№7(45)
июль 2004
Главный редактор
Сергей Бирюков
Содержание
Зам. главного редактора	(компоненты	
Сергей Кузнецов	С. Алексеев. Низковольтные rail-to-rail операционные	
Редакционная коллегия	усилители фирмы Maxim/Dallas	2
Павел Асташкевич	С. Бирюков. Преобразователи постоянного напряжения	
Александр Фрунзе	на микросхемах DPA-Switch	4
Виктор Йовчик Юлия Герасимова	Ю. Петропавловский. Операционные усилители производственной линейки Burr-Brown от TI	6
Дизайн и верстка	А. Шелохнёв. Новый транзистор BLF872 для телевизионных	
Ирина Галкина	передатчиков от Philips Semiconductors	10
Ирина Чикина	О. Вальпа. Цифровые сигнальные процессоры	12
Отдел распространения	В. Зотов. Организация питания ПЛИС семейства	15
(095) 777-12-15	CoolRunner-II фирмы Xilinx	
e-mail: sales@dian.ru Марина Трофимова Юрий Царев	О. Николайчук. Микросхема DataFlash памяти AT45DB642 фирмы Atmel в микроконтроллерных системах	18
Сергей Лукин	с интерфейсом SPI	
Отдел рекламы	у|скусство схемотехники		
Юлия Суханова	С. Лозицкий. Методы анализа операционных схем	
Адрес редакции:	в частотной области	22
127015 Москва, ул. Бутырская, д. 41/47 «ИД Скимен»	О. Федоров. Еще раз о бестрансформаторных блоках питания с гасящим конденсатором	26
тел./факс: (095) 777-12-15	Б. Шевкопляс. Обеспечение помехозащищенности	
www.dian.ru e-mail: editor@dian.ru	цифровых устройств	28
	ГРфт		
Издатель и учредитель ООО "ИД Скимен"	А. Бутов. Персональный компьютер — настройка,	30
Отпечатано в ОАО «Чеховский	эксплуатация, безопасность	
полиграфический комбинат»	Г. Кардашев. Компьютерное схемотехническое	
Тираж 5 200 экз.	моделирование электронных устройств	32
Заказ №633.	О. Вальпа. Borland C++ Builder 6 для начинающих	34
	О. Вальпа. Настройка СОМ порта	37
Журнал зарегистрирован в Министерстве РФ по делам печати, телерадиовещания и средств	|1 рактика		
массовых коммуникаций Per. № ПИ77-5262	А. Бутов. Регулятор яркости свечения лампы накаливания	38
	Л. Королев. Бесконтактное управление громкостью в терменвоксе	40
Редакция не несет ответственности за информацию, приведенную	Ю. Килиба. Измеритель напряжения и тока на микроконтроллере	43
в рекламных материалах		
	М. Потапчук. Модернизированный ИК барьер	
За содержание статьи	на микроконтроллере AT90S2313 фирмы Atmel	45
и ее оригинальность несет	В. Цибин. Регулятор скорости вращения двигателя	47
ответственность автор Полное или частичное воспроизведение материалов	М. Потапчук. Автомобильный индикатор напряжения бортовой сети	48
	Г. Ганичев. Тестер компьютерного сетевого кабеля “витая пара”	52
допускается только с разрешения ООО "ИД Скимен"	И. Сошин. Цветомузыкальная приставка для PC	54
Вниманию читателей (с. 3, 36). Новости от «Аргуссофт Компани» (с. 50). Наш анонс (с. 55). Подписка-2004 (с. 56).
Информацию о подписке см. на последней странице журнала
омпоненты
Низковольтные rail-to-rail операционные усилители фирмы Maxim/Dallas
Компания Maxim/Dallas выпускает широкую номенклатуру радиоэлектронных компонентов, в том числе и операционных усилителей. В статье кратко описываются так называемые rail-to-rail операционные усилители, допускающие изменение входного синфазного сигнала от нуля до напряжения источника питания при однополярном питании или от отрицательного до положительного источника при двуполярном и обеспечивающие выходное напряжение в том же диапазоне.
Операционные усилители, допускающие изменение входных синфазных сигналов в полном диапазоне питающих напряжений, очень удобны во многих областях применения. Компания Maxim/Dallas выпускает более 150 типов таких ОУ. Для
первичного ознакомления рассмотрим приборы, работающие при напряжения питания 2,85 В и менее, имеющие в корпусе один или два ОУ и выпускаемые в корпусах для поверхностного монтажа SC70 и SOT. Перечень таких микросхем приведен в табл. 1, а схематическое
изображение корпусов и разводка выводов — на рис. 1.
В таблице приняты следующие обозначения:
•	N — число ОУ в корпусе;
•	ShDn — возможность выключения ОУ по входу Shutdown;
•	Ку мин — минимальный коэффициент усиления, при котором сохраняется устойчивость ОУ;
•	^пит — диапазон питающих напряжений при однополярном питании;
•	^пит мах — максимальный ток потребления микросхемы;
•	Цзм — напряжение смещения нуля;
•	Коссф — коэффициент ослабления входного синфазного напряжения;
•	Квл ип — коэффициент влияния нестабильности источников питания на напряжение смещения;
•	1вх — входной ток;
Таблица 1
Тип ОУ	N	ShDn	Ку MIN	^пит В	'пит МАХ' мА	°СМ' мВ	Косхф» ДБ	Квл.ип' ДБ	*ВХ' нА	fv МГц	^ивых' В/мкс	^Ш' нВ/Гц1'2	'ш' пА/Гц1/2	^Ш' кГц	Число выводов/ корпус	Цена, долл.
МАХ4040	1	-	1	+2,4...+5,5	0,02	2,5	94	85	10	0,09	0,04	70	0,05	1	5/SOT23 8/цМАХ (|Д5ОР) 8/SO	0,55
МАХ4091	1	-	1	+2,7...+6	0,165	1,4	90	100	180	0,5	—	12	1,5	10	5/SOT23 8/рМАХ (pSOP) 8/SO	0,49
МАХ4122	1	—	1	+2,7...+6,5	0,825	3,5	90	100	150	5	2	22	0,4	1	5/SOT23	0,85
МАХ4124	1	—	10	+2,7...+6,5	0,825	3,5	90	100	150	25	10	22	0,4	1	5/SOT23	0,85
МАХ4130	1	—	1	+2,7...+6,5	1,15	’,5	90	100	150	10	4	22	0,4	1	5/SOT23	0,85
МАХ4162	1	-	1	+2,7...+10	0,04	3	100	110	0,1	0,2	0,115	80	—	1	5/SOT23 8/SO	0,75
МАХ4230	1	-	1	+2,7...+5,5	2	3	70	85	0,05	10	10	12	—	10	5/SC70	0,36
МАХ4231	1	+	1	+2,7...+5,5	2	3	70	85	0,05	10	10	12	—	10	6/SC70 6/SOT23	0,40
МАХ4232	2	-	1	+2,7...+5,5	2	3	70	85	0,05	10	10	12	—	10	8/цМАХ (Ц50Р) 8/SOT23	0,57
МАХ4240	1	—	1	+1,8...+5,5	0,018	1,4	94	85	6	0,09	0,04	70	0,05	1	5/SOT23	0,83
МАХ4245	1	+	1	+2,5...+5,5	0,7	1,5	60	70	50	1	0,4	52	0,1	10	6/SC70 6/SOT23	0,49
МАХ4246	2	-	1	+2,5...+5,5	0,7	1,5	60	70	50	1	0,4	52	0,1	10	8/рМАХ (Ц50Р) 8/SOT23	0,61
МАХ4291	1	-	1	+1,8...+5,5	0,225	2,5	90	100	55	0,5	0,2	70	0,05	10	5/SC70 5/SOT23	0,46
МАХ4321	1	-	1	+2,4...+6,5	0,725	3,5	91	100	150	5	2	22	0,4	1	5/SOT23	0,48
МАХ4322	1	-	1	+2,4...+6,5	1,1	2,5	94	100	150	5	2	22	0,04	1	5/SOT23 8/рМАХ (pSOP) 8/50	0,55
МАХ4323	1	+	1	+2,4...+6,5	1,1	2,5	94	100	150	5	2	22	0,04	1	6/SOT23 8/рМАХ (MSOP) 8/SO	0,63
МАХ4330	1	-	1	+2,3...+6,5	0,325	0,7	87	88	65	3	1,5	28	0,26	10	5/SOT23	0,78
МАХ4490	1	-	1	+2,5...+5,5	2	10	75	100	2,5	10	10	12	0,001	10	5/SC70 5/SOT23	0,55
МАХ4491	2	-	1	+2,5...+5,5	2	10	75	100	2,5	10	10	12	0,001	10	8/5ОГ23	0,95
Схемотехника № 7 июль 2004
МАХ4230
МАХ4291
МАХ4231
МАХ4245
МАХ4490
О1Г1 [Г
lN1. £ 7ИИХ17И
IN1+ [Т vss Е
5ОТ23/ЦМАХ
МАХ4040, МАХ4091, МАХ4122, МАХ4124, МАХ4130, МАХ4162, МАХ4240, МАХ4322, МАХ4330
МАХ/SO
SOT23
МАХ4323
3
3
3
3
ал [Г
/И.ЛХ1/И
Vee[1
7] Vcc
5 SHDN
IN+ [V
SOT23
Puc. 1
•	f] — частота единичного усиления;
•	Уивых — максимальная скорость нарастания выходного напряжения;
•	иш — спектральная плотность шумового напряжения, приведенная к входу;
•	1Ш — спектральная плотность шумового входного тока;
•	fm — частота, на которой нормируются иш и 1Ш.
Цена микросхем указана для покупки в США партии не менее 1000 шт.
Рассмотрим некоторые особенности перечисленных в табл. 1 операционных усилителей. Все они обладают очень полезным свойством — при перегрузке по входам полярность выходного сигнала не меняется. Большинство усилителей имеет на входе резистивно-диодную защитную цепь (рис. 2), резко снижающую входное сопротивление при превышении входным сигналом уровня порядка 2 В. Для некоторых микросхем пороговое напряжение, при котором происходит снижение входного сопротивления, существенно
МАХ4232
МАХ4246
МАХ4491
Vdd
ОЛ2
IN2-
IN2+
N.C [7 INI- [T IN1+[T VeeIZ
/ИЖ1/И
3 SHDN
SO/цМАХ
ниже, поскольку у них в защитной цепи только два диода, а не шесть.
Операционные усилители МАХ4122 и МАХ4124 на нагрузке 250 Ом обеспечивают выходное напряжение, лишь на 300 мВ не доходящее до напряжения питания. Аналогичными свойствами обладает ОУ МАХ4130.
ОУ МАХ4162 имеет уникальное входное сопротивление для дифференциального сигнала — более 1013 Ом. Напряжение питания этой микросхемы может достигать 10 В. В ОУ нет защитной входной цепи, а синфазный входной сигнал может заходить за уровни напряжения питания на 250 мВ. Таким же свойством обладают и некоторые другие ОУ.
КМОП ОУ микросхем МАХ4230— МАХ4232 обеспечивают выходной ток до 30 мА и скорость нарастания выходного сигнала до 10 В/мкс.
Микросхема МАХ4240 может гарантированно работать при напряжении питания 1,8 В, потребляя при этом менее 18 мкА. Синфазный входной сигнал может заходить за уровни напряжения питания.
Микросхемы МАХ4321—МАХ4323 могут работать на нагрузку 250 Ом.
Рис. 2
КМОП ОУ МАХ4490 и МАХ4491 обладают минимальным уровнем шумов.
Большинство серий микросхем, перечисленных в табл. 1, имеют продолжения в виде приборов, содержащих по два и четыре ОУ в одном корпусе.
Следует отметить, что сайт компании Maxim/Dallas http://www. maxim-ic.com очень удобен для подбора радиоэлементов. Из имеющегося обилия однотипных компонентов можно автоматически отобрать нужные по заданным параметрам — числу ОУ в корпусе, напряжению питания, быстродействию, смещению нуля, коэффициенту усиления и по всем другим функциональным возможностям. Список отобранных компонентов можно отсортировать по возрастанию или убыванию величины какого-либо параметра, а щелкнув по обозначению микросхемы, получить справочные данные (data sheet), а также модели для отобранных микросхем.
Сергей Алексеев, editor@dian.ru
Вниманию читателей!
На сайте журнала по адресу http://www.dian.ru/programs/index в архиве 2001_05_Ridico выложены программное обеспечение и чертеж печатной платы к статье Л. Ридико «Усилитель мощности с микроконтроллерной системой управления» (Схемотехника, 2001, № 4, с. 3—6, № 5, с. 2—8), в архиве 2001_03_Ridico_Auto — программное обеспечение к статье того же автора «Автомобильные часы-термометр-вольтметр» (Схемотехника, 2001, № 3, с. 4—7), а в архиве 2000_l_2_2001_l_Kuznets. zip — статья А. Кузнецова «Трансформаторы и дроссели для импульсных источников питания» (Схемотехника, 2000, № 1,2,2001, № 1) с учетом уточнений, сделанных автором.
компоненты_______________________________________________
Продолжение. Начало — № 4/2004
Преобразователи постоянного напряжения на микросхемах DPA-Switch
Если трансформатор имеет обмотку для питания цепи управления (рис. 23, б, г), следует быть уверенным, что число ее витков обеспечивает на выходе выпрямителя не менее 8 В при минимальном входном напряжении преобразователя. При макетировании следует проверить, что преобразователь в процессе снижения входного напряжения отключается не из-за уменьшения напряжения в цепи управления, а за счет уменьшения тока через вывод L (рис. 7).
Для обеспечения минимальных потерь индукция в сердечнике трансформатора не должна превышать 100... 150 мТл.
Для вторичной цепи преобразователя с одним выходным напряжением целесообразно использовать стандартный сглаживающий дроссель. Его индуктивность определяется допустимой величиной пульсаций тока через него. Чем меньше дроссель по габаритам и индуктивности, тем больше пульсации тока и тем большей емкости должен быть выходной конденсатор и меньше его внутреннее последовательное сопротивление для обеспечения заданных пульсаций выходного напряжения. Увеличение пульсаций тока через дроссель также приводит к возрастанию пикового значения тока через микросхему при заданной выходной мощности и увеличению потерь в микросхеме и трансформаторе.
Удобным параметром для выбора дросселя является коэффициент Кдр определяемый как отношение полной амплитуды пульсаций тока через дроссель к его среднему значению. Малая величина КД1 соответствует малым пульсациям и большой индуктивности (и габаритам) дросселя. Оптимальная величина КД1 составляет 15...20 %, большие значения не могут быть рекомендованы, поскольку существенно увеличивают нагрузку на выходной конденсатор.
Если используется вариант питания цепи управления с дополнитель
ной обмоткой на выходном дросселе (рис. 23, в), следует выбрать такое число витков этой обмотки, чтобы образовавшийся трансформатор преобразовывал напряжение на дросселе (первичной обмотке трансформатора), меньшее выходного напряжения на падение на выпрямительном диоде, в напряжение 12 В на коллекторе транзистора оптопары. Соотношение витков следует рассчитать для минимального выходного напряжения (в пределах регулировки) и максимального падения напряжения на выпрямительных диодах вторичной цепи, включая диод выпрямителя цепи управления.
Несколько слов о выборе микросхемы. Первым критерием является пиковое значение тока через нее. Из отношения числа витков трансформатора и Пикового тока через выходной дроссель оценивают пиковый ток через микросхему, током намагничивания при этом пренебрегают. Для проектирования преобразователя в соответствии с критерием минимальной стоимости выбирают микросхему, у которой минимальное значение тока ограничения с запасом по крайней мере в 10 % превышает рассчитанный необходимый пиковый ток.
Вторым критерием выбора является мощность рассеяния. Выбранная по первому критерию микросхема может рассеивать слишком большую мощность и ребовать громоздкого теплоотвода. Умножив RDS(On) выбранной микросхемы на квадрат эффективного тока первичной обмотки можно получить оценку рассеиваемой микросхемой мощности. Как уже указывалось выше, обычно на долю микросхемы приходится около 25 % общих потерь преобразователя, если не применяется синхронное выпрямление.
Если рассеяние оцененной мощности в заданных габаритах преобразователя является критичным, следует использовать более мощную микросхему и запрограммировать ее ток ог
раничения на 10 % больше необходимого значения (см. рис. 11 и 12).
На рис. 24 показана зависимость КПД конкретного преобразователя на микросхеме DPA424 от входного напряжения, а также зависимость КПД при использовании более мощных микросхем DPA425 и DPA426 с меньшим значением RdS(On)* ^ста* новка микросхемы DPA425 заметно повышает КПД при малых напряжениях питания, a DPA426 уже не дает никакого эффекта, поскольку возрастают потери на переключение более мощного транзистора.
Efficiency vs. Input Voltage, 30 W Supply
Put. 24
Демпферная цепь. Во время прямого хода в индуктивности рассеяния первичной обмотки трансформатора накапливается энергия. При закрывании ключевого транзистора микросхемы эта энергия может вызвать выброс напряжения на стоке транзистора весьма большой величины. Простое и эффективное решение, исключающее выход из строя микросхемы, показано на рис. 25. Стабилитрон VR1 обеспечивает жесткое ограничение напряжения сток-исток на уровне 150 В, конденсатор Сср небольшой емкости облегчает этот процесс. При изготовлении макета преобразователя следует предусмотреть место для этого конденсатора, однако он часто не требуется, поскольку вполне достаточно паразитной емкости первичной обмотки трансформатора. Диапазон необходимой емкости этого конденсатора— 10... 100 пФ для преобразователей мощностью 10...40 Вт.
Емкость конденсатора Сср определяется индуктивностью рассеяния
POWER
INTEGRATIONS, INC.
Схемотехника № 7 • июль 2004
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ ОТ ВЕДУЩИХ ПРОИЗВОДИТЕЛЕЙ
ОФИЦИАЛЬНЫЙ дистрибьютор компании International ток Rectifier
Силовые ключи с программируемой
отсечкой тока IR дли автоэлектронпки
Преимущества:
Используются:
MFTSUBISH ELECTRIC
► токовая обратная связь по цепи нагрузки
► программируемый порог срабатывания защиты потоку
• вход привязан к напряжению источника питания (VJ в
 схема активной фиксации протекающего через нагрузку тока
•	встроенная функция WAIT - включение с задержкой
►защита от перегрева, электростатики и переполюсовки источника питания
•	в схемах с программируемой защитой от перегрузок по току в качестве интеллектуального ключа
•	в приложениях с лампой накаливания или электродвигателем постоянного тока в качестве нагрузки
•	для разрешения внутрисхемных проблем
•	в токочувствительных Н-мостовые драйверах управления электродвигателями до 20 кГц
ОФИЦИАЛЬНЫМ ДИСТР БЬЮТОР
http://components.argussoft.ru
ЗАО «АРГУССОФТ Компани»
ДЕПАРТАМЕНТ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
□ ANALOG DEVICES
1ч-INTRON i <
Honeywell
□ IXYS
(1-30-H2O) - серии DUXL. 176PC. DC
(6,895 1724кПа) - серии 22PC, 24PC, 26PC. 40PC
TRACO
реле давления (34.5.. 20б84кПа) с рии 3000 5000, III, V
пений (34.47 137900кПа) серии ST, ML. ЕС, ABH тлектуалььые датчики давления - серии. РРТ, РРТЕ, PPTR । Специальные датчики для сверхбольших лений (до 1379МПа) Sensotec
Широкий спектр абсолютных, относительных и дифференциальных датчиков давления различного назначения, а также рапе давления и вакуумные выключатели
Москва Тел (095)217 2487,217 2519 Факс (095)215 6842 E-ma I com₽onents©argusso« ru Сан кт Петербург Тел (812)567 1867 Факс (812)5671849 Е mad. spb @ ergusscft ги Екатеринбург Тел (343)378 3242 Факс (343)378 3241 Е mal ura!®argussoft ги Новосибирск Тел (3832)27 1155 Факс (3832 22 4031 E-mail nak©argussc<tru
Power Integration
TOPSwitch - интегрированная на одном кристалле схема управления на основе ШИМ-контроллера и силовой полевой транзистор. Семейство рассчитано для источников мощностью до 250 Вт.
TinySwitch - интегрированная на одном кристалле схема управления на основе ШИМ-контроллера и силовой полевой транзистор. Семейство рассчитано для источников мощностью до 23 Вт.
35?Вк участник
Power Integrations - ведущий поставщик недорогих однокристальных высоковольтных микросхем для вторичных импульсных источников электропитания.
Основные особенности микросхем:
-	ограничение тока;
-	защита ключа при снижении напряжения;
-защита от перенапряжения.
EcoSmart-технология, позволяющая существенно уменьшить потребление энергии режиме работы на холостом ходу.
© ©
5
компоненты
Рис. 25
и пиковым током через первичную обмотку. Правильно выбранная ее величина позволяет использовать большую часть энергии, накопленной в индуктивности рассеяния, в следующем цикле работы преобразователя. При слишком малой емкости энергия рассеивается в диоде VR1, что снижает КПД. Слишком большая емкость увеличивает потери при открывании ключевого транзистора микросхемы, что также снижает КПД.
В нормальном режиме работы диод VR1 не открывается, но он необходим для защиты микросхемы во время пуска, при переходных процессах в нагрузке и перегрузке.
Для преобразователей большой мощности конденсатор Сср становит
ся фактором, ограничивающим КПД. В этом случае используют демпфирующую цепь по схеме на рис. 26, обеспечивающую также размагничивание трансформатора.
Намагниченный во время прямого хода сердечник трансформатора дол-
Рис. 26
жен быть полностью размагничен во время обратного хода, в противном случае произойдет его насыщение и выход преобразователя из строя. Цепью, осуществляющей его размагничивание, на рис. 25 являются элементы Rs и Cs. При закрывании ключевого транзистора энергия, накопленная в индуктивности намагничивания первичной обмотки, в отличие от энергии в индуктивности рассеяния трансформируется во вторичную обмотку. Полярность
напряжения на вторичной обмотке во время обратного хода такова, что открывается диод VD2 и заряжается конденсатор Cs, диод VD1 при этом закрыт. Это процесс происходит до полного размагничивания сердечника, если до его окончания не начнется отпирание ключевого транзистора микросхемы. Поэтому на емкость конденсатора Cs накладываются два ограничения. Во-первых, его емкость должна быть достаточно мала, чтобы процесс размагничивания не длился слишком долго. Во-вторых, она должна быть достаточно велика, чтобы выброс напряжения на ней, трансформированный в первичную обмотку, не вызвал открывания диода VR1. Резистор Rs служит для демпфирования колебаний в контуре, образованном конденсатором Cs и паразитными индуктивностями, его оптимальное сопротивление составляет 1...5 Ом.
Продолжение следует
Сергей Бирюков, editor@dian.ru
Операционные усилители производственной линейки Burr-Brown от TI
Изделия с маркой Burr-Brown у нас известны, прежде всего, операционными усилителями, АЦП и ЦАП для звуковоспроизводящей аппаратуры класса High-End. В качестве примеров можно назвать 20-разрядные ЦАП РСМ63, используемые в проигрывателях компакт-дисков стоимостью несколько тысяч долларов, например, KPS-30I фирмы Kreil, проигрывателях фирмы Cairn Ecrins; 20-разрядные ЦАП РСМ1702, применяющиеся в High-End транспорте SSC (String Suspension Concept) фирмы Restek, CD-проигрывателе Wadia 830 фирмы Wadia Digital; операционные усилители OPA132, нашедшие применение в CD-проигрывателе CD6b фирмы АМС. В статье рассматриваются основные технические параметры и варианты применения операционных усилителей, имеющихся в прайс-листах российских фирм-дистрибьютеров электронных компонентов. Для разработчиков электронной аппаратуры весьма интересны рассматриваемые ниже ОУ с маркой Burr-Brown.
Компания Burr-Brown основана в 1956 г., в 2001 г. она была поглощена крупнейшим производителем электронных компонентов — фир-
мой Texas Instrument. Заводы находятся в городах Тусон (США), Атсуги (Япония) и Ливингстон (Шотландия). Дистрибьюторы компании имеются
во многих странах мира, в том числе в России (официальный дистрибьютор — фирма «Компэл»). В 1993 г. фирма получила сертификат качества ISO9001, что свидетельствует о высочайшем качестве продукции. У нас многие микросхемы можно заказать через фирмы посылочной торговли и у официальных дистрибьюторов.
Это подразделение TI выпускает линейные микросхемы (Linear Products) и преобразователи данных и сигналов (Data Conversion Products). К линейным микросхемам относятся операционные усилители общего применения, малошумящие, мощные и инструментальные ОУ, изолирующие устройства (Isolation products), оптические датчики, устройства со специальными функциями, различные стабилизаторы и источники тока. К преобразователям данных относятся АЦП, ЦАП, микросхемы цифровых интерфейсов, мультиплексоры, усилители для устройств выборки/хранения,
6
Burr-Brown Products from Texas Instruments
Схемотехника № 7 - июль 2004
ОРГАНИЗАТОРЫ:
Росси истое агентство по системам управления;
Российская академия наук;
Министерство промышленности, науки и технологий Россиис ой Федерации;
Министерство образования Российской Федерации;
Кон кия-сейма'
ПРИ ПОДДЕРЖКЕ.
Государства ого гоинтета Росс-ч ой Федерации по стандарт цн и метроюгич (ГОССТАНДАРТ РФ).
Комитета Государстве* ой Думы росс йеной Федерации го гром*-1 в ости, строительству и и укоемким тех ологиям
Учнистерства вну’ренних дел Россч" ой федерации
Прави егьстеа Мосхеы и Мос ес.ой обгасти,	ШлИ
Министерства громышле ностч и науи й'осговсхои обгасти.	.
Всероссичмй Орган? ця? Качеств
3004 7-10 СЕНТЯБРЯ 2004 Г. РОССИЯ, КОСКВА ВЦ'КРОКУС ЭКСПО1
РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ И СИСТЕМЫ
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ И МАТЕРИАЛЫ
НОВЫЕ ТЕХНОЛОГИИ И ОБОРУДОВАНИЕ
ИССЛЕДОВАНИЯ И РАЗРАБОТКИ
МЕНЕДЖМЕНТ КАЧЕСТВА ИЗДЕЛИЙ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИИ
Информационная поддержка;
а™КТ',0Н,"'Я	CBIP МИД ................
1 радио	ИМ»
.	№сОД Ш - в СХЕМОТЕХНИКА
ОРГКОМИТЕТ тел.: (+7 095) 937-4081 fjjS 937-4082
IN1ERMAHO Milt RU WWW MIIF.RU
7
компоненты____________
усилители, управляемые напряжением, ЦАП, АЦП и цифровые фильтры для звуковой аппаратуры.
Рассмотрим несколько типов ОУ этой фирмы.
ОРА111АМ, ВМ, SM — малошумящий прецизионный усилитель класса Difet (Dielectrically Isolated FET — ОУ с полевыми транзисторами с изоляцией диэлектриком). Основные (квалификационные) характеристики:
•	приведенное ко входу напряжение шумов на частоте 10 кГц, не более	8 нВ;
•	малый входной ток смещения (Bias current), не более	1 пА;
•	температурный дрейф напряжения смещения нуля (Drift), не более	1 мкВ/°С;
•	коэффициент усиления напряжения, не менее	120 дБ;
•	коэффициент ослабления синфазного сигнала, не менее 100 дБ.
Микросхемы выпускаются в металлических корпусах ТО-99, структура и назначение выводов показаны на рис. 1. Микросхемы проходят 100 %-й контроль параметров.
Области применения: прецизионные измерения, сбор данных (Data Acquisition), испытательное оборудование, оптоэлектроника, медицинское оборудование — компьютерные томографы (CAT Scanner), оборудование для контроля ионизирующих излучений (Radiation Hard Equipment).
В табл. 1 приведены типовые значения параметров микросхем ОРА111 (минимальные и максимальные значения не указаны).
На рис. 2—4 показаны шумовые характеристики ОУ. Как видно из них, внутреннее сопротивление источника сигнала для обеспечения минимального уровня шума должно находиться в пределах 100 Ом... 10 кОм. На рис. 5 показаны зависимости коэффициента усиления ОУ и фазового сдвига с разомкнутой петлей обратной связи от частоты.
Рис. 1
Напряжение смещения нуля ОУ зависит от температуры, что характеризуется температурным коэффициентом, измеряемым в мкВ/°С. Для ОУ ОРАН IBM он составляет 0,5... 1 мкВ/°С. Смещение нуля можно устранить с помощью внешнего подстроечного резистора сопротивлением 10 кОм... 1 М, подключенного к выводам 1, 5; подвижный контакт резистора подключают к отрицательному выводу источника питания.
Таблица1
Параметр		ОРА111АМ	ОРАН IBM	OPA111SM
Шумы, нВ/л/Гц , на частоте	10 Гц	40	30	40
	1 кГц	8	7	8
	10 кГц	6	6	6
Разность входных токов, пА		±0,5	±0,25	±0,5
Ток смещения, пА		±0,8	±0,5	±0,8
Входное сопротивление для дифференциального сигнала, Ом		1013	1013	1013
Входная емкость для дифференциального сигнала, пФ		1	1	1
Входное сопротивление для синфазного сигнала, Ом		1014	1014	1014
Входная емкость для синфазного сигнала, пФ		3	3	3
Полоса единичного усиления, МГц		2	2	2
Полоса пропускания максимальной мощности (при размахе входного напряжения 20 В, rhafp = 2 кОм), кГц		32	32	32
Скорость нарастания выходного напряжения, В/мкс		2	2	2
Время установления выходного напряжения, мкс		6	6	6
Максимальная амплитуда выходного напряжения, В		±12	±12	±12
Максимальный выходной ток, мА		±10	±10	±10
Напряжения источников питания, В		±(5...18)	±(5...18)	±(5...18)
Температурный диапазон, °C		-25...+85	-25...+85	-55...+125
Ток потребления, мА		2,5	2,5	2,5
Поскольку операционные усилители ОРАН 1 имеют чрезвычайно высокое входное сопротивление, фирма Burr-Brown рекомендует помещать входы 2 и 3 в защитный контур из печатных проводников, как это показано на рис. 6.
Высокие технические характеристики ОУ позволяют реализовать на их основе ряд интересных устройств. На рис. 7 приведена схема усилителя с входным сопротивлением 1014 Ом; на рис. 8 — схема высокочувствительного усилителя для фотодиодного датчика, устройство должно быть хорошо экранировано. На рис. 9 приведена схема высокоэффективного режекторного фильтра на частоту 50 Гц. Полоса пропускания фильтра с единичным усилением и малыми шумами — от постоянного тока до 2 МГц, подавление на частоте 50 Гц регулируется подстроечным резистором и может превышать 60 дБ. На рис. 10 приведена схема усилителя для пьезоэлектрического датчика заряда, величина постоянной со-
8
Рис. 2
Рис.З
Source Resistance (О)
Рис. 4
Схемотехника № 7. июль 2004
Рис. 5
<1 пФ
Рис. 7
1000М
Рис. 8
Защитное Н кольцо
+15 В о 0,1 мк
Н-Р 5082-4204 0,01 мк
ГзЬаиТ
1000М
0,1 мк о
-15В
* о Выход 5х108В/Вт
Рис.11
Рис. 12
Рис. 13
2

ставляющей на выходе усилителя Ео = -AQ/CF пропорциональна приращению электрического заряда на датчике. Усилитель имеет очень низкую частоту среза АЧХ, определяемую номиналами резисторов и конденсаторов Fcp = l/2nRFCF = 0,16 Гц. На рис. 11 показана схема фильтра нижних частот второго порядка для выделения постоянной составляющей сигнала, его частота среза равна 0,6 Гц, подавление на частоте 60 Гц более 80 дБ. На рис. 12 приведена схема малошумящего усилителя для звукоснимателей проигрывателей виниловых дисков (RIAA — корректор). Коэффициент передачи усилителя 26 дБ. Номиналы RT, Ст определяются производителем звукоснимателя.
Операционные усилители ОРА121 с полевыми транзисторами с изолированными затворами на входе выпускаются в металлических корпусах ТО-99 (ОРА121КМ), DIP-корпусах (ОРА121КР) и корпусах для монтажа на поверхность SOIC (OPA121KU). ОУ относятся к так называемой низкостоимостной категории (Low Cost), при производстве они проходят только выборочную проверку параметров.
Микросхемы рассчитаны на работу в диапазоне температур 0...+70 °C, их цоколевка совпадает с показанной на рис. 1.
Основные (квалификационные) характеристики ОУ:
•	приведенное к входу напряжение шума на частоте 10 кГц, не более	6 hB/JTh ;
•	ток смещения, не более 5 пА;
•	температурный дрейф напряжения смещения нуля, не более	3 мкВ/°С;
•	коэффициент усиления напряжения, не менее	110 дБ;
•	коэффициент ослабления синфазного сигнала, не менее 86 дБ.
Области применения операционных усилителей ОРА121 могут быть такими же, что и у ОРА111, в частности их можно использовать для малошумящих RIAA-корректоров проигрывателей виниловых пластинок.
Малошумящие прецизионные операционные усилители ОРА124 выпускаются в пластмассовых DIP-корпусах (ОРА124Р, РА, РВ) и корпусах SOIC для монтажа на поверхность, они предназначены для эксплуатации
в диапазоне температур -25...+85 °C. Их цоколевка совпадает с показанной на рис. 1. Шумовые характеристики ОУ практически идентичны характеристикам ОУ 121. К отличающимся от параметров ОУ 121 параметрам относятся:
•	входной ток смещения 1 пА;
•	температурный дрейф напряжения смещения нуля 2 мкВ/°С;
•	коэффициент усиления, не менее	120 дБ;
•	подавление синфазного сигнала и изменения питающих напряжений, не менее	100 дБ.
Для этих ОУ нормирован коэффициент нелинейных искажений не более 0,0003 %.
Окончание следует
Юрий Петропавловский, editor@dian.ru
3 т. Схемотехника Ns 7
компоненты______________________________________________
Новый транзистор BLF872 для телевизионных передатчиков от Philips Semiconductors
Настоятельная необходимость перехода от аналогового телевизионного вещания к цифровому обусловлена стремительным прогрессом в области цифровых технологий. Дополнительным фактором является нарастающий процесс объединения средств вещания, связи, информационных служб и компьютерных систем в единую интерактивную цифровую сеть.
Сейчас в большинстве стран идет активная работа по внедрению систем цифрового телевидения. В настоящее время разработаны, экспериментально исследованы и введены в эксплуатацию европейская система цифрового телевидения DVB, американская ATSC и японская ISDB. Национальным стандартом для цифрового телевидения в России станет европейская система DVB.
Для России введение цифрового вещания означает значительное повышение качества и количества программ, возможность предоставления дополнительных услуг населению, более эффективное использование радиочастотного спектра.
Специалисты прогнозируют, что в течение 10—12 лет в России должен произойти полный переход на цифровое телевещание. При этом студийное и передающее оборудование, а также все телевизионные приемники сменятся на цифровые модели. Предполагается, что с 2005—2006 г. начнется бурный рост этого рынка, и к 2010 г. его объем может составить около $10 млрд. Аналитики также отмечают, что во время смены поколений аналоговых телевизоров на цифровые российские производители телевизоров имеют шанс восстановить свои рыночные позиции, утраченные в 90-е годы прошлого века.
Введение цифрового телевидения потребует обновления существующего парка телевизионных передатчиков, и уже сейчас ведущие производители электронных компонентов предлагают много новинок. Одну из них мы представляем вашему вниманию. Это мощный транзистор для выходных каскадов телевизионных передатчи
ков диапазона UHF BLF872 от Philips Semiconductors.
Потребность в транзисторах подобного типа вызвана следующими факторами:
•	частотный план телевизионного сигнала системы DVB-Т ориентирован на существующие европейские частотные планы (выделенный диапазон 470...890 МГц, ширина канала 8 МГц) и обеспечивает ЭМС с действующими аналоговыми телевизионными передатчиками;
•	при переходе к цифровому вещанию резко возрастает удельная плотность спектра сигнала. Это связано, в том числе, со спецификой канального кодирования модуляции вида COFDM, применяемой в DVB-T;
•	как следствие, ужесточаются требования к линейности передающего тракта и его частотным и фазовым характеристикам.
Мощный трехсотваттный транзистор BLF872 (рис. 1) выполнен по технологии LDMOS (Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductors). Он предназначен для телевизионных передатчиков диапазона UHF и является дальнейшим развитием транзистора
Рис. 1
BLF861A. Транзистор выполнен в корпусе SOT800A.
Транзистор BLF872 во многих применениях заменяет транзистор MRF377 фирмы Motorola (в дальнейшем все сравнения будем производить с этим транзистором).
Применение новой технологии (0,6 мкм LDMOS четвертого поколения) позволило достичь очень малой скорости деградации р-n переходов и, как следствие, большого срока службы транзистора. Также удалось снизить интермодуляционные искажения и повысить линейность выходного каскада передатчика.
Новый корпус из керамики ВеО и технология монтажа кристалла в корпус FlexBase позволили резко снизить тепловое сопротивление «кристалл-корпус» и «корпус-теплоотвод».
Внутренние цепи согласования позволяют сохранить транзистор при большой степени рассогласования с нагрузкой и дают возможность работать во всем диапазоне UHF (470...862 МГц). Транзистор сохраняет работоспособность вплоть до КСВ = 1,22 (отно-
Рис.2
шение UoTp/ипдд = 1:10) при любой фазе несущей и в следующих режимах: Пси = 32 В, f = 860 МГц, номинальная мощность в нагрузке.
Транзистор состоит из двух идентичных секций, на рис. 2 приведено расположение выводов транзистора.
Далее для сравнения приведем типовые характеристики каждой секции транзисторов BLF872 (табл. 1) и MRF377 (табл. 2) при температуре Тпер = 25 °C.
В табл. 3 и 4 приведены типовые характеристики усилителей на транзисторах BLF872 и MRF377 соответственно при Тпер = 25 °C, f = 860 МГц в схеме с общим истоком, а в табл. 5 и 6 — предельно допустимые параметры этих транзисторов.
Из приведенных выше таблиц видно, что BLF872 выигрывает по следующим параметрам:
PHILIPS
Схемотехника № 7 • июль 2004
Таблица 1
Обозначение	Наименование параметра	Режим	Мин.	Тип.	Макс.
Оси. В	Напряжение сток-исток	Ози = 0; If = 5 мА	65	—	—
Ози.пор, В	Пороговое напряжение	иси = 20; 1с = 250 мА	4	—	5
1с.НАЧ/ мкА	Начальный ток стока	и3и = 0; иси = 32 В	—	—	2,2
Icoct, А	Остаточный ток стока	Мзи = ^зипор +6 В иСи = ЮВ	—	40	—
!з.ут, нА	Ток утечки затвора	и3и = 20;иси = 0	—	—	22
Rcm.otk, мОм	Сопротивление сток-исток	Мзи = Мзилор +6 В 1с = 9 А	—	80	100
Спи, пФ	Входная емкость	Чзи = 0; 11си = 32 В f=1 МГц	—	210	—
С22И, пФ	Выходная емкость	и3и = 0; иси = 32 В f=1 МГц	—	65	—
•	проходная емкость;
•	ток утечки затвора;
•	тепловое сопротивление кристалл-корпус,
что на фоне более чем в полтора раза более высокой отдаваемой в нагрузку мощности и более высокого КПД делает этот транзистор хорошим выбором для телевизионных передатчиков.
На рис. 3 приведена типовая зависимость выходной емкости транзистора BLF872 от напряжения сток-исток при Изе = 0, f = 1 МГц, Тпер = 25 °C.
Таблица 2
Обозначение	Наименование параметра	Режим	Мин.	Тип.	Макс.
Ucm, В	Напряжение сток-исток	Ujm = 0; 1с = 5 мА	65	—	—
изи.пор, В	Пороговое напряжение	иСи = 20; 1с = 250 мА	—	2,8	—
'с.нач, мкА	Начальный ток стока	Нзи = 0; Uch = 32 В	—	—	1
Ic.oct, А	Остаточный ток стока	Изи = изилор +6 В иСи = ЮВ	—	15	—
1з.ут, нА	Ток утечки затвора	и3и = 20;иСи = 0	—	—	22
Roi.OTK, мОм	Сопротивление сток-исток	изи = и3и.пор +6 В 1С = 9А	—	80	100
Сии, пФ	Проходная емкость	и3и = 0; иси = 32 В f = 1 МГц	—	3,2	—
VDS (V)
Таблица 3
Режим	f, МГц	Оси, В	Рвых, Вт	Кул ДБ	1МЗ,дБс	КПД, %
CW, класс АВ	860	32	300	16	—	53
Двухчастотный, класс АВ	860; 860,1	32	300 (РЕР)	16,5	-28	40
PAL BG	860 (69 каналов)	32	300	16,5	—	45
DVB-T (8k OFDM)	860	32	70 (AV)	16,5	-30	28
Таблица 4
Режим	f, МГц	Пси, В	Рвых, Вт	Ку» дБ	1МЗ,дБс	КПД, %
CW, класс АВ	860	32	150	13,5	—	50
Двухчастотный, класс АВ	860; 860,1	32	150 (РЕР)	14	-25	40
PALBG	860 (69 каналов)	32	150	14	—	40
DVB-T (8k OFDM)	860	32	45 (AV)	16,7	-30	21
Таблица 5
Обозначение	Наименование параметра	Мин.	Макс.
UcH.MAKG В	Напряжение сток-исток	—	65
U3H.MAKC, В	Напряжение затвор-исток	—	±15
1с, а	Ток стока	—	42
ТхРАН, °C	Температура хранения	-65	+150
Тлев °C	Температура перехода	—	200
Rthj-c, К/Вт	Температурное сопротивление кристалл-корпус	—	0,31
Rthj-hs, К/Вт	Температурное сопротивление кристалл-теплоотвод	—	0,37
Рис.З
Более высокая по сравнению с MRF377 выходная емкость транзистора BLF872 обусловлена большей площадью кристалла, необходимой для обеспечения высокой выходной мощности.
На рис. 4 приведены типовые зависимости усиления по мощности в режиме CW (кривая Gp), КПД стока (t|d) и КПД усилителя мощности (Лра) от мощности в нагрузке для усилителя на транзисторе BLF872. Режим измерения: Uch = 32 В, f = 855 МГц, 1С = 2x0,9 А, ТПЕр = 25 °C.
На рис. 5 приведены аналогичные кривые для работы в режиме усиления двух частот. Режим измерения тот же, но fi = 855 МГц, f2 = 855,1 МГц.
Таблица б
Обозначение	Наименование параметра	Мин.	Макс.
UcHMAKC, В	Напряжение сток-исток	—	65
U3H.MAKC, В	Напряжение затвор-исток	—	±15
1с,А	Ток стока	—	17
Тхран, °с	Температура хранения	-65	+150
Тлев °C	Температура перехода	—	200
Rthj-c, К/Вт	Температурное сопротивление кристалл-корпус	—	0,36
Pl <W)
Рис. 4
11
Компоненты_______________________________________________
Рис.6
Рис.7
Рис. 5
На рис. 6 представлены типовые зависимости интермодуляционных искажений третьего, пятого и седьмого порядков при двухчастотном сигнале от мощности в нагрузке при тех же режимах измерений.
На рис. 7 приведены типовые зависимости усиления по мощности в режиме DVBT: модуляция 8k OFDM (кривая GP), КПД стока (t|d) и КПД усилителя мощности (Лра) от мощности в нагрузке для усилителя на транзисторе BLF872.
Режим измерения: Uch - 32 В, f = 855 МГц, 1с = 2x0,9 А, ТПЕр = = 25 °C.
Если сравнить параметры транзисторов BLF872 и MRF377, можно увидеть, что в режиме DVBT у транзистора MRF377 несколько лучшее усиление по мощности и КПД стока при малой выходной мощности, но BLF872 показывает лучшие результаты при больших мощностях по обоим параметрам.
Корпус транзистора BLF872 разработан с учетом обеспечения совмес
тимости с современными линиями автоматической сборки компонентов на печатных платах.
Из проведенного сравнения можно сделать вывод, что транзистор BLF872 весьма перспективен для построения выходных каскадов телевизионных передатчиков диапазона UHF.
Александр Шелохнев,
shell@dectel.ru
Продолжение. Начало — №2/2004
Цифровые сигнальные процессоры
Блок устройства сдвига SHIFTER включает в себя:
•	два 16-разрядных регистра результата SR0 и SR1;
•	один 5-разрядный регистр блочных операций SB;
•	один 8-разрядный регистр экспоненты SE;
•	один 16-разрядный регистр операнда SI.
Так же, как и в ALU, в блоках МАС и SHIFTER у каждого регистра есть двойник — теневой регистр.
Устройство обмена между шинами представляет собой 8-разрядный регистр РХ, участвующий в пересылках между шинами адреса и данных. Остальные регистры процессора распределены между блоками таймера, интерфейсной памяти, портов SPORTO и SPORT 1, портов IDMA и BDMA и блоком программируемых флагов.
Все эти регистры процессора доступны как ячейки памяти данных, 12 т. е. отображены на память данных
процессора [1]. Для таких регистров на рисунке программно-логической модели приведен адрес каждого регистра в шестнадцатеричном коде слева от его обозначения. Всего в процессоре отведено 32 ячейки 16-разрядных слов с адреса 0x3FE0 по Ox3FFF для регистров такого типа. Часть ячеек памяти для таких регистров не используется в рассматриваемом процессоре ADSP-2181, но применяется в других процессорах семейства.
В табл. 2 приведено назначение разрядов всех регистров, отображенных на память процессора. Условные обозначения регистров в таблицах соответствуют их названиям на программно-логической модели, изображенной на рис. 1.
Все перечисленные выше регистры позволяют осуществлять полный контроль и управление над процессором со стороны программы.
Теперь рассмотрим систему прер±. -ваний процессора. Диспетчер позво
ляет процессору реагировать на 11 возможных прерываний и сброс. Все векторы прерываний процессора ADSP-2181 представлены в табл. 3.
Прерывания в процессоре имеют различный приоритет — от 0 до 11. При возникновении любого из прерываний процессор выполняет переход на подпрограмму обработки соответствующего прерывания, адрес которой заложен в векторе данного прерывания. Адреса векторов прерываний расположены в самом начале программной памяти процессора через четыре 24-разрядных слова команды, что позволяет производить простую обработку или выход из прерывания на месте без перехода на подпрограмму обработчика прерывания. В противном случае может быть выполнен безусловный переход на подпрограмму обработчика прерывания командой jump.
Процессор ADSP-2181 имеет четыре вывода для поддержки внешних прерываний: IRQ2, IRQLO, IRQL1 и IRQE. Кроме того, благодаря тому, что SPORT 1 может быть переконфигурирован на выводы флагов FLAG_IN, FLAG_OUT и прерываний IRQO, IRQ1, процессор может иметь еще два входа внешних прерываний вместо внутренних прерываний SPORT 1. В результате
Схемотехника № 7 • июль 2004
Таблица 2
	Per 	aj	астр управления системой SCR, црес памяти данных = Ox3FFF
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—13	0	Не используются
12	0	Разрешение порта SPORTO: 0 = порт запрещен, 1 = порт разрешен
11	0	Разрешение порта SP0RT1:0 = порт запрещен, 1 = порт разрешен
10	0	Конфигурация режима работы порта SP0RT1: 0 = сигналы Fl FOIRQOIRQ1 SCLK, 1 = последовательный порт SP0RT1
9—3	0	Не используются
2—0	1	Циклы ожидания памяти программ от 0 до 7
Регистр тактов ожидания WSR, адрес памяти данных = Ox3FFE		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15	0	Не используется
14—12	1	Циклы ожидания памяти данных от 0 до 7
11—9	1	Циклы ожидания 3-й группы портов ввода вывода от 0 до 7
8—6	1	Циклы ожидания 2-й группы портов ввода/вывода от 0 до 7
5—3	1	Циклы ожидания 1-й группы портов ввода/вывода от 0 до 7
2—0	1	Циклы ожидания 0-й группы портов ввода/вывода от 0 до 7
		Регистры таймера
	Реп 	ад	ктр периода таймера TPERIOD, рес памяти данных = Ox3FFD
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	X	Период таймера от 0 до OxFFFF
	Регистр счетчика таймера TCOUNT, адрес памяти данных = Ox3FFC	
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	X	Счетчик таймера от 0 до OxFFFF
	Регистр масштабирования таймера TSCALE, адрес памяти данных = 0x3FFB	
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—8	0	Не используются
7—0	X	Масштабирование таймера от 0 до OxFF
	Регистры последовательного порта SPORTO	
Регистр разре ад		шения многоканального приема S0RW1, рес памяти данных = Ox3FFA
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	X	Разрешение приема канала 31—16
Регистр разре ад		шения многоканального приема S0RW0, рес памяти данных = 0x3FF9
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	X	Разрешение приема канала 15—0
Регистр разрешения многоканальной передачи S0TW1, адрес памяти данных = 0x3FF8		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	X	Разрешение передачи канала 31—16
Регистр разре ад		шения многоканальной передачи SOTW0, рес памяти данных = Ox3FF7
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	X	Разрешение передачи канала 15—0
Регистр управления SOCR, адрес памяти данных = 0x3FF6		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15	0	Разрешение многоканальности: 0 — запрещено, 1 — разрешено
14	0	Разрешение внутреннего тактового генератора: 0 — запрещен, 1 — разрешен
13	0	Требование кадровой синхронизации приема: 0 — не требуется, 1 — требуется (в многоканальном режиме — задержка)
Регистр управления SOCR, адрес памяти данных = 0x3FF6		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
12	0	Требование широкого кадрового импульса приемника: 0 — не требуется, 1 — требуется (в многоканальном режиме — задержка)
11	0	Требование кадровой синхронизации передатчика: 0 — не требуется, 1 — требуется (в многоканальном режиме — задержка)
10	0	Требование широкого кадрового импульса передатчика: 0 — не требуется, 1 — требуется (в многоканальном режиме — задержка)
9	0	Разрешение внутреннего тактового генератора передатчика: 0 — запрещен, 1 — разрешен (в многоканальном режиме — число каналов: 0 — 24 канала, 1—32 канала)
8	0	Разрешение внутреннего кадрового генератора приемника: 0 — запрещен, 1 — разрешен
7	0	Разрешение инвертирования кадрового генератора передатчика: 0 — запрещено, 1 — разрешено (только в многоканальном режиме)
6	0	Разрешение инвертирования кадрового генератора приемника: 0 — запрещено, 1 — разрешено
5,4	0	Формат данных: 00 — выравнивание по правому краю, старшие биты = 0; 01 — выравнивание по правому краю, старшие биты = знаку; 10 — компандирование по р-закону; 11 — компандирование по А-закону
3—0	0	Длина слова минус 1
Регистр делителя тактовых импульсов SOCLKDIV, адрес памяти данных = Ox3FF5		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	0	Делитель частоты тактовых импульсов = (CLKOUT/2 х SCLK) -1
Регистр делителя 	ад		кадровых импульсов приемника S0RFDIV, рес памяти данных = Ox3FF4
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	0	Делитель частоты тактовых импульсов -(SCLK/RFS) -1
Регистр уп[ 	ад		>авления автобуферизацией SOABUF, рес памяти данных = Ox3FF3
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15	0	Не используется
14	0	Бит разрешения CLKOUT
13	0	Не используется
12	0	Бит управления округлением со смещением
11—9	0	Номер индексного регистра передатчика
8,7	0	Номер регистра модификатора передатчика
6—4	0	Номер индексного регистра приемника
3,2	0	Номер регистра модификатора приемника
1	0	Разрешение автобуферизации передатчика
0	0	Разрешение автобуферизации приемника
Регистры последовательного порта SPORT1		
Регистр управления S1CR, адрес памяти данных = Ox3FF2		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15	0	Флаг FO (только чтение)
14	0	Разрешение внутреннего тактового генератора: 0 — запрещен, 1 — разрешен
13	0	Требование кадровой синхронизации приема: 0 — не требуется, 1 — требуется
12	0	Требование широкого кадрового импульса приемника: 0 — не требуется, 1 — требуется
11	0	Требование кадровой синхронизации передатчика: 0 — не требуется, 1 — требуется
4 т. Схемотехника Ns 7
13
компоненты________________________________________________
Таблица 2 (продолжение)
Регистр управления S1CR, адрес памяти данных = OX3FF2		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
10	0	Требование широкого кадрового импульса передатчика: 0 — не требуется, 1 — требуется
9	0	Разрешение внутреннего тактового генератора передатчика: 0 — запрещен, 1 — разрешен
8	0	Разрешение внутреннего кадрового генератора приемника: 0 — запрещен, 1 — разрешен
7	0	Разрешение инвертирования кадрового генератора передатчика: 0 — запрещено, 1 — разрешено
6	0	Разрешение инвертирования кадрового генератора приемника: 0 — запрещено, 1 — разрешено
5,4	0	Формат данных: 00 — выравнивание по правому краю, старшие биты = 0 01 — выравнивание по правому краю, старшие биты = знаку 10 — компандирование по МЮ закону 11 — компандирование по А закону
3—0	0	Длина слова минус 1
Регистр делителя тактовых импульсов S1CLKDIV, адрес памяти данных = Ox3FF1		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	0	Делитель частоты тактовых импульсов = (CLKOUT/2 х SCLK) -1
Регистр делителя кадровых импульсов приемника SI RFDIV, адрес памяти данных = Ox3FFO		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—0	0	Делитель частоты тактовых импульсов = (SCLK/RFS) -1
Регистр управления авто буферизацией SI ABUF, адрес памяти данных = Ox3FEF		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15	0	Блокирование вывода XTAL в режиме пониженной мощности: 0 — активен, 1 — блокирован (этот вывод должен быть блокирован, если к процессору подключен генератор, а не кварцевый резонатор)
14	0	Разрешение задержки запуска процессора из режима пониженной мощности на 4096 циклов: 0 — запрещено, 1 — разрешено
13	0	Принудительный вход в режим пониженной мощности: 0 — нормальный режим, 1 — режим пониженной мощности (осуществляется переход на вектор прерывания пониженной мощности)
12	0	Принудительный перезапуск процессора при подаче питания: 0 — нормальный режим, 1 — программный перезапуск
11—9	0	Номер индексного регистра передатчика
8,7	0	Номер регистра модификатора передатчика
	0	Номер индексного регистра приемника
3,2	0	Номер регистра модификатора приемника
1	0	Разрешение автобуферизации передатчика
0	0	Разрешение автобуферизации приемника
Регистры управления программируемыми флагами		
Регистр управления программируемыми флагами PFTYPE, адрес памяти данных = ОхЗFE6		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15	0	Не используется
14—12	1	Циклы ожидания байтовой памяти данных BDMA от 0 до 7
11	1	Разрешение выборки портов ввода вывода сигналом -CMS: 0 — запрещено, 1 — разрешено
Регистр управления программируемыми флагами PFTYPE, адрес памяти данных = 0x3FE6		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
10	0	Разрешение выборки байтовой памяти данных BDMA сигналом -CMS: 0 — запрещено, 1 — разрешено
9	1	Разрешение выборки памяти данных сигналом -CMS: 0 — запрещено, 1 — разрешено
8	1	Разрешение выборки памяти программ сигналом -CMS: 0 — запрещено, 1 — разрешено
7—0	0	Режим работы программируемых выводов флагов PF7—PFO: 0 — выход, 1 — вход
Регистр управления программируемыми флагами PFDATA, адрес памяти данных = 0x3FE5		
Разряд	Исходное состояние	Назначение
15—8	X	Не используются
7—0	X	Данные программируемых выводов флагов PF7—PFO (чтение/запись)
Регистры управления портом байтовой памяти BDMA		
Регистр-счетчик слов BWCOUNT, адрес памяти данных = 0x3FE4		
Разряд	Исходное Состояние	Назначение
15,14	0	Не используются
14—0	0x20/0	Значение счетчика (когда ММАР = 0 и BMODE = 0, значение счетчика = 0x20, когда ММАР = 1 или BMODE = 1, значение счетчика = 0)
Регист	р управления BDMACR, адрес памяти данных = Ox3FE3	
Разряд	Исходное Состояние	Назначение
15—8	0	Номер страницы BDMA от 0 до OxFFFF
7—4	0	Не используются
3	1	Режим работы процессора при выполнении циклов BDMA: 0 — работа, 1 — останов
2	0	Направление передачи данных: 0 — чтение из BDMA, 1 — запись в BDMA
1,0	0	Тип данных: 00 — память программ 24 разряда 01 — память данных 16 разрядов 10 — память данных 8 старших разрядов 11 — память данных 8 младших разрядов
Регистр внешнего ад		реса BEAD, адрес памяти данных = ОхЗFE2
Разряд	Исходное Состояние	Назначение
15,14	0	Не используются
13—0	0	Значение внешнего адреса на шине процессора, при обмене через BDMA (от 0 до Ox3FFF)
Регистр внутреннего адреса BIAD, адрес памяти данных = 0x3FE1		
Разряд	Исходное Состояние	Назначение
15,14	0	Не используются
13—0	0	Значение внутреннего адреса памяти процессора при обмене через BDMA (от 0 до 0x3FFF)
Регистр управления IDMACR OX3FEO		
Разряд	Исходное Состояние	Назначение
15	0	Не используется
14	0	Указатель типа памяти 0 - память программ, РМ 1 = память данных DM
13—0	0	Значение начального адреса памяти процессора при обмене через IDMA (от 0 до 0x3FFF)
X — произвольное состояние после сброса
14
Схемотехника № 7 * июль 2004
в общей сложности процессор может иметь шесть внешних прерываний.
Помимо внешних прерываний процессор имеет и внутренние источники прерываний. Ими являются таймер, байтовый порт BDMA, два последовательных порта SPORT 1 и SPORT2, программное прерывание сброса и прерывание, вызываемое снижением напряжения питания.
Все прерывания, кроме немаскируемого и сброса, можно запретить с помощью регистра IMASK (табл. 1). Кроме того, можно программно сгенерировать или сбросить некоторые прерывания с помощью регистра IFC.
Процессор реагирует на уровень сигналов на выводах прерываний IRQL0 и IRQL1. Прерывание IRQE возникает по фронту изменения сигнала на этом выводе. Чувствительность процессора к сигналам IRQ0, IRQ1 и IRQ2 определяется программно с помощью регистра ICNTL.
Таблица 3
Приоритет	Источник прерывания	Адрес(НЕХ)
Высший приоритет 0	Сброс (или выход из режима пониженной мощности при установке 12-го разряда регистра S1ABUF = 1 табл. 2)	0000
1	Снижение потребляемой мощности (немаскируемое прерывание)	002С
2	IRQ2	0004
3	IRQL1	0008
4	IRQLO	ооос
5	SPORTO Передатчик	0010
6	SPORTO Приемник	0014
7	IRQE	0018
8	BDMA прерывание	001С
9	SP0RT1 Передатчик или IRQ1	0020
10	SP0RT1 Приемник или IRQO	0024
11 Низший приоритет	Таймер	0028
В следующий раз мы рассмотрим систему команд процессора, с помощью которой осуществляется запись и чтение всех перечисленных здесь регистров и ячеек памяти самого процессора, а также операции сложения, умножения, ввода/выво
да, управления программируемыми флагами и др.
Продолжение следует
Олег Вальпа, sandh@narod.ru
Продолжение. Начало — № 5/2004
Организация питания ПЛИС семейства CoolRunner-ll фирмы Xilinx
СТРУКТУРА, ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ТИПОВАЯ СХЕМА ВКЛЮЧЕНИЯ МИКРОСХЕМЫ MIC2211
Микросхема MIC2211 представляет собой сдвоенный стабилизатор с малым падением напряжения на регулирующем элементе и ультранизким значением статического тока.
Структурная схема интегрального стабилизатора MIC2211 представлена на рис. 15.
Основу микросхемы MIC2211 составляют два LDO-стабилизатора, построенные с использованием технологии рСар, входы которых соединены внутри микросхемы. Выход первого стабилизатора с малым падением напряжения на регулирующем элементе обеспечивает ток нагрузки до 150 мА. Предельное рекомендуемое значение выходного тока для второго стабилизатора составляет 300 мА. Типовое значение собственного тока потребления каждого стабилизатора равно 24 мкА.
В каждом стабилизаторе микросхемы предусмотрена система защиты от перегрева и перегрузки по току. Номинальное значение падения напряжения на регулирующем элементе составляет 80 мВ при токе 100 мА. Стабилизаторы характеризуются высокой точностью поддержания выходного напряжения. Отклонение выходного напряжения от номинального значения не превосходит 2 % во всем диапазоне допустимых температур.
Рис. 15
Важной особенностью рассматриваемой микросхемы (как и микросхемы MIC2210) является наличие раздельных входов управления, выполняющих функцию разрешения/за-прета выходов LDO-стабилизаторов. Использование этих управляющих входов позволяет достаточно легко обеспечить требуемую очередность включения источников питания ядра и блоков ввода/вывода ПЛИС семейства CoolRunner-II. Кроме того, с помощью соответствующих сигналов, подаваемых на входы разреше-ния/запрета выходов стабилизаторов, можно добиться рекомендуемой длительности нарастания напряжений питания ПЛИС до номинального уровня. Управляющие входы EN1 и EN2 обладают совместимостью с логическими уровнями сигналов TTL и выполнены на основе КМОП-логики. Не допускается оставлять управляющие входы стабилизаторов EN1 и EN2 в неподключенном состоянии. При наличии напряжения высокого логического уровня на управляющем входе EN1 или EN2 выход соответствующего стабилизатора находится в рабочем состоянии (разрешен). При переключении управляющего сигнала в состояние низкого логического уровня производится блокировка
IRICEEL*
15
Компоненты______________
выхода соответствующего стабилизатора.
Внутренний источник опорного напряжения микросхемы MIC2211 имеет вход для подключения внешнего блокировочного конденсатора Cbyp, позволяющего добиться снижения уровня шума на выходах стабилизаторов и повышения значения коэффициента сглаживания пульсаций. Блокировочный конденсатор устанавливается между входом Cbyp и общим проводом. Фирмой-изготовителем рекомендуется использовать в качестве блокировочного конденсатор с номинальным значением емкости 0,01 мкФ.
Фирма Micrel Semiconductor предоставляет разработчикам двадцать модификаций микросхемы MIC2211,
Выходное напряжение первого стабилизатора (LDO1) микросхемы MIC2211-GSBML, составляющее 1,8 В, используется для питания ядра ПЛИС семейства CoolRunner-II. Напряжение 3,3 В, формируемое вторым стабилизатором (LDO2), обеспечивает питание блоков ввода/вывода, которые конфигурируются в соответствии со стандартами цифровых сигналов LVTTL, LVCMOS33 и SSTL3-1. Микросхему MIC2211-JGBML целесообразно использовать в том случае, когда блоки ввода/вывода ПЛИС семейства CoolRunner-II конфигурируются в соответствии со стандартом LVCMOS25 или SSTL2-1. В этом случае напряжение питания блоков ввода/вывода 2,5 В формируется LDO1, а
•	на выходах стабилизаторов используются керамические конденсаторы емкостью 1 мкФ;
•	выходной ток стабилизаторов 1оит равен 100 мкА;
•	температура переходов транзисторов Tj составляет +25 °C.
На рис. 16, 17 представлены графики, которые характеризуют изменение падения напряжения на управляющем элементе в зависимости от температуры для первого (LDO1) и второго (LDO2) стабилизаторов соответственно. Приведенные характеристики соответствуют максимальным значениям выходного тока стабилизаторов.
Зависимость общего тока потребления микросхемы MIC2211 от входного напряжения показана на рис. 18.
Таблица б
Параметр	Условия измерения		Мин.	Тип.	Макс.
Точность выходного напряжения, %	Tj = 25 °C		-1,0	—	1,0
	-40 °C <Tj < +125 °C		-2,0	—	2,0
Температурный коэффициент изменения выходного напряжения, ррт/°С	—		—	40	—
Коэффициент нестабильности по напряжению, %/В	Уоит+1 В < Vin 5,5 В Tj = 25 °C		-0,3	0,02	0,3
	Vout+1 В < Vin < 5,5 В -40 °C <Tj < +125 °C		-0,6	—	0,6
Нестабильность выходного напряжения при изменении тока нагрузки, %	1оит = 0,1... 150 мА (стабилизаторы 1 и 2)		—	0,2	1,0
	lour = О.1 - -300 мА (стабилизатор 2)		—	—	1,5
Падение напряжения на регулирующем элементе, мВ	1оит = 150 мА (стабилизаторы 1 и 2)	Tj = 25 °C	—	120	190
		-40°C<Tj <+125°C	—	—	250
	lour ~ 300 мА (стабилизатор 2)	Tj = 25 °C	—	240	340
		-40°C<Tj <+125 °C	—	—	420
Ток потребления микросхемы, мкА	Iouti - lour? - 0	Tj = 25°C	—	48	65
		-40 °C <Tj <+125 °C	—	—	80
	'outi = 150 мА, 1оит2= 300 мА		—	60	—
Ток потребления микросхемы при выключенных выходах стабилизаторов, мкА	VEN < 0,4 В		—	—	2,0
Коэффициент сглаживания пульсаций, дБ	f = 1 кГц; Соит = 1,0 мкФ; Cbyp = 10 нФ		—	60	—
	f = 20 кГц; Соит =1.0 мкФ; Cbyp = 10 нФ		—	40	—
Ограничение по току, мА	Vout = 0 (стабилизатор 1)		150	280	460
	Vout = 0 (стабилизатор 2)		300	450	700
Уровень шума на выходах стабилизаторов, мкВэфф	Com = 1 мкФ, Cbyp = 0,01 мкФ, f = 10 Гц... 100 кГц		—	30	—
Уровни напряжения на входах разрешения EN, В	Напряжение низкого логического уровня		—	—	0,6
	Напряжение высокого логического уровня		1,8	—	—
Ток по входам разрешения EN, мкА	При напряжении низкого логического уровня V|L< 0,6 В		-1	0,01	1
	При напряжении высокого логического уровня V)H > 1,8 В		-1	0,01	1
которые отличаются значениями выходных напряжений LDO-стабилиза-торов. Система условных обозначений интегральных стабилизаторов фирмы Micrel Semiconductor представлена в предыдущей части статьи при рассмотрении микросхемы MIC2210. Список возможных символов, применяемых для кодирования значений выходных напряжений стабилизаторов, приведен в табл. 1.
В качестве основы узлов питания устройств, проектируемых на базе ПЛИС семейства CoolRunner-II, могут использоваться две модификации рассматриваемой микросхемы — 1 б MIC2211-GSBML и MIC2211 -JGBML.
для питания ядра ПЛИС используется напряжение 1,8 В, вырабатываемое LDO2.
В табл. 6 представлены значения основных электрических параметров микросхемы MIC2211. Все характеристики, приведенные в этой таблице, соответствуют результатам измерений, выполнявшихся при следующих условиях (если во второй колонке явно не указано иное):
• значение входного напряжения стабилизаторов Vin на 1 В превосходит значение выходного напряжения стабилизатора, вырабатывающего наибольшее напряжение Vqutmax, т. е. Vin - Vqutmax +1,0 В;
Dropout Voltage
Output 1
TEMPERATURE f С)
Рис. 16
Схемотехника № 7 «июль 2004
Приведенная характеристика соответствует выходному току каждого стабилизатора 100 мкА.
Семейство характеристик, изображенных на рис. 19, демонстрирует зависимость общего тока потребления микросхемы MIC2211 от температуры при различных значениях выходного тока.
Графики, приведенные на рис. 20, 21, характеризуют зависимость общего тока потребления микросхемы от
выходного тока первого стабилизатора при нулевом и максимальном рекомендуемом значениях тока нагрузки второго стабилизатора соответственно.
Графики, изображенные на рис. 22, 23, демонстрируют зависимость величины суммарного тока потребления микросхемы MIC2211 от тока нагрузки второго стабилизатора при отключенном выходе и максимальном рекомендуемом значении тока
нагрузки первого стабилизатора соответственно.
Частотные характеристики коэффициента сглаживания пульсаций на выходе первого и второго стабилизатора при максимальном значении выходного тока представлены на рис. 24 и 25 соответственно. На этих графиках приведено семейство кривых, каждая из которых соответствует определенному значению емкости блокировочного конденсатора Cbyp-
Dropout Voltage Output 2
Ground Current
Puc. 18
Puc. 19
Рис. 17
OUTPUT 1 LOAD CURRENT (mA)
Puc. 20
Ground Current
OUTPUT 1 LOAD CURRENT (mA)
OUTPUT 2 LOAD CURRENT (mA)
Ground Current
60
J 50 w40
D 30 о
vs. Output Current
Both Enabled
о -Z20
Both LDOs Active
О ~LDO1= 150mA
0 10— Output Current LDO2
— Varied from 0 to Full Load
pl I I I I I I I I I I I I
u0 50 100 150 200 250 300
OUTPUT 2 LOAD CURRENT (mA)
Puc. 21
Puc. 24
Puc. 22
Puc. 25
Puc. 23
5 t. Схемотехника Ns 7
[компоненты
На рис. 26 приведены осциллограммы, демонстрирующие характер переходного процесса на выходах стабилизаторов микросхемы MIC2211 при переключении управляющих сигналов на входах EN1 и EN2 из состояния низ-
Рис.26
Таблица 7
Описание параметра	Обозн.	Мин.	Макс.
Входное напряжение стабилизаторов, В	V|N	0	7
Напряжение на входах разрешения, В	Ven	0	7
Температура хранения (окружающей среды), °C	Ts	-65	+150
Максимальная температура выводов при пайке (в течение 5 с), °C	TsOL	—	+260
Рабочая температура переходов транзисторов, °C	Tj	-40	+125
Таблица 8
Рис 27
Рис. 28
кого логического уровня в активное состояние. Представленные осциллограммы позволяют также оценить время нарастания выходного напряжения от нулевого уровня до номинального значения. Как видно из рис. 26, длительность переходного процесса на выходах LDO-стабилизаторов микросхемы MIC2211 не превышает 250 мкс. Это значение с большим запасом удовлетворяет требованиям, предъявляемым к источникам питания ПЛИС семейства CoolRunner-II.
Информация о максимально допустимых значениях основных эксплуатационных параметров содержится в табл. 7. Фирма-производитель предупреждает о том, что выход за рам
ки предельных значений, указанных в этой таблице, приводит к повреждению микросхемы.
Нормальное функционирование рассматриваемых интегральных стабилизаторов гарантируется только в пределах диапазонов значений, установленных фирмой-изготовителем в качестве оптимальных для основных эксплуатационных параметров. Граничные значения параметров, соответствующие рекомендуемым режимам эксплуатации, представлены в табл. 8.
Микросхема MIC2211 выпускается в микроминиатюрном корпусе MLF (MicroLeadFrame) с размерами 3x3 мм (рис. 27).
Типовая схема применения интегрального стабилизатора MIC2211-GS-BML в составе узла питания ПЛИС
семейства CoolRunner-II изображена на рис. 28.
Для микросхемы MIC2211-JGBML схема отличается от приведенной на рис. 28 только коммутацией выходов LDO-стабилизаторов. Выход первого стабилизатора VOUT1 подключается к цепям питания блоков ввода/вывода Vccio ПЛИС, выход второго — к шине питания ядра Усс-
Продолжение следует
Валерий Зотов, walerry @euro. ru
Создание автономных микроконтроллерных систем сбора и обработки данных, как правило, связано с необходимостью хранения достаточно больших объемов измеренных и обработанных данных. В настоящее время для этих целей обычно используются различные типы Flash-памяти. Специально для таких изделий фирмой Atmel разработано семейство микросхем с общим названием DataFlash [1]. Всего фирмой Atmel выпускается 11 типов микросхем с емкостью от 1 до 128 Мбит (от 125 Кбайт до 16 Мбайт). На страницах журнала уже публиковалась статья, в которой перечислены все типы микросхем этого семейства [2]. Наиболее удобной для применения в автономных микроконтроллерных системах сбора и обработки данных из выпускаемых в настоящее время микросхем фирмы Atmel является AT45DB642 [2, 3], поскольку она оснащена двумя типами интерфейсов — программно-аппаратным параллельным интерфейсом Rapid8 и последовательным интерфейсом SPI. В [2] подробно описаны все характеристики и программно-аппаратный интерфейс Rapid8, а также приведена библиотека подпрограмм на языке С фирмы Keil [4], поэтому в рамках этой статьи мы не будем приводить подробное описание всех команд микросхемы и всей библиотеки подпрограмм для работы с микросхемой через интерфейс SPI. Мы рассмотрим только основные достоинства интерфейса SPI, типовую схему подключения и основные подпрограммы, необходимые для создания программной библиотеки.
Особо следует отметить, что микросхема AT45DB642 выпускается также в корпусе карточки ММС (Multi Media Card) под названием AT45DCB008. В таком исполнении микросхема имеет только семь контактов интерфейса SP1 и полностью идентична микросхеме AT45DB642 по структуре, организации и основным параметрам.
Отметим основные достоинства интерфейса SPI по сравнению с интерфейсом Rapid8.
Во-первых, в микросистемах с интерфейсом SPI используется только четыре вывода микроконтроллера, а не десять (без учета вспомогательных сигналов сброса RST/ и защиты записи WPZ), как в интерфейсе Rapid8. Вышеперечисленные вспомогательные сигналы могут использоваться в обоих интерфейсах микросхемы AT45DB642,
Схемотехника № 7 • июль 2004
Микросхема DataFlash памяти AT45DB642 фирмы Atmel в микроконтроллерных системах с интерфейсом SPI
Целью настоящей статьи является ознакомление читателей с проблемами разработки подсистем DataFlash памяти для записи данных большого объема. В рамках статьи приведено описание программного интерфейса микросхем AT45DB642 и AT45DCB008 фирмы Atmel в микросистемах с интерфейсом SPL
а в карточке AT45DCB008 эти сигналы вообще отсутствуют. Уменьшение числа используемых выводов микроконтроллера особенно актуально в сложных микроконтроллерных системах, в которых, как правило, ощущается дефицит выводов для связи с различными узлами микросистемы. Еще большую актуальность имеет уменьшение числа используемых выводов в микросистемах, построенных на базе малоформатных микроконтроллеров (с уменьшенным числом линий ввода/вывода), например, микроконтроллеров C8051F30x/31x/32x/33x/35x фирмы Silicon Laboratories (SiLabs) [5] или АТ89С1051/2051/4051 фирмы Atmel [1]. В этих микроконтроллерах обычно каждый вывод у разработчика «на вес золота».
Рис. 1
Во-вторых, при применении интерфейса SPI в микросхеме AT45DB642 не используются буферные (магистральные) узлы, что позволяет значительно сократить энергопотребление.
Основным недостатком SPI по сравнению с интерфейсом Rapid8 является более низкая результирующая производительность при операциях записи/воспроизведения, несмотря на то, что предельная частота передачи данных для микросхемы AT45DB642 по последовательному каналу SPI (в
режимах 0 и 3) доходит до 20 МГц, по параллельному каналу Rapid8 — до 5 МГц.
Типовая схема подключения микросхемы AT45DB642 с интерфейсом SPI приведена на рис. 1. Следует отметить, что поскольку микросхема AT45DB642 оснащена двумя интерфейсами, нельзя забывать подключать вывод переключения режима интерфейсов SER/PAR к плюсу источника питания для включения интерфейса SPI.
Габаритные размеры карточки AT45DCB008 (толщина не более 1,5 мм) и расположение контактов показаны на рис. 2.
Рис. 2
Карточка AT45DCB008 имеет семь контактов, на которые выведены цепи питания и сигналы интерфейса SPI. Первый контакт — сигнал выборки карточки CS_F/, второй — последовательный вход данных MOSI, третий — общий GND, четвертый — питание Vcc (+2,7...3,6 В), пятый — сигнал тактирования SCLK, шестой не используется, седьмой — последовательный выход данных MISO. Следует особенно подчеркнуть, что назначение выводов и размеры
карточки AT45DCB008 полностью соответствуют назначению выводов стандартных карт ММС, которые также могут работать в режиме SPI. Имеется только два отличия. Первое состоит в том, что выбор карточки (первый контакт) в картах ММС не используется и всегда должен быть соединен с общим проводом. Второе отличие состоит в том, что шестой контакт также должен быть соединен с общим проводом. Поэтому для обеспечения совместимости с сигналами карт ММС шестой контакт карточки AT45DCB008 обычно также соединяют с общим проводом.
На рис. 1 кроме микросхемы показаны шесть конденсаторов, установка которых рекомендуется производителем — фирмой Atmel. Первые три служат для исключения выбросов на фронтах управляющих и информационных сигналов, так как рассматриваемые микросхемы очень чувствительны к коротким импульсным помехам. Другие три конденсатора служат для фильтрации помех по питанию. Все указанные на рис. 1 конденсаторы обязательно должны устанавливаться не только при использовании микросхемы серии AT45DBxxx, но и при использовании микросхем AT45DCB008 и карт ММС.
Теперь приступим к описанию программного интерфейса, его мы будем рассматривать на примере микроконтроллера C8051F021 [6], который наиболее совместим со всеми полноформатными семействами. Напомним, что полное описание всех команд микросхем AT45DB642 и AT45DCB008 приведено в [2]. Отметим также, что параллельный интерфейс Rapid8, подробно рассмотренный в вышеупомянутой статье, представляет собой комбинацию стандартного параллельного интерфейса памяти и последовательного интерфейса SPI, но при этом команды и данные в нем передаются последовательно байт за байтом в параллельном виде. Иными словами, многие подпрограммы, включенные в состав описанной в [2] библиотеки, останутся неизменными и для интерфейса SPI.
Принципиальных программных отличий в библиотеке для интерфейсов Rapid8 и SPI всего четыре.
Первое очевидное отличие заключается в том, что в различных ин
компоненты______________________________________________
терфейсах используются различные выводы микроконтроллера. Следовательно, в основном включаемом файле необходимо разместить объявления других используемых выводов, например:
//*** MAIN.H ***//
«ifndef _MAIN_
«define __MAIN__
//Стандартный включаемый файл с описаниями
//адресов SFR регистров микроконтроллера «include <Cygnal\CB051F020.h>
Ц Объявление нестандартного типа byte «ifndef __BYTE__
«define __BYTE__
typedef «endif	unsigned char	byte;
«define	FALSE	0
«define	ERROR	0«define
TRUE		1
«define	OK	1
«define	WORK	1
«define	ON	1
«define	OFF	0
//Объявление тактовой частоты микроконтроллера «define	SYSCLK
2211В400
//•  • Другие объявления ... //Объявления линий ввода/вывода интер-
фейса SPI		
sbit	SCLK	= P0“2;
sbit	MISO	= P0“3;
sbit	MOSI	= P0“4;
sbit	NSS	= P0~5;
sbit	CS	= P3“1;
//... Другие объявления ...
«endif // Main.h
Второе отличие заключается в том, что для некоторых команд (операций) интерфейсов AT45DB642 и AT45DCB008 используются различные коды операции — «опкоды» (opcode). Существует достаточно простой способ преодоления этих отличий путем создания общего для обоих интерфейсов включаемого файла «AT45DB642.H», содержащего опкоды всех команд:
/у*******************//
«ifndef _AT45DB642_
«define _AT45DB642__
// Определения ОПКОДОВ операций чтения
«define	RAPID_CONTINUOUS_ARRAY_READ	0x68
«define	SPI_CONTINUOUS_ARRAY_READ	0xE8
«define	RAPID_BURST_ARRAY_READ_W_DELAY	0x69
«define	SPI_BURST_ARRAY_READ_W_DELAY	0xE9
«define	RAPID_MAIN_MEMORY_PAGE_READ	0x52
«define	SPI_MAIN_MEMORY_PAGE_READ	0xD2
«define	RAPID_BUFFER_1_READ	0x54
«define	SPI_BUFFER_1_READ	0xD4
«define	RAPID_BUFFER_2_READ	0x56
«define	SPI_BUFFER_2_READ	0xD6
«define	RAPID_STATUS_READ	0x57
«define	SPI_STATUS_READ	0xD7
// Определения ОПКОДОВ других операций
«define BUFFER_1_WRITE	0x84
«define BUFFER_2_WRITE	0x87
«define BUFFER_1_ PAGE_WRITE_WITH_ERASE 0xB3
«define BUFFER_2_ PAGE_WRITE_WITH_ERASE 0xB6
«define BUFFER_1_ PAGE_WRITE_WO_ERASE 0x88
«define BUFFER_2_ PAGE_WRITE_WO_ERASE 0x89
«define	PAGE_ERASE	0x81
«define	BLOCK_ERASE	0x50
«define	PAGE_WRITE_THR0UGH_BUFFER_1	0x82
«define	PAGE_WRITE_THR0UGH_BUFFER_2	0x85
«define MAIN_PAGE_T0_BUFFER_1_TRANSFER 0x53 «define MAIN_PAGE_T0_BUFFER_2_TRANSFER 0x55 «define MAIN_PAGE_T0_BUFFER_1_C0MPARE 0x60
«define MAIN_PAGE_T0_BUFFER_2_C0MPARE 0x61
«define AUT0_ REWRITE_THR0UGH_BUFFER_1 0x58 «define AUT0_ REWRITE_THR0UGH_BUFFER_2 0x59 «endif И _AT45DB642_
При рассмотрении файла определений, приведенного выше, легко заметить, что отличие в опкодах имеется только для всех операций чтения.
Третье отличие также характерно только для операций чтения, поскольку, как указывалось в [2], операции чтения требуют после передачи трех байтов адреса передавать еще несколько незначащих байтов, необходимых для синхронизации. Так вот, третье отличие состоит собственно в том, что число этих незначащих байтов различно для рассматриваемых двух интерфейсов. Это наглядно проиллюстрировано в табл. 4 статьи [2]. Операций (или команд) чтения всего шесть. Операция чтения статуса вообще не требует передачи незначащих байтов, две команды чтения буфера предполагают одинаковое число передаваемых после трех байтов адреса незначащих байтов, равное 1. А вот
и непрерывного чтения с задержкой требуют передачи после трех байтов адреса различного числа незначащих байтов — 60 для интерфейса Rapid8 и 4 для интерфейса SPI. Второе и третье отличие достаточно просто можно нейтрализовать, но об этом мы поговорим несколько позже.
Последнее, четвертое отличие связано с особенностями интерфейса SPI. Оно заключается в необходимости включения в состав библиотеки подпрограмм инициализации интерфейса SPI, а также подпрограмм приема и передачи данных. Эти подпрограммы выглядят следующим образом:
// Используемые переменные
xdata byte DF_ADDR[4];
xdata byte DF_ERROR:
// Подпрограмма инициализации интерфейса SPI
void SPIO_Init (void) {
SPIOCFG = 0x07;	11 Данные
передаются no
// фронту тактовой частоты, 8 битов
SPIOCN = 0x03;	// Режим Mas-
ter; SPI разрешен
SPIOCKR = SYSCLK/2;//8000000; //
Частота SPI <= 4MHz }
И Подпрограмма получения байта по интерфейсу SPI
byte SPI_GetB (void)
{
SPIF=O;	//	Очистить
флаг готовности SPI0DAT=0;	//	Очистить
регистр данных while (SPIF == 0);	//	Ожидать
готовности return SPIODAT;	//	Считать
данные )
11 Передача байта данных по интерфейсу SPI
void SPI_SetB (byte DB) {
SPIF = 0;	// Очистить
флаг готовности
SPIODAT = DB; // Записать данные while (SPIF == 0);	// Ожидать
завершения передачи )
// Подпрограмма управления выборкой микросхемы
20	//*♦ AT45DB642.H	**//
операции чтения страницы основ-
void Set_CS(bit В)
ной памяти, непрерывного чтения {
Схемотехника № 7 * июль 2004
if (В) {Tlme(1); CS=1;} // Установить бит
else	(CS=0;Time(1);} // Очис-
тить бит
}
// Подпрограмма формирования адреса void AddressCalc (int PageAddr, int ByteAddr)
{
if (PageAddr>8192) DF_ERR0R|=0x02;
// Если номер страницы больше В192 - ошибка = 2
if (ByteAddr>1056) DF_ERROR|=OxO1;
Ц Если номер байта больше 1056 - ошибка = 1
// Далее следует вычисление трех байтов передаваемого адреса
DF_ADDR[ 0 ]=( byte) ((PageAdd г»5 )&0х0 FF);
DF-ADDR [ 1 ]=( byte ) ((ByteAdd г»8 )&0х071 (PageAdd г&0х1 F) «3);
DF_ADDR[2]=(byte)(ByteAddr&0x0FF);
Set_CS(O);
}
Ц Подпрограмма передачи трех байтов адреса и незначащих байтов void SPI_AddressWrite (int DCB) { int i;
for(i=0;КЗ;i++) // Передать три байта адреса
SPI_SetB(SPI_ADDR[i]);
if (DCB) // Передать незначащие байты
for(i=0;i<DCB; i++) SPI_SetB(O);
)
Далее для иллюстрации нейтрализации второго и третьего отличий мы рассмотрим всего две команды из четырех основных, наиболее часто используемых. Но прежде отметим, что существует два варианта создания и использования библиотеки подпрограмм.
Первый вариант заключается в том, что создается единая библиотека, содержащая функции для работы с одним и другим интерфейсами. В этом случае библиотеку, приведенную в [2], всего лишь следует дополнить приведенными выше функциями инициализации интерфейса SPI, а также продублировать все подпрограммы чтения с отличающимися названиями (для SPI), опкодами и числом незначащих байтов (4 вместо 60).
Второй вариант заключается в создании единой библиотеки исходных
текстов с включением в них директив условного компилирования, а затем компиляции двух различных библиотек для двух различных интерфейсов.
Первый из перечисленных вариантов очевиден и его реализация не представляет особого интереса, поэтому рассмотрим второй вариант на примере основных команд.
В основном включаемом файле библиотеки должно присутствовать объявление выбранного интерфейса, которое можно сделать, например, следующим образом:
«define SPI 1 // 1=SPI, 0=RAPID8
Отметим, что в нижеследующих примерах все функции, начинающиеся с DF_, приведены и описаны в статье [2].
Первая из основных функций — запись во встроенный буфер оперативной памяти BuffNum байтов, начиная с адреса ByteAddr из буфера Buff оперативной памяти микроконтроллера Len.
void BufferWrite (int BuffNum, int ByteAddr, char *Buff, int Len) { int i;
AddressCalc (0,ByteAddr); 11 Вычисление адреса -// не зависит от интерфейса // В зависимости от выбранного типа интерфейса используется Ц Различные подпрограммы записи байта для передачи ОПКОДА «ifdef SPI SPI_SetB ((BuffNum) ? BUFFER_2_ WRITE : BUFFER_1_WRITE);
SPI_AddressWrite (0); «else
DF.SetB ((BuffNum) ? BUFFER.2.WRITE : BUFFER.1.WRITE);
DF_AddressWrite (0); «endif
for(i=0; i<Len; i++)
{ «ifdef SPI SPI.SetB (Buff[i]); «else
DF.SetB (Buff[iJ); «endif ) Set_CS(1);
)
Более сложный вид имеет вторая функция — чтение из встроенного буфера оперативной памяти BuffNum, начиная с адреса ByteAddr, в буферы Buff оперативной памяти микрокон
троллера Len байтов. В ней в зависимости от выбранного типа интерфейса изменяются не только подпрограммы передачи данных, но и опкоды.
void BufferRead (int BuffNum, int ByteAddr, char *Buff, int Len) {
int i;
AddressCalc (0,ByteAddr); //
Вычисление адреса -
// не зависит от интерфейса
// Различные подпрограммы записи байта для передачи ОПКОДА «ifdef SPI
SPI.SetB ((BuffNum) ?
SPI.BUFFER_2.READ : SPI.BUFFER_1.READ);
SPI_AddressWrite (1);
«else
DF.SetB ((BuffNum) ?
RAPID_BUFFER_2_WRITE : RAPID_BUFFER_1_ WRITE);
DF_AddressWrite (1);
«endif
for(i=0; i<Len; i++)
{
«ifdef SPI
Buff[i]=SPI_GetB ();
«else
Buff[i]=DF_GetB ();
«endif
}
Set_CS(1);
}
Две оставшиеся основные команды — запись основной страницы памяти из выбранного буфера и чтение из основной страницы памяти, а также все остальные команды переделываются аналогично из исходных текстов, приведенных в [2].
Приведенные в данной статье сведения позволяют читателю самостоятельно создать необходимую библиотеку, базируясь на полученных в ходе чтения настоящей статьи знаниях.
Олег Николайчук, onic@ch.moldpac.md ЛИТЕРАТУРА:
1.	http://www. atmel. сот/products/
2.	О. Николайчук. Использование микросхемы DataFlash памяти AT45DB642 фирмы Atmel в микроконтроллерных системах с параллельным интерфейсом. — Схемотехника, 2004, № 2, с. 7—39; № 3, с. 33—35; № 4, с. 40-^1.
3.	http://www.atmel.com/dyn/resources/ prod_documents/DOCl638.pdf.
4.	http://www.keil.com.
5.	http://www.silabs.com.
6.	h ttp://www. si la bs.com/produ cts/pdf/ C8051F020Revl_4.pdf.
6 t. Схемотехника N° 7
скусство схемотехники
Методы анализа операционных схем в частотной области
В статье рассмотрены три инженерных метода анализа операционных схем — аналитический, графический и метод анализа, осуществляемый средствами современной САПР OrCAD 9.2. Описаны достоинства и недостатки методов, а также факторы, ограничивающие их применение и точность анализа. Приведены расчетные формулы, графики, таблицы, методики графических построений, сценарии тестирования схем средствами САПР, позволяющие оценить степень устойчивости ОПС и погрешности реализации их АФЧХ, обусловленные неидеальностями ОУ и пассивных компонентов. Все рассмотренные методы анализа иллюстрируются примерами их практического использования.
ОУ имеют большой (единицы тысяч — десятки миллионов), но крайне нестабильный (зависящий от температуры, напряжения питания, нагрузки) коэффициент усиления, который к тому же практически во всем рабочем диапазоне частот уменьшается как минимум со скоростью 20 дБ на декаду частоты. На постоянном токе коэффициенты усиления различных образцов ОУ одного типа могут отличаться более чем на порядок, а частоты единичного усиления однотипных ОУ могут различаться в несколько раз [1]. К счастью разработчикам известно решение проблемы построения устройств аналоговой обработки сигналов, в которых влияние разброса и нестабильности усилительных параметров ОУ на передаточную функцию существенно ослабляется. Суть этого решения заключается в охвате ОУ цепью глубокой обратной связи (ОС). При использовании глубокой отрицательной ОС (ООС) свойства усилителя в рабочей полосе частот в основном определяются параметрами относительно стабильных пассивных компонентов цепи ОС и очень слабо зависят от параметров ОУ. Именно поэтому в настоящее время базовым функциональным узлом обработки низкочастотных аналоговых сигналов является такой, в состав которого входит ОУ, охваченный цепью ОС. В [2] для обобщенного названия таких схем используется термин «операционная схема» (ОПС). Этот термин применяется и в данной статье. Использование ОС решает проблему повышения стабильности параметров ОПС, но порождает ряд других проблем. Разработчикам хорошо известны эти проблемы:
• ОПС при определенных условиях может потерять устойчивость,
т. е. по существу превратиться в автогенератор;
•	АЧХ ОПС на верхнем краю рабочего диапазона частот может иметь значительный «резонансный» всплеск (peaking);
•	погрешность реализации желаемой передаточной функции ОПС зависит от частоты и на краях рабочего диапазона частот может иметь неприемлемую величину.
Ниже рассматриваются три инженерных метода анализа ОПС в частотной области:
1.	Аналитический метод, основанный на использовании преобразования Лапласа (операционного исчисления);
2.	Графический метод анализа;
3.	Анализ частотных свойств ОПС средствами подсистемы схемотехнического моделирования САПР радиоэлектронных устройств OrCAD 9.2.
В первых двух методах используются упрощающие допущения и, следовательно, результаты анализа, полученные с их помощью, принципиально являются приближенными. При использовании САПР точность анализа ограничивается только точностью моделирования частотных свойств ОУ, т. е. качеством макромодели ОУ.
1. АНАЛИТИЧЕСКИЙ МЕТОД АНАЛИЗА ОПС
1. 1. Основные определения
и расчетные соотношения
ОС осуществляется подачей части напряжения с выхода усилителя на его вход. Различают отрицательную ОС (ООС) и положительную ОС (ПОС). В радиоэлектронных устройствах ООС широко используется для стабилизации усиления, уменьшения нелинейных искажений, расширения
полосы пропускания, формирования желаемой передаточной функции и решения целого ряда других задач. ПОС в чистом виде используется крайне редко. Значительно чаще используется комбинированная ОС, когда усилитель одновременно охватывается цепями ООС и ПОС. Комбинированная ОС широко используется в автогенераторах и активных фильтрах.
Разработчикам известна часто встречающаяся в литературе [3—6] формула:
Кос=——. ж 1+рк
Из нее следует, что Кос — коэффициент передачи усилителя, охваченного цепью ОС, равен коэффициенту К передачи исходного усилителя, деленному на 1+РК, где Р — коэффициент ОС. Удивительно, но факт — формальное использование этой формулы применимо только к неинвертирующим конфигурациям ОПС, в которых входной сигнал поступает непосредственно на неинвертирующий вход ОУ. Расчет с помощью указанной формулы коэффициента передачи инвертирующих ОПС, а также ОПС с комбинированной ОС дает неверный результат. Проблема заключается в том, что формула не учитывает ослабление входного сигнала ОПС разомкнутой цепью ОС — в общем случае при разомкнутой цепи ОС входное напряжение ОПС передается на вход усилителя с коэффициентом передачи меньше единицы.
Анализ структурной схемы ОПС, в состав которой входит усилитель напряжения, охваченный цепями ООС и ПОС (рис. 1, а), позволяет получить расчетные соотношения, которые дают корректный результат для любых конфигураций ОПС.
На рис. 1, а:
A(S) = UOUT(S)/UACL(S) — передаточная функция исходного усилителя;
PN(S) = UN(S)/UOUT(S) — коэффициент ООС;
Pp(S) = UP(S)/UOUT(S) — коэффициент ПОС.
Дальнейший анализ ОПС будем вести, предполагая, что выполняются следующие допущения:
•	усилитель является неинвертирующим, т. е. его коэффициент передачи на постоянном токе есть положительная' величина — А(0) > 0;
•	входное и выходное сопротивления усилителя равны соответственно бесконечности и нулю;
Схемотехника № 7 • июль 2004
Рис. 1	а)	б)
•	все напряжения ОПС отсчитываются от одной и той же точки, называемой общей точкой схемы.
Выходной сигнал сумматора-вычитателя сигналов связан с его входными сигналами соотношением:
UACl(S) = Uin(S)Pf(S)-Un(S) + Up(S),(1)
где pF(S) — коэффициент прямой передачи сигнала с входа ОПС на вход усилителя.
Коэффициент Pf(S) учитывает влияние цепей ОС на передачу сигнала со входа ОПС на вход усилителя при разомкнутой петле ОС и равен отношению напряжения на входе усилителя к напряжению на входе ОПС при выполнении следующего условия — входы цепей ООС и ПОС отключены от выхода усилителя и подключены к общей точке схемы (рис. 1, б). Из рис. 1, б следует, что
Обратите внимание на то, что входные напряжения UACL(S) и UAOL(S) усилителя имеют различный физический смысл: первое напряжение соответствует режиму работы ОПС с замкнутой цепью ОС (Closed Loop), а второе — с разомкнутой цепью ОС (Open Loop).
В дальнейшем для уменьшения объема записей будем опускать символ «S» комплексной переменной, помня при этом, что передаточные функции всех звеньев, входящих в состав ОПС в общем случае зависят от частоты.
Проведем анализ ОПС, целью которого является получение аналитической зависимости передаточной функции ОПС от параметров цепей ОС, усилителя и сумматора-вычитателя:
T=^ = f(A,pN,pp,pF).
U IN
Если учесть, что UN = UOUtPn и Up = UOUTpP, то выражение (1) можно записать в следующем виде:
uAcl и№рР uOUTpN+uOUTpP.
Совершенно очевидно, что UAoA = = UOUT и’ следовательно,
(UjnPf UoutPn+UoutPp)A Uout ,
U№pFA = Uout(1+PnA —РРА) .
Деля обе части этого уравнения на UIN и учитывая, что Uout/Uin = Т, получим:
PFA = T(l+pNA-pPA).
Находя из этого уравнения Т, получим:
РрА i+(Pn-Pp)a'
(2)
Формула (2) позволяет рассчитать передаточную функцию ОПС по известным величинам A, PN, Рр> Pf-
Введем обозначение:
₽ = ₽„-₽Р,	(3)
где Р — это обобщенный или результирующий коэффициент ОС (возвратное отношение). Если Pn(0) > Рр(О), то результирующая ОС является отрицательной, в противном случае — положительной. С учетом (3) выражение (2) записывается в следующем виде:
т_ РГА _ pFA 1+рА	1+Ар ’
(4)
где Ар — РА — петлевое усиление или усиление петли ОПС.
Формула (4) получена в предположении, что в ОПС используется неинвертирующий усилитель. На практике удобнее использовать формулу
Т = ±-Ре^=±_М ,	(5)
1+рА 1+Al
применимую для ОПС, в которых используется любой тип усилителя (инвертирующий и/или неинвертирующий), если соблюдаются следующие соглашения:
•	знак «+» соответствует неинвертирующему усилителю, а знак «-» — инвертирующему;
•	коэффициент передачи А усилителя на постоянном токе является положительной величиной как для неинвертирующего, так и для инвертирующего усилителя (исходный усилитель всегда считается неинвертирующим).
Обычно не составляет труда определить, является ли ОПС инвертирующей или неинвертирующей. Кроме того, при анализе свойств ОПС знак ее передаточной функции, как правило, не имеет принципиального значения. По этим причинам и для сокращения записей в дальнейшим знаки «+» и «-» в выражении (5) будем опускать.
Рассмотрим физический смысл отдельных составляющих формулы (5).
Коэффициент ОС Р численно равен той части выходного напряжения Uout ОПС, которая возвращается на вход усилителя. Величина 1/р, обратная коэффициенту ОС, называется обращенным коэффициентом ОС.
Коэффициент Pf численно равен той части входного напряжения UIN ОПС, которая поступает на вход усилителя при разомкнутой ОС.
Произведение PFA — усиление ОПС при разомкнутой петле ОС, численно равное коэффициенту передачи ОПС, в которой вход (входы) цепи (цепей) ОС отключены от выхода усилителя и подключены к общей точке схемы.
Петлевое усиление AL = РА является важнейшей характеристикой, определяющей погрешность и стабильность передаточной функции ОПС, а также степень устойчивости ОПС.
Знаменатель 1+РА выражения (5) называется глубиной ОС или возвратной разностью. Глубина ОС показывает, во сколько раз изменяется коэффициент передачи ОПС при замыкании петли ОС.
Анализ выражения (5) позволяет сделать важный вывод.
Если РА » 1, то, пренебрегая единицей в знаменателе (5), получим, что
(6) Р
Из (6) следует, что при большом петлевом усилении передаточная функция ОПС определяется параметрами цепи ОС и практически не зависит от свойств усилителя. В пределе, когда А —> оо, выражение (6) становится точным:
23
искусство схемотехники
T = Tid=A.	(7)
Передаточная функция T[D называется идеальной передаточной функцией ОПС. Выражение (5) можно записать в следующем виде:
Т=0хНЙГТ,А»’	<8’
где Te"'=1+Pa=^ZL	(9)
РА
Второй сомножитель TERR выражения (8) называется коэффициентом погрешности [2], величина которого полностью определяется петлевым усилением и в идеальном случае равна единице. Отклонения модуля TERR от единицы и фазы TERR от нуля определяют соответственно амплитудную и фазовую ошибки ОПС.
1.2.	Однополюсная модель ОУ. Анализ устойчивости. Передаточная функция шума
В настоящее время в качестве усилителя ОПС обычно используется интегральный ОУ. Для инженерных расчетов ОПС во многих случаях достаточно использовать однополюсную модель ОУ, передаточная функция которой аппроксимируется следующим выражением:
A(s) =
СОр, S+tOp,
(10)
iiip _ Ao(Oj.
SAo+cOp ’
Ао
где До — усиление ОУ на нулевой частоте (постоянном токе); соР1 — круговая частота полюса передаточной функции ОУ; (Оу — Ад соР1 — круговая частота единичного усиления ОУ.
С учетом (10) выражение (9) можно записать в следующем виде:
РАоЬ>г
„ _ SAp+tOp ERR 1u рАдГО, • SAo+(Oj.
После несложных преобразований получаем:
Т = Р°*г ERR
S+—L+pidp Ар
Учитывая, что в хорошо спроектированных усилителях (с глубокой ОС) всегда выполняется неравенство
Р«>г »	= “pi>
Ао
можно записать, что
Из (11) следует, что в ОПС с резистивной (не зависящей от частоты) ООС коэффициент погрешности имеет передаточную функцию, соответствующую фильтру низкой частоты первого порядка с единичным усилением на нулевой частоте и частотой полюса, равной произведению Р<от.
При конечных значениях РЕ и А (в практических ОПС обычно РЕ < 1, а величина А велика, но всегда конечна) величина Т обращается в бесконечность в том случае, когда выполняется условие:
1+рА = 0.	(12)
Выполнение условия (12) означает, что происходит самовозбуждение ОПС и она работает в режиме автогенератора. Таким образом ОПС теряет устойчивость, когда ее петлевое усиление равняется -1:
рА=-1.	(13)
Количественно степень устойчивости ОПС оценивается показателем, который называется запасом устойчивости по фазе (Phase Margin) и определяется следующим образом:
Рм= arg[P(jFc)A(jFc)] + 180° ,	(14)
где Fc — частота среза петли, на которой модуль петлевого усиления ОПС равен единице:
|P(jFc)A(jFc)| = 1.
На рис. 2 изображены типичные ЛАЧХ (метка Gain Loop) и ЛФЧХ (метка Phase Loop) петлевого усиления ОПС. Из рис. 2 следует, что ОПС имеет запас устойчивости по фазе Рм = 63,4° и частоту среза петли Fc = 1 МГц.
ФЧХ однополюсного ОУ определяется выражением:
F
<p(F) = —arctg—.	(15)
В табл. 1 приведены значения P(F) для ряда значений отношения F/FP1.
Подстановка (15) в (14) дает, что
F
Рм= 180°-arctg-^+arg[p(jFc)]. fpi
В реальных ОПС практически всегда выполняется условие Fc » FP1 и, следовательно,
Рм= 90° + arg[P(jFc)]_
Из этого соотношения следует, что проблемы с устойчивостью ОПС, реализованных на однополюсных ОУ, возникают в том случае, когда фазовое запаздывание arg[P(jFc)] цепи ОС на частоте Fc среза петли превышает 90°. Если в цепи ОС отсутствуют реактивные элементы, т. е. она состоит исключительно из резисторов и не вносит фазовых сдвигов, то ОПС имеет запас по фазе не менее 90°.
Полученные соотношения позволяют составить достаточно полное представление о частотных свойствах ОПС, а также о степени (запасе) ее устойчивости. Однако эти результаты не дают никакой инфор-
Рис. 2
24
Схемотехника № 7 * июль 2004
Таблица 1
F/FP1	0	0,1	0,125	0,25	0,5	1	2	4	8	10	СЮ
<р, градусы	0	-5,71	-7,13	-14,0	-26,6	-45,0	-63,4	-76,0	-82,0	-84,3	-90,0
мации о шумовых свойствах ОПС. Основным источником шума в ОПС является усилитель. Шумовые свойства ОПС принято характеризовать передаточной функцией шума [2], которая определяется следующим образом:
Gn(S) = uout(s) unoise(S)
где UNOiSE — напряжение шума усилителя ОПС, приведенное (пересчитанное) к его входу.
Здесь следует сделать замечание об используемой терминологии. Передаточную функцию шума GN(S) часто называемую коэффициентом усиления шума (Noise Gain), не следует путать с коэффициентом или фактором шума NF (Noise Factor), который показывает на сколько децибел отличаются отношения сигнала и шума на входе и выходе ОПС. В данной статье используется только понятие коэффициента усиления шума Gn(S).
Для определения GN(S) воспользуемся структурной схемой ОПС, изображенной на рис. 3. Эта схема отличается от схемы на рис. 1, а тремя моментами:
•	цепи ООС и ПОС объединены в один функциональный блок, коэффициент передачи которого в соответствии с (3) равен Р = Pn_Pp!
•	шумы усилителя, пересчитанные на его вход, моделируются источником напряжения UNOISE;
•	уровень входного сигнала ОПС равен нулю (по существу вход ОПС соединен с общим проводом).
Для определения GN воспользуемся стандартным приемом нахождения передаточных функций линейных ОПС, который заключается в следующем: напряжение источника входного сигнала (в нашем случае напряжение источника UNOISE) полагаем равным 1 В. Совершенно очевидно, что при этом выходное напряжение ОПС численно равно искомой передаточной функции (в нашем случае UOUT - Gn). Узловые напряжения ОПС, соответствующие UN()ISE = 1 В, указаны на рис. 3. Входное и выходное напряжения отличаются в А раз и, следовательно,
(1-PGN)A=GN.
Рис.3
Решение этого уравнения относительно Gn дает искомый результат:
Gn= Т+рА = рХНрА =Gn,dGerr’(16) где Gnid = 1/Р — передаточная функция шума ОПС, в которой используется идеальный (с бесконечной полосой пропускания и усилением) усилитель; GERR = РА/(1+РА) — коэффициент погрешности, учитывающий влияние неидеальностей усилителя.
Из сравнения выражений (8) и (16) следует, что
с„=£.	(17)
Pf
В ОПС, у которой в цепи ОС установлены пассивные компоненты, модуль коэффициента передачи напряжения с входа ОПС на вход усилителя не превышает единицы:
IMS1.
следовательно,
|gn|>|t|.	(18)
Равенство GN = Т соответствует случаю, когда входное напряжение U[N ОПС поступает непосредственно на неинвертирующий вход ОУ. Во всех других случаях входные шумы ОУ усиливаются в |1/рЕ| раз больше, чем входной сигнал UjN. Из вышеизложенного следует, что, к сожалению, ОПС более восприимчива к шумам UNOise собственного усилителя, нежели к полезному входному сигналу UIN. В частотноизбирательных ОПС (активных фильтрах) модули |GN| и |Т| в полосе задержания могут отличаться на несколько порядков. Если разработчики не учитывают это обстоятельство, ошибочно полагая, что избирательные свойства ОПС по отношению к полезному входному сигналу UIN и по отношению к внутренним мешающим сигналам UNO[SE
примерно одинаковы, то их ожидает неприятный сюрприз — уровень шума на выходе ОПС оказывается значительно больше ожидаемого (мы еще вернемся к этому вопросу).
При выводе соотношения (16) не накладывалось никаких ограничений на характер шумов усилителя и, следовательно, полученные результаты в равной степени применимы к следующим мешающим сигналам:
•	тепловые шумы усилителя;
•	напряжение смещения нуля ОУ;
•	внешние наводки на входы и внутренние каскады ОУ;
•	гармонические составляющие, отсутствующие во входном сигнале U[N ОПС и возникающие в результате нелинейности амплитудной характеристики ОУ.
Так, например, если напряжения смещения нуля ОУ равно Uos, то напряжение смещения Uqutos на выходе ОПС определяется выражением:
UquT_OS = ^OsGn(O) .	(19)
Пересчет напряжения смещения иОцт os на вход ОПС дает следующий результат:
U in OS —
Uout os _ Uos
T(0)	pF(0) 
(20)
Продолжение следует
Сергей Лозицкий, Radioavt@online.bryansk.ru
ЛИТЕРАТУРА:
1.	Интегральные схемы: Операционные усилители. Том 1. —М.: Физмат-лит, 1993, с. 35.
2.	И. Достал. Операционные усилители: Пер. с англ. — М.: Мир, 1982, с. 175, 339.
3.	Е. И. Манаев. Основы радиоэлектроники. Учебное пособие для вузов. — М.: «Советское радио», 1976, с. 194.
4.	Проектирование и применение операционных усилителей. Под редакцией Дж. Грэма, Дж. Тоби, Л. Хьюлс-мана. Пер. с англ. — М.: Мир, 1974, с. 188, 465, 306.
5.	М. В. Гальперин. Практическая схемотехника в промышленной автоматике. — М.: Энергоатомиздат, 1987, с. 61.
6.	В. Л. Шило. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре. — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: Сов. Радио, 1979, с. 34, 38.
25
7 т. Схемотехника № 7
ск сство схемотехники
Окончание. Начало — № 5/2004
Еще раз о бестрансформаторных блоках питания с гасящим конденсатором
К выбору балластного конденсатора нужно относиться очень внимательно. В обзорно-расчетных статьях [1,2] эта информация имеется, но без подробностей. Статья [3] целиком посвящена данному вопросу, но и в ней объяснение очень краткое, со ссылкой на справочник. Возможно, не у всех читателей есть под рукой справочник по конденсаторам [27, 28], поэтому подробности не помешают. Не будем перебирать различные типы конденсаторов, а рассмотрим один, зато самый распространенный. Речь пойдет о конденсаторе К73-17. Проблема наглядно представлена на рис. 2, который позаимствован из [27].
На рис. 2 показана зависимость допустимой амплитуды напряжения переменного тока или переменной составляющей пульсирующего тока от частоты для конденсаторов К73-17, кривые 1—9 соответствуют следующим группам:
1.	630 В (0,068...0,47 мкФ);
2.	100 В (10 мкФ);
3.	400 В (0,15... 1,0 мкФ);
4.	160, 250 В (0,33...2,2 мкФ);
5.	63 В (1,5...4,7 мкФ);
6.	250 В (0,047...0,22 мкФ);
7.	63 В (0,22... 1,0 мкФ);
8.	400 В (0,022...0,1 мкФ);
9.	630 В (0,01...0,047 мкФ).
Из графиков на рис. 2 следует, что при частоте 50 Гц конденсаторы К73-17 250 В рассчитаны на переменное напряжение 160 В (точнее 177 В). К73-17 400 В можно использовать при переменном напряжении (400 Вх0,7)/1,41 = 200 В (ну, почти 220). И только конденсаторы К73-17 630 В «честно» выдерживают сеть 630 Вх0,55/1,41 = 245 В. Причем если учесть что сеть это -220 В±10 %, оказывается, что запас по напряжению «нулевой». Конечно, здесь имеет место небольшое художественно преувеличение. У всех производителей существуют тесты на перегрузочную способность. Так, очень интересное примечание нашлось в кратком каталоге [29]. «Конденсаторы К73-17 при UHOM = 630 В (но только этот тип!) допускают кратков
ременное (по 10 с, суммарно < 2 мин) воздействие переменного напряжения 1500 ВЭФФ при 50 Гц». В каталоге [30] данная фраза отсутствует, хотя речь идет об одних и тех же конденсаторах. Это опять про документацию. Может быть, мы доживем до того исторического момента, когда все наши заводы, наконец, опубликуют свои полные ТУ. Додумались же до этого иностранцы, только почему-то они называют это Data Sheet.
Почему же в БТБП постоянно встречаются конденсаторы на напряжение 250...400 В? Причина сложившейся практики с исторической точки зрения, возможно, состоит в том, что в 60...80 годах прошлого века бумажные, металлобумажные, комбинированные конденсаторы были явно доступнее, чем пленочные (за исключением полистирольных с малыми емкостями). Некоторые, но не все, типы бумажных конденсаторов (герметизированные) не требовали снижения напряжения на переменном токе низкой частоты (для популярных конденсаторов МБМ, кстати, это не так). С появлением новых типов конденсаторов произошла «плавная замена» по внешним признакам (емкость, номинальное напряжение). Еще одна причина — чисто внешнее сходство пленочных импортных конденсаторов, предназначенных для «АС & Pulse» (обычно, полипропиленовые), с отечественными и импортными, рассчитанными на DC (полиэтилентерефталатные). Они и по цвету иногда тоже голубые, но чаще все-таки оранжевые или коричневые. Иногда можно разобраться по маркировке. Надписи -280 V, -300 V на конденсаторах для DC встречаться не должны.
Для конденсаторов К73-17 (и аналогичных) в рассматриваемом БП может нарушаться еще один паспортный параметр — предельный импуль
сный ток. Данные по конденсаторам К73-17 приведены в табл. 3. Причем эти данные отсутствуют в справочнике [27] и найдены только в [30].
При первом взгляде на таблицу кажется, что цифры по току довольно большие, однако достичь предела — вовсе не проблема. Для этого, например, достаточно в БП на рис. 1 использовать R1 < 51 Ом (в публикациях встречаются и меньшие номиналы) совместно с конденсатором К73-17 0,47 мкФ 630 В, для него 1МАКС = 620 В/51 Ом = 12 А. Импульс, разумеется, очень короткий, непериодический и разрушение конденсатора по этой причине нереально (это не пробой, ток лавинообразно расти не будет). Написано просто для сведения. То есть, это «страшилка», но из самого ее существования следует вывод, что наличие токоограничительного резистора R1 — это не «рекомендация», а непременное условие! Однако, если заглянуть в часть статей по БТБП [6] и в некоторые обзорные статьи [2, 5], выяснится, что очень часто данный резистор вообще отсутствует. В обзорных статьях [1,4] на схемах резистора тоже нет, но про необходимость его установки сказано в тексте. Кстати, в статье [1], рис. 3, график 3, обозначение на вертикальной оси — 1с (то есть ток конденсатора С1), а не Uc.
Из вышеприведенного примера следует еще один не очень приятный вывод. Тот же самый импульсный ток в несколько ампер обязаны выдерживать выпрямительные диоды (VD1, рис. 1) и стабилитрон VD2. Годятся диоды lN400x, мосты DBlOx и их аналоги с допустимым импульсным током 30...50 А [32]. Еще больший запас имеют многочисленные «быстрые» диоды. В опубликованных схемах
Рис. 2
26
Схемотехника № 7 * июль 2004
часто можно встретить диоды КД521, КД522 с любым буквенным индексом (1ИМП - 0,5 А) [31]. Они даже попали в промышленные изделия (речь все о том же зарядном устройстве аккумуляторных фонарей [18, 19]). Применять эти диоды можно, вот только номинал R1 должен быть в этом случае не менее 620 В/0,5 А = 1,3 кОм! Для КД 102 с любым буквенным индексом (1ИМП 2 А) — R1 > 330 Ом. Чаще всего в схемах БТБП можно встретить популярный диодный мостик КЦ407А [31] Цпли < ЗА) — R1 > 200 Ом. Обычный диапазон номиналов резистора R1 — 30.. .200 Ом. Этот диапазон соответствует импульсному току 3...20 А, откуда следует, что использование моста КЦ407А в большинстве публикаций — дело весьма сомнительное.
Со стабилитроном ситуация не столь очевидна. Логично предположить, что в момент включения конденсатор С2 разряжен и стабилитрон просто замкнут. Но если учитывать «дребезг» (пусть С2 уже успел зарядиться), можно представить ситуацию, когда стабилитрону придется пропустить практически весь импульсный ток. С этим утверждением можно поспорить, потому что в первый момент С2 обязан заряжаться просто потому, что успел частично разрядиться на RHArp Но нельзя забывать и о том, что у оксидных конденсаторов большой емкости (С2 — именно такой) довольно велика собственная индуктивность. Нужно отметить, что у стабилитронов с допустимыми импульсными токами дела обстоят несколько хуже, чем у диодов. В справочнике [31] для всех распространенных маломощных стабилитронов данные о максимальных импульсных токах попросту отсутствуют, за исключением 2С175Ж (Е)... 2С224Ж (Е), хотя некоторые цифры для стабилитронов средней и большой мощности в справочнике все же найти можно. Выборочные данные сведены в табл. 4. Приблизительно такая же ситуация наблюдается и в кратких каталогах [32, 33, 34]. Данных по допустимым импульсным токам маломощных, да и большинства мощных стабилитронов нет (тут следует честно признаться, что до просмотра конкретных Data Sheet автор не добрался). Но для общего впечатления достаточно и одного примера. Серия одноваттных стабилитронов фирмы DC Components в корпусе DO-41 1N47xxA — одна из самых распространенных [32]. В табл. 4 приведены параметры нескольких стабилитронов из этой серии.
Из вышеприведенных данных можно сделать вывод, что при обычных для БТБП номиналах R1 стабилитрон должен быть мощным. Если для выходных напряжений БТБП 3...5 В со стабилитронами даже средней мощности все хорошо (табл. 4), то уже для UBbIX = 15 В поиск подходящего стабилитрона может превратиться в непростую проблему. Впрочем, именно в силу «притянутости» объяснения, сам автор склонен считать, что весь текст про стабилитроны — это, скорее, еще одна «страшилка», а не реальная опасность. Может быть, лучше вместо стабилитронов в БТБП использовать ограничители напряжения (TVS).
Интересные микросхемы выпускаются фирмой Maxim. Речь о МАХ610/611/612, предназначенных для прямого преобразования переменного напряжения 110/220 В в постоянное фиксированное 5 В (1,3.. .9 В — МАХ610, 1,3...15 В— МАХ612. Микросхемы представляют собой БТБП (за исключением R1R2C1 — рис. 1) с встроенным стабилизатором. Выпрямитель одно-полупериодный у МАХ611 и двухпо-лупериодный у МАХ610/612, он нагружен на встроенный интегральный стабилитрон (12,4 В— МАХ610/611, 18,6 В — МАХ612). Корпуса PDIP-8, SOP-8. Подробности можно посмотреть в [35] или на CD фирмы Maxim [36]). К Таблица 3
£ 2“ э	^ном» мкФ	Амплитуда импульсного тока, А	Скорость изменения напряжения, макс, В/мкс
63	0,18...0,47	2,4...6,1	13
	0,68... 1,5	5,4... 12,0	8
	2,2...4,7	8,8... 18,8	4
160	1,5...2,2	19,5...28,6	13
250	0,047...0,1	1,2...2,5	25
	0,15...0,33	2,2...5,0	15
	0,47... 1,0	6,1...13,0	13
400	0,022...0,047	0,8...1,6	35
	0,068...0,15	1,4... 3,0	20
	0,22...1,0	3,5... 16,0	16
630	0,01...0,022	0,5... 1,1	50
	0,033...0,068	1,0...2,0	30
	0,1...0,47	2,5-11,7	25
Таблица 4
Стабилитроны отечественные				Стабилитроны импортные			
Тип	иСТ/ В	кт МАКС' мА	кмП. МАКС' мА	Тип	ист» В	кт МАКС' мА	кип. МАКС' мА
Д815А	5,6	1400	2800	1N4728A	3,3	276	1380
Д815В	8,2	950	1900	1N4732A	4,7	193	965
Д815Д	12	650	1300	1N4733A	5,1	178	890
Д815Е	15	550	1100	1N4735A	6,2 	146	730
КС433А	3.3	229	382	1N4737A	7.5	121	605
КС447А	4,7	190	318	1N4738A	8,2	110	550
КС468	6,8	142	238	1N4739A	9,1	100	500
КС533А	33	17	20	1N4740A	10	91	454
2С175Ж...213Ж	—	—	200	1N4742A	12	76	380
2С215Ж...224Ж	—	—	100	1N4744A	15	61	304
сожалению, на последних фирменных CD документация на эти микросхемы отсутствует, из чего можно сделать вывод, что их выпуск прекращен. Для данной статьи польза от фирменной документации заключается в том, что в типовой схеме включения этих микросхем и в примерах применения для ~220 В четко сказано, что R1 должен иметь мощность 1 Вт (100 Ом), а конденсатор С1 — допустимое напряжение 280 r.m.s. Это еще одно подтверждение материала, изложенного в статье. И опять о мелочах. Приставочка «r.m.s.» (root-mean-square) исчезла при переводе из [36] в [35] (пример на рис. 1, с. 390). Вот так возникают недоразумения.
Выше было показано, что конденсатор Cl (К73-17) в БТБП должен иметь рабочее напряжение не ниже 630 В. Если нужно набрать 1...2мкФ на напряжение 630 В, придется поставить два—четыре конденсатора 0,47 мкФхбЗО В параллельно (это максимальный выпускаемый номинал), размеры такой сборки 25x15,5x25 мм. Этот объем вполне сравним с объемами миниатюрных сетевых трансформаторов (БП от старых отечественных калькуляторов, например), однако малогабаритный трансформатор способен выдать ток 100.. .300 мА и заодно обеспечивает гальваническую развязку.
Любителям миниатюризации БТБП можно посоветовать обратить внимание на высоковольтные ЧИП-конденсаторы фирмы Murata. Из многих перечисленных в каталоге реально годится только один тип конденсатора GHM2145 104 М АС250 — чип-конденсатор GHM2145 (типоразмер 2220, LxHxT -= 5,7x5,0x2,0 мм), емкость 0,1 мкФ, рабочее напряжение АС 250 В. Выигрыш в размерах существенный. К73-17 0,1 мкФ 630 В имеет размеры 23x18x7 мм. Проигрыш в цене— раз в десять (3 руб. К73-17 и около 30 руб. GHM). Кроме того, из просмотра документации, а она оказалась не слишком подробной, следует, что предельные импульсные токи у GHM меньше
искусство схемотехники__________________________________________
в разы, а может и на порядок, чем у К73-17, что потребует существенного увеличения номинала резистора R1 (рис. 1). Зато тестируются конденсаторы при АС 575 В (r.m.s.) в течение 60 с! Возможно, годятся и конденсаторы GHM 1545 В — 0,22 мкФ, 630 В постоянного напряжения (5,7x5,0x2,7 мм, тестовое напряжение 150 %). Сейчас эти конденсаторы называются GA255DB3E2104MY02L (GHM2145) и GRM55XB32J224KY05L (GHM1545) [37]. Расшифровать сию абракадабру нет никакой возможности, поэтому данные приведены по старому каталогу Murata 1999 г [38].
Олег Федоров, editor@dian.ru
Р. S. Если монетку подкидывать, ну очень долго, то кроме «орла» и «решки» возможна ситуация, когда монетка встанет на ребро. Редко, но бывает. Так вот, когда статья уже была написана, автору позвонил один из участников опроса и сообщил, что у него в бестрансформаторном блоке питания с гасящим конденсатором, впервые за многие годы, наконец-то, сгорел токоограничительный резистор (R1, рис. 1) МЛТ-0,5 Вт, 22 Ом! Не доверять сообщению «никак не можно», поскольку его источником был очень известный автор. Действительно, мистика! Есть предположение (иррациональное), что резистор остался бы целым и невредимым, если бы автор не затеял написание данной статьи.
ЛИТЕРАТУРА:
27.	Конденсаторы. Справочник. И. И. Четвертков, М. Н. Дьяконов, В. И. Присняков и др.; под ред. И. И. Четверткова, М. Н. Дьяконова. — М.: Радио и связь, 1993.
28.	Справочник по электрическим конденсаторам; под ред. И. И. Четверткова. — М.: Радио и связь, 1983.
29.	Электронные компоненты, приборы и материалы. Каталог. — С.-Пб.: ОАО НИИ «Гириконд», 2001.
30.	Конденсаторы с органическим диэлектриком. Каталог. — С.-П6.: ЗАО «ЭЛКОД», 2002.
31.	Диоды выпрямительные, стабилитроны, тиристоры: Справочник; под ред. А. В. Голомедова. — М.: КубК-а, 1994.
32.	БЭК, вып. 4. Диоды, мосты и стабилитроны фирмы DC Components. — М.: ДОДЖА, 1999.
33.	On Semiconductor. Master Components Selector Guide. SG388/D, Rev. 4, May-2002.
34.	General Semiconductor. Selector Guide. 1998.
35.	Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. Изд. 2-е. —М.: ДОДЖА, 2000, с. 389.
36.	МАХ610/МАХ611/МАХ612. AC-to-DC Regulator (110/220VAC to 5.0VDC). —Maxim Full-Line Data Catalog. Ver. 4.0. 2000. File: 1552.pdf.
37.	БЭК, вып. 27. Murata: резонаторы, конденсаторы керамические, триммеры. — М.: ДОДЭКА-ХХ1, 2003.
38.	Chip Monolithic Ceramic Capacitor. Cat. № C02E-5. — Murata Manufacturing Co., Ltd, 1999.
Окончание. Начало — № 5/2004
Обеспечение
помехозащищенности цифровых устройств
0 ЗАЩИТНЫХ СВОЙСТВАХ КАБЕЛЕЙ
На рис. 16, а показана схема простейшей цепи передачи сигналов по коаксиальному кабелю, которая в ряде случаев может считаться вполне удовлетворительной. Ее основной недостаток состоит в том, что при наличии импульсных уравнивающих токов между корпусными «землями» (уравнивание потенциалов — основная функция системы корпусных «земель») часть этих токов может течь по оплетке кабеля и вызывать падение напряжения (в основном из-за индуктивности оплетки), которое в конечном счете действует на нагрузку R. Вследствие этого число точек соединения оплетки кабеля с корпусными «землями» следует сводить к минимуму, в частности к нулю (рис. 16, б). Эта мера, однако, не спасает от возникновения импульсных (или высокочастотных) токов в оплетке из-за связи с источником помех через паразитную емкость между источником помех и оплеткой. Более того, в этом смысле схема, приведенная на рис. 16, а, оказывается предпоч-
Рис. Тб
тительной, и с увеличением числа точек соприкосновения оплетки кабеля с корпусной землей улучшаются возможности стекания наведенных зарядов с оплетки. Использование кабеля с дополнительной оплеткой (рис. 16, в) позволяет защититься как от емкостных наводок, так и от уравнивающих токов, которые в этом случае текут по внешней оплетке и практически не влияют на сигнальную цепь.
Включение кабеля с дополнительной оплеткой по схеме, показанной на рис. 16, г, позволяет улучшить частотные свойства линии за счет уменьшения ее погонной емкости. В идеальном случае напряжение на любом элементарном участке центральной жилы совпадает с напряжением элементарного цилиндра внутренней оплетки, окружающего этот участок. Если это так, то элементарная емкость между указанными проводниками никогда не перезаряжается, так как напряжения на обеих ее обкладках меняются синфазно. Поэтому можно считать, что паразитная емкость между центральной жилой и внутренней оплеткой равна нулю. Энергия на перезарядку емкости между оплетками отбирается непосредственно от источника сигналов, а энергия, подаваемая на центральную жилу, не расходуется «понапрасну» на заряд линии как в обычном коаксиальном кабеле и полностью выделяется на нагрузке. Линии такого типа используются в локальных компьютерных сетях для повышения скорости передачи информации. Внешняя оплетка кабеля является частью сигнальной цепи, поэтому данная схема с точки зрения защищенности от внешних помех эквивалентна схеме, показанной на рис. 16, б.
Ни медная, ни алюминиевая оплетка простого коаксиального кабеля не защищает его от воздействия низкочастотных магнитных полей. Эти поля наводят ЭДС как на отрезке оплетки, так и на соответствующем отрезке центральной жилы. Хотя эти ЭДС и одноименны по знаку, они не компенсируют друг друга по величине
Схемотехника № 7. июль 2004
из-за разной геометрии соответствующих проводников — центральной жилы и оплетки. Разностная ЭДС в конечном счете прикладывается к нагрузке R. Дополнительная оплетка (рис. 16, в, г) также неспособна предотвратить проникновение магнитного поля низкой частоты в ее внутреннюю область.
Защиту от низкочастотных магнитных полей обеспечивает кабель, содержащий витую пару проводов, заключенную в оплетку (рис. 16, д). В этом случае ЭДС, наводимые внешним магнитным полем на составляющих витую пару проводах, полностью компенсируют друг друга как по знаку, так и по абсолютной величине. Это тем более справедливо, чем меньше шаг скрутки проводов по сравнению с зоной действия поля и чем более тщательно (симметрично) она выполнена. Недостатком такой линии является ее сравнительно низкий частотный «потолок» — порядка 15 МГц — из-за больших потерь энергии полезного сигнала на более высоких частотах.
Схема, представленная на рис. 16, е, обеспечивает наилучшую защиту от всех видов помех (емкостные наводки, уравнивающие токи, низкочастотные магнитные поля, высокочастотные электромагнитные поля). Внутреннюю оплетку рекомендуется соединять с «радиотехническим» или «истинным» общим проводом (сигнальным), а внешнюю — с «системной» (корпусной) «землей». При отсутствии «истинного» общего провода можно воспользоваться схемой включения, показанной на рис. 16, ж. Внешняя оплетка соединяется с «системной землей» на обоих концах, а внутренняя — только со стороны источника. В тех случаях, когда нет необходимости в защите от низкочастотных магнитных полей и есть возможность передавать информацию без исполь
зования парафазных сигналов, один из проводов витой пары может служить сигнальным проводом, а второй — экраном. В этих случаях схемы, приведенные на рис. 16, е, ж, можно рассматривать как коаксиальные кабели с тремя экранами — общим проводом витой пары, внутренней и внешней оплетками кабеля.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ОПТРОННЫХ РАЗВЯЗОК ДЛЯ ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ
Если устройства системы разнесены на значительное расстояние, например на 500 м, трудно рассчитывать на то, что их общие провода всегда эквипотенциальны. Как отмечалось, уравнивающие токи по общим проводам создают импульсные помехи на этих проводниках за счет их индуктивности. Эти помехи в конечном счете прикладываются к входам приемников и могут вызвать их ложное срабатывание. Использование линий типа «дифференциальная пара» позволяет подавлять лишь синфазные помехи и поэтому не всегда дает положительные результаты. На рис. 17 показаны схемы оптронных развязок между двумя удаленными друг от друга устройствами.
Схема с активным приемником (рис. 17, а) содержит передающий оптрон Ши приемный оптрон U2. При подаче импульсных сигналов на вход X светодиод оптрона U1 периодически излучает свет, в результате выходной транзистор этого оптрона периодически насыщается и сопротивление между точками а и б падает от нескольких сотен килоом до нескольких десятков ом. При включении выходного транзистора передающего оптрона ток от положительного полюса источника Е2 проходит через светодиод оптрона U2, линию (точки а и б) и возвращается к отрицательному полюсу этого источника. Источник Е2 выполняется изолированным от источника ЕЗ. Если
выходной транзистор передающего оптрона выключен, то ток по цепи источника Е2 не протекает. Сигнал X’ на выходе оптрона U2 близок к нулю, если его светодиод включен, и близок к +4 В, если этот светодиод выключен. Таким образом, при X = 0 светодиоды передающего и приемного оптронов включены и, следовательно, X’ = 0. При X = 1 оба светодиода выключены и X’ = 1.
Оптронная развязка позволяет значительно повысить помехоустойчивость канала связи и обеспечить передачу информации на расстояния порядка сотен метров. Диоды, подключенные к передающему и приемному оптронам, служат для их защиты от обратных выбросов напряжения. Резисторная цепь, связанная с источником Е2, служит для задания тока в линии и ограничения тока через светодиод приемного оптрона. Ток в линии согласно интерфейсу ИРПС может быть выбран равным 20 или 40 мА. При выборе номиналов резисторов нужно учитывать омическое сопротивление линии связи. Вариант с «активным передатчиком» (рис. 17, б) отличается от предыдущего тем, что источник питания линии Е2 расположен на стороне передатчика. Это не дает никаких преимуществ — оба они по сути одинаковы и являются так называемыми «токовыми петлями».
Рекомендации, приведенные в этой статье, могут показаться начинающему схемотехнику слишком жесткими. Борьба с помехами представляется ему «сражением с ветряной мельницей», а отсутствие опыта работы по проектированию устройств повышенной сложности создает иллюзию того, что можно собрать работоспособное устройство, не выполнив ни одной из приведенных рекомендаций. Действительно, иногда возможно и такое. Известны даже случаи серийного выпуска таких устройств. Однако в неофициальных отзывах об их работе можно услышать много интересных нетехнических выражений, таких, как визит-эффект и некоторых других, более простых и понятных.
Борис Шевкопляс, borissh@zelmail.ru
Рис. 17
29
Окончание. Начало — № 6/2004
Персональный компьютер— настройка, эксплуатация, безопасность
Если с операционной системой, установленной на вашем компьютере, случилось что-то неладное, то в зависимости от обстоятельств можно воспользоваться как описанными выше двумя способами восстановления системы, так и появившимися в последнее время различными «Реаниматорами Windows ХР», часть из которых весьма сомнительного происхождения. Можно поступить простым и оригинальным образом — установить на другой физический жесткий диск «запасную» точно такую же Windows ХР. В случае, если система на первом жестком диске будет повреждена, то перед ее восстановлением с помощью второй системы можно будет сохранить настройки программ, личные файлы пользователя (папка Documents and Settings) и находящиеся на системном разделе диска другие нужные файлы (которых должно быть как можно меньше). Если же причина неполадок будет найдена, можно восстановить с помощью запасной системы работу основной, например, переместив в нужное место сохраненные копии системных файлов или реестра, которые по умолчанию почти всегда создает «про запас» сама Windows ХР. В скрытой папке ... \Windows\system32\dllcache\ можно найти множество файлов с расширениями exe, dll, sys, vbs и других, предусмотрительно скопированных без вашего участия еще работавшей системой. Большую часть поврежденных или ошибочно удаленных, а то и просто «исчезнувших» файлов, система сама восстанавливает из этой папки, причем все происходит незаметно для пользователя. Все это будет доступно только в том случае, если вы по совету «знатоков» не отключили через реестр возможность кэширования системных файлов.
У части пользователей ПК при установке еще одной системы Windows ХР на второй жесткий диск возникают трудности, кажущиеся непреодолимыми. Несколько небольших хитростей позволят их избежать. В BIOS отключаем первый жесткий диск (разделы F, С, D на табл. 1). Вставляем
загрузочный компакт-диск и запускаем инсталлятор Windows ХР. Система находит оба жестких диска, но буквы разделам дисков назначает не так, как это сделала первая, «главная на компьютере» ОС. Это именно то, что нам нужно. Активным (загрузочным) становится раздел Е, который является на втором диске первым порядковым. Вторая система называет его С, что и следовало ожидать. Именно там и будут размещены загрузочные файлы второй ОС. Самой системе приказываем устанавливаться на третий раздел диска, который она назвала F, первая же система считает его Н, как и показано в табл. 1. Система устанавливается обычным образом, под нее инсталлируется набор программ, который размещается на системном диске Н по таблице. Чтоб и «врагам» было неповадно, и нам проще, программы не от Microsoft желательно проинсталлировать не в папку Program Files, а в какую-нибудь другую, например, Prog-ram Soft. Короткое тире, разделяющее первое слово названия папки, не случайно. Чтобы ускорить настройку интерфейса, можно позаимствовать из первой системы файлы конфигураций, например, с расширением Theme и/или воспользоваться мастером переноса файлов и параметров.
Категорически не рекомендуется заниматься клонированием на другой жесткий диск уже установленной операционной системы, в лучшем случае вы скопируете ее с неизбежными ошибками инсталляции, в худшем — получите неработающую копию Windows.
Итак, вторая система установлена, частично настроена, второй жесткий диск в BIOS вновь включается, но хотелось бы получить в свое распоряжение и работающий загрузчик, с помощью которого можно будет выбрать, какую именно копию системы будем загружать. В авторском варианте при включенных в BIOS обоих жестких дисках загружалась вторая ОС. Можно очень долго думать, что же в таком случае вписать в файлы bootini, а лучше поручить это (созда
ние загрузчика) самой Windows ХР. Находясь на рабочем столе нажимаем F1, в поле поиска вводим boot.ini и в результатах поиска видим описание команды Bootcfg: «Bootcfg — Настройка, запрос или изменение параметров файла Bootini. Для получения сведений о синтаксисе команды щелкните ссылку». Несколько цитат:
1.	Команда bootcfg предназначена для настройки и восстановления конфигурации загрузки (на большинстве компьютеров она хранится в файле boot.ini). Команда bootcfg с перечисленными ниже параметрами доступна только при использовании консоли восстановления. Команда bootcfg с другими параметрами доступна из командной строки.
2.	bootcfg /add —добавление установленной копии Windows в список для загрузки.
3.	bootcfg /rebuild — просмотр всех установленных копий Windows с возможностью выбора копий, добавляемых в список.
Примечание. Перед использованием команды bootcfg /rebuild следует создать резервную копию файла boot.ini с помощью команды bootcfg /сору. На изучение всего синтаксиса этой команды уйдет не один день, не будем тратить драгоценное время, а вставим в CD-привод диск с дистрибутивом Windows ХР, запустим консоль восстановления, вспомним пароль администратора и отвечая на вопросы системы дадим ей возможность самой создать файл boot.ini. Немного забегая вперед приведу копии вариантов загрузчиков. Первый находится на жестком диске фирмы Maxtor, второй — фирмы Samsung.
Загрузчик 1
[boot loader]
timeout = 9
default = multi(O)disk(O)rdisk(O)partiti on(2)\Windows
[operating systems]
multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(2)\Win-dows = “Microsoft Windows XP Professional” /fastdetect
multi(0)disk(0)rdisk(1)partition(3)\Win-dows = “Microsoft Windows XP Professional (new)” /fastdetect
C:\win98.but = «Windows 98»
Загрузчик 2
[boot loader]
timeout = 5
default = multi(O)disk(O)rdisk(O)partiti
30
Схемотехника № 7. июль 2004
on(3)\Windows
[operating systems]
multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(3)\WIN-DOWS = “Microsoft Windows XP Professional" /fastdetect
C:\win98.but = «Windows 98»
Таким образом, загрузка любой копии Windows ХР становится возможной вне зависимости от того, подключены (исправны) ли у вас оба жестких диска или только один из них. Не забывайте отключить встроенный в ХР мониторинг «восстановления системы» на тех логических разделах жестких дисков, где установлены другие экземпляры операционных систем, и там, где хранятся только данные, архивные копии самих операционных систем, образы CD, DVD, резервные архивные копии справочников и тому подобное. Также не допускайте перекрестного мониторинга обеими ОС раздела (разделов) с программами: Мой компьютер -» Свойства -» Восстановление системы. Если вы выберете пункт «Отключить восстановление системы на всех дисках», то выиграв несколько гигабайт дискового пространства, вы лишитесь очень удобного сервиса, а вместе с ним, потеряете часы и дни на ручную правку системы и реестра, например, после неудачной установки или удаления какой-либо программы.
Как видно из таблицы и приведенных выше текстов загрузчиков на одном из разделов жесткого диска поселилась и Windows 98SE. Поскольку эта система устанавливается в данном случае последней и она не столь умна, как Windows ХР, то во время инсталляции она бесцеремонно перепишет на себя данные загрузочного сектора (master boot sector) первого жесткого диска, сделав активным раздел F, который для Windows 98 будет С. Чтобы после ее установки вернуть все на свои места, т. е. вновь сделать активным «настоящий» диск С, необходимо воспользоваться каким-либо дисковым редактором (об этом нужно позаботиться заранее, чтобы знать, что править), уже упомянутой программой PartitionMagic или другими аналогичными. Кстати, с помощью программы PartitionMagic можно создать и мультисистемный загрузчик, т. е. аналогичный загрузчику boot.ini.
Windows 98SE устанавливается в минимальной конфигурации на единственный небольшой раздел, отформатированный под FAT32, естественно,
NTFS разделов она не видит, что нам и нужно. Раздел с FAT32 также используется и для работающих без инсталляции, загружаемых с компакт-дисков версий UNIX-систем. Установленная Windows 98SE после инсталляции драйверов, кодеков, DirectX, инсталлятора MSI, антивируса и некоторых небольших программ из того же набора во всем своем составе (в авторском варианте получилось менее 900 Мбайт) клонируется в архив, например, используя мощные форматы архивов — платный WinRar (http://www. rarlab.com), бесплатный 7-Zip http:// www.7-zip.org. После этого архивная копия системы сохраняется на другом диске (размер файла 210 Мбайт). Для архивации всей Windows 98SE и установленных под нее программ, естественно, следует загрузиться в другой операционной системе. Windows 98SE в авторском варианте предназначена только для тестирования неизвестных программ или программ, решение об инсталляции которых под Windows ХР еще не принято. Если испытываемая программа пришлась по вкусу и вела себя корректным образом, то она может быть установлена и на «главную» ОС, на которой идет повседневная работа. Если Windows 98SE в какой-то момент оказалась испорченной или вы желаете устранить последствия от испытываемых на ней программ, загрузитесь в Windows ХР, удалите Windows 98SE целиком и разверните из архива на прежнее место «чистую» Windows 98SE, на что у автора уходит чуть более двух минут (архиватор 7-Zip версии 3.11, формат архива — непрерывный 7z, сжатие «ультра»). Подобные эксперименты с Windows ХР станут для нее фатальными.
Для хранения собственных наработок и документов создайте не на системном разделе диска папку с необходимыми подкаталогами. Средствами NTFS запретите к этой папке доступ для всех, в том числе и для system, оставив только полный доступ для тех учетных записей пользователей, под которыми вы собираетесь работать. Перед тем, как продолжить работу над ранее созданным документом, всегда делайте его резервную копию, которую нужно сохранить в другом месте. Регулярно создавайте как минимум по две резервные копии своих документов, которые целесообразно хранить в архивах как на разных разделах одного физического жесткого диска, так и на разных жестких дисках. При выборе формата архива следует ориентироваться не только
на степень компрессии, но и на другие факторы, например, сканируются ли по умолчанию архивы такого формата антивирусными программами, если да, то чтобы понапрасну не замедлять скорость работы сканера, рекомендуется на архивы устанавливать пароль или использовать другой формат архивации.
Нельзя исключить и одновременный выход из строя двух жестких дисков. Поэтому важные для вас данные следует периодически копировать на диски CD-RW, DVD-RW. Для документов особой важности создавайте как минимум две копии, одну из которых можно хранить у родственников или знакомых. При этом следует позаботиться о надежном шифровании информации. Шестнадцатизначные (и более) пароли, установленные на трехкратный «архив в архиве», на нижнем уровне которого находится зашифрованный по ключу файл, делают взлом такого архива экономически нецелесообразным.
Предложенные выше методы, которые далеко не исчерпывают всего многообразия вариантов, позволяют все же более спокойно чувствовать себя практически при любых сбоях программного обеспечения. Даже после полного падения одной операционной системы уже через несколько минут загрузив другую ОС можно продолжить работу, не теряя времени ни на привыкание, так как системы абсолютно одинаковые, ни на настройки, так как их можно «позаимствовать» у другой ОС, что желательно сделать заблаговременно. Например, основные настройки Microsoft Word хранятся в файлах Normal.dot. В заключение следует отметить, что система Windows ХР, установленная на предварительно отформатированный NTFS раздел диска, чрезвычайно устойчива к большинству деструктивных воздействий. Если же Windows ХР была изначально установлена на FAT32, который затем был конвертирован без потери данных в NTFS, то устойчивость системы будет несколько ниже из-за не совсем оптимального распределения прав доступа к файлам и папкам.
Андрей Бутов, andrey- rad@yandex. ru
ЛИТЕРАТУРА:
1. А. Фрунзе. Как восстанавливать рухнувшие Windows. — Схемотехника, 2003, № 2, с. 32.
31
Продолжение. Начало — № 5/2003
Компьютерное схемотехническое моделирование электронных устройств
В данной статье рассматривается моделирование работы простейших стабилизаторов и ограничителей напряжения средствами программ Electronics Workbench (EWB) и Micro-Cap (МС).
В простейшем стабилизаторе напряжения (рис. 43) к источнику постоянного напряжения Е1 через балластный резистор R1 подключен стабилитрон VD1, параллельно которому включена нагрузка R2 (схема параллельной стабилизации).
Проведем многовариантный анализ. Для этого зададим пошаговое изменение ЭДС Е1 (равной входному напряжению VI) в окне Stepping (рис. 44), и получим зависимость напряжения на нагрузке V2 от напряжения на входе VI (рис. 45).
СТАБИЛИЗАТОРЫ И ОГРАНИЧИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Выходное напряжение выпрямителя может изменяться вследствие различных причин, например, за счет колебаний напряжения питания, изменения параметров компонентов от изменения температуры и т. п. Это может привести к ухудшению характеристик устройств, которые питаются от выпрямителя. В простейшем стабилизаторе напряжения используются специальные кремниевые полупроводниковые диоды, называемые стабилитронами.
Стабилитроны (опорные диоды) работают на обратной ветви воль-тамперной характеристики и подключаются к источнику напряжения в обратном направлении, т. е. катод к плюсу, а анод к минусу (существуют также двухсторонние стабилитроны, для которых нет необходимости соблюдать это условие). Работа стабилитронов основана на управляемом туннельном или лавинном пробое полупроводника сильным обратным полем, не приводящим к его тепловому разрушению. В англоязычной литературе такие диоды называют зенеровскими диодами (Zener Diode).
МОДЕЛИРОВАНИЕ СТАБИЛИЗАТОРА В ПРОГРАММЕ МС
Вначале получим ВАХ стабилитрона. В программе МС аналогично построению схемы на рис. 1 («Схемотехника» 2004, № 1) выбираем компоненты, заменив источник напряжения Е1 на источник тока II, а вместо обычного диода используем Zener Diode (VD1).
Произведем необходимые соединения согласно рис. 41. Задание параметров моделирования на постоянном токе (DC) соответствует полученному графику ВАХ (рис. 42). На участке АВ этой характеристики и происходит зе-32 неровский пробой.
Рис. 43
Рис. 44
V(1)
Рис. 42
Из графика на рис. 45 видно, что при превышении напряжения 6 В стабилитрон пробивается и напряжение на нагрузке стабилизируется.
МОДЕЛИРОВАНИЕ СТАБИЛИЗАТОРА
В ПРОГРАММЕ EWB
Рис. 45
Вначале соберем схему (рис. 46) для исследования ВАХ стабилитрона, аналогичную рис. 11 («Схемотехника» 2004, № 1) и рис. 41, используя Zener Diode из раздела Diodes. Установки функционального генератора сохраняем прежними (рис. 13), за исключением амплитуды, принимаемой 9 В.
Результат моделирования показан на рис. 47.
Далее, аналогично рис. 43, составим схему стабилизатора (рис. 48). Для измерений здесь использованы виртуальные схемные приборы программы EWB: амперметр А и вольтметр V. Изменяя значения ЭДС и включая моделирование, можно исследовать режимы работы стабилизатора. Как уже указывалось, программа EWB также предоставляет возможность многовариантного анализа.
Схемотехника № 7 . июль 2004
Рис. 46
Рис. 47
R1 1 kn
Рис. 48
R2
10 кП
VD1 0ZV49-C6V2
VD1 1N4009
<Е2
R2 1к
Рис. 49
Рис. 51
40.00
32.00
16 00
0.00
-16 00
-32 00
-40 00
D10MN1 CER
0 00m	10 00m	20 00m	30.00m	40.00m	50 00m
v(1)
v(2)
Рис. 50
Puc. 54
Puc.52
Puc.53
}1дя этого надо войти в меню Analysis (анализ) и в ниспадающем меню DC (Direct Current — постоянный ток) выбрать позицию DC Sweep (вариация параметров), в открывшемся окне провести необходимые установки согласно рис. 49. Обратите особое внимание на выбор номера выходного узла в этом окне — он соответствует узлу 3 на схеме по рис. 48.
Нажав на кнопку Simulate (моделирование), расположенную в этом же
окне, получим искомую зависимость (рис. 50).
Сопоставляя результаты моделирования стабилизаторов в программах МС и EWB, видим, что они идентичны (небольшое различие связано с тем, что были использованы различные способы представления и типы диодов).
33
Продолжение. Начало — №6/2004
МОДЕЛИРОВАНИЕ ОГРАНИЧИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
Диоды, стабилитроны, а также нелинейные полупроводниковые резисторы (варисторы) могут использоваться как ограничители уровня напряжения (амплитудные дискриминаторы). В зависимости от полярности и схемы включения (последовательно или параллельно с нагрузкой), а также наличия дополнительного смещения можно получить различные варианты ограничителей уровней исходного сигнала. Смоделируем работу некоторых из них.
Схемы последовательных ограничителей отрицательной части сигнала (ограничение снизу) и положительной части сигнала (ограничение сверху) ничем не отличаются от обычного однополупериодного выпрямления.
Для ограничения не на нулевом уровне добавим в схему (МС) на рис. 21 источник Е2 (рис. 51). Здесь приемником сигнала является резистор R2. Поскольку ЭДС Е2 = 10 В, то при заданной полярности происходит ограничение сигнала снизу на уровне +10 В (рис. 52). Различные варианты ограничения сигнала можно легко наблюдать, изменяя в этой же схеме поочередно полярность включения диода и батареи.
Смоделируем работу параллельного (шунтирующего) диодного ограничителя в программе EWB. Соберем схему согласно рис. 53 и проведем моделирование с установками аналогичными рис. 19. Полученный результат (рис. 54) аналогичен предыдущему (рис. 52). Цифровая разметка оси ординат соответствует принятым значениям напряжений и искусственному смещению лучей А и В на экране виртуального осциллографа. Изменяя в этой схеме поочередно полярность включения диода и батареи, можно исследовать варианты ограничения сигнала.
Комбинируя ограничение сигнала сверху и снизу, можно также получить требуемые уровни двухстороннего ограничения и формирования импульсов.
Продолжение следует
Генрих Кардашев,
Gkardashev@Yandex.ru
Borland C++ Builder б
для начинающих
ПАЛИТРА VCL-КОМПОНЕНТОВ
Разработка программ на Borland C++ Builder построена на основе выбора необходимых VCL-компо-нентов и расположения их на поле форм (окон будущей программы). Компоненты, таким образом, служат кирпичиками, из которых строятся программы. Кстати, слово Builder в переводе на русский язык означает «строитель». Все компоненты VCL располагаются на палитре, расположенной ниже и правее главного меню. Палитра состоит из закладок. Закладки позволяют разделить большое число компонентов на группы, близкие по назначению. Щелкая левой клавишей мыши по закладкам, можно выбрать необходимую группу компонентов, которая при этом будет отображаться на экране. Например, после щелчка мышью по закладке «стандарт» на экране появятся компоненты, изображенные на рис. 1.
Рис. 1
Среди них легко заметить компоненты-кнопки Button с названием Ок и этикетки Label с названием А. С назначением этих и других компонентов мы познакомимся позже.
Все компоненты некоторых групп могут не уместиться на экране. Для их просмотра существуют кнопки прокрутки в виде треугольных стрелок слева и справа от компонентов. Нажимая на эти кнопки мышью можно сдвигать все компоненты группы влево или вправо. Все компоненты видны на экране в виде иконок. При наведении на них курсора с помощью мыши эти иконки приподнимаются как кнопки, а под курсором появляется строка с надписью, отображающей название данного компонента.
Любой из компонентов можно поместить на форму двумя способами. Первый способ заключается в двойном щелчке левой клавишей мыши по самому компоненту. При этом компонент появится на форме строго по центру. После этого его можно переместить с помощью мыши в любую часть формы, изменить размеры так
же, как это делается с окнами программ. Второй способ заключается в том, что сначала производится один щелчок левой клавишей мыши по компоненту, а затем в нужном месте формы. При этом можно сразу задать расположение компонента на форме и его размеры, для чего необходимо перед щелчком на форме выбрать место расположения левого верхнего угла компонента и щелкнуть мышью в этом месте. Не отпуская кнопки необходимо продвинуть указатель мыши на место, выбранное для правого нижнего угла компонента, и отпустить кнопку мыши. Во время такой операции ниже указателя мыши будет высвечиваться окно с координатами курсора для справки о его местоположении в сетке координат формы. Удаление компонента с формы производится клавишей клавиатуры Delete после его выделения щелчком левой кнопки мыши.
Палитру компонентов можно совсем убрать с экрана, как и другие элементы главной панели интерфейса. Для этого необходимо нажать правую кнопку мыши на панели главного меню или быстрых кнопок и в открывшемся контекстном меню (рис. 2) убрать галочку напротив наименования Component_palette (палитра компонентов) щелчком левой кнопки мыши.
Положение палитры компонентов на главной панели интерфейса Borland C++ Builder нефиксированное и ее можно разместить по своему усмотрению. Для этого необходимо подвести курсор к левому краю палитры, нажать левую кнопку мыши и, удерживая ее, переместить палитру на новое место. Если группа вынесена за пределы главной панели, ей отводится отдельное окно.
Для доступа к дополнительным командам и настройке палитры компонентов необходимо нажать правую кнопку мыши на поле палитры. При этом на экране появится окно контекстного меню команд палитры (рис. 3).
В этом окне содержатся команды быстрого перехода к любой закладке Tabs, показа подсказки Show Hints, скрытия палитры Hide, вызова справ-
34
Схемотехника № 7 • июль 2004
Рис. 2
Рис.З
ки Help и изменения настроек Properties. После щелчка левой кнопкой мыши по команде настроек Properties откроется окно настроек палитры компонентов (рис. 4).
Рис. 4
Puc. 5
В открывшемся окне необходимо нажать кнопку закладки Designer, после чего появится окно, показанное на рис. 6.
В этом окне можно настроить каждую из закладок палитры и всю палитру в целом. С помощью команды Rename... можно переименовать любую из закладок. Команда Add... позволяет добавить новую закладку, а команда Delete удалить любую закладку. Для того чтобы, например, закладка System следовала сразу за закладкой Standard, необходимо выделить строку System, щелкнув по ней левой кнопкой мыши и с помощью кнопки Move Up (двигать вверх) переместить строку вверх до строки Standard, после чего нажать кнопку Ок. Теперь закладка System на палитре компонентов будет располагаться сразу же за закладкой Standard. Аналогично можно перемещать сами компоненты внутри закладки с помощью кнопок Move Up и Move Down (двигать вниз) или скрыть с помощью кнопки Hide. Предварительно перемещаемый компонент необходимо выделить щелчком левой кнопки мыши.
ДИЗАЙНЕР ФОРМ
Для размещения визуальных компонентов на окне будущей программы и изменения размеров самого окна служит дизайнер форм. Строка заголовка будущего окна находится в
верхней части дизайнера форм. Правее заголовка расположены стандартные кнопки свертывания, разворачивания и закрытия окна. Остальная область дизайнера форм покрыта сеткой привязки в виде точек, которая служит для облегчения визуального выравнивания компонентов. При перемещении компонентов на окне дизайнера форм с помощью мыши изменение положения компонентов происходит дискретно с шагом сетки. Этот шаг можно изменить, вызвав из главного меню Tools команду Environment Option... (рис. 5).
I Environment Options .
11осй Window Help I |j<None>
Editor Options...
Рис. 7
Удалите эти компоненты с формы с помощью клавиши Delete.
РЕДАКТОР КОДА
Для создания, просмотра и редактирования текста программ служит редактор кода. Внешний вид окна редактора кода представлен на рис. 8.
Рис. б
Шаг сетки в пикселях по горизонтали и вертикали задается с помощью изменения величины параметров сетки X и Y. Кроме того, сетку можно совсем отключить, сняв галочку в поле Display grid. Для перемещения компонентов на форме без привязки к сетке необходимо снять галочку в строчке Snap to grid. Все эти элементы размещены в группе Grid options. Соседняя группа Options объединяет в себе элементы управления показом заголовка компонента Show component captions, подсказки Show designer hints и расширенного управления подсказок Show extended control hints. Ниже расположена группа Module creation options. Эта группа содержит элемент управления New form as text, который определяет, что сохранять файл описания формы необходимо как текст или как двоичный файл. Второй эле
мент управления этой группы Auto create forms & data modules показывает, что новые формы будут автоматически созданы.
Перемещать компоненты по окну формы без привязки к сетке можно также с помощью клавиш курсора, удерживая при этом нажатой клавишу Ctrl. С помощью этих же клавиш можно изменить размеры компонента, удерживая нажатой клавишу Shift. Предварительно компонент необходимо выделить, щелкнув по нему левой клавишей мыши.
Для практики разместите на поле формы два компонента кнопок Button и один компонент этикетки Label, после чего измените их местоположение, размеры компонентов и самой формы по примеру на рис. 7.
Рис. 8
В среде разработки Borland C++ Builder файл с текстами программ (кодовая часть) и файл заголовков с описаниями функций и переменных (интерфейсная часть) принято называть модулями. Каждый модуль состоит из двух частей. Кодовая часть хранится в файле с расширением «срр» (сокращение от C++), а интерфейсная — в файле с расширением «Ь». Таких модулей в программе может быть несколько в зависимости от числа форм (окон) в программе
и ее сложности. По умолчанию файлам модулей даются названия Unitl, Unit2 и т. д., которые могут быть изменены разработчиком программы при создании и сохранении проекта. Названия этих файлов видны на соответствующих закладках (рис. 8) внизу окна. Щелкая левой кнопкой мыши по этим закладкам, можно выбрать файл для редактирования. Кроме того, для каждого модуля предусмотрена страница Diagram, которая позволяет строить диаграммы, показывающие взаимосвязи компонентов всей программы.
Набор текста программ, их просмотр и редактирование производится в центральном окне редактора кода. Левее этого окна находится поле для установки закладок и точек останова при отладке программы.
Редактор кода можно настроить по своему вкусу. Для этого необходимо щелкнуть правой кнопкой мыши правее названия файла в верхней части окна, после чего откроется окно команд, приведенное на рис. 9.
pen Source/Header Fite CbtePage flew Edit Window Eages	*
Read r^y_______
Рис. 10
Рис. 12
M essage View
Properties
Puc. 9
В этом окне появляется доступ к командам открытия файла исходных кодов или файла заголовков Open Source/Header File, закрытия страницы Close Page, открытия нового окна редактирования New Edit Window, выбора редактируемой страницы Pages, установки атрибута только чтения Read Only, открытия окна сообщений Message View и настройки свойств Properties редактора кода. Выбрав команду Properties щелчком левой кнопки мыши, мы можем открыть окно настройки редактора кодов (рис. 10).
Это окно содержит несколько закладок. В первой из них — General — производится настройка режимов форматирования текста и схема раскладки клавиатуры. Если выбрать закладку Display, откроется окно, приведенное на рис. 11.
В этой закладке устанавливается форма курсора, ширина полей отступа и подшивки и шрифт редактора.
Закладка Key Mappings (рис. 12) позволяет определить действующие 36 наборы раскладок клавиатуры.
Рис. 14
Закладка Colors (рис. 13) содержит параметры, управляющие цветом и типом шрифта для выделения синтаксических конструкций языка программирования C++.
Закладка Code Insight (рис. 14) содержит параметры, управляющие суфлером (подсказчиком) кода и настройкой шаблонов кода.
Продолжение следует
Олег Вальпа, sandh@narod.ru
Рис. 11
Рис. 13
Вниманию читателей!
На сайте журнала «Схемотехника» по адресу http://www.dian.ru/ programs/index.html выложены программы и таблицы прошивки ПЗУ к статье «Частотомер на микроконтроллере АТ89С51» (№ 2, 2002), чертежи печатных плат к статьям «Автомобильный тахометр на К1003ПП1» (2001, № 10), «Сотовый телефон в канале охранной сигнализации» (2002, № 11) и другим статьям из последних номеров, а также содержание (перечень статей в формате Excel) всех вышедших номеров журналов «Схемотехника».
Редакция журнала «Схемотехника» приглашает авторов к сотрудничеству
по всем вопросам обращаться e-mail: editor@dian.ru тел./факс (095)777;12-15
Требования по оформлению статей см. в№ 12, 2002, с. 44.
Гонорары выплачиваются авторам, проживающим на территории СНГ.
Схемотехника № 7- июль 2004
Настройка СОМ порта
Однажды мне потребовалось состыковать компьютер с периферийным устройством по СОМ порту. Но поскольку у этого устройства была нестандартная скорость обмена, невозможно было решить эту задачу стандартным способом. И тут на выручку пришла смекалка...
А теперь чуть подробнее. Устройство могло работать с последовательным портом только на скорости 50 бод. Но, как известно, стандартные функции DOS (прерывание INT14h) и системные установки Windows позволяют настроить последовательный порт компьютера для работы только со скоростями 110, 300, 1200, 2400, 4800, 9600, 19200, 38400, 57600 и 115200 бод. Пришлось прибегнуть к прямой установке внутренних регистров микросхемы контроллера СОМ порта. В частности, нужно было записать в регистры делителей контроллера новые значения для получения скорости 50 бод.
Адреса регистров контроллера известны из многих литературных источников, например [1], но для вычисления значения делителя необходимо знать тактовую частоту контроллера порта
D = FxSxl6,
где D — значение делителя, F — тактовая частота контроллера порта, Гц, S — скорость порта, бод, 16 — константа внутреннего делителя контроллера.
Тактовая частота контроллера порта не имеет стандартной величины и зависит от производителя материнской платы компьютера или адаптера последовательного СОМ порта. Было решено пойти от обратного — сначала установить стандартную скорость порта доступными средствами и считать значение делителей, затем вычислить тактовую частоту контроллера порта по формуле:
F = DxSxl6.
Вычислив тактовую частоту, найдем новые коэффициенты деления для необходимой нестандартной скорости и запишем их в регистры контроллера. В результате порт будет работать с необходимой нам скоростью, в том числе и нестандартной.
Описанное выше решение задачи было оформлено в небольшую программу, написанную на языке программирования C++. Эта программа, запущенная на компьютере, автоматически производит настройку порта компьютера на скорость 1200 бод, считывает значения делителей из регистров контроллера и производит описанные выше операции по вычислению тактовой частоты контроллера. После этого она выдает результат работы на экран монитора. Ниже приводится сообщение программы во время ее работы.
Тактовая частота [f] = 1843200 Гц
Для скорости порта = 1200 бод делитель ст. = Oh, делитель мл. = 60h
Для скорости порта = N бод делитель = f/16/N
Нажмите клавишу Enter для завершения...
Текст программы:
/////////////////////// ПП
// Программа вычисления тактовой частоты контроллера СОМ порта
И
// Файл:rate_com.cpp
// Дата:25.10.2003
// Автор: Вальпа Олег
////////////////////////////////////////////////////////////
////
«include <stdio.h>
«include <conio.h>
«include <bios.h>
«include <stdlib.h>
«include <dos.h>
«define	BAITINII	0x8b	। Ц Байт иниц. «сот» порта: 1200 бод,
нечет., «define	8 бит, 1 INIT	стоп 0x00	// Адрес регистра инициализации «сот»
порта «define	PERED	0x01	// Адрес регистра приемника	«сот»
порта «define	PRIEM	0x02	// Адрес регистра передатчика «сот»
порта «define	STAT	0x03	И Адрес регистра статуса	«сот»
порта «define	COM	1 //	Назначение номера «сот» порта
«define	SPEED	1200	// Скорость “сот” порта
int i;
unsigned long f;
unsigned char s;
unsigned char b[8];
main()
{
bioscom ( INIT, BAIT_INIT, COM); // Инициализация "com" порта
// Читаем статус порта и если буфер не пуст очистим его
if (((bioscom(STAT,0,COM)) & 0x100) != 0)
bioscom(PRIEM,0,COM);
s=(inp(0x2f8+3) | 0x80); outportb(0x2f8+3,s);
for(i=0;i<=7;i++) b[i]=inp(0x2f8+i);
s=(inp(0x2f8+3) & 0x7f); outportb(0x2f8+3,s);
f=b[1]«8 | b[0]; f=f x SPEED x 16;
printf(«\n\nTaKTOean частотаИ]=Х1бГц»,f);
printf(«\nflnn скорости порта=Хббод делитель CT.=X2xh делитель мл.=X2xh\n»,SPEED,b[1],b[0]);
printf(«\nflnn скорости порта=М бод делитель = f/16/N\n»);
printf(«\nHaxMHTe клавишу Enter для завершения...»); getch();
>
Надеюсь, что эта программа поможет читателям при решении подобных задач, которые периодически встречаются в нашей жизни.
Файлы RATE_COM.CPP и RATE_COM.EXE с программами для данной статьи приведены на сайте журнала по адресу http://www.dian.ru/programs/index.html в архиве 2004_07_Valpa_com.
Олег Вальпа sandh@narod.ru
ЛИТЕРАТУРА:
1. М. Гук. Аппаратные средства IBM PC. Энциклопедия. — С.-Пб.: Питер Ком, 1998.	37
рактика

Регулятор яркости свечения лампы накаливания
В статье рассказывается о несложном регуляторе мощности постоянного тока, собранном на доступных элементах, который может работать с лампами накаливания и маломощными электронагревательными приборами. Устройство способно обеспечить работу подключенной нагрузки в режимах пониженного энергопотребления, номинальном и форсированном.
Напряжение осветительной сети переменного тока в странах СНГ должно быть 220 В, но в зависимости от времени суток, времени года и других факторов может изменяться в очень широком диапазоне как в сельской местности, так и в городах. Не редкость, когда в предутренние часы напряжение в сети достигает 240...260 В, а в вечерние понижается до 160... 180 В. Современная радиоэлектронная аппаратура с импульсными блоками питания обычно способна нормально функционировать в весьма широком диапазоне питающих напряжений, например, 100.. .270 В. Яркость же свечения и долговечность ламп накаливания непосредственно зависит от поступающего на них напряжения. Пониженное сетевое напряжение приводит к тому, что обычные лампы накаливания работают с недокалом, что значительно уменьшает мощность светового потока, спектр излучения лампы смещается в низкочастотную «красно-желтую» зону. Если при таком недостаточном освещении приходится заниматься работой, требующей зрительного напряжения продолжительное время, то дефицит освещен-
автотрансформатор. Но в последнее время как автотрансформаторы, так и LC-стабилизаторы, применявшиеся ранее главным образом для питания стабильным напряжением ламповых телевизоров, стали почти антиквариатом, а если и у кого-то и сохранились, то по-прежнему используются для питания различной устаревшей, обычно ламповой радиоаппаратуры.
Если в вашем регионе пониженное напряжение сети бывает достаточно часто, вы можете изготовить несложное устройство, схема которого приводится на рис. 1.
Следует отметить, что большая часть малогабаритных настольных светильников предназначена для работы с лампами накаливания до 60 Вт и иногда разрешается установка лампы мощностью до 75... 100 Вт. Для электроприборов производства СССР, стран СНГ допустимая мощность ламп накаливания обычно указывается в паспорте на изделие или на его корпусе. Что касается электроприборов азиатских производителей, то доверять надо здравому смыслу, а не тому, что на них написано. Предлагаемое для повторения устройство может не только
понижать напряжение питания лампы накаливания относительно входного сетевого напряжения питания, но и повышать его. Например, если вы вечером расположились за письменным столом и собираетесь подготовиться к чтению лекции, сдаче зачета, а настольная лампа по той причине, что в сети вместо ожидаемых и положенных 220 В только 160... 180, светит слабо, то поворотом ручки переменного резистора можно увеличить напряжение питания лампы до 210.. .235 В и более, что заставит ее светиться ярче. Кроме ламп накаливания к этому устройству можно подключать и паяльник на напряжение 220 В, который при пониженном напряжении не в состоянии справиться с качественной пайкой относительно массивных деталей.
Конструкция представляет собой широтно-импульсный регулятор мощности постоянного тока. Напряжение осветительной сети через защитный предохранитель FU1, дроссель L1 и терморезистор RT1, ограничивающий бросок тока, поступает на диодный мост VD1. Пульсации выпрямленного сетевого напряжения сглаживаются оксидным конденсатором СЗ. На логических элементах DD1.1, DD1.2, DD1.4 построен генератор импульсов прямоугольной формы с регулируемой скважностью. Частота следования импульсов— 150...250 Гц. Усилитель мощности импульсов для управления полевым транзистором выполнен на микросхеме DD2, все инверторы которой включены параллельно. Цепь R3C8 предназначена для кратковременной принудительной установки выходов DD2 в состояние лог. 0 в момент вклю-
ности может отрицательно повлиять не только на качество выполненной работы, но и на здоровье человека.
Ухудшение качества освещения при пониженном напряжении питания особенно заметно, если применяются лампы накаливания на рабочее напряжение 235...245 В. Обычные фазовые регуляторы мощности, собранные с применением тринисторов, симис-торов или на специализированных микросхемах, например, PR-1500ST, КР1182ПМ1, предназначенных для регулировки мощности переменного тока сетевого напряжения, могут только понижать яркость подключенных к ним ламп накаливания, но не могут ее увеличить. Эта проблема может быть решена, если лампы накаливания подключать к сети через стабилизатор напряжения переменного тока или регулируемый мощный
SA1
FU1 2 А
VD1 BR310
+295 В
&
L1 ।
RT1 10
HL1
L63GT
R1 20 к
R2 20 к
VD3, VD4 1N4148
Г] 0,1 мк
Ф 400 В
СЗ
150 мк
400 В
С6 0,1 мк
С4 =^= 0,47 мк 400 В
С2
0,1 мк 400 В
FU2 1 А
R7 470к
R3 300 к
DD1.1
) VT2 КТ315А
DD1.3
С7 0,047 мк
EL1 Р$100 Вт DD2
РА1
2
DD1.2
R6 300
R8* 39 к
С8 1 мк
VT1 IRF730
VD5 1N4744A
к VD3
12
13
VS1 КУ112А
К выв. 14
DD1, DD2
К выв. 7
DD1, DD2
R4 U 100 к I—fel------
И VD4 +12 В
С9
10 мк
25 В
VD2 КС512А
R8 10 к
R9 0,33
=F СЮ
6800
Рис. 1
С5 220 мк 16 В
DD1, DD2 К561ЛА7
38
Схемотехника № 7 • июль 2004
чения питания, что препятствует открытию полевого транзистора в тот момент времени, когда зарядка конденсаторов СЗ, С4 еще не окончена. Мощность, подаваемая в нагрузку, например на лампу накаливания ELI, зависит от положения движка переменного резистора R4. При нижнем по схеме положении движка мощность будет максимальной. Каскад на маломощном быстродействующем тринис-торе VS1 препятствует включению ошибочно установленной лампы большей мощности и значительно снижает
130 мм
Рис. 2
вероятность повреждения полевого транзистора при перегорании лампы накаливания во время работы или коротком замыкании в цепи нагрузки. Аналогичная задача и у плавкого предохранителя FU2, но его быстродействие значительно ниже, а при значительном превышении тока нагрузки (например, при перегорании лампочки мощностью 100 Вт импульс тока может достигать 10...30 А) внутри обычного пустотелого предохранителя уже после воспламенения проволоки может образоваться кратковременный дуговой разряд, длящийся несколько сот миллисекунд.
Так как это устройство может не только понижать мощность в нагрузке, но и повышать его, напряжение на выходе может достигать 300 В и более, поэтому его необходимо контролировать. На элементах R7, R8, С9, VT2 и микроамперметре РА1 реализован простейший вольтметр постоянного тока с растянутой шкалой. Чувствительность вольтметра устанавливается подбором резистора R8. С этим устройством предпочтительнее использовать лампы накаливания на рабочее напряжение 235...245 В, номинальную яркость свечения которых можно поддерживать при снижении напряжения сети до 180 В.
Постоянные резисторы можно использовать типа МЛТ, Cl-4, С2-23, С2-33 соответствующей мощности. Резистор R9 — типа С5-16М, его можно заменить на четыре включенных параллельно резистора МЛТ, ОМЛТ сопротивлением 1,3 Ом. Терморезистор RT1 с отрицательным ТКС можно
использовать любого типа, например из импульсных блоков питания мониторов мощностью 70...300 Вт. При отсутствии терморезистора его можно заменить проволочным резистором С5-37 5 Вт 2,2 Ом. Переменный резистор типа СПЗ-12К совмещен с выключателем питания, контакты которого рассчитаны на коммутацию тока 1 А напряжением 250 В. Обе группы контактов выключателя соединены параллельно. На ось резистора обязательно должна быть надета ручка из изоляционного материала. Конденсатор СЗ использован импортный фирмы Rubycon. Подойдет любой аналогичный конденсатор емкостью 150...270 мкФ на рабочее напряжение 400...450 В. Конденсаторы С1, С2, С4 — К73-17, К73-24, К73-39 на рабочее напряжение не ниже 400 В. Стабилитрон VD2 можно заменить на Д814Д, Д814Д1, КС212Ж, КС207В, TZMC-12; VD5 — КС215Ж, КС216Ж. Диоды VD3, VD4 — любые из серий КД503, КД510, КД521. Диодный мост VD1 можно заменить на BR34—BR38, КВРС104—KBPS 110, KBL04—KBL10, КВРС604—КВРС610 или на четыре диода P600G, КД257Г, КД226Г. Мощный полевой транзистор желательно взять с допустимым током стока не менее 5 А и напряжением сток-исток 400 В и более, например, IRF350, IRF448, IRF744, BUZ211, КП707А—Е; VT2 — КТ315, КТ342, КТ3102, SS9014 с любым буквенным индексом. Полевой транзистор устанавливают на П-образный теплоотвод, согнутый из алюминиевой пластины размерами 55x20x1,5 мм. Микроамперметр РА1 с током полного отклонения
300 мкА использован типа М4761 от индикатора уровня катушечного магнитофона. Дроссель наматывают проводом ПЭВ-2 0,51 — 90 витков на кольце К32х16х7 из феррита М2500НМ-А. Острые кромки ферритового кольца предварительно затупляют, затем кольцо обматывают тесьмой или фторопластовой лентой. Готовый дроссель пропитывают лаком или компаундом.
Печатная плата устройства приведена на рис. 2. Настройка заключается в калибровке вольтметра. Для ограничения максимального действующего напряжения на нагрузке, например, до 260 В при входном напряжении сети переменного тока 220 В, последовательно с диодом VD4 можно включить резистор. Так как подключенная нагрузка питается напряжением постоянного тока, то следует исключить ошибочное подключение устройств, предназначенных для работы только на переменном токе. Наиболее просто это будет сделать, если использовать электровилку и розетку нестандартной конструкции, посредством которых будет подключаться нагрузка. Если с помощью этого устройства потребуется управлять нагрузкой мощностью до 200 Вт, то параллельно транзистору VT1 на общий теплоотвод устанавливают еще один такого же типа, сопротивление резистора R9 уменьшают вдвое, емкость конденсатора СЗ увеличивают до 270.. .330 мкФ, предохранители FU1 — 4 A, FU2 — 2 А.
Андрей Бутов, andrey-rad@yandex.ru
39
|~|PdKIMKd___________________________________________________________________
Бесконтактное управление громкостью в терменвоксе
В статье рассмотрено возможное функциональное построение канала бесконтактного управления громкостью звука в терменвоксе, приведены два варианта схемотехнического решения и рассказано о том, какие изменения следует внести в инструмент, описанный в нашем журнале, чтобы получить универсальный терменвокс для обеих исполнительских школ игры.
О бесконтактном управлении высотой звука в терменвоксе много говорилось на страницах отечественной печати. Неудивительно — этот способ управления объединяет обе исполнительские школы игры [ 1 ] и является одним из главных признаков терменвокса как электромузыкального инструмента, независимо от того, каким способом производится управление громкостью звука в нем — не прикасаясь к инструменту или с помощью ножной педали. Напомним, что управление громкостью звука в исполнительской школе игры “неприкасаемым способом” производится движениями левой руки исполнителя в пространстве над антенной, конструктивно выполненной, например, в виде полукольца из металлической трубки. Таким образом, наряду с пространственным грифом управления высотой звука здесь существует и второй пространственный гриф — гриф управления громкостью звука. О конкретных технических решениях канала управления громкостью звука в литературе не сказано ни слова. Цель нашей статьи — ликвидировать этот пробел и рассказать читателю о возможных схемотехнических и конструктивных решениях канала управления громкостью, о том, какие изменения следует внести в инструмент для игры исполнителя в положении сидя [1], чтобы получить универсальный терменвокс для обеих исполнительских школ игры.
Один из вариантов схемотехнического решения указанной задачи основан на использовании эффекта изменения коэффициента передачи колебательного контура при его расстройке относительно фиксиро
40 рис-1
к УМЗЧ
ванной частоты генератора. Функциональная схема канала управления громкостью показана на рис. 1.
Генератор Г настроен на фиксированную частоту выше частоты опорного генератора терменвокса не менее чем на 20 кГц во избежание возникновения их взаимного влияния и появления интерференционных помех. Выходное напряжение генератора подается на колебательный контур К, в цепь которого включена также антенна управления громкостью АГ. Переменная емкость левая рука—антенна расстраивает указанный контур. Напряжение с контура детектируется амплитудным детектором АД, отфильтровывается и через согласующую цепь СЦ подается на переключатель исполнительских школ игры ПШ, на который поступает также управляющее напряжение с пульта управления инструментом ПУ. Выбранное управляющее напряжение, соответствующее той или иной школе игры, подается на манипулятор М инструмента, а затем через выключатель звука ВЗ на усилитель мощности звуковой частоты УМЗЧ. Выключатель звука является принципиально необходимым узлом инструмента. Это орган высокой оперативности. Он включает звук непосредственно перед исполнением музыки и выключает его после окончания пьесы, либо при отходе исполнителя от инструмента. Установка максимальной длины грифа, соответствующей определенному уровню громкости, производится по генератору ИГГ.
В качественном виде управление громкостью можно представить в виде параллельно идущих процессов:
•	изменение расстояния рука—антенна громкости;
•	изменение электрической емкости рука—антенна;
•	смещение настройки контура относительно фиксированной частоты;
•	изменение напряжения на контуре в такт с движениями руки;
•	формирование управляющего напряжения на манипулятор;
•	формирование напряжения звуковой частоты, определяющего громкость звука.
Таким образом, в формировании громкости звука (в нашем случае — уровня напряжения звуковой частоты на выходе инструмента) участвуют три функциональные зависимости. Первая характеристика — зависимость электрической емкости левая рука—антенна от расстояния руки до антенны является нелинейной. Она определяется конфигурацией общего электрического поля рука—антенна, тело исполнителя—корпус инструмента, которая зависит от размеров кисти руки музыканта, ее формы при исполнении музыки, размеров и конфигурации антенны, расстояния корпус инструмента—корпус исполнителя. Из всего перечисленного ясно, что точной аналитической зависимости, пригодной для практических расчетов, от расстояния рука—антенна не существует.
Вторая характеристика — зависимость напряжения с выхода амплитудного детектора от емкости рука— антенна, введенной в расстроенный контур. Эта характеристика также нелинейна, т. к. емкость входит в формулу расчета частоты контура под знаком радикала. Третья характеристика — манипуляционная — зависимость выходного напряжения звуковой частоты манипулятора от управляющего напряжения. Эта характеристика в большинстве случаев практического выполнения манипулятора имеет смешанный характер — явно выраженный участок отсечки, после которого следует сравнительно короткий нелинейный участок, переходящий в основной линейный участок, далее следует верхний загиб характеристики, определяемый насыщением управляющих элементов. Конкретная амплитудная характеристика манипулятора определяется его схемотехническим выполнением и возможным разбросом номиналов.
Какой бы формой ни обладали указанные характеристики, они должны
Схемотехника № 7 • июль 2004
быть сопряжены друг с другом так, чтобы общая характеристика управления обеспечивала плавное изменение громкости во всем диапазоне регулирования — от полного отсутствия звука, когда левая рука находится на минимальном расстоянии от антенны (вплоть до касания ее), до максимальной, когда рука поднята над антенной на расстояние, например, около 40 см.
Человеческий слух устроен так, что с изменением звукового давления (напряжения звуковой частоты на выходе манипулятора) субъективное ощущение громкости изменяется пропорционально не звуковому давлению, а его логарифму. Следовательно, для получения впечатления линейного нарастания или спадания громкости общая характеристика управления должна иметь антилогарифмический характер, как это имеет место, например, в звукоусилительной аппаратуре, где регулировка громкости осуществляется переменными резисторами с функциональной зависимостью “В”. На том, какой наиболее приемлемой формой должна обладать общая характеристика управления громкостью в тер-менвоксе, мы остановимся позже. Вначале рассмотрим два возможных варианта схемотехнического выполнения канала управления громкостью, не включая сюда манипулятор.
Принципиальная схема узла формирования напряжения управления громкостью приведена на рис. 2. Кварцевый генератор на транзисторе VT1 особенностей не имеет. Высокая нагрузочная способность генератора и гарантированная кварцевым резонатором стабильность частоты позволяют включить последовательный контур непосредственно в эмиттер-ную цепь VT1 без применения буферного каскада. Антенный контур включает в себя катушку L1 и целый ряд
необходимых и паразитных емкостей, в число которых входит и рабочая емкость рука—антенна. В данном варианте звукоуправления антенный контур всегда настроен ниже частоты генератора, т. е. формирование управляющего напряжения происходит с использованием правой ветви резонансной характеристики контура. Цепь VD1VD2R3 непринципиальна для работы устройства, она снимает случайные заряды от статического электричества на антенне, а также служит разрядником электрических зарядов, накопившихся на теле музыканта.
Напряжение с катушки связи L2 детектируется амплитудным детектором VD5C6R6. Встречно включенные стабилитроны VD3VD4 используются в качестве варикапов. Они обладают большей начальной емкостью, чем обычные варикапы [2]. Изменение напряжения смещения стабилитронов производится переменным резистором R5 — органом повышенной оперативности, выведенным на панель управления инструментом. При увеличении смещения результирующая емкость стабилитронов уменьшается, расстройка антенного контура относительно частоты генератора уменьшается, и в итоге громкость звука увеличивается, достигая максимума при управляющем напряжении +9 В и при высоко поднятой над антенной левой рукой музыканта. Следует отметить, что при этой регулировке несколько изменяется и структура самого пространственного грифа управления громкостью, т. к. изменяется характер сопряжения амплитудных характеристик узлов их формирования. В полностью настроенном инструменте с помощью вышеуказанного органа производится окончательная установка максимальной длины грифа громкости.
Управляющее напряжение через согласующий каскад VT2 и тумблер выбора исполнительских школ игры SA1 поступает непосредственно на манипулятор инструмента. В нижнем по схеме положении тумблера (школа игры Ковальского) управляющее напряжение на манипулятор поступает с пульта управления, а описанное устройство выключается.
Подстройка длины грифа громкости перед игрой производится переменным резистором R5 по началу свечения светодиода HL1.
Узел формирования напряжения управления громкостью собран на печатной плате размерами 70x40 мм, а индикатор длины грифа громкости — на плате с навесным монтажом размерами 25x20 мм. Первая плата устанавливается на свободное место в нижнем левом углу конструкции, описанной в [ 1 ]. Плата индикатора и резистор R5 располагаются на задней стенке инструмента, обращенной к исполнителю. Катушки LI, L2 наматывают на трехсекционном каркасе из фторопласта. Внешний диаметр каркаса — 18 мм, внутренний — 9 мм, ширина секций — 3,5 мм, толщина перегородок — 1 мм, в них пропиливают пазы для прохода провода. Катушка L2 наматывается первой в секции, обращенной к плате, и содержит 300 витков провода ПЭВ-2 0,07 мм, далее обмотка изолируется тремя слоями тонкой (0,02...0,03 мм) фторопластовой ленты (например, из негодных конденсаторов типа ФТ), поверх которой в том же направлении наматывается первая секция катушки L1, содержащая 1000 витков провода ПЭВ-2 0,07 мм. Вторая и третья секции содержат по 1200 витков того же провода. Указанные катушки являются важной деталью антенного контура, на их изготовление следует обратить особое внимание. Подробные рекомендации приведены в [1].
В качестве антенной клеммы в простейшем случае могут быть использованы два гнезда типа ГИ-4, расположенные на левой боковой части корпуса инструмента на уровне приблизительно 15 мм от его дна. Антенна изготавливается из тонкостенной (для уменьшения веса) алюминиевой трубки диаметром 7...9 мм. В торцы трубки на тугой посадке вставляют разрезные вилки диаметром 4 мм. Следует обратить особое внимание на надежность электрического и механического контактов. Основные разме- Д. *|
Практика____________________________________________________
ры антенны и место ее установки на Предварительную настройку фор-инструменте показаны на рис. 3 на мирователя управляющего напряже-виде сверху.	ния начинают до установки платы
Рис.3
На этом рисунке 1 — корпус инструмента, 2 — антенна громкости, 3 — клемма для антенны высоты звука, 4 — возможная в торая клемма для антенны высоты звука. Для минимизации прямого влияния левой руки на высоту звука при управлении громкостью расстояние между крайними точками двух антенн лучше увеличить (не менее 600 мм) добавив вторую антенную клемму для антенны высоты звука (поз. 4 на рис. 3).
Конденсаторы С2, СЗ, С6 должны быть с ТКЕ не хуже М750. Кварцевый резонатор — на любую частоту вплоть до 146 кГц, важно, чтобы она была выше частоты опорного генератора не менее, чем на 20 кГц. Если приобрести кварцевый резонатор не удастся, может быть применен обычный LC-генератор, схема которого показана на рис. 4.
Рис. 4
Генератор собран по схеме индуктивной трехточки. Резистором R3 устанавливается оптимальный режим генерации. Для устранения влияния изменения реактивного сопротивления антенного контура на частоту генератора при его перестройке применен эмиттерный повторитель VT2, в цепь эмиттера которого и подключен антенный контур. Катушка L1 содержит 630 витков провода ПЭВ-2 0,09 мм с отводом от 570 витка относительно верхнего по схеме вывода. Сердечник — СБ-1а. В крайнем случае, можно применить и ферритовый броневой сердечник, но обязательно с внутренним зазором, число витков при этом будет другим. Расстояние между катушкой L1 и катушкой антенного контура должно быть не ме-42 нее 30 мм.
в корпус инструмента. К верхнему выводу катушки L1 (рис. 2) подпаивают конденсатор емкостью 12 пФ (приблизительный эквивалент емкости антенны, ее клеммы и соединительного провода) с рабочим напряжением не менее 150 В. Переменный резистор R5 устанавливают в среднее положение. Размах переменного напряжения на эмиттере транзистора VT1 должен быть приблизительно 8 В, форма кривой — искаженная синусоида. Подбором резистора R1 и конденсатора СЗ следует добиться равенства полупериодов этого напряжения при сохранении устойчивости генерации.
Антенный контур настраивают по максимуму выпрямленного напряжения на эмиттере транзистора VT2. Указанное напряжение полезно контролировать на базе транзистора VT2 с помощью вольтметра с высоким входным сопротивлением. Наступление резонанса хорошо заметно по появлению небольшого мениска на осциллограмме переменного напряжения на эмиттере транзистора VT1. Максимальное выпрямленное напряжение в сильной степени зависит от степени связи катушек L1 и L2, которая определяется положением подстроечного сердечника по отношению к катушке L1. При введении сердечника со стороны платы и резонансе напряжение на катушке L2 (а, следовательно, и выпрямленное напряжение) будет заметно больше, чем при обратном введении сердечника. Кроме того, выходное напряжение зависит и от длины, диаметра и магнитной проницаемости сердечника. Следует добиться того, чтобы при резонансе напряжение на базе транзистора VT2 составляло около 10 В.
Настройку генератора по схеме на рис. 4 начинают с установки режима генерации. Подбором резистора R3 добиваются небольшого ограничения положительного полупериода осциллограммы на истоке транзистора VT1. Размах переменного напряжения приблизительно равен 12 В. После этого осциллограф или частотомер подклю
чают к базе транзистора VT2 и устанавливают частоту генератора 128 кГц. Затем подбором резистора R4 устанавливают размах напряжения на эмиттере транзистора VT2 8 В (антенный контур при этих измерениях должен быть расстроен относительно частоты генератора). Остальная часть настройки аналогична вышеописанной.
Выключатель звука замыкает на общий провод цепь сигнала звуковой частоты, поступающего на выходной основного блока ЭМИ. При игре “неприкасаемым способом” с использованием внутреннего УНЧ в выходной разъем инструмента для подключения педали громкости следует вставить ответный разъем с соответствующей перемычкой. Остальная часть оперативно-коммутационной схемы ясна из вышеизложенного. Выключатель звука устанавливают на задней стенке инструмента в удобном для исполнителя месте. Подходящий к нему провод с сигналом звуковой частоты должен быть экранированным. В качестве включателя звука может быть использован любой переключатель с очень малым механическим усилием срабатывания и без щелчков при переключении. Тумблер переключения исполнительских школ игры — орган невысокой оперативности. Он может быть размещен, например, рядом с разъемом для подключения педали, а над ним удобно разместить резистор R5 (рис. 2). На заднюю стенку целесообразно также ввести контрольные гнезда для возможного измерения напряжения питания и управляющего напряжения на манипулятор. Между платами формирования управляющего напряжения и генераторного блока следует поставить электростатический экран из белой жести или листовой латуни.
Заключительным этапом настройки инструмента является сопряжение переходных характеристик звеньев управления с целью получения приемлемой для игры структуры пространственного грифа.
Если для звуковысотного грифа существует его количественный критерий, то для пространственного грифа управления громкостью такого критерия нет. К настоящему времени еще не накоплен материал исполнительского плана, который мог бы лечь в основу канонизации структуры пространственного грифа управления громкостью в терменвоксе. Поэтому о приемлемой структуре грифа громкости можно говорить лишь с точки зрения
Схемотехника № 7 . июль 2004
качественных позиций. Игра “неприкасаемым способом” обязательно содержит элементы артистизма, выраженные в пластике левой руки при управлении громкостью (вспомните бессмертный балетный образ Лебедя Сен-Санса). Однако движения левой руки ограничены снизу (область тихих звуков) антенной, сверху (область наибольшей громкости) определенными эстетическими нормами и главное — практически полной потерей управления громкостью вследствие очень малых изменений электрической емкости рука—антенна при большом удалении руки от антенны. Отсюда следует, что пластика левой руки и, в первую очередь, ее ладони и пальцев наиболее полно может быть применена при высоко поднятой над антенной рукой, а избыток громкости может сниматься приближением предплечья руки к антенне. Таким образом, характеристика управления при приближении к области больших громкостей становится все более пологой — все более отклоняется от обратнологарифмической.
Разделение звуков или игра стаккато (отрывистое исполнение музыкального звука или звуков) производится резким движением пальцев левой руки (и частично ладони) по направлению к антенне и обратно. За это время происходит короткий провал громкости звука и возвращение ее к обычному уровню. За это же время правая рука исполнителя (или ее пальцы) должна успеть перейти на другую ноту — таким образом эффект крайне нежелательного
глиссандирования становится малозаметным.
Из вышеизложенного следует, что качественное разделение звуков на большой громкости исполнения чрезвычайно затруднено. Конечным компромиссным вариантом здесь, по-видимому, будет ограничение исполняемого репертуара, либо игра на пониженной громкости с определенным ограничением пластики левой руки. Обсуждение дальнейших тонкостей школы игры “неприкасаемым способом” уже выходит за рамки настоящей статьи.
Вернемся к настройке инструмента. Резистор R5 (рис. 2) устанавливают в среднее положение, тумблер SA1 — в положение “ШТ”. Антенный контур настраивают в резонанс на частоту генератора при руке, поднятой на высоту около 30 см над антенной. Вытянутая ладонь руки при этом параллельна плоскости антенны, а вблизи нее не должно быть посторонних предметов. Измеряют максимальное напряжение на эмиттере транзистора VT2. Затем расстраивают антенный контур в сторону понижения его резонансной частоты относительно частоты генератора до получения напряжения на эмиттере VT2, равного 0,8 от максимального при том же расстоянии руки от антенны. Подстроечным резистором R7 устанавливают управляющее напряжение на манипуляторе, соответствующее рабочей точке установленной ранее для школы игры сидя. После этого проверяют весь диапазон регулирования громкости. Звук должен исчезать на
расстоянии ладони руки от антенны 2...3 см. По мере подъема руки громкость звука должна плавно возрастать до расстояния приблизительно 25 см, после чего крутизна нарастания громкости должна прогрессивно уменьшаться вплоть до практически полного прекращения регулировки на расстояниях более 30 см.
Если минимальное расстояние, соответствующее отсечке звука, превышает указанное выше, следует регулировкой резистора R5 увеличить расстройку антенного контура, а дефицит громкости восстановить регулировкой резистора R7. Эту операцию повторяют несколько раз до получения приемлемой структуры пространственного грифа. Запас по регулировке пределов расстройки антенного контура (резистор R5) осуществляется подстройкой его индуктивности.
В заключение подбором типа стабилитрона (либо отдельного экземпляра) VD6 и резистора R9 (рис. 2) добиваются начала свечения светодиода HL1, соответствующего максимальной длине грифа громкости.
Лев Королев, editor@dian.ru
ЛИТЕРАТУРА:
1. Л. Королев. Простой термен-вокс. — Схемотехника, 2003, № 12, с. 28—30, 2004, № 1, с. 35, 36.
2. П. В. Новицкий, В. Г. Кнорринг, В. С. Гутников. Цифровые приборы с частотными датчиками. — Л., Энергия, 1970.
Измеритель напряжения и тока на микроконтроллере Стрелочные приборы все еще широко используются для контроля напряжения и тока. Наиболее распространенная ошибка при их использовании — погрешность считывания показаний. Приборы с цифровым отсчетом свободны от этого недостатка и дают гораздо более точный результат.
Предлагаемая конструкция предназначена для контроля напряжения и тока лабораторного источника питания. Максимальное напряжение — 51 В, максимальный ток — 5,1 А.
Для создания цифровых измерительных приборов наиболее часто используют микросхемы К572ПВ5 и К572ПВ2. Эти микросхемы обладают высокой точностью, однако нуждаются в большом числе внешних дискрет
ных элементов, а также механических или электронных переключателей при необходимости коммутации входных сигналов.
Для измерения входных сигналов, изменяющихся в широком диапазоне, требуются механические переключатели, так как реализация электронной коммутации повлечет заметное усложнение устройства. Неоспоримым достоинством микроконтроллерных измерителей является их гибкость и универсальность. Так, например, для отказа от механических и электронных коммутаторов достаточно использовать
Microchip
43
практика
Рис. >
контроллер с большим числом разрядов АЦП, при этом есть программная возможность введения автоматического выбора предела, т. е. без усложнения схемы. Применение микроконтроллера нередко позволяет упростить устройство за счет программного решения некоторых задач. Примером может служить подавление дребезга контактов, которое в контроллерах осуществляется (должно осуществляться) программно. Предлагаемый измеритель является законченной конструкцией и поможет специалистам, желающим освоить работу с микроконтроллерами.
Основные характеристики измерителя:
•	измерение напряжения — от 0 до 51 В, разрешающая способность 0,1 В;
•	измерение тока — от 0 до 5,1 А, разрешающая способность — 0,01 А.
Схема измерителя показана на рис. 1. Для уменьшения числа выводов микроконтроллера используется внутренний RC-генератор, работающий на частоте 4 МГц. Освободившиеся выводы сконфигурированы как цифровые выходы, вывод сброса (MCLR) используется как цифровой вход. При программировании контроллера необходимо установить следующие параметры: MCLR — внутренний; тактовый генератор — внутренний RC; можно разрешить WDT; остальные режимы не оказывают влияния на режим работы устройства.
При включении питания измеритель переходит в режим измерения напряжения, на индикатор выводится буква U. При нажатии на кнопку «Режим» измеритель переходит в режим измерения тока, на индикатор выводится буква А. Если измеряемый ток более 5,11 А или измеряемое напряжение больше 51,1В, вместо измерен
ного значения на индикатор выводятся буквы «ПР», что предупреждает о «зашкаливании» измерителя.
Измеряемое напряжение поступает на делитель R2R5R6. Коэффициент деления 1:10 устанавливается при помощи подстроечного резистора R5. Напряжение с делителя подается на повторитель, выполненный на половине операционного усилителя DA1.1 [1]. Применение повторителя также продиктовано желанием защитить контроллер от выхода из строя при повреждении входного делителя (обрыв или замыкание резисторов), а также от напряжения на входе прибора более 51 В.
Измерение тока производится по падению напряжения на резисторе R1. Это напряжение подается на вход операционного усилителя DA1.2, с помощью резистора обратной связи R8 коэффициент усиления устанавливается равным 10.
Микроконтроллер [2] измеряет с помощью встроенного АЦП напряжение на выходе усилителя DA1.1 в режиме измерения напряжения, а при измерении тока — на выходе DA1.2. Выбор канала измерения осуществляется с помощью кнопки «Режим». Опорное напряжение равно 5,12 В и формируется с помощью DA2. Подстройка опорного напряжения осуществляется резистором R11. Пара резисторов R10 и R11 подобрана так, что максимальное выходное напряжение стабилизатора DA2 не превышает 5,5 В, это является безопасным для микроконтроллера DD1.
АЦП в микроконтроллере PIC12F675 — 10-разрядный, что соответствует полной шкале в 1024 отсчета. При опорном напряжении 5,12 В цена одного отсчета — 5 мВ. Поэтому после измерения результат делится на два сдвигом вправо для получения цены
отсчета 10 мВ. Для повышения точности применено усреднение результата по 256 измерениям. Проводится суммирование результатов 256 измерений, результат представляет собой 24-разрядное число, для деления результата на 256 младшие восемь бит просто отбрасываются. Обработанный таким образом результат после преобразования в двоично-десятичный код выводится на индикатор с добавлением символа U или А в зависимости от измеряемой величины.
Порядок настройки измерителя:
•	резистором Rl 1 устанавливают опорное напряжение 5,12 В;
•	резистором R5 устанавливают коэффициент деления напряжения, при этом напряжение на выходе делителя должно быть в 10 раз меньше, чем на входе;
•	резистором R8 устанавливают коэффициент усиления ОУ DA1.2 таким образом, чтобы при протекающем через R1 токе 1 А на выводе 7 ОУ DA1.2 было напряжение 1 В.
Для цифрового отображения информации применен жидкокристаллический индикатор ИЖЦ 5/4-8 и контроллер ЖКИ AY0438 производства фирмы Microchip. Схема включения индикатора приведена на рис. 2.
На плате индикатора также размещены светодиоды подсветки. Протокол обмена информацией платы индикации с контроллером подробно описан в [3]. Настройка не требуется.
Питание измерителя осуществляется от отдельной обмотки трансформатора, на рис. 1 диодный мост и конденсаторы фильтра не изображены.
Конструктивно измеритель состоит из двух плат — платы самого измерителя и платы индикации. В измерителе в качестве R1 применены два параллельно включенных резистора С5-16-5 Вт 0,2±1 %, подстроечные резисторы СПЗ-39, остальные резисторы поверхностного монтажа типоразмера 1206. Вместо С5-16 можно применить другой тип резисторов, необходимо только, чтобы сопротивление R1 было равно 0,1 Ом, точность не хуже 1%, мощность резистора должна обеспечивать его стойкость при коротких замыканиях блока питания на время, необходимое для срабатывания защиты. Конденсаторы К50-35 и керамические поверхностно монтируемые типоразмера 1206 предназначены для фильтрации питания и их можно заменить на любые другие.
44
Схемотехника № 7 • июль 2004
Рис. 2
XI
С1 0,1 мк
CLOCK
26
HL1-HL4
20 15
25___10
24 11
16___19
15 20
19___16
18___17,
17 18
23___12
22___13
21 14
132
31
30
29
28
Цепь +5 В Load Clock Light GND
R1 100
Load SEG32 SEG31 SEG30 SEG29
SEG28 SEG27 SEG26 SEG25 SEG24 SEG23 SEG22 SEG21
SEG20 SEG19 SEG18 SEG17 SEG16 SEG15
CLOCK SEG1 SEG2 SEG3
Vss DATA OUT
DATA IN SEG4
SEG5 LCDf
BP SEG6 SEG7 SEG8 SEG9 SEG10 SEG11 SEG12 SEG13 SEG14
IN
40 CLOCK]
39
38
37
36
35
34
33
32________5
31 IIC3.
30 Il33~* BP
29________6
28________7
27	8~
26________9
25	10
24
23
22
21
12
13
14
3____4
8____5
13____6
12____7
11____8
16____9
21___10
20___11
19___12
24___13
29___14
28___15
27___16
32___17
31___18
26___19
25 20
30___21
23___22
18___23
17___24
22___25
15___26
10___27
9____28
14___29
7____30
2____31_
j____32
6____33
BP 34
I BP 5
D1 С1 Н1
Е2 D2 С2
Н2 ЕЗ
D3 СЗ
НЗ Е4
D4 С4
Н4 G4
В4 А4 F4
G3 ВЗ АЗ F3
G2
В2 А2
F2 G1
В1
схемы устройства. При использовании контроллера с большим числом выводов на основе предложенного измерителя можно создать прибор, который будет отслеживать напряжение и/или ток, выводить значение потребляемой мощности, сопротивление нагрузки и т. д.
Текст программы на ассемблере и файл прошивки контроллера находится на сайте странице журнала по адресу http://www.dian.ru/programs/ в архиве 2004_07_Kilib.
Юрий Килиба, akyv@freemail. ru
ЛИТЕРАТУРА:
1.	http://www.st.com/stonline/books/ pdf/docs/2163.pdf
2.	http:Иwww.microchip.ru/files/d-sheets-rus/PIC 12F629_675.pdf
3.	http://www.microchip.com/down-load/lit/pline/picmicro/families/ay043x/ 80438a.pdf
2
3
Применением делителя с другими коэффициентами деления или усилителя с другим коэффициентом усиления можно изменить величину максимальных измеряемых токов и напряжений при условии корректи
ровки программы. Как всегда в процессе написания программы приходят новые идеи, и для того, чтобы завершить начатое довольно часто приходиться отбрасывать те, которые требуют замены контроллера и
От редакции. Большой точности от резистора R1 не требуется, поскольку устройство в режиме измерения тока можно откалибровать по точному амперметру резистором R8.___________________
Модернизированный ИК-барьер на микроконтроллере AT90S2313 фирмы Atmel
Данный проект является логическим завершением и доводкой устройства, представленного в статье «ИК-барьер на микроконтроллере», опубликованной в журнале «Схемотехника», 2003, №11. В новом устройстве усовершенствованы как алгоритм работы, так и принципиальная схема.
Инфракрасным (ИК) барьером называют устройство оптической охраны, способное формировать невидимую человеческому глазу оптическую преграду, пересечение которой приводит к срабатыванию сигнализации.
Представленное ниже устройство выполнено на современной элементной базе, что сказывается как на размерах самого устройства (печатная п ата
размерами менее 50x50 мм), так и на энергетических характеристиках (ток потребления в режиме охраны менее 6 мА). Но самым важным его плюсом является то, что для организации ПК-линии связи используется не просто ИК-импульсы, а сложный десятибитный код, в результате чего устройство получило невиданную ранее помехоустойчивость, недоступную аналоговым устройствам подобного типа.
Основные технические
характеристики:
•	напряжение питания (со стабилизатором)	5 (7... 15) В;
•	ток потребления в режиме охраны с паузой между посылками кода 0,065 с (0,13 с) 10 (6) мА;
•	дальность действия основного варианта ИК-барьера, не менее 3 м;
•	дальность действия умощненного варианта, не менее	20 м;
•	вид передаваемого сигнала 10-битный код;
•	два режима работы ИК-барьер и ИК-отражение;
•	два режима сигнализации короткий и долгий сигналы;
•	два режима скорости передачи импульсов.
Основные различия между данным устройством и подобными устройствами, собранными на аналоговой базе:
Практика
Рис. 1
HL1
BL07J4G
С1 0,1 мк
TSOP1736
DA1
Вых.
RESET
PD4
XTAL2
C430
4 МГц -у
SB1
R1100 СЗЗО
________ ____________
"Сброс/Выкл./Вкл."
R210k
050,1 мк
GND
PDO/RXD
XTAL1
PD2/INT0
vcc
РВ2
РВ7
РВ6
PB5
0C1/PB3
20
1 Л - Барьер/Отражение___________ ___________
J2 - Короткий/Долгий звуковой сигнал
J3 - Длинная/Короткая пауза между импульсами
PD6
J3
18 J2
+5 В
14 Выход ^управления
BF1
R3 820 HL2-L АЛ307Б
•	надежная защита от ложных срабатываний за счет применения ИК-кода;
•	высокая экономичность устройства за счет перевода микроконтроллера в режим sleep между передачами ИК-кода;
•	низкая стоимость устройства за счет уменьшения до минимума числа элементов, а также использования дешевого RISC-микроконтроллера;
•	простота сборки устройства (в основном варианте 15 элементов, включая микроконтроллер);
•	отсутствие необходимости в настройке (устройство, собранное из заведомо исправных деталей, начинает работать сразу).
Основой всего устройства является дешевый микроконтроллер AT90S2313 фирмы Atmel. ИК-светодиод HL1, который собственно и является излучателем кода, через токоограничительный резистор R1 подключен к выводу 8 микроконтроллера DD1. Переданный им ИК-код принимается стандартным ИК-приемником кода RC-5 DA1. Усиленный и инвертированный сигнал с выхода приемника подается на вывод 2 DD1. Светодиод HL2, подключенный к выводу 11, является индикатором работы устройства. При помощи перемычек J1—J3 можно легко подстроить режим работы устройства под свои нужды. Кроме этого в состав устройства входит пьезоизлучатель BF1 и кнопка SB1. Первый является индикатором звуковой сигнализации, сигнал на который подается с выхода внутреннего ШИМ микроконтроллера (вывод 15). Кнопка SB1 подключена к выводу 6 и используется для сброса, либо приостановки работы устройства. Во время срабатывания на выводе 14 появляется высокий логический уровень, который можно использовать для других целей (например, для включения дополнительной сирены и др.).
Особое внимание при проектировании этого устройства уделялось энергосбережению, так как не исключалась
возможность работы устройства от аккумуляторных батарей малой емкости. Во время охраны в период между передачей ИК-посылок микроконтроллер переводится в режим пониженного энергопотребления (Idle mode), потребляемый им ток при этом составляет около 100 мкА. В результате этого средний ток потребления устройством в режиме охраны составляет 6... 10 мА и зависит от паузы между передачами ИК-сигнала. Не стоит также забывать, что слишком большая пауза между ИК-сигналами может привести к тому, что очень быстрые объекты могут проскользнуть незамеченными через ИК-барьер. Поэтому нужно добиться компромисса между потребляемым током и паузой (это позволяет сделать перемычка J3). Также для снижения общего энергопотребления был отключен компаратор, входящий в состав микроконтроллера.
Устройство имеет два основных алгоритма работы — ИК-барьер и ИК-отражение.
Для начала рассмотрим принцип работы ИК-барьера. Сформированный байт кода переписывается в регистр UDR передатчика UART. В это же время запускается подпрограмма, которая анализирует логическое состояние вывода TXD (выхода передатчика UART). При наличии низкого логического уровня запускается модулятор ШИМ, подключенный к выводу PD4 и построенный с использованием прерывания таймера-счетчика 0. Частота ШИМ равна частоте резонанса стандартного ИК-приемника DA1 — 36 кГц. При появлении на выводе TXD сигнала высокого уровня ШИМ выключается, и на выводе PD4 устанавливается низкий логический уровень, при котором ИК светодиод не излучает. Таким образом, происходит модуляция каждого бита кода, а также битов «старт» и «стоп», необходимых для правильной работы UART. Одновременно с передачей ИК-кода ведется его прием, это возможно благодаря тому, что UART микроконтроллера AT90S2313 может работать в дуплексном режиме. Далее приня
тый байт сравнивается с переданным. Если два байта равны, цикл передачи повторяется с той лишь разницей, что передаваемый байт изменяется. Менять код (байт) после каждого цикла передачи можно по любому математическому закону или вообще синтезировать случайным образом. В данном случае код изменяется простым суммированием единицы и предыдущего значения байта. Если же переданный и принятый байты не равны, а такое может случиться, если на оптической линии передачи сигнала появилась преграда, включается сигнализация. Аналогичное включение сигнализации произойдет, если UART вообще не принял байт. Если по истечении времени работы сигнализатора линия оптической связи будет восстановлена (преграда исчезнет), то система снова перейдет в режим охраны.
Принцип работы устройства в режиме отражения аналогичен первому. Основная разница заключается в том, что в дежурном режиме устройство ждет приема байта. Как только появится уверенный сигнал (это произойдет, когда перед устройством возникнет преграда), принятый байт будет аналогичен переданному, включится сигнализация.
В режиме отражения дальность определения объекта лежит в пределах 20...50 см и зависит от взаимного расположения ИК-светодиода, ИК-приемника и самого объекта.
Выбор нужного режима осуществляется при помощи перемычек. Если установлена перемычка J1, устройство работает в режиме отражения, если же данной перемычки нет — как ИК-барьер. Если установлена перемычка J2, то устройство при срабатывании подает долгий звуковой сигнал (100 звуковых посылок), в противном случае — короткий сигнал (3 посылки). Остановить работу сигнализатора и перевести устройство в исходный режим работы можно путем нажатия кнопки SB1 (эта функция доступна при любом расположении перемычек). Перемычка J3 отвечает за длительность паузы между передачами ИК-сигналов (установлена — 0,065 с, отсутствует — 0,13 с). Приостановить работу устройства можно все тем же нажатием кнопки SB1, после чего процессор подаст один звуковой сигнал и выключится (перейдет в режим Sleep, потребление тока при этом составит 200 мкА, большая его часть приходится на ИК-приемник). Для восстановления нормальной
Схемотехника № 7 • июль 2004
работы устройства (режим охраны) нужно повторно нажать кнопку SBL О включении устройство уведомит двумя звуковыми сигналами. Также о нормальной работе устройства в режиме охраны сигнализирует светодиод HL2, который мигает с частотой ИК-посылок передатчика.
При помощи устройства, схема которого представлена на рис. 1, можно организовать оптическую линию охраны длиной до 5 м. Если требуется большая дальность действия, можно дополнить его усилителем, схема которого представлена на рис. 2. Еще одним вариантом увеличения расстояния между передатчиком и приемником является использование в качестве излучателя лазерной указки. Как правило, данные указки уже имеют в своем составе гасящий резистор (около 200 Ом), поэтому ее подключают непосредственно к выводам микроконтроллера. В качестве сигнализатора также можно использовать обычную динамическую головку (рис. 3).
Имеется возможность включения при срабатывании сигнализации разнообразных устройств, например, дополнительной звуковой, световой сигнализаций и т. п. Для этих случаев зарезервирован вывод 14 микроконтроллера DD1. На рис. 4 показан при-
Регулятор скорости вращения двигателя
Предлагаемое устройство обеспечивает большой диапазон регулирования скорости вращения якоря двигателя постоянного тока и поддержание установленной частоты вращения при изменении нагрузки на валу.
В регуляторе используется двигатель болгарского производства PIVT 6-25/ЗА с параметрами:
•	напряжение питания	30 В;
•	ток коллектора	3 А;
•	частота вращения
3000 об*мин_|;
•	момент на валу	0,1 Н*м;
•	напряжение тахогенератора 3 мВ/об^мин-1.
Двигатель Ml питается током регулируемого импульсного стабилизатора напряжения DAI. С выхода ОУ DA2 на выв. 4 DA1 подается сигнал рассогласования, пропорциональный разности напряжений, снимаемых с движка переменного резистора R3 и тахогенератора TG1. Возрастание нагрузки на валу вызывает снижение скорости вращения якоря и напряжения с выхода тахогенератора, а также соответствующее уменьшение
импортные, например, TREC, серии SR. Диод VD2 может быть заменен любым диодом с барьером Шоттки на напряжение 40 В и ток 3 А.
Дроссель L1 выполнен на двух сложенных вместе полукольцах из магнитодиэлектрика МП 140-1 типоразмера КП 19x11x4,8 и имеет 32 витка провода ПЭВ-1 диаметром 0,95 мм. Поскольку толстый провод не слишком удобен для намотки, его лучше заменить жгутом из нескольких сложенных вместе проводов меньшего диаметра общим сечением не менее указанного. Намотка жгутом более предпочтительна и с точки зрения потерь, связанных с поверхностным эффектом, хотя в данном случае они незначительны.
В качестве сердечника можно использовать ферритовое кольцо при условии внесения в него зазора и пересчета числа витков в соответствии с рекомендациями статьи [1]. Ста-
Рис.З
Рис. 4
мер использования данного вывода для включения мощного звукового сигнала.
Марис Потапчук, mapic@online.com.ua
Рис. 1
напряжения на выходе ОУ, которое в свою очередь вызывает увеличение напряжения стабилизатора и повышение частоты вращения двигателя. Снижение нагрузки вызовет обратную реакцию. Таким образом, благодаря обратной связи по скорости осуществляется стабилизация частоты вращения вала двигателя.
В качестве ОУ используется один из двух усилителей микросхемы LM358N (К1040УД1), который, как и цепь задания скорости R2R3, питается от параметрического стабилизатора R1VD3C3. Переменный резистор R3 — СПЗ-4М, резисторы R4—R8 — С2-29В (1 %), остальные — С2-23 (5 %). Конденсаторы С1—СЗ — К50-35 или аналогичные
билизатор и выпрямительный мост должны быть установлены на радиаторы площадью 10... 15 см2 с использованием теплопроводящей пасты, например, КПТ-8. Трансформатор Т1 — любой мощностью 80...90 Вт. Напряжение холостого хода вторичной обмотки — 26...27 В, максимальный ток нагрузки — ЗА.
Виктор Цибин, victor@promelec.ru
ЛИТЕРАТУРА:
1. С. Бирюков. Дроссели для импульсных источников питания на ферритовых кольцах. — Схемотехника, 2002, № 1, с. 4—7.	Щ
р|рактика___________________________________________________________
Автомобильный индикатор напряжения бортовой сети
Ни для кого не является секретом, что одним из самых важных факторов нормальной работы всех электрических систем автомобиля является стабильность напряжения бортовой сети. При его существенном отклонении от номинала (±1,5...2 В) вдвое сокращается срок службы аккумуляторной батареи и осветительных ламп автомобиля. Даже отличие напряжения зарядки аккумулятора на 0,2...0,4 В сократит срок его службы почти на 25 %. В этой статье автор описывает индикатор, позволяющий оперативно следить за напряжением бортовой сети.
Основным устройством, которое призвано поддерживать напряжение генератора в определенных границах при изменении частоты вращения коленвала двигателя и потребляемой мощности в бортовой сети автомобиля, является регулятор напряжения. Еще совсем недавно подобные устройства были электромеханическими (вибрационные регуляторы). Сейчас они, как правило, выполняются в виде микросхемы.
При колебаниях напряжения бортовой сети водитель автомобиля обычно остается пассивным наблюдателем. Другое дело, если в автомобиле имеется штатный вольтметр. Но, к сожалению, большое число как отечественных, так и импортных автомобилей не укомплектованы подобным прибором. Есть простой выход из сложившейся ситуации — дополнить свой автомобиль самодельным вольтметром или индикатором. В последнее время нет дефицита публикаций, представляющих подобные устройства для самостоятельного изготовления, но, как правило, они сложны. К тому же конструкцию с большим ЖК или семисегментным полупроводниковым индикатором не так то просто расположить на приборной панели автомобиля. Дело здесь даже не в сложности и большой стоимости
+ К ключу зажигания
автомобиля
Рис.1
конструкций, а в том, что большинство из них не обладают системами звуковой сигнализации. Именно звуковой сигнализатор во многих случаях может сыграть ключевую роль в предотвращении разных неприятных ситуаций, связанных с аварийной работой электросети автомобиля. Это и не удивительно, если учесть тот факт, что большую часть времени водитель наблюдает за дорогой и лишь иногда смотрит на приборную панель. Контроль приборов уменьшается также при утомлении водителя. В таких случаях внимание уменьшается настолько, что человеку сложно уследить за дорогой, не говоря уже о приборах.
Все вышеперечисленное вынудило автора разработать автомобильный индикатор, лишенный вышеперечисленных недостатков. Устройство, о котором пойдет речь ниже, характеризуется хорошей повторяемостью благодаря простым схемным решениям, малой стоимостью компонентов, а также наличием «умного» звукового сигнализатора.
Принципиальная схема устройства представлена на рис. 1. Его основой является недорогой микроконтроллер PIC16F627/628 фирмы Microchip. Для индикации напряжения бортовой сети автомобиля используются три светодиода разного цвета HL1— HL3, которые через соответствую
щие токоограничительные резисторы R1—R3 подключены к выводам 6—8 микросхемы DDL Для звуковой сигнализации использован пьезоизлучатель BF1, который не нуждается в буферных элементах и непосредственно подключается к выводу 9 микроконтроллера. Микросхема DA1 и резистор R6 используются для стабилизации напряжения питания микроконтроллера DD1 на уровне 5 В. Конденсаторы С1 и С2 фильтруют высокочастотные помехи, которые поступают из бортовой сети автомобиля. Резисторы R4 и R5 формируют необходимый уровень постоянного напряжения на входе встроенного компаратора микроконтроллера DD1 (вывод 17). В состав устройства входит также кнопка SB1, назначение которой будет описано ниже. Благодаря наличию в составе микроконтроллера PIC16F627/628 внутреннего RC-генератора удалось обойтись без внешнего кварцевого резонатора, что также удешевляет конструкцию.
Принцип работы устройства довольно прост и заключается в постоянном сравнении уровня напряжения на входе компаратора ANO DD1 с напряжением внутреннего источника опорного напряжения. При обнаружении падения или повышения напряжения бортовой сети ниже или выше определенного порога устройство подает световой и звуковой сигналы. Для формирования звукового сигнала используется аппаратный ШИМ микроконтроллера, что упрощает программную реализацию устройства. Более подробно разобраться в его работе поможет программа, которую вы можете найти на сайте журнала по адресу http://www.dian. ru/programs/index в архиве 2004_07_ Potap_avt, там же находится файл прошивки микроконтроллера.
Устройство постоянно проводит мониторинг бортовой сети автомобиля и сигнализирует водителю следующим образом:
•	зеленый светодиод HL2 горит, все остальные погашены, звуковая сигнализация отсутствует — напряжение в бортовой сети находится в допустимых пределах;
•	зеленый светодиод горит, красный HL1 или желтый HL3 мигает, наличие прерывистой звуковой сигнализации — соответственно по-
MICROCHIP
Схемотехника № 7 - июль 2004
Щ www.atan.ru
ПЛАТАН
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ ОТ ВЕДУЩИХ ПРОИЗВОДИТЕЛЕЙ


Электронные ключи iButton
ft DALLAS
1 SEMCO.-UCTOR
• Уникальный ИД| нтификационный номер
Энергонезависимая память обеспечивает сохранность и конфиденциальность информации
Удобство использования: информация легко счить вается на ключ iButton с компьютера или контроллера
Возможность выполнения различных дополнительных функций (в качестве средства идентификации, средства переноса платежных квитанций, для измерения температуры и т.д.)
DS199OA	Электронный ключ с уникальным 64-битным регистрационным номером
DS1992	Электронный ключ с энергонезависимой памятью объемом 1 кбит
DS1994	Электронный ключ с энергонезависимой памятью объемом 4 кбит, а также с часами реального времени и календарем
-
«Я РМ9АМТМЙ И HpmiMACTBA
XI МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ
ЛИ ПРОГРАММАТОРЫ
i модули MICROCHIP (DIP, SOIC, TQFP) программаторы-отладчики MICROCHIP ...
ИНТЕРФЕЙСЫ
ОБМЕНА ДАННЫМИ
i интерфейсы CAN/LIN/USB
Ы	АМн, 433 МГц ...
XI ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
“ ы одноканальные AC/DC
до 50/100 Вт	ч
сетевые фильтры ...
XI ДРАЙВЕРЫ ИСПОЛНИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ	Л
электронные ключи АС драйвер вентильного двигателя ...
XIДАТЧИКИ И ИЗМЕРИТЕЛИ ускорения и положения температуры и влажности ...

1,20102-. ЕКАТЕРИНБУРГ УЛ- ЧКАЛОВА-. 3 ТЕЛ-/ФАКС: (343)223-70-33 HTTP://UUW.AVERON.RU E-HAIL: ICaAVERON.RU
49
Практика____________________________________________________
вышение или падение напряжения бортовой сети на 0,15...0,2 В;
• зеленый светодиод погашен, красный или желтый горит, наличие постоянной звуковой сигнализации — соответственно повышение или падение напряжения бортовой сети на 0,3...0,4 В и более.
Рис. 2
В любом из режимов звуковую сигнализацию можно выключить нажатием кнопки SB1, световые индикаторы при этом, как и раньше, будут показывать состояние бортовой сети автомобиля.
Устройство можно установить внутри приборной панели, высвер
лив перед этим отверстия под светодиоды и кнопку, например, как показано на рис. 2.
Наладка устройства проводится после подключения его к бортовой сети автомобиля и сводится к установке первого режима работы вольтметра (горит только зеленый светодиод HL2). Добиваются этого подстройкой резистора R4.
В большинстве случаев громкости звукового сигнала, созданного пьезоизлучателем BF1, вполне достаточно для привлечения внимания водителя. Если же потребуется звуковой сигнал большей мощности, то можно дополнить индикатор усилителем, схема которого показана на рис. 2. В качестве звукоизлучающего элемента в этом случае можно использовать любую малогабаритную низкоомную динамическую головку.
Данным индикатором был дополнен стандартный набор приборов автомобиля ВАЗ-2106. Светодиодная шкала устройства гармонично впи-
Рис.З
салась на приборную панель автомобиля. Также было замечено, что считывание информации с индикатора занимает значительно меньше времени, нежели с аналогичного, но с цифровым отображением. Практика его использования в автомобиле (более двух месяцев) показала высокую надежность и простоту работы с устройством.
f Для повторения устройства необходимо будет скачать прошивку для микроконтроллера PIC16F627/628, которую можно будет найти на сайте журнала.
Марис Потапчук, mapic@online.com.ua
Новости от «Аргуссофт Компани»
Новый синтезатор частот семейства AgileRFT
ЗАО "Аргуссофт Компани" — официальный дистрибьютор фирмы Analog Devices в России — обращает внимание разработчиков изделий электронной техники на микросхему AD9956, только что анонсированную компанией Analog Devices.
AD9956 — второй представитель семейства AgileRFT, который при совмещении технологии прямого цифрового синтеза (DDS) и автоматической подстройки частоты (PLL) на одном кристалле позволяет уменьшить себестоимость и сложность разработки новых изделий.
Синтезаторы семейства AgileRF предназначены для приложений, критичных к энергопотреблению и себестоимости, таких как радары для автомобилей, системы радиодоступа, безопасности, спутниковой связи и т. п.
Микросхемы отличаются высокой линейностью и разрешением, их можно использовать в аппаратуре, работающей в ISM-диапазоне частот. Применение AD9956 позволит примерно на 20 % сократить число компонентов и зани
маемую на плате площадь по сравнению с традиционными разработками, где используется несколько DDS, PLL и генераторов опорных частот (ГУН с точной подстройкой, стабильные генераторы опорных частот с малым дрожанием фронтов, приложения с частотной и фазовой модуляцией, радары).
Основные характеристики AD9956: DDS (с 14-битным ЦАП) до 450 МГц, разрешение 48 бит, скорость загрузки — 25 Мбит/с, PLL — 650 МГц, возможность генерации частот до 2,7 ГГц, диапазон температур — от -40 до +125 °C, 48-выводной корпус LFCSP, цена — $17,25 (в США, в партии от 1000 шт.), серийное производство — с июля 2004 г.
Дополнительную информацию по продукции Analog Devices можно получить на сайте http://www.components. argussoft.ru.
Новое семейство IGBT транзисторов от IXYS
Компания IXYS объявила о выпуске нового семейства IGBT транзисторов, оптимизированных для индукционного нагрева. Будут выпущены изделия на диапазон 1200 В, 20.. .28 А, что соответствует мощности 1200...2500 Вт. Новые модели предлагают компромиссное решение по падению напряжения и скорости переключения — основным составляющим потерь. Транзисторы имеют параметры, улучшенные для резонансных устройств
на средних частотах, что характерно для систем индукционного нагрева. Выполненные по технологии PT IGBT, изделия будут выпущены в корпусах ТО-220 и ТО-ЗР. Сейчас производится несколько представителей нового класса— IXGQ35N120BD1, IXGQ28N120BD1, IXGP20N120BD1.
Дополнительную информацию по продукции IXYS можно получить на сайте http://components.argussoft.ru.
Схемотехника № 7 • июль 2004
51
практика
Тестер компьютерного сетевого кабеля «витая пара»
Эта статья посвящена новой разработке «Мастер Кит» — тестеру кабеля типа «витая пара», применяемого при прокладке компьютерных локальных сетей. Тестер предназначен для определения правильности заделки кабеля в вилку/розетку и наличия в нем обрыва. Устройство может проверять два вида разделки кабеля — «компьютер-концентратор» (568В) и «компьютер-компьютер» (568А). Собрать устройство можно из набора «Мастер Кит» NM8034.
На практике при прокладке компьютерных локальных сетей часто возникает необходимость в проверке кабелей на наличие обрыва и правильности их заделки в вилки/ро-зетки. Делать это при помощи обычного тестера крайне неудобно. Поскольку кабели бывают разной длины и разного типа, их концы, например, могут располагаться в разных помещениях.
Поэтому наиболее оптимальным решением этой проблемы будет изготовление специализированного тестера-пробника, имеющего необходимые разъемы подключения кабеля и несложный, но эффективный алгоритм тестирования.
Перед специалистами компании «Мастер Кит» была поставлена и ус
пешно решена задача по разработке такого устройства на современной элементной базе. Устройство состоит из двух блоков — блока генератора (подключается к одному концу кабеля) и блока-заглушки (подключается к противоположному концу кабеля). Оба блока снабжены устройствами индикации, по которым и определяется пригодность и работоспособность кабеля.
Технические характеристики устройства:
Напряжение питания	9 В
Ток потребления	20 мА
Тип установленных
розеток	RG-45 (TJ2-8P8C)
Размеры печатной платы
А8034/1	52x50 мм
Размеры печатной платы
А8034/2	38x27 мм
Внешний вид тестера показан на рис. 1, принципиальная схема приведена на рис. 2, перечень элементов — в табл. 1.
52
Ш ПЛАТАН
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ ОТ ВЕДУЩИХ ПРОИЗВОДИТЕЛЕЙ
ОСЕВЫЕ ВЕНТИЛЯТОРЫ jnmicon*
•	вентиляторы постоянного (5,12, 24 В) и переменного (110/220 В) тока серий JF, JK, JA;
•	тип подшипников: шариковые, скольжения, смешанный тип;
•	размер рамы: от 20 до 150 мм, сверхтонкая и стандартная толщина рамы;
•	материал корпуса: пластик;
•	частота вращения от 2000 до 15000 об./мин.
Отдельно поставляются защитные решетки для вентиляторов.
Москва, ул. Ивана Франко, д. 40, стр. 2 Почта: 121351, Москва, а/я 100
Тел./факс: (095) 73-75-999	E-mail: platan@aha.ru
ВСЁ ДЛЯ РЕМОНТА И
РАЗРАБОТКИ
По нашим каталогам Вы
^International Rectifier
EPCOS
Infineon
Money well ।
DAiA VUiM
DESSY
ПОЧТОВОЕ АГЕНТСТВО
можете заказать, а мы доставим:
О Электронные компоненты, наборы и модули
О Контрольно-измерительную технику
ф Техническую и справочную литературу по электронике и радиотехнике
О Радиомонтажный инструмент и паяльное оборудование
ф Схемы и сервис-мануалы
Каталог на компакт-диске 1 по заявкам предприятий  высылается бесплатно!
Доставка осуществляется службами DHL, BIZPAK, Гарантпост, FedEx, почтой России, курьером (по Москве) и с проводниками поездов
107113, г. Москва, а/я 10, «DESSY» Тел./факс: (095) 304-72-31 e-mail: katalog@dessy.ru http://www.dessy.ru
МЫ РАБОТАЕМ ДЛЯ ВАС 10 ЛЕТ!

Схемотехника № 7 * июль 2004
ХР1
Рис. 2
Таблица 1
Позиция	Наименование	Кол.
С1	470 мкФ/16В	1
С2	10мкФ/16В	1
СЗ	0,01 мкФ	1
С4,С5	0,1 мкФ	2
С6	0,22 мкФ	1
DA1	NE555	1
DD1	CD4017	1
HL1—HL8	Красный	8
HL9—HL16	Зеленый	8
R1	10 кОм	1
R2	22 кОм	1
R3	47 кОм	1
R4	1 МОм	1
R5	1 кОм	1
VD1— VD8	1N4148	8
ХР1—ХРЗ	TJ2 8Р8С	3
Клеммный зажим двойной	ED500V-2X5	1
Генератор А8034/1 включает в себя задающий генератор DA1 и десятичный счетчик Джонсона DDL Генератор реализован на таймере NE555 в типовом включении с возможностью перестройки частоты резистором R3 в диапазоне 1...5 Гц. К выходам счетчика подключено восемь светодиодов (HL1—HL8) и две розетки ХР1 («компьютер-концентратор» 568В) и ХР2 («компьютер-компьютер» 568А).
В заглушке А8034/2 установлена розетка ХРЗ и восемь светодиодов HL9—HL16. Напряжение питания подается на контакты XI (+) и Х2 (-).
Устройство работает следующим
ной последовательности, кабель имеет обрыв или ошибку разводки.
Конструктивно тестер выполнен на двух печатных платах из фольгированного стеклотекстолита. Конструкция предусматривает установку плат
Рис.3
Рис. 5
TJ2-8P8C ХРЗ
LAN-TEST
pqqp
шиш
Рис. б
TJ2-8P8C ХР2 CROSSOVER рфрр		TJ2-8P8C ХР1 PC/HUB OQOO	Л
Рис. 4
Устройство состоит из двух узлов: генератора импульсов А8034/1 и заглушки А8034/2.
образом Один конец проверяемого кабеля устанавливается в розетку ХР1, ХР2 (в зависимости от типа кабеля), а второй конец подключают к заглушке ХРЗ. После включения устройства на плате генератора А8034/1 начинают последовательно загораться светодиоды HL1—HL8. Поскольку в устоистве установлен десятичный счетчик, между гашением последнего светодиода и зажиганием первого есть пауза в два такта. Если проверяемый кабель разделан правильно и не имеет обрывов, то в заглушке А8034/2 начнут загораться светодиоды HL9—HL16 в том же порядке. Если какие-либо светодиоды не загораются или загораются не в нуж
в корпуса (плата А8034/1 — ВОХ-М22, плата А8034/2 — ВОХ-М1).
Печатная плата А8034/1 (плата генератора импульсов) показана на рис. 3, расположение элементов — на рис. 4, печатная плата А8034/2 (плата-заглушка) — на рис. 5, расположение элементов — на рис. 6.
Перед установкой плат в корпусах необходимо самостоятельно выпилить отверстие под выключатель SW1, розетки ХР1—ХРЗ, просверлить отверстия 03 мм под светодиоды HL1—HL16.
Григорий Ганичев, ganichev@masterkit.ru 53
рактика
Цветомузыкальная приставка для PC
Современный персональный компьютер часто используется для прослушивания музыкальных композиций. Этому способствует хорошее качество воспроизведения музыки, широкие возможности регулировки звука и большое число записей, которые можно хранить на компьютере. Но возможности компьютера позволяют не просто воспроизводить звук, но и сопровождать его дополнительными эффектами, например, цветомузыкой.
Для воспроизведения музыки на компьютере используются специальные программы, среди них наиболее популярной является программа Winamp фирмы Nullsoft. Среди множества достоинств этой программы есть возможность создания внешних подключаемых модулей — плагинов, в том числе и плагинов визуализации. Модули визуализации на основе данных звукового потока, получаемого от проигрывателя, воспроизводят различные изображения на экране монитора компьютера. Информация о звуковом потоке может быть использована и для управления устройствами цветомузыки. В настоящее время в сети Интернет можно найти плагин, воспроизводящий цветомузыкальные эффекты на светодиодных индикаторах клавиатуры. Современный компьютер позволяет реализовать и более сложные эффекты на внешних устройствах, подключаемых к стандартным интерфейсам.
Схема возможного варианта внешнего устройства, содержащего восемь каналов и подключаемого к последовательному порту компьютера, приведена на рис. 1. Данное устройство можно использовать не только как цветомузыкальное, но и в качестве автомата световых эффектов, управляемого компьютером, а также как устройство вывода данных.
Для передачи информации о состоянии выходных каналов платы используются служебные линии COM-порта DTR и RTS. Режим передачи информации — синхронный. Линия DTR используется для передачи импульсов синхронизации, линия RTS — информационная.
Выбор последовательного порта не случаен. Как правило, свободный COM-порт имеется практически на всех компьютерах. Кроме того, Windows позволяет управлять состоянием линий DTR и RTS произвольно с помощью функции API — Escape Comm. Function.
Оптопары Ul, U2 образуют гальваническую развязку устройства от компьютера и одновременно осуществляют преобразование сигналов интерфейса RS-232 в уровни ТТЛ. Применение гальванической развязки значительно уменьшает возможность выхода из строя последовательного порта компьютера при работе устройства.
Распределение последовательности импульсов на соответствующие каналы осуществляется с помощью сдвигающего регистра КР1533ИР24. Нагрузочная способность микросхемы позволяет подключать светодиоды непосредственно к выходам через токоограничивающие резисторы. Вместо светодиодов можно применить классические тиристорные ключи, нагрузкой которых являются лампы накаливания, либо другие устройства. В данном устройстве используется восемь светодиодов индикации разного цвета. При желании их число можно увеличить, добавив последовательно еще несколько регистров.
Программное обеспечение разработано в среде программирования Delphi 6 в виде плагина визуализации для программы Winamp. Данный плагин представляет собой обычную динамическую библиотеку с расширением .dll, в которой описываются все необходимые процедуры по вза-
з
4
5
6
7
8
Рис.1
имодействию с проигрывателем и непосредственно процедуры работы с устройством. Библиотека помещается в каталог плагинов проигрывателя. Ее запуск можно осуществить из окна Preferences — Visualization Plug-ins программы Winamp, вызываемого комбинацией клавиш Ctrl+K. При старте плагин выводит на экран окно модуля и инициализирует СОМ-порт. Во время воспроизведения музыки Winamp через определенные промежутки времени передает модулю данные анализатора спектра, представленные в виде двумерного массива из 576 элементов. Этот массив содержит уровни сигнала двух каналов. Модуль разбивает массив на восемь полос и вычисляет среднее значение уровня сигнала по каждой полосе. Порог включения светодиода формируется следующим образом: усредненный уровень всего массива складывается со средним значением сигнала по конкретной полосе за предыдущий период времени. Если средний уровень сигнала в текущий момент больше уровня срабатывания, формируется сигнал на включение соответствующего светодиода. Для этого линия порта RTS устанавливается в 1, а на линии DTR формируется синхроимпульс. При отсутствии сигнала зажигания формируется только синхроимпульс. Дополнительной обработки сигнала не производится.
Последовательность импульсов, несущая информацию о состоянии всех светодиодов, поступает на последовательный вход микросхемы DD1, работающей в режиме «сдвиг вправо» и производящей распределение импульсов на соответствующие выходы. При этом старшие разряды соответствуют низким частотам, младшие разряды — высоким.
Программный модуль может работать и без подключенной платы цве-
— <^АЛ307
13 Rr^° ^HL2
D Ч-УДЛ307
6 Rrrn° @HL3
Q <>АЛ307 14 R4470 z~\HL4
Q ^-W1307
5 Я0Д0 A.HL5
<>АЛ307
15 ЙОД° A.HL6
'СУАЛ307
4 R7470 ^HL7
1=3 К?РаЛ307
16 ИЗД0 A.HL8
<>АЛ307
Схемотехника № 7 • июль 2004
томузыки. При этом на экране компьютера плагин в отдельном окне отображает анализатор спектра.
Конструкция устройства некритична к применяемым элементам. Диоды можно заменить на 1N4148 или подобные. Вместо АОТ128Б можно применить любую подобную транзисторную оптопару с учетом цоколевки. Светодиоды также можно использовать любые с номинальным током до 20 мА. Устройство собрано на печатной плате из односторонне фольгированного текстолита размером 47x70 мм (рис. 2). Расположение деталей на печатной плате показано на рис. 3. Питание устройства осуществляется от отдельного источника с выходным напряжением 6... 12 В.
Плата соединяется с компьютером с помощью трехжильного кабеля, который может непосредственно припаиваться к плате. При использовании стандартного кабеля-удлинителя для COM-порта на плату устанавливают разъем DRB-9FA.
Работоспособность устройства проверялась под управлением операци-
Рис.2
онных систем Windows 98 и Windows 2000 с программой Winamp версий 2.73 и 5.0.
Илья Сошин, s Iwl 7@permonline.ru ЛИТЕРАТУРА:
1. В. Л Шило. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. — Челябинск: Металлургия 1988.
Рис.З
2. П. Гелль. Как превратить персональный компьютер в измерительный комплекс: Пер. с фр. 2-е изд., испр. — М.: ДМК Пресс, 2001.
Уважаемые читатели журнала «Схемотехника»!
Издательский дом «Скимен» выпустил первые три тома книги Александра Фрунзе «Микроконтроллеры? Это же просто!». Данное издание, в первую очередь, ориентировано на тех, кто только начинает знакомство с микроконтроллерной техникой, тех, кому еще предстоит стать потребителем чипов, КИТов, программаторов и иных средств поддержки разработки. Для них — первый том, в котором последовательно и доступно для начинающих рассказано о внутреннем устройстве микроконтроллера, принципиальных схемах сопряжения его с внешними микросхемами, АЦП, ЦАП, с устройствами индикации и кнопками управления, о системе команд и о технике программирования на ассемблере.
Во втором томе приводится большое количество обзорной информации по абсолютному большинству х51-совместимых микроконтроллеров, о модернизации систем на их основе, о том, как связать микроконтроллерные системы друг с другом и с компьютером, о технике
использования программных симуляторов и внутрисхемных эмуляторов, а также о некоторых практических аспектах использования новейших микроконтроллеров семейств AduC Cygnal и др Дополнительно приведена подробная информация о таких сложных для программиста контроллерно-ориентированных микросхемах, как сигма-дельта АЦП семейства AD77xx от Analog Devices.
Третий том посвящен арифметическим операциям со знаковыми и беззнаковыми целыми числами длиной от 2 до 32 байт, а также некоторым простым приемам оптимизации программ по быстродействию.
Четвертый том (его выпуск только намечается) посвящен работе с плавающей запятой, специальным быстрым алгоритмам расчета и общим методам аппроксимации с заданной точностью любых разумных функциональных зависимостей, что позволяет вести быстрые расчеты даже на микроконтроллерах с производительностью в единицы MIP5.
Отдельно отметим, что приведенные в книге практические примеры используют, помимо микроконтроллеров, большое число аналоговых и цифровых микросхем таких известных производителей, как Analog Devices (AD77xx, AD7894, AD855x, REF19x и ряд других), Maxim (МАХ202/232, МАХ680, МАХ619, МАХ187/189/1241,1243 и им подобные), Burr-Brown (ADS7816 и им подобные, DDC112 и т. д.).
У вас есть возможность подписаться на книгу А. Фрунзе «Микроконтроллеры? Это же просто!». Стоимость первых трех томов книги, включая доставку по России, составляет ТП руб. 20 коп. (в т. ч. НДС) Доставка книг осуществляется через почтовые отделения.
Вы можете подписаться на каждый том книги А. Фрунзе «Микроконтроллеры? Это же просто!» отдельно. В этом случае стоимость одного тома, включая НДС и доставку, составит 99 рублей. Схема оплаты та же, что и за весь комплект книги.
Для того, чтобы подписаться через редакцию, необходимо:
•	перевести указанную сумму на наш расчетный счет через Сбербанк России;
•	или позвонить нам по телефону (095) 777-1215 для выставления счета;
•	копию платежного поручения с вашим почтовым адресом или квитанцию выслать по факсу
(095) 777-1215, по электронной почте podpiska@dian.ru или по почтовому адресу: 127015, г. Москва, ул. Бутырская, д. 41/47, ООО «ИД Скимен».
Вы можете приобрести книгу и под писаться на журнал «Схемотехника» непосредственно в редакции по адресу: г. Москва, ул. Бутырская, д. 41/47 (метро Савеловская) и на специализированных выставках.
НАШИ РЕКВИЗИТЫ:
ООО «ИД СКИМЕН»
ИНН: 7731195492 КПП 773101001 Р/с 40702810200000005646 в ОАО КБ «Национальный космический банк» в г. Москва К/с 30101810900000000278
БИК 044579278
ОКОНХ 84500, ОКПО 52744508

к
ЭКСПОЭЛЕКТРОНИКА
м выставка j
КОО 4
Фотоматериалы предоставлены рекламным агентством "4 Components'1 тел. (095) 777-1214
СХЕМОТЕХНИКА
№7
ИЮЛЬ 2004
•DU
“55
6 DA1.2
2
GP5
GPO
GP4
GP1
R2 7,5 к
GP2
GP3
DD1
о X СО
R1
0,1
R8
47 к R9 Юк
R7 75 к
DA1
LM358
2 2
Низке золыные F эй-to-Rail ОУ фирмы Maxim/Dallas Новый транзистор BLF872 для телевизионных
R5
47 к
3
подписные индексы 80724,82117 41733
R6
1 к
+ —1
DA1.T>—
SA1 "Режим
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ ЖУРНАЛ