Автор: Сименов Б.Ю.
Теги: электротехника электроника силовая электроника библиотека инженера инженерное проектирование
ISBN: 5-98003-223-1
Год: 2005
Текст
иБЛИQтека
CI
rJI
«СОЛОН»
./ .
;.;., . .
.4...
....'5'
- :. . ,..у.; ч.
< {:;; ,Т;J.:Ji:):'
нженера
---;(.r".:...
'/. ,;о..Ф.
. .," ....
'" '., '> (' '" ;
':,' ,
.'.
' .
"",
,i-
. ;
;.. *'
илов
'.. \ :(.
Семенов Б. Ю.
." ."'\
.' ..::.',".
. ":/:"
{
,. ..
зл е кт о ника :, , :: .
t : '"
"\. 0\
'с ':
\ , :i,
>'
, .
от npOCToro к сложному
@
пAK' -t.
т""'"
I
М
C\I М
C\I C\I
I C\I
М
О М
О О
со о
о)
I со
L() о)
z L()
(1) со
(j) ""-
о)
...... '..r'.: .
C r;'
"
, '
.... .",
::., t:r:y> ?";f } .
<,", !f; ""
9 , ",:, .,", ,
- - .... -, . ,.
А / '/' /CT'
v
Ш .:;::-
...
.
".+
Сод ер >ка н и е
< '
, \
'"
.
Импульсные источники электропитания
Перспект вн яэлементнаябаза
,Основы инженернаrо проектирования
Практические конструкции
Необходимая информация на CD
>
..
. .
":$
} <
"
..\
.
<t
.. .-
:
. >-01-;'" 1.".....
.
'" I
;>,.... . f.E'
.
, 1,
','!
.;.;;
',.'<..;.' .
......
j.. . ."
"....
.:
.. .......
'....
"-
.-,
'YLtK 621.38'
. ББК 32.85
сзо
сзо Б. ю. Семенов. Силовая электроника: от npoCToro к СJIОЖНОМУ. М.:
СОЛОН Пресс, 2005. 416 с.: ил. (Серия «Библиотека инженера)
ISBN 5 98003 223 1
Силовая электроника стремительно' развиваlOщееся направление техники,
целью которосо ямяется снижение масс и raбаритов устройств питания элеКТjJОН
ной аппаратуры и электродвиrателей. Сеrодня уже невозможно представить компь
ютер, видеокамеру, Dу.D проиrрыватель, телевизор без компактноrо и надежноrо
импульсноrо источника. К сожалению, в последние rоды наметился острый дефи
ЦИТ литературы на эту тему. Второе издание книrи в значительной степени перера
ботано и дополнено. Доступным языком рассказывается об основах проектирования
импульсных устройств электропитания, о перспеКТИБНОЙ элементной базе, особен
ностях ее применения и оптимальном выборе, приведены практические KOHCTPYК
ции. Подробно рассказано о ( TPYДHЫX вопросах) и ( подводных камнях) схемотехни
КИ. Затронyrы также нетрадИЦl:Iонные напрамения, как, например, создания BЫCO
кочастотных балластов для ламп Дневноrо света и электронных корректоров
коэффициента мощности. Книrа будет полезна специалистам разработчикам сило
вой техники, студента,... вузов, спеuиалистам ремонтникам и радиолюбителям.
НА приллrАЕМОМ к книrЕ КОМПАКТ ДИСКЕ помещена техническая дo
I<)'J\.lентация на силовые элементы (транзисторы и диоды), микросхемы управления раз
личными импульсными преобразователями, маrНИТОПРОБОДЫ моточных изделий, бес
платное проrраммное обеспечение ДТ1я автоматизированноц разработки: Кроме этоrо,
имеются печатные платы в формате Sprint Layout 3.0 ко всем практическим конструкци
ям. Авторская страница Б Иmернете находится по адресу httP=//www.radioland.mrezha.ru.
книrд почтой
К»иrи издательства СОЛОН Пресс) можно заказать наложенным платежом
(оплата при получении) по фиксированной цене. Заказ оформляется одним из
двух способов:
1. Послать открытку или письмо по адресу: 123242, Москва, а/я 20.
2. Передать заказ по электронной почте на адрес: magaziп@coba.rи.
Бесплатно высылается каталоr издательства по почте.
При оформлении заказа следует правильно и полностью указать адрес, по
которому доЛжны быть высланы книrи, а также фамилию, имя и отчество полу
чателя. Желательно указать дополнительно свой телефон и адрес электронной
почты.
Через Интернет вы можете в любое время получить свежий каталоr издатель
ства ( СОЛОН Пресс). Для этоro надо послать пустое Письмо на робот автоответ
чик по адресу: kata/og@coba.rи.
.
ISBN 5 98003 223 1
(Q Макет и обложка «СОЛОН Пресс), 2005
(Q Семенов Б. Ю., 2005
I
I
Посвящаю эту KHllZY
Pr!oeu бабушке
НадеЗlCде Кузьминичне Спросис
к читателям
Эта книrа не учебник, не справочник и не научно исследова
тельская МОНО,rрафия. Она написана инженером практиком на OCHO
вании личноrо опыта и призвана помочь неискушенному читателю
по возможности быстро и не утомительно разобраться в принципах
работы импульсных устройств электропитания, «включиться» В об
ласть проектирования устройств СИЛОВОЙ электроники.
Н сколько слов об истории появления «Силовой электроники»
специально для тех, кто не держал в руках ее первое издание. Идея Ha
писать эту книry возникла после продолжительноrо обшения в Интер
нете с коллеrой радиолюбителем, задумавшим сделать импульсный
сварочный аппарат. Однажды коллеrа с досадой СООQЩИЛ, что при оче
редном испытании «сварочника» сrорел комплект дороrих транзисто
ров, и тут же прислал\ схему с просьбой обсудить использованные Tex
нические решения. Так завязалась долrая WIодотворная техническая
переписка, в продолжение которой приходилось порой отвечать на .
элементарные, но все таки важные вопросы. Позже к переписке под .
ключились еще несколько радиолюбителей. Вопросы людей, живущих
не то что в разных rородах, а в разных странах, совпадали с поразитель
ной точностью!
Первое издание книrи «Силовая электроника для любителей и про
фесеионалов» [1] вышло в издательстве «Солон... Пресс» в 2001 rоду.
Бремя, прошедшее с MOMeHra появления книrи на прилавках маrази
нов, показало, что «Силовая электроника» нашла CBoero читателя, при -
чем не только среди радиолюбителей, интересующихся вопросами ИМ
пульсноrо электропитания. Живой интерес к книrе БЬрI проявлен про
фессиональ,НЫМИ разработчиками изделий электронной силовой
преобразовiпельной техники и студентами технических вузов. А после
roro как автор открыл СВОЙ сайт [2] в Интернете, на ero электронный
а,црес буквально обрушился шквал самых разных читательских писем,
не иссякающий до настоящеrо момента. KTO TO блаrодарил «за науку»,
KTO TO спрашив'V! совета, иные сожалели о том, что та или иная инте
'4
к читателям
ресная тема не нашла отражения на страницах. Вот несколько KopOT
ких выдержек из читательской почты:
...Уже около 20да ваша кни2а любимая и настольная.
Дмитрий Петров, 2. Орел
...Кни2а, в которую <<ныряю», обычно утыкана закладками. «Силовая
электроника» такая кни2а. Буду рад видеть ее 2 e издание.
СтрЫ2ин М. A , 2. Краснодар
...Заnоем прочитал кни2У про импульСные источники.
Трудовик И.
...Хочу искренне побла20дарить автора: KHи a стала «информационным
бестселлером» по компенсации пробелов в специальных знаниях.
Александр, 2. Jruee
... Спасибо за кни2У и ту информацию, которую вы в нее поместили. Жалко,
что объе.м маловат и все так кратко.
Armi
Приобрел вашу полезную кни2У, но не нашел в ней ниче20 по резонансным
источникам питания.
Алексей Журавлев
Хотя я в радиолюбительстве и конструировании импульсных блоков питания
не новичок, тем не менее удалось почерпнуть кое что новое. Спасибо за ценное
пособие для радиолюбителей. .
..
Станислав Косенко, 2. Воронеж
Встречалась в письмах и критика, порой весьма жесткая. Все это, а
также катастрофическая нехватка времени, лишающая автора возмож
ности отвечать обстоятельно на все читательские пись [3, подтолкнула
к мысли, что необходимо продолжить разrовор на страницах BToporo
издания книrи, значительно обновленноrо и дополненноrо. .Тем более
что импульсная техника, техника COBpeMeHHoro электропитания входит
в сферу и радиолюбительских, и профессиональных авторских интере
сов, а значит, уже накопилось MHoro HOBoro материала, которым хочет
ся поделиться.
Тот, кто хоть раз сталкивался 1} жизни с силовой техникой в Ka
честве разработчика или ремонтника, знает, что эта область эл е ктрони
ки рождает массу кажущихся неразрешимыми вопросов. Силовая им
ПУJlьсная техника не прощает ошибо,к, не дает времени на «разбор по
летов» один неверный шаr, и она cropaeT, как новоrодняя хлопушка.
Здесь вновь хочется привести цитату из книrи п. Хоровица и У. Хилла
[3): «Импульсные источники сложны И хитроумны с точки зрения Ha
i
К читателям
5
дежности. Необходимы специальные индуктивности и трансформато
ры. Наш совет откажитесь от их проектирования, покупайте то, что
вам нужно!» Действительно, пару десятков лет назад этот совет был
весьма актуален. Теперь же, с появлением ПРИНlIИПИально новых элек
тронных ко понентов, задача проектирования импульсных источни
ков упростилась настолько, что даже радиолюбители cMoryт получить
хорошие результаты в своей домашней лаборатории. Однако и при co
временном уровне развития силовоЙ элементной базы проектирование
импульсноrо источника остается «задачей СО мноrими неизвестными».
Достаточно трудно протекает знакомство с импульсной техникоЙ у
молодых профессиональных разработчиков. Современный стиль рабо
ты в конструкторских бюро дает минимум времени молодому специа
листу на «раскачку», на освоение предмета работы, почти сразу застав
ляет «впряrаться» Б серьезный производственный процесс, сразу же
рисовать работающие и надежные схемы. В условиях же конкуренции,
коrда опытом просто так не делятся' или, в крайнем случае, делятся за
определенную оплату, основным источником повышения профессио
нальноrо уровня становятся книrи.
Проведя достаточно подробное библиоrрафическое исследование,'
автор F rоречью отмечает: большинство отечественных книr по сило
вой электронике, изданных более десятка лет назад, либ рассчитаны
на опытноrо читателя, либо потеряли актуальность. Сведени , coдep
жащиеся в них, как правило, трудны для понимания начинающими
разработчиками и радиолюбителями. Иностранные издания в этом OT
ношении выrлядят лучше, но далеко не все CMOryт их разыскать, далеко
не все владеют иностранными языками.
Однако нельзя сказать, что современная отечественна техниче
ская литература обходит стороной область Сl1ЛОВОЙ электроники. Луч
шее современное отечественное издание [4], вышедшее в 2000 [оду, к
сожалению, страдает теми же «болячками», которыми страдают книrи
10 20 летней давности: основное внимание уделяется проектирова
нию на основе мощных биполярных транзисторов. Но в целом по сти .
лю изложения книrа заслуживает внимания cOBpeMeHHoro читателя.
Очень MHoro актуальных публикаций, как чисто теоретических, так
и рекомеНllУЮШИХ rотовые для ПОВТ9рения конструкции, «рассыпано»
В профессиональных и радиолюбительских журналах. Конечно, жур
нальные публикации не СЛИIIlКОМ удобны в быстром современном
мире они имеют свойство «проходить», забываться, и потом стоит
затратить немало усилий, чтобы найти нужную стаrью. Столкнувшись
с подобными проблемами, автору ничеrо не оставалось, как написать
собственную книrу, в котррой собрать передовой мировой опыт разра
. 6
к читателям
ботки силовой электронной техники, в какОЙ ТО мере снять проблему
дефицита актуалЫ-IОЙ литературы. В книrе, кроме Toro, удалось помес
тить MHoro полезных специальных сведений, которые едва ли можно
найти в учебниках.
Лучшим изданием прошлых лет, посвященным проектированию
импульсных источников, автор и по сей день считает. книry [5]. Она
была издана в 1985 [оду и за прошедшие [оды во MHoroM не потеря
ла своей актуальности. Из книr, в которых доступным языком изло
жена теория полевыХ' приборов, на Бзrляд автора, лучшим остается
издание [6], переведенное на русский язык в 1985 rоду.. Возможность
работы' в сети Интернет открывает для радиолюбителей и профес
сионалов широкие возможности информационноrо поиска. Боль
шинство ведущих мирОВЫХ фирм имеет серверы, [де можно бесnлат
но «С качать» информацию в электронном виде. Работают также ceTe
вые конференции, в рамках которых возможно запросто пообщаться
с коллеrами.
Работая над этой книrой, автор стремился построить материал так,
чтобы было интересно и радиолюбителям, имеющим небольшой прак
тический опыт, и профессиональным разработчикам. Теория здесь пе
ремежается с практическими конструкциями, доступными для повто
рения в домашних условиях. Автор приложил все усилия к тому, чтобы
теоретическая часть не казалась слишком сложной, но полностью OT
казываться от математических формул, rрафиков, аналитических pac
суждений значит оставить законы СИЛОВОЙ электронной техники под
завесой тайны. Конечно, ни одна книrа не сможет дать всеобъемлю
щие знания по качественному инженерному проектированию, но аБ
тор надеется, что ему удастся хотя бы HeMHoro приоткрыть для читате
ля эту завесу тайны над лабиринтами силовой электроники.
Б. Ю. Семенов
Март 2005 2.
, -
"
rлава 1
Приrлаше ие к разrО80рУ
-
Новая элементная база и перспективы ее применения
при конструировании изделий силовой электроники
ХQтело,СЬ бы получить статью для нашеzо журнала «Электрическое
питание», лейтмотивом которой прозвучит описание путей развития устройств
силовой электроники в ХХl веке. Самое походящее название к этой статье:
«Схем@техника ХХl века почти детский конструктор».
r. В. Сучков, lЛавный редактор
Именно с такой просьбы rлавноrо редактора научно техническоrо
журнала, обращенной в адрес автора, и хочется начать первую rлаву
книrи. Действительно, в нескольких слова предложенноrо названия
. емко уместились все принципы сеrодняшнеrо КОНСТРУИРQваl;iИЯ YCT
ройств силовой техники [7]. Обо всем этом мы поrоворим с читате
лем пока в общих чертах, описательно, подробнее, со схемами, фор
мулами, практическими конструкциями в последующих rлавах.
Помнится, еще Б студенческие rоды на радиотехнических лекциях
нам досtаточно MHoro рассказывали о перспективах раЗБИТИЯ электро
ники, в ближайшие десятилетия. Особенно запомнился нарисованный
однажды rpафик, отражающий динамику этоrо проuесса. Так, соrласно
общемировым проrнозам экспертов, в области разработки и производ
ства любой электронной техники возрастает доля, приходящаяся на
электрорадиоэлементы (резисторы, конденсаторы, диоды, транзИСТО
ры, микросхемы), на эти саМЫе «кирпичики» электронных схем. COOT
ветственно, падают объемы схемотехнических работ. Объемы, прихо
дящиеся на разработку комплекТуЮЩИХ, уже в первой четверти ХХI
века должны составить порядка 90% от всех затрат, получаемых в про
цессе создания элеКТРОН,ноrо изделия. Что же остается на долю 10 про
центов? То, чем так любят заниматься и радиолюбители, и профессио
нальные инженеры разработчики, а именно: выбор подходящих KOM
плектующих, правидьное их соединение в единую схему, отладка,
конструирование и... электронный прибор тотов! Кто может поспор,Ить
с тем, что всеrда интересно работать на основе таких «кирпичиков», не
8
rЛ8ва 1. Приrлашение к разrово ру
слишком задумываясь об их микроскопической начинке 'и технолоrии
производства.
Те денция к сокращению объемов схем:отехнических работ наблю
дается практиче<;ки во всех областях профессиональной разработки
электронных приборов; будь то техника связи, компьютерная, инфор
мационно управляющая, измерительная или контрольная. Радиолю
бители также стремятся сократить свои трудовые затраты, при меняя
rотовые «кирпичики». ЯркиЙ тому пример стремительно растущая
популярность проrраммируемых микроконтроллеров.
Можно также сказать, что силовая электроника не остается в CTO
роне от обшемировых проuессов. Правда, в разных ее направлениях
разная ситуация. Наиболее серьезной унификации подверrлась эле
ментная база источников электропитания (ИВЭП) малой МОЩНОСlИ
(единицы и десятки Baтr), несколько хуже дело 'обстоит в области
ИВЭП с МОlltностями в сотни ватт. Мощные же источники питания
(мощность более киловатrа) и сеrодня, как правило, представляют co
бой довольно сложные уникальные конструкции, треБУЮlltие индиви
дуаJIьноrо подхода к разработке. Чтобы обеспечить хорошие параметры
таких источников, необходима детальная проработка не только элек
тронных схем, но также учет взаимноrо расположения элементов,
серьезное предварительное макетирование, разнообразные испытания.
Друrими словами, мошные ИВЭП представляют собой класс элек
тронных устройств с нетрадиционным подходом к схемотехнике. Тем
не менее и здесь в последнее время предпринимаются определенные
успешные попытки по созданию унифицированной элементной базы,
типовых схемных решений по разработке все тех же «кирпичиков»...
Как показывает мноrолетний опыт, в наибольшей степени и про
фессионалов, и радиолюбителей интересуют источники питания малой
мощности, именно они потребляются разработчиками электронной
техники более друrих. Традиционные маломощные ИВЭП, которые
более полувека применяются для питания электронной техники, Пре
дельно просты. В основе их лежит трансформатор, рассч'итанный на
промышленную частоту питающей сети 50 [ц, диодный выпрямитель,
реrулирующий элемент (со схемой стабилизации или без нее) и фильтр
сетевых пульсаций (ИНДУКТИБно емкостной или емкостной). Десяток
элементов собственно, вот и все, что нужно для TaKoro источника.
Отсюда высокая надежность и простота ремонта. Но вместе с тем не
стоит забывать о множестве недостатков, среди которых: БОЛЫllая Mac
са, значительные rабариты, низкий коэффициент полезноrо действия
(КПД). Тем не менее ИВЭП на основе иепрерывноrо принципа стаби
лизации продолжают широко использоваться как в промыlIленной,,
rлава 1. Приrлашение к разrовору
9
1..
, так и в бытовоЙ аппаратуре. Тематическое направление этой книrи ле
жит в стороне от рассмотрения непрерывных стабилизаторов напряже
ния, поскольку литература об их устройстве и п':,tIНllипах работы име
ется в достаточном количестве. Желающие познакомиться с основами
, Moryт обратиться, например, к книrе [8].
, В 60 x rr. хх века на рынке' вторичных источников питания появи
лись импульсные стабилизаторы, работающие на высоких частотах
преобразования энерrии (1 О Kfu и более) и обладающие лучшими по
казателями в отношении массы, rабаритов, кпд. Основная «I:1зюмин
ка» них заключается в том, что их элементы работают не в непрерыв
ном, а в так называемом ключевом режиме,_ что позволяет значительно
уменьшить размеры индуктивных, емкостных и охлаждающих COCTaB
ных частей ивэп. Об этом мы будем rоворить по ходу нашей книrи
подробно.
Платой за преимущество импульсных источников питания стало
усложнение схем их построения, что привело к уменьшению показате
лей }-Тадежности, увеличило стоимость. Выявилось также несовершен
ство существовавшей на тот момент элементной базы по своим xa
рактеристикам она просто не поспевала за схемотехническими предло
жениями. Диоды и транзисторы оказались слишком «медленными»,
сильно rрелись и часто выходили из строя. Оrраниченная номенклату
ра более менее подходящих «кирпичиков» также стесняла разработчи
КОВ. Именно указанные обстоятельства породили большое количество
«заrруженных» длинными формулами книr о схемотехнике таких
ИБЭП. Это не удивительно: инженерам приходилось пускаться на раз
ные ухищрения, чтобы решить поставленные задачи, улучшить эффек
тивность и надежность.
Примерно десятилетие назад на рынке компонентов силовой элек
троники произошла революция, ВОПЛОТИВUJая в жизнь самые смелые
идеи разработчиков 60 x [одов. Ведущие мировые фирмы начали Mac
совыЙ выпуск комплектующих, по своим свойствам приближающихся
к идеальным. Появились специальные импульсные диоды с малым Bpe
менем обратноrо восстановления, управляемые полупроводниковые
ключи (транзисторы MOSFET и IGBT), силовые ПОЛУПРОВОДНиковые
модули, включающие в себя несколько соrласованных по электриче
ским свойствам ключевых инеуправляемых (вспомоrательных) эле
ментов, драйверы для управления силовыми ключами, элементы защи
ты от опаснь х перенапряжений, микросхемы управления источниками
электропитания, комбинированные микросхемы, включающие в себя
силовые элементы и управление.
Сравнительно новыми устройствами, выполненными в интеrpаль
ном исполнении, являются появившиеся на рынке корректоры коэф
фициента мощности с импульсным ПРИНЦИПОМ действия, эл.ектронные
10
rлава 1. Приrлашение к разrО80РУ
балласты для продления срока службы rазоразрядных ламп Дtlевноrо
света (ЛДС), прео6разователи ДJlЯ .управления электродвиrателями с раз
личными принципами действия (преобразователи для электроприво--
да), интеллектуальные импульсные зарядные устройства для аккумуля
торных батарей. Нестандартное использование силовых импульсных
устройств уже сейчас в значительной степени экономит электроэнер
rию.. /( ,(
Как и в прежние времена, остается открытым вопрос применения
rOToBbIX ИНДУКТИВНЫХ элементов. Б подамяющем большинстве случаев
их приходится разрабатывать индивидуально под каждую схему, а за
, ,тем изrотавливать. Но, к счастью, составные части этих изделий BЫ
пускаются в достаточном ассортименте. Некоторые изделия, как, Ha
пример, ФИЛЬТРЫ радиопомех, уже сеrодня продаются в виде rотовых
u \
модулеи.
В рамках этой книrи невозможно охватить все, что включает сило
вая электроника. Поэтому основное наше внимание будет уделено
стабилизаторам и преобразователям напряжения. Для них разработано
очень MHOro микросхем, включающих в себя, как уже БЬL10 сказано,
полноценные схемы управления с элементами обратной связи, сило
выми ключами, схемами защиты от переrрузок и коротких замыканий
(К3). Такие микросхемы использовать очень просто достаточно,
следуя рекомендациям производителя, подключить несколько HaBec
ных элементов. Как показывает анализ элементной базы, стабилизатор
с выходным током до 5 А обычно содержит интеrральный ключевой
элемент, а в исполнениях на более высокие токи приходится преду
сматривать внешние силовые ключи.
Даже начинающие радиолюбители знают, что напряжение питания
радиоэлектронных устройств выбирается не ПРОИЗВОЛЬН9, а приводит
ся (как правило) к стандартному значению из ряда: 3,3; 5,0; 9,0; 12,0;
15,0; 18,0; 24,0; 27,0; 30,0 и т. д. Зная это, производители элементной
. базы выпускают rOToBbIe импульсные стабилизаторы с разными МОШ
ностями, разными комбинациями напряжений. Разработчику элек
. TpoHHoro прибора остается только выбрать подходящее исполнение.
Иноrда требуется иметь реryлируемый источник питания или дистан
ционно включаемый. В таком случае тоже несложно подобрать микро
схему с соответствующим функциональным назначением.
Разработаны и массово ПРОИЗВОДЯТСЯ микросхемы управления для
всех широко известных импульсных схем стабилизаторов и преобразо
вателей: понижающих «<buck conver1er», «чоппер»), повышающих
«<boost converter», «бустер»), инвертирующих «<buck boost converter»),
прямоходовых «(forward converter»), обраТJIОХОДОВЫХ «<flyback
converte.r», «флай бэк») однотактных стабилизаторов и преобразовате
лей; двухфазных «(pusll PLlll», «пуш пул»), полумостовых «<1131f bridge»),
полномостовых «<[иН bridge») двухтактных конверторов. Встречаются
rлава 1. Приrлашение к разr'овору
11
также интересные виды микросхем, которые MorYT быть использованы
в любом включении. Все перечисленные импульсные схемы мы далее
подробно рассмотрим.
Оrромной проблемоЙ до настоящеrо времени был выбор хорошеrо
силовоrо ключевоrо элемента. 'Биполярные транзисторы требовали ДЛ
cBoero управления большие затраты энерrии, Не ПОЗВОЛЯЛИ повысить
рабочие частqты. Сеrодня от биполярных можно смело отказаться в
пользу полевых транзисторов MOSFET и комбинированных биполяр
но полевых транзисторов IG ВТ. В значительной степени все же, как
мы далее увидим, эти слова относятся к применению в составе ИВЭП
транзисторов MOSFET, поскольку транзисторы IOBT по цедому ряду
причин предпочтительнее использовать для схем управления электро
приводом. Итак, транзисторы с полевым управдением сеrодня заслу
женно занимают свое место в качестве одноrо из основных «кирпичи
ков» силовой электроники. Увы, эти приборы достаточно отрывочно
описаны в русскоязычной технической литературе, поэтому об особен
ностях применения транзисторов MOSFET и 10 ВТ мы булем еще MHO
\
то rоворить. .
Друrая проблема, беспокоившая инженеров мноrие rолы, про
блема управления ключевыми элементами. Биполярные транзисторы,
как .приборы с токовым управлением, требуют значительных затрат
энерrии на свое управление. Кроме Toro, традиционная схемотехника
источников питания не всеrда позволяла простым и методами соrласо
вать потенuиалы схемы управления и электродов ключа. Обычно про
блема решалась применением капризных развязывающих трансформа
торов. Сеrодня «на поток) поставлено производство так называемых
драйверных микросхем и модульных драйверов, на которые можно пода
вать лоrический сиrнал со схемы управления, подключив выходы к
управляющим электродам ключей. Драйвер устроен так, что он сам
«разберется) с потенциалами сиrналов, а также не IJОЗВОЛИТ напряже
нию на управляющих электродах выйти за безопасные уровни. Драйве
ры обычно имеют дополнительные входы защитноrо отключения, при
омощи которы?, можно достаточно' простыми методами реализовать
защиту устройства от переrрузок и К3. Некоторые драйверы, предна
значенные ДJIя работы в полумостовых и мостовых схемах, имеют
встроенный узел формирования защитной паузы «<dead time), «мертвое
время)) при переключении СИЛОВЫХ элементов.
Так как лрайверные элементы являются сравнительно молодым Ha
правлением разработки «кирпичиков) силовой электроники, в мире
работает не так MHoro фирм, которые заняты этим. I-Iз наиболее из
вестных следует назвать фирмы International Rectifier (lR), Motorola,
Concept. Конечно, драйверы можно собрать и на «рассыпных) элемен
тах, но [отовые молули и микросхемы все более и более популярны у
профессиональных разработчиков и радИОЛlобителей, их стоимость
12
rлава 1. Приrлашение к разrовору
стремительно снижается. К сожалению, отечественные драйверные
микросхемы на рынке отсутствуют они просто не разработаны. Как
справедливо отмечается ведущими специалистами разработчиками
ИБЭП в статье о перспективах отечественной элементной базы [9],
«создание отечественных драйверов насущная, назревшая потреб
ность». Какие. бывают драйверы, как их использовать в конкретных
схемах тема соответствующеrо раздела нашей книrи.
. Любое изделие силовой электроники содержит в своем составе по
лупроводниковые диоды. Далеко не всякий диод, выбранный из KaTa
лоrа по значению допустимоrо тока, попойдет для использования в им
пульсных схемах. Эти «кирпичики», используемые в высокочастотных
uепях, должны обладать особыми вентильными свойствами, то есть
быстро «оц<рываться» И быстро «закрываться». Преимущества быстрых
диодов HEXFRED, ПРОИЗВОДИl\1ЫХ IR, очевипны для профессионалов и
даже радиолюбителей: при достаточно больших допускаемых токах
диоды обладают временем обратноrо восстановления в десятки HaHO
секунд. Здесь же уместно упомянуть диоды ШоТfКИ, которые peKOMeH
дуется при менять в низковольтных схемах для повышения их КПД и
быстродействия. Номенклатура быстрых диодов и диодов Шопки or
ромна разработчику остается только выбрать элемент, PYKOBOДCTBY
ясь заранее рассчитанными параметрами. Не следует также забывать и
о традиционных выпрямительных диодах и диодных модулях, которые
по прежнему используются в составе силовых импульсных устройств
во входных uепях.
С повышением частоты преобразования растет и опасность BpeдHO
. то влияния всякоrо ропа паразитных параметров. Например, индуктив
ные выбросы, возникающие при переключении силовых элементов,
леrко Moryт вывести последние из строя, «пробить» их. Поэтому инже
неры разработчики силовой электроники уделяют достаточно MHoro
времени защите от опасных влияний. Достиrнуты значительные успехи
в этой области: на рынке имеются варисторы и более перспективные
оrраничительные диоды сапрессоры типа TRANSIL. Выбор защитноrо
элемента обычно осуществляется по критерию достижения напряже
ния пробоя, а также по допустимой мощности рассеяния. Существуют
также пассивные методы защиты, выражающиеся в рациональном
проектировании монтажных жrутов, токоведущих шин, печатных про
водников.
Значительно уменьшились rабариты электролитических KOHдeHca
торов, повысилась их надежность и устойчивость к климатическим
факторам. Сеrодня можно-подобрать очень удобные для конструирова
ния малоrабаритные конденсаторы С' коаксиальным расположением
выводов и малой собственной индуктивностью. Но до сих пор насущ
ной остается проблема создания электролитических конденсаторов с
рабочим напряжением более 450 В, что необходимо для источников с
rлава 1. Приrлашение к разrовору
13
трехфазным ВХОДОМ 380 В/50 [и. Отечественная промышленность пока
не блещет. выпуском широкой номенклатуры конденсаторов дЛЯ
ИВ3П, но кое что уже выпускается, и мы упомянем эту продукцию по
ходу книrи.
Отдельный разrовор конструктивное исполнение эле (е IТОВ. Не
будем забывать, что любой источник питания является основной «печ
КОЙ» прибора. IIедаром притчеЙ во языuех стал раздражающий OKPy
жающих звук вентилятора блока питания персональноrо компьютера.
Чтобы источни.к питания не вышел из строя, нужно рассчитать тепло
вые режимы ero элементов, спроектировать радиаторы охлаждения,
правильно разместить их. I далеко не последнюю роль здесь иrрает
корпус силовоrо элемента. Здесь сеrодня наблюдается великое разно
образие исполнений, не только красивых, но и удоБны..
Кстати о тепловых расчетах. Несмотря на то, что принuип «дeT
ското конструктора» все более и более утверждается в области силовой
электроники, расчетные методы тепловых режимов элементов coxpa
няются в первозданном виде: необходимо предварительно построить
тепловую схему прибора, рассчитать ее. Тем не менее расчеты уже cero
дня MOryт быть автоматизированы с помошью пакетов компьютерноrо
моделирования типа MathCAD или MatLab. Автору пока не известны
специализированные простые проrраммы для выполнения тепловых
расчетов, но, может быть что то знают читатели и они ,CMOryт сооб .
щить об этом автору.
Внедрение новых ПРИllUИПОВ КОНСТРУl:lрования ИВЭП требует от
профессиональноro разработчика HOBoro подхода к орrанизации этоrо
проuесса. Принципы тридцатилетнеЙ давности далеко не всеrда «сраба
тывают» сеrодня. Конечно, как и в прежние времена, разработчик
(впрочем, и радиолюбитель), должен обладать исчерпывающими зна
ниями о том, как работает каждыЙ «кирпичик» в схеме, суметь правиль
но соединить «кирпичики», выстраивая из них «стенку». Но это еще
не залоr успеха. Тридцать лет назад разработчики находились в услови
ях, коrда вся элементная база лежала, как rоворится, «на ладони» то
есть держалась в памяти. СеrОДIIЯ к нашим услуrам сотни фирм произ
водителей по всему миру, что уж rоворить о номенклатуре замечатель
ных по своим свойствам элементов и изделий. При детальном paCCMOT
рен и, конечно, оказывается, что разными фирмами производится
примерно одно и то же, разве что маркировка разная... Тем не менее
«модульныl!» подход предполаrает большую работу по анализу рынка
компонентов, выбора наиболее подходящих и доступных. Также нужно
стремиться по возможности использовать продукцию одноЙ фирмы.
Например, ориентироваться на IR, Motorola, IXYS, STMicroelectronics,
которые производят всю необходимую тамму компонентов для ИБ3П,
за исключением, конечно, индуктивных элементов и элементарноЙ
«рассыпухи». Очень важное преимущество «детскоrо конструктора»
14
rлава 1. Приrлашение к разrО80РУ
взаимозаменяемость компонентов, производимых разными фирмами.
Если, к примеру" H удалось при обрести транзистор одной фирмы,
можно использовать элемент, производимый друrой фирмой, с близки
ми параметрами. Работать схема будет точно так Же.
А теперь о том, какие «кирпичики» придется формировать caMO
стоятельно и эти вопросы тоже приходится часто решать разработ
чикам силовикам. Как уже было сказано, индуктивные высокочастот
HЫ силовые элементы плохо подпаются промышленной унификаuии.
В самом начале перед разработником остро становится проблема выIо
ра материалов для проектирования трансформаторов и дросселей.
Нужно иметь четкое представление о том, какие электротехнические
материалы здесь используются, какими свойствами они обладают. Как
показывает практика, неправильный выбор материала может «на KOp
ню» заryбить разработку. Следующий шаr конструктивное проекти
рование индуктивноrо элемента: выбор маrнитопровода:расчет коли
чества витков, сведение к минимуму паразитных параметров.
Мы вкратие познакомились с тем KpyroM вопросов, ответы на KOTO
рые. нашли отражение в книrе. Нелишне также знать, что, иrрая в cxe
мо:rехнические «КОНСТРУКТОРЫ», не стоит слишком увлекаться ими и
видеть только в них одних БУДУluее силовой электроники. Принuип
модульноrо конструирования хорош только тоrда, Korna нужно быстро
и недороrо решить тривиальную задачу. Нестандартные изделия требу
ют, как правило, и нестандартных подходов. Друrими словами, и в XXI
веке нужно «соединять rолову с руками».
rлава 2
Феррит или альсифер что лучше?
Маrнитные материалы, используемые в изделиях
силовой электроники и их основные свойства
"
...lv/He понадобuлся трансформатор импульсный, киЛО2ерц на 50. Взялся я е20
рассчитать как классический 50 2epцoвый. Хорошо, что делать не стал! OтKpЫ
ваю случайно одну спеl{иальную книжку, а там это нельзя, то нельзя. JJcполь
зуйте KaKиe тo низкокоэрцитивные .материалы, потери в J"la2HUmOпpOBoae счи
тайте. Целая наука разобраться бы...
Из переписки
Хорошо бы дополнить раздел сведения.ми о квадратных ма2нитопроводах (oтe
чественные тип КВ, зарубежные анаЛО2U тип RM). Это уже не экзотика, и
лучших ма2нитопроводов для построения малО2абаритных блоков питания мощно
стью до 100 Вт, на МОй 6З2Ляд, не придумано. Соответственно, потребуется упомя
нуть О них в разделе о схемотехнике ИВ3П.
,
Из отЗЫ80в на J e издание
Так называемые «моточные изделия», как уже было сказано, явля
ются одним из .основных компонентов силовой электроники. Даже те
читатели, которые имеют очень СКрОМНЫЙ опыт в этой области, Ha
верняка видели внутренности компьютерноrо или COBpeMeHHoro теле
визионноrо блока питания. Развязывающие трансформаторы и сrла
живающие дроссели, устаНОБленные в них, невозможно спутать ни с
одним друrим компонентом. Но нам TaJ:OКe известно, что данные KOM
. поненты приходится проектировать самостоятельно. r[оэтому просто
необходимо познакомиться с «моточными изделиями» для импульс
ной техники подробно.
2.1 . Основные характеристики маrнитноrо поля
Прежде чем рассказать, какие маrнитные материалы подходят для
применения в иэделиях импульсной техники, как их правильно BЫ
брать и правильно I1спользовать, давайте вместе вспомним кое что из
курса физики. касающееся .электромаrнетизма [1 О].
16
rлава 2. Феррит или альсифер ----:- что лучше?
Впервые существование маrнитноrо поля у проводника с током об
наружил датский физик Х. Эрстед в 1820 rоду. Опыт Эрстеда (рис: 2.1)
нам знаком со школы: проводник располаrается вблизи маrнитноrо
компаса, и коrда по проводнику пропускают ток, стрелка компаса OT
клоняется от cBoero первоначальноrо положения. Изменение направ
ления тока заставляет поворачиваться стрелку в противоположную CTO
рону.
{'не. 2.1. Опыт Эрстеда
Давайте пока забудем о проводнике с током как об источнике Mar
нитноrо поля, а представим себе помешение, в котором сушествует He
кое маrнитное поле в виде тонких нитей линий, причем в данном слу
чае нам совершенно неважно,. чем создано это поле. Чтобы KaK TO oxa
рактеризовать величину маrнитноrо поля, было введено понятие
маl'НИТНОЙ индукции (обозначается буквой В). Маrнитная ИНДУIЩия в
общем случае векторная величина. Это значит, что ее вектор в лю
бой точке силовой линии маrнитноrо поля направлен по касательной к
линии поля.
Существует еще одна характеристика маrнитноrо поля, называе
мая напряженностью маl'НИТНОI'О поля (обозначается буквой Н). Об этой
.
характеристике можно и не вспоминать, пока мы рассматриваем сило-
вые линии свободноrо маrнитноrо поля: физики rоворят о таком поле
как о поле «в вакуУме». Но как только мы обратим внимание на oco
бенности маrнитноrо поля, силовые линии KOToporo проходят в веще
стве, мы будем удивлены картина поменяется коренным образом.
\
Б этом случае необходимо ввести дополнительные характеристики.
Объясняется это тем, что Л1Qбое вещ ство, будь то металл, жидкость
или rаз, в той или иной мере является маl'нетиком, то есть способно
под действием внешнеrо поля намаl'ничиваться, приобретать собствен
ный маrнитный момент. ..
Читатель вправе удивиться: «Разве воздух, окружающий нас, тоже
может притяrивать к себе предметы, подобно тому, как цритяrиваются
железные предметы к обыкновенному маrниту?) Да, любое вещество
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
17
может участвовать в маrнитных взаимодействиях, однако в разной CTe
пени, и об этом мы далее иемноrо поrоворим.
А сейчас вернемся к свободному маrнитному полю, то есть полю в
пространстве. Вещество, будучи внесенным в это поле (обозначим ero
Во), например, стальной стержень, начинает создавать свое собствен
ное маrнитное поле (обозначим ero В ь ), которое накладывается на
внешнее поле.. Оба поля в сумме дают результирующее поле .[1:
в == ВО + В в .
(2.1)
Для объяснения явления намаrничивания тел ученым А. Ампером
была предложена теория, соrласно которой в молекулах вещества цир
кулируют KpyroBbIe микроскопические токи. Каждый такой ток созда
ет в окружающем пространстве маrнитное поле. При отсутствии
внешнеrо поля молекулярные токи ориентированы беспорядочно,
вследствие чеrо результируюшее поле равно нулю. Под действием
внешнеrо поля маrнитные моменты молекулярных токов, которые
можно представить похожими на детские волчки, ориентируются в oд
ном направлении. Вещество намаrничивается, приобретает маrнит
ный момент, отличный от нуля. Маrнитные поля отдельных микро
скопических токов уже не компенсируют друr друrа, поэтому и возни
кает поле вь. .
Меру намаrничивания вещества характеризуют маrнитным MOMeH
том единицы объема . намаrниченностью (обозначается буквой J).
Теоретически намаrниченность представляет собой понятную физиче
скую величину. Казалос,Ь бы, нужно измерить маrнитный момент OT
дельноrо мол:екулярноrо тока, отнести ero к малому объему, взятому в
окрестности рассматриваемоrо молекулярноrо тока, суммировать по
лучившиеся величины по объему всето тела и вот они, исчерпываю
щие сведения о поле внутри тела...
Однако в практических расчетах мы столкнемся с непреодолимым
затруднением. Чтобы определить индукцию В, нам необходимо иметь
исчерпывающую информацию не только о токах, создающих внешнее
поле, но и о молекулярных токах, ориентация которых, в свою очередь,
зависит от результирующей индукции В. Поэтому физики поступили
следующим образом: они нашли вспомоrательную величину, которую
можно определить, пользуясь только информацией о внешних MaKpo
скопических токах, намаrничиваюЩИХ вещество. После несложных
преобразований- можно получить следующее выражение:
в
н = J,
J..lo
(2.2)
[де Н уже известная напряженность маrнитноrо поля;
Jlo маrllИ rная постоянная;
18
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
в вакууме J == О, поскольку намаrничиваться нечему.
Поэтому
Й= .
J..I.o
Читатель может резонно заметить: «Опять получен неrодный для
практики результат! Каким простым способом можно вычислять Ha
маrниченность.? Работать с векторами? Это совсем не так просто». Не
стоит спешить с выводами: дело в том, что введение вспомоrательной
величины Н позволяет воспользоваться хитрым математическим прие
мом так называемой «теоремой О uиркуляuии вектора напряжеliНО
сти маrнитноrо поля» (рис. 2.2). Эту теорему читателю нужно запом
нить, поскольку она постоянно будет выручать при расчетах KOHCTPYK
тивных параметров дросселей и трансформаторов.
;1
(2.3)
"
" , N >,,1;2 ,
"";''-. ". . ::
. -< ""
.... .
.
н
:.
, Y.:IS1; ,
Рис. 2.2. Пояснение теоремы о uиркуляuии вектора напряжеJ:lНОСТИ
маrнитноro поля
Звучит теорема следующим образом: «Циркуляция вектора напря
женности маrнитноrо поля по некоторому контуру равна алrебраиче
ской сумме микроскопических токов, охватываемых этим контуром»:
f йif = 2>k.
k
(2.4)
Вычисляrь интеrралы интересно далеко не всем, мало Toro, нуж
но уметь их вычислять, чтобы получить правильный результат. Как
же быть читателям, которые пока не на «ты» С высшей математи
кой? Давайте осмыслим сложную на первый взrляд теорему, сдела
ем некоторые допущения, и она покажется нам весьма подходящей
для практики.
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
19
.
Наверняка вы, уважаемый читатель, держали в руках ферритовое
колечко, широко использующееся в импульсной технике, а если не
держали, то в ближайшем будущем это сделаете. Если колечко окажет
ел достаточно тонким, тоrда длину ero средней линии, примерно COB
падающей с окружностью rеометрическоrо размера (диаметра), мы
имеем право обозначить через е. .
Через колечко, как мы видим из рис. 2.2, проходят провода 'с TOKa
ми i 1 , i ъ ..., i k . Теперь внимание! Представим наше кольцо состоя
- I
щим из маленьких «бусинок», нанизанных на линию '. В каждой «бу
синке» мы можем определить величину вектора напряженности Mar
нитноrо поля Н, уМНОЖИВ ero по соответствующим правилам на
маленький элемент длины бусинки df. Оrоворимся сразу, что интеrри
рование это Bcero лишь суммирование вычисленных произведений
по всем «бусинкам».
Если мы пробежимся по всему контуру " то заметим, что от «бу
синки» К «бусинке» взаимное расположение вектора напряженности 11
и элемента длины df не меняется. Поэтому в данном частном случае
мы можем не вычислять подынтеrpальное выражение для каждой «бу
сиики», а просто записать:
Н' == I>k.
k
(2.5)
, .
Зная длину контура и силу токов 11, lъ ..., i k , проходящих через этот
контур, мы леrко вычислим напряженность маrнитноrо поля в KOHТY
ре. Запомним этот результат.
Теперь нам нужно связать воедино намаrниченность J, маrнитную
индукuию В и напряженность маrнитноrо поля Н так, чтобы отказать
ся от необходимости вычислять намаrниченность. Следует отметить,
что процессы, происходящие в маrнетиках веществах, восприимчи
вых к маrнитным полям, чрезвычайно сложны. Их анализу посвящены
тысячи фундаментальных научных работ десятки тысяч научных CTa
тей. На практике нам не имеет большоrо смысла уrлубляться во все
премудрости электромаrнетизма. Инженеров и радиолюбителей, как
правило, вполне устраивают простые допущения, позволяющие с дoc
таточной точностью оценить ту ИЛИ иную физическую величину, чтобы
на основе этих оценок воплощать свои идеи «в железе».
Намаrниченность принято связывать не с маrнитной индукцией В,
а с напряженностью поля Н. Полаrают, что в каждой точке маrнетиика:
.
J == хН,
(2.6)
rде Х характерная для KOHKpeTHoro MarHe rика величина, называе
мая маrllИТНОЙ восприимчивостью.
20
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
Опыт показывает, что для маrнетиков, при не слишком сильных
внешних полях, маrнитная восприимчивость Х не зависит от напря
женности маrнитноrо поля Н. С учетом этоrо:
в
Н=
l1o(l + х)
(2.7)
Обозначим:
Jl == 1 + Х,
(2.8)
rде 11 относительная маmитная проницаемость материала.
Окончательно запишем:
Й= .
Jll10
Важный .вывод, который мы делаем из этоrо соотношения, таков:
напряженность маrнитноrо поля Н есть вектор, имеющий то же Ha
правление, что и вектор индукuии маrнитноrо поля В, но в I1f.lo раз
меньший. Этот вывод, впрочем, справедлив для однородных маrНИТ
ных сред и для наших инженерных расчетов вполне сrодится. В даль
нейшем мы забудем о существовании J, Х, а также о том, что маrнит
ные характеристики являются векторными величинами, и будем .ис
пользовать в расчетах «скаляры» В, Н, Jl, то есть в формулы будем
подставлять простые числовые значения.
(2.9)
2.2. Как выч..,слить поле в маrнетиках
Задача вычисления поля в маrнетиках, к которым относятся в том
числе и материалы, из которых изrотавливают сердечники и маrнито
проводы дросселей и трансформаторов, достаточно сложна. Но в He
которых случаях можно сделать простые допущения, которые нам
приrодятся в наших практических целях. И так, пусть в знакомом liaM
пространстве имеется однородное поле Во. Напряженность этоrо поля
определяется по формуле:
Н Во
о .
110
Внесем в это поле, как показано на рис. 2.3, длинный круrлый OДHO
родный стержень, изrотовленный из маrнетика, расположив ero вдоль
направления силовых линий внешнеrо поля во. Возникающая в стерж
не намаrниченность J будет направлена в ту же сторону, что и внешнее
поле. В результате поле внутри стержня будет определяться так:,
(2.1 О)
Во + В в Во + 110 J.
(2.11)
rЛ8ва 2. Феррит или альсифер_ что лучше?
21
ВО,Но
Рис. 2.3. К вычислению в веществе напряженности маrнитноrо поля
"
Теперь мы можем определить напряженность поля внутри стержня:
В В
Н = J = = Но. (2.12)
flo J..I.O
Оказывается, что напряженность поля внутри стержня Н равна Ha
пряженности внешнеrо маrнитноrо поля Но. Запомним этот вывод и
определим маrнитную индукцию внутри стержня:
В = floJ..l.H = J..I.oJ..l. Во = J..I.Bo. (2.13)
f.lo
Теперь становится ясно, что характеризует маrнитная проницае
мость. Она показывает во сколько раз усиливается индукция MaZHuтHOZO
поля в MaZHeтUKe.
До сих пор мы рассматривали длинные и тонкие стержни, находя
щиеся во внешнем маrнитном поле. Это допущение вполне подходит
для длинных сердечников, которые достаточно редко встречаются в
практических КОНСТРУКЦИflХ, а также для замкнутых маrnитопровоДов.
Но чаше Bcero бывают случаи, коrда стержень имеет соизмеримые [eo
.
метрические размеры. В этом случае напряженность поля внутри Mar
нетика и вне ето не совпадают:
н == Но Нр, (2.14)
[де Н р так называемое размаrничивзющее поле, которое полаrается
ПРОПОРЦИОJ:Iальным намаrниченности:
Нр == NJ, (2. L5)
тде N размаrничивающий фактор, зависящий от формы- маrнетика.
Для мноrих rел простоЙ формы (цилиндры, эллипсоиды и т. д.)
размаrничивающие факторы определены ТОЧНQ. На основе этих зако
нов строится расчет параметров индуктивных элементов, выполняе
мых на стержневых сердечниках конечной длины: Размаrничиваюшее
поле снижает проницаемость TaKoro сердечника, поэтому изrотовлен
ные И.1 ОЛJ!оrо материала кольцевой маrнитопровод и короткий сrерж
22
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
fJевой сердечник Moryт иметь реальную проницаемость, отличающую
ся друr от друrа на 1 2 порядка. В соответствующей rлаве мы научим
ся рассчитывать индуктивность С учетом размаrничивающеrо фактора,
а сейчас приступим к изучению свойств маrнитных материалов.
2.3. Феррома..-нетики
Начиная разrовор о маrнитных материалах, оrоворимся сразу, что в
данном разделе нас должны мало интересовать свойства таких веществ,
как диамаrнетики (Jl < 1) и парамаrнетики (Jl > 1). У одних проницае
мость чуть меньше единицы, у друrих чуть больше. Конечно, эти Ma
териалы находят применение в силовой электронике: например, в ис
пользовании меди и алюминия для обмоточных проводов, латуни
для мощных токоведущих шин. Но разработчик силовой техники едва
ли будет проектировать маrнитопровод трансформатора из латуни,
меди, золота или платины. С равным успехом можно было бы вообще
отказаться от маrнитопровода, то есть намотать обмотки на пластмас
совый каркас.
Нас, как .практиков, в этом разделе должен заинrересовать класс
материалов, называемый ферромаrнетиками. Ферромаrнетики являют
ся сильномаrнитными вешества
ми их намаrниченность может
до 1010 раз превосходить намаrни
ченность диа и парамаrнетиков!
Из физики известно, что на
маrниченность слабомаrнитных
веществ изменяется с напряжен
ностью внешнеrо поля линейно.
К сожалению, намаrниченность
ферромаrнетиков зависит от Ha
пряженности поля Н сложным
образом. Обратим внимание на
основную кривую намаrничива
ния ферромаrнетика, изображен
ную на рис. 2.1.
Первоначальный маrнитный момент образца, изrОТОБленноrо из
ферромаrнитноrо материала, был равен нулю. После Toro как образец
поместили в маrнитное IIоле, начался процесс ero намаrничивания
приобретения маrнитноrо момента. В данном случае при величине
внешнеrо поля до ] 00 А/м намаrниченность J возрастает почти линей
но, но' после значения 100 А/м наступает так называемое состояние Ha
сыщения, коrда с увеличением внешнеrо маrнитноrо поля маrнитный
момент (а значит, и Jlамаrниченность) перестает расти, устанавливаясь
J
JHac
100
..
200 Н, AJM
Рис. 2.4. Кривая намаrничивания
ферромаrне1;ика
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
23
на определенном уровне. Этот эффект rоворит о нелинейности маrнит
ных характеристик ферромаrнетика. Забеrая вперед, скажем, что при
разработке трансформаторов и дросселей чаще Bcero стремятся обеспе
чить их работу именно на линейном участке кривой нам rничивания, и
...
тqлько В единичных случаях полезным оказываеrся также состояние
насышения.
Кроме нелинейной ' зависимо
сти между Н и J, а следовательно,
и между Ни В, дЛЯ ферромаrнети
KQB характерно наличие rистерези
са. Давайте подробно рассмотрим
ЭТо фундаментальное свойство
ферромаrнитноrо материала, тpa
фически изображенное на рис. 2.5.
Итак, предположим, что имеет
ся нейтральныЙ, то есть полностью
размаrниченный, ферромаrнетик.
Мы будем постепенно намаrни
4
чивать ero, следя за внутренним co
стоянием. Результаты поместим на
rpафик, по rоризонтальной оси ко:"
Toporo отложим напряженность
внешнеrо 'поля Н, а по вертикаль
ной оси маrнитную индукцию В внутри ферромаrнетика.
Первоначально процесс намаrничивания ферромаrнетика до Hacы
щения пройдет по кривой o 1. После этоrо мы должны убрать внешнее
поле, то есть снизить напряженность до нуля. Казалось бы, индукция
должна вернуться "{оже в нулевую точку... Однако реально ферромаrне
тик размаrничи'вается по кривоЙ 1 2, сохраняя в отсyrствии внешнеrо
поля маrнитный момент, харакrеризующийся величиной маrнитной
индукции Br, называемой остаточной индукцией. Запомним название
этоrо очень важноrо параметра.
Индукция обращается в нуль лишь под действием' внешнеrо поля
НС' имеющеrо направление, противоположное полю, вызвавшему Ha
маrничивание. НапряжеННIJСТЬ Не называется коэрцитивной силой. За
,"
помним и это название.
При действии на ферромаrнетик переменноrо маrнчтноrо поля
индукция будет изменяться соrласно кривой 1 2 3 4 5 1, которая HO
сит название петли rистерезиса. Если максимальные значения напря
женности внешнеrо поля Н таковы, что намаrниченность достиrает
насыщения, ферромаrнетu.к перемаrничивается по предельной петле
rистерезиса. Все петли, нах :щящиеся внутри предельной петли, назы
ваются часmыми циклами (рис. 2.6). '
в
1
н
Рис. 2.5. Петля rистерезисноrо
цикла ферромаrнетика
24
rлава 2. Феррит или альсифер. что лучше?
Теперь итателю должно стать
понятно, почему ранее мы особое
внимание обратили на такой пара
метр как маrнитная проницае
мость. Маrнитная индукция BHYТ
ри ферромзrнетика усиливается" и
тем больше, чем больше f..l, следо
вательно, мы сможем узнать, при
какой величине внешнеrо поля
ферромаrнетик окажется в состоя
нии насышения. К сожалению,
наличие rистерезиса не позволяет
однозначно определить, какой бу
дет индукция В при приложении
внешнеrо поля с напряженностью Н здесь важно также учитывать
«предысторию» ферромаrнетика, то есть направление и величину OCTa
точной намаrНИЧСf!НОСТИ. Следует запомнить, что понятие маrнитной
проницаемости, приводимое в справочниках по техническим ферро
маrнетикам, определяется только -по основной кривой намаrничива
ния. Мало Toro, величина маrнитной проницаемости не ПОСТОЯННа, а
зависит от напряженности внешнеrо поля, как показано на рис. 2.7.
Из рис. 2.7 видно, что максимальное значение f..lтax проницаемости
f..l достиrает при приближении к области, насыщения, после чеrо, при
дальнейшем увеличении напряженности Н, начинается ее стремитель
ное падение. Какой практический вывод можно сд лать из 3Toro?
Bo первых, проектируя индуктивный элемент, нужно cTporo следить за
индукuией насыщения, чтобы маrнитопровод трансформатора или
сердечник дросселя' не потерял своих полезных маrнитных свойств.
И, BO BTOpЫX, uелесообразнее использовать в расчетах значение Ha
Jl,B
н
Рис. 2.6. Семейство петель
rистерезиса
JlМAX
JlH
Jl=1
В(Н)
н
Рис. 2.7. 1ависимосrь прониuаемости ферромаrнеrика от напряженносrи
внешн rо поля: J.tH начальная маrнитная проницаемость;
J.tтax максимальная маrнитная прониuаемость
rЛ8ва 2. Феррит или альсифер что лучше?
25
чальной маrнитной проницаемо
сти, а не максимальной (обе вели
чины, тем не менее, в справочни
ках приводятся).
Величины Br и Не являются oc
новными техническими характери
'стиками ферромаrнетика. Но чаще
Bcero разработчику индуктивноrо
элемента интересен не столько вид
петли rистерезиса для KOHKpeTHoro
материала, сколько остаточной ИН
дукuии, индукции насыщения и
КОЭРЦИТИВНОЙ силы. Если Не вели
ка, ферромаrнетик называется же
стким (кривая 1 на рис. 2.8). Такой
материал подойдет для изr010в.тiе
ния постоянных маrнито , по
скольку будет иметь высокое значе
ние остаточной индукции, однако для маrнитопроводов и сердечников
индуктивных элементов он не rодится совершенно. Для этих целей
можно использовать только материалы с мяrкой петлей rистерезиса
(кривая 2 на рис. 2.8). Почему? Об. этом мы поrоворим дальше в rла
ве, посвященной остаточной индукции и методам ее снижения.
Еще один немаловажный параметр, который следует учитывать,
это так называемые потери на rистерезис. В переменном маrнитном
, I
поле часть энерrии всеrда уходит на перемаrничи.вание, в результате
чеrо сердечник или маrнитопровод наrревается. Потери на rистерезис
однозначно связаны с площадью петли rистерезиса чем больше пло
щадь, тем больше потери. Расчет этих потерь обязательно производит
ся при проектировании индуктив
Horo элемента.
А теперь нам пора вспомнить,
как конструктивно устроен обык
новенный низкочастотный TpaHC
форматор. Напоминаем, что KOH
струкция очень простая: на замк
нутом стальном маrнитопроводе
расположены обмотки. Что может
быть проще и безотказнее обычно
ro трансформатора?! Но взrЛЯIIите
на рис. 2.9, на котором показан
разрез сечения TaKoro трансформа
тора. XOpOIlIO видно, что маrнито
ПрОБОД не сплошной, не сделан И:1
В
Вп
н
НС1
Рис. 2.8. rистерезисные циклы
ферромаrнетиков:
1 жесткий; 2 мяrкий
J !
Рис. 2.9. Разрез сечения
маrнитопровода траНСфОР]\'Ш10ра
СО стальным сердеЧНИКОJ\'1
26
rлава 2. Феррит или аЛЬGифер что лучше?
цельноrо куска железа, а набран из тонких пластинок, отштампован
ных из специальной холоднокатаной электротехнической стали.
К чему такие сложности? .
Взrлян м на рис. 2.10. Переменное маrнитное поле B(t), порождае
мое первичной обмоткой., замыкается в маrнитопроводе и наводит Ha
пряжение во' вторичных обмотках. Однако, поскольку маrнитопровод
, трансформатора изrотавливается из электропроводящеrо материала, в
ero толще возникают микротоки i(t), которые называют токами Фуко
или вихревыми токами. Электрическое сопротивление стали, как и вся
Koro металла, мало, а значит, вихревые токи MOryт достиrать больших
значений. Неприятностей от токов Фуко достаточно MHoro: они вызы
ают разоrpeв маrнитопровода, снижают кпд трансформатора в цe
лом. Чем выше частота преобразования, тем, соrласно закону электро
маrнитной индукции, выше эти микротоки. Для борьбы с вихревыми
токами стальные сердечники набирают из тонких пластин (Ш образ
ный тип) или наматыIаютT из ленты (тороидальный тип). Типичная тол
щина материала для трансформаторов на частоту 50' [ц составляет
0,35 мм, а для трансформаторов на частоту 400 [ц 0,08 ММ. Появление
ферритов и маrнитодиэлектриков сделало возможным вьп10ЛНЯТЬ Mar
нитопроводы высокочастотных трансформаторов и дроссе-!lей Gпл ш
ными, потому как сопротивление этих материалС!в в десятки раз больше
сопротивления стали.
Рис. 2.10. Вихревые токи в трансформаторе
Но не только в маrнитопроводе ВОЗНl;1кают вихревые токи. Как это
ни кажется парадоксальным, но токи Фуко присутствуют И В обмоточ
ных проводах. В этом случае они вытесняют основной ток ближе к по
.верхности провода, и в результате токи высокой частоты оказываются
неравномерно распределенными по сечению проводника. Это явление
часто дает о себе знать в силовой электронике и называется скин эф
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
27
фектом. Из за наличия скин эффекта центральная часть проводников
становится просто бесполезной, растет ero сопротивление, причем чем
выше частота тока, тем выше становится сопротивление проводника.
,
Понятно, что увеличение сопротивления чревато дополнительным pa
зоrревом обмотки. Но довольно об этом! Нам еще предсто'ИТ вернуться
к скин эффекту в одной из rлав, rде мы научимся рассчитывать ero
'вклад в общие тепловые потери и узнаем о методах снижения.
2.4. Ма..-нитные материалы,
их свойства и методы выбора
Теперь, совершив краткий экскурс в теорию намаrничивания веще
ства, пора познакомиться с реальными ферромаrнитными материала
ми, используемыми в силовой импульсной технике. Далеко не всякие
ферромаrнетики подойдут для изrотовления трансформа:rоров и дpoc
селей, тем более высокочастотных. Наиболее подходящие свойства, KO
торыми должны обладать эти материалы, таковье
. материал должен леrко намаrничиваться и размаrничиваться, то
есть быть маrнитомяrким обладать узкой петлей rистерезиса,
.J, малой коэрцитивной силой, большими значениями начальной и
максимальной маrнитной прониuаемости;
. материал должен обладать большой индукuией насышения, что
ПОЗJ30ЛИТ разработчику уменьшить rабариты и массу электротех
нических изделий;
. материал должен иметь возможно меньшие потери на перемаrни
чивание и вихревые токи;
. ,материал должен иметь слабую зависимость маrнитных свойств
от механических апряжений типа растяжения и сжатия;
. материал должен в максимальной степени сохранять маrнитные
характеристики при изменении температуры, влажности, с тече
нием времени.
В большинстве справочников маrнитные материалы классифици
руются по трем основным rруппам:
. а) проводниковые электротехнические стали и сплавы (пермал
лои);
б) полупроводниковые ферриты;
в) диэлектрические маrнитодиэлектрики.
Применение материалов, относящихся к разным rруппам, имеет
свои особенности. При изrотовлении электромаrнитных элементов,
работающих на частотах от 50 [ц до 1 О к[ц, используют электротехни
ческие стали, на частотах от 5...]0 до.20...30 к[ц эле отехнические
сплавы, на частотах от нескольких килоrерц и выше ферриты и Mar
нитодиэлектрики. Отдельные виды электротехнических сплавов так
28
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
наэываемоrо микронноrо проката работают на частотах до нескольких
сотен килоrерц. Но в любом случае надо помнить, что верхняя частота
материала оrраничена потерями в нем на rистерезис и вихревые токи.
ы Ife будем подробно рассматривать достоинства и недостатки
электротехнических сталей, поскольку они в основном используются в
низкочастотной силовой технике в сетевых трансформаторах и сrла
живающих дросселях фильтров, рассчитанных на частоту 50 и 400 [ц.
Стали не rодятся для проектирования высокочастотных индуктивных
элементов. Электротехнические сплавы Т11па пермаллоя, имея значи
тельную чувствительность к механическим ударам, до недавнеrо Bpe
мени были непопулярны у большинства ра работчиков маломощных
источников итания. Одн'JКО теперь технолоrия изrотовления изделий
на основе пермаллоя сделала значительный проrрессивный шаr, поя
. БИЛИСЬ доступные маrнитопроводы для изrотовления изделий на их oc
нове. Поэтому подробный рассказ о материалах, входяших в названные
выше rруппы, мы начнем именно с электротехнических сплавов.
,
Электротехнические сплавы
в отличие от электротехнических сталей, в составе которых coдep
жится небольшое количество кремния (не более 4%), пермаллои пред
ставляют собой сложные по структуре сплавы с примесью хрома, нике
ля, кобальта и друrих металлов, что и обуславливает их замечательные
свойства. Наиболее известны T'aK e марки пермаллоев, как 79НМ,
81НМА. Эти м териалы выпускаются в виде ленты толщиной от 0,005
до 2,5 мм, обладают начальной маrнитной проницаемостью порядка
10000, максимальной маrнитной проницаемостью около 200000, ин
дукция насыщения составляет 0,75 Тл. rлавная проблема применения
названных 'пермаллоев в радиолюбительской практике состоит в том,
что промышленность не выпу кает rOToBbIe сердечники и маrнитопро
воды из этих материалов. Сложно также применять эти марки и про
фессиональным разработчикам далеко не всякое предприятие cero
дня обладает необходимым оборудованием для изrотовления маrнито
проводов из пермаллоевой ленты.
tlo это не означает, что нужно отказаться от использования элек
tpoteX\-Iических сплавов. Сеrодня стремительно возрастает популяр
Hocrb интересной разновидности лектротехнических сплавов, назы
. ваемых аморфными маrнитомяrкими сплавами. Они отличаюrся от кри
,сталлических, к которым относятся пермаллои, улучш.енными
маrн'итными и механическими свойствами, высоким собственным
электрическим сопротивлением, малыми потерями на rистерезис, вих
ревые токи в среднем в 3...5 раз меньше, чем у КРИСТ(UIлических
сплавов.'.. И, что немаловажно, промышленность выпускает IПИРОКУЮ
номенклатуру изделий из аморфных сплавов.
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
29
Ведушим отечественным предприятием по производству изделий
I1з этих сплавов является НПО «[аммамет». Подробную информацию
чиrатели CMOryт получить на интернет сайте предприятия (11), а мы
кратко расскажем о производимых изделиях.
Наиболее распространенная номенклатура предприятия кольце
вые маrнитопроводы с наруж,НЫМ диаметром до 600 мм, высотой, KpaT
Таблица 2. 1. Параметры аморфных сплавов типа rM
Марка Вм,Тл , Нс, А/м
Ilн' о.е. J.1max' о.е.
rM412A 1,12 10000 600000 1,2
rM414 1,15 60000 300000 1,0
[М440А 1,5 1000 200000 4,0
rM501 0,43 150000 600000 0,15
rM503A 0,58 5000 150000 0,2
.
rM515A 0,95 150 250000 1,5
rМI1ДС 0,32 70000 150000 0,4
rM 14ДС 0,8 20000 50000 2,0
rМ32ДС 0,75 7000 200000 2,0
rмзздс 0,4 3000 , 600000 0,5
rМ42ДС 0'75 20000 25000 2,0
,
rМ43ДС 0,4 35000 40000 0,5
rМ45ДС 0,7 1200 1250 2,5
rМ54ДС 1000 0,8 1000 1100 3,0
rМ54ДС 700 0,8 700 760 3,0
rМ54ДС 500 . 0,8 500 540 3,0
rМ54ДС 350 0,8 350 370 3,0
,
rМ54ДС 250 0,8 250 260 3,0
,
rМ54ДС 200 0,8 200 215 3,0
- ................
rМ54ДС 140 0,8 140 150 3,0,
- , - , ......................... .........
rМ54ДС 90 0,8 90 96 4,0
..... ......... . ...................................... . . .,
rМ54ДС 60 0,8 60 64 4,0
...... ..... - . .... .... - - , ,
rМ54ДС 40 0,8 40 42 4,0
. , ....._ -
rМ54ДС 30 0,8 30 31 4,0
'== - - ':.==== .========
30
I
rлава 2. Феррит или аЛЬGифер что лучше?
ной 5 мм. Выпускаются также П образные маrнитопроводы и маrнито
ПрОБОДЫ прямоуrольноrо (стержнеБоrо) типа. Изделия из аморфноrо
сплава марок [М работают в диапазоне температур от 60 до + 125 ос.
1
В,Тл ./'
/
0,6
rM32AC
O'i.
0!2
Н,А/м
20 10 О 10 20
02
04
06
)
./
"
,
Рис. 2.11. Кривая намаrничмвания материала [М32ДС
1
, " f
/ /' ,/ 1" ;
./ ./ , , V/
1 ,1 ./ V,I / / /
O( /'" / /
1'J! /
./
, , , о ,
./ / / 1.1: /
,/ , v /
/ '> /1 / V /
./ ./
« / / у/ V / V
./
, , f
/' /' /'
, ./ /
/ v /
// v V
/
t:;
.....
(D
0,1
. 0,01
0,001
10
100
1000
10000
Н,А/м
Рис. 2.12. Семейство кривых намаrничивания материала [М54ДС
'. с проницаемостью 30...1000
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
31
Имеются две разновидности изделий помещаемых в защитные KOH
тейнеры из полипропилена и комбинированные контейнеры, а также
поставляемые без контейнера. Верхняя rраница рабочей частоты MaTe
риала, как указано в технических условиях, составляет 200 Kru.
Маrнитные свойства наиболее распространенных марок сплава rM
приведены в табл. 2.1.
На рис. 2.11 и 2.12 приведены кривые намаrничиваНИ>I материалов
марок rМ32ДС и [М54ДС.
Особое внимание читателю следует обратить .на мю нитопроводы из
материала [М54ДС. ЭТИ маrнитопроводы, имеющие оздушный зазор,
MOryт быть использованы для намотки мощных дросселей, «работаю
щих>} В режиме подмаrничивания постоянным током и с меНЯЮUIИМИ
ся однополярными токами. О том, как воздушный зазор влияет на Mar
нитные характеристики, мы подробf:IО поrоворим позже.
Ферриты
Эти материалы наиболее часто исполь;зуются в силовой импульс
-ной технике. Они представляют собой поликристаллические MHoro
компонентные соединения, изrотавливаемые 'по особой технолоrии,
общая химическая формула которых МеFе20з (rде Ме какой либо
ферромаrнетик, например, Mn, Zn, Ni). Являясь полупроводниками,
ферриты обладают высокими значениями собственноrо электрическо
ro сопротивления, превышающеrо сопротивление сталей ,в 50 раз и бо
лее. Именно это обстоятельство позволяет применять ферриты в ин
дуктивных элементах, работающих на высоких частотах, без опасения,
что MOryт резко повыситься потери на вихревые токи:
Наибольшее распространение' в силовой технике получили отечест
венные марrанец цинковые ферриты марок нм и никель uинковые
ферриты марок НН. При выборе между этими марКами предпочтение,
конечно, следует отдать ферритам марок нм, поскольку они имеют бо
лее высокую температуру Кюри (температура, при которой ферромаr-;
нетики теряют свои ферромаrнитные свойства), что позволяет эксплуа
тировать их при более высоких температурах переrpева. Потери на rис
терезис у марrанец цинковых ферритов на порядок меньше, чем у
никель цинковых. Ферриты марок нм обладают высокой стабильно
стью к воздействию механических наrрузок. Однако электрическое co
противление ферритов марок нм меньше, чем ферритов марок НН,
поэтому последние MOryт эксплуатироваться на более высоких частотах.
Отметим из наиболее часто встречающихся никеЛЬ"7 цинковые фер
риты марок 2000НН, 1000НН, БООНН, 200НН, 100HI-I. Верхней rpани
цей 'рабочей области частот ДТIЯ них является 5...7 Mru. MapraHlle
BO цинковые нетермостабильные высокопроницаемые ферриты марок
6000fIM, 4000НМ, З000НМ, 2000НМ, 1500HM (рис. 2.13), 1000НМ
32
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
В,Тл
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
о
80
160
] 600C
] 25 0 С
] 125 0 С ,
H,AJM
24'0
Рис. 2.13. Кривая намаrничивания феррита 1500НМ3 при различных
. температурах и частотах: 1 20 к[ц, 2 50 К[Ц, 3 100 К[Ц
используются в частотном диапазоне до нескольких сот килоrерц в ин
тер вале температур 60... + 1 00 ос, коrда термостабильность не является
определяющим параметром. В противном случае следует использовать
термостабильные ферриты
2000НМ3, 2000НМ 1, 1500НМ3,
1500НМl, 1000НМ3, 700НМ.
Вдобавок к термостабильности
ферриты этих марок обладают
меньшими потерями на вихре
вые токи и большим диапазо
ном частот (0,3...1,5 мrц). Для
импульсных источников TepMO
стабильность не является опре
деляюшим фактором.
В средних и особенно,
сильных полях (В > 0,1 Тл) xo
,.
рошо применять ферриты Ma
рок 4000НМС, З000НМС,
2500НМСС 2500НМС2. Pe
зультаты исследований, приве
денные в [12), показывают, что
лучшими представителями в
этой [руппе являются ферриты
2500l-lrvlСI и 25uOHMC2.
В,Тл
0,5
20 0 С
0,1
135 0 С
0,4
0,3
0,2
о
80
160
240
H,AJM
Рис. 2.14. Кривая намаrничивания
феррита 2500HMCl при частоте 20 К[Ц
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
зз
Таблица 2.2. Параметры
ферритов марок 2500НМС1 и 2500НМС2 [18]
, o;;;::... -= ;:,: ....;;;-
Пара метр Обозна Ед.изм. 2500НМС1 2500НМС2
чение
. - _. . -
Начальная маrнитная 4500 4500
(при 20 ОС) (при 20 ОС)
проницаемость при J.1H 4100 4100
В 0,2 Тл, f 16 Kfu (при 120 ОС) (при 120 ОС)
,
Критическая частота fe Mfu 0,4 0,4
Удельные объемные ; мкВт 10,5 8,5
маrнитнь е потери при P sp (при 25 ОС) (при 25 ОС)
CM 3 fu 8,7 6,0
В 0,2 Тл, f 16 Kfu (при 100 ОС) (при 100 ОС)
Маrнитная индукция при В мТл 290 330
Н == 240 А/м
Индукция насышения B I мТл 450 470
Остаточная маrнитная Br мТл 100 90
индукция
Температура Кюри Те ос >200 >200
Плотность r/cM 3 1 1
Удельное электрическое р Омом 4,9 4,9
сопротивление
Коэрцитивная сила Не Лjм 16 16
Jlрим-енение ферритов марок 2500НМС и 2500НМСl (рис 2.14)
позволяет уменьшить массу и rабариты трансформатрра COOTBeTCTBeH
но на 8 и 15%, а при сохранении прежних типоразмеров увеличить
мощность на 20%.
В табл. 2.3 приведены параметры наиболее часто встречающихся
ферритов марок НМ иНН. ,
В настоящее время у разработчиков силовой импульсной техники
становятся все более популярными импортные изделия из ферритов.
Они в достаточном количестве присутствуют на отечественном рынке.
Как показывает практика, ферриты, выпускаемые фирмой «Epcos»
[13], превосходят по своим характеристикам отечественные ферриты,
rлавным образом, в отношении пониженных потерь на rистер зис и на
вихревые токи. Кроме Toro, номенклатура конфиryраций маrнитопро
водов, изrотавливаемых из этих ферритов, значительно более широка.
Правда, пока стоимость импортных изделий б()JlЬШ , чем отечествен
ных, поэтому читателю предоставляется возможность самостоятельно
34
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
Таблица 2.3. Параметры наиболее часто встречающихся
ферритов марок НН и НМ500
.. .
Марка Jl H , Jlmax' Вм,Тл fe, Те, ос Bf' Тл Не,
о.е. о.е. мrц А/м
- ...... .
2000НМ3 1700 2500 3500 О 35 0 4 0,5 200 0,12 25
, ,
............... .... - ._
2000НМ 1 1700 2500 3500 0,38 0,4 0,5 200 0,12 25
-
1500НМ3 1200 1800 3000 0,35 0,4 1,5 200 0,08 16
1500НМ 1 1200 1800 3000 ' O,35 O,4 0,7 200 16
2000НМ 2000 3500 0,38 0,4 0,45 200 0,12 24
100HH 80 120 850 7 О. 120 15
,
400НН 350 500 1100 0,25 3,5 -110 0,12 64
600НН 500 800 1600 0,31 1,5 110 0,14 32
1000НН 800 1200 3000 0,27 0,4 110 0,15 20
Таблица 2.4. Параметры импортных ферритов фирмы ccEpcos»
Марка Материал Jl H , о.е. Вм,Тл Не' А/м
Кl Ni Zn 80 0,31 380
М33 Mn Zn 750 0,4 80
N22 Mn Zn 2300 0,28 18
N27 Mn Zn 2000 / 05 22
,
N41 Mn Zn 2800 0,49 22
N48 Mn Zn 2300 0,42 26
N49 Mn Zn 1300 0,46 18
N67 Mn Zn 2100 0,48 22.
....................
N72 Mn Zn 2500 0,48 15
.....................48"
N87 Mn Zn 2200 0,48 16
- "
ro выбора между стоимостью и качеством. В табл. 2.4 приведены пара
метры наиболее популярных марок, выпускаемых «Epcos».
Еще одно обстоятельство в пользу применения импортных ферри
тов фирмы «Epcos» наличие свободно распространяемой ПрОI-раммы
. -
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
35
Ferrite Magnetic Design Т ools, которая визуализирует маrнитные харак
теристики всех предлаrаемых материалов, позволяет построить множе
ство rрафиков, отражающих поведение ферритов в разных условиях,
например, при разной температуре, рабочей частоте (эти данные мож
но получить при нажатии на кнопку Material Properties). Для материала
N27 результаты отображения кривой намаrничивания и расчета rепло
вых потерь приведены на рис. 2.15, о, б.
ох
fiIe ..... f'It1POrieI
.......
о E>dt
МOIerWI.......
' Н27
е 'T 'C о T"IOO'C
-..... . . . - ." .
"!(
. . .,.. ",_ t.
..... ::: ?::;X :' ';:-: ;::-':' :' : :::?:.''' ' ..:;;,,;::<;:::. ...::':K .: :: ' -1' .
uI\I1I,T
PYvsfBT
i'" ..,
- ", :.:.., .
Ii-? t
hystersis .
i ' '
'-.:
-. .и.;:
а)
<, .1,;: ::;-: X ;.., . ., ,,'" ":::'1 ."#.:: ш ','
r"'" ..' , ;, ,',
"''' " '," '> " " .', .... , ",
.;: ,... ......
,',',. :""',: " " '\, ,/ "
.' / /
"":1 . -.." ...=: I ,..' .::-:
,,',,"", '. ..',""..' ','
',' j.,-..; ',.' ,'( / "
;,,1
";. / /
'..'..,'..' / ./ ,', .." .'-.
-: : ...' ,,' , '..'.. ....,.., V
..,
, "" ,.'
"
: [ь
i 1''',.,..
ii'
,.,.. ::: ;: ; i{ :', ',:!:i ': ::: :: l i{,, 21.$ J o,
:.:....-::: ,,:;,:,:-,, '.-..' .
ua \/s В
u."""'..vs.f
:r 200: ' 1
",'1
" (1. z ;;;:= J 1
., I;:7 = ;T
',,1, >' ':' ,:,
"1<'::,
',..1" . !
J ,' ,;
\1' I
..-L....
D8Ia POOnI.....
) : ;:,
.. . J
": ': I I '\ ': ' '
'. ,,', " " ,-, : :; ,
I
t
, UllIInI8-йJII
j N27 в'
е Та25-С о T R 100"C :-'
"'
.: :t
;1:;['
ui",T
PY""IBT
б)
" :' 8 '
100 200
200 ..
1300
1500
t :Ю
I
", ><'''''''''''''' "'''4i ". '}',./(', /"";'..'..',"""1:"':"\(.'.".: ""';"",.
:" Power:Joss 'ys'. Т
::;.::: :::: : :;. . . .:::E'-'::::':.:
, ;;:'1''': ',.,".
'; r ;j",;,
r : , ";"' e bUL' [j ;:":':";: ."':.":.:, ., '. , .., , " , . . , '.
. II"......."".."""'J. ":"- ":,
I :=!W ,/"<: '
( ." ",;&
",У;" ' У."'...:О,," т, У" ','
rи.'"
' "
'"'
........ FIII!II ' \, ',' :....,..';{).,
ох
о EIit
u8 YS,B
II..r "'.1
C.k:UIaIO
J
Рис. 2.15. Представление характеристик
маrериала N27 в проrpамме Fепitе Magnetic Design Tools:
а) кривая намаrничивания; б) тепловые потери
36
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
Дополнительные возможности проrpаммы раскрываются при Ha
, жатии кнопки Core Calculation. В этом режиме про изводится выбор ти
пономинала маrнитопровода и материала, после окончания выбор OT
ражаются основные rеометрические и маrнитные характеристики вы
бранноrо маrнитопровода, тут же можно рассчитать тепловые потери,
знач'ение рекомендуемой рабочей величины маrнитной индукции, KO
личество витков в типовых ВЮIючениях.
Получить свежую версию проrраммы можно с сайта фирмы. Кроме
Toro, версия 3.0 находится на прилаrаемом к книrе компакт диске.
Маrнитодиэлектрики
Маrнитодиэлектрики включают в свой состав мел копомолотые' по
рошки, обладающие маrнитными свойствами, и связующий диэлек
трический материал на основе полистирола. Частицы маrнетика OTдe
лены друr от друrа диэлектрической средой, являК?щейся OДHOBpeMeH
но электрической изоляцией и механической связкой всей системы.
Маrнитная проницаемость маrнитодиэлектриков невелика (от He
скольких единиц до сотен). Блаrодаря большому размаrничивающему
эффекту параметры маrнитодиэлектриков мало зависимы от внешних
полей. Распространены три основные rруппы маrнитодиэлектриков:
альсиферы, карбонильное железо, пресспермы.
Карбонильное железо применяют в основном для индуктивных Ka
тущек малой энерrоемкости. Начальная маrнитная проницаемость
карбонильноrо железа составляет 10...15, максимальная рабочая часто
та для марки MP ,I О составляет 10 Mtu, дЛЯ MP 20 20 Mfu, дЛЯ
MP 100 100 Mfu. Ввиду Toro что карбонильное железо вообще не
встречается в силовой импульсной технике, мы не будем подробно pac
сматривать этот вид ферромаrнитноrо материала.
Альсиферы широко применяемый в силовой импульсной технике
вид маrнитодиэлектриков. Основу маrнитноrо наполнителя альсифе
ров составляет тройной сплав Al Si Fe (алюминий, кремний, железо).
Отечественной промышленностью' выпускается 6 марок альсиферов с
относительной проницаемостью от 22 до 90, предназначенных для pa
боты в интервале температур от 60 до + 120 ОС. Буквы в названии Ma ,
рок означают:
. тч тональная частота:
. ВЧ ВЫСОкая частота;
. К ...4 С компенсированным температурным коэффициентом Mar
нитной проницаемости. .
Основные параметры альсиферов приведены в табл. 2.5. На rрафи
ке рис. 2.16 приведены кривые намаrничивания альсиферов марок
ТЧ 60, ТЧ 32, ВЧ 22.
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
37
Таблица 2.5. Параметры отечественных альсиферов
.:=. . =="',.
Марка }.1 о .103 f, мrц Маркировка
н
- .........................._ .
ТЧ 90 79 91 3,0 0,02 СИНИЙ
. ........ ... ............... ........- ..... - .. .............. ..... - -
ТЧ 60 56 63 2,0 0,07 Черный
. . ....--..... - ..
ТЧК 55 48 58 2,0 0,07 Красный
. -- - , . .-, f--'-.
ВЧ 32 28 33 1,2 0,20 Белый
- ---
ВЧ 22 19 24 2,0 0,70 Зеленый
ВЧК 22 19 24 2,0 0,70 Желтый
_ c....,
Он коэффиuиент потерь на rистерезис
Коэффициент потерь на rисте JЗ. ТЛ
резис у альсиферов остается посто 0,5
янным лишь при слабых полях.
При повышении напряженности 0,4
поля он снижается и в полях поряд .
ка 1500 2000 А/м снижается до 0,1 0,3
CBoero начальноrо значения. Такая
зависимость объясняется тем, что в 0,2
слабых полях площадь петли rисте
резиса альсифера растет пропор
ционально третьей степени напря
женности внешнеrо поля (нЗ), а в
сильнь!х медленнее.
Пресспермы маrнитодиэлек
трики, производимые на основе
Mo пермаллоя. Изrотовляют их из
мелкоrо металлическоrо порошка
на базе высоконикелевоrо пермаллоя, леrированноrо молибденом.
Пресспермы обладают повышенной маrнитной проницаемостью, низ
ким уровнем rистерезисных потерь. Отечественной промышленностью
разработаны 10 марок пресспермов (5 нетермокомпенсированных и
столько же термокомпенсированных). Параметры некоторых предста
вит лей приведены в табл. 2.6. В обозначении термокомпенсирован
ных пресспермов добавляется буква «К». Цифра в обозначении Map
ки это номинальная маrнитная проницаемость. Верхняя рабочая
частота МО пермаллоевых сердечников составляет 100 К[ll.
На рис. 2.17 приведены кривые намаrничивания пресспермов наи
более распространенных марок.
1
2
з
о
о
ер
.....
о
о
N
«f)
о
о
со
v
о
о
v
(,Q
Н.А/м
Рис. 2.16. Кривые намаrничивания
альсиферов:
1 ТЧ 60' 2 ТЧ 32' 3 ВЧ 22
, ,
38
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
Та6ли а 2.6. Параметры отечественных пресспермов
" . -. - --"'='=
Марка f с , кrц .С J..1 о .103
н
- . - - . . -
МП 60 100 , 60...+85 55' 1,5
-...... .... - - , - . - ....
м п 100 '100 60...+85 10 2,0
. i-"' -
I МП 140 100 60... +85 140 2,0
I
МП 250 100 60... +85 250 3,0
В. Тл
0,8
0.7
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0.1
О
о
о
tD
.....
о о о
о о о H,AlM
N 'СХ> v
м -.;t tD
а)
1
2
3 .
Jl
280
240
200
160
120 1
2
80 3
4
40
4
о о о о
о о о о H.AlM
tD N сх> -.;t ,
..... м -.;t tD
б)
Рис. 2.17. а) кривые намаrничивания пресспермов;
б) кривые изменения прониuаемости от напряженности внешнеrо поля:
. 1 МП 250' 2 МП 140. 3 МП lОО' 4 МП 60
, , ,
2.5. Изделия из ферромаrнитных материалов
Эти изделия, изrотавливаЮIl{иеся на основе ферромаrнитных MaTe
риалОВ, упомянyrых выше, используются в качестве полуфабрикатов
для намотки трансформаторов и дросселей. Номенклатура выпускае
мых электротехнических изделий столь широка, что в рамках данной
книrи вряд ли удастся рассказать обо всех типономиналах. Впрочем,
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
39
такой необходимости и нет существует достаточное количество
справочников, например, [14 20 J. Здесь же коротко напомним OCHOB
ные виды изделий, с которыми мы в основном будем иметь дело при
разработке импульсных устройств: кольцевые маrнитопроводы (ring
cores), стержневые сердечники крyrлоrо сечения (rod cores), стержне
вые сердечники прямоуrольноrо сечения (plaie cores), броневые ча
шечные маrнитопроводы (pot cores), броневые Ш образные маrнито
проводы (Е cores), броневые маrнитопроводы типа КВ (RM cores).
В табл. 2.7 приведены основные виды маrнитопроводов, упомянутые в
этом разделе.
Эти типы освоены отечественной промыщленностью, налажено их
массовое производство. Несколько подробнее следует сказать о маrни
топроводах типа КВ, недавно появившихся на отечественном рынке.
КВ маrнитопроводы внешне напоминают броневые чашечные маrнИ
топроводы с вырезанньtми секторами. Чем удобна такая конструкция?
Дело в том, что в классических маrнитопроводах типа «Ч» предусмотре
ны узкие прорези для проволочных выводов, которые впаиваются в пе
чатную плату. Это не должно смущать радиолюбителей, которые изrо
тавливают единичные образцы, а вот в промышленном производстве
очень важно экономить трудозатраты"'""""': ведь они напрямую связаны со
стоимостью продукции! Оказывается, что для КВ маrнитопроводов He
сложно изrотовить методом литья полистироловый каркас с выводами
(такие каркасы сеrодня можно приобрести), намотать на нем обмотки,
установить катушку в маrнитопровод и просто впаять собранный эле
. мент в установочное место. Нет' необходимости зачищать выводы, ис
кать нужное отверстие (если выводов MHoro). Но это еще не все: ceKTOp
ный вырез для выводов дополнительно вентилирует катушку, снижая ее
температуру. Изrотовителей маrнитопроводов привлекает сниженная
материалоемкость по сравнению с друrими аналоrичными типами.
. Стоит также упомянуть о типах, которые пока не произ.зодятся OTe
чественными предприятиями. Маrнитопровод типа ETD (ETD core) в
значительной степени напоминает Ш образный маrнитопровод
(Е core), но является развитием такой конструкции (рис. 2.18).
В чем ее преимущество? Как известно,. наиболее плотно обмотка
ложится на каркас цилиндрическоrо типа. Классический Ш образный
маrнитопровод заставляет выполнять каркас с острыми rранями, из за
чеrо образуются пустоты, не заполненные обмоткой (обмотка как бы
«разбухает»). Из рис. 2.18 видно, что центральный керн ETD маrнито
провода имеет круrлое сечение, а в боковых кернах сделаны выемки
под обмотку.
Конструктивными разновидностями ЕТD типа является тип EG
(отличается способ стяжки половинок) и тип ER. Последний Ha:1ЫBaeT
ся низкопрофильным, так как позволяе r изrотовить индуктивный эле
мент малой высоты.
40
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше? '
Таблица 2.7. Основные виды маrнитопроводов и сердечников
Внешний вид Название Шифр Основные
изделия . размеры
........ .................. ........ - ... .....-
I Кольцевой
маrнитопровод К о. d' h
(ring core)
.
1. .1 Ef1 Стержневой сердеч
ник прямоуrольноrо П b'S-L
L сечения (plate core)
D Стержневой сердеч
T "" "' - j - r
ник круrлоrо сечения С о- L,
(rod core)
..
lo l
Броневой Ш образ
ный маrнитопровод Ш {о' S
(Е core)
L
.
I
! Броневой
чашечный Ч D
маrнитопровод
(pot core)
Рис. 2.18. Маrнитопровод типа ЕТТ>
rJ1asa 2. Феррит или альсифер что лучше?
41
Продолжение табл. 2.7
-'="-
Внешний вид
Название
Шифр
.изделия
Основные
размеры
dl
2h
2Н
2h
Броневой Mar
нитопровод
типа КВ
(RM core)
кв
N
"с
d l . d2
2h
2Н
Еще один ориrинальный тип маrнитопровода, приведенный на
рис. 2.19, имеет наименование. EFD (ЕРО core). Это тоже разновидность
Ш образноrо типа, но позволяющая конструктивно расположить ин
дуктивный элемент rоризонтально, а значит, СЭКОНОМИТЬ на высоте, раз
работать компактное изделие. Встречается ЕFD тип в основном В им
пульсных источниках питания, рассчитанных на небольщую МОЩНОСТЬ
(единицы ватт).
И последний интересный тип маrнитопровода показан на рис. 2.20.
Он обозначается буквами ЕР и обладает компактной конструкцией, OT
личается высоким заполнением ферромаrнетика, rарантирует мини
мальное рассеяние маrнитноrо потока силовых линий. И, конечно,
конструкция ЕР маrнитопровода позволяет использовать ero в про
мышленном производстве с применением автоматической сборки.
В заключение этой rлавы стоит рассказать об одной интересной
КОНСТРУКТИВНОЙ идее, КОТОРУЮ, конечно, в радиолюбительской прак
тике едва ли имеет смысл реализовывать, но профессиональному раз
работчику она может приrодиться. Речь идет о малоrабаритных мало
мощных импульсных источниках питания с минимальной высотой.
Например, такие источники MOryт потребоваться для встраивания в
42
rлава 2. Феррит или альсифер что лучше?
,.
,.
Рис. 2.19. Маrнитопровод типа EFD
Рис. 2.20. Маrнитопровод тип'а ЕР
мобильный теле'фон, компьютер типа notebook, цифровой фотоаппа
рат. Вот для таких' устройств было предложено [211 не мотать обмотки
проводом, а выполнять их в виде спиральных печатных ПрОБОДНИ ОВ,
как ноказано на рис. 2.21.
rлава 2. Ф ррит или альсифер что лучше?
43
.- - :..
,. i 1 ,:t,
) .: i
"); .
""АР
%' w# "
'fЩ
.
. ..._-_-: -
' ,
, , ",j;Xiw<;oo, .
'''''::''''' ":..4 "",!
. )
';, ;:\:'4"Ц ;: t.
'с' "
\..: .....'
""".
'
.
)
Рис. 2.21. Обмотка в виде печатных ПРОВОДНИКОll
. .
ОсобеннО целесообразно такую конструкцию применять на MHoro
слоЙных печатных платах, коrда слои разделяются между собоЙ слоями
диэлектрика. Как показывает опыт разработки «печатных) преобразо
вателеЙ, однослоЙныЙ печатныЙ проводник «держит) наrрузку до 12 А,
однако ее можно повысить, включив параллельно несколько слоев. Pa
бочая частота «печатных) источников питания составляет около
500 к[ц именно на таких частотах можно оrраничиваться нескольки
ми витками. И, кроме этоrо, производство данных источников пита
ния оказывается дороже производства классических импульсных пре
образователей. Но кому нужно снизить rабариты, должен платить за
это удовольствие.
rлава 3
О холостом ходе, rабар,итнОЙ мощ'ности,
зазорах, и не только
Как работают
высокочастотные дроссели и трансформаторы.
Остаточная индукция и методы ее снижения
... Задумался: а чем же вообще трансформатор от дросселя отличается? CKa
жем, взял я два одинаковых Ma2HU1J10пpoeoaa, намотал на них обмотки с одним и
тем же количеством витков, в сеть включил, измеряю ток «первички». Пока
«вторичка» никуда не подключена, все одинаково, все понятно. Но как только я,
скажем, «вторичку» на сопротивление на2руЖУ, сразу, картинка меняется, ток в
первичной обмотке подскакивает. Я никак не мо2У понять оба включены в одну и
ту же сеть, оба в одинаковых условиях. Так почему трансформатор это совсем
не дроссель?
Из переписки
...В запасе у меня есть ферритовые кольца. Возможно ли сделать пропил для
создания зазора или разделить кольцо пополам, создав таким образом зазор? Мож
но, конечно, попробовать самому проверить идею, но это и время, и средства...
Из отзывов на первое издание
Вопрос о том, как устроен трансформатор и, rлавное, как он рабо
тает, неизменно вызывает прилив веселоrо настроения у самых разных
людей. В студенчес ой среде обычно вспоминается ИХ незадачливый
коллеrа, который, как повествуется в известном анекдоте, ответил на
вопрос экзаменатора о работе этоrv электротехническоrо изделия KO
ротко и просто: «Y y y y y...». А люди с житейским опытом иноrда
сравнивают с трансформатором отца HeKoero семейства, который, за
рабатывая 380 условных единиц, отдает в семью 220 условных единиц,
а на оставшиеся единицы усиленно «ryдит»... Конечно, для людей, дa
леких от электронной техники, такие познания в трансформаторах
простительны, но для разработчиков импульсной техники этих знаний
,явно недостаточно. Поэтому нам предстоит, вместе ,разобраться, как
все таки работает трансформатор.
rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 45
3. 1. Что такое маrнитный поток?
Можно было бы сразу начать с ответа на поставленный вопрос, но
прежде нам понадобятся некоторые сведения из теории электромаr
нитных процессов. Поставим нашу предварительную задачу еще более
конкретно: что такое маrнитный поток и зачем он нам вдруr понадо
бился? ......""i .
Из преДЫДущей rлавы нам извест
но, что если в некотором пространстве
существует маrнитное поле, ero можно
определить в каждой точке через Mar
нитную индукцию В. Поместим в это
поле поверхность S произвольной фор
мы. Для наrлядности представим, что
мы вырезали из пластиковой бутылки
прозрачный cerMeHT S, как показано на
рис. 3.1, и внесли этот кусочек пласти
ка в маrнитное поле. Силовые линии
как бы «протекут» сквозь эту поверх
ность подобно тому, как вода протека
ет сквозь решето или дуршлаr.
Теперь давайте фломастером разобьем нашу поверхность на MHO
жество маленьких площадок dS, которые за своей малостью будут Ka
заться нам плоскими.' Напомним, что именно такое представление о
поверхности нашей планеты имели древние люди, считая ее плоской и
бесконечной. Теперь мы знаем, что это далеко не так, но, как ни CTpaH
но, «первобытные» представления помоryт нам понять важные вещи.
Если бы поле в пространстве было однородным, тоrда через каждую
элементарную площадку dS протекало бы одинаковое количество «py
чейков». В реальности поле далеко не всеrда однородно, то есть через
каждую площадку dS проходит разное количество силовых линий. Река
же из ручейков может сложиться, коrда мы сложим все ручейки вместе.
Поскольку площадок на поверхности dS очень MHoro, мы переходим от
суммирования к интеrрированию индукции по поверхности S:
ф м == J BdS,
s
I
Рис. 3.1. Произвольная
поверхность в маrнитном поле
(3.1)
rде Ф м поток индукции В через поверхность S.
Читателю, не знакомому с высшей математикой, пока не очень по
нятно, что такое на самом деле ПОТОК. Давайте упростим задачу, перей
дя к маrнитному полю в замкнутом сердечнике (рис. 3.2). Мы будем
считать, что поле в сердечнике однородно, то есть любую сколь уrодно
малую площадку поперечноrо сечения пронизывает одинаковое коли..
46 rлава з. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
чество силовых линий индукции В. Поэтому для наших практических
расчетов мы всеrда будем определять поток как:
фи == BS,
rде S площадь поперечноrо сечения маrнитопровода;
В маrнитная ИНДУКllИЯ в сердечнике.
I I '
Теперь мы можем вспомнить еще
один важный закон физики это за
кон электромаrнитной индукции,
или, как ero называют реже, закон
Фарадея. Ямение электромаrнитной
индукции, как известно, состоит в
ТОМ, что в проводящем контуре, Haxo
дящемся в переменном маrнитном
поле, возникает электродвижущая
сила индукции (ЭДС). Если мы по
местим. в переменное маrнитное поле
виток из провода (рис. 3.3), то на
Клеммах 1 и 2 возникнет разност!> по
тенциалов напряжение E , а в замкнутом контуре потечет ток.
Звучит закон так: эдс электромаrнитной индукции Е т возникаю
щая в контуре, численно равна и противоположна по знаку скорости
изменения маrнитноrо потока фи сквозь поверхность, оrраниченную
этим контуром. В математическом виде закон Фарадея записывается с
помощью операции дифференцирования так:
Рис. 3.2. Маrнитный ПОТОК
в замкнутом маrнитопроводе
(3.2)
Е = dФм
и dt'
(3.3)
rде dt малый промежyrок времени.
Дифференцирование по времени это отношение величины изме
нения одной величины к короткому отрезку времени, на котором это
изменение произошло. Друrими словами, чем быстрее будет изменять
ся поток Фи, тем БОЛЫllее значение эдс мы сможем получить на клем
мах 1 и 2.
Теперь мы rOToBbI в первом приближении ответить на вопрос, BЫ
несенный в наименование раздела. В трансформаторе, включенном в
сеть переменноrо тока, меняется напряжение на первичной обмотке,
вследствие чеrо меняется индукция в сердечнике, а значит" и поток.
Переменное маrниrное поле, рожденное сетевой (первичной) обмот
кой, замыкается в маrнитопроводе, одновременно пронизывая витки .
вторичной обмотки. Ila контактах вторичной обмотке появляется эдс
индукции.
rлава з. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 47
Очевидно, что мы не в состоя
нии повлиять на скорость измене
ния ceTeBoro напряжения частота
изменения потока фиксирована и
составляет 50 [ц. Изменение ЭДС
индукции эквивалентно снижени
или повышению частоты. Как же
выйти из создавшеrося положения,
чтобы получить требуемое' значение
напряжения на вторичной обмотке?
Оказывается, контур можно выпол
нить состоящим из HeKoToporo количества w БИТКОВ, и тоrда под пото
ком ФМ следует понимать полный маrнитный поток сквозь поверхно
сти, оrраниченные всеми w витками. В электротехнике эту величину
называют потокосцеплением:
Рис. 3.3. Электромаrнитная
индукция в проводящем контуре
w
'JI == LФ '
; = I
(3.4)
Расчет потокосцепления в общем случае задача довольно слож
"ая, требующая знания методов высшей математики. В случае необхо
димости расчета наших элеI,<тротехнических изделий мы будем считать,
что, .поскольку все витки обмоток приблизительно одинаковы, пото
косцепление раБНО:
'.
'JI == wSB.
(3.5)
Закон электромаrнитной индукции с учетом (3.3) и (3.5) запишется
так:
J
d ф;' dB
Е == w == wS .
и dt dt
Мы пришли к известному практическому в;ыводу: наматывая необ
ходимое количество БИТКОВ во вторичной обмотке трансформатора,
можно получать требуемые выходные напряжения.
Отметим очень важное обстоятельство: эдс индукции может ВОЗ
никать в цепи Б результате изменения тока в этой же самой цепи. Эта
ЭДС называется ЭДС самоиндукции. Для дроссел.я, как частноrо случая
трансформатора, именно эдс самоиндую(ии является rлавным факто
ром, определяющим ero параметры.
(3.6)
3.2. Как рассчитать индуктивность?
Раз уж мы заrоворили о дросселях, нам необходимо наметить пути
решения двух важнейших практических задач: определения электриче
ских параметров по rеометрическим размерам и определения reoMeT
48 rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
1
рических размеров по электри
ческим параметрам. Наш расчет
мы построим на основании Teo
ремы о циркуляции вектора Н и
закона электромаrнитной ин
ДУКЦИИ.
Т ороидальный дроссель, yc
ловно показанный на рис. 3.4,
paBHQMepHo намотан на кольце
вом маrнитопроводе из ферро
маrнитноrо материала. Сейчас
для нас совершенно не важна
конкретная разновидность MaTe
риала, существенна лишь ero маrНИТ,ная проницаемость она в Ha eM
случае на 2 3 порядка выше проницаемости воздуха. Следовательно,
практически весь маrнитный поток замыкается в маrнитопроводе.
Дроссель имеет слеДУlQщие конструктивные, маrнитные и электри
ческие параметры: число витков катушки w, длина средней линии
маrнитопровода f cp , площадь поперечноrо сечения маrнитопрово
да S, маrнитная индукция в сердечнике В, активное сопротивле
ние провода обмотки r.
По закону Ома приложенное к катушке переменное напряжение Ее
и наведенная в ней ЭДС самоиндукции Е уравновешиваются падением
напряжения на активном сопротивлении r обмотки:
r
Рис. 3.4. К расчету параметров
тороидальноrо дросселя
Ее + Е. == ir .
(3.7)
Будем считать, что сопротивление про вода катушки ничтожно
мало, поэтому по закону электромаrнитной индукции:
..
dB
Ее =:: wS .
dt
(3.8)
в течение той части периода, коrда напряжение Ее положительно,
индукция возрастает. При отрицательных значениях напряжения вели
чина индукции уменьшается.
Считаем также, что переменное напряжение, приложенное к Ka
тушке, симметрично (отрицательная и положительная полуволны оди
наковы по форме), а индукция изменяется от B дО +В, не доходя до
насыщения.
Таким образом, индукция меНяе'fСЯ на удвоенную амплиrуду:
Т/2 I-В
J Ec dt = ws J dB = 2wSB.
о B
(3.9)
rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 49
J
Интеrрал, стоящий в левой части полученноrо равенства (3.9), оп
ределяет среднее за полупериод значение переменноrо. напряжения Ее,
умноженное на полупериод.
Обозначим это среднее значение Е ср , связав ero с Ее соотношени
ем:
2 Т/2
Еср f Ec dt . (3.10)
Т о
Следовательно, поставляя (3.1) в (3.9) и учитывая, что частотаfяв
ляется вели':!иной, обратной пери'оду т:
4wSB
Еср = = 4 wfSB.
Т
(3.11)
Как' показывает практика, более удобным в электротехнических
расчетах является не среднее, а действующее значение напряжения Е,
определяемое:
1 т 2
Е = J Ecdt.
То
Связь между действующим и средним значениями напряжения оп
ределяется коэффициентом формы k ф :
Е
k ф = . (3.13)
Еср
(3.12)
Для разных форм сиrналов коэффициент формы различный. Наи
более часто встречающиеся на практике коэффициенты приведены в
табл. 3.1.
Таблица з. 1 . КоэффициеНТbI фОрМbI
ДЛЯ р спространеННblХ электрических си-rналов
л л
Форма , 1\ 1\
напряжения I V \ / V \
1.....0...
.... ..........
k ф 1,0 1,11 1,16 ..
Мы пришли к очень удобной записи закона электромаrнитной ин
дукции, которая широко используется для расчета дросселей с маrни
топроводом:
Е = 4k ф fSВ.
(3.14)'
Как мы знаем из предьщущей rлавы, рабочий участок кривой Ha
маrничивания маrнитопровода простираетс вплоть до индукции Ha
50 rлава з. о ХОЛОСТОМ ходе, rабаритной МОЩНОСТИ, зазорах...
сыщения В М . Исследования показывают, что с достаточной степенью
точности можно считать этот участок линейным для материалов с уз
кой петлей rистерезиса. Тоrда напряженность маrнитноrо поля Нбудет
повторять во времени закон изменения индукции В, влияние rистере
зиса окажется минимальным и допустимо пренебрежение им В расчет
ных соотношениях:
-H(t) == B(t) .
JlJlo
По найденному значению Н (1) леrко определи rb ток i, проходящий
по обмотке дросселя. Воспользуемся упрощенной формой записи Teo
ремы о циркуляции вектора напряженности маrнитноrо поля (2.5), BЫ
веденной нами в предыдущей rлаве. С учетом этоrо:
.
(3.15)
H(t)R. cp == i(t)w. (3.16)
Ток во всех витках обмотки одинаков, поэтому мы имеем право YM
ножить ero величину на количество витков w.
С учетом соотношения (3.15) ток в обмотке:
i(t) == B(t)f cp (3.17)
JlJlow
повторяет по форме кривые Н (t) и B(t).
В то же время, принимая во внимание (3.11) и (3.13), изменение
индукции '(амплитуда индукции) в маrнитопроводе: I
В= Е
4k ф fSw
При синусоидалЬН9М характере напряжения Е с (l) изменение ин
дукции тоже будет носить синусо дальный характер, но с отставанием
по фазе на 1(/2. Ток в обмотке дросселя, совпадающий по фазе с индук
цией, будет иметь, на основании (3.17) и (3.18), амплитуду:
1 т == Е(р 2 . (3.19)
4JlJl о k ф fSw
(3.18)
На основании закона Ома для амплитуды синусоидальноrо тока
имеем:
/ == Е т
т 21(fL'
rде L индуктивность дросселя.
. Теперь давайте сравним формулыl (3.19) и (3.20). Проведя с этими
формулами простеЙlllие математические операции подстановки, мы
(3.20)
rлава 3. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 51
сможем получить практическую формулу для расчета индуктивности
кольuевой каТУUIКИ. Замечательное свойство этой формулы состоит в
том, что на практике мы сможем распространить ее и на дроссели, ДЛЯ
которых ИСПОЛЬЗУЮТСЯ все остальные типы маrнитопроводов, назван
ных в rлаве 2. Итак, после подстановки,:
Efcp
4 JlJl оkфfSw 21
Е
2тr.fL
(3.21)
Окончательно расчетная формула для определения индуктивности
дросселей с замкнутыми маrнитопроводаl\1И выrлядит так:
'2
L == tJloW S .
f cp
(3.22)
На этой страниuе вы сразу можете сделать закладку, чтобы впо
следствии быстро находить формулу (3.22), а еще лучше запомнить ее.
Проанапизируем полученное соот ошение. Во первых, для опре:"
деления индуктивности дросселя необходимо знать сечение маrнито
провода S и длину ero сред'ней линии fcp. Длина средней линии кольце
Boro маrнитопровода определяется как полусумма длин окружностей
внутреинеrо и внешнеrо контуров. А ВОТ дЛЯ Ш образноrо, броневоrо
и друrих типов маrнитопроводов определение средней линии сложнее.
Но для практических инженерных расчетов с поrрешностью около 3%
оба конструктивных параметра обычно ЛРИllОДЯТСЯ в технической дo
кументации по конкретным маrнитопроводам.
BO BTOpЫX, сразу можно сказать, почему нельзя допускать, чтобы
дроссель работал с «заходом» В область насыщения. Помните, что в об
ласти насыщения начинает резко падать проницаемость сердечника,
следовательно, индуктивность' дросселя в этой области' существенно
уменьшится. Насколько падение индуктивности опасно ДТIЯ СИЛОВОЙ
'части импульсных устройств, мы поrОБОрИМ в следующих rлавах.
Иноrда в технической и.справочноЙ литературе, как правило, зару
бежной, можно встретить разновидность формулы (3.22), выrЛЯДЯlЦУЮ
следующим образом:
L == A L w 2 .
(3.23)
Коэффициент A L носит название коэффициента индуктивности и
обычно ero размерность, приводится В наносенри/виток 2 . Действитель'--
но, этот КОЭФФИЦllенr можно сопоставить маrнитопроводу KOHKpeTHO
ro типономинала, изrотовленноrо из KOHKpeTHoro материала, что на
практиi<е очень удобно.
52 rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
3.3. Поrоворим о потерях в маrнитопроводе
При работе любоrо индуктивноrо элемента всеrда выделяется энер
rия в виде тепла попросту rоворя, трансформатор или дроссель в pa
бочем режиме разоrревается. Причем источником тепла служат как
омические сопротивления обмоточных проводов, так и потери в Mar
нитопроводе на перемаrничивание, а также на вихревые токи. В этом
разделе мы поrоворим о потерях тепла в маrнитопроводе.
Вновь обратимся к рис. 3.4 и определим энерrию тепловых потерь в
маrnитопроводе за один цикл перемаrничивания. В общем виде энер
rия (в Дж) вычисляется так:
. ..
и-: == J Ec(t). i(t)dt.
,=Т
(3.24)
Читателю эта формула должна напомнить определение работы
электрическоrо тока, которое знакомо еще со школы. Правда, в щколь
ном курсе физики рассматривается работа постоянноrо тока, коrда и
ток, и напряжение одинаковы.' В данном же случае меняется и напря
жение, и ток, поэтому мы опять разбиваем общую работу на элемен
тарные участки со временем протекания dt, на которых условно пола
raeM постоянство тока и напряжения, затем суммируем эти элементар
ные участки.
Теперь перелистаем книry на несколько страниц назад и вспом
ним что у нас в запасе имеются закон электромаrнитной индук
ции (3.8) и теорема о циркуляции вектора напряженности маrнитноrо
поля (3.16). Кроме этоrо учтем, что мощность потерь Р т выделяемая в
маrнитопроводе, определяется как работа в единицу времени. Выпол
нив несложные преобразования и подставив результаты в форму
лу (3.24), мы получим следующий интересный результат:
и-: = S . ' ер J H(t)dB(t)
'=Т
(3.25)
или, что более близко к практическим расчетам,
5.'
== т ер J H(t)dB(t) == 5 . f ep . f J H(t)dB(t),
'=Т ,=Т
(3.26),
rде f частота перемаrничивания маrнитопровода.
Произведение длины средней линии маrнитопровода на ero пло
IЦадь имеет размерность «кубические метры» меры объема. Как по
казано в книrе (22], это произведение действительно отражает объем
маrнитопровода и для кольцевых типов, и для броневых, и для Ш об
разных'. А вычисление интеrрала в данном случае есть определение
rЛ8ва З. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 53
в
f H(t)dB(t)
t=T
н
Рис. 3.5. Физический смысл удельных потерь на перемаrничивание
удельных потерь, измеряемых в Вт/см з .rц. На рис. 3.5 показан физиче
ский смысл вычисления удельных потерь это определение плошади,
оrpаниченной rистерезисом. Шире rистерезис меньше потери, и Ha
оборот.
В практической деятельности читателю рекомендуется пользовать
ся следующей формулой для определения тепловых потерь в маrнито
про воде:
= pVтf,
(3.27)
rде P SP удельные суммарные потери в маrнитопроводе;
V m объем сердечника;
f частота перемаrничивания.
Данные по удельным потерям обычно при водятся в справочниках
по электротехническим материалам. К примеру, для ферритов
2500НМС и 2500НМСl в табл. 2.2 книrи удельные суммарные потери
приведены именно в таком виде.
Читателю также может встретиться и дрyrой, более трудоемкий,
способ расчета потерь в маrНИТОПРОБоде. Все зависит от наличия или
отсутствия необходимых справочных данных. Иноrда в справочниках
приводятся удельные потери, измеряемые в Вт/см 3 (удельныe объем
вые потери) или в Вт/к;! (удельные массовые потери). В первом случае
тепловые потери в маrНИтопроводе определяются по формуле:
р. Р Vт( П : J,
(3.28)
rде P.5V удельные объемные потери, Вт/см З .
54 rлава з. о холостом ходе, .rабаритной мощности, зазорах...
Во втором случае определение -тепловых потерь может быть прове
дено по формуле:
р. p Vтp( j, J( : J.
(3.29)
rде P sт удельные aCCOBыe потери, Вт/кс;
р плотность материала, кс/см 3 .
,
Особо нужно сказать об остальных переменных, ВХОДЯЩИХ в фор
мулы (3.28) и (3.29). При расчетах задается рабочая частота маrнито
. .
провода f и величина маrнитной индукции В. Частота J. и маrнитная
ИНДУКЦИЯ В 1 называются базовыми расчетными параметрами. Базовые
параметры постоянны, в формулы подставляются следующие числовые
. значения:fi = 1 кТц, ВI = 1 Тл. Значения степенных параметров а и р за
висят от марки KOHKpeTHoro материала, их значения можно найти в
справочниках. В табл. 3.2 приведены данные по некоторым. распро
страненным ферритам для расчета тепловых потерь по формулам (3.28)
и (3.29).
Таблица 3.2. Параметры для расчета потерь в маrнитопроводах
Материал P SVJ BT/CM P SmJ BT/Kr а f3
2000HM A 0,142 35,5 1,2 2,4
2000HM 17 0,272 69,0 1,2 2,8
,
З000НМ A 0,208 52,0 1,2 2,8
1500НМ3 0,093 23,2 1,2 2,2
,
2000НМ3 0,178 44,6 1,3 2,7
Используя приведенные в этом разделе соотношения, следует
помнить, что до сих пор мы rоворили о расчете потерь в маrнитопро
воде при условии приложения к индуктивному элементу синусои
дальноrо (rармоническоrо) напряжения. В силовой импульсной Tex
нике обычно приходится иметь дело с неrармоническими токами и
напряжениями, поэтому вычисление потерь здесь сложнее в общем
случае приходится «раскладывать) форму напряжения или тока' на
rармоники, проводить математические операции по формулам (3.27), I
(3.28), (3.29) ДЛЯ каждой rармоники, результаты суммировать. Про
цесс этот достаточно сложный и долrий, но, к счастью, ДЛЯ ицженер ,
ных целей задачу значительно упрощают, в одя коэффициент несину
rлава 3. О холостом ходе, rа6аритной мощности, зазорах... 55
УН
2,0
( I 1,8
1,6
1,4
1,2
.....
\
\
. \
. .
............. ../ .,,/'
1,0 'у
. 0,0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0
Рис. З.6. Зависим.ость коэффициента несинусоидальности сиrнала
от коэффиuиента заполнения
соидальности (Ун)' Для импульсов прямоуrольной формы типовая за
висимость Ун от скважности (коэффициента заполнения) для ферри
тов марок ИМ показана на 'рис. 3.6.
а том, что такое коэффициент заполнения, мы поrоворим дальше,
пока же просто запомните, что рассчитанные по приведеНН IМ в этом
разделе формулам потери нужно умножить на коэффициент несину
соидальности с учетом режима работы импульсноrо устройства по па
раметру коэффициента заполнения импульсов.
Расчет потерь в маrНJ1топроводах из импортных ферритов оказыва
ется более простым по причине очень подробных справочных данных.
Например, для феррита типа .
N27, производимоrо Epcos, ce pv
мейство rрафиков,. отражаю
щих удельные потери, показа
но на рис. 3.7.
По rоризонтальной оси OT
ложена частота работы индук
тивноrо элемента, по верти
кальной удельные объемные
. потери (W) в кВт/ м 3 . [рафики
. приводятся для разной вел и ч'и
ны индукции В (0,25 Тл;
0,05 Тл; 0,1 Тл; 0,2 Тл; 0,3 Тл),
а также ДЛЯ разнои температу
ры окружающей среды (20 и
100 ОС). Поэтому достаточно,
исходя из режима работы дpoc
еля или трансформатора, оп
ределить реальные объемные
103
I oI!ob'l)'
з)(rr I
. 00 1ffi
" "
/J "/ I
;' "/ _( Т
, , !f Т
/,
/ '
,
, /
, /,
V ' .
f .
102
10'
100
10 '
100
5 10'
5 102 kHz
Рис. 3.7. Данные для расчета потерь в
маrнитопроводе для феррита N27
56 rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
потери по вертикальной оси, а 1атем вычислить потери в маrнитопро
воде по формуле: '
р,. := Pv . V т .
(3.30)
Конечно, можно вооБПlе обойтись без rрафиков, воспользовав
шись проrраммой для расчета маrнитных характеристик, упомянутой
в rлаве 2.
3.4. Дроссели идеальные и реальные
Обычно принято считать, что катушка индуктивности имеет только
одну характеристику индуктивность, а значит, лишена паразит
ных (вредных) параметров. В маломошных устройствах силовой элек
.
троники типа стабилизаторов и модульных источников питания пара
зитные параметры правильно изrотовленных индуктивных элементов
пренебрежимо малы. Но коrда разрабатывается достаточно мощное
устройство (более 1 кВт), резонансные колебания, ызываемые пара
зитными параметрами, MOryт сильно ухудшить надежность схемы или
даже вывести ее из строя. Начинаюшему разработчику не стоит сразу
браться за разработку мошной техники, но если он твердо решил это
сделать, ему не обойтись без всесторонней про работки реальных ин
дуктивных элементов и поиска l1утей снижения неrативных последст
вий из за наличия мешающих параметров. .
В последнее время широко применяют я компьютерные. методы
моделирования внутренних схемотехнических процессов с помощью
nporpaMM PSpice, MicroCap, DesignLab, OrCAD и друrих математиче
ских пакетов. Пользоваться ими не очень сложно, в то же время они за
частую позволяют обойтись без дороrостоящеrо «живоrо» макетирова
ния. Для схемотехническоrо моделирования уже не существует препят
ствий в виде множества неучтенных параметров. Поэтому в этом
разделе имеет смысл рассмотреть реальный дроссель, что называется,
«во всем мноrообразии характеристик».
Маrнитная проницаемость Jl реальноrо ферромаrнитноrо материа
ла, как мы уже успели выяснить, конечна, поэтому маrнитный поток
замыкается в маrнитопроводе не полностью часть потока проходит в
воздухе, как показано на рис. 3.8. Эту часть маrнитноrо потока Фs Ha
зывают потоком рассеяния. Несмотря на то, что поток рассеяния не за
мыкается в маrнитопроводе, он все равно пронизывает виткИ катушки,
, а значит, начинает «работать» закон Фарадея, появляется.дополнитель
ная индуктивность.
Действительно, если мы взrлянем на рис. 3.9, то кроме собствен
ной (полезной) индуктивности реальною' дросселя Lo обнаружим па
разитную индуктивность рассеяния Ls, которая включена последова
rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 57
Маrнитоп 080
"
ту шка
J
Рис. 3.8. Поток рассеяния в реальном дросселе
r Ls i
ia i
Ее СО ge Lo
Рис. 3.9. Эквивалентная схема дросселя
с учетом паразитных параМ,етров
тельно с Lo. Кроме Toro, имеется активное сопротивление r обмоточ
Horo провода, проводимость gc, характеризуюшая тепловые потери в
маrнитопроводе и межвит овая емкость обмотки со. Хорошо видно,
что ток в реальном дросселе имеет две составляющих: индуктивную i ,
отвечающую за намаrничивание маrнитопровода и создающую Mar
нитный поток фо, и активную ia, учитывающую тепловые потери в
маrнитопроводе.
Элементы схемы замещения, по казан ной на рис. 3.9, Moryт быть
рассчитаны следующим образом:
а) собственная индуктивность Lo определяется по ранее BЫBeдeH
ной формуле (3.22) для индуктивности идеальноrо дросселя, с учетом
Tor'o, что при наличии высокой маrнитной про ни цаем ости маrнито
провода изменение ero конфиrурации (замена тороидалЬНОI'о типа на
Ш uбразный) при 'неизменных мине средней линии /ср и площади
поперечноrо сечения S практически не сказыва тся на величине Mar
нитноrо потока;
58 rлава з. о холостом ходе, rа6аритной мощности, зазорах...
б) проводимость потерь gc определяется по величи е суммарной
мощности потерь, рассчитанной по формулам (3.28), (3.29), (3.30), из
выражения:
Р П
gc == Е 2 '
, с
(3.31 )
при расчете не следует забывать, что проводи ость это величина, об
ратная электрическому сопротивлению;
в) активное сопротивление обмотки r в омах определяется исходя из
длины провода катушки; ее подсчитывают приближенно, умножая
число витков в катушке на длину ее среднеrо витка:
WPт/
r:=
Sпp ,
(3.32)
rде Рт удельное сопротивление материала про вода (меди), Ом'м;
1;' длина среднеrо витка катушки, м;
Snp площадь поперечноrо сечения ПрОБода, м 2 ; r
r) индуктивность рассеяния Ls в rенри рассчитывают, пользуясь
рис. 3.1 О, по приближенной оценочной формуле:
L I 2
S == Jlo w б,
, h '
н
(3.33)
rде h H высота намотки, м;
б толщина намотки, м;
д) межвитковую емкость обмотки СО в фарадах подсчитывают также
по приближенной формуле:
С == 1 6 .1'0 1I {jV 2 ( 3.33 )
о' т'
rде V m объем маrНИТОПровода, см 3 .
....
Рассчитав по приведенным
формулам реальные паразит
ные параметры, читатели CMO
ryт убедиться в их малости. Тем
не менее Б правильно спроекти
рованном индуктивном эле
менте эти паразитные парамет
ры сведены к минимуму ПЛОТ
ным прилеrанием обмоток к
маrнитопроводу, 'достаточным
поперечным сечением провода
обмотки.
hH
11
l
I
I
I
I
. . . . .I
Рис. 3.10. К расчету индуктивности
рассеяния дросселя
rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 59
3.5. Как работает трансформатор
, .
Рассказ об этом важном электротехническом устройстве мы начнем
с рис. 3.11, на котором условно показан двухобмоточный трансформа
тор. К первичной обмотке l (клеммы 1 2) с числом витков WI, актив
ным сопротивлением провода rl и собственной индуктивностью LI
дрикладывается переменное напряжение U 1 , создающее ток ;1' На BTO
ричной обмотке II (клеммы 3 4) с числом ВИТКОВ W2, сопротивлением
про вода r2 и собственной индуктивностью L 2 посредством изменяюще
rося маrнитноrо потока в сердечнике наводится ЭДС, создающая во
вторичной цепи ток ;2 и падение напряжения и 2 на наrpузке z. Между
обмотками Wz и W2 действует взаимная индукция, обусловленная пото
ком Фо. Мерой взаимной индукции служит так называемая взаимная
иНдуктивность М. Именно взаимная индуктивность отвечает за OCHOB
ное свойство трансформатора преобразование переменноrо элек
трическоrо тока. Она зависит от размеров обмоток, их взаимноrо pac
положения, прониuаем6сти маrнитопровола. Кроме Toro, в нашем
трансформаторе имеются потоки рассеяния Фls И Ф2s, сцепляющиеся
только со своими обмотками.
1
r1
U11
1
2
Рис. 3.11. Двухобмоточный трансформатор
з
1 u, z
1 .
4
Чтобы получить основные законы работы трансформатора, посту
пим так, как Э1:0 делается в электротехнике, запишем уравнения:
и . L di\ М d;2
\ = 'i 1 \ + \ d '
dt t
О и . L di2 М di\
:= 2 + r 2 ' 2 - t- 2 .
dt dt
(3.35)
,
(3.36)
. 60 rлава З. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
Введем понятие коэффициента трансформации, которым впоследст
вии будем постоянно пользоваться в наших расчетах:
w
п :::: .....1.
W 2
(3.37)
Сделаем и некоторые друrие обозначения, приведенные в табл. 3.3,
преобразуем уравнения (3.35) и (3.36) к виду:
U . L dil L dio
I :::: r. 1 ' 1 + I + О
s dt dt
(3.38)
О и ' ,., L ' d/; L dio
== 2 + r 2 1 2 + 2 О
dt dt
(3.39)
и обратим внимание на рис. 3.12, на котором показана так называемая
эквивалентная схема 'rрансформатора с параметрами вторичной обмот
ки, приведенными к обмотке' первичной.
Таблица 3.3. Фор улы приведения к эквивалентной схеме
Наименование Формула Номер
приведенноrо параметра приведения формулы
Индуктивность рассеяния первичной L 5 . = L. пM (3АО)
обмотки
Приведенная индуктивность рассеяния L;2 = L 2 n 2 пМ (3.41)
вторичной обмотки
Индуктивность намаrничивания Lo ;;: пМ (3.42)
... ......... .... ,
Ток намаrничивания маrнитопровода . . ;2 (3.4З)
'о ;;: '.
п
...................-
Приведенное сопротивление вторичной , 2 (3.44)
обмотки r 2 = r 2 n
... .................. .
Приведенный ток вторичной обмотки ., i 2 (3.45)
'2 =
п
.... .......................... .......................... ............................................. . ........... ..- ......... .... -
Приведенное напряжение вторичной ..
и; = и 2п (3.46)
обмотки
I
. ......:.::=-:::t """""n:::::r..:.:::.o::
Изучая эту эквивалентную схему, мы встречаем знакомые парамет
ры, которые рассм:аrривались в разделах, ПОСВЯlденным дросселям: ин
дуктивность намаrничивания Lo, проводимость активных потерь в Mar
,
НИТОПрОDоде go, собственные межвитковые емкости обмоток СО) и С О2 ,
rлава з. О холостом ходе, rабаритной мощности. зазорах... 61
Cl2
1 r1 LS1 11 "2 L's r'2 3
iJ.1 lU"
С01 С'02 z:
90 Lo
2 4
Рис. 3.12. Эквивалентная схема трансформатора,
приведенная к первичной обмотке
индуктивности рассеяния Lsl и L s2 ' Новый параметр это межобмо
точная емкость C 12 .
Наверняка у читателей уже появились вопросы, самый существен
ный из которых такой: «Зачем нужна эквивалентная схема?» Все дело
в том, что если бы коэффициент трансформации (3.37) всеrда был pa
вен 1, такой.,необходимости бы не возникло. Но подавляющее боль
шинство трансформаторов имеет коэффициент трансформации, OT
личный от 1 (как меньше, так и больше), а в таком случае анализиро
вать наrpуженный режим трансформатора в чистом виде, с реальными
напряжениями и токами крайне неудобно. Тем более что сутью иссле
дования трансформатора является изучение влияния вторичной об
мотки на первичную. Выручает прием приведения параметров эквива
лентной схемы к одной из обмоток Здесь параметры первичной об
мотки остаются неизменными, а вот параметры вторичной обмотки
требуют пересчета по формулам, обозначенным в'-табл. 3.4. Этими
формулами читателю придется пользоваться достаточно часто в прак
тических расчетах.
Пора разобраться в физическом смысле параметров эквивалентной
схемы. Вначале положим наrрузку вторичной обмотки равной беско
нечности, то есть отключим ее от обмотки. Также забудем на это время
о существовании межобмоточной емкости C l2 и собственной емкости
вторичной обмотки (702, полаrая их пренебрежимо малыми. Что у нас
получилось? Не правда ли, схема стала такой же, как и показанная на
рис. 3.9. Делаем вывод: трансформатор с разомкнутой вторичной об
моткой представляет собой обыкновенный дроссель. Ток первичной
обмотки i l в таком случае называется ТОКОМ холостою хода трансфор
матора. Чему он равен?
По правилу баланса токов в цепи, которое elue называется первым
законом Кирхrофа,- для схемы рис. 3.12 в общем случае работы TpaHC
форматора в наrpуженном режиме мы можем записать:
. . ", О
1) 10 12 = .
(3.47)
62 rлава з. о холостом ходе, rа6аритной мощности, зазорах...
Таблица 3.4. Формулы пересчета параметров вторичных обмоток
в первичную обмотку
r
\ Наименование
приведенноrо параметра
I ,. . .
I Лриве}1еНIIЫЙ ТОК вторичной обмаrки
1. ,П и енное напряжение втор чной об
мотки
Привеленная емкость вторичной обмотки
Формула Номер
приведения . ормулы
., ;7 (3.48)
1
2
п
.
и; = и 2 . п (3.49)
, '2 (3.50)
r 2 = r 2 . п
с' С 02 (3.51)
02
п 2
Z' = Z . п 2 (3.52)
L: 2 = L s2 . п 2
.." (3.53)
ПРlIведенное сопротивление вторичной
обмотки
' 1 Приведенный импеданс наrрузки вторич
ной обмотки
I
I Лриведен ая индуктивность рассеяния
вторичнои обмотки
Ib .
. в режиме холостоrо хода трансформатора, коrда ток ;2 вторичной
обмотки отсутствует:
1, = 10.
(3.54)
Поэтому в таком режиме ток первичной обмотки трансформатора
представляет собой ток, состоящий из тока iJ.l намаrничивания маrни
топровода и тока ;0 активных тепловых потерь на пt?ремаrничивание.
. Наrрузим вторичную обмотку сопротивлением с импедансом Z Как .
только ЭJ:О про изойдет , ток i) начнет увеличиваться, становится больше
тока io к нему начинает добавляться ТОК;ъ пересчитанный в первич
ную обмотку в соответствии с формулой (3.48). Вообще в реальном Ha
rруженном трансформаторе невозможно отделить ток холостоrо хода от
тока первичной обмотки. Нам в данном случае удобно считать, что ток
холостоrо хода в наrpуженном режиме никуда не пропадает, просто к
нему «в компанию» добавляется ток реакuии вторичной обмотки.
3.6. Трансформаторы идеальныe и реальные
А можно elue проще по казать работу трансформатора? Можно, но
I
ДЛЯ этоrо мы должны упростить ero эквивалентную схему, как показа
но на рис. 3.13, приведя ее к идеальному виду. Мы исключаем паразит
ныс емкосrи, потери на перемаrничивание и сопротивления обмоток, а
rлава 3. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 63
1 11 ;2 з 1 ;1 ;'2 з
lU1 . . Lr21 lU1 lU'2
""' L1 I L2 Z Lo Z'
2 4 2 4
а) б)
м
Рис. 3.13. Идеальный трансформатор (а) и ero эквивалеН1Ная схема (6)
индуктивность намаrничивания полаrаем бесконечной. Если вновь за
писать математические выражения, пользуясь таким же принципом,
каким мы воспользовались при составлении уравнений (3.35) и (3.36),
то в результате получим семейство очень полезных формул, приведен
ных в табл. 3.4.
Таблица 3.4. Основные соотношения в идеальном' трансформаторе
Наименование Соотнощение Номер формулы
Соотношение токов . ;2 (3.55)
1 =
п
Соотношение напряжений U 1 =и 2 .п (3.56)
Соотношение мощностей и, ';, = U 1 . ;2 (3.57)
Соотношение собственных .
индуктивностей L, = L 2 . п 1 (3.58)
Взаимная индуктивность M= LI.L2 (3.59)
,-
,
. Вообще то идеальные трансформаторы встречаются только в кни
rax. -Реальные же трансформаторы изrотавливаются из реальных MaTe
риалов, имеющих и потери на перемаrничивание, и омическое сопро
тивление, да и избавиться от паразитных емкостей не удается. Но это
не значит, что табл. 3.4 приведена «для KpacHoro словца». Оказывается,
что соотношениями (3.55) (3.59) в практических расчетах пользуются
постоянно просто напросто в инженерной'практике применяют из
вестные типы КОНСТРУКIlий трансформаторов, выбирая из ряда ту" KO
торая f:Iаиболее подходит для решения конкретной задачи. Разрабqтчик
заранее знает, что паразитные параметры получатся незначительными,
ими в ряде случаев можно просто пренебречь, иноrда отдельно pac
считать и скомпенсировать. О TO , какими методами достиrается KOM
пенсация, мы поrоворим далее, а сейчас наметим способы расчета па
разитных параметров трансформатора.
64 rлава з. о холостом ходе, rа6аритной мощности, зазорах... ,
Общая ИНДУКТИВНОСТЬ рассеяния трансформатора, приведенная к ero
первичной обмотке, рассчитывается по приближенной формуле, co
rласно рис. 3.14: .
L L L ' -е;р 2 ( д, + .12 J е: С ОКН 2
S == 51 + 52 == J..to W I Дl2 + J..to 6 W I ,
h H 3 h OKH .
rде .112 толщина зазора между первичной и вторичной обмотками;
ДI, .12 толщина соответственно первичной и вторичной обмо
ток;
h OKH высота окна маrнитопровода;
С ОКН ширина окна маrнитопровода.
(3.60 )
hH
f>.2
f>. 12
f>.1
Рис. 3.14. К раСчету индуктивности рассеяния
двухобмоточноrо трансформатора
Общая емкость обмоток трансформатора, приведенная к первичной
обмотке:
СО Со. + C 2 1,26 .10 II VVm [3,2( ::)' + 1,26 VV m (1 :: JJ (3.61)
Объем маrнитопровода V m нужно подставлять в СМ3, тоrда емкость
получим в фарадах.
Определение межобмоточной емкости C l2 в общем случае пред
ставляет собой достаточно непростую задачу, поэтому в этой книrе
было решено не приводить методики расчета. Если' читателю понадо
бится рассчитать ее, он может обратиться к книrе (12], rде этот вопрос
изложен подробно.
Коrда можно, а коrда нельзя пренебреrать паразитными параметра
ми? Здесь все очень индивидуально, то есть зависит от режимов, в KO
тором трансформатор работает, от материалов, из которых он изrотов
лен, и от ero конструктивноrо исполнения. Конкретные рекомендации
в стиле «делаЙ так, как написано» дать очень сложно. Тем не менее об
. r
r лава з. О холостом ходе, rа6аритной мощносrи, зазорах... 65
J
щие ПОДХОДЫ, достаточно неплохо изложены в (51, [121 и [231 и кратко
приводятся здесь. ,
В подавляющем БОЛЫlIинстве случаев нет смысла учиrывать индук
тивности рассеяния и емкости обмоток в импульсных преобразовате
лях с рабочими частотами до ]00 к[ц и напряжениями до ]00 В, вне за
висимости от Toro, в понижающем или повышающем режиме работает
преобразователь. Для снижения индуктивности рассеяния необходимо
добиваться как можно лучшей связи между первичной и вторичной об
мотками использовать тонкие изоляционные материалы, вести Ha
мотку как можно ШIотнее к маrнитопроводу. Для снижения паразит
ной емкости необходимо наматывать обмотки «виток К.витку», paBHO
мерно распределяя их по каркасу или маrнит пров ду.
3.7. О фазировке обмоток трансформаторов
Хорошо известно, что фаза напряжения на выводах дросселя и фаза
тока через ero обмотку разнесены во времени на четверть периода
(нуль напряжения совпадает с максимумом тока и наоборот) индук
тивный элемент «крутит фазу». В трансформаторе все иначе. Хотя в oc
нове работы трансформатора лежит закон электромаrнитной индук .
ции, В отношении фаз сиrналов здесь все иначе.
Попробуем провести простой экспери ент: наrрузим вторичную
обмотку трансформатора чисто активным сопротивлением. Мы заме
тим, что для нашеrо идеальноrо трансформатора напряжение на актив
ной наrpузке и ъ а значит, и ток i 2 будут совпадать по фазе с напряже
нием, приложенным к первичной обмотке. Эквивалентная схема дает
нам понять, что происходит в этом случАе: мы как бы увеличили наше
активное сопротивление в.п 2 раз в соответствии справилами пересчета
(табл. 3.4) и включили ero непосредственно к клеммам 1 2, на которые
подается первичное напряжение U 1 .
На принципиальных элек
трических схемах всеrда обозна
чают «начала» И «концы» обмо
ток трансформаторов. Начало
принято помечать точкой, как
показано на рис. 3.15. Эти rочки
обозначают «плюс» ЭДС, при
ложенных к обмоткам или воз
никающих в них. Вообще фази
ровка обмоток важное дело, с
которым нам придется еIl е не раз столкнуться «лицом К лицу».
Двухобмоточный трансформатор лишь один из возможных KOH
струкций трансформаторов. Достаточно часто встречаюrся мноrообмо
1 i,
i2 3
1 i,
з
u,l
2
е.. е 1
1 11 U2
4
u'l
11 U2 i
.О 4
12
2
Рис. 3.15. Фазировка обмоток
трансформатора
ЬЬ I лава . u холостом ходе, rаоаритнои мощности, зазорах...
1
r1
LS1
j,
j'2
L'S2
r'2
з
2
5
},
u'l u'l
Z'4 Z'з
Z'2
6
4
Рис. 3.16. Эквивалентная схема мноrообмоточноrо трансформатора
точные варианты, у которых несколько вторичных обмоток. Мноrооб
моточный трансформатор можно представить на эквивалентной схеме
(рис. 3.16) как множество параллельно соединенных наrрузок, пере
считанных в первичную обмотку, причем каждая через свой коэф
фициент трансформации.
3.8. О rабарИТJfОЙ МОЩНОСТИ И кпд
Первый шаr к конструированию трансформатора это .расчет
электрической мощности, которая должна быть передана из первичной
обмотки 130 вторичную. Идеальный трансформатор, который, как мы
знаем, является математической абстракцией, предполаrает передачу
бесконечной электрической мощности из обмотки в обмотку без по
терь. Реальный трансформатор не может передавать бесконечную
мощность, и, более Toro, появляются потери, которые следует вычесть
из полезнqй мощности во вторичной обмотке. В этом разделе нам
предстоит выяснить, каким образом обеспечить передачу необходимой
мощности в реальном трансформаторе.
, Формула (3.57) для реальноrо трансформатора должна быть CKOp
ректирована введениеМ потерь пр» трансформации электрической
мощности:
и, . i, == и 2 . i 2 + L Р", (3.62)
[де L Р" суммарные потери в. трансформаторе.
Очень важно определить rабариты трансформатора так, чтобы ero
наружная поверхность оказалась достаточной для передачи МОIЦНОСТИ
потерь, выделяемых в виде тепла, в окрУжающую среду. Пока будем
считать, что потери невелики.
, r лава з. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 67
и raK, полная МОЩНОСТЬ, подводимая к первичной обмотке "{paHC
форматора, без учета потерь в нем, определяется, с учетом (3.] 8):
== Ui. == 4k Ф fw.SВi.. (3.63)
Полная мощность, отдаваемая трансформатором в наrpузку, есть
сумма полных мощностей всех вторичных обмоток:
Р2 == tU;i; == 4k ф /sвt wJ;.
;=2 ;=2
(3.64 )
Введем понятие rабаритной МОЩНОСТИ трансформатора, определяе
мой как полусумма полной мощности, подводимой к первичной об
мотке, и полной мощности, отдаваемой в наrрузку:
Р;! == О,5(Р, + Р2) == 2k ф /sвt wJ;.
;=1
(3.65)
Введем еще одну величину, с которой в силовой электронике при
ходится часто иметь дело: плотность тока (j). Плотность тока численно
равна току, приходящемуся на 1 мм 2 поперечноrо сечения проводника
К примеру, для проводника площадью 5 мм 2 , через который протекает
ток 25 А, ШIотность тока paB a 5 А! мм 2 . Во всех обмотках трансформа
тора, включая первичную и вторичные, принято выбирать плотность
тока примерно одинаковой: .
. S ;.
1; == Il P .l,.
(3.66)
rде S p сечение провода j й обмотки.
Таким образом, формула (3.65) с учетом (3.66) значительно упро
щается:
Pz == 2k ф fSВS т j,
(3.67)
\
rде 5 т площадь «меди» В окне маrнитопровода.
В окно, имеющее площадь 50, можно заложить провод общей пло
. щадью Sm < 50' что показано на рис. 3.17. Поэтому имеем право ввести
коэффициент заполнения окна медью:
Sm
cr == 5 '
о
· (3.68)
rде 50 площадь окна маrнитопровода.
Значение коэффициента cr никоrда не может стать единицей уже в
силу Toro, что проводники имеют круrлое сечение. Но, кроме Toro, сле
дует учесть ТОЛIЦИНУ межслоевой и межобмоточной изоляции, пустоты,
связанные с неравномерностью намотки. С учетом приведенных об
68 rлава з. о холостом ходе, rа6аритной мощности, зазорах...
Grg]
Рис. 3.17. К расчету rабаритной МОЩНОСТИ
стоятельств коэффициент заполнения окна медью составляет
0,15...0,40.
Окончательно формула для rабаритной мощности записывается
так:
Pz = 2k ф f SS оВjcr.
(3.69)
Как видно из формулы (3.69), rабаритная мощность для KOHKpeT
Horo типа маrнитопровода не может быть выбрана бесконечно боль
шой/ поскольку ее оrpаничивают величина максимальной маrнитной
индукuии В и плотность тока в обмотках j.
Если с величиной маrнитной индукции все понятно, то почему мы
вынуждены оrpаничивать плотность тока в обмотках? Дело в том, что
поскольку обмоточные провода имеют пусть и небольшое, но активное
сопротивление, ток, протекающий по ним,' выделяет на активном co
противлении тепло и разоrpевает трансформатор. Чтобы не происхо
дил разоrрев обмоток выше допустимых норм, плотность тока нужно
оrраничить на уровне 3...5 А/мм 2 . Пр'актически это означает, что разра
ботчик должен выбрать соответствующее сечение провода или набрать
в виде пучка жил меньшей площади.
Еще одна интересная особенность rабаритной мощности ее зави
симость от чаСТОТ I. При повышении частоты масса трансформатора,
питающеrо одну и ту же наrрузку, снижается. Поэтому при проектиро
вании импульсноrо силовоrо устройства, если позволяет элементная'
база, лучше стремиться к повышению рабочей частоты преобразования.
В то же время поднимать частоту слишком высоко не рекомендуется
с ростом частоты, как мы знаем, растут потери в маrнитопроводе, силь
нее проявляется эффект вытеснения тока к поверхности проводника
(скин эффект).
Размер маrнитопровода выбирается из стандартноrо ряда с помо
щью условия, ЯВЛЯЮlllеrося следствием соотношения (3.69):
SS > р"
о 2k ф fВjcr'
(3.70)
rде Р Н мощность наrрузки.
r лава з. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 69
Произведение SSo важлый параметр, приводимый во мноrих
справочниках для ускорения практических расчетов. Мы видим, что
одному значению rабариrной мошности Moryт соответствовать разные
значения S и So. Трансформатор с большим окном и маленьким рабо
ч м поперечным сечением потребует для выполнения обмоток MHoro
медноrо про вода, а трансформатор с малым окном и большим попе
речным сечением получится rpомоздким. По опыту, наиболее удачны
ми получаются трансформаторы с примерно равными So и S.
Оrоворимся: расчет rабарит
ной мощности по формуле (3.69)
«работает» в условиях, коrда пе
,
ремаrничивание маrнитопровода
происходит двуполярным током.
В области силовой электроники
существует оrромный класс YCT
ройств, индуктивные элементы
которых перемаrничиваются oд
нополярными токами. При этом
индукция В изменяется в преде
лах (Br В тах ), но обратите
внимание она не может стать
меньше значения остаточной ин
дукции (рис. 3.18).
Размеры маrнитопровода для
TaKoro трансформатора определяются из соотношения:
'в
н
Рис. 3.18. Перемаrничивание в
условиях однополярных токов
.
SSo 2 .
kфf(В mах Br)J(J
(3.71)
Импульсные источники электропитания характеризуются высоким
(порядка 90...95 %) коэффициентом полезною действия (КПД) ПО этой
величине можно леrко оценить качество источника, определиrь ero Te
'пловой режим. Разработчику импульсной техники важно уметь оцени
вать КПД составных частей устройства.
Для трансформатора КПД определяется по формуле:
р
11== н
+L '
(3.72)
КПД мноrообмоточноrо трансформатора:
t
1l ;=2
t + t
;-=2 ;=1
(3.73)
70 rлава з. О холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
IIотери в обмоточных проводах суммируются как в первичной, так
и во вторичных обмотках это нужно учитывать.
При правильном выборе материала маrнитопровода, ero типораз
мера, аккуратной намотке кпд должен получиться высоким (около
95...98%), поэтому радиолюбите.1JЮ можно только «для интереса)} pac
считать КПД. Профессиональному разработчику расчет кпд TpaHC
форматора может потребоваться для указания ero в технических усло
внях, а также для расчета тепловоrо режима трансформатора.
На этом закончим наше первое знакомство с индуктивными эле
ментами. Мы вернемся к их расчету в rлаве, посвященной собственно
проектированию преобразователей. А сейчас разберем еще один HeMa
ловажный специальный вопрос.
3.9. Зачем зазор в маrнитопроводе?
I
Мы посвятили вопросу работы индуктивных элементов в условиях
однополярных токов отдельный раздел, поскольку начинающие разра
ботчики импульсной техники, взявшись за проектирование так назы
ваемых однотактных схем, проясняют ero зачастую слишком поздно,
коrда дым от сrоревшеrо источника питания уже рассеялся.
б
Фа
1 ;1 Фа U1 т
U1
.........., W1 SO
t и
2
t
О t=o
Рис. 3.19. К расчету влияния немаrнитноrо зазора
в данном слУчае неважно, что исследуется трансформатор или
дроссель В любом случае рассуждения будут аналоrичны. Итак, pac
смотрим замкнутый маrнитопровод, ноказанный на рис. 3.19, На KOTO
ром размещена обмотка WI. Обмотка возбуж,дается напряжением U 1 в
rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... /1
виде ОДНОIlОЛЯРНЫХ импульсов частотой/и длительностью t u . ПОI1ереч
ное сечение маrнитопро.вода обозначено традиционной буквой S, Ma
териал ферромаrнетик.
По закону электромаrнитной индукции, напряжение, приложен
ное к обмотке W), уравновешивается возникающей в ней эдс самоин
дукции:
dФо . dB
U 1 == W, == WIS ,
dt. dt
(3.74)
Выразим из этой формулы приращение индукции:
1
dB == Uldt.
w,S
Проинтеrpируем выражение (3.75) .по времени:
8(t) == f U,dt + 8(0).
w,S о
Как это и должно случиться, в формуле (3.76) появляется началь
ное значение индукции В(О), соответствующее моменту времени t == о.
Нам интересно оценивать не само значение ИНДУКЦИИ 1 а ее прираще
ние, то есть относительное изменение:
(3.75)
(3.76)
1 '
I:J.B(t) == B(t) В(О) == J U,dt.
. w,S о
Поскольку напряжение и) имеет форму однополярных прямо
уrольных импульсов, интеrрирование этоrо выражения приводит к
очень простому резуль та!у:
(3.77)
I:J.B(t) == U 1 ! .
w1S
Оказывается, индукция в момент действия импульса линейно на..
растает, и к моменту окончания импульса ее величина будет следую
щей:
(3.78) ,
I:J.B(t u ) == U1t и .
wlS
!еперь наrлядно рассмотрим процесс намаrничивания маrнито
провода по рис. 3.20.
Пусть до подачи nepBoro импульса маrнитопровод находился в
полностью размаrниченном состоянии (8 == О, Н == О). При воздействии
nepBoro импульса точка А перемеuщется по основной кривой намаrни
чивания, и в момент окончания импульса индукция достиrает значе
(3.79)
72 rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах...
в
BA=Br+f1B
АВ
АВ
АВ
..
Hc О +Нс\ Н2 Н
Н1 НА
Рис. 3.20. Цикл перемаrничивания ферромаrнетика
в условиях одно полярных ТОКОВ
ния В), paBHoro дВ. По достижении индукции значения В) напряжен
ность достиrает значения Н). После окончания импульса напряжения
намаrничивающий ток в первичной обмотке и напряженность внешне
ro маrнитноrо поля упадут до нуля. Однако вследствие наличия rисте
резиса точка А H вернется в начало координат. Двиrаясь по нисходя
щей ветви HeKoToporo частноrо rистерезисноrо цикла, она достиrает
положения, определяемоrо остаточной индукцией Br).
При воздействии следующеrо импульса индукция в маrнитопрово
де должна увеличиться снова на величину дВ и к моменту окончания
B oporo импульса будет иметь новое значение В 2 == Brl + дВ. Поэтому
при воздействии BToporo импульса точка А перемещается сначала по
восходящей ветви частноrо rистерезисноrо цикла на участке B rI В), а
затем по основной кривой намаrничивания до точки В 2 .
По окончании импульса, с уменьшением намаrничивающеrо тока,
точка А по нисходящей ветви HOBoro частноrо rистерезисноrо цикла
В 2 B r2 займет положение В== B r2 . При этом B r2 > B r1 , В 2 > B .
Процесс будет продолжаться до тех пор, пока точка А не достиrнет
положения В == Br При воздействии всех последующих импульсов точ
ка А будет перемещаться по ветвям частноrо предельноrо несиммет
ричноrо rистерезисноrо цикла, отмеченноrо на рис. 3.20 штриховкой.
Именно этот цикл и характеризует электромаr итные процессы в Mar
нитопроводе, протекающие под воздействием однополярных импуль
сов напряжения. О чем это rоворит? Чем выше для KOHKpeTHoro MaTe
риала величина остаточной индукции при равной величине индукции
насыlения,, тем меньше возможное приращение индукции, тем менее
эффективно .используется маrнитопровод.
Для работы в данном режиме следует выбирать материалы, обла
дающие как можно меНЫllей остаточной I1-ндукцией и как МОЖНО боль
rлава з. о холостом ходе, rабаритной мощности, зазорах... 73
шей индукцией насыщения. К сожалению, характеристик реальных
материалов таковы, что даже у самых лучших представителей класса
ферромаrнетиков остаточная индукция примерно равна половине ин
ДУКllии насыщения. Поэтому необходимо ПОЛЬJоваться друrими MeTO
дами снижения остаточной и.ндукции.
Еще раз обратим внимание на рис. 3.19. Теперь мы разрезали Mar
нитопровод, то есть ввели в Hero воздушный зазор 8, достаточно малый
по сравнению с длиной средней линиие ср , а также с линейными разме
рами сечения маrнитопровода. Поскольку величина зазора небольшая,
маrнитное поле в нем можно считать однородным. В силу закона He
прерывности маrнитноrо потока (сколько силовых линий «вошло»,
столько И «выйти» должно):
Ф О == Фа'
(3.80)
rде Фа маrнитный поток в зазоре.
Считая поперечное сечения маrнитопровода So равным поперечно
му сечению немаrнитной вставки Sa, а также исходя из определения
маrнитноrо потока:
BoSo == BfJSfJ == BS.
(3.81 )
Мы получили чрезвычайно важный закон: маrнитная индукция и в
зазоре, и в маrнитопроводе остается постоянной, следовательно, долж
на меняться напряженность поля, созданная индукцией В. Чтобы Ha
rлядно увидеть это, воспользуемся теоремой о циркуляции вектора Ha
пряженности:
;1 Wl == Hofo + Н[) 8,
[де Но напряженность маrнитноrо поля в маrнитопроводе;
Н[) напряженность маrнитноrо поля в зазоре;
8 величина зазора;
f! о протяженность ферромаrнитной части маrнитопровода
Напряженность маrnитноrо поля в маrнитопроводе може.т быть оп
ределена через индукцию по соотношению (3.15), из этоrо же COOTHO
шения также найдется и напряженность поля в зазоре с учетом прони
цаемости немаrнитноrо материала J.l = 1.
После подстановки в формулу (3.81) получаем:
;IW, = B.fo ( ! + J . (3.83)
J.lo J.l .fo
(3.82)
Упростим полученную формулу, используя наlllИ знания о прони
цаем ости реальных ферромаrнетиков, а также О. rеометрических разме
рах стандартных маrнитопроводов. В практических расчетах в качест
74 rлава з. О холостом ходе, rа6аритной мощности, зазорах....
ве fo можно брать длину средней линии f cp прямо из справочника, не
вычитая И,З нее длину зазора. Поrрешность TaKoro допущения будет
крайне маленькой. Итак, для J.l > 1000 и отношений протяженности за
зоров К длине средней линии маrнитопроводов не более 1 :200 мы при
ходим к весьма интересному выводу:
i,w, ., :o и} (3.84)
Обозначим как J.lc величину, называемую эквивалентной проницае
мостью маrнитопровода с зазором:
'ер
J.lc == .
о
(3.84)
Мы приходим к важному выводу, широко использующемуся на
практике: введе ие зазора снижает эквивалентную проницаемость Mar
нитопровода, и она становится приблизительно равной отношению
длин средней линии и протяженности зазора.
Что происходит с rистерезисным циклом маrнитопровода, в KOTO
ром введен зазор? Воспользова'вшись результатами расчетов, приве
денных в [24]; построим качественную картину. Как мы видим из
рис. 3.21, rистерезисный цикл без воздушноrо зазора это ли.ния 1.
Преобразованный цикл маrнитопровода с зазором линия 2. Мы как
бы ра тяrиваем петлю rистерезиса в направлении стрелок. При растя
жении она разворачивается BOKpyr точки «О», а остаточная индукция Br
спускается вниз, занимая положение 'Br,l' что значител номеньше Br.
Вообше, как показывают исследования, можно выбрать протяжен
ность зазора таким образом, что проницаемость J.lc не снизится на по
рядок по сравнению с J.l Такие зазоры принято называть оптимальны
ми. Однако размеры оптимальных зазоров составляют сотые доли мил
лиметра, что, конечно, вызывает значительные трудности при их
изrотовлении, да и температурная ст&бильность таких крохотных зазо
ров невысока. Наrреваясь, сердечник расширяется, поэтому зазор Ha
f
чинает «плавать». В реальных индуктивных элементах зазор снижает
проницаемость сердечника, и с этим приходится мириться. Принято
считать, что во сколько раз снизилась проницаемость блаrодаря BBeдe
нию зазора, во столько же раз упала и величина ост точной индукции.
Разработаны и более эффективные методы снижения остаточной
индукции 'без потери проницаемости, например, введение дополни
тельной ра:змаrничиваl()щей обмотки, называемой рекуперационной.
Это техническое решение можно увидеть в блоках строчной развертки
телевизоров. Поскольку для нормальноrо функционирования элек
ТрОННО ЛучеВОЙ трубки необходимо иметь напряжение величиной в дe
сятки киловольт, разработчики вынуждены бороться за сохранение BЫ
f лава::J U холостом ходе, rаоаритнои мощности, зазорах... I:J
B S 1
н
Bs= Bs1
Рис. 3.21. Влияние зазора на величину остаточной индукции
BS1 Bs
сокой проницаемости маrнитопровода строчноrо трансформатора,
чтобы снизить общее количество витков. Рекуперационный метод xo
рошо описан в литературе, поэтому интересующиеся cMOryт разобрать
ся в нем самостоятельно. Мы не будем рассматривать принцип рекупе
рации, поскольку он редко используется в источниках электропитания
и не слишком хорошо поддержан ассовой элементной базой. Сущест
вуют еще более сложные методы снижения остаточной индукции, Ta
кие, как, например, введение симметрирующих обмоток, специальных
бандажей. .
Промышленность выпускает специальные маrнитопроводы, в KO
торых уже есть маrнитный зазор. Например, исполнения с БОЗДУШНЫ
ми зазорами величиной 0,2...0,7 мм имеют КВ маrнитопроводы. Менее
распространены Ш образные и кольцевые типы с зазорами, но их при
желании тоже можно найти и приобрести. Важно отметить, что HeMar
нитный зазор можно сделать самостоятельно у разъемных маrнитопро
БОДОВ, проложив между половинками фторопластовую пленку, стекло
текстолит, слюду.
, .
/
rлава 4
ОДНОЖИЛЬНЫЙ хорошо,
мноrожильный лучше!
Скин..эффект и эффект близости пjJоводников.
Их влияние на потери мощности в индуктивных
элементах
...Я слышал, что лучше наматывать трансформатор МНО20Жильным пpoвo
дом вроде бы меньше 2реться будет. Решил вЗять монтажный провод там
МНО20 луженых жил, да и по площади сечения подходит... .
Из перепис"и
...В развитии какой либо темы есть смысл либо охватить ее полностью, либо
сориентировать читателя, дав ссылки на опускаемые фра2Менты. Например, в
конце 2Лавы о МНО20жильных проводах неплохо указать на источники сведениЙ,
чтобы Ifитатель обратился к ним за подробностями:.:
Из отзыво на первое издание
в этой небольшой rлаве мы опять будем rоворить о потерях мощ
насти, возникаюших в составных частях силовых высокочастотных
преобразователей электрическоЙ энерrии, а именно в обмоточных
проводах индуктивных элементов и монтажных соединительных про
водниках. Точнее, об увеличении потерь при прохождении по провод
никам переменноrо тока высокой частоты по сравнению с потерями
постоянноrо тока. Также мы поrоворим и о том, как снизить эти поте
ри. Учитывая пожелания читателеЙ, автор счел необходимым привести
HeMHoro теории.
4. 1 . Скин..эффект ., борьба с ним
, .
Обратите внимание на рис. 4.1, на котором схематически показан
проводник, по которому проходит переменныЙ ток ;(1). Этот ток в тол
ще проводника образует переменныЙ маrнитный поток Ф(I), который,
в СБОЮ очередь, индуцирует вихревые токи. Эти вихревые токи BЫTec
няют основной ток ближе к поверхности, полезное сечение проводни
, Лi:lf:ji:l ч. u,цНUЖИJIЬНЫИ J(U1JUШU, мпи, UЛ\УlпОПОIУ' пу"uл ; I I
I
Рис. 4.1. Распределение плотности тока по сечению проводника
ка уменьшается, растет' ero сопротивление, активные потери увеличи
ваютс,Я. Явление носит название скин эффекта. Плотность тока j, pac
пределенная по сечению проводника, показана на том же рисунке:
хорошо видно, что сердцевина провода вообще не задействуется для
протекания тока.
Сопротивление проводника при протекании через Hero переменно
ro тока, вычисляется по формуле:
,R э == kgR,
(4.1)
rде R сопротивление проводника постоянному току;
kg коэффициент добавочных потерь.
Соответственно, задача определения R э сводится к двум шаrам: оп
ределению сопротивления проводника при протекании через Hero по
стоянноrо тока и определению коэффициента добавочных потерь при
протекании переменноrо тока частоты f
Плотность тока на любом расстоянии z от поверхности проводника
определяется из выражения:
/Щ jee i sin( rot }
..
(4.2)
rде je плотность тока у поверхности проводника;
ro круrовая частота тока.
Введем понятие эквивалентной rлуБиныI проникновения тока в
толщу проводника, условно считая, что по всей rлубине проникнове
'.
-..
I й . 1 лава 4. идножильный хорошо, мноrожильный лучше!
ния плотность тока остается неизменной. Эта rлубина определяется из
выражения:
л = с р
;'. f . a '
(4.2)
rде a абсо ютная маrнитная проницаемость материала проводника;
р удельное сопротивление проводника, Ом.м.
rлубина проникновения л зависит от температуры: при ПQвышении
температуры она уменьшается, как показано на рис. 4.2, а значит, pac
тут добавочные потери. Тем не менее, это увеличение добавочных по
терь незначительно, поэтому им обычно пренебреrают.
л 0,1
См
0,01
"""'- .........
........... .....
.......... .....
i'..: :::::-- .......
...."" ......1Q.o°{'
.......
::--..... .....
....... .......
0,001
10 кrц
100 юц
f
1 мrц
Рис. 4.2. Эквивалентная rлубина проникновения ')..
Как известно, наиболее часто в качестве материала для выполнения
обмотки индуктивных элементов служит :медный нровод. С учетом это
ro, мы сможем упростить формулу (4.2) следующим образом:
75
л = П .
(4.3)
Подставляя частоту Б r и, мы получим rлубину проникновения
в мм. Расчет ведется ДЛЯ температуры окружающей среды 25 "с.
о А теперь рассмотрим варианты, которые Moryт встретиться на
практике. Приборный монrаж зачастую представляет собой множество
так называемых уединеНIIЫХ проводов, которые связывают составные
части устройства, например, тра сформатор и силовые транзисторы.
Эти провода Moryт быть как одножильными, так и состоять из несколь
ких жил. Если проводник (одножильный или мноrожильный) разме
щен в маrнитопроводе, ro для расчета добавочных потерь, cTporo rOBO
ря, нужно пользоваться друrой методикой, добавляя потери, связанные
rлава 4. Одножильный хорошо, мноrожильный лучше! 79
с эффектом близости ПрОБОДНИКОВ. Об эффекте близости мы nor9Bo
рим дальше. .
, Итак, для одножильноrо уединенноrо проводника круrлоrо сече
ния диаметром d"p коэффициент добавочных потерь рассчитывается по
формулам:
а) случае d пp < 2л' (что соответствует низким частотам):
k. 1 + о,ООВ( d; J; (4.4)
б) в случае d пp > 2л' (что соответствует высоким частотам):
kg == 0,25 + 0,25 d пp + 0,188 . (4.5)
л. d пр .
, - .
Чтобы уменьшить коэффициент добавочных потерь, обмотки мощ
ных индуктивных элементов наматывают мноrожильным проводом,
каждая жила KOToporo изолирована от остальны.. Отдельные жилы He
обходимо скрутить по всей длине провода. Изоляция отдельных про
водников приводит к тому, что сечение мноrожильноrо провода запол
иено медью не полностью, а лишь частично, с коэффициентом запол
нения меньше единицы.
При общем числе проводников в проводе N между диаметром
жилы d s и диаметром мноrожильноrо провода d пp существует прибли
женное соотношение: '
d 0,71.d пp
s JN .
(4.6)
Коэффициент добавочных потерь мноrожильноrо провода:
,{ d ) 4 ( d ) 2 ( d ) 4 .
kg == 1 + 0,001 Л,S, 0,002 :Z: ; .
\
(4.7)
в практических расч тах удобнее пользоваться заранее рассчитан
ными значениями коэффици нта kg. Обшая рекомендаuия заключается
в выборе для намотки про вода из проводников ,с kg для данной частоты
не более 1,1. Методика здесь может быть такой: ВО IIеРБЫХ, опреде
литься со значением рабочей частоты импульсноrо устройства; BO BTO
рых, определить диаметр одиночноrО"проводиика в соответствии с pe
комендацие:i1; ..з третьих, определить число жил; мноrожильноrо прово
да, разделив требуемую площадь проводника на плошадь выбранноrо
провода и окруrлив полученное значение в -болыпую сторону.
В табл. 4.1 приведены расчетные значения kg для разных рабочих
частот и диаметров d l1P одиночных проводников.
80 rлава 4. ОДНОЖИЛЬНЫЙ хорошо. Мноrожильный лучше!
Таблица 4.1. Значения коэффициента добавочных потерь
для одиночных проводников
"O. ' . - .. - . .
Частота Значение kg для одножильноrо проводника диаметром d пp ' мм
' . -- - - -- _. .
. кrц 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2
, ,
500 2,37 2,12 1,85 1,59 1,32 I.,13 1,026
, ,
400 2,16 1,93 1,67 1,46 1,21 1,083 1,0
- - . . ,
300 1,9 1,7 1,48 1,3 1,14 1,06 1,0
. .
250 1,76 1,57 1,38 1,23 1,1 1,034 ) ,0
200 1,6 1,43 1,27 1,2 1,083 1,03 1,0
150 1,4 1,28 . 1,11 1,072 1,0 1,0 1,0
100 1,3 1,24 1,08 1,025 1,0 1,0 1,0
75 1,24 1,097 1,06 1,0 1,0 1,0 1,0
50 1,065 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0
20 1,014 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0
Кроме Toro, что дробление проводника на изолированные жилы
позволяет снизить потери, связанные со скин эффектом, мноrожиль
ный провод лучше поддается изrибам, с ним удобнее работать при Ha
мотке любых трансформаторов и дросселей, наконец, он менее дефи
цитен. }
4.2. HeMHoro 06 «эффекте близости»
Этот эффект имеет те же причины, что и скин эффект воздейст
вие высокочаСТQтноrо переменноrо маrнитноrо поля, вызванноrо пе
ременным током большой частоты. Но проявление ero иное: оно за
ключается в том, что вытеснение тока к поверхности происходит не в
собственном проводнике, а в соседнём. Эффект блйзости приводит к
появлению дополнительны потерь мощности, которые отсутствовали
в уединенных проводниках, J:I характерен для индуктивных элемен
тов дросселей и трансформаторов.
Обратим внимание на рис. 4.3, на котором показан разрез MHoro
слойной обмотки индуктивноrо элемен ra, по которой протекает ток
, ;(t) большой частоты. Условно считаем, что диаметр провода d пp , KOTO
рым обмотка намотана, MHoro больше эквивалентной rлубины IIрО
,никновения тока А.
rлава 4. ОДНОЖИЛЬНЫЙ хорошо, мноrожильный лучше! 81
z
...
... ЗФ
...
(!) (!) (!) Зi
3
2;
... 2Ф
...
(!) (!) 2;
2
;
... ф
(!) ,
1
j
Рис. 4.3. Эффект близости в обмотках индуктивных элементов
Слой 1 наиболее близко прилеrает к маrнитопроводу, COOTBeTCT
венно, следующие слои все более и более от Hero удаляются с ростом
номера слоя. Плотность тоКа в слоях} распределяется так, как показа
но на рис. 4.3.
Оценка тепловых потерь в обмотке индуктивноrо элемента, HaMO
TaHHoro одиночным проводом на маrнитопроводе из ферромаrнитноrо
материала, производится по коэФФиuиенту добавочных потерь и BЫ
\
числяется по формуле:
d4 2
k 1 О 067 пр' т
g +, л 4 '
( 4.8)
rде т число слоев про вода в обмотке.
Для вычисления степени влияния эффекта близости мноrожильно
ro про вода, состоящеrо из N изолированных жил крутлоrо сечения, He
обходимо во<;пользоваться следующей формулой:
k 1 + О 11 N . т 2 . d: ( 4.9 )
. g , л 4
В заключение добавим, что более подробно о скин эффекте и эф
фекте близости читатели CMOryr узнать из книr [12], [25], [26], [27].
rлава 5
Старый добрый биполярный
- 1;
ОСОРСННРСТ" раБОТl;I1 бl1flОЛЯРНl;IlХ траН3 И С7;ОР"В
в ключевом. режиме_ перспективы их применения
в изделиях силовой электроники
... Что то никак не МО2У я понятЬ 7 что происходит: база МОЩНО20 транзисто
ра управляется хорошими пРЯМОУ20льниками с ровными фронтами и спадами 7 а на
выходе получаю ерунду фронт завален, спад здорово затянут. То ли транзистор
открываться не хочет быстро, то ли закрыться ему что то не дает...
Из переписки
...я из БОЛ2арии и прошу простить за плохой русский. Попробал сделать мощ
ней ключ с транзистором по подобие импульсных выпрамителы и 2енераторы
строчной развертки, но после тО20 как «прО20рел» несколько КТ837 я отказался...
Из отзывов на первое издание
Еше, совсем недавно биполярный транзистор занимал ведушее по
ложеНl1е в области иловой электроник , наряду С тиристррами. Он
явился ОСНОБОЙ схемотехнических решений, поэтому именно с учетом
ero особенностей строились все известные преобразователи электриче
ской энерrии мощностью от единиц ватт до единиц киловатт и питаю
шим напряжением от 3 до 380 В. Ныне биполярный. тран истор вче
рашний день силовой электроники. Во всем мире идет стремительный
отказ от этоrо элеме та и переход к использованию новых полупровод
никовых силовых приборов. Однако «биполярники» еще встречаются в
современных проф ссиональных и радирлюбительских конструкциях.
Поэтому нелишне рассказаТ1> в этой rлаве р бl1ПОЛЯРНЫХ транзисторах,
а также назвать причины, по которым их использование в силовой
электронике сеrодня стало бесперспективным дедом.
5.1. Ключевой режим биполярноrо транзистора
Идеальных электронных компонентов не бывает, однако часто Ta .
кие идеальные модели I1СПОЛЬЗУЮТ в литературе, чтобы показать ДOCTO
инсrва и недостатки р альных компонентов. ИМПУJ1\> ная СlЩрвая TeX
ника иноrда называется ключевой, поскольку реrулирующие силовые
rлава 5. Старый добрый биполярный
83
элементы работают в так называемом ключевом режиме. Это означает,
что сопротивление ключа становится то бесконечно большим, то близ
ким к нулевому. Для работы в ключевом режиме важно, чтобы элемент
как можно бь стрее переключался из одното состояния в друтое, не BЫ
ходил из строя в любых режимах работы устройства, включая аварий
ные, имел возможность леrко управлять своим сопротивлением.
Биполярные транзис:rоры на протяжении нескольких десятилетий
используются в роли ключевоrо элемента. Однако, как любой неиде
альный элемент, биполярный транзистор имеет оrраниченные возмож
ности. Чтобы спроектировать надежную схему импульсноrо источни
ка, нужно хорошо представл ть себе эти оrраничения. Mь не будем
подробно рассматривать особенности работы биполярноrо транзисто
ра в ключевом реж ме, а кратко пробежимся по необходимым для
практики сведениям. .
. БиполярныЙ транзистор в электронных схемах выполняет функ
цию усиления тока. Степень ето управляемости описывается следую
щим известным выражением:
i K == h 2/i б ,
(5.1)
. .
тде h 2/ коэффициент усиления по току;
i б ток базы (ток управления);
;1\ ток' коллектора (ток силовой цепи).
Формула (5.1) представляет так называемый линейный режим рабо
ты, широко использующийся во всевозможных усилителях сиrнCL'lОВ.
Линейная область работы биполярноrо транзистора хороша тем, что
позволяет, управляя сравнительно небольшим током. базы, реrулиро
вать значительный ток наrрузки, подключенной к коллектору. Макси
мальный ток коллектора ik тax, который MO HO получить В классиче
ской схеме активной коллекторноЙ наrрузкой, равен:
. и п
lk max = R '
н
(5.2)
rде и п напряжение питания силовой цепи;
R H СОПРОТl1вление активной наrрузки.
I
Максимальному току коллектора соответствует максимальный ток
базы iб тах, что следует из (5.]). Дальнейшее увеличение тока базы не
приведет к увеличеНИJ? тока коллектора, ПОСI<альку rранзистор уже Ha
ходится на [рани своето насыщения.
Что такое состояние цасышения? Лучше Bcero характеризовать. этот
режим, представив транзистор в виде двух диодов, aK показано на
рис. 5.1. Соrласно рис. 5.1, й, на котором показано ненасыщенное co
стояние транзистора, диод VDl закрыт, так как потенциал коллектора
84
rлава 5. Старый доорый оиполярныи
+
+
Uб
закрыт
Un
Un
Рис. 5.1. Биполярный транзистор в ключевом режиме
а) транзистор ненасышен; б) транзистор насыше,н
выше потенциала базы. В состоянии насыщения (рис. 5.1, б) транзи
стор можно перевести, «подняв)} потенциал базы выше потенциала
коллектора с помощью, например, соответствующеrо включения ис
точника напряжения И б в цепи базы. В этом случае произойдет отпира
ние диода VD 1, через коллекторный переход пройдет ток и транзистор
войдет в насыщение. Если потенциал базы сравняется с потенuиалом
коллектора, что эквивалентно простому замыканию базовоrо вывода
на коллекторный вывод, диод VD 1 открыт не будет, однако такой pe
жим транзистора имеет особое название поrраничное состояние.
В принципе, поrраничное состояние используется в силовой импульс
ной технике, но реже, чем состояние насыщения, поскольку потери на
ключевом элементе в поrраничном режиме растут, а значит, общий
КПД преобразователя снижается.
Степень насыщения транзистора принято оценивать коэффициен
том насыщения отношением максимальноrо тока базы в поrранич
ном режиме i б тах к реальному току i б , подаваемому в базу в насыщен
ном СОСТОЯНI:1И. Разумееrся, ero значение всеrда больше единицы. Ko
эффиuиент насыщения принято нормировать на стадии разработки
схемы импульсноrо устройства так как от ero величины зависят дина
мические характеристики схемы, о чем мы скажем ниже. Обычно зна
чение коэффициента лежит в пределах 1,5...2,0.
16 1
QHGC == > .
'6
"
(5.3)
Чем значительнее будет насыщен транзистор, тем меньшее напря
жение «коллеКТОР ЭМИ1Тер» удастся получить у Hero, тем меньше будут
тепловые потери. Однако чрезмерное насышение с коэффициентом
более 2,0 чревато неприятностью: в т?ком состоянии rлубокоrо насыще
ния база транзистора накапливает большое количество неосновных HO
сителей, которые задерживают выключение транзистора.
rлава 5. Старый добрый биполярный
85
Чтобы удобно было анализиро
Barb работу транзистора в области
насыщения, заменим ero эквива
лентной схемой, показанной на
рис. 5.2. Покажем идеальную часть
транзистора в виде идеальноrо
ключа Кл, введем, сопротивление
R HOC , на котором падает небольшое
напряжение, определяемое током,
проходяшим через ключ. Напряже
ние на насышенном ЮIюче в экви
валентной схеме определяется сле
дуюшим образом:
Коллектор
Uкэ нас
E '
кл
Эмипер
Рис. 5.2. Эквительная схема
транзистора в режиме насыщения
u КЗ НОС = ;kRHOC + Е 1\3'
(5.4 )
rде R HOC активное сопротивление насыщенноrо ключа;
Е"з источник ЭДС напряжением 0,1...0,5 В.
Оrоворимся, что в справочниках по параметрам транзисторов при
нято приводить не параметры элементов эквивалентной схемы, а инте
rральный параметр значение напряжения насыщения и"3 HOC при за
. .
данном токе коллектора.
Еще один режим работы тран
зистора, относяшийся к ЮIючево
му, носит название режима отсеч
ко. Перевести транзистор в режим
отс.ечки Можно приложением меж
ду базой и эмипером обратноrо
, напряжения и 6 , тем самым «под
пирая» диод VD2, как показано на
рис. 5.3.
В режиме отсечки также можно
построить эквивалентную схему,
заменив транзистор разомкнутым
идеальным ключом', как показано на рис. 5.4. В данном случае транзи
стор имеет близкое к бесконечному сопротивление R oтc и небольшой
ток утечки р n перехода i ym ' В справочных данных для режима отсечки
приводятся обратный ток базы ;,,60 и обратный ток коллектора ;"30. Об
ратный ток базы, стекая по базовой цепи управления (рис. 5.5), может
приоткрывать транзистор, поэтому рекомендуется «подтяrивать» базу к
эмитrеру с помошью сопротивления R"60 номиналом несколько co
тен Ом. В промышленных схемах источников питания эти резисторы
всrречаются часто. Иноrда их вводят внутрь транзисторов на стадии
изrотовления.
+
Uб
RH
Un
Рис. 5.3. Биполярный транзистор
в режиме отсечки
86
rлава 5. Старый добрыЙ бип.олярный
к
;ут
ROTC
I
,
I
I
I
I
I
\v
к
;...бо
кn
i...:ю
у
э
Рис. 5.4. Эквивалентная схема
транзистора в режиме отсечки
э
Рис. 5.5. Способ исключения
самопроизвольноrо открытия
Рассмотрим ситуацию, коrда транзистор, включенный по схеме с
обшим эмипером (рис. 5.6), пере водится из состояния отсечки в co
стояние насыщения прямоутольным ИМПУ!1ЬСОМ U бэ С идеальным фрон
том, включенным в момент времени 10' После подачи импульса ток
базы i б нарастает также MrHOBeHHO. Но ток коллектора достиrает ycтa
новившеrося значения i" нас не сразу же после появления тока базы
Как видно из рис. 5.6, 8, проходит некоторое время, называемое BpeMe
нем задержки включения I зад , по истечении KOToporo ток коллектора i"
начнет нарастать. Причина задерж\(И включения кроется в инерцион
ности носителей электрическоrо заряда требуется затратить время,
чтобы эти носители «раскачать». После окончания «раскачки» ток кол
лектора плавно нарастает и, после истечения времени I Hap , называемоrо
временем нарастания, достиrает устаНОВИБшеrося значения iK HaC' CYM
мируя эти временные интервалы, мы получим время включения транзи
стора:
I
lвкл == I зад + I Hap ,
(5.5)
rде lвкл время включения транзистора.
В справочниках по конкретным типам транзисторов 'обычно Не
разделяют время задержки включения и время нарастания, а приводят
время включения.
При выключении транзистора на ero базу в данном случае подается
отрицательное напряжение, в результате чеro'ток базы меняет CBO Ha
правление (рис. 5.6, 6). Пока происходит рассасывание неосновных HO
сителей заряда в базе, напряжение «база эмипер» сохраняется неиз
,
менным, ток коллектора также практически не меняет cBoero значе
ния. Этот процесс занимает eKOTopoe время, которое называется
временем рассасывания lpac. После окончания процесса рассасывания
происходит уменьшение тока базы и тока коллектора за время спада (сп'
Спад тока коллектора начинается одновременно со спадом тока базы и
rлав 5. Старый добрый биполярный
87
Uбз
t
а) ItO
I
1
1 +Un
1
I Напряжение
1 "база эмипер"
iб I
I
I
t
б)
т ок базы
I
1
I
I
i K 1
1
I
I
I t cn
+ 1
;к нас I Т..ок
1 коллектора
1
1
1 t
в)
U кз
Напряжение
"коллектор эмиттер"
r)
t
tэ
Рис. 5.6. Временные диаrраммы коммyrационных процессов
в биполярном транзисторе
заканчиваются они почти одновременно. Суммарное время называется
временем выключения транзистора:
(вык == (рас + (сп ,
(5.6) .
rде lвык время выключения транзистора.
В справочных данных обычно ПРИБОДЯТ времена спада и paccacы
вания, измеряемые при выходе транзистора из поrраничноrо режима.
Запирание транзистора при измерениях этих параметров всеrда пас
вв
r лава 5. Старый добрый биполярный
сивное, то есть обратное напряжение не прикладывается, а база про
сто замыкается ,на эмипер. Как показывает практика, при пассивном
запирании время рассасывания увеличивается, но с ЭТИМ мирятся, по
с.кольку этот режим не требует для своей реализации ,дополнительных
элементов, а потому lllИрОКО используется в импульсной силовой cxe
мотехнике.
В табл. 5.1 приведены параметры скорости коммутации для наибо
лее часто встречаюшихся отечественных силовых биполярных транзи
сторов. Если у читателя возникнет желание более подробно познако
миться со справочными данными, он может заrлянуть в книrу [28].
Таблица 5. 1 . Примерbl отечествеННblХ БИПОЛЯРНblХ СИЛОВblХ
транзисторов
Тип Проводимость t Bкn , мкс t pac , мкс t cn ' мкс
КТ812А п р п 0,1 1,0 0,22...1,3
КТ841А п р п 0,08...0,3 0,8...1,0 0,06...0,5
КТ84 7 А n p n 0,5 - 3,0 1,5
КТ856А n p n 0,08...0,5 2,0 0,5
.
КТ878А п р п 0,17...0,4 0,8...2,5 0,15...0,5
2Т885А n p n 0,1...0,5 2,0 0,25...0,5
КТ8127А п р п 0,7...1,0
Как уже было сказано, ,величина времени рассасывания сильно за
висит от степени насыщения транзистора. Минимальное время BЫ
ключениЯ транзистор имеет в режиме работы, близком к поrраничному
насышению. Для ускорения рассасывания иноrда используют paCCMOT
ренный нами режим инверсии управляюшеrо напряжения, коrда при
кладывается отрицательное напряжение (рис. 5.6, а). Однако .прикла
дывать к переходу «база эмипер» транзистора большое обратное Ha
пряжение опасно, так как может произойти пробой р n перехода.
Максимальное обратное напряжение «база эмипер» указывается в
справочниках и обычно не превышает 5...6 В.
А если под рукой нет справочника или сведения в нем далеко не
блешут полнотой? Тоrда можно воспользоваться некоторыми эмпири
ческими формулами, II03ВОЛЯЮЩИМИ, подставив в них rpаничную час
тоту работы транзистораJ;р и коэффициент насьпцения QHOC' определить
время включения, выключения и рассасывания для режима пассивноrо
запирания.
rЛ8ва 5. Старый добрый биполярный
89
Расчет' времени вкЛючения производится по формуле:
t 6КA = 1 ln Hac
2п . h p q нос 1
./
(5.7)
Время выключения можно определить по формуле:
1
1 вкл = 0,7
2п . h p
Время рассасывания рассчитывают по формуле:
1 1 q нос + 1
f рас n 2 .
2п . f p
Какие выводы можно сделать, прочитав этот раздел? Их достаточ
но MHoro, и все они не в пользу биполярных транзисторов. Во пер
вых, что означает наличие у транзистора значительноrо времени BЫ
ключения, составляющеrо, как видно из табл. 5.1, величину порядка
4...5 мкс? То, что «биполярники» плохо «работают» в так называемых
двухтактных схемах, о которых мы будем rоворить позже. Затяжка BЫ
ключения приводит к разноrо рода трудностям при повышении часто
ты преобразования выше 30 Krti. Малый коэффициент усиления мощ
ных транзисторов и высокий ero технолоrический разброс, составляю
щий у разных партий до 10, заставляют при проектировании схемы
задавать избыточные базовые токи, что требует мощной схемы управ
ления, снижает КПД преобразователя в целом. .
Специфика работы биполярноrо транзистора в импульсных схемах
такова, что реальная коллекторная наrрузка практически никоrда не
бывает чисто активной, а значит, она по разному наrружает транзи
стор в разные моменты времени. Из формул (5.1) и (5.3) следует, что
уменьшение коллекторноrо тока вводит транзистор в состояние еще
более rлубокоrо насыщения, а это причина дополнительноrо увели
чения времени выключения. Поэтому схемы управления биполярны
ми транзисторами всеrда имеют сложный и запутанный вид, с обили
ем диодов, трансформаторов, резисторов и конденсаторов, поскольку
требуется обеспечивать форсирование процессов рассасывания и за
крывания. В конечном итоrе усложнение схемы всеrда приводит к по
нижению надежности.
Работа с импульсными преобразователями, построенными на би
полярной элементной базе, часто вызывает разочарование у радиолю
бителей. Как правило, преобразователи с низким входным напряжени
ем сильно наrреваются, а над сетевыми источниками питания прихо
дится «колдовать» очень долrо, отправляя в мусорное ведро транзистор
за транзистором, прежде чем схема начнет работать более менее устой
чиво. Доказательством тому служит очень оrраниченное количество ce
(5.8)
(5.9)
90
rлава 5. Старый добрый биполярный
тевых импульсных источников питания, разработанных радиолюбите
лями и опубликованых в радиолюбительской литературе, эти схемы
на основе «биполярников» можно пересчиtать по пальцам.. Низко
вольтные радиолюбительские импульсные стабилизаторы встречаются
чаще, но li:eHaMHoro. В профессиональной технике импульсные преоб
разователи используются достаточно давно. Мало Toro, существуют
технические области, rде отказ от их использования влечет за собой He
,
возможность выполнения поставленной задачи, к примеру, в авиации,
космонавтике, в разработке малоrабаритной автономной аппаратуры.
Поэтому «биполярники» все, равно трудились в промышленных преоб
разователях, правда, их схемотехника часто являла собой настоЛько
«накрученные» решения, что разобраться в них моrли лишь сами раз
работчики.
Существует, пожалуй, единственный случай, коrда импульсные
источники электропитания на основании чисто биполярной базы ы
пускались и продолжают выпускаться, не снижая темпов, десятками
миллионов. Речь идет о питании массовых персональных компьюте
ров. Эти блоки, входяшие в состав «пентиумов», настолько отработа
ны, что их схемотехника претерпела лишь незначительные изменения
I
на протяжении десятка лет. Познакомиться с ними можно, например,
в книrе [29].
5.2. Пара,Ллепьное включение транзисторов
. Параллельное включение оДнотипных элементов для увеличения
их общей наrрузочной способности давно известный в хемотехнике
прием. Так поступают с резисторами, конденсаторами, дросселями,
вторичными обмотками трансформаторов и БО мноrих дрyrих случаях.
Точно так же можно включать параллельно биполярные транзисторы,
однако это включение .имеет некоторые особенности, о которых мы
сейчас будем rоворить.
В мощных импульсных источниках питания, в коллекторных цепях
которых проходят токи, непосильные для одиночных транзисторов,
широко пользуются преимуществами параллельноrо включения тран
зисторов. В этом случае общий ток распределяется между отдельными
транзисторами приблизительно одинаково.
Однако j)ешение задцчи «в лоб», то есть непосредственное соеДИ,не
ние электродов «база к базе», «коллектор К коллектору», «ЭМИ rrep к
эмитrеру» не проход"т токи распределяться равномерно в этой схеме
не будуr, и вот почему. Разберем на примере.
fIредположим, что мы соединили параллельно транзисторы VТI и
VТ2, как показано на рис. 5.7, а.
rлава 5. С!арый добрый биполярный
91
к
к
б
VТ2 Uкэ
Ет;n УЕтах
\"
э
а)
б)
Рис. 5.7. Параллельное соединение транзисторов (а)
и эквивалентная схема (6)
Проанализируем эквивалентную схему этоrо соединения (рис. 5.7, б)
в режиме насыщения.' Пусть транзистор VТl имеет минимально воз
можный параметр E тiт равный 0,1 В, а VТ2 максимально возмож
ный Е тох , равный 0,5 В. Сопротивления транзисторов в открытом co
стоянии считаем примерно одинаковыми, напряжение U КЭ в СОС1.'оянии
насышения можно узнать из справочника оно одинаково ,для обоих
транзисторов. К примеру, для транзистора КТ812 напряжение насыще
ния составляет 0,6 В (типовое значение). Составляя математические
выражения для данной эквивалентной схемы, мы можем' получить
формулу:
lmax = U кэ E min
lmin U кэ Еmах
(5.10)
Если в полученное выражение подставить все числовые значения,
ro окажется, что ток через транзистор VТl будет примерно в 5 раз боль
Ше, чем ток через транзистор VТ2. Друrими словами, мошность, pac
сеиваемая транзистором VТl, будет в 25 (!) раз больше, чем мощность,
рассеиваемая тран'зистором VТ2. Предполаrая разделить ТОКИ' пополам,
в результате мы получили пятикратный небаланс токов, что, вне всяко
ro сомнения, приведет к ВЫХОДУ из строя транзистора VТl.
Чтобы избежать неприятностей, связанных с небалансами токов, в
эмитrерные цеп транзисторов включают выравниваюшие резисторы с
небольшим сопротивлением, как показано на рис. 5.8, а.
Эквивалентная схема параллельноrо включения двух транзисторов
приведена на рис. 5.8, б. В ней нет смысла раскрывать «внутренности»
так, как это быIоo сделано на ис. 5.7, б, а взять из справочника макси
мальное и минимальное значения напряжения насыще ия И нос min И
И нос тох В предположении, что мы соединяем «наилучший» И «наихуд
шиЙ» транзисторы. Резисторы R э устанаl}ливаются одинаковыми.
92
rлава 5. Старый добрый биполярный
к
'...
б
UK3
Uкэ
Rэ
uHac mnнac max
Rэ
э
а)
б)
'Рис. 5.8. Выравнивание токов с помощью дополнительных резисторов
Значение максимальноrо тока i тax определяется так:
и кэ и кэ miп
lmax :;=
R э
(5.11)
Значение минимальноrо тока i тiп :
и кэ . и кэ mах
lmin =
R э
(5.12)
Разбаланс токов' в эмиперных цепях:
д; = i max i min
и кэ mах U кэ miп
R э
(5.13)
Сопротивление выравнивающих резисторов:
R = и кэ mах и кэ miп .
э л'
ul
(5.14)
Расчет сопротивления выравнивающих резисторов необходимо Ha
чинать с определения допустимоrо разбаланса токов д; в эмиперных
цепях транзисторов. Эта величина может составлять около 10% от HO
минальноrо среднеrо тока,. ПРОХО,fJящеrо через транзистор. Скажем, для
двух транзисторов при обшем токе 1 О А средний ток через каждый
транзистор будет 5 А, допустимый разбаланс 0,5 А. Затем по форму
ле (5.14) вычисляется сопротивление R э . Для упомянутоro транзистора .
КТ812 в данных условиях сопротивление составит 1 Ом.
.
Преимущества TaKoro метода очеВИДНI;>I: во первых, он позволяет
провести расчет для любоrо количества транзисторов, а BO BTOpЫX, что
rлава 5. Старый добрый биполярный
93
не менее важно, не нужно подбирать в каждый эмипер свой рези
стор, как это иноrда предлаrается в литературе.
Следует отметить, что на выравнивающих резисторах рассеивается
дополнительная мощность, а значит, снижается КПД преобразовате
ля. Однако с этим приходится мириться. В силу Toro, что в расчетах
приняты «наихудшее» И «наилучшее» значения напряжения насыще
ния, токовыравнивающий резистор рассчитывается как бы с запасом
. сопротивления. Реально, взяв партию транзисторов, измерив это Ha
пряжение при протекании постоянноrо рабочеrо тока, определив MaK
симальный разбаланс напряжений и рассчитав сопротивление по фор
муле (5.14), возможно несколько уменьшить величину эмиперных pe
зисторов. Подробно такая методика приведена в книrе [ЗО].
, 1 .
Существуют и более сложные методы симметрирования токов, ис
пользующие в качестве выравниваюших элементов специальные соrла
суюшие трансформаторы, включаемые в эмиперы соседних пар TpaH
зисторов. Этот способ, по мнению ero изобретателей, более эффекти
вен с точки зрения КПД, но в силу сложности расчета остается за
рамками данной книrи. Интересуюшиеся MOryт познакомиться с ним в
книrе [З1], поскольку в планы автора этой книrи не входит подробный
рассказ об особенностях проектирования импульсных устройств на би
полярных транзисторах.
,
5.3. Так ли хорош составной транзистор?
Составной или так называемый «дарлинrrоновский» транзистор
часто встречается в технике линейных усилителей, поскольку обладает
рядом сушественных преимуществ по сравнению с одиночным транзи
стором , среди которых rлавным является высокий коэффициент уси
ления. Великий соблазн для разработчика импульсной техники состоит
в желании использовать этот замечательный элемент в качестве сило
Boro ключа, ведь большинство одиночных силовых транзисторов имеет
'коэффициент усиления по току порядка 10...20. Если, скажем, в сило
вой цепи необходимо получить ток порядка 1 О А, нужно обеспечить
протекание в цепи «база эмипер» тока порядка 0,5...1 А. То ли дело co
ставной транзистор в этом случае, казалось бы, можно обойтись и
десятками миллиампер. Схема управления источником значительно
упрошается, повышается ее КПД, надежность...
Такое решение проблемы с обеспечением малазатратноrо упраВЛе
ния силовыми транзисторами лежит, что называется, «на поверхно
сти», И начинаюший профессиональный разработчик, равно как и pa
диолюбитель, не минует этой идеи. Не миновала она в свое время и aB
тора книrи. Правда, в данном случае ПРИlllЛОСЬ всерьез разбираться с
последствиями воплощения идеи в жизнь. 3аключалась проблема в
94
rлава 5. Старый добрый биполярный
слеДУЮlдем: при параллельном соединении составных биполярных
транзисторов типа КТ834А выравнивающие рез-Исторы были рассчита
ны по правилам, оДнако все равно происходил крайне неравномерный
проrрев корпусов транзисторов и даже выход наиболее HarpeTbIx экзем
пляров из строя.
Чтобы уяснить себе причины столь печальноrо результата, нам He
обходимо вернутся к модели транзистора, состояшей из двух диодов,
как показано на рис. 5.9. Транзистор VТl леrко можно перевести в co
стояние насыщения, задав потенциал ero базы, как полаrаеrся, выше
-. .
потенциала 'коллектора. В то же время потенциал базы транзистора
VТ2 не может стать .выше потенциала коллектора: в процессе открытия'
транзистор VТl только «подтяrивает» базу транзистора VТ2 к коллекто
ру, следовательно, ero коллекторный переход не открывается и транзи
стор УТ2 не переходит в состояние насыщения.
Более Toro, в данном случае нельзя пользоваться приведенной выше
методикой для расчета выравнивающих резисторов. Более тонкий pac
чет, основанный на анализе разброса ко ффициентов усиления' по
току, показывает, что величина этих резисторов должна составить He
сколько десятков Ом, что, конечно, неприемлемо для мощной схемы.
к
б
UK3
э ·
Рис. 5.9. Модель COCTaBHoro транзистора в ключевом режиме
Вывод из всей этой истории такой: если разработчик решил созда
вать схему на основе силовых биполярных транзисторов, ему необхо
димо с предельной аккуратностью отнестись к р?зработке управляю
щих цепей, поскольку именно от их качества зависит работоспособ
ность Bcero устройства.
А еще один вывод диктует разнообразная современная элементная
база. Раныпе, коrда речь шла о преобразовании больших МОIцностей, у
инженера не было особоrо выбора, и он пускался на различные ухищ
рения,. чтобы использовать биполярные транзисторы. Теперь, с появ
лением альтернативы в Биде силовых полевых приборов, о биполярных
транзисторах МОЖНО,вообще забыть... Но об э!ом мы поrоворим в сле
дующей rлаве.
1 Jldl::Jd;J. \J/d/JЫИ дuvрыи ОИПDЛЯРНЫИ
.
b
5.4. Предельные режимы биполярноrо
....раНзис....ора
Последнее в данной rлаве, на что хотелось обратить внимание чи
тателя, касается перечня причин, по которым биполярные транзисто
ры, работающие в импульсной технике, выходят из строя. Какпоказы
вает практика, при разработке электрической схемы импульсноrо YCT
ройства очень важно определиться ,с максимально ДОПУСТИМЫМИ
напряжениями и токами, максимальноЙ рассеиваемой мощностью и
допустимой температурой корпуса транзист<?ра.
Любой радиоэлемент имеет область"допустимых рабочих парамет
ров, превышение kото!'ых приводит 1< выходу ero из строя. Биполярные
транзисТОры подвержены трем видам пробоя р n пере одов:
'а) TOKOBoro при превышении максимально допустимоrо тока
коллектора;
б) лавинноrо при преВЫШении максимально допустимоrо напря
жения «коллеКТОр ЭМИТТер»;
В) тепловоrо при превышении максимально допустимой темпе
ратуры p n nepexoдa.
Существует два ВИДа пробоя: nервичиый и вторичный. Первичные
токовые, лавинные и тепловые пробои обратимы, то есть после их воз
никновения, диаrностики и снятия причиньt возникно ения работо
способность биполярноrо траНЗИСТора МОЖет быть восстановлена, так
как транзистор в данном случае не теряет управляемости: ero можно
перевести в режим отсечки, снять питающее напряжение, включить
средства охлаждения, например веНТИЛЯТОр. ВТОРИЧJ:IЫЙ пробой TpaH
зистора происходит спустя некоторое время (оБыноo 10...100 мкс)
после разВития первичноrо пробоя. Этот процесс характеризуется
. стремительным неуправляемым нараСТанием тока коллектора, уЛрав
ляемость транзистора теряется, происходит проплавлеl ие полупровод
НИКа. После воздействия вторичноrо пробоя биполярный транзистор
можно смело отправить в мусорное ведро восстановлению он не
подлежит.
Несколько слов о названных тип?х первичноrо пробоя и о способах
их предотвращения. Лавинный пробой связан с БЫСТРI;>IМ размножени
ем носителей заряда в обратносмещенном р n переходе «коллек
тор база» при превышении допустимой величины напряжения «кол
лектор эмитrер», обозначаемой в справочных данных под рубрикой
«предельные параметры».
. В схемах импульсных преобразователей базовые электроды сило
вых транзисторов практически всеrда соединяются с эмитrерными
электродами через не.болыпие резисторы сопротивлением 50...100 Ом
Этот схемотехнический прием повышает напряжение лаВИННОI о про
, ,
96
rлава 5.' Старый добрый биполярный
боя, поскольку обраЗyIOшиеся в результате развития пробоя носители
заряда скапливаются в базовой области, вызывая приток заряда из об
ласти эмиттера, что в конечном итоrе увеличивает ток коллектора. Но
упомянутый резистор обеспечивает удаление заряда из области базы,
предотврашая лавинное нарастание величины заряда. Кстати, обычно
в справочниках предельная величина напряжения, «коллектор эмит
тер» ук-азывается с оrоворкой в виде величины сопротивления резисто
ра «база эмипер» (R бэ ), при котором измерение проводилось. Читате
лю нужно запомнить, что при уменьшении сопротивления этоrо рези
стора напряжение лавинноrо пробоя увеличивается и достиrает
максимума при подключении базы непосредственно к эмиперу. ,
Причина тепловоrо пробоя кроется в наличии выделения тепловой
мошности на р n переходе. 'Этот процесс в нормальном режиме работы
идет медленно, однако с ростом температуры кристалла внутри полу
проводника образуется все больше подвижных носителей заряда, pac
тут токи утечки и в какой то момент полупроводник становится обыч
ным проводником В нем исчезает р n переход. Если не принять мер
к снижению температуры кристалла, произойдет ero проплавление в
режиме вторичноrо пробоя. В основном эти меры сводятся к расчету
охладителя и будут рассмотрены нами в следующих rлавах. В справоч
ных данных обычно принято указывать предельную рабочую темпера
туру кристалла или окружающей средыI.
Особенностью импульсных схем является работа силовых биполяр
ных транзисторов в режимах, близких к предельным, особенно в части
температуры р n переходов. Чтобы транзисторы не выходили из строя,
в справочниках при водятся так называемые rpафики области макси
IK
1
,А 1 O/J
/ I "
/ / I II
..... .......... ""'- tи=)С I
МК
....... ........ "-..! c .
,.............. 10 rs "" k"d'
Статический Dежим C ........ 1'0... ......... ...-'
............. ::::- .......... <.
'I\. "
'\ 4
,'- ...... ./
/
'-
"'"
5
,/
"'"""- ""/1
В
15
10
0.1
0,01
0,001
1 2, 4 5 6 81 О 20 40 60 100 200 400600 Uкэ
Рис. 5.10. Область максимальных режимов транзистора KT841A
rЛ8ва 5. Старый добрый биполярный
97
мальных режиМОВ. На рис. 5.1 О показан типовой rрафик для транзисто
ра КТ841А. На rрафике отдельно выделен статический режим работы,
остальные линии относятся к импульсным режимам. Область макси
мальных режимов оrраничена пятью линиями. Линия « 1» rpаница
максимально допустимоrо тока коллектора; линия «2» rраница MaK
симально допустимой мошности рассеяния; линия «3» rраница зоны
вторичноrо пробоя; линия «4» rpаница максимально допустимоrо
прямоrо напряжения «коллектор эмитrер»; линия «5» rpаница MaK
симально допустимоrо обратноrо напряжения «коллеКТОр ЭМИ1Тер».
Хорошо видно, что при уменьшении длительности TOKOBoro импульса
область максимальных режимов расширяется.
Еше раз повторимся, что биполярные транзисторы ныне исполыу
ются В импульсной силовой технике все реже и реже. Их место активно
занимают транзисторы MOSFET и IGBT, имеющие несомненные Tex
нические преимушества.
rлава 6
()сновы тепловых расчетов
Общие подходы к расчету тепловых режимов силовых
элементов. Методы обеспечения блаrоприятных
тепловых режимов
",
...Размеры радиаторов я прикинул приблизительно, по размеру радиаторов в
блоке питания компьютера. Блок питания в компьютере рассчитан примерно на
200 ватт, значит, исхожу из мощности свое20 блока питания и размеры paдиaтo
ра беру пропорционально. Если будет мало, возьму радиатор побольше...
Из переписки
...В свое врем!, недооценил необходимость тепловых расчетов при разработке
источника питания на 150 ватт, радиатор «На 2Лазок» сделал. Уже при мощности
80 ватт тра,нзистор сильно на2ревается, приходится е20 вентилятором обду
вать...
Из отзывов на первое издание
I "
Нам уже Не раз приходилось rоворить о том, что силовые элементы
импульсных устройств рассеивают значительное количество тепла,
или, rоворя проше, наrреваются. К этим элементам относятся и TpaHC
форматоры, и дроссели, и транзисторы, и выпрямительные диоды, и
микросхемы. ПереrpеБ любоrо элемента выше допустимоrо уровня oд
нозначно приводит к выходу ero из строя, поэтому для отвода тепловой
мощности обычно предусматривают охладитель. Но взяв первый по
павщийся «под PYKY) радиатор, «на rлазок» оценив ero теплоотводяшие
I способности, можно сильно просчитаться, и этот просчет станет pOKO
, БЫМ дЛЯ схемы. Поэтому вопросам расчета конструктивных парамет
ров радиаторов посвяшается отдельная rлава.
6. 1 . Как оценить тепловой режим элемента
,
Начало исследований распространения тепла в веществе относится
к эпохе НЬ'ютона. С тех пор ПрОПIЛО достаточно времени, чтобы пере
вести :знания из чисто научной плоскости в плоскость инженерную, то
есть создать типовые расчетные методики.
rлава 6. ОСНОВЫ теПЛОВ,?IХ расчетов
99
с чеrо нужно -начинать тепловой расчет? Необходимо разработать
теrmовую модель Bcero электронноrо устройства или ero отдельных
астей. Создание точной тепловой модели, учитывающей все возмож
ные нюансы, задача достаточно сложная. Поэтому в тепловых расче
тах пользуются упрощенными моделями, в которых тепловьщеляющие
элементы и охладители Заменяются. их, !1РОСТЫМИ эквивалентами со
стандартными характеристиками.
Пока представим . себе некоторую paB
номерно наrретую поверхность, имеюшую
температуру 1;, а также дрyryю поверх
ность с тем ературой 1], также равномерно
проrpетую. Учтем, что первая поверхность
имеет более высокую температуру, чем
вторая, следовательно, между этими по
верхностями будет про исходить пере нос
тепловоrо потока, а именно, _ тепловой по
ток 1>; устремится от первой поверхности
ко второй, как показано на рис. 6.1.
Динамика процесса такова, что первая
поверхность будет остывать, а вторая
наrреваться. Но этот процесс не происхо
дит бесконечно: в какой то момент BpeMe
ни между поверхностями образуется теп
ловое равновесие и дальнейшие изменения прекратятся. Для состоя
ния тепловоrо равновесия можно записать следующее уравнение:
Rj"
<D
@
.... 1 ' 1: Ti
,/ ""'-
.
Pj
Tj
Tj >Tj
Рис. 6.1. Обобщенная
\
тепловая модель
т Т. = PR.. ,
, J , IJ
( 6.1)
rде Rij так называемое тепловое сопротивление.
Вам ничеrо не напоминает формула (6.1)? Попробуйте заменить
разницу температур на разность электрических потенциалов, тепловой
поток на силу электрическоrо тока, а тепловое сопротивление на
электрическое сопротивление, и вы получите форму записи зако
на Ома для участка цепи. Аналоrия эта чисто формальная, но она по
зволяет понять тепловые режимы элементов электрических схем, поль
зуясь хорошо извеСТНЫМI1 соотношениями.
А теперь поrоворим о том, что же такое тепловое сопротивление. Те
читатели, кто хотя бы собирали обычный трансформаторный блок пи
тания с МОIЦНЫМ реryлирующим транзистором, наверняка знают, что
от 1'oro, нас.колько хорошо прижат силовой транзистор к радиатору, бу
дет зависеть температура ero HarpeBa. Транзистор, прижатый к ровной
и чистой поверхности радиатора будет равномерно проrpеваться BMe
сте с радиатором и хорошо отдавать тепло, в то время как неровная, по
КРaJпенная краской и, rрязная рабочая поверхность под транзистором
100
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
препятствует теплопередаче. Транзистор в этом случае раскаляется
если не докрасна, то обязательно до шипения под влажным пальцем.
[ладкая и чистая поверхность металла имеет небольшое тепловое co
противление, а rpязная, окрашенная и неровная высокое.
Определение тепловоrо сопротивления rлавная задача тепловых
расчетов. Для разных элементов и конструктивных деталей эта задача
решается по разному. В последующих разделах мы рассмотрим, как pe
шить эту задачу для полупроводниковых приборов И индуктивных эле:-
ментов.
6.2. ТеПЛОВbI реЖИМbI \
ПОЛУПРОВОДНИКОВblхприборов
\
Типичная конструкция силовоrо полупроводниковоrо прибора,
будь то диод, транзистор или специализированная мощная микросхе
ма, показан на рис. 6.2. Полупроводникj Uuпctioп) установлен на теп
лопроводяшую подложку проводящеrо или непроводящеrо типа, KOTO
рая друrой стороной выходит на поверхность корпуса с (case) прибора.
Температура полупроводника обозначается символом .. Температура
полупроводника и температура корпуса не равны друr друry, поэтому
между полупроводником (кристаллом) и корпусом имеется некоторое
тепловое СОПР,отивление Rth..JC «кристалл корпус» (индекс th обозначает,
что сопротивление носит тепловой xapaKT p, а не электрический). Be
личина этоrо сопротивле ия для KOHKpeTHoro полупроводниковоrо
прибора приводится в справочных данных.
Корпус прибора прилеrает к радиатору s (silk heat). Между корпу
сом и радиатором также имеется некоторое тепловое сопротивление
Rth cs «корпус радиатор». Величину этоrо тепловоrо сопротивления «дo
быть» несколько сложнее она зависит от состояния прилеrающих
поверхностей, от наличия или отсутствия электроизоляционной под
ложки между корпусом и радиатором. ,
Тепловая энерrия не исчезает она должна рассеиваться в OKpy
жаюшую среду, обозначенную на рис. 6.2 буквой а (aтbieпt). Поэтому
для выполнения расчета необходимо также З\lать тепловое сопротивле
иие Rth sa «радиатор среда». Поверхность радиатора в подавляющем
большинстве случаев контактирует с воздухом, теплопроводность KOTO
poro невысока. Пространство BOKpyr радиатора проrpевается хорошо,
но естественная конвекция довольно неспешно удаляет наrpетый воз
дух и заменяет ero более холодным. Поэтому для снижения тепловоrо
сопротивления «радиатор среда» применяют принудительную вентиля
цию в виде всем знакомото вентилятора в компьютерном блоке пита
ния, который периодически начинает тромко шуметь и раздражать OK
ружающих. Не так давно принудительное охлаждение стали применять
rлава 6. Основы тепловых расчетов
101
'7
:l5
:1:
8.
Q)
r:
&:;
&:;
n!
U
:s:
о-
n!
о
g
r:
..о
o:t;
n!o
:z: :z:
t: )(
n!o-
a.>
:z: m
00
C
I
Корпус @
Радиатор 0 .
@
Рис. 6.2. К расчету тепловоrо режима полупроводниковых приборов
для охлаждения «сердца» настольноrо персональноrо компьютера
процессора. А там, [де принудительная вентиляция нежелательна или
просто недопустима, приходится устанавливать крупный радиатор. Для
улучшения теплоотдачи поверхность радиатора стремятся сделать как
можно больше ero ребрят и покрывают электрохимическим crioco
бом в черный цвет. Если тепловыделение элемента настолько высоко,
что не удается снизить ero температуру даже при помощи вентиляторов,
применяют жидкостное охлаждение. Радиатор в этом случае представ
ляет собой сложную конструкцию с rерметичными каналами, через KO
торые прокаЧJ1вается вода или масло. В радиолюбительской практике
едва ли удастся применить этот метод, но профессиональн?я мощная
техника допускает в определенных условиях жидкостное охлаждени.е.
Расчет тепловоrо сопротивления
«радиатор среда» это отдельная
инженерная задача, решение KOTO
.рой зависит от конфиrурации радиа .
тора, способа ero установки в прибо
ре, наличия или отсутствия прину Т а
дительноrо охлаждения, и об этом
мы поrоворим чуть позже, а сейчас
составим типовую тепловую модель
соrласно рис. 6.3.
Р п
Rth sa
Rth cs
Rth c
Tj"
Рис. 6.3. Схема расчета тепловых ,
режимов
102
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
На приведенной модели мы видим уже знакомые нам параметры,
соединенные между собой в виде электрической схемы. Температура
кристалла, соrласно этой модели, вычисляется из выражения:
= + (Rth jC + Rth, cs + Rth sa) ' (6.2)
rде Р п полная мощность потерь в полупроводниковом элементе.
Мощность потерь Р п необхо
димо вычислить при разработке
конкретной лектрической схемы,
а температура окружающей среды
То 'обычно задается в пределах
25...30 ос. Таким образом, по фор
муле (6.2) вычисляется требуемое
тепловое сопротивление Rth 50 «pa
диатор среда» и разраб тьiвается
конструкция радиатора. Типичный
радиатор с оребренно поверхно
стью показан на рис. 6.4.
На практике часто встречается
ситуация, коrда к одному радиато
ру прикрепляется несколько полу
проводниковых приборов. Расчет
ная схема для TaKoro случая пока
зана на рис. 6.5.
ИНОfда можно вообще обой
тись без радиатора. Чтобы прове
рить такую возможность, в справочных данных при водится еще одно
тепловое сопротивление Rth,.jo «кристалл среда». Температура кристал
ла в данном случае оценивается по формуле:
,
, т
1
, .J#:;
,,;/-'"
e ';>'
'. ,':'
"
"B: .
..;.у\':
,1
J
. }:-
. ' ".
" .' ,,', t" '< ' ' ':' ,,; \{;{i"
;; '..,.. ih .". ','. '" "
Рис. 6.4. Типичный радиатор
с оре(5ренной поверхностью
-i-..-
J:
; .
= + Rth ja .
(6.3)
Случаи, коrда' разработчику в целях электробезопасности требуется
изолировать корпус радиатора от полупроводниковоrо прибора, не
столь редки. Конечно, разработаны специальные изолированные KOp
пуса, и такие модификации можно приобрести, но они обладают xyд
шими показателями теплопроводности. Однако более известен и попу .
лярен у разработчиков друrой путь применение теплопроводящих
электроизоляционных прокладок. Данный способ подходит к любым
транзисторам, которые возможно устанавливать на радиаторы. Заме
тим, что в справочных данных указываются тепловые сопротивления
для случая непосредственноrо контакта корпуса с радиатором. Если мы
намереваемся использовать прокладку , нужно скорректировать тепло
rлава 6. ОСНОВЫ тепЛОВblХ расчетов
103
вое сопротивление Rth cs, добавив к нему тепловое сопротивление про
кладки:
Rth CS = Rth CSJпP + R'h P' (6 4)
rде Rth cs cпp тепловое сопротивление «корпус радиатор», взяrое из
технической документации на конкретный прибор;
Rth"'p тепловое сопротивление про кладки.
Tj1
Tj2
Рп1
Рп2
Та
Рис. .5. CxeM расчета тепловых режимов в случае установки нескольких
приборов на оцном радиаторе
в табл. 6.1 приведены скорректированные тепловые соПротивления
Rth cs се/вт) для двух видов массовых корпусов.
Таблица б. 1 . Значении CYMMapHoro сопротивления
сскорпус радиатор» .
/
Тепловое сопротивление Rth CS с прокладкой
Тип Анодированный Оксид
корпуса Термопленка Слюда алюминий бериллия
(0,051 мм) (0,076 мм) (0,51 мм) (1,5 мм)
TO 3 0,52 0,36 0,28 0,18
TO 220 2,25 1,75 1,25 1,15
,
,
А как быть, если у разработчика имеются друrие ТОКОИЗОЛИРУЮlпие
материалы, если они имеют друryю толщину или тип корпуса прибора
отличается от указанноrо в табл. 6.1? В этом случае нам необходимо ca
мостоятельно вычислить тепловое сопротивление'прокладки. В расче
тах мы используем результат, полученный для так называемой Heorpa
104
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
ниченной плоской однородной стенки. С большой степенью точности
прокладку можно сопоставить этой модели, так как ее толщина MHoro
меньше остальных двух размеров. Тепловое сопротивление в этом слу
чае вычисляется так:
ь
R =
р л.s'
р
(6.5)
rде Ь р толщина прокладки;
л. коэффициент теплопроводности, Вт/(м,ОС);
Sp площадь одной стороны прокладки.
Коэффициент теплопроводности при водится в справочниках по
электротехническим материалам. В табл. 6.2 содержатся сведения о KO
эффициентах теплопроводности некоторых электроизоляционных Ma
териалов, которые часто ИGПОЛЬЗУЮТСЯ в производстве силовой элек
тронной техники.
Таблица 6.2. КоэффициеНТbI теплопроводности некоторых
материалов
Материал Коэффмциент
теплопроводности, ВТ /(М. ОС);
Паста КПТ 8 0,70...0,75
Полимет лсиликсан .. 0,12...0,16
fерметик Эластосил 11 01») 0,70...1,0
Слюда 0,43...0,60
Текстолит 0,23...0,33
,
f етинакс 0,18...0,25
-
Стеклотекстолит 0,17...0,18
Сеrодня материалы, приведенные в табл. 6.2, за исключением,
, пожалуй, пасты КПТ 8, применяются в целях электроизоляции pa
диаторов редко, так как им нашлась отличная альтернатива в виде
полимерных листовых материалов. Один из таких материалов выпус .
кается белорусской фирмой «(Номакон» по техническим условиям ТУ
РЕ ]4576608.003 96 под названием «(HOMaK.oH GS». Это электро
изоляционный материал, теплопроводн<?сть KOToporo превосходит Te
rтопроводность ранее известных материалов, что позволяет повысить
эффективность оrвода тепла от HarpeTbIx силовых элементов. По
скольку материал эластичен, в момент прижатия силовоrо элемента к
радиатору .он заполняет неровности и шероховатости, обеспечивая
rлава 6. ОСНОВЫ теПЛОВblХ расчетов
105
дополнительный тепловой контакт. Стоимость материала невысока,
при наrpевании он не выделяет врер.ных и rоксичных веществ. Xa
рактеристики «HOMaKoH GS» приведены в табл. 6.3.
Таблица 6.3. Основные характеристики материала ccHOMaKoH GS))
-
Характеристика. . Единицы Значение
измерения
-
Удельное объемное сопротивление Ом'см 1014
Теплопроводность BTj(M'OC) 1...2
Пробивное напряжение кВ 3,0
.
TaHreHC уrла лотерь на частоте 1000 rц ( 4...4,5).10 3
Рабочая температура ос 0...+250
Толщина мм 0,22
Номенклатура выпускаемых тотовых изделий, приведенная на
рис. 6.6, может быть дополнена самостоятельцым изrотовлением про
кладок под имеющиеся корпуса. Фирма выпускает листы размерамИ
220 х 140 мм, 140 х 135 мм, поэтому не составит особоrо труда приме
нять эти изделия в своих конструкциях, как профессиональных, так и
радиолюбительских. Приобрести прокладки можно во мноrих фирмах,
торrующих радиокомпонентами.
Тип 1А4229
Тип 1А3521
35
Рис. 6.6. Номенклатура электроизоляционных прокладок
фирмы «Номакон»
6.3. Законы теплообмена
Прежде чем приступиrь к конструктивному расчету радиаторов для
охлаждения силовых полупроводниковых приборов, необходимо pac
сказать о том, какими способами распространяется тепло в веществе.
Как показывают исследования, существует три способа ето распро
странения: конвективный, посредством излучения и кондуктивый.
1Uб
r лава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
Конвекция
Озадачимся таким вопросом: зачем мы дуем на только что припа
янный к печатной плате про водник? Мы отлично знаем, что припой
. быстрее затвердеет, поскольку поток воздуха отводит тепло.
Конвективный теплообмен между твердым телом и rазообразной
(жидкой) средой в общем случае подчиняется закону I-Iьютона
Рихмана: '
1'" == а kSs(I: 'I:),
_ (6.6)
rде Р п тепловая мощность потерь, которую радиатор должен pacce
ять в окружающем пространстве;
,5s эффективная площадь поверхности радиатора;
1: температура радиатора;
Та температура окружающей среды;
а к коэффициент конвективноrо теплообмена между радиато
ром и средой.
Внимательно посмотрев на соотношение (б.б), мы можем прийти к
выводу, что величина, обратная произведению площади поверхности'
радиатора на коэффициент теплообмена, нам хЬрошо известна эта
тепловое сопротивление «радиатор среда»:
\
1
R'h sa k == 5
a k s
(б.7)
Индекс k при тепловом сопротивлении показывает, что теплооб
мен в этом случае осуществляется только конвективным способом.
Конвективная составляющая теплообмена в значительной степени
зависит от Toro, какова конструкция радиатора, каким образом распо
ложен радиатор в устройстве, обдувается ли он принудит льно.
В табл. 6.4 при водятся расчетные формулы КОЭффИllиента теплообмен.а
для наиболее распространенных на практике случаев.
.значение ко ффициента А 2 Для воздушной среды выбирается по
значению средней температуры p из табл. 6.5. Средняя температура
определяется из соотношения:
т == Ts + I:
ер 2
(6.8)
Коэффициент теплообмена конвективным способо числеНно pa
вен МОIЦНОСТИ, рассеиваемой единицей поверхности радиатора при yc
ЛОБНОЙ разности между температурой радиатора и температурой среды
в 1 ОС.,
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
107
Таблица 6.4. Расчетные формулы для коэффициента теплообмена
о
о
I I
L.............J
Ic о I
1" о I
Gft
v
...r"""I
.
..
1"
о
Плоская поверхность радиатора, ориенти
рованная вертикально:
а. =А, {' T,
(6.9)
Плоская поверхность радиатора, ориенти ,.
рованная rоризонтально, наrpетой CTOpO
'ной вверх:
а. = I,ЗА, VTs Т,
(6.10)
Плоская поверхность радиатора, ориенти
рованная rоризонтально, наrpетой CTOpO
ной вниз:
T
а =О7А 4 s о
k '2 1)
(6.11)
Плоская поверхность радиатора, обдувае
мая потоком воздуха со скоростью V:
vh
a k =0,66). для < 105
" v.h v
(6.12)
I
I
. rVl vh
a k =0,032).L J для >10
(6.В)
). теплопроводность материала радиатора;
v так называемый кинематический KO
эффициент вязкости среды (для воздуха
v == 1,33.105)
h высота радиатора (в направлении по
тока)
Таблица 6.5. Значение коэффициентаА 2
Тер'''С Ь
-
1
-
О 10 20 30 40
,
,42 1,40 1,38 1,36 1,34
""'"
1 60 80
-
1,31 1.29
................ -:;;.;::;::"" ..
' :,: : , 1t J , j
108
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
Излучение
/
Разобравшись с конвективным способом теплообмена, зададим
себе еще один вопрос: как происходит охлаждение электронной лам
пы, в которой воздух откачан из баллона, а это значит, что накальный
электрод работает в вакууме, rде принципиально не может существо
, вать никакой конвекции. Энерrия опять же не имеет права исчезать «в
никуда», следовательно, накальный электрод должен расплавиться
Однако TaKoro не происходит, потому что тепловая энерrия не только
пере носится подвижной средой, но и излучается.
Закон передачи энерrии излучением очень похож на закон KOHBeK
ции:
,
= а "Ss<I: J:),
(6.14)
rде ал коэффициент теплообмена излучением.
По аналоrии с формулой (6.7) мы можем определить значение теп
ловоrо сопротивления при условии теплообмена посредством излуче
ния:
]
R'h so л = S
ал s
(6.15)
Индекс л при тепловом сопротивлении показывает, что теплообмен
в этом случае осуществляется только способом излучения.
Чтобы определить тепловое сопротивление Rth so л' необходимо BЫ
числить коэффициент теплообмена по формуле:
о. 'л = Е /.р sof( , I:),
(6.16)
rде Es приведенная степень черноты поверхности излучения;
<f'so коэффициент облученности;
f (Та, т j переходная температурная функция', определяемая раз
ностью температур среды и радиатора.
I
Понять физический смысл величины Es мы сможем, если вспом
ним, что черная поверхность' rораздо сильнее наrpевается солнечными
лучами, чем светлая или полированная. По этой причине теплоотводя
щие радиаторы всеrда стремятся окрасить в темные цвета. Степень
черноты разных поверхностей обозначена в табл. 6.6.
Коэффициент облученности <f'sa показывает, какая часть энерrии,
излученной радиатором, попадает в окружаЮIЦУЮ среду. Поясним фи
зический смысл коэффициента облученности, представив, что у нас
имеется ребристый радиатор, как показано на рис. 6.7. Часть энерrии
со «дна» радиатора, заштрихованная на рисунке, свободно переходит в
среду, а часть, не обозначенная штриховкой, поrлощается ребрами.
rЛ8ва 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
109
Таблица б.б. Степень черноты разных поверхностей
"""""""":... ==- ,
Материал Es
..... ......
АлЮМИНИЙ с полированной поверхностью 0,04...0,06
. ,
Окисленный алюминий 0,20...0,31
I " 11. '\ .1 ,......
r .
Силуминовое литье 0,31...0,33
Черненый анодированный сплав 0,85...0,9
Латунь окисленная 0,22
.
'Краски матовые темных иветов 0,92...0,96
Лак черный матовый 0,96...0,98
Для плоских радиаторов мы будем считать q>sa =:= 1. В случае ребреноrо
радиатора коэффициент облученности рассчитывается по формуле: .
а
q>sa= 2 ,
а+ х
rде а расстояние между соседними ребрами;
х высота ребра.
(6.17)
а
Рис. 6.7. К расчету коэффициента облученности
Переходная функция f(I:, I:) может быть определена из выраже
ния:
f( T Т ) = 567 .10---8 (I: + 27з)4 (I: + -27з)4 .
а' s' т т
f а
(6.18)
Размерность 1начений функции f( , I:) Вт/(м 2 ОС).
110
r лава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
КОНДУКЦИЯ
Мы уже встречались с КОlЩуктивным теплообменом, коrда rовори
ли о сопротивлениях «КРИСТ'Чlл корпус» и <корпус радиатор», то есть в
случаях, коrда теплопроводность среды высока, а раЗМеры вещества в
направлении распространения тепловоrо потока MHoro меньше ero oc
тальных размеров. Распространение тепла через электроизоляционную
подложку, которая применяется для изоляции радиатора от электриче
ских uепей, также типичный случай КОlЩукции. Понятно, что ее
толщина также мала по сравнению с высотой и шириной, поэтому весь
т пловой поток, показанный на рис. 6.8 (поз. « I}», проходит через про
кладку полностью, не рассеиваясь на ее боковых rранях. Если боковые
rpани также начинают рассеивать тепло, что изображено на рис. 6.8
(поз. «2»), о кондуктивном теплообмене rоворить уже нельзя.
ci)
Рис. 6.8. Кондуктивный (1) и сложный (2) теплообмен
Иноrда в качестве охладителей используют не спеuиально разрабо
танные радиаторы, а стенки корпуса при бора. Например, в модульных
источниках питания корпус одновременно служит радиатором ero в
ряде случаев ребрят и красят в черный цвет. Внутреннее пространство
заполняется теплопроводящим компауlЩОМ, обеспечивающим, ко Bce
му прочему, и механическую стойкость к удару.
Общий С!lучай теплообмена
в тепловых расчетах олладителей нужно учитывать все три COCTaB
ляющие теплообмена, однако при расчете теплообменных процессов
между радиатором и окружа щей средой можно пренебречь KOHДYK
тивной составляющей, поскольку она вносит свой существенный вклад
только при передаче тепла от корпуса элемента к радиатору через элек
троизоляциqнную подложку. С учетом сказанноrо, эквивалентное теп
ловое сопротивление «радиатор среда» определяется из выражения:
, ,
. R R'h saj.. R'h sа д ( 6.19 )
Ih so R, R,
h sa, k + h ,fа л
rлава б. ОСНОВЫ теПЛОВblХ расчетов
111
с друrой стороны, учитывая (6.2), минимально возможное тепло
вое сопротивление «радиатор среда» определяется исходя из реальной
мощности тепловых потерь силовоrо прибора:
I:
R'h, so = Р R'h jc R'h, srs'
п
(6.20)
Теперь мы можем' приt!т ить к проектированию радиатора.
6.4. Как спроектировать радиатор
Теперь у нас в арсенале есть все необходимые сведения для проек
тирования радиаторов. Однако до сих пор мы считали, что проrpев pa
диатора равномерен по всей ero поверхности. .в ействительности раз
меры радиатора влияют на распределение поверхностной температуры:
наиболее отдаленные участки пр,оrреваются хуже. Учесть это обстоя
т льство можно введением коэффициента неравномерности проrpева
радиатора:
R R'h 50
Ih so(p)
g
(6.21)
rде R'h sa(p) реальное тепловое сопротивление радиатора;
g коэффициент неравномерности проrpева.
Коэффициент неравномерности проrpева опредеlIяется исходя из
максимальноrо линейноrо размера радиатора. На rpафике рис. 6.9 по
казана зависимость КОЭффИllиента неравномерности проrpева для пла
стинчатоrо радиатора, а на рис. 6.1 О для ребреноrо. Хорошо видно,
что принудительное охлаждение увеличивает неравномерность проrpе
ва, поскольку тепловой поток, проходя около стенки радиатора, Harpe
вается и ухудшает свои теплоотводящие свойства.
Для охлаждения экспериментальных конструкций, описанных в
книre, применяются в OCf-IОВНОМ пластинчатые радиаторы, поскольку
они проще Bcero конструируются. В мощных преобразователях приме
нять плоские радиаторы неразумно они получаются слишком rаба
ритными и неудобными для размещения в корпусе. В таких случаях He
обходимо использовать ребристые или штыревые радиаторы. Дополни
тельные ребра или штыри, незначительно увеличив объем радиатора, в
несколько раз увеличивают ero площадь.
Методика расчета пластинчатоrо радиатора при естественном охла:
ждении воздухом в общем виде может быть такой:
. вычисляются тепловые потери Р п полупрово'nниковоrо прибора;
. задается максимальная рабочая температура среды Та И по. спра
вочным данным определяется температура кристалла ;
112
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
v=o м/с
V=1 м/с
V=2 м/с
v=з м/с
V=4 м/с
0,5 V=5 М!С
20 40 60 80 100 120 140
Максимальный размер, мм
0,9
0,8
0,7
0,6
9
1,0
Рис. 6.9. [рафик неравномерности проrpева пластинчатоrо радиатора
9
1,0
0,92
0,88
0,84
0,80
0,76
40 60 80 100 120 140 160 180
Максимальный размер, мм
Рис. 6.10. [рафик неравномерности проrpева ребреноrо радиатора
задаются тепловые сопротивления «кристалл корпус», «KOP
Пус радиатор», при необходимости по формуле (6.5) определяется
тепловое сопротивление электроизоляционной прокладки;
· по формуле (6.20) вычисляется тепловое сопротивление Rth sa
«радиатор среда» ;
. задается высота пластины и определяется коэффициент HepaBHO
мерности проrpева g по данным rpафика рис. 6.9;
. определяется температура радиатора Ts с учетом Toro, что
1
I: = I: + R'h saP,,; (6.22)
g
. по формуле (6.13) определяется среднеарифметическая темпера
тура, по' данным табл. 6.4 с учетом табл. 6.5 вычисляется коэффи
циен r I<онвекционноrо теплообмена; ,
rлава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
113
\
. по формуле (6.16) вычисляется коэффициент теплообмена излу
чением с учетом данных табл. 6.6, равенства единице коэффици
ента облученности и расчетов по формуле (6.18);
. определяется площадь теплоотводящей поверхности радиатора
по формуле:
s = р" .
s (аk+о.л)(I: )
(6.23)
. задается толщина пластины радиатора в пределах 3...5 мм, опре
деляется длина пластины из условия обеспечения заданной пло
щади.
Методика расчета ребреноrо радиатора HaMHoro сложнее, посколь
. .
ку в ero конструкции присутствует множество элементов с разными
возможностями теплопередачи. .Но подход к расчету ребереноrо радиа
тора примерно такой же, как и к расчету радиатора пластинчатоrо,
только здесь придется вычислять КОЭффИllиенты теплообмена ДJIя каж
. доrо элемента. Конвективная составляющая у всех элементов будет
примерно одинаковой, а вот составляющая излучения разной. Боко
вые поверхности ребер не излучают, поскольку они как бы «работают»
дрyr на друrа. Познакомиться с методикой расчета ребереных радиато
ров и радиаторов друrих типов можно в книrе [5].
Радиаторы, производимые промышленностью, имеют все 'необхо
димые данные в отношении тепловых сопротивлений, площади по
верхности, поэтому их можно просто выбираrь по этим параметрам.
6.5. Тепловой режим индуктивных элементов
Методика расчета тепловоrо режима трансформаторов и дросселей
выделена в отдельный раздел, поскольку здесь имеются некоторые oco
бенности. Но сначала вкратце напомним читателю, откуда в индуктив
ных элементах берется' тепловая энерrия.
Потери энерrии здесь имеют два крупных источника: маrнито
провод и обмотки. Потери в маrнитопроводе, складываются из потерь
на перемаrничивание и потерь на вихревые токи. Потери в обмоточ
ных проводах определяются омическим сопротивлением, влиянием
скин эффекта и эффекта близости. Мы уже научились рассчитывать
эти потери в rлаве, посвященной индуктивным элементам. Теперь
нужно научиться определять температуру разных конструктивных
элементов трансформаторов и дросселей: слишком высокая темпера
тура может УХУДllIать свойства маrнитопроводов, проплавлять меж
слойную и межобмоточную изоляцию, создавать дополнительные Me
ханические напряжения, УХУДПIaТЬ сопротивление изоляции.
. 114
r лава 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
Можно выделить два подхода к расчету тепловоrо режима индук
тивноrо элемента простой' и сложный. Простой подход, peKOMeндye
мый для радиолюбительской практики, ПОЗВОЛ!1Т рассчитать темпера
туру наружной поверхности индуктивноro элемента. Если рассчитан-:-
ная температура не будет слишком отличаться от температуры
окружающей среды, значит, индуктивный элемент пройдет «(тепловой
контроль», а вот если отличия в сторону увеличения температуры co
. о I
ставят более 30 С, придется выбрать следующий типоразмер маrнито
провода и повторить расчеты.
Итак, температура наружной поверхности индуктивноrо элемента
тороидальной и броневой конструкции определяется по формуле:
т = т + O + .и
s а 5 ,
а'
s
(6.24)
rде Р п о мощность потерь в обмотке;
Р п J'" мощность потерь в маrнитопроводе;
5s площадь наружной поверхности, см 2 ;
Q интеrpальный коэффициент теплоотдачи, Вт/(см 2 . 0 С).
Для трансформа:rоров и дросселей Ш образной КОНСТРУКllИИ pac
чет температуры наружной поверхности производится по формуле:
р +р
т = т + . п o " .tI
s а 5 [ 1+ 5 , ( M/ o)+o,6' ] '
о 50 1+O,2( .tI/P" o)(5M/5o)
"
(6.25)
rде 50 площадь наружной, части обмотки;
5 м площадь наружной части маrнитопровода.
Значения интеrральных коэффициентов теплоотдачи для разных
вариантов теплопередачи приводятся в табл. 6.7.
I
Таблица 6.7. КоэффициеНТbI теплопередачи для расчета
теПЛОВblХ режимов
Теплопередача 0., вт/(см 2 . 0 С)
...........
От поверхности к возпуху 12'lО З
,
- -
от поверхности к маслу 3 6'lО З
,
. .
от поверхности к воздуху при принудительном 1 ,2'1O З (l + o,5.Ji7)
охлаждении со скоростью V
. , . . . -==-.....--:==..
А теперь мы расскажем об инженерном подходе к расчету тепловых
, режимов индуктивных элементов, вернее, наметим пути raKoro расчета
rЛ8ва 6. ОСНОВЫ тепловых расчетов
115
и при ведем список литературы, куда в случае необходимости возможно
обратиться за подробностями. Как мы уже знаем, существует несколъ
ко конструктивных исполнений маrнитопроводов, которые условно
можно разделить на .TPtl rруппы:
. обмотка и маrнитопровод имеют контакт с воздухом (Ш тип);
. маrнитопровод полностью закрыт обмоткой (О тип);
. обмотка полностью закрыта маrнитопроводом (Б тип).
Вторая и третья rpуппа ин
дуктивных элементов с точки
зрения тепловой модели являют
ся частным случаем первой rpуп
пы. Вот именно для общеrо слу
чая мы и составим расчетную
схему (рис. 6.1]). .
Если обмотка индуктивноrо
элемента имеет более высокую
температуру, чем маrнитопровод,
тепловой поток будет направлен
от обмотки к маrнитопроводу, преодолевая тепловое сопротивление
rильзы каркаса или ИЗОЛЯllионноrо слоя между ними. Если же маrни
топровод более HarpeT, чем обмотка, картина будет обратной, но и в
этом случае, тепловому потоку придется преодолевать тепловое сопро
тивление каркаса. .
При составлении математическоrо выражения для расчета показан
ной на рис. 6.11 тепловой схемы мы впервые встречаемся с HepaBeHCT
вом тепловых сопротивлений при прохождении тепловоrо потока через
одну и ту же rpаницу, но в ра;зных направлениях. К примеру, коэффи
uиент теплопередачи от воздуха к поверхности почти в Два раза больше
коэффициента теплопередачи от поверхности к воздуху (табл. 6.7).
Величина тепловоrо потока между обмоткой и маrнитопроводом:
Rth k
РП О
Rth o
(Rth 01)
Rth M
П
Rth oa
Рис. 6.11. К расчету тепловых
режимов индуктивных элементов
р =р y+ +
п aм п o R'h оа + Rth o + Rth k + R'h M
R
+ р ,h .",
п .м R'h {)a + Rth ol + R'h k + ,Rth м '
(6.26)
rде Rrh о .:.... тепловое сопротивление обмотки относительно источника
тепла в случае ero расположения внyrpи обмотки;
Rth 00 тепловое сопротивление «обмотка среда»;
Rth k тепловое сопротивление rильзы каркаса или ИЗОЛЯllИОНIIО
ro слоя между обмотк<;>Й и маrНЦТОПРОDОДСМ;
Rth M тепловое сопротивление маrнитопровода;
Rrh о} тепловое сопротивление обмотки оrпосительно источника
тепла в случае ero расположения снаружи обмотки.
116
rлава 8. ОСНОВЫ тепловых расчетов
Анализ выражения (6.26), подробно рассмотренный в книrах
[5], [] 2], показывает, что в зависимости от знака тепловоrо потока раз
личаются два общих расчетных случая: коrда обмотка «треет» маrнито
провод (положительный знак) и коrда маrнитопровод «rpeeT» обмотку
(отрицательный знак). Там же приведены расчетные соотношения, по
зволяющие рассчитать температуру в любой точке внутри индуктивно
ro элемента. В частности, из расчетов следует, что наиболее наrретой
зоной является именно изоляция между обмоткой и маrнитопроводом,
поэтому эту часть индуктивноrо элемента следует изrотавливать с уче
том выбора теплостойких материалов.
В рамках этой книrи невозможно охватить все методики тепловых
расчетов силовой электронной техники, поэтому пытливому читателю
рекомендуется обратиться к дополнительной литературе [32], [33] на
эту тему.
rлава 7
KorAa напряжение лучше, чем ток
Мощные полевые транзисторы MOSFET.
ИспользованиеAlОSFЕТвизделияхсиловой
электроники
,...лежат у меня, что называется, «про запас», штучек десять «полевиков»
типа КП,707. Вот КО2да все свои биполярные транзисторы спалю, тО2да и за поле
вые примусь. Интересно поэкспериментировать, посмотреть, что за зверь такой
и с чем е20 едят...
Из переписки
..,Как рассчитать максимальную М2новенную мощность, выделяющуюся на
транзисторе MOSFET в момент переключения? Мои теоретические познания и
результаты моделирования в Micro Cap мне дали некоторые сведения. Но в «дaтa
шитах» на транзисторы таКО20 параметра нет. С чем сравнивать е20, как oцeHи
вать?
Из писем на электронный адрес
.. Полевые транзисторы появились в силовой схемотехнике значи
тельно позже своих старших собратьев биполярных транзисторов.
Тем не менее сеrодня они стремительно оттесняют «биполярники» на
второй план, стремясь занять лидирующее положение. В этой rлаве мы
будем подробно rоворить о полевых транзисторах типа MOSFET, их
достоинствах, недостатках, основных технических параметрах. Также
рассмотрим вопросы применения полевых транзисторов в силовой
электронике.
7. 1 . Преимущества и недостатки
транзисторов MOSFET
Вне всякоrо сомнения, читатель слышал о полевых транзисторах И,
возможно, работал с ними. Здесь нет ничеrо удивительноrо: эти элек
тронные приборы стали основой мноrочислеНJlЫХ электронных изде
лий. Они встречаются в технике усилителей низкой частоты (УНЧ), в
цифровой технике и в радиопередающих устройствах, перекрывая or
118
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
ромный диапазон токов и напряжений от микроампер и микровольт
до килоампер и сотен вольт. Создано MHoro разновидностей полевых
транзисторов, но нас в данной rлаве будет интересовать разновид
ность, назыаемая мощными полевыми транзисторами с изолирован
ным затвором (MOSFET). .
J CTOk
3ad 9 cro,
Сток
п канал
р канал
Рис. 7,1. Условное обозначение транзисторов MOSFET
Чем принципиально MOSFET отличается от биполярноrо транзи
стора? Как мы уже знаем, биполярный транзистор это токовый при
бор, то есть управление ero включением и отключением осуществляет
ся с помощью тока базы. Полевой транзистор внешне очень похож на
биполярный: он имеет три электрода, такой же корпус, так же крепит
ся. к радиатору. Однако уЖе само название электродов rоворит о том,
что это друrой тип силовоrо прибора (рис. 7.1). Управление транзисто
ром осуществляется через затвор (gate), который намеренно изолиро
ван от силовоrо р n перехода тонким слоем окисла, следовательно, co
противление постоянному току цепи управления очень велико, а это
значит, что MOSFET имеет практически бесконечный коэффициент
усиления по току. Остальные электроды носят названия стока (draiп) и.
истока (source).
Здесь мы должны особо подчеркнуть, что полевой транзистор не
токовый, а потенциальный прибор. Для Toro чтобы перевести ero из OT
крытоro состояния в закрытое и наоборот, нужно приложить К затвору,
относительно истока, напряжение. При этом ток в пепи затвора проте
кает только в моменты коммутапии, то есть очень незначительный
пром жуток времени: ДЛЯ поддержания OTKpbIToro состояния этому
транзистору ток не нужен управление осуществляется электрическим
полем.
Транзисторы типа MOSFET по сравнению с биполярными име т
множество неоспоримых преимуществ, среди которых основными яв
ляются следующие.
IIepBoe преи ущество полевоrо транзистора очевидно: поскольку
он управляется не током, а электрическим полем, это обстоятельство
позволяет значительно упростиrь схему управления и снизиrь затрачи
ваемук> на управление МОIЦНОСТЬ. В дальнейшем мы будем этим пре
ИМУlцеством неоднократно пользоваться.
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
119
Второе' преимущество полевоrо транзистора можно назвать, если
вспомнить, что в биполярном транзисторе, помимо основных носите
лей тока, существуют также и неосновные, которые прибор «набирает»
блаrодаря току базы. С наличием неосновных носителей связано xopo
шо нам знакомое время рассасывания, что, в конечном итоrе, обуслав
ливает задержку выключения транзистора. В полевых транзисторах OT
сутствует так называемая инжекция неосновных носителей в базовую
область, поэтому они MOryт переключаться с rораздо более высокой
скоростью.
Третье преимущество обусловлено теnлоустойч.ивостью полевоrо
транзистора. Величина напряжения между стоком и истоком в OTKpЫ
том состоянии определяется здесь сопротивлением «сток исток) в OT
крытом состоянии. Рост температуры полевоrо транзистора при 'подаче
на Hero напряжения приведет, соrласно закону Ома, к увеличению co
противления открытоrо транзистора и, соответственно, к уменьшению
тока. Поведение биполярноrо транзистора более сложно: повышение
ero температуры, если читатели помнят, ведет к увеличению тока кол
лектора. Это означает, что биполярные транзисторы не являются Tep
моустойчивыми приборами. В них может возникнуть очень опасный
саморазоrpев, который леrко выводит биполярный транзистор из
. строя. Друrими словами, биполярный транзистор подвержен вторич
. ному пробою.
Термоустойчивость полевоrо транзистора помоrает при параллель
ном их соединении в целях увеличения наrpузочной способности.
Можно включать параллельно достаточно большое число приборов без
выравнивающих резисторов в силовых цепях и при это не опасаться
рассимметрирования токов, что очень опасно для биполярных транзи
сторов. Однако параллельное соединение поле ых' транзисторов тоже
имеет свои особенности, и об этом мы поr ворим чуть позже.
Четвертое преимущество полевоrо транзистора напрямую связано с
ero тепловыми свойствами отсутствие вторичноrо пробоя. Это пре
имущество позволяет эффективнее использовать полевой транзистор по
параметру передаваемой мощности. На рис. 7.2 обозначены области
безопасной работы мощных биполярноrо и полевоrо транзистора, вели
чины максимальных токов и напряжений которых выбраны примерно
одинаковыми. Заштрихованная часть rpафика показывает положение
участка вторичноrо пробоя биполярноrо транзистора. Если режим поле
I
Boro транзистора попадет в эту область, транзистор не J;1ыйдет из строя.
На рис. 7.3 показана область безопасной работы полевоrо транзи
стора типа IRF740, ПрО!lзводимоrо фирмой International Rectifier. He
трудно заметить, что, поскольку транзисторы MOSFET не имеют об
ласти вторичноrо пробоя, линия, оrpаничивающая область безопасной .
работы, представляет собой линии постоянной мощн сти. И хотя дaH .
ный rpафик для полевых транзисторов считается лишним, так как ero
120
rлава 7. Котда напряжение лучше, чем ток
i
МОЖНО посrроить, зная вели
чину сопротивления канала в
открытом состоянии, произ
водители транзисторов все
равно приводят ero в 1ехниче
ской документации., Делается
.
это с целью наrлядно пока
зать предельные режимы pa
боты полевоrо транзистора.
А теперь поrоворим о He
Uкэ mах U
Uos max достатках. Несмотря на то,
что «полевик» значительно
лучше «биполярника» рабо
тает в импульсных схемах, не
следует думать, что полевой
транзистор является идеаль
ным ключевым прибором
это далеко не так. Возможно
сти применения полевых
транзисторов имеют свои
особенности, свои «подвод
ные камни» и оrpаничения,
которые разработчик обязан
хорошо знать, чтобы избеrатъ
неприятностей.
Первый недостаток поле
Boro транзистора: в открытом
состоянии он имеет пусть He
большое, но все же активное
сопротивление. Это сопро
тивление, обозначаемое в
справочниках как Rds oп И co
ставляющее десятки милли
ом, невелико только у тpaH
зисторов с допустимым Ha
пряжением «сток исток» (U ds тах) не более 250 300 В. Далее', с
по-зышением допустимоrо напряжения «сток исток», наблюдается зна
чительный рост сопротивления в открытом состоянии, что, конечно,
-заставляет разработчика соединять приборы параллельно, оrраничи
вать ток, приходящийся на один транзистор, то есть «недоrpужать»
прибор, тщательно прорабатывать тепловой режим.
Второй недостаток полевоrо транзистора связан с технолоrией ero
изrотовления. До наСТОЯlцеrо времени технолоrически не удается изrо
товить мощный полевой транзистор без некоторых паразитных эле
iK max
io max
участок
вторичноro
пробоя
биполярноro
транзистора
Рис. 7.2. Сравнение областей безопасной,
работы полевоrо
и биполярноrо транзисторов
io,A
100
10
""'" "
"
л ,
/ '-
,. ,
" '"
, '.. 100мкс
.
.
'"
".... 1мс
,
,
" 10мс
1
10
100
1000
Uos, в
Рис. 7.3. Область безопасной работы
транзистора IRF740
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
121
ментов, одним из которых является внутренний паразитный биполяр
l:Iьiй транзистор. ,
,Третий недостаток I10левоrо транзистора имеет ту же причину, что
и аналоrичный недостаток «биполярника», наличие паразитных
межэлектродных емкостей, «тормозящих» транзистор в процессе ero
переключения. ,
,Теперь, назвав недостатки, мы сможем рассмотреть их подробно, с
иллюстрациями на при мере промышленно выпускаемых приборов, и
rоrда для нас станут более ясными их достоинства
7.2. Паразитные параметры и их влияние
1.
Если читатель заrлянет в справочную документацию по полевым
транзисторам типа MOSFET, он может увидеть в символическом обо
значении транзистора диод, вклю , '
ченный параллельно цепи «CTOK ис О
ток», как показано на рис. 7.4. Таким
образом, диод шунтирует транзистор. G
Некоторые радиолюбители оши s
бочно считают этот диод специально
_ встраиваемым защитным элементом,
называя ero быстродействующим дио
дом Щоттки. Действительно, rрафи
ческое начертание уж очень похоже на
упомянутый диод, и зачастую в сило
вых импульсных схемах существует
необходимость шунтирования транзисторов быстрыми диодами. Но, к
со алению, в данном случае появление диода связано с технолоrJ1 Й
изrотовления мощных «полевиков». Почему к сожалению? ,Потому,
что характеристики этоrо паразитноrо диода, называемоrо integral-
teverse p n junction diode (интеrpальный обратный диод р n перехода)
применительно к использованию в схемах импульсных устройств oc
тавляют желать лучшеrо. Друrими словами, встроенный диод оказыва
ется слишком медленным, поэтому 'приходится затрачивать дополни
тельную энерrию на ero закрывание, что ведет к HarpeBY транзистора.
Ведущие мировые производители элементной базы постоянно ведут
небезуспешную борьбу за улучшение характеристик BcтpoeHHoro дио
да, и ero влияние становится все менее заметным, однако подавляющее
большинство выпускаемых на сеrодняшний день полевых транзисто '
ров имеют диоды с достаточно большим временем обратноrо BOCCTaHOB
ления. Про существование антипараллельноrо диода можно 'шбыть, KO
rда разрабатывается так называемая однотактная схема, но не учиты
вать диод в двухтактных схемах нельзя. Какие методы учета ero
влияния существуют сеrодня об этом чуть позже.
о
G
S
n канал
р канал
Рис. 7.4. Обозначение
паразитных диодов
в технической документации
122
rлава .1. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
Читатель, вероятно, немало удивится, если узнает; что BCTpoeH
ный диод на самом деле не диод, а... биполярный транзистор,
включенный параллельно силовым электродам полезноrо полевоrо
транзистора так, как это показано на рис. 7.5. Из рисунка видно, что
база паразитноrо иполярноrо транзистора VТ подключена к техноло
rическому основанию, на котором расположен р n переход. Это Tex
нолоrическое основание называется ПОД1Jожкой. Между подложкой и
истоком имеется некоторое омическое сопротивление R, между под
ложкой и стоком паразитный конденсатор с. Емкость этоrо кон
денсз;тора, к счастью, невелика, но ее величины окажется достаточно
ДЛЯ включения паразитноrо транзисторц при условии быстроrо спада
или роста напряжения «сток исток». Произойти такое явление может,
например, при коммутации токов большой величины. Чем это rpозит
для электрической схемы, понятно: в тот момент, коrда мы считаем
транзистор закрытым, он вновь открывается, что зачастую может BЫ
вести схему из строя.
D
о
)
G
s
G
s
Рис. 7.5. Паразитный диод в составе полевоrо траНзи....тора
Для обеспечения нормальной работы полевоrо транзистора необ
ходимо принять меры к исключению паразитноrо транзистора. К co
жалению, полностью исключить паразитный элемент не удается, но
.кое какие меры П1?инимают уже на стадии изrотовления, подключая
подложку к истоку технолоrической проводящей перемычкой. Таким
простым методом rарантированно исключается опасность неконтроли
pyeMoro поведения паразитноrо элемента, но появляется паразитный
диод, основой KOToporo служит переход «база коллектор» паразитноrо
транзистора., .
Если у читателя сложилось мнение о полевом транзисторе как о бе
зынерционном приборе, который может переключаться практиче
ски MfHoBeHHO, то нужно сказать, что такое мнение ошибочное. Ko
нечно, сравнивая биполярный и полевой транзисторы по быстродейст
вию;леrко признать MOSFET почти идеальным приборомдля силовых
схем. В действительности полевой транзистор также затрачивает HeKO
торое время на включение, а также на выключение. ,дaHHOM случае
существование задержки обусловлено наличием паразитных емкостей
которые по казаны на рис. 7.6.
rлава 7. Коrда напряжение лучше. чем ТОК
123
На рис. 7.6 эти емкости yc
ловно показаны пgстоянными.
На самом деле каждая емкость
состоит из нескольких более
мелких, с разным характером по
ведения. Кроме Toro, все эти eM
кости сильно зависят от напря
жения между их «обкладками»:
они велики при малом напряже
нии «сток исток» и быстро
уменьшаются с ero ростом. На
рис. 7.7 показан характер из'менения межэлектродных емкостей с poc
том, напряжения «сток исток» для транзистора типа IRF74Q.
G
CGO
o
Cos
S
CGS
Рис. 7.6., Паразитные емкости
в составе полевоrо транзистора
С,пФ
100000
10
Ciss CGs+CGO
Crss=CGO
.,
oss Cos+CGO
HCiss,
....
os
r--
U rss
"
10000
1000
100
1 1
10
100
1000
Vos, в
, l'
Рис.. 7.7. Завис.имость величины межэлектродных емкостей
от напряжения «сток исток» Шlя IRF740
Чтобы по казать степень влияния паразитных емкостей на скорость
переключения транзистора, предста
вим ero в виде, изображенном на
рис. '7.8. Соrласно приведенному ри
сунку, .транзистор работает в режиме
ключа, коммутируя наrpузку с сопро
тивлением R H . Входная емкость TpaH
зистора представлена элементом С вХ '
Чтобы rарантированно открыть
транзистор, необходимо зарядить ero
входную емкость до напряжения
12 15 В. Сделать этот процесс ДOCTa
точно быстрым задача непростая,
+Un
VТ
I l
Rн
Рис. 7.8. К пояснению ШlИяния
эффекта Миллера
124
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
поскольку в любом усилительном приборе, будь то транзистор или
электронная лампа, действует так называемый эффект Миллера. Про
изводители транзисторов обычно вьщеляют на борьбу с эффектом
Миллера ,MHoro сил и средств, так как чем лучше этот эффект будет по
давлен, тем выше окажется скорость переключения транзистора. По
знакомившись с эффектом Миллера, читатель сможет лучше понять
процессы, происходящие в транзисторе MOSFET при ero работе в pe
альных схемах.
Итак, наличие эффекта Миллера обуславливается существованием
емкости C gd , которая является отрицательной обратной связью между
входом и выходом транзистора. Сам'" прибор нужно рассматривать как
усилительный каскад, выходной сиrнал KOToporo снимается с наrрузки
R H в цепи стока. В таком каскаде выходной сиrнал будет инвертирован
относительно входноrо сиrнала. Обратная связь в виде конденсатора
C gd настолько сильно уменьшает амплитуду входноrо сиrнала, что по
'отношению к нему входная емкость транзистора оказывается больше,
чем она есть на самом деле:
С вх == C gs + (I + Ky)C gd , (7.1)
rде Ку коэффициент усиления каскада.
Определить коэффициент усиления каскада можно по известной
формуле:
Ку == SR H , (7.2)
rде S крутизна транзистора (справочный параметр ).
. Простой расчет красноречиво свидетельствует о том, насколько
сильно эффект Миллера оказывает влияние на величину входной eM
кости. Пусть Cgs == 35 пФ, C gd == 6 пФ, S == 250 MAjB, R H == 200 Ом. Тоrда
величина емкости С вх , рассчитанная с учетом формул (7.1) и (7.2), co
ставит 341 пФ (!). Мы видим, что эффект Миллера способен уничто
ж ть замечательные свойства полевоrо транзистора по скорости пере
ключения. Но еще раз повторимся к счастью, фирмы производи
тели достиrли больших успехов в снижении емкости C gd , так что на
сеrодняшний день эффект Миллера не вызывает серьезных опасений.
Тем не менее, терят ero из вида ни в коем случае нел!..зя.
7.3. Полевой транзистор в режиме переключения
Режим переключения основной режим работы силовых полупро '-.
водниковых приборов В импульсных схемах. Поэтому нам просто He
обходимо рассмотреть специфику процессов, происходящих в транзи
сторе MOSFET при ero раб(>те в схемах силовой электроники. Итак,
rлава 7. Коrда напряжение ЛУЧШf?, чем ток
125
обратим внимание на рис. 7.9, на KOTO
ром показан полевой транзистор, рабо
тающий в ключевом режиме.
Напряжение lfg, прикладываемое к
затвору транзистора VТ от импульсноrо
[енератора, имеет вид, изображенный на
рис. 7.10, а. В цепь затвора включен pe
зистор с небольшим сопротивлением Rg,
который мы в дальнейшем будем назы
вать затворным резистором. При подаче
прямоуrольноrо импульса от источника
ug сначала происходит заряд емкости C gs (участок «(1» на рис. 7.10; 6). Но
транзистор в это время закрыт он начнет открываться только при
достижении напряжения Ugs HeKoToporo значения, называемоrо noporo
вым напряжением, чт видно из рис. 7.10, 8. Величина noporOBoro Ha
пряжения справочной документации обозначается как l!gS(fhj. Типич
ное значение пороrовоrо напряжения составляет 2...5 В.
Ug
а)
U gS
U gs(th)
б)
UD5
U N
1 1 I
1 1 1
CDI@I@I
1 1 1
'1 1 1
1 I I
@
Ug
в)
+Un
U gs
Рис. 7.9. К расчету времени
переключения транзистора
MOSFET
td(otf) tf
I
1 I I
\ I 1 I
@1@lфl
I I I
1 I I
I I I
t
t
t
rис. 7.10. Временные диаrраммы коммyrационных процессов
в транзисторах типа М OS FET
Мы видим, что имеет место задержка включения транзистора. Bpe
мя, затрачиваемое на этот процесс, носит название времени задержки
включения (tum on delay time) и обозначается в технической ДOКYMeH
тации как td(oп).
При достижении lJ gs noporOBoro уровня «срабатывае1» эффект
МШIлера, входная емкость резко увеличивается, что иллюстрируется
126
rлава 7. Kor,,p,a напряжение лучше, чем ток
учасrком «2» на рис. 7.10, б, а значит, скорость открытия транзистора
замедляется. «Медленный» участок будет длиться до тех пор, пока
транзистор полностью не откроется: пока сопротивление OTKpbIToro
р п перехода H достиrнет значения Rds(oп). На протяжении времени OT
крытия транзистора наблюдается паде.ние напряжения U ds до мини
мально возможной величины. Процесс открывания занимает время,
назыIаемоеe в технической документации временем нарастания (rise
tilne) и обозначаемое как lr. После Toro как транзистор полностью OT
кроется, обратная связь оборвется и входная емкость снова станет paB
ноЙ C gs (участок «3» на рис. 7.1 О, 6). В результате на затворе установится
напряжение lfgs, равное напряжению reHepaTopa lfg. На участке «4»
транзистор находится в состоянии статическоrо насыщения.
Процесс выключения транзистора протекает в обратном порядке
(участки «5», «6», «7» на рис. 7.10, 6). На участке «5» происходит сниже
ние напряжения Ugs до пороrовоrо уровня, занимающее время td(off)' Это
время носит название времени задержки выключения (tum off delay
tiПlе). На участке «6» снова вступает в действие эффект Миллера, за
медляющий процесс выключения, и напряжение «сток исток» станет
I
равным и n . Время, затрачиваемое на этот процесс, называется временем
спада (fa11 time) и обозначается как . ,
Иноrда в технической документации, особенно в отечественной, не
приводятся отдельно время задержки включения, время нарастания,
время спада и время задержки выключения, а даются суммарные пара
метры. Например, время включения t вкл и время выключения l вык .
. В табл. 7.1 приводятся для сравнения временные параметры ,для HeKO
торых распространенных типов транзисторов MOSFET.
Таблица 7.'1. Временные параметры некоторых транзисторов
MOSFET
Тип td(on)' НС t,.,HC td(Off)' НС t"HC t вкл , НС t BblK , НС
IRF740 10 35 24 22 45 46
- ,
.
RFP250 16 86 70 62 102 132
, - .
IRF9510 10 27 15 17 37 32
- - . . - . ..
J 2П912А 30 30
, .. . -
I
КП922А 60 70'
......:=.
Необходимо оrовориться, что поскольку время коммутационных
пронессов в'транзисторах MOSFET связано с процессом заряда разря
да паразитных емкостей, на временные параметры существенное ВJIИЯ
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
127
нне будет оказывать величина резистора Rg чем. больше ero сопро
тивление, тем больше время придетс затрачивать на коммутацию.
Поэтому производители указывают, при какой величине Rg и lfg приво
дятся справочные данные. Пользоваться.ими можно лишь при перво
начальном выборе элемента, повторное вычисление производить, I ис
ходя из режима работы в конкретной схеме.
Итак, в результате процесс а включения импульс тока стока задержи
вается относительно импульса управления на время 16М, а выключение
транзистора растяrивается на время t Bbl ". Время коммyrации напрямую
связано с величиной тепловых потерь на полупроводниковом приборе:
чем быстрее мы сможем переключать транзистор, тем меньше будет теп
ловыIx потерь на нем, тем лучшие показатели КПД схемы мы получим,
тем меньшие rабариты охлаждающих радиаторов следует ожидать.
К сожалению, из за сложноrо характера процесса заряда затвора и
нелинейности паразитных еМК9стей мы не вправе считать время заряда
входной емкости методом, применяемым к обычной интеrрирующей
RС цепи. Дело в том, что простая RС цепь подчиняется экспоненци
альному закону нарастания и спада токов и напряжений, в то время как
изменение реальноrо напряжения Ugs имеет более сложный характер.
Поэтому производители полевых транзисторов не рекомендуют поль
. зоваться в расчетах значениями паразитных емкостей. Имеется иной
пyrь расчета време'ни переключения, связанный с переходом к инте
rpальной характеристике, называемой зарядом затвора.
Заряд затвора определяется из следующей формулы:
'8"-'
Qg = J ig(t)dt,
о
(7.3)
rде ' ig (t) ток затвора.
Какой физический смысл выражения (7.3)? Интеrpирование, 'как
обычно, приводит к необходимости суммировать произведения тока
затвора на протяжении коротких промежутков времени, в течение KO
торых ток можно условно считать постоянным. В результате мы полу
чим так называемое «количеств'о электричества», которое aдo пере
дать входной емкости транзистора, чтобы транзистор был открыт. Мы
можем это сделать быстро, тоrда нам необходимо обеспечить большой
зарядный ток, либо время открытия транзистора затянется за счет
уменьшения зарядноrо тока.
Зная величину заряда затвора, леrко вычислить время включения
или выключения транзистора MOSFET. В условиях параметров, изо
браженных на рис. 7.9, эти величины определяются так: I
Qg Rg
t в1Ul ::::: ( вы " = U .
g
, ,. :: 6 f N \. ..;. .
(7.4)
128
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
Но как определить величину заряда затвора для транзистора KOH
KpeTHoro типа? Естественно, из технической документации, в которой
обычно приводится значение, называемое общим зарЯ.l;l.ОМ затвора (total
gate charge). Разработчики элементной базы уже позаботились о нас,
сняв кривую заряда затвора (рис. 7.11) и вычислив среднестатистиче...:
ский заряд затвора KOHKpeTHoro типа транзистора.
20
........ ........
ШШ
"-"
= 16
ф ....
::::: u
О :s:
> Q.
g 12
L.. .... .
:::J rn
о со)
(f) =
ь 8
'"i' :с
ф ф
rn ;IE
"
- 1::
IJ) rn 4
,,]:
>........
1608 '..........
1 ООВ
40В
)#
.,
'1'
"
/А '1'
J
/
I
о
за 60 90 120 150
QG. Total Gate Charge (nC)
(Суммарный заряд затвора Og. нКул)
Рис. 7.11. Типичная кривая заряда затвора транзистора MOSFET
на примере IRFP250
;9
U g
Rg
\
\
"
...-/',
заряд "-
RС цепи ..............
....... "'" t
tвкл
Рис. 7.12. Сравнительные характеристики заряда RС цепочки
и входной емкости затвора MOSfET
На рис. 7.12 показ ны характеристики, отражающие изменение
тока затвора ig в процессе коммутации транзистора MOSFET и измене
ния тока заряда стандартной RC цепи.
В реальных схемах зарядом затвора управляет специальное устрой
СТБО, называемое драйвером затвора. При разработке схемы всеrда важ
но определить мощность, которая Qудет расходоваться на управление
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
129
силовым транзистором. Используя величину заряда затвора, можно
определить среднюю величину мощности драйвера:
пp = QgU g /,
(7.5)
[де / частота коммyrации.
Как показывае! практика, обычно эта мощность составляет сотые
доли процента от мощности силовой части схемы.
Разработчику силовой техники очень часто прЙходится сталкивать
ся с так называемыми аварийными режимами работы, коrда возникает
короткое замыкание или нарушается электрический контакт. В aBa
рийных режимах, как правило, наблюдается резкое и неконтролируе
мое изменение токов и напряжений, в результате чеrо. схема может
просто выйти ИЗ строя. Поэтому очень важно спроектировать схему
так, чтобы силовые элементы (особенно дороrостоящие) не были под
вержены опасности в режиме аварии. Одним из таких условий, MOry
щих привести к аварийному режиму, является выбор слишком большо
ro сопротивления затворноrо резистора. Покажем на примере, почему
так может произойти. .
Как видно из рис. 7.6, паразитные емкости C gd и Cgs образуют eMKO
стной делитель напряжения. Если сопротивление затворноrо резистора
велико, а изменение напряжения «сток исток» в единицу времени
велико, то, проделав некоторые математические преобразования, KOTO
рые здесь опускаются, мы сможем прийти, к интересному выводу:
u C gd [ dUd. ]
gs C gd + Cgs dt ( ком '
(7.6)
[де (dUdsldt) предельная скорость изменения напряжения «сток ис
ток» В единицу вре ени;
( КОМ время коммyrации.
Резкое изменение напряжения «сток исток» может возникать в
разных ситуациях, например, при первоначальном включении питания
силовой цепи силовоrо транзистора, или при включении друrоrо эле
мента, работающеrо «в паре» с данным транзистором.
Покажем, насколько опасно для транзистора слишком маленькое
время ОТ1q)ЫТИЯ. ВЬзьмем соотношение CgjCgs == 1/4, dUtis/dt= 250 В/мкс,
( КОМ = 1 мкс. Тоrда U gs = 50 В, что находится значительно выше зоны по
poroBoro напряжения и, мало Toro, выше предельноrо безопасноrо ypOB
ня напряжения затвора. Следовательно, транзистор может, во первых,
самостоятельно открыться наведенным напряжением в тот момент, KO
rда мы даже и не пытаемся ero открывать, а BO вторых, он вообще может
выйти из строя из за пробоя затвора высоким Iщ.пряжением.
130 .
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
Борьба с эффектом самопроизвольноrо открытия может вестись
несколькими способами, одним из которых является использование
специальных драйверов, выходное сопротивление которых минималь
но. Кроме Toro, сопротивление Rg должно быть достаточно малым, TO
'rда Ъно будет шунтировать емкость C gs , ослабляя влияние (dИds/dt). Ти
пичное значение Rg для управ.тrnющих источников не превышает He
скольких сотен ом. Иноrда применяют также схему, состоящую из
параллельноrо соединеf:lИЯ конденсатора и резистора, подключая ее
между стоком и истоком.
Следующие способы защиты затвора полевых транзисторов' Ha
правлены не на предотвращение эффекта самопроизвольноrо OTKpЫ
ТИЯ, под действием наведенноrо тока, а на сохранение целостности за
твора. Понятно, что с помощью схемоте,хнических решений можно oc
тановить процесс лавинообразноrо нарастания тока и защитить
СИЛ,овые цепи «сток исток» от выrорания. Но «спасать» от потенциаль
Horo пробоя нуЖно и затворы. Два наиболее часто встречающихся Ba
рианта защиты показаны на рис. 7.13. Вариант «а» реализуем достаточ
но просто достаточно иметь стабилитрон УО с напряжением стаби
лизации порядка 18...22 В, то есть безопасноrо для затвора уровня. При
возникновении аварийной ситуации стабилитрон «съест» перенапря
жение и транзистор не выйдет из строя. В качестве фиксирующеrо эле
мента возможно применять более современные сапрессоры, разрабо
танные' специал'ЬНО для этих целей. О сапрессорах мы будем далее pac
сказьiвать подробнее.
к схеме
управления
к схеме
управления
vт
Ud +
а)
б)
, Рис. 7.13. Схемы оrраничения напряжения на затворе
vт
Второй вариант, рекомендуемый авторами издания [34] и называе
мый активной защитой от наведенных токов, изображен на рис. 7.13, б.
'Здесь конденсатор С достаточно большой емкости заряжен от источ
ника постоянноrо напряжения Ид (в качестве этоrо источника обычно
выступает устройство питания драйвера управления). К затвору тpaH
зис ropa vr конденсатор С подключен через обратносмещенный диод
VD. При превышении напряжения на затворе величины Ид диод УО
I
откроется и наведенный ток не пробьет затвор, так как напряжение бу-:-
дет зафиксировано. '
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
131
7.4. Тепловой режим полевоrо транзистора
Мы. уже знаем, что в области импульсной силовой электроники
первостепенными являются меры по защите силовых транзисторов от
теnловоrо пробоя. Поскольку полевые транзисторы не имеют вторич
Horo пробоя, в наших расчетах вполне можно руководствоваться значе
ниями максимальной температуры и максимальной рассеиваемой
мощности.
Полная мощность, выделяющаяся в транзисторе вс? время ero пере
КJIючения опр деляется из выр жения:
Р п Р"ер + Р пр + Рупр + Рут' (7.7)
rде Р" полная рассеиваемая мощность;
Р пер потери мощности при переключении;
Р пр потери на активном сопротивлении OTKpblToro транзистора;
Р упр потери на управление в цепи затвора;
Рут потери мощности за счет ТОКа утечки в закрытом состоянии.
Сразу оrоворимся, что потери мощности, вызванные током yrечки
(Рут) пренебрежимо малы, поэтому их вообще нет смысла учитывать.
Кроме Toro, как мы выяснили ранее, одно из rлавных преимуществ по
левоrо транзистора это исчезающе малые потери в цепи ero управле
ния (Рупр), поэтому потери tla управление мы также исключим из Ha
ших расчетов. С учетом сказанноrо формула для расчета полных потерь
приобретает следующий вид:
Р" = Р"ер + Р пр . (7.8)
. Рассмотрим подробно слаrаемые, стоящие в правой части формулы
(7.8). Потери прово,цимости Р пр являются основной составляюшей по
терь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эффек
тинное (действующее) значение тока стока:
Р пр = Rds(on/J rms' (7.9)
rде Rds(oп) сопротивление транзистора в открытом состоянии.
тобы правильно воспользоваться формулой (7.9), необходимо
уметь определять эффективное (действующее, среднеквадратичес'кое)
значение тока для наиболее характерных ero форм, поскольку в сило
вой электронике форма протекающих токов eДKO бывает синусои
дальной: Нам еще не раз встретится понятие среднеквадратическоrо
значения тока, поэтому ненадолrо вернемся к азам электротехники и
запишем формулу для ero определения:
1 "'" 1 j (;(1)]' dl . (7.10)
То
132
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
Формула (7.1 О) fОДИТСЯ для любых ФQРМ периодических СИfНалов,
но значения /rтs для наиболее часто встречающихся форм сиrналов уже,
рассчитаны. Jlоэтому читателю удобнее будет пользоваться данными
табл. 7.2 и лишь в крайних случаях обращаться к упомянутой формуле. .
Таблица 7.2. Формулы расчета среднеквадратических
значений тока
Название Форма тока Среднеквадратическое
си'-нала значение
Двухполупери 1 rrп -в 11 1 11 (7.11 )
ОДНЫЙ синусои "",5 = .J2
далЬНЫЙ ток .
t
Однополупери 1 1O швш [j' ш l! 1""'5 = I.П ' (7.12)
одные синусои (
дальныIимпуль L (7.13)
rде у =
СЫ тока t т
.
1,.. Т I =I, Jf+
Реl)'Jlируемые ПQ ;., ' ."'\.:n' ' ..... I1
фа е импульсы + sin «1 у) c s n(1 ш у)]' (7.14)
тока t i i \
t 2л
I Т
Импульсы тока ."...:" ......... .... I1
прямоyrольной 1""'5 = I.JY I (7.15)
t
формы
t
'.
Треуrольные им I T I,.тs == I.Й (7.16)
ПУЛЬСЫ тока I в,шввш ШВШ
t
Если сложный сиrнал можно составить из простых участков, форма
которых близка к приведенной в табл. 7.2, среднеквадратическое зна
чение определяется по удобной формуле:
2 2' 2
1 rтs = 1 rтs 1 + lrтs 2 + Irтs З + ... ,
(7.17)
[де lrтs ]. l,.тs 2 среднеквадратические значени5.l для простых участ
ков.
rлава 7; Коrда напряжение лучше, чем ток
1ЗЗ
А сейчас вернемся к основным тепловым расчетам и сделаем HeKO
торые уточнения в отношении тепловоrо сопротивления «кри
сталл корпус», R'h jc' Исследования показали, что это сопротивление в
значительной степени зависит от частоты переключения транзистора, а
также от скважности, определяемой отношением времени открытоrо
состояния к полному периоду коммутации. В технических условиях на
транзисторы обычно приводятся так называемые нормированные пе...
реходные характеристики тепловоrо сопротивления «кристалл корпус»
(transient thermal impedance junction to case). Как видно из рис. 7.14,
вследствие инерционности тепловых процессов при больших частотах
переключения и малой скважности тепловое сопротивление «кри...
сталл корпус» значительно снижается. В любом случае разработчику
нуЖно произвести оценку этоrо сопротивления по rpафику, чтобы не
«переборщить» с радиатором.
.
Rlh jC = ZjC ([, п) . R6(jC>'
(7.18)
rде c(f,D) переходной коэффициент сопротивления «кри
сталл корпус»;
Re(jc) тепловое СОПРО1ивление «переход",корпус» В режиме боль
ших скважностей или на постоянном токе (этот символ
мОжно встретить в технической документациц).
На рис. 7.14 есть еще одна кривая, называемая single pиlse (ОДИНОЧ
ный импульС). Снимается она для одиночноrо (неповторяющеrося)
импульса тока. Такой режим работы обычно рассчитывается для за
щитных схем и схем запуска, которые срабатывают один раз. В этом
случае транзистору может и не понадобиться радиатор.
rораздо сложнее обстоит дело с потерями переключения. Если на...
rpузка полевоrо транзистора чисто активная, потери на переключение
1
:t::
u
N
.......
0=0.5
0=0,2
u
.........
.......
а
. ф
(/)
с:
о
о-
(/)
ф
а::
0=0,1
0=0,05
О=О,О2
Dr::O.01
Ri
Е ОДИНОЧНЫЙ /
импульс
..... (single pu.lse)
10.5
10
-4
10
, .3 -2
10 10 0,1
Rectangular Pulse Duration (seconds)
Период следования импульса, с
1
10
Рис. 7.14. [рафик зависимости нормированноrо теплово(о сопротивления ОТ
частоты и скважности импульсов дня транзистора IRFP250
134
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
,
невелики и ими зачастую (в маломощных схемах) можно пренебречь.
Индуктивная наrрузка, на которую чаще Bcero «работает» транзистор в
СИЛQВЫХ схемах, характеризуется тем, что фаза тока и фаза напряжения
не совпадают. Кроме Toro, в транзисторах, работающих в двухтактных
схемах, возникают специфические потери обратноrо восстановления
паразитных диодов.
В случае активной наrpузки ток в силовой цепи транзистора orpa
ничен сопротивлением наrpузки. Индуктивная наrpузка при условии
малости ее последовательноrо активноrо сопротивления (сопротивле
ния провода обмотки) может наращивать ток силовой цепи неоrpани
ченно, пока он не превысит максимально возможноrо для транзистора
значения. Поэтому мы должны учитывать это обстоятельство при pac
чете потерь проводимости и переключения.
Вначале разберем случай, являющийся наиболее простым, то есть
работу полевоrо транзистора на активную наrpузку (рис. 7.9). Как мы
ранее уже установили, время
включения полевоrо транзисто
ра f вкл примерно равно времени
ero выключения ( вык . Процесс
коммyrации транзистора носит
сложный характер (линия «1» на
рис. 7.15). Для расчетов мы при
ближенно . будем считать, что
процесс коммyrации транзисто
ра происходит по линии «2» на
рис. 7.15. Ничеrо страШНQrо в
этом упрощении нет мы про
сто HeMHoro завысим расчетные
потери переКЛЮЧ,ения по cpaB
нению с реальными.
Очень удобно начинать оценку динамических потерь с вычисления
энерrии, вьщеляющейся на элементе за некоторый промежуток BpeMe
нИ. Средняя мощность потерь переключения в установившемся режи
ме работы может быть вычислена через энерrию и частоту переключе
ния по формуле:
Uos
t вкл
t
tj(oh)
t r
Рис. 7.15. К расчету потерь
переключения при работе MOSFET
на активную наrpузку
!пер == Е пер /. (7.19)
Для rpанзистора MOSFET, «работающеrо» на наrpузку, энерrию
переключения мы будем определять с учетом Toro обстоятельства, что
этот процесс протекаеq- симметрично и на этапе включения, и на этапе
выключения:
1 81G1
Е пер == 2 J и d.s (1) . id (1 )dt.
о
(7.20)
rлава 7. Коrда напряжение лучше; чем ток
135
Если предположить, что напряжение «сток исток» в OMeHTЫ KOM
мутаиии изменяется линейно, по такому же закону изменяется и ток
стока, то, воспользовавшись формулами (7.20) и (7.21), выполнив He
которые математические преобразования, мы получим формулу для
расчета мощности переключения при коммyrации активной наrрузки:
р = u ;t вкл f ( 7.21 )
пер 3R '
н
rде и п напряжение питания.
Случай активной НaI;РУЗКИ мы будем использовать пракrически He
часто, однако он поможет сделать нам некоторые допущения, которые
мы применим в расчетах схем с инд ктивными и трансформаторными
наrpузками.
На рис. 7.16 показан простейший вариант индуктивной наrрузки,
коrда в цепь стока транзистора vr включается катушка L. При включе
нии транзистора ток стока id начинает нарастать по закону:
J
id(t) = и/ .
L
(7.22)
Коrда ток id достиrает значения id тах' транзистор начинает закры
ваться. Достаточно резко меняется сопротивление зарядной цепи, что
ведет к возникновению на выводах индуктивности ЭДС самоиндук
иии, поскольку индуктивность всеrда стремится сохранить величину
тока. В схеме рис. 7.16, а oTcyrcTByeT фиксирующий диод УО, показан
ный на рис. 7.16, б, поэтому на стоке транзистора образуется индуктив
ный выброс напряжения. Это происходит потому, что поддерживать в
цепи ток возможно только увеличением напряжения. Опасный выброс
«rасят» обратносмещенным фиксирующим диодом УО. Такое включе
ние очень часто встречается при орrанизации управления обмотками
механических реле.
. . Обратите внимание на рис. 7.18. Падение напряжения U ds прак]'и
чески до нуля свидетель твует о моменте открывания транзистора vт.
Затем ток id начинает нарастать, и вместе с ним незначительно HapaCTa
еТ" напряжение «сток исток ), так как тр нзистор в открытом состоянии
имеет конечное значение сопротивления. Самое интересное начинает
.
ся в тот момент, коrда на транзистор подается сиrнал закрытия. В это
время сопротивление цепи «сток исток» резко увеличивается, однако
индуктивный ток id MrHoBeHHo уменьшиться не может, поэтому на про
тяжении времени выключения t.t он линейно спадает. К моменту OKOH
чания закрытия транзистора остаточный ток самоиндукции дросселя L
«подхватывает» диод УО, открывает ero. Как 3BeCTHO, открытый диод
можно условно заменить источником напряжения величиной 1...2 В, а
это значит, что напряжение на стоке тра зистора vr не может IIОД
. 1
136 rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
+Un Uds
, Индуктивный
L выброс
id
1Ju t
а) ..
+u n Uds
Срез диода
" VD L VD
Ju
б) 1
t
I
Рис. 7.16. Индуктивная наrpузка транзистора MOSFET:
а) без фиксирующеrо диода; б) с фиксирующим диодом
няться более, чем величина прямоrо падения напряжения на фикси
рующем диоде (рис. 7.17, 6). Ток диода i VD спадает «В ноль» К моменту
следующеrо цикла открытия транзистора
С уч том сказанноrо, мы можем найти величину потерь переклю
чения:
и;
р = п d max t /
пер 2 f.
(7.23)
Если же Ч неизвестно, а известно время включения (выключения)
транзистора, формула (7.23) приобретает следующий вид:
Uid тах У
ep 7= i . . t вкл /.
. 3
(7.24)
Теперь настало время ВЫЧИСJIиrь динамические потери в так назы
ваемых двухтактных схемах (рис. 7.19, а). Двухтактные силовые схемы
широко ислользуются в тех случаях, коrда нужно получить высокие
значения токов наrрузки.
Сейчас мы вынуждены еще раз вспомнить о паразитном диоде в co
ставе полевоrо транзистора. Этот диод, как нам известно, не ОТJJичает
ся быстродействием, имеет сравнительно большое время обратноrо
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
137
Un Un
iVD U, i
О U vD =1B
VD L L
+
> u n
;d id
1 1 t
а) б)
Рис. 7.] 7. Схема, поясняющая
работу фиксирующеrо диода
Рис. 7.18. Коммутационные процессы в
схеме с фиксирующим диодом
VТ1 vт c l
U L:'
VD1 VТ1
2 '
'L L
VТ2 L VТ2r
'L
VD2 U N VТ2 С2 С2
2 l vт Ч
а) -6) в) r)
Рис. 7.19. Коммyrационные процессы в полумостовых схемах
восстановления. Параметры парз:зитноrо диода в обязательном поряд
ке приводятся в технической документации на транзисторы.
В двухтактной схеме необходимо рассматривать влияние индук':'
тивности L на остальные элементы. Следует помнить, что на самом
деле индуктивность L представляет собой индуктивностЬ намаrничи
вания первичной обмотки трансформатора (если исследуемое устрой
ство преобразователь электрической энерrии), либо индуктивность
обмотки двиrателя (если рассматривается асинхронный реryлируемый
привод).
Обратимся к рис. 7.19 и рассмотрим коммyrационнь е процессы,
ПрОИСХОДЯIдие в данной схеме. Первоначально (рис. 7.19, б) ключ VТl
замкнyr, поэтому происходит передача энерrии к индуктивности L.
Если это индуктивность намаrничивания трансформатора, то ток Ha
маrничивания, конечно, не очень заметен на фоне тока реакции BTO
'''О
I лава /. коrда напряжение лучше, чем ТОК
ричной обмотки (если во вторичной цепи трансформатора присутствует
номинальная наrрузка). Если же величина индуктивности достаточно
велика, что наблюдается в устройствах приводов асинхронных двиrате
лей, индуктивный ток будет преобладать. Далее (рис. 7.19, в) ключ VТl
размыIается,, но ток в инду тивности L, стремясь сохранить свою вели
чину, з мыкается через паразитный диод VD2, который коммyrирует
ОДI1Н из выводов индуктивности к «земле»), а друrой 'ее вывод по прежт
нему остается присоединенным к средней точке конденсаторов Сl и
С2. Напряжение, прикладываемое к выводам индуктивности L, застав
ляет ток i L быстро падать к нулевому значению. Замыкание ключа VТ2
повторяет процесс, но уже в друrой части полумоста (рис. 7.19, z).
И все же коммутационные
броски в ПОЛУМОСТОВ IХ и, MOCTO
вых инверторах напряжения воз
никнуть MOryт. Связано это с He
идеальностью реальных элемен
тов. Реальные трансформаторы
имеют индуктивность рассеяния,
межвитковую емкость, есть также
паразитные емкости и между дpy
rими qлементами. К чему все это
приводит? Сочетание индуктивно
сти и емкости образует колеба
тельную систему, которая может
производить коммутационные выбросы с большqй амплитудой. На
рис. 7.20 показана диаrрамма напряжения точки соединения обмотки
трансформатора к средней точке каскада транзисторов в реальной по
лумостовой схеме. При отсутствии переключений в этой точке имеется
потенциал, равный половине питающеrо напряжения. Коммутацион
ный выброс и последующие колебания происходят при размыкании
ключевоrо элемента. Понятно, что амплитуда выбросов не может стать. .
больше напряжения питания или потенциала «земли», так как обрат
ные диоды будут открываться и «разряжать» выбро ы на источник пи
тания. И все же, если энерrия колебательноrо процесса достаточно Be
лика, он может не закончиться к моменту открывания КJIюча. KOMMyтa
ция при протекании .тока через обратный диод - приведет к ситуации
«тяжелоrо переключения», о котором мы сейчас поrоворим. Чтобы «по
rасить» эти 6ыбросы, параллельно первичной обмотке тран'сформатора .
включают RС цепь, состояшую из последовательно соединенных KOH
денсатора и резистора. Параметры этой цепи приходится определять
экспериментально. Для ориентировки: в компьютерном блоке питания
номинал резистора p BeH 100 Ом, а номинал конденсатора 1000 пФ.
Только что мы рассмотрели так называемый облеrчеНIIЫЙ режим pa
боты транзистора в двухтактных схемах, коrда управляющие импульсы
UL
t
Рис. 7.20. Колебательный пропесс в
обмотке трансформатора
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
1::J!:J
поступают на VТl и VТ2 симметричными, в моменты начала KOMMyra
ции токи через обратные диоды не проходят. Рассчитать мощность по
терь переключения в данном случае несложно. Для каждоrо транзисто
ра, работаюшеrо в полумостовой И мостовой схеме со стандартной
. трансформаторной наrрузкой, она может быть рассчитана по форму .
лам (7.23) и (7.24).
Встречается и друrой случай, коrда транзисторы вынуждены рабо
тать в тяжелом режиме переключения. Этот случай встречается в устрой
ствах управления двиrателя и механических приводов, имеющих зна
чительную величину индуктивности обмоток. В этом случае ДJlитель
ность OTKpbIToro состояния «BepxHero» (УТ1) и «нижнеrо» (УТ2)
ключевых элементов полумоста и моста MOryt быть неравными: в пре
дельном случае открывающие импульсы одноrо из элемеНТОБ вообще
исчезают. К примеру, если коммyrируется только «верхний» ключ cxe
ма превращается в «чоппер», а роль разрядноrо диода, поддерживаю
щеrо индуктивный ток, выполняет оппозитный диод «нижнеrо» ключа.
В чоппере, работу KOToporo мы подробно разберем далее, в одной из
rлав, разрядный диод выоирается специально, здесь же свойствами
диода управлять нет возможности какой диод есть, такоЙ есть.
,Б случае несимметрии управляющих импульсов ток в индуктивном
элементе не меняет cBoero направления, а это значит, после ВЫКJIюче
ния транзистора УТ2 ток i[ (рис. 7.19, в) будет протекать через ero оп
позитный диод. Следовательно, ВКJIючение транзистора VТ1 пройдет в
режиме KopoTKQro замыкания, так как диод УО2 не сразу восстановит
свои запирающие свойства. Чем дольше оппозитный диод будет BOC
станавливать свои свойства, тем большая мощность переключения вы':"
делится на транзисторе. Поэтому для расчета этой мощности в режиме
тяжелоrо переключения необходимо учитывать как динамические по
тери переключения транзистора, так и потери на обратное BOCCTaHOB
ление оппозитных диодов. Провести такой расчет можно, обратившись
к формуле:
р = и п [ id max.tBKJ + Q ]/
пер 2 3 n'
(7.25)
или, используя время , к формуле:
Р"ер = иn(id, maJf + 0,5. Qn,)/, (7.26)
rде Qrr заряд обратноrо восстановления оппозитноrо диода (приво .
ДИТСЯ В справочниках).
Оказывается также, что заряд обратноrо восстановления диода, co
rласно рис. 7.21, незначительно зависит от прямоrо тока, протекающе
[о через диод после отключения транзистора, но в .значительной степе
ни определяется величиной изменения этоrо тока во времени на этапе
140
rлава 7 Коtда напряжение лучше, чем ток
700
600
500
,
...... 400
u
с
......
t:
О 300
200
100
0100
; VD , А/мкс
dt
1000
Рис. 7.21. Зависимость заряда обратноrо восстановления диода
от скорости коммутационноrо пропесса
обратноrо восстановления, то есть производной от тока. На практике
это означает, что замедление коммyrационноrо процесса, вызывающе
ro обратное восстановление, может снижать заряд, а значит, и Bыдe
ляемую энерrию. Следовательно, в режиме тяжелоrо переключения He
обходимо замедлять, процесс открывания полевых транзисторов. Сни
зить скорость открывания может оrpаничение тока затвора с помощью
увеличения затворноrо резистора, а также шунтирование пере ходов
«сток исток» транзисторов RС цепями, оrpаничивающими скорость
переключения. Правда, при этом растут коммутационные динам.иче
ские потери переКJIючения.
7.5. Параллельное включение MOSFET
Довольно часто в практике разработчика силовых импульсных YCT
ройств электропитания встречаются случаи, коrда нужно переключать
ток, значение KOToporo выше предельноrо тока одиночноrо транзисто
ра. И если выбрать более мощный при бор оказывается затруднительно,
можно, как мы уже знаем, просто включить параллельно несколько
приборов, рассчитанных На меньшие токи. Тоrда общий ток будет paB
номерно распределяться по отдельным транзисторам.
В случае биполярных транзисторов, как мы знаем, не обойтись бе'з
токовыравниваЮIЦИХ резисторов в цепи эмиrrера, на которых неоправ
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
141
данно теряется мощность. rораздо лучше обстоит дело с полевыми
транзисторами. Для параллельноrо их соединения нужно иметь прибо
ры с близкими значениями пороrовоrо напряжения. Заметим, что
транзисторы одноrо типа имеют очень близкие значения пороrовоrо
напряжения, поэтому эта рекомендация заключается в запрете соеди
нять транзисторы разных типов.
BO BTOpЫX, чтобы обеспечить равномерный проrрев Линейки TpaH
зисторов, их нужно устанавливать на общий радиатор и, по возможно
сти, ближе друr к друry. Необходимо также помнить, что через два Па
раллельно включенных транзистора можно riропускать в два раза боль
ШИЙ ток, не снижая наrрузочной способности. одиночныIx приборов,
но при этом входная емкость, а значит, и заряд затвора возрастают в
два раза. Соответственно, схема управления параллельно соединенны
ми транзисторами должна обладать соответствующей возможностью
обеспечить расчетное время коммутации.
Но ,и здесь есть свои особенности. Если соединить затворы полевых
транзисторов непосреДС1венно, можно ПQЛУЧИТЬ неприятный эффект
«звона» при выключении транзисторы, оказывая влияние дрyr на
дрyrа, через затворы, будут произвольно открываться и закрываться, не
подчиняясь сиrналу управления. Чтобы исключить «звон», на выводы
затворов транзистора рекомендуется надевать небольшие ферритовые
трубочки, предотвращающие взаимное влияние затворов, как показано
на рис. 7.22, а.
а)
б}
Рис. 7.22. Параллельное включение MOSFET:
а) с rасящими ферритовыми трубками; б) с затворными резисторами
Данный сп соб встречается сеrодня очень редко, уступая место бо
лее простому и доступному схемотехническому приему (рис. 7.22, 6),
коrда в цепи '1з;rворов включаются одинаковые резисторы сопротив
14;t
, лава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
лени ем десятки сотни Ом. Величина затворных резисторов выбира
ется так:
R = и/ вкл
g Q'
, g
(7.27)
тде Qg величина заряда затвора для одноrо транзистора.
..... '
После этоrо необходимо определить величину тока, коТорую дол
жен обеспечить драйвер. Этот ток определяется из условия действия
напряжения lfg на параллельно соединенные затворные резисторы. То
есть величину Rg, полученную из формулы (7.27), необходимо при BЫ
числениях уменьшить во столько раз, сколько транзисторов включает
ся параллельно.
Очень важно выполнить вязи между электродами. транзисторов
как можно короче, минимизировав паразитные индуктивности MOHTa
жа. Плохая тополоrия проводников может при водить к чрезмерным
перенапряжениям инеконтролируемому переключ.ению. Возможное и
наиболее часто встречающееся расположение параллельно включен
ных транзисторов MOSFET показано на рис. 7.23.
о
о
о
о
Радиатор
} Силовые
шины
Шина
управления
Рис. 7.23. Вариан r параллельноrо включения
Транзисторы VТl VТ4 усtановлены на общий радиаrор макси
мально бли ко дрyr от друrа, что обеспечивает их равномерный про
rpeB. Силовые шины, которые MOryт быть выполнены как печатны
ми, так и объемными проводниками (например, медной полоской
или луженым проводом:), подключены к стоку и истоку всех транзи
сторов. Затворные резисторы Rg Можно расположить над силовыми
шинами. Закрепляются транзисторы на радиаторе с помощью B.\1H
ТОБ, прижимных пружин. Иноrда для улучшения тепловоrо контакта
между корпусами и радиатором используется слеДУЮllЩЯ радиолюби
тельская технолоrия: траН:JИСТОрЫ припаиваются СВОИМИ теплоотво
. дящими пластинами к общей медной заrотовке, а она, в свою оче
, лава 1. коrда напряжениеЛУЧШf::, Чf::М lик
' ,:;)
Рис. 7.24. Радиатор с параллельно включенными MOSFET
в схеме полумоста
редь, привинчивается к радиатору, предварительно' смазанному в
месте контакта теплопроводящей пастой КПТ 8.
На рис. 7.24 приведен конструктивный узел полумоста, составлен
Horo из параллельно включенных транзисторов. Радиатор имеет сквоз
\ '
ные каналы, через которые он принудительно продувается, потоком
воздуха.
7. . Калейдоскоп транзисторов MOSFET
в этом заключительном разделе мы поrоворим о том, каким обра
зом конструкторы элементной базы пытаются облеrчитъ труд разработ
чикам силовых электронных устройств, какие разновидности транзи
сторов MOSFET присутствуют на сеrодняшнем рынке, какой выиrрыш
дает использование Toro или иноrо типа транзистора в разрабатывае
мой схеме.
При разработке импульсных силовых устройст определенную про
блему всеrда представляет защита от переrpузок и токов KopoTKoro за
мыкания. Обычно решается 'проблема следующим образом: в цепь ис
тока включается небольшое сопротивление, напряжение с KOToporo
подается на компаратор, отключающий схему реryлирования тока и за
пирающий силовые транзисторы. В более мощных устройствах приме
няют специальные шунты, токовые трансформаторы или датчики на
основе эффекта Холла, имеющие rальваническую развязку с силовыми
цепями. К сожалению, такой путь не слишком оптимален, поскольку
на резистивном датчике тока теряется мощность, силовые цепи в этом
случае становятся более протяженными, а также трудно обеспечить He
обходимый компромисс между быстродействием схемы заll ИТЫ и CTe
пенью чувствительности к ложным срабатываниям.
Производитель полевых транзисторов фирма «International
Rectifier» придумала слеДУЮll ИЙ способ решения этой проблемы. Как
И:Jвестно, технолоrия изrО'fовления мощноrо полевоrо транзистора Ta
.1
144
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
кова, что ero кристалл состоит из множества мелких ячеек, через KOTO
рые в открытом состоянии протекает ток. Ток равномерно распределя
ется между ячейками, поэтому, обособив некоторое количество ячеек и
сделав от них отвод тока, можно, измеряя ero величину, судить о пол
ном токе, протекающем через прибор. Проведя серию экспериментов,
специалисты фирмы разработали и выпустили на рынок серию поле
вых транзисторов со считыванием тока (Нех sense MOSFET). Внешний
вид TaKoro транзистора, разме,щенноrо в корпусе типа TO 220, показан
на рис. 7.25, там же приведено ero условное обозначение в. схемах.
Маркируются транзисторы условным I1ндексом «С» (current), напри
мер, IRC740, IRCZ44, IRCP450.
,
Kelvin
Source
,
'-
G
S
Current
Sen e
Рис. 7.25. Внешний вид и условное обозначе ие транзистора MOSFET
со считыванием тока
Практически полевой транзистор со считыванием тока состоит из
двух параллельных полевых транзисторов, называемых «силовым» И
«считывающим». Стоки обоих транзисторов объединены, а вот сило
вой и считываюший истоки разные. Силовой исток обозначается
. традиционно буквой S, считывающий исток обозначен словосочета
нием current sense. Имеется еше один вывод, обозначаемый в техниче
СКОЙ документации как Kelvin source и называемый выводом Кельвина.
Этот вывод подключен к И,стоку силовоrо транзистора таким образом,
чтобы исключить влияние OCHoBHoro тока на считываемый ток.
rлавным параметром TaKoro транзистора является отношение тока,
протекающеrо через вывод истока, и тока, протекающеrо через вывод
датчика:
id
r=
. ,
lc
(7.28)
rде r коэффициент считывания тока (current sensing ratio);
id 'величина силовоrо тока;
ic величина считанноrо тока.
Конечно, 'реэультат, рассчитанный по формуле (7.28), будет слеr
ка отличаться от истины, поскольку rOK стока является суммой си
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ТОК
145
'ловоrо и измериrельноrо токов. Но это не принципиально, посколь .
ку считывающий транзистор введен не для точноrо измерения тока,
а для фиксирования состояния переrрузки транзистора. Для реаль
Horo транзистора. типа IRC740 оэффициент считывания ток COCTaB
ляет 2660...2940.
Чтобы обеспечить считывание тока,
между выводами current sense и Kelvin
source включается небольшое сопро
тимение (рис. 7.26), сиrнал с KOToporo
, можно усилить, подать на схему стаби
лизации или отключения по переrpузке.
Каким образом это сделать, подробно
, описано в {35] и [36]. Получить данные
документы можно с сайта фирмы про
изводителя http://wwWjrf.com.
к измерителю
Одной из проблем управления CTaH
дартными полевыми транзисторами яв
ляется необходимость наличия напря
жения величиной около 10...15 вольт
для rарантированноrо их открытия. Ko
н чно, никаких трудностей не возникает, если схема управления пита
ется указанным напряжением. Но если управляющая схема построена
на основе лоrических элементов или микроконтроллеров с питанием 5
вольт и друrих источников питания в схеме нет? Вот для таких случаев
разработаны и выпускаются серийно транзисторы с лоrическим уровнем
управления (Logic Level Gate Drive), затворы KOTOpЬ X можно непосред
ственно подключать к выходам цифровых микросхем. Фирма
«International Rectifier», выпускающая транзисторы с лоrическим ypOB
нем управления, маркирует эту продукцию индексом «L» (1ogic), Ha
п имер, IRLZ44, IRLZ544. Данные транзисторы MOSFET практически
ничем не отличаются от стандартных приборов, кроме сниженноrо
максимально допустимоrо напряжения «затвор сток» и иной xapaктe
ристики Заряда' затвора (рис. 7.27). Рекомендуем читателю сравнить
этот рисунок с рис... 7.11.
. '
Ках мы уже rоворили, при разработке импульсных силовых YCT
ройств всеrда уделяется достаточно MHoro внимания схемам защиты от
переrpузок. И даже появление достаточно устойчивых к аварийным pe
жимам полевых транзисторов не решило проблему защиты от переrpу
зок. Как показывает практика, обезопасить схему от потенциальноrо
пробоя с ПОМОIЦЬЮ простых схемотехнических методов не слишком
трудно, однако тепловой и токовый пробой требуют roраздо более
сложных мер. Революционным rnarOM на пути создания отказоустойчи
вых элементов стала разработка фирмой «International Rectifier» транзи
о
j.
J
G
Рис. 7.26. Подключение
датчика тока
146
Тлава 7. Коrда напряжение лучше J чем ТОК
15
l о =25А t L 4 l v
. DS. . "
VDs=28V,
" ........
'" "
" в>
.;'
r
,
/
/'
I
/
,-
>
....... 12
Q)
о>
(tJ
....
(5
>
Q) 9
u
...
о
rп
Jf 6
Q)
.....
(tJ
з
о
О О 1 О 20 ЗО 40 50 60 70
Са. Total Gate Charge (пС)
Рис. 7.27. Кривая заряда затвора MOSFET с лоrическим уровнем управления
на примере IRLZ44NL
сторов MOSFET со встроенной системой самоконтроля так называе
мых интеллектуальных ключей (Intelligent power switch). Эти транзисто
ры маркируются индексом «IPS», например, IPSOI51, IPS511. Их доля
среди выпускаемых на сеrодняшний момент типов невелика по причи
не высокой (пока) стоимости, но неуклонно продолжает расти.
На рис. 7.28 схематически показаны основные узлы таких транзи
сторов, предназначенных как для управления наrpузкой, подключен
ной к стоку (так называемый транзистор «нижнеrо плеча»), так и Ha
rрузкой, подключенной к истоку (транзистор «BepxHero плеча»). Оба
типа транзисторов управляются входным лоrическим сиrналом вели
чиной 5 В.' .
,
Схема контроля состояния транзистора «нижнеrо плеча»
(рис. 7.28, а) постоянно «следит» за температурой кристалла и за вели
чиной протекающеrо тока. При превышении температуры выше 165 ОС,
а также при превышении тока стока определенноrо значения схема
контроля отключает транзистор вне зависимости от веЛI1ЧИНЫ сиrнала
управления.
В интецлектуальном MOSFET «BepXHero пле'lа», кроме вхрда
управления «IN», появляется также диаrностический выход «DG» (BЫ '
ход статуса), по состоянию которото можно не только судить о режиме
работы транзистора, но и диаrностировать произошедшую неисправ
ность. Так, в нормальном режиме работы сиrнал с выхода статуса по '
вторяет входной сиrнал управления. Ilри обрыве наrрузки на выводе
«DG» будет всеrд,:\ «читаться» лоrическая «единица», при превышении
температуры выше 165 ОС, а также при превышении тока стока опреде
ленноrо значения на выводе «DG» устанавливается лоrический «нуль».
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
147
1 Rg IN Схема
контроля
а)
Управление
лоrическим
уровнем
сиrнала
"Общий"
s
+U n
+58
D
DG
Схема
лоrики
Схема
контроля
pu" up
резистор
s
Статус
Rg
IN
Наrpузка
Управление
лоrическим
уровнем сиrнала
б) "Общий" управление
"Общий" силовой
Рис. 7.28. Интеллектуальный MOSFET: а) для управления наrpузкой
в стоке; б) для управления наrрузкой в истоке
Температурная зашита имеет некоторый rистерезис, формируемый
схемой контроля. Это означает, что восстановить функционирование
транзистора в нормальном режиме удастся только после снижения
температуры кристалла до величины 158 ос.
Достаточно активно идут работы над совершенствованием xapaKTe
ристик классических транзисторов MOSFET. Сеrодня на отечествен
ном рынке электронных комплектующих можно встретить i1редстави
телей так называемоrо пятоrо поколения транзисторов М OSFET. выпус
каемых фиvмой «International Rectifier». В маркировке этих
транзисторов присутствует буква «N», например, IRFZ44N, но ихлеrко .
спутать с более старой модификацией, такой буквы не имеющей
lRFZ44. Размер кристалла у транзисторов пятоrо поколения MeHbIlIe,
на 10...20% снижено СОПРОТИБ-ТIение в открытом состоянии (Rd (vп),
уменьшена величина заряда затвора (Qg), в несколько раз снижен заряд,
обратноrо восстановления (Qп-) паразитноrо диода. .
В области мпульсных источников электропитания сеrодня ваБJ1Ю
дается тенденция умеl:lьшения размеров питающих модулей, ПОВЫI.uе
ни их КПД, а также наиболее рапиональной компоновки в составе
/'
148 J
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
электронных приборов. Достиrнуть TaKoro результата позволяет COKpa
щение rабаритов элементов (прежде Bcero силовых), их комбинирова
ние в одном корпусе. Ярким представителем подобной элементной
базы является серия РЕТКУ MOSFET (рис. 7.29). При изrотовлении
серии вместе с транзисторами корпусируются также специальные дио
ды Шопки (Schottky diode), причем таким образом, { тобы обеспечить
соединение этих элементов соrласно известным схемам построения
вторичных источников питания. На рис. 7.29, б показана специализи
рованная транзисторная сборка типа Dual РЕТКУ, содержащая два
MOSFET транзистора и диод Шопки. Такая сборка незаменима при
построении синхронных схем вторичных источников, о которой мы
поrоворим в одной из следующих rлiш.
I а)
б)
РИс. 7.29. Комбинированные М OSFET транзисторы:
а) FETKY MOSFET IRF7521Dl; б) Dual FETKY MOSFET IRF7901Dl
. с достаточно большим запозданием, вызванным экономической
неразберихой, царившей в нашей стране последнее десятилетие, поя
вились серийные отечественные транзисторы М OSFET, являющиеся
примерными аналоrами транзисторов фирмы «Intemational Rectifier»'.
Производятся они минским ПО «Интеrрал» (УП «Завод «Транзистор»).
AвTQP считает, что об эТих транзисторах можно rоворить как об «отече
ственных», несмотря на то что формально их производит дрyrое [ocy
дарство Белорусия. В табл. 7.3 приведены типы транзисторов, KOTO
рые можно приобрести в маrазинах и на радиорынках. Рекомендуется
также почаще бывать в Интернете и заrлядывать на сайт фирмы произ
водителя http:j jwww.bms.by Тем, кому важно Сэкономить деньrи, это
окажется большим подспорьем.., Ведь ошибок производсrва, связанных
снесовершенством технолоrии, становится все меНЫllе, а цена отече
ственных аналоrов ос rается ниже зарубежных прототипов. Некоторые
наименования полевых транзисторов сеrодня также выпускает ЛООТ
«Воронежский завод полупроводников». В ero номенклатуре также
представлены аналоrи транзисторов "«Intemational RectHier» в корпусах
/
rлава 7. Котда напряжение лучше, чем ток
149
.
TO 220 и мощные транзисторные модули в корпусах TO 244 с величи
ной номинальноrо тока стока до 200 А. Однако эти транзисторы rораз
ДО сложнее приобрести, поэrому мы о них rоВОрИТЬ не будем.
Таблица 7.3. Некоторые 01'ечественные транзисторы MOSFET
?'" =
м
JII ..
Обозна. It 2 )( It
Еш 4 Еш
AHaпor ",' иrO Р,Вт Тип Корпус
чение "CI "CI ТJ '
:) а: ... ::)
, ........ ... ...
КП723А IRFZ44 60 0,028 50 :1:20 ]50 п.канал ТО.220
КП723 Б IRFZ45 ба 0,035 50 :t20 150 п.канЗJI ТО.220
КП723В IRFZ40 50 0,028 50 :1:20 150 п канал TO 220
/
КП72зr IRLZ44 60 0,028 50 :1:10 150 п канал TO 220
КП726А BUZ90A 600 2,0 4,0 :1:20 75 п канал TO 220
КП726Б BUZ90 600 1,6 4,5 :1:20 75 П Канал TO 220
КП727 А BUZ71 50 0,1 14 :1:20 40 П J(анал TO 220
КП727Б IRFZ34 60 0,05 30 :t20 88 п.канал TO 220
КП727В IRLZ34 60 0,05 30 :1:10 60 П канал TO 220
.-
КП728rl 700 5,0 3,0 :f::20 75 п канал TO 220
КП728СI 650 4,0 3,0 :f:20 75 п.канал TO 220
КП728Еl 600 3,0 3,3 :1:20 75 п канал TO 220
- -
КП 728Л 1 550 3,0 4,0 :1:20 75 п канал TO 220
КП731А IRF710 400 3,6 2,0 + 20 3б п канал TO 220
-
КП731 Б IRF71l 350 3,6 2,0 1:20 36 П J(анал TO 220
........
КП731В I RF712 400 5,0 1,7 :1:20 36 п.kанал TO 220
КЛ737 А IRF630 200 0,4 9,0 :1:20 74 п канал TO 220
, , - ,
КП737Б IRF634 50 0,45 8, ] :!:20 74 n KaHdJI ТО.220
- . - . ,
КЛ737В IRF635 250 0,68 6,5 , :1:20 74 n. канал TO 220
- ........................ ---м . ..... .... .... f.-..--. - ..... .................... - .
КЛ737r IRL630 200 0,4 9,0 :1:10 74 л-канал . TO 220
К П739А IRFZ14 60 0 2 10 :1:20 '43 n KaHaJ1 ТО.220
- --== - ,., -, .". , ,
150
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
.
Продолжение табл. 7.3
..
)(
Обозиа- C1I g )( са
Еш Ё< Е. ш
Аиапоr rл' ЙО I rл Р,8т Тип Корпус
чеиие 'tI 'tI D
:;) а: ::)
КП739Б IRFZlO 50 0,2 10 :1::20 43 n канал TO 220
КП739В IRFZ15 60 0,32 8,3 :f::20 43 n канал TO 220
.
КП740А IRFZ24 60 0,1 17 :t20 60 n канал TO 220
КП740Б IRFZ20 50 0,1 17 :1::20 60 n канал TO 220
КП740В IRFZ25 60 0,12 14 :1::20 60 n канал TO 220
КП741А IRFZ48 60 0,018 50 :1::20 190 n канал TO 220...'
КП741 Б IRFZ46 50 0,024 50 :1::20 150 n канал TO 220
КП742А STH75N06 60 0,014 75 :1::20 200 n канал TO 2 J 8
КП742Б STH80N05 50 . 0,012 80 :f::20 200 n канал TO 218
КП743А IRF51 О 100 0,54 5,6 :1::20 43 n канал TO 220
КП743Б 1 RF511 80 0,54 5,6 :f::20 43 n канал TO 220
КП743В IRF512 100 0,74 4,9 :1::20 43 n канал TO 220
КП744А IRF520 . 100 ,0,27 9,2 :1::20 60 n канал TO 220
КП744Б IRF521 80 0,27 9,2 :t20 60 n канал TO 220
КП744В 1 RF522 100 0,36 8,0 :t20 60 n канал TO 220
.
I 60
КП744f IRL520 100 0,27 9,2 :1::10 n канал TO 220
КП745А IRF5-30 100 0,16 14,0 :1::20 88 n канал TO 220
КП745Б IRF531 80 0,16 14,0 1:20 88 n канал TO 220
КП745В IRF532 100 0,32 12,0 ' :1::20 88 n каНал TO 220
....... .....
КП745r IRL530 100 0,16 15,0 :f::l0 88 n-канал TO 220
КП746А 1 RF540 100 0,077 28,0 :1::20 150 n канал TO 220
, .. . н
КП746Б 1 RF541 I 80 0,077 28,0 :f::20 I 150 n канал TO 220
, . . . .
КП746В IRF542 100 0,1 25,0 :1::20 150 n-канал TO 220
........ .................. .
КП746r IRL540 100 0,077 28,0 :1:: 10 150 n канал TO 220
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
151
Продолжение табл. 7.3
.. .. ..;
)( ..
са i )( са
Обозна Еш < Е ш Р,Вт Тип Корпус
Аналоr rfjl ';'0 ТJ 1 I/jl
чение ТJ 'tI Q
:;) а: ... :;)
КП747 А IRFP150 100 0,055 41,0 :t20 230 п канал TO 218
КП748А IRF61 О 200 1 5. 3,3 :1::20 36 п канал TO 220
,
.
КП748Б IRF611 150 1,5 3,3 :1::20 36 п канал TO 220
КП748В IRF612 . 200 2,4 2,6 :t20 36 п канал TO 220
КП749А 1 RF620 200 0,8 5,2 :1::20 50 п канал TO 220
КП749Б IRF621 150 0,8 5,2 :1::20 50 п канал TO 220
КП749В 1 RF6 22 200 1,2 4,0 :1::20 50 ,n канал TO 220
КП750А IRF640 200 0,18 18,0 :1::20 125 п канал TO 220
КП750Б IRF641 150 0,18 18,0 :1::20 125 п канал TO 220
КП750В IRF642 200 0,22 16 О ' :1::20 125 п канал TO 220
,
КП750r IRL640 200 0,18 18,0 + 10 150 п каНал TO 220
КП751А IRF720 400 1,8 3,3 + 20 50 п канал TO 220
КП751Б IRF721 350 1,8 3,3 :t20 50 п канал TO 220
КП7 51 В IRF722 400 2,5 2,8 :t20 50 п канал TO 220
КП 75 2А IRF730 400 1,0 . 5,5 + 20 74 п канал TO 220
КП752Б IRF73 ] 350 1,0 5,5 :!: 20 74 п канал TO 220
КП752В IRF732 400 1,5 4,5 :1::20 74 п канал TO 220
КП 7 5ЗА IRF830 500 1,5 4,5 :1:20 74 п канал TO 220
КП753Б IRF83 ] 450 1,5 4,5 :1::20 74 п канал TO 220
, _..
,
КП753В IRF832 500 2,0 4,0 :t20 74 п канал TO 220
КП771А STP40N] О 100 0,04 40,0 :1::20 150 п канал TO 220
i,....... ............
КП771Б 100 0,055 35,0 + 20 150 п канал TO 220
КП775А 2SK2498A 60 0,009 50,0 :1::20 200 п-:,канал TO 220
,, . . .. ........... , .. , . .
КП775Б 55 0,009 50,0 :t20 200 п канал TO 220
. . -. -............... ' ': :. :
. . ..........
152
rлава 7. Коrда напряжение лучше, чем ток
Окончаниетабл.7.З
.......
)('
)(
са I )( 1\1
Обозна Еш e<Ct Е. ш
Аналоr ' fI',' фО I UI Р,Вт Тип Корпус
чение 't7 't7 't7 1:11
:) а:. :;)
,
. -- r-- , , - .
КП775В 60 0,011 50,0 :1:20 200 п канал TO 220
КП776А IRF740 400 0,55 10,0 :t20 125 п канал TO 220
.... .. .'r . ,
КП776Б 1 RF741 350 0,55 10 О . :1:20 125 п канал TO 220
,
. . ... - '. ......
КП776В 1 RF742 400 0,8 8,3 :1:20 125 п канал TO 220
КП776r IRF744 450 0,63 8,8 :t20 125 п канал TO 220
КП777 А 1 RF840 ' 500 0,85 8,0 + 20 125 n Канал TO 220
КП777Б 1 RF841 450 0,85 8,0 :1:20 125 п канал TO 220
КП777В IRF842 500 1,1 7,0 :1:20 125 п канал TO 220
КП778А IRFP250 200 0,085 30,0 :!:20 190 п канал TO 218
КП779А IRFP450 500 0,4 14,0 ':1: 20 190 п канал TO 218
КП780А IRF820 500 3,0 2,5 :1:20 50 п канал TO 220
КП780Б IRF821 450 3,0 2,5 :!:20 50 П Канал TO 220
КП780В IRF822 500 4,0 2,2 :1:20 50 п канал TO 220
КП781А IRFP350 400 0,3 16,0 :1:20 190 п канал TO 218
КП783А IRFP3205 55 0,008 70,0 :t20 200 п канал TO 220
КП784А IRF9534 60 0,14 ]8,0 :1:20 88 р канал TO 220
КП785А IRF9540 100 0,2 19,0 :1:20 150 р канал TO 220
КП786А BUZ80A 800 3,0 4,0 :1:20 100 п канал TO 220
,
КП787А BUZ91A 600 0,9 8,0 + 20 150 п канал TO 220
КП789А BUZlllA 55 0,008, 80,0 1:20 250 n канал TO 220
rлава 8
Почти биполярный, почти полевой
Биполярный транзистор с изолированным затвором.
Основныехарактеристики.перспективыиспользования
визделияхсилов йэлектроники
...На работе была поставлена задача: разработать мощный источник питa
нUя с входным напряжением 600 вольт. ffcпользовать транзисторы MOSFET не
МО2У маловат запас по напряжению «cтOK иcтOK». Что делать?.
Из переписки
...Пробовал заменить в источнике питания транзисторы MOSFET на peKO
.мендованные в KHuze быстрые IGВт. Разницы в на2реве корпусов не заметил. Прав
aa J aopozoeaтou оказалась замена...
Из отзывов на первое издание
Из этой rлавы читатель узнает о силовых полупроводниковых
приборах, недавно появившихся в арсенале разработчика силовой им
пульсной техники, о биполярных транзисторах с изолированным
затвором (lGBT). Появление транзисторов IGBT решило десятиле
тиями существовавшую проблему обеспечения высоковольтных схем
простыми и надежными ключевыми элементами, обладающими BЫCO
ким быстродействием, малыми затратами на управление, устойчиво
стью к MJiOrOKpaTHbIM переrрузкам и полной управляемостью, OTKpЫ
ло большие перспективы для профессиональных разработчиков и ра
диолюбителей.
8.1. KaKYCTpoeHbllGBT
, ,
в предыдущей rлаве мы назвали транзисторы MOSFET почти иде
альными приборами для использования в силовой электронике. Сей
час настало время сделать одну существенную oroBopкy: справедли
вость\этих слов в отношении полевых транзисторов очевидна, если pa
бочее напряжение силовых цепей не превышает величину 300...400 В.
При повышении рабочеrо напряжения приходится выБИрать транзи
сторы с более высокой величиной допустимоrо напряжения «сток ис
-
154
rлава В. Почти биполярный, почти полевой
ТОК», а это значит, что в номенклатуре серийных транзисторов нам не
удастся найти такоЙ экземпляр, который имеет низкое сопротивление
в открытом состоянии и, соответственно, высокий допустимый ток
стока. Максимальная величина допустимоrо напряжения «сток исток»
большинства серийных полевых транзисторов сеrодня составляет по
рядка 800 вольт, но сопротивление в открытом состоянии таких прибо
ров измеряется уже единиц ми Ом. Как же поступить разработчику в
данном случае? Опять возвращаться к «биполярникам»? Не хотелось
бы этоrо делать! .
, Оказывается, возможно объединить такие преимущества биполяр
ных транзисторов, как большая допускаемая величина напряжения
«коллеКТОр ЭМИllер», и полевых транзисторов как минимальные за
траты энерrии на управление. Объединение этих свойств в одном при
боре происходит еще на этапе ero изrотовления при помощи способа,
описанноrо ниже. Нужно сказать, что еще в начале 80 x rr. ХХ в. были
проведены успешные эксперименты по созданию комбинированноrо
транзистора, состоящеrо из управляющеrо MOSFET и' выходноrо би
полярноrо каскада. При бор получил название биполярноro транзистора .
с изолированным затвором. Ведущие мировые фирмы разработали MHO '
жество способов получения таких приборов, однако аибольшее 'pac
пространение получили комбинированные транзисторы эпитаксиль
ной структуры РТ (punch through) и однородной структуры NPT
(non punch through). Сеrодня дaH
ные транзисторы объединены общим
названием 1 G ВТ (insulated gate
bipolar transistor), произносящимся
как «ай джи би ти» (рис. 8.1). Имен
но в структуре типа IGBT исследова
телям наиболее удачно удалось co
единить положительные качества по
левых и биполярных транзисторов,
.. работающих в ключевом режиме.
Читатели, которые внимательно прочли предыдущую rлаву, HaBep
няка запомнили, что на этапе производства полевых транзисторов в их
структуре обязательно появляется паразитный биполярный транзи
стор, который не находит практическоrо применения, а зачастую про
сто мещает нормал ному функционированию полевоrо полупровод
никовоrо прибора. Но, как оказалось, в состав транзистора возможно
ввести несколько новых элементов, и он превратится в совершенно
новый прибор с уникальными свойствами. На рис. 8.2 условно показа
HQ внутреннее устройство IGBT транзистора, причем рис. 8.2, а oтpa
жает все технолоrическйе элементы, появляющиеся при ero изrотов
лении. Нам уже знаком транзистор MOSFET VТl, цепь « ток исток» ,
KOToporo зашунтирована паразитным п р п биполярным транзистором
Рис. 8.1. Условное обозначение
транзистора 1 G ВТ
rлава В. Почти биполярный, почти полевой
155
VТ3 с резистором Rb в собственной цепи «база ЭМИ1Тер». Новые эле
менты ...:..... биполярный 'транзистор структуры р п р (VТ2) и полевой
транзистор с yriравляющим р п переходом VТ4. Последний транзи
стор выполняет роль динамическоrо сопротивления, которое yмeHЬ
шается во включенном состоянии и пропускает ток через базовую об
ласть транзистора VТ2.
Первый шаr к упрощению эквивалентной схемы IGВТ транзисто
ра сделан на рис. 8.2, б,rде транзистор VТ4 заменен резистором с пере
менным сопротивлением Rmod' Теперь, взrлянув на схему, можно уви
деть, что образовавшаяся структура из биполярных транзисторов VТ2 и
VТЗ мож т иметь внутреннюю положительную обратную свя ь, так как
ток коллектора VТ2 самым непосредственным образом влияет на ток
базы VТЗ и наоборот. Вообще данная структура сильно напоминает ти
ристорную, а значит, возможно появление неприятноrо эффекта за
щелкивания р п р п структуры. К чему приведет защелкивание, долrо
объяснять не нуЖно . транзистор может попросту cropeTb, поскольку
он потеряет управляемость.
...
с
u
) VТ1
U
Е
а)
Rb
Е
б)
с
)
u
с
VТ1
Е
в)
Рис. 8.2. К пояснению принl1ипа действия IGBT
Следует ли уделять внимание борьбе с эффектом защелкивания?
Конечно, первые IGВТ транзисторы бьти в значительной степени под
вержены этому неприятному эффекту, поэтому приходщось принимать
серьезные меры. Но теперь технолоrия производства комбинированных
транзисторов «ушла» далеко вперед, разработчики научились с ним yc
пешно бороться, управляя величиной сопротивлений Rь и R.nod, а также
коэффициентами усилений VТ2 и VТЗ. Исследования показали, что yc
тойчивость К защелкиванию снижается при увеличении скорости изме .
нения напряжения «КОJUlектор эмитrер» за единицу времени, то есть за
щелкивание происходит в моменты коммyrации. Отметим что ведущие
.мировые фирмы производители транзисторов IGBT (lnternational
Rectifier, IXYS, Motorola, Intersi1, Semikron, Mitsubishi, Еирес; Siemens
. .
156 rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
j
и др.) rарантируют отсутствие «защелкивания» биполярной структуры,
поэтому в их технической документации часто приводится упроще.нная
эквивалентная схема IGBT, показанная на рис. 8.2, 8.
. 'Пожалуй, это все, чrо хотелось Бы рассказать в рамках этоfj книrи о
внутреннем УСТРОЙСТl3е IGBT приборов. rораздо важнее разработчику
практику иметь представление о характеристиках этих транзисторов и
о поведении их в реальных электронных схемах.
8.2. Транзистор IGBT'B режиме переключения
Для разработки электронных схем на основе транзисторов 1 G ВТ
нет необходимости разбираться Б параметрах составных элементов по
лупроводниковоrо прибора, достаточно представить 1 G ВТ в виде Tpex
электродноrо элемента, имеюшеrо типовые параметры и характери
стики. Наверняка у читателя уже родился вопрос: «Какое положение
по быстродействию, то есть скорости включения и отключения, зани
мает IGBT в сравнении с MOSFET и классическим бипо.1lЯРНЫМ TpaH
зистором?» Однознач,НО можно сказать, что MOSFET переключается
быстрее lGBT, но в случае сравнения с биполярным транзистором
нельзя сделать однозначный ВЫВ0Д J3 пользу Toro или иноrо прибора, и
вот почему.
Оrраничение обшей скорости переключения биполярных транзи
сторов с изолированным затвором, как и простых биполярных транзи
сторов, кроется в конечном времени жизни неосновных носителей в
базе транзистора VТ2 (рис. 8.2). И если включение транзисторов про
исходит достаточно быстро, то необходимость затрачивать некоторое
, ,
время на рассасывание неосновных носителей в базовой области за
медляет' процесс выключения. Для «биполярника> , как мы знаем, за
держка выключения это наличие коллекторноrо тока после подачи
на базу запирающеrо импульса. Но дЛЯ IGBT, процесс выключения KO
ToporQ в иелом похож на аналоrичный процесс дЛЯ MOSFET, значи
теЛЬ1-Iая задержка выключения так называемый «токовый хвост», KO
rда О,статочный ток коллектора продолжает совершать колебательные
движения, приближаясь к нулевому значению. Причина «хвоста» KpO
ется в том самом накоплении заряда базовой областью и ero paccaCЫBa
нии при окончательном переходе BHyтpeHHero транзистора MOSFET в
режим 'отсечки. Чем опасен «хвост»? Он ведет к увеличению тепловых
потерь и требует увеличения так называемоrо «MepTBoro времени»
(dead time) для мостовых и полумостовых схем в промежутках между
фазами проводимости двух приборов.
Фирмы производители транзисторов IGBT сделали немало для оп
ТИМИ:Jации процесса рассасывания неОСIIОВНЫХ носителей, однако эта
'Jадача оказалась слишком противоречивой, и реПlaТЬ ее пришлось
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
157
комплексно, то есть улучшать технолоrию производства и совершенст
.вовать схемотехнические приемы. Конечно, производители элемент
ной базы моrли бы оставить схемотехнику инженерам, сохранив за co
бой только технолоrию: процессами рассасывания возможно управлять
извне, если вывести наружу базу транзистора VТ2. Но это r путь снизил
бы потребительские качества новых при боров слишком сложно TO
[да было бы их использовать в схемах. И фирмы разработчики эле
ментной базы провели дополнительные эксперименты, в результате
чеrо базовый вывод был сделан недоступным извне, а также выработа
нЬ1 особые технолоrические приемы, позволяющие ускорить процессы
рекомбинации. Один из таких приемов снижение коэффициента
усиления транзистора Vf2.' ,
к сожалению, здесь возникло еще одно существенное противоре
чие: снижение коэффициента усиления в значительной степени yмeHЬ
шает «токовый хвост», но увеличивает напряжение насыщения OTKpЫ
Toro транзистора, заставляя увеличиваться статические потери в OT
крытом состоянии (потери проводимости).. Увеличение коэффициента
усиления, наоборот, снижает напряжение насыщения, но приводит к
росту «токойоrо хвоста», а значит, к росту динамических потерь (по
теръ переключения). Чрезмерное же увеличение коэффициента усиле
ия может привести к резкому повышению вероятности возникнове
ния защелкивания. До некоторой степени с опасным эффектом можно
бороться, варьируя сопротивления Rmod и Rь... Но перечисленные про
блемы интересуют только производителе'й, а разработчиков электрон
ных схем может заинтересовать только результат их решения. Какой же
итоr данных исследований?
Оказалось, что 1 G ВТ «ШIя всех времен и народов» создать невоз
можно слишком MHoro противоречий и взаимоисключающих фак
торов влияют на ero характеристики. Поэтому частотный диапазон
возможных применений IGВТ приборов был поделен на несколько
участков, для которых и были созданы «свои» при боры с оптимизиро
ванными параметрами. К примеру, ведущий производитель 1 G ВТ
фирма «International Rectifief» классифицирует свои при боры по сле
дующим rpуппам, которые маркируются буквами:
. W (warp speed) 75...150 кrц;
. U (ultra fast sp ed) 10...75 к[ц;
. F (fast speed) 3...] О Kru; I
. S (standard speed) 1...3 Kru.
Поэтому на вопрос о сравнении IGBT и биполярных транзисторов
можно ответить следующее: I(JВТ транзисторы класса «S» уступают
«биполярникам» по, быстродействию, класс «Р» примерно сравнивает
ся, а кдассы «U» И «W» обладают более высокими показателями быст
родействия. По данным табл. 8.1 хорошо видно, что с повышением бы
158
rлава 8. Поч'ти биполярный, почти полевой
стродействия 1 G ВТ транзисторов одноrо типа уменьшаются динами
ческие потери (показаны в Биде энерrии ВЫЮIючения), но уменьшается
и токовая наrрузка на прибор.
I
Таблица 8. 1 . Сравнение разных классов транзисторc,t IRG4PC40
I .
I
Напряжение .
Максимальный Знерrия
Транзистор . насыщения
Класс ток коллектора, выключения,
IGBT ссколлеКТОРаэмиттер»,
В А мдж
-
IRG4PC40S S 1,32 3] 6,50
IRG4PC40F F 1,50 27 1,81
IRG4PC40U U I 1,72 20 0,35
IRG4PC40W W . 205 20 0,23
,
. Рис. 8.3. Паразитные емкости
в составе транзистора IGBT
Теперь рассмотрим более по. робно процессы, происходящие при
коммутации IGBT транзисторов, по той же методике, которая приме
нялась нами для 1fранзисторов MOSFET, то есть при подаче на затвор
прямоуrольноrо импульса с высокой
крутизной фронта и спада. Но внача
ле предупредим читателя, что в COCTa
ве IGВТ транзистора также имеются
паразитные межэлектродные eMKO
сти, которые «затяrивают» динамиче
ские процессы (рис. 8.3). Далее мы
увидим, что здесь также будет'дейст
Бовать эффект Миллера, которым
«управляет» емкость Cgc-
Обратимся теперь к рис. 8.4, на котором показана схема исследо
вания коммутационных процессов. Эта схема аналоrична приведен
ной Б предыдущей rлаве на рис. 7.9, разве что вместо транзистора
MOSFET включен транзистор IGBT. Результаты исследования показа
ны на рис. 8.5. При подаче от reHepaTopa открывающеrо' импульса
(рис. 8.5, а) через резистор Rg начинает заряжаться входная емкость
полевоrо транзистора, вхоДЯЩеrо в состав IGBT (рис. 8.5, 6); но Ha
пряжение «коллеКТОР ЭМИ1Тер» (рис. 8.5, в) не уменьшается и ток в
цепи «коллектор эмиттер» пока не. течет. Участок «l , носящий назва
ние времени задержки включения (turn on delay time) продо жается до
тех пор, пока напряжение lfge не достиrнет напряжения открывания.
На участке «Ъ> происходит перезаряд емкости МИJUIера и открывание
транзистора. Время, затрачиваемое на этот процесс, носит название
1
m
I уСсе
.
rлава в. Почти биполярный, почти полевой
. 159
времени нарастания (rise Нmе). В цепи
((коллектор эмиттер» появляется ток. Ila
участке «3» происходит заряд входной eM
кости до напряжения lfg, на участ е «4»
транзистор полностью открыт.
ВЫI9Iючение, (перевод в, режим отсеч
ки) начинается на участке «5», коrда Ha
пряжеН)1е на затворе снижается до пороrо
Boro уровня за время задержки выключения
(turn off delay time). Пока мы не замечали
каких либо отличий от поведения обычно
ro транзистора MOSFET, но сейчас отли
U
1
Рис. 8.4. К исследованию
ком мутаuионных
процессов I G ЙТ
',..
а)
I I I
I , I
G)I I I
I I I
I I I
@
I I I
I I I
I , I
@I@IФI@
I I I
I I I
Uge
Uge(th)
,
б)
Ucв
Un
в)
ic
I
I
I
I
I I
T
I
I
I
I
I
I
r)
td(on) t r
t
t
(
I
r
I I
I I
I I
I I
I I
I I
I I t
t
Рис. 8.5. Временные диаrpаммы коммутационных процессов
в транзисторах J G ВТ
160
rлава В. Почти биполярный. почти полевой
чия появятся. В начале участка «6», коrда начинается процесс увеличе
ния напряжения «коллеКТОР ЭМИ1Тер» (рис. 8.5, в), ток коллектора Ka
Koe TO время сохраняет свое значение из за протекания процес.са
рассасывания неосновных носителей, затем . резко спадает почти до
нуля: что занимает время спада (faH time). Однако на эrом процесс BЫ
ключения не заканчивается, поскольку внутренние процессы рекомби
нации продолжаются. На участках <<7» и «8» (рис. 8.5, ) наблюдается
«токовый хвост», характеризуемый непериодическими колебаниями
коллекторноrо тока.
Следует отметить, что кривые заряда затвора для транзисторов oд
,
ной серии примерно повторяются у приборов разных классов, что TaK
же свидетельствует о том, что быстродействие IGВТ транзисторов оп
ределяетс их биполярной составной частью, а не полевой. Для иллю
страции на рис. 8.6 приведены кривые заряда затвора транзисторов,
включенных в табл. 8.1.
20
............
с. "g.16
cl> 1:
o):s:
S
О (1)
g.12
uco
... ....
::::1 ro
о с')
(/)"
оф в
.....:s:
I Х
cl> cl>
1U:E
O::
а.
Wl:: 4
ro
>:Z:
.......
I@
/
I V
/
'i]\
'у /
r :/
r ../ .
I @
/
v
,
о о 20 40 60 ВО 100 120
Qg. Total Gate Charge (пС)
(Общий заряд затвора, нКл)
Рис. 8.6. Кривые заряда затвора для транзисторов серии IRG4PC50
....,
Исследования также показали, что у транзисторов IGBT, как и у
MOSFET, отсутствует участок вторичноrо пробоя, характерный для
биполярных транзисторов. Кроме Toro, с повышением температуры
напряжение насьпцения «коллеКТОР ЭМИ1Тер» у IG ВТ уменьшается, в
то время как сопротивление канала MOSFET растет.
Область безопасной работы, как мы знаем, описываеr способность
, транзистора противостоять переrрузкам по току и по напряжению. Пе
реrружа:rь IGВТ транзистор по напряжению не допускается, но по
току он 'выдерживает 5...10 KpaTHыe кратковременные переrрузки. Об I
ласть безопасной работы IGвr приборов определяется максимальной
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
161
температурой полупроводниковоrо кристалла, типичное значение
составляет 150 ос. Область безопасной работы транзистора JGBT опре
"
деляется по, максимальному импульсному току коллектора (pulsed
collector current) и максимальному напряжению «коллектор эмитrер»
(collector to emitter voltage) при эксплуатации в пределах рабочих
частот. На рис. 8 7 представлена область безопасной работы транзисто
ра IRG4PC40U. Площадь под кривой обозначена как safe operating
area это и есть область безопасной работы. Хорошо видно, что
IGВТ транзистор выдерживает пиковые (неповторяюшиеся) токовые
переrрузки вплоть до предельных значений напряжения «коллек
тор эмитrер». "-
1000
I SAFE OPERATING AREA
J
I
,
,
I
1 .
I
/
.
...
с::
ф
5 100
roU
0.....
о Ф
!;;:
фЕ
С::::Ш
С::::,
о о
">;'
:о<: ....
О О
1:5 10
ф
о
()
с3
1
1 10 100 1000
V CE . Collector to Emitter Voltage (V)
Рис. 8.7. Область безопасной работы транзистора IGBT
типа IRG4PC40U
Еше раз повторимся, что эксплуатировать IGВТ транзистор опре
деленноrо класса можно только в том диапазоне частот, для KOToporo
он предназначен. Точнее, использовать более высокочастотные классы
на низких частотах допустимо (хотя это расточительно чем выше
КJ:Iacc, тем прибор стоит дороже), а вот «разrонять» медленные IGBT не
рекомендуется. Вообще, если быть до конца точными, то теоретически
использовать медленный прибор на. высоких частотах возможно, но
практически придется сильно снизить величину допустимоrо длитель
Horo тока, и K тому же большую часть энерr,ИИ придется расходоваrь на
потери переключения, что серьезн понизит КПД схемы.
И все же, каковы частотные свойства IGBT транзисторов? Как точ
но определить, tIa каких частотах допускается «работать» бе:J снижения
максимальноrо значения тока коллектора, а rде ero придется снизить?
162
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
80
1
10
100
...... 60
.........s
,
"'м
С>.
Фа.
/:: L..
:] ro 40
оХ
"O
ro о
O
....J .........
20
00,1
f, Frequency (kHz)
(Частота)
\
Рис. 8.8. Сравнительные частотные характеристики 1 G ВТ транзисторов
разных классов на примере IRG4PC50
в технической документаuии на этот счет при водится rpафик, назы
ваемый типовой зависимостью тока наrpузки от частоты (typical load
cиrrent vs. Freqиency). Для наrлядности на рис. 8.8 данные rрафики
объединены в. одной координатной сетке для четырех классов упомя
нутых В этом разделе, транзисторов.
8.3. Основные параметры транзисторов IGBT
в силу сложности cBoero BHyтpeHHero, устройства транзисторы
1 G ВТ требуют более тшательноrо и rлубокоrо анализа информаuии,
содержашейся в технической документации. Поскольку эти транзисто
ры менее известны отечественным разработчикам, нежели их «старшие
братья» М OS FET, стоит рассказать подробнее об основных параметрах
1 G ВТ. Также укажем, на что в первую очередь необходимо обратить
внимание при выборе. В этом нам поможет документация, предлаrае .
мая фирмой «International Rectifiel». Эта фирма не без основания rop
дится наличием наиболее полной справочной информации по выпус
. .
каемым ею изделиям.
Предварительный отбор проводится по величине постоянноrо тока
коллектора (continиollS coJlector сип пt), обозначаемоrо как [со Эта Be
личина нормируется при нормальной температуре корпуса (25 ОС) и
при .повышенной температуре (100 ОС). Для более детальноrо анализа
можно использовать rpафик зависимости величины допустимоrо по
сто'янноrо тока коллектора от температуры корпуса (case temperature),
показанный на рис. 8.9. Кристалл 1 G ВТ транзистора также боится пе
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
163
40
са
о..
О
......
o>
1: Е 30
0>0
1:::
:]
00
....
OIS
. t) 2i
о> 20
О tt
00
ОЬ
Qg
Els
:] J5
.5 :Е 1 О
Х с;
са са
::!
S
са
.......
.
"- I I J
V эЕ =15V
"-
"-
......
'"
"-
. '\
"-
"
,
\
\
о
25
50 75 100 125
Т с, Case Temperature (ОС)
(Т емпература корпуса, ОС)
150
Рис. 8.9. Зависимость постоянноrо тока коллектора IGBT
от температуры корпуса
perpeBa, как любой друrой полупроводниковый прибор, поэтому разра
ботчику следует следить за ero температурой и выбирать допустимый
ток исходя из условий работы транзистора.
Второй параметр, на который сразу следует обращать внимание,
это допустимое рабочее напряжение (.коллектор эмитreр» (collector to emitter
voltage), обозначаемое lfces. Как правило, ЭJ:ОТ параметр у реальных
IG ВТ транзисторов может составлять 600, 1200 и более .вольт имен
но для высоковольтных применений IGBT и разрабатывались, а ЗНа
чит, они «перекроют» весь диапазон напряжений, встречающихся на
практике. Но применять 600 вольтный транзистор, к примеру, для по
строения первичных каскадов преобразователей с питанием от Tpex
фазной сети 380 В/50 [ц не рекомендуется слишком мал запас по Ha
пряжению. Высоковольтные же 1 G ВТ, рассчитанные на напряжение
1700 В и выше, здесь та,оке использовать неразумно по причине их Ma
лой распростр'аненности, а также высокой сто.имости. Поэтому В дaH
ном случае применяют IGBT с рабочим напряжением «коллек
тор эмипер», равным 1200 В. И еше необходимо запомнить, что с по
вышением температуры полупроводниковоrо кристалла допустимое
напряжение «коллектор эмипер» снижается.
В технической документации также может встретиться так назы
ваемое максимально допустимое напряжение «эмиттер коллектор»
(Emitter to Collector 'Brtakdown Voltage), которое обозначается U ecs .
Этот параметр характеризует способность ТРalпис:rора 1 G ВТ выдержи
164
rлава 8. Почти бипОЛЯРныf1J почти полевой
вать приложение обратноrо напряжения «эмитrер коллектор». Пояс
ним, что для транзистора типа MOSFET такой проблемы не существу
ет, поскольку в них имеется пара.зитный обратный диод, который при
приложении обратноrо напряжения открывается. В транзисторе IGBT
паразитноrо диода нет, поэтому нужно защищаться от пробоя обрат
ным напряжением дополнительными средствами. Во первых, можно
выбрать такой тип транзистора, в котором обратный диод, имеющий
хорошие показатели быстродействия, встраивается на этапе изrотовле
ния элемента. Bo вторых, подключщь внешний диод. Второй способ
менее надежен, так как связи между диодом и выводами транзистора
необходимо выполнять как можно более короткими, иначе эта мера
также окажется малоэффективной. Почему?
Обратим внимание на рис. 8.1 О, на котором показано плечо полу
моста с транзисторами VТl, VТ2, а также внешними обратными диода
ми VDl, VD2. Имеется :также некоторая индуктивность наrpузки L и
индуктивность монтажа Ls. При выключении транзистора VТ2 ток Ha
rрузки будет замыкаться через диод VD 1. Этот ток непостоянен, поэто
,му он характеризуется определенной скоростью спада (diL/dt), что BЫ
зывает бросок напряжения на индуктивности Ls. Напряжение на кол
лекторе УТl становится меньще напря ения на эмиттере. При
значительной величине индуктивности монтажа, а также большой CKO
рости спада тока это напряжение может пробить цепь «коллек
тор эмиттер», поскольку типовое значение lfecs у реальных приборов
составляет 15...20 вольт. '
+U n
VD1
1 I
r;:
i L L
Рис. 8.10. К пояснению эффекта появления напряжения «ЭМИ1Тер коллектор»
\
Ранее мы уже упоминали напряжение насыщения «коллектор эмит
тер» (Collector to Emitter Satиration Vo1tage). Величина этоrо наIIряже
ния определяет статические тепловые потери. 11апряжение насыщения
(исе(оп) в некоторой степени .зависит от величины протекающеrо кол
лекторноrо тока. Например, для транзистора типа 1 RG4 PC40U оно
равно 1,72 вольта для протекаЮlцеrо тока 20 А и 2,15 вольт для тока
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
165
40 А. В технической документации нормируются значения и Се (ОI1) при
температуре 25 и 150 ос. .
Динамические характеристики транзисторов IGBT, как мы уже ro
ворили, «закладываются» на этапе их изrЬтовления. Конечно, в техни
ческой документации имеются данные.о величине заряда затвора TpaH
зисторов IGBT, обозначаемоrо как Q8' и эта величина приrодится для
проектирования схемы управления (драйвера). Но однозначно исполь
зовать величину заряда затвора для оценки потерь переключения по
добно тому, как это делается для транзисторов MOSFET, нельзя. Такая
с туация складывается потому, что IGВТ транзистор имеет сложную
внутреннюю структуру, а также сложный процесс выключения, свя
занный с наличием «ToKoBoro хвоста».
Используется друrой метод расчета потерь переКЛlОчения на основе
энерrии потерь переключения. Для транзистора 1 G ВТ в справочных дан
ных приводится три цифры: энерrия потерь при включении Е оп
(Turn On Switching Loss), энерrия потерь при выключении Eoff(Turn OfТ
Switching Loss) и суммарная энерrия потерь Ets (Total Switching Loss).
Определяется общая энерrия потерь по простой формуле:
E,s = Е оп + EOJJ. (8.1)
Энерrия Е оп измеряется в промежутке между 5% нарастания тока
коллектора до 5% спада напряжения «коллектор эмипер» от своих Ha
чальных установившихся значений. Энерrию спада измеряют на интер
вале времени 5 мкс с момента 5% нарастания напряжения «коллек
тор эмипер». Понятно, что по прошествии указанноrо времени «TOKO
вый хвост» rарантированно закончится. Для сравнения в табл. 8.2
приведены значения энерrии переключения для четырех классов IGBT.
Таблица 8.2. Энерrия переключения разных классов транзистора
IRG4PC40
Транзистор Класс Е оп , мДж E off , мДж Ets, мДж
IGBT
.. . . _......... ,
IRG4PC40S S 0,45 6,50 6,95
. I----,. ... . _# ... . . .. -
IRG4PC40F F 0,37 1,81 2,18
, , ' , , , .
IRG4PC40U U 0)2 0,35 0,67
. . , , - - . .. .- ........ _..... . - " , ---
IRG4 PC40W W 0,11 0,23 0,34
. ,,==О
.
в реальных cxeMa ток затвора, если читатель помнит, задается за
творным резистором Rg. Влияние er'o сопротивления на величину CYM
марной энерrии потерь отражает rрафик рис. 8.11, который также обя..
166
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
....... 7,7
tt
.......s
"""')::!:
ЕФ
,-,7
cn 2
Ф 7,6
cnо)
Cnо.
00)
C:
o::
. s
а) ..с:...
(,)0. 7,5
:':0)
:I:
(/')(I)
o::
roro
03"
'"
о 7,4
.......
0,9
.......
tt
.......s
"""')::!:
Е о) 0,8
,-,7
1/)2
O)
cnо)
Cnо.
-ЗО) 0,7
t»C:
С: tt
б) . s
..с:...
(.)0.
O) 0,6
:I:
(/')(I)
o::
roro
03" 0,5
'"
О
'-'
0,4
Ets
7,8
I I
f--o VGE=15V .
. /
,/'
./
V
/
/
/
/
/
I
/
7,3
О
50
R
60 9
1 О 20 30 40
Gate Resistance (П)
(Затворный резистор)
Ets
1,0
VGE=15V
/
/
/
/ ,
/
/
/
1/
/
/
/
0,3
10
R
60 9
20 30 40
Gate Resistance (П)
(Затворный резистор)
50
Рис. 8.11. Зависимость суммарной энерrии
,'переключения от величины затворноrо резистора
а) для транзитора IRG4PC40S; б) для транзистора I-RG4PC40W
.-
rf1aBa 8. Почти биполярный, почти полевой
167
зательно приводится в технической документации. Хорошо видно, что
в случае «медленных) IGBT, rде вклад «ToKoBoro хвоста» велик
(рис. 8.11, а), величина 'затворноrо резистора мало влияет на потери пе
реключения. Для приведенноrо rpафика при изменении Rg в 5.раз при
, сохранении уровня управляющеrо напряжения общая энерrия потерь
, меняется менее чем на 10%, что составляет так называемую «инженер
ную) точность расчетов. Поэтому при проектировании схемы управле
ния «медленным» транзистором IGBT рекомендуется выбрать по rpa
фику максимальное значение затворноrо резистора. Этим мы rаранти
рованно обезопасим транзистор от случайноrо защелкивания.
В случае использования «быстрых» IGBT картина меняется KopeH
ным образом: при 'изменении величины затворноrо резистора в 5 раз
общая энерrия потерь меняется почти в 3 раза (рис. 8.11, 6), поэтому
здесь есть за что бороться. Но не следует забывать, что слишком малый
затворный резистор может вызвать пресловутое «;защелкивание).
Если в составе IG ВТ предусмотрен обратный защитный диод, xa
рактеристики KOToporo, в отличие от оппозитноrо диода MOSFET, Ha
MHoro лучше, то в технической документации учитывается энерrия по
терь обратноrо восстановления этоrо диода. Если IGBT не имеет оппо
зитноrо диода, потери вычисляются для диода отдельно, исходя из ero
характеристик. к примеру, для транзистора IRG4PC40F (обратный
диод отсутствует) суммарная энерrия потерь составляет 2,18 мДж, а для
транзистора IRG4PC40FD (со встроенным обратным диодом) CYMMap
ная энерrия потерь имеет HeMHoro большее значение 2,96 мДж.
О том, как использовать данные об энерrии потерь для рас.чета тепло
Boro режима транзистора, мы поrоворим в следующем разделе.
8.4. Тепловой режим транзисторов IGBT
Как и в случае транзистора MOSFET, тепловые потери в транзисто
ре 1 G ВТ складываются из статических потерь в открытом состоянии
(Р пр ), динамических потерь переключения (Р пер ), потерь управления
(Рупр) И потерь за счет утечки в закрытом состоянии (Рут)' Пренебреrая
, третьей и четвертой составляющими в силу их малости" расчет потерь
мы будем вести по формуле (7.8). Однако прежде оrоворимся, что мощ
ность потерь переключения при периодической коммутации может
быть определена через энерrию потерь за один период по формуле:
.
1 l T ' .
11" = Uce(t) 'lc(t)dt,
т о ,
(8.2)
rде Т период коммутации;
Uce(t) напряжение «коллектор эмиттер) на периоде коммутации;
ic (t) ток коллектора на периоде коммутации.
168
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
Статические потери Р пр составЛяют часть полной мощности потерь,
которая может быть рассчитана по формуле (8.2). При расчетах мы
должны учесть, что напряжение «коллектор эмиiтер» здесь является
величиной примерно постоянной и равной напряжению насьпцения
(U'ce(oп), а значит, ero можно вынести за знак интеrpала: .
р == иСе(оп) ft i ( t ) dt
пр т Jo с ,
(8.3)
\
rде 't время нахождения транзистора 1 G ВТ в открытом сос.тоянии.
Формулу (8.3)- можно привести к виду:
Р"р == U се(оп) . /ovg ,
(8.4)
rде 1avg среднее значение тока за период.
Среднее значение тока за период отличается от среднеквадратиче
cKoro значения тока, которое вычисляется по формуле (7.10). Напри
мер, для прямоуroльной формы тока с амплитудой /} выражение (8.4) бу
дет следующим:'
p = исе(on) .1. . у, .
(8.4, а)
rде у коэффициент заполнения, определяемый по формуле (7.13).
Определить значение напряжения насыщения «коллектор эмит
тер» можно из технической документации на конкретный транзистор.
Тем не менее стоит сделать одно небольшое, но очень важное уточне
ние: чтобы не завышать расчетную величину статических потерь по
сравнению с реальными, необходимо уточнить значение напряжения
U'ce(oп), ориентируясь на конкретную величину тока. ,Для сведения, у
транзистора IRG4PC40S это напряжение составЛЯет 1,15 В при токе
16 А, 1,32 В при токе 31 А и 1,68 В при токе 60 А. Разброс, конеч
но, небольшой, но учесть ero полезно, поскольку в ряде случаев, Ha
пример, при эксплуатации в режиме недоrpузки, это позволит yмeHЬ
шить размеры радиаторов.
, 'А теперь рассчитаем потери переКJIючения Р пер . Воспользоваться
формулой (8.2) так же лихо, как нам удалось при расчете статических
потерь, не удастся, поскольку повторимся динамика включения и
отключения IGВТ транзистора достаточно сложная. Но производите
ли элементной базы эти потери уже измери и и привели в технической
документаllИИ в виде энерrии переключения Ets, о которой было сказа
но ранее. Таким образом, потери переключения IG ВТ транзистора
рассчитывак>тся по очень простой формуле:
Р"ер' == Е'5 . f.
(8.5)
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
169
и все же одна особенность расчетов по формуле (8.5) имеется. Дело
в том, что энерrия потерь переключения IGBT ..транзистора величи
на непос rоянная. В этом мы убедились ранее, рассматривая rрафик
рис. 8..11, 6). Но существует более ярко выраженная Зависимость Ets от
величины протекающеrо тока, что отражено на рис. 8.12. Поэтому, рас..
считывая потери переключения, следует сначала определиться с вели
чиной энерrии переключения по указанным rрафикам, которые име
ются в технической документации.
.......
о;
.......:5:
-,Х
ЕО) 20
........7
IJ)2
т ,
IJ)О)
ООО
...JO)
аС
с о;
, :5:
.с....
оа.
:=:0)
'3= х
f/)C'> 10
o::
са са
153"
'"
О
........
-\
о
,
Ets
30
v
. /
/
V .
/
V
/
V
/
v
/
,
Ic
10
20
50
60
70
30
40
'с. Collector to-Emitter Current (А)
(Ток коллектор эмипер. А)
Рис. 8.12. Зависимость энерrии переключения от величины тока коллектора
для транзистора IRG4PC40S
Оценка тепловоrо режима IGBT транзистора должна вести к выяс
нению необходимости проектирования радиатора ДЛЯ охлаждения ЭЛе
мента. Как это делается, достаточно подробно рассказано в rлавах 6
и 7. Здесь мы повторяться не будем, скажем лишь, что в технической
документации все необходимые Д,анные для такой оценки есть: приве
дены тепловые сопротивления «кристалл корпус», «корпус радиатор»,
«кристалл среда», имеется rpафическая зависимость нормированноrо
тепловоrо сопротивления «кристалл корпус» от частоты следования
импульсов и их заполнения (аналоrичный rрафик дЛЯ MOSFET приве..
ден на рис. 7.14).
170
rлава 8. Почти биполярный, почти rrолевой
8.5. HeMHoro о параллельной работе IGBT
и вновь мы возвращаемся к разrО130РУ о параллельной работе сило
вых полупров дниковых приборов с целью распределения токовой Ha
rрузки. Наиболее 'актуальной эта тема является для радиолю ителей,
которые зачастую не MOryт приобрести мощные транзисторы из за их
высокой цены. Насколько возможно реЩ1изовать стремление читате
лей к параллельному включ нию нескольких IGBT при боров? Можно
ли обой.тись без то овыравнивающих резисторов в эмитrерных uепях?
Ведущие мировые производители элементной базы, в частности
«International Rectifier», «Siemens» идруrие, провели подробное исследо
вание режимов работы параллельно включенных 1 G ВТ приборов. Они
установили, ЧТО IGBT транзисторы более подвержены несимметрии pe
жимов при параллельном включении, чем транзисторы MOSFET, OДHa
ко в случае выполнения несложных схемотехнических и конструктив
ных рекомеlШаций 1 G ВТ «работают» rораздо лучше «биполярников».
Транзисторы IGBT одноrо типа и наименования можно соединять
параллельно без эмиттерных токовыравнивающих резисторов, а это
значит, что мы сразу избавляемся от потерь МОЩНОСТI1 на их активном
сопротивлении. Особенно важно «поставить» все транзисторы в (jдина
ковые температурные условия, то есть обеспечить их равномерный
nporpeB. На рис. 8.13 показан результат иссле.цования Harpe a парал
лельно включенных транзисторов, причем кривая «1» отражает поведе .
ние абсол,ЮТНО соrласованных по тепловому режиму приБQрОВ (идеаль
ный случай), кривая «2» поведение приборов, установленных на об-:-
щий радиатор, кривая «3» установленных на разные радиаторы.
Хорошо видно; что установка транзисторов на общий радиатор (сим
метрично, в максимальной близости друr от друrа) создает тепловой
режим, близкий к идеальному. Токовая заrpузк транзисторов, «рабо
тающих» параллельно, должна быть для каждоrо не более 80...90% от
максимальноrо тока коллектора одиночноrо прибора.
Второе условие нормальной работы параллельно включенных
1 G ВТ приборов минимально возможная длина связей между OДHO
именными силовыми и управляющими цепями. Это условие продикто
Baf-!o тем, что протяженные связи обладают высокой паразитной ин
дуКr:ивностью. При протекании тока индуктивность накапливает энер
rию; что является причиной выбросов напряжения при резком
изменении токов (в режиме коммутации). В результате этих процессов
транзисторы MOryт быть рассимметрированы по токам коллектора,
причем ;reM больше, чем выше частота коммутации. Свести к миниму
му влияние паразитных индуктивностей позволит конструктивный
узел, ноказанный на рис. 8.14.
' И, наконец, последняя важная рекомендация относится к цепям
управления. Соединять непосредственно затворы параллельно вклю
rлава i., Почти биполярный, почти полевой
171
Т.
u 150 J
о
ro
с;
125
.....
()
s
а.
100
ro
Q.
ro
75
с:
::Е
Q)
50
5
10
15
20
25
30
35 Ic
Ток коллектора, А
Рис. 8.13. К исследованию возможности параллельной работы IGBT
Радиатор
Рис. 8.14. Вариант параллельноrо включения IGBT
чаемых IGВТ приборов нельзя, так как в процессе коммутации возни
кает «звон» тока в управляющей части транзисторов, который может
привести к их неконтролируемому открытию. Источник «звона» па
разитные эмиперные индуктивности. Защищаются от «звона» включе
нием затворных резисторов Rg и развязкой цепей «эмитrер силовой» И
«эмиттер управления» соrласно рис. 8.15. О ВI?Iборе затворных резисто
ров было сказано выше. Эмитrерные резисторы Яе, связывающие схему
управления с приборами, должны иметь небольшое сопротивление
порядка 0,1 Ом. Э.ти резисторы должны быть подключены непосредст
венно к эмитrерам VТl и VТ2, желательно как можно ближе к месту
входа их в корпус приборов.
IIa рис. 8.16 показана возможная схема драйвера управления двумя
параллельно включенными транзисторами IGBT. Она обеспечивает за
172
rлава 8. Почти биполярный. ПQЧТИ полевой
Е
f c
G
"Управление"
Re
Е
"Силовой"
Рис. 8.15. Разводка uепей управления параллельно включенных
транзисторов IGBT . .
+U пит 1
VТ1 D44Н11
VТ2 D45Н11
VD1 КС147Д
VD2 VD5 1 N4001
R1
+Uпит2 ЗЗО
......
Управление
U1
НСРLJЗ12
2 Д +Un 8
3 К
1
С1
О,1мк
к затвору.
IGBT N1
4
-Un 5
к затвору
IGBT N2
Uпит1
VD5
К эмиттерам
IGBT N1, N2
Рис. 8.16. Принuипиальная схема драйвера управления IGBT
с rалЬШlнической развязкой
держку включения и выключения не более 0,6 мкс при напряжении
rальванической развязки между цепями не менее 2500 В.
Особенностью этой схемы является rальваническая (оптическая)
развязка uепей управления. Входной импульсный сиrнал напряжением
5 В подается на контакты «+Uпит 2» и «Управление». К контактам «2» и
«З» микросхемы опторазвязки U] подключен внутренний светодиод.
е выводов «6» «7» микросхемы сиrнал поступает на двухтактный эмит
терный повторитель VТl, VТ2, а с Hero через защитный резистор R3 и
затворные резисторы R4, R5 на затворы внешних IGВТ транзисто
ров. Резисторы R6, R7 снижают входное сопротивление IGВТ прибо
ров в целях повышения помехоустойчивости. Стабилитрон УО] фик
сирует напряжение 4,7 В на затворах, что позволяет надежнее закры
вать IGBT транзисторы. Диоды VD2 VD5 заlllишают от превышения
напряжения затвора выше 19 В и ниже минус 4,7 В. Конденсаторы
С 1 сз фильтрующие. Питание драйвера ОСУlцествляется от отдель
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
173
Horo источника напряжением 24 В,
подключаемоrо к клеммам «+U ПИТ 1»
И « Uпит I». .
Собрать драйвер можно на печат
'ной плате, приведенной на рис. 8.17
по сборочному рис. 8.18. Все рези':'
сторы типа C2 23 или C2 33, KOH
денсатор Сl КIО 17б; С2 и С3
, K50 68. Вместо микросхемы оптораз
вязки типа НСРИЗ12 без доработки
платы можно применить Н CPL3120
или HCNW3120. Диоды можно заме
нить на отечественные типа КД212.
Uпит 1
к затвору
IGBT N21
к затвору
IGBT NQ2
к эмиттерам
IGBT N21, 2
+Uпит 1
ffi
it)
(")
43
Рис. 8.17. Печатная плата
+UПИТ 2
Управление
R2
sз]
Рис. 8.18. Сборочный рисунок
Драйвер в настройке не нуждается. При необходимости ero можно
использовать для управления одиночным транзистором. Резисторы R4,
R5 выбираются соrласно технической документации на конкретные
IGBT приборы.
.6. Калейдоскоп траН3ИСТОР9В IGBT ..структуры
Мы завершаем наше первое знакомство с транзисторами 1 G ВТ
кратким обзором TOro, что можно встретить в прайс листах орrаниза
ций, торryющих электронными компонентами, в каталоrах и просто на
прилавках маrазинов радиодеталей. Конечно, этот обзор не сможет
вместить все мноrообразие производимых в мире IGВТ приборов, но,
надеемся, в чем то поможет читателям, которые заинтересовались пер
спективами ИСПОЛЬJования их в своих схемах
174
rЛдВд 8. Почти биполярный, 1"1ОЧТИ полевой
IIубликации в отечественных научно":технических журналах, OTHO
- СЯlllиеся к практике использования транзисторов IGBT, а также прибо
ры, пре.длаrаемые на рынке силовой электронной продукции, KpaCHope
чиво свидетельствуют? что в последнее время стремительно увеJIичива
ется число отечественных разработчиков, которые освоили принципы
работы с этими электронными силовыми компонентами, смело приме
няют их при создании промышленных изделий. Что же касается радио
любителей, то они пока остаются в стороне от IGВТ транзисторов,
предпочитая им MOSFET и даже продолжают работать с классическими
силовыми биполярными приборами. Причины TaKoro прохладноrо
(пока) отношения кроются в том, что изначально IGBT разрабатыва
лись как мощные силовые приборы с высокими значениями допустимых
токов и напряжений. Следовательно, rабариты корпусов, а значит, и
стоимость 1 G ВТ транзисторов остается высокой.
Ценовая ситуация осложняется еще и тем, что производство отече
ственных транзисторов IGBT дО настоящеrо времени находилось в CTa
дии подrотовки и лишь в последнее вре я на рынке появились отече
ственные IGBT приборы, правда, рассчитанные на большие значения
токов. Транзисторы классов 'u1tra fast и warp speed в стандартных KQP
пусах типа TO 220 и TO 247, служащие мощной альтернативой транзи
сторам MOSFET в аналоrичных корпусах, за рубежом выпускаются в
достаточном количестве. Нашими инженерами был разработан транзи
стор КП730А в корпусе TO 247, данные на который имеются в новых
справочниках, но приобрести ero невозможно разработка пока OCTa
ется (<на бумаrе). Вероятнее Bcero, отечественные производители эле
ментной базы в ближайшее время едва ли наладят производство мало
мощных IGBT, оставив этот сектор рынка «на откуп» иностранным
фирмам. Скорее; будет продолжаться выпуск мощных IGВТ модулей,
в которых собрано несколько приборов соrласно широко распростра
ненным схемам (полумост, мост, трехфазный мост, с обратными дио
дами и без них). .
Серийный выпуск мощных отечественных IGВТ модулей налажен
в r. Саранске, [де их производит ОАО «Электровыпрямитель» (адрес в
Интер ете http://www.rill.spb.ru). одно из ведущих предприятий России
в области поставки силовых полупроводниковых приборов и преобра
зовательной техники. Правда, по некоторым сведениям, в частности,
на основании данных публикаций [37], [38], производство IGBT у нас в
стране лишь с большой натяжкой можно называть «отечественным).
Пока мы занимаемся только «расфасовкой» полупроводниковых кри
СТaJIЛОБ, поставляемых фирмой «Siemens), в пластмассовые корпуса,
но лиха беда начало! Сейчас во всем мире идет процесс отказа от
элекrродвиrателей постоянноrо тока в пользу асинхронных машин с
электронным управлением силовыми 1 G ВТ модулями, обладаЮIЦИХ
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
175
значительно более высокими показателями надежности, что требует
развития недороrой элементной базы. Впрочем, уже сеrодня отдельные
представители IGBT модулей, изrотовленных у нас в стране, более ме
нее доступны даже радиолюбителям их цена составляет порядка
$30...80. Встречаются также модификации ценой $1300 совсем не по
радиолюбительскому карману, но ce же ошутимо дешевле импортных
аналоrов... . ·
А теперь представим наиболее распространенные типы корпусов
IGBT модулей. Пожалуй, наиболее популярным на сеrодняшний день
являются приборы, размещенные в корпусе типа INT A PAK
(рис. 8.19, а) с rабаритами 5 х 36 х 32 мм. Подобным образом «корпу
сируются» два транзистора, соединенных по схеме полумоста и шунти
рованных быстрыми обратными диодами. Основание модуля, пред
ставляюшее собой металлическую пластину, изолировано от TOKOBeдy
ших электродов, поэтому модуль можно закреплять на радиаторе без
электроизоляционных подложек. Три мошных электрода, имеюших
винтовые соединения, предназначены для подключения силовых шин.
Сбоку выведены электроды управления. «Разводка» силовых шин
очень удобная: TO IKa соединения коллектора первоrо и эмиттера BTO
poro транзисторов выведена с края модуля, что в значительной степени
nOMoraeT рационально скомпоновать конструкцию силовоrо прибора
(рис. 8.19, 6). Токовая наrpузка полупроводниковых элементов в KOp
пусах INT A PAK обычно не превышает 250...300 А.
а)
б)
. .
Рис. 8.19. Модуль IGBT в корпусе типа INT A PAK:
а) внешний вид корпуса; б) установка модулей в приборах
,"
lIe уступает в популярности корпус типа DOUBLE INT A PAK
(рис. 8.20) с rабаритными размерами 110 х 62 х 32 мм. Так же, как и в
. преДЫДУlцем случае, здесь «корпусированы» два транзистора и два дио
да с соединением по схеме полумоста. 1-1;0 данный корпус имеет ролее
низкое тепловое сопротивление, поэтому позволяет размеща'Ть в нем
176
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
Рис. 8.20. Модуль IGBT в корпусе
типа DOUBLE INT A PAK
Рис. 8.21. Модуль IGBT в корпусе
типа ECONOPACK
/
транзисторы, рассчитанные на более высокие токи (до 500 А). Крепле
ние модуля к радиатору осушествляется с помошью четырех болтов че
рез отверстия, расположенные по уrлам.
В последнее время все более широко распространяется серия низ
копрофильных корпусов ECONOPACK, впервые выпущенная на pы
нок фирмой «Siemens» (рис. 8.21). Размеры корпуса модификаuии «3»,
представленноrо на рисунке, составляют 122 х 62 х 17 мм, то есть поч
ти в два раза тоньше, чем приведенные выше корпуса. Коренное отли
чие э оrо модуля заключается в том, что он предназначен д1fя прибо
ров, силовые цепи которых выполнены методом печатноrо монтажа.
На первый взrляд может показаться, что печатные проводники не
CMOryт вьщержать токовую наrрузку корпуса ECONOPACK, COCTaB
ляющую значение 200 А! Но специалисты «Siemens» провели исследо
вания и установили, что плоские печатные проводники выдерживают
токовую наrpузку до 25 А/мм2, поскольку поверхность проводника
большая и хорошо рассеивает тепло. Важно лишь не допускать при
разр'аботке печатной платы «узких» мест. Силовые выводы на корпусе
ECONOPACK сделаны достаточно тонкими, но за счет Toro, что каж
дый вывод состоит из трех параллельных проводников, обеспечивает
ся протекание больших токов.
Дрyrим преимуществом корпуса ECONOPACK является чрезвы
чайно низкое значение паразитной' индуктивности выводов и BHyтpeH
них контактных перемычек. Выводы цепей питания сделаны с двух
сторон., что облеrчает параллельное соединение модулей.
. И несколько слов о том, что сеrодня является «передним краем» в
области создания новых модификаций IGBT. Поскольку рассматри
ваемый нами тип транзистора находит применение в области, [де Tpe
буется управля rb большими токами при высоком напряжении, aктy
альна задача повышения максимально допустимоrо напряжения «кол
rлава 8. Почти биполярный, почти полевой
177
..
лектор эмитrер». Если работы в TOM направлении пойдут успешно, то
в ближайшем БУДУlцем 1 G ВТ CMOryт вытеснить мощные высоковольт
ные тиристоры, которые традиционно применяют я в энерrетике, rде,
как известно, напряжения измеряются десятками киловольт, а токи
десятками тысяч ампер.
На сеrодняшний день транзисторами 1 G ВТ взята «высота» порядка
6,5 кВ. Такие напряжения очень леrко MOryт приводить к поверхност
ным утечкам тока, пробою диэлектрика и появлению разных видов
электрическоrо разряда, ПОЭТ9МУ и корпуса для высоковрльтных 1 G ВТ
должны быть особыми. На ри.с. 8.22 показан корпус типа IHM, разра
ботанный фирмой «Еирес». Это довольно большой «кирпич» с разме
рами 190 х 140 х 48 мм. Запланирован выпуск высоковольтных модулей
на номинальньiе токи 200, 400, 600 А. '
I !
1:1 {
:!
I: !
190
I О
v
......
Рис. 8.22. Высоковольтный модуль IGBT в корпусе типа IHM
* * *
'Мы заканчиваем наше первое, а потому достаточно краткое зна
комство с транзисторами 1 G ВТ и переходим собственно к схемам по
строения изделий силовой преобразовательной техники, к практиче
ским конструкциям, в которых мы столкнемся с уже знакомыми нам
«кирпичиками» силов.ой электроники, а также расскажем о новых эле
Me!fTax, rде это будет уместно.
\
rлава 9
Работаем с чоппером
Последовательный стабилизатор понижающеrо типа.
.
Основы работы и принципы проектирования составных
частей.Практическиеконструкции
...Модернизирую промышленный блок питания, от котОРО20 зависит передача
электроэнеР2ии между ре2ионами. Штатная схема: полумост на биполярных
транзисторах, блокиН2 2енератор и далее «чоппер» С ШИМ на дискретных эле
ментах. Хотелось спроектировать что то вроде этО20: ТОР22х на входе, затем
«чопп.ер» на MAX 724 и обратная связь через оптрон. Меня пУ2ает двойное преоб
разование, а также то, что два блока должны быть включены параллельно для
увеличения надежности.
Из переписки
...Приходится ремонтировать блок питания ксерокса, построенный по такой
схеме: первичный стабилизатор «раскачивает» ключи двух параллельно включен
ных транзисторов М OSFET типа 2SK2915, далее идет вторичный стабилизатор
ШИМ; обратная связь через оптрон. Далее стабилизаторы третье20 уровня
импУЛЬСНО20 тиПа. Подскажите, есть ли 20товые микросхемы управления стаби
лизаторами с ШИМ через управляемый стабилитрон типа' 431, со встроенным
драйвером для MOSFET? >- ,
Из отзывов на первое" издание
Мы начинаем знакомиться с практическими схемами импульсных
источников электропитания. В этой rлаве будет расск,:\зано о работе
наиболее простой и наиболее известной CXeMЫ, последовательноrо
стабилизатора понижающеrо типа. Друrие ero названия, встречающие
ся в зарубежной литературе, chopper, buck coпverter, step dowп coпverter.
Несмотря на то что данный стабилизатор не имеет rальванической раЗ"7
вязки между входом и выходом, 'он широко применяется радиолюбите
лями и профессиональными разработчиками аппаратуры.
9. 1 . Устройство чопперной схемы
Итак, познакомимся с «чоппером» (прерывателем), или KOHBepTO
ром Ьисk типа. Эта схема DC/DC KoHBepTopa (постоянный ток/посто
явный ток) обычно применяется для замены обычных аналоrовых CTa
..
rлава 9. Работаем с чоппером
179
билизаторов, коrда последние не MOryт обеспечить передачу больших
значений токов, сохраняя при этом малые rабариты. Например, «чоп
пер» целесообразно использовать для стабилизации токов величиной
2...3 'ампера и более. Применение традиционных микросхем серии 142
в таких условиях становится затруднительным.
Обратите внимание на рис. 9.1, на котором показаны основные
элементы силовой части «чоппера».
vт
Uinrr c .
In
L
iL ;ouт
VD
Uvo
Схема
Уr.1равления
РIIС. 9.1. Базовая схема чопперноrо стаб,илизатора
Входное напряжения Цп подается на входной фильтрующий кон
денсатор С;n. Ключевой. элемент VТ, в качестве KOToporo может быть
использован транзистор любоrо типа (биполярный, MOSFET, IGBT),
осуществляет высокочастотную коммутацию тока. Кроме этоrо, в co
ставе bиck конвертора должны быть разрядный диод УО, дроссель L,
конденсатор C out , образующие выходной LС фильтр, а также схема
управ.тiения, осущеСТlщяющая стабилизацию напряжения или тока Ha
rрузки с сопротивлением RJI' Как видно из рисунка, ключевой элемент
VТ, дроссель и наrрузка включены последовательно, поэтому этот CTa
билизатор относят к классу 1I0следовательных схем. Но почему «чоп
пер» называют понижающим стабилиза!ором? Об этом мы сейчас по
rоворим.
Как известно из предыдущих rлав, ключевой элемент может CTa
бильно находиться только в двух состояниях полной проводимости И
отсечки. Если указанные состояния сменяют друr друrа с постоянной
периодичнdстью, равной Т, то, обозначив время нахождения ключа в
проводящем состоянии как время проводимости (l и ), а время нахож
дения ключа в состоянии отсечки как время паузы (tп), можно ввести
понятие коэффициента заполнения (duty сус/е), paBHoro:
D = = . 1" = t f
Т 11'
l и + l п
(9.1)
rде f частота коммутации.
На рис. 9.2 показана rрафическая интерпретация нововведеННОIО
параметра. llулевое значение D характеризует постоянное нахождение
180
rлава 9. Работаем с чоппеРОf!l
ключевоrо элемента в состоянии
отсечки, в ro время как равенство
ero единице показывает режим по
стоянной проводимости. В состоя
нии отсечки напряжение на Ha
rрузке равно нулю, в состоянии
полной проводимости наблюдает
ся равеН9ТВО входноrо и' BЫXOДHO
ro напряжений. В промежутке Me
жду «нулем) И «единицей) работа
чоппера складывается из двух фаз:
накачки энерrии и разряда. Pac
смотрим эти фазы подробнее:
Итак, фаза накачки энерrии протекает на протяжении времени ( т
коrда ключевой элемент vr открыт, то есть проводит ток (рис. 9.3, а).
Этот ток далее проходит через дроссель L к наrpузке, шунтированной
конденсатором C out . Накопление энерrии происходит как в дросселе,
так и в конденсаторе. Ток i L увеличивается.
После Toro, как ключевой элемент vr переходит в состояние отсеч
ки, наступает фаза разряда (рис. 9.3, 6), пр<?должающаяся время (n. По
скольку любой индуктивный эле.мент стремится воспрепятствовать из
менению направления и величины тока, протекающеrо через ero об
. мотку, в данном случае ток дросселя i L MrHOBeHHo уменьшиться до нуля
не может, и он замыкается через разрядный диод VD. Источник пита
ния в фазе разряда отключен, и дросселю неоткуда пополнять убыль
энерrии, поэтому разряд происходит по цепи «диод наrpузка). Отсюда
родилось названи диода «разрядный).
U
Фаза 1
Фаза 2
.,
tи .
tn
t
Т
Рис. 9.2. К определению
коэффициента заполнения
Транзистор
открыт
L
iL
а)
Транзистор
закрыт
L
iL
r::
. uinl Ci
v
б} .
Рис. 9.3. Фазы работы Ьuсk стабилизатора:
а) фаза накачки энерrии; б) фаза разряда
По истечении времени Т процесс повторяется вновь наступает
фаза накачки энерrии.
Поведение этой схемы в значительной степени зависит от качества
элементов, в нее входящих. Несколько позже мы покажем читателю,
rлава 9. Работаем с чоппером
181
, какое влияние на работу чоппера оказывают реальные элементы с их
паразитными параметрами. Пока же считаем, что все элементы идеаль
ны: они MrHoBeHHo включаются и выключаются, имеют нулевое актив
ное сопротивление и т. д.
Прежде чем разобраться, каким образом осуществляется реryлиров
Ка выходноrо напряжения при постоянстве входноrо (или изменении
, v
ero в некоторых пределах), разберем вот какои вопрос: как будет Me
няться характер процессов в чопперном стабилизаторе при изменении
величины индуктивности L? Мы можем сделать эту индуктивностьдос
таточно большой, тоrда ток, протекающий через нее, может не закон
читься к моменту начала следующей фазы накачки энерrии. Либо BЫ
брать индуктивность маленькой в этом случае ток каждый раз будет
«набираться» от нулевоrо значения. Первый режим работы называется
режимом неразрывных токов, а второй режимом разрывных токов.
В наrpузке ток не прерывается никоrда в силу Toro, что крнденсатор,
выделяя постоянную составляющую, выполняет роль источника эдс.
На рис. 9.4 показаны диаrраммы напряжения на разрядном диоде U VD и
токи В индуктивном элементе iLД)JЯ обоих режимов. Отметим сразу, что
режим разрывных токов практически используется редко, в спеlIифиче
ских случаях, поэтому мы не будем ero применять в практических KOH
струкциях. Все внимание обратим на режим неразрывных токов.
U VD
т
U VD Т
tи tn
Цп
U out I
tn1 I
t J t
I
iL I I I I
i max
Цп
tи tn
t
t
iL
i ma
а)
б)
Рис. 9.4. Характеристики чопперноrо стабилизатора: а) в режиме
неразрывных токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
Поясним необходимость наличия в схеме сrлаживающеrо
LС фильтра. Представим, что мы на время исключили фильтр из cxe
мы и, подключив наrрузку к точке соединения ключевоrо элемента и
разрядноrо диода, наблюдаем по осциллоrpафу за формой питающеro
напряжения. В таком случае напряжение на наrрузке будет иметь xa
рактер прямоуrольных импульсов с амплитудоЙ и iт что повторяет xa
182
rлава 9. Работаем с чоппером
,рактер импульсов напряжения UviJ, изображенных на рис. 9.4, а. ECTe
ственно, питать аппаратуру таким напряжением нельзя.
Что же нас выручает? Дело в том, что любой однополярный сиrнал,
как частный случай несимметричноrо двуполярноrо сиrнала, имеет за
мечательное свойство: наличие в спектре постоянной составляющей,
которую возможно выделить, пропустив этот сиrнал через' низкочас
TOTHbIi:i фильтр. На сеrодняшний день известно великое множество
фильтров разноrо качества и сложности. В нашем случае мы использу
ем классическую r образную схему LС фильтра.
Операция выделения постоянной составляющей эквивалентна оп
ределению среднеrо значения сиrнала. Как мы уже выяснили, напря
жение на входе фильтра I1меет импульсный характер. Выделяя посто
янную составляющую, мы как бы усредняем сиrнал, «размазываем» ero
по всему периоду Т. Если rоворить еще проще, то необходимо предста
вить, что импульсы это rорки песка, насыпанные на дорожке через
равные промежутки. Мы берем в руки каток и разравниваем песок paB
номерно по всей поверхности. Конечно, высота сплошноrо слоя будет
меньше высоты отдельных ropoK, зато дорожка получится rладкой.
Математически операция сrлаживания выrлядит следующим обра
зом:
1 т
и ОIJf = r U;n(t)dt,
Т Jo
rде и;n(о MrHoBeHHoe (определенное для KOHKpeTHoro момента)
значение напряжения, подаваемоrо на вход фильтра.
Вычислив MrHOBeHHbIe значения входноrо напряжения для каждоrо
момента времени внутри периода, необходимо затем сложить их и yc
реднить по времени периода. Не пуrайтесь, вам снова не придется BЫ
числять интеrpал, поскольку мы воспользуемся допущением, которое
упростит дальнейшие рассуждения.
Дело в том, что практически сrлаживающие фильтры проектируют
ся так, чтобы на их выходе остаточные пульсации напряжения были как
можно меньше. Как рассчитать такой фильтр, какие КРJ:Iтерии исполь
зовать при определении параметров ero элементов, мы расскажем поз
же, а сейчас, предполаrая, что наш фильтр полностью подавляет пуль
сации, вычислим среднее значение напряжения на наrpузке. Поскольку
на протяжении фазы накачки энерrии к фильтру подводится постоянно
входное напряжение величиной И;т а в фазе разряда входное напряже
ние равно нулю, выражение (9.2) приводится к следующему виду:
и ои, = и;n = D . И;n' (9.3)
(9.2)
Как видно, напряжение на наrрузке прямо пропорционально ши
рине импульса ( u , а значит, и величине КОЭффИlIиента заполнения D.
rлава 9. Работаем с чоппером
183
Таким образом, . при наличии хорошеrо сrлаживающеrо фильтра,
управляя только коэффициентом заполнения, то, есть увеличивая или "'"
уменьшая длительность OTKpbIToro состояния ключа, мы можем .!IerKO
реryлировать напряжение на наrрузке. Попутный вывод, который ВОЗ
MO HO сделать, прочитав этот раздел, такой: в данной схеме принципи
ально невозможно получить напряжение на наrpузке большим, чем Ha
пряжение питания стабилизатора. В дальнейшем мы попробуем изме
нить подобную ситуацию, а сейчас перейдем к определению основных
параметров чопперной схемы.
Сеrодняшние возможности элементной базы, как мы уже f'оворили
в начале книrи, позволяют применить принципы «детскоrо KOHCTPYK
тора» к проектированию устройств питания аппаратуры. Сеrодня ВОЗ
можно Врlбрать подходящую по пара метрам микросхему, включить ее
по типовой схеме, приводимой в технической документации, также
взять rотовые, рекомендованные фирмой производителем, элементы
«обвязки» дросс.ель, разрядный диод, конденсаторы и т. д. Номенкла
тура микросхем управления чопперными стабилизаторами, выпускае
мых 'в мире, весьма широка. При необходимости профессиональный
разработчик или радиолюбитель сможет без труда выбрать подхоДящую
микросборку по таким параметрам, как напряжение стабилизации,
мощность, rабаритные размеры, стоимость..
К сожалению, фирмы редко объясняют, почему на схеме указаны
именно такие номиналы электронных компонентов, а не какие либо
друrие. В то же время у разработчика или радиолюбителя может просто
не оказаться под рукой идеально подходящеrо элемента, но есть дpy
rие, похожие. Подойдут ли они? Трудности Moryт возникнуть у радио
любителя при самостоятельном изrотовлении индуктивноrо элемента.
Здесь наверняка появится масса вопросов: какой маrнитопровод вы
брать для дросселя, какое количество витков намотать, проводом KaKO
ro сечения? Поэтому и профессионалам, и любителям нелишне позна
комиться с методикой определения параметров элементов чопперной
cxeM I. Все рассуждения при водятся для случая, коrда частота KOMMyтa
ции, коэффициент заполнения и входное напряжение чоппера остают
ся постоянны.ми (так называемый стационарный режим).
Мы будем подробно rоворить о расчетах, связанных с работой чоп
перноro стабилизатора в режиме. непрерывноrо тока дросселя, по
скольку этот режим наиболее распространен на практике. Вновь обра
тим внимание на rрафик, показанный на рис. 9.4, а для тока ;L. Соrлас
но этому rpафику, ток через дроссель в, М,омент окончания фазы
накачки энерrии достиraет значения i max , а к моменту окончания фазы
разряда снижается до значения im;fI' Таким образом, величина амплиту
ды колеб ний тока дросселя определяется из выражения:
дi L = i max i min .
(9.4)
,
rлава 9. Работаем с чоппером
184
Вообще, если быть точным, то колебания тока дросселя происходят
на фоне некоторото постоянноrо тока подмаrничивания i oul , величина
KOToporo определяется по величине максимальноrо тока дросселя и
аМПЛИТУД I колебаний тока дросселя:
i max .::= ;oиt + O,5ll;L'
(9.5)
С друrой стороны, из курса теоретических основ электротехники
известно, что закон, описывающий соотношение между током в ин
дуктивном элементе и падением напряжения на нем, выrлядит следую
щим образом:
U == L di L .
L dt
(9.6)
Напряжение U L с большой степенью точности можно считать по
стоянным, поскольку напряжение питания И;п принципиально не Me
няется, а постоянство напряжения наrpузки U OUI обеспечивается ДOCTa
точной величиноЙ емкости Сои,. Поэтому выражение (9.6) трансформи
руется в следующее:
дi L ==.! (и;n U out ). lи.
.L
(9.7)
При дифференцировании по формуле (9.6) постоянная составляю
щая тока дросселя (ток подмаrничивания) iout «ушла» и в формуле (9.7)
осталась только амплитуда колебаний тока. Теперь вспомним BЫBeдeH
ную нами ранее формулу (9.3) и подставим ее в (9.7). После очевидных
преобразований, которые читатель сможет проделать самостоятельно,
получаем очень' интересный результат:
Ы L D(I D) .
(9.8)
То есть максимальная амплитуда колебаний тока дросселя получа
ется тоrда, коrда чоппер работает в режиме BpeMeHHoro равенства фаз
накачки '.f разряда. Коrда важно учитывать амплитуду колебаний? При
расчете конструктивных параметров индуктивноrо элемента, для изrо
товления KOToporo предполаrается использовать ферромаrнитный Mar
нитопровод. Соответственно, чтобы не выйти в режим насыщения Mar
н ито провода, нужно при расчете ориентироваться не на выходной ток
i oul , а на максимальный в индуктивном элементе i тax :
,
. . ( D . (1 п» )
'mах U in + 2fi .
R H L
А теперь несколько слов о режиме прерывистоro тока, изобра
женном на рис. 9.4, б. В этом случае колебания тока дросселя происхо
r
(9.9)
rлава 9. Работаем с чоппером
185
дят от нуля до максимальноrо значения, поэrому выражение .для опре
деления максимальноrо тока будет выrлядеть несколько иначе:
i max == D(l п) U iп .
. 2fL
(9.10)
Выходной TqK В этом режиме:
. > О 5 .
'ои! , 'mах'
(9.11 )
" При расчете ЧОIIперноrо стабилизатора важно определиться с pe
жимом ero работы. Если выбирать параметры элементов Hayraд, впол
,
не может оказаться так, что чоппер будет работать с прерывистым TO
ком дросселя, а значит, возрастут пульсации напряжения в наrpузке.
Поэтому очевидное условие непрерывности тока дросселя записывает
ся так:
iout О,5дi L .
(9.12)
Однако для практических целей более удобна следующая форма
представления выражения (9.12), которая пОзволяет определить мини
,мально возможную величину индуктивности дросселя (так называе
мую критическую индуктивность):
L ;п (1 D min )D min ,
2'outf
(9.13)
rде D тiп минимальный коэффициент заполнеНIIЯ.
Использовать формулу (9.13) нужно при анализе предельно воз
можноrо режима работа чоппера. Поясним, что такое предельный pe
жим для этой схемы. До сих пор мы проводили расчеты для стацио
HapHoro режима работы. Но мы не учитывали следующее: поскольку
чоппер обычно подключается- к нестабилизированному источнику Ha
пряжения, величина Цп может изменяться. Чтобы сохранить постоян
ство напряжения на выходе, схема управления в соответствии с Bыpa
жением (9.3) будет изменять коэффициент заполнения. Собственно,
, минимальный коэффициент заполнения установится при максималь
ном входном напряжении.
Иноrда минимальную величину индуктивности удобно определить J'
по веl1ичине сопротивления наrpузки R ю если она известна и посто
янна:
L :; (1 DmШ)'
(9.14)
Еще один интересный вывод: чем более высокое значение индук
тивности по сравнению с критической мы выбираем, тем меньше будет
186
rлава 9. Работаем с чоппером
амплитуда тока дi L , тем более ток дросселя будет приближаться по Be
личине к току наrру ки.
Оценка режима работы чопперноrо стабилизатора является важ
ным этапом расчета. Однако rлавным шаrом, определяющим номина
лы электрических элементов стабили'затора, является все же расчет
LС фильтра по допустимому уровню пульсац'ий напряжения на Ha
rрузке.
Как мы уже знаем, в чопперных схемах основным типом сrлажи
вающеrо фильтра является однозвенный r образный LС фильтр. Этот
тип фильтра, как впрочем, и все остальные, характеризуется так назы
ваемым коэффициентом сrлаживания (обозначается буквой q). Коэффи
циент сrлаживания основной параметр, характеризующий фильтр с
точки зрения способности выделения постоянной составляющей: ЭТО
отношение амплитуды первой rармоники пульсаций на входе фильтра
к амплитуде первой rармоники на ero выходе.
Поясним сказанное. Предположим, что мы подали на вход фильтра
переменное напряжение, форма KOToporo может быть и отличной от
синусоидальной, например, прямоуrольной, как в случае ЧО(Iпера. Cy
ществует математический прием, называемый разложением по rapMo
ническим функциям, с помощью KOToporo несинусоидальный сиrнал
можно представить как сумму синусоидальных сиrналов (спектр сиr
нала), один из которых будет, иметь частоту, равную частоте OCHoBHoro
сиrнала, а дрyrие кратные частоты. Далее сиrнал пропускается через
v / .
фильтр по каждои raрмонике в отдельности, и на выходе происходит
суммирование амплитуд rармоник. Синусоидальный сиrнал из спек
тра, частота KOToporo совпадает с частотой OCHoBHoro сиrнала, не раз
ложенноrо на составляющие, носит название первой raрмоники. Перед
разработчиком фильтра наиболее остро стоит задача ослабления пер
вой rармоники, поскольку кратные rармони «еще BbIflle» и их можно
не учитывать.
Существует понятие передаточной функции фильтра, крторая может
быть определена из соотношения:
k(f) c;; ,
вх
(9.1 5)
rде и вых напряжение, измеренное на выходе фильтра;
x напряжение, поданное на вход фильтра.
,
Можно также получить математическое выражение передаточной
ф кции фильтра, пользуясь правилами расчета электрических схем по
известным цараметрам: активноrо СОПРОТИВ.[Iения, индуктивности, eM
кости. Профессиональный разработчик должен уметь вычислять и aHa
лизировать передаточные фуню ии любой сложности, поскольку на
практике MOryт встречаться замысловатые схемы фильтров. Радиолю
. ,
rлава 9. Работаем с чоппером
187
бителю же можно, не вдаваясь в подробности, пользоваться rотовыии
результатами.
Для большинства LС фильтров соотношение между передаточной
функцией и коэффициентом сrлаживания записывается так:
q ==l/k.
(9.16)
Чтобы записать передаточную функцию r образноrо фильтра по
всем правилам электротехники, мы обязаны отдельно представить ero
амплитудную и фазовую характеристики. Но в данном случае не столь
ко интересен вид характеристик, сколько возможность ослабления
фlШЬТрОМ первой rармоники сиrнала с известной частотой. Это об
стоятельство значительно упрощает наши расчеты. Учтем, что KOHдeH
сатор Сои! И индуктивность L образуют делитель напряжения, чем то
напоминающий обычный резистивный, но в данном случае с зависи
мостью коэффициента деления сиrнала от частоты. После проведения
ряда преобпазований, которые мы здесь не приводим, передаточная
функция LС фильтра r образноrо типа приобретет следующий вид:
k == 1
4n 2 f 2 LC + 1
ОО(
(9.17)
Поскольку в состав LС фlшьтра входит как индуктивное, так и eM
костное сопротивление, такой фильтр при определенном соотношении
индуктивности и емкости станет резонансной системой, то есть на оп
ределенной частоте может возникнуть резкое увеличение выходноrо
напряжения. Резонансный характер передаточной характеристики Ta
Koro фильтра приводит еще к одному неприятному явлению: при рез
ком изменении наrрузки фильтра (так называемом «сбросе» или «Ha
бросе» наrpузки) перераспределение энерrии маrнитноrо и электриче
cKoro поля может вызвать колебательный процесс с увеличением
выходноrо напряжения. Поэтому при разработке LС фильтра стремят
ся так выбрать параметры ero элементов, чтобы свести передаточную
функцию к апериодическому' (неколебательному) виду. Как это cдe
лать, мы расскажем чуть позже.
Итак, LС фильтр в общем случае является резонансной системой,
у которой имеется одна или несколько резонансных частот. Известно,
что для простых фильтров резонансная частота может быть с достаточ
ной степенью точности найдена из соотношения:
4n2f;}LCoUf == 1. (9.18)
Обычно LС фильтры проектируются так, что частота первой rap
моники сиrнала}; подаваемоrо на фильтр, по крайней мере на порядок
выше резонансной частоты..f". Это означает, что в формуле (9.17) МОЖ
но совершенно безболезненно пренебр чь единицей, стоящей в знаме
1ВВ
rлава 9. Работаем с чоппером
наrеле, и получить просryю формулу расчета коэффициента сrлажива
ния однозвенноrо r образноrо LС фильтра:
q = 4n 2 f2LC out . . (9.19)
Для большинства реальных схем, построенных на основе f образ
Horo фильтра, этим расчетом можно оrpаничиться. Во избежание резо
нансных явлений в фильтре не рекомендуется задаваться коэффициен
том сrлаживания менее тройки. Также нежелательно задавать коэффи
циент сrлаживания однозвенноrо фильтра более 10000, поскольку
фильтр становится «неразворотливым», С плохой динамикой, что MO
жет сказаться на устойчивости петли реryлирования (петли обратной
связи) схемы управления стабилизатором.
При величине коэффициента сrлаживания q больше 30 однозвен
ный фильтр оказывается неоптимальным по затратам инлуктивности'и
емкости. Соответственно, неоптимальными становятся ero массоrаба.
ритные показатели. Вопрос оптимизации может остро встать перед
разработчиками автономной малоrабаритной аппаратуры и перед про
ектировщиками очень мощных источников питания, в большинстве же
случаев для выбора элементов фильтра можно воспользоваться следую
щим дополнительным условием.
Если подходить к анализу передаточной функции r образноrо
фильтра cTporo, то необходимо учитывать, что выходное сопротивле
ние фильтра для любой из rармоник входноrо сиrнала должно быть
MHoro меньше сопротивления наrpузки. При этом «нижняя» величина
емкости фильтрующеrо конденсатора определяется из формулы:
2п . f . CoutRH » 1. (9.20)
Знак «MHoro больше» можно трактовать так: «по крайней мере в д
сять раз». Но это вовсе не значит, что величину выходной емкости
можно увеличивать до бесконечности. Существует некоторое предель
ное значение емкости C out , при котором характер фильтра даже с под
ключенной к нему наrрузкой станет колебательным, что приводит к
увеличению пульсаций в наrрузке. Это явление особенно ярко прояв
ляется в чопперах, рассчитанных на передачу мошности 200 Вт и выше.
С таким эффектом автор столкнулся в проuессе макетирования реryли
руемой чопперной схемы с выходным напряжением 60 В, работающей
на активную наrрузку с МОIЦНОСТЬЮ 1 кВт. Питание схемы осуществля
лось пониженным, выпрямленным и сrлаженным напряжением Tpex
фазной сети 3х380 В 50 [ц, однако напряжение Цп все равно ,Имело
пульсации частотой 309 rц с уровнем порядка 1%, которые в петле об
ратной связи не «выБИРaJIИСЬ». Частота работы данной схемы была BЫ
брана около 30 кfц, а ко ффициент заполнения менялся от О до 0,95.
Естественно, в выходном напряжении чоппера присyrствовали пульса
ции частотой 300 [ц, поскольку ими модулировалось входное напряже
rлава 9. Работаем с чоппером
189
ние, а LС фильтр такую низкую частоту пропускал. Ilри определенном
характерном значении D амплитуда пульсаций в наrpузке резко, в 3 4
раза, усиливалась. Природа явления стала понятной после сопоставле
ния частоты собственноrо. резонанса фильтра и частоты пульсаций.
Они оказались примерно равными. Вдобавок соотношение R H , L и С ош
б IЛО выбрано таким, что передаточная функция фильтра носила резко
выраженный колебательный характер.
В маломощных стабилизаторах подобное резонансное явление
практически незаметно и им вполне можно. пренебречь. Однако в
мощных схемах, в которых к тому же cTporo нормированы пульсации в
наrрузке, необходимо рассчитывать фильтр так, чтобы свести ero пере
даточную функцию к апери.одическому (неколебательному) виду.
. _ Анализ передаточной функции с точки зрения поиска условия апе
риодичности показывает, что емкость конденсатора С Ои! должна быть
выбрана исходя из дополнительноrо условия:
С < -Jq.
001 п. f . R n .
Условия (9.20) и (9.21) дополняют друr друra, поэтому проектиро
вание фильтра необходимо начинать с задания коэффициента сrлажи
вания q. Затем вычисляется величина емкости С ош по условиям (9.20)
и (9.21), последний шаr определение вел'ичины индуктивности L по
формуле (9.19).
Ну а если читателю все же захочется спроектировать оптимальный
мноrозвенный фильтр? Как определить оптимальное число ero звень
ев, то есть включенных друr за дружкой простейших r образных
фильтров? Приближенное значение п числа звеньев даст формула:
п = 0,51n q. (9.22)
При расчете по формуле (9.22) нужно окрyrлить полученное значе
ние до ближайшеrо большеrо целоrо.
Произведение LC out для каждоrо звена в случае их идентичности
рассчитывается по формуле:
(9.21)
2"С: 1
L С 00, = п '{; q 2 2 '
4п
Расчеты мноrозвенных фильтров показывают, что оптимальный
вариант, состоящий из двух звеньев, имеет коэффициент сrлаживания
30...300. Для получения коэффициентов сrлаживания более 300 лучше
Bcero применять оптимизированный трехзвенный фильтр.
. Предупредим чит теля: в случае, если оптимизировать фильтр по
критерию минимальной массы, МИ11имальноrо объема и минимальной
стоимости не нужно, возможно остановиться на однозвенном вариан
.
те, рассчитав ero по приведенноЙ методике.
(9.23)
190
rлава 9 Работаем с чоппером
9.2. Защита от 'аварийных режимов
Любая схема силовоrо импульсноrо преобразователя электрической
энерrии, к которым также относится и чоппер, требует серьезной кон
структивной проработки, компактноrо размещения силовых элемен
тов, минимизации электрических связей между ними. Почему? Мы уже
не раз rоворили о том, что силовые транзисторы подвержены потенци
альному пробою, и если входное (коммутируемое) напряжение, пqда
ваемое на транзистор, можно леrко учесть, то перенапряжения, возни
кающие на паразитных индуктивностях схемы, поддаются проrнозиро
I ванию rораздо хуже. Даже первый практический опыт изrотовления
силовоrо импульсноrо устройства позволяет разработчику убедиться в
том, что паразитные выбросы напряжения далеко не безобидное яв
ление. Прямые про водники имеют собственную индуктивность, oцe
нить величину которой можно по формуле:
Ls 2 'IО З[ln + 0,386 }z, (9.24)
[де / длина проводника, см;
d диаметр проводника, см;
Ls индуктивность, MKfH.
Если вычислить по формуле (9.'24) индуктивность проводника
круrлоrо сечения диаметром 1 мм и миной 2 см, то окажется, что она
составляет 10...12 HfH. MHoro это или мало? Давайте разбираться BMe
сте, насколько опасен такой п разитный параметр для схемы чоппера.
К слову, наши рассуждения будут применимы и к друrим схемам сило
вых преобразовательных устройств.
Итак, в схем'е чоппера (рис. 9.5, а) имеется паразитная индуктив
ность Ls, которая при прохождении тока i D (рис. 9.5, б) накапливает
энерrию. Эта индуктивность может иметь весьма большую величину,
например, в случаях, коrда конденсатор C in соединяется с остальной
частью схемы длинными проводами. В момент закрытия транзистора
VТ ток стока прерывается, но энерrия, накопленная в паразитной ин
дуктивности, стремится ero поддержать, поэтому возникает выброс Ha
пряжения между стоком и истоком, образуя некоторую «добавку» и !)' к
напряжению ll;n:
U DS = и;п + и s. (9.25)
Через диод УО начинает течь ток, исток транзистора подключается
к общему проводнику схемы, поэтому «добавка» в чистом виде «nлюсу
ется» к входному напряжению. Рассчитать величину «добавки» можно
по известной формуле:
, U = L di D .
S S dt
(9.26)
rлава 9. Работаем с чоппером
191
Ls 14111 UDS I '
D iVD
vт t .
Uin + С . VD
'n
L
iVD
Cout + R H
t
iD
а)
t
\ б}
Рис. 9.5. К расчету степени влияния индуктивности
монтажных проводников
Чем выше скорость спада тока стока, тем большую величину «дo
.
бавки» напряжения можно получить, тем опаснее становится режим
работы ключевоrо транзистора. К примеру, для транзистора MOSFET
типа IRF740, который «работает» в схеме с входным напряжением
100 В, максимальньiм током сто'ка, равным 8 А, при минимальном Bpe
мени спада тока стока 24 нс, скорость спада составит 0,33 А/нс, а «дo
бавка» напряже,НИЯ. для соединительноrо проводника длиной 1 О см
почти 35 вольт. Конечно, для приведенноrо типа транзистора такой
выброс не страшен, но представьте себе, что мы выбрали транзистор с
максимально допустимым напряжением «сток истою> около 140 вольт,
то есть «под завязку». Тоrда вероятность Toro, что индуктивный выброс
«пробьет» ключевой элемент, весьма и весьма велика. Поэтому чита
тель должен запомнить первое правило: всеrда выбирать транзистор «с
запасом» по напряжению «сток исток».
Что еще можно предпринять для улучшения надежности схемы и
снижения допустимой величины напряжения «сток..исток»? Обратите
внимание на рис. 9.6, rде в схему введен конденсатор C s , выводы KOTO
poro подключены непосредственно к стоку транзистора VТ и нижнему
(по схеме) выводу разрядноrо диода VD. Этот KOHД HcaTOp ввод'ится
для Toro, чтобы «съесть» энерrию, накопленную в паразитной индук
тивности, которая опред ляется по формуле:
Qs == 0,5Lsi . (9.27)
Накопленная энерrия должна быть поrлощена конденсатором C s ,
превратившись в небольшую «добавку» д и к входному напряжению
чоппера:
С s (дU)2 = L.si . (9.28)
Отсюда, залаВlIIИСЬ величиной допустимой «добавки», можно BbI 'lj
числить величину блокировочноrо конденсатора. Если продолжить,
приведенный ранее пример, желая сократи rb «добавку» напряжения до
192
rлава 9. Работаем с чоппером
величины 5 В, емкость конденсатора должна составить порядка
0,3 мкФ. Обычно конденсатор C s выбирают неполярным, так как пара
зитная индуктивность ero обкладок и выводов rораздо меньше, чем у
полярных (электролитических) конденсаторов. Крайне желательно
также размещать конденсатор С ои, В непосредственной близости от вы
водов ключевоrо элемента и при менять «электролиты» С минимальным
индуктивным сопротивлением (self inductance ESL). Сеrодня такие
конденсаторы разработаны и свободно приобретаются на рынке радио
деталей. Например, конденсаторы типа В43566, производимые фирмой
«Epcos», имеют ESL порядка 15...20 HrH. Также полезно зашунтировать
электролитические конденсаторы неполярным конденсатором неболь
шой емкости. '-
Ls
L
+
Cin
............,
C s
VD
I
Рис. 9.6. Защита от индуктивных выбросов при помощи
неполярноrо конденсатора
,
Поручать функцию rашения индуктивных выбросов можно не
только конденсаторам. На сеrодняшний день в массовых масштабах
выпускаются и друrие элементы, которые резко снижают свое сопро
тивление при пре:Щ Iшении напряжения между своими электродами
выше заданноrо уровня. Одним из ТЦКИХ элементов является варистор.
На рис. 9.7 показан внешний вид дисковоrо варистора, который наибо
лее распространен в силовых схемах, ero условное rрафическое обозна
чение и зависимость протекающеrо тока от приложенноrо между BЫBO
, ,
дами напряжения.
Вольт амперная характеристика варистора (рис. 9.7, в) напоминает
аналоrичную характеристику двухстороннеrо стаби итрона. В HOp
мальном режиме работы сопротивление варистора велико и он не OKa
зывает никакоrо влияния на схему. При резком увеличении напряже
ния выше заданноrо уровня происходит срабатывание элемента и ето
сопротивление на несколько порядков уменьшается, тем самым «cъe
дая» ,выброс напряжения.
Сеrодня выпускается MHoro разных конструктивных исполнений
этоrо элемента, начиная от крохотных SМD вариантов для поверхност
Horo монтажа на печатную плату и заканчивая «кирпичами» С выводами.
под мошнь й винт. fлавное оrличие описываемых типов состоит в раз
ной возможности поrлощения энерrии выбросов (energy absorption).
Маленькие варисторы поrлощают малое количество энерrии, «кирпи
rЛ8В8 9. РаБОТ(jlем с чоппером
193
imax
Rt
а)
б)
в)
Рис. 9.7. Внешний вид дисковоrо варистора (а),
ero обозначение в схемах (6) и зависимость величины тока от приложенноrо
напряжения (в)
чи» большое. В технической документации величина поrлощаемой
энерrии обозначается символом W тax . Следует учитывать, что поrло
щаемая энерrия приводится в расчете на одиночный (или крайне редко
повторяющийся) импульс тока длительностью 2 мс. В дополнение к па
раметру поrлощаемой энерrии при водится максимальное значение
тока, которое варистор может выдержать без повреждения surge
cиrrent, i тax . Значение тока указывае1ся для стандартизованноrо Tpe
уrольноrо 'ToKoBoro импульса со скоростью нарастания 8 мкс и CKOpO
стью спада 20 мкс.
Выбор варистора осущест ляется по величине максимальноrо pa
бочеrо напряжения (operating voltage) постоянноrо U dc или переменно
ro l!,.тs тока синусоидальной формы. Момент начала срабатывания Ba
ристора определяет так называемое варисторное напряжение U v
(varistor voltage), которое задается при величине тока варистора 1 мА.
И, наконец: в технической окументации необходимо обратить на Be
личину напряжения оrpаничения варистора llc, (clamping voltage). Для
примера, дисковый варистор типа S05K17, выпускаемый фирмой
«Epcos», имеет значение максимальноrо постоянноrо рабочеrо напря
жения 22 В, варисторное напряжение 27 В и напряжение оrpаниче
ния 53 В.
На рис. 9.8 пок заны способы включения варистора для защиты
Юlючевоrо транзистора VТ от потенциальноrо пробоя.
Не только варисторы позволяют эффеКТИВJ::iО З ЩИlцать транзисто
ры от потенциальноrо пробоя. Сравнительно недавно на рынке радио
элементов появились полупроводниковые сапрессоры, которые, имея
меньшие размеры, позволяют более эффективно орrанизовать защиту.
Сапрессоры позволяют «съесть» большее количество энерrии, быстрее
194
rлава 9. Работаем с чоппером
RU
Ls
L
Cin
.............,
RU
VD
+
Cin
.............,
VD
а)
б)
Рис. 9.8. Защита транзистора с помощью варистора
,
срабатывают, боле надежно фиксируют напряжение, что особенно
важно при использовании транзисторов MOSFET. Одна из разновид
ностей сапрессоров, называемая защитными диодами Transil (transient
voltage suppressor), активно используется профессиональными разра
ботчиками и радиолюбителями. Еще совсем недавно сапрессоры име
'ли более высокую стоимость по сравнению с варисторами, но сейчас
Transil стремительно дешевеют, все больше фирм осваивает их произ
водство. Давайте познакомимся с этими защитными элементами.
Как видно из рис. 9.9, вольт амперная характеристика сапрессора
очень похожа на аналоrичную характеристику стабилитрона, в COOTBeT
ствии с этим обстоятельством он и включается в схему как стабили
трон. И все же отличие Transi1 от стабилитронов существенно: они оп
тимизированы по минимуму времени срабатывания и максимуму по
rлощаемой мощности. При этом 1)0 внешнему виду сапрессор очень
трудно отличить от обычноrо диода. '
Есть также сходство с вольт амперной характеристикой варистора с
той лишь разницей" что варистор «работает» одинаково при протека
i
if
I
I
I
I
l'
I
I
I
. U f
lrm
U
Рабочая
область
ipp
Рис. 9.9. Вольт аМIIерная хараr<теристика сапрессора типа Transil
rлава 9. Работаем с чоппером
195
нии прямоrо и обратноrо тока, в то время как типовой сап рессор в
одну сторону проводит ток так же, как и обычный полупроводниковый
диод. Правда, имеются модификации двухсторонних сапрессоров, вид
характеристики которых едва ли удастся отличить от варисторной.
Выбор сапрессора нужно начинать с определения величины макси
мальноrо рабочеrо напряжения (stand offvoltage), обозначаемоrо в Tex
нической д кументации как U rт , При этом напряжении, приложенном
к обратно включенному сапрессору , не происходит ero открывания.
Начало развития зенеровскоrо (обратимоrо) пробоя происходит при
напряжении пробоя (breakdown voltage), обозначаемоrо как U br Это Ha
пряжение указывается в маркировочной надписи сапрессора. Напри
мер, апрессор типа 1,5KE36A производства «STMicroelectronics» имеет
номинальное пробойное напряжение 36 В. Еще один параметр .,...... Ha
пряжение оrраничения (clamping voltage) llc/ показывает величину
напряжения при максимальном пиковом токе ipp (peak pulse current).
К характеристикам прямой проводимости относятся: прямое падение
напряжения l'l (forward volt-age drop) и максимальный прямой ток i.r
(foIWard current). ЭТИ ДB характеристики нам мало интересны.
Теперь несколько слов об энерrетических возможностях сапрессо
ров. Как уже было сказано, они MOryт поrлощать большое количество
энерrии неповторяющихся импульсов. Например, сапрессоры популяр
ной с рии 1,5КЕ поrлощают мощность 1500 Вт импульса треyrольной
формы с нарастанием 1 О мкс И спадом 1 мс или MOryт пропускать через
себя неповторяющийся ток с пиковым значением 200 А в течение 1 мс.
В табл. 9.1 пред ставлены основные параметры некоторых сапрессо
ров типа Transil, выпускаемых «STMicroe1ectronics».
На рис.9.10 приведены основные рекомендации в отношении
включения сапрессора для защиты чопперноrо стабилизатора. А на
рис. 9.11 показано несколько простых и полезных рекомендаuий, KOTO
рые читатели Moryт занести в свой арсенал знаний и использовать по
мере необходимости. Выйти из ситуации, коrда под рукой не окажется
сапрессора с нужным напряжением пробоя, но есть несколько дрyrих,
с более низким напряжением, позволит идея, показанная на
рис. 9.11, а. Оказывается, возможно последовательное соединение ca
прессоров, но тоrда необходимо включить выравнивающие резисторы
сопротивлением 100...1000 кОм. Увеличить наrpузочную способность
сапрессора на 30...40 процентов позволяет введение теплоотводящих
пластин, как изображено на рис. 9.11, б. При этом теплоотводом полу
проводниковоrо кристалла служит токоведущий вывод, который у ca
прессоров достаточно мощный (диаметр порядка] мм). Дополнитель
ные пластины вырезаются из медноrо или латунноrо листа толщиной
1...2 мм, покрываются слоем припоя, в них по центру сверлятся OTB p
стия, и они прикрепляются пайкой к сапрессору на расстоянии от KOp
пуса 5 мм.
196
rлава 9. Работаем с чоппером
Таблица 9.1. Параметры сапрессорЬв типа Transil
Тип i rm , мкА U rm . В U br . В U cl' В ipp. А С.пФ
1,5KE12A 5 10,2 12 21,7 461 6000
,
1,5KE18A I 15,3 18 32,5 308 4300
1,5КЕ24А 1 20,5 . 24 42,8 234 3500
1,5KE27A J 23,1 27 48,3 207 3200
1,5КЕ36А I 30,8 36 64,3 156 2500
1,5КЕ47А 1 40,2 47 84, 119 2050
1,5КЕI00А 1 85,5 100 178 56 1150
1,5КЕ150А 1 128 150 265 38 850
1,5КЕ250А 1 213 250 442 23 560
1,5КЕ440А 1 376 440 776 13 360
/ VD1
Ls L Ls vт L
+ ........., + .........,
Cin VD1 VD Cin VD
а)
б)
Рис. 9.10. Защита транзистора с помощью сапрессора
Ubr Ubr Ubr
R R R
.......
ЗUЬr
а) б)
,
Рис. 9.11. Маленькие хитрости использования сапрессоров
rлава 9. Работаем с чоппером
197
Итак, мы познакомились с простыми способами защиты от потен
циальноrо пробоя. Теперь поrоворим о «подводных камнях» токовых
выбросов в импульсных схемах и способах защиты от переrрузок по
току. Рассматривая чопперную схему, мы до сих пор считали, что раз
рядный диод идеален по своим характеристикам, то есть мтновенно
начинает проводить электрический ток и мтновенно восстанавл»вает
свои запирающие свойства. Реальные диоды работают, конечно, иначе:
им приходится затрачивать некоторое время, а значит, и энерrию на
включение и отключение.
Чтобы проанализировать характер токовых переrpузок, возникаю
щих в чоппере, для начала исключим разрядный диод VD и
LС фильтр, подключив наrрузку R и непосредственно к стоку транзи
стора VТ, как показано на рис. 9.12.
j
iD
'РК
з
iD I UDS I
ЩП 5
RH
-,
.,
Uin
+
Cin
R H
'.
.,.
'....... ,
.....,
'.,
'о,
1
Uin
UDS
Рис. 9.12. К анализу токовых
переrpузок
Рис. 9.13. [рафик, отражающий
коммyrаuионные проuессы в схеме
с реальным разрядным диодом
Котда транзистор VТ находится в состоянии отсечки, ток в цепи за
твора равен нулю и напряжение «сток исток» равно напряжению ll;n.
Это состояние схемы соответствует точке «1» на rрафике рис. 9.13. OT
крывая ключевой транзистор VТ, мы перемещаемся из точки «1» в точ
ку «5» по штрихпунктирной линии, rде напряжение на открытом TpaH
зисторе становится равным нулю.
s ,
Совершенно по друrому протекают коммутационные процессы в
схеме чоппера с реальным разрядным диодом и LС фильтром. Поче
МУ? Дело в том, что все р n переходы'ДИОДОВ при прохождении через
них прямоrо тока накапливают на rранице областей проводимости
электрический заряд. Поэтому диод не сможет закрыться до тех пор,
пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассосутся».
На исчезновение носителей затрачивается время, которое называют
временем обраТllоrо восстановления. В чопперном стабилизаторе TpaH
зистор VТ всетда «работает» в режиме тяжелоrо переключения, если за
дан режим непрерывноrо тока дросселя. Аналоrичную ситуацию мы
198
rлава 9. Работаем с чоппером
наблюдали ранее, рассматривая режим тяжелоrо переключения TpaH
зисторов в полумостовых И мостовых схемах.
Итак, открываясь" транзистор VТ должен «перехватить» ток наrpуз
ки, который до этоrо момента проходил через разрядный диод
(рис. 9.3). Однако в силу Toro, что диод VD не может сразу закрыться:
i VD i L i D .
(9.29)
В прямом направлении падение напряжения на любом диоде co
ставляет 1...2 В, поэтому исток транзистора оказывается подключен
ным к общему проводу схемы. Ток в индуктивности резко вырасти не
может, следовательно, ток i D быстро вырастает до значения i pk (линия
«1 3» на рис. 9.13). Хорошо, если транзистор допускает такой пиковый
ток, который В случае использования диода с большим временем об
paTHoro восстановления может в несколько раз, пусть даже на короткое
время, превышать номинальный рабочий ток, а если нет 'транзистор
выйдет из строя. Что происходит дальше? Начинается процесс «pacca
сывания» носителей заряда в диодной структуре, и ток резко падает по
кривой «3 4 5» до номинальноrо значения, определяемоrо сопротивле
нием наrpузки. Процесс включения диода rораздо менее инерционен,
поэтому мы вполне можем рассматривать включающийся диод как бе
зынерционный элемент. Включение разрядноrо диода происходит по
кривой «5 6 1».
Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода i pk , а значит, и
ток в пепи «сток исток» транзистора необходимо выбрать для чоппер
ной схемы диод с минимальным временем обратноrо восстановления
(peak recovery time). Тоrда проuесс обратноrо 130сстановления будет
проходить по линии «2 4», минуя точку «3».
Идеально подходят для чопперных схем так называемые диоды
Шопки. Отличие диодов Шоттки от обычных диодов состоит в том, что
они производятся по дрyrой технолоrии и у них практически OTCYТCTBY
ют неосновные носители заряда, которые как раз и влияют на время об
paTHoro восстановления. На сеrодняшний день выпускаются диоды
Шоттки, допускающие ПрЯМОЙ,ток через себя порядка 240 А, например,
249NQ150 производства «International Rectifier». Друrое преимущество
диодов Шоттки более низкое падение напряжения в открытом co
стоянии, что делает их незаменимыми в низковольтных схемах.
К сожалению, диоды Шоттки имеют существенный недостаток:
максимальное обратное напряжение у самых лучших представителей
этоrо класса силовых приборов не превышает величину 150 В. Как
быть, если разработчику нужно спроектировать чопперный преобразо
ватель с номинальным входным напряжением более названной вели
чины? В этом случае очень хорошие результаты обеспечивают специ
ально разработанные ультрабыстрые диоды Hexfred, называеМI;>Iе в Tex
нической документации rексаrональными эпитаксильными диодами
rлава 9. Работаем с чоппером
199
со сверхбыстрым временем восстановления. Диоды Hexfred, (IРОИЗВО
димые фирмой «International Rectifier», имеют величину обратноrо Ha
пряжения до 1200 В.-
Познакомимся с диодами Hexfred подробнее. На рис. 9.14 показана
типовая кривая 'обратноrо восстановления диода. В момент OTKpЫBa
ния ключевоrо транзистора VТ начинается спадание тока диода, затем
ток достиrает нулевоrо значения, меняет знак, достиrая значения i rrт ,
называемоrо в технической документации пиковым током обратноrо
восстановления (peak reverse recovery current). Проuесс нарастания тока
обратноrо восстановления занимает время 10, называемое временем poc
та обратноrо тока восстановления. После этоrо ток спадает до нулевоrо
значеJ-lИЯ за время l ь , называемое временем спада обратноrо тока BOC
становления. Полное время lrr обратноrо восстановления диода (reverse
recovery time) определяется по формуле:
1" = 10 +.1ь.
(9.30)
t
/
Рис. 9.14. К расчету заряда обратноrо восстановления диодов
Конечно, в технической документации приводятся данные по Bpe
мени обратноrо восстановления, по пиковому току обратноrо BOCCTa
новления, и по этим данным теоретически можно рассчитать тепловые
потери, возникающие в процесс;е обратноrо восстановления. Однако
на практике пользоваться. ими неудобно, так как величина пиковоrо
тока обратноrо восстановления и время восстановления зависят от Be
личины приложенноro обратноrо напряжеНJfЯ. Производители диодов
рекомендуют для определения тепловых потерь обраТН9rо BOCCTaHOB
ления пользоваться величиной заряда обратноrо восстановления (reverse
recovery charge), обозначаемоrо символом Qrr Величину заряда обрат
Horo восстановления можно получить непосредственно из технической
документации или рассчитать п<? формуле:
Q = i"т . ("
" .
2
(9.31 )
200
rлава 9. Работаем с чоппером
Тепловые потери обратноrо диода складываются из статических
потерь ПрОБОДИМОСТИ и потерь обратноrо восстановления. Статические
потери вычислить несложно они будут определяться величиной пря
Moro падения напряжения и ! на открытом диоде, средним током про
водимости iavg, соrласно формуле (8.4), и коэффиuиентом заполнения
управляющих импульсов D. То есть мы исходим из Toro, что в режиме
непрерывноrо тока дросселя через диод течет ток i vD , равный току
дросселя ;L' Потери проводимости будут определяться из формулы:
oп = и / . i L (1 D).
(9.32)
С потерями обратноrо восстановления сложнее. Поскольку к диоду
прикладывается большое обратное напряжение в то время, как через
Hero течет прямой ток, диоду нужно рассеивать большую мощность.
Функция изменения тока во времени носит сложный характер
(рис. 9.14), поэтому нам придется вычислять мrновенную мощность на
очень коротких промежутках времени, а потом получившиеся резуль
таты просуммировать. Проше Bcero, как вы уже доrадались, сделать это
с помощью интеrpала. Рассуждаем' следующим образом.
Энерrия тепловых потерь определяется суммой произведений тока
через диод на напряжение, приложенное к нему. Поскольку к диоду в
чопперной схеме прикладывается входное напряжение Цт энерrия пе
реключения Esw будет определяться так:
' ,.
Esw == и,п J iVD(t)df.
о
(9.33)
/
Что представляет собой интеrрал в формуле (9.33)? Это заряд об
paTHoro восстановления диода, который мы вычислили по формуле
(9.31) или взяли из справочных данных на конкретный диод. Итак, Te
перь ы можем вычислить и мощность потерь обратноrо восстановле
ния:
Psw == U in . Qrr . f,
(9.34 )
[де f частота коммутации.
Полные тепловые потери, как обычно, определяются суммой CTa
тических и динамических потерь:
Р п == Р соп + w.
(9.35)
Расчет охладителя по данным тепловыделения мы уже рассматри '
вали и здесь повторяться не будем. Все необходимые данные но тепло
вым счпротивлениям диодных корпусов содержаrся в технической дo
кументации.
Iлава 9. РаБQтаем с чоппером
201
в заключение приведем табл. 9.2 с основными параметрами HeKO
торых диодов Hexfred. Данные, содержащиеся в таблице, позволят чи
тателю оценить достоинства этих приборов.
Таблица 9.2. Пара метры некоторых диодов Hexfred
Диод иА,В i" А t rr , НС Корпус
-
HFA04TB60 600 4 42. TO 220
.............
HFA06TB120 1200 6 26 TO 220 "
HFA08TB60S 600 8 55 TO 247
HFA15PB60 600 15 60 TO 247
HFA25PB60 600 25 60 TO 247
HFA30PA60C 600 30 60 TO 247
HFA50PA60C 600 50 60 TO 247
HFA70NH60 600 70 120 O 67
Отечественная промышленность, как всеrда, . отстает от мировых
производителей быстрых диодов и по номенклатуре предлаrаемых при
боров, и по их параметрам. Но уже сеrодня возможно при обрести He
дороrие диоды серий КД636, КД271, КД272, КД273, рассчитанные на
диапазон обратных напряжений (для разных серий) 25...800 В и пря
мые токи до 20 А. Выпускаются диоды в корпусе TO 220. Осваивается
также производство более мощных диодов.
9.3. Отклассическоrодиода к диоду синхронному
Настало время поrоворить о проблемах,' которые в значительной
степени беспокоят разраQ.отчиков низковольтных стабилизаторов, а
также' наметить пути их решения. Казалось бы, никоrо не должен cepь
езно беспокоить тот факт, что значение КПД чопперноrо стабилизатора
может оказаться в пределах 93...95%. Однако совремеНН,ые стабилизато
ры модульноrо типа часто не имеют специальных теплоотводящих пла
стин и отвод тепла осуществляе rся только через сиrнальные и силовые
выводы. Здесь борьба за выиrpыш пр<?центов далеко не бесполезна.
rл .lВНЫЙ источник проблем в низковольтном преобразователе
это разрядный диод VD. Падение напряжения на открытом р n пере
ходе обычноrо диода составляет 1,2...1,4 В, у диодов Hexfred оно еп е
больше до 2,1 В. Проблему в некоторой степени позволяет решить
202
.
rлава 9. Работаем с чоппером
использование диодов Шотrки, у которых прямое падение напряжения
составляет величину 0,4...0,7 В. Однако распространены случаи, коrда
даже диоды Шоттки помочь не CMOryт. Причин здесь несколько:
во первых, становятся соизмеримыми величина падения напряжения
на разрядном диоде и величина выходноrо напряжения, BO BTOpЫX,
!
увеличивается среднее значение тока за счет увеличения тока наrрузки
. и за счет увеличения коэффициента заполнения.
К примеру, питание HOBoro процессора Itanium 2, разработанноrо
фирмой «Intel», осуществляется напряжением порядка 1,0...1,3 В. В pe
жиме полной заrрузки процессор может потреблять ток около 100 А.
Понятно, что кпд преобразователя с такими параметрами окажется
очень низким и придется принудительно охлаждать не только процес
сор, но и устройство ero питания. Если удастся подобрать в качестве
разрядноrо диода УD такой элемент, на котором будет падать мини
мально возможное напряжение при протекании номинальноrо тока,
мы решим задачу повышения КПД. Оказывается, в качестве рqЗрЯДНО
ro диода можно применить... полевой транзистор MOSFET.
, Приведенный в работах [39], [40] расчет изменения предельно.до
пустимоrо уровня КПД преобразователя в зависимости от величины
выходноrо напряжения показывает, что в случае использования поле
Boro транзистора в качестве разрядноrо диода удается повысить КПД
на 10...13 процентов даже по сравнению с вариантом включения диода
Шотrки. Как мы уже знаем, цепь «сток исток» полевоrЬ транзистора
представляет собой активное сопротивление, поэтому, выбирая экзем
пляр с возможно меньшим сопротивлением, уменьшаем падение Ha
пряжения.
На рис. 9.15 показан способ перехода от класси.ческой схемы чоп
перноrо стабилизатора (рис. 9 15, а) с разрядным диодом. Шоттки К
схеме с дополнительным полевым транзистором (рис. 9.15, 6).
vт'
VТ1
VD
;>
Uin
+
Cin
VD
Uin
+
Cin
""""""1
а)
6)
Рис. 9.15. Чопперные схемы:
а) с рэзрядным диодом Шапки; б) с синхронным rранзистором
.
Но почему транзистор MOSFET улучшает характеристики чоппер
lIoro преобразователя? Не проще-ли зашунтировать диод малым сопро
тивлением? Оказывается, простое шунтирование постоянным сопро
, .
rлава 9. Работаем с чоппером
203
тивлением нарушит функционирование схемы: в фазе накачки энерrии
диод должен быть закрыт. Соответственно, сопротивления цепи
«сток исток» дополнительноrо транзистора VТ2 (рис. 9.15, б) в этой
фазе должно быть большим, а в фазе разряда малым. Поэтому схема
управления такото преобразователя, называемоrо синхронным, должна
формировать упраВJ:Iяющие сиrналы транзистора VТl и синхронноrо
транзистора VТ2. Причем vf 1 и УТ2 в этой схеме должны коммутиро
ваться противофазно: на протяжении времени открытото состояния
Vfl транзистор,VТ2 должен быть закрыт, и наоборот.
Результаты расчета кпд преобразователей, построенных по cxe
мам с разрядным диодом Шопки и С синхронным транзистором, при
ведены в табл. 9.3. Расчет проводился для преобразователей с номи
нальной выходной мощностью 24 Вт при питании от источника напря
жения (Uin) с напряжением 12 В, транзисторы VТl и VТ2 в открытом
состоянии заменялись резисторами с сопротивлением 5 мОм, падение
напряжения на диоде Шопки принималось равным 0,4 В.
Таблица 9.3. Расчет кпд чопперноrо стабилизатора
Выходное напряжение, В 5,0 3,3 2,0
Коэффиuиент заполнения ШlЯ 0,417 0,275 0,167
тран истора УТl, D
Коэффициент заполнения ШlЯ 0,583 0,725 0,833
диода VО, (1 п)
Потери на интервале нарастания 0,074 ,<0,3%) . 0,154 (0,6%) 0,293 0.2%)
тока в транзисторе УТl, Вт
Потери на интервале спада тока
в диоде VО, Вт 1,12 (4,7%) 2,11 (8,8%) 4,0 (16,7%)
в синхронном транзисторе 0,55 (2,3%) . 0,25 (1,0%) 0,657 (2,7%)
УТl, Вт
.................. - ......
КПД с диодом Шопки, % 95 91,6 82,1
. -
КПД в синхронной схеме, % 93 98,4 96,1
Видно, что с уменьшением выходноrо напряжения резко возраста
ют потери в разрядном диоде, в то время как рост потерь в транзисторе
VТl незначителен. Более Toro, при относительно низких значениях BЫ
ходноrо тока преИМУlцества повышения КПД, создаваемые включени
ем полевоrо транзистора, оправдывают некоторое усложнение схемы
за счет появления упраВЛЯЮIЦИХ цепей.
Из rлавы, ПОСВЯlценной полевым силовым rранзисторам, читатели
знают, что в своем составе транзистор MOSFET имеет паразитный
LU4
rлава 9. Работаем с чоппером
диод. В схеме синхронноrо выпрямителя этот паразитный диод оказы
вается включенным в том же направлении, что и диод Шопки. Вдоба
вок ко всему, полевой транзистор должен работать в этой схеме при or
рицательных токах и напряжениях. Исследования показали, что в yc
ловиях отрицательных токов и напряжений характеристики MOSFET,
применяемоrо в качестве синхронноrо элемента, даже лучше, чем в yc
ловиях положительных токов и напряжений. В табл. 9.4 приведены pe
зультаты исследований сопротивления цепи «сток исток» транзистора
УТ2 при обеих полярностях токов. На рис. 9.16 показаны lJаправления
токов: 9.16, а по ожительное направление, для б отрицательное.
Таблица 9.4. К исследованию работы MOSFET
в разных полярностях токов
U ds , В R ds cc+ , мОм R ds « , мОм Выиrрыш, %
.
4 9,1 7,7 15
5 7,4 6,7 9,3
6 6,7 6,2 . 8,5
7 6,3 6,1 4,2
L
направление
тока
+
.'
+
+
а)
б)
Рис. 9.16. К исследованию работы MOSFET в условиях отрицательных токов
в цепи «сток исток»
Результаты анализа rоворят о том, что замена диода Шопки поле
вым транзистором дает выиrрыш вплоть до HeKOToporo rраничноrо
тока наrрузки. rраничное значение тока увеличивается с уменьшением
сопротивления «сток исток» и увеличением прямоrо падения напря
жения на диоде Шопки.
Все предыдущие рассуждения были проведены с учетом только CTa
тических тепловых потерь, то есть коммуrационные потери мы считали
пренебрежимо малыми, что вполне справедливо на невысоких частотах
работы' преобразователей. При повыllеllиии частоты переключения
I лава 9. РаОотаем с чоппером
U::>
ДОЛЯ коммутационных интервалов в цикле переключения становится
больше, растет доля этих потерь в суммарных потерях. Расчеты, прове
денные для преобразователей питания процессоров, показали, что He
обходимо повышать частоту коммутации стабилизаторов до 1...2 мrц,
тоrда возможно значительно снизить rабариты и энерrоемкость aккy
муляторов переносных компьютеров (ноутбуков): Итак, какими долж
ны быть требования к элементам схемы синхронноrо преобразователя?
Во первых, интервал проводимости синхронноrо транзистора должен
иметь наибольшую продолжительность, и чтобы снизить потери на
этом интервале, сопротивление «сток исток» синхрон оrо транзистора
должно быть как можно более низким. BO BTOpЫX, интервалы проводи
мости OCHoBHoro vт 1 и синхронноrо VТ2 транзисторов разделяются
короткими интервалами проводимости паразитноrо диода транзистора
VТ2, поэтому диод должен иметь низкое прямое падение напряжения и
быстро восстанавливать запертое состояние. В третьих, с точки зрения
снижения общих потерь, интервал проводимости диода должен быть
как можно меньше.
При разработке синхронных
схем всеrда нужно принять меры
для исключения сквозных ТОКОВ
(рис. 9.17). Сквозной ток принци
пиально не может появиться в Cin
классическом чоппере, так как OT
крывающийся транзистор vт 1 aB
томатически переведет диод VD в
запертое состояние. А вот в син
хронной схеме транзистор VТ1 MO
жет открыться тоrда, коrда еще не
подан запирающий импульс на за
твор синхронноrо транзистора VТ2, и ток будет проходить через малое
сопротивление «сток исток» обоих транзисторов. Конечно, транзисто
ры MOryr выйти из строя. Поэтому между моментами включения обоих
транзисторов должна быть введена короткая защитная пауза. Микро
схемы управления синхронными стабилизаторами, выпускаемые ce
рийно, формируют необходимую величину защитной паузы, но при
разработке схемы управления самостоятельно об этой паузе не стоит
забывать.
Паразитный диод полевоrо транзистора не является элементом со
специально подбираемыми свойствами это невозможно сделать. По
нятно, что трудно ожидать от паразитноrо диода хороших коммутаци
онных качеств. В то же время диоды lIIотrки проектируются таким об
разом, чтобы максимально снизить потери обратноrо восстановления.
Поэтому уменьшить потери в процессе выключения паразитноrо диода
можно, IIОДКЛК?ЧИВ параллельно синхронному транзистору обычный
L
Сквозной
ТОК
Cout
R H
VТ2
VD
+ .
Рис. 9.17. Сквозной ток
в синхронной схеме
"
206
rлава 9. Работаем с чоппером
ДИОД llIотrки. Чтобы понять, почему нужно так поступать, рассмотрим
форму тока разрядноrо диода при ero обратном восстановлении. Быст
родействующий диод отбирает на себя часть разрядноrо тока дросселя
и улучшает качество процесса коммутации.
Номенклатура микросхем синхронных стабилизаторов, выпускае
мых мировыми лид рами в области силовой электроники, столь широ
ка, что ее вряд ли удастся привести в данной книrе. К примеру, такой
микросхемой является МАХ767, выпускаемая фирмой «Maxim». Часто
та преобразования в данной микросхеме выбрана около 300 кrц. Дpy
rой пример микросхема Si9145BY производства «Vishay». Эта микро
схема работает на частоте 375 кrц, обеспечивает кпд 89% при BЫXOД
ном токе 7 А.
9.4. Проектируем дроссель
для чопперноrо стабилизатора
Одна из практических задач, которую читателю придется решать
почти сразу после Toro, как возникнет желание что то сделать своими
руками, это изrотовление индуктивноrо элемента, в данном случае
дросселя. Cтporo rоворя, если читатель воспользуется типовыми peKO
мендациями, приведенными в технической документации на KOHKpeT
ную микросхему, rде обозначены все типы и номиналы элементов, ему
наверняка придет в rолову простая мысль: «Почему бы не приобрести
такой индуктивный элемент, какой указан на схеме?» Спешим разоча
ровать: BO первых, rOToBbIe типовые дроссели выпускаются только для
маломощных импульсных стабилизаторов, во--; вторых, часто произво
дитель микросхемы указывает только число витков и рекомендуемый
маr:нитопровод, а в третьих, едва ли удастся приобрести указанные в
«даташите» типы В отечественном маrазине радиодеталей. Не нужно
терять время в поиске редких KOMnOHeHTOJ3, поскольку практически
любой высокочастотный индуктивный элемент можно рассчитать и из
rотовить самостоятельно, приобретя близкие по характеристикам по
луфабрикаты каркас, маrнитопровод, обмоточный провод. Нелишне
также познакомиться с основами проектирования .индуктивных эле
ментов и профессиональным разработчикам, так как далеко не всеrда
удается воспользоваться услуrами профессиональноrо конструктора
моточных изделий, поскольку сеrодня предприятиям уже невыrодно
держать множество специалистов с узкой специализацией.
Вообще подбирать ДЛЯ питания электронных устройств трансфор
маторы, рассчитанные на промышленную частоту сети 50 rц, очень
просто массово выпускаются унифицированные серии с разными
мощностями, набором напряжений, токами обмоток, rабаритами. Xo
рошо известны серии унифицированных трансформаторов ТПП, ТА,
rлава 9. Работаем с чоппером
207
ТИ, ТАИ, ТП, ТПК, ТР. Эти серии давно вошли в арсенал разработчи
ков электронной аппаратуры и едва ли выйдут из Hero в ближайшем
будущем.
Ситуация с индуктивными элементами в области высокочастотной
.пр образовательной техники противоположная: здесь 'традиционно
проектируют дроссели и трансформаторы индивидуально, дЛя KOHKpeт
ной схемы. Конечно, заимствовать удачные элементы никто не запре
щает, и даже предпринимались попытки промышленной унификации
некоторых индуктивных элементов" но они были и остаются непопу
лярными, поскольку слишком MHoro факторов определяет KOHCTPYK
тивные параметры высокочастотных моточных изделий, слишком они
получаются непохожими. )
Об основах работы высокочастотных трансформаторов и дросселей
9ЫЛО подробно рассказано в rлаве 3. Сейчас мы узнаем, как приобре
тенные знания использовать практически. Для начала определимся с
целью нашеrо расчета: нам необходимо получить конструктивные па
раметры дросселя (тип материала и типоразмер маrнитопровода, коли
чество витков, диаметр провода) по исходным данным, полученным в
результате. расчета электрических параметров чопперной схемы. Ис
ходными же данными здесь являются индуктивность дросселя L, полу
ченная из формул (9.14) и (9.19), а также максимальное значение тока
дросселя i max , рассчитанное по формуле (9.5).
В индуктивном элементе выделяется теlШовая энерrия в виде мощ
ности потерь. Следовательно, нужно спроектировать этот элемент так,
чтобы тепло достаточно хорошо рассеивалось в окружающем про
странстве, не переrревая сам дроссель. В то же время дроссель должен
накапливать достаточное количество энерrии, чтобы в. фазе разряда
значение тока i L не превышало расчетные пределы, то есть обладать
достаточной энерrоемкостью. Расчеты показывают, что энерrоемкость
дросселя связана с объемом, занимаемым ферромаrнетиком, COOTHO
шением:
У т == 4 ( 2,5.103 . L . i ax ) 3 ,
Jl c . а . Д т
(9.36)
[де Jlc эквивалентная проницаемость сердечника;
а коэффициент теплоотдачи, Вт/(см 2 . О С);
д т допустимый переrрев, ОС;
V m объем маrнитопровода, см 3 .
Читателю, уже познаJ<омившемуся с ОСНОJ;Jами тепловых расчетов в
rлаве 6, будет интересно узнать, как влияет тепловой режим на rаба
ритные размеры индукrивных элементов. Ко,?ффициенr теплоотдачи,
как мы знаем, показывает, насколько хорошо выдеJIЯЮll ееся тепло
208
rлава 9. Работаем с чоппером
рассеивается в окружающей среде. Коэффициенты теплоотдачи для
индуктивноrо элемента, находящеrося в воздухе и в масляной среде,
приведены в ,табл. 6.7. Воспользовавшись формулой (9.36), нетрудно
рассчиrать, что если мы поместим наш индуктивныЙ элемент в eM
кость с трансформаторным маслом (что обычно предусматривают в
конструкции мощных трансформаторов для электросетей), мы имеем
право уменьшить объем маrнитопровода ,в 2,3 раза, сохранив допусти
мый neperpeB. Точно такой же эффект можно достиrнуть, если обду
вать трансформатор вентилятором со скоростью потока 4 м/с. Ситуа
ция, коrда вентилятор применяется для охлаждения индуктивноrо эле
мента, встречается в маломощных источниках питания крайне редко,
поэтому необходимо ориентироваться на то, что индуктивный элемент
будет работать в аамкнутом воздушном пространстве.
Объем маrнитопровода; определяемый тепловыми потерями, явля
ется минимально ВОЗМОЖНЫМ для дросселя. Казалось бы, теперь стоит по
справочнику выбрать маrнитопровод с расчетным объемом, вычислить
количество витков, определить сечение провода и намотать дроссель...
Все правильно: именно так мь! и будем поступать. Однако в конце pac
чета нам придется вспомнить, что возможности ферромаrнетика не
безrpаничны, поэтому придется проверить величину индукции в Mar
нитопроводе и рассчитать температуру наиболее наrретой точки по Me
тодике раздела 6.5. В случае превышения по условию маrнитной ин
дукции придется выбрать маrнитопровод большеrо объема и повторить
расчет. Если же неудачным окажется результат поверочноrо расчета
neperpeBa (что обычно случается при разработке индуктивных элемен
тов для преобразователей, работающих на частотах выше 300..:400 Kru,
с применением стандартных ферритов), придется выбирать материал
маrнитопровода с более низкими удельными потерями. 'Таким обра
зом, формула (9.36) является только лишь «отправной точкой» расчета.
Особенностью дросселей чопперных схем является их работа в yc
ловиях однополярных токов с ольшой величиной подмаrничивающе
ro тока. Поэтому, чтобы максимально использовать материал маrнито
провода по значению индукции, вводят немаrнитный зазор, который
снижает относительную проницаемость материала Jl на порядок, до
значения эквивалентной маrнитной проницаемости J.lC. Рассчитать Be
личину зазора для феррита можно по формуле (3.84), выбрав эквива
лентную проницаемость в пределах 70...200. Также возможно исполь
зовать компактные тороидальные маrнитопроводы из альсифера или
МО пермаллоя, тоrда немаrнитный .зазор не потребуется.
В номенклатуре стандартных ферритовых изделий имеются маrни
топроводы с rOToBbIM зазором нормированной величины. Однако при
обрести их труднее, поэтому выйти из положения можно :raK: приобре
сти разъемный маrнитопровод без зазора и затем проложить между IIО
ловинками прочные и теплостойкие прокладки, например из
rлава 9. Работаем с чоппером
209
термопленки, фторопласта, стеклотекстолита, и крепко стянуть обе по
ловинки. Если для стяжки используется стальной обжим, ни в коем
случае нельзя делать ero замкнутым. Лучше применять алюминиевые
скобыО или стеклотекстолитовую панель с вертикальными стойка
ми стяжками. При выборе прокладки для немаrнитноrо зазора нужно
учесть, что ее толщина должна быть в два раз меньше расчетной, по
скольку маrнитопровод разрезан в двух местах, а значит, общая протя
, женность зазора удваивается.
В еrда нужно иметь ввиду, что маrнитопроводы не изrотавлива
ются с произвольными rеометрическими размерами. Номенклатура
маrнитопроводов оrраничена стандартным рядом типономиналов,
поэтому, определяя необходимый объем маrнитопровода, нужно BЫ
брать ero ,!З стандартноrо ряда, ориентируясь на ближайшее большее
значение.
П риблизительно оценить объем стандартноrо маrнитопровода
Ш образной конструкции можно не только по справочным данным.
Если справочник не доступен или сведения, содержащиеся в нем, не
полные, то приблизительно вычислить объем возможно по величине
площади рабочеrо сечения маrнитопррвода S и площади окна укладки
обмотки So (так называемой «площади окна»):
[ ] 3
V ,.., 4 SSo
т"" 0,13 '
(9.37)
rде S площадь рабочеrо сечения маrнитопровода, см 2 ;
So площадь окна укладки обмотки, см 2 ;
У т объем маrнитопровода Ш образноrо типа, см 3 .
Оценить объем кольцевоrо маrнитопровода можно по точной фор
муле:
v = 1t . h ( п 2 d2 )
т 4 '
(9.38)
[де h высота кольца;
D наружный диаметр;
d внyrренний диаметр.
Также дЛя кольцевоrо маrнитопровода можно воспользоваться
приближенной формулой вычисления объема по данным площади
окна и площади рабочеrо сечения:
V m 5,01. S .JSo .
(9.39)
Теперь, определившись с типоразмером маrнитопровода, можно
вычислить количество витков, которое нужно намотать на Hero для по
210
1
Iлава 9. Работаем с чоппером
лучения нужноrо значения индуктивности. В этом нам поможет ранее
выведенная формула (3.22), которую нужно преобразовать к виду:
L. (ер
110 . Jl, . S
w=
(9.40 )
rде 'ер средняя линия маrнитопровода.
Если при ра чете получится дробное количество витков, необходи-:-
мо окрyrлить ero до ближайшеrо большеrо целоrо числа. I ,О
Выбор поперечноrо сечения обмоточноrо провода в общем случае
производится по параметру допустимоrо перефева моточноrо изделия.
Обычно исходят из условия оrpаничения Плотности тока порядка'
2...3 AjMM 2 . В HeKoTopblX случаях, например, коrда число витков мало,
допустимо увеличить плотность тока до 5 AjMM 2 . Рекомендуется также
не забывать о скин эффекте и набирать проводник из нескольких изо
лированных жил. Более Toro, если провод цабран из нескольких жил,
он становится мяrче и ровнее ложится на каркас, нежели одножиль
ный с такой же площадью поперечноrо сечения.
Нелишне сказать несколько слов еще об одной конструкции ин
дуктивноrо элемента конструкции стержневоrо типа. Устроена она
очень просто: на ферромаrнитный стержень круrлоrо или прямоyrоль
Horo типа, называемый сердечником, намотана обмотка в один или He
сколько слоев, сверху нанесена влаrозащитная краска, а к торцам при
креплены выводы. Такие дроссели внешне настолько похожи на рези
сторы, что их иноrда путают между собой. Наиболее часто встречаются
отечествеl;lные дроссели стержневоrо типа марок ДМ, ДПМ, киr,.се
rодня также можно приобрести зарубежные аналоrи серий ЕС24. Ис
пользовать этот тип индуктивных элементов в маломощных преобразо
вателях, работающих на высоких частотах, очень удобно: они имеют
ми имальные rабариты при достаточной энерrоемкости, обладают ми
нимальными потерями мощности на rистерезис, а также близкую к HY
левой остаточную индукцию в сердечнике. Встречаются и спроектиро
ванные' «под схему» стержневые дроссели большоrо размера, напри
мер, в блоках питания некоторых марок копировальных аппаратов. Но
все же почему этот тип индуктивноrо элемента используется rораздо
реже, чем описанные выше броневые и тороидальные типы? Дело в
том, что физически стержневой дроссель представляет собой маrнит
ную цепь с воздушным участком большой протяженности (рис. ,9.18).
За счет Toro, что практически половину cBoero пути силовые линии
'_ маrнитноrо поля проходят в воздухе, эквивалентная маrнитная ПРQНИ
цаемость сердечника, изrотаВJlиваемоrо из высокопроницаемых фер
ритов марок НН, НМ, НМС, снижается на 1...2 порядка. Переменный
маrнитный поток, вызываемый наличием некоторой токовой пульса
ции, 'создает электромаrнитную волну, которая, _ра пространяясь в
rлава 9. Работаем с чоппером
211
Рис. 9.18. Расчетная модель индуктивноrо элемента со стержневым
маrнитопроводом (сердечником)
пространстве, становится помехой для ряда электронных приборов.
Проще rоворя, стержневой дроссель «СКDОЗИТ» rораздо активнее, чем
дроссель на замкнутом маrнитопроводе. Именно из за этоrо обстоя
тельства ero не очень любят при менять l3 источниках питания малосиr
нальной или радиоприемной техники.
К сожалению, мы не сможем воспользоватьс ранее выведенными
формулами для вычисления индуктивности стержневоrо дросселя, по
этому далее приводятся расчетные выIаженияя без объяснения Toro, как
они получены. Вывод этих формул достаточно сложен, занимает MHoro
места и вряд ли заинтересует читателя.
, Исходными данными для расчета служат конструктивные размеры
дросселя, показанные на рис. 9.19. OQMoTKa длиной '" намотана на cep
дечнике с длиной f и диаметром d. В случае использования прямо
уrольноrо сердечника стороны ero поперечноrо сечения обозначены
как а и Ь на том же рисунке.
[к
[
ь
Рис. 9.19. Конструктивные
размеры дросселя с сердечником стержнеВОJ'О типа
212
rлава 9. Работаем с чоппером
в силу Toro, что индуктивность TaKoro дросселя в значительной
степени :зависит от соотношения ДЛИНЫ намотки и длины стержня,
вводится коэффициент заполнения сердечника обмоткой , по значе
нию KOToporo и выбирается расчетная формула индуктивности. Коэф
фициент заполнения определяется так:
= .
("
Если .коэффициент заполнения близок к еДИНИце, что эквива
лентно распределению обмотки по всей длине стержня, индуктивность
. дросселя можно рассчитать по формулам:
(9.41)
L 51lo w2 f .
2" ln( ) 0,818'
(9.42)
L 51lo w2 f
2п ln ( f ) +0,29.
а+Ь
(9.43)
Если величина коэффициента заполнения MHoro больше едини
цы (обмотка занимает центральную часть сердечника), формулы при
обретают вид:
L = 1l0 w2d [ 0,75 -: 0,3 J
L = 1,13 .Jab 1l0 W2 [ 0,66 -J b + 0,3 J
(9.44 )
(9.45)
. .
Формулы (9.42) и (9.44) относятся к сердечнику круrлоro сечения, а
формулы (9.43) и (9.45) прямоyrольноrо сечения.
На этом разработку индуктивноrо элемента можно :было бы и за
кончить. Однако мы почти позабыли еще одно обстоятельство, которое
может повлиять на нормальное функционирование дросселя: это вели
чина маrнитной индукции, которая не должна превышать определен
Horo значения, иначе маrнитопровод насытится и ero индуктивность
резко снизится.
Для любоrо дросселя должно выполняться проверочное условие:
L . i max В
S < mах'
w.
(9.46)
rде В тах максимальное значение маrнитной индукции в маrнито
проводе.
rлава 9. Работаем с чоппером
213
Значение максимальной индукции определяеrся по величине ин
дукции насыщения Вт материала из соотношения:
Вmах = (0,7...0,9)В т ..
(9.47)
Если рассчитанный дроссель не «проходит» по величине индукции,
требуется выбрать маrнитопровод большеrо типоразмера (с большим
рабочим сечением) и повторить расчет количества витков.
В заключение этоrо раздела приведем несколько технолоrических
советов, которые выручат тех, кто займется самостоятельным изrотов
лением индуктивных элементов. Считаем, что дроссель рассчитан,
проверен по тепловому режиму и величине индукции, приобретен Mar
нитопровод (или сердечник), подобран намоточный провод. Необхо
димо соединить эти полуфабрикаты в единую конструкцию.
Первая задача изrотовление мноrожильноrо провода. Если сече
ние жил невелико, их можно скрутить вручную, а если жилы достаточ
но мощные, возможно воспользоваться электрической дрелью, зажав
пучок натянутых проводов в патроне. После скрутки провода мощных
дросселей (с токами 30 А и выше) перед намоткой желательно обмотать
тонкой полоской лакоткани или фторопластовой ленты, а концы aK
куратно зачистить, облудить и пропаять так, чтобы осуществлялся KOH
такт со всеми жилами.
Вторая задача размешение обмотки в окне маrнитопровода. Для
этоrо нам потребуется каркас, склеенный из стеклотекстолита, rети
накса или, в крайнем случае, элеКТРОКflртона. Можно воспользоваться
rотовыми каркасами, которые продаются, например, в маrазинах фир
мы «Платан». Каркасы изrотавливаются из термопласта с рабочей TeM
пературой не более 180 ос или фенопласта с температурой не более
300 ос. Такая величина предельной температуры объясняется тем, что в
промышленных условиях намотанные катушки дросселей стремятся
пропитывать специальным лаком, что повышает их электрическую
прочность и устойчивость К влаrе. Ну а радиолюбителя rотовые KapKa
сы просто избавят от лишних хлопот.
Обмотку дросселей стержневой конструкции желательно разме
щать в центральной части стержня, наматывая ее в один слой. Если
все таки разместить обмотку. в один слой не удается, можно изrотовить
две круrлые щеки и намотать про вод в 2 3 слоя с тонкой прокладкой
между слоями. После намотки индуктивный элемент желательно по
крыть термостойким лаком и надежно укрепить выводы.
Третья' задача сборка маrнитопровода. Как показывает практика,
маrнитопроводы с немаrнитным зазором должны собираться жестко,
иначе индуктивность дросселя в процессе эксплуатации прибора будет
«плавать», что может привести к дополнительным переrрузкам и даже
выходу схемы И:J строя. Зарубежные фирмы, например «Epcos», пред
. лаrают поrребителю детали маrнитопроводов с удобным крепежом в
. -
214
rлава 9. Работаем с чоппером
виде пружинных защелок, которые отлично стяrивают «половинки».
Отечественная промышленность, к сожалению, TaKoro крепежа не из
rотавливает, поэтому придется беспокоиться о стяжке самому. Воз
можные варианты стяжки приведены на рис. 9.20. Для надежности
места соединения половинок желательно проклеить эпоксидным co
ставом. Конечно, дроссель в результате станет неразборным, но склей
ку л ше провести после окончательной настройки схемы.
Прокладки
а)
б)
Рис. 9.20. Способы стяжки м rнитопровода дросселя
Если при расчетах индуктивноrо элемента оказывается, что размер
необходимоrо маrнитопровода превышает самый большой в CTaHдapT
ном ряду, можно складывать части одинаковых маrнитопроводов так,
чтобы нарастить поперечное се ение (рис. 9.21). Кольца можно YCTa
навливать способом «одно на друrое», а Ш образные половинки
складывать боковыми поверхно
стями друr к друry.
И, наконец, о том, как осуще
ствить соединение выводов дpocce
ля с остальной электрической cxe
.,
Половинка 1
,../
,
Половинка 2
- ц. "--:; -
''3\;'.','
:")"-;'H. .
Рис. 9.21. Способ увеличения
рабочеrо сечения маrниrопровода
Рис. 9.22. Мощный дроссель
с выводами «под винт»
rлава 9. Работаем с чоппером
215
мой. Зачастую возможно обойтись простым облуживанием концов об
мотки и впайки их непосредственно в печатную плату. [отовые
каркасы, как правило, имеют дополнительные выводы, поэтому BЫBO
дЫ паяются к ним. С выводами мощных дросселей (рис. 9.22) слож
нее их нужно «оконцевать» специальными кабельными наконечни
ками «под винт».
.' 1
9.5 От теории к практике
Итак, состоялось наше первое знакомство с чоппперной схемой
импульсноrо стабилизатора, с принципами ее построения, основами
работы и основными расчетными соотношениями, .использующимися
при проектировании реальноrо «чоппера». Стоит сказать, что боль
шинство авторов книr, посвященных силовой электронике, на этом
месте обычно ставят точку и пер ходят к изложению теории друrих
схемотехнических решений силовой импульсной техники. Но мы еще
HeMHoro задержимся в rостях у «чоппера», чтобы приобрести практиче
ский опыт разработки, изrотовления и отладки своими руками неслож
ных стабилизаторов типа step down, который будет полезеl:l и профес
сиональным разработчикам, и радиолюбителям. Как показывает прак
тика, начинаюшие радиолюбители и молодые профессиональные
разработчики стремятся сразу взяться за сложные высоковольтные
конструкции, стартовать, что называется, «с места B карьер». Скорее
Bcero, этот эксперимент закончится сокрушительным поражением
кучкой сrоревших транзисторов на столе и колоссальным разочарова
нием в душе r [ораздо лучше начинать путь в практическую силовую
электронику с несложных низковольтных схем, которые «прощают»
большинство ошибок.
9.5.1. Чопперный
стабилизатор на микросхеме МАХ724
Наша первая прщcrическая конструкция 5 вольтовоrо стабилиза
тора будет создана на базе микросхемы типа step down, выпускаемой
фирмой «Maxim» (http:j jw:ww.maxim ic.com). Мощность, которую CMO
жет отдать этот стабилизатор в наrрузку, невелика Bcero 25 Вт, oд
нако для питания подавляющеrо большинства раДиолюбительских
схем этоrо вполне достаточно. Стоимость микросхемы на сеrодняш
ний день со таБЛЯет в среднем $11 для исполнения с маркировкой
ЕСК (диапазон рабочих температур от 40 до +85 ОС) и $8 дЛЯ испол
нения с маркировкой ССК (диапазон рабочих температур от О до
+ 70 ОС). Оба исполнения имеют корпус ТО220 с пятью выводами, что
216
rлава 9. Работаем с чоппером
очень удобно дЛЯ замены одноrо исполнения на друтое без Уll ерба для
печатной платы.
Основные параметры микросхемы приведены в табл. 9.5.
Таблица 9.5. Основные пара метры микросхемы МАХ724
, I
- - --=-
Параметртех.документации МИН. Норма Макс. Ед.
изм.
, ,..... ,
Максимальное входное напряжение 40 В
, .......
Минимальное входное напряжение 8 ; в
МаксимtpIьный выходной ток 5,0 6,5 А
,
Падение напряжения на встроенном ,
2,3 2,5 I В
ЮIючевом элементе
Максимальный коэффициент 85 90
заполнения .
Рабочая частота преобразования 90 100 110 KrU
Тепловое сопротивление 1,5 . ОС/Вт
«кристалл корпус»
Тепловое сопротивление 0,5 ОС/Вт
корпус радиатор»
Тепловое сопротивление 40 ОС/Вт
«кристалл среда»
Максимальная рабочая температура +125 ос
кристалла
На рис. 9.23 показана структурная схема МАХ724. В своем составе
она имеет: reHepaTop опорноrо напряжения REF (reference voltage),
усилитель сиrнала рассоrласования ЕА (епоr amplifier), схему форми
рования напряжения смещения IB (internal bias), reHepaTop частоты
преобразования OSC (oscillator), компаратор формирования сиrнала
переrрузКи CLC (сuпепt limit comparator), контроллер формирования
сиrнала широтно импульсной модуляции PWM (pwm logic control), co
ставНОй биполярный ключевой элемент SW (swith), датчик токовой пе
реrрузки Rsw.
Работае! микросхема следующим образом. Задающий reHepaTop на
своем выходе (точка «1») формирует сиrнал пилообразной формы, изо
браженный на rpафике рис. 9.24, а линией «}». Сиrнал обратной связи,
снимающийся в виде напряжения с выхода стабилизатора, подается на
вход FB микросхемы, rде в узле ЕЛ ОСУlцествляется ero сравнение Ha
rлава 9. Работаем с чоппером
217
5 Vin
Rsw
FB 1
Vc 2
МдХ724
з
GND
Рис. 9.23. Структурная схема МАХ724
. 4 Vsw .
Uosc
а}
t.
Usw
Uin1
Ф
б} Uin2
t
Рис. 9.24. [рафики, поясняющие работу микросхемы МАХ724
пряжением «пилы». Усилитель ошибки ЕЛ в данной микросхеме вклю
чен в инвертирующем варианте, то есть при увеличении сипшла на
входе FB происходит уменьшение сиrнала на выходе стабилизатора.
Зависимость выходноrо напряжения стабилизатора от значения коэф
фициента заполнения и величины напряжения на входе (реryлировоч
иая характеристика), линейна. Мате,матически, если читатель помнит"
она записывается при помОщи формулы (9.3). Поэтому допустим, что
при определенной величине входноrо и iп и выходноrо и-йи, напряжений
218
,rлава 9. Работаем с чоппером
. .
схема PWM формирует импульсы с частотой 100 к[ц и коэффициен
том заполнения па (рис. 9.24, 6). Коэффициент заполнения не будет
меняться, пока не изменится входное напряжение. Если' же такое изме
нение произойдет, коэффициент заполнения примет значение п ь , но
произведение входноrо напряжения и коэффициента заполнения OCTa
нется прежним, что эквивалентно постоянству выходноrо напряжения.
стабилизатора. Чтобы вернуть выходное напряжение к установленному
значению, предусмотрен «рычаr» В виде усилителя ошибки ЕА.
Еще один узел, называемый компаратором формирования сиrна
. .
ла переrpузки, предназначается для защиты микросхемы от токов KO
pOTKoro замыкания, которые Moryт вывести ее из строя. Датчиком
тока ключевоrо элемента SW служит шунт Rsw, сиrнал с KOToporo по
ступает на компаратор. Величина сопротивления шунта выбрана Ta
кой, чтобы при превышении тока ключа значения 6,5 А срабатывала
схема защиты и снимала управляющий импульс с базы транзисторно
, ro ключа SW.
Принципиальная схема стабилизатора приведена на рис. 9.25. ,
Входное постоянное (или выпрямленное пульсирующее} напряжение
Цп фильтруется конденсатором С 1, параллельно которому включен
конденсатор С2 дЛЯ устранения влияния индуктивности монтажа. Дo
- полнительно защищает микросхему от опасных индуктивных выбросов
сапрессор VD 1. В выходной цепи имеются знакомые нам разрядный
диод Шопки VD2, LС фильтр с индуктивным элементом Ll и KoндeH
саторами С2, С3. Датчик выходноrо напряжения образуют последова
тельно включенные резисторы R2 и R3. Резистор R3 , подстроечный,
предназначен для реryлировки величины выходноrо напряжения. Если
читателю не удастся найти номиналы этих элементов, какие указаны
на схеме, он может рассчитать их самостоятельно, исходя из имеющих
ся в наличии, по формуле:
R U оиt R з R
2 2 21 3.
,
(9.48)
Цепь Rl, С3, включенная на вых,)де усилителя сиrнала рассоrласо
вания, формирует устойчивую реryлировочную характеристику стаби
лизатора.
- Несмотря на то что схема стабилизатора выrлядит достаточно про
сто, эта конструкция может в некоторых случаях выручить читателя из
весьма затруднительноrо положения. Судите сами.
Допустим, возникла необходимость стабилизации напряжения, KO
торое в несколько раз меньше входноrо напряжения стабилизатора,
при достаточно большой величине тока. Скажем; в данном случае MaK
си альное входное напряжение стабилизатора составит 30 В при Ha
пряжении на наrpузке 5 В и ВЫХОДI:IОМ токе 5 А. При таком «раскладе»
rлава 9. Работаем с чоппером
219
С2
О.1мк
DА1
МАХ724
5 V . -' V 4
1" sw
VD1
L1
50MKr
+Ui"
С1
2200MKI 1
н
СЗ
О,О1мк
1
Uout
VD1 1,5КЕЗ6А
VD2 MBR1645
Рис. 9.25. Принципиальная схема стабилизатора типа step down
на базе МАХ724
.
классическая непрерывная стабилизационная схема будет рассеивать
на своем реrулирующем элементе мощность:
= (U'iп и ои1 ), iOUl = (30 5)5 = 125 Вт.
(9.49)
То есть, полезное потребление составит 25 Вт и «впустую» придется
рассеивать 125. кпд такой схемы составит 17%. Не слишком ли paCTO
чительно? 1"
Теперь оценим потери проводимости ключевоrо элемента, возни
кающие в разрабатываемом нами чопперном стабилизаторе с анало
rичными характеристиками. Как мы выяснили ранее, потери проводи
мости для биполярноrо транзистора, входящеrо в состав, MOryт быть
вычислены так:
р"р = sw . i L . D и sw . i OU1 и ои , = 2,3.5,0 . = 1,9 Вт,
U in 30
(9.50)
I.r.
rде lfsw падение напряжеН!1Я на открытом ключевом элементе.
Считая величину индуктивности L1 MHoro больше критической,
что эквивалентно нахождению схемы в режиме непрерывноrо тока
дросселя, мы незначительно занизили потери проводимости в ключе
вом элементе по сравнению с реальными.
Анализируя формулу (9.50), мы можем прийти к выводу, что для
чопперноrо стабилизатора наиболее блаrоприятным является режим, в
котором входное и выходное напряжения значительно отличаются дрyr
от дрyrа по величине. Достаточно вычислить потери на ключевом эле
менте по формуле (9.50) при величине входноrо напряжения 10 В, как
мы получим цифру 5,8 Вт, но все равно это величина небольшая, и
, рассеивать такую мощность сможет небольшой радиатор.
Не забыл ли читатель о том, что помимо потерь проводимости в
импульсных схемах всеrда БОЛJ>ШОЙ вклад вносят поrери переключе
имя, а их мы пока не учли, поэтому рассчитаем величину потерь пере
ключения и оценим ПОЛУЧИВUIИЙСЯ результат.
. ,
220
rлава 9. Работаем с чоппером
Техническая документация на микросхему МАХ724 рекомендуе r
оценивать время переключения по формуле:
t f = 50 + 3,0. ;0""
[де Ч время переключения, нс;
;ОUl ток наrрузки, А.
Подставив в формулу (9.51) исходные данные, мы получим время
переключения, равное 65 нс..
Теперь вспомним, что ключевой транзистор в чопперной схеме
«работает» в режиме тяжелоrо переключения, а это значит, что нам He
обходимо учесть' потери, связанные с обратным восстановлением раз
рядноrо диода VD2. В качестве этоrо диода выбран диод Шопки типа
MB 1645, производимый фирмой «Inte-rnational Rectifier». Характери
стики диода, которые потребуются нам для расчетов, приведены в
табл. 9.6.
(9.51)
Таблица 9.6. Характеристики диода MBR1645
,j--4
Параметр технической документации Норма Единицы
измерениSl
Максимальный прямой ток 16 А
Падение напряжения в открытом состоянии 0,57 В
Максимальное обратное напряжение 45 В
ПИКОВblЙ ток обратноrо восстановления 1,0 А
Время обратноrо восстановления 1,0 мкс
,
Тепловое сопротивление «кристалл корпус» 1 ,5 ОС/Вт
,
Тепловое сопроrивление «корпус радиатор» 0,5 ОС/Вт
Тепловое сопротивление «кристалл cpeдa» , 40,0 ОС/Вт
Максимальная рабочая температура кристалла +-125 ос
-
Применяя для расчета формулы (7.26) и (9.31), мы можем опреде
лить средние потери переключения:
Р"рр и j" иои, . t f + 0,5 Qrr)/ ='
= 30 . (5,0 .65 .10 9 + 0,5. ] о 6) -105 = 2,4 Вт.
(9.52)
Аналоrичная мощность потерь переюпочения для напряжения пи
тания 1 О В составит 0,8 Вт.
rлава 9. Работаем с чоппером
221
Таким образом, суммируя полученные по формулам (9.50) и (9.52)
результаты, получим, что для напряжения питания 30 В тепловые поте
ри в микросхеме стабилизатора составят 4,3 Вт, а для напряжения пи
тания 10 В 6,6 Вт.
[де еще теряется значительная мощность? В разрядном диоде raK
же меются тепловые потери проводимости и обратноrо восстановле
ния. Эти потери вычисляют я на основе формулы (9.32) с учетом допу
щений режима с непрерывным током дросселя. Величина потерь про
водимости для напряжения питания 30 В составит:
oп U ji ou1 ( 1 и;п ) = 0,57 .5,,1 1 2 ) = 2,4 Вт.
и ош vl 30
(9.53)
Для напряжения питания 1 О В потери проводимости будут равны
1 ,9 Вт. .
Потери обратноrо восстановления с учетом формул (9.31) и (9.34)
для напряжения питания 30 В составят 3 Вт, для напряжения питания
10 В 1 Вт. Суммарные потери в разрядном диоде при питании 30 В
5,4 Вт, для напряжения 10 В 1,8 Вт.
Теперь мы можем вычислить КПД данно очопперноrо стабилиза
тора, просуммировав полученные потери. Конечно, мы не рассчитыва
ли величину потерь на омическом сопротивлении дросселя, потери в
маrнитопроводе и потери, связанные с токами Фуко. Не учтены токи
утечки конденсаторов, ток потребления цепей управления микросхе
мы, обратные тоКи диодов. Вообще профессиональному разработчику
выполнить эти расчеты нелишне, но поскольку их вклад невелик
(обычно он составляет не более 5...10 %), то для первоrо знакомства с
TaKoro рода расчетами этими потерями мы пренебреrаем. Итак, тепло
вые потери в стабилизаторе при питании напряжением 30 В составят
9,7 Вт, при питании напряжением 10 В 8,4 Вт. В среднем КПД дaH
Horo стабилизатора будет 15%, причем он мало меняется при измене
нии напряжения питания. Сравните эту цифру с полученной ранее для
непрерывноrо стабилизатора и, как rоворят, «почувствуйте разницу».
, Теперь, зная величину потерь, мы можем взяться за проектирова
ние радиаторов для микросхемы и разрядноrо диода. Но отложим He
надолrо эти расчеты, а сейчас обратим внимание на LС фильтр, пара
метры KOToporo приведены в типовой схеме включения. Критическая
величина индуктивности, рассчитанная по формуле (9.14), в данном
случае составит:
U 5 ( 5 )
L = оиl ( 1 D . ) = 1 = 4 мк[н.
2 . i . / тю 2 . 5 . 105 30
ои'
(9.54)
Сопоставляя расчетную величину индуктивности и указанную на
схеме рис. 9.25, мы можем сказать, что она более чем на порядок пре
222
rлава 9. Работаем с чоппером
вышает величину критической индуктивности. Это значит, что режим
непрерывности тока дросселя будет сохраняться при увеличении co
противления наrрузки в 1 О раз.
Оценим коэффициент подавления пульсаций фильтром по форму
ле (9.19):
q = 4п 2 f 2 L 1 C 5 = 39,4.1010 . 50 .10 . 470 .10 6 ::::: 9300.
(9.55)
Кроме этоrо, по условию (9.20) оценим апериодичность передаточ
ной функции фильтра:
2п! . С 5 oи, = 6,28. 470 .10 6 .105 = 295» 1.
lощ 5
(9.56)
Условие апериодичности соблюдается с большим запасом.
И, наконец, оценим величину максимальноrо тока дросселя i тax
при питании напряжением 30 и 10 Б по формуле (9.9). Для напряжения
30 .Б эта величина тока составит 5,52 А, а для напряжения 10 Б
5,25 А.
На этом мы закончим с электрическими расчетами и перейдем к
конструированию, поскольку нам нужно решить две серьезные задачи:
во первых, сконструировать дроссель, а BO BTOpЫX, рассчитать радиа
торы. Начнем с дросселя и подробно разберем две ero модификации
на Ш образном маrнитопроводе с зазором и на кольцевом маrнито
про воде из М O пермаллоя. ..
Зададимся величиной проницаемости J.!c' равной 140 относитель
ных единиц, и по формуле (9.36) определим минимальный объем Mar
НИТОПрОБода, 'считая допустимый перепад температур равным 40 ос:
( 3 2 ) 3
V = 4 2,5.10 .50.10 . (5,52) = О 66 см3.
м 140.12.10 3.40 '
,
(9.57)
Из справочника выбираем стандартный маrнитопровод Ш5х5 из
феррита 2500НМСl с площадью окна So, равной 52 мм 2 , площадью по
перечноrо сечения S 25 мм 2 , длиной средней линии (ер 43,1 мм, по
формуле (9.37):
v = 4 ( 0,52 .0,25 ) 3 = 1 О см3.
м 013 '
,
,(9.58)
Второй маrнитопровод из МО пермаллоя с эквивалентной прони
цаемостью 140 будет изrотовлен на основе двух колец с типоразмером
К 13х7х5, склеенных друr с друrом кольцевыми поверхностями. Этот
МiН'НИТОПрОВОД имеет площа.дь окна So, равную 38 мм 2 , IVIОIцадь попе
rлава 9. Работаем с чоппером
223 '
речноrо сечения S 30 мм 2 И длину средней линии Е ср 31,4 мм. По
формуле (9.39) найдем ero объем:
V M = 5,01.0,3. ,J0,38 = 0,93 см З . (9.59)
Для Ш образноrо маrнитопровода вычисляем величину немаrнит
Horo зазора по формуле, полученной из (3.84):
о = f cp = 31,4 = 0,22 мм.
Jl c 140
(9.59)
Не стоит забывать, что полученное значение 'из (9.60) необходимо
разделить пополам, так как немаrнитная прокладка будет проложена
не только между поверхностями центральноrо керна маrнитопровода,
но также и между боковыми кернами. С учетом этоrо rолщина про
кладки составит 0,1...0,11 мм.
Определим число витков разрабатываемых дросселей по формуле
(9.40). Для дросселя на Ш образном маrнитопроводе число витков:
50 .1 0 6 . 43,1 .10 3
7 -...6 = 23 витка.
4 . 7t . 1 o . 140 . 25 . 1 О
w=
(9.61)
-1
Для дросселя на М O пермаллоевом кольце:
50 .10 . 31,4 .10 3 .
7 6 == 17 витков.
4.п.lO .140.30.10
w=
(9.62)
Теперь необходимо проверить спроектированные дроссели по Be
личине маrнитной индукции (9.46). Для Ш образноrо маrнитопровода:
в = 50 .1 O .5,52 = О 48 Тл.
23 . 25 . 1 O 6 '
Для маrнитопровода из МО пермаллоя:
В == 50 .10' .5,52 = О 54 Тл.'
17 . 30 .10 6 '
Анализируем полученные цифры. Индукция, которую мы рассчи
тали в выражении (9.64), допустима и уклрдывается в условия, задан
ные выражением (9.47), что служит rарантией нормальной работы ин
дуктивноrо элемента. А вот Иf[ДУКЦИЯ из (9.63) превышает значение
ИНДУКЦИИ насыщения ДЛЯ феррита, поэтому нам необходимо выбрать
Ш образный маrнитопровод большеrо типономинала и повrорить pac
чет. Этот путь читатели cMoryт повторить самостоятельно, а мы приве
дем резульrаты расчета. Нами был выбран маrнитопровод типа Ш7х7 с
объемом V M 3,9 см 3 , ПЛОll,(адью поперечноrо сечения S 62 мм 2 ,
площадью окна So 114 мм 2 и длиной средней,ЛИНИИ { ер 62,9 мм.
j i- f ! l ,,\ J
(9.63)
(9.64)
224
rлава 9. Работаем с ЧОl7пером
Количество витков дросселя 17, толщина прокладки для немаrнит
Horo зазора 0,22 мм, индукция в маrнитопроводе 0,26 Тл. '
Одним из важных конструктивных поверочных ра четов индуктив
ных элементов является проверка заполнения окна маrнитопровода
обмоткой. Проще- rоворя, необходимо убеди'tься, вЬйдет ли' обмотка в
окно, насколько она заполнит окно. Если окажется, что обмотка не
«входит», придется еще раз повторить расчет, выбрав следующий по
величине типоразмер маrнитопровода.
Сечение проводник?_, как читатель уже знает, вы.бирается из усло
вия допустимой плотности тока. Коэффициент заполнения окна Mar
нитопровода медью k zm обмотки может быть вычислен из условия:
kun = SM < 0,5,
So
(9.65)
, rде Sm ПЛОIЦадь, занимаемая «медью» обмотки.
В случае Ш образноrо маrнитопровода при выборе плотности тока
3 А/мм2 заполнение окна медью обмотки составит: '
k = 17 .1,84 = О 27.
un 114 '
Для МО-:пермаллоевоrо маrнитопровода условие (9.65):
,
(9.66)
k = 17 .1,84 = О 82.
un 38 '
(9.6.7)
Проводник желательно составить из 20 жил провода типа ПЭВ 2,
ПЭТВ 2 диаметром 0,35 мм, скрученных электродрелью.
Почему мы не можем задать предельный коэффициент заполнения
более" 0,5? Дело в том, что мы производим расчет из условия, что окно
заполняется «медью > равномерно, проводник имеет квадратное \ сече
ние, толщина изоляции стремится к нулевой. В реальности проводник
имеет круrлое сечение, толщиной изоляции пренебречь нельзя, а об
мотка не Mo eT быть намотана ровно, без перекосов. Поэтому мы
должны оставлять некоторый запас по ПЛОlцади.
А теперь оценим полученные результаты (9.66) и (9.67). Обмотка по
местится в окне Ш образноrо маrнитопровода, но.дроссель на торои
дальном ,кольце придется пересчитать. В результате мы будем наматы
вать дроссель на двух сложенных кольцах из М O пермаллоя МП 140
типоразмера К20х 12х6,5. Число витков дросселя составит 17, индукция
в маrнитопроводе 0,31 Тл, коэффициент заполнения окна «медью»
0,28. Провод IIЭТВ 2 или ПЭВ 2, диаметр 0,35. Число жил 20.
Вторая часть конструкторских расчетов проектирование радиа
торов для микросхемы DAI и разрядноrо диода VD2. Первым делом
необходимо провериrь, нужны ли этим компонентам радиаторы или
, "
rлава 9. Работаем с чоппером
225
можно обойтись без них. В этом нам помоrут данные по тепловому co
противлению «кристалл среда», а также следующая формула:
,== т'й + R,h ja . р". (9.68)
Температура кристалла для микросхемы DAl при температуре OK
ружающей среды +30 ОС, тепловьщелении 6,6 Вт составит:
== 30 + 6,6: 40 == 294. 0 С.
(9.69)
Тот же самый параметр для разрядноrо диода VD2 при максималь
ном тепловыделении 5,4 Вт:
= 30 + 5, .40 = 24 ОС.
(9.70)
Расчеты температуры кристалла показали, что проектировать pa
диаторы придется и для микросхемы, и для диода. Мы уже знакомы с
методикой расчета охладителей, приведенной в rлаве 6. Теперь мы
применим полученные теоретические знания на практике, рассчитав
пластинчатые радиаторы. Поскольку расчет ДТIЯ микросхемы и диода
одинаков, мы проведем ero только для микросхемы, а размеры охлади
теля УО2 укажем в конце.
Расчет начинается с определения тепловоrо сопротивления «радиа
Top cpeдa» по формуле (6.20) из условия нахождения температуры кри
сталла в пределах + 1 00 ОС:
..
1) . == 1 00 30 1 5 О 5 = 8 6 O C j B
.6.'th $a 6 6 ' , , т.
,
(9.71)
Теперь задается высота пластины h, например 30 мм, и по rрафику
рис.6.9 определяется коэффициент неравномерности проrpева rтасти
ны g. В данном случае коэффициент g составит 0,98.
Далее определяется по формуле (6.22) температура радиатора:
, .
т = 30 + .86 .6 6 = 88 ОС.
s О 98 ' ,
,
(9.72)
Среднеарифметическая температура рассчитывается по формуле
(6.13):
'Тер = 88 + 30 = 59 ОС.
2
(9.73)
Теперь необходимо открыть книry на странице, rде приведены
табл. 6.4 и 6.5, для roro чтобы по величине среднеарифметической TeM
пературы найти коэффициент конвеКЦИОННОf'О rеплообмена Наш pa
диатор будет ориентирован вертикально, поэтому, с 'учетом веЛИЧИНрI
226
rлава 9. Работаем с чоппером
коэффициента А ъ найденноrо из табл. 6.5, коэффициент a-k, расчет KO
Toporo проводится по формуле (6.8), будет равен:
.
88 30 о
а- == 1 314 == 8 69 Вт /( м 2 . С ) .
k , О 03 '
,
(9.74)
в знаменателе подкоренноrо выражения формулы (6.8) необходи
мо подставлять размер наименьшей стороны радиатора. Мы пока не
знаем, какая сторона будет больше, а какая меньше, поэтому под
ставляем известный размер.
Расчет коэффициента теплообмена излучением производят в He
сколько этаПО,в. Сначала по.формуле (6.18) определяется значение пе
реходной функции:
f(J:, J:) == 5,67 .10 8 (88 + 27з)4 (30 + 27з)4 == 8,33 Вт/(м 2 . 0 С). (9.75)
88 30
Затем по табл. 6.6 выбираем характеристику поверхности радиато
ра. Предполаrаем, что пластина радиатора буде покрыта электрохими
ческим способом или покрашена в черный цвет. Степень черноты Ta
кой поверхности считаем равной 0,85.
Теперь по формуле (6.16) можно вычислить коэффициент теплооб
мена излучением, учитывая, что коэффициент облученности равен 1:
\
, а л == 0,85.1,0.8,33 == 7,1 Вт/(м 2 . 0 С).
(9.76)
Площадь теплоотводящей поверхности Ss вычисляется по формуле
(6.23): '
s == 6,6 == 7 6 .10 ) м 2 .
s (8,69 + 7,1). (88 30) ,
(9.77)
Теперь можно найти ширину,пластины Ь:
Ь == Ss == 7,6 .10 З == О 125 м.
2h 2 .0,03 '
(9.78)
в заключение стоит оценить так называемый коэффициент rаба
ритных размеров радиатора:
k == Ь == 126 == 4 2
zp h 30 ' .
Коэффициент rабаритных размеров характеризует эффективность
работы радиатора. Дело в том, что теплопроводность материала радиа
тора конечна, а это значит, что при увеличении расстояния от источни
ка тепла распространение энерrии посредством кондукции УХУДllшется.
Радиатор становится неравномерно проrретым. Поэто у при значении
(9.79)
rлаВ8 9. Работаем с чоппером
227
Uout
@@
. IN
о-
о...... О Q о
Ll) 1--« о> 1--
O...... со
N S
Х
Q. 1 Q.
I----e сЗI"
+
R2
H
L1
С1
@
зз
Uin
Рис. 9.26. Печатная плата
Рис. 9.27. Сборочный рисунок
коэффициента rабаритных размерОБ более пяти стоит переходить на
друrие конструкции радиаторов, например пластинчатые.
J{ля разрядноrо диода rабаритные размеры радиатора составляют
30 х 100 мм, но поскольку оба радиатора обладают примерно равными
размерами, разумно их сделать ообше одинаковыми, то есть радиатор
для диода будет HeMHor9 избыточным. Толщина обоих пластин COCTaB
228
rлава 9. Работаем с чоппером
ляет 3...4 мм. При установке места контакта нужно зачистить мелкозер
нистой шкуркой «нулевой», нанести тонким слоем теплопроводящую
пасту КПТ 8. В результате наши радиаторы получились не слишком
удобными для конструирования, и по хорошему их неплохо было пе
ресчитать на ребристый тип. Но этот расчет мы привели для Toro, что
бы познакомить читателя с основами тепловых расчетов, показать их
важность и необходимость.
Печатная плата стабилизатора показана на ри . 9.26, собрать ero
поможет рис. 9.27. В конструкции применены полярные конденсаторы
типа K50 68, неполярные КIО 17б. Постоянные резисторы
C2 33H, C2 23 из 5 процентноrо ряда. Подстроечный резистор
СП5 16ВА или друrой. На замену диода VD2 подойдут MBR745,
lN5825. Входные и выходные клеммы «под винт» типа MKDS. В cxe
ме можно использовать микросхему DAl типа МАХ726, тоrда она не
сможет отдавать в наrрузку более 2 А, и, кроме Toro, индуктивность
дросселя Ll должна быть увеличена вдвое. Если удастся купить МИкро
схему МАХ727, то отпадет необходимость в делителе R2, R3 и вывод .
« 1» долже быть подключен непосредственно к выходу фильтра.
Настраивают стабилизатор следующим образом. Подключают схему
к источнику постоянноrо J:fапряжения величиной 30 В, а на выход под
соединяют резистор типа ПЭВ, C5 35 сопротивлением 1 Ом и мощно
стью не менее 30 Вт. После включения нужно резистором R3 выставить
на выходе напряжение (510 :tO, 1) В, потом снизить входное напряжение
до 1 О В и проверить, что выходное напряжение находится в допуске.
Оставив схему включенной на 1...2 часа, стоит проконтролировать TeM
пературу обоих радиаторов и убедиться, что наши расчеты тепловых pe
жимов верны.
9.5.2. Чопперный ста($илизат,ОР на микросхеме
К1156ЕУ5
Втqрой вариант малоrабаритноrо чопперноrо стабилизатора с BЫ
ходным током ДО 500 мА можно построить' на основе отечественной
микросхемы К1156ЕУ5, разработанной НТЦ «СИТ», r. Брянск, на oc
нове прототипа МС34063 фирмы «Motorola». Выпускается микросхема
в двух исполнениях классическом DIP 8 (маркируется буквой Р) и
поверхностно монтируемом SOIC 8 (маркируется буквой Т). Посколь
ку данные корпуса не предусматривают установку дополнительных pa
диаторов, охлаждение происходит, rлавным образом, через TOKOBeдy I
щие выводы. Впрочем, это типичная ситуация для маломощных CTa
билизаторов. . .
Структурная схема Kl156EY5 показана на рис. 9.28. Задающий re
нератор OSC формируе:r импульсную последовательность частотой до
rлава 9. Работаем с чоппером
229
100 К[Ц. Частота задается внешним конденсатором, подключаемым к
выводу «3». Управляющие импульсы через триrrер Т поступают на си
ловой ключевой элемент SW на транзисторах VТl и VТ2. Источник
onopHoro напряжения REF формирует опорное напряжение 1,25 В, с
которым сравнивается напряжение, поступающее с выхода стабилиза
тора. Функцию сравнения выполняет компаратор CLC Имеется также
схема защиты от токовой переrpузки. Входной сиrнал переrрузки по
току поступает на вывод «7» микросхемы.
8 1
S Т Q
R
2
7 Ct
'РК 3 , ....
OSC
1,258 4
6
Uin REF
5
Рис. 9.28. Структурная схема микросхемы К1156ЕУ5
Принципиальная схема стабилизатора на базе этой микросхемы
приведена на рис. 9.29, печатная плата на рис. 9.30, а сборочный ри
сунок на рис. 9.31.
ОД1 К1156ЕУ5
ОД1
8 1 СЗ
7 2 470
6 3
5 4
L1
220MKr
+Uout
R21
. ......
RЗ 1
+Uin ......
VD1
С1 + С2
1000MKI IO,1MK
VD1 90SQ045
. Рис. 9.29. Принципиальная схема стабилизаТОР(l IПl основе К] 156ЕУ5
230
rлава 9. Работаем с чоппером
. a-в
.
.
:).1! . tt)
N
. . . . . ,.
50 ...
...
Рис. 9.30. Печатная плата
Рис. 9.31. Сборочный рисунок
в конструкции применены стандартные компоненты. KoндeHcaTO
ры полярные типа K50 68, неполярные КI0 17б, резисторы
C2 33H. Возможно также применять импортные аналоrи. Дроссель Ll
намотан на двух склеенных кольцах из МП пермаллоя типоразмера
К13х7х5 с проницаемостью 140. Количество витков 36.,Провод типа
ПЭВ 2, ПЭТВ 2 диаметром 0,2 мм; намотка осуществляется пучком из
пяти проводов.
Входное напряжение стабилизатора 10. .25 В, напряжение на Ha
rрузке поддерживается с не стабильностью не более 3 мВ при пульса
ции не более 120 мВ. КПД стабилизатора около 84%, ток потребле
ния стабилизатора фиксируется на уровне 1,1 А при возникновении
KopoTKoro замыкания на выходе.
9.5.3. Чопперный стабилизатор
на микросхеме К1155ЕУ2
Третья конструкция чопперноrо стаБИЛИЗClтора, которая предлаrа
ется читателю для сборки, построена на основе отечественной микро
схемы К1155ЕУ2. Зарубежный анало этой микросхемы L296, BЫ
пускаемый фирмой «STMicroelectronics», причем если читателю не yдa
стся приобрести отечественную микросхему, он может установить
импортный аналоr даже без какой либо доработки печатной платы. На
основе этой микросхемы можно построить stер dоwп стабилизатор с
выходным напряжением от 5,1 до 40 В при токе наrрузки до 4 А. Bxoд
ное напряжение микросхемы находится в пределах от 9 до 45 В, разме
щена она в корпусе типа Multiwatt 15.
На первый взrляд, по параметрам этот стабилизатор мало отличает
ся от описанноrо ранее МАХ724, а по схеме включения даже сложнее,
поскольку имеет 15 выводов против 5 у МАХ724. В чем же тоrда пре
имущество К1155ЕУ2? А преимyn ество во множестве дополнитель
ных функций, которые предоставляются пользователю. Во первых,
имеется схема плавноrо пуска, предоrвращающая скачок выходноrо
rлава 9. Работаем с чоппером
231
тока при включении. BO BTOpЫX, схема .удаленноrо управления позво
ляет дистанционно включать или отключать стабилизатор. В третьих,
формируется сиrнал «Reset», который можно использовать для сброса
микропроцессоров или микроконтроллеров. В пятых, выводы,синхро
низации задающеrо reHepaTopa предназначены для совместной работы
нескольких одинаковых микросхем.
На рис. 9.32 показана структура микросхемы Kl155EY2. [енератор
пилообразноrо напряжения STO (sawtooth oscillator) формирует линей
нонарастающее напряжение, которое подается через вывод «7» (вывод
синхронизации) на компаратор CPWM, который формирует ш:ирот
но модулированный сиrнал. Частота rенерации задается' RС цепью,
подключаемой к выводу «11». Сип ал ТОКОВ,ой защиты формирует KOM
. паратор СОМР, который управляется напряжением шунта, кот рый
. подключен к выводу «3» (напряжение питания). Вывод «4», подклю
ченный к тому же компаратору, позволяет задавать внешним резисто
ром nopor токовой защиты.
3
4
1
15
11
STO
С8
7
2
9
S т
5,18
R
!
10
12
GND
RST
14
TSD
13
8
6
5
Рис. 9.32. Структурная схема микросхемы К1155ЕУ2
232
rлава 9. Работаем с чоппером
к выводу «5» подключается конденсатор, формирующий Tpaeктo
рию плавноrо пуска сrабилизатора. Также к схеме плавноrо пуска OT
носится компаратор RC (input reset comparator). Вывод «10» вход
сиrнала обратной связи, а к выводу «9» необходимо подключить
RС цепь, формируюшую устойчивую реryлировочную характеристику.
Сиrнал внешнеrо УIIравлен я подается на вывод «6». Этот сиrнал
может запретить работу микросхемы и снять напряжение с выхода CTa
билизатора. Схема СВ (crowbar) формирует напряжение для включения
внешнеrо устройства универсальной защиты от' перенапряжений.
Обычно вывод «1» этой схемы соединяется с выводом обратной связи,
а вывод «15» с управляющим электродом тиристора, который шун
тирует выход стаБЮIизатора, если выходное напряжение по каким ли
бо причинам превышает номинальное на 20%. Если схема СВ не ис
пользуется, вывод «1» соединяют с общим проводом.
Температурную защиту от переrрева осуществляет внутренняя cxe
ма TSD (thermal shu-tdown). Пороr срабатывания TSD установлен на
уровне 145 ОС. Последнее дополнительное устройство это суперви
зор RST (reset), который предназначен для выдачи сиrнала сброса на
микропроцессоры и микроконтроллеры. Супервизоры сеrодня широко
применяются в цифровых устройствах, так как с помощью их очень
удобно запускать микропроцессоры только после Toro, как напряжение
на выходе питающеrо стабилизатора установится на номинальный YPo
вень. Встроенный супервизор имеет три контакта: вьiвод «12» с поро
. rOM срабатывания 5 В обычно соединяется с выходом стабилизатора; к
'выводу «13>; можно подключить конденсатор задержки выдачи сиrнала;
вывод «14» формирует выходной сиrнал сброса (в схемах блоков пита
иия компьютеров типа IBM РС этот сиrнал еще называют «power
good»). Осталось только упомянуть выходной драйвер OS (output stage),
.
С2 VD1
+Uin ,1 О,1мк 1,5КЕ47А
С1 L1
2200мк ,1 1 з 1 10 12 ЗООмкr
2 С7 +Uout
ОА1 15 VDi 20MK +
К1155ЕУ2 MBR1645
8
VS1
BT151 500R
R2 С6
1. 15к1З90
С4 С5
2,2мк 1 О,ОЗЗмк
Рис. 9.33. Принципиальная схема стабилизатора на Kl155EY2
СЗ
2200
Тлава 9. Работаем с чоппером
233
к выходу KOToporo (вывод «2») подключается точка соединения разряд
Horo диода и вход LС фильтра.
Мы не будем задействовать все возможности, предоставленные
этой микросхемой, а построим обычный стабилизатор с выходным Ha
пряжением 5,1 В. Схема TaKoro стабилизатора, приведена на рис. 9.33.
Дополнительных комментариев она не требует, следует лишь-обратить
внимание на элемент VS 1. Этот тиристор защищает питаемую схему от
и;п .
С1
\
+
о
("')
т"'"
о.
о
(о
s
а.
. .
. .
. .
28
Рис. 9.34. Печатная плата
Рис. 9.35. Сборочный рисунок
234
rлава 9. Работаем с чоппером
перенапряжений таким способом: при возникновении перенапряже
ния на управляющий электрод поступает открывающий сиrнал, в BЫ
ходной цепи возникает режим KopoTKoro замыкания и включается cxe
ма оrpаничения потребляемоrо тока.
Печатная плата, на которой можно собрать стабилизатор, приведе
на на рис. 9.34, «сборка» на рис. 9.35. Дроссель Ll наматывается на
трех сложенных вместе кольцах из МО пермаллоя типоразмера
К20х12х6,5 проницаемостью 140. Количество витков 33, провод
ПЭВ 2 или ПЭТВ 2 диаметром 0,35. Намотка осуществляется пучком
из 15 жил.
Радиатор, на который устанавливаются микросхема DAl и диод
VD2 общий, размерами 125 х 30 мм, толщиной 5 мм. Здесь есть одна
небольшая хитрость, о которой стоит сказать. Дело в том, что динами
ческие потери обоих элементов при изменении коэффициента запол
нения остаются постоянными, а потери проводимости меняются: при
увеличении D они растут у микросхемы, но уменьшаются у диода, и Ha
оборот. Поэтому общий радиатор позволяет сэкономить на rабаритах
элементов охлаждения.
Требования к элементам также стандартные. Тиристор VS 1
любой из серий BT151, BT152, выпускаемых фирмой «Philips». Этот
элемент можно и не устанавливать, но тоrда несколько снизится защи
щенность схемы, которая будет питаться этим стабилизатором.
,
rлава 1 О
С повышением
( J ("} f
повышающий стабилизатор положительноrо
напряжения с последовательным включением дросселя
и параллельным включением ключевоrо элемента.
Основы расчета. практические конструкции
Купил я себе видеокамеру, но аккумулятора хватает минут на сорок, не боль
ше. Иметь в кармане пару тройку фирменных 7 вольтовых накладно, но есть у
иеня неплохой аккумулятор на три вольта. Табаритами побольше, конечно, чем
фирменный, но е20 можно и в сумку положить. Вот только как. из трех вольт cдe
лать шесть'?..
Из переписки
Хочу встроить в свою электРО2итару качественный предусилитель, но е20 пи
тание составляет 5 B а я МО2У реальн.о подать на не20 1,5 h от одной пальчиковой
батарейки, больше места внутри корпуса нет. Собрал автоколебательный преоб
разователь, но так как он работает на частоте 10 кFц, эта частота «пролеза
ет» в звуковой тракт. Нельзя ли посоветовать какое нибудь АzалО2абаритное
практическое решение моей проблемы?
Из отзывов на первое издание
Из предыдущей rлавы читатель узнал, что в схеме stер dоwп стаби
, ,
лизатора невозможно принципиально получить выходное напряжение,
которое по величине будет выше входноrо. И тем не менее построить
повышающий стабилизатор возможно: для этоrо необходимо восполь
зоваться схемой повышающеrо стабилизатора положительноrо напря
жения с последовательным включением дросселя и параллельным
ключе оrо элемента. Друrое название данной схемы: бустерный стаби
лизатор, или, если короче, '«бустер».
10.1. Устройство бустерной схемы
Вторая схема ОС/ОС конвертора, с которой мы будем знакомиться
подробно, это повышающий стаБИЛИJатор (boost converter, stер Йр
converter). Встречается такой стабилизатор не менее часто, чем pac
смотренный нами в предыдущей rлаве «чоппер». Он находит при ене
236
rлава 10. С ПОВblшением
иие в приборах, rде имеется только низковольтное питание, например,
1 2 rальваиических элемента напряжеl'Jием 1,5 В, но требуется иметь
повышенное стабильное напряжение 5...15 В для питания узлов с Ma
лым токовым потреблением. Друrая «профессия» бустерноrо преобра
зователя построение активных корректоров коэффициента мощно
сти. Об этих устройствах мы поrоворим в одной из следующих rлав,
пока же разберем основные принципы работы «бустера».
;in
;out
Uin
Сiп +
R H
Uout
Схема
управления
Рис. 10.1. Базовая схема бустерноrо стабилизатора
На рис. 10.] показана базовая схема бустерноrо преобразователя.
Входное напряжение п через фильтрующий конденсатор С;п прикла
дывается к последовательно включенному дросселю L и ключевому
транзистору vт. к средней точке соединения этих элементов подклю
чен диод VD, к друrому выводу KOToporo подключается выходной KOH
денсатор С ОИ1 и шунтирующая ero н rpузка R H . Ключевой транзистор vт
. работает в импульсном режиме с постоянной частотой преобразова
ния. Диод VD блокирует наrpузк.у и конденсатор фильтра С ОИ1 oJ: КJIю
чевоrо элемента в нужные моменты времени.
Если ключевой транзистор открыт, схема находится в фазе накоп
ления энерrии дросселя, ток от источника питания п протекает через
дроссель L, запасая в нем энерrию. Диод VD при этом блокирует Ha
rpузку и не позволяет конденсатору фильтра разряжаться через замк
нутый ключевой транзистор. Ток в наrрузке в этот промежуток Bpe
мени поддерживается только за счет энерrии, запасенной в KOHдeHca
торе С ош .
Коrда ключевой транзистор закрыва,ется, схема переходит в фазу
передач энерrии дросселя в наrpузку, ЭДС самоиндукции суммируется
с выходным напряжением и энерrия, запасенная в дросселе, подзаря
жает конденсатор Сот' При этом выходное напряжение и ОИ1 может стать
больше входноrо п'
Следует запомнить, что, в отличие от чопперной схемы, в «бустере»
дроссель L не является элементом ФИ1.lьтра, а, выходное напряжение
становится болыuе входноrо на величину, определяему!О величиной
индуктивности L и значением коэффициента заполнения, определяе
rлава 10. С ПОВblшением
237
Moro как отношение времени OTKpbIToro состояния ключевоrо элемен
та к периоду коммутации (duty сусlе).
Разберем чуть более подробно фазы работы бустерноrо преобразо
вателя и сначала поrоворим о фазе t,lакопления энерrии дросселя, в KO
торой задействованы элементы соrласно рис. 10.2, а.
+ R H Uout Uin
Cout
iL=;VO
. L
' NY<
UL vтJ
u;n ' :=JJ
;out
а)
б)
Рис. 10.2. Фазы работы бустерноrо стабилизатора:
а) фаза накопления энерrии дросселя; б) фаза передачи энерrии дросселя в
в этой фазе транзистор VТ открыт и потенциал.правоrо (по схеме)
вывода дросселя L близок к потенциалу общеrо проводника схемы, ле
вый вывод замкнут на «плюс» питающеrо напряжения. Конденсатор
С ои, считаем имеющим некоторый заряд, поэтому диод VD «подперт»
напряжением U out , ток В наrрузке поддерживается только за счет энер
rии, накопленной в выходном конденсаторе. Но в данном случае нас
больше интересуют процессы, происходяшие в дросселе. А происходит
в нем линейное нарастание тока i L от нулевоrо значения по закону:
. U iп . t
lL = L '
(10.1 )
rде t продолжительность фазы накопления энерrии.
Мы видим, что чем дольше длится фаза накопления, тем большую
велич ну тока можно получить к моменту ее окончания. Если же нала
rается оrраничение на длительность фазы накопления (что в реальных
схемах чаще Bcero и бывает), то получить необходимую величину тока
можно за счет выбора соответствующеrо значения индуктивности L
Чем меньшее значение индуктивности и ееr дроссель, тем леrче ему
«набирать» ток. Этот простой, но очень важный вывод мы сделали ис
ходя из Toro, что в полученном выражении индуктивность L стоит в
знаменателе.
Переход к фазе передачи энерrии в наrрузку происходит при раз
мыкании ключевоrо транзистора vr. В этой фазе левый (по схеме) BЫ
вод дросселя L остается подключенным к «плюсу» источника питания,
238
rЛ8В8 10. С пОВblшением
а вот правый через открывшийся диод VD при обретает потеНllИал
«плюса» выходноrо напряжения схемы.
Мы уже хорошо знаем, что основное свойство индуктивноrо эле
мента стремление к поддержанию величины и направления проте
кающеrо через Hero тока. Поэтому при размыкании ключа направле
ние разрядноrо тока индуктивноrо элемента совпадет по направлению
с зарядным током. Закон изменения тока дросселя в данной фазе запи
сывается так:
i L == и ои, U in . (Т t),
L
( 10.2)
rде Т период коммутаuии.
Если переход между фазами происходит в некоторый момент ( и
"
(рис. 9.2), то, подставляя это значение в формулы (10.1) и (10.2), при
равнивая их правые части, мы получим реrулировочную характеристи
ку бустерноrо преобразователя:
1
и ои, == U in . ,
J п
(10.3)
rде D коэффициент заполнения (duty cycJe).
Анализируя формулу (10.3), леrко заметить, что теоретически мож
но увеличивать выходное напряжение преобразователя до бесконечно
сти. Казалось бы, с помощью столь простых средств можно создать
повышающий стабилизатор, имеющий на входе J,5 В, то есть величи
ну напряжения одноrо rальваническоrо элемента, и выдающий на Ha
rрузку 1,5 кВ! К сожалению, максимальный повышающий коэффици
ент преобразования, даже при наличии очень хороших элементов cxe
мы, существенно оrраничен. Ero значение не превышает в типовых
практических схемах значение 3...6. Почему так проис'ходит, мыI объ
ясним далее.
Как и, в случае чопперноrо стабилизатора, индуктивный элемент
«бустера» также может работать в двух режимах с неразрывным TO
ком и С разрывным током i L . На рис. 10.3 приведены диаrраммы, o:rpa
жающие работу step up конвертора. Режим неразрывных токов приве
ден на рис. 10.3, а. Поскольку диод VD в фазе разряда дросселя не за
крывается вплоть до момента ее окончания, напряжение «сток исток»
закрытоrо транзистора VТ в этой фазе равно выходному напряжению
U OU1 ' Если режим тока дросселя разрывный (рис. JO. , 6), ток i L спадает
к нулю до окончания разрядной фазы, диод VD закрывается и напря
жение «сток исток» транзистора становится равным Цn. Если быть бо
лее точным, то в момент полноrо разряда дросселя возникает КОJIеба
rлава 10. (; повышением
239
Uds
Uout
"' .,
Uds
Uout ...................... ..........................................
Колебательный
t и процесс
Uin ..................... .... ....
t tn t
';L т
tи tn
;L
;L
;max
:т
I
....J
I
t
;L
;max
;out
t
t ;out
т
а)
т
б)
Рис. 10.3. Характеристики бустерноrо стаблизатора: а) в режиме неразрывных
токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
тельный процесс (он показан на рисунке), частоту которото можно оп
ределить по формуле:
1
/0 =
21t .J L . (C VТ + C VD ) ,
(10.4)
rде С vт емкость между стоком и истоком транзистора VТ;
C VD барьерная емкость закрытоrо р п перехода диода VD.
В режиме непрерывных токов, коrда дi L < 2i;n' время OTKpbIToro co
стояния ключевоrо транзистора VТ определяется по формуле, являю
щейся следствием (10.3):
1 ( и 001 U in )
( и .
/ и ои,
(10.5)
Амплитуда тока дросселя дi L рассчитывается ПО формуле:
A l . 1 . l J . t
L.l L in u .
L
( 10.6)
240
rлава 10. С повышением
При расчете параме ров «бустера) важно знать максимальную Be
личину rOKa i тax дросселя L, и ее можно рассчитать по формуле:
. 1 А'
'mах = 'in + 2 LJ.'L'
(10.7)
rде входной ток iiп равен:
. . и ои,
'in = 'ои' . .
и;n
( 10.8)
Теперь приведем основные расче [ные соотношения для режима
разрывны'х токов, определяемоrо ПО условию дi L > 2i;n. Время OTKpЫTO
ro состояния транзистора vr в этом режиме определяется так:
,
t = 2 . . L . ( U ои' и;п )
и 'ои, f . и. 2 .
т
(10.9)
Время спада до нулевоrо значения разрядноrо тока дросселя
(рис. 10.3, 6): '.
t = t . ( v ои, )
иl и U и .
ои, ;n
'1
(10.10)
Амплитуда тока дросселя:
. 1 U
lmax = L . in. ' и .
(10.11)
Мы рассмотрели процессы, происходящие в идеализированном бус
тере. Как бьшо сказано ранее, реальные схемы бустерных преобразова
телей не позволяют значительно увеличивать напряжение на выходе
из за наличия некоторых паразитных параметров, о которых стоит noro
ворить HeMHoro подробнее. В схеме рис. 10.4 показаны основные пара
зитные параметры: активное сопротивление обмотки индуктивноrо э е
мента (rд, сопротивление ключевоrо элемента в открытом состоянии
(rvт), дифференциальное сопротивление диода в прямом направлении
'(rVD). Для простоты будем считать, что сопротивления транзистора и
диода примерно равны, тоrда общее сопротивление зарядной и разряд
ной цепей преобразователя можно считать примерно одинаковым:
r = r L + r vт = r L + r VD . (10.12)
Реryлировочная характеристика преобразователя, ранее записан
ная нами в виде (10.3), для схемы с паразитныии параметрами будет
выrлядеть так:
1
и ощ = и;п . .
1 D
1+
1
r ) 2
. (1 п)
R H
(10.13)
rлава 10. С повышением
241
rl VD rVD
Uil1
+Cin
Cout + R H
Рис. 10.4. Паразитные параметры в реальном бустерном преобразователе
Выражение (10.13) справедливо для диапазона коэффициентов за
полнения D в пределах от О до п кр , называемоrо критическим коэффи
циентом заполнения. Критический КОЭффИIlиент заполнения опреде
ляет rpаницу применимости формулы (10.13); при ее превышении pe
ryлировочная характ ристика стабилизатора приобретает падающий
характер. Это происходит потому, что падение напряжения на паразит
ном сопротивлении r уже не может быть скомпенсировано нарастани
ем тока в индуктивности.
Определить критический коэффициент заполнения можно по фор
муле:
п КР 1 r ,
R H
rрафически семейство реrулировочныIx характеристик показано на
рис. 10.5. Хорошо видно, что если необходимо получить достаточно
протяженный начальный участок, и, слеД9вательно, расширить диапа
(10.14)
Uout
5 Uin
4,5
4
3,5
3
2,5
2
1,5
1
0,5
О
О 0,1
r
=o
. R H
I
I
I
I окр
V
I
I
D
0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 О,В 0,9 1
Рис. ,10.5. Семейство реryлировочных характеристик реальных
бустерных преобразователей
242
rлава 10. С повышением
зон реrулирования выходноrо напряжения, необходимо уменьшать па
разитные активные сопротивления зарядной и разрядной цепей.
В практических схемах «бустеров» максимальный коэффициент запол
нения выбирается не более 0,8...0,9, чтобы не «выйти» на падающий
участок реryлировочной характеристики. Для этоrо в схему управления
стабилизатором вводится специальный оrpаничитель.
10.2. Расчет параметров элементов бустерноrо
прео6разователя
,Обычно, если бустерный преобразователь разрабатывается на oc
нове rотовой микросхемы, номиналы элементов можно просто взять из
типовой схемы включения.. Но бывают случаи, коrда разработка BeдeT
ся «с нуля», И тут не обойтись без расчетов. .
Начнем с индуктивноrо элемента.. Что нам необходимо учесть при
ero расчете? Во первых, желательно обеспечить работу схемы в режиме
непрерывноrо тока дросселя, в противном случае возрастут пульсации
напряжения в наrpузке. С друrой стороны, преобразователь должен
обеспечить передачу в наrpузку необходимой мощности, а это значит,
что индуктивный элемент в фазе накопления энерrии должен «запа
сать» ее столько, сколько нужно на поддержание расчетных выходных
тока и напряжения. Казалось бы, стоит только выбрать величину ин
дуктивности L сколь уrодно малой, и мы, rарантированно повысив за
рядный ток, обеспечим передачу необходимой мощности в наrрузку...
Если это утверждение было справедливо, достаточным считал ось бы
заменить дроссель простым отрезком провода. Но на самом деле, co
rласно выражению (10.1), скорость нарастания тока в индуктивном
элементе определяется ничем иным, как ero индуктивностью! Следова
Te.fIbHO, при заданной частоте. коммутаuии, в какой то момент вре1ylени
величина тока i тax может просто «выскочить» за предельно допустимую
величину тока ключевоrо транзистора, что, конечно, приведет к ero
разрушению.
Очевидно, существует минимально возможная величина индуктив
ности, при которой при любом действующем коэффициенте заполне
ния будет сохраняться непрерывный ток дросселя. Значит, необходимо
так рассчитать индуктивность дросселя, чтобы обеспечить условие
дi L < 2i;n, которое нам уже встречалось. Подставляя в названное Hepa
венство выражения (10.6), (10.8) и (10.3), мы можем получить формулу
для расчета минимально возможной величины индуктивности, при KO
ТОРQЙ сохраняется режим непрерывности тока:
U . D . (1 D)2
L. = ou' .
mю 2 .' . f
loUl
(10.15)
rЛ8ва 10. С повышением
243
Если' рассчитать значения L тiп во. всем диапазоне во.эмо.жных Ko.
эффициенто.в запо.лнения (о.т О до. 1), то. о.кажется, 'lTO наибо.льшая
величина индуктивно.сти палучится при значении D, равно.м 0,5.
Следавательна, мы мажем упро.стить фармулу (10..15), приведя ее к
виду:
L min == 0,063 . и ои' .
'ош . f
(10.16)
А теперь мы вернемся к выIажениюю (10.1) и вспо.мним, что. величи
на индуктивно.сти о.rpаничена «снизу» не то.лько. усло.вием непрерыв
насти така, но. также ивеличино.й предельно.rо. то.ка ключево.rо. транзи
стара. Рассчитать ее мо.жно. по. фар муле:
L min .= 0,25 . и ощ , .
'VT max . f
(10.17)
rде i VТ тax максимально. во.змо.жный так ключево.rо. транзисто.ра.
Как уже было. сказано., по. фармуле (10.15) рассчитывается крити
ческая, то. есть минимально. во.змо.жная, величина индуктивно.сти.
Для о.беспечения стабильно.сти схемы по.лученную величину индук
тивно.сти рекамендуется увеличить в 7...10 раз по. сравнению с вычис
ленно.й. По.сле это.rо. нео.бхо.димо. про.извести расчет по. фо.рму
ле (10.17) и убедиться, что. приня.тая величина индуктивно.сти по.
крайней 'мере на 15...20 про.центо.в бо.льше рассчитанно.й по. фо.рму
. ле (10.17), то. есть о.беспечивается такавый запас. Максимально. дo.
пускаемый так сило.во.rо. ключа м