/
Автор: Марстон Р.М.
Теги: электротехника радиоаппаратура (радиоэлектронная аппаратура) микросхемы электроника радиотехника схемотехника
ISBN: 5-94074-325-0
Год: 2007
Текст
РЭИ МАРСТОН
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ,
I, ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ, КОМПРЕССОРЫ, ЭКСПАНДЕРЫ,
________ УСИЛИТЕЛИ, ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКАТОРЫ
£ (%) Newnes
R. M. Marston
AUDIO IC USERS' HANDBOOK
(^JNewnes
В помощь радиолюбителю
Р. М. Марстон
ПОПУЛЯРНЫЕ
АУДИОМИКРОСХЕМЫ
Москва, 2007
УДК 621.396.6
ББК 32.844
М28
Марстон Р. М.
М28 Популярные аудиомикросхамы / Р. М. Марстон - М. : ДМК Пресс,
2007. - 384 с.: ил. - (В помощь радиолюбителю).
ISBN 5-94074-325-0
Схемотехника современной аудиоаппаратуры быстро развивается. То, что
в недалеком прошлом (несколько лет назад) считалось вершиной качества
и пределом функциональных возможностей, теперь представляется весьма
обыденным, повсеместно применяемым решением. Главную роль в развитии
аудиоаппаратуры играет микроэлектроника, обеспечившая возможность «мик-
росхемной реализации» традиционных функций аудиоаппаратуры и их расши-
рение.
Данное издание представляет собой энциклопедию микросхем, часто ис-
пользуемых для создания аудиоаппаратуры различных классов. Дается деталь-
ное описание принципа работы ИС, предложены оптимальные схемные реше-
ния. Подробные и доступные объяснения сопровождаются схемами и графиками,
приведено много примеров практических схем с комментариями и полезной обоб-
щающей информацией.
Среди ИС, описанных в книге, - выходные и предварительные усилители,
компрессоры-экспандеры, ИС для управления тембром и громкостью, ослаб-
ления шумов, а также для аналоговых и цифровых линий задержки, построе-
ния шкальных индикаторов и источников питания.
Справочник предназначен для разработчиков радиоаппаратуры и техников,
а также студентов технических вузов. Он будет полезен всем радиолюбителям
и экспериментаторам.
УДК 621.396.6
ББК 32.844
Все права защищены. Любая часть этой книги не может быть воспроизведе-
на в какой бы то ни было форме и какими бы то ни было средствами без пись-
менного разрешения владельцев авторских прав.
Материал, изложенный в данной книге, многократно проверен. Но, посколь-
ку вероятность технических ошибок все равно существует, издательство не
может гарантировать абсолютную точность и правильность приводимых све-
дений. В связи с этим издательство не несет ответственности за возможные
ошибки, связанные с использованием книги.
ISBN 0-7506-3006-Х (англ.)
ISBN 5-94074-325-0 (рус.)
© R. М. Marston
© ДМК Пресс, 2007
СОДЕРЖАНИЕ_________________________
Предисловие....................11
Основы звуковоспроизведения.....................13
Звуковой сигнал................................14
Аудиосистемы...................................15
Качество звуковой системы......................16
Нелинейные искажения сигнала...................17
Частотные искажения............................20
Шум и динамический диапазон....................22
Преобразование динамического диапазона.........24
Предварительная коррекция сигнала............25
Компрессия сигнала...........................26
Комбинированный способ изменения
динамического диапазона......................30
Цифровые методы................................31
Высококачественная система.....................34
Схемы аудиопроцессоров,
в которых используются операционные усилители...37
Основы работы операционных усилителей..........38
Усилители с обратной связью....................40
Практические ОУ................................43
Схемы линейных усилителей......................45
Схемы повторителей напряжения..................47
Звуковые микшеры...............................50
Активные фильтры...............................51
Схемы активных фильтров........................52
Перестраиваемые активные фильтры...............56
Схемы регуляторов тембра..............м........58
Активные регуляторы тембра.....................60
Графические эквалайзеры........................63
Стандарт RIAA..................................64
Предварительный усилитель для звукоснимателя RIAA . 67
Нелинейные усилители...........................68
Усилитель, обеспечивающий постоянную громкость...70
ОТУ-приборы....................................72
6
ПОПУЛЯРНЫЕ АУДИО МИКРОСХЕМ Ы
Практические типы ОТУ-усилителей.............73
Основные схемы с ОТУ-усилителями.............74
Усилители с регулируемым усилением на СА3080.76
Усилители с регулируемым усилением,
выполненные на базе ИС LM13600...............79
Амплитудная модуляция........................80
Балансные модуляторы.........................83
Усилитель с АРУ..............................84
ИС LM13700...................................86
Специализированные ИС для аудиопроцессоров.......87
ИСМС3340Р......................................88
ИС NE570/571...................................90
Описание схемы NE570/571.......................91
Стереоусилитель, управляемый напряжением......92
Стереофоническое звуковое устройство,
управляемое голосом...........................93
Устройство для выделения голоса...............94
Принцип действия компандера...................96
Схема экспандера..............................97
Схема компрессора.............................98
Разновидности схем компандеров................99
Принципы динамического уменьшения шумов........103
Использование ИС LM1894 в системе DNR........103
Принцип действия ИС аналоговых ключей.........106
Реальные ИС аналоговых ключей................111
HCLM1037.................................... 111
Семейство ИС 4016/4066........................ 114
ИС74НС4052...................................119
Принципы действия
ИС регулировки тембра/громкости...............120
ИС, управляемые напряжением..................120
ИС с цифровым управлением....................121
Реальные ИС для регулировки тембра и громкости.124
ИС LM1036, управляемая постоянным напряжением ... 124
ИС LMC1983 с цифровым управлением............128
Принцип действия ИС фильтра
с коммутируемыми конденсаторами...............133
СОДЕРЖАНИЕ
7
ИС фильтра с коммутируемыми конденсаторами MF10C 136
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141 Сдвоенный предварительный усилитель LM387 143 Основные схемы на ИС LM387 146 Схемы фильтров на ИС LM387 149 Советы по использованию ИС LM387 152 ИС сдвоенного звукового ОУ LM833 153
5 Схемы звуковых усилителей мопщости 159 Принцип действия звуковых усилителей мощности 160 Принцип действия усилителя класса АБ 163 Варианты схем усилителей класса АБ 166 Варианты схемы предоконечного усилителя 169 ИС звуковых усилителей мощности 174 Практические схемы звуковых усилителей мощности ..175 Схемы маломощных ОУ 175 Схемы, позволяющие увеличить выходную мощность ОУ 177 Замечания по использованию ИС усилителей мощности.... 179 Практические ИС 181 Принцип действия LM386 183 Применение ИС LM386 184 HCLM831 187 Схемы, использующие TDA7052 188 Схемы, использующие LM388 190 HCTDA2822 193 ИС ТВА820М 194 HCLM1877 195 ИС LM380/LM384 198
6 Звуковые усилители большой мощности 201 Введение 202 ИС LM2877/2877/2879 205 ИС ТВА810Р 211 Схемы, использующие LM383 (TDA2003) 213 ИС TDA1020 215
8
ПОПУЛЯРНЫЕ АУДИО МИКРОСХЕМ Ы
ИС TDA2006................................216
ИС усилителей большой мощности............218
ИС TDA2030................................218
ИС TDA2005M...............................221
ИС TDA2040................................222
ИС LM1875................................ 223
ИС TDA2050................................225
ИС TDA1514A...............................227
Принципы действия ИС LM3875/76/86.........228
ИС LM3875.................................229
ИС LM3876................................ 231
ИС LM3886.................................232
Двухполосное усиление.....................233
Светодиодные шкальные индикаторы...............235
Принципы действия
светодиодных шкальных индикаторов.............236
ИС управления шкальными индикаторами..........238
Принцип действия............................238
Каким .должно быть напряжение питания.......241
Практические схемы на US237.................242
Сигнальные устройства превышения уровня.....246
ИС драйвера индикатора с движущейся точкой
или полоской LM3914.......................... 248
Принцип действия............................248
Некоторые детали............................251
Практические схемы на LM3914..................253
Вольтметры с точечным режимом индикации.....253
Полосковые вольтметры.......................257
Вольтметры с 20 светодиодами................259
Схемы на LM3915/LM3916......................260
Линии задержки звука - системы и схемы..........265
Принцип действия линий задержки
для аудиосистем...............................266
Принцип действия ПЗС..........................270
Какую величину задержки обеспечивает ПЗС......275
Психоакустика.................................276
Применение линий задержки.....................278
СОДЕРЖАНИЕ
9
Простые музыкальные эффекты..................278
Схемы гребенчатых фильтров...................280
Схемы эха и реверберации.....................281
Схемы упреждающего отключения................283
Компенсации задержки распространения.........284
Практические ИС ПЗС............................285
Практические схемы.............................291
Схемы линий задержки.........................291
Схемы тактовых генераторов...................296
Схемы фильтра и микшера......................300
Принцип действия цифровых линий задержки.......304
Входной фильтр...............................306
Схема выборки и хранения.....................306
Аналого-цифровой преобразователь.............308
Память с произвольной выборкой...............310
Цифро-аналоговый преобразователь.............312
Выходной фильтр..............................314
Тактовый генератор...........................314
Варианты цифровых линий задержки...............317
Регулирование времени задержки...............317
Предварительная коррекция сигнала............320
Какая система задержки звука лучше.............322
ИС для линий задержки Holtek НТ8955А...........324
Базовое применение.............................327
Схема караоке..................................334
Источники питания................................337
Схемы источников питания........................338
Выбор трансформатора и выпрямителя............340
Конденсаторный фильтр.........................342
Схемы стабилизаторов напряжения.................343
Схемы на основе стабилитронов.................343
Схемы стабилизаторов с фиксированным
напряжением, использующие ИС с тремя выводами.345
Изменение напряжения стабилизатора............347
Увеличение выходного тока стабилизатора.......348
Схемы стабилизаторов
с регулируемым напряжением....................350
/ О ПОПУЛЯРНЫЕ А УДИО МИКРОСХЕМ Ы
£0 Подводим итоги.....................................353
Выбор громкоговорителя.........................354
Чувствительность усилителя мощности............357
Требования к источнику питания.................359
Мощность, рассеиваемая ИС......................362
Расчеты радиатора..............................364
Практические вопросы использования радиаторов...367
Основные принципы конструирования
звуковых усилителей мощности...................368
Приложение................................371
Предметный указатель.......................374
ПРЕДИСЛОВИЕ
Справочник, который вы держите в руках, служит практическим по-
собием по использованию 73 популярных микросхем для построения
аудиосистем различных классов. Для основных микросхем, схемотех-
ника которых определяет базовые решения, дается детальное описа-
ние принципа работы.
Рассматриваемые в справочнике интегральные схемы (ИС) обла-
дают достаточно широкой функциональностью. Это, конечно же,
и выходные усилители с диапазоном мощностей от нескольких мил-
ливатт до почти 70 Вт на канал, и микросхемы, используемые в трак-
те обработки аудиосигналов, - предварительные усилители, а также
компрессоры-экспандеры динамического диапазона, ИС для управ-
ления тембром и громкостью, ИС для ослабления шумов, ИС для
аналоговых и цифровых линий задержки, обеспечивающие реализа-
цию функций пространственных звуковых эффектов, и вспомога-
тельные микросхемы, такие как ИС для построения шкальных инди-
каторов и источников питания.
Настоящий справочник состоит из десяти глав. В главе 1 рассмат-
риваются основные понятия, относящиеся к аудиосигналам и аудио-
системам как к устройствам, осуществляющим обработку сигналов.
В следующих пяти главах излагаются теоретические и практичес-
кие вопросы, связанные с реализацией конкретных базовых функций
аудиосистем; рассматриваются предварительные усилители, каскады
преобразования и обработки аудиосигналов, усилители мощности.
Глава 7 посвящена построению индикаторных устройств аудиоси-
стем.
В главе 8 детально рассматривается технология реализации про-
странственных звуковых эффектов (эха, реверберации, панорамного
звучания и пр.), основанная на технике задержки аудиосигналов.
Глава 9 обращается к вопросам построения источников питания
для аудиосистем.
Глава 10 посвящена общим технологическим вопросам создания
аудиосистем, таким как выбор громкоговорителей для акустической
системы, определение необходимой чувствительности усилителя
мощности, требования к источнику питания, расчет охлаждающих
радиаторов, методика разработки мощных звуковых усилителей.
12 ОСНОВЫ ЗВ УКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
Данный справочник предназначен для разработчиков радиоаппа-
ратуры, техников и экспериментаторов, но, несомненно, он будет по-
лезен всем радиолюбителям, а также студентам технических вузов,
изучающим электронику. Справочник написан простым и понятным
языком. Каждая глава начинается с объяснения основных понятий,
относящихся к данной теме, а затем приводятся конкретные примеры
практических схем с комментариями и полезной обобщающей инфор-
мацией. Вся приводимая информация была проверена автором.
На протяжении всей книги особое внимание уделено справочной
информации и схемным решениям, которые можно использовать не-
посредственно или с необходимыми модификациями. Приводится
огромное количество полезных схем и графиков.
Большинство ИС и других электронных компонентов, используе-
мых в практических схемах, стоят недорого и достаточно широко рас-
пространены.
Р. М. Марстон, 1997
основы
ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
14 ОСНОВЫ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
ЗВУКОВОЙ СИГНАЛ
Звуковым сигналом называется волна, имеющая частоту колебаний от
16 Гц до 20 кГц и относящаяся к диапазону частот, воспринимаемых
человеческим ухом. Сигнал звуковой частоты может быть акустичес-
ким (звуковая волна) или электрическим (напряжение или ток). На
рис. 1.1 приведены основные диапазоны звукового спектра. Челове-
ческий голос формирует звуковые колебания в диапазоне от 100 Гц
до 4,5 кГц, причем максимальная чувствительность уха приходится
на частоту около 3,5 кГц. Частота большинства музыкальных звуков
составляет от 50 Гц до 16 кГц.
Восприятие звука людьми, имеющими хороший слух, зависит
от частоты и громкости звука, а также от возраста человека. На
рис. 1.2 приведены кривые восприятия звука людьми в возрасте от
Диапазон воспринимаемых ____________________
• человеком звуковых частот •
I _________________ Диапазон _________________________
! ; музыкальных звуков • ;
; ! h*-----------Человеческая речь------Н I ;
! ; ! Максимальная_________ ! ; !
! ; ! чувствительность уха ▼ I ; I
i—I--- I '"I------•-- I ‘ I-----1---- |-------i—i
;20Hz 50Hz 100Hz 200Hz 500Hz 1kHz 2kHz ! 5kHz 10kHz 20kHz
16 Hz 3.5kHz 16kHz
Рис. 1.1. Основные диапазоны звукового спектра
Рис. 1.2. Типовые кривые зависимости от частоты чувствительности ухо
к звукам для людей 18-25 лет
АУДИОСИСТЕМЫ 15
18 до 25 лет для очень тихого и умеренно громкого уровней звука. Вос-
приятие звука существенно ухудшается (со спадом от 10 до 14 дБ/окта-
ву) для частот ниже 200 Гц и резко ослабевает для частот выше 16 кГц.
Чувствительность уха к звукам частотами более 500 Гц с возра-
стом (от 25 лет) ослабевает. Падение тем больше, чем старше че-
ловек (рис. 1.3). На рисунке видно, что для того чтобы слышать
звуковой сигнал частотой 10 кГц так же отчетливо, как его слы-
шит 25- или 30-летний слушатель, интенсивность его для 30-лет-
него слушателя должна быть на 5 дБ больше, соответственно для
40-летнего человека - на 11 дБ, для 50-летнего - на 20 дБ, для 60-
летнего - на 35 дБ, а 70-летний слушатель должен увеличить его
на 55 дБ.
Рис. 1.3. Типовое возрастное ослабление относительной чувствительности уха
к звукам частотой 500 Гц
АУДИОСИСТЕМЫ
Аудиосистемой называется некая искусственная система, позволяю-
щая передавать звуковой сигнал от исходной точки (источник звука)
в точку назначения (приемник звука). До изобретения электронных
усиливающих устройств все аудиосистемы, предназначенные для
передачи звука на небольшие расстояния, состояли из простых меха-
нических аппаратов, таких как мегафоны, рожки для слабослышащих
или переговорные трубы, а самыми распространенными системами
для передачи звука на большие расстояния были телефон и граммо-
фон, приводимый в движение заводной ручкой.
16 ОСНОВЫ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
Все современные электронные аудиосистемы состоят из элемен-
тов, показанных на рис. 1.4. На стороне источника звук воспринима-
ется микрофоном (преобразователь звуковых волн в электрические
колебания), и результирующий электрический сигнал, до того как он
поступит на передающую среду, передается на схему обработки
(аудиопроцессор), которая может его усиливать и/или производить
фильтрацию. Роль передающей среды обычно выполняет магнитная
лента, виниловый диск, компакт-диск, передающий кабель или ка-
кой-либо беспроводный передатчик.
Рис. 1.4. Основные элементы всех современных электронных аудиосистем
На принимающей стороне системы основной звуковой сигнал вы-
деляется из передающей среды с помощью соответствующих детек-
тирующих и преобразующих схем и с помощью схемы обработки воз-
вращается в исходный вид. Затем результирующий звуковой сигнал
усиливается усилителем мощности и поступает на преобразователь
электрических колебаний в звуковые волны (громкоговоритель или
наушники).
КАЧЕСТВО ЗВУКОВОЙ СИСТЕМЫ
На радиолюбительском жаргоне термин «верность воспроизведения»
позволяет оценить способности системы (или ее основных компонен-
тов) к воспроизведению точной копии исходного входного звуково-
го сигнала. Качество воспроизведения может быть следующих уров-
ней: Hi-Fi (высшее качество), medium-Fi (среднее качество) и low-Fi
(низкое качество). Требования, предъявляемые к качеству звуковых
систем, зависят от конкретных устройств (табл. 1.1).
НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ СИГНАЛА 17
Таблица 1.1. Требования, предъявляемые к качеству восьми звуковых устройств
' Тип устройства ' ' - Xr
^Сложная домашняя - аудиосистема 7 Высокое Высококачественная стереосистема
Портативный радиоприемник Среднее
Йортативный кассетный//; ; йагнитофон/СО-плеер * Среднее Типовой диапазон воспроизводимых частот составляет от 20 Гц до 12 кГц;
Нростая’систеМа'карабке в Среднее несложное управление
^егафон>^ ‘ 'Ч'’ Низкое Диапазон воспроизводимых частот главным образом охватывает
Кр^м^аворящи^сист^^ < ' Общественного пользования Низкое
^Внутренняя связь > Низкое человеческую речь и составляет от 100 Гц до 4Z5 кГц
ИЗобильная связь ' Низкое
Система может считаться высококачественной в том случае, когда
она превосходно воспроизводит звук во всем спектре звуковых час-
тот. Высокое качество воспроизведения должны обеспечивать все
хорошие музыкальные системы. Наиболее сложные современные
домашние аудиосистемы обычно имеют высокое качество.
Системы среднего качества обеспечивают удовлетворительную
верность воспроизведения звука большей части или всего звукового
спектра частот. Такое качество обычно имеют портативные приемни-
ки, кассетные магнитофоны и проигрыватели компакт-дисков, а так-
же системы караоке и т.п.
Системы низкого качества обеспечивают невысокую верность вос-
произведения звука и, хотя они воспроизводят только часть от всего
спектра звуковых частот, передают звуковую информацию с неболь-
шой потерей разборчивости. Большинство мегафонов, различных
громкоговорящих систем, систем внутренней и мобильной связи
имеют невысокое качество звука.
НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ СИГНАЛА
Основной целью любой звуковой системы является передача звуко-
вого сигнала от источника до точки назначения (ухо слушателя) без
потери его качества. Любые потери качества, происходящие во вре-
мя передачи сигнала и вызванные изменением формы сигнала, назы-
ваются искажением сигнала. Имеется несколько типов искажений,
большинство из которых можно отнести или к нелинейным, или к час-
тотным.
Если на вход усилителя подается идеальный синусоидальный
сигнал, а идеальный усилитель должен одинаково усиливать любой
18 ОСНОВЫ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
подаваемый сигнал, то и выходной сигнал также должен быть иде-
альной синусоидой без присутствия нежелательных гармоник. Если
же усилитель не может обеспечить линейное усиление, то выходной
сигнал будет искажен (не будет являться идеальной синусоидой),
и искажения будут проявляться в виде гармоник частоты входного
сигнала.
Наиболее часто в аналоговых звуковых системах встречаются сле-
дующие три вида нелинейных искажений: искажения типа «ступень-
ка», искажения, вызванные ограничением сигнала сверху или снизу,
и простые нелинейные искажения. Примеры этих видов искажений
приведены на рис. 1.6-1.8 (для наглядности здесь взят входной сиг-
нал треугольной формы).
На рис. 1.5 показан пример искажений типа «ступенька», вызывае-
мых неправильно заданным смещением в выходном каскаде составно-
го эмиттерного повторителя, используемого в большинстве ИС усили-
телей мощности. В этой схеме делитель напряжения на резисторах R1
и R2 задает потенциал баз транзисторов Q1 и Q2, который составляет
около половины напряжения питания, а цепь смещения задает напря-
жение между двумя базами транзисторов (обычно около 1,2 В), так что
каждый транзистор имеет некоторое начальное смещение, когда вход-
ной сигнал отсутствует. При таких условиях средний заряд выходного
электролитического конденсатора поддерживает потенциал эмиттеров
обоих транзисторов близким к половине напряжения источника пита-
ния, и любой положительный входной сигнал открывает транзистор
Q1 и закрывает транзистор Q2, а любой отрицательный входной сиг-
нал вызывает обратные действия. В результате при обеих полярностях
Входной
сигнал
I
Рис. 1.5. Пример искажений типа «ступенька», возникающих в выходном каскоде
составного эмиттерного повторителя, имеющего неправильно заданное смещение
НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ СИГНАЛА 19
входного сигнала выходной каскад работает как эмиттерный повто-
ритель, который, как известно, имеет низкое выходное сопротивле-
ние, а форма выходного сигнала повторяет форму входного сигнала.
Однако, если закоротить цепь смещения этой схемы, оба транзис-
тора будут закрытыми в нормальном состоянии и транзистор Q1 не
начнет открываться до тех пор, пока входной сигнал не достигнет
положительного уровня 600 мВ, а транзистор Q2, в свою очередь,
начнет проводить только при достижении входного сигнала отрица-
тельного уровня 600 мВ. Это приведет к вырезанию из центральной
части сигнала интервала 1,2 В и, как следствие, к искажениям типа
«ступенька». Такой тип искажений совершенно недопустим, по-
скольку он вызывает появление многочисленных гармоник.
На рис. 1.6 приведен пример искажений, вызываемых ограничени-
ем сигнала снизу или сверху и возникающих при перегрузке просто-
го транзисторного усилителя с общим эмиттером. На выходе данно-
го каскада имеем усиленный и инвертированный входной сигнал.
Однако, если он слишком большой (как показано на рисунке), его
избыточная положительная составляющая будет приводить к насы-
щению транзистора и тем самым вызывать ограничение сигнала сни-
зу, а его избыточная отрицательная часть будет приводить к отклю-
чению транзистора и отсечке сигнала, то есть к ограничению сигнала
сверху. Искажения, вызываемые ограничением сигнала снизу или
сверху, также недопустимы, поскольку и они вызывают появление
многочисленных гармоник.
Рис. 1.6. Пример искажений, вызываемых ограничением сигнала снизу
или сверху и возникающих при перегрузке усилительного каскода
20 ОСНОВЫ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
На рис. 1.7 приведен пример нелинейных искажений, вызываемых
работой усилительного каскада с общим эмиттером, имеющего недо-
статочную величину отрицательной обратной связи. Необходимо
отметить, что в этой схеме цепь смещения R1-R2 имеет развязываю-
щий конденсатор С1, что обеспечивает отрицательную обратную
связь по постоянному току. Отрицательная же обратная связь по пе-
ременному току (для сигнала), которая обычно используется для
регулировки усиления по переменному току, отсутствует. Транзис-
торы по сути своей являются нелинейными приборами, и их усиле-
ние по току зависит от величины тока коллектора. Таким образом,
усиление по напряжению этого каскада неизбежно зависит от амп-
литуды входного сигнала, следовательно, выходной сигнал будет
подвергаться искажениям. Этот тип искажений относится к просто-
му типу искажений, при котором возникают гармоники не очень вы-
сокого порядка. В большинстве случаев наличие этих искажений не-
желательно, но иногда они могут иметь полезное применение.
Рис. 1.7. Пример простых нелинейных искажений,
возникающих в усилителе с общим эмиттером
ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Другим основным типом искажений являются частотные искаже-
ния, которые проявляются вследствие нелинейности частотной ха-
рактеристики (передаточной функции), то есть когда эффективное
усиление или ослабление цепи или какого-либо элемента системы
зависит от частоты. Наиболее наглядным примером искажений тако-
го вида является слушатель (см. рис. 1.2 и 1.3), находящийся у доро-
гой звуковоспроизводящей системы, восприятие верхних звуковых
частот которого заметно снижено (более того, оно резко ухудшается
ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ 2 /
с возрастом). Помимо всего прочего, электромагнитные устройства,
в частности микрофоны, громкоговорители и звукосниматели, также
имеют нелинейные частотные характеристики.
Современные активные фильтры могут обеспечить фактически
любую частотную характеристику и легко компенсировать любое
отклонение от линейности, возникающее в какой-либо цепи звуко-
вой системы. На рис. 1.8 и 1.9 приведены основные способы исправ-
ления частотной нелинейности, возникающей в аудиосистемах. Так,
на рис. 1.8 показано, каким образом нелинейность частотной харак-
теристики х какого-либо компонента или устройства может быть
устранена специальным компенсирующим фильтром 1/х (обратная
величина от х), - результатом является линейная частотная характе-
ристика во всем диапазоне частот.
Суммарная частотная характеристика
является линейной (плоской)
частотной характеристикой
Рис. 1.8. Частотная нелинейность одной цепи может быть скорректировано
соответствующим фильтром, в результате чего суммарная частотная характеристика
будет линейной (плоской)
На рис. 1.9 показано, как регуляторы тембра могут быть использо-
ваны для компенсации нарушения линейности и дефектов звукового
тракта между выходной ступенью усилителя мощности и органом вос-
приятия звука, то есть громкоговорителя, акустики комнаты или уха
слушателя. Несложный фильтр, изображенный на рисунке, позволяет
увеличить или ослабить низкие и высокие частоты на 20 дБ (то есть
в 10 раз по амплитуде), хотя большинство современных регуляторов
тембра позволяют также регулировать и уровень средних частот. Если
регуляторы тембра низких и средних частот установлены на минимум,
а регулятор громкости добавляет усиление 20 дБ, то высокие частоты
могут быть усилены на 40 дБ (то есть в 100 раз).
22 ОСНОВЫ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
Сигнал
от предварительного
усилителя
Регулятор
тембра
низких
частот
।1
Регулятор
тембра
высоких
частот
(-------1
+20dB
OdB
-20dB
Линейный
усилитель
мощности
Выход
на громко-
говоритель
Регулируемый частотный фильтр
Рис. 1.9. Регуляторы тембра помогают слушателю исправить
неравномерности канола воспроизведения
ШУМ И ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН
Если вход звукового усилителя мощности замкнуть на корпус, что-
бы подавалось нулевое напряжение, а регулятор громкости устано-
вить на максимум, то в громкоговорителе можно будет отчетливо
слышать шипение. В появлении этого звукового сигнала повинна
сама аппаратура, а сам сигнал является совокупностью случайным
образом генерируемых амплитуд и частот и обычно называется про-
сто шумом. При измерении среднеквадратической амплитуды шумо-
вого сигнала аналоговым прибором она будет практически посто-
янной, хотя ее многочисленные составляющие в каждый момент
различны. Если теперь на вход усилителя подать внешний сигнал
с изменяющейся амплитудой, то на его выходе полезный сигнал ста-
нет заметен, только когда его среднеквадратичное значение значи-
тельно превысит шумовой сигнал, на фоне которого все более слабые
сигналы будут трудно различимы. Таким образом, шумовой сигнал
устройства определяет минимальный уровень входного сигнала, с ко-
торым оборудование может нормально работать.
Все электронные усилители и такие устройства, как микрофоны,
магнитные ленты, виниловые диски и компакт-диски, генерируют
шум, следовательно, имеют уровень минимального сигнала, опреде-
ляемого им. Но они также имеют вполне определенный уровень мак-
симального сигнала, выше которого он начинает воспроизводиться
с большими искажениями. Для усилителей этот верхний предел со-
ответствует уровню, при котором начинается ограничение сигнала
или возникновение других значительных искажений; для магнитных
лент этот уровень соответствует уровню магнитного насыщения.
Отношение максимального сигнала к минимальному сигналу, с ко-
торым может работать данное электронное устройство, то есть его
ШУМИ ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН 23
максимальный динамический рабочий диапазон, определяется отноше-
нием максимального воспроизводимого сигнала к уровню шумов
и часто называется отношением сигнал/шум. Последнее определяет-
ся по формуле:
Отношение сигнал/шум = максимальный сигнал, В/шум, В.
Если усилитель способен работать с максимальным выходным на-
пряжением 1000 мВ, имея при этом напряжение шумов 1 мВ, то для
него отношение сигнал/шум будет составлять 1000:1, или 60 дБ.
Здесь необходимо отметить, что для звуковых систем входным сиг-
налом обычно является музыка и речь, представляющие сложный на-
бор различных звуковых частот, которые соответствующим образом
интерпретируются мозгом слушателя, и мозг может интерпретировать
эти звуки даже при потере значительной доли исходных звуков, то есть
при искажении сигнала. Практическая зависимость потери информа-
ции (и практическая ценность сигнала) зависит от величины этого
сигнала по отношению к шуму системы (табл. 1.2).
Таблица 1.2. Качество слабого сигнала зависит от отношения его амплитуды
и уровня шума системы
Амплитуда сигнала ^/Отношение../» Кол ичество - ^5'оотерянного -" ’ у^Хайгнало, %,' < 1 < Количество ' ' 3;' ;: сохранившегося ‘
V 0 100 0
У».* 12% +1 89,3 10,7
+2 79,4 20,6
‘ v + 4: % +3 70,9 29,1
+4 63,3 36,7
'• vu,„+wo% +6 50 50
+8 39,8 60,2
V^+216% • : + 10 31,6 68,4
-V^+462%/, + 15 17,8 82,2
XV900% +20 10 90
Если сигнал имеет амплитуду, сравнимую с амплитудой шума (то
есть отношение сигнал/шум составляет 0 дБ), то вся информация,
заключающаяся в сигнале, теряется и он становится бесполезным.
Сигнал начинает приобретать некоторую практическую ценность
только в том случае, если его амплитуда вдвое превышает амплитуду
шума (то есть на +6 дБ), при этом сохраняется 50% исходной ин-
формации. Сигнал имеет реальную ценность только тогда, когда его
24 ОСНОВЫ ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
амплитуда превышает уровень шума на +10 дБ (втрое больше амп-
литуды шума) - в этом случае сохраняется почти 70% исходной ин-
формации. Качество сигнала становится действительно высоким
только при превышении уровня помехи на +20 дБ (в десять раз боль-
ше уровня шума) - в этом случае сохраняется до 90% исходной ин-
формации. Таким образом, для современных аналоговых звуковых
систем справедливы следующие эмпирические правила, применимые
к определению динамического диапазона:
1. Максимальный динамический диапазон = отношение сигнал/шум.
2. - Максимальный полезный динамический диапазон = отношение
сигнал/шум - 6 дБ.
3. Динамический диапазон среднего качества воспроизведения = от-
ношение сигнал/шум - 10 дБ.
4. Динамический диапазон высокого качества воспроизведения = от-
ношение сигнал/шум - 20 дБ.
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА
Хорошо известно, что динамический диапазон больших оркестров
может составлять более 70 дБ (3162:1) - от самых тихих до самых
громких звуков. Чтобы воспроизвести этот диапазон действительно
с хорошим качеством, требуются предварительный усилитель и уси-
литель мощности, имеющие отношение сигнал/шум не менее 90 дБ.
В реальности большинство современных высококачественных си-
стем имеет динамический диапазон на 10-20 дБ меньше требуемо-
го идеала. Однако наиболее слабым звеном в цепочке аналоговых
устройств, составляющих аудиокомплекс, является носитель ин-
формации (магнитная лента и виниловые диски), используемый для
подачи музыкальных сигналов на вход аппарата.
Обычная магнитная лента для современных кассетных магнито-
фонов и виниловые диски проигрывателей имеют отношение сиг-
нал/ шум 55 и 58 дБ соответственно, следовательно, основные ди-
намические диапазоны для обеспечения высококачественного
воспроизведения - только 35 и 38 дБ. На первый взгляд эти пока-
затели кажутся неважными применительно к высококачественному
воспроизведению, но на практике динамические диапазоны, при
использовании соответствующих методов преобразования, могут
быть расширены на 10-15 дБ, тем самым характеристики устрой-
ства доводятся до уровня обычного стереофонического FM-радиове-
щания. Имеется два основных типа преобразования динамического
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА 25
диапазона - это метод предварительной коррекции и метод ком-
прессии.
Предварительная коррекция сигнала
Основную часть музыкального сигнала или голоса составляют низ-
кие частоты, а амплитуда высокочастотных составляющих сигнала
(являющихся, главным образом, гармониками низкочастотного сиг-
нала) имеет скорость спада 6 дБ/октаву. Когда эти сигналы прохо-
дят через электронную систему, имеющую небольшой динамический
диапазон, то высокочастотные сигналы, вследствие их невысоких
амплитуд, больше «теряются» в шуме системы, вот почему выходной
сигнал имеет неприятное «плоское» звучание. На рис. 1.10 показан
метод частичного решения этой проблемы для систем, использующих
магнитную ленту или виниловые диски. В этом методе во время про-
цесса записи входной сигнал подается на записывающую среду через
фильтр предварительной коррекции, поднимающий высокие часто-
ты, а затем, в процессе воспроизведения, сигнал восстанавливает
свою исходную форму при прохождении через фильтр, ослабляющий
высокие частоты.
Записывающее устройство Воспроизводящее устройство
Фильтр предварительной Компенсирующий
коррекции фильтр
Рис. 1.10. Принцип действия метода предварительной коррекции,
используемого для расширения динамического диапазона
На рис. 1.11 показаны основные типы фильтров, используемых для
предварительной коррекции сигнала и для последующей компенса-
ции внесенных искажений, которые, в данном случае, имеют крутизну
спада 6 дБ/октаву. Максимальные значения усиления и ослабления
ограничены уровнем 20 дБ заданием соответствующих номиналов
резисторов; частота перехода задается конденсатором С1 (обычно она
составляет 800 Гц). Схемы подобного типа могут улучшить эффек-
тивный динамический диапазон различных носителей звука на 12 дБ
26 ОСНОВЫ ЗВ УКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
а)
НЧ усиление = R2/R1
Схема предварительной коррекции
R3 R2
ВЧ усиление = R2/(R1//R3)
/777 О V
Записывающая
среда
(носитель)
Записывающая
среда
(носитель)
Схема частотной коррекции
R1
V+/2
НЧ усиление = R2/R1
ВЧ усиление = (R2//R3)/R 1
/777 О V
Выходной
звуковой
сигнал
Рис. 1.11. Основные схемы, осуществляющие: о - предварительную коррекцию
сигнала («поднятие» высоких частот); б - компенсацию предварительной коррекции
(ослабление высоких частот)
и часто используются в сочетании с другими компенсирующими
фильтрами, как, например, в стандарте звукозаписи RIAA и в кассет-
ных магнитофонах.
Компрессия сигнала
Принцип к шрессии сигнала, используемый при преобразовании ди-
намическо, диапазона, показан на рис. 1.12. Сигнал подается на вход
компрессора динамического диапазона, который в данном примере
имеет коэффициент сжатия 2:1, следовательно, может преобразовы-
вать входные сигналы, имеющие динамический диапазон 90 дБ, в сиг-
налы с динамическим диапазоном 45 дБ. Компрессированный выход-
ной сигнал подается на записывающую среду, имеющую небольшой
динамический диапазон. При воспроизведении осуществляется обрат-
ное преобразование с помощью соответствующего экспандера, имею-
щего характеристики преобразования в точности противоположные
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА 27
Уровни сигнала Уровни сигнала Уровни сигнала Уровни сигнала
на входе на выходе на входе на выходе
компрессора компрессора экспандера экспандера
2:1
Динамический
диапазон компрессора
1:2
Динамический
диапазон экспандера
Рис. 1.12. Схема, поясняющая принцип действия компандирования
(сжатия и расширения) динамического диапазона с отношением 2:1,
рабочий диапазон устройство составляет 90 дБ
характеристикам компрессора. В результате динамический диапазон
(90 дБ) восстанавливается. Данный тип систем, использующих ком-
прессор и экспандер, обычно называют компандером. Они были изоб-
ретены для улучшения качества различных систем передачи звуковых
сигналов.
Обратите внимание, что на рис. 1.12 коэффициент сжатия 2:1 для
компрессора/экспандера относится к динамическому диапазону, выра-
женному в децибелах, а не к входному и выходному напряжению, вы-
раженному в вольтах. Принцип работы компрессора иллюстрирует
Табл. 1.3, которая показывает, что работа компрессора и экспандера обес-
печивается сильной нелинейной зависимостью усиления по напряже-
нию от величины входного сигнала. Усиление изменяется в 175 раз - от
0,57 до 100 для компрессора и от 1,75 до 0,01 для экспандера.
Практические схемы компрессора и экспандера собираются на ос-
нове схемы расширителя динамического диапазона, показанного на
рис. 1.13. Здесь исходный звуковой сигнал подается на вход схемы,
усиление которой определяется управляющим током (высококаче-
ственный операционный усилитель с регулируемым усилением), и на
выпрямитель, который линейно преобразует среднее значение напря-
жения входного сигнала в постоянный ток, управляющий усилением
схемы. Это происходит следующим образом: если входной сигнал
возрастает на 10 дБ (например, от -40 до -30 дБ), то усиление также
28 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Таблица 1.3. Изменение коэффициента усиления по напряжению
базовой схемы компрессора/экспандеро динамического диапазона
Входное напряжение Выходное напряжение Усиление по напря- жению Диапазон
>дБ г ^действующее \й'значение,^мВ;^ ЙмЙ1 действующее значение, мВ
+ю 3120 +5 1780 0,57 2:1 Динамический диапазон компрессора
1000 0 1000 1
100 -10 316 3,16
10 -20 100 10
-60 1 -30 31,6 31,6
с-80 0,1 -40 10 100
1780 + 10 3120 1,75 2:1 Динамический диапазон экспандера
1000 0 1000 1
«-TO/V; 316 -20 100 0,316
100 -40 10 0,1
-30 31,6 -60 1 0,0316
^^40, 10 -80 0,1 0,01
б)
Вход
Выход
Рис. 1.13. Расширитель динамического диапазона:
а - описательная схема; б - блок-схема
возрастет на 10 дБ, что приводит к суммарному увеличению выход-
ного напряжения на 20 дБ, то есть происходит расширение динами-
ческого диапазона в два раза (в логарифмической шкале). Скорости
возрастания и спада усиления определяются конденсатором Ст.
Выходным сигналом усилительного каскада является не напряже-
ние, а гок, ' ; и может быть линейно преобразован в напряжение
с помощью Л1ерационного усилю еля с соответствующей обратной
связью. На рис. 1.14 показаны способы включения базовой схемы рас-
ширителя динамического диапао .ж для практической реализации
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА 29
схем расширителя и компрессора напряжения. В схеме экспандера вы-
ходной ток усилительного каскада просто подается на инвертирующий
вход операционного усилителя, который преобразует входной ток
в напряжение. В схеме компрессора входной звуковой сигнал подает-
ся через резистор R1 на инвертирующий вход операционного усили-
теля, а экспандер включен последовательно в цепь отрицательной об-
ратной связи между входом и выходом усилителя - это приводит
к тому, что вся схема действует как компрессор динамического диапа-
зона и имеет динамические характеристики, противоположные харак-
теристикам экспандера.
Рис. 1.14. Способы включения базовой схемы расширителя динамического диопозоно
для практической реализации: о - схемы экспандера;
б - схемы компрессора напряжения
30 СХЕМЫ А УДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Комбинированный способ изменения
динамического диапазона
На первый взгляд кажется, что оба метода изменения динамического
диапазона - предварительной коррекции и компрессионный - име-
ют существенные достоинства, но в реальности обе системы вносят
в сигнал различные искажения, что ограничивает их практическое
применение в большинстве систем среднего и высшего класса.
Подъем высоких частот фильтром предварительной коррекции (как по-
казано на рис. 1.11) не должен, например, превышать величину 20 дБ,
чтобы не допустить чрезмерного усиления и возможного амплитуд-
ного ограничения высоких частот, являющихся основными сигнала-
ми, а не гармониками.
Компандерные системы требуют особых мер предосторожности.
Своим происхождением они обязаны низкокачественным звуковым
устройствам, типичным примером которых являются устройства
с довольно высоким уровнем шума и коэффициентом нелинейных
искажений (КНИ) на базе распространенной ИС NE570 (см. главу 3).
Они сильно искажают сигнал при записи и допускают сдвиг выход-
ного уровня сигнала при воспроизведении. Все эти недостатки про-
являются еще в большей степени при искусственном увеличении
коэффициента компрессии системы выше базовой величины, равной
2:1. Самые серьезные недостатки системы обусловлены проблемой,
известной как «дыхание» или «накачивание», проявляющейся в тех
случаях, когда за кратковременным большим входным сигналом сле-
дует очень маленький сигнал. Это приводит к тому, что сначала, при
поступлении большого сигнала, усиление экспандера резко уменьша-
ется (вследствие действия автоматической регулировки усиления),
а затем, спустя несколько мгновений, резко возрастает до максималь-
ного значения, что приводит к появлению отчетливо слышимого
шипения системы.
Наилучшим способом получения действительно широкого диапа-
зона регулирования динамического диапазона в высококачественных
системах является применение комбинированной системы, где опти-
мально сочетаются предварительная коррекция и/или компандерные
методы, как, например, в системах магнитной записи и воспроизве-
дения dBx и Dolby, каждая из которых дает значительное увеличение
полезного динамического диапазона, не имея при этом вышеописан-
ных недостатков.
ЦИФРОВЫЕ МЕТОДЫ 31
ЦИФРОВЫЕ МЕТОДЫ
Аудиосистемы разработаны для преобразования и передачи на рас-
стояние звуковых сигналов и по своей сути являются аналоговыми
системами. Однако в современной звуковой электронике есть одна
область, в которой цифровые методы обработки сигнала имеют яв-
ные преимущества по сравнению с аналоговыми, и такой областью
является высококачественное хранение сигнала (например, качество,
обеспечиваемое компакт-дисками). Это преимущество достигается за
счет того, что цифровые сигналы имеют только два амплитудных
уровня - либо «высокий», либо «низкий», следовательно, в отличие
от аналоговых сигналов, на них не влияет шум системы или ее нели-
нейность.
На рис. 1.15 представлены основные элементы системы цифровой
записи и воспроизведения аудиосигналов. На записывающей сторо-
не системы входной сигнал подвергается обычным преобразованиям
(усилению, фильтрации и т.п.), а затем подается на АЦП (аналого-
цифровой преобразователь), преобразующий аналоговый входной
‘Сигнал в цифровой эквивалент, который переносится на носитель ин-
формации (компакт-диск, магнитную ленту и т.п.). На воспроизво-
дящей стороне аудиосистемы цифровые сигналы с носителя инфор-
мации преобразуются ЦАП (цифро-аналоговым преобразователем)
Зв аналоговую форму и затем подвергаются традиционной аналоговой
обработке.
Записывающая часть системы
Воспроизводящая часть системы
Г
Входной
Йуковой
Сигнал
Выходной
звуковой
сигнал
Рис. 1.15. Блок-схема с основными элементами системы цифровой записи
и воспроизведения звукового сигнала
На рис. 1.16 показаны основные принципы работы АЦП системы,
йспользуемого при записи обычных 16-битовых компакт-дисков.
Система непрерывно с большой частотой осуществляет выборку
Поступающего звукового сигнала и преобразует каждое очередное
Напряжение выборки в выходное цифровое многоразрядное слово
32 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
а) Выборка 5) Выборка
частотой 44,1 кГц частотой 44,1 кГц
в!
16-разрядное слово данных одной выборки
Рис 1.16. Диаграмма, иллюстрирующая основные принципы
аналого-цифрового преобразования для 16-разрядных систем
и, прежде чем выполнить очередную аналогичную процедуру, пере-
дает его на носитель информации. Для нормальной работы устрой-
ства частота выборки должна быть, по крайней мере, вдвое выше мак-
симальной частоты входного сигнала. Современные аудиосистемы
с компакт-дисками работают с частотами до 20 кГц и, для того чтобы
обеспечить воспроизведение этой частоты, используют стандартную
частоту оцифровывания (выборки) 44,1 кГц.
Таким образом, для звукового сигнала частотой 1 кГц за один его
период выборка производится 44,1 раза, для сигнала частотой 3 кГц
(см. рис. 1.16а) - 14,7 раза, а для сигнала частотой 12 кГц - 3,67 раза
(см. рис. 1.166).
Эффективное отношение сигнал/шум и динамический диапазон,
обеспечиваемые АЦП, прямо пропорциональны количеству битов
выходного слова (разрядности) АЦП и могут быть легко вычислены
по формулам:
Отношение сигнал/шум = 6 х п дБ;
Полезный динамический диапазон = 6 х (п - 1) дБ,
где п - разрядность АЦП. Таким образом, 16-разрядный АЦП имеет
отношение сигнал/шум 96 дБ и полезный динамический диапазон
ЦИФРОВЫЕ МЕТОДЫ 33
90 дБ. Современное поколение компакт-дисков записывается с ис-
пользованием 16-разрядных АЦП, которые имеют на выходе 16-би-
товое слово, как показано на рис. 1.16в, следовательно, могут обеспе-
чить 65536 различных градаций уровня сигнала. В следующем
поколении компакт-дисков (такие проигрыватели уже имеются)
предполагается использование 20-разрядной записи, что обеспечит
отношение сигнал/шум 120 дБ и полезный динамический диапазон
114 дБ; 20-разрядное слово обеспечивает 1048576 градаций уровня
сигнала.
Приведенный выше способ кодирования компакт-дисков, конечно,
сильно упрощен и служит только пояснением основных принципов
работы. На рис. 1.17а изображена схема кодирования, используемая
для 16-разрядных компакт-дисков. Здесь каждое 16-разрядное слово
данных состоит из двух 8-разрядных символов (байтов). Все компакт-
диски обеспечивают стереофонический сигнал, поэтому одновре-
менно создаются два слова - одно для левого и второе для правого
б?
Первый байт данных Второй байт данных
16-разрядное слово данных компакт-диска,
соответствующее амплитуде одной выборки АЦП
Слово данных
Слово данных
Одна выборка компакт-диска
Отображение Преобра- Биты Преобра- Биты
данных зованные четности зованные четности
* выборки * выборки *
t1 t 1
1 2 3 4 5 6
Код
синхронизации
I _____________________________________________J
Один кадр данных компакт-диска = 588 бит
Рис. 1.17. Диаграмма, иллюстрирующая формирование стандартного блока донных
для 16-разрядных компакт-дисков;
эти блоки донных формируются с частотой 7350 роз в секунду
34 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
канала, которые последовательно передаются на кодирующую систе-
му в виде 32-разрядной выборки (рис. 1.176). Каждая из этих выборок
преобразуется кодирующей системой, работающей с компакт-дис-
ком, а затем вся информация объединяется в блок данных. Каждый
из этих блоков данных начинается с 8 бит индикации, за ними следу-
ют данные трех выборок, а дальше идет группа битов контроля четно-
сти плюс еще три выборки и опять группа битов контроля четности;
блок данных заканчивается кодом синхронизации. Каждый блок дан-
ных компакт-диска содержит 588 бит, и эти блоки создаются со ско-
ростью 7350 единиц в секунду (рис. 1.17в). Таким образом, инфор-
мация компакт-диска обрабатывается (как при записи, так и при
воспроизведении) со скоростью 4,3218 Мбит/с.
На воспроизводящей стороне системы, работающей с компакт-
дисками, декодирующая схема последовательно считывает и сохра-
няет каждый блок данных, а затем с помощью 16-разрядного ЦАП
(или ЦАП большей разрядности) преобразует его выборки и слова
в изначальные аналоговые формы и передает в соответствующей вре-
менной последовательности каналам высококачественной звуковой
системы; после этого система переходит к следующему блоку данных
и т.д.
ВЫСОКОКАЧЕСТВЕННАЯ СИСТЕМА
В простейшем виде высококачественная система может состоять из
входного селектора, предварительного усилителя, усилителя мощ-
ности и пары громкоговорителей. Однако на практике она представ-
ляет достаточно сложное устройство и часто состоит из блоков,
изображенных на рис. 1.18, где показан только один канал стерео-
фонической системы (в блоке основного усилителя). Таким обра-
зом, основной усилитель содержит коммутатор источников сигнала
(S1), а также цепи регулировки тембра и громкости, с которых сиг-
нал поступает на вход усилителя мощности, нагруженного на гром-
коговоритель. Он также имеет источник питания, от которого рабо-
тает основной усилитель и (обычно) другие компоненты, присущие
высококачественным системам (тюнер, проигрыватель компакт-
дисков и т.п.). Кроме того, имеются один или два светодиодных ин-
дикатора, которые отображают такие параметры, как установка ре-
гулятора громкости и мгновенная выходная мощность выходного
усилителя.
ВЫСОКОКА ЧЕСТВЕННАЯ СИСТЕМА 35
Рис. 1.18. Блок-схема современной высококачественной системы
(показан только один канал основного усилителя)
В большинстве случаев коммутатор (S1) позволяет выбирать ис-
точник сигнала: AM/FM-тюнер, проигрыватель компакт-дисков, кас-
сетный проигрыватель, звукосниматель, предварительный усили-
Тель/эквалайзер или дополнительный вход для подключения внешнего
сигнала. К дополнительному входу может быть подключен такой источ-
ник звукового сигнала, как микшерский пульт, канал звука телевизо-
ра или удаленный датчик звукового сигнала, например микрофон, на-
ходящийся в комнате ребенка. Очень часто основной усилитель
разрабатывается с учетом возможного дистанционного управления.
В этом случае схемы регулировки громкости и тембра обычно строятся
В виде каскадов, регулируемых постоянным напряжением, формируе-
мым декодером системы дистанционного управления, а коммутатор
(S1) в этом случае является электронным переключателем на не-
сколько положений, который также приводится в действие с помо-
щью пульта дистанционного управления. Если данная система высо-
кого класса, то в нее может входить одна или несколько звуковых
линий задержки в виде блока реверберации или блока моделирова-
ния окружающей акустической обстановки.
Двумя наиболее критическими устройствами высококачественной
системы являются ее громкоговорители и усилитель мощности.
36 СХЕМЫ А УДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Громкоговорители невысокого качества могут звучать очень плохо
даже при подключении к высококачественному усилителю мощнос-
ти, и наоборот, неподходящий усилитель мощности может привести
к ужасному звучанию самых лучших громкоговорителей.
Но даже если громкоговорители и усилители мощности системы
высокого качества и хорошо соответствуют друг другу, различные
слушатели могут получать совершенно разное субъективное ощуще-
ние от звучания конкретной системы и будут настраивать регулято-
ры тембра в соответствии с собственным ощущением «качественного
звука» - вот этот «качественный звук» и является наиболее важным
показателем всей высококачественной системы.
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения
13
О СХЕМЫ
АУДИОПРОЦЕССОРОВ,
В КОТОРЫХ ИСПОЛЬЗУЮТСЯ
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
38 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Аудиопроцессором, или устройством обработки аудиосигнала, называ-
ется схема, на вход которой подается одно напряжение, а на ее выходе
образуется другое напряжение, непосредственно связанное с входным,
но измененное по некоторому закону. Аудиопроцессор может, напри-
мер, просто инвертировать исходный сигнал и/или усилить его (линей-
ный усилитель), усиливать только некоторые частоты (активный
фильтр) или вносить усиление, зависящее от среднего значения сигна-
ла (нелинейный усилитель, усилитель «постоянной громкости» или
экспандер/компрессор). Практические примеры всех указанных типов
преобразовательных схем приводятся в этой и следующей главах.
Настоящая глава посвящена только схемам обработки, собранным
на основе ИС операционных усилителей (ОУ), и разделена на две
основные части. В первой части описываются основные схемы пре-
образования звуковых сигналов, использующие обычные ОУ, а во
второй части - схемы, использующие ОУ с управляемой проводимо-
стью (крутизной), которые могут применяться в различных схемах
регулируемых усилителей, где усиление определяется управляющим
напряжением. В следующей главе описываются различные типы спе-
циализированных ИС (такие, как усилители, управляемые напряже-
нием или сопротивлением, фильтры с переключаемыми конденсато-
рами) и схемы их применения. Специализированные ИС звуковых
предусилителей и усилителей мощности в этих главах не рассматри-
ваются, но им уделяется значительное внимание в последних главах
настоящего издания.
ОСНОВЫ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Наиболее известным и широко распространенным типом звуковой
ИС является обычный операционный усилитель, который можно
считать усилителем постоянного напряжения с большим коэффици-
ентом усиления. Он имеет один выход и два высокоомных входа (ин-
вертирующий и неинвертирующий), что позволяет создавать на его
основе инвертирующие, неинвертирующие и дифференциальные
усилители. На рис. 2.1а приведено условное обозначение обычного
операционного усилителя.
Операционные усилители - это универсальные приборы. При под-
ключении соответствующей обратной связи они могут использоваться
в качестве прецизионных усилителей постоянного и переменного тока,
ОСНОВЫ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 39
Рис. 2.1. Схема включения ОУ: а - условное обозначение;
б - подключение источников питания
активных фильтров, генераторов, компараторов и т.п. Как правило, они
питаются от двойного источника питания, имеющего положительный
и отрицательный уровни (полюсы) напряжения относительно общего
(нулевого) провода, как показано на рис. 2.1. Это позволяет ОУ иметь
на выходе как положительный, так и отрицательный потенциал, а при
равенстве потенциалов на входах ОУ (в этом случае дифференциаль-
ная разница потенциалов равна нулю) на его выходе устанавливается
нулевой потенциал. Однако при необходимости ОУ могут работать
с сигналом, подаваемым только на один вход.
Выходное напряжение ОУ пропорционально разнице потенциалов
на его входах и для низких частот определяется по формуле
евых ж ло “ е^)>
где Ло - коэффициент усиления ОУ на низкой частоте при разомкну-
той обратной связи (обычно 100 дБ или 100000 раз), el ~ величина
напряжения на неинвертитующем входе, а е2 - величина напряже-
ния на инвертирующем входе ОУ.
Таким образом, при заземлении неинвертирующего входа ОУ и по-
даче входного сигнала на его инвертирующий вход через цепочку С1
и R1, как показано на рис 2.2а, ОУ может использоваться в качестве
инвертирующего усилителя переменного тока; если входные цепи по-
менять местами, как показано на рис 2.26, то ОУ может использовать-
ся в качестве неинвертирующего усилителя. При подаче сигналов на
оба входа ОУ он может функционировать как дифференциальный
40 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
усилитель (рис. 2.2в). Если в последнем случае входные сигналы оди-
наковы, то идеальный ОУ на выходе будет иметь нулевой сигнал.
Усиление по напряжению для схем, представленных на рис. 2.2,
зависит от величины усиления конкретного ОУ при отсутствии об-
ратной связи и от частоты входного сигнала. На рис. 2.3, например,
показана типовая частотная характеристика хорошо известного ОУ
типа 741; его усиление по напряжению составляет более 100 дБ на
частотах менее 10 Гц, но имеет спад 6 дБ/октаву (= 20 дБ/декаду)
при частотах выше 10 Гц и достигает единицы (нулевое усиление) на
частоте/т (частота единичного усиления) 1 МГц. Этот график харак-
терен для большинства ОУ, хотя для отдельных типов ОУ Ло и /т
могут отличаться.
Рис 2.2. Использование ОУ без обратной связи в качестве усилителя переменного
тока с большим коэффициентом усиления: о - инвертирующий усилитель;
б - неинвертирующий усилитель; в - дифференциальный усилитель
УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Лучшим способом применения ОУ в качестве усилителя переменно-
го тока является введение обратной связи, когда цепь отрицательной
УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 41
Частота, Гц
Рис. 2.3. Типовая частотная характеристика ОУ типа 741
обратной связи включается между входом и выходом ОУ, как по-
казано на рис. 2.4, так что общий коэффициент усиления опреде-
ляется компонентами, образующими обратную связь, и не зависит
от индивидуальных характеристик ОУ (при условии, что коэф-
фициент усиления ОУ при разомкнутой обратной связи Ло гораздо
больше коэффициента усиления при включенной обратной связи Л).
Для схемы на рис. 2.3 ширина полосы равняется /т ОУ, деленной
на величину коэффициента усиления А для усилителя с обратной
связью. Таким образом, ОУ типа 741 обеспечивает ширину поло-
сы 100 кГц при усилении 10 (= 20 дБ) или 1 кГц при усилении
1000 (= 60 дБ).
На рис. 2.4а приведена схема включения ОУ для получения ин-
вертирующего усилителя переменного тока с фиксированным уси-
лением. Усиление по напряжению данной схемы (А) определяется
отношением резисторов R2/R1; входное сопротивление этого уси-
лителя равняется R1. Для данной схемы легко получить любой не-
обходимый коэффициент усиления и входное сопротивление. По-
скольку номиналы резисторов R1 и R2 не влияют на усиление по
напряжению реального ОУ (влияет только их отношение), то вы-
ходное напряжение в Ло раз больше входного, следовательно, ток,
вызываемый сигналом в резисторе R2, в Лораз больше тока, вызы-
ваемого только входным сигналом, а это можно интерпретировать
42 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
о)
б)
Рис. 2,4. Схемы усилителей переменного тока с обратной связью: о - инвертирующий
усилитель; б ^инвертирующий усилитель; в - повторитель переменного напряжения
таким образом, как будто между входом и общим проводом вклю-
чено сопротивление величиной R2/X0. Таким образом, этот вход
имеет низкое входное сопротивление, а данная точка является вир-
туально заземленной.
На рис. 2.46 приведена схема включения ОУ для получения неин-
вертирующего усилителя переменного тока с фиксированным усилени-
ем. Усиление по напряжению в этом случае равняется (Rl + R2)/R2.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ОУ 43
Входное сопротивление составляет (Aq/A)Zbx, где Zbx равняется вход-
ному сопротивлению ОУ без обратной связи. Однако это сопротив-
ление шунтируется резистором, так что входное сопротивление фак-
тической схемы меньше величины R3.
Вышеописанную схему можно превратить в прецизионный повто-
ритель переменного напряжения, включив его как неинвертирующий
усилитель с единичным усилением (см. рис. 2.4в, где ОУ охвачен
100-процентной отрицательной обратной связью). Входное сопро-
тивление этого усилителя очень большое (приблизительно Ло х ZBX),
ио оно шунтируется резистором R1, который, собственно, и опреде-
ляет величину входного сопротивления этой схемы.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ОУ
Существует множество ОУ самых разных типов, ИС которых произво-
дятся по различным технологиям (биполярные транзисторы, МОП
транзисторы, полевые транзисторы с р-n переходом и т.п.). Они имеют
различные типы корпусов (пластмассовые с двухрядным расположени-
ем выводов, металлический корпус ТО5 и т.п.). Некоторые ИС содер-
жат два или четыре ОУ, имеющих общие шины питания. В табл. 2.1
приводятся основные параметры восьми распространенных типов опе-
рационных усилителей (с одним ОУ в корпусе), имеющих 8-контакт-
ный корпус с двухрядным расположением выводов (DIP8, рис. 2.5).
Таблица 2.1. Основные параметры восьми распространенных типов
операционных усилителей (в одном корпусе один ОУ)
^Параметры к ОУ на биполярных транзисторах ' ОУ на МОП \ транзисторах ОУ на полевых транзисторах • ‘ ср^Аоерехо^>М;^?5>
741 NE531: СА 3130Е СА 3140Е LF, 351 < 4F 411 / LF '44U LF '13741^
^Напряжение г/ питания, В , от ±3 до ±18 от ±5 до ±22 от ±2,5 до ±8 или от 5 до 16 от ±2 до ±18 или от 4 до 36 от ±5 до ±18
Потребляв* v-мыйток, мА 1,7 5,5 1,8 3,6 0,8 1,8 0,15 2
Напряжение смещения, мВ 1 2 8 5 5 0,8 1 5
, Входной ток смещения, нА 200 нА 400 нА 5 10 50 50 10 50
44 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Таблица 2.1. Основные параметры восьми распространенных типов
операционных усилителей (в одном корпусе один ОУ) (окончание)
. ? Параметры ОУ на биполярных транзисторах ОУ на МОП транзисторах ОУ на полевых транзисторах с р-п переходом j
741 NE531 СА . 31 ЗОЕ СА 3140Е LF 351 LF 411 LF 441 LF 13741
'-Входное;^/' {сопротивление,' ТОм’ 1 МОм 20 МОм 1/5 1/5 1 1 1 0,5
Усиление по напряжению . 106 96 110 100 88 106 100 100
Коэффициент ослабления {синфазного 90 100 90 90 100 100 95 90
^Частота,;' ~ '^единичного' • 1 1 15 4,5 4 4 1 1
^Жюст^^д тйрастония 'вУхрдног^'' /: £В$й(С -W 0/5 35 10 9 13 15 1 0,5
МрЙС?2.5)" * b а с с ь b b b
з Частотная компенсация
Смещение нуля с 1
Инвертирующий вход с
Неинвертирующий вход с
V-C4
2
3
3 Выход
5 з Смещение нуля
Смещение нуля с 1
Инвертирующий входе
Неинвертирующий входе
V-C
3 Не используется
3 Выход
3 Смещение нуля
Смещение нуля с 1
Инвертирующий входе —
3
Неинвертирующий вход с —
V-C4
3 Строб-импульс
3V+
3 Выход
5 3 Смещение нуля
Рис. 2.5. Расположение выводов восьми распространенных типов ОУ
СХЕМЫ ЛИНЕЙНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 45
ОУ 741 и NE531 производятся с использованием биполярных
транзисторов. ОУ 741 является очень распространенным усилителем
общего назначения, который характеризуется внутренней частотной
компенсацией и имеет полную защиту по входу и выходу от перегруз-
ки. ОУ NE531 имеет отличные характеристики и очень высокую ско-
рость нарастания выходного сигнала; между выводами 6 и 8 ОУ
включается внешний конденсатор емкостью 100 пФ, предотвращаю-
щий возбуждение, который, однако, может быть уменьшен до 1,8 пФ,
что позволит получить очень широкую полосу при большом коэффи-
циенте усиления.
ОУ СА3130 и СА3140 имеют входные цепи, изготовленные по
МОП технологии. Эти ОУ могут работать от однополярного или
двухполярного источника питания, допускают отрицательный вход-
ной сигнал, равный отрицательному напряжению питания, и имеют
очень высокое входное сопротивление (1,5х1012 Ом), а их выходное
напряжение может стробироваться. ОУ САЗ 130 имеет выходной кас-
кад КМОП. Внешний конденсатор (обычно 47 пФ), подключаемый
к выводам 1 и 8, позволяет изменять ширину полосы. ОУ САЗ 140
имеет биполярный выходной каскад и встроенную частотную ком-
пенсацию.
Операционные усилители LF351, 411, 441 и 13741 производятся
с использованием полевых транзисторов с р-n переходом и имеют
высокое входное сопротивление. ОУ LF351 и 411 имеют очень высо-
кие характеристики, в то время как LF441 и 13741 являются усили-
телями широкого применения и могут служить заменой популярно-
го ОУ 741. Необходимо отметить, что ток покоя ОУ LF441 в десять
раз меньше, чем у ОУ 741.
СХЕМЫ ЛИНЕЙНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
На рис. 2.6-2.12 показаны различные способы использования ОУ
для построения практических схем линейных усилителей. И хотя на
рисунках указаны ОУ типа 741, в приведенных схемах можно ис-
пользовать практически любой ОУ из табл. 2.1.
Схема инвертирующего усилителя переменного тока, имеющего
коэффициент усиления по напряжению равный 10, приведена на
рис. 2.6. Обратите внимание, что вывод 3 операционного усилителя
(неинвертирующий вход) соединен с общим проводом резистором
R3, который имеет такую же величину, что и резистор R2, - это
обеспечивает баланс ОУ по постоянному току.
46 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.6. Инвертирующий усилитель переменного тока
с коэффициентом усиления 10
На рис. 2.7 показана схема неинвертирующего усилителя перемен-
ного тока, имеющего коэффициент усиления по напряжению равный
10 (= (Rl + R2)/R2). Обратите внимание, что резисторы R1 и R2
подключены к общему проводу через конденсатор С2. При рабочих
частотах конденсатор С2 имеет очень маленькое сопротивление по
переменному току, поэтому усиление по переменному току опреде-
ляется отношением резисторов R1 и R2, но инвертирующий вход ОУ
охвачен через резистор R1 100-процентной отрицательной обратной
связью по постоянному току, поэтому данная схема является очень
стабильной по постоянному току. Для балансировки резистор R3
Примечание: NP означает
неполярный конденсатор
Рис. 2.7. Неинвертирующий усилитель переменного тока
с коэффициентом усиления 10
СХЕМЫ ЛИНЕЙНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 47
имеет ту же величину, что и резистор R1. Входное сопротивление
ОУ, если измерять непосредственно на выводе 3, равняется несколь-
ким сотням мегаом, но в данной схеме оно шунтируется резистором
R3, поэтому составляет 100 кОм.
На рис. 2.8 изображена предыдущая схема, которая теперь имеет
входное сопротивление 50 МОм. Здесь изменено положение конден-
сатора С1, и нижний конец резистора R3 подключен к точке соедине-
ния элементов C2-R2, а не к общему проводу. Сигнал обратной свя-
зи по переменному току, появляющийся в этой точке, практически
идентичен сигналу на 3-м выводе ОУ, поэтому на обоих выводах ре-
зистора R3 появляются почти идентичные сигналы, что приводит
к очень маленькому току сигнала. Таким образом, из-за компенсаци-
онной обратной связи кажущееся небольшим сопротивление резис-
тора R3 возрастает в огромной степени. Входное сопротивление огра-
ничено величиной 50 МОм из-за возможных утечек в печатной плате.
Для балансировки ОУ сумма величин резисторов R2 и R3 должна
в точности равняться величине резистора R1, но практически вели-
чина резистора R3 может отличаться от идеальной на 30%, то есть до-
пустимо использовать резистор R3 сопротивлением 100 кОм.
Рис. 2.8. Неинвертирующий усилитель переменного тока
с коэффициентом усиления 10, имеющий входное сопротивление 50 МОм
СХЕМЫ ПОВТОРИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
Неинвертирующий повторитель переменного тока может быть пре-
цизионным повторителем напряжения, если его включить по схеме
с единичным усилением. На рис. 2.9 приведен пример такой схемы,
48 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
которая имеет 100-процентную отрицательную обратную связь, об-
разованную включением резистора R2 между входом и выходом
ОУ. В идеальном случае резистор R1 (определяющий входное со-
противление схемы) и резистор R2 должны иметь одинаковые зна-
чения, но на практике сопротивление R2 может изменяться от нуля
до 100 кОм без особенного влияния на точность схемы. Если в схе-
ме используется ОУ с низкой частотой единичного усиления/т (на-
пример, 741), то номинал резистора R2 может быть уменьшен до
нуля. Имейте в виду, что ОУ с высоким значением /т при использо-
вании в усилителях с единичным усилением могут быть нестабиль-
ными. В этих случаях стабильность может быть достигнута, если
взять резистор R2 с сопротивлением 1 кОм или включить вместо него
два последовательных резистора с сопротивлениями 1 и 100 кОм
(как показано на рис. 2.9) и параллельно резистору 100 кОм, для
уменьшения сопротивления по переменному току, подключить кон-
денсатор емкостью 470 нФ.
Рис. 2.9. Повторитель переменного напряжения
с входным сопротивлением 100 кОм
Если требуется повторитель напряжения с очень высоким вход-
ным сопротивлением, можно использовать схему, изображенную на
рис. 2.10\ в которой резистор R1 вместе с конденсатором С1 образу-
ют компенсационную обратную связь, то ест^ теоретически входное
сопротивление, равное R1, увеличивается в огромной степени. На
практике эта схема при использовании ОУ 741 имеет входное сопро-
тивление порядка 50 МОм; входное сопротивление в данном случае
ограничено сопротивлениями утечки панельки ИС и печатной платы.
СХЕМЫ ПОВТОРИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ 49
Рис. 2.10. Повторители переменного напряжения с входным сопротивлением 50 МОм
(без охранного кольца) и 500 МОм (с охранным кольцом)
Когда нужны входные сопротивления с еще большими показате-
лями, то участок платы, где находится входной вывод ИС, должен
быть окружен охранным кольцом из фольги, которое подключается
к выходу ОУ. В этом случае сопротивление утечки, возникающее
в плате, также компенсируется обратной связью, и входное сопротив-
ление становится почти бесконечно большим. Схема, приведенная на
рис. 2.10, с ОУ типа 741 имеет входное сопротивление 500 МОм; оно
может быть даже больше при использовании ОУ на полевых транзи-
сторах. На рис. 2.11 показан пример охранного кольца из фольги на
печатной плате.
Рис. 2.11. Охранное кольцо, изготовленное на печатной плате
(вид на плату со стороны проводников)
50 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
ЗВУКОВЫЕ МИКШЕРЫ
При описании основной схемы инвертирующего усилителя, приве-
денной на рис. 2.4, было отмечено, что его усиление по напряжению
равняется отношению сопротивлений R1/R2. Токи, протекающие при
появлении сигнала через R1 и R2, всегда равны (но противоположны
по фазе) независимо от значений резисторов R1 и R2. Таким обра-
зом, если эту схему немного изменить, как показано на рис. 2.12
(здесь четыре одинаковые входные цепи включены параллельно), то
ток, протекающий через резистор R6, всегда будет равен сумме токов
входных сигналов, протекающих через резисторы R1-R4, а выходное
напряжение, таким образом, будет пропорционально сумме входных
напряжений. Если значения входных резисторов и резистора обрат-
ной связи равны (рис. 2.12), то эта схема будет иметь единичное уси-
ление для каждого входа.
Вход 1
Вход 2
Вход 3
Вход 4
Рис. 2.12. Звуковой микшер на четыре входа
Таким образом, данная схема фактически является звуковым мик-
шером, имеющим четыре входа (четыре канала) с единичным усиле-
нием; ее выходное напряжение равняется сумме четырех входных на-
пряжений. При необходимости эта простейшая схема может быть
преобразована в микшер звуковых сигналов, если на каждый вход
подавать сигнал через переменные резисторы величиной 10 кОм, ко-
торые будут выполнять функции регуляторов громкости. Кроме того,
увеличив значение резистора R6, можно получить усиление по на-
пряжению больше единицы; можно также увеличить (или умень-
шить) количество входных каналов, добавив (или удалив) дополни-
тельные цепочки C1-R1 для каждого нового канала.
АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ 51
АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Фильтры используются для отсекания ненужных частот и пропуска-
ния только необходимых. Простейший RC-фильтр низких частот
(рис. 2.13а) пропускает сигналы низкой частоты, но отрезает верхние ча-
стоты. При увеличении частоты выходной сигнал падает (рис. 2.136),
и на частоте среза </с), которая равняется 1/(2л7?0, он падает на 3 дБ,
а крутизна спада составляет 6 дБ/октаву (= 20 дБ/декаду). Таким обра-
зом, фильтр на 1 кГц будет ослаблять сигнал частотой 4 кГц на 12 дБ,
а сигнал с частотой 10 кГц - на 20 дБ.
Рис. 2.13. Схемы и характеристики простейших фильтров R-C первого порядка:
а - фильтр низких частот; б - фильтр высоких частот
Простейший RC-фильтр высоких частот (рис. 2.1 Зв) пропускает
сигналы высокой частоты, но отрезает нижние частоты. При умень-
шении частоты выходной сигнал ослабляется (рис. 2.13г), и на часто-
те среза (/*с), которая равняется l/(2pRC), он падает на 3 дБ, а кру-
тизна спада составляет 6 дБ/октаву (= 20 дБ/декаду). Таким
образом, фильтр на 1 кГц будет ослаблять сигнал с частотой 250 Гц
на 12 дБ, а сигнал с частотой 100 Гц - на 20 дБ.
Каждый из перечисленных фильтров использует одну ступень R-C
и поэтому называется фильтром 1-го порядка. Если некоторое количество
52 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
(п) каскадов подобных фильтров включить последовательно один
за другим, то результирующий фильтр будет называться фильтром
/г-го порядка, который за частотой среза будет иметь крутизну спа-
да (п х 6 дБ/октаву). То есть фильтр низкой частоты 4-го порядка
с частотой среза 1 кГц будет ослаблять сигнал 4 кГц на 48 дБ, а сиг-
нал частотой 10 кГц - на 80 дБ.
К сожалению, простейшие RC-фильтры нельзя непосредственно
включать каскадами, поскольку они будут влиять друг на друга
и результат окажется неудовлетворительным. Однако каскадирова-
ние фильтров можно получить, включая их в цепи обратной связи со-
ответствующих схем ОУ. Подобные схемы называются активными
фильтрами, и на рис. 2.14-2.20 показаны примеры таких фильтров.
СХЕМЫ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ
На рис. 2.14 приведена практическая схема и формула для расчета
фильтра низких частот 2-го порядка, имеющего единичное усиле-
ние и максимально плоскую характеристику (схема Баттерворта)
с частотой среза 10 кГц. Для изменения частоты среза необходимо
изменить величину резистора R или конденсатора С согласно фор-
муле, приведенной на рис. 2.14; для уменьшения частоты среза в не-
которое количество раз необходимо во столько же увеличить значе-
ния резистора и конденсатора, а для увеличения, соответственно,
уменьшить. Таким образом, для получения частоты среза 4 кГц
нужно увеличить значение резистора R в 10 кГц/4 кГц раз, то есть
в 2,5 раза.
Рис. 2.14. Активный фильтр низких частот 2-го порядка,
имеющий единичное усиление и частоту среза 10 кГц
СХЕМЫ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ 53
Незначительная проблема, связанная со схемой, приведенной на
рис. 2.14, заключается в том, что один из конденсаторов С должен иметь
вдвое большее значение, чем другой, что может привести к некоторым
нестандартным номиналам компонентов. На рис. 2.15 приводится
схема альтернативного фильтра низкой частоты 2-го порядка на час-
тоту 10 кГц, в которой эта проблема устранена, поскольку здесь ис-
пользуются компоненты с одинаковыми номиналами. Данная схема
имеет небольшое усиление - около 4,1 дБ (это видно из соотношения
резисторов R1 и R2).
Рис. 2.15. Вариант фильтра низких частот 2-го порядка,
имеющего единичное усиление и частоту среза 10 кГц,
в котором используются компоненты с одинаковыми номиналами
На рис. 2.16 показано, как два фильтра, имеющие одинаковые
компоненты в частотных цепях, можно включить последовательно и по-
лучить фильтр низких частот 4-го порядка с крутизной спада 24 дБ/окта-
ву. В данном случае резисторы, определяющие ^силение по напряжению
(R1/R2), имеют отношение, равное 6,644, а резисторы (R3/R4) име-
ют отношение 0,805, что дает суммарное усиление 8,3 дБ. Нестандарт-
ные номиналы резисторов R2 и R4 можно получить последовательным
включением нескольких стандартных резисторов с 5-процентным раз-
бросом.
На рис. 2.17 и 2.18 показаны варианты фильтров высоких частот
2-го порядка с частотой среза 100 Гц, имеющих единичное усиление
54 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРСВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.17. Фильтр высоких частот 2-го порядка,
имеющий единичное усиление и частоту среза 100 Гц
и одинаковые компоненты, а на рис. 2.19 - фильтр высоких частот 4-го
порядка. Рабочие частоты этих схем и схем на рис. 2.15 и 2.16 можно
изменить точно так же, как это продемонстрировано на рис. 2.14,
а именно: увеличение значений R и С приводит к уменьшению час-
тоты среза и наоборот.
И наконец, на рис. 2.20 показано, как фильтры высоких и низких
частот, приведенные на рис. 2.18 и 2.15, можно включить последова-
тельно и получить (при условии выбора соответствующих компонен-
тов) фильтр для выделения речевых сигналов в полосе от 300 Гц
до 3,4 кГц, имеющий спад сигнала, не попадающего в указанную
СХЕМЫ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ 55
Рис. 2.18. Вариант фильтра высоких частот 2-го порядка с частотой среза 100 Гц,
имеющего компоненты с одинаковыми номиналами
S7777 0V
Рис. 2.19. Фильтр высоких частот 4-го порядка с частотой среза 100 Гц
полосу, 12 дБ/октаву. В фильтре высоких частот значение емкости
конденсатора С (см. рис. 2.18) уменьшено втрое, чтобы поднять час-
тоту среза со 100 до 300 Гц, а в фильтре низких частот значение со-
противления резистора R (см. рис. 2.15) увеличено 2,94 раза, чтобы
уменьшить частоту среза с 10 до 3,4 кГц.
56 СХЕМЫ АУДИОПРСИЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.20. Фильтр 2-го порядка, предназначенный для выделения речевых сигналов
/полоса пропускания от 300 Гц до 3,4 кГц)
ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Наиболее полезным типом активных фильтров являются фильтры,
частоту которых можно легко перестраивать в широком диапазоне.
На рис. 2.21-2.23 представлены три примера схем таких фильтров
2-го порядка.
Рис. 2.21. Фильтр высоких частот, перестраиваемый в диапазоне от 23,5 до 700 Гц
ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ 57
Схема, изображенная на рис. 2.21, представляет собой несложный
модернизированный фильтр высоких частот (см. рис. 2.17), но его
частота среза изменяется с помощью переменного резистора RV1
в диапазоне от 23,5 до 700 Гц. Читатель должен отметить, что дан-
ную схему можно использовать в высококачественных проигрыва-
телях в качестве «рокот-фильтра» (фильтра, предназначенного для
удаления рокота, вызываемого двигателем проигрывателя); непере-
страиваемый вариант подобного фильтра обычно настраивается на
частоту 50 Гц.
Схема, представленная на рис. 2.22, - это модернизированный
фильтр высоких частот, приведенный на рис. 2.14, но его частота сре-
за изменяется с помощью переменного резистора RV1 от 2,2 до 24 кГц.
Эту схему можно использовать в качестве фильтра для ослабления
шипения пластинки; неперестраиваемый вариант подобного фильт-
ра обычно настраивается на частоту 10 кГц.
Рис. 2.22. Фильтр низких частот, перестраиваемый в диапазоне 2,2-24 кГц
На рис. 2.23 показано, как объединить два вышеприведенных
фильтра и получить полосовой фильтр с перестраиваемыми час-
тотами среза, который можно использовать в качестве фильтра
для удаления рокота двигателя и шипения пластинки или для вы-
деления речи. Частота среза фильтра высоких частот изменяется
переменным резистором RV1 от 23,5 до 700 Гц, а частота среза
фильтра высоких частот изменяется переменным резистором RV2
от 2,2 до 24 кГц.
58 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
* Сдвоенный переменный резистор
/7^7 О V
с логарифмической характеристикой
Рис. 2.23. Полосовой фильтр с перестраиваемыми частотами среза,
который можно использовать в качестве фильтра для удаления рокота двигателя,
шипения пластинки или для выделения речи
СХЕМЫ РЕГУЛЯТОРОВ ТЕМБРА
Наиболее распространенными перестраиваемыми фильтрами явля-
ются фильтры, используемые для регулировки тембра. Они позволя-
ют слушателю изменять частотную характеристику системы и на-
строить тембр звука в соответствии с собственными предпочтениями
или акустикой помещения. Прежде чем рассматривать практические
примеры таких фильтров, необходимо ознакомиться с основами по-
строения схем регуляторов тембра.
На рис. 2.24а приведена типовая схема пассивного регулятора
тембра по низким частотам, которая может эффективно пропускать
или ослаблять низкочастотную часть спектра звукового сигнала: На
рис. 2.24б-г показаны эквивалентные схемы этого регулятора: ког-
да переменный резистор RV1 установлен в положение максимально-
го усиления низких частот, в положение максимального ослабления
низких частот и в положение, при котором частотная характеристи-
ка системы является плоской. Конденсаторы С1 и С2 имеют наиболь-
шее сопротивление по переменному току, когда его частота является
самой низкой, поэтому из рис. 2.246 можно видеть, что при макси-
мальном пропускании низких частот схема регулятора тембра экви-
валентна делителю напряжения, составленного из резисторов 10
и 101 кОм, где напряжение снимается с резистора 101 кОм, что прак-
тически не ослабляет низкочастотные сигналы.
СХЕМЫ РЕГУЛЯТОРОВ ТЕМБРА 59
Схема регулятора
Эквивалентные схемы
Вход
тембра
Усиление
Усиление
Вход*—]
Ослабление
ЗЗп
R2
1к0
С2
ЗЗп
R2
1 кО
R2
1И0
0V
0V
0V
Выход
С1
ЗЗп
Ослабление
Вход
а) б) в) г)
Рис. 2.24. Регулятор тембра низких частот и его эквивалентные схемы
На рис. 2.24в приведена схема регулятора тембра при максималь-
ном ослаблении низких частот, которая эквивалентна делителю на-
пряжения, составленного из резисторов 110 и 1 кОм, где напряжение
снимается с резистора 1 кОм, что дает ослабление низкочастотного
сигнала приблизительно на 40 дБ. И наконец, если переменный ре-
зистор RV1 установлен в положение, обеспечивающее плоскую ха-
рактеристику (рис. 2.24г), при котором 90 кОм резистора RV1 нахо-
дятся выше, а 10 кОм ниже движка, то цепь эквивалентна делителю
напряжения, составленного из резисторов 100 и И кОм, в котором
напряжение снимается с резистора 11 кОм, что дает ослабление на
всех частотах около 20 дБ. Таким образом, данная схема дает усиле-
ние или ослабление низких частот на 20 Дб относительно положения,
соответствующего плоской характеристике.
На рис. 2.25 представлен типовой пассивный регулятор тембра
высоких частот, который может эффективно пропускать или ослаб-
лять высокочастотную часть спектра звукового сигнала, а также его
эквивалентные схемы при максимальном пропускании высоких час-
тот, максимальном ослаблении высоких частот и для плоской облас-
ти частотной характеристики. Данная схема имеет ослабление высо-
кочастотного сигнала на 20 дБ, когда движок переменного резистора
RV1 находится в положении, обеспечивающем плоскую характерис-
тику пропускания, и увеличение или ослабление высокочастотного
сигнала на 20 дБ относительно этого положения.
На рис. 2.26 показано, как можно объединить схемы, представлен-
ные на рис. 2.24а,б, и получить регулятор тембра по низким и высоким
60 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Усиление
Вход—।
Эквивалентные схемы
Ослабление Плоская
Вход —] Вход — .характеристика
Схема
регулятора тембра
«-------Л-------1
Вход—п
Усиление
Ij>RV1
S100k
Ослабление log
R2
С21 1И0
150п
/777 О V
Выход
С14=
15п
С2 =J=
150п
C1=J=
15л
С2 4=
150п
/777 О V
С2 4=
150п
Выход
/777 О V
Г7710V
а) б) в) г)
Рис. 2.25. Регулятор тембра высоких частот и его эквивалентные схемы
С1
1р0
Вход—11-
Выход
R1
10k
С2
ЗЗп
Юк
RV1 J
100k <
log >
R5
10k
(Низкие
частоты)
1к0
> RV2
► ЮОк
* log
(Высокие
частоты)
R2 < ЗЗОп
1к0 <
С5
150п
ov
/777 0V
Рис. 2.26. Схема пассивного регулятора тембра низких и высоких частот
частотам. Резистор R5, имеющий сопротивление 10 кОм, предназна-
чен для уменьшения нежелательного взаимного влияния двух схем,
составляющих полный регулятор тембра. Этот регулятор может быть
включен между регулятором громкости усилителя и входом усили-
теля мощности.
АКТИВНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
Активный регулятор тембра легко можно получить, включив пассив-
ные частотно-зависимые элементы в отрицательную обратную связь
линейного усилителя, так что система будет иметь усиление (а не
ослабление, как в предыдущих схемах) при линейной характеристике
АКТИВНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА 6 /
всего устройства. Такие цепи могут быть упрощенными, подобно изоб-
раженным на рис. 2.26, но чаще всего они базируются на другой схеме
пассивного регулятора тембра, показанной на рис. 2.27. Она обладает
идентичными характеристиками, но состоит из меньшего количества
компонентов и, кроме того, использует переменные резисторы, сопро-
тивление которых линейно зависит от угла поворота вала.
Вход
fLB =
LB 2tc.R1.C1
(Низкие R2 С2
частоты)
100k
lin
R3
3k6
1
RV2
(Высокие
частоты)
470k
lin
.....Выход
Рис 2.27. Еще одна схема регулятора тембра
На рис. 2.27 хорошо видно, что на самых низких частотах (когда
конденсаторы имеют наибольшее сопротивление) амплитуда выход-
ного сигнала полностью регулируется переменным резистором RV1
(поскольку переменный резистор RV2 разделен с выходом конденса-
тором С2), а на высоких частотах (когда конденсаторы составляют
небольшое сопротивление для переменного тока) амплитуда выход-
ного сигнала полностью регулируется переменным резистором RV2
(поскольку RV1 закорочен конденсатором С1 имеющим низкое со-
противление). В этой схеме частота среза для низких частот опреде-
ляется значениями элементов R1-C1, а частота среза для высоких
частот - величинами емкости С2 и сопротивлений R1-R3.
Практическая схема активного регулятора тембра, обеспечиваю-
щего усиление и ослабление высоких и низких частот на 20 дБ, по-
строенная на основе вышеописанной цепи, показана на рис. 2.28. Эта
схема имеет исключительно высокие параметры.
Еще более полезная схема приведена на рис. 2.29. Эта схема анало-
гична описанной выше, но имеет дополнительную цепь, обеспечива-
ющую регулировку средней части звукового диапазона (около 1 кГц)
и тем самым позволяет усиливать или ослаблять средние частоты
также на 20 дБ.
СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.28. Схема активного регулятора тембра
Рис. 2.29. Трехполосный (низкие, средние и высокие частоты)
активный регулятор тембра
ГРАФИЧЕСКИЕ ЭКВАЛАЙЗЕРЫ 63
ГРАФИЧЕСКИЕ ЭКВАЛАЙЗЕРЫ
Наиболее сложным типом схемы регулировки тембра является так
называемый графический эквалайзер. Он состоит из нескольких
узкополосных, включенных параллельно, регулируемых фильтров
с перекрывающимися характеристиками, которые охватывают весь
звуковой спектр сигналов и позволяют точно отрегулировать час-
тотную характеристику системы. Обычно центральные частоты
фильтров имеют промежуток в октаву (различаются вдвое), поэто-
му подобные системы называются также октавными эквалайзерами.
На рис. 2.30 изображена базовая схема одной секции типового ок-
тавного (графического) эквалайзера. Фактически эта схема аналогич-
на схеме активного фильтра, приведенного на рис. 2.28, только высо-
кочастотная цепь C2-R2 не регулируется, а частоты среза низких
и высоких частот разнесены ненамного, так что две соседние частот-
ные характеристики перекрываются. Результатом является то, что
схема, представленная на рис. 2.30, действует как узкополосный фильтр,
усиление на центральной полосе которого регулируется переменным
резистором RV1 в пределах +12 дБ (полное усиление) и -12 дБ (пол-
ное ослабление).
Рис. 2.30. Типовая секция октавного (графического) эквалайзера
На рис. 2.31 показана схема из десяти объединенных описанных
выше цепей, которая является практическим высококачественным
десятиполосным графическим эквалайзером; все десять секций эк-
валайзера включены параллельно, и их выходы суммируются вмес-
те на выходе микросхемы IC11. В этом устройстве может использо-
ваться ИС с одним ОУ в корпусе типа 741 или ИС, содержащая
64 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.31. Схема 10-полосного октавного (графического) эквалайзера
в одном корпусе четыре ОУ. Для построения обычной стереофони-
ческой системы потребуются две полные схемы, приведенные на
рис. 2.31.
СТАНДАРТ RIAA
В настоящее время распространены три типа звукоснимателей проиг-
рывателей грампластинок: керамический, кристаллический и электро-
магнитный. Первые два типа - довольно дешевые звукосниматели,
СТАНДАРТ RIAA 65
которые имеют значительное выходное напряжение, достаточно ров-
ную частотную характеристику и используются главным образом
в системах низкого и среднего качества. Третий (электромагнитный)
тип имеет низкое выходное напряжение и нелинейную частотную
характеристику, но он широко распространен в высококачественных
звуковых системах.
Если бы читателю пришлось тестировать грампластинку, на кото-
рой синусоидальные сигналы постоянной амплитуды с частотой от
20 Гц до 20 кГц были записаны с абсолютной линейностью (канавки
грампластинки обеспечивали бы постоянную амплитуду сигнала), то
в момент проигрывания ее на системе с высококачественным элект-
ромагнитным звукоснимателем обнаружилось бы, что выходной сигнал
не является постоянным по амплитуде для разных частот, а имеет
подъем 6 дБ/октаву (= 20 дБ/декаду). Таким образом, на частоте 20 Гц
сигнал будет очень слабым, а на частоте 20 кГц - в тысячу раз больше
(на +60 дБ). Подобная нелинейная характеристика присуща всем маг-
нитным звукоснимателям, поскольку их выходное напряжение пропор-
ционально скорости движения воспроизводящей иглы, которая, в свою
очередь, пропорциональна частоте воспроизводимой записи.
При записи пластинки записывающее оборудование не обеспечи-
вает точной линейной характеристики. Чтобы расширить эффек-
тивный динамический диапазон и отношение сигнал/шум для ви-
ниловых дисков, частоты ниже 50 Гц и частоты, приходящиеся на
диапазон 500 Гц - 2,12 кГц, записываются с заданной нелинейнос-
тью, как было определено стандартом RIAA (Американская ассоци-
ация производителей звукозаписи - Record Industry Standard
Association). Тип этой нелинейности таков, что при воспроизведении
грампластинки проигрывателями с керамическим или кристалличес-
ким звукоснимателями средние частоты ослабляются на 12 дБ, но
этот спад является не очень заметным и практически не сказывает-
ся в большинстве воспроизводящих систем низкого и среднего ка-
чества.
Частотная характеристика звукоснимателя при тестировании
грампластинок RIAA на проигрывателе с электромагнитным звуко-
снимателем приведена на рис. 2.32. На графике пунктирной линией
показана идеальная форма характеристики, которая является плос-
кой до частоты 50 Гц, затем возрастает с крутизной 6 дБ/октаву до
500 Гц, далее идет плоский участок до частоты 2120 Гц и потом снова
возрастает с такой же крутизной. Сплошная линия обозначает реаль-
ную форму этой кривой.
66 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Из всего вышесказанного следует, что при воспроизведении грам-
пластинки на высококачественном проигрывателе с электромагнит-
ным звукоснимателем выходной сигнал со звукоснимателя должен
поступать на вход усилителя мощности через предварительный уси-
литель, имеющий частотную характеристику, в точности обратную
показанной на рис. 2.32, чтобы результирующая характеристика всей
системы была линейной (плоской). На рис. 2.33 показана форма не-
обходимой корректирующей кривой для характеристики RIAA а на
рис. 3.34 приведена практическая схема современного малошумящего
предварительного усилителя, предназначенного для выравнивания
Рис. 2.32. Типовая частотная характеристика электромагнитного звукоснимателя
SO Hz
10 Hz 100 Hz 1 kHz 10 kHz 100 kHz
Рис. 2.33. Характеристика, компенсирующая неравномерность воспроизведения
электромагнитного звукоснимателя, соответствующая стандарту RIAA
ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ДЛЯ ЗВУКОСНИМАТЕЛЯ RIAA 67
R3
1М0
СЗ R5
ЗпО ЮОк
С4
у 750р
R2
100к
гт ггпом
Примечание: номера в скобках
соответствуют выводам
второго ОУ (в этом же корпусе)
Рис. 2.34. Малошумящий предварительный усилитель на основе ОУ
типа LM381 (LM387). Его характеристика соответствует стандарту RIAA
частотной характеристики магнитного звукоснимателя, соответству-
ющего стандарту RIAA
ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
ДЛЯ ЗВУКОСНИМАТЕЛЯ RIAA
Электромагнитные звукосниматели имеют невысокую чувствитель-
ность и выдают на средних частотах напряжение всего несколько
милливольт. Следовательно, их выходное напряжение должно пода-
ваться на главный усилитель через специальный малошумящий
предварительный усилитель. На рис. 3.34 показана схема такого уси-
лителя, использующего ИС типа LM381 или LM387. Эти ИС пред-
ставляют собой сдвоенные ОУ, вот почему на схеме номера выводов
одного ОУ проставлены как обычно, а соответствующие номера вы-
водов второго ОУ приведены в скобках. Для стереофонической сис-
темы потребуются два таких усилителя, поэтому всю схему можно
собрать на одной ИС.
Принцип действия схемы, изображенной на рис. 2.34, довольно
простой. Схема представляет неинвертирующий усилитель, собран-
ный на ОУ, охваченном между входом и выходом отрицательной
обратной связью. Делитель напряжения (R3 + R4) - R2 обеспечива-
ет обратную связь по напряжению, а элементы R5-C3-C4-R4 и R6-C2
определяют усиление по переменному току. На средней частоте 1 кГц
конденсаторы С1 и С2 имеют низкое сопротивление по переменному
току, а конденсатор С4 - высокое, поэтому усиление по переменному
68 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
току определяется главным образом отношением резисторов R5/R6
и равняется 400. На более низких частотах сопротивление конденса-
тора СЗ уменьшается, в результате усиление по переменному току
возрастает и на самых низких частотах достигает 4000 (определяется
отношением сопротивлений резисторов R3/R6). С другой стороны,
на высоких частотах сопротивление переменному току конденсатора
С4 значительно уменьшается и начинает шунтировать резистор R5,
что с увеличением частоты приводит к уменьшению усиления по пе-
ременному току, и на самых высоких частотах оно становится рав-
ным 10 (определяется отношением сопротивлений резисторов R4/R6).
Сигнал от звукоснимателя поступает на ИС через конденсатор С1,
поэтому данная схема может использоваться с любым типом элект-
ромагнитного звукоснимателя.
Рис. 2.35. Схема нелинейного
(логарифмического) усилителя
НЕЛИНЕЙНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Используя ОУ, можно собрать схему нелинейного усилителя про-
стым введением в цепь его отрицательной обратной связи нелинейно-
го элемента, как это показано на рис. 2.35, на котором цепь обратной
связи образована двумя встречно-па-
раллельно включенными диодами.
При подаче на эту схему небольших
сигналов диоды действуют как очень
большое сопротивление, поэтому схе-
ма имеет очень высокое усиление,
однако, когда к диодам прикладывают-
ся очень большие сигналы, они функ-
ционируют как небольшие сопротив-
ления, следовательно, схема имеет
небольшое усиление. Усиление факти-
чески изменяется по логарифмическо-
му закону, причем чувствительность
схемы можно регулировать, изменяя
величину резистора R1; в табл. 2.2 при-
ведены конкретные входные и выход-
ные напряжения. Тысячекратное изменение входного сигнала дает
только двукратное увеличение выходного сигнала, поэтому, подклю-
чив выход этого усилителя к милливольтметру переменного тока, его
можно использовать в качестве однодиапазонного детектора измери-
тельного моста или индикатора величины сигнала.
НЕЛИНЕЙНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 69
Таблица 2.2. Показатели, иллюстрирующие работу
нелинейного (логарифмического) усилителя
||||g Входное <' ^КйствуЬщее); R1- 1 кОм R1 «10 кОм
, Выходное напряжение (действующее);; ^Усиление по„ напряжению Выходное - напряжение , (действующее), мВ Усиление по напряжению
0,001 110 110 21 21
0,01 330 33 170 17
0,1 450 4,5 360 3,6
1 560 0,56 470 0,47
10 600 0,07 560 0,056
При подаче на вход данной схемы синусоидального сигнала его
диоды ограничивают выходной сигнал на уровне 1,4 В (от минимума
до максимума - двойная амплитуда), и на ее выходе получается сиг-
нал почти прямоугольной формы, содержащий большое количество
дечетных гармоник, который при воспроизведении похож на звук
кларнета; в музыкальной терминологии подобное звучание называ-
ется «фуз-эффектом». На рис. 2.36 показано, как можно модифици-
ровать эту схему и получить практический «фуз-усилитель»; пере-
менный резистор RV1 регулирует порог начала ограничения сигнала,
^переменный резистор RV2 определяет выходной уровень «фуз-сиг-
нала».
Рис. 2.36. Схема «фуз-усилителя»
70 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
УСИЛИТЕЛЬ, ОБЕСПЕЧИВАЮЩИЙ
ПОСТОЯННУЮ ГРОМКОСТЬ
Нелинейный усилитель, показанный на рис. 2.35, обеспечивает почти
постоянный уровень выходного сигнала при изменении входного
сигнала в больших пределах, но привносит в сигнал большие иска-
жения. На рис. 2.37 показана другая схема усилителя, обеспечиваю-
щего постоянную громкость, в которой амплитуда регулируется без
искажения сигнала; это достигается за счет использования линейно-
го элемента (а не нелинейного, как было в предыдущей схеме), управля-
емого напряжением, который включается в цепь отрицательной об-
ратной связи; в табл. 2.3 приведены его характеристики.
Рис. 2.37. Схема усилителя, обеспечивающего постоянную громкость
Таблица 2.3. Показатели усилителя, обеспечивающего постоянную громкость,
при R1 = 100 кОм
^Усиление?
500 2,85 5
200 2,81 14
100 2,79 28
50 2,60 52
20 2,03 101
10 1,48 148
5 0,89 180
2 0,4 200
1 0,2 200
0,5 0,1 200
УСИЛИТЕЛЬ, ОБЕСПЕЧИВАЮЩИЙ ПОСТОЯННУЮ ГРОМКОСТЬ 71
В этой схеме ОУ включен в качестве усилителя постоянного тока,
усиление которого определяется отношением сопротивлений R2/R1
И делителем напряжения, образованного резистором R4 и сопротив-
лением полевого транзистора Q1. Транзистор Q1 используется здесь
в качестве резистора, сопротивление которого зависит от напряже-
ния, поступающего с выхода ОУ через элементы D1-R5-R6-C3.
Они создают напряжение, пропорциональное средней величине вход-
ного сигнала (постоянная интегрирования составляет несколько со-
тен миллисекунд). При нулевом напряжении смещения, приклады-
ваемом к затвору транзистора Q1, он действует подобно небольшому
сопротивлению (несколько сотен ом), но при подаче на затвор боль-
шого отрицательного напряжения он начинает действовать как боль-
шое сопротивление (несколько мегаом).
Таким образом, при подаче на вход незначительного сигнала вы-
ходное напряжение ОУ также невелико, поэтому напряжение, по-
ступающее на затвор полевого транзистора Q1 через элементы D1-
R5-R6-C3, очень мало, следовательно, его сопротивление составляет
несколько сотен ом. При этом делитель напряжения R4-Q1 обеспе-
чивает очень небольшую отрицательную обратную связь ОУ, что
приводит к возрастанию коэффициента усиления. Однако, когда
на вход ОУ поступает большой входной сигнал, выходной сигнал
также становится большим, поэтому на затворе полевого транзис-
тора создается значительный отрицательный потенциал, который
закрывает Q1, его сопротивление становится большим, тем самым
действие отрицательной обратной связи увеличивается, что при-
водит к уменьшению коэффициента усиления ОУ и уменьшению
выходного напряжения. В результате средний уровень выходного
напряжения регулируется в пределах 1,5-2,85 В при 50-кратном
изменении входного напряжения (от 500 до 10 мВ), причем эта ре-
гулировка производится без внесения значительных нелинейных
искажений. Величина сопротивления R1 определяет чувствитель-
ность схемы и подбирается в зависимости от максимальной ампли-
туды входного сигнала - около 200 кОм для каждого вольта вход-
ного сигнала (среднеквадратичное значение). Таким образом, для
максимального входного сигнала величиной 50 В резистор R1 дол-
жен иметь сопротивление 10 МОм, а для 50 мВ - 10 кОм. Емкость
конденсатора СЗ определяет быстродействие усилителя при обра-
ботке сигнала и может изменяться в зависимости от конкретных
требований.
72 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
ОТУ-ПРИБОРЫ
Почти во всех схемах, рассмотренных в этой главе, используются
обычные ОУ, в которых на вход подается напряжение и с выхода так-
же снимается напряжение. Однако имеется еще один тип ОУ, кото-
рые также могут использоваться во многих схемах преобразования
звуковых сигналов, - так называемые усилители тока с управляемой
проводимостью (крутизной). На их вход подается напряжение, но
выход они имеют токовый, причем величина усиления регулируется
подачей внешнего напряжения на управляющий вывод усилителя.
ОУ такого типа называются усилителями с управляемой проводимо-
стью (Operational Transconductance Amplifier - операционные транс-
проводящие усилители, ОТУ).
На рис. 2.38 приведено условное обозначение и формула, опреде-
ляющая работу ОТУ. Этот прибор имеет обычные дифференциаль-
ные входы для подачи напряжений el и е2, а выходной ток равняется
разности этих напряжений, умноженной на коэффициент преобразо-
вания (gm), который обычно в 20 раз больше внешнего тока управле-
ния Ibias. Таким образом, усиление определяется управляющим током,
который на практике легко может изменяться в 10000 раз.
Рис. 2.38. Условное обозначение ОТУ и формула для вычисления его выходного тока
ОТУ-приборы весьма универсальны. На их основе могут созда-
ваться усилители напряжения (напряжение на входе - напряжение
на выходе). Для этого достаточно выход этого устройства нагрузить
на резистор и тем самым произвести преобразование выходного тока
в напряжение, а усиление полученного усилителя может регулиро-
ваться напряжением, подаваемым на управляющий вход через рези-
стор, то есть также производится преобразование входного управ-
ляющего тока в управляющее напряжение. Применяя подобные
методы, на ОТУ можно построить усилитель, управляемый напряже-
нием (Voltage Controlled Amplifier - VCA), модулятор напряжения,
кольцевой модулятор или 4-квадрантный перемножитель.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ТИПЫ ОТУ-УСИЛИТЕЛЕЙ 73
ПРАКТИЧЕСКИЕ ТИПЫ ОТУ-УСИЛИТЕЛЕЙ
Хорошо известными типами ОТУ-усилителей являются СА3080
и Ml3600. ИС СА3080 - это прибор первого поколения.
Он работает от двухполярного источника питания напряжениями
от ±2 до ±15 В, имеет диапазон изменения управляющего тока от 100 нА
до 1 мА; выпускается в корпусе с двухрядным расположением выво-
дов (8 выводов). Цоколевка усилителя приведена на рис 2.39. Незна-
чительным недостатком этой ИС является то, что она вносит в сиг-
нал довольно большие искажения.
Буферный
Входы ОТУ усилитель
Управляющий Смещение -—•
Управляющий Смещение (+) (-) Выход V- Вход Выход
ток диодов z——
Входы ОТУ Буферный
усилитель
Не используется —
Инвертирующий
вход
Неинвертирующий
вход
V--
4
8
— Не используется
— V+
Выход
Управляющий
5 ток
Рис. 2.39. Упрощенная схема и цоколевка СА3080 (снизу) и LM13600 (сверху)
ИС LM13600 - улучшенный ОТУ второго поколения. Имеет встро-
енные линеаризирующие входные диоды, которые в значительной сте-
пени уменьшают искажения сигнала, а также встроенный буферный
усилитель, который может использоваться для получения низкоом-
ного выхода. ИС LM13600 является сдвоенным ОТУ. На рис. 2.39
74 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
приведены его упрощенная схема и цоколевка (ИС имеет 16 выводов
и размещается в корпусе с двухрядным расположением выводов).
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ С ОТУ-УС ИЛ ИТЕЛЯМИ
ИС СА3080 и LM13600 удобны в применении, и в этом разделе опи-
сывается их работа в усилителях переменного тока с фиксированным
усилением.
Сначала рассмотрим применение ИС СА3080. Вывод 5 ИС, на ко-
торый подается управляющий ток, фактически соединен с выводом
4, подключаемым к отрицательному полюсу источника питания, че-
рез внутренний переход база-эмиттер, поэтому регулирующее на-
пряжение на выводе 5 ИС приблизительно на 600 мВ больше, чем
на выводе 4. Таким образом, управляющий ток можно задать про-
стым подключением 5-го вывода ИС либо к общему проводу, либо
к положительному полюсу источника питания через соответствую-
щий резистор.
На рис. 2.40 показан простой способ использования ИС СА3080
в качестве инвертирующего усилителя переменного тока, имеющего
усиление 40 дБ. Схема работает от двухполярного источника пита-
ния ±9 В, поэтому на резисторе R3 падает около 17,4 В, в результате
чего через вывод 5 ИС протекает ток порядка 500 мкА и ИС, таким
образом, потребляет от источника питания ток в 1 мА (в 20 раз боль-
ше управляющего тока). При управляющем токе 500 мкА ИС СА3080
имеет gm (коэффициент преобразования) приблизительно равный
10 мСм (См - сименс, единица проводимости). Выходная цепь схе-
мы, изображенной на рис. 2.40, нагружена на резистор 10 кОм (R4),
что дает усиление по напряжению 10 мСм х 10 кОм = 100 (40 дБ).
Максимальный ток, который может протекать через резистор 10 кОм,
составляет 500 мкА (управляющий ток), поэтому максимальное вы-
ходное напряжение равняется ±5 В. Параллельно выходу ОТУ под-
ключен к хенсатор С2 емкостью 180 пФ, который ограничивает
скорость и растания выходного напряжения величиной 2,8 В/мкс.
Каждый из двух ОТУ, располагающихся в корпусе LM13600, мо-
жет, при необходимости, использоваться точно таким же способом,
как ИС СА3080, показанная на рис. 2.40. Одной из главных особен-
ностей ОТУ LM13600, однако, является то, что она имеет встроен-
ные лианеризующие диоды, позволяющие уменьшить искажение
сигнала, поэтому на практике каждую половину этого прибора лучше
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ С ОТУ-УСИЛИТЕЛЯМИ 75
Рис. 2.40. Инвертирующий усилитель переменного токо с усилением 40 дБ
всего использовать в качестве усилителя переменного напряжения,
включая его по схеме, показанной на рис. 2.41. На этой схеме два
входных диода имеют смещение, задаваемое резистором R3, через
который, а также через резисторы R2 и R4, к общему проводу проте-
кает управляющий ток ID.
В этой схеме входной сигнал подается на неинвертирующий вход
через резистор R1, который с резистором R2 образует делитель на-
пряжения, ослабляющий входной сигнал. Схема имеет суммарное
усиление немного больше единицы - оно фактически пропорцио-
нально отношению Ibias/ID, значит, может регулироваться путем изме-
нения Ibias ИЛИ ID.
Рассмотренную выше схему можно превратить в неинвертирующий
усилитель, изменив входную цепь, как это изображено на рис. 2.42, где
также показано, как получить низкоомный выход, подключив выход
ОТУ к внешним устройствам через один из встроенных буферных уси-
лителей; эта модификация позволяет увеличить значение сопротивле-
ния R6 до 33 кОм, что приводит к увеличению суммарного коэффици-
ента усиления схемы.
График, представленный на рис. 2.43, демонстрирует величину ис-
кажений, создаваемых ИС LM13600 при использовании встроенных
линеаризующих диодов и без них. При размахе входного сигнала
20 мВ усилитель со встроенными диодами вносит менее 0,02% иска-
жений, а без них - около 0,3%; при входном сигнале 40 мВ эти искаже-
ния возрастают до 0,035 и 1,5% соответственно.
76 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.41. Инвертирующий усилитель переменного тока,
имеющий почти единичный коэффициент усиления
Рис. 2.42. Неинвертирующий усилитель переменного тока с буферным выходом
УСИЛИТЕЛИ С РЕГУЛИРУЕМЫМ УСИЛЕНИЕМ НА СА3080
На рис. 2.44 показано, как базовую схему инвертирующего усилите-
ля, представленную на рис. 2.40, можно изменить, чтобы ее усиление
регулировалось от 5 до 100 с помощью переменного резистора RV2,
который изменяет управляющий ток Ibias от 12,4 до 527 мкА. В этой
схеме управляющий ток должен быть сбалансирован таким образом,
УСИЛИТЕЛИ С РЕГУЛИРУЕМЫМ УСИЛЕНИЕМ НА СА3080 77
Рис. 2.43. Типичные искажения, вносимые ИС LM13600
со встроенными лианеризующими диодами и без них
чтобы выходной уровень постоянного напряжения не смещался при
изменении усиления, - это достигается посредством переменного
резистора RV1, служащего для установки нуля. При настройке схе-
мы установите переменный резистор RV2 в минимальное положение
(максимальное усиление), а затем подстройте потенциометр RV1 та-
ким образом, чтобы на выходе схемы было нулевое постоянное на-
пряжение.
Если на схеме, представленной на рис. 2.44, удалить резисторы R4
и RV2 и управляющую цепь VIN подключить к выводу 5 ИС СА3080
через резистор 33 кОм, то ее можно превратить в усилитель, управ-
ляемый напряжением. В этом случае, если VIN равняется напряжению
положительного источника питания, то схема имеет усиление 100;
если же VIN будет на 600 мВ больше потенциала отрицательного
полюса источника питания, то усиление окажется почти нулевым. Та-
ким образом, чтобы получить полный диапазон регулировки усиления,
вход должен быть подключен к отрицательному полюсу источника
питания.
На рис. 2.45 изображен усилитель с регулируемым усилением,
в котором вход подключен к общему (нулевому) проводу. Здесь
78 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.44. Усилитель переменного тока
с регулируемым усилением от 5 до 100
Рис. 2.45. Усилитель, коэффициент усиления которого
задается управляющим напряжением
УСИЛИТЕЛИ С РЕГУЛИРУЕМЫМ УСИЛЕНИЕМ НА БАЗЕ ИС LM13600 79
транзистор Q1 и ОУ 741 образуют линейный преобразователь напря-
жения в ток (с коэффициентом преобразования 100 мкА/B), который
работает только с положительными значениями Таким образом,
когда равняется 5 В, схема имеет усиление 100. Необходимо отме-
тить, что здесь резистор Rx показан включенным последовательно
£ входным сигналом, то есть резисторы Rx и R2 фактически образуют
делитель напряжения, который уменьшает амплитуду сигнала, поступа-
ющую на второй вывод ИС (и, тем самым, усиление схемы). Величина
резистора Rx должна выбираться таким образом, чтобы ограничить мак-
симальное напряжение, подаваемое на вывод 2 значением 20 мВ (двой-
ная амплитуда), что необходимо для уменьшения искажений сигнала.
УСИЛИТЕЛИ С РЕГУЛИРУЕМЫМ УСИЛЕНИЕМ,
(ВЫПОЛНЕННЫЕ НА БАЗЕ ИС LM13600
ИС LM13600 можно использовать (с линеаризующими диодами или без
них) в любой базовой схеме усилителя с регулируемым усилением, опи-
санной выше. На рис. 2.46, например, приведен усилитель, использую-
щий линеаризующие диоды, в котором в качестве напряжения регули-
ровки усиления применяется отрицательное напряжение питания. Эта
схема, если управляющее напряжение равняется положительному
Рис. 2.46. Усилитель, коэффициент усиления которого
определяется управляющим напряжением
80 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
питающему напряжению, имеет усиление 1,5, а если равняется отри-
цательному напряжению питания, то ослабление составляет 80 дБ.
На рис. 2.47 показано, как две вышеописанные схемы можно объеди-
нить и получить стереофонический усилитель, усиление которого оп-
ределяется управляющим напряжением. Это напряжение можно сни-
мать с переменного резистора (регулятора громкости), включенного
между двумя полюсами источника питания; в этом случае между пол-
зунком резистора и общим проводом должен быть включен конденса-
тор емкостью 10 мкФ, устраняющий шумы регулятора громкости.
♦9 V
Рис. 2.47. Стереофонический усилитель, усиление которого
определяется управляющим напряжением
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Схема усилителя, усиление которого задается постоянным напряже-
нием, может использоваться в качестве амплитудного модулятора
(AM), если на его вход подать несущий сигнал, а на вход, служащий
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ 8 /
для регулировки усиления, - модулирующий сигнал. Схема, представ-
ленная на рис. 2.48, выполняет функцию инвертирующего усилителя,
Причем его усиление по постоянному току определяется резисторами
R4 и R6, а усиление по переменному току - напряжением, приклады-
ваемым к конденсатору С2. Входные резисторы R1 и R2 имеют неболь-
шое сопротивление, чтобы минимизировать уровень шума и обеспе-
чить стабильность ИС. Напряжение смещения задается резисторами
R3-RV1. Входной несущий сигнал подается на вывод 2 с делителя
напряжения RX-R1; если Rx имеет указанное значение, то коэффици-
ент усиления схемы близок к единице, соответственно, модуляции
входного напряжения не происходит. Когда на модулирующий вход
додается напряжение +9 В, то усиление схемы увеличивается вдвое,
И оно падает до нуля (фактически на -80 дБ) при подаче на этот вход -
-9 В. Схема, приведенная на рис. 2.49, работает аналогично.
Необходимо отметить, что в двух вышеприведенных схемах мгно-
венная полярность выходных сигналов полностью определяется по-
лярностью несущего сигнала, которая либо положительная, либо от-
рицательная, и не зависит от полярности модулирующего сигнала,
поскольку всегда положительная. Подобная схема называется 2-квад-
рантным'перемножителем. Имеется еще один тип модулятора, назы-
ваемый балансным модулятором или 4-квадрантным модулятором,
82 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
в котором полярность выходного сигнала зависит от полярностей
входного сигнала и модулирующего напряжения. На рис. 2.50 пока-
зана схема модулятора, собранного на основе ИС СА3080.
С|
470 n 27 k
BxoT^HW г—
несущего
сигнала ^470Я
OV/7^7
**470Я
Вход 1
модулирующего
♦9 V
о ч ггтп
Рис. 2.49. Амплитудный модулятор
Рис. 2.50. Балансный модулятор, или 4-квадронтный перемножитель
БАЛАНСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ 83
БАЛАНСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
Схема на рис. 2.50 аналогична схеме, представленной на рис. 2.48, за
исключением того, что между входом и выходом включен резистор
Ry, который настраивается таким образом, что, когда потенциал вхо-
да модулятора близок к потенциалу общего провода, входной сигнал,
поступающий через резистор Ry, создает в резисторе R5 ток, который
точно компенсируется током, поступающим на R5 с выхода, то есть
напряжение на резисторе R5 равно нулю. Если напряжение модуля-
ции становится положительным, то выходной ток ОТУ-усилителя
превосходит ток, приходящий через резистор Ry, значит, эта схема
соответствует инвертирующему усилителю с регулируемым усиле-
нием. Однако если напряжение модуляции становится отрицатель-
ным, то ток, проходящий через резистор Ry, превышает выходной ток
ОТУ, и эта схема соответствует неинвертирующему усилителю с регу-
лируемым усилением. Таким образом, и фаза, и амплитуда выходного
сигнала 4-квадрантного перемножителя определяются модулирующим
сигналом. При подаче на два входа независимых переменных сигналов
данная схема может использоваться в качестве балансного модуля-
тора, а при подаче на оба входа одинаковых синусоидальных сигна-
лов - в качестве удвоителя частоты.
При значениях резисторов Rx и Ry, указанных на схеме, если моду-
лирующее напряжение равно положительному или отрицательному
напряжению питания, то данная схема имеет усилению по напряже-
нию 0,5; при уменьшении значений резисторов Rx и Ry вдвое коэф-
фициент усиления схемы становится равным 2.
На рис. 2.51 показано, как одну половину ИС LM13600 можно
использовать в качестве балансного модулятора или 4-квадрантного
перемножителя. Эта схема аналогична схеме, приведенной на рис. 2.49,
за исключением того, что резистор R5 включен между входом сигна-
ла и выходом ОТУ-усилителя и ток Ibias устанавливается переменным
резистором RV1. Данная схема работает следующим образом: ток,
создаваемый несущим сигналом, поступает на один вывод резистора
R5, а ток, создаваемый ИС в результате воздействия на него входно-
го сигнала, - на другой вывод R5, и эти два тока направлены в раз-
ные стороны. При работе схемы усиление ОТУ устанавливается пе-
ременным резистором RV1 таким образом, чтобы эти два тока точно
уравновешивали друг друга, когда модулирующее напряжение равно
нулю, следовательно, на выходе схемы напряжение также равно
нулю. Если модулирующее напряжение будет положительным, то
усиление ИС увеличится и его выходной ток через резистор R5
84 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
Рис. 2.51. Балансный модулятор на ИС LM13600
станет больше тока, создаваемого прямым входным сигналом, поэто-
му на выходе схемы имеется инвертированный несущий сигнал. Ког-
да же модулирующее напряжение буДет отрицательным, усиление
ИС уменьшится и прямой входной ток, протекающий через резистор
R5, станет больше тока, получаемого на выходе ИС, поэтому на вы-
ходе появляется неинвертированный сигнал.
УСИЛИТЕЛЬ С АРУ
Усиление ОТУ LM13600 можно регулировать изменением либо управ-
ляющего тока Ibias, либо тока смещения ID. На рис. 2.52 показано, как
изменение ID можно использовать для создания усилителя с АРУ (ав-
томатическая регулировка усиления), в котором стократное измене-
ние амплитуды входного сигнала вызывает всего лишь пятикратное
изменение выходной амплитуды (табл. 2.4).
В этой схеме управляющий ток Ibias задается резистором R4, а вы-
ходной сигнал снимается непосредственно с выхода усилителя (ре-
зистор R5). Выходной буфер и цепь R6-C2 используются для вы-
прямления и сглаживания выходного напряжения ИС, которое
подается на лианеризующие диоды, задавая ID. Ток ID не возникает
УСИЛИТЕЛЬ САРУ 85
Рис. 2.52. Схема усилителя с АРУ
Таблица 2.4. Основные показатели усилителя с АРУ
5 Параметр И: И . Значение.
минимальное ";типовое максима ль ное
.^Входное напряжение Яразмах)/' В f' < И- -ИИ ; 3,0 0,3 0,03
Выходное,напряжение - Й[р.азмах)/В 1 : ; 6,0 3,6 L2
^Усйяение па на j 2 11,7 40
до тех пор, пока выходное напряжение ИС не превысит значение 1,8 В
(напряжение на трех последовательных переходах эмиттер-база)
и не начнут работать входные транзисторы, включенные по схеме
Дарлингтона, и лианеризующие диоды. Любое дальнейшее увеличе-
ние тока ID приведет к уменьшению усиления, поскольку начинает
Действовать отрицательная обратная связь, стремящаяся удерживать
выходное напряжение на постоянном уровне.
Начальное усиление этого усилителя при нулевом токе ID равня-
ется 40. То есть при начальном сигнале величиной 30 мВ размах вы-
ходного напряжения ИС составляет 1,2 В, этого недостаточно для
возникновения тока ID, следовательно, ИС имеет максимальное уси-
ление. Однако при входном напряжении 300 мВ выходного напряже-
ния ОТУ-усилителя уже достаточно для создания значительного
тока ZD, и отрицательная обратная связь уменьшает выходной уро-
вень до 3,6 В (двойное напряжение); коэффициент усиления в этом
86 СХЕМЫ АУДИОПРОЦЕССОРОВ С ОПЕРАЦИОННЫМИ УСИЛИТЕЛЯМИ
случае составляет 11,7. Если же на вход схемы подать 3 В, то усиление
падает до 2, следовательно, выходное напряжение будет равняться 6 В
(размах). Таким образом, в данном диапазоне напряжений эта схема
обеспечивает компрессию сигнала 20:1.
ИС LM13700
В заключение этой главы следует упомянуть об ИС LM13700, кото-
рая, так же как и LM13600, содержит два ОТУ-усилителя и совпада-
ет с ней по цоколевке. Незначительные отличия имеются только
в буферных каскадах. ИС LM13700 больше распространены, чем ИС
LM13600, и могут использоваться во всех схемах, описанных в этой
главе.
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
О СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС
** ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
88 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
В предыдущей главе было описано использование ИС стандартных
ОУ и ОТУ-усилителей в различных полезных устройствах аудиооб-
работки. Настоящая глава продолжает эту тему и предлагает спосо-
бы использования различных специализированных ИС для аудиооб-
работки, включая ИС электронного аттенюатора МС3340Р, ИС
двойного компандера NE570/571, несколько многоцелевых аналого-
вых ключей, ИС регуляторов тембра и схем для электронной и циф-
ровой регулировки усиления, а также ИС универсального двойного
фильтра с переключаемым конденсатором MF10C.
ИС МС3340Р
ИС МС3340Р фирмы Motorola - старая, но хорошо известная схема,
используемая в качестве электронного аттенюатора. На рис. 3.1 по-
казаны вид и цоколевка ИС, которая изготавливается в DIP-корпусе
с 8 выводами, в табл. 3.1 приведены ее основные характеристики. Два
вывода используются для подачи на ИС напряжения питания. Выво-
ды 1 и 7 - соответственно вход и выход, вывод 6 служит для частотной
коррекции, а вывод 2 предназначен для регулировки усиления.
Таблица 3.1. Основные характеристики ИС МС3340Р
'Значение
минимальное ^'^'типовое ? максимальное
.^Напр^сёние питаний) ’ +9 +18
Управляющий Уёк/мА^>?''''" ' 2
Вводное, напряжение ; -'{дейсгвующееЬ В' ' 0,5
Усиление по напряжению, дБ 13
Диапазон ослабления, дБ 90
Суммарный коэффициент искажений,^ ' =м , , • > 0,6
Не
Вход[ 1
Управление [
Общий [
используется
мс
3340Р
Питание(+)
Выход
Частотная коррекция
Не используется
Рис. 3.1. Внешний вид и цоколевка ИС МС3340Р
Эта ИС по своей сути является аналогом ОТУ-усилителей, опи-
санных в главе 2, но управляется напряжением. Если ее 2-й вывод
(управление) подключить через резистор с сопротивлением 4 кОм
ИСМС3340Р 89
И общему проводу или подать на него постоянное напряжение 3,5 В,
то ИС действует как линейный усилитель напряжения с коэффици-
ентом усиления, равным 13 дБ. Это усиление уменьшается на 90 дБ
(до -77 дБ), если значение управляющего резистора/напряжение
увеличить (32 кОм и 6 В соответственно). Таким образом, при изме-
нении управляющего сопротивления или напряжения ослабление
[или усиление) может изменяться в широком диапазоне.
На рис. 3.2 приведены схема электронного аттенюатора МС3340Р
график изменения ослабления в зависимости от прикладываемого
Напряжения, а на рис. 3.3 - вариант подобного аттенюатора, управ-
ляемого сопротивлением. Во всех этих схемах к управляющему входу
Рис. 3.2. Схема и регулировочная характеристика электронного аттенюатора,
управляемого напряжением
Рис. 3.3. Схема и регулировочная характеристика электронного аттенюатора,
управляемого сопротивлением
90 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
подключен конденсатор С2, что позволяет производить «бесшум-
ную» регулировку усиления, даже когда регулирующий элемент на-
ходится на некотором удалении от схемы. Конденсатор СЗ емкостью
680 пФ, подключенный между выводом 6 ИС и общим проводом,
ограничивает полосу пропускания схемы по верхним звуковым час-
тотам. При отсутствии конденсатора СЗ схема будет иметь полосу
пропускания в несколько мегагерц, что может привести к ее неста-
бильной работе. ИС вносит небольшие искажения в сигнал, которые
малозаметны при низких уровнях ослабления, но при максимальных
значениях ослабления искажения могут достигать 3% и более.
ИС NE570/571
ИС NE570 фирмы Signetics известна как двойной компандер (ком-
прессор-экспандер). Фактически она является двойным VCA-усили-
телем, усиление которого регулируется напряжением. В каждой по-
ловине (канале) ИС находится одна и та же схема, включающая
усилительный каскад, усиление которого задается током (фактичес-
ки это высококачественный ОТУ-усилитель), электронный выпря-
митель, преобразующий входной сигнал переменного тока в ток управ-
ления ОТУ-усилителем, ОУ, прецизионный источник опорного
напряжения 1,8 В и резисторные цепи. На базе этой ИС можно со-
брать (в двух экземплярах) типовой усилитель, регулируемый напря-
жением, усилитель, обеспечивающий постоянную громкость, звуко-
вое устройство, управляемое голосом, а также устройство выделения
голоса (приглушение музыки), прецизионный компрессор или экс-
пандер динамического диапазона.
Данная ИС NE571 идентична NE570, но имеет несколько худшие
параметры. В табл. 3.2 перечислены основные параметры этих ИС.
Они обе изготавливаются в корпусе DIP-16. На рис. 3.4 приведена
Таблица 3.2. Основные параметры ИС компандеров NE570 и NE571
ЯЯВЯЙк jiliiilliiiili
| 6-24 6-18
3,2 3,2
±20 ±20
0,5 0,5
Суммарные нелинейные искажения: 0,3 0,05 0,5 0,1
WWRS ЙнЬе.напряз<ёние/В- . ' - 1,8 1,8
i ±20 ±30
1 20 20
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571 91
Конденсатор
выпрямителя 1
Вход
выпрямителя 1
Вход
каскада 1
Общий
провод
||нвертирующий
вход 1
R31
Выход 1
Настройка
искажений 1
[ 1 16
[
[
[ NE570
г или
[ NE571
[
[
[8 9
1 Конденсатор
J выпрямителя 2
1 Вход
J выпрямителя 2
”| Вход
J каскада 2
“| Напряжение
J питания(Vcc)
"I Инвертирующий
J вход 2
] R3 2
] Выход 2
] Настройка
искажений 2
Рис. 3.4. Внешний вид, цоколевка и блок-схема одного канала ИС
двойного компандера NE570/571
йоколевка ИС и блок-схема одного канала микросхемы. Необходимо
ртметить, что на блок-схеме (и для всех последующих схем на NE570/
571) номера выводов, относящихся к левому каналу ИС, отмечены
обычными цифрами, а относящихся к правому каналу - цифрами
в скобках.
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571
Работу отдельных элементов блок-схемы, изображенной на рис. 3.4,
Понять довольно просто. Рассмотрим сначала узел выпрямителя. Вход-
ные сигналы поступают на вывод 2 (или 15), выпрямляются и уже
В виде пропорционального тока подаются на вывод 1 (или 16), где они
сглаживаются внешним конденсатором. Результирующий постоянный
Ток затем поступает на встроенное токовое зеркало, которое непосред-
ственно управляет узлом, позволяющим регулировать усиление.
Далее рассмотрим каскад с переменным усилением. Входные сиг-
налы, поступающие на вывод 3 (или 14), подаются на вход каскада,
являющегося прецизионным термокомпенсированным ОТУ-усили-
Телем, усиление которого непосредственно управляется сигналом с то-
кового зеркала узла выпрямителя, определяемым напряжением на
выводе 1 (или 16); выходным сигналом усилительного каскада явля-
ется ток, преобразуемый в напряжение ОУ ИС. Искажения каскада
усиления весьма малы, причем их можно минимизировать с помо-
щью подстройки напряжения на выводе 8 (или 9).
ОУ канала имеет внутреннюю частотную компенсацию, его неинвер-
тирующий вход подключен к опорному напряжению 1,8 В, а инверти-
рующий вход соединен с выходом каскада усиления, причем эта цепь
92 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
имеет выход наружу. Инвертирующий вход тоже подсоединен к резис-
торам R3-R4, которые могут служить (непосредственно или вместе
с внешними резисторами) для задания усиления ОУ по постоянному
или переменному току, используя обычную цепь обратной связи, вклю-
чаемой с выхода на вход ОУ. Выход ОУ соединен с выводом 7 (или 10).
Стереоусилитель, управляемый напряжением
На рис. 3.5 показано, как использовать ИС NE570 или NE571 для
построения стереофонического усилителя/аттенюатора, управляе-
мого напряжением. Внутренний выпрямитель отключен за счет под-
ключения к его входу конденсатора С2. Постоянное управляющее
напряжение 0-12 В подается на выводы 1 и 16 через резистор R6
и конденсатор СЗ, что обеспечивает непосредственное управление
токовым зеркалом и каскадом переменного усиления. Выходное на-
пряжение каскада усиления подается на вывод 7 (или 10) через ОУ,
коэффициент усиления которого по переменному и постоянному
току определяется цепочкой C4-R7 и составляет 2,56. Это соответ-
ствует начальному выходному напряжению 4,62 В (- 2,56 х 1,8 В).
Рис 3.5. Стереофонический усилитель/атгенюатор, собранный но ИС NE570/571
и управляемый напряжением
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571 93
Оба канала схемы идентичны (управляющее напряжение поддет-
ая соответственно на выводы 1 и 16 ИС) и при входном управляю-
щем напряжении 12 В обеспечивают усиление около 6 дБ, а при ну-
левом управляющем направлении - ослабление 80 дБ.
Стереофоническое звуковое устройство,
управляемое голосом
Ца рис. 3.6 показана ИС NE570/571, используемая для реализации
стереофонического усилителя, обеспечивающего постоянную гром-
кость, или устройства, управляемого голосом. Средний уровень выход-
ного сигнала схемы изменяется в пределах ±1 дБ при изменении амп-
литуды входного сигнала в диапазоне от +14 до -43 дБ (уровень 0 дБ
соответствует действующему напряжению 0,9 В). Схемы подобного
типа часто используются при передаче речевого сигнала от микрофо-
на по телефонной или беспроводной линии. Они устраняют необходи-
мость в подстройке уровня громкости сигнала вручную.
Эта схема весьма проста. Предварительно усиленный входной сиг-
нал подается через конденсатор на вход внутреннего выпрямителя
Рис. 3.6. Усилитель, поддерживающий уровень громкости, или устройство,
управляемое голосом, выполненные но ИС NE570 или NE571
94 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
и к инвертирующему входу 6 (или 11) ОУ. Каскад регулировки усиле-
ния включен последовательно с цепью отрицательной обратной связи
ОУ. В результате общее усиление схемы пропорционально входному
уровню сигнала. Значит, уменьшение входного уровня на х дБ вызо-
вет увеличение усиления на такую же величину, что приводит к от-
сутствию изменения среднего значения амплитуды всей схемы. Ре-
зистор Rx используется для ограничения максимального усиления
устройства, чтобы не было слышно шумов при отсутствии полезного
входного сигнала. Величина резистора Rx может варьироваться от
100 кОм до 10 МОм, идеальная величина (обычно это около 1 МОм)
подбирается опытным путем.
Устройство для выделения голоса
На рис. 3.7 представлена базовая схема устройства для выделения
голоса, собранная на ИС NE570/571. Данное устройство автомати-
чески приглушает музыку, когда диск-жокей говорит в микрофон,
и автоматически восстанавливает уровень громкости музыки, когда он
заканчивает говорить. В этом устройстве ОУ каждого канала исполь-
зуется как микшер звуковых сигналов с двумя входами, на один вход
которого подается сигнал от микрофона, а на другой - через усили-
вающий каскад сигнал музыки. Узел выпрямителя каждого канала
заблокирован конденсатором СЗ, а усиливающий каскад управляет-
ся транзистором Q1, служащим в качестве простейшего электронно-
го переключателя, который приводится в действие входным сигна-
лом от микрофона. При отсутствии большого сигнала от микрофона
транзистор Q1 закрыт, и усиление каскада полностью определяется
током, проходящим через резисторы R8-R9, давая при этом макси-
мальное усиление музыкальному сигналу, появляющемуся на выво-
де 7 (10) ИС. Однако при появлении достаточного уровня сигнала от
микрофона транзистор Q1 открывается, и усилительный каскад
уменьшает уровень громкости музыки, выделяя тем самым сигнал от
микрофона.
На практике уровень приглушения музыки в этой схеме можно
регулировать переменным резистором RV1 в пределах от 0 до -80 дБ
и обеспечить смешивание сигнала микрофона и приглушенной му-
зыки в любой необходимой пропорции. Кроме того, можно сделать
так, чтобы уровень регулирующих сигналов нарастал плавно, а не
скачком. Эти сигналы поступают от микрофона через переменный
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571 95
Рис. 3.7. Базовая схема для выделения голоса (приглушения музыки),
выполненная'на основе ОУ NE570/571
резистор RV2 и усиливаются на 20 дБ полосовым (350 Гц - 3,5 кГц)
усилителем, собранным на ОУ 741, а затем подаются на амплитуд-
ный детектор, выполненный на диодах D1-D2. После детектора вы-
прямленное и сглаженное напряжение подается на компаратор на ИС
3140, неинвертирующий вход которого подключен к опорному напря-
жению 1,1 В. Вследствие действия интегрирующей цепочки C6-R12
обеспечивается плавное изменение напряжения на выходе компара-
тора. В нормальном состоянии на его выходе высокий уровень напря-
жения (поэтому транзистор Q1 закрыт), который плавно снижается
при появлении сигнала от микрофона, что вызывает открывание
транзистора Q1 и, следовательно, понижение потенциала эмиттера
96 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
(это и приводит к ослаблению сигнала музыки) до величины, опреде-
ляемой установкой потенциометра RV1.
Принцип действия компандера
ИС NE570/571 разработаны, главным образом, для различных схем
регулирования динамического диапазона. В акустике термином
«динамический диапазон» обозначается разница (в децибелах)
между самым громким и самым тихим уровнями, которые можно
слышать или записывать. Обычно нормальный взрослый человек
слышит динамический диапазон звуков около 90 дБ (отношение
громкостей 50000:1). Этот диапазон намного превосходит диапазон
большинства систем звукозаписи. Всем реальным записывающим
системам присущ определенный уровень шума, который ограничи-
вает минимальную величину записываемого сигнала, и этот фактор
(в совокупности с практическими ограничениями на величину мак-
симального сигнала) устанавливает предел реальному динамичес-
кому диапазону записывающих систем. Таким образом, если от но-
сителя информации можно получить максимальную амплитуду
сигнала, равную 1 В (действующее значение), но при этом она сама
при отсутствии записываемого сигнала производит шум с уровнем
1 мВ, то говорят, что система имеет отношение сигнал/шум или
максимальный динамический диапазон 60 дБ (отношение уровней
1000:1).
Обычные ленточные магнитофоны имеют динамический диапа-
зон менее 50 дБ, следовательно, не могут напрямую записывать и вос-
производить музыку или другой аналоговый сигнал с высоким ка-
чеством (эти ограничения, естественно, не применимы к сигналам,
записываемым в цифровом виде). Одним из способов преодоления
этой проблемы является использование компандерной системы,
сжимающей при записи динамический диапазон входного аналого-
вого сигнала величиной 90 дБ до 45 дБ (это дает коэффициент сжа-
тия 2:1), а затем, при воспроизведении, выполняющей расширение
динамического диапазона в два раза. Предлагаемый способ может
использоваться для улучшения качества различных видов аналого-
вого звукового сигнала, и ИС NE570/571 были специально разра-
ботаны для использования в звуковых системах низкого и среднего
качества.
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571 97
Схема экспандера
Ца рис. 3.8 представлена практическая схема экспандера, использу-
ющего ИС NE570/571, а в табл. 3.3 приведены его основные характе-
ристики. В этой схеме входной сигнал поступает сразу и на усили-
тельный каскад, и на выпрямитель, и их действие таково - усиление
Схемы прямо пропорционально средней величине входного сигнала.
Таким образом, если входной сигнал возрастет (или уменьшится) на
6 дБ, то усиление также возрастет (или уменьшится) на 6 дБ, поэто-
му выходной сигнал возрастет (или уменьшится) на 12 дБ, что дает
коэффициент расширения 2:1. В этой схеме смещение на выходе ОУ,
рри отсутствии входного сигнала, составляет 3 В (из-за отношения
резисторов R3 и R4), следовательно, допускается только небольшое
изменение выходного напряжения. При необходимости смещение
Может быть увеличено до 6 В, что даст возможность увеличить макси-
мальный выходной сигнал. Добиться этого можно, если параллельно
резистору R4 включить резистор 12 кОм, подсоединив его к выводам
5 (или 12) и 4, или если резистор 51 кОм включить последовательно
р резистором R3.
Рис. 3.8. Схема экспандера на основе ИС NE570/571
98 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
Таблица 3.3. Основные показатели работы экспандера
Входной уровень, дБ Выходной уровень, дБ
+ 10 +20
0 0
-10 -20
-20 -40
-30 -60
-40 -80
Схема компрессора
На рис. 3.9 изображена практическая схема компрессора, использую-
щего ИС NE570/571, а в табл. 3.4 приведены основные характерис-
тики его работы. В этой схеме входной сигнал поступает на инверти-
рующий вход ОУ через конденсатор С4 и резистор R3, но каскад
с переменным усилением и выпрямитель, соединенные точно так же,
как в приведенной выше схеме экспандера, включены в цепь отрица-
тельной обратной связи по постоянному току, охватывающей вход
и выход ОУ. Следовательно, данная схема работает противополож-
ным образом по сравнению с экспандером, то есть она сжимает дина-
мический диапазон входного сигнала в отношении 2:1. Резисторы R5
Рис. 3.9. Схема компрессора на основе ИСNE570/571
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571 99
Таблица 3.4. Основные показатели работы компрессора
tell '''У'-Входной уровень; дБ ~ < Выходной уровень, дБ
+20 + 10
0 0
-20 -10
-40 -20
-60 -30
-80 -40
и R6 образуют цепь обратной связи по постоянному току (по пере-
менному току они развязаны конденсатором С5), которая смещает
выход ОУ при отсутствии сигнала к уровню около 6 В.
Разновидности схем компандеров
Простейшие компандерные системы имеют ряд практических ограни-
чений и недостатков. У них, как правило, довольно высокий уровень
шумов и нелинейных искажений, а также имеются дополнительные
искажения и сдвиг уровня сигнала, возникающие при воспроизведе-
нии грамзаписи. Кроме того, им присущи такие явления, как «дыха-
ние» и «накачивание» (см. об этом в главе 1). Эти недостатки могут
стать недопустимыми, если коэффициент преобразования динами-
ческого диапазона будет существенно больше, чем 2:1, но могут быть
незаметны или значительно снижены при коэффициенте преобразо-
вания до 2:1 и меньше. Любой желающий поэкспериментировать
с большими коэффициентами преобразования может применить кас-
кадное включение компрессоров или экспандеров на основе ИС
NE570/571. Каждая из этих ИС содержит базовые элементы для со-
здания двух схем компрессоров, следовательно, может обеспечить
суммарный коэффициент сжатия или расширения 4:1, то есть сжа-
тие входного сигнала с динамическим диапазоном 80 дБ (отношение
уровней 10000:1) до сигнала с диапазоном 20 дБ (отношение уров-
ней 10:1).
На рис. 3.10 показано, как одну половину ИС NE570/571 можно
использовать для построения системы компрессор-экспандер с изме-
няемым коэффициентом преобразования динамического диапазона,
где коэффициент преобразования изменяется от компрессии 2:1 до
расширения 1:2 с помощью сдвоенного переменного резистора RV1
с сопротивлением 10 кОм, две секции которого включаются в проти-
вофазе. Когда движок переменного резистора установлен в среднее
100 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
Рис. 3.10. Универсальное устройство компрессор-экспандер
с регулируемым коэффициентом изменения динамического диапазона
положение, схема обеспечивает передачу динамического диапазона
1:1 и действует как обычный усилитель, не дающий ни компрессии,
ни экспандирования.
Схемы, приведенные на рис. 3.5-3.10, являются простыми кон-
струкциями, которые несложно улучшить внесением различных до-
полнительных настроек, таких, например, как на рис. 3.11. Цепи под-
стройки, показанные на рис. 3.11а,в, могут использоваться для
минимизации количества нелинейных искажений, вносимых ИС
NE570/571. Для того чтобы использовать подстроечный резистор,
подайте довольно большой синусоидальный сигнал с частотой 1 кГц
на вход главной схемы, а затем отрегулируйте подстроечный резис-
тор RV1 по минимуму искажений выходного сигнала. Если под-
стройка нелинейных искажений не используется, то выводы 8 и 9
ИС необходимо подключить к общему проводу через конденсатор
220 пФ, что обеспечит стабильность ОУ на высоких частотах. Схемы
подстройки смещения выхода по постоянному току, показанная на
рис. 3.116,в, могут использоваться для уменьшения смещения выхо-
да по постоянному току, которое происходит при изменении входно-
го сигнала от максимальных значений до минимальных.
ОПИСАНИЕ СХЕМ NE570/571 101
в)
Рис. 3.11. Схемы дополнительных подстроечных цепей для ИС NE570/571:
а - регулировка коэффициента нелинейных искажений;
б - смещение выхода по постоянному току; в - универсальная цепь для регулировки
нелинейных искажений и смещения выхода
Узлы выпрямителей ИС NE570/571 потребляют ток около 100 нА.
В простейших схемах 3.5—3.10 этот ток берется из выходного сигнала
Выпрямителя, и тем самым ограничивается фактический динамический
Диапазон выпрямителя (а также усилительного каскада ИС) величи-
ной 60 дБ. Данную проблему можно легко решить, расширив факти-
ческий динамический диапазон выпрямителя до 80 дБ с помощью схе-
iibi компенсации тока выпрямителя, показанной на рис. 3.12; на этом
В^сунке показан также график, отображающий работу выпрямителя
^ компенсацией и без нее.
И наконец, необходимо отметить, что самым слабым местом этой
ВЙС является ее встроенный ОУ, который слишком прост и имеет
Значительный уровень шума. Если требуется компандер в высо-
кокачественной системе, можно взять либо более дорогую специа-
лизированную ИС компандера, такую как SSM2120 (фирмы Analog
Devices), либо не применять встроенный ОУ ИС NE570/571, а вос-
пользоваться внешним качественным ОУ, как показано на рис. 3.13.
102 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
+12V
R1
220k
Подстроечный > RV1
резисторе^—
Г 100k ЮМ
На вход
выпрямителя
(вывод 2 или 15)
Входной сигнал выпрямителя, дБ
0V
°) б)
Рис. 3.12. Схема компенсации тока выпрямителя (о);
график, поясняющий работу выпрямителя с компенсацией и без нее (б)
Сигнал
Выходной
сигнал
Рис. 3.13. Схема ИС NE570/571 с внешним ОУ,
позволяющим улучшить качество сигнала
Здесь неинвертирующий вход внешнего ОУ подключается к выводу
8 (или 9) компандера через фильтр R5-C1, ограничивающий шум,
а инвертирующий вход подключается непосредственно к одноименному
ПРИНЦИПЫ ДИНАМИЧЕСКОГО УМЕНЬШЕНИЯ ШУМОВ 103
входу встроенного ОУ. Внешний ОУ может иметь как однополярное,
так и двухполярное питание, но в последнем случае должен иметь
допустимый уровень входного сигнала не меньше 1,8 В, поскольку на
его неинвертирующем входе будет смещение 1,8 В.
ПРИНЦИПЫ ДИНАМИЧЕСКОГО УМЕНЬШЕНИЯ ШУМОВ
Одной из ИС, предназначенных для преобразования динамического
диапазона, является NE570/571, разработанная специально для ис-
пользования в схемах улучшения качества воспроизведения звука,
Записанного или переданного с помощью носителя, которому прису-
ди внутренние шумы. Большинство подобных схем (dBx, ANRS
•И Dolby) являются функционально комплементарными, то есть по-
зволяют уменьшить шум путем преобразования сигнала (посред-
ством сжатия динамического диапазона и/или предварительной кор-
рекции частотной характеристики), записываемого на носителе
информации, на входе системы и обратного преобразования на ее
выходе (расширение динамического диапазона и/или компенсации
Предварительной коррекции). Однако имеются две некомплементар-
Ные системы уменьшения шума, которые могут улучшить качество
Звука почти всех записываемых (магнитная лента или грампластин-
ка) или передаваемых (AM или FM) звуковых сигналов, не подверг-
шихся предварительной коррекции. Этими двумя системами являют-
ся DNL (Dinamic Noise Limiter - динамическое ограничение шума)
фирмы Philips и DNR (Dinamic Noise Reduction - динамическое
уменьшение шума) компании National Semiconductor (DNR - торго-
вая марка этой фирмы).
Работа систем DNL и DNR базируется на использовании психо-
акустических методов, на основе которых производится автоматичес-
кая регулировка ширины полосы пропускания и усиления системы
В соответствии с мгновенными характеристиками обрабатываемого
Звукового сигнала. Особый интерес представляет система DNR, по-
дробно описываемая в следующем разделе вместе с особенностями
использования специальной ИС LM1894.
Использование ИС LM1894 в системе DNR
Работа системы DNR основывается на использовании двух простых
психоакустических фактов. Первый заключается в том, что слыши-
мость белого шума (преобладающий вид шума в системах) пропор-
циональна ширине полосы системы. Таким образом, слышимость
/ 04 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
шума может быть уменьшена путем уменьшения ширины полосы
системы. Второй психоакустический факт заключается в следующем:
если простой тональный сигнал и белый шум присутствуют одновре-
менно, то тональный сигнал будет маскировать шумовой сигнал,
когда уровень тонального сигнала значительно превышает уровень
шума. Если низкочастотный тональный сигнал маскируется шумом
аудиосистемы и уровни мощностей этих сигналов примерно равны,
это маскирование можно снизить простым уменьшением полосы про-
пускания системы.
Система DNR реализует эти два факта путем пропускания обыч-
ных звуковых сигналов через фильтр-усилитель, который сам дина-
мически настраивает свои полосу пропускания и коэффициент уси-
ления в соответствии с мгновенным значением частоты и амплитуды
входного сигнала, тем самым эффективно уменьшая уровень шума
в среднем на 10 дБ (в 3 раза). Все необходимые активные компоненты
стереофонического варианта этой системы содержатся в ИС LM1894,
а на рис. 3.14 представлена полная функциональная схема этого устрой-
ства; на рис. 3.15 показан внешний вид и цоколевка ИС.
Данная система работает следующим образом.
Подаваемые на входы ИС стереофонические звуковые сигналы
проходят в каждом канале от входа к выходу через фильтры низких
частот, их усиления определяются генератором тока, выходной сиг-
нал которого зависит от диапазона частоты входного сигнала.
В этой схеме, в тракте управления, входные сигналы стереокана-
лов складываются, а затем ослабляются и фильтруются элементами
C6-R1-R2-C7; потом результирующий сигнал усиливается, филь-
труется конденсатором С8, подвергается амплитудному детектирова-
нию (выпрямлению), сглаживается конденсатором С9 и, наконец,
пропорционально преобразуется в ток, используемый для управле-
ния усилением низкочастотных фильтров ИС. Каждый из этих филь-
тров состоит из ОТУ каскада (аналогичного используемому в ИС
NE570/571) и выходного ОУ, частотная характеристика которого
определяется конденсаторами С5 или С9. В результате каждый сте-
реоканал имеет частотную характеристику, показанную на рис. 3.16.
Необходимо отметить, что на рис. 3.16 частотная характеристика
является почти плоской для входных сигналов с амплитудами боль-
ше 30 мВ (и, следовательно, на их фоне шум не очень слышен), но
имеет весьма заметное ослабление высоких частот, когда амплитуды
входных сигналов становятся меньше 10 мВ.
ПРИНЦИПЫ ДИНАМИЧЕСКОГО УМЕНЬШЕНИЯ ШУМОВ / 05
Выход
левого
канала
Выход
правого
канала
Рис. 3.14. Блок-схема стереофонической системы динамического уменьшения шумов
на базе ИС LM1894
V+
Вход правого канала
Коррекция правого канала
Выход правого канала
Выход
суммирующего усилителя
Вход усилителя
Общий
1 14
LM1894
Шунт смещения
Вход левого канала
Коррекция левого канала
Выход левого канала
Выход
амплитудного детектора
Вход
амплитудного детектора
Выход усилителя
7 8
Рис. 3.15. Внешний вид и цоколевка ИС LM1894
Система DNR, построенная на ИС LM1894, предназначена для
установки в средней части высококачественной системы - между
предварительным усилителем и регуляторами тембра и громкости,
/ 06 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
+10dB
OdB
| -1OdB
ф
X
o.-20dB
с
z
§ -30dB
X
d
1 -40dB
CD
-50dB
-60dB
20 50 100 200 500 1k 2k 5k 10k 20k
Частота, Гц
Рис. 3.16. Частотная характеристика системы DNR на основе ИС LM1894
как это показано на рис. 3.17, поскольку для нормальной работы сис-
темы требуется вполне определенный уровень сигнала.
Рис. 3.17. Система DNR должна включаться между предварительным усилителем
и регулятором тембра/громкости высококачественной системы
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ
Неэкранированные провода имеют тенденцию воспринимать навод-
ки от посторонних звуковых и радиочастотных сигналов. Следова-
тельно, если обычный переключатель устанавливается на передней
панели аудиосистемы и соединяется с различными блоками прово-
дами, то, во избежание наводок на эти провода нежелательных сиг-
налов, они должны тщательно экранироваться. Использование ИС
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ 107
аналоговых ключей, управляемых напряжением, является очень эф-
фективным решением данной проблемы, поскольку они размеща-
ется в непосредственной близости от основных коммутируемых
цепей (тем самым устраняя необходимость использовать для про-
хождения сигнала длинные провода) и приводятся в действие по-
стоянным напряжением, подаваемым с переключателей, находя-
щихся на передней панели системы или посредством устройства
дистанционного управления.
Все практические ИС аналоговых ключей, управляемых напряже-
нием, соответствуют одному из двух основных типов ИС. Эти типы
для ИС, содержащих 4 ключа, представлены на рис. 3.18 и 3.19.
Входы
Рис. 3.18. Принцип действия ИС 4-канального аналогового ключа
Рис. 3.19. Принцип действия аналогового селектора (мультиплексора)
но четыре положения
108 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
На рис. 3.18 входы и выходы всех ключей разделены, и каждый
ключ управляется независимо. Путь сигнала в ключе называется ка-
налом, поэтому ИС на рис. 3.18 называется 4-канальным аналоговым
ключом.
На рис. 3.19 выходы четырех ключей объединены, а сами ключи
(в этом примере) управляются 2-разрядным кодом, который в лю-
бой момент позволяет замкнуть только один ключ. Таким образом,
данная ИС действует как аналоговый селектор на четыре положе-
ния, или мультиплексор. Реальные ИС аналоговых ключей имеют
до 16 каналов.
Реальный ключ в ИС может быть либо однонаправленным, либо
двунаправленным. Однонаправленный ключ может передавать сиг-
налы только в одном направлении, от входа к выходу, и его функци-
ональная схема приведена на рис. 3.20, где А - линейный усилитель,
который имеет либо единичное усиление и действует как замкнутый
ключ, либо нулевое (в идеале) усиление и функционирует как разом-
кнутый ключ. Обычно усилителем является ОУ, входные цепи и/или
цепи обратной связи которого управляются одним или несколькими
полевыми транзисторами, или простой ОТУ-усилитель, усиление
которого зависит от управляющего тока.
Рис. 3.20. Функциональная и эквивалентная схемы однонаправленного ключа
Двунаправленные аналоговые ключи могут (как и обычные электри-
ческие переключатели) пропускать сигналы в любом направлении -
с выхода на вход или наоборот. Все аналоговые ключи этого типа по-
строены или по простой схеме двунаправленного ключа на КМОП
транзисторах (рис. 3.21), или по улучшенной схеме (рис. 3.22). В обоих
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ 109
а)
Vdo
б)
Вход/выход Выход/вход
Управление
1 = включено,
О = выключено
Рис. 3.21. Простой двунаправленный КМОП ключ:
а - функциональная схема; б - эквивалентная схема
’X’
Вход/выход Выход/вход
’ ~90Ом
Управление
1 = включено,
О = выключено
Рис. 3.23. Улучшенный двунаправленный КМОП ключ:
а - функциональная схема; б - эквивалентная схема
/ / О СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
случаях полевые транзисторы Q1 n-типа и Q2 p-типа включены па-
раллельно друг другу и управляются противофазно. Если управляю-
щий сигнал имеет низкий уровень, то оба полевых транзистора за-
крыты и цепь между точками X и Y действует как разомкнутый ключ,
но если управляющий сигнал имеет высокий уровень, то оба полевых
транзистора начинают открываются и вся схема действует как замк-
нутый ключ, который может пропускать сигнал в любом направле-
нии между точками X и Y, но на практике между ними имеется неко-
торое сопротивление величиной от единиц до сотен ом.
Основными параметрами аналоговых ключей, независимо от их
типа, являются искажения сигнала и разделение каналов. Коэффи-
циент вносимых искажений чаще всего задается для конкретной час-
тоты (обычно 1 кГц) и для заданного уровня сигнала (обычно в диа-
пазоне от 100 мВ до 1 В). Разделение каналов определяет степень
взаимного влияния сигналов (в децибелах), которое имеет место
между используемым и неиспользуемым каналами ИС и измеряется
по методике, приведенной на рис. 3.23. Здесь тестовый сигнал пере-
менного тока подается на вход S1, а все остальные входы закорочены
на общий провод; затем, чтобы определить величину разделения ка-
налов ИС, измеряется величина выходного сигнала неиспользуемо-
го канала и самый большой среди всех каналов уровень сравнивается
с уровнем сигнала используемого канала. Таким образом, если вы-
ходные сигналы каналов 1 и 2 имеют соответственно величины 1 В
и 0,1 мВ, то степень разделения каналов составляет -80 дБ.
Рис. 3.23. Измерение разделения каналов аналоговых ключей ИС
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮ ЧЕЙ 111
реальные ИС аналоговых ключей
В течение многих лет наиболее популярной ИС среди аналоговых
ключей, используемых в высококачественных системах, является
ИС LM1037 - сдвоенный 4-канальный ключ фирмы National Semi-
conductor, а самыми известными типами ИС, применяемыми в ап-
паратуре среднего и низкого качества, являются ИС 4016В и 4066В -
дешевые 4-канальные КМОП ключи 4000-й серии.
В последнее время генденции в развитии высококачественной ап-
паратуры и полупроводниковых технологий изменили сложившую-
ся ситуацию. Например, в высококачественной аппаратуре теперь
принято все основные регулировки осуществлять дистанционно; эти
регулировки производит одна сложная ИС, которая содержит все
схемы аналоговых коммутаторов, а также регуляторы тембра и гром-
кости. Эта тенденция способствовала заметному сокращению рынка
специализированных ИС высококачественных ключей, таких как
LM1037.
В порядке конкуренции с вышеупомянутыми ИС достижения
КМОП технологии привели к созданию дешевых качественных ва-
риантов 4016В и 4066В, содержащих 4-канальные ключи - ИС
74НС4016 и 74НС4066, которые вносят меньший процент искаже-
ний, чем LM1037. В результе этих изменений производство ИС
LM1037 прекращено, но с рынка они еще долго не исчезнут. Таким
образом, если вы хотите использовать в звуковых устройствах спе-
циализированные ИС аналоговых ключей, то все еще вполне можете
применять для этой цели LM1037 или дешевые КМОП ИС, такие как
4016В, 4066В, 74НС4016 или 74НС4066. В табл. 3.5 приведены ос-
новные характеристики этих пяти ИС.
ИС LM1037
Эта интегральная схема представляет собой сдвоенный 4-канальный
однонаправленный коммутатор, позволяющий выбрать с помощью
подачи соответствующих потенциалов на схему управления (выводы
1, 3, 16 или 18) любой из четырех входных стереосигналов. Кроме
того, эта ИС имеет режим выключения всех сигналов. На рис. 3.24
представлена функциональная схема, на рис. 3.25 - внешний вид
и цоколевка, а на рис. 3.26 - схема применения этой ИС. Стереофо-
нические выходные сигналы снимаются с выводов 9 и 10, а выбор вход-
ного канала производится подачей высокого управляющего напряжения
На соответствующий вход (в любой момент времени только один
/12 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
Таблица 3.5. Основные характеристики пяти популярных ИС аналоговых ключей
шс/ у4,ТипЙС ' '' Напря- ,';7пиТО- \ ния,8 Сопротив- , ление ключа в замкнутом состоянии, КНИ на частоте } 1 кГц при 12 B'i И сигнале 1 ВХ7- {действующее), ниея^; у; каишювТд ':7на\.чсйоте?' «иш
LM1037 5-28 10 0,04 -95 Двойной 4-канальный аналоговый ключ
4016В 3-15 400 (питание 15 В) 0,4 -90 Счетверенный двунаправленный аналоговый ключ
4066В 3-15 80 (питание 15 В) 0,1 -90 Счетверенный двунаправленный i аналоговый ключ |
74НС4016 2-12 20 (питание 12 В) 0,01 -100 Счетверенный > двунаправленный \ аналоговый ключ |
74НС4066 2-12 15 (питание 12 В) 0,01 -100 Счетверенный двунаправленный ! аналоговый ключ !
Входы управления
Выход Смещение Выход
левого и выключение правого
канала звука канала
Рис. 3.24. Функциональная схема двойной ИС 4-канальных аналоговых ключей LM 103/
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ 113
Входы <
Управляющий вход С
Вход левого канала А
Управляющий вход D
Вход правого канала А
V+
Вход левого канала В
Запрет
на выключение звука
Вход правого канала В
Выход левого канала
1 18
3 16
LM1037
7 12
9 10
Управляющий вход В
Вход левого канала В
Управляющий входа
Вход правого канала D
Общий
Вход правого канала С
Смещение
и выключение звука
Вход левого канала С
Выход правого канала
Рис. 3.25. Внешний вид и цоколевка ИС LM1037
Управляющие входы
D
С
V+
1
100k
470п
3
Левый А
100k
LM1037
Правый А
100k
100k
Правый В
100k
470п
Левый D
100k
Правый D
100k
Правый С
Левый С
/777 0V
470n
Левый В
470n
100k
> Входы
Смещение
и выключение звука
К выводу 7 (запрет
на выключение звука) D
следующей ИС LM1037 Выход
левого канала
Выход
правого канала
Рис. 3.26. Практическая схема 4-канального аналогового ключа,
выполненного на ИС LM1037
114 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
управляющий вход может иметь высокий потенциал). Каждый вход
ной сигнал поступает на ИС через конденсатор 470 нФ, и на каждый
входной вывод подается напряжение смещения, обеспечивающее'
линейную работу ключа, путем подключения его к выводу 12 через
резистор 100 кОм.
Чтобы увеличить количество коммутируемых каналов, ИС
LM1037 могут включаться параллельно, то есть две ИС могут обес
печить выбор до восьми стереоканалов. При таком включении выво
ды 7 (запрет на выключение звука) обеих ИС должны быть соедине-
ны вместе, соответствующие стереовыходы ИС также должны быть
соединены вместе (вывод 9 - с 9, а 10 - с 10). Выходной сигнал с этих
ключей должен поступать к внешним схемам через разделительные
конденсаторы емкостью 1 мкФ.
Семейство ИС 4016/4066
Семейство КМОП ИС 4016/4066 разработано главным образом для
использования в быстродействующих цифровых приложениях (ИС,
74НС4066, например, имеет полосу коммутируемого сигнала 120 МГц,
а время включения и выключения 10 нс), но, как показано в табл. 3.5
они отлично подходят для использования в звуковой аппаратуре. ИС
74НС4066 особенно удобна для использования в коммутаторах вы
сококачественных систем, поскольку сопротивление ее ключа в зам
кнутом состоянии составляет всего 15 Ом, а коэффициент нелиней-
ных искажений на частоте 1 кГц при действующем значении сигнал;!
1 В равен 0,01%.
ИС 4016В, 4066В, 74НС4016 и 74НС4066 имеют одинаковый
корпус и функциональную схему, показанную на рис. 3.27, и каж
дая из них содержит четыре однополюсных ключа на одно направ-
ление. Ключи разомкнуты, если соответствующий уровень управля-
ющего напряжения низкий (логический 0), и замкнуты, если
уровень управляющего напряжения высокий (логическая 1). Эти
четыре ИС используются абсолютно одинаково. Отличия только
в величине напряжения питания. Несмотря на то что далее в этом
разделе рассматриваются только ИС 74НС4066, все схемные реше-
ния и упомянутые особенности в равной степени относятся и к ИС
4016В, 4066В и 74НС4066.
ИС 74НС4066 очень удобна в применении, при условии соблюде-
ния основных правил работы с КМОП приборами. В частности, нс
допускается превышение входными и переключающими сигналами
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ 115
Входы/ Входы/
выходы D выходы С
Voo * ** 1 I/O * I/O 1' I/O I/O ’
h 3R4R5R6K 7~R
**** Vee
Входы/ Входы/
выходы А выходы В
* Управление А
* * Управление D
* ** Управление В
* *** Управление С
Рис. 3.27. Вид и функциональная схема ИС 4016В, 4066В, 74НС4016 и 74НС4066
уровня VDD и понижение их ниже уровня Vss, а все неиспользуемые
ключи должны быть отключены путем присоединения их входов, вы-
ходов и входов управления к выводу Vss. В схемах подключения, по-
казанных на рис. 3.28 и 3.29, ИС может питаться от однополярного
или двухполярного источника. На рис. 3.28 и 3.29 показаны два клю-
ча, выходы которых объединены, а питание производится от источника
Рис. 3.28. Основная схема включения ИС 4НС4066
с однополярным источником питания но 10 В
116 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
Рис. 3.29. Основная схема включения ИС 4НС4066
с двухполярным источником питания
10 В. На рис. 3.28 изображен однополярный источник питания: по-
тенциалы входов и выходов ключей с помощью цепей R1-R2-C1
и изолирующих резисторов 100 кОм смещены на напряжение, со-
ответствующее половине напряжения питания, при этом управля-
ющее напряжение изменяется в пределах от 0 (Vss) до +10 В (VDD).
На рис. 3.29 показана схема с двухполярным источником питания,
где входные выводы ключей соединены с общим проводом резисто-
рами 100 кОм, а управляющее напряжение изменяется в пределах
от -5 (Vss) до +5 В (VDD).
Ключи ИС 74НС4066 можно использовать различными способа-
ми, и рис. 3.30 демонстрирует, как соединить ключи, чтобы реали-
зовать четыре основных функции коммутации: однополюсный
ключ на одно направление, однополюсный ключ на два направле-
ния (переключатель), двухполюсный ключ на одно направление
и двухполюсный ключ на два направления. На рис. 3.30а изображен
однополюсный ключ на одно направление, который уже был опи-
сан. Однополюсный ключ на два направления (рис. 3.306) получа-
ется включением инвертора между управляющими входами 1С1а
и IClb. Двухполюсный ключ на одно направление (рис. З.ЗОв) реа-
лизуется сдвоенным однополюсным ключом на одно направление
с общим управлением, и наконец, двухполюсный ключ на два на-
правления (рис. 3.30г) реализуется сдвоенными однополюсными
ключами на два направления, имеющими общий инвертор в цепи
управления.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ 117
о)
А—В
Однополюсный
ключ на одно
направление (SPST)
б)
Однополюсный
ключ на два
направления (SPDT)
Двухполюсный
ключ на одно
направление (DPST)
Двухполюсный
ключ на два
направления (DPDT)
Рис. 3.30. Реализация четырех основных коммутирующих функций
с помощью ИС 74НС4066
Наиболее популярным применением ИС 74НС4066 в звуковых
устройствах является управляемый напряжением коммутатор несколь-
ких входных сигналов (переключатель). На рис. 3.31 показан основной
способ включения ИС 74НС4066 в качестве однополюсного переклю-
чателя на четыре направления, в котором необходимый входной сигнал
118 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
выбирается подачей соответствующего управляющего напряжения.
Одна ИС 74НС4066 может обеспечить максимум четыре направления,
следовательно, для получения коммутатора на восемь направлений нуж-
но использовать две такие ИС и соединить их выходы вместе. Более
того, переключатель стереосигнала на четыре направления можно по-
лучить, используя две ИС, включенные так, как показано на рис. 3.31.
Управляющие выводы этих ИС включаются параллельно (рис. 3.32)
Рис. 3.31. Основная схема с ИС 74НС4066 в качестве 4-канального селектора
Рис. 3.32. Основная схема с двумя ИС 74НС4066
в качестве 4-канольного стереоселекторо
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ 119
ИС 74НС4052
Другой дешевой и удобной в использовании КМОП ИС, на кото-
рой можно создать управляемый напряжением, вносящий неболь-
шие искажения, переключатель стереосигнала на четыре направ-
ления, является распространенная ИС 74НС4052. Она содержит
4-канальный аналоговый мультиплексор. На рис. 3.33 представле-
на функциональная схема этой ИС, табл. 3.6 является ее таблицей
истинности. Данная ИС используется так же, как 74НС4066, толь-
ко в ней выбор канала осуществляется одновременной подачей двух
напряжений, представляющих двухразрядный двоичный код (см.
табл. 3.6). Основная особенность этой ИС заключается в том, что
процесс выбора канала запрещается подачей логической 1 (высокий
потенциал) на вывод 6, который может, таким образом, использо-
ваться для выключения звука.
Вход/ Вход/ Двоичный
выход 'X' выход ’X’ код
г— ------1 Общ. <---—-> г--*----1
Vdd 2 1 х 0 3 А В
о 2 .°бщ-
Вход/
выход Y
3 1 Запрет
Вход/
выход Y
Рис. 3.33. Функциональная схема
4-канопьного аналогового мультиплексора 74НС4052
Общий
’X’
Таблица 3.6. Таблица истинности 4-канального аналогового мультиплексора
74НС4052
Ж- Включенный канал
0 0 0 0 0
0 0 1 1 1
0 I 0 2 2
0 I 1 3 3
I X X Никакой
Примечание: X - произвольное состояние.
120 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ
ИС РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА/ГРОМКОСТИ
ИС, управляемые напряжением
До появления современных ИС преобразования звуковых сигналов
все схемы регуляторов тембра и громкости строились на основе про
стых, но явно подверженных шумам, электромеханических перемен
ных резисторов. Они обычно устанавливались на передней панели
аудиоаппаратуры, и, таким образом, на провода, подходившие к ним,
наводились помехи. Однако в конце 70-х годов прошлого века посто-
янно возрастающие требования к качеству звука и необходимость
в дистанционной регулировке громкости и тембра в высококаче-
ственной аппаратуре привели к созданию новых типов ИС, которые
содержали схему регулировки тембра и громкости и управлялись по
стоянным напряжением, не подверженным влиянию помех и подава
емым на соответствующие управляющие выводы ИС.
На протяжении 80-х и в начале 90-х годов большинство схем регули-
ровки громкости и тембра строились на основе аналоговых схем типа
ОТУ, которые использовали для изменения характеристик постоянный
ток. Одной из наиболее известных ИС является LM1036 фирмы National
Semiconductor - двойная (стерео) схема для регулировки тембра, гром-
кости и баланса, которая удобна в применении и вносит небольшие ис-
кажения (порядка 0,05%). Далее эта ИС описывается более подробно.
На рис. 3.34 показана схема регулировки тембра и громкости, исполь-
зующая постоянное напряжение, снимаемое с переменных резисторов,
Выход Выход
левого правого
канала канала
* Выход регулирующего напряжения
** Вход регулятора тембра
*** Вход регулятора громкости
Рис. 3.34. Основная схема включения ИС регулятора тембра и громкости,
использующая постоянное напряжение, снимаемое с переменных резисторов
ИС С ЦИФРОВЫМ УПРАВЛЕНИЕМ 121
а на рис. 3.35 - вариант этой схемы, предназначенный для работы с ди-
станционным управлением. В этой схеме управляющие напряжения
формируются цифро-аналоговым преобразователем, которым, в свою
очередь, можно управлять либо посредством кнопок, расположенных
на передней панели устройства, либо с помощью системы дистанцион-
ного управления. В цифровой схеме при формировании цифровых ко-
дов для 8-разрядного цифро-аналогового преобразователя можно ис-
пользовать 8-разрядный реверсивный счетчик. Воздействовать на него
можно, в том числе, и дистанционно. В этом случае обеспечивается
256 градаций управляющего напряжения.
* Низкочастотный тактовый генератор
** 8-разрядный цифро-аналоговый преобразователь
*** Выход регулирующего напряжения
**** Вход регулятора тембра
***** Вход регулятора громкости
Рис. 3.35. Основная схема включения ИС регулятора тембра и громкости,
использующая постоянное напряжение, формируемое ЦАП
ИС с цифровым управлением
В начале 90-х годов прошлого века постоянно возрастающие требо-
вания к качеству звуковоспроизведения и непрерывное усложнение
схем привели к созданию нового поколения ИС для регулирования
тембра и громкости, которые строились на основе смешанных техно-
логий - аналоговых и цифровых - и специально создавались для
совместной работы с простыми микропроцессорными системами или
микроконтроллерами, осуществляющими цифровое управление. В на-
стоящее время самой распространенной из подобных схем является ИС
LMC1983 фирмы National Semiconductor, позволяющая выбирать
122 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
один из трех стереовходов, а также регулировать громкость и тембщ
по низким и высокими частотам. Эта микросхема имеет 28 выводов
вносимые ею нелинейные искажения составляют всего 0,008%. Эла
ИС требует для своего управления микропроцессор; ее подробное
описание приводится далее в этой главе.
На рис. 3.36 и 3.37 представлены некоторые основные методы,
используемые для построения ИС цифрового управления тембром
и громкостью. На рис. З.Збв показано, как простой переменный рези -
стор может быть смоделирован с помощью многосекционного дели-
теля напряжения и набора электронных ключей, управляемых циф-
ровым образом, аналогичных тем, которые использовались в ранее
описанной ИС 74НС4066. На схеме представлен узел регулятора, ис-
пользующий только пять секций делителя напряжения и ключей, но
на практике подобный регулятор может иметь гораздо болшее коли-
чество секций. Если, например, переменный резистор, управляемый
цифровым кодом, используется в качестве регулятора тембра низких
или высоких частот, то обычно считается, что для обеспечения плав-
ной регулировки необходимы не менее 20 секций, обеспечивающих
регулировку тембра в пределах от +12 до -12 дБ с шагом 2 дБ. Одна-
ко если переменный резистор предназначается для регулировки
громкости, то он должен иметь не менее 40 секций, чтобы обеспечи-
вать регулировку в диапазоне 80 дБ с шагом в 2 дБ.
На практике цифровые регуляторы громкости целесообразно стро-
ить не на переменных резисторах, а на базе лестничных аттенюато-
ров, как показано на рис. 3.37. Здесь группы секционных переключателей
о)
б)
Рис. 3.36. Простой переменный резистор может быть смоделирован с помощью
многосекционного делителя напряжения и электромеханического переключателя или
с помощью такого же делителя и соответствующего количества электронных ключей
ИС С ЦИФРОВЫМ УПРАВЛЕНИЕМ 123
Многосекционный переключатель 1
* Многосекционные переключатели
Рис. 3.37. Группы многосекционных переключателей,
используемых для построения аттенюатора лестничного типа
на восемь положений используются для подключения к отводам лест-
ничного делителя напряжения R1/R2; для получения необходимого
уровня ослабления в любой момент замкнутым является только один
ключ. Данный тип аттенюатора имеет постоянное входное сопротив-
ление для всех коэффициентов ослабления.
На рис. 3.38 в несколько упрощенном виде представлена типо-
вая схема одного полного стереофонического канала с цифровым
Ключи
выбора канала
I
Вход 1 •—< —
Высокие
Низкие
частоты
Вход 3 •—•
Примечание: переменные
резисторы RV1, RV2 и RV3
являются цифровыми
регуляторами. Конденсаторы
С1, С2 и СЗ - внешние
Выходное
напряжение
Рис. 3.38. Типовая схема одного полного стереофонического канала
с цифровым переключением трех входов и регулировко^тембра и громкости
124 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
переключением трех входов и регулировкой тембра и громкости.
В этой схеме желаемый входной канал выбирается цифровым ком-
мутатором, сигнал с которого подается через конденсатор С1 на ос-
новную схему регулировки тембра и громкости, причем уровни гром-
кости, высоких и низких частот могут регулироваться с помощью
цифровых потенциометров RV1-RV3.
РЕАЛЬНЫЕ ИС ДЛЯ РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА И ГРОМКОСТИ
ИС LM1036, управляемая постоянным напряжением
ИС LM1036 фирмы National Semiconductor представляет собой сдво-
енный (стерео) регулятор тембра и громкости. Выпускается в корпу-
се с 20 выводами и управляется постоянным напряжением. Для ее
питания требуется напряжение 9-16 В, а вносимые ею нелинейные
искажения составляют примерно 0,05%. В табл. 3.7 приведены основ-
ные характеристики этой ИС, а на рис. 3.39 показаны цоколевка
и блок-схема. В каждом канале входной сигнал (вывод 2 или 19),
прежде чем попасть на регулятор тембра, проходит через схему регу-
лировки громкости; далее он подается на выход (выводы 8 или 13)
через схему регулировки баланса.
Таблица 3.7. Основные характеристики ИС LM1036 регулировки тембра и громкости,
управляемой постоянным напряжением
9-16
35
кьеЙт»бйЫбйр6ванйого напряжения :> 5,4 В при максимальной нагрузке 5 мА
И/Й^&шьное входное напряжение 1,6 (при напряжении питания 12 В)
1,0 (при напряжении питания 12 В)
0 на 1 кГц
0,05
75
Диапазон регулировки громкости, дБ 75
Диапазон регулировки низких частот, дБ ±15 (на частоте 40 Гц)
i Диапазон регулировки высоких частот, дБ ±15 (на частоте 16 кГц)
Диапазон регулировки баланса, дБ От +1 до -26
На рис. 3.40 показана стандартная схема включения ИС LM1036, ис-
пользующая для регулировки постоянное напряжение, поступающее
РЕАЛЬНЫЕ ИС ДЛЯ РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА И ГРОМКОСТИ 125
Конденсатор
регулятора тембра ВЧ 1
Управляющий вход
регулятора ВЧ LZ_
Шунтирование ГТ"
по переменному току 1 L_'~|
Конденсатор Гд”_
регулятора тембра НЧ 1 I ° I
Управляющий вход Гу
компенсатора громкости '
Выход 1
Управляющий вход
регулятора баланса
Вход 1
Развязка внутреннего
источника питания
5
НЧ
8
_ ГР-/
баланс
Гр./
баланс
20
19
Общий
Вход 2
Т71 Конденсатор регулятора
°! тембра ВЧ 2
Т71 Выход стабилизированного
_1 напряжения
Шунтирование
по переменному току 2
771 Конденсатор регулятора
тембра НЧ 2
;_ТЛ Управляющий вход
1 Ч регулятора НЧ
16
13
Выход 2
ТГ] Управляющий вход
регулятора громкости
К внутреннему
источнику
' питания
Вид сверху
Гр. - громкость
НЧ - низкие частоты
ВЧ - высокие частоты
Рмс. 3.39. Цоколевка и блок-схема ИС LM1036
с переменных резисторов, которые питаются от вывода 17 ИС (стаби-
лизированное выходное напряжение 5,4 В). На рис. 3.41 представлены
регулировочные характеристики ИС для трех различных уровней по-
стоянного управляющего напряжения VC0NT. Схема обеспечивает
максимальный спад при нулевом управляющем напряжении, макси-
мальный подъем при напряжении 5,4 В и плоскую частотную характе-
ристику при напряжения 2,7 В.
Нормальное человеческое ухо имеет пик чувствительности около
3,5 кГц и ее резкий спад на частотах ниже 300 Гц и выше 5 кГц. Одна-
ко крутизна спада зависит от средней амплитуды сигнала. Например,
на 100 Гц чувствительность уха обычно имеет спад около 10 дБ (по
отношению к чувствительности на 1 кГц) при умеренной громкости
звука, но при малых уровнях громкости этот спад составляет почти
20 дБ. Следовательно, обычные схемы регулятора громкости (с абсо-
лютно ровной частотной характеристикой), при низком уровне вход-
ного сигнала (малая громкость), обеспечивают звук, который для
человеческого уха кажется лишенным низких и высоких частот. Для
преодоления этой проблемы большинство высококачественных сис-
тем имеют регулятор громкости, который изменяет свою частотную
126 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
Вывод 17
Вывод 9 л Вывод 4
Вывод 14
Вывод 12
47к
Регулятор
громкости
Управляющий вход
регулятора ВЧ
Вывод Вывод 1Q
17 12 IW*
n 1 Гп 390п ц
Выкл.к АВкл.^т^у—I'—
Sir Компенсация
[ громкости Г
Выход 1 —12И|[р-----
Управляющий вход
регулятора баланса
47р
20
5.4V
I ГР. | |ГрП
Внутр.
— источ.
питания
Вход 1 --—
19
10п
+ П|10|
5
16
390п
15
6
14
13
Выход
стабилизированного
напряжения
(со стабилитрона)
---- Вход 2
__ баланс
Гр./
баланс
ZT“
10
LM1036
12
К внутреннему
питания
+12V (номинальное знач.)
10n
Управляющий вход
‘ регулятора НЧ
Выход 2
Управляющий вход
’ регулятора громкости
(вид сверху)
9
ВЧ - высокие частоты
НЧ - низкие частоты
Гр. - громкость
Рис. 3.40. Стандартная схема включения ИС LM1036, использующей для управления
постоянное напряжение, снимаемое с переменных резисторов
характеристику, приспосабливаясь к чувствительности уха (тонком-
пенсированный регулятор громкости). ИС LM1036 снабжена имен-
но таким регулятором громкости.
Схема регулировки громкости ИС LM1036 может работать как
в обычном режиме регулировки - для этого нужно соединить вы-
воды 7 и 17, так и в режиме тонкомпенсации - для этого нужно
соединить выводы 7 и 12. На рис. 3.40 продемонстрировано, как
эти два режима можно выбирать с помощью переключателя S1. На
рис. 3.42 показана реальная характеристика компенсации громкос-
ти для ИС LM1036 при положениях регуляторов тембра, обеспечи-
вающих плоскую частотную характеристику. Необходимо отметить,
РЕАЛЬНЫЕ ИС ДЛЯ РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА И ГРОМКОСТИ 127
Рис. 3.41. Регулировочные характеристики стандартной схемы включения ИС LM1036
Рис. 3.42. Частотные характеристики тонкомпенсировонного регулятора громкости
для стандартного включения ИС LM1036
что при небольших выходных уровнях эффективный подъем низ-
ких и высоких частот достигается простым ослаблением средних
частот.
128 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
ИС LMC1983 с цифровым управлением
ИС LMC1983 фирмы National Semiconductor представляет собой
3-канальный стереоселектор и регулятор громкости и тембра. Она
имеет 28 выводов, питается от напряжения 6-12 В и вносит в сигнал
всего 0,008% нелинейных искажений. В табл. 3.8 приведены ее основ-
ные характеристики, на рис. 3.43 показаны внешний вид и цоколев-
ка, а на рис. 3.44 - функциональная схема и назначение выводов ИС
LMC1983. Данная ИС работает следующим образом.
Таблица 3.8. Основные характеристики ИС 3-канального стереоселектора
и регулятора громкости и тембра LMC1983
9-16
15
2,0 (при напряжении питания 1 2 В)
0,008 (при входном напряжении 0,3 В)
^Ва'Здеяейиё^канаяов/дБу<^ Ус 75
^5^о^^ние; уровйятромкости при Ш звукаУдБ'^, уУУУХ у- уу 105
^'ДОалазон регулировки громкости; дБ'! ; 80 (с шагом 2 дБ)
Диапазон регулировки низких частот, дБ ±12 (на частоте 1 00 Гц, с шагом 2 дБ)
±12 (на частоте 1 0 кГц, с шагом 2 дБ)
0,2
95 (0 дБ = 1 В, действительное значение)
5
Внутренний селектор входов и режимов ИС LMC1983 действует
как переключатель на два положения и четыре направления, который
может выбрать один из трех стереофонических входов или режим
выключения звука (нулевой вход). Он выдает буферированный сиг-
нал выбранного входа на выводы 7 и 22 соответственно через пере-
ключатель, позволяющий указать стереофонический или монофони-
ческий (левый или правый канал) режимы. Сигналы, выдаваемые на
выводы 7 и 22, могут подвергаться внешним преобразованиям (на-
пример, системой динамического шумоподавления) или могут быть
поданы через конденсатор на выводы 8 и 21 ИС. Сигналы, поступаю-
щие на выводы 8 и 21, проходят через сдвоенный регулятор тембра
и независимые регуляторы громкости, которые аналогичны базовым
схемам, приведенным на рис. 3.38, за исключением того, что в этой
схеме может включаться тонкомпенсация. Выходные сигналы через
буферные усилители подаются на выводы 13 и 16 ИС.
РЕАЛЬНЫЕ ИС ДЛЯ РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА И ГРОМКОСТИ 129
Тактовая частота
Цифровой вход 1
Цифровой вход 2
Вход 1
левого канала
Вход 2
левого канала
Вход 3
левого канала
Выход селектора
левого канала
Вход селектора
левого канала
Вход регулятора
тембра левого канала
Выход регулятора
тембра левого канала
Выход ОУ
левого канала
Громкость
левого канала
Главный выход
левого канала
Шунт
Е3
Е
10
11
12
13
14
28
27
26
25
24
23
LMC1983
22
21
20
19
18
17
16
Данные
Идентификация
Напряжение питания
Вход 1
правого канала
Вход 2
правого канала
Вход 3
правого канала
Выход селектора
правого канала
Вход селектора
левого канала
Вход регулятора
тембра правого канала
Выход регулятора
тембра правого канала
Выход ОУ
правого канала
Громкость
правого канала
Главный выход
правого канала
Общий
Е
1
2
4
5
6
7
8
9
15 ]
Вид сверху
Рис. 3.43. Внешний вид и цоколевка ИС LMC1983
На рис. 3.45 представлена функциональная схема ИС LMC1983
и ее базовая схема включения. Конденсаторы по 8,2 нФ, включенные
между выводами 8 и 9 (20 и 21) и между выводами 10и И (18и 19),
определяют частотную характеристику, а две RC-цепочки (56 кОм,
240 пФ, 220 нФ и 1,5 кОм), включенные между выводами И и 12 (17
и 18) и общим проводом, образуют коррекцию регулятора громкости.
Переключение селектора каналов и выключение звука, а также регу-
лировка тембра и громкости производятся с помощью цифровых сиг-
налов, подаваемых на выводы 1, 27 и 28 по трехпроводной интерфейс-
ной шине INTERMETAL (IM). При включении питания ИС уровень
громкости автоматически задается минимальным, а регуляторы темб-
ра устанавливаются в среднее положение (плоская частотная характе-
ристика). Выводы 2 и 3 цифрового входа не являются непосредствен-
ной частью управляющей схемы, а позволяют внешним устройствам
посылать однобитовую информацию к внешней управляющей микро-
процессорной системе через вывод передачи данных 28.
130 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
Тактовая частота
Цифровой вход 1
Цифровой вход 2
Вход 1
левого канала
Вход 2
левого канала
Вход 3
левого канала
Выход селектора
левого канала
Вход селектора
левого канала
Вход регулятора
тембра левого канала
Выход регулятора
тембра левого канала
Выход ОУ С7
левого канала L2
Громкость [71
левого канала LZ'
Главный выход [77
левого канала Qz’
27
26
25
-24
22
9
20
10
19
11
Селектор
входов
и режимов
Сдвоенная
схема
регулировки
тембра
поНЧиВЧ
0
Схема
управления
28 Данные
Идентификация
Напряжение питания
Вход 1
правого канала
Вход 2
ZZJ правого канала
Вход 3
18
Сдвоенный
буферированный
выход регулятора
громкости
17
16
15
правого канала
Выход селектора
правого канала
Вход селектора
левого канала
Вход регулятора
тембра правого канала
Выход регулятора
тембра правого канала
Выход ОУ
правого канала
Громкость
правого канала
Главный выход
правого канала
Общий
НЧ - низкие частоты
ВЧ - высокие частоты
НС - напряжение смещения
Рис. 3.44. Функциональная схема и цоколевка ИС LMC1983
Здесь необходимо отметить, что поскольку ИС LMC1983 исполь-
зует для управления микропроцессор, то она не подходит для заказ-
ных или мелкосерийных систем, а предназначена для аудиосистем,
выпускаемых большими партиями, производственные издержки при
выпуске которых (поскольку они не используют внешние перемен-
ные резисторы или переключатели и, вообще, используют очень не
большое количество внешних элементов) будут совсем небольшими.
Инженеры-разработчики аппаратуры, предполагающие серьезную
эксплуатацию ИС LMC1983, должны учесть следующую информа-
цию, касающуюся ее цифрового управления.
Управляющие команды посылаются на ИС LMC1983 в виде циф-
ровых сигналов и подаются на выводы 1, 27 и 28 через трехпровод-
ную интерфейсную шину IM (рис. 3.46). Вывод 28 является входом
последовательных данных. Команды поступают на этот вывод в виде
РЕАЛЬНЫЕ ИС ДЛЯ РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА И ГРОМКОСТИ 131
Тактовая
частота
Цифровой
вход 1
Цифровой
вход 2
Схема
управления
470п
левого канала pQ
Вход 2 t
левого канала jpg
Вход 3 ____
левого канала jpg
•24
22
•21
18
Селектор
входов
и режимов
Сдвоенная
схема
регулировки
тембра
по НЧ и ВЧ
20[
240р
220п
Данные
Идентификация
Напряжение
питания
£2____||____, Вход 1
"jpg ' правого канала
тВход 2
jpg * правого канала
_____Вход 3
1рд правого канала
=т=470п
=т=8п2
19------ZL
— 8п2~]~ 56 k
Сдвоенный -<j7
буферированный _
выход регулятора
громкости >“16
240р
220п
Главный выход
левого канала
Главный выход
правого канала
8п2 -]-
НЧ - низкие частоты
ВЧ -высокие частоты
НС - напряжение смещения
Рис. 3.45. Функциональная схема и базовая схема включения ИС LMC1983
Идентификация____
(вывод 27)
Конец
передачи
Тактовая частота
250nS
250nS
—» 6pS 1pS <—
Данные
(вывод 28)
|AO|A1 |A2|A3|A4|A5|A6|A7|DO|D1|D2|D3|D4|D5|D6|D7|
8 бит кода адреса
8 бит кода данных
Рис. 3.46. Временная диаграмма сигналов интерфейсной шины INTERMETAL
ИС LM1983
132 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
16-разрядных слов, в которых первые восемь разрядов - это адрес,
предназначенный для выбора ИС LMC1983 и одной из восьми ее
основных функций, а остальные восемь разрядов являются словом
данных, которое устанавливает значение выбранной функции. Каж-
дый из 16 бит принимается в ИС по переднему фронту тактового
сигнала, подаваемого на вывод 1, а сигналы на выводе 27 (идентифи-
кация) позволяют ИС идентифицировать адресную часть и данные
16-разрядного слова, поступающего на вывод 28, а также команду
EOT (конец передачи). На рис. 3.46 показаны временные диаграммы
интерфейсной шины INTERMETAL ИС LMC1983, а в табл. 3.9 пере-
числены 16-битовые коды программирования, используемые этой ИС.
Необходимо отметить, что в разделах табл. 3.9, касающихся регу-
лировки тембра и громкости, перечислены коды только для некото-
рых конкретных значений, а все промежуточные значения можно
определить, исходя из этих данных. Регулировка тембра и громкости
производится с шагом 2 дБ, и уровень громкости, например -20 дБ,
может быть установлен при подаче кода ХХО 01010 (то есть на десять
двоичных ступеней больше, чем код XX00 0 0 00, соответствующий
величине 0 дБ), а уровень громкости -60 дБ задается кодом
ХХ011110 (на тридцать ступеней больше, чем код, соответствующий
величине 0 дБ) и т.д.
Таблица 3.9. Перечень основных 16-розрядных кодов и их функций для интерфейса IM,
используемого для роботы с ИС LM 1983
'Т^.'Аярвс^ Данные < (D7-D0) \, Т . - Выбранная функция ,
01000000 Выбор входного сигнала и выключение звука ххххххоо ХХХХХХ01 ххххххю ХХХХХХ11 Вход 1 Вход 2 Вход 3 Выключение звука
01000001 Громкость хххххххо ХХХХХХХ1 Громкость выкл. Громкость вкл.
01000010 Низкие частоты ххххоооо ХХХХ0011 ХХХХ0110 ХХХХ1001 ХХХХ11ХХ -12 дБ -6 дБ Плоская характеристика +6 дБ + 12Б
01000011 Высокие частоты ххххоооо ХХХХ0011 ХХХХ0110 ХХХХ1001 ХХХХ11ХХ -12 дБ -6 дБ Плоская характеристика +6 дБ + 12Б
ИС ФИЛЬТРА С КОММУТИРУЕМЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ 133
Таблица 3.9. Перечень основных 16-разрядных кодов и их функций для интерфейса IM,
используемого для работы с ИС LM 1983 (окончание)
Данные : Wrfe? Выбраниая функция :,
01000100 Громкость левого канола ххоооооо ХХ010100 ХХ101ХХХ ХХ11ХХХХ ОдБ -40 дБ -60 дБ -80 дБ
01000101 Громкость правого канала ххоооооо XX010100 ХХ101ХХХ ХХ11ХХХХ ОдБ -40 дБ -60 дБ -80 дБ
01000110 Выбор режима хххххюо XXXXX101 ХХХХХ11Х Левый, моно Стерео Правый, моно
01000111 Считывание кода с цифровых входов 1 или 2 интерфейсной шины IM XXXXXXD1D0 D0 - цифровой вход 1 D1 - цифровой вход 2
Примечание: X = не имеет значения.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ИС ФИЛЬТРА
С КОММУТИРУЕМЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ
В подавляющем большинстве практических аудиосистем схемы ре-
гуляторов тембра, графических эквалайзеров, а также ограничителей
всевозможных шумов построены на основе довольно простых схем
активных (обычно с применением ОУ) низкочастотных, полосовых
или режекторных фильтров 1-го или 2-го порядка. Однако иногда
требуется точное формирование частотной характеристики или ис-
пользование фильтров 4-го или более высокого порядка. В этих слу-
чаях подобные фильтры лучше всего разрабатывать на базе ИС филь-
тров с коммутируемыми конденсаторами. Наиболее очевидным
примером применения такого фильтра является сглаживающий низ-
кочастотный фильтр в аналоговых и цифровых линиях задержки (на-
пример, в таких, которые описаны в главе 8), и самая распространен-
ная ИС подобного фильтра с коммутируемыми конденсаторами -
MF10.
В фильтрах с коммутируемым конденсатором частота среза пря-
мо пропорциональна частоте внешнего тактового сигнала, следова-
тельно, может задаваться или изменяться посредством трансформации
подаваемой тактовой частоты. Подобное действие достигается путем
замены резистивных элементов обычного RC-фильтра некоторыми
134 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ АУДИОПРОЦЕССОРОВ
схемами, по своему действию эквивалентными действию резисторов
и образуемыми с помощью коммутируемых конденсаторов. Принцип
действия такого устройства можно понять с помощью рис. 3.47.
/777 0V
б)
I = C(V1-V2)/T
V1 •------------• V2
R = Т/С
Переключаемый конденсатор действует аналогично переменному
резистору и регулирует путем изменения тактовой частоты
В реальных устройствах конденсатор
переключается с помощью МОП транзисторов
Использование переключаемого конденсатора в интегрирующей схеме
ИС MF10: (г) - эквивалентная схема интегратора; (д) - реальное включение
Рис. 3.47. Основные принципы действия ИС фильтра
с коммутируемыми конденсаторами (МЕЮ)
Итак, согласно представленной на рис. 3.47а основной схеме филь-
тра с коммутируемым конденсатором, этот конденсатор с помощью
ключа, управляемого симметричным сигналом, попеременно подклю-
чается к точкам с потенциалом VI и V2, значит, за каждый полный
ИС ФИЛЬТРА С КОММУТИРУЕМЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ 135
цикл (с периодом Т) переносит заряд Q равный C(V1 - V2), тем са-
мым обеспечивая протекание среднего тока C(V1 - V2)/T. Проте-
кание указанного тока эквивалентно включению резистора, величи-
на которого прямо пропорциональна значению периода Т (то есть
обратно пропорциональна тактовой частоте). Ключом данной схемы
обычно являются два МОП транзистора, включаемые в противофа-
зе, как показано на рис. 3.47в. В ИС MF10 узел с коммутируемым
конденсатором используется в интеграторе, изображенном на рис. 3.47г,
а схема включения приведена на рис. 3.47д. Данный интегратор ра-
ботает как фильтр низких частот 1-го порядка, имеющий крутизну
спада пропускания 6 дБ/октаву (20 дБ/декаду).
Схемы активных фильтров с коммутируемым конденсатором име-
ют на выходе сигналы, которые почти идентичны сигналам на выхо-
де обычных фильтров, за исключением одного - их сигналы кажутся
скорее дискретными, чем аналоговыми. Другими словами, выходной
сигнал на выходе такого фильтра имеет вид большого количества
маленьких ступенек, а не является гладким, как в обычном фильтре.
Количество ступенек (5) равняется тактовой частоте (/с), деленной
на частоту сигнала (/5). В ИС подобных MF10 эти ступеньки, как
показано на рис. 3.48, обычно настолько малы, что их не видно с по-
мощью осциллографа, и их основная частота слишком высока, чтобы
создавать какие-либо проблемы в звуковых схемах. Например, если
ИС MF10 применяется в фильтре низкой частоты на 12 кГц, то для
ее работы используется частота 600 кГц, что обеспечивает 600 ступе-
нек на сигнале 1 кГц, проходящем через фильтр, или 100 ступенек
для сигнала 6 кГц.
Форма сигнала на выходе фильтра
с переключаемым конденсатором
Рис. 3.48. Выходной сигнал фильтра с коммутируемым конденсатором
является квантованным, напоминающим при детальном рассмотрении
большое количество отдельных ступенек
136 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
ИС фильтра с коммутируемыми конденсаторами MF10C
MF10C - наиболее распространенный вариант ИС MF10; она вы
пускается в пластмассовом корпусе с двухрядным расположение?,
выводов (DIP20). Как и ИС MF10, она содержит два фильтр?
с коммутируемыми конденсаторами, являющихся фильтрами 2-п
порядка общего назначения, каждый из которых может приме
няться в различных схемах (фильтры низких и высоких частот,
полосовые и режекторные фильтры) на частотах до 20 кГц. Эти
два фильтра могут функционировать независимо или их можно
включать каскадно, чтобы получить фильтры 3-го и 4-го порядков,
используя одну ИС. Если же использовать несколько ИС MF10C,
то можно создавать фильтры более высоких порядков. На рис. 3.49
представлены цоколевка и упрощенная блок-схема ИС MF10C.
а на рис. 3.50 - полная функциональная схема одной из двух иден-
тичных частей этой ИС. Далее описан ее принцип действия. Со-
гласно рис. 3.50 каждый активный фильтр состоит из ОУ, специ
ального 3-входового сумматора, который вычитает два входных
сигнала из третьего, двухкаскадного неинвертирующего фильтра
Выход фильтра ГТ” Г
низкой частоты А [_
Выход полосового ГТ"
фильтра A z
Выход
нефильтрованного сигнала А °
Инвертирующий вход А 4
Широкополосный ПТ"
входА
Вход переключения
Модуль
фильтра
Модуль
фильтра
ДТГ
ДТГ
Плюс питания Гу
аналоговой схемы I '
Плюс питания ГТ“
цифровой схемы I 0
Сдвиг уровня |~9~
Вход А Г77
тактовой частоты L_
1>'2О1 Выход фильтра
низкой частоты В
^Т71 Выход полосового
—I фильтра В
771 Выход
i ____I нефильтрованного сигнала В
<-17 Инвертирующий вход В
ТГ| Широкополосный
U Qvnn R
I
~£__________
Схема управ-
ления частотой
Вид сверху
"___ вход В
4 с | Общий вывод
д I аналоговой схемы
"771 Минус питания
1 Ч аналоговой схемы
j’3~| Минус питания
I цифровой схемы
TFI Отношение частот
П или максимальный ток
Вход В
тактовой частоты
ДТГ - Двухфазный тактовый генератор
Рис. 3.49. Цоколевка и упрощенная блок-схема ИС двойного фильтра
с коммутируемым конденсатором MF10C
ИС ФИЛЬТРА С КОММУТИРУЕМЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ 137
10(11)
Вход тактовой
частоты
«земля»
6*->-
Вход
переключателя
Рис. 3.50. Функциональная схема одной из двух одинаковых частей ИС MF10C
с коммутируемым конденсатором (аналогичного показанному на
рис. 3.47д, но имеющего несколько измененный коммутатор) и клю-
ча, управляющего обратной связью. Перечисленные компоненты
могут быть сконфигурированы с помощью переключателя и/или
дополнительных соединений, чтобы получить один из основных ти-
пов активных фильтров, а с помощью дополнительных резисторов
обратной связи можно обеспечить любой тип частотной характери-
стики, включая фильтры Баттерворта, Чебышева и Бесселя. ИС мо-
жет работать от однополярного (10 В) или двухполярного (±5 В)
источника питания. Когда вывод 12 ИС подключен к положитель-
ному полюсу источника питания Vdd+, отношение тактовой частоты
(fc) к частоте среза фильтра (fro) составляет 50:1, а при подключе-
нии этого вывода к общему проводу с использованием двухполяр-
ного источника питания или к точке, соответствующей половине
напряжения питания, это отношение становится равным 100:1 (при
однополярном питании). Максимальная тактовая частота/с, с кото-
рой может работать данная ИС, составляет 1 МГц, следовательно,
это дает максимальное значение частоты fro - 10 кГц при отношении
138 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
fc/ftop^°M Ю0:1; для отношения 50:1 частотаД составляет20 кГц.
Таким образом, данная ИС весьма универсальна.
Необходимо отметить (рис. 3.50), что функции, соответствующие
номерам выводов, приведенных в единственном количестве (например,
9 и 12), являются общими для обеих половинок ИС, а там, где номе-
ра выводов указаны парами (например, 10 и И), числа'без скобок
соответствуют одному фильтру ИС, а в скобках - другому фильтру.
На рис. 3.51 показан самый распространенный способ включения
MF10C, позволяющий получить комбинированный режекторный
фильтр, полосовой фильтр и фильтр низких частот 2-го порядка.
В этой схеме центральная полоса режекторпого фильтра/о равняется
тактовой частоте, деленной на 100 или 50 (определяется выводом 12),
а добротность фильтра равна отношению резисторов R3/R2. В режи-
ме пропускания низких частот фильтр имеет усиление, равное R2/R1,
а крутизна спада составляет 12 дБ/октаву (40 дБ/декаду).
Наиболее важным элементом ИС MF10C в высококачественных
звуковых системах является фильтр низких частот Баттерворта 2-го
порядка, который обеспечивает крутизну спада 24 дБ/октаву (80 дБ/де:
каду).
R3
уААЛ
Входное 4(17)
напряжение
5(16) Г-
r h
3(18)
Выход
нефильтрованного
сигнала
2(19)
Выход
полосового
фильтра
1 (20)
Выход
низкочастотного
фильтра
Рис. 3.51. Основной способ включения фильтро MF10C, позволяющий получить
комбинированный режекторный, полосовой и фильтр низких частот 2-го порядка
ИС ФИЛЬТРА С КОММУТИРУЕМЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ 139
На рис. 3.52 и 3.53 представлены примеры включения ИС MF10C
для получения фильтра низких частот с частотой среза 1 кГц, такти-
руемого частотой 100 кГц при различных вариантах питания. В обо-
их устройствах тактовые импульсы формируются схемами TTL (+5 В)
или КМОП. На рис. 3.52 приведена схема, использующая двухполяр-
ный источник питания (±5 В), у которой общий провод аналоговой
части (вывод 15) и соответствующие выводы имеют нулевой потен-
циал. На рис. 3.53 изображена схема, использующая однополярный
источник питания (10 В); в этом случае применяется простейший
делитель напряжения для получения напряжения +5 В (половина
напряжения источника питания), которое служит в качестве опорно-
го для подключения общего провода аналоговой части ИС. Необхо-
димо отметить, что в обоих фильтрах частота среза (1 кГц при такто-
вой частоте 100 кГц) может изменяться от 100 Гц до, по крайней мере,
10 кГц простым изменением тактовой частоты.
Входной Выход фильтра
сигнал низкой частоты
Рис. 3.52. ИС MF10C в качестве фильтра низких частот Баттерворта 4-го порядка
с частотой среза 1 кТц, использующая двухполярный источник питания (±5 В)
140 СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИС ДЛЯ А УДИОПРОЦЕССОРОВ
Входной Выход фильтра
Рис. 3.53. ИС MF10C в качестве фильтра низких частот Баттерворта 4-го порядка
с частотой среза 1 кГц, использующая однополярный источник питания (10 В)
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
Л СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ
ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
142 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
На рис. 4.1 приведена упрощенная блок-схема одного канала высо
кокачественной стереофонической системы. На этой схеме входньь.
сигналы от тюнера, кассетного магнитофона или предварительной;
усилителя проигрывателя выбираются с помощью переключателе
SW1 и затем через блок регулировки громкости и тембра подаются
на вход усилителя мощности. На практике блок регулировки тембра
может содержать такие дополнительные устройства, как фильтры.
уменьшающие шум от электродвигателя проигрывателя и шипение
пластинок, и т.п.
Вход Вход
тюнера магнитофона
Рис. 4.1. Типичная блок-схема одного канола стереофонической системы
Для нормальной работы блока регулировки тембра и громкости
требуется довольно большой входной сигнал (обычно десятки или
сотни милливольт). Сигналы необходимой амплитуды обычно при-
сутствуют непосредственно на выходе тюнера или проигрывателя, но
такое устройство, как электромагнитный звукосниматель, имеет весь-
ма небольшое выходное напряжение. Значит, сигнал на блок регулиров-
ки тембра должен подаваться через подходящий предварительный уси-
литель, как показано на рис. 4.1. Предварительный аудиоусилитель
может усиливать слабый входной сигнал до необходимого уровня, не
внося в него заметных искажений, шумов или фона питающей сети
переменного тока, то есть без ухудшения качества усиливаемого сиг-
нала.
Звуковые предварительные усилители в виде ИС существуют уже
давно, и на протяжении последних двух десятков лет наиболее рас-
пространенными подобными ИС были двойные предварительные
СДВОЕННЫЙ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM387 143
усилители типа LM381 и LM382, производимые фирмой National
Semiconductor (NS). Однако в последнее время производство двух
этих ИС постепенно сворачивалось, и в настоящее время наиболее
популярной ИС, содержащей два предварительных усилителя, стала
LM387, которая, по сути, представляет собой модифицированный
вариант старых LM381 и LM382. Каждый из предварительных уси-
лителей ИС LM387 можно считать простым в применении операци-
онным усилителем, работающим от однополярного источника пита-
ния. Подобный подход к использованию ОУ служит типичным
примером современной тенденции в разработке ИС звуковых пред-
варительных усилителей. Второй наиболее распространенной ИС
предварительного усилителя является другое изделие NS - ИС
LM833, которую производители обычно представляют как «сдвоен-
ный звуковой операционный усилитель». Обе ИС подробно описа-
ны далее в этой главе.
СДВОЕННЫЙ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM387
ИС LM387 фирмы National Semiconductor - сдвоенный предвари-
тельный усилитель, имеющий внутреннюю коррекцию и защиту вы-
хода от короткого замыкания. ИС имеет 8 выводов и изготавливает-
ся в корпусе DIP. В продаже имеются как стандартная версия этой
ИС - LM387, так и прошедшие специальное тестирование ИС повы-
шенного качества - LM387A которые имеют улучшенные шумовые
характеристики и параметры по питанию. Обе версии ИС внутренне
и внешне одинаковы; на рис. 4.2 показаны цоколевка и упрощенная
функциональная схема для обеих версий ИС, каждую из которых
можно считать двумя независимыми ОУ, получающими питание от
Неинвертирующий
вход 1
Инвертирующий
вход 1
Общий
Выход 1
Рис. 4.2. Цоколевка и упрощенная функциональная схема ИС LM387/LM387A
144 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
одного источника. В табл. 4.1 перечислены основные характеристи-
ки двух вариантов этой ИС.
Таблица 4.1. Основные характеристики ИС сдвоенных предварительных усилителей
LM387/LM387A
Параметр /' : ' ' LM387 LM387A i
питсннияДВП'^-'- /-~ 9-30 9-40 '
МР^^бЛяемый ток (тйповоёСначёние}; мА- - V' Л-' • -- : 10 10 <
Сопряжению; >% Т> г,,, - рл.' ОСО > 104 104 !
15 15
Развязка сигнала по цепи питания (но частоте 1 кГц), дБ 110 110
ЙРВдеЙбнЙеканалбв^начастд-^! кГц), дБ ' 60 60
1ЖНИ (на частоте 1 кГц при усилении 60 дБ), % ОД од
1,0 0,8
На рис. 4.3 представлена фактическая принципиальная схема, об-
щая для двух половинок ИС LM387/LM387A. Эта схема состоит из
четырех основных узлов: первый каскад усиления (Q1-Q2), второй
каскад усиления (Q3-Q6), выходной каскад (Q7-Q10) и цепи смеще-
ния (Q11-Q15). На рис. 4.4 показана упрощенная эквивалентная схе-
ма всего предварительного усилителя, содержащая его основные узлы.
Рис. 4.3. Принципиальная схема каждого из двух усилителей ИС LM387/LM387A
СДВОЕННЫЙ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM387 145
Рис. 4.4. Упрощенная эквивалентная схема усилителя LM387/LM387A
Транзисторы Q1-Q2 первого каскада усиления данной ИС пита-
ются от внутренней цепи смещения, которая создает также смещаю-
щий потенциал около 1,2 В, постоянно подключенный к базе транзи-
стора Q1 через резистор 250 кОм. Этот усилительный каскад может
использоваться в качестве дифференциального усилителя, что дости-
гается подачей напряжения 1,2 В на базу транзистора Q2 с внешних
резисторов R1-R2 цепи обратной связи (см. рис. 4.4). При обеспечении
необходимого смещения в дифференциальном режиме коэффициент
усиления по напряжению первого каскада усилителя равен 80.
Вторым каскадом усиления является транзистор с общим эмитте-
ром Q5 (его нагрузка - источник тока Q6), сигнал на который пода-
ется с выхода транзистора Q1 через повторитель, собранный по схе-
ме Дарлингтона на транзисторах Q3-Q4. Этот каскад обеспечивает
усиление по напряжению 2000, имеет внутреннюю коррекцию, осу-
ществляемую конденсатором С1, и его частота единичного усиления
составляет 15 МГц. Эта коррекция обеспечивает стабильную работу
ОУ при замкнутой обратной связи и общем усилении 10 и больше.
Выходным каскадом усилителя является эмиттерный повторитель
Дарлингтона, собранный на транзисторах Q8-Q9 и нагруженный на
транзистор Q7. Транзистор Q10 и резистор 50 Ом (включен между
эмиттером Q9 и выходом усилителя), выполняющий роль датчика
тока, обеспечивают защиту выхода ОУ от коротких замыканий путем
146 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
автоматического ограничения максимального выходного тока на
уровне 12 мА.
Цепь смещения усилителя разработана таким образом, чтобы
обеспечивать максимальную развязку усилителя по цепям питания
(120 дБ), и состоит, главным образом, из генератора тока Q11-Q12-
Q13, имеющего очень большое внутреннее сопротивление, который
совместно со стабилитроном ZD2 используется для создания свобод-
ного от пульсаций опорного напряжения. Это напряжение предназ-
начено для питания первых двух каскадов усилителя через транзис-
торы Q14 и Q15, а также для создания внутреннего смещения на базе
транзистора Q1. Компоненты R1-ZD1 и D1 служат только для на-
чального включения схемы смещения.
Основные схемы на ИС LM387
ИС LM387 (и LM387A) предназначена для работы только в диффе-
ренциальном режиме. Чтобы использовать предварительный уси-
литель LM387 в этом режиме, необходимо обеспечить смещение для
ИС, создающее на выходе усилителя некоторое начальное напряже-
ние покоя, не зависящее от изменения напряжения источника пи-
тания; это может быть получено включением делителя напряжения
R1-R2 между выходом и инвертирующим входохМ ИС (рис. 4.5), со-
здающим отрицательную обратную связь по постоянному току. Не-
инвертирующий вход ИС (на рис. 4.4 это база транзистора Q1) име-
ет внутреннее смещение около 1,2 В, следовательно, если резисторы
R1 и R2 включить, как показано на рис. 4.5, то действие отрицатель-
ной обратной связи по постоянному току создаст на инвертирую-
щем входе потенциал, равный потенциалу неинвертирующего входа
Рис. 4.5. Дифференциальное смещение LM387 (или LM387A)
СДВОЕННЫЙ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM387 147
(1,2 В). Поэтому на выходе усилителя будет постоянное напряже-
ние 1,2 В х (Rl + R2)/R2, которому можно задать любое необходи-
мое значение путем соответствующего выбора отношения резисто-
ров R1/R2. На практике резистор R2 должен иметь величину не
более 250 кОм.
Необходимо отметить, что на рис. 4.5 и во всех остальных схемах,
приведенных далее в этой главе, можно применять обе разновиднос-
ти ИС и что выводы входа и выхода усилителя, показанные без ско-
бок, относятся к левому усилителю (номер 1) ИС, а номера, указан-
ные в скобках, относятся к правому усилителю (номер 2).
Схему, представленную на рис. 4.5, можно превратить в неинвер-
тирующий усилитель переменного тока посредством подключения
входного сигнала к неинвертирующему входу усилителя. В этой
конфигурации схема имеет входное сопротивление порядка 250 кОм;
во избежание внесения значительных искажений максимальная ве-
личина входного сигнала не должна превышать 300 мВ (средне-
квадратическое значение). Усиление схемы по постоянному току опре-
деляется резисторами R1 и R2; необходимое усиление по переменному
току можно получить шунтированием одного или другого резисторов
смещения емкостью. Например, на рис. 4.6 показана схема малошу-
мящего неинвертирующего усилителя с усилением 100, оптимизи-
рованного для работы от 24-вольтового источника питания. В этой
схеме усиление по постоянному току определяется резисторами R1
и R2 и составляет не менее 10, а усиление по переменному току, опре-
деляемое главным образом резисторами R1 и R3, равно приблизи-
тельно 100.
Входной
сигнал
Выходной
сигнал
Ay(dc) =
Ау(ас) =
Примечания:
R1 + R2
R2
R1 + R3
R3
Рис. 4.6. Малошумящий неинвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 100
148 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Схему, представленную на рис. 4.5, можно превратить в инверти
рующий усилитель переменного тока путем заземления по перемен
ному току неинвертирующего входа и подачей входного сигнала на
инвертирующий вход через резистор, определяющий усиление, как
показано на рис. 4.7. В этой схеме резисторы смещения R2 и R3
обеспечивают усиление по постоянному току около 10, и выходное
напряжение в отсутствие сигнала составляет +12 В. Усиление по
переменному току, однако, определяется отношением резисторов R3/R1
и в данном примере имеет величину 10; входное сопротивление схе-
мы приблизительно равняется величине резистора R1. И наконец,
на рис. 4.8 показано, как вышеупомянутую схему можно превратить
в 4-входовый микшер с единичным усилением, если каждый из че-
тырех входов снабдить своим последовательным резистором для ре-
гулировки уровня.
+24V
Входной
сигнал
Выходной
сигнал
_______рз
100k
R2 R3
12k Примечание: Ay =-Ry
7 0V
Рис. 4.7. Малошумящий инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 10
Вход 1 —II------
С1 R1
100л 100k
Вход 2 ► ||----уААА
С2 «2
Ю0п 100к
Вход 3 1|---У\АА
СЗ R3
100п 100к
Вход 4 ► ||----УЧЛА
С4 R4
100л Ю0к
Выходной
сигнал
Рис. 4.8. 4-канальный микшер звукового сигнала с единичным усилением
СДВОЕННЫЙ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM387 149
Схемы фильтров на ИС LM387
В большинстве практических схем предварительных усилителей эта
ЦС используется в качестве малошумящего усилителя, а также в ка-
честве фильтра или эквалайзера. На рис. 4.9-4.14 представлены раз-
личные практические схемы фильтров, использующие ИС LM387.
На рис. 4.9 показано, как можно изменить схему усилителя, при-
веденную на рис. 4.6, чтобы использовать ее в качестве предваритель-
ного усилителя с характеристикой RIAA, а на рис. 4.10 показано, как
Рис. 4.9. Предварительный усилитель для звукоснимателя с характеристикой RIAA,
использующий ИС LM387
Рис. 4.10. Усилитель воспроизведения с характеристикой NAB,
использующий ИС LM387
150 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
изменить ее для применения в качестве усилителя воспроизведения
магнитофона с характеристикой стандарта NAB. В обоих случаях
входной сигнал низкого уровня подается на неинвертирующий вход
предварительного усилителя, частотная характеристика которого
образована элементами обратной связи, включенными между выхо-
дом предварительного усилителя и его входом.
На рис. 4.11-4.14 показаны различные способы использования ИС
LM387 в режиме инвертирующего усилителя, применяемого в схемах
Рис. 4.11. Схема активного регулятора тембра, использующего ИС LM387
Рис. 4.12. Рокот-фильтр
СДВОЕННЫЙ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LM387 151
активных фильтров. На рис. 4.12 представлена схема активного
регулятора тембра, имеющая при плоской частотной характеристике
единичное усиление; максимальные подъем и ослабление высоких
и низких частот составляют 20 дБ.
Рокот-фильтр, схема которого приведена на рис. 4.12, является
фактически фильтром высоких частот 2-го порядка с крутизной спа-
да 12 дБ/октаву, который отрезает сигналы частотой ниже 50 Гц.
фильтр, приведенный на рис. 4.13, предназначен для подавления
шипения при воспроизведении грампластинок и является фильтром
Выход
Рис. 4.13. Фильтр для ослабления шипения грампластинки
152 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
низких частот 2-го порядка, который отрезает сигналы частотам!
выше 10 кГц. И наконец, на рис. 4.14 показан фильтр для выделения
речи, который состоит из фильтров 2-го порядка высоких и низких ча
стот, включенных последовательно и обеспечивающих спад 12 дБ/окта
ву для частот ниже 300 Гц и выше 3 кГц.
Советы по использованию ИС LM387
Большинство ИС предварительных усилителей, включая LM387,
имеют очень большое усиление и широкую полосу, поэтому для их
нормальной работы в практических схемах необходимо принимать
специальные меры. Две наиболее часто встречаемые проблемы - это
стабильность по высокой частоте и радиочастотные помехи.
Высокочастотная нестабильность чаще всего возникает при пло-
хой развязке источника питания по высокой частоте. Все ИС предва
рительных усилителей, на которые подается питание, должны
иметь высокочастотную развязку, осуществляемую подключением
керамического конденсатора емкостью 100 нФ или танталового
конденсатора емкостью 1 мкФ непосредственно к выводам пита-
ния ИС.
Проблема высокочастотных помех проявляется в приеме и детек-
тировании вещательных станций, работающих с использованием
амплитудной модуляции. Обычно подобные проблемы легко устра-
няются включением катушки с индуктивностью 10 мкГн последова-
тельно со входом ИС; этому также поможет развязка входа (или вхо-
дов) ИС конденсаторами небольшой емкости (рис. 4.15).
Рис. 4.15. Способ устранения высокочастотных помех
ИС СДВОЕННОГО ЗВУКОВОГО ОУ LM833 153
ИС СДВОЕННОГО ЗВУКОВОГО ОУ LM833
ИС сдвоенного предварительного усилителя LM387, описанная в пре-
дыдущих разделах этой главы, основана на разработке, выполненной
еще в конце 70-х годов, и представляет собой дешевый малошумящий
прибор, для работы которого необходим однополярный источник пи-
тания. С другой стороны, ИС сдвоенного ОУ LM833 является деше-
вым, исключительно малошумящим, основанным на использовании
современных технологий прибором, изготовленным по биполярной
технологии. Эта ИС специально предназначена для использования
в схемах высококачественных звуковых предварительных усилите-
лей и фильтров, для работы которой необходим двухполярный источ-
ник питания. Типовое значение напряжения шумов LM833 вдвое
меньше, чем у LM387 (и приблизительно в 60 раз меньше, чем у ОУ
741 и 747), а вносимые ею искажения в 50 раз меньше, чем у LM387.
На рис. 4.16 показаны цоколевка и упрощенная эквивалентная схема
ИС LM833, которая выпускается в корпусе DIP8, а в табл. 4.2 пере-
числены ее основные характеристики.
Плюс питания
Выход 2
Инвертирующий
вход 2
Неинвертирующий
вход 2
Рис. 4.16. Цоколевка и упрощенная эквивалентная схема ИС LM833
Таблица 4.2. Основные характеристики ИС сдвоенного звукового ОУ LM833
' Параметр Значение 7
^Напряжение источника питания, В '/ 'z — ' от ±5 до ±18 В
< Потребляемый ток (типовое значение), мА 5
^Максимальное усиление по напряжению (на частоте 100 Гц), дБ 1 10
% Ширйна полосы при единичном усилении (типовое значение), МГц 9
|Раз<язкасйТнала/гТо цепи пйтанйя"(йа^Ьстоте4>йГц), 100
вОЙейЖйЬ/канарЙ<(нЬ Wctcre'J ' 'Ж'Д 120
усилений 60 дБ)^ Ж' '"/< 0,002
lO^^iO^rufc^eAHe^oApai^ecKoet мкВ^^^У"'г 0,45
154 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
ИС LM833 используется точно так же, как обычный биполярны!
ОУ, и может, следовательно, включаться в любую из схем, приведен-
ных в главе 2, в которых применялась ОУ типа 741. Однако ИС
LM833 - это сдвоенный усилитель, где два ОУ питаются от одних
шин питания, и если в каких-либо схемах используется только один
из имеющихся ОУ, то неиспользуемый ОУ должен быть надежно
отключен простым подсоединением его двух входов непосредствен-
но к общему проводу (О В). Важным практическим моментом, отно-
сящимся к ИС LM833, является то, что она может работать от любо
го двухполярного источника питания в диапазоне напряжений от ±5
до ±18 В и имеет коэффициент нелинейных искажений всего 0,002%,
а типовое значение эквивалентного входного напряжения шумов со-
ставляет 0,45 мкВ (среднеквадратическое).
На рис. 4.17-4.23 приведено несколько практических схем, ис-
пользующих ИС LM833. Здесь показано питание этих схем от двух-
полярного источника (по 12 В), номера входных и выходных выво-
дов ОУ, записанные без скобок, соответствуют левому усилителю
(номер 1) ИС, а номера в скобках соответствуют правому усилителю
(номер 2). В большинстве схем применяется только один ОУ, ис-
пользуемый в одном из идентичных каналов стереосистемы.
На рис. 4.17 приведена схема универсального звукового малошумя-
щего предварительного неинвертирующего усилителя с переключае-
мым усилением (10 и 100), используемого для усиления очень слабых
сигналов до уровня, необходимого для работы схемы регулировки
Вход
сигнала
+12V
Выход
сигнала
Рис. 4.17. Схема универсального малошумящего неинвертирующего звукового
предварительного усилителя с переключаемым усилением (10 и 100)
ИС СДВОЕННОГО ЗВУКОВОГО ОУ LM833 155
тембра и громкости усилителя мощности. Здесь переключатель S1
замкнут, при этом ОУ обеспечивает усиление по переменному току
равное (R3 + R4)/R4, то есть около 10 (+20 дБ), но при размыкании
S1 усиление становится равным (R2 + R3 + R4)/R4, то есть около 100
(+40 дБ). Номиналы всех компонентов показаны на схеме.
На рис. 4.18 и 4.19 изображены схемы малошумящих предвари-
тельных усилителей, использующих ИС LM833, предназначенные
соответственно для усиления сигнала от звукоснимателя с характе-
ристикой RIAA и усиления сигнала от воспроизводящей головки
Выход
сигнала
Рис. 4.18. Малошумящий предварительный усилитель
для звукоснимателя с характеристикой RIAA
Выход
сигнала
Рис. 4.19. Малошумящий предварительный усилитель воспроизведения
с характеристикой NAB
156 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
магнитофона с характеристикой NAB. Эти усилители аналогична
(с очень небольшими изменениями) схемам, приведенным на рис. 4.9
и 4.10, но приспособлены для обычных ОУ, питание которых осу-
ществляется от двухполярного источника. В идеальном случае элек
тролитические конденсаторы, применяемые в этих двух схемах, дол-
жны быть неполярными, но на практике напряжения смещения,
прикладываемые к этим компонентам, слишком малы, вот почему не-
полярные конденсаторы использовать необязательно.
На рис. 4.20 и 4.21 показаны схемы малошумящих фильтров высоких
и низких частот Баттерворта 2-го порядка с частотой среза 1 кГц. На
этих схемах частота среза фильтров обратно пропорциональна значени-
ям номиналов конденсаторов и резисторов фильтра, следовательно,
Выход
сигнала
Рис. 4.20. Схема фильтра высоких частот Баттерворта 2-го порядка
с частотой среза 1 кГц
Рис. 4.21. Схема фильтра низких частот Баттерворта 2-го порядка
с частотой 'оеза 1 кГц
ИС СДВОЕННОГО ЗВУКОВОГО ОУ LM833 157
может быть увеличена (или уменьшена) уменьшением (или увели-
чением) величин одного или другого комплекта частотозадающих
компонентов. Таким образом, чтобы удвоить частоту среза, нужно
уменьшить вдвое емкости С1 и С2 или сопротивление резисторов
R1 и R2.
На рис. 4.22 показана схема малошумящего активного регулятора
тембра, который имеет плоскую частотную характеристику пропус-
кания, когда переменные резисторы RV1 и RV2 установлены в сред-
ние положения, и который создает независимый подъем или ослаб-
ление низких и высоких частот до 20 дБ. Регулятор низких частот
RV1 имеет частоту среза 320 Гц, а регулятор высоких частот RV2 -
1,1 кГц.
Рис. 4.22. Схема малошумящего активного регулятора тембра
И наконец, на рис. 4.23 приводится практическая схема так назы-
ваемого регулятора панорамы, который позволяет подавать один
входной звуковой сигнал с помощью переменного резистора RV1
(регулятор панорамы) на два усилителя мощности, нагруженные на
громкоговорители, в любой необходимой пропорции. То есть если
потенциометр RV1 установлен в одном крайнем положении, то вы-
ходной сигнал подается только на один громкоговоритель а если
этот потенциометр установлен в другое крайнее положение, то вы-
ходной сигнал подается на другой громкоговоритель. При уста-
новке движка потенциометра в среднее положение сигнал подает-
ся на громкоговорители в равной степени. Таким образом, если
один громкоговоритель находится в левом углу комнаты, а другой -
158 СХЕМЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫХ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
в противоположном, то при повороте движка потенциометра RV1
кажущийся источник звука в этой системе можно заставить пере-
мещаться (изменять звуковую панораму) из одного угла комнаты
в другой.
Выход
сигнала
(левый канал)
Выход
сигнала
(правый канал)
Рис. 4.23. Схема двухканального регулятора звуковой панорамы
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
С СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ
U УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
160 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Идеальный звуковой усилитель мощности можно определить ка-
устройство, формирующее мощный сигнал звуковой частоты вс
внешней нагрузке (обычно это громкоговоритель) без внесения за
метных искажений в сигнал и перегрева самого устройства, которое
при отсутствии сигнала потребляет очень небольшой ток. Устрой
ства, удовлетворяющие этим требованиям, можно легко создать, ис
пользуя современные интегральные схемы.
Простые звуковые усилители, имеющие выходную мощность не
сколько сотен милливатт, можно получить, используя дешевый опе-
рационный усилитель и пару распространенных транзисторов. Для
создания мощных усилителей имеется большой ряд специальных ИС
одинарных и сдвоенных звуковых усилителей, мощности которых
составляют от нескольких сотен милливатт до почти 70 Вт. Выбор
конкретных ИС определяется, главным образом, имеющимся источ-
ником питания и требуемой выходной мощностью усилителя (или
усилителей). В настоящей главе сначала объясняются принципы дей -
ствия основных типов звуковых усилителей мощности, а затем предо
ставляется большой выбор практических схем усилителей, выполнен
ных на базе стандартных ИС и имеющих максимальную мощность до
5,5 Вт. В главе 6 описываются практические схемы усилителей с мощ-
ностью от 6 до 68 Вт.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ мощности
Принципы построения современных ИС звуковых усилителей мощ-
ности определяются развитием схемотехники, используемой в про-
стых транзисторных усилителях. Транзисторы могут служить в ка-
честве достаточно линейных силовых усилителей и включаться по
одной из двух основных схем, известных как классы А и Б. На рис. 5.1
и 5.2 поясняются принципы работы этих двух схем.
Усилитель класса А может состоять из одного транзистора, вклю-
ченного по схеме с общим эмиттером, в коллектор которого в качестве
нагрузки включен громкоговоритель (рис. 5.1а). Основным отличием
этого типа усилителя является то, что на его вход (база транзистора)
подается большое смещение, чтобы коллекторный ток покоя равнялся
половине размаха выходного тока (между его максимальным и мини-
мальным значениями) - рис. 5.16 - для получения максимальной ве-
личины неискаженного сигнала. Из этого описания можно сделать
вывод, что если сопротивления громкоговорителя по постоянному
и переменному току равны, то напряжение покоя на коллекторе тран-
зистора составляет почти половину от напряжения питания.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 161
о}
б)
Рис. 5. /. Усилитель класса А: а - основная схема; б - передаточная характеристика
Усилитель класса А прост и обеспечивает сигнал с небольшими ис-
кажениями, но имеет очень большой ток покоя (в отсутствие сигнала)
и, следовательно, является довольно неэффективным. Эффективнос-
тью (коэффициентом полезного действия) усилителя можно считать
отношение мощности, поступающей в нагрузку, к мощности, потреб-
ляемой всей схемой усилителя. При максимальной выходной мощно-
сти эффективность звукового усилителя класса А обычно составляет
30%, которая падает до 3% при выходной мощности, равной одной де-
сятой части от максимальной, а при маленькой выходной мощности
эффективность падает практически до нуля.
Усилитель класса Б состоит из пары несмещенных транзисторов,
работающих в противофазе, но имеющих общую нагрузку, как показано
на рис. 5.2а. В этом усилителе два транзистора включены по схеме с об-
щим эмиттером, а громкоговоритель включается через трансформатор
162 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Т2, первичная обмотка которого имеет отвод от середины. Противо-
фазный входной сигнал на базах транзистора также образуется с по-
мощью трансформатора. Важной особенностью усилителя такого типа
является то, что ни один из транзисторов не открыт при отсутствии сиг-
нала и что один транзистор открывается положительной волной вход-
ного напряжения, а другой - отрицательной волной, причем в любой
момент времени ток проходит только через один транзистор.
Основные преимущества усилителя класса Б заключаются в том,
что его ток покоя практически равен нулю и он имеет хорошую эф-
фективность (до 78,5%) при любых условиях работы. Главным же его
недостатком, как показано иа графике передаточной характеристи-
ки (рис. 5.26), является то, что он вносит в усиливаемый сигнал
очень большие искажения. На схеме, представленной на рис. 5.2, оба
°)
б)
ИХ - изгиб характеристики
Рис. 5.2. Усилитель класса Б: а - основная схема; б - передаточная характеристика
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 163
транзистора работают с нулевым смещением, то есть ни один из них
не проводит до тех пор, пока входной сигнал не превысит уровень на-
пряжения перегиба база-эмиттерной характеристики транзистора
(порядка 0,6 В), - в этом случае транзистор начинает открываться.
Этот фактор приводит к возникновению значительных искажений
типа «ступенька», показанных на рисунке. Искажения подобного
типа абсолютно нежелательны для слушателя, поэтому схема усили-
теля класса Б не подходит для усилителей звука. Однако этот недо-
статок, проявляющийся в образовании искажений типа «ступенька»,
можно легко устранить, если схему слегка изменить и преобразовать
в усилитель, относящийся к так называемому классу АБ.
Принцип действия усилителя класса АБ
Искажения типа «ступенька», возникающие в усилителе класса Б,
можно устранить, если в базы транзисторов задать прямое смещение,
обеспечиваемое с помощью делителя напряжения R1-RV1 (рис. 5.3).
Это смещение приводит к тому, что через каждый транзистор проте-
кает небольшой начальный ток. Подобная схема имеет название уси-
лителя класса АБ и характеризуется тем, что работает в двухтактном
режиме, а транзисторы в состоянии покоя смещены в начало линей-
ной части характеристики. Схема именно такого типа (рис. 5.3) широ-
ко применялась в первых транзисторных усилителях мощности, но,
поскольку требовала использования трансформаторов для получения
противофазного входного напряжения и для подключения выходной
нагрузки, устарела много лет назад и была заменена бестрансформа-
торным усилителем класса АБ (рис. 5.4).
На рис. 5.4 показан усилитель класса АБ, в котором применена
комплементарная схема включения транзисторов (один транзистор
р-п-р, а другой - п-р-п), образующих эмиттерные повторители;
питание усилителя осуществляется от двухполярного (двойного)
источника. Оба эмиттерных повторителя имеют такое смещение
(цепочка R1-RV1-R2), что их выходное напряжение равняется
нулю, значит, через громкоговоритель протекает нулевой началь-
ный ток, а начальный ток, проходящий через транзисторы при от-
сутствии сигнала и создаваемый смещением на резисторе RV1, устра-
няет проблему возникновения искажений типа «ступенька».
При подаче на вход схемы, изображенной на рис. 5.4, транзистор Q2
положительного сигнала закрывается, а транзистор Q1 открывается.
Транзистор Q1 является транзистором п-p-n и действует как источник
напряжения с очень низким выходным (эмиттерным) сопротивлением;
164 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Рис. 5.3. Основная схема усилителя класса АБ
Рис. 5.4. Основная бестрансформаторноя схема класса АБ, использующая
комплементарный эмиттерный повторитель и двухполярный источник питания
при таких условиях он передает практически копию входного сиг-
нала (единичное усиление) на громкоговоритель, почти не завися-
щую от параметров транзистора Q1. Аналогичным образом отрица-
тельный входной сигнал открывает транзистор Q2 и закрывает
транзистор Q1. Транзистор Q2 является транзистором р-п-р. Он
также действует как источник с очень низким выходным сопротивле-
нием и передает на громкоговоритель практически копию входного
сигнала, почти не зависящую от параметров транзистора Q2.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 165
Таким образом, бестрансформаторная схема усилителя класса АБ,
представленная на рис. 5.4, потребляет в состоянии покоя небольшой
ток, обеспечивает неискаженную передачу сигнала к громкоговори-
телю и не требует подбора транзисторов с близкими характеристиками.
Эту базовую схему можно изменить для использования с однополяр-
ным источником питания, подключив один вывод громкоговорителя
к общему проводу или положительному полюсу источника питания,
а другой - к выходу усилителя через разделительный конденсатор
большой емкости, как показано на рис. 5.5.
Рис. 5.5. Схемы бестрансформаторных усилителей класса АБ
с однополярным питанием
166 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Схемы, представленные на рис. 5.4 и 5.5, служат основой для по
строения большинства современных ИС звуковых усилителей и, ес-
тественно, могут иметь множество вариантов.
Варианты схем усилителей класса АБ
Схема на рис. 5.4 не дает усиления по напряжению, поэтому одним
из ее очевидных вариантов является усилитель, имеющий дополни-
тельный каскад усиления по напряжению. Подобная схема приведе-
на на рис. 5.6. Здесь транзистор Q1 представляет собой усилитель
с общим эмиттером, коллекторной нагрузкой которого является ре-
зистор R1. Усиленное напряжение с коллектора Q1 подается на ком-
плементарную пару эмиттерных повторителей Q2 и Q3. Необходимо
отметить, что смещение на базе транзистора Q1 создается с помощью
делителя напряжения R2-R3, подключенного к выходу схемы, что
создает обратную связь по постоянному току, которая стабилизиру-
ет рабочие точки схемы, а обратная связь по переменному току
уменьшает искажения сигнала.
На рис. 5.6 показано также, что транзисторы Q2-Q3 имеют ав-
томатическое смещение, образуемое с помощью диодов D1 и D2,
Рис. 5.6. Комплементарный усилитель с предоконечным каскадом
и автоматическим смещением
_____________ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 167
наделенных тепловыми свойствами, почти аналогичными свой-
ствам база-эмиттерных переходов транзисторов Q2 и Q3 (что, соб-
ственно, и обеспечивает автоматическое смещение с отличной
термокомпенсацией, особенно если все компоненты находятся в од-
ном кристалле ИС). Низкоомные резисторы R4 и R5 включены
последовательно с эмиттерами транзисторов^ Q2 и Q3 для обеспе-
чения отрицательной обратной связи по постоянному току по цепи
смещения.
Входное сопротивление схемы, представленной на рис. 5.4, равно
произведению сопротивления громкоговорителя и коэффициента
усиления по току транзисторов Q1 и Q2. Очевидным улучшением
схемы является замена отдельных транзисторов Q1 и Q2 схемой Дар-
лингтона, что позволяет значительно увеличить входное сопротивле-
ние схемы и использовать ее с предоконечным каскадом, имеющим
достаточно большую коллекторную нагрузку. На рис. 5.7-5.9 пока-
заны три разных модификации схемы, изображенной на рис. 5.6, ис-
пользующие эту идею.
На рис. 5.7 транзисторы Q2-Q3 образуют п-р-п пару Дарлинг-
тона, а транзисторы Q4-Q5 образуют р-п-р пару; здесь необхо-
димо отметить, что теперь между базами транзисторов Q2 и Q4
Рис. 5.7. Усилитель с выходными каскодами, включенными по схеме Дарлингтона
168 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
имеется четыре база-эмиттерных перехода, и поэтому смещение
выходных транзисторов образуется с помощью цепочки из четы-
рех кремниевых диодов.
На рис. 5.8 транзисторы Q2-Q3 образуют n-p-п пару Дарлин-
гтона, а транзисторы Q4-Q5 - комплементарную пару Дарлинг-
тона, имеющую 100-процентную отрицательную обратную связь,
единичное усиление по напряжению и очень высокое входное со-
противление. Эта схема называется квазикомплементарным вы-
ходным каскадом и, по-видимому, наиболее распространена из
всех усилителей класса АБ; для смещения эта схема требует вклю-
чения трех диодов.
Рис. 5.8. Усилитель с квазикомплементарными выходными транзисторами
И наконец, на рис. 5.9 транзисторы Q2-Q3 и Q4-Q5 - это ком-
плементарные пары усилителей с общими эмиттерами, имеющими
единичное усиление со 100-процентной отрицательной обратной
связью, которые являются как бы зеркальными изображениями
друг друга. Таким образом, эта схема имеет комплементарный вы-
ходной каскад и для смещения требует включения только двух ди-
одов.
Необходимо отметить, что в схемах, представленных на рис. 5.6-5.9
для задания смещения выходных транзисторов используются цепочки
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 169
Кремниевых диодов. На практике каждая из этих цепочек может быть
заменена одним транзистором и двумя резисторами, включенными,
Как показано на рис. 5.10. Имейте в виду, что если резистор R1 зако-
ротить, то вся схема будет действовать как один диод (база-эмиттер-
ный переход), а путем подбора отношения резисторов R1/R2 она
может быть сделана эквивалентной любому количеству последова-
тельно включенных диодов.
Рис. 5.9. Усилитель с комплементарными
выходными каскадами
цепочке диодов
Рис. 5.10. Схема, эквивалентная
Варианты схемы предоконечного усилителя
В схеме комплементарного усилителя, показанной на рис. 5.6, ос-
новной целью предоконечного усилителя Q1 является обеспечение
достаточно большого усиления по переменному напряжению, кото-
рое определяется сопротивлением коллекторной нагрузки R1 пере-
менному току. Однако сопротивление постоянному току резистора
R1 обычно определяется требованиями к току смещения, следова-
тельно, между этими требованиями иногда возникает конфликт.
Проблемы, возникающие при выборе резистора R1, можно разре-
шить двумя способами. Первый способ - введение с помощью ре-
зистора R1 компенсационной обратной связи, что обеспечивает
большее его сопротивление переменному току, чем его реальное
сопротивление постоянному току. На рис. 5.11 и 5.12 показаны
170 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
примеры схем усилителей мощности класса АБ, в которых приме
йена компенсационная обратная связь (иногда называемая вольтдо
бавкой).
Необходимо отметить, что на рис. 5.11 коллекторная нагрузка
транзистора Q1 состоит из двух последовательно включенных резис-
торов R1 и R2 и что выходной сигнал схемы (возникающий на гром-
коговорителе) подается на общую точку резисторов R1 и R2 через
конденсатор С2. Этот выходной сигнал почти идентичен сигналу,
появляющемуся на коллекторе транзистора Q1. Предположим, чт<
резистор R1 имеет фактическое сопротивление 1 кОм и что каскад
Q2-Q3 имеет усиление по напряжению, равное 0,9. Тогда в реальных
условиях усиления, если на нижнем выводе резистора R2 появляет-
ся сигнал X В, а на верхнем выводе этого резистора появляется сиг-
нал 0,9Х В, на резисторе R2 падает только одна десятая часть сигнала
X В. Следовательно, через этот резистор протекает только одна де
сятая часть от ожидаемого тока, создаваемого сигналом. Другими
словами, сопротивление R2 переменному току в десять раз больше
(10 кОм), чем постоянному току (1 кОм), значит, приводит к уве-
личению усиления сигнала.
Рис. 5.11. Усилитель, предоконечный каскад которого охвачен
компенсационной обратной связью (вольтдобавка)
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 171
На практике метод вольтдобавки позволяет получить значитель-
ное увеличение коллекторной нагрузки транзистора Q1 и, таким об-
разом, увеличение коэффициента усиления по напряжению - при-
близительно в 20 раз. На рис. 5.12 показан другой вариант этой
схемы, который позволяет сэкономить два элемента; громкоговори-
тель образует часть коллекторной нагрузки транзистора Q1, и вольт-
добавка осуществляется с помощью конденсатора С2/
Рис. 5.12. Разновидность усилителя, предоконечный каскад которого
охвачен компенсационной обратной связью
Альтернативным решением проблемы R1 является (вместо вольт-
добавки) его замена источником постоянного тока, который задает
требуемый рабочий ток, но в то же время действует как очень высоко-
омная нагрузка. На рис. 5.13 показаны эквивалентная и фактическая
схемы предоконечного каскада, использующего в выходном усилите-
ле мощности данный метод. Здесь необходимо подчеркнуть, что на
рис. 5.13 транзистор Q2 функционирует в качестве источника посто-
янного тока, имеющего большое внутреннее сопротивление.
Возвращаясь к изображенной на рис. 5.6 схеме комплементарного
усилителя, необходимо отметить, что транзистор Q1 предоконечного
усилителя охвачен параллельной обратной связью по постоянному
172 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Рис. 5.13. Схемы предоконечного коскодо, использующего в качестве коллекторной
нагрузки источник тока: о - эквивалентная схема; б - принципиальная схема
и переменному току через делитель напряжения R2-R3, который на
практике создает довольно низкие входное сопротивление и усиле
ние схемы и ограничивает диапазон используемых напряжений пи-
тания схемы. Простой и, возможно, лучший вариант этой схемы по-
казан на рис. 5.14. Здесь используется токовая обратная связь через
последовательно соединенные резисторы R1-R2, которая обеспечи-
вает большой диапазон напряжений для питания схемы. Резисторы
обратной связи могут иметь развязку по переменному току (как
Рис. 5.14. Предоконечный усилитель
с расщепленной параллельной обратной связью по постоянному току
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 173
доказано на рис. 5.14) с помощью конденсатора С2, что позволяет
увеличить усиление и входное сопротивление схемы за счет неко-
торого увеличения искажений сигнала. Если требуется очень высо-
кое входное сопротивление, то транзистор Q1 может быть заменен
дарлингтоновской парой транзисторов.
На рис 5.15 показана альтернативная схема предоконечного уси-
лителя. Он охвачен отрицательной обратной связью по постоянно-
му и переменному току и имеет большие усиление и входное сопро-
тивление, чем базовая схема, приведенная на рис. 5.6, но в этой
схеме используются два транзистора разной проводимости.
Рис. 5.15. Предоконечный усилитель
с последовательной обратной связью по постоянному току
И наконец, на рис. 5.16 представлена схема предоконечного каска-
да, предназначенного для усилителей с двухполярным питанием,
входное и выходное напряжения в которой подаются относительно
общего провода без переходных емкостей (связь по постоянному току).
В этой схеме используется входной дифференциальный усилитель,
охваченный глубокой отрицательной обратной связью, причем
входные и выходные напряжения в отсутствие сигнала равны нулю,
если значения сопротивлений резисторов R1 и R4 равны. Эта схема
может применяться и с однополярными источниками питания, если
один полюс источника просто соединить с общим проводом, а для
входных и выходных сигналов использовать переходные емкости.
/ 74 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Рис. 5.16. Предоконечный усилитель с дифференциальным входом,
охваченный глубокой обратной связью
Подобная схема используется во многих ИС звуковых усилителей
мощности.
ИС звуковых усилителей мощности
Реальные ИС звуковых усилителей мощности используют многие схе-
мотехнические приемы, которые были описаны в этой главе. В качестве
примера на рис. 5.17 приводятся принципиальная схема и цоколевка
Рис. 5.17. Принципиальная схема ИС 2-воттного звукового усилителя мощности LM380
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 175
очень распространенной ИС 2-ваттного звукового усилителя LM380,
который может (как показано далее в этой главе) работать от одно-
полярного источника питания. Этот усилитель функционирует сле-
дующим образом.
В ИС LM380 транзисторы Q1 и Q2 являются р-п-р эмиттерны-
ми повторителями, сигнал с которых поступает на дифференциаль-
ный усилитель, выполненный на транзисторах Q3-Q4. На входы
схемы может быть подано опорное напряжение относительно обще-
го провода или входной сигнал (по постоянному току). Выход диф-
ференциального усилителя непосредственно соединен с базой тран-
зистора Q12, представляющего собой обычный усилитель с общим
эмиттером, в качестве нагрузки которого включен транзистор Q11,
действующий как источник тока и представляющий по постоянно-
му току для транзистора Q11 большое коллекторное сопротивле-
ние. Сигнал с коллектора транзистора Q12 поступает на выход ИС
через квазикомплементарный эмиттерный повторитель, выполнен-
ный на транзисторах Q7-Q8-Q9. Резисторы R6 и R7 предназначе-
ны для ограничения выходного тока транзисторов Q7 и Q9 на уров-
не 1,3 А.
Резисторы, задающие смещение и усиление, встроены в ИС LM380.
Резистор обратной связи R2 имеет величину вдвое меньше, чем ре-
зистор R1; эти два резистора устанавливают выходное напряжение
покоя усилителя на уровне половины напряжения питания ИС. Уси-
ление по напряжению этой ИС составляет 50 (34 дБ) и задается
встроенными резисторами R2 и R3, но может быть легко изменено
с помощью внешней обратной связи. Таким образом, LM380 являет-
ся удобной в использовании универсальной ИС.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Схемы маломощных ОУ
Распространенный операционный усилитель общего назначения 741
может обеспечить максимальный выходной ток не менее 10 мА и мак-
симальный размах выходного напряжения не менее 10 В на нагрузке
1 кОм при питании от двойного источника ±15 В. Таким образом, эта
ИС отдает на нагрузке 1 кОм мощность около 100 мВт и может ис-
пользоваться в качестве простого маломощного звукового усилите-
ля, как показано на рис. 5.18 и 5.19.
176 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Рис. 5.18. Маломощный усилитель,
использующий двухполярный источник питания
На рис. 5.18 изображен ОУ типа 741 в качестве маломощного уси-
лителя при использовании двухполярного источника питания. Вне-
шняя нагрузка включается напрямую между выходом ОУ и общим
проводом. Напряжение на оба входа подается также относительно
общего провода. В этой схеме ОУ используется в неинвертирующем
режиме и имеет усиление по напряжению 10 (= R1/R2) и входное
сопротивление 47 кОм (= R3).
На рис. 5.19 показано, как можно использовать эту схему с одно-
полярным источником питания. В этом случае внешняя нагрузка
подключается между входом ОУ и общим проводом через раздели-
тельную емкость, а вход должен иметь смещение, определяемое де-
лителем напряжения R1-R2, чтобы выходное напряжение усилите-
ля в отсутствие сигнала составляло половину напряжения питания
(для получения максимального размаха выходного напряжения).
Усилитель включен в неинвертирующем режиме, его усиление по
напряжению равно единице, а его входное сопротивление составля-
ет 47 кОм (= R3).
Необходимо подчеркнуть, что внешняя нагрузка для этих схем дол-
жна быть не менее 1 кОм. Если внешний громкоговоритель имеет со-
противление меньше этой величины, то последовательно с ним дол-
жен быть включен резистор Rx, чтобы довести сопротивление
нагрузки до 1 кОм, причем дополнительное сопротивление Rx неиз-
бежно уменьшает величину мощности, реально поступающей в гром-
коговоритель.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 177
Рис. 5.19. Маломощный усилитель,
использующий однополярный источник питания
Схемы, позволяющие увеличить выходную мощность ОУ
Выходной ток (и, следовательно, мощность) ОУ можно увеличить,
если использовать комплементарный эмиттерный повторитель, вклю-
ченный между его выходом и инвертирующим входом, как показано
на рис. 5.20. Необходимо отметить, что эта схема обеспечивает общее
усиление по напряжению, равное единице, и что база-эмиттерные пере-
ходы транзисторов Q1 и Q2 включены в петлю отрицательной обрат-
ной связи, поэтому их эффективное прямое напряжение (около 0,6 В)
уменьшается в количество раз, равное усилению ОУ по напряжению
с разомкнутой обратной связью,. То есть если это усиление составляет
10000, то эффективное прямое напряжение транзисторов Q1 и Q2
уменьшается всего до 6 мкВ, следовательно, искажения сигнала будут
очень малы.
Кривая частотной зависимости коэффициента усиления по напря-
жению реального ОУ без обратной связи имеет спад около 6 дБ/окта-
ву, поэтому, хотя искажения сигнала, вносимые схемой, показанной на
рис. 5.20, могут быть незначительными на частоте 10 Гц, на частоте
10 кГц они могут достигать недопустимого уровня. Эту проблему
можно решить, если обеспечить смещение транзисторов Q1 и Q2, как
/78 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Рис. 5.20. Основная схема, позволяющая увеличить выходной ток ОУ
(усиление по напряжению равно единице)
показанью на рис. 5.21 и 5.22, чтобы их выходное напряжение было
приближено к нулю и искажения стали минимальными.
Схемы, представленные на рис. 5.21 и 5.22, позволяют получить
пиковые выходные токи до 350 или до 50 мА действующего значе-
ния при минимальной нагрузке 23 Ом, то есть в этой нагрузке вы-
деляется средняя мощность 280 мВт. Эти ограничения определяются
Рис. 5.21. Усилитель мощности на базе ОУ, использующий двухполярный источник
питания (максимальная выходная мощность составляет 280 мВт)
ЗАМЕЧАНИЯ ПО ИСПОЛЬЗОВАНИЮ ИС УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 179
параметрами транзисторов Q1 и Q2 по мощности и току, а также ис-
точником питания. Схема, показанная на рис. 5.21, предназначена
для двухполярных источников питания и имеет усиление по напря-
жению 10. Схема, показанная на рис. 5.22, использует однополярный
источник и имеет единичное усиление по напряжению.
Рис. 5.22. Усилитель мощности на базе ОУ,
использующий однополярный источник питания
ЗАМЕЧАНИЯ ПО ИСПОЛЬЗОВАНИЮ ИС
УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Если необходим звуковой усилитель с выходной мощностью от 200 мВт
до 68 Вт, то наиболее простым и дешевым способом его реализации
будет использование специальных ИС. В продаже имеется большой
выбор подобных ИС, содержащих в одном корпусе как одиночный,
так и сдвоенные усилители. Многие из этих ИС являются ОУ с выход-
ным каскадом, выполненным в виде комплементарного эмиттерного
повторителя (подобные схемам, приведенным на рис. 5.21 и 5.22); они
180 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Рис. 5.23. Обычный усилитель
имеет максимальную выходную
мощность Vi/R Вт
имеют дифференциальные входы, обеспс
чивают высокие выходные ток и мощ
ность и в состоянии покоя потребляю 1
очень незначительный ток.
Если ИС усилителя мощности имеет не-
симметричный выход, такой как показан
на рис. 5.23, то его максимальная выходная
мощность составляет WR, где V - макси-
мальное выходное напряжение. Важным
моментом является то, что выходная мощ-
ность может быть увеличена в четыре раза,
если два усилителя мощности включить по
мостовой схеме, как показано на рис. 5.24;
в этом случае выходная мощность равняется (2V)2/R. Это увеличение
мощности можно объяснить следующим образом.
В схеме усилителя с несимметричным выходом, приведенной на
рис. 5.23, один вывод резистора нагрузки RL подключен к общему
Рис. 5.24. Два усилителя, включенных по мостовой схеме,
имеют максимальную выходную мощность (2V)2/R Вт
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 181
проводу, поэтому максимальное напряжение, возникающее на резисто-
ре Rl, равняется напряжению в точке А. С другой стороны, на рис. 5.24
потенциал изменяется на обоих выводах резистора RL, причем в про-
тивофазе, и напряжение на резисторе RL - это разность напряжений
в точках А и Б.
На рис. 5.24 показаны формы напряжения, прикладываемого к на-
грузке при подаче прямоугольного входного сигнала с амплитудой
10 В от минимума до максимума. И хотя напряжение в точках А и Б
имеет максимальное значение 10 В относительно общего провода,
эти сигналы находятся в противофазе (сдвинуты по фазе на 180°).
Таким образом, в течение первого периода точка Б имеет положи-
тельный потенциал 10 В относительно точки А, то есть +10 В. Од-
нако во время второго периода точка Б имеет отрицательный потен-
циал относительно точки А, то есть -10 В. Следовательно, если
точка А считается точкой нулевого напряжения, то в течение пери-
одов 1 и 2 относительно нее в точке Б напряжение изменяется от
+ 10 до -10 В, что дает суммарное изменение напряжения на резис-
торе Rl 20 В. Аналогичные изменения происходят и в последующие
периоды.
Таким образом, при входном напряжении 10 В напряжение на
нагрузке в мостовой схеме изменяется на 20 В (от минимума до
максимума), что составляет удвоенную амплитуду входного сигна-
ла (см. рис. 5.24). Поскольку удвоение напряжения приводит к удво-
ению тока, а мощность равняется произведению тока и напряжения,
то мостовая схема имеет выходную мощность в четыре раза больше,
чем обычная схема. В оставшейся части этой главы и в следующей
(глава 6) описываются различные усилители на базе ИС.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС
В настоящее время в продаже имеется большое количество ИС зву-
ковых усилителей мощности. Некоторые из них содержат один
(моно) усилитель, другие имеют в одном корпусе два усилителя
(сдвоенные). В табл. 5.1 перечислены основные характеристики де-
вяти распространенных ИС звуковых усилителей мощности, мак-
симальная выходная мощность которых составляет от 325 мВт до
5,5 Вт. Необходимо отметить, что ИС LM831, TDA2822 и LM1877 яв-
ляются сдвоенными усилителями, а ИС LM1877, LM380 и LM384
имеют защиту выходного каскада от короткого замыкания. В послед-
них разделах этой главы подробно описывается каждая из девяти ИС.
Таблица 5. Т Основные характеристики девяти ИС
И ь*, ^^SwHOCTbJ' Вт;' V??-- Напряже- ^4>'ние^Э|' питания, В Вноа^мыа^^ 5 искажения'на нагрузке 8Ом, WJBxoj^oexj .'/^ние^кОмТ Усиление ;£прнапрЯ’* чСжению, дБ: Ширина полосы, кГц Ток ПОКОЯ/ мА
LM386 Моно 0,325 (8 Ом) 4-15 0,2 (Vs = 6 В, Ро = 125 мВт) 50 26 300 4
LM831 Сдвоенный 0,22 на канал (4 Ом) 1,8-6 0,25 (Vs = 3 В, Ро = 50 мВт) 25 46 0,02-20 6
TDA7052 Моно 1,2 (8 Ом) 3-15 0,2 (Vs = 6 В, Ро = 1 00 мВт) 100 40 0,02-20 4
LM388 Моно 1,5 (8 Ом) 4-12 0,1 (Vs = 12 В, Ро = 0,5 Вт) 50 26 300 16
TDA2822 Сдвоенный 1,0 на канал (8 Ом) 1,8-15 0,3 (Vs = 9 В, Ро = 0,5 Вт) 100 40 120 6
ТВА820М Моно 2,0 (8 Ом) 3-16 0,4 (Vs = 9 В, Ро = 0,5 Вт) 5000 34 0,02-20 4
LM1877 Сдвоенный с защи- щенным выходом 2,0 на канал (8 Ом) 6-26 0,04 (Vs = 20 В, Ро = 2 Вт/кан). 4000 34 65 25
LM380 Моно с защи- щенным выходом 3,0 (4 Ом) 8-22 0,2 (Vs = 18 В, Ро = 2 Вт) 150 34 100 7
LM384 Моно с защи- щенным выходом 5,5 (8 Ом) 12-26 0,25 (Vs = 22 В, Ро = 4 Вт) 150 34 450 8,5
182 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 183
Принцип действия LM386
LM386 - очень распространенная ИС звукового усилителя мощнос-
ти (производится фирмой National Semiconductor). Она выполнена
в корпусе DIP8.
Поскольку напряжение питания микросхемы может быть в преде-
лах 4-15 В, а потребляемый ток покоя составляет всего 4 мА, она яв-
ляется идеальным вариантом для усилителей, работающих от батарей.
Усиление этой ИС по напряжению изменяется от 20 до 200 с помо-
щью внешних элементов, а ее выходное напряжение автоматически
устанавливается равным половине напряжения питания. Данный
усилитель может отдать в нагрузку сопротивлением 8 Ом мощность
несколько сотен милливатт при напряжении питания 12 В. Входное
напряжение подается на дифференциальные входы относительно ну-
левого провода; типовое входное сопротивление составляет 50 кОм.
На рис. 5.25 представлена принципиальная схема LM386. На этой
схеме транзисторы Q1 и Q2 образуют дифференциальный усилитель,
Рис. 5.25. Принципиальная схема и цоколевка
низковольтного звукового усилителя мощности LM386
184 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
в котором оба входа соединены с общим проводом через резистор!,
50 кОм (резисторы R1 и R2). Выход дифференциального усилителя
(транзистор Q3) подключен к входу усилителя с общим эмиттерод
(транзистор Q7). Сигнал с коллектора транзистора Q7 напрямую по
дается на выход ИС через усилитель мощности класса АБ, имеющий
единичное усиление и выполненный на транзисторах Q8-Q9-Q10,
которые для минимизации внутреннего падения напряжения и для
получения максимальной выходной мощности не снабжены схемой
защиты от перегрузки.
Применение ИС LM386
ИС LM386 очень удобна в применении. Ее усиление по напряжению
равняется удвоенному отношению сопротивления, установленного
между выводами 1 и 5 (на рис. 5.25 это 15 кОм), и сопротивления
между эмиттерами транзисторов Q1 и Q3 (= R5 + R6). Таким об
разом, эта ИС может использоваться как усилитель, содержащий
минимальное количество деталей и имеющий общее усиление по на-
пряжению 20 (= 2 х 15 кОм / 1,5 кОм), схема включения которого
приведена на рис. 5.26. На этой схеме нагрузка подключается к выхо-
ду ИС через разделительный конденсатор С2, а входной сигнал по -
дается на неинвертирующий вход с переменного резистора RV1.
Необходимо отметить, что конденсатор С1 используется для высо-
кочастотной развязки положительного полюса источника питания
(вывод 6), а цепочка R1-C3 является необязательной и предназначе-
на для повышения высокочастотной стабильности при работе усили-
теля на индуктивную нагрузку (громкоговоритель).
Рис. 5.26. Усилитель на ИС LM386, содержащий минимум деталей
(коэффициент усиления по напряжению Av = 20)
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 185
На рис. 5.27 показана измененная предыдущая схема, которая име-
ет полное усиление по напряжению 200, что обеспечивается включе-
нием конденсатора С4 (между выводами 1 и 8), шунтирующим внут-
ренний резистор ИС номиналом 1,35 кОм. И еще один вариант этой
схемы приведен на рис. 5.28; эта схема имеет усиление по напряже-
нию 50, обеспечиваемое включением резистора 1,2 кОм (R2) после-
довательно с конденсатором С4.
Рис. 5.27. Усилитель на ИС LM386, имеющий Av = 200
Рис. 5.28. Усилитель на ИС LM386, имеющий Av = 50
186 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Усиление по напряжению ИС LM386 можно также изменить шут
тированием внутреннего резистора обратной связи номиналом 15 кО-
(выводы 1 и 5). На рис. 5.29 показано, как можно зашунтировать это;
резистор цепочкой C4-R2, чтобы получить подъем усиления 6 дБ ш.
частоте 85 Гц, компенсирующий плохую отдачу низких частот деше-
вым громкоговорителем.
Рис. 5.29. Усилитель на ИС LM386, имеющий подъем низких частот (6 дБ, 85 Гц)
И наконец, на рис. 5.30 показано, как можно изменить усилитель
на основе ИС LM386, чтобы использовать его в качестве встроенного
усилителя AM радиоприемника. В этой схеме AM сигнал после де-
тектора поступает на неинвертирующий вход ИС через регулятор
громкости RV1. Цепочка R1 -СЗ служит в качестве высокочастотной
развязки, а все остаточные высокочастотные сигналы не пропускают-
ся в нагрузку ферритовым кольцом. Конденсатор С4 задает усиление
ИС по напряжению равным 200. Здесь необходимо отметить, что
в схеме предусмотрен дополнительный фильтрующий конденсатор
С5, включаемый между выводом 7 ИС и общим проводом; при необ-
ходимости в схемах на рис. 5.26—5.29 также могут использоваться
фильтрующие конденсаторы.
В заключение необходимо отметить, что ИС LM386 относится
к давно используемому семейству звуковых усилителей мощнос-
ти, разработанных на базе принципиальной схемы, приведенной
на рис. 5.25, и что две ИС из этого семейства - LM389 и LM390 ~
недавно были сняты с производства из-за отсутствия на них спроса.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС / 87
Рис. 5.30. Усилитель мощности для AM радиоприемника
ИС LM389 содержала набор трех независимых широкополосных
п-p-n транзисторов, находящихся на той же подложке, на которых
собирался основной усилитель; микросхема изготавливалась в кор-
пусе с двухрядным расположением выводов (18 выводов). ИС
LM390 содержала модифицированный выходной каскад ИС LM386
и имела 14 выводов; она обеспечивала выходную мощность 1 Вт на
нагрузке 4 Ом при работе от 6-вольтового источника питания. Еще
одним членом этого семейства является ИС LM388, которая обес-
печивает выходную мощность 1,5 Вт на нагрузке 8 Ом при питании
от источника 12 В; она все еще имеется в продаже и подробно опи-
сывается далее в этой главе.
ИС LM831
ИС LM831 представляет собой сдвоенный усилитель мощности, спе-
циально созданный для работы от низковольтного источника пита-
ния, имеющего напряжение всего 1,6-6 В. Оба ее независимых уси-
лителя имеют очень низкий уровень шумов и небольшой коэффициент
нелинейных искажений, кроме того, они излучают минимальный уро-
вень высокочастотных помех, что позволяет использовать их в непо-
средственной близости от AM приемника. ИС размещается в корпусе
с двухрядным расположением выводов (16 выводов), и ее цоколевка
представлена на рис. 5.31.
Оба усилителя ИС LM831 можно использовать независимо в каче-
стве низковольтного стереоусилителя или включить по мостовой схе-
ме и получить монофонический усилитель с увеличенной мощностью.
188 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Частотная коррекция
Усиление
Неинвертирующий
вход
Инвертирующий
вход
Вольтдобавка
Общий
источника питания
Общий сигнала
Выход
16
| Шунтирование
""j Усиление
□ Неинвертирующий
вход
— | Инвертирующий
— J вход
} Вольтдобавка
' Общий
- J источника питания
►—— 2] Выход
9 Плюс питания
Рис. 5.31. Функциональная схема и цоколевка ИС
двойного низковольтного звукового усилителя мощности LM831
На рис. 5.32 и 5.33 показаны схемы этих двух устройств. При питании
этих схем от источника напряжением 3 В (например, от двух батарей
по 1,5 В) каждый канал стереофонического усилителя может обеспс
чить 220 мВ выходной мощности на нагрузке 4 Ом (при этом полоса
усиления с учетом завала на краях диапазона 3 дБ составляет 50 Гц --
20 кГц), а мостовой усилитель может обеспечить выходную мощность
440 мВт на нагрузке 8 Ом (полоса усиления 50 Гц - 20 кГц).
При сборке этих двух схем обратите внимание на то, что для обес-
печения стабильности общая шина на печатной плате должна быть
выполнена максимально широкой, а развязывающий конденсатор,
подключаемый к выводу 9 ИС, должен располагаться как можно бли-
же к ИС и иметь емкость не менее 47 мкФ; два развязывающих кон-
денсатора емкостью 330 нФ также должны располагаться максималь-
но близко к ИС.
Схемы, использующие TDA7052
ИС TDA7052 предназначена для применения в устройствах, пи-
тающихся от батарей, и разработана для подключения одного
громкоговорителя при использовании высокоэффективной мосто-
вой схемы; отдаваемая мощность в 8-омный громкоговоритель со-
ставляет 1,2 Вт при питании от источника напряжения 6 В. Эта ИС,
имеющая двухрядное расположение выводов (8 выводов), является
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 189
Рис. 5.32. Стереоусилитель на ИС LM831
Рис. 5.33. Мостовой усилитель на ИС LM831
190 СХЕМЫ ЗВ У КО ВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
усилителем с фиксированным усилением (40 дБ), она имеет защиту
выхода от перегрузок и не требует использования дополнительного
радиатора. На рис. 5.34 показаны цоколевка и упрощенная схема
TDA7052, а на рис. 5.35 - основная схема включения этой ИС в каче
стве усилителя мощностью 1,2 Вт.
V+
Вход
Общий сигнала
Не используется
2
7
TDA7052
8
7
7
7
Выход 2
Не используется
Общий (подложка)
Выход 1
используется используется
Вид сверху
Рис. 5.34. Цоколевка и упрощенная схема ИС звукового усилителя мостового типа
с выходной мощностью 1,2 Вт
Рис. 5.35. Исключительно простая практическая схема включения TDA7052
в качестве усилителя с выходной мощностью 1,2 Вт
Схемы, использующие LM388
ИС LM388 является слегка измененной версией ИС LM386 и выпол-
нена в корпусе с DIP14. Она имеет внутренний радиатор (рис. 5.36)
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 191
Вид сверху
Рис 5.36. Цоколевка ИС звукового усилителя с выходной мощностью 1,5 Вт LM388
и может отдавать мощность 1,5 Вт в громкоговоритель сопротивле-
нием 8 Ом при питании от источника напряжения 12 В. Наиболее
важным отличием этой ИС от LM386 является включение транзис-
тора Q7 (см. рис. 5.25), который в LM386 в качестве коллекторной
нагрузки имеет внутренний источник тока, а в LM388 применяется
внешняя нагрузка. Использование внешней нагрузки значительно
повышает универсальность ИС.
На рис. 5.37 показан один из способов использования ИС LM388.
Резисторы R1 и R2 включены последовательно между положительным
полюсом источника питания и выводом 9 ИС - они обеспечивают кол-
лекторный ток внутреннего транзистора Q7; общая точка резисторов
R1-R2 соединяется с выходом усилителя конденсатором С2, образуя
Рис. 5.37. Усилитель на ИС LM388 с усилением 20
и нагрузкой, подключаемой к общему проводу
192 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
вольтдобавку, что приводит к значительному увеличению сопротивл*.
ния переменному току резистора R2 (и, следовательно, к увеличении
усиления по напряжению транзистора Q7) по сравнению с его сопро
тивлением постоянному току. Общее усиление по напряжению И(
LM388 определяется точно так же, как для LM386, и на рис. 5.37 раь
няется 20. На рис. 5.38 показано, как путем включения конденсатор?
С5 между выводами 2 и 6 это усиление может быть увеличено до 200
/777 ГГП 0V /777 ГГП
Рис. 5.38. Усилитель на ИС LM388 с усилением 200
и нагрузкой, подключаемой к общему проводу
На рис. 5.39 представлен еще один способ использования ИС LM388.
В этой схеме постоянное напряжение подается на вывод 9 ИС через
громкоговоритель, а нижний (по схеме) вывод громкоговорителя под-
ключен к выходу усилителя через конденсатор, образуя, таким образом,
вольтдобавку для резистора R1 и увеличивая тем самым его сопротив
ление переменному току. Работа этой схемы аналогична работе схемы,
изображенной на рис. 5.37, но в данной схеме экономятся два элемента.
И наконец, на рис. 5.40 показано, как можно включить две ИС
LM388 по схеме мостового усилителя, который развивает мощность
4 Вт в громкоговорителе, подключаемом без переходных конденсато-
ров, при использовании источника питания 12 В. Регулировочный
потенциометр RV2 предназначен для выравнивания выходных на-
пряжений покоя двух ИС, чтобы тем самым уменьшить потребление
тока в состоянии покоя.
Необходимо отметить, что эта ИС обеспечивает малое ослабление
пульсаций напряжения питания, и, если возникнут какие-либо связан-
ные с этим проблемы, их можно устранить, подключив конденсатор
емкостью 10 мкФ (или больше) между выводом 1 и общим проводом.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 193
Входное
напряжение
Рис. 5.39. Усилитель на ИС LM388 с усилением 20
и нагрузкой, подключаемой к положительному полюсу источника питания
RVlI.
10к>
Рис. 5.40. Мостовой усилитель на ИС LM388 с выходной мощностью 4 Вт
на нагрузке 8 Ом
ИС TDA2822
ИС TDA2822 - это универсальный сдвоенный усилитель, который мо-
жет использоваться с любым источником постоянного напряжения в диа-
пазоне от 1,8 до 15 В; он может питаться от 3-вольтового источника пи-
тания и работать на наушники, обеспечивая мощность в двух каналах
по 20 мВт на нагрузке 32 Ом. При питании от 9 В его выходная мощ-
ность может составлять 1 Вт в каждом канале при 8-омной нагрузке.
Эта ИС выполнена в корпусе с DIP8 (рис. 5.41) и использует мини-
мальное количество внешних элементов. На рис. 5.42 показано, что она
может служить в качестве стереофонического усилителя или усилителя
для наушников, питающегося от 6-вольтового источника питания.
/ 94 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Выход 1
V+
Выход 2
Общий
TDA2822
У| Неинвертирующий
вход 1
"у] Инвертирующий
вход 1
Т1 Неинвертирующий
_] вход 2
Инвертирующий
_| вход 2
1
2
3
4
Вид сверху
Рис. 5.41. Цоколевка ИС сдвоенного усилителя TDA2822
♦6 v
10я
Рис. 5.42. Схема стереофонического усилителя, использующая ИС TDA2822
Громкого-
воритель левого
канала (4-32 Ом)
/7^77 °V
ИС ТВА820М
Производители характеризуют этот полупроводниковый прибор
как маломощный усилитель, способный отдавать несколько сотен
милливатт в громкоговоритель сопротивлением 4-16 Ом, хотя,
фактически, он может выдавать мощность до 2 Вт в 8-омную нагруз-
ку. Эта ИС имеет корпус DIP8, может работать буквально от источ-
ника питания 3 В и характеризуется низким током покоя, хорошим
подавлением пульсаций питания и низкими искажениями сигнала.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 195
На рис. 4.43 показаны цоколевка ИС ТВА820М, а также практи-
ческая схема ее включения. На этой схеме резистор R2 определяет
усиление по напряжению ИС, а цепочка R3-C6, включенная парал-
лельно громкоговорителю, повышает высокочастотную стабильность
усилителя. Эта ИС может использоваться с источником питания до
16 В при работе на громкоговоритель сопротивлением 16 Ом, с ис-
точником 12 В при работе на 8-омный громкоговоритель и с источ-
ником питания 9 В при работе на 4-омный громкоговоритель.
V+ (см. текст)
8
Коррекция Q
УсилениеQ
Вход £
Общий □
2] Развязка
2] Вольтдобавка
ZJv+
5 □Выход
ТВЛ
82ОМ
4
Рис. 5.43. Схема маломощного звукового усилителя, использующего ИС ТВА820М
ИС LM1877
ИС LM1877 является сдвоенным усилителем, имеющим защиту вы-
хода от перегрузки, который может выдать мощность до 2 Вт в каждом
канале при использовании громкоговорителей сопротивлением 8 Ом.
На рис. 5.44 показана цоколевка ИС в корпусе с DIP14. Необходимо
196 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Вид сверху
Рис. 5.44. Цоколевка ИС сдвоенного усилителя мощностью 2 Вт LM1877
иметь в виду, что при использовании ИС выводы общего провода
3-5 и 10-12 должны припаиваться к шине общего провода на печат-
ной плате, которая служит в качестве радиатора.
На рис. 5.45 представлена практическая схема стереофонического
усилителя, работающего на 8-омные громкоговорители и питающе-
гося от однополярного источника питания. Усиление по напряжению
каждого усилителя устанавливается отношением сопротивлений це-
почки отрицательной обратной связи 100 кОм/510 Ом и составляет
200. Входные сигналы подаются на неинвертирующие входы, соеди-
ненные с общим проводом резистором смещения 1 МОм, через раз-
делительный конденсатор. Здесь необходимо обратить внимание на
тот факт, что 8-омные громкоговорители подключаются к выходам
усилителя через разделительные электролитические конденсаторы
емкостью 500 мкФ; к выходам усилителей подключены цепочки, по-
вышающие высокочастотную стабильность усилителя и состоящие
из резистора 2,7 Ом и конденсатора 100 нФ. Выводы 3-5 и 10-12 ИС
должны припаиваться к шине общего провода на печатной плате, ко-
торая служит в качестве радиатора.
На рис. 5.46 показана модификация предыдущей схемы, предна-
значенная для работы от двухполярного источника питания, имеющая
усиление по напряжению 50, которое определяется отношением ре-
зисторов 100 кОм/2 кОм. Входные уровни сигналов задаются сдво-
енным регулятором громкости RV1. Стоит обратить внимание на то,
что выход каждого усилителя подключается к 8-омному громкоговори-
телю без разделительных конденсаторов; вывод 1 ИС для задания сме-
щения подсоединяется непосредственно к общему проводу источника
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 197
51OR 100k
Рис. 5.45. Стереоусилитель на ИС LM1877,
использующий однополярный источник питания
Рис. $.46. Стереоусилитель на ИС LM1877,
использующий двухполярный (двойной) источник питания
/ 98 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
питания; выводы 3-5 и 10-12 ИС должны припаиваться к шине от
рицательного полюса питания на печатной плате (она должна име1 j
значительные размеры), которая служит в качестве радиатора.
ИС LM380/LM384
ИС LM380 (рис. 5.17 и 5.47) - наиболее распространенная из всех
ИС усилителей мощности. Она может работать с любым напряжения
питания от 6 до 22 В и обеспечить выходную мощность 2 Вт в нагруз-
ке 8 Ом при питании от источника 18 В (для получения такой вы-
ходной мощности ИС требуется хороший радиатор). Оба ее диф-
ференциальных входа соединяются с общим проводом, при этом
выходное напряжение покоя автоматически устанавливается равным
половине напряжения питания. Ее усиление по напряжению являет-
ся фиксированным и составляет 50 (= 34 дБ), а выход имеет защиту
от перегрузки, кроме того, ИС имеет встроенную термозащиту.
V+
Не используется
> Общий
’провод
Не используется
Выход
Вид сверху
Рис. 5.47. Цоколевка ИС 2-ваттного усилителя LM380 и 5-ваттного усилителя LM384
ИС LM384 представляет собой модернизированную версию ИС
LM380 и при напряжении источника питания 26 В может обеспечить
во внешней нагрузке выходную мощность 5,5 Вт. Оба типа ИС вы-
пускаются в корпусе DIP14; выводы 3-5 и 10-12 ИС должны иметь
тепловой контакт с внешним радиатором.
На рис. 5.48-5.51 приводятся несколько практических схем с двумя
ИС усилителей мощности. На рис. 5.48 показано, как использовать
любую из этих ИС в качестве усилителя с коэффициентОхМ усиления
50, обеспечивающего сильное подавление пульсаций источника пита-
ния (с помощью конденсатора С2) и имеющего простой регулятор
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС 1 99
V+ (8-22 В)
С1
ЮОп
У+=18Вдля LM380,
выходная мощность 2 Вт
\/+ = 22Вдля LM384.
выходная мощность 5 Вт
Входное
напряжение
* RV?
47к
Громкость
Громко-
говоритель
8 Ом
0V/777 ГГП ГГП ГГП ГТПРМ
Рис. 5.48. Усилитель мощностью 2 или 5 Вт с простым регулятором громкости
и подавлением пульсаций питания
громкости (RV1). На рис. 5.49 показано, как применить эти ИС в ка-
честве усилителя для звукоснимателя с характеристикой RIAA (обес-
печивается цепочкой R1-C4), а на рис. 5.50 - как изменить эту схему,
чтобы использовать ее с обычными регуляторами громкости и тембра.
И наконец, на рис. 5.51 изображена пара таких ИС, включенных по
мостовой схеме, чтобы получить максимальную выходную мощность
соответственно 4 или 10 Вт.
V+(8-22B)
\7+ = 18Вдля LM380,
выходная мощность 2 Вт
V+ = 22 В для LM384,
выходная мощность 5 Вт
| 1 RV1
2М2 (*)
< Громкость
Керамический или
кристаллический
звукосниматель
ГГП о V
С5
+ П|470р
* Логарифмическая характеристика
Рис. 5.49. Усилитель мощностью 2 или 5 Вт с характеристикой RIAA
200 СХЕМЫ ЗВУКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
С1
100п
V+ (8-22 В)
V+= 18 В для LM380,
выходная мощность 2 Вт
V+ = 22 В для LM384,
- выходная мощность 5 Вт
* Линейная характеристика
* * Логарифмическая характеристика
Рис. 5.50. Усилитель мощностью 2 или 5 Вт, предназначенный для работы
со звукоснимателем и имеющий простые регуляторы громкости и тембра
V+ (8-22 В)
V+ = 18 В для LM380, выходная мощность 2 Вт J
V+ = 22 В для LM384, выходная мощность 5 Вт
RV2 1М0
К выводам
3-5, 7, 10-12
К выводам
3-5, 7, 10-12
0V/777 /777 0V ГТП 0V
* Логарифмическая характеристика
Рис. 5.51. Мостовой усилитель мощностью 4 или 10 Вт
Большое количество различных схем, выполненных на основе ИС
звуковых усилителей (включая сдвоенные усилители), имеющих вы-
ходные мощности от 6 до 68 Вт, приводится в следующей главе.
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых
используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
g ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
U БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
+50V
С1
Входной t II
сигнал* и
1р0
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
202 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
ВВЕДЕНИЕ
В предыдущей главе были описаны принципы действия различны?,
ИС аудиоусилителей мощности и был представлен ряд практически?,
схем, основанных на использовании распространенных ИС аудио-
усилителей, имеющих выходную мощность от 325 мВт до 5,5 Вт.
В настоящей главе мы продолжим тему звуковых усилителей мощ-
ности. Здесь рассматриваются большое количество ИС и практичес
кие схемы их включения, но. в отличие от предыдущей главы, в этой
главе обсуждаются более мощные усилители, максимальная выход-
ная мощность которых составляет от 6 до 68 Вт.
При создании усилителей большой мощности, описываемых в этой
главе, следует помнить о трех очень важных моментах. Первый - для
обеспечения устойчивой работы усилителя основное внимание дол
жно быть уделено конструкции печатной платы, на которой он соби
рается. В противном случае не удастся избежать паразитного влия-
ния выходных цепей схемы на входные (серьезность этой проблемы
прямо пропорциональна выходной мощности изготавливаемого уси-
лителя). Основными вопросами, которые необходимо отметить, яв-
ляются следующие:
• цепи питания ИС должны иметь высокочастотную развязку от
носительно общего провода схемы с помощью керамических кон-
денсаторов емкостью 100 нФ;
• печатная плата усилителя должна быть разработана таким обра-
зом, чтобы дорожки от выхода усилителя, идущие к громкогово-
рителю, и дорожки, по которым проходит ток питания ИС, не на-
ходились в непосредственной близости от входных цепей ИС;
• все дорожки должны соответствовать протекающим по ним токам
и быть максимально короткими (чтобы уменьшить их индуктив-
ность).
Второй мент, на который необходимо обратить внимание, -
ИС должн иметь плотный тепловой контакт с соответствующим
радиатором. Это достигается применением силиконовой смазки
или (что предпочтительнее) специальной теплопроводящей пас-
ты, которая предназначена для увеличения теплообмена между
ИС и радиатором. Температура корпуса ИС должна поддержи-
ваться по возможности минимальной и ни при никаких обстоя-
тельствах не превышать 100 °C. Многие радиолюбители выбирают
ВВЕДЕНИЕ 203
радиаторы для ИС «методом тыка», начиная с установки довольно
больших устройств, и если радиатор проходит тест на послю-
нявленный палец, то его оставляют, в противном случае - уве-
личивают. Научный метод определения размеров радиатора описы-
вается в главе 10.
Третьим моментом, на который необходимо обратить внимание
при рассмотрении всех практических схем, показанных или отме-
ченных в этой главе, является то, что все напряжения питания,
указанные в тексте и/или на рисунке, обеспечивают получение
максимальной выходной мощности. Обычно при использовании не-
стабилизированного источника питания его напряжение в отсут-
ствие сигнала на 15% больше, чем при максимальной мощности
(фактическое занижение напряжения определяется так называе-
мым коэффициентом регулирования). Таким образом, если напря-
жение источника питания при полной нагрузке равно 30 В, то без
нагрузки может составлять около 34,5 В и, скорее всего, на 10%
больше (до 37,95 В) при повышенном напряжении сети. Эти послед-
ние цифры не должны превышать максимально допустимое напряже-
ние питания ИС; если это может произойти, то ИС следует питать
от стабилизированного источника питания. В главе 9 подробно рас-
сматриваются вопросы создания источников питания, а отдельные
разделы главы 10 посвящены расчетам требований, предъявляемых
к источникам питания мощных звуковых усилителей с учетом со-
противлений громкоговорителей.
Настоящая глава поделена приблизительно пополам: в первой
половине рассматриваются ИС усилителей с максимальной выход-
ной мощностью от 6 до 12 Вт, а во второй - с выходной мощностью
от 18 до 68 Вт. В табл. 6.1 перечислены основные характеристики
восьми типов ИС, рассматриваемых в первой половине этой главы.
Здесь необходимо отметить, что три из этих ИС (LM2877, LM2878
и LM2879) являются сдвоенными, то есть содержащими два не-
зависимых усилителя, а четыре ИС (ТВА810Р, TDA2003, LM383
и TDA1020) специально разработаны для автомобильных радио-
приемников.
На протяжении первой половины этой главы все ИС рассматрива-
ются в том порядке, в каком они перечислены в табл. 6.1. Практичес-
кие схемы применения приводятся для каждой ИС, для некоторых
ИС дается краткое описание схемы.
Таблица 6.1. Основные характеристики восьми ИС усилителей с выходными мощностями 6-12 Вт
Обозначе- ' ние ИС учителя хМ^сим&ть^' ная выходная :МО^О<т>уВУ 4 на канал (8 Ом) 6-24 У- > L? ' 1 вЖй&й13ЁййШ13Я 1 •'J i ?А Уу S > X\j; =' -'У У , ' ч /1 / ’ У?'У уг'- -уу: р;Л • ;, Й ЙИИЙИЯ iililiilii fc\ ' У/'УЯ
Ц^®77 Сдвоен- ный 0,07 (Vs = 20 В, Ро = 2 Вт/канал)
LM2878 Сдвоен- ный 5 на канал (8 Ом) 6-32 0,14 (Vs = 22 В, Ро = 2 Вт/канал) 4000 70 65 10
LM2879 Сдвоен- ный 8 на канал (8 Ом) 6-32 0,05 (Vs = 28 В, Ро = 1 Вт/канал) 4000 70 65 12
ТВА810Р Моно 6 (4 Ом) 4-20 0,3 (Vs = 14,4 В, Ро = 2,5 Вт) 5000 37 0,04-20 12
- < >< Моно 7 (4 Ом) 5-20 0,2 (Vs = 14,4 В, Ро = 4 Вт) 150 40 30 45
TDA2003 Моно 6 (4 Ом) 8-18 0,15 (Vs = 14,4 В, Ро = 1 Вт) 150 40 0,04-15 45
TDA1020 Моно 9,5 (2 Ом) 6-18 — 40 30 15 30
TDA2006 Моно 12 (4 Ом) ±(6-15) 0,1 (Vs = ±12 В, Ро = 4 Вт) 5000 30 150 40
204 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
ИС LM2877/2877/2879 205
ИС LM2877/2877/2879
National Semiconductor уже много лет производит хорошо известные
ИС сдвоенных усилителей мощности для стереоусилителей и мосто-
вых монофонических усилителей. Самыми популярными из этих
устройств являются ИС сдвоенных усилителей LM377 (2 Вт),
LM378 (4 Вт) и LM379 (6 Вт), но за последние годы эти ИС были
сняты с производства и заменены устройствами с улучшенными ха-
рактеристиками, а именно ИС сдвоенных усилителей LM2877 (4 Вт),
LM2878 (5 Вт) и LM2879 (8 Вт).
Все ИС LM2877/2877/2879 используют одинаковую конструкцию
кристалла и имеют упрощенную эквивалентную схему, показанную
на рис. 6.1. Каждая ИС содержит два идентичных мощных ОУ и ис-
точник смещения. ИС отличаются корпусами, значениями напряже-
ний питания и мощностью. Все три ИС имеют 11 выводов и собраны
в корпусе с однорядным расположением выводов, благодаря которо-
му обеспечивается установка на радиаторе. Корпус и цоколевка ИС
LM2877 и LM2878 показаны на рис. 6.2, а ИС LM2879 - на рис. 6.3.
Если рассмотреть принципиальные схемы этих трех ИС, то каждая из
них состоит из дифференциального входного каскада, предоконечного
усилителя, выполненного на транзисторе с общим эмиттером и имею-
щего в качестве нагрузки источник тока (высокоомная нагрузка),
и квазикомплементарного выходного каскада, смещение которого со-
здается с помощью транзисторного эквивалента смещающих диодов.
V+
Общий
* для ИС LM2879 не подключаются
Рис. 6.1. Упрощенная эквивалентная схема ИС LM2877, LM2878 и LM2879
206 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Смещение <=[ 1
Общий <=^ 3
Вход 1 4
Обратная связь 1<={ 5
Радиатор с=£ 6
Обратная связь 2 <={ 7
Вход2<=[ 8
Общий <=[ 9
Выход2<=[ 10
V+<={ 11
Вид сверху
Рис. 6.2. Внешний вид корпусов и цоколевка ИС
сдвоенных звуковых усилителей мощности LM2877 (4 Вт) и LM2878 (5 Вт)
Вид сверху
V+
Выход 2
Общий
Вход 2
Обратная связь 2
Не используется
Обратная связь 1
Вход 1
Общий
Выход 1
Смещение
Рис. 6.3. Внешний вид корпуса и цоколевка ИС
сдвоенного звукового усилителя мощности LM2879 (8 Вт)
Входные каскады обоих усилителей питаются от общей схемы сме-
щения, которая обеспечивает отличное подавление пульсаций источ-
ника питания и позволяет вывести напряжение смещения к внешней
схеме, чтобы получить на выходе усилителя в отсутствие сигнала
напряжение, равное половине напряжения питания.
ИС сдвоенных усилителей очень удобны в применении. На рис. 6.4
показана схема включения ИС для получения простого неинвертиру-
ющего стереофонического усилителя, работающего от однополярного
источника питания. В нем можно использовать любую из трех ИС.
перечисленных в табл. 6.2.
ИС LM2877/2877/2879 207
100k
----\ЛЛ----
V*—1-----Il-
li 100n
51 OR
Примечание:
•радиатор ИС LM2879
должен быть соединен
с общим проводом
Рис. 6.4. Простой неинвер тирующий стереоусилитель
с усилением по напряжению 200
Таблица 6.2. Зависимость выходной мощности усилителей LM2877/2878/2879
от напряжения питания
. ч. ; > . "'Л С'Л-' ' . '•/ ; Напрялсёние' В.'/(
LM2877 20 4
LM2878 22 5
LM2879 28 8
В этой схеме смещение усилителя обеспечивается подключением
каждого неинвертирюущего входа к выводу 1 через резистор 1 МОм;
усиление каждого усилителя, охваченного цепью обратной связи, со-
ставляет около 200 и определяется отношением резисторов 100 кОм/
510 Ом. Цепочка 2,7 Ом - 100 нФ, повышает высокочастотную ста-
бильность усилителя.
Для схемы, представленной на рис. 6.4, а также для других схем на
ИС LM2877/2878/2879, описываемых в этом разделе, сама ИС должна
быть установлена на соответствующем радиаторе; выводы 3, 6 и 9 ИС
LM2977 и LM2878 должны быть подключены к отрицательному полю-
су источника питания, так же как и выводы 3 и 9 и радиатор для ИС
LM2879. В схемах, использующих однополярный источник питания,
«отрицательным» полюсом является, конечно, общий провод, а в схемах
с двухполярным источником питания - это отрицательный полюс.
208 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
На рис. 6.5 показана разновидность схемы, представленной на
рис. 6.4, предназначенная для работы от двухполярного (двойного)
источника питания; ее усиление по напряжению составляет 50 и опре -
деляется отношением резисторов обратной связи 100 кОм/2 кОм,
а уровень входных сигналов регулируется с помощью сдвоенного пе-
ременного резистора RV1. Здесь необходимо отметить, что выход
каждого усилителя напрямую (без разделительного конденсатора)
подключен к 8-омному громкоговорителю, а вывод 1 (смещение) не-
посредственно соединен с общим проводом источника питания, ко-
торый заземлен. Значения выходной мощности для различных пита-
ющих напряжений приведены в табл. 6.3.
Вход 1
100k
2k0
4р7 “
ЮОп
юоиг*
1
100k
/777
+ 2к0
4р7 =
Вход 2 -—л
”100п
8R0
8R0
100k
Примечание:
‘радиатор ИС LM2879
должен быть подключен
к отрицательному полюсу
источника питания
3,6,9 | уЮОп |
Радиатор* /7*770V
Рис. 6.5. Неинвертирующий стереоусилитель с усилением по напряжению 50,
использующий двухполярное питание
Таблица 6.3. Напряжения питания и выходные мощности усилителей
LM2877/2878/2879
LM2877 Напряжение питания, В ±10 (на канал), Вт 4
LM2878 ±11 5
LM2879 ±14 8
ИС LM2877/2877/2879 209
На рис. 6.6 показано, как модернизировать основную схему, чтобы
она служила в качестве инвертирующего стереофонического усилите-
ля, использующего однополярный источник питания. На этой схеме
смещение усилителя обеспечивается подключением неинвертирую-
щих входов к выводу 1, который развязан по переменному току от
общего провода; усиление по напряжению каждого усилителя, охвачен-
ного отрицательной обратной связью, составляет около 50 и определя-
ется отношением резисторов 1 МОм/22 кОм. Входное сопротивление
каждого канала равно сопротивлению резистора 22 кОм.
Рис. 6.6. Простой инвертирующий стереоусилитель,
имеющий усиление по напряжению 50 и входное сопротивление 22 кОм
С помощью мощного комлементарного эмиттерного повторителя,
который включается последовательно с выходом усилителя и охва-
тывается общей петлей отрицательной обратной связи, выходная
мощность каждого канала ИС LM2878 может быть легко увеличена
до 15 Вт (на нагрузке 4 Ом). На рис. 6.7 показана схема одного канала
стерефонического усилителя такого типа. Схема исключительно про-
ста и реализует неинвертирующий усилитель; усиление по напряже-
нию данного усилителя равняется 50, а коэффициент вносимых им
нелинейных искажений при выходной мощности 10 Вт составляет
210 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Рис. 6.7. Один канол 15-ваттного стереофонического усилителя,
использующего однополярный источник питания
около 0,05%. При низких уровнях выходной мощности транзисторы
Q1 и Q2 не работают и мощность поступает непосредственно на гром-
коговоритель через последовательно включенный резистор 4,7 Ом. При
более высоких уровнях мощности транзисторы Q1 и Q2 работают, каве
обычный комплементарный эмиттерный повторитель, обеспечиваю-
щий необходимую мощность в громкоговорителе. Последовательный
резистор 4,7 Ом и база-эмиттерные переходы транзисторов Q1 и Q2
охвачены цепью отрицательной обратной связи, которая уменьшает
переходные искажения типа «ступенька». Цепочка из конденсатора
емкостью 82 пФ и резистора 27 кОм, подключенная параллельно ре-
зистору обратной связи 100 кОм, создает спад усиления на самых вы-
соких частотах, что обеспечивает усилителю большую стабильность.
На рис. 6.8 показано, как схему, описанную выше, можно изменить
для питания от двухполярного источника. Эта схема имеет очень ма-
ленькое смещение нуля, поэтому 4-омный громкоговоритель можно
подключать напрямую к выходу усилителя.
Сдвоенная ИС LM2877/8/9 может использоваться в мостовом
усилителе, с которого допустимо снимать довольно большую выход-
ную мощность в громкоговорителе, подключаемом без переходной ем-
кости. Естественно, выходная мощность строго ограничена рассеивае-
мой мощностью и выходным током каждой конкретной ИС. В этом
отношении наиболее подходящей ИС является LM2879, и на рис. 6.9
показано, как эту конкретную ИС можно использовать в режиме, при
котором она будет отдавать мощность 12 Вт в нагрузке 16 Ом (два
последовательно соединенных 8-омных громкоговорителя), приме-
няя однополярный источник питания 28 В.
ИСТВА810Р 211
Рис. 6.8. Один канал 15-ваттного стереофонического усилителя,
использующего двухполярный источник питания
Рис. 6.9. Схема 12-ваттного мостового усилителя на ИС LM2879
ИС ТВА810Р
ТВА810Р - распространенная, но несколько устаревшая ИС усили-
теля средней мощности, специально разработанная для использова-
ния в автомобильной аппаратуре, где 12-вольтовый источник пита-
ния имеет реальное напряжение около 14,4 В. И в этих условиях
2/2 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
ТВА810Р может обеспечить выходную мощность 6 Вт на 4-омной
нагрузке или 7 Вт на 2-омной нагрузке (используя два включенных
параллельно 4-омных громкоговорителя). ИС имеет не очень слож-
ную принципиальную схему; она снабже-
Вид сверху
* Радиатор
кие. 6.10. Внешний вид ИС
ТВА810Р, которая было
розроботона для усилителей
/6 или 7 Вт] автомобильной
аппаратуры
на внутренней защитой от неправильной
подачи питания и от помех по цепи пита-
ния и т.п. Типовая ширина полосы этой
ИС составляет 20 кГц. Как и многие ста-
рые ИС звуковых усилителей мощности,
она требует большого количества допол-
нительных элементов.
На рис. 6.10 представлен внешний вид
ИС ТВА810Р, а на рис. 6.11 - практичес-
кая схема усилителя. Усиление по напря-
жению определяется резистором R2 (ми-
нимальная величина составляет 68 Ом,
что дает максимальное усиление). Рези-
стор R1 является нагрузкой предоконеч-
ного каскада, определяющей смещение
выходного напряжения. Конденсатор С1 обеспечивает вольтдобав-
ку, а элементы R3-C2 увеличивают высокочастотную стабильность
усилителя.
Рис. 6.11. Усилитель ТВА810Р,
предназначенный для использования в автомобильной аппаратуре
СХЕМЫ, ИСПОЛЬЗУЮЩИЕ LM383 (TDA2003) 2 J3
СХЕМЫ, ИСПОЛЬЗУЮЩИЕ LM383 (TDA2003)
ИС LM383 и TDA2003 внутренне и снаружи почти одинаковы
и обычно классифицируются производителями как звуковые усилите-
ли мощностью 8 Вт. Однако эти ИС имеют несколько отличные элект-
рические характеристики: для LM383 характерны более широкие пре-
делы допустимых напряжений питания (5-20 В) и более широкий
частотный диапазон (30 кГц), чем для TDA2003 (напряжение 8-18 В
и полоса 15 кГц). На рис. 6.12 представлена функциональная схема, оди-
наковая для этих двух устройств, а на рис. 6.13 показаны внешний вид
и цоколевка ИС, которые выпускаются в пластмассовом корпусе типа
вход вход
Рис. 6.12. Функциональная схема ИС 8-ваттного звукового
усилителя мощности LM383 (или TDA2003)
Пластмассовый корпус ТО220
5 V+
4 Выход
3 Общий
2 Инвертирующий вход
1 Неинвертирующий вход
Рис. 6.13. Внешний вид и цоколевка ИС LM383 (или TDA2003)
214 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
ТО220 с пятью выводами. Обе ИС специально разработаны для ав-
томобильной звуковой аппаратуры, где при нормальном рабочем
напряжении 14,4 В они имеют выходную мощность 5,5 Вт на на-
грузке 4 Ом или 8,6 Вт на нагрузке 2 Ом.
ИС LM383 может отдавать в нагрузку ток до 3,5 А, обе ИС имеют
функцию ограничения тока нагрузки и термозащиту выходного кас-
када.
Интегральная схема LM383 (или TDA2003) проста в примене-
нии. На рис. 6.14 показана практическая схема (с цепочкой, увели-
чивающей высокочастотную стабильность), предназначенная для
простого звукового автомобильного усилителя мощностью 5,5 Вт.
В этой схеме усиление определяется отношением резисторов це-
почки отрицательной обратной связи 220 Ом/2,2 Ом и составляет
100; ИС работает в неинвертирующем режиме, входной сигнал
подается на вывод 1 через электролитический конденсатор емкос-
тью 10 мкФ.
На рис. 6.15 представлена практическая схема усилителя для ав-
томобиля, в которой для получения выходной мощности 16 Вт ис-
пользуется пара ИС LM383 или TDA2003. Подстроечный резистор
RV1 необходим в этой схеме для регулировки баланса выходных на-
пряжений покоя обеих ИС и тем самым обеспечивает минимальный
ток покоя схемы.
IC1 типа LM383 или TDA2003
Рис. 6.14. Автомобильный вариант 5,5-ваттного усилителя
на ИС LM383 (или TDA2003)
HCTDA1020 215
Рис. 6.15. 16-ваттный мостовой усилитель но ИС LM383 (или TDA2003) для автомобиля
ИС TDA1020
TDA1020 производится фирмой Philips и является еще одной ИС зву-
кового усилителя мощности, специально разработанного для автомо-
бильной аудиоаппаратуры. Эта схема позволяет получить мощность
6 Вт в громкоговорителе сопротивлением 4 Ом или 9,5 Вт на нагрузке
2 Ом при 1% нелинейных искажений. ИС TDA102 собрана в пластмас-
совом корпусе с однорядным расположением выводов (9 выводов), ее
цоколевка и внешний вид показаны на рис. 6.16. В состав ИС входит
отдельный предварительный усилитель и усилитель мощности, общее
усиление по напряжению которых составляет 47 дБ.
Вольтдобавка
Фильтр csssf 5
Вход усилителя мощности csss'~
Выход предварительного усилителя <=====CZZZ 7
Вход предварительного усилителя <=====CZZZZ 8
Общий ст—. 9
Вид сверху
Рис. 6.16. Внешний вид и цоколевка ИС звукового усилителя TDA1020 мощностью 9,5 Вт
216 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
На рис. 6.17 представлена практическая схема звукового усилите-
ля мощности на ИС TDA1020, который может развивать мощность
до 9,5 Вт на двух, включенных параллельно, громкоговорителях со-
противлением по 4 Ом (на 2-омной нагрузке) при 1% нелинейных ис-
кажений или до 12 Вт при 2% искажений. Эта схема может использо-
ваться для получения мощности 6 Вт на нагрузке 4 Ом - в этом
случае емкость конденсатора С4 можно уменьшить до 1000 мкФ. На
рис. 6.17 входной сигнал подается (через переменный резистор RV1)
на вход (вывод 8) предварительного усилителя, далее с его выхода
(вывод 7) сигнал через конденсатор С1 поступает на вход усилителя
мощности (вывод 6), содержащий предоконечный усилитель с воль-
тдобавкой, реализуемой с помощью конденсатора СЗ. Сигнал с вы-
хода усилителя (вывод 2) подается на громкоговоритель.
Рис. 6.17. Автомобильный вариант усилителя мощностью 9,5 Вт но ИС TDA1020
ИС TDA2006
ИС TDA2006 является высококачественным звуковым усилителем
общего назначения, который может работать как с двухполярным,
так и с однополярным источником питания и развивает выходную
мощность до 12 Вт на нагрузке 4 Ом, причем при мощности 8 Вт на
нагрузке 4 Ом усилитель имеет не более 0,1% нелинейных искаже-
ний. Этот усилитель располагается в корпусе ТО220 (рис. 6.18)
с пятью выводами и имеет планку крепления ИС, которая может
быть прикручена к дополнительному радиатору (при работе от одно-
полярного источника питания без изолирующей прокладки).
HCTDA2006 217
Пластмассовый корпус ТО220
5V+
4 Выход
3 Общий
2 Инвертирующий вход
1 Неинвертирующий вход
Рис. 6.18. Внешний вид и цоколевка ИС звукового усилителя
TDA2006 мощностью 12 Вт
На рис. 6.20 показано, как использовать ИС TDA2006 с однополяр-
ным источником питания. Неинвертирующий вход имеет смещение,
равное половине напряжения питания, подаваемое через резистор R3
с делителя напряжения R1-R2; усиление по напряжению устанав-
ливается отношением резисторов R5/R4 и равняется 22. Диоды D1 и D2
предназначены для защиты выходного каскада ИС от пробоя, кото-
рый может быть вызван действием ЭДС катушки громкоговорителя.
Цепочка R6-C6 предназначена для увеличения высокочастотной
стабильности усилителя.
На рис. 6.20 показано, как можно изменить схему, приведенную на
рис. 6.19, чтобы использовать ее с двухполярным источником пита-
ния. В этом случае неинвертирующий вход ИС соединяется с общим
проводом через резистор R1. На этой схеме также показано, как обес-
печить спад высоких частот с помощью цепочки C5-R4.
Рис. 6.19. 8-ваттный усилитель но ИС TDA2006,
использующий однополярный источник питания
218 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Входной
сигнал
+12V
Рис. 6.20. 8-ваттный усилитель на ИС TDA2006,
использующий двухполярный источник питания
ИС УСИЛИТЕЛЕЙ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Оставшаяся часть этой главы посвящена ИС звуковых усилителей
с выходной мощностью от 18 до 68 Вт. В табл. 6.4 приведены основ-
ные характеристики девяти типов ИС. Необходимо обратить вни-
мание на то, что только одна из этих ИС является сдвоенной
(TDA2005M), то есть для изготовления стереофонической системы
потребуется пара монофонических ИС, и что полная выходная
мощность такой системы будет составлять удвоенную мощность
одного канала. ИС TDA2005M фактически содержит пару незави-
симых усилителей мощности в большинстве практических схем,
включаемых по мостовой конфигурации, что позволяет получить
выходную мощность 20 Вт на нагрузке 2 Ом при использовании ее
в автомобильных усилителях. Девять ИС рассматриваются в том
порядке, в каком они перечислены в табл. 6.4. Для каждого типа ИС
приводите фактические схемы, но только для некоторых из них
даются кр; >:ие описания принципа действия.
ИС TDA2030
TDA2030 - распространенная ИС высококачественного звукового уси-
лителя, который может считаться улучшенным вариантом TDA2006.
Эта ИС располагается в корпусе ТО220, имеет 5 выводов и планку
крепления к радиатору (рис. 6.21). Она может работать как с однопо-
лярным источником питания напряжением до 36 В, так и с двухполяр-
ным источником ±18 В и обеспечивать в нагрузке 4 Ом и мощность до
Таблица 6.4. Основные характеристики девяти ИС, имеющих выходную мощность от 18 до 68 Вт
«ЖЖ Обозначен ИС» - ТигГ£ i ноя выходная Ийй* fcfie Жапряже-/ питания/ В искф^енияй- '± Ж «S нагрузке’^Ж- сопротйвле- >5ние, кОм 4 * ч ' > '-'5^ Усиление по напряжению^ Г,/ ' • А, v \f Ширина-J /полосы, кГц .^Токпркоя/.', >. мА
TDA2030 Моно 18(4 Ом) ±(6-18) 0,1 (Vs = ±18 В, Ро = 4 Вт) 5000 30 150 40
TDA2005M Сдвоенный 20 (2 Ом) 6-18 0,25 (Vs = 14,4 В, Ро=16Вт, 2 Ом) 100 50 0,04-20 75
TDA2040 Моно 22 (4 Ом) ±(3-20) 0,08 (Vs = ±16 В, Ро= 10 Вт, 4 Ом) 5000 30 100 30
LM1875 Моно 25 (4 Ом) 20-60 0,015 (Vs = 50 В, Ро = 20 Вт) 1000 26 70 70
TDA2050 Моно 32 (4 Ом) 9-50 0,05 (Vs = ±19 В, Ро= 15 Вт) 500 30 0,02 -20 55
TDA1514A Моно 40 (4 Ом) ±(7,5-30) 0,003 (Vs = ±28 В, Ро = 32 Вт) 1000 30 25 60
LM3875 Моно 56 (8 Ом) 20-84 0,06 (Vs = ±35 В, Ро = 40 Вт) 150 30 80 30
LM3876 Моно 56 (8 Ом) 24-84 0,06 (Vs = ±35 В, Ро = 40 Вт) 150 30 80 30
LM3886 Моно 68 (4 Ом) 20-84 0,03 (Vs = ±28 В, Ро = 60 Вт, 4 Ом) 150 30 80 50
ИС УСИЛИТЕЛЕЙ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ 219
220 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Пластмассовый корпус ТО220
5 V+
4 Выход
3 Общий
2 Инвертирующий вход
1 Неинвертирующий вход
Рис. 6.21. Внешний вид и цоколевка 18-ваттного усилителя мощности на ИС TDA2030
18 Вт. При использовании однополярного источника питания напря-
жением 28 В ИС гарантированно отдает выходную мощность 12 Вт
на нагрузке 4 Ом или 8 Вт на нагрузке 8 Ом. Типовое значение коэф-
фициента нелинейных искажений на частоте 1 кГц при выходной
мощности 7 Вт составляет 0,05% и возрастает до 0,1% при мощности
8 Вт.
ИС TDA2030 может использоваться в тех же схемах звуковых уси-
лителей, что и ИС TDA2006, но при соответствующем увеличении на-
пряжения питания. На рис. 6.22, например, показано, как включить ИС
TDA2030, чтобы получить 15-ваттный усилитель с усилением по напря-
жению 30 дБ, работающий на 4-омный громкоговоритель и использую-
щий однополярный источник питания напряжением 30 В. На рис. 6.23
показано, как включить пару ИС TDA2030 по мостовой схеме, исполь-
зующей двухполярный источник питания, чтобы получить на нагрузке
4 Ом, подключаемой без переходного конденсатора, мощность 24 Вт при
суммарной величине нелинейных искажений не более 0,5%.
Рис. 6.22. 15-воттный усилитель но ИС TDA2030,
использующий однополярный источник питания
ИС TDA2005M 221
Рис. 6.23. 24-ваттный мостовой усилитель на ИС TDA2030,
использующий двухполярный источник питания
ИС TDA2005M
TDA2005M является ИС 20-ваттного звукового усилителя, специ-
ального разработанного для использования в автомобильной аудио-
аппаратуре; ее выходные цепи полностью защищены от токов ко-
роткого замыкания. В одном корпусе ИС фактически содержится
пара независимых усилителей, каждый из которых может выдавать
около 4 Вт мощности на громкоговоритель сопротивлением 4 Ом.
В большинстве практических реализаций эта ИС включается по схе-
ме мостового усилителя, который может выдавать мощность 20 Вт
Вольтдобавка 1
Выход 1
V+
Выход 2
Вольтодобавка 2
Общий
Неинвертирующий вход 2
Инвертирующий вход 2
Развязка
Инвертирующий вход 1
Неинвертирующий вход 1
Рис. 6.24. Внешний вид и цоколевка 20-ваттного мостового усилителя но ИС TDA2040
222 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
на нагрузке 2 Ом (моно) при работе ИС в автомобиле при напряже
нии питания (номинал) 14,4 В. ИС имеет корпус с И выводами, по
казанный на рис. 6.24. На рис. 6.25 изображена практическая схема,
отдающая мощность 20 Вт в 2-омную нагрузку; обратите внимание
что все конденсаторы должны быть рассчитаны на напряжение ш
менее 25 В.
Рис. 6.25. Усилитель мощностью 20 Вт но ИС TDA2040,
предназначенный для использования в автомобильной аудиотехнике
ИС TDA2040
ИС TDA2040 - высококачественный усилитель мощности, питаю-
щийся от двухполярного источника питания и предназначенный для
систем Hi-Fi. Этот усилитель обычно отдает до 22 Вт звуковой мощ
ности (при 0,5% КНИ) в 4-омный громкоговоритель при питании от
двухполярного источника питания ±16 В. ИС имеет внутреннюю за-
щиту от перегрузок или короткого замыкания на выходе, а также ав -
томатическую систему, отключающую усилитель при перегреве. ИС
размещается в корпусе с пятью выводами и предназначена для верти-
кальной установки на печатную плату; внешний вид и цоколевка ИС
ИС LM 1875 223
показаны на рис. 6.26. На рис. 6.27 приведена практическая схема
включения ИС в качестве усилителя мощностью 22 Вт, использующего
двухполярный источник питания. С изображенными на схеме эле-
ментами схема имеет усиление по напряжению 32 и входное сопротив-
ление 22 кОм.
V+
Выход
V-
Инвертирующий вход
Неинвертирующий вход
Пластмассовый корпус TO220
Рис. 6.26. Внешний вид и цоколевка ИС звукового усилителя мощностью 22 Вт
TDA2040
Рис. 6.27. Звуковой усилитель мощностью 22 Вт на ИС TDA2040
с двухполярным источником питания
ИС LM1875
LM1875 - очень распространенная ИС высококачественного звуко-
вого усилителя, максимальная мощность которой на нагрузке 4 Ом
достигает 25 Вт. При использовании 50-вольтового источника пита-
ния она может обеспечить мощность 20 Вт на нагрузке 4 Ом с коэф-
фициентом нелинейных искажения 0,015%. ИС имеет 5 выводов
и размещается в корпусе ТО220, который не требует изолирующей
224 ЗВ УКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
прокладки между металлической планкой для крепления и внешним
радиатором при использовании однополярного источника питания.
Необходимо обратить внимание на то, что с двухполярным источни -
ком изолирующая прокладка необходима.
На рис. 6.28 показаны внешний вид и цоколевка ИС LM1875, ко-
торая, как и большинство современных ИС звуковых усилителей
мощности, удобна в использовании, но требует продуманности при
изготовлении печатной платы для обеспечения устойчивой работы.
На рис. 6.29 и 6.30 представлены схемы применения ИС для созда-
ния усилителей мощности соответственно с двухполярным и с одно-
полярным источниками питания. Необходимо отметить, что в обеих
схемах входной конденсатор С1 является неполярным электролити-
ческим и усиление по напряжению этих схем (22 для рис. 6.29 и 20
для рис. 6.30) определяется отношением резисторов обратной связи
(R5/R4 для рис. 6.29).
5 V+
4 Выход
3 Общий
2 Инвертирующий вход
1 Неинвертирующий вход
Пластмассовый корпус ТО220
Рис. 6.28. Внешний вид и цоколевка ИС 25-ваттного усилителя LM1875
Рис. 6.29. 20-ваттный усилитель на ИС LM1875,
использующий однополярный источник питания
HCTDA2050 225
Рис. 6.30. 20-ваттный усилитель на ИС LM1875,
использующий двухполярный источник питания
ИС TDA2050
TDA2050 - еще одна очень распространенная ИС высококачествен-
ных звуковых усилителей; она имеет 5 выводов и выпускается в кор-
пусе ТО220, который не требует изолирующей прокладки между ме-
таллической планкой крепления и внешним радиатором при питании
от однополярного источника питания. ИС TDA2050 может выдать до
32 Вт мощности на нагрузке 4 Ом или 25 Вт на нагрузке 8 Ом при
питании от однополярного источника питания с напряжением 45 В;
при выходной мощности 24 Вт, выделяемой в нагрузке 4 Ом, сред-
ний коэффициент нелинейных искажений данного усилителя состав-
ляет около 0,03%.
На рис. 6.31 показаны внешний вид и цоколевка ИС TDA2050,
а на рис. 6.32 и 6.33 приведены практические схемы звуковых усили-
телей, использующих соответственно однополярный и двухполярный
Пластмассовый корпус ТО220
V+
Выход
Общий
Инвертирующий вход
Неинвертирующий вход
Рис. 6.31. Внешний вид и цоколевка ИС 32-ваттного усилителя TDA2050
226 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Рис. 6.32. 32-ваттный усилитель на ИС TDA2050,
использующий однополярный источник питания
Рис. 6.33. 32-ваттный усилитель на ИС TDA2050,
использующий двухполярный (двойной) источник питания
источники питания и отдающие до 32 Вт мощности в нагрузке 4 Ом,
Эти схемы очень похожи на те, в которых применялась ИС LM1875
(см. рис. 6.29 и 6.30), но здесь входной конденсатор С1 является непо-
лярным электролитическим, входное сопротивление имеет величину
около 47 кОм и определяется входным резистором (R3 для схемы на
рис. 6.32). Усиление по напряжению для этих схем составляет 32 и опре-
деляется отношением резисторов обратной связи (R5/R4 для схемы на
рис. 6.32).
HCTDA1514A 227
HCTDA1514A
ИС TDA1514A представляет собой низкочастотный усилитель очень
высокого качества (super Hi-Fi) и предполагает использование двух-
полярцого источника питания. Максимальная выходная мощность
ИС составляет 40 Вт в нагрузке сопротивлением 4 Ом при использо-
вании источника питания ±21 В, или в нагрузке 8 Ом при использо-
вании источника питания ±27,5 В. Типовое суммарное значение ко-
эффициента нелинейных искажений при выходной мощности 32 Вт
составляет 0,0032%. Интегральная схема размещена в плоском кор-
пусе с девятью выводами и снабжена встроенным радиатором, элект-
рически соединенным с отрицательным полюсом источника питания
(контакт 4). Во всех схемах с двойным источником питания этот ра-
диатор должен быть изолирован от общего провода. Принципиаль-
ная схема данного усилителя достаточно сложна и имеет специаль-
ное устройство, предотвращающее резкие щелчки динамика в момент
включения и выключения питания усилителя. Кроме того, схема уси-
лителя содержит элементы, обеспечивающие защиту при коротком
замыкании выхода усилителя или при его перегрузке, а также эле-
менты, предназначенные для температурной защиты.
На рис. 6.34 показаны внешний вид снизу - со стороны металличес-
кого основания интегральной схемы - и цоколевка ИС TDA1514A На-
звание второго контакта SOAR (Safe Operating Area Region - область
безопасной работы) связано с системой термозащиты усилителя.
На рис. 6.35 изображена принципиальная схема высококачественно-
го усилителя звуковых частот на ИС TDA1514A отдающего мощность
40 Вт на нагрузку 4 Ом. Эта же схема может использоваться для полу-
чения мощности 40 Вт на нагрузке 8 Ом. Для этого необходимо всего
лишь увеличить напряжение питания до ±27,5 В, или же можно полу-
чить мощность 25 Вт на нагрузке 8 Ом при использовании источника
1. Инвертирующий вход
2. SOAR (тепловая защита)
3. Выключение звука
4. V-
5. Выход
6. V+
7. Вольтдобавка
8. Общий
9. Неинвертирующий вход
Рис. 6.34. Внешний вид и цоколевка ИС 40-ваттного усилителя TDA1514А
228 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Рис. 6.35. Практическая схема включения ИС TDA1514А для изготовления
высококачественного 40-ваттного звукового усилителя
питания ±22 В. Обратите внимание на следующие особенности вклю-
чения интегральной схемы, изображенной на рис. 6.35: стабильность
схемы достигается за счет дополнительного конденсатора емкостью
220 пФ, включенного между входным выводом 1 и нулевым прово-
дом; между выводами 7 и 5 (выход усилителя) включена компенсаци-
онная обратная связь (вольтдобавка); усиление но напряжению усили-
теля охваченного отрицательной обратной связью (резисторы 22 кОм
и 680 Ом), равно 32.
Отдача на высоких частотах может быть повышена шунтировани-
ем всех электролитических конденсаторов, передающих сигналы, ке-
рамическими конденсаторами емкостью 220 нФ.
ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ ИС LM3875/76/86
Фирма National Semiconductor производит линейку продуктов из
трех ИС высококачественных звуковых усилителей, имеющих макси-
мальные выходные мощности до 56 Вт (при нагрузке 8 Ом) или 68 Вт
(при нагрузке 4 Ом), - LM3875, LM3876 и LM3886. У этих ИС одина-
ковая схема, состоящая из дифференциального входного усилителя
с высоким входным сопротивлением, выход которого напрямую
соединен со входом предоконечного усилителя, собранного по схеме
с общим эмиттером и имеющего в качестве высокоомной коллекторной
ИС LM3875 229
нагрузки источник тока. Предоконечный усилитель работает на 5-тран-
зисторный квазикомплементарный выходной каскад высокой мощнос-
ти, имеющий цепь автоматического смещения из трех диодов. Пол-
ная принципиальная схема усилителя весьма сложна и содержит
цепь автоматической защиты, предохраняющую ИС от перегрузки
или коротких замыканий на выходе, цепь защиты усилителя от пере-
грева, а также цепи защиты выходных транзисторов от ЭДС, возни-
кающей в катушке громкоговорителя, и от импульсов, образующихся
при включении и выключении источника питания. Все перечислен-
ные ИС могут работать с источниками питания, имеющими напря-
жение до 84 В (или ±42 В для двухполярных источников).
Схема и производственные технологии, используемые для изготов-
ления полупроводниковых чипов, таковы, что эти три ИС имеют ис-
ключительно высокие рабочие характеристики: отношение сигнал/
шум у них не хуже 95 дБ, подавление пульсаций питания составляет
120 дБ (что позволяет использовать нестаби лизированные источники
питания), усиление при разомкнутой цепи обратной связи - 120 дБ,
типовая ширина полосы пропускания - 8 МГц. Все три ИС имеют
И выводов и размещаются в пластмассовом корпусе ТО220 с одно-
рядным расположением выводов, имеющем металлическое основание
для крепления к радиатору, но их цоколевки различны. В стандартных
вариантах т их ИС (суффикс Т в конце номера) металлическое осно-
вание имеет внутреннее соединение с выводом 4 ИС (отрицательный
полюс шл оч'пищ питания), и эти ИС при использовании с двухполяр-
ным источником питания должны прикручиваться к внешнему радиа-
тору через изолирующую прокладку. Существуют специальные вари-
анты лаких ИС с маркировкой ТХ, электрически изолированные от
металлического основания, которые можно крепить непосредственно
на внешний радиатор. Во всех вариантах вывод 1 ИС отмечен малень-
ким круглым углублением на корпусе. Далее приводится краткое опи-
сание ИС LM3875, LM3876 и LM3886.
ИС LM3875
LM3875 - основная из грех ИС высококачественных усилителей боль-
шой мощности. На рис. 6.36 показаны внешний вид и цоколевка этой
ИС. Необходимо отметить, что только пять из одиннадцати выводов
ИС, являющейся мощным ОУ, имеют соединение с внутренней схемой:
положительный и отрицательный полюсы питания, инвертирующий
и неинвертирующий входы и выход. На рис. 6.37 представлена прак-
тическая схема усилителя на ИС LM3875, который может обеспечить
230 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Не используется
Не используется
Не используется
Инвертирующий вход
Неинвертирующий вход
Не используется
Не используется
V-
Выход
Не используется
V+
Рис. 6.36 Внешний вид и цоколевка ИС LM3875
Рис. 6.37. 56-ваттный усилитель но ИС LM3875,
использующий двухполярный (двойной) источник питания
выходную мощность до 56 Вт на нагрузке 8 Ом при работе от двух-
полярного источника питания ±35 В (если ИС закреплена на соот-
ветствующем радиаторе).
На рис. 6.37 переменный резистор RV1 выполняет задачу регулятора
громкости, а резистор R1 служит для защиты входа. Резисторы обрат-
ной связи R3/R2 задают усиление по переменному напряжению (для
сигнала), равное 20, а конденсатор С1 обеспечивает единичное усиление
по постоянному току. Мощная катушка индуктивностью 0,7 мкГн (ее
можно изготовить, намотав 20 витков толстого эмалированного провода
на 8-миллиметровый каркас) и резистор 10 Ом включаются последова-
тельно с выходом усилителя и служат для увеличения стабильности ИС,
если громкоговоритель подключается через длинный провод, имеющий
HCLM3876 231
значительную емкость. В ряде случаев высокочастотная стабильность
может быть повышена путем подключения конденсатора емкостью
220 пФ между инвертирующим и неинвертирующим входами ИС.
ИС LM3876
LM3876 можно считать упрощенным вариантом ИС LM3875, кото-
рый имеет эффективную встроенную возможность выключения зву-
ка. На рис. 6. 38 показаны внешний вид и цоколевка этого устройства.
Заметьте, что только семь выводов ИС из одиннадцати имеют внут-
реннее подключение. Эта ИС может считаться специализированным
высококачественным мощным ОУ. На рис. 6.39 представлена прак-
тическая схема усилителя на ИС LM3876, которая может обеспечить
выходную звуковую мощность до 56 Вт на 8-омный громкоговори-
тель при работе ИС от двухполярного источника питания ±35 В
(если закреплена на соответствующем радиаторе).
Не используется
Неинвертирующий вход
Инвертирующий вход
Выключение звука
Общий
Не используется
Не используется
V-
Выход
Не используется
V+
Рис. 6.38. Внешний вид и цоколевка ИС LM3876 - 56-ваттного усилителя,
позволяющего выключать сигнал
Схема, показанная на рис. 6.39, аналогична схеме, приведенной на
рис. 6.37. Ее усиление также определяется компонентами обратной свя-
зи R3/R2 и равно 20; отличие заключается только в другой нумерации
выводов ИС и наличии выключателя (S1), позволяющего отключать
звук. Фактически цепь отключения звука управляет питанием внутрен-
них входного и предоконечного усилителей. Действие ИС таково, что
входной сигнал полностью заглушается (на выходе ИС нулевой звуко-
вой сигнал), если вывод 8 (выключение звука) отключен, и включается
(выдает нормальный звуковой сигнал на выходе усилителя), если через
232 ЗВУКОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Рис. 6.39. Схема усилителя на ИС LM3876
вывод 8 начинает протекать ток 0,5 мА (или больше) от отрицательного
полюса источника питания. Таким образом, звук отключается при раз-
мыкании выключателя S1, но вновь появляется на выходе усилителя
при замыкании S1. В цепи управления звуком резистор R4 определяет
ток включения (выключения), а конденсатор С2 вносит временную за-
держку, которая сглаживает действие схемы включения-выключения
звука.
ИС LM3886
LM3886 может считаться несколько модернизированной версией ИС
LM3876, имеющей улучшенные характеристики и такую же встроенную
функцию выключения звука. На рис. 6.40 показаны внешний вид
и цоколевка этого устройства. Можно отметить, что только восемь из
одиннадцати выводов подключены к схеме, а два вывода (1 и 5) слу-
жат для подключения положительного полюса источника питания.
На рис. 6.41 представлена практическая схема усилителя на ИС
LM3886, позволяющего выключать выходной звуковой сигнал и име-
ющего выходную мощность до 68 Вт на нагрузке 4 Ом при питании
от двухполярного источника ±28 В (с условием, конечно, что ИС за-
креплена на соответствующем радиаторе).
На рис. 6.41 представлена схема, аналогичная рис. 6.37, имеющая уси-
ление сигнала, задаваемого компонентами обратной связи R3/R2, рав-
ным 20 и т.п. Отличия заключаются в изменении нумерации выводов
ИС, величин питающих напряжений и сопротивления громкоговорите-
ля. Если эту схему нагрузить на 8-омный громкоговоритель, можно
ДВУХПОЛОСНОЕ УСИЛЕНИЕ 233
Не используется
Неинвертирующий вход
Инвертирующий вход
Выключение звука
Общий
Не используется
V+
V-
Выход
Не используется
V+
Рис. 6.40. Внешний вид и цоколевка ИС 68-ваттного усилителя на ИС LM3886,
имеющего функцию выключения звука
+28V
Вход
сигнала
LM3886
R3
270р
ЮОп
20k
R1
10
1,5
0.7рН
1к0
0V/777
10R
4R0
/777
270р
/7770V
-28V
RV1
Юк
S1 5
Выключ.
звука
ci Д*
Юр^р
/777
Примечание: звук выключается
при размыкании переключателя S1
Рис. 6.41. 68-ваттный усилитель (при нагрузке 4 Ом) на ИС LM3886,
использующий двухполярный источник питания и имеющий функцию выключения звука
получить выходную мощность до 38 Вт при использовании источника
питания ±28 В, или до 50 Вт при использовании источника ±35 В.
ДВУХПОЛОСНОЕ УСИЛЕНИЕ
Самым слабым звеном в большинстве мощных звуковых усилительных
систем является громкоговоритель. Практически невозможно изгото-
вить такой громкоговоритель, который (имея разумную стоимость)
линейно воспроизводил бы весь диапазон звуковых частот. В большин-
стве современных высококачественных систем эта проблема решена
234 ЗВУ КО ВНЕ УСИЛИТЕЛИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
следующим образом: в каждом канале выходной звуковой сигнал по
дается на пассивный разделительный фильтр, после которого включают
ся два (или больше) соответствующих громкоговорителя. Один и.
громкоговорителей (иногда называемый мид-вуфером) эффективно ра
ботает на низких и средних частотах (обычно от 40 Гц до 10 кГц),
а другой - высокочастотный (называемый «пищалкой») - воспроизво-
дит сигналы средних и высоких частот (обычно 2-20 кГц). Разделитель
ный фильтр, являющийся основной частью такой системы, направляв
низкочастотные сигналы на мид-вуфер. высокочастотные сигналы - нь
«пищалку», а часть сигналов средних частот - на оба громкоговорителя
Описанный тип звуковой системы с разделением частот эффекта-
вен при уровнях мощности до 25 Вт, но при более высоких значени
ях эффективность падает из-за серьезных потерь мощности в пассив
ном фильтре.
Постепенно приобретает популярность следующее решение дан-
ной проблемы в мощной звуковой аппаратуре - использование так
называемого метода двухполосного воспроизведения, проиллюстри-
рованного на рис. 6.42. Этот метод использует два усилителя мощно-
сти, к одному из которых подключен низкочастотный, а к другому -
высокочастотный громкоговоритель, а разделительный фильтр рас-
полагается перед двумя усилителями, где он разделяет входные зву
ковые сигналы на две полосы. Обычно частота разделения подобно-
го фильтра находится в диапазоне 500 Гц - 1,6 кГц.
Главной особенностью двухполосных систем является то, что их
выходная мощность вдвое больше мощности однополосного усили-
теля. Таким образом, пара усилителей, построенных на описанных
в этой главе ИС, при использовании в двухполосной системе можез
иметь в одном канале очень высокую мощность (до максимальной
величины 112 Вт при наличии громкоговорителя 8 Ом).
Вход
звуковой
сигнал
Среднечастотный
громкоговоритель
Высокочастотный
громкоговоритель
Рис. 6.42. Схема, поясняющая основной принцип
так называемого двухполосного воспроизведения
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
СВЕТОДИОДНЫЕ
ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКАТОРЫ
• ••••••ООО
I I I I I I I I I I I
0) 2 34567 89 10 V
• •••оооооо
I I 1'1 II.1.1.1.1.1
0 12 34 567 89 10 V
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
236 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
В современной звуковой технике вместо стрелочных индикаторе
широко используются светодиодные (СД) шкальные индикатор?
обеспечивающие наглядную информацию о различных параметра:
например о выходном уровне звукового усилителя, а также отобра-
жение различных параметров сигнала и источников питания. Разнь.
изготовители предлагают специальные типы ИС, предназначенные
для работы со шкальными индикаторами, и в этой главе описывают
ся два самых распространенных типа таких ИС - U237 фирмы ЛЕС
и LM3914 корпорации National Semiconductor.
ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ
СВЕТОДИОДНЫХ ШКАЛЬНЫХ ИНДИКАТОРОВ
Светодиодные шкальные индикаторы находят широкое применена
в современной домашней аппаратуре, например в звуковых усилю,
лях и различных вспомогательных устройствах, и считаются удоб
ными электронными эквивалентами старых стрелочных индикатор
ных приборов. В шкальном индикаторе ряд светодиодов являете
аналогом шкалы обычного прибора, а несколько расположении
подряд зажженных светодиодов образуют светящуюся полось ,
аналогичную показаниям стрелочного прибора, измеряющего к;
кую-либо величину.
Рис. 7.1 иллюстрирует принцип работы шкального индикатор^
здесь изображен ряд из 10 светодиодов, используемых для прел
ставлспия линейной шкалы измерителя напряжения от 0 до 10 !
На рис. 7.1а показано состояние индикатора, соответствующе
входному напряжению 7 В (семь светодиодов включены, а остал!
ные выключены), на рис. 7.16 ~ состояние, соответствующее вход
ному напряжению 4 В (четыре светодиода включены, а остальные
выключенье).
aj ® е е ® ® ® о о о
С 5 ? 34 5 6 7 89 10 V
б)
е © © s о о о о о о
рт~Т~~
С 1 2 3 - 6 7 8 9 10 V
Рис. 7. 1. Шкальный индикатор из 10 светодиодов. соответствующий шкале на 10 В:
а - входное напряжение 7 Ь; б - входное напряжение 4 В
ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ СВЕТОДИОДНЫХ ШКАЛЬНЫХ ИНДИКА ТОРОВ 237
Для работы со шкальными светодиодными индикаторами суще-
ствует несколько специальных ИС. Двумя наиболее распространен-
ными семействами таких ИС являются U237 фирмы AEG и LM3914
корпорации National Semiconductor. К семейству U237 относятся
специализированные приборы, которые легко каскадируются и по-
зволяют управлять шкальными индикаторами, содержащими до
10 светодиодов в полосковом режиме. LM3914 - более сложные, но
и более универсальные ИС, которые также могут легко каскадиро-
ваться, позволяют управлять шкальными индикаторами, содержащи-
ми до 100 светодиодов, и допускают использование индикаторов как
в точечном, так и в полосковом режиме.
На рис. 7.2а показан 10-сегментный светодиодный шкальный из-
меритель со шкалой на 10 В в точечном режиме, отображающий вход-
ное напряжение 7 В, а на рис. 7.26 - тот же индикатор в состоянии,
отображающем входное напряжение 4 В. В этом случае активен толь-
ко один светодиод, и именно его положение на шкале обозначает из-
меряемое напряжение.
ооооооеооо
Г~1 I I I I I I I I I
О i 2 3 4 $ 67 S9I0V
б) оооеоооооо
О ! 23 45 6 7 8 9 Ш V
Рис. 7.2. Точечный школьный индикатор
Шкальные индикаторы (с соответствующими схемами управле-
ния) - недорогая и отличная замена стрелочным измерительным
приборам. У них отсутствует инерционность, им не страшна пробле-
ма «залипания», и на их показания не влияют ни их положение, ни
вибрация. Их шкале можно легко придать любую форму (вертикаль-
ную или горизонтальную прямую линию, дугу или окружность). Та-
кие индикаторы могут иметь шкалу, состоящую из светодиодов раз-
ного цвета, позволяющих выделить тот или иной ее участок. Со
схемами управления светодиодными индикаторами могут включать-
ся электронные индикаторы превышения уровня, широко использу-
емые для звуковой или световой индикации превышения заданной
величины какого-либо сигнала.
238 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
Индикаторы этого типа имеют лучшую линейность по сравнение
с обычными стрелочными приборами, и эта линейность не хуже 0.5%
Разрешение шкальных индикаторов зависит от числа используемы
светодиодов; шкала, состоящая из 10 светодиодов, обычно обеспечи
вает адекватное разрешение для большинства целей индикации урок
ня звукового сигнала.
Далее в этой главе подробно рассматриваются два основных семей
ства ИС шкальных индикаторов.
ИС УПРАВЛЕНИЯ ШКАЛЬНЫМИ ИНДИКАТОРАМИ
Принцип действия
ИС семейства U237 фирмы AEG для управления шкальными индика-
торами - это специализированные и одновременно простые устрой
ства, размещаемые в корпусе DIP8 (с двухрядным расположением
выводов), каждое из которых способно управлять несколькими све-
тодиодами (до 5 штук). К этому семейству относятся четыре отдель-
ных ИС. U237B и U247B представляют собой линейный шкальным
индикатор и при использовании в паре могут управлять 10 светоди
одами. На базе ИС U257B и U267B можно собрать шкальный инди
катор с логарифмической шкалой; при использовании в паре они так
же позволяют управлять 10 светодиодами.
Все ИС семейства U237 имеют идентичную функциональную сх<
му, которая показана (вместе с внешними подключениями) на рис. 7.3.
Эти ИС содержат пять компараторов на базе триггеров Шмитта
и столько же транзисторных ключей. Каждый компаратор имеет своп
порог срабатывания, индивидуально настраиваемый делителем на-
пряжения R1-R6, который питается от встроенного стабилизатора
напряжения; инвертирующие входы компараторов соединены с вы-
водом 7 ИС, являющимся входом измеряемого напряжения. ИС имс
ют также источник тока (на 20 мА), к которому подключаются пять
внешних последовательно соединенных светодиодов. .
Основное назначение этой схемы -- включать и выключать группы
светодиодов, управляемых отдельными транзисторными ключами
ИС. Если, например, включен транзистор Q3, то через него и через
светодиоды 1 и 2 протекает постоянный ток величиной 20 мА, поэто-
му светодиоды 1 и 2 включены (светятся), а светодиоды 3-5 выклю-
чены (не светятся).
ИС УПРАВЛЕНИЯ ШКАЛЬНЫМИ ИНДИКА ЮРАМИ 239
Рис. 7.3. Функциональная схема ИС управления шкальными индикаторами типа U237
Для ИС U237 разница напряжений, при которых происходит за-
жигание очередного светодиода, составляет 200 мВ. В табл. 7.1 пере-
числены состояния пяти внутренних транзисторов при различных
Значениях входного напряжения. Из таблицы видно, что при нуле-
вом входном напряжении все пять транзисторов включены, поэтому
транзистор Q1 закорачивает источник тока 20 мА на общий провод,
и все пять светодиодов при этом выключены. При входном напряжении
240 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
200 мВ все транзисторы, кроме Q1, выключаются, поэтому чере;>
транзистор Q2 проходит ток 20 мА на светодиод LEDj и заставляет
его светиться, а все остальные светодиоды закорочены; при увеличе-
нии входного напряжения транзисторы по очереди закрываются, тем
самым включая следующий светодиод. И наконец, при входном на-
пряжении 1 В все транзисторы закрыты, ток 20 мА, протекающий
через светодиоды, заставляет их светиться. Необходимо отметить,
что рабочий ток не зависит от числа включенных светодиодов, поэто-
му данная ИС при переключении транзисторов и светодиодов созда-
ет очень незначительное количество радиопомех.
Таблица 7.1. Состояния выходных транзисторов ИС U237
при различных входных напряжениях
|Ш=а. жш Q3
1,0 Выкл. Выкл. Выкл. Выкл. Выкл.
0,8 Выкл. Выкл. Выкл. Выкл. Вкл.
0,6 Выкл. Выкл. Выкл. Вкл. Вкл.
0,4 Выкл. Выкл. Вкл. Вкл. Вкл.
0,2 Выкл. Вкл. Вкл. Вкл. Вкл.
0 Вкл. Вкл. Вкл. Вкл. Вкл.
Четыре ИС семейства U237 отличаются только величиной разно-
сти напряжений, соответствующей уровням включения двух после-
довательных светодиодов, которая определяется резисторами де-
лителя напряжения R1-R6. В табл. 7.2 показаны напряжения
зажигания светодиодов этих четырех ИС. Нужно заметить, что ИС
U237B и U247B имеют линейную шкалу и могут соединяться вместе
для получения линейной шкалы из 10 светодиодов, соответствующей
входному напряжению 1 В. ИС U257B и U267B имеют логарифми-
ческую шкалу и также могут включаться вместе для получения шкалы
из 10 светодиодов, соответствующей диапазону от 100 мВ (-20 дБ) до
2 В (+64 дБ).
Таблица 7.2. Напряжения, соответствующие включению светодиодов шкалы,
для схемы управления шкальным индикатором семейства U237
• ИС ^Сфтодиод'Зх Светодиод 4 Светодиод 5
U237B 200 мВ 400 мВ 600 мВ 800 мВ 1,00В
U247B 100 мВ 300 мВ 500 мВ 700 мВ 900 мВ
U257B 0,18 В/-15 дБ 0,5 В/-6 дБ 0,84 В/—1,5 дБ 1,19 В/+1,5 дБ 2,0 В/+6дБ
U267B 0,1 В/-20 дБ 0,32 В/-10 дБ 0,71 В/-ЗдБ 1,0 В/ОдБ 1,41 В/+ЗдБ
ИС УПРАВЛЕНИЯ ШКАЛЬНЫМИ ИНДИКА ТОРАМИ 241
Каким должно быть напряжение питания
В табл. 7.3 перечислены основные характеристики ИС семейства
U237. Здесь необходимо обратить внимание на то, что напряжение
питания может быть от 8 до 25 В, но на практике определение вели-
чины минимального напряжения питания является одним из важных
моментов, который следует учитывать, и оно должно равняться сум-
ме падений напряжения на всех светодиодах плюс пара вольт для
обеспечения нормальной работы внутреннего источника тока. Таким
образом, при управлении пятью красными светодиодами, на каждом
из которых во включенном состоянии падает около 2 В, напряжение
источника питания должно быть не менее 12 В. Светодиоды разного
цвета, имеющие разное прямое напряжение, могут использоваться
вместе. Единственное условие - правильный выбор напряжения ис-
точника питания.
Таблица 7.3. Основные характеристики семейства ИС U237
Значение' ‘,
минимальное - типовое максимальное
8 12 25
(Входное 5
1Входной'\то^ 0,5
fМаксимальный потреблЙ^^лгок^мА 25 30
Ь Рассеиваемая мощность (при 60 °C), 690
СЙЛчеййя'сосёднйх^^ -30 +30
^Тйсгёрёёис'напр^ 5 10
^Входное сопротивление, кОм 100
Юйрдное 'напряжений' , ЬроС'' В; v у'; 1
Другой момент, касающийся применения ИС, относится к ее вход-
ному сопротивлению. Хотя входное сопротивление ИС довольно вы-
сокое (порядка 100 кОм), но при подключении к источнику сигнала
с выходным сопротивлением более 20 кОм она работает нестабиль-
но. Приемлемая стабильность обеспечивается, когда входной сигнал
поступаем от источника с выходным сопротивлением не более 10 кОм.
Для увеличения стабильности, работая с источниками сигнала, име-
ющими выгодное сопротивление больше 10 кОм, можно включить
конденсатор емкостью 10 нФ между выводами 7 и 1 ИС.
242 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
Практические схемы на US237
На рис. 7.4-7.11 представлены практические схемы включения ИС
семейства U237. Для всех этих схем напряжение источника питания
должно быть в пределах от +12 до +25 В. При выборе величины пи-
тающего напряжения не забывайте о перечисленных выше рекомен-
дациях.
На рис. 7.4 изображена практическая схема 5-светодиодного ли-
нейного вольтметра со шкалой 0-1 В, использующего ИС U237B,
а на рис. 7.5 показано, как пару ИС U237B/U247B можно включить
вместе, чтобы получить измеритель с линейной шкалой из 10 свето-
диодов. В последнем случае (рис. 7.4) ИС работают как две отдель-
ные схемы, у которых объединены входы, а соответствующие им
светодиоды расположены последовательно, чтобы получить шкалу
из 10 светодиодов.
Рис. 7.4. Практическая схема линейного вольтметра
со шкалой на 1 В с 5 светодиодами
На рис. 7.6 и 7.7 показано, как с помощью внешней цепи изменить
чувствительность вольтметра (величину входного напряжения, соот-
ветствующую полной шкале), чтобы приспособить схему для разных
ситуаций. На рис. 7.6 чувствительность схемы уменьшается входным
аттенюатором R1-R2-RV1, который имеет коэффициент ослабления
15:1, что делает полную шкалу соответствующей напряжению 15 В. На
рис. 7.7, наоборот, чувствительность вольтметра повышается в 10 раз,
что соответствует напряжению полной шкалы 100 мВ. Это достигается
ИС УПРАВЛЕНИЯ ШКАЛЬНЫМИ ИНДИКА ТОРАМИ 243
Рис. 7.5. Практическая схема линейного вольтметра
со шкалой но 1 В с 10 светодиодами
включением неинвертирующего усилителя IC2, который, к тому же,
повышает входное сопротивление схемы до 1 МОм (определяется
резистором R1).
На рис. 7.8 и 7.9 продемонстрировано, как базовую схему, приве-
денную на рис. 7.4, можно использовать в качестве индикатора вели-
чины какого-либо физического параметра, например интенсивности
света, температуры нагрева, уровня жидкости и т.п., которые могут
быть представлены величиной сопротивления датчика (RT) преобра-
зовательной схемы. В обеих схемах датчик просто питается от источ-
ника тока, так что входное напряжение, поступающее на ИС, прямо
пропорционально сопротивлению датчика.
На рис. 7.8 представлена схема, где источником тока служит це-
почка R1-RV1, подключенная к положительному полюсу источни-
ка питания, и постоянство тока определяется только тем фактом,
244 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
Рис. 7.6. Способ уменьшения чувствительности схемы,
приведенной на рис. 7.4, с помощью делителя напряжения
+(12-25) В
Рис. 7.7. Способ увеличения чувствительности схемы, приведенной на рис. 7.4
что напряжение источника питания является довольно большим по
сравнению со всей шкалой измерителя (1 В). Таким образом, если
источник питания имеет напряжение 20 В, то ток через датчик ме-
няется только на 5%, если его сопротивление варьируется от нуля
ИС УПРАВЛЕНИЯ ШКАЛЬНЫМИ ИНДИКА ТОРАМИ 245
Рис. 7.8. Простой способ использования датчика
для индикации уровня какой-либо физической величины
Рис. 7.9. Еще один способ использования датчика
для индикации уровня какой-либо физической величины
246 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
до максимального значения, соответствующего полной шкале изме-
рителя. На рис. 7.9 показано, как может быть улучшена линейность
измерителя за счет питания датчика от источника тока, образованно-
го транзистором Q1.
Сигнальные устройства превышения уровня
На рис. 7.10 показано, как базовую схему на U237B можно приспосо-
бить для включения генератора аудиовизуального сигнала тревоги,
который вырабатывает звуковые импульсы и заставляет вспыхивать
все светодиоды индикатора с частотой 2 Гц, когда входной сигнал до-
стигнет пороговой величины или превысит ее. Принцип действия
этой схемы очень прост.
Рис. 7.10. Схема генератора аудиовизуального сигнала тревоги
Ток от светодиода LED5 (светодиод, соответствующий максималь-
ному значению шкалы измерителя) течет к общему проводу через
резистор R1 и переход база-эмиттер транзистора Q1, поэтому тран-
зистор Q1 открывается и потенциал на выводе 1 вентиля 1С2а стано-
вится низким при каждом включении светодиода LED5. Вентили
IC2a-IC2b включены по схеме одновибратора, который запускается
при появлении низкого потенциала на выводе 1 и совершает цикл ко-
лебания за 2 с. Потенциал вывода 3 этой ИС в исходном состоянии
является низким, а вывода 4 - высоким, но во время формирования
ИС УПРАВЛЕНИЯ ШКАЛЬНЫМИ ИНДИКА ТОРАМИ 247
импульса он изменяется на противоположный. Выход вентиля IC2
(вывод 3) подключен через резистор R2 к базе транзистора Q2, а вы-
вод 4 соединен с генератором звуковой частоты на вентилях 1С2с-
IC2d, напряжение с которого поступает на громкоговоритель Тх.
Таким образом, пока входное напряжение ИС IC1 ниже напря-
жения, соответствующего полной шкале, транзистор Q1 закрыт,
а транзистор Q2 и звуковой генератор выключены. При достиже-
нии максимального уровня напряжения включается светодиод
LED. и открывается транзистор Q1, а потенциал на выводе 1 вен-
тиля 1С2а через диод D1 становится низким; одновибратор 1С2а-
1С2Ь формирует импульс, при этом на выводе 4 потенциал стано-
вится низким и разрешает работу звукового генератора IC2c-IC2d.
Через диод D2 становится низким потенциал на выводе 1; одновре-
менно потенциал на выводе 3 повышается и включает транзистор
Q2, который шунтирует весь ток 20 мА ИС IC1 и гасит все свето-
диоды. Необходимо отметить, что транзистор Q1 закрывается, как
только откроется транзистор Q2 и на входе генератора (вывод 1)
поддерживается низкий уровень напряжения с помощью диода
D2. В конце цикла транзистор Q2 закрывается и восстанавливает
работу индикатора, при этом звуковой генератор (IC2c-IC2d) так-
же выключается. При восстановлении работы индикатора транзи-
стор Q1 снова открывается (если светодиод LED5 все еше вклю-
чен), но одновибратор (IC2a-IC2b) не может перезапуститься,
пока не завершит цикл.
Итак, схема, представленная на рис. 7.10, при превышении макси-
мального уровня, соответствующего полной шкале, обеспечивает
вспыхивание всех светодиодов с одновременной генерацией преду-
преждающего звукового сигнала. Если напряжение питания ИС IC1
ограничено напряжением 12-18 В, то для обеих ИС можно исполь-
зовать один источник питания. В тех случаях, когда акустический
сигнал не требуется, элементы R5-C2-R6-Tx можно исключить,
а входы вентилей 1С2с и IC2d - просто соединить с общим прово-
дом. При необходимости можно сделать так, что будет вспыхивать
только часть индикатора. Для этого нужно соединить коллектор
транзистора Q2 с соответствующим выводом (2-6) ИС IC1; напри-
мер, его соединение с выводом 3 вызовет вспыхивание только свето-
диодов LED4 и LED5. Если индикатор превышения уровня будет ис-
пользован в схеме с 10 светодиодами, приведенной на рис. 7.5, то
питание резистора R1 и базы транзистора Q1 должно поступать от
светодиода LED10.
248 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
И наконец, на рис. 7.11 показано, как можно использовать ИС
U267 с логарифмической характеристикой, чтобы изготовить изме-
ритель уровня звукового сигнала с пятью светодиодами. Измеритель
с 10 светодиодами можно получить, соединив входную цепочку R1-
R2-R3-C1-D1 со входом пары U257B/U267B, которая включена по
схеме, показанной на рис. 7.5.
Схема, представленная на рис. 7.11, имеет постоянную времени
около 70 мс; чувствительность определяется отношением резисторов
R2-R3, и при указанных номиналах уровень 0 дБ соответствует вход-
ному напряжению 3 В. Для работы схемы необходим источник сиг-
нала с низким выходным сопротивлением, например, сигнал можно
снять с громкоговорителя (схема подключается напрямую или через
делитель напряжения).
Рис. 7.11. Измеритель уровня сигнала звуковой частоты с 5 светодиодами.
Вариант с 10 светодиодами можно изготовить, используя пару ИС U257B/U267B
ИС ДРАЙВЕРА ИНДИКАТОРА С ДВИЖУЩЕЙСЯ ТОЧКОЙ
ИЛИ ПОЛОСКОЙ LM3914
Принцип действия
ИС семейства LM3914 фирмы National Semiconductor - довольно
сложные и одновременно универсальные приборы. Они выпускаются
ИС ДРАЙВЕРА ИНДИКАТОРА С ДВИЖУЩЕЙСЯ ТОЧКОЙ 249
в корпусе DIP 18. Каждая ИС способна управлять 10 светодиодами
в режиме с движущейся точкой или полоской. К этому семейству от-
носятся три ИС: LM3914, LM3915 и LM3916. Принципиальная схе-
ма этих ИС одинаковая (рис. 7.12), отличаются они типом калиброч-
ной функции, как показано в табл. 7.4.
Таблица 7.4. Пороговые напряжения для ИС LM3914/15/16
при управлении индикатором с 10 светодиодами (шкала - 10 В)
gjp" Ifc - '' Типовые пороговые напряжения индикатора со шкалой 10 В
LM3916
//^//^7777 д5
1 1,00 0,447 -27 0,708 -20
2 2,00 0,631 -24 2,239 -13 -10
3 3,00 0,891 -21 3,162 -10 -7
4 4,00 1,259 -18 3,981 -8 -5
5 5,00 1,778 -15 5,012 -6 -3
6 6,00 2,512 -12 6,310 -4 -1
7 7,00 3,548 -9 7,079 -3 0
8 8,00 5,012 -6 7,943 -2 + 1
9 9,00 7,079 -3 8,913 -1 +2
10 10,0 10,00 0 10,00 0 +3
Таким образом, LM3914, являющаяся ИС с линейной шкалой, спе-
циально разработана для использования в светодиодных вольтметрах,
в которых количество светящихся светодиодов непосредственно указы-
вает величину входного напряжения. ИС LM3915 имеет логарифмичес-
кую шкалу, разработана для охвата диапазона от 0 до -27 дБ с шагом
3 дБ и специально предназначена для измерителей мощности. И нако-
нец, LM3916 представляет собой ИС с полулогарифмической шкалой
и разработана для использования в измерителях средней громкости.
Все три ИС семейства LM3914 имеют одинаковую внутреннюю
принципиальную схему. На рис. 7.12 представлена функциональная
схема ИС LM3914 совместно с подключаемыми компонентами, не-
обходимыми для получения простого измерителя напряжения от 0 до
1,2 В с 10 светодиодами. ИС содержит 10 компараторов напряжения,
неинвертирующие входы которых подключены к соответствующей
точке прецизионного многоступенчатого делителя напряжения, а все
инвертирующие входы подсоединены к выходу (вывод 5) буферного
усилителя с единичным усилением. Выход каждого компаратора под-
ключен к соответствующему выводу ИС и может выдавать ток до 30 мА;
250 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
+(3-18) В
Входное
напряжение
(максимум 12 В)
Резистор R1
определяет
яркость
светодиодов
Питание
светодиодов
—44----
| led10
---
11 ^led9
—14—-
>2«ED8
—-----
u*led7
и----
I4£LED6
—Н—
p^LED5
|’*?led4
—-44----
‘7*led3
тгИ----
18^LED2
7-Н----
I 4’LED1
К выводу 11
для точечной
индикации
или к выводу 3
для полосковой
индикации
БУ - буферный усилитель
Рис. 7.12. Функциональная схема LM3914 с необходимыми внешними подключениями
для реализации линейного вольтметра
ИС ДРАЙВЕРА ИНДИКАТОРА С ДВИЖУЩЕЙСЯ ТОЧКОЙ 251
реличина выходного тока имеет внутреннее ограничение и может
быть задана наружным резистором (R1).
ИС содержит также источник опорного напряжения 1,2 В, под-
ключенный к выводам 7 и 8. На рис. 7.12 показано подключение ис-
точника опорного напряжения к выводами делителя напряжения 6
И 4, причем выводы 8 и 4 соединены с общим проводом, поэтому ниж-
няя точка делителя имеет нулевой потенциал, а верхняя - потенциал
1,2 В. ИС содержит также логическую схему, которая позволяет ис-
пользовать индикатор в точечном или полосковом режиме. ИС рабо-
тает следующим образом.
Допустим, что логика схемы рис. 7.12 обеспечивает полосковый
режим работы индикатора и, как уже было показано, опорное напря-
жение 1,2 В подключено к внутреннему 10-ступенчатому делителю
Напряжения. Таким образом, к инвертирующему (опорному) входу
нижнего компаратора прикладывается напряжение 0,12 В, ко второ-
му компаратору - 0,24 В, к следующему - 0,36 В и т.д. Если на вывод
5 ИС подать медленно нарастающее входное напряжение, то будет
Происходить следующее.
Когда входное напряжение равно нулю, то выходы всех десяти
компараторов отключены и все светодиоды выключены (не светят-
ся). При достижении входным напряжением величины 0,12 В, рав-
ной опорному напряжению первого компаратора, он срабатывает
И включает светодиод LEDr Когда входное напряжение достигает ве-
личины 0,24 В, равной опорному напряжению второго компаратора,
Он также срабатывает и включает светодиод LED2. Теперь включены
Светодиоды LEDj и LED2. При дальнейшем увеличении входного
напряжения будут включатся следующие компараторы и соответ-
ствующие им светодиоды, пока, наконец, входное напряжение не до-
стигнет величины 1,2 В, при котором сработает последний компара-
тор и загорится последний светодиод LED10.
В точечном режиме ИС LM3914 работает аналогично; разница за-
ключается в том, что в любой момент времени светится только один
светодиод (соответствующий достигнутому уровню напряжения).
При нулевом входном напряжении не светится ни один светодиод,
а при напряжении выше 1,2 В горит только светодиод LED10.
Некоторые детали
На рис. 7.12 показано, что резистор R1, определяющий ток светодиодов,
Подключен к выходу источника опорного напряжения 1,2 В (вывод 7).
252 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКАТОРЫ
Ток, протекающий через каждый из светодиодов во включенном со-
стоянии, приблизительно в десять раз больше выходного тока источ-
ника опорного напряжения, который может достигать 3 мА. Таким
образом, через светодиоды может протекать ток до 30 мА. Регулиров-
ка тока осуществляется резистором R1. Если, например, к выводам
и 8 подключено суммарное сопротивление 1,2 кОм (равное парал-
лельному включению резистора R1 и резистора 10 кОм внутреннего
делителя напряжения ИС), то напряжение 1,2 В, протекающее через
это сопротивление, будет создавать ток 1 мА, следовательно, через
каждый включенный светодиод будет протекать ток 10 мА.
Необходимо обратить внимание на то, что если включен полоско-
вый режим и светятся все десять светодиодов, то через ИС будет про-
текать суммарный ток не более 300 мА. ИС имеет максимальную рас
Сбиваемую мощность только 660 мВт, поэтому существует опасность
превышения этого предела при включении ИС в полосковом режи-
ме. В практических устройствах ИС может питаться от источников
постоянного тока с напряжением от 3 до 25 В, а светодиоды могут
включаться от того же источника, что и ИС, или питаться от отдель-
ного источника; последний вариант можно использовать, чтобы обес-
печивать минимальную рассеиваемую мощность ИС.
Внутренний десятиступенчатый делитель напряжения ИС являет-
ся плавающим, то есть оба конца его для большей универсальности
выведены наружу и могут запитываться либо от внутреннего источ-
ника опорного напряжения, либо от внешнего. Если, например, верх-
ний конец (по схеме) делителя подключить к 10-вольтовому источ-
нику, а нижний - к общему проводу, то ИС будет функционировать
как измеритель напряжения в диапазоне 0-10 В. Если же нижний
конец делителя подключить к источнику 5 В, то схема будет работать
как вольтметр с ограниченным диапазоном 5-10 В. Единственное
ограничение заключается в том, что напряжение делителя не должно
превышать больше чем на 2 В напряжение питания ИС (которое мо-
жет достигать 25 В). Вход ИС (вывод 5) полностью защищен от пе-
регрузки и выдерживает напряжения до ±35 В.
Опорное напряжение ИС составляет 1,28 В (от 1,2 до 1,32 В), но
с помощью внешних элементов может быть повышено до 12 В (как это
будет показано несколько позже). Включение точечного режима ИС
производится соединением вместе 9 и 11 выводов, а полоскового - за-
мыканием выводов 9 и 3 (положительный полюс источника питания).
И наконец, основное отличие этих трех членов семейства LM3914
заключается в величинах сопротивлений, используемых во внутреннем
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914 253
10-каскадном делителе напряжения. В ИС LM3914 все резисторы це-
почки имеют одинаковые значения, что обеспечивает линейную шка-
лу, состоящую из 10 точек. В ИС LM3915 сопротивление резисторов
изменяется по логарифмическому закону, что дает логарифмическую
шкалу, охватывающую динамический диапазон 30 дБ с шагом 3 дБ.
И в ИС LM3916 резисторы делителя изменяются по полулогарифми-
ческому закону, что позволяет создать шкалу, специально приспособ-
ленную для измерения выхода усилителя в единицах усредненной
мощности VU. Далее, после ознакомления со всеми особенностями
ИС, можно перейти к рассмотрению практических схем с применени-
ем этих ИС и уделить внимание линейным ИС LM3914.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914
Вольтметры с точечным режимом индикации
На рис. 7.13-7.16 представлены различные способы включения ИС
Рис. 7.13. Схема вольтметра со шкалой из 10 светодиодов,
имеющего напряжение полного отклонения от 1,2 до 1000 В
254 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
Рис. 7.14. Вольтметр со шкалой 10 В, использующий внешнее опорное напряжение
в режимах точечной индикации. Необходимо отметить, что в этих
схемах для получения шкалы с движущейся точкой вывод 9 соеди-
нен с выводом Ии для обеспечения стабильности схемы между вы-
водами 2 и 3 включен конденсатор емкостью 10 мкФ.
На рис. 7.13 представлена схема включения ИС для получения
вольтметра с изменяемым диапазоном измерения (1,2-1000 В на всю
шкалу). Нижние концы внутреннего источника опорного напряже-
ния и делителя соединены с общим проводом, а верхние - вместе, по-
этому измеритель имеет чувствительность (напряжение полного от-
клонения) 1,2 В, но ее можно изменять с помощью делителя
напряжения Rx-Rl, включенного на входе схемы. Таким образом,
если сопротивление Rx равно нулю, то вся шкала соответствует на-
пряжению 1,2 В, но если Rx равен 90 кОм, то вся шкала составляет
12 В. Резистор R2 включен параллельно внутреннему источнику
опорного напряжения и задает ток, протекающий через включенные
светодиоды (около 10 мА).
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914 255
Рис. 7.15. Вариант вольтметра с настраиваемой шкалой (1,2-10 В),
имеющий точечную индикацию
На рис. 7.14 показано, как изготовить вольтметр с фиксированным
диапазоном входного напряжения 0-10 В, используя в качестве ис-
точника опорного напряжения внешний стабилитрон на 10 В (соеди-
ненный с верхним концом внутреннего делителя). Напряжение пи-
тания этой схемы должно быть, по крайней мере, на два вольта
^больше, чем напряжение стабилизации стабилитрона.
На рис. 7.15 показано, как изменить выходное напряжение внут-
реннего опорного источника и установить величину полного откло-
нения вольтметра в диапазоне от 1,2 до 10 В. В этом случае ток 1 мА
Определяется резистором R1) плавающего внутреннего источника
шторного напряжения 1,2 В протекает к общему проводу через под-
строечный резистор RV1, таким образом, напряжение, падающее на
Втом резисторе, поднимает потенциал выводов 7 и 8. Если, например,
Везистор RV1 установлен в положение, при котором он имеет сопро-
Швление 2,4 кОм, то потенциал вывода 8 будет составлять 2,4 В,
256 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
+(5-18)В
Рис. 7.16. Вольтметр с растянутой шкалой (10-15 В), имеющий точечную индикацию
а вывода 7 - 3,6 В. Следовательно, подстроечный резистор RV1 по-
зволяет регулировать напряжение на выводе 7, подключенном к верх-
нему концу внутреннего делителя, в пределах от 1,2 до приблизитель
но 10 В, которые соответствуют полной шкале прибора.
И наконец, на рис. 7.16 показана схема включения ИС LM3914 для
изготовления вольтметра с растянутой шкалой, например от 10 до 15 В.
Подстроечный потенциометр задает ток через светодиоды (12 мА),
а также позволяет регулировать опорное напряжение на нижнем кон-
це внутреннего делителя напряжения в пределах 0-1,2 В. Если по-
тенциометр установлен в положение, при котором на вывод 4 пода-
ется 0,8 В, то вольтметр будет измерять напряжение только в пределах
от 0,8 до 1,2 В. Если на вход схемы подавать напряжение через дели-
тель, то этот диапазон может быть увеличен до, например, 10-15 В
или любого другого.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914 257
Полосковые вольтметры
Схемы вольтметров с движущейся точкой, показанные на рис. 7.13-
7.16, можно превратить в полосковые простым подключением выво-
да 9 к выводу 3.
При задании полоскового режима необходимо помнить о недо-
пустимости превышения рассеиваемой мощности ИС, которое
может возникнуть при одновременном включении всех десяти све-
тодиодов в случае подачи высокого питающего напряжения. Во
включенном состоянии на светодиоде падает около 2 В, поэтому
один из способов обойти эту проблему - подключить светодиоды
к выделенному источнику (напряжением 3-5 В), как показано на
рис. 7.17.
Рис. 7.17. Полосковый вольтметр с отдельным источником питания для светодиодов
Альтернативный вариант - питание ИС и светодиодов от общего
источника, с ограничением тока посредством включения последова-
тельно с каждым светодиодом резистора, как показано на рис. 7.18.
258 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
(как на рис. 7.13)
Рис. 7.18. Полосковый вольтметр с общим источником питания для светодиодов
Еще один способ реализации полоскового режима индикатора без
превышения рассеиваемой мощности ИС показан на рис. 7.19. На
этой схеме все светодиоды включены последовательно, но каждый из
них подсоединяется к индивидуальному выходу ИС, а ИС работает
в точечном режиме. Таким образом, если светодиод LED5 включен,
то он получает свой ток через светодиоды LED1-LED4, поэтому все
пять светодиодов включены. В нашем случае суммарный ток свето-
диодов равняется току одного светодиода, поэтому рассеиваемая мощ-
ность будет невелика; в этом режиме работа ИС LN3914 фактически
идентична работе ИС U237. Напряжение питания светодиодов этой схе
мы должно быть больше, чем сумма падений напряжений на всех вклю-
ченных светодиодах, но не более допустимого напряжения питания ИС.
Значит, необходим нестабилизированный источник питания 24 В.
На рис. 7.20 представлен вариант приведенной выше схемы, допус-
кающий питание от нестабилизированного источника 12-18 В. Све-
тодиоды разделены на две группы, причем для включения нижних
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914 259
напряжение
(всей шкале соответствует 1,2 В)
Рис. 7.19. Метод включения полоскового индикатора
при роботе ИС в точечном режиме и минимальном потреблении тока
светодиодов (LED1-LED5) используются транзисторы. Максималь-
ный суммарный ток всех светодиодов в этом случае равняется удво-
енному току одного светодиода.
Вольтметры с 20 светодиодами
На рис. 7.21 и 7.22 показано, как пару ИС LM3914 можно объединить
и получить вольтметр, измеряющий напряжение в пределах 0-2,4 В
и имеющий шкалу из 20 светодиодов. На этой схеме входы двух ИС
включены параллельно, но на ИС IC1 собран вольтметр на диапазон
0-1,2 В, а на ИС IC2 - вольтметр на диапазон 1,2-2,4 В. Во втором
вольтметре нижний конец делителя напряжения ИС IC2 подключен
к опорному напряжению 1,2 В ИС IC1, а верхний конец делителя -
к верхнему концу опорного напряжения 1,2 В ИС IC2, приподнято-
му на величину 1,2 В над уровнем IC1.
На рис. 7.21 ИС включена в режиме точечной индикации. Здесь
вывод 9 микросхемы IC1 подключен к выводу 1 микросхемы IC2,
а вывод 9 IC2 - к выводу И IC2. Кроме того, параллельно со свето-
диодом LED9 ИС IC1 включен резистор 22 кОм.
260 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
напряжение
(всей шкале соответствует 1,2 В)
Рис. 7.20. Модификация схемы, приведенной но рис. 7.19,
допускающая питание от нестобилизировонного источника напряжения 12-18 В
На рис. 7.22 ИС работает в полосковом режиме. Схема аналогична
приведенным выше, за исключением того, что вывод 9 каждой ИС
соединен с выводом 3, а последовательно с каждым светодиодом
включен резистор 470 Ом, ограничивающий ток, для уменьшения
рассеиваемой мощности.
В обоих случаях диапазоны измерений вольтметров с 20 светоди-
одами, приведенных на рис. 7.21 и 7.22, могут быть легко изменены
теми способами, которые мы рассматривали в этой главе.
Схемы на LM3915/LM3916
ИС LM3915, имеющая логарифмическую шкалу, и LM3916, имею-
щая полулогарифмическую шкалу, в основном работают точно так
же, как ИС LM3914, и могут использоваться в большинстве схем,
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914 261
Рис. 7.21. Вольтметр с 20 светодиодами, имеющий точечную индикацию
(при Rx = 0 вся школа соответствует 2,4 В)
Рис. 7.22. Вольтметр с 20 светодиодами, имеющий полосковую индикацию
(при Rx = 0 вся шкала соответствует 2,4 В)
262 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
показанных на рис. 7.13-7.22. Однако во многих практических при
ложениях эти ИС применяются в индикаторах уровня сигнала пере
менного тока, подаваемого непосредственно к входу ИС (вывод 5), -
рис. 7.23. ИС реагирует только на положительные полуволны вход
ного сигнала. Число включенных светодиодов пропорционально мак
симальной величине входного сигнала. В таких вольтметрах ИС дол-
жна включаться в точечном режиме, а ток через светодиоды должен
быть порядка 30 мА.
Схема, приведенная на рис. 7.23, представляет простой измеритель
звуковой мощности, построенный на базе ИС LM3915. Вывод 9 ИС
остается неподключенным, что обеспечивает точечный режим работы
индикатора, а резистор R1 имеет величину 390 Ом, что соответству
ет току светодиодов около 30 мА. Данный измеритель является ин-
дикатором звуковой мощности, охватывающим диапазон от 200 мВт
до 100 Вт.
Rx = 10 кОм, если сопротивление
громкоговорителя 4 Ом
Rx = 18 кОм, если сопротивление
громкоговорителя 8 Ом
Rx = 30 кОм, если сопротивление
громкоговорителя 16Ом
Рис. 7.23. Простой измеритель звуковой мощности
Более сложным способом использования этих ИС для индикации
величины входного сигнала (переменное напряжение) является
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА LM3914 263
применение однополупериодного выпрямителя, преобразующего
переменный сигнал в сигнал постоянного тока, который затем по-
дается на вход ИС. На рис. 7.24 и 7.25 показаны практические схе-
мы VU-измерителя (измерителя среднего уровня) на ИС LM3916.
На рис. 7.24 входной сигнал преобразуется в постоянный ток про-
стой цепочкой D1-R1-R2-C1. Имейте в виду, что выпрямительный
диод D2 используется для компенсации прямого падения напряже-
ния на диоде D1. Эта схема работает в полосковом режиме и исполь-
зует раздельные источники питания для ИС и светодиодов.
И наконец, на рис. 7.25 показано, как можно применить ИС LM3914
для изготовления прецизионного VU-измерителя, используя прецизи-
онный однополупериодный выпрямитель (IC1) для преобразования
переменного тока в постоянный. В этой схеме светодиоды включены
последовательно, а ИС IC2 работает в точечном режиме, что обеспечи-
вает малое потребление тока индикатором (см. схему на рис. 7.19).
Необходимо отрегулировать подстроечный резистор RV1, чтобы на
выводе 7 ИС установилось напряжение 10 В; подстроечным резисто-
ром RV2 регулируется яркость светодиодов.
-20VU -10
+3VU
+5V
LEDW
17
18
16
12
11
10
V-
V+
9
15 14 13
+15V
/777 Я2
D1
Входное IN4148
напряжение —
14 В (ср. квадр.)
0V
LM3916
Юр
R1
1М0
R.~ IN
R2
30k
/777 о V
±С1
ТЮОп
4к7
RV1
5k0
Установка
10 В на выводе 7
D2
IN4002
0V
□
1
Рис. 7.24. Простой VU-измеритель
264 СВЕТОДИОДНЫЕ ШКАЛЬНЫЕ ИНДИКА ТОРЫ
+22 В
(нестабили-
зированное)
Входное
напряжение
-20VU -10 -7 -5 -3 -1 0 +1 +2 +3VU
СЗ
1р0
Примечание:
D1, О2типа 1N4148
/777 о V
Рис. 7.25. Прецизионный VU-измеритель с малым потреблением тока
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
О ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА-
° СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Вход Линия Выход
звукового задержки «►— задержанного
сигнала звука сигнала
9 Источники питания 337
10 Подводим итоги 353
266 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Твердотельные линии задержки сигналов звуковых частот широк?
используются в современной музыке и звуковых системах. Они мс
гут применяться для получения таких известных звуковых эффектов
как эхо, реверберация, хорус или фазер, в музыкальных системах и к;
раоке или для достаточно редких эффектов типа моделирования акус
тического окружения в дорогих высококачественных системах, а так-
же чтобы произвести соответствующие упреждающие действия дл
таких событий, как переключение кассетного магнитофона или до
устранения щелчков/шипшшя при воспроизвел/ нии магнитной за
писи и пластинок. Введение точно настроенных акустических лини!
задержки между отдельными громкоговорителями системы озвучи
вания больших площадок может значительно улучшить разборчп
вость сообщений.
Современные системы с твердотельными звуковыми линиями за
держки могут быть как аналоговыми, так и цифровыми. В перво;
случае они изготавливаются на основе одной или нескольких специ
ализированных аналоговых ИС линий задержки, а во втором - обыч
но собираются на основе цифровых принципов с использованием
ЦАП, АЦП и схем памяти. В обоих случаях системы задержки ис
пользуют тактовые генераторы, а время задержки определяется так
товой частотой генераторов. В этой главе объясняются принципы
действия обеих систем и показывается, как специализированные ана
лотовые и цифровые ИС можно использовать для построения прав
тических линий задержки.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ
ДЛЯ АУДИОСИСТЕМ
Линия задержки аудиосигналов представляет собой устройство, в ко
тором при подаче звукового сигнала (обычно речь или музыка) на вход
на выходе получается копия этого сигнала, но лишь спустя некоторое
заданное i ш (обычно от 1 до 500 мс) - рис. 8 1. Несколько просты
вариантов дименения линий задержки показано на рис. 8.2-8.4.
На рис. 8.2 изображена линия задержки, используемая для по-
лучения эффекта двойного сигнала. Задержка обычно составляет
10-25 мс, а задержанный и прямой сигналы складываются звуко-
вым микшером, что и дает двойной сигнал. Если через эту систему
пропустить сольные звуки, то на выходе получится эффект, подоб-
ный пению дуэта при очень близком совпадении голосов. Этот тип
задержки называется также «мини-эхо» и «мини-хорус».
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ ДЛЯ А УДИОСИСТЕМ 267
Вход
звукового
сигнала
Выход
задержанного
сигнала
Линия
задержки
звука
Рис. 8.1. Базовая система задержки звука
Выход
Линия
задержки
звука
Вход
Рис. 8.2. Схема получения эффекта двойного звучания
На рис. 8.3 представлена разновидность показанной выше схемы
задержки звука; эта схема действует, как эхо. Здесь задержанный вы-
ходной сигнал сначала ослабляется и только затем складывается с ис-
ходным; время задержки составляет 10-250 мс. Скорость звука в воз-
духе на уровне моря и при температуре 20 °C составляет 0,343 м/мс.
Таким образом, если система вносит задержку, например, 20 мс, то ее
выходной сигнал будет сопровождаться одиночным эхо-сигналом,
будто бы отраженным от поверхности, находящейся в 3,43 м от ис-
ходного источника звука. Необходимо отметить, что в этой системе
создается только одно эхо, но громкость эха можно изменять.
268 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
— Задержка----►
Рис. 8.3. Схема получения эха
На рис. 8.4 показана разновидность схемы задержки звука, пред-
назначенная для создания многократного эха (реверберации). Эта сис-
тема использует два микшера - один перед линией задержки, а дру-
гой на ее выходе. Часть задержанного выходного сигнала подается
назад на входной микшер, так что система дает эхо от эха и т.д. Время
Вход
Выход
Рис. 8.4. Схема получения реверберации
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ ДЛЯ А УДИОСИСТЕМ 26 9
реверберации определяется как время, взятое между сигналами эха,
ослабленными по отношению к входным сигналам на 60 дБ, и зави-
сит от времени задержки и общего ослабления возвращаемых на вход
сигналов. Время задержки эха, его громкость и время реверберации
регулируются независимо.
В конце 60-х годов прошлого столетия схемы упомянутых типов
обычно создавались на основе электромеханических приборов, таких
как пружинные линии задержки или магнитофоны с закольцованной
лентой. Работа систем с пружинной линией задержки основывалась
на том факте, что акустические колебания хорошо распространяют-
ся вдоль натянутого стального провода и в относительно небольшой
катушке, намотанной таким проводом в виде спирали, может содержать-
ся довольно длинный отрезок провода. Пружина, имеющая 100 витков
провода, намотанная в виде спирали диаметром 5 см и длиной 25 см,
может содержать около 15,5 м стального провода, и звуковому сигна-
лу требуется около 45 мс, чтобы пройти вдоль провода такой длины.
Реальные пружинные линии задержки имеют на входе пружины
электромагнитный излучатель (катушка и магнит) и на ее выходе
магнитоэлектрический датчик (магнит и катушка). На рис. 8.5 пока-
зана функциональная схема подобной системы.
Пружинная
Рис. 8.5. Функциональная схема пружинной линии задержки
Принцип действия линии задержки с закольцованной магнитной
лентой показан на рис. 8.6. Эта система имеет отдельные стирающую,
записывающую и воспроизводящую головки; входной сигнал подается
на записывающую головку, а задержанный сигнал снимается с воспро-
изводящей головки. Время задержки (в секундах) равняется расстоя-
нию между записывающей и воспроизводящей головками (в сантимет-
рах), поделенному на скорость движения ленты в сантиметрах на
секунду. Таким образом, при обычной скорости движения ленты
4,75 см/с и расстоянии между головками 1,425 см время задержки
составляет 300 мс. На практике скорость движения ленты может
270 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
головка вающая водящая вал
головка головка
Рис. 8.6. Функциональная схема линии задержки с закольцованной магнитной лентой
изменяться приблизительно на 50-200% от номинала, что обеспечива-
ет изменение времени задержки в приведенном выше примере в преде-
лах 150-600 мс.
Пружинные и магнитофонные линии задержки - сложные в на-
стройке устройства с ограниченной регулировкой времени задержки,
В начале 70-х годов после появления нового типа интегральных схем,
называемых приборами с зарядовой связью (ПЗС) или приборами
типа «пожарная цепочка», оба этих типа линий задержки устарели. ИС
ПЗС содержат цепочку, состоящую из сотен аналоговых запоминаю-
щих ячеек, изготовленных на основе полевых транзисторов с изолиро
ванным затвором и конденсаторов, которые действуют наподобие «ве-
дер», сохраняющих заряд (отсюда название «пожарная цепочка»),
и которые соединены между собой посредством ключей на полевых
транзисторах, управляемых внешним тактовым генератором, в резуль-
тате чего ПЗС функционируют подобно аналоговому сдвиговому ре-
гистру; аналоговые выборки входных сигналов поступают на вход це-
почки и через некоторое время снимаются с ее выхода в таком же виде,
Время задержки такой ИС пропорционально числу ячеек и частоте
тактового генератора и может легко изменяться (за счет изменения
тактовой частоты) в очень больших пределах. Подобные устройства
отличаются надежностью и универсальностью и, помимо тактового
генератора и пары активных фильтров, требуют очень небольшого ко-
личества дополнительных элементов.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ПЗС
Первым простейшим ПЗС была ИС, разработанная в 1968 году фирмой
Philips Laboratory. На ее основе была изготовлена схема, показанная на
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ПЗС 271
рис. 8.7. Звуковой сигнал подается в виде сигнала переменного тока
на вход ИС, смещенный в середину линейного участка делителем
напряжения R1-R2. Тактирование работы ИС осуществляется парой
противофазных прямоугольных синхроимпульсов, имеющих доста-
точно высокую частоту по сравнению с частотой входного звукового
сигнала. ИС имеет два выхода (А и В), которые должны быть соеди-
нены между собой, чтобы получить восстановленный задержанный
выходной сигнал.
V*
Выход
Линия задержки А
типа «пожарная цепочка»
Вход
CLK, CLK, Выход
фаза 1 фаза 2 В
Выход
Формирователь
напряжения
прямоугольной формы
Рис. 8.7. Схема включения первой ИС ПЗС (1968 г.)
Принцип действия ПЗС проиллюстрирован на рис. 8.8, где пока-
зано функционирование первых шести ступеней ИС в виде цепочки
ячеек («пожарных ведер») для первых шести полуциклов тактовой
частоты (фаза 1), отмеченных на рисунке цифрами от +1 до -3. Ключ
S1 на полевом транзисторе с изолированным затвором соединяет
вход ИС с первой ячейкой. Когда ключ S1 разомкнут, все нечетные
ячейки передают свои заряды четным ячейкам (как будто перелива-
ют воду из ведра в ведро), находящимся справа от них, в том случае,
если потенциал фазы 1 синхроимпульсов высокий (+). Затем ключ
S2 замыкается и все четные ячейки передают свои заряды нечетным
Ячейкам, находящимся справа от них, когда потенциал фазы 1 низ-
кий (-).
Таким образом, в первом полутакте (+1) тактового генератора ключ
S1 разомкнут и все ячейки пусты, но во втором полутакте (-1) ключ
замкнут и заряд А со входа поступает к запоминающей ячейке 1. В тре-
тьем полутакте (+2) ключ S1 снова размыкается и заряд А «перетека-
ет» в ячейку 2, при этом ячейка 1 опорожняется. В полутакте (-2)
Ключ S1 замыкается и заряд В попадает в ячейку 1 и одновременно
272 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.8. Иллюстрация принципа действия первой линии задержки на ПЗС
заряд А переносится в ячейку 3. Этот базовый процесс повторяется
с тактовой частотой: заряды всех ячеек сдвигаются на один шаг впра-
во на каждом полутакте, а новая «порция» сигнала поступает в ячей-
ку 1 всякий раз, когда ключ S1 замкнут.
Здесь необходимо отметить, что каждая порция зарядов перемеща-
ется на два шага вправо за полный такт и всегда имеется пустая ячей-
ка между каждой парой ячеек с зарядами. Поэтому выходной сигнал
из последней ячейки не в каждый момент соответствует входному.
Чтобы решить эту проблему, необходимо суммировать сигналы по-
следней и предпоследней ячеек. ИС содержит буферные повторители
для двух последних ячеек, которые обеспечивают доступ к этим двум
ячейкам (рис. 8.9а) и позволяют получить полезный «смешанный»
выходной сигнал посредством объединения двух выходов (либо на-
прямую, либо через переменный балансный резистор), как показано
на рис. 8.96, то есть позволяют сложить эти два выходных сигнала
и получить непрерывный выходной сигнал, показанный на рис. 8.9в.
В результате всех этих действий выходной сигнал является задер-
жанной, но квантованной во времени копией входного сигнала.
Так работала первая (1968 г.) линия задержки на ПЗС, и, по сути,
так же работают современные ИС линий задержки. Изначальный
прибор, однако, имел несколько серьезных недостатков, вызванных
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ПЗС 273
а)
А
Линия задержки типа
«пожарная цепочка»
Смешанный
выход
«Пожарная цепочка»
Выход А
Конечные каскады «пожарной
цепочки» имеют выход через
повторители напряжения
Выход В
Смешанный
выход
Смешанное выходное напряжение
можно получить соединением
выходов А и В напрямую либо
через балансный переменный резистор
Половины
тактов
Окончательный вид
сигналов «пожарной
цепочки»(X)
Вид сигналов
«пожарная цепочка»
(Х-1)
Схема образования смешанного
выходного напряжения
Вид сигнала на
смешанном выходе
«пожарной цепочки»
Рис. 8.9. Схема формирования смешанного выходного сигнала
из двух последних ячеек ПЗС
невозможностью полного разряда каждой из нескольких сотен ячеек
выборки и хранения на конденсаторах к концу каждого цикла пере-
носа заряда. Это приводило к тому, что ИС имела плохую эффектив-
ность переноса и, следовательно, очень маленький динамический
диапазон (обычно менее 60 дБ). В начале 70-х годов такие компании,
как Philips, Bell и Reticon, приложили огромные усилия для улучше-
ния характеристик исходного устройства, что позволило получить
модифицированный прибор, принцип действия которого иллюстри-
руется на рис. 8.10.
Главной особенностью ПЗС, представленного на рис. 8.10, являет-
ся то, что в исходном состоянии все ячейки заряжены внешним гене-
ратором смещения. Когда потенциал фазы 1 высокий (+), ключ S1
размыкается и каждая ячейка с нечетным номером полностью доза-
ряжает ячейку с четным номером, находящуюся слева от нее, а когда
274 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ УКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
' к ' |2j l£l |2j ill '5‘ Ш ' ,_, 1
. Ш1Н FL„
D ШП1 LT„
Г—МЫПП FT.„
я|Will LT„
I МШП FL„V
-Mimi
Рис. 8.10. Иллюстрация принципа действия
усовершенствованной линии задержки на ПЗС
потенциал фазы 1 низкий (-), ключ S1 замыкается и каждая четная ячей -
ка полностью дозаряжает нечетную ячейку, находящуюся слева от нее.
Таким образом, когда ключ S1 замыкается во втором полутакте (-1).
сигнал А подключен к ячейке хранения 1, а когда ключ S1 размыка-
ется снова в полутакт (+2), ячейка 2 дозаряжает ячейку 1, вот почему
в конце этого периода остаточный заряд в ячейке 2 в точности равня-
ется исходному заряду А, то есть заряд А эффективно перенесен
в ячейку 2. В период -2 ключ S1 замыкается, заряд В заряжает ячей
ку 1 и одновременно ячейка 3 дозаряжает ячейку 2, эффективно пе-
ренося заряд А в ячейку 3.
Этот процесс повторяется при каждом цикле тактового генерато-
ра, и все входные заряды эффективно сдвигаются на один шаг впра-
во за каждый полутакт, а новая порция входного сигнала заряжает
ячейку 1 при каждом замыкании ключа S1.
Итак, этот модернизированный прибор имеет тот же конечный ре-
зультат, что и показанный на рис. 8.8, но делает он это гораздо эффек-
тивнее, поскольку только частично разряжает внутренние конденсато-
ры во время каждого рабочего цикла. Это устройство используется во
всех современных ПЗС, имеет очень высокую эффективность перено-
са и отличный динамический диапазон (обычно более 80 дБ).
КАКУЮ ВЕЛИЧИНУ ЗАДЕРЖКИ ОБЕСПЕЧИВАЕТ ПЗС 275
На рис. 8.11 показана основная схема включения усовершенство-
ванной ИС линии задержки на ПЗС, которая питается от источни-
ка напряжением VDD, но использует дополнительный источник пи-
тания VBB или VGG, обеспечивающий необходимое смещение для
ячеек выборки и хранения на полевых транзисторах с изолирован-
ным затвором. Вход ИС должен быть смещен на линейный участок
характеристики напряжением Vbjas, а оба выхода - объединены, как
уже было описано. На схеме показано их непосредственное соеди-
нение, и в некоторых ИС оно выполняется внутри ИС, поэтому на
ее выходе имеется только составной сигнал. Для работы ИС необ-
ходим 2-фазный тактовый генератор, обычно обеспечивающий две
последовательности противофазных импульсов, с амплитудой VDD
(относительно общего провода).
Vdd
VBB
(Vgs)
Напряжение
смещения
Выход
Линия А
Вход задержки типа
м «пожарная цепочка»
Выход __
В
“Л I
JU 1Л
CLK, CLK,
фаза 1 фаза 2
/7^7 Общий ’
Выход
Рис. 8. /1. Схема включения усовершенствованной ИС ПЗС
КАКУЮ ВЕЛИЧИНУ ЗАДЕРЖКИ ОБЕСПЕЧИВАЕТ ПЗС
За каждый полный тактовый цикл заряд каждой ячейки ПЗС сдви-
гается на два шага. Таким образом, время задержки, обеспечиваемое
ПЗС, определяется по формуле:
Время задержки = S х (р/2) или 5/(2 х /),
где 5 - количество ячеек, р - период тактового генератора и f - час-
тота тактового генератора.
Практические аналоговые ИС линий задержки имеют 512,1024,1536,
3328 или 4096 ячеек. Следовательно, линия, состоящая из 1024 ячеек,
276 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
при тактовой частоте 10 кГц (100 мкс) создает задержку 51,2 мс. Со-
ответственно, линия, состоящая из 4096 ячеек, создает задержку
204,8 мс при той же тактовой частоте.
На практике максимальная частота задерживаемого сигнала рав-
няется одной трети от тактовой частоты, поэтому линия задержки,
работающая с тактовой частотой 10 кГц, фактически имеет реальную
полосу сигнала только 3,3 кГц.
На рис. 8.12 представлена блок-схема практической линии задер-
жки, выполненной на ПЗС. Входной сигнал подается на ПЗС через
фильтр низких частот с частотой среза, составляющей треть (или
меньше) тактовой частоты, что позволяет избежать ступенчатости
и интермодуляции. Сигнал с выхода ПЗС проходит через фильтр
второго порядка, который также имеет частоту среза, равную трети
(или меньше) тактовой частоты и который выполняет двойную функ-
цию: подавление тактовой частоты, и сглаживание выходного сигна-
ла, поэтому на выходе создается точная копия (но задержанная по
времени) исходного сигнала.
задержки
Рис. 8.12. Блок-схема аналоговой линии задержки на ПЗС
Более пристальное внимание практическим схемам тактового ге-
нератора и фильтра будет уделено чуть позже. А сейчас полезно рас-
смотреть некоторые распространенные варианты применения линий
задержки, и чтобы полностью понять это, необходимо иметь пред-
ставление о психоакустике.
ПСИХОАКУСТИКА
Многие эффекты, которые можно получить с использованием линий
задержки, основаны на специфических особенностях деятельности
ПСИХОАКУСТИКА 277
головного мозга при интерпретации звуков. Чаще всего мозг не вос-
принимает звуки, какими они являются в реальности, а интерпрети-
рует их таким образом, чтобы они соответствовали уже сложившимся
стереотипам. Таким образом, мозг можно легко обмануть относитель-
но природы звука. Изучением подобных вопросов и занимается пси-
хоакустика. Перечислим основные законы психоакустики, которые
следует знать:
1. Если человеческое ухо улавливает два звука, которые имеют оди-
наковую форму, но разнесены во времени менее чем на 10 мс, то
мозг интегрирует их и считает одним звуком.
2. Если человеческое ухо воспринимает два звука, которые имеют
одинаковую форму, но разнесены во времени на 10-50 мс, то мозг
считает их двумя независимыми звуками, но объединяет их со-
держимое в один легко узнаваемый образец без потери качества
информации.
3. Если человеческое ухо воспринимает два сигнала, которые име-
ют одинаковую форму, но разнесены во времени более чем на 50 мс,
то мозг считает их двумя независимыми звуками и не может объе-
динить их в узнаваемый образец.
4. Если человеческое ухо воспринимает два звука, которые имеют
одинаковую форму, но разную амплитуду и которые разнесены
во времени более чем на 20 мс, то мозг интерпретирует их как два
источника звука (первичный и вторичный) и делает выводы от-
носительно местоположения источника первичного звука и относи-
тельно расстояния между этими двумя источниками. Что касается
локализации источника в пространстве, то мозг идентифицирует
первый воспринятый сигнал как источник первичного звука, даже
если его амплитуда значительно меньше амплитуды второго воспри-
нятого сигнала - так называемый эффект Гасса (Hass). Таким обра-
зом, линии задержки можно использовать, чтобы навязать мозгу
неправильную идентификацию звукового источника.
Что же касается идентификации расстояния, то мозг осуществ-
ляет корреляцию расстояния и времени задержки из расчета при-
близительно 0,34 м на 1 мс задержки. Таким образом, линии за-
держки могут использоваться для введения мозга в заблуждение
относительно информации о расстоянии.
5. Мозг использует информацию от эха и реверберации (повторное
эхо с уменьшающейся амплитудой) для воссоздания типа окру-
жающих условий. Например, если задержка эха составляет 50 мс,
278 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
а время реверберации 2 с, то мозг может интерпретировать окру-
жающие условия как пещеру длиной 17 м или аналогичное окру-
жение с твердыми поверхностями. Но если время реверберации
только 150 мс, то мозг может интерпретировать окружение как
17-метровую комнату с мягкой меблировкой. Следовательно, ли-
нии задержки могут использоваться для внушения мозгу непра-
вильных представлений об окружающей среде, как это делают
системы моделирования окружающих условий.
6. Мозг очень чувствителен к кратковременным увеличениям гром-
кости, таким как щелчки и скрипы, возникающие при воспроиз-
ведении пластинок, но может не ощущать кратковременного
уменьшения громкости. Линии задержки могут использовать это
свойство мозга в проигрывателях (в сочетании с другими схема-
ми) для эффективного упреждения появления громкого щелчка
или скрипа и замены их неощущаемым звуком или кратковре-
менным уменьшением громкости.
ПРИМЕНЕНИЕ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ
Простые музыкальные эффекты
На рис. 8.13-8.22 показаны основные варианты применения анало-
говых линий задержки. На этих функциональных схемах не показа-
ны входные и выходные фильтры, которые используются в большин-
стве практических схем. На первых трех рисунках приведены схемы
реализации простых музыкальных эффектов.
На рис. 8.13 показано, как линия задержки может использоваться
для внесения во входной сигнал вибрато (модуляции частоты). Низ-
кочастотный генератор синусоидальных колебаний модулирует так-
товый генератор, частота которого зависит от входного напряжения,
Вход
вибрато
Рис. 8.13. Схема получения вибрато
(частотная модуляция всех входных сигналов)
ПРИМЕНЕНИЕ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 279
и тем самым вызывает соответствующую задержку выходного сигна-
ла, то есть его частотную модуляцию; эта схема используется в систе-
мах караоке.
На рис. 8.2 было показано, как линия задержки может использо-
ваться для получения эффекта двойного звучания, а на рис. 8.14
поясняется, как эту основную схему можно изменить, чтобы полу-
чить систему автоматического мини-хоруса. Тактовая частота по-
ступает от генератора, управляемого напряжением, который мо-
дулируется низкочастотным генератором, так что время задержки
медленно изменяется. Эффект заключается в том, что при подаче на
вход системы голоса соло выходной сигнал напоминает чуть-чуть
Вход
Рис. 8.14. Схема получения мини-хоруса
Вход
НГ - низкочастотный генератор
Рис. 8.15. Более сложная схема получения хоруса (хорус-машина)
280 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
различающиеся голоса двух певцов, то есть имеет место натураль-
ная гармония.
На рис. 8.15 показано, как три схемы мини-хоруса объединить вмес-
те, чтобы получить хорус-машину. Все три линии задержки имеют не-
много отличающееся время задержки. Исходный входной сигнал и три
задержанных сигнала микшируются вместе, что создает эффект звуча-
ния одного голоса как квартет или звучания дуэта как октет и т.п.
Схемы гребенчатых фильтров
На рис. 8.16 показана линия задержки, используемая для получения
гребенчатого фильтра. Здесь прямой и задержанный сигнал смеши-
ваются; компоненты сигнала, имеющие одинаковую фазу, при сложении
дают увеличение амплитуды выходного сигнала, а сигналы в противо-
фазе вычитаются друг из друга, и суммарный сигнал уменьшается.
Следовательно, частотная характеристика будет иметь ряд провалов,
расстояние между которыми обратно пропорционально времени за-
держки (при задержке 1 мс промежуток составляет 1 кГц, а при за-
держке 4 мс - 250 Гц). Эти провалы, вызванные разницей фаз сигна-
лов, имеют глубину 20-30 дБ.
Рис. 8.16. Гребенчатый фильтр на ПЗС. Провалы имеют глубину 20-30 дБ
и разнесены на 1 кГц
(1/время (1/время
задержки) задержки)
Типичными представителями гребенчатого фильтра являются фа-
зеры и фленджеры. В фазере (рис. 8.17) провалы медленно сдвига-
ются то в одну сторону, то в другую. Это производится с помощью
генератора и вносит в музыкальные сигналы приятный акустический
эффект.
Схема фленджера, показанная на рис. 8.18, отличается от фазера
тем, что микшер находится перед линией задержки и часть задержан-
ного сигнала подается назад на вход микшера, так что сигналы в фазе
ПРИМЕНЕНИЕ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 281
Рис. 8.17. Фазер является регулируемым гребенчатым фильтром, в котором провалы
медленно перемещаются вверх и вниз по звуковому диапазону
Рис. 8.18. Фленджер - это фазер, имеющий более глубокие провалы
но частотной характеристике, глубина которых регулируется
складываются с увеличением амплитуды. Амплитуды пиков зависят
от величины обратной связи и могут быть очень крутыми. Эти пики,
вызванные различиями фаз складываемых сигналов, создают очень
заметные акустические эффекты при изменении их глубины с помо-
щью медленно осциллирующего генератора.
Схемы эха и реверберации
Основные схемы получения эха и реверберации были представлены
на рис. 8.3 и 8.4, а на рис. 8.19 показано, как несколько схем для со-
здания реверберации можно объединить, чтобы получить устройство
моделирования акустического окружения или изменения акустики
комнаты. На этой схеме (рис. 8.19) выходные сигналы высококаче-
ственной стереосистемы складываются, что дает монофоническую кар-
тину, и результирующий сигнал затем поступает на два специальных
блока реверберации (которые дают повторные эхо без оригинального
сигнала). Выходные сигналы с ревербераторов затем суммируются
282 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ УКА ~ СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.19. Устройство моделирования акустической обстановки
или изменения акустики комнаты
и поступают на монофонический усилитель и далее на громкогово-
ритель, который обычно размещается позади слушателя. Эта систе-
ма эффективно синтезирует тип эха и реверберации, соответствую-
щие помещению любого размера, так что слушателю может казаться,
что он находится в соборе, концертном зале, маленьком клубе и т.п.,
хотя он фактически находится дома в своей комнате. Такие системы
производи пень глубокое впечатление.
Имеется множество разновидностей основной схемы, представлен-
ной на рис. 8.19. В некоторых случаях монофонический сигнал создает-
ся путем дифференцирования (а не суммирования) входных сигналов,
вследствие чего подавляются центральные сигналы звуковой панорамы
и звук лишается раздражающего эффекта, как будто диктор находится
в пещере, что имеет место в системах с суммированием сигналов. Число
задерживающих блоков (ревербераторов) может изменяться от одного,
в самых дешевых системах, до четырех -- в более дорогих.
ПРИМЕНЕНИЕ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 283
Схемы упреждающего отключения
Линии задержки особенно полезны в решении проблем упреждаю-
щих отключений, при которых необходимо, чтобы действие по пере-
ключению происходило чуть-чуть раньше того, как произойдет неко-
торое событие. Предположим, что вам необходимо произвести запись
случайных или условно-периодических звуков (звук грома, речь и т.п.).
Включить магнитофон на постоянную запись - неэффективно и до-
рого, а попытаться автоматически включить его, используя какой-
либо звуковой датчик, - не совсем правильно, потому что пока сра-
ботает система автоматического включения, часть звука уже будет
потеряна.
На рис. 8.20 представлено решение этой проблемы. Появление зву-
кового сигнала активизирует переключатель, который (вследствие
механической инерции) включит двигатель магнитофона не ранее
чем через 20 мс или около того. Тем временем звук на вход магнито-
фона поступает через линию задержки 50 мс, поэтому к приходу пер-
вой части звука на магнитофон он уже будет включен в течение 30 мс.
Когда звук прекратится, выключатель датчика звука сработает, но
специальное устройство продлит действие ключа и отключит двига-
тель магнитофона только через 100 мс, чтобы весь задержанный сиг-
нал был записан.
Рис. 8.20. Автоматический магнитофон с упреждающим включением
На рис. 8.21 показан принцип действия упреждающего отключе-
ния, которое может использоваться для устранения звуковых щелч-
ков или других кратковременных помех от магнитофона либо проиг-
рывателя. Такие звуки можно легко обнаружить, применяя методы
стереофонического сравнения фаз.
На приведенной схеме сигнал от пластинки поступает на звуковой
усилитель через линию задержки 3 мс, двунаправленный ключ и схему
284 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.21. Схема устранения щелчков при воспроизведении грампластинок
слежения и хранения (выборки и хранения). В обычном состоянии
двунаправленный ключ замкнут и сигнал, поступающий на усилитель,
является только задержанным, но не измененным входным сигналом.
При возникновении во входном сигнале какой-либо помехи схема де-
тектора-расширителя размыкает двунаправленный ключ не менее чем
на 3 мс и, тем самым, отключает звуковой сигнал от усилителя. Из-за
присутствия линии задержки время отключения совпадает с моментом
возникновения шумового сигнала, в результате чего сигнал помехи
будет эффективно устранен (см. раздел о психоакустике).
Компенсация задержки распространения
Одним из наиболее важных вариантов применения схем задержки
сигнала является коррекция задержки распространения в системах
озвучивания театров, площадей или уличных шоу.
Звук распространяется в воздухе со скоростью 0,34 м/мс. В про-
стых системах для озвучивания площадки, в которых на все громко-
говорители в любой момент времени подается один и тот же сигнал,
этот фактор создает многочисленные задержки звука, которые могут
сделать звук совсем неразборчивым. Эту проблему можно устранить
путем обеспечения разной величины задержки сигнала на громкого-
ворители (каждый из которых работает от своего усилителя), нахо-
дящиеся в разных местах площадки, причем эта задержка возрастает
для более удаленных громкоговорителей (1 мс на каждые 0,34 м
удаления от источника звука), как показано на рис. 8.22. В идеале
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС ПЗС 285
Громкого-
воритель Зх
Громкого-
воритель 1х
Громкого-
воритель 2х
Громкого-
воритель 4х
Громкого-
воритель 5х
Микрофонный
вход
Территория
прослушивания
Громкого-
воритель Зу
Громкого-
воритель 4у
Громкого-
воритель 5у
Громкого-
воритель 1у
Громкого-
воритель 2у
0,9 м
1,2м
0,3 м
0,6 м
Рис. 8.22. Схема компенсации задержек для систем озвучивания площадок
громкоговорители должны устанавливаться через 6 м, а промежутки
не должны превышать 60 м.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС ПЗС
Главной особенностью средних ИС аналоговых линии задержки на
ПЗС является то, что им изначально присуще довольно высокое ка-
чество. Для таких ИС типовые вносимые искажения сигнала состав-
ляют менее 1%, отношение сигнал/шум (эффективный динамичес-
кий диапазон) при максимальном выходном сигнале равняется 80 дБ,
а ослабление сигнала при прохождении от входа к выходу - всего не-
сколько децибел. Подобные показатели значительно превосходят те
параметры, которые требуются для большинства современных сис-
тем среднего качества, таких как простые системы обработки речево-
го сигнала, караоке и т.п.
286 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
На протяжении 70-х и 80-х годов прошлого века ИС ПЗС наиболы
широко применялись в аналоговых системах задержки звука и изго-
тавливались многими производителями. Однако в начале 90-х в упо-
мянутых выше системах среднего качества стали использоваться не-
сложные цифровые линии задержки, и темпы продаж ИС аналоговых
линий задержки на ПЗС заметно снизились. На конец 1996 года
в отношении стоимость/эффективность аналоговые линии задержки
на ПЗС все еще превосходили цифровые схемы в большинстве сис-
тем среднего качества, требующих задержки до 300 мс, но цифровые
схемы имели лучшее соотношение стоимость/эффективность для
большинства систем низкого качества и всех систем среднего каче-
ства, где требуется время задержки намного больше, чем 300 мс.
На сегодняшний день только один производитель (Panasonic) вы-
пускает несколько видов ИС аналоговых линий задержки на ПЗС,
но на складах оптовых поставщиков все еще хранятся более старые
устройства. В табл. 8.1 перечислены основные параметры линий за-
держки, построенных на восьми наиболее известных ИС на базе
ПЗС, а в табл. 8.2 и на рис. 8.23 и 8.24 приведены характеристики,
внешний вид и цоколевки этих приборов. Далее приводится общая
информация, касающаяся этих ИС.
Таблица 8.1. Основные параметры восьми линии задержки,
построенных на распространенных ИС ПЗС
'Ч У'ХУ с' У ' у ууш/йу ' < ; ХЙ ! X/ ' У '/ ' ' ; ' ,,, Жблйче*/ /Д/у// ;Йолйче/г /выборок; Время Д^сйержкй:'- 'х/в'ЗОВИСЙ«’/у ,х*юс«>ть1,мсг; /у Время V уз одержки - Г;, ори Ду ширине Д-полосы-Д 7 кГц,мс ? Примечания /|ДдДДуДуД - улд х - ; •/ у у i.
TDA1022 512 256 256// 12,8 Распространенная дешевая ИС
SAD512D 512 256 256/2/ 12,8 Имеет встроенный делитель частоты; использует однофазный генератор
MN3004 512 256 256// 12,8 Современная высококачественная ИС
SAD 1024А 1024 512 2 х 256// 25,6 Сдвоенная ИС SAD512
MN3207 1024 512 512// 25,6 Современная низковольтная ИС
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС ПЗС 287
Таблица 8. Т Основные параметры восьми линий задержки,
построенных на распространенных ИС ПЗС (окончание)
УКфЙчЙ; ';|/ЯЧЙк'/ /Жолич^ д ?crso< 'J- выборок сигнала •? > Время задержки В'ЗОВИСИ- / . /мости от </ . тактовой 'частоты, мс ;;/;ВреМЯ;/С задержки ; ПРИ ширине полосы v 7 кГц, мс
TDA1097 1536 768 768// 38,4 ИС общего назначения
MN3011 3328 1664 1664// 83,2 Современная ИС, обеспечивающая большое время задержки и имеющая шесть промежуточных выходов (от ячеек 396, 662, 1194, 1726, 2790 и 3328
SAD4096 4096 2048 8 х 256/f 102,4 Линия задержки с 4096 ячейками. Входная емкость тактового входа 1 нФ
ИС TDA1022 - очень распространенная линия задержки, имею-
щая 512 ячеек, которая может обеспечить широкий диапазон задер-
жек (от 0,85 до 51,2 мс). Для ее работы необходим двухфазный так-
товый генератор, и она создает задержку 12,8 мс при ширине полосы
7 кГц, если работает с частотой 20 кГц.
Тактовая Г” частота, фаза 1 L LJ 1 16 J Общий
Не используется £ Не используется
Не используется Тактовая Г" TDA 1022 J Не используется ~| Напряжение
частота, фаза 2 L J питания Vqq
Вход Q ~[ ВыходА
Не используется £ ] Не используется
Не используется £ ] Не используется
Выход В £ 8 9 "1 Напряжение J питания Vqd
Рис. 8.23а. Внешний вид и цоколевка пяти распространенных ИС ПЗС
(которые, однако, трудно найти, поскольку они больше не производятся)
288 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Тактовая частота Q Общий £ ВыходА £ Выход В £ о 1 8 SAD 512D 4 5 “| Напряжение J питания VDD J Синхронизация ] Вход “| Напряжение J питания VBB
Тактовая г частота, фаза 1 L Тактовая г частота, фаза 2 L Вход £ ВыходА £ LJ „ 1 8 TDA 1097 4 5 J Общий провод “] Напряжение J питания VGq J Выход В “1 Напряжение J питания VDD
Общий £ ВходА £ о ] Не используется ] Вход В
1 16
Тактовая частота, р фаза 2 (A) L “] Тактовая частота, J фаза 2 (В)
Не используется £ Выход А (1) £ Выход А (2) £ Напряжение р питания VDD L SAD 1024А J Не используется ] Выход В (1) J Выход В (2) “1 Тактовая частота, J фаза 1 (В)
Тактовая частота, р фаза 1 (A) L 8 9 “1 Напряжение J питания VBB
Общий
Тактовая
частота, фаза 1
Напряжение
питания VBB
Не используется
Не используется
Не используется
Не используется
ВыходА
, и,в ~| Тактовая J частота, фаза 2 J Не используется ^Вход
SAD J Не используется
4096 ] Не используется
J Не используется
8 9 “1 Напряжение J питания VDD J Выход В
Рис. 8.236. Внешний вид и цоколевка пяти распространенных ИС ПЗС
(которые, однако, трудно найти, поскольку они больше не производятся)
Таблица 8.2. Основные характеристики восьми распространенных ИС для линий задержек
Параметр TDA1022 SAD512D < MN3004 SAD1024А «MN320Z ваш 1MN3011S SAD4096
Количество ячеек.'' - 512 512 512 2x512 1024 1536 3328 4096
Напряжение питания, В -(12-16) +(10-17) -(14-16) +(10-17) +(4-10) -(12-16) -(14-16) +(8-18)
Тактовая частота, кГц 5-3000 1-1000 10-100 1-1000 10-200 5-100 10-100 8-1000
Время 0,85-51,2 0,26-200 2,56-25,6 0,26-100 2,56-51,2 7,7-153,6 16,6-166,4 2,0-250
сигнала, кГц 0-45 0-200 0-33 0-200 0-50 0-25 0-20 0-40
Максимальный входной сигнал, 2 (ср.квадр.) 2 (размах) 1,8 (ср.квадр.) 2 (размах) 0,36 (ср.квадр.) 1,5 (ср.квадр.) 1 (ср.квадр.) 2 (размах)
< Потери; дБ'+';^?' 3,5 2 1,5 0 0 4 0 2
сигнал/шум (при максимальном входном сигнале), дБ 74 70 85 70 73 77 76 70
Количество 16 8 14 16 8 8 12 16
ПРАКТИЧЕСКИЕ ИС ПЗС 289
290 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Общий |2 1
Тактовая |“
частота, фаза 2 L
Напряжение г“
питания Vqq L
2
3
MN
3011
12
11
10
] Вход
□ Напряжение
питания Vqq
□ Тактовая
частота, фаза 1 •
Выход 6 £
Выход 5 £
Выход 4 £
4
5
6
9 J Выход 1
8 ] Выход 2
7 J Выход 3
Общий £ 1
Тактовая г
частота, фаза 1 L
Вход £
Напряжение г-
питания VGG |_
Не используется £
Не используется £
Не используется £,
8
MN
3004
J Выход В
J ВыходА
□ Тактовая
частота, фаза 2
□ Напряжение
питания VDD
] Не используется
] Не используется
9 J Не используется
16
Общий [_ j q
Тактовая г
частота, фаза 1 L MN
Вход[ 3207
Напряжение г*
питания Vqq [_ 4 5
2] Выход В
J ВыходА
“| Тактовая
J частота, фаза 2
“1 Напряжение
J питания VDD
Рис. 8.24. Внешний вид и цоколевка трех современных ИС ПЗС,
производимых фирмой Panasonic
ИС SAD512D представляет собой линию задержки, состоящую из
512 ячеек, характеристики которой аналогичны характеристиками
TDA1022. Она является усовершенствованным вариантом прибора,
ранее известного как SAD512, но имеет встроенные делитель тактовой
частоты и схему управления, позволяющую работать от однофазного
генератора. ИС SAD512D обеспечивает широкий диапазон времени
задержки и может иметь полосу пропускания сигнала до 200 кГц.
MN3004 - современная (выпускаемая в настоящее время) высоко-
качественная ИС с 512 ячейками, которая вносит в сигнал всего 0,4%
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 291
нелинейных искажений и имеет отношение сигнал/шум 85 дБ. Ее
время задержки изменяется от 2,6 до 25,6 мс, а полоса пропускания
сигнала ограничена 33 кГц.
SAD1024A является сдвоенным вариантом ИС SAD512, для рабо-
ты каждой из половин которой необходим двухфазный генератор.
Обе ее части могут использоваться независимо или включаться по-
следовательно, что позволяет получить время задержки 26,6 мс при
ширине полосы 7 кГц.
ИС MN3207 - современная (выпускается в настоящее время) низ-
ковольтная линия задержки, состоящая из 1024 ячеек, которая вы-
пускается в корпусе DIP8 и специально разработана для переносных
радиоприемников и систем караоке. Она может функционировать от
источника питания 4-40 В.
ИС TDA1097 является линией задержки общего назначения с 1536
ячейками. Она также выпускается в корпусе DIP8. Для ее работы тре-
буется двухфазный генератор, и она обеспечивает максимальную за-
держку 153,6 мс и максимальную ширину полосы 25 кГц.
ИС MN3011 содержит 3328 ячеек и имеет шесть отводов (от ячеек
396, 662, 1194, 1726, 2790 и 3328); от каждого из них можно получить
составной выход. При смешивании сигналов с различных выходов по-
лучится естественный эффект реверберации, который можно использо-
вать в системах моделирования акустической обстановки и т.п. ИС
MN3011 является высококачественным устройством, имеющим почти
нулевые потери и очень маленькие искажения сигнала (около 0,4%).
Для работы ИС требуется тактовый генератор с низким выходным со-
противлением, поскольку ее входная емкость составляет около 2000 пФ.
ИС SAD4096 состоит из 4096 ячеек. Ее задержка равняется задер-
жке восьми последовательно включенных ИС SAD512 и достигает
значения 102,4 мс при ширине полосы 7 кГц или 250 мс при ширине
полосы 3 кГц. Для работы ИС требуется двухфазный генератор с низ-
ким выходным сопротивлением, поскольку входная емкость ИС со-
ставляет порядка 1000 пФ.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
Схемы линий задержки
Восемь ИС линий задержки, перечисленные в табл. 8.1, весьма про-
сты в использовании. Все они, кроме MN3207, предназначены для ра-
боты от источника питания напряжением 15 В, но одни ИС собраны
на основе n-канальных транзисторов с изолированным затвором,
292 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
поэтому на вывод питания VDD следует подавать положительное на-
пряжение от источника питания, в то время как другие ИС раз-
работаны на основе р-канальных транзисторов с изолированным
затвором, и им на вывод VDD необходимо подавать отрицательное
напряжение. Во всех случаях напряжение вывода VBB (или VGG) со-
ставляет около 14/15 напряжения VDD (14 В при напряжении пита-
ния 15 В и 8,4 В - при 9 В), а на вход ИС подается смещение, прибли-
зительно равное половине напряжения питания (точная величина
определяется по минимуму искажений выходного сигнала). Для
функционирования всех ИС, за исключением SAD512D, требуется
симметричный двухфазный тактовый генератор, выходное напря-
жение импульсов которого должно изменяться от нулевого до на-
пряжения питания ИС; для работы ИС SAD512D требуется одно-
фазный тактовый генератор.
На рис. 8.25-8.32 показано, как каждую из описанных выше ИС
можно применить в простых схемах линий задержки, функциони-
рующих от источника питания +15 или +9 В. В случае использова-
ния ИС, предназначенных для работы с отрицательным питанием
(TDA1022, MN3004, TDA1097 и MN3011), их вывод VDD соединя-
ется с общим проводом, а потенциал +15 В подается на вывод GND.
В каждой из этих схем входные и выходные сигналы подаются
и снимаются через фильтры низких частот. В схемах имеются так-
же подстроечные резисторы, предназначенные для задания такого
уровня смещения, чтобы происходило симметричное ограничение
+15V
тактовых импульсов
Рис. 8.25. Линия задержки на ИС TDA1022
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 293
+15V
(одна фаза)
Рис. 8.26. Линия задержки на ИС SAD512D
+15V
тактовых импульсов
Рис. 8.27. Линия задержки на ИС MN3004
сигнала сверху и снизу при увеличении его уровня; кроме того, име-
ются еще подстроечные резисторы (отсутствующие только в схеме
с MN3011), предназначенные для балансировки двух выходов ИС
с целью максимального подавления частоты тактового генератора.
Необходимо обратить внимание на то, что в схеме, приведенной на
рис. 8.28, две линии Задержки, образующие ИС SAD1024A, включе-
ны последовательно и выход линии задержки А (вывод 5) соединен
с входом линии задержки В (вывод 15); неиспользуемый выход ли-
нии задержки А (вывод 6) отключен замыканием на вывод 7.
294 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
+15V
тактовых импульсов
Рис. 8.28. Линия задержки, использующая две «половинки» ИС SAD 1024А,
включенные последовательно
тактовых импульсов
Рис. 8.29. Линия задержки на ИС MN3207
Заметьте, что на схеме, приведенной на рис. 8.31, ИС MN3011 исполь-
зуется в качестве простой линии задержки, у которой выход 6 (самая
большая задержка) соединяется с наружными устройствами через
фильтр низких частот, но возможно также подключение к любому из
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 295
+15V
Рис. 8.30. Линия задержки на ИС TDA1097
Рис. 8.31. Линия задержки на ИС MN3011
пяти других выходов. Для этого требуется просто отключить резистор
56 кОм и конденсатор 220 нФ от вывода 4 (выход 6) и подсоединить
его к любому другому выводу, в зависимости от требуемого времени за-
держки. Если на ИС предусмотрено несколько независимых выходов,
то на каждом из них необходимо установить резистор 56 кОм и кон-
денсатор 220 нФ, а также фильтр низких частот (как это показано для
выхода 6). Если ИС должна работать в основном режиме в устройстве
моделирования окружающего акустического окружения, где смешива-
ются сигналы с нескольких выходов, то следует обратиться к рис. 8.43.
296 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
+15V
тактовых импульсов
(низкое входное сопротивление)
Рис. 8.32. Линия задержки на ИС SAD4096
Схемы тактовых генераторов
Для работы большинства ИС линий задержки на ПЗС необходимы
хорошие прямоугольные импульсы, напряжения которых изменяют-
ся от нуля до напряжения питания. Схема тактового генератора для
линии задержки на ИС SAD512D очень проста, поскольку эта ИС
имеет каскад делителя тактовой частоты, который работает от несим-
метричного однофазного тактового генератора, но другие ПЗС, как
правило, требуют специальных схем для формирования двухфазных
тактовых импульсов.
В схеме тактового генератора для линий задержек на ИС MN3004
и MN3011 следует использовать специальную ИС двухфазного ге-
нератора/делителя MN3101. На рис. 8.33 показаны внешний вид и цо-
колевка этой ИС с 8 выводами. Она содержит двухкаскадный входной
Общий £
Выход тактовой Г*
частоты, фаза 1 L
Напряжение питания VDD
Выход тактовой Г
частоты, фаза 2 |_
MN
3101
□ Напряжение
смещения VGG
J Резистор R1
J Резистор R2
5 J Конденсатор С1
1
8
4
Рис. 8.33. Внешний вид и цоколевка ИС
двухфазного тактового генератора МЫЗ 101
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 297
усилитель, от которого работает делитель частоты/буферный усили-
тель, куда может быть подан сигнал от однофазного генератора. Эта схе-
ма генерирует двухфазные прямоугольные импульсы с крутыми фрон-
тами и имеет низкое выходное сопротивление, что позволяет напрямую
подключать ее к тактовым входам ИС линии задержки (одна ИС
MN3101 может обеспечить работу до 8192 ячеек). ИС MN3101 обеспе-
чивает также выходное напряжение смещения VGG, которое может быть
непосредственно подано на вывод VGG ИС MN3004 или MN3011.
На рис. 8.34 показаны два разных варианта применения ИС
MN3101 в качестве двухфазного тактового генератора. На рис. 8.34а
входной усилитель ИС используется в качестве генератора и схема
действует как автономный тактовый генератор, выходная частота ко-
торого обратно пропорциональна величине резистора R и равняется
125 кГц при 5 кОм или 620 Гц при 1 МОм. На рис. 8.346 ИС изобра-
жена в качестве делителя/буферного усилителя, в котором внешний
однофазный тактовый сигнал подается на вывод 7; в этом случае вы-
ходная тактовая частота равна половине входной.
о)
+15 В (номинальное
напряжение)
б)
+15 В (номинальное
напряжение)
22k
GND
220р
Напряжение
—•смещения
(+1 В)
2 —.ТЧ, 1
фаза 1 , Выходная
J4,
‘фаза 2.
Входная
частота
частота
GND
Напряжение
—•смещения
(+1 В)
тТЧ,
фаза 1 ,выходная
частота
ТЧ,
фаза 2.
MN
3101
VDO
0V
MN
3101
VDD
0V
R
С
6
5
8
4
7
8
2
4
ТЧ - тактовая частота
ТЧ - тактовая частота
Рис. 8.34. Основная схема включения ИС MN3101: о - автономная
(с собственным генератором); б - с внешним двухфазным тактовым генератором
Необходимо отметить, что ИС MN3101 подходит в качестве такто-
вого генератора для любой из восьми ИС линий задержки, упомянутых
в предыдущем разделе, за исключением низковольтной ИС MN3207,
для которой существует специальная ИС тактового генератора MN3102.
На рис. 8.35 показаны внешний вид и цоколевка ИС MN3102, внутрен-
няя схема которой аналогична MN3101, а на рис. 8.36 - базовая схема
включения этой ИС в качестве автономного тактового генератора, ко-
торый может работать от источника питания напряжением +(4-10) В
и тактировать до 4096 ячеек. Сопротивление резистора R должно
быть в пределах от 22 кОм до 1 МОм.
298 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
+(4-10) В
Напряжение
питания VDD
Выход тактовой
частоты, фаза 1
Общий
Выход тактовой
частоты, фаза 2
MN
3102
4 5
Напряжение
смещения VGG
Резистор/
конденсатор
Резистор
Конденсатор
С
5
220р
MN
3102
Общий
7 0V
ТЧ - тактовая частота
Напряжение
—«смещения
vGG=14/1^xVdd
—«ТЧ, '
фаза 1
►ТЧ,
фаза 2 J
вых
8
2
4
Рис. 8.35. Внешний вид и цоколевка ИС
низковольтного двухфазного
тактового генератора MN3 / 02
Рис. 8.36. Основной способ включены
ИС MN 3102
в качестве автономного двухфазного
тактового генератора
В большинстве случаев ИС линии задержки на ПЗС могут нор-
мально работать от генераторов, собранных на дешевых и распростра-
ненных цифровых КМОП ИС. На рис. 8.37-8.39 показано несколько
примеров подобных схем. Простой двухфазный генератор, изображен-
ный на рис. 8.37, собран на ИС 4001В и может использоваться в боль-
шинстве схем, где требуется фиксированная или перестраиваемая ча-
стота; его частота может изменяться более чем в 100 раз переменным
резистором RV1, а центральная частота изменяется посредством сме-
ны номинала конденсатора С1.
Двухфазный генератор, имеющий отличные характеристики (см.
рис. 8.38), строится на базе ИС генератора управляемого напряжением
(часть ИС 4046В, содержащая генератор с фазовой автоподстройкой).
Рис. 8.37. Универсальный двухфазный тактовый генератор
с перестраиваемой частотой на КМОП ИС
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 299
Две фазы
тактового генератора
+15V
С1
220л
RV1
100к
Регулировка
задержки
Вход
управляющего •-
напряжения
Минимум
9
6
Максимум
4046В
R1
10k
Т470р
12 {r2
> 180k
RV2
1М0
Установка
минимальной
частоты
Рис 8.38. Качественный двухфазный управляемый напряжением тактовый генератор,
собранный на КМОП ИС
Он очень удобен в приложениях, где частота должна изменяться
в очень широких пределах. Генерируемая частота задается напря-
жением, подаваемым на вывод 9. Частота максимальна (соответ-
ствует минимальной задержке), если потенциал на выводе 9 высо-
кий, и минимальна (соответствует максимальной задержке), когда
потенциал на выводе 9 низкий. Максимальная частота генератора
определяется номиналами элементов цепочки C2-R1, а минимальная
частота - величиной емкости С2 и суммарной величиной последо-
вательно включенных резисторов R2-RV2. Частота (и соответст-
венно время задержки) может изменяться вручную подстроечным
резистором RV1 или задаваться внешним напряжением, если ра-
зорвать провод, подключающий подстроечный резистор в точках
«х-х», и подать на вывод 9 управляющее напряжение (как показа-
но на схеме).
Схемы, представленные на рис. 8.37 и 8.38, могут использоваться
для работы со всеми линиями задержки на ПЗС, за исключением ИС
MN3011 и SAD4096, имеющих входную емкость около 1000 пФ на
входе, куда подается тактовая частота. Эти ИС нуждаются в низко-
омном генераторе, в качестве которого может служить схема, пока-
занная на рис. 8.39. Она использует обе части делителя 4013В, вклю-
ченные параллельно, чтобы сигнал на низкоомном выходе был
двухфазным; эта схема работает от однофазного тактового генерато-
ра, который можно собрать по схемам на рис. 8.37 или 8.38.
300 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.39. Преобразователь однофазного тактового генератора в двухфазный,
имеющий низкое выходное сопротивление
Схемы фильтра и микшера
В большинстве реальных схем между источником входного сигнала
и линией задержки на ПЗС должен включаться фильтр низких час-
тот, устраняющий дискретность сигнала. Аналогичный фильтр вклю-
чается на выходе линии задержки и предназначен для подавления
тактовой частоты и сглаживания составного выходного сигнала. Для
получения максимальной ширины полосы частота среза обоих филь-
тров обычно в три (или больше) раза меньше максимальной исполь-
зуемой тактовой частоты; входной фильтр обычно бывает 1-го поряд-
ка, а выходной - 2-го порядка.
На рис. 8.40 представлена практическая схема фильтра низких ча-
стот 2-го порядка с частотой среза 25 кГц, у которого вход и выход
развязаны по переменному току. Неинвертирующий вход ОУ смеща-
ется на напряжение, равное половине напряжения источника пита-
ния, с помощью делителя напряжения. Частота среза может изме-
няться, с помощью конденсаторов С1 и С2, но величины этих
емкостей должны иметь то же отношение, как на схеме; например, ча-
стота среза может быть уменьшена до 12,5 кГц - в этом случае емко-
сти конденсаторов С1 и С2 должны составлять 1 и 6 нФ соответ-
ственно.
Большинство линий задержки ослабляют сигнал; как правило,
если на вход линии задержки подать сигнал 100 мВ, то на выходе
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 301
Рис. 8.40. Фильтр низких частот 2-го порядка с частотой среза 25 кГц,
имеющий почти плоскую характеристику
Регулировка
Рис. 8.41. Выходной фильтр низких частот 2-го порядка с регулируемым усилением
Рис. 8.42. Комбинированный фильтр низких частот 1-го порядко/2-входовый микшер
будет только около 70 мВ. Часто для компенсации потерь, вносимых
линией задержки, выходным фильтрам низких частот задают неболь-
шое усиление. На рис. 8.41 представлен фильтр, который имеет но-
минальную частоту среза около 12 кГц, зависящую от установки под-
строечного резистора баланса усиления.
302 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
В большинстве систем с ПЗС имеется, по крайней мере один мик-
шер (сумматор) аналоговых сигналов с несколькими входами. На
рис. 8.42 показано, как 2-входовый микшер (сумматор) с единичным
усилением можно применить в качестве фильтра низких частот 1-го
порядка, если просто включить конденсатор СЗ, создающий спад вы-
соких частот, между выходом и инвертирующим входом ОУ. Подоб-
ная схема часто используется на входе фленджера или реверберато-
ра, изготовленного на ПЗС.
Простые схемы получения эха и реверберации, приведенные на
рис. 8.4, моделируют вид реверберации, которая является следстви-
ем отражения звука вдоль одного направления между двумя твер-
дыми поверхностями (например, между стенами). С другой сторо-
ны, системы моделирования акустического окружения (системы,
«изменяющие размеры комнаты») пытаются имитировать тот тип
реверберации, который происходит в реальных помещениях, таких
как храмы, соборы и т.п., где звук отражается по огромному количе-
ству путей между различными стенами, твердым полом и потолком зда-
ния. При таком моделировании достаточно близкое приближение мо-
жет быть достигнуто параллельным включением нескольких базовых
схем, приведенных на рис. 8.4 (с независимо регулируемыми времена-
ми задержки), и суммированием их выходных сигналов с помощью мик-
шера (это иллюстрирует схема на рис. 8.19, имитирующая два пути), но
такая система, очевидно, будет очень дорогой. ИС ПЗС MN3011, имею-
щая 6 выходов (см. табл. 8.1 и 8.2 и рис. 8.24 и 8.31), позволяет легко
и недорого решить эту проблему (рис. 8.43 и 8.44).
На рис. 8.43 приведена функциональная схема практического устрой-
ства моделирования акустического окружения на ИС MN3011. Здесь
каждый из шести задержанных выходных сигналов (эхо) имеет свой
регулятор громкости, а выходные сигналы с регуляторов громкости сме-
шиваются вместе, куда добавляется также и входной сигнал. На выходе
схемы установлен фильтр низких частот. Выходной сигнал, имеющий
самую большую задержку (выход 6), также подается назад на вход ли-
нии задержки через входной микшер (сумматор) и фильтр низких час-
тот, чтобы обеспечить системе реалистический эффект реверберации.
На рис. 8.44 приведена практическая схема выходного микшера
упомянутой выше системы моделирования акустического окружения
на MN3011. Здесь каждый из шести выходов задержанного сигнала
ИС MN3011 имеет свой регулятор громкости (переменный резистор
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ 303
Время
реверберации
MN3001
Вход
Фильтр
частот
ИС линии
задержки
с отводами
CLK CLK
1 2
Выход 3
Выход 4
Регуляторы
громкости
Выход 1
Выход 2
Выход 5
Выход 6
ФИЛЬТР
+> I низких |>-Вь ход
частот
Генератор
перестраиваемой
частоты
(задержки)
MN3101
Рис. 8.43. Функциональная схема системы моделирования
акустического окружения на MN3011
+15V
Обратная связь'
с ревербера-
тора на вход
микшера
220п Ю0к 100к
220п юок
—1|—ЛАЛ
2||0П ЛАЛ
22|°П ллл
220п
220” 100к
2?,On 100к
ГГПОМ
Рис. 8.44. Практическая схема микшера системы моделирования
акустического окружения на MN30 /1
304 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
47 кОм), включенный между выходом и положительным полюсом
питания +15 В, а сигналы с выходов регуляторов громкости и исход-
ный не задержанный сигнал суммируются вместе с помощью просто-
го 7-входового микшера с единичным усилением (см. рис. 8.42), а за-
тем суммарный сигнал подается на внешнее устройство через фильтр
низких частот. Схема MN3011 превосходно моделирует различную
акустическую окружающую обстановку.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ
Электронные системы задержки звуковых сигналов могут быть по-
строены на базе либо аналоговых линий задержки на ИС ПЗС, либо
цифровых ИС. Каждая из систем имеет свои достоинства и недостат-
ки. На рис. 8.45 показана упрощенная функциональная схема систе-
мы цифровой задержки, которую лучше всего описать, разделив на
входную и выходную части.
Входная
часть
Выходная
часть
Рис. 8.45. Основные элементы цифровой системы задержки звука
На входной стороне этой системы аналоговый звуковой сигнал
сначала поступает на n-разрядный аналого-цифровой преобразова-
тель (АЦП), который непрерывно, с большой частотой, производит
выборки текущего значения входного сигнала, затем преобразует
каждую выборку в n-разрядное цифровое слово, а после этого полу-
ченные цифровые данные сохраняются в оперативной памяти с про-
извольным доступом (ОЗУ). При каждом появлении на выходе АЦП
нового слова с цифровой информацией о входном сигнале происхо-
дит инкрементирование адреса хранения слова в ОЗУ, а при запол-
нении памяти ему возвращается начальное значение.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 305
Главным элементом выходной части системы является п-раз-
рядный цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), который преобра-
зует каждое хранящееся в ОЗУ цифровое слово в исходную ана-
логовую форму. Работа ЦАП синхронизирована с работой АЦП
посредством тактового генератора, но адреса, по которым ЦАП про-
изводит выборку слова из памяти, запаздывают на х шагов от адре-
сов, по которым АЦП производит запись. Таким образом, если сис-
тема имеет тактовую частоту 10 кГц (период 100 мкс), а смещение
адресов ЦАП и АЦП составляет 2000, то на аналоговом выходе по-
явится сигнал только через 200 мс после поступления его на вход,
следовательно, произойдет задержка звукового сигнала.
Схема, представленная на рис. 8.45, - упрощенная. На рис. 8.46
изображена более подробная блок-схема системы цифровой задерж-
ки. В ней аналоговый входной сигнал сначала проходит через фильтр
низких частот, обеспечивающий «гладкость» сигнала, а после филь-
тра поступает на схему выборки и хранения, которая работает син-
хронно с остальными элементами цифровой системы.
Базовая схема цифровой
линии задержки
Г----------------------------------------1
Рис. 8.46. Подробная блок-схема цифровой системы задержки звука
Схема выборки и хранения по каждому тактовому импульсу осуще-
ствляет мгновенное измерение и запоминание амплитуды входного
сигнала и передает ее на вход АЦП, который преобразует амплитуду
напряжения в цифровую форму. Затем результаты преобразования
АЦП (цифровой код) записываются в цифровую память, откуда не-
сколько позже их считает ЦАП и снова преобразует в аналоговую
форму. Прежде чем попасть на другие устройства, сигнал после ЦАП
проходит через фильтр низких частот, который подавляет тактовую
306 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
частоту выборки, а также производит сглаживание дискретизирован-
ного (ступенчатого) сигнала, чтобы получить гладкий исходный сиг-
нал. Работа отдельных элементов этой схемы описывается в следую-
щих разделах.
Входной фильтр
И в линиях задержки на ПЗС, и в цифровых линиях задержки неиз-
бежно происходит взаимодействие входного и тактового (выборки)
сигналов, что приводит к появлению нежелательных комбинаций
(сумм и разностей) этих двух частот. То есть если на линию задерж-
ки подается входной сигнал частотой 3 кГц, а тактовая частота со-
ставляет 10 кГц, то на выходе линии появятся сигналы частотами 3,
7, 10 и 13 кГц. Если выходной фильтр линии имеет резкий спад на
частоте 6 кГц, то через систему пройдет сигнал только частотой 6 кГц,
и никаких паразитных сигналов не возникнет, С другой стороны,
если на вход системы подается сигнал частотой 4,9 кГц, то линия
будет выдавать сигналы частотами 4,9, 5,1, 10 и 14,9 кГц, причем вто-
рой из них (паразитная составляющая, образующаяся яри наложе-
нии спектров) будет легко проходить через выходной фильтр; он так-
же будет взаимодействовать с сигналом, имеющим частоту 4,9 кГц,
и выдавать раздражающий 200-герцовый тон. Задачей входного
фильтра устройства как раз является устранение паразитной часто-
ты путем удаления всех входных сигналов, частота которых выше не-
которого предела.
Основной закон, относящийся к электронным линиям задержки,
гласит, что тактовая частота системы должна быть по крайней мере
вдвое больше верхней частоты среза входного фильтра и на практике
это соотношение должно быть максимально высоким, чтобы мини-
мизировать паразитную составляющую сигнала. Таким образом, если
вышеупомянутая линия задержки имеет входной фильтр низких ча-
стот на 5 кГц и тактовую частоту 20 кГц, то при входном сигнале
частотой 4,9 кГц будут формироваться выходные сигналы частотами
4,9, 15,1, 20 и 24,9 кГц, и все они, за исключением сигнала частотой
4,9 кГц, будут отсекаться фильтром системы.
Схема выборки и хранения
Задачей схемы выборки и хранения является выполнение последова-
тельности измерений мгновенных значений аналогового входного сиг-
нала и запоминание этих значений на несколько десятков микросекунд,
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 307
чтобы их успел обработать аналого-цифровой преобразователь. На
рис. 8.47 показана практическая схема выборки и хранения, в кото-
рой усилитель IC1 является буферным усилителем, a IC2 - ОУ на
полевых транзисторах с изолированным затвором. Оба ОУ в данной
схеме обеспечивают единичное усиление. Между неинвертирующим
входом IC2 и общим проводом включен конденсатор емкостью 1 нФ,
который подключается к выходу IC1 с помощью двунаправленного
КМОП ключа, управляемого тактовыми импульсами. Когда ключ
замкнут (на время проведения выборки), то ИС IC2 просто повторя-
ет входной сигнал, но когда ключ размыкается (в начале периода
хранения), конденсатор емкостью 1 нФ продолжает удерживать
последнее значение входного сигнала и на выходе ОУ IC2 напря-
жение поддерживается постоянным (равным напряжению на кон-
денсаторе) в течение всего периода хранения. Здесь важно отме-
тить, что для получения высокого входного сопротивления IC2 (не
менее 10000 МОм) печатная плата схемы выборки должна иметь
охранное кольцо для инвертирующего входа, соединенное непо-
средственно с выходом IC2.
Рис. 8.47. Функциональная схема выборки и хранения, использующая ОУ
на полевых транзисторах с изолированным затвором
На рис. 8.48 показаны формы напряжений для схемы выборки и хра-
нения, полученные для синусоидального входного сигнала частотой
1 кГц, смещенного на величину +1 В, который стробируется с частотой
13,4 кГц. Во время каждого тактового цикла форма выходного сигнала
(затененная серым цветом) соответствует форме входного сигна-
ла на момент выборки, и выбранное напряжение запоминается на
момент хранения. Здесь необходимо отметить, что выходной сиг-
нал после ЦАП имеет такую же форму, как на рисунке. Он вновь
308 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
диаграммаТГТ1ру1^^
Выборка Хранение
Рис 8.48. Форма сигнала, образующаяся на выходе схемы выборки
и хранения при входной частоте 1 кГц и частоте дискретизации 13,4 кГц
преобразуется в исходный синусоидальный сигнал с помощью филь-
тра низких частот.
Аналого-цифровой преобразователь
Задачей АЦП является преобразование запомненного выходного на-
пряжения схемы выборки и хранения в соответствующий п-разряд-
ный цифровой (двоичный) код, который затем может быть записан
в ОЗУ. На рис. 8.49 показаны основные элементы типовой ИС АЦП.
Как правило, ИС содержит прецизионный источник опорного напря-
жения (в 8-разрядных АЦП это обычно 2,55 В), который использует-
ся для задания напряжения, соответствующего полной шкале АЦП.
Большинство современных АЦП при преобразовании аналогового
напряжения в код используют метод последовательного приближе-
ния, когда преобразователь работает от высокочастотного тактового
генератора (около 1 МГц), и процесс преобразования начинается при
подаче импульса на вход начала преобразования (некоторые ИС АЦП
содержат встроенные тактовый генератор и схему выборки и хране-
ния). Процесс преобразования обычно требует по одному тактовому
импульсу на 1 разряд плюс еще два такта на обработку, то есть на
8-разрядное слово нужно 10 тактов, а на 12-разрядное слово - 14 тактов.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 309
Напряжение
питания
Рис. 8.49. Основные элементы ИС аналого-цифрового преобразователя
После завершения преобразования на выводе ИС конца преобразо-
вания изменяется состояние и полученное слово фиксируется в вы-
ходном регистре ИС.
Наиболее важной характеристикой любого быстрого АЦП являет-
ся его разрядность. Большинство современных АЦП формируют на
выходе 8- или 12-разрядные слова. Отношение сигнал/шум ИС, по-
лезный динамический диапазон и разрешение АЦП определяются
его разрядностью. 8-разрядный АЦП может создавать 256 (28) раз-
личных двоичных кодов, и если вся его шкала настроена на 2,55 В, то
на его выходе будет код 11111111 при входном напряжении, равном
2,55 В, и 00000000 при нулевом входном напряжении; при этом раз-
ница между ближайшими напряжениями, которые может различить
АЦП, составляет 10 мВ. Таким образом, в этом примере разрешаю-
щая способность составляет 0,4% при входном напряжении 2,5 В,
4,0% при входном напряжении 0,25 В (-20 дБ относительно всей
шкалы) и 40% при 0,025 В (-40 дБ).
Суть понятия «полезный динамический диапазон» АЦП, при
преобразовании аналогового сигнала лучше всего пояснить, ис-
пользуя упомянутый выше 8-разрядный АЦП. Он имеет разреша-
ющую способность 10 мВ и может преобразовывать сигнал с амп-
литудой 2,55 В, который соответствует 256 различным уровням
входного напряжения (включая 0 В). Если это входное напряже-
ние уменьшено на 20 дБ (до 255 мВ), то для такого сигнала АЦП
может различить только 26 уровней, а при уменьшении входного
310 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
напряжения на 40 дБ (до 25,5 мВ) - только три уровня; это мини-
мальное количество, необходимое для восстановления несильно
искаженного исходного сигнала с помощью ЦАП и выходного
фильтра. Следовательно, если входной сигнал будет меньше уров-
ня 20 мВ, то АЦП не сможет записывать его в приемлемой форме
(больше двух уровней). Таким образом, этот АЦП имеет абсолют-
ный максимальный полезный динамический диапазон по перемен-
ному току 2,5/0,02 В, что составляет 42 дБ.
На практике максимальный полезный динамический диапазон
АЦП по переменному току в логарифмической шкале прямо пропор-
ционален его разрядности в пропорции 6 дБ на бит минус 6 дБ:
Полезный динамический диапазон = 6 х (п - 1) дБ,
где п - разрядность АЦП. Таким образом, 8-разрядный АЦП име-
ет максимальный полезный диапазон по переменному току 42 дБ,
12-разрядный - 66 дБ, а 16-разрядный - 90 дБ.
В табл. 8.3 приведены характеристики 8-, 10-, 12- и 16-разрядных
АЦП; те же самые цифры даны и для ЦАП. Необходимо иметь в виду,
что перечисленные показатели для «полезного динамического диапа-
зона» являются максимальными и должны быть уменьшены еще на
6 дБ, если от АЦП требуется небольшой уровень искажений.
Таблица 8.3. Основные характеристики современных 8-, 10-, 12-и 16-розрядных
аналого-цифровых преобразователей; те же самые данные относятся
к цифро-аналоговым преобразователям
у ууПараметр ;л-;л; .;;\' Разрядность, битов
8 ПО
Колйчёство дйскрётЬв"5"'Л/ ‘У < '' •• •4' '' 256 1024 4096 65536
“шкале; мВ 'л с 10 2,5 0,625 0,039
Oteweeo о,4 4 40 0,1 1 10 0.025 0,25 2,5 25 0,0016 0,0156 0,156 1,56
Отношение сигнал/шум, дБ 48 60 72 96
42 54 66 90
Память с произвольной выборкой
Задача ОЗУ заключается в временном хранении цифровой инфор-
мации, создаваемой АЦП. По принципу действия ОЗУ может быть
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 311
либо статическим, либо динамическим. Каждый бит данных, кото-
рый записывается в статическое ОЗУ, хранится в отдельной ячейке -
триггере - до тех пор, пока он будет переписан или пока с ячейки не
будет снято питание. Каждый бит данных, который записывается
в динамическое ОЗУ, хранится в виде электрического заряда в не-
большом конденсаторе, который быстро разряжается (за несколько
миллисекунд), если его не подзаряжать достаточно быстро. Динами-
ческое ОЗУ более простое в производстве ИС памяти большой ем-
кости, чем статическое, поэтому стоит намного дешевле.
В большинстве практических цифровых устройств задержки зву-
ковых сигналов требуются ОЗУ относительно небольшой емкости.
В продаже имеются ИС статических и динамических ОЗУ стандарт-
ных объемов 4096 бит (4 Кб), 16384 бит (16 Кб), 65536 бит (64 Кб),
262144 бит (256 Кб) и 1048576 бит (1 Мб). Максимальное время за-
держки (в секундах), создаваемое цифровой линией задержки, опре-
деляется по формуле:
Задержка = объем памяти/(/СЕК х разрядность),
где «разрядность» относится к АЦП. Следовательно, 12-разрядная
система, использующая тактовую частоту 20 кГц, может обеспечить
максимальную задержку 68 мс для ОЗУ объемом 16 Кб, 273 мс - для
64 Кб, 1092 мс - для 256 Кб й 4,37 с - для ОЗУ 1 Мб. В большинстве
случаев эти задержки значительно превосходят время, требуемое в прак-
тических устройствах. Имеющийся запас позволяет использовать
тактовые частоты, которые по крайней мере в четыре раза больше не-
обходимой полосы пропускания, что уменьшает требования к филь-
трации.
На рис. 8.50 показана типовая ИС статического ОЗУ. Эта конк-
ретная схема емеет емкость 16 Кб, и организована как 2048 х 8 бит
(2048 слов по 8 бит), то есть имеет 2048 адресов, каждому из которых
соответствует свой И-разрядный код» В каждом из них может хра-
ниться одно 8-разрядное слово. Доступ к ячейкам осуществляется с по-
мощью восьми двунаправленных линий ввода/вывода; эти линии име-
ют выходы с тремя состояниями, управляемые входом разрешения
чтения (обычно активный уровень низкий). Чтобы записать в стати-
ческое ОЗУ 8-разрядное слово, необходимо задать адрес, подав код на
адресную шину, а само записываемое слово подать на шину данных,
при этом на входах разрешения записи WE и выборки кристалла CS
должен быть низкий потенциал (на вход CS обычно подается импуль-
сный сигнал). Чтобы прочитать слово из ОЗУ, его адрес задается на
312 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Напряжение
WE (сигнал
разрешения
____записи)
ОЕ (сигнал
разрешения
считывания)
Двунаправленная
шина данных
(двоичное слово)
Рис. 8.50. Основные элементы ИС статического ОЗУ
И-разрядной адресной шине, на входе WE должен быть высокий по-
тенциал, а на входе разрешения выхода ОЕ - низкий, на вывод CS
подается тактовый импульс с уровнем логического нуля. При этом
прочитанное слово появляется на шине данных.
Цифро-аналоговый преобразователь
Задачей ЦАП является последовательное чтение n-разрядных двоич-
ных слов из ОЗУ и их преобразование в обычную аналоговую фор-
му. Характеристики, касающиеся разрядности и напряжения, соот-
ветствующего полной шкале преобразования ЦАП, должны быть
идентичны характеристикам АЦП. Основные характеристики, при-
веденные в табл. 8.3, касаются как ЦАП, так и АЦП. ИС ЦАП быва-
ют разных типов и разрядности. Аналоговый выходной сигнал ЦАП
может представляться не только в виде напряжения, но и в виде тока.
В последнем случае ток может быть преобразован в пропорциональ-
ное напряжение с помощью внешнего ОУ. Входное n-разрядное сло-
во может подаваться в параллельном коде (на п отдельных выводов
ИС, которые могут подключаться к регистру-защелке) или в после-
довательном коде через один вход. И наконец, ЦАП могут быть сов-
местимы (или несовместимы) с шиной микропроцессора.
Идеальный ЦАП, предназначенный для использования в цифро-
вой системе задержки, должен обеспечивать выход по напряжению,
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 313
иметь параллельные входы и внутренний регистр-защелку. На рис. 8.51
показаны основные элементы обычного 8-разрядного ЦАП подобного
типа. Для работы ИС требуется опорное напряжение, равное напря-
жению полной шкалы прибора (обычно 2,55 В для 8-разрядного ЦАП).
Как правило, регистр-защелка ИС пропускает код, когда вывод
ENABLE имеет низкий потенциал, и удерживает данные, когда по-
тенциал на выводе ENABLE становится высоким.
Старший
разряд (MSB)
8-разрядное
входное
слово
Бит 2
БитЗ
Бит 4
Бит 8
Младший
разряд (LSB)—
Разрешающий
сигнал
(ENABLE)
+Vcc
Рис. 8.51. Основные элементы 8-разрядного ЦАП с регистром-защелкой
Можно объединить два 8-разрядных ЦАП в схему для получения
ЦАП, который будет воспринимать слова с количеством разрядов
от 9 до 16. На рис. 8.52 показано включение двух 8-разрядных ЦАП
без регистра-защелки с выходом по напряжению и сумматора на ОУ,
которые образуют простой 12-разрядный ЦАП. Восемь старших зна-
чащих разрядов (1-8) входного слова подаются на ИС IC1, а остав-
шиеся разряды (9-12) в качестве младших значащих разрядов пода-
ются на IC2; четыре неиспользуемых входа IC2 (менее значащие)
заземлены. Сигнал с аналогового выхода IC1 подается непосред-
ственно на один вход 2-входового сумматора на ОУ, имеющего еди-
ничное усиление, а сигнал с выхода IC2 подается на другой вход
сумматора через аттенюатор 256:1, состоящий из резисторов 10 кОм
и 39 Ом. Необходимо отметить, что данный преобразователь выда-
ет инвертированный сигнал и является гораздо менее точным, чем
специализированный 12-разрядный ЦАП, но достаточно точным,
чтобы использовать его в практических системах цифровых линий
задержки.
314 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Старший
разряд (MSB)
12-разрядное
входное слово
Бит 1
Бит 2
Бит 3
Бит 4
Бит 5
Бит 6
Бит 7
Бит 8
+^СС
—.___________-
1
2 IC1
3
4 8-разрядный
с цифро-
А аналоговый
ь преобра-
7 зователь
8
Вход
7 0V
напряжения
+vcc
разряд(LSB)
Бит 9
Бит 10
Бит 11 *] 3
Бит 12
IC2
4
5
6
7
8
8-разрядный
цифро-
аналоговый
преобра-
зователь
/777 ГТП 0V
Аналоговый
выход
2
Рис. &52. Схема включения двух 8-разрядных САП для получения 12-разряднсго
цифро-аналогового преобразователя с инвертированным аналоговым выходом
Выходной фильтр
Выходной сигнал ЦАП представляет собой дискретизированный ва-
риант входного аналогового сигнала и имеет ступенчатую форм)
аналогичную той, которая показана ла рис. 8.48. Задача выходно]<
фильтра - восстанавливать гладкую форму сигнала посредством
фильтрации высокочастотных спектральных составляющих, обус-
ловленных наличием ступенек, и подавлять в выходном сигнале гар
моники тактовой частоты. Если тактовая частота по крайней мер?1
в четыре раза выше, чем ширина полосы системы, то выходной
фильтр может быть простым фильтром низких частот (первого или
второго порядка). Если же тактовая частота всего лишь вдвое боль-
ше полосы пропускания системы, то выходной фильтр должен быть
не ниже * j порядка.
Тактовый генератор
Задачей тактового генератора является синхронизация работы всех
устройств системы задержки. На рис. 8.53 показаны основные эле-
менты схемы синхронизации цифровой линии задержки. Она состо-
ит из высокочастотного генератора, от которого работает основной
тактовый генератор системы, а он, в свою очередь, управляет работой
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 3 / 5
Рис. 8.53. Основные элементы схемы синхронизации цифровой линии задержки
схемы выборки и хранения и АЦП и посылает тактовые сигналы на
адресный регистр ОЗУ и на ЦАП. Устройство синхронизации и ад-
ресный регистр ОЗУ должны обеспечивать возможность сброса в ис-
ходное состояние (при включении питания или при необходимости)
с помощью специальной схемы. На рис. 8.54 представлена временная
диаграмма импульсов синхронизации системы. В этом случае АЦП
АЦП
Память
.1 2345678910. 12 14 16. 18 20
частота 640 кГц ..
Схема выборки J ;
и хранения ,!
Сигнал начала П
преобразования-! }-
Сигнал -j I
окончания !
преобразования ..
Хранение
25
Выборка
30 32..
* •
Загрузка ;
данных АЦП -у
Сигнал !
управления Г
выходом -|
Тактовая час- '
тота памяти L
(около 20 кГц)-Г
.Инкрементирование;
адреса памяти ;
Инкрементирование г
адреса памяти
[Сигнал -4 г
управления II
защелкой г
Один полный цикл
Рис. 8.54. Временная диаграмма импульсов синхронизации системы,
использующей 8-разрядный АЦП и тактовую частоту 20 кГц
316 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
является 8-разрядным, тактовая частота 20 кГц для работы ОЗУ по-
лучается из базовой частоты 640 кГц (путем деления на 32).
Цифровая система задержки сигнала работает следующим обра-
зом. В начале (по переднему фронту) каждого нового тактового
импульса, приходящего на ОЗУ с частотой 20 кГц, адрес ячеек ОЗУ
увеличивается на единицу и содержимое ячеек по этому адресу пе-
редается на ЦАП, который преобразует принятый код в аналоговое
выходное напряжение. Одновременно схема выборки и хранения
переключается в состояние хранения и АЦП начинает операцию
преобразования аналогового напряжения в соответствующий ему код.
В данном случае для 8-разрядного АЦП требуются десять тактов ча-
стоты 640 кГц. В конце этих десяти тактов АЦП выдает сигнал об
окончании преобразования, и 8-разрядный выходной код АЦП затем
фиксируется и поступает в ячейку ОЗУ, указываемую текущим ад-
ресом. Спустя несколько тактовых импульсов с частотой 640 кГц схе-
ма выборки и хранения переключается в режим выборки и завершает
основной цикл операций, который повторяется с каждым тактовым
импульсом ОЗУ (то есть с частотой 20 кГц).
Из всего вышесказанного необходимо уяснить, что если ОЗУ име-
ет эффективное количество адресов, равное х, то изначально в тече-
ние х циклов на ЦАП будут поступать «нулевые» коды, и только
с цикла (х + 1) из ОЗУ начнется считывание данных, записанных на
х циклов раньше. Таким образом, система действует подобно линии
задержки x/f, где f - тактовая частота ОЗУ.
На рис. 8.55 представлена блок-схема тактового генератора систе-
мы и адресного регистра ОЗУ. В данном случае высокочастотный
тактовый генератор (640 кГц) управляет напряжением (такой имеет-
ся, например, в КМОП ИС 4046В), что позволяет использовать циф-
ровую линию задержки в блоках вибрато, фазерах и фленджерах. Ча-
стота 640 кГц делится до 20 кГц 5-каскадным счетчиком со сквозным
переносом - его выход подключен к адресному регистру ОЗУ, кото-
рый в данном случае также является И-разрядным счетчиком со
сквозным переносом, формирующим И-разрядный выходной код,
позволяющий обращаться к 2048 ячейкам ОЗУ. Максимальное ко-
личество адресов ОЗУ, к которым может осуществляться доступ,
удваивается при увеличении адресного регистра на один разряд, по-
этому добавление четырех дополнительных каскадов позволяет рас-
ширить количество адресов до 32768.
ВАРИАНТЫ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 317
К адресной шине памяти
Рис. 8.55. Блок-схема тактового генератора системы и адресного регистра ОЗУ
ВАРИАНТЫ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ
Несколько последних разделов были посвящены детальному описа-
нию принципа действия современных цифровых линий задержки.
Приводилась дополнительная информация, которая позволит наибо-
лее квалифицированным радиолюбителям и профессиональным раз-
работчикам конструировать свои собственные системы. В следую-
щих разделах речь пойдет о специальных полезных схемах, которые
пока еще не были рассмотрены.
Регулирование времени задержки
Время запаздывания в цифровой линии задержки может регулиро-
ваться либо посредством изменения тактовой частоты, либо эффек-
тивной разрядностью адреса ОЗУ. Меняя частоту, старайтесь по-
мнить о том, что система может столкнуться с большими проблемами
при сглаживании сигнала, если отношение тактовой частоты сис-
темы к частоте среза входного фильтра низких частот падает ниже
критического значения 2:1. Одним из способов преодоления этой
проблемы является использование ИС активного фильтра с комму-
тируемой емкостью (например, MF10), работающего от системного
тактового генератора, как показано на рис. 8.56, и имеющего отношение
тактовой частоты к частоте среза 2,5:1. При тактовой частоте 7,5 кГц эта
система имеет ширину полосы 3 кГц, полоса возрастает до 20 кГц при
тактовой частоте 50 кГц.
3 / 8 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.56. Блок-схема системы с регулируемым временем задержки, использующей
согласованные тактовый генератор и входной и выходной фильтры низких частот
Простейший способ изменения эффективной разрядности адреса
ОЗУ (и времени задержки) продемонстрирован на рис. 8.57. В дан-
ном случае адресный регистр ОЗУ может обеспечивать максималь-
ную разрядность адреса 13, следовательно, позволяет производить
считывание до 8192 адресов из ОЗУ объемом 64 Кбит. Разрядность
и эффективный диапазон адресов можно уменьшать путем размыка-
ния ключей в адресных линиях АО - А4, как показано в табл. 8.4.
Таким образом, при разомкнутом ключе АО эффективный диапазон
адресов уменьшается до 4096, а если разомкнуты все ключи - до
256 адресов. На практике в качестве адресных ключей целесообраз-
но использовать электронные ключи (КМОП типа), управляемые не-
сложной логикой. Данная схема в сочетании с перестройкой в пре-
делах до 2,5:1 тактовой частоты позволяет получить суммарное
изменение времени задержки в 80 раз (см. рис. 8.56).
20 кГц
Рис. 8.57. Простой способ изменения эффективной длины адреса ОЗУ
(и времени задержки) с помощью ключей
ВАРИАНТЫ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 319
Таблица 8.4. Состояние ключей и соответствующий им эффективный диапазон
адресов ОЗУ
ЕШО;;;.*’ * „" а А1, 4 л*?'. \ J^A2"A ‘4^0 АЗ- ??
с С С С 8192
X С с с с 4096
X X с с с 2048
X X X с с. 1024
X X X X с 512
X X X X X 256
На рис. 8.58 показан довольно сложный способ изменения эффек-
тивного диапазона адресов ОЗУ. Он основан на использовании циф-
рового компаратора и реверсивного счетчика, задающего модуль сче-
та адресного регистра. На этой схеме 13-разрядный выход адресного
регистра подается на ОЗУ и на один их двух входов 13-разрядного
цифрового компаратора (состоящего из четырех ИС 4-разрядного
компаратора 74LS85). На второй вход компаратора подается код 13-раз-
рядного реверсивного счетчика, направление и скорость счета кото-
рого задаются дополнительным тактовым генератором и переключа-
телями S1 и S2, останавливающими счетчик при достижении кода
1111111111111 при прямом счете и 0000000000000 при обратном
Адресная шина
к 64 Кб памяти (8192 х 8 бит)
Рис. 8.58. Способ изменения эффективного диапазона адресов ОЗУ с шагом 1
320 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
счете. Посредством этих ключей счетчик может быть установлен в лю-
бое промежуточное состояние. Компаратор сравнивает 13-разрядные
коды реверсивного счетчика и адресного регистра. При совпадении
кодов на выходе А-В компаратора потенциал становится высоким
и сбрасывает адресный регистр в нулевое состояние, после этого про-
цесс начинается сначала.
Необходимо отметить, что эффективный диапазон адресов схемы,
приведенной на рис. 8.58, изменяется от нуля до 8192 с дискретно-
стью до 1 посредством управления реверсивным счетчиком, что
позволяет изменять время задержки в очень широких пределах без
изменения ширины полосы и без возникновения дополнительных
проблем сглаживания сигнала.
Предварительная коррекция сигнала
При использовании в схемах обработки звуковых сигналов АЦП с раз-
рядностью менее 12 цифровая дискретность обусловливает ограниче-
ние динамического диапазона, который не может быть улучшен пу-
тем использования компандерных методов, часто используемых
в линейных звуковых схемах. Однако динамический диапазон АЦП
может быть улучшен на 12 дБ с помощью обычного метода предва-
рительной частотной коррекции и последующей компенсацией этой
коррекции, как это показано для цифровой линии задержки, приве-
денной на рис. 8.59.
вход выход
Рис. 8.59. Введение предварительной коррекции для цифровой линии задержки
может увеличить ее динамический диапазон на 12 дБ
Амплитуды большинства музыкальных сигналов и голоса обычно
гораздо меньше, чем амплитуды низких частот, причем амплитуды
высокочастотных сигналов, которые главным образом являются гар-
мониками низкочастотных сигналов, спадают со скоростью 6 дБ/ок-
таву. Если эти сигналы пропускаются через линию задержки с неболь-
шим динамическим диапазоном, то высокочастотные сигналы, из-за
ВАРИАНТЫ ЦИФРОВЫХ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ 321
их относительно небольших амплитуд, теряются в первую очередь,
поэтому выходной сигнал становится невыразительным и даже не-
приятным. Эту проблему можно преодолеть подачей входных сиг-
налов на линию задержки через фильтр предварительной коррек-
ции, который увеличивает амплитуду высокочастотных сигналов
(6 дБ/октаву) с последующим пропусканием выходного сигнала
с линии задержки через фильтр, ослабляющий амплитуду высоко-
частотных сигналов (6 дБ/октаву), то есть компенсирующий пред-
варительную коррекцию и восстанавливающий исходную форму
сигнала. На рис. 8.60 приведены основные схемы двух фильтров, ко-
торые обеспечивают подъем и спад верхних частот в пределах 20 дБ.
Частота среза фильтров (обычно около 800 Гц) задается конденса-
тором С1.
о)
Усиление по НЧ = R2/R1
Усиление по ВЧ = R2/(R1//R3)
Рис. 8.60. Основные схемы фильтров: о - для предварительной коррекции
(поднятие высоких частот); б - для ее компенсации (ослабление высоких частот)
Усиление по НЧ = R2/R1
Усиление по ВЧ = (R2//R3)/R1
В табл. 8.5 приводятся типовые значения динамических диапазо-
нов музыкального сигнала для 8-, 10-, 12- и 16-разрядных цифровых
линий задержки с предварительной коррекцией сигнала и без нее.
Необходимо отметить, что динамический диапазон музыкального
сигнала любого АЦП (при малых искажениях) приблизительно на 6 дБ
меньше максимального динамического диапазона, как было показано
в табл. 8.3, и еще 3 дБ динамического диапазона теряются, когда вы-
ходной сигнал АЦП снова преобразуется в аналоговую форму по-
средством ЦАП на выходе цифровой линии задержки. Также необ-
ходимо отметить, что динамический диапазон линии задержки
увеличивается на 6 дБ с увеличением на единицу разрядности АЦП
322 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
и ЦАП; таким образом, динамический диапазон 12-разрядной систе-
мы на 12 дБ больше, чем для 10-разрядной. И наконец, использова-
ние предварительной коррекции увеличивает динамический диапа-
зон любой цифровой линии задержки приблизительно на 12 дБ, что
соответствует увеличению разрядности системы на 2.
Таблица 8.5. Типовые динамические диапазоны музыкального сигнала
для четырех основных типов цифровых линий задержки
с предварительной коррекцией сигнала и без нее
: nZ,S,,£.rt„ '• , Разрядность системы, битов
5’ 3 г ' 10 L 12 ' <16
П^езныиди^ами^рски^ ДЙапбЗОН^ЫЧНОЙ, ЛИНИИ %*'' 33 45 57 81
< Эффективный динамический'диалсэон линий задержки с предваритепьной коррекцией сигнала, дБ'' 45 57 69 93
КАКАЯ СИСТЕМА ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА ЛУЧШЕ
Лучшей системой задержки звука считается та, для которой соотно-
шение стоимость/эффективность является оптимальной. В табл. 8.6
представлены некоторые рабочие характеристики девяти разных си-
стем. Здесь максимальное время задержки определяется для такю-
вой частоты 10 кГц, при которой ширина полосы обычно составляет
4 кГц, а сравнительная стоимость ИС (стоимость всех ИС, входящих
в систему) указывается в условных единицах, где 1 единица соответ-
ствует средней стоимости ежемесячного журнала по электронике
(фактическую стоимость, следовательно, можно легко рассчитать на
любой момент времени для любой страны). Из этой таблицы можно
определить следующее.
Если требуется динамический диапазон не менее 70 дБ при време-
ни задержки до 200 мс, то лучшими для этих целей будут аналоговые
линии задержки на ПЗС. Если же приемлем музыкальный динамичес-
кий диапазон 45 или 57 дБ, получаемый методом предварительной
коррекции, но требуется весьма большое время задержки (более 50 мс),
то наилучшим решением будет 10-разрядная цифровая система на
ИС «голосовое эхо» Holtek НТ8955А (эта ИС описана в следующем
разделе). Для динамического диапазона от 81 до 93 дБ при задержке
более 25 мс понадобится 16-разрядная цифровая система. Имейте
в виду, что самыми дорогими ИС в цифровой системе являются АЦП
и ЦАП, а ОЗУ (которое определяет максимальное время задержки
КАКАЯ СИСТЕМА ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА ЛУЧШЕ 323
Таблица 8.6. Основные рабочие характеристики
девяти различных аналоговых и цифровых систем задержки звука
- К/'Ж Тий яйнйи,- :< Динамичес/^ у ' '/ диапазон?^, .." (музыка без У коррекции)/ '-’’'дБ ’ : У ‘Стремя; У/Х /Задержки при ;</ТОКТОВОЙ Об 1ч ...частоте/.; ' хх'> ч/У/// '‘/ /у Сравнительная стбиМость ИСГ единиц/^.
ЛПЗСс 512 ячейками;(МЬ|Зф4;;7< ^тактовый генератор MN3101) 85 25,6 5,1
уЦЗСрЦ 024 ячейка^;(МЫ3207^ д Тактовый генератор МЫ3102)": ТС 73 51,2 5,6
ПЗС с 3072 ячейками (3 Чуч'/Й О г MN3207,.тактовый!генератор- Ш' ^МЫ3102Ц- - Ж г Ж, Й'Ж 70 153,6 13,6
Т ПЗС с 3328 ячейками/имеюицая; л 6 отводов (MN3011 /тактовыйД - ч * генератор МЫЗ 101) - » ’ Ол / 76 166,4 16,0
8-розрядноя цифровая система, с 64 Кб (8192 х 8 бит) ОЗУ (6264) 33 819,2 12,6
10-разрядная цифровая система (НТ8955А) с 64 Кб , . - ‘Динамического ОЗУ'"' 4 45 655,4 5,5
; 10-разрядная цифровая система ’ (НТ8955А)с256 Кб\-Ж‘ ' динамического ОЗУ* 4 ~/ 45 2621,6 5,1
12-розрядная цифровая система с64 Кб (8192x8 бит) ОЗУ (6264) 57 409,6 23,5
' 16’разряднаяцифровая система ' с 64 Кб (8192 х 8 бит) ОЗУ (6264) 81 409,6 43,5
Примечания:
Аналоговая система на ПЗС = ИС ПЗС + ИС тактового генератора + 2 ОУ фильтров.
Цифровая система = АЦП, ЦАП, тактовый генератор, адресный регистр и т.п. + ОЗУ +
+ 2 ОУ фильтров.
Использование предварительной коррекции увеличивает эффективный динамический
диапазон всей системы на 12 дБ (соответствует увеличению разрядности цифровой
системы на 2) при дополнительной стоимости ИС около 0,53 условных единиц.
В колонке сравнительной стоимости за 1 условную единицу принята средняя стоимость
ежемесячного журнала по электронике (2,25 фунта в Англии и 3,5 доллара в США).
системы) относительно недорогое. Так, ИС статического ОЗУ 64
и 256 Кб обычно стоят порядка 1,5 и 3,5 условных единиц соответ-
ственно, а ИС динамического ОЗУ 64 и 256 Кб - примерно 1,95 и (что
удивительно) 1,55 единиц соответственно.
324 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
ИС ДЛЯ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ HOLTEK НТ8955А
Holtek НТ8955А - это дешевая, но довольно сложная ИС с 24 выво-
дами, которая в сочетании с внешним динамическим ОЗУ действует
как 10-разрядная система цифровой задержки. Эта система с дина-
мическим ОЗУ 64 Кб при частоте выборки 25 кГц может обеспечи-
вать время задержки до 200 мс, а с ОЗУ 256 Кб - до 800 мс. ИС реа-
лизована по технологии КМОП и предназначена для работы от
источника питания напряжением 5 В. Она включает 10-разрядные
АЦП и ЦАП, интерфейс для динамического ОЗУ и схемы управле-
ния, а также аналоговый предварительный усилитель и предназначе-
на для использования в дешевых системах эха для голоса, караоке,
а также для создания простых звуковых эффектов.
На рис. 8.61 и 8.62 показаны функциональная схема, ее внешний
вид и цоколевка, а в табл. 8.7 приводится описание выводов ИС
НТ8955А В табл. 8.8 перечислены основные характеристики этой
ИС. Показатели производителей, касающиеся отношения сигнал/шум
и КНИ, являются чересчур оптимистичными для простой 10-разряд-
ной системы и не могут быть достигнуты на практике. Фактически
НТ8955А - это превосходный пример дешевой ИС для линий задер-
жки низкого качества. Выходные сигналы этой ИС содержат много
OSC1
OSC2
Общий
Вход
BIAS
PREO
Выход
К внешней динамической памяти
АО А1 А2 АЗ А4 А5 Аб А7 А8 Разряды
RASB CASBWRB
Рис. 8.61. Функциональная схема ИС для цифровых линий задержки Holtek НТ8955А
ИС ДЛЯ ЛИНИЙ ЗАДЕРЖКИ HOL ТЕК НТ8955А 325
шумов и искажений, хотя диапазон вре-
менных задержек отличный. Короче го-
воря, эта ИС представляет собой деше-
вое устройство, предназначенное для
ознакомления с практическими система-
ми цифровых линий задержки. ИС рабо-
тает следующим образом.
НТ8955А имеет два встроенных гене-
ратора: один высокочастотный (регули-
рующее напряжение поступает на выво-
ды 6 и 7), управляющий схемами АЦП
и ЦАП, а второй - низкочастотный (ре-
гулирующее напряжение поступает на
выводы 8 и 9), который управляет адрес-
ным регистром системы и таким обра-
зом задает фактическое время задержки
системы. Входные аналоговые сигналы
BIAS[ 1 24 ] +5V
Вход£ 2 23 jcASB
PREO[ 3 22 ]A8
Выход £ 4 21 J DATA
SEL[ 5 20 ] WRB
OSC1[ 6 Holtek 19 ]rasb
OSC2[ 7 HT8955A 18 ] AO
OSC3[ 8 17 ]A1
OSC4[ 9 16 ]A2
Общий £ 10 15 ] A3
Аб[ 11 14 ] A4
A7[ 12 13 ] A5
Рис. 8.62. Внешний вид
и цоколевка ИС НТ8955А
поступают на встроенный предварительный усилитель (на вывод 2),
а потом на 10-разрядный АЦП, код с которого при необходимости
может быть передан в последовательном виде через двунаправлен-
ную шину данных (вывод 21) для передачи на внешнее динамичес-
кое ОЗУ. 10-разрядное слово данных из динамического ОЗУ при
необходимости может быть считано через шину (с помощью сдвиго-
вого регистра) ИС ЦАП. Сформированный ЦАП аналоговый сигнал
выдается на вывод 4 ИС.
Наиболее сложной частью ИС НТ8955А является схема, управля-
ющая потоком данных к внешнему динамическому ОЗУ и от него.
Данные (от АЦП ИС или к ее ЦАП) передаются побитно в последо-
вательном виде с тактовой частотой к (или от) динамическому ОЗУ.
18-разрядный адрес ОЗУ от адресного регистра ИС через мульти-
плексор адреса строк/столбцов по 9-разрядной шине (А0-А8) пере-
дается на динамическое ОЗУ объемом 256 Кб. Передача адреса стро-
ки производится по сигналу RASB, адреса столбца - по сигналу
CASB. Направление потока данных (к ОЗУ или от него) определяет-
ся сигналом «запись/чтение», подаваемым на вывод ИС WRB. Ре-
альные данные (от АЦП или к ЦАП) имеют вид 10-битового слова,
которое снимается с (или подается на) вывода 21 (DATA) ИС
НТ8955А в последовательном виде (по одному биту за один раз).
Таким образом, каждое из этих 10-разрядных слов занимает в про-
странстве ОЗУ поле из 10 бит.
326 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ УКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Таблица 8.7. Назначение выводов ИС НТ8955А
ВУеывЩВУ Обозначе- .'KhhW выводе 'г; Описание
t г Л BIAS Смешение внутреннего ОУ, подключается к развязывающему конденсатору
IN Вход звукового сигнала (инвертирующий)
- 3 PREO Выход ОУ
у . . 4 -z OUT Выход задержанного звукового сигнала (с ЦАП)
< 5' SEL Выбор времени задержки (в разомкнутом состоянии 64 Кб динамического ОЗУ, при 0 В - 256 Кб динамического ОЗУ)
OSC1 Вход высокочастотного генератора системы
OSC2 Выход высокочастотного генератора системы
8 ' OSC3 Вход низкочастотного генератора системы
OSC4 Выход низкочастотного генератора системы
GND Общий провод источника питания (0 В)
11 A6 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия Аб
A7 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия А7
13 A5 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия А5
A4 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия А4
15 A3 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия АЗ
16 A2 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия А2
17 Al Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия А1
18 -- AO Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия АО
с. / «V/ - RASB Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия RASB (сигнал строба адреса строки)
г , ,<20 . ; WRB Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия WRB (сигнал записи)
<у У< z ' DATA Ввод и вывод данных от (к) внешнего(му) динамического(му) ОЗУ
у--22/'^ A8 Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия А8
г^23уу CASB Соединяется с внешним динамическим ОЗУ, линия CASB (сигнал строба адреса столбца)
>24 +5 В Напряжение питания (+5 В)
Итак, в каждом рабочем цикле НТ8955А ИС выполняет следую-
щий порядок действий: сначала преобразует аналоговый сигнал
в цифровую форму, затем получает доступ к новому 10-битовому
полю динамического ОЗУ и считывает каждую отдельную составля-
ющую этого 10-битового слова данных, последовательно перенося
каждый бит к ЦАП ИС, и заменяет это поле соответствующим но-
вым битом от АЦП. Старое 10-разрядное слово данных с соответ-
ствующей задержкой преобразуется в аналоговый сигнал, который
поступает на вывод 4 ИС, в поле же ОЗУ оно заменяется новым
БАЗОВОЕ ПРИМЕНЕНИЕ 327
Таблица 8.8. Основные характеристики ИС НТ8955А
Параметр ,' р Условия . 7" > испытания
минималь- ь -х- ное типо- вое максималь- " ное
' Рабочее напряжение, В s ' - 4,5 5,0 5,5
Потребляемый ток, мА Без нагрузки - 2,5 8
Усиление предварительного усилителя с разомкнутой об ра гной связью SAJ, в/в • RL > 100 кОм 2000
X Диапазон входных 7 напряжений при - напряжении питания +5 В, В > — 1,5 - 3,5
Максимальное выходной"; ~напряжение, В Rl > 470 кОм 1,0 1,5
Максимальное задержки при 64 г у (> е динамического ОЗУ/мс''’^.^ SEL == 0, тактовая частота 25 кГц 150 200 -
< ' Максимальное .время Д > узрдерХкй' при 256! динамического ОЗУ/мс^ SEL = +5 В, тактовая частота 25 кГц 600 800
; Отношение сигнал/й|ум,7 'дБ ; ; ю < $ ' у??’ '' ' ' ' ,> ? г ’ " ч ”7 - ,6 Выходное напряжение 1 В, частота 400 Гц, ширина полосы 10 кГц 55
Коэффициент нелинейных 'искажений,% 7 СП 4 *: / '<< ' ; /у ' ' ?'Т 7 '/УУ Выходное напряжение 1 В, частота 400 Гц, ширина полосы 7 кГц 0,5
10-разрядным словом данных, полученным в результате оцифров-
ки сигнала с аналогового входа ИС (вывод 2). Затем ИС переходит
к следующей операции, во время которой выполняет аналогичные
действия с очередным полем данных ОЗУ, и т.д.
БАЗОВОЕ ПРИМЕНЕНИЕ
ИС Holtek НТ8955А предназначена для использования с ИС дина-
мического ОЗУ типа 4164 (64 Кб) или 41256 (256 Кб). Эти ИС име-
ют по 16 выводов, назначения котор'ых очень схожи. На рис. 8.63
и 8.64 видно, что цоколевка этих ИС адаптирована к цоколевке ИС
НТ8955А. Единственным существенным различием между этими
328 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Не используется £ 1
Вход данных (DATA-IN) £ 2
Запись/чтение данных (WRB) £ з
Строб-импульс Г д
адреса строки (RASB) L *
АО [
д2[
А1 [ 7
+5в[ 8
4164
16 ] Общий (GND)
15 "] Стрсб-импулье
° J адреса столбца (CASB)
14 ] Выход данных (DATA-OUT)
13 ]А6
12 ]АЗ
11 ]А4
10 ]А5
9 ]А7
5
6
Рис. 8.63. Внешний вид и цоколевка ИС динамического ОЗУ 64 Кб типа 4164
А8 [ 1
Вход данных (DATA-IN) £ 2
Запись/чтение данных (WRB) £
Строб-импульс г
адреса строки (RASB) L
Ао[
А2[
А1[
+5вЕ
3
4
5
6
7
8
16
15
14
13
41256
12
11
] Общий (GND)
1 Строб-импульс
J адреса столбца (CASB)
] Выход данных (DATA-OUT)
]дб
] АЗ
] Д4
10 ] А5
9 ]А7
Рис. 8.64. Внешний вид и цоколевка ИС динамического ОЗУ 256 Кб типа 41256
двумя ИС динамического ОЗУ (с точки зрения пользователя)
является то, что ИС 41256 использует 9-разрядную адресную шину
(А0-А8), причем разряд АО поступает с вывода 1, а ИС 4164 - 8-раз-
рядную адресную шину, и вывод 1 ИС ни с чем не соединен. Вариант
использования ИС НТ8955А и любой из двух типов ИС ОЗУ в схе-
ме универсальной цифровой задержки показан на рис. 8.65.
Схема, приведенная на рис. 8.65, питается от стабилизированного
источника питания напряжением 5 В, потребляя 45 мА при работе
с динамическим ОЗУ 4164 или около 70 мА при работе с ОЗУ 41256.
Если используется ОЗУ 4164, то вывод 5 ИС НТ8955А не подключа-
ется, а в случае применения ОЗУ 41256 вывод 5 должен быть сое-
динен с общим проводом. Чтобы применить данную схему в практи-
ческих устройствах, пользователь должен сначала подключить
необходимым образом вывод 5, затем подключить между выводами 6
и 7 резистор, определяющий частоту высокочастотного генератора
БАЗОВОЕ ПРИМЕНЕНИЕ 329
гт
16 15 14 13 12 11 10 9
Динамическая память
(4164 или 41256)
1 2 3 4 5 6 7 8
Вход звукового
сигнала
_____ частоты задержки
генератора______________________
Выход
предварительного
Выход
задержанного
звукового сигнала
усилителя
Рис. 5.65. Схема универсальная цифровой линии задержки НТ8955А
ИС, а также постоянный и переменный резисторы между выводами
8 и 9, чтобы задать необходимое время задержки. Конденсатор С1 ис-
пользуется для развязки цепи смещения внутреннего предваритель-
ного усилителя, а резистор R1 можно не применять, назначение его
объясняется далее. Чтобы использовать предварительный усилитель,
между выводами 2 и 3 (вход и выход предварительного усилителя)
должна быть включена соответствующая цепь обратной связи. Вход-
ной звуковой сигнал подается на вывод 2, а задержанный выходной
сигнал снимается с вывода 4.
Лучший способ разобраться с работой ИС НТ8955А - использо-
вать ее сначала в простой экспериментальной схеме. На рис. 8.66 по-
казаны соединения, которые необходимо выполнить, чтобы собрать
некую универсальную схему на НТ8955Д позволяющую проводить
различные тесты, с использованием ИС динамического ОЗУ 64 Кб
(4164), а на рис. 8.67 приведена альтернативная схема, использующая
330 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
R1
560к
Вход
звукового » ||—
сигнала 100п
100k
Выход
предварительного -—
д_ задержанного 500^
""злЗ ЗВУКОВОГО Регулировка
сигнала задержки
усилителя
/777
Рис. 8.66. Универсальная схема включения ИС НТ8955А и динамического ОЗУ
объемом 64 Кб (4164), предназначенная для проведения тестовых измерений
ОЗУ 256 К (41256). Обратите внимание на то, что в этих схемах ре-
зистор между выводами 6 и 7 задает частоту колебаний высокочас-
тотного генератора ИС; элементы, включаемые между выводами 8
и 9, задают частоту колебаний низкочастотного генератора, а способ
подключения вывода 5 определяет объем используемой памяти -
ОЗУ 64 или 256 Кб. В обоих случаях внутренний предварительный
усилитель ИС используется в качестве звукового усилителя. Его
коэффициент усиления равен 2, а частота начала спада усиления
R4 С1,
560k < -j оОр*
Вход
звукового -|р~
сигнала 100п
47k
Hoitek
HT8955A
Выход
предварительного
ззор
100k
задержанного 500k
ЗпЗ ЗВУКОВОГО Регулировка
сигнала задержки
)ительного\
усилителя 1 Задержаний
V выход
1 2
Выход
предварительного
усилителя
rm
Рис. 8.67. Универсальная схема включения ИС НТ8955А и динамического ОЗУ
объемом 256 Кб (41256), предназначенная для проведения тестовых измерений
БАЗОВОЕ ПРИМЕНЕНИЕ 331
составляет 5 кГц, определяется резистором 100 кОм и конденсатором
330 пФ, подключаемыми к выводам 2 и 3; частота среза обратно про-
порциональна величине емкости С и может быть удвоена путем
уменьшения последней до 165 пФ.
Для использования схем, представленных на рис. 8.66 и 8.67, необ-
ходимо подать звуковой сигнал (от генератора звуковых частот или
от любого другого источника звукового сигнала) на вход ИС и про-
контролировать (с помощью осциллографа или высококачественной
системы) три выходные точки - сначала выход предварительного
усилителя (вывод 3), затем задержанный выход (вывод 4) и наконец
наличие задержанного сигнала в точке соединения резистора 10 кОм
и конденсатора 3,3 нФ. При проведении этих испытаний необходи-
мо увеличивать амплитуду входного сигнала до тех пор, пока не бу-
дут заметны ограничения на выходе, а затем нужно попробовать
улучшить работу системы путем изменения номинала резистора R1
(не менее 100 кОм), подключаемого между выводом 1 и общим про-
водом, либо положительным полюсом источника питания (+5 В). Во
время проведения этих тестов будет заметно, что задержанный вы-
ходной сигнал имеет довольно большой уровень шума и весьма огра-
ниченный полезный динамический диапазон, причем на работу сис-
темы может неблагоприятно влиять неудачное расположение ее
компонентов.
После того как экспериментирование со схемами, приведенными на
рис. 8.66 и 8.67, будет закончено, можно перейти к более сложной сис-
теме, преобразовав исходную схему в простое и дешевое устройство
для получения эха/реверберации (рис. 8.68). На этой схеме показаны
соединения, которые необходимо выполнить для применения динами-
ческого ОЗУ объемом 256 Кб (41256). Для использования динамичес-
кого ОЗУ объемом 64 Кб (4164) схема немного изменяется. В обоих
случаях внутренний предварительный усилитель ИС служит в каче-
стве фильтра низких частот 1-го порядка, имеющего частоту среза
5 кГц, а также в качестве микшера звуковых сигналов, имеющего
для входного звукового сигнала усиление по напряжению 2 и усиле-
ние от 0,17 до 1,2 для возвращаемого с выхода линии задержки (вывод 4)
сигнала, обеспечивающего получение эффекта реверберации. Следова-
тельно, выходной сигнал предварительного усилителя состоит из ис-
ходного входного сигнала и эхо-сигнала с выхода линии задержки
и снимается с резистора регулятора громкости 20 кОм. Звуки с эффек-
тами эха/реверберации становятся особенно впечатляющими, если на
332 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.68. Универсальная схема включения ИС НТ8955А и динамического ОЗУ
объемом 256 Кб (41256), являющаяся дешевым вариантом системы эха/реверберации
вход системы подать голосовой сигнал. На рис. 8.69 представлена упро-
щенная функциональная схема дешевой системы для получения эха/
реверберации, здесь же изображены диаграммы входных и выходных
сигналов.
Рис. 8.69. Упрощенная функциональная схема дешевого варианта
системы эха/реверберации
БАЗОВОЕ ПРИМЕНЕНИЕ 333
На рис. 8.70-8.72 показаны три полезные вспомогательные схемы,
которые могут использоваться с любой из описанных систем задерж-
ки на основе ИС НТ8955. Схема, представленная на рис. 8.70, явля-
ется линейным стабилизатором напряжения, который выдает +5 В
и может использоваться для питания интегральных схем, обеспечи-
вая ток нагрузки до 100 мА; на вход его подается нестабилизирован-
ное напряжение величиной около +12 В.
78L05 Выход
(вид снизу) звукового +5V
Рис. 8.70. Схема простого
стабилизированного источника
питания напряжением +5 В
с максимальным током 100 мА
Рис. 8.71. Схема подключения
питания электретного микрофона
от источника питания
напряжением +5 В
В этой схеме используется ИС 78L05, выпускаемая в пластмассо-
вом корпусе ТО-92 с тремя выводами. Обозначение выводов приве-
дено на рисунке. Важно отметить, что некоторые производители вы-
пускают варианты этих ИС, где вход и выход меняются местами,
поэтому, если схема не будет работать, попробуйте поменять места-
ми вход и выход.
На рис. 8.71 показан простой способ подключения электретного
микрофона непосредственно к входу схемы (см. рис. 8.68), его пита-
ние осуществляется от источника +5 В. Этот тип микрофона имеет
встроенный усилитель на полевом транзисторе. Резистор номиналом
4,7 кОм, изображенный на схеме, используется в качестве стокивой
нагрузки, с которой снимается усиленный сигнал.
И наконец, на рис. 8.72 показана схема дешевого усилителя мощ-
ности, который может питаться от нестабилизированного источника
питания +12 В (от которого питается 5-вол ьтовый стабилизатор для
питания ИС НТ8955А). Он может принимать сигнал непосредствен-
но от регулятора громкости линии задержки и позволяет получить
334 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВ У КА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
Рис. 8.72. Дешевый усилитель, позволяющий получить в громкоговорителе 8 Ом
несколько сотен милливатт
в громкоговорителе сопротивлением 8 Ом мощность в несколько со-
тен милливатт. В усилителе используется ИС LM386.
СХЕМА КАРАОКЕ
Основной областью применения ИС НТ8955А являются простые
схемы караоке, в которых голоса одного или нескольких певцов про-
пускаются через систему и смешиваются с неизмененным музы-
кальным сигналом. Завершая тему ИС для линий задержки, можно
привести пример (рис. 8.73) того, как универсальная схема включе-
ния ИС НТ8955А с динамическим ОЗУ объемом 256 Кб (41256),
приведенная на рис. 8.65, может использоваться в качестве дешевой
системы караоке (на рис. 8.74 показана функциональная схема этой
системы).
Система караоке может работать с сигналами голосов, получае-
мыми от двух электродинамических (с движущейся катушкой) мик-
рофонов, кроме того, она имеет линейный вход для подключения
музыкального сигнала. Каждый из микрофонных входов имеет ин-
дивидуальный регулятор громкости. Оба подключены ко входам
микшера, выполненного на ИС IC1 и имеющего усиление на низких
частотах, равное 100; конденсатор 68 пФ, подключенный параллель-
но резистору 470 кОм, обеспечивает завал высоких частот, начиная
от 5 кГц, с крутизной спада 6 дБ/октаву. Выход ИС IC1 подключает-
ся к двум цепям - одна часть сигнала поступает на вход предвари-
тельного усилителя НТ8955Д где для получения эффекта ревербе-
рации он смешивается с задержанным сигналом, а другая подается
на вход ИС IC2, где смешивается с музыкальным сигналом, посту-
пающим на линейный вход, и с частью задержанного выходного
СХЕМА КАРАОКЕ 335
Примечание:
* номинальная величина;
при настройке может
быть изменена
ЗЗОр
100k
ЮОп
100k
47k
100 k
500k
Регулировка
задержки
D Выход
предварительного
усилителя'
Вход
, Holtek
[ НТ8955А
Т Задержанный
▼ выход
Микрофон
68р
470k
Микрофон
+12V
R1 > ci
5®0к 5 юор
гт
Линейный л
вход
IC1
741
ЮОп
ЮОп
100k
Ревербе-
=т= ЮОп рация
И 00k
ЮОп
100k
+12V
IC2
741
1p0
+6V
Выход
Выход
------звукового 10k
Гром- сигнала
кость
100k1
20k
100k
Гром-
кость
эха
680р
+12V
:юк
100м
0V-
Рис. 8.73. Универсальная схема включения ИС НТ8955А
и динамического ОЗУ объемом 256 Кб в системе караоке
сигнала, чтобы на выходе получить окончательный выходной зву-
ковой сигнал.
На рис. 8.73 на неинвертирующие входы каждого из усилителей
типа 741 с помощью делителя напряжения, состоящего из двух рези-
сторов по 6 кОм и развязывающей емкости, подается смещение, рав-
ное половине напряжения питания ОУ +12 В. Обратите внимание
также на то, что номиналы элементов, помеченные звездочкой (*),
при наладке могут быть изменены для получения характеристик сис-
темы, соответствующих индивидуальным предпочтениям. Значения
трех помеченных резисторов влияют на усиление по напряжению
отдельных частей схемы, а значения двух помеченных конденсаторов -
336 ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ ЗВУКА - СИСТЕМЫ И СХЕМЫ
IC1 -
двухвходовый микшер
с усилением 100
Предварительный усилитель-
двухвходовый микшер
с единичным
усилением
Микрофон 1
Микрофон 2
ИС НТ8955А
цифровой
линии задержки
Гром-
кость
Гром-
кость
Линейный
вход
IC2-
трехвходовый микшер
с единичным
усилением
Г ромкость
эха
Громкость
Выход
звукового
сигнала
Рис. 8.74. Функциональная схема простой системы караоке
на частотную характеристику. Таким образом, эта схема позволяет
экспериментировать в различных направлениях.
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
Q ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Выходное напряжение = 1,41 х напряжение вторичной обмотки = 1,41 х 15 В = 21,2 В
10 Подводим итоги
353
338 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Специалисты, занимающиеся изготовлением звуковых устройств на
ИС, часто сталкиваются с двумя задачами: конструирование источни-
ков, предназначенных для питания радиоаппаратуры постоянным то-
ком, и конструирование стабилизаторов напряжения, предназначенных
для питания отдельных частей схем точным напряжением постоянного
тока в широком диапазоне токовых нагрузок. Обе задачи, в общем, не-
сложные. Основные схемы источников питания состоят из минималь-
ного количества деталей -- трансформатор, выпрямитель и фильтр, --
поэтому конструктору нужно просто выбрать схему, удовлетворяющую
его требованиям, учитывая всего несколько простых правил.
Стабилизаторы напряжения могут быть как простейшими схема-
ми со стабилитронами, позволяющими отдавать в нагрузку ток толь-
ко несколько мА, так и сложными устройствами, рассчитанными на
большие токи нагрузки и изготовленными на основе специализиро-
ванных ИС. Практические примеры таких схем описываются в дан-
ной главе.
СХЕМЫ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ
Источники питания предназначены для обеспечения нормальной ра-
боты звуковой аппаратуры от сети переменного тока (чтобы не пи-
тать ее от батарей) и состоят из трансформатора, который преобра-
зует напряжение сети переменного тока в меньшее напряжение
(гальванически развязанное от сети), выпрямителя и фильтра, кото-
рые преобразуют переменное напряжение в напряжение постоянного
тока необходимой величины.
На рис. 9.1--9.4 приведены четыре основные схемы источников пи-
тания, применяемые чаще всего. Схема, представленная на рис. 9.1, -
Выходное напряжение = 1,41 х напряжение вторичной обмотки = 1,41 х 15 В = 21,2 В
Рис. 9.1. Однополярный источник питания, использующий вторичную обмотку
без отвода и мостовой выпрямитель
СХЕМЫ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ 339
это классический источник постоянного тока, работающий от одно-
фазной сети и использующий мостовой выпрямитель. Его характе-
ристики практически соответствуют характеристикам источника пи-
тания, имеющего отвод от середины вторичной обмотки, схема
которого изображена на рис. 9.2. На схемах, приведенных на рис. 9.3
и 9.4, представлены двухполярные (двойные) источники питания по-
стоянного тока - их характеристики почти идентичны. Правила, ко-
торые необходимо соблюдать при разработке этих четырех источни-
ков питания, очень простые и перечислены ниже.
Фаза
T1 15V
Напряжение
на первичной
обмотке
D1
Напряжение
на вторичной
0V обмотке -гпо
(30V)
Нуль
15V
С1
- V+
Нагрузка
0V
Выходное напряжение = 1,41 х напряжение вторичной обмотки = 1,41 х 15 В = 21,2 В
Рис. 9.2. Однополярный источник питания, использующий вторичную обмотку
с отводом и два выпрямительных диода
Выходное напряжение = 0,71 х напряжение вторичной обмотки = 0,71 х 30 В = 21,2 В
Выходное напряжение = - 0,71 х напряжение вторичной обмотки = - 0,71 х 30 В = - 21,2 В
Рис. 9.3. Двухполярный (двойной) источник питания, использующий вторичную обмотку
с отводом от середины и мостовой выпрямитель
340 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Фаза
T1 15V
Напряжение
на первичной
обмотке
Напряжение
на вторичной
обмотке (30V)
Нуль
15V
D1
0V
Выход
А03
Выход
Выходное напряжение = 0,71 х напряжение вторичной обмотки = 0,71 х 30 В = 21,2 В
Выходное напряжение = - 0,71 х напряжение вторичной обмотки = - 0,71 х 30 В = - 21,2 В
Рис. 9.4. Двухполярный (двойной) источник питания, использующий вторичную обмотку
с отводом от середины и разделенные выпрямительные диоды
Вдебор трансформатора и выпрямителя
Тремя наиболее важными параметрами трансформатора являются на-
пряжение на вторичной обмотке, его мощность и коэффициент неста-
бильности. Напряжение на вторичной обмотке всегда измеряется как
действующее (среднеквадратичное) значение при номинальной нагруз-
ке, а единицей измерения мощности нагрузки являются вольтамперы
(ВА) или ватты (Вт). Таким образом, трансформатор мощностью 20 ВА
и напряжением 15 В имеет на вторичной обмотке 15 В действующего
напряжения при выходной мощности в нагрузке 20 Вт. При отключе-
нии нагрузки (уменьшении тока до нуля) напряжение на вторичной
обмотке возрастает на величину, определяемую коэффициентом неста-
бильности. Таким образом, выходное напряжение 15-вольтового транс-
форматора при коэффициенте нестабильности 10% (типичное значе-
ние) повышается при снятии нагрузки до 16,5 В.
Важно отметить, что действующее выходное напряжение вторич-
ной обмотки трансформатора - это не то же самое, что выходное по-
стоянное напряжение двухполупериодного выпрямителя, которое,
как показано на рис. 9.5, в 1,41 раза больше, чем напряжение транс-
форматора с обмоткой без отвода, или составляет 0,71 от напряже-
ния трансформатора с обмоткой, имеющей отвод от середины (если
не учитывать потери выпрямителя). Таким образом, трансформатор
СХЕМЫ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ 341
Рис. 9.5. Номограмма для выбора трансформатора. Сначала необходимо выбрать
требуемое выходное напряжение постоянного тока при номинальной нагрузке
(например, 21 В). Затем из этой точки проводится перпендикуляр, чтобы определить
напряжение вторичной обмотки трансформатора (15 В без отвода или 30 В с отводом
от середины обмотки)
со вторичной обмоткой без отвода на 15 В (действующее значение),
имеющий коэффициент нестабильности 10%, дает при полной нагрузке
выходное напряжение около 21 В (1 А при мощности 20 В А) и 23,1 В
без нагрузки. Если учесть потери выпрямителя, то выходное напря-
жение будет несколько ниже, чем показанное на графике. В схемах
с двумя диодами, показанных на рис. 9.2 и 9.4, потери составляют по-
рядка 600 мВ, а в мостовых схемах (рис. 9.1 и 9.3) - около 1,2 В. Для
максимальной надежности выпрямители должны иметь номиналь-
ные токи, по крайней мере равные выходным постоянным токам.
Таким образом, процедура выбора трансформатора для конкрет-
ной задачи весьма проста. Во-первых, необходимо определиться
с требуемым выходным постоянным напряжением и током нагрузки;
произведение этих величин дает минимальное значение мощности
трансформатора. И чтобы определить напряжение на вторичной об-
мотке трансформатора (действующее), соответствующее требуемому
постоянному напряжению, необходимо свериться с номограммой,
представленной на рис. 9.5. Трансформатор может быть как обычным
«квадратным» (Ш-образным, броневым и пр.), так и тороидальным.
342 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Трансформаторы тороидального типа имеют меныпие размеры, вес
и внешнее магнитное поле рассеяния, чем обычные трансформаторы,
но зато довольно высокие токи, возникающие при их включении, вот
почему они должны быть снабжены соответствующими предохрани-
телями, стоящими в сетевой обмотке.
Конденсаторный фильтр
Целью конденсатора фильтра является преобразование двухполупе-
риодного напряжения выпрямителя в гладкое выходное постоянное
напряжение; его основные параметры - рабочее напряжение, которое
должно быть больше напряжения источника питания без нагрузки,
и емкость, которая определяет величину пульсаций, появляющихся
на выходе источника под нагрузкой.
Эмпирический закон гласит, что источник питания с двухполупе-
риодным выпрямителем, работающий от сети переменного тока 50
или 60 Гц, при нагрузке 100 мА будет иметь пульсации около 700 мВ
(размах) на конденсаторе фильтра емкостью 1000 мкФ, причем ве-
личина пульсаций прямо пропорциональна току нагрузки и обратно
пропорциональна величине емкости, как показано на номограмме,
представленной на рис. 9.6.
В большинстве практических случаев размах пульсаций должен
быть не более 1,5 В при полной нагрузке источника питания. Если
Рис. 9.6. Номограмма для выбора конденсатора фильтра,
связывающая емкость конденсатора с пульсациями напряжения
и током нагрузки для двухполупериодного выпрямителя и частоты сети 50—60 Гц
СХЕМЫ СТАБИЛИЗА ЮРОВ НАПРЯЖЕНИЯ 343
же необходимы очень низкие пульсации, то к основному источнику
питания можно подключить дешевую ИС стабилизатора напряже-
ния, имеющую всего три вывода, которая легко уменьшит величину
пульсаций на 60 дБ.
СХЕМЫ СТАБИЛИЗАТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ
Стабилизаторы напряжения могут быть как простейшими схемами со
стабилитронами, обеспечивающими в нагрузку ток только несколько
миллиампер, так и более сложными схемами, собранными па специали-
зированных ИС стабилизаторов и способными обеспечивать постоян-
ное или регулируемое выходное напряжение и большой ток. Описанию
схем таких стабилизаторов посвящен последний раздел этой главы.
Схемы на основе стабилитронов
На рис. 9.7 показано, как можно использовать стабилитрон для полу-
чения фиксированного опорного напряжения - через него просто
пропускается ток около 5 мА, ограниченный резистором R. Выход-
ное стабилизированное напряжение очень мало зависит от тока ста-
билитрона. определяемого величиной резистора R, напряжением
источника питания, а также током, отбираемым нагрузкой. Таким об-
разом, эта схема может считаться простейшим стабилизатором на-
пряжения, предназначенным для
токов нагрузки до десятков милли-
ампер, определяемых выбором ре-
зистора R, как показано на рис. 9.8.
На этой схеме величина резисто-
ра R выбирается таким образом,
чтобы обеспечить необходимый ток
в нагрузке плюс еще 5 мА. Следова-
тельно, когда в нагрузку отбирается
максимальный расчетный ток, че-
рез стабилитрон протекает только
5 мА, но если ток нагрузкой не от-
бирается, то через стабилитрон про-
текает максимальный ток, опреде-
ляемый резистором R, при этом стабилитрон рассеивает максимальную
мощность. Важно помнить, что стабилитрон ни при каких условиях не
должен рассеивать мощность больше максимально допустимой.
Ток от стабилизатора на стабилитроне можно легко увеличить, если
использовать эмиттерный повторитель, являющийся усилителем тока.
Рис. 9.7. Основная схема
включения стабилитрона
(ток стабилитрона около 5 мА)
344 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
R(k) =
Входное
напряжение
Ll +
f
Выходное
напряжение
_____i_
ov
Vin-Vz
li(mA) + 5
Rl
Рис. 9.8. Основная схема стабилизатора напряжения со стабилитроном
может обеспечить ток в нагрузке несколько десятков миллиампер
На рис. 9.9 и 9.10 приведены две схемы последовательных стабили-
заторов напряжения. На рис. 9.9 эмиттерный повторитель Q1 дей-
ствует как повторитель напряжения, усиливающий ток, и при пол-
ной нагрузке имеет выходное напряжение на 600 мВ меньше
напряжения стабилизации стабилитрона; эта схема обеспечивает до-
статочно хорошую стабилизацию. На рис. 9.10 показано, как на тран-
зисторе Q1 и ОУ СА3140 собрать прецизионный повторитель напря-
жения, усиливающий ток, который даже при полной нагрузке имеет
выходное напряжение, равное напряжению стабилизации стабилит-
рона. Эта схема является отличным стабилизатором напряжения.
Выходной ток таких схем не должен превышать 100 мА, что опреде-
ляется максимальным током транзистора Q1; больший ток в нагруз-
ке можно получить, если заменить транзистор Q1 мощными транзи-
сторами, включенными по схеме Дарлингтона.
Рис. 9.9. Эта схема стабилизатора напряжения имеет выходное напряжение 11,4 В
и обеспечивает ток в нагрузке до 100 мА
СХЕМЫ СТАБИЛИЗА ТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ 345
+18 В (нестабилизированное)
Вис. 9.10. Стабилизатор напряжения с ОУ, который имеет выходное напряжение 12 В
при токе нагрузки до 100 мА и обеспечивает отличную стабилизацию
Схемы стабилизаторов с фиксированным напряжением,
использующие ИС с тремя выводами
Изготовление стабилизаторов с фиксированным напряжением за
последние 10-20 лет значительно упростилось, так как появились
специализированные ИС стабилизаторов, имеющие всего три выво-
да. К таким стабилизаторам относятся ИС серий 78ххх, обеспечи-
вающие положительное стабилизированное напряжение, и серий
79ххх, обеспечивающие отрицательное напряжение. Обе серии обес-
печивают ограничение по току, тепловую защиту и прочие полезные
функции. ИС такого типа рассчитаны на различные выходные напря-
жения и токи, информация о которых содержится в коде «ххх»; но-
минальный ток определяется первым символом кода (L = 100 мА,
пробел = 1 A, S = 2 А), а номинальное напряжение - следующими
двумя символами (стандартным напряжением является 5,12,15 и 24 В).
Таким образом, стабилизатор 7805 обеспечивает 5 В положительно-
го напряжения при токе 1 A, a 79L15 - 15 В отрицательного напря-
жения при токе 100 мА.
Стабилизаторы с тремя выводами очень удобно использовать,
и на рис. 9.11-9.13 показаны схемы стабилизаторов, имеющих по-
ложительное, отрицательное и двойное выходное напряжение. Пе-
речисленные ИС представляют собой стабилизаторы на 12 В с выход-
ным током 1 А, но эти схемы могут быть использованы и для других
346 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Рис. 9.11. Схема стабилизатора на положительное напряжение 12 В и ток / А,
использующая ИС с тремя выводами серии 78ххх
Рис. 9.12. Схема стабилизатора на отрицательное напряжение 12 В и ток / Д,
использующая ИС с тремя выводами серии 78ххх
Т1 12V 4X1N4002
Фсз
270п
7812
Вход Выход
Общий
+12V
A 1N4002
С2
2200р
Керами-
ческий
/7^7 0V
С4
4=270п
Керами-
ческий
0V
+ - - D2
юм=г А 1N4002
С6
Общий
Вход Выход
7912
-12V
Рис. 9.13. Схема двухполярного стабилизатора на напряжение 12 В и ток 1 А,
использующая ИС с тремя выводами серии 78ххх
СХЕМЫ СТАБИЛИЗАТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ 347
выходных напряжений при условии, что нестабилизированное вход-
ное напряжение по крайней мере на 3 В больше, чем выходное напря-
жение стабилизатора. Обратите внимание на то, что дисковый (ке-
рамический) конденсатор емкостью 270 нФ должен быть подключен
близко к входным выводам ИС, а электролитический конденсатор
емкостью 10 мкФ или больше - к выходу стабилизатора. Эти стаби-
лизаторы обеспечивают подавление пульсаций 60 дБ, поэтому когда
на входе стабилизатора имеются пульсации величиной 1 В, то на его
выходе они будут составлять только 1 мВ.
Изменение напряжения стабилизатора
Выходное напряжение стабилизатора на базе ИС с тремя выводами
фактически использует опорное напряжение, привязанное к общему
выводу, который обычно (но не всегда) соединяется с общим прово-
дом схемы устройства. У большинства ИС стабилизаторов ток, про-
текающий к общему проводу через этот вывод ИС, составляет толь-
ко несколько миллиампер, поэтому выходное стабилизированное
напряжение ИС можно легко повысить посредством задания допол-
нительного смещения в цепь общего вывода ИС - этот способ по-
зволяет получить от стабилизатора произвольное выходное напря-
жение. На рис. 9.14 и 9.15 показаны три способа, как это можно
сделать.
На рис. 9.14 напряжение смещения получается при прохождении
тока покоя ИС (обычно около 8 мА) через подстроечный резистор RV1
к общему проводу. Эта схема может пригодиться во многих случаях,
хотя выходное напряжение немного варьируется при изменении тока
покоя. Влияние этих изменений можно заметно уменьшить, если ис-
пользовать схему, приведенную на рис. 9.15, в которой напряжение
7812
Вход Вход
Общий
Входное
напряжение^ С1
25-ЗОВ Т 27I
" 270п
Керами-
ческий
|lo
,xRV1
> 470R
> Регулировка
напряжения
+ Выходное
==» напряжение
С2 12-20 В
Юр I
Рис. 9.14. Очень простой способ изменения выходного напряжения
для стабилизатора с тремя выводами
348 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
7812
Вход Выход
Общий
Входное
напряжение-L С1
25-30 В Т
1о|
R1
1к0
Выходное
" 270п
Дисковый
т «=±= напряжение
Ток смещения-}- 12-20 В
С2
Юр
RV1
470R
Регулировка
напряжения
t
Рис. 9.15. Улучшенный способ изменения выходного напряжения
для стабилизатора с тремя выводами
смещения на подстроечном резисторе RV1 определяется суммой тока
покоя и тока смещения, устанавливаемого резистором R1 (в данном
примере 12 мА). Если требуется фиксированное выходное напряже-
ние, отличающееся от номинального напряжения ИС, то его можно
получить, включая между общим выводом ИС и общим проводом
источника стабилитрон, как показано на рис. 9.16; в этом случае вы-
ходное напряжение стабилизатора будет равняться сумме напряже-
ний стабилитрона и номинального напряжения ИС.
7812
Вход Выход
Общий
Входное
напряжение-!- С1
22-ЗОВ Т 270п
R1
4к7
+ Выходное
с==з напряжение
С2 17>6В
Юр
К эрами-
‘еский
Рис. 9.16. Выходное напряжение стабилизатора с тремя выводами можно увеличить
с помощью включения подходящего стабилитрона между общим выводом ИС
и общим проводом источника питания
Увеличение выходного тока стабилизатора
Выходной ток стабилизатора, использующего ИС с тремя выводами,
можно увеличить с помощью схемы, представленной на рис. 9.17.
Здесь увеличение выходного тока достигается применением допол-
нительного транзистора Q1. Обратите внимание, что резистор R1
СХЕМЫ СТАБИЛИЗАТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ 349
включен последовательно с ИС интегрального стабилизатора; при не-
больших токах на резисторе R1 падает небольшое напряжение, тран-
зистор Q1 закрыт и весь ток в нагрузке обеспечивается ИС. При токах
600 мА или бблыпих на резисторе R1 начинает падать напряжение
(600 мВ), которое будет достаточным для открывания транзистора Q1,
и именно транзистор будет обеспечивать ток, превышающий 600 мА.
Q1
MJE2955
Входное
напряжение -iro
18-25 В
7812
Вход Выход
Общий
± С1
Т 270п
Керами-
ческий
Выходное
2 напряжение
С2 12 В
Юр I
Рис. 9.17. Ток нагрузки стабилизатора, использующего ИС с тремя выводами,
можно увеличить путем включения внешнего транзистора. Эта схема обеспечивает
напряжение питания 12 В при токе до 5 А
На рис. 9.18 показано, как можно изменить приведенную выше
схему, чтобы проходной транзистор ограничивал ток, возникающий
при перегрузке. Для этого добавляется резистор R2, являющийся
датчиком тока и отключающий транзистор Q2, который автоматичес-
ки ограничит выходной ток на уровне 5 А.
Рис. 9.18. Разновидность стабилизатора но 5 Ас защитой от перегрузки,
обеспечиваемой транзистором Q2
350 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Схемы стабилизаторов с регулируемым напряжением
ИС стабилизаторов серий 78ххх и 79ххх, имеющие три вывода, пред-
назначены для использования в схемах с фиксированным выходным
напряжением, хотя это напряжение, как уже было показано выше,
может в ограниченных пределах изменяться. В случае же необходи-
мости изменения выходных напряжений в больших пределах это
можно получить при использовании ИС стабилизаторов типов 317К
или 338К, которые также имеют три вывода.
На рис. 9.19 показан общий вид и схема стабилизатора, используемая
для ИС этих двух типов, а в табл. 9.1 приведены их основные парамет-
ры. Каждый из этих стабилизаторов имеет встроенную защиту от пере-
грузки по току и от перегрева и изготавливается в металлическом кор-
пусе типа ТОЗ. Основное различие между этими двумя приборами
заключается в том, что ИС 317К имеет выходной ток 1,5 А, а 338К - 5 А.
Особенностью обоих приборов является то, что их выходной вывод все-
гда имеет потенциал на 1,25 В выше, чем их регулирующий вывод; ток
покоя этих ИС (ток регулирующего вывода) составляет всего 50 мкА.
Таким образом, на схеме, показанной на рис. 9.19, разница потенци-
алов в 1,25 В между регулирующим и выходным выводами обеспечи-
вает протекание тока в несколько миллиампер через переменный ре-
зистор RV1 к общему проводу, что вызывает изменение регулируемого
напряжения на резисторе RV1, прикладываемого к регулирующему
выводу. На практике выходное напряжение этой схемы может изме-
няться с помощью переменного резистора RV1 в пределах 1,25-33 В
Входное
+ напряжение
317К
или
338К
Выходное
напряжение
Vout= 1.25^1
* 1,25-ЗОВ
Входное
напряжение _L С1
Регу-
лировка
R1
200R
ЮОп
Керами-
ческий
RV1
5к0
Установка
напряжения
+ I Выходное
-г-напряжение
С2
Юр
Корпус ТОЗ
(выходное
Регулировка
Рис. 9.19. Внешний вид и схема включения стабилизаторов
с регулируемым выходным напряжением 317К и 338К /с тремя выводами)
СХЕМЫ СТАБИЛИЗА ТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ 35 /
Таблица 9. / Основные характеристики стабилизаторов
с регулируемым выходным напряжением 317К и 338К
ЛЮ-' ’ м иО Параметр > - ю- 317КЖФ
Диапазон входных напряжений, В 4ei яюю 4-40 4-40
Диапазон выходных напряжений, В 1,25-37 1,25-32
^Ток нагрузки/Аю ; л-* ' > L5 5
Нестабильностьпонапряжению,% я . 0,02 0,02
Нестабильности понагрузке, >> МСА *' > ~ 0,1 0,1
Подавление пульсЭДий, 65 60
при условии, что пестабилизировашюе входное напряжение по край-
ней мере на 3 В больше выходного. С помощью других номиналов ре-
зисторов R1 и RV1 можно получить иные пределы регулировки вы-
ходного напряжения, но для обеспечения наилучшей стабильности
ток, проходящий через резистор R1, должен быть не менее 3,5 мА.
Основную схему, представленную на рис. 9.19, можно несколько
видоизменить. Например, коэффициент подавления пульсаций, со-
ставляющий порядка 65 дБ, может быть увеличен до 80 дБ за счет
конденсатора 10 мкФ, включаемого параллельно переменному рези-
стору RV1, как показано на рис. 9.20. В этой же схеме добавлен за-
щитный диод, который предупреждает разряд конденсатора на НС
при коротком замыкании на выходе стабилизатора.
На риса 9.21 показана еще одна разновидность стабилизатора,
представленного на рис. 9.20. Эта схема имеет низкое динамическое
выходное сопротивление, что достигается за счет увеличения емкости
конденсатора С2 до 100 мкФ и включения диода D2, обеспечивающего
4- Входное
напряжение
317К
или
338К
Выходное
напряжение
Входное
напряжение -j- jQOn
С1
Регу-
лировка
D1
1N4002
35-40 В
Керами-
ческий
RV1
5к0
СЗ
Юр
С2
Юр
Выходное
напряжение
1,25-ЗОВ
0V
л
Рис. 9.20. Разновидность стабилизатора с регулируемым выходным напряжением,
который имеет подавление пульсаций 80 дБ
352 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Рис. 9.21. Стабилизатор, имеющий подавление пульсаций 80 дБ, низкое динамическое
выходное сопротивление и полную защиту по входу и выходу от коротких замыканий
защиту ИС от повреждений, которые могут возникнуть от запасен-
ной энергии конденсатора при появлении короткого замыкания на
выходе стабилизатора.
И наконец, на рис. 9.22 показано, как схему можно модернизиро-
вать, чтобы ее выходное напряжение изменялось от нуля, а не от
1,25 В, как у всех предыдущих стабилизаторов. Это достигается при
использовании дополнительного 35-вольтового источника отрица-
тельного напряжения и пары последовательно включенных диодов,
обеспечивающих получение отрицательного потенциала -1,25 В,
подаваемого на нижний конец переменного резистора RV1.
Рис. 9.22. Выходное напряжение этого стабилизатора изменяется
в диапазоне от 0 до 30 В
ГЛАВА
СТРАНИЦА
1 Основы звуковоспроизведения 13
2 Схемы аудиопроцессоров, в которых используются операционные усилители 37
3 Специализированные ИС для аудиопроцессоров 87
4 Схемы предварительных звуковых усилителей 141
5 Схемы звуковых усилителей мощности 159
6 Звуковые усилители большой мощности 201
7 Светодиодные шкальные индикаторы 235
8 Линии задержки звука - системы и схемы 265
9 Источники питания 337
-|Q подводим итоги
V+
Входное
напряжение
Усилитель
мощности
С1
Широко-
полосный
громкого-
воритель 8 Ом
ГГП 0V
354 ПОДВОДИМ ИТОГИ
Каждая из предыдущих глав настоящего издания была посвящена
конкретным аспектам звуковых технологий или конкретным классам
звуковых ИС. Все главы книги охватывают почти полный спектр тем,
относящихся к практическому использованию ИС. Однако имеется
несколько весьма важных тем, которые пока еще не были рассмотре-
ны, - это вопросы, связанные с громкоговорителями, чувствительно-
стью мощных усилителей, выбором параметров источников питания,
рассеянием тепла ИС, выбором охлаждающих радиаторов и констру-
ированием звуковых усилителей мощности. Все эти темы обсужда-
ются здесь, в заключительной главе.
ВЫБОР ГРОМКОГОВОРИТЕЛЯ
Громкоговоритель является последним и, возможно, самым слабым
звеном в цепочке воспроизведения звукового сигнала. В каждом ка-
нале высококачественной системы громкоговоритель обычно вклю-
чается (непосредственно или через разделительный конденсатор)
между выходом усилителя и общим проводом. Громкоговоритель
может быть единственным широкополосным динамиком, как показа-
но в схеме усилителя с несимметричным выходом на рис. 10.1, но
чаще всего используются два громкоговорителя, включенные через
пассивные разделительные фильтры, как показано в простом приме-
ре на рис. 10.2. На этом рисунке один громкоговоритель предназна-
чен для воспроизведения низких частот, а другой («пищалка») - для
воспроизведения высоких частот; на схеме указаны типичные вели-
чины компонентов фильтра, имеющего спад 6 дБ/октаву и частоту
раздела около 5 кГц, работающего на два 8-омных громкоговорителя.
Эта схема с двумя громкоговорителями имеет входное сопротивле-
ние, эквивалентное сопротивлению одного устройства (в данном
Входное
напряжение
Широко-
полосный
громкого-
воритель 8 Ом
Рис. 10.1. Усилитель мощности с несимметричным выходом,
нагруженный но единственный широкополосный громкоговоритель
ВЫБОР ГРОМКОГОВОРИТЕЛЯ 355
Г ромкоговоритель
и разделительный фильтр
Рис. 10.2. Блок громкоговорителей /колонка), состоящий из двух громкоговорителей
и простого разделительного фильтра со спадом 6 дБ/октаву
случае сопротивление 8 Ом), и для усилителя будет эквивалентна
подключению одного громкоговорителя.
Наиболее важным параметром громкоговорителя является (если
не учитывать его частотную характеристику и мощность) входное со-
противление (сопротивление катушки).
Современные громкоговорители в домашних устройствах или музы-
кальных системах имеют стандартные сопротивления 8, 6 или 16 Ом
(для маломощных устройств иногда 64 Ом) или 4 Ом для низковоль-
тных усилителей, как, например, в автомобильных системах (которые
обычно работают от номинального напряжения 14,4 В). Часто в ав-
томобильных системах два 4-омных громкоговорителя включаются
параллельно и имеют суммарное сопротивление 2 Ом. Для получе-
ния максимальной выходной мощности от такой системы важно пра-
вильно подобрать громкоговоритель, чтобы его эффективное сопро-
тивление соответствовало характеристикам звукового усилителя
мощности.
Все ИС звуковых усилителей мощности имеют ряд конкретных
предельных значений: максимальное напряжение питания, ток на-
грузки и рассеиваемую мощность, которые в значительной степени
определяют максимальную мощность, отдаваемую громкоговорите-
лям, имеющим конкретное сопротивление. Ниже приводятся форму-
лы, по которым определяется связь между сопротивлением громко-
говорителя, напряжением, током и мощностью:
£= \RW
(1)
(2)
356 ПОДВОДИМ ИТОГИ
W=&/R (3)
W=PR (4)
где Е - действующее напряжение на нагрузке в вольтах, I - действу-
ющее значение тока в нагрузке в амперах, R - сопротивление нагруз-
ки в омах mW- рассеиваемая в нагрузке мощность в ваттах. Таким об-
разом, по формулам (1) и (2) можно рассчитать, что 8-омная нагрузка,
рассеивающая мощность 10 Вт, потребляет ток 1,12 А при напряжении
8,94 В; по формуле (3) - усилитель, выдающий на выход 10 В (действу-
ющее значение), обеспечивает 12,5 Вт на нагрузке 8 Ом, а по формуле
(4) - усилитель, который обеспечивающий максимальный ток 1,2 А,
может отдать в 8-омный громкоговоритель максимум 11,52 Вт.
На практике максимальный выходной ток ИС обычно определя-
ется как 7^, а максимальная амплитуда выходного напряжения (ко-
торая обычно на 10% меньше напряжения источника питания) - как
Vpk при питании от двухполярных источников питания и Vpk рк- от од-
нополярных; следующие формулы выражают связь между действую-
щим (среднеквадратичным - rms), пиковым (рк) и напряжением
(или током) от минимума до максимума (рр):
v.=v Д
pk rms
V = 2V V2
рр rms
(5)
(6)
(7)
(8)
(9)
Таким образом, из формул (6), (4), (2) и (9) следует, что ИС, кото-
рая может выдать 7рк 3,5 А, обеспечивает максимальный действую-
щий 7 ms 2,47 А и максимальную мощность 49 Вт в 8-омном громкого-
ворителе при напряжении на нем 19,8 Vrms или 56 Vpp, соответственно;
для ее питания необходим однополярный источник питания с напря-
жением не менее 62 В или двухполярный источник с напряжением
±31 В. Та же самая ИС может отдать максимум 24,5 Вт (при 9,9 Vms)
4-омному громкоговорителю, но пара ИС могут обеспечить 98 Вт
в 16-омном громкоговорителе (или двух последовательно включенных
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ 357
громкоговорителях по 8 Ом) при их включении по мостовой схеме
(где напряжение, подаваемое на громкоговоритель, удваивается).
Итак, первым шагом при конструировании усилителя мощности
на ИС является правильный выбор самой ИС и громкоговорителя
с учетом данных, перечисленных выше. В табл. 10.1 приводится при-
мер фактических значений напряжений и токов для пяти различных
громкоговорителей, отдающих мощность 10 Вт. При низких напря-
жениях питания для получения большой мощности должны ис-
пользоваться громкоговорители с небольшим сопротивлением (2 или
4 Ом). При достаточно больших напряжениях необходимо использо-
вать громкоговорители сопротивлением 8 или 16 Ом.
Таблица 10.1. Напряжения и токи нагрузки для пяти различных громкоговорителей
при мощности 10 Вт
‘ШШомЖж (действующее), (размах), (амплитуда®
16 12,65 0,79 35,8 1,12
8 8,94 1,12 25,3 1,58
6 7,75 1,29 21,9 1,82
4 6,32 1,58 17,9 2,23
2 4,47 2,24 12,6 3,16
Если при проведении расчетов, описанных в этой главе, нет точ-
ных параметров ИС, касающихся максимального тока Zpk, то вывод
о его значении можно сделать на основании практических схем,
предлагаемых производителем, которые обычно разрабатываются таким
образом, чтобы использовать ИС с максимальной отдачей. То есть схема
на LM3886 (см. рис. 6.41), обеспечивающая 68 Вт на нагрузке 4 Ом, пред-
полагает (на основании формул (2) и (5)), что ИС допускает выходной
ток не менее 4,12 А или 5,8А ..
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ УСИЛИТЕЛЯ мощности
Величина чувствительности усилителя мощности соответствует
среднеквадратичной величине входного сигнала, необходимой для
получения заданного уровня мощности усилителя. В промышленных
высококачественных системах чувствительность определяют для
стандартного выходного уровня 1 Вт и для уровня максимальной
мощности. Стандартная чувствительность (1 Вт) промышленных
систем варьируется от 25 до 200 мВ; оптимальный компромисс -
358 ПОДВОДИМ ИТОГИ
величина 100 мВ. Выходная мощность усилителя пропорциональна
квадрату входного напряжения, следовательно, если усилитель имеет
стандартную чувствительность 100 мВ, то он отдает 4 Вт при вход-
ном сигнале 200 мВ, 16 Вт - при 400 мВ, 36 Вт - при 600 мВ и 40 Вт --
при 632 мВ. Приведем основные формулы, связывающие выходную
мощность усилителя и стандартную чувствительность:
W = (У /V )2 (10)
out V input7 sens' х '
v. = v 7ТГ (И)
input sens v '
где Vens и Vnput - чувствительность и входное напряжение в милливоль-
тах, a VVout - выходная мощность в ваттах.
Чувствительность усилителя определяется его коэффициентом
усиления по напряжению (Лу), сопротивлением громкоговорителя
(R) и уровнем выходной мощности (W) согласно формулам:
Jrw
A=V/V. =------------- (12)
V out7 input т/ х 7
Г sens
Как правило, на 4- и 8-омных громкоговорителях падение напряже-
ния составляет 2,0 и 2,83 В при уровне мощности 1 Вт. Таким образом,
для стандартной чувствительности 100 мВ усилитель должен иметь Лу,
равный 20 при нагрузке 4 Ом, или 28,3 при нагрузке 8 Ом. Большинство
современных интегральных аудиоусилителей мощности представляют
собой мощные ОУ, включаемые в инвертирующем или неинвертирую-
щем режиме. Их коэффициент усиления Лу (и, следовательно, чувстви-
тельность) может быть любым с помощью резисторов обратной связи
R1 и R2 в основных схемах, показанных на рис. 10.3 и 10.4.
Рис. 10.3. Основная схема и формула для расчета коэффициента усиления Av
{и, следовательно, чувствительности) современного инвертирующего
усилителя мощности на основе ОУ
ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ 359
УМ - усилитель мощности
Рис. 10.4. Основная схема и формула для расчета коэффициента усиления Av
(и, следовательно, чувствительности) современного неинвертирующего
усилителя мощности но основе ОУ
ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ
Источники питания ИС звуковых усилителей мощности - важная
часть звуковой системы. Если они выбраны или сконструированы
неправильно, то результат их работы неблагоприятным образом будет
сказываться на эффективности ИС аудиоусилителя мощности и рас-
сеивании энергии. На рис. 10.5 приведены некоторые важные пара-
метры усилителя мощности, относящиеся к источнику питания.
На рисунке показан базовый усилитель, который питается от од-
нополярного источника питания, и максимальное синусоидальное
выходное напряжение, изображенное относительно уровня полови-
ны напряжения питания. К этому рисунку и к нескольким последую-
щим разделам текста относятся следующие формулы:
/ =0,45х/ (13)
Лх’РЬ’Т ~ ^SUPPLY х АэС (14)
Эффективность (КПД) = Pout/Pinput (15)
Р-Р -Р (16)
ИС INPUT OUT
Так как все эти формулы предполагают, что ИС является одинар-
ной (а не сдвоенной), формула (13) определяет потребляемый от ис-
точника питания ток (/DC) как функцию тока нагрузки громкогово-
рителя, Zrms (см. формулу (1)) и игнорирует влияние тока покоя ИС,
величина которого обычно небольшая. Формула (14) определяет
полное потребление энергии ИС в зависимости от напряжения
360 подводим итоги
Напряжение
питания
Входное __
напряжение
ИС
усилителя
мощности
Выходное
ГГП 0V
Напряжение питания
Верхнее неиспольз. напряж. j J VD1
Выходное I \ \
напряжение-* Напряжение
_ 1 _l_ _L J _ 1 _ L на нагрузке
(размах)
_\£___У_____У_______J г
Нижнее неиспольз. напряж. J J VD2
/7^7 0V
Рис. 10.5. Усилитель мощности, питающийся от однополярного источника питания:
а - основные параметры; б - синусоидальное выходное напряжение
при максимальной мощности в громкоговорителе
источника питания (VSUPPLY) и тока (ZDC). Формула (15) определяет
коэффициент полезного действия усилителя мощности как отноше-
ние Роит (мощность в нагрузке) к PINPUT (потребляемая мощность).
И наконец, по формуле (16) вычисляется фактическая мощность,
рассеиваемая ИС.
Возвращаясь к рис. 10.5, важно отметить, что в идеальном усили-
теле мощности класса АБ выходное синусоидальное напряжение на
нагрузке должно полностью укладываться между напряжениями
шин питания (0 В и напряжение источника питания) без ограниче-
ния. Такой усилитель будет при максимальной выходной мощности
работать с эффективностью 78,5%. Если этот усилитель развивает
мощность 10 Вт на нагрузке 8 Ом при его максимальном выходном
напряжении (величина напряжения на нагрузке от минимума до мак-
симума VL), то напряжение источника питания ( VSUPPLY ) должно быть
ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ 361
25,8 В, ИС будет потреблять от источника питания ток (/DC) 12,74 Вт
(= 25,8 х 0,504 А), причем 2,74 Вт будут рассеиваться ИС и 10 Вт -
нагрузкой.
В реальной ИС усилителя мощности класса АБ значительные по-
тери напряжения имеют место в выходных каскадах, и на рис. 10.5
они показаны как верхнее и нижнее неиспользуемые напряжения
( VD1 и VD2). Чтобы компенсировать их, 10-ваттный усилитель должен
иметь источник питания напряжением VL + VD1 + VD2. Предположим,
что эта сумма требует минимального значения напряжения источни-
ка питания 30 В. Тогда при выходной мощности 10 Вт от источника
будет потребляться полная мощность 15,12 Вт (= 30 В х 0,504 А),
причем 5,12 Вт из них будет рассеиваться ИС, которая имеет КПД
только 66,1% (= POut/Pinput)- Здесь важно отметить, что неиспользу-
емые напряжения часто приводятся производителями ИС, ко если
такой информации нет, то это напряжение можно легко (когда ИС
установлена на соответствующем радиаторе) определить с помощью
несложного теста при наличии осциллографа.
Предположим теперь, что для питания рассмотренного выше
10-ваттного усилителя используется нестабилизированный источ-
ник, обеспечивающий при полной нагрузке напряжение 35 В. В этом
случае при выходной мощности 10 Вт от источника питания будет
потребляться 17,64 Вт (= 35 В х 0,504 А), причем 7,64 Вт этой мощ-
ности будет рассеиваться ИС. Таким образом, при полной мощности
имеем КПД только 56,7%. Если напряжение сети, от которой питает-
ся выпрямитель, возрастет на допустимую величину 10%, то при
мощности в нагрузке 10 Вт мощность, рассеиваемая ИС, возрастет до
9,4 Вт, и в этом случае будем иметь КПД всего 51,4%. Значит, необ-
ходим хороший источник питания.
Учитывая все вышесказанное, можно сделать вывод о том, что иде-
альный источник питания должен иметь низкий уровень пульсаций
и при необходимом максимальном уровне выходной мощности обеспе-
чивать выходной ток /DC (см. формулу (13) и напряжение VL + V + VD2,
если источник питания является однополярным или ±1/2( VL + VD1 +
+ VD2) для двухполярного источника. Важно отметить, что если ис-
точник питания нестабилизированный, то напряжение питания бу-
дет (в зависимости от коэффициента нестабильности) в среднем воз-
растать на 15% при очень малых мощностях и еще на 10%, если
напряжение питающей сети переменного тока возрастет до своего мак-
симально допустимого значения. В этом наиболее неблагоприятном
случае напряжение питания ИС не должно превышать максимально
362 подводим итоги
допустимого значения. Если ИС работает при напряжении, близком
к максимально допустимому, или рассеивает максимальную мощ-
ность, необходимо использовать стабилизированный источник пи-
тания.
МОЩНОСТЬ, РАССЕИВАЕМАЯ ИС
В предыдущих разделах рассматривались основные вопросы, касаю
щиеся рассеивания мощности ИС звуковых усилителей. Хорошее по-
нимание этой темы важно 1я правильного конструирования мощ-
ных звуковых усилителей, поскольку рассеивание ИС мощности
приводит к ее нагреву, который при нормальной работе ИС должен
быть под контролем (обычно это обеспечивают соответствующие ра-
диаторы). В данном разделе приводится дополнительная информа-
ция, касающаяся мощности, рассеиваемой ИС.
Если входной синусоидальный сигнал, подаваемый на ИС звуко-
вого усилителя мощности, будет постепенно увеличиваться от нуля
до максимального значения, то напряжение на нагрузке (громкого-
ворителе) и ток будут также пропорционально возрастать, значит,
мощность на нагрузке будет возрастать пропорционально квадрату
входного напряжения. Мощность, рассеиваемая реальной ИС, изме-
няется довольно сложнььм образом, поскольку любое увеличение
входного напряжения вызывает увеличение потребляемого ИС тока,
но уменьшает падение напряжения на выходных мощных транзис-
торах ИС. Сначала, по мере роста входного напряжения, рассеивае-
мая ИС мощность возрастает, но потом достигает определенной
точки, в которой становится максимальной. После этого увеличение
входного напряжения приводит к уменьшению мощности, рассеива-
емой ИС.
Максимальное рассеивание мощности ИС имеет место, когда VL
(размах напряжения сигнала на нагрузке) равняется 63,7% от Vs
(напряжс : питания ИС), и в этой точке теоретическое значение
Рис (МАХ) р няется:
= 04 Г
С1С (МАХ) - 207?l (16)
Эта несколько упрощенная цифра предполагает использование
идеальной ИС, которая (помимо всего прочего) является абсолютно
линейной и не вносит никаких искажений. На практике реальные
МОЩНОСТЬ, РАССЕИВАЕМАЯ ИС 363
цифры для Рпс Х) могут быть на 20% больше, чем получаемые по
формуле (16). особенно при использовании громкоговорителей со-
противлением 2 или 4 Ом. Таким образом, для ИС хорошо спроекти-
рованного усилителя, рассмотренного в предыдущем разделе, имею-
щего мощность 10 Вт при работе на 8-омную нагрузку и питании от
30-вольтового источника, теоретическое значение РИС(МАХ) составля-
ет 5,62 Вт, но на практике - около 6,2 Вт.
Если входной синусоидальный сигнал ИС увеличивается дальше
(после точки то в конце концов достигается уровень, когда
нагрузка начинает рассеивать максимальную мощность и дальнейшее
увеличение входного напряжения приводит к ограничению выходно-
го сигнала (при сильном ограничении выходной сигнал становится
почти прямоугольным), мощность которого (при той же амплитуде)
больше, чем синусоидального; при таких условиях мощность, рассе-
иваемая ИС, резко сокращается.
Учитывая описанные выше факторы, график мощности, рассеива-
емой ИС усилителя (Рис), в зависимости от PL имеет вид кривой, по-
казанной на рис. 10.6. Мощность при возрастании PL от нуля до мак-
симального значения увеличивается экспоненциально от нуля до
максимального значения при РИС(МАХГ а затем начинает падать снова,
когда Р, приближается к точке начала ограничения сигнала.
Рис. 10.6. Типичное поведение Рис в зависимости от PL для 6,5-воттного усилителя
на ИС LM384, работающего на нагрузку 8 Ом от источника питания 26 В
Необходимо отметить, что показатели для приведенные
11С (*vl А X ) 1
выше, применимы для одинарной ИС. Для сдвоенных ИС или для
364 ПОДВОДИМ ИТОГИ
ИС, входящих в состав мостового усилителя, мощность РИС(МАХ) дол-
жна быть удвоена.
РАСЧЕТЫ РАДИАТОРА
Сердцем любой ИС является ее кристалл, и именно он постепенно
разогревается, когда внутри ИС начинает выделяться тепло. По про-
мышленным стандартам рекомендуемая безопасная мощность, рассе-
иваемая в кристалле, обычно определяется при температуре 25 °C,
а (для промышленных ИС в пластмассовом корпусе) максимально
допустимая температура ограничена 150 °C. При этой температуре
предполагаемая рассеиваемая мощность должна быть нулевой. Спо-
собность кристалла рассеивать мощность обратно пропорциональна
температуре кристалла и составляет около 40% от максимальной при
100 °C. Большинство современных ИС звуковых усилителей мощно-
сти имеют цепи тепловой защиты, которые автоматически ограничива-
ют потребляемую ИС мощность при достижении температуры 165 °C,
что предохраняет ИС от повреждения при перегреве.
На рис. 10.7 изображен график, демонстрирующий рассеиваемую
мощность кристалла (в процентах от максимальной мощности при
25 °C) в зависимости от его температуры. Таким образом, когда кри-
сталл при температуре 25 °C способен рассеивать мощность 10 Вт,
то при 100 °C он может использоваться в усилителе, максималь-
ная рассеиваемая мощность ИС которого (РИС(МАХ)) не должна пре-
вышать 4 Вт. Температурный режим ИС обычно обеспечивается
Рис. 10.7. График, показывающий связь между температурой кристалла
и рассеиваемой им мощностью
РАСЧЕТЫ РАДИАТОРА 365
с помощью дополнительного радиатора, который помогает отводить
тепло, генерируемое внутри кристалла, и передавать его окружаю-
щей среде.
Тепловой поток лучше всего описывается с помощью термина
«тепловое сопротивление» - это отношение падения температуры
проводника тепла от его входа до выхода к рассеиваемой в этом про-
воднике мощности (°С/Вт). Для обозначения теплового сопротивле-
ния используется символ 0 (тэта), обычно с индексом, обозначающим
направление теплового потока. Таким образом, символ 0JC обознача-
ет тепловое сопротивление, существующее между подложкой крис-
талла и корпусом.
На рис. 10.8 показана простая модель теплового сопротивления
ИС звукового усилителя мощности, максимальная рассеиваемая
мощность которого 125 Вт при температуре кристалла 25 °C и 0JC =
= 1 °С/Вт, когда его корпус прикреплен к радиатору бесконечных
размеров, имеющему температуру окружающей среды ТА°С. Из
этого примера видно, что при рассеиваемой кристаллом мощнос-
ти W температура подложки кристалла (Т) равняется ТА + (W х
х 0 ). Таким образом, если ТА = 25 °C, то 7j = 35 °C при рассеива-
емой мощности 10 Вт, 75 °C при мощности 50 Вт или 150 °C при
мощности 125 Вт, а если ГА = 45 °C, то составляет 55 °C при рас-
сеиваемой мощности 10 Вт, 95 °C при мощности 50 Вт и 150 °C при
мощности 105 Вт и т.д.
О
О
с
©Подложка кристалла
(максимальная мощность
PD= 125 Вт)
«-L-vo/V-ejc)
9jc = 1°C/W
Примечания:
PD - рассеиваемая мощность
Tj - температура подложки, °C
(максимальная температура 150 “С)
ТА - окружающая температура, “С
0JC - тепловое сопротивление
корпус-подложка
i® >— Корпус ИС
▼ •
— «Бесконечный»
теплоотвод
(температура = ТА)
Рис. 10.8. Простая модель теплового сопротивления ИС усилителя мощности,
корпус которого закреплен на бесконечном радиаторе
В действительности сопряжение корпуса ИС и радиатора неизбеж-
но имеет определенное тепловое сопротивление, которое обозначается
366 подводим итоги
символом 0CS (корпус-радиатор) и имеет типовое значение 0,2 ('С/Вт,
если это сопряжение выполнено с помощью винтов с применением
хорошей современной теплопроводящей пасты. Кроме того, радиатор,
конечно, имеет ограниченные размеры, и его тепловое сопротивление
представляется 0SA (радиатор-окружающая среда), равное X °С/Вт.
Суммарное тепловое сопротивление между подложкой кристалла
и окружающей средой обозначается символом 0JA (кристалл-окружа-
ющая среда). Это сумма всех перечисленных тепловых сопротивле-
ний: 01А = 01Г + 0Г„ + 0-_.
JA JC CS SA
На рис. 10.9 показана модель теплового сопротивления реальной
ИС звукового усилителя мощности, представленной на рис. 10.8,
прикрепленной к радиатору ограниченных размеров, который имеет
величину 0SA, равную 2 °С/Вт, и работает при температуре окружаю-
щей среды 25 °C. Здесь опять будем рассматривать ИС с максималь-
ной рассеиваемой мощностью 125 Вт при температуре кристалла 25 °C,
тепловое сопротивление которого 0JC составляет 1 °С/Вт. Полное теп-
ловое сопротивление 0JA между подложкой кристалла и окружающей
средой равняется 1 °С/Вт + 0,2 °С/Вт + 2 ()С/Вт, то есть 3,2 °С/Вт.
Таким образом, в этом примере для ИС равняется ТА + (Wx 0JC)
и составляет 57 °C при 10 Вт или 121 °C при 30 Вт.
Наиболее важная практическая информация, которую позволяет
получить реальная тепловая модель, представленная на рис. 10.9,
заключается в определении: максимальной рассеиваемой мощности
(^ис(мах)) ^С ПРИ заДанн°й величине 0 и минимального значе-
ния 0SA, необходимого для рассеивания известной мощности ИС
Т\ Подложка кристалла
Ч ) (максимальная мощность
PD= 125Вт)
.<_TJ = TA+(W.eJA)
eJC = i°c/w
ecs = o.2°c/w
eSA = 2°c/w
ем = 3.2°C/W
Примечания:
PD - рассеиваемая мощность
Tj - температура подложки,
°C (максимальная температура 150 °C)
ТА - окружающая температура,’ С
0jC - тепловое сопротивление
корпус-подложка
0Cs - тепловое сопротивление
корпус ИС-радиатор
0SA - тепловое сопротивление
радиатор-окружающая среда
0ja - тепловое сопротивление
подложка-окружающая среда
| Окружающая
— <- температура
TA = 25 °C
Рис. 10.9. Реальная тепловая модель ИС усилителя мощности,
корпус которого закреплен на радиаторе конечных размеров
ПРАК ТИЧЕСКИЕ ВОПРОСЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ РАДИА ТОРОВ 367
Две следующие формулы, в которых Т имеет величину
150 °C для обычных промышленных ИС, помогают вычислить та-
кие данные:
Tj(MAX) ~ Л
Лю (max) ~ qjA (1?)
^J(MAX) Л
е5А=—-(0JC + M (18)
Из формулы (17) следует, что если взять значение 0JA, показанное
на рис. 10.9, равным 3,2 °С/Вт, то ИС может рассеивать не более 39 Вт,
а из формулы (18) можно сделать вывод, что для рассеивания ИС
мощности 50 Вт необходим радиатор с 0SA не более 1,3 °С/Вт.
ПРАКТИЧЕСКИЕ ВОПРОСЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ
РАДИАТОРОВ
Выполняя расчеты по формуле (18), всегда желательно брать реаль-
ную (а не предполагаемую для идеального случая) величину ТА, на-
пример 30, а не 25 °C. Реальная величина 0JC, используемая в этой
формуле, обычно приводится в справочниках, содержащих характе-
ристики ИС. Здесь важно отметить, что формула (18) дает теорети-
ческую максимальную величину 0 для радиатора, которая должна
использоваться во всех конкретных расчетах, а на практике необхо-
димо применять радиатор с несколько меныпим значением 0SA. В слу-
чае, рассмотренном на рис. 10.9, 50-ваттный усилитель, для которого
формула дает максимальную величину 0 , равную 1,3 °С/Вт, должен
испотьзовать радиатор с реальным значением 1 °С/Вт. Однако физи-
ческий размер (и стоимость) радиатора обратно пропорциональны
значению его 0SA, и радиатор с 0SA = 1 °С/Вт имеет большие размеры
и является более дорогим, чем радиатор с 0SA =1,3 °С/Вт. В продаже
есть радиаторы с большим диапазоном значений 0SA.
При выборе фактических размеров радиатора после проведения
расчетов по формуле (18) необходимо помнить о двух теориях, затраги-
вающих данную тему, - это теории реального воспроизведения звука
и надежности ИС. Первая из них констатирует, что реальные звуковые
системы имеют дело главным образом с речевыми и музыкальными сиг-
налами, средняя выходная мощность которых при полной громкости
368 ПОДВОДИМ ИТОГИ
обычно составляет менее трети от величины максимального синусои-
дального сигнала, используемого в расчетах по формуле (18). Эта тео-
рия утверждает, что в высококачественных звуковых системах нет прак-
тического преимущества в использовании радиатора, который имеет
размеры больше, чем тот, для которого определили 0SA из формулы (18).
В противоположность этому теория надежности ИС основыва-
ется на исследованиях отказов ИС и утверждает, что их количе-
ство растет экспоненциально с ростом температуры ИС и при наи-
более неблагоприятных условиях увеличивается в три раза на
каждые дополнительные 10 °C температуры кристалла ИС. Если
всю эту информацию соотнести с рассмотренным выше 50-ват-
тным усилителем, получится, что когда ИС работает в наименее
благоприятных условиях при полной (50 Вт) мощности, то веро-
ятность отказа ИС уменьшается в пять раз при использовании
радиатора с 0SA = 1 °С/Вт, а не с 0SA =1,3 °С/Вт (см. формулу (14));
значит, при типовой громкости (при средней выходной мощности
16,6 Вт) вероятность отказа будет почти вдвое меньше, если ис-
пользовать радиатор с 0SA = 1 °С/Вт.
ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ ЗВУКОВЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
В этом разделе будет показано, как использовать информацию, приве-
денную в данной главе, для конструирования надежного звукового
усилителя мощности. Первый шаг при конструировании - составле-
ние спецификации, включающей (на один канал) такие характеристи-
ки, как максимальная выходная мощность, сопротивление нагрузки,
входное сопротивление, входная чувствительность и тип усилителя,
а затем выбор конкретной ИС. Предположим, что спецификация за-
ключается в следующем:
1. Максимальная выходная мощность 30 Вт.
2. Сопротивление нагрузки (громкоговорителя) 8 Ом.
3. Входное сопротивление 47 кОм.
4. Входная чувствительность (при выходной мощности 1 Вт)
100 мВ.
5. Тип усилителя - неинвертирующий; питание от двухполярно-
го источника.
Процедура конструирования такого усилителя будет следующей.
Согласно пунктам 1 и 2 спецификации и формулам (2), (8), (1), (5)
КОНСТРУИРОВАНИЕ ЗВ УКОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ 36 9
усилитель мощности должен отдавать мощность 30 Вт в нагрузку
8 Ом при максимальном напряжении 21,9 В и токе 2,74 А. Эти зна-
чения соответствуют возможностям ИС LM3875 (см. главу 6). Па-
раметры ИС показывают, что нижнее и верхнее неиспользуемые
напряжения при заданной здесь нагрузке составляют 4 В, следо-
вательно, двухполярный (двойной) источник питания должен
иметь напряжение ±26 В и отдавать при полной нагрузке ток 0,87 А
(из формул (1) и (13)). При отсутствии нагрузки, принимая коэф-
фициент нестабильности источника питания 15%, и 10-процентным
подъеме сетевого напряжения напряжение питания может состав-
лять ±32,5 В, а это меньше максимально допустимого напряжения
питания ИС LM3875.
Согласно пункту 5 спецификации усилитель должен иметь схему,
показанную на рис. 10.10 (за основу которой взята схема, приведенная
на рис. 6.37). При конструировании этого усилителя пункт 3 специфи-
кации можно выполнить, если взять в качестве регулятора громкости
RV1 переменный резистор номиналом 47 кОм. Пункт 4 спецификации
на основании информации, приводимой в разделе о чувствительности
усилителей мощности, можно выполнить, если усилителю задать ко-
эффициент усиления Av = 28,3 (в идеальном случае), и на рис. 10.10
это достигается выбором номинала резистора R3, равного 27 кОм.
Заключительный шаг в примере конструирования усилителя -
выбор необходимого радиатора. Из формулы (16) можно видеть,
Рис. 10.10. Пример 30-воттного неинвертирующего усилителя, питающегося
от двухполярного (двойного) источника (алгоритм проектирования приводится в тексте)
370 ПОДВОДИМ итоги
что максимальная рассеиваемая ИС мощность составляет 16,9 Вт
(помните, ИС использует двухполярный, а не однополярный источ-
ник питания). В ИС LM3875 значение 0А равно 1 °С/Вт, a 0cs обычно
составляет 0,2 °С/Вт. Следовательно, при окружающей температу-
ре 30 °C радиатор будет иметь 0SA, равное 5,9 °С/Вт (формула (18)).
На практике должен использоваться радиатор с несколько меньшим
значением 0СЛ.
SA
ПРИЛОЖЕНИЕ
СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМЫХ ИС ПО ТИПАМ
317К Стабилизаторы напряжения Глава 9
338К Стабилизаторы напряжения Глава 9
4013В Тактовый генератор с низким выходным сопротивлением Глава 8
4016/4066 Счетверенные двунаправленные аналоговые ключи (семейство) Глава 3
4046В Тактовый генератор с фазовой автоподстройкой Глава 8
741 ОУ на биполярных транзисторах Глава 2, 5
74НС4052 Сдвоенный 4-канальный аналоговый мультиплексор Глава 3
78ххх (серия) Стабилизаторы напряжения Глава 9
79ххх (серия) Стабилизаторы напряжения Глава 9
СА3080 ОУ с управляемой проводимостью Глава 2
СА3130Е ОУ на МОП транзисторах Глава 2
СА3140Е ОУ на МОП транзисторах Глава 2
НТ8955А Цифровая линия задержки Глава 8
LF13741 ОУ на полевых транзисторах Глава 2
LF1351 ОУ на полевых транзисторах Глава 2
LF411 ОУ на полевых транзисторах Глава 2
LF441 ОУ на полевых транзисторах Глава 2
LM1036 Сдвоенный регулятор тембра/ громкости/баланса, управляемый напряжением Глава 3
LM1037 Сдвоенный 4-канальный аналоговый ключ Глава 3
LM13600 ОУ с управляемой проводимостью Глава 2
LM13700 ОУ с управляемой проводимостью Глава 2
LM1875 Звуковой усилитель мощности Глава 6
LM1877 Сдвоенный усилитель мощности с защитой выхода от перегрузки Глава 5
LM1894 ИС динамического подавителя шумов Глава 3
LM2877 Сдвоенный звуковой усилитель мощности Глава 6
LM2878 Сдвоенный звуковой усилитель мощности Глава 6
372 ПОПУЛЯРНЫЕ АУДИОМИКРОСХЕМЫ
LM2879 Сдвоенный звуковой усилитель мощности Глава 6
LM380/384 Звуковой усилитель мощности Глава 5
LM383 Звуковой усилитель мощности Глава 6
(TDA2003) LM386 Звуковой усилитель мощности Глава 5
LM387 Сдвоенный предварительный Глава 4
LM3875 усилитель Звуковой усилитель мощности Глава 6
LM3876 Звуковой усилитель мощности Глава 6
LM388 Звуковой усилитель мощности Глава 5
LM3886 Звуковой усилитель мощности Глава 6
LM3914/ ИС управления шкальным Глава 7
15/16 LM831 индикатором (точечный и шкальный режимы) Сдвоенный усилитель мощности Глава 5
LM833 Сдвоенный звуковой ОУ Глава 4
LMC1983 3-канальный стереофонический Глава 3
МС3340Р селектор и регулятор тембра/ громкости с цифровым управлением Усилитель, управляемый напряжением Глава 3
MF10C Фильтр с коммутируемой емкостью Глава 3
MN3004 Высококачественная линия задержки Глава 8
MN3011 с 512 ячейками Линия задержки с 3328 ячейками Глава 8
MN3101 Тактовый генератор для линий Глава 8
MN3102 задержки Низковольтный тактовый генератор Глава 8
MN3207 для линий задержки Низковольтная линия задержки Глава 8
NE531 с 1024 ячейками ОУ на биполярных транзисторах Глава 2
NE570/571 Сдвоенный компандер Глава 3
SAD1024 Сдвоенная линия задержки Глава 8
SAD4096 с 512 ячейками Линия задержки с 4096 ячейками Глава 8
SAD512D Линия задержки с 512 ячейками Глава 8
SSM2120 и делителем Высококачественный компандер Глава 3
ПРИЛОЖЕНИЕ 373
ТВА810Р Звуковой усилитель мощности Глава 6
ТВА820М Звуковой усилитель мощности Глава 5
TDA1020 Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA1022 Дешевая линия задержки Глава 8
с 512 ячейками
TDA1097 Линия задержки с 1536 ячейками Глава 8
TDA1514A Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA2005M Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA2006 Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA2030 Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA2040 Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA2050 Звуковой усилитель мощности Глава 6
TDA2822 Сдвоенный звуковой усилитель Глава 6
мощности
TDA7052 Звуковой усилитель мощности Глава 5
U237/47/ Управление шкальным Глава 7
57/67 индикатором
предметный указатель
А
Активный фильтр
Баттерворта
2-го порядка 154
высоких частот на 100 Гц 53
низких частот на 10 кГц 49
перестраиваемый 55
рокота/шипения
пластинки 55, 57, 149
с характеристикой
NAB 148
RIAA 147
Аналоговые ключи
вносимые искажения 108
практические
схемы 109-113, 117
принцип
действия 104-106, 109
разделение
каналов 108, 109
АРУ 82, 83
АЦП (аналого-цифровой
преобразователь) 29, 30
динамический
диапазон 308
для цифровых линий
задержки 306, 307
В
Вибрато с линией
задержки 276, 277
Вольтметр
полосковый
режим 255, 256, 258
со шкалой
из 20 светодиодов 257, 259
точечный режим 252, 253
Восприимчивость уха
к звукам
зависимость от возраста 13
нормально слышащего
человека 13
Воспроизведение магнитной
записи с характеристикой
NAB 148, 153, 154
RIAA 62, 65
Время реверберации 267
Выделение голоса 92, 94
Выпрямители источников
питания 338, 340
Высокочастотные помехи
и нестабильность 150, 151
Выходной каскад по схеме
Дарлингтона 165, 167
Г
Громкоговоритель 32
выбор 352-355
для автомобильных
систем 353
основные формулы 353
разделительный
фильтр 352, 353
сопротивление 353-355
д
Двухполосное
усиление 231, 232
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ 375
Динамический диапазон
АЦП 308
виниловых дисков 22
и шум системы 20, 21
кассетного магнитофона 22
комбинированный
способ 28
компакт-дисков 31
магнитной ленты 22
проигрывателя 22
стереопроигрывателя 22
Звуковая система
определение 13
основные элементы 14
Звуковой сигнал
восприятие 12
диапазон 12
Звукосниматель
с характеристикой RIAA 65
И
Измеритель мощности
звукового сигнала 261
Индикаторы превышения
уровня 235, 244-246
Искажения синусоидального
сигнала
аналоговыми
ключами 108
вызванные
ограничением 16
нелинейные 18
определение 15
типа «ступенька» 16
Источник звука 13, 14
Источники питания
выбор
трансформатора 340, 341
конденсаторы фильтра 340
коэффициент
нестабильности 338
основные схемы 336-338
пульсации 340
требования 357, 359
К
Караоке
на ИС НТ8955А 332, 333
Компакт-диск 29, 31
отношение сигнал/шум 30
Компандеры (компрессоры,
экспандеры)
дыхание/накачивание 28
и цифровые линии
задержки 318-320
компенсация тока
выпрямителя 99
принцип действия 25, 95
схема компрессора 97
шум 97
Компенсация задержки
распространения
звука 282, 283
Конденсаторный фильтр
для источника питания 340
Коэффициент
нелинейных
искажений компандера 98
нестабильности
источника питания 338
КПД усилителя мощности 359
376 ПОПУЛЯРНЫЕ А УДИОМИКРОСХЕМ Ы
Л
Линии задержки
Holtek НТ8955А 323-331
для караоке 332, 333
описание 322-325
функциональная
схема 322
цоколевка 323
вибрато 276, 277
время реверберации 267
выбор 320
гребенчатый
фильтр 278, 279
для упреждающих
переключений 281, 282
ИС 283-285
компенсация задержки
распространения
звука 282, 283
метод закольцованной
ленты 267
музыкальные
эффекты 276, 277
практические
схемы 285, 286, 289-297
принцип действия 276, 277
пружинные
и ленточные 267, 268
фазер 279
фленджер 278, 279
цифровые
входной фильтр 306, 307
выбор 320
выходной фильтр 312
ОЗУ 308, 311
предварительная
коррекция
сигнала 318-320
принцип
действия 302, 304
регулирование времени
задержки 315, 317
схема выборки
и хранения 304, 307
тактовый
генератор 312, 314
ЦАП 311-313
хорус 264, 277
эффект
двойного звучания 264
эхо/хорус 264, 267, 268,
279, 280, 300
м
Микшер 48
Моделирование
акустического
окружения 279, 280, 300, 301
Модуляция
амплитудная 80, 81
кольцевая 81, 83
Мощность,
рассеиваемая ИС 360
О
ОЗУ (оперативное
запоминающее устройство)
динамическое 309
для цифровых линий
задержки 308, 311
статическое 309, 311
ОТА
в кольцевых
модуляторах 81
основные схемы 71, 74
практические типы 71, 72
применение 70
усилитель
регулируемый 82
управляемый
напряжением 87, 88
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ 377
Отношение сигнал/шум 21
ОУ
выходное напряжение 37
дифференциальное
включение 38
инвертирующее/
неинвертирующее
включение 37-40, 44, 45
на транзисторах
биполярных 40, 42
МОП 40, 41
полевых 43
основы работы 36, 38
повторитель
напряжения 46, 47
частотная
характеристика 38, 39
Охранное кольцо 47
П
ПЗС
время задержки 273, 275
ИС 283-285
практические
схемы 285, 289, 291, 293
принцип действия 268-273
схема включения 272, 273
тактовые
генераторы 294-297
фильтры 298-302
Повторитель
напряжения 46, 47
П редварительная
коррекция 23, 318-320
Предварительные усилители
в качестве фильтров 147, 149
дифференциальное
смещение 144
инвертирующие/
неинвертирующие 145, 152,
153
практические
схемы 141-155
с характеристикой
RIAA 147, 148, 153
Психоакустика
законы 275
эффект Гасса 275
Радиаторы
для усилителей
мощности 200
и надежность ИС 366
и тепловые модели 363, 365
практические
вопросы 365, 366
тепловое
сопротивление 363, 365
Рассеивание тепла ИС 360
Регулятор тембра
активный 58, 61, 149, 155
принцип действия 56, 58
с цифровым
управлением 126, 127
управляемый
напряжением 119, 122, 125
С
Светодиодные шкальные
индикаторы
измеритель звуковой
мощности 262
источники
опорного
напряжения 249, 250
питания 239
378 ПОПУЛЯРНЫЕ А УДИОМИКРОСХЕМ Ы
ПОЛОСКОВЫЙ
вольтметр 256, 257, 259
полулогарифмическая
шкала 249, 260, 263, 264
практические схемы 242,
243, 246, 248, 253, 255-264
превышения
уровня 237, 246-248
принцип
действия 236, 238, 240, 248
со шкалой
линейной 242, 243
линейной
и логарифмической 240,
248
логарифмической 260,263
точечный
вольтметр 253, 255, 256
режим 237, 255
уровня звуковой
мощности 248, 263
Сглаживание сигналов 306
Система
Dolby 30
высококачественная 17, 34
обычный состав 34, 35
низкокачественная 16
среднекачественная 16
Стабилизаторы напряжения
изменение
напряжения 347, 349, 350
на основе
стабилитрона 343, 344
подавление пульсаций 351
принцип действия
и использование 345, 347
регулирование
напряжения 350, 351, 353
увеличение выходного
тока 348
Субъективное ощущение
звука 36
Схема регулировки
панорамы 157
усиления на
СА3080 76, 79
LM13600 79, 80
т
Тактовый генератор
для цифровых линий
задержки 314, 316
Точка назначения 15, 17
Т рансформаторы
источника питания 340, 341
У
Упреждающие
отключения 283, 285
Усилители
в качестве микшера 50
линейные 45, 47
мощности
бестрансформаторные 166
вольтдобавка 171
выходные каскады
по схеме Дарлингтона 167
дифференциальные 40
для AM
радиоприемников 183-187
интегральные
схемы 174, 175
класса АБ
с автоматическим
смещением 166, 169
КПД 361
маломощные 175, 177
мощностью
1268 Вт 219-233
мощностью
617 Вт 202-219
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ 379
основы конструирования 368, 370 ОУ с мощным выходом 179 предоконечные усилители 171, 172, 175 радиаторы 202 с выходными каскадами по схеме Дарлингтона 167, 169 с квазикомплементарным выходом 168, 169 с комплементарным выходом 169 смещение 166 трансформаторные 162 требования 361 чувствительность 357, 358 нелинейные 68, 69 регулируемые 76, 79, 80 с АРУ 85 с высоким входным сопротивлением 47 с нелинейной характеристикой 67 с обратной связью 41, 43 с постоянной громкостью 70, 71, 93 с характеристикой RIAA 65, 67, 149, 150, 155, 199 управляемые напряжением 77-80, 89-92 с коммутируемой емкостью практические схемы 136, 139 принцип действия 133 Фуз-эффект 69 ц ЦАП (цифро-аналоговый преобразователь) 35 для цифровых линий задержки 312, 313 Цифровое управление ИС принципы 121, 122, 124 регулятор тембра/громкости 124, 126, 128-130 Цифровой звук 31 ч Частотные искажения 20 Ш Шум и динамический диапазон 22, 23 система ограничения DNL 103, 104 DNR 103-107 э
Ф Эквалайзер
Фильтры для компенсации частотных искажений 21 для линий задержки 301, 302 цифровых 306, 314 графический 63 октавный 63, 65 Электронный аттенюатор 88, 89 Эхо/реверберация, схемы 267-270, 281, 282, 302
Книги издательства «ДМК Пресс» можно заказать в торгово-издатель-
ском холдинге «АЛЬЯНС-КНИГА» наложенным платежом, выслав открыт-
ку или письмо по почтовому адресу: 123242, Москва, а/я 20 или по элект-
ронному адресу: post@abook.ru.
При оформлении заказа следует указать адрес (полностью), по которо-
му должны быть высланы книги; фамилию, имя и отчество получателя.
Желательно также указать свой телефон и электронный адрес.
Эти книги вы можете заказать и в Internet-магазине: www.abook.ru.
Оптовые закупки: тел. (095) 258-91-94, 258-91-95; электронный адрес
abook@abook.ru.
Р. М. Марстон
Популярные аудиомикросхемы
Главный редактор
Перевод
Научный редактор
Выпускающий редактор
Верстка
Графика
Дизайн обложки
Захаров И. М.
Савельев В. В.
Корзинкин В. С.
Тульсанова Е. А.
Захарова Е. П.
Салимонов Р. В.
Дудатий А. М.
Подписано в печать 23.12.2007. Формат ТОхЮО1/^.
Гарнитура «Петербург». Печать офсетная.
Усл. печ. л. 23,52. Тираж 500 экз. Зак. № К-6737.
Web-сайт издательства: www.dmk.ru
Internet-магазин: www.abook.ru
РЭЙ МАРСТОН
ПОПУЛЯВНБ1Е
£
if
Схемотехника современной аудиоаппаратуры быстро развивается. То,
что в недалеком прошлом (несколько лет назад) считалось вершиной
качества и пределом функциональных возможностей, теперь
представляется весьма обыденным, повсеместно применяемым
решением. Главную роль в развитии аудиоаппаратуры играет
микроэлектроника, обеспечившая возможность «микросхемной
реализации» традиционных функций аудиоаппаратуры и их расширение.
Данное издание представляет собой энциклопедию по микросхемам,
часто используемым для создания аудиоаппаратуры различных классов.
Дается детальное описание принципа работы ИС, предложены
оптимальные схемные решения. Подробные и доступные объяснения
сопровождаются схемами и графиками, приведено много примеров
практических схем с комментариями и полезной обобщающей
информацией.
Среди ИС, описанных в книге, - выходные и предварительные усилители,
компрессоры, экспандеры, ИС для управления тембром и громкостью,
ослабления шумов, а также для аналоговых и цифровых линий задержки,
построения шкальных индикаторов и источников питания.
Справочник предназначен для разработчиков радиоаппаратуры и
техников, а также студентов технических вузов. Он будет полезен всем
радиолюбителям и экспериментаторам.
Большинство ИС и других электронных компонентов, используемых в
практических схемах, стоят недорого и достаточно широко
распространены.
Книга - почтой*
Россия, 123242, Москва а/я 20
e-mail post@abook ru
* Подробнее см в конце книги
Оптовая продажа:
Альянс-книга
тел./факс (095)258-9195
e-mail books@ahans-kniga.ru
Internet-магазин
www.alians-kniga.ru
www. a book ru
www.alians-kniga.ru
m <$> Newnes