение полосы частот не явля-
ется каким-то недостатком, поскольку имеющаяся полоса частот
используется неполностью. В системах междугородной связи полоса
частот оказывается важным показателем, поэтому цифровые системы
могут стать неэффективными в отношении числа каналов, которые
они позволяют организовать. Однако, как уже было ранее отмечено,
цифровые системы способны иногда работать при более высоких
уровнях шума и переходных помех, особенно в условиях высокой
нагрузки, когда переходные помехи велики и становятся, по сущест-
ву, основным ограничивающим фактором [11].
исключительно чистых средах передачи, таких, например, как
коаксиальный кабель, шум и внешние мешающие воздействия мини-
мальны, и аналоговые системы являются более приемлемыми.
Таким образом, при раздельном рассмотрении может оказаться,
что междугородные системы передачи целесообразнее было бы
строить на базе аналоговых систем. Выбор цифровых систем пере-
дачи в таких случаях может быть более предпочти ным лишь
тогда, когда исключение любой аналоговой подсистемы диктует
полностью цифровая сеть.
Расширение полосы частот, возникающее в результате пере-
хода к цифровому представлению речевого сигнала, непосредственно
зависит от вида используемого кода или вида модуляции. Допуская
ббльышую степень усложнения оборудования модуляции (демодуля-
ции), можно обеспечить бблыпую скорость передачи двоичных
символов при данной ширине полосы частот. Более высокая
эффективность системы обеспечивается, главным образом, за счет
увеличения числа уровней в линейном коде.
Однако при ограниченной мощности передачи — расстояние
между уровнями дискретных сигналов в приемнике сильно умень-
шается. Таким образом, передаваемый сигнал теряет устойчивость
к шумам и другим мешающим воздействиям, поскольку теперь
он имеет более низкую информационную плотность. В гл. 6 при-
веден обзор способов модуляции и соответствующих требований
к полосе частот и мощности передаваемых сигналов.
92
2.2.2. Аналого-цифровое преобразование
Хотя обычно считается, что стоимость преобразования, выпол-
няемого в цифровой системе, составляет значительную часть общей
стоимости электронного оборудования цифровой системы, следует
отметить, что цифровые системы, находящиеся в эксплуатации
в настоящее время, были введены по болышей части в аналоговое
окружение. Поэтому расходы на преобразование оказались болыше,
чем та экономия, которая могла быть достигнута при использо-
вании другого оборудования, такого, например, как устройства
цифрового группообразования и системы коммутации. По мере
преобразования сети связи в цифровую сеть будут сокращаться
потребность в преобразовании речи и, тем самым, общие расходы
на аналого-цифровое преобразование.
Кроме того, стоимость электронного оборудования непрерывно
снижается; в то же время другие виды расходов, такие, как расходы
на линии связи, а также эксплуатационные расходы, становятся
все более значительными. Таким образом, можно ожидать, что
затраты на преобразования, взятые в процентном отношении к
затратам на всю сеть, будут постоянно уменьшаться.
2.2.3. Необходимость временнбй синхронизации
При передаче цифровой информации из одного пункта в другой
возникает необходимость в синхронизации, или — обеспечении
временного соответствия, для управления процессом передачи.
Синхронизация определяет моменты времени, когда нужно отсчиты-
вать поступающий сигнал с тем, чтобы решить, какое значение
было передано. Оптимальные моменты взятия отсчета обычно
соответствуют серединам передаваемых импульсов. Таким образом,
для оптимального обнаружения сигнала генератор импульсов
отсчетов должен быть синхронизирован с моментами поступления
импульсов с линии. В общем случае генерация хронирующих им-
пульсов, используемых при распознавании сигнала, не представля-
ется трудной задачей. В гл. 4 рассмотрены некоторые аспекты
этого вопроса, связанные с установлением соответствующих момен-
тов взятия отсчета сигналов, поступающих в приемник с цифровой
линии передачи.
Однако более тонкая проблема возникает в тех случаях, когда
сеть образована несколькими коммутационными станциями, связан-
ными между собой цифровыми линиями передачи. В этом случае
мало того, чтобы отдельные элементы сети обеспечивали внутрен-
нюю синхронизацию, необходимо также выполнить некоторые
процедуры общесетевой синхронизации прежде, чем допустить
взаимодействие отдельных подсистем. В гл. 7` обсуждаются основ-
ные методы синхронизации сети связи, а также способы их реали-
зации.
Необходимость в синхронизации возникает не только в цифро-
вой сети. Так, при использовании на аналоговых сетях систем
93
передачи с ЧРК, использующих передачу сигнала с ОБП, возникает
необходимость синхронизации несущей. Однако в отличие от циф-
ровых в аналоговых системах необходимость в синхронизации
является скорее требованием, относящимся к функциям системы
передачи с используемым видом модулции; оно не является принци-
пиальным требованием, связанным с форматом самого сигнала.
2.2.4. Топологические ограничения группообразования
Наиболее очевидной областью использования группообразования
являются радиовещание и телевидение. В таких системах осуще-
ствляется совместное использование передающей среды путем
частотного разделения каналов вещания. Применение этих систем
не связано с какими-либо функциональными — ограничениями,
обусловленными географическим местоположением передатчиков
и приемников. Поскольку каждый передатчик работает в отведен-
ной ему полосе частот, а каждый приемник обладает достаточно
высокой избирательностью, чтобы принимать сигналы только дан-
ного канала, то считается, что переходные помехи отсутствуют.
С другой стороны, при временном разделении размещение пере-
дающих и приемных устройств оказывает влияние на функции
зередачи. По льку время поступления информации в данном
временном интервале зависит от длины линии передачи, то в распре-
деленвных систёмах с ВРК необходимо вводить защитные временные
интервалы между временными интервалами каналов. Для обеспе-
чения адекватного разделения каналов в системах с ЧРК также
необходимо вводить защитные разделительные полосы частот
между каналами. Однако ширина защитной полосы не зависит
от географического местоположения передатчиков. В то же время
в системе с ВРК длительность защитных временных интервалов
зависит от расстояния между передатчиками: ee следует увеличи-
вать при увеличении расстояния между географическими точками
размещения передатчиков. Кроме того, каждый источник инфор-
мации в системе с временным разделением должен иметь логи-
ческие схемы как для выделёния сигналов синхронизации, так
и для распознавания временных интервалов каналов. По этой
причине системы с ВРК используются главным образом там, где
все источники информации располагаются в одной зоне и один
мультиплексор задает и распределяет временные интервалы.
Системы спутниковой связи с многостанционным доступом,
организованным на базе временного разделения, представляют
собой примеры одного из развивающихся направлений использо-
вания систем с ВРК в случае распределенных источников инфор-
мации. В этих системах применяются весьма сложные методы
синхронизации, благодаря которым посылки, передаваемые каждой
земной станцией, поступают на спутник в точно заданные моменты
времени. Благодаря этому величина защитных временных интервалов
между временными каналами может быть сделана небольшой.
Заметим, что в случае спутниковой связи. имеется, по существу,
94
Каналы с частотным разделением
oii=||
Рис. 2.4. Частотное разделение каналов Ha распределенной многопунктовой линии
передачи
только один пункт назначения — спутник. Если же системы с ВРК
° применяются на сетях с многими распределенными источниками
и пунктами назначения, причем передача ведется по нескольким
направлениям, то неизбежно возникает необходимость в расши-
рении допустимых временных интервалов. На рис. 2.4 показан
пример организации связи между несколькими пунктами с исполь-
зованием частотного, вместо временного, разделения каналов на
многопунктовой' линии передачи. Временное разделение каналов
применяют в кольцевых линиях ?, составленных из последовательно
соединенных односторонних линий передачи; такие кольцевые
системы используются для взаимных соединений территориально
разнесенных узлов с ВРК без защитных временных интервалов.
Вопросы построения кольцевых систем с ВРК рассмотрены в гл. 4.
2.2.5. Несовместимость с существующими аналоговыми
устройствами
Цифровое оборудование, которое используется на частных те-
лефонных сетях или на сети общего пользования, обязательно
обеспечивает стандартный аналоговый стык с остальной частью
сети. Иногда на долю этих стыков приходятся основные затраты
на цифровую подсистему. Прежде всего, такая ситуация возникает
на цифровых оконечных станциях. Стандартное устройство сопря-
жения абонентского шлейфа, описанное в гл. 1, в частности, не-
совместимо с электронной коммутационной схемой (ни с цифровой,
ни с аналоговой). Влияние, которое оказывает это сопряжение
на цифровые системы коммутации местных сетей, рассматривается
вгл.5.
' В отечественной литературе многопунктовую линию передачи также называют
групповой. — Прим. перев.
2 Кольцевые линии являются разновидностью групповых линий передачи. Они мо-
гут содержать дуплексные или полудуплексные каналы, в которые включаются по-
следовательно источники информации; кроме того, они могут быть организованы на
азе симплексных каналов, образующих петлю с передачей информации всегда только
в одном направлении.— Прим. перев.
95
Как уже было ранее показано, до TeX пор, пока BCE сети не
станут полностью цифровыми, добиться максимальных преимуществ
цифровых телефонных систем в отношении качества передачи
речи и предоставления «неречевых» видов обслуживания практически
не удастся. Поэтому особенно желательно, чтобы аналого-цифровые
и цифро-аналоговые преобразования сигналов выполнялись в самих
оконечных устройствах. Преобразование, выполняемое в оконечном
устройстве, позволит получить ряд преимуществ, включая: группо-
образование для многоканальных абонентских систем передачи;
исключение необходимости обычного абонентского стыка; обеспе-
чение цифровых соединений OT одного оконечного устройства
до другого с высоким качеством передачи; расширение возмож-
ностей контроля оконечных абонентских устройств со стороны
центральной станции. Последнее обстоятельство особенно важно
для организации учета стоимости переговоров из телефонов-авто-
матов, которые предъявляют специфичные и обременительные тре-
бования к сопряжению на существующей сети связи.
И хотя реализация преобразования на уровне оконечного устрой-
ства, в которое с самого начала будут встроены соответствующие
блоки, является наиболее разумным и желательным с точки зрения
сети связи решением, тем не менее огромные вложения в сущест-
вующие абонентские линии, приспособленные для аналоговых
телефонных аппаратов, служат тормозом для повсеместного пере-
хода на цифровые местные распределительные сети. Линейно-
кабельные сооружения сами по себе позволяют вести передачу
цифровых сигналов, требующих более широкой полосы частот,
однако для цифровой передачи должны быть внесены некоторые
изменения в оборудование, а также модифицированы методы эксплу-
атации и обслуживания. Наиболее усложняют переход к цифровым
абонентским шлейфам пупиновские катушки, искусственные линии'
отпайки *, высокоомные сопротивления или сростки кабеля, а также
защита от высоких напряжений. Кроме того, учет влияния пере-
ходных помех на более высоких частотах может привести к необ-
ходимости организации связи по двухкабельной системе с выделе-
нием отдельного кабеля для каждого направления передачи или
к использованию более совершенных кабелей с внутренним экраном,
который разделяет «прямое» и «обратное» направления передачи3
Вопросы выбора стратегии введения аналого-цифрового преоб-
разования для постепенного перехода к цифровым абонентским
! Искусственная линия — это устройство, обычно добавляемое к сравнительно
коротким линиям передачи с целью установления некоторых единых характеристик
передачи, аналогичных характеристикам более длинных линий передач.
* Отпайки — это неиспользуемая пара жил кабеля, соединенная в A точке
с используемой парой, которая может использоваться либо для подключения доба-
вочного телефонного аппарата, либо для перераспределения кабельныхпар.
% Цифровые абонентские шлейфы могут быть организованына двухпроводных ли-
ниях путем использования попеременной передачи и приема блоков данных по прин-
ципу «пинг-понга». Как будет сказано в гл. 5, этот метод позволяет избежать влия-
ния переходных помех на ближнем конце, поскольку процессы передачи и приема
оказываются разнесенными во времени.
96
линиям в Великобритании рассмотрены в литературе [14]. Вслед-
ствие введения искусственной задержки в тракт передачи информа-
ции цифровые системы коммутации усложняют проектирование
систем подавления эха. Эти вопросы более подробно будут рас-
смотрены в конце гл. 5.
2.3. ЭКОНОМИЧЕСКИЕ АСПЕКТЫ
Огромное количество аналогового оборудования, находящегося
еще в эксплуатации на телефонной сети общего пользования, пред-
ставляет собой главное препятствие для широкого использования
цифровой техники. Основная задача телефонных компаний— это
обеспечение традиционной телефонной связью. Следовательно, до тех
пор, пока телефонная компания, занимающаяся эксплуатацией теле-
фонной сети, обеспечивает качественное обслуживание абонентов
телефонной связью, стимулы, побуждающие к замене оборудования
сети и переходу на новую технику, невелики. Побудительным им-
пульсом к изменениям является экономика. Новое оборудование
должно либо обеспечивать гарантированную экономию затрат за счет
сокращения эксплуатационных расходов, либо предоставить возмож-
ности введения новых услуг при наличии гарантированного рынка
сбыта этих услуг, прибыль от которых компенсирует затраты на
списанное, но еще не полностью обесцененное оборудование.
Одним из последствий быстрого прогресса технологии и нара-
стающего темпа конкуренции в телефонной промышленности яви-
лась тенденция к сокращению сроков окупаемости вложенных затрат.
сли власти, занимающиеся вопросами регулирования — связи,
разрешат компаниям, эксплуатирующим телефонное оборудование,
окупать свои вложения так, что сроки, окупаемости будут в большей
степени соответствовать уровню конкуренции (или техники), то
телефонные компании будут более быстрыми темпами заменять
технически устаревшее оборудование.
Одной из главных проблем для компаний, производящих обору-
дование, и компаний, занимающихся его эксплуатацией, является
обслуживание огромного числа типов телефонного оборудования,
которое создавалось в течение многих лет и продолжает находиться
в эксплуатации в настоящее время. И хотя переход к полностью
цифровой сети представляет собой благоприятный случай изба-
виться от значительной части устаревшего оборудования, в течение
ближайшего времени потребуется еще более широкий набор типов
оборудования. Кроме того, цифровое оборудование построено с
использованием принципиально иной технологии и, естественно,
его обслуживание потребует подготовки новых кадров, иной конт-
рольно-испытательной аппаратуры и новых методов ремонта обору-
дования. При оценке целесообразности введения цифровой комму-
› тации на уровне оконечных станций следует учитывать ряд эконо-
мических выгод, которые могут быть извлечены из применения
группообразования с временным разделением каналов на абонент-
ских линиях.
4 Зак. 1438
97
Во-первых, могло бы значительно возрасти число многоканаль-
ных цифровых систем передачи, поскольку сократилась бы мини-
мальная длина абонентской линии, при которой использование
этих систем было бы экономически оправдано. Это связано с тем,
что сигналы, образованные в результате временного разделения,
могут коммутироваться в цифровой форме! [15]. Если аналого-
цифровое преобразование выполняется в самих телефонных аппа-
ратах, то длина абонентской линии, при которой экономически
оправдано введение группообразования с ВРК, становится равной
нулю. В любом случае смещение точки введения цифровых сигналов
в сторону периферии сети и применение группообразования на
уровне абонентских линий обеспечивает не только сокращение
расходов на линейные сооружения, но и уменьшение числа линей-
ных окончаний на самой центральной станции. Повсеместное
использование цифрового группообразования на абонентских линиях
радикально упростит кросс абонентских линий и снизит требования
к помещению центральной станции. Эти соображения особенно
важны, если компания, занимающаяся эксплуатацией оборудования,
переживает период значительного расширения своей зоны обслу-
живания и должна рассматривать вопрос либо расширения суще-
ствующих помещений, либо перехода в новое помещение. При
использовании цифровой коммутации и цифрового группообразо-
вания значительно снижаются требования к занимаемой под
оборудование площади и кабельному вводу, тем самым снимается
проблема расширения помещений для станции.
Вторым, и по всей вероятности наиболее важным моментом,
связанным со смещением точки введения цифровых сигналов
в сторону периферии телефонной сети, является то, что болышая
доля затрат на сеть не окупается до тех пор, пока пользователи
не будут готовы начать оплату предлагаемых услуг.
В настоящее время на существующей сети из общих затрат
телефонных компаний, занимающихся эксплуатацией телефонного
оборудования, на долю оконечных устройств приходится лишь
% ° (это телефонные аппараты, модемы, телефонные коммута-
торы и т. д.) [16]. Срок окупаемости остальной части затрат
компаний оказывается болышим, поскольку проходит достаточно
длительное время, прежде чем могут быть получены доходы от
введения соответствующего оборудования. Таким образом, долго-
временное планирование ожидаемых запросов является тем крити-
ческим моментом, который определяет эффективность деятельности
телефонных компаний. В полностью цифровой сети затраты на
отечественной литературе чаще используется понятие коммутации каналов,
а не коммутации сигналов. Использование автором понятия коммутации сигналов
связано, по-видимому, с противопоставлением этого вида коммутации другим, а имен-
но коммутаЦИИ сообщений, Foamy sa пакетов, что представляется ему логически
более aм.— Прим. перев.
20% входит и стоимость установки, которая возвращается компаиии в виде
оплаты за услуги. Стоимость же самого оконечного оборудования составляет прибли-
зительно 10% от общей стоимости сети
98
линейные сооружения, коммутационное оборудование и помещение
могут быть снижены на порядок [3, 4]. Значительная часть рас-
ходов в полностью цифровой сети будет падать на сами телефонные
аппараты, что приведет к сокращению сроков окупаемости вложений
в связь.
ГЛАВА 3
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ РЕЧЕВЫХ СИГНАЛОВ
В ЦИФРОВУЮ ФОРМУ
Область преобразования речевых сигналов в цифровую форму
вследствие его интересной природы и полезности во многих примене-
ниях в последние 20 лет подвергается интенсивному изучению. Это
изучение породило множество различных типов преобразователей с
большим числом разновидностей в каждом типе. Выбор конкретного
типа в первую очередь зависит от области применения и качества пере-
дачи речи, которое желательно получить. Вообще говоря, области
применения можно классифицировать следующим образом: а) переда-
ча, 6) коммутация, в) хранение и их комбинации. Кодеры речи для
передачи можно классифицировать в соответствии с высокоскоростной
и низкоскоростной передачей. Для высокоскоростной передачи при-
меняются системы типа Т, где желательно получить стандартное
качество передачи речи при телефонии. В настоящее время экономич-
- ные преобразователи речи, обеспечивающие стандартное качество пе-
редачи при телефонии,требуют скоростей передачи от 32 до 64 кбит/с.
Еще большие скорости требуются для цифровой передачи программ
звукового вещания, где желательно более высокое качество. Например,
МККР предлагает как стандарт для передачи сигналов звукового
вещания [1] скорость 384 кбит/с (включая биты проверки на чет-
ность).
Низкоскоростная передача применяется в общем случае при ис-
пользовании для секретной передачи речи существующих аналоговых
средств, таких как телефонная сеть общего пользования или высоко-
частотные радиоканалы. При таких применениях скорости передачи
в типовых случаях ограничиваются значениями от 2 до 16 кбит/с.
В этих случаях преобразователи речи (за исключением устройств для
верхней границы этого диапазона скоростей) существенно сложнее и
используют ‘принципиально другие алгоритмы, чем преобразователи
для обычной телефонии.
Поскольку полоса пропускания систем коммутации в общем случае
менее ограничена, чем полоса систем передачи, в преобразователях
речи для целей коммутации используются обычно простые устройства,
работающие с повышенными скоростями. Например, в первой цифро-
вой УТС в США, которая выпущена фирмой Rolm в 1975 г.,
была использована техника преобразования, аналогичная той, которая
используется в системах передачи типа Т, но требующая скорости
передачи 144 кбит/с [2]. Поскольку стоимость обычных кодеров и
4*
99
декодеров (кодеков) для передачи снижается и все большее число
функций передачи и коммутации объединяется, техника преобразова-
ния речи на повышенных скоростях (только: для коммутации) пере-
стает применяться.
Цифровые устройства хранения речевых сигналов также можно
подразделить в соответствии со скоростью передачи преобразованного
в цифровую форму сигнала, которая, естественно, непосредственно
влияет на требования к устройствам цифровой памяти. Нижней грани-
це скорости соответствуют устройства для записи сообщений, где
необходим минимальный объем памяти и реализуются только мини-
мальные требования к качеству речи. Одним из них является обучаю-
щий аппарат «Спик-энд-спёл» ', разработанный фирмой Texas
Instruments [3]. )
В этом устройстве использованы некоторые из наиболее изощрен-
ных достижений в технике цифрового преобразования речи; OHO -спо-
собно запоминать до 200 слов (в среднем примерно по 1000 битов на
слово). При таких данных эквивалентная скорость передачи получает-
ся несколько меньшей, чем 1200 бит/с. Отсюда следует, что запись
сообщений при ограниченном объеме памяти требует наиболее слож-
ной техники кодирования и декодирования. Вследствие этого, способ
получения таких низких скоростей передачи в настоящее время не
может обеспечить качество, требуемое для применений в реальном
масштабе времени.
Другим примером запоминающего устройства является цифровая
система запоминания речи типа 1А [4], разработанная инженерами
фирмы Bell Laboratories. Эта система работает совместно с коммутаци-
онными системами с управлением по записанной программе и служит
для записи механического голоса, сообщений от абонентов и сообще-
ний для абонентов. Для кодирования используется адаптивная дельта-
модуляция (рассматривается далее) со скоростью передачи 32 кбит/с.
Верхней границе скоростей передачи соответствует применение
цифровых устройств хранения для записи речи и музыки с высоким
качеством воспроизведения. Многие из преимуществ цифровой пере-
дачи (по отношению к аналоговой) можно отнести и к цифровой
записи. Первым из этих преимуществ является возможность определе-
ния качества воспроизведения во время записи и поддержания этого
качества бесконечно долго путем периодического копирования (регене-
рации) записанной цифровым образом информации, прежде чем не-
избежные ухудшения не вызовут ошибок в двоичных символах. Таким
образом, высококачественные (с высокой скоростью передачи) цифро-
вые записи выдающихся певцов (в зависимости от вашего музыкаль-
ного вкуса) могут быть сохранены для потомства. Это невозможно
сделать с аналоговыми записями, как бы хорошо с ними не обращались
или сохраняли их. Другое достоинство цифровых систем запоминания
состоит в возможности использовать низкокачественный (нелиней-
ный) носитель записи. Вследствие этого цифровые проигрыватели и
магнитофоны станут экономически привлекательными для потребите-
! Это означает в переводе: «говори и произноси по буквам». Прим. перев.
100
лей, поскольку стоимость электроники продолжает уменьшаться, a
дешевые носители записи производятся в массовом количестве.
Цифровые магнитофонные системы с высоким качеством воспроизве-
дения уже применяются в некоторых студиях звукозаписи, в основном
чтобы способствовать гибкости обработки высококачественного
сигнала при подготовке окончательного продукта. В этих системах
скорости передачи составляют около 400 кбит/с.
Анализ и синтез речи является еще одной областью широко рас-
пространенных исследований, тесно связанных с преобразованием
речи в цифровую форму. Действительно, в некоторых из кодеров и де-
кодеров речи, работающих на самых низких скоростях, применяется
в определенной степени анализ и синтез речевых сигналов, представ-
ленных в цифровой форме. Однако в своей основной разновидности
анализ и синтез имеют особые задачи и приложения, фундаментально
отличающиеся от целей и применений цифрового представления речи.
В основном эти задачи состоят в распознавании слов и машинной
генерации речи.
Один из подходов к анализу речи состоит в обработке сигналов
с целью распознавания фонем — основных единиц речи, из которых
построены произнесенные слова. После распознавания фонем им при-
писываются определенные индивидуальные кодовые комбинации, ис-
пользуемые для запоминания или передачи. Синтезатор может затем
образовать речевой сигнал, воссоздавая комбинации фонем. Анализ
этой техники показывает, что содержание речевой информации может
быть передано со скоростью порядка 50 бит/с [5]. Следует, однако,
подчеркнуть, что передается только та информация, которая связана
с самими словами, но не передается ни одно из более субъективных
качеств речи, таких как натуральность речи, интонация, акцент, распо-
знаваемость говорящего и т. п. Вследствие этого такая техника сама по
себе не применима для общей телефонии, которая обычно воспроизво-
дит. также особенности речи, отличные от содержания произнесенных
CJIOB.
Следующий уровень анализа речи позволяет распознавать сами
произнесенные слова. Одна из таких систем, представленная недавно
в действии фирмой NEC (Япония), способна распознавать до 1000 от-
дельных слов с вероятностью ошибки менее 1 % [6]. Такие системы
предназначаются для ввода данных в ЭВМ или для управления маши-
нами голосом и в общем случае не включают средства для воспроизве-
дения (синтеза) произнесенных слов, за исключением получения
цифро-буквенного выходного сигнала. С улучшением этой техники
распознавания, особенно распознавания связанных слов, станут
возможными телетайпы, управляемые голосом.
В широком смысле способы преобразования речи в цифровую фор-
му могут быть подразделены на два класса: способы кодирования
аналоговых сигналов с максимально возможной точностью и
обы
обработки сигналов с целью кодирования только значимых для воспри-
ятия элементов процессов речи и слуха. Первая категория относится
к общей проблеме аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразо-
ваний и не ограничивается только преобразованием речи. Двумя наи-
101
более общими способами, используемыми для кодирования речевых
сигналов, являются импульсно-кодовая модуляция (ИКМ) и дельта-
модуляция (ДМ). За исключением специальных случаев в цифровой
телефонии используются только эти способы. Таким образом, изучая
наиболее общие способы цифрового кодирования речи, мы фактически
исследуем более широкий класс аналого-цифровых преобразований.
Вторая категория способов цифрового преобразования речи отно-
сится, в основном, к созданию кодеров и декодеров. речи, работающих
с очень низкими скоростями передачи и предназначенных для узко-
полосных систем передачи или цифровой аппаратуры хранения с огра-
ниченным объемом. Устройства этого специального класса обычно
называют вокодерами. Речь, воспроизводимая вокодерами, обычно
достаточно разборчива, но в общем случае лишена натуральности
‚(имеет синтетическое звучание). По этой причине вокодеры не обеспе-
чивают качества, достаточного для общей телефонии. В последующем
рассмотрении основное внимание уделяется способам кодирования
аналогового сигнала, но описываются также и общие принципы работы
вокодеров.
3.1. АМПЛИТУДНО-ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Первым шагом в превращении аналогового сигнала в цифровой
является формирование последовательности дискретных моментов
времени, в которые осуществляется дискретизация сигнала. Способы
аналого-цифрового преобразования основываются преимущественно
на использовании периодических моментов дискретизации, размещен-
ных на равных расстояниях. Если дискреты формируются достаточно
часто, то исходный сигнал может быть полностью восстановлен из
последовательности дискретов путем применения фильтра низких час-
тот для интерполяции или формирования сглаженного по величинам
дискретов сигнала. Эти основные понятия иллюстрирует рис. 3. 1.
Представленный на этом рисунке аналоговый сигнал дискретизируется
с постоянной частотой дискретизации fg = 1/Т и восстанавливается с
помощью фильтра низких частот. Отметим, что процесс дискретизации
эквивалентен амплитудной модуляции последовательности импульсов
с постоянной амплитудой. Отсюда метод, представленный на рис. 3. 1,
называют обычно амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ).
м Дискреты
—
АИМ сигнала
Входной сигнал
|
lull,
[Ne
Импульсная
BY Выходной сигнал
последовательность
|
Амплитудная
модуляция
Фильтр
низких частот
Рис. 3.1. Амплитудно-импульсная модуляция
102
3.1.1. Частота дискретизации по Найквисту
Классические результаты в системах с дискретизацией были полу-
чены в 1933 г. Г. Найквистом ', когда он определил минимальное
значение частоты дискретизации, необходимое для извлечения всей
информации из непрерывного, меняющегося во времени сигнала.
Эти результаты — критерий Найквиста — определяются соотношени-
ем fg > 2BW *, где f; — частота дискретизации, BW — ширина полосы
входного сигнала.
С.
ру
ной последова-
тельности
0
2
—2f
es
S
a
l
Выходной фильтр
г----Ж
2%
Рис. 3.2. Спектр сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией
Этот результат поясняет рис. 3. 2, где представлен спектр входного
сигнала и результирующий спектр импульсной последовательности
АИМ сигнала. Спектр АИМ сигнала можно получить, если учесть, что
непрерывная последовательность импульсов имеет частотный спектр,
состоящий из дисретных гармоник частоты дискретизации. Входной
сигнал модулирует каждую из этих гармоник отдельно. В результате
этого создаются две боковые полосы около каждой дискретной частоты
в спектре импульсной последовательности. Исходный сигнал восста-
навливается с помощью фильтра низких частот, рассчитанного на
подавление всех частот, кроме частот исходного сигнала. Как показано
на рис. 3. 2, восстанавливающий фильтр низких частот должен иметь
частоту среза, которая расположена между BW и }; — BW. Следова-
тельно, разделение возможно только в том случае, если /;— BW больше,
чем BW (т. е. если fg => 2BW).
\ Теорема a
былаоформулирована и доказана академиком В. А. Ко-
тельниковым в 1931 г.— Прим.
По теореме iymw. Прим. ред.
103
3.1.2. Помехи наложения спектров
Если входной сигнал системы с АИМ дискретизируется с частотой
fs <<2BW, то исходный сигнал не может быть восстановлен без
искажений. Как показано на рис. 3. 3, искажения в выходном сигнале
возникают вследствие того, что боковые полосы частоты дискретиза-
ции попадают в исходный спектр и не могут быть выделены из него
путем фильтрации.
По существу, помехи наложения спектров создают в требуемой
полосе частот составляющие, которые не существовали в исходном
сигнале. Проблемы наложения спектров не являются особенностью
только процессов преобразования речи в цифровую форму. Возможно-
сти для возникновения таких искажений существуют в любой системе
с дискретизацией. Кинофильмы, например, являются еще одной систе-
мой с дискретизацией, в которой могут возникнуть помехи наложения
Энергия искажений
=ВЮВИaf,=2%|—&0J7
Спектр
входного сигнала
Рис. 3.3. Спектр с i
боковых полос, получаемый при недостаточно высо-
ой частоте дискретизации входного сигнал
спектров. Возьмем всем известный пример, когда снимают движущиеся
дилижансы в старых вестернах. Часто процесс дискретизации осу-
ществляется слишком медленно по сравнению с вращением колес
дилижанса и создается ложная скорость вращения. Если между кадра-
ми колесо поворачивается на 355°, это выглядит на глаз, как если бы
оно повернулось назад на 5°.
Дискреты
АИМ сигнала
Устройство
дискретизации
Источник
г
сигнала с
ВкГц
Фильтр
частотой
низких частот
5,5 кГц
5,5 кГц
2,5 кГц
Дискреты АИМ сигнала
Рис. 3.4. Преобразование сигнала с частотой 5,5 кГц в сигнал с частотой 2,5 кГц
104
AAGШA AN
ly
=
Фи:
Аналоговая Восстанавливающий
огреничивающий Импу
память
фильтр
[те=]
nooy дискретизации
Рис. 3.5. Структурная схема системы с амплитудно-импульсной модуляцией
На рис. 3.4 показан процесс возникновения помех наложения
спектров в речевых сигналах на примере, когда сигнал с частотой
5,5 кГц дискретизируется с частотой 8 кГц. Отметим, что значения
дискретов идентичны значениям, получаемым для входного сигнала
с частотой 2,5 кГц. Вследствие этого после прохождения дискретизи-
рованным сигналом выходного фильтра с частотой среза 4 кГц возни-
кнет сигнал с частотой 2,5 кГц, который не поступал от источника.
Этот пример показывает, что входной сигнал перед дискретизацией
должен быть ограничен по полосе, чтобы можно было удалить из него
составляющие с частотой выше, чем /,/2, даже если этими составляю-
щими, как неслышимыми, можно было бы пренебречь. Таким образом,
полная АИМ-система, показанная на рис. 3. 5, должна иметь фильтр,
ограничивающий полосу сигнала перед дискретизацией, для гарантии
того, что никакие ложные или связанные с источником сигналы не
приведут к появлению помех в требуемой полосе вследствие наложения
спектров после дискретизации. Входной фильтр может быть рассчитан
также на подавление очень низкочастотных составляющих, чтобы
удалить фон частоты 60 Гц, проникающий из цепей электропитания.
На рис. 3. 5 показано восстановление сигнала с помощью устройст-
ва аналоговой памяти, которое формирует ступенчатую аппроксима-
цию дискретизированного сигнала. За счет использования ступенчатой
аппроксимации уровень мощности сигнала на выходе восстанавлива-
ющего фильтра получается почти таким же, как и уровень дискретизи-
рованного входного сигнала. В этом случае частотная характеристика
восстанавливающего фильтра должна быть несколько изменена, чтобы
учесть спектр расширенных (ступенчатых) дискретов. (Величина этого
изменения определяется путем деления «плоской» характеристики
фильтра на спектр импульса конечной длительности, см. приложе-
ние В.)
Предполагается, что ограничивающий полосу и восстанавливающий
фильтры, показанные на рис. 3. 5, имеют идеальные характеристики '.
! Под идеальным понимается такой фильтр, у которого задержка не зависит OT
частоты (линейная фаза), затухание в полосе пропускания отсутствует (3a исключе-
нием такого, которое желательно для образования нужной формы импульса), срез
произвольно крутой и затухание во всей полосе задерживания бесконечно большое.
105
Ho
Поскольку идеальные фильтры фи-
зически нереализуемы, при практи-
ческом выполнении фильтров сле-
дует учитывать эффекты, вызван-
[
=
]
а
ные их неидеальностью. Могут
$ —10
быть использованы фильтры с
Е ела
практически реализуемой крутиз-
3
ной изменения затухания на краю
“©
полосы, если входной сигнал под-
Х.
вергнут дискретизации с частотой,
—28
несколько превышающей часто-
—30
ту А.
3400 4000
4600 5000
Как показано на рис. 3. 2, если
частота дискретизации несколько
Рис. 3.6. Шаблон для ограничивающего больше удвоенной полосы, спект-
полосу фильтра, соответствующий реко- ральные полосы достаточно отде-
мендации МК для ИКМ-кодеров лены друг от друга, так что могут
Perea
быть использованы фильтры с
плавно падающими характеристи-
ками. Так, например, в системах с дискретизацией речи обычно
применяют ограничивающие полосу фильтры с затуханием 3 дБ на
частотах около 3,4 кГц при частоте дискретизации 8 кГц. Вследствие
этого дискретизируемый сигнал на частоте 4 кГц затухает уже
достаточно для того, чтобы в необходимой степени уменьшить уро-
вень энергии на частотах, которые могут вернуться в полосу ис-
ходного сигнала. На рис. 3.6 представлен шаблон характеристики
фильтра, рассчитанного на выполнение рекомендаций МККТТ по
подавлению внеполосных сигналов в ИК М-кодерах речи. Отметим, что
на частоте 4 кГц достигается затухание около 14 дБ.
Как упомянуто в гл. 1, качество восприятия речевого сигнала
слабо зависит от фазовой характеристики канала (относительной
задержки частотных компонентов речи). По этой причине поведение
фазовых характеристик ограничивающих полосу фильтров в кодерах
и сглаживающих фильтров в декодерах не является критичным. Однако
нелинейности фазовых характеристик этих фильтров оказывают все-
таки влияние на качество передачи высокоскоростных данных в полосе
TY ‘в процессе преобразования сигналов в цифровую форму. Отсю-
да, когда данные в полосе ТЧ передаются по линиям систем передачи
типа T, возникает в какой-то степени парадоксальная ситуация:
процесс преобразования сигнала данных в полосе TY (типовая
максимальная скорость 4800 бит/с) в цифровой сигнал со скоростью
передачи 64 кбит/с, практически свободный от ошибок, вызывает
искажения в низкоскоростном сигнале данных. Однако сам процесс
передачи не создает новых ухудшений в сигнале.
ли вводить дискреты от множества источников так, чтобы они
следовали друг за другом, системы с АИМ можно использовать для
многоканальной передачи по одной линии с временным разделением.
Как правило, однако, системы с АИМ не пригодны для передачи на
большие расстояния из-за подверженности импульсов воздействию
106
Частота, Гц
шумов, искажений и переходных помех. Вместо этого для передачи
на большие расстояния АИМ дискреты преобразуют в цифровую
форму, что позволяет использовать регенераторы для удаления
дефектов передачи, прежде чем эти дефекты приведут к ошибкам.
Способы амплитудно-импуле ной модуляции с временным разделени-
ем каналов используются в некоторых типах УТС, описанныхв гл. 5.
3.2. ИМПУЛЬСНО-КОДОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В предыдущем разделе была описана амплитудно-импульсная моду-
ляция, при которой дискретные моменты времени отсчетов с
аналоговыми амплитудами используются для извлечения информа-
ции, содержащейся в непрерывно меняющемся аналоговом сигнале.
Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ) является развитием АИМ.
При этом величина каждого аналогового отсчета квантуется до ди-
скретного значения для представления в виде цифровой кодовой
комбинации. Таким образом, как показано на рис. 3. 7, система с АИМ
может быть преобразована в систему с ИКМ, если добавить аналого-
цифровой преобразователь (АЦП) на передающей стороне и цифро-
аналоговый преобразователь (ЦАП) на приемной стороне. На рис. 3. 8
изображен типовой процесс квантования, в котором. совокупность
шагов квантования однозначно связана с двоичными кодовыми комби-
нациями. Все значения дискретов, приходящихся на конкретный шаг
квантования, отображаются единственной дискретной величиной, раз-
мещенной в: центре шага квантования. Вследствие этого процесс
квантования вводит в дискреты сигнала определенное число ошибок,
или искажений. Эти ошибки, известные как шум квантования, сводятся
к минимуму введением болышого числа малых шагов квантования.
Естественно, с увеличением числа шагов квантования необходимо уве-
ЛИЧИТЬ ЧИСЛО CUMBOJIOB, чтобы однозначно идентифицировать эти шаги.
Дискреты АИМ сигнала
Аналоговый
входной
искрет
Аналоговый
закодированные
выходной
в цифровую форму
Импульсь
дискретизации
Рис. 3.7. Структурная схема системы с импульсно-кодовой модуляцией
on Tg Que квантования —
o10F A
001
|
EN
000} TUT TN A
100
МГ
101
+=”
110
|
Рис. 3.8. Квантование аналоговых
111
дискретов
010 011 011 010 001 001000101101 000
107
3.2.1. Шум квантования
Основным аспектом расчета и разработки инженерных ‘проектов
является необходимость использования аналитических характеристик
качества функционирования систем. Только при наличии таких харак-
теристик система может быть объективно оценена и ее стоимость
эффективно сопоставлена со стоимостью альтернативных разработок.
Одной из характеристик, необходимой для инженеров телефонной
связи, является качество речи, доставляемой слушателю. Измерения
качества речи усложняются из-за субъективных свойств речи, которые
воспринимаются типовым слушателем. Одна из особенностей субъек-
тивного восприятия шумов или искажений в речевом сигнале связана
с частотным составом, или спект-
ром мешающих воздействий в со-
четании с уровнем их мощности.
ти эффекты влияния шумов в за-
й
Входной сигнал
висимости от частоты были рас-
смотрены в гл. 1 при введении
понятий взвешивания при по-
мощи С-контура и псофометри-.
ческого взвешивания.
Последовательные ошибки
Ау
Ошибка квантования в ИКМ-кодере в 06-
N N p p p N p passes щем случае предполагаются pac-
:
пределенными по случайному за-
Рис. 3.9. Зависимость ошибок кванто- кону и не коррелированными друг
вания от ЭМПЛИТуды
с другом. Таким образом, сово-
купный эффект ошибок квантова-
ния в системах с ИКМ можно
рассматривать как аддитивные шумы, имеющие субъективное воз-
действие, которое аналогично воздействию белого шума с ограничен-
ной полосой. На рис. 3.9 представлена зависимость ошибок
квантования от амплитуды сигнала для кодера с равномерными
шагами квантования. Отметим, что если сигнал успевает измениться
по амплитуде на несколько шагов квантования, ошибки квантования
становятся независимыми. Если сигнал дискретизируется с частотой,
намного превышающей f;, то последовательные дискреты буду
часто приходиться на одни и те же шаги, что приведет к. потере
независимости ошибок квантования.
Ошибки, или шум квантования ', возникающие при преобразовании
аналогового сигнала в цифровую форму, обычно выражаются в виде
средней мощности шума по отношению к средней мощности сигнала.
/
- Квантованный
выходной сигнал
В
ы
х
о
д
н
о
й
с
и
г
н
а
л
д
е
к
о
д
е
р
а
* Данное явление исторически получило название «шум квантования» (quantizing
noise) и так и представлено в тексте, потому что именно это название употребляет
жения квантования» (quantizing distortion), так как при этом точнее отражается
происхождение этих помех и не возникает путаница в представлениях об эффекте
их воздействия на качество связи.— Прим. перев.
108
В соответствии с этим отношение сигнал-шум квантования можно
определить как
ОСШК = Ех *()/ЕПу(#) — x (0)] >),
(3.1)
где Е{- | — математическое ожидание, или среднее значение, х (1) —
аналоговый входной сигнал, y(f) — декодированный выходной сигнал.
При определении среднего значения шума квантования необходи-
мо сделать три замечания.
1. Ошибка y (1) — x(t) ограничена по амплитуде значением д/2,
где д — шаг квантования. (Декодированные выходные дискреты рас-
полагаются точно посредине шага квантования.)
2. Можно предположить, что значения дискретов с равной вероят-
ностью могут попадать в любую точку в пределах шага квантования
(предполагается равномерная плотность вероятности, равная 1/49).
3. Предполагается, что амплитуды сигнала ограничены рабочим
диапазоном кодера. Если значение дискрета превышает границу наи-
высшего шага квантования, то возникают искажения, вызванные пере-
грузкой.
Если для удобства предположим, что нагрузочный резистор имеет
сопротивление 1 Ом, то средняя мощность шума квантования (вычис-
лена в приложении А) определяется выражением:
Мощность шума квантования = 4/12.
(3.2)
Если все шаги квантования имеют равные значения (равномерное
квантование) и шум квантования не зависит от значений дискретов,
то отношение сигнал-шум квантования (в децибелах) определяется
как
ОСШК= 1018 1х ?/ (а * /12) ] = 10,8 4- 2018 (v/q), (3.3)
где у — среднее квадратическое значение амплитуды входного сигнала.
В частности, для синусоидального входного сигнала отношение сигнал-
шум квантования (в децибелах) при равномерном квантовании
ОСШК = 101g 1 (4?/2)
/ (4*/12)] = 7,78 + 2018 (A/q), (3.4)
где A — амплитуда синусоиды.
Пример 3. 1. Синусоидальный сигнал с амплитудой 1 В следует преобразовать в
° цифровую форму таким образом, чтобы получить отношение сигнал-шум квантования
не менее 30 дБ. Сколько потребуется одинаковых шагов квантования и сколько
потребуется разрядов я кодирования каждого диск
Решение. С помо: ю фо,рыа (3, 4) поно максимальный размер шага
квантования д = 10— (8 8)/2
8В.
Таким образом, relat 13 a квантования для каждой полярности сигнала
(общее число шагов квантования 26). Число разрядов, необходимых для кодирования
каждого дискрета, определяется как No = logy 26 == 4,7 x 5 разрядов на дискрет.
‘ При расчете отношений сигнал-шум квантования обычно сопоставляют не-
фильтрованный сигнал на выходе декодера с нефильтрованными ошибками квантова-
ния. На практике фильтр на выходе декодера уменьшает уровень мощности и сигнала
и шума. Мощность шума уменьшается в большей степени, чем мощность сигнала, _
поскольку дискреты шума имеют более широкий спектр, чем дискреты речи. Вследствие
этого отношение сигнал-шум квантования при наличии фильтра обычно выше рассчи-
тываемых по этим формулам значений на 1 ... 2 дБ.
109
при измерениях мощности шума квантования спектральные CO-
ставляющие часто взвешивают тем же способом, что и шумы в аналого-
вых каналах. K сожалению, измерения взвешенных шумов не всегда
отражают подлинное качество восприятия речи, прошедшей кодер
(декодер) . Если спектральное распределение шумов квантования более
или менее повторяет спектральное распределение сигнала речи, эти
шумы значительно менее заметны, чем шумы, некоррелированные
с речью [7]. С другой стороны, если процесс квантования создает
энергию на тональных частотах, отличных от тех, которые содержатся
в конкретных звуках, эти искажения становятся более заметными.
Высококачественные ИКМ-кодеры создают шум квантования, ко-
торый равномерно распределен в диапазоне ТЧ и не зависит от коди-
руемого сигнала. В этом случае отношение сигнал-шум квантования
(3. 4) является хорошей мерой качества ИК М-преобразования. В неко-
торых видах кодеров, рассматриваемых далее (в особенности в во-
кодерах), знание мощности шума квантования не приносит большой
пользы. В [8] описаны другие характеристики качества речи, прошед-
шей через кодер, которые лучше определяют восприятие речи слуша-
телем.
3.2.2. Шумы незагруженного канала
Анализ выражений (3.3) и (3.4) показывает, что отношение
сигнал-шум мало для малых значений дискретов. Как показано на
рис. 3.10, шумы могут быть даже болыше сигнала, если значения
дискретов приходятся на первый шаг квантования. Этот эффект,
особенно неприятный во время пауз речи, носит название шумов
незагруженного канала. На рис. 3. 11 изображен один из методов
минимизации шумов незагруженного канала в системах с ИКМ путем
сдвига характеристики квантования от начала координат. В этом слу-
чае все значения дискретов, приходящиеся Ha центральный шаг
квантования, постоянно декодируются как нулевой сигнал на выходе.
В системах с ИКМ такого типа используется нечетное число шагов
квантования, поскольку диапазоны кодирования для положительных
и отрицательных сигналов обычно равны.
у7
2,04
aS BHU Ha
Нефильтрованный выходной сигнал
1,0 выходе декодера
/
я
| Вст
—1,0
Моменты дискретизации
Рис. 3.10. Шумы незагруженного канала, получаемые при квантовании в кодере
с рабочей точкой, установленной на границе между тнагами квантования
110
Г Входной сигнал
ВЕосяннианНнны:.Ч
|
Сиснал на выходе декодера
“isp
Рис. 3.11. Устранение шумов незагру женного канала при квантовании в кодере
с
чей точкой, установленной посредине шага квантования
Характеристики квантования, необходимые для получения сигна-
лов, показанных на рис. 3. 10 и 3. 11, представлены на рис. 3. 12 и
3. 13 соответственно. Первая характеристика (рабочая точка кодера
находится на границе между двумя шагами квантования) не может
дать на выходе нулевого сигнала. Вторая характеристика (рабочая
точка кодера находится посредине шага квантования) очевидно более
предпочтительна, поскольку в этом случае очень малые сигналы образу-
ют на выходе декодера постоянный сигнал с нулевым значением.
Однако, если амплитуда сигнала сопоставима с размером шага кванто-
вания или на входе кодера существует смещение постоянного тока,
шумы незагруженного канала могут представлять проблему также
и при установке рабочей точки кодера посредине шага квантования.
Как уже упомянуто в гл. 1, шумы в паузах речи более неприятны,
‚чем шумы. с эквивалентными уровнями мощности во время речи.
Вследствие этого шумы незагруженного канала нормируются в абсо-
лютных значениях независимо от шума квантования, который норми-
руется по отношению к уровню сигнала. Например, спецификации на
блок каналообразования типа D3, применяемый фирмой Bell System,
содержат норму на максимальное значение шумов незагруженного
канала, составляющую — 68 дБмбОв [9].
Рис. 3.12. Характеристика квантователя
Рис. 3.13. Характеристика квантователя
с рабочей точкой, установленной на
с рабочей точкой, установленной посре-
границе между шагами квантования
дине шага квантования
111
3.2.3. Импульсно-кодовая модуляция с равномерным квантованием
Кодер с равномерными шагами квантования для всех значений
дискретов создает кодовые комбинации, линейно-связанные со значе-
ниями аналоговых дискретов, т. е. численный эквивалент каждой
кодовой комбинации пропорционален значению квантованного дискре-
та, ее образующего. Поэтому в системе с ИКМ и равномерным
квантованием используется обычный аналого-цифровой преобразова-
тель для формирования арифметического кода дискрета. Число разря-
дов, требуемых для представления дискретов, определяется максималь-
но допустимой мощностью шума. Минимально допустимое качество
речи при цифровом представлении речи требует отношения сигнал-
шум не менее 26 дБ [10]. Для получения в системе с UKM и равномер-
ным квантованием отношения сигнал-шум квантования, равного 26 дБ,
согласно (3.4) необходимо, чтобы датах= 0,123 А. Отсюда следует,
что для равных значений отклонения сигнала в положительную и отри-
цательную стороны (кодирование от А до — А) требуется лишь немно-
гим более 16 шагов квантования или четырех разрядов на дискрет '.
В дополнение к обеспечению требуемого качества речи для малых
сигналов телефонная система должна быть способна передать сигналы
с большим диапазоном амплитуд. Минимальный типовой динамический
диапазон равен 30 дБ .[10]. Следовательно, амплитуды сигналов, в 31
раз превышающие А, должны кодироваться без выхода за пределы
диапазона шагов квантования. Предполагая, что. при равномерном
квантовании шаги квантования равны, получаем общее число требуе-
мых шагов, равное 496, что соответствует 9-разрядным кодовым
комбинациям 2
Характеристики п-разрядной системы с ИКМ и равномерным кван-
тованием определяются с учетом того, что
q==2Атах/2",
Е
(3. 5)
где Aggy — максимальная амплитуда (без перегрузки). — :
Подставив выражение (3.5) в (3. 4), получим выражение для
характеристик ИКМ при равномерном „квантовании:
ОСШК = 1,76 + 6,021 + 2018. (А / Атах)-
(3. 6)
Первые два члена выражения (3. 6) дают отношение сигнал-шум
квантования для синусоиды с амплитудой, охватывающей весь рабочий
' Это значение отношения сигнал-шум квантования определяет минимально
приемлемые характеристики и учитывает все виды ухудшений качества речи, которые
вносит одиночный кодер. Если имеются дополнительные ухудшения (такие, которые
вносят многократные аналого-цифровые преобразования), в кодере необходимо реа-
лизовать большее число разрядов, чтобы обеспечить запас по искажениям на других
участках сети
2 Этот результат получен в предположении о минимальных требованиях к харак-
теристикам. Более высокие требования к характеристикам (меньший шум квантова-
ния и болыший динамический диапазон) приводят к необходимости иметь в ИКМ-
системах с равномерным квантованием не менее 13 разрядов на дискрет.
112
f
e
]
<
диапазон кодера. Последний
член показывает, — насколько
уменышается ОСШК при сни-
жении уровня кодируемого сиг-
нала. Эти соотношения пред-
ставлены на рис. 3. 14, где ото-
бражается зависимость ОСШК
для системы с ИКМ и равно-
мерным квантованием от числа
разрядов на дискрет и от амп-
литуды входной синусоиды.
Число разрядов
на дискрет
[
+
1
]
[
=
]
[
5
]
[
=
]
О
т
н
о
ш
е
н
и
е
с
и
г
н
а
л
-
ш
у
м
к
в
а
н
т
о
в
а
н
и
я
,
д
Б
>
=
|
|
|
Пример 3.2. Какова минимальная
-40 2-30
= -10
°
скорость передачи, необходимая для
ALAax&
того, чтобы при кодировании звукового
сигнала с высоким качеством в ИКМ-ко- — Рис. 3.14. Отношение сигнал-шум квантова-
дере с равномерным квантованием полу- ния при равномерном ИКМ-кодировании
чить динамический диапазон порядка
40 дБ? Предположим, что требо-
вания высокого качества передачи озна-
чают, что необходима полоса порядка 10 кГц, а минимально допустимое отношение
сигнал-шум составляет около Зе ab di простоты предположим также, что на
вход De синусоидальные сигнал
шение. Чтобы вы вите появление помех наложения спектров, требуется
бока, частоту дискретизации не менее 20 кГц. Принимая коэффициент запаса по
частоте дискретизации, сравнимый с тем, который принят в каналообразующих блоках
типа D (4 000/3 400), выбираем частоту дискретизации равной 24 кГц как компромисс
для практически реализуемого ограничивающего полосу фильтра. Требуя, чтобы сигнал
с максимально возможной амплитудой кодировался с ОСШК, равным 40 + 50 = 90 дБ,
можем использовать соотношение (3. 6) для определения числа разрядов л, необходи-
мых для кодирования каждого дискрета:
п == (90 — 1,76) /6,02 = 15 разрядов.
Таким образом, требуемая скорость передачи составляет 15 - 24 == 360 кбит/с.
3.2.4. Компандирование
В системе с ИКМ с равномерным квантованием размер каждого
шага квантования определяется требуемым ОСШК для самого малого
из подлежащих кодированию уровней сигнала. Большие сигналы также
кодируются с тем же шагом квантования. Как показано в выражении
(3. 6) и на рис. 3. 14, ОСШК растет с увеличением амплитуды сигнала
А. Например, если для малого сигнала ОСШК составляет 26 дБ, а дина-
мический диапазон равен 30 дБ, то для сигнала с максимальной
амплитудой ОСШК составляет 56 дБ. Таким образом, система с ИКМ
и равномерным квантованием создает избыточное качество для боль-
ших сигналов. Кроме того, вероятность появления больших сигналов
очень мала. По этим причинам в системах с ИКМ с равномерным
квантованием кодовое пространство используется весьма неэффектив-
но.
Можно реализовать более эффективную процедуру кодирования.
если принять шаги квантования не одинаковыми, а увеличивающимися
по мере увеличения дискретов. Если размеры шагов квантования про-
порциональны значениям дискретов, то ОСШК одинаково для всех
113
цифр Kono
Входной
вые комбинации,
Выходной
RA
АЦП
ЦАП
сигнал
соответствующие
сигнал
компрессирован+
ному сигналу
Компрес-
Линейный
Линейный — Экспандирование
сирование ИКМ-кодер
ИКМ-декодер
Рис. 3.15. Импульсно-кодовая модуляция с компандированием при аналоговых
компрессировании и экспандировании
уровней сигнала. При таком методе уменьшенное число разрядов на ди-
скрет дает требуемое ОСШК для малых сигналов и достаточный дина-
мический диапазон для больших сигналов. При неодинаковых размерах
шагов квантования между кодовыми комбинациями и соответствующи-
ми им значениями дискретов существует нелинейное соотношение.
Исторически нелинейная функция была впервые реализована для
аналоговых сигналов с помощью таких нелинейный устройств, как
специально рассчитанные диоды [11]. Этот процесс показан на
рис. 3. 15, где дискреты аналогового сигнала сначала компрессируются,
а затем квантуются с использованием равных шагов квантования.
Эффект операции компрессирования показан на рис. 3. 16. Отметим,
что шаги для последовательно увеличивающегося входного сигнала
компрессируются в шаги квантования постоянного размера. Таким
образом, чем болыше значение дискрета, тем в большей степени он
компрессируется перед кодированием. Как показано на рис. 3. 15,
ИКМ-декодер при неравномерном квантовании экспандирует компрес-
сированные величины, используя для восстановления исходных значе-
ний дискретов характеристику, инвертированную относительно харак-
теристики компрессирования. Процесс, при котором сначала осуществ-
ляется компрессирование, а затем экспандирование сигнала, носит
название «компандирование». При преобразовании аналоговых сигна-
К
о
м
п
р
е
с
с
и
р
о
в
а
н
н
ы
е
з
н
а
ч
е
н
и
я
д
и
с
к
р
е
т
о
в
Значения входных дискретов
Рис. 3.16. Типовая характеристика компрессирования
114
лов в цифровую форму компандирование эквивалентно приданию
малых шагов квантования дискретам малой величины и болыших
шагов квантования дискретам большой величины.
Для реализации компандера могут быть выбраны различные харак-
теристики
При увеличении степе-
ни компрессирования: мы увеличиваем динамический диапазон, умень-
шая отношение сигнал-шум для сигналов с болышой амплитудой.
Одно семейство характеристик компрессирования, используемое в
странах Северной Америки и в Японии, представляет собой характе-
ристику, подчиняющуюся закону и и определяемую как
Fy(x)=sgn (x) [In (1 ++ pix) / No (1+ wl,
(3.7)
где х — амплитуда входного сигнала (—1 < x < 1), sgn(x) — поляр-
ность х, а и — параметр, используемый для определения степени
компрессирования.
В соответствии с видом математического выражения кривой ком-
прессирования ИКМ с компандированием иногда называют логариф-
мической ИК М. Кривая логарифмического компрессирования являет-
ся идеальной в том смысле, что шаги квантования и, следовательно,
шум квантования пропорциональны значению дискрета. Инверсная ха-
рактеристика, или характеристика экспандирования для компандера с
законом и, определяется как
ЕД(y)=sgnо)--[а+“п,
0
(3.8)
где у — компрессированная величина (—1 <<у< 1), sgn (у) — поляр-
ность у, а и — параметр компандирования.
В первых системах передачи типа Т в США использовались
каналообразующие блоки типа D1 [12], в которых приближенно
выполнялось выражение (3. 7) при p = 100. Характеристики компрес-
сирования и экспандирования были реализованы с помощью специаль-
ным образом смещенных диодов, упомянутых выше. На рис. 3. 17
изображена структурная схема каналообразующего блока типа DI.
Отметим, что функции временного объединения и разделения реализо-
ваны с использованием аналоговых АИМ дискретов. Вследствие этого
общие устройства компандирования, кодирования и декодирования
используются всеми 24 каналами TU. Возможность группового исполь-
зования этих довольно дорогих устройств была одной из причин, по
которой именно ИКМ была вначале выбрана как средство цифрового
кодирования речи. Недавние разработки ИКМ-кодеков в виде инте-
гральных схем с большой степенью интеграции ослабили необходи-
мость в групповом использовании этого оборудования. Takum образом,
более новые системы могут использовать индивидуальные кодеки и
обладать болышей гибкостью при обеспечении различных системных
показателей. Если большая часть стоимости каналообразующего блока
относится к общему оборудованию, как это было в первых канало-
образующих блоках, системы, задействованные неполностью, стано-
вятся чрезмерно дорогими.
115
Элементы для
осуществления
дискретизации
=
Комлрес-
сирование
Аналоговые $
входы °
Линия передачи
т
Экспанди-
рование
24
N
ограни чивающ ие
полосу
Рис. 3.17. Функциональная схема каналообразующего блока типа D1
Каждый дискрет, образованный в каналообразующем блоке типа
D1, кодируется семью разрядами: один разряд полярности и шесть —
компрессированной амплитуды. В дополнение к этому в каждом канале
добавляется один символ сигнализации, что образует восьмиразрядную
кодовую комбинацию в каждом канальном интервале. Поскольку час-
тота дискретизации составляет 8 кГц, получается 64 кбит/с на канал,
Даже несмотря на то, что каналообразующие блоки типа D1 уступают
новым каналообразующим блокам, использующим другой формат
кодирования, скорость передачи 64 кбит/с на канал остается стандар-
том.
3.2.5. Кодирование с простой линеаризацией
Успех первых систем типа Т1, применявшихся в качестве
межстанционных соединительных линий на местной сети, проложил
путь для дальнейшего использования цифровых систем с времен-
ным группообразованием. После установления полезности цифровой
передачи и на междугородной сети стало ясно, что способ ИК М-ко-
дирования, примененный в каналообразующем блоке типа DI,
является неполноценным. В отличие от местной-сети соединение
через междугородную сеть от одного оконечного устройства до’
другого может теоретически содержать девять транзитов '. Поскольку
к тому моменту, когда были разработаны системы передачи типа Т
для междугородной сети, цифровой коммутации еще не: существо-
вало, предполагалось, что на каждом из транзитов осуществляются
цифро-аналоговое и аналого-цифровое преобразования. Вследствие
этого качество каждого из преобразований должно было быть
улучшено, чтобы поддержать требуемое качество передачи от одного
‘ Практические случаи, когда имели место девять транзитов, неизвестны.
116
оконечного устройства до другого. В результате был разработан
каналообразующий блок типа D2 [13] с улучшенным качеством речи
при цифровой передаче.
К этому моменту стало ясно, что наступает время цифровой
коммутации, а это означает, что каналообразующие блоки можно
соединять друг с другом на динамической основе, в отличие от
закрепленного соединения, как в системах передачи типа Т. Вслед-
ствие этого для обеспечения возможности соединения канало-
образующих блоков в пределах страны потребовалась бблышая
степень однотипности характеристик компандирования. Для
улучшения качества и стандартизации каналообразующий блок типа
D2 и следующие модификации. каналообразующих блоков, такие
как D3 и D4, должны иметь следующие основные характеристики:
1) восемь разрядов на ИКМ-кодовую комбинацию;
2) введение функции компандирования непосредственно в кодер
и декодер;
3) новую характеристику компандирования (и = 255).
В блоках каналообразования типа D1 один символ в каналь-
ном интервале используется для сигнализации и семь — для речи.
Таким образом, устанавливается скорость передачи сигнализации,
равная 8 кбит/с, которая более чем достаточна для основных теле-
фонных служб. Чтобы обеспечить более высокую скорость передачи
для сигналов речи, сигнализация в каналообразующих блоках типа
D2, D3 и D4 вводится один раз в шесть циклов на позицию Ha-
именее значащего разряда в восьмиразрядной кодовой комбинации.
Вследствие этого каждая шестая кодовая комбинация (с преобразо-
ванием по закону и = 255) содержит только семиразрядную
речевую комбинацию, а это означает, что эффективное число
.
.
5
разрядов Ha дискрет составляет в действительности 7 разряда
вместо 8. Когда между двумя коммутационными станциями будет
введена сигнализация по общему каналу, в соответствующих
системах передачи типа Т больше не будет необходимости в пока-
нальной передаче информации сигнализации и в каждом канале в
каждом цикле речь будет занимать все 8 разрядов.
В каналообразующем блоке типа D1 функции компрессирования
и экспандирования реализуются отдельно OT кодеров и декодеров.
В каналообразующем блоке типа D2 операции компандирования
введены в сами кодеры и декодеры. В этих каналообразующих
блоках для создания последовательности неравномерно расставлен-
ных порогов решения используется матрица резисторов. Значение
дискрета кодируется путем последовательного сравнения входной
величины с последовательностью порогов решения до тех пор, пока
He будет выявлен подходящий шаг квантования. Ha цифровом
выходе формируется такой код, который представляет конкретный
шаг квантования. (Детально процедура прямого кодирования,
используемая в каналообразующих блоках типа D2, описана в при-
ложении Б.) Введение функций компандирования непосредственно
в кодеры и декодеры позволяет в каналообразующих блоках типа D2
117
избежать проблем, связанных с разбросом и температурными
изменениями параметров диодов компандера, которые характерны
для блоков каналообразования типа DI.
Каналообразующие блоки типа Ю2 уменьшают эффект воз-
действия ошибок в канале на декодированные выходные сигналы.
В системах с ИКМ первостепенную важность представляет результат
воздействия ошибок в канале на позициях наиболее значащих
разрядов в кодовой комбинации. Сбои на других позициях кодовой
комбинации существенно менее заметны для слушателя. Ошибка
в канале на позиции наиболее значащего разряда в кодовой ком-
бинации вызывает на выходе каналообразующего блока типа DI
ошибку, которая всегда равна половине всего диапазона кодирования.
В каналообразующем блоке D2 используется амплитудно-знаковое
кодирование. При таком кодировании ошибка в канале на позиции
разряда полярности создает на выходе ошибку, равную удвоенному
абсолютному значению дискрета (что соответствует инверсии
полярности). В наихудшем случае эта ошибка может соответствовать
всему диапазону кодирования. Однако, поскольку дискреты с макси-
мальным значением являются относительно редкими, то большинство
ошибок в канале при формате кодирования, принятом в блоке типа
D2, создает на выходе ошибки с`величиной менее половины диапа-
зона кодирования. Таким образом, структура кодовых комбинаций,
принятых в каналообразующем блоке типа D2 и содержащих отдель-
но знак и абсолютное значение дискрета, обеспечивает в среднем
лучшие характеристики при наличии ошибок в канале [13].
В дополнение к необходимости улучшить качество речи стало
также очевидно, что по мере увеличения использования цифровой
техники в сети становится необходимым или по меньшей мере
желательным осуществлять многие операции' обработки непосред-
ственно цифровых сигналов без преобразования их в аналоговую
форму. Большей частью операции обработки сигнала (такие, как
введение затухания или сложение сигналов) являются линейными
операциями. Вследствие этого перед обработкой речевого сигнала
в форме логарифмического ИКМ сигнала необходимо преобразовать
компрессированный формат передачи в линейный.
Для упрощения процесса преобразования выбрана специальная
характеристика компандирования си = 255. Эта характеристика
имеет особое свойство, которое заключается в возможности хорошей
ее аппроксимации ломаной линией, состоящей из восьми прямо-
линейных отрезков. Более того, тангенс угла наклона прямой на
каждом из последующих отрезков (которые часто носят название
сегментов) точно равен половине тангенса угла наклона прямой на
предыдущем отрезке. Первые четыре сегмента аппроксимации кривой
с и = 255 представлены на рис. 3.18. Общий результат состоит
в том, что болышие шаги квантования имеют размеры, равные
размерам меньших шагов квантования, умноженным на числа, равные
степеням двух. Благодаря этому свойству кодовая комбинация,
отображающая компрессированный сигнал, может быть легко
преобразована (экспандирована) в линейную форму. Аналогично
118
Г
Г
Т
У
С
[
5
T
F
3
1
T
F
L
o
k
a
p
Т
.
Г
|
=
К
о
м
п
р
е
с
с
и
р
о
в
а
н
н
ы
й
с
и
г
н
а
л
I
T
T
E
1
I § rl —— obАННЕНИ
223
an
Линейный сигнал
|
Neuer I BE ое
31
95
Рис. 3.18. Первые четыре сегмента аппроксимации кривой компрессирования при
рн = 255 отрезками прямых линий
линейная форма легко преобразуется в компрессированную '.
Некоторые из последних реализаций используют цифровую компрес-
сию значений в линейных кодовых комбинациях вместо прямого
кодирования с компрессированием, как это сделано в каналообразу-
ющих блоках типа D2. В этих ‘способах используется линейный
кодер с относительно болышим числом разрядов, чтобы перекрыть
весь динамический диапазон сигнала. Как описано в приложении Б,
при компрессировании болыпих значений дискретов наименее
значащие разряды отбрасываются. Число отброшенных несуществен-
ных разрядов кодируется и включается в кодовую комбинацию
компрессированного сигнала (на специально отведенных местах).
Таким ‘образом, цифровое компандирование аналогично записи
чисел в логарифмическом представлении.
Как показано на рис. 3.18, каждый сегмент линейно-ломаной
аппроксимации делится на шаги квантования равного рамера. Для
восьмиразрядных кодов комбинаций число шагов квантования, при-
ходящихся на сегмент, составляет 16. Таким образом, восьмиразряд-
ная кодовая комбинация, отображающая характеристику с и = 255,
состоит из одного разряда полярности, трех разрядов, указывающих
номер сегмента, и четырех разрядов, указывающих номер шага
квантования внутри сегмента. В табл. 3. 1 указаны конечные точки
сегментов, шаги квантования и соответствующие коды сегментов
и шагов квантования.
' Неуклонный прогресс в полупроводниковой технологии устраняет потребность
в выборе таких форматов, которые цифровым способом легко преобразуются к линей-
ному формату. В настоящее время наиболее экономичным подходом является прямое
табличное преобразование с использованием устройств постоянной памяти.
119
Таблица 3. 1. Таблица кодирования (декодирования) для ИКМ-преобразования *
по закону и = 255
»
Al
Диапазонвходных | — Размер mara | Код сегмента | „Код шага
|
Номер кодовой | аавыходе
декодера
0—1
1
0000
0
0
1-3
0001
1
2
38
0010
2
4
2
000
29—31
1111
15
30
31-35
0000
16
33
4
001
91—95
:
111
31
93
95—103
0000
32
%
8
010
215—223
111
41° 219
223—239
0000
48
231
15
o11
463—479
ии
03
471
479—511
0000
64
495
32
100
959—991
пи
|
.
79
975
120
Окончание табл. 3.1
-
яА
Мнвнсзоя входных Размер шага Код сегмеита г,Ко нага Hep ouch oypi
декодера
991—1055
0000
80
1023
64
101
1951—2015
1111
95
1983
2015—2143
0000
96
2079
й
128
110
'
3935— 4063
1111
111
3999
4063—4319
0000
112
4191
256
111
7903-8153
111 ° 127
8031
этой таблиц
только абсолютных величин снгнала. Разряд полярности
выражается нулем wh ‘положительных сигналов и едииицей
— для отрицательных. Для передачи все
разряды иивертиру ются.
Размеры шагов квантования и значения декодированных дискретов
в табл. 3.1 выражены исходя из максимальной амплитуды сигнала,
равной 8159 условных единиц, так что конечные точки сегментов
и выходные сигналы декодера выражены целыми числами. Отметим,
что в каждом. из восьми последовательных линейных сегментов
размер шага квантования удваивается. Это и является тем свой-
ством, которое облегчает преобразование к линейному формату и
обратно. Полная таблица кодирования представлена в приложении Б,
где она сопровождается детальным описанием процесса преобразо-
вания в линейную форму.
Аппроксимацию кривой компандирования при и == 255 отрезками
прямых линий иногда называют 15-сегментной аппроксимацией.
Хотя здесь имеются восемь сегментов для положительного и восемь
сегментов для отрицательного сигналов, два сегмента, ближайшие к
началу координат, образуют одну прямую и, следовательно, могут
рассматриваться как один сегмент, вследствие чего получается
15 сегментов. С учетом этого центральный сегмент содержит 31 шаг
квантования с одним шагом, перекрывающим точку начала координат
121
(от +1 до — 1 в табл. 3. 1). Кодовые комбинации для этого среднего
шага квантования соответствуют положительному сигналу с вели-
чиной менее +1 или отрицательному сигналу с величиной более
м yg имеются полож
ный нуль и отрицательный
соответствии с табл. 3.1 эти величины кодируются как
о и 10000000 соответственно. Сигналы с малой величиной
и с болышим числом нулей в коде сегмента являются наиболее
вероятными, а это привело бы к появлению в линии передачи
менее 50% импульсов. Однако в каналообразующем блоке типа
D2 для передачи инвертируются все разряды. Плотность импульсов
увеличивается при инвертировании передаваемого сигнала, что
улучшает характеристики хронирования и выделения колебания с
тактовой частотой в приемных цепях регенераторов. Вследствие этого
передаваемые в действительности кодовые комбинации, соответству-
ющие положительному и отрицательному нулям, представляют собой
11111111 и 011111111 соответственно, что показывает наличие
весьма значительной хронирующей составляющей в сигнале, пере-
даваемом в линии при отсутствии загрузки канала. Чтобы обеспечить
надежную тактовую синхронизацию регенераторов системы Tl,
каналообразующие блоки типов D2, D3 и D4 еще одним способом
изменяют передаваемый цифровой сигнал. Как показано в табл. 3.1,
отрицательный сигнал максимальной амплитуды представляется
одними единицами, которые в обычных условиях при передаче
превратились бы в одни нули. Вместо этого только в данной
кодовой комбинации из одних нулей в предпоследнем по значению
разряде вводится единица, так что передается 00000010. В сущности,
создается ошибка в кодировании для предотвращения появления
кодовой комбинации из одних нулей. К-счастью, появление дискретов
с максимальным значением весьма маловероятно, так что значитель-
ного ухудшения не создается. (Еслибы изменение нуля на единицу
осуществлялось в последнем по значению разряде, то при декоди-
ровании возникла бы менышая ошибка. Однако в каждом шестом
цикле этот разряд используется для сигнализации и поэтому время
от времени в нем появляется 0 независимо от кодовой комбинации.
Чтобы с гарантией исключить из передачи кодовую комбинацию
из одних нулей, в единицу преобразуется символ предпоследнего по
значению разряда, когда это необходимо.)
Пример 3.3. Определите последовательность кодовых комбинаций для канало-
образующего блока типа D2 (а также D3 и D4), представляющую цифровой сигнал,
который отображает синусоиду с частотой 1 кГц и мощностью, равной половине
OT максимальной.
Решение. Поскольку частота дискретизации в стандартном ИКМ-каналообра-
зующем блоке при и == 255 равна 8 кГц, для получения сигнала с частотой 1 кГц
может пери
Втор
последовательность из восьми Дискретов. Для
удобства примем, что первый дискрет соответствует 22,5°. Вследствие этого восемь
дискретов соответствуют 22,5 °; 67,5 °; 112,5 °; 157,5 °; 202,5 °; 247,5 °; 292,5° и
337,5 °. Для этих фаз требуется только два различных абсолютных значения дискретов,
соответствующих 22,5 © и 67,5 °. Амплитуда синусоиды с мощностью, равной половиие
от максимальной, составляет 0,707. 8159= 5768. Таким образом, два абсолютных
значения, содержащиеся в последовательности дискретов, равны
5768- sin 22,5° = 2207; 5768. sin 67,5° = 5329.
122
пользуя таблицу в приложении Б, определим, что код
дву
абсолютных значений дискретов имеют вид соответственно 1100001 яи 1110100."Теперь
можно установить последовательность из восьми дискретов:
Полярность
Сегмеит
Шаг квантоввиия
Фаза, соответствующая мо-
менту дискретизации
0
110
0001
22,5°
0
111
0100
67,5°
0
111
0100
112,5°
0
110
0001
157,5°
1
110
0001
202,5°
1
111
0100
247,5°
1
111
0100
292,5°
1
110
0001
337,5°
Примечание. Эта последовательность определяет испытательный сигнал с частотой
1 кГц как сигнал с мощностью 1 мВт в точке с нулевым уровнем (0 дБм0). Однако
фактически передаваемые комбинации являются инверсными по отношению к указан-
ным выше. Поскольку для получения испытательного сигнала требуются дискреты
только с двумя абсолютными значениями, этот сигнал не проверяет цепи кодирования
(декодирования) полностью. В общем случае сигнал с частотой 1004 Гц является
лучшим испытательным сигналом, так как он не находится в гармонических соот-
ношениях с частотой дискретизации 8 кГц и будет поэтому затрагивать все уровни
кодера и декодера.
Характеристики ИКМ-кодера при p=255. Как уже упомина-
лось, основной причиной разработки модификации, пришедшей на
смену каналообразующему блоку типа Д1, была необходимость полу-
чения лучшего качества речи в цифровых линиях передачи междуго-
родной сети. Отношение сигнал-шум квантования для максимально-
го синусоидального сигнала в первом сегменте кодека при p=
==255 легко определяется из формулы (3.4):
ОСШК,_,,==7,78-+201g (31/2)
= 31,6 дБ.
Отношение сигнал-шум квантования для синусоид с большей
амплитудой рассчитать не так легко, поскольку размеры шагов кван-
тования меняются с изменением значения дискрета. Вследствие это-
го общий расчет мощности шума квантования включает определение
ожидаемого значения ошибок квантования:
7
Мощность шума = ipDigi,
(3.9)
где р, — вероятность попадания дискретав 7-й сегмент, д; — размер
шага квантования в i-M сегменте (равен 2°*! для сегментного коди-
рования при и==255).
Используя выражение (3.9), определим отношение мощностей
сигнала и шума квантования для синусоиды с амплитудой, охваты-
вающей весь рабочий диапазон кодера, как ОСШК
д в159== 39,3 дБ.
Для сравнения укажем, что если бы все шаги квантования име-
ли максимальные размеры, как в самом верхнем сегменте (256 ус-
ловных единиц), то из формулы (3.4) получилось бы, что ОСШК
123
равно 37,8 дБ. Отличие всего лишь на 1,5 дБ отражает тот факт, что
синусоида с амплитудой, охватывающей весь рабочий диапазон коде-
ра, находится 67% времени в самом верхнем сегменте, где шаги
квантования максимальны (т. е. р;==0,67). С другой стороны, пик-
фактор у речевого ‚сигнала выше, чем у синусоидального. Средняя
ошибка квантования при этом меныше, но уменьшена и средняя
мощность сигнала. Поэтому ОСШК примерно одинаково.
Динамический диапазон ИКМ-кодера с сегментами определяется
отношением мощности сигнала с низким уровнем, полностью охваты-
вающим первый сегмент, к мощности сигнала с высоким уровнем,
доходящим до границ рабочего диапазона кодера. Вследствие этого
динамический диапазон (ДД) кодера с сегментами при pn=255
определяется как
ДД=зил,=в1597=20 1g (8159/31) = 48,4 дБ.
В итоге восьмиразрядный ИКМ-кодер при р==255 даёт теоре-
тическое отношение сигнал-шум квантования более 30 дБ в дина-
мическом диапазоне 48 дБ. Для сравнения укажем, что согласно вы-
ражению (3.4) и рис. 3.14 получение эквивалентных характеристик
в линейном ИК М-кодере (декодере) требует 13 разрядов. (В улучше-
нии качества, реализуемом в линейном кодере при высоких уровнях
сигнала, нет необходимости.)
Г
©
|
Линейно-ломаная характеристика
при д = 255 (без фильтра)
Семиразрядная характеристика
|
|
при д =100 (без фильтра)
Восьмиразрядная
характеристика
| прии=255
(без фипьтра}
8
О
т
н
о
ш
е
н
и
е
с
и
г
н
а
л
-
ш
у
м
к
в
а
н
т
о
в
а
н
и
я
,
д
Б
=
©
|
Норма на каналообразующий блок
TM
типа овзвешивание с С-контуром
|
|
|
4.
В
|
ия
—70 —60
—50 —40 —30
—20 —10
03
Мошность
amo
Рис. 3.19. Отношение сигнал-шум квантования при кодировании по закону WU и
синусоидальном входном сигнале. Сигнал, охватывающий весь диапазон кодера,
равен +3 дБм0
124
v
Теоретическая характеристика восьмиразрядного кодера с cer-
ментами при и==255 представлена на рис. 3.19 в зависимости OT
амплитуды синусоидального входного сигнала. Здесь показаны так-
же теоретические характеристики кодера при p=255, но без
сегментов и семиразрядного кодера при u=100, использован-
ного в каналообразующем блоке типа Д1. Отметим, что восьмираз-
рядные кодеры дают улучшение приблизительно на 5 дБ по сравне-
нию с семиразрядным кодером в области высоких уровней сигнала
и еще большее улучшение в области низких уровней сигнала. При-
веденная характеристика для восымиразрядных кодеров не учитывает
эффект использования для кодирования речи только семи разрядов
в каждом шестом цикле. При учете этого эффекта в характеристиках
восьмиразрядных кодеров нужно вычесть 1,76 дБ
Зубцы на характеристике кодера с сегментами возникают вслед-
ствие того, что на концах сегментов резко изменяются размеры
шагов квантования в отличие от монотонного изменения, какое имеет
место при аналоговом компандировании '. Отметим, что Ha
рис. 3.19 показана также характеристика, требуемая от каналооб-
разующего блока типа ДЗ в соответствии с нормами фирмы Bell
System [9]. Эти нормы предполагают, что искажения измеряются
с использованием взвешивания с контуром типа С. Взвешивание при
помощи С-контура уменьшает эффективный уровень искажений Ha’
2 дБ и тем самым улучшает ОСШК. Вследствие этого характеристи-
ка идеального восьмиразрядного кодера при и==255 в действительно-
сти лучше предусмотренной нормами в большей степени, чем это по-
казано на рис. 3.19. Однако из-за использования последнего по зна-
чению разряда для сигнализации в каждом шестом цикле ОСШК
уменьшается на сопоставимую величину (1,76 дБ).
Компандирование по закону А. Под характеристикой с законом
А понимается характеристика, рекомендованная МККТТ*, Эта ха-
рактеристика имеет те же основные свойства и те же преимущества
в реализации, что и характеристика с законом и. В частности,
характеристика с законом А также может быть хорошо аппроксими-
рована отрезками прямых линий, чтобы обеспечить возможность не-
посредственного или цифрового компандирования и легкость преоб-
разования к линейному формату, и обратно. Нормализованная ха-
рактеристика компрессирования с законом А определяется как
— sgn(x) [Alx|/ (14nd)1 при 0х1 / А;
Рак) = = со) [(A4InlAxl/
A +inA)1 при 1/4<Ix<1310
Инверсная характеристика, или характеристика экспандирования,
определяется как
' Более тонкий эффект образования зубцов наблюдается и внутри шагов кванто-
вания, поскольку ошибки квантования равны нулю в центре и максимальны по кра-
AM waага квантования (cM. рис. 3.9).
* Закон a с p=255 также принят MKKTT в рекомендации
G.711.— Прим. перев.
125
где y=F,(x).
Отметим, что первый участок характеристики с законом A линеен
по определению. Оставшаяся часть характеристики (1/A<x<1)
может быть достаточно точно аппроксимирована линейными сегмен-
тами аналогично аппроксимации закона и. В итоге имеется восемь
сегментов для положительного и восемь — для отрицательного сиг-
нала. Два первых сегмента для каждой из полярностей (всего четы-
ре) образуют одну прямую линию и рассматриваются иногда как
один сегмент. Вследствие этого сегментную аппроксимацию харак-
теристики с законом А иногда называют 13-сегментной аппроксима-
цией. Однако для облегчения описания алгоритмов кодирования при
сегментной характеристике компандирования используется 16-сег-
ментное представление — точно такое же, как и в случае сегментной
характеристики с законом и.
В табл. 3.2 указаны конечные точки сегментов, шаги кванто-
вания и соответствующие коды для восьмиразрядной сегментной
характеристики с законом А. Для целочисленного представления эти
Таблица 3.2. Таблица кодирования (декодирования) для сегментной
характеристики с законом A
Диапазои
Амплитуда
входных
Размер
Код cer-
Код шага номе кодовой на выходе
амплитуд
шага
мента
квантования
нации
декодера
0—2
0000
0
1
2—4
0001
1
3
000
30—32
1111
15
31
32—34
2
0000
16
33
62—64
1111
31
63
64—68
0000
32
66
:
4
010
124—128
1111
47
126
126
Окончание табл. 3.2
Диапазои
Амплитуда
входных
Размер
Код сег-
Код шага Номер кодовой на выходе
амплитуд
mara
MEHTA
квантования комбинации ‚ декодера
128—136
0000
48
132
8
011
248—256
1111
63
252
256—272
0000
64
264
16
100
496—512
1111
79
504
512—544
0000
80
528
32
101
992—1024
1111
95
1008
1024—1088
0000
96
1056
64
110
1984—2048
1111
111
2016
2048—2176
0000
112
2112
.
128
111
.
"
.
3968—4096
1111
127
4032
BEJIKYMHBI даны исходя из максимальной амплитуды сигнала, равной
4096 условным единицам. На рис. 3.20 представлена теоретическая
характеристика аппроксимации закона A, где она сопоставляется,
с характеристикой аппроксимации по закону |, представленной
на рис. 3.19. Отметим, что характеристика с законом А дает чуть
болыший динамический диапазон. Однако характеристика с законом
А уступает характеристике с законом 1 по качеству передачи
127
Монотонная характеристика
с законом А (без фильтра)
+
[
=
]
|
ш1-4
==x©«©©=
=30
<
©
o
в
o
=
Линейно-ломаная
.°
3
характеристика
8
при д=255
o
©
(без фильтра) d
"
й
Eagle
Линейно-ломаная характеристика
—
8
C законом A (без фильтра)
IГ.3©
I[=
о
=
=
|
:
1
==|
Н
|
|
—70 —60 —50 —40
—30
—20 —10
0
Мощность
abm0
Рис. 3.20. Отношение сигнал-шум квантования при ИКМ-кодировании по закону A
и синусоидальном входном сигнале
слабых сигналов (шумов незагруженного канала). Разница в показа-
телях передачи для слабых сигналов обусловлена тем, что размер
минимального шага при законе А равен 2/4096, а при законе
и — 2/8159. Отметим, что к тому же при аппроксимации 3a-
кона А выходной сигнал для нулевого входного сигнала в первом
шаге квантования имеет неопределенную величину (т. е. исполь-
зуется квантователь с рабочей точкой, установленной на границе
шагов квантования). Однако при скорости передачи 64 кбит/с раз-
ница между таким положением рабочей точки и установкой ее посре-
дине шага квантования неощутима [14].
3.2.6. Адаптивная регулировка усиления
Другим методом уменьшения числа разрядов, необходимых в
кодовых комбинациях ИКМ сигнала (без увеличения шумов кванто-
вания), является ограничение динамического диапазона на входе ко-
дера. Поскольку мощностью уже созданного сигнала речи управлять
невозможно, для постройки всех входных сигналов кодера под
стандартный уровень мощности можно использовать автоматическую
128
регулировку усиления (АРУ). Обычно телефонные компании не при-
бегают к АРУ отчасти по традиции и отчасти из-за требований к
качеству. Один из недостатков АРУ речевого сигнала на полный диа-
пазон. состоит в том, что все речевые сигналы принимаются с одним
и тем же уровнем мощности. В результате было бы бессмысленно
просить кого-либо говорить погромче, чтобы перекрыть шум в канале
или разницу в уровнях слышимости. Кроме того, во время пауз фон
и шумы из телефона говорящего абонента будут усиливаться до зна-
чения средней мощности речи. Вследствие этого для сохранения па-
уз может возникнуть необходимость в установке на передающей сто-
роне порогового устройства или устройства подавления генерации
в канале.
Эти основные дефекты АРУ можно преодолеть, если в передаю-
щем полукомплекте закодировать и передать в сторону приемного
полукомплекта значение коэффициента, на который настроено уси-
ление. Затем приемный полукомплект осуществляет подстройку
стандартного уровня мощности (формируемого на выходе декодера)
до исходного уровня мощности на аналоговом входе. Таким образом,
кодеры и декодеры оперируют только с сигналами с ограниченным
диапазоном, в то время как передающие и приемные полукомплекты
приспосабливаются к изменениям уровня мощности входного сигна-
ла. Поскольку уровни мощности речевого сигнала имеют тенденцию
к медленному изменению, измерения усиления не должны произво-
диться слишком часто, а передача значений коэффициентов усиления
не приводит к существенному повышению требуемой скорости пере-
дачи. В то же время сигнал при кодировании заключен в ограничен-
ном диапазоне амплитуд, так что можно использовать уменышенное
число разрядов на дискрет. На рис. 3.21 представлена структурная
схема системы с адаптивной регулировкой усиления при ИКМ-
кодировании. ‚
Имеются два основных режима работы для адаптивной регули-
ровки усиления, зависящих от того, как изменяются коэффициенты
усиления и к каким отрезкам речи эти коэффициенты относятся.
Один из режимов работы, как показано на рис. 3.21, предполагает
измерение уровня мощности одного из отрезков речи и использова-
ние этой информации для определения коэффициента усиления для
последующих отрезков речи. Очевидно, что этот режим работы осно-
Кодирование
коэффициента
усиления
Декодирование
к
циен'
-
o
усиления
Кодирова-
ние
сигнала
Цифровая
передача
Декодиро-
вание
сигнала
Подстройка
Инверсная
подстройка
усиления
Рис. 3.21. Адаптивная регулировка усиления
5 Зак. 1438
129
ван на медленном изменении уровней мощности. Этот режим-работы
иногда называют «задержанной оценкой».
Другой режим работы предусматривает измерение уровня мощно-
сти отрезка речи и использование полученного на его основе коэф-
фициента усиления для приспособления кодера к тому же самому
отрезку речи. Этот подход, называемый «прямой оценкой», имеет то
очевидное преимущество, что в кодере и декодере используются
коэффициенты усиления именно для тех отрезков речи, из кото-
рых эти коэффициенты получены. Недостаток этого режима состо-
ит в том, что каждый отрезок речи необходимо задерживать на
время определения коэффициента усиления. Однако этот недостаток
становится менее неприятным благодаря использованию таких новых
достижений технологии, как приборы с зарядовой связью для анало-
говой задержки или цифровой памяти и регистров сдвига для циф-
ровой задержки.
Адаптивная регулировка усиления с явной передачей коэффици-
ентов усиления также не лишена недостатков. Во-первых, когда
периодическая информация об усилении вводится в передаваемый
цифровой сигнал, необходимы некоторые средства для образования
блоков в цифровом потоке таким образом, чтобы было возможно
отличить информацию об усилении от кодированного сигнала. Во-
вторых, периодическое введение информации об усилении разрывает
поток информации, приводя к повышенным тактовым частотам, кото-
рые зачастую находятся в неудобном соотношении с частотой диск-
ретизации сигнала. В-третьих, качество речи критично к правильному
приему коэффициентов усиления, что указывает на необходимость
избыточного кодирования информации об усилении.
В [15] описан модифицированный вариант ИКМ, использующий
прямую оценку коэффициентов усиления и называемый «ИКМ с поч-
ти мгновенным компандированием». Необходимость в блочной пере-
даче отрезков речи в упомянутом в [15] применении (телефонная
связь с подвижными объектами) не является недостатком, посколь-
ку повторяющиеся блоки с контролем ошибок используются как
средство преодоления кратковременных замираний из-за многолу-
чевости.
Адаптивная регулировка усиления с явной передачей инфор-
мации об усилении для цифровой передачи речи широко не исполь-
зовалась. Единственное исключение представляет аппаратура або-
нентского каналообразования фирмы Bell System [16], кото-
рая в настоящее время вышла из употребления. Разновидность регу-
лировки усиления, использующая задержанную оценку` для получе-
ния информации об усилении при кодировании сигнала, использует-
ся успешно в большинстве систем с дельта-модуляцией. В этих
системах не осуществляется непосредственная подстройка уровней
мощности, показанная на рис. 3.21, а реализуется эквивалентная
функция подстройки размеров шагов квантования в кодерах и деко-
дерах. Эти способы более полно описаны в разд. 3.5.3.
130
3.3. ИЗБЫТОЧНОСТЬ РЕЧИ
Как уже упоминалось в предыдущих разделах, в обычной си-
стеме с ИКМ каждый дискрет входного сигнала кодируется незави-
симо от всех остальных. Таким образом, система с UKM, по сущест-
ву, способна кодировать произвольные случайные сигналы, в кото-
рых частоты компонент не превышают половину частоты дискретиза-
ции. Анализ речевых сигналов показывает, однако, что при пере-
ходе от одного дискрета к другому проявляется значительная избы-
точность. В действительности, как показано в [7], коэффициент
корреляции (мера предсказуемости) между соседними дискретами,
следующими с частотой 8 кГц, составляет в общем случае 0,85 или
больше. Следовательно, избыточность при обычном, ИКМ-кодирова-
нии указывает на возможность значительной экономии полосы пере-
дачи, что можно осуществить за счет более эффективных методов
кодирования. Все методы аналого-цифрового преобразования, опи-
санные в последующей части этой главы, с целью уменышения
скорости передачи приспособлены в той или иной степени к харак-
теристикам речевых сигналов.
Таблица 3.3. Виды избыточности речевого сигнала
Во временибй области
Неравномерное амплитудное распределение
Корреляция между дискретами
Корреляция, связанная с периодичностью в сигнале
Корреляция между периодами основного тона
Избыточность, связанная с неактивностью речи (паузы)
м
к
м
В частотной области
Неравномерный усредненный спектр
Кратковременный спектр звука
=
В дополнение к корреляции, существующей между соседними
дискретами речевого сигнала, для уменьшения скорости передачи
кодированного сигнала можно использовать и несколько других ви-
дов избыточности. Они перечислены в табл. 3.3. В нее не включены
виды избыточности высокого уровня, относящиеся к контексту пере-
даваемой речи и обусловленные интерпретацией звуков речи (фо-
нем), слов и предложений. Эти вопросы здесь не освещаются, пос-
кольку способы, в которых речевые сигналы анализируются только
для извлечения информационного содержания, устраняют субъектив-
ные качества, существенные для обычной телефонной связи.
3.3.1. Неравномерное распределение амплитуд
Как уже упоминалось при определении понятия компандирова-
ния, дискреты с менышими значениями встречаются чаще, чем
дискреты с большими значениями. Болышая часть дискретов с малы-
ми значениями обусловлена паузами в разговоре. Однако и в актив-
5*
131
ных сигналах речи вероятность появления уровней мощности
вблизи нижнего края диапазона кодирования также велика. Проце-
дуры компандирования, описанные в предыдущем параграфе, дают
слегка пониженное качество (т. е. пониженное отношение сигнал-
шум) для малых сигналов по сравнению с большими сигналами.
Вследствие этого среднее качество речи при ИКМ-преобразовании
может быть улучшено за счет дальнейшего уменьшения размеров
шагов квантования для низких уровней и увеличения шагов KBaHTO-
вания для высоких уровней. Однако степень улучшения, которую
можно было бы получить за счет этого, вероятно, не была бы
оправдана из-за дополнительных сложностей, особенно при необхо-
димости сохранить реализуемость линейно-ломаных характеристик
для современных компандеров.
Наиболее выгодный подход к обработке амплитуд сигналов для
уменьшения скорости передачи на выходе кодера заключается в
использовании некоторых видов адаптивной регулировки усиления,
которые рассматривались выше. При усреднении за болышой период
уровень мощности речи одиночного телефонного абонента ограни-
чен диапазоном более узким, чем диапазон для всех абонентов. При
рассмотрении меньших отрезков времени в течение длительности
отдельных отрезков речи (слогов) поддерживается довольно постоян-
ный уровень мощности. Поскольку слог длится примерно 30 мс, в
типовом случае за время между изменениями уровня мощности в
цифровом сигнале речи со скоростью передачи 64 кбит/с формиру-
ется. 1920 битов. Таким образом, добавка скорости для передачи
значения уровня мощности незначительна с точки зрения требований
к полосе. Системы с ИКМ и почти мгновенным компандированием,
упомянутые выше [15], позволяют уменьшить скорость передачи
примерно на 30% по сравнению с обычной UKM.
3.3.2. Корреляция между дискретами
Высокий коэффициент корреляции порядка 0,85 (см. разд. 3.3)
показывает, что при любой попытке существенно уменьшить ско-
рость передачи необходимо учитывать корреляцию между сосед-
ними дискретами. Фактически при частоте дискретизации 8 кГц су-
ществует также значительная корреляция между дискретами, распо-
ложенными через один и через два дискрета. Естественно, что кор-
реляция между дискретами возрастает с увеличением частоты диск-
ретизации.
Простейшим способом использования корреляции между дискре-
тами речи является кодирование только разностей между соседними
дискретами. Результаты измерений разностей накапливаются затем
в декодере для восстановления сигнала. По существу, эти системы
кодируют крутизну или производную сигнала на передающей стороне
и восстанавливают сигнал путем интегрирования на приемной сторо-
не. Алгоритмы аналого-цифровых преобразований такого типа рас-
сматриваются в последующих разделах.
132
3.3.3. Корреляция, связанная с периодичностью в сигнале
Хотя для передачи речевого сигнала и требуется вся полоса от
300 до 3400 Гц, предоставляемая каналом ТЧ, в любой кон-
кретный момент времени определенные звуки могут быть построены
только из колебаний нескольких частот в пределах этой полосы.
Если звук имеет только несколько основных частот, то в сигнале
наблюдается сильная корреляция между болышим числом дискретов,
относящихся к нескольким периодам колебаний. Периодический ха-
рактер гласных и звонких согласных звуков виден на рис. 3.22.
ериод
основного тона
Рис. 3.22. Сигнал гласного или звонкого согласного звука
Кодеры, использующие избыточность, обусловленную периодично-
стью речи, являются существенно более сложными устройствами, чем
кодеры, предназначенные только для удаления избыточности в сосед-
них дискретах. Фактически эти кодеры представляют собой более
или менее переходную форму от кодеров сигнала, работающих с от-
носительно высокой скоростью передачи и обеспечивающих натураль-
ное звучание, к вокодерам, работающим с относительно низкой ско-
ростью передачи и дающим синтетическое звучание.
3.3.4. Корреляция между периодами основного тона
По способам генерации звуки человеческой речи часто отно-
сят к одной из двух категорий. Первая категория охватывает зву-
ки, которые создаются в результате вибрации голосовых связок.
При каждой вибрации поток выдыхаемого воздуха пропускается из
легких в речеобразующий тракт. Интервал времени между прохожде-
нием струй воздуха, возбуждающих речеобразующий тракт, называ-
ется периодом основного тона, или, более просто: частота воз-
буждения соответствует основному тону. В общем смысле такие зву-
ки возникают при генерации гласных звуков и некоторой части со-
гласных. Пример реализации такого звука представлен на рис. 3.22.
Вторая категория звуков включает в себя щелевые, или глу-
хие звуки. Глухие звуки возникают при непрерывном протекании
воздуха от легких через речеобразующий тракт, суженный в неко-
торой точке для образования турбулентностей воздуха. Глухие
звуки относятся к некоторым согласным, таким как ф, с. Пример
сигнала глухого звука представлен на рис. 3.23. Отметим, что
133
Рис. 3.23. Сигнал глухого звука
глухой звук существенно больше похож на случайный сигнал, чем
гласный или звонкий согласный.
Как показано на рис. 3.22, на гласных или звонких согласных
звуках заметна не только избыточность, связанная с периодично-
стью в сигнале и упомянутая в разд. 3.3.3, но и долговременная
периодичность, относящаяся к основному тону. Вследствие этого
одним из наиболее эффективных способов кодирования звонких
отрезков речи является кодирование сигнала на одном периоде
основного тона и использование результатов этого кодирования как
шаблона на каждом последующем периоде основного тона в одном и’
том же звуке. Периоды основного тона составляют обычно от 5 до
20 мс для мужчин и от 2,5 до 10 мс для женщин. Поскольку типо-
вой гласный или звонкий согласный звук длится примерно 100 мс!
в один звук может уложиться 20—40 периодов основного тона. Хотя
кодирование на периоде основного тона может значительно умень-
шить скорость передачи, иногда основной тон очень трудно выделить.
(Отнюдь не все звонкие согласные звуки содержат четко идентифи-
цируемый период основного тона, какой показан на рис. 3.22.)
Если же закодировать сигнал на периоде основного тона с ошибками,
то это приводит к созданию необычных звуков.
Интересный аспект кодирования на периоде основного тона со-
стоит в TOM, что это дает средства для ускорения речи при сох-
ранении разборчивости. При удалении некоторой части периодов OC-
новного тона из каждого звука (фонемы) частота генерации речи
существенно возрастает, что в некоторой степени аналогично
более быстрому формированию слов. Основной тон звуков остается
неизменным. В противоположность этому, если просто увеличить
скорость восстановления, то все частоты, включая и основной тон,
пропорционально увеличатся. Небольшое ускорение дает заметные
искажения, а при значительном ускорении речь становится нераз-
борчивой. Устройства, предназначенные для имитации ускоренного
формирования слов, показали, что люди способны воспринимать ре-
чевую информацию намного быстрее, чем нормально ее производят.
3.3.5. Избыточность, связанная с неактивностью речи
Анализ телефонных переговоров показал, что активная часть
разговора в типовом случае составляет около 40% его длитель-
ности. Большая часть неактивных участков является результатом то-
го, что один человек слушает, когда другой говорит. В результате
‘ Имеется противоречие между длительностью гласного звука (100 мс) и дли-
тельиостью слога (30 мс), указанной на с. 132 и 152. — Прим. перев.
134
этого обычное дуплексное соединение (при коммутации каналов)
существенно недоиспользуется. Метод TASI (Time Assignment
Speech Interpolation), описанный в гл. 1, реализует улучшение
использования каналов дорогих аналоговых линий. Термин «цифро-
вое статистическое уплотнение речевого сигнала» представляет собой
термин, применяемый, когда речь идет об аналоге метода TASI
для цифровых каналов. По сути, цифровое статистическое уплотне-
ние речевого сигнала включает в себя: определение речевой активно-
сти, занятие канала, кодирование и передачу отрезков речи и осво-
бождение канала по завершению каждого отрезка.
Очевидно, что цифровое статистическое уплотнение речевого
сигнала можно применить к цифровым системам запоминания речи,
где длину паузы можно закодировать и передать более эффективно,
чем саму паузу. Однако в записанных сообщениях длительности
пауз, как правило, невелики, так как здесь нет «полудуплексного»
разговора. Цифровое статистическое уплотнение речевого сигнала
было предложено для многочисленных систем передачи, обсуждае-
мыхв гл. 8.
3.3.6. Неравномерный усредненный спектр
Виды избыточности во временной области, описанные в предыду-
щих разделах, указывают на такие характеристики в частотной 00-
ласти, которые можно в определенной мере использовать для умень-
шения скорости передачи кодированного сигнала. Избыточность в
частотной области не является независимой от избыточности BO
временной области. Способы, основанные на обработке в частотной
области, просто являются другим подходом к анализу и обработке
избыточности.
`
Полностью независимый или непредсказуемый сигнал во вре-
меннбй области создает плоский частотный спектр во всей полосе,
представляющей интерес. Таким образом, для сигнала, в котором
дискреты не коррелированы во временной области, полоса исполь-
зуется в максимальной степени. С другой стороны, неравномерный
спектр сигнала соответствует неэффективному использованию полосы
и указывает на избыточность в сигнале во временной области. На
рис. 3.24 представлен спектр
речевого сигнала, усреднен-
ный для мужчин и жен-
щин [17]. Отметим, что
уровни мощности на верхних
частотах полосы шириной 3
кГц, предоставляемой теле-
фонной сетью, значительно
уменьшаются. Пониженные
уровни мощности на верхних
частотах являются прямым
89 500 1000 2000 4000 — 8000
О
т
н
о
с
и
т
е
л
ь
н
ы
й
у
р
о
в
е
н
ь
м
о
щ
н
о
с
т
и
,
д
Б
следствием рассмотренной
ческота, I‚ЕЦ
выше корреляции между дис-
кретами во временной облас-
Рис. 3.24. Усредненный спектр речи
135
ти. Сигналы с большими амплитудами не могут быстро изменяться,
поскольку в среднем в них преобладают низкочастотные состав-
ляющие.
Подход, обеспечивающий более эффективное кодирование в час-
тотной области, включает в себя уплощение спектра перед коди-
рованием сигнала. Уплощение может быть получено в результате
прохождения сигнала через цепь, осуществляющую подъем верхних
частот. Исходный сигнал восстанавливается при передаче декоди-
рованного сигнала через цепь, имеющую дополняющую характерис-
тику с подъемом низких частот. Важным аспектом этого процесса
является то, что цепь с подъемом верхних частот имеет во времен-
ной области такие же характеристики, как и дифференцирующая
цепь, а цепь с подъемом низких частот во временной области имеет
характеристики, аналогичные характеристикам интегратора. Таким
образом, процесс уплощения спектра, по существу, означает, что
на передающей стороне кодируется крутизна сигнала, а на прием-
ной сигнал восстанавливается путем интегрирования — это та же
процедура, которая была описана ранее для устранения корреляции
между дискретами во временной области.
При изучении рис. 3.24 обычно считают, что существенное сни-
жение уровня энергии сигнала на высоких частотах (от 2 до 3,4 кГц)
означает, что для передачи речевого сигнала предоставляется поло-
ca, бболышая, чем необходимо в действительности. Ошибочность
такого вывода заключается в том, что существует разница между
содержанием энергии и информации в спектре речевого сигнала.
Как вскоре узнает любой начинающий программист, содержание
переменных в программе может быть сохранено, даже если их
обозначения сокращаются за счет удаления всех гласных. В речи
гласные требуют большей части энергии и занимают в основном
нижнюю часть полосы частот. Согласные, с другой стороны, содер-
Kat болышую часть информации, но имеют намного меньшую энер-
furo и в общем случае более высокие частоты. Следовательно, прос-`
того воспроизведения болышей части исходной энергии речевого
сигнала недостаточно для цифровых систем передачи и запомина-
ния речи.
3.3.7. Кратковременный спектр
Спектр речи, показанный на рис. 3.24, усреднен за большой
период времени. В течение более коротких периодов времени спектры
существенно изменяются и в них становятся видны структуры, спе-
цифические для звуков с пиками энергии (резонансами) на одних
частотах и провалами энергии — на других. Частоты, на которых
возникают резонансы, называются частотами формант, или просто
формантами. Гласные и звонкие согласные звуки речи обычно со-
держат от трех до четырех четко определяемых формант. Эти
свойства кратковременного спектра иллюстрирует спектрограмма на
рис. 3.25. Спектрограмма — это представление энергии речи в виде
функции времени и частоты. Горизонтальная ось представляет время,
136
1
1
{
|
|
|!
Я
|
|
\
у\
|
{om hxdyA
L
Г Ме)И|и|
|
1
|)
ОВАЛ
|
М
iJ}
}
|
(ОЙ
|
!
100
300
500
700
900
1100
Bpema, mc
`
Рис. 3.25. Спектрограмма фразы digital telephone” (С разрешения Р. Л. Девиса из фирмы
Texas Instrument
вертикальная — частоту, а яркость отметки соответствует уровню
энергии. Таким образом, более темные участки на рис. 3.25 указы-
вают на относительно высокий уровень энергии (форманты) в кон-
кретный момент времени.
Кодеры речи в частотной области улучшают эффективность пре-
образования за счет кодирования наиболее важных компонент спект-
ра на динамической основе. С изменением звуков кодируются раз-
личные части (форманты) полосы частот. Период между сменами
формант в типовом случае составляет от 10 до 20 мс. Некоторые
высококачественные вокодеры вместо использования периодических
изменений спектра непрерывно с высокой скоростью следят за по-
степенным изменением спектра. Вокодеры в частотной области часто
требуют меньшей скорости передачи, чем кодеры во временной об-
ласти, но обычно создают речь с менее натуральным звучанием.
3.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНАЯ ИМПУЛЬСНО-КОДОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ) спе-
циально разработана для реализации преимуществ, которые дает
использование корреляции между дискретами в типовом речевом
сигнале. Поскольку диапазон разностей значений дискретов меньше
диапазона самих значений дискретов, для кодирования разности ве-
личин дискретов требуется меньше разрядов. Частота дискретизации
часто берется той же, что и в сравниваемой ИК М-системе. Вследст-
вие этого ограничивающий полосу фильтр в кодере и сглаживающий
фильтр в декодере в основном такие же, как и в обычных ИКМ-си-
стемах.
Простейшими средствами получения разности значений дискретов
для ДИКМ-кодера являются запоминание предыдущего входного ди-
скрета непосредственно в аналоговой памяти и использование анало-
гового вычитающего устройства для измерения изменения. Измене-
ния сигнала затем квантуются и кодируются для передачи. Однако
структура системы с ДИКМ, показанная на рис. 3.26, является
более сложной, так как предыдущая входная величина восстанав-
ливается с помощью цепи обратной связи, в которой накапливаются
кодированные разности значений дискретов. По существу, сигнал
в цепи обратной связи представляет собой оценку входного сигнала,
которая получена путем интегрирования кодированных разностей
дискретов. Вследствие этого сигнал обратной связи, полученный та-
ким же образом, используется в декодере для восстановления формы
исходного сигнала.
Преимущество реализации с цепью обратной связи состоит в
том, что при этом ошибки квантования не накапливаются неогра-
ниченно. Если сигнал в цепи обратной связи отклоняется от входного
в результате накопления ошибок квантования, то при следующей
операции кодирования разностного сигнала это отклонение автомати-
чески компенсируется. В системе без обратной связи выходной
сигнал, формируемый декодером на противоположном конце линии,
может неограниченно накапливать ошибки квантования.
138
тройство
Фильтр,
дискретизации,
ограничивающий
квантователь,
полосу
Устройство
вычита
Аналоговый|
sna
Кодированные
входной
+5
АЦП
‚разностные
сигнал
дискреты
ЦАП.
Оценка
I
предыдущего
BXOAHOT
XO Накопитель
Рис. 3.26. Функциональная схема устройства ДИКМ
Как и в системах с ИКМ, процесс аналого-цифрового преоб-
разования может осуществляться с компандированием и без него.
В некоторых из систем с ДИКМ используют также технику адапта-
ции для подстройки размеров шагов квантования в соответствии с
уровнем средней мощности сигнала. (См. обзор различных способов
в [18].) Эти способы адаптации часто называют слоговым компан-
дированием в соответствии с интервалом времени между подстройка-
ми усиления. Слоговое компандирование рассматривается в разделе,
посвященном системам дельта-модуляции, где OHO наиболее часто
применяется.
Пример 3.4. Качество устройства преобразования речи в цифровую форму иногда
измеряется с помощью синусоидального колебания с частотой 800 Гц, используемого
как типовой испытательный сигнал. Предполагая, что имеется система с UKM и
равномерным квантованием, способная кодировать синусоиду в заданном динамическом
диапазоне, определим, сколько разрядов на дискрет можно сэкономить, используя
систему с ДИКМ и равномерным квантованием.
Решение. По существу, решение состоит в определении того, во сколько раз
уменьшается динамический диапазон разностного сигнала по сравнению с динами-
ческим диапазоном исходного сигиала. Предположим, что амплитуда синусоиды рав-
Ha A, так что
х (1)== А sin 258001.
Амплитуду разностного сигнала можно получить путем дифференцирования и
умножения на временной интервал между дискретами
dx/dt= А2л800со52л8005;
1
AX (1) |max=A20800 поро = 0,628 A.
Экономию числа разрядов иа дискрет можно определить как
log, (1/0,628) =0,67 разряда.
Пример 3.4 показывает, что при одинаковом качестве в системе
с ДИКМ можно использовать на 2/3 разряда меньше, чем в системе
с UKM. В типовом случае система с ДИКМ уменышает размер
кодовой комбинации на один полный разряд. Может быть получена
и большая экономия, поскольку в среднем сигналы речи имеют
меньшую крутизну, чем тон с частотой 800 Гц (см. рис. 3.24).
139
3.4.1. Варианты реализации ДИКМ
Кодеры и декодеры дифференциальной ИКМ могут быть выпол-
нены множеством способов в зависимости от разделения функций
обработки сигнала мёжду аналоговымии цифровыми цепями. В од-
ном крайнем случае функции дифференцирования и интегрирования
могут быть реализованы посредством аналоговых цепей, в то время
как в другом крайнем случае вся обработка сигналов может быть
выполнена цифровым способом, а на вход поступают дискреты в
форме обычного ИКМ сигнала. На рис. 3.27 представлены структур-
ные схемы трех различных вариантов реализации с различным объе-
мом цифровой обработки сигнала.
На рис. 3.27,а изображена система с аналоговым дифференциро-
ванием и интегрированием. Аналого-цифровому преобразованию под-
А
н
а
л
о
г
о
в
а
я
п
а
м
я
т
ь
Декодер
А
н
а
л
о
г
о
в
а
я
п
а
м
я
т
ь
Декодер
Кодер
6)
Декодер -
Кодер
в)
Рис. 3.27. Варианты реализации ДИКМ:
а — аналоговое интегрирование; 6 — цифровое интегрирование; в — цифровое
дифференцирование
140
вергается разностный сигнал, a цифро-аналоговому в цепи обратной
связи — непосредственно код разности, имеющий ограниченный диа-
пазон. Для интегрирования используются аналоговое суммирование
и запоминание в аналоговой памяти.
На рис. 3.27,6 представлена система, которая выполняет инте-
грирование в цифровой форме. Код разности вместо непосредст-
венного преобразования снова в аналоговую форму в цепи обратной
связи подвергается здесь суммированию и накапливается в регистре
для получения цифрового представления предыдущего входного диск-
рета. Затем для получения из цепи обратной связи аналогового
сигнала, применяемого для вычитания, используется ЦАП на полный
динамический диапазон сигнала. Отметим, что ЦАН на рис. 3.27,6
должны обеспечивать преобразование полного диапазона амплитуд
дискретов, в то время как ЦАП на рис. 3.27,а преобразуют более
ограниченные по амплитуде сигналы разности.
На рис. 3.27,в представлена система, где вся обработка сигнала
выполняется при помощи цифровых логических схем. Аналого-циф-
ровой преобразователь формирует кодовые комбинации, соответст-
вующие дискретам с полным амплитудным диапазоном, которые
сравниваются с аппроксимациями кодовых комбинаций предыдущего
дискрета, полученными цифровым способом. Отметим, что в этом
случае АЦП должен формировать кодовые комбинации во всем дина-
мическом диапазоне входных сигналов, в то время как АЦП в
двух других вариантах обрабатывают только разностные сигналы.
Преимущества цифровых вариантов обработки заключаются „в
том, что цифровые схемы не требуют настройки и легко, воспроиз-
водятся, а также пригодны к реализации в виде интегральных микро-
схем с болышой степенью интеграции (БИС). При выполнении на
стандартных навесных компонентах аналоговые варианты, очевидно,
более просты. Кроме того, стоимость аппаратуры аналого-цифрового
преобразования падает с уменьшением диапазона преобразования.
Декодеры во всех трех вариантах, показанных` на рис. 3.27,
реализуются точно так же, как цепи обратной связи соответствующих
кодеров. Это связано с тем, что в цепи обратной связи форми-
руется аппроксимация входного сигнала (задержанного на один пе-
риод дискретизации). Если в канале не происходят ошибки, то
сигнал на выходе декодера (перед фильтрацией) идентичен сигналу
в цепи обратной связи. Таким образом, чем точнее сигнал в цепи
обратной связи повторяет входной сигнал, тем точнее сигнал на
выходе декодера повторяет входной сигнал.
3.4.2. Предсказание более высокого порядка
С более общей точки зрения ДИКМ-кодер представляет собой
особого рода линейный предсказатель с кодированием и передачей
ошибок предсказания. Сигнал в цепи обратной связи системы с
ДИКМ представляет собой предсказание первого порядка значения
следующего дискрета, а разность между значениями дискретов яв-
141
А
н
а
л
о
г
о
в
а
я
п
а
м
я
т
ь
А
н
а
л
о
г
о
в
а
я
п
а
м
я
т
ь
o
r
o
B
a
n
M
A
T
H
Декодер
А
н
а
л
о
г
о
в
а
я
п
а
м
я
т
ь
А
н
а
л
о
г
о
в
а
я
п
а
м
я
т
ь
А
н
а
л
п
а
Кодер
Рис. 3.28. Система ДИКМ с тремя порядками предсказания
ляется ошибкой предсказания. С этой точки зрения концепцию
ДИКМ можно расширить таким образом, чтобы включить в цепь
предсказания значения более чем одного предшествующего дискрета.
За счет этого дополнительная избыточность, извлекаемая из всех
предшествующих дискретов, может быть взвешена и суммирована
для получения лучшей оценки значения следующего входного диск-
рета. В связи с улучшенной оценкой диапазон ошибок предсказания
уменьшается, что дает возможность кодировать с менышим числом
разрядов. Для систем с постоянными коэффициентами предсказа-
ния ббльышая часть реализуемого выигрыша достигается, когда ис-
пользуются значения только трех последних дискретов. Типовой
вариант кодера с линейным предсказанием на основе значений трех
последних дискретов, показан на рис. 3.28. В этом варианте при-
меняется аналоговое интегрирование, как показано на рис. 3.27,a для
стандартной ДИКМ. Естественно, что возможны также варианты
с большей долей цифровой обработки сигнала, как на рис. 3.27,6 и в.
Как уже упоминалось в разд. 3.4, при анализе систем с ДИКМ и
предсказанием: первого порядка обычно получается уменьшение
длины кодовой комбинации, соответствующей дискрету, на один раз-
ряд по сравнению с ее длиной в системах с ИКМ при эквивалентных
показателях систем. В системах с ДИКМ с предсказанием третьего
порядка может быть достигнуто уменьшение на 1,5—2 разряда на
дискрет [19]. Таким образом, обычная система с ДИКМ может
обеспечить то же качество, что и система с ИКМ со скоростью
передачи 64 кбит/с, при скорости передачи 56 кбит/с, а в системе
с предсказанием третьего порядка можно получить сопоставимое
качество при скорости передачи 48 кбит/с. Субъективные измерения,
однако, часто показывают, что требуются несколько более высокие
скорости передачи, чтобы достичь соответствия качеству ИКМ при
скорости передачи 64 кбит /с.
Хотя описанные здесь способы ДИКМ могут ощутимо умень-
шить скорость передачи, их использование в телефонной связи обще-
142
го пользования невелико| по двум причинам. Во-первых, ИКМ-си-
стемы со скоростью передачи 64 кбит/с завоевали твердые позиции
системы, способные обеспечить желаемое качество. Во-вторых, дель-
та-модуляция, описанная в следующем разделе и представляющая
собой особый случай ДИКМ, дает сопоставимое качество и намного
проще реализуется. По мере разработки БИС для более сложных
алгоритмов кодирования значение различий в реализации будет
уменьшаться.
3.5. ДЕЛЬТА-МОДУЛЯЦИЯ
Дельта-модуляция (ДМ) представляет собой еще один способ
аналого-цифрового преобразования, при котором специальным обра-
зом используется корреляция между дискретами в речевом сигнале.
Дельта-модуляция фактически может рассматриваться как особый
случай ДИКМ, когда используется только один. разряд на дискрет
разностного сигнала. Этот единственный разряд просто показывает
полярность дискрета разностного сигнала и посредством этого
указывает на то, увеличился или уменьшился сигнал за время, про-
шедшее после последнего дискрета. Аппроксимация входного сигнала
создается в цепи обратной связи путем формирования ступеньки
вверх, если разность положительна (единица), и ступеньки вниз, если
разность отрицательна (нуль). При этом входной сигнал кодируется
как последовательность «подъемов» и «спусков», напоминающая лест-
ницу. На рис. 3.29 показан типовой сигнал, аппроксимировачный
посредством ДМ. Отметим, что сигнал в цепи обратной связи про-
должает создавать ступеньки в одном направлении, пока значения
аппроксимирующего сигнала в два последовательных момента форми-
рования ступенек не окажутся по разные стороны кривой входного
сигнала, и в этот момент ступеньки в цепи обратной связи меняют
[а
Рис. 3.29. Кодирование сигнала посредством дельта-модуляции
‘ В последнее время возрождается интерес к ДИКМ в связи с созданием новых
методов, к которым в первую очередь относится ДИКМ с адаптацией коэффициентов
Ki
ing
трактах при приемлемом ухудшении качества. В этих методах привлекает
то, что все преобразования осуществляются над цифровым сигналом (CM. ‘рекомен-
дации MKKTT G.721—G.761) .— Прим.перев.
143
свое направление на обратное, до TeX пор пока снова не повторится
то же явление. Таким образом, в процессе отслеживания входного
сигнала выходной сигнал ДМ «скачет туда-сюда» вокруг входного
сигнала, что дает возможность с помощью сглаживающего фильтра
правильно восстановить входной сигнал.
Поскольку каждый кодированный дискрет содержит относительно
малое количество информации (1 бит), системы с ДМ требуют
более высокой частоты дикретизации, чем системы с ИКМ или
многоразрядной ДИКМ. В действительности, частоту дискретизации
необходимо выбирать намного выше минимальной частоты дискрети-
зании, равной удвоенной полосе. С другой точки зрения повышение
частоты дискретизации необходимо для лучшего предсказания сле-
дующего дискрета.
‚
Дельта-модуляция вызывает значительный интерес как метод пре-
образования в цифровую форму различных видов аналоговых сиг-
налов. Одной из основных положительных черт ДМ является прос-
тота. На рис. 3.30 показан типовой вариант реализации кодера и
декодера при ДМ. Отметим, что функция аналого-цифрового преоб-
разования осуществляется с помощью простого компаратора. По-
ложительное напряжение разности приводит к формированию 1, а
отрицательное — к формированию 0. Соответственно функции циф-
ро-аналогового преобразования в цепи обратной связи и в декодере
осуществляются с помощью генератора импульсов с Двумя поляр-
ностями. В простейшей форме интегратор может состоять просто
из конденсатора, накапливающего заряды от импульсного генератора.
В дополнение к этим очевидным упрощениям реализации. дельта-
модулятор допускает также использование относительно простых
фильтров для ограничения полосы входного сигнала и сглаживания
выходного сигнала [20]. Как указывалось в разд. 3.1, спектр, воз-
никающий в процессе дискретизации, состоит из боковых полос
гармоник частоты дискретизации, точно отражающих спектр диск-
ретизируемого сигнала. Вследствие относительно высокой частоты
дискретизации в дельта-модуляторе эти боковые полосы сильно раз-
несены по частоте, и, следовательно, от помех наложения спектров
можно защититься при менее жестких требованиях к характерис-
тикам среза входного фильтра.
си гнал
Декодер
Генератор
импульсов
Кодер
Рис. 3.30. Кодер и декодер в системе с дельта-модуляцией
3.5.1. Перегрузка по крутизне
При работе дельта-модулятора, как показано на рис. 3.29, ко-
дированный сигнал никогда не отстоит от входного сигнала более,
чем на размер шага. Однако иногда дельта-модулятор не в состоянии
отслеживать быстрые изменения во входном сигнале и вследствие
этого кодированный сигнал может отстать от входного более, чем
на размер шага. Когда это случается, говорят, что дельта-модулятор
испытывает перегрузку по крутизне. Условия возникновения пере-
грузки по крутизне показаны на рис. 3.31.
Перегрузка по крутизне происходит в основном, когда скорость
изменения входного сигнала превышает максимальную скорость
изменения, которая может быть получена в цепи обратной связи.
Поскольку максимальная скорость изменения в цепи обратной
связи`просто-напросто равна произведению размера шага на частоту
‚дискретизации, условие перегрузки возникает, если
ах (2) /dt|>qfs,
(3.12)
где x (1) — входной сигнал, д — размер шага, f; — частота дискре-
тизации.
:
При расчете дельта-модулятора обязательно учитывают связь
между двумя типами искажений: более или менее случайными шума-
ми квантования, называемыми иногда гранулярным шумом, и шумом
перегрузки по крутизне. Как показано на рис. 3.31, для медленно
меняющихся сигналов основное значение имеет гранулярный шум,
в то время как для быстро меняющихся сигналов — шум перегрузки
по крутизне. Очевидно, что гранулярный шум мал, если малы разме-
ры шагов, но при этом увеличивается вероятность перегрузки по
крутизне. Оптимальные в смысле минимизации суммы гранулярного
шума и шума перегрузки по крутизне размеры шагов были рас-
смотрены Эбейтом [21].
Влияние перегрузки по крутизне на качество восприятия речевого
сигнала существенно отличается от воздействия гранулярного шума.
Как показано на рис. 3.31, шум перегрузки по крутизне достигает
пиковых значений непосредственно перед тем, как достигает макси-
мумов кодируемый сигнал. Отсюда шум перегрузки по крутизне
имеет значительные составляющие, идентичные по частоте и близкие
по фазе основным компонентам входного сигнала. Шумы, связанные
Рис. 3.31. Перегрузка по крутизне и гранулярный шум в системе с дельта-модуляцией
145
таким образом с речевым сигналом, эффективно маскируются
энергией речи и поэтому менее заметны, чем некоррелированные
шумы. И действительно, шум перегрузки намного менее заметен
для слушателя, чем случайный, или гранулярный шум при эквива-
лентном уровне мощности [22]. Следовательно, с точки зрения
качества восприятия речи трудно определить оптимальное соотно-
шение гранулярного шума и шума перегрузки по крутизне. Перегруз-
ка по крутизне является не только ограничивающим фактором для
системы с дельта-модуляцией, но и проблемой, присущей любой
системе, такой как система с ДИКМ в общем случае, когда коди-
руется разность значений соседних дискретов. Система, оперирующая
разностью, кодирует крутизну входного сигнала конечным числом
разрядов и имеет, следовательно, конечный диапазон. Если крутизна
превышает этот диапазон, происходит перегрузка по крутизне.
В противоположность этому в обычной системе с ИКМ ограничена
не скорость изменения входного сигнала, а максимальная кодируемая
амплитуда. Отметим, что дифференциальная система может кодиро-
вать сигналы с произвольно болышими амплитудами, лишь бы эти
большие амплитуды достигались постепенно.
3.5.2. Линейная дельта-модуляция
В наиболее простом дельта-модуляторе используются шаги
постоянного размера для всех уровней сигнала, поэтому он назы-
вается равномерным, или линейным дельта-модулятором. Расчет
линейного дельта-модулятора в основном связан с выбором размера
постоянного шага и частоты дискретизации и направлен на удовлет-
ворение двух критериев. Во-первых, отношение сигнал-гранулярный
шум должно иметь определенное минимальное значение при
наиболее низком уровне кодируемого сигнала. Во-вторых, отношение
сигнал-шум перегрузки по крутизне должно иметь некое минималь-
ное значение для самого высокого уровня сигнала, подлежащего
кодированию.
ля удовлетворения критерия, связанного с перегрузкой по
крутизне, удобно использовать выражение (3.12) и рассчитывать
систему таким образом, чтобы перегрузка по крутизне наступала
как раз на границе самого высокого уровня входного сигнала.
Вследствие этого размер шага для самого болыного уровня сигнала
не является оптимальным в смысле качества восприятия или даже
в смысле минимизации суммы гранулярного шума и шума перегруз-
ки. Однако, когда имеется только гранулярный шум, характеристика
ОСШК для дельта-модулятора может быть соответствующим
образом сопоставлена с характеристикой ОСШК системы с UKM.
Сопоставление этих двух методов кодирования при других условиях,
например, тогда когда происходит перегрузка в любой из этих
систем, требует оценки слушателями.
ровень ожидаемой энергии от одиночной (без перегрузки)
ошибки квантования в системе с дельта-модуляцией определяется
146
из выражения (3.2) как q’ /12 где д — размер шага. Однако вследст-
вие относительно высокой частоты дискретизации в системе с ДМ
спектр ошибок квантования занимает более широкую полосу, чем
в системе с ИКМ. Благодаря этому выходной фильтр ДМ-декодера
подавляет более высокий процент шума` квантования, чем выходной
фильтр `ИКМ-декодера. Для частот дискретизации, которые более
чем в 6 раз превышают максимальную частоту входного фильтра,
шум квантования на выходе, по существу, пропорционален отноше-
нию частоты среза фильтра к частоте дискретизации. Вследствие
этого мощность шума квантования линейного дельта-модулятора
может быть аппроксимирована следующим образом:
Мощность шума квантования линейной ДМ = (Kf/fs) а’, (3.13)
где Г; — частота среза выходного фильтра, fy — частота дискретиза-
ции, д — размер шага, K=0,32.
Величина Ж в формуле (3.13) определялась многочисленными
исследователям получившими такие значения, как 0,18 [23];
0,32 [24]; 0.511251 и 0,67 [26]. Нами выбрано значение 0,32,
поскольку оно чаще всего используется и является исходным значе-
нием, полученным де Ятером в его основополагающей работе в
области дельта-модуляции [24]. Было предложено множество раз-
новидностей дельта-модуляторов, что привело к появлению MHO-
жества других выражений для мощности шума квантования.
Если в качестве входного использовать синусоидальный сигнал
с частотой f, то можно объединить выражения (3.12) и (3.13)
и получить для отношения сигнал-шум квантования линейного
дельта-модулятора следующее обычно используемое выражение:
ОСШК= (4*/2)/ [(Kf./fs) 2nfA/f)?,
(3.14)
где в качестве входного сигнала принята синусоида Азт2л]7, а размер
шага выбран так, чтобы предотвратить перегрузку по крутизне
[см. (3.12)].
При пользовании выражением (3.14) не. следует забывать некото-
рые важные предположения, принятые при его выводе. Во-первых,
выражение (3.14) относится только к гранулярному шуму. Во-
вторых, размеры шагов в этом выражении подогнаны к перегрузке
по крутизне для конкретного синусоидального входного сигнала.
Если размер шага согласно выражению (3.14) используется для
‚входного сигнала с той же амплитудой, но с более высокой частотой,
наступит перегрузка по крутизне. Кроме того, для сигналов с пони-
женными уровнями получается меньшее ОСШК, если шаг имеет
тот же размер. Наиболее обманчивый аспект формулы (3.14) состоит
в том, что из нее следует, будто линейный дельта-модулятор дает
более высокое значение ОСШК для низкочастотных сигналов, чем
для высокочастотных. Это предположение справедливо, если размер
шага подстроен под меньшую величину низкочастотного сигнала.
147
Частота входного
o
>
[
=
]
О
т
н
о
ш
е
н
и
е
с
и
г
н
а
л
-
ш
у
м
к
в
а
н
т
о
в
а
н
и
я
,
д
Б
N
[
A
]
[
=
]
©
|
Т
2
g
5
3
Г
]
—
Г
.
В
а
&
8
8
8
Е
|
}
В
30
40
50
60
70
Частота дискретизации, кГц
=
o
f
N
L
Рис. 3.32. Отношение сигнал-шум квантования при линейной дельта-модуляции;
частота среза выходного фильтра равна 3,4 кГц
Зависимость (3.14) отображена на рис. 3.32 для различных
частот входного сигнала. Отметим, что ОСШК улучшается на 9 дБ
на октаву (удвоение) частоты дискретизации. В отличие от этого
в системе с ИКМ ОСШК улучшается на 6 дБ с каждым добавочным
разрядом. Вследствие этого системы с ИКМ дают лучшее качество
при высоких скоростях передачи, а дельта-модуляторы — Ари низких
скоростях передачи около 40 кбит/с.
При использовании синусоидального колебания с частотой
800 Гц в качестве испытательного сигнала из выражения (3.14)
определяем (это же показывает и рис. 3.32), что для получения
ОСШК, равного 26 дБ при линейной дельта-модуляции требуется
частота дискретизации порядка 28 кГц. Соответствующую скорость
передачи порядка 28 кбит/с следует сопоставить с четырьмя
разрядами Ha дискрет, или со скоростью передачи 32 кбит/с
линейной системы с ИКМ, для которой ранее было вычислено
то же самое OCHIK
Выражение (3.14) определяет ОСШК для синусоидального
сигнала с постоянной амплитудой. Следующее соотношение опреде-
ляет частоту дискретизации (скорость передачи), необходимую для
получения конкретного ОСШК, и содержит также коэффициент
динамического диапазона В:
fs= О5КРЕ. ОСШК)!”,
(3.15)
где R — динамический диапазон (Amax/ Amin) > 7 — частота вход-
ного сигнала, 7}, — частота среза выходного фильтра, ОСШ
требуемое минимальное значение отношения сигнал-шум квантова-
НИЯ.
148
Выражение (3.15) справедливо при предложений, что размер
шага выбран исходя из отсутствия перегрузки по крутизне для
сигнала с наивысшим уровнем:
q = 20 Amax(f/15)-
.
(3.16)
Отметим снова, что выражения (3.15) и (3.16) соответствуют
расчету дельта-модулятора с большим запасом, поскольку они не
допускают перегрузки по крутизне. Однако они полезны, так как
согласуются с расчетом ИКМ без перегрузки, представленным
ранее.
Пример 3.5. Используя синусоидальное колебание с частотой 800 Гц в качестве
входного сигнала, определите размер шага и частоту дискретизации в линейном
дельта-модуляторе, необходимые для получения при кодировании речи ОСШК,
равного 398 (26 дБ), и динамического диапазона порядка 1000 (30 дБ). Предполо-
жим, ‚что частота среза выходного фильтра равна 3,4 кГц.
Решение. Формулы (3.15) и {3.16) дают соответственно следующие значения
для частоты дискретизации и размера шага:
г, = \М25. 1000. 800”. 3400. 398— 279 кГц;
а = 2лАцах" 800/279 000 = 0,0184ах = 0,564 и
Скорость передачи 279 кбнт/с следует сопоставить с 9 разрядами на дискрет
и скоростью передачи 72 кбит/с, полученной ранее для ИКМ с равномерным шагом.
Размер шага, полученный в примере 3.5, достаточен лишь для
того, чтобы только-только предотвратить перегрузку при максималь-
ном уровне входного сигнала с частотой 800 Гц. Вследствие этого
сигнал с более высокой частотой и той же амплитудой вызовет
перегрузку кодера. Оценка усредненного спектра речи на рис. 3.24
показывает, однако, что частота 800 Гц находится вблизи частот
составляющих с максимальной амплитудой, а на более высоких
частотах в среднем мощчость значительно меньше. Вследствие
этого единственный размер шага приблизительно подходит для
передачи всего диапазона частот без перегрузки по крутизне.
И действительно, на рис. 3.24 показано, что амплитуда составляющей
с частотой порядка 2400 Гц обычно снижается примерно в 5,6 раза
(на 15 дБ), в то время как требуется снизить ее только в 3 раза,
чтобы получить крутизну меныше крутизны сигнала с частотой
800 Гц. Отсюда входной сигнал с частотой 800 Гц с достаточной
точностью определяет размер шага, необходимый для исключения
перегрузки по крутизне.
Довольно неожиданным результатом, полученным в примере
3.5, является относительно грубый шаг (0,56 Ann), используемый
для кодирования синусоидального сигнала с минимальной амплиту-
дой. Несмотря на это, дельта-модулятор дает ОСШК, равное
26 nb, вследствие удаления входным фильтром большой части
шумов квантования '. На рис. 3.33 изображена часть грубо закоди--
! Как будет показано далее,` практические соображения при реализации этого
кодера приводят к чрезмерному уровню шумов незагруженного канала.
149
Рис. 3.33. Синусоидальный сигнал с частотой 800 Гц, кодируемый посредством
.
дельта-модуляции с частотой дискретизации 279 кГц
рованной синусоиды с частотой 800 Гц при использовании частоты
дискретизации и размера шага, полученных в примере 3.5. Показано
также среднее за короткий период времени значение кодированного
сигнала, которое для всех практических целей является эквивалент-
ным входным сигналом для выходного фильтра. Отметим, что
высокая частота дискретизации дает очень тонкое разрешение для
момента времени, когда сигнал пересекает границу квантования.
Таким образом, дельта-модулятор кодирует сигнал с грубым кван-
тованием по амплитуде, но с тонким квантованием по времени.
В противоположность этому в системе с ИКМ используется
относительно тонкое разрешение по амплитуде, но грубое квантова-
ние по времени.
Основной недостаток линейной дельта-модуляции, подобно ИКМ
с равномерным шагом, состоит в том, что сигналы и с низким
и высоким уровнями кодируются шагом одного и того же размера.
Вследствие этого сигналы с высоким уровнем кодируются с избы-
точным качеством, что приводит к повышению скорости передачи.
Решение, естественно, состоит в том, чтобы изменять размер шага
в какой-то зависимости от крутизны входного сигнала. Обычно
размер шага подстраивается постепенно в соответствии с ‚‘усреднен-
ным за короткое время значением крутизны, сигнала.
ри реализации дельта-модулятора ъшое значение имеет
поддержание в кодере и декодере равенства шагов в положительную
и отрицательную сторону. Если размеры шагов различаются
в декодере, то. в восстановленном сигнале накапливается смещение
за счет постоянной составляющей, что может привести к насыщению
цепей. Как будет показано в следующем разделе, с небольшим
различием размеров шагов в декодере можно сравнительно легко
примириться. В то же время различие размеров шагов в кодере
доставляет больше неприятностей и требует пристального внимания.
Когда в дельта-модуляторе кодируется сигнал незагруженного
канала (пауза речи), выходной цифровой сигнал с идеальной
точностью меняется между О и 1. Если происходит именно такое
изменение, выходной фильтр декодера устраняет относительно
150
Отфильтрованный выходной сигнал
Рис. 3.34. Различие между размерами шагов в положительную и отрицательную
стороны в дельта-модуляторе при отсутствии входного сигнала
высокочастотные шумы дискретизации. Однако, если размеры шагов
различаются, как показано на рис. 3.34, то случайно могут появиться
две последовательные единицы или два последовательных нуля.
Поскольку пары нулей или единиц появляются относительно редко,
они создают низкочастотные искажения, которые не отфильтровы-
ваются и проявляются в виде шумов незагруженного канала. Шумы
незагруженного канала представляют особую проблему при разра-
ботке дельта-модуляторов из-за относительно больших шагов кван-
тования (см. пример 3.5). Одним из средств балансировки размеров
зпагов в кодере является вычитание смещения, получаемого низко-
частотной фильтрацией (интегрированием) сигнала в цепи обратной
связи в течение длительного периода времени [20].
3.5.3. Слоговое компандирование
Существенным свойством методов компандирования, описанных
для систем с UKM, является то, что они рассчитаны Ha MIHO-
венный охват всего динамического диапазона кодера в течение каж-
дого дискрета. Вследствие этого компандирование по законамм и А
иногда называют мгновенным. Однако, как уже упоминалось, в ре-
чевом сигнале имеется избыточность в уровне мощности, проявляю-
щаяся в том, что в течение ста или более дискретов, взятых с
частотой 8 кГц, уровень мощности остается относительно постоян-
ным. Благодаря этому адаптивная регулировка усиления обеспечивает
более эффективное. кодирование, чем мгновенное компандирование.
Если адаптация регулировки усиления системы имеет периодический
характер, который в определенной степени соответствует частоте
генерации слогов, то её называют слоговым компандированием.
Слоговое компандирование первоначально было разработано для
снижения уровня шумов незагруженного канала при использовании в
шумящих аналоговых каналах [27]. Как показано на рис. 3.35,
уровень мощности слогов с малым уровнем увеличивается (сжатие
динамического диапазона) на передающей стороне и уменьшается
(расширение динамического диапазона) на приемной. В процессе
ослабления принятого сигнала восстанавливаются до своего первона- -
чального уровня слоги с малой мощностью, но также вносится
затухание в любые шумы, возникающие в линии передачи. Благодаря
этому для сигналов с низким уровнем улучшается отношение сигнала
151
Уровень мощности
Уровень мощности
Бм
выходного сигнала, дБм
+10
Передаваемый
—10
уровень, ABM
—22,5
—22,5
Компрессирование
Экспандирование
Pleneisiiice
Переменное
=
затухание
'мерение
Измерение
poi
мощности
Рис. 3.35. Слоговое компандирование аналогового сигнала
к шумам линии передачи. Усиление на передающей стороне зависит
от уровня мощности сигнала за небольшой период времени (длитель-
ность слога). Аналогично этому компенсирующее затухание, вводи-
мое в приемном полукомплекте, определяется уровнем мощности
принятого сигнала за небольшой промежуток времени.
Слоговое компандирование в цифровых системах приводит к та-
кому же улучшению отношения сигнал-шум квантования, как и в
шумящих аналоговых линиях передачи. Если цифровые кодеры и
декодеры рассматривать как часть линии передачи, то процесс усиле-
ния сигналов низкого уровня перед кодированием и ослабления их
после декодирования существенно уменьшает шум квантования без
внесения изменения в уровень сигнала. На практике при слоговом
компандировании в том виде, как оно реализовано в оконечных
устройствах цифрового преобразования речи, сигнал не усиливается
на передающей стороне и не ослабляется на приемной. Вместо
этого используется эквивалентный процесс управления размерами
шагов в кодере и декодере. Для передаваемого цифрового потока
безразлично, усиливается ли сигнал и кодируется с постоянными
размерами шагов квантования или он остается неизменным, но коди-
руется с меньшими шагами квантования. Таким образом, слоговые
компандеры в оконечных устройствах цифрового преобразования ре-
чи обычно уменышают размеры шагов квантования при кодировании
и декодировании слогов с малой мощностью, но увеличивают размеры
шагов квантования для слогов с большой мощностью.
Хотя слоговое компандирование можно использовать в сочетании
с любым типом кодера речевого сигнала, этот способ чаще всего
применяется в дифференциальных системах вообще и в системах с
дельта-модуляцией в частности. Во многих применениях время адап-
тации уменьшается до 5 или 10 мс, что несколько меныше дли-
тельности типового слога (приблизительно 30 мс). Однако этот
метод все еще продолжают называть слоговым компандированием,
чтобы отличить его от мгновенного.
152
Для подстройки размера шага в декодере в соответствии с
подстройкой его в кодере необходимо реализовать некоторые меро-
приятия для передачи информации о размере шага с передающей
стороны на ‘приемную. Один из методов состоит в передаче инфор-
мации о размере шага в явной форме как дополнительной инфор-
мации [16]. Как уже упоминалось при рассмотрении прямой регу-
лировки усиления, этот метод имеет ряд недостатков. В общем
случае более эффективный подход состоит в извлечении информации
о размере шага из передаваемого цифрового потока. Вследствие этого
при отсутствии ошибок в канале декодер и цепь обратной связи
в кодере оперируют одной и той же информацией. Эта процедура
аналогична той, которая используется в аналоговых системах со сло-
говым компандированием, где требования к вносимому приемным
полукомплектом затуханию определяются уровнем мощности приня-
того сигнала за небольшой период времени. В цифровом сигнале
содержатся определенные комбинации символов, которые отражают
крутизну закодированного сигнала. Выделение информации о боль-
шой крутизне приводит к увеличению размера шага, а информации
о малой крутизне — к его уменьшению.
Получение информации о размере шага из переданного цифро-
вого потока позволяет преодолеть основные недостатки вспомога-
тельного кодирования, упомянутого ранее. Следует особо отметить,
что поскольку явная передача информации о размере шага отсутст-
вует, передача информации дискретизированной речи никогда He
прерывается и частота дискретизации речи равна скорости передачи.
В цифровом потоке не надо также образовывать циклы для отделе-
ния информации о размере шага от результатов кодирования сигнала.
Кроме того, если подстройка размеров шага осуществляется плавно,
то отдельные приращения достаточно малы, так что случайные
ошибочные подстройки на приемной стороне, вызванные ошибками
в канале, не являются критичными. Однако в линиях передачи с
очень высоким коэффициентом ошибок (порядка одной ошибки на
сотню битов) лучшее качество декодированной речи может быть
получено, если информация о размере шага передается в явной
форме и ee избыточность используется для коррекции ошибок [28].
3.5.4. Адаптивная дельта-модуляция
Многочисленные исследователи предложили и изучили большое
число различных алгоритмов адаптации размера шага в дельта-
модуляторе. В основном все алгоритмы увеличивают размер шага,
когда устанавливается начало перегрузки по крутизне, и уменышают
размер шага при уменьшении крутизны входного сигнала. В некото-
рых из алгоритмов непосредственно изменяется крутизна входного
сигнала и передается информация о размере шага в явной форме.
В других алгоритмах информация о размере шага и в кодере и в
декодере извлекается из передаваемого цифрового потока. Адаптация
иногда является мгновенной, при которой подстройки осуществляют-
ся при переходе от одного дискрета к другому [16], но гораздо
153
Импульсы
Управляющие
импульсы
дискретизации
на приеме
| TMF
Только
единицы
Управление
размером
шага
Только нули
Декодер
Рис. 3.36. Дельта-модуляция с непрерывно изменяющейся крутизной при компандиро-
вании, управляемом цифровым способом:
ГИ - генератор импульсов
чаще — слоговой, при которой значительные изменения в размере
шага происходят один раз на интервале длительностью примерно
10 мс. Оказалось, что все основные алгоритмы обеспечивают пример-
но одинаковое качество речи [19], но некоторые из них имеют опре-
деленные свойства, которые в ряде применений делают их более при-
влекательными, чем другие. В частности, эти алгоритмы отличаются
по чувствительности к ошибкам в канале, формату передаваемых
блоков, совместимости с другими видами кодеров и степени слож-
ности цифровой обработки сигнала.
этом разделе описывается один конкретный тип адаптивной
дельта-модуляции, называемой, как правило, дельта-модуляцией с
непрерывно изменяющейся крутизной (ДМНИК). Основной алго-
ритм кодирования при ДМНИК впервые был описан Грифкесом и
де Ягером в 1968 г. [19]. Позднее Грифкес и Рименс [20, 30]
предложили метод, который носит название дельта-модуляции с ком-
пандированием, управляемым цифровым способом. Здесь выбран
именно этот тип адаптивной дельта-модуляции, поскольку он прост
и имеет множество обычно желательных свойств. Кроме того, этот
алгоритм реализован некоторыми фирмами в одной интегральной
схеме.
При компандировании, управляемом цифровым способом, как вы-
тёкает из названия, информация о размере шага получается из
передаваемого цифрового потока. Как показано на рис. 3.36, логи-
ческое устройство адаптации следит за передаваемым цифровым
сигналом, чтобы установить появление четырех последовательных
единиц или четырех последовательных нулей'. Последовательность
' Число последовательных единиц или нулей, вызывающее увеличение размера
шага, для дельта-модуляторов с пониженной скоростью передачи уменынается до
трех, чтобы оптимизировать время реакции.
154
из единиц показывает, что сигнал в цепи обратной связи, по-види-
мому, растет не столь быстро, как входной сигнал, в то время как
последовательность нулей показывает, что сигнал в цепи обратной
связи, по-видимому, падает не столь быстро, как входной сигнал.
В обоих случаях все единицы или все нули свидетельствуют O TOM,
что возникла перегрузка по крутизне и следовало бы увеличить
размер шага. Вследствие этого оба сигнала — обо всех единицах и
обо всех нулях — используются совместно для управления генерато-
ром импульсов. В течение перегрузки генератор импульсов возбуж-
дается таким образом, чтобы напряжение шага, накапливаемое на
конденсаторе C|, увеличивалось.
Система с ДМНИК, показанная на рис. 3.36, не осуществляет
явных измерений для определения того, не слишком ли велик размер
шага, который при этом следовало бы уменьшить. Вместо этого к
конденсатору С, подключен резистор, что позволяет напряжению
соответствующего шага со временем уменьшиться. В результате этого
при отсутствии явных признаков увеличения напряжение шага ав-
томатически уменьшается по экспоненте. В итоге размер шага умень-
шается до минимального значения или до тех пор, пока не будет
зафиксирована перегрузка, что снова приведет к увеличению размера
шага.
Комбинацию из конденсатора и резистора называют иногда ин-
тегратором с утечкой, подразумевая под этим, что конденсатор инте-
грирует входные импульсы, а резистор обеспечивает утечку для
уменьшения накопленного напряжения шага. Кроме автоматического
уменьшения напряжения шага интегратор с утечкой устраняет также
долговременный эффект влияния ошибок в канале на приемной
стороне. Если бы использовался настоящий интегратор, ошибочное
увеличение размера шага сохранялось бы бесконечно долго. Однако
при интегрировании с утечкой длительность ошибочного увеличения
(или отсутствия увеличения) ограничена иссколькими постоянными
времени интегратора с утечкой.
Отметим, что интеграция с утечкой используется также и для
восстановления входного сигнала в декодере и соответственно в цепи
обратной связи кодера. Благодаря этому смещение выходного сигна-
ла в приемном полукомплекте, вызванное ошибкой в канале, естест-
венным образом падает и эффективно устраняется за время, равное
нескольким постоянным времени второго интегратора с утечкой.
Устранение смещения в выходном сигнале не столь важно с точки
зрения слушателя, поскольку постоянное смещение нельзя услышать,
но зато полезно для предотвращения насыщения декодера. Если
бы использовалось полное интегрирование, болыное превышение чис-
ла положительных или отрицательных ощибок в конце концов при-
вело бы к насыщению электронных схем в декодере и искажению
формы речевого сигнала. В дополнение к этому интеграторы с утеч-`
кой обеспечивают компенсацию небольших различий размеров шагов °
в положительную и отрицательную стороны, что в противном случае
также привело бы к насыщению.
155
J
[
A
[
5
d
На рис. 3.37 представлены
характеристики
двух
ДМНИК-кодеков в зависи-
мости OT входного уровня
испытательного синусоидаль-
ного сигнала с частотой
w
©
|
37,7 кбит/с
No
[
=
]
О
т
н
о
ш
е
н
и
е
с
и
г
н
а
л
-
ш
у
м
к
в
а
н
т
о
в
а
н
и
я
,
д
Б
No
©
16 кбит/с
1 кГц. Эти характеристики
взяты из проспектов
15
|
1-ИИ|
=40-30—20—10010
ДМНИК -кодеков
типов
Уровень curser, дм
MC3417 и MC3418 производ-
ства фирмы Motorola. Кодек,
работающий со скоростью 16
кбит/с (MC3417), обеспе-
чивает качество, которое на-
зывают общим качеством канала связи. Кодек, работающий со
скоростью 37,7 кбит/с (MC3418), определяет качество телефонной
связи общего пользования. Отметим, однако, что характеристики при
скорости передачи 37,7 кбит/с не соответствуют требованиям к кана-
лообразующему блоку типа D3, а именно к отношению сигнал-шум
(ОСШК), равному 33 дБ в динамическом диапазоне 30 дБ. Напом-
ним, что спецификация для блока типа D3 возникла из необходимос-
ти получения повышенного качества для обеспечения возможности
многократных преобразований. Таким образом, хотя ДМНИК при
скорости передачи 37,7 кбит/с дает приемлемое качество на соедине-
нии между двумя оконечными устройствами, для применений в слу-
чае нескольких последовательных операций кодирования скорость пе-
редачи следует увеличить!. Кроме того, шумы ‘незагруженного
канала увеличиваются, если размеры шагов различаются.
Кривые на рис. 3.37 не полностью отражают качество выходного
сигнала, если на вход подается речевой сигнал. Поскольку синусо-
идальный сигнал с частотой 1 кГц представляет собой неизменный
входной сигнал, он не обеспечивает проверку адаптации в кодеке.
В частности, обычно отмечают, что в адаптивных дельта-модуляторах
в речевом сигнале на выходе возникает некоторая нечеткость. Эта
нечеткость отмечается в начале слов и относительно сильных слогов,
что вызывается временной перегрузкой по крутизне.
В заключение следует снова отметить, что к настоящему времени
предложено и реализовано большое число разновидностей алгорит-
MOB дельта-модуляции. Приведенный в качестве примера кодек
ДМНИК является наиболее распространенным и дает представление
о самых существенных чертах дельта-модуляции.
Рис. 3.37. Отношение сигнал-шум квантования
HUK
! По современным воззрениям и с учетом достигнутых усовершенствований
преобразователей с точки зрения качества вполне допустимо иметь иа абонентском
участке ДМНИК со скоростью передачи 32 кбит/с, так что на соединении от абонента
до абонента могут существовать два участка с ДМ, не считая, естествеино, обычного
аналогового телефонного канала, соединяющего эти участки (последний может быть
образован и с использованием систем с ИКМ).— Прим. перев.
156
3.6. КОДИРОВАНИЕ С АДАПТИВНЫМ ПРЕДСКАЗАНИЕМ
Алгоритмы кодирования, рассмотренные выше (ИКМ и дельтга-
модуляция) относительно просты в реализации, но требуют значи-
тельно болышей полосы передачи, чем полоса аналоговых сигналов,
которые они кодируют. Начиная с этого раздела, будем рассматри-
вать такие способы цифрового преобразования, при которых речевые
сигналы кодируются с существенно более низкими скоростями пере-
дачи. Однако сложность этих кодеров и декодеров намного выше.
Ранее уже упоминалось, что распространение концепции ДИКМ
на несколько предшествующих дискретов для предсказания значения
очередного дискрета обеспечивает лучшие характеристики, чем обыч-
ная ДИКМ (с предсказанием первого порядка). В кодере с адап-
тивным предсказанием (КАП) эта концепция распространяется на
предсказание последующего периода речевого сигнала на основе
предыдущего или последующего периода основного тона на основе
предыдущего [31]. Вследствие этого сложность кодера и время за-
держки сигнала, требуемые в цепи обратной связи кодера (и в
декодере), значительно возрастают. Средний выигрыш за счет пред-
сказания составляет при этом примерно 13 дБ для гласных и звонких
согласных звуков [7]. Глухие согласные звуки из-за их более слу-
чайной структуры не могут быть предсказаны точно. К счастью, точ-
ное воспроизведение глухого звука не столь важно, как точное
воспроизведение гласных и звонких согласных звуков. (Один слу-
чайный сигнал воспринимается так же, как и другой случайный
сигнал.)
В дополнение к значительному увеличению числа предыдущих
дискретов, используемых Для предсказания, КАП позволяет обоб-
щить концепцию ДИКМ за счет ввода цепей с адаптивным предска-
занием вместо цепей с постоянными коэффициентами предсказания.
Другими словами, коэффициенты взвешивания каждого прошедшего
дискрета являются подстраиваемыми. Техника адаптации обеспечи-
вает получение улучшенных характеристик, поскольку различные
гласные и звонкие согласные звуки имеют явно отличающиеся повто-
ряющиеся шаблоны. Чтобы перестраивать цепи предсказания желае-
мым образом, в КАП сначала определяется время задержки, подле-
жащее использованию при предсказании (период основного тона), а
затем коэффициенты взвешивания для значений задержанных диск-
ретов. Коэффициенты предсказания пересчитываются и передаются
обычно один раз через каждые 5 ... 20 мс. Метод определения этих
параметров см.в [31 и 32].
Структурная схема одного из видов кодера с адаптивным пред-
сказанием показана на рис. 3.38. Отметим, что, по существу, имеются
две цепи обратной связи: одна для адаптации квантователя (осущест-
вляет подстройку усиления) и другая для предсказания значения
следующего дискрета. Информация для адаптации квантователя из-
влекается из передаваемого цифрового потока (задержанная оцен-
ка). Возможны также такие структуры КАП, в которых адаптивное
квантование либо не используется, либо основано непосредственно
157
8
5
1
Цеne
предсказания
Подстройка
размера шага!
Подстройка
размера шага
Цепь
предсказания
Декодер
Адап
предсказания
тация
Кодер
Рис. 3.38. Структурная схема кодера и декодера с адаптивным предсказанием
на знании характеристик входного сигнала (прямая оценка). Когда
используется прямая оценка, коэффициенты усиления следует коди-
ровать в явной форме и передавать совместно с коэффициентами
предсказания и результатами кодирования разностных сигналов.
® В работе [18] сообщается, что в КАП такого типа может быть
получено улучшение по сравнению с ИКМ-системой на 20 дБ. Боль-
шое количество вычислений, требуемое для определения периода
основного тона и коэффициентов предсказания, становится все мень-
шим недостатком по мере развития технологии интегральных схем.
3.7. КОДИРОВАНИЕ С РАЗДЕЛЕНИЕМ НА ПОЛОСЫ
Кодер с разделением на полосы представляет собой один из
„видов кодера, в котором используется анализ входного сигнала в
‚ частотной области вместо анализа во временной области, как в
: описанных выше кодерах. Как показано на рис. 3.39, этот кодер
" сначала делит спектр входного сигнала на отдельные полосы с
‹ помощью блока полосовых фильтров. Каждый сигнал, прошедший
„через каждую из относительно узких полос, кодируется раздельно
при помощи адаптивных UKM (АИКМ)-кодеров. Если применяется
«ИК М-кодирование с мгновенным компандированием, TO для ‘всех по-
лос может быть использован единственный кодер. Однако, чтобы
минимизировать скорость передачи, для каждой полосы используется
„адаптивный кодер. После того как сигнал в каждой из полос за-
‘кодирован, индивидуальные цифровые потоки объединяются для пе-
„редачи к декодеру, где они разделяются, декодируются и смеши-
‘ваются для восстановления входного сигнала.
‘Раздельное кодирование каждой полосы имеет преимущества по
Знескольким причинам. Во-первых, за счет использования раздель-
„ной адаптации в каждой полосе можно подстроить размеры шагов
квантования в соответствии с уровнем энергии в каждой полосе.
В полосах, содержащих относительно высокие уровни энергии, может
половые
льтры
Рис. 3.39. Структурная схема кодера с разделением на полосы
159
осуществляться относительно грубое квантование. Таким образом,
спектр шума квантования подгоняется под мгновенный спектр сигна-
ла. В смысле восприятия речи это свойство является весьма жела-
тельным, так как позволяет речевому сигналу маскировать шум
квантования. (Человеческое ухо воспринимает речь, измеряя уровень
мгновенной энергии в отдельных частотных полосах. Отсюда относи-
тельно низкий уровень умов в полосе, не содержащей энергии
речи, воспринимается в большей степени, чем больший уровень шума
в полосе со значительной энергией речи.)
Вторым достоинством кодирования с разделением на полосы
является то, что скорость передачи (качество) для каждой из полос
может быть оптимизирована в соответствии со степенью воздействия
каждой отдельной полосы на восприятие. В частности, относительно
большое число разрядов на дискрет может быть использовано для
низких частот, где это важно для сохранения основного тона и
структуры формант гласных и звонких согласных звуков. На высо-
ких частотах, однако, можно использовать меньшее число разрядов
HA дискрет, поскольку шщумоподобные глухие звуки не требуют
сопоставимого качества воспроизведения.
Как сообщалось в [7], кодеры с разделением на полосы обеспе-
чивают значительное уменьшение скорости передачи по сравнению
с более общими и простыми алгоритмами кодирования: адаптив-
ными ДМ и ДИКМ. В частности, сообщается, что для кодеров с
разделением на полосы и скоростью передачи 16 кбит/с восприятие
речи эквивалентно восприятию для ДИКМ-кодеров с адаптацией и
скоростью передачи 22 кбит/с. Сообщается также, что кодер с
разделением на полосы и скоростью передачи 9,6 кбит/с эквивален-
тен ДМ-кодеру с адаптацией и скоростью передачи 19,5 кбит/с.
С подробным описанием и анализом характеристик кодирования с
разделением на полосы можно ознакомиться в [33].
3.8. ВОКОДЕРЫ
По большей части алгоритмы кодирования (декодирования), опи-
санные выше, предназначены в первую очередь для воспроизведения
формы входного сигнала с максимально возможной точностью. Та-
ким образом, они предполагают малую степень или полное отсутствие
знаний о природе сигнала, который они обрабатывают, и приложимы,
по существу, к любому сигналу, попадающему в канал TU. Исключе-
ния возникают с тех случаях, когда кодирование с разделением
на полосы или с адаптивным предсказанием рассчитано на получение
низких скоростей передачи (20 кбит/с или менее). На таких скоро-
стях передачи в кодерах должна быть точно учтена статистика ре-
чевого сигнала и они не могут обеспечить эквивалентное качество
для других сигналов. Дифференциальные системы, такие, в которых
используются ДИКМ и дельта-модуляция, также обладают опреде-
ленными свойствами, специализированными для передачи речи, из-за
их недостатков, связанных с кодированием высоких частот (пере-
грузка по крутизне).
160
Процедуры преобразования в цифровую форму, описанные в этом
разделе, весьма специфически кодируют речевые сигналы и причем
только речевые сигналы. По этой причине все устройства, реали-
зующие такие методы, носят название «вокодеры», полученное путем
соединения слов voice coders '. Поскольку эти способы рассчитаны
специально на речевые сигналы, они не могут быть применены в
телефонной сети общего пользования, в которой должна быть обес-
печена передача и других аналоговых сигналов (таких, как сигналы
модемов). Кроме того, вокодеры обычно создают ненатуральное, или
синтетическое звучание речи.
Основным назначением вокодера является кодирование только
важных для восприятия параметров речи с уменышенным числом
символов по сравнению с их числом в более общих кодерах формы
сигнала. Благодаря этому они могут быть использованы для передачи
в ограниченной полосе частот, чего не могут дать другие способы.
Некоторые из основных применений вокодеров следующие: за-
писанные сообщения (например, «набран неправильный номер»),
передача засекреченного речевого сигнала по аналоговым каналам
TY, формирование речевого сигнала на выходе ЭВМ и образователь-
ные игры. Недавно возникло особенно интересное применение одного
из типов вокодера (с линейным предсказанием) для реализации
нескольких речевых каналов на одной арендованной линии, обеспе-
чивающей передачу TU. При использовании арендованной линии
высокого качества для передачи сигнала со скоростью 9600 бит/с
можно по одной такой линии передать четыре речевых сигнала со
скоростью 2400 бит/с, объединив их путем временного группообра-
зования. В этом случае, следовательно, переход к цифровой форме
фактически уменьшает полосу речевого сигнала. Хотя эти системы
воспроизводят разборчивую речь, ее общее качество ниже телефон-
ных стандартов.
этом разделе описываются три самых основных способа
вокодерного преобразования: с помощью канального вокодера, фор-
мантного вокодера и кодера с линейным предсказанием. Предложено
и изучено множество других форм и вариантов вокодеров. Для
рассмотрения некоторых из них и ознакомления с расширенной
библиографией по данному предмету можно обратиться к [7].
Основное требование для обеспечения хорошего качества речи
состоит в сохранении кратковременного энергетического спектра сиг-
нала. Фазовые соотношения между отдельными частотными состав-
ляющими намного менее существенны для восприятия. Один из
лучших примеров нечувствительности уха к фазе демонстрируется
во время исполнения на пианино двух нот одновременно или почти
одновременно. Общий звук воспринимается слушателем как тот: же
‘самый, если одна нота прозвучала чуть позже другой. По существу,
ухо воспринимает уровень энергии на различных частотах в спектре
‚речи, но не фазовые соотношения между отдельными частотными
„составляющими.
Что означает «кодеры речевого сигнала». Прим. перев.
6 Зак. 1438
*
161
ANIA “A,ong
sinZur|7 И= \/
mee
ОДО
sin(2wt+of SNS \И И
И
Рис. 3.40. Эффект сдвига фаз при сложении двух синусоидальных колебаний
Эффект сдвига фазы одной из компонент составного сигнала
показан на рис. 3.40. Первый составной сигнал получен, когда две
отдельные частотные компоненты имеют идентичные начальные фа-
зы. Второй составной сигнал соответствует случаю, когда две частот-
ные составляющие имеют начальные фазы, сдвинутые друг относи-
тельно друга на 90°. Отметим, что составные сигналы заметно
различаются, хотя ухом разница не воспринимается. По этим причи-
нам: временная форма сигнала, воспроизводимая вокодером, как
правило, имеет лишь небольшое сходство с исходной формой вход-
ного сигнала.
3.8.1. Канальный вокодер
Канальные вокодеры были впервые разработаны в 1928 г. Г. Дад-
ли [34]. В первом варианте, выполненном Дадли, речевой сигнал
путем компрессирования преобразовывался в аналоговый сигнал
с общей полосой порядка 300 Гц. Были разработаны цифровые
канальные вокодеры, основанные на этих идеях и работающие в
диапазоне от 1 до 2 кбит/с.
Основная часть процесса кодирования в канальном вокодере
состоит в определении кратковременного спектра сигнала. Как по-
казано на рис. 3.41, блок из полосовых фильтров используется для
разделения энергии речи на полосы, в которых производится двух-
полупериодное выпрямление и фильтрация для определения относи-
тельных уровней мощности. Отдельные уровни мощности кодируются
и передаются на приемную сторону. Отметим, что этим канальный
вокодер весьма похож на кодер с разделением на полосы, рас-
смотренный ранее. В кодере с разделением на полосы, однако, обыч-
но используются полосовые фильтры с более широкими полосами,
что заставляет чаще осуществлять дискретизацию сигналов на выхо-
дах полосовых фильтров (определяется форма сигнала, а не уровень
мощности). Поскольку кодер с разделением на полосы кодирует
форму сигнала, он передает также и информацию о фазе, на которую
в канальном вокодере не обращают внимания.
В дополнение к измерению спектра сигнала современные каналь-
ные вокодеры определяют также характер возбуждения речи (глас-
ный или звонкий согласный звук в отличие от глухого звука) и
частоту основного тона для гласных или звонких согласных звуков.
162
(р)
Полосовые
фильтры Выпрямление
Определение: гласный
и звонкий согласный
или глухой звук?
Измерение
основного тона
Амплитудная
АЦП
Полосовые
£
9
1
——
L
Шумовой
Генератор
генератор
импульсов
Кодер
Декодер
Рис. 3.41. Структурная схема канального вокодера
Измерения возбуждения используются для синтеза речевого сигнала
в декодере путем пропускания сигнала соответственно подобранного
источника через модель функции передачи речеобразующего тракта
в частотной области. Возбуждение гласных или звонких согласных
звуков имитируется с помощью генератора импульсов с частотой
повторения, определяемой периодом основного тона. Возбуждение
глухих звуков имитируется шумовым генератором. Вследствие син-
тезируемого характера возбуждения этот тип вокодера иногда на-
зывают вокодером с возбуждением основного тона.
Как показано на рис. 3.41, декодер реализует функцию речеобра-
зующего тракта с помощью блока полосовых фильтров, уровни мощ-
ности на входах которых определяются уровнями мощности в со-
ответствующих полосах кодера. Таким образом, выходные сигналы
каждого полосового фильтра в декодере аналогичны выходным
сигналам соответствующих полосовых фильтров в кодере. Суперпо-
‘зиция сигналов отдельных полос воссоздает спектр исходного сиг-
нала.
:
Было разработано множество вариантов типового канального
вокодера, определяемых характером возбуждения и средствами коди-
рования уровней мощности. Недавние успехи в цифровой технике
привели к использованию для определения спектра входного сигнала
цифровой обработки с помощью алгоритмов преобразования Фурье
вместо блока аналоговых фильтров. Все виды вокодеров, которые
измеряют энергетический спектр, называются иногда «спектральными
канальными вокодерами», чтобы отличить их OT вокодеров во вре-
менной области, таких как кодеры с линейным предсказанием, рас-
сматриваемые ниже.
Наиболее трудный аспект реализации большинства вокодеров
связан с определением основного тона гласных или звонких соглас-
ных звуков. Кроме того, определенные звуки затруднительно четко
определить как чисто звонкие или чисто глухие. Вследствие этого
желательное усовершенствование типового вокодера связано с полу-
чением более точных характеристик возбуждения. Без точной инфор-
мации о возбуждении качество речи на выходе вокодера является
совершенно неудовлетворительным и часто зависит как от говоря-
щего, так и от конкретных произнесенных звуков. Некоторые из
более совершенных вокодеров при скорости передачи 2400 бит/с
создают в высшей степени разборчивую речь, хотя и с несколько
синтетическим звучанием [19].
3.8.2. Формантный вокодер
Как показано в спектрограмме на рис. 3.25, мгновенный энер-
гетический спектр речи редко занимает сразу всю полосу TU (от
200 до 3400 Гц). Энергия речи имеет тенденцию концентрироваться
в трех или четырех пиках, называемых формантами. Формантный
вокодер определяет положение и амплитуду этих спектральных пиков
и передает эту информацию вместо огибающей всего спектра. Вслед-
ствие этого формантный вокодер формирует цифровой сигнал с
164
пониженной скоростью передачи за счет кодирования только наибо-
лее значительных мгновенных составляющих в спектре речи.
Самым важным требованием для получения приемлемой речи при
использовании формантного вокодера является точное прослежива-
ние изменений в формантах. Если это выполняется, формантный во-
кодер может дать разборчивую речь при скорости передачи менее
1000 бит /с.
3.8.3. Кодирование с линейным предсказанием
Кодер с линейным предсказанием (КЛП) является распростра-
ненным типом вокодера, который извлекает существенные для BOC-
приятия характеристики речи непосредственно из временной формы
сигнала, а не из частотного спектра, как в канальном и формантном
вокодерах. По существу, КЛП анализирует речевой сигнал для
получения меняющейся во времени модели возбуждения речеобра-
зующего тракта и функции передачи. Синтезатор в приемном полу-
комплекте воссоздает речевой сигнал путем пропускания полученного
возбуждения через устройство, соответствующее математической
модели речеобразующего тракта. Синтезатор приспосабливается к
изменениям параметров модели и элементов возбуждения путем
периодического уточнения этих параметров. Однако предполагается,
что в течение любого одного интервала уточнения речеобразующий
тракт представляет собой линейное устройство с постоянными во
времени параметрами. Структурная схема типовой модели для ге-
нерации речи представлена на рис. 3.42. Таким образом, рис. 3.42
отображает также и модель работающего по принципу линейного
предсказания декодера (синтезатора).
Выражение, описывающее работу модели речеобразующего трак-
та, показанного на рис. 3.42, имеет вид
р
э(п)= © ay(n—k)+Gx(n),
(3.17)
we,
где y(n) — п-й дискрет на выходе; а, — К-й коэффициент предска-
зания; G — коэффициент усиления; x(n) — входной сигнал в момент
дискретизации п; р — порядок модели.
тметим, что выходной речевой сигнал в формуле (3.17) пред-
ставлен в виде суммы входного сигнала в настоящий момент и
линейной комбинации р предыдущих выходных сигналов речеобра-
зующего тракта. Эта модель является адаптивной в том смысле,
что в кодере периодически определяется новое семейство коэффи-
циентов предсказания, соответствующих последовательным отрезкам
° речи. В этом кодирование с линейным предсказанием аналогично
адаптивной ДИКМ или кодированию с адаптивным предсказанием.
Основное отличие, однако, состоит в методе определения коэффици-
ентов предсказания и в том, что в КЛП не измеряются и не
кодируются разностные сигналы, или сигналы ошибки. Вместо этого
при определении коэффициентов предсказания минимизируются
средние квадратические значения ошибок. Возможность избежать
165
Выбор вида
возбуждения
Коэффициенты
предсказания
Линейная
обратная связь
Период
основного тона
Генератор
импульсов
“Гласный или
звонкий сог-
ласный 38K" ———4
Коэффициент
|
усиления С
yt)
"Глухой звук”
Шумовой
генератор
Модель цепи возбуждения
Модель речеобразующего тракта
Рис. 3.42. Модель генерации речевого сигнала при кодировании с линейным
предсказанием
кодирования ошибок предсказания вытекает из того факта, что в
КЛИП используются параметры предсказания, полученные из отрезков
реального речевого сигнала, к которым эти параметры и применяются
(прямая оценка). В противоположность этому кодеры с предсказа-
нием, упомянутые выше, основывают свое предсказание только на
измерениях прошедшего сигнала (задержанная оценка). Быстрые
изменения в речеобразующем тракте или возбуждении приводят к
тому, что модели, основанные на измерениях прошедшего сигнала,
становятся менее точными.
)
В кодере (анализаторе) с линейным предсказанием определяется
и передается в сторону декодера (синтезатора) следующая инфор-
мация:
1) о характере возбуждения (гласные или звонкие согласные
звуки в сопоставлении с глухими звуками);
2) о периоде основного тона (для возбуждения гласных или
звонких согласных звуков);
3) о коэффициенте усиления;
4) о коэффициентах предсказания (параметрах модели рече-
образующего тракта).
ак и в других ‘типах вокодеров, характер возбуждения опре-
деляется тем, содержится или нет значительная периодическая
компонента в сигнале. Частота основного тона определяется изме-
рением периодичности, если она существует. Помимо того, что кодер
(анализатор) с линейным предсказанием измеряет основной тон
способами, аналогичными используемым другими типами вокодеров,
он обладает еще и специфическими свойствами, которые содействуют
определению параметров основного тона [35].
Коэффициенты предсказания можно определить, используя одну
из нескольких различных процедур вычисления [35]. Во всех этих
процедурах в качестве желаемого выходного сигнала синтезатора
используются дискреты реального сигнала. При этом образуется
166
система из р линейных уравнений с р неизвестными коэффициента-
ми. В результате эти коэффициенты определяются путем инвертиро-
вания матрицы размером pXp. Поскольку порядок р может варьиро-
ваться от 6 до 12 в зависимости от желаемого качества речи,
прямая инверсия матрицы требует огромного объема вычислений.
Однако, если принять для модели специальные ограничения, матрицы
приобретают особые свойства, которые существенно упрощают реше-
ние уравнений.
Хотя кодеры с линейным предсказанием обрабатывают сигнал
речи во временной области, они обеспечивают хорошие оценки
пиков в спектре речи. Кроме того, КЛП способен эффективно от-
слеживать медленные изменения огибающей спектра. Итоговый ре-
зультат состоит в том, что КЛП дают более естественное звучание
речи, чем вокодеры, основанные на анализе только в частотной
области [19]. Большая часть исследований в области КЛП сконцент-
рирована на кодировании речи со скоростью передачи в диапазоне
от 1,2 до 2,4 кбит/с.
3.9. СООБРАЖЕНИЯ ПО ВЫБОРУ КОДЕРА (ДЕКОДЕРА)
В этой главе описано несколько способов цифрового преобра-
зования сигналов речи и показано, что возможно также множество
других вариантов и типов. В этом, последнем разделе суммируются
основные соображения, которые следует принять во внимание при
выборе для реализации конкретных типа кодека или алгоритма
цифрового преобразования."К факторам, имеющим основное значе-
ние, относятся: качество речи, скорость передачи, чувствительность
к ощибкам передачи, форматы кодирования и способ построения
структуры цифрового сигнала, требования к обработке сигнала, тре-
бования к хронированию и стоимость реализации.
Естественно, что относительная важность этих факторов зави-
сит от области применения: все области применения предъявляют
требования к определенному минимальному уровню качества. Кроме
этих требований важнейшими характеристиками кодека для передачи
являются его стоимость, скорость передачи и качество работы при
наличии ошибок в канале. Для кодера цифровой коммутации важней-
шей является стоимость реализации. При выборе способа преобра-
зования в объединенных системах передачи и коммутации преобла-
дают соображения, касающиеся передачи, особенно в связи с тем, что
стоимость кодека для передачи, выполненного на БИС, не намного
больше стоимости кодека для коммутации, выполненного на БИС.
Требования к кодеку для цифрового запоминания речи в OC-
новном связаны с объемом памяти (скоростью передачи), но при
этом допускается значительная гибкость при выборе формата циф-
рового сигнала. Следовательно, ряд факторов, таких как чувстви-
тельность к ошибкам в канале и форматы кодирования, которые
могут оказать влияние на выбор типа кодека для целей передачи,
являются несущественными для применения в устройствах запоми-
нания.
167
3.9.1. Качество речи
Как уже упоминалось в начале этой главы, качество речи характе-
ризуется двумя основными понятиями: приемлемостью для слушате-
ля и разборчивостью. Для суждения об обоих факторах необходимы
оценки слушателей. Факторы, определяющие приемлемость речи для
слушателя, включают в себя натуральность, распознавание говорящего
и восприятие шумов или искажений. Один из методов оценки прием-
лемости состоит в субъективной оценке группой слушателей общего
качества различных отрезков речи. Приемлемость пары кодер-декодер
определяется долей слушателей, оценивающей качество отрезков ре-
чи как достаточное. Обычно более логичная процедура требует, чтобы
слушатели сделали выбор между двумя различными парами кодер-
декодер или между одной парой и необработанным речевым сигналом.
Вообще говоря, только такие кодеры, которые работают с высокими
скоростями передачи (ИК М, ДИКМ или ДМ), дают высокие показате-
ли приемлемости. Однако продолжающиеся исследования с использо-
ванием вокодерной техники на промежуточных скоростях передачи
(от 10 до 20 кбит/с) могут привести в будущем к созданию кодеров
речевого сигнала с повышенным качеством и средними скоростями
передачи.
Исследователи в области речевых сигналов уже давно искали
способ объективного измерения качества речи, который был бы связан
с субъективными оценками. Измерение отношения сигнал-шум кванто-
вания является простейшей попыткой получить такую оценку. Однако,
как было показано при рассмотрении дельта-модуляции, шум пере-
грузки по крутизне субъективно мешает меныше, чем гранулярные
(некоррелированные) шумы с существенно меньшим уровнем мощнос-
ти. Кроме того, измерения ОСШК бессмыслены для большинства
вокодеров, поскольку их алгоритмы преобразования в цифровую форму
преследуют цель сохранить не форму сигнала, а только факторы речи,
существенные для восприятия. Следовательно, измерение ОСШК целе-
сообразно лишь в тех случаях, когда сопоставляются кодеры с различ-
ными характеристиками шумов. Тем не менее, измерения OCHIK
часто используются как мера сопоставления кодеров формы сигнала.
Более полезной, но и более сложной мерой качества речи является
степень сохранения кратковременного амплитудного спектра сигна-
ла [7].
Другой проблемой, связанной с объективным определением качест-
ва речи, соответствующего паре кодер-декодер, является выбор подхо-
дящего входного сигнала. Из соображений удобства часто используют
синусоидальные колебания. Однако синусоидальный сигнал по ряду
признаков отличается от типового сигнала речи. Во-первых в один
и тот же момент времени речь обычно содержит несколько сильных
частотных составляющих (формант), а некоторые алгеритмы кодиро-
вания обрабатывают разные частоты с различным качеством. Во-вто-
рых, речевой сигнал имеет болыший пик-фактор, чем синусоида.
Таким образом, появление перегрузки или ограничения для речевого
сигнала более вероятно. В-третьих, активность речевого сигнала носит
168
прерывистый характер. Следовательно, в дополнение к характеристи-
кам сигнала с постоянными параметрами необходимо анализировать
переходные характеристики (скорость адаптации).
При испытаниях на разборчивость требуется, чтобы слушатели
распознавали специально разработанные выражения, состоящие из
изолированных слогов, слов или целых фраз и предложений. Очевидно,
что эти испытания являются более объективными, чем другие виды
оцениваний, поскольку они при этом не требуют оценок на предпочте-
ние от части слушателей. Однакорезультаты испытаний еще зависят
от характера испытательного материала (знакомство со словами или
звуками, акценты и т. д.) и от способностей слушателей. Для улучше-
ния объективности этих испытаний созданы стандарты речевого мате-
риала и рекомендовано создание неболыних групп тренированных
слушателей [36]. Способы кодирования, которые получают хорощие
оценки при испытаниях на предпочтение по качеству, получают хоро-
шие оценки и при испытаниях на разборчивость. Поэтому испытания
. Ha разборчивость используются чаще всего для вокодеров с низкой
скоростью передачи, где разборчивость может быть единственным
реализуемым и необходимым критерием.
В дополнение к обеспечению качества речи может потребоваться
выбор или разработка кодека исходя из того, насколько хорошо он
сохраняет существенные характеристики других аналоговых сигналов,
таких как частоты сигнализации, факсимильные сигналы или сигналы
данных, передаваемые в полосе ТЧ (сигналы модемов). Поскольку
существующие телефонные сети содержат большую часть аналогового
оборудования, универсальным способом могут быть обслужены только
аналоговые сигналы. В соответствии с этим кодек, внедряемый в
тибридную сеть, должен с достаточно хорошим качеством преобразо-
вывать в цифровую форму эти неречевые сигналы. Высокоскоростные
ИКМ- и ДМ-кодеки с адаптацией дают приемлемое и примерно одина-
ковое качество для сигналов большинства модемов [37]. Однако не
следует ожидать, чтобы кодеры с низкой скоростью передачи, разрабо-
танные специально для речевого сигнала, давали хорошее качество для
сигналов с характеристиками, отличающимися от характеристик речи.
Детальное теоретическое рассмотрение цифрового преобразования
сигналов данных, передаваемых в полосе TU, дано в
.
Что касается кодеров с низкой скоростью передачи (рассчитанных
специально для речевого сигнала), то полезной может быть также
оценка их характеристик при наличии фонового шума на передающей
стороне. Поскольку узкополосные кодеры подогнаны под определен-
ные характеристики процесса речи, они могут оказаться неспособными
обрабатывать комбинации из речевого сигнала и фонового шума.
Другим, более тонким соображением, связанным с качеством
кодека, является то, насколько хорошо он работает последовательно
с другими кодеками, уже используемыми на сети. Высококачественные
кодеки формы сигнала при последовательном включении вносят обыч-
но ухудшение не большее, чем предсказуемое увеличение шума кванто-
вания, вызванное многократным кодированием. Как уже упоминалось,
ИК М-кодеки с и =255 и скоростью передачи 64 кбит/с были выбраны
169
исходя из возможности девяти последовательных перекодирований
при междугородном соединении. В противоположность этому, некото-
рые из вокодеров с низкой скоростью ‘передачи не обеспечивают
необходимого качества при последовательном включении с такими же
вокодерами, а особенно с другими. Ухудшение в канале связи от
одного оконечного устройства до другого может оказаться большим,
чем ожидалось от каждого кодека в отдельности. Кроме того, степень
ухудшения может зависеть от того, какой из кодеков обрабатывает
речевой сигнал первым [14, 39].
3.9.2. Скорости передачи
При рассмотрении скоростей передачи для различных типов коде-
ков Флэнаган и другие [7] описали три обобщенные категории качест-
ва: качество переприемного участка, качество канала связи и синтети-
ческое качество. Качество переприемного участка определяется как
качество, эквивалентное качеству канала ИКМ с логарифмической
характеристикой компандирования и скоростью передачи 56 кбит/с
(в каналообразующих блоках типа D1) '. Качество канала связи отно-
сится к системам, допускающим заметное ухудшение, но с хорошей
разборчивостью и, по крайней мере, некоторой натуральностью речи.
Синтетическое качество несколько неопределенно, и его относят к
системам, которые обеспечивают разборчивость и еще некоторые до-
полнительные свойства. Следующая таблица, также полученная из [7],
содержит минимальные значения скоростей передачи для каждого
Таблица 3. 4. Требуемые скорости передачи для различных типов кодеров
,
{Минимальная скорость передачи, кбит/с
Вы кодов
Качество ros Качество Ka- Синтетическое
реприемного нала связи
ач ест во
ИКМ-кодер с логарифмическим компандиро-
ванием
56
36
Кодер с адаптивной ДМ
40
24
Кодер с адаптивной ДИК
32
16
Кодер с разделением на полосы
24
9,6
Кодер с адаптивным предсказанием
16
7,2
Канальный вокодер
2,4
KJ
ы
2,4
Формантный вокодер
0,5
‘ В действительности, в странах Северной Америки качество переприемного
участка, если возможны многократные преобразования, определяется в соответствии
со спецификацией каналообразующего блока типа 03 19], которая требует ИКМ-
преобразования с логарифмической характеристикой компандирования и скоростью
передачи 64 кбит/с.
170
из способов преобразования, при которых достигается указанное
качество '.
Как можно увидеть из табл. 3. 4, дифференциальные системы (с
адаптивными ДМ и ДИКМ) имеют значительные преимущества по
полосе перед системами с ИКМ и логарифмическим компандировани-
ем. Еще более специализированные кодеры с разделением на полосы и
с адаптивным предсказанием дают еще большую экономию полосы, но
являются значительно более сложными, чем первые три вида. Способы
вокодерного преобразования, включенные в табл. 3. 4, создают речевой
сигнал с уникальными особенностями. Качество для вокодеров и для
кодеров формы сигнала (при низких скоростях передачи) часто зави-
сит как от диктора, так и от речевого материала.
3.9.3. Чувствительность к ошибкам передачи
Среди алгоритмов кодирования, рассмотренных в этой главе, луч-
шей характеристикой по отношению к случайным независимым ошиб-
кам в канале обычно обладает дельта-модуляция. И действительно,
даже если коэффициент ошибок достигает 10 %, ДМНИК -кодек
обеспечивает разборчивость выше 90 % [20]. Порог восприимчивости
для коэффициента ошибок в канале у ДМНИК -кодека располагается
около 1077, т. e. ошибки с вероятностью появления менее 0,001 вообще
незаметны. Относительная нечувствительность ДМ-кодеков к ошибкам
в канале вытекает из того факта, что одиночная ошибка в канале созда-
ет в декодере ошибку величиной только в один шаг квантования ?.
Кроме того, в системах с ДМНИК большинство ошибок в канале не
создает ошибочной подстройки размера шага. Если же ошибочные
подстройки все-таки и происходят, то их действие со временем
ослабевает.
j В противоположность системам с ДМ в системах с UKM некоторые
биты при декодировании имеют большее значение, чем другие. Если
ошибка возникает на наиболее весомом разряде, то появляется относи-
тельно большой импульс ошибки. Это приводит к тому, что системы
с ИКМ и другие системы, в цифровом сигнале которых значения
битов существенно отличаются друг от друга, имеют пониженный
порог восприимчивости к ошибкам в канале. Однако для уменьшения
чувствительности к ошибкам могут быть использованы различные
законы кодирования для ИКМ дискретов. Как уже упоминалось, в
каналообразующих блоках типа D2 формат кодирования был изменен
с арифметического с инверсией битов, принятого для каналообразую-
wero блока типа D1, на симметричный относительно абсолютного
значения величины сигнала. Ошибка в наиболее весомом разряде при
формате с инверсией вызывает всегда ошибку на выходе, равную
половине максимального диапазона кодера. Ошибка в наиболее весо-
' В этой таблице проведено в основном качественное сопоставление при одно-
кратном преобразовании. Категории качества и скорости передачи четко не определены
и не являются общепринятыми.
"Точнее, в два шага квантования.— Прим. перев.
171
MOM разряде для формата кодирования, симметричного относительно
абсолютного значения величины сигнала, вызывает в декодере импульс
ошибки, равный удвоенному значению дискрета '. Поскольку зн:
большинства дискретов речевого сигнала меньше половины максималь-
ной амплитуды, ожидаемая мощность шума, обусловленного ошибками
при формате кодирования, принятом для блока D2, существенно CHU--
жается. Порог восприимчивости к ошибкам в канале для системы
UKM при и == 255 приблизительно соответствует 10—4, Фирмой Bell
System ИКМ-радиоканал (или группа каналов) объявляется непригод-
ным для эксплуатации, если коэффициент ошибок превышает порог,
равный 10°” [40].
Чувст ность вокодеров к ошибкам в канале приблизительно
‚ равна чувствительности систем с ИКМ. Характеристики, связанные
с ошибками в канале, можно значительно ‚улучшить с помощью избы-
точного кодирования наиболее критичной информации в цифровом
потоке. Если ошибки сгруппированы в пакеты, преимущество систем
с дельта-модуляцией по чувствительности к ошибкам перед другими
системами уменьшается, так как дополнительные ошибки в кодовой
комбинации или блоке битов для других систем могут приводить к
незначительному увеличению эффекта, вызываемого ошибкой. (Если
ошибочно принят разряд полярности в кодовой комбинации ИКМ, то
ошибки в разрядах, имеющих меньшее значение, несущественны.)
3.9.4. Форматы кодированных сигналов и структура цифрового
сигнала
Форматы кодированных сигналов в первую очередь являются пред-
метом рассмотрения при передаче и коммутации, где существование
структур, ориентированных на кодовые комбинации или блоки битов,
требует цикловой синхронизации в цифровом потоке. Структура циф-
рового сигнала является предметом изучения для ряда систем переда-
чи, в которых необходимо устранить определенные последовательности
битов, чтобы минимизировать помехи от повторяющихся последова-
тельностей, гарантировать выделение хронирующего сигнала в регене-
раторах или зарезервировать определенные сочетания символов для
контроля линии передачи.
Требования к цикловой синхронизации возникают в системах
с UKM и ДИКМ и во всех типах вокодеров, поскольку цифровой
поток содержит кодовые комбинации или блоки битов, в которых
определенные биты требуют специфической интерпретации. С другой
стороны, некоторые системы с ДМ (например, ДМНИК с компандиро-
Для формата кодирования, симметричного по отношению к абсолютному зна-
чению дискретов сигнала и принятого в каналообразующих блоках типов D2 и D3,
лее весомым разрядом является не разряд знака, а первый разряд номера сегмента,
при искажении которого может возникнуть ошибка, во много раз превышающая зна-
чение дискрета.— Прим. перев.
172
ванием, управляемым цифровым сигналом) вообще не предъявляют
требований к цикловой синхронизации. Каждый бит в цифровом пото-
ке формируется и обрабатывается однотипно. Отсутствие требований
к цикловой синхронизации наиболее полезно в одноканальных систе-
мах с постоянной скоростью передачи (синхронных). В других систе-
мах необходимость синхронизации по кодовым комбинациям или
блокам может и не быть недостатком. Например, в системе типа Tl
автоматически обеспечивается синхронизация по кодовым комбина-
циям для каждого канала, когда устанавливается цикл 24-канального
сигнала из 193 битов. Кроме того, системы, в которых осуществляется
передача, зависящая от активности, автоматически определяют блоки
передачи. В этих случаях при алгоритмах кодирования с периодической
передачей коэффициентов усиления или параметров подстройки эти
показатели могут быть введены на заранее определенные места в пере-
даваемых блоках без дополнительной цикловой синхронизации.
Другая возможная особенность систем передачи состоит в TOM,
что кодер может формировать последовательности битов, несовмести-
‚мые со средой передачи. Например, в линии типа T1 не может быть
передана непрерывная последовательность нулей. В каналообразую-
щем блоке типа D1 и во всех других последующих модификациях
каналообразующих блоков, используемых фирмой Bell System, приня-
ты меры для предотвращения получения кодовых комбинаций из
одних нулей. Хотя при этой операции умышленно вводятся ошибки
`кодирования, она необходима для обеспечения минимальной плотности
токовых посылок в линии типа Tl.
3.9.5. Требования, касающиеся обработки сигналов
Как уже упоминалось ранее, обработка цифрового сигнала, пред-
ставляющего собой кодированный речевой сигнал, может дать опреде-
ленные удобства при выполнении таких функций, как увеличение
усиления или затухания, конференц-связь, определение активности
речи или преобразование одного алгоритма кодирования -B другой.
Импульсно-кодовая модуляция с мгновенным компандированием (как
по закону и == 255, так и по закону А) была выбрана с целью упростить
операции цифровой обработки. Большинство же остальных типов
кодеров было разработано, однако, без специального учета требований
цифровой обработки. В соответствии с этим функции обработки
‘сигнала могут потребовать преобразования его в аналоговую форму или
относительно сложного цифрового моделирования аналогового процес-
са. Был предложен ряд схем адаптивной ДМ, обладающих удобными
характеристиками для различных операций обработки, особенно для
преобразования к формату ИКМ сигнала с логарифмическим компан-
дированием (см., например, [41 и 42]).
3.9.6. Требования хронирования
Как уже упоминалось в начале этой главы, первый шаг в цифровом
преобразовании речевого сигнала состоит в дискретизации сигнала
173
|-
193
125 ме)
Хронирующий
ес.
сигнал линии
Бит циклового р
=
Xeon,
IRilSlWWКитоiolWOE Wo
при UKM 1
2
3
4
5
6
7
1
2
Хронирующий|-==—
— 15,625 мкс——>}
онл
111
cee
i
cen
123456
1234567
123456
192
125 мкс
Рис. 3.43. Требования к хронирующему сигналу дискретизации при ИКМ и ДМ,
получаемому из хронирующего сигнала линии типа T1
через одинаковые временные интервалы. Желательно, чтобы хрониру-
ющие сигналы дискретизации в кодере и декодере легко можно было
получить из хронирующих сигналов линии. Это выполняется в систе-
мах типа Т1, где частота повторения циклов равна частоте дискретиза-
ции. Хронирующий сигнал дискретизации с частотой 8 кГц для каждо-
го из 24 каналов может быть получен из хронирующего сигнала линии
с помощью счетчика до 193 (1544. 10%: 193= 8. 10°).
Более трудная ситуация возникает, если дельта-модулятор сопряга-
ется с линией типа T1. Если используется Ta же самая скорость пере-
дачи на канал, равная 64 кбит/с, то дельта-модулятор должен форми-
ровать восемь равномерно размещенных дискретов на каждый цикл
(вместо одного дискрета на цикл, как в случае ИК М-кодера). Хрониру-
ющий сигнал дискретизации с частотой 64 кГц непосредственно из
линейного хронирующего сигнала не извлекается, так как моменты
дискретизации не совпадают с переходами в линейном хронирующем
сигнале. Вместо этого хронирующий сигнал дискретизации с частотой
64 кГц необходимо получать путем синхронизации каждого восьмого
перехода в генераторе с частотой 64 кГц каждым 193-м переходом
в линейном хронирующем сигнале с частотой 1,544 МГц. Эту проблему
в упрощенном виде иллюстрирует рис. 3.43, где показаны основные
требования этих двух систем к хронированию.
Усложнения, относящиеся к хронированию при дельта-модуляции
и сопряжению с линиями типа T1, возникают вследствие того, что для
целей цикловой синхронизации вводится 193-й символ. Без бита цикло-
вого синхросигнала скорость передачи в линии была бы равной
1,536 Мбит/с, и хронирующие сигналы дискретизации с частотой
8 кГц могли бы быть получены путем деления скорости передачи в
линии | на 24 (в счетчике до 24). Другие варианты цикловой синхро-
низации, не требующие дополнительного бита, рассматриваютсяв гл. 7.
‘ Здесь, очевидно, должно быть указаио; «частоты хронирующего сигнала линии»,
а не «скорости передачи в линии».— Прим. перев.
174
Один из них приведен в стандарте передачи MKKTT ', который предо-
‚ ставляет для циклового синхросигнала один из 32 каналов. В этом слу-
чае частоту дискретизации 64 кГц можно получить из тактовой частоты
линии 2048 кГц с помощью счетчика до 32.
Отметим, что для других типов кодеров, особенно тех, которые
передают такую вспомогательную информацию, как коэффициенты
усиления или предсказания, могут существовать трудности при полу-
чении хронирующих сигналов дискретизации, независимо от процеду-
ры цикловой синхронизации в линии передачи. Во многих из таких
систем, однако, стоимость оконечного оборудования может быть тако-
ва, что стоимость дополнительных цепей синхронизации несуществен-
на по сравнению со стоимостью кодера при низких скоростях передачи.
3.9.7. Стоимость устройств
Стоимость устройств рассматривается последней, но не потому, что
она является самым несущественным фактором, а потому, что она
обычно является наиболее важным фактором. Если рассматривать
алгоритмы кодирования, реализуемые с помощью интегральной схемы,
преимущества любых других сопоставимых алгоритмов являются, по-
видимому, чисто теоретическими. В настоящее время ИКМ-кодеки
с кодированием по законам и = 255 и A, а также ДМНИК -кодеки
реализуются в виде интегральных схем и поставляются несколькими
изготовителями интегральных схем. Следовательно, даже хотя другие
алгоритмы с сопоставимой исходной сложностью, такие как адаптив-
ная ДИКМ, могут дать лучшее качество речи или меньшую скорость
передачи, их стоимость при реализации на навесных компонентах
препятствует их использованию во всех случаях, кроме специальных.
Еще не было сообщений о кодерах с низкими скоростями кодирования,
но фирмами Texas Instruments [3] и Nippon Telegraph and Telephone
[43] уже разработаны в виде БИС синтезаторы с линейным предсказа-
нием. Эти синтезаторы используются в качестве блоков формирования
речевого сигнала в устройствах «Спик-энд-спел» фирмы Texas
Instruments.
‚
Что касается сопоставления дельта-модуляторов с ИК М-кодеками
при логарифмической характеристике компандирования, то ДМ-коде-
ки с адаптацией более просты и всегда будут дешевле, чем ИК М-коде-
ки с логарифмической характеристикой компандирования, особенно,
если включить стоимость фильтров. Однако разница в стоимости при
реализации в виде интегральных схем будет играть малую роль по
сравнению с другими соображениями, такими как эксплуатационные
качества, чувствительность к ошибкам и т. д.
Представляется, что принятие ИКМ с логарифмической характе-
ристикой компандирования всеми телефонными компаниями для
систем передачи типа Т определило преобладание ИКМ и
в
других
применениях, даже если другие применения не требуют совместимос-
‘ Вариант с дополнительным битом цикловой синхронизации, принятый в системах
передачи типа Т1, также нормализован МККТТ в рекомендации G.733.— Прим. перев.
р
р
р
р.
175
ти с системами передачи типа T. Стратегия торговли заставила
нескольких производителей цифровых УТС использовать ИКМ как
технику кодирования даже несмотря на то, что УТС обычно соединя-
ются линиями с сетью общего пользования или другими УТС аналого-
выми соединительными линиями. Время цифровых соединительных
линий приближается, но большинство абонентов УТС еще должны
будут ждать, пока их местная станция будет сделана цифровой или
пока не будут предложены новые цифровые виды связи, такие как
коммутируемая цифровая связь, объединяющая телефонию и передачу
данных [44].
ЗАДАЧИ
3. 1. Предположим, что сигнал состоит из трех синусоидальных колебаний: первое —
с частотой 1 кГц, второе — с частотой 10 кГц и третье — с частотой 21 кГц, Колебания
с какими частотами появятся на выходе АИМ-демодулятора, если частота дискретизации
равна 12 кГц, а входной сигнал не подвергается фильтрации? (Примем, что частота
среза фильтра на выходе равна 6 кГц.)
3. 2. Выведите выражение для средней мощности шума квантования в случае, когда
дискреты на выходе декодера смещены относительно середины шага квантования на
величину, равную 25 % от размера шага, т. е. выходной сигнал появляется в точке 75 %
вместо точки 50 % . Какую степень ухудшения в децибелах дает это смещение? (Примем,
что.смещения некоррелированы.)
3. 3. На сколько улучшится отношение сигнал-шум квантования при ИКМ с равно-
мерным квантованием, если добавить один разряд в кодовой комбинации?
3. 4. Сигнал черно-белого телевидения имеет полосу около 4,2 МГц. Какая скорость
передачи необходима, если сигнал подлежит преобразованию в цифровую форму
посредством ИКМ с равномерным квантованием при ОСШК порядка 30 дБ? Используйте
такое же отношение частоты дискретизации к частоте },, как при кодировании речи мето-
дом ИКМ.
3.5. Каков динамический диапазон ИКМ-кодера с равномерным квантованием и
12-ю разрядами на дискрет при минимальном значении ОСШК, равном 33 дБ?
3.6. Каково отношение сигнал-шум квантования, создаваемого ИКМ-кодером с
сегментным законом компандирования при и==255, если входной сигнал представляет
собой треугольное колебание с размахом на весь диапазон кодера? (Примем, что
частота повторения достаточно мала, так что фильтр, ограничивающий полосу, меня-
ет форму сигнала незначительно.
3.7. Задавшись значением дискрета, равным 420 ий на входе ИКМ-кодера при
ри==255 и максимальном уровне 2 В. определите следую
а) кодовую комбинацию для Ho no iW р== 225;
6) линейное представление этой комбинации
в) кодовую комбинацию, сформированную по закону А и полученную путем
преобразования из комбинации, сформированной по закону p= 255;
г) кодовую комбинацию, сформированную по закону и и полученную путем
3;
отраженных в следующих кодовых комбинациях, кож
oe по закону и=255;
01101001 и 1011 0111.
3.9. Разработайте таблицу кодирования (т. е. соответствия шагов квантования
и кодовых комбинаций) для величин сигнала при линейно-ломаной характеристике
с тангенсами угла наклона сегментов, равными 1, 1/2, 1/4, 1/8. Примем, что в ка
It
3.10. Каково отношение сигнал-шум квантования для диск peta с амплитудой,
охватывающей весь диапазон кодирования, в кодере, выполненном согласно задаче
3.11. Каково отношение сигнал-шум квантования для дискрета с максимальной
в пределах первого сегмента амплитудой? Кодер тот же, что и в предыдущей задаче.
176
3.12. Каков динамический диапазон в задачах 3.10 и 3.117
3.13. Для кодера в задаче 3.9 определите число разрядов, необходимых для рав-
номерного квантования с тем же динамическим диапазоном и с тем же размером
минимального шага квантования.
3.14. Система UKM с равномерным квантованием предназначена для кодирования
сигналов в диапазоне от — 8159 до +8159 с шагами квантования, равными 2. (Шаг
квантования в начале координат простирается от —1 до +1.) Сигналы кодируются
с использованием формата кодирования, симметричного относительно абсолютного
значения сигнала, причем разряд полярности принят равным единице для отрица-
тельных сигнал,
а) Сколько разрядов требуется для кодирования всего диапазона сигналов?
6) Сколько имеется неиспользованных кодовых комбинаций?
в) Определите шум квантования и его мощность, а также отношение сигнал-шум
(в децибелах) для каждого из следующих значений дискретов: 30,2; 123,2; — 2336,4;
8080,9.
’
3.15. Повторите часть в) задачи 3.14 для UKM с линейно-ломаной характеристи-
кой при p=
3.16. Длядвух заданных кодовых комбинаций, образованных в соответствии с
- линейно-ломаной характеристикой по закону А (00110110 и 00101100), определите
их линейные представления. сложите их и преобразуйте снова к представлению в
компрессированном
.17. В A На Ио блоке типа D3 для сигнализации частично использу-
ется бит, занятый для речевого сигнала, а именно, для сигнализации в течение
каждого шестого цикла занимается наименее значащий разряд. Определите относи-
тельное увеличение шума квантования, вызванное этим процессом, при следующих
условиях:
а) в декодере эти биты сигнализации считаются речевыми битами и декодируются
в составе ИКМ-дискретов;
6) известно, какие из битов в декодере являются битами сигнализации, в резуль-
тате чего на выходе декодера устанавливается дискрет со значениями, соответствую-
середине шага квантования двойного размера, определяемого семью оставшими-
ся разрядвми. (Это фактически и реализовано в декодерах каналообразующих бло-
ков типа
3.18. Добавив два разряда на дискрет в цифровом потоке ИКМ сигналов, насколь-
ко можно увеличить динамический диапазон, если шаги квантования подстроены таким
образом, чтобы ОСШК увеличилось на 3 дБ?
ГЛАВА 4
ЦИФРОВЫЕ ПЕРЕДАЧА
И ГРУППООБРАЗОВАНИЕ
Основное внимание при разработке цифровых систем передачи
уделяется выбору конечного семейства дискретных электрических
сигналов для кодирования информации. В этой главе под сигналами
понимаются электрические колебания (импульсы), используемые в
системе для передачи информации, а не управляющая информация
(сигнализация), используемая для установления и контроля соеди-
нений в сети. В терминологии теории связи под обработкой сигнала
понимаются фильтрация, формирование и преобразование электри-
ческих сигналов, но не обработка управляющих сигналов процессо-
ром коммутационной станции.
Второй аспект цифровой передачи включает в себя установле-
ние определенных временных соотношений между передаваемыми
сигналами. Передающее оконечное устройство осуществляет передачу
177
отдельных сигналов с использованием заранее установленных Bpe-
менных соотношений таким образом, чтобы приемное оконечное
устройство могло опознавать каждый дискретный сигнал по мере егс
поступления. Установление соответствующей временной базы на
приеме всегда требует большей пропускной способности тракта пере-
дачи, чем та, которая необходима для передачи собственно цифровой
информации. На относительно коротких расстояниях (в пределах
коммутационной станции или вычислительного комплекса) хрони-
рующая информация (тактовая частота) обычно распространяется
отдельно от сигналов, несущих информацию. Однако на болыших
расстояниях более экономично вводить хронирующую информацию
в формат самого цифрового сигнала. В любом случае для передачи
хронирующей информации требуется увеличить пропускную способ-
ность канала (полоса, скорость передачи или кодовое пространство).
В этой главе рассматриваются наиболее распространенные спо-
собы передачи цифровых сигналов в проводных системах. Соответст-
венно предмет этой главы часто называют преобразованием к коду
передачи. Рассматриваемые методы в общем случае можно использо-
вать в любой системе связи, в которой передача цифровых сигналов
осуществляется непосредственно в форме импульсов (такой, как
коаксиальный кабель или световод '). Тот факт, что при этих спо-
собах спектр передаваемых сигналов содержит и низкочастотные
компоненты, приводит к тому, что их называют также системами
передачи в основной полосе частот или системами передачи им-
пульсами постоянного тока. В гл. 6 будут рассмотрены системы пере-
дачи в определенной полосе частот, а именно, радиосистемы, кото-
рые требуют модуляции и передачи с несущей частотой.
При последующем рассмотрении внимание концентрируется на
системах и прикладных вопросах цифровой передачи. Деталям ана-
лиза систем передачи импульсов внимание не уделяется, поскольку
материал такого характера имеется во всех трудах по теории циф-
ровой связи (см. список литературы). Некоторые принципы построе-
ния систем передачи импульсов представлены в приложении В, где
выводятся многие из соотнощений, используемых в этой главе.
4.1. ПЕРЕДАЧА ИМПУЛЬСОВ
Все цифровые системы передачи разрабатывают исходя из не-
которой конкретной формы импульса. Даже системы с несущей
должны в конечном итоге создавать импульс определенной формы
на входе решающего устройства приемника. В качестве первого шага
рассмотрим идеальный прямоугольный импульс, показанный на
рис. 4.1. Спектр, соответствующий прямоугольному импульсу, полу-
! Фактически передача по световоду является передачей с несущей, в роли кото-
рой выступает световое колебание. При этом передача производится в определенной
полосе частот, не захватывающей низкие частоты, определяемые формой импульса.—
Прим. перев.
178
Рис. 4.1. Прямоугольный импульс
f(t)
чен в приложении А и представлен на рис. 4.2. Ero
обычно называют характеристикой вида (sinx) /x:
Е(о)==Т(пот/2)/(от/2), Gn -5 =—
тде w=2nf — круговая частота, a I — длительность
Epos
импульса.
Отметим, что на рис. 4.2 также представлена доля общей энер-
гии спектра, заключенная в различных полосах. Как здесь показа-
но, в пределах спектра до первого нуля на частоте f=1/T co-
держится 90% энергии сигнала. Значительная доля энергии в преде-
‘лах этой полосы указывает на то, что полоса сигнала может быть
ограничена значением 1/Т и несмотря на это идеальная форма сиг-
нала будет хорошо аппроксимироваться. Согласно теории, если
необходимо сохранить только значения отсчетов в середине каждого
тактового интервала сигнала, то полосу можно сократить до 1/27.
Исходя из этого факта, максимальная скорость передачи сигнала
в определенной полосе
Ка —=2ВИ,
(4.2)
тде R — скорость передачи сигнала (равна 1/Т), а BW — ширина
полосы.
Выражение (4.2) представляет собой фундаментальный вывод
из теории связи: максимальная скорость передачи сигнала, дости-
жимая при передаче в полосе низких частот при отсутствии межсим-
вольной интерференции, численно в 2 раза больше ширины полосы.
Эту скорость передачи Вах ИНогда называют «скоростью передачи
по Найквисту».
Хотя дискретные прямоугольные импульсы наиболее просты для
визуального представления, прямоугольная форма требует широкой
90% энергии
>
A
=
+75 ce,
Доля энергии
*. „о. „за пределами полосы, дБ
"fressena,,,
“esos
зо
Fall.7
®
[
=
С
п
е
к
т
р
а
л
ь
н
а
я
п
л
о
т
н
о
с
т
ь
э
н
е
р
г
!
}
UT
2
3/T
Частота, Гц
an
—3U
Рис. 4.2. Спектр прямоугольного импульса длительностью Т
179
AN\\x\
\\\\
7“изAT
27
Время——>
р
Рис. 4.3. Типичная импульсная реакция канала с ограниченной полосой
полосы и поэтому нежелательна. Более типичная форма одиночного
импульса показана на рис. 4.3. Колебания по обе стороны OT OCHOB-
ной части импульса (звон) являются неизбежным следствием огра-
ниченной полосы канала. Обычно в цифровую линию подаются
прямоугольные импульсы (или их модулированные эквиваленты), но
сочетание фильтров, ограничивающих полосу, и самой среды передачи
приводит к реакции, аналогичной показанной на рисунке. На рис.
4.3 дан выходной импульс в отрицательном времени, так что центр
импульса соответствует /==0. В действительности длительность коле-
баний перед импульсом определяется задержками в фильтрах и кор-
ректорах.
Важным свойством импульсной реакции, показанной на рис. 4.3,
является то, что несмотря на наличие колебаний, импульсы могут
передаваться каждые Т секунд и приниматься без помех от соседних
импульсов. Очевидно, что моменты принятия решения должны совпа-
дать с моментами пересечения нуля соседними импульсами. Им-
пульсные реакции, подобные показанным на рис. 4.3, можно получить
в канале с полосой, приближающейся к минимальной (по Найкви-
сту), равной численно половине скорости передачи сигнала. Более
детальный анализ передачи импульсов дан в приложении В.
Межсимвольная интерференция. По мере приближения скорости
передачи в цифровой линии к максимальной скорости для данной по-
лосы все более критичными становятся положения моментов приня-
тия решения и все более жесткими требования, предъявляемые к
расчету канала. Небольшие отклонения в реакции канала или в по-
ложениях моментов принятия решения приводят к перекрытию
импульсов в эти моменты, называемому межсимвольной интерферен-
цией. К основным причинам возникновения межсимвольной интерфе-
ренции относятся:
1) неточности хронирования;
2) недостаточная ширина полосы;
3) амплитудные искажения;
4) фазовые искажения.
Неточности хронирования. Неточности хронирования на пере-
даче или приеме создают межсимвольные искажения. На передаче
180
происходит, если скорость передачи He согласована с частотой
звона, рассчитанной для канала. Неточности хронирования несу-
ественны, если при передаче сигналов со скоростью Ках B фильтре
ве реализуется чрезвычайно крутой срез.
Поскольку в приемнике хронирующее колебание извлекается
принимаемого сигнала, подверженного шумам и, возможно, иска-
ениям, неточности в положениях моментов принятия решения здесь
ее вероятны, чем неточности хронирования в передатчике. Если
орость передачи существенно ниже Как Чувствительность к ошиб-
зкам хронирования мала (т. е. если скорость передачи численно равна
Bane полосы канала или меныше ее, а не равна теоретически мак-
альной скорости, соответствующей удвоенному значению ширины
och (см. приложение В).
Недостаточная ширина полосы. Частота колебаний, показанных
рис. 4.3, точно равна теоретически минимальной ширине полосы
ana. Если ширину полосы уменьшать и далее, частота колебаний
енышается и в обязательном порядке возникает межсимвольная
итерференция.
В» В некоторых системах сигнал преднамеренно передают со ско-
тью, превышающей Как HO Это делается при заранее предусмот-
зенных значениях межсимвольной интерференции, на которую рас-
‘читывается приемник. Обычно такие системы называют системами
No частичным откликом — это название связано с тем, что канал He
"частичным откликом рассматриваются в последующих разделах.
; Амплитудные искажения. В цифровых системах передачи всегда
‘требуются фильтры для ограничения полос передаваемых сигналов,
“B также шумов и помех в приемниках. В общем случае фильтры рас-
‘считаны на получение определенной импульсной реакции. Когда ис-
„нользуется среда передачи с заранее определенными характеристика-
‘ми, эти характеристики могут быть включены в общий расчет
Bmp, Однако частотная характеристика канала не всегда может
предсказана с достаточной точностью. Отклонение частотной
„характеристики от требуемой приводит к искажениям импульсов во
временной области (уменышение амплитуд и изменение частоты зво-
зна). Компенсацию неоднородностей частотной характеристики ка-
нала называют частотной коррекцией.
Фазовые искажения. В частотной области импульс представля-
ет собой суперпозицию частотных составляющих с определенными
амплитудными и фазовыми соотношениями. Изменение относительных
‘амплитуд частотных составляющих приводит к амплитудным иска-
жениям, которые уже рассматривались. При изменении фазовых со-
отношений между составляющими появляются фазовые искажения.
В основном фазовые искажения возникают, если частотные состав-
ляющие сигнала получают в линии передачи задержки различной
величины (см. гл. 1). Хорошим пособием по коррекции, включающим
описание автоматического корректора для передачи данных, явля-
ется работа [1].
181
4.2. АСИНХРОННАЯ И СИНХРОННАЯ ПЕРЕДАЧА
Имеется два основных вида передачи цифровых сигналов, при-
водящих к двум фундаментально отличающимся способам установки
временной базы (тактовой частоты для определения моментов при-
нятия решения) в приемном оконечном устройстве цифровой линии.
Первым из этих способов является асинхронная передача, которая
состоит в раздельной передаче групп битов или знаков. Внутри
отдельной группы для каждого отдельного сигнала используется
специальный, определенный заранее временной интервал. Однако
моменты передачи групп друг с другом не связаны. Поэтому в прием-
ном оконечном устройстве для приема каждой группы тактовая ча-
стота устанавливается заново. При втором способе, называемом
синхронной передачей, цифровые сигналы посылаются непрерывно
с постоянной скоростью. В этом случае приемное оконечное уст-
ройство должно сформировать и поддерживать колебание с тактовой
частотой, которое синхронизируется с входящим цифровым сигналом
в течение неограниченного периода времени.
4.2.1. Асинхронная передача
Между периодами передачи асинхронная линия находится в
неактивном, или незагруженном состоянии. Начало каждой группы
передачи обозначается стартовым битом. Ширина стартового
импульса на приеме измеряется и определяется его середина. Отсче-
ты импульсов последующих информационных битов берутся с номи-
нальной частотой, начиная от середины интервала второго бита. Пос-
ле информационных битов передается один или большее число сто-
повых битов, что позволяет линии вернуться в неактивное состоя-
ние '. На рис. 4.4 показан асинхронный вид работы, используемый
обычно для низкоскоростной передачи данных.
Как показано на рис. 4.4, обнаружение каждого бита инфор-
мации выполняется путем взятия идеального отсчета входного сиг-
гала в середине каждого сигнального интервала. На практике момен-
ты взятия отсчетов отклоняются от идеального положения на величи-
ну, зависящую от степени изменения формы стартового импульса
шумами и искажениями. Поскольку моменты взятия отсчетов для
каждого информационного бита определяются на базе единственного
стартового бита, асинхронные системы плохо работают при высоких
уровнях шумов. Конечно, можно было бы использовать более одного
стартового бита для улучшения точности определения начальной
фазы колебания тактовой частоты, но это усложнило бы приемник и
потребовало бы введения дополнительной избыточности для переда-
чи хронирующей информации.
‘ Первоначально стоповые биты вводились, чтобы дать электромеханическому
оборудованию достаточно времени для установки фазы перед поступлением следующе-
го знака. При электронном оборудовании единственная цель введения стоповых би-
тов состоит в том, чтобы позволить стартовому биту всегда быть бестоковой посылкой
(логическим нулем).
182
Стартовые биты
Стоповые биты
Переданный сигнал
МОЛЛИ Л
Сигнал на приеме
| ПВО
О
К
В
В
В
ООО
О
НОО ВО
В
В
В
Идеальные моменты отсчета для каждого 34aKa,
состоящего из восьми битов
Рис. 4.4. Асинхронная передача
Ошибки хронирования возникают также, если номинальное зна-
чение тактовой частоты в приемнике численно отличается OT номи-
нального значения скорости передачи в передающем устройстве. Да-
же если стартовый бит дает возможность определить правильную
начальную фазу колебания тактовой частоты, смещение тактовой ча-
стоты приемника вызывает сдвиг каждого последовательного момента
взятия отсчета все далее от центра соответствующих сигнальных
интервалов. Поскольку использование самого термина «асинхрон-
ный» подразумевает наличие автономного генератора в приемнике,
определенный сдвиг неизбежен во всех асинхронных системах. Мак-
симальная длительность каждой группы символов или знака опреде-
ляется предельными значениями неточностей определения перво-
начальной фазы и максимальной ожидаемой разности частот гене-
раторов передатчика и приемника.
Основной привлекательной чертой асинхронной передачи являет-
ся простота определения моментов взятия отсчетов сигнала в прием-
нике. В дополнение к этому асинхронная передача является по сво-
ему существу гибкой с точки зрения работоспособности системы в
диапазоне средних скоростей передачи данных. При высоких скоро-
стях знаки передаются один за другим. Передача автоматически при-
спосабливается и к пониженным скоростям данных путем увеличения
пауз между знаками. В противоположность этому синхронный прием-
ник должен отследить изменение скорости в передатчике, прежде
чем он сможет правильно взять отсчеты входного сигнала. Обычно
тактовый генератор синхронной системы перестраивается очень
медленно и в узком диапазоне. Следовательно, асинхронная систе-
ма более подходит для тех применений, когда скорость передачи
меняется.
Системы с синхронной передачей могут выдержать передачу
информации с переменной скоростью, но при этом задача подстрой-
ки под скорость передачи информации выполняется за счёт процес-
сов более высокого уровня (протокола канального уровня), при ко-
торых в цифровой поток вводятся кодовые комбинации, соответст-
ы
183
вующие нулевой информации. Эти комбинации используются для за-
полнения цифрового потока, когда источнику нечего передавать.
Такую форму передачи иногда называют изохронной. Изохронный
вид работы необходим, когда синхронная линия используется для пе-
редачи данных от асинхронного источника.
Еще одной привлекательной чертой асинхронной передачи явля-
ется то, что этот вид работы автоматически обеспечивает синхро-
низацию по знакам. Следовательно, если речевой сигнал, преобра-
зованный посредством ИКМ, передается асинхронно, то стартовый
и стоповый биты автоматически определяют границы кодовой комби-
нации. При синхронной передаче для синхронизации по кодовым
комбинациям необходимо принимать дополнительные меры.
К основным недостаткам асинхронной передачи относятся ее
большая чувствительность к ошибкам на линиях с высоким уровнем
шумов и относительно большая избыточность, необходимая для хро-
нирования. Поэтому асинхронная передача наиболее подходит для
тех применений, где стоимость реализации системы имеет большее
значение, чем отношение сигнал-шум и полоса. Асинхронная пере-
дача используется в модемах на скоростях передачи до 1200 бит/с
в каналах ТЧ. Что касается цифровой телефонии, то нечто подобное
асинхронной передаче рассматривается для двухпроводной цифровой
абонентской линии в работах [2, 3, 4]. Такие системы образуют дуп-
лексный (четырехпроводный) канал путем передачи блоков цифрово-
го сигнала попеременно в каждом направлении по одной паре прово-
дов. Из-за этого такие системы называют иногда системами передачи
типа «пинг-понг», они не являются по-настоящему асинхронными,
поскольку каждая передача в каждом из направлений осуществляет-
ся в заранее определенные моменты времени, что, возможно, устра-
няет необходимость в стартовых и стоповых битах.
4.2.2. Синхронная передача
В линиях типа T1 и других межстанционных линиях с цифровой
передачей, используемых в настоящее время на телефонной сети
США, применяют исключительно синхронную передачу. Вследствие
этого формат кода передачи для этих систем должен быть создан
с учетом специальных соображений, чтобы гарантировать, что каж-
дый регенератор или приемное устройство могут заставить работать
местный задающий генератор со скоростью передачи входного сигна-
ла. Вообще говоря, требования синхронизации подразумевают, что
для непрерывного определения границ сигналов необходима опре-
деленная минимальная плотность переходов в сигнале. Достаточное
число переходов не может обеспечить и чисто случайный сигнал.
В этих случаях должны быть приняты определенные меры по вве-
дению искусственных переходов в передаваемые сигналы. Хотя эти
дополнительные переходы и подразумевают определенную избыточ-
ность, уменынение пропускной способности может быть относительно
небольшим. Ниже указаны пять способов обеспечения наличия пере-
ходов в сигнале:
184
1) ограничение кода источника;
2) введение специальных хронирующих битов;
3) вставка битов;
4) скремблирование цифрового сигнала;
5) преднамеренное введение ошибок.
Шестой способ — введение переходов в сами сигналы — рас-
сматривается в разд. 4.3, озаглавленном «Преобразование к коду
передачи».
Ограничение кода источника. Одно из средств гарантированного
получения достаточного числа переходов сигнала состоит в таком
ограничении семейства кодовых комбинаций, формируемых источни-
ком, при котором появление в цифровом сигнале длительной после-
довательности, не содержащей переходов, было бы невозможным. В
каналообразующих блоках, применяемых на североамериканской теле-
фонной сети, появление кодовых комбинаций из одних нулей пред-
отвращено, поскольку в кодё линий типа T1 последовательность нулей
не содержит переходов. В случае восьмиразрядной кодовой комбина-
. ции при ИКМ исключение единственной кодовой комбинации озна-
чает уменьшение пропускной способности тракта только на 1/256 '.
Расчет на то, что кодирование сигнала источника обеспечит
достаточное число переходов в коде передачи, имеет один сущест-
венный недостаток: линию передачи нельзя использовать для других
применений, в которых не исключается появление на передаче не-
желательных цифровых последовательностей. По этой причине про-
пускная способность линии типа T1 не может быть полностью исполь-
зована для случайного цифрового сигнала.
Введение специальных хронирующих битов. В качестве альтерна-
„тивы исключению цифровых последовательностей, не содержащих пе-
реходов, можно в самой линии периодически вводить в цифровой
поток биты, содержащие переходы. Чтобы гарантировать наличие
минимального числа переходов в сигнале, эти биты вводятся перио-
дически, независимо от источника цифрового сигнала. Таким образом,
некоторая часть пропускной способности канала предоставляется для
передачи битов хронирования.
Например, служба DDS фирмы Bell System для организации кана-
лов передачи данных по линиям типа Т1, обеспечивает в каждом канале
пропускную способность, равную 56 кбит/с. В соответствии с этим
; B каждом канальном интервале для потребителя доступны только семь
из восьми битов. Наряду с другими функциями неиспользуемый бит
в каждом канальном интервале гарантирует, что не все восемь битов
в канальном интервале равны нулю. Как будет показано в одном из
последующих разделов, в более современной цифровой системе пере-
дачи (система типа T2) в линии используется такое преобразование,
которое гарантирует достаточное число переходов независимо от пе-
редаваемого цифрового сигнала, и поэтому для случайного цифрового
' С точки зрения теории информации потери речевой информации еще меньше,
поскольку вероятность появления кодовой комбинации из одних нулей намного мень-
we 1/256.
185
сигнала не требуется введения хронирующих битов. Отметим, что
введение специальных хронирующих битов является, по существу,
той же самой процедурой, которая используется для хронирования.
при асинхронной передаче. Однако в асинхронном приемнике колеба-
ние с тактовой частотой формируется на основе одного перехода,
а не путем усреднения хронирующей информации по большому числу
хронирующих переходов.
Вставка битов. В приведенном примере службы DDS один из каж-
дых восьми битов в канальном интервале используется для обеспе-
чения хронирующей информации в цифровом потоке. Еще одной воз-
можностью предотвращения появления нежелательных последователь-
ностей в линии является использование режима «вставка битов» только
тогда, когда это необходимо. Tak, если в системе типа Tl цифровой
сигнал, передаваемый по линии, содержит только нули на первых
семи позициях канального интервала, то в цифровой поток на восьмой
позиции канального интервала ‘вводится единица. На приемном конце
линии единица, следующая за семью нулями, автоматически удаляет-
ся. При каждом таком введении цифровой сигнал источника задержи-
вается на один тактовый интервал, но за исключением этих потерь
пропускная способность канала используется полностью.
Эта процедура полностью аналогична алгоритму «вставки нуля»,
используемому при передаче данных по протоколу управления каналом
с синхронной передачей SDLC (Synchronous Data Link Control).
В этом протоколе (а также и в других аналогичных бит-ориентиро-
ванных протоколах, таких как протокол МККТТ высокого уровня для
управления каналом передачи данных HDLC (Hign Level Data Link
Control) или усовершенствованная процедура управления передачей
данных ADCCP (Advanced Data Communications Control Procedure)
Американского национального института стандартов, для указания
конца блока данных используется специальная комбинация, называе-
мая флажком. В передатчике следует предотвратить случайную
посылку флажка как части данных потребителя. В качестве средства
для предотвращения появления случайных флажков служит введение
нуля вслед за последовательностью из пяти единиц в данных потре-
бителя. Поскольку флажок включает шесть последовательных единиц,
введение нулевого бита предотвращает передачу случайных флажков.
Принимающий узел линии передачи данных по протоколу SDLC
удаляет нуль, который следует за пятью единицами. Принятая после-
довательность из шести единиц может входить только в состав флаж-
ка (01111110).
Хотя алгоритм вставки битов по мере необходимости допуска-
ет более эффективное использование канала, чем введение специ-
альных битов хронирования, процедура вставки имеет определенные
недостатки. Во-первых, этот процесс требует введения задержки в
источнике данных каждый раз, когда делается вставка. Поэтому в
условиях непрерывной передачи в реальном масштабе времени (напри-
мер, при передаче речи) на приемной стороне возникают фазовые дро-
жания. Хотя эти фазовые дрожания можно минимизировать выравни-
ванием скорости поступления сигналов на прием с помощью буферной
186
памяти, полностью они никогда не могут быть устранены. Во-вторых,
процесс вставки битов приводит к тому, что любая структура знаков
данных потребителя становится несвязанной со структурой каналь-
ного интервала в линии передачи с временным группообразованием.
Таким образом, если данные потребителя состоят из восьмибитовых
знаков (подобно ИКМ-дискретам речевого сигнала), то границы зна-
ков невозможно удержать в определенном отношении к восьмибитово-
му канальному интервалу в линии передачи типа Т1.
Скремблирование цифрового сигнала. Во многих цифровых си-
стемах передачи используют скремблеры для рандомизации последо-
вательностей цифровых сигналов в линиях. Хотя эти скремблеры и
аналогичны используемым для засекречивания, их основной задачей
‚ является предотвращение передачи повторяющихся последовательно-
° стей, a не засекречивание обмена. Повторяющиеся последовательности
создают линейчатый спектр сигнала, который приводит к бблышим
- искажениям, чём непрерывный спектр, соответствующий случайной
цифровой последовательности. Так, например, можно допустить работу
модемов в каналах тональных частот с повышенными уровнями мощ-
ности, если они содержат скремблеры для рандомизации данных.
Федеральная комиссия по связи США также требует, чтобы в цифровых
‚ радиосистемах не передавался линейчатый спектр, что, по существу,
означает необходимость исключения повторяющихся цифровых после-
довательностей.
аже когда это и не требуется, скремблеры цифровых сигналов
полезны при преобразовании цифровых последовательностей с низки-
° ми плотностями переходов в последовательности со значительными
хронирующими составляющими. Скремблирование не используется в
низкоскоростных системах передачи типа T (T1 и T2), но применя-
ется в коаксиальных линиях передачи типа T4M со скоростью передачи
274 Мбит/с фирмы Bell System [5].
Скремблеры цифровых сигналов (с равными скоростями переда-
чи на входе и выходе) в абсолютном смысле не предотвращают появ-
ления длинных последовательностей нулей. Они попросту гарантиру-
сют, что относительно короткие повторяющиеся комбинации будут пре-
образованы к рандомизированному сигналу с минимальной плотностью
переходов. Если скремблированию подвергается чисто случайный циф-
‚ровой сигнал, то выходной сигнал также является чисто случайным
и, следовательно, имеется определенная статистическая вероятность
‘появления последовательности нулей любой произвольной длины.
; Однако вероятность такого случайного события является приемлемой,
если сопоставить ее с вероятностью появления неслучайных после-
довательностей, соответствующих паузам речи или состоянию покоя в
терминалах данных. Для определения того, какая из цифровых после-
довательностей, кажущаяся случайной, создает одни нули на выходе
скремблера, подайте все нули на вход соответствующего дескремблера.
В коаксиальной системе передачи типа ТАМ используется скремб-
лер цифрового сигнала как основное средство получения достаточной
хронирующей информации. Эта система может допустить существенно
более длинные последовательности нулей, поскольку в цепях восста-
187
новления хронирующего сигнала в регенераторах используются схе-
мы с фазовой автоподстройкой, что поддерживает хронирование в те-
чение относительно длинных периодов времени. В отличие от ЭТОГО,
в системе типа T1 хронирующий сигнал выделяется с помощью резо-
нансных контуров, резонанс в которых возникает при возбуждении
их принимаемыми импульсами на требуемой тактовой частоте для пе-
редачи со скоростью 1,544 Мбит/с. Поскольку резонансные контуры
имеют меньшую эффективную добротность, чем цепь с фазовой авто-
подстройкой, частота колебаний может уйти от требуемого значе-
ния, а колебания быстрее затухают. Вследствие этого для приемника
системы типа T1 недопустимы последовательности нулей такой же
длины, как для приемников системы типа T4M.
Преднамеренное введение ошибок. Пятый метод поддерживания
достаточной хронирующей информации в линейных сигналах состоит
в преднамеренном введении время от времени ошибки в передающем
оконечном устройстве для того, чтобы прервать длительную, HE CO-
держащую переходов последовательность цифрового сигнала. Если
достаточно длинные последовательности без переходов являются и
достаточно редкими, то преднамеренные ошибки могут быть более
редкими, чем случайные ошибки в цифровой линии передачи. Следо-
вательно, преднамеренные ошибки’ могут не вносить значительного
дополнительного ухудшения. Тем не менее введение преднамеренных
ошибок как часть процедуры преобразования к коду передачи обычно
не рекомендуется и упоминается для полноты изложения.
Как уже упоминалось, в каналообразующих блоках, применяемых
в странах Северной Америки, при передаче кодовой комбинации из
одних нулей умышленно вводится ошибка в предпоследний по значе-
нию разряд, чтобы гарантировать достаточное число переходов в сигна-
ле. Важным аспектом этой процедуры является то, что она осуществля-
ется в источнике сигнала, где значение ошибки известно. Если бы
ошибки возникали в самой линии передачи, эффект был бы неуправля-
емым, особенно когда линия предоставляется для передачи различ-
ных видов сигналов.
При преднамеренном введении ошибок возникает и более тонкая
проблема, если цифровая линия передачи используется для передачи
данных с автоматическим перезапросом. Линия передачи данных с ав-
томатическим перезапросом рассчитана на обеспечение безошибоч-
ной, несмотря на случайные ошибки в канале, передачи за счет
введения избыточности в поток данных и проверки принятых данных
на отсутствие ошибок. При обнаружении ошибки требуется повторная
передача. Если ошибки являются не случайными, а умышленно вве-
денными в линию передачи, то система с автоматическим перезапро-
сом перестанет работать, если когда-либо встретится последователь-
ность (как бы маловероятно это ни было), на передачу которой
наложены ограничения '. И еще раз: если используются преднамерен-
ы Если в линии передачи используется скремблер, маловероятные последователь-
ности не будут повторяться.
188
Жые` ошибки, их следует вводить не в линии передачи, а в источни-
жи как один из видов ограничений, налагаемых на цифровой сигнал ис-
Зрочника.
4.3. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ К КОДУ ПЕРЕДАЧИ
„ В предыдущем разделе в общих чертах были описаны различ-
зные способы обеспечения хронирующей информацией. Выбор любого
жонкретного способа зависит от того, какой конкретный код исполь-
‚зуется в линии. В этом разделе рассмотрены наиболее известные
жоды, используемые для цифровой передачи по линии, и указано, ка-
кие дополнительные шаги (если в них есть необходимость) требуют-
TH для поддержания синхронизма между передатчиком и приемни-
Эком. Некоторые из способов преобразования к коду передачи сами
чю себе обеспечивают достаточную хронирующую информацию и He
‚пгребуют никаких процедур. из описанных выше. При выборе кода
‘передачи в дополнение к требованиям синхронизации необходимо
Жекже учитывать спектр кода в линии и имеющуюся в распоряжении
Jronocy (особенно в области низких частот), уровни шумов и помех,
здлительность вхождения в синхронизм, контроль характеристик и
Экребования реализации.
4.3.1. Преобразование с использованием различных уровней
‚= © точки зрения общих понятий в простейшей форме преобразо-
‘вания к коду передачи используются различные уровни сигнала для
‘кодирования каждого передаваемого дискретного символа. В вычис-
‘лительных системах наиболее общей формой кода является код типа
‘очки зрения эффективного использования мощности более целесо-
"образно передавать двоичный сигнал эквивалентной разницей в уров-
Max, симметрично сбалансированной относительно О В. Например,
Жредняя мощность, необходимая для передачи с равной вероятностью
‘йапряжениями +3 и 0 В, составляет 4,5 Вт (на сопротивлении 1 Ом).
Hast передачи напряжения --1,5 и —1,5 В то же самое расстояние
ля ошибок достигается при снижении требуемой мощности вдвое
42, 25 Вт). Инженеры-связисты обычно называют код с несбаланси-
POBaHHBIMU значениями напряжения однополярным кодом, а код со
‘сбалансированными значениями — двуполярным. Примеры последо-
Вательности двоичного сигнала и его отображения в одно- и двупо-
лярном кодах представлены на рис. 4.5. Отметим, что уровень каждо-
хо сигнала поддерживается в течение длительности тактового интер-
Bana сигнала. По этой причине двуполярный код называют также
Жодом «без возвращения к нулю» (BBH) '
;
! Некоторые теоретики в области связи называют двуполярный код биполярным.
"Однако в телефонной промышленности стран Северной Америки термин «биполяр-
ный» используется по отношению к трехуровневому коду, описанному в следующем
разделе.
189
Цифровой сигнал
1о1то[1]1oOо1
1. [1
Сигналы при однополярной передаче
Сигналы при двуполярной передаче
Рис. 4.5. Одно- и двуполярный коды передачи
Как показано на рис. 4.5, сигнал БВН не содержит переходов
для длинных последовательностей единиц и нулей. Следовательно,
если такое преобразование используется для синхронной передачи,
то для обеспечения появления хронирующих переходов необходимо
применить одну из процедур, описанных выше. Этот код передачи
соответствует системе передачи импульсов, в которой импульсы (пе-
ред фильтрацией) затянуты на длительность тактового интервала Т.
Отсюда спектр этого кода (в предположении о случайном характере
цифрового сигнала) является спектром вида (sin x)/x [см. формулу
(4.1)], показанным на рис. 4.2. Как следует из рисунка, спектр
на нулевой частоте (постоянном токе) существенно отличается от ну-
ля. Большинство проводных линий передачи, однако, не пропускает
сигналы постоянного тока вследствие того, что они соединяются по
переменному току посредством трансформаторов или конденсаторов
для устранения шлейфов по постоянному току через землю. Кроме
того, в некоторых системах специально удаляют постоянную состав-
ляющую из сигнала, чтобы обеспечить возможность дистанционного
питания регенераторов или передачу с одной боковой полосой. Устра-
нение низкочастотных составляющих из сигнала приводит к тому,
что в длинных последовательностях единиц или нулей амплитуда'
постепенно уменьшается. Следовательно, в течение этих последова-
тельностей приемник потеряет не только хронирующую информацию,
но и свой эталон амплитуды для оптимального различения уровней
1 и 0. Эффект среза низких частот, называемый плаванием посто-
янной составляющей, показан на рис. 4.6 для типичной последова-
тельности на передаче. Отметим, что после длинной последователь-
ности единиц сигнал на выходе линии таков, что более вероятно
появление ошибок, при которых единица переходит в нуль, чем оши-
бок, при которых нуль трансформируется в единицу. Аналогично
этому, длинная последовательность нулей увеличивает вероятность
‘ Уменышается не амплитуда, т. ©. перепад между уровнем нуля и уровнем еди-
ницы, а, как видно из рис. 4.6, величина сигнала над (под) осью напряжений.
Прим.перев.
190
Время
Рис. 4.6. Плавание постоянной составляющей в сигнале BBH
ошибочного перехода нуля в единицу. Эта проблема возникает не
- только для длинных последовательностей единиц или нулей, но и во
‚ всех случаях несбалансированности числа единиц и нулей. Следова-
„тельно, наличия периодических хронирующих импульсов недостаточ-
“но для устранения плавания постоянной составляющей.
Наличие низких частот в случайном сигнале данных является
. основной причиной того, почему для передачи данных через анало-
говую телефонную сеть требуются модемы. (Аналоговые каналы
ТЧ также не пропускают постоянного тока). Также вследствие это-
го код БВН редко используется для передачи на большие расстоя-
ния. Плавание постоянной составляющей характерно не только для
`систем передачи цифровых сигналов. С этим явлением приходится
бороться в телевизионных и радиолокационных приемниках, в де-
° текторах радиации.
= — Один из способов компенсации плавания постоянной составляю-
`щцей носит название «восстановление постоянной составляющей» [6].
Как показано на рис. 4.7, восстановление постоянной составляющей
в основном заключается в пропускании принимаемых импульсов че-
‘рез конденсатор, их выпрямлении и последующем разряде конден-
сатора до момента поступления следующего импульса. Заряд кон-
денсатора снимается за счет доведения напряжения до определенно-
го порога (0 В на рис. 4.7) с последующим отключением источника
‘напряжения. Поскольку после каждого импульса конденсатор пол-
‘ностью разряжается, в начале тактового интервала эталонный уро-
‘вень решения является постоянным. Очевидный недостаток этого
‘способа заключается в том, что в течение времени разряда вход-
зной сигнал должен иметь нулевую амплитуду или он будет сущест-
`венно искажен.
+V
Замыкание
ключа
Размыкание
ключа
Цель
егенерации
Р Pay
Замыкание
ключа
Время
Размыкание
ключа
восстановления
Рис. 4.7. Восстановление постоянной составляющей для однополярных импульсов
191
Фильтр
низких частот
Цепь
регенерации
mgm
устране:
Рис. 4.8. Восстановление исходного сигнала с помошью квантованной обратной связи
Более полезным способом борьбы с плаванием постоянной состав-
ляющей является использование решающей обратной связи, назы-
ваемой также корректированием посредством квантованной обратной
связи [7]. В отличие от восстановления постоянной составляющей,
при котором напряжение на конденсаторе доводится до постоянного
заранее определенного уровня, при квантованной обратной связи пла-
вание постоянной составляющей компенсируется путем формирова-
ния на приемной стороне низкочастотной реакции и добавления
ее к принимаемому сигналу. После этого восстанавливается исходный
цифровой поток. Как показано на рис. 4.8, восстановленный цифро-
вой поток проходит через фильтр низких частот, на выходе которого
формируется импульс, имеющий вид импульса последействия в кана-
ле. Сигнал обратной связи добавляется к принимаемому сигналу,
чтобы удалить последействие (межсимвольную интерференцию).
Согласно анализу в частотной области реакция цепи обратной связи
является дополняющей к реакции канала [7]. Квантованная обрат-
ная связь используется в регенераторах системы Т4М фирмы Bell
System [5]
4.3.2. Биполярное преобразование кода
Способы восстановления постоянной составляющей, упомянутые
в предыдущем подразделе, упрощают обнаружение импульсов за счет
создания в приемнике низко
ной реакции на импульс. Имеется
ряд кодов передачи, которые специально разработаны так, что не
содержат энергии постоянного кода и в связи с этим нечувствитель-
ны к удалению постоянной составляющей. При биполярном преобра-
зовании кода проблема плавания постоянной составляющей решается
применением трех уровней кодирования двоичного цифрового сигна-
ла, а именно: логический нуль передается нулевым напряжением, в
то время как логическая единица передается попеременно положи-
тельным и отрицательным напряжениями. Таким образом, для устра-
нения составляющих постоянного тока из спектра сигнала средний
уровень напряжения поддерживается равным нулю. Поскольку в би-
полярном коде для передачи логических единиц используются им-
192
Рис. 4.9. Биполярное преобразование кода
„пульсы чередующейся полярности, его называют также кодом с чере-
° дованием полярности импульсов (ЧПИ)
Биполярное преобразование кода представляет собой основной
‚ вид преобразования к коду передачи, применяемый в линиях типа
T1 на телефонной сети. Однако в линиях типа T1 для передачи каждой
логической единицы используются не импульсы с длительностью,
равной тактовому интервалу, а импульсы с половинной длитель-
ностью. Такие импульсы (рис. 4.9) были выбраны для упрощения
выделения хронирующего сигнала в регенераторах линии типа Т1
[8]. Энергетический спектр биполярного кода, полученный из [9],
описывается выражением
Sr = 2826px
1—cosoT
xX
meg
1—2(2р—1)сов
оТ+2p—1)?
гдё р — вероятность появления единиц, а С (о) — спектр одиноч-
ного импульса: С(е) = (Т/2) зп (от /4) / (эт /4) (для импульсов
с длительностью, равной 50% длительности тактового интервала).
Выражение (4.3) представлено на ‘рис. 4.10 в виде графиков
для различных значений р. Для чисто случайного цифрового сигнала
р== 1/2. Вспомним, однако, что при кодировании в ИКМ-канало-
‚образующем блоке при и == 255 для получения значительного
хронирующего сигнала формируется болыше единиц, чем нулей.
Следовательно, вероятность р в линиях типа T1 при передаче речи
обычно несколько болыше, чем. 0,5, и зависит от амплитуды речевого
сигнала. Для сигналов низкого уровня, которые остаются в пределах
‘первого сегмента кодирования, значение р получается равным при-
мерно 0,65. В то же’ время для синусоиды с амплитудой, охваты-
вающей весь рабочий диапазон кодера, значение р чуть меныше 0,5,
поскольку болышинство дискретов приходится на участки вблизи
максимальной амплитуды.
;
Так как в биполярном коде для передачи единиц используются
чередующиеся полярности, последовательность единиц имеет значи-
(4.3)
‘ В отечественной литературе для обозначения этого кода используются термины:
«биполярный» (не запрещен ГОСТ 22670—77), «код ЧПИ» (рекомендован ГОСТ
22670—77) и иностранное обозначение «код AMI». Здесь решено оставить термин
«биполярное преобразование», поскольку речь идет преимущественно об американской
аппаратуре и системах, где используется только этот термин, а также из-за более
широкого распространения этого ‘термина среди специалистов и наличия образованных
из него слов (например, «нарушение биполярности»).—— Прим. перев.
7 Зак. 1438
’
193
_—
тельные хронирующие COC-
тавляющие |. Однако после-
Р=05
. довательность нулей HE несет
~
хронирующей информации и
Stay
бод
поэтому её появление необ-
ходимо на передаче пре-
дотвратить. Нормы на реге-
нераторы линии типа T1 тре-
вт
т буют, чтобы — регенераторы
а убив
сохраняли хронирование до
тех пор, пока HE появится
Рис. 4.10. Энергетический спектр при биполяр- ПОследовательность, содержа-
ном преобразовании кода
mas больше, чем 15 нулей под-
ряд. Последовательность из
14 нулей является самой длинной, которая может образоваться,
если в течение любого восьмибитового канального интервала появ-
ляется хотя бы одна единица.
Избыточность кодового пространства. По существу, биполярное
преобразование кода базируется на пространстве троичного кода,
но с использованием только двух уровней в течение каждого конкрет-
ного тактового интервала. Следовательно, биполярное преобразование —
кода устраняет плавание постоянной составляющей за счет неэф-
фективного и избыточного использования кодового пространства.
Избыточность в сигнале дает также и другие преимущества. Наибо-
лее важное из них состоит в возможности контролировать качество
линии, ‘He имея информации о характере передаваемых сигналов.
Поскольку полярности импульсов в линии должны чередоваться,
обнаружение двух последовательных импульсов одной полярности
означает появление ошибки. Это проявление ошибки известно как
нарушение биполярности. При каждой одиночной ошибке обязатель-
но происходит нарушение биполярности. Следовательно, биполярный
код по своему существу представляет форму кодирования с провер-
кой Ha четность. Оконечные устройства линий типа T1 рассчитаны на
контроль частости появления нарушений биполярности и, если эта
частость превышает некий порог, на включение аварийной сигнали-
зации.
В системах передачи типа Т нарушения биполярности исполь-
зуются просто для обнаружения ошибок в канале. Если добавить
более сложное устройство обнаружения, то та же самая избыточ-
ность может быть использована для коррекции ошибок в дополнение
к их обнаружению. Если обнаружено нарушение биполярности, то
ошибка произошла в одном из битов в интервале между импульсами,
! Это справедливо для импульсов одной полярности, если только их my
не равна длительности тактового интервала. Более того, в регенераторах перед выд:
лением хронирующего колебания производится двухполупериодное выпрямление сиг-
нала, т. е. получени
в одной полярности вместо биполярного сигнала.
Биполярный же сигнал в чистомt виде вообще не содержит хронирующей компонен-
ты.— Прим. перев.
194
указывающими на это нарушение (ключах и Эти импульсы). Либо
какой-то импульс должен был быть нулем, либо какой-то из приня-
тых нулей должен был быть импульсом противоположной поляр-
‚ ности. Если более внимательно оценить текущие значения отсчетов
импульсов, то можно принять решение о том, где с наибольшей
вероятностью произошла ошибка. Бит со значением отсчета, наибо-
лее близким к порогу решения, скорее всего и содержит ошибку.
Этот способ принадлежит к общему классу алгоритмов решения
для сигналов с избыточностью, называемых алгоритмами максималь-
ного правдоподобия, или декодированием по Витерби [11]. Отметим,
что этот метод исправления ошибок требует запоминания амплитуд
импульсов. Если же запоминаются величины только после операции
решения, исправить ошибки нельзя (можно только их обнаружить).
В настоящее время стоимость реализации этих алгоритмов исправ-
ления ошибок препятствует их использованию в широких масштабах.
Дополнительным приложением неиспользуемого при биполярном
преобразовании кодового. пространства является преднамеренное
введение нарушений биполярности для обозначения специальных
ситуаций (таких, как введение метки циклового синхросигнала
при временном группообразовании), аварийных состояний или
использование специальных кодовых комбинаций для увеличения
- содержания хронирующей составляющей в сигналах линии. Посколь-
ку нарушения биполярности обычно не создаются в источнике
сигнала, эти особые ситуации можно легко распознать. Конечно,
если нарушения биполярности происходят по причинам, отличным
от ошибок в канале, возможность контроля качества линии услож-
няется.
4.3.3. Замена No двоичных нулей
Основным ограничением при биполярном преобразовании являет-
ся его зависимость от минимальной плотности единиц в цифровом
сигнале источника, „необходимой для поддержания хронирования
в регенераторах. Даже если на передаче предотвратить появление
последовательности из более чем 14 нулей, то низкая плотность
импульсов в линии увеличивает фазовые дрожания, что приводит
в результате к увеличению коэффициента ошибок. Биполярный код
усовершенствуется путем замещения всех последовательностей из No
двоичных нулей | [12] специальной кодовой комбинацией длиной
в No тактовых интервалов, содержащей несколько импульсов, которые
образуют нарушения биполярности. В результате этого плотность
импульсов увеличивается, в то время как получение исходного
цифрового сигнала производится путем распознавания комбинаций
с нарушением биполярности и замены их в приемном оконечном
устройстве на No нулей.
! Этот класс кодов обозначается сокращением BNZS, где No указывает на число
заменяемых последовательных двоичных нулей (для конкретного кода No заменяется
на конкретную цифру) .—— Прим. перев.
7*
;
195
В качестве примера опишем алгоритм замены трех нулей (B3ZS).
Этот конкретный алгоритм нормализован в США на стандартном
стыке для сигнала DS-3 [13]. Он также используется в коаксиальной
системе передачи типа 10-4 в Канаде [14].
В формате B3ZS каждая последовательность из трех нулей в
цифровом сигнале источника заменяется либо на 00У, либо на
BOV. Комбинация вида 00V содержит два тактовых интервала без
импульсов (00), за которыми следует импульс, представляющий
нарушение биполярности (М). Комбинация вида ВОУ содержит
одиночный импульс, соответствующий правильной последователь-
ности биполярного кода (В), за которым следует пауза (0), и
заканчивается импульсом с нарушением биполярности (У). При
каждой замене трех нулей специальной комбинацией нарушение
биполярности происходит в последней позиции. Вследствие этого
место замены легко обнаруживается.
Решение о замене на 00V или BOV принимается исходя из того,
‘чтобы число импульсов типа В (без нарушения биполярности)
между нарушениями (У) было нечетным. Следовательно, если после
последней замены было передано нечетное число единиц, то для
замены ‘трех нулей выбирается комбинация вида 00V. Если чис-
ло промежуточных единиц четное, выбирается BOV. Таким 06-
разом, между всеми умышленными нарушениями биполярности
содержится нечетное число биполярных импульсов. При этом и
нарушения биполярности меняют поочередно свою полярность, так что
плавание постоянной составляющей предотвращается. Четное число
биполярных импульсов появляется только в результате ошибок в
канале. Кроме того, перед каждым умышленным нарушением пере-
дается нуль. Следовательно, в коде остаётся значительная системати-
ческая избыточность для того, чтобы способствовать контролю
характеристик. Алгоритм замены суммирован.в табл. 4.1.
Та бл ица 4.1. Правила замен в коде B3ZS в зависимости от числа
рных импульсов (единиц) после последней замены
Вид комбинации для числа импульсов
Полярность
предыдущего
импульса
нечетного
четного
РЕ
00—
+04
+
00+
—-0---
Пример 4.1. Определите линейный сигнал в коде B3ZS для следующей последо-
вательности цифрового сигнала: 101000110000000010001. Используйте знак -, чтобы
указать положительные импульсы, знак —, чтобы указать отрицательные импульсы,
и 0, чтобы указать отсутствие импульсо:
Решение. Имеются две возможныеTT в зависимости OT того,
передавалось ли после предыдущего нарушения биполярности четное или нечетное
число импульсов
196
„>
^^
a
101 000 1 000 000 001 000|1
Случай1 (нечетное}: 4+0— 00— + +0+- —0—
00+ 00+ |—
Случай2 (четное}: +0— +0+ —+ —0— [ +0+
00— 00—|+
Пример 4.1 показывает, что процесс разбиения последователь-
ностей нулей путем замен с нарушением биполярности существенно
увеличивает минимальную плотность импульсов в коде линии.
Действительно, минимальная плотность равна 33%, в то время
как средняя плотность чуть выше 60%. Следовательно, формат
B3ZS непрерывно создает сильную хронирующую составляющую.
Отметим, что все алгоритмы преобразования вида BNZS гарантируют
наличие непрерывной хронирующей информации, HE накладывая
ограничений Ha источник цифрового сигнала. Следовательно,
преобразование вида BNZS обеспечивает любое полностью прозрач-
ное применение.
Другим алгоритмом преобразования вида BNZS, используемым
фирмой Bell System, является алгоритм вида B6ZS для линий
передачи типа T2 [15]. В линиях типа T2 в отличие от линий
типа T1 для поддержания хронирования не требуется налагать
ограничения на цифровой сигнал источника. Алгоритм преобразова-
ния вида B6ZS дан в табл. 4.2. При использовании этого алгоритма
нарушения биполярности создаются на второй и пятой позициях
заменяемой последовательности.
Еще один формат преобразования вида BNZS, рекомендованный
MKKTT, называется биполярным преобразованием с высокой
Таблица 4.2. Правила замен в коде B6ZS
Полярность
предыдущего
импульса,
поступившего
Замена
° лями, подлежащими
—
о—+0+—
+
0+
—о—+
9
Пример
тоо 0000 101 100000 000 ооо о ооо 1
+
—0—+0+—+0—++0+—0—-04—0—+000—
—
+0+—0—+—0+—0—--0+—0—-0.—000+
Таблица 4.3. Правила замен в коде KBII3 в зависимости от числа биполярных
импульсов (единиц) после последней замены
Вид комбииации для числа импульсов
НЧолярность
Ro
предыдущего
нмпульса
нечетного
четного
=.
000—
400+
4
000+
—00—
плотностью| [16]. В обычно используемом варианте преобразова-
ния вида КВП последовательности из четырех нулей заменяются
последовательностями, содержащими — нарушение — биполярности
на позиции последнего бита. Поскольку этот формат преобразования
предотвращает появление последовательностей нулей, число которых
превышает три, его называют преобразованием вида КВПЗ. Алгоритм
преобразования (табл. 4.3) в основном такой же, как и алгоритм
преобразования вида B3ZS, описанный ранее. Отметим, что замены
вводят нарушения только на позиции четвертого бита, a при по-
следовательных заменах ‚создаются нарушения с чередующимися
полярностями.
4.3.4. Парно-селективный троичный код
Алгоритмы замен вида BNZS, описанные в предыдущем под-
разделе, представляют собой примеры выбора кодов в троичном
кодовом пространстве с целью увеличения содержания хронирующей
составляющей двоичного сигнала. Еще одним примером является
парно-селективный троичный код PST [17].
Процесс преобразования к коду вида PST начинается с разде-
ления входного двоичного цифрового сигнала на пары ‘битов
с целью получения последовательностей -кодовых кбмбинаций
из двух битов. Затем эти кодовые комбинации преобразуются для
передачи в два троичных символа каждая. Поскольку число двух-
символьных троичных кодовых комбинаций равно девяти, а число
двухсимвольных двоичных кодовых комбинаций — только четырем,
возможна значительная гибкость в выборе способа преобразования
к коду передачи. Наиболее полезный из возможных „форматов
преобразования приведен в табл. 4.4. Этот конкретный формат
не только гарантирует наличие значительной хронирующей состав-
ляющей, но и предотвращает плавание постоянной составляющей
за счет переключения мод для сохранения баланса между положи-
тельными и отрицательными импульсами. Кодовые комбинации
выбираются из одного столбца до тех пор, пока не будет передан
! Этот вид кодов обычно обозначается сокращением. HDB, а в отечественной
литературе— КВП (код высокой плотности); к ‘этому обозначению добавляется
цифра, указывающая на максимально допустимое число следующих подряд нулей
в коде передачи.— Прим. перев.
198
Таблица 4.4. Преобразование к парно-селективному троичному коду
Днвичкый входной снгнал
Mona +
Мода —
00
—+
—+
01
0+
0—
10
+0
—0
и
+—
+—
одиночный импульс '. В этот момент моды в преобразователе кодов
переключаются и кодовые комбинации выбираются из другого столбца
до тех пор, пока не будет передан другой одиночный импульс!
(противоположной полярности).
-Пример 4.2. Преобразуйте в код PST следующий двоичный цифровой сигнал:
01001110101100.
Решение. Имеется два возможных решения, в зависимости OT того установлен
ли в начале последовательности преобразователь в режиме моды + или моды —
0100111010°1100
Случай 1 (мода +) 04+ —4+ 4+— —0 +40 + —+
Случай 2 (мода —) 0— —+ +4+— +0 —0 +H— —+4
Потенциальным недостатком алгоритма преобразования к коду
PST является то, что двоичный цифровой сигнал должен быть
разделен на пары. Следовательно, обратный преобразователь кода
PST . должен выделять границы nap. Распознавание границ не
представляет труда, если передается случайный цифровой сигнал,
поскольку при неправильном разбиении на пары в конце концов
неизбежно образуются недопустимые кодовые комбинации (00,
+, ——). Кроме того, структура циклов для временного груп-
пообразования обычно обеспечивает автоматическое — получение
синхронизма по кодовым комбинациям и парам.
Энергетический . спектр кода PST при равных: вероятностях
появления единиц и нулей получен в [17] и представлен на графике
рис. 4.11. Здесь же представлены энергетические спектры кодов
B6ZS [15] и обычного биполярного. . -
На рис. 4.1! следует обратить особое внимание на то, что
биполярный код и коды, полученные на его основе, требуют равных
полос. Их единственное значи-
тельное отличие состоит в TOM,
что у кодов B6ZS и PST более
высокие уровни энергии, что
связано с более высокими плот- Sw)
ностями импульсов. Повышен-
ные уровни энергии имеют и
нежелательный эффект, состо-
ящий в увеличении переходных
помех в многопарных кабелях.
Биполярный
код
|
}
05/T
1/7
Частота
й
' В комбинации из двух символов, Рис. 4.11. Спектры биполярного кода, кодов -
‘где другой символ — нуль.— Прим. ne- Bupa В67$ и PST при равной вероятности
рев.
появления единиц и нулей
199
Однако ухудшения OT увеличенных переходных помех в некоторой
степени компенсируются повышенной точностью восстановления
колебаний тактовой частоты.
4.3.5. Преобразование к троичным кодам
Поскольку биполярный код и код PST используют пространство
троичного кода для передачи двоичного сигнала, при их применении
не достигается столь `высокая скорость передачи информации,
какая возможна при более эффективном использовании кодового
пространства. Например, в кодовой комбинации троичного кода
из восьми символов можно образовать 3*==6561 различных комби-
наций. В отличие от этого восемь битов двоичного цифрового
сигнала создают только 2%==256 различных кодовых комбинаций.
Описанные выше коды передачи не реализуют преимущества повы-
`шенного информационного содержания троичных кодов — их выби-
рают исходя из содержания хронирующей информации и спектраль-
ных свойств сигнала в линии.
Одна из процедур преобразования к троичному .коду состоит
в отображении четырех двоичных символов в три троичных (код
4B3T). Поскольку двоичные комбинации из четырех битов требуют
только 16 из 27 возможных троичных трехсимвольных комбинаций,
существует значительная гибкость в выборе троичных кодов. `
В табл. 4.5 представлен один из возможных алгоритмов преобра-
зования к коду передачи. Троичные комбинации в среднем столбце
сбалансированы по величине постоянной составляющей. Кодовые
комбинации из второго и четвертого столбцов для поддержания
баланса постоянной — составляющей — выбираются — поочередно.
Если было передано больше положительных импульсов, чем отри-
Таблица 4.5. Преобразование к коду вида 4B3T
Троичная кодовая комбинация (накопленный небаланс)
Двоичная Foran
KOMGHHALY
==
0
=
0000
„=—
+f
0001
——
. ++0
0010
—0=
+0+
0011
0
0++
0100
-+
++—
0101
ies
+—+
0110
+——
не
0111
—00
+00
1000
о—с
0-0
1001
о0—
00+
1010
о+--
1011
о—+
1100
49=
1101
—0+
1110
+—0
111
—+0
200
цательных, выбирается второй столбец. Когда расхождение между
числом положительных и отрицательных импульсов меняется на
обратное, выбирается четвертый столбец. Отметим, что кодовая.
комбинация из одних нулей не используется. Следовательно, сохра-
няется значительная хронирующая “составляющая. Однако для
увеличения эффективности передачи информации принесена в жертву
возможность контроля качества и требуется цикловая синхрониза- .
ция для границ трехсимвольных комбинаций. Преобразование к коду
4B3T используется в линиях типа T148, разработанных фирмой
ITT Telecommunications [18]. Эта линия применяется для‘ передачи
двух первичных цифровых сигналов типа 08-1 (48 каналов) при
использовании полосы, которая только на 50% шире полосы системы
типа T1 (имеющей 24 канала). Общее рассмотрение преобразования
к коду 4B3T и других способов преобразования к троичному коду
содержится в [19].
4.3.6. Абсолютный биимпульсный код
При биполярном преобразовании кода и его модификациях
(BNZS и PST) используются дополнительные уровни для obecre-
чения гибкости получения желаемых свойств, таких как достаточное
число хронирующих переходов, отсутствие плавания — постоянной
составляющей и возможность контроля характеристик. Эти свой-
ства получены за счет увеличения кодового пространства, а не за
. счет расширения полосы. (Первый нуль в спектрах всех рассмотрен-
ных до сих пор кодов, включая код с импульсами БВН, лежит в
точке 1/Т, численно соответствующей скорости передачи.)
. Существует болышое число кодов передачи, обеспечивающих
получение значительной хронирующей составляющей и отсутствие
плавания постоянной составляющей за счет расширения полосы
сигнала при использовании только двух уровней для двоичного
цифрового сигнала. Одним из наиболее общих кодов такого типа,
характеризующихся как наличием значительной хронирующей
составляющей, так и отсутствием плавания постоянной составляю-
щей, является абсолютный биимпульсный код, который называют
также «манчестерским кодом».
В абсолютном биимпульсном коде используется один период
прямоугольного колебания в определенной фазе для передачи еди-
ницы и другой период в противоположной фазе — для передачи
нуля. Пример последовательности, преобразованной к абсолютному
биимпульсному коду, представлен на рис. 4.12. Отметим, что в
р
НЛО пени EE SO
рННJTNUF
Puc. 4.12. Абсолютный биимпульсный (манчестерский) код передачи
а
BS
\ Слектр сигнапа GBH
\
Fw)
\
A
05} \
„Спектр абсолютного
\\`\ ра
AY
\‚”Чрб
=
4
S и”,
“ан =!
1/7
2/Т
3/T
aT „>
Рис. 4.13. Энергетический спектр абсолютного биимпульсного сигнала
середине каждого тактового интервала имеет место переход. Поэтому
в спектре содержатся сильные хронирующие составляющие .
Кроме того, и в сигнале логического нуля и в сигнале логической
единицы импульсы отрицательной и положительной полярностей
занимают одинаковую площадь. Вследствие этого нет плавания
постоянной составляющей. Однако абсолютный биимпульсный сигнал
не содержит избыточности для контроля характеристик. Если же
контроль характеристик требуется в процессе эксплуатации, то
необходимо либо вводить в цифровой сигнал биты для проверки
на четность, либо контролировать качество приема импульсов. (Более
детально контроль характеристик будет рассмотрен в одном из
следующих разделов данной главы.)
:
Спектр абсолютного биимпульсного сигнала получён в прило-
жении В и представлен в виде графика на рис. 4.13, где его можно
сопоставить со спектром сигнала с импульсами, имеющими длитель-
ность, равную длительности тактового интервала. Отметим, что
первый нуль в спектре абсолютного биимпульсного сигнала прихо-
дится на точку 2/Т. Следовательно, дополнительные переходы для
хронирования и устранение постоянной составляющей получаются
за счет использования более высоких частот в сигнале. Однако
абсолютный биимпульсный сигнал имеет по сравнению с трех-
уровневыми биполярными сигналами меньшую вероятность ошибок
при равном отношении сигнал-щум (см. приложение В).
Изучение спектра на рис. 4.13 показывает, что спектр абсолют-
ного биимпульсного сигнала похож на спектр сигнала БВН, но центр
его смещен в точку около 1/Т (вместо точки постоянного тока).
Следовательно, абсолютный биимпульсный сигнал в действительности
представляет собой модуляцию цифровым сигналом несущей с одним
периодом прямоугольного колебания на тактовый интервал. Логи-
ческие единицы соответствуют умножению этого прямоугольного
колебания на +1, в то время как логические нули соответству-
‘ Эти компоненты не содержатся непосредственно в спектре абсолютного би-
импульсного сигнала, а могут быть выделены после дифференцирования и выпрямле-
ния этого сигнала.— Прим. перев.
202
ют умножению на —1. Первоначально абсолютный биимпульсный
сигнал использовался на коротких линиях, где стоимость оконечных
устройств является более важным фактором, чем используемая
ширина полосы. Преобразование к абсолютному биимпульсному
коду используется на местной сети передачи данных Ethernet, разрабо-
танной фирмами Xerox, Digital Equipment и Intel [20].
4.3.7. Относительное преобразование кода
Одно из ограничений на применение сигналов BBH u абсолютных
биимпульсных сигналов, которые описаны выше, состоит в том, что
сигнал, соответствующий единице, является негативной копией
сигнала, представляющего нуль. Во многих средах передачи может
оказаться невозможным определить абсолютную полярность или
эталон абсолютной фазы. Следовательно, декодер может представить
все единицы нулями, а все нули — единицами.
Для устранения этого недостатка обычно применяют относитель-
ное преобразование кода, при котором единица кодируется измене-
нием предыдущего состояния, а нуль — сохранением состояния.
Таким образом, для декодирования. сигнала абсолютный эталон не
является необходимым. При обратном преобразовании просто оп-
ределяется состояние сигнала в каждом тактовом интервале и срав-
нивается с состоянием в предыдущем интервале. Если произошло изме-
нение, фиксируется 1. В противоположном случае фиксируется 0.
При относительном преобразовании спектр преобразованного слу-
чайного цифрового сигнала (при равной вероятности нулей и единиц
и отсутствии корреляции мёжду ними) не изменяется, но вдвое
увеличивается коэффициент ошибок. Если приемник ошибается в
оценке состояния в одном интервале, он также делает ошибку ив
следующем интервале. Примеры сигнала, полученного относительным
преобразованием из кода БВН, и сигнала с относительным биимпуль-
сным преобразованием приведены Ha рис. 4.14. Все сигналы,
—
A
6)
Рис. 4.14. Сигналы получены относительным преобразованием из кода БВН (a)
и относительным биимпульсным преобразованием (6)
203
представленные в относительном биимпульсном коде, содержат
переходы в середине тактового интервала, но только нули имеют
переходы в начале интервалов.
4.3.8. Код с инверсией токовых посылок
Разработан ряд кодов передачи, подобных абсолютному биим-
пульсному коду, описанному выше. Один из таких кодов,
. рекомен-
дованный МККТТ [16], называют кодом с инверсией токовых
посылок (CMI — Coded Mark Inversion). В коде СМТ единицы
преобразуются в импульсы БВН с полярностью, противоположной
полярности импульса, который соответствовал предыдущей единице.
|191'|Ae||Ve|
| ОБО ИОН
1К1(АСОНО
ТЕ СРО
Рис. 4.15. Преобразование кода’с инверсией токовых посылок
Нули представляются прямоугольным колебанием с удвоенной час-
‚тотой в определенной фазе. На рис. 4.15 показан пример пре-
образования к коду CMI. В сигнале не содержится энергия постоянного
тока и имеется достаточное число переходов так же, как и в абсолютном
биимпульсном сигнале. Кроме того, отсутствует неопределенность.
при различении единиц и нулей. Устранение этой неопределенности
приводит фактически к основному недостатку кода CMI: его чувстви-
тельность к ошибкам больше (на 3 дБ) ‚ чем абсолютного биимпульсно-
го кода !.
CMI принят MKKTT в качестве кода на стыке для группового
сигнала четвертого уровня со скоростью передачи 139,264 Мбит/с.
4.3.9. Многоуровневые сигналы
Для кодов передачи, рассматриваемых до сих пор, предполага-
лась передача двухуровневых” (двоичных) сигналов. Для тех
применений, где полоса ограничена, но желательны повышенные
скорости передачи двоичных сигналов, можно увеличить число
уровней, сохранив ту же скорость передачи сигналов. Скорость
передачи двоичных сигналов, достигаемая B — многоуровневой
системе,
‘ Чувствительность к ошибкам кода CMI на 3 дБ болыше, чем у абсолютного
биимпульсного кода, при побитовом приеме сигналов. Эта неэффективность возникает
из-затоке, что сигнал в половине тактового интервала при передаче единицы выглядит
так же, как и при передаче нуля. Поскольку код CMI имеет избыточность, эта
НН р бе в какой-то степени может быть скомпенсирована при приеме, осно-
ванном на принципах максимального правдоподобия (Витерби).
204
100|001|on|IM 010|090|000|10|
||
111
110 |
Рис. 4.16. Многоуровневая передача с тремя битами на тактовый интервал
где L — число уровней, из которых можно производить выбор в
каждом тактовом интервале; Т — длительность тактового интервала.
Скорость передачи сигналов, численно равную 1/Т, часто назы-
вают скоростью передачи символов и измеряют в бодах. Среди
специалистов в области передачи данных обычно принято исполь-
зовать слово «бод» как синоним скорости передачи двоичных
символов. Однако строго говоря, скорость передачи двоичных
символов равна скорости передачи в бодах только в том случае, когда
‚ осуществляется передача ‘двоичного сигнала (1 бит на тактовый
интервал). На рис. 4.16 показан пример формата передачи восьыми-
уровневого сигнала, при котором достигается передача: трех битов
на тактовый интервал (т. е. трех битов на бод).
истемы с передачей многоуровневых сигналов обеспечивают
более высокую скорость передачи двоичных символов в пределах
‘заданной полосы, HO требуют существенного увеличения отношения
сигнал-шум при заданной вероятности ошибок. Если передача
- многоуровневых сигналов использовалась бы в проводной линии,
то для достижения требуемой вероятности ошибок потребовалось
бы „сблизить регенераторы. В то же время, если регенераторы
‚расположены ближё друг к другу, то уменьшается затухание и
может быть использована более высокая скорость передачи и для.
двоичного сигнала. Таким образом, в проводной линии. ограничи-
вающим фактором, по существу, является затухание, а не полоса,
и отсюда следует, что способы передачи многоуровневых сигналов
привлекательны не столько для проводных линий, как для радио-
систем или для передачи данных по аналоговой телефонной сети,
где недопустимо превышение заданной полосы. Поэтому передача
многоуровневых сигналов более полно рассматривается в гл. 6
.
4.3.10. Передача методом частичного отклика
Ограничивающие полосу фильтры цифровых систем передачи
обычно рассчитывают так, чтобы как можно больше сузить полосу
сигнала, не вызывая расширения отдельных символов `в такой
*
)
)
205
“е ос
1
Входной импульс
0,5
Выходной импульс
{
~.|
|
ie
acn
Рис. 4.17. Выходные импульсы канала с частичным откликом
степени, чтобы они создавали помехи в моменты решения на со-
седних тактовых интервалах. В одном классе методов передачи
сигнала, называемых по-разному: дуобинарным [21], преобразова-
нием кода с коррелированными уровнями [22] или передачей с
частичным откликом [23], умышленно вносится заранее заданная
межсимвольная интерференция, исходя из которой рассчитывают
цепи выделения сигнала приемников. Вследствие чрезмерного огра-
'ничения спектра сигнала при фильтрации полоса при заданной
скорости передачи сигналов уменышается, HO перекрывающиеся
импульсы создают множество уровней, что усложняет процесс
решения и увеличивает требования к мощности сигнала при заданной
вероятности ошибок.
На рис. 4.17 представлена импульсная реакция типовой системы
с частичным откликом. Если канал возбуждается импульсом дли-
тельностью Т, то канальные фильтры (определены в приложении В)
ограничивают спектр до такой степени, чтобы основная часть
импульса растянулась на три тактовых интервала и давала одина-
ковые помехи в моменты времени двух отсчетов. Причина примене-
ния термина «частичный отклик» становится теперь очевидной;
реакция на выходе соответствует только половине амплитуды
входного сигнала.
В
Если вслед за входным импульсом (см. рис. 4.17) поступит
другой импульс такой же амплитуды, то выходной сигнал будет
иметь полную амплитуду благодаря перекрытию импульсов. Однако,
если следующий входной импульс имеет отрицательную полярность,
при перекрытии. импульсов в момент решения создается нулевая
амплитуда. В соответствии с этим, как показано Ha рис. 4.18,
система с частичным откликом и двумя уровнями входного сигнала
Двухуровневый
Трехуровневый
входной сигнал
ивыходной сигнал
-
—1--
Рис. 4.18. Входные и выходные сигналы при трехуровневом частичном отклике
206
Четырехуровневый
3
—— входной сигнал
2+
Семиуровневый
выходной сигнал
|1
—1-
Ы
—2
of
Рис. 4.19. Входные и выходные сигналы при семиуровневом частичном отклике
(+1, — 1) создает на выходе сигнал с тремя уровнями (+1, 0,
— 1). Аналогично на рис. 4.19 показана система с четырьмя
уровнями на входе (+43, +1, —1, —3) и семью на выходе
Прием сигнала с частичным откликом усложнен из-за дополни-
тельных уровней, создаваемых канальными фильтрами, и из-за того,
что значения, получаемые в моменты принятия решения, зависят от
амплитуд двух соседних импульсов. Один из методов приема сигнала
с частичным откликом заключается в вычитаний перекрывающейся
части предыдущего принятого импульса из пришедшего сигнала для
получения разности, представляющего реакцию канала на новый
‘импульс. Необходимо вычитать перекрывающуюся часть (меж-
символьную интерференцию) только в моменты решения. Разностные
отсчеты номинально равны половине амплитуды — неизвестного
входного импульса. При этом способе вероятность ошибок удваива-
ется по тем же причинам, что и при относительном преобразовании
кода.
`
Другой метод приема в системах с частичным откликом связан
с предварительным преобразованием на передаче. При предваритель-
ном преобразовании кода входной цифровой сигнал изменяется
таким образом, чтобы уровень на входе решающего устройства
в приемнике непосредственно показывал исходный цифровой сигнал
без сравнения с величиной предыдущего отсчета. В двоичной системе,
например, единица преобразуется в импульс той же полярности,
что и предыдущий импульс. Следовательно, логические единицы на
приеме проявляются как отсчеты со значением либо --1, либо
— 1. Передача нуля соответствует импульсу противоположной поляр-
ности по отношению к последнему импульсу. Следовательно,
логические нули проявляются на приеме как сигналы с нулевым.
уровнем. Подобные же ‚способы предварительного преобразования
существуют и для многоуровневых систем [24].
Только что. описанный способ иередачи с частичным откликом
представляет собой фактически особый случай более общего класса
способов передачи сигнала, называемого преобразованием кода с
коррелированными уровнями [22]. Чтобы описать свойства обобщен-
ных систем с частичным откликом или с коррелированными
207
Длитель- Пере-
ность крытие с
одного — соседним
тактового тактовым
интервала интервалом
Логическая единица 4
Лосический нуль
Рис. 4.20. Отдельные элементы сигнала при преобразовании кода вида 1-—D с коррели-
рованными уровнями
уровнями, удобно ввести оператор задержки D для обозначения
задержки, равной длительности одного тактового интервала Т. Задерж-
ка на два интервала реализуется с помощью двух линий задержки,
включенных последовательно, и обозначается как
Использование этого обозначения позволяет назвать описанную
систему системой с частичным откликом вида 1-0: выходной
сигнал представляет собой сумму входного сигнала и того же
сигнала, но задержанного на ‘один тактовый интервал. Могут быть
также и другие формы перекрытия. В этих системах, перекрытие
импульсов формируется не обязательно за счет слишком большого
сокращения полосы входного. сигнала. При другом подходе пере-
крытие и сложение импульсов осуществляются непосредственно в
процессе преобразования кода (отсюда и термин: преобразование
кода с коррелированными уровнями). Интересен особый случай
преобразования кода с коррелированными уровнями в системе с
частичным откликом вида 1 —D, представленный на рис. 4.20. Для
демонстрации эффекта перекрытия импульсов на рис. 4.21 приведена
последовательность символов в этом коде.
При преобразовании кода вида 1 —D для каждого бита исполь-
зуется один период прямоугольного колебания, охватывающий два
т|0|311|VviNest|1|of
В
|
B
Рис: 4.21. Пример сигнала при преобразовании кода вида 1-—D с коррелированными
уровнями
208
—
~1oH
Jp
3
о
le
\
Ё
/,2
\
—20/#
:
\
С
п
е
к
т
р
а
л
ь
н
а
я
п
л
о
т
н
о
с
т
ь
э
н
е
р
г
и
и
,
д
Б
1/27
1/7
° Частота, Гц
Рис. 4.22. Спектры сигналов с корреляционным преобразованием видов 1--Р,
I1—D и 1—-р` (не отфильтрованные)
тактовых интервала. Поскольку ни один из двух сигналов (-+--—- или
—-) не содержит энергии постоянного тока, в преобразованном
‹ сигнале HET плавания постоянной составляющей. Кроме того, поло-
жительные и отрицательные уровни составного сигнала чередуются
так, что это напоминает биполярное преобразование. И действитель-
но, если используется относительное преобразование (т. е. если
нуль представляется той же фазой, как и в предыдущем интервале,
а единица — противоположной фазой), то эта форма преобразования
идентична биполярному преобразованию (в предположении, что
уровни заменены импульсами, занимающими 50% тактового интер-
вала). В соответствии с этим преобразование кода с коррелирован-
ными уровнями вида 1Е— используется скорее для формирования
спектра, а He для ограничения полосы. Спектры неотфильтрованных
сигналов вида | +D, 1—D и 1 — D? получены из [23] и представ-
лены на рис. 4.22.
Особый интерес представляет спектр сигнала вида | — D2. Он не
содержит постоянной составляющей, а верхняя граница его нахо-
дится в точке 1/27: в той же точке, что и верхняя граница для
кода БВН, когда полоса сигнала в максимальной степени ограничена,
но межсимвольной интерференции еще нет. Системы с частичным
‚откликом вида 1 — D? используются фирмой СТЕ в модифициро-
ванной системе передачи типа Т, обеспечивающей организацию 48
каналов ТЧ [25] и для цифровой передачи по аналоговым радио-
линиям СВЧ за счет использования диапазона весьма низких частот,
предназначенного для пилот-сигналов и служебных каналов (где не
осуществляется передача сообщений) [26]. В системе 1A-RDS
(цифровой сигнал в диапазоне ниже каналов TY), применяемой
фирмой AT&T, также: используется преобразование вида 1 — р?
209
Таблица 4.6. Цифровые системы передачи
Обозначение
Страна или
Скорость
Расстояние
организации
Monee
Код передачи
Среда
элеDoane
т!
AT&T
1,544
Биполярный Скрученная
1,8
Первичная МККТТ * 2,048
КВПЗ
То же
2,0
TiC
AT&T
3,152
Биполярный —»-—
1,8
T148
ITT
237
4B3T
—»—
1.8
(троичный
код,
9148А
СТЕ
3,152
1- р?
—»—
1,8
Дуобинарный
TID
AT&T
3,152
1+D
—»
1,8
Дуобинарный
T2
AT&T
6.312
B6ZS
Скрученная 4,5
`
пара с малой
|
емкостью
LD-4
Канада
274,176
B3ZS
ы
|
Коаксиаль- 1,9
ный кабель
T4M
AT&T
274,176
Двуполярный |To же
1,7
двоичный (BBH)
OTH систем, подобных указаиной в этой строке, н много, здесь не следовало бы ссылаться на MKKTT,
поскольку MKKTT не нормализует ни коды передачи, ни расстояния между регенераторами. — Прим. перев.
с четырехуровневыми входными сигналами для передачи со скоростью
1,544 Мбит/с в полосе около 500 кГц.
Спектр при преобразовании вида 1 — 0? является, по существу,
произведением спектров при преобразованиях вида 1+D и 1—D.
Действительно, система с частичным откликом вида 1—D2? межет
быть реализована путем последовательного соединения устройства,
осуществляющего преобразование вида 1 — с каналом, имеющим
отклик вида 1+ 2: (1 =D) (1+ р) = 1 — р?. Таким образом,
полиномы систем с коррелированными уровнями весьма полезны для
одновременного представления корреляций и формирования спектра.
Поскольку все системы с: коррелированными уровнями используют
больше уровней, чем необходимо для преобразования цифрового
сигнала, они уступают в отношении характеристики ошибок системам
без корреляции, или с полным откликом.
Сводка цифровых систем передачи ', использующ различные
коды передачи, дана в табл. 4. 6.
4. 4. ХАРАКТЕРИСТИКИ ОШИБОК
В предыдущих разделах этой главы основное внимание уделялось
вопросам кронирования и энергетическому спектру различных кодов
` передачи. Другим существенным соображением при выборе кода пере-
' В табл. 4.6 представлены в основном североамериканские системы передачи.
В других странах имеется значительное число систем с другими кодами передачи.—
Прим. перев.
210
`
дачи является характеристика ошибок при наличии шумов. За исклю-
чением относительно коротких линий, где шумы могут быть невелики,
ивости могут оказать существенное влияние
на стоимость системы. Если: нормируется определенная минимальная
вероятность ошибок, то те схемы, которые дают ее требуемое значение
при меныших отношениях сигнал-шум, допускают размещение реге-
нераторов на болылих расстояниях друг от друга, уменьшая тем самым
стоимость установки и эксплуатации'. Расстояние между регенера-
торами является важным экономическим фактором для передачи как
по проводным линиям, так и по магистральным радиолиниям. В этом
разделе результаты расчетов вероятности ошибок и сопоставления
основаны на использовании понятия белых гауссовских шумов, кото-
рые представляют собой наиболее общую и лучше всего понимаемую
форму шумов. При некоторых применениях, особенно на существую-
щей телефонной сети общего пользования, могут в действительности
- преобладать импульсные шумы. Поэтому для ряда применений данный
* анализ не является полным анализом вероятности ошибок. Цель насто-
: ящего раздела состоит в TOM, чтобы дать представление об относитель-
ных характеристиках ошибок при различных способах преобразования
: к коду передачи. Для этой цели анализ с использованием белого шума
‘является наиболее подходящим, поскольку импульсы достаточно боль-
чшой величины вызывают ошибки независимо от используемой схемы
преобразования.
4.4.1. Выделение сигналов
Во входных цепях приемника цифровых сигналов всегда произво-
‘дится обработка входных сигналов с целью измерения каждого отдель-
<ного сигнала. В болышинстве: случаев эти измерения являются просто
„взятием отсчетов отфильтрованного входного сигнала. В зависимости
‘от формы сигнала и требуемых характеристик можно использовать
более сложные способы обработки. Во всяком случае в результате
„окончательного измерения двоичного сигнала создается один уровень
„напряжения для единицы и другой уровень напряжения для нуля.
Решение о том, какой сигнал был передан, принимается на основе
‚сравнения результатов измерения (в соответствующий момент време-
‘ни) с порогом, расположенным посредине между этими номинальными
напряжениями. Естественно, вероятность ошибки зависит от HOMH-
„нального расстояния между этими напряжениями и флуктуациями
:результатов измерений, обусловленными шумами.
© + Поскольку обычно измерения сигнала линейны по характеру, рас-
стояние ошибки ? между единицами и нулями пропорционально напря-
‘жению принимаемого сигнала. Соответственно мощность шума, при-
‘водящая к ошибке, является прямой функцией отношения сигнал-шум.
B
i
e
w
y
\ Для линий типа T1 расстояние между регенераторами предопределено местами,
откуда необходимо удалить пупиновские катушки. Вследствие этого характеристика
ощиб к, по существу, определяет максимальную скорость передачи цифрового сигнала.
? Под расстоянием ошибки понимается напряжение, которое необходимо для
преобразования единицы в нуль и обратно.— Прим. перев.
211
Оптимальная схема выделения сигналов приемника максимизирует
отношение сигнал-шум на входе решающего устройства. для конкрет-
ного семейства сигналов.
4.4.2. Мощность шума
Белый гауссовский шум характеризуется тем, что он имеет равно-
мерный спектр в произвольно большой полосе и распределение ампли-
туд, которое соответствует нормальному (гауссовскому) распределе-
нию вероятностей. Параметр Мо обычно характеризует спектральную
плотность мощности белого шума, т. е. представляет собой мощность,
измеренную в полосе 1 Гц. Отсюда среднее квадратическое значение
мощности белого шума на выходе фильтра с полосой BW равно NoBW.
Чтобы установить значение мощности шума на входе решающего
устройства, необходимо определить Мо и эффективную полосу входной
цепи приемника. Если входная цепь приемника содержит только
фильтр, то эффективная полоса обычно очень близка к полосе между
частотами, на которых фильтр вносит затухание 3 дБ. Для других,
более сложных входных цепей приемника эффективная полоса опреде-
ляется более. сложным способом. Как показано в приложении В,
эффективной полосой называют обычно эффективную шумовую поло-
су приемника, обозначаемую NBW.ибледовасельно, мощность шума в
точке решения составляет NoNB
4.4.3. Вероятность ошибки
Ошибка в решений происходит тогда, когда при измерении сигнала
шум приводитк переходу за порог между двумя номинальными уров-
нями решающего устройства. В приложении В эта вероятность получе-
на для белого гауссовского шума:
В
oc
Вероятность (ошибки) = не\ e 1 dt,
(4.5)
ло
где И — номинальное расстояние (напряжение) до порога решения,
а о? — мощность шума в точке решения, о’= No NBW.
Выражение (4. 5) представляет собой не что иное, как площадь,
ограниченную функцией плотности вероятности нормального распре-
деления. Как показано на рис. 4.23, это выражение представляет
вероятность ошибки как вероятность превышения И /о стандартных
отклонений в нормальном распределении с нулевым средним и единич-
ной дисперсией No (1,0).
Вероятность ошибки полностью определяется отношением V к о.
Поскольку И — напряжение отсчета без шума, а с © — мощность шу-
ма, И */с * представляет собой отношение мощности сигнала к мощно-
сти шума в точке решения. Обычно важнее выразить вероятность ошиб-
‘ Спектральная плотность мощности для белого шума определяется также и как
МNo0/2 для двусторонней спектральной плотности. На практике между этими опреде-
лениями разницы нет, поскольку реальный фильтр имеет математический эквивалент ©
идентичными полосами при положительных и отрицательных частотах. Таким
образом, измеренная мощность шума, прошедшего через фильтр с односторонней
(для положительных частот) полосой BW в любом случае равна NoBW.
212
с. 4.23. Вероятность ошибки
гри передаче двоичного сигнала
Вероятность ошибки
и в зависимости от отношения сигнал-шум на входе приемника.
На рис. 4. 24 изображена модель канала и приемника, а также связь
нежду отношением сигнал-шум (ОСН!) на входе приемника и в точке
нешения. По соображениям, приведенным в приложении В, наиболее
Швляется отношение энергии на бит к плотности шума Е,/Мо. Соотно-
Шение между Е; /No и отношением мощности сигнала к мощности
Йума имеет вид
ост — Мощность сигнала dE; (1/7) _ dE, (log2L) (1/T) ‚ (4.6)
Мощность шума
NoNBW
° NoNpW
де d — плотность импульсов, Е, — энергия Ha символ, Ep — энергия
а бит, logol— число битов на символ (т. е. L — число уровней),
/Т численно равно скорости передачи сигналов в`линии, NBW —
Крфективная шумовая полоса приемника.
При определении мощности сигнала в выражении (4. 6) обратите
Жимание на зависимость её от плотности импульсов 4. Для кода
ВН плотность импульсов равна 1, но для многих других кодов
ередачи плотность импульсов зависит от вида цифрового сигнала
алгоритмов замены. В этих кодах увеличение плотности импульсов
величивает ОСШ, но не уменынает вероятности ошибки. Вероятность
шпибки определяется отношением. энергии на бит к плотности шума.
Рактически увеличение плотности импульсов может увеличить вероят-
Юсть ошибки; если помехи между парами в кабеле оказывают сущест-
gHHOE влияние. (Помехи прямо пропорциональны мощности сигнала.)
‚ Передача с противоположными сигналами. Оптимальная форма
игнала при передаче двоичных сигналов обеспечивает максимальное
всстояние ошибки при заданной мощности сигнала на приеме и одно-
ременно минимизирует шумовую полосу. Это выполняется только при
Мощность сигнала = (энергия на бит) x
х (число битов на тактовый интервал) /7T
у?
Сигнал
No |Обреботка сигнала
0’ | Решающее [Цифровой
Л
ti te
{фильтрация}
устройство |сигнал
Эквивалентнав Мощность шума
© шумова
Шум со
о?=NBW-No
спектральной
подссв NEW
плотностью Л,
Рис. 4.24. Модель приема сигнала
213
передаче двухуровневых сигналови только тогда, когда один сигнал
является точной копией первого, но с противоположным знаком.
Поскольку сигнал для единиды точно противоположен (является анти-
подом) сигналу для нуля, оптимальный способ передачи сигнала часто
называют передачей с противоположными сигналами. Поскольку все
другие способы побитовой передачи не лучше передачи с противопо-
ложными сигналами, характеристики этого способа часто используют
в качестве основы для сравнений. Среди всех способов преобразования
сигналов, описанных ранее, только двуполярное преобразование и пре-
образование к абсолютному биимпульсному сигналу обладают характе-
ристиками противоположных сигналов. На рис. 4. 25 показана опти-
мальная характеристика вероятности ошибок, полученная при переда-
чё с противоположными сигналами, в зависимости от Е,/Мо и отноще-
ния сигнал-шум.
Вероятность ошибки для сигналов с преобразованием уровней.
Как уже упоминалось, сбалансированный двухуровневый двуполярный
код передачи может обеспечить оптимальные характеристики ошибок.
Для кода с несимметричными уровнями, такого как однополярный, ис-
пользуется тот же приемник, что и для преобразования с симметричны-
ми уровнями. Единственное отличие состоит в том, что порог решения
необходимо сдвинуть с нуля на напряжение, равное половине амплиту-
ды сигнала, соответствующего единице. Чтобы поддержать то же рас-
стояние для ошибок, мощность на передающей стороне нужно увели-
чить вдвое (имея в виду 50 % токовых посылок). Отсюда в характерис-
тику однополярного кода вносится ухудшение на 3 дБ по сравнению
с характеристикой передачи с противоположными сигналами.
На рис. 4. 25 представлена идеальная характеристика ‘вероятности
ошибок для однополярного кода, где она сопоставлена с характеристи-
кой для передачи с противоположными сигналами. Отметим, что для
всех значений отношения сигнал-шум вероятность ошибки для систе-
мы с однополярной передачей точно равна вероятности ошибки для
системы передачи с противоположными сигналами при ОСШ, меньшем
на3дБ.
Биполярные сигналы. В отношении вероятности ошибки передача
сигнала биполярным кодом в основном идентична передаче однопо-
лярным кодом. В течение каждого тактового. интервала приемник
должен сделать выбор между одним из двух возможных уровней:
нулем или импульсом соответствующей полярности. Следовательно,
порог решения длЯ конкретного тактового интервала располагается
посредине.между нулем и уровнем амплитуды импульса разрешенной
полярности. Сужение длительности импульса до 50 9% тактового интер-
вала не изменяет теоретической характеристики вероятности ошибок
(с учетом средней энергии импульса). Вследствие этого кривая кода
передачи типа ДА/НЕТ (передача однополярным кодом), показанная
на рис. 4. 25, может быть использована для определения теоретических
значений вероятности ошибки для биполярного кода.
Одно соображение, относящееся к биполярному коду, приводит
к несколько большей вероятности ошибки, чем в случае кода типа
ДА/НЕТ. Это увеличение происходит из-за того, что при передаче
214
Отношение мощности сигналакмощности шума, дБ
8
910Lh)121314151617
в"
[
=
2
]
~
-
Т
Н
SNA
N ANN Б рныйкод ЧПИ-
7
=
=
ю
w
С
Т
Е
Н
С
Т
И
Т
О
Р
Е
Т
П
/
=
¥|]
НЯ
=в
и Двуполярный код
\
а10
ротивоположные сигналы)
\\
5
J
Г.Q©
x-
=
©
©.
QL
I
108
3
Г
Р
А
-
1077
\
I
T
T
T
T
10°
234567891011121314
Отношение энергии на бит к спектральной плотности шума ЕJNy, дБ
Рис. 4.25. Вероятность ошибки для двуполярного, однополярного и биполярного
кодов передачи
215
сигнала с нулевым уровнем ошибочное пересечение порога может выз
вать шум и с положительной и с отрицательной амплитудой. В отличи
от этого при однополярном коде и передаче сигнала с нижним уровне!
на этот сигнал оказывает воздействие шум толькоC положительных
значением напряжения, а при передаче сигнала с верхним уровнем —
шум только с отрицательным значением напряжения. Если приемни)
биполярного сигнала воспринимает ошибочный импульс как единиц:
(несмотря на нарушение биполярности), то в случае равной вероятно
сти передачи нулей и единиц общая вероятность ошибки при передач‹
нулей удваивается. Поэтому вероятность ошибки увеличивается
на 50 9%.
Из-за болыной крутизны кривой увеличение вероятности ошибки
на 50 % не приводит к существенному ухудшению характеристики
Например, если вероятность ошибки возрастает от В. 107° дс
1,5. 10°, то для уменышения ее до. первоначального значения
1- 10—° необходимо увеличить мощность сигнала, передаваемого в
линию, всего лишь на 0,2 дБ. Для более высоких значений вероятности
ощибки-ухудшение больше, так как крутизна кривой не столь велика.
Эти эффекты показаны на рис. 4. 25, где идеальную характеристику
для биполярного кода (при 50 % нулей) можно сопоставить с каракте-
ристикой для однополярного кода.
Тот факт, что при биполярном преобразовании создается ухудше-
ние на 3, 2 дБ (при вероятности ошибки 10 TY) по отношению к харак-
теристике при абсолютном биимпульсном преобразовании, показывает,
что проблемы хронирования и плавания постоянной составляющей
решены за счет увеличения числа уровней сигнала. В то же время при
абсолютном биимпульсном преобразовании получаем проигрыш в по-
лосе. Ухудшение на 3,2 дБ, присущее биполярному коду и полученным
из него кодам вида BNZS и PST, вызвано не только устранением
постоянной составляющей тока и добавлением хронирующей составля-
ющей. Биполярный код содержит значительную избыточность, необхо-
He для контроля характеристик или возможного исправления
ошибок
Пример 4. 3. Предположим, что на каждом участке системы передачи типа T1 на
‚ кабеле сортамента 22 ограничивающим фактором являются переходные помехи на
ближнем конце, а коэффициент ошибок равен 1, Как нужно произвести перерасчет,
чтобы уменьшить коэффициент ошибок до 10
ешение. Поскольку ограничивающим фактором в системе являются переходные
помехи, коэффициент ошибок нельзя улучшить, увеличивая мощность на выходе
регенератора. Решение состоит в приближении регенераторов друг к другу (пренебрега-
ем его re)ча рис. 4. 25 можно определить, что для изменения коэффици-
ента оши' с 10 po
мощность сигнала нужно поднять Ha 1,6 дБ. Из рис. 4. 10
видно, что основной лепесток спектра биполярного сигнала простирается до частоты
1,544 МГц. Однако большая часть спектра лежит ниже 1 МГц. Используя рис. 1. 9, полу-
возможно только с использованием приемника, подобного приемнику Витерби,
кк вся ранее. В этом случае ‘биполярный код дает лучшие характеристики, чем
однополярный.
216
ем, что затухание в кабеле сортамента 22 на частоте 1 МГц составляет примерно
2 дБ/км. Отсюда 1,6712= 0,13 км представляет собой величину, на которую требуется
уменьшить расстояние между регенераторами.
Пример 4.3 указывает на ряд важных аспектов использования
[ифровых систем передачи. Во-первых, за счет лишь небольшого про-
грыша в передаваемой мощности или длине участка Р ? регенерации
ожет быть получено сколь угодно высокое качество передачи. Вслед-
вие этого, как уже упоминалось в гл. 2, цифровая сеть передачи и
оммутации легко может быть рассчитана таким образом, чтобы
сновными источниками ухудшения качества речи были аналого-циф-
вые и цифро-аналоговые преобразования.
Во-вторых, сильное уменьшение вероятности ошибки при относи-
тельно малом увеличении отношения сигнал-шум определяет также
и большую чувствительность в обратном направлении, т. е. незначи-
‘лучшие характеристики, чём это необходимо.
К В-третьих, решение примера 4.3 приложимо к любому формату
цифровой передачи, использующему ту же полосу частот и, следова-
ельно, TO же значение затухания на километр. ПосколькуХарактери-`
ет для всех кодов имеют примерно одну и ту же крутизну при
роятности ошибки, равной 10—° ‚ относительное изменение OCHI
я всех систем одинаково. Поэтому в системе типа Т1 с субоптималь-
‘ным приемом наблюдалось бы такое же улучшение характеристик, если
‘бы регенераторы были сдвинуты на 130 м ближе друг к ДРУГУ. ign
tuna T1 рассчитаны на вероятность ошибки менее 107 6.) (См. [27],
` где представлен широкий обзор результатов обследования линий типа
'Т1 на коэффициент ошибок.)
Вероятность ошибки при многоуровневой передаче. Системы с
=передачей многоуровневых сигналов (см. рис. 4. 16) не требуют расши-
грения полосы по сравнению с полосой двоичных систем при использо-
‘вании той же тактовой частоты. Вместе с тем в таких системах достиг-
PHYTO трехкратное увеличение скорости передачи цифрового сигнала.
: Увеличение скорости передачи в многоуровневой системе достигается
* ценой существенного увеличения мощности сигнала, требуемой для
‘получения заданной вероятности ошибки. Например, средняя мощ-
ность в восьмиуровневой системе (см. рис. 4. 16) на 8,7 дБ выше сред-
ней мощности в симметричной двухуровневой системе при том же
самом расстоянии ошибок. Более того, в некоторых системах ограничи-
вающим фактором является пиковая мощность, и в этом случае
проигрыш по мощности восьмиуровневой системы по сравнению с двух-
уровневой составляет 12,4 дБ. Вероятности ошибок для многоуровне-
вых систем определены в приложении В и представлены на рис. 4. 26
' В некоторых системах, таких как радиосистемы, рассмотренные в гл. 6,
достижения того же улучшения характеристик требуется в большей степени умень-
ware расстояния между ‘регенераторами
® Это справедливо лишь при достаточно малых вероятностях auton Прим.
ред.
217
K._16 уровней
ьх
о
No
Nd уровней NL
10°?
Т
О
Т
Т
И
Т
Т
Г
J
7
Т
Т
Т
]
3
T
T
T
„
и
Т
1075
4 уровня
В
е
р
о
я
т
н
о
с
т
ь
о
ш
и
б
к
и
Г
Р
А
Н
И
2 уровня
В
107°
T
T
T
}
Т
1077
Т
Т
Т
Т
8810112120145161718is
Отношение средней энергии на бит к спектрельной плотности шума ЕofМ, дБ
Рис. 4.26. Вероятность ошибки для многоуровневых сигналов со значениями уровией,
симметричными относительно нуля (во всех системах обеспечивается передача
с одинаковой скоростью)
218
В уровней Ha входе,
15 — на выходе
10°?
107% м
AN AN
О
Б
Е
И
Т
С
Т
кTN
\
4 уровня на входе,
No7—навыходе
107%
i
t
m
107%
\
В
е
р
о
я
т
н
о
с
т
ь
о
ш
и
б
к
и
Г
П
М
П
2 уровня на входе,
3 — на выходе
Г
О
Т
Т
Т
Т
_ 107?
Г
О
Т
Т
Т
Рис. 4.27.
В
Э10111213141516171819
Е„Мо в канале, дБ
. Вероятность ошибки для систем с частичным откликом вида 1+D
219
в виде зависимостей от Ep/No. Для тех случаев, когда представля
интерес пиковая мощность, в приложении В выведено следуют
соотношение между пиковой и средней мощностями в многоуровнев
системе:
_2
Отношение пиковой мощности к средней== 101g бк, (4
2/1) 3 1-1)?
=1
где отношение мощностей дано в децибелах, L — число уровней, pa
положенных равномерно и центрованных относительно нуля (напр
Версоятности ошибки для системы с частичным откликом ви)
1--Р получены также в приложении В и представленыв виде график‹
на рис. 4. 27. Эти вероятности получены в предположении, что испол
зуется раздельный прием каждого бита. Поскольку в системах с ча!
тичным откликом в соседних отсчетах проявляется избыточность (ко
реляция), с помощью приемника Витерби могут быть получены лучши
характеристики [11].
4. 5. КОНТРОЛЬ ХАРАКТЕРИСТИК
Для прямого контроля качества цифровой линии передачи сущест
вует два способа: проверка по избыточности и измерение качеств
импульсов. Оба способа рассчитаны на определение коэффициент:
ошибок на бит в канале.
4.5.1. Проверка по избыточности
Избыточность может быть введена в цифровой сигнал путем
использования одного из двух общих методов. В первом случае код
передачи сам по себе может обладать избыточностью, как в случае
биполярного кода. В условиях случайных независимых ощибок
частость нарушений биполярности весьма близка к частости ошибок
в канале (за исключением чрезвычайно высоких частостей ошибок).
Во втором случае в цифровой поток может быть введена избыточ-
ность на логическом уровне в виде добавочных битов. Например,
в сигналы типов DS-3 и DS-4 вводятся биты проверки на четность
специально с целью контроля коэффициента ошибок в канале.
(Структура цикла этих и других групповых сигналов более высоких
порядков представлена в гл. 7.) Основным достоинством исПользо-
вания избыточности на логическом уровне является ее независимость
от линии передачи.
В отличие от избыточностей кодов передачи биты проверки на
‘четность не обеспечивают пересчета к коэффициенту ошибок в линии
Рис. 4.28. Зависимость вероятности обнаружения ошибок проверкой на четность
от вероятности ошибки на бит для сигналов типа DS-3 (блок проверки’Ma четность
- содержит 4704 бита) и DS-4 (блок проверки на четность содержит 192 бита)
220
Вероятность ошибки на бит
о
е
р
о
н
в
т
н
о
с
т
ь
о
б
н
а
р
у
ж
е
н
и
я
о
ш
и
б
к
и
п
р
о
в
е
р
к
о
й
ч
е
т
н
о
с
т
и
н
ы
8
8
1
ь
›
^
W
H
O
N
n
N
с
э
H
O
I
”
N
W
H
С
О
О
О
10731
10%?
19°?
EL
И
`у
3 45878010
Z
7
pd
р
107°
%
Zz
р.
же
J
Г
И
С,
1
{4 54891
v4
И
2
ал типа 05-3
/
yd
34
Ка
58789
и
Й
107%
Г£
a
Г.
г.3
и
2
И
7
-Curkan типа DS4
pe
4 567891
Vd
1073
и
„7
4 567891
1=
один к одному. Следующее выражение связывает коэффициент оши-
бок по четности (КОЧ) с коэффициентом ошибок на бит в канале:
У име!
Мот:
коЧч= 2 ( ; ) 3 (1—3) (i нечетное),
(4.8)
5
i=1
~
где No — длина блока проверки на четность (число битов, на которых
обеспечивается условие четности), $ — вероятность ошибки -на бит
в предположении, что ошибки случайные, независимые.
Связь между КОЧ и коэффициентом ошибок на бит представлена
‚ на рис. 4.28 в виде графика: для сигналов типа DS-3 и DS-4.
Отметим, что при малых значениях коэффициентов ошибок КОЧ,
по существу, в М раз болыше коэффициента ошибок на бит. Однако
при больших значениях коэффициента ошибок это соотношение
меняется, так как любое нечетное число ошибок в блоке неотличимо
от одиночной ошибки. Если коэффициент ошибок на бит настолько
велик, что в блоке проверки на четность вероятно появление более
чем одной ошибки, КОЧ как абсолютная оценка коэффициента
ошибок бесполезен.-В этих случаях КОЧ показывает только, что
коэффициент ошибок на бит находится выше порога, равного
примерно 1/N. Поскольку формат цикла для сигналов типа DS-4
имеет более высокую плотность битов проверки на четность, сигналы
° типа DS-4 можно контролировать до значений коэффициента оши-
бок, более высоких, чем у сигналов типа DS-3.
ля обеспечения уверенности в результатах измерения коэф-
фициента ошибок испытуемая последовательность должна быть
достаточно длинной, чтобы позволить получить в среднем примерно
10 ошибок на участке испытания (например, длина участка испыта-
ния должна быть равна десяти, деленному на коэффициент ошибок
на бит). Следовательно, если пытаться измерить низкие значения
коэффициента ошибок на бит (например,10—6 или 10—7), то время
измерения может оказаться слишком большим, чтобы контроли-
рующее устройство могло отреагировать на изменение условий в
канале, такие как замирания в радиоканалах.
4.5.2. Измерения качества цифрового сигнала
Вторым основным способом контроля качества цифровой пере-
дачи является прямая обработка цифрового сигнала и измерение
определенных характеристик, связанных с коэффициентом ошибок.
роще всего измерить мощность принимаемого сигнала (обычный
способ для аналоговых систем). В условиях постоянных характе-
ристик шумов такой подход является достаточно точным. Однако
в линиях, где уровень шума может изменяться или где могут возрас-
ти искажения сигнала, следует измерять качество самих импульсов.
Рисунок 4.29 иллюстрирует работу обнаружителя псевдоошибок,
рассчитанного на обнаружение импульсов с ненормальными ампли-
тудами в моменты решения. В показанном примере двоичный
цифровой сигнал восстанавливается при использовании единствен-
ного порога, расположенного посредине между амплитудами нор-
222
Порог решения
Область псевдоошибок
J
0
Рис. 4.29. Обнаружение псевдоошибок
фиальных импульсов. Для определения наличия импульсов с
Уненормальными амплитудами введены два дополнительных порога.
\Значения отсчетов, приходящиеся‘HA центральную область решения,
‚не обязательно представляют собой ошибки в передаче цифрового
всигнала, но болышое Значение коэффициента псевдоошибок является
#вхорошим признаком того, что канал не работает должным образом.
+B условиях случайных (гауссовских) шумов частость появления
'псевдоошибок непосредственно связана со значением коэффициента
`ошибок. На рис. 4.30 представлены гауссовское распределение шума
и пороги решения, выбранные таким образом, чтобы получить коэф-
`фициент псевдоошибок, в 100 раз болыший коэффициента ошибок,
‘равного 107°. Привлекательным свойством такого способа является
то, что он позволяет измерять весьма низкие значения коэффициен-
ira ошибок за сравнительно короткие периоды измерений. Отметим,
Годнако, что коэффициент умножения числа ошибок зависит от зна-
‚чения коэффициента ошибок.
- — Основной недостаток обнаружения псевдоощибок состоит в TOM,
‘ато коэффициенты псевдоошибок не связаны точно с фактическими
‘значениями коэффициентов ошибок, если шумы He являются
`гауссовскими. Искажения в канале приводят в частности к высоким
(коэффициентам псевдоошибок, тогда как фактические значения
коэффициентов малы. Несмотря на то, что импульсы имеют
ненормальные амплитуды, ошибки не возникают, пока шумы не
0
"Порог
1 ° Веронтность псев,
ения
до-
Ши
ошибки равна 1074
~~
Вероятность ошибки, на
приеме равна1076
=
—0,2 0 0,2
1
Рис. 4.30. Пороги решения для псевдоошибок при коэффициенте умножения числа
ошибок, равном 100
223
добавятся к искажениям. В TO же время при импульсных шумах
значения фактических коэффициентов ошибок могут быть высокими,
но значения коэффициента псевдоошибок относительно низкими.
Соответствие между измеренными и вычисленными по результа-
там измерений значениями коэффициента ошибок улучшается, если
сблизить пороги решения. К сожалению, суженные области
решения для псевдоошибок трудно получить, и они приводят к
уменыненным коэффициентам умножения числа ошибок.
4.6. ВРЕМЕННОЕ ГРУППООБРАЗОВАНИЕ
Хотя частотное группообразование при передаче цифровых
сигналов является возможным и используется в некоторых специаль-
ных случаях, временнбе группообразование используется гораздо
чаще и служит более экономичным средством увеличения емкости
цифровых систем передачи. Одним из приложений техники частот-
ного группообразования цифровых сигналов являются линии пере-
дачи данных с многоточечным- подключением, где источники и
приемники данных распределены вдоль линии. Однако в большинстве
случаев на телефонной сети имеют дело с группами каналов в виде
пучков соединительных линий между коммутационными станциями.
Даже на местной распределительной сети, где может возникнуть
соблазн добавлять и ответвлять. каналы в произвольных точках,
исходя из соображений эксплуатации и надежности используют
в основном групповые структуры.
При временном группообразовании существуют два основных вида
работы: тот, при котором часть пропускной способности системы
передачи с регулярной периодичностью предоставляется каждому
источнику, и тот, при котором пропускная способность предостав-
ляется только тогда, когда в ней есть потребность. Первую форму
работы называют синхронным| временным группообразованием,
когда необходимо отличить ее от вида работы по потребности.
Другими словами, под временным группообразованием обычно под-
разумевают синхронную его разновидность. Форму временного
группообразования по потребности называют по-разному: то асин-
‘хронным — временным — группообразованием, TO — статистическим
группообразованием, то коммутацией пакетов. Телефонная сеть
с коммутацией каналов использует преимущественно синхронное
временное группообразование, в то время как в сети передачи данных
обычно используют способы асинхронного временнбго группообразо-
вания. Рассмотрение этих последних способов отложено до гл. 8.
‘ Слово «синхронный» имеет два смысла. Здесь подразумевается, что сигналы
BI
вать такие сигналы изохронными, но это термин Ha группообразование не распростра-
няется. Второй смысл слова «синхронный» состоит в том, что существует единая
тактовая частота для ряда источников цифровых сигналов, и эти сигналы являются
синхронными. Этот смысл будет использоваться в гл. 7.— Прим. перев.
224
4.6.1. Группообразование по битам и кодовым комбинациям
На рис. 4.31 показаны две различные структуры циклов при
(синхронном) временном группообразовании. В первом примере
каждому каналу приписывается временной интервал, соответствую-
щий одному биту — отсюда и термин: группообразование по битам.
Во втором примере каждому каналу приписывается более длинный
временной интервал, соответствующий некоторому числу битов,
называемому кодовой комбинацией,— отсюда и термин: группообра-
зование по кодовым комбинациям.
Решение о том, какую из структур использовать в конкретном
применении, в первую очередь зависит от характера источников.
В системах передачи типа Т в каждом канале в единицу времени
формируется полная восьмиразрядная кодовая комбинация. Следо-
вательно, здесь желательно использовать группообразование по
кодовым комбинациям так, чтобы все биты могли быть переданы
по мере их генерации.
В отличие от этого кодеки дельта-модуляции более естественно
сопрягаются с системой, где группообразование производится по би-
там. При использовании группообразования по кодовым комбина-
IMAM необходимо ‘было бы накапливать периодические дискреты
на выходе дельта-модулятора до тех пор, пока на предписанном
временном интервале эта информация не была бы передана в виде
блока символов. Помимо соображений о характере источников,
системы с группообразованием по битам требуют менышего числа
высокоскоростных цифровых электронных элементов и, следователь-
но, предпочтительны, когда дело касается построения аппаратуры
группообразования.
В аппаратуре временнбго группообразования высших уровней
для компонентных ‘групповых сигналов используется группообразо-
вание по битам, поскольку компонентные сигналы представляют
собой непрерывные цифровые потоки с побитовым представлением.
Характерные форматы некоторых агрегатных групповых сигналов
описаны в гл. 7, где рассматривается синхронизация цифровых
потоков.
Один цикл
Группообразо-
вание по битам
1 [2134 |1 [213141 [21314 |! 3 |4
Один цикл
A
r
в
evo коговым_ аа] |+] +2] 2] 2] 2]] 2] 12|]? [9]
комбинациям
Рис. 4.31. Группообразование по битам и кодовым комбинациям в четырехканальной
аппаратуре временного группообразования
8 Зак. 1438
225
4.6.2. Цикловая синхронизация
Чтобы опознать индивидуальные временные интервалы в пределах
цикла временнбго группообразования, в приемном — оконечном
устройстве используется счетчик, синхронизированный с форматом
цикла передающего устройства. Точно так же, как и для синхрони-
зации по тактовым частотам, для установления и поддержания
циклового синхронизма требуется определенная — избыточность.
И действительно, большинство способов, используемых для цикловой
синхронизации, полностью аналогичны способам тактовой синхрони-
зации, рассмотренным ранее. В частности, основными способами
установления циклового синхронизма являются следующие:
1) цикловая синхронизация при помощи добавочного символа;
2) цикловая синхронизация при помощи — заимствованного
символа;
3) цикловая синхронизация при помощи добавочного канала;
4) статистическая цикловая синхронизация;
5) цикловая синхронизация при помощи запрещенных в линии
комбинаций.
При выборе метода цикловой синхронизации основными сообра-
жениями являются: время, требуемое для установления циклового
синхронизма, воздействие ошибок в канале на поддержание циклово-
го синхронизма, соотношения между тактовой частотой в линии
и получаемой из нее частотой дискретизации, требуемая избыточ-
ность и сложность схем цикловой синхронизации.
Серьезность последствия потери циклового синхронизма и время,
требуемое для восстановления синхронизма, зависят от характера
передаваемых сообщений. Поскольку потеря циклового синхронизма
означает потерю информации во всех каналах, среднее время между
выходами из циклового синхронизма должно быть как можно
болыше. При передаче речи допустимы редкие выходы из циклового
синхронизма, если синхронизм восстанавливается достаточно быстро
для того, чтобы минимизировать длительность сигнала помехи
в выходном речевом сигнале. Для передачи данных длительность
времени восстановления циклового синхронизма не столь критична,
как частость появления этого события, поскольку в большинстве
протоколов передачи данных процедуры восстановления исходного
состояния и повторной передачи сообщения — осуществляются
независимо от того, сколько данных потеряно.
Критичность времени восстановления циклового синхронизма
в телефонной сети вытекает из возможности того, что потери
управляющих сигналов внутриканальной сигнализации могут быть
интерпретированы как разъединение. Вследствие этого максимальное
время восстановления циклового синхронизма в отдельных линиях
цифровой передачи часто определяется из условий сигнализации
в аналоговой сети. Потеря циклового синхронизма используется
также для контроля характеристик линии передачи и обычно при-
водит к включению аварийной сигнализации, которая, в свою очередь,
вызывает автоматическое переключение на запасные оконечные
226
. устройства или средства передачи. Вообще говоря, оконечные
устройства, обслуживающие 600 и более каналов, требуют автомати-
ческого защитного переключения [28].
Условия выхода из циклового синхронизма возникают в двух
случаях. Во-первых, задающий генератор приемного оконечного
устройства может потерять синхронизм с тактовой частотой в линии,
что может вызвать проскальзывание в последовательности Ha
счетчике. Обычно хронирующая информация в линейном сигнале
достаточна, чтобы предотвратить выходы из циклового синхронизма
такого типа. Исключение составляют радиолинии, когда при глубоких
замираниях мощность сигнала уменышается до такой степени, что
тактовая синхронизация становится невозможной. Во-вторых, выхо-
ды из циклового синхронизма могут появляться в результате ошибок
в канале, создающих ложные признаки отсутствия циклового
синхронизма. Поэтому для минимизации вероятности ошибочных
поисков циклового синхронизма требуется значительная избыточ-
ность в цикловом синхросигнале. Потеря циклового синхронизма
фиксируется, когда число отклонений циклового синхросигнала
от нормальной формы превышает некоторый порог плотности за
короткий период времени.
Во всех способах цикловой синхронизации, кроме одного
(статистическая цикловая синхронизация), рассмотренных в сле-
дующих разделах, в информационный поток вводятся специальные
биты или кодовые комбинации. Эти сигналы не обязательно должны
вводиться в каждом цикле. Вместо этого они могут передаваться
только один раз за заранее определенное число циклов передачи
информации. За счет этого можно уменьшить требуемую избыточ-
ность цикловой синхронизации, что особенно важно для систем
с группообразованием по битам.
Цикловая синхронизация с помощью добавочного символа. Одним
из обычных способов передачи циклового синхросигнала в информа-
ционном потоке с - временным — группообразованием — является
периодическое введение тактового интервала циклового синхросигна-
ла с передачей в нем поддающейся опознаванию последовательности
цифрового сигнала. Обычно тактовый интервал циклового синхро-
сигнала добавляется один раз в каждом цикле, а значение бита
в HEM изменяется от цикла к циклу. В частности, этот формат
фактически принят в системе цикловой синхронизации в ранее
выпускавшихся каналообразующих блоках типа DI. Если через
линию типа T1 передаются только речевые сигналы, этот формат
циклового синхросигнала особенно полезен, поскольку ни в одном
информационном бите не может долго поддерживаться чередующая-
ся последовательность вида 1010... (Чередующаяся последователь-
ность соответствует составляющей сигнала с частотой 4 кГц, которая
удаляется ограничивающим полосу фильтром в ИКМ-кодере).
приемном полукомплекте каналообразующего блока типа DI
цикловой синхронизм устанавливается путем проверки в цикле
из 193 битов одной позиции за другой, до тех пор пока не будет
обнаружена чередующаяся последовательность. При такой стратегии
8*
227
поиска циклового синхросигнала ожидаемое время вхождения в
цикловый синхронизм, начиная от случайной начальной точки, при
случайном цифровом сигнале получено в приложении А и опреде-
ляется как
Среднее число
Среднее чисто би-
позиций битов,
тов, необходимых
Время вхождения
для определения
н
проверенных прежде.
B ЦИКЛлОВЫйЙ CHHX- ==
Р>
р i X того, что данная
=
ронизм
чем был найден
цикловый синхро-
позицияне является
Corian
позицией циклового
синхросигнала
N
2
= - 2N == No * тактовых интервалов,
(4.9)
где N — число битов в цикле, включая бит циклового синхросигнала.
Для систем типа T1 No = 193, так что время вхождения в цикло-
вый синхронизм составляет 37 249 тактовых интервалов, или
24,125 мс. Представляет также интерес максимальное время вхожде-
ния в цикловый синхронизм. К сожалению, при случайном цифровом
сигнале в системах типа T1 абсолютное максимальное время вхож-
дения в цикловый синхронизм He существует. Представляется,
однако, весьма маловероятным, чтобы время вхождения в цикловый
синхронизм когда-либо превысило среднее время поиска по всем
позициям битов, или 48,25 мс. Эту меру времени вхождения
называют среднемаксимальным временем вхождения в цикловый
синхронизм. Оно представляет из себя среднее время, требуемое
для установления циклового синхронизма, но в предположении,
что необходимо подвергнуть испытанию на наличие последователь-
ности циклового синхросигнала все позиции битов, прежде чем будет
найден бит настоящего циклового синхросигнала. Очевидно, что
среднемаксимальное время вхождения в цикловый синхронизм вдвое
болыше среднего значения при случайной начальной точке, опреде-
ленного выражением (4.9).
Время вхождения в цикловый синхронизм можно уменьшить
с помощью более сложных методов поиска циклового синхросигнала.
В одном из методов в каждый момент времени изучается, как и
раныше, один бит, но поиск начинается на несколько тактовых
интервалов раныше позиции, где раныце находился цикловый синхро-
сигнал, в предположении о том, что кратковременное пропадание
тактовой синхронизации вызвало небольшой сдвиг фазы работы
счетчика. Во втором методе используется параллельный поиск
путем одновременной проверки всех позиций битов на наличие
циклового синхросигнала. При такой процедуре поиска синхронизм
устанавливается после того, как на последней из N-1 позиций
информационных битов будет окончательно определено, что там нет
циклового синхросигнала. Вероятность того, что ни на одной позиции
информационных: битов не будет обнаружен цикловый синхросигнал
за п или меньшее число циклов, выведена в приложении А и выгля-
дит следующим образом:
Вероятность (число циклов<п) = [1—(1/2)
7] \—Ъ (4.10)
228
где М — число битов в цикле. Вероятность появления единиц равна
1/2.
Используя формулу (4.10), определим среднее время вхождения
в цикловый синхронизм, положив вероятность (число циклов<л)
равной 1/2. Отсюда
п == —logy[1—(1/2)1/(N—D].
Подставив No = 193 (длина цикла каналообразующего - блока
типа D1), получим в результате, что # == 8,1 циклов, или примерно
1 мс.
Еще более сложная стратегия поиска циклового синхронизма
состоит в непрерывной проверке всех позиций битов, даже когда
система находится в синхронизме. В этом случае, если будет
обнаружено, что циклового синхронизма нет, немедленно устанавли-
вается новое положение цикла или значительно уменьшается время
поиска циклового синхронизма. Кроме того, непрерывный поиск
циклового синхросигнала дает добавочную информацию для обнару-
жения выхода из циклового синхронизма. (Нет большого смысла
в том, чтобы покидать существующее положение цикла до тех пор,
пока на позиции другого бита не будет обнаружен более четкий
цикловый синхросигнал.}
Для идентификации циклов сигнализации цикловый синхросигнал
в каналообразующих блоках второго поколения (D2, D3, D4)
фирмы Bell System был изменен с чередующейся последовательности
вида 1010... на более длинную последовательность. Как уже упоми-
налось, в каналообразующих блоках последней разработки для речи
предоставляются восемь битов BO всех канальных интервалах, 3a
исключением каждого шестого цикла, в котором бит наименее
значащего разряда ИКМ используется для сигнализации. Получен-
ные таким образом сигнальные каналы делятся на подканалы А и Б
(подразумевается, что каждый подканал занимает бит в каждом
двенадцатом цикле). Следовательно, для идентификации сигнальных
битов и двух сигнальных каналов необходима последовательность
циклового синхросигнала из 12 битов. Выбранная последователь-
ность представлена на рис. 4.32.
При описании или обработке последовательности циклового
синхросигнала, показанной на рис. 4.32, биты этого синхросигнала
удобно разделить на две отдельные последовательности. В течение
нечетных циклов на тактовом интервале циклового синхросигнала
цифровой сигнал чередуется, в то время как в четных циклах на
позициях циклового синхросигнала передается последовательность
вида 000111000111000. Из рис. 4.32 видно, что цикл сигнализации А
можно определить по’ переходу от 0 к 1 в последовательности
циклового синхросигнала четных циклов. Соответственно, переход
от 1 к 0 в последовательности циклового синхросигнала четных
циклов обозначает цикл сигнализации Б. Вхождение в цикловый
синхронизм начинается с нахождения чередующейся последова-
тельности битов (расположены через 385 промежуточных битов).
Затем отыскивается последовательность синхросигнала вида 000111.
229
Bur
о
синхросигнала
Номера |
Каналы передачи сообщений
цикпов
_A
‚р
REE
aII
аI
oT]
°СПОНИ ПОНЕННИИ
6сц
А
А
7ooful |
n
N
H
<
i
l
П
О
П
О
В
» ofa Js] Tf]
Рис. 4.32. Последовательность циклового синхросигнала в первичном цифровом
сигнале, принятом в странах Северной Америки, кри сигнализации на
мволах CL
канала
Ц — цикловый синх росигнал вида 101010; СЦ—
вида 001110
Цикловая синхронизация с помощью заимст
IX СИМВОЛОВ.
Введение дополнительного символа в передаваемый цифровой сигнал
приводит к тому, что скорость передачи в линии становится больше
скорости передачи информации. Если информационные символы
создаются в периодическом процессе дискретизации, то вводимые
символы циклового синхросигнала могут вызвать апериодичность
моментов дискретизации или приема. В случае систем типа Т1
частота введения символов равна частоте дискретизации, так что
апериодичность не возникает. Однако в других применениях, когда
введение битов циклового синхросигнала с частотой дискретизации
является неэкономичным (в системах с ДМ или в одноканальных
системах с ИКМ), возникает апериодичность и её необходимо
сглаживать, чтобы минимизировать фазовые дрожания дискретов.
Цикловая синхронизация с помощью заимствованных символов
‚ представляет собой такой метод, когда без изменения скорости
передачи информационные биты периодически заменяются битами,
несущими определенную последовательность циклового синхросигна-
Следовательно, цикловая синхронизация с помощью заимство-
ванных символов аналогична преднамеренному введению ошибок
для поддержания тактовой синхронизации. Если частота замен не
связана прямо с частотой повторения информационных циклов, то
замены могут быть распределены по всем каналам.
230
Хотя цикловая синхронизация с помощью заимствованных сим-
волов при передаче речи методом ИКМ, где импульс помехи в канале,
вызванный заменой, может быть сведен к минимуму, реализуема,
если производить замены в наименее значащ
де кодовой
комбинации, этот метод имеет ограниченное общее ‘применение.
Цикловая синхронизация с помощью добавочного канала. Цикло-
вая синхронизация с помощью добавочного канала в основном
идентична цикловой синхронизации с помощью добавочного символа,
за исключением того, что здесь символы циклового синхросигнала
добавляются такой группой, что образуется добавочный канал.
Вследствие этого, скорость передачи в индивидуальных каналах
и скорость передачи на выходе всей аппаратуры группообразования
находятся в целочисленном соотношении. Это целочисленное
соотношение существенно упрощает выделение колебаний с частотой
дискретизации и позволяет избежать появления апериодичности,
возможной при добавлении одиночного символа.
Тот факт, что границы циклов определяются целой кодовой
комбинацией, приводит к значительному улучшению характеристик
и придает гибкость процессу вхождения в цикловый синхронизм.
Во-первых, цикловый синхронизм может быть установлен намного
быстрее, поскольку появление случайных восъмибитовых комбинаций,
аналогичных коду циклового синхросигнала, весьма маловероятно.
(См. задачи в конце этой главы). Во-вторых, болышее кодовое
пространство упрощает осуществление таких вспомогательных
функций, как определение границ сверхциклов, выделение битов
проверки на четность или контроль состояния оборудования.
В большинстве систем добавочный канал содержит не только биты
циклового синхросигнала.
Сигнал аппаратуры цифрового группообразования первого уровня,
рекомендованный МККТТ', представляет собой пример сигнала
системы, в которой используется цикловая синхронизация с по-
мощью добавочного канала. Стандарт группообразования MKKTT
устанавливает в цикле 32 канала с одним каналом для цикловой
синхронизации и еще одним каналом, отведенным под сигнализацию.
В соответствии с этим 30 из 32 каналов доступны для передачи
сообщений. Структура цикла первичного группового сигнала МККТТ
представлена на рис. 4.33.
Среднее время вхождения в цикловый синхронизм для циклового
синхросигнала, состоящего из группы битов, получено в приложении
А и имеет вид:
Время вхождения в цикловой синхронизм == N2/2(2L—1)(4.12)
где время вхождения дано в тактовых интервалах, No — длина цикла,
включая цикловый синхросигнал, L — длина комбинации циклового
синхросигнала. Предполагается, что появление единиц и нулей равно-
вероятно.
' Североамериканский стандарт первичного сигнала со скоростью передачи
1,544 Мбит/с также регламентирован MKKTT.— Прим. перев.
231
Е
Каналы передачи
Канал цикловой Kana) передан
Канал
т Son
синхронизации
ме
сигнализации
1
18“
a1
Цикл©|:|
| CER
с
vee
wnt [FT] ee
wnz[8| |ae
.
Предотвращение имитации
116
2|17
циклового синхросигнала
:
Цикп 15
coe |15|31|
«se
цикло||в| 1... Ц
tee
Рис. 4.33. Последовательность цикловых синхросигналов. в первичном цифровом
сигнале MKKTT (для сигнализации
ал). Цикловый
синхросигнал Ц имеет вид 0011011, сверхцикловый НН ка,wt — вид 0000
Н
О
О
o
o
o
!
Из рис. 4.33 видно, что для первичного группового цифрового
сигнала MKKTT No = 512 и == 7. В соответствии с этим среднее
время вхождения в цикловый синхронизм при случайной начальной
точке определяется из формулы (4.12) и равно 0,5 мс. И снова
среднемаксимальное время вхождения в цикловый синхронизм в
2 раза болыше среднего значения при случайной начальной точке,
т. е. равно 1 мс.
Статистическая цикловая синхронизация. Отдельные биты в
ИКМ-кодовой комбинации не являются полностью случайными, а
проявляют определенные статистические свойства в зависимости
от значения бита в кодовой комбинации. В частности, разряд
полярности в формате каналообразующего блока типа D3 меняет
свое значение реже, чем остальные разряды '. Кроме того, наиболее
весомый разряд абсолютного значения обычно равен 1 (преобладают
пониженные абсолютные значения). Следовательно, в этом случае
цикловый синхронизм индивидуальных кодовых комбинаций может
быть установлен путем наблюдения за статистическими свойствами
разрядов.
Очевидное преимущество статистической цикловой синхронизации
состоит в возможности избежать появления — апериодических
хронирующих последовательностей без вынужденного ухудшения
качества информационных каналов. Тот факт, что при статистичес-
кой синхронизации не выявляются отдельные каналы и имеется
зависимость характеристик синхронизации от передаваемых сообще-
ний, не позволяет ее использовать в большинстве приложений.
\ Это и следующее предложения противоречат друг Apyry.— Прим. перев.
232
Цикловая синхронизация с помощью запрещенных в линии
комбинаций. При биполярном преобразовании код передачи форми-
руется с помощью дополнительных уровней сигнала, чтобы обес-
печить большую гибкость в выборе сигналов. TOT же способ может
быть использован для цикловой синхронизации. И действитель-
но, при биполярном преобразовании и синхронизации с помо-
щью добавочного символа для быстрого и однозначного опре-
деления границ циклов могут быть использованы нарушения бипо-
лярности.
Даже и без добавочного символа цикловой синхронизации можно
использовать запрещенные в линии комбинации для одновременного
переноса информации и передачи сведений о границах циклов.
Если число уровней сигнала удваивается только для бита циклового
синхросигнала, то дополнительные уровни обеспечивают достаточ-
ное кодовое пространство для информации и однозначно определяют
границу цикла положением этого бита. Эта процедура не обязательно
увеличивает вероятность ошибки, поскольку для любого конкретного
бита (информационного или синхронизационного) половина уровней
может быть запрещена.
Основное преимущество использования запрещенных в Линии
комбинаций для цикловой синхронизации состоит в том, что на
позициях информационных битов не могут быть сформированы
комбинации циклового синхросигнала. Следовательно, цикловый
синхронизм устанавливается сразу же после прихода бита циклового
синхросигнала, а выходы из циклового синхронизма обнаруживаются
почти немедленно.
Основными недостатками запрещенных в линии комбинаций
являются требования по обработке добавочных сигналов (если новые
уровни введены только для цикловой синхронизации) и неунивер-
сальность оконечных устройств систем передачи с точки зрения
поиска циклового синхросигнала. При других способах цикловой
синхронизации, описанных в этом разделе, цикловый синхросигнал
в цифровом потоке представлен на логических уровнях, следователь-
но, оборудование передачи может быть изменено независимо от
группообразующего. Цикловая синхронизация с использованием
запрещенных комбинаций применяется в абонентских линиях ком-
мутационной станции с ВРК, разработанной фирмой Collins Ra-
dio [29]. Дополнительная информация о способах цикловой синхро-
низации и анализе ee характеристик приведена в [30,31].
4.7. КОЛЬЦЕВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ С ВРЕМЕННЫМ
ГРУППООБРАЗОВАНИЕМ
В гл. 2 упомянуто, что временное группообразование не столь
приспособлено к применениям при распределенных источниках
и потребителях нагрузки, как частотное. В этой главе описывается
специальная форма сети с временным группообразованием, которая
полезна именно при связи между распределенными — узлами.
233
Однонаправленная
линия с временны
группообразованием
Стыковой блок кольца
Рис. 4.34. Кольцевая система с временным группообразованием
Структуру такого типа называют кольцевой системой с временным
группообразованием (рис. 4.34).
По существу, кольцевая система с временным группообразованием
имеет конфигурацию последовательно соединенных однонаправлен-
ных (двухпроводных) линий, образующих замкнутую цепь, или
кольцо. B каждом узле сети реализуются две основных функции.
Во-первых, каждый узел работает как регенератор, чтобы восстано-
вить входящий цифровой сигнал и передать его заново. Во-вторых,
в узлах сети опознается структура цикла временного группообразо-
вания и осуществляется связь по кольцу посредством удаления
и ввода цифрового сигнала в определенных канальных интервалах,
приписанных каждому узлу. Как показано на рис. 4.34, с помощью
единственного канального интервала или канала между любыми
двумя узлами может быть установлено дуплексное соединение.
В одном узле информация вводится в соответствующий канальный
интервал, в котором она распространяется вдоль кольца ко второму
узлу (во всех промежуточных узлах цифровой сигнал в данном
канальном интервале просто регенерируется). В узле назначения
цифровой сигнал выделяется в тот момент, когда проходит данный
канальный интервал, и во время этого процесса вводится цифровой
сигнал обратного направления. Сигнал обратного направления
проходит далыше по кольцу к исходному узлу, где его удаляют
и заменяют новым цифровым сигналом, и т. д.
Поскольку другие канальные интервалы указанным конкретным
соединением не затрагиваются, они свободны для использования
другими соединениями, связывающими произвольные пары узлов.
Отсюда в кольце с временным группообразованием и С канальными
интервалами может одновременно поддерживаться С дуплексных
соединений.
Если по мере освобождения каналов они перераспределяются
между другими парами узлов, то средства передачи могут быть
234
весьма эффективно использованы с большими коэффициентами
концентрации и дают малую вероятность блокировки при связи
между всеми узлами. В соответствии с этим основное достоинство
кольцевой сети состоит в том, что ее пропускная способность может
динамически перераспределяться, чтобы удовлетворить меняющимся
условиям обмена. В отличие от этого, если для соединения узлов
четырехпроводными ~~ линиями — используется — радиальная — сеть
с центральным коммутационным узлом, большинство линий к конк-
ретным узлам будет недоиспользоваться, поскольку они не предназ-
начены для коллективного использования, как в кольцевой структуре.
Другим свойством кольцевой сети является легкость, с которой
она может быть перестроена для подсоединения новых узлов к сети.
Вновь подключаемый узел просто врезается в ближайшую линию сети
и получает полную связность со всеми другими узлами с помощью
каналов с временным группообразованием. В отличие от этого, сеть
радиальной структуры требует сведения линий передачи к центрально-
му узлу и расширения объема централизованного коммутационного
оборудования, в то время как добавление узла в кольцевую систему
не влияет на рабочие показатели любого из существующих узлов.
Возможность перераспределить каналы между произвольными
парами узлов в кольцевой системе с временным группообразованием
означает, что кольцо представляет собой нечто большее, чем просто
аппаратуру временного группообразования. Фактически оно является
распределенной системой передачи и коммутации. Коммутационные
возможности реализуются почти как побочный продукт передачи с
временным группообразованием. Кольцевые системы с временным
группообразованием представляют собой реализацию объединенной
сети передачи и коммутации.
Кольцевые системы с временным группообразованием не использо-
вались как существенные части сетей речевой связи, хотя их полезность
для передачи данных признана [32]. Эти системы используются в вы-
числительных комплексах для получения высокой пропускной способ-
ности и высокой связности между процессорами, устройствами памяти
и периферийными устройствами [29]. В этих условиях кольцевая
структура иногда более привлекательна, чем обычные шинные структу-
ры, поскольку вся передача осуществляется в одном направлении и,
следовательно, удается избежать проблемы распределения времени
в двунаправленных шинах, которая приводит к ограничению их физи-
ческой длины. Кроме того, чем больше узлов добавляется к шине,
тем болыше становится электрическая нагрузка, что ограничивает
число узлов, которые можно присоединить к шине. В то же время
кольцевые системы не имеют присущих шинным системам пределов
длины линии передачи или числа узлов.
Единственным очевидным недостатком кольцевой системы являет-
ся ее уязвимость по отношению к выходу из строя любой линии
или узла. Опасность выхода из строя узла может быть минимизирова-
на, если в каждом узле предусмотреть возможность обхода. При обхо-
де узел становится просто 'регенератором, как в линиях системы пере-
дачи типа Т. Повреждения линий можно обойти, предоставляя резерв-
235
iPB
|
7=
Рис. 4.35. Yionens soa кольца обратного направления для обхода повреждений
линии кольцевой системы с временным группообразованием
ные средства. На рис. 4. 35 представлена одна конкретная структура,
использующая второе, работающее в обратном направлении кольцо,
которое предназначено для образования резервной цепи на случаи вы-
ходов из строя. Если система находится в исправном состоянии, то
обратная петля может быть использована в случае необходимости как
отдельная сеть обмена. Если же происходит отказ, то узлы, ближайшие
к точке обрыва, образуют новое кольцо путем соединения прямого
тракта с обратным в обоих пунктах. Следовательно, все узлы продол-
жают иметь полную связность с любыми узлами нового кольца.
ЗАДАЧИ
4, 1. Используя символы +, 0 и — для представления положительного импульса,
стеутстния импульса и отрицательного импульса соответственно, определите последова-
тельности, получающиеся после преобразования последовательности двоичного цифро-
вогоность полу вида 0110 1000 0100 0110 0000 0010 в следующих кодах передачи:
а) биполярном (последний предшествующий импульс был положительным);
6) биполярном (последний предшествующий импульс был отрицательным);
в) парно-селективном троичном (начинается с моды «—»);
г) коде B3ZS (только что сделана замена вида -|-0-|-);
д) коде BOZS (последний предшествующий импульс был положичельным).
4.2. Предположим, что для цифровой передачи исп 2 я две
кабельные системы при равных амплитудах импульсов. Одна: из систем использует
обычный биполярный код, а другая — парно-селективный троичный код. Сопоставьте
уровни переходных помех от этих двух систем. (Предполагается, что вероятности нулей
и единиц равны.)
é
4. 3. В цифровой системе передачи, работающей с коэффициентом ошибок 10 7, cko-
рость передачи цифрового сигнала необходимо увеличить на 50 %. Определите новое
значение коэффициента ошибок в предположении, что во второй системе должна исполь-
зоваться та же передаваемая мощность.
4. 4. Каково среднее время вхождения в цикловый синхронизм каналообразующего
блока типа D3, если предположить, что начальная точка является случайной? Каким
является среднемаксимальное время вхождения в цикловый синхронизм каналообразу-
ющего блока типа 03? (Предположим, что вероятности появления единиц и нулей
в информационном сигнале одинаковы.)
4. 5. Решите задачу 4. 4 для первичного группового сигнала с временным группо-
образованием, регламентированного MKKTT.
236
4. 6. Система с временным группообразованием, работающая со скоростью передачи
2 Мбит/с, должна иметь среднемаксимальное время вхождения в цикловый синхронизм,
равное 20 мс. Какова максимально возможная длина цикла, если цикловый синхронизм
устанавливается посредством просматривания бита за битом? (Предположим, что в
информационных каналах вероятности появления единиц и нулей одинаковы.)
4. 7. В системе передачи типа T1, в которой используется структура цикла, принятая
в блоке типа D1, среднее время вхождения в цикловый синхронизм (начиная с произволь-
ной начальной точки) должно быть равно 10 мс. Из какого числа тактовых интервалов
должен состоять блок, который необходимо оцеиивать параллельным способом, чтобы
получить желаемый результат?
4. 8. Каково ожидаемое время вхождения в синхронизм для линии типа T1 (струк-
тура цикла в блоке типа D3), если цикловый синхронизм устанавливается путем
просмотра бита за битом, ав цифровом потоке содержится 60 % единиц и 40 % нулей?
4. 9. Какова средн
OB при преобразовании кода вида 4B3T?
(Предположите, что iy и нули равновероятны.
4. 10.В линии передачи с временным группообразованием, в которой используется
с про
В анну кода вида 4B3T, могут быть образованы 32 канала
способностью 64 кбит/с и той же скоростью передачи символов, как и в линии типа T1
(1544 кбит/с) '. Насколько нужно увеличить среднюю передаваемую мощность сигнала
4B3T в условиях гауссовского шума постоянной величины, чтобы получить TO
значение вероятности ошибки, что и в биполярном коде?
4. 11. Предположим, что переходные помехи в системах передачи по многопарному
кабелю создают эффект, эквивалентный воздействию гауссовских шумов с таким же
уровнем мощности. Поставив целью получить коэффициент ошибок, равный 10 7°, опре-
делите величину эффективного ухудшения, вызванного переходными помехами, при
преобразовании к двоичному (двуполярному) коду БВН при каждом из нижеследующих
условий. (Под эффективным ухудшением понимается степень увеличения мощности
на передающей стороне в децибелах, необходимая для учения же.
коэффи-
циента ошибок.)
а) Уровень переходных помех на 16 дБ ниже среднего уровня сигнала, но переход-
ные помехи необходимо преодолеть только на одной паре (т. е. на всех остальных
парах уровень мощности остается таким же, каким ои был при коэффициенте ошибок,
равном 1076, и отсутствии переходных помех ).
6) Уровень переходных помех на 16 дБ ниже среднего уровня сигнала, но эффект
переходных помех необходимо преодолеть во всех парах. (Указание: используйте отно-
шение мощности сигнала к мощности шума, а не Ej, / Ng.)
> 12. Повторите задачу 4. 11 для биполярного кода.
4. 13. Насколько увеличится вероятность ошибки при двуполярном двоичном сигнале
БВН, равная 10—7, если добавить переходные помехи с уровнем — 18 дБ? (Предположите,
что все передатчики имеют равные уровни мощности.) Если переходные помехи будут
увеличиваться с ростом частоты со скоростью 15 дБ на декаду, каков будет их относитель-
ный уровень для четырехуровневого сигнала БВН, если этот сигнал переносит цифровой
двоичный поток с той же скоростью? Каково будет общее ухудшение характеристик для
четырехуровневой системы по сравнению с характеристиками двухуровневой системы?
4.14. Какоечисло различных кодовых комбинаций длиной в четыре тактовых
интервала может быть построено из троичных символов? Сколько из этих кодовых
комбинаций содержит равное число положительных и отрицательных импульсов? Сколь-
ко кодовых комбинаций может быть использовано, чтобы гарантировать наличие как
минимум одного хронируюшего импульса в каждой кодовой комбинации?
4. 15. Можно ли составить семейство троичных кодовых комбинаций длиной в
восемь тактовых интервалов, чтобы представить двоичный цифровой сигнал, используя
ровно четыре импульса наa комбинацию при равном числе положительных
и отрицательных импульс
4. 16. Запавшись ноя последовательностью уровней сигнала, определите после-
довательность уровней выходного сигнала для каждого из нижеследиощих способов
корреляционного преобразования. Входная последовательность: +1,— 3, 4-1, —1, +3,
, —3. a) hr aa вида 1-+D; 6) преобразование вида 1—D; в) преобразо-
вавие вида 1 —
' Здесь было бы правильнее писать «кбод». -- Прим. перев.
237
ГЛАВА5
ЦИФРОВАЯ КОММУТАЦИЯ
Из трех основных элементов сети связи (оконечных устройств,
средств передачи и систем коммутации) именно системы коммутации
являются для пользователя хотя и невидимыми, но вместе с тем и
самыми важными с точки зрения предоставления услуг связи. Как уже
упоминалось в гл. 1, основной вехой в развитии различных видов
обслуживания можно считать 1965 г., когда система коммутации с
управлением по записанной программе впервые была введена в эксплу-
атацию на телефонной сети общего пользования США [1]. Управление
по записанной программе предоставляет средства для осуществления
многих ранее не известных пользователю услуг связи, а также средства,
позволяющие значительно упростить организацию эксплуатации сис-
тем коммутации и административные функции. В настоящее время
значительная часть территории США обслуживается системами
коммутации с управлением по записанной программе.
Использование ЭВМ для управления процессами коммутации на
центральных станциях привело к появлению термина «электронная»
коммутация [например, электронная система коммутации (electronic
switching system — ESS) или электронная автоматическая телефонная
станция (electronic automatic exchange — EAX)]. Однако коммутаци-
онные схемы, используемые в этих электронных системах коммутации
первого поколения, реализованы на электромеханических коммутаци-
онных приборах. Впервые электронные коммутационные схемы были
использованы в 1971 г. во Франции, когда была введена в эксплуатацию
цифровая система коммутации, которая оказалась в окружении анало-
говых оконечных станций. Удивительно то, что для управления этими
первыми цифровыми системами коммутации не были использованы
устройства управления по записанной программе. В США электронные
коммутационные схемы были использованы в 1976 г. при введении в
телефонную сеть общего пользования системы коммутации No 4 ESS
фирмы Bell System.
C 1978 г. многочисленные телефонные компании США начали
внедрение цифровых систем коммутации на уровне оконечных станций,
главным образом путем замены более старого декадно-шагового обору-
дования. Фактически в настоящее время все изготовители коммутаци-
онного оборудования в СШАи в других странах мира либо уже начали,
либо объявили о производстве цифровых систем коммутации для
последующего их внедрения в качестве оконечных станций.
Это новое поколение коммутационного обрудования первоначально
будет обеспечивать предоставление только тех видов услуг связи,
которые были предусмотрены в более ранних системах с управлением
по записанной программе. Поскольку цифровое оборудование обяза-
тельно вводится в аналоговом окружении, его введение, следова-
тельно, неощутимо для средств распределения на местной сети.
Однако с течением времени рост потребностей в специальных видах
обслуживания приведет к тому, что абоненту будет предоставлена
возможность осуществлять связь по коммутируемому цифровому
238
соединительному тракту для обеспечения высокоскоростной и BBICO-
кокачественной передачи данных. К огорчению абонентов, заинтере-
сованных в передаче данных, оборудование сравнительно недавно
установленных систем коммутации с управлением по записанной
программе, аналогичных системе No 1ESS, не будет заменено обору-
дованием цифровых систем коммутации. Поэтому еще во многих
районах США переход к цифровой коммутации будет отложен до
тех пор, пока не истечет срок амортизации существующего оборудо-
вания. В качестве альтернативы инженеры фирмы Bell System раз-
рабатывают устройства, позволяющие устанавливать коммутируемые
цифровые соединения через систему коммутации Ne 1Е$$ 12).
Представленные в цифровой форме сигналы речи или данных будут
проходить через аналоговую коммутационную систему к каналам
цифровых трактов и далее на цифровые системы коммутации типа
No 4ESS. Таким образом, новые «цифровые услуги» могут предостав-
ляться и при отсутствии цифровых систем коммутации на местных сетях.
Поскольку применение цифровых систем коммутации ни на око-
нечных, ни на междугородных станциях не дает абонентам сети
прямой выгоды, то стимулом для разработки цифрового оборудования
может служить снижение затрат компаний, занимающихся вопросами
эксплуатации и обслуживания коммутационного оборудования. Это
снижение обусловлено уменышением эксплуатационных — затрат,
сокращением требуемых для размещения оборудования площадей,
простотой наращивания емкости станции, уменьшением затрат на
оборудование сопряжения систем коммутации с системами передачи
с ВРК и, наконец, постоянно снижающимися затратами на производ-
ство [3].
В противовес сети общего пользования на сетях частного пользо-
вания, предназначенных для передачи речевой информации, начали
внедрение исключительно цифрового оборудования как систем пере-
дачи, так и систем коммутации. В некоторых УТС преобразование
в цифровую форму осуществляется в самом телефонном аппарате.
Таким образом, эти системы могут быть использованы для эффектив-
ной перёдачи данных, а также для передачи речи. Побудительным
мотивом для преобразования речи в цифровую форму в телефонном
аппарате не обязательно служит только желание обеспечить цифровую
линию связи для передачи данных. Для многих устройств УТС на
один телефонный аппарат допускается лишь несколько телефонных
проводов. Это серьезно ограничивает установку устройств с много-
проводными механическими ключами. В то же время устройства
с аналоговыми или электронными ключами значительно снизили требо-
вания к монтажу и поэтому могут устанавливаться без слишком
больших затрат на перемонтаж.
В этой главе описывается принцип работы и способы построения
цифровых систем коммутации с ВРК применительно к различным
коммутационным станциям: учрежденческим, городским и междуго-
родным. Предваряя обсуждение процесса цифровой коммутации,-
введем некоторые основные понятия и термины из области коммута-
ции.
239
5. 1. ФУНКЦИИ КОММУТАЦИИ
Очевидно, основной функцией любой коммутационной системы
является установление и разъединение соединений между каналами
передачи в соответствии с поступающими требованиями. Структура
и функционирование коммутационной системы могут изменяться в
широких пределах, однако существенно зависят от конкретного приме-
нения. Можно выделить три основные категории соединений, устанав-
ливаемых при коммутации речевых каналов: местные соединения
линий с линией, транзитные (сквозные) соединения и распределение
вызовов.
Наиболее общая функция коммутации сводится к установлению
прямых соединений между абонентскими шлейфами на оконечной
станции, или между станционными шлейфами на УТС. Для осущест-
вления этих соединений в первую очередь требуется установить соеди-
нительный путь через коммутационную систему от линии вызывающего
абонента к определенной линии вызываемого абонента. Каждая линия
должна быть доступна любой другой. Этот уровень коммутации
иногда называют коммутацией линий.
Транзитные соединения требуют установления соединительного
пути от определенной входящей (вызывающей) линии к исходящей
линии или группе исходящих (соединительных) линий. Обычно быва-
ют доступны более одной исходящих линий. Например, при установле-
нии соединения с группой межстанционных. соединительных линий
может использоваться любая в этой группе. Следовательно, структура
системы при транзитной коммутации может быть упрощена, поскольку
существуют альтернативы при выборе исходящей линии. Кроме того,
даже нет необходимости в том, чтобы любая исходящая линия была
доступна любой входящей. Функции транзитной коммутации должны
быть реализованы на всех коммутационных системах телефонной
Местное соединение
Транзитное соединение
Транзитное соединение
Транзитная
Местное
(междугородная)
АТС
соединение
УТС
Рис. 5.1. Примеры коммутации для случаев местной и транзитной нагрузок
240
т
сети. |
че системы, такие, как удаленные концентраторы и
междугородные или транзитные коммутационные станции, обслужи-
вают только транзитную нагрузку (в частности, не устанавливают
местных соединений). Введенные выше понятия поясняет рис. 5. 1.
Распределители вызовов часто реализуются на том же самом базо-
вом оборудовании, что и УТС. Однако способ функционирования
(программное обеспечение) существенно отличается тем, что при
отсутствии прямых путей входящие вызовы могут направляться по
обходному пути к любому свободному оператору. Обычно программное
обеспечение автоматического распределителя вызовов (АРВ) строится
так, чтобы некоторым случайным образом распределять поступающие
вызовы среди операторов. Хотя это и не является обязательным
требованием того, чтобы каждая входящая линия (или тракт) могла
быть соединена с любым оператором, тем не менее распределители
вызовов обычно проектируются таким образом, чтобы обеспечить пол-
ный доступ к любому оператору. Кроме того, часто желательно, чтобы
распределитель вообще работал без блокировок. (Это означает, что
независимо от того, какие соединительные пути заняты, новое требо-
вание будет обслужено, если только имеется свободный оператор.)
5.2. ПРОСТРАНСТВЕННАЯ КОММУТАЦИЯ
Схематически простейшую коммутационную структуру можно
представить в виде прямоугольной решетки, составленной из точек
коммутации так, как показано на рис. 5. 2. Эта коммутационная схема
может быть использована для соединения любого из No входов с любым
из М выходов. Если ко входам и выходам подсоединены двухпроводные
цепи, то на каждое соединение требуется только одна точка коммута-
ции !.
Прямоугольные решетчатые структуры, составленные из точек ком-
мутации, проектируются таким образом, чтобы обеспечивать только
межгрупповые (транзитные) соединения, т. е. соединения одного вида:
от группы входов к группе выходов. Такой способ работы может
найти применение в ряде случаев, в частности:
1) на удаленных концентраторах;
2) на распределителях вызовов;
3) на оконечных станциях или УТС при установлении транзитных
соединений;
4) на отдельных звеньях многозвенных коммутационных схем.
В большинстве перечисленных случаев требование обеспечения
возможности установления соединения любого входа с любым выходом`
не является обязательным. Так, в случае, когда число выходов в группе
достаточно велико, можно обеспечить каждому входу доступ не ко
всем, а лишь к ограниченному числу выходов. В таких случаях говорят
' На самом деле каждой точке коммутации двухпроводной коммутационной схе-
мы соответствуют два (а иногда и три) коммутирующих контакта. Поскольку обычно
эти контакты являются частью некоторого единого устройства и действуют согласо-
ванно, то их обычно рассматривают как одну точку коммутации
241
AE|
1
LE
:
HEE
Ди
й
x
8
8+3
&°
2
T1
6
m
у
a
=
4
a
re}|x
в
)
:
р
HKi
1§
1234
М выходов
Выходы
Рис. 5.2. Прямоугольная полнодоступ-
Рис. 5.3. Прямоугольная неполно-
ная коммутационная схема
доступная коммутационная схема
об «ограниченной доступности». Переход к схемам с ограниченной
доступностью позволяет получить значительную экономию точек ком-
мутации. Для построения схем подключения групп выходов, доступ-
ных различным группам входов, разработан метод, который получил
название неполнодоступного включения. Пример схемы неполно-
доступного включения приведен на рис. 5. 3. Заметим, что, если соеди-
нение входов с выходами осуществляется продуманно, то отрицатель-
ный эффект ограниченной доступности минимизируется. Например,
если требуется соединить входы 1 и 8 на схеме рис. 5. 3 с группой выхо-
дов, то следует выбрать выходы 1 и 3, а не 1 и 4 стем, чтобы избежать
блокировки входа 2.
Коммутационные схемы с неполнодоступным включением выходов
часто используются для организации доступа к большим пучкам со-
единительных линий на электромеханических станциях, где стоимость
точки коммутации достаточно высока и размеры отдельных ком-
мутационных модулей ограничены. Неполнодоступное включение ис-
пользуется также на отдельных звеньях коммутации многозвенных
коммутационных схем большой емкости, где существует более одного
пути к любому заданному выходу.
Для установления внутригрупповых соединений, т. €. для коммута-
ции шлейф-шлейф, необходимо, чтобы каждая линия из группы
могла быть соединена с любой другой из этой группы. Таким образом,
для реализации таких соединений необходимо обеспечить выполнение
условия полнодоступности любого выхода коммутационной схемы
любому-ее-вхеду:На рис. 5. 4 приведены две коммутационные структу-
ры, которые можно использовать для установления всех возможных
взаимных соединений двухпроводных линий. Пунктирные линии ука-
зывают на то, что соответствующие входы и выходы коммутационной
схемы, предназначенной для коммутации двухпроводных линий, дейст-
вительно соединены друг с другом так, что обеспечивается двухсторон-
няя связь по двухпроводным цепям. Однако при описании работы
коммутационных схем удобно рассматривать входы и выходы двухпро-
водных коммутационных схем, как отдельные полюса.
Обе структуры на рис. 5. 4 позволяют установить любое соединение
242
[or
LyTN1
Fa
|
=i
Ч
14 ЕНИИ
Е
Е:
®- 8 #———
х
2 ——>
ё
&
е
я
я!
SJ
o
В
со
oJ
fi
lll
a)
6)
Puc. 5.4. Двухпроводные коммутационные схемы:
а — квадратная; 6 — трехугольная (петлевая)
путем выбора одной точки коммутации. Однако квадратная коммута-
ционная схема, которая называется также двусторонней, позволяет
любое соединение устанавливать двумя путями. Например, если требу-
ется соединить входящую линию7 с входящей линией J, то соответству-
ющая точка коммутации может быть выбрана либо на пересечении
входа i с выходом j, либо на пересечении входа j с выходом i. Ради
простоты точки коммутации будем обозначать соответственно как (i,
р и (j, I). Обычно включается точка коммутации (i, j), если требует
обслуживания вход I, и точка (7, i), если требует обслуживания вход J.
В треугольной коммутационной схеме на рис. 5. 4 исключены все
избыточные точки коммутации. Однако уменышение числа точек ком-
мутации не. обходится без усложнений. До того, как установить соеди-
нение между входом коммутационного устройства и входом J, элемент
управления коммутационного устройства должен определить, что боль-
ше по величине — i или j. Если окажется, что больше i, то выбирается
точка коммутации (i,j). Если же окажется, что [ меныше, то должна
быть выбрана точка коммутации (7, i). При использовании ЭВМ для
управления процессом коммутации сравнение номеров линий не пред-
ставляет существенной добавки к общей загрузке машины. Однако в
более старых системах с электромеханически управляемыми коммута-
ционными устройствами дополнительно вносимое усложнение управ-
ляющего устройства оказывается весьма существенным.
Коммутационные системы для четырехпроводных цепей требуют
установления раздельных соединений — для прямой и обратной ветви
цепи передачи. Таким образом, при обслуживании каждого требования
необходимо устанавливать два различных соединения. На рис. 5. 5 при-
ведена структура квадратной коммутационной схемы, используемой
для установления обоих соединений. Эта структура идентична структу-
ре квадратной матрицы, показанной на рис. 5. 4 для случая коммутации
двухпроводных цепей. Различие, однако, состоит в том, что COOTBETCT-
вующие входы и выходы не соединены с общим двухпроводным входом.
Любой вход четырехпроводной коммутационной схемы соединяется с
парой проводов, образующих входящее направление передачи, а любой
243
Рис. 5.5. Четырехпроводная коммута-
ционная схема
©
No
=
выход соединяется с парой про-
<
водов, образующих исхедящее
J
a
направление — передачи. [pu
:
установлении соединения между
четырехпроводными цепями г
EE
т и ] в коммутационной схеме
Выходы
на рис. 5.5 должны включать-
ся обе точки коммутации: и (i,j),
и (j, i). При реальной работе системы эти две точки коммутации
могут включаться согласованно, поэтому их можно выполнить в виде
некоторого единого модуля.'
В
х
о
д
ы
4
\
J
>
<
5.2.1. Многозвенные коммутационные схемы
В структурах коммутационных схем, описанных выше, соедине-
ние входа с выходом происходило непосредственно через одну
точку коммутации. (В коммутационных схемах с четырехпроводной
коммутацией при каждом четырехпроводном соединении занимаются
две точки коммутации, однако фактически для каждого соединения
входа с выходом занимается только одна точка.) По этой причине
такие коммутационные структуры получили название однозвенных.
Однозвенные коммутационные схемы характеризуются TEM, что каж-
дая отдельная точка коммутации может быть использована для
соединения определенной пары вход — выход. Так как число пар
вход — выход равно N(N-—1)/2 для треугольной коммутационной
схемы или N(N—1) — для прямоугольной, то число точек комму-
тации для коммутационных схем болышой емкости становится
недопустимо болыним. Кроме того, болыное число точек коммутации,
приходящееся на каждую линию, подключенную ко входу или
выходу схемы, создает дополнительно большую емкостную нагрузку
на тракты передачи информации. Другой серьезный недостаток
однозвенных коммутационных схем состоит в том, что для каждого
определенного соединения требуется включение вполне определенной
точки коммутации. Если такая точка коммутации выходит из строя,
то оказывается, что соответствующее соединение установить нельзя.
(Исключение составляет квадратная двухпроводная коммутационная
схема, которая обладает избыточностью и имеет «лишние» точки
коммутации для каждого потенциального соединения. Однако,
прежде, чем лишние точки коммутации можно будет использовать
' В отечественной литературе согласно ГОСТ 19692—81 «совокупность коммута-
ционных элементов, объединенных конструктивно или схемно и осуществляющих
одновременную коммутацию в коммутационной системе при внешнем воздействии на
элементы» называют коммутационной группой коммутационного прибора связи, что
и является эквивалентом описываемого автором коммутационного модуля.— Прим.
перев.
244
в качестве обходных путей, необходимо будет модифицировать
алгоритм выбора точки коммутации, ориентированного на вход, с тем
чтобы обеспечить возможность осуществления. выбора точки ком-
мутации, ориентированного на выход.)
нализ однозвенных коммутационных схем большой емкости
показывает, что точки коммутации в таких схемах используются
весьма неэффективно. В каждом ряду и в каждом столбце квадрат-
ной коммутационной схемы может работать одновременно только
одна точка коммутации даже при условии, что по всем линиям
поступили требования на установление соединения. Чтобы повысить
эффективность использования точек коммутации и тем самым
уменьшить их число, необходимо сделать так, чтобы любую точку
коммутации можно было использовать при установлении нескольких
потенциальных соединений. Однако при этом для исключения воз-
можности возникновения блокировок необходимо обеспечить для
любого потенциального соединения несколько соединительных
путей. Обходные соединительные пути служат для исключения или
уменышпения блокировки, а также для защиты от возможных повреж-
дений. Многозвенные коммутационные схемы позволяют использо-
вать совокупность точек коммутации для образования нескольких
соединительных путей через коммутационную схему. Структурная
схема одного частного вида многозвенной коммутационной схемы
показана на рис. 5.6.
Коммутационная схема на рис. 5.6 является трехзвенной; входы
и выходы в ней разделены на подгруппы из л входов и 1 выходов
каждая. Входы каждой подгруппы обслуживаются отдельной прямо-
м
& коммутаторов
м
у коммутаторов
+ коммутаторов
у
—
—
N
в
ы
х
о
д
о
в
Третье
звено
звено
Второе
звено
Рис. 5.6. Трехзвенная коммутационная схема
угольной коммутационной схемой — коммутатором. Входные ком-
мутаторы (первое звено) — это коммутаторы nXKk, где каждый
из К выходов соединяется со входом одного из К коммутаторов
второго (центрального) звена. Межзвеньевые соединительные линии
часто называют промежуточными (связующими) соединительными
линиями. Третье звено состоит из коммутаторов КЖл, которые
обеспечивают соединение каждого коммутатора центрального звена
с группой л выходов. Все коммутаторы центрального звена имеют
параметры (М/п)х (М/п), что позволяет обеспечить соединение
любого коммутатора первого звена с любым коммутатором третьего
звена. Заметим, что если все коммутаторы являются полнодоступны-
ми коммутационными схемами, то любое конкретное соединение
входа с выходом схемы может быть установлено К различными
путями. Каждый из kK путей проходит через отдельный коммутатор
центрального звена. Именно благодаря этому многозвенная структура
позволяет обеспечить обходные пути через коммутационную схему
в тех случаях, когда надо обойти возникающие повреждения.
Кроме того, поскольку теперь каждая входящая и исходящая
линия связи подключается к ограниченному числу точек коммутации,
то минимизируется и емкостная нагрузка.
Общее число точек коммутации N,, требуемое для построения
трехзвенной коммутационной схемы, показанной на рис. 5.6,
составляет
N, = 2Nk-+k(N/n)2,
(5.1)
где No — число входов (выходов); п — размер каждой группы входов
(выходов); К — число коммутаторов центрального звена. Как уже
было кратко отмечено, число точек коммутации, определенное
в уравнении (5.1), может быть значительно меньше числа точек
коммутации, требуемого для построения однозвенных коммутацион-
ных схем. Однако вначале следует определить, сколько коммутаторов
центрального звена должна содержать схема, чтобы обеспечить
приемлемое качество обслуживания.
Неблокирующиеся коммутационные схемы. Одно из привлека-
тельных свойств однозвенной коммутационной схемы заключается
в том, что она является строго неблокирующейся. Если вызываемый
абонент свободен, то соединение с ним всегда может быть установ-
лено путем выбора определенных точек коммутации, предназначен-
ных для соединения определенной пары вход — выход. Однако, если
допускается совместное использование точек коммутации, TO
возникает возможность блокировки. В 1953 г. Ч. Клоз [4], работа-
ющий в фирме Bell Laboratories, опубликовал результаты анализа
трехзвенных коммутационных схем, в которых он показал, сколько
коммутаторов центрального звена должна содержать схема, чтобы она
была строго неблокирующейся. Его результаты показали, что если
каждый отдельный коммутатор является неблокирующейся схемой,
и при этом число коммутаторов центрального звена k равно
2n—1, то коммутационная схема будет строго неблокирующейся.
246
Условие работы схемы без блокировок можно получить, исходя
прежде всего из того, что соединение через трехзвенную коммута-
ционную схему требует наличия коммутатора центрального звена,
который имел бы свободную линию, связывающую его с соответ-
ствующим коммутатором первого звена, и свободную линию, связы-
вающую его с соответствующим коммутатором третьего звена.
Поскольку отдельные коммутаторы сами по себе являются неблоки-
рующимися, то требуемый соединительный путь может быть
установлен во всех случаях, когда будет найден коммутатор
центрального звена с соответствующими свободными линиями.
Отправным моментом при доказательстве этого положения является
следующее обстоятельство: так как каждый коммутатор первого
звена имеет л входов, то лишь (n—1) из них могут быть заняты,
если свободен вход, по которому поступает требование на установле-
ние соединения. Если К больше, чем n—1, то самое большее (1—1)
линия из линий, ведущих к коммутаторам центрального звена,
может быть занята. Аналогично самое болышее (n—1) линия из
линий, ведущих к коммутатору третьего звена, может быть занята,
если свободен выход, с которым требуется установить соединение.
Самый тяжелый случай с точки зрения возникновения блокировки
(как показано на. рис. 5.7) соответствует ситуации, при которой
заняты все (n—1) линии, ведущие от коммутатора первого звена
к некоторому множеству коммутаторов центрального звена, а также
все (n—1) линии, ведущие от некоторого другого множества ком-
мутаторов центрального звена к требуемому коммутатору третьего
звена. Takum образом, оба указанных множества коммутаторов
центрального звена оказываются недоступными для установления
требуемого соединения. Однако, если имеется еще хотя бы один
коммутатор центрального звена, то соответствующие входная и
Свободны
n—1 Занять,
Доступный
соединительный путь
Рис. 5.7. Трехзвенная коммутационная схема без блокировок
247
выходная линии будут обязательно свободны и, следовательно,
этот коммутатор центрального звена может быть использован для
установления данного соединения. Takum образом, если К = (n—1) +
+(n—1)+1=2n—1, то коммутационная схема является строго
неблокирующейся. Подставляя это значение К в уравнение (5.1),
получаем, что общее число точек коммутации в строго неблокирую-
щейся трехзвенной коммутационной схеме
N,=2N(n—1)+(2n—1) (N/n)2.
(5.2)
Как показывает уравнение (5.2), число точек коммутации в
неблокирующейся трехзвенной коммутационной схеме зависит от
того, как входы и выходы разбиваются на подгруппы, причем число
элементов каждой подгруппы равно ли. Дифференцируя уравнение
(5.2) по n и для определения минимума полагая полученное выра-
жение равным нулю, устанавливаем, что при больших значениях No
оптимальное значение HM должно быть равно (N/ 2)" 2, Подставляя
это значение л в уравнение (5.2), получаем выражение для мини-
мального числа точек коммутации трехзвенной неблокирующейся
схемы:
N,(min) = 4МСу2м —1),
(5.3)
где N — общее число входов (выходов).
В табл. 5.1 приведены результаты расчетов общего числа точек
коммутации для трехзвенных неблокирующихся схем различной
емкости и для сравнения — данные о числе точек коммутации в
однозвенной квадратной. коммутационной схеме. Обе структуры
коммутационных схем обладают возможностями реализации четы-
рехпроводной коммутации, что представляет для нас наибольший
интерес, поскольку цифровая передача речи влечет за собой необхо-
димость использования четырехпроводных цепей.
Как показывает табл. 5.1, трехзвенная коммутационная схема
обеспечивает значительное уменьшение числа точек коммутации,
особенно при большой емкости коммутационной схемы. Однако даже
для трехзвенных коммутационных схем болышой емкости число
точек коммутации недопустимо велико. Чтобы получить еще большее
уменьшение числа точек коммутации, коммутационные схемы
большой емкости обычно строят с белышим числом звеньев. Напри-
Таблица 5.1. Число точек коммутации коммутационных схем без блокировок
128
7 680
16 256
512
63 488
261 632
2 048
516 096
4,2 млн.
8192
4,2 млн.
67 млн.
32 768
33 млн.
1 млрд.
131 072
268 млн.
17 млрд.
248
мер, в системе No 1ESS используется восымизвенная коммутацион-
ная схема, которая позволяет обслужить до 65 000 линий. Но наибо-
лее существенное уменьшение числа точек коммутации может быть
достигнуто не столько за счет введения дополнительных звеньев
в коммутационную схему, сколько за счет работы коммутационной `
схемы с приемлемо малым значением вероятности блокировки.
5.2.2. Вероятность блокировки. Графы Ли
Строго неблокирующиеся коммутационные схемы обычно крайне
редко используются в телефонных системах. И структура коммута-
ционной схемы, и число линий в пучках межстанционных соедини-
тельных линий выбираются обычно таким образом, чтобы можно
было обслужить большую часть поступающих вызовов, но при
этом экономические факторы диктуют такой выбор емкости системы,
при которой некоторые вызовы, поступающие в период пиковой
нагрузки, окажутся необслуженными, поскольку превысят допусти-
мый предел. Объем оборудования на телефонных сетях общего
пользования выбирается обычно так, чтобы обеспечить некоторую
предельную вероятность блокировки в час наибольшей нагрузки
(UHH). Значение вероятности блокировки является лишь одним
аспектом оценки качества обслуживания, обеспечиваемого телефон-
ными компаниями (другими аспектами оценки качества обслужива-
ния являются надежность, качество передачи, задержка при
установлении соединения).
Время занятия обычного квартирного телефонного аппарата
в течение ЧНН составляет лишь 5... 10% этого времени. Время
занятия деловых телефонных аппаратов часто составляет больший
процент времени ЧНН (который может не совпадать с ЧНН квартир-
ных абонентов). Во всяком случае возникновение на сети в период
ЧНН блокировок порядка 1%' не сказывается существенным
образом на уменышении возможностей установления соединений,
поскольку значительно более вероятно, что вызываемый абонент
будет занят. Учитывая эти обстоятельства, коммутационные схемы
оконечных станций и в менышей степени УТС можно выбирать
с существенно менышим, чем в неблокирующихся схемах, числом
точек коммутации, допуская при этом вполне приемлемое значение
вероятности блокировки.
уществует множество методов, которые позволяют оценить
вероятность блокировки в коммутационной схеме. Эти методы
отличаются сложностью, точностью и возможностью применения
для оценки различных структур коммутационных схем. Одним
из наиболее гибких и логически простых методов вычисления
вероятности блокировок является метод, основанный на использова-
нии вероятностных графов. Этот метод был предложен Ли [5].
' Обычно объем оборудования систем коммутации и передачи, используемого на
сетях общего пользования, выбирают исходя из меньшей вероятности блокировки. Это
делается для того, чтобы обеспечить возможность роста объема поступающей нагрузки.
249
Хотя этот метод и требует некоторых упрощающих допущений,
тем не менее он может обеспечить результаты с приемлемой точ-
ностью, особенно в тех случаях, когда важное значение имеет
сравнение альтернативных структур, а не вычисление абсолютных
величин. Наибольшее значение этого подхода состоит в легкости
формулировки задачи, а также в том, что расчетные формулы
непосредственно связаны с исследуемой структурой схемы. Таким
образом, аналитическое выражение помогает проанализировать раз-
личные варианты структуры схемы и определить, как можно было
бы перестроить эти структуры, чтобы изменить их характеристики.
В последующем анализе вероятность блокировки коммутационных
схем различной структуры будем определять, исходя из использо-
вания отдельной линии связи в процентах или из нагрузки этой
линии. В общем случае обозначение р будем применять для
представления доли времени, в течение которого данная линия
используется (т. е. р есть вероятность того, что данная линия
занята). В дополнение к этому величина р трактуется также как
занятость линии. Вероятность того, что линия свободна, обозначает-
ся через д == 1—p.
Если какая-либо одна из группы #1 параллельных линий может
быть использована при установлении соединения, то полная вероят-
ность блокировки В есть вероятность того, что BCE л линий заняты ':
B= р".
(5.4)
Если при установлении соединения необходимо использовать ли
последовательно соединенных линий, то вероятность блокировки
определяется просто как | минус вероятность того, что все линии
свободны |
В=1—4”.
(5.5)
Вероятностный граф трехзвенной коммутационной схемы изо-
бражен на рис. 5.8. Этот граф показывает, что любое соединение
может быть установлено К различными путями: каждый путь про-
р’=рnik)
k
Рис. 5.8. Вероятностный граф трехзвенной коммутационной схемы
! Эти формулы предполагают, что каждая линия занята или свободна независимо от
того, заняты или свободны остальные.
250
ходит через один коммутатор центрального звена. Вероятность
того, что любая промежуточная (межзвенная) линия занята, обо-
значается через р’. Вероятность блокировки трехзвенной схемы
может быть определена как
В== Вероятность того, что BCE пути заняты==
== (Вероятность того, что один из k путей занят)? =
== (Вероятность того, что, по крайней мере, одна из промежуточных
линий какого-либо соединительного пути занята)* = (1 — (¢')H)*,
5.6)
где К — число коммутаторов центрального звена, и @ = 1 — р' —
вероятность того, что промежуточная линия свободна.
Если известна вероятность р того, что занят вход, то вероятность
р” того, что занята промежуточная линия, можно определить как
Р’=р/В <p),
(5.7)
где P=k/n. Уравнение (5.7) показывает, что, если занято HEKOTO-
рое число входов (или выходов), то также занято такое же число
выходов из коммутатора первого звена (или входов в коммутатор
третьего звена). Однако число промежуточных линий в P=k/n раз
больше, чем число входов и выходов. Следовательно, процент про-
межуточных линий, которые оказываются занятыми, изменяется
вВраз.
Величина В определяется на основе допущения, что k больше л;
это означает, что на первом звене коммутационной схемы имеет
место пространственное расширение (т. е. коммутация некоторого
числа входящих линий с болышим числом исходящих линий).
Фактически же В может быть и меныше 1; это означает, что на
первом звене осуществляется концентрация поступающей нагрузки.
Концентрация на первом звене обычно применяется в коммутаци-
онных схемах, используемых на оконечных станциях и УТС, где
входящие линии имеют малое использование (от 5 до 109%). Однако
на транзитных или междугородных станциях, где входящие линии
имеют высокое использование обычно применяется расширение
с тем, чтобы обеспечить соответствующую малую вероятность
блокировки.
Подставляя (5.7) в уравнение (5.6), получаем окончательную
формулу для вероятности блокировки трехзвенной коммутационной
схемы, выраженной через использование входящих линий р:
в= 11—(1—p/P)*1".
(5.8)
В табл. 5.2 приведены данные о числе точек коммутации, полу-
ченные из уравнения (5.1) для коммутационных схем той же
емкости, что и в табл. 5.1. Число коммутаторов центрального звена
в каждом случае было выбрано таким образом, чтобы обеспечить
вероятность блокировки порядка 0,002. Использование входящей
линии в каждом случае принималось равным 10%. Заметим, что
системы с малым, но конечным значением вероятности блокировки
существенно экономичнее, чем неблокирующиеся системы.
251
Таблица 5.2. Варианты трехзвенных коммутационных схем, обеспечивающих
вероятность блокировки 0,002 при использовании входящего канала, равном 0,1
Емкость
к
Число точек Чнело точек ей
схемы No
ы
в
коммутацин зации воем, RS
128
8
5
0,625
2 560
7 680 (k=15)
512
16
7
0,438
14 336
63 488 (k=31)
2048
32
10
0,313
81 920
516 096 (k=63)
8192
64
15
0,234
491 520
4,2 млн. (k=127)
32 768
128
24
0,188
3,1 млн. 33 млн. (k=255)
131 072
256
41
0,160 21,5 млн. 268 млн. (k=>511)
Результаты расчета коммутационных схем, приведенные в
табл. 5.2, основаны на том, что входящие линии заняты лишь на
10%, что возможно было бы в случае проектирования коммута-
ционных схем оконечных станций или УТС. Существенная ‘экономия
в числе точек коммутации для коммутационных схем болышой
емкости достигается путем значительной концентрации на централь-
ном звене схемы (множитель 1/f). Если же использование входя-
щей линии болыше (что обычно выполняется на транзитных
станциях), то вводить большую концентрацию нецелесообразно, и,
следовательно, требуется болышее число точек — коммутации.
В табл. 5.3 приведены данные о соответствующем ‘числе точек
коммутации и параметрах коммутационной схемы для случая, когда
загрузка входящей линии составляет 70%.
Результаты, приведенные в табл. 5.2 и 5.3, показывают, что
коммутационные схемы болышой емкости все еще требуют для
своей реализации недопустимо большого числа точек коммутации
даже в том случае, когда допускаются блокировки. Как было уже
упомянуто, коммутационные схемы большой емкости обычно стро-
ятся с числом звеньев больше трех, что обеспечивае
снижение требуемого числа точек коммутации. На рис. 5.9 при-
ведена структура пятизвенной коммутационной схемы, полученной
путем замены каждого коммутатора центрального звена схемы
на рис. 5.6 трехзвенной коммутационной схемой. Эта конкретная
Таблица 5.3. Варианты трехзвенных коммутационных схем, обеспечивающих
вероятность блокировки 0,002 при использовании входящего канала, равном 0,7
Число точек
128
8
14
1,75
7 168
7680 (k=15)
512
16
22
1,38
45 056
63 488 (k=31)
2048
32
37
1,16
303 104 519096 (k=63)
8192
64
64
1,0
2,1 млн.
4,2 млн. (k=127)
32 768
128
116
0,91
15,2 млн. 33 млн. (k=255)
131 072
256
215
0,84
113 млн. 268 млн. (k=511)
252
nyXky
kyХny
N
N
nynyxттny
nyXko
НД
Г)
kaХп»
2
a
E
m
m
|
|
|
т
Л
|
J
z
НИ
5
2
34
Рис. 5.9. Пятизвенная коммутационная схема
структура не является оптимальной с точки зрения заданного
качества функционирования при наименышем числе точек коммута-
ции, но представляет интерес вследствие модульности её структуры.
(Кроме того, эту структуру значительно легче анализировать, чем
некоторые другие пятизвенные схемы.)
Если средние три звена пятизвенной коммутационной схемы,
как показано на рис. 5.9, являются строго неблокирующимися
(ke=2n9—1), то данная структура позволяет получить экономию
около 8704 точек коммутации на каждом коммутаторе централь-
ного звена рассмотренной ранее трехзвенной коммутационной
схемы емкостью 32 768 линий. Следовательно, немного более 1 млн.
точек коммутации можно сэкономить на транзитной коммутацион-
ной станции емкостью 32 768 линий, параметры которой приведены
в табл. 5.3. Так как средние звенья не вносят блокировок, то
характеристики функционирования пятизвенной коммутационной
схемы идентичны характеристикам трехзвенной. Естественно, более
эффективное по стоимости решение можно было бы получить, если
бы допустить некоторое число блокировок на средних звеньях.
Вероятностный граф пятизвенной схемы приведен на рис. 5.10.
На основе этого графа ‘можно рассчитать вероятность блокировки
следующим образом:
В={1- (а)? 1 — (1—gd)*2] 1,
(5.9)
где qg=1—p, и @=1— р».
Ра=PH2
Рис. 5.10. Вероятностный граф пятизвенной коммутационной схемы
Конечно, еще болышее уменьшение числа точек коммутации
можно получить, используя большее число звеньев путем замены
многозвенными схемами первого и третьего звеньев. Задача, рас-
смотренная в конце этой главы, показывает, как можно снизить
до значения меньшего, чем 3 млн., общее число точек коммутации
в коммутационной схеме емкостью 32 000 линий. Коммутационная
схема емкостью 130 000 линий не представляет практического
интереса при реализации Ha электромеханических коммутационных
приборах, однако такая емкость приемлема для цифровых систем
коммутации с ВРК.
5.2.3. Вероятность блокировки. Метод Якобеуса
Выражение для вероятности блокировки, полученное на основе
вероятностного графа, построено с учетом ряда упрощающих пред-
положений. Одно из них состоит в представлении результирующей
вероятности блокировки совокупности соединительных путей в виде
произведения вероятностей блокировки каждого соединительного
пути из этой совокупности. Данное предположение означает, что
отдельные вероятности принимаются независимыми. На самом же
деле эти вероятности не являются независимыми, особенно в тех
случаях, когда в схеме используется значительное расширение.
Рассмотрим коммутационную схему с k=2n—1. Уравнение (5.8)
определяет конечную вероятность блокировки даже в случае, когда
254
известно, что коммутационная схема строго неблокирующаяся.
Неточность результата связана с TEM, что, если 2n—2 пути заняты,
fro остающийся COE,
путь предполагается занятым
© вероятностью 1-- (gq) хотя на самом деле остающийся соеди-
нительный путь будет обязательно свободен.
;
общем случае при наличии в схеме пространственного рас-
впирения предположение о независимости отдельных вероятностей
приводит к завышению значения вероятности потерь по сравнению
фактическим. Как оказалось, неточность результата объясняется
следующим обстоятельством: чём болыше соединительных путей
в коммутационной схеме будет занято, тем с меньшей вероятностью
БВудут использоваться остающиеся соединительные пути (лишь
подмножество из ил промежуточных линий может быть занято
юдновременно).
Я
Более правильный, HO HE строго точный анализ многозвенных
жоммутационных схем был выполнен в 1950 г. Якобеусом [6].
Хотя этот метод анализа и является логически простым, он требует
значительного количества преобразований, которые здесь не про-
водятся. Результирующее уравнение для трехзвенной коммутацион-
ной схемы, полученное в работе [7], имеет следующий вид:
(nh)?
и
YY
(5.10)
де п — число входов (выходов) коммутатора первого (третьего)
звеньев; К — число коммутаторов второго звена: р— использование
входа. С целью сравнения результатов, получаемых этими двумя
методами, были произведены вычисления по уравнениям (5.6)
и (5.10) для случая трехзвенной коммутационной схемы с раз-
личными значениями коэффициента пространственного расширения.
Результаты вычислений для случая, когда использование входа
составляет 0,7, приведены в табл. 5.4.
Таблица 5.4. Сравнение резуль-
Таблица 5.5. Сравнение
татов вычислений вероятности
результатов вычислений — вероятности
+
блокировки (p==0,7) *
блокировки (p==0,1) *
Вероятность блокнровки
Вероятность блокировки
Число ком Коэффицн-
Чнело Road ke
Ммутаторов | ент прост-
коммута-
центр
по методу | '® ме
торов посстра-
to эвена k| расшнре- |Лн |уравне- in ol
центр:
то ду Ли = Hagens
Г
ame (5.8)1 (51071
HOF расшире- {уравнение : кобеуса
звеиаk яВ
(5.8)]
pe.
14
0,875 [0,548 0,598
6 | 0,375 |0,0097 _, 10,27 я
16
1.0 0,221 0,221
8 0,5 2,8- 107° 18,6. 10°
›20
1,25 |0,014 — [0,007
10 | 0,625 |4,9- 107° |1,5- 107°
° 24 1,50 |3,2- 10— 2,7: 10;
12 [075 [57-107% [1,4 1077
28 175 13,7-107017,7- 107°
14 | 0875 | 4- 1077178. 10”.
31** | 1,94 [85-107°[1-10
16 | 1,0 |29- 107229. 107"?
* Емкость коммутационной схемы МNo==512;
число вхо,
использование входа р= 0,7.
** Сх е м а неблок ирующаяся.
дов в коммутатор первого звена л== 16;
* Емкость коммутацнонной схемы
число вх!
использование входа р =
М=512,
‘одов в коммутатор первого звена n == 16,
0
255
Из табл. 5.4 следует, что результаты, получаемые обоими Me
тодами, хорошо согласуются в случае, когда коэффициенты pac:
ширения близки к единице. Фактически, если В равно 1, то об‹
формулы дают идентичные результаты. Как и ожидалось, мето}
графов Ли [см. уравнение (5.8)] дает слишком пессимистические
оценки вероятности блокировки во всех случаях, когда В больше 1
Результаты сравнения двух методов при расчете коммутацион-
ных схем со значительной концентрацией приведены в табл. 5.5
Расчет производился по уравнениям (5.8) и (5.10) при относи-
тельно низком использовании входа, равном 0,1.
Из табл. 5.5 следует, что метод графов Ли [см. уравнение (5.8)]
постоянно занижает значение вероятности блокировки, если в схем
имеется концентрация. Метод Якобеуса [см. уравнение (5.10)], пс
существу, также занижает значение вероятности блокировки |
случаях, когда коэффициент расширения велик и вероятность бло-
кировки тоже велика. В случае необходимости для расчета систем
с высокой концентрацией и болышой вероятностью блокировку
можно использовать более точные методы. Однако коммутацион-
ные схемы с большой вероятностью блокировки на практике обычнс
не применяются и поэтому здесь не рассматриваются.
Абоненты учрежденческих телефонных станций иногда сталки-
ваются с проблемой болышой вероятности блокировки, однакс
блокировка в этих случаях обычно возникает вследствие малогс
числа линий связи с другими УТС или слишком малого числе
соединительных линий, связывающих УТС с сетью общего поль-
зования. Проблема блокировок в пучках соединительных линий
рассматривается в гл. 9.
Все, что мы до сих пор рассматривали, относилось к оценке
вероятности блокировки в случае, когда требовалось установить
соединение определенного входа с определенным выходом. Кроме
того, предполагалось, что требования на обслуживания, поступа-
ющие по индивидуальным линиям, независимы. Эти предположения
обычно справедливы, если осуществляется коммутация одной
абонентской линии с другой на оконечной станции, или же осу-
ществляется соединение одной абонентской установки с другой
через УТС. Если же рассматривать соединение между пучками
соединительных линий, то эти предположения оказываются неспра-
ведливыми.
При установлении соединений с соединительными линиями
считается, что может быть выбрана любая соединительная линия
данного пучка. Таким образом, вероятность блокировки отдельной
линии в пучке имеет значение лишь в той мере, в какой она опреде-
ляет общую вероятность блокировки пучка соединительных линий.
Вероятность блокировки любой отдельно взятой линии в пучке
может быть сравнительно большой, а результирующая вероятность
блокировки пучка линии, как единого целого, все еще может оста-
ваться малой. Если вероятности блокировки отдельных соедини-
‘тельных линий независимы, то результирующая вероятность блоки
ровки пучка будет равна произведению отдельных вероятностей.
256
Однако соединительные пути к отдельным линиям пучка обычно
включают несколько общих ‚отрезков (например, в виде промежу-
точных линий — между коммутатором первого звена и всеми
коммутаторами второго звена). По этой причине отдельные веро-
ятности блокировок оказываются зависимыми величинами, и это
обстоятельство следует учитывать при проведении точного анализа
вероятности блокировки в схемах.
Как крайний, рассмотрим случай, когда все соединительные
линии в пучке подключены к выходам одного коммутатора трех-
звенной коммутационной схемы. Так как все соединительные пути
от любого заданного входа к любой линии пучка являются иден-
тичными, то возможность выбирать любую свободную соедини-
тельную линию оказывается бесполезной. На практике отдельные
соединительные ‚линии одного пучка должны быть распределены
по различным коммутаторам.
Другой аспект проблемы блокировок в пучках соединительных
линий — это вопрос о независимости занятости отдельных линий
в пучке. В противоположность индивидуальным абонентским линиям
или линиям УТС отдельные соединительные линии в пучке не
являются независимыми с точки зрения вероятностей их занятости.
Если при опробовании некоторого числа линий в пучке оказыва-
ется, что они`заняты, то вероятность того, что будут заняты осталь:
ные линии пучка, возрастает. Характер этих зависимостей более
полно будет изучен в гл. 9. Здесь же необходимо только заметить,
что эти зависимости приводят к возрастанию вероятности блоки-
ровок, если отдельные линии пучка конкурируют между собой
из-за использования общих соединительных путей в коммутацион-
ных схемах. И вновь влияние этих зависимостей может быть
сведено к минимуму, если распределить входящие соединительные
линии одного пучка по различным коммутаторам так, ‘чтобы при
установлении соединений. от, входящего пучка или к входящему
пучку соединительных линий использовались независимые соедини-
тельные пути. Этот процесс иногда называют декорреляцией линий
пучка. Один из последних аспектов проблемы вероятности блоки-
ровок — это использование вероятности блокировок как параметра
при оценке качества обслуживания. Этот аспект предполагает учет
колебаний нагрузки на сети, создаваемый индивидуальными абонен-
тами. В приведенных выше примерах: коммутационных систем,
используемых на оконечных станциях, принималось, что все абонен-
ты заняты в течение 10% времени одного ЧНН. Фактически же
некоторые абоненты активны значительно больше 10% этого време-
‚ ни, а другие абоненты— значительно меныше 10% этого времени.
В терминах теории телетрафика это означает, что одни абоненты
‚ создают нагрузку на сеть более 0,1 Эрл ', а другие — менее 0, Эрл.
Если абонентские линии, колорые включаются в коммутационную
- ! Эрланг — единица измерения интенсивности нагрузки, определяющая долю време--
_ни, в течение которого прибор занят. Говорят, что канал пропускает нагрузку в 0,1 Эрл,
если он занят 10 % времени.
9 Зак. 14338
:
257
схему, разделяют на подгруппы (как и должно быть для коммута-
ционных схем болышой емкости), а нагрузка концентрируется на
коммутаторах первого звена, то несколько слишком активных
абонентов в одной подгруппе могут существенно снизить качество
обслуживания других абонентов этой же подгруппы. При этом
не имеет значения тот факт, что абоненты в некоторых других
подгруппах могут испытывать блокировки в меньшей, чем средний
уровень, степени. Такое, по существу, безблокировочное обслужи-
. вание последних абонентов не служит компенсацией для тех або-
нентов, которые имеют сравнительно низкое качество обслуживания.
омпании, занимающиеся эксплуатацией коммутационных сис-
тем, традиционно решали проблему сверхактивных абонентов, спе-
циально распределяя линии наиболее активных (деловых) абонентов
по различным подгруппам входов — коммутаторам первого звена
коммутационной схемы. Иногда эта процедура требовала измерения
нагрузки с тем, чтобы определить, какие линии являются наиболее
- активными, и последующего перераспределения этих линий по раз-
личным частям коммутационной схемы. Эти прбцедуры обычно
выполнялись работниками линейной службы. Если же подгруппы
оказывались достаточно болышими или ‘если система имела соот-
ветствующий ресурс пропускной способности для обслуживания
сверхактивных абонентов, то объем работы линейной службы в этом
направлении можно было бы свести к минимуму. Особенностью
цифровой коммутации, которая может быть использована в этом
отношении, является возможность проектирования экономичных
коммутационных схем с очень низкой номинальной вероятностью
блокировки, допускающих изменения интенсивности нагрузки в ши-
роких пределах.
Упаковка вызовов. Можно указать на ряд методов, которые по-
зволяют уменьшить вероятность блокировки в данной коммутаци-
онной схеме, продуманно выбирая соединительные пути через
коммутационную схему при установлении новых соединений. Анало-
гично тому, как было показано применительно к неполнодоступному
включению в коммутационных схемах, при выборе соединительных
путей следует отдавать предпочтение такому из них, который
будет создавать наименьшее число ограничений для других потен-
‹ циальных соединений в схеме. Например, если при установлении
соединения в трехзвенной схеме возможен выбор между соедини-
тельным путем, проходящим через коммутатор. центрального звена,
который уже загружен, и соединительным путем, проходящим
через коммутатор центрального звена, который еще не загружен,
то предпочтение должно быть отдано первому соединительному
пути. Если какой-либо коммутатор центрального звена оказывается
полностью свободным, то естественно, что любое последующее тре-
бование связи может быть обслужено. Эта процедура выбора путей
получила название упаковки вызовов.
Вообще говоря, упаковка вызовов означает, что новые соедине-
ния должны проходить по возможности через наиболее загружен-
ные ‚участки коммутационной схемы. Отрицательным моментом,
258
связанным с отысканием в первую очередь наиболее загруженных
путей, является увеличение среднего времени поиска пути, так как
первые попытки отыскания пути будут успешными с менышей
вероятностью, чем в случае, если бы поиск путей происходил
случайным образом.
Другой метод, который можно было бы использовать для умень-
шения вероятности блокировки’ в данной коммутационной схеме,
состоит в перестроении уже установленных соединений, чтобы
освободить пути для установления новых соединений, которые в
противном случае были бы заблокированы. Этот метод обеспечи-
вает большую возможность снижения вероятности
|
блокировки,
поскольку OH, по существу, позволяет осуществлять «упаковку
вызовов», зная, какой именно следующий вызов пришел. Однако
основной недостаток этого метода состоит в том, что при пере-
строениях уже установленные соединения могут быть временно
разрушены (нарушена их непрерывность во времени). Кратковремен-
ные разъединения установленных соединений приводят к появлению
помех, которые при передаче речи могут быть неощутимыми.
Однако сигналы высокоскоростных модемов в менышей стёпени
защищены от импульсных помех и поэтому в этих случаях необ-
ходимо принимать специальные меры защиты. В УТС CBX2000,
разработанной фирмой Danray, применяются перестроения соеди-
нений для речевых каналов, но перестроения не охватывают линии
передачи данных. Для более детального изучения проблемы
перестроений следует обратиться к литературе [8]. Несмотря на то,
что рассмотренные выше усложненные процедуры поиска путей
могут улучшить характеристики системы коммутации, тем не менее
их полезность в цифровых системах коммутации с ВРК несколько
снижается вследствие простоты и легкости, C которой можно
спроектировать эти системы коммутации так, что они будут иметь
весьма малую вероятность блокировки.
5.2.4. Симметричные четырехпроводные коммутационные схемы
Многозвенные коммутационные схемы можно использовать либо
для двухпроводной, либо для четырехпроводной — коммутации.
Ha рис. 5.11 показано четырехпроводное соединение в четырех-
звенной коммутационной схеме. Заметим, что для полного соеди-
нения должно быть установлено два соединительных пути. Двух-
проводное соединение требует установления только одного соеди-
нительного пути, так как каждый выход с внешней стороны соеди-
HEHC соответствующим ему входом.
Приведенные на рис. 5.11 два соединительных пути обладают
исключительно полезным свойством: один путь является зеркаль-
ным отображением другого. Если коммутационную схему сложить
по центральной вертикальной линии, то пути совпадут. Поэтому
этот способ установления соединений называют иногда симметрич-
ным. Если все соединения в схеме установлены с соблюдением
симметрии, то получается ряд полезных результатов.
259
6-й вход 3-го
коммутатора»
6-й выход 3-го
коммутатора
(7, 11)
11-й выход 15-го
коммутатора
11-й вход 15-го
коммутатора
(11,7)
1
4
Puc. 5.11. Четырехпроводное соединение через четырехзвенную коммутационную схему
2
3
Первый из них — это то, что требуется только одна операция
поиска путей, так как обратный путь автоматически определяется
как зеркальное отображение прямого пути. По существу, каждая
точка коммутации на одной стороне образует пару с другой точкой
коммутации в соответствующем коммутаторе на противоположной
стороне коммутационной схемы. Всякий раз, когда одна точка
коммутации используется в данном соединении, используется также
и другая точка коммутации этой пары.- Например, в. третьем KOM-
мутаторе первого звена используется точка коммутации 6,4 для того,
чтобы соединить его шестой вход с его четвертым выходом — (веду-
щим к четвертому коммутатору второго звена). Соответствующая
точка коммутации в третьем коммутаторе последнего звена обеспе-
чивает соединение его четвертого входа (связанного с четвертым
коммутатором четвертого звена) с его шестым выходом. В общем
случае точка коммутации i, j в одном коммутаторе образует пару
с точкой коммутации j, I в соответствующем коммутаторе на проти-
воположной стороне коммутационной схемы. Поскольку наличие
одной точки коммутации в паре обеспечивает наличие другой,
то обратный путь определяется и устанавливается автоматически.
Второе преимущество использования симметричного способа
‚ установления четырехпроводных соединений связано с TEM, что
количество информации о состоянии коммутационной схемы может
быть сокращено наполовину. Для того чтобы найти свободный и
доступный соединительный путь через коммутационную схему,
необходимо знать только состояние каждой пары точек коммутации
или соответствующих соединительных устройств.
Третье преимущество симметричной структуры коммутационной
схемы получается за счет того, что вероятность блокировки равна
260
-
половине вероятности нахождения двух путей независимо один
от другого. Может показаться, что формирование пар точек комму-
тации описанным выше образом как бы ограничивает число соеди-
нительных путей, которыми располагает схема при установлении
конкретного соединения. Наоборот, формирование пар точек комму-
тации просто служит гарантией того, что для любого выбранного
в прямом направлении пути обратный путь будет автоматически
найден.
Четвертое потенциальное преимущество применения симметрич-
ного способа установления соединения можно получить за счет
разделения логических схем выбора точек коммутации соответст-
вующих коммутаторов в коммутационной схеме. Например, один
и тот же сигнал управления выбором точки коммутации 6,4 на
первом звене может быть использован при выборе точки коммута-
ции 4,6 на последнем. звене. На практике точки, коммутации,
образующие отдельную пару, могут быть реализованы в виде еди-
ного модуля. Симметричный способ установления соединений,
рассмотренный ранее, относился к комутационной схёме с четным
числом звеньев. Выбор четного числа был обусловлен тем, что
идею симметричного способа легче всего проиллюстрировать на при-
мере схемы, в которой нет центрального звена. В то же время
основной подход может быть распространен и на схемы с нечетным
числом звеньев, если центральное звено содержит четное число
коммутаторов и является симметричным относительно горизонталь-
ной линии, проходящей через центр звена. Таким образом, точка
коммутации i, j в коммутаторе центрального звена, расположенном
выше горизонтальной линии, образует пару с точкой коммутации
j, I в коммутаторе центрального звена, расположенном ниже этой
линии и т. д.
5.2.5. Поиск путей
Поиск соединительного пути через однозвенную коммутацион-
ную схемы происходит, по существу, автоматически, поскольку
необходимая точка коммутации ‘однозначно определяется парой
вход-выход, между, которыми требуется установить соединение.
В противоположность этому наличие нескольких соединительных
путей в многозвенной коммутационной схеме во многих отноше-
ниях усложняет процесс выбора соединительного пути. Во-первых,
устройство управления коммутационной схемы должно следить (или
иметь возможность определить) , какой из нескольких потенциальных
соединительных путей для данного соединения. имеется в наличии.
При использовании ЭВМ в качестве управляющего устройства
систем коммутации информация о том, какие соединительные пути
имеются в наличии, хранится в памяти ЭВМ, которую называют
памятью ` состояний. Записанная в виде программы процедура
поиска путей применяется затем для обработки информации, запи-
санной в памяти состояний, и выбора имеющегося в наличии
соединительного пути. Всякий раз, когда устанавливается новое
261
соединение или же разрушается старое, память состояний обнов-
ляется и дополняется соответствующей информацией.
В более старых системах коммутации с электромеханическим
управлением состояния соединительных путей отображаются. в
самой коммутационной схеме. Соединительный путь устанавлива-
ется последовательно путем опробования линий — отрезков соеди-
нительного пути — до тех пор, пока соответствующее множество
свободных линий не будет определено. В координатных системах
устройство управления, называемое маркером, опробует одновремен-
но ряд со тельных путей и выбирает один из имеющихся
rare Bo многих электромеханических системах коммутации
процесс поиска соединительного пути может носить либо упорядо-
ченный, либо случайный характер, причем в последнем случае
поиск ведется так, чтобы равномерно распределить нагрузку на меха-
нические точки коммутации. Эта процедура позволяет не только
продлить жизнь коммутационных приборов, которые в противном
случае были бы наиболее тяжело загруженной частью коммутацион-
ной системы, но и предпринимать повторные попытки установления
соединения путем использования различных соединительных путей
через коммутационную систему. Таким образом, если устанавли-
вается неудачное соединение вследствие повреждений в коммута-
ционном оборудовании, то вызывающий абонент может положить
микротелефонную трубку на рычаг и повторить вызов, чтобы
получить новое удачное соединение с требуемым абонентом.
мя поиска путей. Выполнение операций поиска путей неза-
висимо от того, реализуются ли они управляющей ЭВМ или спе-
циальным оборудованием, таким, например, как маркер, связано
с использованием общего оборудования; поэтому чтобы определить,
с какой скоростью можно вести обработку требований на установ-
ление соединений, необходимо предварительно провести ` анализ
операций поиска путей. Время, требуемое для нахождения свобод-
ного и доступного соединительного пути, непосредственно зависит
от того, сколько потенциальных путей -будет опробовано прежде,
чем будет найдет свободный путь. В некоторых системах осущест-
вляется параллельная проба нескольких путей одновременно, что
сокращает время обработки. Поскольку ожидаемое число потенци-
альных путей, которые необходимо опробовать прежде, чем будет
найден свободный, является функцией использования промежуточ-
ных соединительных линий, время поиска путей, к сожалению,
увеличивается, если оборудование общего управления оказывается
„наиболее загруженным.
Обозначим вероятность того, что полный соединительный путь
через коммутационную схему занят, через р. Если каждый из k
возможных динительных путей через коммутационную схему
будет занят с одинаковой и независимой вероятностью, то ожида-
емое число путей No, которые необходимо опробовать прежде, чем
будет найден. свободный, определяется (см. приложение А) следу-
ющим образом:
= (1-7 /U—p.
(5.11)
262
Пример 5.1. Каково ожидаемое число потенциальных путей, которые нужно
опробовать прежде, чем будет найдет свободный путь в трехзвенной коммутацион-
ной схеме емкостью 8192 линии, параметры которой приведены в табл. 5.27
Решение. Как показывает таблица, для обеспечения вероятности блокировки,
равной 0,002, в схеме используется’ расширение с коэффициентом расширения
`0,234. Следовательно, использование каждой межзвенной промежуточной линии
через комМУтационную. схему просто равна вероятности того, что одна из двух
промежуточных линий последовательных звеньев будет занята. Следовательно,
вероятность р==1-— (1—0,427)*==0,672, и ожидаемое число промежуточных путей,
которые следует опробовать,
Np=[1— (0,672) 5] / (1—0,672)
= 3,04.
Пример 5.1. показывает, что прежде, чем будет найден свобод-
ный путь, необходимо в среднем опробовать лишь три из общего
числа 15 соединительных путей. Однако, если коммутационная сис-
тема оказывается загруженной в большей степени, чем при обычных
условиях, то среднее число опробуемых соединительных путей
возрастает. Например, если использование входящей линии возрас-
тает с 10 до 15%, то вероятность блокировки возрастает с: 0,002
до 0,126, а ожидаемое число путей,. которые следует опробовать
при выполнении: операций поиска путей, возрастает с 3 до 4,9.
5.2.6. Управление коммутационными схемами
Если требуемый соединительный путь через систему коммутации
с общим управлением найден, то устройство управления коммута-
ционной схемой передает в систему информацию, необходимую для
выбора соответствующей точки коммутации. Выбор точки комму-
тации может производиться двумя путями. Во-первых, если управ-
ление может быть организовано по выходам коммутационной схемы,-
то необходимо определить, какие входы схемы должны быть
соединены с соответствующими выходами; во-вторых, если управ-
ление организуется по входам коммутационной схемы, то нужно
определить, какие выходы должны быть соединены с соответству-
A
SH
\
и
у:
\
N<
В
Выбрать
:
MM лизМ
<=
\
\
Выбрать 1 из N
‚`
м
J
нений
a)
м
6)
M
Рис. 5.12. Способы организации управления коммутационной схемой:
а — управление по выходу; 6 — управление по входу
263
ющими входами. Первый подход обычно называют «управлением
‚ по выходу», второй — соответственно «управлением по входу».
° Оба подхода проиллюстрированы на рис. 5.12.
Управление по входу обычно применяется в декадно-шаговых
системах коммутации, где информация (в виде импульсов ‘набора
номера) поступает по входящей соединительной линии и использу-
ется для непосредственного выбора соединительной линии, ведущей
к каждой последующей ступени коммутации. Однако в системах
с общим управлением в одно и то же время имеется полная ад-
ресная информация как об источнике вызова, так и о пункте
назначения. Следовательно, соединение может быть установлено,
начиная с требу о выхода и возвращаясь через всю коммута-
ционную схему к требуемому входу путем выбора входов на каждом
последующем звене.
‚
Реализация упомянутых двух типов структур цифровых комму-
таторов, построенных с использованием типовых компонентов,
показана на рис. 5.13. При организации управления по выходу
для каждого выхода схемы можно использовать обычный селектор
(мультиплексор) данных. Число битов информадии, требуемой для
управления каждым селектором, равно logelV, где No — число входов.
Таким образом, суммарное число битов, требуемых для того, чтобы
полностью определить соединение в рассматриваемой конфигурации,
равно Mlogo/V.
Управление по входу можно реализовать, используя обычные
линейные декодеры — (демультиплексоры). Выходы — объединяют,
реализуя логическую функцию в виде «монтажных ИЛИ». Таким
образом, если используются схемы ТТЛ, то выходные логические
элементы каждого декодера должны быть реализованы — либо
в виде элементов с открытым коллектором, либо в виде TpeXcTa-
бильных элементов. Суммарное число битов информации, требу-
емой для того, чтобы полностью определить соединение в рассмат-
риваемой конфигурации, равно МюроМ.
ущественный недостаток управления по входам связан с не-
обходимостью, блокировки неиспользуемых входов, чтобы пре-
дотвратить двойные соединения B тех случаях, когда другой вход
должен быть соединен с тем же самым выходом. Если же при-
Селектор (мультиплексор) данных
Линейный декодер (демультиплексор)
2)
log, N
6) log; М
Рис. 5.13. Реализация цифрового коммутатора на стандартных элементах:
— управление по выходу; 6 — управление по входу
264
меняется управление по выходам, TO неиспользуемые выходы могут
оставаться соединенными со входом, так как не требуется принимать
никаких предохранительных мер для того входа, который будет
выбран другим выходом. По этой причине, а также вообще .из-за
более высокого’ быстродействия цифровые системы коммутации
обычно строятся с управлением по выходам. Заметим, однако, что
общее количество информации, необходимой для определения
полного сбединения в рассматриваемой конфигурации при исполь-
зовании управления no входам, будет меныше, чём при исПоОЛьЗоО-
вании управления по выходам, если окажется, что число входов
М много`меныше числа выходов М (NlogoM<ZMlogoN). Кроме того,
использование «монтажного ИЛИ» для объединения — выходов
делает управление по входам более гибким.
5.3. КОММУТАЦИЯ КАНАЛОВ С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ
Как уже было показано для многозвенных коммутационных
схем, возможность использования отдельных точек коммутации
более чем для одного потенциального соединения позволяет суще-
ственно сократить расходы на реализацию: коммутационных схем
с пространственным разделением. В рассмотренных ранее случаях
точки= коммутации многозвенных пространственных коммутацион-
ных схем предоставлялись то одному соединению, то другому, но
точка коммутации, предназначенная определенному соединению,
закреплялась за этим соединением на период его существования.
Коммутация с временным разделением предполагает совместное
использование точек коммутации путем разделения времени на более
короткие интервалы так, что отдельные конкретные точки комму-
тации и соответствующие им промежуточные — соединитёльные
линии периодически закрепляются засуществующими соединени-
ями. При таком совместном испол
точек коммутации
можно получить значительную экономию их числа. По существу,
экономия достигается за счет временного разделения точек комму-
тации и промежуточных соединительных линий точно так же, как
в’ системах передачи с временным разделением на межстанцион-
ных соединительных линиях.
)
Коммутация каналов с временным разделением в равной степе-
ни применима как к аналоговым, так и к цифровым сигналам.
Аналоговая коммутация с временным разделением каналов пред-
ставляет интерес при работе с аналоговыми системами передачи,
поскольку в этом случае производится только дискретизация
сигналов по времени без. последующего цифрового кодирования.
Однако опыт работы с аналоговыми системами большой емкости
с ВРК показал наличие тех же ограничений, которые присущи
аналоговым линиям передачи с временным разделением; АИМ сиг-
налы весьма чувствительны к шумам, помехам и переходным влия-
ниям. В цифровых системах коммутации речевой сигнал регене-
рируется всякий раз, когда он проходит через логический элемент.
Так что в известном смысле затраты на цифровое преобразование
265
`
дискретов АИМ обусловлены необходимостью поддержания качества
передачи сигнала. Поскольку стоимость преобразования сигнала
в цифровую форму продолжает снижаться, то цифровые системы
коммутации аналоговых сигналов становятся все более конкурен-
тоспособными для применения в коммутационных станциях малой
емкости. В том случае, когда достаточное число сигналов, подле-
жащих коммутации, являются уже цифровыми или будут преобра-
зованы в цифровую форму в дальнейшем, цифровая коммутация
становится более предпочтительной по сравнению с аналоговой
даже для УТС самой малой емкости.
5.3.1. Аналоговая коммутация каналов с временным разделением
В подавляющем большинстве УТС США при построении комму-
тационных схем применяется метод временнбго — разделения.
Примерно в половине из общего числа УТС используется аналого-
вая коммутация каналов с временным разделением, в другой
половине — цифровая коммутация каналов с временным разделе-
нием. На рис. 5.14 приведена чрезвычайно простая структура
устройства аналоговой коммутации каналов с временным разделе-
нием. Одна коммутационная шина используется для осуществления
многих соединений путем перемещения AMM дискретов, поступа-
\
\
>
а
re
ве РА
1
Устройство
коммутацион-
р
сопряжения
yan
с линией
=
Управление
5
с ВРК
Устройство
Устройство
циклического
циклического |
управления
управления
Рис. 5.14. Аналоговая схема коммутации с ВРК
266
`
ющих из приемных линейных комплектов, к передающим. Работа
устройства показана на рисунке так, словно приемные комплекты
отделены от передающих. На самом деле при установлении соеди-
нения между. двухпроводными аналоговыми линиями оба линейных
комплекта обязательно размещаются в одном общем — модуле.
Кроме того, в некоторых системах УТС с АИМ аналоговые дискреты
передаются через линейные комплекты одновременно в обоих
направлениях [9].
На рис. 5.14 показаны также два циклических управляющих
ЗУ. .Первое служит для управления ключами так, что в каждый
момент времени по одному из входов на общую шину проходит
один дискрет. Второе ЗУ работает синхронно с первым и служит
для управления выбором выхода для каждого поступающего диск-
pera. Полную ‘совокупность импульсов, по одному с каждого
активного входа, называют циклом. Скорость следования циклов
равна скорости следования дискретов каждой линии. Для систем
передачи речи частота дискретизации лежит в диапазоне от & до
12 кГц. Более высокая частота дискретизации используется, чтобы
упростить полосовые и фильтры воспроизведения в линейных
комплектах.
5.3.2. Цифровая коммутация каналов с временным разделением
Аналоговые коммутационные схемы, описанные в предыдущем
разделе, по существу, представляют собой коммутационные схемы
с пространственным разделением каналов.
Конфигурация коммутационной схемы © пространственным
разделением каналов периодически „воспроизводится в течение
каждого временного интервала путем непрерывного изменения
некоторым циклическим образом соединений, существующих в тече-
ние коротких интервалов времени. Обычно такой способ работы
схемы называют коммутацией с временным разделением каналов.
В то время как такой способ работы системы можно было бы
считать приемлемым как для аналоговых, так и для цифровых
сигналов, цифровые сигналы, сформированные путем объединения
на базе временного разделения, обычно требуют как коммутации
временных интервалов, так и коммутации физических `` линий.
Этот последний вид коммутации представляет собой, по существу,
второе измерение коммутации и обычно называется временной
коммутацией.
В последующем при обсуждении проблем цифровой коммутации
с временным разделением будем предполагать (если не оговорено
дополнительно), что коммутационная система — непосредственно
сопрягается с цифровыми линиями передачи с временным разделе-
нием. Это предположение обычно выполняется, поскольку даже
при работе в аналоговом окружении в наиболее экономичной комму-
тационной системе сначала производятся формирование цифровых
сигналов и их компоновка в соответствии с форматом слова ВРК,
а уже затем осуществляются любые операции по коммутации.
Поэтому бблышая часть изложения будет касаться в значительной
267
WAH цикл
я
спвк
|
1
12) |b | з| 200] L2]1]--F7ge-1
312] 1]enh
{
>
<
Рис. 5.15. Пространственная и временная коммутация
СПВК — схема пространственно-временной коммутации
степени внутренней структуры коммутационных схем с временным
разделением, а не структуры всего коммутационного комплекса.
Основное требование к системе коммутации с временным разде-
лением иллюстрирует рис. 5.15. В качестве примера на нем при-
ведено соединение канала 3 первого тракта с ВРК с каналом 17
последнего тракта с ВРК. Указанное соединение подразумевает, что
информация, поступающая во временнбм интервале 3 первого
тракта, пересылается во временнбм интервале 17 последнего тракта.
Так как процесс преобразования речевого сигнала в цифровую
форму принципиально означает четырехпроводный режим работы,
то требуется и реализуется обратное соединение путем пересылки
информации из временнбго интервала 17 последнего входящего
тракта во временном интервале 3 первого исходящего тракта.
Таким образом, каждое соединение требует выполнения двух пере-
сылок информации; каждая включает преобразование и во времени
и в пространстве.
‚ — Существует множество структур коммутационных схем, которые
позволяют выполнять операции, указанные на рис. 5.15. Все эти
структуры, по существу, требуют,’ по крайней мере, двух звеньев;
звена пространственной коммутации и звена временной коммутации.
Как будет показано в дальнейшем, коммутационные схемы болышой
емкости. обычно содержат несколько звеньев обоих типов. Однако,
прежде чем начать обсуждение двумерной (двухкоординатной)
коммутации, рассмотрим характеристики и возможности одной
лишь временной коммутации.
Цифровая коммутационная схема на ЗУ'. Так как схемы вре-
меннбй коммутации строятся Ha базе недорогих цифровых ЗУ,
реализация: функций цифровой коммутации оказывается более
дешевой, чем реализация схем с пространственным разделением.
Работа схемы временной коммутации сводится главным образом,
к записи информации и считыванию ее из ЗУ. В процессе комму-
тации- информация, поступающая по одному временнбму каналу,
передается в другом 2, как показано на рис. 5.16. Если цифровые
\ В отечественной литературе эту схему коммутании часто называют блоком времен-
. HOM коммутации. — Прим. перев.
2 Поскольку каждому временнбму каналу отведен определенный временной интер-
вал, то иногда говорят о перемещении информации из интервала в интервал.— Прим.
перев.
.
268
Enz вало IATL
Рис. 5.16. Эффект перестановки временных каналов
сигналы группируются в единые форматы слов ВРК, то удается
получать весьма экономичные коммутационные схемы, реализующие
только временную коммутацию. Однако реальные ограничения
на временные характеристики ЗУ определяют допустимые размеры
блока временной коммутации, поэтому в коммутационных схемах
большой емкости обязательно вводится пространственная комму-
тация. Как будет показано в дальнейшем, наиболее экономично
построенные многозвенные схемы обычно содержат возможно
ббльшее число звеньев временной коммутации.
Принцип работы схемы коммутации на ЗУ поясняет рис. 5.17.
Как видно из рисунка, отдельные цепи, по которым идет передача
цифровых сообщений, некоторым фиксированным образом объеди-
няются так, что образуется один тракт с ВРК. Функции ‘объеди-
нения и разделения можно рассматривать либо как функции самой
схемы, коммутации, либо как функции, реализуемые в удаленных
терминалах. Если функции объединения и разделения реализуются
локально, то ‘мультиплексор и демультиплексор могут параллельно
подключаться непосредственно к ЗУ. В противном случае исполь-
зуется преобразователь последовательного кода в параллельный,
° который позволяет предварительно накопить информацию опреде-
ленного временного канала до того, как она будет записана в ЗУ.
В любом случае для каждого входящего временнбго канала необхо-
Адрес записи
Мультиплексор
|
т
Е,
|
=
-
Демультиплексор
с
Г
с
временных
Управляющая
память
Рис. 5.17. Схема перестановки временных каналов
269
димо обеспечить доступ к каналу записи в ЗУ, и точно так же
необходимо обеспечить доступ к каналу считывания для каждого
исходящего временнбго канала. Обмен информацией между двумя
различными временными каналами осуществляется с помощью ЗУ
временнбй коммутации каналов (BKK). В схеме BKK, показанной
на рис. 5.17, информация, поступающая по входящим временным
каналам, последовательно записывается в ячейки ЗУ. В то же время
информация, поступающая в исходящие каналы, считывается из
ЗУ ВКК по адресам, получаемым из блока управляющей памяти.
Дуплексное соединение каналов г и j трактов с ВРК означает, что
адрес г поступает в ЗУ BKK в течение j-ro временного интервала,
и наоборот, как указывается в соответствующей управляющей
памяти. Таким образом, в течение каждого временного интервала
к ЗУ ВКК производятся два обращения. Первое, когда некоторое
управляющее устройство (на рисунке не показано) выбирает номер
временнбго канала, который определяет адрес записи в ЗУ. Второе,
когда содержимое управляющей памяти, соответствующее опреде-
ленному временному каналу, выбирается в качестве адреса считы-
вания.
Поскольку операции записи и считывания должны выполняться
в ЗУ BKK для каждого временного канала (входящего или исходя-
щего), максимальное число каналов с, которые могут быть обслу-
жены простой коммутационной схемой на ЗУ, равно
с= 125/21,
(5.12)
где цифра 125 означает длительность цикла в микросекундах для
частоты дискретизации речевого сигнала, равной 8 кГц, а f, —
длительность цикла (обращения) ЗУ в микросекундах.
В качестве конкретного примера рассмотрим применение ЗУ ВКК
с циклом 500 нс. Уравнение (5.12) показывает, что коммутационная
схема на ЗУ может обслужить 125 дуплексных каналов (62 соеди-
нения) при условии строгой неблокируемости схемы. Сложность
коммутационной схемы (в предположении, что процесс цифрового
преобразования где-то уже был осуществлен) совсем невелика,
ЗУ ВКК хранит один информационный цикл, организованный как
с слов по 8 битов каждое. Управляющая память также имеет объем
с слов, причем длина каждого слова равна logec (т. ©. в нашем
примере 7). Таким образом, обе функции памяти могут быть реали-
зованы на базе ЗУ с произвольной выборкой емкостью 128х 8 битов.
Дополняющая часть в виде счетчика временных каналов и некоторых
логических устройств для выбора адресов и управления записью
новой информации в управляющую память, может быть реализо-
вана на базе обычных интегральных схем (ИС).
.
Рассмотренная коммутационная схема контрастирует со схемой
с пространственным разделением каналов, которая потребовала
бы 7680 точек коммутации при реализации ee в виде неблокиру-
ющейся трехзвенной коммутационной схемы. И хотя современная
технология изготовления интегральных микросхем позволила бы
заменить многие точки цифровой коммутации несколькими инте-
270
гральными схемами, тем не менее ограничение, связанное с допус-
тимым числом выводов с кристалла, преодолеть не удалось бы.
Как уже было сказано в гл. 2, одно из основных достоинств
цифровых сигналов состоит в легкости, с которой их можно объеди-
нять на базе временнбго разделения. Это свойство цифровых сиг-
налов имеет особое значение как при организации соединений
между ИС, так и при организации связи между коммутационными
станциями.
Если комбинацию мультиплексора и демультиплексора исполь-
зовать для концентрации и расширения, то система может обслужи-
вать значительно болышее число входящих линий в зависимости от
среднего использования отдельных цепей. Например, если линия в
среднем занята в течение 10% времени, то система концентратор-
коммутационная схема на ЗУ — экспандер может обслужить до 1000
цепей с вероятностью блокировки, меньшей 0,002. Введение
концентрации и расширения вместе с тем означают значительное
усложнение системы. По существу, оборудование, реализующее эти
операции, представляет собой схемы коммутации с пространственным
разделением, которые управляются соответствующим — образом.
Структура концентратор-схема коммутации Ha ЗУ — экспандер, по
существу, становится простой: формой коммутационной схемы типа
пространство-время-пространство (ПВП), которая будет рассмотрена
в дальнейшем.
Звенья временной коммутации. Для того чтобы обеспечить
желаемую временную коммутацию каналов, звенья временной
коммутации принципиально требуют наличия некоторого вида
элементов задержки. Задержки легче всего реализовать с помощью
ЗУ с произвольной выборкой, запись в которые производится по
мере поступления данных, а считывание при необходимости их
передачи. Если для каждого временнбго интервала в цикле ВРК
отведена одна ячейка памяти, то информация каждого канала с
временным разделением может храниться без искажения повторной
записью в течение времени вплоть до длительности одного полного
цикла.
Можно указать два способа управления работой ЗУ звена
временной коммутации: последовательная запись и произвольное
считывание, или произвольная запись и последовательное считы-
вание. На рис. 5.18 показан принцип работы звена временной
коммутации для обоих способов управления‘с иллюстрацией способа
доступа к памяти при передаче информации из временного канала 3
во временной канал 17. Заметим, что оба способа работы звена
временной коммутации используют циклическую управляющую
память, доступ к которой осуществляется синхронно с работой
счетчика временных интервалов.
Согласно первому способу работы звена временной коммутации,
показанному на рис. 5.18, определенные ячейки памяти закрепля-
ются за соответствующими каналами входящего тракта с ВРК.
Информация каждого входящего временного интервала запоминается
в последовательных ячейках памяти, что обеспечивается увеличением
271
sz
17 РОН
Информацион-
| 47 |Информацио
ные ЗУ
|| ные ЗУ
временных
враменных
интервалов
интервалов
ыы
Управляющая
Управляющая
память
память
а}
6)
Рис. 5.18. Способы работы звена временной коммутации:
а — последовательная запись ~~ произвольная выборка;
6 — произвольная запись — последовательная выборка
Ha 1 содержимого счетчика по модулю С на каждом временнбм
интервале. Как уже отмечалось, информация, принятая в течение
временного интервала 3, автоматически ‚запоминается в третьей
ячейке ЗУ. При выдаче информации из ЗУ управляющая информа-
ция, поступающая из управляющей памяти, определяет. адрес
считывания информации для заданного временного интервала. Как
уже было указано, семнадцатое слово управляющей памяти содержит
число 3, т. е. содержимое ЗУ звена временной коммутации (ЗУ
ВКК) по адресу 3 должно быть считано и передано по исходящему
тракту в течение временнбго интервала 17.
Второй способ работы звена временной коммутации, показанный
‘Ha рис. 5. 18, является противоположностью первого. Поступающая
на вход информация записывается в ячейки ЗУ в соответствии
с адресом, хранящимся в управляющей памяти; однако считывание
информации производится последовательно ячейка за ячейкой под
управлением счетчика временных интервалов (исходящих). Как
показано в данном примере, информация, принятая в течение
временного интервала 3, записывается непосредственно в ЗУ ВКК по
адресу 17, откуда автоматически считывается в исходящий канал
с номером 17 тракта с ВРК. Заметим, что оба способа работы
звена временной коммутации, показанные на рис. 5. 18, определяют
соответственно управление по выходу и по входу. В примере много-
звенной коммутационной схемы, рассматриваемой в Дальнейшем,
удобно один способ работы использовать на одном звене временной
коммутации, а второй способ — на другом звене.
5.4. ДВУХКООРДИНАТНАЯ КОММУТАЦИЯ
Цифровые коммутационные ‘схемы `болышой емкости требуют
ализации процесса коммутации как в пространстве, так и’ BO
времени. Существует значительное множество конфигураций схем,
272
Oo,
Звено
временной
пространственной
|
коммутации |
коммутации
рыЗУBKK-
|1
|ЗУВККk
a2
prio 3Y BKK |
М
Ш
память
Рис. 5.19. Схема коммутации ВП
которые можно использовать, чтобы удовлетворить эти требования.
Для начала рассмотрим простую структуру коммутационной схемы,
показанную на рис. 5.19. Она содержит только два звена: звено
временной коммутации В и следующее за ним звено пространствен-
ной коммутации II. Поэтому эту структуру часто. называют KOM-
мутационной схемой типа время — пространство (ВП).
Основная функция звена временной коммутации — обеспечить
задержку информации, поступающей в течение временных интерва-
лов, соответствующих входящим каналам; до момента наступления
временного интервала, соответствующего желаемому исходящему
каналу. В этот момент задержанная информация проходит через
звено пространственной коммутации на соответствующий исходящий
тракт. В данном примере показано, что информация, поступающая
в течение временного интервала 3 по тракту 1, задерживается po
тех пор, пока не наступит временной интервал 17. При обратном
соединении информация, поступающая в течение временного интер-
вала 17 по тракту No задерживается до тех пор, пока не наступает
временной интервал 3 следующего цикла. Заметим, что звено
временной коммутации может обеспечивать задержку информации,
которая лежит в диапазоне от одного временного интервала до
полного цикла.
.
Звеном пространственной коммутации управляет соответствующая
ему управляющая память, которая содержит информацию, необхо-
димую для определения той конфигурации звена временной
коммутации, которая должна быть создана в течение каждого
временного интервала цикла. Необходимая управляющая информа-
ция считывается циклически точно так же, как и управляющая
информация в аналоговых коммутационных схемах с временным
273
разделением. Например, в течение каждого исходящего временного
интервала 3 считывается управляющая информация, которая опре-
деляет, что промежуточная соединительная линия | должна быть
соединена с исходящей соединительной линией No. В течение других
временных интервалов звено пространственной коммутации пол-
ностью изменяет свою конфигурацию, приспосабливаясь к обслу-
живанию других соединений.
Как уже отмечалось, удобно представить управляющую память
в виде ‘параллельного кольцевого сдвигающего регистра. Ширина
сдвигающего регистра равна числу битов, необходимых для опреде-
ления всей конфигурации схемы пространственной коммутации в
течение одного временного интервала. Длина сдвигающего регистра
определяется числом временных интервалов в цикле. Естественно,
необходимо иметь определенные средства для изменения информа-
ции в управляющей памяти, чтобы можно было устанавливать новые
соединения. На практике управляющая память может быть построена
на ЗУ с произвольной выборкой с управлением от счетчиков,
которые циклически -генерируют адрес обращения.
Сложность реализации коммутационных схем с временным раз--
делением. В предыдущих разделах альтернативные — структуры
коммутационных схем с пространственным разделением сравнивались
между собой по общему числу точек коммутации, требуемому для
обеспечения заданного качества обслуживания. Можно указать и
другие факторы, которые следует учитывать при проведении более
полного анализа, а именно: модульность, требования, связанные с
поиском путей, влияние повреждений, условия обслуживания,
требования к монтажу или соединениям, электрическая нагрузка и
другие. Несмотря на необходимость учета всех этих соображений,
оценка по числу точёк коммутации полезна и является единственной
‘мерой стоимости коммутационной схемы с пространственным
разделением, особенно при использовании в качестве точек KOM-
мутации электромеханических приборов.
В случае использования полупроводниковых электронных комму-
тационных приборов вообще и коммутационных приборов с
временным резделением в частности число точек коммутации само
` по себе является менее значащей величиной при оценке стоимости
реализации. Коммутационные структуры, в которых используются
интегральные микросхемы с относительно большим числом внутрен-
них точек коммутации, обычно более экономичны по стоимости,
чем другие структуры, которые могут иметь меньшее число точек
коммутации, но болышее число корпусов. . Следовательно, более
приемлемым параметром при оценке варианта коммутационной
схемы должно быть общее число корпусов ИС. Если различные
варианты реализуются на основе одинакового набора ИС, то число
корпусов может достаточно точно отражать число точек коммутации.
Другим полезным параметром при оценке стоимости рёализации
является общее число выводов ИС, требуемое при определенном
варианте построения схемы. Хотя этот параметр, очевидно, тесно
связан с общим числом корпусов, все же он более полезен,
274
поскольку более точно характеризует стоимость корпуса и требо-
вания к размещению. Оценка по числу выводов может - также
непосредственно служить показателем надежности реализации,
поскольку взаимные соединения выводов за пределами. ИС всегда
менее надежны, чем внутренние. Эквивалент одной точки коммутации
(элемент И) при реализации коммутационной схемы на ИС средней
степени интеграции (СИС) обычно составляет 1,5 внешнего вывода
для доступа к точке коммутации. Таким образом, если применяются
СИС, то общее число точек коммутации может служить полезным
показателем общего числа выводов. Поэтому будем продолжать
использовать число точек коммутации как меру стоимости реали-
зации, принимая при этом, что элементы средней степени интеграции
будут использованы во всех сопоставляемых вариантах. этом
случае необходимо иметь уверенность в том, что все сравниваемые
системы работают примерно с одной и той же скоростью, поскольку
более высокие скорости требуют более низкого уровня интеграции.
Кроме числа точек коммутации на звеньях пространственной
коммутации при оценке общей стоимости' необходимо учитывать
значительный объем ЗУ, которые используются на звеньях времен-
HOM коммутации. При оценке объема памяти необходимо учитывать
как память схемы временной коммутации, так и управляющую
память звеньев временной и пространственной коммутации. При
проведении последующего анализа будем предполагать, что 100 битов
памяти соответствуют 1,5 межсоединений”ИС (ЗУ со случайной
выборкой на 1024 бита обычно требует 14 выводов). При этом
предположении можно связать стоимость ЗУ со стоимостью точки
коммутации соотношением из расчета 100 битов памяти на 1 точку
коммутации. Таким образом, последующий анализ сложности
реализации цифровых коммутационных схем с временным разде-
лением будет включать оценку общего числа точек коммутации и
общего числа битов памяти, поделенного на 100.
Сложность реализации определяется следующим образом:
Сложность== М, Np/100,
(5.13)
где М, — число точек коммутации на звене пространственной
коммутации, Ng — число битов памяти.
Пример 5.2. Определим сложность реализации схемы звена временной ком-
мутации, показанной на рис. 5.19, где число входящих трактов с ВРК N= 80.
используется однозвенная схема.
ещение. „Число точек коммутации на звене пространственной коммутации
No, == 80?*== 6400. (Точки коммутации, размещенные на главной диагонали схемы
также берутся в расчет, поскольку возможны соединения двух каналов одного входя-
! Следует отметить, что цифровые ЗУ, по существу, требуют, по крайней мере, двух
точек коммутации на один бит. В этом случае точками коммутации являются логи-
ческие элементы, используемые для доступа к ЗУ при записи и считывании информации.
Однако эти точки`коммутации оказываются HE столь дорогостоящими, как точки
коммутации, через которые идет. передача сообщений и к которым обеспечивается
доступ со стороны внешних цепей.
275
mero тракта с ВРК.) Общий объем управляющей памяти в битах для звена
пространственной коммутации определяется как Npy == (число промежуточных
линий) ‹ (число управляющих слов)‹ (число битов на одно управляющее сло-
во)
==80- 24- 7==13440.
памяти в битах на звене временнбй коммутации определяется как
сумма числа битов требуемых для реализации ЗУ,„ КоМНутации временных каналов
и числа битов для реализации управляющей пам
"Мвт== (число промежуточных линий) - (число каналов) - (число битов
один канал) + (число промежуточных линий)
(число Lwin слов) + (число битов на одно управляющее
ово)== 80 - 24- 8-80- 24-
960.
Таким образом, сложность реализации определяется как
Сложность == М, + (Мвх + Мвт) / 100 = 6784 эквивалентных точек.
В оценке сложности, полученной в примере 5.2, совершенно
явно преобладает число точек коммутации на звене пространственной
коммутации. Значительно менышая сложность (и вообще более
низкая стоимость) может быть достигнута, если до этапа коммутации
производится предварительное объединиение групп входящих линий
и формирование сигналов для образования трактов передачи более
высокого уровня иерархии. Стоимость входного мультиплексора.
сравнительно мала, если индивидуальные сигналы типа DS-1 уже
были синхронизированы для выполнения коммутации. Таким
способом может быть заметно уменынена сложность звена простран-
ственной коммутации, в то время как общая сложность звена
временной коммутации увеличивается лишь незначительно (см.
задачу в конце этой главы). Стоимость реализации снижается
пропорционально сложности, но лишь до того момента, пока
требования более высокой скорости работы системы коммутации
не приведут к необходимости использования более совершенной
технологии.
Многозвенные схемы временной и пространственной коммутации.
Как отмечалось в предыдущем разделе, эффективным средством
уменьшения стоимости коммутационной схемы с временным` раз-
делением является мультиплексирование возможно большего числа
каналов и выполнение по возможности большего объема операций
коммутации на звеньях временной коммутации. Стоимость операций
коммутации на звеньях временной коммутации значительно меныше
их стоимости на звеньях пространственной коммутации, главным
образом потому, что цифровая память много дешевле, чем цифровые
точки коммутации (логические схемы И). Еще раз отметим, что
сами по себе точки коммутации не столь дороги; основные затраты
приходятся на реализацию схем доступа и выбора точки коммутации
со стороны внешних выводов, что и делает использование точек
коммутации сравнительно дорогостоящим.
Конечно, существуют практические ограничения в отношении
того; сколько каналов может быть объединенб в общий тракт с
ВРК для коммутации на звене временной коммутации. Если сущест-
вующий в настоящее время предел мультиплексирования достигнут,
то дальнейшее уменьшение сложности реализации можно получить
276
путем увеличения числа звеньев коммутации. Очевидно, что некото-
рая экономия расходов достигается, если одно звено пространствен-
ной коммутации схемы типа ВП или ПВ может быть заменено
несколькими звеньями.
Обычно наиболее эффективный подход состоит в разделении
звеньев пространственной коммутации звеном временнбй коммутации
или в разделении двух звеньев временной коммутации звеном
пространственной коммутации. В следующих двух разделах будут
описаны две базовые структуры. Первая структура, содержащая
звено временной коммутации между двумя звеньями пространствен-
ной коммутации, носит название коммутационной схемы простран-
ство — время — пространство (ПВП). . Вторая структура обычно
называется коммутационной схемой время — пространство — время
(BIIB).
5.4.1. Коммутационная схема типа ПВП
Структура коммутационной схемы ПВП приведена на рис. 5.20.
Предполагается, что каждая схема пространственной коммутации
является однозвенной и не блокирующейся. Для схем болышой
емкости желательна реализация пространственной коммутации в
виде многозвенных схем. Установление соедини ного пути через
коммутационную схему ПВП требует нахождения блока простран-
ственной коммутации, в котором имеется доступ к каналу записи
в период временного интервала (входящего), когда может поступать
информация, а также доступ к каналу считывания в период
требуемого временного интервала — (исходящего), когда будет
считываться информация из памяти. Если каждое отдельное звено
схемы (П, В, П) будет неблокирующимся, то она будет функцио-
—
x —_—
x
5:
Е
©
-
[5]
@—>NXk
©
g<
>
К]
x
.
3
=
=
——>
\——=|
-
Hi[
~
пространственной временной пространственной
оммутации
коммутации
коммутации
Рис. 5.20. Структура коммутационной схемы ПВП
`
277
=p (п/к)
Ё
Рис. 5.21. Вероятностный граф коммутационной схемы ПВП при условии, что каждое
вено коммутации реализуется на схемах без блокировок
нально эквивалентна трехзвенной пространственной схеме. Следова-
тельно, вероятностный граф на рис. 5.21; описывающий коммутаци-
онную схему 'ПВП, идентичен вероятностному графу на рис. 5.8
для — трехзвенной — пространственной — коммутационной — схемы.
Соответственно вероятность блокировки схемы ПВ
в= (1- (42?) *,
(5.14)
где ¢'=1-2p’=1—p/B, (B=k/N), К — число блоков временной
коммутации центрального звена схемы.
Предполагая, что схема пространственная коммутации реализу-
ется в виде однозвенных коммутационных блоков и что каждый
тракт ВРК содержит с информационных каналов, можем определить
сложность реализации коммутационной схемы НВП следующим
образом '.
Сложность == (число точёк коммутации на звеие пространственной коммутации)-|-
+ (число битов управления на звене пространственной — коммутации)
+ (число
битов памяти на звене временной коммутации) -- (число битов управлеиия на звене
временной коммутации)| /100= 2kN + (2kc log oN + Кс8 + Кс log гс) /100. (5.15)
Пример 5.3. Определим сложность реализации коммутационной схемы ПВП
емкостью 2048 каналов, которая построена для 16 трактов с ВРК, содержащих
каждый 128 каналов. Максимальное значение допустимой вероятности блокировки
равно 0,002 при вероятности занятия канала, равной 0,1.
Решение. Минимальное число блоков временнёй коммутации центрального звена
коммутационной схемы, необходимых для обеспечения заданного качества обслужи-
вания, может быть определено из уравиения (5. 14): k=7. Используя найденное
значение Kk, можно определить число точек коммутации: следующим образом:
2. 7. 16= 224. Требуемое число битов ЗУ можно определить, как 2- 7. 12 Хх
Хх 4-7. 128. 8+7. 128. 7 = 20 608. Таким образем, суммарная сложность
реализации равна 430 эквивалентным точкам коммутации.
‘ Этот pi справедлия при yeaыы на первом звене используется управление
по выходу, а третьем звене — управление по входу. Несколько иные результаты
получаются в том rs. когда IE ios на звеньях пространственной коммутации
организуется иначе.
278
Сложность реализации, полученную в примере 5. 3, нужно
сравнить с числом точек коммутации, полученным для эквивалентной
трехзвенной коммутационной схемы, параметры которой приведены
в табл. 5. 2. Пространственная коммутационная схема требует
41 000 точек коммутации, в то время как схема ПВП лишь
430 эквивалентных точек:коммутации. Такой значительный эффект
получается как результат того, что речевые сигналы были уже
преобразованы в цифровую форму и мультиплексированы (предполо-
жительно для целей передачи). Если коммутационная схема ПВП
используется в аналоговом окружении, то преобладающая часть
затрат будет падать на оборудование линейного сопряжения.
Современные цифровые | коммутационные схемы уже Majo
отличаются от современных цифровых ЭВМ. Стоимость центральных
устройств обработки информации становится относительно неболь-
шой по сравнению со стоимостью периферийных устройств.
"5.4.2. Коммутационная схема типа ВПВ
Второй формой реализации многозвенной коммутационной схемы
со звеньями пространственной и временной коммутации является
структура, приведенная на рис. 5.22. Эту коммутационную схему
обычно называют схемой время — пространство — время. Информа-
ция, поступающая по каналу входящего тракта с ВРК, задерживается
на входящем звене временной коммутации до тех пор, пока не
будет найден соответствующий свободный путь через звено простран-
3NK
2
’
aii
_i
?
[211}+*+742*°1211|) ([2]1]2=223]==212]1
Рис. 5.22. Структура коммутационной схемы (ВПВ):
— звено пространственной коммутации
В
х
о
д
ы
с
В
Р
К
В
ы
х
о
д
ы
с
В
Р
К
|211» 22-** |211) (1 211|-++ 74221211
у“
279
= plc/h)
1
Рис. 5.23. Вероятностный граф коммутационной схемы ВПВ при условии, что
каждое звено коммутации реализуется на схемах без блокировок
ственной коммутации. В этот момент информация будет передана
через звено пространственной коммутации на соответствующее
выходное звено временной коммутации, где она будет храниться
до тех пор, пока не наступит временной интервал, в котором
требуется осуществить передачу данной информации. Предполагая,
что на звеньях временной коммутации обеспечивается полнодоступ-
ность (т. е. все входящие каналы могут быть соединены со всеми
исходящими), при установлении соединения на звене пространст-
венной коммутации можно использовать любой временной интервал.
В функдиональном смысле звено пространственной коммутации как
бы повторяется (копируется) по одному разу для каждого внутрен-
него временнбго интервала. Это иллюстрирует вероятностный граф
схемы ВПВ, приведенный на рис. 5. 23.
Важной особенностью коммутационной схемы ВПВ, на которую
следует обратить внимание, является то, что звено пространственной
коммутации работает с разделением времени независимо от внешних
трактов с ВРК. По существу, число временных интервалов ‘работы
звена пространственной коммутации | не должно совпадать с числом
временных интервалов с внешних трактов с ВР
Если звено пространственной коммутации является неблокирую-
щейся коммутационной схемой, то блокировка в схеме ПВП может
возникать в тех случаях, когда нет свободных внутренних временных
интервалов звена пространственной коммутации, в течение которых
промежуточная соединительная линия, ведущая от входящего звена
временной коммутации, и промежуточная соединительная линия,
ведущая к исходящему звену временной коммутации, одновременно
свободны. Очевидно, что вероятность блокировки будет минимальной,
если число временных интервалов звена пространственной KOM-
мутации 1 будет выбрано достаточно большим. Действительно,
проводя прямую аналогию с трехзвенными пространственными
коммутационными схемами, схему ПВП можно считать неблоки-
рующейся, если l=2c— 1. Общее выражение для вероятности
блокировки для коммутационной схемы BIIB, отдельные звенья
которой (В, II, В) являются неблокирующимися, имеет вид
280
где д
1
=1—p =1—p/o, a — коэффициент временного расширения
(l/c), | — число временных интервалов работы звена пространствен-
ной коммутации.
z
Сложность реализации ВПВ-коммутации можно рассчитать по
следующей формуле !:
Сложность== No ? 4 (NllogsN+ 2Nc8 + 2Nllog эс) /100. (5.17)
Пример 5.4. Определим сложность реализации коммутационной схемы ВПВ на
2048 каналов, организованных на базе 16 трактов с ВРК по 128 каналов каждый.
Предположим, что максимальное значение вероятности блокировки, которую требуется
обеспечить, если вероятность занятия входящего канала равна 0,1, составляет 0,002.
Решение. Используя уравнение (5. 16), можно определить число внутренних
временных интервалов, которые требуется организовать, чтобы обеспечить необходимое
качество обслуживания; оно равно 25. Таким образом, временная концентрация
1/а == 5,12, и это возможно вследствие небольшой нагрузки входных каналов. Слож-
ность реализации теперь можно о, воспользовавшись уравнением (5. 17);
она равна 65
Результаты, полученные в примерах 5.3 и 5.4, показывают,
что структура ВПВ более сложная, чем структура ПВП. Заметим,
однако, что в коммутационной схеме ВПВ используется временная
концентрация, а в схеме ПВП — пространственная. По мере того,
как будет расти использование входящих соединительных линий,
будет уменьшаться степень возможной концентрации. Если окажется,
что нагрузка входящих каналов достаточно высока, то для под-
держания заданного значения вероятности блокировки в KOM-
мутационных схемах ВПВ и ПВП необходимо вводить расширение:
соответственно в первой — временное, во второй — пространствен-
ное. Поскольку реализация временного расширения значительно
дешевле, чем пространственного, TO при высоком использовании
каналов коммутационная схема ВПВ окажется более экономичной,
чем схема ПВП. Ha рис. 5.24 приведены зависимости сложности
реализации схем ПВП и ВПВ от использования входящих каналов.
Как видно из рис. 3.24, коммутационные схемы ВПВ имеют
четко выраженное преимущество перед схемами ПВП в области
больших значений использования каналов. Для коммутационных
схем малой емкости более предпочтительной оказывается структура
ПВП. Возможно, что выбор конкретной архитектуры в значитёльно
большей степени будет зависеть от других факторов, таких. как
модульность, простота организации тестирования, легкость .нара-
щивания емкости. Одним из моментов, который обычно выделяют,
отдавая предпочтение структуре ПВП, является относительно более
простые требования к организации управления схемами ПВП, чем
схемами ВПВ [10]. Для станций большой емкости с большой
НаЕруЗкОй необходимость преимущественного использования струк-
®
В
* При выводе этого выражения предполагалось, что на входном звене временной
коммутации используется управление по выходу (произвольная выборка при считыва-
нии), а на выходном звене— управление по входу (произвольная выборка при записи).
Несколько иные результаты получаются в тех случаях, когда звенья временной
коммутации работают иначе.
281
No
&
©
>
R
i
l
e
y
18001
„241,8
' коэффициаи:пространственного ми
расширения В для схемы NBN...
—11,4
.**—1,2
£
5©&
1.0
[а]=©
„***” “Сложность схемы BNB ~~ —.В
Коэффициент временного
К
о
э
ф
ф
и
ц
и
е
н
т
п
р
о
с
т
р
а
н
с
т
в
е
н
н
о
г
о
{
расширения @ для схемы ВПВ —|.6
—.a
~1.2
}
L
|
i
|
|
|
|
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 06 07
0B 09 1.0
Исполе
дящего канала р
Рис. 5.24. Сравнение сложности реализации коммутационных схем ПВП и ВПВ
для случая, когда вероятность блокировки равна 0,002
туры BIIB становится совершенно очевидной. В подтверждение
справедливости этого утверждения можно привести систему No 4ESS
со структурой ВПВ, которая является самой большой по емкости
коммутационной схемой, построенной до настоящего времени.
.
Коммутационные схемы типа ВНИШВ. Если звено пространствен-
ной коммутации схемы BIIB оказывается достаточно болышим по
емкости, что приводит и к дополнительному увеличению сложности
управляющего устройства, TO для уменышения общего числа точек
коммутации звено пространственной коммутации заменяется много-
звенной схемой. На рис. 5.25 приведена структура типа ВПВ,
когда звено пространственной коммутации заменено трехзвенной
схемой. Поскольку три соседних звена являются звеньями простран-
ственной коммутации, то эту структуру иногда называют KOM-
мутационной схемой ВПППВ. Сложность реализации схемы ВПППВ
можно определить следующим образом !;
где М y — число точек коммутации== 2МК +k(N/n) ?; N вх — число
битов управляющей памяти звена пространственной коммутации =
! При выводе формулы предноландетоя, что распределение управления по звеньям
следующее: выход, выход, выход, вход,вход.
282
„
Ё
Входное звено
Звено
Звено
Звено
Выходное звено
временной — пространственной пространственной пространственной — временной
my Tal
DMMY
коммутации
Рис. 5.25. Структура коммутационной схемы ВНППВ
=2k(N/n)l X log :n+k(N/n)l X log 2 (N/n); М вт — число — битов
информационной памяти звена временной коммутации = 2No 8;
prc — число битов`управляющей памяти звена временной комму-
тации== 2N! X log эс.
Вероятностный граф коммутационной схемы BIIIIIIB представлен
на рис. 5. 26. Заметим, что этот граф идентичен вероятностному
графу пятизвенной схемы пространственной коммутации, показанно-
му на рис. 5.10. Используя вероятностный граф на рис. 5.26,
можно определить вероятность блокировки коммутационной схемы
BIIIIIIB:
={1— (90)? [1 — d —@)*1},
(5.19)
где д 1==
| — р =1—p/u;.g2=1—p2=1—p/a В.
Рис. 5.26. Re траф коммутационной схемы BITITIIB:
k/n
=P/o;pp==р/(о);a=с;f=
Пример 5. 5. Определить сложность реализаций коммутационной схемы BIIIIIIB
емкостью 131 072 каналов, которая должна обеспечить вероятность блокировки, не
к
Кроме того, будем считать, что на звеньях пространственной коммутации применя-
ется временное расширение.
Решение. Схему пространственной коммутации можно построить по-разному
в зависимости от того, сколько линий подключается к каждому коммутатору первого
(трехзвенного) звена. В нашем случае выбрано число 32 как удобное для расчетов
двоичное число, близкое к теоретическому оптимуму, о котором уже говорилось
ранее, (N/22) 1/2, Если известно л, то в уравнении (5. 19) остается лишь одн
неизвестное — это число коммутаторов центрального звена К. Таким образом, опреде-
ляем, что k равно 24, если вероятность блокировки равна 0,0015. Сложность реализации
определяем по уравнению (5. 18) следующим
'Noх=2х1024X24--24X32*=73728;
Мвх==2Хх24Хх32ХRE128
X 5=1 474 560;
М pr=2X 1024X 128
X 8=2 097
1
5
2
;
Мвтс==2X1024X128X7=1835вы
Число эквивалентных точек коммутации равно
73 72843 571 712/100 '=127 795. °
Результаты, полученные в примере 5. 5, показывают, что коммута-
ционные схемы сверхбольшой емкости мотут быть. реализованы с
использованием методов цифрового временного разделения на вполне
приемлемом для практики уровне сложности. В середине 60-х
годов стало очевидно, что на телефонной сети США необходимо
использовать коммутационные схемы именно такой емкости. |
Поскольку для реализации сопоставимой с ними по емкости восьми-
звенной схемы пространственной коммутации потребовалось бы
порядка 10 млн. точек коммутации, то традиционная технология,
используемая при построении систем с пространственным разделе-
нием, была срезу же отвергнута, и фирма Bell System приступила
к разработке системы No 4ESS. Это была первая цифровая комму-
тационная система телефонной сети США, введенная в эксплуатацию
в 1976 г. Система No 4ESS (коммутационная схема типа BIIIIIIB)
имеет емкость 107 520 соединительных ‘линий, обеспечивает
вероятность блокировки менее 0,005 при вероятности занятия канала
0,7 (11).
Конечно, можно указать немного районов США, где требуются
‚коммутационные системы такой емкости. Тем не менее примерно в
двухстах районах страны применение коммутационной системы
No 4ESS может привести к существенной экономии затрат, поскольку
одна такая система может обслужить всю междугородную нагрузку
зоны, которая в противном случае обслуживалась бы несколькими
системами пространственной коммутации самой большой емкости,
имевшимися ранее (системами No 4А координатного типа).
1 a (5. ны приоценке сложности в эквивалентных точках коммутации сле-
дует брать (Мах --Мвт + Мвтс) /100, что соответствует в данном случае (1 474 560 +
+2097 не+ i 835 008) /100 = 5 406 720/100.— Прим. перев.
284
5.4.3. Модульные структуры коммутационных схем
В предыдущем разделе были описаны две базовые структуры
цифровых коммутационных схем с временным разделением каналов:
ПВП и ВПВ. Одна из них, а именно BIIB, стала наиболее широко
применяемой. Однако некоторые разработчики отказываются от этих
структур, предпочитая использовать один тип модулей для всех
звеньев коммутации. В каждом таком модуле реализуется и прост-
ранственная и временная коммутация. Для более подробного
ознакомления с проектированием модулей следует обратиться к
литературе (12).
Очевидно, наиболее привлекательным моментом модульного под-
хода к построению коммутационных схем является возможность
реализации широкого диапазона емкостей. Другими — преиму-
ществами модульного построения являются упрощение процесса
производства, эксплуатации и тестирования, сокращение затрат на
избыточное оборудование и запчасти, обычно более широкие
возможности по наращиванию емкости. Существенным недостатком
модульного подхода является введение потенциально больших
задержек при прохождении сигнала через коммутационную схему.
В среднем каждое звено ‚временнбй коммутации вносит для каждого
канала задержку, равную половине времени цикла. Увеличение числа
звеньев, временной коммутации приводит соответственно к увеличе-
нию средней задержки прохождения сигнала через коммутационную
схему. Задержки до одной миллисекунды (восемь циклов) не
оказывают непосредственного влияния на обмен речевой информа-
цией. Однако, как будет показано более подробно в дальнейшем,
задержки распространения сигнала, соответстующие нескольким
циклам, могут привести к возникновению условий возбуждения при
установлении местных соединений, что первоначально — было
возможно только на длинных линиях.
Задержка распространения сигнала в коммутационной схеме с
несколькими звеньями временной коммутации может быть миними-
зирована либо выбором соединительного пути и временного интер-
вала, либо путем реализации, звеньев временнбй коммутации на ЗУ,
объем памяти которого меньше, чем это необходимо для хранения
информации в течение целого цикла (13). В последнем случае
входящие временные каналы тракта с ВРК не получают полного
доступа ко всем исходящим временным каналам. Следовательно,
ограничение задержки прохождения сигнала в схеме будет оказывать
влияние на вероятность блокировки.
5.4.4. Разработка заказных коммутационных схем
Примеры цифровых коммутационных схем с временным разделе-
нием каналов, описанные в предыдущем разделе, показывают, что
весьма экономичные коммутационные системы могут быть реализо-
ваны на стандартных элементах памяти и логических элементах.
В этом разделе. рассматривается следующий этап проектирования,
285.
\
чтобы показать потенциальные возможности современной техноло-
гии, которые могут быть реализованы, если для выполнения функций
коммутации проектируются — специализированные заказные HC.
Поскольку стоимость цифровых систем коммутации реализуемых
на легко доступных компонентах, составляет лишь неболышой
процент стоимости обычной коммутационной схемы, возникает
вопрос, почему же заказные специализированные ИС тем не менее
представляют интерес. Ответом на ‘поставленный. вопрос могут
служить следующие их свойства:
1) менышее число компонентов и особенно менышее число.
взаимных соединений в схеме, что увеличивает надежность реали-
зации;
2) стоимость введения одного или нескольких уровней избы-
точности становится не столь существенной, так что’ появляется
возможность использования запасных модулей или даже целых схем;
3) вероятность блокировки может быть доведена до очень: малого
значения, которое даже меньше того, которое было бы достигнуто
при малых затратах на стандартные компоненты;
`
4) с течением времени все большее число функций, связанных
с сопряжением коммутационных схем с другим оборудованием, будут
реализованы на ИС, поэтому стоимость стандартизованных коммута-
ционных схем будет составлять еще больший процент от общей
стоимости коммутационной системы.
Описываемые ниже заказные схемы не обладают некоторыми из
свойств, которые желательны для применения в различных`областях.
Тем не менее становится ясно, какими наиболее важными функци-
ональными возможностями должна располагать схема, чтобы ее
можно было использовать для конкретного применения. Особенное
внимание следует обратить на то, что в данной схеме управляющая
память интегрируется с коммутационными элементами таким
образом, что управляющая информация в течение каждого времен-
нбго интервала передается внутри ИС. Если управляющая память
реализуется отдельно, то полоса частот, необходимая для управля-
ющей информации, поступающей на коммутационные элементы,
может быть столь же широкой, как и полоса частот, требующаяся
для информационных сообщений, проходящих через них. Вторая
особённость рассматриваемой разработки состоит в том, что она
предполагает использование лишь нескольких. различных типов ИС,
которые необходимы для того, чтобы реализовать все функции
схемы пространственной и временной коммутации. Фактически целая
коммутационная схема типа ВПППВ на 32000 каналов может
быть построена на заказных ИС двух типов и стандартных ИС
одного типа.
Заказной элемент пространственной коммутации (14) показан
на’ рис. 5.27. Этот прибор содержит всего лишь один входной
мультиплексор 16 X 1, управление которым организовано с разделе-
нием времени и использованием информации, поступающей с
кольцевого сдвигающего регистра. Синхронизирующие импульсы
286
Тракты
ней
tex
‘a
Синхро-
нм
128X5
[9
Запись Упр
с
Рис. 5.27. Элемент пространссвенной коммутации каналов
с разделением времени,
поступают на сдвигающий регистр с частотой следования временных
интервалов; данные же проходят через мультиплексор с битовой
скоростью. Как показано выше, длина сдвигающего регистра уста-
новлена, исходя из 128-канального цикла '. Как следует из рисунка,
каждое управляющее слово содержит пять битов: четыре бита для
выбора точки коммутации и один бит для указания того, ‘будет
ли использована выходная линия в течение определенного времен-
нбго интервала. Остальная часть схемы обеспечивает возможность
изменять или просто считывать управляющую информацию по мере
того, как она перемещается назад, в конец сдвигающего регистра.
Как уже указывалось, весь элемент требует всего 26 выводов на
корпусе.
: Соединяя впараллель входы 16 рассмотренных . элементов
пространственной коммутации, можно’ построить коммутационный
блок 16X 16 с временным разделением каналов, как показано на
рис. 5.28. Чтобы обеспечить подачу команд записи и считывания
из управляющей памяти на отдельные коммутационные элементы,
используется дополнительная логическая схема, которая содержит
два демультиплексора 1 X 16.
* Вариант ИС, в которой применялся бы более гибкий способ организации управляю-
щей памяти, использовал бы переустанавливаемый счетчик для адресования к ЗУ с
произвольной выборкой, что позволило бы менять число каналов в цикле.
287
16
||
|
Входы —
с ВРК
Ь
nk
16х11
ЭПК
16 х1
nk
!
С
и
н
х
р
о
с
и
г
н
а
л
—
-
Sl 18x1
=
С
ч
и
т
ы
в
а
н
и
е
У
п
р
а
в
л
е
н
и
е
[
5
1
]
Входы
данных
С
и
н
х
р
о
н
и
з
а
ц
и
я
@к
old
15
$|=
HE
&||&
Е|=10
> |210
Информа-
ционные
‚ денные
ocinap| Bi. 120x8 |B Пар/пос
Адрес
7
Логическая Логическая
|
схема
схема
7
рес не
Счетчик
Управляющая
128Хх7
регистре
Л
о
г
и
ч
е
с
к
а
я
с
х
е
м
а
288
Рис. 5.28. Схема простран-
ственной коммутации ка-
налов с разделением
времени 16X16:
ЭНК — элемент — пространствен-
й коммутации
Рис. 5.29. Элемент вре-
меннбой коммутации
Схема базового элемента временной коммутации, которой может
быть реализован в виде одной БИС, показана на рис. 5. 29.
Управляющая память в этой схеме организована ‘аналогично управ-
ляющей памяти элемента пространственной коммутации. Основное
различие состоит в том, что вводится внешний управляющий сигнал
для выбора либо счетчика временных интервалов, либо управля-
ющей информации. Счетчик временных интервалов используется для
последовательной выборки, а управляющая информация — для
произвольной выборки. При вводе и выводе информации на комму-
тационный элемент происходит ее преобразование соответственно
из последовательного кода в пареллельный (при вводе) и из
параллельного кода в последовательный (при выводе). Это делается
с целью минимизации числа выводов. Как уже указывалось ранее,
ЗУ коммутации временных каналов строится из расчета получения
120 информационных каналов, в то время как управляющая память
организуется на 128 управляющих слов. Таким образом, реализуется
временнбе расширение 128/120.
Коммутационные схемы типа ВПВ можно полностью реализовать,
используя лишь две только что описанные заказные ИС и неболышой
ассортимент стандартных компонентов для осуществления выбора
и распределения сигналов. В качестве конкретного примера рас-
смотрим коммутационную схему ВПВ, показанную на рис. 5. 30. Она
содержит:
1) 256 элементов временной коммутации (входное звено вре-
менной коммутации);
2) 768 элементов пространственной коммутации (трехзвенная
коммутационная схема пространственной коммутации);
{ = 128 временных р
линия с ВРК
ЗУ BKK
16X16
16х16
16X16
256
256
256
Элементы
Элементы
Элементы
Элементы
Элементы
временной — пространственной пространственной пространственной — временной
у
утащ
коммутации
коммутации коммутации
Рис. 5.30. Вариант реализации коммутационной схемы ВНЕИВ на специализированных
интегральных схемах
10 Зак. 1438
289
3) 256 элементов временной коммутации (выходное звено вре-
меннбй коммутации);
4) 170 демультиплексоров 1 X 16.
Коммутационная схема, изображенная на рис. 5. 30, обслуживает
256 трактов с ВРК по 120 каналов в каждом; общее число обслу-
живаемых каналов равно 30 720. При нагрузке на вход 0,8 Эрл эта
коммутационная схема обеспечивает вероятность блокировки 0,005
[см. уравнение (5.19)]. Реализация на. БИС содержит 1500
интегральных схем с числом взаимных соединений между ними
менее 30 000. Коммутационная схема с пространственным разделе-
нием каналов сопоставимой емкости потребовала бы нескольких
миллионов точек коммутации. Рссмотренная реализация коммутаци-
онной схемы на заказных ИС может быть размещена на одном
стативе (без учета избыточного оборудования) [15].
5.5. ЦИФРОВАЯ КОММУТАЦИЯ В АНАЛОГОВОМ ОКРУЖЕНИИ
Когда цифровые системы коммутации на оконечных станциях
вводятся в условиях аналогового окружения, то аналоговые уст-
ройства сопряжения с местными линиями остаются неизменными.
Цифровая передача по местным линиям будет развиваться посте-
пенно по мере того, как, во-первых, будет осуществляться интеграция
с коммутационной системой абонентских цифровых систем передачи
и, во-вторых, пользователи, заинтересованные в цифровых средствах
обслуживания, будут вносить плату за то, чтобы их телефонные
аппараты и линии обслуживания были соответствующим образом
модифицированы. Несмотря на то, что некоторые местные линии
будут пропускать с пребуемым качеством цифровые сигналы с более
широкой полосой частот, трудности, связанные с преобразованием,
будут в значительной степени зависеть от аналогового окружения,
а также от методов эксплуатации этого оборудования. К некоторым
из факторов, усложняющих этот процесс преобразования, относятся
использование на линиях связи пупиновских катушек, искусственных
линий, отпаек, больших сопротивлений или временных сростков
кабеля, молниеотводов. Кроме того, учет переходных помех в
цифровых: системах может привести к необходимости либо перехода
на двухкабельную систему связи с использованием отдельного кабеля
для каждого направления передачи, либо использования более новых
типов кабелей с внутренним экраном, чтобы разделить прямое
и обратное направления передачи. Для знакомства со стратегией
постепенного перехода к полностью цифровым местным линиям
связи в Великобритании читателя можно отослать к литературе (16).
5.5.1. Коммутация с нулевым затуханием
Как уже упоминалось, хорошо спроектированная цифровая система
передачи и коммутации не вызывает существенного снижения качества
передачи речевых сигналов, представленных в цифровом виде, от одно-
го оконечного устройства до другого. В частности, величина аналогово-
290
го сигнала, поступающего с выхода декодера, может быть скорректиро-
вана таким образом, чтобы она была равна величине сигнала, поступа-
ющего на вход кодера на дальнем конце. Интересно отметить, что при
использовании систем цифровой коммутации на центральной станции
класса 5 в условиях аналогового окружения передача с нулевым за-
туханием вносит некоторые серьезные проблемы.
В аналоговых коммутационных системах оконечных станций при-
меняется двухпроводная коммутация, что позволяет осуществлять
соединения двусторонних двухпроводных линий связи пользователей.
Процесс преобразования речевого сигнала в цифровую форму принци-
пиально связан с необходимостью разделения путей передачи сигнала
в прямом и обратном направлениях при установлении каждого соеди-
нения. Таким образом, цифровая оконечная станция класса 5 должна
осуществлять четырехпроводную коммутацию. Чтобы разделить два
направления передачи в условиях двухпроводного аналогового окруже-
ния, необходимо вводить диффсистемы. Как показывает рис. 5. 31,
введение диффсистем на каждом конце цифровой подсети приводит
к образованию четырехпроводных цепей и вместе с тем создает
условия для возникновения сигналов эха и самовозбуждения (тенера-
ции). (Усилители показаны вместе с кодерами; они используются для
компенсации затухания сигнала при прохождении его через диффсис-
тему.) Нестабильность возникает как результат рассогласования пол-
ных сопротивлений диффсистем, вызывающего нежелательное соеди-
нение приемной и передающей частей четырехпроводного соединитель-
ного тракта. Рассогласование полных сопротивлений возникает вслед-
ствие того, что абонентские линии различаются как по длине, так и по
диаметру проводов, используемых в этих линиях. В частности, пупини-
зированные и непупинизированные пары существенно различаются
по полным сопротивлениям. Добиться полного исключения нежела-
тельных связей путем согласования полных сопротивлений для
каждой линии можно было бы только путем исключительно больших
затрат.
в цифровой форме
Двухпроводный
абонентский шлейф
Оси
абонентский шлейф)
\ Еapes
Puc. 5.31. Ченарехпроведные тракты цифровой системы коммутации с двухпроводными
налоговыми согласующими устройствами
10*
° 291
Проблема неустойчивости усложняется из-за наличия искусствен-
ной задержки, которая возникает в цифровых системах коммутации
с ВРК. И хотя задержка при коммутации в цифровой системе составля-
ет всего несколько сотен микросекунд и, в основном, неощутима поль-
зователем, тем не менее она эквивалентна введению 50... 65 км кабеля.
Эта дополнительная задержка приводит к снижению частот возбужде-
ния, которые в противном случае могли бы лежать за пределами полосы
речевых сигналов и могли быть эффективно отфильтрованы в кодере
и декодере.
Как уже упоминалось в гл. 1, диффсистемы ироко применяются
на стыках с междугородной сетью связи, где средства передачи в
основном являются четырехпроводными. В этих случаях с нестабиль-
ностью четырехпроводной цепи борются, внося в тракты передачи
более коротких междугородных линий связи некоторое предварительно
определенное затухание (остаточное затухание). На более длинных
линиях с явлениями эха и возбуждения борются с помощью эхо-загра-
дителей. На цифровых коммутационных станциях класса 5 можно
было бы предотвратить возникновение нестабильности таким же
образом: предусматривая внесение некоторого затухания в процессе
кодирования и декодирования сигналов. Если для местных соединений
необходимое затухание сигнала является вполне приемлемым (оно
может составлять приблизительно 2... 3 дБ на каждый тракт [17]), то
дополнительное затухание, которое нужно было бы внести при установ-
лении некоторых междугородных соединений, было бы недопустимо
большим.
Из приведенного обсуждения следует, что использование регули-
руемого затухания является одним из решений проблемы устойчиво-
сти. Необходимое затухание вносится в тракт передачи речевых сигна-
лов при установлении только местных соединений, поскольку на кабе-`
лях междугородной связи оно уже внесено в соответствии с расчетом.
Второе решение проблемы устойчивости состоит в более точном
согласовании полных сопротивлений диффсистем. Хотя почти полное
исключение возможности нежелательной связи трактов передачи
весьма дорогостоящая процедура, тем не менее для обеспечения
требуемого разделения трактов передачи можно применять только две
схемы согласования: одну — для непупинизированных, другую — для
пупинизированных линий связи [18]. Второе решение имеет преиму-
щество перед первым, состоящее в том, что (при установлении
междугородных соединений) оно позволяет добиться лучшего согласо-
вания, а следовательно, более высокой устойчивости трактов. Другая
возможность обеспечения цифровой коммутации с нулевым затухани-
ем состоит в использовании эхо-заградителей [19]. Для более полного
знакомства с проблемой коммутации с нулевым затуханием и други-
ми проблемами передачи цифровых сигналов, связанными с цифро-
вой коммутацией на местных сетях, следует обратиться к литературе
117, 18].
Заметим, что полностью цифровые сети (с четырехпроводными
телефонными аппаратами) исключают проблему устойчивости, по-
скольку они не содержат двухпроводных аналоговых линий. Речевые
292
сигналы преобразуются в цифровую форму непосредственно в телефон-
ном аппарате и далее передаются по отдельному пути от приемника
речевого сигнала на передающем конце к телефонному аппарату в
пункте назначения. Таким образом, прямая четырехпроводная цепь
полностью исключает возможность возникновения эха и возбуждения
канала, обеспечивая, следовательно, для всех видов соединений переда-
чу с нулевым затуханием.
5.5.2. Borscht
В гл. 1 были описаны основные требования к устройствам сопряже-
ния абонентских линий. В этом разделе эти требования повторяются,
но уже с добавлением требований, обусловленных сопряжением с сис-
темами цифровой коммутации: кодирование и переход с двухпроводно-
го тракта на четырехпроводный (диффсистема). Полный перечень
требований к устройствам сопряжения известен под названием
BORSCHT [20]:
В (Battery feed) — электропитание;
О (Overload Protection) — защита от опасных напряжений;
R (Ringing) — посылка вызывных сигналов;
$ (Supervision) — контроль за состоянием шлейфа;
С (Coding) — кодирование;
H (Hybrid) — реализация диффсистемы;
T (Test) — испытания абонентских линий.
Как уже упоминалось в гл. 1, высокое напряжение, низкое сопро-
тивление и требование к уровню токов, необходимые для выполнения
многих из перечисленных функций, оказываются особенно трудными
при реализации устройств сопряжения на ИС. Первое поколение
цифровых коммутационных систем снизило расходы на сопряжение
(линейные комплекты) путем введения концентраторов, на которых
выполнялась аналоговая коммутация и обеспечивался доступ к общим
кодекам [21]. Разработчики интегральных схем упорно работают над
тем, чтобы уменышить стоимость устройства сопряжения с абонент-
ской линией (абонентского комплекта), которое получило название
SLIC (sibscriber line interface circuit). Более подробное описание
устройства SLIC, разработка которого велась в течение 5 лет, читатель
может найти в литературе [22]. Поскольку стоимость реализации
отмеченных функций быстро снижается, то современная тенденция
состоит в использовании индивидуальных устройств SLIC на каждую
линию [23]. Для более детального знакомства с обширным обзором
по применению микроэлектроники в телефонии читатель может обра-
титься к литературе [24].
5.5.3. Конференц-связь
В аналоговых системах конференц-связь организуется просто
путем совмещения индивидуальных сигналов с использованием моста
конференц-связи. Если говорят одновременно два человека, то их речь
293
накладывается одна Ha другую. Кроме того, активный участник перего-
воров может услышать, когда начнет говорить другой участник перего-
воров. Естественно, что такой же подход можно использовать и в
цифровых коммутационных системах, если сначала преобразовать
сигналы в аналоговую форму, сложить их, а затем вновь преобразо-
вать сигналы в цифровую форму.
ак уже было описано в гл. 3, МККТТ рекомендованы к использо-
ванию два закона преобразования, закон с ри = 255 и закон A, как
обладающие особым свойством — оба легко линеаризируются с ис-
пользованием цифровых эквивалентов. С учетом этого свойства закона
кодирования дополнительная функция может выполняться цифровым
способом: сначала все кодовые комбинации преобразуются в кодовые
комбинации с линейным форматом, последние складываются, а резуль-
таты преобразуются в компрессированные форматы. Что касается
пользователя, то для него описанная операция выглядит как обычное
аналоговое суммирование. При организации конференц-связи для No
участников совещания, должно быть выполнено No отдельных суммиро-
ваний — по одному суммированию для каждого участника совещания,
причем суммирование производится по всем сигналам, исключая его
собственный сигнал.
Другим методом организации конференц-связи, особенно подхо-
дящим в случае адаптивной ДМ речевых сигналов, является контроль
активности всех участников переговоров и коммутации цифрового
сигнала наиболее громкоговорящего абонента к другим участникам.
Следовательно, для каждого участника переговоров необходимо преду-
смотреть, по крайней мере один, декодер для измерения активности
каждого участника. Хотя этот способ функционально отличен от
способа, основанного на использовании обычной аналоговой схемы
конференц-связи, тем не менее по результатам он практически не
отличается от использования эхо-заградителей на длинных междуго-
родных линиях связи.
Вопросы, связанные с организацией конференц-связи, возникают
также, если цифровой телефонный аппарат имеет добавочный, тоже
цифровой, телефон. В этом случае также следует либо суммировать от-
дельные сигналы, либо предоставить канал тому, кто громче говорит.
Более детальное изложение вопросов организации конференц-связи
на цифровых УТС читатель может найти в литературе [25].
5.5.4. Трансмул:
р
"Грансмультиплексор предназначен для преобразования сигналов
с временным разделением, занимающих определенный уровень цифро-
вой иерархии, в сигналы с частотным разделением, занимающие опре-
деленный уровень аналоговой иерархии, и наоборот. Общий пример
преобразования приведен на рис. 5. 32, где пять сигналов DS-1, образо-
ванных каждый из сигналов 24 каналов с временным разделением,
преобразуются в сигналы вторичных групп, содержащих каждая сигна-
лы 60 каналов с частотным разделением. Трансму.
294
|of
125 мкс
Трансмульти-
гя.
A Частота, кГц
Время
Рис. 5.32. Трансмультиплекстор для преобразования пяти сигналов в две супергруппы
применяется в первую очередь на стыке между цифровыми между-
городными коммутационными системами и системами передачи по
длинным междугородным линиям связи, такими как системы TD-2,
ТН-3 и аналоговая радиосистема AR-6A.
По выполняемым функциям трансмультиплексор, показанный на
рис. 5. 32, эквивалентен непосредственному соединению цифрового
блока разделения каналов (цифровое каналообразующее оборудова-
ние) и аналогового блока объединения каналов с частотным разделе-
нием. Трансмультиплексор обходится значительно дешевле, чем реали-
зация сначала разделения, а затем вновь объединения каналов, так как
он позволяет избежать столь дорогостоящего оборудования согласова-
ния систем сигнализации, которое обеспечивается устройствами
сопряжения речевых каналов в обычном оборудовании систем пере-
дачи.
При разработке трансмультиплексоров используются два основных
метода. В первом случае просто осуществляется реализация на блоках
разделения и объединения каналов, но без дорогостоящего оборудова-
ния согласования сигнализации. Примерами таких систем являются
преобразователи LT-1 фирмы Bell System и 4691 А/В ЧРК/ИКМ фир-
мы GTE [26].
Второй и более поздний по времени подход предполагает преобра-
зование групповых сигналов систем передачи с ЧРК непосредственно
в цифровую форму и использование цифровых методов обработки
сигналов для реализации таких традиционных операций аналоговых
систем, как фильтрация, смешение и усиление. В этом случае цифровые
эквиваленты сигналов с одной боковой полосой частот обрабатываются
таким образом, что формируются сигналы TU, представленные в
цифровой форме (ИКМ сигналы). При преобразовании в обратном
направлении (ВРК в ЧРК) цифровые сигналы с временным разделени-
ем подвергаются цифровой обработке так, что в результате формиру-
ется цифровое представление группы объединенных сигналов с одной
боковой полосой частот. Затем с помощью обычных преобразователей
цифрового сигнала в аналоговый формируется групповой сигнал в ЧРК.
Примеры трансмультиплексоров последнего типа можно найти в лите-
ратуре [27, 28].
295
ЗАДАЧИ
5. 1. Сколько соединений четырехпроводных речевых каналов можно установить
при помощи двусторонней шины коммутации АИМ сигналов, если минимально допусти-
мая ширина импульса равна 250 нс?
5. 2. На каждый вход коммутационной схемы типа ВП, показанной на рис. 5. 19,
поступают сигналы DS-1, сформированные системой передачи с ВРК. Какова будет
сложность реализации схемы, если предварительно все тракты, по которым идет
передача сигналов DS-1, будут разбиты на группы по 5 трактов в каждой, а затем 5 трак-
тов каждой группы будут объединены на базе временнбго разделения так, что будет
сформировано всего 16 входящих цифровых трактов по 120 каналов в каждом? Какова
будет сложность реализации мультиплексоров? (T. е. сколько точек коммутации и битов
памяти будет использовано в мультиплексорах?)
5. 3. Пользуясь графом Ли и методом Якобеуса, определите вероятности блокировки
первой коммутационной схемы, приведенной в табл. 5.5 (К==6), если два из 16 входов
окажутся соединенными с абонентами, создающими на каждый вход нагрузку 1 Эрл.
(Возможно, эти линии могли бы быть вызываемыми по номеронабирателю портами
ЭВМ.) (Пояснение: два входа будут постоянно заняты, нагрузка остальных входов
продолжает оставаться равной 0,1 Эрл.)
5. 4. Повторите задачу 5.3, но примите, что вместо двух занятых входов будут
повреждены два выхода из модуля первого звена.
5. 5. Сколько точек коммутации требуется для построения трехзвенной пространст-
венной коммутационной схемы емкостью 1024 линий, если нагрузка на каждый вход
составляет 6 CCS ', а максимально допустимое значение вероятности блокировки (при
использовании для анализа вероятностного графа Ли) равна 0,005?
а)пл= 16,М/п=64;6)No=32,М/п==32;в)N=64,N/n=16.
5. 6. Какова вероятность блокировки (вычисленная на основе графа Ли) коммутаци-
онной схемы типа ВП, показанной на рис. 5. 19, если нагрузка на канал составляет
0,2 Эрл?
а) Примите, что каждый вход с ВРК представляет собой 24-канальную группу
межстанционных соединительных линий.
6) Примите, что к каждому входу с ВРК подключен выход каналообразующего
блока системы передачи, используемого для объединения на основе временного разделе-
ния 24 каналов; причем каждый соединен с аналоговым оборудованием сопряжения
с линией, нагрузка которой равна 0,2 Эрл.
. Спроектируйте коммутационную схему типа ПВП емкостью 128 трактов с ВРК
первичной группы иерархии MKKTT (30 речевых каналов на один вход). Вероятность
окировки должна быть меныше 0,002 при нагрузке на канал 0,2 Эрл. Сколько
потребуется блоков временной коммутации? Какова сложность реализации коммутаци-
онной схемы
5; $: Повторите задачу 5. 7 для проектирования схемы ВПВ.
9. Определите число точек коммутации М, и общее число битов памяти Ng, требу-
“ной для построения коммутационной схемы BIIB, заданной следующим образом:
сло линий — 32;
звено пространственной коммутации 1;
число каналов в цикле — 3
SPiN he расширение — 2.
5. 10. Какова вероятность блокировки коммутационной схемы задачи 5.9, если
нагрузка на канал составляет 0,9 Эрл?
5.11. Сколько битов памяти необходимо предусмотреть в схеме блока ‚временной
коммутации, если к: тракте содержится 60 каналов, а за каждый временной интервал
передается 9 битов
w
n
=
Одно гектосекундозанятие в час (1 CCS) равно 1/36 Эрл, следовательно, 6 CCS =
== 1/6 Эрл.— Прим. перев.
ГЛАВА 6
ЦИФРОВАЯ РАДИОСВЯЗЬ
В гл. 4 рассматривались различные методы преобразования цифро-
вых сигналов для передачи по проводным лниям. Вообще говоря, в этом
случае ширина полосы сигнала не является критичной, поскольку в па-
рах кабеля (не имеющих пупиновских катушек) полоса жестко не
ограничивается. Если в проводной системе требуется увеличить ско-
рость передачи цифрового сигнала, то можно увеличить скорость пере-
дачи символов в линии, а регенераторы сдвинуть ближе друг к другу,
чтобы компенсировать возросшие затухание и переходные помехи.
По этой причине в гл. 4 придавалось особое значение ра личным
формам передачи двоичных сигналов. Однако в радиосистемах обычно
устанавливают точные границы полосы передачи, чтобы организовать
четко определенные стволы, не создающие взаимных помех. Макси-
мальное использование этих стволов часто означает, что необходимо
применить способы многоуровневой передачи сигналов для того, чтобы
достигнуть высоких скоростей передачи цифрового сигнала, несмотря
на ограничение полос. И действительно, чтобы гарантировать опреде-
ленный минимум эффективности использования радиочастотного
спектра, Федеральная комиссия по связи в США установила опреде-
ленные скорости передачи цифрового сигнала, которые должны быть
обеспечены при цифровой радиосвязи в диапазоне СВЧ [1]. По сущест-
ву, эти минимальные скорости передачи устанавливают примерно то же
число каналов TY (при скорости передачи 64 кбит/с), которое достига-
ется в существующих аналоговых радиосистемах с частотной модуля-
цией.
Вспомним, что в существующих аналоговых СВЧ радиосистемах
используется частотная модуляция сигналами с частотным группооб-
разованием и одной боковой полосой. Поскольку в процессе частотной,
модуляции эффективная полоса, отводимая на каждый канал ТЧ,
увеличивается в 2 — 4 раза (см. табл. 1. 6 и 1. 7), полоса цифровых
сигналов сопоставляется с 8 ... 16 кГц на канал TU (вместо 4 кГц).
При использовании прогрессивных методов модуляции цифровые
системы могут обеспечить то же число каналов TU (скорость перёдачи
64 кбит/с), что и их аналоговые эквиваленты с ЧМ. Однако введение
аналоговой радиосистемы с одной боковой полосой типа AR-6A, линей-
ные испытания которой были недавно проведены фирмой Bell System,
означает, что в отношении эффективности использования полосы
цифровые радиосистемы не будут УГ
бными до тех пор,
пока не будут использоваться алгоритмы аналого-цифрового преобра-
зования с пониженной скоростью передачи.
В дополнение к минимальным значениям скоростей передачи,
установленным ФКС, конкуренция среди изготовителей цифровых
СВЧ радиосистем и экономичность получения максимально возможно-
го числа каналов ТЧ в радиосистемах стимулируют разработку про-
грессивных способов модуляции цифровыми сигналами, в результате
чего достигаются еще более высокие скорости передачи. В первой
297
части этой главы описаны основные способы модуляции и показана
их эффективность. В последующих разделах приведены основные
соображения по системному расчету СВЧ радиорелейных систем ма-
гистральной связи.
Плотность передачи информации. Полезным параметром, характе-
ризующим эффективность использования полосы системами с модуля-
цией цифровыми сигналами, является плотность передачи информа-
ции, определяемая как
6 = R/BW,
(6. 1)
где К — скорость передачи цифрового сигнала в битах в секунду;
BW — полоса, занимаемая цифровым сигналом, в герцах.
Единицы плотности информации иногда несколько произвольно
выражают в битах на герц. Однако, как определено в формуле (6. 1),
эти единицы должны выражаться как биты в секунду на герц.
Ширина полосы в формуле (6. 1) может быть определена множест-
вом способов. При теоретических исследованиях полосу сигнала
обычно определяют как полосу идеального фильтра, используемого
для точного ограничения спектра сигнала (т. е. как полосу по Найквис-
ту). В практических системах, где спектр никогда не может быть
строго ограничен по полосе, ширину полосы определить труднее. В ра-
диосистемах ширина полосы ствола обычно устанавливается по опре-
деленному минимальному затуханию сигнала на границах полосы.
В этом случае плотность передачи информации можно легко опреде-
лить как скорость передачи двоичных символов сигналом, удовлетво-
ряющим этим требованиям, деленную на ширину отведенной полосы.
Если конкретные требования на излучение не установлены, то поло-
са, требуемая для цифрового сигнала, должна быть определена другим,
более или менее произвольным способом. Использовать ширину по-
лосы по уровню 3 дБ обычно нельзя, поскольку энергия в спектре
сигнала может падать довольно медленно и при этом значительное
ее количество может проникнуть в соседние стволы. Более подходя-
щим, но все-таки несколько произвольным является определение гра-
ниц полосы по уровню большего затухания. Критерий, обычно более
пригодный для практических систем, определяет ширину полосы
сигнала как расстояние между стволами, необходимое для достижения
определенного максимального уровня помех в идентичных соседних
стволах [2]. И еще одно определение, обычно используемое в Европе,
соответствует ширине полосы, в которой находится 99 % мощности
сигнала.
Теоретически максимальное значение плотности передачи инфор-
мации при передаче двоичных сигналов равно 2 (бит/с) /Гц для
двухуровневого кода передачи импульсами постоянного тока или
1 (бит/с) /Гц — для модулированного сигнала с двумя боковыми. Если
для получения двух битов на тактовый интервал применяется четырех-
уровневый код передачи, то теоретическое значение плотности переда-
чи информации равно 4 (бит/с) /Гц для кода передачи импульсами по-
стоянного тока, или 2 (бит/с) /Гц— для модулированного сигнала с
двумя боковыми. Плотность передачи информации для сигнала с
298
Таблица 6.1. Плотности передачи информации, установленные ФКС для обычных
стволов СВЧ радиолиний, использующих скорость передачи 64 кбит/с на канал TY
Диапазон частот,
Ширина полосы
Требуемая скорость
Плотность передачн ин-
гГа
ствола, МГц
передачи, Мбит/с
формации, (бит/с) /Гц
2
33
6,144
1,
4
20
73,7
3,7
6
30
73,7
2,5
11
40
73.7
1,
амплитудной модуляцией можно удвоить, если использовать передачу с
одной боковой для того, чтобы фактически достигнуть той же самой
эффективности, что и для кодов передачи (передача импульсами по-
стоянного тока).
В качестве практического примера укажем, что максимальная га-
рантированная скорость передачи данных по коммутируемым телефон-
ным каналам равна 4800 бит/с (обычно при тактовой частоте передачи
символов 2400 Гц и двух битах на тактовый интервал). Поскольку ши-
рина пригодной для использования полосы составляет примерно 3 кГц,
коммутируемый канал обеспечивает плотность передачи информации
около 1,6 (бит/с) /Гц. Соответственно, максимально гарантированная
скорость передачи данных по арендованным аналоговым каналам рав-
на 9600 бит/с [плотность передачи информации около 3,2
(бит/с)
/Гц '].
В качестве отправной точки при ‘рассмотрении цифровых СВЧ
радиосистем укажем (см. табл. 6.1) минимальные значения скорос-
тей передачи и соответствующие плотности передачи информации,
которые требуются в США в обычных диапазонах частот. Конкурен-
ция и требования совместимости с иерархическими цифровыми сис-
темами привели к реализации еще больших значений эффективности
передачи.
6.1. МОДУЛЯЦИЯ ЦИФРОВЫМИ СИГНАЛАМИ
Цифровая передача по радиолиниям отличается от передачи по
проводным линиям в основном в двух отношениях. Во-первых, для
получения радиочастотного сигнала цифровой информационный сиг-
нал должен каким-то образом модулировать несущую. Во многих
случаях процесс модуляции может рассматриваться как специальная
форма амплитудной модуляции сигналом в коде БВН, когда колеба-
ние несущей модулируется по амплитуде в передатчике и восста-
навливается после демодуляции в приемнике. Такое представление
процесса модуляции имеет то преимущество, что радиочастотный
спектр может быть определен путем простого переноса спектра
сигнала кода передачи к выбранной несущей частоте.
\ Недавно для каналов TU были внедрены модемы со скоростью передачи 14,4
кбит/с. Для достижения повышенной скорости передачи в этих модемах использованы
весьма сложные способы обработки и коррекции цифрового сигнала.
299
300
С
п
е
к
т
р
ы
с
и
г
н
а
п
о
в
a
l
l
e
o
l
e
C
N
N
n
A
Ф
о
р
м
ы
с
и
г
н
а
л
о
в
в
о
в
р
а
м
е
н
и
U
T
,
e
i
t
В
А
Й
V
A
A
V
A
R
R
V
S
Д
е
м
о
д
у
л
я
ц
и
я
Р
е
г
е
н
е
р
а
ц
и
я
и
п
р
е
о
б
р
а
з
о
в
а
н
и
е
к
д
в
о
и
ч
н
о
м
у
к
о
д
у
1
0
1
1
0
|
П
р
е
о
б
р
а
з
о
в
а
н
и
е
к
к
о
д
у
п
е
р
е
д
а
ч
и
Ф
и
л
ь
т
р
п
е
р
е
д
а
ч
и
Ф
и
л
ь
т
р
п
р
и
е
м
а
W
o
Р
и
с
.
6
.
1
.
У
п
р
о
щ
е
н
н
а
я
с
т
р
у
к
т
у
р
н
а
я
с
х
е
м
а
п
о
л
н
о
г
о
р
а
д
и
о
с
т
в
о
л
а
Во-вторых, передача по радиолинии отличается OT передачи по
проводной линии необходимостью строгого ограничения полосы пере-
даваемых сигналов, чтобы предотвратить появление помех в других
стволах. Хотя проводные линии передачи автоматически и фильт-
руют до некоторой степени сигнал в линии, явные требования фильт-
рации иногда предъявляются только к приемникам, чтобы отсечь
как можно больше шумов. Поскольку в радиолиниях полоса огра-
ничивается в передатчике, а шумы фильгруются в приемнике, полную
характеристику фильтрации необходимо распределить между обеими
сторонами. На рис. 6.1 представлена структурная схема радиолинин,
где показаны также типовые сигналы в виде импульсов постоянного
тока и радиочастотные сигналы вместе-с соответствующими спект-
рами. Что касается модуляции, то на рис. 6.1 она показана как
умножение несущей на сигнал в виде импульсов постоянного тока.
При практической разработке цифровых радиосистем необходимо
рассчитывать процесс модуляции совместно с характеристиками
фильтрации. Для облегчения описания, однако, сначала рассматрива-
ются способы модуляции, затем обсуждаются требования к фильт-
рации для каждого из типов модуляции.
6.1.1. Амплитудная модуляция
Простейшей формой модуляции с точки зрения формирования
и приема является амплитудная модуляция (АМ). Понятие ампли-
тудной модуляции иллюстрирует рис. 6.2, а ее математическое опре-
деление имеет вид
х()== 1 нат,
(1) ]созо,,
(6.2)
где a — коэффициент модуляции (0<саж1), m,(t) — п-уровневый
сигнал в виде симметричных импульсов постоянного: тока БВН,
нормированных к максимальной амплитуде, равной 1, ©,‚==2л}. —
круговая несущая частота.
Амплитудная модуляция представляет собой пример одного из
специальных способов модуляции, называемых способами линейной
модуляции. При линейной модуляции подразумевается, что спектр
модулированного сигнала получается путем переноса спектра сигнала
в виде импульсов постоянного тока в полосу частот, определенную
несущей. Как показано на рис. 6.2, при АМ двухуровневым цифро-
о11[0]о1о
[0]11оо
1
о
ть {}
>|T--
+
х (#)
=[1+ат,(г)}coswt
а
+
1
COs wt
Рис. 6.2. Амплитудная модуляция Фр
д
сигналами
о11оо1[4]
оттоото
©0$ wt
Рис. 6.3. Манипуляция типа
—
вым сигналом в виде импульсов постоянного тока, по существу,
спектр импульсов постоянного тока вида (sinx)/X переносится к
несущей частоте f,.. К способам линейной модуляции относятся:
модуляция с двумя боковыми, модуляция с одной боковой и мо-
дуляция с частично подавленной боковой.
Рассмотрение выражения (6.2) или рис. 6.2 показывает, что
если используется стопроцентная модуляция (a=1), то при двоичном
нуле колебание несущей не передается. По очевидной причине эту
форму АМ часто называют манипуляцией вида «включено — выклю-
чено», или амплитудной манипуляцией. Как показано на рис. 6.3,
манипуляцию вида «включено — выключено» можно получить путем
прямого умножения колебания несущей на двухуровневый (одно-
полярный) сигнал, описанный, в гл. 4.
Сигналы с АМ демодулируются обычно с помощью прост де-
тектора огибающей. Экономическая эффективность применения этого
детектора является основной причиной того, что в аналоговом ра-
диовещании используется АМ. К сожалению, характеристики ошибок
АМ цифровыми сигналами вообще, а детектирования огибающей в
частности, уступают этим показателям для других форм модуляции и
детектирования цифровых сигналов. По этой причине АМ исполь-
зуется только тогда, когда существенной является стоимость прием-
ника. Для минимизации коэффициента ошибок при заданном от-
ношении сигнал — шум в цифровых СВЧ линиях используются дру-
гие формы модуляции и демодуляции.
При обычной АМ характеристики ошибок получаются несколько
хуже оптимальных по двум основным причинам. Во-первых, если
а<-1, то в спектре имеется отдельная (не передающая информации)
линия на несущей частоте. Хотя наличие линии в спектре и упро-
щает восстановление колеб несущей, при этом увеличивается
передаваемая мощность, но не улучшается различие информацион-
ных сигналов.
При стопроцентной модуляции (манипуляции «включено — вык-
лючено») линия в спектре не создается, но система все еще остается
неэффективной по использованию передаваемой мощности. Как ука-
зывалось в гл. 4, при двухуровневом коде передачи максимальное
использование передаваемой мощности достигается в TOM случае,
302
FH MEfe PF
Сигналв,виде
г
TOю жа
cosсо1
coswli
с
£
Puc. 6.4. Двухуровневая фазовая манипуляция
когда один сигнал является отрицательным по отношению к другому.
Таким образом, второй недостаток АМ связан с тем, что сигнал,
соответствующий 0), не является точно отрицательным по отношению
к сигналу, соответствующему 1. Для получения оптимальных харак-
теристик следовало бы модулировать колебание несущей двухуровне-
вым сигналом в виде симметричных импульсов постоянного тока.
Как показано на рис. 6.4, при такой форме модуляции образуются
два идентичных сигнала, отличающиеся только фазой (сдвигом фазы
на 180°). Отсюда эту форму модуляции называют двухуровневой
фазовой манипуляцией (2-ФМ). В классической терминологии моду-
ляции передачу сигналов методом 2-ФМ относят к классу систем
модуляции с двумя боковыми. Однако в некоторых системах моду-
ляции цифровыми сигналами, имеющих близкое отношение к 2-ФМ,
прямое умножение колебания несущей на цифровой сигнал в виде
импульсов постоянного тока называют амплитудной модуляцией.
Вследствие этого для сохранения чистоты терминологии можно рас-
сматривать 2-ФМ как специальную форму АМ. Отметим, однако, что
сигнал 2-ФМ нельзя детектировать с помощью детектора огибающей.
Вместо этого сигнал с 2-ФМ необходимо детектировать путем срав-
нения его с когерентным колебанием опорной несущей.
Когерентное детектирование заключается в сопоставлении вход-
ного сигнала с колебаниями местной несущей, синхронизированными
по фазе с теми, которые использовались в передатчике. При обычной
АМ информация в фазе не содержится. Однако при передаче сиг-
налов методом 2-ФМ вся информация содержится в фазе. Исполь-
зование когерентных опорных колебаний для сигналов с 2-ФМ поз-
воляет получить оптимальную характеристику ошибок (такую же,
как для противоположных сигналов). Чтобы допустить когерентное
детектирование в приемнике, в передатчике необходимо модулировать
колебание несущей когерентно по фазе.
Основное соотношение, определяющее сигнал с 2-ФМ, имеет вид
x(t) = тэ (1) созо,
(6.3)
303
где mot) — цифровой двоичный сигнал с импульсами БВН (тэ(1)==
+1 для единицы и mo(t)=—1 для нуля). Процесс демодуляции
описывается выражением
y(t)
= х(1) 2cosm t=ms (1) cosmt- 2coswt=mo(t) + m:(1)cos2w.t; (6.4)
составляющая с удвоенной частотой удаляется с помощью фильтра
низких частот.
Как показано на рис. 6.4 и в выражении (6.4), в процессе
когерентной демодуляции получается двухуровневый сигнал в виде
симметричных импульсов, который может быть обработан затем для
выделения цифрового сигнала. Поскольку демодулированный сигнал
в виде импульсов постоянного тока, по существу, эквивалентен коду
передачи, он должен удовлетворять требованиям по хронированию,
как было показано в гл. 4. В частности, в сигнале в виде импульсов
постоянного тока должно быть достаточное число переходов, чтобы
можно было выделить колебания тактовой частоты. Однако для
сигнала в виде импульсов постоянного тока нет необходимости в
предотвращении плавания постоянной составляющей, поскольку
уровни постоянного тока представлены и в самих колебаниях не-
сущей и удовлетворительно проходят через систему с двумя боковы-
ми полосами |
6.1.2. Частотная манипуляция
В дополнение к неэффективному использованию мощности сиг-
нала обычные сигналы с АМ имеют еще одно нежелательное свойст-
По определению сигнал с АМ имеет множество уровней. Сле-
довательно, АМ довольно чувствительна к нелинейным искажениям
сигнала типа насыщения, при которых уменьшается расстояние меж-
ду уровнями амплитуды. Насыщение в радиосистемах обычно проис-
ходит в выходном усилителе мощности передатчика. В некоторых
случаях выходные усилители работают не на полной мощности, что-
бы избежать насыщения и других нелинейностей; тогда они могут
быть приспособлены для усиления сигналов с АМ [3].
В системах с угловой модуляцией — частотной или фазовой —
используются сигналы с постоянной амплитудой, на которые насы-
щение не оказывает вредного воздействия. Следовательно, сигналы с
частотной или фазовой модуляцией могут передаваться с бблыпими
уровнями мощности, чем сигналы систем с АМ. Возможность исполь-
зования усилителя мощности в режиме насыщения является одной
`из причин, по которой частотная модуляция была первоначально
выбрана для аналоговых радиосистем. В этом разделе рассматри-
вается частотная модуляция цифровыми сигналами, называемая
! Система с одной боковой полосой не пропускает энергии ПОстОЯьнОго тока. В соот-
i
энергию постоянного тока из цифрового сигнала, так что в центр полосы может быть
введена несущая, не оказывающая влияния на сигнал.
304
обычно частотной манипуляцией (UM). В следующем разделе будет
рассматриваться фазовая модуляция цифровыми сигналами, которую
обычно называют фазовой манипуляцией (OM). В обеих системах
получается сигнал с постоянной амплитудой. Системы, использующие
колебания несущей с постоянной амплитудой, называют также
системами с постоянной огибающей.
Общее выражение для сигнала с л-уровневой ЧМ имеет вид
x(t)=cos{lo, +m, (1) Aw/2]t,
(6.5)
где , — центральная круговая частота, т,„-—-п-уровневый цифровой
сигнал в виде симметричных импульсов постоянного тока BBH;
- Де — разность круговых частот сигналов (в радианах). Типовой
двоичный ЧМ сигнал показан на рис. 6.5 вместе с простыми (но с
пониженными качественными показателями) реализациями модуля-
тора и демодулятора. Модулятор представляет собой генератор, уп-
равляемый напряжением (ГУН) и смещенный таким образом, чтобы
при отсутствии модуляции формировалось колебание с центральной
частотой. Для двухуровневого сигнала в виде симметричных импуль-
сов постоянного тока с амплитудой а девиация частоты составляет
+A0/2для1 и —До/2для0.
Демодулятор реализуется как цепь с фазовой автоподстройкой
(содержит ГУН, фазовый детектор и фильтр). Фазовый детектор
измеряет разность фаз между ЧМ сигналом и выходным сигналом
ГУН. Если значение частоты принимаемого сигнала превосходит
значение частоты выходного сигнала ГУН, то формируется положи-
тельное напряжение, в противном случае — отрицательное. После
фильтрации (для уменышения воздействия шума) сигнал © выхода
фазового детектора управляет ГУН таким образом, чтобы уменьшить
разность фаз. В идеальном случае входное напряжение, управляю-
щее ГУН демодулятора, будет идентично напряжению на входе ГУН
модулятора. В фильтре, однако, реакция демодулятора неизбежно
замедляется, чтобы минимизировать воздействие шума.
Как правило, при частотной манипуляции реализуются худшие
характеристики ошибок, чем при фазовой манипуляции, особенно
Bu
т1:0о1
011Го)о1
жавынаимаA A
piri
ФНЧ
Модулятор
со смещением
Рис. 6.5.Двоичная частотная манипуляция
fo=15/T
fy =2/T МТ соответствует скорости
передачи символов сигнала
Рис. 6.6. Минимальная манипуляция
при многоуровневой передаче сигналов в ограниченной полосе. По
этой причине ЧМ не нашла применения в цифровых СВЧ радио-
линиях, где желательны и высокое качество и высокая плотность
передачи информации. Частотная манипуляция находит наибольшее
применение в низкоскоростных асинхронных модемах низкой стои-
мости, используемых для передачи данных через аналоговую теле-
фонную сеть.
Минимальная манипуляция. Одной из особых форм частотной
манипуляции, привлекшей недавно значительное внимание, является
минимальная манипуляция (ММ) [4]. По существу, ММ представ-
ляет собой двоичную ЧМ с двумя соответствующими сигналу часто-
тами, выбранными таким образом, чтобы на одном тактовом интер-
вале между этими двумя частотами имелся фазовый сдвиг точно на
180°. Таким образом, при ММ максимальная разность фаз прояв-
ляется в конце интервала при использовании минимальной разности
между соответствующими сигналу частотами. Кроме того, при сиг-
нале с ММ поддерживается непрерывность фазы в моменты перехода
в сигнале. По этой причине сигнал с ММ принадлежит к классу
ЧМ сигналов, называемых сигналами с частотной манипуляцией
и непрерывной фазой. На рис. 6.6 дан пример сигнала с ММ.
Отметим, что разница между сигналом, отображающим 1, и сигна-
лом, отображающим 0, составляет точно половину периода.
Математическое выражение, описывающее передачу сигнала с
ММ, может быть выведено из формулы (6.5), где т, (1)==т»(1)
представляет собой двоичный сигнал в виде симметричных импульсов
‚ а До==л/Т. В результате для любого конкретного тактового
интервала:
x (1) = (© t+71/2T +) (для логической единицы);
cos (о,1—т/2Т +) (для логического нуля),
где 1/Т численно соответствует скорости передачи сигнала, a
Фо — фаза в начале тактового интервала (--л на рис. 6.6).
Основная привлекательная черта ММ состоит в ее относительно
компактном спектре. Кроме того, при подходящих средствах приема
и использовании ММ можно получить оптимальную характеристику
ошибок, выраженную через отношение энергии на бит к плотности
шума (E,/No). Приведем выражение для энергетического спектра
сигнала с ММ, определенного в формуле (6.6):
$ (0) = 32л?Т [cosz/ (л°—42°)],
(6.7)
306
twa bak wae ид ФМ
®® aoe
С
п
е
к
т
р
а
л
ь
н
а
я
п
л
о
т
н
о
с
т
ь
э
н
е
р
г
и
и
,
a
b
Г
.
b
e
s
s
e
r
’
=
|
~
~
>
~
J
~
No
^
^
~
w
S
a
y
~
Частота, Гц
Рис. 6.7. Энергетические спектры сигналов с ММ и 2-ФМ (без фильтрации)
Скорость передачи символов равна скорости передачи двоичного цифрового сигнала и соответствует |/Т;
нктиром показана доля энергии за пределами полосы
где г==э—Г. Спектр сигнала с ММ представлен на рис. 6.7,
где он сопоставлен со спектром сигнала с 2-ФМ при той же скорости
передачи цифрового сигнала. Отметим, что спектр при ММ является
олее компактным, а первый нуль в спектре находится в точке
3/4T вместо точки 1/Т, как для 2-ФМ'.
6.1.3. Фазовая манипуляция
Вторую категорию способов угловой модуляции сигналов с посто-
янной огибающей называют фазовой манипуляцией (ФМ). Факти-
чески мы уже рассматривали одну из форм ФМ, когда представляли
двухуровневую фазовую манипуляцию (2-ФМ). При 2-ФМ для пре-
образовании двоичного цифрового сигнала на каждом тактовом ин-
тервале используется одна из двух фаз, отличающихся на 180°. Воз-
можна также и многоуровневая фазовая манипуляция. Наиболее из-
вестными примерами многоуровневой фазовой манипуляции являют-
ся 4-ФМ и 8-ФМ.
Фазовая манипуляция стала наиболее популярным способом мо-
дуляции для применения при промежуточных плотностях передачи
информации и высоких требованиях к качеству передачи. Перво-
начально широкое применение фазовая манипуляция нашла из-за
наличия постоянной огибающей, нечувствительности к изменению
уровня и хорошей характеристике ошибок. Как 2-ФМ, так и 4-ФМ
\ Фактически ММ более близко соотносится с 4-ФМ и по этой причине сопоставля-
ется с этим методом в последующем разделе главы.
я
307
з|о|о|1|о|оо|1|1|
a)
6)
Рис. 6.8. Фазовая манипуляция:
а—2-ФМ; 6—4-ФМ
дают оптимальные характеристики ошибок с точки зрения отношения
сигнал-шум (Е,/ No).
Общее выражение для п-уровневой фазовой манипуляции пред-
ставлено в формуле (6.8). В этом выражении предполагается, что
модуляция стопроцентная, т. €. сдвиг фазы от одного интервала
к следующему может принимать любое значение от — 180 до --180°.
Возможны системы с фазовой манипуляцией при пониженных ин-
дексах модуляции, которые допускают переходы только к соседним
азам
m,(1) Аф
x(t)=cos [wd +———] ,
(6.8)
где АДф==2л/п — сдвиг между соседними фазами сигнала, m,(t)—n-
уровневый сигнал в виде симметричных импульсов постоянного тока
БВН, а значения уровней равны 4-1, +3, ...
Примеры сигналов с 2-ФМ и 4-ФМ показаны на рис. 6.8 для
случая, когда скорость передачи символов сигнала в системе с 4-ФМ
составляет точно половину от скорости передачи символов при 2-ФМ,
так что получаются одинаковые скорости передачи двоичных сиг-
налов. На том же рисунке показаны фазовые диаграммы косину-
соидального колебания, фазы которого соответствуют передаваемому
сигналу, как определено в формуле (6.8). Возможны и другие рас-
положения фаз. Однако показанные конкретные фазы удобны для
последующего обсуждения, связывающего модуляцию типа 4-ФМ с
другими видами модуляции цифровыми сигналами.
Квадратурное представление сигнала. Несмотря на несколько
необычно звучащее название, квадратурное представление сигнала
308
Таблица 6.2. Коэффициенты
от
квадратуры сигнала для модуляции
000,
типа 4-ФМ
Коэффициенты
oot
on
Значе- квадратуры
ния ни
Составной сигнал
cos wt
сигнала
й
сове, | зто?
101
nm
Направление
01 | 0,707|—0,707 | сов (о |-л/4)
го поворатов
00 |--0,707|—0,707 | cos (ос! -Зл/4)
100
3
10 -0,707| 0,707] cos (w.t—35/4)
57
11 0,707] 0,707] cos (w t—n/4)
по
Рис. 6.9. Фазовая диаграмма сигнала
с 8-ФМ
является очень удобным и мощным средством описания сигналов
с ФМ и множества других модулированных цифровых сигналов.
Квадратурное представление сигнала заключается в выражении си-
нусоидального колебания с произвольной фазой как линейной комби-
нации синусоидального и косинусоидального колебания с нулевыми
начальными фазами. Это представление вытекает из тригонометри-
ческого равенства
cos(w I+) == созфсово, t—singsinw,z.
° (6.9)
Отметим, что созф и Sing на тактовом интервале представляют
собой константы и, следовательно, являются коэффициентами в
выражении с05(0,1--ф) в виде линейной комбинации сигналов
cosw.! и ято,!. Поскольку cosw.f и $0,7 сдвинуты друг относительно
друга на 90°, они ортогональны на фазовой диаграмме (говорят,
что они находятся «в квадратуре»).
По существу, сова! и sine, представляют собой базовые векторы
на двумерной фазовой диаграмме. Косинусоидальный сигнал обычно
называют сигналом «в фазе» или «В-сигналом», а синусоидальный
сигнал — сигналом «в квадратуре» или «К-сигналом». В табл. 6.2
даны примеры представления сигналов с 4-ФМ, показанных на
рис. 6.8. В табл. 6.3. даны соответствующие представления для
Таблица 6.3. Коэффициенты квадратуры сигнала для модуляции типа 8-ФМ
Коэффициенты
Коэффициеиты
Значе-
квадратуры
Значе- квадратуры
-
ния ци-
JHE 3)
Составной сигнал фро ы
Составной сигнал
Фрсигнала
сигнала
cost зто,
cosw tf зто,
011 | 0,924 | —0,383 | сов (ой --л/ 8) 101
|
.
-0,924 | 0,383 | cos (о,
— 7л/8)
010 | 0,383] —0,924 | соз (ос! |-Зл/8) || 100 |—0,383| 0,924 | cos (о, — 5л/8)
000 | — 0,383 | —0,924 | cos (oct |-5л/8) || 110 | 0,383| 0,924 | cos(w, Зл/8)
001 | —0,924 | — 0,383 | сов (wt+7n/8) || 111 | 0,924 | 0,383 | сов (0; —л/®)
системы с &-ФМ, в которой используются такие фазы сигнала, как
на фазовой диаграмме на рис. 6.9. Предполагается, что на фазовой
диаграмме повороты совершаются против часовой стрелки, поэтому
синусоидальная функция отстает от косинусоидальной на 90°.
Большая часть последующего материала этой главы при изложе-
нии концепции, `анализе и описании реализации различных методов
модуляции опирается существенным образом на квадратурные пред-
ставления сигналов.
Способы реализации модулятора. Возможен ряд способов реали-
зации модуляторов ФМ. Как уже упоминалось при рассмотрении
модуляции вида 2-ФМ, работа соответствующего модулятора может
быть основана на простом инвертировании колебания несущей (ум-
ножения Ha —1) для логического нуля и отсутствия инвертиро-
вания — для логической единицы. Ниже перечислены некоторые из
основных способов, используемых для получения сигналов с много-
уровневой ФМ:
1. Синтез требуемой формы сигнала с использованием цифровой
обработки сигнала на удобных достаточно низких несущих частотах
(как в модемах для работы по каналам ТЧ).
2. Формирование множества фаз из единственной несущей и вы-
бор между фазами в зависимости от значений цифрового сигнала.
3. Использование управляемых задержек, выбираемых в соответ-
ствии,с требуемыми сдвигами фазы с помощью переключающего
устройства. Задержки часто используются и для получения отдель-
ных сигналов методом 2.
Получение ФМ сигналов как линейных комбинаций квадра-
турных сигналов.
Ни один из упомянутых способов не дает прямого воплощения
многоуровневой ФМ в соответствии с формулой (6.8). Для этого
воплощения необходимо устройство, которое формирует фазовые
сдвиги в колебании несущей, прямо пропорциональные уровням
модулирующего сигнала т, (1). За исключением случая 2-ФМ, где для
получения сдвига фаз, равного 180°, можно использовать умно-
житель, таких устройств не существует.
Noml101||
000|ot„|001|от!
spt)=тXсосо1|-/\
АЙ ЛАД
sg lt} =m, x Alp nADAAAR An д
101
;
shi
AAAAAY|
веквова не 0) ЛАДДАЛАДА!ДДА ДАЛ
ofmo°*УМУТУ
sinctс
Рис. 6.10. Получение сигналов с 8-ФМ путем суперпозиции квадратурных сигналов,
модулированных по амплитуде:
тв= cosqy Тк == sing;; 4;— фаза: на 1-м интервале
310
моду гировач ный
Cos wt
по амплитуде
~
my (t)
ифровой сигнал
Формирователь
Lisp
сигнала в виде
импульсо
постоянного тока
Фазовращатель
к (0)
на 90°
sinew Е
Сигнал КЙ
модулированный
по амплитуде
Рис. 6.11. Обобщенная структурная схема ФМ-модулятора
Получение ФМ сигналов путем прямой модуляции исходным
сигналом возможно, если использовать реализацию с квадратурными
сигналами, как указано в способе 4. Фактически необходимо создать
два многоуровневых сигнала в виде импульсов постоянного тока:
один — для сигнала в фазе (В) и один — для сигнала в квадрату-
ре (К). Эти сигналы обозначаются как my(f) и т, (1) соответствен-
но для сигналов В и К. Уровни, выбранные для этих двух сигна-
лов в виде импульсов постоянного тока, находятся в соответствии
с коэффициентами, которые необходимы для представления ФМ
сигнала как линейной комбинации сигналов В и К. На рис. 6.10
показано, как сигнал с 8-ФМ, определенный в табл. 6.3, может
быть получен путем сложения двух квадратурных сигналов, модули-
рованных по амплитуде. Структурная схема соответствующего уст-
ройства представлена на рис. 6.11. Выбор этого конкретного вида
модулятора определялся не столько рекомендациями по практиче-
ской реализации, сколько тем, что он демонстрирует основные кон-
цепции модуляции и полезен для анализа требований к спектру пе-
редаваемых методом ФМ сигналов.
Реализация демодуляторов. Вследствие наличия постоянной оги-
бающей' во всех системах с ФМ детектирование должно произво-
диться с помощью местного опорного колебания. Для систем типа
2-ФМ идеальное опорное колебание когерентно с колебанием, пред-
ставляющим одну из двух возможных фаз. Когда это опорное ко-
. лебание умножается на сигнал в фазе, образуется положительный
выходной сигнал максимальной амплитуды. Когда умножение произ-
! До этого момента при рассмотрении не учитывались эффекты, возникающие при
«фильтрации сигналов с постоянной огибающей. Если ФМ сигнал подвергнуть существен-
ной фильтрации, то он не будет иметь постоянной огибающей. Однако, поскольку
фильтрация осуществляется уже после устройств, создающих нелинейности в стволе
(например, усилителей мощности), эффекта нелинейности, наносящего наибольший
ущерб, — расширения спектра — удается избежать.
311
водится на сигнал с противоположной фазой, образуется отрица-
тельный выходной сигнал максимальной амплитуды. Таким образом,
в результате 2-ФМ получают характеристики противоположных сиг-
налов, если создано местное когерентное опорное колебание. Процесс
демодуляции для 2-ФМ представлен на рис. 6.4 [и описан выраже-
нием (6.4) }, где в результате процессов умножения (смешивания) и
фильтрации эффективно восстанавливается сигнал в виде импульсов
постоянного тока тэ(1).
Комбинацию смесителя и фильтра низких частот, показанную
на рис. 6.4, обычно называют фазовым детектором. Результат
фазового детектирования математически описывается следующим
образом:
Ув(1) = низкочастотная часть от [cos{w. t+) 2cosw lt] ==
= низкочастотная часть OT {cosg4- SPCos2w I —singsin2w t]=
где оператор «низкочастотная часть от [- } «соответствует функции
фильтра низких частот, рассчитанного на удаление членов с частотой,
равной удвоенной несущей частоте.
При детектировании сигналов, модулированных по методу 2-ФМ,
единственный фазовый детектор показывает, находится ли значение
фазы принимаемого сигнала ближе к О или к 180°. Полярность
сигнала со$ф Ha выходе фазового детектора непосредственно
отображает выделенную информацию. Однако в системах с много-
уровневой фазовой манипуляцией информация, получаемая с по-
мощью единственного фазового детектора, недостаточна по двум
причинам. Во-первых, cosy не дает информации о том, является ли
угол ф положительным или отрицательным. Во-вторых, амплитуда
сигнала на выходе фазового детектора пропорциональна как
амплитуде принимаемого сигнала, так и cosy. Следовательно, из
амплитуды сигнала на выходе фазового детектора нельзя извлечь
никакой информации, пока ее не сопоставили с амплитудой прини-
маемого сигнала.
Обе эти проблемы можно разрешить, если с помощью вторых
смесителя и фильтра измерить фазу по отношению к другому опор-
ному колебанию. Как и ожидалось, наилучшие характеристики
получаются в том случае, если второе опорное колебание ортогональ-
но по отношению к первому. Если ув(!) представляет собой сигнал
на выходе первого фазового детектора, определенный в формуле
(6.10), сигнал на выходе второго фазового детектора имеет вид
Ук (7) = низкочастотная часть OT [cos (w+) + 2sin wt] = —sing.
(6.11)
Второй фазовый детектор HE только разрешает неопределенность
между положительной и отрицательной фазой, но также устраняет
необходимость в амплитудном Эталоне. Все решения могут базиро-
ваться на полярности сигнала на выходе фазового детектора, а не
на амплитуде. В качестве первого примера рассмотрим детектиро-
вание сигналов с 4-ФМ, представленных в табл. 6.2. Отметим, что
312
первый из двух битов равен 0, если фазовый угол положителен
(л/4 или 3л/4), и равен 1 в противоположном случае. Отсюда
первый бит цифрового сигнала полностью определяется полярностью
sing, т. ©. выходным сигналом второго фазового детектора Ук(1).
Аналогично, второй бит цифрового сигнала равен 1, если фаза равна
=-л/4, и это указывает, что полярность ув(!) содержит всю инфор-
мацию, необходимую для определения второго бита. Основной
вариант реализации демодулятора (детектора) сигнала с 4-ФМ
показан на рис. 6.12. Чтобы подчеркнуть связь между схемами
модулятора и демодулятора, приведена также схема модулятора
4-ФМ. Система с 4-ФМ выбрана специально, так как она широко
применяется и дает хорошую основу для описания других способов
модуляции.
Канал В
10711
Цифровой сигнал
Источник
на входе
колебаний
1
@ ) Сигнал с 4-ФМ
Преобразователь
последовательного
сигнала в параллельный
Фазовращатель
на 90°
010
Канал К
a)
Цифровой сигнал
на выходе
0
Получение
колебаний так--——+
товой частоты
Сигнал с 4-ФМ
Преобразователь
в последовательный
КаналК
6)
Рис. 6.12. Структурные схемы модулятора и демодулятора для четырехуровневой
а — модулятор; 6 Маке (детектор)
313
Важной особенностью системы с 4-ФМ, показанной на рис. 6.12,
на которую следует обратить внимание, является то, что, по су-
ществу, имеются два раздельных цифровых потока. В модуляторе
разделяется входящий цифровой поток, так что биты поочередно
поступают то на модулятор в фазе (В), то на модулятор в квадра-
туре (К). Те же самые биты появляются на выходах соответствую-
щих фазовых детекторов, где они поочередно вводятся в последо-
вательный цифровой поток. Таким образом, по существу, создаются
два независимых двоичных ФМ-канала, использующих ортогональ-
ные колебания несущих со$0,Ё и Siwtl. Эти каналы обычно называют
каналами В и К соответственно. Способ создания двух каналов
в пределах имеющейся полосы называют иногда «квадратурным
группообразованием».
До тех пор, пока колебания несущих в модуляторе и опорные
колебания в демодуляторе являются по-настоящему ортогональными
(в приемнике когерентность поддерживается по обоим каналам),
каналы В и К не мешают друг другу. Любое отклонение от ортого-
нальности приводит к появлению переходных помех между двумя
квадратурными каналами. Переходные помехи возникают также, если
в тракте передачи имеются неоткорректированные фазовые искаже-
ния.
С первого взгляда может показаться, что квадратурное группо-
образование увеличивает пропускную способность заданной полосы
вдвое. Однако следует отметить, что двоичный ФМ сигнал в каждом
из квадратурных каналов представляет собой сигнал с двумя боко-
выми. Следовательно, полоса канала без квадратурного группообра-
зования используется только на 50% по сравнению с системой
с одной боковой. Когда используются квадратурные каналы, работа
с одной боковой становится невозможной, так как процесс разделе-
ния полос разрушает ортогональность двух сигналов. По существу,
квадратурное — группобразование только компенсирует — потерю
пропускной способности, вызванную передачей спектра с двумя
боковыми. И действительно, некоторые из модуляторов с одной
боковой [5] обладают заметным сходством с модулятором квадра-
турной ФМ, показанным на рис. 6.12.
Демодуляция и детектирование в системах с ФМ и большим
числом уровней осложняется TEM, что использование только двух
опорных колебаний не дает простых средств для определения всех
битов цифрового сигнала. Имеются два основных метода, с помощью
которых могут быть приняты простые решения для определения
всех цифровых сигналов. Один из методов состоит во введении
болышего числа опорных колебаний в приемнике и измерении фазы
принимаемого сигнала по отношению к добавочным опорным
колебаниям. Второй метод состоит в использовании только двух
опорных колебаний и связанных с ними фазовых детекторов и
зульта всех дополнительных измерений как линей-
ных‚с комбинаций первых двух выходных сигналов.
В качестве примера первого метода рассмотрим систему с 8-ФМ
(см. табл. 6.3 и рис. 6.9). Для этой системы можно достичь опти-
314
Рис. 6.13. Опорные колебания для детек-
тирования сигнала с 8-ФМ
000
мального детектирования, если
сигналы на выходах двух доба-
—>В
вочных фазовых детекторов полу-
чать по отношению к опорным 101
m
колебаниям с: фазами +1/4 и
—п/4. Эти два новых опорных
колебания обозначаются А и Б,
как показано на рис. 6.13.
\
Сигналы на выходах четырех
к
фазовых детекторов, соответствую-
щих четырем опорным колебаниям, определяются следующим
образом:
’
ук = низкочастотная часть от [cos (w t+) 25 0,1] = —sing;
ув = низкочастотная часть [cos (0 f+) 2sin (0f+n/4)] =
= 0,707 cosy — 0,7078тф;
ув = низкочастотная часть от [cos (0 f+) 2со50,1} = cosy;
ул = низкочастотная часть от [cos (w t+) 2cos (0 t+n/4)] =
= 0,707со5ф--0,7075тф.
(6.12)
Для определения подходящей логики решения была произведена
оценка этих выражений для каждой из восьми возможных фаз
сигнала. Результаты приведены в табл. 6.4. Изучение табл. 6.4
показывает, что первый бит цифрового сигнала равен 1, когда yg
положительно. Аналогично второй бит цифровогс сигнала равен 1,
когда уд положительно. Третий бит цифрового сигнала равен 1,
когда и уд и уд и У; положительны или когда все они отрицатель-
ны. Следовательно, третий бит цифрового сигнала определяется
как логическая комбинация сигналов на выходах фазовых детек-
торов.
Таблица 6.4. Сигналы на выходах фазовых детекторов при восьмиуровневой ФМ
Значеные LgeOBOYOl Значение фазы
Ук
УБ
Ув
Уд
011
л/8
— 0,383
0,383
0,924
0,924
010
Зл/8
— 0,924 —0,383
0,383
0,924
000
5п/8
— 0,924 — 0,924 — 0,383
0,383
001
77/8
—0,383 —0,924 —0,924 —0,383
101
—7п/8
0,383 — 0,383 — (0,924 — 0,924
100
—5л/8
0,924
0,383
—0,383
—0,924
110
—Зл/8
0,924
0,924
0,383 — 0,383
111
—n/8
0,383
0,924
0,924
0,383
315
В итоге
р\= К; D;=B; Ds;= АБВ-АВБ,
(6.13)
где D;—i-it бит цифрового сигнала, а К, В, А и Bb — логические
переменные, соответствующие положительным выходным сигналам
Ук, Ув, Уд И УБ соответственно.
Другой метод детектирования сигналов с 8-OM, при котором
не требуется двух дополнительных опорных колебаний и фазовых
детекторов, вытекает из формул (6.12). Результаты дополнитель-
ных измерений могут быть определены как
уд = 0,707y5—0,707yx; ув == 0,707y5+0,707yx. (6.14)
Следовательно, результаты измерений Уд и у; могут быть
получены как линейные комбинации результатов измерений фазы
в квадратурных каналах Ур и YK, а допольнительных фазовых
детекторов не требуется. Структура построенного на основании
этого правила демодулятора (детектора) сигнала с &-ФМ приведена
на рис. 6.14. Отметим, что при выполнении линейных комбинаций
в формуле (6.14) можно пренебречь множителями 0,707, поскольку
используется только знак результата.
Линейные комбинации в формуле (6.14), по существу, означают
поворот базовых векторов квадратурного канала на угол л/4 рад.
При изменении угла поворота легко определяются линейные комби-
нации, необходимые для измерений других фаз. Отсюда все демоду-
ляторы, основанные на фазовых детекторах, могут быть выполнены
с двумя фазовыми детекторами и необходимым числом линейных
комбинаций. Обобщенное выражение для линейных комбинаций,
получаемых при изменении угла поворота на @ радиан, имеет вид
Уд = YKCOSO—Ypgsing; yp = укытаи |-удсова.
(6.15)
Когерентные
колебания
=
триггер
Рис. 6.14. Демодулятор (детектор) восьмиуровневой ФМ. Используются только два
опорных колебания
316
Восстановление опорных колебаний и колебаний тактовой «а
стоты. Все демодуляторы, рассмотренные в предыдущих параграфах
требуют для своей работы местного когерентного опорного колебамия
несущей. Кроме того, системы с многократной фазовой манипу ля
цией требуют по меньшей мере еще одного опорного колебания
в квадратуре к первому. Восстановление любого опорного колебания
осложняется из-за того, что система с фазовой манипуляцией
представляет собой систему с двумя боковыми и подавленной нбсу-
щей. Другими словами, на частоте несущей в спектре отсутствует
дискретная линия, которая бывает при некоторых других тИпах
модуляции. Федеральная комиссия по связи в США специально
постановила, чтобы в спектре передаваемого сигнала не допускалось
появление линейчатых составляющих. Отсутствие в спектре линейца-
той составляющей на частоте несущей преодолевается испольЗбва-
нием одного из нескольких способов нелинейной обработки 161.
После получения одного когерентного опорного колебания из Него
путем задержки или дифференцирования формируется квадратурное
опорное колебание.
Восстановление колебаний тактовой частоты осуществляется
несколькими способами. После того, как восстановлено колебание
несущей и осуществлена демодуляция, можно получить колебания
с тактовой частотой путем отслеживания переходов в сигнале в Виле
импульсов постоянного тока. Восстановление колебаний тактовой
частоты из сигнала в виде импульсов постоянного тока происходит
так, как будто бы сигнал никогда не подвергался модуляции
и демодуляции. В отличие от этого иногда можно выделить колёба-
ния тактовой частоты непосредственно из модулированного сигГНыла.
Если сигнал с ФМ пропустить через фильтр с существенно суженной
полосой, то огибающая перестает быть постоянной и будет факти-
чески отражать амплитудную модуляцию частотой ‘повторения
символов сигнала. Следовательно, колебания тактовой частоты
можно восстановить независимо от демодуляции сигнала путем
детектирования огибающей ФМ сигнала, пропущенного через Фильтр
с существенно суженной полосой [7].
При любом из методов для поддержания тактовой синхронизации
требуется определенная минимальная плотность хронирующих пере-
ходов.
Относительный прием. В качестве альтернативы восстановлёецию
когерентных опорных колебаний в некоторых системах просто
производится сравнение фазы в настоящем и предшествующем
интервалах. Сигнал, принятый в предыдущем интервале, задержи-
вается на один интервал и используется как опорное колебание
для демодуляции сигнала в следующем интервале. Предполагая, что
информация о значении цифрового сигнала заключена в ClByre,
а не в абсолютном значении фазы, можно правильно принять цифро-
вой сигнал. Следовательно, метод демодуляции, называемый оъно-
сительным приемом, требует относительной модуляции на передаце.
Системы с ФМ вообще требуют относительной модуляции
поскольку в приемнике нет средств для определения того, Является
317
ли восстановленное опорное колебание синусоидальным или косину-
соидальным. Кроме того, полярность восстановленного опорного
колебания допускает двусмысленное толкование. Таким образом,
из-за относительного преобразования на передаче вероятность
ошибки в системах с ФМ автоматически удваивается. Относительный
прием, с другой стороны, означает еще большее ухудшение характе-
ристик, поскольку в процессе демодуляции используется опорное
колебание, содержащее шум. Обычно при относительном приеме
вносится ухудшение в отношении сигнал-шум Ha |... 2 дБ .
Спектр сигнала с ФМ. Наиболее легким способом определения
спектра сигнала с ФМ является анализ сигналов в виде импульсов
постоянного тока, подаваемых на входы квадратурных каналов.
Вследствие ортогональности сигналы в этих двух каналах являются
некоррелированными, а составной спектр представляет собой просто
сумму индивидуальных (идентичных) спектров.
ак в системе с 2-ФМ, так и в системе с 4-ФМ входной сигнал
представляет собой двухуровневый сигнал в виде симметричных
импульсов постоянного тока БВН. Соответствующий спектр является
обычным спектром вида (Sinx) /х, показанным на рис. 4.2. В системах
с болышим числом уровней (восемь или больше) используются
многоуровневые сигналы в виде симметричных импульсов постоян-
ного тока БВН, аналогичные тем, которые показаны на рис. 4.16.
Только сигнал в виде импульсов постоянного тока для многоуровне-
вых систем с ФМ несколько отличен от этих сигналов, поскольку
для его передачи используются неравномерно расставленные уровни,
как определено в табл. 6.3.
Как упоминалось в гл. 4, спектр многоуровневого сигнала в виде
импульсов БВН имеет такую же форму, как и спектр двухуровневого
сигнала. Следовательно, во всех обычных системах с ФМ создается
спектр, который повторяет характеристику вида (sinx)/x, определен- `
+10
С
п
е
к
т
р
а
л
ь
н
а
я
п
л
о
т
н
о
с
т
ь
э
н
е
р
г
и
и
,
д
Б
\
5
1d Py \,|
T
4/37 3/2T 5/3T
2T
—30
ale
tr=f} 1/37 v2r 2/3T
Рис. 6.15. Спектры сигналов с ФМ (без фильтрации), рассчитанные на передачу
цифровых сигналов с одной и той же скоростью
318
ную в формуле (4.1), но перенесенную к частоте несущей '. Ha рис.
6.15 представлены спектры сигналов с ФМ для систем с двумя,
четырьмя и восемью фазами, рассчитанных на передачу цифровых
сигналов с одной и той же скоростью. Из рисунка видно, что
„системы с повышенным числом уровней оперируют сигналом с
пониженной скоростью передачи символов и имеют пропорционально
суженный спек
Характеристика ошибок для систем с ФМ. Характеристика
ошибок для любой системы с модуляцией цифровыми сигналами
существенно зависит от расстояния между точками на диаграмме
пространства сигналов. Например, в системе с 2-ФМ, как представ-
лено на фазовой диаграмме на рис. 6.8, можно реализовать оптималь-
ную характеристику ошибок, поскольку для данного уровня мощно-
сти обе точки сигнала отстоят друг от друга на максимальное рас-
стояние (диаметр круга). Другими словами, один из сигналов систе-
мы с 2-ФМ является точно противоположным по отношению к
другому. Следовательно, при модуляции типа 2-ФМ характеристика
‚ ошибок соответствует характеристике противоположного сигнала, как
‚ определено в гл. 4.
Характеристики ошибок многофазных систем с ФМ можно легко
сопоставить с характеристикой системы с 2-ФМ, определяя относи-
тельное уменышение расстояния ошибок (напряжения на выходе
--фазового детектора с соответствующим опорным колебанием).
‚В дополнение к расстоянию ошибок следует, однако, рассмотреть
также и относительные значения ширины шумовых полос. (Вспом-
° HMM, что ширина шумовой полосы фактически определяет среднее
квадратическое значение отсчетов шума).
Общее выражение для расстояния между соседними точками
на фазовой диаграмме многоуровневой системы с ФМ имеет вид
d= 2sin (п/МNo),
(6.16)
roe No — число фаз.
Общее выражение для вероятности ошибок на бит в системе
с ФМ и N фазами выведено в приложении В и записывается сле-
-дующим образом:
Ре == (1/logyN )ег? (2),
(6.17)
‚кде
;
'
`
vw. BK
teЕ,72
z= (sinZ) dog.N) (£2) *.
N g:IV) No
* Из выражения (6.17) вытекает, что в терминах Ep/Ng сигнал
с 4-ФМ дает такую же характеристику ошибок, как и сигнал
:с 2-ФМ. Таким образом, как и упоминалось ранее, обе системы
Хх
‘ Для получения спектра вида (sii) /х уровни в сигнале в виде импульсов постоян-
\ого тока должны быть некоррелированы друг с другом. Если на фазовые переходы от
'ЮдНого интервала к следующему наложены какие-либо ограничения, то уровни в сигнале
в виде импульсов постояниого тока становятся коррелированными и получается спектр,
Фтличиый OT указанного выше.
319
обеспечивают получение оптимальных характеристик, но при 4-ФМ
используется половина ширины полосы. Расстояние ошибок в систе-
ме с 4-ФМ на 3 дБ меньше расстояния ошибок в системах с 2-ФМ.
Однако уменьшенное расстояние ошибок компенсируется уменыше-
нием вдвое шумовой полосы (указывающей на уменьшение на 3 дБ
мощности шума на детекторе). Для того чтобы в системе с 4-ФМ
И
|
/
J
A NEERN
~
10°
Г
Е
Т
Т
О
32-ФМ
И
10°
T
T
T
T
T
T
I
В
е
р
о
я
т
н
о
с
т
ь
о
ш
и
б
к
и
107%
\
Г
О
Т
О
=
[
<
]
Ц
©
Т
О
С
Т
т
Т
L
—
10°
Т
Е
Н
И
|
2-, 4-ФМ
в-ФМ
107%7Г910111213141516171819
Отношение энергии Ha бит к плотности шума ЕNe ‚ АБ
Рис. 6.16. Вероятность ошибки для систем с модуляцией типа ФМ
320
получить на детекторе ту же самую мощность шума, следовало бы
иметь на 3 дБ большую спектральную плотность шума. Отсюда
при сравнении систем с модуляцией цифровыми сигналами обычные
отношения мощности сигнала к мощности шума (ОСШ) могут
оказаться дезориентирующими. Однако, как упоминалось в гл 4,
получение характеристик ошибок в зависимости от OCH желательно,
когда определяется воздействие помех или когда вероятности ошибок
имеют не очень большие значения. На рис. 6.16 изображены
характеристики ошибок для сигналов с 2-ФМ, 4-ФМ, 8-ФМ, 16-ФМ,
2-ФМ в зависимости от Е,„/Мо. В приложении В даны соотношения,
необходимые для получения вероятностей ошибок в зависимости
от OCLL
6.1.4. Квадратурная амплитудная модуляция
Как описывалось ранее, использование квадратурных сигналов
является удобным средством для представления фазовой манипуля-
ции с четырьмя или болыним числом фаз. В случае 4-ФМ вследствие
независимости сигналов в виде импульсов постоянного тока в каждом
из квадратурных каналов квадратурные сигналы соответствуют двум
отдельным каналам. В системах с ФМ с большим числом уровней
уровень сигнала в виде импульсов постоянного тока для канала В
не является независимым от уровня сигнала для канала К (см.
табл. 6.3 или рис. 6.10). Однако после того, как сигналы в виде
импульсов постоянного тока уже сформированы, процессы модуля-
ции и демодуляции квадратурных каналов становятся независимыми
для всех ФМ-систем.
Квадратурную амплитудную модуляцию (КАМ) можно рассмат-
ривать как развитие многоуровневой ФМ, где два сигнала в виде
импульсов постоянного тока получаются независимо друг от друга.
В результате этого создаются два совершенно независимых (квадра-
турных) канала с учетом процессов преобразования импульсов
постоянного тока и детектирования. В специальном случае, когда
число уровней в каждом канале равно
двум (==), эта система идентична
системе с 4-ФМ и обычно так и
®®-
®
называется. Системы с КАМ и повы-
шенным числом уровней, однако,
существенно отличаются от систем
®
с ФМ и повышенным числом уровней.
|111B
На рис. 6.17 представлено простран-
ство сигналов системы с 16-КАМ,
ы*Г
полученное при четырех уровнях в
каждом из квадратурных каналов.
Точки — соответствуют — составному
сигналу, а штрихи на осях представ-
М
ляют уровни амплитуды в каждом
к
из квадратурных каналов. На рис. 6.18
Рис. 6.17. Пространство: сисналов
показаны структурные схемы моду-
при модуляции типа 16-КАМ
IT Зак. 1438
321
r
i
d
i
n
A
п
о
р
в
Источник когерентных
опорных копебаний
Модулятор
Демодулятор
Рис. 6.18. Модулятор-демодулятор КАМ
лятора и демодулятора КАМ вместе с изображениями сигналов для
случая 16-KAM.
Отметим, что, в отличие от сигнала с ФМ, сигнал с КАМ,
показанный на рис. 6.19, не имеет постоянной огибающей. При моду-
ляции типа ФМ постоянная огибающая поддерживается за счет
введения ограничений на комбинации уровней в квадратурных кана-
лах. В системе с КАМ комбинации не ограничиваются, поскольку
уровни в каждом канале выбираются независимо. В результате
этого системы с КАМ в общем случае нельзя использовать с
устройствами, которые могут входить в насыщение.
Спектр сигнала системы с КАМ определяется спектрами сигна-
лов в виде импульсов постоянного тока, поступающих в квадратур-
ий
NVA
16-KAM
16-ФМ
Рис. 6.19. Сопоставление семейств сигналов с 16-КАМ и 16-ФМ
322
ные каналы. Поскольку эти сигналы имеют.ту же структуру, что и
сигналы в виде импульсов постоянного тока в системах с ФМ,
спектр сигналов с КАМ индентичен спектру сигналов с ФМ при
равном числе точек сигнала на диаграмме. В частности, форма спект-
ра сигнала с 64-КАМ идентична форме спектра сигнала с 64-ФМ.
Несмотря на то, что формы спектров и одинаковы, характерис-
тики ошибок для этих двух систем совершенно различны. При боль-
шом числе точек сигнала системы с КАМ всегда имеют лучшие ха-
рактеристики, чём системы с ФМ. Основная причина этого состоит
в том, что расстояние между точками сигнала в системе с ФМ мень-
ше расстояния между точками в сравнимой системе с КАМ. На рис.
6.19 сопоставлено семейство точек сигнала в системе с 16-КАМ
с семейством точек сигнала в системе с 16-ФМ при той же самой
пиковой мощности.
Общее выражение для расстояния между соседними точками сиг-
нала в системе с КАМ с пиковой амплитудой, равной единице, и L
уровнями по каждой из осей имеет вид
d=+2/(L—1).
(6.18)
Из формул (6.16) и (6.18) следует, что n-ypoBHeBasi система
с КАМ имеет преимущество перед п-уровневой системой с ФМ при
одном и том же уровне пиковой мощности. А при сопоставлении
уровней средней мощности система с КАМ демонстрирует еще боль-
шее преимущество. Следующая формула, полученная в приложении
В, дает общее выражение для отношения пиковой мощности к сред-
ней в системе с КАМ:
Пиковая мощность — L(L—1)?
,
(6.19)
Средняя мощность
1/2
2 3 (21-1)?
i=1
где общее число точек в системе с КАМ равно L 2.
Пример 6.1. Определим относительную характеристику ошибок систем с 16-ФМ
и 16-КАМ при одной и той же пиковой мощности, а также при одинаковых средних
мощностях.
ешение. Поскольку эти две системы имеют одинаковое число точек сигнала на
диаграмме, они передают сигнал с одной и той же скоростью и требуют одной и той
же полосы для этой скорости передачи цифрового сигнала. В соответствии с этим OT-
носительная характеристика ошибок полностью определяется относительными рас-
стояниями между точками сигнала. (При исп
коростей надо
учитывать влияние различных полос шума в р “Us re (6.16) и
(6.18) следует, что при даиной пиковой мощности система с 16-КАМ дает выигрыш
по сравнению с системой с 16-ФМ, равный 1,64 дБ. Из формулы (6.19) также следует,
что в системе с 16-КАМ отношение пиковой мощности к средней равно 2,55 дБ. Пос-
кольку в системах с ФМ отношение пиковой мощности к средней равно единице,
преимущество системы с 16-КАМ перед системой с 16-ФМ для равных средних мощ-
ностей составляет 4,19 дБ.
Теоретическая формула для вероятности ошибок при модуляции
типа КАМ, полученная в приложении В, идентична формуле для
и*
323
7
/
/
/
10-2
Ne
[
В
О
О
Н
О
|
7
1073%=
и
\
\ 64-КАМ
в
а
10°"
У
Н
Р
=
o
В
е
р
о
я
т
н
о
с
т
ь
о
ш
и
б
к
и
F
T
T
T
T
|
_
—
э
т
а
[
P
e
107%
P
T
T
—
10°
F
E
T
T
4-KAM
16-KAM
32-KAM
\_
8910111213141516171819
Отношение средней энергии на бит к плотности шума Е/ Хо, дБ
Рис. 6.20. Вероятность ошибки для систем с КАМ
вероятности ошибок при многоуровневой передаче импульсами посто-
янного тока при том же числе уровней. Эта формула использована
для получения кривых вероятности ошибки для модуляции типов
4-КАМ, 16-KAM, 32-КАМ и 64-КАМ (рис. 6.20). В табл. 6.5 проведе-
но сопоставление наиболее распространенных методов модуляции
цифровыми сигналами, используемых в магистральных СВЧ радио-
системах.
324
Таблица 6.5. Сравнение различных методов модуляции цифровыми сигналами при
одинаковых скоростях передачи цифрового сигнала
Отношение сигнал
Ютиошение сигнал
шум,
Плотность коодхрициенте Отноше-
Плотность козффриниент:
ИК
ние системы Bop ge
ости к | системы нор,
ос
ности к
(бит/с/Гц) Ey / No ОСШ в
|
средней,
(бит/с/Гц) Е, / No Ш В средней
в стволе точке ре- Б *
в стволе точке Ре I
шеиия
2-ФМ 1 10,6 | 13,6 | 00 |16-KAM| 4 14,5 | 20,5 | 2,55
4-ФМ,
2
10,6| 13;6 0,0 |16-КЧО| 4** 16,5 |24,5 |4,55
4-KAM
16-ФМ 4
18,3 24,3 0,0
KYO #** 2 ** 12,6 17,6 2,0 32-KAM 5
17,4 24,4 2,3
8-ФМ
3
14,0 18,8 0,0 | 64-КАМ 6
18,8 26,6 3,68
гнале. Изм:
ношение anne значения мощиости установившегося сигнала к кредией мощности при
случаи цифро:
однвко, полоса, требуема
KYO-
‚лоса сигна,
ая 8 системах с
имерено в стволе при
и приеме поу закону'каодратного корня
*В
откликКоО!
5 on примерно на 17% (2).
перев
Прим
ьтрации иа передаче
ла для системы с частичным откликом не уже теоретической
(по Mo полосыen системы с полным
Из
частичным откликом
квадратуриая передача сигнала с частичным откликом.—
Манипуляция со сдвигом. Вследствие взаимозависимости сигна-
лов в виде импульсов постоянного тока в многоуровневых системах
с ФМ переходы сигналов в квадратурных каналах обязательно совпа-
дают. Однако, поскольку в системах с КАМ модуляция в квадратур-
ных каналах осуществляется независимо, в этих системах не обяза-
тельно подравнивать тактовые интервалы в обоих каналах. Если
тактовые интервалы перекрываются на 50% (рис. 6.21), то этот тип
работы называют манипуляцией со сдвигом. Манипуляция со сдвигом
обычно используется в системах типа 4-КАМ (чаще называемых
системами типа 4-ФМ или системами с квадратурной ФМ). Основное
преимущество манипуляции со сдвигом состоит в ВОЗМОЖНОСТИ СсИНх-
o|1|то]о по|
Vi
~N 5,(0)=0,(0)х ДТ | ЛАМАДА
ны vo ННеее
й "ies ars JUL ДД. MAAR AS
sinc
УМ ИТ
Рис. 6.21. Передача сигналов с 4-ФМ при манипуляции со сдвигом
ронизации цепи восстановления опорного колебания от принятой
несущей при отнощениях сигнал-шум, пониженных по сравнению с
их значением B- обычных (с выравненными тактовыми интервалами)
системах с КАМ или квадратурной ФМ [8, 9].
Представление минимальной манипуляции в виде КАМ. В пред-
шествовавшем рассмотрении систем с КАМ предполагалось исполь-
зование сигналов в виде импульсов постоянного тока БВН. Более
общее представление квадратурной амплитудной модуляции для по-
лучения сигнала в виде импульсов постоянного тока допускает ис-
пользование импульсов произвольной формы. Одной из особенно ин-
тересных форм импульса является импульс в видё полусинусоиды
A(t)=cos(nt/T), T/2<t<T/2,
(6.20)
где T — длительность тактового интервала.
Если в обоих каналах системы с КАМ и манипуляцией со сдви-
гом используются импульсы в виде полусинусоиды длительностью
T, сигналы в квадратурных каналах р(1) и q(t) могут быть выражены
следующим образом:
p(t) = азсо5 (=) соб0, , Тест;
2T
2
2
wt
(6.21)
где ав и ак — значения цифрового сигнала (=4=1) для каналов В
и К соответственно, cosmt /2Т отражает форму в канале В, а
sinnt/2T — форму в канале К. (Функция синуса используется
для того, чтобы учесть манипуляцию со сдвигом.) Сложив два квад-
ратурных сигнала и применив некоторые тригонометрические тож-
дества, получим:
=
и ав соб (0-7 /2Т), ав == ax;
ж(#) == pli) Hol} == i Edo (ot—nt/2T), rl к (6.22)
Формула (6.22), по существу, идентична формуле (6.6), опре-
деляющей минимальную манипуляцию. Следовательно, за исключе-
нием преобразования логических уровней цифрового сигнала, КАМ
со сдвигом и синусоидальной формой импульсов идентична ММ
[4, 10]. Это соотношение представлено, кроме того, на рис. 6.22,
где показано, как сигнал с ММ получается при модуляции с квадра-
турными каналами, манипуляции со сдвигом и синусоидальной форме
импульсов.
Эти результаты показывают, что ММ находится в весьма близ-
кой связи с 4-ФМ при манипуляции со сдвигом. Единственное отли-
чие состоит в использовании для ММ импульсов постоянного тока
в форме полусинусоиды, а для 4-ФМ — импульсов прямоугольной
формы. Вследствие этой близкой связи интересно сопоставить
326
Сигнал в виде импульсов | ©
ит
постоянного тока
в канале В: Dy (Е)
sg (1)=D, (6)- cos ot _{A A dir
Яfv A vvAy
Сигнал в виде импульсов
о-
тока AY 2
в канале К: Dy (0
=
0110
я) 20, (5)si
NY]
x Dy (0 sin wt folieMATA Af ivfff \
ДАЛДДДАДДААЛДААЛАДДАЛАЛАЛ
PETE FT TUR VERT
fifyббFuАбfyfofofofyFiFiFyFy
=2nf F=3T fo=275T fi=325/T
~
~
s(t) =Sg (0) +S (t
Рис. 6.22. Передача методом ММ сигналов, получаемых посредством КАМ при
манипуляции со сдвигом и синусоидальной форме импульсов
<
Ц
=
[
=
]
|
w
=
]
С
п
е
к
т
р
а
л
ь
н
а
я
п
л
о
т
н
о
с
т
ь
э
н
е
р
г
и
и
,
д
Б
|
м
[
=
]
"ur
2/7
З/Г
Частота, Гц
Рис. 6.23. Энергетические спектры сигналов C MM и 4-ФМ:
Скорость передачи символов на
канал
1/Т; скорость Tepe св обеих
системах соответствует 2/Т. Пунктиром показана доля энергии за пределами пол:
спектры двух систем (рис. 6.23). Как показано на рисунке, спектр
сигнала с ММ имеет первый нуль на частоте, на 50% большей, чем
частота, где расположен первый нуль сигнала с 4-ФМ. За исключе-
нием этого спектр сигнала с ММ является более компактным, чем
спектр сигнала с 4-ФМ, и его составляющие существенно меньше на
частотах за пределами основного лепестка спектра. По этой причи-
не ММ представляет собой привлекательный способ модуляции там,
где желательна постоянная огибающая и небольшая степень (или
327
полное отсутствие) фильтрации. Одно из таких применений
—Ha
цифровых линиях спутниковой связи при частотном разделении в
стволе [11]. При необходимости использования фильтров на переда-
че, ММ не имеет особых преимуществ перед 4-ФМ и обычно требует
более сложного модулятора.
6.1.5. Квадратурная амплитудная модуляция с частичным откликом
Квадратурная передача с частичным откликом (KYO) является
способом модуляции, который начинает все шире применяться.
При обычной реализации [12] модулятор КЧО представляет
собой не что иное, как модулятор КАМ, вслед за которым включа-
‚ется узкополосный фильтр, который существенно сужает полосы
квадратурных сигналов и создает в каждом канале межсимвольную
интерференцию управляемой величины. В наиболее обычном вариан-
те КЧО в каждом канале содер-
жатся два уровня перед филь-
трацией и три уровня после нее
®
®
°
°
(см. гл. 4).
Эта система, по существу,
представляет — собой — систему
типа 4-ФМ с фильтрацией типа
частичного отклика для увели-
чения плотности передачи ин-
формации. Как показано на
Рис. 6.24. Пространство сигналов при mo- PHC 6.24, в результате такой
дуляции типа КЧО
фильтрации получаются девять
точек сигнала из исходных четы-
рех. Аналогично система с
частичным откликом типа 16-КАМ с четырьмя уровнями перед филь-
трацией в каждом канале имеет семь уровней после фильтрации, а
всего 49 точек сигнала.
Хотя модуляторы в системе с КЧО могут быть обычными модуля-
торами КАМ, демодуляторы (детекторы) должны быть изменены для
учета дополнительных уровней в сигнале. После демодуляции сиг-
нала процессы распознавания в каждом из каналов становятся неза-
висимыми и идентичными процедурам приема сигнала в виде импуль-
сов постоянного тока и с частичным откликом, описанным в гл. 4.
На рис. 6.25 сопоставляется система с КЧО и система с квад-
ратурной ФМ (4-ФМ) при равных пиковых мощностях на выходе
модуляторов. Однако средние мощности отличаются, так как в систе-
ме с частичным откликом полоса сигнала существенно сужается для
уменьшения полосы передачи. На практике плотность передачи ин-
формации увеличивается примерно на 17% [2].
Как уже указывалось в гл. 4, фильтрация при передаче методом
частичного отклика уменышает вдвое расстояние между точками
сигнала, приводя к ухудшению характеристики ощибок. Однако шу-
мовая полоса приемного фильтра при частичном отклике меныше
шумовой полосы соответствующей системы с полным откликом, так
328
Перед фильтрацией
После фильтрации
Ствол с характеристикой типа ”приподнятый косинус”
IN
r
ii
Модупятор
М
Расстояние между
соседними точками
Затухание при филь-
Шумовая сигнала = \/2 А
трации равно 0 nb
N,
nonoca=1/T
(из-за подъемов
на краях полосы)
Ствол | р
й типа “косинус”
„К
у:
В
кчо
Модулятор
K40
Расстояние между
соседними точками
Затухание при
Шумовая полоса = СИГНала = М2А/2
Фияьтрации =2 дБ Ny, = 2/я (на 2 дБ уже
полосы, равной 1/7)
Рис. 6.25. Сопоставление систем « +-ФМ и КЧО при разных скоростях передачи циф-
ровых сигналов
что уменьшение расстояния ошибок частично компенсируется. Для
системы фильтров, показанной на рис. 6.25, суммарное ухудшение
характеристики вероятности ошибок для системы с KYO составляет
4 дБ. Отметим, однако, что с учетом мощности в стволе происходит
ухудшение только на 2 дБ.
6.2. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК ФИЛЬТРАЦИИ
Передающее и приемное оборудование цифровых радиосистем
содержит несколько фильтров, которые в той или иной степени ог-
раничивают спектр сигнала. Поскольку сквозная частотная харак-
теристика ствола должна соответствовать определенным требованиям
к реакции на импульс постоянного тока, требуемую составную ха-
рактеристику фильтрации следует распределить между отдельными
фильтрами. В обычных условиях можно спроектировать некоторые из
фильтров так, чтобы они обеспечили необходимые характеристики
и не оказали при этом значительного воздействия на импульсную
реакцию ствола. Например, в процессе смешивания создаются сумма
и разность частот входных сигналов. При переносе полосы сигнала
вверх желательно получение суммы; а при переносе вниз — разно-
сти. Обычно нежелательные составляющие могут быть удалены с по-
мощью фильтра, который не оказывает существенного влияния на
форму импульса в выходном сигнале. При последующем рассмотре-
нии предполагается, что только два фильтра оказывают существенное
влияние на реакцию на сигнал: один в передатчике и один в при-
емнике.
329
6.2.1. Помехи OT соседних CTBOJIOB
Основным назначением приемного фильтра в радиостволе явля-
ется минимизация шума в сигнале, поступающем на детектор. Вто-
рым назначением этого фильтра является удаление энергии сосед-
них радиостволов. Энергию из соседнего ствола, которую не уда-
лось подавить, называют помехой со стороны соседнего ствола.
При данном рассмотрении предполагаем, что формы спектров в со-
седних стволах идентичны требуемой форме спектра. Эту ситуацию
отражает рис. 6.26, где изображены сигналы ряда стволов, разде-
ленных по частоте и передающих цифровые сигналы.
Сигнал
Сигнал
в соседнем | Требуемый| в соседнем |
сигнал
iii
IN
Характеристика фильтра приема
Помехи от соседнего ствола
Рис. 6.26. Помехи от соседних CTBOJIOB
Как показано на рис. 6.26, помехи со стороны соседних ство-
лов возникают вследствие двух явлений. Во-первых, приемный
фильтр пропускает нежелательную мощность P|, поскольку сигнал
в соседнем стволе не столь полно ограничен по частоте, чтобы
предотвратить его попадание в данный ствол. Второй источник по-
мехи Р, возникает из-за того, что приемный фильтр не обеспечива-
ет бесконечно болыного затухания энергии соседнего ствола. Р,
уменьшается при сужении полосы фильтра передачи, в то время как
Py, уменышается при сужении полосы фильтра приема. Поскольку
требования, связанные с импульсной реакцией ствола, ограничива-
ют составную характеристику фильтрации некоторой минимальной
шириной, одна из составляющих помехи не может быть уменьшена
без увеличения другой. Следовательно, общую характеристику фильт-
рации каким-то образом следует распределить, чтобы минимизиро-
вать суммуР, и Ps.
330
›
6.2.2. Оптимальное распределение
Расчет оптимальной фильтрации для каждого конкретного при-
менения может зависеть от ряда факторов, а именно: от установ-
ленных норм на излучение, имеющейся элементной базы усилителей
мощности, возможности использования перекрестной поляризации
для изоляции соседних стволов и относительного влияния шума по
сравнению с влиянием помех со стороны соседнего ствола. При от-
сутствии внешних ограничений классический результат, принадле-
жащий Зунде [13] и представленный также в [14, 15], опреде-
ляет оптимальное распределение как такой выбор сигнала на вы-
ходе фильтра передачи, при котором этот сигнал соответствовал бы
корню квадратному из требуемой характеристики ствола. Отсюда, ес-
ли требуемый спектр выходного сигнала имеет вид
У (о) == Нирм (о) Hapa (0) Х (00),
(6.23)
где Х(о) — спектр сигнала на входе ствола; Н, (0) — частотная
характеристика фильтра передачи, Нм (0) — частотная характери-
стика фильтра приема, то оптимальное распределение соответствует
иво У (0) */Х (о).
(6.24)
Формула (6.24) определяет частотные характеристики фильт-
ров, при которых минимизируются помехи со стороны соседних ство-
лов, содержащих идентичные сигналы с идентичными уровнями мощ-
ности. В дополнение к этому, если спектр сигнала на передаче
Нира (0) Х (0) представляет собой величину, комплексно-сопряженную
с частотной характеристикой фильтра приема Нм (0), то фильтр
приема согласуется со спектром в стволе и достигается наилучшая
из возможных характеристик ошибок по отношению к мощности сиг-
нала в стволе.
Распределение частотных характеристик, определенное в формуле
(6.24), показано на рис. 6.27 для прямоугольного импульса на входе
и реакции типа «приподнятый косинус» на выходе (см. приложение
В). Несмотря на то, что здесь показаны только спектры сигналов в
виде импульсов постоянного тока, эту концепцию легко распростра-
нить на частотные характеристики полосовых фильтров.
Фильтр
передачи
Рис. 6.27. Теоретически оптимальная фильтрация при подаче на вход прямоугольных
У и учении на выходе реакции типа «приподнятый косинус»
331
Хотя формула (6.24) и дает прочную теоретическую базу для
определения оптимального распределения характеристик фильтрации,
практические соображения в конкретных применениях могут приве-
сти к отклонениям от оптимума. Одна из проблем, которая возни-
кает в цифровых СВЧ радиосистемах, относится к подъемам на
краях полосы фильтров передачи на рис. 6.27. В пассивных фильтрах
этот подъем может быть получен только путем внесения затухания
в средней части характеристики. Если в качестве компенсации мож-
но поднять мощность на передаче, отрицательного эффекта не бу-
дет. Однако уровень мощности на выходе большинства цифровых
СВЧ радиосистем ограничен элементной базой усилителей мощности
СВЧ диапазона (обычно несколько ватт). Поскольку в этих радио-
системах ограничивающим фактором является мощность устройств,
затухание, вводимое в середине полосы, преодолеть невозможно,
и, следовательно, оно непосредственно вычитается из уровня прини-
маемого сигнала.
В применениях, где ограничивающим фактором является мощ-
ность устройств, оптимальным фильтром передачи представляется
фильтр с плоской характеристикой в полосе пропускания. Чтобы
получить желательную частотную характеристику ствола на входе
детектора, подъем на краях полосы должен быть реализован в
фильтре приема. Затухание, вводимое в этой точке ствола, не ухуд-
шает характеристик, поскольку и сигнал и шум ослабляются в равной
степени. Однако подъемы на краях полосы создают нежелательный
эффект, состоящий в увеличении шумовой полосы приемника и
составляющей Р,, т. е. помехи со стороны соседних стволов. Хотя
эти увеличения и приводят к ухудшению характеристикам по срав-
нению с характеристиками при теоретически оптимальном распреде-
лении, это ухудшение He столь велико, как при введении затухания,
необходимого для получения «теоретического оптимума». Дополни-
тельно следовало бы отметить, что не все теоретически оптимальные
фильтры передачи имеют подъем на краях полосы. В частности,
системы с частичным откликом подъема на краю полосы не требуют
(см. приложение В).
Другой аспект оптимального расчета, который необходимо иметь
в виду, состоит в том, что оптимальная характеристика ошибок дос-
тигается по отношению к мощности сигнала в стволе, а не по OT-
ношению к мощности передатчика без фильтрации. Именно это свой-
ство допускает введение любого затухания в стволе у передатчика
и не приводит к ухудшению оптимальной характеристики ошибок.
При измерении характеристики ошибок по отношению к мощности
передатчика без фильтрации наилучший фильтр передачи может от-
личаться от того, который определен формулой (6.24). Было бы
желательно HE только иметь меньшее затухание в середине полосы,
о чем уже было сказано, но и может быть расширить полосу фильтра
передачи. При этом затухание среза в фильтре передачи уменыша-
ется, поэтому для уменышения шумовой полосы полоса фильтра
приема может быть сужена.
332
В качестве крайнего примера того, как расширение полосы
фильтра передачи может улучшить характеристику ошибок, рассмот-
рим удаление фильтра из передатчика и введение его в приемник.
Для заданного сигнала на выходе усилителя мощности сигнал на
входе детектора остается неизменным. Шумовая полоса приемника,
однако, уменышается, поскольку полоса составного фильтра стала
уже полосы первоначального фильтра приема. Отсюда на входе
детектора имеется повышенное отношение сигнал-шум.
Ухудшение, вызванное удалением фильтра передачи, состоит,
конечно, в значительно увеличившейся составляющей Р,. Если со-
седние стволы отсутствуют или достаточно защищены за счёт пере-
крестной поляризации (т. е. если ограничивающим фактором в систе-
ме является шум), то качество передачи может быть улучшено за
счет такого переноса части затухания в области среза из передатчика
в приемник, чтобы помехи со стороны соседних стволов стали сопо-
ставимы с шумом. Следует иметь в виду, однако, что если ограничи-
вающим фактором в системе являются помехи со стороны соседних
стволов, то оптимальное распределение действительно определяется
формулой (6.24).
6.3. ТРЕБОВАНИЯ НА ИЗЛУЧЕНИЕ
При определении характеристик фильтрации в передатчике и
приемнике необходимо обязательно учесть требования на излуче-
ние, установленные ФКС. Во многих случаях требования на излуче-
ние заставляют сужать полосу фильтра передачи по сравнению с те-
оретически оптимальной. В результате этого распределение харак-
теристик фильтрации при расчете фильтров может быть определено
заранее.
Какая-то ирония содержится в том, что, будучи направлены
на управление помехами со стороны соседних стволов, требования
ФКС на излучение в некоторых случаях на практике приводят к
увеличению помех, заставляя использовать фильтр приема с более
широкой полосой, чем оптимальная. Требования ФКС, однако, были
направлены на защиту соседних аналоговых радиостволов от внепо-
лосных излучений цифровых стволов. Первые выбирались без учета
возможности появления соседних цифровых стволов.
В январе 1975 г., когда ФКС ввела требования на внепо-
лосное излучение, были установлены две различные нормы для ра-
диосистем, работающих в диапазонах частот ниже и выше 15 ГГц.
Ограничения на излучение для работы в диапазоне частот ниже
15 ГГц являются более жесткими, чем для работы на частотах выше
15 ГГц, поскольку низкие частоты уже в весьма сильной степени
используются для аналоговых радиосистем с ЧМ и частотным груп-
пообразованием, которые более чувствительны к помехам. Высокие
частоты широко не применялись из-за подверженности сигналов за-
туханию в дожде. Эти частоты обычно служат для специальных
применений на коротких расстояниях и не так загружены, как низ-
кие. Наиболее широко используемыми диапазонами для цифровых
СВЧ радиосистем являлись диапазоны 11 и 6 ГГц.
333
Ограничения на излучение для работы в диапазоне частот ни-
же 15 ГГц выражаются следующим образом:
A=35-+410IgB+-0,8 (Р—50), P>50,
(6.25)-
где А — отношение мощности в полосе 4 кГц к средней мощности
на выходе (в децибелах), В — разрешенная полоса в МГц, Р —
расстояние. от несущей частоты в безразмерных единицах (Р=50
на краю полосы).
В дополнение к этому, затухание А должно быть не менее
50 дБ повсюду за пределами полосы, но может и не превышать
80 дБ в любой точке. Отметим, что ограничения на излучение оп-
ределены не в значениях абсолютной мощности, а только в значе-
ниях мощности, отнесенной к передаваемой. Поэтому эти требования
не ограничивают уровень мощности на выходе радиосистемы. В Ha-
стоящее время СВЧ мощность на выходе ограничена элементной ба-
зой СВЧ училителей. (Предел выходной мощности, равный 10 Вт,
существует, если техника позволит его достигнуть.)
На рис. 6.28 представлен шаблон допусков на спектр излучае-
мых импульсов для радиосистем в диапазоне 11 ГСц, использующих
полосу 40 МГц. Показан также энергетический спектр радиосистемы
типа 8-ФМ, передающей цифровой сигнал со скоростью 90 Мбит/с
с использованием тактовой частоты, равной 30 МГц. Для сопостав-
ления с требованиями на излучение энергетический спектр сигнала
с 8-ФМ представлен в значениях мощности, отнесенной к полосе
4 кГц. Разница между спектром сигнала и шаблоном, установленным
ФКС, определяет минимальное затухание, требуемое от фильтра пе-
редачи. Отфильтрованный сигнал с 8-ФМ обеспечивает, таким обра-
зом, плотность передачи информации, равную 90/40=2,25 (бит/с) /Гц.
Таков основной формат модуляции и фильтрации, используемый
Мощность в полосе 4 кГц
по отношению к средней
мощности на выходе, дБ
Ограничения ФКС на излучение
a ергет
Р
с 8-ФМ, отнесенный к полосе 4 кГц
{
си мволо в 20 My)
р.
|
~60
—40
—20-fo
20
40
60
Частота, МГц
Рис. 6.28. Шаблон допусков на излучение, установленный ФКС в диапазоне 11 ГГц
и спектр сигнала с 8-ФМ при передаче цифрового сигнала со скоростью 90 Мбит/с
334
MDR-11
Ограничения на излучение в диапазонах СВЧ выше 15 ГГц on-
ределяются как
фирмой Collins/Rockwell в цифровой радиосистеме на 90 Мбит/с типа
1 [16].
A=11+101gB+}0,4 (Р—50), P>>50,
(6.26)
где A — затухание в полосе 1 МГц по отношению к средней мощ-
ности на выходе(в децибелах); В — разрешенная полоса в МГн;
Р — расстояние от несущей частоты в безразмерных единицах. За-
тухание А должно быть, как минимум, равно 11 дБ, но не обязано
превышать 56 ab.
сочетании с ограничениями на излучение ФКС поставила
условием, чтобы в спектре передачи не существовали отдельные
линии [17]. Таким образом, не могут существовать составляющие
несущей и не допускается появление повторяющихся последователь-
ностей цифрового сигнала. Повторяющиеся последовательности циф-
рового сигнала эффективно устраняются с помощью скремблера на
передаче и дескремблера на приеме. Как уже упоминалось, ФМ и
КАМ представляют собой модуляцию с подавленной несущей и дву-
мя боковыми, так что составляющие несущей автоматически устраня-
ются до TeX пор, пока осуществляется непрерывная модуляция.
6.4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОСИСТЕМ
Главным требованием при проектировании магистральных ра-
диосистем для телефонной связи общего пользования является на-
дежность в работе, один из показателей которой обычно называется
готовностью. Готовность выражается как процент. времени, в тече-
ние которого система обеспечивает определенное минимальное ка-
чество обслуживания. В аналоговых системах минимальное качество
определяется мощностью шума в принимаемом сигнале. Качество
цифровых систем определяется коэффициентом ошибок на бит. 'Ги-
повые предельные значения коэффициента ошибок заключены в диа-
пазоне от 10° для речи до 107° или 107 для данных. Вспомним, что
коэффициент ошибок, равный 10”*, соответствует порогу восприятия
ошибок при передаче речевого сигнала методом ИКМ. Типовые
значения коэффициента готовности для расчета СВЧ радиосистем
нормируют величиной порядка 99,98% [18]. Отсюда максимально
допустимое суммарное время простоя, обусловленного любыми при-
чинами, ссставляет примерно 2 ч в год.
Готовность радиосистем зависит от надежности оборудования
и характеристик тракта распространения. Требования высокой го-
товности типовых радиосистем заставляют иметь избыточное обору-
дование, а зачастую и избыточные тракты. Необходимость в избы-
точных трактах определяется частостью простоев из-за условий
распространения: внесения затухания дождем или многолучевости.
Затухание в дожде является основным фактором, который необходи-
мо учитывать для повышенных несущих частот (свыше 11 ГГц), а
многолучевость должна рассматриваться на всех частотах. Замирания
335
из-за многолучевости зависят от преобладающего режима погоды
и местности.
Избыточное радиооборудование работает обычно либо в режиме
дублирования, либо в режиме горячего резерва с автоматическим
переключением. Тракт передачи дублируется резервными стволами
(разнос по частоте) или резервными трактами (приемники с прост-
ранственным разнесением). В крайних случаях можно использовать
резервную трассу.
6.4.1. Запас на замирание
Основной способ, используемый для предотвращения простоев,
обусловленных условиями распространения в атмосфере, состоит в
подаче в приемник сигнала избыточной мощности во время нормаль-
ных условий в тракте. Разность между нормально принимаемой мощ-
ностью и мощностью, необходимой для минимально допустимого ка-
чества, носит название запаса на замирание. Наличие большого за-
паса на замирание означает уменьшение вероятности достижения
уровня минимального качества. Радиосистемы, работающие в диапа-
зонах более высоких частот, обычно требуют больших запасов на
замирание, поскольку они более чувствительны к затуханию в дож-
де. Запас на замирание, равный 50 дБ, является типовым для циф-
ровых радиосистем в диапазоне 11 ГГц, в то время как запас на за-
мирание, равный 40 дБ, является типовым для более низких СВЧ
частот.
Запас на замирание, требуемый для конкретной трассы, зави-
сит от вероятности замираний, обусловленных многолучевостью, и
вероятности ливней. Поэтому в более сухом климате допускается
меныпий запас Ha замирание, в связи с этим возможны большие
расстояния между ретрансляторами. На некоторых СВЧ линиях, про-
ходящих в горных районах на западе США, длина пролета может
достигать 160 км. Для сравнения укажем, что средняя длина проле-
та в других частях страны составляет менее 50 км.
Когда создан болыпой запас на замирание, мощность принима-
емого сигнала при отсутствии замираний является столь большой,
что ошибок фактически нет. Тем не менее, проблемы, связанные с
чрезвычайно сильными сигналами, существуют, а именно, динамичес-
кий диапазон АРУ в приемнике должен быть достаточно широким.
Если же не регулировать максимальный уровень сигнала в цепях
демодуляции и детектирования, то существует. вероятность, что на-
сыщение ухудшит качество передачи, особенно в случаях модуля-
ции с высокой плотностью, таких как 16-КАМ, где информация
представлена в амплитудах сигнала.
6.4.2. Коэффициент системы
Одним из наиболее важных параметров, используемых для опи-
сания цифровых СВЧ систем, является коэффициент системы 4,.
Коэффициент системы определяется как разность в децибелах между
336
мощностью на выходе передатчика и минимальной мощностью на
входе приемника при заданной вероятности ошибок:
А == 101 (Ро /Pons)»
(6.27)
где Роз — мощность на выходе передатчика; Ро — мощность
на входе приемника для заданной вероятности ошибок.
Минимально допустимую принимаемую мощность называют
иногда пороговой мощностью. Она зависит прежде всего от уровня
шумов приемника, отношения сигнал-шум, определяемого методом
модуляции, и различных ухудшений в системе, таких как избы-
точная шумовая полоса, искажения сигнала, межсимвольная
интерференция, смешения восстановленного колебания несущей,
фазовые дрожания хронирующего колебания, а также потери при
согласовании и фильтрации, которые либо вносят затухание в сигнал,
либо увеличивают уровень шума.
В приемнике обычно преобладает тепловой шум, создаваемый
входными усилителями приемника. В этом случае мощность шума
P,=FNoB=F(kT,)B,
(6.28)
rae Е — коэффициент шума приемника; No — спектральная плот-
ность энергии шума; В — ширина полосы приемника '; k=1,38- 10 *
(постоянная Больцмана); То — эффективная температура приемника
в кельвинах.
По существу, формула (6.28) устанавливает тот факт, что
мощность шума приемника определяется спектральной плотностью
шума входного сопротивления приемника и добавочным шумом,
вносимым процессом усиления (коэффициент шума Е). Обычно
предполагается, что стандартная температура равна 290 К, так что
плотность теплового шума (КТо) равна 4. 10° ‘Вт/ Гц.
Коэффициент шума любого устройства определяется как соот-
ношение между значениями отношения сигнал-шум Ha входе
и выходе:
Е= (5/No)„х
/ (S/N) вых.»
(6.29)
В сущности, коэффициент шума определяет увеличение мощности
шума по отношению к увеличению мощности сигнала. Поскольку
все физические устройства вносят шум, коэффициент шума в любой
системе всегда больше единицы и это увеличение обычно выража-
ется в децибелах. Если система не вносит ни усиления, ни зату-
хания, то коэффициент шума точно равен отношению мощности
шума на выходе к мощности шума на входе. Коэффициенты ‘шума
для малошумящих СВЧ усилителей обычно лежат в диапазоне
2... 5 (3... 7 дБ). Коэффициенты шума радиоприемников обычно
составляют 6 ... 10 (без малошумящего усилителя).
‘ Обычно предполагается, что В — минимальная теоретическая ширина полосы для
конкретного способа модуляции. Расширение полосы,
при
реализации, вносится затем в число факторов ухудшения качества системы.
Комбинируя формулы (6.27) и (6.28) и вводя член D, который
включает в себя все виды ухудшений по сравнению с идеальной
характеристикой, получим следующее обобщенное выражение для
коэффициента системы:
A,=10lg (Р,/ОСШЕКТ,В) — р,
(6.30)
где ОСШ — представляет собой теоретическое отношение мощности
сигнала к мощности шума для максимально допустимой вероятности
ошибки.
Отметим, что член ОСШ в выражении (6.30) представляет
отношение мощностей сигнала и шума, а не E,/N,. Соотношение
между ОСШ и Е,/No приведено в приложении В.
Коэффициент системы в сочетании с усилением в антеннах
и затуханием тракта определяет запас на замирание:
Запас на замирание = А, --С См | 2019) — А, — Ао, (6.31)
где Ср— усиление передающей антенны, дБ; Суры — усиление
приемной антенны, дБ; A — длина передаваемой волны; А, — зату-
хание в фидерах, дБ; y=20lgdnd — затухание в свободном прост-
ранстве. (Расстояние d должно быть выражено в тех же единицах,
что и A.)
Направленность и, соответственно, усиление антенны прямо
пропорциональны апертуре антенны и обратно пропорциональны
квадрату длины передаваемой волны. Однако при определении
мощности на приемной стороне, по существу, важна только пло-
щадь раскрыва антенны, a не её направленность или усиление.
Поэтому разработчики радиосистем при расчете энергетики систем
обычно учитывают усиление передающей и приемной антенн, но
нормируют длину волны (2016), чтобы связать усиление приемной
антенны с ее апертурой.
Лучшая направленность антенны в дополнение к увеличению
ее усиления уменышает также влияние многолучевости. Уровни
мощности вторых лучей, которые возникают при больших углах
излучения, снижаются с увеличением направленности. К сожалению,
практические соображения заставляют ограничивать значение уси-
ления в антеннах по нескольким причинам: экономичные по раз-
мерам опоры могут держать антенны только ограниченного размера,
механическая юстировка больших антенн становится затрудни-
тельной, а стабильность направленности антенны и тракта огра-
ничена.
Затухания в фидерах А, включенные в выражение (6.31), воз-
никают вследствие того, что одна антенна обычно обслуживает
несколько стволов для различных радиосистем. Кроме того, сооб-
ражения надежности обычно требуют, чтобы для переключения
были доступны запасные передатчики и приемники. Процесс объеди-
нения сигналов для передачи и разделения их после приема по
своему существу вносит затухания различной величины или при-
водит к разделению мощности сигнала на части.
338
Пример 6.2. Определим коэффициент системы для СВЧ регенератора при
цифровой передаче сигнала в диапазоне 2 ГТц со скоростью 10 Мбит/с при
помощи модуляции типа 4-ФМ при выходной мощности 2,5 Вт. Предположим,
что расширение полосы в приемнике составляет 30% и что остальные отклонения
замирание, предполагая, что усиление каждой из антенн равно 30 дБ и длина
пролета равна 50 км.
Решение. Согласно рис. 6.16 требуемое значение величины Е,/Мо для модуляции
приложения В, можно найти, что отношение мощности сигнала к мощности шума
на входе детектора на 3 дБ больше чем Е,/Мо. Таким образом, требуемое ОСШ равно
13,7 дБ
Поскольку при модуляции типа 4-ФМ 2 бита передаются в одном символе, так-
товая частота составляет 5 МГц, что соответствует также теоретически минимальной
(по Найквисту) ширине полосы. Теперь для определения коэффициента системы
можно использовать выражение (6.30):
2,5
=101g ЕЕ =—13,7—7—3—101g1,3
= 116 дБ.
4.10 °-5.10
При несущей частоте 2 ГГц длина волны составляет 3. 10%/2. 10°=0,15 м.
В соответствии с этим из выражения (6.31) можно определить запас на замирание:
Запас на 3ammpanve= 1164-60420 lg 0,15 —5—20 1g (4л5. 10°)
== 38,5 дБ.
6.4.3. Разнос по частоте
Как уже упоминалось, ни приемное и передающее оборудование,
ни тракт обычно не являются достаточно надежными, чтобы гаран-
тировать приемлемый уровень готовности системы. Разнос по
частоте представляет собой одну из мер обеспечения резервных
дублирующих средств для преодоления простоя из-за обеих этих
причин. Глубокое замирание, обусловленное — многолучевостью,
происходит тогда, когда сигнал, переносимый вторым лучом, при-
ходит в противофазе по отношению к основному сигналу. Поскольку
фазовый сдвиг, вносимый трактом, пропорционален частоте, пред-
ставляется маловероятным, чтобы при замирании на одной несущей
возникло одновременно замирание и на другой. Разнос по частоте
состоит в. использовании запасных передатчика и приемника,
работающих в обычно не используемом стволе. Поскольку приме-
няется отдельное оборудование, разнос по частоте обеспечивает
также защиту и от выхода аппаратуры из строя.
Простейшим способом реализации разноса по частоте является
использование систем резервирования 1-|-1, как показано на рис. 6.29.
Система резервирования 1-}1 означает, что каждому определенному
стволу, передающему сообщения, придается один резервный ствол.
Если требуется высокая эффективность использования спектра,
то в общем случае необходимо иметь только один резервный на группу
из М рабочих стволов (система резервирования вида 1-- М). Федераль-
ная комиссия по связи в США поставила условием, что в некоторых
диапазонах частот система должна быть реализуема в конфигура-
циях вида 1--М. Основная трудность в системе резервирования
1+ состоит в сложности блока переключений и необходимости
339
Передатчик
сновного
ствола
Переключатель
на резерв
М.
Передатчик
Приемник
|
резервного
резервного
ствола
ствола
Рис. 6.29. Система резервирования типа 1-1 при разносе
по частоте
обратного переключения на определенный ствол на первом же
восстановленном участке так, чтобы один резервный ствол на длинной
трассе мог использоваться многократно.
Разнос по частоте никак не облегчает проблему простоев из-за
дождя, поскольку воздействию дождя подвергаются сразу все стволы
в данном частотном диапазоне. Когда проблема затухания в дожде
стоит особенно остро, ее можно разрешить, используя повышенные
мощности передачи, укороченные пролеты или дублирующие стволы
в диапазонах более низких частот.
6.4.4. Пространственное разнесение
Пространственное разнесение реализуется, как показано Ha
рис. 6.30, путем размещения на некотором расстоянии по верти-
кали двух приемных антенн, установленных на одной опоре. Резуль-
тирующей разности двух путей, как правило, достаточно для по-
ереключат,
на резерв
Основной
приемник
Резервный
приемник
Передатчик
Рис. 6.30. Система резервирования при пространственном
разнесении
340
лучения независимых замираний в двух антеннах. Пространственное
разнесение представляет собой наиболее дорогое средство повыше-
ния готовности, особенно, если при каждой антенне используются
отдельные приемники для множества стволов. Однако стоимость
может быть минимизирована когерентным сложением двух принятых
сигналов на входе общего усилителя [18]. При этом способе
дублируется меныше оборудования, чем в том случае, когда для
каждой антенны используются полностью отдельные приемники.
6.4.5. Адаптивная коррекция
Поскольку эффекты многолучевости зависят OT частоты, не
на всех частотах в конкретном стволе одновременно наступают
замирания в одной и той же степени. Поэтому замирания из-за
многолучевости могут создавать не только общее затухание при-
нимаемого сигнала, но и вносить нечто эквивалентное внутриполос-
ным амплитудным (фазовым) искажениям. Амплитудные искаже-
ния в спектре вызывают ухудшение характеристики ошибок вдо-
бавок к ухудшению из-за общего затухания сигнала. Доказано, что
в широкополосных цифровых радиосистемах замирания на отдель-
ных частотах (в отличие от замираний, вносящих равномерное
затухание в полосе сигнала) являются основным источником про-
стоев из-за многолучевости. К счастью, можно добиться лучших
характеристик, если корректировать амплитуды в спектре (под-
страивать их под одинаковый уровень).
Поскольку характеристики замирания сигнала из-за многолу-
чевости, обусловленной распространением радиоволн в атмосфере,
меняются со временем, устранение амплитудных искажений, обус-
ловленных — многолучевостью, требует адаптивной — коррекции.
При наиболее общем подходе к адаптивной амплитудной коррекции
просто измеряется энергия на определенных частотах в спектре
принимаемого сигнала. Затем в тракт сигнала вводится компенси-
рующий четырехполюсник с такой характеристикой, чтобы под-
строить все измеренные уровни энергии к общему уровню. Этот
основной способ используется в цифровых радиосистемах, выпус-
каемых фирмами Bell Northern [18] и Rockwell International [19].
В [19] сообщается, что с помощью адаптивного корректора может
быть достигнуто улучшение на 7 дБ.
6.4.6. Проектирование трассы
При прокладке магистральной СВЧ радиорелейной трассы
необходимо учитывать множество соображений, касающихся мест-
ности, преобладающих атмосферных — условий, радиочастотных
помех со стороны других систем и помех от одного пролета к дру-
гому в пределах одной системы.
Длина пролета. Главным соображением при размещении одиноч-
ного пролета СВЧ системы является то, что требуется передача
в пределах прямой видимости. При высоте антенны около 60 м
341
кривизна Земли ограничивает дальность передачи расстоянием
порядка 50 км. Большие расстояния в пределах прямой видимости
возможны, если используются более высокие антенные опоры.
Однако высоту опор ограничивают из практических соображений,
особенно из-за того, что при бблыших расстояниях требуются
антенны ‚большего размера и болышей направленности.
Если антенну смонтировать на крыше здания или на поверхности
горы, ее механическая стабильность может и не являться пробле-
мой, а ограничивающим фактором становится сама стабильность
тракта. При некоторых атмосферных условиях радиоволны могут
быть подвергнуты такому преломлению, что узкий луч полностью
минует приемную антенну. Искривление пути распространения
может также привести к периодически прерывающейся передаче,
если промежуток между нормальным путем и близко расположен-
ными физическими препятствиями недостаточно велик. В соответ-
ствии с этим всегда имеется практический предел того, насколько
узким может быть луч.
Характер местности также оказывает влияние на частость за-
мираний вследствие многолучевости. Соседствующие водные по-
верхности вносят значительный вклад в создание условий много-
лучевости поздним вечером или ранним утром, когда сила ветра
невелика. Прямая передача над водой обычно весьма затруднительна
из-за отражений от водной поверхности. Передача над водой часто
требует применения более высоко расположенных антенн и неко-
торых средств для предотвращения воздействия прямых отражений.
Помехи в полосе ствола. Поскольку число стволов, доступных
для магистральных СВЧ систем, ограничено, одни и те же стволы
необходимо использовать многократно. Возможность повторного
использования полос частот СВЧ диапазона увеличивается благодаря
направленности антенн и общей необходимости в приеме в пределах
прямой видимости. Однако во многих районах крупных городов
трафик, собирающийся в одном конкретном районе, бывает столь
большим, что полностью изолировать две системы, использующие
один и тот же ствол, невозможно. Такой тип помех называют
помехами на совпадающих частотах.
Помехи на совпадающих частотах возникают из-за того, что
трассы сходятся в одном месте, или из-за чрезмерно дальнего
распространения сигнала из одного пролета в другой пролет той
же системы, повторно использующей ствол. Иногда отражения или
преломления в атмосфере могут привести к приему, минуя пролет,
даже когда отсутствует прямая видимость. Такой прием обычно
предотвращают посредством зигзагообразного расположения про-
летов, так что луч от передатчика не попадает ни в одну из после-
дующих приемных антенн на трассе.
6.4.7. Технические ограничения
Выбор способа модуляции для цифровой СВЧ радиосистемы
зависит не только от требуемой плотности передачи информации,
342
но также и OT доступных технических средств. Как уже упомина-
лось, усилители мощности в диапазоне СВЧ имеют ограничения
по мощности и обычно существенно перегружаются при работе
вблизи максимальных уровней. Весьма желательными являются по
этой причине способы модуляции с постоянной -амплитудой.
Когда выбирается способ модуляции с множеством амплитуд,
такой как 16-KAM, обычно требуется снизить уровень сигнала
в усилителе мощности, чтобы получить более линейную характе-
ристику. Таким образом, в системах с множеством амплитуд вместо
общей выходной мощности эффективно используются средняя
и пиковая мощности.
Другим важным свойством усилителей мощности СВЧ, которое
необходимо учитывать, является изменение задержки в усилителе
при изменении амплитуды сигнала. В СВЧ усилителях время за-
держки обычно уменьшается с увеличением амплитуды усилива-
емого сигнала. С точки зрения модуляции изменение времени
задержки означает появление фазовых сдвигов, зависящих от ампли-
туды. Поэтому данное явление называют преобразованием амплитуд-
ной модуляции в фазовую.
Другими факторами, оказывающими сильное влияние на выбор
способа модуляции, являются линейность и скорость работы моду-
ляторов, требования к фильтрам и корректорам, средняя и пиковая
мощности, восстановление колебаний несущей и тактовой частот
и чувствительность ко всем видам шумов и помех.
ЗАДАЧИ
.1. Для предотвращения передачи линейчатого спектра в оконечных устройствах
цифровых радиосистем используются скремблеры цифрового сигнала, которые
рандомизируют последовательности цифрового сигнала. Кроме того, для правильного
приема цифрового сигнала обычно требуется относительное преобразование. Обе
операции приводят к размножению ошибок. Если суммарный эффект этих операций
приводит после обратного преобразования к появлению в среднем пяти ошибок на
каждую ошибку в канале, то какому эффективному снижению передаваемой мощ-
ности это „соответствует_кая системы типа 4-ФМ при коэффициенте ошибок,
равном 10, a Takx
6.2. Если приемник nad радиосистемы подвержен воздействию теплового
шума, вызывающего ошибки с частостью | ошибка на 10° битов, то каково будет
новое значение коэффициента ошибок, если длина тракта уменьшена с 48 до 40 км?
6.3. Выведите выражение (6.18).
6.4. Какова минимальная теоретическая ширина полосы для сигнала с 8-ФМ,
передаваемого со скоростью 4800 бит/с?
6.5. Семейство сигналов при модуляции типа 32-КАМ образуется за счет удале-
мальное расстояние ошибок по отношению к пиковой мощности сигнала? Как
сопоставить полученный ответ с расстоянием ошибок при передаче противоположных
сигналов? (Ответ выразите в децибелах.)
.6 Каково отношение пиковой мощности к средней для сигнала с 32-КАМ
(см. задачу 6.5) в предположении о случайном характере цифрового сигнала?
6.7. Какова характеристика ошибок для сигнала с 32-КАМ (см. задачу 6.5)
по сравнению с характеристикой ошибок для сигнала с 32-ФМ:
а) в зависимости от средней мощности сигнала?
6) в зависимости от пиковой мощности сигнала?
-
343
6.8. Система передачи, в которой используется модуляция типа 4-ФМ, имеет
вероятность ошибок, равную 10 Если тип модуляции изменен на 16-ФМ, чтобы
сузить полосу передачи (скорость: передачи цифрового сигнала не изменяется), то
настолько нужно увеличить передаваемую мощность, чтобы получить ту же самую
вероятность ошибок?
6.9. Решите снова задачу 6.8 в предположении, что ширина полосы осталась
неизменной, а скорость передачи двоичных символов удвоил:
6.10. Какова вероятность ошибок для идеального SHA с 16-KAM при отно-
шении сигнала к гауссовскому шуму (ОСШ), равном 18 д
6.11. Какова вероятность ошибок в задаче 6.10, если имеется помеха с уров-
нем, расположенным на 21 дБ ниже уровня принимаемого сигнала? (Предполагается,
что воздействие помехи аналогично действию гауссовского шума с той же мощностью.)
6.12. Насколько кообходиме, увеличить мощность передачи в задаче 6.11, чтобы
компенсировать влияние помехи? (Предполагается, что уровень помехи постоянен.)
6.13. Решите снова задачу 6.12, но предположите, что помеха увеличивается
пропорционально мощности передачи. (Мощности сигналов в соседних каналах
возрастают одновременно с увеличением мощности полезного сигнала).
ГЛАВА 7
СИНХРОНИЗАЦИЯ СЕТИ, КОНТРОЛЬ
И УПРАВЛЕНИЕ
В гл. 4 и 6 рассматривались некоторые требования к синхро-
низации систем передачи. Эти требования включают в себя: вос-
становление колебания несущей для когерентного приема модули-
рованных сигналов, восстановление колебаний тактовой частоты
для регенерации входного цифрового сигнала и выполнение операций
вхождения в цикловый синхронизм для определения положения
отдельных каналов в цикле с временным группообразованием. Каж-
дая из этих функций присуща цифровым системам передачи и
выполняются они большей частью независимо от другого оборудо-
вания сети. Пример зависимости одной системы от другой отмечался
для линий типа Tl. Цифровой сигнал источника в этих линиях
должен обеспечивать минимальную плотность единиц для поддер-
жания хронирования в линии передачи. В противоположность этому
имеются и другие коды передачи, которые поддерживают тактовую
синхронизацию независимо от цифрового сигнала источника.
В этой главе рассматриваются более общие вопросы синхрони-
зации, связанные с взаимодействием различного оборудования
цифровой передачи и коммутации. Главным из них является коорди-
нация работы оборудования синхронной передачи и коммутации.
Когда отдельные комплекты синхронного оборудования соединяются
для того, чтобы образовать сеть, появляется необходимость в реали-
зации определенных процедур, при которых обеспечивается либо
синхронизация задающих генераторов друг с другом, либо такая
совместная работа оборудования, когда каждая из подсистем имеет
независимый задающий генератор. После рассмотрения тактовой
синхронизации сети концепция синхронизации расширяется, охва-
тывая аспекты управления сетью высокого уровня. Эти соображения
включают в себя управление соединениями, маршрутизацию и управ-
ление потоками.
344
7.1. НЕСТАБИЛЬНОСТИ ХРОНИРУЮЩИХ СИГНАЛОВ
Все цифровые системы в своей основе требуют задающего
тенератора как средства хронирования внутренних и внешних опера-
ций. Операции, хронируемые от источника единственной частоты,
не нуждаются в особенно стабильных источниках, поскольку все
элементы, хронируемые совместно, испытывают однотипные измене-
ния хронирующего колебания. Другая ситуация возникает, когда
осуществляются переходы от одного синхронизируемого оборудо-
вания к другому (например, от передатчика к приемнику). Если
даже задающий генератор приемного полукомплекта синхронизиро-
ван с генератором передающего полукомплекта на долгосрочной
основе или при усреднении за длительный период времени, то при
кратковременных изменениях в любом из задающих генераторов
может быть нанесен серьезный ущерб целостности передаваемых
цифровых сигналов. Поэтому, как правило, необходимо использовать
в передатчике и приемнике генераторы частоты такой стабильности,
какая целесообразна из экономических соображений.
7.1.1. Фазовые дрожания хронирующих колебаний
Как бы ни были стабильны частоты генераторов на обоих кон-
цах цифровой линии передачи, из-за внешних электрических помех
и изменения физических параметров линии передачи в сигнале
на приеме неизбежно возникают определенные нестабильности.
Результирующую нестабильность тактовой частоты линейного сигнала
называют фазовыми дрожаниями хронирующих колебаний. Основны-
ми причинами фазовых дрожаний являются: `
1) шум и помехи, воздействующие на цепь синхронизации в
приемнике;
2) изменения длины тракта;
3) изменения скорости распространения;
4) доплеровские сдвиги от подвижных оконечных устройств;
5) нерегулярное поступление хронирующей информации.
Шум и помехи. Для синхронизации задающих генераторов при-
емника и передатчика обычно используется цепь фазовой автопод-
стройки, как показано на рис. 7.1. Фазовый детектор непрерывно
Фильтр
Входной —— Фазовый
хронирующий детектор
сигнал
Напряжение,
1управляющее
YH
Колебания тактовой
частоты, полученные
ике
Рис. 7.1. Схема восстановления колебаний тактовой частоты с цепью фазовой авто-
подстройки
345
измеряет разность фаз между колебаниями тактовой частоты MECT-
ного генератора и колебаниями, полученными из входного сигнала.
Сигнал с выхода фазового детектора подается на фильтр, чтобы
в возможных пределах максимально уменьшить уровень принима-
емых шумов, а затем по результатам измерения фазы подстраива-
ется частота генератора, управляемого напряжением (ГУН), чтобы
уменьшить разность фаз. Некоторый уровень шума и помех неизбеж-
но остается на выходе фазового детектора и фильтра, вызывая
ошибочные подстройки частоты ГУН. Однако смещения частоты
создают все более увеличивающиеся со временем сдвиги фазы.
Когда разность фаз нарастет, становится легче ее обнаружить и
произвести соответствующие изменения в ГУН. Следовательно, в
местном задающем генераторе поддерживается требуемая средняя
частота, но обязательно имеются определенные фазовые дрожания,
хотя генератор непрерывно отслеживает тактовую частоту пере-
датчика.
При болыших отношениях сигнал-шум фазовые сдвиги малы
и вредных результатов не возникает. По мере увеличения относи-
тельного уровня шума фазовые дрожания увеличиваются, а не
совсем оптимальные моменты решений увеличивают коэффициент
ошибок. При очень низких отношениях сигнал-шум цепь с фазовой
автоподстройкой может вообще потерять синхронизм. Потеря
синхронизма по тактовой частоте даже на несколько периодов
может привести к достаточно серьезным последствиям: не только
появятся ошибки, но может также возникнуть искажение числа
принятых двоичных символов, при котором нарушается цикловый
синхронизм на всех уровнях. При проскальзывании восстановлен-
ной тактовой частоты по отношению к тактовой частоте в линии
линия передачи, по существу, разрывается до тех пор, пока не будет
обнаружена потеря синхронизма и синхронизм не будет восстанов-
лен на всех уровнях. Обычно перед тем, как в цепях восстановления
колебаний тактовой частоты происходит потеря синхронизма, в ли-
нии передачи возникает недопустимая частость ошибок.
При расчете линий цифровой передачи важным соображением
является накопление фазовых дрожаний в последовательно вклю-
ченных цепях восстановления колебаний тактовой частоты. Если
восстановленные колебания тактовой частоты используются для
хронирования передачи исходящего цифрового сигнала, как в реге-
нераторе, то фазовые дрожания принятого сигнала воздействуют
на колебания тактовой частоты исходящего сигнала. Цепь восстанов-
ления колебаний тактовой частоты в следующем приемнике отслежи-
вает принятые колебания тактовой частоты, но вносит также доба-
вочные фазовые дрожания из-за шума и помех на втором участке.
Таким образом, с каждым регенератором, использующим колебания
тактовой частоты, которые получены из принятого линейного
сигнала, для управления передачей, фазовые дрожания накапливают-
ся. Если число регенераторов велико, то фазовые дрожания могут
накопиться до такого уровня, что в последующих цепях восстанов-
ления колебаний тактовой частоты будет трудно отслеживать
346
принятое хронирующее колебание, возникнут ошибки определения
моментов решения и, возможно, система выйдет из режима захвата.
Изменения длины тракта. Изменения длины тракта происходят
в результате температурного расширения или сжатия среды пере-
дачи или в результате изгиба радиотракта в атмосфере. При удли-
нении тракта эффективная скорость передачи на входе приемника
уменьшается, поскольку все больше и больше битов «накапливается»
в среде передачи. Аналогично, при укорочении тракта скорость
передачи на входе приемника увеличивается, поскольку число
битов, «накопленных» в линии передачи, уменьшается. После того
как длина тракта стабилизируется, восстанавливается номинальная
скорость передачи цифрового сигнала. Наиболее значительны
изменения длины тракта при связи через спутники. Для современных
спутников на геостационарной орбите изменения длины тракта
составляют примерно 300 км, что соответствует изменениям времени
прохождения примерно на 1 мс [I].
Пример 7.1. Определите изменение длины тракта, изменение числа битов в
тракте и относительное изменение скорости передачи цифрового сигнала на приеме
в линии передачи типа Т2 длиной 800 км на медных парах кабеля сортамента 22.
Предполагается, что температура изменяется на 20°С за | ч.
Решение. Коэффициент температурного расширения для меди и скорость
распространения по парам кабеля „сортамента 22, которые можно найти в [2].
составляют соответственно 16,5. 10° ы, ° Си 47 300 км/с|. Таким образом, изменение
длины тракта
—6
Ad=800- 16,5. 10 - 20=0,264 км.
Изменение числа битов в тракте
AB=6,312- 10°. 0,264/47 300==35,4 бита.
Предполакая, что температура изменяется с постоянной скоростью, определим
изменение скорости передачи цифрового сигнала:
—3
AR=35,4/3600=9,8- 10 ~ бит/с.
Отсюда относительное изменение скорости передачи цифрового сигнала в точке
приема (нестабильность)
AR/R=9,8- 107%/6,312. 10°=1.56- 107°.
Хотя нестабильность тактовой частоты на приеме, полученная
в примере 7.1, выражается очень маленьким числом, она сопоста-
вима со значением точности тактовой частоты, полученной для циф-
ровой сети фирмы Bell System и равной 1,7. 107° [3]. Важно, однако,
отметить, что нестабильность вследствие изменения длины тракта
является всего лишь преходящим явлением, в то время как неточности
тактовой частоты определяют максимальное смещение между уста-
новившимися значениями частот задающих генераторов.
Изменения скорости распространения. Изменения температуры
вызывают не только удлинение и укорочение среды передачи про-
водных линий. Они могут также изменить те константы среды
распространения, которые определяют скорость распространения.
! Эти значения параметров получены для обычных пар кабеля сортамента 22 и He
обязательно относятся к кабелям с низкой емкостью, используемым для систем типа Т2.
347
Однако результирующее изменение стабильности тактовой частоть
на приемной стороне много меныше того, которое создается изме-
нением длины тракта [4].
Скорость распространения радиоволн в атмосфере также меня-
ется с температурой и влажностью. Хотя эти изменения скорости
имеют и большее значение, чем изменение скорости распространения
в проводных линиях, они BCE равно меныше изменений, вызванных
изменением длины тракта и определенных в примере 7.1 [5].
Отметим, что изменение скорости распространения, в сущности,
эквивалентно изменению длины тракта, поскольку меняется число
битов, накопленных в тракте передачи.
Доплеровские сдвиги. Наиболее значительным — источником
потенциальной нестабильности тактовой частоты на приеме являют-
ся доплеровские сдвиги, возникающие при движении самолетов или
спутников. Например, доплеровский сдвиг при движении самолета
со скоростью 500 км/ч эквивалентен нестабильности тактовой
частоты, равной 5. 10°’. И снова оказывается, что доплеровские
сдвиги, по существу, являются результатом изменения длины тракта.
Нерегулярное поступление хронирующей информации. Как уже
рассматривалось в гл. 4, фундаментальное требование к коду в
цифровой линии состоит в том, чтобы он обеспечивал получение
достаточной хронирующей информации для установления и под-
держания колебаний тактовой частоты в приемнике на конце линии.
Если уровень хронирующей информации зависит OT цифрового
сигнала, то фазовые дрожания в восстановленных колебаниях так-
товой частоты увеличиваются в течение периодов времени с отно-
сительно низкими плотностями импульсов, от которых зависит
хронирование. Амплитуда фазовых дрожаний зависит не только
от, плотности импульсов, но также и от структуры цифрового сиг-
нала (в смысле содержания хронирующей информации). В идеаль-
HOM регенераторе имеет значение только плотность импульсов.
На практике, однако, различного рода ухудшения приводят к фазо-
вым дрожаниям, зависящим от структуры сигнала [6].
Как показано далее в этой главе, в аппаратуре цифрового
группообразования более высоких порядков в агрегатный цифровой
поток для различных целей вводятся добавочные биты. При разде-
лении агрегатного цифрового потока на компонентные скорость
поступления цифрового сигнала в компонентных каналах получа-
ется нерегулярной. Эти нерегулярности создают фазовые дрожания
в процессе получения новых колебаний тактовой частоты для ком-
понентных сигналов. Этот источник возникновения фазовых дрожа-
ний (фазовые дрожания времени ожидания) часто доставляет
наибольшие неприятности. Далее он рассматривается детальнее.
7.1.2. Устройства эластичной памяти
Нестабильности хронирующих колебаний, описанные в преды-
дущих параграфах, по существу, представляют собой изменения
числа битов, накопленных в линии передачи. В случае . фазовых
348
дрожаний, обусловленных шумом и помехами, изменение числа
«накопленных» битов происходит вследствие того, что моменты
решения наступают чуть раныше или чуть позже номинального
положения. Поскольку цифровой сигнал, исходящий из регенера-
тора, передается синхронно с восстановленными колебаниями
тактовой частоты, сдвиг фазы колебаний тактовой частоты озна-
чает, что задержка в регенераторе отличается от задержки при
отсутствии расхождений в хронировании.
Если сдвиги фазы в последовательных регенераторах совпадают,
в длинной линии передачи с регенераторами накапливается суммар-
ное изменение на несколько битов. Поскольку эти добавочные
биты вводятся или удаляются из линии за относительно короткие
периоды времени, накопленные фазовые дрожания могут вызвать
относительно болышую, хотя и кратковременную нестабильность
тактовой частоты на приемной стороне.
Поскольку принятые колебания тактовой частоты, определяющие
моменты решений, используются в регенераторах также и для фор-
мирования передаваемого сигнала, установившихся различий в
хронировании между входными и выходными сигналами не существу-
ет. В точках окончания линии передачи, однако, возможны взаимо-
действия с местными задающими генераторами. В этом случае
различие между принятыми колебаниями и относительно стабиль-
ными колебаниями, полученными от местного генератора, должно
быть сглажено с помощью эластичной памяти. Устройство эластич-
ной памяти представляет собой буферное устройство для цифрового
сигнала, в котором запись производится с одной тактовой частотой,
а считывание — с другой. Если в каждом из колебаний тактовой
частоты содержится кратковременная нестабильность, отличия в
‘числе переданных и принятых битов поглощаются в эластичной
памяти. С помощью эластичной памяти можно скомпенсировать
только кратковременные нестабильности, при которых отличие
в числах переданных и принятых битов ограничено. Если между
тактовыми частотами существует постоянный сдвиг, как в несинхро-
низированных задающих генераторах высокой точности, то эластич-
ная память в конце концов опустошится или переполнится.
Стык между линией с временным группообразованием и комму-
тационной системой. Обычно необходимость в эластичной памяти
возникает тогда, когда линии цифровой передачи стыкуются с циф-
ровыми коммутационными станциями с временным разделением.
Как показано на рис. 7.2, устройства эластичной памяти размеща-
ются между входящей линией цифровой передачи и цепями ввода
в коммутационную станцию. В большинстве случаев цифровая ком-
мутационная станция обеспечивает хронирование для всёх исходя-
щих линий с временным группообразованием, так что между этими
линиями и коммутационной станцией расхождения в смысле хрони-
рования отсутствуют. Предположим, что аппаратура на дальнем
конце цифровой линии получает колебания тактовой частоты из
принимаемого сигнала и использует эти колебания для хронирования
цифрового сигнала, возвращающегося к коммутационной станции.
349
хок
ПРМ
nea
3
Ps
Е
\Восстановление!
Тактовая
g5
©
колебаний
и:В
8
тактовой
5=
Ге]
частоты
gz
©
5
©
®¥
®
neal
5
<
У
Восстановление]
колебаний
Рис. 7.2. Стык между линией передачи с временным группообразованием и цифровой
коммутационной станцией, включающий устройство эластичной памяти:
ПРМ — приемник, ПРД — передатчик
Это и есть ситуация, возникающая, когда удаленный каналообра-
зующий блок соединяется с цифровой коммутационной станцией
через линию типа T1 (ситуацию обычно называют «заворотом по
тактовой частоте» в каналообразующем блоке). При использовании
заворота по тактовой частоте тактовая частота входящей линии
синхронизирована по номинальному значению с тактовой частотой
коммутационной станции. Однако по причинам, рассмотренным ра-
нее, в тактовой частоте входящей линии обязательно имеется
определенная нестабильность. В устройстве эластичной памяти эта
нестабильность поглощается, так что на коммутационную станцию
поступает чисто синхронный цифровой сигнал.
По существу, в шлейфе, образованном линией передачи и устройст-
вом эластичной памяти, между входом и выходом коммутационной
станции поддерживается постоянное и целое число тактовых интер-
валов. Таким образом, с точки зрения хронирования входы и выходы
работают так, как будто они непосредственно соединены друг с другом
при использовании общего источника хронирования.
Удаление накопленных фазовых дрожаний. Еще одно применение
эластичной памяти, где она используется в регенераторе для удаления
фазовых дрожаний, обусловленных линией передачи, иллюстрирует
рис. 7.3. В обычных условиях хронирование передаваемого сигнала в
регенераторах основывается непосредственно на использовании коле-
баний тактовой частоты, полученных в регенераторе и служащих для
определения моментов решения. На рис. 7.3, однако, передаваемый
сигнал хронируется от отдельного местного генератора. В устройстве
эластичной памяти поглощается кратковременная нестабильность так-
товой частоты приема, а условие поддержания некоторого среднего
уровня накопления в эластичной памяти определяет значение частоты
задающего генератора для передаваемого сигнала за длительный пери-
350
Восстановление!
Фильт
колебаний
Уровень
В
такто:
частоты
| Запись
Считывание
Эластичная
память
Рис. 7.3. Регенератор, устраняющий фазовые дрожания
од времени. В соответствии с этим, задающий генератор передаваемого
сигнала синхронизируется тактовой частотой линии на долгосрочной,
а не-на кратковременной основе. Если объем эластичной памяти
достаточно велик для того, чтобы поглотить все происходящие измене-
ния скорости передачи цифрового сигнала, то «быстрые» нестабиль-
ности тактовой частоты выходного сигнала не зависят от тактовой
. частоты входного сигнала.
Во всех регенераторах, независимо от механизма, используемого
для восстановления хронирующего колебания, тактовая частота выход-
ного сигнала получается путем усреднения хронирующей информации
из входного сигнала за какой-то период времени. Резонансные контуры
усредняют тактовую частоту входного сигнала за относительно неболь-
шое число тактовых интервалов сигнала, а цепи с фазовой автопод-
стройкой — за большое число интервалов. Во всех случаях предполага-
ется определенная величина накопления или задержки. Устройство
эластичной памяти просто является механизмом увеличения имеющей-
ся задержки таким образом, чтобы подстройки хронирующего колеба-
ния выходного сигнала могли быть выполнены более плавно. Как пока-
зано далее, с помощью эластичной памяти нельзя удалить фазовые
дрожания со сколь угодно низкой частотой, но фазовые дрожания с
низкой частотой не представляют проблемы, если колебания тактовой
частоты выходного сигнала получаются из колебаний тактовой частоты
входного сигнала.
Варианты реализации эластичной памяти. Требуемый объем элас-
тичной памяти меняется от нескольких битов до нескольких сотен
битов для высокоскоростных линий магистральной связи. На рис. 7.4
представлен один из способов реализации устройства эластичной памя-
ти малого объема, в котором используется преобразователь последо-
вательного сигнала в параллельный, регистр и преобразователь парал-
лельного сигнала в последовательный. Как показано на рисунке, вход-
ной цифровой сигнал поступает в регистр по мере того, как каждая
комбинация образуется на выходе преобразователя последовательного
сигнала в параллельный. Некоторое время спустя цифровой сигнал из
регистра переносится в преобразователь параллельного сигнала в
последовательный, причем извлекается полная комбинация. Заметим,
что перенос в преобразователь параллельного сигнала в последова-
тельный не зависит от колебаний тактовой частоты входного сигнала.
351
Восстановление!
олебанийS
Колебания
тактовой
тактовой частоты
частоты
|
входного сигнала
Преобразователь
Входной
последовательного
сигнал
сигнала в
параллельный
+8
Регистр
Колебания тактовой частоты
преобраканонь
выходного сигнала
параллельного
=
as
——
Рис. 7.4. Основной вариант
а
=
следовательный Выходной цифровой сигнал
реализации эластичной памяти
по,
ы
До тех пор, пока переносы на выходе регистра происходят между
переносами на его входе, цифровой сигнал не теряется, а кратко-
временные фазовые дрожания поглощаются за счет изменяющихся
задержек в эластичной памяти.
Обычно требуется некое управляющее устройство (на рисунке не
показано) для первоначальной установки эластичной памяти так,
чтобы первый перенос в регистр происходил между двумя переносами
на его выходе. Этот процесс означает, что вначале часть входного
цифрового сигнала преобразователем последовательного сигнала
в параллельный отбрасывается, пока не получится требуемое время
переноса.
Разница в моментах времени между параллельными переносами
на входе и на выходе регистра прямо указывает на разность фаз коле-
баний тактовой частоты на входе и на выходе. Таким образом,
колебания тактовых частот, используемые для параллельного пере-
носа, содержат информацию, необходимую для получения напряже-
ния, управляющего ГУН, если эластичная память используется
для удаления накопленных при передаче фазовых дрожаний.
Основную структуру, показанную на рис. 7.4, можно использовать
для реализации эластичной памяти большого объема, как показано на
рис. 7.5. Единственное изменение состоит в замене регистра на
рис. 7.4 на буферное устройство, работающее в режиме FIFO (считыва-
ние в порядке поступления)'. Такое буферное устройство для цифро-
вых сигналов специально рассчитано на то, чтобы обеспечить ввод
входного сигнала под управлением колебания одного генератора, в то
' В отечественной литературе по теории телетрафика эта дисциплина обслуживания
называется обслуживанием в порядке поступления. Кроме того, иногда испольуется
термин «естественная дисциплина обслуживания». В литературе по вычислительной
технике большее распространение получил термин «первым пришел, первым обслу-
жен».— Прим. перев.
352
Преобразователь
последовательного
>
сигнала в
Колебания тактовой частоты
параллельный
входного сигнала
Входной цифровой сигнал
Блок обработки
сигнала в порядке
поступления
Колебания тактовой
час то ты выхо дног о
Преобразователь.
сигнала
параллельного сигнала
|
Рис. 7.5. Реализация эластичной
памяти с блоком обработки
сигнала в порядке поступления
в последовательный
>>
So
Выходной цифровой сигнал
время как вывод зависит от колебаний другого генератора. В обычных
условиях работа буферного устройства в режиме ЕТЕО начинается
с запрета считывания на выходе до тех пор, пока буферная память
не заполнится наполовину. Некоторые из имеющихся в продаже
разновидностей блоков обработки сигнала в порядке поступления
формируют на выходе специальный сигнал, указывающий на заполне-
ние половины (или большей части) объема буферной памяти.
7.1.3. Измерения фазовых дрожаний
Простая схема измерения фазовых дрожаний приведена на рис. 7.6.
Как здесь показано, она представляет собой не что иное, как цепь фа-
зовой автоподстройки, где измерение фазовых дрожаний хрониру-
ющего колебания производится на выходе фазового компаратора.
2С
Фазовый
компаратор
Сигнал тактовой
K
частоты с фазовыми
дрожаниями
Стабильные
пебания !
Цепь фазовой автоподстройки
Рис. 7.6. Схема измерения фазовых дрожаний хронирующего колебания
12 Зак. 1435
353
В обычных условиях ширина полосы фильтра нижних частот весьма
мала, так что на ГУН не влияют кратковременные фазовые дрожания
хронирующего сигнала. Если фазовых дрожаний вообще нет, то
сигнал на выходе фазового компаратора представляет собой постоян-
ный ток, и на выход фильтра верхних частот сигнал не проходит.
В схеме на рис. 7.6 нельзя измерить фазовые дрожания с очень
низкими частотами, поскольку ГУН отслеживает медленно изменяю-
щиеся фазовые сдвиги. На фазовые дрожания с очень низкими часто-
тами, однако, можно не обращать внимания, поскольку их можно OT-
слеживать цепью фазовой автоподстройки. Фазовые дрожания с более
высокими частотами, с другой стороны, чаще могут вызвать ошибки
при принятии решения или потерю синхронизма при восстановлении
колебаний тактовой частоты в регенераторе. Вследствие этого интерес
представляют как спектр, так и амплитуда фазовых дрожаний.
Распределение вероятностей
числа символов в пинии
|= -Мгиовенное число(равно N
нее————Среднее (равно Ng }———
ou}
НО Линия цифровой передачи
Передатчик со
Приемник
стабильным
источником
хронирования
Рис. 7.7. Фазовые дрожания, представленные как изменение числа символов, накоплен-
ных в линии передачи
Фазовые дрожания обычно нормируются, как при измерениях мощ-
ности, в единицах радиан в квадрате или периодов в квадрате. Как по-
казано на рис. 7.7, мощность фазовых дрожаний представляет собой
меру дисперсии числа тактовых интервалов, накопленных в линии пере-
дачи. В этом случае фазовые дрожания выражаются в единицах пери-
одов тактовой частоты, возведенных в квадрат. «Мощность» фазовых
дрожаний большого физического смысла не имеет, поскольку она отра-
жает изменения фазы хронирующего колебания, а не мощность.
Некоторое физическое оправдание для того, чтобы выражать фазовые
дрожания в виде мощности, можно получить из того, что значение
мощности сигнала на выходе фазового детектора о ?у пропорционально
среднему квадратическому значению фазовых дрожавий a 2
оу = Каф,
(7.
где Кд — коэффициент усиления фазового детектора в вольтах на
радиан, а 0. выражена в вольтах в квадрате.
Пример 7.2. Задавшись средним
фазовых дрожаний,
равиым 10,7 дБ по отношению к одному `‘тактовому интервалу в квадрате, определим
стандартное отклонение сдвига фазы.
354
:
10,7/10
Решение. Дисперсия фазы сигнала определяется как с? = 10 == 11,76 такто-
вых интервалов в квадрате. Отсюда стандартное отклонение равно \/11,76== 3,43 такто-
вых интервала. Поскольку при иормальном распределении вероятностей в пределах одно-
го стандартного отклонения находится 68 % площади, ограииченной кривой нормально-
го распределения вероятностей, фаза этого сигнала находится в пределах + 3,43 такто-
вого интервала в течение 68 %, времени. В течение одного процента времени фаза сигнала
будет находиться за пределами 2,6 стандартных отклонений, или - 8,9 тактовых
интервалов.
Если фазовые дрожания возникают вследствие воздействия адди-
тивного гауссовского шума на стабильный сигнал, то фазовые шумы
могут быть аппроксимированы следующим образом:
оо = 00/2 Ps,
(7. 2)
где о? — мощность аддитивного шума, Р,— мощность сигнала, a
с; выражена в радианах в квадрате.
Выражение (7.2) является основной формулой для фазовых дро-
жаний, порождаемых воздействием аддитивного шума на непрерывную
синусоиду [7]. Когда хронирующее колебание извлекается из цифро-
вого сигнала, хронирующая информация обычно не является не-
прерывной. Это свойство несущественно, так как фазовые дрожания
из-за аддитивного шума обычно невелики по сравнению с фазовыми
дрожаниями из-за других причин [8]. Анализ фазовых дрожаний,
создаваемых регенераторами, работающими при случайно располо-
женных хронирующих переходах, проведен в [9].
7.1.4. Систематические фазовые дрожания
Первоначальный анализ фазовых дрожаний в цепочке регенерато-
ров был проведен в [6]. Основная модель для их анализа представлена
на рис. 7.8. В каждом из регенераторов в линии системы передачи
типа T хронирующее колебание извлекается из принятого сигнала и
передается к следующему регенератору в качестве колебания тактовой
частоты передачи. Вследствие несовершенств реализации (в первую
очередь, межсимвольной интерференции) цепей восстановления хро-
внирующего колебания (резонансные контуры в линиях типа T1) фазо-
вые дрожания, порождаемые регенераторами, зависят от структуры
цифрового сигнала. При одном из наихудших вариантов последователь-
Входной
сигнал без
фазовых 1
2
Фазовый сдвиг за
счет отдельного
регеиератора
Перекпючение
последовательностей
ифрового сигиала
Рис. 7.8. Модель систематических фазовых дрожаний в цепочке регенераторов:
Ч 2 Фа — фазовые сдвиги, вызываемые наихудшим вариантом последовательиости цифрового сигнала
ans
й отстающей фазы
12=
355
ности создается крайнее значение задержки фазы. Крайнее значение
опережения фазы создает другой вариант последовательности. Когда в
последовательности цифрового сигнала происходит переход от одного
наихудшего варианта к другому, возникает сдвиг фазы. Поскольку все
регенераторы реализованы, в общем, одинаково, фазовые дрожания,
порождаемые отдельными регенераторами, имеют тенденцию к коге-
рентности. Вследствие систематической природы фазовых дрожаний
такого вида они становятся в конце цепочки регенераторов самым
существенным источником накопленных в линии фазовых дрожаний
колебания тактовой частоты.
Накопленные в линии фазовые дрожания колебаний тактовой
частоты в первую очередь имеют значение для стыка хронирующего
сигнала аппаратуры группообразования высших порядков или комму-
тационной станции. В обоих случаях входной цифровой поток с по-
мощью эластичной памяти синхронизируется с тактовой частотой
местного генератора. Особое значение накопленные фазовые дрожания
имеют на стыке коммутационной станции при использовании заворота
по тактовой частоте в каналообразующем блоке (см. рис. 7.2), по-
скольку тактовая частота местного генератора является фиксирован-
ной, а эластичная память должна поглощать все фазовые дрожания.
Объем эластичной памяти в аппаратуре группообразования более вы-
сокого порядка может быть несколько меньше, так как эффектив-
ную скорость передачи компонентного сигнала на выходе можно
изменять, используя способ, называемый согласованием скоростей
(описывается далее в этой главе).
отдельном регенераторе накопленные фазовые дрожания не име-
ют такого значения, как фазовые дрожания колебаний тактовой часто-
ты входного сигнала относительно колебаний тактовой частоты мест-
ного генератора, служащих для определения моментов решения и пере-
дачи. Этот последний вид фазовых дрожаний может привести к
ошибкам при принятии решений. Та часть накопленных фазовых дро-
жаний, которая отслеживается местной цепью восстановления колеба-
ний тактовой частоты, не имеет значения. Накопленные фазовые
дрожания важны только в тех стыках хронирующих сигналов, где
местный задающий генератор не может быть подстроен или подстраи-
вается только в небольшой степени.
7.2. НЕТОЧНОСТИ ХРОНИРОВАНИЯ
В предыдущем разделе были рассмотрены свойства некоторых
видов нестабильностей или преходящих изменений хронирующего
колебания. Хотя эти изменения и соответствуют сдвигам частоты за-
дающего генератора линии, эти сдвиги являются только временными
и могут быть поглощены устройствами эластичной памяти. В ряде
случаев бывает необходимо соединить устройства цифровой связи,
использующие автономные источники частоты. В этих случаях зна-
чения тактовых частот двух систем никогда точно не совпадают, как бы
точно ни были рассчитаны источники частоты. Сдвиг между двумя
тактовыми частотами, как бы он ни был мал, создает такие требова-
356
Задающий
Задающий
генератор 1
генератор 2
ты
Скорость передачи R; Эластичная
Коммута-
яан)
Коммута-
ционная
ционная
станция 1
[5
|
станция 2
\ память | Скорость передачи R,
Рис. 7.9. Связь между коммутационными станциями, м +
ния к взаимным соединениям, какие не могут быть выполнены с
помощью лишь устройств эластичной памяти.
В предыдущем разделе был упомянут заворот по тактовой частоте
в каналообразующем блоке в качестве примера того, как от цифровой
коммутационной станции синхронизируется удаленное оконечное
устройство. Если удаленное оконечное устройство представляет собой
другую цифровую коммутационную станцию, использующую в качест-
ве эталона свой собственный источник частоты, это приводит к другой
ситуации. Как показано на рис. 7.9, тактовая частота исходящего
сигнала для каждого направления передачи определяется тактовой
частотой местного задающего генератора коммутационной станции.
В соответствии с этим колебание тактовой частоты входящего сигнала
на каждом стыке коммутационной станции содержит не только фазо-
вые дрожания, обусловленные линией передачи, но также и маленький,
но неизбежный сдвиг частоты. MKKTT рекомендует, чтобы первичный
сигнал со скоростью передачи 2,048 Мбит/с имел допуск на скорость
передачи, равный 50. 10 ° [10].
7.2.1: Проскальзывания
Как показано на рис. 7.9, на стыке каждой входящей цифровой
линии обязательно содержится устройство эластичной памяти, пред-
назначенное для удаления фазовых дрожаний хронирующего колеба-
ния, которые обусловлены линией передачи. В первой цифровой ком-
мутационной станции запись в эластичную память производится с по-
мощью восстановленных из линейного сигнала колебаний тактовой
частоты, а считывание осуществляется с частотой местного генератора
R,. Если среднее значение тактовой частоты К, отличается от К,, то
эластичная память постепенно опустошается или переполняется в 3a-
висимости от того, какая из частот больше. Если КВ» больше R,, то
эластичная память первой цифровой коммутационной станции пере-
полняется, что приводит к потере цифрового сигнала. Если К» меньше
К, то эта эластичная память опустошается, что заставляет вносить
посторонний цифровой сигнал в цифровой поток, вводимый в комму-
тационную станцию. Обычно посторонний цифровой сигнал представ-
ляет собой повторение одного или большего числа битов цифрового
сигнала, уже введенных в коммутационную станцию. Разрывы в потоке
357
цифрового сигнала, обусловленные опустошением или переполнением
эластичной памяти, называют проскальзываниями.
Неуправляемые проскальзывания представляют собой весьма су-
тщцественные ухудшения работы цифровой сети. Проскальзывания
наносят наибольший вред, если они приводят к потере циклового син-
хронизма. Поэтому допускается, чтобы проскальзывания происходили
только таким заранее установленным образом, чтобы не нарушить
цикловый синхронизм. Один из общих подходов к управлению про-
скальзываниями состоит в том, чтобы обеспечить их появление только
в форме повторения или удаления целого цикла. В результате этого
счетчики тактовых интервалов и логические устройства цикловой
синхронизации, связанные с группообразованием, остаются синхро-
низированными. Образование управляемых проскальзываний в виде
целых циклов можно обеспечить, если использовать эластичнуг
память объемом не менее одного цикла. При проскальзывании уровень
заполнения эластичной памяти фактически увеличивается или умень-
шается на целый цикл. Необходимый эффект легче получить, не
производя фактических удалений и вставок циклов информации, а
используя указатели индексирующего адреса в памяти с произвольным
доступом. Такая система показана на рис. 7.10.
В эластичную память на рис. 7.10 последовательно записывается
информация со входа по адресам памяти, соответствующим отдельным
каналам при временном группообразовании. Считывая информацию по
тем же адресам в той же последовательности, можно получить на выхо-
де цифровые сигналы отдельных каналов. В идеальном случае, когда
нет сдвига между частотами задающих генераторов, моменты счи-
Преобразователь
{последовательного
сигнатпа
параллельный
К,
Адрес записи
Адрес считывания
Преобразователь
параллельного
сигнала в
—
|
последовательный
Записывается
в память
y
AEE
EE EE
па! ти
ин
Двукратное
считывание
Рис. 7.10. Работа эластичной памяти объемом в один цикл
358
тывания для каждого из каналов расположены посредине между
моментами записи соответствующих каналов. Тогда эластичная память
способна поглотить изменения задержки в передаче, равные времени
передачи цикла.
На диаграмме хронирования (см. рис. 7.10) изображен с преуве-
личением сдвиг хронирующих колебаний, когда тактовая частота
коммутационной станции К» больше тактовой частоты входящего сиг-
нала R,. Как показано на рисунке, моменты считывания постепенно
догоняют моменты записи до тех пор, пока не произойдет двукратное
считывание. В этот момент информация, считываемая для каждого
из каналов, представляет собой информацию, считанную для предыду-
щего исходящего цикла. Хотя на рисунке показаны моменты записи и
считывания только для одного канала, то же соотношение справедливо
и для соответствующих моментов во всех остальных каналах. Таким
образом, проскальзывание наступает во всех каналах одновременно.
Отметим, что если В, больше Ro, то проскальзывание происходит,
когда двукратная запись во всех каналах приводит к тому, что инфор-
мация в предыдущем из пришедших циклов теряется.
Работа эластичной памяти, изображенной на рис. 7.10, весьма
похожа на работу памяти для перестановки канальных интервалов,
описаннойв гл. 5. Это сходство можно использовать в коммутационных
системах типа ВПВ, где блок памяти на входе может выполнять функ-
ции как эластичной памяти, так и временной коммутации [5]. Когда
эти две функции объединяются, проскальзывания в общем случае
могут случаться в разных каналах в разные моменты времени. Несмот-
ря на это, в индивидуальных каналах поддерживается правильное
положение символов в цикле, поскольку сигнал каждого из каналов
проходит через устройство входной памяти под управлением именно
ему присвоенного адреса в памяти.
Одним из привлекательных свойств использования входной памяти
в качестве эластичной является то, что при установлении нового
соединения можно выбрать канальный интервал внутренней коммута-
ции так, чтобы сигнал конкретного канала из входной памяти считы-
вался посредине между моментами записи во входную память. В ре-
зультате этого проскальзывание в этом соединении не произойдет в
течение длительного времени, возможно, даже до конца соединения.
(Если относительная точность тактовой частоты составляет 1078, TO
интервал времени между проскальзываниями в каждом из каналов
составляет 3,5 ч.)
Для эластичной памяти (см. рис. 7.10) существует одна потенци-
альная проблема, когда моменты записи и считывания почти совпада-
ют. Если оба обращения к одному каналу происходят один за другим,
то нестабильности переходов в хронирующих колебаниях могут при-
вести к тому, что оба обращения будут то и дело меняться местами
друг по отношению к другу. Вследствие этого, проскальзывания,
вызванные двукратными считываниями, будут следовать за проскаль-
зываниями, вызванными двукратными записями, и наоборот. Для
исключения этой ситуации необходимо использовать в процессе под-
стройки счетчика некоторое значение гистерезиса. Гистерезис, в свою
359
очередь, означает, что требуется дополнительный объем памяти для
предотвращения таких случаев, когда проскальзывание одного типа
наступает вскоре после появления проскальзывания другого типа.
Одним из способов выполнения эластичной памяти с необходимым
гистерезисом является использование памяти объемом два цикла, как
показано на рис. 7.11. Для удобства эластичная память разделена
на блок памяти для цикла А и блок памяти для цикла В. Логическое
устройство имеет последовательный доступ к ячейкам памяти, за
исключением того, что циклы записываются поочередно в блоках
памяти А и В. При нормальной работе ячейки памяти выбираются
для формирования выходного цифрового сигнала в том же порядке.
Однако, когда появление проскальзывания становится неизбежным,
логическое управляющее устройство вызывает такую перестройку
счетчика каналов на выходе, чтобы считывание производилось из блока
памяти А 2 раза подряд. Эта ситуация изображена на диаграмме
хронирования (см. рис. 7.11), где снова предполагается, что К» больше
К. Важной особенностью диаграммы хронирования, которую стоит
отметить, является то, что после того, как подстройка счетчика при-
ведет к двукратному считыванию из блока памяти А, моменты записи
и считывания для каждой индивидуальной памяти будут отстоять друг
от друга приблизительно на время передачи одного цикла. В результате
Преобразователь
за последовательного|
в параллельный
К:
Ц
$2
с
НИ
я
Преобразователь
параллельного
поспедовательный
|
B
Записывается
в память
н
а
е
0
LT
f
a
s
Г
м
0
i
Считывается
|
|
|1
|!
|
|
у
из памяти
А
B
В
А
в
А Двукратное
А
считывание
Рис. 7.11. Эластичная память с блоками памяти объемом в два цикла
360
этого следующую подстройку можно отложить до тех пор, пока момен-
ты доступа для записи и считывания не сместятся друг по отношению
к другу на время целого цикла. Структурная схема и диаграмма,
показанные на рис. 7.11, относятся к эластичной памяти, используе-
мой на стыках типа DS-1 станции типа No 4ESS фирмы Bell System
[11].
Нормы Ha частость проскальзываний. Если разница между значени-
ями тактовой частоты цифрового сигнала на входе и выходе эластич-
ной памяти составляет AR', то время между проскальзываниями
АТ == N/AR,
(7.3)
где No — число битов, которые изымаются или повторяются при про-
скальзывании. Обычно проскальзывание охватывает целый цикл циф-
рового сигнала; в этом случае частость проскальзываний определяется
следующим образом:
Частость проскальзываний = 1 /Т, == AF,
(7. 4)
rae AF — разность частот повторения циклов.
Поскольку управление проскальзываниями производится так, что
они не нарушают процессы синхронизации в системах более высокого
порядка, единственным их результатом является редкое выпадение
или повторение информации в подверженных их воздействию каналах
временного группообразования. Эффект проскальзываний в речевом
сигнале, преобразованном в цифровую форму, состоит в слышимых
изредка щелчках. Слышимый щелчок в ИКМ речевом сигнале возника-
ет только в одном проскальзывании из 25. Если предположим, что
приемлемым является интервал между слышимыми щелчками, равный
5 мин, то приемлемая частость проскальзываний для речи равна
300 проскальзываниям в час. При частоте повторения циклов, равной
8 кГц, 300 проскальзываний в час происходят, когда тактовые частоты
отличаются на одну долю от 8000. 3600/300 = 96000, что соответст-
вует легко достижимой точности.
бмен засекреченной информацией (речь или данные) более
чувствителен к проскальзываниям, поскольку процесс засекречивания
обычно опирается на синхронность по битам скремблеров и де-
скремблеров. Когда число битов изменяется за счет выпадения или
вставки битов в каком-либо канальном интервале, счетчики на пере-
даче и приеме становятся
В лучшем случае
процесс рассекречивания приводит к слышимости каждого проскаль-
зывания. В худшем случае, до тех пор пока синхронизм в дескремб-
лере не восстановится, речь или данные остаются неразборчивыми.
Более тонкий, HO причиняющий болыше неудобств эффект
проскальзываний возникает, когда в цифровом канале TU передаются
данные. Высокоскоростные модемы передачи данных для аналоговой
телефонной сети используют фазовую манипуляцию с когерентным
Обычно отклонения тактовой частоты нормируются в относительных значениях
ов 107%). Тактовая частота, которая имеет неточность, равную Р миллионных
долей, имеет максимальное отклонение, равное AR== К Р/1 0°.
361
детектированием в приемнике. Поскольку эти модемы особенно
чувствительны к сдвигам фазы, они особенно подвержены действию
проскальзываний. Проскальзывание на 8 бит вызывает в сигнале
модема, преобразованном в цифровую форму и использующем несу-
щую частоту 1800 Гц, мгновенный сдвиг фазы на 81°. Очевидно,
что такой сдвиг фазы вызывает ошибку в передаче данных, а также,
что более важно, и нарушение работы цепи восстановления колеба-
ния несущей в приемнике и служит причиной множественных
ошибок. Одиночное проскальзывание может нарушить работу некото-
рых видов модемов для каналов ТЧ на несколько секунд [3].
Когда линия цифровой передачи используется для непосредствен-
ной передачи данных, эффект от проскальзывания может оказаться
не более значительным, чем эффект одиночной ошибки в канале.
Большинство приемников систем передачи данных запрашивают
полное повторение передачи любого блока данных, не удовлетво-
ряющего определенным проверкам на избыточность, Поэтому одна
ошибка так же неприятна, как и множество ошибок или полная
потеря данных. Эффект проскальзывания будет более существенным,
если для определения границ блоков сообщения протокол связи
(например, DDCMP фирмы Digital Eguipment) опирается Ha процеду-
ры подсчета байтов. Ввод или удаление данных в сети приводит
к тому, что счетчик на приеме становится несинхронизованным и
нормальный обмен информацией нарушается до тех пор, пока не
будет распознана потеря синхронизма.
Исходя из высказанных соображений относительно передачи
данных, норма на частость проскальзываний для развивающейся
североамериканской цифровой сети установлена равной одному
проскальзыванию за 5 ч на соединении от одного оконечного
устройства до другого [3]. Поскольку проскальзывания могут
возникнуть во множестве точек внутри сети, норма для стыков
отдельной соединительной линии с коммутационной станцией уста-
новлена равной одному проскальзыванию за 20 ч.
Пример 7.3. Определим требования к относительной точности двух независимых
задающих генераторов, чтобы при этом выполнялась норма на частоту проскальзы-
ваний, равная одному проскальзыванию за 20 ч. Предполагается, что частота
повторения циклов равна 8 кГц, как при передаче речевых сигналов методом ИК М.
Решение. Норма на частоту проскальзываний означает, что частота повторения
циклов, формируемая одним задающим генератором, может отличаться от частоты
повторения циклов, формируемых другим генератором, не более, чем на AF =
= 1/20. 60. 60= 1,39. 10° проскальзываний / секунду. Поскольку в секунду
передается 8000 циклов, относительная точность равна
1,39. 10—5/8000 = 1,7. 10—° проскальзываний / цикл.
Следовательно, тактовые частоты должны иметь точность лучше, чем 10-8.
7.2.2. Согласование скоростей
В предыдущем разделе рассматривались определенные аспекты
синхронизации сети, которые указывали на необходимость синхрони-
зации задающих генераторов для предотвращения потери цифрового
сигнала из-за проскальзываний. В данном разделе рассмотрим
362
процедуру, носящую название согласование скоростей, при которой
удается избежать как проскальзываний, так и необходимости
синхронизации задающих генераторов. Согласование скоростей
представляет собой чисто логическую операцию, которая не зависит
от используемых кодов передачи и способа модуляции. Термину
«согласование скоростей» в странах Северной Америки соответствует
термин «стаффинг», в то время как то же самое понятие в Европе
называют «цифровое выравнивание».
Основная концепция согласования скоростей заключает в себе
использование канала, пропускная способность которого умышленно
взята более высокой, чем скорость передачи входного сигнала.
Поэтому канал на выходе может переносить весь входной цифровой
сигнал плюс некоторое переменное число битов в виде «пустышек»,
или «вставок». Биты пустышек не являются частью входного цифро-
вого сигнала. Их вводят определенным способом для того, чтобы
подогнать цифровой поток под более высокую скорость передачи
на выходе. Естественно, что посторонние биты пустышек или вставок
должны быть опознаваемы, чтобы на приеме можно было восстано-
вить исходный цифровой поток.
Наиболее часто согласование скоростей применяется при образо-
вании групповых (агрегатных) сигналов более высокого порядка,
когда каждый из входных компонентных сигналов не синхронизи-
рован друг с другом. В этой ситуации согласование скоростей
представляется единственным возможным средством, позволяющим
избежать появления проскальзываний. Основную проблему ил-
люстрирует рис. 7.12, где изображено устройство группообразования
двух каналов. Отметим, что скорости передачи на выходе для обоих
каналов обязательно должны быть одинаковыми, поскольку для
каждого из каналов предусмотрено определенное число тактовых
интервалов за некий период времени. Отсюда, если скорости передачи
двух каналов на входе слегка отличаются друг от друга, то по
менышей мере одна из этих скоростей отличается от соответствую-
щей данному каналу скорости передачи на выходе.
При использовании согласования скоростей подканал для каждого
компонентного сигнала в аппаратуре группообразования имеет точно
одну и ту же пропускную способность. Но скорость передачи потока
информации в каждом подканале может меняться за счёт ввода
по мере необходимости пустышек, не несущих информации. В соот-
Рис. 7.12. Аппаратура группосбразования при равных скоростях передачи для каждого
3 двух входных сигналов
363
Сигнал с большей
скоростью перадачи
2
1
2
1
2
^^
Л^^
1
хуХУxy
XY Xv
AI] [lof [—
XY
Za[[TTIo[ TTI
TTT PITT] |
К
Биты вставок
Биты вставок
Сигна
й
п с меньшей
ANA сигнапа 2
для сигнала
скоростью передачи
Рис. 7.13. Упрощенный пример согласования скоростей
ветствии с этим операции согласования скоростей в каждом из
каналов неизбежно являются независимыми. Пример выполнения
операции согласования скоростей в аппаратуре группообразования
двух каналов с преувеличенной разницей в хронировании входных
сигналов показан на рис. 7.13. Отметим, что внутри каждого
подканала число битов информации на цикл может меняться.
Сигнал в канале 2 претерпевает большее число операций согласо-
вания скоростей, поскольку его скорость на входе ниже скорости
передачи сигнала в канале 1. Формат группообразования по
комбинациям показан только для иллюстрации. В аппаратуре
группообразования; оперирующей — последовательными — входными
сигналами, обычно используется формат группообразования по битам.
В каждом цикле на выходе аппаратуры группообразования
(рис. 7.13) число тактовых интервалов постоянно. Однако не во
всех тактовых интервалах содержится информация. В дополнение
к битам циклового синхросигнала (на рисунке не показаны) цикл
содержит для каждого входного сигнала бит команды управления со-
гласованием скоростей (У) и специальный тактовый интервал для
хронирования (Х). Если значение управляющего бита равно 0, то
в тактовом интервале Х передается информация. Если значение
бита на позициях У равно 1, то в соответствующем тактовом
интервале Х передается пустышка (вставка). (Логическое значение
ита вставки может быть как нулем, так и единицей, поскольку
он предназначается только для того, чтобы осуществлять подстройки
хронирующего колебания. Однако, если использовать конкретное
значение, то можно определять ошибки в канале или состояние
отсутствия циклового синхронизма, когда логическое значение
принятого бита вставки противоположно обусловленному.)
Важной особенностью, на которую следует обратить внимание
в аппаратуре группообразования более высоких порядков, использую-
щей согласование скоростей, является то, что структура цикла
Ha выходе не связана со структурами циклов компонентных
входных сигналов. По отношению к аппаратуре группообразования
более высоких порядков каждый входной сигнал представляет
собой простой последовательный двоичный поток битов, в котором
никакой конкретной структуры не предполагается. Биты цикловой
синхронизации в компонентных групповых сигналах передаются
наравне с битами информации. После того, как агрегатный сигнал
364
разделяется Ha компонентные (с выполнением процедуры, обратной
операции согласования скоростей), должен быть установлен цик-
ловый синхронизм для дальнейшего разделения в аппаратуре приема
каждого компонентного сигнала.
Хотя согласование скоростей может быть реализовано с исполь-
зованием разнообразных структур и циклов агрегатного сигнала,
наиболее желательные свойства цикла при согласовании скоростей
в общем случае можно определить следующим образом.
1. Необходимость образования сверхциклов агрегатного сигнала
фиксированной длины так, чтобы каждому компонентному потоку
BUI придан в сверхцикле один тактовый интервал, в котором
может передаваться или не передаваться вставка.
2. Избыточная передача команд управления операцией согласо-
вания скоростей.
3. Введение тактовых интервалов, не несущих информации и
распределенных по сверхциклу агрегатного сигнала.
Обычно смещения хронирующих колебаний весьма малы, так что
от одиночного случайного бита в тактовом интервале хронирования
требуется только малая подстройка. В соответствии с этим можно
объединить болыное число циклов агрегатного сигнала в один
сверхцикл с одним определенным положением тактового интервала,
определяемого как тактовый интервал Х. В сверхциклах, где
операция согласования скоростей не производилась, в этом тактовом
интервале передается информация. В остальных сверхциклах в дан-
ном интервале передаются пустышки. Приблизительно в половине!
сверхциклов номинально передается максимальное число Му
информационных битов, а в другой половине — Му—1 информа-
ционных битов.
Целью операции согласования скоростей является предотвраще-
ние потерь в цифровом сигнале, когда взаимодействующие линии
цифровой передачи не синхронизированы друг с другом. Если
одиночные ошибки могут вызвать восприятие пустышки как инфор-
мационного бита (или наоборот), то основная цель не достигается.
Кроме того, отметим, что ошибочная интерпретация команды
согласования скоростей приводит к потере циклового синхронизма
в аппаратуре приема компонентных групповых сигналов. По этой
причине биты на позициях У должны передаваться с избыточностью.
Если предположим, что ошибки в канале являются случайными, то
вероятность ошибочной интерпретации команды согласования ско-
ростей
Р== УСТ р"! 1-р)”,
(7.5)
где р — вероятность ошибки в канале, а пл — число исправляемых
ошибок в команде согласования скоростей (в этой команде содер-
жится 2n-+1 бит).
‘ Такое распределение сверхциклов характерно для такой разновидности согласова-
ния скоростей, когда информационный сигнал дополняется вставками (положительное
согласование скоростей). — Прим. перев.
? Это приближенное выражение, справедливое при достаточно малых значениях
рп. — Прим. ред.
365
Биты, не несущие информации, должны быть распределены по
сверхциклу по следующим причинам. Во-первых, при максимально
возможном разделении этих битов ошибки в битах команды согла-
сования скоростей (биты У) становятся с большой вероятностью
независимыми. Если биты команды согласования скоростей располо-
жены слишком близко друг к другу, а преобладают пакетные ошибки,
то польза от избыточной передачи становится незначительной.
Во-вторых при распределенной передаче битов, не несущих информа-
ции, минимизируется нерегулярность в потоке информации. При
разделении агрегатного сигнала на компонентные нужно извлекать
колебание тактовой частоты для каждого из компонентных сигналов
из нерегулярно передаваемого информационного сигнала, переносив-
шего этот компонентный сигнал. Получение колебаний с достаточной
стабильностью, синхронизированных со скоростью передачи инфор-
мации, упрощается, если разрывы в информационном потоке
минимизированы. Кроме того, объем эластичной памяти, предназ-
наченной для сглаживания неравномерностей при передаче информа-
ции, уменышается при минимизации разрывов в потоке.
ример цикла аппаратуры группообразования высшего порядка
представлен на рис. 7.14. Такой формат цикла используется для
сигналов типа 08-2 со скоростью передачи 6,312 Мбит/с в северо-
американской иерархии цифровых систем передачи. Как указывалось,
сигнал типа DS-2 формируется путем группообразования по битам
из четырех сигналов типа DS-1 с добавлением соответствующих
избыточных битов.
. Длительность сверхцикла в сигнале типа DS-2 составляет:
1176 тактовых интервалов. Из них 1148 предназначаются для инфор-
мации (по 287 на каждый компонентный сигнал), 12— для передачи
циклового и сверхциклового синхросигналов (Со, Ci, Lo, Ц, 12—
для передачи команд управления согласованием скоростей (У),
i
Цикл длительностью 294 ТИ
|
Биты вставок
Ft LR
Ae
ПА
4 (ob. [Hobe Pore Free. 4
®|
у
Uo
у,
Ys
i(bm HmmС)на15 hmThm
£59 G
Уз
Чо
Ys
Уз
Ч,
8mm[tmbm[hmbmnС oy
8
8А
У
Lo
У,
У,
Ц:
mmhmbmГеПоГ or
Рис. 7.14. Формат цикла: цифрового сигнала типа DS-2
Согласование скоростей
для 1-го
сигнала, если i
биты Ha
позициях У,равны 114. На позиции A передается аварийная
м1
отсутствию аварийного состояния. Цикловый синхронизм устанавливается с ns последовательности
Lolly Ly... позиции в которой разделены 146 промежуточными тактовыми интервалами (TH)
366
Vo, Уз) и 4 для организации тактовых интервалов X (Х,, Xi Xi,
Х,). Поскольку тактовый интервал Х может быть заполнен либо
пустышкой, либо битом информации, каждому компонентному сиг-
налу в сверхцикле могут соответствовать 287 или 288 бит. Тактовый
- интервал Х заполнен информационным битом, если все три соответ-
ствующие бита на позициях У равны 1. ТГактовый интервал Х запол-
HEH пустышкой (вставкой), если все три соответствующих бита на
позициях У равны 0 '. Очевидно, что команды управления согласо-
ванием скоростей допускают исправление одиночной ошибки.
Первый уровень циклового синхронизма устанавливается за
счёт чередующейся комбинации (Io, Ly, Цо, ...). Отметим, что биты
Цо и I, разделяет ровно 146 тактовых интервалов. Следующий
уровень цикловой синхронизации, предназначенный для идентифи-
кации позиций тактовых интервалов У и Х, устанавливается за счет
битов Со и C,. Четвертый бит в позиции С(А) не используется
для цикловой синхронизации и может поэтому служить в качестве
символа аварийной сигнализации. Аналогичные структуры циклов
существуют и для других цифровых сигналов высокого порядка.
ferret длительностью ти
=
Биты вставок
4
TI IT.J
Чо
У,
Цо
1I I КОЛОНН С]
A
Ц,
Ya
Lo
У,
I IsI=
--
$|4
Ц,
Ys
Lo
У,
а0
WA
8Ч
Ц,
Y,
be
У,
210 |ЕОООН1 CI ИЯ
E
ЕСо
UY,
У
Lo
Ys
Чо
У,
Ц,
$|пповповп1
“er
&
|| С:
Ца
Ye
Ho
Ye
Чо
Ув
Ц,
©ОВ
[1]
[o]
[1
[0]
П
1
ay
Co
Ц,
У,
Чо
У,
Uo
У,
М[1[0]
Рис. 7.15. Формат цикла цифрового сигнала типа DS-3
биту Ч осуществляется прокераа на четность по всем информационным битам в предыдущем
сверхцикле. У агласование скоросте:
1- го
сигнала, если предшествующие
биты на позицияхУ; равны RS Биты A ee и Ч должны иметь вид 00 иди 11, так что по
последовательности CoC(Со можно определить конец ini iio
! Между двумя последними предложениями и подрисуночной подписью к рис. 7. 14
имеется противоречие. Согласно рисунку, операция согласования скоростей происходит
при равенстве единице трех битов на позициях У, а в соответствии с текстом — при
передаче на позициях У трех нулей.— Прим. перев.
367
Биты вставок
Временной \ Временной — Временной
интервал 1 \ интервал 8 — интервал 16
©
Г
)
©
f
e
<
К
<
Ы
:
I
x
A
e
к
.
к
[
5
5
]
:
В
я
>
2
=
К
n
N
>
=
<
к
В
:
5
Ы
x
=
h
o
<
X
I
N
N
К
.
к
x
=
>
В
В
В
Е
в
a
No
»
No
К
a
i
)
=
<
Ъ
К
o
S
К
=
»
В
H
В
Е
В
“
<
w
L
L
=
<
=
“
<
о
к
n
N
К
„
<
w
5
>
=
N
S
=
N
I
=
д
x
>
A
К
В
Н
H
=
В
3
;
=
и
О
в
В
С
в
е
р
х
ц
и
к
л
д
л
и
т
е
л
ь
н
о
с
т
ь
ю
4
7
0
4
Т
И
I
=
и
<
x
i
и
с
=
<
К
Н
Е
A
я
К
.
I
n
d
O
d
с
<
ы
х
и
:
и
о
o
К
М
ы
<
-
<
-
Б
ы
o
n
5
К
.
‚
В
3
Ё
ё
=
=
YoY
Puc. 7.16. Формат цикла цифрового сигнала tuna DS
рыкнетоо У; 111ознMe $что на позиции восьмого бита информации для i-ro компонеитного сигнала
м за последними битами У, произведена операция a скоростей; Ч) — бит проверки на
етность по 192
фор
битам,
нечетными номерами;
Ч, — aeпроверки на четность по 192 p
ф
бита
номерами
чет ными
но длительностью 318 ТИ
|
52
Биты вставок
С
в
е
р
х
ц
и
к
л
д
л
и
т
е
л
ь
н
о
с
т
ь
ю
1
2
7
2
Т
И
A
Puc. 7. 17. Формат цикла цифрового сигнала типа DS-1C
Cor eons CKOPOCT
для {1-г о
сигнала, если предшествующие биты
на позицияхУ; равны 1 IE бит аварийной сигиализации, который рааен | при отсутствии аварии;
цикловый синкронизм устанавливается с помощью госледовательности 1, Ug..., позиции в которой
зделены 158 промежуточными тактовыми интервалами
368
икл длительностью 212 ТИ
}
pr SAH
200 информационных битов:
11110 110101010
..-
У УзУзУА-<
208 инфор
битов
vee
|
узузу ре
208
битов ==
ОН:
|
YY, Ys УЕ
208 инфор
a
..»
|
С
в
е
р
х
ц
и
к
л
д
л
и
т
е
л
ь
н
о
с
т
ь
ю
8
4
8
Т
И
„
Л
Биты вставок
Рис. 7.18. Формат цикла для цифрового сигнала второго уровня иерархии MKKTT
Согласование скоростей выполняется для #-го компонентного сигнала, если предшествующие биты на
позициях У, равны 111°
На рис. 7.15—7.18 показаны соответственно структуры сигналов
типа DS-3, DS-4, DS-1C и цифрового сигнала второго уровня иерар-
хии MKKTT 2
Пример 7.4. Определим максимальную и минимальную скорости передачи
компонентного сигнала, согласующиеся с аппаратурой группообразования типа
Мэ. Определим также частость выходов из циклового синхронизма ‘для аппаратуры
приема сигнала типа 05-1, обусловленных ошибочной интерпретацией бита вставки.
Предполагается, что вероятность ошибки равна 10-6.
Решение. Максимальная скорость передачи компонентного сигнала приближенно
равна
6,312. 288/1176= 1,5458 Мбит/с.
Минимальная скорость передачи компонентного сигнала равна
6,312. 287/1176= 1,5404 Мбит/с.
Поскольку существуют три возможные комбинации из двух ошибок в битах У,
вероятность неправильного приема бита Х рав
3(107°)* = 3- 10°
Длительность каждого сверхцикла составляет 1176/6,312== 186 мкс. В соответствии
с этим частость выходов из циклового синхронизма для аппаратуры приема сигнала
типа DS-1 равна
3. 10—1?2/186- 10—6
= 0,016. 10—° выходов из циклового сиихронизма в секунду,
что эквивалентно одному выходу из циклового синхронизма в два года.
' Бит Н в цикле предназначается для использования на национальной сети
каждой администрацией ceasu.— Прим.перев.
* Сигналы типа DS-1, DS-2, DS-3 и DS-4 также нормализованы MKKTT.
Сигнал второго уровня соответствует рекомендации G.742.— Прим. перев.
369
Пример 7.4 показывает, что допуск Ha тактовую частоту
1,544 МГц для DS-1 находится в пределах от — 3,572 до -- 1,796 кГц.
Таким образом, относительное расхождение тактовых частот сигна-
лов типа DS-1 и DS-2 не должно быть более 1,796/1544, или 1/860.
Этот сравнительно болыной допуск на хронирование превышает то
значение, которое требуется от задающего генератора с умеренной
сложностью и учетом нестабильности, связанной с линией.
Диапазон подстройки тактовых частот и несимметричные допуски
были выбраны исходя из стремления: 1) минимизировать время
вхождения в цикловый синхронизм для аппаратуры приема сигналов
типа DS-2; 2) получить тактовую частоту в линии, кратной 8 кГц;
3) минимизировать фазовые дрожания, обусловленные временем
ожидания [12].
Требования к объему эластичной памяти. Функциональная модель
передающей части аппаратуры группообразования типа M|, показана
на рис. 7.19. К каждому входу компонентного сигнала (типа
DS-1) подключен блок эластичной памяти, предназначенный для
хранения входного цифрового сигнала до тех пор, пока он не будет
перенесен в выходной агрегатный сигнал (типа DS-2). Блоки
эластичной памяти служат двум целям: устранению фазовых дрожа-
ний входного цифрового сигнала и его хранению до тех пор, пока
не наступят соответствующие тактовые интервалы. Кроме формиро-
вания цикла управляющее устройство аппаратуры группообразования
контролирует степень наполнения каждой эластичной памяти
(которая указывает на разность фаз) и запускает операцию
согласования скоростей, когда эластичная память заполнена меньше,
чем на половину. И наоборот, операция согласования скоростей
не происходит, если эластичная память заполнена больше, чем на
половину.
Поскольку согласование скоростей может произойти только
в определенные моменты времени и только с определенной макси-
мальной частотой, объем эластичной памяти должен быть не менее
Входные сигналы
—
Цепь сборки
типа 25-1 Бпо
й
к
памяти
|
Управление сборкой,
Блок эластичной
ввод циклового
памяти
Выходной сигнал
типа DS
и сигналов
согласования скоростей
Блок эластичной
|
памяти
Формирование цикла,
|
1
нием скоростей
лок
13
Сигналы степени
заполнения памяти
Рис. 7.19. Функциональная схема передающей части аппаратуры группообразования
типа My,
370
максимального значения фазовых дрожаний входного сигнала. Как
рассматривалось в начале этой главы, фазовые дрожания накапли-
ваются вдоль всей линии передачи с регенераторами. Таким образом;
если требуется предотвратить появление проскальзываний, на линиях
большей длины следует устанавливать эластичную память большего
объема.
` Обратимся к рис. 7.20, где представлен пример соотношения
между длиной линии (числом регенераторов) и числом битов в блоке
эластичной памяти, необходимых для аппаратуры группообразования
типа Мэ. Эту диаграмму фирма AT&T представила специальной
исследовательской группе MKKTT по фазовым дрожаниям [13].
Диаграмма была получена на основе анализа систематических
фазовых дрожаний в [6].
По оси абсцисс на рис. 7.20 отложена максимальная крутизна
фазы, получаемая в цепи восстановления колебаний тактовой
частоты при наличии наихудшего сдвига в последовательности
цифрового сигнала (систематические фазовые дрожания в наихуд-
шем случае). Поскольку крутизна фазы представляет собой не что
-i
7
200
«0
=
8
и
у
вх
О
т
н
о
ш
е
н
и
е
ч
и
с
л
а
р
е
г
е
н
е
р
а
т
о
р
о
в
к
о
б
ъ
е
м
у
э
л
а
с
т
и
ч
н
о
й
п
а
м
я
т
и
М
л
а
з
А
=
[
=
]
10
СС!ТТ.4765
1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0
Крутизна фазовых дрожаний, кГц
Рис. 7.20. Зависимость между максимальным числом регенераторов, емкостью
эластичной памяти и крутизной фазовых дрожаний
число ячеек в блоке эластичной памяти
37
иное, как смещение частоты, требуемый объем эластичной памяти
можно определить как произведение максимальной крутизны фазы
на максимальную длительность этого состояния. Поскольку сум-
марная крутизна фазы пропорциональна числу — регенераторов,
на рис. 7.20 представлено максимальное число регенераторов на
ячейку эластичной памяти в зависимости от крутизны фазовых
дрожаний в отдельном регенераторе при осуществлении перехо-
да в хронирующем колебании, соответствующего наихудшему слу-
чаю.
Например, современные регенераторы системы типа T1 обеспечива-
ют крутизну в наихудшем случае 2,4 кГц. В аппаратуре группообразо-
вания типа Мо для входных фазовых дрожаний отводится 5 битов в
памяти (еще 3 бита добавлены для облегчения реализации аппаратуры
и из-за фазовых дрожаний времени ожидания). Из рис. 7. 20 можно
увидеть, что отношение М дах / А = 56, а это означает, что число регене-
раторов Мах = 56- 5 — 280.
7.2.3. Фазовые дрожания времени ожидания
При разделении цифрового сигнала, образованного с помощью
временного группообразования, необходимо получить колебания так-
товой частоты для каждого восстановленного компонентного сигнала.
Поскольку компонентные сигналы переносятся (или передаются) как
изохронные цифровые сигналы, восстановленные колебания тактовой
частоты должны быть непрерывными. Восстановление колебаний так-
товой частоты синхронного компонентного сигнала усложнено из-за
ввода в агрегатные цифровые сигналы при временном группообразова-
нии дополнительных тактовых интервалов, создающих разрывы в
моментах поступления битов. Нерегулярность скорости поступления
цифрового сигнала, обусловленная этими разрывами, называют фазо-
выми дрожаниями времени ожидания.
Большинство дополнительных тактовых интервалов для размеще-
ния битов циклового синхросигнала, битов проверки на четность, битов
команд согласования скоростей У расставлено регулярно Ha предсказу-
емой основе. Фазовые дрожания времени ожидания, обусловленные
разрывами, могут быть легко устранены с помощью эластичной
памяти и колебаний тактовой частоты, полученных из колебаний так-
товой частоты входного линейного сигнала. Например, колебание
тактовой частоты одиночного ИК М-канала с пропускной способностью
64 кбит/с может быть получено из колебаний тактовой частоты
линейного сигнала системы типа T1 со скоростью передачи
1,544 Мбит/с путем умножения на 8 и деления на 193.
В отличие от этого, с фазовыми дрожаниями времени ожидания,
создаваемыми операцией согласования скоростей, бороться намного
труднее. Эта трудность возникает из-за того, что времена ожидания,
создаваемые вставками, являются нерегулярными и непредсказуемы-
ми. В общем случае между частотами двух автономных генераторов
не существует рационального соотношения, так что события согласо-
372
вания скоростей возникают аналогично неповторяющимся десятичным
числам, появляющимся при разложении в ряд (очень похоже на
високосные годы, которые не наступают через каждые 100 или 1000
лет). По этой причине тактовые частоты компонентных сигналов на
выходе линии с временным группообразованием и согласованием
скоростей необходимо получать независимо и только из средней часто-
ты поступления каждого компонентного цифрового сигнала, но не из
тактовой частоты агрегатного сигнала, созданного при временном
группообразовании!
Колебания тактовой частоты на выходе, получаемые из цифровых
потоков с согласованием скоростей, формируются с помощью
устройств эластичной памяти, подавляющих фазовые дрожания (пока-
заны на рис. 7. 3). При использовании эластичной памяти большого
объема и очень медленно подстраиваемых генераторов на выходе
можно устранить большую часть фазовых дрожаний. К сожалению,
фазовые дрожания времени ожидания имеют частотные составляющие
вплоть до нулевой частоты, так что полностью устранить их невозмож-
но. Однако, используя эластичную память достаточно большого объе-
ма, можно ограничить полосу фазовых дрожаний необходимой низкой
частотой.
Фазовые дрожания времени ожидания в основном зависят от
частоты операций согласования скоростей, а также от отношения
числа фактических вставок к числу возможных случаев осуществления
операций согласования скоростей. Если колебание тактовой частоты
на входе не содержит фазовых дрожаний, то фазовые дрожания на
выходе достигают максимума, когда используется половина возмож-
ностей |. С точки зрения максимального допуска на смещение такто-
вой частоты идеальным является отношение согласования скоростей,
равное половине. Однако для уменьшения фазовых дрожаний времени
ожидания часто используются отношения согласования скоростей,
равные примерно одной трети. Детальный анализ фазовых дрожаний
‚времени ожидания приведен в [14]. Пример зависимости фазовых
дрожаний времени ожидания от отношения согласования скорос-
тей дан на рис. 7.21, заимствованном из [13]. По оси абсцисс
на рис. 7.21 отложено отношение числа вставок к числу возмож-
ностей их осуществления, а по оси ординат — мощность фазовых
дрожаний, полученная при однократном процессе согласования
скоростей. Мощность фазовых дрожаний выражена в децибелах
по отношению к одному тактовому интервалу в квадрате (0 дБ
означает, что мощность фазовых дрожаний равна времени одного
тактового интервала в квадрате, т. ©. 2л радиан в квадрате).
Кривая А соответствует фазовым дрожаниям на выходе, когда
фазовые дрожания на входе составляют —20 дБ (среднее квадра-
тическое значение равно 0,1 тактового интервала). Кривая В соот-
ветствует фазовым дрожаниям на выходе, когда фазовые дрожания
‘ Положения этого абзаца здесь и далее справедливы только для положительного
согласования скоростей. — Прим. перев.
373
{
N
©ЖЕ AN
1ВslN
/
CE пN\A
AA
ее
ed
Веб
ХхГ B
yd
Зе
NC
—
7
‚о©
В20
кои
щи
ge
3
+
~~ +”
24<
CCITT.4773A
|
N
x
]
О 0,1 0,2 0.3 0.4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0
Отношение согласования скоростей
Рис. 7.21. Зависимость фазовых дрожаний времени ожидания от отношения согла-
вания скоростей
© дБ соответствует одному тактовому ннтервалу в квадрате; A,B — фазовые дрожания компоиентного
сигнала равны 0,1 и 0,25 средиего квадратического значения тактового интервала соответственно
Ha входе составляют —12 дБ (среднее квадратическое значение
равно 0,25 тактового интервала). На рис. 7.21 представлены фа-
зовые дрожания, создаваемые одним комплектом аппаратуры группо-
образования. По результатам измерений [13] хорошую оценку
порядка величины фазовых дрожаний времени ожидания, накоплен-
ных при осуществлении No, последовательных операций группообра-
зования в аппаратуре типа Мг с согласованием скоростей, дает
выражение
02, = N,,/100 (тактовых интервалов).
(7. 6)
7. 3. СИНХРОНИЗАЦИЯ СЕТИ
Как уже указывалось в предыдущем разделе, при соединении линии
цифровой передачи с цифровой коммутационной станцией желательно
синхронизировать эти две системы, ‘заставляя линию передачи полу-
чить свое хронирующее колебание от коммутационной станции. Оче-
видное отступление от этого режима работы возникает, когда линия
цифровой передачи с обоих концов подсоединена к цифровым ком-
мутационным станциям. Обычно линия передачи в полностью цифро-
вой сети получает свое хронирующее колебание от одной из коммута-
ционных станций, с которой эта линия соединена. Если другая комму-
тационная станция не синхронизирована с первой каким-либо спосо-
бом, то это неизбежно приводит к
у стыку.
В этом разделе будет рассматриваться синхронизация сети в целом,
а не синхронизация на одиночном стыке. В основном синхронизация
сети представляет собой синхронизацию коммутационных станций в
сети. В этом случае линии передачи могут быть синхронизированы
автоматически путем получения хронирующих колебаний непосредст-
венно из узла коммутации. Исключение составляет аппаратура группо-
374
образования высших порядков |, в которой в настоящее время исполь-
зуются ~~ несинхронизированные высокочастотные генераторы и
согласование скоростей для преодоления влияния неточностей и
флуктуаций тактовых частот. И
овани
задающих генераторов для линий высшего порядка с временнйм
группообразованием не препятствует синхронизации сети на уровне
сигналов более низких порядков (например, типа DS-1).
Имеются две основные причины, по которым особое внимание
обращается Ha требования к хронированию цифровой сети. Во-первых,
в сети должно быть предотвращено появление неуправляемых про-
скальзываний, которые могут вызвать выходы из циклового синхро-
низма, случайные разъединения и ошибочные соединения. Обычно
весьма затруднительно или дорого полностью предотвратить появление
проскальзываний. Таким образом, согласно второму аспекту плана
синхронизации сети, требуется установить максимальную частость
управляемых проскальзываний как часть норм на качество полного
канала. Как уже упоминалось ранее, нормы на частность проскальзы-
ваний на сети США были первоначально установлены исходя из
требований передачи данных и засекреченных сообщений.
Имеется шесть основных методов, которые используются или изу-
чаются с целью использования для синхронизации цифровой сети:
плезиохронный режим;
2) согласование скоростей на всей сети;
3) взаимная синхронизация;
4) использование эталонного генератора для сети;
5) принудительная синхронизация;
6) пакетная передача:
—
S
e
r
7.3.1. Плезиохронный режим
Плезиохронная сеть не синхронизируется, в ней просто использу-
ются во всех узлах коммутации задающие генераторы с высокой
точностью, так что частость проскальзываний между узлами является
приемлемо низкой. Этот вид работы легче всего внедрить, поскольку
при этом не требуется распределение хронирующих колебаний по
всей сети. Однако предполагается, что в плезиохронной сети даже и в
небольших узлы коммутации будет необходимо включать высокоточ-
ные и избыточные источники хронирования. По этой причине инжене-
ры фирмы Bell System решили не использовать независимые задающие
генераторы для хронирования сети в США.
' Аппаратура временнбго группообразования, построенная на применении положи-
тельного согласования скоростей, кроме этого недостатка, имеет и ряд других, которые
освещены в книге Левина Л. С. и Плоткина М. А. «Цифровые системы передачи информа-
ции.» — М.: Радио и связь, 1982. По этой причине в СССР принята аппаратура BpeMeHHO-
го группообразования, построенная на принципах двустороннего согласования скоростей
(т. е. согласования скоростей, допускающего как введение вставок, так и изъятие из
информационного сигнала отдельных символов для передачи по специально выделенному
для этой цели каналу в групповом цифровом сигнале). Эта аппаратура приспособлена
для синхронизации от коммутационной станции и может использоваться как на син-
хронной, так и на асинхронной сети.— Прим. перев.
375
Плезиохронное хронирование планируется, однако, для взаимных
соединений на международной цифровой сети. В рекомендации
С. 811 MKKTT [15] установил нормы на стабильность задающих
генераторов для всех международных связей цифровых коммутацион-
ных станций. Норма на стабильность, равная 1. 107'', означает, что
проскальзывания на линиях, соединяющих международные коммута-
ционные центры, будут случаться один раз в 70 дней. (При этом пред-
полагается, что частота одного задающего генератора отклоняется на
1-107" положительную сторону, частота другого генератора —
на 1- 107!" в отрицательную сторону, а частота повторения циклов
равна 8000Гц.)
7.3.2. Согласование скоростей на всей сети
Если бы все внутренние линии и коммутационные станции сети
были рассчитаны на номинальные частоты, несколько более высокие,
чем номинальные частоты процессов цифрового преобразования речи,
то все речевые сигналы могли бы проходить через сеть без проскальзы-
ваний за счет сопряжения скорости передачи информации с пропуск-
ной способностью местных каналов методом согласования скоростей.
Ни один задающий генератор не надо было бы синхронизировать с
другим и можно было бы допустить относительно. небольшую точность
тактовых частот. Однако на каждом стыке между системами, управляе-
мыми от различных задающих генераторов, сигналы отдельных кана-
лов следовало бы подвергнуть операции, обратной согласованию скоро-
стей, по отношению к тактовой частоте принимаемого сигнала и
операции согласования скоростей по отношению к тактовой частоте
местного или исходящего сигнала. По существу, линии с временным
группообразованием в сети образовали бы каналы с временным группо-
образованием, через которые цифровые сигналы потребителей прохо-
дили бы на пониженных и различных скоростях — эти различия были
бы поглощены за счет согласования скоростей с использованием для
служебных целей индивидуальных сигналов.
В противоположность операциям согласования скоростей в аппара-
туре группообразования высоких порядков, где все каналы в компонен-
тном цифровом сигнале подвергаются операции согласования скоростей
групповым способом, в аппаратуре коммутации подразумевается неза-
висимое проведение операции согласования скоростей в каждом кана-
ле. Необходимость проведения отдельных операций согласования ско-
ростей иллюстрирует рис. 7. 22, где представлены два речевых сигнала,
скоммутированные в один выходной сигнал с временным группообра-
зованием. Очевидно, что скорости передачи на выходе для обоих сигна-
лов идентичны. Если оба сигнала получены на участках сети, управляе-
мых с различными тактовыми частотами R; и Rp, To операции
согласования скоростей должны выполняться отдельно для каждого
из сигналов.
Необходимость осуществления операции независимого согласова-
ния скоростей для сигнала каждого из каналов на каждом стыке с
коммутационной станцией препятствует использованию согласования
‚ 376
Район хронирования 1
Шnlnal
Е
К,
станция каналов
с временным Нарнии каналов,
Район хронирования 2
Рис. 7.22. Коммутация сигналов двух каналов с различными скоростями передачи
в общий выходной сигнал с временным группообразованием
скоростей в качестве экономически гибкого решения задачи хрониро-
вания всей сети. Согласование скоростей используется в настоящее
время для аппаратуры группообразования высоких порядков в основ-
ном из-за того, что другие способы синхронизации еще не узаконены.
По мере развития цифровой сети и появления возможности синхрони-
зировать тактовые частоты всех компонентных цифровых синалов не-
обходимость в согласовании скоростей может исчезнуть. Примером,
когда оно может всегда быть желательным, являются цифровые линии
спутниковой связи, которые хронируются автономными задающими
генераторами на борту спутника [16].
7.3.3. Взаимная синхронизация
В двух предыдущих разделах рассматривались виды работы сети,
которые не охватывали синхронизацию отдельных задающих генерато-
ров. В этом и двух последующих разделах описываются проекты
синхронизации сети, в которых каждый отдельный задающий генера-
тор синхронизируется от общей частоты. В первом методе — взаимной
синхронизации — общая тактовая частота сети устанавливается благо-
даря тому, что все узлы в сети обмениваются опорными частотами,
как показано на рис. 7. 23. В каждом узле входящие опорные частоты
усредняются и этот результат использу в качест тактовой
‘частоты для местного использования и для передачи. По окончании
периода первоначальной установки тактовая частота сети обычно
стремится к единственной стабильной частоте. При определенных
условиях, однако, процесс усреднения может быть нестабильным [17].
Основная привлекательность сети с взаимной синхронизацией
состоит в сохранении ее работоспособности несмотря на выход из
строя задающего генератора в любом из узлов. Основными недостатка-
ми являются неопределенность точного значения усредненной частоты
и неопределенность поведения во время переходных процессов.
По этим причинам взаимная синхронизация для североамериканской
377°
Эталонный
задающий
генератор
Рис. 7.23. Взаимная синхронизация:
Рис. 7.24. Синхронизация с эталонным
К - узел коммутации
генератором для всей сети:
УК — узел коммутации
телефонной сети не рассматривалась. В Великобритании, однако, была
разработана иерархическая структура хронирования, в которой на не-
которых уровнях используется взаимная синхронизация [18].
7.3.4. Использование эталонного генератора для сети
Другой метод синхронизации сети показан на рис. 7. 24. При приме-
нении этого метода колебания тактовой частоты единственного эталон-
ного генератора передаются ко всем узлам, вынуждая их управляться
от общей частоты. Как показано на рисунке, все узлы сети непосредст-
венно соединены с эталонным генератором сети, что подразумевает
необходимость использования отдельной сети передачи для распреде-
ления колебаний эталонной частоты. На основе требований к надеж-
ности также предполагается, что создаются запасные тракты к каждо-
му узлу. Из соображений стоимости отдельной сети эталонный генера-
тор с прямой передачей к каждому узлу нежелателен.
7.3.5. Принудительная синхронизация
Основным недостатком описанной в предыдущем разделе синхро-
низации с эталонным генератором для всей сети является необходи-
мость применения раздельных и надежных средств передачи к каждому
узлу. На рис. 7. 25 показана конфигурация сети, в которой эталонное
колебание распространяется по самим линиям передачи информации.
Колебание эталонной частоты сети передается к узлам коммутации
Эталонный задающий
Рис. 7.25. Принудительная синхронизация
378
высокого уровня. После того, как задающие генераторы в этих узлах
‘будут синхронизированы с эталонным колебанием и будут удалены фа-
вые дрожания, обусловленные линией передачи, колебание эталон-
зной частоты через цифровые линии передается к коммутационным
‚станциям более низкого уровня. Коммутационные станции еще более
‹низкого уровня синхронизируются, в свою очередь, от коммутационных
‚станций более высокого уровня через входящую линию и передают
хронирующее колебание на коммутационные станции следующего
уровня через исходящие от них цифровые линии. Процесс передачи
эталонного задающего колебания вниз от одного уровня к другому на-
‘зывается принудительной иерархической синхронизацией.
° Поскольку все коммутационные станции синхронизируются OT
‘одного и того же эталонного колебания непосредственно или косвенно,
они работают с одной и той же номинальной тактовой частотой.
$B результате этого в нормальных условиях проскальзывания появиться
‘не могут. Однако из-за различия в трактах, по которым распространя-
‘ется хронирующее колебание, могут появиться кратковременные раз-
„личия между частотами некоторых узлов. Если эти узлы синхронизиру-
ются косвенным образом, как показано на рис. 7. 25, то изредка воз-
можны проскальзывания. Кроме того, из требований надежности сле-
дует, что все коммутационные узлы должны быть обеспечены дублиру-
ющими задающими генераторами на случай отказа системы распреде-
ления тактовых частот. Когда это случается, вероятность проскальзы-
ваний возрастает, но только после того, как пройдет достаточное
время для ухода частот относительно стабильных дублирующих
генераторов от общей эталонной частоты.
Фирма Bell System и Ассоциация независимых телефонных компа-
ний США выбрали принудительную иерархическую синхронизацию
для развивающейся коммутируемой цифровой сети США [19].
Эталонный задающий генератор размещен в Хилсборо (шт. Миссу-
ри), откуда выборочные коммутационные центры типа No 4 ESS по-
лучают свои хронирующие колебания через специально для этого
построенные средства передачи. Синхронизация всех остальных
коммутационных станций производится через существующие линии
цифровой`передачи.
7.3.6. Пакетная передача
При рассмотрении синхронизации в пяти предыдущих разделах
безоговорочно предполагалось, что изучению подвергается синхронная
сеть коммутации каналов, поскольку подавляющее число цифровых
телефонных сетей именно так и работает. Для полноты, однако, необ-
ходимо упомянуть и другой вид сети — сеть с коммутацией пакетов.
Как будет показано в гл. 8, в сети с коммутацией пакетов сообще-
ния разбиваются на идентифицируемые блоки (пакеты) данных.
В промежутках между блоками в линиях передаются либо символы,
не несущие информации, либо управляющие сообщения. Если все
сообщения (управления и данных) разделяются номинальными ин-
тервалами передачи символов, не несущих информации, то устройства
эластичной памяти могут быть подготовлены к приему следующего
379
блока. Поскольку каждый блок по длине ограничен, устройств
эластичной памяти могут поглотить разности тактовых частот |
позволить избежать потери данных. (По существу, проскальзывани:
происходят только на символах, не несущих информации.)
ети с коммутацией пакетов были разработаны первоначально дл:
применений в сетях передачи данных, хотя предлагались также I
телефонные сети с коммутацией пакетов (см. список литературы I
гл. 8). Сетям с чистой коммутацией пакетов (или коммутацией сообще-
ний) свойственна устойчивость к отклонениям значения тактовой
частоты. Каждый из узлов сети может хронироваться автономно O1
генераторов с относительно неточными частотами. Отметим, однако.
что эффективность работы линии передачи падает из-за увеличенных
зазоров между блоками. Кроме того, получение колебаний тактовой
частоты для дискретизации в декодирующем устройстве усложняется
из-за поступления сигнала непериодическими блоками (фазовые дро-
жания времени ожидания).
7. 4. УПРАВЛЕНИЕ СЕТЬЮ
По существу, процедуры синхронизации, описанные в предыдущем
разделе, представляют собой методы согласования временных интерва-
лов систем передачи и коммутации. В этом разделе рассмотрим вопро-
сы синхронизации в более широком смысле. Не ограничиваясь истолко-
ванием синхронизации только как согласования во времени и по
частоте, распространим это понятие на функции более высокого уровня,
° которые относятся к управлению установлением соединения и управле-
нию сетью связи как некоторым единым целым. Фундаментальным
положением, связанным с понятием управления, является взаимо-
действие процессов (т. е. обмен информацией между управляющими
устройствами коммутационных станций при установлении соединения
или контроле за ним).
Наиболее удобным средством при описании взаимодействия двух
процессов является диаграмма переходов состояний. Основное назна-
чение этой диаграммы состоит в том, чтобы, абстрагируясь от рабочих
процессов в устройстве или системе, показать, какие события вызыва-
ют переход из одного состояния в другое. Если этим событием
является поступление каких-либо сообщений (сигнализации) от друго-
го процесса, то диаграмма переходов состояний, по существу, опреде-
ляет, как взаимодействуют два взаимосвязанных процесса.
7.4.1. Иерархическая структура процессов
В качестве примера, иллюстрирующего обобщение понятия синхро-
низации, рассмотрим диаграмму переходов состояний для процессов
синхронизации, показанную на рис. 7. 26, где приведены три разных
уровня управления обычным телефонным соединением при использо-
вании цифровой передачи и группообразования.
Самый нижний уровень процесса (рис. 7.26, а) отражает лишь
процесс синхронизации генераторов при передаче и приеме цифровой
380
информации. В передатчике и в приемнике можно выделить лишь по
два состояния процесса. Задача, решаемая при синхронизации времен-
ных интервалов, состоит в том, чтобы инициировать в приемнике
переходы из одного состояния в другое так, чтобы они совпадали
с переходами в процессе фиксации временных интервалов в передатчи-
ке. Чтобы выполнить эту задачу, необходимо выделить часть пропуск-
ной способности для реализации переходов в кодах передачи.
На рис. 7.26, 6 показан процесс синхронизации более высокого
уровня, включающий цикловую синхронизацию системы с временным
Передатчик
Приемник
~~a
”
Трубка снята
Свободен
Трубка
положена
Свободен
Отбой
Трубка снята
Трубка
положена
Ожидание
номера
вызова
Контроль
посылки
вызова
Вызывающий абонент
8)
Управление процессом коммутации
Рис. 7.26. Диаграмма переходов состояний для процесса синхронизации:
а — процесс синхронизации генераторов; 6 — процесс цикловой синхронизации;
в — процесс управления установлением телефонного соединения
381
группообразованием. Оба процесса представляют собой счетчики по
модуля С, где С — число каналов в цикле тракта с ВРК. Оба процесса
синхронизируются (по циклу) путем использования части пропускной
способности системы для передачи сигналов цикловой синхронизации.
Как только приемник вошел в синхронизм, счетчик приемника начина-
ет работать строго синхронно со счетчиком передатчика, так что обес-
печивается полная идентификация отдельных каналов тракта с ВРК.
На рис. 7.26 в показана диаграмма переходов состояний не-
сколько более усложненного, но тем не менее легко понимаемого
процесса. Рисунок отражает процесс управления установлением
соединения для обычного телефонного вызова. Диаграмма переходов
состояний первого процесса отражает процесс установления соеди-
нения, воспринимаемый со стороны абонента (прохождение сигнала
занятия). Вторая диаграмма переходов состояний характеризует
последовательность состояний управляющего устройства системы
коммутации местной связи при установлении соединения.
Как уже было показано, процесс начинается с того, что вызы-
вающий абонент снимает с рычага микротелефонную трубку и ожи-
дает сигнал «ответ станции». Если система коммутации опознала
сигнал занятия, поступивший от абонента (в виде появления тока
в линии), то она подключает к линии вызывающего абонента при-
емник набора номера, из которого абонент получает сигнал ответа
станции. Абонент приступает к набору номера вызываемого або-
нента, после чего переходит в следующее состояние — ожидания.
После приема последней цифры управляющее устройство системы
коммутации приступает к обработке требования. Если требуется
установить местное соединение, то вызывающему абоненту посыла-
ется сигнал «занято», либо сигнал контроля посылки вызова.
Сигнал «занято» побуждает абонента повесить трубку (перейти
в состояние отбоя), в то время как сигнал контроля посылки
вызова заставляет абонента находиться в состоянии ожидания до
тех пор, пока не ответит вызываемый абонент, или же до тех пор,
пока вызывающий абонент не «выйдет из игры» и повесит трубку.
Если вызываемый абонент ответил, то оба процесса войдут
в состояние соединения и между обоими участниками переговоров
установится связь. Затем абоненты перейдут на другой уровень
«синхронизации». Абоненты телефонной связи при разговоре начнут
с обмена приветствиями и взаимных представлений с тем, чтобы
установить «контакт» между их мыс
ными процессами, которые .
оказываются связанными между собой общим предметом разговора.
Процесс обмена сообщениями также требует такой синхронизации,
чтобы в каждый момент времени говорил только один абонент—
участник переговоров. Следовательно, необходимо располагать раз-
личными формами сигналов управления для того, чтобы «произ-
вольно распоряжаться» линией. Хотя эти сигналы как будто и
являются по своей природе несколько труд
ими, тем He
менее они представляют собой в известной ‘степени накладные
расходы передачи в том смысле, что и сигналы управления на сети
связи. Говорящий абонент может указать конец передачи своего
382
сообщения либо обращением к другому абоненту с вопросом, либо
интонацией, либо самой сутью сообщения, либо, наконец, в наибо-
лее общей форме — паузой в разговоре.
Чтобы установить соединения и организовать обмен информа-
цией, аппаратура передачи данных выполняет такие же основные
процедуры. Однако в этом случае процедуры определяются более
формально и, следовательно, с большими ограничениями. Формаль-
ные правила связи между аппаратурой передачи данных обычно
называют протоколом. Протоколы при передаче данных включают
в себя, как правило, определение некоторых управляющих кодов,
интерпретацию кодов, форматы сообщений, процедуры переклю-
чения при использовании полудуплексных каналов, защиту от оши-
бок, организацию последовательности сообщений, контроля неис-
правностей и выполнения процедур восстановления.
Автоматизированные процедуры контроля повреждений и вос-
становления для сетей передачи данных могут стать совсем запутан-
ными и трудными для надежной реализации. Если нарушение связи
обнаруживается на уровне отдельных речевых каналов (например,
при разговоре обнаруживается повышенный мешающий шум или
произошло разъединение), то процедура восстановления связи
‚ выполняется абонентами. Они просто повторяют вызов и продол-
жают вести дальнейшие переговоры, продолжая с того места, где
они остановились. Однако при проектировании систем коммутации,
‚а также при организации пучков соединительных линий большой
емкости должно предусматриваться обеспечение надежности на
‘более высоком уровне и более высокий уровень качества техниче-
`ского обслуживания. Критерий надежности гарантирует, что
повреждение или неправильная работа оборудования будут про-
исходить редко, либо они будут преодолеваться автоматически
путем защитных переключений. Высокий уровень качества техни-
ческого обслуживания гарантирует, что повреждения будут быстро
устранены. В системах коммутации большая часть программного
обеспечения занята программами контроля правильности работы
‚системы, процедурами восстановления, а также диагностическими
тестами.
7.5. УПРАВЛЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОЙ РАБОТОЙ СЕТИ
Помимо управления процессом установления отдельных соеди-
нений и оборудованием, сеть связи должна обеспечивать руководство
‚своими объектами на более высоком уровне. Основная задача —
мобеспечить эффективную работу сети в период перегрузок и выхода
M3 строя оборудования. Основные аспекты рассмотрения этого
‘вопроса следующие:
1) управление маршрутизацией;
2) управление потоками '
.
В отечественной литературе часто используется развернутый термин: управление
потоками сообщений в сети.—— Прим. перев.
383
7.5.1. Управление маршрутизацией
Под управлением маршрутизацией понимают процедуры опреде-
ления того, какие соединительные пути сети связи следует отвести
под определенные соединения. По возможности, соединения нужно
устанавливать по путям первого выбора на самых, нижних уровнях
иерархии сети. Такой выбор, очевидно, предпочтителен в виду
того, что при установлении соединений по прямым путям исполь-
зуется меньшее количество оборудования и обеспечивается более
высокое качество передачи. Однако экономические факторы часто
ограничивают емкость пучков соединительных линий, образующих
пути прямого выбора, поэтому возникает необходимость во введении
обходных путей, которые позволяют достичь соответствующей малой
вероятности потерь при организации связи между оконечными
станциями.
Если емкость пучка соединительных линий, связывающих две
коммутационные станции, достаточна для того, чтобы обеспечить
приемлемую (малую) вероятность потерь, то значительное число
линий в пучке будет свободно в периоды, когда нагрузка на пучок
не будет превышать среднего значения. Экономически более выгод-
ным является такой вариант межстанционных связей, когда прямое
направление организуется на базе ограниченного числа соедини-
тельных линий с высоким использованием каждой, а избыточная
нагрузка прямого направления пропускается соединительными
линиями обходных направлений. Таким образом, абонентам пре-
доставляется возможность использования большей, чем прежде
(без обходных путей), части сети связи. В гл. 9 приведен ряд
примеров того, как можно спроектировать сеть, чтобы минимизи-
ровать объем оборудования передачи при заданном качестве обслу-
живания (вероятности потерь).
7.5.2. Управление потоками
В предыдущем разделе введение обходных путей рассматривалось
как один из аспектов управления распределением нагрузки в
сети связи. Алгоритмы обслуживания по обходным путям касаются
в основном только повышения использования соединительных линий,
организуемых внутри сети. Другое требование к управлению сетью
состоит в обеспечении регулирования нагрузки на сеть. Регулиро-
вание уровня поступающей нагрузки на сеть обычно называют
управлением потоками. Сеть, работающая без использования
эффективных процедур управления потоками, также становится
весьма неэффективной или вообще перестает функционировать
при возникновении слишком больших нагрузок.
Обобщенная характеристика неуправляемой сети большой
емкости в виде зависимости обслуженной нагрузки от поступающей
показана на рис. 7.27. Как видно из графика, при малых нагрузках
все поступающие требования обслуживаются сетью. Однако по мере
возрастания поступающей нагрузки часть ее не обслуживается,
384
поскольку отсутствуют COOTBETCTBY-
Е
ющие каналы, необходимые для
установления требуемых соединений,
т. е. возникают блокировки. По мере
дальнейшего pocra поступающей
нагрузки сеть без соответствующего
управления потоками в конце концов
начнет пропускать нагрузку, мень-
Поступающая нагруока
шую той, которую она пропускала
бы при менышних значениях поступа- Puc. 7.27. Зависимость обслуженной
ющей нагрузки. Если поступающая — нагрузки от поступающей на сеть
нагрузка продолжает возрастать, при отсутствии управления потоками
то сеть может вообще прекратить
обслуживание любой нагрузки.
Причина, по которой объем обслуженной нагрузки падает, если
поступающая нагрузка превышает критическую, состоит в TOM,
что частично обслуженные требования связывают ресурсы сети,
когда пытаются занять другие ресурсы сети, уже связанные с
другими, также частично обслуженными требованиями. Таким
образом, создается безвыходное положение. В качестве конкретного
примера рассмотрим телефонную сеть общего пользования при
возникновении исключительно тяжелых по нагрузке условий на
участке между двумя удаленными городами. Поскольку по каждому
вызову должно быть установлено полное соединение от одного
оконечного устройства до другого, то для установления каждого
соединительного тракта необходимо использовать последователь-
ность промежуточных устройств передачи и коммутации. При нор-
мальных условиях оба источника нагрузки обслуживаются путем
последовательного занятия соединительных линий к промежуточным
узлам` коммутации до тех пор, пока не будет достигнут пункт
назначения. Если поступающая на сеть нагрузка достаточно велика,
то при поступлении вызовов с обоих концов сети, где-то в середине
возникает перегрузка. В это время и возникает ситуация, когда
частично установленные соединения занимают усройства, которые
необходимы для обслуживания других вызовов. В пределе, если
поступающая на сеть нагрузка достигает весьма больших значений,
все ресурсы сети оказываются занятыми частично обслуженными
требованиями, и ни одно из соединений не может быть оконча-
тельно установлено.
Другим примером необходимости управления потоками может
служить автомобильное движение на перекрестках. Приходилось
ли вам когда-нибудь видеть перекресток, на котором ваш путь
следования оказывался заблокированным перекрестным потоком,
заставляющим вас давать задний ход? По существу, водитель,
заблокировавший ваше направление движения, захватил общий
ресурс (середину перекрестка), хотя возможно в дальнейшем
он не сможет получить следующий требуемый ему ресурс (другую
сторону перекрестка). Такой автомобильный поток, когда машины
идут в одном направлении бампер к бамперу, может значительно
?4/
Г Начало перегрузки
и”,
блокировки „7р
О
б
с
л
у
ж
е
н
н
а
я
н
а
г
р
у
з
к
а
13 Зак. 1438
385
снизить пропускную способность сети в других направлениях.
При наличии условий больших нагрузок на всех направлениях
общая пропускная способность сети может быть доведена практи-
чески до нуля — остановится все движение, и это будет продол-
жаться до тех пор, пока скопление автомобилей не начнет рас-
сасываться за счет уменьшения потока на периферии.
Основной принцип, показанный на этих примерах, Состоит Е
том, что для обеспечения эффективного использования общих
ресурсов сильно загруженной сети необходимо в той или иной форме
осуществлять управление потоками. В примере с автомобильным
движением бесперебойная работа перекрестка зависит от каждогс
водителя, смотрящего вперед и не выезжающего на перекресток
до тех пор, пока он HE сможет получить возможность двигатьс
дальше после пересечения перекрестка. На сети связи следует при
менять те же принципы (даже с еще большей строгостью)
Управляющие устройства на периферии сети должны быть осведом
лены о внутреннем состоянии сети и должны обеспечивать управ
ление потоками нагрузки, поступающей от обслуживаемых HMI
‚ источников.
Иногда в пределах сети организуется несколько уровней уп
равления потоками. На линиях передачи данных для предупрежде
ния перегрузки терминала на одном конце обычно вводится некото
рый вид управления потоками сообщений, формируемых термина
лом источника. Принимающий сообщения терминал использует об
ратный канал (иногда с более низкой скоростью), по которому ин
формирует терминал источника, когда надо прекратить передач
и когда можно ее возобновить. Этот уровень управления потокам
в сети коммутации каналов включает сами терминалы, но он не ох
ватывает всю сеть, поскольку нагрузка пропускается в пределах уж
установленного соединения. К сети коммутации каналов в больше
степени относится вопрос о том, как управлять потоками требовани
на соединение внутри сети. При установлении междугородного COE
динения нет смысла занимать каналы на несколько первых участка
соединительного тракта, если нет уверенности, что можно установит
полное соединение. Частично установленные соединения снижак
возможности сети, увеличивая скопление вызовов и не удовлетворя
вместе с тем требования на обслуживание. Далее -описаны некот‹
рые основные способы, используемые в телефонной сети для упра!
ления потоками требований на установление соединений.
Задержка сигнала «ответ станции». Естественным следствие
занятости сети на уровне местных соединений является болышс
спрос на общее оборудование такого типа, как приемники набор
номера. Результатом. высокого использования этого оборудовани
является возникновение очередей на обслуживание и задержек в IN
сылке сигналов «ответ станции». Хотя задержки в посылке сигн:
лов «ответ станции» и не предназначены для этой цели, они явл:
ются эффективным средством замедления поступления потока треб,
ваний на сеть. Поскольку в случае установления местных соедин
ний управление потоками не является необходимым, то задерж
386
в посылке сигнала «ответ станции» в общем случае нежелатель-
ны, так как они могут рассматриваться как преднамеревное средст-
во задержки требований на обслуживание на периферии сети. Более
предпочтительным средством управления потоками является такая
стратегия: сначала принять весь набранный абонентом номер, а уже
затем отказать в обслуживании, если в том возникнет необходи-
мость, причем отказ в обслуживании будет реализован посылкой
абоненту сигнала освобождения (зуммера «занято») или же пересыл-
кой вызывающему абоненту записанного сообщения. Абонент может
сам занять место в очереди на обслуживание, если он начнет не-
прерывно повторять свой вызов. Этот подход имеет один недостаток:
абоненты, вызовы которых получают обслуживание, вынуждены вы-
слушивать длительные сигналы ответа станции и испытывать задерж-
KM в обработке информации из-за дополнительной нагрузки, созда-
ваемой необслуженными вызовами
Управление ориентацией соединительных линий. Соединитель-
ные линии можно классифицировать по способу их занятия при об-
служивании вызова. Двусторонние линии могут заниматься с любого
конца. С другой стороны, односторонние линии могут заниматься’
„только с одного (определенного) конца (заметим, что определение
односторонности и двусторонности линий не относится к направле-
нию передачи сообщений по установленному соединению, которая
всегда ведется в обоих направлениях). Если соединения организу-
‚ются на основе односторонних линий, то пучок соединительных
‚линий разделяется Ha две группы: группу линий, которые могут быть
‘заняты с одного конца, и группу линий, которые могут быть заняты
‘с другого конца. Пучки двусторонних соединительных линий, как
‘вполне очевидно, в большей степени приспособлены к обслуживанию
‘вызовов в условиях значительных колебаний нагрузки; однако вме-
‘сте с тем, они более сложны в управлении, поскольку в этом слу-
‘чае существует возможность одновременного занятия линии с двух
сторон (двойное занятие).
‚ Двусторонние линии в принципе обладают возможностью пере-
ФЮриенвтации по направлению действия и превращения их в односто-
ронние путем маркирования их, как занятых с одного конца. Исполь-
Зуя этот прием, можно обеспечить работу перегруженного коммута-
Жионного узла, освобождая его от обслуживания дополнительной
ходящей на узел нагрузки за счет переориентации пучка двусторон-
них соединительных линий только на исходящую связь. Таким 06-
разом, сдерживая поступление новых вызовов, перегруженный узел
постепенно снимет перегрузку, и скопление вызовов рассосется.
° Если на сети в целом создаются условия высокой нагрузки,
го переориентация соединительных линий по направлению действия
может быть использована как средство уменьшения потока требова-
ый на соединения к центру сети в том случае, когда организуется
ВБучок односторонних соединительных линий от центра сети к ее
Вериферии. Таким образом, требования на соединения, которые нап-
Basses к центру сети, имеют болыше шансов получить BCE необхо-
ые средства для установления соединения.
387
Упразднение обходных путей. Обходные пути оказываются по-
лезными в тех случаях, когда надо снять локальную перегрузку,
направляя избыточную нагрузку на незагруженные направления. Од-
нако, если возникает перегрузка на всей сети, то организация
обходных путей становится нежелательной по двум причинам. Во-
первых, при организации обходных путей для установления соедине-
ния требуется занять болышее число устройств передачи и коммута-
ции. Если же эти устройства могут быть использованы двумя’ или
болышим числом соединений, то общее число требуемых линий в
пересчете на один вызов можно было бы уменьшить, а следовательно,
сеть могла бы пропустить большую нагрузку.
Во-вторых, вероятность того, что вызов, обслуживаемый по
обходному пути, сможет получить все необходимые ресурсы, оказы-
вается сравнительно небольшой. В то же время попытка установить
соединение с занятием большого числа устройств также нежелатель-
на, особенно, если вероятность получения всех необходимых средств
мала (в частности, в TEX случаях, когда некоторые устройства
оказываются бесполезно занятыми в то время, как менее требова-
тельные вызовы находятся в ожидании обслуживания).
Блокировка по коду. Блокировкой по коду называют искусст-
венное блокирование вызовов, направленных к пункту назначения с
определенным кодом. Если вызовы блокируются на исходящих око-
нечных станциях до того, как они потребуют для обслуживания
внутренних ресурсов сети, то пункт назначения освобождается от
входящей нагрузки, не занимая оборудования сети, которое могло
быть занято в противном случае.
Этот метод управления потоками особенно удобен в случае
возникновения стихийных бедствий, которые обычно стимулируют
болыпое число вызовов как в направлении зоны бедствия, так и
из нее. При возникновении таких событий центр управления сетью
может инициировать блокировку вызовов (всех или большей части),
направленных в зону бедствия. Принцип предоставления преимущест-
ва исходящим вызовам преследует две цели. Во-первых, ни одно
устройство на сёти не занимается до тех пор, пока нет достаточ-
ного шанса получить в распоряжение все необходимые для установ-
ления соединения устройства. Именно пучки соединительных линий,
исходящих из зоны бедствия или входящих в нее, являются той точ-
кой, в которой сосредоточена вся перегрузка сети. Если удается
занять одну из этих соединительных линий, то оставшаяся часть
соединения, по всей видимости, будет установлена. И, во-вторых,
блокировка по коду полезна также вследствие того, что исходящие
вызовы являются, по-видимому, более важными, чем входящие.
Централизованное управление установлением соединения. Все
описанные в предыдущих пунктах процедуры управления потоками
на сети были построены так, чтобы исключить непроизводительное
занятие ресурсов сети в тех случаях, когда вероятность установления
полного соединения мала. Так как при выполнении этих операций
предполагается, что управление сетью является распределенным, дан-
ные процедуры управления обязательно носят вероятностный харак-
388
тер. Чтобы поддержать определенный уровень эффективности, сеть
начинает преднамеренно работать с: меньшей производительностью,
чем максимально возможная.
Более желательным с общей точки зрения является такой спо-
соб работы, когда распределением оборудования сети занимается
специальный узел центрального управления. Поскольку этот цент-
ральный узел имеет доступ к информации о состоянии всех ресурсов
сети, то ни одно устройство на сети не будет предоставлено для
установления конкретного соединения, если не будет гарантиро-
вано наличие всех устройств, которые нужны для установления пол-
ного соединения на сети. При таком способе работы линии передачи
на сети распределяются точно так же, как внутристанционные сое-
динительные линии в системах коммутации с общим управлением.
Конечно, полностью централизованное управление сетью большой
емкости, такой, какой является телефонная сеть общего пользова-
ния, очевидно невозможно, как с точки зрения поддержания в рабо-
тоспособном состоянии всех местных линий связи и телефонных ап-
паратов, так и с точки зрения живучести сети в условиях, когда
управляющий узел поврежден. Однако некоторые элементы общего
управления нашли применение на сетях стран Северной Америки, а
также на сетях других стран в виде общего канала межстанционной
сигнализации (ОКС). Например, требование на установление ме
городных соединений по сети TNWATS могут быть направлены Ha
центральный узел, который определит, свободен объект назначения
или нет. Если объект назначения занят, то на исходящую оконечную
станцию передается команда о посылке абоненту сигнала «занято»,
при этом занятия внутренних линий передачи не происходит [20].
Этот способ работы представляется особенно полезным для обслужи-
вания 800 номеров сети TNWATS, которые время от времени могут
создавать большие потоки нагрузки, возникающие вследствие переда-
чи сообщений по национальному телевидению.
Если работа сети протекает обычным образом, без использо-
вания OKC, то в случае, когда объект назначения занят, сигнал
«занято» передается по всей сети в те точки, через которые про-
ходило соединение, из того места, где была обнаружена занятой
требуемая линия или абонент. Таким образом, соединение, проходя-
щее через всю сеть, оказывается занятым на все время передачи
сигнала «занято». Использование ОКС позволяет исходящей станции
послать сигнал «занято» так, что BCE внутренние ресурсы сети
смогут быть освобождены и вновь перераспределены между новыми
требованиями, как только будет обнаружено состояние занятости
линии или абонента.
ЗАДАЧИ
7.1. Определим объем эластичной памяти, необходимой для того, чтобы скомпен-
сировать изменение скорости объекта, равное +1000км/ч в течение 10 с, если ско-
рость передачи цифрового сигнала равна 10 Мбит/с. (Скорость света равна 3- 10
м/с.)
389
7.2. Каков должен быть объем эластичной памяти, рассчитываемой для сопряже-
ния первичного цифрового сигнала, регламентированного MKKTT,' с цифровой комму-
тационной станцией? Какова максимальная частость проскальзываний, если такто-
онение
7.3. Каково максимальное отклонение фазы (в тактовых интервалах), создавае-
мое фазовыми дрожаниями с мощностью +10 дБ относительно одного радиана в
квадрате?
7.4. Определим вероятность, с которой в аппаратуре приема сигнала типа 05-1,
передаваемого через аппаратуру группообразования сигнала типа DS-2, теряется цик-
ловый синхронизм из-за неправильной интерпретации команд согласования скоростей
в сигнале типа DS-2. Предположите, что коэффициент ошибок в канале равен
1073. Предположите, что коэффициент ошибок в канале равен 10°.
7.5. Какова вероятность неправильного приема команд согласования скоростей
в сигнале типа DS-2, если вместо команды длиной три бита использовать команду
длиной пять битов? py что коэффициент ошибок в канале равен 1073,
л
HOMHO по отношению к Ване ние ния, то какова максимально до-
пустимая длина блока, если тактовые частоты меняются в пределах --50 - 10° в
каждом устройстве хронирования, а на входе оконечного устройства приема установ-
лена эластичная память объемом 16 бит? Предполагается, что между поступлением
блоков эластичная память заполняется наполовину.
7.7. Предполагается, что систематические фазовые дрожания одиночного регене-
ратора в худшем случае имеют скорость нарастания, равную 300 рад/мс. Каков
размах фазовых дрожаний в децибелах относительно тактового интервала в конце
линии, содержащей 200 таких регенераторов
7.8. Повторите задачу 7.4 для аппаратуры группообразования типа М
7.9. На приемном конце цифровой СВЧ радиолинии наблюдаются фазовые дро-
жания мощностью 100 дБ относительно одного радиана в квадрате. Какова вероят-
ность того, что сдвиг фазы превысит --3 тактовых иитервала?
ГЛАВА 8
ЦИФРОВЫЕ СЕТИ
Хотя в этой книге основное внимание сосредоточено на исполь-
зовании современной электроники как средства замены традицион-
ного аналогового оборудования телефонных сетей связи, следовало
бы напомнить, что применение цифровых методов в связи имеет
давнюю историю. В далекие времена связь на расстоянии, на кото-
ром человеческая речь уже была неслышима, осуществлялась звуко-
выми или световыми дискретными сигналами (например, с помощью
гелиографов, дымовых сигналов, флажков, барабанного боя, горнов
и т. д.). Кроме того, первая практическая система связи, `которая
использует электричество,— телеграф — является, по существу, циф-
ровой >. По мере развития телеграфной связи от первых систем
ручного обслуживания до полностью автоматизированных систем
' Рекомендация МККТТ С. 732 [10].— Прим. перев.
® Интересно также, что первые попытки передачи речи по электрической цепи
предпринимались с использованием вибрационных реле в качестве преобразователей
сигналов при передаче по телеграфной линии. Следовательно, эти попытки были по
своей природе «квазицифровыми».
390
было создано то, что обычно называют сетями коммутации сообще-
ний. Соврёменные средства и способы коммутации сообщений рас-
сматриваются в первой части этой главы.
За последнее время получили развитие сети связи для удов-
летворения потребностей в передаче данных. Так как телефонные
сети общего пользования широко доступны, совершенно естественно,
что они были использованы для предоставления большёй части услуг
по передаче данных. Доступность уравновешивает многочисленные
технические недостатки сети, предназначенной первоначально для
предоставления услуг телефонной связи. Основные недостатки теле-
фонной сети при использовании €€ для передачи данных следующие:
1) необходимость использования преобразователей — сигналов
(модемов);
2) низкие скорости передачи данных;
3) болышие значения коэффициента ошибок;
4) неэффективное использование каналов.
Так как требования к передаче данных возросли, то появилось
основание для создания сетей передачи данных, более эффективных
в экономическом отношении. Один способ снижения затрат на пере-
дачу состоит в повышении использования каналов путем применения
сетей коммутации пакетов. Инициатором разработки техники комму-
тации пакетов явилось управление перспективных исследований ми-
нистерства обороны США. Это управление разработало сеть, полу-
чившую название ARPANET [1]. Сеть АКРАМЕТ послужила испы-
тательным CTEHAOM для оценки многочисленных идей, связанных с
коммутацией пакетов, и является наиболее известным примером сети
коммутации пакетов в Соединенных Штатах. Одним из наиболее ве-
сомых результатов разработки сети ARPANET является масса пуб-
ликаций, посвященных описанию ee работы. Описание некоторых
проблем, которые возникали в ходе ее разработки см. в [2,
Кроме сети АКРАМЕТ, которая используется только правительст-
венными учреждениями, учебными заведениями и отраслевыми ис-
следовательскими институтами, в Соединенных Штатах и в других
странах мира разработан ряд сетей коммутации пакетов общего поль-
зования. Двумя примечательными примерами являются — сети
DATAPAC [4] в Канаде и TRANSPAC [5] во Франции. В Соединен-
ных Штатах к числу наиболее известных сетей общего пользования
относятся TELENET [6] и TYMENET [7]. Так как эти сети общего
пользования применяют арендуемые линии связных компаний и до-
бавляют коммутационное оборудование, прежде чем предоставить
за плату свои услуги, то эти сети иногда называют вторичными
сетями передачи данных с использованием коммутационного обору-
дования.
Появление сетей коммутации пакетов является следствием
необходимости обеспечить более эффективное использование пропу-
скной способности каналов передачи данных. Неэффективность ис-
пользования каналов обусловливается значительным расхождением
статистик большей части трафика передачи данных со статистиками
речевого трафика. Ежедневно на протяжение ЧНН с каждого або-
391
нентского оконечного устройства телефонной связи поступает обычно
один или два вызова. Средняя продолжительность телефонного раз-
говора составляет 3—4 мин. Таким образом, типовое оконечное уст-
ройство телефонной связи используется в час наибольшей в течение
дня нагрузки лишь на 10%. В противоположность этому с термина-
лов передачи данных обычно исходят более частые и более короткие
сообщения. В наиболее распространенных областях применения тер-
минал передачи данных занимает канал TU в течение более длитель-
ных периодов времени, даже если реальное использование пропуск-
ной способности оказывается очень низким. Получаемые при
передаче данных загрузки телефонной сети оказываются отклоняю-
щимися от нормы независимо от того, создаются ли они в результате
нечастых и длительных по времени занятий или же за счёт частых
и коротких по времени занятий: вызовы с непродолжительным обслу-
живанием перегружают устройства обработки коммутационной схе-
мы, связанные с обслуживанием вызова, а вызовы с длительным
временем занятия перегружают межстанционные соединительные
линии и соединительные пути через коммутационные схемы. Вслед-
ствие увеличения «ненормальной» нагрузки и благодаря наличию
вычислительных ресурсов в системах коммутации с управлением по
записанной программе, телефонные компании, занимающиеся вопро-
сами эксплуатации, начинают применять систему начисления платы
за местные разговоры, зависящую от использования, вместо тради-
ционной абонементной платы.
С точки зрения потребителя наиболее невыгодный аспект пере-
дачи данных проявляется при междугородных соединениях (или при
поразговорной системе оплаты за местные соединения), когда на-
числение платы зависит от общей длительности переговоров, а не
от фактического использования пропускной способности канала.
При обычном сеансе диалоговой связи с ЭВМ пропускная способ-
ность канала используется меньше, чем на 1%.
угой подход к улучшению показателей передачи данных
предполагает создание отдельных сетей, предназначаемых для циф-
ровой передачи (без использования аналоговых каналов с модема-
ми). Первой крупной разработкой этого типа в Соединенных Штатах
была национальная цифровая сеть радиорелейной связи, разработан-
ная фирмой DATRAN. К огорчению пользователей сети передачи
данных фирма DATRAN испытывала серьезные финансовые затруд-
нения и объявила себя банкротом в 1977 г.
Следуя примеру фирмы DATRAN, услуги, связанные с циф-
вой передачей, стала предоставлять фирма АТ&Т посредством
службы DDS [9]. Совсем недавно фирмами IBM, Aetna Life Insu-
rance и Comsat General была создана система коммерческой спут-
никовой связи SBS (Sattellite Business Systems) для цифровой nepe-
дачи. О разработке аналогичной системы под названием XTEN объя-
вила фирма Xerox [10], однако в последующем аннулировала это
свое заявление.
За исключением сети SBS, которая предоставляет и услуги
телефонной связи, все вышеупомянутые сети являются цифровыми
392
по характеру их применения: либо данные, либо сообщения. Пос-
кольку телефонные сети можно реализовать вполне эффективно и
цифровыми методами, то естественно рассмотреть вопросы проекти-
рования цифровых сетей, которые обслуживают оба вида трафика.
В последующем разделе этой главы обсуждаются основные вопросы,
возникающие при проектировании единой цифровой сети, обеспечи-
вающей обслуживание как речевой информации, так и данных. В
последней части главы обсуждаются перспективы создания полно-
стью цифровых телефонных сетей в Соединенных Штатах.
8. 1. КОММУТАЦИЯ СООБЩЕНИЙ
По мере того как в различных странах мира одна за другой
вводились в эксплуатацию системы телеграфной связи, развивались
национальные сети связи. Сообщение можно было послать из одного
пункта в другой даже в тех случаях, когда эти два пункта не 00-
служивались общей телеграфной линией. В этом случае операторы
телеграфной службы на промежуточных станциях осуществляли при-
ем сообщения по одной линии и передачу его по другой. Если
телеграфная станция обслуживала несколько исходящих из нее ли-
ний, то процесс пересылки сообщения с одной линии на другую
превращался, по существу, в процесс коммутации.
Процесс переброса сообщения с одной телеграфной линии на
другую (или его коммутация) стал полуавтоматическим,!
когда были
созданы телетайпы с перфораторами бумажной ленты и устройствами
считывания. Входящее сообщение можно было автоматически зако-
дировать и записать на перфоленте на одном телетайпе и затем
считать на другом телетайпе для передачи по соответствующей
исходящей линии. Процесс пересылки сообщения с одной линии на
другую описанным выше способом привел к появлению систем, полу-
чивших название систем коммутации сообщений с отрывом ленты.
Некоторые системы коммутации с отрывом ленты существуют еще
и в настоящее время.
Одна из самых крупных в мире систем коммутации сообщений
была полностью автоматизирована в 1963 r., когда фирма Collins
Radio Company of Cedar Rapids ввела в эксплуатацию систему ком-
мутации сообщений на базе ЭВМ для авиакомпаний стран Северной
Америки. Эта система и ee более поздние аналоги исключили пере-
сылки перфоленты, заменив их запоминанием входящих сообщений
‚ непосредственно в памяти машины (дисковый файл) и последующим
направлением их автоматически на соответствующую исходящую ли-
нию, когда она свободна. Поэтому этот способ работы часто назы-
вают коммутацией сообщений с промежуточным накоплением.
Поскольку каждое сообщение сопровождается заголовком, со-
держащим адрес и, возможно, информацию о маршрутизации, то
процессор сообщений на каждом узле может определить, на какую
исходящую линию следует коммутировать сообщение. Как показано
на рис. 8.1, на каждом узле процессор формирует очереди сообщений
для передачи по каждой исходящей линии связи. Обычно применяет-
393
Очередь
сообщений
на выдачу
‚”
Приемник данных
Очередь сообщений
на передачу
Процессор сообщений
Очередь сообщений на передачу
Источник
Рис. 8.1. Сеть с коммутацией сообщений
ся дисциплина обслуживания сообщений из очереди по принципу
«первым пришел — первым обслужен». Однако иногда заголовок мо-
жет содержать информацию об уровне приоритета сообщения, либо
данные о качестве обслуживания, и тем самым позволяет произве-
сти перестановки в очереди, помещая критичные ко времени сооб-
щения в начало очереди.
Сеть коммутации сообщений принципиально отличается от се-
ти коммутации каналов тем, что источник и пункт назначения не
взаимодействуют в реальном масштабе времени. В действительности
большинство сетей коммутации сообщений могут обеспечивать пере-
дачу сообщения с задержанной доставкой, если узел назначения
занят или не имеет возможности обслужить эту нагрузку. В этом
случае нет необходимости определять состояние узла назначения
до начала передачи сообщения, как при коммутации каналов.
Сети коммутации сообщений принципиально отличаются от сетей
коммутации каналов также и тем, как они реагируют на перегрузку.
Сеть коммутации каналов блокирует или сбрасывает избыточную на-
грузку, а сеть коммутации сообщений принимает обычно всю посту-
пающую нагрузку, однако увеличивает время доставки сообщения,
которое является следствием увеличения средних значений длин
очереди.
Другое важное отличие сети коммутации сообщений состоит в
том, что линии передачи никогда не бывают свободными, если име-
ется для них нагрузка, ожидающая обслуживания. В сети коммута-
ции каналов канал может быть закреплен за определенным соедине-
нием, но не за фактически обслуживаемой нагрузкой. Takum обра-
зом, часть пропускной способности может простаивать, в то время
394
как абонентам отказывают в обслуживании. В противоположность
этому использование линий передачи в сети коммутации сообщений
непосредственно зависит от реального потока информации. Можно
достичь сколь угодно высокого MCIIOJE
каналов, если допу-
стить большие значения времени пребывания сообщения в очереди.
В гл. 9 приведены основные результаты теории очередей, ко-
торые показывают взаимосвязь использования каналов с временем
пребывания сообщения в очереди.
8.2. КОММУТАЦИЯ ПАКЕТОВ
Телефонная сеть с коммутацией каналов мало приспособлена
для обслуживания трафика передачи данных при работе в диалого-
вом режиме, поскольку она принципиально проектируется для 00-
служивания менее частых требований при сравнительно больших
значениях времени занятия (в среднем от трех до четырех минут).
Ни управляющие устройства системы коммутации, ни пропускная
способность каналов сигнализации не в состоянии приспособиться
к обслуживанию частых требований для очень коротких сообщений.
Итог таков, что время установления соединения (вплоть до 15 с при
междугородных соединениях, однако оно уменьшается при введении
OKC) оказывается во много раз больше, чем время занятия канала
для передачи сообщения. Очевидно, что для обеспечения более вы-
сокого использования сети необходимо иметь более высокую про-
пускную способность канала управления и болышую производитель-
ность устройств обработки вызовов в схемах коммутации. Однако
помимо этого трафик передачи данных при работе в диалоговом
режиме с низкими коэффициентами активности требует таких функ-
ций сети, которые принципиально отличны от функций обычной сети
коммутации каналов. Наилучший режим работы сети, когда требова-
ния на обслуживание поступают пачками, болыше соответствует сети
коммутации сообщений, чем сети коммутации каналов.
На рис. 8.2 показаны концептуальная структура и принцип рабо-
ты сети коммутации пакетов. Сообщение источника разрезается на
«пакеты» для последующей передачи по сети. Каждый пакет снабжа-
ется заголовком, содержащим адрес и другую управляющую инфор-
мацию. Каждый пакет пересылается по сети по принципу промежу-
точного накопления, как на сети коммутации сообщений. На узле
назначения все пакеты собираются в исходное «склеенное» сообще-
ние и доставляются в устройство вывода данных.
Главная особенность режима коммутации пакетов состоит в
способе совместного использования линии передачи по требованию.
Каждый пакет передается, как только оказывается свободной со-
ответствующая линия связи, однако средства передачи не занимают-
ся источником, если у него нет посылок для передачи. Таким
образом, большое число сравнительно неактивных источников могут
совместно использовать линии передачи. По существу, использование -
линии повышается за счет увеличения объема памяти и усложнения
управления на узлах. В сети коммутации каналов основную долю
395
Приемник данных
о] св] А]
Источник
Рис. 8.2. Сеть с коммутацией пакетов
составляют накладные расходы на управление, связанное с установ-
лением соединения, а лишь незначительную часть — расходы на
все последующее управление. В противоположность этому узлы ком-
мутации пакетов должны обрабатывать информацию, содержащуюся
в заголовке каждого пакета по мере его поступления. Таким обра-
зом, длинное сообщение в сети коммутации пакетов требует больших
затрат на управление, чем если бы оно было обслужено сетью ком-
мутации каналов. Учитывая тенденцию к снижению стоимости циф-
ровой памяти и средств обработки, можно считать, что повышенная
сложность управления с течением времени будет становиться все ме-
нее и менее существенной.
По мере роста нагрузки в сетях с коммутацией пакетов растет
соответствующим образом и средняя задержка передачи. В противо-
положность этому сеть с коммутацией каналов либо предоставляет
обслуживание, либо отказывает в нем. Таким образом, здесь нет
постепенного снижения качества обслуживания. И наоборот, если
в сети коммутации каналов занято лишь несколько каналов, то зна-
чительная часть пропускной способности сети оказывается неисполь-
зованной. При низкой нагрузке в сети коммутации пакетов активные
абоненты извлекают выгоду из этой ситуации в виде сокращения
времени задержки по сравнению с обычным. Следовательно, с точки
зрения качества обслуживания абонента оба типа сети принципиаль-
но отличаются.
Используя автоматическую систему с переспросом для защиты
от ошибок, сети коммутации пакетов обычно обеспечивают, по суще-
ству, свободную от ошибок передачу пакетов от узла к узлу. Этот
процесс требует, чтобы узлы, принимающие пакеты, обрабатывали
проверочные символы, содержащиеся в каждом пакете, для определе-
ния правильности приема пакета. При обнаружении ошибки требует-
ся повторная передача. Следовательно, передающие узлы ‚должны
хранить в памяти все переданные пакеты до тех пор, пока не будет
принято подтверждение со стороны принимающего терминала. Кроме
396
того, весь пакет должен быть принят и проверен на наличие оши-
бок прежде, чем он будет направлен другому узлу.
Как это обычно делается, узлы сети коммутации пакетов свя-
зываются между собой арендованными коммутируемыми аналоговы-
ми линиями, предоставляемыми эксплуатационными компаниями.
Линии, на которых организуются каналы ТЧ, обычно приводятся в
такое состояние, чтобы обеспечить максимально возможные скорости
передачи данных, используя модемы TU (обычно 9600 бит/с). Кроме
того, широко используются и широкополосные каналы, ‚ обеспечи-
вающие передачу со скоростью 56 кбит/с.
Абовенты получают доступ к сети коммутации пакетов либо
по местным арендуемым некоммутируемым линиям связи, либо с по-
мощью автоматически коммутируемых соединений. Автоматически
коммутируемые соединения используются абонентами, которые редко
обращаются к сети, в то время как некоммутируемые арендуемые
линии предпочитают абоненты, создающие болыную нагрузку, для
того чтобы иметь постоянную возможность выхода на сеть, более
высокие скорости передачи данных и часто более низкие значения
коэффициента ошибок. Большая часть ЭВМ обычно подключается с
помощью некоммутируемых арендуемых линий, в то время как тер-
мивалы чаще подключаются с помощью автоматически коммутируе-
мых соединений.
Если для местного автоматически коммутируемого доступа пла-
та начисляется по простому тарифу, то клиенты сети коммутации
пакетов получают средства междугородной связи для передачи дан-
ных по стандартным ежемесячным тарифам, определяемым местны-
ми эксплуатационными компаниями. Компании, которые занимаются
эксплуатацией сетей коммутации пакетов, как правило, начисляют
плату только за количество фактически переданных данных. Поэто-
му клиенты получают значительную экономию, если они передают
и принимают данные с учетом факторов низкой активности.
Несмотря на аналогию с работой сети коммутации сообщений,
сеть коммутации пакетов отличается в двух важных отношениях.
1. Задержки, связанные с промежуточным накоплением на сети
коммутации пакетов сравнительно невелики. Таким образом, диало-
говая связь может устанавливаться во многом точно так, как будто
устанавливается канал от одного оконечного устройства до дру-
roro.
2. Сеть коммутации пакетов не обеспечивает хранения сообще-
ний, за исключением эпизодических случаев, возникающих при пере-
приеме пакетов с одного узла на другой. Сеть проектируется так,
чтобы обеспечить коммутируемое соединение между двумя узлами,
каждый из которых активно участвует в процессе установления свя-
зи. Основная сеть коммутации пакетов не хранит сообщения для бо-
лее поздней доставки их на неактивный или занятый терминал.
Одной из причин, побудивших перейти к разделению сообщений
на пакеты, является допустимость передачи первого сегмента длин-
ного сообщения в то время, как другие сегменты находятся в пути.
Если бы полное сообщение нужно было принять на каждом узле
397
полностью прежде, чем его можно было бы переслать на следующий
узел, то задержки передачи на узлах могли бы стать слишком боль-
шими. Другая причина разделения сообщений на пакеты заключа-
ется в возможности упрощения эксплуатации, обусловленного фикси-
рованной длиной блоков данных, которые нужно хранить, обрабаты-
вать и передавать. Кроме того, если длинные сообщения передаются
целиком, то задержки коротких сообщений, попадающих в очередь
вслед за длинными сообщениями, чрезмерно велики. Переход к па-
кетам открывает возможность выхода коротких сообщений на линию
передачи без ожидания в очереди за длинными сообщениями. Такой
же принцип встречается в мультипрограммных ЭВМ, применяющих
квантование машинного времени, которое позволяет завершить вы-
полнение коротких заданий ', не дожидаясь окончания выполнения
ранее начатых длинных заданий. Еще одно обстоятельство, обусло-
вившее переход к пакетам, состоит в том, что если передача блока
длится слишком долго, то маловероятно, что все сообщение будет
принято без ошибок. Переход на передачу пакетов предоставляет
средство повторной передачи только тех фрагментов сообщения, для
которых это требуется.
8.2.1. Форматы пакетов
Форматы пакетов в различных сетях коммутации пакетов могут
существенно отличаться. Некоторые форматы пакетов содержат
болышое число полей для управляющей информации, в то время как
в других системах в болышей степени полагаются на специальные
пакеты для передачи управляющей информации. Вообще говоря,
управляющая информация, относящаяся к определенному сообще-
нию или к линии связи, выносится в заголовок пакета сообщения.
Реже общесетевая управляющая информация передается в виде
специальных управляющих пакетов. Структура формата пакета иног-
да зависит от типа ЭВМ, используемой для обработки пакетов и
имеющихся протоколов связи.
Как показано на рис. 8.3, пакет содержит три основных поля:
заголовок, текст сообщения и. дополнительные проверочные симво-
лы. Некоторые пакеты могут не содержать текста сообщения, если
они используются только для целей управления. Хотя существует
множество методов формирования избыточных проверочных комби-
наций, наиболее распространенные методы используют циклические
избыточные коды (ЦИК). В основном ЦИК это не что иное, как
совокупность битов проверки на четность, которые покрывают пере-
‘ Под квантованием машинного времени понимают разделение времени работы
центрального процессора на некоторые интервалы (кванты), в течение которых выполня-
ется отдельиая задача. По истечении этого интервала времени процессор приступает
к выполнению следующей задачи. Обычно работу, выполняемую вычислительной сис-
темой, оценивают в определенных единицах — заданиях.
од заданием понимают одну задачу или совокупность задач, составляющих
определенный объем работы. Квантование обычно применяют для предотвращения
единовременного занятия процессора одной задачей.— Прим. перев.
398
Ee
Текст сообщения _
пк|
„р вида
омер | Длина
awn] работы a
Номер пакета
Рис. 8.3. Типовой формат пакета
секающиеся поля битов текста сообщения. Поля пересекаются таким
образом, что всегда обнаруживаются все ошибки небольшой кратно-
сти, а с вероятностью 1/м где М — число битов проверочной комби- -
нации,— ошибки более высокой кратности [11]. Стандартные
циклические коды можно теперь формировать и проверять на сдвига-
ющих регистрах, выполняемых в виде одной интегральной схемы.
Заголовок пакета обычно содержит ряд дополнительных полей
помимо обязательного адресного поля. Дополнительные поля, иногда
включаемые в заголовок, перечисляются ниже.
. Код операции, который указывает, является ли этот пакет
пакетом сообщения (текста) или управляющим пакетом. В определен-
„ном. смысле это поле является частью адреса назначения в COBO-
купности с адресом, определяющим управляющее устройство комму-
тационного узла.
2. Адрес источника, используемый для восстановления или
идентификации пакета на узле назначения, который может одновре-
менно принимать более одного сообщения.
3. Последовательный номер пакета, который используется при
сборке сообщений на узле назначения для обнаружения ошибок
и облегчения процедуры восстановления.
4. Код длины пакета, если передается пакет, длина которого
меныше стандартной. Некоторые протоколы содержат специальные
ограничители (флажки) в конце пакета, и поэтому не применяют
подсчёт длины пакета.
8.2.2. Статистическое уплотнение
Цифровые методы группообразования на базе временного разде-
ления, описанные в предыдущих главах, обеспечивают формирова-
ние группы каналом путем периодического закрепления временного
интервала за каждым каналом. Временные интервалы закрепляются
независимо от того, располагают ли соответствующие источники
информацией, которую нужно передать, или нет. Закрепление кана-
лов может быть изменено при установлении или разрушении соеди-
нений, но в течение «разговора» определенный временной интервал
закрепляется за соответствующим соединением. Вследствие непре-
рывного характера занятия временных интервалов каждым времен-
399
ным каналом этот вид группообразования иногда называют синхрон-
ным группообразованием с временным разделением (СВГР). В этом
разделе мы описываем другой вид формирования группы каналов,
называемый по-разному: либо асинхронным группообразованием с
временным разделением (АГВР), либо статистическим уплотнением
с временным разделением (СТУВР или CTY) '. Этот вид формиро-
вания групп каналов рассматривается здесь лишь вследствие его тес-
ной связи с методами коммутации пакетов.
Устройства АГВР работают с форматами цикловой синхрониза-
ции, которые в основном идентичны форматам цикловой синхрони-
зации СТУВР. Основное различие состоит в том, что система АГВР
периодически переопределяет длину своих циклов с тем, чтобы из-
менять число ‚временных интервалов и, следовательно, число кана-
лов. В то время, как система СТУВР непрерывно предоставляет вре-
менной интервал каждому своему источнику, система АГВР предо-
ставляет временной интервал в распоряжение источника только
тогда, когда он становится активен. Временной интервал исключает-
ся (цикл укорачивается), если соответствующий источник становится
неактивным. Заметим, что термины «синхронный» и «асинхронный»
в этом контексте не имеют ничего общего с режимом работы ли-
нии передачи. Линии передачи как в системе СТУВР, так и в систе-
ме АГВР обычно работают в режиме синхронных передачи и приема,
но могут также работать и в режиме асинхронной передачи
(стартстопный режим).
Системы АГВР или СТУВР обычно применяются для обеспечения
совместного использования линии группой взаимодействующих тер-
миналов, осуществляющих диалоговую связь с главной вычислитель-
ной машиной. Если в активном состоянии находится лишь несколько
источников (терминалов), то каждому источнику предоставляется в
распоряжение сравнительно высокоскоростной канал передачи дан-
ных. По мере того, как число активных источников растет, длина
цикла увеличивается, так что снижается скорость передачи данных
по каждому отдельному каналу.
Некоторые системы специально ограничивают число активных
источников с тем, чтобы обеспечить определенные минимальные
скорости передачи данных.
Назначение и характеристики системы АГВР аналогичны назна-
чению и характеристикам систем коммутаций пакетов. Основное
различие состоит в том, что при коммутации пакетов в линии переда-
ются большие блоки данных, каждый из которых снабжен заголов-
ком. Каждый временной интервал системы АГВР короче и содержит
только данные источника. Особенности работы в режимах коммута-
ции сообщений, коммутации пакетов и статистического уплотнения
иллюстрирует рис: 8.4.
! В отечественной литературе известны примеры реализации систем, в которых
принят указанный принцип формирования групп каналов; эти системы называют либо
асинхронными адресными системами связи с кодовым разделением каналов, либо
адресно-кодовыми системами передачи информации.— Прим. перев.
400
B
BBBBАВСВС
I
среСВСВс ВcocoCo
С
Коммутация пакетов
с
А
Определение цикла
В
ВВВ ВВВВВ АВАВ АВСАВС | BCBCBCBCBCBC
em Nit ЕеННа
firth,
Cc>7
С
уплотнение
\у,
Рис. 8.4. Сравнение методов коммутации сообщений, коммутации лакетов и статисти-
ческого уплотнения
В системе коммутации сообщений каждое сообщение передается
полностью на основе принципа «первым пришел — первым обслу-
жен». Система коммутации пакетов разделяет сообщения на пакеты,
допуская чередование пакетов различных источников. Таким обра-
© зом, короткие сообщения никогда не выстраиваются в очередь за
длинными сообщениями, такими как передачи файлов. Система
СТУВР разделяет сообщения на еще меньшие блоки (слова) данных
и периодически добавляет к ним сообщения, определяющие цикл так,
что принимающие терминалы могут соответствующим образом иден-
тифицировать отдельные временные интервалы и осуществить COOT-
ветствующую коммутацию поступающих данных.
Как видно из рис. 8.4, работа системы коммутации пакетов
становится весьма сходной с работой системы СТУВР, если размер
пакетов небольшой. Фактически выпускаемые системы СТУВР можно
использовать для построения сетей коммутации пакетов. Однако
кроме мультиплексоров каждый узел сети коммутации пакетов дол-
жен иметь достаточный объем памяти для накопления целого паке-
та, проверки наличия в нем ошибок, его обработки и повторной
передачи. Строго говоря, статистический мультиплексор не накап-
ливает целое сообщение или пакет. Он коммутирует поступающие
данные по мере того, как они принимаются. Функции защиты от
ошибок (контроль с помощью избыточных кодов и запросы повтор-
ной передачи) реализуются между оконечными точками «соедине-
ния», а не между узлами. В целом основой АГВР и СТУВР является
просто мультиплексор (демультиплексор). Узел коммутации паке-
401
тов выполняет функции, подобные функциям мультиплексора и,
кроме того, также функции контроля на уровне сообщений и на
уровне сети.
8.2.3. Управление маршрутизацией
Методы маршрутизации в сетях коммутации пакетов широко
обсуждались и исследовались экспериментально [12]. Все методы
маршрутизации допускают определенный уровень адаптации или по-
иска обходных путей для того, чтобы миновать поврежденные линию
или узел. Однако отдельные методы отличаются тем, позволяют ли
они достаточно быстро реагировать на повреждения и обеспечивают
ли они возможность борьбы с перегрузкой и повреждениями обору-
дования. К основным методам можно отнести следующие:
1) динамическая маршрутизация;
2) маршрутизация по виртуальным каналам;
3) маршрутизация по фиксированному пути.
Каждый из этих методов может быть реализован различными
способами и может включать некоторые характеристики других
процедур управления маршрутизацией.
инамическая маршрутизация. Динамическая маршрутизация
строится на распределенной основе, когда в узлах сети анализирует-
ся адрес назначения каждого принимаемого пакета и определяется
соответствующая исходящая линия связи. Исходящая линия выбира-
ется путем обработки информации, локально хранимой в памяти с
целью определения пути, обеспечивающего минимальную задержку
доставки в пункт назначения. Критерий маршрутизации постоянно
обновляется с учетом как работоспособности сети, так и длин очере-
дей на соседних узлах. Решения по выбору маршрута корректиру-
ются достаточно быстро, так что в результате отдельные пакеты
одного сообщения могут следовать по сети по различным путям.
Динамическая маршрутизация с её способностью быстро реагиро-
вать на изменения топологии сети или нагрузки является характер-
ной особенностью коммутации пакетов. Фактически динамическая
маршрутизация иногда рассматривается как нечто, присущее самому
понятию сети коммутации пакетов.
Несмотря на очевидную привлекательность возможности приспо-
сабливаться к быстрым изменениям нагрузки, динамическая маршру-
тизация имеет ряд существенных недостатков. Одним из послед-
ствий того, что пакеты, расположенные рядом в одном сообщении,
могут следовать на сети различными путями, является то, что в
пункт назначения они могут прибыть не в той последовательности,
в какой передавались. Хотя для соответствующего размещения паке-
тов могут использоваться последовательные номера, процесс сбор-
ки является сложным, в частности, из-за того, что пункт назначения
на знает, задерживается или полностью потерян недостающий пакет.
Другой недостаток динамической маршрутизации состоит в том,
что могут возникнуть колебания при принятии решения о выборе
маршрута. Если доля пропускной способности, отведенная для 06-
402
новления алгоритмов управления выбором маршрута, оказывается
° слишком малой, то на мало загруженный узел будет поступать
нагрузка, бблышая, чем он может обслужить, до того момента,
когда соседние с ним узлы получат информацию об изменении по-
тока нагрузки. В этом случае возможен даже случай возврата па-
кета к тому узлу, с которого он был ранее отправлен.
Полностью распределенное управление вообще и динамическая
маршрутизация в частности связаны также с определенными труд-
ностями в организации управления потоками на сети коммутации
пакетов. Как уже упоминалось в гл. 7, установление соединений по
обходным направлениям в коммутируемой телефонной сети прекра-
щается, как только вся сеть, как целое, оказывается сильно пере-
груженной (обходные пути требуют болыцих ресурсов). Очевидно,
тот же подход правомерен и в отношении сети коммутации пакетов.
Управление потоками в сетях коммутации пакетов обсуждается в
последующих разделах.
Динамическая _ GN
в наиболышей степени пригодна
для использования ебольших сетях или в условиях военного
времени, когда mop обеспечить живучесть сети при наличии
многократных повреждений узлов. Военная сеть обычно в болыней
степени связана с требованием обеспечения надежной работы и
своевременной доставки небольшого числа важных сообщений, чем
с достижением максимально возможной пропускной способности при
данных ресурсах. Динамическая маршрутизация была успешно при-
менена в сети АКРАМЕТ [13], однако при этом возник ряд про-
блем [2, 3}.
Виртуальные каналы. Сеть с виртуальными каналами объединяет
в себе некоторые основные черты как коммутации каналов, так
и коммутации пакетов. Пропускная способность сети распределяется
динамически, следуя принципу «необходимости», при этом всё пакеты
многопакетного сообщения следуют через сеть по одному и тому же
маршруту. Маршрут следования пакета по сети устанавливается до
того, как начнется взаимодействие узлов и информационный обмен,
и все узлы, через которые проходит маршрут следования, инфор-
мируются о «соединении» и о TOM, куда следует направлять пакеты,
которые в дальнейшем поступят. Затем все пакеты, передаваемые
между двумя оконечными пунктами, следуют через сеть по одному и
тому же пути. По существу, виртуальный канал — это логическое
понятие, определяющее адреса и указатели на узлах сети без за-
крепления средств передачи. По окончании соединения (или по окон-
чании сеанса — по терминологии, принятой при передаче данных)
виртуальный канал освобождается с помощью сообщения «разъеди-
нения» передаваемого по сети.
Отдельные «соединения» или сеансы между одной и той же парой
оконечных пунктов не обязательно используют идентичные пути сле-
дования пакета на сети. Каждый виртуальный канал образуется
в период фазы устаневления соединения, которая зависит от на-
грузки в это время. Таким образом, сеть с виртуальными каналами
может реагировать на ее повреждения или изменения нагрузки, од-
403
нако время реагирования будет более длинным, чем на сети с дина-
мическим управлением выбором маршрутов. Если при переходе от
одного соединения к следующему виртуальные каналы изменяются,
то такую сеть называют иногда «сетью с коммутируемыми виртуаль-
ными каналами» по прямой аналогии с обычной коммутацией ка-
налов.
Виртуальные каналы можно устанавливать, используя либо рас-
пределенное, либо централизованное управление. Если применяется
распределенное управление, то при прохождении сообщения об уста-
новлении соединения по сети каждый узел принимает локальное
решение о том, какую исходящую линию следует выбирать. Таким
образом, выбор пути при распределенном управлении в основном
идентичен процессу маршрутизации на телефонной сети общего поль-
зования.
Как указывалось в гл. 7, в отношении обычных сетей с комму-
тацией каналов, установление соединения при централизованном
управлении обладает существенным преимуществом, состоящим в
возможности установления соединений с учетом состояния всей сети
и ee нагрузки. Примером сетей коммутации пакетов с использова-
нием виртуальных каналов с централизованным управлением служит
сеть TYMNET в Соединенных Штатах [14] и сеть DATAPAC в
Канаде [15].
Поскольку фаза установления соединения виртуального канала
представляет собой «дополнительные затраты» для однопакетных со-
общений, то режим работы с использованием виртуального канала,
очевидно, более приемлем, когда сеть обслуживает относительно
болышое число многонакетных сообщений или сеансов. Вследствие
этого предлагается сеть, работающая в двойном режиме: с исполь-
зованием виртуальных каналов для длинных сообщений и с не-
посредственной передачей с динамической маршрутизацией для од-
нопакетных сообщений. В этом случае однопакетные сообщения
обычно называют дейтаграммами.
Одним из главных преимуществ работы сети с использованием
виртуальных каналов является возможность обеспечить более упо-
рядоченное управление доставкой пакетов. Если узел, входящий в
виртуальный канал, никогда не передает пакет, относящийся к оп-
ределенному «соединению», до тех пор пока не будет подтверждена
правильность приема предыдущего пакета, то последовательность
поступления пакетов не нарушается. Второе преимущество виртуаль-
ного канала — это пониженные требования к адресации отдельных
пакетов. После установления виртуального канала отпадает необхо-
димость в полных адресах пунктов назначения, указываемых в па-
кетах. Вместо адресов пунктов назначения могут использоваться
местные идентификаторы виртуального канала каждой линии. По
существу, идентификаторы виртуального канала являются указате-
лями адресов памяти процессоров коммутации на узлах коммутации
пакетов. Эти адреса памяти содержат соответствующую информацию
относительно фактического источника, пункта назначения и маршру-
тизации пакетов. Другая важная особенность режима работы с вир-
404
туальными каналами — это присущая ему способность содействовать
управлению потоками, что будет обсуждено в следующем разделе.
Основным недостатком работы с виртуальными каналами являет-
ся возможность увеличения задержек при передаче сообщений. При
установлении соединительного пути для виртуального канала он вы-
бирается так, чтобы минимизировать задержку пакетов в сети с
учетом нагрузки на сети в данный момент. Если нагрузка меняется,
то пакеты, относящиеся к определенному виртуальному каналу, могут
испытывать длительную задержку из-за пребывания в очередях на
некоторых линиях, хотя в это же время другие линии могут быть
загружены в меньшей степени. В работе [16] сообщается, что анализ
методов маршрутизации, проведенный для нескольких конфигураций
небольших сетей, указывает на возможность сократить задержку
пакета на 10 ... 27%, если вместо фиксированной маршрутизации
применить адаптивную.
На первый взгляд могло бы показаться, что сама процедура
установления соединения является недостатком сети с виртуальными
каналами. Однако фактически для управления потоком необходимо
осуществлять обмен сообщениями типа запрос — ответ для определе-
ния состояния узла назначения до того, как источнику будет раз-
решено начать передачу потока пакетов. Таким образом, накладные
расходы на управление и задержка, обусловленная установлением
«соединения», являются обычно необходимыми требованиями даже в
сетях с динамической маршрутизацией.
Маршрутизация по фиксированным путям. Сеть с фиксирован-
ными путями строится на тех же основных принципах, что и сеть с
виртуальными каналами за исключением того, что последующие «CO-
единения» или сеансы между любыми двумя оконечными пункта-
ми всегда используют один и тот же путь. По существу, сеть с
фиксированными путями — это сеть, которая приписывает постоян-
ные виртуальные каналы каждой паре оконечных пунктов.
Одной из привлекательных черт сети с фиксированными путями
является отсутствие фазы установления соединения, как в сети с
виртуальными каналами. Однако, если необходимые ресурсы не за-
креплены постоянно, то до начала передачи пакетов нужно передать
сообщение «готов к передаче». Неактивные виртуальные каналы не
занимают ресурсы сети в том виде, как обычные каналы, однако
каждый виртуальный канал фактически требует в вероятностном
смысле пропускной способности и буферных ЗУ для накопления
пакетов и последующей их пересылки. Если необходимо гарантиро-
вать минимальное качество обслуживания (время задержки), сеть
должна ограничивать число виртуальных каналов, существующих в
любой определенный момент времени. Следовательно, необходимы
сигналы «готов к передаче» до того, как станет активным канал
по фиксированному пути. Конечно, сеть может обеспечить работу
в двух режимах: виртуальные каналы в состоянии постоянной го-
товности (горячая линия) и виртуальные каналы, переводимые в
активное или неактивное состояние по требованию.
405
Очевидный недостаток сети, содержащей только каналы с фик-
сированными путями, как описано выше, состоит в её чувствитель-
ности к повреждениям узлов и линий.
Для решения этой проблемы центр управления сетью может
организовывать на сети полупостоянные пути, которые изменяются
только при необходимости обеспечить живучесть сети при отказах
или для технического обслуживания. Некоторые сети коммутации
сообщений строятся с применением маршрутизации по фиксирован-
ным путям в строгом смысле. Этот режим работы в большей степени
подходит для сетей коммутации сообщений, поскольку время до-
ставки сообщений менее критично и она может быть отсрочена,
если производится ремонт вышедшего из строя оборудования.
8.2.4. Управление готоками
Как обсуждалось в гл. 7 применительно к обычным сетям ком-
мутации каналов, маршрутизация и управление потоками являются
двумя тесно связанными эксплуатационными требованиями для любой
сети. Основной принцип управления потоками, применяемый в
сетях коммутации каналов, используется также в сетях коммутации
пакетов. В частности, во всех случаях, когда сеть находится в
состоянии перегрузки, обусловленном потерей пропускной способ-
ности вследствие повреждений или слишком болышого числа требо-
ваний на обслуживание, необходимо блокировать новые требования
на обслуживание на периферии сети прежде, чем они займут общие
ресурсы и создадут перегрузку. В сети коммутации пакетов общими
ресурсами являются буферные ЗУ, используемые для накопления
и пересылки данных, и линии передачи.
°: Управление потоками в сети коммутации пакетов относится, в
основном, к управлению буферными ЗУ. Например, если буферные
устройства для передачи с промежуточным накоплением на соседних
узлах заполняются пакетами, адресованными одним узлом другому,
то узлы оказываются не в состоянии принять дополнительные па-
кеты и возникает тупиковое состояние. Заметим, что узел коммута-
ции пакетов не освобождает буферное ЗУ сразу же после передачи
пакета. Буферное ЗУ освобождается, когда с принимающего пакет
узла приходит подтверждение. Если узел назначения не располагает
свободными буферными ЗУ, то он не может принять новый пакет ' и
поэтому не может подтвердить его прием.
Требование управления потоками означает, что BCE сопрягаю-
щие узлы сети коммутации пакетов осведомляются о перегрузке и
отказывают новым требованиям в обслуживании до тех пор, пока
перегрузка не прекратится. Особенно привлекательной чертой сети
виртуальных каналов является то, что фаза установления соединения
предоставляет возможность автоматически принимать решение O TOM,
следует ли обслуживать определенное требование или нет. Если ни
!* В том числе пакет, содержащий подтверждение ранее переданным пакетам, храня-
щимся в буферных ЗУ.— Прим. ред.
`
406
одного соединительного пути на сети установить нельзя вследствие
того, что внутренние узлы слишком перегружены, то требование
отбрасывается. В то же время, если виртуальный канал установлен,
то существует разумное основание для того, чтобы требование пол-
ностью было обслужено своевременно.
Если узлы сети не слишком осторожно принимают требования
на новые виртуальные каналы, то возможность установления канала
еще He гарантирует, что не возникнет перегрузка или тупиковое
состояние. Узел принимает требование на новый виртуальный канал
с учетом ожидаемой нагрузки и его способности обслуживать эту
нагрузку. Если окажется, что объем нагрузки превышает ожидаемую
загрузку, то возможна чрезмерная задержка или перегрузка.
Виртуальные каналы действительно являются эффективным сред-
ством управления потоками многопакетных сообщений, но вместе
с тем их использование связано со слишком большими дополни-
тельными затратами на управление потоками однопакетных сообще-
ний или дейтаграмм. Если сеть с виртуальными каналами должна
пропускать значительное число однопакетных сообщений, то возмож-
на немедленная передача этих сообщений без установления соеди-
нения. Дейтаграмма требует не намного больших затрат на передачу,
чем пакет установления соединения. Таким образом, с этой точки
зрения такой пакет можно было бы также пересылать немедленно
и рассматривать его как собственное сообщение об установлении
канала. В отношении буферных ЗУ, используемых для передачи с
промежуточным накоплением, однопакетное сообщение весьма OT-
лично от пакета установления соединения. Пакет установления сое-
динения требует определенного объема памяти и ресурса коммута-
ционного процессора каждого узла, на который он поступает, но
в то же время для него не требуются буферные ЗУ с промежуточным
накоплением, как для пакета сообщения. В случае необходимости
сообщение об установлении соединения может не восприниматься
перегруженным узлом и это не приведет к каким-либо негативным
последствиям. Исходящий узел просто повторно передает запрос че-
рез определенный таймаут'. Этот таймаут должен быть достаточно
длительным, чтобы сеть имела возможность разгрузиться.
В противоположность этому, если перегруженный узел игнори-
рует пакет сообщения, то перегрузка смещается на узел, который
последним передал пакет, так как этот узел хранит в буферном
ЗУ копию непринятого пакета. Буферное ЗУ не может быть ос-
вобождено до тех пор, пока не будет принято подтверждение. Сле-
довательно, дейтаграммы не могут получить разрешения на вхожде-
ние в сеть до тех пор, пока не возникнет реальный шанс на успешную
передачу их по сети. Если сеть сильно перегружена, то попытки
установить виртуальные каналы можно было бы также отложить.
! Таймаут широко применяется при организации связи в диалоговом режиме, осо-
бенно в тех случаях, когда ответ одной из сторон приходит позже, чем это оговорено,
например, протоколом. В этих случаях сторона, не получившая ответа, должна выпол-
нить некоторый перечень действий в ожидании ответа противоположной стороны.—
Прим. перев.
407
В обычной сети коммутации каналов не осуществляется управ-
ление потоками между абонентами, участвующими в соединении, по-
скольку если канал установлен, то его активность или неактивность
не оказывает никакого влияния на другие соединения или на сеть
в целом. Абоненты обязательно осуществляют управление потоками
между ними так, чтобы источник не переполнял приемные буферные
ЗУ получателя данных. Эти процедуры относятся только к вызы-
ваемому и вызывающему абонентам.
В противоположность этому сам характер сети коммутации па-
кетов предполагает непосредственный учет активности пользователей.
Если один из пользователей создает слишком болышую нагрузку
на сеть, то другие пользователи получают обслуживание с более
низким качеством. Поэтому сопряжение с сетью коммутации пакетов
обязательно предполагает управление потоками для соответствующих
источников. Управление потоками от источников определяет макси-
мальную скорость передачи на сети. Если в течение определенного
периода времени приемник данных принимает данные с менышей
скоростью, то об этом должен быть проинформирован узел сети,
который обслуживает соответствующий источник с тем, чтобы сни-
зить скорость передачи данных от этого источника. Буферные уст-
ройства для передачи с промежуточным накоплением на сети комму-
тации пакетов нужны лишь реализации функций связи; их не ис-
пользуют для хранения сообщений. Если сеть коммутации пакетов
выполняет также услуги по коммутации сообщений, то функции
хранения сообщений должны быть реализованы отдельно от буфер-
ных ЗУ связи. Тогда сеть коммутации пакетов используется для
пересылки данных в устройство хранения сообщений.
ругой аспект максимизации использования буферного ЗУ с про-
межуточным накоплением состоит в том, что необходимо учитывать
период ожидания от момента времени, когда приемник данных будет
готов их принять, до того момента, как их начнет передавать ис-
точник. Если приемник данных не готов к приему, то пакеты скап-
ливаются в буферных ЗУ передачи с промежуточным накоплением
на дальнем конце сети и вызывают перегрузку. Таким образом
нужна некоторая последовательность сигналов «запрос на переда-
чу — готов к передаче» прежде, чем начнется обмен информацией.
Это требование не зависит от применяемых на сети алгоритмов
маршрутизации. Следовательно, в существующей практике установле-
ние виртуального соединения не является потерей времени.
Однопакетные сообщения могут быть исключением. Если они
передаются без сигнала «готов к передаче», то они могут быть
сброшены на узле назначения, если приемник данных неактивен или
нет в наличии свободных приемных буферных ЗУ. Тогда узел наз-
начения должен передать сообщение о сбросе источнику с указанием
состояния получателя. Таким образом, само сообщение служит
сигналом «запрос на передачу». На сети АКРАМЕТ используется
такая стратегия управления потоками, при которой однопакетные
сообщения служат в качестве своих собственных требований для
буферного ЗУ, а многопакетные сообщения требуют предварительно-
408
ro размещения буферных ЗУ по группам из восьми в пункте Ha-
значения [2, 13].
Управление потоками на сети ТУМЕМЕТ реализуется иначе, так
как в ней для всех сообщений используются только виртуальные
каналы'. Прежде, чем любой ‘узел сети сможет послать пакет
на соседний узел, он должен принять от соседнего узла для уста-
новления виртуального канала сигнал «готов к передаче». Сигнал
«готов к передаче» служит указанием того, что для данного вир-
туального канала зарезервировано определенное число буферных
ЗУ передачи с промежуточным накоплением. После того как узел
пошлет определенное число пакетов, он прекращает передачу до
тех пор, пока не будет принят другой сигнал «готов к передаче»
(указывающий на то, что либо предыдущие пакеты уже переданы,
либо данному виртуальному каналу выделено большее число
буферных ЗУ). Путем использования этого же метода межузлового
управления потоками на участке сопряжения сети с пользователя-
ми реализуется устойчивая стратегия управления потоками от
узла к узлу.
Стратегия управления потоками на сети ТУМЕМЕТ несколько
консервативна в том отношении, что она может придавать буферные
ЗУ передачи с промежуточным накоплением одному виртуальному
каналу в то время, как они более необходимы другому виртуальному
каналу (возможно, приводя к снижению использования линии). Од-
нако этот консерватизм обеспечивает ряд полезных свойств.
1. Общесетевое управление потоками осуществляется автомати-
чески путем управления потоками в предёлах каждого виртуального
канала.
2. В условиях малых нагрузок поток пакетов в каждом вирту-
альном канале регулируется автоматически до максимальной ско-
рости, с которой источник и приемник могут вести обмен. Если
существует лишь несколько виртуальных каналов, то на каждый ка-
нал может быть выделено сравнительно большое число буферных
ЗУ — при этом допускается более частая посылка сигналов «готов
. к передаче».
3. Если приемник данных прекращает прием пакетов по неко-
торой причине, то информация об этом поступает обратно к источ-
нику в форме прекращения сигналов «готов к передаче». Таким
образом, если все выделяемые буферные ЗУ заполнены, то источник
прекращает передачу.
Поскольку узел никогда не перераспределяет свои буферные
ЗУ, то блокировки передачи с промежуточным накоплением BO3-
никнуть не могут. Если некоторые из приемников данных пре-
кратят прием, то буферные ЗУ, приданные соответствующим вир-
туальным каналам, будут заполнены и окажутся недоступными. Од-
! Сеть ТУМЕМЕТ почти полностью ориентирована на пользователей терминалов
диалоговой связи, которые имеют доступ к удаленным ЭВМ, подключенным к сети.
каждого сеанса связи устанавливается виртуальное соединение. Таким образом,
однопакетные сообщения появляются только в пределах установленного виртуального
соединения.
409
нако другие виртуальные каналы могут вести передачу, используя
свои собственные, закрепленные за ними буферные ЗУ.
5. Этот механизм устойчив в том смысле, что положительные
ответы (сигналы «готов к передаче») должны быть переданы до
того, как пакеты будут посланы на соседние узлы. Если линии
связи сети перегружены, то потребность в пропускной способности
для управления потоками является минимальной. Если передача
сигналов управления потоками прекращается совсем, то прекращает-
ся и передача пакетов.
Как стратегия маршрутизации, так и стратегия управления по-
токами, применяемые Ha сети TYMENET, принципиально отличны
от соответствующих стратегий, используемых в сети ARPANET. По
этой причине TYMENET называют иногда сетью с виртуальными
каналами, противопоставляя ee сети коммутации пакетов. С этой
точки зрения коммутация пакетов — это скорее нечто относящееся
к внутренним операциям сети, а не только разделение сообщений
на пакеты.
8.2.5. Дополнительные выгоды
Основной целью разработки сетей коммутации пакетов было
стремление повысить использование линий передачи для нагрузки с
большим отношением максимальной скорости передачи к средней.
Отношение максимального значения к среднему служит количествен-
ным выражение «пульсирующего» характера трафика большинства
сетей связи с ЭВМ. Кроме приспособления к пульсирующему трафи-
ку, сети коммутации пакетов могут обеспечить следующие допол-
нительные возможности:
1) разделение ресурсов;
2) разделение нагрузки;
3)стандартизация и преобразование способов сопряжения;
4) преобразование скоростей;
5) преобразование кодов;
6) защита от ошибок;
7) организация обходов;
8) организация виртуальных подсетей.
Разделение ресурсов. Требования к вычислительным средствам,
выдвигаемые отдельным лицом или группой лиц, меняются от ре-
шения простых и рутинных задач до весьма сложных и замыслова-
тых вычислений. Для того чтобы обеспечить такой диапазон при-
менений, нужны соответствующие ресурсы аппаратного и програм-
много обеспечения. Если вычислительная система предназначена для
решения болышинства требуемых задач, но используется, главным
образом, для более простых из них, то в результате возникают
значительные экономические издержки. Неэффективность использо-
вания возрастает из-за того, что различные пользователи имеют
сходные потребности и, в конечном счете, дублируют одни и те же
нечасто используемые ресурсы. Общим способом уменышения этой
неэффективности является применение сети связи, позволяющей осу-
410
ществлять разделение общих ресурсов. Примером эффективной pea-
лизации такой сети является сеть коммутации пакетов.
Любой человек, имеющий доступ к сети, может использовать
средства обработки любой ЭВМ (обычно называемой главной вычис-
лительной машиной — ГВМ), которая также соединена с сетью. Для
одного типа работы пользователь может получить доступ к одной
ЭВМ, а для другого типа работы — к другой ЭВМ. Таким образом,
специальные процессоры, программы или банки данных могут сов-
местно использоваться большим числом пользователей.
Разделение нагрузки. Коллективное использование ресурсов сети
ЭВМ означает, что для определенной задачи подбирается соответст-
вующий процессор. Для многих задач может оказаться подходящей
любая из нескольких машин. Разделение нагрузки — это процесс
распределения задач общего типа для обработки на любом одном
из нескольких процессоров в зависимости от того, какой из них
наиболее доступен. Идеальное разделение нагрузки должно быть реа-
лизовано в виде сетевой операционной системы, которая планирует
распределение задач в соответствии с потребностями и доступностью.
‚Если пользователь обращается к сети и указывает, каковы его тре-
›бования на обработку, то сетевая операционная система направляет
‘его задачи на соответствующие устройства, неизвестные пользова-
remo. Если решение задачи требует специальных средств, TO она
получает направление на соответствующую ЭВМ. Если это задача
общего типа, то она направляется на наименее загруженный универ-
сальный процессор.
Сеть ЭВМ с разделением нагрузки обладает, кроме того, важными
преимуществами при развитии сети для обслуживания возросшей
нагрузки. Если возможности одной централизованной ЭВМ оказы-
ваются превышенными, то модернизация системы может оказаться
`чрезмерно трудной, особенно, если новая система требует модифи-
кации существующего программного обеспечения или операционной
системы. Однако в системе с разделением нагрузки возможности
обработки могут быть расширены просто введением в ее сеть другой
.идентичной ЭВМ. Пользователи не ощущают процесса введения до-
полнительных ресурсов.
Современная тенденция отрасли обработки данных — это разви-
тие в направлении перехода к сетям с разделением нагрузки,
обеспечивающим распределенную обработку данных. По существу,
распределенная обработка данных базируется на тех же основных
принципах организации сети, которые обусловили успешное развитие
телефонной сети. С точки зрения связи, вычислительные средства
распределенных ЭВМ представляют собой каналы обработки, а опе-
рационная система сети — процессор коммутации, который опреде-
ляет маршрут следования задач по соответствующим каналам до тех
пор, пока вся работа не будет выполнена.
Стандартизация и преобразование способов сопряжения. Утверж-
дение, что эволюция техники передачи данных была загадкой для
пользователей, является преуменьшением. Хаос в области передачи
данных возник, главным образом, потому что разработка каждой
411
системы передачи данных шла более или менее специализированным
способом (возможно таким, чтобы производители оборудования ЭВМ
могли «привязать» пользователя к своим внешним устройствам).
Результатом этого явилось несметное число программных и аппа-
ратных средств связи различных производителей оборудования, ко-
торые выполняют аналогичные функции, но друг с другом несов-
местимы. Даже продукция одной фирмы содержит много HECOB-
местимых видов оборудования. Например, графопостроитель может
иметь связную поддержку в одном процессоре или операционной
системе и не иметь ее в других.
Очевидным решением этой проблемы является комплекс стандар-
тов для систем связи и устройств сопряжения, в соответствии с
которым должно проектироваться все аппаратное и программное обе-
спечение передачи данных. Основные стандарты, относящиеся к BO-
просам электрического и механического стыка, были введены в
Соединенных Штатах Ассоциацией электронной промышленности
(стандарт RS-232-C) и МККТТ (стандарт V.24).
Процедуры связи не нашли такого же отражения в стандартах.
Некоторые стандарты возникли стихийно путем эмулирования рас-
пространенных периферийных устройств таких, как удаленные терми-
налы ввода заданий 2780 и 3780 фирмы 1ВМ. Совсем недавно
компании, занимающиеся коммутацией пакетов, разработали стан-
дарты сопряжения для своих сетей, которые охватывают аспекты
как электрического, так и механического стыка (стандарт RS-232-C),
а также операций более высокого уровня по управлению каналом,
интерпретации кодов, формированию сообщений, защите от ошибок,
управлению потоками и т. д.' Наиболее примечательным из этих
стандартов является протокол доступа к линии связи согласно ре-
комендации MKKTT X.25 [17]. Хотя этот стандарт предназначен
специально для организации доступа к сети связи, его значение
выходит за пределы применения в сетях коммутации пакетов. Если
все изготовители терминального оборудования и оборудования ЭВМ
обеспечат поддержку этому сопряжению (или любому другому един-
ственному сопряжению), то появится возможность для совмещения
оборудования различных изготовителей для любого применения.
Рекомендация Х.25 действительно содержит спецификации для не-
скольких типов функциональных интерфейсов. Один из них назы-
вается интерфейсом виртуального канала. Он спроектирован так, что-
бы моделировать прямое соединение между двумя приборами в виде
постоянного канала. Это значит, что сообщения, проходящие через
интерфейс, могут иметь произвольную длину. Следовательно, харак-
тер сети (с коммутацией каналов или с коммутацией пакетов) OKa-
зывается прозрачным по отношению к приборам связи. Заметим, что
‘ Изготовители оборудования ЭВМ предпринимают также попытку перейти от
специальных изделий электросвязи к устройствам связи, которые функционируют в
сетях различной архитектуры. В основном, архитектура сети — это множество стандар-
тов связи (программных модулей), которые так согласовывают все изделия, что возмож-
ны произвольные конфигурации сети
412
Puc. 8.5. Параллельный доступ к ЭВМ через сеть с коммутацией пакетов
в данном контексте термин виртуальный канал относится к характеру
сопряжения и не определяет внутренних операций сети связи.
Сеть коммутации пакетов HE должна обеспечивать единственный
вид сопряжения, чтобы способствовать решению проблемы несовмес-
тимости при передаче данных. Фактически существующие сети обяза-
тельно располагают множеством видов сопряжения, так что наиболее
распространенные ЭВМ и терминалы могут обращаться к сети.
На рис. 8. 5 приведена сеть коммутации пакетов, имеющая несколько
видов сопряжения для различных типов ЭВМ. Заметим, что один тер-
минал с единственным видом сопряжения с сетью может связаться
с любой из главных вычислительных машин. Кроме того, вычислитель-
ные машины могут сами обмениваться сообщениями '. В противовес
этому, если бы для доступа к вычислительным машинам использо-
вались автоматически коммутируемые линии связи, то каждый терми-
нал должен был бы поддерживать протокол связи каждой ЭВМ.
В целом сеть коммутации пакетов в состоянии предоставить услуги по
преобразованию способов сопряжения, а также функции связи.
Преобразование скоростей. Поскольку два устройства, взаимодей-
ствующих через сеть коммутации пакетов, не имеют между собой
непосредственной связи, то возможны многочисленные различия в
соответствующих способах сопряжения. Одним из различий может
быть скорость, с которой устройства сопряжения ведут обмен данными.
! Интерфейс в случае коммутации пакетов — это интерфейс на уровне сообщений,
позволяющий пересылать сообщения из буферного ЗУ одной машины в буферное ЗУ
другой машины. Соответствующая интерпретация этого сообщения — это уже другой
вопрос. Следовательно, чтобы завершить иерархию связи, необходимо обеспечить
совместимость между процессами связи высокого уровня и командами операционной
системы.
413
Например, устройство сопряжения ЭВМ может быть спроектировано
так, чтобы работать на скорости 9600 бит/с, в TO время как телетайпные
терминалы могут работать только на скорости 110 бит/с. Сеть комму-
тации пакетов может накапливать сообщения, поступающие с теле-
тайпа со скоростью 110 бит/с, пересылать их по сети и доставлять
их затем на ЭВМ в виде пачек со скоростью 9600 бит/с.
Преобразование кодов. Дополнительным аспектом преобразования
сопряжения является способность сети коммутации пакетов осущест-
влять преобразование кодов. Поскольку различные виды аппаратуры
передачи данных используют разнообразные коды (например, коды
Бодо, ASCII!, EBCDIC 2 Transcode и т. д.), несовместимость кодов
является другой особенностью передачи данных, которая может быть
смягчена сетью коммутации пакетов.
Защита от ошибок. Как уже упоминалось, в сети коммутации
пакетов при обмене между соседними узлами обычно используют
защиту от ошибок с автоматическим переспросом. Если оборудование
подключается непосредственно к сети так, что интерфейс не требует
защиты от ошибок, то с аппаратуры передачи данных снимается
требование обеспечения функций защиты от ошибок самой аппарату-
рой. Однако, если аппаратура получает доступ к сети через линию
связи с помехами, то интерфейс требует защиты от ошибок.
Организация обходных путей. Для определенных применений
доступность (надежность) связи может оказаться важнейшим факто-
ром. Стоимость обеспечения резервного канала связи в случае аренду-
емых некоммутируемых линий достаточно высока, особенно, если
переключение на резервное оборудование осуществляется автомати-
чески. Сети коммутации пакетов предоставляют возможность органи-
зации обходных путей, причем стоимость обходов распределяется
между всеми пользователями. Если линии доступа к сети являются
надежными (например, автоматически коммутируемые линии связи с
обходными путями между коммутационными станциями, предостав-
ляемые — телефонными компаниями), то пользователям не нужно
обеспечивать средства резервирования.
Виртуальные подсети. Многие корпорации имеют разнообразные
потребности в передаче данных: дистанционная обработка данных,
учет распоряжений, контроль инвентарных описей, начисление платы,
проектная документация, различные формы приложений типа за-
прос — ответ (например, подтверждение подлинности чека или кредит-
ной карточки) . Чтобы удовлетворить эти потребности, крупные корпо-
рации часто разрабатывали многочисленные независимые сети. Более
мелкие корпорации либо полагались на специальные сети коммерче-
ских организаций, либо оставались вообще без необходимой связи.
1 ASCII (American National Standart Code for Information Interchange) — сокращен-
ное название амер канокаю стандартного восьмибитового кода, усдользуемого для
обмена информацией и представления ее в системах обработки.— Прим. перев
* EBCDIC roeа Binary. Coded Decimal Interchange Code) — сокращенное Ha-
звание международного расширенного двоично-десятичного кода, используемого для
Ope обмена информацией в ЭВМ с байтовой структурой представления дан-
Прим. перев.
414
В дополнение к этому возрас-
тает спрос на такие новые
услуги, как электронный перевод
денежных средств, высокоско-
ростная факсимильная связь,
распределенная обработка дан-
ных, — телеобработка данных
процессорами, организация ди-
станционного совещания участ-
ников переговоров, электронная
почта. Эти новые виды приме-
нения могут базироваться на
сети связи с использованием
как высоко-, так и низкоскорост-
ных — устройств — сопряжения.
В случае построения единой
сети, которая — обеспечивает
все виды услуг, может быть
достигнута существенная эконо-
мия средств.
На рис. 8. 6 показана единая сеть коммутации пакетов с нескольки-
ми виртуальными подсетями, которые обслуживают определенные
области применения. Каждая подсеть — это четкое логическое целое.
Основная сеть следит за тем, какие пользователи соединяются с каж-
дой подсетью и соответствующим образом управляет доступом к ней.
Кроме того, процессоры обработки запросов сети преобразуют все
логические адреса каждой подсети в физические адреса сети. И хотя
подсети функционально независимы, затраты на линии передачи, ком-
мутационное оборудование узлов связи, эксплуатацию и резервное
оборудование распределены между всеми этими сетями.
Особенно заманчивой для пользователей с малым и средним объ-
емом потребностей в услугах передачи данных в Соединенных Штатах
является система перспективного обслуживания связью (Advanced
Communications Service— ACS), планируемая фирмой AT&T [18].
Система ACS будет реализована как сеть коммутации пакетов, постро-
енная специально для создания виртуальных подсетей. Таким образом,
пользователи услуг передачи данных малого объема, которые не могут
позволить себе разработку и эксплуатацию своих собственных сетей,
получат возможность создавать виртуальные сети на базе ACS. Кроме
того, ACS предоставит также средства для организации межведомст-
венных сетей связи.
Национальная система ACS в масштабе всей страны представляет
собой гигантское предприятие, в реализации которого могли бы
принять участие немногие корпорации помимо фирмы AT&T. Она мо-
жет оказать большое влияние на развитие передачи данных и отрасль
обработки данных. Вследствие этого до реализации ACS должны
быть разрешены важные вопросы регламентирования сети.
Рис. 8.6. Виртуальные сети коммутации
пакетов
415
8. 3. ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
В декабре 1974 г. фирма Bell System начала предоставлять новые
услуги, специально предназначенные для пользователей передачи дан-
ных. В отличие от предыдущих услуг фирмы Bell System таких, как
услуга Dataphone, с использованием для передачи данных аналоговых
устройств, новая услуга почти полностью базируется на цифровых ли-
ниях передачи. Новый вид услуг называется цифровой услугой Datapho-
пе (службой DDS). Устройства цифровой передачи, используемые этой
службой, называются цифровой системой передачи данных.
Цифровые системы передачи данных строятся, главным образом,
на основе линий Т1, предназначенных для использования в качестве
цифровых линий передачи на местных сетях. За исключением специ-
альных каналообразующих блоков, линии службы DDS реализуются
с использованием того же оборудования, что и линии связи для
цифровой передачи речи. В некоторых случаях каналы службы DDS ис-
пользуют линию связи с ВРК совместно с сигналами речи в цифровой
форме. Однако функционально сеть передачи речи и DDS полностью
независимы. Не было случая, чтобы цифровые каналы иногда использо-
вались для службы DDS, а иногда в сети передачи речи. Цифровая
услуга Dataphone предназначается, главным образом, для прямой
дуплексной передачи данных со скоростями 2,4; 4,8; 9,6; 56; 1344 и
1544 кбит/с [19]. Однако возможно также многопунктовое обслужива-
ние (когда к одной линии передачи подключено больше двух оконечных
устройств) [20]. Вся передача является синхронной, причем скорость
передачи определяется оконечным оборудованием” пользователя на
основе хронирующего сигнала, выделяемого из принимаемых данных.
Доступ к службе DDS обычно организуется с помощью арендован-
ных четырехпроводных линий связи, характеристики которых специ-
ально скорректированы для передачи цифровых сигналов. В некоторых
случаях для доступа к ближайшей станции, обслуживающей DDS, He-
обходимо использовать аналоговые средства передачи данных по
каналам ТЧ (модемы). Рис. 8.7 иллюстрирует основные принципы
построения сети со службой DDS.
Хотя линии T1 можно успешно использовать для межстанцион-
ной цифровой передачи в пределах крупных городских районов, в
настоящее время HET линий цифровой передачи, с помощью которых
можно было бы соединять находящиеся на значительном расстоянии
городские сети. Чтобы удовлетворить это требование, была разработана
цифровая радиосистема 1А (данные под речью). Таким образом, к
имеющимся аналоговым радиоканалам типа TD и ТН оказалось
возможным добавить один канал для передачи сигнала DS-1. (Пол-
ностью используемый аналоговый тракт имеет 18 радиоканалов и
обеспечивает тем самым возможность передачи до 18 сигналов DS-1
в одном тракте.) Фирма Bell System не использует цифровые радио-
системы для обслуживания междугородного телефонного трафика,
но цифровые радиосистемы с одним или двумя сигналами DS-3 все в
416
Fld За) 143s
417
А
б
о
н
е
н
т
с
к
о
е
у
с
т
р
о
й
с
т
в
о
А
н
э
л
о
г
о
в
ы
й
к
о
м
п
л
е
к
с
П
р
я
м
а
я
р
а
д
и
о
р
е
л
е
й
н
а
я
с
в
я
з
ь
Д
а
н
н
ы
е
п
о
р
е
ч
е
в
ы
м
к
а
н
а
л
а
м
Л
и
н
и
и
п
е
р
е
д
а
ч
и
T
1
А
б
о
н
е
н
т
с
к
о
е
у
с
т
р
о
й
с
т
в
о
е
н
S
h
Ч
е
т
ы
р
е
х
п
р
о
в
о
д
н
ы
й
—
У
с
т
р
о
й
с
т
в
о
ц
и
ф
р
о
в
о
й
A
O
C
T
Y
N
а
б
о
н
е
н
т
с
к
о
г
о
т
а
н
ц
и
и
С
т
а
н
и
о
б
с
л
у
ж
и
в
а
н
и
я
о
б
с
л
у
ж
и
в
а
н
и
я
—
_
_
Р
и
с
.
8
.
7
.
Ц
и
ф
р
о
в
а
я
с
е
т
ь
д
л
я
п
е
р
е
д
а
ч
и
д
а
н
н
ы
х
большей степени используются для связи на малые расстояния. Эти
системы, так же как и другие системы передачи в цифровой иерархии,
используются для распределения цифровых услуг Dataphone.
тоимость и характеристики. К настоящему времени расценки для
службы DDS были установлены Федеральной комиссией по связи; они
сопоставимы со стоимостью аналогичных услуг, получаемых путем
передачи данных по аналоговым каналам. Таким образом, пока нет
определенного преимущества в стоимостном выражении для использо-
вания цифровых услуг Dataphone. Это кажется парадоксальным, так
как в эквиваленте одного канала для цифровой передачи речи со
скоростью 64 кбит/с размещается до 20 каналов со скоростью переда-
чи 2,4 кбит/с. Несмотря на отсутствие преимущества в стоимости,
каналы службы DDS пользуются болышим спросом у пользователей
передачи данных. Причина заключается в том, что цифровые каналы
имеют более низкий коэффициент ошибок, чем типовые каналы TY,
используемые для передачи данных. Таким образом, пропускная
способность канала службы DDS оказывается выше, поскольку повтор-
ная передача блоков данных случается редко. Норма при проектирова-
нии каналов службы DDS такова, что при скорости передачи 56 кбит/с
обеспечивается 99,5 % секунды безошибочной передачи и еще более
высокое качество при более низких скоростях передачи данных [19].
Доступ к сети. Как показано на рис. 8. 7, локальный район обслужи-
вания DDS построен по иерархической древовидной схеме с узловой
станцией в центре района обслуживания. Каждый канал службы DDS
должен заканчиваться на узловой станции, где он: 1) кроссируется
с другим входящим каналом при обслуживании местных некоммутиру-
емых соединений либо 2) кроссируется с межузловым каналом при
обслуживании междугородных некоммутируемых соединений.
Если абонентское устройство расположено достаточно близко к
станции, то оно соединяется с узловой станцией четырехпроводной
цепью, рассчитанной на передачу биполярных цифровых кодирован-
ных сигналов с заданной скоростью. Четырехпроводные цепи обяза-
тельно не должны иметь ни пупиновских катушек, ни добавочных
конденсаторов, допускаются лишь отпайки ограниченной длины.
Если объем требований на обслуживание достаточно велик, то каналы
службы DDS могут быть продлены до станций спутниковой связи
с помощью линий передачи T1. Станции спутниковой связи объединя-
ют сигналы, поступающие по индивидуальным абонентским шлейфам,
в формат сигнала DS-1 для передачи на узловую станцию.
Максимально допустимое затухание сигнала при цифровом доступе
к службе DDS составляет 31 дБ. Как показано на рис. 4. 11, спектраль-
ная характеристика биполярного сигнала имеет максимум на частоте,
равной по величине половине скорости передачи данных. Поэтому
максимальная длина абонентского шлейфа определяется затуханием
имеющихся в наличии кабельных пар, определенным на частоте,
равной по величине половине требуемой скорости передачи данных.
В табл. 8.1 приведены максимальные значения длин абонентских
шлейфов, организованных по различным кабельным парам, в зависи-
мости от скорости передачи данных.
418
Таблица § 1. Затухание кабеля и соответствующие максимальные значения длин -
абонентских шлейфов, используемых для каналов лоступа к службе DDS '
Скорость цифрового потока, кбит/с
Сорта-
меня xa
2,4
4,8
9,6
56
Затуха- Длина, Затуха- Длина, Затука- Длина, Затука- Длина,
ние 2, дБ /к км ние, дБ/км км ние, дБ/км км ние, дБ/км км
19 0,89 35,0 1,18 26,2 1,51 20,5 2,49 12,4
22 0,58 22,5 1,80 17,2 2,36 13,1 4,20 7,4
24 1,80 17,2 2,40 12,9 3,15 9,8 5,91 5,2.
26 2,43 12,8 3,15
9,8 4,10
7,6 7,87
3,9
плод
‚лице, азята из работы [21, с. 169].
3
табли
® Значение затухания i для частоты, равной по величиие половине скорости передачи данных.
Основной недостаток цифровой службы DDS состоит в ee ограни-
ченной доступности. Услуги предоставляются только в пределах райо-
нов крупных городов, где широко используются линии передачи Т1.
Даже в пределах крупного города, чтобы получить прямой цифровой
доступ к станции службы DDS, пользователь должен находиться в
пределах расстояний, указанных в табл. 8. 1. Как показано на рис. 8. 7,
вместо непосредственного цифрового доступа можно использовать
аналоговый комплекс в виде соединительной линии и модемов,
включенных с каждого конца. Соединительная линия реализуется на
стандартных линиях связи, позволяющих организовать каналы T2, по
которым осуществляется передача со скоростью не более 9600 бит/с'
Кроме потерь в стоимости и скорости передачи данных, возникающих
„при использовании аналоговых добавочных линий, может заметно
пострадать качество передачи OT одного оконечного устройства до
другого, поскольку общий коэффициент ошибок высокоскоростного
канала с большей вероятностью определяется оборудованием аналого-
вых линий, а не каналами службы DDS.
Другой недостаток службы DDS — это отсутствие телефонной свя-
зи как альтернативы (если пользователь не имеет собственных коде-
ков). Аналоговые каналы передачи данных всегда могут быть использо-
ваны в качестве речевых каналов путем обхода схем модуляции и
демодуляции в устройствах передачи данных. Режим передачи речи
особенно полезен при установлении соединения с промышленными
вычислительными машинами вручную или для координации работы
обслуживающего персонала.
! Более высокая скорость передачи данных, например, 56 кбит/с, может быть полу-
чена в аналоговых каналах TY только с помощью многоканальной аппаратуры.
14*
419
8. 4. ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ
Первые спутники связи были использованы для обеспечения связи
с удаленными районами мира, так как никакой другой разумной
альтернативы не существовало. Однако технология быстро развивалась
так, что системы спутниковой связи начали конкурировать с назем-
ными системами связи — сначала для обслуживания трансконтинен-
тального трафика, а затем и для национальной связи.
Разработка систем спутниковой связи в Соединенных Штагах не
продвигалась столь быстро, как могли бы позволить технология и
экономика. В интересах активизации конкуренции федеральная комис-
сия по связи специально запретила фирме AT&T предлагать услуги
национальной спутниковой связи. Вместо этого другим компаниям
было предложено разрабатывать системы вне конкуренции с фирмой
Bell System. Первой компанией, которая в 1974 г. откликнулась на то,
что получило название политики «Открытого неба», была фирма
Western Union со своими спутниками Westar. С тех пор ряд других
компаний разработал системы спутниковой связи преимущественно
для передачи данных и распределения телевизионных программ.
Первое поколение этих систем применяло аналоговую передачу
с использованием каналообразования на основе частотного разделения.
Однако системы, разрабатываемые в настоящее время, используют
цифровую передачу с каналообразованием на основе временного
разделения. Одна такая система была разработана фирмой Sattellite
Business Sysiems (SBS), основанной как консорциум фирм International
Business Machines, Aeina Life Insurance и Comsat General. Другая
система, предназначенная для спутниковой связи, была предложена
фирмой Xerox и известна под названием Xerox Telecommunications
Network (XTEN), и хотя проект сети ХТЕМ был аннулирован в 1981 г.,
его стоит описать, поскольку он ввел новые идеи организации местного
обслуживания на базе цифровой передачи.
8.4.1. Коммерческие системы спутниковой связи
Система фирмы SBS разработана для обеспечения широкополосны-
ми цифровыми каналами крупных корпораций или правительственных
организаций, находящихся в географически разнесенных районах для
следующих приложений:
обычная связь для передачи речи (данных);
2) дистанционное совещание участников переговоров;
3) высокоскоростная факсимильная связь;
4) межпроцессорная связь.
Система фирмы SBS осуществляет передачу речи, используя дель-
та-модуляцию, со скоростью 32 кбит/с. Поскольку предполагалось,
что большая часть данных будет передаваться непосредственно по
цифровым каналам, то кодеры речи не проектируются для обеспечения
высокоскоростной передачи данных в полосе частот речевого сигнала.
Если модулированный сигнал данных передается по сети в канале TY,
то дельта-модулятор эффективно ограничивает скорость передачи до
420
1800 бит/с [22]. Более высокоскоростные данные, передаваемые в
полосе частот речевого сигнала, должны быть демодулированы и
подведены к цифровому каналу для передачи по сети фирмы SBS.
‚ Последние три из вышеупомянутых видов обслуживания оказыва-
ются возможными лишь потому, что имеются в наличии высокоско-
ростные каналы передачи данных. Дистанционное совещание участни-
ков переговоров обеспечивается при различных скоростях передачи
данных. На нижней границе этого диапазона система фирмы SBS
обеспечивает телевизионное изображение графиков с фиксированным
кадром и высокой разрешающей способностью. Полное движущееся
телевизионное изображение возможно при более высоких скоростях
передачи данных. Факсимильная связь обеспечивает передачу изо-
бражений и их воспроизведение со скоростями, приближающимися
к одой странице за секунду (ср. со страницей за 6 мин при факсимиль-
ной связи в полосе речевого сигнала). В настоящее время (1981 г.)
межпроцессорная связь не имеет определенного рынка, так как приме-
нение линий высокоскоростной передачи данных для поддержания
таких видов связи только теперь становится экономически оправдан-
ным. (Первый спутник фирмы $В$ был запущен 15 ноября 1980 г.)
Идею коммерческой системы спутниковой связи SBS иллюстрирует
рис. 8. 8. Каждый пункт пользователя имеет свою собственную земную
станцию для доступа к спутнику. Земные станции устанавливаются
и эксплуатируются фирмой SBS. Передача на спутник и со спутника
ведется по методу многостанционного доступа с временным разделе-
нием (МВДР), который требует, чтобы каждая земная станция пере-
давала пачки данных на частоте общей несущей в предписанные
интервалы времени так, чтобы пачки данных, поступающие с отдель-
ных земных станций, никогда не перекрывали друг друга. Функцио-
нально спутник работает как приемопередатчик — транспондер: прос-
то пересылает входящие пачки данных на различных частотах несущей
Пачка данных со скоростью й
Многостанционный доступ
передачи 48 Мбит/с Ф’, [ \ с временным разделением
5”,
E
R
E
C
T
]
Рис. 8.8. Система спутниковой связи общего пользования
канала космос — Земля. Земные станции следят за потоком данных
в канале космос — Земля и извлекают все данные, предназначенные
для соответствующих им пунктов. Поскольку тактовая частота каждой
земной станции синхронизируется независимо, то для того, чтобы
установить синхронизацию тактовых генераторов в приемниках, KaX-
дая пачка с ВРК содержит преамбулу. После того, как синхронизация
тактовых генераторов достигнута, пачка синхронно демодулируется и
детектируется. Приемный тактовый генератор затем вновь синхронизи-
руется по преамбуле следующей пачки ВРК с тем, чтобы обнаружи-
вать данные в этом временном интервале.
8.4.2. Сеть электросвязи XTEN
Хотя сеть ХТЕМ была предназначена во многом для тех же обла-
стей применения, что и система фирмы SBS, в ее основу был положен
другой метод доступа к спутнику. В первоначальном варианте системы
фирмы SBS каждый пользователь должен был арендовать свою собст-
венную станцию. Таким образом, только пользователи, создающие
большую нагрузку, могли бы оправдать затраты, связанные с использо-
ванием этой системы. Однако, как показано на рис. 8. 9, сеть ХТЕМ
обеспечивала бы доступ к земным станциям через наземные радиоре-
лейные линии. Следовательно, более мелкие организации могли бы
экономически эффективно использовать устройства сети X TEN путем
эффективного совместного использования земной станции. Совсем
недавно фирма SBS объявила, что она также будет разрабатывать
средства для многостанционного доступа к земной станции. Ниже при-
водятся основные виды услуг, которые ХТЕМ намеревалась реализо-
вать;
1) распределение факсимильных документов;
2) передача данных;
3) дистанционное совещание участников переговоров;
4) коммутация сообщений с промежуточным накоплением.
)
(
Междугородные соединения,
устанавливаемые с помощью
спутников связи
|
Местные соединения,
ро
устанавливаемые с помо!
Frня r
стационарных установок УКВ
радиосвязи
Рис. 8.9. Сеть связи фирмы Xerox (XTEN)
422
Главное внимание в системе было уделено распределению доку-
ментов (электронной почте). Фирма Хегох предполагала, что
стоимость распределения, возможно, будет сопоставима с ожида-
емыми расценками почтовой корреспонденции первого класса в
1980 г. При наличии сети ХТЕМ доставка была бы автоматизирована
и происходила бы за несколько секунд.
Использование факсимильной связи непрерывно растет со
скоростью 35% в год [10]. Если появится сеть ХТЕМ или какая-то
аналогичная сеть, то рост факсимильной связи еще больше уско-
рится. Не случайно фирма Хегох является ведущим поставщиком
факсимильного оборудования.
Как и связь для передачи данных, факсимильная связь обре-
менена множеством типов оборудования с различными протоколами
связи и форматами сканирования. Сеть ХТЕМ помогла бы решению
проблемы несовместимости путем установления стандартного кода
факсимильной связи XTEN. Все факсимильные машины, соединен-
ные с сетью, имели бы свои индивидуальные форматы, преобразуемые
в стандарт сети, и обратно. Таким образом, так же, как сеть
коммутации пакетов обеспечивает преобразование протоколов и
кодов при передаче данных, сеть ХТЕМ обеспечивала бы преобра-
зование форматов факсимильной связи. Кроме того, можно было бы
разрешить проблему различий в сканировании и разрешающей
способности оборудования. Следовательно, оборудование с разреша-
ющей способностью 38,5 линий на 1 см (96 линий Ha дюйм)
могло бы осуществлять связь с оборудованием с разрешающей
способностью 80 линий на 1 см (200 линий на дюйм). Аналогичные
возможности планируются также для сети Compak/Faxpak, которая
разрабатывается фирмой International Telephone and Telegraph [231].
8. 5. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СЕТИ ПЕРЕДАЧИ РЕЧИ И ДАННЫХ
В предыдущих разделах этой главы было описано несколько
различных примеров цифровых сетей. Исключая системы спутни-
ковой связи общего пользования, которые предоставляют услуги
по передаче речи, все сети проектируются специально для трафика
данных |. Из тенденции применения цифровой техники как на
частных телефонных сетях, так и на телефонных сетях общего
пользования следует, что разработка аппаратуры цифровой передачи
и коммутации для обеспечения обоих типов услуг приведет к опреде-
ленным экономическим преимуществам. Хотя пройдет некоторое
время прежде, чем существующие аналоговые сети станут цифровыми
до такой степени, что абоненты получат непосредственный доступ
к цифровым речевым каналам, новые частные сети могут разраба-
тываться с использованием исключительно цифровых средств. В этом
разделе обсуждаются соображения относительно построения новых
сетей, которые будут эффективно приспосабливаться для предостав-
ления всех видов услуг.
' Здесь и в остальной части главы трафик данных не ограничивается только
связью с ЭВМ, но включает в себя любой трафик цифрового характера такой, как
сообщения и цифровые факсимильные данные.
423
8.5.1. Мотивы интеграции
Очевидно, что основной причиной интеграции всех услуг с
помощью общих устройств является экономия, получаемая за счет
совместного использования линий передачи. Есть два важных аспекта
совместного использования линий передачи. Первый из них — это
уменьшение общей пропускной способности линии — передачи,
необходимой для заданного качества обслуживания. Если исполь-
зуются отдельные сети, то каждая сеть имеет запас пропускной
способности для приспособления к перегрузкам и повреждениям.
Если сети комбинируются так, что различные услуги используют
совместно общие средства на динамической основе, то запас
пропускной способности распределяется между всеми — видами
нагрузки и в итоге требуется меньшее число каналов.
Экономия, которая может быть достигнута при совместном
использовании каналов на динамической основе, существенно зависит
от использования каналов отдельными сетями. Если каналы имеют
малое использование, то может быть получено значительное сокра-
щение общей пропускной способности. Однако, если линии передачи
каждой сети имеют высокое использование, то комбинированная
работа может дать лишь незна ную экономию общих. затрат на:
передачу '.
Второй и обычно более важной причиной комбинирования
специализированных сетей является экономия, которая может быть
получена путем применения общих процедур технической эксплуата-
ции, проверки и ремонта. Таким образом, значительную экономию
затрат можно получить даже в том случае, когда отдельные сети
не интегрируются в одну в функциональном смысле, а лишь исполь-
зуют общее оборудование. Например, основными — средствами
цифровой системы передачи данных (Digital Data System — DDS) в
городе являются линии Tl, использующие те же трассы, что и
трассы цифровой речи. Устройства системы DDS устанавливались
лишь там, где уже предоставлялся значительный объем услуг по
передаче речи по каналам Т-линий. После введения в эксплуатацию
устройства системы DDS являются функционально независимыми OT
телефонной сети, однако они совместно несут накладные расходы
на содержание административного персонала и техническую эксплуа-
тацию. Аналогично устройства системы DDS для междугородной
связи DUV совместно используют радиоспектр оборудования радио-
релейной связи.
Различные линии передачи любой сети связи обычно различаются
по степени их использования. Линии передачи, близкие к пери-
ферийной части сети, обычно используются мало, в то время как
внутренние линии связи, обслуживающие в:
нагрузку, используются эффективно. Из этого CHT *чтоинтегра-
* В гл. 9 даны основные аналитические методы, используемые для определення
необходимой для передачи пропускной способности сети как функции интенсивности
нагрузки.
424
ция внутренних частей эффективно спроектированных сетей дает
небольшую экономию общих затрат на оборудование. Однако
интеграция на периферии сети, где использование линий передачи
обычно очень низкое, может привести к существенной экономии.
На долю местной распределительной сети часто приходится основная
доля затрат и их оборудование используется наиболее неэффективно.
Таким образом, побудительным мотивом интеграции сетей передачи
речи и данных является, главным образом, экономия затрат, полу-
чаемая за счет совместного использования местной распределитель-
ной сети. Интегральная сеть предоставляет каждому абоненту
возможность определить, какая услуга нужна при каждом доступе
через единственный канал.
8.5.2. Подходы к интеграции
Существуют три основных структуры сетей и три режима их
работы, рассматриваемые при интеграции услуг связи:
1) коммутация каналов;
2) коммутация пакетов;
3) гибридная коммутация каналов и пакетов.
В ‘следующих разделах эти методы коммутации обсуждаются
с точки зрения целесообразности их использования в универсальной
сети связи различной емкости и сложности (числа узлов).
Коммутация каналов. Хотя полностью цифровая сеть коммутации
каналов, предназначенная для обслуживания телефонного трафика,
обеспечивает высококачественную передачу данных при более низких
затратах, чем в случае использования аналоговых средств, обычная
коммутация каналов не позволяет эффективно обслуживать многие
виды трафика данных. Сеть коммутации каналов, проектируемая
в расчете на быстрое установление соединений (быстрая коммутация
каналов), исключает неэффективность, связанную с затратами
времени на установление соединения. Однако быстрая коммутация
каналов He устраняет неэффективное использование закрепленного
канала при обмене данными в диалоговом режиме. Кроме того,
однопакетные сообщения, такие как дейтаграммы, обслуживаются
более эффективно при коммутации пакетов. Таким образом, если
обслуживается болышое число дейтаграмм или идет передача данных
в диалоговом режиме, то обычная коммутация каналов оказывается
неэффективным режимом работы.
Коммутация пакетов. Как уже обсуждалось ранее, коммутация
пакетов является эффективным средством обслуживания большей
части видов трафика данных. Главное исключение, возможно,
составляют длительные непрерывные пересылки файлов или факси-
мильных сообщений с высокой разрешающей способностью, которые
более эффективно обслуживаются сетью коммутации каналов. В
[24], кроме того, было предложено использовать коммутацию
пакетов как метод передачи телефонного трафика. Фактически на
сети АКРАМЕТ уже проведены эксперименты по передаче пакетами
речевых сообщений [25]. Основная привлекательная сторона
передачи речи пакетами определяется тем, что речевой канал в
425
каждый момент времени используется только в одном направлении.
Таким образом, дуплексный речевой канал фактически используется
менее чем на 50% длительности существования соединения. Если
можно следить за речевой неактивностью, то в случае, когда
абонент не говорит, пакеты передавать не нужно. Узел назначения
просто заполняет периоды отсутствия пакетов паузами.
Идея представления каналов передачи только активным абонен-
там, ведущим передачу речи, не является новой. Этот принцип
используется фирмой АТ&Т для увеличения пропускной способности
аналоговых каналов трансокеанских кабелей связи [26, 27]. Метод,
называемый статистическим уплотнением речевого сигнала (TASI),
допускает, чтобы число активных переговоров превышало число ка-
налов передачи. Для этого абонент подключается к каналу в периоды,
когда он ведет активный разговор. Если слишком много абонентов,
подключенных к одному концу кабеля связи, говорят одновременно,
то речь некоторых абонентов клиппируется. Однако если группа
абонентов достаточно велика, то их число может быть удвоено при
поддержании приемлемо низкой вероятности клиппирования.
Фирма Bell System планирует, начиная с 1983 г., расширить
использование метода 'ТА$Г путем применения его на речевых
каналах национальных сетей. Недавнее применение этого метода. при
передаче цифровых сигналов речи получило название цифрового
(статистического) уплотнения речевого сигнала (Digital Speech
Interpolation — DSI). Метод DSI применяется в системе фирмы
SBS для повышения эффективности передачи речи.
С точки зрения управления потоками, обсуждавшегося в гл. 7,
сеть коммутации пакетов большой емкости, предназначенная для
обслуживания телефонного трафика, очевидно потребует режима
работы с виртуальными каналами, чтобы гарантировать некоторое
минимальное значение пропускной способности в периоды обще-
сетевых перегрузок. Таким образом, последующее обсуждение будет
проводиться в предположении, что если для обслуживания телефон-
ного трафика применяется коммутация пакетов, то сеть работает с
виртуальными каналами при обслуживании телефонного трафика и
трафика многопакетных сообщений данных.
Передача речи по сети коммутации пакетов требует пристального
контроля общего времени задержки передачи от одного оконечного
устройства до другого по двум причинам. Во-первых, типичное или
среднее время задержки должно быть ограничено так, чтобы сеть
не вносила ощутимых пауз в двусторонний разговор. В небольшой
сети, содержащей всего несколько транзитных узлов, задержки не
столь заметны. Однако в больших сетях задержка на каждом
отдельном узле должна быть жестко ограничена, чтобы минимизи-
ровать общую задержку. Средняя задержка на узле коммутации
пакетов может быть сокращена путем использования более коротких
пакетов или путем ограничения нагрузки на узлах. Оба подхода
снижают эффективность использования линий передачи.
Вторая причина, по которой задержка должна контролироваться,
это ее колебания. Речь принципиально является процессом реального
426
времени, требующим своевременного воспроизведения её из закоди-
рованных речевых сигналов. Влияние колебаний моментов поступ-
ления сигналов может быть скомпенсировано начальной задержкой
пакетов в буферных ЗУ пункта назначения и сглаживанием разно-
временности моментов поступления пакетов путем считывания их
из ЗУ с постоянной скоростью (т. е. используя эластичную память
для снятия фазовых дрожаний моментов поступления). Длительные
задержки при передаче по сети приводят к большим колебаниям
моментов поступления и, следовательно, к еще большему объему:
эластичной памяти.
Если речевые пакеты задерживаются настолько, что они посту-
пают по истечении соответствующего им времени декодирования, то
они практически теряются, что в результате приводит к разрыву
в реконструированной речи. В исследовании, посвященном влиянию
потерянных пакетов на качество речи [28], сообщается, что при
потере до 5% пакетов речь еще остается разборчивой. Однако это
исследование было проведено применительно к военным задачам,
и его результаты не должны быть истолкованы как удовлетворяющие
обычным стандартам качества телефонной передачи.
Как время задержки пакета, так и его изменения на сети
коммутации пакетов резко возрастают по мере перегрузки сети.
Фактически сеть, которая проектируется © целью эффективного
использования ее линий передачи при определенной нагрузке, стано-
вится полностью перегруженной, когда интенсивность нагрузки
увеличивается лишь на несколько процентов относительно проектных
значений. Для примера на рис. 8.10 приводится зависимость
среднего значения времени задержки пакета от использования
исходящего канала. Если использование исходящего канала равно
80%, то средняя задержка за счет пребывания в очереди в 2,5 раза
больше времени передачи пакета. Если загрузка канала увеличи-
вается до 90%, то задержка за счет пребывания в очереди становится
в 5 раз больше времени передачи пакета. Этот и другие результаты,
связывающие задержку в сети ком-
мутации пакетов с использованием
канала, обсуждаются в гл. 9.
Основное значение критической
зависимости задержки на сети OT
нагрузки состоит в TOM, что на сети
коммутации пакетов для передачи
речи должны применяться особен-
но строгие процедуры управления
потоками для поддержания прием-
лемых значений времени задержки.
Задержка на сети коммутации паке-
N
©
е
л
O
D
ч
м
|
З
а
д
е
р
ж
к
а
(
в
р
е
м
я
п
е
р
е
д
а
ч
и
п
а
к
е
т
а
)
|
-
-
=
=
к
а
е
е
c
m
o
m
s
h
m
w
я
тов для передачи данных не является
010,2030,4050,60,70,80,9
столь KPUTUYHOM, поскольку рост
Использование канала
колебаний времени задержки просто
означает падение пропускной спо-
собности отдельного абонентского
Рис. 8.10. Зависимость времени ожида-
ния от использования исходящего
ала
427
устройства. При передаче речи с коммутацией пакетов существует
критический порог колебаний времени задержки, за пределами
которого реконструированная речь становится неприятной или
невнятной. Заметим, что задержки контролируются более жестко
при использовании единственного пути через сеть— еще одно под-
тверждение целесообразности использования виртуальных каналов.
Во многих случаях анализа коммутации пакетов при комбини-
рованном трафике передачи речи и данных рассматривались
показатели функционирования единственной линии связи. Хотя эти
методы справедливы для систем с одним ретрансляционным
участком, таких как спутники, они не затрагивают управления
потоками на сетях со многими узлами. Поэтому эти методы ока-
зываются непригодными для предсказания показателей функциони-
рования сети с коммутацией пакетов и большим числом транзитных
узлов. В последнем случае необходимо рассматривать методы
управления потоками, которые существенно снижают использование
линий по сравнению с уровнями, достигаемыми в системах с одним
ретрансляционным участком.
Одно облегчающее обстоятельство, используемое в сетях коммута-
ции пакетов речи, состоит в том, что пакеты речи не требуют
защиты от ошибок. Как было показано в гл. 3, представленная
в цифровой форме речь оказывается фактически безразличной к
значениям коэффициента ошибок, характерным для линий цифровой
передачи с приемлемым качеством Таким образом, автоматический
переспрос для пакетов речи может быть исключен: а сами пакеты
могут быть укорочены за счет удаления избыточных проверочных
символов. С учетом задержки при повторной передаче пакеты речи, по
существу, требуют упрощенного, но отличного от передачи данных
режима работы. Исключение необходимости проверки ошибок в
речевых пакетах, кроме того, позволяет осуществлять прямую
передачу пакетов по мере их получения. Таким образом, задержки,
связанные с промежуточным накоплением, могут быть сокращены
за счет перекрытия периодов приема и передачи. Однако если линии
передачи имеют высокое использование, то требуемая исходящая
линия обычно оказывается занятой, поэтому прибывающий на узел
пакет обычно попадает в очередь. В свете сказанного коммутацию
пакетов нельзя рекомендовать как универсальный режим работы
сети для обслуживания интегрального трафика речи и данных.
Ниже перечислены причины этого.
1. Некоторые виды трафика, например пересылки файлов или
факсимильные сообщения с высокой разрешающей способностью,
принципиально более эффективно обслуживаются с помощью другого
режима работы (коммутации каналов).
2. Колебания времени задержки и управление потоками требу-
ют, по крайней мере, режимов работы с виртуальными каналами.
3. Емкость сети или использование линий передачи существенно
ограничиваются максимальными нормами на задержки при передаче
от одного оконечного устройства до другого.
428
4. .Пакеты речи следует обрабатывать иначе, чём пакеты данных,
поскольку защита от ошибок в пакетах речи необязательна. и
нежелательна.
5. Выявление активности абонентов и точное своевременное
реконструкрование аналогового сигнала не являются задачами
рутинного характера. Сложность этих операций не всегда оказы-
вается оправданной.
6. Главное преимущество применения коммутации пакетов для
передачи речи — повышение использования линии связи за счет
ведения передачи в зависимости от активности абонента,— может
быть получено также и на сети коммутации каналов.
Tak как ни коммутация каналов, ни коммутация пакетов не
обеспечивают оптимального режима работы универсальной сети, то
рекомендуемый подход — это создание гибридной сети, которая
будет сочетать элементы как коммутации каналов, так и коммутации
пакетов. Такой подход рекомендуется прежде всего потому, что
универсальная сеть должна обеспечивать много разных и непред-
виденных видов обслуживания с изменяющимися в широких
пределах статистиками трафика. Неразумно считать, что какой-то
один-единственный способ работы сети может быть эффективным для
всех видов трафика.
Гибридная коммутация каналов и пакетов. За последние годы
был предложен ряд способов построения гибридных сетей [29—31].
По существу, эти способы предусматривают две подсети: одну — для
коммутации каналов, другую — для коммутации пакетов. Все спосо-
бы построения сетей обеспечивают некоторые средства динамичес-
кого распределения ресурсов сети для согласования с относитель-
ными значениями интенсивности различных видов трафика. В
одной из таких сетей, называемой сетью с сегментированной
упаковкой (SENET
— slotted envelope network) [30], используется
синхронный формат основного цикла, в который упаковываются
данные, передаваемые с использованием как коммутации каналов,
так и коммутации пакетов. Как показано на рис. 8.11, каждому
1 цикл
1
м
||
иС
|
2
|+ [213 | [2| ® [с ЮОБЕЕ[oI
|
Каналы с временным
Пакеты
br
—
с временным Пакеты
разделением
Неиспользованная часть
Рис. 8.11. Структура цикла сети SENET
429
соединению, устанавливаемому в режиме коммутации каналов,
выделяется некоторое фиксированное число бит в каждом цикле
(упаковке), т. е. фиксированная пропускная способность в формате
синхронной передачи с временным разделением. Данные в режиме
коммутации пакетов передаются во второй половине каждого цикла.
С целью обеспечения динамического распределения пропускной
способности тракта передачи всякий раз, как происходит установ- -
ление соединения или его разъединение, производится распределение
цикла между синхронными данными с ВРК и‘данными в режиме
коммутации пакетов. Если на каком-то узле создается большая
очередь пакетов, то узел может задержать установление новых
соединений до тех пор, пока очередь не рассосется. Однако одно
лишь увеличение пропускной способности при передаче от перегру-
женного узла не может ускорить передачу пакетов в такой же
степени. Если очереди пакетов на соседних узлах велики (вероятная
причина перегрузки, стоящая на первом месте), то пакетам некуда
двигаться несмотря Ha повышенную пропускную способность
каналов. Таким образом, вопросы управления потоками на подсети
коммутации каналов и на подсети коммутации пакетов оказываются
еще более сложными и взаимосвязанными.
Был предложен: ряд проектов аналогичных гибридных сетей,
структура которых представляет собой модификацию базовой
структуры сети SENET [31, 32]. Обычно в этих модификациях
используется статистическое уплотнение речевого сигнала в цифро-
вой форме (DSI) в пределах части цикла, которая отводится для
коммутации каналов, и допускается использование для передачи
пакетов свободной пропускной способности, предусмотренной для
режима коммутации каналов. В сущности, активной речевой ин-
формации дается приоритет, и пакеты данных используют про-
пускную способность, которая остается свободной при коммутации
каналов. Таким образом, распределение цикла между данными,
передаваемыми в режимах коммутации каналов и коммутации
пакетов подстраивается от цикла к циклу. Этот подход ' обеспечивает
более высокое использование линий связи при усложнении процесса
функционирования сети.
Если число соединений, организуемых путем коммутации каналов
в системе, подобной TAS], ограничено соответствующей пропускной
способностью линий передачи, то речевая информация никогда
не будет потеряна, как это было бы в обычной системе TASL
В этом случае средняя пропускная способность, используемая для
передачи пакетов, будет составлять несколько больше половины
скорости цифрового потока (битовой скорости) линии передачи.
Если трафик данных недостаточен, чтобы заполнять циклы пол-
ностью, то речевые каналы могут быть «переориентированы» на
новых абонентов, чтобы повысить среднее использование, как это
делается в обычных системах TASI
! В отечественной литературе его чаще называют адаптивной коммутацией.— Прим.
перев.
430
Подход, примененный в сети SENET для совмещения комму-
тации каналов и коммутации пакетов, определяет режим работы по
единственной линии связи и предполагает, что сети организуются
с помощью взаимосвязанных узлов с аналогично работающими
линиями связи. В следующем разделе описывается иной подход,
который предполагает первоначальное описание гибридной сети на
общесетевом уровне и определяет операции более низкого уровня
в соответствии с иерархией. Эта точка зрения особенно полезна,
поскольку она обеспечивает некоторую основу, в рамках которой
достигается большая гибкость для определения и управления
подсетями. Работа одной подсети в этом случае не зависит от
другой подсети. Подход оказывается достаточно гибким для того,
чтобы любую конкретную структуру сети (например, с коммута-
цией каналов в чистом виде, коммутацией пакетов илис гибридной
коммутацией в сети SENET) можно было получить как частный
случай.
8.5.3. Динамическое виртуальное сетеобразование
Как альтернатива вышеупомянутым подходам к интеграции
передачи речи и данных, в этом разделе описывается гибридная
сеть с иерархическим принципом построения, обеспечивающая как
коммутацию каналов, так и коммутацию пакетов. Первый уровень,
или первичная сеть, реализуется как полностью цифровая сеть
коммутации каналов. Коммутация пакетов (или любой другой вид
сети, такой как сеть коммутации сообщений) реализуется на втором
уровне с использованием средств первичной сети, но при функци-
ональной независимости от сети коммутации каналов. Этот принцип
построения сетей с интеграцией услуг был описан в [33] под
названием «адаптивное формирование пучков каналов». На рис. 8.12
приведена концептуальная структура и пояснены функции иерархи-
ческой сети. Первичная сеть образована цифровыми оконечными
станциями (ОС) и цифровыми транзитными узлами (TY), соединен-
ными цифровыми линиями передачи с ВРК. Терминалы сети
соединяются с другими терминалами обычно способом коммутации
каналов. На основе первичной строится вторичная сеть, которая
реализует специальные виды обслуживания. Узлы вторичной сети
маркируются как УСО — узлы специального обслуживания. Эти узлы
соединяются между собой либо арендованными некоммутируемыми,
либо автоматически коммутируемыми линиями связи, либо комби-
нацией тех и других.
В качестве конкретного примера вторичной сети рассмотрим
сеть УСО как сеть узлов коммутации пакетов. Терминалы данных
соединяются с узлами коммутации пакетов либо с помощью местных
автоматически коммутируемых, либо с помощью арендуемых
некоммутируемых линий. Арендуемые некоммутируемые линии могут
использоваться совместно либо как цифровые многопунктовые линии,
либо как кольцевые линии. Сообщение, поступающее на УСО с
терминала данных, разрезается на пакеты и пересылается по
431
и
4 Терминап
подсети
Кольцевые соединения
с разделением времени
Рис. 8.12. Сеть с коммутацией каналов и динамической виртуальной подсетью:
— соединение по арендованным линиям; — — - — соединение при автоматической связи; УСО - -
узел
У
OC -- окомечная станция; TY - - транзитный узел
закрепленным каналам передачи на промежуточные УСО по способу
передачи с промежуточным накоплением и далее до узла назначения
УСО, где сообщение реконструируется и доставляется на требуемый
терминал или на главную вычислительную машину.
Заметим, что пакеты во вторичной сети проходят через узлы
коммутации каналов по заранее установленным соединениям. Таким
образом, сеть коммутации каналов оказывается прозрачной по
отношению к сети коммутации пакетов. Кроме того, работа вторич-
ной сети протекает вообще независимо от работы сети коммутации
каналов. Единственный раз, когда эти две сети взаимодействуют
друг с другом,— это в случае, если вторичная сеть требует либо
установить соединение между узлами УСО, либо разрушить его.
Таким образом, вторичная сеть может изменять свою пропускную
способность в соответствии с изменением условий нагрузки (длины
очередей пакетов).
Поскольку автоматически коммутируемые соединения между УСО
в функциональном отношении являются прямыми соединениями, то
процесс добавления или изъятия каналов между УСО называется
«адаптивным формированием пучков каналов», В широком плане
добавление или изъятие каналов между УСО сводится к динамической
реконфигурации вторичной сети. Поэтому такой способ работы
сети называют также «динамическим виртуальным сетеобразова-
нием».
432
—
Наиболёе важным аспектом виртуального сетеобразования при
интеграции различных видов услуг связи является то, что внутрен-
ние операции в виртуальных сетях независимы от первичной сети
и друг от друга. Следовательно, процедуры маршрутизации или
способы управления потоками на одной сети могут быть модифи-
цированы без влияния на алгоритмы маршрутизации и управления
потоками на другой сети. Так как условия нагрузки и область
применения изменяются, то работа и конфигурация вторичной
сети могут быть перестроены таким образом, чтобы улучшить ее
показатели, в то время как первичная сеть продолжает работать в
соответствии с хорошо отработанными — процедурами управления
сетями коммутации каналов. В функциональном отношении имеются
в действительности две или более сети, однако в физическом смысле
эти сети совместно несут расходы по эксплуатации и поддержанию
резервной пропускной способности местной распределительной сети.
Раздельные логические конфигурации. Требования абонентов
к сети передачи данных обычно совершенно отличны от требований
к сети телефонной. Так, характер трафика и оптимальная конфи-
гурация для каждой сети оказываются, как правило, различными.
Если для обслуживания отдельных классов трафика не используются
отдельные модули (как аппаратного, так и программного обеспече-
ния), то каждый узел сети обслуживает оба типа трафика. В
противоположность этому, заметим, что не ко всем узлам ком-
мутации каналов на рис. 8.12 подключены УСО. Если потребности
Прямые пучки
соединительных
Рис. 8.13. Адаптивный способ образования
d
прямых пучков соединительных линий
`
‚433
в специальном обслуживании невелики, TO узел не следует обеспе-
чивать возможностями, в которых нет необходимости. Если же
возникает необходимость в специальных видах обслуживания, то
можно легко добавить УСО, так как по отношению к узлу
коммутации каналов УСО является просто другим терминалом,
обслуживаемым в режиме коммутации каналов.
Другое важное свойство виртуального формирования конфигу-
рации состоит в том, что сеть коммутации пакетов, например, можно
проектировать, так, чтобы она подстраивалась под характер трафика
независимо от физической структуры первичной сети. Если между
любыми двумя удаленными узлами имеется значительный объем
трафика данных, передаваемых в диалоговом режиме, то можно
установить канал, соединяющий эти два УСО для передачи пакетов
непосредственно между ними. Таким образом, как показано на
рис. 8.13, трафик между верхним и нижним УСО проходит по
прямому тракту передачи пакетов с высоким использованием без
задержки и ненужной перегрузки на транзитных узлах коммутации
с промежуточным накоплением. Тракты специального обслуживания
с высоким использованием не следует удерживать постоянно в
рабочем состоянии; их можно устанавливать и разрушать по мере
необходимости в соответствии с характером трафика. Адаптивное
формирование пучков каналов является новым средством управления
сетью связи.
Множественные виртуальные сети. Понятие виртуальной сети
не связано с ограничением числа вторичных сетей, которые можно
организовать. Могут существовать отдельные сети для каждой
области применения или для отдельных групп пользователей с иден-
тичными областями применения. В любом случае все вторичные сети
оказываются функционально независимыми друг от друга.
Сеть коммутации сообщений и сеть коммутации низкоскоростных
каналов являются еще двумя примерами полезных вторичных сетей.
Основная идея построения вторичной сети коммутации низко-
скоростных каналов иллюстрирует рис. 8.14. По существу, каждый
канал основной первичной сети с ВРК, используемый низкоскорост-
ной вторичной сетью, подразделяется на подканалы. Первичная сеть
не осуществляет функций разделения каналов. Как указывалось,
доступ к низкоскоростной сети, которая могла бы быть использована
для непрерывного сбора данных, может быть обеспечен при помощи
арендованных многопунктовых линий или местных автоматически
коммутируемых линий.
Статистическое уплотнение речевых сигналов в цифровой фор-
ме. Вследствие значительного времени занятия и умеренных
показателей активности телефонной трафик лучше всего обслуживать
первичной сетью коммуации каналов. Однако для любого конкрет-
ного маршрута с целью повышения использования каналов передача
речи по магистральным линиям связи может быть организована
методом DSI. Таким образом, усложнение за счет применения
метода DSI вводится лишь там, где это оправдано экономическими
соображениями (так же, как на существующих сетях).
434
Приемник
данных 1
Приемник
данных 2
ИН
Ист : Ники
Г
й инфор маци и
Рис. 8.14. Подсеть коммутации каналов при низкоскоростной передаче данных
Если число активных источников превышает число каналов в
системе DSI, то обычный способ работы состоит в блокировке
перегрузки, что приводит к клиппированию некоторых слогов речи.
Однако недавно научно-техническим центром связи в Брумсфилде,
т. Колорадо, разработана система TASI [34], в которой забло-
я нвоныра слоги задерживаются в течение короткого периода
времени в ожидании освобождения канала. Реконструированная речь
при выполнении этой процедуры отличается Sores высоким качест-
вом, чем речь, получаемая при обычном
ровании слогов.
Таким образом, введение задержки в системы DSI или системы
TASI обеспечивает более высокие уровни использования.
Сеть коммутации пакетов, по существу, задерживает заблокиро-
ванные пакеты речи, а не отбрасывает их. Как указывалось ранее,
среднее время задержки, которую можно допустить на любом
узле, уменьшается с ростом емкости сети. Таким образом, степень
увеличения использования линий, достигаемая при введении 3a-
держки, непосредственно зависит от числа транзитных узлов на
сети коммутации пакетов или числа транзитных линий связи в канале
передачи.
435
Метод DSI принципиально требует наличия узла коннензрации,
который должен следить за каждым поступающим сигналсм с тем,
чтобы определить, какие каналы активны. Этот процесс существенно
усложняется при передаче сигналов речи с Сольшим дипвамическим
диапазоном уровней сигналов, но ссобенно сложным CF становится
в случае использования каналов, пропускающих смесь потоков
различных типов.
Построение системы коммутации каналов. Для того чтобы сде-
лать вторичные виртуальные сети по возможности наиболее гибкими
и эффективными, первичная сеть коммутации каналов должна быть
спроектирована так, чтобы обладать следующими свойствами.
1. Быстрым переключением соединений. Путем быстрого занятия
и освобождения устройств сети первичная сеть коммутации каналов
предоставляет виртуальным вторичным сетям возможность более
быстрого и частого реагирования на изменения нагрузки. Рас-
сматривая посылку сигнала «занято» как часть быстрого процесса
освобождения, эти сигналы следовало бы посылать с исходящего
коммутационного узла, а не с узла назначения, как это обычно
делается в существующих сетях.
2. Возможностью расширения средств управления. Для обеспече-
ния быстрого переключения соединений ресурсы обработки данных при
обслуживании вызовов и пропускная способность канала управления
должны обладать возможностью расширения, чтобы обслужить
возрастающий процент соединений с малым временем занятия.
3. Незначительными блокировками в системе коммутации. Как
обсуждалось в гл. 5, современные цифровые системы коммутации
могут быть спроектир т фактически неблокирующимися. Это
свойство особенно полезно для организации виртуальных вторичных
сетей, в которых, возможно, потребуется удерживать некоторые
соединения в течение длительных периодов времени. Малая вероят-
ность блокировки или её отсутствие могут вообще исключить
необходимость в арендуемых некоммутируемых линиях. При условии,
что установлены соответствующие процедуры расчетов, можно опре-
делить эквивалент арендуемого некоммутируемого канала в виде
соединения, установленного в коммутационной системе. Аналоговые
сети не могут обеспечить этот вид работы из-за возможности блоки-
ровки в системах коммутации и более высокого уровня помех в
автоматически коммутируемых — соединениях. В — современных
цифровых системах можно избежать обеих этих проблем.
8.6. ИНТЕГРАЛЬНАЯ ЦИФРОВАЯ СЕТЬ СВЯЗИ
В предыдущем разделе обсуждались основные соображения и
подходы к интеграции услуг цифровой сети. В этом разделе слово
«интеграция» используется в другом смысле. Здесь под интеграцией
понимают концепцию системного проектирования и реализации,
которая максимизирует синергизм комбинированных систем комму-
тации и передачи. Традиционно системы передачи и системы
коммутации на телефонных сетях проектировались и эксплуатиро-
436
вались функционально независимыми организациями. В компаниях,
занимающихся эксплуатацией, эти два класса оборудования
называют станционным оборудованием и линейными сооружениями.
Эти классы оборудования обязательно удовлетворяют требованиям
стандартного стыка, хотя разрабатываются назависимо.
С учетом разработки цифрового оборудования многоканальной
связи с ВРК и цифровой системы коммутации с временным
разделением очевидно, что традиционное разделение функций этих
систем далее нежелательно. Терминал с временным разделением
обладает многими основными свойствами системы коммутации с
временным разделением. Кроме того, каналообразование в меж-
звеньевых соединительных линиях системы коммутации с временным
разделением аналогично формированию групп каналов в трактах с
ВРК. Эту аналогию практически можно использовать тогда, когда
цифровые линии с ВРК подключаются непосредственно к первому
звену системы коммутации с ВРК.
Таким образом, отпадает необходимость в оборудовании объеди-
нения и разделения каналов первого уровня, которое традиционно
устанавливается на коммутационных станциях. Вместо стыка на
уровне сигналов со спектром модулирующих частот шириной 4 кГц,
стандартными становятся стыки на уровне групповых сигналов с
ВРК, подобных сигналу DS-1. Полностью цифровую телефонную
сеть, в которой линии передачи с ВРК непосредственно стыкуются с
системами коммутации с ВРК, стали называть интегральной
цифровой сетью связи (ИЦСС).
Фактически все телефонные сети в мире развиваются в направ-
лении перехода к интегральным цифровым сетям, по крайней мере,
на определенных уровнях иерархии сети. В начале интеграция
функций коммутации и передачи будет осуществляться лишь в
локальных районах и только в пределах некоторых уровней иерархии
систем коммутации. Рассматриваются следующие три основных
уровня:
1) телефонный район;
2) районированная сеть с узлами коммутации;
3) междугородная сеть.
8.6.1. Телефонный район
В настоящее время основным толчком к переходу на цифровые
методы и цифровую технику в странах Северной Америки и других
странах является внедрение систем передачи типа T на местных
межстанционных соединительных линиях. К началу 1980 годов
более половины междугородных соединительных линий были
цифровыми. К 1990 г. практически все такие линии будут цифровыми
. [35]. Рост числа цифровых систем в Соединенных штатах стимули-
рует быстрый ввод в действие цифровых междугородных систем
коммутации No 4ESS. Сигналы DS-1, формируемые системами
передачи типа T, непосредственно согласуются с цифровой между-
городной системой коммутации, реализуя тем самым интеграцию
передачи и коммутации.
437
В прошлом каналообразующие блоки были платой за стыковку
цифровых соединительных линий связи с аналоговыми системами
коммутации. Однако аналоговые линии связи, входящие на коммута-
ционные станции системы No 4ESS, обязательно подключаются к
каналообразующим блокам, как к своему стыку с цифровой системой
коммутации. Таким образом, теперь каналообразующий блок
становится платой за связь цифровой системы коммутации с
аналоговой линией. Поскольку соединительные линии в пределах
телефонного района обычно довольно короткие, то затраты, свя-
занные с введением каналообразующих блоков, служат достаточно
сильным побудительным мотивом для замены аналоговых соедини-
тельных линий цифровыми и интеграции их с цифровой системой
коммутации. Естественно, что за счет исключения промежуточных
этапов ЦАП и АЦП качество передачи по тракту улучшается.
Поскольку функции транзитной коммутации также реализуются
цифровыми методами, то практически все телефонные районы сети
на уровне оконечных станций будут в ближайшем будущем цифро-
выми. Однако до тех пор, пока междугородная сеть не станет
цифровой, эти телефонные районы будут оставаться отдельными
островами цифровых передачи и коммутации. К сожалению, цифровые
возможности этих «островов» будут недоступными до тех пор,
пока цифровые методы и цифровая техника не станут достоянием
абонентской части сети (за исключением специальных видов обслу-
живания, подобных предоставляемым службой DDS.
8.6.2. Районированная сеть с узлами коммутации
В настоящее время цифровые оконечные станции устанавливают
на телефонной сети США лишь в качестве станций малой емкости,
главным образом сельских. Цифровая оконечная станция типа
No 5ESS, которую фирма Bell System планировала ввести в эксплуата-
цию в 1981 г., также вначале предназначалась для использования в ка-
честве станции малой емкости. Городские станции большой емкости
фирмы Bell System и основных независимых компаний недавно были
оборудованы (или будут вскоре оборудованы) аналоговыми системами
коммутации типов No 2ESS, No 1EAX, Е5С1. Таким образом, в США
переход в широком масштабе на цифровую технику на уровне оконеч-
ных станций затягивается.
Оказалось, что другие страны мира в большей степени настроены
на повсеместное внедрение цифровых оконечных станций, главным
образом потому, что они не использовали самую современную аналого-
вую технику так широко, как США, и могут сделать скачок, переходя
OT декадно-шаговых систем сразу к цифровым. Например, Франция
фактически ввела в эксплуатацию цифровые системы коммутации на
уровне оконечных станций до установления цифровых междугородных
и транзитных станций [36]. Англия выработала план реализации
интеграции передачи и коммутации на уровне не только местной, но
и всей сети [37]. Менее крупные страны вероятно произведут
замену своего оборудования передачи более высоких уровней Ha циф-
438
ровое в более ранние сроки, поскольку имеют меньшее число между-
городных каналов и, следовательно, меньшее число каналов, которые
экономически наиболее выгодно реализовать эффективными аналого-
выми системами передачи.
Как было сказано в предыдущих главах, в ряде более ранних
цифровых абонентских систем передачи в Соединенных Штатах была
использована дельта-модуляция, и, следовательно, эти системы несов-
местимы с ИКМ-кодированием, применяемым на сетях более высокого
уровня. Следовательно, если даже значитльное число этих систем пере-
дачи было внедрено, они не стимулировали бы в той же степени пере-
ход на цифровую технику на уровне оконечных станций, как это
произошло в районе обслуживания телефонной станции и на более
низких уровнях междугородной сети. Однако более новые абонентские
системы передачи реализуются с применением ИКМ-кодирования при
и == 255 в г.редположении, что они будут подключены через цифровые
оконечные станции к межстанционным и междугородным соедини-
тельным линиям. Примером таких систем, заслуживающих особого
внимания, является оборудование передачи DMS-1, образующее
самый нижний уровень иерархии семейства интегральных цифровых
систем фирмы Bell Canada [38]. В Соединенных Штатах абонентская
система передачи SLC-96 фирмы Bell System [39] будет также
непосредственно состыкована с цифровыми оконечными станциями.
Основной стимул для перехода на цифровую технику на уровне
местной сети появится тогда, когда волоконно-оптические линии связи
будут использоваться на распределительной сети. В настоящее время
волоконно-оптические системы разрабатываются, главным образом,
для межстанционных соединительных линий, где легко реализовать
широкую полосу частот. Однако технология изготовления волоконно-
оптических кабелей связи обещает возможность создания местной
распределительной сети с высокой оптической плотностью для переда-
чи речи и таких широкополосных сигналов, как сигналы видеотеле-
фонной связи (Picturephone), факсимильной связи и, возможно, даже
кабельного телевидения.
По иронии судьбы именно те районы Соединенных Штатов, кото-
рые могли бы использовать местные цифровые устройства с макси-
мальными преимуществами,— районы крупных городов — постоянно
оснащаются аналоговыми системами коммутации с управлением по
записанной программе. Эти комутационные системы не будут заме-
няться цифровыми до тех пор, пока такое преобразование не будет
экономически оправданным, либо пока новое оборудование He обеспе-
чит значительную экономию эксплуатационных расходов или предо-
ставление достаточного числа новых услуг, приносящих соответст-
вующие доходы. Как альтернативу замене аналоговых систем комму-
тации цифровыми фирма Bell System в настоящее время прорабатывает
вопрос организации услуг цифровой коммутации через систему
No 1ESS по цифровым соединительным линиям [40]. Таким образом,
новые цифровые услуги могут быть организованы как надстройки над
аналоговой сетью связи.
439
Сама по себе цифровая система коммутации не может предо-
ставить новые услуги цифрового характера, если местные средства
передачи являются в подавляющем большинстве аналоговыми. Однако
после введения в эксплуатацию цифровых оконечных станций значи-
тельно сократится расстояние, начиная с которого введение цифровых
систем передачи станет экономически оправданным, так что цифровые
устройства будут более широко использоваться. Вначале цифровая
техника вводится на уровне вынесенных каналообразующих блоков,
которые обеспечивают стандартный аналоговый стык (см. BORSHT
BIJ. 5). Однако поскольку граница распространения цифровой техники
оказывается смещенной в сторону абонентских устройств, то стано-
вится много легче довести цифровые каналы до абонента по их
специальным запросам.
Естественно, что первые требования на цифровую связь поступят
от концернов, обрабатывающих данные, и их потребителей, осуществ-
ляющих связь по автоматически коммутируемым линиям. Предпри-
ятиям среднего размера цифровые каналы не потребуются до тех пор,
пока не возникнут новые виды услуг, которые еще неизвестны в на-
стоящее время. Некоторое применение могли бы найти сети домашних
компьютеров, сети игр, поиск данных, коммутация сообщений, элек-
тронная почта, покупки на дому и т. д. То, что эти или какие-либо
другие виды связи могут развиваться при отсутствии цифровой теле-
фонной сети с относительно низкой стоимостью и высоким качеством
передачи данных, является проблематичным. Надо полагать, что в
обществе, которое становится все более насыщенным информацией,
возникнут потребности в цифровых видах связи и что рост требований
на цифровые каналы станет подобным взрыву. Где-то в отдаленном
будущем, возможно, доходы телефонных компаний, связанные с пере-
дачей данных, превысят доходы, получаемые от передачи речи.
8.6.3. Междугородная сеть
Затраты на систему передачи распределяются между оконечным
оборудованием и оборудованием передачи. При больших расстояниях
затраты на передачу являются, очевидно, более существенными. По-
этому оптимизация систем междугородной связи должна проводиться
в направлении получения маскимального числа каналов ТЧ в отведен-
ной полосе частот безотносительно к стоимости оконечного оборудова-
ния группообразования. Однако цифровое оконечное оборудование
группообразования оказывается менее дорогостоящим, чем аналоговое,
так что системы, предназначенные для местных или междугородных
сетей, со многими точками ввода и вывода каналов можно наиболее
экономично реализовать цифровыми методами. В настоящее время и
системы проводной связи, и системы радиосвязи в преобладающем
большинстве создаются на базе цифровой техники. Экономия затрат
на дополнительное оконечное оборудование возрастает благодаря
цифровым системам коммутации, которые исключают необходимость
применения устройств цифрового группообразования более низкого
уровня.
440
8
Как упоминалось в гл. 1, междугородная сеть стран Северной Аме-
рики строится на основе первичной сети, которую образуют радио-
системы с ЧМ и ЧРК типов TD-2 и ТН-3. Поскольку при частотной
модуляции аналоговых сигналов полоса частот также расширяется,
техника цифровых радиосистем может конкурировать с техникой Cy-
ществующих аналоговых радиосистем по числу речевых каналов в
заданной полосе частот (в настоящее время 1800 каналов в системе
TD-2 и 1344 канала в цифровой). В обстоятельном экономическом
исследовании, проведенном для междугородной сети Канады [41],
установлено, что вся сеть должна быть цифровой и что наибольшая
экономия затрат могла бы быть достигнута, если бы в возможно
более короткие сроки существующее аналоговое оборудование было
заменено цифровым. Многие другие страны мира имеют также планы
преобразования своих междугородных телефонных сетей в полностью
цифровые. В частности, европейские страны могут использовать циф-
ровую технику с максимальными преимуществами вследствие более
ограниченных по длине трасс передачи. (На более коротких линиях
основную долю затрат составляют затраты на оконечное оборудование
и оборудование группообразования.)
Инженеры фирмы Bell System в Соединенных Штатах недавно
разработали новую аналоговую однополосную радиосистему. Это сис-
тема AR-6A, которая обеспечивает размещение в полосе частот
30 МГц до 6000 речевых каналов. Система AR-6A будет служить
гарантией того, что междугородные направления с болыними объемами
нагрузки останутся аналоговыми. Поскольку однополосные каналы
более чувствительны к переходным помехам, то эту радиосистему
нельзя использовать в условиях болыной загрузки соседних каналов,
как это возможно для систем с ЧМ или цифровых радиосистем.
Однополосная система передачи позволяет разместить в данной полосе
частот болышое число каналов, однако цифровая передача, в частности,
допускает более плотную пространственную упаковку радиоканалов.
Несмотря на то что радиосистемы с ЧМ будут еще использоваться
в течение некоторого времени и будут внедряться новые аналоговые
системы, такие как АЕ-бА, цифровая передача уже нашла применение
в системах спутниковой связи. Таким образом, даже в случае, если
болыная часть наземных систем связи может оставаться аналоговой,
средства цифровой междугородной связи станут доступны пользовате-
лям через спутники. Следовательно, цифровая передача от одного
оконечного устройства до другого будет обеспечиваться для междуго-
родных соединений или на частных сетях связи.
8.6.4. Кодирование речи в интегральной сети
Основным методом кодирования, получившим применение во всем
мире, является ИКМ со скоростью цифрового потока 64 кбит/с и
мгновенным компандированием по закону | = 255 в странах Северной
Америки и в Японии и по закону А в других странах. Как уже упоми-
налось, ИКМ была первоначально выбрана потому, что она позволила
разделить схемы компандера и кодера (декодера). Кроме того, качест-
441
BO, определяемое скоростью передачи 64 кбит/с, было выбрано для
сети, которая могла бы организовать передачу данных в полосе
частот речевого сигнала, а также производить многократные преобра-
зования аналог—- цифра, цифра-——аналог. В полностью цифровой сети
скорость 64 кбит/с позволяет обеспечить чрезмерно высокое качество
передачи. Кроме того, последние разработки в области методов
кодирования речи, а также достижения в технологии изготовления
интегральных схем показывают, что можно создать методы кодирова-
ния речи, которые позволяют вести передачу с более низкой битовой
скоростью. Как показано в гл. 3, система адаптивной дифференциаль-
ной ИКМ может обеспечить в полностью цифровой сети адекватное
качество передачи при скорости, равной
битовой скорости при
ИКМ с мгновенным компандированием.
С учетом сложившегося состояния, обусловленного уже введенным
оборудованием ИКМ, можно заключить, что сети общего пользования
оказываются связанными в основном с ИКМ-кодированием.
Окончательный переход на цифровую технику на телефонной сети
общего пользования, очевидно, будет происходить эволюционным
путем. Создается впечатление, что, возможно, существующие кодеры и
декодеры быстро не устареют.
На более ранних этапах эволюции можно было осуществлять
переход от одного формата кодирования к другому (от семи битов при
и== 100 к восьми при p=255). Это изменение было возможно потому,
что стыки с отдельными цифровыми системами всегда были аналоговы-
ми. Таким образом, одна система T1 могла использовать один формат
кодирования, в то время как другая система T1 — другой. Фактически
в настоящее время используется множество различных форм кодиро-
вания, включая ИК М-кодированиес и = 100и различные виды дельта-
модуляции, но все они имеют аналоговые стыки. Однако появление
цифровой коммутации практически исключило возмож ность изящного
перехода к другому способу кодирования. Новое оборудование, под-
ключаемое к цифровым системам коммутации, должно быть совмести-
мо одновременно с большим количеством оборудования, которое уже
было подключено к цифровым системам коммутации. Таким образом,
одним из недостатков интеграции передачи и коммутации является
то, что она исключает возможность преобразования алгоритмов коди-
рования при переходе от одной подсистемы к другой.
Нельзя полностью игнорировать и те экономические выгоды, кото-
рые можно получить за счет значительного уменьшения битовой ско-
рости передачи речевого сигнала. В пределах индивидуальных систем
передачи или хранения речи можно применять более эффективные
методы несмотря на то, что они требуют прямого и обратного пре-
образования к стандартам, определяемым скоростью 64 кбит/с. Если
корпорации арендуют цифровые линии прямой связи УАТС, то они,
возможно, пожелают использовать на этих линиях кодеры с эффектив-
ной битовой скоростью. Затраты на введение даже весьма сложных
вокодеров и методов формирования цифровых сигналов DS-1 могут
оказаться оправданными потому, что они обеспечивают на линии ббль-
шее число речевых каналов. В настоящее время может быть оправдан-
442
ным применение четырех вокодеров, работающих на скорости
2,4 кбит/с на длинных аналоговых линиях, характеристики которых
скорректированы таим образом, что они обеспечивают скорость пере-
дачи данных 9,6 кбит/с. В одном канале со скоростью 64 кбит/с можно
было бы разместить 26 таких подканалов — без дополнительных
затрат на коррекцию характеристик тракта передачи. Эти вокодеры с
низкой битовой скоростью не обеспечивают передачу речи со стандарт-
ным телефонным качеством и, следовательно, вряд ли получат приме-
нение на сети общего пользования.
Один из методов, который можно было бы широко использовать
для преобразования алгоритмов кодирования в полностью цифровой
сети связи, заключается в применении переходящих категорийных
отметок. Если используется более чем один тип алгоритмов кодирова-
ния, то категорийная отметка указывает на необходимость включения
соответствующего оборудования преобразования. Таким образом, одна
схема кодирования может быть отключена, в то время как другая —
включена.
По-видимому, мотивом для преобразования алгоритмов кодирова-
ния явилась бы возможность снижения битовой скорости речевого
канала. Однако первоначально эти преобразования не смогли бы обес-
печить экономию в широком масштабе, поскольку все существующее
еборужсваяие широкого группообразования и коммутации рассчитано
на каналыс
ъю передачи 64 кбит/с. Л ишь после того, как было
бы заменено значительное число кодеров, стала бы оправданной
модификация оборудования группообразования и коммутации. В этом
случае категорийные отметки могли бы указывать требуемую про-
пускную способность при установлении соединения. В некоторых
случаях низкоскоростные сигналы можно было бы пропускать по низ-
коскоростным каналам, но там, где низкоскоростных каналов не ока-
жется, использовались бы каналы со скоростью передачи 64 кбит/с.
ГЛАВА 9
АНАЛИЗ ТРАФИКА
Кроме абонентских установок и связанных с ними абонентских
шлейфов телефонная сеть содержит разнообразное общее оборудова-
ние, такое как приемники набора номера, процессоры обслуживания
вызовов, межзвеньевые и межстанционные соединительные линии.
Объем общего оборудования сети определяется в предположении, что
не все абоненты сети потребуют обслуживания одновременно. В силу
случайного характера поступления требований предсказать точное
количество требуемого общего оборудования нельзя. Предположитель-
но сети можно было бы проектировать так, чтобы иметь достаточное
количество общего оборудования для немедленного обслуживания всех
требований за исключением случаев появления весьма редких и не-
предвиденных пиковых нагрузок. Однако это решение неэкономично,
443
поскольку значительная часть общего оборудования оказывается He-
используемой в течение периодов нормальной загрузки сети. Основная
цель анализа трафика состоит в том, чтобы обеспечить метод определе-
ния экономической эффективности сетей различной емкости и кофигу-
рации.
}
Трафик в сетях связи понимают как совокупность всех требований
абонентов, которые могут быть обслужены сетью. Требования на
обслуживание поступают на сеть случайно и время их обслуживания
обычно заранее неизвестно. Первый этап анализа трафика состоит в
описании процесса поступления вызовов и времени обслуживания с
помощью вероятностных характеристик. После этого эффективность
сети можно будет оценить объемом ее трафика при нормальной или
средней загрузке и тем, как часто он может превысить пропускную
способность сети.
Методы анализа трафика можно разделить на две основные катего-
рии: для систем с потерями и для систем с ожиданием. Выбор
соответствующего метода анализа для конкретной системы зависит от
способа обслуживания системой избыточного трафика. В системах с
потерями избыточный трафик отбрасывается без обслуживания.
В системах с ожиданием избыточный трафик сохраняется, избыточные
вызовы находятся в очереди до тех пор, пока не освободятся устройст-
ва, которые могут их обслуживать. Обычная система коммутации
каналов работает как система с потерями, поскольку избыточный
трафик блокируется и не обслуживается без повторного вызова со
стороны абонента. В некоторых случаях «потерянные» вызовы действи-
тельно представляют собой потерю доходов предприятия связи вслед-
ствие того, что они не завершаются полным соединением.
Система коммутации сообщений или коммутации пакетов, очевид-
но, обладает основными свойствами системы с ожиданием. Однако
иногда работа в режиме коммутации пакетов может также включать
некоторые моменты работы системы с потерями. И ограниченные по
длине очереди, и виртуальные каналы означают работу с потерями
при перегрузках. Системы коммутации каналов также включают неко-
торые операции, связанные по своему характеру с ожиданием, помимо
работы в режиме с потерями в отношении самих каналов. Например,
управление доступом к приемнику набора номера, оператору, процес-
сору обслуживания вызовов обычно связано с процессом обслужива-
ния в очереди.
Основным критерием оценки работы системы с потерями является
вероятность отказа (вероятность блокировки) . Системы с ожиданием
оцениваются временем ожидания начала обслуживания. Иногда жела-
тельно оценить среднее время ожидания, в то время, как в других
случаях больший интерес представляет вероятность того, что время
ожидания превысит некоторое заданное значение.
Некоторые примеры представленного в этой главе анализа ана-
логичны примерам, представленным в гл. 5 при оценке вероятностей
блокировкив коммутац
В гл. 5 рассматривались, главным
образом, потери из-за внутренних блокировок, т. е. вероятность того,
что соединение через коммутационную систему не может быть уста нов-
444
лено пои нормальном или среднем значении трафика. Данная же глава
касается, главным образом, вероятности того, что число активных
источников превысит некоторую определенную величину. Обычно эта
определенная величина есть число соединительных линий в некотором
направлении.
9. 1. ХАРАКТЕРИСТИКА ТРАФИКА
В силу случайного характера трафика сети последующий анализ
содержит некоторые основные положения из теории вероятности и
теории случайных процессов. В этом рассмотрении представлены толь-
ко самые основные допущения и результаты теории телетрафика.
Цель заключается в том, чтобы показать, как применить результаты
теории телетрафика, а не в TOM, чтобы вникать в аналитические выра-
жения вплоть до мельчайших деталей. Однако для ознакомления
пользователя с допущениями, принятыми при построении моделей, с
тем чтобы они могли быть соответствующим образом применены.
представлено несколько основных выводов.
В области прикладной математики, где эти задачи решаются более
формальным способом, вопросы анализа вероятности блокировки от-
носят к теории массового обслуживания, а вопросы анализа времени
ожидания — к теории очередей. Кроме того, эти вопросы обычно
относят к теории потоков. В сетях с коммутацией каналов «поток»
сообщений оказывается не столь важным фактором, как время занятия
общего обсрудования. Сеть с коммутацией каналов устанавливает
соединительный тракт от одного оконечного устройства до другого,
включая различные устройства сети (линии передачи и звенья комму-
тации), которые занимаются на весь период существования соедине-
ния. С точки зрения работы сети важен именно факт занятия ресурсов
системы, а не поток информации по отдельным цепям.
В то же время сети с коммутацией сообщений и коммутацией
пакетов имеют дело непосредственно с реальным потоком информации,
поскольку в этих системах трафик на линиях передачи непосредствен-
но связан с активностью источников.
Как уже упоминалось в гл. 7, рассмотрение коммутации каналов
включает и некоторые аспекты анализа потоков нагрузки, возникающих
в процессе установления соединения. Требования на соединение посту-
пают от источников к пунктам назначения, при этом в процессе
обслуживания занимаются, удерживаются и освобождаются опреде-
ленные ресурсы. Как уже было показано, управление потоком требо-
ваний на соединенияв период перегрузок является важнейшей функци-
ей управления сетью.
‚
Непредсказуемый характер трафика является результатом двух
основных случайных процессов: поступления вызовов и длительности
занятия. Обычно предполагают, что поступление вызова от любого
определенного абонента происходит чисто случайно и в общем случае
не зависит от поступления вызовов от других абонентов. Таким обра-
зом, число моментов поступления вызовов в течение любого определен-
ного интервала времени является неопределенным. В большинстве
445
=
с
т
С
у
м
м
а
р
н
а
я
а
к
т
и
в
н
о
с
т
ь
а
б
о
н
е
н
т
о
в
=
©
Н
А
к
т
и
в
н
о
с
т
ь
о
т
д
е
л
ь
н
ы
х
be
§
=
2
3
4
5
6
7
8
Время, мин
Puc. 9.1. Временная диаграмма активности абонентов (все вызовы обслужены)
случаев длительность занятия также является случайной величиной.
В некоторых приложениях этот элемент случайности может быть
исключен путем допущения постоянной длительности занятия (напри-
мер, пакетов фиксированной длины). В любом случае поступающая
на сеть нагрузка существенно зависит как от интенсивности поступле-
ния вызовов, так и от средней длительности занятия для каждого
вызова. На рис. 9. 1 представлена характерная ситуация, когда и
моменты поступления вызовов от 20 различных источников и длитель-
ности занятия являются непредсказуемыми. В нижней части рисунка
показана активность каждого отдельного источника, а в верхней —
мгновенные значения суммарной активности. Если предположить,
что 20 источников вызовов нужно соединить с пучком соединительных
линий, то кривая активности показывает число линий, используемых
в любой заданный момент времени. Заметим, что максимальное число
используемых в какой-либо момент времени линий равно 16, а среднее
число используемых линий несколько меньше 11. В общем виде соеди-
нительные линии рассматривают как обслуживающие приборы, а
пучок соединительных линий как группу приборов.
Измерение нагрузки. Одной из мер пропускной способности сети
является объем нагрузки, обслуженной за некоторый период времени.
Объем нагрузки является, по существу, суммой всех длительностей
занятия в течение этого периода времени. Объем нагрузки, представ-
ленной на рис. 9.1, равен площади, ограниченной сверху кривой
активности (84 минуто-занятия).
Более полезной мерой является интенсивность нагрузки (называ-
емая также потоком нагрузки). Итенсивность нагрузки получается
делением объема нагрузки на длину интервала времени, в течение кото-
446
poro он измеряется. Таким образом, интенсивность нагрузки представ-
ляет собой среднюю активность за некоторый период времени (на
рис. 9. 1 она равна 10,5). Хотя интенсивность нагрузки принципиально
безразмерная величина (время, деленное на время), она обычно вы-
ражается в эрлангах (в честь датского ученого А. К. Эрланга, первого
ученого в области теории телетрафика) , либо в гектосекундо-занятиях
(CCS) в час. Учитывая, что в одном часе 3600 с, можно получить
соотношение между эрлангами и CCS:
1 Эрл == 36СС$ /ч.
Максимальная пропускная способность одного обслуживающего
прибора (канала) равна 1 Эрл, т. е. соответствует тому, что прибор
всегда занят. Таким образом, максимальная пропускная способность
группы обслуживающих приборов, выраженная в эрлангах, просто рав-
на числу приборов. Поскольку в системе с потерями при интенсив-
ности нагрузки, равной числу обслуживающих приборов, вновь посту-
пающий трафик постоянно блокирован, средняя активность обязатель-
но меньше, чем число обслуживающих приборов. Аналогично системы
с ожиданием работают в среднем с менышей, чем максимальная,
пропускной способностью из-за того, что ожидание становится бес-
конечно долгим, если средняя нагрузка приближается к числу обслу-
живающих приборов.
Для характеристики нагрузки используются два важных параметра:
средняя интенсивность поступления вызовов A и средняя длительность
занятия 1,„,. Если интенсивность нагрузки А выражается в эрлангах,
то
A= My,
(9. 1)
где A и t,, выражены в одних и тех же единицах времени (например,
вызовы в секунду и секунды на вызов соответственно).
Заметим, что интенсивность нагрузки является лишь мерой
среднего использования за какой-то период времени и не отража-
ет связи между поступлением вызовов и длительностями занятия.
Иными словами, болышое число вызовов с малой длительностью за-
нятия могут создавать нагрузку такой же интенсивности, как и
меньшее число вызовов с болыней длительностью занятия. Во мно-
гих случаях последующего анализа результаты зависят только от
интенсивности нагрузки. Однако в некоторых других случаях ре-
зультаты зависят также от конкретного характера поступления
вызовов и вида распределений длительности занятия.
Телефонные сети общего пользования` обычно анализируют в
терминах средней активности абонентов в ЧНН в течение дня. При
этом проектирование и анализ телефонных сетей на основе данных
измерения нагрузки в ЧНН представляет собой компромисс между
проектированием на основе общего среднего использования систе-
мы (включая ночные часы с фактически нулевым использованием)
и проектированием на основе коротких по длительности пиковых
значений, возникающих случайно, например, в результате переры-
447
вов в программах коммерческого телевизионного вещания или про-
ведения конкурсов по радио и т. п.
Измерения нагрузки, проведенные в ЧНН, показывают, что ис-
пользование индивидуальных квартирных телефонных аппаратов
составляет обычно от 5 до 10% ЧНН. Таким образом, каждый те-
лефонный аппарат создает нагрузку от 0,05 до 0,10 Эрл. Средняя
длительность занятия составляет 3—4 мин, т. е. с обычного теле-
фонного аппарата в ЧНН поступают в среднем 1—2 телефонных
вызова.
Нагрузка, создаваемая обычно служебными телефонными ап-
паратами, отличается по характеру от нагрузки, создаваемой квар-
тирными телефонными аппаратами. Во-первых, служебные телефоны
обычно более интенсивно используются. Во-вторых, ЧНН служебного
трафика часто отличается от ЧНН квартирного трафика. На рис. 9.2
показана картина обычного почасового изменения для обоих источ-
ников нагрузки. В ряде случаев расчет числа соединительных линий
телефонной сети ведется так, чтобы использовать преимущества не-
совпадения характера поступления вызовов от различных станций.
Соединительные линии междугородной связи из районов квартирных
абонентов часто оказываются занятыми в вечерние часы, а соеди-
нительные линии из районов деловых абонентов в наибольшей степе-
ни заняты в утренние и дневные часы. Проектирование зависит не
только от значения общей нагрузки, но и от характера распределе-
ния нагрузки во времени в пределах сети.
10000
10000
П
о
с
т
у
п
а
ю
щ
и
е
в
ы
з
о
в
ы
i
i
L
L
|
m
m
h
e
|
|
0 oflnllolof]of]i
|
1}
2212345678
01112131415161718192021222324
Время суток
Рис. 9.2. Суточные колебания телефонного обмена:
[О — станция обслуживает деловых абонентов; No — станция обслуживает квартирных абонентов
448
Определенное внимание следует уделить и вопросу нахож-
дения общей загрузки системы, исходя из загрузки абонентских ли-
ний индивидуального использования или соединительных линий.
Например, поскольку в каждом соединении участвуют два телефон-
ных аппарата, то общая нагрузка на коммутационную систему равна
точно половине всей нагрузки на линии, соединенные с коммута-
ционной системой. Кроме того, может оказаться важным включение
в среднюю длительность занятия некоторого общего оборудования и
некоторых значений длительности установления соединения и его
разъединения. Длительность установления соединения, равная 10с,
занимает не столь существенную часть в четырехминутном разгово-
ре, но может оказаться действительно определяющей в длительно-
сти занятия оборудования, используемого для коротких сообщений.
Кроме того, длительность установления соединения, учитываемая
при расчете длительности занятия общего оборудования, становит-
ся более ощутимой при наличии перегрузок, создаваемых телефон-
ным обменом. Еще больший процент общей загрузки создается пов-
торными вызовами, так как они нарастают с более высокой скоро-
стью, чем отбои.
При изучении нагрузки на сети связи должно быть сделано
четкое. разграничение поступающей и обслуженной нагрузок. По-
ступающая нагрузка — это общая нагрузка, которая могла бы быть
обслужена сетью, если бы она была способна обслуживать все требо-
вания по мере того, как они возникают. Поскольку обычно эконо-
мические факторы не позволяют проектировать сеть так, чтобы
. обеспечивать немедленное обслуживание максимальной поступающей
нагрузки, то`обычно небольшой прецент поступающей нагрузки бло-
кируется или задерживается. Если заблокированные вызовы остают-
ся необслуженными сетью, то такой режим работы называют режи-
мом с явными потерями. По существу, предполагается, что заблоки-
рованные вызовы исчезают и никогда не возвращаются. Это предпо-
ложение в наибольшей степени подходит для пучков соединительных
линий с обходными путями. В этом случае заблокированный вызов
обычно обслуживается другим пучком линий и фактически не возвра-
щается.
Нагрузка, обслуженная системой с потерями, всегда меныше
поступающей нагрузки. С другой стороны, система с ожиданием не
отбрасывает заблокированные вызовы, а сохраняет их до тех пор,
пока не освободятся необходимые устройства. Предполагая, что
долговременное среднее значение поступающей нагрузки меньше
пропускной способности сети, можно сказать, что система с ожида-
нием обслуживает всю поступающую нагрузку. Однако если число
требований, которые могут ожидать начала обслуживания, ограни-
чено, то система с ожиданием приобретает также свойства системы
с потерями. Например, если очередь, в которой ожидают обслужи-
вания заблокированные вызовы, имеет конечную длину, то требова-
ния, поступающие в момент, когда очередь уже заполнена, теря-
ются.
15 Зак 143s
й
449
9.1.1. Распределения моментов поступления вызовов
Самое главное предположение, принятое в классической Te-
ории телетрафика, состоит в том, что поступление вызовов про-
исходит независимо друг от друга. То есть поступление вызова от
одного источника не связано с поступлением вызова от любого
другого источника. Даже если в некоторых. случаях это предполо-
жение оказывается несправедливым, для большинства приложений
‘оно оказывается полезным. В тех случаях, когда проявляется
тенденция к корреляции моментов поступления вызовов от различ-
ных источников, все еще можно получить полезные результаты,
модифицируя методику анализа случайного характера поступления
вызовов. Таким образом, предположение о случайном характере
поступления вызовов позволяет построить математическое описа-
ние, которое может быть скорректировано так, . чтобы получить
приближенные решения задач, которые в противном случае оказы-
ваются математически неразрешимыми.
Отрицательное экспоненциальное распределение промежутков
между последовательными вызовами. Обозначим среднюю интенсив-
ность поступления вызовов от большой группы независимых источ-
‚ников (абонентских линий) через A. Примем следующие предположе-
ния:
)
1) в любой достаточно малый интервал времени может посту-
пить только один вызов;
2) вероятность поступления вызова в любой достаточно малый
интервал времени прямо пропорциональна длине этого интервала
(вероятность поступления вызова равна AAf, где Al — длина интер-
вала);
3) вероятность поступления вызова в любой определенный ин-
тервал времени не зависит от событий, происшедаих в других ин-
тервалах.
Достаточно просто показать [1], что распределение промежутков
между последовательными вызовами имеет вид
Ро(м) =е-“. -
(9.2)
Уравнение (9.2) определяет вероятность того, что в любой
случайно выбранный интервал # не поступит ни одного вызова.
Она совпадает с вероятностью того, что от момента поступления
одного вызова до момента поступления следующего проходит i
секунд.
Пример 9.1. Предполагая, что каждая из 10 000 абонентских линий посылает
один вызов в час, определим, как часто поступают два вызова с интервалом между
ними меньшим, чем 0,0
Решение. Средняя интенсивность поступления вызовов
^== 10 000х 1/3600==2,78 вызова в секунду.
На основании уравнения (9.2) оредевяем вероятность того, что в течение интервала
длиной 0,01 с не поступит ни один вызов
Ро (0,0278) =e ***"8 0,973.
450
"Таким образом, в течение 0,01 с от момента поступления предыдущего вызова
поступает 2,7% вызовов. Поскольку интенсивность поступления вызовов равна 2,78
вызова в секунду, то интенсивность появления промежутков между последовательны-
ми вызовами, длина которых меньше 0,01 секунды, равна
2,78X0,027=0,075 раз в секунду.
. Первые два предположения, сделанные при выводе отрицатель-
ного экспоненциального распределения промежутков между последо-
вательными вызовами, могут быть интуитивно приняты для многих
приложений. Однако третье предположение приводит к некоторым
проблемам в отношении источников, которые не всегда могут быть
разрешены. Прежде всего некоторые события, такие как перерывы
в’программах коммерческого телевидения, могут вынудить источники
осуществить посылку своих вызовов примерно в одно и то же вре-
мя. В этом случае отрицательное экспоненциальное распределение
может еще оставаться справедливым, но уже при больших значе-
ниях интенсивности поступления вызовов во время этих передач.
Более тонкий подтекст предположения о независимости по-
ступления вызовов состоит в необходимости учета числа источни-
ков, а не характера посылки ими вызовов. Если вероятность пос-
тупления вызова в любой достаточно малый промежуток времени не
зависит от поступления других вызовов, то это означает, что чис-
ло имеющихся источников, которые могут генерировать требования,
является постоянным. Если какое-то число вызовов поступает не-
посредственно перед любым рассматриваемым интервалом, то неко-
торые из источников оказываются занятыми и не могут генериро-
вать требования. Влияние занятых источников проявляется в TOM,
что снижается средняя интенсивность поступления вызовов. Таким
образом, длина промежутков времени между последовательными вы-
зовами всегда несколько больше, чем та, которую предсказывает
уравнение (9.2). В единственном случае интенсивность поступле-
ния вызовов является действительно независимой от активности
источника — это тогда, когда существует бесконечно большое число
источников.
Если число источников велико и их средняя активность срав-
нительно мала, то занятые источники не снижают заметно интенсив-
ность поступления вызовов. Рассмотрим, например, оконечную теле-
фонную станцию, которая обслуживает 10 000 абонентов, каждый из
которых создает нагрузку в 0,1 Эрл. Обычно имеется 1000 активных
линий и 9000 абонентов, располагающих возможностью генерировать
‘новые вызовы. Если число активных абонентов возрастает, что мало
вероятно, на 50% и становится равным 1500, то число свободных
абонентов уменьшается до 8500, т. е. изменение составит лишь 5,6%.
Таким образом, интенсивность поступления вызовов остается сравни-
тельно постоянной в достаточно широком диапазоне активности ис-
точников. Всякий раз, когда интенсивность поступления вызовов
остается достаточно постоянной во всей области обычной активности
источников, предположение о бесконечно большом числе источников
является справедливым.
~
15%
451
Фактически некоторые последствия конечного числа источни-
ков были уже рассмотрены в гл. 5 при определении вероятностей
блокировки в коммутационной схеме. Было указано, что метод гра-
фов Ли завышает вероятность блокировки, так как, если известно,
что некоторое число промежуточных соединительных линий из
группы занято, то остальные линии этой же группы окажутся за-
нятыми с менышей вероятностью. Метод Якобеуса позволяет полу-
чить более строгое и точное решение при определении вероятнос-
ти блокировки. Особенно в тех случаях, когда применяется про-
странственное расширение. Кроме того, возможны точные методы
анализа длительностей промежутков между двумя последовательны-
ми вызовами при конечном числе источников. Они включаются в Me-
тоды анализа блокировки, которые рассматриваются далее.
Пуассоновское распределение моментов поступления вызовов.
Уравнение (9.2) дает средство нахождения распределения промежу-
тков между двумя последовательными вызовами. Само по себе оно
обычно не позволяет получить более желательную информацию о
том, сколько вызовов предположительно поступит в некоторый про-
извольно выбранный момент времени. Однако, используя те же пред-
положения, о которых мы уже говорили, можно определить вероят-
ность того, что на интервале 7 поступят j вызовов [1]:
РМ) = (00)! /j1)eTM.
(9.3)
Уравнение (9.3) — это хорошо известный закон Пуассона. За-
метим, что если j=0, то вероятность того, что на интервале i
не поступит ни одного вызова, равна Py (1), как получено в уравнении
(9.2). Как и ранее, в уравнении (9.3) предполагается, что вызовы
независимы и поступают с заданной средней интенсивностью A
безотносительно к числу вызовов, поступающих непосредственно пе-
ред рассматриваемым интервалом. Таким образом, пуассоновское
распределение вероятностей должно использоваться только для вызо-
вов, поступающих от большого числа независимых источников.
Уравнение (9.3) определяет вероятность поступления точно j
вызовов за # секунд. Обычно более интересно определить вероятность
того, что за # секунд поступят j или более вызовов:
P(A) = 3РМ)= 3 P(A) =1—P_;(A), (9.4)
где P; (A) определено в уравнении (9.3).
Пример 9.2. Для узла коммутации сообщений, на который поступает обычно
4 вызова в минуту, определим вероятность того, что в любом произвольно выбранном
интервале времени длительностью 30 с поступят 8 или более вызовов
Решение. Среднее число вызовов, которые поступают в интервале 30с, равно
м==4 (30/60) ==2.
Вероятность того, что поступит 8 или более вызовов они среднем их числе, равном 2)
©о
)
7
Pos = 2 PD =1— 2 P@)=1—¢2Q +2ВЕ+3ин.+7 =,0011.
i=8
i=0
452
Пример 9.3. Определим, какова вероятность того, что в блоке данных длиной
1000 фимо возникнут точно черыре ошибки при его передаче по линии с вероятностью
ошибок по’ битам, равной 10°
Решение. Предполагая, что ошибки независимы (сомнительное предположение для
многих линий передачи), можно получить вероятность возникновения точно четырех
ошибок непосредственно из распределения Пуассона. Среднее число ошибок (вызовов)
м= 10% х 10 >= 0,01. Таким образом
Вероятность (четырех ошибок)= Р, (0, 01) —= (0,01) */41е = 4,125 х 10°
Другое решение может быть получено из биномиального закона распределения
вероятностей:
)
Вероятность (четырех ошибок) == С1осор* (1—р”°°) == 4,101 х 10°
— 0,01
10
1, где р=107^.
Как можно видеть, два решения примера 9.3 почти идентичны.
Близость двух ответов отражает тот факт, что пуассоновское распреде--
ление вероятностей получается часто как предельный случай бино-
миального. Поскольку пуассоновское распределение более удобно в вы-
числительном отношении, его часто используют как аппроксимацию
биномиального распределения.
9.1.2. Распределения длительностей занятия
Вторым сомножителем интенсивности нагрузки, как определяется
в уравнении (9.1), является средняя длительность занятия 1. В некото-
рых случаях достаточно знать среднее значение длительности занятия,
чтобы определить вероятность блокировки в системе с потерями или
вероятность ожидания в системе с ожиданием. В других случаях,
чтобы получить желаемые результаты, необходимо знать распределе-
ние вероятностей ‚занятия. В этом разделе описываются два наиболее
часто предполагаемых распределения длительности занятия: постоян-
ная длительность занятия и экспоненциальная длительность занятия.
Постоянная длительность занятия. Хотя постоянная длительность
занятия не может быть принята для обычных телефонных разговоров,
это разумное предположение для таких видов активности, как требова-
ния на обработку, возникающие при обслуживании вызова, межстан-
ционная сигнализация с передачей адреса, помощь оператора телефон-
ной станции при установлении соединения и воспроизведение записан-
ных сообщений. Кроме того, допущение о постоянной длительности
занятия очевидно справедливо для времени передачи в сетях коммута-
ции пакетов фиксированной длины.
Если сообщения с постоянной длительностью занятия действитель-
но имеются, то для нахождения распределения вероятностей активных
каналов можно непосредственно использовать уравнение (9.3). Пред-
положим, что в рассматриваемый момент времени все требования
обслужены. Тогда вероятность того, что в любой заданный момент
времени будет занято j каналов, равна просто вероятности того, что
в интервале времени длиной Ё,„‚ непосредственно предшествующем
рассматриваемому моменту, поступило j вызовов. Так как среднее
число активных каналов за весь период времени равно интенсивности
нагрузки A = М, то вероятность того, что j каналов будут заняты,
зависит только от интенсивности нагрузки:
Pj(My)=Pj(А)=(АЛ)в^,
(9.5)
453
где A — интенсивность поступления вызовов; 1, — постоянная дли-
тельность занятия; А — интенсивность нагрузки в ‚эрлангах.
Экспоненциальное распределение длительностей занятия. Наибо-
лее часто предполагаемым распределением длительностей занятия для
обычных телефонных разговоров является экспоненциальное:
P (>t) =e t/t,
(9.6)
где 1, — средняя длительность занятия. Уравнение (9.6) определяет
вероятность того, что длительность занятия превысит величину I.
Это соотношение легко вывести, исходя из нескольких простых
предположений, касающихся природы процесса окончания соедине-
ний. Однако главное его достоинство состоит в том, что наблюдения за
реальными распределениями телефонных разговоров обнаруживают их
° поразительно близкое соответствие экспоненциальному распределе-
нию. |
Экспоненциальное распределение обладает любопытным свойством,
заключающимся в том, что вероятность окончания соединения не зави-
сит от того, сколько оно продолжалось. То есть независимо от длитель-
ности соединения вероятность его продолжения в течение дополни-
тельных # секунд определяется уравнением (9.6). В этом смысле
экспоненциально распределенная длительность занятия представляет
собой наиболее четко выраженный случайный процесс. Даже знание
того, как долго соединение уже просуществовало, не дает никакой
информации о том, когда соединение закончится.
Комбинация пуассоновского процесса поступления вызовов с экс-
поненциальным распределением длительностей занятия для получения
распределения вероятностей наличия активных каналов является более
сложной, чем это было для постоянной длительности занятия,
поскольку соединения могут продолжаться неопределенно долго.
Оказывается, однако, что окончательный результат зависит только от
средней длительности занятия. Таким образом, уравнение (9.5)
справедливо для экспоненциально распределенной длительности заня-
тия. Поэтому повторим еще раз уравнение (9.5), чтобы подчеркнуть
его значение: вероятность того, что в любой определенный момент
времени ‘будут заняты j каналов в предположении о пуассоновском
характере процесса поступления вызовов и’о том, что все требования
обслуживаются немедленно, равна
й
jr: —A
РСА) == (Aji е ^,
(9.7)
где А — интенсивность нагрузки в эрлангах. Этот результат справедлив
для любого распределения длительности занятия.
Пример 9.4. Предположим, что пучок соединительных линий содержит достаточно
каналов, чтобы обслужить нагрузку, поступающую на него в соответствии с пуассонов-
ским процессом со средней интенсивностью поступления вызовов, равной одному вызову
ние. Интенсивность поступающей нагрузки системы равна А = 1 X 2 = 2 Эрл.
Интенсивность нагрузки, обслуженной i активными каналами, равна точно i Эрл.
454
i
нагрузка, обслуженная первыми пятью каналами, может быть определена
ледующим образо:
А=1.Р,(2)+-2Р,(2)+3P3(2)+4Р,(2)+5Р,;(2)=
2.2* 3.27 4.2¢ 5.25
—+—
.
= = 1,89 Эрл.
= *o-f=
3as
Все остальные каналы обслуживают 2 — 1,89 = 0,11 Эрл.
Результат примера 9. 4 демонстрирует принцип уменьшения возвра-
тов по мере того, как пропускная способность системы увеличивается,
чтобы обслуживать все болыний и болыший процент поступающей
„нагрузки. Первые пять каналов в примере 9.4 обслуживают 94,5%
нагрузки, в то время как все остальные каналы обслуживают только
5,5 % нагрузки. Если имеется 100 источников, то, чтобы обслужить
5,5 %, нужно 95 дополнительных каналов.
9.2. СИСТЕМЫ С ПОТЕРЯМИ
Пример 9.4 иллюстрирует расчет вероятности блокировки, которая
возникает, когда число обслуживающих приборов меныше, чем макси-
мально возможная нагрузка (число источников). Пример показывает,
что 94,5 % нагрузки обслуживается только пятью каналами. Это озна-
чает, что вероятность блокировки при условии, что для обслуживания
нагрузки в наличии есть только пять каналов, равна 5,5 %'. Действи-
`тельно, в примере 9.4 все исходные данные тщательно оговорены с тем,
чтобы показать, что вся поступающая нагрузка обслуживается, но
интерес представляет только нагрузка, обслуженная первыми пятью
каналами. Есть тонкое, но важное различие между вероятностью того,
что шесть или более каналов заняты [как можно получить из уравнения
9.7)] и вероятностью блокировки, которая возникает, когда существу-
ет только пять каналов.
Основная причина этого различия проиллюстрирована на рис. 9.3,
на котором приведена такая же картина трафика, создаваемого 20 ис-
точниками, как ранее показано на рис. 9.1. Однако на рис. 9.3 предпо-
лагается, что для обслуживания нагрузки в наличии есть только 13 ка-
`налов. Таким образом, три вызова`в моменты [= 2,2; 2,3; 2,4 мин
блокируются и предполагается, что они покидают систему. Общее
количество потерянной нагрузки показано заштрихованной областью,
которая является разностью всей нагрузки, обслуживаемой, как только
она поступает, и нагрузки, обслуживаемой системой с 13-ю каналами,
которая работает в режиме с явными потерями. Наиболее важной
особенностью рис. 9.3, которую следует отметить, является то, что вы-
зов, поступающий в момент = 2,8 мин, не блокйруется, даже если
исходный график показывает, что он поступает в момент, когда
' В СССР и странах Западной Европы в литературе по теории телетрафика вероят-
ность блокировки, или вероятность потерь, оценивается десятичной дробью, а потери
за счет блокировки и общие потери даются в процентах и промилле. Поэтому в данном
примере вероятность потерь, или вероятность блокировки, составит 0,055, а потери за счет
блокировки — 5,5 %.— Прим. перев.
455
3
||
Число потерянных вызовов
ELE ey
=
[
%
a
]
:
С
у
м
м
а
р
н
а
я
а
к
т
и
в
н
о
с
т
ь
N
l
[
4
a
10в
:
i ЗО!
‚
а
б
о
н
е
н
т
о
в
А
к
т
и
в
н
о
с
т
ь
о
т
д
е
л
ь
н
ы
х
Время, мин
Рис. 9.3. Временная диаграмма активности абонентов в случае работы системы
с явными потерями (13 каналов)
заняты все 13 каналов. Причина этого заключается в том, что ранее
заблокированные вызовы покинули систему и поэтому уменышили
перегрузку для последующих вызовов. Следовательно, процент време-
ни, когда исходная кривая нагрузки проходит на уровне или выше
13, не есть то же самое, что и вероятность блокировки, когда имеются
в наличии 13 каналов.
9.2.1. Система с явными потерями
Первым специалистом, который в 1917 г. наиболее полно и точно
учел эффект отказа в обслуживании вызовов при вычислении вероят-
ностей блокировки, был А. К. Эрланг. В этом разделе рассмотрим один
из наиболее часто используемых результатов, полученных Эрлангом:
его формулу для расчета вероятности блокировки в системе, работа-
ющей в режиме с явными потерями, на которую поступает пуассонов-
ский поток вызовов. Вспомним, что предположение о пуассоновском
потоке означает, что число источников бесконечно велико. Этот резуль-
тат Эрланга называют по-разному: либо формулой Эрланга 1-го рода
Ет,м(А), либо В-формулой Эрланга, либо формулой потерь по Эрлангу.
Основной аспект выводов Эрланга и ключевой вклад его в современ-
ную теорию стохастических процессов состоит в идее статистического
равновесия. По существу, статистическое равновесие означает, что
вероятность пребывания системы в определенном состоянии (число
занятых каналов в пучке) не зависит от момента времени, в который
рассматривается система. Для того чтобы система находилась в стати-
456
стическом равновесии, должно пройти длительное время (несколько
средних длительностей занятия) от того момента, когда система на-
ходится в известном состоянии, до тех пор, пока она вновь будет рас-
сматриваться. Например, когда пучок каналов только начинает прини-
мать нагрузку, у него нет занятых каналов. Однако с течением времени
система достигнет равновесия. В этот момент наиболее вероятным со-
стоянием системы будет такое, когда в системе занято А== М, каналов.
В случае равновесия с одинаковой вероятностью в систему может
поступить вызов или произойти отбой. Если окажется, что число актив-
ных каналов превышает среднее значение A, то отбои становятся более
‘вероятными событиями, чем вызовы. Аналогично, если оказывается,
что число активных каналов меныше A, то с большей вероятностью
поступит вызов, чем произойдет отбой. Таким образом, если случайно
система окажется выведенной из состояния равновесия, то она будет
стремиться вернуться в него.
Хотя вывод элегантной формулы Эрланга не особенно сложен, он
здесь не приводится, поскольку нас интересует, главным образом,
прикладной характер результатов. Заинтересованного читателя просим
обратиться к [2, 3], где приводится вывод этого результата:
В=Е,(4)=A"/(М!2,
(9.8)
де No — число обслуживающих приборов (каналов); A — интенсив-
ность поступающей нагрузки в эрлангах.
° Формула (9.8) определяет вероятность блокировки в системе со
случайным поступлением вызовов OT бесконечного числа источников
и распределением длительностей занятия общего вида. Вероятность
блокировки, определяемая уравнением (9.8), приведена на рис. 9.4 как
функция интенсивности поступающей нагрузки для различного числа
каналов. Зачастую более полезное представление результатов Эрланга
‘приведено на рис. 9.5, где показано использование исходящего канала
для различных вероятностей блокировки и различного числа обслужи-
вающих приборов. Использование выхода 9 представляет собой нагруз-
ку, обслуженную каждым каналом:
¢=(1—В)А/М,
(9.9)
где А — интенсивность поступающей нагрузки; В — вероятность бло-
‘кировки; (1— В) А — обслуженная нагрузка.
Вероятности блокировки приведены также в табличной форме: в
приложении Г.
Пример 9.5. Линия передачи T1 должна использоваться в качестве пучка соедини-
тельных линий высокого использования между двумя оконечными станциями. Каакую
нагрузку может обслужить этот пучок, если bo. seine isin должна быть
равна 0,1 %? Какова интенсивность поступающей нагрузки? Обычно расчет ведут так,
‘чтобы вероятность блокировки между коммутационными станциями была меныше,
"чем 0,01. Однако „из-за наличия обходных путей прямые пучки могут блокироваться
более чем на 10
Решение. Из рис. 9.5 следует, что использование исходящего канала при B= 0,1 вн
М== 24 равно 0.8. Таким образом, интенсивность обслуженной нагрузки равна 0,8 - 24—
#== 19,2 Эрл. Так как вероятность блокировки равна 0.1, то максимальная интенсивность
‘поступающей нагрузки
А= 19,2/(1—0,1)=21,3Эрл.
457
8
5
?
1,0
0,5
0.1
в
2
2 0,05
В
3
©
8 oon
;
8
5
£ 0,005
5
6
т
Е
g
8
$ 0,001
15 20/ 25
30/ 40/50
0,0001
Л
|
|
|
|
|
|
|
0,102030,40,50.6070,80,01.0
Поступающая нагрузка на канал, Эрл
Рис. 9.4. Вероятность блокировки в системе с явными потерями
„10
ym
09
|
НН| |
98
--1
1 |PE srg
gz5
ofI
0,7
-
>
:
REE as
$iy
RYA
и РаГ
$ 0,5
Wa
edZZ Wa Рая
3
$
2ол
И 7ирия
|
AЯ
R 0,3
/
И»
(va
0,2
/
A
7 РаВН
:
1
0Вfadi
am
1
й
10
100
1000
Число каналов N
Рис. 9.5. Зависимость использования исходящего канала от числа каналов в системе
с явными потерями
6
5
$
13 каналов
20 каналов
a)
6)
Рис. 9.6. Сеть терминалов данных, рассматриваемая в примере 9.6:
а — четыре отдельные группы; 6 — вся нагрузка концентрируется в одной группе;
LIMP — центральный процессор
Пример 9.6. Четыре группы терминалов данных нужно связать с ЭВМ с помощью
арендованных каналов, как показано на рис. 9.6. На рис. 9.6а нагрузка от групп
терминалов данных распределяется по отдельным пучкам разделенных каналов. На рис.
9.66 нагрузка от всех групп терминалов данных концентрируется и обслуживается
одним общим пучком каналов, Определим общее число каналов, требуемых в обоих
случаях, если максимально желаемая вероятность блокировки равна 5%. Примем,
что в каждой группе по 24 терминала и каждый терминал активен в течение 10 % време-
ни. (Используем метод для системы с явными потерями.)
Решение. Интенсивность нагрузки, поступающей от каждой группы терминалов,
равна 22х.0,1 = 2,2 Эрл. Так как среднее число активных каналов много меньше
числа источников, то можно использовать формулу для бесконечно большого числа ис-
точников. Используя табл. Г.1 в приложении, определяем, что число каналов, требуемых
для обеспечения В == 5 % при интенсивности нагрузки 2,2 Эрл, равно 5. Таким образом,
конфигурация сети рис. 9.6,a требует всего 20 каналов.
Суммарная интенсивность нагрузки, поступающей на концентратор при конфигура-
ции сети такой, как на рис. 9.6,а, равна 4X2,2= 8,8 Эрл. Из табл. Г.! приложения
находим, что для обслуживания данной нагрузки требуется 13 каналов.
Пример 9.6 показывает, что объединение малых нагрузочных
групп в одну большую нагрузочную группу может привести к сущест-
венной экономии числа требуемых каналов. Большие группы оказыва-
ются более эффективными, чем множество малых групп, поскольку
маловероятно, что в малых группах одновременно возникают перегруз-
ки (предположение`о независимости поступления вызовов). В действи-
тельности избыточная нагрузка одной группы может быть обслужена
свободными каналами в другой группе. Takum образом, те каналы,
которые введены для приспособления к пиковым нагрузкам, но обычно
остаются свободными, используются более эффективно, если нагрузка
собирается в одну группу. Эта особенность является одним из упомя-
нутых в гл. 8 мотивов интеграции нагрузки речевой информации и`
данных в общей сети. Общая экономия затрат на передачу оказывается
наиболее значительной, когда интенсивности нагрузки отдельных ис-
точников малы. Следовательно, именно периферийная область сети из-
влечет наибольшую выгоду при концентрации нагрузки.
460
6)
Рис. 9.7. Применение транзитных узлов для концентрации нагрузки:
а — полносвязная сеть; 6 — звездообразная сеть
Более высокая эффективность использования каналов, получаемая
путем объединения нагрузки в болышие группы, часто называется
преимуществом групп большой емкости. Эта эффективность является
основной причиной выбора иерархических коммутационных структур.
Вместо того чтобы соединять друг с другом болышое число узлов,
связывая каждую пару пучками соединительных линий малой емкости,
экономически более выгодно собирать всю нагрузку от отдельных
узлов на один пучок линий большой емкости и направлять эту нагрузку
через транзитный коммутационный узел. Рис. 9.7 сопоставляет полно-
связную сеть и звездообразную сеть с центральным коммутационным
узлом в середине. Очевидно, что затраты на транзитное коммутацион-
ное оборудование становятся оправданными, когда экономия общего
числа канало-километров достаточно велика.
Пример 9.7. Что произойдет с вероятностями блокировки в схемах на рис. 9.6,a и
6, рассмотренными в примере 9.6, если интенсивность нагрузки возрастает на 50%?
Решение. Если интенсивность нагрузки каждой группы возрастает с 2,2 до 3,3 Эрл,
то вероятность блокировки на сети, показанной на рис. 9. 6,a, возрастает с 5 почти до
14%. Увеличение интенсивности нагрузки на 50% на сети, показанной на рис. 9.6,6,
вызывает возрастание вероятности блокировки на 400% (с 5% до 20%).
Пример 9.7 иллюстрирует два важных соображения, которые
следует учитывать при проектировании сети. Как было показано,
вероятность блокировки весьма чувствительна к увеличению интен-
сивности нагрузки, особенно когда каналы сильно загружены. Та-
ким образом, поскольку в пучках болышой: емкости каналы исполь-
зуются более эффективно, они более чувствительны к возрастанию
нагрузки, чем группа пучков менышей емкости, рассчитанных так,
чтобы обеспечить то же самое качество обслуживания. Кроме того,
потеря одного и того же процента пропускной способности: при
передаче оказывает большее влияние на показатели работы пучков
с болышой емкостью, чем на показатели нескольких пучков с малой
емкостью. В обоих случаях уязвимость пучков с большой емкостью
обусловлена тем, что они имеют значительно меныший запас про-
пускной способности, чем совокупность пучков с малой емкостью.
461
Второй аспект анализа блокировки, про)
i
в примере 9.7, состоит в TOM, что результаты вычислений сущест-
венно зависят от точности данных 00 интенсивности нагрузки.
Кроме того, даже если получены точные данные измерений нагруз-
ки, они не обеспечивают точных сведений об уровне возможного
ее прироста. Таким образом, в полном смысле слова лишь с огра-
ниченной степенью „уверенности можно доверять результатам вычис-
лений вероятностей блокировки. Основное значение этих методов
анализа состоит в том, что они, по существу, предоставляют реаль-
ные средства для сравнения различных по конфигурации и емкости
сетей. При заданном качестве обслуживания следует выбирать имен-
но такой проект, который будет наиболее эффективным по затра-
там, даже если статистика нагрузки является гипотетической.
Если сеть подвержена значительным колебаниям или быстрому росту
нагрузки, то все эти факторы следует учитывать при. сравнении ва-
риантов проекта. Сеть с несколько болышей начальной стоимостью
может оказаться предпочтительнее, если она может быть легко
сокращена или расширена для приспособления к непредвиденным
объемам нагрузки.
9.2.2. Система с повторными вызовами
В проведенном только что анализе систем, работающих в ре-
жиме с явными потерями, предполагается, что необслуженные тре-
бования покидают систему и никогда не возвращаются. Как уже упо-
миналось, это предположение в наибольшей степени соответствует
пучкам соединительных линий, заблокированные требования которых
перебрасываются на другое направление и обычно в конце концов
- обслуживаются. Однако' методы, разработанные для систем с явными
потерями; можно использовать и в тех случаях, когда заблокиро-
ванные вызовы нигде не получают обслуживания. Во многих случа-
ях в таких системах заблокированные вызовы стремятся возвратить-
ся в систему в виде повторных вызовов. Некоторыми примерами
таких систем являются: системы абонентских концентраторов; корпо-
ративные соединительные линии между УТС и пучки соединительных
линий УТС; вызовы, направленные к занятым телефонным номерам;
система доступа к линиям WATS (если не используются варианты
автоматической междугородной связи). В этом разделе приводятся
формулы расчета вероятности блокировки в системах с явными по-
терями вызовов при случайных повторных попытках вызовов.
Последующий анализ включает три основных предположения,
касающихся природы повторных вызовов.
1. Все заблокированные вызовы возвращаются в систему и
в конце концов получают обслуживание, даже если для этого требу-
ются многократные повторные попытки.
2. Интервалы времени между моментами поступления заблоки-
рованных вызовов и повторных попыток являются случайными и ста- .
тистически независимыми друг от друга. (Это предположение при
анализе позволяет избежать сложностей, возникающих тогда, когда
462
повторные попытки коррелируются друг с другом и вызывают выбро-
сы нагрузки за счет повторных вызовов с определенным интервалом
времени ожидания).
3. Обычное время ожидания до того, как поступают повторные
вызовы, несколько больше, чем средняя длительность занятия при
соединении. Это предположение, по существу, допускает, что система
достигает статистического равновесия прежде, чем поступает пов-
торный вызов. Очевидно, если повторные вызовы поступают слишком
скоро, то весьма вероятно, что возникнет перегрузка, так как
система не имела возможности обслужить все предыдущие вызовы. В
пределе, если все повторные вызовы поступают немедленно и непре-
рывно, то работа сети становится аналогичной системе с ожидани-
ем, рассматриваемой в двух последних разделах этой главы. Однако
в этом случае сама система не устанавливает требования в очередь —
это делают сами абоненты путем непрерывного набора номера.
Эти предположения во всей своей полноте характеризует наг-
рузку, создаваемую повторными вызовами, как статистически неотли-
чимую от нагрузки, создаваемой первичными вызовами '. Следова-
тельно, интенсивность заблокированных вызовов может быть просто
сложена с интенсивностью первичных вызовов.
Рассмотрим систему с интенсивностью поступления вызовов пер-
вой попытки A. Если блокируется BY, вызовов, то в будущем прои-
зойдет BXA повторных попыток. Однако из этих повторных вызовов
BY, будет вновь заблокировано. Продолжая эти рассуждения, можно
определить общую интенсивность поступления вызовов A после того,
как система достигла статистического равновесия, в виде бесконечно-
‚ го ряда:
м==h4Bh+4В’)--Boh+ =
(9.10)
где В — вероятность блокировки, полученная по методу расчета
системы с явными потерями при интенсивности поступающей Har-
рузки А== Му.
Уравнение (9.10) связывает среднюю интенсивность поступления
вызовов A’, которая включает и повторные вызовы, с интенсивностью
поступления первичных вызовов и вероятностью блокировки через
величину A. Таким образом, это соотношение не дает средства для
прямого определения A’ или В, поскольку каждая из этих величин
выражается одна через другую. Однако желаемый результат можно
получить путем итераций уравнения (9.8) для системы с явными по-
терями. Сначала определяем оценку В, используя A, а затем вычис-
ляем A’. Далее используем No для получения нового значения В
и уточненного значения A’. Продолжаем таким образом до тех пор,
пока не получим искомых значений A’ и В.
\ Нагрузку, создаваемую первичными вызовами, называют также немедленной на-
зкой, т. е. предполагается, что всё поступающие вызовы обслуживаются немедленно.
У
Поступающая нагрузка есть немедленная нагрузка плюс нагрузка повторных вызовов.
463
~
Пример 9.8. Какова вероятность блокировки пучка соединительных линий, свя-
зывающих УТС с центральной станцией, при емкости пучка 10 каналов и интенсив-
ности поступающей нагрузки'7 Эрл? Какова вероятность блокировки, если число ка-
‚налов увеличивается до 13? Принимаем, что характер повторных попыток для
всех блокированных вызовов случайный
Решение. Можно предположить, что интенсивность нагрузки, равную 7 Эрл, соз-
дает большое число абонентских установок УТС. Таким образом, подтверждается
правомерность использования метода для бесконечно большого: числа источников.
Вероятность блокировки равна 8%. Таким образом, суммарная интенсивность посту-
пающей нагрузки, включая повторные попытки, примерно равна 7,6 Эрл. При N=
==10 и А==7,6 Эрл вероятность блокировки системы с явными потерями равна 10%.
Еще две итерации эффективно обеспечивают сходимость при А==8 Эрл и B=129%.
Если число линий в пучке gi до 13, то вероятность блокировки системы
с явными потерями равна 1,5%. Таким” образом, первая аппроксимация интенсив-
чивается лишь незначительно относительно 1,5%.
Пример 9.8 показывает, что влияние нагрузки повторных вы-
зовов незначительно при работе с малыми вероятностями блокиров-
ки. Однако при болыших значениях вероятности блокировки это
влияние необходимо учитывать при расчете. Соотношение между ве-
роятностями блокировки в режиме с явными потерями вызовов и
режиме с повторными вызовами показано на рис. 9.8
Если для определения вероятности блокировки пучка исходя-
щих соединительных линий проводятся ‚измерения, то при этих из-
мерениях нельзя отличить вызовы первой попытки (немедленной на-
грузки) от повторных вызовов. Таким образом, если при измерениях
происходит значительное число повторных вызовов, то этот факт
должен найти отражение при анализе того, сколько линий следует
добавить, чтобы уменьшить блокировку перегруженного пучка. Кажу-
щаяся поступающая нагрузка будет уменьшаться по мере увеличения
числа обслуживающих приборов из-за того, что уменьшается число
повторных вызовов. Таким образом, требуется меньшее число допол-
нительных линий, чем в случае, когда при измерениях не происходят
повторные вызовы.
)
=
x
Г.
2xм.о3S
2
2 0,010
Система, работающая в
$ 0.005
режиме с явными потерями
Е=
2 0.001f-
3
5
10
20
0,0001 A waLA | |
|
010203040506070809
Рис. 9.8. Вероятность блокировки в системе с повторными вызовами
464
—
9.2.3. Система с сохранением заблокированных вызовов
В системе с сохранением заблокированных вызовов эти BHI3O-
вы сохраняются и получают обслуживание, если становится дос-
тупными необходимые устройства. Такие системы четко отличаются
от систем с ожиданием, обсуждаемых позже, в одном важном отно-
шении: суммарное время пребывания вызова в системе, включая вре-
мя ожидания и время обслуживания, не зависит от времени ожида-
ния. Фактически каждый вызов требует обслуживания в течение
некоторого непрерывного периода времени, и абонент снимает свое
требование независимо от того, обслуживается оно или нет.
Рис. 9.9 иллюстрирует основной принцип работы системы с сохране-
нием заблокированных вызовов. Заметим, что большая часть забло-
кированных вызовов в конце концов получит обслуживание, но толь-
ко в течение той части времени, когда соответствующие источники
являются активными.
Хотя коммутируемая телефонная сеть не функционирует в ре-
жиме с сохранением заблокированных | вызовов, некоторые другие
системы работают именно так. Системы с сохранением заблокиро-
ванных вызовов обычно применяются в приложениях, связанных с
работой в реальном масштабе времени, где источники постоянно
нуждаются в обслуживании независимо от того, есть в наличии
обслуживающие устройства или нет. При работе в условиях большой
нагрузки система с сохранением заблокированных вызовов обычно
предоставляет обслуживание в течение только той части времени,
‘когда определенный источник активен.
Даже несмотря на то, что обычные сети коммутации каналов
не работают в соответствии с теоретической моделью «заблокиро-
ванные вызовы сохраняются»,
р
Ц
фирмы
Bell System используют её для вычисления вероятностей блокировки
пучков соединительных линий [4]. Расчет для случая сохране-
ния заблокированных вызовов всегда дает несколько болышие поте-
! Дисциплину обслуживания с сохранением заблокированных вызовов (СЗВ) сле-
дует отличать как от дисциплины с явными потерями (ЯП), так и от дисциплины обслу-
живания с ожиданием. В отличие от ЯП в системе СЗВ источник продолжает требовать
обслуживания независимо от того, имеет ли система свободный обслуживающий прибор
‘или нет. Если в течение того промежутка времени, когда источник требует обслуживания,
‚освобождается какой-либо прибор, то он сразу же занимается данным источником
‘вызова и тем самым делает его недоступным для других источников вызовов до того
нА которого продолжалось бы обслуживание его системой, если бы вызов был
ею обслужен немедленно при его поступлении. Следует отметить, что в системе с СЗВ
все дообслуженные вызовы считаются потерянными. Однако в отличие от системы с ЯП
‚в системе с СЗВ время обслуживания потерянных вызовов не равно нулю. С другой
‘стороны, дисциплину СЗВ следует отличать от обычной дисциплины с ожиданием.
‹ Отличие состоит в том, что в последнем случае источник вызовов начинает обслуживаться
‚спустя какое-то время ожидания, при этом получает в свое распоряжение свободный
прибор и начинает передачу информации. Именно с этого момента начинает отсчитывать-
ся время обслуживания вызова. В отличие от этого в системе с СЗВ время обслуживания
начинает отсчитываться с момента поступления вызова в систему независимо OT того,
имеет ли она в данный момент свободный и доступный данному источнику обслуживаю-
ций прибор или не имеет.— Прим. перев.
465
8
raQ
22
Г
13 обслуживающих
Пот:
A
Ё
униса
отерянная`нагрузка
15
=я
I
|
$
TT
TanYa¥
810
Ы
д)
2:
nd
[4
[6]
[+]
Потер
сообщений
|0
Е
x
aii
290
3
/
1
8= IT
7f Tr
ы
£2 15
ОН
=
55
7|
„©Ex
rs
—————
7
6® 10|
sit+
|
т“
[7
=
о:5
«
—_
рынка
——————
1
2
3
4
5
6
7
Г:
Время, мин
~.
Рис. 9.9. Временная диаграмма активности абонентов в системе, работающей в режиме
сохранения заблокированных вызовов
ри за счет блокировки, чем формула потерь Эрланга. Таким образом,
расчет для случая сохранения заблокированных вызовов дает осто-
рожную пессимистическую оценку, которая позволяет учесть повтор-
ные вызовы и суточные колебания интенсивности нагрузки в ЧНН.
В противовес этому, согласно рекомендациям MKKTT [5] при опре-
делении вероятности блокировки следует пользоваться В-формулой
Эрланга.
.
Одним из примеров системы, которая хорошо соответствует MO-
дели с сохранением заблокированных вызовов, является система
статистического уплотнения речевых сигналов — TASI. Система
TASI обеспечивает подключение некоторого числа источников речи к
менышему числу каналов передачи. Источник получает обслужива-
ние (подключается к каналу) только в том случае, если он активен.
Если источник становится активным в тот момент, когда все кана-
лы заняты, он блокируется и происходит клиппирование речи. Каж-
дый речевой сегмент начинается и заканчивается независимо от
"того, обслуживается он системой или нет. В противоположность
обычным системам TASI, система, разработанная фирмой STS, в
случае необходимости добавляет к речевым сегментам небольшую
паузу — задержку, чтобы минимизировать клиппирование. В этом
случае расчет по модели «заблокированные вызовы сохраняются»
не строго соответствует системе, поскольку суммарное время пре-
бывания сегмента в системе увеличивается по мере того, как
возрастает задержка обслуживания. Однако, если средняя задержка
составляет малый процент длительности занятия или если скорость
466
кодирования задержанной речи уменьшается, чтобы дать возмож-
ность «выхватывать» время по каналу передачи, то расчет по модели
сохраненения заблокированных вызовов оказывается еще приемле-
мым.
В системах с сохранением заблокированных вызовов для любо-
го момента времени также легко рассчитать вероятность пребыва-
ния в системе общего числа вызовов. Поскольку продолжительность
активности источника не зависит от того, обслуживается ли он
системой или нет, число вызовов, пребывающих в системе в любой
момент времени, равно числу активных источников B системе, 00-
служивающей всю поступающую нагрузку по мере того, как она
‚возникает. Таким образом, распределение числа вызовов, пребываю-
`щих в системе, представляет собой распределение Пуассона, приве-
денное ранее в уравнении (9.3). Вероятность того, что 7 источников,
требующих обслуживания, блокируются, просто равна вероятности
того, что {+N источников активны, если No — число обслуживающих
приборов. Вспомним, что распределение Пуассона, по существу, опре-
деляет интересующую нас вероятность в виде вероятности того,
что в предшествующие 7, секунд поступило i+М вызовов. Распреде-
`ление зависит только от произведения средней интенсивности посту-
пления вызовов и среднего времени занятия i.
Пример 9.9. Какова вероятность клиппирования речевого сигнала в системе TASI
при 10 источниках и пяти каналах? Какова вероятность клиппирования в случае
100 источников и 50 каналов? Примем коэффициент активности каждого говоря-
щего Fone 0,4.
Ре . В первом случае вероятность клиппирования можно определить, как
пероятность.того, что пять или более источников заняты при пуассоновском процессе
средним числом занятых обслуживающих трисорев A=0,4X10=4. Используя
I Sn (9.7), получаем:
Вероятность (клипирования) == а: P; (4) == 1 — В Р, (4) = 1-е“4a +
=0
+444/21+#78+44/4+4/5)=0,37.
При налични 100 источников среднее число SY каналов А==0,4х 100==40.
Речевой сегмент клиппируется, когда в одно и то же время окажутся активными
50 или более говорящих. Таким образом, НО ао рклиппирования можно опреде-
лить следующим образом:
Вероятность (клиппирования) == 1 — p>‚В (40) = 0,04.
Пример 9.9 показывает, что системы ТАЗ более эффективны
для больших групп источников, чем для малых. Коэффициент клип-
пирования, равный 37% при использовании 5 каналов, не обеспечи-
вает приемлемого качества воспроизведения речи. С другой стороны,
коэффициент клиппирования, равный 4%, в случае использования
50 каналов может быть приемлемым, если затраты на линии связи
достаточно высоки.
Значения вероятностей блокировки, полученные в примере 9.9,
оказываются выше фактических, поскольку было использовано пред-
положение о бесконечно большом числе источников. Более точное
решение приводится в следующем разделе для конечного числа ис-
TOYHUKOB.
467
9.2.4. Система с явными потерями и конечным числом источников
Как уже упоминалось, основное допущение при выводе пуассо-
новского распределения поступления вызовов состоит в TOM, что
вызовы поступают независимо от числа активных вызывающих
абонентов. Очевидно, что это ‘предположение может считаться
допустимым только тогда, когда число источников много больше,
чем число обслуживающих устройств. В этом разделе приводятся
некоторые основные соотношения для расчета вероятностей блоки-
ровки в системах с явными потерями для случая, когда число
источников не намного больше, чем число обслуживающих приборов.
Вероятность блокировки в этих системах всегда меныше, чем
вероятность блокировки в системах с бесконечно болыним числом
источников, поскольку интенсивность поступления вызовов умень-
шается по мере того, как увеличивается число занятых источников.
При изучении систем с конечным числом источников специалисты
в области телетрафика вводят другой интересный параметр, назы-
ваемый потерями по времени. Потери по времени — это процент
времени, в течение которого все обслуживающие приборы в группе
заняты, т. е. потери по времени эквивалентны вероятности того, что
в случайно выбранные моменты времени все обслуживающие прибо-
ры заняты. Однако потери по времени не обязательно равны
вероятности блокировки (которую иногда называют потерями по
вызовам). Потери по времени просто определяют вероятность того,
что все обслуживающие приборы заняты. Прежде чем может возник-
нуть блокировка, должен поступить вызов.
В системе с бесконечным числом источников потери по времени
и потери по вызовам равны между собой, поскольку процент вызовов,
застающих все обслуживающие приборы занятыми, точно равен
значению потерь по. времени. (То, что все обслуживающие приборы
заняты, не имеет никакого отношения к поступлению вызовов.)
Однако в системе с конечным числом источников процент блоки-
руемых вызовов меныше, поскольку меньшее число вызовов поступает
в течение интервала времени, когда все обслуживающие приборы
заняты. Таким образом, в системе с конечным „числом источников
потери по вызовам (вероятность блокировки) всегда меньше, чем
потери по времени. Как особый случай, рассмотрим равное число
источников и обслуживающих приборов. Потери по времени есть
вероятность того, что все обслуживающие приборы заняты. Вероят-
ность блокировки, очевидно, равна нулю.
Точно такие же основные приемы, которые использовал Эрланг
при выведении формулы потерь для бесконечно большого числа
источников, можно применить для вывода формул потерь для
конечного числа источников [3]. Используя эти приемы, находим
вероятность того, что п обслуживающих приборов заняты в системе,
имеющей No, обслуживающих приборов и М источников:
Р,=С;wa 2с,ел]nr (9.11)
где No — интенсивность поступления вызовов OT — свободного
источника; I, — среднее время обслуживания одного вызова.
Уравнение (9.11) известно как усеченное распределение Бернулли,
а также как распределение Энгсета.
Полагая n= No в уравнении (9.11), получаем формулу для потерь
по времени:
Мо
;
Py=Cu Wt)" / [ ZC Ол) |... (912)
Учитывая, что интенсивность поступления вызовов в случае,
когда М обслуживающих приборов заняты, в (М—МNo)/М раз отли-
чается от интенсивности поступления вызовов в случае, когда не
занят ни один обслуживающий прибор, можно определить вероят-
ность блокировки вызова в системе с конечным числом источников;
работающей в режиме с явными потерями, следующим образом:
СУ Ола)”
PIL Rud... MA
(9.13)
»i
i
х
on)
i=0
ы
что равно Ру для M—1 источника.
о уравнениям (9.11) — (9.13) легко вести расчет, зная пара-
метры М и t,,. Однако Ми бу Из этих соотношений легко не опреде-
ляются. Найдем среднюю активность источника. Если среднюю
активность источника в предположёнии, что потеря нагрузки He
происходит, обозначить через 0, то величину A'f, можно определить
как
|
Nt== 0/ [1—e(1—=B)1,
(9.14)
где В — вероятность блокировки, определяемая уравнением (9.13).
Трудность использования параметра активности незаблокирован-
ного источника 0, который характеризует поступающую от источника
нагрузку, теперь -очевидна. Величина A’t, зависит от В, которая,
в свою очередь, зависит от 2”. "Таким образом, потребуется
некоторая: форма итерации, чтобы. определить В, когда источник
‘характеризуется о (легко измеряемым параметром), a He A’. Если
принять, что общая интенсивность поступающей нагрузки ‘равна
Мо, то интенсивность обслуженной нагрузки
Agen== Мо (1—В).
(9.15)
'Габлица для расчета пропускной способности систем с конечным
числом источников. дана в приложении D, где приведены значения
‚ интенсивности поступающей нагрузки А = Мо для различных сочета-
ний М, No и В. Некоторые результаты приведены в виде графиков
на рис. 9.10, где их можно сравнить с вероятностями блокировки
в системах с бесконечно большим числом источников. Как и пред-
полагалось, метод расчета для бесконечно болышого числа источ-
° ников (В-формула Эрланга) приемлем, когда число источников М
велико.
469
©
=
10
0,5
ее/1 __ ===
|==
-
—
/75/1
=
k
©
[
=
]
o
r
0,01 10/.
0,005
В
е
р
о
я
т
н
о
с
т
ь
п
о
т
е
р
ь
0,0015
0,0005
0,0001
/
|
1
|
Ш!
oro
40506070809
п
Y прибор, Эрл
Рис. 9.10. Вероятность блокировки в системе с явными потерями при конечном
числе источников (М/No — число источников/число обслуживающих приборов)
Пример 9.10. Группа абонентов посылает требования на установление соединения
с интенсивностью пять вызовов в час с одного телефонного аппарата (включая
входящие и исходящие вызовы). Принимая среднее время обслуживания вызова
равным 4 мин, определим, какова средняя интенсивность поступления вызовов OT
ного свобод
12-канальный концентратор (мультиплексор), если максимально допустимая вероят-
ность блокировки равна 1%?
Решение. Так как каждый абонент активен в течение 20 мин Wp часа,
то интенсивность поступления вызовов. от свободных источников No== 5:40 = 0,125
вызовов в минуту. Поступающая нагрузка от М источников в предположении, что
вся нагрузка обслуживается, равна 0,33М. Таким образом, следует найти из табл.Г.2
амое болышое М, такое, чтобы 0,33М было меныпе или равно максимальному
значению поступающей нагрузки при В == 1% и No = 12. Veer a, Wi
для М = 21, что 12 приборовмогут обслужить 7,11 Эрл при B= 1%. Поскольку
поступающая нагрузка равна 210,33= 6,93; то 21 источник — приемлемое решение.
сли подключается 22 источника, то поступающая нагрузка 7,26 Эрл болыше, чем
значение 7,04 Эрл, получаемое путем интерполяции по табл. Г.2 в качестве максималь-
ного значения поступающей нагрузки при В == 1%.
Имеет смысл сравнить результат, полученный в примере 9.10,
с результатом,` получаемым по формулам расчета для бесконечно
большого числа источников (В-формула Эрланга). Для вероятности
блокировки В = 1% по табл. Г.1 получаем, что максимальная
поступающая нагрузка при 12 обслуживающих приборах равна
5,88 Эрл. Таким образом, максимальное число источников можно
определить так: 5,88/0,33= 17,64. Следовательно, в этом случае
формула расчета для бесконечно большого числа источников дает
более «осторожный» результат, который оказывается на 15% меньше,
чем при расчете системы -с конечным числом источников.
9.2.5. Система с сохранением заблокированных вызовов и конечным
числом источников
Анализ системы с сохранением заблокированных вызовов при
конечном числе источников проводится таким же образом, что и
анализ систем с сохранением заблокированных вызовов при беско-
470
нечно большом числе источников. Во всех случаях устанавливается,
что число вызовов, пребывающих в системе, равно числу вызовов,
которые были бы обслужены строго неблокирующейся группой
обслуживающих приборов. Таким образом, уравнение (9.11) исполь-
зуется для определения вероятности того, что в системе пребывает
точно л вызовов, если в активном состоянии одновременно находятся
все М источников:
Ch Ол)” Clr WV)"
р=
=
(9.16).
Хсмwt)
”
Поскольку ни один вызов не теряется, то активность источника
(нагрузка, поступающая от одного источника) можно определить
следующим образом:
Q=Ntym/ И-НАКт).
(9.17)
На основе выражений (9.16) и (9.17) можно вывести более
полезную формулу для расчета вероятности того, что в системе
пребывает л вызовов:
P,= (Си) 1-ю“.
(9.18)
Если имеется N обслуживающих приборов, то потери по времени
просто равны вероятности того, что занято No или более обслужи-
вающих приборов:
м
Р
Py=23 ,P,.
(9.19)
n—=N
Вероятность блокировки при сохранении заблокированных вызо-
вов есть вероятность того, что вызов застает в системе другие No
или более вызовов:
все nN источников заняты
В,=
= (9.20)
Средняя интенсивность поступления вызовов
N.>
Вероятность (поступления вызова, когда
вх
)
M—1
=3 yo la—M Tn,
n=N
где о — нагрузка, поступающая OT одного источника; М — число
источников; N — число обслуживающих приборов.
Пример 9.11. Определим вероятность клиппирования в системы TASI, описан-
ной в примере 9.9. В этом случае, однако, необходимо использовать формулу
расчета для системы с сохранением заблокированных, вызовов при конечном числе
источников.
.
Решение. В этом примере рассматриваем только вероятность того, что в течение
некоторого периода времени активная речь клиппируется до тех пор, пока не
становится доступным канал. Таким образом, ууравнение (9.20) дает желаемый
ответ при использовании в качестве значения поступающей от одного источника
нагрузки о == 0,4. В первом expune при наличии 10 источников и пяти каналов
в, = > Cs 04)" (0,6)°7" = 0,27.
Bo втором случае при 100 источниках и 50 обслуживающих приборах
99
В,= 3 Cho (04)" (0,6)°°—”= 0,023.
п-=50
471
Результаты примера 9.11 показывают ee pas, что для того,
чтобы обеспечить низкие вероятности клиппирования, система TASI
требует образования крупных групп. При сравнении с результатами
примера 9.9 полученные результаты показывают, что расчет для
бесконечно болышого числа источников дает завышенные значения
вероятности клиппирования в обоих случаях (0,37 против 0,27
и 0,04 против 0,023). Заметим, что выраженная в процентах ошибка
при расчете для случая бесконечно болышого числа источников
почти одна и та же, как для системы с 10 источниками, так и для
системы со 100 источниками. Следовательно, обоснованность выбора
модели с бесконечно большим числом источников в большей степени
зависит от соотношения числа источников и обслуживающих прибо-
ров, чем от числа источников.
° В примере 9.11 определяется просто вероятность того, что сегмент
речевого сигнала сталкивается с перегрузкой и, следовательно,
клиппируется. При проведении полного анализа системы TASI
следует учитывать не только частоту появления клиппов, но и их
длительность. В сущности, желаемая информация представляется
объемом нагрузки, заключенным в клиппированных сегментах.
Вейнштейн в [6] рассматривает клиппированные сегменты как:
«частичные потери сигналов речи или просто как «долю вырезок».
Это не то же самое, что и потерянная нагрузка, так как при обычном
анализе систем с сохранением заблокированных вызовов считается,
что любой вызов, который встречает перегрузку, является как бы
полностью «потерянным», даже если, в конде концов, он получает
некоторое обслуживание.
оля вырезок определяется как отношение интенсивности непе-
реданной нагрузки к интенсивности поступающей нагрузки:
1м
B;=1 No (п) Р,,
(9.21)
Ап=No1
roe М — число источников; A == Мо — интенсивность поступающей
нагрузки; No — число обслуживающих приборов; P, — вероятность
пребывания в «системе» и вызовов.
Пример 9.12. Определим среднюю длительность клиппа в двух системах
TASI примера 9.11. Примем, что средняя длительность речевого сегмента равна
300 мс. (Средняя длительность сегмента зависит от порога объема, на который
также влияет параметр активности 0.)
Решение. В первом pagies
в; =>13 ‚ @® — 5) С%(0,0" (0,6)! = 0,059.
Таким образом, в среднем клиппируется 5,9% или 17,7 мс каждого речевого
сегмента длительностью 300 мс. Поскольку 27% сегментов подвергался. клиппиро-
рованию (см. пример 9.11), средняя длительность клиоо
клиппированном
сегменте равна 0,059/0,27= 22% или 66мс — явно ть оценив в ПВН
Во втором случае при 100 источниках и 50 каналах
100-
1
_
By=35 2 |@—50)Clu0H"0,6)"=0,001.
n= 51
472
Takum образом, в этом случае лишь 0,1% всей речи клиппируется; это означает,
что если возникает клиппирование, то теряется 300X0,001X%0,023= 13 мс речевого
сегмента.
Пример 9.12 показывает, что укрупнение групп не только значи-
тельно снижает вероятность клиппирования в системе TASI, но,
кроме того, сокращает длительность клиппов. На рис. 9.11 приведена
зависимость вероятности клиппирования, длительности клиппов
(частичных потерь сигналов речи) от величины группы и активности
источников. Как уже было показано, вероятность клиппирования
чрезвычайно чувствительна к активности источников (поступающей
нагрузке). Обсуждение влияния клиппирования на качество речи
см. в [7, 8].
1,0
0.5
nS
1x
1
pe
к01
4
Ра2
4
©
$
7AE
©
РА
8
8
и
ИАх
Е 0,005
йAE
Е YUUo
Г
5
РДу
2
а
AиVANB=
5
У
/ДЕ
©
и
у/8
Е
/
/дI=
©
И
/
//=
2
Pq
/ ARAN
a
/
/ИУ
|
/А11|x
Л
/
i/
@
/РОН5
0.01
7
|=
*.
/
у
/
/
//
/
!/
/
///
0,05
ныiF]
/
/
/
4
{
/
/
/
//i}
/
/
/
1
10/5 | /. 20/10 | 740/20 — /н00/50|
10/5 / 20/10 40/20
100/50
|e
!
Г
0,001
и
1
0.1
0,2
03
04
0,5
Активность источников, Эрл
Рис. 9.11. Вероятность и продолжительность клиппирования в системе TASI(M /N —
`
число источников/число каналов)
473
9.3. ВЕРОЯТНОСТЬ БЛОКИРОВКИ HA СЕТЯХ
В предыдущих разделах излагались основные методы теории
телетрафика, которые используются для расчета вероятностей блоки-
ровки ‘отдельных пучков соединительных линий. В’этом разделе
рассматриваются методы вычисления вероятности — блокировки
соединительного пути от одного оконечного устройства до другого
на сети при наличии более одного пути между оконечн ти пункта!
В связи с вычислением этой вероятности блокировки необходимо
рассмотреть взаимодействие нагрузки на различных направлениях
сети. Особое место среди этих вопросов занимает влияние избыточ-
ной нагрузки одного направления на потери в другом. В следующих
разделах обсуждается только упрощенный метод. С более точными
методами для более сложных сетей можно познакомиться в [9— 11].
9.3.1. Вероятности блокировки соединительного пути от одного
оконечного устройства до другого
Обычно соединительный путь на сети большой емкости включает
в себя последовательность линий связи, каждая из которых выби-
раётся из множества других. Таким образом, вероятность блокировки
от одного оконечного устройства до другого обычно представляет
собой композицию вероятностей при последовательных и параллель-
ных соединениях. Простейшая процедура идентична расчету вероят-
ности блокировки (потерь соответствия), описанному в гл. 5
применительно к коммутационным схемам. Например, на рис. 9.12
показано представительное множество альтернативных соединитель-
ных путей на сети и полная вероятность блокировки.
Выражение для вероятности блокировки, приведенное на рис.
9.12, получено при некоторых упрощающих предположениях. Во-пер-
вых, не учитывается вероятность блокировки (потерь соответствия)
в коммутационных схемах. В цифровых системах коммутации с вре-
менным разделением потери соответствия могут быть настолько
малыми, что их можно легко исключить из расчета. Однако в Других
коммутационных схемах потери соответствия могут и не быть столь
незначительными. В случае необходимости блокировка коммутацион-
ной схемы включается в расчет
р
1-9243
‘ путем рассмотрения схемы как
источника блокировки, вклю-
и(в)
ченного последовательно с взаи-
модействующими
пучками
Р
Ра
соединительных линий.
Если через одну и ту же
коммутационную схему прохо-
(^) ra (с
(0) дит несколько путей, как на узле
*
С на рис. 9.12, то соответствую-
щий . учёт корреляции потерь
Рис. 9.12. Вероятностный граф для расчета соответствия вносит ДоПОлНиИ-
потерь на сети
тельное усложнение. При пес-
В = р, (1—gq,q,)
474
1 — 42934,
1—9293
(0)
Ope
B=(1-4,9)(1~4,9,9)
© Вер, (179,95)p,
a)
6)
Py
Puc. 9.13. Учет вероятности блокировки в коммутационной системе при расчете общих
`
: потерь на сети:
a — блокировки в коммутационных системах узлов сети — независимые события;
6 — блокировки в коммутационных системах узлов сети — зависимые события
симистичной оценке считают, что потери соответствия полностью
коррелированы. В этом случае потери соответствия «включают»
последовательно с общей линией связи..С другой стороны, оптими-
стический подход предполагает, что потери соответствия независимы;
это означает, что они «включаются» последовательно с индивидуаль-
ными линиями связи. На рис. 9.13 дана иллюстрация этих обоих
подходов «включения» потерь соответствия в коммутационной схеме
в уравнение вероятности блокировки от одного оконечного устройства
до другого, приведенное на рис. 9.12. В этом случае линия связи от
С к Р является общей линией.
Второе упрощающее предположение, используемое при выводе
уравнения на рис. 9.12, включает допущение о независимости
вероятностей блокировки пучков соединительных. линий. Таким
образом, полная вероятность блокировки двух параллельных путей
равна произведению соответствующих вероятностей [см. уравнение
(5.4)]. Аналогично независимость вероятностей означает, что
вероятность` блокировки двух соединительных путей, включенных
последовательно, равна 1 минус произведение соответствующих
вероятностей свободности [см. уравнение (5.5)]. На практике
вероятности блокировки отдельных путей никогда не бывают пол-
ностью независимыми. Это особенно справедливо в тех случаях,
когда большая нагрузка на одном направлении создается за счет
избыточной нагрузки с другого направления. Всякий раз, когда одно
направление занято, вполне вероятно, что избыточная нагрузка,
превышающая среднее` значение, перебрасывается на другое направ-
ление. Таким образом, обходной путь оказывается занятым с боль-
‚ шей вероятностью тогда, когда занят путь первого выбора.
На сетях общего пользования большой емкости соединительные
линии, ведущие к транзитным узлам или междугородным станциям,
обычно обслуживают трафик многих направлений. Таким образом,
огромное количество избыточной нагрузки, поступающей на опреде-
475
-
ленный пучок соединительных линий, зависит HE от одного пути
первого выбора: В этом случае предположение о независимости
вероятностей блокировки на обходных путях является справедливым.
В некоторых случаях на сети общего пользования, а нередко и на
частных сетях, избыточная нагрузка с одного направления является
доминирующей в нагрузке на транзитных направлениях. В этих
случаях пренебрежение корреляцией вероятностей блокировки может
привести к слишком оптимистическим результатам.
Пример 9.13. Два пучка соединительных линий должны ‹использоваться в
качестве путей прямого выбора между двумя коммутационными станциями. Емкость
первого пучка— 12 каналов, второго пучка— 6 каналов. Пусть Ha 12-канальный
пучок поступает нагрузка 10,8 Эрл; когда первый пучок занят, избыточная нагрузка
поступает на б-канальный пучок. Какова вероятность блокировки в первом пучке
и`какова избыточная нагрузка, поступающая на второй пучок? Определим вероятность
нагруэки. Какова вероятност» того, что оба пучка соединительных линий заняты?
Сравнить этот результат с ‘вероятностью блокировки одного 18-канального пучка.
Решение. Используя метод расчета системы с явными потерями, находим, что
потери за счёт блокировки первого пучка равны 15% (A= 10,8, N = 12). Поэтому
интенсивность избыточной нагрузки равна 10,8X0,15= 1,62 Эрл. Вероятность
блокировки (в предположении о случайном потоке вызовов???) второго пучка равна
0,5% (A= 1,62, N == 6). Вероятность того, что оба пучка соединительных линий
одновременно заняты, можно определить (предполагая независимость их блокиров-
ки???) следующим образом: В == 0,15X0,005= 0,00075. Для сравнения фактическая
вероятность блокировки 18-канального пучка при интенсивности поступающей нагрузки
10,8 Эрл B= 0,013
Знаки вопроса, поставленные в решении, указывают два источника
ошибок при определении первого значения вероятности блокировки.
Первая ошибка — это предположение о независимости блокировки
двух пучков соединительных линий. Вторая ошибка получается
в результате использования метода, основанного на предположении
о чисто случайном характере поступления вызовов, создающих
избыточную нагрузку (распределение Пуассона). Анализ этих оши-
бок проводится в следующем разделе.
Очевидно, что разделение 18-канального пучка в примере-9.13
на два пучка является искусственным решением. Этот пример поле-
зен в том отношении, что он показывает экстремальный случай
корреляции вероятностей блокировки двух пучков соединительных
линий. При наличии корреляции полная вероятность блокировки
прямого и обходного путей должна быть гопределена следующим
образом:
В = (B,) (В,\1),
(9.22)
где В, — вероятность блокировки пучка 1; (B,|1) — ‘вероятность
блокировки пучка 2 при условии, что пучок 1 занят.
При искусственном разделении пучка соединительных линий
на два пучка условная вероятность блокировки
B,|1 = B(N|N,) = вероятность (того, что М обслуживающих прибо-
ров заняты, если известно, что заняты М, приборов) =
Р
(А“ /М)
CEAi
‚
(9.23)
N
No
ФР, ХAm
n=N,
n=N,
476
где P, — вероятность того, что занято точно л из общего числа No
обслуживающих приборов [см. уравнение 9.3].
Решая уравнение (9.23) при А == 10,8, М, = 12 и No = 18, обна-
руживаем, что соответствующая условная вероятность B,!l1 для
примера 9.13 равна 0,033. Таким образом, полная вероятность
в соответствии с уравнёнием (9.22) равна В — 0,15 0,033 = 0,005.
Получившаяся неточность (0,005 против 0,013) является следствием
того, что характеристики избыточной нагрузки не являются случай-
ными.
Уравнение (9.23) справедливо только для умозрительного случая,
когда на обходном пути обслуживается избыточная нагрузка только
одного прямого пути первого выбора. Однако его можно использо-
вать как решение для наихудшего случая и в ситуациях, когда избы-
точная нагрузка одного направления стремится доминировать
в нагрузке обходного направления.
Корреляция вероятностей блокировки отдельных направлений
возникает вследствие тОго, что перегрузка на одном направлении
создает избыточные нагрузки, вследствие которых возникает пере-
грузка на других направлениях. Внешние события, стимулирующие
перегрузки по всей сети, также вызывают корреляцию вероятностей
блокировки. Таким образом, третье предположение, принятое при
составлении уравнения вероятности блокировки от одного оконеч-
ного устройства до другого Ha pwc. 9.12, состоит в том, что нагрузка
по всей сети является независимой. Если колебания нагрузки на
отдельных линиях связи имеют тенденцию к корреляции (пб-види-
мому, вследствие внешних событий, таких как передача ‘рекламы
по телевидению и др.), то значительно ухудшаются все показатели
работы.
9.3.2 Избыточная нагрузка
Второй источник ошибки в примере 9.13 связан с тем, что при
определении вероятности блокировки второго пучка соединитель-
ных линий в В-формулу подставляли среднее значение избыточной.
нагрузки первого пучка. При расчете по В-формуле Эрланга предпо-
лагается, что моменты поступления вызовов являются чисто случай-
ными, т. ©. описываются распределением Пуассона. Однако предпо-
‚ложение о пуассоновском распределении вероятностей поступления
вызовов является ошибочным в отношении нагрузки, поступающей
‘на второй пучок соединительных линий. Даже если моменты по-
ступления вызовов на первый пучок являются случайными, то про-
‹цесс перегрузки идет таким образом, что выбираются группы
‚этих вызовов и направляются на второй пучок. Таким образом,
‹ моменты поступления вызовов на второй пучок не случайны, a сле-
‚дуют друг за другом пачками. Это явление перегрузки иллюстрирует
“рис. 9.14, на котором показаны типичная картина случайного
‘поступления вызовов на один пучок соединительных линий и картина
‘избыточных вызовов поступающих на другой пучок. Если значи-
тельная нагрузка, поступающая на. пучок ' соединительных линий,
Р
477
Моменты поступления вызовов на пучок первого выбора
Моменты освобождения линий пучка первого выбора
Емкость пучка
линий первого выбора
Моменты поступления избыточных вызовов на пучок
соединительных линий последнего выборе
[1
[I ВОО
Рис. 9.14. Характер избыточной нагрузки
создается в результате избыточных нагрузок других, пучков соеди-
внительных линий, то оценки вероятности блокировки получаются
чересчур OUTHMHUCTHUECKUMH, если предполагают, что все нагрузки
являются Чисто случайными.
Наиболее распространенный метод учёта избыточной нагрузки
состоит B TOM, чтобы установить соответствие: между избыточной
нагрузкой и эквивалентной ей в смысле вероятности блокировки
случайной (пуассоновской) нагрузкой. Например, если интенсивность
избыточной нагрузки 1,62 Эрл в примере 9.12 приравнивается
к интенсивности случайной (пуассоновской) нагрузки 2,04 Эрл для
второго пучка соединительных линий, то получаем вероятность
блокировки 1,3%. (Это фактическая вероятность блокировки второго
пучка, поскольку оба пучка заняты только тогда, когда занят
второй пучок.)
‚
Этот метод учета избыточной нагрузки называют методом экви-
валентных замен [12]. Имеются таблицы пропускной способности
[13], которые учитывают влияние избыточной нагрузки непосред-
ственно при определении максимальных значений интенсивности
поступающей нагрузки. Таблицы Нила — Вилкинсона, которыми
пользуются инженеры, специализирующиеся по анализу трафика
фирмы Bell System, включают один из наборов таких таблиц. Однако
таблицы Нила — Вилкинсона построены также с учетом суточных
колебаний интенсивности нагрузки (40 Эрл в один день и 30 Эрл
в другой — ЭТО не то же самое, что по 35 Эрл каждый день). Эти
таблицы используются также для определения емкости пучков
соединительных линий, которые не создают и не обслуживают
избыточную нагрузку. То, что потерянная нагрузка не получает
обслуживания, на обходных направлениях, означает, ‘что по всей
вероятности будут повторные вызовы. Однако влияние повторных
вызовов эффективно учитывается величиной В путем эквивалентной
замены случайным потоком.
478 °
9.4. СИСТЕМЫ С ОЖИДАНИЕМ
Вторая категория методов теории телетрафика относится к
системам, которые задерживают HE получившие обслуживания
вызовы до тех пор, пока не освободятся необходимые устройства.
Эти системы называют по-разному: системами с задержками, систе-
мами с ожидающими вызовами и системами с очередями. Вызовы,
поступающие в систему в тот момент, когда все обслуживающие
приборы заняты, помещаются в очередь и сохраняются до начала
обслуживания. Очередь может состоять из ЗУ (таких, как блоки
памяти на узле коммутации сообщений): или же лишь из списка
источников, ожидающих обслуживания. В последнем случае хране-
ние сообщений является обязанностью самих источников.
Используя более общее название теории очередей, можно приме-
нить излагаемые далее методы к широкому кругу приложений за
пределами связи. Некоторыми из наиболее распространенных
приложений являются обработка данных, расчеты с покупателями
в магазинах самообслуживания, посадка самолетов, управление
оборотными фондами, различные формы бюро обслуживания. Эти
и многие другие приложения изучаются в сравнительно новой
области исследования операций. Однако основы теории очередей
базируются на фундаментальных методах, разработанных первона-
чально исследователями трафика в элёктросвязи. Действительно,
Эрлангу приписывается первое решение проблемы расчета систем
с ожиданием наиболее общего типа. Примерами применения методов
‘расчета систем с ожиданием в электросвязи является коммутация
сообщений, коммутация пакетов, статистическое уплотнение с вре-
менным разделением, многопунктовая передача данных, автомати-
ческое распределение вызовов, доступ к приемникам набора номера,
использование оборудования сигнализации и обработка требований
на установление соединений. Кроме того, некоторые из более новых
систем УТС с управлением по записанной программе обладают
свойствами, которые допускают доступ в порядке очереди к совмест-
но используемым линиям прямой связи между АТС или к линиям
междугородной связи WATS. Таким образом, некоторые системы,
первоначально работающие как системы с потерями, функционируют
теперь как системы с ожиданием.
В общем случае работа с ожиданием допускает более высокое
использование обслуживающих приборов (устройств передачи), чем
система с потерями. В основном повышение использования дости-
гается за счёт того, что выбросы в процессе поступления вызовов
«сглаживаются» очередью. Даже хотя характер поступления вызовов
в систему случайный, обслуживающие приборы воспринимают
в определенной степени его как регулярный. Влияние процесса
ожидания в очереди на избыточную нагрузку иллюстрирует рис. 9.15.
На этом рисунке изображены те же картины нагрузки, которые
были представлены на рис. 9.1, 9.3, 9.9. Однако в данном случае
избыточная нагрузка задерживается до тех пор, пока отбои не
обеспечат свободных каналов.
479
El
$20
в
Характерпоступающей нагрузки
Е1s
Характер нагрузки, создаваемой вызовами,
«5
[4
fd
Г
|10
nr]
2
la
2
[4
>5
ё
x
Вызовы, ожидающие обслуживания
т20
£5в
29
/
ве 15Ё Te
wr ar
ox
LH
£8|=
Eg
88 10
+
=
Г.)
Е¥ 51
-
< Шаг
——~
=
—Е
=
2
к
4
5
6
7
8
и
Время, мин
Рис. 9.15. Временная диаграмма активности абонентов в. системе с ожиданием (13
обслуживающих. приборов) я,
В большей части последующего анализа предполагается, что
вся поступающая в систему нагрузка в конце концов обслуживается.
Одно предположение, которое подразумевается в этом допущении,
состоит в том, что интенсивность поступающей нагрузки А меньше.
числа обслуживающих приборов N. Даже при условии, что А меньше
М, возможны два случая, когда обслуженная нагрузка могла бы
быть. меныше поступающей. Первый, когда некоторые источники
‘могли бы «устать» от ожидания в длинной очереди и снять свое
требование; второй, когда объем памяти для хранения требований
мог быть конечным. Следовательно, требования могут иногда
оказаться не обслуженными системой.
Второе предположение, принятое в последующем анализе, состоит
‚в том, что существует бесконечно болышое число источников. В систе-
ме с ожиданием число источников в физическом смысле может
быть конечным, но в функциональном смысле оно считается беско-
нечным, поскольку каждый источник может иметь произвольное
число необслуженных требований (например, узел коммутации
пакетов). Есть примеры, в которых необходим метод расчета для
конечного числа источников, однако не в приложениях, рассматри-
ваемых здесь.
Обслуживание всей поступающей нагрузки приобретает еще
одну особенность, когда существует бесконечно большое число
источников,— это потребность в очереди с неограниченным числом
мест ожидания. Если даже интенсивность поступающей нагрузки
меныше, чем число обслуживающих приборов, то не существует
статистического предела числа вызовов, поступающих в систему
за короткий интервал времени. Таким образом, в системе, совершен-
480
HO не имеющей потерь, очередь должна быть сколь угодно длинной.
На практике можно реализовать лишь конечные очереди так, что
либо всегда существует статистическая вероятность блокировки,
либо все источники могут быть заняты и не будут создавать допол-
нительной нагрузки.
При анализе систем с ожиданием удобно разделять общее время
пребывания требования в системе на время ожидания и длитель-
ность занятия. При расчете систем с ожиданием длительность
занятия обычно называют длительностью обслуживания. В противо-
вес системам с потерями работа систем с ожиданием зависит от
распределения длительности обслуживания, а не от среднего значе-
ния 1,. Здесь рассматриваются два вида распределения длительности
обслуживания: постоянная длительность обслуживания и экспонен-
циальная. Эти распределения представляют собой соответственно
в наибольшей степени детерминированные и в наибольшей степени
случайные длительности обслуживания. Таким образом, система,
которая функционирует в соответствии с каким-либо другим распре-
делением длительностей обслуживания, по показателям работы
занимает некоторое промежуточное положение между системами,
функционирующими в соответствии с этими двумя распределениями.
Основная цель последующего анализа состоит в том, чтобы
определить распределение вероятностей времени ожидания. На осно-
ве распределения легко можно найти среднее время ожидания.
Иногда оно и представляет интерес; однако большей частью интерес
представляет вероятность того, что время ожидания превысит неко-
торое заданное значение. В любом случае время ожидания зависит
от следующих факторов:
1) интенсивности и вероятностного характера поступающей
нагрузки;
распределения длительности обслуживания;
3) числа обслуживающих приборов;
4) числа источников;
5) дисциплины обслуживания очереди.
1
5
5
)
~
~
Дисциплина обслуживания очереди может определяться рядом
обстоятельств. Первое из них касается способа, каким ожидающие
вызовы выбираются из очереди. В общем случае ожидающие вызовы
выбираются из очереди по принципу «первым пришел, первым
обслужен».
Однако иногда сама система обслуживания не поддерживает
очередь, а лишь циклически опрашивает свои источники с тем, чтобы
определить, какой источник ожидает обслуживания. Таким образом,
очередь может обслуживаться в порядке последовательности
появления ожидающих вызовов. В некоторых приложениях ожи-
дающие требования могут даже выбираться случайно. Кроме того,
дополнительные изменения в обслуживании возникают в тех слу-
чаях, когда любая из этих схем дополняется дисциплиной приори-
тетов, которая допускает перестановку некоторых вызовов в очереди
размещением их впереди других.
16 Зак. 1435
481
Второй аспект, в котором следует рассматривать дисциплину
обслуживания — это длина очереди. Если максимальная длина
очереди меныше эффективного числа источников, то может возник-
нуть блокировка (потери вызовов). Поэтому следует рассматривать
две характеристики качества обслуживания: вероятность ожидания
и вероятность блокировки. Обычным примером системы как с ожида-
нием, так и с потерями является автоматический распределитель
вызовов (АРВ) с бблышим числом каналов доступа, чем число
дежурных (операторов или служащих по приему предварительных
заказов). Обычно входящие вызовы ставятся в очередь на обслужи-
вание. Однако при больших нагрузках возникает блокировка даже
прежде, чем вызов достигает АРВ. Методы расчета системы с ожи-
данием, конечными. очередями и конечным числом обслуживающих
приборов содержатся в [14].
Чтобы упростить описание конкретных систем, специалисты
в области теории очередей приняли сокращенные обозначения для
классификации систем с ожиданием различных типов. Для обозна-
чений, которые были введены Кендаллом Д. Г., используются буквен-
ные сокращения для идентификации -альтернатив в каждой из пере-
численных категорий. Несмотря на то, что изложение в данной
книге не привязано к этим обозначениям, они вводятся и иногда
используются, чтобы читатель мог связать последующие рассмотре-
ния с классическими моделями теории очередей. Объяснение каждой
буквы дано на рис. 9.16.
Формат спецификации на рис. 9.16 действительно является
расширенным вариантом формата, обычно используемого большин-
ством специалистов в области теории очередей. Поэтому этот
формат иногда сокращают, исключая последние одну или две записи.
При исключении этих записей предполагают «бесконечный случай».
Например, система с одним обслуживающим прибором, случайным
G: Распределение общего BUA й,
Характеристика
{(произвопьное, без ограничений)
потока
ВХОДЯЩесО
М: Пуассоновское распределение
С: Распределение общего вида
Распределение
(произвольное, без ограничений)
времени обслуживания | М: Отрицательное экспоненциальное
ра
вре
У
Число обслужива-
ющих приборов
М: Ограниченное число
М: Ограниченное число
Число источников | со; Неограниченное чиспо
L: Ограниченная длина
Длина очереди ео; Неограниченная длина
1/2/3/4/5 Рис. 9.16. Обозначения, принятые в системах с ожиданием
482
потоком и отрицательным экспоненциальным распределением дли-
тельности обслуживания обычно определяется так: М/М/1. И число
источников, и допустимая длина очереди предполагаются бесконечно
большими.
9.4.1. Экспоненциальное распределение длительностей обслуживания
Простейшей для анализа системой с ожиданием является систе-
ма со случайным потоком вызовов и отрицательным экспонен-
циальным распределением длительностей обслуживания: М/М/М.
Вспомним, что случайное распределение вызовов характеризуется
отрицательным — экспоненциальным — распределением промежутков
между двумя последовательными вызовами. Таким образом, в сокра-
щенном обозначении специалистов по теории очередей буква М
всегда относится к отрицательному экспоненциальному распределе-
нию (М используется потому, что чисто случайное распределение
является распределением без памяти).
Для системы M/M/1 и всех других систем, которые здесь рас-
сматриваются, предполагается, что вызовы обслуживаются в порядке
их поступления. В проводимом ниже анализе, кроме того, прини-
мается, что вероятность поступления вызовов не зависит от числа
требований, которые уже находятся в очереди (случай бесконечного
числа источников). При этих предположениях формула вероятности
того, что вызов сталкивается с перегрузкой системы и, следовательно,
будет ожидать начала обслуживания, была выведена Эрлангом:
Вероятность (ожидания) = p(>0) = МВ/ [М—А (1—В)],
где No — число обслуживающих приборов; А — интенсивность посту-
пающей нагрузки, Эрл; В — вероятность блокировки в системе,
работающей в режиме с явными потерями (уравнение 9.8).
Вероятность ожидания р (>0) называют по-разному: либо второй
формулой Эрланга, либо E,(А) -формулой ожидания Эрланга, либо
С-формулой Эрланга. Для однолинейных систем, т. €. при N = 1,
вероятность ожидания уменьшается с уменьшением 0, где о —
просто использование выхода или нагрузка, обслуженная прибором.
Таким образом, вероятность ожидания в однолинейной системе, кро-
ме того, равна поступающей нагрузке Af, (в предположении, что
At, <1).
Распределение времени ожидания при случайном потоке вызо-
вов, экспоненциальном распределении длительностей обслуживания
‚ и. дисциплине обслуживания в порядке поступления имеет вид
p(t) = p(>0)eVA in,
(9.25)
где p(>0) — вероятность ожидания, определенная в уравнении
(9.24); t,, — средняя длительность обслуживания при отрицательном
экспоненциальном распределении длительностей обслуживания.
Уравнение (9.25) определяет вероятность того, что вызов, посту-
“аччций в случайно выбранный момент времени, ожидает не более
1
483
t/t, длительностей обслуживания. Ha рис. 9.17 представлено
соотношение (9.25) в виде пропускной способности различного
числа обслуживающих устройств как функции допустимого време:
ни ожидания. Для заданной нормы времени ожидания f/f, Ha
рис. 9.17,а интенсивность нагрузки максимальна, если норма ожи-
дания будет превышена только для 10% поступающих вызовов.
Аналогично на рис. 9.17,6 интенсивность нагрузки максимальна,
если норма ожидания оказывается превышенной только для 1%
поступающих вызовов. Заметим, что при p(>f) = 0,01 системы
обслуживания не достигают своей максимальной пропускной спо-
собности, если только допустимое время ожидания не оказывается
в несколько раз больше, чем 7.
8= [N=10
9
67
Г -®-
| тен.
—
ви
7A TE
=Vv|
6|!
Е
5
Ер
ии
4
$З
|]
|
>
3
82 il
BES RE, cm
=
2
!
1
——
Я
9,5 1,0 1,5 2,0 2,5 (the,)
Рис. 9.17. Пропускная способность системы с ожиданием с несколькими Sma.
щими приборами в случае экспоненциального распределения длительности обслуж
вания:
р
H
а — вероятность ожидания свыше времени f, p(>f) = iii 6 — вероятность
ожидания свыше времени f, p(>t) == 1%
484
Интегрируя уравнение (9.25) по времени, можно определить
среднее время ожидания для всех поступающих вызовов:
t=p(0)t,/(N—A).
(9.26)
Заметим, что 7 — это среднее время ожидания для всех поступающих
вызовов. Среднее время ожидания только тех вызовов, которые
действительно ожидают начала обслуживания, обычно обозначается
как
„= t,/(N—A).
(9.27)
Пример 9.14. Сеть коммутации сообщений должна быть спроектирована таким
образом, чтобы обеспечить 95%-ное использование своих линий передачи. Предпо-
лагая, что длины сообщений подчиняются экспоненциальному распределению, а
интенсивность их поступления составляет 10 сообщений в минуту, определим
среднее время ожидания и вероятность ожидания свыше 5 мин.
Решение. Предположим, что в сети коммутации сообщений между каждой
парой узлов имеется отдельный канал связи. Таким образом, имеется один
обслуживающий прибор и отдельная очередь к каждой линии передачи. Так как
по условию вероятность р должна быть равна 0,96, а A составляет 10 вызовов
в минуту, то среднюю длительность обслуживания можно определить
к
= 0,95/10= 0,095 мин. Среднее время ожидания (не включая время обслуживания)
легко определить по формуле
t = p(>0)t,,/ (М—А) = 0,95 0,095/ (1—0,95) = 1,805 мин.
Используя уравнение (9.25), можно определить вероятность ожидания
свыше 5 мин
— (1—0,
9
рС>5) = 0,95 e099 3/005 _ 0066.
Takum образом, 6,8% сообщений задерживаются в очереди более, чем на 5 мин.
Пример 9.15. Определим число приемников набора номера, которые необходимо
иметь, чтобы обслужить нагрузку 1000 телефонных аппаратов, средняя интенсив-
.ПЦ
боM
со средней длительностью обслуживания 6 с. Норма качества обслуживания такова,
что для 99% попыток вызовов сигнал ответа станции должен быть передан в течение
1 с с момента поступления сигнала занятия. Сравним ответ, получаемый при расчете
системы с ожиданием, с ответом, получаемым при расчете системы с потерями, если
В = 1%. Если вероятность блокировки меньше, чем 1%, то меныше, чем 1% вызовов
ожидают обслуживания.
Решение. Интенсивность поступления вызовов A и интенсивность поступающей
нагрузки А легко определяются соответственно как 0,555 вызовов в секунду и
3,33 Эрл. Поскольку число обслуживающих приборов No непосредственно из уравне-
ний определить нельзя, то для получения числа обслуживающих приборов, равного 8,
при t/t, = 1/6 используется рис. 9.17,6. Рассмотрение табл. 8.1 показывает, что
99% попыток вызовов могут быть обслужены немедленно, если имеется девять
приемников набора номера. Таким образом, в этом случае способность обслуживать
с ожиданием позволяет сэкономить только один обслуживающий прибор.
Пример 9.15 показывает, что расчет вероятности блокировки
в системе с потерями приводит примерно к таким же результатам,
что и расчет системы с ожиданием, когда максимально допустимое
ожидание составляет малый процент средней длительности обслужи-
вания. Оба результата почти идентичны, поскольку если приемник
набора номера оказывается доступным не сразу, то существует
485
лишь малая вероятность того, что OH станет доступным в течение
короткого периода времени.
(Если средняя длительность обслуживания равна 6 с, то среднее
время, в течение которого освободится один из восьми приемников
набора номера, равно 6/8 = 0,75. Следовательно, работа в режиме
ожидания в этом случае позволяет сэкономить один приемник
набора номера.)
Поскольку приемник набора должен быть доступен в течение
относительно короткого периода времени после того, как поступит
требование, то число приемников набора номера в группе часто
определяется методом расчета систем с потерями. То, что доступ
к приемникам набора номера фактически организуется так же,
как в системе с ожиданием, означает, что качество обслуживания
всегда выше расчетного.
9.4.2. Постоянная длительность обслуживания
В этом разделе рассматриваются системы с ожиданием со слу-
чайным потоком вызовов, постоянной длительностью обслуживания
и одним обслуживающим прибором (M/D/1). Вновь предполагается
дисциплина обслуживания вызовов в порядке поступления и беско-
нечно большое число источников. Случай нескольких обслужи-
вающих приборов рассмотрен в [3], но он слишком сложен, чтобы
приводить его здесь. Графики расчета систем с несколькими обслу-
живающими приборами при постоянной длительности обслуживания
приведены в [15].
Среднее время ожидания при одном обслуживающем приборе
и постоянной длительности обслуживания
#= 01,/2( — ©),
(9.28)
где о = А — использование обслуживающего прибора. Заметим, что
уравнение (9.28) дает среднее время ожидания, которое в точности
равно половине среднего времени ожидания для системы с одним
обслуживающим прибором и экспоненциально распределенной дли-
тельностью обслуживания. Экспоненциальное распределение длитель-
ностей обслуживания приводит к болышему среднему времени
ожидания, так как в возникновении ожидания участвуют два слу-
чайных процесса. В обоих типах систем ожидание возникает тогда,
когда большая пачка поступающих вызовов превышает пропускную
способность обслуживающих приборов. Однако при экспоненциаль-
ном распределении длительностей обслуживания продолжительные
ожидания возникают также вследствие чрезмерно больших значений
длительности обслуживания только нескольких поступивших вызо-
вов. (Вспомним, что эта особенность обычных систем коммутации
сообщений явилась одной из причин разделения сообщений на
пакеты в сетях коммутации пакетов.)
Если характер активности источников системы с постоянной
длительностью обслуживания (M/D/1) сравнить с характером
активности источников системы с экспоненциально распределенной
486
длительностью обслуживания (M/M/1), To оказывается, что система
(M/D/1) активна в течение более коротких, но более частых
периодов времени. To есть система (М/М/1) имеет большую
дисперсию длительности периодов её занятости. Средняя активность
обеих систем равна, конечно, использованию обслуживающего
прибора о. Следовательно, вероятность ожидания в системе с одним
обслуживающим прибором с постоянной длительностью обслужива-
ния совпадает с вероятностью ожидания в системе с экспоненциаль-
но распределенной длительностью обслуживания р(->0) = М.
Вероятность потерь при болыших значениях No оказывается
относительно близкой к вероятности при экспоненциально распре-
деленной длительности обслуживания. Таким образом, уравнение
(9.25) можно использовать как близкую аппроксимацию при p(=0)
для систем с несколькими обслуживающими приборами и произволь-
ными распределениями длительностей обслуживания. Для системы
с одним обслуживающим прибором при постоянной длительности
занятия вероятность ожидания свыше произвольной величины г:
к о i—t/t,)e ° —t/t,)
PCD = p> G+) = 1-а-е)2,
,
il
где К — наиболышая целая часть отношения 1/1; г — остаток
t/t,; 0 — использование обслуживающего прибора.
Сравнение распределений времени ожидания для систем с одним
обслуживающим прибором с экспоненциально — распределенной
и постоянной длительностями обслуживания приводится на рис. 9.18.
Поскольку все другие распределения длительностей обслуживания
дают вероятности ожидания, лежащие между этими предельными
значениями, то по рис. 9.18 можно прямо определить всю область
возможных значений времени ожидания.
Пример 9.16. Узел коммутации пакетов работает с пакетами фиксированной
длины, равной 300 битам, поступающими но линиям с пропускной способностью
6
равна 300/9600 = 0,031 с. Из уравнения (9.28) среднее время задержки
t == 0,9+ 0,031/2 (1 — 0,9) = 0,140 с.
Среднее время суммарной задержки пакетов на узле, включая Sipafengs полу-
чают сложением среднего времени ожидания с длительностью обслуживания
Среднее время задержки = 0,140--0,031 = 0,171 с.
Поскольку длительность обслуживания равна 0,031 с, задержка на 0,35 с возни-
кает тогда, когда время ожидания равно 0,35—0,031 == 0,319 с. Это соответствует
0,319/0,031 = 10 длительностям обслуживания. Из рис. 9.18 определяем, что
вероятность задержки для случая, когда #/1,, == 10, приблизительно равна 0,12. Таким
487
образом, 12% пакетов будут задержаны больше, чем на 0,35 с. Увеличение интенсив-
ности нагрузки на 10% означает, что новая интенсивность поступающей нагрузки
будет равна 0,99 Эрл. Из уравнения (9.30) определяем среднее время ожидания
г == 0,9х0,031/2(1—0,99) = 1,40 с.
Таким образом, если поступающая нагрузка увеличивается лишь на 10%, то
работы при коммутации пакетов, особенно когда существуют нормы доставки
в реальном масштабе времени.
1
-
Sh
RK\NaГ
кспоненциальное
=
\ь\<
=
—_
A
N~
=
5WANalRSL
“
WN
i
a
8
\
\
N
~~ 09
5
\
че
©
\
0,8 ~
Е01\NNAN : >
z
\
\\ANN~N
5\WN
ON IN
ES
\
К\\
IN
Е0,05\\ \ы:\ AN
в
5
Е
®
\
\ ANl3
NY
0.7
a
\!\ \\\
Ry
NN
°\\No
Nee
а
i
NN
=
|
\
NX
Е
\
\
м
8
\
0,63
E
a<
A
: 0,01
xйй
@
\
\
0,005
\
NZ5
\.
\\
\
>
\
м
\
\
\
|
\
\
(J
\
\
N
i 020304\ За0.3 0.4
0.001
ТА
\
\
No
'
1234Е€7E910
Время ожидания 33
Рис. 9.18. Вероятность ожидания в системах с одним обслуживающим прибором
(экспоненциально распределенная и постоянная длительности обслуживания)
488
9.4.3. Ограниченные очереди
Все рассмотренные до сих пор методы расчета систем с ожида-
нием опирались на предположение о том, что любое сколь угодно
болышое число ожидающих требований можно поставить в очередь.
Во многих приложениях это предположение оказывается несправед-
ливым. Примером систем, которые имеют существенно ограниченные
по длине очереди, являются узлы коммутации с промежуточным
накоплением, АРВ и различные типы устройств ввода — вывода
. Эти системы обрабатывают поступающие вызовы тремя
различными способами в зависимости от числа требований, пребы-
вающих в системе в момент поступления вызова:
1) немедленное обслуживание, если из No обслуживающих при-
боров свободен хотя бы один;
2) обслуживание с задержкой, если все обслуживающие приборы
заняты и меньше, чем Г, требований ожидают обслуживания;
3) блокировка или отказ в обслуживании, если очередь длины L
заполнена.
В системах с ограниченной очередью заблокированные вызовы —
это такие вызовы, которые в противном случае в истинно «чистой»
системе с ожиданием столкнулись бы с длительной задержкой.
Таким образом, вероятность блокировки комбинированной системы
с ожиданием и отказами может быть определена на основе вероят-
ности того, что вызовы, поступающие в «чистую» систему с ожида-
нием, ждут обслуживания в течение времени свыше некоторой
определенной величины. Однако при таком подходе есть две основ-
ные неточности. Первая — влияние исчезнувших заблокированных,
или потерянных вызовов сводится к уменьшению перегрузки в те-
чение какого-то периода времени и тем самым к уменьшению вероят-
ностей ожидания для последующих вызовов. Вторая — времена
ожидания не обязательно указывают на то, сколько вызовов пребы-
вает в системе. Обычно длина очереди и вероятность блокировки
определяются через число ожидающих требований, а не через объем
работы или общую длительность обслуживания, соответствующих
этим требованиям. При постоянной длительности обслуживания не
возникает неопределенность в соотношении между длиной очереди
и подразумеваемой ею задержкой. Однако при экспоненциально
распределенной длительности обслуживания данная длина очереди
допускает широкий спектр значений времени ожидания.
Узел коммутации сообщений является примером системы, в ко-
торой длину очереди наиболее уместно определять соответствующей
длительностью обслуживания, а не числом ожидающих обслужи-
вания требований. То есть максимальная длина очереди может быть
определена объемом памяти для промежуточного накопления,
доступного для сообщений переменной длины, а не некоторым
фиксированным числом сообщений.
Всякий раз, когда узел коммутации сообщений или коммутации
пакетов отказывает в обслуживании поступающему требованию,
источник сообщений должен быть каким-то образом поставлен
489
в известность об отказе. Во-первых, принимающий узел может
оставаться пассивным и игнорировать поступающее требование.
Тогда источник по таймауту в получении квитанции устанавливает,
что передача была неудачной. Этот подход привлекателен в TOM
отношении, что тайматуты так или иначе необходимы и перегружен-
ному узлу или сети не нужно активно реагировать на поступление
требования. Основной недостаток пассивного подхода состоит в том,
что узел источника не узнает, почему передача была неудачной,
и может продолжать передавать недоставляемые сообщения, тем
самым продолжая создавать перегрузку на сети.
Второй очевидный подход состоит в том, чтобы система реаги-
ровала на все заблокированные требования передачей коротких
управляющих сообщений, которые указывают, почему и где произо-
шел отказ в обслуживании и какова должна быть соответствующая
реакция.
В системе со случайным потоком вызовов, экспоненциально
распределенной длительностью обслуживания, No обслуживающими
приборами, бесконечно большим числом источников и максимальной
длиной очереди L(M/M/N /oo/L) вероятность пребывания в системе
j вызовов
Po(A4 /й + (0) М);
Ро(А)
A /NINTY (NKN+L);
где A=—=Af,, — интенсивность поступающей нагрузки, Эрл; No — число
обслуживающих приборов; L — максимальное число мест ожидания
в очереди.
Потери по времени, или вероятность ожидания, могут быть
определены из уравнения (9.30):
P(A)={
(9.30)
мн.
1-е!
P(>0)= 2X Pi(4) = Py(А) ——
(9.31)
i=N
—
где P= A/N — нагрузка, поступающая на один обслуживающий
прибор.
Потери по вызовам, или вероятность блокировки, определяются
как
В=Руд,(А)=P(A) A /М".
(9.32)
Следует обратить внимание на то, что если нет никакой очереди
(4= 0), то эти уравнения сводятся к уравнениям потерь Эрланга
(9.8). Если длина очереди L не ограничена, то уравнение (9.31)
сводится к формуле ожидания Эрланга (9.24). Таким образом,
эти уравнения представляют собой общие соотношения, из которых
как частные случаи вытекают формулы для чистых потерь и чистого
ожидания.
490
Распределение времени ожидания [3] имеет вид
Lol, =
P(>t) =Py(A) 2 — | Xe dx.
у=0 Й мгу,
Отсюда может быть определена средняя задержка
t= [p(>0)—LPy,, (А) 11, (М—А).
(9.33)
(9.34)
И вновь уравнение (9.34) идентично уравнению (9.26) для случая
неограниченной длины очереди (L = oo).
05р
Al
//
N
O
N
I
N
N
N
N
N
В
е
р
о
я
т
н
о
с
т
ь
б
л
о
к
и
р
о
в
к
и
>
|
ь
T
l
T
N
t
l
ДД
///
//
0,001
1|
—
/
/Ш IW
4|5
L=10
/
20
0.1 0,2 0,3 0,4 0.5 0,6 0,7
Поступающая нагрузка, Эрл
0.8 0.9
Рис. 9.19. Вероятность блокировки в комбинированной системе (потери/ожидание)
с одним обслуживающим прибором при экспоненциальном распределении длитель-
ности обслуживания
491
Вероятность блокировки системы с одним обслуживающим
прибором (N = 1) представлена в виде графиков на рис. 9.19. При
использовании рис. 9.19 следует иметь в виду, что вероятность
блокировки [см. уравнение (9.32)] определяется числом ожидающих
вызовов, а не соответствующей длительностью обслуживания. Кроме
того, поскольку кривые на рис. 9.19 построены в предположении
об экспоненциально распределенной длительности обслуживания,
то они завышают вероятность блокировки систем с постоянной
длительностью занятия (например, сети коммутации пакетов фикси-
рованной длины). Однако, если пакеты фиксированной длины возни-
кают, главным образом, из более длинных сообщений, длина которых
подчинена экспоненциальному распределению, то моменты поступле-
ния вызовов более не остаются независимыми, и использование
рис. 9.19 [или уравнения (9.32)] как пессимистической оценки
становится более целесообразным.
9.4.4. Последовательность очередей
Все уравнения, приведенные в предыдущих разделах для анализа
систем с ожиданием, относятся к случаю одиночной очереди. Во
многих приложениях требования на обслуживание проходят нес-
колько этапов обработки, каждый из которых содержит очередь.
Таким образом, часто желательно проанализировать поведение си-
стемы с несколькими следующими друг за другом очередями. На
рис 9.20 приведена последовательность очередей, в которых входящие
потоки образованы локально генерируемыми требованиями и исходя-
щими потоками других очередей. Двумя основными примерами
приложений, где имеются транзитные очереди, являются системы 06-
работки данных, сети коммутации с промежуточным накоплением.
Исследователи в области теории очередей обычно не достигали
успеха при выведении формул для расчета последовательности
очередей. Часто для анализа сложных конфигураций взаимозависи-
мых очередей, возникающих в системах, подобных сетям коммутации
с промежуточным накоплением, используется моделирование. Пре-
имуществом моделирования является то, что при построении модели
можно учесть особенности функционирования сети, например
способы маршрутизации и управления потоками. К основным недо-
статкам моделирования можно отнести большие затраты и нередко
Местные вызовы
Вызовы,
поступающи
из предыдущей
peau
Очередь
на выходе
Рис. 9.20. Последовательность очередей
pr
492
отсутствие ясности в зависимости поведения системы OT различных
расчетных параметров.
Одна задача для последовательности очередей, которая получила
решение в (16), относится к случайному входящему потоку и
длительностям обслуживания, подчиненным отрицательному распре-
делению для каждой очереди. Решение для такой системы основано
на следующей теореме.
В системе с ожиданием с чисто случайным потоком вызовов
и отрицательным экспоненциальным распределением длительностей
занятия моменты, в которые происходят отбои, также подчинены
отрицательному экспоненциальному распределению. Значение этой
теоремы состоит в том, что исходящий поток системы M/M/R
обладает статистическими свойствами, которые идентичны свойствам
входящего в нее потока. Таким образом, процесс образования оче-
реди на одном каскаде не оказывает никакого влияния на процесс
поступления вызовов на следующий каскад, и все очереди могут
анализироваться независимо. В частности, если в системе с ожида-
нием с No обслуживающими приборами промежутки между последо-
вательными вызовами подчинены отрицательному экспоненциальному
распределению со средним 1/% и если средняя длительность обслу-
живания равна { „‚ то вызовы покидают каждый из обслуживающих
приборов так, что интервалы между двумя последовательными отбоями
подчиняются отрицательному экспоненциальному распределению по
средним 1/AN.
Хотя анализ последовательности очередей с допущением об их
независимости может быть справедлив в строгом смысле только
для чисто случайного входящего потока и случайных длительностей
обслуживания, тем не менее независимость часто предполагается
и в других случаях. Однако прежде чем принять такое допущение,
нужно тщательно проанализировать рассматриваемые системы, что-
бы определить, может ли состояние одной очереди оказать влияние
на состояние другой очереди в этой же системе.
Как особый пример рассмотрим процесс установления соедине-
ния на сети с коммутацией каналов. Этот процесс представляет
собой, по существу, процесс образования последовательных очередей,
поскольку требования на соединения распространяются от одного
узла коммутации к другому, причем на каждом узле требование
обрабатывается прежде, чем оно направляется к следующему узлу.
В зависимости от способа, которым информация сигнализации пере-
дается между узлами, перегрузка на одном узле может оказать
влияние на работу другого узла.
На сети общего пользования коммутационные станции обычно
ведут обмен информацией с помощью передатчиков, используя внут-
риканальную сигнализацию многочастотным кодом или сигнализацию
декадными импульсами. Передатчики используются как групповые
устройства, так что они могут использоваться совместно рядом
каналов. Если устройство управления по записанной программе
одной станции хочет передать требование на соединение на другую
станцию, то передатчик придается соответствующей исходящей
493
соединительной линии. Однако прежде, чем можно будет передать
информацию, станция назначения должна приписать передатчик,
используемый также для приема, к соответствующей входящей
соединительной линии. Тем временем передатчик на первой станции
занимается и становится недоступным для обслуживания других
требований. Следовательно, если на второй станции имеется пере-
грузка, то это отразится на работе первой станции. По существу,
длительность занятия передатчика является в болыпей или меньшей
степени как функцией времени реакции на узле назначения, так и
функцией длины сообщений. Одним преимуществом сигнализации
по ОКС является то, что информация сигнализации проходит
непосредственно от одного процессора обслуживания вызова к
другому и не требует поиска общего оборудования, подобного
передатчикам. (Это является также преимуществом в отношении
трафика, так как легче обосновать предположение о независимости.)
Другой пример взаимодействующих очередей относится к сетям
коммутации пакетов, которые заранее не распределяют объем памяти
для всех пакетов. Так как объем имеющейся в наличии памяти
ограничен, то и очередь ограничена и может возникнуть блокировка.
Когда блокировка действительно возникает, заблокированный пакет
возвращается (в функциональном смысле) на узел, который его
передал. Таким образом, перегрузка на узле назначения предохра-
няет передающий узел от необходимости освобождения внутреннего
пространства памяти, предназначенного для хранения этого пакета,
и заставляет пакет вновь встать в ту же самую или в другую
исходящую очередь для повторной передачи. Заметим, что в этом
случае взаимодействие очередей происходит потому, что максималь-
ная длина очереди на узле назначения является ограниченной, а не
бесконечно большой, как это предполагалось в модели для незави-
симых очередей.
ЗАДАЧИ
9, 1. Пучок соединительных линий от центральной станции к УТС содержит
четыре линии. Если средняя длительность разговора равна 3 мин, а интенсивность
2) вероятность того, что два вызова поступят в систему менее, чем за 1 с;
3) вероятность потерь в системе, предполагая, что она работает в режиме с
явными потерями;
4) потерянную нагрузк;
5) долю времени, в течение которого используется четвертая линия (примите, что
используется упорядоченное искание).
9. 2. Линия передачи T1 используется для обслуживания нагрузки, поступающей
от удаленного концентратора на центральную станцию. Сколько абонентов, создающих
нагрузку каждый по 10CCS, может обслужить, концентратор при 0,5% -ной блокировке.
Сравните результаты для случая
и6
болышого числа источников.
9. 3. Средняя нагрузка в ЧНН, создаваемая межстанционным обменом двух
коммутационных станций, равна 20 Эрл. Пусть непосредственная связь между этими
станциями осуществляется по 24 каналам одной линии передачи T1. Какова избы-
точная Во в ЧНН?
9.4. Учрежденческая телефонная станция, в которую включены 200 абонентских
устройств, связана с сетью общего пользования пятью соединительными линиями.
494
Какова вероятность блокировки, если каждая абонентская установка в течение восьми-
часового рабочего дня включается для приема трех внешних вызовов со средней
длительностью занятия 2 мин каждый? Примите, что заблокированные системой
вызовы возвращаются в коде случайных повторных вызовов. Какова поступающая
нагрузка? Какова немедленнаянагрузка
9.5. Сколько портов ввода (вывода), вызываемых путем набора номера, долж
иметь вычислительный центр, чтобы обслуживать 40 пользователей при ограничении
вероятности блокировки до 5%? Примите, что каждый пользователь создает в среднем
В:
зователя остаются соединенными с но целый день, то каково качество обслу-
живания остальных 37 пользователей?
9.6. А-канальный, пучок разделяется на два пучка по 12 односторонних
соединительных линий в каждом направлении. (Односторонняя соединительная
линия
— это такая линия, которая может быть занята только с одного конца.)
Какова интенсивность нагрузки в эрлангах, которую может обслужить эта система
при 0,5% -ной блокировке? Какую интенсивность нагрузки в эрлангах может обслужить
система, если все 24 соединительные линии — двусторонние? (To есть каждая соеди-
нительная линия может быть занята с любого конца.
9.7. Следующие статистические данные в течение UHH от 10 до 11 ч утра
получены в gg наблюдения над З2-канальным пучком межстанционных
соединительных лини
Понедельник
Вторник
Среда
Четверг
Пятница
20 Эрл
19 Эрл
22 Эрл
19 Эрл
30 Эрл
Какова общая вероятность блокировки? Какова вероятность блокировки в течение
того же bi если усреднить ежедневные колебания?
Измерения натруеки на пучке соединительных линийOF УТС к центральной
станции показывают, что в течение часа, когда отмечается самая большая в течение
дня нагрузка, линии oan на 80%. Какова вероятность блокировки, если
пучок содержит 8 соединительных линий и предполагается, что заблокированные вызовы
не возвращаются? Сколько соединительных линий нужно добавить, чтобы достичь
вероятности блокировки, не превышающей 5
9.9. Повторите задачу 9.8, предполагая, что блокированные вызовы возвраща-
ются в форме случайных. повторных вызовов.
.10. Небольшой район, охватывающий 400 абонентов, должен обслуживаться
внутрирайонной автоматической телефонной станцией. Примите, что средняя нагрузка
от одного абонента равна 0,1 Эрл. Кроме око примите, что 20% вызовов являются
местными <внутрирайонными) вызовами,а 80% вызовов — транзитными (к обслужи-
вающей центральной станции). Какова интенсивность нагрузки в эрлангах, посту-
пающей на пучок соединительных линий от автоматической внутрирайонной станции
к центральной станции? Сколько соединительных линий нужно иметь для обслужи-
вания транзитной нагрузки при 0,5%-ной блокировке?
ля района, описанного в задаче 9.10, определите число каналов
концентратора, требуемых в случае, когда коммутация местных вызовов осуществл
ется не локально, а производится просто их концентрация с помощью bo
многоканальных систем передачи и коммутация Ha центральной станции.
.12. Повторите задачи 9.10 и 9.11 для случая, когда 80% возникающих
вызовов — внутрирайонные, а 20% — транзитные.
.13. Группа из восьми удаленных фермерских домов обслуживается четырьмя
линиями связи. Пусть каждая из восьми семей использует свои телефонные аппараты
в течение 10% UHH; сравните вероятности блокировки следующих конфигураций:
1) четыре линий коллективного пользования с двумя абонентскими установками
на к: 10;
2) система с концентрацией 8:
9.14. Учрежденческая телефонная станция обеспечивает формирование очереди и
обратный автоматический вызов для доступа к исходящим линиям междугородной
WATS и если средняя продолжительность разговора равна 3 мин, то сколько нужно
иметь линий WATS, чтобы обеспечить время ожидания для 90% a меньше
1ч?
495
9. 15. Процессор располагает 50% своего времени для обслуживания требований.
Если каждое требование занимает 50 мс времени обработки, то какую интенсив-
ность поступления вызовов можно допустить, когда только 1% требований на
обслуживание задерживается болыше, чем на 1 с? Примите, что время процессора
разбито на 500-миллисекундные временные интервалы (т. е. 500 мс отводится на
обработку вызовов, а следующие 500 мс на вспомогательные операции и т. д.).
9. 16. Группа из 100 источников посылает сообщения с экспоненциально рас-
концентрации на основе коммутации сообщений с неограниченной очередью. Опре-
делите следующие показатели:
1) вероятность вхождения в очередь;
2) среднее время ожидания в очереди для всех поступающих вызовов;
) вероятность пребывания в очереди более одной секунды;
4) использование линии передачи
9. 17. Авиационная компания при обслуживании предварительных заказов и
продаже билетов
i распределитель вызовов. Примите, что
время обработки каждой заявки подчинено равномерному распределению со средним
40 с. Кроме того, примите, что если клиенты ставятся на ожидание в течение более
чем 2 мин, то они вешают трубку и вызывают другую авиакомпанию. Если каждая
из 200 заявок в час дает после реализации Jv долларов в среднем, то каково
оптимальное число операторов по обслуживанию заказов? Примите, что каждый
слушате
просьбой прокомментировать неэффективность действий администрации компании.(Я
тью
входящих линий должна иметь радиостанция, чтобы поддерживать долю свободного
времени ниже 5%.
ПРИЛОЖЕНИЕ А. ВЫВОД ФОРМУЛ
А.Л. МОЩНОСТЬ ШУМОВ КВАНТОВАНИЯ: ФОРМУЛА (3.2)
Предполагается, что функция плотности вероятности значений дискретов шума
7) равномерна:
= 1/q при — q/2<n<Lq/2,
2
{ 0 BO всех других случаях.
Среднее или ожидаемое значение мощности шума определяется как
/2
2
Мощность шума квантования == \ 1 wdn=-L.
q
1
-q/?
А.2. КОД БВН: ФОРМУЛА (4.1)
1 при |#|< T/2,
lo во всех остальных случаях;
f=
”
T/2 3
Fao) = faye Trar= | jeа
= 1 (@OT/2_e—ioT/2
Jo
y Sin (wT/2) .
—oT
Примечание. F(jo) представляет. собой спектр одиночного импульса. Величина
|F (о) A/T) отображает энергетический спектр
последова-
тельности в предположении, что вероятности появления положительных и ©отрица-
тельных импульсов равны, а появляются они независимо.
496
A.3. АБСОЛЮТНЫЙ БИИМПУЛЬСНЫЙ СИГНАЛ: РИС. 4.13
1 при —Т/2<<1<<0,
г) = { —1 при 0<I<T/2,
0 во всех остальных случаях;
0
74
}
й
Е(jo)= | eitdt— \са== qT =
=7Т/2
0
Jo
©sm2
А.4. ВРЕМЯ ВХОЖДЕНИЯ В ЦИКЛОВЫЙ СИНХРОНИЗМ ПРИ ОДНОБИТОВОМ
ЦИКЛОВОМ СИНХРОСИГНАЛЕ: ФОРМУЛА (4.9)
Цикловый синхронизм „устанавливается последовательным испытанием одной
выражения предполагается, что цикловый синхросигнал состоит из чередующихся
единиц и нулей. Кроме того, предполагается, что в начале испытания конкретной
OpOM по:
В соответствии с этим минимальное время, необходимое для отбрасывания непри-
годной для циклового синхросигнала позиции, равно времени передачи одного цикла.
Если обозначим через р вероятность появления единицы и через g=1—p— веро-
ятность появления нуля, то при условии, что первым будет принят нуль, среднее
число циклов, требуемое для обнаружения несоответствия,
== 1 - (вероятность несоответствия к концу первого цикла) - 2 - (вероятность
несоответствия к концу второго цикла) Ч 3 - (вероятность несоответствия к концу
Tawa кое1.а}20—9po4FADA Pak401—4)?х(1—
p+. =19 + 27° +d + drat S09 + (¢"+20"
+ве’)X(1+
+Эра+90a+ap’+. И—р+Эр+p =p 0p Erg
1
PYSETO.J
(1 — ра)* 1-pq
Аналогично, если первой принята единица, то среднее число циклов, требуемое
для обнаружения несоответствия
A= (1+-@)
/ (1—ро).
Общее среднее число циклов, необходимых для обнаружения несоответствия
А==д4о--
ра,== (1--2ра)
/ (1— ра).
предположим, что начальная точка является случайной в цикле из No
тактовых интервалов, то среднее число тактовых интервалов, которые необходимо
проверить прежде, чем будет найдена подлинная позиция бита циклового синхро-
сигнала, определяется выражением:
Время вхождения в ers es, weil (N/2) AN=AN~[2
'актовых интервалов,
Если вероятность появления единиц и нулей одинакова (р=4д=1 2). то А==2
и, следовательно, время вхождения в цикловый синхронизм равно No тактовых
интервалов [выражение (4.9)]
А.5. ВРЕМЯ ВХОЖДЕНИЯ В ЦИКЛОВЫЙ СИНХРОНИЗМ ПРИ ОДНОБИТОВОМ
ЦИКЛОВОМ СИНХРОСИГНАЛЕ И ПАРАЛЛЕЛЬНОМ ПОИСКЕ: ФОРМУЛА (4.10)
При этом алгоритме поиска циклового синхросигнала предполагается, что
символами и что вероятность появления единиц и нулей одинакова, то вероятность
того, что при этом конкретном виде информации в ип циклах будет имитирован
цикловый синхросигнал, p,= (1 2)".
ятность того, что имитация циклового синхросигнала не появится в п ИЛИ
менышем числе циклов, равна 1—p,. Вероятность того, что на всех М—1 позициях
497
информационных битов в цикле в течение п или менышего числа циклов He будет
имитироваться цикловый Sages:
= [—q/""
(4.10)
А.6. ВРЕМЯ ВХОЖДЕНИЯ В ЦИКЛОВЫЙ СИНХРОНИЗМ ПРИ
МНОГОБИТОВОМ ЦИКЛОВОМ СИНХРОСИГНАЛЕ: ФОРМУЛА (4.12)
М — длина цикла, включающая длину циклового` синхросигнала; L — длина
1}L
синхросигнала; p= 57) — вероятность имитации циклового синхросигнала слу-
чайным цифровым сигналом.
Ожидаемое число циклов, обследованных прежде, чем на конкретной позиции
выявится несоответствие цикловому apa, рано
* (1—p) +1p(1—p) +2p’ (1—p) +...
р)р 1 42p4-3p*+4p° +...) =
CR di+.= ара ау (1-р).
Среднее число тактовых интервалов, которое пройдет прежде, чем определится
положение циклового синхросигнала (в предположении© слу
as точке
и сдвиге на один тактовый интервал при несоответствии),
т= АМ=М 1/2") n1— (1/2).
(4.12)
Примечание. Выражение (4.12) при L=1 не идентично выражению (4.9), по-
скольку при выводе (4.12) предполагалось наличие неизменной коомбинации цик-
лового синхросигнала, в то время как при выводе (4.9) предполагалось наличие
циклового синхросигнала с чередующимися символами.
А.Л. ВРЕМЯ ПОИСКА ПУТЕЙ: ФОРМУЛА (5.11)
Предположим, что все пути через коммутационную станцию занимаются неза-
висимо с вероятностью р. Обозначим вероятность незанятости пути как g=1—p.
Вероятность В; того, что точно i путей испытано, прежде чем найден свободный,
равна вероятности того, что первые i—1 путей заняты, а 1-й путь свободен:
i—1
pi=r gq.
Ожидаемое число путей, испытанных прежде, чем будет найден свободный,
k—1
k
Np=1g+2pg+3p°q+..kp акр,
где последний член представляет вероятность того, что все К возможных путей
недоступны. Окончательная формула для 4 имеетв
—1
N= 10=P)
+2+30+ kp" kp=1p
НЙЕй”=
=1/ (1—p)—piy (1—р)]= (1—р) ‘/а—-р).
(5.11)
ПРИЛОЖЕНИЕ Bb.
АЛГОРИТМЫ КОДИРОВАНИЯ
(ДЕКОДИРОВАНИЯ) ДЛЯ UKM
ПРИ СЕГМЕНТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИКАХ
Б.1. ВОСЬМИРАЗРЯДНЫЙ КОД ПРИ КОМПАНДИРОВАНИИ ПО ЗАКОНУ
и==255
Представление сигнала ИКМ кодовыми комбинациями при компандировании
по закону и == 255 использует формат знак — абсолютное значение, где один разряд
ол
разделяются на определитель сегмента С из трех разрядов и определитель шага
498
|
|
|
вАВЕ
Cc
K
Рис. Б.1. Формат восьмиразрядной UKM комбинации с компандированием по закону
в=
квантования К из четырех разрядов. В соответствии с этим на рис. Б.1 представ-
лена основная структура восьмиразрядной ИКМ кодовой комбинации при компан-
дировании [10 закону и == 255.
В последующих описаниях алгоритмов кодирования и декодирования для удоб-
ства предполагается использовать целочисленные представления, при которых
аналоговые сигналы сводятся к одному масштабу с максимальной амплитудой,
равной 8159. Кроме того, предполагается, что все определители амплитуд и сегмен-
тов кодируются с использованием обычного арифметического представления. Однако
альных og NETS
в системах передачи типа T1, для увеличения
плотности един
передаваемом цифровом потоке нтк арифметическое
дополнение к ни bli комбинациям.
Б.1.1. Алгоритм 1. Прямое кодирование (табл. B.1)
Разряд полярности:
П==0 для положительных значений дискретов;
П==1 для отрицательных значений дискретов.
имся абсолютным значением дискрета, равным х. Первый шаг в процессе
п
SOT
991, 2015, 4063 и 8159. Таким образом, С можно узнать по конечной точке с наи-
менышим значением, которое превышает значение дискрета Xx. Значение С равно
наименыщему значению а, такому, что
а
х<<64 - 2 —33 при C=0,1, ..., 7.
После того как определен главный сегмент, включающий значение дискрета,
должен бытьнайден конкретный шаг квантования внутри этого главного сегмента.
На первом этапе находится остаток г — разность между амплитудой входного CUr-
нала, и величиной, соответствующей нижней конечной точке данного сегмента
x
при C=0;
x—(32:2°-33) при С=1, 2, .., 7.
Определитель К может быть теперь получен как номер шага квантования, CO-
держащего остаток г. Значение К равно наименышему значению 6, такому, что
2Ь--1
“при С=0;
ES
“Mon mpuc=1, 2, ..,
где b=0, 1, ..., 15. Отметим, что при этом процессе шаги квантования в сегменте
C==0 определяются как имеющие верхние конечные точки, равные 1, 3, 5, .., 31, в
то время как в других сегментах конечные точки шагов квантования определяются чи )
слами, кратными4, 8, 16, 32, 64, 128, 256 соответственно для С==1, 2, 3, 4, 5, 6, 7
! Последнее утверждение HE нашло отражения в табл. Б. 1 — Прим. перев-
499
Таблица Б.1. Линейно-ломаная аппроксимация компандирования по закону == 255%
Конечные точки шагов квантовання для кодовых комбииаций сегмента С
Коедовая комби-
000 001 010 011
100 101
110
11
нация шота
квантования К
0
31
95 223 479 991 2015 4063 0000 0
1
35 103 239 511 1055 2143 4319 0001 i
3
39 111 255 543 i119 227
4575 0010 2
5
43 119 271 575 1183 2399 4831 0011 3
7
47 127 287 607 1247 2527 5087 0100 4
9
51 135 303 639 1311 2656 5343 0101 5
11
55 143 319 671 1375 2783 5599 0110 6
13
59 151 335 703 1439 2911 5855 011 7
*15
63 159 351 735 1503 3039 6111 1000 8
17
67 167 367 767 1567 3167 6367 1001 9
19
71 175 383 799 1631 3295 6623 1010 10
21
75 183 399 831 1695 3423 6879 1011 11
23
7
161 415 863 1759 3551 7135 1100 12
25
83 199 431 895 1823 3679 7391 1101 13
27
87 207 447 927 1887 3807 7647 1110 14
29
91 215 463 959 1951 3935 7903 1111 15
31
95 223 479 991 2015 4063 8159
* 1) Значенне дискретов отнесены к величине всего амплитудного диапазона, равной 8159. 2) Дискреты
с отрицательными значеннями представляются в формате «знак — абсолютное значение» при значении
разряда полярности, равном 1. 3) Для передачи кодовые комбннации окно ана с целью увеличения
Lf, когда ксдируются снгналы с малымн амплитудамн. 4) Зиачения ‘дискретов на выходе
декодера соответствуют значениям в центре шага квантовання, полученного в кедере. 5) Ошнбка кванто-
иия представляет собой разность между восстановленным значеннем на выходе и зиачением дискрета
неходного входного сигнала.
После того как Си К определены, они представляются двоичными числами из
представлена целым числом, находящимся между нулем и 127. По существу, это целое
число отождествляется с одним из 128 шагов квантования для компрессированной амп-
литуды сигнала.
Процесс декодирования заключается в придании заданной полярности аналого-
BOMY дискрету на выходе со значением, равным значению в средней точке и-го
шага квантования (n=0, 1, ... 127). Используя С и К непосредственно, можно
определить квантованное значение дискрета на выходе у,, как
=(2K+33)-2°—33,
где п — целое число, полученное при соединении двоичных представлений С и К
в одно число.
Пример. Дискрету входного сигнала со значением -}-242 соответствует следую-
щая кодовая комбинация:
0,3,1=[0ОП! [0001
Значение Ha выходе декодера становится равным
уно==(2-1+33)23—33=247,
что соответствует средней точке сорок девятого щага квантования, простирающегося
от 239 до 255.
500
Б.1.2. Алгоритм 2. Преобразование на основе линейного
кодирования
Основной причиной использования характеристики компандирования по закону
и при и==255 является легкость, с которой сегментная аппроксимация цифровым
способом преобразуется в форму равномерного кодирования, и обратно. В этом раз-
деле описываются основные алгоритмы, с помощью которых осуществляются эти
преобразования. Первый алгоритм дает средства для реализации UKM кодера с ком-
пандированием по закону и = 255 путем использования 13-разрядного кодера с равно-
мерным квантованием, вслед за которым включается цифровое логическое устройство,
выполняющее функцию компрессирования. Второй алгоритм показывает, как реализо-
вать функцию декодера, проведя сначала экспандирование кодовойкомбинации,
отражающей компрессированный сигнал, в 13-разрядную кодовую комбинацию линей-
ного кода для использования в формировании дискретов на выход,
Как и в алгоритме 1, разряд полярности
IT == 0 для дискретов с положительными значениями;
П = 1 для дискретов с отрицательными значениями.
Простоту преобразования линейного кода в код с компрессированием легче
всего увидеть, если сместить линейный код путем добавления значения 33 к абсолют-
ным значениям всех дискретов. Отметим, что при таком смещении диапазон коди-
рования сдвигается с 0—8159 к 33—8192. Процесс добавления может быть осущест-
влен непосредственно с аналоговымидискретами перед кодированием или с помощью
кифровой логики после кодирования. В любом случае обобщенная форма всех Co
комбинаций линейного кода и соответствующих кодовых комбинаций при KOM-
a. представлена в следующей таблице.
Кодирование при компрессировании по закону и==255
Кодовые комбинации линейного м для входиого
Коловые,комбинации в результате
‘нала со смещен.
мпрессирован!
0000000 1ухуха
000wxyz
0000001lwxyzab
00lwxyz
000001lwxyzabc
010wxyz
00001lwxyzabcd
Ollwxyz
0001lwxyzabcde
100wxyz
00lwxyzabcdef
10lwxyz
Olwxyzabcdefg
110wxyz
lwxyzabcdefgh
111lwxyz
Из таблицы можно увидеть, что во всех линейных кодовых комбинациях со
еется ведущая e
чить непосредственно как четыре разряда (и, Xx, у, z), следующие сразу же за
ведущей единицей. Всеми разрядами, следующими далее (от a до h), просто прене-
брегают при получении кодовых комбинаций с компрессирование
В следующей таблице показано, как в обратном порядке п
ть кодовые ком-
Выходной сигнал без смещения может быть получен, если вычесть 33 из кодовых
комбинаций со смешением.
501
Декодирование при компрессировании по закону и==255
Кодовые комбинации, полученные при
Кодовые комбннацин линейного кода на выходе со
мпресснрован!
смещением
000wxyz
00000001wxyzl
00lwxyz
0000001wxyz10
010wxyz
000001wxyz100
Ollwxyz
00001wxyz1000
100wxyz
0001lwxyz10000
10lwxyz
00lwxyz100000
110wxyz
0lwxyz1000000
lilwxyz
lwxyz10000000
обеих таблицах показано, что для представления абсолютного значения сигна-
ла используются 13 разрядов линейного кода. В гл. 3 упомянуто, что ИКМ-кодер с
имер. Кодовая комбинация на входе, соответствующая дискрету со значением
+242, смещена и получено значение 275. Арифметическое двоичное представление
275 равно
0000100010011 (линейная кодовая комбинация со смещением)
Наоснове этого из таблицы кодирования получаем: С == 011, ихух== 0001, a ко-
довая комбинация при компрессировании имеетв
[0 [011 T0001 |
спользуя таблицу декодирования, получим из этой комбинации с компрессиро-
ванием следующую кодовую комбинацию на выходе (в линейном коде со смещени-
ем):
0000100011000
Десятичное представление предшествующей кодовой комбинации равно -|-280,
что соответствует несмещенному сигналу на выходе, равному +247.
5.2. ВОСЬМИРАЗРЯДНЫЙ КОД ПРИ КОМПАНДИРОВАНИИ ПО ЗАКОНУ A
ледующие алгоритмы компандирования для кодовых комбинаций с линейно-
вании к кодовым комбинациям с компрессированием и обратно. Другое отличие
состоит в использовании числа 4096 как максимального значения дискрета при
компрессировании по закону A. При желании можно улучшить согласование коэф-
фициентов масштаба обеих систем, удвоив шкалу при использовании закона А до 8192.
502
Как упоминается в гл. 3, характеристику компрессирования по закону A в
линейно-ломаном отображении обычно называют 13-сегментной характеристикой ко-
дирования вследствие существования семи сегментов в положительной и семи сег-
ментов в отрицательной области, причем два сегмента вблизи начала Йо об-
разуют одну прямую линию. В последующем описании, однако, первый сегмент
в каждой из полярностей делится на две части для получения восьми сегментов
в положительной и восьми сегментов в отрицательной области. При таком подходе
можно получить формат кодовой комбинации, идентичный формату кодовой комби-
нации для закона и == 255. В результате этого кодовая комбинация при компрессирова-
нии состоит из разряда полярности П, за которым следуют три разряда определителя
сегмента С и четыре разряда определителя шага квантования К.
Б.2.1. Алгоритм 1. Прямое кодирование
Конечные точки сегментов при кодировании с компрессированием по закону А
равны: 32, 64, 128, 256, 512, 1024, 4096. В соответствии с этим для дискрета с абсо-
лютным значением х можно найти определитель главного сегмента С как наименьшее
а, такое, что
х< 32. 2° при a=0,1, ..., 7.
Та 6.лица B.2. Таблина кодирования при линейно-ломаной характеристике
компандирования по закону А
Конечные итогн шагов квантовання для кодовых комбинаций сегмента С
ЖКодовая комбн-
;
нация шага
квантования К
000
001
010
011
100
101
110
111
0
32
64
128
256
512 1024
2048 0000
0
2
34
68
136
272
544 1088
2176 0001
1
4
36
72 144 288 576 1152 2304 0010 2
6
38
76 152 304 608 1216 2432 0011 3
8
40
80
160
320
640 1280
2560 0100
4
10
42
84
168
336
672 1344
2688 0101
5
12
44
88 176 352 704 1408 2816 0110 6
14
46
92
184
368
736 1472
2944 0111
7
16
48
96 192 384 768 1536 3072 1000 8
18
50
100
200
400
800 1600
3200 1001
9
20
52 104 208 416 832 1664 3328
10
22 54 108 216 432 864 1728 3456 [1010 JU
24
56 112 224 448 896 1792 3584 1100 12
26
58
116
232
464
928 1856
3712 1101 13
28
60
120
240
480
960 1920
3840 1110 14
30
62
124
248
496
992 1984
3968 1111 15
32
64
128
256
512
1024 2048
4096
После определения С может быть получен остаток г:
{
при С==0;
х--16-2° при C=1, 2, ..., 7.
Затем величину К можно определить как HaMmeHnsiiee b, такое, что
РМ при C=0;
2°(5--1) при С==1, 2, wy 7.
Точно так же как и в случае кодирования при компрессировании по закону
и==255, абсолютное значение дискрета при законе А можно представить как целое
число л == 0, 1, ..., 127, полученное при соединении трех разрядов С и четырех разря-
дов К. Тогда абсолютное значение у, на выходе можно выразить как:
К --1
при C=
n={ Cc
1
2 (К+16—) при C=1, 2, ..., 7.
Пример. Дисквету на входе со значением, равным -} 121, соответствует следую-
asi кодовая ком ция:
[0 [010
[1110]= + 46 в десятичном исчислении.
На выходе декодера получается
1
yas=2° (14-+- 165) =122,
что представляет собой среднюю точку в шаге квантования от 120 до 124.
Б.2.2. Алгоритм 2. Преобразование на основе линейного
кодирования
В следующих таблицах показано, как непосредственно преобразовать 12-разряд-
ную кодовую комбинацию с линейным кодированием в кодовую комбинацию, обра-
зованную по закону компрессирования типа А. Этот алгоритм в основном тот же
К получается как четыре разряда, непосредственно следующие за ведущей единицей,
за исключением того случая, когда С==0, в котором К заключается в четырех pas-
рядах, следующих за семью ведущими нулями.
Кодирование при компрессировании по закону А
Кодовые комбннацни линейного кода
Кодовые комбннации при компрессированни
0000000wxyza
000wxyz
0000001 у хуса
00lwxyz
000001lwxyzab
010wxyz
00001lwxyzabc
Ollwxyz
000twxyzabcd
100wxyz
00lwxyzabcde
10lwxyz
Olwxyzabcdef
110wxyz
lwxyzabcdefh
11lwxyz
Следующая таблица дает средства для получения кодовых комбинаций линейного
кода непосредственно из кодовых комбинаций, полученных при компрессировании.
Значение выходного сигнала соответствует середине шага квантования, определяе-
могоСиК.
504
Декодирование при компрессировании по закону A
Кодовые комбинации, полученные
Кодовые, комбинации линейного
и комп рессиров ании
на выходе
000wxyz
0000000wxyzl
00lwxyz
0000001wxyzl
010wxyz
000001wxyz10
Ollwxyz
00001wxyz100
100wxyz
000Iwxyz1000
10lwxyz
001lwxyz10000
110wxyz
y
0lwxyz100000
1l1lwxyz
lwxyz1000000
В каждой из этих таблиц 12 разрядов, отображающих абсолютное значение в
линейном коде, соотносятся с семью разрядами, отображающими абсолютное значение
в коде, полученном в результате компрессирования. Отметим, что наименее значащим
разрядом в кодере всегда пренебрегают. В соответствии с этим, если сигнал на выходе
рованию,
одере
1П-разрядное разрешение. Однако, если какая-либо обработка сигнала (такая, как
суммирование двух сигналов) должна выполняться перед CL
доба-
вочный разряд полезен для уменышения суммарной ощибки квантован
Пример. Ранее использованное Ses дискрета, равное 121, мия оставляется в
форме
сла: 000001111001. Из таблицы кодирования по-
лучаем° с==010 и R= 1110. Таким‚образом, кодовая комбинация, полученная при
компрессировании, имеет вид
|0|010|1110|
Если использовать таблицу декодирования, можно определить, что линейное
представление. Ha выходе имеет вид 000001111010, что соответствует 122 в десятичном
исчислении.
ПРИЛОЖЕНИЕ В. АНАЛИТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
ЦИФРОВОЙ ПЕРЕДАЧИ
B.1. СПЕКТРЫ ИМПУЛЬСОВ
В этом разделе рассматриваются спектры импульсов обычной формы, использу-
емых для цифровой передачи, т. е. прямоугольных импульсов в том виде, как они
получаются при передаче. Поскольку спектры прямоугольных импульсов по частоте
не ограничены, спектры, представленные здесь, не соответствуют *характеристикам
рассматриваются необходимые комбинации форм импульсов на входе и фильтрации.
Различные формы импульсов и соответствующие им спектры представлены на
рис. В.1. При получении спектров были приняты следующие условия и предположе-
ния.
. Все импульсы имеют одинаковую энергию.
. Все системы передают сигнал со скоростью, численно prenc! |1/T.
. Все показанные сигналы используются для передачи двоичнойединицы.
. Для передачи двоичн нуля в
У я импульсы противоположной по-
лярности
5. Вероятности появления единиц и нулей равны и появление их случайно (пол-
ная независимость).
>
0
5
=
505
F (jw)
1
T
-3-2-1
123
i Tsi7/2
flo=nu<ir
Е урод) = 1-200
l
=
N
=
~
a)
aa
=8—F—?
23
F(jw)=5sin® =
f= 1-2 т<:<0
==! 0<t<3T
6)
32
=T
т
Ле=1<т
-3—2—1
23
Е(ры)=TsinwT
2)= wT
Я
в)
АРА
== -2
123
=!=
у
fla=5 T<:<0
Е(о)=2sin?wT
=-+ 0<:<Т
?
г)
12
|
|
т/2
=
=
3
_13 we
rireВвwTsin#7
70= 2<:<2
2
д)
Рис. В.1. Спектры импульсов обычной форм
а — сигнал с импульсами БВН; 6 — абсолютный биимпульсный сигнал:
в — сигнал при преобразовании кода с коррелированными уровнями типа 14D;
г — сигнал при преобразовании кода с коррелированными уровнями типа 1 —D;
д — сигнал при преобразовании кода с коррелированными уровнями типа 1—D
506
В.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ ИМПУЛЬСОВ HA ВЫХОДЕ КАНАЛА
тя цифровую ere переданы, мможно рассчитать так, чтобы на ее выходе
можноО обыло получить
характеристики, наиболее общая
характеристика определяется |как
sin (л1/Т)
cos (ont/T)
1)=
:
’
3
Vell) at/T 1- дат)?
(вл)
где 1/Т численно равно скорости передачи символов, а @ — коэффициент расши-
рения полосы (принимает значения, заключенные между нулем и единицей).
Выражение (В1) описывает характеристику канала типа «приподнятый косинус».
Спектр, соответствующий у, в (В.1), имеет вид
1
при 75 (1—
а) /2T;
1
al ТЕГ д(1—-о))\
л|1Т 20a
Ур = feos [edEZ }- еок° [Нат
при (1 —о)/2T<<< (1 +а)27Т;
0
во всех остальных случаях.
(B.2)
Происхождение термина «приподнятый косинус» поясняет вторая строка выра-
жения (В.2).
==0, то ширина снектра, определяемого выражением (В.2), в точности
Ол:
ой1 дл.
ред,
возрастает на 100%. Частотные характеристики канала типа «приподнятый косинус»
показаны на рис. В.2. для, различных значений а.
Yi
(
Нормализованная частота fT
Рис. В.2. Спектры типа «приподнятый косинус» для различных значений @
Практические системы по ряду причин рабсчитывают обычно на щирину полосы,
увеличенную Ha 30% или более. Во-первых, фильтры, необходимые для по. НИЯ
бесконечно болышой крутизны затухания, которая соответс а==0, физически He
реализуемы. Во-вторых, как показано на рис. В. и малых значениях @
-
д
нию качества ET межсимвольной интерференции. В-третьих, при небольшом
О!
я.
Л
як рОктен что в выражении (В.2) определяется желаемый спектр
на выходе канала (на входе рещающего устройства). Таким образом, желаемая
характеристика определяется как спектром импульсов на входе, так и характерис-
507
У (1)
re
Импульс на входе
Импульсы на выходе
Нормализованное время 7/7
Рис. В.3. Импульсные реакции при характеристиках типа «приподнятый косинус»
a
pa
HH!
тиками фильтров в канале. Часто спектр импульсов на входе рассчитывают исходя
из того, что они прямоугольные и имеют длительность т:
`
1 при [H< 7/2;
X(t) =
(B.3)
для всех остальных случаев.
Спектр, соответствующий х,(!1) в выражении (B.3), является спектром типа
(sin x) /х, называемым также функцией sinc:
х,(0)= (Tsin1)[т=T sincnfT.
(B4)
Если спектр на входе канала является таким, как OH определен в выражении
(B.4), то характеристика фильтра в канале, формирующего выходной сигнал типа
«приподнятый косинус», определяется как
H(f)=Y,.(f) [X(f).
(B.5)
Характеристики фильтров в канале, соответствующие выражению (B.5), пока-
заны на рис. В.4 для тех же значений а, что и на рис. В.
ак упоминалось в гл. 3, расчет сглаживающего фильтра в дскодере ‚цифрового
речевого сигнала требует иногда некоторой модификации, подобной той, которая
определена выражением (В.5). В упомянутом случае идеальный по с плоской
it
(sinx) /x, по существу, является плоской во всей полосе фильтра. Однако когда
дискреты растягиваются на всю длительность периода дискретизации, характерис-
ьтр:
вход ствола поступают импульсы длительностью Т, оптимальные характе-
ристики определяются как
Нам(Г)=УС);
(B.6)
Для точности здесь следовало бы добавить слово «CymecTseHHO».— Прим. перев.
508
Ноа) = УГО) /X.(f).
(B.7)
Отметим, что спектр на передаче, полученный из H, .(f) в формуле (В.б),
XK
a
a
JI
онтимального распределения характеристик ильтрации спектр на передаче и расчет
приемника не зависят от сигнала, подаваемого на вход ствола.
Hпра
Hпрм
!
Л
|
-1
—0,5
0,5
1
частота fT
Нормализованная частота 77
Рис. В.4. Характеристики
Рис. В.5. «Оптимальные» характеристики
фильтрации в канале, необходимые
фильтрации на передаче и приеме
получения на выходе характе-
характеристики вида «приподнятый KO-
ристики типа «приподнятый коси-
синус» при @ = 0,3 и входном сигнале
нус», когда на вход поданы импуль-
вида sin (0T/2)
/ (от /2)
сы вида sin (07/2)
/ (от /2)
Характеристики фильтрации на передаче и приеме для входных сигналов в виде
вет 10
прямоугольных импульсов, соот!
щие формулам (B.6) и (В.7). показаны
на рис. . етим, что характеристика фильтрации на передаче имеет подъем
на частотах, не равных нулю. сение затухания на средних тотах полосы
является OHH) 3 причин того, почему оптимальное распределение может не быть
таким в системах, где ограничивающим фактором является мощность на передаче.
В.2.1. Оптимальная фильтрация для минимальной манипуляции
Как было показано в гл. 6, минимальную манипуляцию (ММ) можно предста-
вить как модуляцию с квадратурными каналами при подаче на вход сигналов в виде
импульсов постоянного тока косинусоидальной формы:
(or (nt/T) при t< T/2;
0
X(t) =
(В.8)
во всех остальных случаях.
Преобразование x (1) имеет вид;
osп
*e(f)= = Ее am?”
(B.9)
Если желательно получить выходную характеристику типа «приподнятый KOCH-
нус» и оптимальное распределение требований к фильтрам, то характеристики
фильтрации при ММ определяются как
Нам) = УР);
(B.10)
ы При данном рассмотрении предполагается передача импульсами постоянного тока.
Эти принципы можно легко распространить на системы с передачей на несущей путем
переноса характеристик фильтрации на несущую частоту.
509
Спектр Ha передаче и характеристика приемника для системы с ММ и сопти-
мальным распределением идентичны соответствующим показателям системы типа
4-ФМ со сдвигом и оптимальным распределением!
В.2.2. Системы с частичным откликом
В качестве другого примера расчета цифровой системы передачи рассмотрим
систему с частичным откликом вида 1-2. Требуемая реакция канала во времени
определяется выражением (В.12), а соответствующий спектр
— выражением (В.13):
Y(t) = 4сов (nit/T) /л [1— (21/Т)?];
(B.12)
os л/Т
< 1/27;
Y.(f)=fe af приIf] 1/
(B.13)
0
для всех остальных случаев.
Импульсная реакция канала с частичным откликом вида 1--Р) показана на
рис. В.6. Отметим, что одиночный импульс создает одинаковую реакцию в двух
последовательных моментах решения, но пересекает нулевую линию во всех` осталь-
ных моментах решения.
Оптимальное распределение требований к фильтрам достигается снова в случае
фильтра приема, имеющего частотную характеристику, которая соответствует корню
--Импульс на входе
A Имп} выходе у’, (2)
НЯНИ
No ат,
-3525—-15050515
25 35р,
Нормализованное время #/Т
Рис. В.6. Импульс на выходе канала с частичным откликом вида 14D
Hnpa
Hпрм
Спектрна выходе канала Y, {(r)
}
|
—1
-05
0,5
1
Нормализованная частота fT
Рис. В.7. Частотные характеристики канала с частичным откликом вида 14D и
«оптимальные» характеристики фильтров при подаче на вход сигнала вида
sin (©Т/2) / (от /2)
510
квадратному из требуемой характеристики Ha выходе У,(1). Если на вход канала
подаются прямоугольные импульсы длительностью Т, как определено в формуле
(В.3), то оптимальные характеристики фильтрации выражаются следующим образом:
Hopf) == УТ)
при [|< 1/27;
(B.14)
Hp, (f) = YF) /X(f) opm || 1/27;
(B.15)
где X,(f) определено в выражении (B.4).
Оптимальные характеристики фильтрации, определенные выражениями (B.14)
и (В.15), показаны на рис. В.7 совместно с требуемой характеристикой на выходе
канала. Отметим, что в отличие OT систем с полным откликом («приподнятый
косинус») оптимальное распределение в системе с частичным откликом не требует
подъемов в характеристике фильтра передачи.
В.3. АНАЛИЗ ВЕРОЯТНОСТИ ОШИБКИ ДЛЯ СИСТЕМ С ПЕРЕДАЧЕЙ
ИМПУЛЬСАМИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
В.3.1. Передача двоичными сигналами
Рассмотрим модель приемника цифровой системы передачи, показанную на
рис. В.8. Приемник состоит из двух частей: цепи обработки сигнала и обнаружителя
цифрового сигнала (решающего устройства). Предположим пока, что на выходе
цепи обработки сигнала образуется импульс с амплитудой И, когда передается
единица, и импульс с амплитудой —V, когда передается 0. Очевидно, обнаружитель
просто оценивает на своем входе полярность сигнала в моменты решения, опреде-
ляемые тактовой частотой. Ощибки при решении возникают в том случае, если
шум в моменты решения имеет амплитуду более У и полярность, противоположную
полярности переданного импульса.
Сигнал
1
F
1001
Решающее -
Фильтр,
обрабатывающий
сигнал
устроиство
Шум
Рис. В.8. Модель приемника цифровых сигналов
Предполагается, что шум, наиболее часто рассматриваемый при анализе, имеет
гауссовское, или нормальное, распределение вероятностей. В соответствии с этим,
вероятность ошибки Pr можно определить как
1ho—йда?
—==\ е dt,
(B.16)
V2no и
где с? представляет собой мощность шума на входе решающего устройства. Исполь-
зуя функцию ошибок
Ре=
2и=]
erfz=—{e dt,
Мпо
(B.17)
511
можно иногда представить формулу (В.16) в виде
Ре = (1+terfz)/2,
(B.18)
где z = V/\20.
Вероятность ошибки Р, может быть также выражена через функцию, допол-
няющую функцию ошибок:
Pp = (erfc 2)/2,
(В.19)
гдеег!с2==1—ег;г==И/120.
Вместо оценки интеграла в формулах (В.17) и (В.19), которые можно пред-
ставить только рядами, функции ошибок могут быть аппроксимированы как
2
erfcz~e ° / гул при z>>1.
(B.20)
В.3.2. Многоуровневая передача
Вероятность ошибки в многоуровневой системе передачи импульсами постоян-
ного тока можно легко определить путем соответствующего уменышения расстояния
ощибок. Если максимальная амплитуда равна И, расстояние ощибок между равно-
мерно расставленными уровнями на входе решающего устройства
р=И / (2—1),
(В.21)
где L — число уровней. Подстроив расстояние ошибок d для двоичной системы под
то, когорое определено в (В.21), получим вероятность ошибки в многоуровневой
систем
В
1 L—1
У
|
== — —erfc |--———— |,
(В.22)
logos L
(L—1) +20
тде коэффициент 1/8 отражает тот факт, что внутренние уровни в сигнале
подвержены воздействию шума с положительной и отрицательной амплитудами;
коэффициент 1/log.L является результатом предположения, что в многоуровневой
системе сигнал кодируется таким образом, чтобы ошибки в символах приводили
к одиночным ошибкам в двоичном сигнале (Ююрэ!, равен числу битов на символ).
Из выражения (В.22) следует, что с учетом отношения пикового значения
сигнала к шуму на входе решающего устройства при Г-уровневой передаче вносится
ухудшение (смещение) характеристики ошибок, равное 20 lg (2—1) дБ. Если V
увеличить в 4—1 раз, то вероятность ошибки в Г-уровневой системе становится
равной вероятности ощибки в двоичной системе (без учета коэффициента 1/ГовэЁ.
в Г-уровневой системе эта мощность определяется путем усреднения мощностей,
соответствующих амилитудам р
А
172
и = (5у+ (=) +NS | ==.(B.23)
Предполагается, что появление различных амплитуд
[И/ @—D1 [+3 (2+1)|
равновероятно.
512
B.3.3. Отношение энергии на бит к плотности шума
Предыдущие выражения для вероятности ошибки связывают Ру с энергией сигна-
ла в моменты решения и мощностью шума на входе решающего устройства. При
сопоставлении различных способов модуляции цифровыми сигналами, в частности
для многоуровневых систем, более удобно связать характеристику вероятности ошиб-
ки с мощностью сигнала и мощностью шума на входе приемника (перед цепью
ебрабоки сигнала). В качестве первого шага м выводе выражения для вероятности
шибки, основанного на отношении сигнал-шум на входе приемника, определим
mo шума на входе рещающего устройства.
Дисперсия шума со’, использованная в предыдущих формулах, точно равна
значению мощности, которая была бы измерена на входе решающего устройства
при отсутствии сигнала. Мощность шума можно определить аналитически:
о’= |Hf)(М/2)1?а}=No|||Н(рРа}=
(В.24)
Но
:
== Мойм.
(В.25)
rae М,о — односторонняя | спектральная плотность мощности шума в ваттах на герц,
©о
а Ву= {|H() |’df — полоса, эквивалентная по шуму, или просто шумовая полоса
0
фильтра приема с характеристикой H(f
В выражении (B.25)предполагается, что шум источника является белым, т. е.
во всей викересуюной полосе спектральная плотность одинакова. Такой шум может
существовать в самой средде передачи или возникнуть в первых` каскадах усиления
сли ©
образом, Ву представляет собой ширину полосы идеального фильтра, который пропу-
скает Ty же мощность шума, что и фильтр приема с характеристикой Н (2). (Амп-
мя противоречивыми целями. Во-первых, она должна минимизировать мощность
шума, проходящего к решающему устройству (т. е. минимизировать By). Во-вторых,
должна быть в максимально возможной степени увеличена разница между значения-
ми (+ V и — No) в моменты рещения. Очевидно, что следовало бы сделать макси-
мальным отношением сигнал-шум на входе решающего устройства (У?/с*), чтобы
минимизировать вероятность ошибки. Классический вывод из теории цифровой связи
устанавливает, что К/с становится максимальным, когда H(f) «согласована» с при-
нимаемым сигналом.
При рассмотрении во временной области характеристика согласованного фильт-
ака йизв
ра реализуется путем умножения принимаемого сигнала
ов
импульсов (без
которые могут быть приняты. Сигналы на выходе, умножи-
телей (корреляторов) интег
ся на та M интервале
ределения ре-
‘егрируются т:
яо
зультирующего среднего значения коэффициента корреляции в течёние этого интер-
вала. Интегратор, на выходе которого появится наиболыний сигнал, с наибольшей
вероятностью указывает на символ, который был передан.
В болыщшинстве систем все сигналы или импульсы имеют одинаковые формы, а
WL только по амплитуде и полярности, Поэтому может быть использован
единственный согласованный фильтр. Решение попросту заключается в сопоставле-
нии сигнала на выходе согласованного фильтра с соответствующими OBHAMU
решения. Сигнал на выходе единственного коррелятора h(f) с интегратором имеет
BUA,
т
т
у = [5(0) h(t) dt ={|s@) [dt,
(В.26)
0
0
где s(t) описывает форму сигнала или импульса, подлежащую измерению. Отметим,
что И, по существу, представляет собой меру энергии сигнала на тактовом интервале Т.
Здесь слово «односторонняя» означает, что мощность шума берется, например,
только для положительных частот.-—— Прим. перев.
17 Зак. 1438
513
При анализе в частотной области характеристика согласованного фильтра
H(f) является комплексно-сопряженной по отношению к спектру импульса в канале
(f). В соответствии с этим сигнал У (f) на выходе согласованного фильтра может
быть выражен в частотной области, как
YH =HNSH=S * (NS.
(В.27)
Представления в частотной области наиболее удобны, когда сигнал на передаче
резко ограничен по полосе
— это означает, что длительность импульсной реакции
теоретически не ограничена. В этом случае энергия в импульсе (например, формы
«приподнятого косинуса») прямо пропорциональна напряжению на входе решающего
устройства в оптимальный для принятия решения момент. Отсюда оптимальное
обнаружение достигается просто путем дискретизации сигнала на выходе фильтра
приема в подходящее врем
Используя соотношение (В.25) и параметр Ё, для представления po сим-
вола, выразим вероятность ошибки в двоичном сигнале из выражения (В.19):
Pg=erfcz,
(B.28)
где 2? = Eg/NoBy.
Отметим, что для заданной системы (постоянное значение By) вероятность ошиб-
ки зависит от отношения энергии символа ЕЁ, и плотности шума Мо. Его обычио
называют отношением сигнал-шум, хотя оно не соответствует результатам измерений
предлочтительную форму выражения вероятности ошибки для сопоставления различ-
ных способовмодуляции. При передаче двоичных сигналов энергия символа Ё,
равна энергии Ha бит Ej.
В качестве примера типовой системы рассмотрим канал передачи импульсами
постоянного тока с характеристикой типа «приподнятый косинус» и оптимальным
распределением характеристик фильтрации. Спектр на выходе передатчика соответ-
ствует корню квадратному из спектра типа «приподнятый косинус» Y,.(f), опреде-
ленного выражением (В.2). Согласованный фильтр приема также имеет характеристику,
соответствующую корню квадратному из характеристики типа «приподнятый косинус»
(В.6). Отсюда шумовая полоса приемника
со
@+е)/2т
By={|H(Hfdf= | |Y,.(P)|df= 1/2Т (независимо от a). (B29)
0
0
Как определено в выражении (В.1) и показано на рис. B.3, нормированиое
пиковое значение на входе решающего устройства в момент решения при импульсе
типа «приподнятый косинус» равно 1. Используя ня мен on импульсы с ампли-
тудой Eg, можно определить вероятность ошибки в двоичном (+E, — E,) канале с
характеристикой типа «приподнятый „косинус»:
Ре == + erfcz,
(B.30)
где 22 = (Es / Noо) T, a T — длительность тактового интервала.
Хотя выражение (В.30) получено для канала с характеристикой типа «припод-
нятый косинус», оно является более общим в том смысле, что оно применимо к лю-
бой двоичной системе, использующей передачу противоположных сигналов. В соответ-
ствии с этим, график на рис. 4.23, отображающий выражение (B.30), представляет
наилучшую характеристику, достижимую в любой цифровой системе передачи, в кото-
й производится обнаружение одного импульса в единицу времени. (Уменышенные
значения вероятности ошибки возможны, если использовать сигналы с избыточиостью
или коды, корректирующие ошибки.)
Характеристика ошибки, представленная выражением (B.22) для многоуровне-
вых систем, определяется мощиостью шума на входе решающего устройства.
уровневых систем по заданной скорости передачи цифрового сигнала тактовый
514
интервал T и, следовательно, шумовые полосы должны быть соответственно подстрое-
ны.
Если T — тактовый интервал для двухуровневой системы, то тактовый интервал
Tp для 1-уровневой системы, обеспечивающей передачу цифрового сигнала с той же
скоростью, определяется как
T;=Tlog.L.
(B.31)
Используя шумовую полосу фильтра с характеристикой типа «приподнятый ко-
синус» согласно выражению (В.29), распространим выражение (В.22) на многоуровне-
вые системы:
1 L—1
Е = ТорэГ. ——erfe Z,
(B.32)
где г == [И /(L—1)//No/TT} .
Выражение (В.32) можно упростить и представить в более привычной форме,
используя то, что энергия на символ Е,= ЕМовэ!. = V?T, где Е, — энергия на бит:
Сейв,
(B33)
L
РЕ==vi L
logsL +2
где г = ———"\/—.
L— м:
Выражение (В.33) представлено в виде графика на рис. 4.26 для 2, 4, 8 и
16 уровней. Эти кривые представляют собой идеальные относительные характери-
стики многоуровневых систем передачи импульсами постоянного тока при постоян-
ной скорости передачи цифрового сигнала. Требования к полосе для систем с повы-
шенным числом уровней уменьшаются пропорционально Гюрвэ/..
Выражение (В.33) и рис. 4.26 представляют характеристику ошибок для много-
уровневых систем, выраженную через отиошение E/N, (одна и Ta же скорость
передачи цифрового сигнала, но различные полосы). Следующее соотношение может
быть использовано для определения вероятности ошибки в зависимости OT отноше-
ния сигнал-шум на входе решающего устройства (различные скорости передачи
цифровых сигналов, но одна и та же полоса):
Мощность сигиала Ey (log:L} Т,,
ОСШ ==
=
=@(logoL)Е,/No,
(B.34)
Мощиость шума No 40 / 27)
тде 1/27; — минимальная (по Найквисту) полоса сигнала.
Отношеиие сигнал-шум, полученное в выражении (B.34), есть отношение мощно-
сти сигнала в момент решения к мощности шума на входе решающего устройства.
Некоторые специалисты в области теории связи используют для определения
вероятности ошибки отиошение сигнал-шум на входе приемника. Поскольку это
ОСШ измеряется перед тем, как шум ограничивается по полосе, для определения
конечной мощности шума следует решить, что считать шумовой полосой. Обычно ука-
зывается полоса, соответствующая скорости передачи двоичного сигнала (1/Т), или
полоса Найквиста (1/27). В последнем случае отношение сигнал-шум получается та-
ким же, как и в Формуле (В.34). Исключения возникают при модуляции с двумя
когерентного приема Saupe, при модуляции типа
2-ФМ), когда ОСШ на входе приемника на 3 дБ выше, чем на входе решаю-
mero устройства. (По отношению к опорному несущему колебанию демодулятора
«когерентной» является вся мощность сигнала, но только половина мощности шума.)
В.3.4. Системы с частичным откликом
Формулу для вероятности ошибки для системы с частичным откликом вида
14D можно получить, вводя следующие изменения по отношению к системе с пол-
иым откликом.
17*
515
1. Расстояние ошибок точно равно половине расстояния ошибок соответствую-
щей системы с полным откликом (см. рис. B.6).
. Шумовая полоса приемника (в предположении о распределении характеристик
фильтрации по закону квадратного корня) определяется путем интегрирования
Hyon из формулы (В.14):
1/27
By= \ cosniftdf=1/пТ.
(B.35)
0
соответствии с этим шумовая полоса системы с частичным откликом вида
1-- на 2 дБ меньше шумовой полосы системы с характеристикой типа «приподня-
тый косинус» (с полным откликом), полученной в выражении (B.29). Поскольку
расстояние ошибок уменьшается на 6 дБ, общее ухудшение характеристики ошибок
при фильтрации в системе с частичным откликом составляет 4 дБ (по отношению
нала система с частичным откликом вносит меньшее ухудшение из-за большего
ичие мощностей в каналах этих двух систем может быть получено интегри-
рованием соответствующих энергетических спектров в канале. Если используется
распредоление характеристик фильтра ной по закону квадратного Жора, то мощность
системы с частичным откликом на 2 дБ ниже мощности в канале соот-
НН систем с полным откликом. В этом случае отношение СН в канале
точно равно отношению шумовых полос, поскольку характеристики фильтров приема
согласуются с соответствующими спектрами в канале, т. е. в формулах (В.29)
система с частичным откликом требует менышей полосы, чем система с
откликом. Для полноты приведем форму. вероятности ошибки для системы с
частичным откликом вида 1+D при 45 ии характеристик фильтрации по
закону квадратного корня:
1 L—1
Ру==———orf‚
кто 0 СИС
(8.36)
гдег= (п/4)\JEp/No *\/ювэй./(L—1),aЕ,—энергиянабит вканале.
Выражение (B.30) идентично выражению (В.32) за исключением коэффициента
п/4, обусловленного уменышенным | расстоянием ошибок, уменьшенной шумовой
полосой и пониженной мощностью в канале для системы с частичным откликом.
B4. СИСТЕМЫ С ПЕРЕДАЧЕЙ НА НЕСУЩЕЙ
В.4.1. Расчет фильтров
а исключением нескольких относительно редких систем с частотной модуляцией
ров я сигналов в виде импульсов постоянного тока в полосовые фильтры с
центром на несущей частоте. Импульсная реакция на выходе ствола определяется
совокупностью характеристик эквивалентных фильтров при передаче импульсами
постоянного тока. В соответствии с этим требуемая форма импульсов может
достигаться путем фильтрации либо сигналов в виде импульсов постоянного тока,
либо модулированных сигналов. Распределение характеристик фильтрации в стволе
зависит от применения. Во всех случаях полная характеристика ствола идентична
той, которая определена выражением (В.2) для каналов с характеристикой типа
«приподнятый косинус» или выражением (В.13) для систем с частичным откликом.
516
В.4.2. Анализ вероятности ошибки
Анализ вероятности ошибки для систем с передачей импульсами постоянного
тока может быть непосредственно применен в системах с керодачей на несущей при
одном важном условии: должны
модуляция и демодуля-
ция. Например, когерентная демодуляция сигнала с 2-ФМ y(t) =cos[wt+
ф()]
заключается в выполнении операций, описываемых выражением:
Ф (1)== низкочастотная часть от {со5 [07 + ф (1) ] 2совой==
== низкочаст
== низкочастотная часть OT (собф (1) (1 + cos2wt)—
— sing ()5т2
о! = cosy (0)
(равен neпри @(t)
==0и—1при@(t)=m).
Отметим, что когерентная демодуляция заключается в умножении принимаемого
сигнала на колебание местной несущей, которая находится точно в фазе с COOTBET-
ствующим поступившим сигналом. Отсюда когерентная демодуляция тесно связана
с приемом при помощи согласованного фильтра, описанным формулами (B.26) и
(В.27). Для завершения оптимального приема при модуляции цифровыми сигналами
TO|
ном детектировании определяется выражением (B.19) или (B.28).
IT ение соответствия когерентной демодуляции приему с помощью согласо-
ванного фильтра показано, на рис. В.9. Для удобства абсолютный биимпульсный
сигнал сопоставляется с сигналом БВН. Основной принцип приложим также и к
синусоидальным Re at Ha любой частоте. Важное свойство, которое следует
отметить на рис. B.9, состоит в TOM, что сигнал на выходе когерентного демо-
импульсами БВН. Кроме того, плотность мощности шума на выходе „когерентного
демодулятора идентична |плотности мощности шума в системе
постоянного тока. (Белый шум с положительным илом о статистически никак
не отличается от боры шума с отрицательным взвешиванием
На рис. В.9 показано, что для сигналов с несущей, демодулированных когерент-
© ным, способом, существуюк те же отношения Ge Ha входе penis)
устройства, что и для систем с передачей импу
остоянного тока, несм
на то, что системы с несущей (и двумя боковыми) требуют удвоенной полосы.
Когерентная демодуляция приводит к шумовой полосе приемника, равной шумовой
полосе эквивалентной системы C г
постоянного тока, поскольку
* при когерентной демодуляции на выход проходит только половина мощности шума
из полосы модулированного сигнала. [ШЦумы в полосе модулированного сигнала,
° фаза которых не совпадает с фазой когерентного опорного колебания, переносятся
к частотам, равным удвоенной частоте несущей, а затем удаляются с помощью фильтра
: нижних частот, нач /2.1
|+|+o]т|of1]
Цифровой _
ахГ
сигнал | |ОАО С т
„Абсолютный _ —/ Ml
г
г
Сигнал
mer)
т
Когерентное
ен EF
Смеситель
(демодулятор}
колебание
Выходной сигналг————————]
1
—1
(результат )
|
|
|
|т
перемножения}
Рис. В.9. Когерентная демодуляция (детектирование) абсолютного биимпульсного
сигнала
517
B.4.3. Вероятность ошибки при KAM
Выражение для вероятности ошибки систем с КАМ и когерентным детектирова-
нием — идентично ge для, вероятности ошибки соответствующей — много-
уровневой системы с
постоянного тока, примененному по
отдельности к каждому из квадратурных каналов. В соответствии с этим характерис-
тика ошибки системы с модуляцией типа 16-КАМ представлена выражением (B.33)
для Г, равного четырем уровням. В системах с КАМ когерентная демодуляция
приводит к тому, что половина мощности шума из полосы модулированного сигнала
проявляется в детекторе канала В, а половина — в детекторе канала К. Само собой
разумеется, что общая мощность сигнала делится на два, так что отношение сигнал-
шум на выходах, отдельных детекторов идентично отношению модулированного
сигнала к шуму (т. е. ОСШ перед детектированием равно ОСШШ после детектирования).
Характеристика вероятности ошибки для систем с КАМ представлена на графике
(сем. рис. 6.20) в зависимости от Е,/Мо. Чтобы связать эти результаты с OTHO-
шением сигнал-шум, используйте выражение (В.34), приняв за L число уровней
в каждом из квадратурных каналов.
В.4.4. Вероятность ошибки при ФМ
Вероятность ошибки для систем с многоуровневой ФМ легче всего получить,
сигнало
рис. В.10 представлены области ошибок решения для характерных фаз в сигнале с
8-ФМ. Для получения квадратурных сигналов Yg(f) и Yi (f), определенных в
выражениях (6.10) и (6.11) собдтветственно, принимаемый сигнал © рабатывается
двумя ig
управляемыми колебаниями с ортогональными фазами.
ли фаза i
колебания равна 1/8 nim значению цифро-
вого аа 011), ошибка в решении возникает, если шум заставляет Y к (1)
в момент решения стать положительным. [Ук (f) положителен в нижнем направлений,
что соответствует задержке в канале К (синусоидальном), по отношению к каналу
В (косинусоидальному)]. Нормированное расстояние ошибок равно sin (л/ 8). Ombre
в решении возникает также, если шум заставляет— Ук (f) превысить в (4), что
указывеь, на w ye фаза больше л/4. Это последнее условие соответствует OT-
рицател
чени преобразованного сигнала Ув (8) = 0.707Yg(t) +
Zo7077 x0. al0 TE ey собой проекцию принимаемого сигнала Ha
базовый вектор— л/4 (см. рис. 6.13).] Изучение рис. B.10 показывает, ч
расстояние ошибок при втором типе ошибок также равно sin (л/8). oi дао
Область 2, где
фиксируется 010
oof RPK оо! ——————-
Ув
mo
Область 1, где
фиксируется 111
Ук
Рис. В.10. Области ошибок решения для значения сигнала с 8-ФМ, равного л/8 (011)
518
дисперсия шума в Yg(f) идентична дисперсии шума в Yp(f) (с учетом множи-
телей 0,707), оба типа ошибок равновероятны.
В общем случае расстояние ошибок в системах в ФМ и No фазами равно
Изм (л/No), где V — амплитуда сигнала на входе детектора (т. е. радиус в пространстве
сигналов типа ФМ). Ошибка происходит в том случае, если на выходе любого из
двух фазовых детекторов имеется шум подходящей полярности. Предполагается,
однако, что ошибка при детектировании приводит к ошибке в цифровом сигнале,
равном только одному
кодеин теоретическое выражение для вероятности
Ces для модуляции типа ФМ определяется теперь путем модификации выражения
(В.22):
Pg == (1/logzN) erfc z,
(B.38)
где г = [sin (n/N)]1V / +26.
Амплитуда сигнала
V = JE, (logoМ)/Т,
(B.39)
а среднее квадратическое значение напряжения шума
No/2T
(B.40)
для шума в полосе Найквиста.
Комбинирование выражений (B.38) — (В.40) позволяет установить | связь
между вероятностями
при ФМ, энергией на бит и плотностью шума в‚канале:
Ре = (1 юра) erfz,
(B.41)
где2=вт7 10в2N =
' Выражение (В.41) представлено в виде графика на рис. 6.16 для систем с ФМ
при различном числе ¢as'. Для определения зависимости вероятности ошибки от
отношения мощности сигнала к мощности шума используйте следующее выражение:
ОСШ == (ово N) (Е,/МNo) при No > 2.
(В.42)
ПРИЛОЖЕНИЕ Г. ТАБЛИЦЫ МАКСИМАЛЬНЫХ
ЗНАЧЕНИЙ ИНТЕНСИВНОСТИ ПОСТУПАЮЩЕЙ
:
НАГРУЗКИ
Таблица Г.! представляет собой таблицу максимальных значений интенсив-
‚ности поступающей нагрузки А для различных вероятностей потерь В и разного
‘числа уживающих устройств No. Вероятности потерь даны для случая бесконеч-
‘ногочисла источников и работы системы в режиме с потерями [В-формула Эрланга,
ем. ‚уравнение (9.8)1.
‘аблица Г.2 представляет собой таблицу максимальных значений интенсивности
„поступающей нагрузки А для различных значений вероятностей потерь В, разного
‘числ луживающих устройств No при конечном числе источников М. Интенсив-
‘иость вен нагрузки А определяется как Mp, где р — средняя активность
‚источника в предположении, что ни один вызов не теряется. Вероятность потерь
ans конечного числа источников определена по формуле (9.13).
Примечание. Содержание следующих таблиц получено из работы [15] в списке
литературык гл.
! Для систем с модуляцией типа 2-ФМ вероятности ошибки, определенные в выра-
‘жениях (В.38) и (В.41), следует разделить на 2, так как необходим только один
«фазовый детектор и ошибки в нем создаются только шумом одной полярности.
r
519
Таблица Г.1. Максимальная интенсивность поступающей нагрузки в зависимости
иМ*
0,040.0%0.10.51.02 5iois2030Lo
м.
1.0001 .0005 „001 .005 „010 .020 .053 „111.176 „250 „#29 „667
2 Jol .032 °. ‚105.153 .223 .381 .595 . 1.00 1.45 2.00
3.087 .152 19% 340 455 .602 .899 1.27 1.60 1.93 2.63 3.48
& „235 .362 439 .701 .869 1.09 1.62 2.05 2.50 2.95 3.89 5.02
5 „852 649 .762 1.13 1.36 1.66 2.22 2.88 3.45 4.00 5.10 6.60
6 .728 .996 1,15 1.62 1.91 2.28 2.96 3.76 Ц 5.11 6.51 8.19
7 1.05 1.39 1,58 2.16 2.50 2.9% 3.7% 4.67 5.46 6.23 7.86 9.80
8 1.42 1.83 2.05 2,73 3.13 3.63 4, 5,60 6.50 7.37 9.21 11,5
9 1.83 2.30 2.56 3.33 3.78 4.3% 5.37 6.55 7.55 8.52 10.6 13.0
10 2.26 2.80 3.09 3.96 4.6 5.08 6.22 7.51 8.62 9.68 12.0 14.7
14 2.72 3.33 3.65 4.61 5.16 5.8% 7.08 8.49 9.69 10.9 13.3 16.3
12 3.21 3.88 4.23 5.28 5.88 6.61 7.95 9.47 10.8 12.0 14.7
13 3.71 4.45 4.83 5.96 6.61 7.40 8.83 10.5 11.9 13.2 16.1 19.6
i 8.2% 5.03 5.45 6,66 7.35 8.20 9.73 11.5 13.0 1.4 17.5 21,2
15 4.78 5.63 6.08 7.38 8.11 9.01 10.6 12.5 14.1 15.6 18.9 22.9
16 5.3% 6.25 6.72 8.10 8.88 9.83 11.5 13.5 15.2 16.8 20.3 „9
17 5.91 6.88 7.38 8.83 9.65 10.7 12.5 14.5 16.3 18.0 21.7 26.2
18 6.50 7.52 8.05 9.58 10.4 11.5 13.4 15.5 17.4 19.2 23.1 27.8
19 7.09 8.17 8.72 10,3 11.2 12,3 14.3 16.6 18.5 20.4 24.5 29.5
20 7.70 8.83 9.41 11.1 12.0 13.2 15.2 17.6 19.6 21.6 25.9 31.2
21 8.32 9.50 10.1 11,9 12.8 14.0 16.2 18.7 20.8 22.8 27.3 32.8
22 8.95 10.2 10.8 12.6 13.7 14.9 17.1 19.7 21.9 24.1 28.7 38.5
23 9.58 10.9 11.5 13.4 4.5 15.8 18.1 20.7 23.0 25.3 30.1 36.1
24 10.2 11.6 12.2 14.2 15.3 16.6 19.0 21.8 ‚2 26.5 31.6 37.8
25 10.9 12.3 13.0 16.0 16.1 17.5 20.0 22.8 25.3 27.7 33.0 39.4
26 11.5 13.0 13.7 15.8 17.0 18.4 20.9 23.9 26.4 28,9 34.% 41.1
27 12.2 13.7 M4 16.6 17.8 19.3 21.9 28.9 27.6 30.2 35.8 42.8
28 12.9 1.4 15.2 17.4 18.6 20.2 22.9 26.0 28.7 31.4 37.2 Ш.%
29 13.6 15.1 15.9 18.2 19.5 21.0 23.8 27.1 29.9 32.6 38,6 6.1
30 18.2 15.9 16.7 19.0 20.3 21.9 24.8 28.1 31.0 33.8 40.0 47.7
31 18.9 16.6 17.4 19.9 21.2 22.8 25.8 29.2 32.1 35.1 41.5 9.4%
32 15.6 17.3 18.2 20.7 22.0 23.7 26.7 30.2 33.3 36.3 42.9 51.1
33 16.3 18.1 19.0 21.5 22.9 24.6 27.7 31.3 3А.% 37.5 44.3 52.7
3+ 17.0 18.8 19.7 22.3 23.8 25.5 28.7 32.4 35.6 38.8 45.7 S44
35 17.8 19.6 20.5 23.2 24.6 26.4 29.7 33.4 36.7 40.0 47.1 56.0
3 18.5 20.3 21.3 24.0 25.5 27.3 30.7 3.5 37.9 4l.2 88.6 57.7
37 19.2 21.1 22,1 24,8 26.4 28.3 31.6 35.6 39.0 42.4 50.0 59.4
38 19.9 21.9 22.9 25,7 27.3 29.2 32.6 36.6 ‚2 43.7 51.4 61.0
39 20.6 22.6 23.7 26.5 28.1 30.1 33.6 37.7 41.3 44.9 52.8 62.7
4o 21.4 23.4 24.4 27.4 29.0 31.0 34.6 38.8 42,5 No6.1 54.2 64.4
41 22.1 24.2 25.2 28.2 29.9 31.9 35.6 39.9 43.6 47.4 55.7 66.0
42 22.8 25,0 26.0 29.1 30.8 32.8 36.6 40.9 44.8 uB.6 57.1 67.7
43 23.6 25.7 26.8 29.9 31.7 33.8 37.6 42,0 45.9 49.9 58.5 69.3
Ly 24,3 26.5 27.6 30.8 32.5 M.7 38.6 43.1 47.1 51.1 59.9 71.0
45 25.1 27.3 28.4 31.7 33.4 35.6 39.6 44.2 uB.2 52.3 61.3 72.7
46 25.8 28.1 29.3 32.5 38.3 36.5 40.5 45.2 59,% 53.6 62,8 74.3
47 26,6 28.9 30.1 33.4 35.2 37.5 41.5 No6.3 50.6 54.8 64.2 76.0
48 27.3 29.7 30.9 38.2 36.1 38.8 42.5 47.4 51,7 56.0 65.6 77.7
49 28.1 30.5 31.7 35.1 37.0 39.3 43.5 48.5 52.9 57.3 67.0 79.3
50 28.9 31.3 32,5 36.0 37.9 40.3 No%,5 49.6 54.0 58.3 68.5 81.0
М — число обслуживающих приборов; цифры вверху колонок показывают ве-
-роятность потерь В, %
520
Окончание табл. Г.2.
p
e
м
е
л
r
e
0.010.050.10.51.025101520304o
29.6 32.1 33.3 36.9 38.8 41.2 45.5 50.6 55.2 59.7 69.9 82.7
30.4 32.9 34.2 37.7 39.7 42.1 46.5 51.7 56.3 61.0 71.3 84.3
31.2 33.7 35.0 38.6 40.6 43.1 47.5 52.8 57.5 62.2 72.7 86.0
31.9 34.5 35.8 39.5 41.5 L4.0 48.5 53.9 58.7 63.5 74.2 87.6
32.7 35.3 36.6 40.4 2.8 4.9 49.5 55.0 59.8 64.7 75.6 89.3
33.5 36.1 37.5 41.2 43.3 45.9 50.5 56.1 61.0 65.9 77.0 91.0
34.3 36.9 38.3 42.1 44.2 46.8 61.5 67.1 62,1 67.7 78.4 92,6
35.1 37.8 39.1 43.0 45.1 47.8 62.6 68.2 63.3 68.4 79.8 94.3
35.8 38.6 40.0 43.9 46.0 48.7 53.6 59.3 64.5 69.7 81.3 96.0
36.6 39.4 40.8 44.8 46,9 49.6 55.6 60.4 65,6 70.9 82.7 97.6
37.4 40.2 41.6 45,6 47.9 50.6 55.6 61,5 66.8 72.1 84.1 99.3
38.2 41.0 42.5 46,5 48,8 51.5 56.6 62.6 68.0 73.4 85.5 101
39.0 41.9 43.3 47.4 49.7 52,5 57.6 63.7 69.1 74.6 87.0 103.
39.8 42.7 4.2 48.3 50.6 53.4 58.6 64.8 70.3 75.9 88.4 104.
40.6 43.5 45.0 49.2 51.5 54.9 59.6 65.8 7i.4 77.1 89.8 106.
1.4 44.4 45.8 50.1 52.4 55.3 60.6 66.9 72.6 78.3 91.2 108.
42.2 45.2 46.7 51.0 53.4 56.3 61.6 68.0 73.8 79.6 92.7 109.
43.0 46.0 47.5 51.9 54.3 57.2 62.6 69.1 74.9 80.8 94.1 111.
43.8 46.8 48.4 52,8 55.2 58.2 63.7 70.2 76.1 82.1 95.5 113.
44.6 47.7 49.2 53.7 56.1 59.1 64.7 71.3 77.3 83.3 96.9 114.
45.4 48.5 50.1 54.6 57.0 60.1 65.7 72.4 78.4 84.6 98.4 116.
46.2 49.8 50.9 55.5 58.0 61.0 66.7 73.5 79.6 85.8 99.8 118,
47.0 50.2 51.8 56.4 58.9 62.0 67.7 74.6 .8 87.0 101. 119.
47.8 51.0 52.7 57.3 59.8 62.9 68.7 75.6 81.9 88.3 103. 121.
48.6- 51.9 53.6 53.2 60.7 63.9 69.7 76,7 83.1 89.5 104. 123,
9.4 52,7 4.4 59.1 61.7 64.9 70.8 77.8 84.2 90.8 105. 12k,
0.2 53.6 55.2 60.0 62.6 65.8 71.8 78.9 85.4 92,0 107. 126,
1 skh 56,1 60.9 63.5 66.8 72.8 80.0 86.6 93.3 108. 128.
1.9 55.3 56.9 61.8 64.8 67,7 73.8 81.1 87.7 94.5 110. 129.
2.7 56.1 57.8 62.7 65.4 68.7 74.8 82.2 88.9 95.7 111. 131.
3.5 56.9 58.7 63.6 66.3 69.6 75.8 83.3 90.1 97.0 113. 133.
4.3 57.8 59.5 64.5 67,2 70.6 76.9 84.2% 91.2 98.2 119. 13k.
55.1 58.6 60.4 65.4 68.2 71.6 77.9 85.5 92.4
115. 136.
56.0 59.5 61.3 66.3 69.1 72,5 78.9 86.6 93.6 101, 117. 138.
56.8 60.4 62.1 67,2 70.0 73.5 79.9 87.7 94.7 102. 118. 139.
57.6 61.2 63.0 68.1 70.9 74.5 80.9 88.8 95.9 103. 120. 141.
58.4 62.1 63.9 69.0 71.9 75.4 82.0 89.9 97,1 108. 121, 143,
59.3 62.9 64.7 69,9 72.8 76.4 83.0 91.0 98.2 106. 123. 144,
60.1 63.8 65.6 70.8 73.7 77.3 84.0 92,1 99.4 107. 412%. 146.
60.9 64.6 66.5 71.8 74.7 78.3 85.0 93,1 101. 108. 126. 148,
61.8 65.5 67.4 72.7 75.6 79.3 86.0 94.2 102. ‚ 127. 149.
62,6 66.3 68.2 73.6 76,6 80.2 87.1 95.3 103. 111. 128. 151.
63.4 67.2 69.1 74.5 77.5 81.2 88.1 96.% 104. 112. 130. 153.
64.2 68.1 70.0 75.4 78,4 82.2 89.1 97.5 105, 113. 131. 15%.
65.1 68.9 70.9 76,3 79.4 83.1 90.1 98,6 106, 11%. 133. 156,
65.9 69.8 71.7 77.2 80.3 84.1 91.1 99.7 108. 116. 13%. 158.
66.8 70.7 72,6 78.2 81.2 85,1 92.2 101, 109. 117. 135. 159.
67.6- 71,5 73.5 79.1 82,2 86,0 93.2 102. 110. 118. 137, 161.
68.4 72.4 74.8 80.0 83.1 87.0 94.2 103. 111. 119. 138. 163.
69.3 73.2 75.2 80.9 84.1 88.0 95.2 104. 112, 121. 140. 16k.
Таблица Г.2. Максимальная интенсивность поступающей нагрузки в зависимости
от В, No и числа источников М *
мм‚01.05°0.10.51.025101520304
2.0002 .0010 „0020 .0100 .0200 .0400 „100 .202 .307 „No17 „659 .9
1 3 „0002 .0008 .0015 .0075 .0151 .0303 .077 .159 «246 „381 .559 .8
4 .0001 .0007 .0013 .0067 .0134 .0270 .069 .143 .224 .312 .519 .7
5 „0001 .0006 „0013 .0063 .0126 .025% .065 .136 .213 .298 .498 .7
3 „030 .067 .095 .212 .300 „425 .678 .980 1.23 1.47 1.97 2.
4 L023 .052 074 .167 .238 342 .560 .832 1.07 1.30 1.78 2.
25021
‚065 149 .213 .308 .510 .767 .997 1.22 1.70 2.
6 ‚019 .043 .061 .139 .200 .289 „#82 „731 .955 1.18 1.65 2.
7 ‚018 0.081 .058 .133 .191 .277 „Н6ё% .707 „928 1.15 1.62 2.
4 .186 .317 LOO .685 .864 1.09 1.50 1.95 2.31 2.65 3.35 4.
5 A488 .25% .322 .561 .715 .918 1.30 1.72 2.08 2.42 3.13 3.
6 ‚131 .227 .288 .505 .648 .837 1.20 1.62 1.97 2.21 3.02 3.
3 7 „122 .211 .268 473 .609 .790 1.14 1,55 1,90 2.2% 2.95 3.
8 .116 .201 .255 „No52 .583 .759 1.10 1.51 1.85 2.19 2.90 3.
9 ‚111 0.19% 2286 437 L565 L737 1.07 1.87 1.82 2.16 2.86 3.
10 .108 .188 .240 426 .551 .720 1.05 1.45 1,79 2.13 2.84 3.
150.100 .i74 „222 ,396 .514 .675 „99% 1.38 1.72 2.06 2.76 3.
5 .500 748 .889 1.33 1.59 1.89 2.2% 2,98 3.43 3.86 4.76 5.
6 „908 .617 .737 1.12 1.36 1.64 2.15 2.71 3.16 3.60 4.51 5.
> ‚365 .55% .665 1.02 1.24 1.52 2.01 2.56 3.02 3.46 4.38 5.
& 8 340.517 .621 963 1.17 1.44 1.92 2.47 2.93 3.37 4.30 5.
9 ‚323 M92 .592 922 1.13 1.37 1.86 2.41 2,87 3.31 L.24 5.
10 ‚310 A474 .57% .892 1.09 1.35 1.82 2.36 2.82 3.27 4.20 5.
15 ‚280 .429 .518 „816 1.00 1.25 1.7% 2.28 2.70 3.1% 4.08 5.
6 ‚951 1.31 1,51 2.08 2.40 2.77 3.39 4.04 4.58 5.09 6.17 7.
7 ‚79% 1.11 1.28 1.80 2.10 2.45 3.07 3.73 4.28 4.80 5.91 7.
8 ‚716 1.00 1.16 1.66 1.94 2.29 2.90 3.56 4.12 4.65 5.77 7.
5 9 ‚668 .9%0 1.09 1.56 1.84 2.18 2.78 3.45 4.01 4.55 5.68 7.
10 ‚635 .896 1.0% 1.50 1.77 2.11 2.71 3.37 3.9% 4.88 5.61 6.
12 .592 .839 .979 1.42 1.68 2.01 2.60 3.27 3.84 4.38 5.52 6.
15 „556.791 .92% 1.35 1.60 1.92 2.51 3.18 3.7% 4.29 5.44 6.
20 ‚525 „748 876 1.28 1.53 1.84 2.42 3.09 3.66 4.21 5.37 6.
? 1,51 1.97 2.21 2,90 3.26 3.69 4.38 5.12 5.73 6.32 7.59 9.
8 1.28 1.70 1.91 2.55 2.90 3.32 4.02 4.78 5.41 6.02 7.32 8.
9 1.17 1.55 1.76 2.37 2.71 3.12 3.82 4.59 5.24 5.85 7.17 8.
6 10 1.09 1.46 1.65 2.25 2.58 2.98 3.69 4.47 5.12 5.74 7.07 8.
15 926 1.25 1.43 1.97 2.29 2.68 3.38 4.17 4.84 5.48 6.8% 8.
20 ‚865 1.17 1.3%} 1.87 2.17 2.56 3.26 4.05 4,72 5.37 6.74 8.
30 ‚813 1.10 1.27 1.77 2.07 2.45 3.15 3.9% 4.62 5.28 6.66 8.
8 2.15 2.70 2.98 3.76 4.17 4.63 5.39 6.20 6.89 7.56 9.01 10.
9 1.85 2.36 2.62 3.36 3.75 4.22 5.00 5.85 6,56 7.25 8.74 10.
я 10 1.70 2.17 2.42 3.13 3.52 3.99 4.78 5.64 6,37 7.07 8.58 10.
15 1.39 1.80 2.02 2.68 3.05 3.51 4.31 5.21 5.97 6.70 8.25 10.
20 1.28 1.67 1,88 2.52 2.88 3.33 4.14 5.05 5.81 6.56 8.13 10.
30 1.19 1.56 1.76 2.38 2.7% 3.18 3.99 4.90 5,68 6.44 8.03 9.
* Числа вверху колонок показывают вероятность потерь, В %.
522
Окончание табл.
6.88
R
E
D
B
B
E
B
e
£
0
8
B
S
L
R
E
S
S
O
O
A
O
N
=
0
0
n
n
n
n
O
y
О
>
.
[
+
]
$
2
8
В
Е
Ф
З
с
к
а
з
В
а
К
е
З
W
M
O
Р
Р
Р
Р
о
Р
А
Н
М
О
W
w
w
Р
Р
Р
у
У
F
R
E
E
S
2
3
3
8
B
R
E
у
е
:
е
в
о
е
о
о
8
З
е
е
О
у
и
6
5
10
7.30
6.92
6.71
6.56
6.29
6.07
5.89
8.39
7.50
7.33
No
N
a
N
c
s
е
е
е
D
A
S
т
н
е
м
0
O
W
=
P
E
R
E
L
S
3
e
n
o
З
е
е
Б
о
2
8
No
©
No
о
о
O
O
k
e
s
3
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
9
н
®
н
®
о
н
»
-
®
-
^
с
о
C
O
O
R
E
E
[
n
s
o
=
a
N
O
W
10.5%
[
W
Y
[
=
]
р
Т
ы
]
10.0
11.8
11.6
1.4
11.3
No
[
=
]
В
о
S
B
E
н
х
н
*
b
t
b
b
R
b
e
a
D
O
D
O
D
e
s
=
>
о
в
е
8
2
8
B
E
R
N
D
»
с
о
[
=
T
r
.
©
т
о
м
о
м
н
м
>
d
l
d
l
5
У
a
d
с
о
с
о
©
No
O
O
O
O
>
о
о
с
н
е
в
.
о
о
W
w
E
e
&
8
ы
т
°
O
F
E
E
H
E
E
r
l
r
d
r
l
o
l
a
d
a
м
ю
ю
М
ю
м
о
ю
523
W
w
N
I
+
w
r
[
-
)
=
»
17
524
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
К главе |
К. Smith and No. Sonneville, “Record '81 Telco Construction Set at $23.5
Billion, Up 5.6%,” Telephone Engineer and Management, January 15, 1981,
р55
М. К. Kleinfield, AT&T reprint from New York Times.
Technical Staff, Bell Laboratories, Engineering and Operations in the Bell Sys-
tem, Bell Telephone Laboratories Inc., 1977.
Reference Data for Radio Engineers, 5th ed., Howard Sams & Co., ITT, Indian-
apolis, 1972.
To
‚
L. Jachimowicz, J. Olszewski, and 1. Kolodny, ‘Transmission Properties of
Filled Thermoplastic Insulated and Jacketed Telephone Cables at Voice and
Carrier Frequencies,” IEEE Transactions on Communications, March 1973,
pp 203-209.
)
D. С. Messerschmitt, “Ап Electronic Hybrid with Adaptive Balancing for
Telephony,” IEEE Transactions on Communications, August 1980, pp 1399-
1407.
George М. Dick, ““SBS’s Celestial Version of ‘The System is the Solution’,”
Datamation, November 1977, pp 141-158.
W. M. Combs, C. P. Fort, and R. A. Zeitz, “Ending the Information Float,”
Proceedings of Intelcom '79,Horizon House International, 1979, рр 42-45.
А. 1. Aikens and D. A. Lewinski, “Evaluation of Message Circuit Noise,” Bell
System Technical Journal, July 1970, pp 879-909.
J. L. Sullivan, “A Laboratory System for Measuring Loudness Loss of Tele-
phone Connections,” Bell System Technical Journal, October 1971, pp 2663-
2739.
W. K. MacAdam, “A Basis for Transmission Performance Objective in a Tele-
phone Communications System,” AIEE Transactions on Communications and
Electronics, May 1978, pp 205-209.
Е. P. Duffy and T. W. Thatcher, Jr., “Analog Transmission Performance on the
Switched Telecommunications Network,” Bell System Technical Journal, April
1971, pp 1311-1347.
W. R. Bennett and J. R. Davey, Data Transmission, McGraw-Hill, New York,
1965.
Members of Technical Staff, Bell Telephone Laboratories, Transmission Sys-
tems for Communications, 4th ed., Western Electric Company, 1971.
H. К. Huntly, “Transmission Design of Intertoll Telephone Trunks,” Bell Sys-
tem Technical Journal, September 1953, pp 1019-1036.
D. L. Duttweiler and У. $. Chen, “А Single-Chip VLSI Echo Cancellor,” Bell
Systems Technical Journal, February 1980, pp 149-160.
Н. С. Suyderhoud, М. Onufry, and $. J. Campanella, “Echo Control in Tefe-
20
21
2
~
23
24
2
w
n
2
[
J
27
28
2
No
30
3
[
2
5
32
33
3
+
3
w
n
36
phone Communications,” National Telecommunications Conference Record
1976, pp 8.1-1-8.1-5.
Е. Т. Andrews, Jr. and К. W. Hatch, “National Telephone Network Transmission
Planning in the American Telephone and Telegraph Company,” IEEE Transac-
tions on Communications Technology, June 1971, pp 302-314.
A. E. Ritchie and J. Z. Menard, “Common Channel Interoffice Signaling, An
Overview,” Bell System Technical Journal, February 1978, pp 221-236.
A. Е. Joel, Jr., “Circuit Switching: Unique Architecture and Applications,”
COMPUTER, June 1979, pp 10-22.
J. J. Bernard, “CCITT International Signaling No. 6,” Telepompunications
Journal Vol. 41, No. 2, 1974, р 69.
John С. McDonald, “Techniques for Digital Switching,” Communication So-
ciety Magazine of IEEE, July 1978, рр 11-19.
К. Е. Fultz and D. В. Penick, “The T1 Carrier System,” Bell System Technical
Journal, September 1965, pp 1405-1451.
М. В. Aaron, *‘Digital Communications—The Silent (R)evolution?”’ IEEE Com-
munications Magazine, January 1979, pp 16-26.
“Supply Record on NEC PCM Microwave Equipment,” Nippon Electric Com-
pany, Tokyo, May 1974.
J. B. Jacob, “The New Approaches and Solutions Offered by the Digital ESS.E
10 to Deal with Switching, Operation, and Maintenance Functions,” Interna-
tional Communications Conference Proceedings, 1979, pp 46.6-1-46.6-5.
К. Bruce, P. Giloth, and Е. Siegel Jr., “No. 4ESS—Evolution of a Digital
Switching System,” IEEE Transactions. on Communications, hay 1979, pp
1001-1011.
J. С. McDonald and J. КВ. Baichtal, “A New Integrated Digital Switching Sys-
tem,” National Telecommunications Conference Record, 1976, р 3.2-1-3.2-5.
“First Class 5 Digital Central Office goes into Service in Georgia,” Telephony,
August 1, 1977, pp 24-25.
J. A. Stewart, “System Considerations for Short Haul Multi-Channel Subscriber
Carrier,” International Conference on Communications Record, 1974, p 24E-1.
Е. Т. Andrews, Jr., “Customer Lines Go Electronic,” Bell Labs Record, Febru-
ary 1972, pp 59-64.
М. T. Manfred, С. A. Nelson, and С. H. Sharpless, “Digital Loop Carrier Sys-
tems,” Bell System Technical Journal, April 1978, pp 1129-1142.
S. J. Brolin, G. E. Harrington, and G. R. Leopold, “The Subscriber Loop Car-
rier System Gets Even Better,” Bell Labs Record, May 1977, pp 119-122.
S. Brolin, Y. S. Cho, W. P. Michaud, and D. H. Williamson, “Inside the New
Digital Subscriber Loop System,” Bell Labs Record, April 1980, pp 110-116.
L. A. Sibley, “Digital Data System—Status and Plans,” International Communi-
cations Conference Proceedings, 1979, pp 54.1.1-3.
R. C. Prime and L. L. Sheets, “The 1A Radio Digital System Makes ‘Data
Under Voice” a Reality,” Bell Labs Record, December 1973, pp 335-339.
525
37
38
39
40
al
42
p
h
~
w
+
w
n
[
а
*
Б
а
|
526
К. В. Grady and J. W. Knapp, “1A Radio Digital Terminals Put ‘Data Under
Voice’,”” Bell Labs Record, May 1974, pp 161-166.
FCC Memorandum Opinion and Order released January 29, 1975 modifying
FCC Report and Order of Docket 19311 released September 27, 1974.
W. $. Chaskin, ‘Digital Transmission Economics,” Digital Microwave Transmis-
sion Engineering Symposium, Rockwell International, September 1978.
H. E. Vaughan, “Research Model for Time-Separation Integrated Communica-
tion,” Bell System Technical Journal, July 1959, pp 909-932.
B. T. Fought and C. J. Funk, “Electronic Translator System for Toll Switch-
ing,” IEEE Transactions on Communications, June 1970, pp 168.
С. H. Devine and В. L. Contryman, “Digital Technology ‘Takes Over in Modern
PABX Design,” Telephone Engineering and Management, March 15, 1978, pp
80-83.
К главе 2
“SR-1536 Subscriber Radio, Technical Description,” Farinon SR Systems,
Quebec, Canada, 1977.
,
А. Е. Ritchie and J. 7. Menard, “Common Channel Interoffice Signaling, An
Overview,” Bell System Technical Journal, February 1978, pp 221-236.
Arthur A. Collins, “Are We Committed to Change in Telecommunication Sys-
tems,” SIGNAL, August 1974, pp 62-65.
Robert D. Pedersen, “Digital Switched Networks,” New Technology Seminar—
National Electronic Conference, October 1974.
A. Е. Ritchie and L. $. Tuomenoksa, “No. 4 ESS: System Objectives and Ог-
ganization,” Bell System Technical Journal, September 1977, pp 1017-1029.
Hirvela, R. J., “The Application of Computer Controlled PCM Switching to
Automatic Call Distribution,” IEEE Communications Systems and Technology
Conference, Dallas, Texas, May 1974.
James Spilker, Digital Communications by Satellite, Prentice-Hall, Englewood
Cliffs, New Jersey, 1977.
К. С. Drechsler, “Echo Suppressor Terminal for No. 4 ESS,” 1976 interna-
tional Communications Conferences Record, 1976, pp 36.9-36.12.
I. Nasell, “The 1962 Survey of Noise and Loss on Toll Connections,” Bell
System Technical Journal, March 1964, pp 697-718.
Bell Telephone Laboratories Members of Technical Staff, Transmission Sys-
tems for Communications, Western Electric Company, February 1970.
М. К. Aaron, “Digital Communications—The Silent (R)evolution?” IEEE
Communications Society Magazine, Vol. 17, January 1979, pp. 16-26.
H. J. Hindin, “LSI-Based Data Encryption Discourages the Data Thief,”
Electronics, June 21, 1979, pp. 107-120.
N. $. Jayant, В. J. McDermott, $. W. Christensen, and А. М. Quinn, “A Com-
parison of Four Methods for Analog Speech Encryption,” International Com-
munications Conference Record, 1980, pp 16.6.1-16.6.5.
14
15
[
5
5
]
W
w
H
w
r
=
)
~
No
D. Sibbald, Н. No. Silcock, and Е. $. Usher, “Digital Transmission Over Exist-
ing Subscriber Cable,” International Symposium on Subscriber Loops and
Services, Atlanta, Georgia, 1978.
J. C. McDonald, “An Integrated Subscriber Carrier and Local Digital Switching
System,” International Symposium on Subscriber Loops and Services, 1978,
pp 172-176.
Members of Technical Staff, Bell Telephone Laboratories, Engineering and
Operations in the Bell System, Western Electric, 1977.
К главе 3
“Proposal Concerning A System for Digital Coding of Sound Signals,” Docu-
ment CMTT/186-E, Study Group 10A-1, January 1977.
J. M. Kasson, “The Rolm Computerized Branch Exchange: An Advanced
Digital PBX,” Computer Magazine, June 1979, p 24.
Richard Wiggins, “Low Cost Voice Response Systems Based on Speech Syn-
thesis,” SAE Technical Paper Series 800197, Society of Automotive Engi-
neers, Inc., 1980.
R. G. Cornell, “The 1A Voice Storage System,” National Electronics Confer-
ence Proceedings, 1979, pp 399-402.
J. L. Flanagan, Speech Analysis, Synthesis, and Perception, 2nd ed. Springer-
Verlag, New York, 1972.
S. Tsuruta, H. Sakoe, and S. Chiba, “DP-100 Connected Speech Recognition
System,” Intelcom '79 Proceedings, Horizon House, 1979.
J. Flanagan, M. Schroeder, B. Atal, R. Crochiere, N. Jayant, and J. Tribolet,
“Speech Coding,” IEEE Transactions on Communications, April 1979, pp
710-7317.
B. J. McDermott, C. Scagliola, and D. J. Goodman, “Perceptual and Objective
Evaluation of Speech Processed by Adaptive Differential PCM,” Bell System
Technical Journal, May-June 1978, pp 1597-1618.
“The D3 Channel Bank Compatibility Specification—Issue 3,” Technical Ad-
visory No. 32, American Telephone and Telegraph Company, October 1977.
M. B. Akgun, “Transmission Objectives for a Subscriber Loop System Digital
Voice Codec,” International Symposium—Subscriber Loops and Services,
Ottawa, 1974, pp 7.1.1-7.1.7.
H. Mann, H. M. Straube, and C. P. Villars, “A Companded Coder for an Experi-
mental PCM Terminal,” Bell System Technical Journal, January 1962, pp 173--
226.
K. E. Fultz and D. B. Penick, “The T1 Carrier System,” Bell System Technical
Journal, September 1965, pp 1405-1451.
H. H. Henning and 1. W. Pan, “D2 Channel Bank: System Aspects,” Bell Sys-
tem Technical Journal, October 1972, pp 1641-1657
W. В. Daumer and J. В. Cavanaugh, “A Subjective Comparison of Selected .
Digital Codecs for Speech,” Bell System Technical Journal, November 1978,
pp 3119-3165.
527
D. L. Duttweiler and D. С. Messerschmitt, “Nearly Instantaneous Companding
and Time Diversity as Applied to Mobile Radio Transmission,” International
- Communications Conference, 1975, рр 40-12 to 40-15.
*21
22
23
2
E
S
25
26
18
29
30
31
32
33
528
I. M. McNair, Jr., “Digital Multiplexer for Expanded Rural Service,” Bell Labs
Record, March 1972, pp 80-86.
H. K. Dunn and S. D. White, “Statistical Measurements on Conversational
Speech,” Journal of Acoustic Society of America, January 1940, pp 278-288.
М. $. Jayant, “Digital Coding of Speech Waveforms: PCM, DPCM, and DM
Quantizers,” Proceedings of IEEE, May, 1974, pp 611-632.
J. W. Bayless, S. J. Campanella, and A. J. Goldberg, “Voice Signals: Bit by Bit,”
JEEE Spectrum, October 1973, pp 28-34.
J. A. Greefkes and К. Riemens, “Code Modulation with Digitally Controlled
Companding for Speech Transmission,” Phillips Technical Review, Vol. 31,
1970, pp 335-353.
J. Е. Abate, “Linear and Adaptive Delta Modulation,” Proceedings of IEEE,
March 1967, pp 298-308.
N. S. Jayant and A. E. Rosenberg, “The Preference of Slope Overload to Gran-
ularity in the Delta Modulation of Speech,” Bell System Technical Journal,
December 1971, pp 3117-3125.
A. Tomozawa and H. Kaneko, “Companded Delta Modulation for Telephone
Transmission,” IEEE Transactions on Communications Technology, February
1968, pp 149-157.
Е. delJager, “Delta Modulation, A Method of PCM Transmission Using the
1-Unit Code,” Phillips Research Reports, No. 7, 1962, pp 422-466.
J. A. Betts, Signal Processing Modulation and Noise, American Elsevier, New
York, 1971.
A. Lender, “Delta Modulation Study,” Internal IT&T Fed. Lab. Report 1565.
Members of Technical Staff, Transmission Systems for Communications, Bell
Telephone Laboratories, 4th ed., 1971.
М. $. Jayant, “Step-Siz¢ Transmitting Differential Coders for Mobile Tele-
phony,” Bell System Technical Journal, November 1975, pp 1557-1581.
J. A. Greefkes and F. de Jager, “Continuous Delta Modulation,” Phillips Re-
search Reports, Vol. 23, 1968, pp 233-246.
J. A. Greefkes, “A Digitally Companded Delta Modulation Modem for Speech
Transmission,” Proceedings of IEEE International Communications, 1970, pp
7-33 to 7-48.
B. S. Atal and M. R. Schroeder, “Adaptive Predictive Coding of Speech Sig-
nals,” Bell System Technical Journal, October 1970, pp 1973-1986.
P. Noll, “On Predictive Quantizing Schemes,” Bell System Technical Journal,
May-June 1978, pp 1499-1532.
R. E. Crochiere, “An Analysis of 16 kb/s Sub-Band Coder Performance,
Dynamic Range, Tandem Connections, and Channel Errors,” Bell System Tech-
nical Journal, October 1978, pp 2927-2951.
`
34
*35
3
о
40
41
4
~
44
[
2
5
3
w
5
6
H. Dudley, “Remaking Speech,” Journal of the Acoustic Society of America,
October 1939, pp 169-177.
L. R. Rabiner and R. W. Schafer, Digital Processing of Speech Signals, Prentice-
Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1978.
IEEE Recommended Practice for Speech Quality Measurements, IEEE Stan-
dards Publication No. 297, IEEE, 345 Е. 47th St., New York, N.Y.
P. J. May, C. J. Zarone, and K. Ozone, “Voice Band Data Modem Performance
Over Companded Delta Modulation Channels,” Proceedings of IEEE Interna-
tional Conference on Communications, 1975, pp 40-16 to 40-21.
J. B. O’Neal Jr., “Waveform Encoding of Voiceband Data Signals,” Proceedings
of the IEEE February 1980, pp 232-247.
D. J. Goodman, C. Scagliola, R. E. Crochiere, L. R. Rabiner, and J. Goodman,
“Objective and Subjective Performance of Tandem Connections of Waveform
Coders with an LPC Vocoder,” Bell System Technical Journal, March 1979, pp
601-628.
`
T. $. Giuffrida, “Measurements of the Effects of Propagation on Digital Radio
Systems Equipped with Space Diversity and Adaptive Equalization,” Interna-
tional Communications Conference, 1979, pp 48.1.1-48.1.6.
D. J. Goodman and J. L. Flanagan, “Direct Digital Conversion between Linear
and Adaptive Delta Modulation Formats,” Proceedings of IEEE International
Conference on Communications, 1971.
D. J. Goodman, “The Application of Delta Modulation to Analog-to-PCM
Encoding,” Bell Systems Technical Journal, February 1969, pp 321-343.
“Japanese Develop Speech Synthesizer on a Chip,” Electronics, May 24, 1979,
pp 69
Irwin Dorros, “ISDN,” IEEE Communications Magazine, March 1981, pp
16-19.
К главе 4
Е. deJager and М. Christiaens, “А Fast Automatic Equalizer for Data Links,”
Philips Technical Review Vol. 37, 19717.
R. K. Even, R. A. McDonald, and H. Seidel, “Digital Transmission Capability
of the Loop Plant,” IEEE International Communications Conference, 1979,
рр 2.1.1-2.1.7.
N. Inoue, R. Komiya, and Y. Inoue, “Time-Shared Two-Wire Digital Trans-
mission for Subscriber Loops,” IEEE International Communications Confer-
ence, 1979, pp 2.4.1-2.4.5.
J. Meyer and T. Roste, “Field Trials of Two-Wire Digital Transmission in the
Subscriber Loop Plant,” IEEE International Communications Conference,
1979, pp 2.5.1-2.5.5.
Е. 0. Waldhauer, “А 2-Level, 274 Mb/s Regenerative Repeater for ТАМ,” |
IEEE International Communications Conference, 1975, pp 48-13 to 48-17.
No Karlovac and Т. У. Blalock, “Ап Investigation of the Count Rate Perfor-
529
~
o
o
2
©
21
22
2
w
24
25
530
mance of Baseline Restorers,” Nuclear Sciences Symposium, Washington,
D.C, 1974.
Е. D. Waldhauer, “Quantized Feedback in an Experimental 280-Mb/s Digital
repeater for coaxial transmission,” IEEE Transactions on Communications,
January 1974, pp 1-5.
M. R. Aaron, “PCM Transmission in the Exchange Plant,” Bell System Tech-
nical Journal, January 1962, pp 99-141.
Members of Technical Staff, Bell Telephone Laboratories, Transmission Sys-
tems for Communications, Western Electric Co., 1971, p 668.
“1.544 Mbps Digital Service,” Bell System Technical Reference Publication,
No. 41451, May 1977.
G. D. Forney, “The Viterbi Algorithm,” Proceedings of IEEE, March 1973,
pp 268-278.
V. 1. Johannes, A. С. Kaim, and T. Walzman, “Bipolar Pulse Transmission with
Zero Extraction,” IEEE Transactions on Communications, April 1969, pp
303-310.
“The D3 Channel Bank Compatibility Specification—Issue 3,” Technical Ad-
visory No. 32, American Telephone and Telegraph Company, October 1977.
B. Johnston and W. Johnston, “LD-4 A Digital Pioneer in Action,” Telesis,
Vol. 5, No. 3, June 1977, pp 66-72.
J. H. Davis, “T2: A 6.3 Mb/s Digital Repeatered Line,” IEEE International
Communications Conference, 1969, pp 34-9 to 34-16.
Recommendation G. 703, CCITT Orange Book, Vol. 3, No. 2.
J. M. Sipress, “A New Class of Selected Ternary Pulse Transmission Plans For
Digital Transmission Lines,” IEEE Transactions on Communication Tech-
nology, September 1965, pp 366-372.
E. E. Schnegelberger and P. T. Griffiths, “48 PCM Channels on T1 Facilities,”
National Electronics Conference, 1975, pp 201-205.
P. A. Franaszek, “Sequence-State Coding for Digital Transmission,” Bell Sys-
tem Technical Journal, November 1967, pp 143-157.
The Ethernet -Data Link Layer and Physical Layer Specifications, Version
1.0, Xerox Corporation Document, September 30, 1980.
A. Lender, “The Duobinary Technique for High Speed Data Transmission,”
IEEE Transactions on Communication Electronics, May 1963, pp 214-218.
Adam Lender, “Correlative Level Coding for Binary Data Transmission,” IEEE
Spectrum, February 1960, pp 104-110.
;
P. Kabal and $. Pasupathy, “Partial Response Signaling,” IEEE Transactions on
Communications, September 1975, pp 921-934.
|
А. М. Gerrish and К. D. Howson, “Multilevel Partial Response Signaling,”
International Communications Conference, 1967, pp 186.
D. W. Jurling and A. L. Pachynski, “Duobinary PCM System Doubles Capacity
of T1 Facilities,” International Communications Conference, 1977, pp 32.2-
297 to 32.2-301.
26
27
28
29
30
31
32
~
+
a
)
~
No
T. Seaver, “An Efficient 96 PCM Channel Modem for 2 GHz FM Radio,”
National Telecommunications Conference, 1978, pp 38.4.1-38.4.5.
М. В. Brilliant, “Observations of Errors and Frror Rates on T1 Digital Re-
peatered Lines,” Bell System Technical Journal, March 1978, ро 711-746.
Members of Technical Staff, Bell Telephone Laboratories, Engineering and
Operations in the Bell System, Western Electric Co., 1978.
C-System General Description, Collins Radio Company Report No. 523-
0561697-20173R, Collins Radio Company, Dallas, Texas, May 1, 1970.
R. A. Scholtz, “Frame Synchronization Techniques,” IEEE Transactions on
Communications, August 1980, pp 1204-1212.
D. T. К. Munhoz, J. К. В. deMarca, and D. $. Arantes, “On Frame Synchro-
nization of PCM Systems,” IEEE Transactions on Communications, August
1980, pp 1213-1218.
J. R. Pierce, “Network for Block Switching of Data,” Bell System Technical
Journal, July-August 1972, pp 1133-1145.
К главе 5
A. Feiner and W. $. Hayward, “No. 1ESS Switching Network Plan,” Вей Sys-
tem Technical Journal, September 1964, pp 2193-2220.
in Dorros, “ISDN,” IEEE Communications Magazine, March 1981, рр
6-19.
M. R. Aaron, “Digital Communications—The Silent (R)evolution?” IEEE
Communications Magazine, January 1979, pp 16-26.
C. Clos, “A Study of Non-Blocking Switching Networks,” Bell System Tech-
nical Journal, March 1953, pp 406-424.
C. Y. Lee, “Analysis of Switching Networks,” Bell System Technical Journal,
November 1955, pp 1287-1315.
C. Jacobaeus, “A Study of Congestion in Link Systems,” Ericsson Techniques,
No. 48, Stockholm, 1950, pp 1-70.
A. A. Collins and К. D. Pedersen, Telecommunications, A Time For Innova-
tion, Merle Collins Foundation Dallas, Texas, 1973.
V. E. Benes, “Traffic in Connecting Networks When Existing Calls are Rear-
ranged,” Bell System Technical Journal, Vol. 49, 1970, pp 1471-1482.
T. E. Browne, D. J. Wadsworth, and R. K. York, “New Time Division Switch-
ing Units for No. 101 ESS,” Bell System Technical Journal, February 1969, pp
443-476.
S. G. Pitroda, “Telephones Go Digital,” IEEE Spectrum, October 1979, pp
51-60.
A. Е. Ritchie and L. $. Tuomenoksa “No. 4ESS: System Objectives and От-
ganization,” Bell System Technical Journal, September 1977, pp 1017-1027.
P. Charransol, J. Hauri, C. Athenes, and D. Hardy, “Development of a Time
Division Switching Network Usable in a Very Large Range of Capacities,”
IEEE Transactions on Communications, July 1979, pp 982-988.
H. Inose, T. Saito, and К. Ichijo, “Time Division Networks with Partial-Access
‚ Pulse Shifters Performing Serial-Parallel Conversion, ГЕЕЕ Transactions on
2
°
а
й
22
23
25
26
2
~
~
~
6
9
||
2
532
Communications, August 1972, pp 762-768.
A. A. Collins, J. C. Bellamy, and R. L. Christensen, “Time Space Time (TST)
Control Store,” U.S. Patent #3,956,593; May 11, 1976.
Arthur A. Collins, “Are We Committed to Change in Telecommunication Sys-
tems,” Signal, August 1974, pp 62-65.
D. Sibbald, H. W. Silcock, and E. S. Usher, “Digital Transmission Over Existing
Subscriber Cable,” International Symposium on Subscriber Loops and Services,
Atlanta, Georgia, 1978.
James Г. Neigh, “Transmission Planning for an Evolving Local Switched Digital
Network,” IEEE Transactions on Communications, July 1979, pp 1019-1024.
К. Bunker, Е. Scida, and К. McCabe, “Zero Loss Considerations in Digital Class
5 Office,” IEEE Transactions on Communications, July 1979, рр 1013-1018.
D. L. Duttweiler, “А Twelve Channel Echo Cancellor,” IEEE Transactions on
Communications, May 1978, рр 647-653.
F. D. Reese, “Memo to Management—You Must Appraise How New Tech-
nology Fits Customers,” Telephone Engineering and Management, October 1,
1975, pp 116-121.
J. B. Terry, D. R. Younge, and R. T. Matsunaga, “A Subscriber Line Interface
for the DMS-100 Digital Switch,” IEEE National Telecommunications Con-
ference, 1979, pp 28.3.1-28.3.6.
J. Е. Sergo, Jr., “DSS Quad Line Circuit, International Symposium of Sub-
scriber Loops and Services, 1978, pp 182-184.
S. E. Pucini and R. W. Wolff, “Architecture of GTD-5 EAX Digital Family,”
IEEE International Conference on Communications, 1980, pp 18.2.1-18.2.8.
P. R. Gray and D. G. Messerschmitt, “Integrated Circuits for Telephony,”
Proceedings of IEEE, August 1980, pp 991-1009.
К. J. D’Ortenzio, “Conferencing Fundamentals for Digital PABX Equipments,”
IEEE International Conference on Communications, 1979, pp 2.5-29 to 2.5-36.
D. W. Surling and G. McGibbon, “The 4691B FDM/PCM Converter,” Interna-
tional Conference on Communications, 1980.
M. G. Bellanger, G. Bonnerot, and P. Caniquit, “Specification of A/D and D/A
Converters for FDM Telephone Signals,” IEEE Transactions on Circuits and
Systems, July 1978, pp 461-467.
T. Aoyama, Е. Mano, К. Wakabayashi, К. Maruta, and A. Tomozawa, “120-
channel Transmultiplexer Design and Performance,” IEEE Transactions on
Communications, September 1980, pp 1709-1716.
К главе 6
Federal Communications Commission, Report and Order, Docket Мо. 19311,
FCC 74-985, released September 27, 1974.
J. W. Bayless, R. D. Pedersen, and J. C. Bellamy, “High Density Digital Data
W
w
$
n
Б
ы
|
o
o
No
[
9
7
Ь
|
Transmission,” National Telecommunications Conference Record, 1976, рр
51.3-1 to 51.3-6.
Y. Yoshida, Y. Kitahara, and S. Yokoyama, “6G-90Mbps Digital Radio System
with 16-QAM Modulation,” IEEE International Conference on Communica-
tions, 1980, pp 52.4.1-52.4.5.
S. Pasupathy, “Minimum Shift Keying: A Spectrally Efficient Modulation,”
IEEE Communications Magazine, July 1979, pp 14-22.
R. E. Ziemer and W. H. Tranter, Principles of Communications, Goughiton
Mifflin Company, Boston, 1976.
F. M. Gardner, “Rapid Synchronization: Carrier and Clock Recovery for High
Speed Digital Communication,” Microwave Systems News, Vol. 6, No. 1, 1976,
р 57.
C. К. Hogge, Jr. “Carrier and Clock Recovery for 8-PSK Synchronous Demodu-
lation,” IEEE Transactions on Communications, May 1978, pp 528-533.
S. A. Rhodes, “Performance of Offset-QPSK Communications With Partially
Coherent Detection,” National Telecommunications Conference Record,
November 1973, pp 32A-1 to 32A-6.
M. K. Simon and J. G. Smith, “Offset Quadrature Communications with
Decision-Feedback Carrier Synchronization,” IEEE Transactions on Com-
munications, October 1974, pp 1576-1584.
$. A. Gronemeyer and А. Г. McBride, “MSK and Offset QPSK Modulation,”
IEEE Transactions on Communications, August 1976, pp 809-820.
Y. Morihiro, S. Nakajima, and N. Furuya, “A 100 Mbit/s Prototype MSK
Modem for Satellite Communications,” IEEE Transactions on Communica-
tions, Oct. 1979, pp 1512-1518.
C. W. Anderson and S. G. Barber, “Modulation Considerations for a 91 Mbit/s
Digital Radio,” IEEE Transactions on Communications, May 1978, pp 523-
528.
E. D. Sunde, “Ideal Binary Pulse Transmission by AM and FM,” Bell System
Technical Journal, November 1959, pp 1357-1426.
W. Е. Bennet and J. Е. Davey, Data Transmission, McGraw-Hill, New York,
1965.
К. W. Lucky, J. Salz, and Е. J. Weldon, Jr., Principles of Data Communica-
tions, McGraw-Hill, New York, 1968.
P. R. Hartmann and J. A. Crossett, “A 90 MBS Digital Transmission System at
11 GHz Using 8-PSK Modulation,” IEEE International Conference оп Com-
munications, 1976, pp 18-8 to 18-13.
Federal Communications Commission, Memorandum Opinion and Order
modifying FCC Report and Order of Docket 19311, released January 29, 1975.
G. H. M. de Witte, “DRS-8: System Design of a Long Haul 91 Mb/s Digital
Radio,” IEEE National Telecommunications Conference, 1978, pp 38.1.1-
38.1.6.
P. R. Hartmann and E. W. Allen, “An Adaptive Equalizer for Correction of
Multipath Distortion in a 90 MB/S 8-PSK System,” IEEE International Con-
ference on Communications, 1979, pp 5.6.1-5.6.4.
533
~
[
7
2
&
w
n
[
-
Б
А
|
*12
|
7
[
5
]
*
p
t
w
n
17
534
К главе 7
М. Decina and U. delulio, “International Activities on Network Synchroniza-
tion for Digital Communication,” IEEE International Communications Confer-
ence, 1979.
Reference Data for Radio for Radio Engineers, Howard Sams Inc., Indianap-
olis, Indiana, 1972.
J. Е. Abate, L. H. Brandenburg, J. С. Lawson, and W. L. Ross, “The Switched
Digital Network Plan,” Bell System Technical Journal, September 1977, pp.
1297-1320.
J. R. Pierce, “Synchronizing Digital Networks,” Bell System Technical Journal,
March 1969, pp. 615-636.
A. A. Collins and К. О. Pedersen, Telecommunications, A Time for Innovation,
Merle Collins Foundation, Dallas, Texas 1973.
С. J. Byrne, В. J. Karafin, and D. В. Robinson, “Systematic Jitter in a Chain of
Digital Repeaters,” Bell System Technical Journal, November 1963, pp 2679-
2714.
F. M. Gardner, Phaselock Techniques, 2nd ed., John Wiley & Sons, New York,
1979.
Е. р. Sunde, “Self-Timing Regenerative Repeaters,” Bell System Technical
Journal, July 1957, pp 891-938.
D. L. Duttweiler, “The Jitter Performance of Phase-Locked Loops Extracting
Timing from Baseband Data Waveforms,” Bell System Technical Journal, Jan-
uary 1976, pp 37-58.
“Characteristics
-
of Primary PCM Multiplex Equipment Operating at 2048
kbit/s,” CCITT Recommendation G.732, Orange Book Vol. 3-2, 1976, p 425.
J. F. Boyle, J. R. Colton, C. L. Dammann, B. J. Karafin, and H. Mann, “No.
4ESS: Transmission/Switching Interfaces and Toll Terminal Equipment,” Bell
System Technical Journal, September 1977, pp 1057-1097.
Members of Technical Staff, Bell Telephone Laboratories, Transmission Sys-
tems for Communications, Bell Telephone Laboratories, 1971.
“Impact of Jitter on the Second Order Digital Multiplex at 6312 kbit/s,”
AT&T Submittal to CCITT study group on jitter, Green Book, Vol. 3, pp 861-
869.
D. L. Duttweiler, “Waiting Time Jitter,” Bell System Technical Journal, Jan-
vary 1972, pp 165-207.
“Plesiochronous Operation of International Digital Links,” CCITT Recom-
mendation G. 811, Orange Book, Geneva, Switzerland 1976.
T. Muratani and H. Saitoh, ‘Synchronization in TDMA Satellite Communica-
tions,” IEEE International Conference on Communications, 1979, pp 11.4.1-
11.4.6.
J. P. Moreland, “Performance of a System of Mutually Synchronized Clocks,”
Bell System Technical Journal, September 1971, pp 2449-2464.
Р. A. Mitchell and К. A. Boutler “Synchronization of the Digital Network
2
[
=
]
~
H
w
v
o
N
Б
ы
|
o
o
No
in the United Kingdom,” IEEE International Conference оп Communications,
1979, pp. 11.2.1-11.2.4.
f
C. A. Cooper, “Synchronization for Telecommunications in a Switched Digital
Network,” IEEE Transactions on Communications, July 1979, pp 1028-1033.
George Ebner and Lawrence Tomko, “CCIS: A Signaling System for the Stored
Program Controlled Network,” Bell Laboratories Record, February 1979,
pp 53-59.
К главе 8
К. Е. Kahn, *“Resource-Sharing Computer Communications Networks,” Pro-
ceedings of IEEE, November 1972, pp 1397-1407.
L. Kleinrock, “ARPANET Lessons,” International Communications Confer-
ence, 1976, pp 20.1-10.6.
L. Kleinrock, “Principles and Lessons in Packet Communications,” Proceed-
ings of IEEE, November 1978, pp 1320-1329.
W. W. Clipsham, F. E. Glave, and M. L. Narraway, “Datapac Network Over-
view,” International Communications Conference, 1976, pp 131-135.
A. Danet, R. Despres, A. LaRest, G. Pichon, and S. Ritzenthaler, “The French
Public Packet Switching Service: The Transpac Network,” Proceedings Third
ICCC, Toronto, 1977, pp 251-260.
H. Opderbeck and R. Hovey, “Telenet-Network Features and Interface Proto-
cols,” NTG Conference on Data Networks, Baden-Daden, West Germany,
1976.
т
J. Kopf, “TYMNET as a Multiplexed Packet Network,” National Computer &
Conference, 1977, pp 609-613.
’
С. К. Moster and L. В. Pamm, “The Digital Data System Launches a New Era *
in Data Communications,” Bell Labs Record, December 1975, pp 421-426.
“SBS: Right on Target,” Computer Decisions, November 1979, рр 50-54.
“FCC Reviews Xerox Network Proposal,” Datacomm Advisor, December
1978, pp 1-7.
Е. В. Berlekamp, Algebraic Coding Theory, McGraw-Hill, New York, 1968.
H. Rudin and H. Miller, “More on Routing and Flow Control,” National Tele-
communications Conference, 1979, pp 34.5.1-34.5.9.
F. E. Heart, R. E. Kahn, S. M. Ornstein, W. R. Crowther, and D. C. Walden,
“The Interface Message Processor for the ARPA Computer Network,” Spring
Joint Computer Conference, 1970, pp 551-556.
1. Rinde, “Routing and Control in a Centrally Directed Network,” National
Computer Conference, 1977, pp 603-608.
S. C. K. Young and C. I. McGibbon, “The Control System of the Datapac Net-
work,” International Conference on Communications, 1976, pp 137-141.
T. S. Yum and M. Schwartz, “Comparison of Adaptive Routing Algorithms for
Computer Communications Networks,” National Telecommunications Con-
ference, 1978, pp 4.1.1-4.1.5.
o
535
[
5
5
5
7
p
o
\
20
2
p
n
d
2
ь
23
25
2
©
27
28
30
3
[
2
5
3
32
33
536
В. Cosell, A. Nemeth, and D. Walden, “X.25 Link Access Procedure,” Сот-
puter Communication Review of ACM, October 1977, pp 15-35.
“Eight Special Features Keystone Bell’s ACS,” Datacomm Advisor, September
1978, pp 5-12.
“Digital Data System Channel Interface Specifications,” Bell System Technical
Reference PUB 41021, March 1973.
“Multistation Dataphone® Digital Service,” Bell System Technical Reference
PUB 41022, September 1974.
Members of Technical Staff, Bell Laboratories, Telecommunications Trans-
mission Engineering, Vol. 3, Western Electric, 1977.
“SBS Communications Service Interfaces,” SBS Document #3201-0004,
Satellite Business Systems, McLean Virginia, January 5, 1978.
D. Minoli and G. Louit, “Local Network Design Strategies for FAXPAK,”
International Communications Conference, 1980, pp 39.1-39.1.6.
J. Gitman and H. Frank, “Economic Analysis of Integrated Voice and Data
Networks: A Case Study,” Proceedings of IEEE, November 1978, pp 1549-
1570.
$. L. Casner, Е. К. Mader, and Е. К. Cole, “Some Initial Measurements of
ARPANET Packet Voice Transmission,” National Telecommunications Con:
ference, 1978, pp 12.2.1-12.2.5.
К. Bullington and М. Fraser, “Engineering Aspects of TASI,” Bell System
Technical Journal, March 1959.
P. T. Brady, “A Technique for Investigating On-Off Patterns of speech,” Bell
System Technical Journal, January 1965, pp 1-21.
J. W. Forgie, “Speech Transmission in Packet-Switched Store-and-Forward
Networks,” National Computer Conference, 1975, pp 137-142.
M. J. Ross, A. C. Tabbot, and J. A. Waite, “Design Approaches and Perfor-
mance Criteria for Integrated Voice/Data Switching,” Proceedings of IEEE,
September 1977, pp 1283-1295.
G. J. Coviello and P. A. Vena, “Integration of Circuit/Packet Switching By a
SENET (Slotted Envelope Network) Concept,” National Telecommunications
Conference, 1975, pp 42-12 to 42-17.
E. Arthurs and B. Stuck, “A Theoretical Performance Analysis of an Inte-
grated Voice-Data Virtual Circuit Packet Switch,” International Conference
on Communications, 1979, pp 24.2.1-24.2.3.
H. Miyahara and T. Hasegawa, “Performance Evaluation of Modified Multi-
plexing Technique with Two Types of Packet for Circuit and Packet Switched
Traffic,” International Conference on Communications, 1979, pp 20.5.1-
20.5.5.
.
A. A. Collins and R. D. Pedersen, Telecommunications: A Time for Innova-
tion, Merle Collins Foundation. Dallas, Texas, 1973.
J. M. Elder and J. F. O’Neill, “A Speech Interpolation System for Private Net-
works,” National Telecommunications Conference, 1978, pp 14.6.1-14.6.5.
35
[
7
8
[
=
>
37
3
39
o
o
40
4
p
o
t
x
o
n
d
~
N
w
H
*
1
2
4
]
Б
ы
|
[
е
е
]
М. Е. Aaron, “Digital Communications—The Silent (R)evolution?”’
IEEE Сот-
munications, January 1979, pp 16-26.
J. LeGuillou, J. Pernin, and A. J. Schwartz, “Electronic Systems and Equip-
ment for Evolving Loop Plant,” IEEE Transactions on Communications, July
1980, pp 967-975.
A. G. Orbell, “Preparations for Evolution Towards an Integrated Services
Digital Network,” International Conference on Communications, 1979, pp
29.1.1-29.1.6.
“Special Issue on DMS-10,” Telesis, Vol. 5, No. 10, August 1978.
$. Brolin, У. Cho, W. Michaua, and D. Williamson, “Inside the New Digital
Subscriber Loop System,” Bell Labs Record, April 1980, pp 110-116.
Irwin Dorros, “ISDN,” IEEE Communications Magazine, March 1981, pp
16-19. °
J. Hopkins and В. Richardson, “Towards an Integrated Digital Network for the
TransCanada Telephone System,” Telesis, April 1979, pp 2-7.
К главе 9
W. Feller, An Introduction to Probability Theory and its Applications, John
Wiley & Sons, New York, 1968.
A. A. Collins and R. D. Pederson, Telecommunications A Time For Innovation,
Merle Collins Foundation, Dallas, Texas, 1973.
R. Syski, Introduction to Congestion Theory in Telephone Systems, Oliver and
Boyd, London, 1965.
Members of Technical Staff, Bell Telephone Laboratories, Engineering and
Operations in the Bell System, Western Electric, 1977.
“Determination of the Number of Circuits in Automatic and Semi-Automatic
Operation,” CCITT Recommendation Е. 520, Orange Book, Vol. 11.2, 1976,
pp 211.
С. J. Weinstein, “Fractional Speech Loss and Talker Activity Model for Packet-
Switched Speech,” IEEE Transactions on Communications Technology, Au-
gust 1978, pp 1253-1256.
H. Miedema and M. Schachtman, “TASI Quality-Effect of Speech Detection
and Interpolation,” Bell System Technical Journal, July 1962, pp 1455-1473.
G. Szarvas and H. Suyderhoud, “Voice-Activated-Switch Performance Criteria,”
Comsat Technical Review, Spring 1980, pp 151-177.
S. S. Katz, “Improved Network Administration Process Utilizing End-to-End
Service Considerations,” International Teletraffic Conference, 1979.
R. Dayem, “Alternate Routing in High Blocking Communications Networks,”
National Telecommunications Conference, 1979, pp 28.4.1-28.4.6.
. К. Boorstyn and H. Frank, “Large-Scale Network Topological Optimiza-
tion,” IEEE Transactions on Communications, January 1977, pp 29-47.
К. 1. Wilkinson, “Theories for Toll Traffic Engineering in U.S.A.” Bell System
Technical Journal, March 1956.
* 18.
* 35.
* 38.
* 43.
* 24.
* 12.
* 15.
*
—
* 3,* 24.
* 29.
538
“Calculation of the Number of Circuits in a Group Carrying Overflow Traffic,”
CCITT Recommendation E.521, Orange Book, Vol. 2, No. 2, pp. 218.
J. A. Morrison, “Analysis of Some Overflow Problems with Queueing,” Bell
System Technical Journal, October 1980, pp 1427-1462.
Telephone Traffic Theory, Tables, and Charts, Siemens Aktiengesellschaft,
Munich, 1970.
L. Kleinrock, Queueing Systems Volume 1: Theory, John Wiley & Sons, New
York, 1975.
СПИСОК РАБОТ, ПЕРЕВЕДЕННЫХ HA РУССКИЙ ЯЗЫК
К главе 2
Спилкер Дж. Дж. Цифровая спутниковая связь: Пер. с anrn—M.: Связь, 1979.
Хиндин Х. Предотвращение утечки информации путем шифрования данных
при помощи BUC.— Электроника, 1979, т. 52, No 13, с. 565.
К главе 3
Джайант С. Цифровое кодирование речевых сигналов. Квантизаторы для ИКМ,
ДИКМ, ДМ.— ТИИЭР, 1974, т. 62, No 5, с. 83—107.
Рабинер Л. P., Шафер Р. В. Цифровая обработка речевых сигналов: Пер. с англ.—
М.: Радио и связь, 1981.
О’Нил Дж. Б. Методы цифрового кодирования данных для передачи по каналу
тональной частоты.— ТИИЭР, 1980, т. 68, No 2, с. 44—62.
ФОднокристальный синтезатор речи.— Электроника, 1979, т. 52, No 11, с. 140.
К главе 4
. Системы передачи сообщений: Пер. с англ.— М.: Связь, 1975.
Рек‹
MKKTT G.703. Общие аспекты стыков. Оранжевая книга. Т. 1.2,
с. 34—50.— M.: Радио и связь, 1981.
К главе 5
Грей П. Р., Мессершмитт Д. Дж. Интегральные схемы для телефонии.— ТИИЗЭР,
‚1980,т.68,No8
К главе7
. Рекомендация МККТТ G.732. Характеристики аппаратуры первичной системы
ИКМ со скоростью передачи 2048 „кбит/с. Оранжевая книга TIIL 2, с. 67—78.—
М.: Радио и связь, 1981.
См.*9кгл.4.
Рекомендация МККТТ С. 811. Плезиохронный режим работы международных
цифровых линий. Оранжевая книга. T. 1. 2, с. 123—126.— М.: Радио и связь,
1981.
К главе 8
. Кан Р. Е. Сети вычислительных центров с разделением pecypcos.— ТИИЭР,
1972, т. 60, No 11
Клейнрок Л. ag и уроки пакетной связи.— ТИИЭР, 1978, т. 66, Ne 11.
Джитмен И., Френк Х. Экономический анализ интегральных сетей передачи
данных и речи:oe вопроса.— ТИИЭР, 1978, т. 66, No1
Росс М. Дж., Тэббот А. К., Уэйт Дж. А. Методы проектирования иг технические
параметры систем с объединенной коммутацией речевых сигналов и данных.—
ТИИЭР, 1977, т. 65, No 9.
К главе9
. Феллер В. Введение в теорию вероятностей и ee приложения: Пер. с англ.— М.:
Мир, 1967.
Рекомендация MKKTT Е. 520. Определение числа каналов (без возможности
перегрузки) при автоматическом и/или полуавтоматическом способах установле-
ния ‘соединений. Оранжевая книга. T. IL2.— М.: Радио и связь, 1980.
* 13. Рекомендация MKKTT Е. 521. Расчет числа каналов в пучке для пропуска
избыточной нагрузки. Оранжевая книга. T. IL 2.— М.: Радио и связь, 1980.
* 16. Клейнрок Л. Теория массового обслуживания: Пер. с англ. М.: Машино-
.
строение, 1979.
к
е
ю
н
£
,
и
в
е
л
и
к
и
=
=
=
ю
в
е
=
е
о
N
D
I
=
\ 21.
22.
23.
24.
25.
[
5
=
27.
ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЙ СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
. Величкин А. И. Передача аналоговых сообщений по цифровым каналам связи.
М.: Радио и связь, 1983.
Гитис 3. И., Пискунов Е. А. Аналого-цифровые преобразователи. M.:
Энергоиздат, 1981.
Гроднев И. И., Шварцман В. О. Теория направляющих систем связи.M.:
8.
Гуревич В. Э., Лопушнян Ю.Г., Рабинович Г. В. И
кодовая
в многоканальной телефонной. связи.— M.: Связь, 1973.
Давынов Г. Б., Рогинский В. H., Толчан А. Я. Сети электросвязи.— M.: Связь,
1977.
Давыдов Г. Б. Информация и сети связи.-—— М.: Наука, 1984.
Дельта-модуляция. Теория и применение / Венедиктов М. Д., Женевский Ю. П.,
Марков В. В., Эйдус Г. C.— M.: Связь, 1976.
Ершова Э. Б., Ершов В. А. Цифровые слете пы распределения информации. —
М.: Радио и связь, 1983.
Ерпюв В. А. Коммутация иа интегральной цифровой сети связи.— М.: Связь,
1978.
Ериюва Э. B., Рогинский В. Н., Маркин Н. П. Основы дискретной автоматики
в электросвязи. М.: Связь, 1980.
Захаров Г. IL Методы исследования сетей передачи данных. М.: Радио
и связь, 1982.
Зелигер H. Б., Чугреев ©. С., Яновский Г. Г. Прооктирокание сетей и систем
передачи дискретных сообщений.— М.: Радио и связь, 1
Зингеренко А. M., Баева Н. Н., Тверецкий М. С. това, многоканальной
связи.-—— М.: Связь, 1980.
Калашников Н. И. Системы связи через ИСЗ.— М.: Связь, 1976.
Колтунов М. Н., Коновалов Г. В., Лангуров 3. И. Синхронизация по циклам
в цифровых системах связи.— М.: Связь, 1980.
Лазарев В. Г. Электронная коммутация и управление в узлах связи.— М.:
Связь, 1974.
Лазарев В. Г., Лазарев Ю. В. Дкаамическое управление потоками информации
в сетях связи.— М.: Радио и связь, 1
Левин Л. С., Плоткин Ш. А. Цифровые системы передачи информации.— М.:
Радио и связь, 1982.
Лутов М. Ф., Жарков М. Г., Юнаков П. А. Квазиэлектронные и электронные
ATC.— М.: Радио и связь, 1982.
Мизин И, А., Уринсон Л. C., Храмешин Г. К. Передача информации в сетях
коммутации сообщений.— М.: Связь, 1977.
Нейман В. И. Структура систем распределения информации. М.: Радио
и связь, 198.
Пенин П. И. Системы передачи цифровой информации. М.: Связь, 1978.
Прагер Э., Шимек Б., Дмитриев В. IL Цифровая техника в связи.— М.: Связь,
1981.
Сети ЭВМ / Под ред. Глушкова.— М.: Связь, 1977.
"Теория сетей связи / Под ред. В. Н. Рогинского.—— М.: Связь, 1981.
Халин Ф. М. Адресно-кодовая коммутация каналов связи.— М.: Связь, 1978.
Шнепс М. А. Системы распределения информации. Методы расчета.— М.
Связь, 1979.
ПШтагер В. В. Электронные системы коммутации аналого-цифровых сетей.—
М.: Радио и связь, 1
:
Якубайтис Э. А. Инфо
сети.— М.: Финансы и ста-
тистика, 1984.
HAY HALL
539
Предисловие
ГЛАВА 1. ОБЩИЕ |ПОЛОЖЕНИЯ И ТЕРМИНОЛОГИЯ
1.1. Оконечные устройства, системы передачи иа коммутации,
1.2. Аналоговая телефонная сеть
1.2.1. Иерархия сети
1.2.2. Системы коммутации
1.2.3. Системы передачи
1.2.4. Абонентские системы эффективной организации: связи no ка-
бельной паре
:
;
1.2.5. Модуляция и ‚группообразование.
1.2.6. Широкополосные среды — передач
1.2.7. Факторы, влияющие на передачи передачи
1.2.8. Уровни мощности
1.2.9. Сигнализация
1.2.10. Устройства сопряжения:
1.2.11. Спениальные виды обслуживания
1.3. Введение в цифровую связь
1.3.1. Преобразование речи в цифровую форму
1.3.2. Временнбе группообразовани'
1.3.3. Передача цифрового Lg B диапазоне |частот ниже спектра
каналов TY
.
.иVx
1.3.4. Цифровые CBY радиолинии`
1.3.5. Цифровая коммутация
ОГЛАВЛЕНИЕ
ГЛАВА 2. ПОЧЕМУ ЦИФРОВАЯ?
2.1. Тренмущества ‚ цифровых сетей передачи речи
2.1
3a
2.1.3. Использование современной технологии
2.1.4. Интеграция систем передачи и коммутации
2.1.5. Возможность работы при малых значениях отношения `сигнал-
шум (помеха)
2.1.6.
2.1.7.
2.1.8.
2.1.9.
Регенерация сигнала
Приспосабливаемость к другим видам обслуживания:
Возможность контроля рабочих характеристик ;
Простота засекречивания
2.2. Недостатки цифровых сетей передачи речи
2.2.
.
2.2.2.
2.2.3.
2.2.4.
2.2.5.
. Расширение полосы частот
:
Аналого-цифровое преобразование
Необходимость i синхронизации
группообразования:
Нессвместимость |с существующими аналоговыми устройствами: .
2.3. Экономические аспекты
ГЛАВА > SU DbpasorsIE РЕЧЕВЫХ СИГНАЛОВ В ЦИФРОВУЮ
3.1. Mos ооиииыльсная модуляция
3.1.1.
3.1.2.
3.2. И
Частота дискретизации по Найквисту:
Помехи наложения спектров й
32.1.
3.2.2.
3.2.3.
3.2.4.
3.2.5.
3.2.6.
кодовая — модулALMA
Шум квантования
'
Шумы — незагруженного ` канала
Soi
модуляцыя с равномерным квантованием
Компандирова
евWEWF
Кодирование с Noel, линеаризацией - LE, Wy
Адаптивная регулировка усиления
#о
3.3. Ибынонкость реч
. Неan распределение амплитуд
За, Корреляция между дискретами
3.3.3. Корреляция,
с
в сигнале
3.3.4. Корреляция между периодами основного TOHa .
3.3.5. Избыточность, связанная с неактивностью речи
3.3.6. Неравномерный усредненный спектр .
3.3.7. Кратковременный спектр
3.4. Дифференциальная импульско-кодовая модуляция —
3.4.1. Варианты реализации ДИ
3.4.2. Предсказание более высокого порядка:
3.5. Дельта-модуляция
‚
3.5.1. Перегрузка по крутизне
3.5.2. Линейная — дельта-модуляция
3.5.3. Слоговое hn
3.5.4. Адаптивная дельта-мо)
Я
3.6. Кодирование с адалтивным Dahil
3.7. Кодирование с разделением. Ha полосы ‘
3.8. Вокодеры
й
3.8.1. Канальный вокодер
3.8.2. Формантный вокодер
3.8.3. Кодирование с линейным предсказанием
3.9. COs по выбору кодера {acne}
1. Качество речи
Я
Зо Скорости передачи
3.9.3. Чувствительность к Sia передачи.
3.9.4. Форматы кодированных сигналов и структура: цифрового ‹сиг-
3.9.5. Требования, касающиеся обработки ‘сигналов:
3.9.6. Требования хранирования
итвНР
‚3.9.7. Стоимость устройств
Задачи
ГЛАВА 4. ЦИФРОВЫЕ ПЕРЕДАЧА И ГРУППООБРАЗОВАНИЕ
4.1. Передача импульсов
4.2. Асинхронная и синхронная передача
4.3.3. Замена М двоичных нулей
4.3.4. Парно-селективный троичный код
4.3.5. Преобразование к троичным кодам
4.3.6. Абсолютный биимпульсный код
4.3.7. Относительное преобразование Kona
4.3.8. Код с инверсией токовых посылок
4.3.9. Многоуровневые сигналы
4.3.10. Передача методом частичного отклика
4.4. Характеристики — ошибок
Ц клев
4.4.1. Выделение — сигналов
4.4.2. Мощность шума
4.4.3. Вероятность ни
4.5. Контроль характери
4.5.1. Проверка по pri TEIN,
4.5.2. Измерения качества цифрового сигнала
4.6. Временное группообразование
4.6.1. Группообразование по битам и кодовым комбинациям
4.6.2. Цикловая — синхронизация
4.7. Кольцевые системы передачи с временным труппообразованием.
Задачи
ГЛАВА 5. ЦИФРОВАЯЯ КОММУТАЦИЯ
5.1. Функции коммутации
5.2. Пространственная коммутация —
‚2.1. Многозвенные коммутационные схемы
5.2.2: Вероятность Слокировкы. Графы Ли
5.2.3. Вероятность окировки. Мет
уса
5.2.4. Chenin wi. Se I коммутационные ‹схемы
5.2.5. Поиск путе
=:
5.2.6. a
коммутационными схемами
5.3. Коммутация каналов с временнйм разделением
5.3.1. Аналоговая коммутация каналов с временным разделением
`5.3.2. Цифровая коммутация каналов с временным разделением
5.4. Двухкоординатная оммутация : :
5.4.1. Коммутационная схема типа пвп
5.4.2. Коммутационная схема типа ВПВ
5.4.3. Модульные структуры коммутационных схем.
5.4.4. Разработка заказных коммутационных схем
5.5. Цифровая коммутация в аналоговом окружении.
5.5.1. Коммутация с нулевым затуханием
5.5.2. BORSCHT
5.5.3. Конференц-связь —
5. ‚ Трансмультиплексирование
=
PR
ГЛАВА 6. ЦИФРОВАЯ РАДИОСВЯЗЬ
6.1. Модуляция цифровыми Sa
6.1.4. Квадратурная амплитудная модуляци
6.1.5. Квадратурная амплитудная Win heiiс частичным откликом
6.2. Распределение характеристик фильтрации
6.2.1. Помехи от соседних стволов
6.2.2. Оптимальное Распреденение
е
о
о
ж
R
O
VNTaPI
6.3. Требования Ha излучени
6.4. Проектирование Bom dnl
6.4.1. Запас на замирание
6.4.2. Коэффициент системы
6.4.3. Разнос по частоте
6.4.4. Пространственное разнесение:
6.4.5. Адаптивная коррекция
г
6.4.6. Проектирование трассы
6.4.7. Технические ограничения
Задачи
ГЛАВА 7. СИНХРОНИЗАЦИЯ СЕТИ, КОНТРОЛЬ И УПРАВЛЕНИЕ
7.1. Нес табильноски хронирующих — сигналов
7.1.1. Фазовые дрожания хронирующих колебаний
7.1.2. Устройства эластичной памяти
7.1.3. Измерения фазовых: дрожаний
7.1.4. Систематические фазовые дрожания
7.2.2. Согласование скоростей
7.2.3. Фазовые дрожания дремены, ожидания
7.3. Синхронизация сети
я
iE8
7.3.1. Плезиохронный режим
7.3.2. Согласование скоростей на всей ` сети
7.3.3. Взаимная синхронизация
7.3.4. Использование эталонного генератора для ссети
542
7.3.5. Принудительная синхронизация
7.3.6. Пакетная передача
7.4. Управление сетью
7.4.1. Иерархическая структура „процессов.
7.5. Управление эффективн ра
7.5.1. Управление om ming
7.5.2. Управнение потоками
;
Задачи
ГЛАВА 8. ЦИФРОВЫЕ СЕТИ
8.1. Коммутация сообщений
8.2. Коммутация пакетов
8.2.1. Форматы пакетов
8.2.2. Статистическое уплотнение.
8.2.3. Управление Ra Ea
8.2.4. Управление потока!
.
8.2.5. Дополнительные оды
8.3. Цифровые системы передачи данных:
8.4. Цифровые системы спутниковой связи
8.4.1. Коммерческие системы спутниковой связи
8.4.2. Сеть электросвязи ХТЕМ
Ё
8.5. Интегральные сети передачи речи и данных
.5.1. Мотивы интеграции
.
p
8.5.2. Подходы к интеграции
8.5.3. Динамическое виртуальное сетеобразование:
8.6. Интегральная цифровая сеть связи :
8.6.1. Телефонный район
8.6.2. Районированная сеть с узлами коммутации
8.6.3. Междугородная сеть
;
8.6.4. Кодирование речи в интегральной — сети
ГЛАВА 9. АНАЛИЗ ТРАФИКА
9.1. Характеристика траф
9.1.1. Распределение моментов поступления вызовов
9.1.2. Распределение длительностей заня'
9.2. Системы с потерями
9.2.1. Система с явными потерями
9.2.2. Система с повторными вызовам
9.2.3. Система с сохранением ie И ванных вызовов
9.2.4. Система с явными потерями и конечным числом источников _
9.2.5. Система с сохраненной ЗабяОкированных.. вызовов и конечным
числом — источников
:
vow ве
9.3. Вероятность блокировки на сетях
9.3.1. Вероятность блокировки соединительного пути от `одного око-
нечного устройства до другого
9.3.2. Избыточная нагрузка
9.4. Системы с ожиданием
9.4.1. Экспоненциальное распределение длительностей обслуживания. и
9.4.2. Постоянная длительность обслуживания :
‚
9.4.3. Ограниченные очереди
9.4.4. Biba eer очередей.
Задачи
ПРИЛОЖЕНИЕ А. вывод ФОРМУ.
А.Л. Мощность шумов квантования:| формуле (3.2)
А.2. Kon BBH: формула (4.1)
А.3. Абсолютный биимпульсный сигнал: рис. as.
А.4. Время вхождения в цикловый синхронизм при однобитовом цикловом
синхросигнале: формула (4.9)
А.5. Время вхождения в цикловый синхронизм при однобитовом цикловом
синхросигнале и параллельном поиске: формула (4.10).
А.6. Время вхождения в нала синхронизм при многобитовом цикловом
синхросигнале: формула (4.12
А.7. Время поиска путей: а улй ‘6. 1
ПРИЛОЖЕНИЕ Б. АЛГОРИТМЫ КОДИРОВАНИЯ ДИЕКОДИРОВА
НИЯ) ДЛЯ UKM ПРИ СЕГМЕНТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИ
‘
B.1. Весьмиразрицный код при компандировании ко закону p--255
Б.1.1. Алгоритм 1. Прямое кодирование (табл. Б.1)
Б.1.2. Алгоритм 2. Преобразование на основе линейного кодирования
B.2. a
код при компандировании по закону А
‚1. Алгоритм 1. Прямое кодирование
Е22. Алгоритм 2. Преобразование на основе ‘линейного кодирования
ПРИЛОЖЕНИЕ В. АНАЛИТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ЦИФРОВОЙ ПЕРЕ-
ДАЧИ
B.1. Спектры импульсов:
В.2. Характеристики импульсов наа выходе канала:
В.2.1. Оптимальная фильтрация для минимальной манипуляции
В.2.2. Системы с частичным откликом
В.3. Анализ вероятности ошибки для систем с `передачей `импульсами
постоянного тока
й
B.3.1. Передача двоичными сигналами
В.3.3. Отношение энергии на бит к плотности лшума
В.3.4. Системы с частичным откликом
;"
B.4. Системы с передачей Ha несущей
В.4.1. Расчет фильтров
В.4.2. Анализ вероятности ошибки
В.4.3. Вероятность ошибки при КАМ
В.4.4. Вероятность ошибки при ФМ
ПРИЛОЖЕНИЕ Г. ТАБЛИЦЫ МАКСИМАЛЬНЫХ ЗНАЧЕНИЙ ИН-
ТЕНСИВНОСТИ ПОСТУПАЮЩЕЙ НАГРУЗКИ
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
СПИСОК РАБОТ, ПЕРЕВЕДЕННЫХ ННА РУССКИЙ ЯЗЫК
ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЙ СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
544
519
524
538
539