Акустические низкочастотные методы и средства неразрушающего контроля многослойных конструкций - Ланге Ю.В.

Автор: Ланге Ю.В.

Теги: испытания материалов товароведение силовые станции общая энергетика сооружения и части сооружений по виду строительных материалов и методам возведения электроакустика строительные конструкции неразрушающий контроль дефектоскопия

ISBN: 5-217-01071-1

Год: 1991

Похожие

Контроль неразрушающий акустический, термины и определения.

Неразрушающий контроль. Справочник. Метод акустической эмиссии. Вибродиагностика. Том 7

Методы структурного анализа материалов и контроля качества деталей

Ультразвуковая дефектоскопия

Текст

Ю.В. Ланге
АКУСТИЧЕСКИЕ НИЗКОЧАСТОТНЫЕ МЕТОДЫ
И СРЕДСТВА НЕРАЗРУШАЮЩЕГО КОНТРОЛЯ МНОГОСЛОЙНЫХ КОНСТРУКЦИЙ
Москва
• Машиностроение-1991
ББК 32.873-5
Л22
УЖ [620.179.1:620.111.3]:624.016Ч19
Рецензент канд. техн, наук В. И. Кисин
Ланге Ю. В.
Л22 Акустические низкочастотные методы и средства неразрушающего контроля многослойных конструкций. - М.: Машиностроение. 1991. -272 с.: ил.
ISBN 5-217-01071-1
Описаны низкочастотные акустические методы н средства не-разрушающего контроля клеевых н других соединений между элементами многослойных конструкций нз полимерных композиционных материалов и металлов. применяемых в различных комбинациях, а также методы н средства обнаружения основных дефектов в слоистых пластиках. Рассмотрены физические основы методов импедансного, велосиметрического н свободных колебаний, их возможности н особенности, вопросы расчета н проектирования аппаратуры . Даны практические рекомендации по методике контроля наиболее распространенных конструкций н узлов.
Для специалистов по неразрушающему контролю, разработчиков дефектоскопов.
2703000000-047 1 036(01)^91
ISBN 5-217-01071-1
ББК 32.873-5
© Ю. В. Ланге. 1991
ПРЕДИСЛОВИЕ
Повышение качества и надежности выпускаемой продукции является одной из важнейших народнохозяйственных проблем. Особенно остро она стоит в отраслях промышленности, производящих изделия ответственного назначения, где аварии, вызванные применением дефектных деталей и узлов, связаны с огромными материальными потерями и человеческими жертвами. Важная роль в деле повышения качества продукции принадлежит неразрушающим методам контроля, позволяющим обнаруживать скрытые дефекты в процессе производства и эксплуатации машин и сооружений. Поэтому разработке и совершенствованию методов и средств неразрушающего контроля (НК) уделяется большое внимание.
В 50-х годах в авиационной и других ведущих отраслях промышленности начали широко применять многослойные конструкции, представляющие собой различные комбинации неразъемно-соединенных между собой слоев из металлов (алюминиевых и титановых сплавов, сталей и др.) и неметаллических материалов. Среди последних большую и все возрастающую роль играют полимерные материалы.
Полимерные материалы весьма разнообразны. Их можно разделить на неармированные и армированные.
Неармированные полимеры имеют сплошную или пористую структуру, не содержащую армирующих волокон. К ним относятся резины, полиуретаны, пенопласты, полиэтилены и т.п.
Армированные полимеры (полимерные композиционные материалы) представляют собой полимерную матрицу, содержащую тонкие армирующие волокна из высокопрочных материалов - стекла, углерода, органических веществ и т.п. Волокна придают материалу прочность и жесткость, матрица соединяет материал в единую структуру. Варьируя направление армирования, можно придавать материалу заданные свойства, увеличивая его прочность в нужном направлении (при этом прочность в других направлениях соответственно снижается). Армированные полимеры (стекло-, угле- и органопластики) широко применяют в авиационной технике, судостроении и других отраслях машиностроения, в строительстве. Из них изготовляют силовые детали' летательных аппаратов, корпуса судов, обтекатели антенн, сотовые панели и многие другие узлы и детали. В авиационной промышленности полимерные композиционные материалы вытесняют традиционные алюминиевые сплавы, позволяя создавать более легкие и прочные конструкции. Кроме того, полимерные материалы используют для решения специальных задач - теплоизоляции, теплозащиты и т.п.
сотовым заполнителем (рис. 0.1. б)
Рис. 0.1. Основные типы многослойных конструкций
Рассмотрим наиболее распространенные типы многослойных конструкций (рис. 0.1). Это соединения обшивок с лонжеронами (рис. 0.1, а), трехслойные панели из двух обшивок с или пенопластом (рис. 0.1, в)
между нпш, неметаллическое покрытие на металлическом или неметаллическом каркасе (рис. 0.1, г), слоистый пластик (рис. 0.1, д'), конструкция из нескольких слоев пластиков различных видов (рис. 0.1, е). Материалы обшивок конструкций (рис. 0.1, о-в) и сотового заполнителя (рис. 0.1, б) могут быть металлическими и неметаллическими. На рис. 0.1 показаны плоские конструкции, хотя, обычно они имеют криволинейные формы.
Появление многослойных конструкций потребовало разработки методе® и средств их НК. Уже первые исследования в этом направлении, выполненные в 50-х годах, показали, что известные методы и средства НК в большинстве случаев не могут решать новые задачи по ряду причин, связанных со спецификой подобных изделий. Основные из них - сочетание в последних материалов с очень различными свойствами (от сталей до пенопластов), большое затухание упругих волн в полимерах, малые толщины отдельных слоев (например, обшивок, клеевых швов), гигроскопичность ряда применяемых материалов, малая удельная электрическая проводимость и неферромагнитность полимеров и т.п. Указанная специфика, существенно отличающая многослойные конструкции от других объектов неразрушающего контроля, потребовала новых подходе® к проблеме. В результате развитие пошло по
путям:
1) модификации и совершенствования известных методов и средств НК применительно к новым задачам;
2) создавдя гряшипиалэно новых методов и средств НК.
Наиболее интересен второй путь, приведший к появлению новых направлений НК. Так были созданы тепловой, вакуумный, голографический интерференционный, акустико-топографический и другие новые методы. К их числу относятся также предложенные и разработанные автором низкочастотные акустические методы НК - импедансный и велосиметричесюй, существенно отличающиеся от традиционных ульт-
4
1>азвуковых методов своими физическими принципами, эксплуатационными возможностями и аппаратурными решениями.
Одним из эффективных средств НК многослойных конструкций является локальный метод свободных колебаний, простейший вариант кото-|юго - простукивание - издавна применяется в практике. Советскими и зарубежными авторами разработана аппаратура для практического использования этого метода.
Импедансный, велосиметрический методы и метод свободных колебаний имеют много общего и взаимно дополняют друг друга, образуя единый комплекс низкочастотных акустических методе® НК. Основными преимуществами этих методов и использующих их средств НК, обусловившими их широкое внедрение в промышленность, являются возможность контроля большой номенклатуры конструкций с различными сочетаниями разнообразных по свойствам неметаллических и металлических материалов, простота в эксплуатации, портативность и дешевизна применяемой аппаратуры.
В предлагаемой книге автор не претендует на подробное рассмот-|к11ие всего комплекса весьма разнообразных методов и средств, применяемых для НК соединений в многослойных конструкциях и изделий из слоистых пластиков. Основное внимание в ней уделено только упомянутым низкочастотным акустическим методам, которые в течение многих лет составляли предмет исследований и разработок автора. 11|х>чие методы НК, их достоинства и недостатки кратко упомянуты в гл. 1, где даны ссылки на соответствующую литературу.
Многие из приведенных результатов исследований получены автором совместно с И. И. Теуминым, В. В. Мурашовым, Е. Г. Устиновым, 3. И. Макаевой и др. Аппаратура для НК разработана при активном участии Е. Г. Устинова, G А. Филимонова. Н. В. Виноградова, Л. Д. Гольдена, С. М. Шварцмана, Б. А. Долгомирова. Е. В. Евдокимова, В. А. Мельникова, С. Н. Божидая и др. Некоторые полезные советы получены автором от И. И. Теумина, Ю. М. Шкарлета и др. Всем перечисленным специалистам и другим товарищам, оказавшим помощь в работе над материалом и подготовке рукописи, автор Выражает свою благодарность.
Предлагаемая книга является первой попыткой обобщения матери-илов по данной тематике и, естественно, не свободна от недостатков. Пожелания и замечания просьба посылать по адресу: 107076, Москва, Стромынский пер., 4, издательство "Машиностроение”.
5
ГЛАВА 1
МЕТОДЫ И СРЕДСТВА НЕРАЗРУШАЮЩЕГО КОНТРОЛЯ МНОГОСЛОЙНЫХ КОНСТРУКЦИЙ
Для НК многослойных конструкций разработан ряд методов, основанных на различных физических принципах. Рассмотрим важнейшие из этих методов. Однако предварительно приведем основные сведения о дефектах многослойных конструкций.
1.1. Дефекты многослойных конструкций
Современная технология не гарантирует отсутствия в изделиях тех или иных дефектов, снижающих качество продукции. В зависимости от размеров, характера и расположения этих дефектов, а также назначения и условий работы детали или узла дефекты могут быть допустимыми или недопустимыми. Вопрос о том. какие дефекты допустимы в данном узле или детали, решается конструктором совместно со службой прочности (где она есть). Отметим, что проблема выбора критериев браковки весьма сложна. Для ее оптимального решения необходимы сложные расчеты, натурные испытания изделий с различными дефектами, обобщение результатов эксплуатации и т.п. Кроме того, следует учитывать реальные возможности существующих методов и средств НК. Поэтому во многих случаях размеры допустимых дефектов назначаются решениями соответствующих специалистов. Максимальные размеры допустимых дефекте® указывают в технической документации на НК конкретных изделий.
Задача НК состоит в обнаружении недопустимых дефектов.
Рассмотрим основные дефекты многослойных конструкций. По способу изготовления эти конструкции можно разделить на два типа.
Конструкции первого типа получают путем соединения (обычно склеивания, иногда сварки или пайки) заранее изготовленных
6
элементов (обшивок, лонжеронов, сотовых блоков, нервюр и т.п.). При необходимости эти элементы обычно можно предварительно проконтролировать известными методами НК, исключив таким образом попадание дефектных элементов в дальнейший технологический процесс. Например, дефекты в металлических листах можно легко обнаружить с помощью ультразвуковых волн Лэмба, в неметаллических (из стекло* или углепластика) - ультразвуковым теневым методом. Вопросы НК элементов многослойных конструкций первого типа здесь не рассматриваются. Будем предполагать, что эти элементы предварительно п|юверены и не имеют дефектов . Таким образом, задача НК многослойных конструкций первого типа состоит в обнаружении дефектов кюдинений между слоями (элементами) этих конструкций.
Наибольшее распространение получили клееные многослойные конс-|рукции. Качество клеевых соединений (их прочность, стойкость при различных внешних воздействиях и т.п.) определяется свойствами применяемых клеев и технологией склеивания. Рассмотрим основные дефекты клеевых соединений.
Зоны отсутствия сцепления между соединяемыми элементами (непроклей), имеющие нулевую прочность. Как правило, эти дефекты снизаны с наличием заполненного газом зазора, хотя иногда последний может отсутствовать. Причины появления подобных дефектов -плохая подгонка соединяемых элементов перед склеиванием или недостаточное давление, создаваемое технологической оснасткой. Непро-нлеи - наиболее часто встречающиеся и самые опасные дефекты кле-пшх соединений.
Плохая адгезия, т.е. слабое сцепление клея с материалом соединяемого элемента. Это снижает прочность клеевого шва. Причина плохой адгезии - недоброкачественная подготовка поверхностей ки'диняемых элементов, в частности, наличие на них жира и других мгрязнителей.
Неполная полимеризация клея, обусловленная недостаточной температурой и (или) укороченной выдержкой при отверждении клея.
В ряде случаев дефекты в элементах многослойных конструкций могут быть обнаружены после нх соединения в единый узел. Это относится, например. к расслоениям в обшивках из композиционных материалов, неметаллических покрытиях, прнклееиых к силовым каркасам. н другим случаям, когда контроль ведется при двустороннем доступе или со стороны полимерного материала.
7
Причина этого дефекта - грубое' нарушение технологического процесса.
Недоброкачественный клей, не соответствующий требованиям нормативной документации. Применение такого клея не обеспечивает заданна прочностных и других свойств клея.
Пористость, ослабляющая прочность соединения. Причины пористости - неполное удаление из клея растворителя, недостаточное давление при запрессовке, применение недоброкачественного клея.
Отклонение от номинальной толщины клеевого шва, снижающее его прочность. Оптимальная прочность достигается при определенной для каждою типа клея толщине шва.
Усталостные разрушения клеевого шва в процессе эксплуатации изделия, с точки зрения выявляемое™ аналогичные непроклеям.
Различают адгезионную и когезионную прочное™ клеевых швов. Адгезионная прочность определяется сцеплением клея с элементом конструкции, когезионная - сцеплением между молекулами самого клея. Соответственно под адгезионным разрушением соединения понимают разрушение по границе клея с элементом конструкции, под когезионным - разрушение по клеевому шву. При соблюдении технологии адгезионная прочность обычно превышает когезионную.
Иногда, например в сотовых панелях из сталей и титановых сплавов, обшивки соединяются с сотовыми сердечниками сваркой или пайкой. Основные дефекты таких узлов - зоны отсутствия соединений между элементами.
Возможными дефектами сотовых панелей являются также зоны разрушения сотового заполнителя; пустоты, связанные с отсутствием сотового заполнителя там, где он должен быть, обусловленные смещением сотовых блоков; зоны потерн жесткости сотового заполнителя вследствие его смятия или разрушения.
Многослойные конструкции второго типа изготовляют, как правило, из полимерных композиционных материалов. Технология их производства обычно такова, что все изделие создается как единое целое. Это исключает возможность предварительной проверки отдельных элементов. Конструкции второго типа получают:
пропиткой в специальных формах заготовок, набранных из нескольких слоев армирующей ткани;
последовательным выклеиванием пропитанных связующим армирующих тканей на оправках необходимой формы;
прессованием пропитанных связующим пакетов из нескольких слоев армирующих тканей.
8
Применяют также другие технологии. Во всех случаях завершающим ▼типом является полимеризация связующего, которая обычно (но не обязательно) проводится при повышеншх температурах.
К числу основных дефектов многослойных конструкций второго типа относятся следующие. -
Расслоения в виде нарушения сцепления между отделыкащ слоями материала. Такие дефекты типичны для аршфованшв пшввмров, изготовленных из нескольких слоев армфующих тканей шм полученных методом намотки.
Неполная полимеризация связующего, обусловленная отклонешями от температурно-временного режима отвержден«я.
Наличие зон повышенного или пониженного содержания связующего.
Местные разрушения, вызванные ударными нагрузками (главным образом в процессе эксплуатации).
Приведенный перечень возможных дефектов многослойна конструкций дает лишь основные сведения по этому вопросу.
1.2. Основные методы и средства обнаружены д ефектов многослойных конструкций
Вакуумный метод основан на регистрацвд прогиба обвивки под накладываемым на нее колпаком, в котором создается разрежение (101]. В зоне дефекта прогиб увеличивается. Метод разработан для K<nrr|xuiH соединения обшивки с заполнителем в сотовых панелях. Широкого распространения он не получил ввиду низкой гроизводи-Гглыюсти.
Метод теплового импульса отличается от вакуумного тем, что и|мгиб обшивки создается в результате ее выпучивашя под дейст-iuk’M теплового расширения, создаваемого кратковременньш местным нагревом [32]. В связи с рядом недостатков метод не применяется.
Голографический метод основан на регистрацш разгмчия голограмм /юб{хжачественных и дефектных участков контролируема объектов, ho различие обусловлено увеличением деформаций в дефектных зонах' по сравнению с доброкачественней при механическом нагружении изделий. Метод применяется для НК клеевых конструкщй [1, 18, 51, 57, 100], соединений обшивок с корпусами охлаждаемых лопаток [91], изделий из композиционных материалов [51, 119] и т.п. Его премгу-
9
щества - бесконтактность и исключение сканирования, недостатки -необходимость механического нагружения изделий, высокая стоимость и сложность аппаратуры.
Радиоволновые методы [46, 51, 54, 57, 73] используют взаимо действие СВЧ радиоизлучении с материалами контролируемых изделий. Эти методы применяются для НК изделий из диэлектрических и полупроводниковых материалов и позволяют обнаруживать нарушения сплошности, инородные включения, структурные неоднородности. Их недостатки - невозможность обнаружения дефектов под металлическими слоями, значительные размеры и масса аппаратуры, трудность контроля в условиях единичного и мелкосерийного производства с большой номенклатурой изделий.
Тепловые методы основаны на наблюдении вызываемых дефектами изменений температурного рельефа на поверхности контролируемого объекта [8, 54, 57, 69, 85, 120]. Способы индикации этого рельефа различны. Наиболее удобны бесконтактные приборы, регистрирующие инфракрасное (ИК) излучение (радиометры, тепловизоры). Методы применяют для контроля многослойных конструкций. С уменьшением теплопроводности материала наружного слоя изделия чувствительность увеличивается. Поэтому лучшие результаты соответствуют конструкциям с наружными слоями из полимерных материалов. Недостатки тепловых методов - влияние на результаты контроля коэффициента отражения ИК-излучения, сложность и высокая стоимость применяемой аппаратуры, трудность ее использования в условиях производства с широкой номенклатурой изделий.
Раднацио1шые методы широко применяют для обнаружения пустот, пористости, инородных включений, дефектов сотовых блоков, определения ориентации волокон в армированных пластиках и т.п. [57, 73, 119]. При контроле используют в основном длинноволновое рентгеновское излучение. Однако дефекты клеевых соединений обычно не обнаруживаются, так как с помощью рентгеновского излучения нельзя обнаружить наличие сцепления. В лучшем случае могут быть обнаружены зоны, не заполненные клеем.
Интересными возможностями контроля композиционных полимерных материалов обладает рентгеновская вычислительная томография [57], однако и она мало эффективна для обнаружения основных дефектов клеевых соединений [9].
Для контроля изделий из легких материалов (пластики и т.п.),
10
особенно при их сочетании с металлами, применяют нейтронографию [52].
Акустические методы основаны на взаимодействии с контролируемым изделием упругих колебаний и волн широкою диапазона частот [23. 58]. Для НК многослойных конструкций эти методы используются наиболее широко. Основными из них являются описанные в книге низкочастотные методы, ультразвуковой метод прохождения и, в меньшей степени, реверберационный и акустико-топографический.
Метод прохождения упругих волн (теневой) в иммерсионном (реже -и контактном) варианте применяют для НК клеевых узлов [22. 54, 58, 95. 102. 118] и изделий из композиционных материалов [76, 86. 89. 97]. Он позволяет обнаруживать зоны нарушения соединений, пустоты, пористость, расслоения и другие подобные дефекты. Для контроля обычно используют механизированные установки с записью результатов. Так. фирмой "Lockheed” (QUA) разработана установка для иммерсионного контроля изделий из композиционных материалов [106]. В ней используются фокусирующие преобразователи на частоты 5 и 10 МГц. Амплитуда принятого сигнала модулирует световой поток управляемого источника света, запись осуществляется фотоспособом.
В работе [126] описана шестиканальная установка с ЭВМ для автоматизированного контроля многослойных конструкций теневым методом. Излучающие и приемные преобразователи имеют струйный контакт с изделием, амплитуды принятых сигналов преобразуются в циф-|х>вую форму и запоминаются на магнитном диске. Результаты контроля воспроизводятся на дисплее в виде тоновых изображений, представляющих собой проконтролированное изделие в плане с выявленными в нем дефектами. Рабочие частоты 1; 2.25 и 5 МГц. Установка опробована на металлических сотовых панелях, узлах типа металл-металл, изделиях из углепластиков.
Недостаток описанных систем - необходимость смачивания изделий или погружения их в жидкость. Этот недостаток устраняется путем использования катящихся преобразователей, имеющих сухой контакт с контролируемым изделием [22. 60, 61]. Удачные конструкции таких преобразователей применены в дефектоскопе UFD-S фирмы Sonatest (Великобритания).
Интересна возможность бесконтактного контроля с передачей упругих колебаний через толстые слои воздуха. Трудность здесь состоит в согласовании преобразователей с воздухом, обладающим низким
И
характеристическим импедансом. В работе [93] эта задача решена путем использования биморфных (колеблющихся изгибно) пьезоэлементов с рабочими частотами 24 и 40 кГц, что позволило осуществить бесконтактна контроль труб из стеклопластика.
В. И. Заклоковским и Г. Т. Карцевым [24] для согласования с воздухом продольно колеблющихся пьезоэлементов использованы согласующие четвертьволновые слои из пенопласта. Это увеличило амплитуду прошедшего сигнала до уровня, достаточного для контроля изделий из пластиков толщиной до 100 мм. Подобные преобразователи применяют в дефектоскопе УД2-16 и других приборах, используемых на ряде отечественных предприятий. Описываемые преобразователи работают в резонансных режимах на частотах ~30-60 кГц.
В работе [127] сообщается об использовании для решения различных задач НК прямых и фокусирующих преобразователей с воздушной связью и рабочей частотой 1 МГц. Они имеют один или два согласующих слоя, выполненных из специально разработанных материалов с низкими характеристическими импедансами.
В рассмотренных случаях используется амплитудный вариант метода прохождения. Временной его вариант, в котором признаком дефекта служит изменение времени прохождения акустического импульса, применяют в основном для контроля строительных материалов - огнеупорных кирпичей, бетона и т.п. [60]. Общий недостаток теневого метода, существенно ограничивающий область его применения. - необходимость двустороннего доступа к контролируемому изделию.
Эхо-метод в своем основном варианте применяют, например, для обнаружения дефектов в толстых (более 10 мм) изделиях из пластмасс [3] и кошюзиционных материалов [12, 54]. Ввиду значительного затухания упругих волн в этих материалах для контроля используют относительно низкие частоты (0,14 МГц). В работе [124] описано применение эхо-метода для обнаружения дефектов клеевых соединений труб из поливинилхлорида. Ввиду близости характеристических импе-дансов этого пластика и клея отражение от клеевого шва в зоне доброкачественного склеивания невелико и задача сводится к измерению общей толщины материала в зоне контроля.
Реверберационный метод (метод многократных отражений) представляет собой вариант эхо-метода. Он использует влияние дефекта на затухание многократно отраженных упругих импульсе» в слоях кошролируемого изделия [54, 58, 95] и применяется в иммерсионном и контактном вариантах. Контроль ведется со стороны слоя с меньшим затуханием (металла), иногда со стороны пластика. При контроле со
12
• 1<<|мч1ы металла целесообразно использовать бесконтактные электро-• пгпю-акустические преобразователи [54, 79]. Рабочие частоты МГц, причем меньшим толщинам обшивок соответствуют более кие частоты.
н работе [111] описан комбинированный вариант реверберационного -юнансного методов; В наружный металлический слой контроли-i «го изделия вводят излучаемые широкополосным преобразователем । । кис импульсы с широким спектром, возбуждающие в слое свобод-
। колебания на его основной частоте и ее гармониках. Затухание колебаний зависит от наличия соединения металла с приклеенным । му пластиком. "Хвост” возбужденного импульса стробируется и । |*тся на спектроанализатор, выделяющий гармоники металлического
По амплитуде этих гармоник судят о наличии дефектов клеевого < нюния. Для контроля применяют прямые преобразователи с акус-нгюкой задержкой и катящиеся преобразователи.
< Х>щий недостаток реверберационного метода - узкая область Цн1М<1К'иия (изделия с металлическими слоями), трудность обнаружения дефектов соединения на границе клея с внутренним элементом конструкции в случае малого характеристического импеданса матери-Яш этого элемента.
Акустика-эмиссионный метод также может быть использован для НК многослойных конструкций [75. 99]. Однако, несмотря на много--шлешые исследования в этой области, его внедрение затрудняется । чдом особенностей, связанных со сложностью самого метода и при-« иш-мой аппаратуры, а также с необходимостью механического нагру-<«»пия контролируемой конструкции.
Акустико-топографический метод [58] основан на возбуждена в |>и|]Х)лируемом изделии мощных колебаний качающейся частоты. При «падении собственных частот отделенных дефектами зон с частотой •Суждения колебания этих зон усиливаются и нанесенный на изделие •рошок перемешается на границы дефектов, делая их видимыми. Фугой способ индикации увеличения амплитуд колебаний в зонах >и|>ектов основан на использовании оптической голографии. На 9-й Международной конференции по неразрушающим методам контроля (Мельбурн, 1979 г.) Пай и Адамс сообщили о возможности выявления Юн дефектов с помощью тепловизора. Необходимый для этого нагрев локальных дефектных зон обусловлен резонансным увеличением имплитуд их колебаний.
Метод применяют для контроля конструкций с высокой добротностью (преимущественно металлических).
13
Преимущества акустико-топографического метода - отсутствие необходимости в механическом сканировании, недостатки - низкая эффективность контроля конструкций из пластиков, тяжелая и громоздкая аппаратура.
1.3. Методы и средства неразрушающего контроля прочности клеевых соединений
Рассмотренные выше методы и средства НК клеевых соединений позволяют обнаружить главным образом зоны полного отсутствия склеивания. Между таи очевидно, что оптимальным решением задачи является количественная опенка прочности соединений, причем зоны полного нарушения склеивания могут рассматриваться как частный случай дефектов с нулевой прочностью. В связи с этим уже более 30 лет в СССР и за рубежом ведутся изыскания способов НК прочности клеевых швов.
Прочность клеевого шва определяется его физико-механическими свойствами, характером нагружения и другими факторами.
Непосредственное измерение прочности клеевого соединения неразрушающими методами пока невозможно. Поэтому используют косвенные методы, т.е. оценивают доступные для измерения параметры изделия, коррелирующие с прочностью клеевого шва. При этом решающее значение имеет выбор измеряемого параметра. Корреляционная связь выбранного параметра с прочностью зависит от ряда дополнительных факторов (свойств применяемых клеев, технологии склеивания и т.п.), что усложняет дело.
Для неразрушающей оценки прочности клеевых соединений наиболее перспективны акустические методы. Рассмотрим основные из них.
Методы мперференцнонных и поверхностных волн. В работе [28] исследован метод оценки прочности на отрыв клеевых соединений металла с пластиком по затуханию распространяющихся в металле интерференционных волн. При этом предполагалось, что рост прочности соединения увеличивает затухание этих волн. С помощью метода обнаруживают зоны слабой адгезии клея к металлу, однако не выявляют слабую адгезию клея к пластику, а также обладающие пониженной когезионной прочностью зоны толстого и пористого клеевого шва.
В работе [122] исследовалась связь прочности а склеивания обшивки с заполнителем в сотовых панелях со скоростью распрост
14
ранения упругой волны (называемой авторами поверхностной) в обшивке. Получены мало убедительные результаты. В той же работе показано существование корреляции а с декрементом затухания сотовой панели, изгибно колеблющейся на собственных частотах (в пределах 4-7 кГц).
В работе [105] описан метод оценки прочности соединения двух склеенных внахлестку металлических листов, основанный на связи амплитуды поверхностной ультразвуковой волны, прошедшей из одного листа в другой через зону шва. Снижение прочности в результате усталостного разрушения шва отмечается по уменьшению амплитуды принятой волны.
В работе [112] установлена связь прочности клеевого соединения со скоростью распространения нормальных волн.
Ни один из перечисленных методов практическою применения пока не нашел.
Ультразвуковой эхо-метод. А. И. Горбуновым [16] разработан и опробован неразрушающий метод оценки прочности клеевых соединений в строительных конструкциях, основанный на корреляционной связи прочности соединения с характеристическим импедансом клея. Последний оценивается по величине коэффициента отражения ультразвуковых импульсов на границе раздела обшивка - клей или (реже) клей - внутренний элемент конструкции. В 95 % случаев погрешность не превышает 0.4-0,2 номинальной когезионной прочности соединения.
Развитием этого направления являются работы [80. 87, 113, 115, 116]. в которых кроме оценки характеристического импеданса клея учитываются его коэффициент затухания и толщина клеевого шва. В работах [80, 113] для оценки прочности склеивания конструкции из двух металлических листов в нее с помощью широкополосного преобразователя вводили короткие акустические импульсы с несущей частотой 15 МГц. Эхо-сигналы от границ клеевого шва наблюдали на осциллографе и исследовали с помощью спектроанализатора. При этом спектральный анализ позволил оценить толщину клеевого шва (при известной скорости звука в нем) и коэффициент затухания клея. В качестве величин, коррелирующих с прочностью г соединения на сдвиг, использованы отношение амплитуд эхо-сигналов от границ клея с металлом и величина, пропорциональная механической добротности клея.
Обладая общими недостатками традиционных ультразвуковых методов (необходимость смачивания контролируемых изделий, трудность
15
проверки конструкций с криволинейными поверхностями), рассмотренные способы в силу ряда причин непригодны для контроля конструкций с легкими заполнителями, а также изделий с обшивками из материале® с большим затуханием упругих волн. Все это ограничивает их возможности, поэтому пока эти способы не вышли из стадии лабораторного опробования.
Акустико-ашкснонный метод. Этот метод также исследовали применительно к оценке прочности клеевых соединений [88, 90]. Однако, несмотря на обнадеживающие результаты, он пока не получил практического применения ввиду сложности методики и аппаратуры, а также необходимости механического нагружения контролируемых конструкций.
Ультразвуковой резонансный метод. Этот метод - пока единственный иногда применяемый на практике для оценки прочности клеевых соединений. В используемом варианте метода собственные , частоты свободного и нагруженного преобразователя лежат в диапазоне частот генератора качающейся частоты. Метод положен в основу голландских приборов типа "Боцдтестер” [39, 117] и отечественных приборов ИСК-1В [78], УП-20Р, АД-21Р и других, реализующих те же принципы.
Рассмотрим резонансный метод на примере прибора ’’Боцдтестер”, имеющего два режима работы. В первом режиме прочность на сдвиг г! (которая является основной для конструкций листового типа) j определяется по отклонению собственной частоты нагруженного на изделие пьезопреобразователя. Во втором режиме прочность о на отрыв (основная для конструкций с легкими заполнителями) оценивается по затуханию, вносимому изделием в систему преобразователь -изделие.
Данные о результатах применения прибора ’’Боцдтестер’* противоречивы. Если в работах авторов - создателей прибора корреляция показаний прибора с прочностью на сдвиг и отрыв достаточно хороша [117, 118], то другим исследователям получить хотя бы удовлетво-. ригельную корреляцию не удавалось [78, 109]. В результате в боль-' шинстве случаев ’’Боцдтестер” используют только для обнаружения,' дефектов типа зон нарушения склеивания (непроклеев) [78. 98].
Физические основы рассматриваемого метода описаны в работе [39]. В работе [42] сделана попытка объяснить успехи и неудачи в оценке сдвиговой прочности клеевых соединений прибором "Боцдтестер” и сформулировать требования к свойствам клея и технологии
16
склеивания, соблюдение которых обеспечит.достаточно четкую коррекции» показаний прибора со сдвиговой прочностью клеевого пва.
Пока приборы рассматриваемого типа применяют в нашей стране только для обнаружения зон нарушения клеевых соедтений преимущественно в двух- и мюгослоАдлс листовых конструкциях.
1.4. Нвкочасготнме акустические методы
неразрушающего контроля многослойшх коиструкщй
К числу этих методов, составляющих основное содержаше инти, относятся импедансный, велосиметрический методы и локальный метод свободных колебаний. Принципы, лежащие в основе этих методов, различил, но их объединяет использование упругих колебаний неких (в основном звуковых) частот. Поэтому, чтобы подчеркнуть отличие упомянутых методов от широко применяемых ультразвуковых, будем именовать их низкочастотными акустическими.
Низкочастотные акустические методы используют антисимметричные нормальные волны нулевого порядка (в частном случае - иэгибные). Такие волны могут существовать только в слоях, протяженность которых в направлении распространения волн в несколько раз гфевы-шает толщину слоев. Это ограничивает применение рассматриваемых методов обнаружением относительно неглубоко залегающих дефектов, линейные размеры которых превышают глубину их залегания. Именно такие дефекты характерны для большинства многослойных конструкций.
Низкочастотные акустические методы и основанные на них средства неразрушающего контроля подробно описаны в последующих главах.
i
ч
I
17
ГЛАВА 2
СВОЙСТВА СУХОГО
ТОЧЕЧНОГО КОНТАКТА
2.1. Общие сведения
Преобразователи низкочастотных акустических дефектоскопов обычно контактируют с контролируемыми изделиями через наконечники со сферическими контактными поверхностями, прижимаемые к сухим изделиям с постоянной силой. В зоне контакта действует также переменная сила, обусловленная упругими колебаниями преобразователя. Передаваемые через эту зону колебания могут быть непрерывными или импульсными. Площадь контактной зоны очень мала (доли квадратного миллиметра). Такой тип связи преобразователя с изделием будем называть сухим точечным контактом (СГК).
СГК сильно отличается от традиционных для ультразвуковой дефектоскопии типов акустического контакта не только исключением применения жидкости, но и весьма малой площадью соприкосновения преобразователя с изделием. Последнее приводит к отсутствию направленности излучения и приема упругих колебаний и обусловливает присущую СТК сосредоточенную гибкость, оказывающую определяющее влияние на жсплуатационные характеристики рассматриваемых низкочастотных методов. Для СТК характерен также особый вид помех - фрикционные шумы, связанные с перемещением преобразователя по шероховатой поверхности изделия. Кроме того, трение без смазывания контактирующих поверхностей увеличивает износ преобразователя.
Учитывая указанные особенности СТК и существенное влияние его свойств на характеристики низкочастотных методов, рассмотрим эти свойства более подробно.
18
2.2. Динамическая гибкость сухого точечного контакта
Под гибкостью К понимается отношение упругого смешения t к вызывающей его силе F
К = UF.
В простейшем случае, когда гибкость линейна, смещение £ прямо пропорционально силе F. Поэтому линейная гибкость от силы не зависит. Гибкость зоны контакта твердых тел определяется большими механическими напряжениями, обусловленными малостью площади соприкосновения. В результате прилегающие к контакту зоны материала ведут себя подобно пружинам.
Базой для изучения явлений в зоне контакта твердых тел является теория Герца [43, 74]. Исследованию контактной гибкости (или обратной ей величины - контактной жесткости) посвящен ряд работ. Авторы большинства из них интересовались деформациями под действием статической силы. Для рассматриваемых методов интересна динамическая контактная гибкость, обусловленная переменной составляющей силы. Динамическая гибкость изучалась в работе [92] и в сделанной независимо и практически одновременно работе автора и И. И. Теумина [40]. Особенностью последней является детальный теоретический анализ нелинейных свойств контактной гибкости, учет динамических упругих постоянных контактирующих тел и экспериментальная проверка теории.
Свойства СГК определяются прилегающей к зоне соприкосновения тел малой по объему областью [43, 74], размеры которой на низких частотах намного меньше длины упругой волны. Поэтому контактную зону считаем системой с сосредоточенными постоянными. В общем
1 случае ее механический импеданс « ,
Z = R * Ми * “Лр— . (2.1)
К К К /СОЛ
где R , т и К - активное сопротивление, масса и гибкость соот-к к к
ветственно; ш - угловая частота; / = 4-1 .
Понятие механического импеданса подробно рассмотрено а гл. 3.
19
Основное значение имеет упругая составляющая импеданса (оценка R* и лт* будет сделана далее), и можно приближенно считать Z* = s VtjuKJ. Поэтому задача состоит в нахождении динамической контактной гибкости К . к
Воспользуемся результатами теории, полученными в предположении что упругих деформаций контактирующих тел [43].
Зона контакта сферы (наконечника преобразователя) с другим телом (контролтфуетшм изделием) зависит от форш последнего. При контакте с образующей цилиндра эта зона ограничена эллипсом, при контакте со сферой - окружностью.
Радиус окружности, ограничивающей зону контакта сжимаемых силой F упругих тел с гладкими сферическими поверхностями.
f Ъ/з
в=1*.Л J ’
(2.2)
где
£.
',-4 Е,
Здесь и - радиусы кривизны соприкасающихся поверхностей в
отсутствие деформации; д и д - коэффициенты Пуассона; Е и Е -I л 12
модули Юма первого и второго тел соответствемю. Радиусы кривизны положительны, если соответствующие центры кривизны расположены внутри тела, и отрицательны в противоположном случае.
В результате упругой деформации точки тел. лежащие на линии действия силы вдали от эотш контакта, сближаются на величтшу
I = BF273. (2.3)
1/3
Макошальное д авление в зоне контакта 20
(2.4)
3F ° ---------«
max . 2 2ira
Используя эти известные результаты, исследуем диимическую гибкость К* сухого точечного контакта.
Выражение (2.3) представим в виде
F = tt/B)3/2.‘ (2.5)
Аависимость F от t нелинейна, поэтому контактная гибкость является ислинейшм упруги* элементом. Постояшая составляющая F обусловлена статической силой F® прижатия преобразователя, переменная -колебаниями в системе. Динамическая контактная гибкость как элемент колебательной системы определяет восстанавливающую силу F . В
|"""1ем" равноеееия F = FQ,
С учетом (2.5)
F . 4F - --fJ[1
(2.6)
де ж - отклонение от положения равновесия.
Разложив выражение (2.6) в ряд, получим:
_ г I 3 Ж 3 ( X 12 i f Ж 13
в % |2t J 8 I i J*
1*0 *о *0
При машх колебаниях (ж/^ < 1)
(2.7)
21
Из выражения (2.7) найдем значение контактной гибкости при малых колебаниях в линейном приближении
К =-^- = f-BFy3 = °,55
*1
2/3
Е2
У*2
1/3 r-1/З
О *
(2.8)
В частном случае, когда R% > R^,
К =0.55 к
(2.9)
I
Используя (2.2) и выражение для В, легко показать, что формулы (2.8) и (2.9) совпадают с приведенным в работе [92] выражением
\=4
П J________22
£. Е2
Излучающий преобразователь представим эквивалентным генератором гармонической силы с внутренним импедансом Z? нагруженным нелинейным импедансом Z = 1/(/сЖ ) (импеданс изделия считаем к к
бесконечно большим). Поведение рассматриваемой системы зависит от соотношения Z^ и Z*. Интересны два предельных случая. В первом из них, когда |ZJ > |ZJ, колебательная скорость v контактной гибкости и ее смещение { синусоидальны, а переменная составляющая F силы на гибкости К* - несинусоидальна. Во втором предельном случае KI < кь° и { несинусоидальны, F - синусоидальна. При проий вольном отношении ИЖ1 как v, так и £ несинусоидальны. |
22
Для сохранения контакта между телами необходимо, чтобы удовлет-анрялись условия < 1; F< *•
Контактная задача решена для статической нагрузки, и в формулы входят статические модули упругости. Между тем при передаче упругих колебаний через эону контакта деформации, вызванные перемалюй составляющей силы, определяются динамическими модулями упругости контактирующих материалов. Динамический модуль Е* обычно больше статического Е^. Для металлов это различие составляет 1-12 %, однако для некоторых материалов оно намного больше. Так, для оргстекла Е* = 1.7£0. В упругой области можно считать, что смещение обусловленное постоянной составляющей силы Fq. является функцией статических упругих постоянных, а смещение, вызванное переменной составляющей силы, определяется динамическими упругими постоянными. Упругие постоянные тел входят в параметр В. Обозначим через BQ и В& значения этого параметра, выраженные соответственно через статические и динамические упругие постоянные.
Для нахождения динамической контактной гибкости К восполь-к
«уемся методом комплексных амплитуд. Найдем К* для первого предельного случая, когда KI > |Х I и £ = + g^cosut Учитывая
различие BQ и В*, силу, действующую на контактную гибкость, представим в виде
F =
1о
Во
f cosco/ ff!_____
в А
3/2 ( *шВа
= г и + т °
о 1 LB
1 I О А
13/2 coscaq
Обозначив f BJl&,B ) - Р. запишем F в виде ряда, ограничившись т о о д
первыми шестью его членами:
ficosut ♦ fl2ав2ы/ - +
2 о о
23
3 Л 4 . 3 J> 5 .1 -
75Г 008 " 25в" * 005 I Bf0
16
16
eej_l , 1024 I00®** * 256
cos2wt -
— — — cos5<j/. 16*256 WSOM*-
I
cos3cdt • ——— cos4w/ -976
(2.10)
Таким образом. F содержит составляющие основной частоты и ее армоник, а также отличную от FQ постоянную составляющую
Первая гармоника
' = — F j
1 2 О1
16
1024
coscot = F. coscot. im
Динамическая контактная гибкость для первой гармоники
f coscjZ
« _ т____________
к Ft cos со/
1 ш
(2.11)
Найдем К* для второго предельного случая <lzd « KI- F - F„
F cosait). Смяцение контактной гибкости 1Л
F 12/3
$ = BF% Д1 - coso/j .
24
Обозначив 7 = F^F^ и поступая аналогично предыдущему. получат.
72В [ 11
L_«_ Li- 2 ,2-^ О 15 Г 36 7 II 3 О
f = F273 В -’ О О
18
. 35 41 . Го л7
•TSS'1' cos“'-—FT-
1 * Ь“ 72 O»2cd< Ж/ I
ff/3B t3
О д
18
35 2
72 7
7Л^/3В 74
72’27 <3OS4fcrf
7р2,3В /
О л' 8-27-27
COS5ut.
(2.12)
Здесь постоянная составляющая смещения также отличается от
Динамическая контактная гибкость д ля первой гармомжи три F = F® ★ ♦ F coscot т
Г 2 1
При & -» 0 и 7 -» О выражения (2.11) и (2.13) стремятся к пределу
К . = lira К = lim К =^~BF~i/3. (2.14)
««" р-ок 7-0*
Формула (2.14) отличается от формулы (2.8) тем, что значение В. вычисленное на основе статических упругих постояншх. в ней заменено значением В . получению для динамических упругих д
постоянных.
Зависимости относительного изменения К* (в процентах) от 0 и 7. вычисленные по формулам (2.11) и (2.13). показаны на рис. 2.1. Максимальное значение К* всего на 7.3 % тфенышает ммямал>ное.
25
Рис. 2.1. Зависимость контактной гибкости от параметров /3 и у
Обычно желательно, чтобы контактная гибкость была минимальной. Формулы (2.8). (2.9) и (2.14) определяют пути достижения этой цели: повышение модуля упругости контактного наконечника, увеличение радиуса кривизны последнего и
силы прижатия его к изделию.
Механические напряжения быстро убывают с увеличением расстояния от зоны контакта. Согласно работе (74]. на долю поверхностных слоев толщиной а. 2а и За (а - радиус области соприкосновения) приходится соответственно 50. 70 и 80 % полного сжатия тела. Поэтому. если толщина h наружного слоя (обшивки) контролируемого изделия h > h . . можно считать, что контактная гибкость не отлип
личается от таковой для полубесконечного тела. Пользуясь формулой (2.2) и полагая А . = За. найдем минимальные толщины обшивок, при mm г
которых К практически не зависит от толщины. Результаты расчета,
выполненного для корундового контактного наконечника НС-11 с радиусом кривизны = 15 мм и различных материалов обшивок, при-
ведены в табл. 2.1.
Таблица 2.1. Минимальные толщины обшивок, при которых контактная гибкость практически не зависит от толщины
Материал обшивки А . . мм mm
Fo - 10 и F - 3 н 0
Сталь 0.244 0.163
Алюминиевый сплав 0.353 0.236
Оргстекло 0.800 0.535
26
Приведенные значения ft . близки к минималшм толщинам ПИП
применяемых в конструкциях обшивок.
Выше мы пренебрегли активной R* и инерциояюй составлявшими механического импеданса Z контактной зоны, выраженного формулой (2.1). Дляобоснования правомерности этого воспользуемся выражениями для и т* [92] для случая контакта с утругим полупространством
R = 4а2&0.716 ♦ О.О3802); (2.15)
К
тк = 8ра3(0.094 ♦ О.О35О02), (2.16)
где р и Е - плотность и модуль Юнга упругого полугространства; 0 = = = \G/p ; G - модуль сдвига, а - радиус эоны контакта.
Используя выражения (2.14)-(2.16). можно показать, что в рабочем диапазоне частот отношение 1/(ыК ):R составляет не менее к к
нескольких десятков (с увеличением со оно уменьшается). а отноше-
ние 1/(со/( ):слп также очень велико. По-к к
этому допустимо считать Z* s l/(/cJO.
Для проверки теории были измерены контактные гибкости между стальным наконечником и плоскими образцами из различных материалов. Измерительное устройство (рис. 2.2) содержит стержень 3 из оргегаг-ла длиной 130 мм и диаметром 12 мм. На од ном его конце размешен пакет 6 из восьми излучающих пьезоэлементов, электрически соединенных параллельно, на другом - измерительный пьезоэлемент 2 из пьезокерамики ЦТС-19 д иаметром 10 мм и массой
- 0,85 г. Между пьезоэлементом и испы-
Рис 2.2. Устройство для измерения кон
тактной гибкости
27
туетшм материалом расположен вырезанный из шарика подшипника сталлой наконечтс / со сферической контактной поверхностью (радиус кривизны R^ = 15.75 мм) массой - 8.08 г. Элементы измерительного устройства склеены эпоксидным клеем. Излучающий пакет соединен со звуков» генератором, измерительный пьезоэлемент 2 - с селекпвмш усилителем. Ицдиитором уровня служит осциллограф, подклоченный к выходу усилителя. Измерительная система помещена в фиспособлетме. обеспечивающее перпендикулярность ее оси к поверхности измеряемого образца. Сила прижатия наконечника / к образцу 7 регулируется сменными грузами 4. надеваемыми сверху. Груз 4 отелен от колебательной системы прокладкой 5 из губчатой резин.
Измерения вшюлтены на цельных и составных образцах. Цельные образцы изготовлетн из однородилх материалов в виде массивных цилждров диаметром 60-80 мм с плоскими, чисто обработанными торцами. В составных образцах (см. рис. 2.2) слой образца 7 из исллуемого материала пртослеен к стальному цилиндру 8. При толщине слоя 7 порядка 8 вш клеевой шов фактически не влияет на результаты иэмеретий. Массы М всех образцов выбирают такими, чтобы вшжмиялось условие ыМ » lAwK*) и импеданс jwM можно было не учпъвать. Так как размеры наконечника / и пьеэоэлеменга 2 в нафавлении колебаний намного мание длины волны, а модули уфугости их материалов велики, при анализе колебаний системы в целом элементы, расположение между стержнем 3 и концом наконеч-нвса / (исключая малую по объему концевую область последнего).
1 можно рассмэтрпать как сосред оточенную массу .
Однако фи оценке электрического напряжения на пьезоэлементе 2 надо учшшап» его гибкость
I

Измеряемая контактам гибкость не менее чем на два порядка пр rm an err гибкость клеевых прослоек между пьезоэлементом 2 и при-jhthmumi к нему стержнем 3 наконечником /. Поэтому гибкостями
28
Рис. 2.3. К расчету составляющей, вносимой пьезоэлементом в общий импеданс нагрузки:
I — стержень; 2 — пьезоэлемент; 3 — контактный наконечник; 4 — испытуемый объект
где I - толщина пьезопластины; S - площадь ее торцовой поверх-п п
ности; - модуль упругости пьезоэлектрика. Амплитуда о* колебательной скорости пьезоэлемента 2 как сосредоточенной массы намного превышает амплитуду v? скорости его же как элемента гибкости. Следовательно, амплитуды скоростей любого сечения пьезопластины в неподвижной системе отсчета допустимо считать одинаковыми и равными о*.
Амплитуда силы, действующей в сечении пьезоэлемента, отстоящем на расстоянии х от границы с наконечником 3 (рис. 2.3),
F(x) = о (Z ♦ /сор S х). м 1 пи
где - механический импеданс, нагружающий нокюою поверхность пьезоэлемента; р - плотность пьезоэлектрика. Смешение (изменение п
толщины) элементарного слоя пьезопластины
п п
Амплитуда смещения пьезоэлемента как элемента гибкости
I т
t = -Л = ° * lzi * ~Г~ • г со J мп1 12
О
Где т - масса пьезопластины, п
, Амплитуда электрического напряжения на измерительном пьезо-Вйеменге
29
m I
U = « = to К |Z. ♦ jw -T5— I. (2.17) 1
г м n1 1 2 1 '
Здесь k - коэффициент, определяющийся параметрами пьезоэлемента. Существенно, что в выражение (2.17) входит инерционное сопро-
Г тп 1
тивление /а>|^ —— J полумассы пьезоэлемента, причем при Z^ = О j
Г тп напряжение U определяется только импедансом нагрузка Z^ чисто реактивная, то при т
U = 0. Физически это означает, что узел силы расположен сечении пьезоэлемента. Полагая Z. = /(cam, - 1/(соК )),
I I к
найдем:
(2.18) :
в среднем’ из (2.18)]
(2.19)1
отсутствие!
где а>0 - круговая частота, при которой U = I/(в потерь и гармоник V = 0). Таким образом, измерение К* сводится к нахождению частоты ш0> при которой амплитуда первой гармоники сигнала минимальна, а значение К* вычисляется по формуле (2.19).
Измерительное устройство, прижатое к образцу с силой FQ. переставляли в разные точки центральной части образца и по электронносчетному частотомеру измеряли частоту, соответствующую V = U j Измерения выполнены при малых амплитудах колебаний, когда гибкость’ К* можно считать линейной. Для каждого материала делали 50 измерений, результаты статистически обрабатывали. Установлено, что измеренные значения К* распределены по нормальному закону. Найдены границы доверительных интервалов с надежностью 0.99. Систематическая погрешность, обусловленная пренебрежением гибкостями измерительной системы, учитывалась при вычислении средних значений
30
Рис. 2.4. Зависимость диаметра 2а контактной зоны н максимального давления О (штриховые кривые) от max g
параметра Ео/(1 — Д > при /? -
£ I
9
- 15.75 мм. Ej/d - Д ) - 220 ГПа
К* и границ доверительных интервалов [40].
Результаты измерений сведены в табл. 2.2.
На рис. 2.4 приведены построенные по формулам (2.2) и (2.4) графики зависимости диаметра 2а контактной зоны и максимального
расчетного давления от параметра Eg/(1 - д^) (здесь взяты
статические упругие постоянные, так как а и а определяются при max
статической нагрузке) для значений F^ = 3 Н и F^ = 10 Н. Расчет выполнен для использованного в измерениях стального наконечника в предположении, что колебания в системе малы (Fm * FJ.
Для сплавов АЛ13, МЛ5 расчетные значения а превосходят max
пределы пропорциональности уже при = 3 Н. То же имеет место и для свинца, которого очень низок. Наилучшее совпадение вычисленных значений К* с измеренными наблюдается для стали 45, для которой при обоих значениях F$. Чем большую роль
играют пластические деформации, тем сильнее реальная площадь контакта отличается от расчетной, а измеренное значение К* - от
теоретического.
Как видно из табл. 2.2, коэффициенты вариации превышают расчетное значение w = 1,33 % иногда весьма значительно. Основная причина этого - кристаллическая структура металлов. Поскольку площадь контакта мала, наконечник, каждый раз попадая в другую зону, соприкасается с различными кристаллитами, упругие свойства которых различны как вследствие связанной с их ориентацией упругой анизотропии, так и ввиду неоднородности химического состава. В
31
Таблица 2.2. Результаты расчетов и измерений динамической
Материал *2 ГПа U . МПа пц
Ч* Fо “ зн
расчетная 1 измеренная
Сталь 45, 240.8 610 6.24 6,56
6.42 - 6.69
закаленная
(прокат)
Алюминиевый
сплав:
Д16Т1
(прессо- 8.42
ванный ) 82,0 370 9.78 8.21 - 8.62
АЛ 13 (литой) 81.26 55 9.84 8.83 8.31 - 9,35
Магниевый сплав in 0
МЛ5 (литой) 50,6 34 12,6 IV 10,5 - 11.3
2 9.70
Свинец 19.8 «и» 22.0
9.39 - 10,00
Оргстекло 5.99 — 47.1 34.87 34.68 - 35.06
Крупнозернис-
тый никелевый Л £1
сплав 233,6 — 6.30 O.OI
6,03 - 7,19
1 В чнслител< j приведены средние значения. в знаменателе
Даны статические упругие постоянные, расчетные гибкости вычис измеренных гибкостей и границы доверительных интервалов найдены из 32
контактной гибкости
К -Ю*. м/Н К
при Fq - 10 Н
погрешность расчета, % коэффициент варка-цни. % расчетная 1 измеренная погрешность расчета, % коэффициент вариации, %
4.07 -4.9 5.53 4,18 , ' , *2.65 3.55 4.02 - 4.12
«11,6 6.55 5,84 *12,1 4.3
6.7 5.75 - 5.93
*11.4 16.2 6.59 5,51 *19,5 14,3
5.22 - 5.79
1 £ О 8.7 8.44 7,17 *17,5 4.7
* 1Эго 7.05 - 7.30
*127 4.9 14.7 6,24 *135 6.23
6.00 - 6.49
*35.1 1.53 31,5 24,51 *28.5 2,38
24.3 - 24.7
-4.9 24,3 4,22 3.84 *9.9 15,4
3.62 - 4,02
границы доверительных интервалов.
лены исходя 20 измерений.
из статического
модуля упругости. Средние
значения
33
Центральна науком

результате модуль упругости кристаллита в точке измерения является случайной величиной, пределы изменения которой определяются свойствами материала. Описанный эффект зависит от величины зерна. При крупнокристаллической структуре объем материала, определяющий контактную гибкость, укладывается в одном или нескольких зернах, что соответствует максимальному разбросу контактной гибкости. При мелкозернистой структуре в этой объеме оказывается много кристаллитов. В результате эффект усредняется и влияние неоднородности материала уменьшается. Как следует из табл. 2.2, для аморфного материала (органического стекла) коэффициенты вариации минимальны. Деформированные мелкозернистые материалы (сталь 45, Д16Т1) характеризуются несколько большими коэффициентами вариации. Для литых сплавов МЛ5 и АЛ13 разброс значении еще более возрастает. Коэффициенты вариации максимальны для крупнозернистого (средний размер зерна 2 мм) многофазного никелевого сплава.
2.3. Фрикционные шумы
Для СТК характерен особый вид помех, именуемых фрикционными шумами. Причина их возникновения - ускорения приемного преобразователя при его перемещении по неровной поверхности изделия. В результате в зоне контакта возникает переменная сила, вызывающая дополнительную составляющую выходного сигнала, которая накладывается на полезный сигнал и затрудняет контроль.
Рассмотрим преобразователь, прижатый к контролируемому изделию статической силой и перемещаемый со скоростью v = dx/dt
(рис. 2.5, в). Пусть преобразователь обладает сферической контактной поверхностью радиусом R. а изделие имеет неровности, описы-
ваемые выражением
у = Asin
2лх L
где х - текущая координата. А - амплитуда неровностей, L - их период. Примем, что радиус R вписывается в неровности поверхности изделия и движение происходит без отрыва конца преобразователя от изделия и без ударов. При v = const вертикальное смещение преобразователя
q = Asin
2т L
t.
34
Рис. 2.5. К механизму возникновения фрикционных шумов: а — перемещение преобразователя по поверхности с неровностями синусоидальной формы, (идеализированный случай); б — перемещение преобразователя по реальной поверхности
откуда частота шума f = v/L. Амплитуда U шума с увеличением
i
i
*
1
скорости v растет по закону, зависящему от характеристик преобразователя. Например, если последний является приемником ускорения, то на частоте f = v/L пропорционально g = = A(2ir/L)2»2.
j Рассмотренный случай является идеализацией, необходимой для ] понимания физической сущности явления. Неровности поверхностей ; реальных изделий имеют более сложный, нерегулярный характер (рис. 2.5, б). Эти шероховатости обычно мельче, чем рассмотренные 11 выше, т.е. принятое условие касания наконечником изделия во впа-'. динах не выполняется. В результате при движении по реальной поверхности в системе преобразователь-изделие возбуждаются несинусоидальные колебания. Кроме того, перемещение преобразователя обычно сопровождается ударами о неровности, что еще более усложняет картину. Поэтому фрикционные шумы имеют широкий и сложный
' спектр, зависящий от степени и характера шероховатости поверхнос-;! ти, скорости перемещения преобразователя, радиуса кривизны его рабочей поверхности и других факторов.
- Рассмотренные явления обусловлены только шероховатостью поверхности контролируемого изделия и должны наблюдаться также в случае, ' когда коэффициент трения равен нулю.
Иногда возникают фрикционные шумы другого происхождения. Они 1 проявляются в виде характерного скрипа или скрежета и обусловлены j фрикционными автоколебаниями преобразователя вследствие нелинейной Зависимости силы трения без смазочного материала от скорости Перемещения. Такие шумы, наблюдаемые, например, при контроле ; Импедансным методом с использованием преобразователей значительной •.длины, легко устраняются изменением силы прижатия преобразователя 'i другими несложными мерами. В отличие от рассмотренных выше эти ^шумы возможны только при конечной величине коэффициента трения.
35
Основную роль играют шумы, обусловленные неровностями поверх-юсти контролируемого изделия. Снижение их уровня достигается уменьшением скорости сканирования и отчасти - увеличением радиуса кривизны контактной поверхности преобразователя.
2.4. Износостойкость
Преобразователи низкочастотных дефектоскопов, имеющие СГК z контролируемым изделием, работают в условиях трения без смазочного материала при больших напряжениях в зоне контакта. Многие материалы, используемые для изготовления многослойных конструкций, обладают абразивными свойствами (анодная пленка, покрывающая обшивки из алюминиевых сплавов, армирующие волокна композиционных полимеров и т.п.). Трение о поверхности таких материалов изнашивает преобразователь. Последний соприкасается с контролируемым изделием через контактный наконечник. Поэтому износостойкость преобразователя определяется износостойкостью его контактного наконечника.
Для повышения износостойкости контактные наконечники изготовляют из закаленных сталей, корундовой керамики, специальных инструментальных сплавов и других подобных материалов, сочетающих высокую твердость с большим модулем Юнга. Последнее важно для уменьшения контактной гибкости, что улучшает передачу упругих колебаний. Характеристики некоторых материалов, применяемых для изготовления контактных наконечников, приведены в табл. 2.3.
Для исследования износостойкости контактных наконечников разработаны специальная установка и методика измерений, обеспечивающие перемещения наконечника по контртелу без повторения пройденного пути. Контртелом служила внешняя поверхность трубы диаметром 335 мм и длиной 600 мм. Испытуемый наконечник, прижатый к трубе с силой 2Н, перемешался по винтовой линии с шагом 0,3 мм. со скоростью 19 м/с. Эго примерно соответствует значениям указанных параметров в установках для механизированного контроля импедансным методом (см. гл. 7). Используемые материалы контртела наносили на внешнюю поверхность анодированных труб из алюминиевого сплава АМгб. Все наконечники имели сферические трущиеся поверхности с радиусом кривизны 15 мм. Перед испытаниями эти поверхности наконечников были отполированы. Результаты испытаний приведены в табл. 2.4.
36
Таблица 2.3. Характеристики материалов, применяемых для изготовления контактных наконечников
Материал Плотность. , 3 кг/м Модуль Юнга, ГПа Твердость
Сталь ШХ15 (закаленная) 7800 206 59-63 HRC
Инстру менталь -ный сплав ВК6М 14900 608 э 87-91 HRA
Корундовая керамика КС-37 3960 386 90-91 HRA
Таблица 2.4. Износ контактных наконечников на I км пути
Материал контртела
-6 3 Износ материала наконечника. 10 см
КС-37 (91ММ) LLIX15 (61НЯС ) э У8 (61НЯС ) э ХН55ВМТКЮВНС-1 (66MRC ) (63HRC > э э
Анодированный алю-
мнииевый сплав АМгб 0 75 70 25 25
Стеклопластик 0 62 56 10 12
^Абразивное керами-|ч|еское покрытие 45 98 125 87 106
I
< Примечание. В скобках приведены значения твердости.
37
077
Рис. 2.6. Корундовый контактный наконечник НС-II
База испытаний (длина пути) принята равной 20 км. Степень износа измерялась объем-
ным методом и пересчитывалась на 1 км пути. За единицу износа
. ._-6 3 „ _ .. 1Л-6 3
принято 1*10 см . Погрешность измерении составляла *1*10 см .
При трении об анодированный алюминиевый сплав и стеклопластик износ наконечников из КС-37 лежит за пределами чувствительности измерений. По износостойкости керамика КС-37 намного превосходит все испытанные стали. Ни один из испытанных наконечников не
царапает поверхности указанных материалов.
При трении об абразивное керамическое покрытие износ керамики КС-37 сопоставим с износом сталей. Керамический наконечник, теряя свою первоначальную сферическую форму, начинает царапать поверхность контртела. Стальные наконечники, несмотря на больший износ, поверхность контртела не повреждают.
Обладая высокой износостойкостью, материал контактного наконечника должен быть доступен, дешев и технологичен. Желательно, чтобы он имел также малую плотность. Всем этим требованиям удовлетворяют корундовая керамика КС-37, а также монокристаллический корунд (А10 ). Контактные наконечники из корунда (рис. 2.6) л *5
используются в преобразователях низкочастотных акустических дефектоскопов.
38
ГЛАВА 3
1 ИМПЕДАНСНЫЙ МЕТОД
3.1. Общие сведения
Разработанный в СССР акустический импедансный метод (А. с. 126653 СССР) является наиболее распространенным средством неразрушающего контроля соединений в многослойных конструкциях и изделий из слоистых пластиков в нашей стране [58]. Более 30 лет он используется для контроля ответственной продукции в авиационной и других отраслях промышленности.
Основная область применения метода - выявление дефектов клеевых и паяных соединений между сравнительно тонкой (до 3 мм для алюминиевых сплавов и 1,7 мм для сталей) обшивкой и элементом жесткости (лонжероном, нервюрой и т.п.) или заполнителем (пенопластом, сотами и др.), а также дефектов типа расслоений и непро-клеев в неметаллических покрытиях и изделиях из слоистых пластиков, залетающих на глубине до 15-20 мм. Широкому внедрению метода способствовали его универсальность, удобство в эксплуатации, отсутствие необходимости смачивания контролируемых изделий, легкость контроля по криволинейным поверхностям, простота и доступность аппаратуры. Импедансные дефектоскопы выпускаются серийно с 1961 г.
Долгое время импедансный метод применяли только в СССР. Лишь в 1973 г. появилось сообщение о разработке английской фирмой Inspection Instruments первого зарубежного импедансного дефектоскопа AFD, прототипом которого послужил отечественный прибор ИАД-3. Таким образом, хотя и с запозданием, импедансный метод получил международное признание.
Метод основан на различии механических импедансов дефектных и доброкачественных участков контролируемого изделия. Механические импедансы оценивают с поверхности изделия в зонах возбуждения в нем изгибных колебаний звуковых или низких ультразвуковых частот.
Изменения механического импеданса преобразуют в соответствующие им изменения электрического сигнала, который обрабатывают в электронном блоке дефектоскопа и представляют на индикаторе или используют для управления исполнительными механизмами.
В отличие от широко применяемого в ультразвуковой дефектоскопии понятия характеристического импеданса или удельного волнового сопротивления рс (р - плотность среды, с - скорость звука в ней), характеризующего среду, в которой распространяются упругие волны, механическим импедансом Z называется комплексное отношение силы, действующей на поверхности (или в точке) механической системы к средней колебательной скорости на этой поверхности (или в точке) в направлении силы. Таким образом, механический импеданс является характеристикой конструкции, а не среды. Понятие механического импеданса относится к линейным системам, находящимся в состоянии стационарных гармонических колебаний.
Механический импеданс как комплексная величина представляется в виде Z ~ R * /X, где R - активная, а X - реактивная составляющие. |Z| = mR2 ♦ X2 - модуль, или в виде Z = |Z|е^Л где / = f-Г ; V = arctg(X/R). Инерционную реактивную составляющую принято считать положительной, упругую - отрицательной.
Механический импеданс многослойной конструкции в зоне приложения возмущающей силы определяется всеми элементами этой конструкции. соединенными в одну механическую систему. Когда все слои конструкции связаны (например, склеены) между собой, она колеблется как единое целое и модуль |ZJ механического импеданса имеет максимальное значение. Если в изделии имеется дефект в виде нарушения соединения между слоями, то жесткость отделенного им участка изделия оказывается меньше жесткости в зонах доброкачественного соединения слоев. Поэтому модуль |Z^| механического импеданса изделия в дефектней зоне будет меньше, чем K.I- в общем случае в зоне дефекта меняется также отношение R/|X|, а иногда и характер (знак) реактивной составляющей X. Таким образом, дефект соединения может быть обнаружен по изменению механического импеданса изделия.
Устройством, чувствительным к изменению механического импеданса контролируемого объекта, служит преобразователь дефектоскопа. В импедансных дефектоскопах применяют совмещенное, раздельно-совмещенные и бесконтактные преобразователи. Первые два из них 40
Рис. 3. i. Структурная схема импедансного дефектоскопа с совмещенным преобразовате-
лем
используют пьезоэлектрическое возбуждение и прием упругих колебаний. В бесконтактных преобразователях колебания возбуждаются электромапвпно-акустическнм (ЭМА) способом, и принимаются микрофоном.
Совмещенный преобразователь контактирует с контролируемым объемом в одной эоне, через которую происходит как возбуждение
упругих колебаний, так и оценка механического импеданса. В отличие от совмещенного преобразователя эхо-дефектоскопа [58] здесь
для излучения и приема используются различные пьезоэлементы. Однако под термином "совмещ енный” можно понимать и совмещение зон возбуждения и приема колебаний изделий. Поэтому будем пользо-
ваться стандартной терминологией, имея в виду указанное' различие.
Раздельно-совмещенный преобразователь имеет две зоны контакта с контролируемым объектом. Через одну из них происходит возбуждение, через другую - прием упругих колебаний. Для излучения и приема служат разные вибраторы, размешенные в общем корпусе и акустически
изолированные друг от друга.
Бесконтактный ЭМА-преобразователь возбуждает упругие колебания через зазор толщиной порядка десятых долей хшллиметра. Так как ЭМА-способ позволяет возбуждать упругие колебания только в проводящих средах, область применения этого преобразователя ограничена конструкциями с металлическими обшивками.
Импедансный метод реализуется в нескольких вариантах, отличающихся применяемыми преобразователями, характером излучения и способами обработки сигналов.
На рис. 3.1 приведена обобщенная структурная схема импедансного дефектоскопа с совмещенным преобразователем. Последний содержит звукопровод 4, на торнах которого укреплены излучающий 5 и измерительный 3 оьезоэлементы. Между контролируемым изделием / и приемным пьезоэлементом 3 находится контактный наконечник 2 со сферической рабочей поверхностью. Пьезоэлемент 5 соединен с генератором 8 синусоидального электрического напряжения, пьезоэлемент -3 - с усилителем 11. Металлический цилиндр 6 повышает мощность излучения в звукопровод. Генератор и усилитель соединены с блоком
41
9 обработки информации со стрелочным индикатором Ю на выходе. Блок 9 управляет размещенной в преобразователе сигнальной лампочкой 7, автоматически включаемой в зоне дефекта, и током пера самописца (на рис. 3.1 не показан), регистрирующего дефекты при использовании прибора в системах механизированного контроля.
Продольно колеблющийся преобразователь через контактный наконечник 2 возбуждает в контролируемом объекте / изгибные колебания той же частоты. Механический импеданс Z^ контролируемого объекта в зоне его возбуждения зависит от свойств этого объекта, в частности от наличия в нем дефектов. В доброкачественных зонах импеданс Z^ определяется всеми слоями изделия, колеблющегося как единое целое. Дефект (непроклей, расслоение) ослабляет связь отделенного им слоя с изделием. Поэтому в зоне дефекта |ZJ уменьшается, что сопровождается также поворотом Z^ на некоторый угол. Изменение Z меняет коэффициент передачи преобразователя Р = = где и
- комплексные амплитуды электрических напряжений на пьезоэлементах 5 и 3 соответственно, ф - угол сдвига фазы между 11$ и Обычно при контроле 17^ = const, поэтому модуль Р пропорционален амплитуде U$. Изменение Z^ отмечается по изменению Р или ф. а также по одновременному их изменению.
Совмещенные преобразователи используются также в импульсных импедансных дефектоскопах (А. с. 1226296 СССР). В этом случае в системе преобразователь - контролируемый объект возбуждают импульсы свободнозатухающих упругих колебаний. Признаком дефекта служит изменение амплитуды, несущей частоты и фазы выходного сигнала преобразователя. Совмещенные преобразователи импульсных дефектоскопов принципиально не отличаются от описанного преобразователя. Особенности импульсного режима будут рассмотрены далее.
^^Преимущество совмещенного преобразователя - контакт с изделием в одной, малой по площади зоне, недостаток - относительно небольшая глубина залегания выявляемых дефектов^Этот недостаток связан с влиянием упругого сопротивления Z* = l/(/a>KJ (К* - контактная гибкость) зоны контакта преобразователя с издетшем (см. гл. 2). Импеданс Z соединен с импедансом Z изделия цепочкой, что на к н
42
этшиваленпюи схеме соответствует параллельному соединению этих элементов. Поэтому импеданс общей механической нагрузки преобразователя
Z Z н к Z * Z н к
(3.1)
*0
IС увеличением глубины залегания дефекта величина |ZJ быстро увеличивается. Когда она становится много больше |ZJ, импеданс изделия практически перестает влиять на ZQ и дефекты не выявляются, (см. п. 3.5).
Шри работе совмещенными преобразователями используют непрерывные колебания с частотой: 200 - 8 кГц, а также импульсы с несущей частотой до 6 кГц.-
Раздельно-совмещенные (РС) преобразователи могут работать в
непрерывном и импульсном режимах, причем последний получил преимущественное распространение. Обобщенная структурная схема импульсного импедансного дефектоскопа с PC-преобразователем показана на рис. 3.2. Идентичные пьезоэлектрические вибраторы / и 9 со сферическими контактными наконечниками размещены в общем корпусе преобразователя и акустически изолированы друг от друга. В излучающем вибраторе / с помощью управляемого синхронизатором 3 генератора 2 возбуждаются свободнозатухающие продольные упругие колебания.
несущая частота которых соответствует основной частоте нагруженного вибратора. Вибратор / возбуждает в контролируемом изделии 10 изгибные волны, распространяющиеся во все стороны. Эти волны принимаются приемным вибратором 9 и преобразуются им в электрические сигналы. После усиления усилителем 7 эти сигналы поступают в блок
обработки информации б, соединенный с индикатором 5 и автоматическим сигнализатором дефектов 8. Последний управляет работой расположенной в преобразова-
Рис. 3.2. Структурная схема импедансного дефектоскопа с раздельно - совмещенным преобразова -
телем '
43
теле сигнальной лампы, самописца или исполнительного механизма. При использовании амплитудно-фазовой обработки сигнал с генератора 2 через блок 4 управления фазой поступает на второй вход блока 6. Изменение Z в зонах дефектов меняет амплитуду и фазу принятых
** . 1 сигналов, что регистрируется дефектоскопом .
Дефекты выявляются лишь при одновременном нахождении излучающего и приемного вибраторов в дефектных зонах. Поэтому базу преобразователя (расстояние между точками касания вибраторов с изделиями) выбирают как можно меньшей.
Преимуществом РС-преобраэователей перед совмещенными является большая глубина залегания обнаруживаемых дефектов (до 15-20 мм в пластиках), что объясняется другим механизмом влияния контактной гибкости (см. п. 3.4). В отличие от совмещенных, РС-преобразователи эффективны и при КIс IV По чувствительности к мелким, неглубоко залегающим дефектам, PC-преобразователи уступают совмещенным. Это связано с невозможностью выявления дефектов, протяженность которых меньше базы преобразователя.
Импедансный дефектоскоп с бесконтактным преобразователем содержит генератор, питающий обмотки ЭМА-излучателя. усилитель принятых микрофоном сигналов и блок обработки информации с индикатором и выходами на исполнительные устройства.
3.2. Механический импеданс многослойной конструкции
Импедансный метод базируется на щенке изменений механических импедансов многослойных конструкций в доброкачественных и дефектных зонах. При использовании преобразователей с сухим точечным контактом площадь их соприкосновения с контролируемыми изделиями очень мала. Поэтому рассмотрим механический импеданс для сосредоточенной, нормальной к поверхности силы, определяемый как отношение комплексной амплитуды F этой силы к комплексной амплитуде v вызываемой ею колебательной скорости изделия [71]
Изменение Z. влияет также на несущую частоту импульсов, однако это влияние здесь невелико (см. гл. 6) и обычно не учитывается.
44
Z = £- = R ♦ /X = |Z 1Л. (3.2)
H H H 1 h'
V
Механический импеданс многослойной конструкции определяется упругими свойствами, плотностью материалов и толщиной слоев, коэффициентом затухания волн в слоях, размерами конструкции, кривизной ее поверхности, состоянием соединений между слоями.
В работе [63] теоретически рассматривается механический импеданс трехслойных пластин при антисимметричных колебаниях с учетом потерь. Однако этот анализ предполагает отсутствие зон нарушения соединений между слоями, а полученные выражения сложны и громоздки.
Иногда для оценки механического импеданса полезны известные теоретические модели. Одна из них - тонкий, плоский, бесконечнопротяженный слой (лист) из однородного изотропного материала без потерь. Его механический импеданс чисто активный [66]
Z = R = в1рЛ/ = 2.31Л2 Г——- . (3.3)
4 1 - д
где р - платность материала; h - толщина слоя; / = Eh /(12(1 -- д )) - цилиндрическая жесткость.
Формула (3.3) получена на основе классической теории изгибных колебаний [66], справедливой при Л/Х^ 1/5, где Х^ - длина изгибной волны в слое. Найдем условие применимости этой формулы. Согласно классической теории скорость изгибной волны в слое
= &Л t
с из
Е 12р( 1 - д2)
(3.4)
Используя (3.4) и соотношение Л/Х < 1/5, получим искомое условие
fh < 0,0725 —-——
4 д(1 - д )
(3.5)
Например, для листа из пластика с параметрами р = 1180 кг/м и Е/(\ - д ) = 6 ГПа, fh = 163,5 Гц’м. Следовательно, при частоте 45
5 кГц формулы (3.3) и (3.4) применимы для толщины до 32.7 мм. при частоте 15 кГц - до 10,9 мм.
В работе [121] приведены формулы для механического импеданса бесконечно-протяженного слоя для нормальной сосредоточенной силы, полученные из уточненной теории, учитывающей сдвиг и инерцию вращения. В этом случае импеданс Z уже комплексный. Уточненные формулы справедливы до толщин Л < (где X* - длина сдвиговой волны). Имея в виду, что Х^ = (1/fhlG/p (G - модуль сдвига), получим аналогичное (3.5) условие применимости уточненных формул
Р 4 8р( I + д>
Сравнение выражении (3.5) и (3.6) показывает, что уточненные формулы для Z бесконечного листа применимы для значений /Л, в 4.88JT - д раз больших, чем значения, полученные по формуле
(3.3). При д = 0,3 этот выигрыш равен примерно 4,1 раза.
Рассмотренная модель пригодна для описания протяженных изделий из одного материала, имеющих малую кривизну. Однако реальные изделия обычно состоят из разнородных анизотропных материалов, имеют конечные размеры и значительную кривизну. Это ограничивает применение модели.
Рассмотрим механический импеданс многослойной конструкции в зоне дефекта. Отделенный дефектом (расслоением, зоной нарушения клеевого соединения) участок представляет собой слой, толщина которого, как правило, постоянна. Такой участок можно рассматривать как пластинку, определенным образом закрепленную по контуру. Между отделенным дефектом слоем и внутренним элементом конструкции обычно существует заполненный газом зазор, влияющий на механический импеданс дефектной зоны.
Реактивную составляющую X механического импеданса пластинки можно выразить через эквивалентные сосредоточенные постоянные: массу т* и гибкость К*- расчет возможен лишь при четко определенных условиях закрепления по периметру и осуществлен для простейших граничных условий - жестко закрепленной (защемленной) и опертой пластинки.
46
V
В реальных случаях граничные условия на краях отделенного дефектом слоя, условно называемого в дальнейшем обшивкой, обычно не сводятся ни к одному из рассмотренных типов. Условие жесткого закрепления требует отсутствия смешения и изгиба на краях пластинки. Однако даже если обшивка приклеена к очень толстому внутреннему элементу из материала с большим модулем упругости, такие условия не выполняются. Одна из причин этого - наличие клеевой пленки с относительно низким модулем Юнга, уменьшающей жесткость заделки. Другой причиной может быть малый модуль Юнга внутреннего элемента конструкции (например, в случае пенопластового заполнителя). Наконец, механический импеданс внутреннего элемента всегда конечен, поэтому при уменьшении размера дефекта входной импеданс отделенной им зоны не возрастает неограниченно, как в случае защемленной пластинки, а стремится к конечному пределу.
Несмотря на эти ограничения, рассмотрение отделенного дефектом участка обшивки как защемленной пластинки иногда приемлемо. Поэтому рассмотрим эту модель. Примем, что дефект имеет форму круга диаметра D. Наилучшие условия выявления обычно соответствуют размещению преобразователя в центре дефекта. Эквивалентные масса т* и гибкость К* круглой, защемленной пластинки, возбуждаемой в центре сосредоточенной силой, как известно, равны
m = Z72- /wAD2 = 0,13m; (3.7)
э 256
К „ 3<1 - F IO2 = 0 ojg? <L-j>p! (3 8)
• «и1 а
где т - физическая масса пластинки; Л - ее толщина. В отсутствие потерь входной механический импеданс'пластинки
z = 4“".-75Г-) • а9)
э
Соотношения (3.7, 3.8) справедливы, если частота f возмущающей силы меньше основной собственной частоты пластинки
г _ 1.88Л Г °’ D2 J
Р< 1 - д2 >
В зоне дефекта обычно имеется заполненизй газом зазор, толщина которого намного меньше длины волны в газе. Такой зазор можно рассматривал» как сосредоточенную гибкость
(3.10)
16V
к’ '77?
Г г
где V - объем зазора: с* - скорость распространения звука в газе;
- плотность газа; S - площадь зоны дефекта. Обозначив среднюю толщину зазора h* = V7s. из (3.10) найдем
64Й
\ = — рс
(3.11)
Результирующая гибкость, образованная соединенными узлом тами К
элемен-
и К. г к К ____э г
к ♦ к
192Лг<1 - д2)О^ я[1024ЕЛ Л3 + 3(1 - д2>р c2D4]
Г г г
При f * и отсутствии потерь механический импеданс закрепленной по периметру пластинки
К' а
.(3.12)
круглой.
- . 1
Z = / Wffl - “77 Э СОЛ
(3.13)
Собственные частоты отделенных дефектами зон обычно выше применяемых при контроле. Поэтому, за исключением случаев близко расположенных крупных дефектов, дефектные зоны имеют упругий импеданс.
Вдали от резонансов активные составляющие импедансов пластинок относительно невелики, что обусловлено большими коэффициентами отражения на границах дефектных зон.
Влияние раскрытия зазора на механический импеданс закрепленной по контуру пластинки можно характеризовать отношением
К К * К 3(1 . д2)д Л/ э________э_____г_______________г г
*э КГ 1024ЕЛЛ3
Г
(3.14)
48
Рис. 3.3. Зависимость отношения К /К' от раскрытия h? присоединенного воздушного зазора
На рис. 3.3 показаны рассчитанные по формуле (3.14) графики зависимости отношения К /К' от э г раскрытия зазора для трех значений толщины h обшивки (0.3; 0.5 и 1,0 мм) и нескольких значений диаметра пластинки из алю-2 миниевого сплава (Е/(1 - д ) = = 79,2 ГПа). Принято, что зазор заполнен воздухом (р =
з г
= 1,29 кг/м , с ~ 335 м/с). С г
увеличением h и уменьшением D.
т.е. с уменьшением К влияние
присоединенного объема на результирующую гибкость К' уменьшается.
Наибольшее влияние на импеданс отделенной дефектом зоны наблюдается в случаях тонких обшивок и крупных дефектов, т.е. именно тогда, когда дефекты вызывают наиболее резкое изменение уровня сигнала и, следовательно, выявляются достаточно четко. При Л > 0,8 мм влияние гибкости присоединенного воздушного объема на импеданс изделия в зоне дефекта относительно невелико.
Ввиду рассмотренных трудностей расчета механических импедансов многослойных конструкций в дофокачественных и дефектных зонах и ограниченности применения известных моделей наиболее надежным способом исследования этих импедансов является эксперимент.
’П Механические импедансы измеряли с помощью специально разрабо-тайной методики и установки в условиях контакта измерительного ^Преобразователя с объектом в очень малой по площади зоне с учетом контактной гибкости этой зоны.
I* Измерительный преобразователь (рис. 3.4) содержит стержень 4 из ^^ргстекла, возбуждаемый пьезоэлементом 5. Для повышения излучаемой ^Мощности служит стальной цилиндр 6. К другому торцу стержня
..Приклеена система из двух пар измерительных пьезоэлемент» 3 п I,
49
Рис. 3.4. Схема измерительного преобразователя
Рис. 3.5. Эквивалентные схемы измерительной части преобразователя: О — полная; б — упрошенная
разделенных стальным цилиндром 2. Преобразователь контактирует с измеряемым объектом 12 через стальной наконечник 13, радиус кривизны которого в зоне контакта с объектом равен 15 мм. Пьезоэлементы имеют парное включение, позволяющее заземлять примыкающие к ним металлические детали и сводящее к минимуму емкостные связи. Перпендтжулярность преобразователя к поверхности испытуемого объекта 12 (беспечтается центрирующим приспособлением 10 с двумя диафрагмами 9 и //. Постоянство силы прижатия достигается применением груза 7, отделенного от преобразователя виброизолируюшей прокладкой 8.
Ввиду небольшого диаметра пьезоэлементов / суммарная гибкость этих пьезоэлементов и соединяющих их клеевых слоев лишь на
порядок меньше минимального значения контактной гибкости К Пос-К
кольку масса и толщина пьезоэлементов 1 малы, объединяем гибкости трех клеевых прослоек и двух пьезоэлементов нижней пары в одну сосредоточенную гибкость включенную между пьезоэлементами /.
Гибкостями элементов 2, 13 и остальных клеевых прослоек измерительной системы пренебрегаем. Схема замещения измерительной части гфеобразователя показана на рис. 3.5. а. Здесь - масса
контактного наконечника 13 (см. рис. 3.4); - масса цилиндра 2;
50
тит- массы верхнего и нижнего пьезоэлементов (в случае пар-чЭ 4
ного включения под т и т понимаются суммэдные массы соответству-чЭ 4
ющих пар пьезоэлементов); К* - контактная гибкость; Z - измеряемьА механический импеданс; F и F - силы, определяющие электрические 1 4»
напряжения £/(и на верхнем и нижнем измерителыих пьезоэлементах соответственно.
Обозначив М. = mJ2 ♦ m + ш./2 и М=т* т/2, прихо-13 2 4 2 14
дим к схеме замещения (рис. 3.5. б). Имея в виду, что F
FJF - jA- = ч®^ = q(casi> ♦ /sin^). с помощью схемы Г2
(см. рис. 3.5. б) выразим составляющие измеряемого импеданса ax]M sin^
Л = -----------1------------------z- : (3.15)
ач -20}(b -aqlcctp* (Ь - а?)
[М ♦2AL (б-а^) ]qc6ip-aM q2~q[ М *М (2b-aq) ]-бМ
X = « —!—~~2------------------------------------2—— ,(3.16)
а ч - 2aq(b - aq>cos& * (b - aq)
где М = М .♦ М ; а = 1 - иМК ;
0 12 2 к
Ь = 1-иМК; q = иМК.
Ок 11
Для использованного преобразователя = 0.817 г. т% - 5.79 г. т3 = 1,150 г, т4 = 0.274 г. A1( = 6,51 г. = 0.954 г и MQ = -8
= 7,46 г. Значение = 0,37*10 м/Н найдено расчетным путем.
Установка (рис. 3.6) собрана из стандартной аппаратуры. Излучающая пара пьезоэлементов возбуждается от звукового генератора I. Отношения амплитуд электрических напряжений, снимаемых с верхней и нижней пар измерительных пьезоэлементов, находятся путем последовательного их подключения к входу селективного измерительного усилителя 2. Сдвиг фазы ф измеряется фазометром 8 при переключателе П в положении а. Второй вход фазометра подключен к выходу избирательного усилителя 4.
51
Рис. 3.6. Структурная схема установки для измерения механических нмпедансов
Измерительные пьезоэлементы различны» поэтому F /F = 1? * U /I/ . Для нахожде-
IX IX
ния ч по измеренному отношению ^|Л^2 введем поправочный коэффициент g, такой, чтобы ч = fit/. ДА,- Отсюда g = ifUJU.. В
1 х XI
режиме холостого хода i?|7 = М /М ' . Следовательно, значение g
|Х>=и v л
трегцывккя экспериментально (из опыта холостого хода):
г = М2 V,
Z-0
Значение g зависит от со и находится для каждой частоты.
Окончательное выражение для ч имеет вид:
",
Перед измерениями необходима установка исходного сдвига фазы. Для этого в режиме холостого хода, когда фазы сил и F% одинаковы, органами настройки частоты селективных усилителей на фазометре устанавливают ф = 0.
Описанная установка использована для измерения механических нмпедансов образцов многослойных конструкций в доброкачественных и дефектных зонах. Сила прижатия преобразователя = 3 Н. Для образцов с обшивкой из алюминиевых сплавов принято К* -= 810'8 м/Н.
На рис. 3.7 приведены результаты измерения механических нмпедансов двухслойных плоских образцов типа металл - йеталл. Размеры образцов в плане 235x70 мм. Обшивка и внутренние элементы выполнены из алюминиевого сплава. Дефекты клеевых соединений имитировали отверстиями разных диаметре» (D = 5; 8; 10; 15; 20 и 52
О 5 10 15 20 25 J),мм
Х^Н-с/м
Рис. 3.7. Результаты измерений механических импедансов дву -слойных плоских образцов типа металл — металл с искусственными дефектами
53
Рис. 3.8. Результаты измерений (—) механических импедансов образца металл — пенопласт — металл с искусственными дефектами:
/ - f - 1 кГц; 2 - f - 2 кГц;
3 — f « 3 кГц; 4 — f « 6 кГц
30 мм) во внутренних элементах. Толщина обншвок равна: 0.3; 0.54; 0.72; 1.11 и 1.67 мм. Импедансы измеряли со стороны обшивки на частотах 2, 3 и 6 кГц в центрах де
фектных эон. По оси абсцисс отложен диаметр D дефекта, по оси координат - реактивная составляющая X импеданса. Около каждой измеренной точки указано значение у, позволяющее найти активную составляющую R = Значения X и v для участков с доброкачественным склеиванием получены усреднением измерений в трех различных точках. На рис. 3.7 нанесены также расчетные значения X защемленной по периметру круглой пластинки (штриховые кривые), вычисленные по формуле (3.13) без учета гибкости присоединенного объема. которая в данном случае практически не влияет на импеданс пластинки. Горизонтальными штриховыми прямыми отмечены значения упругого сопротивления X* контактной гибкости при данной частоте.
Измеренные импедансы близки к расчетным лишь при малой толщине обшивок и относительно крупных размерах дефектов. Это объясняется рассмотренным выше влиянием нежесткости закрепления краев отделенного дефектом участка обшивки и конечности модуля импеданса изделия в доброкачественных зонах.
С уменьшением h значения |Х| в доброкачественных зонах уменьшаются, так как при этом возрастает влияние клеевого шва. играющего роль упругой прокладки (модуль Юнга клея примерно в 25 раз меньше, чем модуль Юнга алюминиевого сплава) и ослабляющего жесткость связи обшивки с внутренним элементом образца. Значаще характеризующего активную составляющую Z параметра v - R/|X| . зонах дефектов мало, что объясняется большими коэффициентами j отражения изгибных волн на границах дефектных и бездефектных J областей. В доброкачественных зонах значаще у увеличивается. < 54
однако реактивная составляющая механического импеданса и здесь Преобладает над активной.
Характерно, что везде, за исключением эон крупных дефектов (и то лишь при относительно высоких частотах), импеданс Z сохраняет упругоактивный характер (т.е. X < 0).
На рис. 3.8 представлены результаты измередая импедансов трехслойного плоского образца металл - пенопласт - металл с искусственными дефектами. Обшивки из алюминиевого сплава имеют толщину з
0.55 мм. Толщина пенопласта 28 мм. плотность 245 кг/м . Размеры образца в плане 270x175 мм. В пенопласте сделаны круглые сквозные отверстия диаметрами 5; 8; 12: 16: 25 и 30 мм. Кривые на рис. 3.8 подобны кривым на рис. 3.7. но параметром здесь служит частота if = 1: 2: 3 и 6 кГц), а не толщина обшивки. Штриховыми линиями показаны расчетные значения X закрепленной по контуру пластинки, толщина и материал которой соответствуют обшивке образца.
В отличие от предыдущего случая для образца металл - пенопласт - металл представление зоны дефекта закрепленной по контуру пластинкой не может служить даже грубым приближением. Это объясняется значительным отличием граничных условий на краях дефектной зоны от жесткого закрепления. Основной причиной этого в данном случае являются не клеевая пленка, а малые модуль Юнга и плотность внутреннего элемента образца (пенопласта).
3.3. Основные типы преобразователей импед ансных дефектоскопов
Важнейшим узлом импедансного Дефектоскопа, от которого в первую очередь зависят чувствительность и отношение сигнала к шуму, является гфеобразователь.
В отличие от преобразователей, применяемых в ультразвуковой дефектоскопии [23. 31. 37]. гидролокации [17. 29. 64]. других отраслях ультразвуковой техники [31. 59]. воспроизведении и записи звука, преобразователи импедансных дефектоскопов предназначены для регистрации изменений механических импедансов контролируемых изделий, совершающих изгибные колебания.
Иные функции, другой диапазон частот и тип контакта определяют специфику рассматриваемых преобразователей, которые сильно отличаются от применяемых в упомянутых областях акустической техники.
Задача состоит в создании преобразователей, выходной электрический сигнал которых содержит информацию о механическом импедансе
55
контролируемого изделия. Описанный в п. 3.2 преобразователь для измерения Z^ и система обработки информации слишком сложны для производственного контроля. Кроме того, в производственных условиях обычно нет необходимости в количественном измерении импеданса. достаточно лишь регистрации его изменений. Это упрощает дело.
Рассмотрим конструктивные схемы применяемых преобразователей, назначение и особенности работы отдельных их элементов.
Совмещенный абсолютный преобразователь. Пьезоэлементы простейшего преобразователя (см. рис. 3.0, назьюаемого далее абсолютным1, работают на частотах, на 2-3 порядка меньших их собственных частот. Диаметр звукопровода 4 намного меньше длины упругой волны в нем, поэтому скорость продольной волны в звукопроводе с = Jf/p .
Тыльная инерционная нагрузка 6 в виде цилиндра из стали или латуни препятствует смещению излучающего пьезоэлемента в сторону, противоположную звукопроводу. Это увеличивает отношение ^Ag, где ^1 и - смешения рабочей и тыльной сторон этого пьезоэлемента соответственно относительно неподвижной системы координат. Разность = $ есть общее смещение пьезоэлемента как
элемента упругости. С увеличением модуля |Z | механического импеданса тыльной нагрузки отношение £.АО растет, достигая максимума при Z* = <». когда = С и = 0. Образно говоря, пьезоэлемент как бы отталкивается от тыльной нагрузки в сторону звукопровода.
Тыльная нагрузка выполняется в виде стержня длиной I. В пренебрежении потерями его входной импеданс Z = /WtgJW, где W -волновое сопротивление, k - волновое число. Максимум |Z | = «> наблюдается при td = я/2 или I = X/4 (X - длина волны). Однако на звуковых частотах длина четвертьволнового стержня слишком велика.
Этот термин. используемый в описании вихретокового метода. позволяет отличать такой преобразователь от дифференциального.
56
а условие JW = jr/2 выполняется только на одной частоте. Поэтому в качестве тыльной нагрузки используют короткий (/ « X) стальной цилиндр с входным импедансом Z s jwM. где М - масса цилиндра.
Такое решение в 6-Ю раз увеличивает амплитуду сикала на выходе приемного преобразователя и уменьшает длшу преобразователя при заданной собственной его частоте.
Размеры всех элементов преобразователя, кроме звукопровода, намного меньше длин упругих волн в них. Поэтому гьеэоэлементы, контактный наконечник и тыльную массу можно рассматривать как элементы с сосредоточенными постоянными.
Особенность абсолютного преобразователя - наличие сигнала на его выходе в режиме холостого хода, когда контактный наконечник не касается контролируемого объекта (Z* = 0). Этот агнал обусловлен инерционной нагрузкой в виде массы т** контактного наконечника и собственной массы т* приемного пьезоэлемента. Используя формулу (2.17), найдем амплитуду выходного сигнала в режиме холостого хода:
(т 1
т * -т2— . (3.17)
кн 2 I
где «т - амплитуда колебательной скорости конца преобразователя: Ь - коэффициент, зависящий от свойств пьезоэлемента. Для оижения
U*, массы т**, и частоту и> следует уменьшать.
Совмещенный дифференциальный преобразователь. Достоинство
абсолютного преобразователя - простота, недостаток - не равное
нулю выходное напряжение в режиме холостого хода, устранен в показанном на рис. 3.9 дифференциальном преобразователе (А. с. 415573 СССР). В нем излучающий пьезоэлемент 4 (на рис. 3.9 показано парное включение пьезоэлементов) расположен в середине колебательной системы. На концах идентичных звукопроводов 3 и 5 помещены измерительный 2 и
Рис. 3.9. Конструктивная схема совмещенного дифференциального преобразователя
Этот недостаток
7 8
57
компенсационный 6 пьезоэлементы. Между пьезоэлементом 2 и контролируемым изделием находится контактный наконечник /. Тыльная поверхность пьезоэлемента 6 нагружена инерционным элементом 7. Обкладки пьезоэлементов 2 и 6, на которые цри поляризации подавались напряжения разных знаков, попарно соединены между собой. Если масса инерционного элемента 7 равна массе наконечника /, то при идентичности пьезоэлементов 2 и 6 в режиме холостого хода электрические напряжения на них равны по амплитуде и противоложны по фазе, следовательно, = 0. Ввиду неизбежной нецдентичности пьезопластин 2 и 6 и неравенства масс элементов 1 и 7 необходима балансировка преобразователя. Она выполняется при его изготовлении нанесением на имеющий форму чашки элемент 7 экспериментально подбираемого количества компаунда 8. твердеющего без выделения летучих. Благодаря симметричности системы балансировка не зависит от частоты.
При нагрузке на контролируемое изделие на выходе преобразователя появляется сигнал, амплитуда и фаза которого определяются механическим импедансом изделия.
Измерительный и компенсационный пьезоэлементы дифференциального преобразователя можно соединить двумя способами, которые назовем встречно-параллельным (рис. 3.10, I) и встречно-последовательным (рис. 3.10, II). Рассмотрим эти способы в предположении идентичности пьезоэлементов.
На рис. 3.10, 16 приведена схема замещения входной цепи для встречно-параллельного соединения. Здесь -Е^ и Е% - суть ЭДС измерительного и компенсационного пьезоэлементов соответственно; Z. - внутреннее сопротивление пьезоэлемента; Z* - комплексное сопротивление его электрической нагрузки. Напряжение на Z* (на входе усилителя)
Е -Е
U' = —т------— . (3.18)
4*2
где т? = Z^.
Для встречно-последовательного соединения пьезоэлементов (рис. 3.10) напряжение на входе усилителя
58
Рис. 3.10. Схемы включения
। > пьезоэлементов и соот-। ветствующие им схемы заме-’ шения:
j I — встречно-параллельное § соединение; 11 — встречно-. последовательное соедине-
\ мне: а — электрическая | схема; б — схема замеще-j ния; знаки н ~ пока-| зывают направление электрического поля при поляри-J займи пьезоэлементов
•i
2ri ♦ 1
я
(3.19)
} Доделив (3.18) на (3.19). получим:
J£_ = 2ч * 1
и- ii* 2
В рассмотренном случае можно положить Z^
(3.20)
= ). где С? -
емкость свободного пьезоэлемента. При анализе входных цепей импе-
дансных дефектоскопов допустимо считать Z^ = l/(jwC^). где С* -суммарная емкость кабеля и монтажа входной цепи. При этом ц = ч = *= CJC? есть действительная величина. Формула (3.20) приобретает вид:
V' 24 * 1
U" = 1} - 2
(3.21)
Из (3.21) ясно, что ч > 0 величина U'/V" может изменяться в пределах от 1/2 до 2. причем 17' IV" = 1 при ч = 1.
На рис. 3.11 приведена зависимость 17'/17" от ч> вычисленная по формуле (3.20). При 1} У 1 выгоднее встречно-параллельное соединение. при ч < 1 - встречно-последовательное. Для рассматриваемых
59
Рис. 3.11. Зависимость отношения амплитуд сигналов при встречно-параллельном <1Л) и встречно-последовательном (I/") соединениях измерительного и компенсаци -
онного пьезоэлементов от 1} - С /С^ м
преобразователей обычно 0.25 < т? < 1, когда предпочтительнее встречно-последовательное соединение пьезоэлементов. Однако конструктивно удобнее встречно-позволяющее соединить внешние (относи
тельно звукопроводов) обкладки обоих пьезоэлементов с корпусами преобразователя и дефектоскопа.
Другие совмещенные преобразователи. В звукопроводах описанных преобразователей возбуждаются продольные колебания, причем ось преобразователя перпендикулярна к поверхности контролируемого изделия. Эго затрудняет контроль изделий небольших диаметров с внутренней стороны. В работе [44] описан абсолютный преобразователь с изгибно колеблющимся звукопроводом, применяемый для проверки внутренних покрытий на трубах небольшого диаметра импедансными дефектоскопами АДР-2» АДР-4 и др. В соответствии с изобретением автора (А. с. 415573 СССР) такой преобразователь также можно превратить в дифференциальный (рис. 3.12).
При использовании импедансного метода в системах механизированного контроля (см. гл. 7) применяются скорости сканирования до 20-30 м/с, когда уровень фрикционных шумов соизмерим с сигналом, обусловленным колебаниями излучающего пьезоэлемента. Н. Т. Азаров и В. И. Сафрончик (А. с. 261760 СССР) предложили в этом случае отказаться от излучающего пьезоэлемента в преобразователе и работать только на фрикционных шумах. Однако уровень фрикционных шумов зависит от скорости сканирования и степени шероховатости поверхности изделий и, следовательно, непостоянен. Это снижает достоверность такого контроля.
Разделыю-совмещенные преобразователи. Излучатель и приемник раздельно-совмещенного преобразователя (см. п. 3.1) выполняют в ваде идентичных составных пьезоэлектрических вибраторов, работающих на основной собственной частоте. Для увеличения коэффициента преобразования применяют вибраторы с пакетами из нескольких 60
дисковых пьезоэлементов, электрически соединенных параллельно (рис. 3.13, а). Для повышения чувствительности (см. п. 3.1) базу преобразователя следует уменьшать. Это требует уменьшения диаметров вибраторов, что, однако, имеет предел, обусловленный снижением механической прочности и трудностями акустической изоляции.
Вибраторы с пакетами из нескольких пьезоэлементов имеют большой разброс собственных частот (см. гл. 6) и весьма нетехнологичны. Поэтому в серийной аппаратуре целесообразнее использовать вибраторы с одиночными пьезоэлементами прямоугольного сечения с обкладками на широких боковых сторонах (рис. 3.13, б), реализующими поперечный пьезоэффект. База преобразователя уменьшена благодаря применению накладок с контактными наконечниками ла изогнутых концах (А. с. 368571 СССР). Для уменьшения длины вибраторов их 'обственные частоты выбирают не ниже 15 кГц.
Конкретные конструкции ^вмещенных и раздельно-совмещенных преобразователей импедансных дефектоскопов описаны в п. 3.9.
2 1
Рис. 3.12. Дифференциальный преобразователь с нзгибно-колеблющимся зву-копроводом:
/ — контактный наконечник: 2 — измерительный пьезоэлемент; 3 — его
инерционная нагрузка; 4 — компенсационный пьезоэлемент; 5 — звукопро-вод: 6 — излучающий пьеаоэлемент;
7 — его инерционная тыльная нагрузка
Рис. 3.13. Вибраторы радиально-совмещенных преобразователей импедансных дефектоскопов:
а — с пакетом из шести дисковых пье-зоэлемеитов (продольный пьезоэффект): б — с одним пьезоэлементом в внде длинного бруска (поперечный пьезоэффект): /, 3 ~ накладки: 2 — пьезоэлемент; 4 — контактный наконечник
61
Рис. 3.14. Бесконтактный преобразователь импедансного дефектоскопа
Бесконтактный преобразовател». Этот преобразователь (Пат. 3.564.903 США) показан на рис. 3.14. Излучатель упругих колебаний выполнен на половине броневого ферритового сердечника / с размещенной в нем обмоткой 2. От
крытой стороной сердечник обращен к контролируемому объекту -например, сотовой панели с двумя металлическими обшивками 4, 6. Овыклку 2 питают синусоидальным током частотой f или импульсами тока с той же несущей частотой. Ввиду четности эффекта силового взаимодействия поля катушки с полем наведенных в обшивке вихревых токов в сотовой панели возбуждаются упругие колебания с частотой 2f. В зоне дефекта соединения обшивки 4 с сотовым заполнителем 5 механический импеданс изделия уменьшается, амплитуда возбуждаемых колебаний возрастает, а их фаза меняется. Эти изменения регистрируются микрофоном 3, связанным с обшивкой через заполненное воздухом центральное отверстие сердечника /. Сердечник отдален от обшивки 4 воздушным зазором толщиной несколько десятых долей миллиметра. Частота возбуждаемых упругих колебаний обычно составляет 30-40 кГц.
3.4. Выбор рабочих частот преобразователей
Рабочие частоты, применяемые при контроле импедансным методом, зависят от типа преобразователей и параметров контролируемых объектов. ;
При использовании совмещенных преобразователей основным факто* ром. ограничивающим чувствительность, является сосредоточенное упругое сопротивление Z* = 1/(/а>/О зоны контакта преобразователи с контролируемым объектом.
Используя формулу (3.1), модуль импеданса общей механическое нагрузки преобразователя представим в виде 1
62 1
нагрузки совмещенного преобразователя от модуля |Z^| импеданса контролируемого изделия:
а — при нагрузке на алюминиевый сплав; б — при нагрузке на пластик; ----- — Р « 0; - - - — Р = 1
(3.22)
R„l = l<I ifarftx/ *(1 -«-'W’1'1"
На рис. 3.15 приведены вычисленные по формуле (3.22) зависимости |ZQ| от |ZJ для нескольких частот и двух значений контактной гибкости, одно из которых (К* = 9.22-10’8 м/Н) соответствует нагрузке на алюминиевый сплав, другое (К* - 35-10 8 м/Н) - на пластик. Сила прижатия преобразователя F^ - 3 Н. Расчет выполнен для упругой (X* < 0, » = 0) и упругоактивной ((X* < 0, v = 1) нагрузок.
С ростом частоты и контактной гибкости [т.е. с уменьшением |XJ = 1/(сиЛС^)] отклонение кривых lZOl - от характеризующей линейную зависимость прямой А увеличивается. Влияние X* особенно велико для изделий с наружными слоями из пластика. Характеризующий потери в изделии параметр v (особенно при обычных его
63
значениях р < 1), слабо влияет на зависимость Н„1 =
Поэтому примем v = О. Тогда формула (3.1) приобретает вид: XX
хп = -у *..5 - . (3.23)
U Л ♦ Л н к
На величину Х^ влияют как изменения X* (полезный сигнал), так и возможные изменения X*. играющие роль помехи.
Из уравнения (3.23) найдем полный дифференциал dXQ и представим его через конечные приращения:
112 f I2
—2----- ЬХ ♦ —1------ ДХ = 6♦ вЛ, (3.24)
1 ♦ q и J 1 ♦ q J к 1 2
где q = X IX . км
Найдем соотношение между приращениями ДХ* и ДХ*, при котором они дают одинаковый вклад в приращение ДХ0 нагружающего преобразователь импеданса ]Х^. Полагая = 6^. из формулы (3.24) по-
лучим:
ДХ И
ДХ = к
В частности,
(3.25)
। f х I2
1 I и
2 = X
q I к
при <7=1 условие Sj = выполняется при ДХ^ = ДХ*.
Из выражения (3.25) найдем, что при Х^ = -800 Нт/м (обычное зна
чение для жестких металлических изделий в зонах доброкачественного
соединения) и К = 9,22 м/Н на частоте 1 кГц (X = -1730 Н’с/м) К к
ДХ /ДХ = 0,214, на частоте 5 кГц (X = -345 Нс/м) ДХ /ДХ = НК К НК
= 5,38, на частоте 10 кГц (X = -173 Н с/м) ДХ /ДХ =20.
К НК
Таким образом, с увеличением частоты чувствительность к изменению информативного параметра - импеданса Z* изделия - уменьшается. Соответственно возрастает чувствительность к изменению X*. В результате небольшие изменения контактной гибкости (например, обусловленные непостоянством силы прижатия феобразователя к изделию или неровностями поверхности последнего) вызывают изменения
64
общего импеданса Z^, сравнимые с происходим#! при существенно больших изменениях информативжзго параметра X*. Рассмотрен»* гцжчвш ограничивают верхнюю частоту рабочего диапазона совмещенного преобразователя.
Нижняя частота диапазона ограничена тем. что с уменьшением частоты уменьшается затухание упругих вода в контролируемых изделиях. Это может вызвать интерференционные помехи, связанные с возииоювеннем в контролируемых изделиях стояча вода. Такие помехи, наблюдаемые при контроле небольших по размерам конструкций с малыми потерями (например, изделий типа металл - металл), увеличивают разброс значений механических нмпедансов в доброкачественных эонах, затрудняя обнаружение дефектов. Кроме того, с уменьшением частоты ухудшается работа пьеэоэлементов в режимах излучения и приема. Замена же пьеэоэлементов преобразователями других систем (например, электродинамическими) нежелательна, так как приводит к усложнению конструкций.
При контроле изделий с наружными слоями из пластиков значения |AJ резко уменьшаются вследствие увеличения контактной гибкости. Поэтому такие изделия целесообразно контролировать на более низких частотах. Ввиду большого затухания упругих волн в пластиках интерференционные помехи в данном случае влияют слабее.
Совмещенные преобразователи, возбуждаехе^е непрерывными колебаниями, могут работать в резонансных и нерезонансных режимах. В резонансных режимах рабочую частоту выбирают равной собственной частоте преобразователя, нагруженного на бездефектный участок контролируемого изделия, в нерезонансных это условие не выполняется.
Резонансные режимы в ряде случаев отличаются повышенной чувствительностью. Эго объясняется тем, что при изменении Z* в зоне дефекта сигнал на выходе преобразователя меняется еще и вследствие нарушения резонанса. В результате общее изменение сигнала существенно увеличивается.
Условие резонанса системы преобразователь - изделие
lm(Z ) = 4m(ZY (3.26)
n f>
где Z* = + jX^ - входной импеданс преобразователя co стороны
изделия.
65
Рис. 3.1в. Условия реализации резонансных режимов настройки
Основной интерес представляет область значений Z . в которой X < 0.
и и
Поскольку X* < 0, то и XQ < 0. Следовательно, в области X* < 0 резонансные режимы возможны при Х^ > 0. Преобразователи [федставляют собой неоднородные стержневые системы с небольши-величина X, является знакопеременной
функцией частоты, напоминающей тангенсоиду. При изменении частоты X проходит ряд максимумов (антирезонансы) и минимумов (резонансы), п
На рис. 3.16 представлена зависимость Х^ от частоты для двух преобразователей. Первый, более длинный, представлен кривыми /, Г и /", второй - кривыми II и //'. В режиме холостого хода (Z^ = = О) резонанс первого преобразователя соответствует частоте лежащей в сфеделах диапазона частот дефектоскопа (f^ < <
< f ), второй - частоте , выходящей за эти пределы > f ).
в р 1 I II р1 •
На ангирезонансных частотах f , f и f графики X al «2 al п
претерпевают разрывы, сопровождающиеся переменной знака. На рис. 3.16 дан также график функции X* - -1/(а>/О, причем для удобства величина X* отложена вверх по оси ординат со знаком минус. При X* < 0 величина X* является пределом, к которому стремится Zo при Z^ (- °°)- Следовательно, абсциссы точек пересечения кривых X" и соответствуют наибольшим возможным частотам резонансных режимов.
Как видно на рис. 3.16, первый преобразователь имеет два
66
Рис. 3.17. Обобщенные схемы замещения раздельно-совмещенного преобразователя импедансного дефектоскопа при излучении (0, б) и приеме (в. в) упругих колебаний
диапазона резонансных частот (от f* до и от до f^), второй, более короткий, - один (от f до /V Так как значения X конеч-Н I и
ны, реальные верхние Гранины частот резонансных режимов несколько меньше этих предельных значений.
Рабочие частоты совмещ енных преобразователей обычно выбирают в пределах от 1 до 6-8 кГц. В дефектоскопах с непрерывными колебаниями эти преобразователи используются в нерезонансных и резонансных режимах, причем частота может плавно меняться и устанавливаться по выбору оператора. В импульсных режимах преобразователи совершают свободнозатухаюшие колебания, несущая частота которых определяется только параметрами преобразователя и его механической нагрузкой. Поэтому, например, при контроле изделий с наружными слоями из пластиков несущие частоты импульсов ниже, чем для изделий с металлическими обшивками.
Для PC-преобразователей механизм влияния контактной гибкости отличается от рассмотренного. Поэтому рабочие частоты этих преобразователей выбирают из других соображений.
67
На рис. 3.17 приведены схемы замещений РС-преобразователя. Излучающий вибратор представлен генератором силы F* с внутренним механическим импедансом Z* (рте. 3.17. а) лйбо генератором колебательной скорости р*, шунтированным тем же импедансом Z* (рис. 3.17. б). Механическая нагрузка излучающего, вибратора в обоих случаях изображена механическим импедансом Z^ изделия, шунтированным упругим импедансом Z = UijuK )• Через р и р ' ки ки ки ни
обозначены колебательные скорости нмпедансов Z и Z соответ-ки ни ственно.
Приемный вибратор представлен механическим импедансом Z*, а контролируемое изделие - генератором силы F с внутренним ип
импедансом Z (рис. 3.17. в) или генератором колебательной ИП
скорости р . шунтированным импедансом изделия Z (рис. 3.17. г). НИ нп
Излучающий и приемный вибраторы контактируют с контролируемым изделием в разных точках, поэтому в общем случае Z** * Z^ и Z *1 .
КИ КП
Очевидно, что и в PC-преобразователе упругие импедансы Z** и ^кп УхУдшают Условия излучения и приема колебаний. Однако в отличие от совмещенного преобразователя, когда обнаружение дефекта становится невозможным уже при |ZJ > 3[ZJ, здесь положение более благоприятное. Хотя с увеличением |Z*ZZJ амплитуда принятого сигнала и падает, она обычно (за исключением случаев контроля изделий с наружными слоями из материалов с малыми модулями Юнга -пенопласта, резины и т.п.) достаточна для наблюдения. Поэтому даже при |ZyZj * 1 изменения амплитуды и фазы сигнала, обусловленные изменениями Z^, могут быть зарегистрированы.
В PC-преобразователе акустическая энергия передается от излучающего вибратора к приемному через две ослабляющие сигнал контактные зоны. Поэтому для увеличения уровня сигнала на выходе преобразователя его вибраторы обычно работают на собственных частотах. Последние должны быть достаточно низкими, чтобы упругие
68
импедансы контактных зон не слишком сильно ослабляли передачу Энергии между вибраторами, и достаточно высокими, чтобы вибратор |^мели удобную для практики длину. Кроме того, для повышения Чувствительности желательно изменение не только амплитуды, но и фазы выходного сигнала преобразователя в зоне дефекта. Резкое изменение фазы сигнала происходит при перемене характера реактивной составляющей X* импеданса. Для этого необходимо, чтобы рабочая частота f преобразователя была выше основной собственной частоты f0 отделенного дефектом участка обшивки. Если в доброкачественной зоне X* < 0, то в зоне дефекта, для которого f > f0> характер X* меняется на инерционный (X* > 0), что сопровождается изменением фазы колебаний. Как следует из формулы (3.9), с повышением частоты поворот фазы будет вызывать более мелкие дефекты, залегающие под более толстыми обшивками.
При использовании PC-преобразователей предельная глубина залегания выявляемых дефектов определяется не только разбросом значений механического импеданса контролируемых объектов в бездефектных зонах и нестабильностью величины контактной гибкости, но и изменением типов возбуждаемых в объекте волн. Преобразователи с сухим точечным контактом возбуждают одновременно нормальные, объемные и поверхностные волны. При малой толщине й слоя максимум энергии приходится на антисимметричные нормальные волны (в частности, изгибные), определяющие амплитуду сигнала в точке приема. С ростом h энергия этих волн уменьшается вследствие быстрого увеличения входного механического импеданса слоя для этих волн (см. п. 3.2). При достаточно больших й антисимметричные волны практически отсутствуют. Однако передача энергии от излучающего к приемному вибратору не прекращается, только основной вклад уже вносят волны других типов (в основном поверхностные). В результате при ft —* оо амплитуда выходного сигнала преобразователя стремится к конечному пределу. Таким образом, полезную информацию несет только составляющая выходного сигнала, обусловленная антисимметричной нормальной волной нулевого порядка, так как именно для этой волны существует используемая зависимость комплексной амплитуды колебательной скорости в зоне приема от механического импеданса контролируемого изделия. Составляющие выходного напряжения, связанные с поверхностной и объемными волнами, играют роль помехи, влияние которой с увеличением глубины залегания дефекта возрастает.
69
Практически PC-преобразователем обнаруживаются дефекты на больших глубинах, чем совмещенным.
Рассмотрим работу PC-преобразователя в режимах вынужденных и свободных колебаний. Примем, что при всех изменениях Z* механические импедансы, нагружающие излучающий и приемный вибраторы, оди-j наковы.
При работе непрерывными колебаниями рабочую частоту обычно выбирают равной собственной частоте вибраторов, нагруженных на контролируемый объект в бездефектной зоне. На участке с дефектом вследствие уменьшения |ZJ передача энергии между вибраторами возрастает, увеличивая амплитуду U выходного сигнала преобразо-
1 *
вателя . Однако уменьшение |ZJ снижает и собственную частоту вибраторов, что нарушает резонанс. Это уменьшает 1/^. Таким образом, в отличие от совмещенного преобразователя, где расстройка усиливает обусловленное уменьшением |ZJ изменение амплитуды выходного сигнала, здесь эти факторы действуют в противоположных направлениях. Для устранения мешающего влияния расстройки рабочую частоту можно устанавливать выше fQ. Тогда перевод преобразователя в зону дефекта будет .сопровождаться приближением к резонансу и, следовательно, увеличением выходного сигнала. Однако на практике обычно применяют импульсное возбуждение PC-преобразователей. В этом случае несущая частота свободно затухающих импульсов всегда равна собственной частоте нагруженного преобразователя. Это устраняет влияние расстройки, причем изменение выходного сигнала определяется практически только импедансом механической нагрузки преобразователя. Другим премуществом импульсного излучения, особенно важным для создания портативных дефектоскопов с автономным питанием, является резкое уменьшение потребления энергии возбуждающим преобразователь генератором.
Собственные частоты вибраторов PC-преобразователей выбирают в пределах 15-30 кГц.
В п. 6.6 рассмотрен случай, когда уменьшение |Z^| увеличивает амплитуду выходного сигнала.
70
Особенность бесконтактных преобразователей - отсутствие контактной гибкости и связанных с нею ограничений. Поэтому такие преобразователи могут работать на относительно высоких частотах. Как и для других преобразователей импедансных дефектоскопов, для повышения чувствительности желательно, чтобы в зоне дефекта менялась не только амплитуда, но и фаза принятого сигнала. Это достигается, когда рабочая частота выше основной собственной частоты отделенного дефектом участка обшивки. Кроме того, при выборе частоты приходится учитывать также характеристики имеющихся микрофонов.
3.5. Расчет совмещенных преобразователей импедансных дефектоскопов
Для практики интересны зависимости выходного сигнала преобразователя от размеров, формы и глубины залегания дефектов. На характер таких зависимостей влияют параметры контролируемых объектов (материал и толщина отделенных слоев, кривизна и шероховатость поверхностей), сила прижатия преобразователя и уровень шумов. Экспериментальное исследование вопроса связано с изготовлением многочисленных образцов из разных материалов с моделями дефектов, трудоемкими измерениями и, главное, не позволяет получить общей картины. Поэтому в данном случае основным методом исследования является расчетный.
При теоретическом анализе учесть каждый из влияющих факторов в отдельности затруднительно. Однако все эти факторы, за исключением уровня шумов, можно свести к двум - механическому импедансу контролируемого объекта и гибкости контактной зоны. Механический импеданс характеризует параметры контролируемого изделия в доброкачественных и дефектных зонах, а контактная гибкость учитывает упругие свойства наружного слоя, шероховатость поверхности и силу прижатия преобразователя. Значения механических импедансов можно измерить с помощью описанной в п. 3.2 методики, способы оценки контактной гибкости приведены в гл. 2. Таким образом, результаты расчета пригодны не только для исследования характеристик преобразователей, но и для выбора режимов контроля Конкретных изделий.
Теоретический анализ основан на использовании метода электромеханических аналогий, с помощью «второго составляется схема замещения нагруженного преобразователи. При работе гармоническими
Рис. 3.18. Основные типы преобразователей с продольно колеблющимися звукопроводами:
О — абсолютный; б ~ дифференциальный; в — абсолютный минимальной длины; Z — дифференциальный минимальной длины; / — контактный наконечник; 2 ~ приемный пьезоэлемент в одиночном или парном включении; 3 — звукопровод; 4 - излучающий пьезоэлемент; 5, 8 — инерционные нагрузки; 6 — компенсационный элемент в одиночном или парном включении; 7 — инерционная тыльная нагрузка компенсационного
пьезоэлемеита j
72

Рис. 3.19. Схема замещения пьезо-элемента для 1фодолыюго пьеэоэф-фекта
колебаниями расчет проводится сим-волическим методом с тфименением ЭВМ. Для анализа импульсного режима наиболее удобен метод электрического моделирования (см. гл. 6).
Здесь будет рассмотрен только режш работы гармоническим коле-1баниями. Основной интерес представляет исследование зависимости коэффициента передачи Р = Ц*обраэователя от механического ''импеданса Z* контролируемого изделия.
Описанный ниже аналитический метод цжгоден для расчета практически всех типов совмещенных преобразователей с продольно колеблющимися звукопроводами (рис. 3.18). Кроме описанных ранее абсолютного (рис. 3.18, а) и дифференциального (рис. 3.18, б) преобразователей, здесь показаны соответствующие преобразователи твт-нимальной длины (рис. 3.18, в и г), отличающиеся наличием дополнительных масс, позволяющих значительно уменьшить длину полуволнового преобразователя при той же собственной частоте (А. с. 597961 СССР).
Единство методики анализа достигнуто тем. что алгоритм расчета на ЭВМ составлен для наиболее общего случая. Тогда переход к частным случаям осуществляется путем соответствующих упрощений системы.
При анализе работы преобразователей пьезоэлементы гфедставля-ют схемами замещения, справедливыми для всех частот [20]. Для керамического пьезоэлемента в виде колеблющейся по толщине пластины с электродами на противоположных торцах, поляризованного в направлении толщины, общая схема замещения имеет одну электрическую и две механических стороны (рис. 3.19). Через V и / обозначены напряжение и ток на электрической стороне, через F(, и Г?, п2 - силы и* колебательные скорости на первой и второй механических сторонах соответственно. Электрическая и механические стороны связаны идеальным электромеханическим трансформатором с коэффициентом трансформации l:N. Схемы замещения позволяют учесть электрические и механические потери в пьезозлеменге, однако обыч-
73
но. особенно при работе на низких частотах, потерями пренебрегают. Тогда
W 71 = ——-------
XI /в i nkl
; 22 = /Vtg d /х
у - ____!____ • Л/ - 33
» м* ‘
(3.27)
где W = ptPs - волновое сопротивление пьезоэлемента; р - плотность; с - скорость продольной волны в пьезоэлементе с разомкнутыми обкладками; X - площадь пьезоэлемента, k - w/iP - волновое число; I - толщина пьезоэлемента; = е$е X// - электрическая
X °
емкость зажатого пьезоэлемента; е - относительная диэлектрическая -12
проницаемость зажатого пьезоэлемента; eQ = 8.85*10 Ф/м -диэлектрическая проницаемость вакуума; d - пьезомодуль; У^ -модуль упругости при закороченных обкладках. Между параметрами пьезоэлемента существуют соотношения [45]
где е - относительная диэлектрическая проницаемость свободного пьезоэлемента; к - коэффициент электромеханической связи; У^ -ми
модуль упругости при разомкнутых обкладках.
В рассматриваемых здесь преобразователях толщина и диаметр пьезоэлементов намного меньше длины упругой волны. В этом случае [38]
Z1 = 1 п ; 22 = /шт/2.
М
где т - масса пьезоэлемента; 1 = 1/(У°Х) - его статическая гибкое i в.
74
Рнс. 3.20. Схемы замещения совмещенных преобразователе* импеданс-
ного дефектоскопа:
О — полная схема замещения дифференциального преобразователя минимальной длины; б — упрощенная схема замещения того же преобразователя; в — схема замещения 1фостейшего абсолютного преобразователя
Из приведенных на рнс. 3.18 преобразователей наиболее сложен дифференциальный преобразователь минимальной длины (см. рис. 3.18. г), схема замещения которого показана на рис. 3.20. а. Излучающий, приемный и компенсационный пьезоэлементы представлеш полными эквивалентными схемами, элементы которых обведены штриховыми линиями. Импедансы этих схем имеют индексы: и - для излучающего, с - для приемного и к - аля компенсационного пьезоэлементов. Звукопроводы СП и СТ2 рассматриваем как системы с распределенными постоянными без потерь. Учет этих потерь связан с введением гиперболических функций от комплексного аргумента, что сильно усложняет вычисления. В диапазоне звуковых .частот потери в звукопроводах малы. Основной вклад в затухание системы преобразователь - контролируемый объект вносит учитываемая расчетом активная составляющая импеданса контролируемого объекта. Остальные элементы преобразователя рассматриваем как системы с сосредоточенными постоянными.
На схеме замещения (рис. 3.20, a) Z = fam и Z" = /сот' -дддд импедансы дополнительных инерционных нагрузок с массами ш и т'. д д уменьшающими длину преобразователя, Z** = ~ инерционное
75
сопротивление контактного наконечника, Z* = 1/(/ыК*) - упругий импеданс зош контакта. Z* = R* + jX* - импеданс контролируемого изделш. Z а /ыш - импеданс тышюй нагрузки компенсационного пъеэоалемента (л^ - масса этой нагрузки), Z^ - комплексное электрическое согротивление соединительного кабеля и входной цепи дефектоскопа, U и V - комплексные амплитуды напряжений на входе I
и выходе преобразователя соответственно. Встречно-параллельное соединение приемного и компенсационного пьезоэлементов учтено вклочением обмоток электромеханических трансформаторов их схем замещешя. Комплексны»! считаем только импедансы Z и Z , осталь-н э
ные шпедансы прнимаем чисто реактивными. Все пьезоэлементы работают на частотах, значительно меньших их основных собственных частот. Излучающем пезоэлемент (пока считаем его одиночным), возбуждаемый электрически* генератором с низким внутренним сопро-пвлением, можно представить эквивалентным генератором силы F*, импедансом Z. и двумя одинаковыми импедансами Z (эти элементы I ш
обведены на рис. 3.20, б штриховой линией), причем
Z^iX^V^Z^iX^^-^-;
d Щ
F = N = U = —j/— . (3.29)
1 kF
Зжа. - гибкость излучающего пьезоэлемента при
короткозамшутых обкладках; d* - пьезомодуль (в общем случае пьезомодули пьезоэлеменгов преобразователя считаем различными).
Для приемного и компенсационного пьезоэлементов имеем соответственно
Zl = l/(j<aKD); Z2 =/wm/2: Zl • УЦыК0): С с с с к к
Z2 = /шт /2. к к
76
Введем обозначения Im 1
~Г— * т ; IV = 22 + Z = 2 кн| к т
Im 1 f m 1
—-— + т I; 24 = Z + Z2 = jwm + — I;
2 тГ д с | д 2 Г
Im 1 — + m'l.
2 д]
. Входной механический импеданс участка схемы на рис. 3.20, а, включающего 21 . электромеханический трансформатор и электрическую
сторону схемы.
2 = 21 * №2*. ВХ С С
(3.30)
где 2 - импеданс, нагружающий электрическую сторону электромеханического трансформатора. Используя формулы (3.27) и (3.28), найдем 2н при предельных значениях 2^
Z"
= (1 - k2)/(/wKD) = 1/(/ыК£). С с
значительно превышают модуль результиру
ющего механического импеданса шунтирующих Z^ цепей в точке
приложения силы F . Это связано главный образом с тем, что 2 ZZ
импеданс Z2 = R2 + iX2 - Z2 * Z + —л н к_— таков, что IZ2I « с ки L • Z 11
н к
'< |Z |. Здесь
р\Х |
Л2 --------------Г-----------Г“1 (33|>
(1 -ыК X Г . (<^К X г , км км
X [1 - wK X (1 ♦ Р2)]
Х2 » ыт *-----5---------:------------- , (3.32)
(I -ыК X )2 * (ырК X )2
КН КН
77
Йод
П(Ж
z' 9 Zte
ъ V
Inc
Рис. 3.21. Схемы замещения к расчету электрического напряжения на приемном пьезоэлементе
где т = т + т /2; v = R /\Х | - параметр, кн с ми
определяющий соотношение активной и реактивной составляющих Z*. Так как |“| «|Z ,|. то Zn практически не влияет на режим колебаний в системе и допустимо положить Z^ = <». Сказанное относится также к компенсационному
пьезоэлементу.
В результате схема на рис. 3.20. а приводится к схеме, представленной на рис. 3.20. б.
г) 3.20. б.
Выразим выходное напряжение преобразователя через силы F*, F^ и F%. Для этого рассмотрим часть схемы замещения приемного пьезоэлемента (без импедансов Z2^), к которой приложена сила F%. Так как 1“1 < IV представляем F% в виде эквивалентного гене-
ратора силы с нулевым внутренним импедансом. Соответствующая схема замещения, не учитывающая пока соединенного с Z* компенсационного пьезоэлемента, показана на рис. 3.21. а. Перечислив все ее элементы на электрическую сторону, получим схему, показанную на рис. 3.21. б. Используя выражения для элементов схемы замещения пьезопластины при I « X, найдем (Z1 /№) - t = (1 - k2)Z /к. Вос-с с ос ОС
пользовавшись теоремой об эквивалентном генераторе, приведем схему на рис. 3.21. б к ваду, представленному на рис. 3.21, а. Из последней видно, что в режиме приема пьезоэлемент может быть представлен эквивалентным генератором электрического напряжения с 2“ 2
ЭДС к F/N и внутренним сопротивлением Т = Z (1 - к ) = 2 с 0 0
= 1/(/щЛ где J = с5/» - к2) - емкость свободного пьезоэле
мента.
78
(3.33)
По схеме, представленной на рис. 3.21. в, найдем:
М2 2
=------------F = —---------к.
I I Z0 ] AHn-t) 2
I NI -/-♦ 1
I cl Z I
I 3 J
Напряжение U на выходе дифференциального преобразователя с
Л
идентичными приемным и компенсац ионным пьезоэлеменгами при встречно-параллельном их соединении найдем из схемы, показанной .на рис. 3.21, г. Встречное включение учтено знаком минус у силы идентичность пьеэоэлементов - равенством их соответственных параметров. Из схемы (см. рис. 3.21, г) имеем:
2 к
U, --------7-------~ F,)-
2 N (Ч ♦ 2 ) 2 1
(3.34)
Используя выражения (3.34) и (3.29). найдем коэффициент передачи дифференциального преобразователя, представленного схемой замещения на рис. 3.20. б:
I/ я 2 К - F,
ЯЛЛ = —— = ----2-------— . (3.35>
*1 ’ * 2
Е Е
где fi = ЛГ/ЛГ. = - отношение коэффициентов трансформации
электромеханических трансформаторов схем замещения излучающего и приемного пьезоэлементов.
Если все пьезоэлементы преобразователя изготовлены из одного материала и имеют равные площади сечения (d = d = d ; S * S =
F F P ckhck
= S;r = r =n, тоОНЛ.
иски CH
Обычно комплексное сопротивление электрической нагрузки 2^ представляет собой суммарную емкость С кабеля и монтажа, шунтиро-**
ванную активным сопротивлением R т.е. 2# = R (1 ♦ .
В импедансных дефектоскопах, как правило, выполняется условие
79
R9 > l/(wCJ. В этом случае Z* z l/(juC) и 4 = Z'JZ* = CjJ = = 4 - действительная величина. Приведенные схемы замещения использованы для расчета коэффициентов передачи Р = Ре^ = ((/Л/)е^ А 1 преобразователей всех показанных на рис. 3.18 типов. Для этого применен матричный метод анализа четырехполюсников, численные расчеты выполнены на ЭВМ [34].
3.6. РДсчетше характеристмон совмещенных преобразователей в режиме непрерывшх колебаний
Ниже приведены характеристики абсолютных и дифференциальных преобразователей импедансных дефектоскопов, рассчитанные по описанной в п. 3.5 методике.
Характеристики абсолютного преобразователя. Приведем данные расчета абсолютного преобразователя ПАДИ-7 дефектоскопа АД-40И (см. п. 3.9), конструктивная схема которого показана на рис. 3.18, а.
Звукопровод преобразователя выполнен из оргстекла (скорость звука с = 2100 м/с, плотность р = 1800 кг/м ). Диаметр звукопро-вода 12 мм. длина 120 мм, волновое сопротивление W = pcS = 280 Н с/м.
Контактный наконечник изготовлен из корунда. Его масса 0,5 г.
Материал пьезоэлементов - керамика ЦТС-19, коэффициент элек-з Г тромеханической связи к = 0,61 [25], плотность 7320 кг/м , e/eQ = 1500. Диаметр пьезоэлементов 10 мм. Излучатель содержит я пьезоэлемента в парном включении, толщина каждого из них 3 м» масса 1,73 г. Толщина приемного пьезоэлемента 2 мм, масса 1,15 i
Суммарная емкость кабеля и монтажа С* - 250 пФ. Масса тыльна нагрузки излучающего пьезоэлемента М - 14,87 г.
Расчетные характеристики Р(Х*; «О и Ф(Хи; v) преобразовать для частот 1,5; 3 и 6,5 кГц показаны на рис. 3.22. Независимы переменным служит X*, параметром - величина v = |« хаРа
теризующая потери в контролируемом изделии. Графики пестрое» 80
только для отрицательных значе-ний X* (см. п. 3.2). Все кривые Р(Х; v) тлеют минимумы, обус
Рис. тики
3.22. Расчетные характерно-Р(Х ; Р) и ф(Х : Р) абсо-н н
лютного преобразователя ПАДИ-7 для частот 1,5; 3.0 и 6.5 кГц
ловленные резонансами суммарного инерционного сопротивления контактного наконечника и приемного пьезоэлемента с упругим сопротивлением механической нагрузки. С увеличением частоты минимумы смещаются в сторону больших значений |Хи|.
Максимумы Р наблюдаются только на частотах 1.5 и 6,5 кГц. на которых резонансные режимы (см. п. 3.5) реализуются в области значений X' = -1100 Н‘с/м н и X = -900 Н с/м соответст-н венно. Первая из этих частот (1,5 кГц) соответствует области f < вторая (6,5 кГц) -f < f < f . Более детальное pl а2
исследование показывает, что для рассматриваемого преобразователя области частот резонансных режимов лежат ниже 1,8 кГц и от 5 до 7 кГц. При f = 3 кГц и Хи < 0 резонансные режимы невозможны. С уменьшением v острота экстремумов Р увеличивается. Наиболее резкие изменения фазы ^(Х^; v) наблюдаются в районе экстремумов Р, причем с уменьшением v крутизна кривых v) возрастает. Абсолютный преобразователь имеет, по крайней мере, одну зону резкого изменения фазы — в районе минимума Р. Вторая такая зона появляется только при резонансных режимах, когда наблюдаются максимумы- Р.
81
нансных режимов зависимость ф от
Рис. 3.23. Расчетные характеристики Р(Х : У) и лля
резонансных режимов абсолютного преобразователя ПАДИ-7 при частотах 5.0-6,75 кГц и V » 0.25
Зависимости Р от Х^ при v = = const нелинейны и неоднозначны. Зоны неоднозначности расположены в районах экстремумов. Нерезонансные режимы (например. при f = 3 кГц) имеют одну такую зону, резонансных -две. Фазовые характеристики также нелинейны. Для нерезо-X (у = const) однозначна, для и
резонансных - нет. Однако в последнем случае неоднозначность проявляется только при больших изменениях Х^.
Рассмотрим резонансные режимы, частоты которых превышают собственную .частоту f ненагруженного преобразователя = 5 кГц). На рис. 3.23 показ^г.' графики Р(Х*1 v) и ф = (X^: v) для частот 5,0-6,75 кГц при v - 0,25. С уменьшением частоты от 6,75 до 5.3 кГц резонансные значения Р уменьшаются. При частотах 5.2 и 5,1 кГц максимумы Р лежат уже левее минимума. Частота 5 кГц соответствует резонансу ненагруженного преобразователя, когда максимум
Р имеет место при Z = 0. На частоте f s 5,25 кГц значения X , и к и
соответствующие резонансу системы преобразователь - изделие и резонансу сил в контуре [здесь т = т** * {mJQ.), =
= -1/(<оХ0) - гибкость, обусловленная реактивным сопротивлением XQ] совпадают. Поэтому максимум Р, обусловленный первым из этих факторов, компенсируется минимумом от влияния второго. В результате на частотах, близких к f^, изменения Р и ф уменьша
ются.
82
Ясно, что резонансные режимы на частотах f > наиболее эффективны при контроле изделии с относительно большими значащими |XJ в доброкачественных зонах, например клееных конструкций < металлическими обшивками и жесткими внутренними элементами.
Характеристики дифференциальных преобразователей. Дифференциальные преобразователи (см. рис. 3.18, б, г) рассчитывали по той же методике. Материалы и диаметры звукопроводов, пьезоэлементов и контактного наконечника те же, что и для абсолютного преобразователя. Компенсационный пьезоэлемент идентичен приемному.
Рассмотрим дифференциальные преобразователи без дополнительных инерционных нагрузок (см. рис. 3.18, б). На рис. 3.24 показаны характеристики преобразователя ПАДИ-6 дефектоскопа АД-40И со
звукопроводами длиной 20 мм при нансные максимумы имеют место на частотах до 4 кГц. В зонах экстремумов Р фаза ф резко меняется и изменяется ее знак. С увеличением параметра v крутизна и диапазон изменения фазы уменьшаются. В отсутствие максимумов Р зависимости Ф(Х^ имеют плавный характер, причем с ростом v пределы изменения ф увеличиваются.
Рис. 3.24. Расчетные характеристики Р(Х ; у) и ф{Х ; р) для и и
дифференциального преобразова -
теля ПАДИ-6 (/ - 20 мм) без дополнительных инерционных на -грузок. Кривые для частот 4 и 7 кГц построены для четырех значений У (0.1; 0,25; 0,5 и 1.0). для остальных частот ~ только при V - 0.25
частотах 1» 2. 4 и 7 кГц. Резо-
83
ференциального преобразователя без ноте преобразователя с допол-дополнительных инерционных натру- нительными инерционными нагруз-
зок при частоте 3 кГц и V - ками
« 0,25. Длина звукопроводов: 10.
20 и 40 мм
Характеристики дифференциальных преобразователей с другими длинами звукопроводов аналогичны, хотя положения резонансных максимумов для них иные.
В отличие от абсолютных преобразователей здесь зависимости р) не имеют минимумов и соответствующих им зон неоднозначности. Резкие изменения фазы наблюдаются только в зонах резонансных максимумов Р.
Резонансные режимы преобразователей с длинами звукопроводов 20 и 40 мм в диапазоне частот примерно до 4 кГц реализуются при частотах ниже первой антирезонансной частоты f , соответствующей 81
максимальному модулю |Z^| входного механического импеданса преоб
84
разователя (см. п. 3.5). С увеличением частоты максимумы Р смешаются в область больших значений |X^|.
На рис. 3.25 представлены расчетные характеристики дифференциальных преобразователей со звукопроводами длиной 10, 20 и 40 мм при частоте 3 кГц и v = 0,25. С увеличением I значения |X^|, соответствующие резонансному режиму, увеличиваются. При заданном значении Х^ уменьшение длины звукопровода повышает частоту резонансного режима. Для преобразователя ПАДИ-6 (/ = 20 мм) максимальная частота такого режима, соответствующая предельным ветре-чающимся в практике значениям Х^ = 41,0*1,5)10 Н’с/м, оказывается несколько ниже 4 кГц. Уменьшение / до 10 мм повышает эту предельную частоту примерю до 4,5 кГц.
Частоты резонансных режимов f = 5-6,5 кГц, оптимальные для контроля конструкций с металлическими обшивками и жесткими внутренними элементами, реализуются с помощью полуволновых дифференциальных преобразователей минимальной длины с дополнительными инерционными нагрузками (А.с. 415573 СССР). На рис. 3.26 представлены графики у) такого преобразователя (см.
рис. 3.18, г). Диаметры и материалы звукопроводов и пьезоэлементов здесь те же, что и для других преобразователей. Толщины идентичных приемных и компенсационных пьезоэлементов составляют 1,5 мм, их массы - 0.86 г. Массы дополнительных инерционных нагрузок 20 г. Резонансная частота ненагруженного преобразователя 4,8 кГц, его длина 119 мм. Характеристики MX*; у) аналогичны соответствующим характеристикам обычного дифференциального преобразователя. Резонансные режимы реализуются на частотах ниже 1,7 кГц и выше 4,8 кГц.
Для всех дифференциальных преобразователей зависимости PtXj имеют протяженные линейные участки. Анализ показывает, что в этих зонах Р линейно зависит не только от X*. но и от модуля |ZJ = = |XjJl + р2 импеданса изделия. С ростом |XJ линейность нарушается. Перемещение резонансного максимума Р в область больших значений |XJ увеличивает протяженность линейных участков
85
ляются упругое сопротивление контактной гибкости (см. п. 3.4). резонансы системы преобразователь - изделие и нелинейность характеристики PiX^t pq) относительно общей механической нагрузки Z„ = Z Z KZ + Z ). Влияние
О ими к
первых двух перечисленных факторов ясно из изложенного выше, поэтому рассмотрим лишь последний из них. Для расчета зависимости Р(Х„: v ) примем К = 0. Тогда Z = = -«о. Z„ = Z ; рп = р.
00 к к О и О
На рис. 3.27 представлены такие характеристики дифференциального преобразователя ПАДИ-6 (( = 20 мм) для частот 1. 2, 4. 7 и 9 кГц, построенные при р^ - 0,25 и Z* = На частотах 1 и 2 кГц характеристики Р(Х: рЛ близки к приведенным на рис. 3.24 харак-® и -8
теристикам Р(Х*; р), полученным при К* = 9.22'10 м/Н. Это объясняется относительно небольшим отличием X и X на этих и О
частотах. С ростом частоты различие характеристик Р(Х& vQ) и P(X*i р) возрастает. Так, при f = 7 кГц появляется резонансный
86
максимум при X® = -1,4’10 Н’с/м, гфичем пределы изменения Р существенно расширяются. На частоте 4 кГц резонансный максимум з
сдвигается и имеет место при Х„ = -1,3’10 Н-с/м вместо X = а 0 -8 "
= —2,5’10 Н’с/м при К = 9,22’10 м/Н. На частоте 9 кГц К
характеристика PiX^; имеет- протяженный линейный участок, причем изменение Р происходит в значительно более широких пределах, чем для аналогичного нерезонансного режима при f = 7 кГц и К = 9,22’ Ю'8 м/Н.
К
Сравнение графиков (см. рис. 3.27 и 3.24) показывает ухудшение чувствительности преобразователя к изменению механического импеданса вследствие влияния контактной гибкости.
3.7. Импульсный вариант импедансного метода
Как в описанных в п. 3.9 советских (ИАД-2, ИАД-3, АД-40И). так и в разработанных позднее английских импедансных дефектоскопах AFD, MIA-3000, MIA-25OO применяют совмещенные преобразователи. Их излучающие пьезоэлементы возбуждают электрическими генераторами непрерывных колебаний на частотах, значительно меньших собственных частот пьезоэлементов. Поэтому для возбуждения достаточно интенсивных упругих колебаний приходится применять относительно высокие (до 150 В) напряжения. В результате генератор дефектоскопа потребляет от источника питания значительную мощность. Это затрудняет создание портативных дефектоскопов с автономным питанием, ограничивая область применения метода в основном контролем изделий в условиях производства.
В экономичном импульсном режиме работают лишь раздельно-совмещенные импедансные преобразователи ПА-1 дефектоскопа АД-60С (см. гл. 4). реализующего этот вариант импедансного метода как дополнительный к основному для этого прибора методу свободных колебаний.
Другой недостаток работы гармоническими колебаниями - интерференционные помехи, обусловленные отражениями волн от границ контролируемых изделий.
87
Рис. 3.28. Схема импульсного импедансного дефектоскопа с совмещенным преобразователем
Указанных недостатков лишен импульсный вар;ант импедансного метода [33, 36], позволяющий создать весьма портативные дефектоскопы, удобные для контроля изделий как при их производстве, так и в эксплуатации.
В описываемом варианте излучающий, пьезоэлемент / (рис. 3.28) совмещенного преобразователя (аналогичного изображенному на рте. 3.1) возбуждают ударным импульсным генератором. Излучающий пьезоэлеменг емкостью С заряжается через резистор R до напряжения Е источника питания. В момент отпирания тиристора VD эта емкость разряжается и в преобразователе возбуждаются свободнозатухающие акустические импульсы. Их несущие частоты соответствуют собственным частотам преобразователя, нагруженного контролируемым изделием 3. Выходной сигнал снимают с приемного пьезоэлемента 2 и обрабатывают в электронном блоке 4.
Рассматриваемый вариант импедансного метода отличается от традиционного не только импульсным характером сигналов, но и тем, что в системе преобразователь - изделие возбуждаются не вынужденные, а свободные колебания, спектр которых занимает определенную полосу частот. Между тем понятие импеданса определено только для фиксированной частоты. В нашем случае, когда добротность системы преобразователь - изделие относительно велика, спектр экспоненциально затухающих колебаний довольно узок. Поэтому будем считать, что механический импеданс контролируемого объекта определен для основной несущей частоты импульса. Подчеркнем, что в названии рассматриваемого варианта метода слово "импульсный” относится не к импедансу, а к способу возбуждения преобразователя.
Переход от вынужденных непрерывных колебаний к импульсному излучению влияет не только на потребление энергии, но и на характеристики метода. Рассмотрим особенности импульсного варианта импедансного метода.
При импульсном возбуждении в системе преобразователь - контролируемый объект возникают свободнозатухающие упругие колебания. Несущие частоты и быстрота затухания этих импульсов определяются 88
характеристиками преобразователя и импедансом его общей механической нагрузки ZQ = /?0 + jXQ, определенной формулой (3.1).
Совмещенный преобразователь импедансного дефектоскопа представляет собой неоднородную стержневую колебательную систему, обладающую множеством собственных частот. При изменении нагрузки преобразователя значения этих частот меняются. Строгий расчет собственных частот нагружеююго составного преобразователя прин-ципиально прост, но трудоемок. Поэтому для качественного анализа заменим реальный преобразователь однородным стержнем длиной /. обладающим волновым сопротивлением W = pcS. где S - площадь поперечного сечения стержня. Потерями в стержне пренебрегаем. Уравнение собственных частот нагруженного стержня [72]
W * Хо = О. (3.36)
где k - волновое число; WtgM и - реактивные составляющие входного импеданса стержня и общего импеданса его механической нагрузки соответственно. Анализ показывает [36]. что при < О максимальная зависимость собственной частоты от имеет место при М « 1, когда длина преобразователя намного меньше длины упругой волны. В этом случае WtgM = pcSki = ыт, где т - масса преобразователя. Из уравнения (3.36) имеем ы = или- полагая =
= -1/(ыК ), о» = l/lm/С . Для полуволнового стержня (ж < И < ж)
и и Л
влияние %0 на о» выражено слабее, для волнового (2ж < И < — ж) оно еще меньше (см. рис. 3.16).
В отличие от режима вынужденных колебаний в режиме свободных колебаний изменение механического импеданса нагрузки в зоне дефекта меняет не тодькб амплитуду и фазу выходного сигнала преобразователя, но и его рабочую частоту.
Выходное электрическое напряжение преобразователя представ? ляет собой последовательность затухающих импульсов, содержащих несколько несущих частот по числу ударно-возбуждаемых собственных частот. Колебания основной частоты выделяются фильтром низких частот, подавляющим прочие сигналы. Тогда усиленный сигнал 89
Рис. 3.29. Сигналы на выходе совмещенного преобразователя импульсного импедансного дефектоскопа в бездефектной (/) и дефектной (2) зонах
представляет собой затухающий радиоимпульс, амплитуда которого благодаря конечной ширине полосы пропускания фильтра нарастает постепенно. В зоне дефекта амплитуда этого импульса меньше, а несущая частота ниже, чем в доброкачественной зоне изделия (рис. 3.29).
Очевидно, что дефекты выявляются тем лучше, чем большее изменение механического импеданса они вызывают. Сравним эти изменения для режимов работы вынужденными и свободными колебаниями. Примем, что собственная частота преобразователя, нагруженного на бездефектный участок изделия, соответствует частоте вынужденных колебаний для традиционного варианта и равна со*, импеданс общей механической нагрузки в бездефектной зоне на этой частоте равен Z^. В дефектных зонах механический импеданс имеет преимущественно упругий характер, поэтому представим его в виде Z^ = jX? = = l/(ju>K), где К = К* * К* - не зависящая от частоты сосредоточенная эквивалентная гибкость. В режиме вынужденных колебаний = const) дефект изменит общий импеданс нагрузки преобразователя в 7^ = Z^/Z^ = Р33- В режиме свободных колебаний
в зоне дефекта несущая частота импульса уменьшится до значения cjg < cjj. Отношение импедансов в доброкачественной и дефектной зонах при этом будет = jZ^^K. Отсюда
Таким образом, отношение механических импедансов в доброкачественной и дефектных зонах изделия, определяющее выявляемость дефектов по изменению амплитуды или фазы сигнала, в режиме сво
90
бодных колебаний меньше, чем при использовании вынужденных колебаний. Однако в данном случае само изменение со служит дополнительным информативным параметром. Кроме того, чувствительность к изменению механического импеданса контролируемого изделия можно повысить соответствующей обработкой сигнала в электронном блоке дефектоскопа.
В импульсных импедансных дефектоскопах возможна одно-, двух- и трехпараметровая обработка сигналов (по амплитуде, фазе и частоте) как по каждому из измеряемых параметров в отдельности, так и по их совокупности в любых сочетаниях. Если дефекты обнаруживаются по изменению амплитуды и (или) фазы* сигнала, то для повышения чувствительности величину целесообразно^ уменьшить, если по изменению частоты - увеличивать. Для увеличения со^/с^ следует использовать "короткие" (/ < X) преобразователи, для уменьшения c^/cj^ “ полуволновые преобразователи с высокими значениями волновых сопротивлений.
Короткие преобразователи предпочтительнее ввиду их малых размеров* и меньшей материалоемкости. Кроме того, как показано ниже, необходимая для повышения чувствительности при работе с такими преобразователями амплитудно-частотная обработка информации реализуется намного проще амплитудно-фазовой обработки, требуемой при использовании "длинных” (/ = Х/2) преобразователей. Рассмотрим "короткий” преобразователь более подробно.
Значения собственных частот нагруженного преобразователя максимальны для бездефектных участков контролируемого изделия. Примем KI » RJ Тогда максимальная собственная частота нагруженного
И 11 -1/2
короткого преобразователя, обладающего массой т , со = (т К )
П ПК
При контроле жестких конструкций с металлическими обшивками с использованием резонансных режимов настройки оптимальные рабочие -8 частоты составляют 4-6 кГц. Для таких изделий К - (5+20)10 м/Н.
-8 "
Приняв К* = 7-10 м/Н, = ы0/(2я). = 5 кГц. найдем массу корот-2 -1
кого преобразователя т = (сз К ) = 14.47 г.
п к
При работе непрерывными колебаниями в резонансных режимах амплитуда упругих колебаний преобразователя увеличивается тем сильнее, чем выше добротность нагруженного преобразователя. Это повы
91
шает уровень выходного электрического напряжения преобразователя, увеличивая отношение сигнала к шуму. При импульсном возбуждении начальная амплитуда свободных колебаний практически не загасит от добротности, влияющей только на затухание. Поэтому для повышения отношения сигнала к шуму в импульсных преобразователях применяют более мощные излучатели упругих колебаний в виде пакетов из нескольких пьезоэлементов, возбуждаемых относительно высокими (порядка 300 В) электрическими напряжениями. Мощность вводимых в преобразователь упругих колебаний можно повысить использованием в излучающем пакете более эффективного пьезоэлектржа.
Оценим известные марки пьезокерамик применительно к задаче возбуждения преобразователей импульсных импедансных дефектоскопов. В рассматриваемом случае пьезоэлемент работает на низких частотах, когда его размер в направлении распространения упругой волны намного меньше длины последней. Кроме того, модуль упругого сопротивления пьезоэлемента 1/(ыК) как сосредоточенной гибкости К
намного больше модуля импеданса |Z| =
V,
где Zj и Z2 -
Z, * Z2
механические импедансы нагрузок с обеих сторон пьезоэлемента. В этих условиях параметром, определяющим отношение сигнал/шум, является амплитуда v колебательной скорости пьезоэлемента. Согласно работе [38] для рассматриваемого случая
v = ud.JJ, №
где d^ - пьезомодуль; U - амплитуда возбуждающего пьезоэлемент электрического напряжения. Формула справедлива как для продольного (d^ = d^), так и для поперечного (d^ = d^) пьезоэффекта.
В табл. 3.1 приведены значения d и d для нескольких оте-*5*5 31
явственных и зарубежных пьезокерамик. Из отечественных материалов лучшим в рассматриваемом смысле является керамика ПКР-7М, из зарубежных PZT-5H.
Выбор материала приемного пьезоэлемента не влияет на отношение сигнала к фрикционному шуму, так как сигнал и шум действуют на этот пьезоэлемент одинаково.
92
Таблица 3.1. Пьезомодули некоторых пьезокерамик
Марка пьезокерамики „ л .J2 Пьезомодули fl^‘10 Кл/Н ВД—и-внипвеенг
d33 rf3i
ЦТС-19 ЦТС-23 200* 200* • -ТОО* -100* • ГОСТ 13927-50 ЛГ
ЦТБС-3 320 -125 лг
ЦТБСНВ-1 • •
400 -165
ПКР-7М 760 -350 [75]
PZT-4 289 -123 Проспект фирмы Vemhron (Великобритания)
PZT-5A 374 -171 То же
PZT-5H • В*!* моим ЯК IWviIvv 593 -274
Приведенные соображения положены в основу показанного на рис. 3.30 преобразователя для импульсных импедансных дефектоскопов. Он содержит пакет 4 из четырех, соединенных электрически параллельно, излучающих пьезоэлементов, звукопровод 7 из органи-
ческого стекла, тыльную массу 3 из алюминиевого сплава, приемный пьезоэлемент 9 и корундовый контактный наконечник 10. Все эти детали склеены в единую колебательную систему. Латунное кольцо 8 экранирует приемный пьезоэлемент и защищает его от механических повреждений. Пьезоэлементы 4 соединены с импульсным тиристорным генератором, пьезоэлемент 9 - с входом усилителя экранированными проводами (на рисунке не по-
Рис. 3.30. Совмещенный преобразователь импульсного импедансного дефектоскопа (без корпуса и вспомогательных элементов)
Й
93
казаны). Система свободно перемещается в корпусе преобразователя (показан штриховыми линиями) на ходовых кольцах /. 6. приклеенных к резиновым амортизаторам 2, 5. Наконичник 10 прижимается к контролируемому объекту с постоянной силой пружиной, действующей на верхнее ходовое кольцо /. Конструкция корпуса (в том числе и прижимной пружины) такая же. как преобразователя ПАДИ-6 дефектоскопа АД-40И (см. п. 3.9). Длина колебательной системы описанного преобразователя 42 мм. его масса около 15 г. Максимальная
. 1
собственная частота при нагрузке на изделия с высоким механическим импедансом около 5 кГц.
Импульсный вариант импедансного метода отличается от традиционного также способами обработки поступающей с преобразователя информации.
3.8. Обработка сигналов
в импедансных дефектоскопах
В общем случае изменение механического импеданса контролируемого объекта меняет несколько параметров выходного сигнала преобразователя. При работе вынужденными колебаниями фиксированной частоты это амплитуда и фаза, в импульсном варианте метода -амплитуда, фаза и несущая частота импульса. Изменения этих информативных параметров преобразуются в электронном блоке дефектоскопа в выходной сигнал, по которому судят о наличии в изделии дефекта. Обработка сигнале» в электретном блоке может быть различной.
В технической документации обычно указывается пороговая чувствительность импедансного дефектоскопа. Она определяется минимальным размером модели дефекта, обнаруживаемой в стандартном образце на заданной глубине. Однако для анализа параметров дефектоскопа и его преобразователя такая характеристика неудобна. Поэтому здесь будем пользоваться наиболее общим понятием чувствительности как отношения приращения ДА параметра А информативного сигнала к соответствующему приращению измеряемой величины, т.е. приращению AZ
Имеется в виду низший обертон, при котором ведет себя как сосредоточенная масса.
94
механического импеданса Z* = R* * jX* контролируемого объекта. При . этом переход к конкретным изделиям осуществляется путем измерения их механических импедансов в доброкачественных и дефектных зонах (см. п. 3.2).
Чувствительность дефектоскопа определяется чувствительностью преобразователя и способом обработки его выходного сигнала в электронном блоке.
В общем случае изменение механического импеданса Z* меняет амплитуду U, фазу <р и собственно частоту f выходного электрического сигнала преобразователя. Соответственно различают чувствительность преобразователя по амплитуде (Al/ZAZ^), фазе (A^/AZ*) и частоте (Af/AZJ. Обработкой информации, поступающей с преобразователя, чувствительность можно существенно повысить. Поэтому чувствительность дефектоскопа в целом, определяющаяся как AB/AZ^ (где В - результирующий выходной сигнал после его обработки в электронном блоке), может превышать частные чувствительности преобразователя по амплитуде, фазе и частоте. Повышение чувствительности достигается многопараметровой обработкой, при которой выходной сигнал дефектоскопа зависит более чем от одного параметра сигнала преобразователя, причем изменение каждого из этих параметров действует на результирующий сигнал согласно. Возможно также применение нелинейных способов обработки (отсечка, нелинейная амплитудная характеристика и др.), которые могут использоваться для повышения чувствительности и при однопараметровой обработке информации.
Повышение чувствительности имеет разумный предел, определяющийся разбросом механического импеданса контролируемых объектов в доброкачественных зонах и нестабильностью контактной гибкости. Разброс Z* обусловлен непостоянством толщины клеевого шва или самого изделия, интерференционными помехами и другими факторами. Нестабилыюсть К* связана главным образом с шероховатостью поверхности объектов. Изменения Z^ и К* создают мешающий фон. на котором дефекты, вызывающие небольшие изменения импеданса, не выявляются.
Рассмотрим способы обработки сигналю в импедансных дефектоскопах.
95
Обработка информации цри работе совмещенный преобразовате- леи, возбуждаемым непрерывными колебаниями фиксирований час- тоты. Рассмотрим четыре способа такой обработки. ,
Амплитудная обработка. В этом случае импеданс Z* контроли- : руемого изделия оценивают по амплитуде выходного сигнала преобразователя. Чувствительность tUJbZ* полностью определяется зависимостями Р(Х; и), позволяющими найти абсолютное и относительное и
изменение амплитуды сигнала при любом заданном изменении Z* и данном значении частоты. Дефекты обычно регистрируют по уменьшению амплитуды сигнала. Поэтому контроль возможен лишь при использовании тех участков кривых P(Xj v), где уменьшение |XJ уменьшает Р. : Для преобразователей всех типов это условие не выполняется при1 значениях Х^, лежащих правее резонансных максимумов Р (при наличии максимумов), а для абсолютных преобразователей - также и на участ-
ках, расположенных левее минимумов . Очевидно, что при использо-, вании абсолютных преобразователей амплитудная обработка реализуется и в этой зоне, но при условии, что значение Р в доброкачест-венной зоне больше, чем на участке дефекта. Для получения высокой1 чувствительности рабочий участок характеристики Р(Х*; р) в области значений Z*. соответствующих доброкачественным и дефектным' зонам контролируемых изделий, должен иметь максимальную крутизну.; Часто желательно, чтобы зависимость Р от X и \Z I была линейной и ’и*
в возможно более широком диапазоне изменений этих параметров.
На рис. 3.31 показаны зависимости Р(Х ; р) и <р(Х ; р) для ИИ
абсолютного преобразователя ПАДИ-7, рассчитанные для частот 1 к частоте 1 кГц диапазон изменения Р значительно ши-i при f = 10 кГц значения Р незначительно, что также яв-
10 кГц. На ре, чем при при больших
f = 10 кГц. Кроме того, и малых |XJ отличаются
далее предполагается, что
1 Здесь и
нательные значения Х^ отложены вправо от начала координат.
на графиках Р(Х*, ОЧ*'
96
Рис. 3.31. Расчетные зависимости р(Х ; V ) и ф(Х ; V ) для аб-\ и и мн
солютного преобразователя ПАДИ-7 при частотах 1 н 10 кГц
ляется недостатком. Таким образом, при амплитудной обработке частота 1 кГц выгоднее, чем частота 10 кГц.
При использовании дифференциальных преобразователей преимуществом амплитудной обработки является линейная зависимость Р т X и |Z I при изменении X
и 1 и1 н
и |ZJ в широких пределах. Это существенно, например, при оцен
ке прочности клеевых соединений между обшивкой и сотовым за-
полнителем, когда корреляционные кривые показания прибора -прочность имеют наиболее простой и наглядный вид (см. гл. 7).
Фазовая обработка. В этом случае изменение Z* регистрируют по
изменению фазы ф сигнала. Из характеристик ф(Х) видно, что
существенные изменения фазы происходят только в районах экстремумов Р. Крутизна кривых ^(ЛИ v) определяется значением v и мало связана с характером зависимости Р(Х*; v). Так, если для абсолютного преобразователя характеристика v) на частоте 1 кГц значительно благоприятнее для амплитудного варианта, чем на частоте 10 кГц (см. рис. 3.31). то характеристика ф(Х*; р) для зоны минимума Р на частоте 10 кГц и соответствующие характеристики в зонах максимума и минимума Р на частоте 1 кГц практически равноценны.
В отличие от амплитудной обработки, когда в резонансном режиме наибольшая чувствительность достигается при соответствии значения доброкачественной зоны изделия максимуму Р, для фазовой
97
обработки выгоднее режим, при котором Х^ имеет несколько больший модуль (точка X' на рис. 3.31). В этом случае используется наиболее крутой участок характеристики ДОХ^; р), соответствующий значениям X* между X' и X". Границы этого участка отмечены точками А и В на кривой Ф(Х*> 0.25). Такая настройка увеличивает чувствительность и расширяет пределы наблюдаемого изменения фазы.
Фазовая обработка эффективна в зонах максимумов и минимумов (минимумы имеют место только у абсолютных преобразователей). При этом оптимальна настройка, при которой значения X* дефектной и бездефектной зон изделия лежат по разные стороны от экстремума Р. Для этого положения минимума Р регулируют изменением рабочей частоты (для преобразователя ПАДИ-7 предел такого регулирования от Х^ = -6,8 Н‘с/м при f = 1 кГц до X* = -120 Нс/м при f = 10 кГц). Дальнейшее увеличение значения |Х^|, соответствующего минимуму Р, достигается увеличением массы т = т + т /2, где т и т - массы КН П КН п
контактного наконечника и приемного пьезоэлемента соответственно. Действительно, как следует из формулы (2.17), значение Р минимально при минимуме выражения ♦ jXQ ♦ /шт|. Приближенным условием минимума является ыт * Х^ = О, поэтому увеличение Х^, соответствующее минимуму Р, аосгтяекя увеличением массы т.
Частотная обработка. Такая обработка возможна по принципу, используемому, например, в ультразвуковых твердомерах [103]. В этом случае нагруженный преобразователь является задающим частоту колебательным контуром автогенератора. Для этого приемный пьезоэлемент преобразователя соединяют с входом усилителя, излучающий - с его выходом. Благодаря положительной обратной связи в системе возникают непрерывные автоколебания. Их частоту, равную собственной частоте fQ системы преобразователь - контролируемый объект, измеряют любым известным способом. Признаком дефекта служит выход значения за определенные пределы.
Амплитудно-фазовая обработка. В этом случае изменение механического импеданса изделия регистрируется по одновременному изменению амплитуды и фазы сигнала. Так как резкие изменения ф
98
наблюдаются только в зонах экстремумов Р. рассматриваемая обработка эффективна лишь в этих зонах. Вдали от них она мало отличается от амплитудной.
Для реализации рассматриваемой обработки необходимо, чтобы изменения амплитуды и фазы сигнала действовали на выходной индикатор согласно, т.е. изменение выходного сигнала под действием обоих параметров было больше, чем от каждого в отдельности. Как видно из графиков FIX*; v) и «О для преобразователей всех типов, при переходе через экстремумы направление изменения Р меняется, ф - сохраняется прежним. В результате по одну сторону от экстремума изменения Риф действуют на выходной сигнал согласно, по другую - в противоположных направлениях.
Амплитудно-фазовая обработка реализуется, как правило, в областях максимумов Р при резонансных режимах. Настройка обычно выполняется так, чтобы максимум Р соответствовал импедансу Z^ в доброкачественной зоне изделия. С уменьшением |Х^| значение Р уменьшается. Такой режим, дающий наибольшее изменение Р. не оптимален в смысле чувствительности к изменению фазы, так как в этом случае не удается полностью использовать наиболее крутой участок характеристики ДОХ ; v). Тем не менее совместное и согласованное изменение амплитуды и фазы дает большее изменение выходного сигнала, чем изменения Р и ф в отдельности. Это повышает чувствительность дефектоскопа.
Анализ амплитудно-фазовой обработки информации с помощью графиков функций Р(Х*. и) и ф(Х^ *") затруднителен. Значительно целесообразнее пользоваться годографами коэффициентов передачи преобразователей на комплексной плоскости. При этом текущее значение Р представляется радиусом-вектором, обладающим модулем Р и образующим угол ф с осью абсцисс. Значения независимого переменного Х^ представляются непосредственно на годографе. Годографы строят по тем же результатам машинного расчета, что и функции PM*, v) и ф(Х ; р). н
На рис. 3.32 показаны годографы коэффициентов передачи абсолютного преобразователя ПАДИ-7 для частоты 6,5 кГц и разных значений параметра v.
99
передачи абсолютного преобра-
Рис. 3.32. Годографы коэффициентов ювателя ПАДИ-7 для частоты 6,5 кГц:
2 — для больших значений Ии1 р, шх значений |Х | в районе минимума
равном 0,25; 0.5; б ” для ма-
Р при и, равном 0,1; 0.25;
),5; 1.0
Рис. 3.33. Годографы коэффициентов передачи дифференциального преобразователя ПАДИ-6 (длина звуководов 20 мм) для частоты 3 кГц
00
Так как область положительных значений Х^ большого интереса не представляет, вычисления выполнены лишь до X =100 Н*с/м. Анализ н
показывает, что при изменении Х^ в пределах 0 < X* < ♦«> годографы для разных v по-прежнему различны и при Х^ -» ♦«> сходятся в точке, соответствующей Х^ = -<».
На рис. 3.33 показаны годографы для дифференциального преобразователя ПАДИ-6, построенные для частоты 3 кГц и значений v = = 0,25 и v =• 0,5. В отличие, от абсолютного преобразователя здесь при X" = 0 и Р = 0. Через Р обозначен коэффициент передачи при резонансе системы преобразователь - изделие, т.е. |Р( | = Р|ци-
Рассмотрим применение годографов для исследования режимов настройки и обработки сигналов в дефектоскопах. Так как параметр » в доброкачественных зонах обычно больше, чем в дефектных (см. п. 3.2), примем, что годограф для v = 0,5 относится к доброкачественной зоне, для v = 0,25 - к дефектной.
Проанализируем резонансный режим настройки дефектоскопа с абсолютным преобразователем ПАДИ-7 (см. рис. 3.32, а), когда рабочая частота равна собственной частоте преобразователя, нагруженного на изделие в доброкачественной зоне. Пусть для этой зоны
Zh = "Ин! * Iх*= <425 “ /В50) Н с/м-
При этом Р (-850; 0.5) = IP, I = Р = ОВ. 1 1 11 max
В принятой в дефектоскопе АД-40И системе амплитудно-фазовой обработки с использованием синхронного детектора (см. п. 3.9) амплитуда А выходного сигнала пропорциональна UcosB, где U -амплитуда сигнала на входе блока амплитудно-фазовой обработки, 9 -сдвиг фазы напряжений на входах этого блока. Величина 9 может регулироваться фазовращателем. Пусть последний установлен так, что при Р = Р( угол 9 = 0 и cosfl = 1. Тогда в доброкачественной зоне изделия Л| • ’tP|l • (q - коэффициент пропорциональности). Пусть в зоне дефекта Z* = (137,5 - /550) Н'с/м и коэффициент передачи характеризуется вектором Р^ = б£. При амплитудной обработке сигнала индикатор отклонится в дефектной зоне на
I
101
величину А = причем А = 0,77А . При амплитудно-фазовой обработке показания в зоне дефекта пропорциональны отрежу OD, являющемуся проекцией вектора Р% на направление вектора (см. рис. 3.32. а). При этом А = OD/OB = 0.16А Таким образом, в Z 1
данном случае амплитудно-фазовая обработка повышает чувствительность в 4.8 раза по сравнению с амплитудной.
Иногда целесообразна настройка, при которой частоту выбирают так, чтобы в доброкачественной зоне изделия значение |Х^| было больше соответствующего резонансному максимуму Р. Для этого находят частоту f резонансного режима, а затем устанавливают
Р
рабочую частоту несколько ниже f . Такой режим назовем дорезонанс-Р
ным. Для его рассмотрения воспользуемся теми же годографами, приняв, что в доброкачественной зоне изделия Х^ = -1100 Н с/м, v = 0,5; а в дефектной, как и ранее. Х^ = -550 Нс/м, v = 0,25. Коэффициент передачи для доброкачественной зоны изображается вектором Р , для дефектной - вектором Р . Угол 6 между ними О Л л
превышает тг/2, поэтому cos^ < 0. В результате в зоне дефекта индикатор дефектоскопа отклонится в обратную сторону (влево от нуля), причем его показания будут пропорциональны отрежу OF. Особенность этого режима состоит в том, что в зоне дефекта радиус-вектор Р поворачивается на больший угол. Если последний превышает тг/2, то направление тока на выходе синхронного детектора меняется на противоположное и дефекты выявляются особенно четко. Значения механических импедансов дефектных зон, меняющих направление тока, найдем, восстановив перпендикуляр в точке О к радиусу-вектору Р , соответствующему доброкачественней зоне изделия. При О
этом точки годографов, лежащие вне прямого угла, образованного этим перпендикуляром и радиусом-вектором Р, удовлетворяют условию О
изменения направления выходного тока.
Дорезонансный режим предпочтительнее резонансного в случаях большого разброса значений Z* в доброкачественных зонах, так как уменьшается вероятность лажных срабатываний автоматического сигнализатора дефектов, обусловленных этим разбросом.
102
Проанализируем возможности амплитудно-фазовой обработки для обнаружения дефектов абсолютным преобразователем в изделиях с малыми модулями механических импедансов в доброкачественных зонах, когда применение амплитудной обработки затруднено тем, что значения X* для дофокачественных и дефектных зон лежат в районе минимума функции Р(Х^ v}, причем влево от этого минимума уменьшение |XJ приводит к росту Р. Обратимся к годографам на рис. 3.32, б, полагая, что доброкачественной зоне соответствует годограф с v = 0,5; дефектной - с v = 0,25. Пусть в дофокачественной зоне Х^ = -100 Н-с/м, коэффициент передачи представляется радиусом-вектором Р^ и cosfl = 1. Примем, что дефект уверенно выявляется, если он вызывает изменение выходного сигнала не менее чем в 2 раза. В таком случае проекция радиуса-вектора коэффициента передачи преобразователя в зоне дефекта на Р^ не должна превосходить OB = PJ2. Этому условию удовлетворяют все точки годографов, лежащие левее пересечения с перпендикуляром BD к радиусу-вектору Рр восстановленному из середины (точки В) последнего. Если конец радиуса-вектора в дефектных зонах попадает .на участки годографов, лежащие левее перпендикуляра ОС к вектору Р^, то ток выходного индикатора изменит направление на обратное. Таким образом, амплитудно-фазовая обработка пригодна для обнаружения дефектов в изделиях с малыми модулями механических импедансов в доброкачественных зонах с использованием абсолютных преобразователей.
Ввиду сходства годографе» для абсолютного (см. рис. 3.32, а) и дифференциального (см. рис. 3.33) преобразователей в области больших значений |XJ резонансный и дорезонансный режимы для них практически одинаковы.
Использование годографе» облегчает анализ при амплитуднофазовой обработке информации. Однако при рассмотрении амплитудной и фазовой обработки удобнее пользоваться графиками Р(Х; р) и UX ; р). н
103
Обработка шформацт щри работе совмещешым преобразователем в импульсном режиме. Такая обработка существенно отличается от описанной выше.
Амплитудная обработка сводится к регистрации изменений амплитуд импульсов на выходе преобразователя. В отличие от режима гармонических колебаний в зоне дефекта уменьшается не только амплитуда, но и несущая частота импульсов. Это уменьшает вызываемое дефектом изменение амплитуды сигнала по сравнению с амплитудной обработкой в режиме непрерывных колебаний (см. п. 3.7).
Фазовая обработка, легко реализуемая в режиме непрерывных колебаний, здесь осуществляется сложнее, так как в зоне дефекта меняется также несущая частота импульса (см. рис. 3.29). Поэтому разделение изменений частоты и фазы представляет собой самостоятельную задачу. Будем считать, что она решена и что изменение фазы выделено в чистом ваде. Условием резкого изменения фазы выходного сигнала преобразователя служит изменение механической нагрузки приемного пьезоэлемента с упругой на инерционную. Для качественного рассмотрения вопроса механический импеданс контролируемого изделия считаем чисто упругим и равным Z = jX = н н
= 1/(/со/0. Частоту колебаний принимаем пока постоянной. С учетом контактной гибкости К* общий импеданс механической нагрузки преобразователя ZQ - V(jwK), где К = \ * К*. а механический импеданс, определяющий деформацию приемного пьезоэлемента и. следовательно, электрическое напряжение на нем.
Z = }Х « / слп - -Цт— , (3.37)
I Ои\ - I m
где m = m + —— ; m - масса контактного наконечника преоб-кн 2 км
разователя; tn* - масса приемного пьезоэлемента. В бездефектной зоне система обычно управляется упругостью и < 0. В зоне дефекта значаще К* увеличивается и при 1/(<оК) < wm X меняет знак, вызывая изменение фазы электрического сигнала на приемном
104
пьезоэлементе*. Увеличение массы т повышает чувствительность, так
как смена знака X происходит при меньшем значении К* (см. п. 7.2).
Обратимся теперь к импульсному варианту метода с использованием короткого греобразователя. Если в зоне дефекта значаще К увеличивается в л раз. то собственная частота нагруженного преобразователя уменьшается в 4л раз (см. п. 3.7). Механически импеданс, определяющий электрическое напряжение на пьезоэлементе,
г = рг = л
I /я
лыК
(3.38)
Сравнение (3.38) с (3.37) показывает, что увеличение К меняет только модуль, а не знак механической нагрузки приемного пьезоэлемента преобразователя. Поэтому фаза выходного сигнала остается неизменной. Таким образом, при использовании короткого преобразователя в режиме свободных колебаний фазовая обработка не имеет смысла.
Фазовая обработка возможна при работе длинным преобразователем, для которого в рабочей области частот kt > it. При этом изменение Z* меньше втяег на частоту, чем в случае короткого преобразователя, и изменение характера реактивной нагрузки приемного преобразователя. необходимое для перемены фазы электрического напряжения .на нем оказывается возможным. Однако изменение частоты снижает чувствительность Ьр/Ы.* по сравнению с достигаемой в обычном варианте метода при f = const.
Частотная' обработка реализуется путем выбора амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилительного тракта дефектоско-
Здесь имеется в виду абсолютный преобразователь. Для дифференциального преобразователя фаза выходного сигнала меняется при перемене знака X® -
105
па в виде растущей функции частоты. Так. линейно растущую АЧХ дает одна дифференцирующая ячейка. Две последовательные дифференцирующие ячейки позволяют получить квадратичную зависимость от частоты. Еще более крутую АЧХ может дать применение специальных фильтров.
Двухпараметровая амплитудно-частотная обработка, возможная и в традиционном варианте, особенно целесообразна в импульсном варианте с использованием короткого преобразователя, для которого изменение механического импеданса нагрузки наиболее сильно влияет на собственную частоту. В простейшем случае такая обработка реализуется путем нагрузки приемного пьезоэлемента преобразователя активным сопротивлением R таким, чтобы постоянная времени г = RC (С - суммарная емкость этого пьезоэлемента и соединительного кабеля) была намного меньше минимального периода Г свободных колебаний. АЧХ такой цепи имеет линейно растущий характер. Поэтому при нахождении преобразователя в зоне дефекта амплитуда выходного сигнала уменьшается как вследствие изменения механического импеданса, так и в результате уменьшения коэффициента передачи входной RC цепи, обусловленного снижением несущей частоты импульсов. Если дефект контролируемого объекта меняет амплитуду сигнала в а раз. а его несущую частоту в fi раз. то амплитуда сигнала на выходе иепи с малой постоянной времени изменяется в а& раз. в то время как в случае большой постоянной времени, и плоской АЧХ -только в а раз. Таким образом, выходная цепь преобразователя выполняет функцию перемножителя амплитуды на частоту, что увеличивает чувствительность дефектоскопа. Дальнейшего увеличения чувствительности можно достигнуть применением фильтров с более крутыми участками АЧХ в области рабочих частот.
На рис. 3.34 представлены нормированные экспериментальные зависимости уровня выходного сигнала короткого преобразователя (см. рис. 3.30) в случае большой постоянной времени его выходной цепи (амплитудная обработка), собственной частоты нагруженного преобразователя (частотная обработка) и уровня выходного сигнала при малой постоянной времени выходной цепи (амплитудно-частотная обработка) от диаметра D модели дефекта. Измерения выполнены на двухслойном образце, состоящем из обшивки толщиной 1 мм. приклеенной к основанию толщиной 10 мм. Обшивка и основание изготовлены из алюминиевого сплава. Дефекты имитировали отверстиями разных
106
Рнс. 3.34. Нормированные экспери* ментальные зависимости, уровня выходного сигнала короткого (I < Л) преобразователя импульсного импедансного дефектоскопа от диаметра модели дефекта при различных способах обработки сигналом:
1 — частотная: 2 — амплитудная; 3 — амплитудно-частотная обработка
диаметров в основании. Видно, что чувствительность по амплитуде сигнала выше, чем по собственной частоте. Еще более высокая чувствительность соответствует амплитудно-частотной обработке сигнала.
Трехпараметровая обработка по всем изменяющимся параметрам сигнала также возможна. Однако здесь имеется трудность, связанная с влиянием частоты на фазу импульсного сигнала. Несущую частоту (как величину, обратную периоду) и амплитуду сигнала легко измерить в чистом виде, однако для выделения изменения фазы необходимы специальный алгоритм и устройство для его реализации.
Обработка информации при работе раздельно-совмещенными преобразователями. Существующие PC-преобразователи работают в импульсном режиме на собственных частотах порядка 15—30 кГц. На этих частотах общий, импеданс механической ^нагрузки определяется в основном упругим сопротивлением зоны контакта с контролируемым объектом. Поэтому собственные частоты нагруженного вибратора слабо зависят от изменения импеданса Z* контролируемого объекта. Кроме того, как показано в гл. 6, механическая нагрузка вообще мало влияет на собственную частоту вибратора. В этих условиях частотная и амплитудно-частотная обработка неэффективны. При использовании PC-преобразователей применяют амплитудную обработку. Возможна также амплитудно-фазовая обработка, использующая резкое изменение фазы, обусловленное переменой реактивной составляющей механического импеданса контролируемого объекта с упругой на инерционную.
107
3.9. Акустические импедансные дефектоскопы
В СССР в разные годы разработаны модели промышленных импедансных дефектоскопов, использующих непрерывные колебания: ИАД-1, ИАД-2, ИАД-3 и АД-40И [58]. Все они работают только с совмещенными преобразователями и имеют широкий диапазон плавно перестраиваемых частот, что позволяет использовать резонансные и нерезонансные режимы настройки. Для уменьшения влияния фрикционных шумов и помех, обусловленных совпадением гармоник рабочей частоты с обертонами собственных частот преобразователей, используются селективные усилители, всегда настроенные на частоту возбуждающего преобразователь генератора. Во всех дефектоскопах наличие дефекта отмечается автоматическим включением расположенной в преобразователе сигнальной лампы. Стрелочные индикаторы служат для выбора режима работы, настройки и оценки параметров дефектов.
В дефектоскопах ИАД-1 и ИАД-2 реализуется только амплитудная обработка информации. В приборе ИАД-3 (рис. 3.35) применена амплитудная и фазовая обработка сигнала. Прибор снабжен двумя индикаторами, один из которых регистрирует изменение амплитуды, другой - фазы сигнала.
В отличие от этих приборов, выполненных по схеме прямого усиления на вакуумных лампах, дефектоскоп АД-40И (рис. 3.36) построен по супергетеродинной схеме на интегральных микросхемах и транзисторах. Он реализует амплитудную и амплитудно-фазовую обработку сигнала. От диапазонного гетеродина 3 (рис. 3.37) и через схему автоматической регулировки усиления (АРУ) 9 от гетеродина 5 на балансный смеситель 4 подаются синусоидальные колебания двух частот - и С выхода 4 колебания с частотами jtf ± mf (пит- целые числа) поступают на фильтр 8, пропуска-1 Z
юший только частоты рабочего диапазона f = f - f (1,5 - 10 кГц). 1 z
Выход фильтра 8 соединен с входом усилителя мощности 7 генератора, возбуждающего излучающий пьезоэлемент преобразователя 1. Частота выходного генератора, регулируемая переменным конденсатором контура гетеродина 3, устанавливается по шкале на лицевой панели дефектоскопа. Система АРУ 9 стабилизирует амплитуду напряжения на выходе усилителя 7.
С приемного пьезоэлемента преобразователя сигнал поступает на вход широкополосного усилителя низкой частоты (УНЧ) /2, имеющего 108
Рнс. 3.35. Импедансный дефектоскоп ИАД-3
Рис. 3.36. Импедансный дефектоскоп АД-40И
Рнс. 3.37. Структурная схема импедансного дефектоскопа АД-40И
109
дополнительный вход для подачи сигнала, регулирующего усиление. С выхода УНЧ сигнал подается на балансный смеситель 13, второй вход которого соединен с диапазонным гетеродином 3. С выхода 13 полосовым усилителем 14 выделяется промежуточная частота, равная частоте гетеродина 5 (30 кГц).
Синхронный детектор 16 юнеет шва входа. На первый вход с усилителя 14 поступает сигнал промежуточной частоты, на второй -либо меандр, сформированный из этого сигнала усилителем-ограничителем 15 (тумблер В2 в положении ”А”), либо сдвинутое по фазе (фазовращателем 6} напряжение гетеродина 5 (положение тумблера В2 - ”А + ч>"). В положении тумблера ”А” фазы напряжений на входах синхронного детектора противоположны и регистрируются только изменения амплитуды принятого сигнала (амплитудный режим). При переключении тумблера В2 в положение ”А * напряжение на выходе 16 пропорционально величине Ucosip (U - амплитуда сигнала на первом входе 16, - сдвиг фазы между сигналами на первом и втором
его входах) и реализуется амплитудно-фазовый режим. Постоянная составляющая сигнала на выходе 16 измеряется стрелочным индикатором 17. К выходу 16 подключено пороговое устройство 10, управляющее включением размещенной в преобразователе сигнальной лампы 2 и током пера самописца.
Пороговое устройство 10 переходит из одного состояния в другое при токе <0 индикатора 17. При i < iQ сигнальная лампа включена, ток через перо отсутствует, при i > - наоборот. Схема 18 устра-
няет перегрузки индикатора 17.
Аттенюатор 11 является новым узлом импедансного дефектоскопа, облегчающим решение методических задач, проверку преобразователей и электронного блока прибора [37]. Он представляет собой ступенчатый калиброванный частотонезависимый делитель напряжения с пре-
-2 -7
делами ослабления сигнала от 10 до 10 . В отличие от ультразвуковых дефектоскопов, где аттенюатор включен последовательно в усилительный тракт и служит для измерения относительного изменения уровня принимаемых сигналов, здесь аттенюатор включается вместо преобразователя. Это позволяет не только находить относительные изменения сигналов, но и измерять (это основное назначение аттенюатора) модули Р коэффициентов передачи преобразователей во всех режимах работы. Для этого, отметив показания стрелочного индикатора, соответствующие значению Р при данной механической
110
нагрузке преобразователя, не меняя усиления, тумблером В1 подключают к входу усилителя аттенюатор. Регулируя ослабление последнего, добиваются отклонения индикатора, близкого к ранее отмеченному, и, интерполируя показания по этому индикатору, находят искомое значение Р: Регулирование усиления УНЧ 12 подаваемым извне напряжением необходимо при роботизированном контроле изделий с переменной толщиной h обшивки (см. гл. 7). В этом случае при переходе преобразователя в зону с другим значением h на УНЧ от программного устройства установки подается управляющее напряжение, изменяющее усиления до уровня, оптимального для нового значения Л.
В отличие от приборов типа ИАД дефектоскоп АД-40И имеет универсальное питание: от сети переменного тока частотой 50 Гц и напряжением 220 В, сети постоянного тока напряжением 27 В (бортсети) и от аккумуляторной батареи.
Использование супергетеродинной схемы взамен схемы прямого усиления обеспечило амплитудную и амплитудно-фазовую обработку сигнала в одноканальной системе, повысило избирательность усилителя, упростило конструкцию и исключило неизбежное в системе прямого усиления отличие частот генератора и максимума усиления селективного усилителя.
Дефектоскоп АД-40И комплектуется абсолютным (ПАДИ-7) и двумя дифференциальными (ПАДИ-5 и ПАДИ-6) преобразователями. Последние отличаются только длиной I звукопроводов - в ПАДИ-5 I = 40 мм, в ПАДИ-6 I = 20 мм. Конструкции колебательных систем (вибраторов) преобразователей показаны на рис. 3.38. Преобразователи унифицированы и отличаются только типом колебательных систем и высотой. Колебательная система 2 (рис. 3.39), подвешенная на резиновых амортизаторах 3, перемещается в канале корпуса 1 на двух кольцах 4. Пружина 5 стабилизирует силу прижатия колебательной системы к изделию. При проверке плоских изделий конструкция обеспечивает перпендикулярность оси преобразователя к их поверхностям. Сигнальная лампа 6, расположенная под прозрачным колпачком 7, включается от ЛСД при наличии в изделии дефекта. Микропереключатель 9, свя-занный с подвижной системой преобразователя плоской пружиной 10, исключает горение лампы 6 при не прижатом к изделию преобразователе. При контроле преобразователь опирается на прокладку 8 из антифрикционной пластмассы. Внешний вид преобразователей показан на рис. 3.40.
Ш
]
Рис. 3.38. Колебательные системы совмещенных преобразователей импедансного дефектоскопа ДД-40И:
О - абсолютного (ПАДИ-7); б — дифференциальных (ПАДИ-5, ПАДИ-6);
1 — корундовый наконечник; 2 - измерительный пьезоэлемент; 3 — защитное кольцо; 4 - резиновый амортизатор; 5 - звукопровод; 6 — излучающие пьезоэлементы; 7 — тыльная масса; 8 — компенсационный пьезоэлемент; 9 — тыльная масса компенсационного пьезоэлемента
Рис. 3.39. Конструкция унифицированного преобразователя типа ПАДИ
Кроме разработанных под руководством автора серийных приборов, известны специализированные импедансные ~*фектоскопы, созданные НИИгра^>итом (приборы АРД-2, АРД-4, АРД-4М, ППР-1, УПОР-2 [44]). и др.
Как отмечалось ранее, в 1973 г. английской фирмой Inspection Instruments на базе отечественного дефектоскопа ИАД-3 разработан аналогичный прибор AFD-2 [33]. На первой рекламной фотографии он изображен с преобразователем ДИ-2 от дефектоскопа ИАД-3. В дальнейшем корпус преобразователя был изменен. однако основные элементы
112
Рис. 3.40. Унифицированные преобразователи дефектоскопа
АД-ЧОИ. Слева направо: ПАДИ-7. ПАДИ-5. ПАДИ-6
конструкции остались прежними. Диапазон частот (1-8 кГц) и органы управления ДЕД-2 те же, что и у дефектоскопа ИАД-3. Благодаря применению полупроводниковых элементов и микросхем масса AFD-2 (5.5 кг) уменьшена по сравнению с массой лампового дефектоскопа ИАД-3. Фирмой создана также низкочастотная (0.34,8 кГц) модификация дефектоскопа (AFD-3), предназначенная для контроля изделий из материалов с низкими модулями Юнга.
В дальнейшем той же фирмой разработаны еще- две модели импедансных дефектоскопов - MIA-3000 и MIA-2500 [33]. При этом усилия были направлены на совершенствование электроники, тогда как диапазон частот (1-8 кГц) и конструкция преобразователя остались неизменными. Упомянутые приборы оснащены микропроцессорами, управляются от клавиатуры; результаты контроля отображаются на дисплее. Кроме индикации изменения амплитуды и фазы сигнала имеется возможность получения на дисплее амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик нагруженного преобразователя, установленного режима работы (частоты, усиления) и др.
Новейшая модель MIA-2500 имеет массу 12 кг и батарейное питание при потреблении энергии 15 Вт. Время непрерывной работы без перезарядки батареи 6-10 ч.
Все английские импедансные дефектоскопы используют непрерывное излучение и совмещенные преобразователи.
Приборы типа М1А интересны своими схемными решениями, но громоздки и предназначены в основном для контроля в производственных условиях. Фирма идет по пути совершенствования электроники, не внося изменения в сам метод и преобразователи разрабатываемых дефектоскопов. Эго объясняется, по-видимому, тем. что на Западе долгое время не уделялось внимажя исследованво физических основ импедансного метода. Первая научная работа в этом направ-
113
Рис. 3.41. Структурная схема импульсного импедансного дефектоскопа АД-42И
лении появилась в Англии лишь в 1984 г. [82]. Однако затем положение изменилось и последовал ряд публикаций на эти и связанные с ними темы [83. 84. 94].
pen
Описанный в п. 3.7 юятульсный импеданашй метод реализован в дефектоскопе АД-42И [41]. Прибор комплектуется совмещенным и раздельно-совмещенным преобразователями. Структурная схема АД-42И показана на рис. 3.41.
Синхронизатор 2 запускает тиристорный генератор /, возбуждающий свободно затухающие упругие колебания в преобразователе - раздельно-совмещенном (РСП) или совмещенном (СП). Режимы работы дефектоскопа с разными преобразователями различны. При использовании РС-преобраэователя (режим I) сигнал с его приемного вибратора пропускается через фильтр 4 верхних частот с частотой среза 10 кГц. убирающий низкочастотные фрикционные шуидл. Далее сигнал усиливается (усилителем 10) и поступает на пиковый детектор 8. В режиме П. реализуемом при контроле совмещениям преобразователем, сигнал с последнего проходит через фильтр 11 нижних частот с частотой среза 6.3 кГц и далее, через элементы 10 и 8, как и сигнал с PC-преобразователя. Режимы работы коммутируются в разъеме преобразователя. В режиме I контакт а разъема разомкнут (контакт 14 РСП), в режиме П - замкнут (контакт 13 СП).
Амплитуда усиленного сигнала запоминается пиковым детектором 8, измеряется стрелочным индикатором 9 и поступает на вход автоматического сигнализатора дефектов (АСД) 7. В начале каждого цикла импульсом синхронизатора 2 пиковый детектор 8 подготовляется к приему очередного сигнала. Порог срабатывания АСД постоянен и соответствует отклонению стрелочного индикатора на 60 % шкалы. В режиме I АСД срабатывает при повышении уровня сигнала, в режиме П - при его уменьшении. При наличи|1 дефекта АСД включает сигнальную лампу 12 в преобразователе и выдает сигнал на выходной
114
разъем, к которому подключается внешнее регистрирующее устройство при использовании дефектоскопа в системе механизированного контроля с записью результатов.
Коэффициент усиления усилителя 10 регулируется дискретно с помощью блока цифрового управления усилением 5. О величине усиления судят по числу на жидкокристаллическом индикаторе 6 блока 3 цифровой индикации дефектоскопа. Это число не равно коэффициенту усиления, но однозначно связано с ним. При работе совмещенным преобразователем для повышения чувствительности используется двухпараметровая амплитудно-частотная обработка информации (см. п. 3.8), при которой АЧХ усилительного тракта в области рабочих частот имеет линейно-растуший характер.
Колебательная система совмещенного преобразователя ПА-2С показана на рис. 3.30. По конструкции этот преобразователь практически не отличается от изображенного на рис. 3.39. Раздельно-совмещенный преобразователь ПА-1Р в основном подобен ПА-1 (см. рис. 4.18) и отличается от последнего корундовыми контактными наконечниками и наличием микропереключателя, включающего основные цепи питания дефектоскопа только при прижатии преобразователя к контролируемому объекту. Этим достигается значительная экономия источника автономного питания. Использование РС-преобразователя существенно расширяет возможности дефектоскопа, особенно в части обнаружения более глубоко (до 15-20 мм в пластиках) залегающих дефекте». В результате АД-42И заменяет не только импедансные (АД-40И и др.) дефектоскопы, но и частично прибор АД-60С. Дефектоскоп АД-42И имеет сетевое и автономное питание и массу 1,5 кг. Электронный блок снабжен приспособлением для крепления на груди оператора. Настройка дефектоскопа предельно упрощена и сводится только к регулированию усиления. Цсе эти преимущества облегчают использование прибора для контроля изделий в условиях их эксплуатации и ремонта.
В 1991 г. разработан прибор АД-42ИМ, представляющий собой вторую усовершенствованную модель импульсного импедансного дефектоскопа. В этом приборе учтены выявленные в процессе эксплуатации недостатки дефектоскопа АД-42И. Уменьшена масса прибора, усовершенствована электронная схема, в комплект введен дополнительный PC-преобразователь на частоту 30 кГц. Более подробные сведения о дефектоскопе АД-42ИМ приведены в приложении.
Импедансный дефектоскоп "Гармоник Бондтестер” фирмы Shurtronics (США) предназначен для контроля изделий с металлическими
115
обшивками. В нем использован бесконтактный преобразователь с электромагнитно-акустическим возбудителем и микрофонным приемником упругих колебаний. Рабочая частота прибора около 30 кГц. дефекты выявляются по изменению амплитуды и фазы принятого сигнала.
В. Б. Ремезов и Ю. М. Шкарлет на 10-й Международной конференции по неразрушающему контролю (Москва. 1982 г.) сообщили о разработанном ими другом способе возбуждения упругих колебаний (А. с. 632400 СССР). В этом случае обмотку электромагнитно-акустического преобразователя питают токами двух частот, а частота генерируемых упругих колебаний равна разности этих частот. Такой способ использован в отечественном дефектоскопе АД-10Б.
Преимущество дефектоскопов с электромагнитно-акустическими преобразователями - бесконтактное возбуждение и прием упругих колебаний. исключающие вредное влияние контактной гибкости, недостаток - невозможность контроля изделий с наружными слоями из диэлектриков. Последнее обстоятельство сужает возможности применения этих дефектоскопов, особенно в связи с тенденцией замены металлов в многослойных конструкциях полимерными композиционными материалами.
В дефектоскопе АЧД [49] излучающий вибратор раздельно-совмещенного преобразователя подключен к выходу, приемный - к входу усилителя так, что вся система представляет собой автогенератор, величина обратной связи которого зависит от коэффициента передачи участка контролируемого изделия между зонами контакта с излучающим и приемным вибраторами. В доброкачественных зонах величина обратной связи недостаточна для возбуждения автоколебаний. В зонах дефектов модуль механического импеданса контролируемого изделия уменьшается, коэффициент передачи разделяющего вибратора участка возрастает и в системе возникают автоколебания. Их наличие служит признаком дефекта.
Фирмой Zetec (США) выпускается дефектоскоп типа S-4 для обнаружения дефектов соединений в многослойных конструкциях. Его преобразователь содержит электромагнитный контактный излучатель и микрофонный приемник. В контролируемом объекте возбуждаются упругие колебания меняющейся частоты от 0.1 до 10 кГц. Принятые микрофоном сигналы усиливаются и подаются в головные телефоны. Дефекты отмечаются оператором по изменению характера звука, т.е. субъективно. Прибор имеет батарейное питание, его масса 2 кг.
Во всех описанных дефектоскопах используются изгибные колебания и волны. Однако импедансный метод реализуется такжё на продольных 116
Рис. 3.42. Обобщенная структурная схема импедансного дефектоскопа. использующего продольные волны
волнах. При этом механический импеданс контролируемого объекта оценивают по изменению, вносимому в комплексное электрическое сопротивление нагруженного на этот объект преоб-
разователя. Обобщенная структурная схема такого дефектоскопа показана на рис. 3.42. Пьезоэлемент 1 преобразователя через тонкий слой контактной смазки 7 прижимают к контролируемой многослойной клееной конструкции 9. Пьезоэлемент возбуждают генератором 3 непрерывных электрических колебаний через резистор 2. Электрический сигнал с пьезоэлемента усиливают (усилителем 6). обрабатывают в электронном блоке 5 и представляют на индикаторе 4. Изменения нагружающего преобразователь механического импеданса контролируемого изделия в зонах дефектов 8 клеевого, шва меняет комплексное электрическое сопротивление Z* преобразовате
ля и, следовательно, электрическое напряжение в нем. Изменения амплитуды и фазы этого напряжения, обусловленные изменениями модуля и аргумента Z , служат признаком дефекта. Дефектоскопы по-э
добного типа работают на частотах порядка десятков и сотен килогерц.
Описанный принцип реализован в приборе ’’Бондаскоп 2100” [33]. Модуль и аргумент Z представляются на дисплее в виде изображающей э
точки на комплексной плоскости. Прибор снабжен микропроцессором и автоматическим сигнализатором дефектов. Его масса 8.6 кг.
Дефектоскопы, использующие продольные волны, позволяют обнаруживать более глубокие дефекты, что является их премуществом. Их недостатки - большая площадь зоны контакта преобразователя с контролируемым объектом, затрудняющая контроль изделий с криволинейными поверхностями, и необходимость применения жидкостей для улучшения акустического контакта, исключающая контроль изделий из гигроскопичных материале».
117
3.10. Перспективы развития импедансного метода аппаратуры дм его реализации
Из всех рассмотренных в книге низкочастотных акустических методов импедансный метод изучен наиболее полно. Тем не менее остается еще много неясных вопросов, которые ждут своего исследования. Эго относится, например, к механическим импедансам доброкачественных и дефектных зон многослойных конструкций различных типов и их зависимости от частоты, оптимизации рабочих частот при контроле совмещенными и раздельно-совмещенными преобразователя»! и т.п. Кроме того, представляет интерес развитие бесконтактных вариантов импедансного метода и использования других (не изгибных) типов волн.
Дальнейшее совершенствование импедансных дефектоскопов идет по пути разработки новых конструкций преобразователей, цифровых способов обработки информации (в частности, с использованием микропроцессоров), уменьшения габарита и массы приборов, повышения их надежности, создания дефектоскопов для управляемых от ЭВМ роботизированных систем контроля (см. п. 7.5). В последнем случае должно обеспечиваться автоматическое сканирование контролируемых объектов в заданных программой зонах с определенными скоростью и шагом. При перемещении преобразователя в зону с другими параметрами (например, с другой толщиной обшивки сотовой панели) по команде от управляющей ЭВМ дефектоскоп должен автоматически перестраиваться на оптимальный для этого участка режим. Возможность регулирования усиления дефектоскопа путем подачи на специальный вход аналогового сигнала (постоянного напряжения) была предусмотрена уже в приборе АД-40И (см. п. 3.9). Однако при управлении от ЭВМ управляющие сигналы должны быть цифровыми, что будет учтено в следующих разработках.
118
ГЛАВА 4
МЕТОД СВОБОДНЫХ КОЛЕБАНИЙ
4.1. Общие саедешя
Метод свободных колебаний (МСК) определен в ГОСТ 23829-85 как. "метод акустического неразрушающего контроля, основанный на возбуждении свободно затухающих упругих колебаний в контролируемом объекте или его части и анализе параметров этих колебаний”. В более ранних публикациях он именуется также "спектральным” и "вифоакусгическим".
МСК является древнейшим способом неразрушающего контроля. Простейший его вариант - простукивание - широко используется для контроля посуды, колесных пар железнодорожного подвижного состава, обнаружения пустот, дефектов клеевых соединений и т.п. Различают интегральный и локальный варианты МСК. В первом используются колебания контролируемого объекта как единого целого, во втором (локальной) - только его части.
Интегральный МСК. применяемый для контроля качества литья [107]. абразивных инструментов [13]. состояния подземной части железобетонных опор контактной сети электрифицированных железных порог [2] и т.п., довольно хорошо изучен.
Здесь будем рассматривать только локальный метод свободных колебаний, применяемый для обнаружения зон нарушения соединений между элементами многослойных конструкций и дефектов (премущест-венно расслоений) в изделиях или слоях из пластиков. В отличие от интегрального, локальный метод требует сканирования контролируемых объектов. Дефекты обнаруживаются при нахождении преобразователя дефектоскопа в дефектных зонах.
Для краткости слово "локальный" будем опускать и называть рассматриваемый метод просто МСК, а дефектоскоп, основанный на его использовании, - "МСК-дефектоскоп".
119
В МСК информативным параметром служит изменение спектра свободных упругих колебаний контродаруемых объектов. Спектр является обобщенной характеристикой, включающей в себя частоты, амплитуды и фазы спектральных составляющих сигнала. Возможно использование как амплитудно-частотной (АЧХ). так и фазо-частотной (ФЧХ) характеристик спектра. Технически прежде использовать АЧХ спектра, поэтому практически применяется только такой способ обработки информации.
Недостаток простейшего варианта МСК - простукивания -субъективность, связанная с оценкой результатов на слух. Известны попытки усовершенствовать простукивание с помощью различных приспособлений: микрофонов, головных телефонов и т.п. [27. 95. 108]. Такие усовершенствования повышают удобство контроля, но не устраняют основного его недостатка - субъективности оценки результатов.
Первый шаг по замене субъективного индикатора (человеческого уха) объективным [изобретение Н. С. Акулова. В. А. Кунавиной и др. (А. с. 120316 СССР)], положил начало переводу аппаратуры на современную базу. Далее будем рассматривать аппаратуру только с объективными индикаторами.
Преимуществами МСК перед другими низкочастотными методами НК - импедансным (см. гл. 3). велосиметрическим (см. гл. 5) и акустико-топографическим являются возможность контроля изделий из материалов с малыми модулями Юнга и высокими коэффициентами затухания упругих колебаний (резины, пенопласта и т.п.) и обнаружение дефектов на большей глубине (до 30 мм в пластиках).
Известны следующие основные способы ударного возбуждения упругих колебаний в контролируемом изделии: 1) механический (электромеханический); 2) пьезоэлектрический; 3) электромагнитно-акустический; 4) газодинамический; 5) оптический.
Способы 1 и 2 требуют контакта возбудителя с контролируемым изделием, способы 3-5 бесконтактные.
Наибольшее применение получил первый способ. В качестве возбудителей в нем используют:
а) устройства, подвижные системы которых приводятся в движение электромагнитными механизмами;
б) устройства с приводом от вращаемого эксцентрика;
в) устройства в виде вращающихся [95. 108] или колеблющихся щеток.
120
Системы типа ”а” и ”б” используют для создания сильных сосредоточенных ударов, необходимых для обнаружения глубоко забегающих дефектов. Устройства типа ”в” создают частые, но слабые удары и применяются для обнаружения неглубоко залегающих дефектов.
В механических (электромеханических) вибраторах подвижная система соприкасается с изделием в течение промежутков времени, малых по сравнению с периодом следования импульсов. Ход подвижных систем составляет 1,5-8 мм. Спектр возбуждаемых импульсов существенно зависит от упругих свойств и других параметров изделия.
Пьезоэлектрический способ возбуждения реадазуется с помощью составного пьезовибратора, генерирующего акустические импульсы свободно затухающих колебаний, несущая частота которых соответствует собственной частоте нагруженного на изделие пьезовибратора. Иногда для обогащения спектра излучаемых колебаний несущую частоту в процессе генерации импульса непрерывно меняют. В процессе контроля пьезоэлектрические излучатели прижимают к контролируемому изделию статической силой. Спектр генерируемой последовательности импульсов лежит по обе стороны от несущей и мало зависит от параметров контролируемого изделия. Недостатками пьезоэлектрических вибраторов являются опасность пропуска близких к поверхности дефектов вследствие "захлопывания” отделяющего их зазора под действием силы прижатия и небольшая энергия возбуждающих акустических импульсов.
Электромагнитно-акустический способ возбуждения колебаний [7, 58] перспективен для контроля изделий с металлическими обшивками. Его преимущество - отсутствие контакта с изделием, исключающее демпфирование колебаний последнего преобразователем, недостаток -невозможность контроля изделий с обшивками из неэлектропроводных материалов.
В газодинамическом способе упругие колебания возбуждают ударными волнами, создаваемыми устройством, питаемым от сети сжатого воздуха [47] или электрическим разрядом в воздухе [ПО].
Оптический способ основан на облучении изделия импульсами лазера [4, 7] и пригоден для генерации очень коротких (едивдцы и десятки наносекунд) импульсов. Получение более длинных импульсов, необходимых для реализации МСК, пока затруднительно. Кроме того, мощные лазеры громоздки и дороги, что препятствует их применению в портативных дефектоскопах.
Для приема упругих колебаний используют пьезоприемники и микрофоны. Пьезоприемники контактируют с контролируемым изделием и воспринимают колебания непосредственно от него. По конструкции они
121
Рис. 4.1. Обобщенная структурная схема дефектоскопа, использующего метод свободных колебаний
сходны с акселерометрами, но отличаются сферической формой контактной поверхности, что необходимо для перемещения по изделию при сканировании. Пьезоприемники монтируют возможно ближе к зоне возбуждения колебаний. Недостатки пьезоприемников - подверженность фрикционным шумам и неравномерность амплитудно-частотной характеристики.
В преобразователях с микрофонными приемниками упругие колебания изделия передаются к микрофону через воздух. Преимущества микрофона - бесконтактность и неподверженность фрикционным шумам, недостаток - чувствительность к внешним акустическим шумам. Влияние последних ослабляется корпусом преобразователя.
Обобщенная структурная схема МСК дефектоскопа представлена на рис. 4.1. Преобразователь 4 содержит возбуждаемый генератором 5 вибратор 5, который создает периодические удары по контролируемому изделию /, и пьезоэлектрический приемник 2. Электрические сигналы с выхода последнего через предусилитель 6 поступают на блок обработки информации 7, представляющий собой спектроанализатор того или иного типа. Результаты обработки выводятся на индикатор 8. С блоком 7 соединен автоматический сигнализатор дефектов (АСД) 10 с выходами на систему световой или звуковой сигнализации 9 и перо самописца //, используемого в установках для механизированного контроля. Преобразователь 12 отличается от преобразователя 4 только приемником упругих колебаний, которым служит микрофон /5.
Рассмотрим способы обработки принятых сигналов.
В первых МСК-дефектоскопах использовали систему обработки с одним узкополосным усилителем, перестраиваемым во всем рабочем диапазоне частот. Частоту максимального усиления выбирали так, чтобы показания выходного индикатора в доброкачественных зонах изделия были малы и резко возрастали на дефектных участках.
Позднее предложена (А. с. 160612 СССР) двухканальная система обработки сигнала, в которой показания индикатора пропорциональны отношению напряжений на выходах двух независимых селективных усилителей. Частоты их наибольшего усиления регулируют так, чтобы 122
изменение показании индикатора в зоне дефекта было максимально. Преимущество такой системы - независимость показаний от силы удара вибратора по изделию.
В изобретении (А. с. 501271 СССР) предложена система, в которой преобразователь дефектоскопа содержит один ударный вибратор и два симметрично расположеньях пьезоприемника. Выходные сигналы последних усиливаются независимыми узкополосными перестраиваемыми усилителями. Усиленные сигналы вычитаются или складываются, причем наличие дефекта отмечается по их алгебраической сумме, выведенной на стрелочный индикатор.
Структурная схема многоканального дефектоскопа с одновременным анализом спектра описана в А. с. 218509 (СССР). На выходе каждого из каналов стоят сигнальные лампы, включаемые при превышении сигналом этого канала заданного уровня. Имеется также сигнальная лампа, включаемая при превышении установленного уровня сигналом любого из каналов.
Общий недостаток всех рассмотренных систем - трудоемкость выбора режима работы и настройки дефектоскопа, обусловленная тем, что нахождение оптимальной рабочей частоты, обеспечивающей четкое обнаружение дефектов в данных изделиях, требует длительного экспериментального поиска путем последовательного прохождения всего диапазона частот либо использования внешнего спектроанализатора. Поэтому желательно иметь в дефектоскопе встроенный спектроанализатор, позволяющий легко и быстро определять оптимальные для контроля частоты. Очевидно, что это должен быть спектроанализатор с одновременным аналоговым или быстродействующим цифровым анализом спектра, так как анализаторы последовательного типа не обладают достаточным быстродействием.
Промышленные МСК-дефектоскопы, в которых испдльзован одновременный анализ спектров и визуализация этих спектров, описаны в п. 4.6.
4.2. Преобразование спектра импульсов
системой преобразователь - контролируемое изделие
Проанализируем преобразование спектра системой преобразователь - контролируемое изделие в МСК-дефектоскопе. На рис. 4.2 рассматриваемая система представлена в виде эквивалентного генератора силы F и трех четырехполюсников. Четырехполюсник / с
123
Й, у3 KjfJu)
Рис. 4.2. Схема преобразования сигнала системой преобразователь — изделие
передаточной функцией K^jw) изображает участок контролируемого изделия между зонами возбуждения и приема упругих колебаний. Приемник преобразователя (включая его электрическую нагрузку) представлен четырехполюсником 3, обладающим передаточной функцией
К Aja). Четырехполюсник 2 с передаточной функцией KAfa) служит О л
промежуточным звеном связывающим издеже с приемником. Через о
Г
°2
И °3
обозначены колебательные скорости на входах соответству
ющих четырехполюсников.
Для преобразователя с пьезоэлектрическим приемником в качестве входной величины приемника выберем колебательную скорость и . о Тогда К(/w) = U/v , где V - выходное электрическое напряжение приемника. Контролируемое изделие связано с приемником через представленное четырехполюсником 2 сосредоточенное упругое сопротивление контактной зоны (см. гл. 2), причем = V^V2'
Передаточная функция K((/w) = v^/F участка контролируемого изделия имеет смысл механического адмитанса (величины, обратной механическому импедансу). Для рассматриваемого преобразователя зоны возбуждения и приема упругих колебаний не совпадают, поэтому в общем случае величина v/F является переходным адмитансом [66].
Преобразователь с микрофонным приемником упругих колебаний представляется той же схемой (см. рис. 4.2), но с иными передаточными функциями четырехполюсников. Так как для микрофона входной величиной обычно является звуковое давление р. то К(/w) = V/p .
О о о
Микрофон с контролируемым изделием связывает воздушный промежуток, для которого К (/ы) = р /о . Л Л i
В режиме гармонических колебаний общая передаточная функция систенш (см. рис. 4.2)
124
= кмкмкм.
р 1 г л
В действительности контролируемое издеже возбуждают периодической последовательностью ударных импульсов F(0. обладающей спектральной плотностью В этом случае спектральную плот-
ность выходного электрического сигнала преобразователя представим в виде [15]:
S_(jw) - S. (MW. (MW_(MW,(M>. (4.1)
л 1 1 Z о
Рассмотрим влияние на $2(/ы) отдельных звеньев системы. От параметров контролируемого изделия не зависит только к _(М). а в О
случае микрофонного приемника также k^ifa). Для преобразователя с гъезоприемником функция k^fa) определяется контактной гибкостью К*, зависящей от упругих свойств наружного слоя изделия (см. гл. 2), и входным механическим импедансом пьезоприемника. Поэтому при изменении типа контролируемого изделия на функцию k_(fa) влияет лишь контактная гибкость. Функции К A fa) и к Л fa)
Л £ и
не зависят от наличия в изделии дефектов и не несут полезной информации.
Информативные изменения спектральной плотности S%(fa) выходного сигнала преобразователя связаны с передаточной функцией k^fa), определяющейся переходным адмитансом v^(fa)/F(fa). Как показано ниже, при возбуждении колебаний ударными механическими устройствами функция K^fa) существенно влияет на амплитуду и длительность импульса F(f), а следовательно, спектральную плотность S^lfa). Поэтому рассмотрим передаточную функцию
125
В преобразователях с пьезоприемниками зона приема обычно отстоит от зоны возбуждения не более чем на О, IX . (X . - мини-mm mm мальная длина изгибной волны рабочего диапазона частот в контролируемом изделии), и колебательные скорости в этих зонах практически одинаковы [66]. В случае микрофонного приема колебания изделия принимаются непосредственно из зоны их возбуждения. Поэтому колебательные скорости в зонах возбуждения и приема допустимо считать равными (о = v ), а переходной адмитанс I л
v/F можно заменить входным адмитансом изделия Y (/<*>) = о ,/F= 2 и I
= к^у:
В п. 3.2 рассмотрены механические импедансы многослойных конструкций в доброкачественных и дефектных зонах. Эти исследования выполнены применительно к импедансному методу, когда контроль ведется на фиксированных частотах. Однако для МСК необходимы данные о механическом адмитансе (или импедансе) во всем рабочем диапазоне частот, что усложняет задачу. Кроме того, даже при наличии таких данных теоретическое исследование связи спектральной плотности выходного сигнала с параметрами контролируемых
конструкций затрудняется влиянием адмитанса последних на спектральную плотность S((jco) входного воздействия.
Модули адмитансов дефектных зон обычно больше, чем доброкачественных. Если собственные частоты f. отделенного дефектом слоя попадают в спектр импульсов возбуждения, то благодаря резонансному увеличению адмитансов колебания на собственных частотах усиливаются. Если же минимальное значение f. превышает верхнюю частоту спектра то рост адмитанса все равно происходит (как в
рассмотренном в гл. 3 импедансном методе), но имеет менее резкий, нерезонансный характер. В обоих случаях дефект вызывает увеличение амплитуды колебаний отделенной им зоны на определенных частотах, что проявляется в спектре выходного сигнала преобразователя.
Из сказанного ясно, что в МСК механический адмитанс изделия играет основную роль, определяя в конечном итоге изменение регистрируемого параметра - спектра выходного сигнала преобразователя.
126
Таким образом, МСК тесно связан с импедансным методом и отличается от последнего главным образом способом регистрации изменения меха* нического импеданса контролируемого изделия.
4.3. Импульсы ударного возбуждения контролируемых объектов
Рассмотрим вопрос о желательной форме импульса F(0, возбуждающего упругие колебания в контролируемых изделиях. Логично потребовать, чтобы модуль его спектральной плотности не зависел от параметров контролируемых изделий, был постоянен в диапазоне рабочих частот < f < а за его пределами равен нулю. Последнее условие обеспечивает наиболее экономичное использование энергии импульса.
В дефектоскопах, использующих МСК, обычно fjf* > 1- С учетом этого нормированный модуль желаемой спектральной плотности запишем в виде:
11 при 0 < f < f ;
График этой функции показан на рис. 4.3, а.
Согласно работе [65] условию (4.2) удовлетворяет импульс
но = т
sin(ir//Z ) tn
tn
изображенный на рис. 4.3, 6. Длительность его основного лепестка равна 2/^. Генерация импульсов такой формы затруднительна. Задача упрощается, если отказаться от требований Sj(f) = 0 при f > f*. Тогда условию S((f) = = 1 при f < удовлетворяет также импульс в форме дельта-функции, модуль спектральной
Рис. 4.3. Желаемый модуль спектральной плотности (О) н соответствующая ему форма импульса 16)
127
плотности которого постоянен на всех частотах. Постоянства Sf(f) с допустимой неравномерностью в диапазоне частот можно достигнуть возбуждением изделия достаточно короткими однополярными импульсами произвольной формы. Оценим, например, длительность т импульса F(0 = F^sin ^где 0 < / < г), обеспечивающего неравномерность S((f) не хуже 10 % в диапазоне частот до f = = 20 кГц. Для такою импульса [65]
S,(fr) = F т -in(irfr)
1 "* wfr[l - (fr)2]
(4.3)
Из уравнения (4.3) найдем, что принятой неравномерности соответствует fr = 0.4. а искомая длительность импульса т = 0,4/(20*
з
хЮ ) = 20 мкс. Получение подобных импульсов с достаточной энергией и слабой зависимостью формы от параметров контролируемых изделий представляется перспективной задачей.
Самыми простыми и распространенными средствами возбуждения изделий являются механические (электромеханические) устройства, в которых удары создаются колеблющимися подвижными системами.
При использовании этого способа с увеличением модуля адмитанса изделия в зоне его возбуждения длительность импульса соударения растет, а его амплитуда уменьшается. Следовательно, ширина спектра £((/ы) максимальна в доброкачественных зонах изделий и уменьшается на участках с дефектами. При увеличении толщины изделия и отсутствии в нем дефектов спектр 5((/ы) расширяется, стремясь к некоторому пределу, определяющемуся упругими свойствами наружного слоя изделия и параметрами ударного устройства. Исследование этого предельного случая, приближающегося к условиям возбуждения колебаний в доброкачественных зонах изделий значительной толщины, представляет практический интерес, так как позволяет найти связь спектральной плотности 5((/и) со свойствами изделия и параметрами ударного устройства, а также оценить верхнюю границу рабочих частот. Когда контролируемое изделие состоит из одного материала, упомянутый предельный случай сводится к удару по упругому полупространству из этого материала.
128
При контроле МСК энергия ударов зависит от параметров контролируемых объектов. Чем они толще и массивнее, тем большая энергия необходима для возбуждения колебаний с амплитудой, достаточной для их уверенной регистрации. Так, в дефектоскопах АД-50У и АД-60С (см. п. 4.6). предназначенных для контроля соединений в многослойных конструкциях, эта энергия составляет около 2 мДж. При контроле интегральным МСК качества абразивных инструментов [13] последние возбуждают ударами с энергией порядка 1 Дж. В приборе для обнаружения полостей под железобетонными плитами [10] используют более мощные удары. Еще большая энергия требуется для возбуждения железобетонных опор контактной сети железных дорог при контроле состояния их подземной части [2].
Даже при малых энергиях ударов максимальные напряжения в зоне соударения превосходят предел пропорциональности материала изделия, который обычно меньше соответствующей величины бойка вибратора. Поэтому удары имеют упругопластический характер. Если расчетное значение ат не намного превышает значение рассмотрение соударения как чисто упругого не приводит к большим погрешностям.
Оценим максимальные напряжения в зоне соударения, считая удар упругим и квазистатическим. Максимальная сила связана с энер-
гией А удара соотношением [26]
(4.4)
где q - показатель степени в динамической силовой характеристике h = В^ (Л - упругопластическая деформация. В( - постоянная, зависящая от свойств соударяющихся тел). В упругой области q = 2/3, и выражение (4.4) имеет вид
3
5 . (4.5)
? = I 5 А т 2 В
где В - параметр, определенный формулой (2.3).
129
1
о т
Используя формулы (2.4) и (4.5). найдем:
е, *
*~Д2
*2
5
*i'*2
*1*2
з 5
(4.6)
Обычно радиус кривизны R^ бойка намного меньше радиуса кривизны R% контролируемого изделия. В этих условиях . 2 . 2
1 - Д2 1 ~ Д2 Е * Е 1 2
а = О. т
4
5
*1
(4.7)
1
3
5
Формулы (4.6) и (4.7) определяют максимальные £ и . Отметим, что динамические пц
контактные напря-значения а несли
жения при а г т
колько выше статических [14]. При значительном превышении значении оставлять заботы. Поэтому рассмотрим пути умень-
шения контактных напряжений.
Из уравнений (4.6) и (4.7) следует, что на величину наиболее сильно влияет модуль материала контролируемого изделия. Влияние радиуса несколько слабее, энергии А - еще меньше. Величина Е^ не может выбираться произвольно, поэтому основной способ уменьшения о - увеличение радиуса кривизны R бойка ударного вибратора.
ж 1
Однако /?! нельзя уветшчжать беспредельно. так как это может ухудшить условия возбуждения. Другой путь уменьшения состоит в изготовлении бойка из материала с низким модулем £(, но это увеличивает длительность импульсов соударения, сужая их спектр.
Ударные устройства преобразователей дефектоскопов, использующих локальный МСК. как правило, приводятся в действие электромагнитными механизмами. Взаимодействие подвижной системы такого устрой-130
Рис. 4.4. Конструкция ударного вибратора преобразователя типа ПДУ
ства с контродаруемым изделием можно исследовать на основе теории удара [14. 26]. Проанализируем удары, создаваемые маломощными устройствами, подвижные системы которых обладают малыми массами и движутся с небольшой скоростью. При этом напряжения в зонах соударения не намного превосходят пределы пропорциональности и рассмотрение удара как абсолютно упругого не приводит к большим погрешностям. Поэтому считаем удар абсолютно упругим.
В преобразователях типа ПДУ дефектоскопов АД-50У и АД-60С использована подвижная система (рис. 4.4) в виде
стальной оси 2 диаметром 2 мм с укреп-
ленным на ней якорем 12. На одном конце оси находится боек /. наносящий удары по изделию, на другом - капролоновый диск 10, в который упирается возвратная пружина //. Длина подвижной системы 67 мм. ее масса 3.5 г. При подаче в обмотку 6 импульса тока якорь 12 втягивается в зазор 5 магнитопровода 4. После прекра-
щения тока пружина // возвращает систему в исходное состояние. Войлочная шайба 8 смягчает удар о неподвижный упор 9. Подвижная система перемещается во втулках 3, 7 из антифрикционной пластмассы.
Сложная форма подвижной системы вибратора затрудняет расчет параметров возбуждаемых импульсов. Поэтому эти параметры изучали
экспериментально.
Исследование ударных импульсов для общего случая доброкачественных и дефектных участков изделий затруднительно. Поэтому ограничимся рассмотрением импульсов, ударно возбуждаемых в упругом полупространстве. Это позволит оценить форму, амплитуду и длительность импульсов входного воздействия для предельного случая, соответствующего контролю изделий достаточно большой толщины, и сделать выводы относительно ширины спектра возбуждающих импульсов, влияния на этот спектр материала изделия и т.п.
131
F(t}
На запуск
J-4 [ развертки 11"^ И 1
1 | | К входу
Т осциллографа ।
-г7 1 1 1 1
Рнс. 4.5. Схема измерительного устройства для исследования ударно-возбуждаемых импульсов
Для замены изделия полупространством необходимо чтобы:
а) модули |Zh(/cj)| входного механического импеданса изделия на всех учитываемых составляющих спектра импульса были намного больше соответствующих модулей |2к(М| упугого сопротивления зоны контакта;
б) амплитуды импульсов, отраженных от противоположной грани изделия и приходящих до окончания соударения, были малы по сравнению с амплитудой ударного им-
пульса.
Условие ’ а” выполняется в широком диапазоне частот при толщине изделий более 10-15 мм.
Ввиду малости площади контакта объемные волны излучаются в изделие не направленно, что ослабляет отражение от противоположной поверхности. При контроле изделий из пластиков амплитуды эхо-сигналов ослабляются также вследствие большого затухания в этих материалах. Кроме того, в объемные волны преобразуется лишь часть энергии удара.
Для исследования параметров ударно возбуждаемых импульсов разработаны специальная методика и установка (рис. 4.5). Между стержнями 6 и 7 из латуни ЛС59-1 вклеен пьезоэлемент / из керамики ЦТС-19. Толщина пьезоэлемента 2 мм, его диаметр (10 мм) равен диаметрам стержней 6 и 7. Стержни 6 и 7, являющиеся также электродами пьезоэлемента, соединены с входом осциллографа. К торцу стержня 6 через тонкий слой масла с помощью капролоновой гайки 3 прижимается стержень 2 из испытуемого материала. Стержни 2 и 6 центрирует капролоновая втулка 5. Исследуемый удар F(t) наносится по внешнему торцу стержня 2. Площадь соударения мала, поэтому упругий импульс распространяется сначала в виде сферической волны, однако уже на расстоянии 4-5 диаметров от торца она
132
становится плоской [14]. При прохождении через границу раздела стержней 2 и 6 и отражении от нее форма волны сохраняется, меняется лишь ее амплитуда. Характеристические импедансы латуни и пьезокерамики близки, поэтому отражения от пьезоэлемента практически не происходит. Толщина клеевых швов между пьезоэлементом и стержнями 7 и 6 намного меньше минимальной длины волны. Влиянием этих швов пренебрегаем. Ждущая развертка осциллографа запускается от пьезоприемника 4 до начала исследуемого импульса.
Для неискаженной передачи через стержень спектральные составляющие импульса должны распространяться с равными скоростями и одинаково ослабляться вследствие затухания. Первое из этих условий сводится к отсутствию дисперсии скорости в стержне. В большинстве материалов дисперсии, обусловленной свойствами среды, не наблюдается. Основной причиной зависимости скорости от частоты служит геометрическая дисперсия. Оценим ее в области близких к единице значений безразмерной скорости в = с/с^, соответствующих малым отношениям а/Х (здесь с - фазовая скорость звука, с - Je/p, р ~ ст
плотность материала стержня, о - его радиус, X = c/f - длина волны). При 1 < О < 0,97 значения в, вычисленные по приближенной формуле [72]
(4.8)
учитывающей поправку Рэлея на поперечную инерцию, практически совпадают с найденными по точной теории [128]. Расчет по формуле (4.8) затруднен тем, что искомая скорость с входит также в правую часть (так как X = c/f). Преобразуем (4.8) к виду
е2!! - 6) =
upfa
с СТ
(4.9)
Интерес представляет вещественный, близкий к единице корень 0. Это позволяет избежать общего решения кубического уравнения. Из формулы (4.9) найдем:
2С 1--------------
fd =----^11 -6 . (4.10)
яд
133
Рис. 4.6. Дисперсионные кривые для стержня при близких к единице значениях 0 • С/С : ст материал стержня: / — сталь;
2 — алюминиевый сплав Д16; 3 — латунь ЛС-59-1; 4 — органическое стекло
где d = 2а - диаметр стержня. На рис. 4.6 приведены построенные по формуле (4.10) зависимости 0 от fd для стали (с = 5170 м/с, ст
д = 0,29), алюминиевого сплава с = 5108 м/с, д = 0,34), латуни ст
(с = 3490 м/с. д = 0,35) и оргстекла (с = 2100 м/с, д = 0.35). СТ ст
Определив 0 по величине параметра fd, найдем обусловленный дисперсией сдвиг фазы в стержне длиной I на частоте /:
Ь? = 2тг// с1 - (0с )'* СТ ст
(4.11)
Если на высшей учитываемой составляющей спектра величина Др достаточно мала, влиянием геометрической дисперсии на форму импульса допустимо пренебречь.
Формулу (4.10) можно представить в виде:
ufd 2ftl 1 - 0
с it
На рис. 4.7 показан построенный по этой формуле универсальный график, позволяющий находить значения 0 в пределах 0,97 < 0 < 1 для любых материалов.
На используемых частотах затуханием волн в металлах можно пренебречь. В пластиках затухание больше, но возбуждаемые импульсы имеют более узкие спектры, что ослабляет искажения вследствие частотно-зависимого затухания. Для исключения искажений, вносимых электрической цепью пьезоэлемента, постоянная времени этой цепи намного превышает длительности исследуемых импульсов.
134
Рнс. 4.7. Обобщенная дисперсионная кривая (f, Гц; (/. м; С , м/с) ст
Длина стержней 2 и. 7 (см. рис. 4.5) должна быть достаточной для исключения прихода отраженных сигналов до окончания исследуемого импульса.
Ударные импульсы исследовали с помощью запоминающего осциллографа
С8-1. Амплитуду силы находили путем сравнения с известной ампли-
тудой калибровочного импульса. Последний получали, сбрасывая с определенной высоты на торец стержня 4 шарик подшипника известных диаметра и массы. Приведем обоснование такой калибровки. Согласно работе [14] длительность упругого соударения шара радиусом и
массой с полупространством
(4.12)
где 6 = (1 - д^)/(яЕ ), 6 = (1 - д5/(яЕ ), Е . Е и д . д -модули Юнга и коэффициенты Пуассона материала шара и полупространства соответственно; - скорость шара в начале соударения. Теоретическая форма импульса соударения [26]
F(t) = F sin1 63 — , 0 < t < г. (4.13)
ш т
При падении упругого шара массой на поверхность упругого полупространства в силу закона сохранения количества движения
Vo - V1
= J
о
135
где и - скорости шара перед ударом (/ = 0) и при t =
В случае упругого удара при = т/2 F = F^ и =0.
При свободном падении шара с высоты й с ускорением g скорость в момент соударения = i2gfi, откуда
т/2
mfigfi = J FW. (4.14)
0
Используя выражение (4.13), найдем:
т/2 я/2
f F(t)dt = — F [sin1,63xdx = 0,849 — F . (4.15)
J я m J я m
0 0
Из уравнении (4.14) и (4.15) имеем:
ят 3,7Я1 4 2^Й
Fm " = —Г----------* (4Л6>
Значения m^ g и й известны, значение т определяется по формуле (4.12) или опытным путем. Последнее даст более надежный результат. Таким образом, амплитуда силы определена, что позволяет калибровать установку.
Эксперименты показали, что форма калибровочных импульсов, возбуждаемых ударом шара, лучше аппроксимируется функцией
F(0 = F sin2 ~ . (4.17)
/я т
которая практически полностью совмещается с осциллограммой калибровочного импульса. В этом случае
4m
F =------4--------• <4-18)
m т
Разница в значениях F^, вычисленных по формулам (4.16) и (4.18), составляет всего 8,1 %. В дальнейшем значения F определяли по
формуле (4.18).
136
Рис. 4.8. Осциллограммы импульсов, возбуждаемых ударным вибратором преобразователя типа ПДУ в стержнях:
а — из латуни 1т « 80 мкс. • 272 Н); б — из алюминиевого сплава
(Т « 90 мкс. F - 237 Н); в — из оргстекла (т « 165 мкс. F * Ш Ш
= 75.1 Н)
На рис. 4.8 представлены осциллограммы импульсов силы, возбуждаемых вибратором преобразователя ПДУ дефектоскопа АД-60С в стержнях из латуни, алюминиевого сплава Д16 и оргстекла. На осциллограммах (рис. 4.8. б, в) записаны также калибровочные импульсы (они короче и меньше по амплитуде).
На рис. 4.8, в в конце развертки наблюдается отраженный до конца стержня 7 (см. рис. 4.5) калибровочный импульс обратной полярности. С момента его начала форма исследуемого импульса искажена. Длительность г = 165 мкс этого импульса получена удвоением времени от его начала до достижения максимальной амплитуды.
В случае металлических стержней на форму импульсов влияют возбуждаемые при ударе собственные колебания подвижной системы вибратора. Они особенно заметны для латуни (£^ = 103,5 ГПа), менее выражены для алюминиевого сплава (£^ = 72 ГПа) и вовсе отсутствуют для оргстекла (£^ = 6 ГПа). Это согласуется с теорией удара [14], согласно которой при т > Т (Т - период собственных колебаний системы) влиянием этих колебаний на форму импульса можно пренебречь.
МСК применяется преимущественно для контроля изделий из пластиков с относительно малыми модулями Юнга. В этом случае длительность возбуждаемых импульсов намного больше периода собственных колебаний подвижной системы вибратора, а форма импульсов силы должна быть близка к таковой для случая удара шаров.
На осциллограмме (см. рис. 4.8, в) штриховой линией нанесена функция (4.17), длительность т которой принята равной двум
137
длительностям активного этапа удара. Активный этап неплохо аппроксимируется этой функцией, хуже - функцией (4.13). Пассивный этап немного затянут, и импульс Fit) несимметричен. Однако в целом его форма мало отличается от функции (4.17). Поэтому спектр импульса можно приближенно представить спектром этой функции. Модуль спектральной плотности последней [65]
3.(0 = 1 /л
sin(irfr)
irfrl 1 - (fr)2]
(4.19)
При т = 165 мкс (оргстекло) первому нулю соответствует частота
= 12,16 кГц. Полагая, что вся энергия импульса сосредоточена в полосе частот f < и приняв d = 1 см, найдем fd = = 12,15 кГц-см. По кривой для оргстекла (см. рис. 4.5) получим О = 0,999, а по формуле (4.11) найдем, что обусловленное дисперсией изменение фазы на частоте в стержне 2 длиной 294 мм составляет 0,009 рад. Ясно, что дисперсия не искажает форму импульса в стержне из оргстекла и тем более в металлических стержнях.
Так как при контроле изделий из пластиков форма возбуждаемого вибратором импульса силы удовлетворительно описывается теорией удара шаров, допустимо использовать формулу (4.12) для оценки путей уменьшения времени т соударения вибратора с изделием и, следовательно, расширения спектра SJf). Из выражений (4.12) и (4.19) следует, что основным способом расширения спектра является уменьшение массы подвижной системы вибратора. Радиус кривизны R^ и скорость слабо влияют на длительность и спектр импульса.
Преимущества рассмотренных механических вибраторов - простота и кратковременность контакта с контролируемыми изделиями. В отличие от пьезоэлектрических такие вибраторы не требуют приложения статической силы, которая может мешать выявлению близко расположенных дефектов вследствие их ’’захлопывания”. К недостаткам механических вибраторов относятся неблагоприятная форма спектра возбуждаемых импульсов упругих колебаний (быстрое уменьшение амплитуд спектральных составляющих с ростом частоты) и резкая зависимость этого спектра от материала наружного слоя и механического импеданса изделия в зоне его возбуждения.
138
4.4. Аналитическое представление импульсов соударения и их спектры
Как показано в п. 4.3, импульсы соударения ударного вибратора с полупространством несимметричны: время нарастания силы от нуля до максимума (активный этап удара) несколько меньше времени пассивного его этапа, в течение которого сила уменьшается от максимума до нуля. Такая же закономерность отмечается в работе [13] для случая возбуждения изделий ударами молотка при реализации интегрального МСК. Полная длительность ударного импульса т = г + т . и с
Импульсы с небольшой асимметрией можно приближенно представить симметричными функциями, для которых т* = т_ (см. п. 4.3). Однако при большей асимметрии целесообразно подобрать аппроксимирующую функцию, точнее описывающую исследуемый импульс. Общие требования к таким функциям изложены в работе [53].
Покажем, что при ударах с небольшой энергией, когда основную роль играют упругие деформации, производная аппроксимирующей функции в момент начала импульса соударения (/ = 0) должна удовлетворять дополнительному условию
dF dt
= 0. (-0
(4.20)
Зависимость силы F соударения тел от их деформации h представлена на рис. 4.9 [26]. Под h понимается сближение между
достаточно удаленными от зоны контакта точками соударяющихся тел.
обусловленное только деформациями этих При й < деформации имеют чисто упругий характер, причем
3
F = ГЛ2, (4.21)
Рис. 4.9. Зависимость силы F соударения тел от их деформации h
тел во время соударения.
_ 3_
где f = В 2 - постоянная, зависящая от форм поверхностей соударяющихся тел и упругих свойств их материалов (см. гл. 2).
При А > возникают пластические деформации и кривая F(h) становится более пологой. Штрихами показано продолжение построенной по формуле (4.21) кривой для чисто упругих деформаций.
Соотношение (4.21) не зависит от t и в упругой области выполняется в любой момент времени. Пусть Л является функцией времени h(t), причем в момент начала деформации t = 0. В общей форме можно записать
Л(0 = a.t * а/ ♦ а/ ♦ ... ♦ а/. (4.22)
I х о п
где а: а: сг; ... а ~ действительные числа. 12 3 Л
Так как Л(0) = 0, свободный член в полиноме отсутствует. Подставив (4.22) в (4.21) и продифференцировав по t, получим:
1
(4.23)
(4.20)
(4.20)
Из формулы (4.23) ясно, что для упругой области условие выполняется.
Легко показать, что для функции вида F = условие справедливо при любых q> 1.
Так как начальная стадия удара всегда происходит в упругой области, условие (4.20) справедливо для любых ударов. Однако при большей их энергии, когда деформации происходят в основном в пластической области, допустима аппроксимация кривой F(t) функциями, не удовлетворяющими этому условию.
В работе [13] для аппроксимации импульса соударения молотка с контролируемым объектом использовано выражение
Ф/О =
140
7Г
F Ktgdr/K)
Д. ~ _____Jrt____
1 sin(ir/K) e
_ irt
г / Ttg(n/K)
Qi its I
t = sin [—7—J e
(4.24)
где Fm - амплтула импульса; г - его длительность: К = т/т*; т* -время нарастания силы от нуля до максимума.
Функция (4.24) позволяет представлять импульсы с любой степенью асимметрии, но не удовлетворяют условию (4.20) и. следовательно, плохо аппроксимирует начальный участок ударного импульса. Для устранения последнего недостатка заменим в (4.24) sinOrf/т) на sin2(jrf/r). a sin(w/K) на sin2frr/K).
В результате получим:
Ф(/) = NQ;
F Ktg(irZK)
—?---------*
sin (ir/K)
(4.25)
л • 2 f я/ Q = sin [—-
itt rig (it!K)
Функция (4.25) удовлетворяет условию (4.20). Здесь от времени зависит только Q, a N может рассматриваться как функция амплитуды и формы импульса. В частном случае симметричного импульса соударения (К = 2) формула (4.25) приобретает вид:
Ф tt) = F sin2(irf/T). (4.26)
2 171
т.е. совпадает с формулой (4,17).
На рис. 4.10 показаны результаты аппроксимации ударного импульса Ftf), возбуждаемого вибратором дефектоскопа АД-60С в оргстекле, функциями (4.24)44.26). Параметры импульса F(t) следующие: т* = = 78,3 мкс; т = 180 мкс. К = 2,3. Очевидно, что функция (4.25) значительно лучше описывает экспериментальную кривую F(0.
141
Рис. 4.10. Результаты аппроксимации экспериментальной кривой Fit) импульса соударения функциями: Ф(/) - по формуле (4.25); Ф^(/) — по формуле (4.24); Ф^(0 ~~ 1,0 (4.26)
Вводя обозначения и/К = a; ir/r = 6; l/tg(ir/K) = 1/tga = с; be = q9 из формулы (4.25) получим:
Ф(0 = (4.27)
Спектральная плотность этой функции т т
Sj(/w) = JxOe'Kff = =
о о
-(q*jco)r [-q*j(2b-u)r]
N_ e___________- 1 _ e________________
2 -iq - jeo) 2[-q * j(2b -co)]
(4.28)
[-<?-/(2Ь»со)т] e_______________- 1
2[- q - j(2b * co)]
Подставив сюда т = Кт*, получим выражение для модуля спектральной плотности функции (4.28):
142
|S(/x)| =
♦ /яХ) e- 1 ас -2(— ♦ /ЯХ)
(4.29)
K[-ac->j2(a-irx)] K[-ac-/2(a»itr)]
e- 1 - e- 1
2[-(ac*/2(a-nx)] 2[-ac-j2(a*itx)]
где x = fr . H
Рис. 4.11. Модули спектральных плотностей при различных значениях К
На рис. 4.11 приведены вычисленные на ЭВМ по формуле (4.29) нормированные по амплитуде графики модулей спектральных плотностей для значений К = т/т , и равных 1.5; 2; 2.5; 3; 3.5; 4.
Увеличение параметра К сужает спектр, так как длительность импульса при этом возрастает. Выражения (4.25). (4.29) хорошо аппроксимируют форму и спектр импульсов соударения в доброкачественных зонах изделий значительной толщины.
Аналитическое представление формы и спектра импульсе®, ударно возбуждаемых в дефектных зонах изделия, намного сложнее в связи с необходимостью учета механического импеданса отделенного дефектом
слоя изделия.
4.5. Пьезопрнемики МСК-дефектоскопов
Пьезоприемники МСК-дефектоскопов имеют сферическую контакт-' ную поверхность, поэтому зона контакта с изделием обладает значительной гибкостью (см. гл. 2). Это меняет характеристики рассматриваемых пьезоприемников по сравнению с обычными акселерометрами.
143
От акселерометра обычно требуют горизонтальную амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) в рабочем диапазоне частот. При этом под АЧХ понимают зависимость амплитуды выходного сигнала от частоты при постоянной амплитуде ускорения. Рассматриваемый пьезоприемник работает в иных условиях, поэтому обсудим вопрос о желательной форме его АЧХ.
Используя формулу (4.1), выразим модуль спектральной плотности сигнала на выходе пьезоприемника:
S9(D = (f)K (f)K Af)KAf). (4.30)
X I 1 x о
Здесь Sj(f) - модуль спектральной плотности импульсов возбуждения;
“ модуль адмитанса (в общем случае переходного) участка контролируемого изделия между зонами возбуждения и приема упругих колебаний; KAf) и К Af) - АЧХ контактной гибкости и X чЭ
собственно пьезоприемника соответственно (см. рис. 4.1).
Функцию P(f) = К Af)KAf) можно рассматривать как АЧХ х «3
пьезоприемника. Отметим, что P(f) = U(f)/v^(f)9 где U(f) - выходное электрическое напряжение приемника; v%(f) - колебательная скорость изделия в зоне его контакта с приемником. Из выражения (4.30) получим S2(f) = ^(DinDlPtf).
Удобно, чтобы S%(f) была подобна функции Это будет при
= const. (4.31)
Однако функции S^(f) и P(f) также зависят от IMf). Поэтому выполнить условие (4.31) даже приближенно невозможно. Речь может идти лишь о частичной компенсации неравномерности амплитуды спектральной плотности Sj(f) соответствующим выбором коэффициента передачи P(f) приемника с целью выравнивания амплитуд составляющих спектра выходного сигнала в дофокачественных зонах контролируемого изделия.
Для упрощения анализа примем, что форма возбуждаемых в изделии импульсов аппроксимируется функцией (4.17), а модуль их спектральной плотности - функцией (4.19).
144
Рис. 4.12. Основной н модифицированные и
модули спектральной плотности импульса
На рис. 4.12 показаны функция а также модифицированные Функции fS if) и нормированные так, что их максимальные
значения равны единице.
В п. 4.2 показано, что при ударном возбуждении преобразователем дефектоскопа АД-60С полупространства из латуни длительность импульсов составляет т = 80 мкс, из оргстекла т = 165 мкс. В первом случае первый минимум функции S^tf) соответствует частоте
= 2/т = 25 кГц, во втором Ц = 12,1 кГц. При контроле изделий из более мягких материалов значение будет еще меньше. Поэтому в общем случае в диапазон рабочих частот дефектоскопа попадают и частоты, превышающие частоту первого нуля функции S^f).
Рассмотренные модификации амплитуды спектральной плотности ударно возбуждаемого импульса эквивалентны расширению его спектра, поэтому модифицированные спектры предпочтительнее основного. Получение импульсов, обладающих спектрами fS^f) и затрудни-
тельно. Однако тот же результат в смысле влияния на спектр выходного сигнала можно получить введением в приемно-усилительный тракт звена с линейно растущей или квадратично растущей АЧХ. Функции такого звена может выполнять электрическая цепь приемника упругих колебаний.
145
Рис. 4.13. Конструкция пьезоприемннка
На рис. 4.13 показан приемник преобразователя дефектоскопов АД-50У и АД-60С. В капсуле 6. прижимаемой пружиной 5 к контролируемому изделию 9 с постоянной силой помещен пьезоприемник, состоящий из пьезоэлемента 8. инерционной тыльной массы 3 и контактного наконечника /. Элементы /, 8, 3 соединены токопроводящим клеем. Между
пьезоприемником и капсулой помещен виброизолируюший материал 2. Зазор между капсулой и пьезоэлементом заполнен герметиком 7. Наконечник / электрически соединен с капсулой, масса 3 экранированным проводом соединена с входом усилителя дефектоскопа. Капсула 6 может перемещаться в стакане 4, неподвижно закрепленном на массивном корпусе преобразователя.
Размеры пьезоприемника и капсулы малы по сравнению с минимальной длиной упругой волны. Поэтому приемник и капсулу рассматриваем как сосредоточенные массы.
Представим пьезоприемник моделью, показанной на рис. 4.14, а. Здесь К* - гибкость зоны контакта наконечника / (см. рис. 4.13) с изделием: т - масса наконечника /; т - тыльная масса 3; К -кн см 3
гибкость виброизоляции между пьезоприемником и капсулой (массой виброизоляции пренебрегаем); т - масса капсулы б; К - гибкость пружины 5. Активные сопротивления г*; отражают потери в
упругих элементах с соответствующими индексами. Пьезоэлемент представлен импедансом Z^. Колебания в системе возбуждаются гармонической силой F.
Механическую модель (рис. 4.14, а) представим схемой замещения (рис. 4.14, б). Источник колебаний, которым служит контролируемое изделие, представлен генератором гармонической колебательной скорости и. шунтированным механическим импедансом Z этого изделия.
Активные и реактивные составляющие упругих элементов соединены узлом, что соответствует последовательному их соединению на схеме замещения (см. рис. 4.14, б). Для упругих элементов связь между
146
Рис. 4.14. Схемы пьезопрнемника: а — модуль механической системы (без учета Z ); б — полная схема н
замещения; в — расчетная схема
замещения: 3 — развернутая рас-
четная схема замещения при Z& -= Z к
потерями г и реактивными сопротивлениями X = -1/(соЮ выразим в форме г = р|Х|. При этом импедансы упругих элементов имеют вид Z = (р - /)/(соК). Инерционные элементы схемы, представленной на рис. 4.14, б: Z = КН
= fam ; Z = fam ; Z4 = jam. кн см см 4
Z1 ZZ
г)

Пьезоэлемент представлен эквивалентной схемой, справедливой в области низких частот [38]. Здесь Z" = fam /2, т - масса пьезо-
D D п п п
элемента; Z* = 1/(/соК ), К - гибкость пьезоэлемента с разомкнутыми обкладками; ZQ = 1/<мЛ. С? - емкость зажатого пьезоэлемента; Z* - комплексное электрическое сопротивление нагрузки пьезоэлемента. Коэффициент трансформации электромеханического трансформатора N = d где d - пьезомодуль, S - площадь сечения ОяЭ об м
пьезоэлемепта, I - его толщина, Y - модуль упругости при закороченных обкладках.
Можно показать, что в рабочем диапазоне частот модуль |Z^| входного импеданса цепи, образованной Z' и электромеханическим трансформатором, нагруженным на электрической стороне, намного больше модуля общего импеданса правой и левой ветвей системы в точке подключения к ней Z'. Поэтому примем, что сила F^ не зависит от Z . Имея это в виду и объединив импедансы Z и Z в виде Z = вх н к а
147
= ZZJ(,Z* ♦ Z}, схему замещения на рис. 4.14, б приведем к виду, представленному на рис. 4.14, в. Здесь
( т 1
Z1 = Z * Z" = /со Im---------— I = /сот,;
ки п1 кн 2 J1
, т
Z2 = Z" + Z - /о>| — + т I = jwm;
п см I 2 см J
, _ Z3(Z4 * Z5) Р3 1
л~ Z3 . Z4 . Z& : ыК3
Р5 —------- • Z
<ЛС • к
О
r. -I иК К
Из схемы (см. рис. 4.14, в) найдем:
vZ (Z2 * Z ) . _ а____________в
п " Z * Z\ * Z2 . Z а в
(4.32)
Согласно работе [38] электрическое напряжение на выходе приемного пьезоэлемента
'W33Z, 1 . icA
п
(4.33)
где С - емкость свободного пьезоэлемента.
Обычно пьезоприемник работает на резистивно-емкостную нагрузку Z = R /(I + faR С ), где R - активное сопротивление, С - шун-• ээ эм э м
тирующая R$ общая емкость электрической цепи. В этих условиях из уравнения (4.33) получим:
hwfl ((/ ♦ С )]2 ♦ 1 э м
(4.34)
148
(4.35)
U = Ц
п
Отсюда следует, что при = «> d„ 33
* С м
Умножая числитель и знаменатель уравнения (4.34) на «7 ♦ U ) и •я* м
вводя безразмерный параметр 6 = coR^C* + С*), из выражений (4.34) и (4.35) получим:
d F в _ зз п в
Jo2 * 1 & * См 1е2 * I
(4.36)
Подставив (4.32) в (4.36), найдем амплитуду выходного напряжения
vZ{Z2 * Z ) я
___а_____в____ р_____
Z Z\ ~ Z2 Z I—;—'
° V-7
(4.37)
В соответствии с принятым выше определением коэффициента передачи R(f) под АЧХ рассматриваемого пьезоприемника будем понимать зависимость амплитуды выходного электрического напряжения от частоты при постоянстве амплитуды колебательной скорости изделия.
Из входящих в уравнение (4.37) величин от контролируемого изделия зависят только- импедансы Z* и Z*. При этом Z* определяется конструкцией изделия и наличием в нем дефектов, Z* - в основном упругими свойствами наружного слоя изделия (см. гл. 2). Примем для определенности, что |ZJ < |Z^| и, следовательно, Z^ = Z*. Это соответствует бездефектным зонам изделий достаточно большой толщины. Схема замещения для этого случая представлена на рис. 4.14, г. Она использована для расчета на ЭВМ АЧХ пьезоприемника. В расчет приняты следующие данные.
Контактный наконечник стальной, его масса = 0,255 г, радиус кривизны контактной поверхности R( = 2,5 мм, сила прижатия к изделию = 3 Н.
149
Потери упругих элементов приняты равными
Пьезоэлемент из керамики ЦТС-19; его диаметр 4 мм, толщина
2 мм, масса т =0.184 г. Пьезомодуль = 260 пКл/Н; диэлектри-п у. у,
ческая проницаемость е /eQ = 1500, емкость С* = 84 пФ.
Общая емкость ♦ С = 300 пФ; масса т = 1,02 г. Опреде-м см
ленная экспериментально по прогибу под действием известной силы гибкость К„ = 2,5’10 5 м/Н. Гибкость пружины К = 0.84* Ю’2 м/Н.
3 25
Пьезоприемник нагружен на сталь (Е/(1 - д ) = 240 ГПа, К* = = 11,6*10 8 м/Н) и пластик (Е/(1 - д2) = 6 ГПа, К = 87,1х
-8 к
х10 6 м/Н.
Величина v служит параметром кривых; ей придаются значения 0,025; 0.1 и 0,2.
Расчеты выполнены в диапазоне частот 10-30 кГц для значений активного сопротивления входной пели усилителя R^ = 1 кОм и R^ = = со. Колебательная скорость изделия v - 1 мм/с. На рис. 4.15 приведены расчетные зависимости выходного напряжения U пьезоприемника от частоты f. Вверху (кривые / и //) расположены АЧХ для случая R^ = «о, внизу (кривые Г и //') - для R^ = 1 кОм. Штриховой линией показаны АЧХ для полной эквивалентной схемы (см. рис. 4.14, г), построенные при у = 0,1.
Экспериментально установлено, что в области частот f < 2 кГц АЧХ приемника отличаются от рассчитанных по полной схеме замещения: отсутствуют минимумы при 28 Гц и максимумы при <~600 Гц. Причиной этого оказалось трение без смазочного материала капсулы 6 о стакан 4 (см. рис. 4.13). Это трение, не исключающее движение капсулы под действием значительных статических сил прижатия приемника к изделию и упругости пружины 5, перпятствует колебаниям капсулы от малой переменной силы.
Неподвижность капсулы учтем, положив Z, = «> (К = 0) и приняв 5 .5
Z = (р - /)/(оК ) в формуле (4.37). Результаты расчетов для Во о
неподвижной капсулы показаны на рис. 4.15 сплошными линиями. АЧХ пьезоприемника имеет один минимум и один максимум. В области f > > 2 кГц графики для К = 0 и R, х 0 практически совпадают.
5 5
150
Рис. 4.15. Расчетные АЧХ пьезо** приемника:
I и Г — кривые, соответствующие нагрузке на сталь, II и II' — то же, на пластик
Минимум определяется резонансом элементов т и К _ и соответству-О
(4.38)
ет частоте f = —-------------
Максимум АЧХ наблюдается при антирезонансном значении входного импеданса схемы (см. рис. 4.14. г). Так как обычно К. <
, к
К*, можно принять
f = — 1
2я4(т, ♦ т>К 1 к
(4.39)
____________1______________
2irT(m ♦ m ♦ m )К" КН П СМ к
Острота максимумов АЧХ определяется в основном величиной »*. минимумов - v . Характер расчетных кривых при К = О подтаержда-о о
ется экспериментом.
В диапазоне рабочих частот < f < f* экстремумы АЧХ нежелательны. Рассмотрим возможности вывода их за пределы диапазона так, чтобы выполнялись условия f . < f и f > f .
гпй1 н шах в
Формула (4.39) справедлива при принятом условии |Z*| < |Zj.
151
Частота f . определяется только параметрами пьезоприемника, mm
Величина зависит также от свойств контролируемого изделия, влияющих на значение К Как f . , так и f зависят от массы т, к ПИ1 ПИХ
которую для уменьшения следует увеличивать, а для повышения f - уменьшать.
Основной путь снижения f . - уменьшение гибкости дости-mm 3
гаемое применением виброизолирующего материала и герметика с малыми модулями упругости.
Из формулы (4.39) следует, что для повышения f необходимо max
уменьшать общую массу пьезоприемника М = * mn * mat и контакт-
ную гибкость К*. Рассмотрим пути повышения В гл. 2 показано, что величину К* существенно уменьшить нельзя.
Уменьшение массы пьезоприемника уменьшает амплитуду выходного сигнала, пропорциональную т = * т^. При этом U уменьшается
быстрее, чем увеличивается f . При нагрузке на пластик (К = & max к
= 87,1’10 м/Н) для получения f =20 кГц масса приемника 2
должна быть М = 1/(g> = 0,072 г, что нереально. Кроме того,
уменьшение т повышает частоту f . , что также нежелательно.
mm
Таким образом, существенное повышение путем уменьшения М и К* невозможно. Поэтому при использовании пьезоприемников приходится мириться с максимумом АЧХ в рабочем диапазоне частот.
Функция ♦ 1 в формулах (4.36) и (4.37) определяет
АЧХ входной цепи усилителя. Представим 0 в виде 0 = саг = 2ят /Г, w 9 9
где г* = ^(С ♦ - постоянная времени электрической цепи
пьезоприемника, Т = 1/f - период колебаний. При 0 < 1 функция пропорциональна частоте = 0 = 27rrJ- ростом 0 эта линейная зависимость нарушается, причем 11m ч> = 1. о °°
152
Рис. 4.12. Основной S^(f) и модифицированные и
модули спектральной плотности импульса
На рис. 4.12 показаны функция а также модифицированью функции fS^f) и нормированные так. что их максимальные
значения равны единице.
В п. 4.2 показано, что при ударном возбуждении преобразователем дефектоскопа АД-60С полупространства из латуни длительность импульсов составляет т = 80 мкс. из оргстекла т s 165 мкс. В первом случае первый минимум функции соответствует частоте
~ 2/т = 25 кГц, во втором = 12,1 кГц. При контроле изделий из более мягких материалов значение будет еще меньше. Поэтому в общем случае в диапазон рабочих частот дефектоскопа попадают и частоты, превышающие частоту первого нуля функции
Рассмотренные модификации амплитуды спектральной плотности ударно возбуждаемого импульса эквивалентны расширению его спектра, поэтому модифицированные спектры предпочтительнее основного. Получение импульсов, обладающих спектрами fS^f) и затрудни-
тельно. Однако тот же результат в смысле влияния, на спектр выходного сигнала можно получить введением в приемно-усилительный тракт звена с линейно растущей или квадратично растущей АЧХ. Функции такого звена может выполнять электрическая цепь приемника упругих колебаний.
145
в
9
Рис. 4.13. Конструкция пьезоприемника
На рис. 4.13 показан приемник преобразователя дефектоскопов АД-50У и АД-60С. В капсуле 6, прижимаемой пружиной 5 к контролируемому изделию 9 с постоянной силой F& помещен пьезоприемник, состоящий из пьезоэлемента 8, инерционной тыльной массы 3 и контактного наконечника /. Элементы I, 8, 3 соединены токопроводящим клеем. Между
пьезоприемпиком и капсулой помещен виброизолирующий материал 2. Зазор между капсулой и пьезоэлементом заполнен герметиком 7. Наконечник / электрически соединен с капсулой, масса 3 экранированным проводом соединена с входом усилителя дефектоскопа. Капсула 6 может перемещаться в стакане 4, неподвижно закрепленном на массивном корпусе преобразователя.
Размеры пьезоприемника и капсулы малы по сравнению с минимальной длиной упругой волны. Поэтому приемник и капсулу рассматриваем как сосредоточенные массы.
Представим пьезоприемник моделью, показанной на рис. 4.14, а. Здесь К - гибкость зоны контакта наконечника / (см. рис. 4.13) с к
изделием: т - масса наконечника /; т - тыльная масса 3; -
кн см 3
гибкость виброизоляции между пьезоприемником и капсулой (массой виброизоляции пренебрегаем); т - масса капсулы б; К - гибкость
пружины 5. Активные сопротивления г ; г ; г отражают потери в упругих элементах с соответствующими индексами. Пьезоэлемент представлен импедансом Z^. Колебания в системе возбуждаются гармонической силой F.
Механическую модель (рис. 4.14, а) представим схемой замещения (рис. 4.14, б). Источник колебаний, которым служит контролируемое изделие, представлен генератором гармонической колебательной скорости v, шунтированным механическим импедансом Z этого изделия.
Активные и реактивные составляющие упругих элементов соединены узлом, что соответствует последовательному их соединению на схеме замещения (см. рис. 4.14, б). Для упругих элементов связь между
146
Рис. 4.14. Схемы пьезоприемннка: а — модуль механической системы (без учета Z ): б — полная схема н
замещения; в ~ расчетная схема
замещения; 2 — развернутая расчетная схема замещения при Z& = = Z к
потерями г и реактивными сопротивлениями X = -1/(<Ж) выразим в форме г = р|Х|. При этом импе-дансы упругих элементов имеют вид Z = (р - /)/(сЖ). Инерционные элементы схемы, представленной на рис. 4.14, б: Z = кн
= клп ; Z = /сот ; Z4 = /сот . кн см см 4
Пьезоэлемент представлен эквивалентной схемой, справедливой в области низких частот [381. Здесь Z" = /сот /2, т - масса пьсзо-D d "
элемента; Z' = VljwK ). К - гибкость пьезоэлемента с разомкнутыми обкладками; = 1/(/соС\
- емкость зажатого пьезоэле-
мента; Z - комплексное электрическое сопротивление нагрузки пьезоэлемента. Коэффициент трансформации электромеханического трансформатора N = dгде d - пьезомодуль, S - площадь сечения UU VU м
пьезоэлемента, I - его толщина, г - модуль упругости при закороченных обкладках.
Можно показать, что в рабочем диапазоне частот модуль |Z*J входного импеданса цепи, образованной Z' и электромеханическим трансформатором, нагруженным на электрической стороне, намного больше модуля общего импеданса правой и левой ветвей системы в точке подключения к ней Z*. Поэтому примем, что сила F не зависит п п
от Z . Имея это в виду и объединив импедансы Z и Z в виде Z = вх и к а
147
= Z^Z^AZ ♦ Z*), схему замещения на рис. 4.14, б приведем к виду, представленному на рис. 4.14, в. Здесь
f т 1
Zl = Z * Z" = /ш|т--------— I = }смг
кн п ' I кн 2 J1
г т
Z2 = Z" + Z = jcJ ~Г п см I 2
* т I = кмг, CM J
7 Z3(Z< * Z5)
в Z3 ♦ Z4 ♦ Z5
рз
-. Z3 = —
G1A
<3
Z5 =
"*6
г - к к ' к
Из схемы (см. рис. 4.14, в) найдем:
vZ (Z2 * Z ) р — & в
И “ Z ♦ Z1 * Z2 . Z а в
(4.32)
Согласно работе [38] электрическое напряжение на выходе приемного пьезоэлемента
'“<ззг.
I . /сЛ,
п
(4.33)
где и - емкость свободного пьезоэлемента.
Обычно пьезоприемник работает на резистивно-емкостную нагрузку Z = /?/(!♦ /со/? С ), где R - активное сопротивление, С - шун-• э э эм э м
тирующая R общая емкость электрической цепи. В этих условиях из
уравнения (4.33) получим: f
U = э- - - - F . (4.34)
J[g>/?9 ♦ Cj]2 ♦ 1
148
Отсюда следует, что при = <» d
U = U = —=-^------F . («5)
0 (/ * С
М m
Умножая числитель и знаменатель уравнения (4.34) на (С* ♦ С) и вводя безразмерный параметр 6 = wRJcF ♦ С*), из выражений (134) и (4.35) получим:
d F , 6 = 33 и 6
J7T7 J -с. J777
(436)
Подставив (4.32) в (4.36), найдем амплитуду выходного напряения
U =
d F
33 и
vZ (Z2 . Z ) ______________а_____________в Z . Zl . 22 . Z а_____________в
в
Je2 * 1
(437)
В соответствии с принятым выше определением коэффициента подачи P(f) под АЧХ рассматриваемого пьезоприемника будем понимать зависимость амплитуды выходного электрического напряжения от частоты при постоянстве амплитуды колебательной скорост изделия.
Из входящих в уравнение (4.37) величин от контролируемого изделия зависят только импедансы Z^ и Z*. При этом Z^ опредеяется конструкцией изделия и наличием в нем дефектов, Z* - в оси®ном упругими свойствами наружного слоя изделия (см. гл. 2). Прими для определенности, что |ZJ < |ZJ и, следовательно, Zfl = 2, Это соответствует бездефектным зонам изделий достаточно биьшой толщины. Схема замещения для этого случая представлю на рис. 4.14, г. Она использована для расчета на ЭВМ АЧХ пьаопри-емника. В расчет приняты следующие данные.
Контактный наконечник стальной, его масса т = 0,255 г, вдиус КН ’
кривизны контактной поверхности R^ = 2,5 мм, сила прижия к изделию F0 = 3 Н.
149
Пьезоэлемент из керамики ЦТС-19; его диаметр 4 мм, толщина
2 мм, масса т =0,184 г. Пьезомодуль d = 260 пКл/Н; диэлектри-п вр 33
ческая проницаемость = 1500, емкость С= 84 пФ.
Общая емкость (7* * С = 300 пФ; масса т = 1,02 г. Опреде-м см
ленная экспериментально по прогибу под действием известной силы -5 -2
гибкость К = 2,5’10 м/Н. Гибкость пружины К = 0,84’10 м/Н.
2 5
Пьезоприемник нагружен на сталь (Е/(1 - д ) = 240 ГПа, К* = = 11,6’Ю'8 м/Н) и пластик (£7(1 - д2) = 6 ГПа, К = 87,1х
.« * хЮ ® м/Н.
Потери упругих элементе® приняты равными = р3 = р6 = р-Величина р служит параметром кривых; ей придаются значения 0,025; 0.1 и 0,2.
Расчеты выполнены в диапазоне частот 10-30 кГц для значений активного сопротивления входной цепи усилителя R^ = 1 кОм и R$ = = °°. Колебательная скорость изделия о = 1 мм/с. На рис. 4.15 приведены расчетные зависимости выходного напряжения U пьезоприемника от частоты f. Вверху (кривые I и II) расположены АЧХ для случая R^ = со, внизу (кривые Г и II') - для R* = 1 кОм. Штриховой линией показаны АЧХ для полной эквивалентной схемы (см. рис. 4.14, г), построенные при у = 0,1.
Экспериментально установлено, что в области частот f < 2 кГц АЧХ приемника отличаются от рассчитанных по полной схеме замещения: отсутствуют минимумы при 28 Гц и максимумы при М500 Гц. Причиной этого оказалось трение без смазочного материала капсулы 6 о стакан 4 (см. рис. 4.13). Это трение, не исключающее движение капсулы под действием значительных статических сил прижатия приемника к изделию и упругости пружины $, перпятствует колебаниям капсулы от малой переменной силы.
Неподвижность капсулы учтем, положив Z = со (К = 0) и приняв 5 5
Z = (р - /)/(а>К ) в формуле (4.37). Результаты расчетов для В 3 3
неподвижной капсулы показаны на рис. 4.15 сплошными линиями. АЧХ пьезоприемника имеет один минимум и один максимум. В области f > > 2 кГц графики для К, = 0 и К * О практически совпадают.
□ 5
150
Рис. 4.15. Расчетные АЧХ пьезо-приемника:
I и Г - кривые, соответствующие нагрузке на сталь, II н II' — ТО же. на пластик
Минимум определяется резонансом элементов т и К _ и соответству-<3
ет частоте
Максимум АЧХ наблюдается при антирезонансном значении входного импеданса схемы (см. рис. 4.14. г). Так как обычно К <
„ 1 * можно принять
max 2т1(т. * т)К 1 к
(4.39)
2я47ги* т ♦ т )К кн п см к
Острота максимумов АЧХ определяется в основном величиной р*. минимумов - р3- Характер расчетных кривых при К& • 0 подтверждается экспериментом.
В диапазоне рабочих частот fH < f < f* экстремумы АЧХ нежелательны. Рассмотрим возможности вывода их за пределы диапазона так, чтобы выполнялись условия f . < f и f > f .
mm и max в
1 Формула (4.39) справедлива при принятом условии |Z*| < |ZJ.
151
Частота f . определяется только параметрами пьезоприемника, min
Величина f зависит также от свойств контролируемого изделия, max
влияющих на значение К . Как f . , так и f зависят от массы т, к mm max
которую для уменьшения следует увеличивать, а для повышения f - уменьшать.
max
Основной путь снижения f . - уменьшение гибкости К , достигли! 3
гаемое применением виброизолирующего материала и герметика с малыми модулями упругости.
Из формулы (4.39) следует, что для повышения необходимо уменьшать общую массу пьезоприемника М = и контакт-
ную гибкость К*. Рассмотрим пути повышения В гл. 2 показано, что величину К* существенно уменьшить нельзя.
Уменьшение массы пьезоприемника уменьшает амплитуду выходного сигнала, пропорциональную т = ♦ т^/2. При этом V уменьшается
быстрее, чем увеличивается При нагрузке на пластик (К* =
= 87, Г10 8 м/Н) для получения f =20 кГц масса приемника 2 тех
должна быть М = 1/(о> К*) = 0,072 г, что нереально. Кроме того, уменьшение т повышает частоту что также нежелательно.
Таким образом, существенное повышение f путем уменьшения М и max
К* невозможно. Поэтому при использовании пьезоприемников приходится мириться с максимумом АЧХ в рабочем диапазоне частот.
Функция * 1 в формулах (4.36) и (4.37) определяет
АЧХ входной цепи усилителя. Представим в в ваде 0 = сот = 2пт /Т. гп 3 3
где т* = * GJ ~ постоянная времени электрической цепи
пьезоприемника, Т - 1/f - период колебаний. При в < 1 функция пропорциональна частоте = 6 = 2пт f. С ростом в эта линейная зависимость нарушается, причем lim ч> = 1. 0 — > со
152
Рассмотрим АЧХ пьезоприемника при емкостной нагрузке [Z* -= VUuC ); т /Г = «>] на средних частотах f . < f и f вдали м э г пип и max
от экстремумов. В этом случае влиянием виброизоляции можно пренебречь, положив = «>. При т /Г = «> формула (4.36) принимает 3 э
вид: d d d
и = — ma = — то» = -s-22— тсЛ. (4.40)
С * С С ♦ С С ♦ С мм м
где а и t - амплитуды ускорения и смещения соответственно. Из (4.40) следует, что при о = const в средней полосе частот выходное напряжение пьезоприемника пропорционально частоте.
Примем теперь rJT < 1. При этом у = и формула (4.36) приобретает вид:
d d
33 33 2
V - — --------mr см = —=-------гит со о =
С * С 9 С ♦ С 9
. " “ (4.41)
где b - резкость, определяемая как b - da/dt. Таким образом, при о = const и т R < 1 выходное напряжение пропорционально со .
Как видно из формул (4.40), (4.41), в области средних частот выходное напряжение приемник;! при rJT не зависит от частоты при постоянстве амплитуды ускорения а, при tJT « 1 - при постоянстве амплитуды резкости Ь.
На рис. 4.(5 прямая А соответствует линейно растущей, прямая В - квадратично растущей зависимости от частоты. Резонансы искажают форму АЧХ пьезоприемника, однако в целом при tJT > 1 АЧХ располагается вблизи прямой А (см. рис. 4.15), при rJT < 1 -вблизи прямой В. Таким образом, пьезоприемник корректирует неравномерность амплитуды спектральной плотности импульсов входного
153
воздействия* Если Y*(f) не зависит от частоты (например, когда изделие представляет собой достаточно протяженный изотропный тонкий лист), амплитуда спектральной плотности сигнала на выходе пьезоприемника в области средних частот при 7 > 1 будет в
первом приближении соответствовать функции fS^f), при 7< 1 -функции f^tf) (см. рис. 4.12).
Уменьшение 7* снижает уровень наводок на входную цепь, что служит дополнительным преимуществом.
Недостатком входной цепи усилителя с малой является уменьшение амплитуды принятого сигнала. Оценим величину этого уменьшения, задавшись 10 %-ным отклонением функции ф = 0/lfl2 ♦ 1 от линейного закона ф - в на верхней частоте f*. В этом случае 0 - 0,4842 и тJT - 0,077. причем на частоте амплитуда выходного сигнала составляет 43,6 % максимальной, соответствующей в = = оо. Таким образом, указанный недостаток не существен и компенсируется достоинствами входной цепи с малой постоянной времени.
Рассмотрим перспективы использования в дефектоскопах с механическими ударными вибраторами приемников другой физической природы. В зависимости от параметра колебаний, при постоянстве которого линейный участок АЧХ имеет вид горизонтальной прямой, все приемники условно разделим на приемники смещения ({) колебательной скорости (о = dt/Л), ускорения (а - и резкости (Ь =
= ЛЛ#3). Так, рассмотренный пьезоприемник при т*/Т » 1 является приемником ускорения, при iJT < 1 - резкости.
Пьезоприемник компенсирует уменьшение амплитуды спектральной плотности ударных импульсов с ростом частоты (особенно при малых значениях т /Т), что является его достоинством, э
Приемник колебательной скорости, линейный участок АЧХ которого описывается выражением U - k^v, не компенсирует (но и не ухудшает) неравномерности функции S^f) и в этом отношении уступает пьезоприемнику.
154
Приемник смещения (например, конденсаторного типа), линейный участок АЧХ которого описывается выражением U = подчеркивает неравномерность спектра
Таким образом, с точки зрения компенсации неравномерности спектра импульсов входного воздействия лучшим является приемник резкости, худшим - приемник смещения.
Рассмотренные соображения не являются единственными при выборе приемника. Существенны также равномерность его АЧХ в диапазоне рабочих частот (в этом отношении пьезоприемник обладает большим недостатком) и чувствительность. Отметим, что кроме описанных путей выбора типа приемника и его параметров (в частности, величины т^/О, возможна компенсация неравномерности спектра S^f) в усилителе дефектоскопа, АЧХ которого может быть сделана линейно или квадратично растущей функцией частоты.
4.6. Дефектоскопы для работы методом свободных колебаний
В п. 4.1 описаны различные способы аппаратурной реализации МСК. их достоинства и недостатки. Рассмотрим теперь промышленные многоканальные МСК-дефектоскопы с одновременным анализом и визуализацией спектра. Использование этих приборов существенно облегчает разработку методик контроля новых изделий, упрощает работу оператора.
МСК-дефектоскопы АД-50У и АД-60С (А.с. 161564 СССР) имеют почти одинаковые структурные схемы. Различие состоит в том, что АД-50У реализует только МСК, а АД-60С - МСК и импедансный метод с PC-преобразователем. Кроме того, в АД-60С применена более совершенная электронная схема. Поэтому ограничимся описанием только дефектоскопа АД-60С, структурная схема которого показана на рис. 4.16.
Прибор комплектуется тремя унифицированными преобразователями ПДУ-1, ПДУ-2 и ПДУ-3 для работы МСК- и PC-преобразователем ПА-1 для контроля импедансным методом. Преобразователи ПДУ отличаются лишь приемниками упругих колебаний - в ПДУ-1 используется пьезоэлектрический точечный приемник, в ПДУ-2 - пьезоэлектрический коаксиальный, в ПДУ-3 приемником служит электретный микрофон МКЭ-3.
155
156
Рис. 4.16. Структурная схема дефектоскопа АД-60С
Ударный вибратор преобразователя ПДУ-1 (рис. 4.17) содержит магнитопровод 4, 6, в канале которого во втулках 3, 7 перемешается подвижная система в виде оси 2 с якорем 5 и бойком /. Сверху на ось насажен грибок 9, в который упирается возвратная пружина 8. Перемещение подвижной системы ограничено упором //со смягчающей удар войлочной шайбой 10. При подаче импульса тока в катушку 13 якорь 5 втягивается в зазор магнитопровода и ударяет по контролируемому изделию. После окончания импульса подвижная система пружиной 8 возвращается в исходное положение. Точечный пьезоприемник размещен в капсуле 15, прижимаемой к контролируемому изделию пружиной 14. Он содержит пьезоэлемент 17, контактный наконечник 18 и массу 19. Между приемником и капсулой помещен виброизолирующий материал 16. При наличии в изделии дефекта включается сигнальная лампа 12.
В коаксиальном пьезоприемнике преобразователя ПДУ-2 пьезоэлемент. наконечник и масса имеют кольцевую форму, симметричную относительно оси подвижной системы ударного вибратора.
Преобразователь ПДУ-1 предназначен для контроля изделий с небольшой кривизной поверхности, ПДУ-2 наиболее удобен для проверки конструкций с малыми (от 7 мм) радиусами кривизны (выпуклыми). Преобразователь ПДУ-3 наиболее универсален. Он дает лучшие результаты при копроле изделий из материалов с малыми модулями упругости (резиноподобные полимеры, плотные пенопласты) и обладает наибольшей чувствительностью к неглубоко залегающим дефектам.
Преобразователь ПА-1 (рис. 4.18) содержит идентичные излучающий и приемный вибраторы с собственной частотой = 17 кГц. Вибратор состоит из пьезоэлемента 3 размерами 50x4x3 мм с электродами на широких гранях (поперечный пьезоэффект) и стальных накладок 2, 5. Для повышения прочности склеивания в накладках в местах соединения с пьезоэлементом сделаны пазы. Экранированный соединительный провод крепится в продольном пазу накладки 5 (на рис. 4.18 не показан). К накладке 2 приклеен контактный наконечник / из шарикоподшипника диаметром 5 мм. База преобразователя 7 мм.
Рис. 4.17. Преобразователь ПДУ-1 с пьезоэлектрическим точечным приемником для работы методом свободных колебаний
157
Рис. 4.18. Раздельно-совмещенный преобразователь ПА-1 для контроля импедансным методом
Вибраторы перемещаются в отверстиях корпуса 15. Между втулками 10 и 13 и накладками вибраторов находятся виброизолируюшие шайбы 9, 12 из губчатой резины. Накладка 5 упирается в войлочную прокладку 14. Пружина // прижимает вибратор к изделию с постоянней силой. Под фонарем 6 размещена сигнальная лампа (на рис. 4.18 не показана). включаемая автоматически при наличии в изделии дефекта. Снизу к корпусу крепится опорная пластина 8 из антифрикционной пластмассы. Крышка 16, снимаемая при работе преобразователя, предохраняет вибраторы от повреждений при транспортировании и хранении. Вибраторы разделены электрическим экраном 4. Войлочные шайбы 7 служат для виброизоляции проводов.
Преобразователь ПА-1 используют для контроля изделий из композиционных материалов и других полимеров, а также конструкций 158
с металлическими обшивками. В пластиках он обнаруживает дефекты (расслоения, зона нарушения соединений) на глубине до 15-20 мм. Преимущества ПА-1 перед преобразователями типа ПДУ - большее удобство в работе, отсутствие шума, утомляющего оператора, недостаток - невозможность контроля изделий из материалов с малым модулем упругости.
Применение в дефектоскопе АД-60С двух взаимно дополняющих друг друга методов (МСК и импедансного) расширяет эксплуатационные возможности и область применения прибора.
При использовании МСК дефектоскоп (см. рис. 4.16) работает следующим образом. Синхронизатор С вырабатывает импульсы в форме несимметричного меандра с периодом 40 мс. Через усилитель УПИ в обмотку / преобразователя ПДУ подаются импульсы длительностью 12 мс. приводящие в действие ударный вибратор. Возбуждаемые в изделии упругие колебания преобразуются пьезоэлектрическим 2 (ПДУ-1. ПДУ-2) или микрофонным 3 (ПДУ-3) приемником в электрические сигналы. Последние усиливаются широкополосным (0.3 -25 кГц) усилителем ПУ с дискретно и плавно регулируемым усилением. Затем сигнал разветвляется на 12 каналов спектроанали^атфа. Каждый из фильтров Ф. пропускает определенную полосу частот*. После фильтра сигнал усиливается (усилителем УС), детектируется пиковым детектором Д. и через усилитель постоянного тока УГП\ поступает на линейный газоразрядный индикатор И. (ИН-13). Высота светящегося столба последнего пропорциональна уровню сигнала V; 12 таких индикаторов образуют световое табло, позволяющее визуализировать спектр сигнала (рис. 4.19). К выходам каналов тумблерами SA. подключаются входы сумматора, выходное напряжение которого пропорционально сумме напряжений подключенных каналов. Сумматор 4 управляет автоматическим сигнализатором дефектов 5, включающим световую сигнализацию (лампа HL) и коммутирующим ток пера самописца при записи результатов контроля на электротермическую бумагу.
При работе импедансным методом излучающий вибратор преобразователя ПА-1 возбуждается тиристорным генератором ГИ. Приемный вибратор преобразует колебания изделия в электрический сигнал.
।Индекс i обозначает номер канала.
159
Разбиение д иапазона частот отношения верхней частоты (fj
Рис. 4.19. Изображение спектра на световом табло спектроанализатора дефектоскопа АД-60С
проходящий через описанные узлы схемы. Принятые сигналы обладают относительно узким спектром (центральная частота около 17 кГц) и наблюдаются в 11 и 12-м каналах. Дефекты отмечаются по изменению амплитуды сигнала.
на полосы выполняется так. чтобы к нижней (f ) для каждого канала
и
были, по возможности, одинаковы; нижняя частота (л ♦ 1)-го канала равнялась верхней частоте л-го канала; граничные частоты каналов
имели стандартные значения.
В дефектоскопе АД-60С (рис. 4.20) отношение верхней (20 кГц) к нижней (0.5 кГц) частоте рабочего диапазона равно 40 или 32 дБ. При равномерном разбиении на полосы на каждый канал приходится 32:12 = 2,67 дБ. Для третьоктавных фильтров составляет 2 дБ. Поэтому полосы четырех первых каналов приняты равными 4 дБ, остальных - 2 дБ. Тогда граничные частоты фильтров должны иметь следующие стандартные значения: 0.5; 0.8; 1,25; 2,0; 3.2; 4,0; 5.0; 6,3; 8,0; 10.0; 12,5; 16,0 и 20,0 кГц.
1
15
9,5
Дефектоскоп АД-60С имеет следующие технические характеристики: 2 Минимальная площадь выявляемого дефекта, см : на глубине 0.5 мм .......................................
на глубине 30 мм в капролоновом образце ..........
Масса. кг ...............................................
Питание: сеть переменного тока напряжением. В...............
Потребляемая мощность. ВА. не более......................
л *22
•33
♦3.5
70
Более подробные сведения о возможностях этого прибора и методы работы с ним приведены в гл. 7.
160
Рис. 4.20. Дефектоскоп АД-60С
4.7. Перспективы развития метода свободных колебаний и аппаратуры для его реализации
Как следует из изложенного в этой главе, физические основы МСК изучены пока недостаточно и в этом направлении предстоит еще многое сделать. Очевидно, что углубленное исследование этих вопросов позволит улучшить эксплуатационные возможности метода и оптимизировать параметры МСК-дефектоскопов.
В дефектоскопах АД-50У и АД-60С используется аналоговая обработка информации. Ближайшей перспективой является создание МСК-дефектоскопов с цифровой обработкой сигналов на основе микропроцессорной техники, в частности, с применением быстрого преобразования Фурье. Это открывает широкие возможности совершенствования эксплуатационных характеристик дефектоскопов, так как кроме амплитудно-частотного спектра появляется возможность анализа фазо-частотного спектра [48], корреляционных функций, а также дополнительных обработок этих характеристик.
Другое направление совершенствования МСК-дефектоскопов - улучшение параметров преобразователей (амплитудно-частотных характеристик, надежности, уменьшения уровня создаваемого шума и т.п.), а также разработка специальных преобразователей для решения специфических производственных задач, например, обнаружения более глубоко залегающий дефектов, контроля изделий и материалов с необычными физико-механическими свойствами и т.п.
161
ГЛАВА 5
ВЕЛОСИМЕТРИЧЕСКИЙ МЕТОД
5.1. Общие сведения
Одним из способов неразрушающего контроля соединений в многослойных конструкциях и изделий из полимерных (в том числе композиционных) материалов является предложенный автором в 1962 г. велосиметрический метод (А. с. 161564 СССР).
Велосиметрический метод отличается от других акустических методов неразрушающего контроля физическими принципами, областью применения и эксплуатационными^ характеристиками. Сущность метода отражена в его названии (velocitas - скорость , (лат.), метрический - измерительный). Термин "велосиметрический метод" принят в нормативных документах и используется в литературе [58].
Понятие "велосиметрический метод" объединяет способы контроля, использующие влияние дефекта на скорость распространения упругих волн в изделии и длину их пути между излучателем и приемником колебаний. Для этого метода характерно применение антисимметричных волн частотами 20-60 кГц и сухого точечного контакта преобразователей с контролируемыми изделиями. Дефекты регистрируются по изменению фазы непрерывной или импульсной волны или времени распространения акустического импульса. Эти параметры не зависят от силы прижатия преобразователя к изделию, состояния акустического контакта и других меняющихся факторов, поэтому метод отличается повышенной стабильностью показаний.
В отличие от объемных антисимметричные нормальные волны в слоях имеют волноводный механизм распространения. Поэтому при импульсном излучении формирование этих волн происходит за несколько периодов несущей частоты. В описанных ниже импульсных вариантах велосиметрического метода используются импульсы, число периодов которых достаточно для формирования антисимметричных упругих волн.
162
Таблица 5.1. Способы и варианты велосиметрического метода
Способ Вари- Излучение
Схема контроля
ант
I Непрерывное
II Импульсное
вый III Непрерывное IV Импульсное
Доступ к изделию
Односторонний
Двусторонний
Времен- I Импульсное
ной
Первый велосиметрический дефектоскоп УВФД-1 [19] серийно выпускался с 1965 г. Затем велосиметрический метод был использован в приборах [44], разработанных другими отечественными предприятиями. Лишь в 70-х годах появились сообщения об использовании метода в американских приборах "Сондикатор” и "Гармоник Бондте-стер”.
Публикации о физических основах велосиметрического метода» расчете и проектировании узлов аппаратуры или какие-либо иные научные сведения по этой тематике в известных нам зарубежных .^источниках отсутствуют.
t Различают фазовый и временной способы велосиметрического метода 1|см. табл. 5.1).
Фазовый способ реализуется в четырех вариантах: в двух из них используют непрерывное, в двух - импульсное излучение. Дефекты регистрируются по изменению фазы принятого сигнала.
Первый вариант является также и исторически первым. Преобразователь (табл. 5.1, вверху) содержит расположенные в общем корпусе и акустически изолированные друг от друга излучающий И и приемный П вибраторы со сферическими контактными наконечниками и фиксированным расстоянием / между осями (базой преобразователя). От
163
Рис. 5.1. Зависимость скорости С антисимметричной волны от толщины h слоя излучателя во все стороны распространяется непрерывная антисимметричная волна нулевого порядка aQ. Ее фазовая ско-
рость с с увеличением толщины й изделия скорости с# рэлеевской волны (рис. 5.1).
возрастает, стремясь к
В отсутствие дефектов скорость определяется толщиной й^ изде
лия и оказывается наибольшей. При расположении преобразователя над дефектом D (расслоением, зоной нарушения соединения между слоями) скорость с волны соответствует толщине й отделенного
* Z
дефектом слоя, причем < сУменьшение скорости меняет фазу
волны в точке приёма, что служит основным признаком дефекта. Дополнительным его признаком является обычно наблюдаемое увеличение амплитуды принятого сигнала, обусловленное уменьшением механического импеданса изделия в зоне дефекта (см. гл. 3).
Второй вариант (импульсный фазовый метод), предложенный М. В. Гершбергом и С. В. Илюшиным [12], отличается от первого использованием импульсного излучения. Уменьшение фазовой скорости упругой волны в зоне дефекта регистрируется по смещению нулей импульса, принятого приемным вибратором (см. п.5.4).
Третий вариант, предложенный и разработанный автором, характеризуется использованием непрерывного излучения. Излучающий И и приемный П вибраторы располагаются соосно по разные стороны контролируемого изделия (см. табл. 5.1. внизу). В отсутствие дефекта (расслоения, нарушения соединения между слоями) упругие колебания проходят через изделие в виде продольной L волны. В зоне дефекта D (в разделенных им слоях) энергия от излучателя к приемнику распространяется в форме антисимметричных волн нулевого порядка
которые проходят больший путь и движутся с меньшими фазовыми скоростями, чем продольная волна. Поэтому фаза принятой волны отстает от фазы на доброкачественном участке, что является основным признаком дефекта. Дефекты, особенно расположенные вблизи поверхностей изделия, уменьшают амплитуду принятого сигнала. Это служит дополнительным их признаком. Для сканирования пользуются приспособле
164
ниями в виде скоб, обеспечивающими соосное перемещение излучающего и приемного вибраторов.
Четвертый вариант отличается от третьего только применением импульсного излучения.
Временной способ, предложенный автором и В. В. Мурашовым (А. с. 437010 СССР), имеет единственный вариант и реализуется при двустороннем доступе к изделию с использованием импульсного излучения. Признаком дефекта служит увеличение времени t прохождения импульса через изделие, обусловленное как увеличением пройденного пути, так и уменьшением скорости распространения упругих воли в разделенных дефектом слоях, связанных с изменением типа волн. Увеличение t регистрируется по запаздыванию переднего фронта (первого вступления) сигнала. В отличие от фазовою, временной способ использует изменение не фазовой, а групповой скорости распространения волн. Он отличается от временного теневого метода [60] тем, что запаздывание импульса в зоне дефекта определяется не только увеличением пройденного пути, но и уменьшением скорости распространения, связанным с изменением типа волн.
Велосиметрический метод применяют для обнаружения дефектов (преимущественно расслоений) в изделиях из слоистых пластиков и неметаллических покрытиях, зон нарушения соединений между элементами многослойных конструкций, выполненных из неметаллических и металлических материалов, и других узлов. Он позволяет обнаружить 2 указанные дефекты площадью более 2-15 см на глубине до 25 мм (с увеличением глубины залегания чувствительность падает).
5.2. Распространение антисимметричных волн нулевого порядка в многослойных конструкциях
Вернемся к первому варианту фазового способа (см. п. 5.1). Примем, что в доброкачественных и дефектных зонах изделия распространяются только бегущие волны. Приняв за нуль фазу волны в точке ввода колебаний в изделие и полагая, что отсчет фаз ведется в один и тот же момент времени, для фазы ф в точке приема получим
V = (5.1)
V
где ы - угловая частота, I - база преобразователя.
165
Вызываемое расслоением изменение фазы в точке приема
2 1
Параметры I и си обычно известны. Значения и можно найти из дисперсионной кривой, связывающей фазовую скорость с толщиной изделия. Для изотропных сред дисперсионные кривые рассчитывают по известным формулам [11]. Однако используемые в конструкциях неметаллические материалы (стекло-, органо- и углепластики и т.п.) анизотропны, причем эти конструкции обычно состоят из нескольких слоев различных материалов. Волны, распространяющиеся в таких конструкциях, строго говоря, не являются волнами Лэмба- Однако эти волны во многом сходны с антисимметричной нулевой модой волны
Лэмба. Они также являются нулевыми модами нормальных волн, существующими во всем диапазоне частот, а дисперсионные кривые их фазовых скоростей подобны таковым для волны Лэмба. Поэтому дисперсионные моды, используемые в велосиметрическом методе, будем условно называть антисимметричными волнами нулевого порядка (aQ).
Дисперсионные кривые снимали экспериментально. На испытуемый образец / (рис. 5.2) устанавливали излучающий вибратор 2, возбуждаемый генератором непрерывных колебаний 3. Выход генератора 3 соединен с первым входом двухлучевого осциллографа 4. Приемный вибратор 6 через предварительный усилитель 5 соединен со вторым входом осциллографа. Перемещая* вибратор 6 по прямой, проходящей через точку возбуждения колебаний, по осциллографу наблюдали моменты совпадения фаз сигналов генератора и приемника. Вдоль
линии перемещения последнего отмеряли расстояние L. соответствующее л длинам волн в образце. Искомая фазовая скорость волны
Рнс. 5.2. Схема установки для исследования дисперсион
ных кривых
166
с, м/с
Рнс. 5.3. Дисперсионные кривые фазовой скорости:
/. 2 — для стеклотекстолита по основе и по утку соответственно; 3-3 — для текстолита ПТ по основе, по утку и под углом 45 соответственно; 6 - для винипласта
Меняя частоту, строили дисперсионные кривые. Ввиду узкополосное-ти использованных вибраторов для расширения диапазона частот применяли вибраторы различных типов. Размеры образцов достаточно велики, что исключает влияние отраженных волн на результаты измерений.
На рис. 5.3 представлены дисперсионные кривые для текстолита, стеклотекстолита и винипласта. Независимым переменным служит произведение fh. Фазовая скорость распространения волн измерялась в нескольких направлениях. Для текстолита и стеклотекстолита дисперсионные кривые для разных направлений различны. В винипласте и оргстекле анизотропии скорости не обнаружено.
На рис. 5.4 представлены дисперсионные кривые для конструкции в виде металлической трубы толщиной 3 мм с наклеенным на ее внутреннюю поверхность неметаллическим покрытием толщиной 9 мм. Кривая для металлической трубы без покрытия построена по теоретической формуле [11], остальные кривые сняты экспериментально. Дисперсионные кривые, снятые со стороны металла и покрытия, различны. При f -► ©о значения скоростей стремятся к разным пределам, определяющимся скоростями рэлеевских волн в этих материалах.
Рассмотрим особенности контроля при импульсном излучении. Так
167
с, м/с
Рис. 5.4. Дисперсионные кривые фазовой скорости для двухслойной конструкции и ее элементов:
/ — конструкция без дефектов, измерение со стороны металла; 2 — то же, измерение со стороны покрытия; 3 — покрытие; 4 — • металл (расчет)
как при распространении волн наблюдается дисперсия, групповые
скорости с отличаются от фазовых с гр <
dCA %гСф-Х-Л •
причем [11]
(5.3)
где X = с Jf - длина волны.
Ф
Для нулевой моды антисимметричной волны, скорость с которой с Ф
ростом частоты монотонно увеличивается, de /dk < 0. Поэтому в этом Ф
случае с > с. гр ф
Аналитический расчет с для многослойных конструкций затруд-П>
нителен. Однако в самом общем случае для системы из л слоев с гр можно найти графически из дисперсионной ,кривой с (f), снятой
Ф
описанным способом. Для этого строят вспомогательную зависимость
с (X), дифференцируя ее графически, находят dejdk, а затем, зная Ф Ф
с.. X и dejdk, по формуле (5.3) вычисляют с . На рис. 5.5 при-ф ф гр
168
Рис. 5.5. Дисперсионные кривые для фазовой С н групповой С скоростей
Ф гр
ведены дисперсионные кривые с
Ф
и с для гр
стеклопластика, полученные описанным
способом. Характерно, что в отличие от
с , с имеет максимум. При этом макси-Ф гр
мальное значение с меньше скорости гр
распространения продольной волны.
В случае распространения акустических импульсов в дисперсионных средах (с * с ) полярность первой полуволны при изменении
Ф гр
длины пробега может меняться. Это необходимо учитывать при измерении времени распространения импульса в изделии (временной способ).
5»3. Общие характеристики велосиметрического метода
Каждый из описанных в п. 5.1 способов и вариантов велосиметрического метода обладает своими особенностями, преимуществами и недостатками, знание которых позволяет наиболее полно использован» возможности метода.
Для вариантов метода, реализуемых при одностороннем доступе к контролируемому изделию (см. табл. 5.1), характерно наличие мертвой зоны, прилегающей к поверхности, противоположной поверхности ввода колебаний и составляющей 20-40 % общей толщины контролируемого изделия. Находящиеся в этой зоне дефекты слабо влияют на фазовую скорость волн в изделии, и обусловленные ими изменения фазы сигнала недостаточны для их уверенной регистрации. Поэтому, если изделие допускает двусторонний доступ, для полной его проверки рассматриваемыми вариантами метода требуется контроль сначала с одной, а затем с другой стороны.
В отличие от PC-преобразователей импедансных дефектоскопов (см. п. 3.3), база I преобразователей велосиметрических дефектоскопов выбирается примерно 25-30 мм, что увеличивает изменение фазы в зоне дефекта. Если протяженность дефекта меньше базы /,
169
то дефект отмечается дважды - один раз при нахождении под излучающим вибратором, другой - под приемным.
Особенность всех односторонних вариантов метода - постоянство кратчайшего пути волны между излучающим и приемным вибраторами. Этот путь всегда равен базе I преобразователя, которая одного порядка с длиной используемой антисимметричной волны. В результате в доброкачественных зонах разность фаз волн в точках излучения и приема оказывается порядка = 360 , тогда как дефекты (за исключением крупных, неглубоко залегающих) меняют фазу на Ду> = = 60*120 . При таком отношении физико-механические свойства
материала изделия, определяющие скорость звука в нем, существенно влияют на фазу выходного сигнала преобразователя. Эго влияние усугубляется тем, что упомянутые свойства армированных полимеров анизотропны и зависят от ряда технологических параметров. Для
односторонних вариантов велосиметрического метода чувствительность к физико-механическим свойствам материала изделия часто может быть полезна. Например, простым поворотом преобразователя легко определить направления максимальной и минимальной скоростей в анизотропном материале, возможно обнаружение зон повышенного и пониженного содержания связующего, участков с нарушением армирования и т.п. Однако иногда такая чувствительность нежелательна и создает мешающий фон, затрудняющий обнаружение дефектов типа нарушений сплошности.
С помощью вариантов, требующих двустороннего доступа, можно проверять изделие по всей его толщине из один проход, так как мертвой зоны не имеется. Однако двусторонний доступ не всегда возможен, что ограничивает область применения этих вариантов.
В отличие от односторонних, двусторонние варианты мало чувствительны к изменению физико-механических свойств материалов контролируемых изделий. Это связано с тем. что скорость продольной
волны, передающей энергию в бездефектных зонах, больше скоростей
антисимметричных волн в разделенных дефектом слоях, а путь про-
дольной волны меньше пути антисимметричных волн. Поэтому сдвиг
фазы <р волны в доброкачественной зоне невелик, а отношение <р v Од
(<р - сдвиг фазы в зоне дефекта) существе»#) меньше такового для д
односторонних вариантов метода. Кроме того, анизотропия армиро
ванных пластиков, влияющая на скорости антисимметричных волн, не
170
сказывается на скорости продольной волны, которая распространяется нормально к поверхности изделия и перпендикулярно к армирующим волокнам.
Преимущество двусторонних вариантов метода контроля - меньшее влияние на результаты контроля интерференционных помех. Это связано с тем. что при соосном расположении вифаторов уровень принятого сигнала в бездефектных зонах изделия (особенно при малой толщине h последнего) больше, чем в случае характерного для односторонних методов несоосного расположения. При соосном размещении вибраторов и небольшой толщине контролируемых изделий амплитуды о колебательных скоростей в точках излучения (vj и приема (о,) можно считать равными. Для односторонних вариантов метода расстояние между подобными точками равно базе I преобразователя, причем I г X и Ы — 2тг. Согласно работе [66] колебательная скорость в точке приема
где 6 - коэффициент затухания изгибной волны. Приняв I = 3 см и 6 = 0,04 Нп/см, найдем, что при I = X v = 0,28 о .
пн
При использовании непрерывных колебаний можно применить узкополосное усиление сигнала. Это уменьшает влияние фрикционных шумов. Однако для непрерывного излучения характерны интерференционные помехи, обусловленные отражениями от границ изделий. Импульсное излучение уменьшает эти помехи (так как отраженные волны приходят в основном после измерения информативных параметров). Но передача импульсов требует расширения полосы пропускания тракта, что ухудшает отношение сигнала к фрикционным шумам. Импульсное излучение уменьшает потребление энергии, облегчая создание аппаратуры с автономным питанием.
5.4. Особенности различных способов велосиметрического метода
Для всех вариантов фазового способа характерна возможность неоднозначного отсчета фазы сигнала. Характеристика фазометра обычно имеет периодическую пилообразную форму (рис. 5.6). Однозначная связь показаний А выходного индикатора с фазой существу-
171
Рис. 5.6. Типовая характеристика фазометра
ет лишь при изменении у в ограниченных пределах (обычно до 180 ). Исходный сдвиг фаз между исследуемым и опорным сигналами регулируется фазовращателем. Это позволяет устанавли
вать нулевую точку, соответствующую бездефектной зоне изделия, на любом участке характеристики фазометра. При выборе ее в зоне А = 0 (точка В на рю. 5.6) увеличение показаний индикатора будет наблюдаться как в зоне дефекта (отставание ^), так и на бездефектных участках с увеличенной толщиной (опережение v>). В этом случае отличить дефект от утолщенной зоны невозможно. Поэтому при
контроле изделий переменной толщины в качестве исходной целесообразно выбрать точку С. Тогда в зоне дефекта показания фазометра будут расти, на участках с увеличенной толщиной - падать. Однако в любом случае при значительных изменениях показания неоднозначны. Если у меняется в широких пределах (что наблюдается в зонах неглубоко залегающих крупных дефектов), то показания фазометра циклически изменяются, проходя значения, соответствующие как дефектным, так и доброкачественным зонам. В сомнительных случаях единичный крупный дефект можно отличить от нескольких мелких путем повторной проверки на другой частоте. При этом на крупном дефекте периодичность отклонения фазы меняется, а область ее изменения остается прежней.Кроме информативных бе
гущих и отраженных от границ контролируемого изделия мешающих волн, в отделенных дефектами слоях возникают волны, отраженные от границ этих слоев с доброкачественными участками. Эти волны, накладываясь на полезный сигнал, вызывают периодические колебания его амплитуды и фазы в зоне дефекта.
В п. 5.1 отмечалось, что второй вариант фазового способа отличается от первого импульсным излучением. Однако это отличие меняет физическую сторону дела и требует дополнительного рассмотрения. Авторы [12] считают, что излучающий вибратор возбуждает в контролируемом изделии поперечные (сдвиговые) и поверхностные волны, причем интенсивность последних значительно больше. Причину изменения скорости распространения этих волн в зоне дефекта они видят в изменении модуля межслойного сдвига.
172
Такая трактовка гфедставляется необоснованной по нескольким причинам. Как известно, сдвиговые и поверхностные (рэлеевские) волны являются бездисперсионными. Модуль межслойного сдвига относится к материалу, а не к конструкции, поэтому утверждение, что в зоне дефекта этот модуль меняется, не корректно. Многочисленные эксперименты (см. рю. 5.3 и 5.4) показывают, что в велосиметрическом методе основную роль играют антисимметричные волны нулевого порядка и используется присущая им дисперсия скорости. Поверхностные волны становятся преобладающими лишь при очень большой толщине контролируемых изделий в доброкачественных зонах. Согласно работе [11] даже при толщине сдоя й = 2Х^ (Х^ -длина волны Рэлея) в нем возбуждаются главным образом две нормальные волны - симметричная и антисимметричная а®. Например, при частоте 30 кГц и скорости рэлеевской волны = 1500 м/с (при й = = 2kD скорости мод а и s очень близки к cD) из условия й = 2XD
К. .0 0 к к
найдем h = 100 мм, что значительно больше предельной глубины выявляемых дефектов. Таким образом, даже при h = 100 мм волна Рэлея не является преобладающей.
Рассмотрим второй вариант фазового способа (см. табл. 5.1). Очевидно, что при переходе к импульсному излучению, когда импульсы содержат большое число периодов несущей частоты, тип возбуждаемых в изделии волн не меняется. Однако при использовании дисперсионной моды а групповая скорость с распространения акустических 0 гр
импульсов не равна фазовой скорости с . Как видно на рис. 5.5, с Ф
ростом толщины й слоя фазовая скорость с монотонно возрастает, Ф
тогда как групповая скорость с сначала растет, а затем уменьша-гр
ется. Следовательно, если доброкачественной зоне соответствует максимум скорости с , то как уменьшение й в зоне дефекта, так и
П>
ее увеличение приводит к одинаковому результату - уменьшению с . гр
Поэтому дисперсионная кривая групповой скорости для использования неудобна, а основанный на ней способ обнаружения дефектов по изменению времени прохождения акустических импульсов между вибраторами преобразователя (при одностороннем доступе к изделию) не эффективен. Известно, что нули, т.е. точки перемены знака колебаний несущей частоты, распространяются в дисперсионной среде с фазовой
173
Рис. 5.7. Результаты измерения фазы и амплитуды сигнала при контроле образца из стеклопластика с искусственными дефектами (третий вариант фазового способа)
скоростью. Поэтому в качестве признака дефекта выбрано смещение одного из нулей импульса, что позволяет использовать дисперсионную кривую фазовой скорости. Так как огибающая выходного сигнала преобразователя нарастает постепенно, обычно регистрируют смешение нуля, отстоящего на 3-6 периодов от начала
импульса, где амплитуда несущей близка к максимальной. Таким образом, второй вариант фазового способа использует ту же дисперсионную кривую, что и первый, но имеет перед ним отмеченные в п. 5.1 преимущества, связанные с импульсным излучением.
Обратимся к третьему (двустороннему) варианту фазового способа, использующему непрерывные упругие колебания. На рис. 5.7 приведены результаты измерения фазы и амплитуды выходного сигнала приемного вибратора при контроле плоского образца из стеклопластика. Толщина образца 10 мм, дефекты выполнены в виде расслоений переменной ширины, расположенных на глубине 1, 2. 3 и 5 мм. Зоны расслоений заштрихованы. Излучающий и приемный вибраторы располагали по разные стороны образца и прижимали к нему пружинами. С помощью механического устройства вибраторы перемещали относительно образца со скоростью 6,55 м/с. Излучающий вибратор возбуждали от генератора дефектоскопа УВФД-1 (см. п. 5.5). Сигнал с приемного вибратора подавали на входы двух дефектоскопов УВФД-1. в одном из которых использовали фазовый, в другом - амплитудный канал. Выходы этих каналов подключены к осциллографу, регистрирующему изменения фазы и амплитуды сигнала. Штриховыми прямыми на эскизе образца показаны траектории перемещения вибраторов. Ширина расслоений для траекторий /, 2 и 3 составляла 40, 30 и 20 мм соответственно. Траекториям 1-3 отвечают обозначенные теми же цифрами осциллограммы фазы ф (вверху) и амплитуды А сигнала. Горизонтальные
174
прямые указывают нулевые отклонения фазового (верхняя) и амплитудного индикаторов. Измерения выполнены на частоте 45 кГц.
В зонах дефектов наблюдаются отклонения фазы и амплитуды сигнала. которые в результате отражении от границ отделенных дефектами слоев имеют осциллирующий характер. В бездефектных зонах флюктуации фазы существенно меньше, чем амплитуды. Это объясняется меньшим влиянием фрикционных шумов, шероховатости поверхности и других подобных факторов на фазу сигнала. Из рис. 5.7 очевидно, что использование изменения фазы как признака наличия дефекта выгоднее, чем использование изменения амплитуды. Вид осциллограмм сохраняется, если приемный и излучающий вибраторы поменять местами.
Четвертый вариант фазового способа (см. табл. 5.1) отличается от описанного применением импульсного излучения. Как и во втором (одностороннем) варианте, в нем используется дисперсионная кривая фазовой скорости, причем дефекты регистрируются по смещению нулей принятого сигнала.
По чувствительности двусторонние варианты фазового способа превосходят односторонние, так как при двустороннем расположении вибраторов дефект изделия не только уменьшает скорость распространения волны в разделенных им слоях, но и увеличивает пройденный этой волной путь. Повышению чувствительности двусторонних вариантов способствует также меньшее влияние на результаты контроля интерференционных помех и флюктуаций скорости антисимметричных волн вследствие изменений физико-механических свойств материалов контролируемых изделий.
При использовании временного способа (см. табл. 5.1) в бездефектных зонах изделия акустические импульсы передаются от излучающего вибратора к приемному продольными волнами, не обладающими дисперсией скорости. Для изделия из л разнородных слоев время прохождения импульса л Л.
где Л* - толщина слоя с номером I; - скорость продольной волны в этом слое.
При наличии дефекта в разделенных им двух слоях (каждый из которых может состоять из нескольких разнородных материалов) акус-
175
тические импульсы распространяются в виде антисимметричных волн. При этом время задержки импульса, определенное по его первому вступлению, А С Г₽1
2 с ’ ГР2
где и 1% ~ минимальные пути, пройденные импульсом в разделенных дефектом слоях; с и с - групповые скорости для этих слоев. гр1 ГР2
Изменение времени распространения импульса в изделии» обусловленное наличием дефекта,
А О
Отметим, что если при одностороннем расположении излучающего и приемного вибраторов дефект в изделии вследствие наличия максимума на дисперсионной кривой для групповой скорости может как увеличивать, так и уменьшать время задержки акустического импульса (см. п. 5.4). то при двустороннем их расположении это время в зоне дефекта всегда увеличивается. Это объясняется тем, что групповая скорость антисимметричной волны всегда меньше скорости продольной волны, передающей энергию в дофокачественных зонах.
Экспериментальные исследования временного способа выполнены на образцах с моделями расслоений. Соосно установленные преобразователи находились на равных расстояниях от краев расслоений, что соответствует максимальному времени задержки. На рис. 5.8 представлены осциллограммы, иллюстрирующие увеличение времени т прохождения акустического импульса при увеличении ширины расслоений в форме полос, расположенных на глубине 2 мм в образце из текстолита ПТК толщиной 9 мм. Как видно на рис. 5.8, в результате дисперсии скорости изменение г меняет фазу первой полуволны импульса.
Измерения времени прохождения акустических импульсов выполнены также на других образцах с моделями дефектов. Результаты приведены в табл. 5.2. Дефекты в этих образцах увеличивают время распространения от 44 до 791 %, что вполне достаточно для их обнаружения.
Глубина залегания одинаковых по размерам дефектов в изделиях равной толщины мало сказывается на времени прохождения импульса. С увеличением глубины скорость распространения волн в одной из
176
Рис. 5.8. Зависимость времени прохождения акустического импульса от ширины расслоения в текстолите ПТК: Ширина расслоения: / — зона без дефекта; 2-10 мм; .3-15 мм; 4 -20 мм; 5 - 25 мм; 6 - 30 мм; 7 — 35 мм; 8 — 40 мм. Метки времени через 1 мкс
разделенных дефектом зон возрастает, в другой - уменьшается. Суммарное время прохождения импульса при этом мало меняется.
Преимуществом временного способа перед фазовым является исключение характерной для последнего неоднозначности показаний в зонах крупных дефектов, недостатком - повышенная чувствительность к помехам, особенно
к фрикционным шумам. Это обусловлено относительно малой амплитудой первой полуволны (по сравнению с максимальной амплитудой импульса) и необходимостью использования более широкой полосы пропускания усилителя, приводящей к уменьшению отношения сигнала к шуму. < По чувствительности временной способ несколько уступает двусторонним вариантам фазового способа.
5.5. Велосиметрические дефектоскопы
В первом велосиметрическом дефектоскопе УВФД-1 (рис. 5.9) использованы фазовый способ контроля с' односторонним и двусторонним доступом к изделию и непрерывное излучение с номинальными частотами 25, 40 и 60 кГц [19].
Структурная схема УВФД-1 показана на рис. 5.10. Генератор 3 с плавно регулируемой частотой возбуждает вибратор 2 преобразователя, излучающий упругие колебания в объект контроля //. Принятые вибратором / сигналы усиливаются усилителем 10, преобразуются в меандр формирователем 9 и подаются на фазометр 8. Второй вход последнего через фазовращатель 4 и формирователь 5 соединен с генератором 3. Фазовращатель регулируют так, чтобы в отсутствие в
177
Таблица 5.2. Влияние дефекта на время прохождения импульса
Параметры образца Параметры
Форма Материал Толщина, мм Форма Размеры, мм
Плита Текстолит ПТК 28 Круг 0 20
Плита То же 9 Прямоугольник Эллипс ф Полоса 0 30 0 40 0 80 50x30 90x35 10
Плита Стеклопластик 37 Круг 15 20 25 30 35 40 0 80
Труба ЭФ-32-301 Бумалит ФФ 20 Квадрат Прямоугольник Цилиндр 0 50 50x50 70x35 0220
Ширина полосы.
Толщина стенки трубы.
изделии дефекта стрелка индикатора 7 фазометра находилась на исходном, принятом за нуль делении шкалы. При отставании фазы более чем на определенную величину автоматический сигнализатор дефектов (АСД) 6 включает расположенную в преобразователе сигнальную лампу. Усилитель 10 охвачен системой задержанной авто-178
дефекта Время прохождения импульса, мкс Увеличение времени прохождения импульса
Глубина в доброкачест- в зоне 1 - С д 0 " 100 % *0
залегания, мм веииой зоне дефекта
13 18 26 44
13 18 33 83
13 18 42 133
13 18 60 233
13 18 36 100
13 18 40 122
2 7 11 57
2 7 17 143
2 7 25 257
2 7 27 286
2 7 31 343
2 7 33 371
2 7 38 443
5 17 62 265
5 17 46 171
5 17 41 141
5 17 32 88
17 И 98 791
магической регулировки усиления 12. Измеритель амплитуды 13 со стрелочным индикатором 14 используется для настройки генератора 3 на собственную частоту преобразователя и как дополнительный индикатор при обнаружении дефекта по увеличению амплитуды сигнала (импедансный метод).
179
Рис. 5.10. Структурная схема велосиметрического дефектоскопа УВФД-1
Рис. 5.9. Велосиметрический дефектоскоп УВФД- 1
Дефектоскоп комплектуется преобразователями на номинальные частоты 25, 40 и 60 кГц. В их вибраторах использовано по два пьезоэлемента (продольный пьезоэффект).
Разработанный позднее велосиметрический дефектоскоп АД-ЮУ [50] работает в импульсном режиме (несущие частоты 25, 40 и 60 кГц) и позволяет реализовать импульсный фазовый способ с односторонним и двусторонним доступом, временной способ и импедансный метод с РС-преобразователем.
Дальнейшим развитием аппаратуры для контроля велосиметрическим и импедансным (с РС-преобразователем) методами является дефектоскоп АД-20У (рю. 5.11). Как и в дефектоскопе АД-ЮУ» в нем предусмотрены амплитудная» фазовая и временная обработка информации и он позволяет реализовать те же, что и АД-ЮУ. способы и варианты контроля. Основные отличия АД-20У от АД-ЮУ - более совершенная электронная схема, универсальное (сетевое и автономное) питание и существенно улучшенные преобразователи.
Дефектоскоп АД-20У комплектуется преобразователями ПА-1, ПФ, ПВ-1 и ПВ-2. Благодаря использованию поперечного пьезоэффекта число клеевых швов их вибраторов минимально, причем эти швы расположены вдали от тучности силы. Существенно, что эти преобра
зователи -значительно технологичнее применявшихся ранее.
180
Рис. 5.11. Дефектоскоп АД-20У
Преобразователь ПФ (рис. 5.12) предназначен для работы импульсным фазовым способом при одностороннем доступе к контролируемому изделию. Излучающий и приемный вибраторы одинаковы, их резонансная частота 30 кГц. Каждый вибратор содержит два пьезо-Жисмента 6 размерами 27x8x3 мм с обкладками на широких боковых сторонах. Пьезоэлементы установлены параллельно и электрически соединены параллельно. К ним приклеены цилиндрические накладки 3 и 8 из алюминиевою сплава. На накладке 3 укреплен корундовый контактный наконечник / типа НС-11. Накладки обхватываются вибро-
€5
Рис. 5.12. Преобразователь ПФ для контроля изделий фазовым способом велосиметрического метода при одностороннем доступе
181
изолирующими шайбами 4, 7 из губчатой резины. Тыльная сторона накладки 3 упирается в войлочную прокладку 10. Вибратор помещен в металлический стакан 9, перемещающийся в корпусе 5. Пружина 12 прижимает вибратор к изделию с постоянной силой. В корпусе размещена включаемая от АСД дефектоскопа сигнальная лампа 11. К корпусу крепится опорная пластина 2 из антифрикционной пластмассы. База преобразователя ПФ 25 мм.
Преобразователь ГВ-1 (рис. 5.13) предназначен для контроля изделий временным и двусторонним фазовым способами велосиметрического метода. Он содержит идентичные излучающий и приемный вибраторы (однотипные с вибраторами преобразователя ПФ)» смонтированные на скобе 1 в корпусах 3 и 7 и располагающиеся соосно по разные стороны контролируемого изделия. Излучающий вибратор, контактирующий с внешней его поверхностью, размешен в стакане 5, перемещающемся в корпусе 8. На стакан 5 насажен наконечник 4» защищающий вибратор от ударов о края изделия. Пружина 6 прижимает вибратор к изделию. Под прозрачным колпачком // размещена включаемая от АСД сигнальная лампа 10. В нерабочем положении, когда преобразователь не касается изделия» цепь сигнальной лампы размыкается переключателем 9. Приемный вибратор выполнен аналогично» но
Рис. 5.13. Преобразователь ПВ-1 для контроля изделий велосиметрическим методом при двустороннем доступе к ним 182
Нне 5.14. Преобразовать ПВ-2 для контроля млоснметрнческим метоним полых изделий небольших диаметров при двустороннем доступе к
ним
бгз сигнальной лампы и переключателя. Расстояние между вибраторами устанавливается в зависимости от толщины контролируемого изделия с помощью винта 2 (такой же винт есть и на корпусе излучающего преобразователя).
Преобразователь ПВ-2 (рис. 5.14) отличается от преобразователя ПВ-1 уменьшенными размерами приемного вибратора и иной конструкцией скобы. Приемником служит малогабаритный пьезовибратор /. подобный используемому в преобразователе ПДУ-1 (см. рис. 4.17). Рабочая частота ПВ-2. как и ПВ-1. равна 30 кГц. Преобразователь ПВ-2 позволяет проверять изделия внутренними диаметрами более 25 мм. Так как собственные частоты излучающего и приемного вибраторов резко отличаются, уровень сигнала на выходе у преобразователя ПВ-2 существенно меньше, чем у преобразователя ПВ-1. Эго ограничивает применение ПВ-2 изделиями относительно небольшой толщины (до 8г-10 мм).
На партии из 27 вибраторов преобразователей ПФ и ПВ исследован разброс резонансных частот, которые измеряли по стандартной методике. Оказалось, что при использовании пьеэоэлементов из одной партии коэффициент вариации резонансных частот не превышает 1 %. Отметим, что эти данные получены без использования описанной в п. 6.1 индивидуальной подгонки собственных частот.
Через шесть лет после опубликования работы [19] о дефектоскопе УВФД-1 появилось сообщение [123] о первом зарубежном велосиметрическом дефектоскопе "Сондикатор” фирмы Automation Industries (США). Как и УВФД-1. этот прибор имеет два индикатора (амплитудный и фазовый), его рабочая частота 20-40 кГц. Более поздняя модел> "Соцдикатора” (модель S-2B) использует второй вариант фазового способа, несущая частота импульса 25 кГц. Судя по описанию ”Сон-дикатора”, его авторы ошибочно считают, что этот прибор использует
183
Рис. 5.15. К принципу действия прибора 'Сондикатор' фирмы Automation Industries (США):
I — излучатель упругих колебаний; 2 — приемник упругих колебаний; 3 — контролируемый объект: 4 — упругие волны;
5 — дефект в контролируемом объекте "эхо-метод и метод прохождения” и работает на объемных волнах (рис. 5.15). Контактные наконечники вибраторов преобразователя имеют далекую от оптималь
ной остроконечную коническую форму и выполнены из пластика с малым модулем Юнга и низкой износостойкостью. При этом контактная гибкость оказывается чрезмерно большой, а сканирование изделий с шероховатыми поверхностями - затруднительным. Такой же преобразователь использован в приборе "Гармоник Боцдтестер" фирмы Shurtronks (США), который кроме велосиметрического реализует также импедансный метод, для чего служит бесконтактный электромагнито-акустический преобразователь (см. гл. 3).
Таким образом, как и импедансный, велосиметрический метод начал применяться за рубежом позднее, чем в СССР.
Следует отметить, что физические основы велосиметрического метода разработаны пока недостаточно. Более глубокое и подробное изучение этих вопросов позволит существенно расширить возможности метода, оптимизировать выбор рабочих частот и других параметров аппаратуры.
Пути совершенствования велосиметрических дефектоскопов состоят в применении цифровой микропроцессорной техники, уменьшении габаритов и массы аппаратуры, создании дефектоскопов для работы в составе роботизированных комплексов неразрушающего контроля.
184
ГЛАВА 6
РАСЧЕТ И ИССЛЕДОВАНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
С СОСТАВНЫМИ ПЬЕЗОВИБРАТОРАМИ
6.1. Общие сведения
В преобразователях велосиметрических и РС-преобразователях импедансных дефектоскопов для излучения и приема упругих колебаний используют составные пьезовибраторы (вибраторы Ланжевена). Их активными элементами служат пластины из пьезокерамики. Пассивные элементы (накладки) придают вибратору нужную собственную частоту, износостойкость, используются для крашения и т.д. Рассматриваемые преобразователи существенно отличаются от применяемых в гидролокации [29. 64] и ультразвуковой технологии [71. 72] областью и способом использования, характером акустической нагрузки и конструктивным исполнением. Еще меньше общего они имеют с преобразователями традиционных ультразвуковых дефектоскопов [23. 58. 77].
Существенными отличиями рассматриваемых составных пьезовибраторов от наиболее близких к ним гидролокационных, являются:
1) сухой точечный контакт с контролируемыми изделиями и связанные с ним мадай по модулю упругий импеданс Z* = /X* = VtjwKJ контактной зоны, отсутствие направленности при излучении и приеме, необходимость высокой износостойкости контактного наконечника, фрикционные шумы (см. гл. 2);
2) переменный и комплексный характер механического импеданса Zh нагрузки, слабое влияние Z^ на режим колебаний вибратора;
3) парное использование вибраторов, один из которых только § (влучает. другой - только принимает упругие волны;
!' 4) конструктивное исполнение, обеспечивающее возможность ручного и механизированного сканирования.
185
Условия эксплуатации определяют следующие основные требования к преобразователям с составными пьезовибраторами:
достаточная амплитуда принятого сигнала, обеспечивающая приемлемое отношение сигнал/шум;
стабильность характеристик (особенно собственных частот) при изменении температуры и времени:
малый разброс параметров однотипных вибраторов;
небольшой габарит, позволяющий контролировать изделия в зонах с ограниченным доступом.
Кроме того, преобразователи должны быть надежными, технологичными. ремонтопригодными и удобными в работе.
Рассматриваемые преобразователи работают на частотах, при которых модуль упругого импеданса |ZJ = 1/(cj/O зоны контакта мал по сравнению с модулем |Z | импеданса контролируемого изделия. Это уменьшает модуль коэффициента двойного преобразования
К = ЦЛЛ. ип 2 I
где и l/g - амплитуды электрических напряжений на входе излучающего и выходе приемного вибратора соответственно. Для увеличения используют вибраторы, работающие на собственных частотах.
напряжение V выбирают достаточно высоким, по возможности уменьшают контактную гибкость К* (см. гл. 2). а коэффициенты преобразования при излучении и приеме стремятся сделать возможно большими. При работе на собственных частотах взаимная расстройка излучающего и приемного вибраторов снижает значегше Так. при непрерывных колебаниях амплитуда выходного сигнала преобразователя уменьшается на 30 % при относительной расстройке Af/f0 = 1/(2Q), где Q - добротность приемного вибратора. При Q = 40 такая расстройка составляет всего 1.25 %. Столь сильное влияние расстройки требует уменьшения естественного разброса собственных частот однотипных вибраторов, подбора пар вибраторов с близкими частотами или подгонки последних путем регулирования в небольших пределах.
В велосиметрических преобразователях и РС-преобразователях импедансных дефектоскопов излучающие и приемные вибраторы могут выполняться с использованием как продольного, так и поперечного
186
. 6.1. Конструктивная схема составного
вибратора преобразователя велосиметрического н«ч|м!ктоскопа (продольный пьезоэффект)
пьезоэлементов 2, /. 3. На нижней
ш^зоэффекта. Рассмотрим вибратор велосиметрического дефектоскопа, в котором применен Н|х)дольный пьезоэффект (рис. 6.1).
Он содержит пакет из нескольких дисковых расположенный между металлическими накладками
и. (кладке 3 разметен износостойкий наконечник 4 (обычно корундовый) « полированной сферической рабочей поверхностью. Все элементы мибратора склеены между собой. На используемых частотах длины вибраторов получаются порядка десятков миллиметров. Для увеличения Коэффициента преобразования пьезопакет должен составлять возможно большую часть длины вибратора. Применение одиночного пьезоэлемента Нецелесообразно, так как для создания в нем достаточной напряженности поля требуется слишком высокое напряжение возбуждения. Поэтому используют пакеты из нескольких пьезоэлементов толщиной 3—10 мм каждый. Излучающий и приемный вибраторы выполняются одинаковыми.
Для обеспечения равенства собственных частот пары вибраторов необходима не только идентичность их колебательных систем, но и [равенство комплексных сопротивлений их электрических цепей.
Рассмотрим способы плавной подстройки собственных частот составных вибраторов. Вибраторы с регулируемой собственной частотой (рис. 6.2) состоят из пьезоэлементов 2 и пассивных накладок 3. Нижняя накладка / у всех вибраторов одинакова» верхние накладки различны. Способы, показанные на рю. 6.2, а, б» основаны на изменении кинетической энергии системы без изменения ее общей массы. Для этого тыльная накладка вибратора снабжается подстроечным инерционным элементом в виде гайки 4 (рис. 6.2. а) или стягиваемой винтом 6 зажимной втулки 5 (рис. 6.2, б). Меняя положение инерционного элемента» можно в небольших пределах регулировать собственную частоту вибратора; при смещении этого элемента к ближайшему краю вибратора она снижается. Недостатки этих способов - резкое изменение сечения вибратора, приводящее к появлению дополнительных собственных частот и трудность создания достаточно жесткого соединения подвижных элементов #, 5 с направляющими. Наиболее эффективным оказался третий способ (рис. 6.2» в),
187
Рис. 6.2. Конструкции составных вибраторов с плавной подстройкой частоты
a) 5)
чения нужной собственной
состоящий в наплавке на тыльную накладку вибратора слоя 7 из мягкого припоя толщиной 2-5 мм. При настройке этот слой снимают напильником до полу-
частоты. Ввиду близости характеристичес-
ких импедансов припоя и материала накладки коэффициент отражения
на границе их раздела невелик и вибратор имеет четкие резонансы.
6.2. Расчет собственных частот составных вибраторов
Рассмотрим составной вибратор с продольным пьезоэффектом и подстройкой частоты. Его упрощенная модель (рю. 6.3) содержит один пьезоэлемент П (пакет из нескольких пьезоэлементов рассмотрим ниже) и две накладки, основные части Н1 и Н2 которых выполнены из одного материала. К нижней накладке приклеен износостойкий наконечник КН, контактирующий с контролируемым изделием И. Верхняя накладка снабжена наплавкой НП из мягкого припоя. Волновое сопротивление W = &>S (w - характеристический импеданс материала. S -площадь поперечного сечения элемента), скорость распространения звука с и толщина каждого из участков преобразователя снабжены цифровыми индексами (см. рю. 6.3). Анализ влияния геометрической дисперсии скорости (см. п. 4.3) показывает, что скорость звука в элементах вибраторов можно принять равной скорости в тонких стержнях.
Найдем собственные частоты рассматриваемого вибратора в режиме холостого хода (Z* = 0). Для этого приведем вибратор (см. рис. 6.3) к простейшему составному вибратору с двумя одинаковыми однородными накладками, собственные частоты которого в пренебрежении клеевыми швами и потерями известны [17. 31, 64]. Примем, что в рассматриваемом и простейшем вибраторах размеры пьезоэлементов и диаметры накладок соответственно равны, а участки HI и Н2 рассма-
188
Рис. 6.3. Расчетная модель составного вибратора
Триваемого и накладки простейшего вибратора выполнены из одного материала. Условием замены неоднородной накладки эквивалентной ей однородной; справедливым при Z* - 0. является равенство механических импедансов соответствующих накладок, измеренных со стороны пьезоэлемента. Для его выполнения достаточно заменить внешний участок накладки (наплавку НП или наконечник КН) эквивалентным по толщине слоем основного материала. Так как механический импеданс внешнего слоя (например, наплавки НП) [>авен /Wgtgfeglg, то толщина ALj заменяющею наплавку слоя основного материала определяется из условия W tgJfe I = W tgfeAt'. от-£>£>£> 1 1 1 куда
= JL- arctel tgyj.
Обычно толщины наплавки и наконечника намного меньше длины волны, и эти элементы можно рассматривать как сосредоточенные массы Л4НП и соответственно. Тогда значение AZ/ определяется из условия
ыЛС„ = W'.tgl.AL'., откуда
НИ 111
: = arctg( ~1
i
Толщина слоя, заменяющего контактный наконечник,
При практических расчетах сначала определяют длину I накладок эквивалентного симметричного вибратора. Затем, задаваясь масса-я
189
ми Л^п и находят длины и L" элементов Н1 и Н2 соответственно:
' = I -ЫГ -, L" = I
1 I Г 1 1
I
Таким образом, составной вибратор с неоднородными накладками приводится к симметричному вибратору с однородными накладками.
В работах [17. 64] дается расчет резонансной f и антирезонанс-
Р
ный f частот такого вибратора. Однако f определяется только при а а
разомкнутой электрической цепи (Z# = <»). Между тем на практике Z^ * <» и его значение влияет на величину f*. Рассмотрим это влияние. имея в виду, что частота f* соответствует максимуму входного полного электрического сопротивления Z^. образованного электрической цепью вибратора, шунтированной элементом Z#. Ограничимся режимом холостого хода (Z^ = 0).
Рассмотрим симметричные составные вибраторы с продольным (см. рис. 6.1, а) и поперечным (см. п. 5.5 и рис. 5.12) пьезоэффектом. В пренебрежении потерями и при Z* = 0 их известные схемы замещения' показаны на рис. 6.4. Величины, относящиеся к пьезоэлементу с поперечным пьезоэффектом, отмечены сверху чертой. На рю. 6.4. а
- комплексное сопротивление внешней электрической цепи пьезовибратора;. Zfl = 1/(/иС$), - емкость зажатого пьезоэлемента
(если используется пакет пьезоэлементов - суммарная емкость пакета); Zl = 1Fo/(jsinftolo); IF0 = Р(Д - волновое сопротивление пьезоэлемента, р^ - плотность пьезоэлектрика, - скорость звука в пьезоэлементе при разомкнутой электрической цепи. S - площадь
. ,D ,
сечения пьезоэлемента, = и/сл - волновое число. I - толщина 0 0 р °
пьезоэлемента; Z2 = N = ~ коэффициент
V U U Зи и и
трансформации идеального электромеханического трансформатора, d - тезоиор^ль для продольного пьезоэффекта, У^ - модуль упру-
190
1*ис. 6.4. Схемы замещения симметричных составных вибраторов без
механической нагрузки (Z *0):
О — продольный видеоэффект; б поперечный видеоэффект
гости при закороченных обкладках; Z3 = - входной ме-
ханический импеданс накладки, W - волновое сопротивление, = • cu/Cj - волновое число, - скорость звука в накладке, - толщина накладки.
В схеме замещения пьезоэлемента с поперечным пьезоэффектом (рис. 6.4, б) элемент (-Z_) отсутствует. Остальные элементы этой _ __ ___® _ g—
схемы: Zl W/jsmkI , где Wn = PncZSn ~ волновое сопропвлевде, J? и и и и и и и
<?0 - скорость звука в тьезоэлементе с закороченными обкладкам . £ . D, т- . Е с
(с0 < с^), = ы/с^, - сечение пьезоэлемента в плоскости,
перпенджудефной к оси вибратора (если используется несколько пьезоэлементов - суммарное их сечение), - длина пьезоэлеменга в направлении оси вибратора; Z2 = /^0^^0^0/2); N = d^F^ -коэффщиеят трансформают, d^ - пьезомодуль для поперечюго №езоэффекта, Y& — модуль упругости при закороченных обкладках (У^ < Y&). b - ширина пьезоэлемента, равная ширине обкладки на его боковой стороне; = 1/(/шС^), С? - емкость зажатого пьезо-элемента (в случае нескольких пьезоэлементов - их суммарная емкость).
191
Комплексное электрическое сопротивление Z^ выразим в ваде Z^ = - aZ^, где a = 0 ♦ — комплексный коэффициент.
Для вибратора с продольным пьезоэффектом из схемы на рис. 6.4, а найдем:
2 kt
ja[uC*(VIigfcI/1 ) - 2ЛГ]
• (€
cjC^[(1 • akoC^Vjtg^/j “ ^‘8> • 21V2]
Аналогично для вибратора с поперечным пьезоэффектом (см.
рис. 6.4, б) получим: ___
/;<r|tgfe|f| - ypctg-f-2- )
Z ю
" <6-2)
. с _ кп1п
а)<Х?(Г ig* ( -Vctg-p- )
Резонансные частоты вибраторов соответствуют минимумам |Z*J и не зависят от Z^. Для вибратора с продольным пьезоэффектом они определяются уравнением
V, kt .,2
-дг- = НН--------------------------• <6-3>
о W ъ£г
о
для вибратора с поперечным пьезоэффектом - уравнением * Т
= Vodg . (6.4)
Для нахождения антирезонансных частот надо найти максимум модулей импедансов |Z^| и |^вх|> определенных уравневдями (6.1) и (6.2). Основной икгерес представляет нагрузка Z* в виде параллельного соединения конденсатора С и резистора R. В этом случае
«VA . * 9
0 ---------й-г— . у = wRCV[l * («КС И и v = 7/0 1/(оЛС ).
1 • (wRC Г мм
' м
192
I ]ри v « 1 величину а можно считать действительной и равной ° = 0 '
фОДОЛЬНЫМ
В этом случае антирезонансные частоты вибратора с пьезоэффектом определяются уравнением
kolo 2N2_________________
"о 11 2 <1 > аП^сХГ
вибратора с поперечным пьезоэффектом - уравнением
Г1 itrb . Vo 2aN2 —— tgft 7 = ctg —------------------.
Vo (bal^wT
Сравнение уравнений (6.5) с (6.3) и (6.6) с (6.4) показывает, что с увеличением емкости С*, когда a —* О, антирезонансные частоты стремятся к резонансным.
Из уравнений (6.5) и (6.6) как частные случаи получаются известные уравнения [64] для антирезонансных частот при = °0’ имеющие вид: для продольного пьезоэффекта
. »,*А = V* -Vs- для поперечного пьезоэффекта ’ * Ш ft J -9
? 1 - и» 0 0 * 2N
—— = Ctg — * —
Wn 1 1 2 Гп«
о о
(В работе [64] уравнение (6.8) приведено в иной, но эквИвалеип,°^ форме.)
Используя известные [45] соотношения d2.k =
= //Г0 = 1 - K.k. где <1ф и Кф - соответствующие пьезомодул!, и коэффициент электромеханической связи, уравнение (6-3) рсэо-
tgfcjj = ctg
(6.5)
(6.6)
(6.7)
(6.8)
S.T
193
нансных частот вибратора с продольным пьезоэффектом представим в виде
w k I
IF Wl ctg 2 kl О 0 0
(6.9)
а уравнение (6.5) его антирезонансных частот (при Z^ - jX) -
IF k I 2к2
_1_ = ctg -|<L_ _ (i (в.io>
Уравнение (6.6) для антирезонансных частот вибратора с поперечным пьезоэффектом при Z* = ]Х$
IF, 2ак*
-Г1” & t dg 2 __ - (6.11)
Го ” “*«»<•-*3,^0
Преимущество записи уравнений через коэффициенты электромеханической связи к , к - меньшее число входящих в них первичных «л5 о 1
параметров пьезоэлектрика. Здесь их только три - плотность р^, коэффициент к (или к ) и скорость звука с , причем для продоль-оо о 1 v
ного пьезоэффекта /р^ . для поперечного /р^ .
Максимумы выходного напряжения приемного вибратора соответствуют антирезонансным частотам, найденным с учетом электрической нагрузки. Так как С ? О и а > 0, эта частоты будут меньше опре-
деленных уравнениям (6.7) и (6.8).
При работе излучающего вибратора от генератора с низким внутренним импедансом максимум излучения соответствует частоте, близкой к резонансной. В этом случае для исключения взаимной расстройки приемный вибратор должен обеспечить максимум выходного сигнала на той же частоте. При идентичности вибраторов это достигается, например, нагрузкой приемного вибратора на низкоомную входную цепь усилителя тока, когда коэффициент преобразования приемюго вибратора (по току) максимален.
194
П[>и возбуждении излучающего вибратора тиристорным генератором #1 мнение Z^ в процессе генерации импульса меняется: оно мало при открытом тиристоре, а затем резко возрастает. В этих условиях целесообразно использовать схему искусственного поддержания ти-ристора в открытом состоянии в течение всей длительности генерируемого импульса и усиливать сигнал приемного вибратора усилителем тока.
6.3. Обоснование метода электрического моделирования составных пьезовибраторов
Описанные в п. 6.1 составные пьезовибраторы работают как в непрерывном, так и в импульсном режиме, причем последний является основным. Если в режиме гармонических колебаний теоретическое исследование работы вибраторов в принципе просто, но приводит к громоздким вычислениям, то расчет импульсного режима ввиду сложности колебательных систем вибраторов вообще затруднителен. Поэтому необходим простой и эффективный метод исследования преобразователей с составными вибраторами во всех режимах работы. Один из таких методов - математическое моделирование на аналоговых вычислительных машинах (АВМ), использованное в работе [5] для исследования преобразователей ультразвуковых дефектоскопов. Достоинство метода - возможность непосредственного наблюдения формы исследуемых сигналов, легкость изменения параметров модели и немедленное получение результата. Однако современные АВМ - сложные, дорогостоящие и громоздкие устройства. Несмотря на это, они не обладают всеми возможностями для исследования пьезопреобразователей, так что авторам работы [5] некоторые блоки пришлось изготовлять своими силами.
Наиболее простым и дешевым методом исследования преобразователей с составными вибраторами является электрическое моделирование, основанное на замене реальной системы ее электрической моделью и излучения свойств этой модели. При этом используется первая система электромеханических аналогий- Механические элементы с распределенными постоянными (стержни) моделируются электромагнитными линиями задержки.
' Электрическое моделирование пьезоэлемента впервые применил Рэдвуд [114] для иллюстрации своей теории возбуждения упругих волн. Им же предложена схема замещения пьезоэлемента, удобная для
195
I
I
Рис. 6.5. Схемы замещения Рэдвуда для пьеэоэлементов с продольным (а) н поперечным (б) пьезоэффектом:
W0 - pcDS, CD - JyD/p ; - pcES. cE - Jy£/p ; N - d^S^lh
ZQ - l/tjwC5) : N - d3lYEb; b - ширина пьезоэлемеита
построения его электрической модели. Схема Рэдвуда (рис. 6.5) отличается от схемы Мэзона-Тутина (см. рис. 6.4) тем, что Т-образная цепочка из трех импедансов заменена лишенным пьезосвойств стержнем, длина, волновое сопротивление и скорость звука в котором соответствуют таковым для пьезоэлемента. В формулах к рис. 6.5 учтено, что поперечные размеры пьезоэлементов много меньше длины волны.
Дальнейшее развитие электрическое моделирование пьезопреобразователей получило в работах В. И. Домаркаса, Р.-И.Ю. Кажиса, С. Л. Приалгаускаса и др. [20, 21, 55, 56]. В работе [56] показано, что для пьезоэлемента с продольным пьезоэффектом при *33 = 0,34 принятое в работе [114] пренебрежение отрицательной емкостью в схеме замещения сдвигает максимум АЧХ в область более высоких частот примерно на 5 %, причем характер АЧХ практически не меняется. Поэтому при пренебрежении этой емкостью достаточно увеличить собственную частоту модели на соответствующую величину. В изобретении (А. с. 455349, СССР) предложено моделировать отрицательную емкость с помощью конвертера отрицательного сопротивления, однако сведений о реализации этого решения нет. В работах [20, 56] сформулированы принципы электрического моделирования простейших (не составных) пьезопреобразователей и приведены схемы моделей для режимов излучения и приема с учетом демпфера и переходного слоя (протектора). Полезная акустическая нагрузка и демп-
196
(pep моделируются резисторами, протектор - искусственной линией .задержки. Там же приводятся сравнения результатов моделирования с расчетными данными.
При моделировании пьезоэлементов все параметры их схем замещения пересчитывают на механическую сторону через коэффициент трансформации N электромеханического трансформатора схемы замещения: комплексные сопротивления умножают на Л/2, напряжения - на Л/, токи делят на N.
Параметры электрической модели определяют из условия пропорциональности комплексных электрических сопротивлений элементов модели соответствующим импедансам моделируемого преобразователя. Оно имеет вид
Z/z. = const = В, (6.12)
где В - действительная величина; Z. - механический импеданс или i
комплексное электрическое сопротивление i-го элемента исследуемого объекта; z. - соответствующее ему комплексное электрически сопротивление модели.
При моделировании элементов с сосредоточенными постоянными масса т. изображается индуктивностью L,9 гибкость К. - емкостью С.9 механическое активное сопротивление R. - электрическим активным сопротивлением г. Отсюда
com. со С. R.
I М I I п /с
Здесь со и со* - частоты колебаний исследуемого объекта и его модели соответственно. Эти частоты могут быть различными, что удобно для практики.
Входной импеданс механической системы с распределенными постоянными (например, стержня) длины /, обладающей волновым сопротивлением и постоянной распространения у = 0 + jk, нагруженной На импеданс Z, jf
197
(6.14)
7 - и/ (Z/K/) * вх “ * 1 - (Z/Г) thy/
Аналогичное выражение для моделирующей этот стержень электромагнитной линии, нагруженной на комплексное электрическое сопротивление z, г- ♦ tlry / z = г —-----------—— . (6.15)
ВХ В 2 . L I
1 * thy I S м м
где / - длина линии; у = /3 ♦ jk - ее постоянная распростра-
М МММ
нения; Г - волновое сопротивление.
Подставив выражения (6.14) и (6.15) в условие (6.12), найдем:
Из последнего равенства получим
у/ = у/. (6.16)
м м
Учитывая, что Д = fe/(2Q) [70], найдем yl = cST { -q- ♦ /j, где
Q - добротность стержня; Т = 1/с - время прохождения упругой волны
в нем.
Условие (6.16) принимает вид: « со т
СО/ . т М
2Q * = 5^7 '
где т - время задержки сигнала моделирующей электромагнитной линией: Q* - ее добротность.
Следовательно,
соТ = со т; Q s Q . м м
Таким образом, добротности механических стержней и моделирующих их электромагнитных линий должны быть равными, а отношение частот модели и исследуемого объекта
198
(6.17)
CO
M _ /_
CO T
При адекватности модели исследуемому объекту отношение а>*/а> постоянно во всех режимах, поэтому со и со* можно считать текущими
значениями частот.
Окончательные соотношения между параметрами элементов модели и моделируемой системы имеют вид:
Здесь К. и С. - гибкость и соответствующая ей электрическая емкость модели; т. и L. - сосредоточенная масса и моделирующая ее индуктивность; - волновое сопротивление электрической линии, соответствующее волновому сопротивлению W. стержня; т. - время задержки сигнала электромагнитной линией, моделирующей стержень с временем задержки Т.; Q. и Q*. - добротности стержня и электромагнитной линии соответственно.
В формулах (6.18) два масштабных коэффициента - В = Z^z. и со/ы*- Отношение со/со* можно выбирать произвольно с учетом удобства работы и параметров имеющихся электромагнитных линий задержки. Значение В надо учитывать при согласовании модели преобразователя с моделями ее входных и выходных электрических цепей, которые также должны удовлетворять условиям (6.18).
В общем случае клеевые швы между элементами вибратора должны рассматриваться как слои с распределенными постоянными. Однако на используемых частотах толщины этих слоев намного меньше длины волны, а модули Юнга клеев и их плотности существенно меньше соответствующих величин других элементов колебательной системы вибратора. Это позволяет пренебречь массами клеевых швов и рассматривать их как сосредоточение гибкости
199
К = ^, (6.19)
Lm
где S - площадь шва; £ - модуль Юнга клея (поперечный размер преобразователя также намного меньше X).
В моделях составных вибраторов удобно применять искусственные многозвенные электромагнитные линии задержки, хотя можно пользоваться и ’’естественными” линиями, например радиочастотными кабелями.
Параметры моделируемого вибратора - это волновые сопротивления пьезоэлемента и накладок (IFJ, антирезонансная и резонансная частоты, времена задержки импульса в пьезоэлементе и
в накладке = l^/с^ и т.п.
Построение электрической модели начинают с выбора волнового сопротивления и времени задержки электромагнитной линии, входящей в модель пьезоэлемента. Затем, зная и по формулам (6.18) находят остальные параметры модели. Однако при использовании стандартных линий задержки с дискретными значениями f и т равенство отношений W |/^0 и вибратора соответствующим им отношениям и его модели в общем случае не обеспечивается. Это особенно относится к отношению которое для стандартных линий задержки типа ЛЗТ кратно двум. Время задержки этих линий регулируется дискретно небольшими ступенями, поэтому отношение воспроизводится более точно.
С учетом дискретности параметров линии задержки значения и выбираются наиболее близкими к расчетным значениям. Если применение стандартных линий задержки не обеспечивает получения отношений fj/f0 и Т|/То с приемлемыми погрешностями, то можно спроектировать и изготовить линии с нужными параметрами.
Используя выражение (6.7), найдем уравнение антирезонансных частот модели симметричного ненагруженного вибратора с продольным пьезоэффектом
200
(6.20)
Для аналогичной модели вибратора с поперечным пьезоэффектом уравнение (6.20) определяет резонансные частоты.
Стандартные электромагнитные линии задержки выполняются многозвенными с отводами от каждого звена. Это позволяет регулировать время задержки путем:
1) подключения смежной линии или нагрузки к различным отводам;
2) закорачивания катушек индуктивностей смежных звеньев на одном из концов линии.
Применение первого способа (рис. 6.6, а) искажает работу модели, так как появляется мешающая волна, отраженная от свободного правого конца линии Л1. Поэтому такой способ неприемлем.
Соединение по второму способу (рис. 6.6, б) увеличивает емкость на правом конце линии Л1. Эта дополнительная емкость, величину которой легко найти из известных параметров линии, искажает работу
модели, хотя иногда она может моделировать клеевой шов.
Удобно регулировать время задержки линии Л1, используя отводы или закорачивая катушки индуктивности внешних (по отношению к Л2) ее звеньев, а Л2 подключать непосредственно к внутреннему концу Л1 (рис. 6.6, в). В этом случае внешний (левый
Рис. 6.6. Способы регули -роваиия времени задержки линий в моделях составных вибраторов:
Л1 “ линия, моделирующая накладку: Л2 — линия, моделирующая пьезоэлемент
201
на рис. 6.6) конец Л1 либо закорочен (если Л1 моделирует свободную на конце наладку), либо нагружен на относительно малое полное электрическое сопротивление |zj < f, моделирующее механическую нагрузку вибратора. В этих условиях модуль коэффициента отражения волны от внешнего конца линии Л1 равен (или близок) единице, поэтому подключение к нему дополнительного конденсатора с относительно небольшой емкостью практически не влияет на работу модели. Подключение комплексного электрического сопротивления к отводу линии (рис. 6.6, г) не приводит к появлению заметных отражений от свободного левого конца линии Л1, так как ввиду малости |zj точка подключения этого элемента практически закорочена. Таким образом, способы регулирования времени задержки, показанные на рис. 6.6, в, г, вполне удовлетворительны.
Во всех использованных моделях составных вибраторов время задержки линий, моделирующих накладки, устанавливалось показанным на рис. 6.6, в способом. Линии, входящие в модели пьезоэлементов, не регулировали.
6.4. Схемы замещения составного вибратора
Составные вибраторы монтируют в корпусе преобразователя так, чтобы влияние элементов крепления на режим колебаний было минимальным. Вибраторы крепятся к корпусу шайбами и прокладками из материалов с низкими характеристическими импедансами (резина, войлок), либо используется крепление в узле смещения.
На рис. 6.7 показаны схемы составных вибраторов с двумя и шестью пьезоэлементами и креплением в узле смешения с помощью
Рис. 6.7. Конструктивные схемы составных вибраторов:
О — с двумя пьезоэлемеитамн; б - с шестью пьезоэлемеитамн; П — пьезо-элементы; /Z* и — основные части накладок: НП — наплавка из мягкого припоя; КН — контактный наконечник; Д — диск для крепления в узле смещения
202
диска Д. Толщина последнего мала (менее 1 мм), и его влиянием на режим колебаний пренебрегаем. Дополнительный клеевой шов, связанный с креплением в узле, -учтем удвоением толщины шва.
Полная схема замещения вибратора с двумя пьезоэлементами (см. рис. 6.7, а) приведена на рис. 6.8, а. Пьезоэлементы и представлены схемами замещения Рэдвуда для продольного пьезоэффекта, их схемы замещения обведены штриховыми линиями. Электрически пьезоэлементы соединены параллельно. Стержни и Я' представляют собой основные части верхней и нижней накладок соответственно. Контактный наконечник КН и наплавку НП рассматриваем как ^Сосредоточенные массы т и т . Механическая нагрузка представлена 4 1 2
(Импедансом Z* контролируемого изделия и контактной гибкостью К*. ^Противоположный нагрузке конец вибратора свободен, что соответ-1Ствует короткому замыканию правого конца схемы. Клеевые швы учтены ^Сосредоточенными гибкостями К^, К %, К$, Кд. Электрическая нагрузка ^вибратора подключается к зажимам ”а" и ”в”. Схему на рис. 6.8, а >ожно упростить, заменив массы и соответствующими по длине участками накладок Н' и Н'. При этом стержень Н представляет I £ I
собой элементы Н\ и т,. стержень Я„ - элементы Я„ и т. Исключим 112 2 2
электромеханические трансформаторы, для чего пересчитаем комплексные электрические сопротивления и на механическую сторону. В результате получим схему, представленную на рис. 6.8, б.
Объединяя элементы Я' и пренебрегаем гибкостью Кд соединяющего их клеевого слоя. Влияние клеевых швов на режим колебаний вибратора тем сильнее, чем ближе к пучности силы (узлу смещения) находится шов. Эго объясняется тем, что с ростом механических напряжений увеличиваются и деформации клеевого шва. В рассматриваемых вибраторах пучность силы обычно приходится на среднее сечение, поэтому наиболее существенно влияние клеевых швов, расположенных в этом сечении или вблизи него. Шов с гибкостью Кд находится вдали от пучности силы, и пренебрежение его гибкостью не приводит к большой погрешности.
В режиме излучения к зажимам "(Г и ”в” схемы (см. рис. 6.8, б) подключен эквивалентный генератор силы NE с внутренним механичес-
I .203
3)
Рис. 6.8. Схемы замещения составного вибратора с двумя пьезоэлементами :
а — полная; б — упрощенная; в — схема замещения электрического генератора при работе в режиме излучения; г — схема замещения входной цепи усилителя дефектоскопа в режиме приема; д — схема замещения при Z = 0 (ключи В^ н В^ разомкнуты) и при Z = со (ключи В^ н В^ замкнуты)
204
ким импедансом N2Z^ (рис. 6.8. в). где £ и ЭДС и внутреннее комплексное сопротивление реального генератора соответственно. В режиме приема к тем же зажимам подключен механический импеданс №z I» на котором действует сила NU (рис. 6.8, г), где V -электрическое напряжение на выходе реального приемного преобразователя. К механическому импедансу Z^ приложена сила F.
Возможности моделирования реактивного электрического сопротивления отрицательной емкости (-Z^M2) = /№/(соС^) рассмотрены в и. 6.3. Отметим, что входное сопротивление последовательного соединения Z/ н Н Л равно нулю на любой частоте. При работе на фиксированной частоте элемент (-ZJV2) можно представить индук-
U О • 9 -^
тивным сопротивлением где L = п). В диапазоне частот такая замена не годится, так как реактивные сопротивления /cot и /№/(соС$) характеризуются обратной зависимостью от частоты.
При разомкнутой электрической цепи точки d, е и f, g соответственно закорочены, так как ^Л/2 - Z^N2 - 0. При |-^э| « |^0| из элементов электрической цепи на режим колебаний влияют только 2 сопротивления )• Таким образом, элементы, определяющие собственные частоты вибратора, можно представить схемой замещения (рис. 6.8, б). которая при замкнутых ключах В и В соответствует । л
случаю Z = ©о, при разомкнутых ключах и L = С?) (со =
э О
= const) - случаю Z^ = 0.
Схемы на рис. 6.8 можно обобщить на случай любого числа пьезопластин. электрически соединенных параллельно. Для этого число звеньев, содержащих элементы СГ, 2.^ и (-Zq№) (см. рис. 6.8, б), надо взять равным числу пьезопластин, все точки соединения импедансов и (-Z^2) соединить между собой, а между смежными
205
стержнями СТ и общим проводом ввести гибкости К. соответствующих клеевых швов.
В схемах замещения вибраторов с поперечным пьезоэффектом отрицательные емкости отсутствуют, что позволяет строить модели таких вибраторов без упрощающих допущений.
6.5. Влияние клеевых швов
на собственные частоты составных вибраторов
В составных вибраторах с продольным пьезоэффектом используют пакеты из нескольких пьезоэлементов. Если л - число пьезоэле-пэ
ментов, то число клеевых швов л > л +1. Модуль Юнга Е клея Ш ПЭ кл
намного меньше соответствующих величин других элементов вибратора. Кроме того, Е и толщина I клеевых швов зависят от ряда кл кл
технологических факторов. Поэтому клеевые швы служат основным источником разброса и нестабильности собственных частот составных вибраторов. С увеличением числа швов их влияние увеличивается.
При расчете собственных частот составных вибраторов влияние клеевых швов учесть трудно и им обычно пренебрегают.
Теоретический анализ влияния клеевых швов принципиально прост. Он сводится к составлению выражения для входного механического импеданса Z** ненагруженного вибратора с учетом всех его элементов (накладок, пьезопластин, клеевых швов и т.п.). Уравнение собственных частот вибратора
Im(Z ) = X =0. (6.21)
вх вх
Из уравнения (6.21) находят основную собственную частоту coQ. Затем, полагая толщины клеевых швов равными нулю, находят новое значение со и искомое отношение со/со.
о
В общем случае все элементы вибратора рассматривают как системы с распределенными постоянными, потерями пренебрегают. Пересчет нмпедансов для нахождения X** выполняют по формуле [6]:
V.
X. = W. 1 *
W,
W. 1-1 t ♦!
(6.22)
х. , i *1
206
Рис. 6.9. Упрошенные конструктивные схемы моделируемых составных вибраторов
которую применяют л - 1 раз. Входное сопротивление последнего, л-го слоя X = W tgk I . С ростом л л л лл
уравнение (6.21) становится очень громоздким и его решение усложняется.
Метод электрического моделирования позволяет получить .нужные
1(2) ' П(3) шм Ш(5)
результаты намного проще.
На рис. 6.9 показаны схемы составных вибраторов с различным числом клеевых швов. Римскими цифрами обозначены номера вариантов, арабскими (в скобках) - число клеевых швов в них. В узлах смещения вибраторе» Ш, V и VII типов показаны крепежные диски, увеличивающие число швов на единицу. Влиянием этих дисков на собственную частоту вибраторов пренебрегаем (см. п. 6.3).
Влияние клеевых соединений на собственные частоты вибраторов исследовали с помощью трех электрических моделей (рис. 6.10). В них использованы стандартные электромагнитные линии задержки типа ЛЗТ. Линии ЛЗ и Л4, соответствующие накладкам вибраторов, во всех моделях одинаковы (£( = 1200 Ом. т( = 1,0 мкс). Пьезоэлементы моделируются линиями с волновым сопротивлением f = 600 Ом. причем линии Л1, Л2 и Л6-Л9 характеризуются временем задержки 0.5 мкс, линия Л5 - 2 мкс. Отношение f|/f0 = = 2.
Механический импеданс Z* контролируемого изделия и контактная гибкость К* представлены на моделях (см. рис. 6.10) комплексным электрическим сопротивлением Z' и конденсатором С* соответственно. Для наших целей достаточно исследовать вибраторы в режиме холостого хода (Z^ = 0) с разомкнутой электрической цепью (Z^ = <»), когда модель имеет наиболее простой вид и элемент {-Z^N2), обусловленный отрицательной емкостью, не вызывает осложнений.
Собственные частоты моделей определяли в режиме гармонических колебаний по минимумам входного полного электрического сопротив-
207
Р»;с. 6.10. Электрические модели составных вибраторов с разомкнутой
электрической цепью. Элементы, представляющие собой пьезопластины, обведены штриховой линией:
а — модель 1; б — модель 2; в — модель 3
ления. На вход модели от генератора 1 подавали сигнал регулируемой частоты. Сопротивления резисторов R2 и R3 таковы, что (R2 + R3) « « fj. Поэтому правые на рис. 6.10 концы моделей можно считать короткозамкнутыми. Собственные частоты моделей отсчитывали по частотомеру 2 при максимальных отклонениях милливольтметра 3. Добротности моделей, определенные по ширине полосы пропускания, лежали в пределах Q = 12+18.
В табл. 6.1 приведены времена задержки т0 и т| для моделей
208
вибраторов (см. рис. 6.10), отношения т^/т^, расчетные и измеренные собственные частоты моделей без конденсаторе®» моделирующих клеевые швы. и погрешности такого расчета. В последней графе приведены номера вариантов вибраторов и (в скобках) номера конденсаторов, подключаемых к модели при изучении влияния гибкостей клеевых соединений (см. рис. 6.10). Запись 2С1 означает, что зна-: чение емкости удвоено по сравнению с остальньаш емкостями, значения которых одинаковы.
Используя выражение (6.19) и определенную формулами (6.18) связь С. с К? выразим толщину клеевого шва
ESw t I ----с
oW0 С
(6.23)
Имея в виду, что площадь шва равна площади пьезозлемента, из , (6.23) найдем обобщенный параметр
где f и /* - собственные частоты вибратора и модели соответственно, - характеристический импеданс материала пьезозлемента.
Параметр Ц/Е позволяет оценить влияние клеевых швов на собственную частоту вибратора при любых комбинациях значений /. f и Е.
lfvo
Задаваясь значениями параметра If/Е, по формуле С =
мО вычисляли емкости моделирующих швы конденсаторов, подпаивали эти конденсаторы к модели и определяли уменьшение А/ ее собственной частоты. В качестве f* брали измеренные значения частоты модели без моделирующих швы конденсаторов (см. табл. 6.1). Материал пьезоэлементов - ЦТС-19, для которого и»о = 24,6 МПа-с/м. На рис. 6.11 приведены изменения собственной частоты A//f вибратора в зависимости от обобщенного параметра lf/Е. По оси абсц исс отложены также значения моделирующей шов емкости С и толшйны шва для случая f = 40 кГц и Е = 3,5 ГПа.
209
Таблица 6.1. Данные электрических моделей вибраторов
Номер модели Время задержки, мкс г1/го Собственные
то Т1 Расчетная
1 1.0 1.0 1 133,6
2 2.0 1.0 0.5 97,96
3 3.0 i.O 0,333 79.05
Значения толщины клеевых швов могут иметь значительный разброс. Наиболее вероятные значения лежат в пределах 0,04-0.1 мм. Ясно, что клеевые швы снижают собственные частоты составных вибраторов тем сильнее, чем больше толщина швов и их число.
Влияние положения клеевых швов относительно пучности силы на собственную частоту рассмотрим на примере вибратора с одним пьезоэлементом (тип I на рис. 6.9). Это положение характеризуется отношением времени задержки наладки к времени задержки пьезоэлемента Tj/Гр = С его уменьшением швы удаляются от пучности силы. По рис. 6.11 найдем, что для = 110 9 мТц/Па (при Е -= 3.5 ГПа и f = 40 кГц это соответствует толщине I = 0,0875 мм) при Т./Т - 1 изменение частоты составляет 10,7 %, при Т./Т = 10 1 0
= 0,5-8,0 %, при = 0.333-5.5 %. Таким образом, эксперимент подтверждает, что удаление швов от пучности силы уменьшает их влияние на собственную частоту.
При расчете составных вибраторов влияние клеевых швов можно учесть, определив на-модели соответствующее снижение собственной 210
частоты, кГц Погреишность расчет**» /6 Конструктивные схемы моделируемых вибраторов (см. рис. 6.9)
Измеренная
134.25 ♦0, 49 UC2. СЗ); И(С1. С2. СЗ); IIK2C1. С2. Сз>
101.72 ♦3. 85 1(С4. С5): Н(С2. С4. CS>; Ш(2С1. С4, Сб); IV(C1. С2 - CS>; V(2C1. С2 -С5)
80.5 + 1. 83 1(Св. Оэ); 11(С1. Св. С9):
11П2С1. Св. С9):
IV(C1. С4. С5. Св. С9);
V (2C1. С4. С5. Св, С9);
V I(C1. С2 - С9);
V IK2C1. С2 - С9)
частоты и увеличив н^а эту величину расчетное значение частоты, найденное в пренебреженной этим влиянием.
Влияние клеевых швсюв на характеристики составных вибратора можно ослабить путем: 1 ) уменьшения параметра 1/Е; 2) уменьшения числа клеевых швов вибратора; 3) размещения клеевых швов возможно дальше от пучности силы.-
Уменьшить I можно улучшением чистоты обработки склеиваемых поверхностей, устранение^ полосок металлической фольги, прокладываемых между склеиваемыями элементами и служащих в качестве выводов для подпайки проводов, уувеличением давления при склеивании.
Полимерные клеи име:-к>т относительно малые модули Юнга (£ *= 2*4 ГПа) и не позволяют существенно уменьшить параметр 1/Е. Большими значениями Е «обладают металлические, в частности модно-таллиевые, клеи [30]. 1Нх недостаток - трудность получения швов малой толщины. В результате выигрыш от увеличения Е уменьшается вследствие роста I.
Единственный путь уменьшения числа клеевых швов в рассматриваемых вибраторах - сокрашдение числа пьезоэлементов. Однако при этом с
211
О 100 200 300 400 500С,пФ 0 100 200 300 400 5000,пФ
I---> 1------1---1----I---1 I----1----1---1----1---Г—I
О 0,05 0,1 0,15О 0,02 0,04 0,06 0,08 0,011, мм
О 0,5-109 1-Ю'9 q 0,5-10~9 1-10~s—, "м'*Ги-
Е Па ’ Е Ла
а) б)
О 100 200 300 600 С, пФ
Г---1---1------1---1----1----1
В)
Рис. 6.11. Влияние клеевых швов на собственные частоты составных вибраторов:
О - Г^/Г^ «1:6- « 0,5; в - “ 0.333; I - одни пье-
зоэлемент, два клеевых шва; 2 — два пьезоэлемента, три клеевых шва; 3 — два пьезоэлемента, четыре клеевых шва (крепление в узле): 4 — четыре пьезоэлемента, пять клеевых швов; 5 — четыре пьезоэле-
мента, шесть клеевых швов (крепление в узле); 6 — шесть пьезоэлементов, семь клеевых швов; 7 — шесть пьезоэлемеитов, восемь клеевых швов (крепление в узле)
212
возрастает их толщина и, следовательно, электрическое напряжение возбуждения. необходимое для создания достаточной напряженности ноля. Использование же высоких возбуждающих напряжений затруднительно.
Радикальный способ устранения указанных недостатков - исполь-:ювание пъезоэлементов с поперечным пьезоэффектом. Они выполняются в виде длинных стержней прямоугольного сечения с электродами на противоположных гранях. Применяют вибраторы как с одним (см. рис. 3.19), так и с большим числом пьезоэлементов (см. рис. 5.12), включенных механически и электрически параллельно. В вибраторах с поперечным пьезоэффектом всего два клеевых шва, расположенных вдали от пучности силы. Следовательно, влияние этих швов на собственную частоту мало. Толщина пьезоэлемента невелика, поэтому вибратор можно возбуждать относительно низким электрическим напряжением. Удаление клеевого шва от пучности силы не только снижает |>азброс и повышает стабильность собственных частот, но и уменьшает опасность разрушения этого шва в излучающем вибраторе большими механическими напряжениями при колебаниях.
6.6. Влияние механической нагрузки на собственные частоты составных вибраторов
Механический импеданс общей нагрузки составного вибратора равен X = Z Z /(Z + Z ), где Z - механический импеданс контролиру-0 И К И К И Г Г/
емого объекта; Z* = l/(jcaJO - упругий импеданс контактной гибкости К*. При < 0 влияние Z^ на основную собственную частоту вибратора будет наибольшим при Z^ = со, когда ZQ = Z* = 1/(jcj/O. Ограничимся анализом этого предельного случая.
Для аналитического решения задачи составляется выражение для входного механического импеданса Z^ вибратора со стороны его свободного, противоположного контактирующему с контролируемым изделием конца. Уравнение собственных частот имеет вид
Im(Z ) = X =0. (6.24)
вх вх
Выражение для получают путем пересчета импедансов слоев по формуле (6.22), которую, даже если пренебречь влиянием клеевых 213
швов, приходится применять трижды. В результате получается громоздкое трансцендентное уравнение, решаемое численно на ЭВМ. Задача упрощается, если составной вибратор аппроксимировать однородным стержнем без потерь с той же собственной частотой, но волновым сопротивлением IT, лежащим в пределах < W < IFp где и IFj - волновые сопротивления пьезоэлемента и накладки соответственно.
Основная собственная частота f однородного стержня, нагруженного реактивным импедансом ZQ= JXQ, определяется уравнением
Wtgkl ♦ Ло = 0. (6.25)
где I — длина стержня; k - волновое число. Уравнение (6.25) преобразуем к виду
= 0,
где - собственная частота при = 0. Отсюда
*0 1 . о
Г " v aTCig W
(6.26)
(6.27)
Если модуль |Х0/У| мал, формула (6.26) упрощается:
f~fo Ло f0 •
Упругая нагрузка (XQ < 0) повышает собственную частоту вибратора, инерционная > 0) - понижает.
В нашем случае, когда XQ = -1/(саК^) и |Х0Ж| < 0,2, имеем: f~f0 1 f " пыК W 0 к
(6.28)
214
фис- 6.12. Изменение собственной Частоты вибратора в зависимости от механической нагрузки (параметра
X^/IF) при IF^/IF^ ” 2;
/ — расчет для однородного стержня С волновым сопротивлением W 1 1F^;
2 — то же, но для W = IF, - 2IF : 3 — 1 О
эксперимент при “ 0.333, 4 —
то же. при 7^/7^ = *
0 -0,05 -0,1 ~O,15Xcfw
Электрическое моделирование позволяет обойтись без применения ЭВМ и упрощающего представления составного вибратора однородным стержнем.
Влияние механической нагрузки ZQ на собственную частоту вибратора исследовали на описанных в п. 6.4 моделях. Импеданс считали чисто реактивным = 1/(/сз/О. Гибкостями клеевых швов пренебрегали. Меняя ZQ, собственные частоты модели измеряли по описанной в п. 6.4 методике.
Результаты измерений на первой = 1) и третьей = = 0.333) моделях представлены на рис. 6.12. По оси абсцисс отложен параметр X^W, по оси ординат - изменение собственной частоты вибратора в процентах. На график нанесены также построенные по формуле (6.27) расчетные зависимости для однородных стержней. Вибратору с отношением 7(/70 = 1 соответствует волновое сопротивление однородного эквивалентного стержня W = 1,67IFO, вибратору с отношением Т JT = 0.333 соответствует IF = 1.325IF . Эго
* ° / ® понятно, так как. чем большая часть общей длины вибратора приходится на накладки, тем ближе должны быть 1F и IF(.
В табл. 6.2 приведены измеренные на моделях значения относительного увеличения собственных частот составных вибраторов с корундовыми контактными наконечниками при нагрузке преобразователя на сталь, алюминиевый сплав и оргстекло в предположении Z = «> и
215
Таблица 6.2. Влияние механической нагрузки на собственные частоты составных вибраторов
Частота f. кГц Диаметр пьезоэлемента. мм Отношение тл Расстройка %
Сталь Алюминиевый сплав Оргстекло
0.333 1.74 1.02 0.197
26 10 1 1.37 0.805 0.156
0.333 3.93 2.30 0.446

6 1 3.09 1.82 0.352
0.333 1.085 0.634 0.123
10 1 0.86 0.503 0.098
лЛ

0.333 2.45 1.43 0.278
6 •
1 1.94 1.13 0.221
= 1/(/соК*). Диаметры пьезоэлементов из пьезокерамики ЦТС-19 -10 и 6 мм. ~ 2. Величины К* вычислены по формулам,
приведенным в гл. 2 для = 5Н. Данные приведены для двух частот и двух значений Т^/Т^.
Как видно из табл. 6.2. механическая нагрузка слабо влияет на собственные частоты вибраторов.
216
6.7. Характеристики разделыю-совмещенных преобразователей импедансных дефектоскопов
$
V Схема замещения и электрическая модель РС-преобразователя. ^Методом электрического моделирования проанализируем работу Г-преобразователя импедансного дефектоскопа в импульсном режиме, таком преобразователе (рис. 6.13) используются вибраторы с Ъьезоэлементами прямоугольного сечения (поперечный пьезоэффект). База преобразователя уменьшена путем размещения контактных наконечников на изогнутых навстречу друг другу концах накладок.
На схеме замещения преобразователя (рис. 6.14) пьезоэлемент излучающего вибратора представлен конденсатором трансформатором с коэффициентом трансформации и стержнем (эти элементы обведены штриховыми линиями), накладки вибратора - идентичными стержнями и клеевые швы между пьезоэлементом и накладками - гибкостями К. и Кл . механическая нагрузка - импедансом 1и 2и контролируемого объекта (в которо скорость U"), шунтированным контактной гибкостью К**, возбуждающий генератор -
Рис. 6.13. Конструктивная схема раздельно-совмещенного преобразователя импедансного дефектоскопа: /. 3 — накладки; 2 — пьезозлемент; 4 -контактный наконечник; 5 — контролируемое изделие
создается колебательная
о -------о
Вход Выход
Рис. 6.14. Схема замещения раздельно -совмещенного преобразователя
217
источником ЭДС Ё с внутренним комплексным сопротивлением Z . На входе вибратора действует электрическое напряжение U^. Схема замещения приемного вибратора отличается от описанной тем. что контролируемый объект представлен генератором колебательной скорости шунтированным механическим импедансом Z^ объекта в зоне приема. Остальные элементы схемы аналогичны таковым для излучающего вибратора и снабжены индексами "п”. Нагрузкой электрической цепи служит комплексное сопротивление Z^, на котором возникает напряжение 0^, создающее ток !%
База преобразователя намного меньше длины волны в изделии, поэтому амплитуды скоростей о, и отличаются мало [66]. Разность фаз и определяется сдвигом при прохождении волны через изделие. Ввиду малости базы преобразователя можно считать Z = ин = Z = Z. нл н
Механический импеданс Z^ в доброкачественных и дефектных зонах комплексный и может меняться в широких пределах.
Выходные величины преобразователя - напряжение или ток 1%. Если первый каскад приемного тракта дефектоскопа является усилителем напряжения, то (Z^J выбирают большим и режим электрической цепи преобразователя близок к холостому ходу. В случае применения усилителя тока мало и этот режим близок к короткому замыканию. Коэффициенты передачи преобразователя по напряжению (Ру) и току (Рр
р -А_.А-Л 1/1
где фу, уу - сдвиги фазы.
На электрической модели
элементы излучающего и приемного вибраторов представлены линиями задержки Л1, Л4 и конденсаторами и С^. накладки - линиями Л2.
2
U U 1 1
2 *7
— е
(6.29)
PC-преобразователя (рис. 6.15) пьезо-
218
Рис. 6.15. Схемы электрической модели PC-преобразователя: а — полная (штриховыми линиями обведены схемы моделей излучающего и приемного вибраторов); б — с повторителем тока; в — с пассивным делителем напряжения; / — модель излучающего вибратора: 2 — операционный усилитель; 3 — модель приемного вибратора
ЛЗ и Л5. Л6, механические импедансы Z и Z ~ электрическими ни ип
комплексными сопротивлениями Z и Z , колебательные скорости и ни ип и
и v - токами I и I „ контактные гибкости К и К - конденса-п и п КИ КП
торами С и С , гибкости К, , Кл . К. и Кл - конденсаторами ки кп 1и 2и 1п 2п
Cl , С2 , С1^ и С2^. Монель возбуждается импульсным генератором на тиристоре VDt питаемом от источника постоянного тока с ЭДС = = Е N через резистор rl = zl = Z Л/2. Постоянная времени НС и и эи он
такова, что в начале каждого цикла напряжение на равно
Модель приемного вибратора нагружена на комплексное электрическое 2
сопротивление = Z^A^. Выходные величины модели - напряжение
и = VaN и ток I. = IJN .
2 2 л 2 2 п
Излучающий и приемный вибраторы считаем идентичными, поэтому значения соответствующих параметров модели (кроме z^ и z%) одинаковы. Параллельно емкостям пьезоэлемента подключены
219
емкости С кабелей. Последние объединены с емкостями пьезоэлемен-м
тов и исключены из импедансов Z и Z . Таким образом, ЭИ ЭП
Параметры моделируемого преобразователя близки к таковым для преобразователя ПА-1. Тот и другой имеют резонансную частоту 15 кГц, пьезоэлементы из пьезокерамики ЦТС-19 размером 50x4x3 мм с обкладками на широких боковых сторонах и накладки диаметром 5 мм. Различие в том, что в серийном преобразователе накладки стальные = 3), в моделируемом - латунные = 2).
Контактные наконечники вибраторов стальные, их радиус кривизны 2,5 мм, сила прижатия 3 Н. Расчетная контактная гибкость К* составляет при нагрузке на пластик 86,6’10 в м/H, на дюраль --8
18,4*10 м/Н. Так как с накладками склеиваются торцовые и боковые поверхности пьезоэлемента (см. рис. 6.13), гибкость (К^ = =
= К = К. = АС ) клеевого шва определяется соотношением 2н 1п 2п
2G S с 2
1
Е S, с 1
(6.30)
где Е и G - модули Юнга и сдвига клея; I, I - толщины, 5. с с 12 1
S2
- площади торцового и бокового швов соответственно. Гибкость
К
С
представляется емкостью С =30,2 пФ. Вибраторы преобразователя
нагружены на упругое сопротивление контактной зоны и многослойное изделие, в котором возбуждаются антисимметричные волны, обладающие дисперсией скорости. Ограничимся представлением объекта контроля в виде двух равных импедансов Z = Z = Z в зонах излучения и ни ил и
приема упругих колебаний. Ввиду малости базы преобразователя по сравнению с длиной волны и относительно небольшой ширины спектра импульсов, дисперсия скорости практически не влияет на сигналы в зоне приема.
220
Модель преобразователя можно построить на основе повторителя обеспечивающего равенство токов i и (см. рис. 6.15, б), ьных скоростям I»* и i>n- Различие этих токов, обуслов-'ленное расхождением и затуханием волн в изделии, учитывается умно-
жением измеренных коэффициентов передачи на q = oVo*. Повторитель тока можно заменить Т-образной цепью из комплексных сопротивлений z г и z „ (рис. 6.15, в), выбранных так, что z . = z : z . ♦ al с а2 . al а2 а!
♦ Z = Z „ * Z = Z ; lz I « Iz.l и Г ,/х . = Г /х . В этом с а2 с и 1 с1 1 al1 al al с с
случае связь между моделями вибраторов осуществляется через малое сопротивление z<. Ослабляв» сигнала делителем z^. z^ учитывается при вычислении коэффициентов передачи модели преобразователя.
Описанная модель использована для исследования режимов колебаний вибраторов и коэффициентов передачи РС-преобразователя.
Модули коэффициентов передачи РС-преобразователя по напряжению и току удобно представить в виде:
р
I/ Е
О
. р = —-
где Eq - анодное напряжение тиристорного генератора импульсов. В случае идентичности излучающего и приемного вибраторов значения Ру и связаны с измеренными на модели значениями Ру и соотношениями
Ру = Ptfr. (6.31)
Р{ = P'fl. (6.32)
где q = v /v . пи Амплитуды сигналов измеряли с помощью осциллографа, с экрана которого фотографировали осциллограммы.
Полученные на модели значения параметров приведены далее в пересчитанном для моделируемого преобразователя виде.
Колебагшя излучающего вибратора. Рассмотрим свободные колебагшя механически не нагруженного излучающего вибратора. На модели (см.
Рис. 6.16. Колебания силы в
различных сечениях недогружен -иого (Z = 0) излучающего виб-
ратора (скорость развертки 5 мкс/дел): !
О-в среднем сечении пьезоэлемента; б — в месте его соединения с накладкой: в — в середине накладки
рис. 6.15, а) это соответствует короткозамкнутому концу линии ЛЗ. В середине линии Л1, находящейся в пучности электрического напряжения модели (пучности силы вибратора), амплитуда максимальна (рис. 6.16, а). На стыке линий Л1 и ЛЗ, соответствующем соединению пьезоэлемента с накладкой, форма импульса почти такая же, но его амплитуда меньше (рис. 6.16, б). В середине линии ЛЗ
амплитуда сигнала еще меньше (рис. 6.16, в} и в нем присутствуют составляющие более высокой частоты, соответствующей собственной частоте этой линии (накладки). При контроле изделий с большими значениями |ZJ (|ZJ >
практически единственной нагрузкой служит контактная гибкость К*. На модели этот режим реализуется при z* = ©о. На рис. 6.17 приведены осциллограммы напряжений, соответствующие колебаниям силы в зоне контакта с контролируемым изделием при нагрузке на дюраль (рис. 6.17, а) и пластик (рис. 6.17, б). Кроме основной f наблюдаются колебания значительно более низкой частоты f*. Они обусловлены параллельным колебательным контуром, образованным гибкостью К* (на модели - емкостью С*) и реактивным сопротивлением вибратора со стороны механической нагрузки. На частотах ниже
222
основной антирезонансной частоты f = сопротивление X > О, 0 0 в
т.е. имеет инерционный характер. В области f < f < где К* < 0. возбуждение низкочастотных составляющих при < 0 невозможно (см. гл. 3).- Значения измерены при максимумах полиол» электрического сопротивления, образованного входным сопротивлением модели вибратора, шунтированным конденсатором С*. При нагрузке на пластик f = 0,119f , на дюраль - f = 0.239Г.
и О н О
При активном и упругоактивном характере Z* общая нагрузка вибратора Z = Z Z /(Z + Z ) упругоактивная. Бели R = 0 и Л < v и к н к н и
< 0, то подключение нагрузки эквивалентно увеличению К . В
Рис. 6.17. Колебания силы на упругоактивиой нагрузке вибратора (скорость развертки 10 мкс/дел):
а — наружный слой — дюраль; К ~ 18,4’10 м/Н. Z « оо; б-г —
К -6 И
наружный слой — пластик, К - 86.6’10 м/Н (б — Z - со; в — Z * к ни
- R - 253 Н’с/м); г -Z « R - 44.9 Н’с/м И ИИ
223
результате характер свободных колебаний в зоне контакта с изделием остается таким же. как при Z* - оо, только их амплитуда и значение f уменьшаются.
Для активной нагрузки Z* - R* - случай, когда R* = <» не отличается от разобранного выше (Z„ = <»). С уменьшением R* амплитуда низкочастотной составляющей уменьшается быстрее, чем основной частоты (рис. 6.17, в), и при достаточно малых R„ частота f вообще пропадает (рис. 6.17. г). Более сильное влияние R* на затухание частоты объясняется тем, что для этой частоты преобразователь имеет инерционное сопротивление (in, - масса
преобразователя), причем R„ подключено параллельно контуру ш„К„. Характеристика этого контура l/(2nfK„) относительно велика, а коэффициент включения близок к единице. Для основной частоты преобразователь ведет себя как система с распределенными постоянными. пучность силы находится вблизи среднего сечения пьезоэлемента и коэффициент включения намного меньше единицы. Поэтому влияние R* на затухание несущей частоты значительно слабее.
Импеданс. Z„ всегда содержит активную составляющую R„ * 0. увеличивающую коэффициент потерь rj = 1/Q нагруженного вибратора (Q - добротность). Определим максимальные потери ч , вносимые витах
нагрузкой. Максимум вносимых потерь должен наблюдаться при X, = 0 и определенном значении R = R . Для нахождения я к модели
Г ни внтах
вибратора параллельно конденсатору С* подключали переменный резистор. регулируя который, добивались максимального затухания колебаний. наблюдаемых в середине линии Л1. Ззгем измеряли сопротивление г„ резистора, соответствующее минимальной добротности, и по осциллограммам для случаев z = 0 и z = г вычисляли ч = = = Qj - Q* , где Чо и Ч| ~ коэффициенты потерь при
максимальной добротности Qq> соответствующей Z„ = 0 и минимальному
224
ее значению Q^. Значения <?o”Qi находили через логарифмический декремент затухания. Оказалось, что при нагрузке на пластик = = 9,96 Н‘с/м и Чвипи = 0,00808, при нагрузке на дюраль Я* = = 50,2 Н с/м и ч = 0,067. Таким образом, с увеличением К
моих « к
потери и соответствующее им значение уменьшаются.
В большинстве случаев поэтому даже при контроле со
стороны металлических обшивок вносимые механической нагрузкой потери невелики, а со стороны пластиков - пренебрежимо малы.
Колебания приемного вибратора. Приемный вибратор идентичен излучающему, их механические нагрузки также одинаковы. Поэтому
колебательные характеристики пары вибраторов преобразователя различаются только при неравенстве их электрических нагрузок.
В приемном вибраторе сигнал снимается с емкости ♦ С м (см. рис. 6.15), образующей с пересчитанным на электрическую сторону импедансом механической
Рис. 6.18. Влияние комплексного сопротивления Z^ электрической нагрузки приемного вибратора на выходной сигнал преобразователя при упругом характере Z^. Наружный слой — пластик. К _8 к
« 86.6x10 м/Н. Скорость развертки 25 мкс/деление:
а - Z »co:6-Z « R ~ ЭЛ ЭИ ЭИ
ж 100 кОм; в — Z » R эп эп
- 8.17 кОм
225
стороны параллельный контур, шунтированный комплексным сопротивлением Z^ (на модели этот контур представлен конденсатором С^, параллельным ему входным импедансом "механической" стороны и элементом z% = Z Л12). Характеристика 1/[2тг/(С^ ♦ CJ] контура с уменьшением частоты растет. Поэтому низкочастотная составляющая сигнала ослабляется шунтирующим активным сопротивлением R = Z
эп эп
сильнее, чем основная частота. Сказанное иллюстрируется осциллограммами (рис. 6.Г8), соответствующими упругой нагрузке преобразователя и различным значениям сопротивления Z^ = Таким образом, низкоомная активная электрическая нагрузка приемного вибратора ослабляет низкочастотные составляющие выходного сигнала преобразователя.
Исследование коэффициентов передачи РС-преобразователя. Модули коэффициентов передачи PylZJ и f/^H> преобразователя определяли в соответствии с формулами (6.31), (6.32), полагая Z^ = = Z =Z,W=A/=/Vho=1. В качестве выходной величины НП и н п
преобразователя использовали амплитуду сигнала основной частоты.
На рис. 6.19 приведены графики Рц( |2^|), полученные на модели при значениях контактной гибкости, соответствующих наружному слою изделия из дюраля и пластика.
Зависимости /^(JZJ) имеют максимумы, соответствующие согласованию механических импедансов. Согласуемым с Z^ импедансом служит Z. = R. + /X. = Z Z /(Z ♦ Z ), где Z - механический импеданс
I I I вкв к в
вибратора (излучающего и приемного) со стороны контролируемого
изделия, Z = 1/(/а>К ). к к
Известно, что оптимальное согласование достигается при комплексно сопряженных импедансах, когда = R. и Х^ = -X.. В нашем случае ввиду относительной малости |Zj и упругоактивного характера Z^ знаки X. и Х^ одинаковые и оптимальное согласование невозможно. Тем не менее согласование, хотя и не оптимальное,
226
от модуля механического импеданса |Z | контролируемого изделия:
А — наружный слой — дюраль; В — наружный слой — пластик:
/ ~ активная нагрузка Z = R ; 2 — упругая нагрузка Z * jX ; X < Ии НИИ
< 0; 3 ~~ активноупругая нагрузка Z = R ♦ jX . X = -R ИИ ИИ и
имеет место при |ZJ = |ZJ. Оно наблюдается в области резонансных частот вибраторов, где |ZJ минимально. С уменьшением |ZJ знача |ZJ уменьшается, причем максимумы графиков Pjy(|ZJ) смешаются в сторону меньших значений |ZJ. Максимумы кривых PytRJ соответствуют значениям R*, определенным ранее из условия максимума потерь, вносимых нагрузкой в излучающий вибратор при тех же значениях Z*. Это подтверждает достоверность графиков (см. рис. 6.19).
Для снятия зависимостей jy|ZJ) на модели определяли максимальное сопротивление электрической нагрузки, при котором
ток через практически не зависит от и, следовательно, равен току короткого замыкания. Затем нагружали модель на резистор с сопротивлением г*3 < rQ и снимали зависимость выходного напряжения
227
и т г . Значение тока в выходной цепи определяли как I = Л Н £>
= а находили по формуле (6.32).
Оказалось, что кривые Ay|ZJ) подобны кривым /y(|ZJ) и имеют максимумы при тех же значениях |ZJ. Поэтому между функциями /у |ZJ) и P^<|ZJ) существует линейная связь
и N2
Pz(|Z |) = ----------A.(|Z |) .
f 1 и1 Г и U 1 и* кз 2х
где - напряжение на сопротивлении (режим короткого замыкания); и2х - напряжение на выходе модели преобразователя при = со (холостой ход). ’
На рис. 6.19 вверху приведены вычисленные по формуле (3.3) значения толщины h бесконечно протяженных листов из оргстекла и дюраля, механические импедансы которых соответствуют значениям, отложенным по оси абсцисс. Максимум Pjj(|ZJ) для листа из оргстекла соответствует Л = 1,34 мм, из дюраля - Л = 1,2 мм.
Результаты исследований на модели сопоставлены с испытаниями натурного преобразователя ПА-1. Этот преобразователь, излучающий вибратор которого возбуждали тиристорным генератором, нагружали на листы из алюминиевого сплава и снимали зависимость амплитуды сигнала приемного вибратора от толщины h ткла. Оказалось, что кривые 1/уЛ) подобны полученным на модели кривым P(|Z |) и отличаются от них лишь тем, что максимум наблюдается при большей
толщине листа (Л = 2 мм). Это закономерно, так как отношение
вибратора ПА-1 в 1,5 раза больше соответствующей величины моделируемого преобразователя.
На осциллографе с высоким входным импедансом наблюдали выходные сигналы преобразователя ПА-1 при его нагрузке на массивные образцы из стали и капролона. Как и на модели, в выходном сигнале наблюдалась низкочастотная составляющая, частота которой при нагрузке на капролон была ниже, чем при нагрузке на сталь. Таким образом, результаты исследований на модели полностью подтвердились.
228
ГЛАВА 7
ПРИМЕНЕНИЕ НИЗКОЧАСТОТНЫХ
АКУСТИЧЕСКИХ МЕТОДОВ И ПРИБОРОВ ДЛЯ НЕРАЗРУШАЮЩЕГО КОНТРОЛЯ
7.1. Общие сведения
Как и другим методам неразрушающего контроля, низкочастотным акустическим методам свойственна зависимость эксплуатационных возможностей от свойств контролируемых объектов. Более того, эта зависимость выражена очень резко, что объясняется чрезвычайно широким разнообразием применяемых в многослойных конструкциях материалов и их сочетаний (металлы и полимеры - от стали до пенопластов), толщин отдельных элементов, форм, кривизны и т.п.
При приемочных испытаниях на заводе-изготовителе и периодических поверках в эксплуатации работоспособность дефектоскопов оценивают путем измерения параметров их преобразователей и электронных блоков, а также интегрально - на стандартных образцах с моделями дефектов. Эти образцы выполняют из общедоступных материалов со стабильными механическими свойствами (алюминиевые сплавы, капролон, органическое стекло и др.). Однако на практике приходится контролировать изделия из иных материалов, часто обладающих большим разбросом физико-механических свойств. Иногда эти материалы являются опытными и находятся в процессе технологической отработки.
Возможности обнаружения дефектов в реальных конструкциях отличаются от получающихся на упомянутых стандартных образцах. Поэтому эксплуатационные характеристики дефектоскопов при контроле конкретных изделий определяются потребителем на образцах с моделями дефектов. Эти образцы изготовляют из тех же материалов и по той же технологии, что и контролируемые изделия. Они должны иметь ту же толщину и шероховатость поверхности. Длина и ширина образцов могут быть меньше (обычно достаточны размеры примерно 150x150 мм). Способы выполнения моделей дефектов в контрольных
229
6)
6)
Рис. 7.1. Контрольные образцы с моделями дефектов {В — поверхность. со стороны которой проводится контроль):
Л — сотовая панель; /. 2 — обшивка ; 3 — сотовый заполнитель; б, в — слоистый пластик
образцах различны. Они определяются характеристиками изделий и возможностями предприятия-изготовителя. Основные условия при этом - надежное воспроизведение моделей дефектов с заданными размерами и возможно лучшее соответствие моделей реальным дефектам. Модели дефектов должны иметь заполненный газом зазор толщиной не менее 0,1 мм.
В контрольных образцах сотовых панелей дефекты можно моделировать, например, путем местного занижения сотового заполнителя (рис. 7.1, а) или высверливанием отверстий на всю толщину заполнителя до обшивки (но без повреждения последней).
Образны с расслоениями заданных размеров, залегающими на определенных глубинах в слоистых полимерах (стекло-, угле- или
230
органопластиках) можно выполнить, например, путем закладки между слоями армирующей ткани тонких (= 0,1 мм) листов из коррозионно-стойкой стали, предварительно покрытых антиадгезионной смазкой. Этим листам придают форму трапеций, широкие основания которых выходят из образца наружу. После полимеризации образца стальные листы вытаскивают, а на их месте остаются расслоения переменной ширины, залегающие на нужной глубине (рис. 7.1, б). В другом варианте дефекты в слоистом пластике имитируют плоскодонными отверстиями, просверленными на определенную глубину (рис. 7.1, в). Приведенные примеры выполнения контрольных образцов, естественно, не исчерпывают всего многобразия способов их изготовления.
Технология контроля конкретных изделий разрабатывается потребителем с привлечением при необходимости научно-исследовательских институтов, ответственных за состояние неразрушающего контроля в данной отрасли промышленности.
В этой главе ограничимся лишь общими рекомендациями по выбору методов и средств контроля многослойных конструкций и разработке методик проверки конкретных изделий.
Выбор метода контроля. При выборе оптимального метода контроля многослойных конструкций следует учитывать параметры контролируемых объектов (их размеры, материалы, толщину отдельных слоев, кривизну и степень шероховатости поверхностей), требования к производительности и размерам подлежащих обнаружению дефектов. Области применения и основные характеристики низкочастотных акустических методов неразрушающего контроля приведены ниже.
Импедансный метод применяют для обнаружения дефектов соединений между обшивками и элементами жесткости (лонжероном, нервюрой и т.п.) и заполнителями (в том числе сотовым), выявления нарушений соединений между неметаллическими покрытиями и силовыми каркасами, расслоений в слоистых пластиках и решения других подобных задач. Метод эффективен для контроля конструкций из различных металлических и полимерных материалов. Предельная толщина обшивки, под которой возможно обнаружение дефектов соединений, зависит от параметров контролируемых конструкций и составляет 2,5-3,0 мм для алюминиевых сплавов. 1,5-1,8 мм для сталей. Предельная глубина залегания дефектов под неметаллическими покрытиями и расслоений в пластиках - около 15 мм. Для обнаружения дефектов под относительно тонкими (до 1,0-1,2 мм для алюминиевых
231
сплавов) обшивками и неметаллическими покрытиями (до 3-5 мм) применяют совмещенные преобразователи. Более глубоко расположенные дефекты выявляют PC-преобразователями. При наиболее благоприятных условиях совмещенными преобразователями обнаруживают дефекты
2 2
площадью = 0,1 см , раздельно-совмещенными = 0,8 см .
Контроль импедансным методом ведется при одностороннем доступе.
Метод свободных колебаний целесообразно применять для контроля изделии из полимерных материалов, в том числе обладающих низкими модулями упругости и большим затуханием упругих колебаний (например, резиноподобных). Этот метод превосходит остальные рассматриваемые здесь низкочастотные акустические методы по глубине обнаруживаемых дефектов (до 30 мм в пластиках). Минимальная пло-2 щадь выявляемого дефекта на глубине 0,5 мм - 0,5 см , на глубине 2 30 мм - 15 см .
Контроль ведется при одностороннем доступе.
Велосиметрический метод позволяет контролировать изделия как при одностороннем, так и при двустороннем доступе. Кроме того, он чувствителен к скорости распространения упругих волн и, следовательно, позволяет выявлять неоднородности, влияющие на эту скорость, но не являющиеся нарушениями сплошности. К ним относятся зоны повышенного и пониженного содержания связующего, участки с нарушением заданной ориентации армирующих волокон и т.п. Эти особенности определяют область применения велосиметрического метода. Его целесообразно использовать, например, при необходимости проверки изделии на всю толщину за один проход, определения направлений максимального и минимального модулей упругости, обнаружения участков с отклонениями от заданных упругих свойств в определенных направлениях, обусловленными нарушениями в ориентации армирующих волокон. Метод позволяет обнаруживать дефекты в пластиках площадью более 1,5 см2, предельная глубина выявляемых дефектов 20-25 мм.
В случаях, когда задача контроля многослойных конструкций может быть решена несколькими методами, следует предпочесть тот. который наиболее полно удовлетворяет поставленным требованиям. Окончательный выбор метода проводится с учетом конкретных условий, наличия соответствующей аппаратуры и других факторов.
Факторы, затрудняющие применение низкочастотных акустических методов НК. Основные из этих факторов - шероховатость и 232
кривизна поверхностей, малые габариты и масса контролируемых объектов, влияние толщины-отделяющего дефект зазора и возможность его смыкания под действием силы прижатия преобразователя.
Шероховатость поверхностей. На результаты контроля шероховатость поверхности влияет ’двояким образом. С одной стороны, увеличение шероховатости увеличивает контактную гибкость со всеми вытекающими последствиями (см. гл. 2). С другой стороны, увеличение неровностей повышает уровень фрикционных шумов при перемещении преобразователя с сухим точечным контактом. Поэтому при контроле изделий с грубыми поверхностями для получения приемлемого отношения сигнал/шум приходится снижать скорость сканирования, а значит, и производительность контроля.
Кривизна поверхности. Увеличение кривизны поверхности контролируемых объектов снижает чувствительность всех низкочастотных акустических методов. Это обусловлено тем, что с ростом кривизны возрастает жесткость и, следовательно, модуль механического импеданса изделия в дефектных и доброкачественных зонах, увеличиваются собственные частоты отделенных дефектами зон изделий. В отличие от традиционных ультразвуковых методов, при которых кривизна поверхности объекта контроля ухудшает условия передачи акустической энергии между преобразователем и изделием, при сухом точечном контакте кривизна эти условия почти не меняет.
Малые габариты и масса контролируемых объектов. Рассматриваемые методы применимы в основном к изделиям, длина и ширина которых измеряются не менее чем десятками миллиметров. Уменьшение габарита и массы объектов контроля меняют их характеристики, которые регистрируются рассматриваемыми методами НК. С уменьшением этих параметров снижается значение модуля механического импеданса изделия в бездефектных зонах и может измениться характер реактивной составляющей этого импеданса. Это ухудшает условия контроля импедансным методом. С уменьшением габарита и массы меняются также условия возбуждения свободных колебаний в контролируемых объектах. Если в крупногабаритном изделии отражения волн от его границ обычно практически- не влияют на спектр ударно-возбуждаемых свободных колебаний1, то с уменьшением габарита эти отражения
Здесь имеется в виду, что изделия обычно выполняются нз мате* риалов с большим затуханием упругих воли.
а
233
начинают играть возрастающую роль. В результате спектр импульсов свободных колебаний в доброкачественных зонах существенно изменяется. При этом локальный метод свободных колебаний превращается в интегральный. Кроме того, преобразователи низкочастотных дефектоскопов имеют относительно большой габарит. Размеры баз (расстояний между зонами излучения и приема упругих колебаний) преобразователей с раздельными излучателями и приемниками, составляющие 6-30 мм, также не позволяют контролировать малогабаритные изделия.
Влияние раскрытия дефекта. Низкочастотные акустические методы позволяют обнаруживать дефекты типа нарушений сплошности (расслоения, непроклеи и др.), имеющие заполненный газом зазор. Дефекты без такого зазора обычно не выявляются, так как механическая связь отделенной дефектом зоны с остальной частью конструкции не уменьшается и, следовательно, механический импеданс, собственные частоты и скорость распространения упругих волн существенно не меняются.
В гл. 3 показано, что раскрытие й^ заполненного газом зазора влияет на импеданс отделенного им участка изделия (т.е. зоны дефекта) тем сильнее, чем меньше это раскрытие и толщина отделенного им участка (со стороны преобразователя) и чем больше диаметр дефекта. Поэтому с уменьшением й^ выявляемость дефектов импедансным методом ухудшается. Однако величина раскрытия слабо влияет на обнаружение наиболее трудных для выявления мелких дефектов под толстыми обшивками. Более крупные дефекты и без того легко обнаруживаются, поэтому некоторое увеличение их импедансов в результате влияния присоединенного зазора обычно не существенно.
Другой причиной снижения чувствительности к дефектам с малым раскрытием является возможность смыкания зазора в процессе контроля. Под действием статической силы прижатия преобразователя к изделию в зоне дефекта происходит прогиб обшивки, уменьшающий раскрытие зазора. На рис. 7.2 приведены результаты расчета этого прогиба, выполненного по формуле
L = К F = 5,97‘Ю'2 * ~ F_)Z?2 F ,
° э ° Eh3 °
234
Рнс. 7.2. Зависимость статнсти- £о9МКМ
ческого прогиба круглой пластины из влюмнниевого сплвва, нагруженной в центре силой F& = = 3 Н, от диаметра D и толщины h пластины:
/ — h = 0,2 мм; 2 — h = 0,3 мм;
3 — Й = 0.5 мм; 4 — h = 1мм
в функции диаметра D для обшивок толщиной 0,2; 0,3; 0,5 и 1,0 мм из алюминиевого сплава при = 3 Н. Ясно, что при
малой толщине обшивок и больших размерах дефектов Зазор может ’’захлопнуться**, и такой дефект не будет обнаружен. Для уменьшения влияния этого эффекта при контроле изделий с тонкими обшивками следует, по возможности, уменьшать силу прижатия к контролируемому объекту. Отметим, что крупные, неглубоко залегающие дефекты, которые ’’захлопываются” при нахождении преобразователя в центральных зонах, могут быть обнаружены при расположении преобраз°вателя в периферийных зонах, где прогиб меньше.
Если гибкость отделяющего дефект зазора сказ!>1вается на характеристиках всех низкочастотных акустических методов, то прогиб влияет только в случаях, когда преобразователь прижимается к контролируемому объекту с постоянной силой. Такая сил-3 отсутствует, например, в бесконтактных преобразователях с элеКтр°магнитно-акустическим возбуждением упругих колебаний и микрофонным приемом (см. гл. 3), а также в преобразователях с ударным возбуждением свободных колебаний и бесконтактным (микрофонным) приемником (см. гл. 4). В последнем случае удары имеют кратковременный характер и статический прогиб не происходит.
Таким образом, влияние раскрытия дефекта, обусловленное гибкостью присоединенного зазора и прогибом отделенного дефектом участка обшивки, существенно только при малой глубине залегания и больших размерах дефектов.
Отметим, что низкочастотными акустическими методами могут быть выявлены некоторые дефекты, не являющиеся нарушениями сплошности j и не имеющие раскрытия. К ним относятся зоны повыш€н>1ого и пони-|
женного содержания связующего в пластиках и неправильной укладки армирующих волокон в пластиках, влияющие на скорость звука (велосиметрический метод) или механический импеданс (импедансный метод).
Неконтролируемые зоны. При контроле рассматриваемыми методами существуют неконтролируемые зоны. Они могут быть обусловлены:
1) расположением дефекта на глубине, превышающей предельную глубину залегания для данного метода и материала;
2) невозможностью доступа преобразователя к поверхности изделия вследствие сложной формы последнего;
3) малой толщиной отделенного дефектом слоя, в результате чего под действием силы прижатия преобразователя дефект ’’захлопывается” и не обнаруживается;
4) расположением дефекта на глубине, не превышающей предельную глубину по п. 1, но вблизи поверхности, противоположной поверхности ввода упругих колебаний.
Первая и вторая из этих причин не требуют пояснений, третья рассмотрена ранее. Поэтому остановимся на четвертой причине, полагая, что контроль ведется при одностороннем доступе.
Пусть контролируемый объект представляет собой лист из одного материала (например, стеклопластика), а дефект - расслоение в этом материале. Толщина листа не превышает максимальной глубины залегания расслоения, выявляемого данным методом в этом материале при значительно большей его толщине.
Очевидно, что с увеличением глубины залегания расслоения в рассматриваемом листе вызываемое им относительное изменение информативного параметра метода (механического импеданса, спектра, скорости звука) будет уменьшаться и станет наконец недостаточным для обнаружения дефекта на уровне мешающего фона. Поэтому дефекты, расположенные вблизи противоположных поверхностей, не могут быть обнаружены. Величина обусловленной этим неконтролируемой зоны составляет 20-30 % толщины листа. Для проверки такого изделия на всю толщину необходим повторный контроль с противоположной поверхности.
Неконтролируемые зоны рассматриваемого типа отсутствуют при контроле велосиметрическим методом с * двусторонним доступом к контролируемому объекту.
236
7.2. Контроль импедансным методом
Выбор преобразователя и рабочей частоты. В импедансных дефектоскопах применяют совмещенные и раздельно-совмещенные преобразователи. Совмещенные преобразователи работают непрерывными или импульсными колебаниями, раздельно-совмещенные - только в
1 импульсном режиме .
Совмещенные преобразователи применяют для контроля изделий с относительно тонкими обшивками и в тех случаях, когда требуется высокая чувствительность к неглубоко залегающим дефектам.
Рассмотрим выбор совмещенных преобразователей и рабочей частоты при работе непрерывными колебаниями. Дефектоскопы, использующие такие колебания, комплектуются совмещенными преобразователями нескольких типов. Так. в комплект прибора АД-40И входят абсолютный преобразователь ПАДИ-7 и два дифференциальных - ПАДИ-5 и ПАДИ-6. Дифференциальные преобразователи имеют линейную зависимость амплитуды выходного сигнала от модуля механического импеданса в облает малы, значений |ZJ. абоолипие -
существенно нелинейную.
При работе совмещенными преобразователями в режиме непрерывных колебаний рабочая частота выбирается с учетом характеристик контролируемых объектов. Различают резонансный и нерезснансный режимы настройки. Резонансные режимы используют для контроля изделий с высокими значениями fZj в бездефектных зонах (конструкций с жесткими сплошными внутренними элементами, сотовых панелей с относительно толстыми обшивками и заполнителями и т.п.).
В резонансном режиме частоту выбирают равной собственной частоте преобразователя, нагруженного на контролируемый объект в бездефектно) зоне. При такой настройке вызываемое дефектом изменение механического импеданса объекта наиболее резко меняет амплитуду и фазу выходного сигнала преобразователя и, следовательно, достигается максимальная чувствительность. Собственная частота преобразователя зависит от механического импеданса нагрузки, поэтому частоты резонансных режимов уточняются экспериментально
В принципе РС-преобразователи могут работать и в режиме непрерывных колебаний. однако в современных дефектоскопах этот режим не применяется.
для каждого типа контролируемых объектов. Для этого преобразователь устанавливают на бездефектный участок и, регулируя частоту генератора дефектоскопа, добиваются максимума показаний выходного индикатора. Найденная таким образом частота и будет частотой резонансного режима.
Диапазоны частот резонансных режимов преобразователей импедансного дефектоскопа АД-40И приведены ниже:
Тип преобразователя............. ПАДИ-5 ПАДИ-6 ПАДИ-7
Диапазоны частот резонансных
режимов. кГц ..................... 1.4-4.8 2.0-5,0 1.4-2.5:
5.0-7.2
Резонансные режимы, особенно в сочетании с амплитудно-фазовой обработкой информации, применяют в основном для контроля жестких конструкций с толстыми, преимущественно металлическими обшивками, для чего требуется максимальная чувствительность. Часто, однако, такая чувствительность оказывается избыточной. Дело в том, что механический импеданс контролируемых объектов в доброкачественных зонах имеет разброс, обусловленный непостоянством толщины клеевого шва (что особенно заметно при малой толщине обшивок), переменной толщиной контролируемого изделия, неровностями его поверхности и другими факторами. При слишком высокой чувствительности их влияние соизмеримо с влиянием мелких дефектов, поэтому возможна необоснованная браковка годных изделий. Следовательно, далеко не всегда надо использовать максимальную чувствительность дефектоскопа. Снижение чувствительности достигается:
повышением усиления дефектоскопа ,
переходом от двухпараметровой к однопараметровой (обычно амплитудной) обработке информации,
использованием нерезонансного режима настройки.
Как показано в гл. 3, в нерезонансных режимах амплитуда и фаза выходного сигнала преобразователя меньше зависят от механического импеданса нагрузки. Исключение составляет лишь резкое изменение параметров сигнала в зонах минимумов коэффициентов передачи абсолютных преобразователей (см. рис. 3.34). В этой области при
1
При работе совмещенными преобразователями дефект уменьшает
амплитуду сигнала, поэтому при постоянстве порога срабатывания АСД
повышение усиления снижает чувствительность.
238
/
Рис. 7.3. Схемы механической нагрузки звукопровода совмещенного преобразователя:
а — общая схема; б — схема с механической нагрузкой в виде круг* лой. защемленной по контуру пластины
изменении X* по обе стороны от значения X соответствующего минимуму Р, амплитуда выходного сигнала преобразователя растет* Это затрудняет обнаружение дефектов, для которых значения X в и
доброкачественных и дефектных зонах лежат по разные стороны от X , так как зависимость Р(Х ) становится неоднозначной. В отличие4 иШ и
от амплитуды зависимость фазы ф сигнала от X* однозначная, поэтому подобные дефекты выявляются по изменению фазы.
Наличие минимума на кривой Р(^ абсолютного преобразователя поясним с помощью схемы замещения механической нагрузки, определяющей деформацию приемного пьезоэлемента и электрическое напряжение в нем (рис. 7.3» а). Здесь и - массы приемного
пьезоэлемента и контактного наконечника соответственно, К к
239
контактная гибкость, 2^ - механический импеданс контролируемого изделия, П -.часть преобразователя, примыкающая к приемному пьезоэлементу, v - колебательная скорость, F - сила, действующая на приемный пьезоэлемент и определяющая амплитуду и фазу электрического напряжения на нем.
Отделенную дефектом зону представим моделью круглой, закрепленной по периметру, свободной с обеих сторон пластины, возбуждаемой приложенной в ее центре сосредоточенной гармонической силой. Входной импеданс такой пластины
2 = R ♦ jwlm---------тг- I .
э э I э CJA I L э J
где т* и - эквивалентные сосредоточенные масса и гибкость пластины, определяемые формулами (3.7) и (3.8); R^ - сопротивление потерь.
Заменяя Z* на Zg, получим схему замещения (см. рис. 7.3, б). При определенных соотношениях между ее параметрами наступает резонанс, при котором входной импеданс участка цепи в точке приложения силы F минимален по модулю и чисто активный. В результате происходит резкое уменьшение |F| и изменение фазы этой силы, сопровождаемое соответствующими изменениями амплитуды и фазы выходного сигнала преобразователя. Теоретически при R = 0 фаза этого сиг-э
нала при переходе через резонанс меняется на 180 .
На основе схемы замещения (см. рис. 7.3. б) исследованы условия обнаружения дефектов по изменению фазы в области резонансов, соответствующих минимумам значений F(X^; р). На рис. 7.4 показаны расчетные кривые и экспериментальные точки, характеризующие связь размеров дефектов, выявляемых по резкому изменению фазы, с частотой f и толщиной Л обшивки. Данные относятся к двуслойным образцам в виде дюралюминовой обшивки, приклеенной к толстому (10 мм) основанию из того же материала. Дефекты имитировали круглыми сквозными отверстиями в основании. По оси абсцисс отложена частота, по оси ординат - диаметр дефекта. При этом принято -8
R = 0, К = 8 10 м/Н. Кривые сходятся на оси абсцисс в точке эк
240
Рис. 7.4. Зависимость диаметра D дефекта, соответствующего резкому изменению фазы сигнала, от частоты f и толщины Л обшивки:
а - т = 1.09 г; б - т = 7.93 г.
f = 1/(2тг1тК^), соответствующей резонансу массы т с гибкостью К*.
Ясно, что увеличение массы т - т /2 + т и частоты повышает п ки
чувствительность при оценке изменения импеданса по фазе сигнала и работе в районе минимума P(X*t р). Так как повышение частоты ухудшает выявляемость дефектов при работе по амплитуде то основным способом повышения чувствительности при работе по фазе в области минимума Р служит увеличение массы т. Это требует применения < н< циальных преобразователей. При использовании обычных преобразив, i телей с малой (1—1.5 г) массой т значения X обычно малы и измг
н/П
нения происходят практически только на восходящей ветви кривой »), где с ростом |A^| Р увеличивается.
Импульсные импедансные дефектоскопы АД-42И и АД-42ИМ комплектуются совмещенными и раздельно-совмещенными преобразователями. Преобразователи этих приборов работают в режиме свободных колеба ний. несущая частота которых определяется параметрами вибратора и общим механическим импедансом его нагрузки, включая упругое сон|х> тивление зоны контакта. Для PC-преобразователя, работающего на собственной частоте 15-18 кГц.а тем более, 30 кГц модуль |Z | упругого импеданса зоны контакта относительно мал и, следователь
241
но, механическая нагрузка слабо влияет на собственные частоты излучающего и приемного вибраторов, которые близки к частотам полуволновых ненагруженных вибраторов. Однако для совмещенного преобразователя импульсного дефектоскопа, имеющего малую волновую длину и ведущего себя как сосредоточенная масса, несущая частота существенно зависит от значений контактной гибкости и механического импеданса контролируемого объекта. Это изменение частоты автоматически учитывается и используется системой амплитудно-частотной обработки информации для повышения чувствительности.
Работа преобразователей в режиме свободных колебании исключает необходимость устанавливать рабочую частоту, что упрощает функции оператора.
Максимальная частота свободных колебаний совмещенного преобразователя импульсных дефектоскопов соответствует нагрузке на жесткий и массивный образцы и составляет примерно 5 кГц. Наличие в изделии дефектов, уменьшение модуля упругости наружного слоя (обшивки) и снижение жесткости и массы соединенных с ним элементов конструкции снижают эту частоту.
Совмещенные преобразователи импульсных дефектоскопов применяют для решения тех же задач, что и подобные преобразователи, работающие в режиме непрерывных колебаний. Оптимальный преобразователь для решения конкретной задачи выбирают экспериментальным путем.
PC-преобразователи1 целесообразно использовать для обнаружения дефектов под обшивками толщиной 0.8-3 мм (для алюминиевых сплавов), расслоений в пластиках или нарушений соединений между слоем пластика и силовым каркасом при глубине залегания дефектов 15-20 мм (в зависимости от свойств материалов и конструкций) и решения ряда других подобных задач.
Влияние свойств контролируемых объектов на выявляемость дефектов. Возможности контроля импедансным методом определяются двумя основными параметрами - контактной гибкостью К* и механическими импедансами Z* в доброкачественных и дефектных зонах проверяемого изделия. С уменьшением значения К и увеличением отно-
Кроме импедансных дефектоскопов АД-42И и АД-42ИМ, PC-преобразователи входят в комплект дефектоскопа АД-60С, где они работают также в импульсном режиме.
242
шения механических импедансов в упомянутых зонах чувствительность метода растет. Очевидно, что значения К и Z тесно связаны со
• КН
свойствами контролируемых изделий.
Значение К* определяется упругими свойствами наружного слоя контролируемого объекта, степенью шероховатости и радиусом кривизны его поверхности, силой прижатия преобразователя к объекту. Способы уменьшения контактной гибкости описаны в гл. 2. Влияние К* на результаты контроля можно уменьшить снижением рабочей частоты [так как Z* = l/(/a>/OL В гл. 3 показано, что при работе совмещенным преобразователем упругий импеданс Z* шунтирует импеданс Z* объекта контроля. Это ухудшает чувствительность, причем если в зоне дефекта Z* < (2+3)Z^, этот дефект не выявляется. Рассмотрим влияние контактной гибкости при контроле совмещенным преобразователем.
Используя формулу (3.1), выразим отношение импедансов общей механической нагрузки преобразователя в доброкачественной и дефектной зонах изделия в виде:
VVL55
7 Z /Z ♦ I 1 к
(7.1)
где Z^ и Z% - механические импедансы изделия в доброкачественной и дефектной зонах соответственно; Z* - упругое сопротивление контактной зоны. Имея в виду, что Z = jX и что импедансы Z и Z к к 12
имеют преимущественно упругий характер, примем Z^ = jX^ и Z% = = /Х2- Тогда
Х/Хо + Х/Х
_ t 2 I к 7“ Х/Х + I
1 к
(7.2)
где 7, X. X и X - действительные величины. 1 2 к
На рис. 7.5 представлены построенные по формуле (7.2) зависимости у от Х /Х , для различных значений параметра Х/Х .
1 * 1 К
243
Рис. 7.5. Зависимость отношения у
модулей нмпедансов общей механи
ческой нагрузки доброкачественной
иах от отношения
преобразователя в и дефектной зо-Х^/Х модулей ме
ханических нмпедансов контролируе
х/х. 1 к
мого объекта
и параметра
учитывающего влияние контактной
гибкости
При Х^/Х^ 0 у Х^/Х^. С увеличением Х^/Х* значение у растет
медленнее» чем Например, при Х^Х* = 2 для Х^/Х2 = 4 имеем 7 = 2. PC-преобразователи работают на частоте f > 15 кГц, когда обычно RJ * IV Если для совмещенных преобразователей последнее условие исключает возможность выявления дефектов, то здесь оно не является препятствием. Однако упругое сопротивление Z* контактной зоны и тут играет вредную роль. В п. 3.4 показано, что импеданс Z* ослабляет передачу энергии между вибраторами тем сильнее, чем меньше |Z^ |. Это затрудняет контроль изделий, материалы наружных слоев которых обладают низкими модулями Юнга (резины» пенопласты и т.п.), так как амплитуда выходного сигнала преобразователя становится недостаточной для уверенного приема.
Таким образом, применение импедансного метода с совмещенными и PC-преобразователями с сухим точечным контактом ограничено изделиями, модули Юнга наружных слоев которых превышают определенное значение, обычно Е > 1+2 ГПа. Отметим, что изделия с относительно мягкими наружными слоями можно успешно контролировать методом свободных колебаний.
Рассмотрим влияние параметров контролируемого изделия на отношение Z^/Z2 механических нмпедансов изделия в доброкачественной и дефектной зонах. Это отношение определяется:
модулем Юнга, плотностью материала и толщиной обшивки; модулем Юнга, плотностью материала и толщиной основания; размерами дефекта;
толщиной и модулем Юнга клея.
244
Проанализируем влияние этих факторов. Импеданс двухслойной конструкции в бездефектной зоне определяется параметрами основания, обшивки и соединяющего их клеевого слоя. Обычно основание толще и массивнее обшивки, поэтому его вклад в импеданс Z^ больше, чем остальных элементов конструкции. С увеличением толщины основания, модуля Юнга и плотности его материала модуль \Z^ | увеличивается и условия выявления дефектов улучшаются. Конструкциям с толстыми жесткими и массивными основаниями соответствуют наибольшие значения [Z^ | и самая высокая чувствительность к дефектам.
Для анализа влияния параметров контролируемого изделия на импеданс Z? дефектной зоны представим эту зону закрепленной (в общем случае не жестко) по контуру пластиной. Условия такого закрепления определяются толщиной Л^, модулем Юнга Е$ и плотностью Pq материала основания, а также толщиной h* клеевого шва и модулем Юнга Е* клея. С уменьшением ftQ, £Q, Е* и увеличением h* жесткость закрепления краев пластины падает, а значение jZ^j уменьшается. При этом Z^ меняется сильнее, чем Z%, и, следовательно, выявляемость дефектов ухудшается. Поэтому конструкции с внутренними элементами, обладающими малой плотностью и жесткостью (например, пенопластовыми заполнителями), импедансным методом контролируются плохо.
Рассмотрим важный частный случай контроля изделия с жестким и массивным внутренним элементом, когда закрепление по контуру отделенной дефектом зоны можно приближенно считать жестким (т.е. исключающим возможность как смещения, так и поворота в зоне закрепления). В этом случае, пренебрегая потерями и влиянием присоединенного воздушного зазора, механический импеданс Z% круглого дефекта диаметром D можно представить формулой (3.9). При контроле совмещенными преобразователями на частоте f < 7 кГц, импеданс зоны дефекта определяется в основном упругим сопротивлением пластины
Zo = /X = 7П7
2 2 /сод
16.75ЕЛ3 о>( I - д2)!)2
(7.3)
245
Используя известное выражение для цилиндрической жесткости
I = £ft3
12(1 -д2)
формулу (7.3) запишем в виде:
х2 ' - (7-4)
2 сЛГ
Из (7.4) следует» что при а> - const дефект выявляется тем легче, чем больше его размер и меньше цилиндрическая жесткость обшивки. Однако при уменьшении значения / выявляемость дефекта улучшается до определенного предела. Последний определяется двумя причинами: во-первых, с уменьшением / и увеличением D дефект может "закрыться” под действием силы прижатия преобразователя к изделию, во-вторых, если уменьшение / обусловлено уменьшением параметра £/(1 -- д ), то возрастает контактная гибкость, что ухудшает условия контроля.
Толщина и упругие свойства клеевого слоя обычно мало влияют на результаты контроля. Такое влияние проявляется, например, при контроле изделий с тонкими (0,2-0,5 мм для алюминиевых сплавов) обшивками и жесткими и толстыми основаниями. В этих случаях модуль Юнга клея намного меньше соответствующих величин материалов обшивки и основания и клеевой шов представляет собой относительно мягкую упругую прослойку, меняющую 2^ тем сильнее, чем больше толщина клеевого шва. Поэтому зоны повышенной толщины шва могут быть обнаружены. Однако вызываемые ими изменения показаний дефектоскопа меньше, чем в дефектных зонах. С увеличением толщины обшивки и уменьшением модулей упругости соединяемых элементов многослойных конструкций влияние клеевого шва на результаты контроля уменьшается.
Уменьшение размеров контролируемых объектов в направлениях, перпендикулярных к толщине, снижает значение |Zj и ухудшает выявляемость дефектов. Однако это сказывается лишь при относительно небольших (десятки миллиметров) размерах изделий и при контроле большинства реальных конструкций затруднений не вызывает.
Импедансный метод обычно не пригоден для контроля изделий со стороны слоев из материалов с низкими модулями Юнга (резина,
246
пенопласт и т.п.). Это обусловлено главным образом малыми значениями модуля |ZJ упругого сопротивления зоны контакта на используемых в существующих дефектоскопах частотах (f > 1,0+ +1,5 кГц). Условия контроля подобных изделий можно улучшить путем резкого (до 150-300 Гц) снижения рабочей частоты и. следовательно, увеличения модуля упругого импеданса зоны контакта.
Особеннстн контроля разлгиых объекте». Рассмотрим особенности контроля импедансным методом наиболее распространенных типов многослойных конструкций и дадим общие рекомендации по их проверке.
Неметаллические покрытия, приклеенные к силовым каркасам. В этих узлах возможно обнаружение зон нарушения соединений между покрытием и каркасом и расслоений в покрытии. Покрытия толщиной до 2-5 мм целесообразно контролировать совмещенными преобразователями, более толстые (до 10-15 мм) - раздельно-совмещенными. Часто неметаллические покрытия имеют шероховатые поверхности. Это увеличивает уровень фрикционных шумов (см. гл. 2) и ограничивает скорость сканирования тем сильнее, чем больше степень шероховатости. В случае особо сильной шероховатости поверхности плавное перемещение преобразователя может оказаться невозможным и контроль сводится к его перестановке с места на место.
Обшивки, соединенные с элементами жесткости (лонжеронами, нервюрами и т.п.). В таких узлах обшивки и элементы жесткости могут выполняться из металлов или армированных полимеров. В случае металлических элементов кроме клеевого возможны другие виды соединений - пайка, термодиффузионная сварка и др. В узлах с металлическими обшивками импедансным методом выявляют только зоны нарушения соединений, с обшивками из композиционных материалов -также расслоения в обшивках. С увеличением жесткости и плотности внутренних элементов чувствительность возрастает. Изделия с более толстыми обшивками контролируют РС-преобразователями.
Изделия с периодической структурой внутреннего элемента. К ним относятся многослойные конструкции, внутренние элементы которых имеют периодическую структуру (сотовый заполнитель, гофр и т.п.). Наиболее распространены конструкции с сотовым заполнителем - сотовые панели. Их обшивки выполняют из металлов (алюминиевые и титановые сплавы, сталь) или армированных пластиков, сотовые заполнители - из металлов и полимерных материалов. В неметаллических сотовых панелях обшивки приклеены к сотовым бло-
247
Рис. 7.6. Изменение амплитуды информативного сигнала на выходе дефектоскопа при контроле сотовой панели
кам. В панелях из металлов для соединения элементов применяют также пайку, диффузионную сварку.
Для изделий с периодической структурой внутрен
него элемента характерно
периодическое изменение Z* на бездефектных участках. Значения |ZJ
минимальны в зонах, наиболее удаленных от мест соединения обшивки с заполнителем и максимальны над этими соединениями. Так. в сотовых панелях минимумы |-^и| соответствуют центрам сотовых ячеек, максимумы - их вершинам. Поэтому при контроле изделий с периодической структурой внутренних элементов показания дефектоскопа в доброкачественных зонах имеют большой разброс.
На рис. 7.6 вверху показано в плане расположение ячеек сотового заполнителя под обшивкой, внизу приведен график изменения показаний дефектоскопа при перемещении совмещенного преобразователя по траектории, отмеченной штрихпунктирной прямой. Если сигнализатор дефектов срабатывает при 'уровне сигнала ниже отмеченного цифрой I. то регистрируются только дефектные зоны. При уровне II срабатывания сигнализатора сотовые ячейки регистрируются как дефекты. Разброс показаний в доброкачественных зонах тем больше, чем меньше жесткость обшивки и крупнее ячейки заполнителя. При неблагоприятных параметрах изделия показания в дефектных зонах и над центрами ячеек соизмеримы, что затрудняет контроль вручную. Указанные трудности устраняются при механизированном контроле с записью результатов (ом. п. 7.5).
На рис. 7.7. а представлена запись результатов контроля клеевого соединения обшивки с заполнителем в сотовой панели, полученная с использованием совмещенного преобразователя. Дефекты склеивания имеют вид светлых зон на фоне четкой структуры сотового заполнителя. Для получения такой записи шаг сканирования выбирают
248
не более 1/3 диаметра сотовой ячейки, причем запись прерывают при амплитуде сигнала ниже уровня II (см. рис. 7.6). Применение записи с прорисовкой сот позволяет контролировать панели, проверка которых вручную затруднена вследствие соизмеримости механических импедансов на дефектах и над центрами ячеек. При выключении записи на более низком уровне I (см. рю. 7.6) заполнитель не прорисовывается и диаграмма подобна приведенной на рис. 7.7, б.
Запись с прорисовкой структур! заполнителя более информативна, так как кроме дефектов она позволяет обнаруживать зоны нарушения равномерности структуры заполнителя. Кроме того, сам вид такой диаграммы свидетельствует о правильности настройки аппаратуры. Запись с порогом срабатывания на уровне I обеспечивает более высо
кую производительность, так как выполнение приведенного соотношения между шагом сканирования и диаметром сотовой ячейки не обязательно. Однако в этом случае по виду диаграммы уже нельзя судить о правильности настройки аппаратуры.
С увеличением толщины обшивки и уменьшением размера сотовых ячеек отношение максимумов и минимуме» показаний индикатора дефектоскопа в бездефектных зонах уменьшается и запись структуры заполнителя становится невозможной. Поэтому контроль подобных изделий не отличается от контроля конструкций со сплошными внутренними элементами.
Основные дефекты сотовых панелей - зоны нарушения соединения между обшивкой и заполнителем. Эти дефекты выявляются при контроле со стороны обшивки, под которой они залегают. В случае малой
Рис. 7.7. Запись результатов контроля сотовой панели с прорисовкой (а) и без прорисовки (б) структуры заполнителя (запись получена на двуслойном образце с модели -ми дефектов в виде круглых отверстий в сплошном основании)
249
г)
Рис. 7.8. Причины потери устойчивости сотового заполнителя
толщины заполнителя (12 мм и менее) возможно обнаружение нарушений соединении между заполнителем и противоположной обшивкой. Выявляются также зоны потери устойчивости и разрушения сотового заполнителя. К ним относятся подмятия фольги заполнителя в местах соединения с обшивкой (рис. 7.8, а), деформации заполнителя в результате нарушения технологии (рис. 7.8, б) или механических воздействий при эксплуатации (рис. 7.8, в), а также разрушения заполнителя (рис. 7.8, г). Все эти отклонения снижают жесткость панелей и. следовательно, уменьшают значения |Z L
Отметим, что зоны подмятия фольги (рис. 7.8, а) обычно не являются дефектами, а создаются намеренно для повышения прочности клеевого шва. При контроле с записью результатов и проработкой структуры заполнителя (см. п. 7.5) эти зоны дают изображение, отличающееся от нормального меньшей плотностью записи и нарушением ее периодичности. Отличить такие зоны от дефектов клеевого соединения можно путем повторной записи сомнительного участка при повышенном усилении. При этом размеры дефекта на диаграмме записи уменьшаются, а изображение зоны подмятости сот становится более плотным и периодическим, приближаясь к изображению на участках без
подмятости сот.
Зоны пониженной прочности склеивания. Импедансный метод позволяет обнаруживать такие зоны в соединениях обшивки с сотовым заполнителем. Обычно снижение прочности склеивания обусловлено плохой подгонкой размеров соединяемых элементов. Если на участках доброкачественного склеивания соты прорезают клеевую пленку и подходят к обшивке вплотную, то в ослабленных зонах между сотовым блоком и обшивкой существует заполненный клеем зазор (рис. 7.9), который уменьшает жесткость опоры обшивки и, следовательно, механический импеданс конструкции. Это изменение, однако, меньше, чем в зонах непроклея.
250
Рис. 7.9. Сотовая панель с участками различной прочности:
А - зона доброкачественного соединения; Б — зона пониженной прочности; В — зона нарушения соединения (неяроклей)
Особенности контроля раздельно-совмещенным преобразователем. PC-преобразователь превосходит совмещенный по глубине выявляемых дефектов, но уступает ему по чувствительности к неглубоко залегающим дефектам. Последнее объясняется тем, что дефект обнаруживается лишь при одновременном нахождении над ним обоих вибраторов преобразователя. Поэтому для повышения чувствительности РС-преобразователи выполняют с малой базой (расстоянием между зонами контакта вибраторов с контролируемым объектом). Так, PC преобразователи дефектоскопов АД-60С» АД-42И, АД-43И имеют базу 7 мм и могут обнаруживать дефекты протяженностью более 7 мм.
При работе с PC-преобразователем следует учитывать, что зависимость модуля его коэффициента передачи от импеданса механической нагрузки имеет максимум, соответствующий определенному значению импеданса Z* (см. гл. 6). При контроле жестких изделий с большими значениями в бездефектных зонах <К,1.> KJ> переход в зону дефекта увеличивает амплитуду сигнала на выходе преобразователя. В случае если l2J < IV дефект уменьшает эту амплитуду. Эта особенность PC-преобразователя учтена в дефектоскопе АД-60С. автоматический сигнализатор дефектов которого может реверсироваться и срабатывать при увеличении либо при уменьшении уровня сигнала (см. также приложение).
251
7.3. Контроль методом свободных колебаний
Выбор преобразователя. Преобразователи дефектоскопов АД-60С и АД-50У унифицированы и отличаются только приемниками упругих колебаний. Пьезоэлектрические приемники имеют непосредственный контакт с контролируемым изделием, микрофонные принимают эти колебания через воздух. Преобразователи с пьезоприемниками позволяют обнаруживать дефекты на большей глубине, чем преобразователи с микрофонными приемниками. Для контроля выпуклых изделий с большой кривизной поверхностей удобны преобразователи с коаксиальными пьезоприемниками (см. гл. 4). Недостаток пьезоприемников - подверженность фрикционным шумам, возникающим при перемещении по поверхностям контролируемых объектов. Преобразователи с микрофонными приемниками не чувствительны к этим шумам, но воспринимают внешние акустические шумы. Поэтому в рабочем помещении уровень шума не должен быть слишком высоким. Преобразователи с микрофонными приемниками особенно эффективны для контроля изделий с наружными слоями из материалов с низкими значениями модуля Юнга. Отсутствие статической силы прижатия, могущей привести к пропуску неглубоко залегающего дефекта вследствие закрытия отделяющего его воздушного зазора, делает преобразователи с бесконтактными микрофонными приемниками предпочтительными при контроле изделий, в которых возможны такие дефекты.
Особенности контроля различных объектов. Метод свободных колебаний применяют в основном для контроля изделий из пластиков и комбинированных конструкций из пластиков и металлов. В последнем случае проверку обычно проводят со стороны неметаллического слоя. Контроль со стороны металлов также возможен. Однако при этом резко усиливается уровень создаваемого преобразователем шума и возможно образование забоин на поверхности металла от ударов вибратора. Для устранения забоин стальной боек ударного вибратора заменяют капролоновым (он входит в комплект дефектоскопов АД-50У и АД-60С). Кроме того, контроль со стороны неметаллического покрытия обычно целесообразен еще и потому, что при этом выявляются как нарушения соединения между элементами конструкции, так и дефекты (преимущественно расслоения) в самом покрытии.
Ширина спектров ударно-возбуждаемых импульсов зависит от параметров контролируемых конструкций, в первую очередь - от модуля упругости материала наружного слоя. Для изделий с наружными слоями из жестких материалов характерны широкие спектры, обычно 252
захватывающие весь диапазон рабочих частот или большую его часть. Конструкциям с мягкими наружными слоями (резина и т.п.) соответствуют узкие спектры с интенсивными составляющими только в низкочастотной части рабочего диапазона.
Методу свободных колебаний присущи неконтролируемые зоны, прилегающие к поверхности, противоположной поверхности ввода колебаний. С увеличением глубины залегания дефекта его влияние на спектр ударно-возбуждаемого импульса уменьшается и в конечном счете становится недостаточным для уверенной регистрации.
Настройка дефектоскопа с встроенными спектроанализаторами (АД-60С, АД-50У) сводится к наблюдению спектров в доброкачественных й дефектных зонах изделия и выбору наиболее информативных каналов, в которых дефекты вызывают наиболее сильное изменение спектра. После этого выбранные каналы подключают к автоматическому сигнализатору дефектов, регистрирующему изменение уровня сигнала выше заданного порота срабатывания.
7.4. Контроль велоашетрнческим методом
Область применения велосиметрического метода примерно та же. что и метода свободных колебаний, за исключением изделий с наружными слоями из материалов с малыми модулями Юнга (резины, резиноподобные материалы и т.п.). Велосиметрический метод имеет перед методом свободных колебаний следующие преимущества:
преобразователи практически не создают шума:
при наличии двустороннего доступа можно выявить дефекты во всех сечениях изделия за один проход;
позволяет определить упругую анизотропию материала, направления максимального и минимального модуля упругости.
Упругая анизотропия присуща большинству полимерных композиционных материалов, в частности стекло-, угле- и органопластикам. Она проявляется в зависимости модуля Юнга и, следовательно, скорости распространения упругих волн от направления распространения. Степень упругой анизотропии определяется ориентацией армирующих волокон. При этом чем сильнее армирование в данном направлении (т.е. чем больше волокон имеют такую ориентацию или чем больше их суммарное сечение), тем выше скорость упругих волн. Наибольшей анизотропией обладают пластики с однонаправленным армированием. В
253
материалах на тканевой основе (текстолит, стеклотекстолит и т.п.) скорость упругих волн максимальна в направлении основы ткани, в направлении утка ее значение меньше. Минимум скорости примерно соответствует углу 45 относительно направления основы ткани [12].
В изделиях в виде листов и оболочек армирующие волокна обычно располагаются перпендикулярно к нормали к поверхности изделия. Поэтому скорость продольных волн в направлении толщины изделия (антисимметричные волны в этом направлении не распространяются) практически не зависит от степени армирования в других направлениях. Упругая анизотропия влияет на показания дефектоскопа в основном при использовании вариантов метода с односторонним доступом к контролируемому объекту. Для исключения этого влияния при контроле анизотропных изделии необходимо выдерживать постоянную ориентацию преобразователя относительно направления максимума или минимума скорости распространения упругой волны.
Фазовым способом велосиметрического метода (см. табл. 5.1, вариант I) легко определить наличие и степень упругой анизотропии материала и направления максимального и минимального значений скорости распространения упругих волн. Для этого, вращая преобразователь относительно оси одного из вибраторов, снимают зависимость показаний фазометра от утла поворота. Максимальное отклонение фазы соответствует минимальной скорости звука, минимальное - максимальной.
При использовании двусторонних вариантов велосиметрического метода анизотропия сказывается слабо. Она может проявляться только в некоторой зависимости выявляемости вытянутого в одном направлении дефекта от ориентации этого направления относительно осей упругой анизотропии.
Преимуществами велосиметрического метода с двусторонним доступом по сравнению с ультразвуковым теневым методом с катящимися преобразователями являются значительно меньшая площадь контакта преобразователей с объектом (это облегчает контроль криволинейных изделий) и легкость смены направления перемещения преобразователей (катящиеся преобразователи не могут перемещаться в направлении оси вращения), недостатками - меньшее предельное значение толщины контролируемого объекта, большее влияние шероховатости его поверхности и невозможность применения частот выше 60-80 кГц.
Велосиметрический метод применяют на ряде предприятий главным образом для обнаружения расслоении в слоистых пластиках.
254
7.5» Механизация контроля
Очевидные недостатки контроля вручную - низкая производительность и влияние оператора на результаты проверки. z Поэтому при ручном контроле не исключается пропуск опасных дефектов и неправильная оценка их характеристик. Радикальным средством устранения этих недостатков является механизация контроля с записью результатов. Механизация особенно целесообразна при контроле крупногабаритных изделий в серийном производстве, когда производительность приобретает решающее значение. К числу таких объектов относятся, например, сотовые панели, длина и ширина которых иногда измеряется несколькими метрами. Общая площадь сотовых панелей на каждом из тяжелых самолетов (Ил-76, Ил-86, Ту-204 и дрЭ составляет несколько сотен квадратных метров. Поэтому выполнить такой объем контроля при работе вручную затруднительно.
Система механизированного контроля изделий импедансным методом разработана в 1961 г. Она заключается в механизированном сканировании изделий по заданной траектории и синхронном с преобразователем перемещении пера самописца, регистрирующего результаты контроля на электротермической бумаге в натуральном или уменьшенном масштабе. Получаемые записи дают полную информацию о расположении, форме и размерах выявленных дефектов (рис. 7.10). При проверке сотовых панелей кроме дефектов соединений записывается также структура сотового заполнителя (см. п. 7.2). Описанная система успешно опробована в цеховых условиях для механизированного контроля хвостовых отсеков лопастей вертолетов. В дальнейшем работы по механизации контроля были продолжены в НИАТ, где создан ряд подобных установок. Одна из них - УКН-ЗМ - более 10 лет используется для обнаружения дефектов паяного соединения между обшивкой и сотовым блоком в стальных панелях размерами до 1500x1000x120 мм. В другой установке - УКН-4П, - предназначенной для контроля крупногабаритных (до 2500x1100x200 мм) сотовых панелей, использовано программное управление, позволяющее автоматически управлять размерами и формой контролируемой зоны, скоростью перемещения преобразователя и шагом сканирования.
«Линейная скорость и шаг сканирования выбирают исходя из требований к чувствительности и производительности контроля и параметров контролируемых объектов. При проверке изделий с относительно гладкими поверхностями, например сотовых панелей с анодированными обшивками из алюминиевых сплавов, скорость сканирования составляет
255
Рис. 7.10. Запись дефектов в хвостовом отсеке лопасти вертолета, полученная на установке ПИ-2. Шаг сканирования 2,5 мм
15-20 м/мин. С ростом шероховатости поверхностей эту скорость снижают, что уменьшает влияние фрикционных шумов.
Система механизированного контроля применима для всех описанных в книге методов. Низкочастотные дефектоскопы ИАД-3, АД-40И, АД-50У, АД-60С имеют выход на перо самописца, регистрирующего результаты контроля на электротермической бумаге. Это позволяв! использовать указанные приборы в системах механизированного конт* роля.
Отметим, что рассмотренная система механизированного контроля < записью результатов применяется и за рубежом.
Ближайшей перспективой является роботизация контроля. В роба тезированных системах управление всеми их механическими и электронными узлами проводится от ЭВМ. Последняя должна обеспечить:
сканирование объекта контроля по определенным зонам с заданными скоростью и шагом;
автоматическую перестройку аппаратуры, необходимую, например, при изменении толщины обшивки, документирование результатов контроля. Таким образом, в роботизированных системах контроль ведете* автоматически без участия оператора.
256
J
Приложение
ИМПУЛЬСНЫЙ ИМПЕДАНСНЫЙ
ДЕФЕКТОСКОП АД-42ИМ
Ддя неразрушающего контроля многослойных конструкций, особенно в условиях их эксплуатации, в 1991 г. разработан новый портативный дефектоскоп АД-42ЙМ. В нем устранены недостатки, выявленные в предыдущей модели (АД-42И). усовершенствована электронная схема, уменьшены габариты и масса, улучшены эксплуатационные характеристики.
В комплект дефектоскопа входят преобразователи трех типов -совмещенный и два разделыю-совмещенных. Один из последних имеет повышенную рабочую частоту и уменьшенные размеры. Применение этол» преобразователя расширяет возможности прибора.
В автоматический сигнализатор дефектов добавлен второй (нижний) порет срабатывания, позволяющий регистрировать дефекты не толыео по увеличению, но и по уменьшению уровня сигнала. Последнее 1кч)б-ходимо при обнаружении близких к поверхности дефектов (например, расслоений в обшивках из слоистых пластиков), уменьшающих амплитуду сигнала при работе разделыю-совмещенными преобразователями.
Дефектоскоп питается от аккумулятора 7Д О, 125Д, обеспечивающего непрерывную работу в течение 6 ч, или от сухих батарей “Крона” и "Корунд”. Прибор комплектуется устройством для зарядки аккумулятора и выпрямителем на 9 В, используемым для питания от сети переменного тока напряжением 220 В.
Дефектоскоп имеет стрелочный индикатор, световой и звуковой (головной телефон) сигнализаторы о дефекте. Как и в АД-42И. единственным регулируемым при настройке параметром является усиление, величина которого меняется дискретно (1:1 или 1:100) и плавно. Габариты электронного блока 203x105x50 мм, его масса -0,55 кг.
Дефектоскоп обнаруживает дефекты соединений под обшивками из алюминиевых сплавов толщиной до 3 мм, в пластиках на глубинах до 10-20 мм.
Выпуск дефектоскопов АД-42ИМ планируется в МНПО “Спектр".
257
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Артеменко С. Б., Валетов Ю. В. Дефектоскопия слоистых и сварных конструкций бесконтактным голографическим и ультразвуковым методами/ Дефектоскопия. 1983. № 3. С. 3-6.
2. Багдасаров А. А. Разработка и исследование динамического метода контроля состояния подземной части железобетонных опор контактной сети электрифицированных железных дорог: Автореф. дис. ... канд. техн, наук М.: ВНИИЖТ, 1978. 16 с.
3. Балабина Г. В., Истратов И. Ф. Контроль качества сварных соединений пластмасс в строительстве. М.: Стройиздат, 1975. 193 с.
4. Бондаренко А. Н., Дробот Ю. Б., Круглов С. В. Оптическое возбуждение и регистрация наносекундных акустических импульсов при неразрушающих испытаниях// Дефектоскопия. 1976. С. 85-88.
5. Бордюгов Г. Т., Пастернак В. Б. Математическое моделирование электроакустического тракта ультразвукового прибора// Дефектоскопия. 1971. № 6. С. 26-37.
6. Бреховских Л. М. Волны в слоистых средах. М.: Наука, 1973. 502 с.
7. Буденков Г. А., Гуревич С. Ю. Современное состояние бесконтактных методов и средств ультразвукового контроля (обзор)// Дефектоскопия. 1981. № 5. С. 4-33.
8. Вавилов В. П. Тепловые методы контроля композиционных структур и изделий радиоэлектроники// М.: Радио и связь. 1984. 152 с.
9. Вайнберг Э, И. Чувствительность рентгеновской вычислительной томографии при контроле тонких слоев, клеевых соединений, трешин, расслоений и покрытий// Дефектоскопия. 1982. № 12. G 49-54.
10. Виброакустический метод контроля качества слоистых конструкций/ В. G Ямщиков, Е. Е. Сидоров, Ю. Н. Бауков. В. С. Потапов// Дефектоскопия. 1978. № 8. С. 26-35.
И. Викторов И. А. Физические основы применения ультразвуковых волн Рэлея и Лэмба в технике. М.: Наука, 1966. 168 с.
12. ГершбергМ. В., Ильюшин С. В., Смирнов В. М. Неразрушающие методы контроля судостроительных стеклопластиков. Л.: Судостроение, 1971. 200 с.
13. Глаговский Б. А., Московенко И. Б. Низкочастотные акустические методы контроля в машиностроении. Л.: Машиностроение, 1977. 208 с.
258
14. Голдсмит В. Удар. Теория и физические свойства соударясмых тел. М.: Изд.-во лит. по строительству, 1965. 448 с.
15. Гоноровский И. С.- Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986. 512 с.
16. Горбунов А. И. Неразрушающие методы контроля клеевых соединений строительных конструкций. М.: Стройиздат, 1975. 172 с.
17. Гутин Л. Я. Теория пьезоэлектрических вибраторов, применяемых в гидроакустике// Избранные труды. Л.: Судостроение, 1977. С. 242-348.
18. Де С. Т.» Денежкин Е. Н., Хацдогин В. А. Голографический неразрушающий контроль трехслойных панелей// Дефектоскопия. 1986. № 6. С. 93-95.
19. Дефектоскоп УВФД-1 для контроля многослойных конструкций и изделий из неметаллов/ Ю. В. Ланге, С. А. Филимонов. Н. В. Шишкина и др.// Дефектоскопия. 1965. № 6. С. 61-68.
20. Домаркас В. И., Кажис P.-И. Ю. Контрольно-измерителыпяе пьезоэлектрические преобразователи. Вильнюс: Минтис, 1975. 258 с.
21. Домаркас В. И., Кажис Р.-И. Ю., Приалгаускас С. Л. Об особенностях анализа передаточных функций пьезопреобразователей методом эквивалентных схем// Ультразвук: Науч, труды вузов Литовской ССР. Вильнюс: Минтис, 1972. № 4. С. 41-45.
22. Дронов Ю. В. Разработка и исследование методов и средств контроля качества трехслойных конструкций: Автореф. дис. ... канд. техн, наук Л.: ЛТИ им. Ленсовета, 1978. 16 с.
23. Ермолов И. Н. Теория и практика ультразвукового контроля. М.: Машиностроение, 1981. 240 с.
24. Заклюковский В. И., Карцев Г. Т. Применение пьезоэлектрических преобразователей для бесконтактного ультразвукового контроля изделий// Дефектоскопия, 1978. № 3. С. 28-34.
25. Залесский В. В. Анализ и синтез пьезоэлектрических преобразователей. Ростов-на-Дону: Изд. Ростовского университета. 1971. С. 152.
26. Инженерные методы исследования ударных процессов./ Г. С. Батуев, Ю. В. Голубков, А. К. Ефремов, А. А. Федосов. М.: Машиностроение. 1977. 240 с.
27. Иофе В. К., Мясникова Е. Н., Соколова Е. С. Сергей Яковлевич Соколов. Л.: Наука, 1976. G 90-91.
28. Исследование возможности контроля прочности клеевых соединений с помощью ультразвуковых интерференционных волн/ Г. А. Бу-
259
денков, Ю. В. Волегов, В. А. Пепеляев, В. И. Редько// Дефектоскопия. 1977. № 2. С. 26-34.
29. Камп Л. Подводная акустика. М.: Мир. 1972. 328 с.
30. Кардашов Д. А. Синтетические клеи. М.: Химия, 1976. 504 с.
31. Кикучи Е. Ультразвуковые преобразователи. М.: Мир, 1972. 424 с.
32. Кондратенко Р. М. Исследование возможности контроля трехслойных конструкций методом теплового импульса: Автореф. дисс. ... канд. техн. наук. М.: МАИ, 1967. 16 с.
33. Ланге Ю. В. Акустический импедансный метод неразрушающего контроля многослойных конструкций. Состояние и перспективы развития// Приборы и системы управления. 1988. № 5. С. 16-18.
34. Ланге Ю. В. Единая методика расчета преобразователей импедансных дефектоскопов// Дефектоскопия. 1978. № 10. С. 83-95.
35. Ланге Ю. В. Импедансный метод: варианты, способы обработки информации, режимы настройки аппаратуры// Дефектоскопия. 1979. № 1. С. 5-14.
36. Ланге Ю. В. Импульсный вариант акустического импедансного метода неразрушающего контроля// Дефектоскопия. 1987. № 6. С. 13-19.
37. Ланге Ю. В.» Манаева 3. И. О применении измерительного аттенюатора в импедансном дефектоскопе// Дефектоскопия. 1980. № 7. С. 46-51.
38. Ланге Ю. В. О работе пьезоэлемента на низких частотах// Дефектоскопия. 1970. № 4. С. 53-59.
39. Ланге Ю. В. О физических основах ультразвукового резонансного метода неразрушающей оценки прочности клеевых соединений// Дефектоскопия. 1974. № 1. С. 96-107.
40. Ланге Ю. В., Теумин И И. О динамической гибкости сухого точечного контакта// Дефектоскопия. 1971. № 2. С. 49-60.
41. Ланге Ю. В., Устинов Е. Г., Шеленков А. В. Портативный импедансный акустический дефектоскоп АД-42И// Дефектоскопия. 1989. № 7. С 90-93.
42. Ланге Ю. В. Эксплуатационные возможности ультразвукового резонансного метода неразрушающей оценки прочности клеевых соединений// Дефектоскопия. 1974. № 2. С. 55-61.
43. Ландау Л. Д., Лифшиц Е. М. Теория упругости. М.: Наука, \ 1988. 204 с.
44. Лушников Г. А., Гаревских А. С. Неразрушаюший контроль качества углеродных материалов. М.: Металлургия, 1976. 48 с. -
260 I
45. Магнитные и диэлектрические приборы. Ч. 1/ Под ред. Г. В. Kama. М.; Л.: Энергия, 1964. 416 с.
46. Методы неразрушающих испытаний/ Под ред. Р. Шарпа. М.: Мир, 1972. 494 с.
47. Михайленко В. Е. Бесконтактный электрогазодинамический способ акустической- дефектоскопии/ Дефектоскопия. 1976. № 4. С. 132-135.
48. Мозговой А. В., Ахметшин А. М., РапопортД. А. Фазочастот-ный акустический метод дефектоскопии слоистых изделий из полимерных материалов// Дефектоскопия. 1988. № 4. С. 50-55.
49. Мурашов В. В., Детинов Н. Н. Акустический дефектоскоп для контроля многослойных конструкций// Заводская лаборатория. 1982. № 11. G 68-71.
50. Низкочастотный акустический дефектоскоп для контроля армированных пластиков и клееных конструкций/ Н. В. Виноградов, Е. И. Цорин, С. А. Филимонов и др.// Дефектоскопия. 1977. № 1. С. 115-119.
51. Оптическая и СВЧ дефектоскопия/ Л. Г. Дубицкий. А. А. Кет-кович, В. И. Матвеев, В. Г. Слоущ. М.: Машиностроение, 1981. 52 с.
52. Пекарский Г. Ш. Нейтронный радиометрический контроль материалов и изделий. М.: Энергоатомиздат, 1987. 120 с.
53. Пеллинец В. С. Измерение ударных ускорений. М.: Изд-во стандартов, 1975. 288 с.
54. Потапов А. И. Контроль качества и прогнозирование надежности конструкций из композиционных материалов. Л.: Машиностроение, 1980. 261 с.
55. Приалгаускас С., Кажис Р.-И., Домаркас В. Устройство моделирования пьезоэлектрических преобразователей// Ультразвук: Научи, труды вузов Литовской ССР. Вильнюс: Минтае, 1972. № 4. С. 124-125.
56. Приалгаускас С.» Кажис P.-И., Домаркас В. Электрическое моделирование ультразвуковых преобразователей в виде пластинок// Ультразвук: Научн. труды вузов Литовской ССР. Вильнюс: Минтае, 1972. № 4. С. 47-52.
57. Приборы для неразрушающего контроля материалов и изделий: Справочник: В 2 ч. Ч 1/ Под ред. В. В. Клюева. М.: Машиностроение, 1986. 488 с.
58. Приборы для неразрушающего контроля материалов и изделий: Справочник: В 2 ч. 4 2/ Под ред. В. В. Клюева. М.: Машиностроение, 1986, 352 с.
261
59. Пьезокерамические преобразователи: Справочник. Л.: Судостроение, 1984. 256 с.
60. Рапопорт Ю. М. Ультразвуковая дефектоскопия строительных деталей и конструкций. Л.: Стройиздат, 1975. 128 с.
61. Редько В. И., Тищенко В. В., Акимов Л. В. Ультразвуковой катящийся преобразователь// Дефектоскопия. 1977. № 6.
С. 123-126.
62. Румянцев С. В., Штань А. С., Гольцев В. А. Справочник по радиационным методам неразрушающего контроля. М.: Энергоиздат, 1982. 240 с.
63. Рыбак С, А., Тартаковский Б. Д. Об импеданцах при симметричных и антисимметричных колебаниях слоистых пластин с потерями// Акустический журнал. 1961. Т. 7. Вып. 4. С. 475-481.
64. Свердлин Г. М. Прикладная гидроакустика. Л.: Судостроение, 1976. 279 с.
65. Скучик Е, Основы акустики. М.: Мир, 1976. Т. 1. 520 с.
66. Скучик Е. Простые и сложные колебательные системы. М.: Мир. 1971. 557 с.
67. Справочник по композиционным материалам: В 2 кн. Кн. 1/ Под ред. Дж. Любина: Пер. с англ. Под ред. Б: Э. Геллера. М.: Машиностроение. 1988. 448 с.
68. Справочник по композиционным материалам: В 2 кн. Кн. 2/ Под ред. Дж. Любина. Пер. с англ. Под ред. Б. Э. Геллера. М.: Машиностроение. 1988. 584 с.
69. Стороженко В. А., Вавилов В. П., Волчек А. Д. Неразрушающий контроль качества промышленной продукции активным тепловым методом. Киев: Техника, 1988. 127 с.
70. Терстон Р. Распространение волн в жидкостях и твердых телах// Методы и приборы ультразвуковых исследований/ Под ред. У. Мэзона. М.: Мир. 1966. Т. 1. Ч. А. С. 77.
71. Теумин И. И. Ультразвуковые волноводы изгибных колебаний. Источники мощного ультразвука/ Под ред. Л. Д. Розенберга. М.: Наука, 1967. С. 245-286.
72. Теумин И. И. Ультразвуковые колебательные системы. М.: Машгиз, 1959. 330 с.
73. Технологический неразрушающий контроль пластмасс/ А. И. Потапов, В. М. Игнатов, Ю. Б. Александров и др. Л.: Химия, 1979. 288 с.
74. Тимошенко С. П., Гудьер Дж. Теория упругости. М.: Наука, 1975. 576 с.
262
75. Трипалин А. С., Буйло С. И. Акустическая эмиссия: Физикомеханические аспекты. Ростов-на-Дону: Изд. Ростовского университета. 1986. 160 с.
76. Ультразвуковой контроль изделий из углепластика/ Л. И. Скоробогат, А. Г. Савин, Ю. П. Плохое и др.// Дефектоскопия. 1986. № 11. С. 92-94.
77. Ультразвуковые преобразователи для неразрушаюшего контроля/ Под ред. И. Н. Ермолова. М.: Машиностроение, 1986. 280 с.
78. Фельдман Л. С. Неразрушащий контроль качества клеесварных соединений. Киев: Техника. 1973. 188 с.
79. Шаповалов П. Ф. Приставка **Ритм-Г к универсальным ультразвуковым дефектоскопам// Дефектоскопия. 1972. № 6. С. 125.
80. Alers G. A., Flynn Р. L., Bukkly М. G. Ultrasonic Techniques for Measuring the Strength of Adhesive Bonds// Materials Evaluation. 1977. V. 35. N 4. P. 77-84.
81. Cawley P., Adams R. D. Sensitivity of the Coin-Tap Method of Nondestructive Testing// Materials Evaluation. 1989. V. 47. № 5. P. 558-563.
82. Cawley P. The Impedance Method of Nondestructive Inspection// NDT International. 1984. V. 17. N 2. P. 59-65.
83. Cawley P. The Operation of NDT Instruments Based on the Impedance Method.// Composite Structures. 1985. V. 3. P. 215-228.
84. Cawley P. The Sensitivity of the Mechanical Impedance Method of Nondestructive Testing// NDT International. 1987. V. 20. N 4. P. 209-215.
85. Ciek) P., Maidague X.» Diom A. A. Thermographic Nondestructive Evaluation of Industrial Material and Structures.// Materials Evaluation. 1987. V. 45. N 4. P. 452-460.
86. Collins R. M. NDT Chronology of Advanced Composites of Grumman Aerospace.// Materials Evaluation. 1981. V. 29. N 12. P. 1126-1129.
87. Couchman I. C., Yee B. G. W., Chang F. H. Adhesive Bond Strength Classifier.// Materials Evaluation. 1979. V. 37. N 5. P. 48-50.
88. Curtis G. J. Acoustic Emisssion Energy Relates to Bond Strength// Nondestructive Testing. 1975. V. 8. N 5. P. 249-257.
89. Daniel I. M., Schramm S. W., Leber T. Fatique Damage Monitoring in Composites by Ultrasonic Mapping.// Materials Evaluation. 1981. V. 39. N 9. P. 834-839.
263
90. Dukes W A.. Kinloch A. J. Nondestructive Testing of Bonded Joints. An Adhesive Science Viewpoint.// Nondestructive Testing. 1974. V. 7. N 6. P. 324-326.
91. Edenborough N. B., Monnier D. J. Holographic Inspection for Thin Cover Sheet Bond Quality on Turbine Components.// Materials Evaluation. 1981. V. 39. N 7. P. 643-646.
92. Gladwell G. M. L., Kleesattel C. The Contact-Impedance Meter-2// Ultrasonics. 1968. V. 6. N 4. P. 244-251.
93. Golis M. J., Grows J. С.» Caspero N. A. The On-Line Inspection of Fiberglass Reinforced Plastic Composite (RPC) Pipe.// Materials Evaluation. 1977. V. 35. N 8. P. 45-54.
94. Guyott С. С. H.. Cawley P., Adams R. D. Nondestructive testing of Adhesively Bonded Structures. A. Review.// The Journal of Adhesion. 1986. V. 2. N 2. P. 129-159.
95. Hagemaier D. J. Bonded Joints and Nondestructive Testing. Bonded Honeycomb Structures. I // Nondestructive Testing. 1971. V. 4. N 6. P. 401-406.
96. Hagemaier D. NDT of Aluminium-Brazed Titanium Honeycomb Structure.// NDT International. 1976. V. 9. N 3. P. 107-116.
97. Hagemaier D. NDT of DC-10 Graphite-Epoxy Rudder.// Materials Evaluation. 1978. V. 36. N 6. P. 57-61.
98. Hagemaier D. Ultrasonic Maintenance Inspection of Aircraft Structures.// Materials Evaluation. 1976. V. 34. N 1. P. 9-19.
99. Hill R. The Use of Acoustic Emission for Characterising Adhesive Joint Failure.// NDT International. 1977. V. 10. N 2. P. 62-72.
100. Holownia В. P. NDT of Adhesive Joints Affected by Water Ingression.// Int. J. Adhesion and Adhesives. 1987. N 1. P. 25-29.
101. Holt A. Honeycomb-Cored Structures.// Aircraft Production. 1957. V. 19. N 7. P. 282-291.
102. Jackson G. The Nondestructive Testing of Adhesive Bonded Structural Assemblies for Aircraft.// The British Journal of NDT. 1972. V. 14. N 5. P. 145-146.
103. Kleesattel C. Das UCI (Ultrasonic-Contact-Impedance) Har-teprufverfahren// Das Echo. 1973. N 27. S. 467-479.
104. Kleesattel C., Gladwell G. M. L. The Contact-Impedance Meter-1.// Ultrasonics. 1968. V. 6. N 3. P. 175-180.
105. Kline R. A.. Hashemi D. Ultrasonic Guided-Wave Monitoring of Fatigue Damage Development in Bonded Joints.// Materials Evaluation. 1987. V. 45. N 4. P. 1076-1062.
264
106. Kooflman G. С., Carver D., Hartcar J. J. Acoustic Imaging of Corn» jsites - The Ultrasonic Test That Requires No Interpretation.// Materials Evaluation. 1978. N 12. P. 41-47.
107. Kovacs В. V., Stone J., Papadakis E. P. Development of an Improved Sonic Resonance Inspection System for Nodularity In Crankshafts// Materials Evaluation. 1984. V. 42. N 7. P. 906-916.
108. McCutcheon J. O. Sonic Detection Of Flaws in Laminates.// Adhesives Age. 1980. V. 3. N 6. P. 28-29.
109. Miller N. B., Boruff H. Adhesive Bonds Tested Ultrasonically // Adhesives Age. 1963. V. 6. P. 32-36.
110. Morits W. E., Shreve P. L. A Microprocessor Based Spa-tiall-Locating System for Use with Diagnostic Ultrasound.// Proceedings of the IEEE. 1976. V. 64. N 6. P. 162-173.
111. Papadakis E. P. Ultrasonic Impulse-Induced Resonance Utilizing Damping for Adhesive Disbond Detection.// Materials Evaluation. 1978. V. 36. N 2. P. 37-40.
112. Pilarski A. Ultrasonic Evaluation of the Adhesion Degree in Laminated Joints.// Materials Evaluation. 1985. V. 43. N 6. P. 765-770.
113. Principles of Application of Ultrasonic Spectroscopy In NDE of Adhesive Bonds./ F. H. Chang. P. L. Flynn, D. E. Cordon. J. R. Bell// IEEE Transections. 1976. V. SU-23. N. 5. P. 334-338
114. Redwood M. Experiments with Electrical Analog of л Piezoelectric Transducer.// JASA. 1964. V. 36. N 10. P. 1872-1880
115. Rose J. L., Avioli Jr. M. J., Bilgram R. A. Feasibiliti Study on the Nondestructive Evaluation of an Adhesively Bonded Metal to Metal Bond: an Ultrasonic Pulse Echo Approach.// The British Journal of NDT. 1983. V. 25. N 2. P. 67-71.
116. Roze J. L., Thomas G. H. The Fisher Linear Discriminant Function for Adhesive Bond Strength Prediction.// The British Journal of NDT. 1979. V. 21. N 3. P. 135-139.
117. Schliekelmann R. J. Nondestructive Testing of Adhesive Bonded Metal to Metal Joints. 2.// Nondestructive Testing. 1972. V. 5. N 3. P. 144-153.
118. Schliekelmann R. J, Nondestructive Testing of Bonded Joints. Recent Developments in Testing Systems.// Nondestructive Testing. 1975. V. 8. N 2. P. 100-103.
119. Scott I. G., Scala С. M. A Review of Nondestructive Testing of Composite Materials.// NDT International. 1982. N 2. P. 75-86.
26b
120 TheniVKTiphk' NDT of Aluminium Laminates./ X. Makiague, I* < Ы... A. I.h-y and olh.// CSNDT Journal. 1987. V. 8. N 4. I* 44 ‘>0
121. Thomas D. A. Mechanical Impedances of Thin Plates.// Journal of Acoustical Society of America. 1960. V. 32. N 10. P. 1302-1304.
, 122. Thompson D. C. Thompson R. B., Alers G. A. Nondestructive Measurement of Adhesive Bond Strength in Honeycomb Panels.// Materials Evaluation. 1974. V. 32. N 4. P. 81-85. 92.
123. Ultrasonics for Industry 1970.// Nondestructive Testing. 1971. V. 4. N 1. P. 57-59.
124. Wahrmann H. Zerstorungsfreie Prufung von geklebton PVC-hart-Rohr-Verbindungen.// Das Echo. 1981. N 30. S. 12-13.
125. Wilcox M. T., Hanson D. A. Real-time Imaging System for Honeycomb Bond Structures.// Materials Evaluation. 1981. V. 39. N 9. P. 844-848.
126. Woodmansee W. E. A Digital Plot System Developed for NDT.// Materials Evaluation. 1978. V. 36. N 4. P. 45-51.
127. Yano T., Tone M., Fukumoto A. Range Finding and Surface Characterization Using High-Frequency Air Transducers. - IEEE. V. UFFC, N 2, March 1987. P. 232-236.
128. Zemanek J., Rudnick L. Attenuation and Dispersion of Elastic Waves in a Cylindrical Bar.// JASA. 1961. V. 33. P. 1283-1288.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕР АТ УРА
1. А.с. 1594416 GOIN 29/04 (СССР). Преобразователь импедансного дефектоскопа/ С. О. Арбузов, В. О. Арбузов, А. В. Шеленков. Бюл. № 35. 23.09.90.
2. Быков В. М., Бережанский В. Б., Городов В. В. Использование акустического спектрального дефектоскопа для контроля качества изоляции стержней обмоток статоров крупных турбо- и гидрогенераторов.// Дефектоскопия. 1984. № 4. G 92-93.
3. Дефектоскоп акустический АД-60ПМ// Дефектоскопия. 1990. № 8. С. 92.
4. Ланге Ю. В. Низкочастотные акустические методы и средства дефектоскопии// Приборы и системы управления. 1989. № 5. С. 4-6.
5. Ланге Ю. В, Акустические импедансные методы неразрушаюшего контроля (обзор)// Дефектоскопия. 1990. № 8. С. 3-19.
6. Ланге Ю. В. О применении коротких совмещенных преобразователей импедансных дефектоскопов в режимах свободных и вынужденных колебаний// Дефектоскопия. 1991. № 1. С. 53-56.
7. Ланге Ю. В., Московенко И. Б. Низкочастотные акустические методы неразрушаюшего контроля (обзор)// Дефектоскопия. 1978. № 9. С. 22-36.
8. Методы выбора информативных параметров сигналов при разработке акустического метода свободных колебаний/ В. П. Афанасьев, А. В. Мозговой, Д. А. Рапопорт и др.// Дефектоскопия. 1990. № 9. С. 19-24.
9. Мурашов В. В, Акустические методы и средства контроля изделий из полимерных материалов// Дефектоскопия. 1990. № 9. С. 46-51.
10. Неразрушающий контроль отслоений покрытий из композиционных материалов/ В. Д. Байда, А. И. Цехан, П. А. Гнаткович и др.// Техническая диагностика и неразрушаюший контроль. 1990. № 2. С. 86-89.
11. Определение физико-механических характеристик органических материалов акустическим импедансным методом/ В. М. Баранов, А. Н. Быков, А. Ю. Калядин и др.// Дефектоскопия. 1990. № 9. С. 20-27.
12. Adams R. D. Non-Destructive Testing of Adhesively-Bonded Joints// Welding and Metal Fabrication. 1989. V. 57. № 7. P. 305-311.
267
13. Cawley P. and Theodarakopoulos C. The Membrane Resonance Method oi Non-Destructive Testing// Journal of Sound and Vibrations. 1989. V. 130. № 2. P. 299-311.
14. Cawley P. The Detection of Delaminations Using Flerural Waves// NDT. International. 1990. V. 23. P. 207-213.
15. Cawley P. Low Ftequency NDT for Detection of Disbonds and Dilaminations// British Journal of NDT. 1990. V. 32. N 9. P. 455-461.
16. Cawley P., Adams R. D. The Mechanics of the Coin-Tap Method of Non-Destructive Testing// J. Sound and Vibration. 1988. V. 122. P. 299-316.
17. Estimation of Strength in Adhesively Bonded Steel Spedments by Acousto-Ulfrasonic Technique/ Fahr A.. Lee S.. Tanary S., Haddad Y.// Materials Evaluation. 1989. V. 47. Febr. P. 223-240.
18. Lange Yu. V. The Loca I Method of Free Elastic Vibration and its Application to Testing in Industry// NDT International. 1985. V. 18. № 5. P. 256-260.