В. В. Крухмалев, В. Н. Гордиенко,
А. Д. Моченов, В. И. Иванов, В. А. Бурдин,
А. В. Крыжановский, Л. А. Марыкова
ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИИ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ
СИСТЕМ И СЕТЕЙ
Под редакцией
доктора техн. наук, профессора В.Н. Гордиенко,
канд. техн. наук, профессора В.И. Крухмалева
Допущено Министерством Российской Федерации
по связи и информатизации в качестве учебника
для студентов высших учебных заведений,
обучающихся по направлению подготовки
дипломированных специалистов 654400 —
«Телекоммуникации» и направлению подготовки
бакалавров и магистров 550400 —
« Телекоммуникации»
Москва
Горячая линия - Телеком
2004

ББК 32.883
УДК 621.372.88 (075)
0-75
Авторы: В. В. Крухмалев, В. Н. Гордиенко, А. Д. Моченое, В. И. Иванов,
В. А. Бурдин, А. В. Крыжановский, Л. А. Марыкова
Рецензенты: доктор техн. наук, профессор В. В. Баринов; доктор физ.-мат. наук,
профессор М. X Харрасов
Основы построения телекоммуникационных систем и сетей:
0-75 Учебник для вузов / В. В. Крухмалев, В. Н. Гордиенко, А. Д. Моченов
и др.; Под ред. В. Н. Гордиенко и В. В. Крухмалева. - М.: Горячая
линия - Телеком, 2004. - 510 с: ил.
ISBN 5-93517-202-Х.
Рассмотрены характеристики первичных электрических сигналов и
соответствующих им каналов передачи, принципы организации двусторонних
каналов и особенности передачи электрических сигналов по таким каналам.
Изложены основы построения систем передачи с частотным и временным
разделением каналов. Особое внимание уделено построению цифровых
систем передачи с временным разделением каналов на основе импульсно-
кодовой модуляции. Раскрыты принципы иерархического построения систем
передачи. Рассмотрены вопросы построения цифровых волоконно-оптических
систем передачи и систем радиосвязи: радиорелейных и спутниковых
систем передачи, систем подвижной радиосвязи. Освещены основы построения
телекоммуникационных сетей различного назначения и принципы их
взаимодействия.
Для студентов, обучающих по направлению «Телекоммуникации».
ББК 32.883
ISBN 5-93517-202-Х © В. В. Крухмалев, В. Н. Гордиенко
А. Д. Моченов. и др., 2004
© Оформление издательства
«Горячая линия - Телеком», 2004

Предисловие
Современные телекоммуникационные системы и сети
представляют сложный комплекс разнообразных технических средств,
обеспечивающих передачу различных сообщений на любые расстояния с
заданными параметрами качества. Основу телекоммуникационных
систем составляют многоканальные системы передачи по
электрическим, волоконно-оптическим кабелям и радиолиниям,
предназначенные для формирования типовых каналов и трактов. На основе систем
передачи строится телекоммуникационная сеть страны, реализуемая
в виде комплексов технологически сопряженных сетей электросвязи
общего пользования, ведомственных и частных сетей электросвязи на
территории России, охваченная общим централизованным
управлением и называемая Взаимоувязанной сетью связи Российской
Федерации (ВСС РФ).
Взаимоувязанная сеть связи как информационная транспортная
среда кроме сетей передачи привычных сообщений позволяет
создать:
цифровую сеть связи с интеграцией служб, обеспечивающих
полностью цифровые соединения между оконечными устройствами
(терминалами) для предоставления абонентам широкого спектра
услуг по передаче телефонных и нетелефонных сообщений, доступ
к которым осуществляется через ограниченный набор
стандартизированных многофункциональных интерфейсов;
интеллектуальную сеть, которая может предоставить абонентам
расширенный набор услуг в заданное время в заданном месте,
например, установление телефонного соединения с оплатой за счет
вызываемого абонента, вызов по кредитной карте, общение по
сокращенному набору номера, телеголосование и др.;
сотовые мобильные сети связи, предоставляющие абоненту,
находящемуся в движении, возможность получить услуги связи в
любом месте;
широкополосные цифровые сети с интеграцией услуг со
скоростью обмена информацией свыше 140 Мбит/с;
высокоскоростные сети на основе транспортирования
информации с помощью технологии асинхронного режима переноса
(Asynchronous Transfer Mode - ATM) и др.

4
Предисловие
Материал, изложенный в конспекте лекций, является основой для
изучения специальных дисциплин, например таких, как
«Многоканальные телекоммуникационные системы», «Спутниковые и
радиорелейные системы передачи», «Оптические системы передачи» и др.
Изучение дисциплины «Основы построения
телекоммуникационных систем и сетей» предполагает соответствующую подготовку
студентов по дисциплинам «Теория электрической связи» и
«Теория электрических цепей», владение основными понятиями и
определениями этих дисциплин, такими как: четырехполюсник и его
основные параметры и характеристики, сообщение, сигнал, канал
передачи, система передачи, частотное и временное разделение
каналов, условия неискаженной передачи, частотное и временное
представление сигналов, прямое и обратное преобразование
Фурье, элементы теории случайных процессов и др.

Введение
Лекция 1
Основные понятия и определения
Основные понятия и определения. Классификация систем
электросвязи
Развитие человеческой цивилизации это непрерывное и
динамичное развитие средств общения от личного до общественного, от
примитивных с помощью жестов, мимики, наскальных рисунков, звуков
и света (дыма), «ямской гоньбы» и оптических семафоров до создания
глобальных телекоммуникационных систем и сетей,
обеспечивающих передачу, прием, обработку, распределение и хранение
различной информации. Под информацией понимается совокупность
сведений о событиях, явлениях, процессах, понятиях и фактах,
предметах и лицах независимо от формы представления.
Телекоммуникационные системы - это комплекс
технических средств, обеспечивающих электрическую связь
(электросвязь) определенного типа.
В приведенном определении есть ключевые слова «связь»
и «электросвязь». Что же это такое?
Связь (communication) - обмен информацией или пересылка
информации с помощью средств, функционирующих в
соответствии с согласованными правилами (называемыми в конкретных
условиях протоколами).
Международная конвенция по электросвязи определила
«электросвязь» (Найроби, 1982 год) как «...передачу, получение и
прием знаков, сигналов, письменного текста, изображения и
звуков или сообщений любого рода по проводной, радио и
оптической или другим электромагнитным системам...». В «Основных
положениях развития ВСС РФ» электросвязи дается такое
определение: электросвязь (telecommunication) - передача или прием
знаков, сигналов, текстов, изображений, звуков по проводной,
оптической или другим электромагнитным системам. Это опре-

6
Введение
деление может быть выражено в такой форме: электросвязь -
это передача и прием сообщений с помощью сигналов
электросвязи по проводной, радио, оптической или другим средам
распространения.
Вышеприведенные определения содержат знаковые слова:
сообщение, сигнал, сигнал электросвязи. А это что такое?
Сообщение - форма представления информации для передачи
ее от источника информации к потребителю. Применительно
к сфере телекоммуникаций сообщение - это информация,
передаваемая с помощью электромагнитных сигналов средствами
электросвязи. Примеры сообщений: текст телеграммы, речь,
музыка, фототелеграмма-факс, телевизионное изображение, данные с
выхода вычислительных машин, команды в системах
телеуправления и телеконтроля и др.
Сигнал - материальный носитель или физический процесс,
отражающий (несущий) передаваемое сообщение.
Классификация сигналов может быть самой разнообразной, но
особый интерес представляют электрические сигналы, называемые
сигналами электросвязи и представляющие электрические
напряжения или токи, изменение параметров которых во времени
отражает передаваемое сообщение. К электрическим сигналам
относятся: телефонные, телеграфные, факсимильные сигналы,
сигналы передачи данных, сигналы телевизионного и звукового
вещания, сигналы телеконтроля и телеуправления.
С понятием телекоммуникационные системы тесно связано
понятие телекоммуникационные сети, представляющие
совокупность пунктов, узлов и линий (каналов, трактов) их соединяющих.
Телекоммуникационные системы и телекоммуникационные сети,
взаимодействуя друг с другом, образуют систему электросвязи -
комплекс технических средств, обеспечивающих электросвязь
определенного вида.
Классификация систем электросвязи весьма разнообразна, но
в основном определяется видами передаваемых сообщений,
средой распространения электрических сигналов (рис. 1) и способами
распределения информации: коммутируемые или некоммутируемые
сети передачи сообщений.
Телекоммуникационные системы и сети представляют
совокупность технических средств, осуществляющих следующие операции
при передаче сообщения от источника к получателю:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
7
преобразование сообщения, поступающего от источника
сообщения (ИС) в сигнал электросвязи;
преобразование сигналов электросвязи в форму, удобную для
передачи и получателя сообщения (ПС);
сопряжение сигналов электросвязи с каналами передачи и
станциями коммутации (СК), установленных в оконечных пунктах (ОП)
или узлах связи (УС).
Электросвязь
Виды передаваемых
сообщений
Телефонные
Телеграфные
Передачи данных
Факсимильные
Передача газет
Звукового
вещания
Телевизионного
вещания
Среда распространения
электрического сигнала
Проводная
Воздушные линии связи
Кабельные линии связи
Радио
Наземная радиосвязь
Космическая радиосвязь
Спутниковая радиосвязь
Оптическая
По волоконно-
оптическим кабелям
Свободное пространство
Рис. 1. Классификация систем электросвязи по видам передаваемых
сообщений и среды распространения
Обобщенная структурная схема взаимодействия
телекоммуникационных систем и сетей представлена на рис. 2, где приняты
следующие обозначения:
ИС - источник сообщения (информации); ПР^ - преобразователь
сообщения в электрический сигнал, называемый первичным
электрическим сигналом (в дальнейшем просто «первичный сигнал»)]
СК - станция коммутации, представляющая совокупность
коммутационной и управляющей аппаратуры, обеспечивающей
установление различного вида соединений (местные,
междугородные, международные, входящие, исходящие и транзитные) и
реализующей определенный метод коммутации (коммутация каналов,

8
Введение
коммутация сообщений или коммутация пакетов); ОС^ -
оборудование сопряжения, осуществляющее преобразование первичных
сигналов в линейные электрические сигналы, физические
характеристики которых согласуются с параметрами передачи среды
распространения - CP; ОС""1 - оборудование сопряжения,
осуществляющее преобразование линейных электрических
сигналов в исходные первичные сигналы; ПР"1 - преобразователь
первичного сигнала в сообщение; ПС - получатель сообщения.
Оконечная (сетевая)
станция - А
| ИС | ПР1 СК
Оконечная(сетевая)
станция - Б
I OCi Н-Ч СРП ннос-ч
Система передачи - СП
СК
|ПР-1| ПС К
Канал передачи - КП
Рис. 2. Взаимодействие телекоммуникационных систем и сетей
Комплекс технических средств и среды распространения,
обеспечивающий передачу первичного сигнала в определенной
полосе частот или с определенной скоростью передачи между
сетевыми станциями или сетевыми узлами, называется каналом
передачи.
Линейные сигналы при прохождении по среде распространения
испытывают ослабление (затухание), подвергаются различного
рода искажениям и помехам. Для устранения влияния этих
факторов на качество передачи сигналов, через определенные
расстояния в зависимости от вида системы передачи устанавливаются
усилители, регенераторы или ретрансляторы, которые
вместе со средой распространения образуют линейный тракт
системы передачи.
Логарифмические единицы измерений
Сигналы, используемые для передачи сообщений, представляют
собой электрические мощность, напряжение или ток, изменяющиеся
во времени. Характер изменений мгновенных значений напряжения
или тока сигналов однозначно соответствует передаваемым
сообщениям.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
9
Значения напряжений (токов) сигналов и помех в различных
точках каналов и трактов передачи имеют величины от пиковольт
(пикоампер) до десятков вольт (ампер). Мощности токов, с
которыми приходится встречаться при расчетах и измерениях, имеют
величины от долей пиковатта до целых ватт. Чтобы облегчить
измерения и расчеты величин, значения которых размещаются в
широком диапазоне (он шире диапазона длин от миллиметра до
миллионов километров), и чтобы при сравнении результатов
измерений или расчетов операции умножения и деления заменить
соответственно сложением или вычитанием, вместо величин мощности,
напряжения и тока, выраженных в ваттах, вольтах и амперах (или
их долях), используют логарифмы отношения этих величин к
условным величинам, принятым за отсчетные. Относительные единицы,
выраженные в логарифмической форме, называются уровнями
передачи. Уровни передачи, представляющие десятичные
логарифмы отношения одноименных величин, называются децибелами
(дБ), а представляющие натуральные логарифмы отношения
одноименных величин, называются неперами (Нп). В настоящее время
принято пользоваться децибелами.
Различают следующие уровни передачи:
по мощности:
W 1 W
Ром =10I9-^T' дБ ИЛИ Ром =ТГ1П^' НП; (1>
по напряжению:
Ро» = 20 lg -f-, дБ или рмо = In jf-, Нп; (2)
U 0 ^ 0
по току:
рот = 20Ig-^, дБ или рот = In-Js Нп. (3)
'о 'о
Между уровнями передачи в дБ и Нп существуют следующие
соотношения; 1 Нп = 8,686 = 8,7дБ и 1 дБ = 0,115Нп.
В этих формулах Wx, Ux и 1Х - соответственно величины
кажущейся или активной мощности, напряжения, тока в рассматривав-

10
Введение
мой точке, a W0, 1/0 и l0 - величины, принятые за исходные при
определении уровней передачи.
Уровни передачи по мощности (ром), напряжению (рон) и току (рот),
определенные по формулам (1...3), называются относительными
и обозначаются соответственно дБ0М, дБ0Н, дБ0Т.
Уровни передачи будут положительными, если величины
мощности W4, напряжения Ux или тока 1Х будут больше исходных величин
мощности W0, напряжения U0 или тока 10. В противном случае уровни
передачи будут отрицательными. Нулевое значение указанные
уровни передачи будут иметь в том случае, если Wx= W0, Ux= U0m lx= l0.
От логарифмических единиц (уровней в децибелах) легко
перейти к абсолютным величинам мощности, напряжения или тока по
следующим очевидным формулам:
Wx = W0 • 1001 р°м; Ux = U0 • 10°'05Pow; 1Х = /0 • 1 0005Рог. (4)
В общем случае численные значения уровней передачи по
мощности, напряжению и току несовпадают. Однако между ними легко
установить взаимосвязь, если известны сопротивления Zx и Z0i на
которых выделяются мощности Wx и W0.
Действительно,
10lgi£- = 10k&-f- = 20 lg-^-10lg^- = pOH-10lg|
ИЛИ
Ром = Рот +ioig
(5)
(6)
Уровни передачи подразделяются на абсолютные и
измерительные. Уровни называются абсолютными, если за исходные приняты
следующие величины:
1) кажущаяся мощность W0 = 1 мВА или активная мощность
Wo=^ мВт;
2) эффективное напряжение U0 = 0,775 В;
3) эффективное значение тока 10= 1,29 мА.
Если абсолютные уровни передачи определяются при
сопротивлении Z = R = 600 Ом, то рм = рн - рш, что объясняется
выбором исходных величин: 0,775 В х 1,29 мА = 1 мВА (мВт) или

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
11
0.775В/1,29мА = 600 Ом. Абсолютные уровни передачи по
мощности, напряжению и току измеряются соответственно в дБм, дБн, дБт.
Уровни передачи по току в практических расчетах и измерениях
используются весьма редко.
Выражение (1) для относительного уровня по мощности можно
представить в следующем виде:
= 101д
"\мВА(мВт)
W0
W W /-7\
= 1 о Ig lis 10 Ig lis = рш - pMO .(7)
*1мВА(мВт) *^мВА(мВт) ш Нмо
'\мВА(мВт)
где рмх - абсолютный уровень по мощности в рассматриваемой
точке и рмо - уровень в точке отсчета. Как следует из формулы (7),
относительный уровень по мощности равен разности абсолютных
уровней мощности в точке измерения и точке, принятой за отсчет-
ную. Аналогичным образом получается выражение для
относительных уровней по напряжению
Рон = Рнх~Рно- (8)
Измерительным уровнем называется абсолютный уровень в
рассматриваемой точке при условии, что в начале тракта включен
нормальный генератор, т.е. генератор синусоидальных колебаний
определенной частоты с внутренним активным сопротивлением,
равным 600 Ом и ЭДС, равной 1,55 В. Если входное сопротивление
канала активно и равно 600 Ом, то при подключении нормального
генератора на входе канала оказывается абсолютный нулевой
уровень.
Если в точке канала с относительным уровнем по мощности ром1
известен абсолютный уровень по мощности сигнала рмЬ то в точке
канала, с относительным уровнем ром2 абсолютный уровень
мощности рм2 будет равен
Рм2 = Рм1 - (Ром1 - Ром2)- (9)
Если в точке канала с относительным уровнем по мощности ром1
известна мощность сигнала Wi, то в точке канала с относительным
уровнем ром2 мощность сигнала равна
ИЛ, = И/, • ю 0,1(Ром2"Ром1), мВт. (10)
Канал передачи представляет из себя каскадное соединение
пассивных и активных четырехполюсников. При прохождении
сигналов по каналам передачи имеют место потери энергии в
пассивных четырехполюсниках или ее увеличение в активных. Для оценки

12
Введение
изменений энергии сигнала в различных точках канала вводится
понятие рабочего затухания и рабочего усиления.
Под рабочим затуханием четырехполюсника понимается
отношение вида:
W
Ар = 10 lg -^=Рг-рн,дБ, (11)
где И4 - кажущаяся мощность, которую отдал бы источник
(генератор) сигнала согласованной с ним нагрузке, WH - кажущаяся
мощность, выделяющаяся в нагрузке четырехполюсника в реальных
условиях включения. При таком определении учитывается
возможная несогласованность на входе и выходе четырехполюсника.
Рабочее усиление четырехполюсника определяется
выражением вида:
W
Sp = 10 lg—дБ, (12)
3
здесь величины И/„и W8 имеют тот же смысл, что и в формуле (11).
При проектировании и эксплуатации оборудования
телекоммуникационных систем и сетей необходимо знать величины уровней
сигнала в различных точках каналов и трактов передачи. Чтобы
охарактеризовать изменения энергии сигнала при его передаче,
пользуются диаграммой уровней - графиком, показывающим
распределение уровней передачи вдоль тракта передачи.
В качестве примера на рис. 3 показана диаграмма уровней
канала передачи, состоящего из усилителя передачи УСпвр с усилением
равным Snepi трех участков линии связи (среды распространения)
длиной /у, 12м 13с затуханием, равным Аь А2 и А3, двух
промежуточных усилителей УС1 и УС2 с усилением соответственно Sh S2 и
усилителя приема УСпр с усилением Snp.
На диаграмме уровней отмечены характерные точки канала
(тракта) передачи: вход канала с уровнем рвх; уровень передачи
равный рпер = рвх + Snep, уровни приема на входе /-го усилителя рпр1 =
= рпер (И) - Д; выход канала (тракта) с уровнем рвых и величина
защищенности от помех на входе /-го усилителя, равная
A3i = 10lg (Wnp/Wn0Mi)
— Pnpi - PnoMi (13)
где Wnpi и Wn0Mi- мощности сигнала и помехи на входе /-го
усилителя, a Pnpj и Рпом!- соответственно уровни сигнала и помехи.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
13
Соотношение между уровнями сигнала на входе и выходе
канала определяет его остаточное затухание, которое представляет
собой рабочее затухание, определяемое при условии замыкания
входа и выхода канала на активные сопротивления нагрузки,
соответствующие номинальным значениям входного и выходного
сопротивлений канала. Остаточное затухание равно разности между
суммой всех рабочих затуханий, имеющихся в канале, и суммой
всех рабочих усилений:
Ar = EApi-SSpk. (14)
УСпер УС1 УС2 УСпр
Рис. 3. Диаграмма уровней и ее характерные точки
Для того чтобы обеспечить нормальную работу каналов и систем
передачи, величины мощностей, напряжений и токов сигналов и
соответствующие им уровни нормируют; нормируют также
допустимые уровни помех. При этом приходится считаться с тем, что
уровни сигналов и помех в различных точках канала будут различными.
Чтобы избавиться от неопределенности, все нормируемые
величины относят к точке тракта передачи с нулевым измерительным
уровнем. Уровни по мощности, отнесенные к точке с нулевым
измерительным уровнем, обозначают через дБмО.
И в заключение отметим, что приборы для измерения уровней
передачи называются указателями уровней и представляют из себя
обычные вольтметры, измерительная шкала и входные регуляторы
которых отградуированы в уровнях по мощности или напряжению. Во
избежание ошибок на указателях уровней указывают напряжение,
которому соответствует нулевая отметка шкалы, или величину
активного сопротивления R, на котором выделяется мощность соответст-

14
Введение
вующая 1 мВт. Наибольшее распространение получили
широкополосные и избирательные указатели уровней, отградуированные для
R = 600 Ом и U0 = 0,775 В, R = 150 Ом и U0 = 0,387 В, R = 75 Ом
и U0 = 0,274 В. При такой градуировке значения уровней напряжения
совпадают со значениями абсолютных уровней мощности.
Вопросы и задачи для самоконтроля
1. Что такое уровни по мощности, напряжению и току и как они
связаны между собой?
2. Что такое относительный, абсолютный и измерительный уровни
мощности, напряжению, току и как они связаны между собой?
3. Какой мощности, напряжению, току соответствует абсолютный
уровень 0 дБ?
4. Что собой представляет прибор для измерения уровней передачи?
Почему в целях измерений не применяются уровни передачи по току?
5. Как по диаграмме уровней определить защищенность?
6. Определить величины мощности и напряжения гармонического
сигнала на сопротивлении RH = 150 Ом, если известно, что уровень по
мощности сигнала на этом сопротивлении рм = - 7 дБм. Ответ:
Wc = 0,2 мВт, Uc=173 мВ.
7. Напряжение гармонического испытательного сигнала, измеренное в
канале передачи на сопротивлении RH = 75 Ом, составляет
Uc = 1 мВ. Найти соответствующие этому напряжению абсолютные
уровни по мощности и напряжению. Ответ: рм = - 18,5 дБм, рн = - 57,8 дБи.
8. На вход канала (тракта) передачи подается измерительный сигнал
с уровнем рвх = - 3,5 дБм. В некоторой точке канала (тракта)
измеренный уровень этого сигнала равен рх = - 10,5 дБм. Определить
относительный уровень сигнала в этой точке канала (тракта). Ответ:
Ро = ~7дБ.
9. Абсолютный уровень по мощности сигнала на выходе канала
передачи в процессе его настройки был изменен по отношению к
номинальному уровню на величину Ар = -10 дБ. Как изменятся при этом
мощность этого сигнала на выходе канала? Ответ: мощность
сигнала уменьшится в 10 раз.

Часть 1. Первичные сигналы электросвязи
и каналы передачи
Лекция 2
Первичные сигналы электросвязи
Первичные сигналы электросвязи и их физические
характеристики
Электрический сигнал, получаемый на выходе преобразователя
сообщения (см. рис. 2, лекция 1), называется первичным
сигналом электросвязи.
Параметр первичного сигнала «x(t)», изменение величины
которого однозначно отображает передаваемое сообщение, называется
представляющим или информационным параметром. Таким
параметром, например, может быть амплитуда, частота или фаза
гармонического электрического сигнала; амплитуда, длительность
или фаза импульсов периодической последовательности; структура
и разрядность кодовых комбинаций и др.
Первичный сигнал в структуре телекоммуникационных систем и
сетей (ТКСС) есть объект транспортировки, так как он должен быть
передан по каналу от передатчика к приемнику. ТКСС представляет
технику транспортирования сигнала, а телекоммуникационные
сети - специфическую транспортную сеть. Поэтому для
установления соотношений между параметрами и характеристиками
первичных сигналов и свойствами каналов передачи вводят такие
параметры и характеристики первичных сигналов, которые просто
измерить и по которым возможно определить условия их передачи
с минимальными искажениями и максимально возможной
защищенностью.
Первым таким параметром является длительность
первичного сигнала Тс, определяющая интервал времени, в пределах
которого сигнал существует.
Следующим параметром первичного сигнала является его сред-
няя мощность, определяемая выражением

16
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
WcP = ^]u2(t)dt, (1)
где Т - период усреднения; если Т = 1 мин, то такая средняя
мощность называется среднеминутной мощностью, если 7=1 ч, то речь
идет о среднечасовой мощности и при Т» 1 ч говорят о
долговременной средней мощности сигнала; Я - сопротивление нагрузки, на
которой определяется средняя мощность сигнала; U(t) - напряжение
первичного сигнала.
Первичный сигнал характеризуется максимальной
мощностью WMaKC, под которой понимается мощность эквивалентного
синусоидального сигнала с амплитудой Um, которая превышается
мгновенными значениями переменной составляющей сигнала U(t)
с определенной малой вероятностью е. Для различных видов
сигналов значение е принимается равным 10"2,10"3 и даже 10~5.
Средняя и максимальная мощности сигнала должны быть
такими, чтобы при прохождении сигнала по каналу передачи не
превышались допустимые значения, обеспечивающие неискаженную
передачу сигналов для правильного воспроизведения
передаваемого сообщения на приеме.
Минимальная мощность WMUH - это мощность эквивалентного
синусоидального сигнала с амплитудой Um, которая превышается
мгновенным значением переменной составляющей сигнала U(t)
с определенной вероятностью, которая обычно равна 1 -£=0,98.
Возможный разброс мощностей первичного сигнала в конкретной
точке канала характеризуется динамическим диапазоном Dc, под
которым понимается отношение вида:
Ос=101дИ^,дБ, (2)
мин
где WMaKC - максимальная (пиковая) мощность и WMUH- минимальная
мощность сигнала в одной и той же точке канала.
Превышение максимальной мощности сигнала средней
мощности называется пик-фактором Ос, определяемым по формуле
W
Ос = 10lg—, дБ. (3)
VVcp
Превышение средней мощности первичного сигнала Wcp средней
мощности помехи Wn называется защищенностью, которая равна

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
17
W
Ав=101д-^ (4)
Первичные сигналы электросвязи (непрерывные и дискретные)
являются непериодическими функциями времени. Таким сигналам
соответствует сплошной спектр, содержащий бесконечное число
частотных составляющих. Однако всегда можно указать диапазон
частот, в пределах которого сосредоточена основная энергия
сигнала (не менее 90 %) и ширина которого равна
AF"C = Рмакс ~~ FMWW, (5)
где FMUH _ минимальная частота первичного сигнала; FMaKC -
максимальная частота первичного сигнала. Этот диапазон еще называют
эффективно передаваемой полосой частот сигнала,
устанавливаемой экспериментально, исходя из требований качества
передачи для конкретного вида первичных сигналов.
Произведение трех физических параметров первичного сигнала:
длительности Тс, динамического диапазона Dc и эффективно
передаваемой полосы частот AFC, т.е.
VC=TC.DC.AFC, (6)
называется объемом первичного сигнала.
Важным параметром первичного сигнала является его
потенциальный информационный объем или количество информации /с,
переносимое им в единицу времени и равное
/c= 3,3277AFclg(1 + ^), бит/с (7)
**п
где rj - коэффициент активности источника первичного сигнала
(для телефонных сигналов берется равным 0,25...0,35, а для
остальных - 1); AFC - эффективно передаваемая полоса частот, Гц;
Wcp - средняя мощность первичного сигнала и W„ - средняя
допустимая мощность помехи.
Классификация первичных сигналов разнообразна, но
наибольшее применение нашла классификация по виду передаваемых
сигналов и по виду передаваемых сообщений. Классификация по
виду сигналов охватывает аналоговые, дискретные и цифровые
сигналы, узкополосные и широкополосные.
Аналоговым (непрерывным) сигналом называется сигнал
электросвязи, у которого величина представляющих
(информационных) параметров может принимать непрерывное множество состоя-

18
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
ний. Аналоговым сигналом может быть и импульсный сигнал, если
один из его параметров (амплитуда, длительность, частота
следования, фаза) принимает бесчисленное множество состояний.
Дискретным называется сигнал электросвязи, у которого
величина одного из представляющих параметров квантуется, т.е.
имеет счетное множество состояний.
Цифровым называется сигнал электросвязи, у которого счетное
множество величин одного из представляющих параметров
описывается ограниченным набором кодовых комбинаций. Примерами
таких сигналов являются: сигналы передачи данных и телеграфии,
сигналы телеконтроля и телеуправления, телемеханики и др.
Если отношение граничных частот эффективно передаваемой
полосы частот первичного сигнала FMaKC/ FMUH <2, то такие сигналы
называются узкополосными, а если FMaKC / FMUH » 2, то такие
сигналы называются широкополосными.
Классификация первичных сигналов по виду передаваемых
сообщений охватывает телефонные (речевые) сигналы и сигналы
звукового вещания, сигналы передачи данных и телеграфии,
телевизионные сигналы и факсимильные сигналы, сигналы
телемеханики, телеуправления и телеконтроля, являющиеся
частным случаем сигналов передачи данных.
Телефонные (речевые) сигналы
Для понимания сущности физических параметров речевых,
а потом и телефонных сигналов, рассмотрим процесс речеобразования.
В образовании звуков речи принимают участие легкие, гортань
с голосовыми связками, образующими голосовую щель, область
носоглотки, язык, зубы и губы. В процессе произнесения речи
человек вдыхает воздух и наполняет им легкие, которые через бронхи
продувают воздух в гортань и далее через вибрирующие голосовые
связки в полость рта и носа.
Голосовые связки, то сжимая, то открывая голосовую щель,
пропускают воздух импульсами, частота следования которых
называется основным тоном. Частота основного тона лежит
в пределах от 50...80 Гц (очень низкий голос - бас) до 200...250 Гц
(женские и детские голоса).
Импульсы основного тона содержат большое число гармоник
(до 40), амплитуда которых убывает с увеличением частоты со
скоростью приблизительно 12 дБ на октаву. Например, амплитуда

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
19
составляющей импульсов основного тона с частотой 100 Гц на
12 дБ больше амплитуды ее второй гармоники - 200 Гц, которая,
в свою очередь, на 12 дБ больше соответствующей ей второй
гармоники, т.е. 400 Гц, а вторая гармоника частоты 400 Гц будет на
12 дБ больше составляющей с частотой 800 Гц и т.д.
Импульсы воздуха встречают на своем пути систему
резонаторов, образуемых объемами полости рта и носоглотки, положением
языка, зубов и губ и изменяющихся в процессе произнесения
различных звуков. Проходя через эту систему резонаторов, одни
гармонические составляющие импульсной последовательности
основного тона получают усиление, а другие - ослабление.
Картина спектра звука (гласного), излучаемого ртом, принимает вид,
изображенный на рис. 1, где приняты следующие обозначения:
р - уровни спектральных составляющих частоты основного тона;
f0- частота основного тона; 1, 2, З...П - гармоники частоты основного
тона.
Отметим, что частота основного тона меняется в значительных
пределах при переходе от гласных звуков к согласным, и наоборот.
На рис. 1 ясно видны усиленные области частот, характерные
для спектра конкретного звука. Эти усиленные области частот
называются формантными областями или просто формантами.
Звуки речи отличаются друг от друга числом формант и их
расположением в частотной области. Поскольку форманты значительно
мощнее других составляющих, то они главным образом и
воздействуют на ухо слушающего, формируя звучание того или иного звука.
Разборчивость передаваемой речи зависит от того, какая часть
формант доходит до уха слушающего без искажений и какая
исказилась или по тем или иным причинам не была услышана.
Представленный на рис. 1 вид спектра соответствует произнесению
гласных звуков, обладающих заметной периодичностью. Многие
согласные звуки непериодичны и их частотные спектры являются
либо полностью сплошными, либо содержат в своем составе
участки сплошного спектра (штриховая линия на рис. 1).
Максимально в отдельных звуках замечено до шести усиленных
частотных областей. Некоторые из них никакого значения для
распознавания звуков не имеют, хотя и несут в себе довольно
значительную энергию. Спектральные исследования отдельных звуков
русского языка отмечают наличие максимально четырех формант с
условными максимумами на частотах 500 Гц (первая форманта),
1500 Гц (вторая форманта), 3500 Гц (третья форманта). Важными

20
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
являются первые одна-две форманты (на оси частот) и исключение
из передачи любой из них вызывает искажение передаваемого
звука, превращая его в другой звук, либо вообще потерю им
признаков человеческой речи. Первые три форманты звуков речи лежат
в полосе частот от 300 до 3400 Гц, что и позволяет считать эту
полосу частот вполне достаточной для обеспечения хорошей
разборчивости передаваемой речи, сохранения естественности
звучания и тембра голоса, узнаваемости говорящего.
Форманты
fo 2f0 3fo nf0
Рис. 1. Спектр формирования звука
Следовательно, эффективно передаваемая полоса частот
телефонного сигнала может быть принята равной AFT= 0,3...3,4 кГц.
Исследования по определению минимальной, максимальной и
средней мощностей телефонного сигнала с учетом характеристик
микрофонов телефонных аппаратов, типов и характеристик
абонентских и соединительных линий телефонных сетей, особенностей
говорящих позволяют сделать следующие выводы:
при средней активности источника телефонного сигнала rjT =
= 0,25...0,35 минимальная мощность телефонного сигнала в точке
нулевого относительного уровня равна И/минТ = 0,1 мкВтО;
средняя мощность телефонного сигнала в этой же точке на
интервалах активности источника равна WcpT= 88 мкВтО;
максимальная мощность телефонного сигнала с вероятностью
превышения е= 10"5в точке нулевого относительного уровня равна
И/максГ = 2220 мкВтО.
Согласно формулам (2 и 3), динамический диапазон и пик-фактор
будут равны соответственно DT = 43 дБ (в практических расчетах
принимают Dr = 40 дБ) и QT= 14 дБ, что и берется при расчетах.
Для оценки количества информации, содержащейся в
телефонном сигнале, воспользуемся формулой (7), подставив в нее еле-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
21
дующие значения rjT = 0,33, AFT = 3400 - 300 = 3100 Гц, WcpT =
= 88 мкВтО и мощность помехи Wn = 0,1 мкВтО (что вполне реально),
получим 1Т = 10 ООО бит/с.
Сигналы звукового вещания
Источниками первичных сигналов звукового вещания являются
высококачественные микрофоны. Эти сигналы представляют
чередование сигналов различного вида: речи (особо следует выделить
речь дикторов), художественного чтения (сочетания речи и музыки),
вокальных и инструментальных музыкальных произведений от
сольного исполнения до симфонических оркестров.
Частотный спектр сигналов вещания занимает полосу частот от
15 (звук барабана) до 20 000 Гц. Однако в зависимости от
требований к качеству воспроизведения эффективно передаваемая полоса
частот (ЭППЧ) AF3e, отводимая для передачи сигналов вещания,
может быть значительно ограничена. Для достаточно высокого
качества воспроизведения сигналов звукового вещания его ЭППЧ
должна составлять 50... 10 000 Гц. Для получения безукоризненного
воспроизведения программ вещания полоса частот сигнала
вещания должна составлять 30... 15 000 Гц.
Значение средней мощности сигнала вещания Wcp. зв существенно
зависит от интервала усреднения. В точке с нулевым относительным
уровнем мощность сигнала составляет 923 мкВтО при усреднении за
час, 2230 мкВтО - за минуту и 4500 мкВтО - за секунду. Максимальная
мощность сигнала звукового вещания WMaKC. зв в этой же точке
составляет 8000 мкВтО.
Динамический диапазон сигнала вещания D3Q весьма широк, так
как должны быть переданы сигналы минимальной мощности
(например, шорох листьев в тихую летнюю ночь) и
максимальной (например, рев моторов взлетающего лайнера), и достигает
величины 100...110 дБ. Динамический диапазон речи диктора равен
25...35 дБ, художественного чтения - 40...50 дБ, небольших
вокальных и инструментальных ансамблей - 45...55 дБ,
симфонического оркестра - 60...65 дБ.
При определении динамического диапазона сигнала вещания
максимальным считается такой его уровень мощности, вероятность
превышения которого составляет 2 %, а минимальным - уровень,
вероятность превышения которого равна 98 %.

22
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Для качественной передачи сигналов звукового вещания и их
восприятия обходятся динамическим диапазоном D3e = 65 дБ.
Потенциальная информационная емкость сигнала звукового
вещания при реальных значениях помех в зависимости от ширины
ЭППЧ лежит в пределах 140...200 кбит/с.
Факсимильные сигналы
Факсимильная связь - вид электросвязи, обеспечивающей
передачу неподвижных изображений: фотографий, чертежей, текстов
(в том числе и рукописных), газетных полос и др. Первичные
факсимильные сигналы получаются при помощи процесса
электрооптической развертки неподвижного изображения, заключающегося
в преобразовании светового потока, отражаемого элементами
изображения, в электрические. Упрощенная схема одной модели
формирования первичного факсимильного сигнала приведена на
рис. 2.
Передаваемое изображение на листе соответствующего
формата накладывается на барабан передающего факсимильного
аппарата, который находится на валу электрического двигателя Д;
оптическая система передающего факсимильного аппарата,
состоящая из осветительного элемента - ОЭ (светодиод, лазерный
диод), системы оптических линз fh, Л2, создает на поверхности
изображения яркое световое пятно малого диаметра, которое
перемещается вдоль оси барабана.
При вращении барабана световое пятно по спирали обегает
барабан и, следовательно, сканирует все элементы изображения.
Отраженный элементами изображения световой поток воздействует
на фотоэлемент ФЭ, создавая в его цепи тем больший ток, чем
светлее (белее) элемент изображения. S результате в цепи ФЭ
получается пульсирующий ток /ф^, мгновенное значение которого
определяется отражающей способностью элементов изображения.
Далее ток факсимильного сигнала поступает на «Передатчик»,
согласующий параметры сигнала с параметрами канала передачи
и, следовательно, формирующий первичный факсимильный сигнал.
С выхода канала передачи факсимильный сигнал поступает
в «Приемник» и затем на осветительный элемент - ОЭ (светодиод
или лазерный диод) приемного факсимильного аппарата.
Интенсивность светового потока ОЭ пропорциональна мгновенному
значению сигнала на выходе «Приемника». Пучок света фокусируется

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
23
системой линз Л3 и подается на барабан приемного аппарата, на
котором закреплена светочувствительная бумага. Барабан
приемного аппарата вращается синхронно и синфазно с барабаном
передающего аппарата. Световое пятно так же, как и в «Передатчике»,
перемещается вдоль оси барабана по светочувствительной бумаге
и формирует копию передаваемого изображения.
Барабан
Д
Передающий факсимильный
аппарат
Приемный факсимильный
аппарат
Барабан
Д
Передатчик
Канал
Приемник
передачи
Рис. 2. Структурная схема формирования
и передачи факсимильного сигнала
Частотный спектр факсимильного сигнала определяется
характером передаваемого изображения, скоростью развертки (вращения
барабана) и размером анализирующего светового пятна.
Максимальная частота факсимильного сигнала получается при
чередовании черных и белых полей изображения, ширина которых равна
диаметру светового пятна. В этом случае частота сигнала
L = Гц. (8)
ф 120 d
где D - диаметр барабана, мм; /V- число оборотов барабана в минуту,
об/мин; с/-диаметр светового анализирующего пятна, мм.
Международным союзом электросвязи (МСЭ) рекомендованы
следующие параметры факсимильных аппаратов: N = 120, 90 и 60 об/мин;
диаметр барабана D = 70 мм и диаметр светового пятна d = 0,15 мм.
Соответственно из (8) получаем = 1465 Гц для N = 120 об/мин,
/ф = 1100 Гц для N = 90 об/мин и f0 = 732 Гц для N = 60 об/мин. При
передаче газетных полос частота сигнала достигает 180...250 кГц.

24
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
При передаче реальных изображений получается первичный
сигнал сложной формы, энергетический спектр которого содержит
частоты от 0 до В зависимости от характера изображений они
подразделяются на штриховые, содержащие две градации яркости,
и полутоновые, число градаций которых определяется
требованиями качества передачи факсимильного сообщения.
Динамический диапазон сигнала, соответствующего передаче
полутоновых изображений, составляет приблизительно Оф = 25 дБ.
Пик-фактор факсимильного сигнала Оф определяется из
соотношения
Оф = 20 Ig (имакс.ф/иСр.ф),
где UMaKC. ф и Цр. ф - максимальное и среднеквадратическое
значения напряжения факсимильного сигнала соответственно. Пик-
фактор факсимильного сигнала определяется из следующих
рассуждений. Предположим, что все градации яркости полутонового
изображения равновероятны, т.е. появление /-й градации р, = 1/к,
где к - количество градаций яркости, обеспечивающих заданное
качество передачи. Перенумеруем в порядке возрастания уровни
сигнала, соответствующие различным градациям яркости таким
образом, что напряжение /-го уровня будет равно Ц=имакс.ф' /У /с, а
среднеквадратическое значение сигнала
к и2 к
(У2 = Y U2p. = максф У /2.
1 к 1
м А.2 /с(/с+1)(2/с+1)
Известно, что 2У = ~ и поэтому
1 6
и = J(* + 1)(2fr + 1)
срф к у 6
Следовательно,
Оф = 7,78 + 20 Igk - 10 Ig [(k+1) (2k+1)]. (9)
При /с= 16 пик-фактор факсимильного сигнала будет равен Оф =
= 4,4 дБ. Заметим, что увеличение числа градаций яркости мало
влияет на рост пик-фактора. Несложно показать, что при /с-> <*> пик-
фактор стремится к величине Омакс.Ф = 4,8 дБ.
Динамический диапазон факсимильных сигналов, согласно
вышеприведенным рассуждениям, будет равен
D0 = 2Olg(k+1). (10)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
25
Необходимая защищенность полутоновых сигналов, как и
штриховых, равна Азф = 35 дБ. При этом потенциальная
информационная емкость факсимильных сигналов будет равна
/ф = 6,64 f0 lg /с, (11)
где число градаций для штриховых изображений равно к= 2.
Одним из важнейших видов факсимильной связи является
передача газет в пункты их печатания. Для этого используются специальные
высокоскоростные факсимильные аппараты, обеспечивающие
высокое качество копий за счет существенного увеличения четкости -
уменьшения диаметра анализирующего пятна до 0,04...0,06 мм. Для
типовой аппаратуры передачи газетных полос наивысшая частота
сигнала достигает 180 кГц, а время передачи газетной полосы 2,3...2,5
мин. Изображение газетной полосы является штриховым, т.е. к = 2.
Информационная емкость такого сигнала, согласно (11), равна
360 кбит/с.
Телевизионные сигналы
Первичный телевизионный сигнал формируется методом
электронной развертки с помощью развертывающего луча
телевизионной передающей трубки, преобразующей оптическое изображение в
видеосигнал, или сигнал яркости.
Подвижное изображение передается в виде мгновенных
фотографий - кадров, сменяющих друг друга. Причем для создания
эффекта плавного движения передается ZK = 25 кадров в секунду.
Каждый кадр разлагается на строки, число которых определяется
установленными стандартами. В широко распространенном
стандарте каждый кадр раскладывается на Zc = 625 строк. Чтобы смена
кадров на экране приемной телевизионной трубки (кинескопе) бьта
незаметной (без мерцаний), число изображений должно составлять
не менее 50 кадров в секунду. А это требует увеличения скорости
развертки, что усложняет оборудование формирования и передачи
телевизионных сигналов. Поэтому для устранения возможного
мерцания каждый кадр передается в два этапа: сначала
передаются только нечетные строки, а затем - четные. В результате на
экране кинескопа создается кадр из двух изображений, называемых
полями, или полукадрами. Число последних в секунду составляет
50, и смена изображений становится незаметной и, благодаря
этому, формируется немерцающее изображение. Вследствие инер-

26
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
ционности зрения передача 50-ти полукадров в секунду
воспринимается как слитное движущееся изображение.
На время смены строк и кадров развертывающий луч приемной
трубки должен быть погашен. Для чего на управляющий
электрод трубки подается напряжение, равное напряжению видеосигнала
при передаче черного поля. Передающая телевизионная камера
поэтому дополняется устройствами, которые доводят напряжение
сигнала во время обратного хода луча до величины,
соответствующей напряжению видеосигнала при передаче черного поля.
Возникающие при этом импульсы напряжения называются гасящими
импульсами.
Движение развертывающих лучей передающей и приемной
телевизионных трубок должно быть синхронным и синфазным. Для
этого от передатчика телевизионного сигнала к его приемнику
передаются синхронизующие импульсы: в моменты перехода
луча от конца одной строки к началу следующей передаются
импульсы строчной синхронизации, а в моменты перехода от конца
каждого кадра (полукадра) к началу другого - импульсы кадровой
синхронизации. Чтобы синхроимпульсы не создавали помех
изображению, их передают в то время, когда луч кинескопа
погашен, т.е. во время передачи гасящих импульсов.
Разделение синхронизирующих и гасящих импульсов в
приемнике осуществляется по уровню: если гасящие импульсы передаются
с уровнем, соответствующим уровню видеосигнала при передаче
черного поля, то синхроимпульсы передаются с уровнем,
соответствующим уровню видеосигнала, который получался бы при
передаче поля «чернее черного».
Обобщенная структурная схема формирования телевизионного
сигнала приведена на рис. 3, где приняты следующие обозначения:
ГОР - генератор строчной развертки и ГКР - генератор кадровой
развертки передающей и приемной телевизионных трубок; ГССИ -
генератор строчных синхроимпульсов; ГКСИ - генератор кадровых
синхроимпульсов; ЗГ - задающий генератор; ГСГИ - генератор
строчных гасящих импульсов; ГКГИ - генератор кадровых гасящих
импульсов; ВУ - видеоусилитель тракта передачи и тракта приема;
Пер - передатчик телевизионных сигналов и сигналов звукового
сопровождения; ЗС - оборудование формирования сигналов
звукового сопровождения тракта передачи и тракта приема; КП - канал
передачи; Прм - приемник телевизионных сигналов и сигналов
звукового сопровождения; ОСИ селектор синхроимпульсов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
27
Передающая
трубка
Т
| гср | | гкр |
| гсси | | гкси
J-H ВУ Н Пер М кп ЦпрмУ-Н ВУ
-п I зс I I зс I
Кинескоп
гсги
гкги
сси
ЫТср]-
гкр !
N
Рис. 3. Обобщенная структурная схема формирования
телевизионного сигнала
Следовательно, первичный телевизионный сигнал, поступающий
на вход передатчика телевизионного канала, представляет
последовательность импульсов с непрерывно изменяющейся амплитудой
(напряжением). Эти импульсы повторяются с частотой следования
строк Fc = ZKZC = 25-625 = 15 625 Гц, а время передачи одной строки
равно 1/FC = Тс = 64 мкс. В промежутках между ними передаются
импульсы строчной и кадровой синхронизации, имеющие
постоянные амплитуды.
Ширина спектра первичного телевизионного сигнала может быть
определена следующим образом. Максимальная частота спектра
соответствует передаче чередующихся черных и белых
квадратных элементов изображения. Вертикальный размер элементов
определяется размером строки. Учитывая, что ширина кадра
относится к его высоте как 4/3, нетрудно определить число элементов М,
содержащихся в одной строке: оно равно М = (4/3)-Z/. Учитывая,
что в секунду передается 25 кадров (50 полукадров, состоящих
поочередно из четных и нечетных строк изображения), общее число
элементов, передаваемое за секунду, будет равно 25М. Время
передачи одного элемента, следовательно, будет равно r= 1/25М =
= 3 / (4-6252-25) = 0,083 мкс. Максимальная частота спектра
телевизионного сигнала будет равна FMaKC= 1/2г= 1/2- 0,083-Ю"6 = 6 МГц.
Таким образом, полагая нижнюю граничную частоту телевизионного
спектра равной 50 Гц (частота смены полукадров), общая ширина
спектра телевизионного сигнала принимается равной 50 Гц...6 МГц
с учетом передачи сигналов звукового сопровождения.
Энергетический спектр телевизионного сигнала имеет
дискретный характер, максимумы энергии которого сосредоточены вблизи

28
Часть .1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
гармоник частоты строк nFc (/7=1,2, 3,...). Однако практически вся
энергия сигналов яркости сосредоточена в диапазоне от 0...1,5
МГц. Эта особенность видеосигнала используется при организации
видеотелефонной связи, организуемой в полосе частот от 50 Гц до
1,2...1,5 МГц.
Защищенность сигналов яркости от помех должна быть не менее
48 дБ. Число градаций яркости телевизионного сигнала
приблизительно равно к = 100 и согласно (10) динамический диапазон
видеосигнала будет равен DTB = 40 дБ. Пик-фактор сигнала, как было
показано при рассмотрении полутонового факсимильного сигнала
(9), не превышает 4,8 дБ, а потенциальный информационный объем
телевизионного сигнала равен (11) 1ТВ = 6,64 6,0-106 lg 100-80 Мбит/с.
Все рассмотренное выше справедливо для сигналов черно-
белого телевидения. Сигналы цветного телевидения имеют
некоторые особенности.
В основе цветного телевидения лежат следующие физические процессы:
оптическое разложение многоцветного изображения с помощью специальных
цветных светофильтров на три одноцветных изображения в основных цветах -
красном (R - red), зеленом (G - green) и синем (В - blue);
преобразование трех одноцветных изображений в передающей телевизионной
трубке в соответствующие им три электрических сигнала ER, EG, Ев\
передача этих трех электрических сигналов по каналу связи;
обратное преобразование электрических сигналов изображения в специальном
кинескопе (приемной телевизионной трубке) в три одноцветных оптических
изображения красного, зеленого и синего цветов; каждый цвет характеризуется двумя
параметрами: яркостью и цветностью (насыщенностью); напомним, что в черно-
белом телевидении при развертке изображения меняется только яркость освещения
его отдельных элементов, и передаваемый сигнал является сигналом яркости;
оптическое сложение в определенных пропорциях трех одноцветных
изображений в одно многоцветное, при котором формируется сигнал яркости Ег
При наличии сигнала EY не обязательно передавать три цветовых сигнала: ER, EG,
Ев. Достаточно передать любые два из них. Обычно в системах цветного телевидения
исключается самый широкополосный сигнал - зеленый EG, поскольку в яркостном
сигнале содержится 59 % зеленого. Вычитая из EG и Ев полученный сигнал яркости,
получают так называемые цветоразностные сигналы. Максимум энергии сигнала
яркости группируется в диапазоне нижних частот. Амплитуды составляющих сигнала
в диапазоне верхних частот очень малы. Именно в этом диапазоне яркостного сигнала
с помощью поднесущих частот помещаются цветоразностные сигналы, образуя
сигналы цветности. Уплотняемые таким способом в общем частотном спектре сигнал
яркости и цветоразностные сигналы могут создавать взаимные помехи. Для
уменьшения влияния высокочастотных составляющих яркостного сигнала на цветоразностные
сигналы поднесущая частота выбирается в верхнем диапазоне частот (где
составляющие сигнала яркости очень малы и амплитуда поднесущей берется больше амплитуд
этих составляющих). В то же время амплитуда поднесущей должна составлять не более
23 % от максимальной амплитуды яркостного сигнала.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
29
Таким образом, яркостный сигнал и два цветоразностных сигнала занимают
стандартную полосу частот телевизионного сигнала без заметного взаимодействия
между собой.
На рис. 4 приведен фрагмент осциллограммы одной строки полного
телевизионного (ТВ) сигнала с указанием его основных параметров.
Существует несколько систем цветного телевидения, различающихся между собой
в основном способами модуляции поднесущих частот цветоразностными сигналами.
В нашей стране нашла применение система SEKAM (СЕКАМ) (от фр. Sequentiel couleurs
a memoire - последовательная передача цветов с запоминанием).
1 В
мпульсов
Рис. 4. Осциллограмма одной строки полного ТВ-сигнала
Особенностью системы является то, что цветоразностные сигналы передаются
в частотном спектре яркостного сигнала на вспомогательных цветовых поднесущих
методом частотной модуляции. Поскольку модулировать по частоте поднесущую
одновременно двумя сигналами невозможно, то в системе SECAM сигналы
передаются поочередно через строку. В течение времени одной строки передается только
цветоразностный сигнала ER - Е^ другой - только ER - Ef во время третьей строки
вновь передается ER - Еу и т.д. Чтобы получить в телевизоре цветоразностный
сигнал EG - Ef необходимо иметь оба цветоразностных сигнала ER - Еу и Ев - Еу
одновременно. Для этого в телевизорах используется линия задержки со временем
задержки (запоминанием) на одну строку (64 мкс). Таким образом, каждая
передаваемая строка запоминается в линии задержки и к приходу следующей строки ее
можно использовать как недостающий сигнал для формирования третьего цветораз-
ностного сигнала. Отметим, что обе поднесущие частоты выбираются четными
гармониками частоты строчной развертки. Для передачи сигнала ER - Еуиспользуется
частота f0R = 282FC = 282 -15625 = 4,406 МГц и для передачи сигнала Ев -
Еуиспользуется частота f0B = 272 Fc = 272 • 15625 = 4,250 МГц.
Сигналы передачи данных и телеграфии
Первичные сигналы телеграфии и передачи данных получаются
на выходе телеграфных аппаратов или аппаратуры передачи
данных и представляют последовательность однополярных (рис. 5, а)

30
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
или двухполярных (рис. 5, б) прямоугольных импульсов постоянной
амплитуды и длительности. При этом положительный импульс
обычно соответствует передаваемому символу «1», а пропуск или
отрицательный импульс - символу «0». Такие сигналы принято
называть двоичными.
На рис. 5 приняты следующие обозначения: C(t) - первичный
сигнал передачи данных и телеграфии; Ат-амплитуда импульсов иг„-
длительность импульсов. Кроме этих параметров импульсной
последовательности, вводится понятие тактовой частоты, под
которой понимается отношение вида FT = Мги и которая численно равна
скорости передачи в бодах (В). Отметим, что значение тактовой
частоты FT и скорости передачи В совпадают только в случае
передачи двоичных последовательностей. При переходе к
многопозиционным кодам такого совпадения нет.
А
Am
i
It!
-Am
6)
Рис. 5. Сигналы передачи данных и телеграфии
Вероятность появления «1» и «0» для однополярной
последовательности импульсов (иногда называемой обобщенным
телеграфным сигналом) и импульсов положительной или отрицательной
полярности, а также статистические связи между импульсами
определяются свойствами источника сообщения. Чаще эти вероятности
равны 0,5, и импульсы последовательности принимаются
статистически независимыми.
Определим основные физические параметры первичных
сигналов телеграфии и передачи данных.
Такая характеристика, как динамический диапазон, для сигналов
передачи данных и телеграфии, как и для всех двоичных сигналов,
не применяется, так как по самому определению для такого класса
сигналов не имеет смысла.
Информационная емкость сигналов передачи данных и
телеграфии равна скорости передачи, т.е. 1ТЛГ = FT.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
31
Для определения полосы частот, необходимой для качественной
передачи сигналов телеграфии и передачи данных, воспользуемся
понятием спектральной плотности амплитуд Su (/) элементарного сигнала:
прямоугольного импульса с амплитудой Ат и длительностью ти.
Спектральную плотность амплитуд такого импульса, иногда
называемого видеоимпульсом, получим, применив к нему прямое
преобразование Фурье:
Su(f) = Am.rb
sin^y—
2
2
sin 7tfth
7tfth
(12)
Из анализа (12) следует наличие нулей спектральной плотности
амплитуд. Эти нули располагаются на частотах, где s\r\7tfru = 0,
т.е. при nfzu = 2kn, и, следовательно, на частотах fk = к/ти = kFT, т.е.
нули спектральной плотности амплитуд одиночного прямоугольного
импульса располагаются на гармониках тактовой частоты. При /-» 0
(12) принимает значение
S.(0)-llm
sin я/г
т.е. начальное и одновременно наибольшее значение спектральной
плотности импульса равно его площади Su = Am -ти. График
спектральной плотности амплитуд видеоимпульса (одиночного
прямоугольного импульса - элементарной посылки) показан на рис. 6.
Рис. 6. Спектральная плотность амплитуд видеоимпульса
Из рассмотрения рис. 6 следует, что основная энергия (более
90%) импульса находится в полосе частот от 0 до FT = 1/гш т.е.
в полосе частот главного «лепестка» его спектральной плотности
амплитуд, а в полосе частот от 0 до FT/2 - более 60 %.

32
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
S(l)
к
Ат —
III
Tu
Рис. 7. Телеграфный сигнал, соответствующий передача «точек»
Другим предельным видом сигнала передачи данных и
телеграфии является сигнал, соответствующей передачи «точек»,
т.е. периодической последовательности токовых «1» и бестоковых
«О» посылок (см. рис. 7). Здесь, кроме уже принятых, введем новые
обозначения: Ти - период следования импульсов, а МТи = Fu -
частота следования импульсов; Ти/ти = qu - скважность импульсов (для
передачи «точек» скважность q = 2).
Периодический сигнал, может быть представлен рядом Фурье
sin tor—
с(о=4^^Ё-^^^=-+—t
Ти п *=1 к qu я jg?
sin-
tor
Qu
cos/(2^.(13)
Анализ формулы (13) показывает, что периодическая
последовательность импульсов, в самом общем случае, содержит
постоянную составляющую с амплитудой
А0 = АтТи/Ти = Am/qM (14)
и гармоники частоты следования импульсов Fu с амплитудами
Ak = 2Am [sin (кяТиЯи)]/к7г = 2Am [sin (k7i/qM)]/k7c, (15)
число которых зависит от скважности периодической
последовательности. Для случая передачи «точек» скважность qu = 2 и
формула (13) приводится к виду:
А 9 А
C(f) = ^ + ^
. . Я
sin/c—
—cosk2nF„ .
(16)
я кА к
Основная энергия периодической последовательности
импульсов лежит в полосе частот от 0 до FT = 2 Fu.
Следовательно, спектр сигналов передачи данных и телеграфии,
в самом общем случае, содержит непрерывную составляющую,
спектральная плотность амплитуд которой совпадает со спектраль-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
33
ной плотностью одиночного импульса, и дискретную составляющую,
соответствующую спектру амплитуд периодической
последовательности импульсов типа «точек».
Следует, однако, иметь в виду, что при передаче двоичных
сигналов в приемнике нет необходимости восстанавливать импульсы
без искажений, т.е. строго сохранять их форму; для восстановления
информации достаточно - зафиксировать только знак импульса при
двухполярном сигнале либо наличие или отсутствие импульса для
однополярного сигнала.
Если спектр сигнала ограничить фильтром нижних частот (ФНЧ),
близким к идеальному, то уверенный прием сигналов возможен при
частоте среза, равной 0,5Fr, т.е. можно считать, что эти сигналы
занимают полосу частот от 0 до 0,5F7. Однако в реальных условиях
верхнюю граничную частоту спектра сигналов телеграфии и
передачи данных принимают равной Ргили даже 1,2Fr. Это обусловлено
тем, что при некоторых видах передачи информация заложена
в изменениях длительности импульсов, а также мешающим
действием помех.
Можно считать, если не оговорены специальные условия, сигналы
передачи данных и телеграфии занимают полосу частот от 0 до FT.
При передаче таких сигналов вероятность неправильно
принятого символа («1» или «О») или вероятность ошибки должна быть не
хуже 1СГ5. Это позволяет принять значение необходимой
защищенности от помех не хуже А3. тлг = 12 дБ.
Вопросы и задачи для самоконтроля
1. Что такое средняя мощность случайного процесса? Привести ее
аналитическое выражение.
2. Что такое дисперсия случайного процесса? Привести ее
аналитическое выражение.
3. Динамический диапазон первичного сигнала, физический смысл
величин, входящих в формулу для определения динамического
диапазона.
4. Пик-фактор первичного сигнала, физический смысл величин,
входящих в формулу для его определения.
5. Оценка количества (объема) информации, переносимой
первичным сигналом.
6. Назовите первичный сигнал, обладающий наиболее широкой
эффективно передаваемой полосой частот.
7. Назовите основные параметры первичных сигналов и их размерности.

34
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Лекция 3
Каналы передачи
Каналы передачи, их классификация
и основные характеристики
Ключевыми понятиями техники телекоммуникационных систем
и сетей являются канал передачи или канал электросвязи.
Каналом передачи называется совокупность технических
средств и среды распространения, обеспечивающая передачу
сигналов электросвязи в определенной полосе частот или с
определенной скоростью передачи между оконечными или
промежуточными пунктами телекоммуникационных сетей.
Каналы передачи (далее просто «каналы») классифицируются:
по методам передачи сигналов электросвязи различают
аналоговые и цифровые каналы. Аналоговые каналы, в свою очередь,
подразделяются на непрерывные и дискретные в зависимости от
изменения представляющего (информационного) параметра сигнала
(см. лекцию 2). Цифровые каналы делятся на каналы с использование
импульсно-кодовой модуляции (ИШ), каналы с использованием
дифференциальной ИКМ и каналы на основе дельта-модуляции;
каналы, в которых на одних участках используются аналоговые, а на
других цифровые методы передачи сигналов, называются
смешанными каналами передачи;
в зависимости от ширины полосы пропускания, в которой
передаются сигналы электросвязи, и соответствия параметров каналов
установленным нормам различают аналоговые типовые каналы
тональной частоты, типовые первичный, вторичный,
третичный и четверичный широкополосные каналы; типовые
каналы передачи сигналов звукового вещания, сигналов
изображения и звукового сопровождения телевидения]
в зависимости от скорости передачи и соответствия параметров
каналов установленным нормам различают основной цифровой
канал, первичный, вторичный, третичный, четверичный
и пятеричный цифровые каналы]

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
35
по виду среды распространения сигналов электросвязи
различают: проводные каналы, организованные по кабельным и, реже,
воздушным линиям связи, и каналы радиосвязи, организованные
по радио, радиорелейным и спутниковым линиям связи.
Каналом электросвязи называется комплекс технических
средств и среды распространения, обеспечивающий передачу
первичных сигналов электросвязи от преобразователя сообщения
в первичный сигнал до преобразователя первичного сигнала
в сообщение.
Помимо приведенной классификации, каналы электросвязи
подразделяются:
по виду передаваемых первичных сигналов (или сообщений)
различают: телефонные каналы, каналы звукового вещания,
телевизионные каналы, телеграфные каналы и каналы
передачи данных;
по способам организации двусторонней связи различают: двух-
проводный однополосный канал, двухпроводный
двухполосный канал и четырехпроводный однополосный канал;
по территориальному признаку каналы электросвязи
подразделяются на международные, междугородные, магистральные,
зоновые и местные.
Рассмотренная классификация каналов передачи и электросвязи
соответствует сложившейся практике их организации и разработки
требований к их основным параметрам и характеристикам, которые
принято увязывать с соответствующими параметрами и
характеристиками первичных сигналов.
Канал может характеризоваться тремя параметрами:
1) эффективно передаваемой полосой частот AFK, которую канал
способен пропустить с выполнением требований к качеству
передачи сигналов;
2) временем Тк, в течение которого канал предоставлен для
передачи сигналов или сообщений;
3) динамическим диапазоном DK, под которым понимается
отношение вида
W
Я=101д-=, (1)
кмин
где WKMaKC - максимальная неискаженная мощность, которая может
быть передана по каналу; WKMUH - минимальная мощность сигнала,
при которой обеспечивается необходимая защищенность от помех.

36
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Очевидно, что передача сигнала с параметрами AFCi Тс и Dc по
каналу с параметрами AFK, Тк и DK возможна при условии
AFK>AFC; ТК>ТС; DK>DC. (2)
Произведение трех параметров канала VK = DK FK Тк называется
его емкостью. Сигнал может быть передан по каналу, если его
емкость не менее объема сигнала (см. лекцию 2). Если система
неравенств (2) не выполняется, то возможна деформация одного из
параметров сигнала, позволяющих согласовать его объем с
емкостью канала. Следовательно, условие возможности передачи
сигнала по каналу можно представить в общем виде
VK>VC (3)
Канал характеризуется защищенностью
Лм=101д-^ (4)
""п
где Wn - мощность помех в канале.
Пропускная способность канала описывается следующим
выражением:
/K=3,32AFJg(1 + -^), (5)
п
где Wcp - средняя мощность передаваемого по каналу сигнала.
Канал передачи как четырехполюсник
Канал передачи, как совокупность технических средств и среды
распространения электрического сигнала, представляет каскадное
соединение различных четырехполюсников, осуществляющих
фильтрацию, преобразование сигналов, их усиление и коррекцию.
Следовательно, канал можно представить эквивалентным
четырехполюсником, параметры и характеристики которого определяют
качество передачи сигналов (см. рис. 1).
На рис. 1 приняты следующие обозначения: 1-1 и 2-2 - входные
и выходные полюсы (или зажимы) соответственно; 1в (jco) и 1вых (jco) -
комплексные входной и выходной токи; Uex (jco) и Ueblx (jco) -
комплексные входное и выходное напряжения; Zex (jco) и Zeblx (jco) -
комплексные входное и выходное сопротивления (как правило,
величины активные и равные, т.е. Zex = Rex = Zeblx = RQblx)\ K(jco) =
= Ueblx(jco)IUex(jco) = K(co) ejb{a,) - комплексный коэффициент передачи
по напряжению, К(со) - модуль коэффициента передачи и Ь(со) -

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
37
фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами; если
берется отношение входного тока к выходному, то говорят о
коэффициенте передачи по току; uex(t), ueblx(t) - мгновенные значения
напряжения входного и выходного сигналов и рвч и рвых - входной
и выходной уровни по напряжению или мощности сигналов.
'BX(t), 'bx(jw) ^
1 «"""*~
UBx(t),UBx (j<i>)jf
1 <-
Рвх
ZbxQo)
Канал передачи
K(jo)) или r(j(o)
'Bbix(t), 'вых (jto)
jf ивых (t), UBblX(JG))
-►2
Рвых
Zebix(j(o)
Рис. 1. Канал передачи как четырехполюсник
Каналы передачи работают с реальными нагрузками Zh1(Jco) и
ZhAJco), подключаемыми соответственно к зажимам (полюсам) 1-1
и 2-2.
Свойства каналов и их соответствие требованиям к качеству
передачи сообщений определяются рядом параметров и характеристик.
Первым и одним из основных параметров каналов является
остаточное затухание Ап под которым понимается рабочее затухание канала,
измеренное или рассчитанное в условиях подключения к полюсам 1-1
и 2-2 (см. рис. 1) активных сопротивлений, соответствующих
номинальным значениям и соответственно. Входные и выходные
сопротивления отдельных устройств канала передачи достаточно хорошо
согласуются между собой. При этом условии рабочее затухание канала
можно считать равным сумме характеристических (собственных)
затуханий (ослаблений) отдельных устройств, не учитывая отражений. Тогда
остаточное затухание канала может быть определено по формуле
/И у=1
где рвх и реыч - уровни на входе и выходе канала (см. рис. 1);
Д- затухание /-го и Sy - усиление /-го четырехполюсников,
составляющих канал передачи.
Это означает, что остаточное затухание (03) канала
представляет собой алгебраическую сумму затуханий и усилений
и удобна при расчетах Аг, когда известны затухания усилительных
участков и усиления усилителей. 03 измеряется на определенной
для каждого канала измерительной частоте.

38
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
В процессе эксплуатации 03 канала не остается величиной
постоянной, а отклоняется от номинального под воздействием
различных дестабилизирующих факторов. Эти изменения 03
называются нестабильностью, которая оценивается по
максимальному и среднеквадратическому значениям отклонений от
номинального или величиной их дисперсии.
Остаточное затухание канала увязывается с его полосой
пропускания. Полоса частот канала, в пределах которой остаточное
затухание отличается от номинального не более чем на
некоторую величину ААГ, называется эффективно передаваемой
полосой частот (ЭППЧ). В пределах ЭППЧ нормируются допустимые
отклонения 03 А4гот номинального значения. Наиболее
распространенным способом нормирования является использование
«шаблонов» допустимых отклонений 03. Примерный вид такого шаблона
приведен на рис. 2.
to
Рис. 2. Примерный шаблон допустимых отклонений остаточного
затухания канала передачи
На рис. 2 приняты следующие обозначения: f0 - частота, на
которой определяется номинальное значение 03; fH, fe - нижняя и верхняя
граничные частоты ЭППЧ; 1,2- границы допустимых отклонений 03;
3 - вид измеренной частотной характеристики 03. Отклонения 03 от
номинального определяются по формуле
ЛА = А(0- A(4). (2)
где f - текущая частота и f0 - частота определения номинального
значения 03.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
39
С понятием ЭППЧ тесно связана амплитудно-частотная
характеристика - АЧХ (или просто частотная характеристика)
канала, под которой понимается зависимость остаточного
затухания от частоты Аг = срц (/) при постоянном уровне на входе
канала, т.е. рвх = const. Эта характеристика оценивает амплитудно-
частотные (просто частотные) искажения, вносимые каналом за
счет зависимости его 03 от частоты. Допустимые искажения
определяются шаблоном отклонений 03 в пределах ЭППЧ. Примерный
вид АЧХ канала показан на рис. 3.
Для передачи ряда сигналов электросвязи важной является фа-
зочастотная характеристика - ФЧХ (просто фазовая
характеристика) канала, под которой понимается зависимость
фазового сдвига между выходным и входным сигналами от
частоты, т.е. b = <рф (/). Общий вид фазовой характеристики канала
приведен на рис. 4 (линия 1).
Рис. 3. Частотная характеристика рис 4 фазовая характеристика
канала канала
В средней части ЭППЧ указанная характеристика близкая к
линейной, а на ее границах наблюдается заметная нелинейность,
обусловленная фильтрами, входящими в состав канала передачи.
В связи с тем, что непосредственное измерение фазового сдвига,
вносимого каналом, затруднительно, для оценки фазовых искажений
рассматривают частотную характеристику группового времени
прохождения - ГВП (или замедления - ГВЗ)
т (со ) = db ((o)/d(o, (3)
где b (со) - фазочастотная характеристика.
Примерный вид частотной характеристики ГВП показан на рис. 4
(линия 2).

40
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Частотные характеристики остаточного затухания, фазового
сдвига или группового времени прохождения определяют
линейные искажения, вносимые каналами передачи при прохождении по
ним сигналов электросвязи.
Для оценки линейных искажений на передаваемые сигналы
можно воспользоваться спектральными либо временными
представлениями сигналов и соответственно частотными либо временными
характеристиками каналов (трактов) передачи. Спектральное и
временное представления сигнала связаны между собой парой
преобразования Фурье:
+ 00
= /с(0 erJa*dt, (прямое преобразование);
— 00
•j +00
c(t)=— ГS(ja)elaidco (обратное преобразование),
где с(0 - сигнал как функция времени; S[jco) - комплексная
спектральная функция сигнала.
Эта связь позволяет при заданной форме сигнала на входе
канала (заданном воздействии) определить форму сигнала (отклик) на
выходе канала. Если сигнал на входе канала обозначить с*(0, то его
можно представить в виде
(ДО (4)
где SiOco) - комплексная спектральная функция входного сигнала.
Сигнал на выходе канала можно определить как
ф=-£}те^сЬ, (5)
где S2(jco) - комплексная спектральная функция выходного сигнала.
Эта функция определяется с помощью известных частотных
характеристик канала из выражения
= е-™ (6)
где К(со) - модуль коэффициента передачи; Ь(со) - фазовый сдвиг.
Следовательно, зная амплитудно-частотную и фазочастотную
характеристики канала, можно определить отклик (реакцию) на
выходе канала при заданном воздействии на его входе.
Временными характеристиками канала называются отклики на
выходе канала на воздействие определенной формы на его входе.
К ним относятся: переходная характеристика, т.е. отклик канала

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
41
на воздействие в виде единичной функции, и импульсная
характеристика, т.е. отклик на воздействие в виде единичного импульса.
При передаче импульсных сигналов (телеграфных, передачи
данных) или факсимильных и телевизионных сигналов, для
правильного приема которых необходимо точное восстановление их
формы, качество канала удобнее оценивать по временным
характеристикам; при передаче телефонных сигналов и сигналов
звукового вещания, для которых важно восстановить на приеме
спектральную плотность передаваемого сигнала, качество
канала удобнее оценивать по частотным характеристикам.
Метод оценки по частотным характеристикам (спектральный
метод) находит более широкое применение, так как:
1) частотные характеристики каскадного соединения
нескольких четырехполюсников легко определяются по
характеристикам отдельных четырехполюсников, входящих в состав этого
соединения. Временные характеристики не поддаются таким
простым расчетам;
2) частотные характеристики легче измерить с необходимой
степенью точности, тогда как точное измерение временных
характеристик является более сложной задачей;
3) по частотным характеристикам канала можно определить его
временные характеристики, тогда как обратная задача не всегда
может быть решена.
В идеальном случае отсутствие линейных искажений в канале
соответствует постоянству коэффициента передачи или
остаточного затухания и линейности фазовой характеристики во всем
диапазоне частот от 0 до бесконечности, т.е.
К (со) = К0 = const или Аг (со) = А0 = const, (7)
b (со) = сот + Ь0, (8)
гдеЬ0 = ±2кя, к = 0, 1,2, ...
Условие (8) соответствует постоянству группового времени
прохождения (замедления) канала, т.е.
T(co) = ^l = To = const . (9)
d(co)
Условия (7-9) называется условиями неискаженной передачи.
Для полосы частот канала fH...fe условия неискаженной передачи
графически представлены на рис. 5.

42
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
K(f),Ar(f) Т(со) Ь(ш)
а) б) в)
Амплитудно-частотная Частотная характеристика Частотная характеристика
характеристика и затухания группового фазового сдвига
частотная характеристика времени прохождения
затухания
Рис. 5. Условия неискаженной передачи
Зависимость мощности, напряжения, тока или их уровней на
выходе канала от мощности, напряжения, тока или их уровней на входе
канала называется амплитудной характеристикой - АХ. Под АХ
канала понимается также зависимость остаточного затухания канала
от уровня сигнала на его входе, т.е. А,=(ра(рвх), измеренная при
некоторой обусловленной постоянной частоте измерительного сигнала на
входе канала, т.е. fU3M = const.
Амплитудная характеристика канала может быть представлена
различными зависимостями (рис. 6): ишх = q>» (iy (рис. 6 а , линии 1 и 2),
Аг = (Ра (Рвх) (рис. 6 б, линия 1), рвых = срр (рвх) (рис. 6 б, линии 2 и 3),
где приняты следующие обозначения: Uex, Ueblx - напряжения
сигнала на входе и выходе канала соответственно; рвх„ рвых - уровни
(напряжения, мощности) сигналов на входе и выходе канала
соответственно; Л - остаточное затухание канала передачи.
Из рассмотрения графиков, представленных на рис. 6, видно, что
АХ имеет три участка:
1) нелинейный участок при малых значениях напряжения или
уровней сигнала на входе канала; нелинейность АХ при этом
объясняется соизмеримостью напряжения или уровня сигнала с
шумами самого канала;
2) линейный участок при значениях напряжения или уровня
входного сигнала, для которого характерна прямая
пропорциональная зависимость между напряжением (уровнем) сигнала на входе
канала и напряжением (уровнем) сигнала на выходе канала;
3) участок с существенной нелинейностью при значениях входного
напряжения (уровня) сигнала выше максимальных UMaKC (рМакС), для
которых характерно появление нелинейных искажений. Если угол
наклона прямой, соответствующей линейному участку АХ, равен 45°,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
43
то напряжение (уровень) сигнала на выходе канала равно
напряжению (уровню) на его входе; если угол наклона меньше 45°, то в
канале имеет место затухание, а если угол наклона больше 45°, то
в канале имеет место усиление. Если Аг > 0, то канал вносит
затухание (ослабление), если Аг< 0, то канал передачи вносит остаточное
усиление.
ивых Рвых, Аг
Рвх
а) б)
Рис. 6. Амплитудные характеристики канала передачи
Незначительная нелинейность АХ при малых значениях
входного напряжения или уровня сигнала не влияет на качество передачи
и ею можно пренебречь. Нелинейность АХ при значительных
значениях напряжения или уровня входного сигнала, выходящих за
пределы линейного участка АХ, характеризуется появлением
нелинейных искажений, которые проявляются в возникновении
гармоник или комбинационных частот входного сигнала. По АХ
можно лишь приблизительно оценить величину нелинейных
искажений. Более точно величина нелинейных искажений в каналах
оценивается коэффициентом нелинейных искажений или
затуханием нелинейности
X = ^g2' + ^+— или Д =2019-1-, (10)
UU Кни
где U1a - действующее значение напряжения первой (основной)
гармоники измерительного сигнала; U22, и т.д. - действующие
значения напряжений второй, третьей и т.д. гармоник сигнала,
возникших из-за нелинейности АХ канала передачи. Кроме того,
в технике многоканальных телекоммуникационных систем передачи
широко пользуются понятием затухания нелинейности по
гармоникам
Анг = 20 Ig (иГг/илг) = р1г - pnr, п = 2, 3, (11)

44
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
где р1г - абсолютный уровень первой гармоники измерительного
сигнала; рпг - абсолютный уровень л-й гармоники, обусловленной
нелинейностью АХ канала.
Цифровые каналы характеризуются скоростью передачи, а
качество передачи сигналов оценивается коэффициентом ошибки,
под которым понимается отношение числа элементов цифрового
сигнала, принятых с ошибками к общему числу элементов
сигнала, переданных в течение времени измерения
Kom = N0JN = N0JBT, (12)
где Л/ош - число ошибочно принятых элементов; N - общее число
переданных элементов; В - скорость передачи в бодах; Г - время
измерения (наблюдения).
Телекоммуникационные системы должны быть построены таким
образом, чтобы каналы обладали определенной универсальностью
и были бы пригодны для передачи различного вида сообщений.
Такими свойствами обладают типовые каналы, параметры и
характеристики которых нормированы. Типовые каналы могут быть
простыми, т.е. не проходящими через оборудование транзита,
и составными, т.е. проходящими через оборудование транзита.
Типовые каналы передачи
Канал тональной частоты. Типовой аналоговый канал
передачи с полосой частот 300...3400 Гц и с нормированными
параметрами и характеристиками называется каналом тональной
частоты - КТЧ.
Нормированная (номинальная) величина относительного
(измерительного) уровня на входе КТЧ равна рвх = - 13 дБмО, на выходе
КТЧ рвь/х = + 4 дБмО. Частота измерительного сигнала принимается
равной fU3M = 1020 Гц (ранее 800 Гц). Таким образом, номинальное
остаточное затухание КТЧ равно А = - 17 дБ, т.е. КТЧ вносит
усиление, равное 17 дБ.
Эффективно передаваемой полосой частот КТЧ (составного
и максимальной протяженности) называется полоса, на крайних
частотах которой (0,3 и 3,4 кГц) остаточное затухание Аг на
8,7 дБ превышает величину остаточного затухания на частоте
1020 Гц (ранее 800 Гц).
Частотная характеристика отклонений остаточного затухания ААГ
от номинального значения (-17дБ) должна оставаться в пределах
шаблона, приведенного на рис. 7.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
45
^Аг,.дБ
к
8.7
4.3
2.2:
0,0 :
-2.2-
— f, кГц
0.3 0.4 0.6 1,02 2,4 3,0
Рис. 7. Шаблон допустимых отклонений остаточного затухания КТЧ
Чтобы выполнить требования к частотной характеристике
остаточного затухания, ее неравномерность для простого канала длиной
2500 км должна укладываться в пределы, указанные в табл. 1.
Таблица 1
f, кГц
0,3...0,4
0,4...0,6
0,6...2,4
2,4...3,0
3,0...3,4
ААГ„ дБ
1,4
0,72
0,6
0,72
1,4
Фазочастотные искажения мало влияют на качество передачи
речевых сигналов, но так как КТЧ используется для передачи
и других первичных сигналов, большие фазочастотные искажения
или неравномерность частотной характеристики группового
времени прохождения (ГВП) недопустимы. Поэтому нормируются
отклонения ГВП от его значения на частоте 1900 Гц для простого канала
длиной 2500 км (табл. 2).
Таблица 2
f,
кГц
0,4
0,6
0,8
1,0
1,4
1,6
2,2
2,4
2,8
3,0
3,2
3,3
Ат,
мс
2,4
1,5
1,1
0,6
0,4
0,1
0,1
0,15
0,45
0,75
1,35
1,9
Естественно, что для составных каналов отклонения ГВП будут во
столько раз больше, сколько простых каналов организуют составной.
Амплитудная характеристика КТЧ нормируется следующим
образом: остаточное затухание простого канала должно быть постоянным
с точностью до 0,3 дБ при изменении уровня измерительного сигнала

46
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
от -17,5 до +3,5 дБ в точке с нулевым измерительным уровнем на
любой частоте в пределах ЭППЧ. Коэффициент нелинейных
искажений для простого канала не должен превышать 1,5 % (1 % по 3-й
гармонике) при номинальном уровне передачи на частоте 1020 Гц.
Нормирование касается и степени согласования входного и
выходного сопротивлений КТЧ с сопротивлениями внешних цепей -
нагрузок: внутренним сопротивлением источника передаваемых
сигналов (ZHi) и сопротивлением нагрузки {ZH2). Входное и выходное
сопротивление КТЧ чисто активные и равны Явх = Явых = 600 Ом.
Вход и выход канала должны быть симметричными,
коэффициенты отражения S или затухание несогласованности (отражения)
Ар равные соответственно
6ov =
(^н1 +Rex[)
вых
(ZH2 Яеых)
(^H2 ^вых )
или Aj = 20\g- =-20\д J (13)
о
не должны превышать 10 % или 20 дБ соответственно.
Важным показателем качества передачи по КТЧ является
мощность помех, которые измеряются специальным прибором,
называемым псофометром («псофос» - по-гречески означает «шум»).
Псофометр представляет собой вольтметр с квадратичной
характеристикой выпрямления. Выбор такой характеристики объясняется
тем, что ухо складывает шумы от отдельных источников как их
мощности, а мощность пропорциональна квадрату напряжения или
тока. От обычных квадратичных вольтметров псофометры
отличаются наличием у них частотной зависимости чувствительности. Эта
зависимость учитывает различную чувствительность уха на
отдельных частотах, входящих в состав спектра помех и шумов, и
формируется взвешивающим псофометрическим фильтром.
При подаче на вход псофометра напряжения частотой 800 Гц
с нулевым измерительным уровнем его показание будет равно
775 мВ. Для получения того же значения при иных частотах уровни
должны быть большей частью выше. Напряжение помех, измеренное
псофометром иПСоф, связано с эффективным напряжением
соотношением ипС0ф = /сл-(Лфф, здесь кп = 0,75 называется
псофометрическим коэффициентом. Напряжение помех или шумов,
измеренное* псофометром, называется псофометрическим напряжением]
мощность, определяемая псофометрическим напряжением на
некотором сопротивлении Я, называется псофометрической мощностью,
которая равна И/псоф = k2n 1^эфф/Я = 0,56 (Лфф/Я.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
47
Средний уровень мощности помех с равномерным спектром
оказывается при псофометрических измерениях в полосе частот
0,3...3,4 кГц на 2,5 дБ (или в 1,78 раза) меньше, чем при измерениях
действующих (эффективных) значений. Величина 2,5 дБ
называется логарифмическим псофометрическим коэффициентом.
Псофометрическая мощность помех в точке с нулевым
измерительным уровнем КТЧ максимальной протяженности, состоящего из
максимального числа простых каналов, не должна превышать
50 ООО пВтО (пиковатт псофометрических в точке нулевого
относительного уровня). Соответствующее значение эффективной (не-
взвешенной) допустимой мощности помех составляет 87 ООО пВтО.
Псофометрическая мощность помех простого канала длиной 2 500 км
не должна превышать 10 ООО пВтО.
Нормируются также допустимые величины средней и пиковой
мощности телефонных сигналов на входе КТЧ: в точке нулевого
относительного уровня среднее значение мощности составляет 32 мкВтО,
а пиковое - 2220 мкВтО.
Динамический диапазон КТЧ составляет величину 30...35 дБ.
Знание ширины полосы частот КТЧ, средней мощности
передаваемого сигнала, значения невзвешенной мощности помех позволяет
оценить с помощью формулы (7) лекции 2 его пропускную
способность, которая оказывается приблизительно равной 25 кбит/с.
Канал звукового вещания. Типовой канал передачи с ЭППЧ
30...15 000 Гц (50...10 000 или 80...6300 Гц), предназначенный для
передачи сигналов звукового вещания, называется каналом
звукового вещания (КЗ) высшего (второго, третьего) класса.
К типовым КЗ относятся каналы передачи сигналов звукового
сопровождения телевидения.
Ширина полосы частот КЗ выбирается таким образом, чтобы
обеспечить передачу всех составляющих первичного сигнала
звукового вещания, существенно влияющих на качество воспроизведения
речевой и музыкальной программ. Эффективно передаваемой
полосой частот (ЭППЧ) КЗ называется полоса частот, на крайних
частотах которой остаточное затухание превосходит затухание
на частоте 1 020 (800) Гц на величину не более ААв = 4,3 дБ.
Нижняя граничная частота ЭППЧ КЗ обычно принимается равной
30...80 Гц. Значение верхней граничной частоты определяется
характеристиками оборудования канала вещания и трансляционных сетей,
осуществляющих распределение программ вещания. В большинстве
случаев эта частота лежит в пределах 6 300... 15 000 Гц. Окончатель-

48
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
но граничные частоты КЗ выбираются так, чтобы произведение
крайних частот ЭППЧ составляло 450 ООО....500 ООО. Значительные
отклонения от указанного условия приводят к преобладанию в
принимаемой по КЗ программе низких (глухой тембр) или высоких
(металлический тембр) тонов.
Амплитудно-частотные искажения в КЗ изменяют соотношение
громкостей составляющих звука. Поэтому неравномерность
частотной характеристики остаточного затухания КЗ должна быть не
более ±(1 ...2) дБ на средних частотах и ±4,3 дБ - на краях ЭППЧ.
Ухо является частотным анализатором и поэтому мало
чувствительно к фазо-частотным искажениям, Однако при больших громко-
стях значительные изменения фазовых соотношений между
обертонами сигнала вещания воспринимаются как изменения
тембра и громкости. Поэтому фазо-частотные искажения в КЗ должны
быть не более допустимых. Разность ГВП на нижней граничной
частоте КЗ и на частоте 1 020 (800) Гц ограничивается величиной
50...80 мс, а на верхней граничной частоте и на частоте 1 020 (800)
Гц-не более 10 мс.
Динамический диапазон сигналов вещания очень велик.
Современные КЗ не могут обеспечить передачу сигналов такого
динамического диапазона. Ограничением «сверху» является перегрузка
канала, ограничением «снизу» - помехи. Динамический диапазон КЗ
в 40 дБ можно считать вполне удовлетворительным. Защищенность от
помех различного происхождения не должна опускаться ниже 60 дБ.
Допуск на величину нелинейных искажений обычно задают по
коэффициенту нелинейных искажений кн, величина которого не
может быть более 0,03. Требования к параметрам и
характеристикам КЗ приведены в табл. 3.
Разность между максимальным уровнем сигнала и уровнем псо-
фометрического напряжения помех на выходе КЗ протяженностью
I км определяется по формуле АЗКЗ = 53 + 10 lg (12500//).
Допустимое отклонение остаточного затухания КЗ высшего класса
следующее: в полосе частот от 30 до 50 Гц ЛАКЗ = 4,35 дБ; в полосе
частот от 50 до 10 000 Гц величина ААЗК- 1 дБ и в полосе частот от
10 000 до 15 000 Гц это отклонение не превышает 4,35 дБ.
Допустимое отклонение остаточного затухания КЗ первого
класса: в полосах частот от 50 до 100 Гц и от 8500 до 10 000 не хуже
4,35 дБ, в полосах частот от 100 до 200 Гц и от 6 000 до 8 500 Гц -
2,5 дБ, в полосе частот от 200 до 6 000 Гц это значение не
превышает 1,7 дБ.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
49
Таблица 3
Параметры,
характеристики
Единица
измерения
Класс канала звукового вещания
высший
первый
второй
Ширина ЭППЧ
Гц
30...
15 000
50...
10 000
80...
6300
Остаточное затухание на
частоте 1 020 (800) Гц
ДБ
0±2
0±2
0±2
Коэффициент нелинейных
искажений
0,0008...
0,018
0,01...
0,03
0,01...
0,03
Неравномерность ГВП
tH4 - tMHH
tB4 - tMHH
мс
12
2
80
8
80
10
Примечание. Здесь tMUH - минимальное значение ГВП; tH4 - значение ГВП на
нижней граничной частоте ЭППЧ; te4 - значение ГВП на верхней граничной частоте
ЭППЧ. ,
Неравномерность частотной характеристики остаточного
затухания КЗ в сторону занижения не должна превышать 1... 1,5 дБ.
Канал изображения. Типовой канал, предназначенный для
передачи полного цветного телевизионного сигнала, называется
каналом изображения - КИ.
Важнейшей характеристикой качества телевизионного
изображения является четкость, позволяющая оценить способность
канала передавать мельчайшие детали изображения.
Четкость изображения зависит от размеров развертывающего
пятна передающей телевизионной трубки, числа строк разложения
кадра, ширины ЭППЧ и от частотных характеристик КИ в пределах
этой полосы частот. Необходимая ширина ЭППЧ канала
изображения может быть установлена следующим образом.
Границе между различными по яркости полями передаваемого
изображения соответствует скачкообразное изменение напряжения
видеосигнала. Время изменения напряжения тф1 (т.е. длительности
фронта сигнала) зависит от четкости границ изображения, размеров
сечения развертывающего луча и скорости развертки.
Длительность фронта сигнала на выходе КИ будет больше длительности
фронта исходного сигнала: тф2 = тф1 + Л т. Для достаточно четкого
воспроизведения изображения надо, чтобы при тф1 -> 0 вносимое
КИ увеличение длительности сигнала не превышало длительности

50
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
t3 пробега луча по мельчайшему элементу изображения. При числе
строк Zc = 625 кадров ZK = 25 t3= 0,083 мкс и, следовательно,
увеличение длительности фронта передаваемых по КИ сигналов должно
быть не более Ат= 0,083 мкс.
Если КИ в полосе пропускания 0...£не вносит частотных
искажений, то увеличение длительности нарастания скачка напряжения
может составлять Ат ~ Mf2. Исходя из этого, верхняя граничная
частота тракта видеосигнала должна быть не ниже f2 = W(2Atf = 1/(2 t3) =
= 1/(2 - 0,083 - 10"6) « 6 МГц, а с учетом передачи соответствующих
градаций цветности принимается равной 6,5 МГц. Следовательно,
ЭППЧ занимает диапазон 0... 6,5 МГц.
В пределах ЭППЧ частотные и фазовые искажения не должны
превышать допустимых, иначе вызванные ими изменения соотношений
между амплитудами и фазами составляющих видеосигнала исказят
форму последнего на экране приемной телевизионной трубки.
При определении требований к характеристикам КИ в границах
ЭППЧ необходимо учитывать следующее.
Различию между полями яркости изображения соответствует
видеосигнал, имеющий форму ступеньки напряжением zlL/yC
длительностью фронта тф1. Если бы КИ обладал характеристиками
идеального фильтра нижних частот с частотой среза fc = 6,5 МГц, то
ступенька напряжения AU2 на выходе канала имела бы
длительность фронта тф2> тфи а установление напряжения AU2 носило бы
колебательный характер.
Продолжительность колебательного процесса возрастает
с уменьшением f2t а величина первого, наибольшего, выброса будет
тем больше, чем меньше тф1 исходного сигнала. При тф1-> 0 выброс
достигает 0,09AU2.
Монотонное (по мере роста частоты) увеличение затухания в
полосе 0...f2 увеличивает тф2 и уменьшает выбросы. Монотонное
уменьшение затухания приводит к обратному эффекту. Монотонное
изменение затухания только на верхних частотах ЭППЧ влияет на
переходной процесс меньше, чем такой же величины монотонное
изменение затухания на нижних частотах. Волнообразное
изменение затухания приводит к появлению дополнительных сигналов
(эхо-сигналов), сдвинутых во времени относительно основного
сигнала.
Монотонность фазочастотных характеристик мало сказывается
на времени нарастания выходного напряжения, но резко
увеличивает выбросы и вызывает несимметричное искажение переднего

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
51
и заднего фронтов импульсных сигналов. Волнообразное
изменение фазочастотных характеристик приводит к появлению
дополнительных сигналов (эхо-сигналов) разной полярности, сдвинутых во
времени относительно основного сигнала.
Частотные и фазовые искажения тем меньше влияют на
переходной процесс, чем выше диапазон частот, в котором они
наблюдаются.
Увеличение длительности фронта сигналов снижает контрастность
изображения, а выбросы напряжения приводят к окантовке вертикальных
границ полей изображения. Дополнительные импульсы вызывают
повторное (сдвинутое относительно основного) изображение.
Причиной появления повторных изображений может быть также
несогласованность входных-выходных сопротивлений четырехполюсников,
составляющих КИ.
Нелинейные искажения (обусловленные нелинейностью
амплитудной характеристики канала) приводят к изменению соотношения
амплитуд последовательности телевизионных сигналов и,
следовательно, к изменению соотношения яркостей элементов
изображения. Чрезмерные нелинейные искажения могут нарушить
нормальную работу системы синхронизации.
Разнообразно влияние помех различного происхождения и
характера на качество передачи телевизионных сигналов.
Периодическая помеха, частота которой кратна частоте
полукадров, приводит к появлению на экране кинескопа темных
горизонтальных полос. Степень потемнения зависит от амплитуды помехи,
а число темных полос на экране - от соотношения частот помехи
и полукадров: чем выше частота помехи, тем больше темных полос.
Если частота помехи не кратна частоте следования полукадров,
то темные полосы будут перемещаться в вертикальном
направлении. Скорость перемещения возрастает с увеличением разности
частоты помехи и ближайшей к ней гармоники частоты полукадров.
Периодическая помеха с частотой fn, кратной частоте строк, т.е.
fn = mFCl в течение передачи одной строки создает т периодических
изменений напряжения видеосигнала. На экране кинескопа это
вызывает появление чередующихся по яркости участков на каждой строке.
Поскольку за время передачи строки проходит целое число периодов
помехи, участки потемнения и посветления каждой последующей
строки оказываются точно под аналогичными участками предыдущей
строки. Так как за время передачи кадра проходит целое число
периодов помехи, то в каждом последующем кадре участки посветления
и потемнения строк сохраняют свое положение на экране. Чем выше

52
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
частота помехи, тем большее число периодов помехи проходит за
время передачи одной строки, тем большее число темных полос
будет на экране и тем более узкой будет каждая из них.
Периодическая помеха с частотой не кратной частоте строк
приводит к появлению на экране кинескопа сетки подвижных наклонных
полос.
Кратковременные импульсные помехи вызывают появление
светлых и темных горизонтальных полосок, длина которых зависит
от длительности импульсной помехи.
Выбросы флуктуационных помех приводят к появлению светлых
и темных точек, беспорядочно возникающих в различных участках
кинескопа. При значительных флуктуационных помехах мерцающие
точки создают подобие пленки, снижающей четкость и
контрастность принимаемого изображения.
Нормы на частотные искажения в КИ определяются по
шаблонам. Для каналов с верхней граничной частотой до 6,5 МГц
допускаются отклонения частотной характеристики остаточного
затухания от идеальной в переделах ± 2 дБ и группового времени
прохождения (ГВП) в переделах ± 0,3 мкс в диапазоне 0...1,2 МГц
и монотонное увеличение отклонений частотной характеристики
затухания до 2...4 дБ и ГВП до ± 0,5 мкс на частотах 1,2...6,5 МГц.
Отношение размаха сигнала изображения к напряжению
взвешенной флуктуационной помехи, измеренной на выходе КИ, должно
быть не меньше 57 дБ в течение 99 % времени. Эта величина
может снижаться до 49 дБ в течение 0,1 % времени.
Отношение размаха сигнала изображения к размаху
периодической помехи должно быть не менее: 30 дБ для помехи в полосе
частот 50... 100 Гц; 50 дБ для помехи в полосе частот от 1 кГц до 1 МГц
и {50 - 4 (fn - 1)} дБ для помехи в полосе частот от 1 до 6 МГц (fn -
частота помехи, МГц).
Номинальная величина входного и выходного сопротивлений КИ
должна быть равна 75 Ом при затухании несогласованности
(отражения) не менее 24 дБ.
Широкополосные и цифровые каналы. К широкополосным
каналам (трактам) относятся: предгрупповой (ПШКГ), первичный
(ПШК), вторичный (ВШК), третичный (ТШК) и четверичный (ЧШК)
широкополосные каналы. Для организации связи на
телекоммуникационных сетях параметры и характеристики этих каналов должны
быть унифицированы независимо от оборудования их образования.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
53
Основные нормы на электрические характеристики и параметры
широкополосных каналов приведены в табл. 4.
Таблица 4
Параметры
и характеристики
Типовые широкополосные каналы
пгшк
пшк
вшк
тшк
чшк
Границы эффективно
передаваемой полосы
частот, кГц
12,3...
23,4
60,6...
107,7
312,3...
551,4
812,6...
2043,7
8515...
12 388
Номинальная величина
входного и выходного
сопротивления, Ом
600
150
75
75
75
Номинальный
относительный измерительный
уровень, дБмО:
на входе
на входе
-36
-14
-36
-23
-36
-23
-36
-23
-36
-23
Остаточное затухание,
ДБ
-22
-13
-13
-13
-13
Допустимая
неравномерность частотной
характеристики остаточного
затухания, дБ
±0,87
±0,87
±0,87
±0,5
±0,15
Допустимые отклонения
группового времени
прохождения, мкс
в полосе, кГц
10
13...23
10
65...103
5
330
..530
0,25
900...
1900
0,25
9300...
11 700
Амплитудная
характеристика прямолинейна при
изменении уровня, дБм
в сторону уменьшения
в сторону увеличения
с точностью ± дБ
-10
24
2
-10
26
2
-10
26
2
-10
28
2
-10
30
2
Средняя мощность
сигнала в точке с
нулевым относительным
уровнем, мВтО
0,096
0,348
1,92
9,6
2838
Уровень среднего не-
взвешенного шума (за
час), дБмО, при
протяженности канала 2500 км
-42
-35
-28
-21
-16
Пропускная способность
не ниже, бит/с
82-103
330-1 о3
165-104
8,5-106
33106

54
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Величины номинальных измерительных уровней, остаточного
затухания и амплитудная характеристика измеряются на частотах
18 кГц для предгруппового, 82 кГц для первичного, 420 кГц для
вторичного и 1545 кГц для третичного широкополосного канала.
На телекоммуникационных сетях организуются типовые
цифровые каналы (тракты), основными из которых являются:
основной цифровой канал (ОЦК) со скоростью передачи
64(1 ±50-10"6) кбит/с;
субпервичный цифровой канал (СПЦК) со скоростью передачи
480(1 ±50-10"*) кбит/с;
первичный цифровой канал (ПЦК) со скоростью передачи
2048(1 ±50-10"6) кбит/с;
вторичный цифровой канал (ВЦК) со скоростью передачи
8448(1 ±30-10"6) кбит/с;
третичный цифровой канал (ТЦК) со скоростью передачи
34 368(1 ±20-10"6) кбит/с;
четверичный цифровой канал (ЧЦК) со скоростью передачи
139 264(1 ±1510^) кбит/с.
Качество передачи по цифровым каналам определяется
коэффициентом ошибок, о котором говорилось выше, см. (12).
Вопросы и задачи для самоконтроля
1. Что такое канал передачи? Его структурная схема и требования
к основным элементам.
2. Канал передачи как четырехполюсник. Перечислите основные
параметры и характеристики канала и поясните их физическую
сущность.
3. Остаточное затухание канала передачи, его оценка и влияние на
качество передачи.
4. Эффективно-передаваемая полоса частот канала, ее влияние на
качество передачи и оценка.
5. Изобразите схему измерения остаточного затухания канала
тональной частоты.
6. Изобразите схему измерения частотной характеристики канала
тональной частоты. Влияние частотной характеристики канала на
качество передачи.
7. Фазочастотная характеристика канала и частотная характеристика
группового времени прохождения (замедления), их взаимосвязь и
влияние на качество передачи сигналов.
8. Линейные искажения, причины их возникновения и способы оценки.
Классификация линейных искажений.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей 55
9. Изобразите схему измерения амплитудной характеристики канала.
Формы представления амплитудной характеристики канала.
10. Нелинейные искажения, причины их возникновения и оценка.
11. Изобразите схему измерения затухания нелинейности канала по
второй и третьей гармоникам.
12. Рассчитать и построить внешнюю диаграмму уровней канала
передачи, содержащего оборудование двух оконечных станций, четыре
усилительных участка с затуханием А1 = 34 дБ, А2 = 38 дБ, А3 = 36
дБ, А4 = 31 дБ и три промежуточных усилителя с усилением S1 = 32
дБ, S2 = 39 дБ, S3 = 35 дБ. Измерительный уровень на выходе
оконечного оборудования передачи равен рвых = - 6 дБм.
Измерительный уровень на выходе каналарквых=-7 дБм. Уровень передаче на
входе канала рк вх = - 13 дБм. Определить остаточное затухание
канала передачи.
13. Амплитудная характеристика канала передачи описывается
уравнением ЦзЫХ = а у Uex + а2 Uex2 + а3 Uex3. Определить спектральный
состав наряжения на выходе канала, если а1 = 1, а2 = 0,1 1/мВ
и а3 = 0,01 1/мВ2 для Uex = 0,472 мВ. Определить напряжения
первой, второй, третьей гармоник и затухание нелинейности по второй
и третьей гармоникам. Определить коэффициент гармоник по
рассчитанным затуханиям нелинейности, если uex(t) = Uex sin 5000f.

56
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Лекция 4
Двустронние каналы
Построение двусторонних каналов
Для обеспечения диалога при общении двух абонентов (человек-
человек, человек-машина, машина-машина) канал передачи должен
быть двустороннего действия, или двусторонним каналом.
Рассмотренные выше типовые каналы являются односторонними и,
следовательно, для организации двусторонней - дуплексной связи
необходимо использование двух типовых односторонних -
симплексных каналов, объединив их в двустороннюю единую систему и
сохранив при этом взаимную независимость односторонних каналов.
Поскольку наиболее массовым видом является телефонная связь, то
рассмотрим принципы организации двусторонних телефонных
каналов. Полученные при этом соотношения и выводы справедливы для
организации двусторонних каналов передачи других видов сообщений.
Исторически первой двусторонней системой телефонной связи
была однополосная четырехпроводная система двусторонней
связи (рис. 1), при которой передача от микрофона М одного
абонента к телефону Т другого абонента ведется в одной полосе частот
^...$2 по двухпроводной линии. Такая схема организации
двусторонней связи экономически и эксплуатационно нецелесообразна, так как
к абонентам требуется подведение четырехпроводной линии.
- - fi...f2
Двухпроводная линия
Двухпроводная линия
Рис. 1. Однополосная четырехпроводная схема организации
двусторонней телефонной связи
Обычные абонентские линии двухпроводные и поэтому для
подключения микрофонов и телефонов к таким линиям требуется
применение особых развязывающих устройств - РУ (противоме-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
57
стная схема телефонного аппарата). При этом получается
однополосная двухпроводная схема двусторонней связи (рис. 2), при
которой передача и в одном, и в другом направлениях ведется по
двухпроводной линии и в одной и той же полосе частот.
ру
Двухпроводная линия
ру
3>
Рис. 2. Однополосная двухпроводная схема организации
двусторонней связи
Как следует из рис. 2, передача в одном и другом направлениях
ведется в одной полосе частот, а разделение направлений передачи
осуществляется с помощью специального РУ, к характеристикам
которого предъявляются определенные требования.
Двусторонняя связь при использовании двухпроводной линии
может быть осуществлена с помощью двух полос частот: одна
полоса частот (нижняя) U...i2 передается от абонента А к абоненту
Б, а другая полоса частот (верхняя) f3...f4 передается от абонента Б
к абоненту А. Следовательно, кроме развязывающего устройства,
аналогичного РУ, при двухполосной двухпроводной схеме
организации связи должны быть устройства, преобразующие исходные
сигналы в полосу частот соответствующего направления тракта
передачи и обратного преобразования в тракте приема. Разделение
направлений передачи осуществляется с помощью фильтров
нижних и верхних частот, называемых направляющими фильтрами,
или вилкой направляющих фильтров. Схема двухпроводной
двухполосной организации двусторонней связи приведена на рис. 3.
Рассмотрим прохождение сигнала от абонента станции А к
абоненту станции Б (для обратного направления все процессы
будут аналогичными) по двухполосному двухпроводному
двустороннему каналу передачи телефонных сигналов и их
основные преобразования.
К зажимам 1-1 (2-2) подключается двухпроводный тракт
телефонной сети, использующий двухпроводные физические цепи, по
которым передаются телефонные сигналы в тональном диапазоне
частот F^...F2- Эти сигналы поступают на развязывающее устройст-

58
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
во (РУ-1), предназначенное для разделения направлений передачи
и приема. С выхода РУ-1 первичный сигнал в полосе частот F^...F2
поступает на передатчик станции А (Пер-А), где происходит его
преобразование в линейный спектр fi...f2, передаваемый по
двухпроводной линии (физической цепи). Формирование линейного
спектра направления передачи от станции А к станции Б
осуществляется направляющим фильтром нижних частот (ФНЧ). На
станции Б сигнала выделяется аналогичным ФНЧ и поступает на вход
приемника (Пр-Б), где происходит его преобразование в тональный
спектр с полосой частот Fi...F2. С выхода Пр-Б сигнал поступает на
развязывающее устройство (РУ-2), предназначенное для
разделения трактов приема и передачи станции Б, и далее поступает
в двухпроводный тракт телефонной сети.
—f 1 ...f2 Двухпроводная линия
F1...F2
U
1С
г
Пер-А
РУ-1
Пр-А
ФНЧ
РУа
ФВЧ
ФНЧ
РУБ
ФВЧ
Пр-Б
1
РУ-1
Пер-Б
F1...F2
32
f3...f4 —
Рис. 3. Двухполосная двухпроводная схема организации
двусторонней связи
При передаче от станции Б к станции А в передатчике станции Б
(Пер-Б) осуществляется преобразование спектра первичного сигнала
Fi...F2 в линейный спектр if3...f4, выделяемый направляющим
фильтром верхних частот (ФВЧ). В тракте приема станции А линейный
спектр выделяется ФВЧ и затем в приемнике станции А (Пр-А)
преобразуется в тональный спектр F^...F2 и далее через РУ-1,
разделяющее тракты передачи и приема станции А, поступает в
двухпроводный тракт телефонной сети.
Из рассмотренного очевидно, что вилки направляющих ФНЧ
и ФВЧ станций А и Б выполняют роль разделяющих устройств (РУА
и РУБ, обведенные штриховыми линиями), развязывающих
направления передачи. Частотные характеристики затухания (ослабления)
ФНЧ и ФВЧ приведены на рис. 4, где приняты следующие
обозначения: Афвч - затухание направляющего фильтра верхних частот (ФВЧ)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
59
в полосе эффективного задерживания fi...f2; аФВч - максимально-
допустимое затухание ФВЧ в полосе эффективного пропускания; АфНч
- затухание фильтра нижних частот (ФНЧ) в полосе эффективного
задерживания f3.. .f4; аФНч - максимально допустимое затухание ФНЧ
в полосе эффективного пропускания ^..Л2.
А. дБ
Рис. 4. Характеристики ослабления направляющих фильтров
верхних и нижних частот
Дальность непосредственной телефонной связи определяется из
следующих рассуждений: на выходе типового микрофона телефонного
аппарата средняя мощность первичного сигнала равна WM = 1 мВт, мощность
сигнала на входе телефона, соответствующая его нормальному
восприятию, WT= 1 мкВт, допустимое затухание (ослабление) между
микрофоном одного абонента и телефоном другого равно Амт = 10 lg (Wm/Wt) =
= 10 lg (1/10"3) = 30 дБ. Если коэффициент затухания линии равен а
дБ/км, то непосредственная дальность связи будет равна L = Амт/а, км.
Пример: коэффициент затухания телефонного кабеля равен
а = 0,75 дБ/км, следовательно, допустимая дальность
непосредственной связи составит LMt = Амт/а= 30/0,75 = 400 км.
Максимальная дальность телефонной связи должна быть не
менее 27 500 км. Следовательно, необходимо применение усилителей
и их равномерное размещение по магистрали.
Усилители - это четырехполюсники одностороннего
направления передачи и поэтому требуются два усилителя, обеспечивающих
усиление сигналов двух направлений передачи. Структурная схема
усилителя однополосной двухпроводной схемы организации
двусторонней связи приведена на рис. 5. Подключение усилителей
к двухпроводной линии осуществляется с помощью развязывающих
устройств РУ! и РУ2. Структурная схема двустороннего усилителя
двухполосной двухпроводной схемы организации связи приведена
на рис. 6.

60
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
От станции А
к станции Б
2
1С
1С
Ус 1
>
г—1
4с5 4
РУ2
<
>2 ф2 -
От станции Б
к станции А
Ус 2
Рис. 5. Структурная схема двустороннего усилителя однополосной
двухпроводной схемы организации двусторонней связи
К зажимам 1-1 левого развязывающего устройства (РУ^ и к
зажимам 1-1 правого РУ2 подключается двухпроводная линия
(физическая цепь). Рассмотрим передачу сигналов от станции А
к станции Б. После прохождения по двухпроводной цепи
ослабленный сигнал от зажимов 1-1 РУ) поступает на зажимы 2-2,
усиливается усилителем (Ус^ направления от станции А к станции Б
и через зажимы 4-4 РУ2 поступает в двухпроводную линию (зажимы
1-1 РУ2). Передача от станции Б к станции А осуществляется
аналогично. Напомним, что в случае двухпроводной двухполосной
схемы организации двусторонней связи роль развязывающих
устройств РУт и РУ2 выполняет вилка направляющих фильтров нижних
(ФНЧ) и верхних (ФВЧ) частот.
С44
ФНЧ
РУ1
ФВЧ
Ус 1
[>]
fl».f2
f3...f4 —~
Ус 2
ФНЧ
РУ2
ФВЧ
Рис. 6. Структурная схема двустороннего усилителя двухполосной
двухпроводной организации двусторонней связи
В случае организации двусторонней связи по четырехпроводной
однополосной схеме развязывающие устройства необходимы

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
61
только для подключения двустороннего канала к двухпроводным
линиям телефонных сетей (рис. 7).
От станции А
к станции Б i
Пер
П
*-f,...f2
Ус
РУ1
о
гг"|~ ~j Ус к | Усп
Двухпроводные линии
Пр
РУ2
i
Пр
Усп [
1 Ус 1
Пер
^
От станции Б
к станции А
Рис. 7. Обобщенная схема однополосной четырехпроводной системы
двусторонней связи
К зажимам 1-1 РУ^ и РУ2 подключаются двухпроводные
абонентские или соединительные линии телефонных сетей. Передатчики
преобразуют полосу частот первичного сигнала в полосу частот
f 1. - .f2> которая передается по двухпроводной линии от станции А
к станции Б, и наоборот. Усилители Ус^.УСп компенсируют
ослабление (затухание) сигналов при их прохождении по физическим -
двухпроводным линиям.
Канал тональной частоты (КТЧ) - канал односторонней
передачи. Для организации двусторонней связи требуются два КТЧ и их
подключение к двухпроводным линиям телефонных сетей должно
осуществляться с помощью развязывающих устройств (РУ) и РУ2).
Из вышерассмотренного следует, что двусторонний канал
представляет замкнутую систему и, следовательно, возникает цепь
обратной связи и при определенных условиях возможно
самовозбуждение канала. Обобщенная структурная схема двустороннего
канала и пути возникновения обратных связей показаны на рис. 8;
Рассмотрим прохождение сигналов при передаче от пункта А
(п. А) к пункту Б (п. Б). Сигнал от абонента п. А поступает по
двухпроводной линии на зажимы 1-1 РУ1р далее - на зажимы 2-2
РУ<[ и через канал односторонней передачи - на зажимы 4-4 РУ2 и
далее через зажимы 1-1 РУ2 сигнала поступает по двухпроводной
цепи к абоненту п. Б. Если затухание от зажимов 4-4 к зажимам 2-2
РУ2 не равно бесконечности, то сигнал с выхода канала передачи от

62
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
от п. А к п. Б поступает на вход канала обратного направления
передачи и, если затухание от зажимов 4-4 к зажимам 2-2 РУ,
также не равно бесконечности, то сигнал поступает на зажимы 2-2
и на вход канала передачи от п. А к п. Б. Так образуется
электрическая замкнутая цепь (цепь обратной связи).
1сЧ
1С
о\ Односторонний канал передачи
о т станции А к станции Б
РУ1
i I—н> Односторонний канал передачи
4— ' от станции Б к станции А
РУ2
Рис. 8. Обобщенная структурная схема двустороннего канала
Цепь обратной связи образует одиночную замкнутую систему
(ОЗС), в которой при определенных условиях возможно
самовозбуждение - генерация.
Развязывающие устройства, требования к ним
и классификация
Как следует из схем организации двусторонних каналов, РУ
представляет собой шестиполюсник (2хЗ-полюсник), условное
обозначение которого приведено на рис. 9.
2 2
РУ
г7
4 4
а)
б)
Рис. 9. Развязывающее устройство (а)
и его условное обозначение (б)
Пути передачи сигналов от зажимов 1-1 (1) к зажимам 2-2 (2)
и от зажимов 4-4 (4) к зажимам 1-1 (1) называются направлениями
пропускания и характеризуются минимально возможным
затуханием (ослаблением); путь передачи сигнала от зажимов 4-4 (4) к
зажимам 2-2 (2) называется направлением развязки
(задерживания) и характеризуется максимально возможным затуханием.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
63
Идеальным РУ называется развязывающее устройство, у
которого в рабочих частотном и динамическом диапазонах
передаваемых сигналов выполняются следующие требования:
отсутствует затухание в направлениях передачи, т.е. А^2 = А4-1 = 0;
имеет место бесконечно большое затухание (ослабление)
в направлениях развязки (задерживания), т.е. А4.2 = А2.4 = <»;
входные сопротивления со стороны зажимов 1-1, 2-2 и 4-4
согласованы с нагрузками;
отсутствуют различного вида искажения при передаче сигналов
в направления пропускания (развязки).
Развязывающие устройства могут быть построены на принципах
частотной селекции или на принципах уравновешенных
(сбалансированных) мостовых схем, называемых дифференциальными
системами (ДС).
Развязывающие устройства подразделяются на следующие три
группы:
линейные РУ, построенные на пассивных элементах, параметры
которых не меняются во времени и не зависят от уровня передачи
сигналов; такие РУ называются пассивными]
линейные РУ, в схемы которых включены активные элементы,
параметры которых не меняются во времени и не зависят от уровня
передачи сигналов; такие РУ называются активными]
параметрические РУ, в схемы которых включены элементы
с изменяющимися во времени параметрами.
Развязывающие устройства называются обратимыми
(взаимными), если выполняются условия Ар2 = А2.ь А4-1 = А^.А. Если эти
условия не выполняются, то такие РУ называются необратимыми.
Линейные пассивные РУ относятся к обратимым - взаимным.
6 однополосных двухпроводных и четырехпроводных системах
организации двусторонней связи широкое применение нашли
линейные пассивные обратимые РУ на основе резисторов,
включенных по мостовой схеме и называемых резисторными
дифференциальными системами (РДС), и на основе
дифференциальных трансформаторов, которые называются
трансформаторными дифференциальными системами (ТДС).
Задачей анализа дифференциальных систем является
определение:
1) условий, при которых дифференциальная система как
разделяющий шестиполюсник имеет направления пропускания с мини-

64
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
мально возможным затуханием и направления непропускания
(задерживания) с максимально возможным затуханием (ослаблением);
2) условий, обеспечивающих согласованное подключение
нагрузок к соответствующим зажимам дифференциальной системы;
3) рабочих затуханий (ослаблений) дифференциальной системы
(далее - дифсистемы) в различных направлениях передачи.
Анализ резисторной дифференциальной системы
Резисторная дифсистема (РДС) реализуется по схеме Т-перекрытого
четырехполюсника (рис. 10). Покажем, что эта схема может быть
использована как развязывающее устройство, обладающее
направлениями передачи с минимальным затуханием и направлениями
задерживания с бесконечным затуханием и возможностью
согласованного подключения нагрузок.
Рис. 10. Резисторная
дифференциальная система -
РДС
Это мостовая схема, где резисторы Zb ZA, Z3, Zs представляют
ее плечи, а полюса (зажимы) 2-2 и 4-4 представляют ее диагонали,
к которым подключаются сопротивления Z2n Z4.
Положим, что
Z1=Z2 = Z3 = Z4 = Z (1)
и
Za = tiZhZb=ZAi. (2)
При выполнении условия (1) и rj = 1 получается равноплечая
РДС, в противном случае - неравноплечая.
При выполнении условия
ZrZ3 = ZA.ZB (3)
схема (см. рис. 10) будет уравновешена (сбалансирована) для
направлений передачи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2, и наоборот.
Если к полюсам 4-4 (2-2) подключить генератор, то на полюсах 2-2
(4-4) напряжение будет равно нулю, т.е. затухание (ослабление)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
65
А42 = А24 = °°- Следовательно, направления передачи от полюсов 4-4
(2-2) к полюсам 2-2 (4-4) развязаны и не влияют друг на друга.
Использование РДС как развязывающего устройства при
организации двусторонней связи предполагает, что к полюсам 1-1
подключается двухпроводная линия, волновое сопротивление которой
известно и, для простоты дальнейшего анализа, положим, что оно
равно Zj= Z; к полюсам 2-2 подключается тракт передачи, а к
полюсам 4-4 - тракт приема.
Для обеспечения согласованного подключения нагрузок к РДС
определим его входное сопротивление со стороны различных
полюсов при выполнении условия (3), т.е. сбалансированности РДС.
Входное сопротивление РДС со стороны полюсов 2-2 найдем из
рассмотрения эквивалентной схемы (рис. 11).
Входное сопротивление РДС со стороны полюсов 2-2, как
следует из рис. 11, равно
_(ZA+Z3)(Z,+ZB)
22 Z,+ZA+Z3+ZB'
3
z5 Рис. 11. К определению входных сопротивлений
РДС со стороны полюсов 2-2 и 4-4
i
С учетом соотношений (1) и (2), последнее уравнение можно
представить в форме
(7]Z+Z)(Z+1-Z)
Z22 = \- = Z = Z2. (4)
Z+7JZ+Z+-Z
п
Входное сопротивление РДС со стороны полюсов 4-4 при тех же
условиях будет равно
(Z,+ZA)(Z3+ZB)
Z,+ZA+Z,+ZB
Подставив в эту формулу значения сопротивлений из (1) и (2)
и, выполнив несложные преобразования, получим
3—2248

66
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Z„=Z = ZA. (5)
Следовательно, входное сопротивление тракта передачи
двустороннего канала при использовании рассмотренной схемы РДС
должно быть равно Z2> а выходное сопротивление тракта приема -
Z4. При этом будет обеспечено согласованное подключение канала
к двухпроводной линии.
При выполнении условий (1) и (3) входные сопротивления со
стороны полюсов 1-1 и 3-3, а также со стороны подключения других
полюсов будут равны Zh Z3, ZAv\ Z6 и только для равноплечей РДС.
Определим затухание рассматриваемой РДС в различных
направлениях передачи. При этом учтем, что на всех входах (1-1, 2-2, 3-3
и 4-4) имеется полное согласование. Направлениями передачи
являются: передача от полюсов 2-2, 4-4 к полюсам 1-1, 3-3, 1-4 и 4-3,
и наоборот.
Рассмотрим эквивалентную схему уравновешенной
(сбалансированной) РДС при передаче от полюсов 2-2 ко всем
сопротивлениям плеч Z1 (полюса 1-1), ZA (полюса 1-4), Z3 (полюса 4-3) и Z5
(полюса 3-3), рис. 12, где к уже принятым элементам и
обозначениям добавляются новые: Гс - генератор сигнала с внутренним
сопротивлением Zc и ЕС_.ЭДС генератора.
Определим затухание от полюсов 2-2 к полюсам 1-1. Из схемы
(см. рис. 12) следует, что напряжение, приложенное к полюсам 2-2,
с учетом (1), (2), равно:
U22 = l2Z, + /2Z6 = /2Z + /2 - = /2Z(1 + -), (6)
Г] Г}
здесь l2Z = Uu и I2Z/tj - падения напряжений на сопротивлениях Z1
(полюса 1-1) и Z6 (полюса 1-4); 12- ток, протекающий через
сопротивления Z1 и Z6.
Рис. 12. К определению затуханий
(ослаблений) в направлениях
пропускания
Затухание в направлении передачи от полюсов 2-2 (1-1) к
полюсам 1-1 (2-2)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
67
А» = А,г = 20lg-^ = 20lg ^ = 201д(1+-).
(7)
'2- 7
Затухание в направлении пропускания от полюсов 2-2 (3-3) к
полюсам 3-3 (2-2), т.е. к сопротивлению ZE, определится
аналогично вышеприведенному:
А23 = А32 = 20lg^L=20lg
/2Z(1 + -)
U.
33
l2Z~
1_
7
■=20lg(1+y). (8)
Используя приведенную методику определения затуханий в
направлениях пропускания, можно показать, что затухание от полюсов
2-2 к полюсам 1-4 (к сопротивлению ZA) определится по формуле
А2и = Д42 = 20lg^ = 201дА1^±^1 = 201д^^ = 201д(1 Д), (9)
Ц4 'Л Vz V
а затухание от полюсов 2-2 к полюсам 4-3 (к сопротивлению Z3)
будет равно
и - 20lgZ(1 + ;7) = 20lg(1 + tj). (10)
^=^=2019^ = 2019^^^
Для определения затуханий от полюсов 4-4 к полюсам 1-1 А41
(к сопротивлению Z1)1 к полюсам 1-4 А414 (к сопротивлению ZA),
к полюсам 4-3 А443 (к сопротивлению Z3), к полюсам 3-3 А43 (к
сопротивлению Z6), следует изобразить эквивалентную схему
уравновешенной РДС и, используя вышеприведенную методику, получим:
^ = ^=20^(1+7/),
Л414=Д44 = 201д(1 + 1),
4,, = 4*4=2019(1 + -),
V
(11)
A, = ^4=20lg(l + 7).
Из формул (7)-(11) следует, что у равноплечей РДС (/7=1)
затухание во всех направлениях пропускания одинаковы и равны
Ллрол = 201д2 = 6дБ. (12)
Эта величина имеет простое физическое толкование: у
равноплечей РДС мощность, подведенная к соответствующим полюсам

68
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
(диагоналям моста), распределяется поровну между четырьмя
сопротивлениями плеч.
Выбирая соответствующие значения rj, можно снизить затухание
в одних направлениях передачи за счет повышения его в других
направлениях.
Соотношения (1)...(3) показывают, что РДС реализуется просто,
если все сопротивления активны или все реактивны.
В том случае, когда хотя бы одно из сопротивлений имеет
комплексный характер, должны быть комплексными и остальные
сопротивления; при этом РДС весьма усложняется.
Особенно частот мостовые схемы на сопротивлениях
используются в качестве так называемых распределителей мощности,
обеспечивающих независимую работу двух генераторов на общую
нагрузку или одного генератора на различные нагрузки и,
следовательно, являющихся развязывающими устройствами.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
69
Лекция 5
Трансформаторная дифференциальная
система
Анализ трансформаторной дифференциальной
системы
Принципиальная схема нагруженной трансформаторной
дифференциальной системы (ТДС) приведена на рис. 1, где приняты
следующие обозначения: ДТ - дифференциальный трансформатор; 1-1,
2-2, 3-3 и 4-4 - полюса подключения нагрузочных сопротивлений;
колюсам 1-1 подключается двухпроводная линия с входным
сопротивлением Z-i; к полюсам 2-2 подключается направление передачи
с входным сопротивлением Z2; к полюсам 4-4 подключается
направление приема с выходным сопротивлением к зажимам 3-3
подключается так называемое балансное сопротивление Z3; Zu -
входное сопротивление ТДС со стороны полюсов 1-1; Z22 - входное
сопротивление ТДС со стороны полюсов 2-2; Z44 - входное
сопротивление ТДС со стороны полюсов 4-4; Z33 - входное
сопротивление ТДС со стороны полюсов 3-3; - количество витков первой
полуобмотки первичной обмотки ТД; - количество витков второй
полуобмотки первичной обмотки ДТ и w2 - количество витков
вторичной обмотки ДТ.
Рис. 1. Трансформаторная
дифференциальная система

70
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Обозначим коэффициенты трансформации ДТ следующим
образом:
где п - коэффициент трансформации ДТ; ги и п2 коэффициенты
трансформации между вторичной обмоткой и полуобмотками
первичной обмотки ДТ; т] - коэффициент неравноплечности ТДС. Если
г| = 1, то такая дифференциальная система называется
равноплечей; если г] ф 1, то такая ТДС называется неравноплечей.
Анализ выполним для неравноплечей ТДС. Необходимые
соотношения для равноплечей ТДС получаются при подстановке
в соответствующие формулы коэффициента г\ = 1. Будем считать
известным сопротивление (волновое или входное сопротивление
двухпроводной линии, подключаемой к ТДС) и, что ДТ является
идеальным, т.е. не имеет потерь, индуктивности его обмоток
бесконечно велики, а их рассеяние отсутствует.
Определение условия непропускания ТДС
от полюсов 4-4 к полюсам 2-2
Развязывающее устройство называется уравновешенным
(сбалансированным), если затухание в направлении передачи 4-2
равно бесконечности, т.е. А42 = что исключает влияние тракта
приема на тракт передачи двустороннего канала.
Выясним условия, при которых затухание ТДС а42 будет
бесконечно велико. Подключим к полюсам 4-4 генератор Гс с внутренним
сопротивление Z4, а к полюсам 1-1, 2-2 и 3-3 сопротивления Zu Z2
и Z3соответственно (см. рис. 1).
При передаче от полюсов 4-4 ток от них разветвляется на
составляющие \i и l3, протекающие по обмоткам и ДТ. Токи h
и l3, протекая по обмоткам щ и w/ соответственно, создают
магнитные потоки, пропорциональные ампер-виткам , \3vj, и
направленные в противоположные стороны. Результирующий магнитный поток,
создаваемый этими токами в магнитопроводе ТД, пропорционален
разности ампер-витков полуобмоток первичной обмотки. При
равенстве ампер-витков полуобмоток результирующий магнитный поток
будет равен нулю и поэтому во вторичной обмотке w2 ЭДС
наводиться не будет, т.е. напряжение на полюсах 2-2 U22 = 0 и ток l2,
протекающий через сопротивление Z2, будет равен нулю.
п
;n = n, + n2;ri =
(1)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
71
Следовательно, условием непропускания от полюсов 4-4 к
полюсам 2-2, или уравновешенности - сбалансированности ТДС,
является равенство
= l3Wi или — = —тг = ^ . (2)
Для идеальной ТДС эти обмотки w/ и w/ не представляют
сопротивления для токов U и l3. На пути этих токов находятся только
сопротивления и Z3, и эквивалентная схема ТДС для этого случая
приобретает вид (рис. 2).
з
23
Рис. 2. Эквивалентная схема уравновешенной
3 ТДС при передаче от полюсов 4-4 к полюсам 2-2
Из схемы (см. рис. 2), с учетом (2), очевидны следующие равенства:
или !f = §- = у. (3)
'1 Z3
Из последнего уравнения следует основное условие
непропускания или бесконечно большого затухания в направлении 4-2, т.е.
А42 = оо.
Z3 = Z± = ZA = ~> Z^ZJrj, или /1 = /,/Vr (4)
'з w1 V
Так как трансформаторная дифференциальная система (дифси-
стема) относится к линейным пассивным развязывающим
устройствам, то при выполнении условий (4) затухание (ослабление) от
полюсов 2-2 к полюсам 4-4 также будет равно бесконечности, т.е.
А42 = А24 = 00
Определение входных сопротивлений ТДС
Со стороны полюсов 4-4. При выполнении условий (4) энергия
от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 не передается и из эквивалентной
схемы (см. рис. 2) следует, что входное сопротивление со стороны
полюсов 4-4 равно

72
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
7 - Z1Z3 _ Zizi/?? -z 1 (5)
t_ - ——— - - <Н • {о)
Z,+Z3 Z^+Z^lr] Utj
Для согласованного включения нагрузок должно выполняться
условие
z4=z44 = zi:-L. (6)
1 + 7/
Со стороны полюсов 2-2, Эквивалентная схема ТДС при
выполнении условий (4) со стороны полюсов 2-2 имеет вид (рис. 3).
l\_W2 tZ22 f
1 VAJUUUUUU 1
Рис. 3. К определению входного
сопротивления ТДС со стороны полюсов 2-2
Сопротивления и Z3 со стороны полюсов 2-2 включены
последовательно и потому, с учетом коэффициента трансформации
ДТ n = \N,/\N2i входное сопротивление дифсистемы со стороны
полюсов 2-2 будет равно
_Z1+Z3 _Z1+Z1/7? ^ 1 + ;?
Z22 ~ р ~ 2 ~Z1 Г* ' '
Л Л ^Л
Из условия согласованного подключения нагрузок следует, что
Z2=Z22=Z,^. (8)
77л
Если известно сопротивление нагрузки Z2 и коэффициент нерав-
ноплечности ТДС ц, то коэффициент трансформации ДТ
определится по формуле
JZ, 1 + 77
n=JV-—• (9)
VZ2 *7
Со стороны полюсов 3-3. Если со стороны полюсов 1-1, 2-2
и 4-4 нагрузки подключены согласованно, то входное
сопротивление со стороны полюсов 3-3 будет равно
Z33 = Z3 = Z1/^. (10)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
73
Со стороны полюсов 1-1. Если нагрузки на полюсах 2-2, 3-3
и 4-4 равны Z2, Z3 и Z4, определенных по формулам (8), (10)
и (6) соответственно, то входное сопротивление со стороны
полюсов 1-1 будет равно
Zu=Zb (11)
Направление передачи от полюсов 1-1 (3-3) к полюсам 3-3
(1-1) является также направлением непропускания. Условие
уравновешенности (сбалансированности) ТДС для этих направлений
передачи может быть получено следующим образом: из (8) очевид-
но, Z, = Z2 , подставив это значение Z^ в (6), получим
1 + 77
ZA=VZ2l^r. (12)
(1 + 77)Г
При выполнении условия (12) затухание в направлении передачи
от полюсов 1-1 (3-3) к полюсам 3-3 (1-1) А13(31) будет равно
бесконечности.
Дифсистема, для которой нагрузочные сопротивления, при
заданных сопротивлении Z^ и параметрах дифференциального
трансформатора (ТД) определяются формулами (6), (8) и (10),
называется полностью уравновешенной (сбалансированной) и
характеризуется тем, что при подключении генератора к паре
полюсов (1-1 и 3-3 или 4-4 и 2-2)... уравновешивающих плеч ТДС, ток в
другом плече отсутствует.
Для равноплечей ТДС г\ = 1 и, следовательно,
Z3 = Z1,Z4 = Z1/2nZ2 = Z1/n2. (13)
Определение затуханий уравновешенной ТДС
в направлениях передачи
Направление передачи от полюсов 2-2 к полюсам 1-1, 3-3
и обратно. Эквивалентная схема ТДС при передаче от полюсов
2-2 к полюсам 1-1 и 3-3 имеет вид (рис. 4), где приняты
следующие обозначения: W2 - мощность, отдаваемая генератором Гс
в нагрузки Zt и Z3, на которых выделяются мощности Wi и W3
соответственно; I - ток, протекающий через нагрузки Zi, Z3.
Для принятых ранее условий идеальности ТДС мощность,
подведенная к полюсам 2-2, распределяется между сопротивлениями
Zi и Z3, т.е.
W2=W1 +W3.

74
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Из рассмотрения рис. 4 следует
Щ = I 2Zi и W3 = l2Z3 = l2Z^ [см. (4)]
и, следовательно,
W2 = I2Z1 + I2Z1/^ = I2Z1 (1
I uuuuuums 1
z3 - Zj/n Рис. 4. К определению затухания при передаче
от полюсов 2-2 к полюсам 1-1 и 3-3
Затухание (ослабление) сигнала при передаче от полюсов 2-2
(1-1) к полюсам 1-1 (2-2) будет равно
л л W2 .Л| /2Z(1 + 1/^) 4Л| 1 + ?7
Д2 = А>1 =10 g—- = 10 Ig——0 — = 10 Ig—-,
-12 21 *w у /2z у
(14)
Затухание сигнала при передаче от полюсов 2-2 (3-3) к полюсам
3-3 (2-2) определится по формуле
/W.=A«=10lg^ = 10lo^^^^ = 10lg(1 + v).
(15)
Для равноплечей ТДС (л = 1)
А21=А12=А23=А32= 10 Ig 2 = 3 дБ. (16)
Направление передачи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 и 3-3
и обратно. Эквивалентная схема ТДС для этого случая приведена
на рис. 5.
Z3 = 2i/n
3
Рис. 5. К определению затухания при
передаче от полюсов 4-4 к полюсам
1-1 и 3-3
Для принятых условий идеальности ТДС мощность
генератора Гс, подведенная к полюсам 4-4 (см. рис. 5), распределяется
между сопротивлениями Z1 и Z3, т.е.
W4 = W! +W3 = li2Zi +I32Z3,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
75
где первое слагаемое W1 = /7 2 Z1 - мощность на сопротивлении Z1
и W3 = l32Z3-мощность на сопротивлении Z3.
Подставляя значения l3 = h г\ и Z3 = Z^/r\ (см. 4), получим W3 =
= h 2 г] 2 Z-i/ri = h 2Zi л и, следовательно, мощность на полюсах 4-4
будет равна
W4 = l12Zl + l12Z^ = li2Z1(1 +л).
Затухание сигнала при передаче от полюсов 4-4 (1-1) к полюсам
1-1 (4-4) будет равно
441 = А4 = 10lg^ = I0lg^1 + ;y) = 101д(1 + /?). (17)
Затухание сигнала при передаче от полюсов 4-4 (3-3) к полюсам
3-3 (4-4) определится по формуле
W fZtt + n) 1
Аз = Л* = 1 oig^ = 1 oig^1^™ = 1 oig(i+-4. (18)
Для равноплечей ТДС (/7=1) затухания в рассматриваемых
направлениях будут равны
А41 = А14 = А43 = А34 = 10 lg 2 = 3 дБ. (19)
Зависимость затухания в направлениях передачи от
коэффициента неравноплечности г\ изображена на рис. 6.
А, дБ
Рис. 6. Зависимость затухания ТДС в направлениях
пропускания от значения ?]
В реальных ТДС, вследствие потерь в трансформаторах,
затухания в направлениях пропускания превышают найденные.значения
на 0,5...1 дБ.

76
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Анализ неуравновешенной трансформаторной
дифференциальной системы
Трансформаторные дифференциальные системы нашли самое
широкое применение при организации двусторонних каналов и в
построении развязывающих устройств различного назначения.
Если не выполняются условия уравновешивания или
балансировки дифсистемы [см. (4), (12)], то изменяются затухания в
направлениях непропускания. Оценим эти изменения для
направления передачи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2. Для этого
воспользуемся рис. 7.
На рис. 7 приняты следующие обозначения: Zn - входное
сопротивление двухпроводной линии; Zn = Ztf) - входное сопротивление
ТДС со стороны полюсов 1-1; Zq = Z3 - балансное сопротивление; Гс
- генератор сигнала с внутренним сопротивлением Z4; А41 - затухание
в направлении пропускания от полюсов 4-4 к полюсам 1-1; А12 -
затухание в направлении пропускания от полюсов 1-1 к полюсам 2-2;
Z2 - сопротивление нагрузки, подключенное к полюсам 2-2.
Для неуравновешенной ТДС входное сопротивление со стороны
полюсов не будет согласованно с входным сопротивлением линии,
т.е.
При передаче сигнала от полюсов 4-4 к полюсам 1-1 сигнала
испытывает затухание Аи = 10 Ig (1+л). Часть энергии сигнала,
поступившая к полюсам 1-1, из-за несогласованности входного
сопротивления линии Zn с входным сопротивлением дифсистемы Zn
отразится от полюсов 1-1 в сторону полюсов 2-2, испытав при этом
затухание отражения равное
Рис. 7. К анализу неуравновешенной
трансформаторной дифсистемы
4
Zn =Z6ti *Zn.
(20)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
77
■20Ц
zn
+2и
-31
(21)
и, претерпев затухание А12 = 10lg (1+1/ri), поступит в нагрузку Z2.
В соответствие с этим затухание сигнала от полюсов 4-4 к полюсам
2-2 будет равно
А42=А41 + АОТр+А12. (22)
Подставив значения А^, А12, АоТр, выраженные через
коэффициент неравноплечности ТДС, получим
zn+zA
Д42=101д(1 + 7) + 201д
где величина
4=^p=20lg
z„-zu
z„+zu
+ 101д(1+-) = 101д^£+Де,(23)
= 20lg
zn + yz6
zn-?z6
(24)
\Zn-Zu\
называется балансным затуханием. Для равноплечей ТДС ц = 1 и
(23) приводится к виду
А42 =20\д
Z+Z*
Z.-2L
+ 6, дБ.
(25)
Выражения (23) и (25) являются приближенными, так как при их
выводах учитывалась несогласованность только на полюсах 1-1.
В действительности несогласованность будет иметь место на всех
полюсах ТДС.
Практически балансное затухание не превосходит 25...30 дБ
в тех случаях, когда балансный контур (сопротивление Z6)
имитирует волновое - входное сопротивление линии.
Понятие балансного затухания справедливо и для резисторной
дифференциальной системы, где сопротивления Znv\ Z6 включаются
в плечи мостовой схемы.

78
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Сравнение трансформаторной и резисторной
дифференциальных систем
После ознакомления с принципами построения и работы
развязывающих устройств на основе трансформаторных и резисторных
дифференциальных систем проведем их сравнение.
Трансформаторная дифсистема обладает следующими
достоинствами:
отсутствуют гальванические (по постоянному току) связи между
некоторыми (а, в принципе, между всем) полюсами подключения
нагрузок;
возможность согласованного подключения до четырех
различных по величине сопротивлений нагрузок;
сравнительно небольшие затухания в направлениях пропускания.
Трансформаторная дифсистема обладает рядом недостатков,
основными из которых являются:
нелинейные искажения, вносимые трансформаторами с
ферромагнитными сердечниками, величина которых тем больше, чем
меньше сечение сердечника и чем больше передаваемая мощность
сигнала;
для получения равномерной частотной характеристики затухания
ТДС в направлениях пропускания необходимо увеличение
индуктивности обмоток дифференциального трансформатора, что достигается
применением сердечников из высококачественных ферромагнитных
материалов или увеличением сечения сердечника;
сравнительно большие размеры, масса и относительно высокая
стоимость.
Резисторная дифференциальная система (РДС) характеризуется
следующими достоинствами:
простота изготовления, малый вес, малые габариты, низкая
стоимость, возможность ее миниатюризации;
равномерная частотная характеристика затухания во всех
направлениях пропускания;
отсутствие нелинейных искажений;
возможность согласованного включения четырех и даже шести
одинаковых сопротивлений;
наличие трех направлений непропускания при соответствующей
конфигурации мостовой схемы.
Недостатки РДС сводятся к следующему:
сравнительно большое затухание в направлениях пропускания;

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
79
наличие гальванических связей между всеми сопротивлениями
нагрузок;
если хотя бы одно из сопротивлений нагрузок комплексное, то и все
остальные пять сопротивлений так же должны быть комплексными.
Из сказанного следует, что оба типа дифсистем имеют свои
достоинства и недостатки, которые должны учитываться при выборе
способов построения развязывающих устройств различного назначения.

80
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Лекция 6
Двусторонний канал как замкнутая система
Устойчивость двусторонних каналов
При построении двусторонних каналов неизбежно возникают
замкнутые электрические системы. Их появление обусловлено
использованием развязывающих устройств (РУ) на основе
дифференциальных систем или направляющих фильтров, имеющих конечную
величину затухания между встречными направлениями передачи.
Двусторонний канал одержит одну (одиночную) замкнутую систему
либо несколько каскадно-включенных одиночных замкнутых систем
(ОЗС). Обобщенная схема ОЗС приведена на рис. 1, где приняты
следующие обозначения: РУЬ РУ2 - развязывающие устройства,
а 1-1, 2-2, 4-4 их полюса; А142 и А242 - переходные затухания
соответствующих РУ между направлениями передачи; Ус.1 и Ус.2 -
усилители соответствующих направлений передачи (как бы
эквиваленты каналов передачи одного и другого направлений); Sy1 и Sy2 -
усиление усилителей между полюсами 2-2 и 4-4; S! и S2 - рабочее
усиление усилителей соответствующего направления передачи
между полюсами 1-1 РУ, и РУ2, подключения двухпроводных линий.
I Si ,
164
РУ!
4Тт;
2i Ус 1 Syi i4
А142 А242
Sy2 Ус 2
4 !
РУ2
Т2
<
S2
Рис. 1. К определению устойчивости одиночной замкнутой системы
Из-за конечной величины переходного затухания РУ в этой системе
возникает петля обратной связи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 РУ! - Ус.1
- полюсам 4-4 и 2-2 РУ2 - Ус2 - полюсам 4-4 РУ! (пунктирная линия).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
81
Вследствие этого будет иметь место влияние одного направления
передачи на другое. Это влияние при некоторых условиях может привести
к самовозбуждению ОЗС и тогда передача станет невозможной.
Определим условия устойчивости ОЗС, воспользовавшись
критерием устойчивости Найквиста. Согласно этому критерию, система
с обратной связью самовозбудится, если одновременно будут
выполнены два условия для разомкнутой петли обратной связи
в полосе частот от нуля до бесконечности:
1) условие амплитуд
is,*£An (1)
/=1 У=1
т.е. сумма усилений в разомкнутой цепи обратной связи больше или
равна сумме затуханий по этой же петле;
2) условие фаз, т.е. сумма фазовых сдвигов, вносимых
устройствами образующих петлю обратной связи [РУ1? Ус1} РУ2 и Ус2, (см.
рис. 1)], равна
т
5>,=2л;г, (2)
гдеп = 0, 1,2, ...
Так как в рассматриваемой ОЗС фазовые соотношения
случайны, то полагая, что условия фаз выполняются хотя бы на одной
частоте рабочей полосы частот, определим условия устойчивости
ОЗС, т.е. невыполнения условия амплитуд
2a<2AwnM2AJ>2;sl. о)
/=1 у=1 j=1 i=1
Из рис. 1 следует, что ОЗС будет устойчива, т.е. генерация не
возникнет, если
А142 + А242 > Syi + Sy2. (4)
Величина, показывающая на сколько сумма затуханий по петле
больше суммы усилений, называется запасом устойчивости X. Для
рассматриваемой ОЗС запас устойчивости равен
X = (A141+A242)-(Sy1 + Sy2). (5)
Иногда величину X называют затуханием по петле обратной связи.
Величина, показывающая, на сколько можно увеличить усиление
усилителей Sy1 и Sy2, чтобы ОЗС самовозбудилась (полагаем, что
условие фаз (2) выполняется), называется устойчивостью
и определяется по формуле

82
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Устойчивость показывает, на какую величину а следует
увеличить усиление каждого из усилителей ОЗС (см. рис. 1), чтобы
в ней при выполнении условий фаз (2) возникла генерация.
Если в качестве развязывающих устройств (РУ, и РУ2)
используется равноплечая трансформаторная дифференциальная система
(ТДС), то переходное затухание согласно [(24), лекция 5] равно
А142 = Aei + 6, дБ и А242 = Ае2 + 6, дБ, (7)
здесь Ае1, Ае2- балансные затухания первой и второй ТДС.
Из рис. 1 следует, что рабочие усиления Si и S2 равны
Si = Syi - Ai2 - а41 = Syi - 6, дБ и S2 = Sy2 - A12- A41 = Sya - 6, дБ, (8)
где A12 и A41 - затухания равноплечих ТДС в направлениях
пропускания [см.(16), (19) лекция 5].
Подставив значения затуханий (7) и усилений (8) в формулы (5)
и (6) получим: запас устойчивости равен
X = (Aei+Ae2)-(S1 + S2), (9)
устойчивость равна
а= Al+^2,AjA, (Ю)
2 2 v '
Если
Aei=Ae2 = AenS1 = S2 = S, (11)
что часто встречается, то
a = Ae-S. (12)
Запас устойчивости ОЗС типа двустороннего двухпроводного
двухполосного канала, где слева направо передается полоса частот
fi...f2, а справа налево - f3...f4 [см. рис. 6, лекция 4] и в качестве РУ
используется вилка направляющих фильтров нижних (ФНЧ) и
верхних (ФВЧ) частот (рис. 2), будет равен затуханию по петле обратной
связи от полюсов 2-2 py1f УНЧ, полюса 4-4 РУ2, ФНЧ, ФВЧ, полюса
2-2 РУ2, УВЧ, полюса 4-4 РУЬ ФВЧ, ФНЧ и полюса 2-2 РУ^
X = — Shs "Ь Авч "~ Sg4 + Авч = 2АВЧ — (Shm + §вч) (13)
устойчивость определится по формуле
<^ = J-AM-^±^-. (14)
В формулах (13) и (14) и на рис. 2 приняты следующие
обозначения: Анч - затухание фильтра нижних частот (ФНЧ) в полосе
эффективного задерживания (f3 f4) или в эффективно передаваемой
полосе частот фильтра верхних частот (ФВЧ); Авч - затухание ФВЧ
в полосе эффективного задерживания (fi...f2) или в эффективно
передаваемой полосе частот ФНЧ (см. рис. 4 лекция 4); SH4 - усиле-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
83
ние усилителя нижних частот (УНЧ) и SB4 - усиление усилителя
верхних частот (ФВЧ). Затуханием фильтров в полосах эффективного
пропускания пренебрегаем, так как оно значительно меньше
затухания фильтров в полосах эффективного задерживания.
■fl...f2
f3...f4"
Рис. 2. К определению устойчивости двустороннего двухполосного канала
с направляющими фильтрами верхних и нижних частот
Устойчивость двустороннего двухпроводного двухполосного
канала в полосе частот нижней группы обеспечивается затуханием Авч
направляющих ФВЧ, а в полосе частот верхней группы -
затуханием Анч направляющих ФНЧ.
Устойчивость телефонного канала
Телефонный канал состоит из двух каналов тональной частоты
встречных направлений передачи, объединенных с помощью
дифференциальных систем (как правило, трансформаторных). В
настоящее время телефонные каналы организуются в основном по
четырехпроводной однополосной или двухпроводной двухполосной
(электрически четырехпроводной) системам. Токи паразитной
обратной связи в телефонных каналах возникают из-за недостаточной
балансировки оконечных дифсистем. Токами обратной связи,
возникающими в промежуточных усилителях двухполосной
двухпроводной схемы организации двусторонней связи, можно пренебречь,
так как сумма затуханий направляющих фильтров в полосах
эффективного задерживания значительно превышает сумму усилений
в обоих направлениях передачи.
Эквивалентная схема телефонного канала для определения
устойчивости представлена на рис. 3, здесь приняты следующие

84
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
обозначения: КТЧ - канал тональной частоты; ТУ - транзитные
удлинители с затуханием Ajy = 3,5 дБ; Эктч - остаточное затухание
(усиление) КТЧ; S2np - остаточное затухание (усиление)
телефонного канала в двухпроводном окончании; А42 - затухание дифсистем в
направлениях непропускания (развязки); А12, А41 - затухания
дифсистем в направлениях пропускания; Аг - остаточное затухание
телефонного канала между полюсами аа' (точки подключения линий
телефонных сетей).
Как следует из рис. 3, телефонный канал эквивалентен одиночной
замкнутой системе, в которой в качестве развязывающего устройства
используются дифсистемы (как правило, трансформаторные), и,
следовательно, его запас устойчивости [см. (9)] будет равен
Хтлф = 2А42 - 2S2np- (15)
S2I1P
Аг
Рис. 3. К определению устойчивости и запаса устойчивости
телефонного канала
Из рис. 3 очевидно, что S2np = Аг - 2АТу = 0, следовательно, запас
устойчивости телефонного канала
Хтлф = 2А42. (16)
Балансное затухание Ае определяется затуханием отражения
токов в точках подключения двухпроводного окончания телефонного
канала аа. Ток обратной связи поступит на транзитный удлинитель
(ТУ), затухание которого равно Д/2, отразится в точке а с
затуханием отражения Ае и через ТУ возвратится в точку 1, претерпев
затухание AJ2. Следовательно, затухание тока обратной связи от
полюсов 4-4 к полюсам 2-2 будет равно
А42 = 2АТУ +Ае = Аг + Ае. (17)
Сопротивление балансного контура (балансного сопротивления)
дифсистемы Z6 обычно выбирается равным характеристическому
сопротивлению ТУ и поэтому

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
85
Ae = 20lg|(Za+Z6)/(Za-Z6)|, (18)
здесь Za - входное сопротивление цепи, подключаемой к точке а
телефонного канала. Самые неблагоприятные условия работы
двустороннего телефонного канала будут иметь место в режиме
холостого хода (Za = ©о) или короткого замыкания (Za = 0). Подставив эти
значения Za в (18) и, раскрыв неопределенности, получим, что Ае = 0.
Подставив это значение балансного затухания в (17), получим, что
А42=АГ. С учетом последнего (16) приводится к виду:
Хтлф = 2Аг, (19)
т.е. запас устойчивости равен удвоенному значению остаточного
затухания телефонного канала, а его устойчивость
атлф = Хтлф/2 = А,. (20)
Так как остаточное затухание телефонного канала Аг = 7 дБ, то
телефонный канал, безусловно, устойчив и его устойчивость будет
выше Аг на величину затухания отражения, величина которого не
бывает меньше 5 дБ. Поэтому минимальный запас устойчивости
телефонного канала в рабочем режиме будет не менее 12 дБ.
Следует отметить, что устойчивость телефонного канала не
зависит от величины затухания транзитных удлинителей, так как
увеличение их затухания требует увеличения на ту же величину
усиления. В противном случае изменится значение остаточного
затухания телефонного канала.
Искажения от обратной связи
Наличие развязывающих устройств (РУ) при организации
двусторонних каналов с конечной величиной переходного затухания между
направлениями передачи, даже при соблюдении условий
устойчивости, приводит к появлению токов паразитной обратной связи (ОС).
Б этом случае усилитель любого из направлений передачи можно
рассматривать как усилитель с обратной связью (рис. 4), где приняты
следующие обозначения:
К\Кг - коэффициенты передачи усилителей; G\G2 - постоянные
передачи развязывающих устройств РУ, и РУ2 с выхода одного
усилителя на вход другого (между полюсами 4-2). Для усилителя Ус.1 все
устройства подключенные к полюсам 2-2 и 4-4, представляют цепь
обратной связи.
Из теории усилителей известно, что при подключении цепи ОС
коэффициент передачи усилителя уменьшается в F =1 - Т раз, т.е.

86
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Кюс = Ki/(1-T),
(21)
где F - глубина обратной связи, а Т - петлевое усиление, которое
для рассматриваемой замкнутой системы равно
7 = 100,05(S,+S2~>A,"/,2)eyV, (22)
здесь S1 и S2- усиление усилителей и Аь А2 - затухания
развязывающих устройств, выраженные в децибелах; ф - суммарный
фазовый сдвиг по петле обратной связи. Сумма вида S1 + S2-A1 -А2= -X
[см. (5)] представляет затухание по цепи обратной связи с
отрицательным знаком, т.е. усиление по петле обратной связи.
к1
Ус 1
_ Цепь обратной связи 0С_
Gi К2 G2
РУ!
4
<
2
РУ2
Ус 2
4
1
6
1
Рис. 4. К определению искажений
от обратной связи
Формулу (21) с учетом (22) можно представить в следующем виде:
20lg/Cioc-20lg/Ci = -20 Ig [1 - 1 СГ0'05Х ei<p ] .
(23)
Изменение усиления усилителя Ус.1, обусловленное обратной
связью, будет равно
,(24)
ASoc = Soc- S = -20ldl -1 а005ХеИ = -20ldl -10** eft = 20ld
где X = 2a = (Ai + A2 - Si - S2) - запас устойчивости двустороннего
канала (одиночной замкнутой системы).
Частотная характеристика усиления усилителя Ус.1 при наличии
обратной связи представлена на рис. 5.
Как следует из рис. 5, частотная характеристика усиления из-за
паразитной обратной связи имеет волнистый характер по
сравнению с аналогичной характеристикой без обратной связи.
Такой характер частотной характеристики усиления усилителя
объясняется тем, что токи паразитной обратной связи с частотами,
соответствующими различным фазовым соотношениям в замкнутой

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
87
системе, могут либо увеличивать, либо уменьшать усиление
усилителя. Следовательно, наличие токов обратной связи приводит к
специфическим амплитудно-частотным искажениям, которые
называются искажениями от обратной связи. Корректировать такие
искажения практически невозможно.
SiOC
Усиление усилителя
Ус 1 с обратной связи
Рис. 5. Искажения от обратной связи
Так как в двустороннем (телефонном) канале, как замкнутой
системе, фазовые соотношения носят случайный характер, то на практике
для оценки искажений от обратной связи определяют лишь их
предельные значения изменения усиления усилителя при фазовом сдвиге
по петле обратной связи равном <р(2п + 1)я, т.е. при отрицательной
обратной связи и <р = 2пп, т.е. при положительной обратной связи.
Для отрицательной обратной связи множитель е1<р = - 1, и величина
искажений от отрицательной обратной связи будет равна [см. (24)]
AS. =201д1 + 1^0> , (25)
для положительной обратной связи е|ф = 1 и величина искажений от
положительной обратной связи будет равна
А^ = 20|91_10-о.1. • (26)
Как видно из (25) и (26), влияние токов положительной обратной
связи всегда больше влияния токов отрицательной обратной связи.
Однако при больших значениях устойчивости (а > 12 дБ) эти величины
одинаковы. Влиянием паразитной обратной связи на частотную
характеристику канала можно пренебречь, если а > 15... 17 дБ. При этом
искажения от токов обратной связи так малы, что практически не
оказывают влияния на качество передачи телефонного сообщения.

88
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Явление электрического эха
Наличие несогласованности в точках подключения абонентского
тракта к телефонным каналам [точки а и а', (рис. 3)] относительно
большой протяженности приводит к возникновению токов
электрического эха. Для пояснения сущности этого явления рассмотрим
телефонный канал (рис. 6), где ТУ - транзитные удлинители; ДС1)2 -
дифференциальные системы, обеспечивающие переход с
двухпроводного абонентского тракта на четырехпроводный тракт; КТЧ -
односторонние каналы тональной частоты; а, а' - точки
подключения абонентского тракта к телефонному каналу.
ктч
ктч
Разговорные токи
Рис. 6. Механизм возникновения электрического эха
Часть энергии речевого сигнала, передаваемого, например,
слева направо (от точки а к точке а), на приемном конце (точка а) из-за
неполной уравновешенности (балансировки) дифсистемы ДС2
частично отражается, и отраженная волна попадает в канал
обратного направления и возвращается к говорящему абоненту со
сдвигом во времени, равном удвоенному времени распространения
сигнала между точками а и а1. При некоторых условиях говорящий
абонент может воспринимать повторение своего же разговора как
явление, аналогичное явлению акустического эха. Так возникает
первое эхо говорящего. Поскольку ДС^ также уравновешена не
полностью, то ток первого эха говорящего частично отражается в
точке а и отраженная волна попадает в канал передачи от а к а'.
В результате возникает первое эхо слушающего. После первого эха
слушающего может появиться второе эхо говорящего и т.д.
Постепенно энергия токов эха уменьшается и процесс замирает. В
отдельных случаях повторенные эхо-сигналы прослушиваются до
8...9 раз.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
89
Опыты показывают, что мешающее действие электрического эха
для говорящего абонента проявляется в том, что ему кажется,
будто бы собеседник перебивает его, а для слушающего - в
снижении внятности передачи.
Мощность сигналов эха говорящего будет значительно больше
мощности эха слушающего и поэтому расчет мешающего действия
электрического эха выполняется лишь для эха говорящего.
Явление электрического эха будет наблюдаться при выполнении
двух условий:
во-первых, при заметном промежутке времени между
произнесением звука и поступления эхо-сигнала;
во-вторых, при достаточной мощности эхо-сигнала.
Промежуток времени между произнесением звука и поступлением
эхо-сигнала определяется конечной скоростью распространения
электрических сигналов по физической среде его распространения и
оборудованию каналов и трактов и называется групповым временем
прохождения - ГВП или замедления. Абсолютная величина ГВП
в телефонном канале оказывает влияние и на величину интервала
времени между вопросом и ответом. Значительная величина этого
времени может привести к потере чувства контакта между
абонентами. Опытным путем установлено, что влияние ГВП незаметно, если
абсолютное время распространения сигнала не превышает 250 мс.
Эта величина может быть превышена только при связи через
искусственные спутники Земли, так как абсолютное ГВП, равное 250 мс,
можно получить на кабельных магистралях протяженностью
50 ООО...70 ООО км.
Абсолютная величина ГВП не оказывает мешающего действия
на передачу сигналов телеграфии и передачи данных, звукового
вещания и телевидения, факсимильных сигналов, поскольку каналы
передачи этих сигналов являются односторонними.
Экспериментальные исследования позволили установить
зависимость между временем распространения электрического эха &
в канале и минимально необходимой величиной затухания на пути
токов эха Аэ, при котором явление электрического эха не будет
заметно (рис. 7).
Затухание между точками а и а'(см. рис. 6) определяет
остаточное затухание телефонного канала Аг и, следовательно, затухание
для токов электрического эха будет равно
Аэ = 2А|- Ч" А@,
здесь Ае - балансное затухание оконечной дифференциальной
системы со стороны возникновения токов электрического эха. При самых

90
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
Аэ, ДБ
Рис. 7. Зависимость минимально
необходимого затухания токов эха от
времени прохождения первого эха
говорящего
250
ta, мс
неблагоприятных условиях (величина входного сопротивления
абонентского тракта близка к короткому замыканию или холостому ходу)
величина балансного затухания Ае = 6 дБ, а, следовательно,
Аэ = 2АГ + Ав = 2 • 7 + 6 = 20 дБ. Для полученного значения Ав по
графику (см. рис. 7) можно определить допустимую величину ГВП
и максимальную дальность связи, при котором мешающее действие
токов электрического эха ощущаться не будет.
В телефонных каналах электрическое эхо не ухудшает качества
связи, если абсолютное время прохождения сигнала в одном
направлении не превышает 30 мс. Если же это время больше, то
необходимо увеличивать затухание на пути токов электрического
эха путем увеличения остаточного затухания. Однако значительно
увеличить остаточное затухание нельзя, так как при этом
ухудшается качество связи. Поэтому для сохранения величины остаточного
затухания телефонного канала равным номинальному значению
Аг = 7 дБ и снижения мешающего влияния токов электрического эха
на оконечных станциях в КТЧ включают специальные устройства,
называемые эхозаградителями. Последние позволяют вносить
значительное затухание (до 50 дБ) на пути электрического эха. Схема
включения эхозаградителей приведена на рис. 8, где приняты
следующие обозначения: ТУ - транзитные удлинители; КТЧ - канал
тональной частоты; БПЗ - блоки переменного затухания; УУ -
управляющие устройства. Эхозаградитель работает следующим образом:
под воздействием разговорных токов срабатывает управляющее
устройство (УУ) и воздействует на блок переменного затухания (БПЗ),
тем самым вносится дополнительное затухание для токов эха.
Однако при использовании эхозаградителей встречаются
определенные трудности. Наличие в каналах шумов не дает
возможности создать эхозаградители с высокой чувствительностью. Поэтому
слабые разговорные токи эхозаградителями не подавляются. При
включении эхозаградителей несколько ухудшается качество связи,
так как из-за конечного времени их срабатывания наблюдается
пропадание части начальных слогов слов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
91
-ЦпзН
КТЧ
КТЧ
1-й-
Рис. 8. Включение эхозаградителей
Кроме снижения мешающего действия электрического эха, с
помощью эхозаградителей находят применение:
метод самобалансирующейся дифференциальной системы, при
котором возрастание затухания на пути токов эха достигается
увеличением балансного затухания дифсистем с помощью
автоматической регулировки сопротивления балансного контура;
компенсационный метод, обеспечивающий возрастание
затухания на пути токов эха за счет увеличения остаточного затухания
обратного направления только для эхо-сигналов, путем
формирования сигналов подобных сигналам эхо, но обратных по фазе.
Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 4-6
1. Необходимость организации двусторонних каналов. Основные
проблемы.
2. Изобразите схемы организации двусторонних каналов
передачи двухпроводного однополосного, четырехпроводного
однополосного и двухпроводного двухполосного.
3. Назначение развязывающих устройств при организации
двусторонних каналов, требования к ним и их классификация.
4. Поясните физическую сущность балансного затухания
трансформаторной дифференциальной системы.
5. Поясните физическую сущность таких понятий, как запас
устойчивости и устойчивость.
6. Причины возникновения искажений от обратной связи в
одиночной замкнутой системе, их оценка и способы снижения.
7. Электрическое эхо, механизм его возникновения и способы
снижения его мешающего влияния.
8. Заданы два генератора с внутренним сопротивлением R81 = 300 Ом
и Rz2 = 600 Ом. Необходимо обеспечить их независимую работу на
общую нагрузку Ян = 150 Ом с помощью трансформаторной дифси-
стемы (ТДС). Рассчитать коэффициенты трансформации и нерав-
ноплечности дифференциального трансформатора ТДС. Ответ:
для одного из возможных вариантов согласованного включения ге-

92
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи
нераторов и нагрузки к ТДС коэффициент трансформации п = 1,225
и коэффициент неравноплечности 77=2.
9. Для выбранной ТДС предыдущей задачи и исходных данных
определить входные сопротивления и затухания в
направлениях пропускания.
10. Определить устойчивость двустороннего усилителя
однополосной двухпроводной системы связи, если волновое
сопротивление линии Zn1 = 200 Ом и Zn2 = 192 Ом, величина
балансного сопротивления ТДС Z61 = Z62 = 197 Ом, затухание
прилегающих к усилителю усилительных участков принять
равным Ау1 = 28 дБ и Ау2 = 26 дБ. Ответ: а = 11,1 дБ.
11. Для исходных данных предыдущей задачи определить
величину критического усиления SKp двустороннего (дуплексного)
усилителя, при котором устойчивость одиночной замкнутой
системы равна нулю, величину искажений от положительной и
отрицательной обратной связи.
Ответ: SKp = 40,1 дБ, AS+ = 0,43 дБ и AS. = - 0,42 дБ.
12. Определить требования к величинам затухания направляющих
фильтров нижних частот - ФНЧ и верхних частот - ФВЧ, при
которых искажения от обратной связи не будут более 0,2 дБ.
Максимальное затухание усилительных участков принять
равным А 7= 32,3 дБ в полосе эффективного пропускания ФНЧ
и А2 = 47,8 дБ в полосе эффективного пропускания ФВЧ.
Ответ: затухание ФНЧ в полосе эффективного задерживания
Афнч = 64,2 дБ и ФВЧ в полосе эффективного задерживания
Афвч = 48,6дБ.

Часть 2. Принципы построения многоканальных
систем передачи
Лекция 7
Общие принципы построения многоканальных
систем передачи
Технико-экономическое обоснование применения
многоканальных систем передачи
Основу современных телекоммуникационных систем составляют
многоканальные системы передачи (МОП), позволяющие получить
типовые каналы и тракты и обеспечить экономически
целесообразно организованную связь на любые расстояния. Последнее
утверждение подтвердим следующими рассуждениями.
Пусть между пунктами А и Б, расстояние между которыми L км,
требуется организовать N каналов. Необходимое количество каналов
может быть организовано на воздушных, кабельных и радиорелейных
линиях различными способами. Например, требуется организовать
480 каналов. Их можно получить путем организации 480 физических
цепей и на каждой цепи организовать один канал, а можно
использовать одну физическую цепь и с помощью МОП получить необходимое
число каналов.
С экономической точки зрения представляют интерес только те
варианты организации связи, которые при прочих равных условиях
требуют меньших затрат.
Представление об эффективности использования МОП можно
получить путем сравнения вариантов организации связи между
пунктами А и Б путем сравнения вариантов по общим или удельным
капитальным вложениям. Рассмотрим два варианта организации N
каналов: по первому из них необходимое количество каналов N
получается путем использования N физических цепей, а по второму
варианту необходимое количество каналов получается путем
использования МОП и одной физической цепи.

94
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Общие капитальные вложения определяются формулами:
по первому варианту
К1 = (КЛ + МКЦ)1_ (1)
и по второму варианту
К2 = (КЛ + КЦ)1 + 2К0> (2)
где Кл - стоимость прокладки одного километра физической цепи
и соответствующего технического оснащения; Кц - стоимость одного
километра физической цепи; N - необходимое количество каналов
(цепей); L - протяженность магистрали (расстояние между пунктами
А и Б); К0 - стоимость оборудования МОП оконечных пунктов
магистрали.
Удельные капитальные вложения по вариантам /е7 и
/с2определяются как частное от деления общих капитальных вложений на
протяженность каналов магистрали - на канало-километры NL.
Для первого варианта
К, = — = — + Ки . (3)
1 NL N w
для второго варианта
NL ~ N NL (4)
Общая экономия от применения оборудования многоканальных
систем передачи (МОП) будет равна
AK = K1"K2 = LKli(N-1)-2K0 (5)
и удельная экономия
NL N NL V '
Зависимости, выраженные формулами (1)-(6), представлены
графически на рис. 1 и рис. 3 при фиксированном количестве
каналов N = const и на рис. 2 и рис. 4 при фиксированной протяженности
магистрали L = const.
Из формул (5) и (6) и рис. 1-4 видно, что использование
многоканальных систем передачи для получения заданного числа каналов на
одной физической цепи экономически оправдано, если потребность
каналов и протяженность магистрали больше некоторых критических
значений Л/к и LK. Экономия от применения МОП тем выше, чем
больше пучок каналов N и протяженность магистрали L

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
95
Рис. 1. К определению капитальных
вложений и общей экономии для вариантов
организации связи при N = const
Рис. 2. К определению капитальных
вложений и удельной экономии для вариантов
организации связи при L = const
Рис. 3. К определению удельных
капитальных вложений и удельной экономии
для вариантов организации связи
при N = const
Рис. 4. К определению удельных
капитальных вложений и экономии
для вариантов организации связи
при L = const
При использовании многоканальных систем передачи для
различных линий связи (кабельные, радиорелейные и др.) общие
капитальные вложения равны
К = (Кл+КсП)1 (7)

96
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
и удельные капитальные вложения
К К-- + ^> (8)
N'nL N'n Л/' '
где Кл - стоимость одного километра магистрали без стоимости
оборудования МСП; Кс - стоимость одной МСП, отнесенная на один
километр магистрали; п - количество многоканальных систем
передачи; Л/'- количество каналов, образуемых одной МСП; L -
протяженность магистрали, км.
Для иллюстрации эффективности использования МСП (или
просто систем передачи) рассмотрим некоторые примеры.
П р и м е р 1. Необходимо организовать N = 30 телефонных каналов
между пунктами А и В. Определить расстояние LK, начиная с которого
целесообразно использовать систему передачи для организации 30
каналов на одной физической цепи. Известно, что стоимость одного километра
физической цепи Кл = 6000 руб/км, стоимость оборудования систем
передачи оконечных станций равно К0 = 1 150 000 руб.
Решение. Необходимое число каналов может быть получено путем
использования 30 физических цепей или с использованием одной
физической цепи и системы передачи на 30 каналов. Общая экономия от
применения системы передачи и одной физической цепи определяется по формуле
(5) АК = 1.КЦ (N - 1) - 2К0П. Так как при L = LK АК = 0 (см. рис. 1 и 3), то
Ц<ц (N-1) = 2 Ко, откуда LK = 2Ко/Кц (N - 7) = 2 х 1 150 000/6000 (30 - 1) =
= 13,2 км. Следовательно, до расстояния, равного 13,2 км, экономически
целесообразнее заданное число каналов получить с помощью 30 физических
цепей, а начиная с расстояния между пунктами А и В, большего 13,2 км,
экономически выгоднее использовать систему передачи, позволяющую на
одной физической цепи получить 30 каналов.
П р и м е р 2. Определить экономию от использования системы передачи
К-300 вместо системы К-60 для организации 600 каналов тональной частоты
на магистрали протяженностью L = 1000 км. Варианты организации: 1-й
вариант - используются кабель типа МКС 7х4х1,2ип=10 систем К-60,
позволяющих получить 600 каналов; 2-й вариант - применяются кабель
типа МКТП-4 и л = 2 системы передачи К-300, позволяющих получить также
600 каналов. Стоимость одного километра кабеля типа МКС равна Кл =
= 278 500 руб/км и стоимость одной системы передачи К-60, отнесенная к
одному километру магистрали, равна Кс = 5250 руб/км; стоимость одного
километра кабеля типа МКТП равна Кл= 217 600 руб/км и стоимость одной
системы передачи К-300, отнесенная к одному километру равна Кс=
= 10 075 руб/км.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
97
Решение. Согласно формуле (7) имеем:
по первому варианту К1 = (Кл + Ксп) L = (278 500 + 5250 х 10) х 1000 =
= 331 000 000 руб;
по второму варианту К2 = (Кл + Кс п) L = (217600 + 10075 х 2) х 1000 =
= 273 750 000 руб.
Общая экономия при использовании второго варианта равна АК =
= К1 - К2 = 93 250 000 руб.
Рассмотренные примеры показывают, что применение многоканальных
систем передачи позволяет экономически целесообразными способами
организовать необходимое число каналов на телекоммуникационных сетях.
Обобщенная структурная схема многоканальной системы
передачи
Многоканальной системой передачи (в дальнейшем просто
системой передачи) называется совокупность технических средств,
обеспечивающих одновременную и независимую передачу
однотипных или разнотипных сообщений от N источников к N получателям
по одной линии связи (физической среде распространения сигналов
электросвязи). Обобщенная структурная схема Л/ - канальной
системы передачи (СП) приведена на рис. 5.
, ,s'i(t) , ,
i-^iT-21^!^ c-i(t)
__S'2(t) i 1
^^^ГИ^ЧдГУ c2(t)
j
Рис. 5. Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи
Первичные сигналы Ci(t), время существования и спектры частот,
которых могут частично или полностью перекрываться, поступают
в передающую часть системы передачи, где с помощью устройств
Mj преобразуются в канальные сигналы
Процесс преобразования первичного сигнала в канальный
решает две задачи.
Во-первых, каждый канальный сигнал S,^ наделяется
совокупностью физических признаков, отличающих его от остальных
канальных сигналов; эти признаки или параметры называются
разделительными.
cn(t) H~MJO

98
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Во-вторых, необходимо сформировать канальные сигналы так,
чтобы в них содержались передаваемые сообщения, т.е. сведения
о форме первичных сигналов, поступающих на входы каналов.
Многоканальный, или групповой сигнал S(t) получается
объединением канальных сигналов в устройстве объединения О. В
частности групповой сигнал можно получить суммированием канальных
сигналов, т. е.
S(f) = ]>,(')■ о)
/и
Системы передачи, где групповой сигнал представляет сумму
канальных сигналов, называются аддитивными.
Системы передачи, в которых при формировании группового
сигнала применяются другие операции, носят название комбинационных.
Современные многоканальные телекоммуникационные системы
в основном являются аддитивными.
Прохождение группового сигнала по линии связи (среде
распространения) сопровождается помехами и искажениями, следовательно,
на входе приемной части системы передачи будем иметь сигнал S'(t).
Разделение группового сигнала на отдельные канальные сигналы
осуществляется разделяющими устройствами Ф\ (фильтрующими
устройствами) на основе тех разделительных признаков, которыми
первичные сигналы были наделены на передаче. На выходе
устройств Ф| получаем канальный сигнал S'ft)% отличающийся от
канального сигнала S,(t) наличием помех и искажений, обусловленных
прохождением канального сигнала по элементам оборудования
систем передачи и среды распространения (линии связи).
Разделяющие устройства Ф| могут быть линейными и
нелинейными. Система передачи называется линейной или системой передачи
с линейным разделением сигналов, если развязывающие устройства
являются линейными четырехполюсниками с постоянными или
переменными параметрами. Если разделяющие устройства представляют
нелинейные четырехполюсники, то такие системы передачи
называются нелинейными. В основном применяются системы передачи
с линейным разделением каналов (сигналов).
После разделения канальные сигналы поступают на устройства Д,
где осуществляется преобразование канальных сигналов S'fl)
в первичные сигналы C'(t), отличающиеся от первичных сигналов на
передаче наличием помех и искажений, вносимых элементами
оборудования систем передачи и линий связи (среды распространения).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
99
При разработке и исследовании многоканальных систем
передачи обычно известны свойства первичных сигналов, число каналов
и характеристики линий связи-среды распространения и помех.
Теория построения многоканальных телекоммуникационных
систем должна указать класс канальных сигналов, обеспечивающих
принципиальную возможность их разделения, и определить
требования к устройствам формирования канальных сигналов и их
разделения, обеспечивающих минимальное различие между
первичными сигналами на передаче C(t) и приеме C'(t). Должны
быть также указаны пути технической реализации устройств
формирования канальных сигналов М, их объединения О и разделения.
В многоканальных системах передачи кроме внешних помех
возникают специфические помехи, обусловленные неидеальностью
функционирования устройств разделения канальных сигналов. Эти
помехи проявляются как взаимные переходные влияния между
каналами. Необходимо указать пути снижения этих влияний до
допустимых значений.
Системы передачи должны обеспечивать не только высокое
качество передачи сигналов, но и ее необходимую надежность. При
этом дальность связи может достигать многих тысяч километров.
Важной задачей техники многоканальных систем передачи является
также достижение высокой экономической эффективности, которая,
как указывалось выше, оценивается стоимостью строительства и
эксплуатации 1 км канала передачи. В связи с этим может быть
поставлена задача построения многоканальных систем передачи,
минимизирующих эти показатели.
Следовательно, основные задачи техники многоканальных
систем передачи сводятся к созданию систем, обеспечивающих
заданное число каналов, требуемые качество передачи, надежность,
эффективность и дальность связи.
Современные многоканальные системы передачи состоят из
следующих основных частей (рис. 6): каналообразующего
оборудования (КОО), оборудования сопряжения (ОС), оборудования
линейного тракта (ОПТ), унифицированного генераторного оборудования
(УГО) и сервисного оборудования (СО).
Каналообразующее оборудование для конкретного типа систем
передачи является унифицированным и предназначено для
создания типовых каналов с характеристиками, соответствующими
определенным нормам.

100
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Ci(t)-ji
CN(t)
£
коо
ГсоП ГсоП
и.
ос
олт
ос Н
1
коо
Г"
■* C',(t)
j
^ C'N(t)
УГО
Рис. 6. Унифицированное оборудование многоканальных систем передачи
Оборудование линейного тракта является частью системы
передачи, в которой сигналы всех каналов объединены в групповой или
многоканальный сигнал, параметры которого согласованы с
параметрами передачи среды распространения, и называется такой
сигнала линейным. Оборудование линейного тракта включает в
себя устройства, устанавливаемые на оконечных станциях, линию
связи и оборудование промежуточных станций (усилительные или
регенерационные пункты).
Оборудование сопряжения является специфическим для каждой
системы передачи, оно обеспечивает согласование каналообра-
зующего оборудования с оборудованием линейного тракта.
В состав системы передачи входит также унифицированное
генераторное оборудование, вырабатывающее электрические сигналы,
необходимые для формирования канальных сигналов, и
вспомогательные сигналы, обеспечивающие качественное функционирование
всего оборудования систем передачи.
Сервисное оборудование обеспечивает автоматизацию
процессов технического обслуживания каналов и трактов систем передачи.
Самой дорогостоящей частью многоканальной системы
передачи является каналообразующее оборудование, реализующее
различные методы разделения канальных сигналов.
Методы разделения.канальных сигналов
Методы формирования канальных сигналов и их разделения
можно разделить на простейшие, когда первичные сигналы
передаются без каких-либо преобразований в исходном диапазоне
частот, и методы, основанные на дополнительном преобразовании
первичных сигналов в канальные с наделением их определенными
отличительными признаками.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
101
Простейшие методы разделения канальных сигналов.
Наиболее простым методом разделения канальных сигналов
является метод уравновешенного моста (рис. 7).
Если сопротивления проводов физической цепи Zn1 = Zn2 = Zm то
при Zj = Z2 = Z3 = Z4 = Z0 схема рис. 7 образует уравновешенный
мост с сопротивлениями плеч Z0v\ Z0 + Zn. В такой схеме разность
потенциалов, создаваемая источником сигнала \ЛС, между точками
а, б и а', б" равна нулю и, следовательно, сигнал Ci(t) от источника
\АС, не воздействует на приемник сигнала ПС2; сигнал C2(t) от
источника ИС2 не воздействует на приемник сигнала nc1f так как
разность потенциалов, создаваемая источником сигнала ИС2 между
точками с и с' равна нулю. Таким образом, при идеальной
уравновешенности моста двухпроводную физическую цепь (линию связи)
можно использовать для организации двух независимых каналов,
обеспечивающих передачу сообщений от источника \ЛС, к
приемнику flCi и от источника ИС2 к приемнику ПС2.
а а'
б б'
Рис. 7. Схема разделения каналов методом уравновешенного моста
Цепь в данном примере является трехпроводной: роль третьего
провода выполняет «земля». Разумеется, если Zn1 ф Zn2} то
равновесия моста можно добиться соответствующим подбором
сопротивлений Zb..Z4. Однако на практике не удается достичь
идеального уравновешивания моста и поэтому между каналами
возникают взаимные помехи.
Дополнительные цепи, образованные методом уравновешенного
моста, называются искусственными, или фантомными.
Искусственные цепи используются для передачи токов дистанционного
питания, совместного телеграфирования и телефонирования,
передачи дополнительных телефонных разговоров (в частности, для
служебной связи).

102
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Наибольшее применение нашли искусственные цепи на основе
дифференциальных трансформаторов, известные как схемы Пикара.
При наличии двух двухпроводных цепей с помощью
дифференциальных трансформаторов (ЦТ^.ДТ3) может быть организована
искусственная, или фантомная телефонная цепь (рис. 8).
Рис. 8. Схема искусственной телефонной цепи
Двухпроводные цепи, используемые для устройства
искусственной цепи, в этом случае называются основными цепями. В точках А-А
дифференциальных трансформаторов искусственной цепи могут
быть включены телеграфные аппараты, т. е. на искусственную
телефонную цепь может наложена цепь передачи телеграфных сигналов.
Разделение сигналов по методу уравновешенного моста имеет
существенный недостаток: при помощи этого метода удается
получить не более двух-трех дополнительных связей на одной
физической цепи. Искусственные цепи применяют как вспомогательные,
совместно с более совершенными методами разделения канальных
сигналов.
Принципы линейного разделения сигналов. Первичные
сигналы с,{0, поступающие на входы каналов системы передачи, могут
одновременно существовать в одинаковых или перекрывающихся
спектрах частот. Как следует из рис.5, в устройствах Mj
осуществляется формирование отличающихся друг от друга канальных
сигналов Sj(t). Преобразование первичного сигнала c,(t) в канальный
сигнал Sj(f) можно, в общем виде, описать выражением
Si(t) = Mi [Ci(t)], (10)
где М\ - оператор, осуществляющий преобразование /-го первичного
сигнала в /-й канальный сигнал. Как правило, преобразование Мх

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
103
осуществляется путем модуляции сигналом eft) некоторого сигнала
Щ\)% называемого переносчиком. Как известно, процесс модуляции
можно представить как умножение модулирующего сигнала eft) на
переносчик i/rft). Если принять, что сигнал eft) представляет собой
медленно меняющуюся функцию времени с,, остающейся
постоянной на периоде переносчика у/ft), то процесс формирования /-го
можно записать в виде
si(t) = ci\|/j(t). (11)
Рассмотрим аддитивную линейную Л/-канальную систему
передачи, в которой групповой сигнал S(t) получается суммированием
канальных сигналов sk(t) (9), т. е.
S(t) = J ck¥k(t) = едгДО + c2y/2(t)... + cNy/N{t). (12)
1
Разделяющие устройства Ф\ представляют линейные
четырехполюсники, действие которых описывается линейным оператором
Ф,. Операцию разделения и преобразования сигналов на приеме
можно описать выражением
N
ф,[ЗД = ф,
= c(#(f) = s,(0- (13)
В аддитивных линейных многоканальных системах передачи
оператор разделения Ф, является линейным и поэтому (13) можно
представить в виде
<P,[S(f)]= £ф,[слМ0]= S<P,[s,(0]. (14)
1 1
Условие разделения сигналов (13) с учетом (14) можно записать
следующим образом:
<p,[s(o]- 2 ф,[с*г»(о]= 2 ф/[5,(о]={5/^;': *• об)
1 1 [ u, / ^ л.
Выражение (15) показывает, что с помощью линейного
оператора Ф, /-го канала из группового сигнала выделяется только /-й
канальный сигнал sft) и что на выходе i-ro канала сигналов,
передающихся по другим каналам, не будет. Затем с помощью
устройства Д| (см. рис. 5) /-й канальный сигнал преобразуется в /-й
первичный сигнал eft).
Чтобы канальные сигналы удовлетворяли условию разделения
(15), они должны быть линейно независимыми. Канальные сигналы

104
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
как функции времени, srft)=cr^(U s2(t)=c2i//2(t)... sN(t)=cNy/N(t) будут
линейно независимыми, если нельзя подобрать такие числовые
коэффициенты сь c2,...,cN, не равные нулю, для которых
(Wi(t) + с2 \|/2(t) +.-.+ cN \|/N(t) = 0. (16)
Действительно, коэффициенты c1f с2,... cN характеризуют
амплитуду первичных сигналов, которую, как допускалось выше, можно
считать постоянной на периоде переносчика Если канальные
с\Щ) сигналы линейно зависимы, то при некоторых значения
коэффициентов с,- можно получить S(t) = с^(\) + с2Щ(\) +... + cNlf/N(t) = 0. При
этом Ф, fS(t) 7= Ф, [0]= 0, т. е. условия разделения (15) не
выполняется. Тождество (16) возможно лишь при с? = с2=... cN= 0.
Следовательно, для получения линейно независимых канальных
сигналов необходимо использовать линейно независимые
переносчики так как канальные сигналы представляют собой
модулированные переносчики.
Можно показать, что к линейно независимым относятся,
например, следующие последовательности функций:
A0ta°,A,ta\A2ta2,...,ANtaN или А0еа*(,А,еа\...,Аыеа"',
если а0, щ,ocN - вещественные числа.
Для функций вида y/^t) = 1; y/2(t) = cos20)t; y/3(t) = siifcot имеем
+¥$) +¥з(1) = 1 + cos2cot + sin2cot = 0, что означает их линейную
зависимость. Линейное разделение функций такого вида
невозможно, и их, следовательно, нельзя использовать в качестве
переносчиков для формирования канальных сигналов.
В общем случае критерий линейной независимости функций
W(t)...i/fN(t), определенных на интервале 0 < t< Г, дается теоремой
Грама, которая формулируется следующим образом:
Для того чтобы функции y/i(t), y/2(t), y/N(t) были линейно
независимыми, необходимо и достаточно, чтобы был отличен от нуля
определитель матрицы элементы которой определены
соотношением
al=J^(W)*- (17)
о
Таким образом, условие линейной независимости функций щ (t)
можно записать в следующей форме:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
105
Gk(0^2(0,..,^/v(0] =
а11 а12
а21 а22
а1л/
а2л/
*0,
(18)
|а1л/ а2л/
ал/л/
где G [ ] называется определителем Грама.
Из множества функций, удовлетворяющих условию (18),
выделяется класс ортогональных функций. Функции l//i(t) (i = 0, 1, 2,..., N)
называются ортогональными с весом р (t) на интервале 0...Г, если
они удовлетворяют следующим условиям:
где р (t) - некоторая фиксированная неотрицательная функция, не
зависящая от индексов /" и у; kf - постоянная величина,
пропорциональная среднеквадратичному значению или средней мощности у-го
сигнала. Для некоторого класса ортогональных функций весовая
функция р (t) = 1.
Известно много классов функций, удовлетворяющих условию
ортогональности. К ортогональным функциям времени относятся
периодические последовательности импульсов, не перекрывающиеся
во времени. На основе таких переносчиков строятся многоканальные
системы передачи с временным разделением каналов (СП с ВРК),
основанные на различных видах импульсной модуляции.
К классу ортогональных сигналов относятся и канальные сигналы
с неперекрывающимися частотными спектрами. В таких системах
передачи канальные сигналы являются ортогональными в частотной
области, т.е. они удовлетворяют соотношению
На основе таких канальных сигналов строятся системы передачи
с частотным разделением каналов (СП с ЧРК).
Из всего сказанного следует, что обобщенную структурную схему
линейной аддитивной многоканальной системы передачи можно
представить в следующем виде, рис. 9.
(19)
при i = /с,
при i * к.
(20)

106
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Ci(t) —Н Mj I-
c2(t)
si(t)
CN(t) ■
s2(t)
^i(t)
SN(t)
Генератор
переносчиков
|S'l(t)
Г^ГпсИ
Передающая сторона
Приемная сторона
Рис. 9. Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи
с линейным разделением сигналов - каналов
На передающей стороне первичные сигналы d(t), c2(t),...,cN(t)
поступают на вход устройств M1f M2l..., MN, на другой вход которых
от генераторов переносчиков поступают линейно независимые или
ортогональные переносчики цгф), i//2(t),..., переносящие
первичные сигналы в канальные сигналы srft), s2(t),..., sN(t). Затем
канальные сигналы суммируются, и формируется групповой
многоканальный сигнал S(t).
На приемной стороне групповой сигнал, изменившийся под
воздействием различного вида помех и искажений S'(t), поступает на
перемножители Пь П2,..., nN, на другой вход которых от
генераторов переносчиков поступают переносчики i/srft), y/2(t),..., iffN(t).
Результаты перемножения поступают на интеграторы И1} И2 Им, на
выходе которых получаются канальные сигналы, изменившиеся под
воздействием различного вида помех и искажений, s'rft), s'2(t),..., s'N (t).
Далее канальные сигналы поступают на устройства fllf Д2, An,
преобразующие канальные сигналы в первичные, претерпевшие
изменения под воздействием помех и искажений, c'rft), c'2(t),..., c'N(t).
Функционирование системы передачи возможно при синхронном
(а иногда и синфазном) воздействии переносчиков на устройства
преобразования М на передаче и умножения П на приеме. Для этого
на приемной стороне в групповой сигнал вводится синхросигнал
(СС), а на приемной стороне он выделяется из группового сигнала
приемником синхросигнала (ПС).
Кроме уже указанных систем линейно независимых и
ортогональных переносчиков, находят применение переносчики на основе
функций Якоби, Лежандра, Лаггера, Уолша и множества других.
В этих системах канальные сигналы могут совпадать по времени

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
107
и иметь перекрывающиеся спектры, поэтому такие системы могут
быть названы системами с разделением сигналов по форме.
В настоящее время наибольшее распространение получили
аналоговые системы передачи с частотным разделением каналов
и цифровые системы передачи с временным разделением каналов.
Нелинейное и комбинационное разделение каналов. В настоящее
время нелинейные методы разделения каналов для построения
многоканальных систем передачи применяются крайне редко и общая теория
нелинейного разделения не разработана пока в общем виде. Однако
применение некоторых методов нелинейного разделения сигналов
позволяет существенно повысить эффективность использования физических
цепей. Рассмотрим разработанные к настоящему времени два метода
нелинейного разделения каналов.
РАЗДЕЛЕНИЕ ПО УРОВНЮ. Разделением по уровню назовем случай,
когда сигналы различных каналов имеют одинаковую форму, передаются
одновременно и различаются только величиной. Такие сигналы линейно
зависимы и линейными методами их не разделить. Пусть, например, имеются
прямоугольные амплитудно-модулированные импульсы. Если амплитуды
импульсов могут принимать в каждом канале любое из значений Aj=iS, то
разделение невозможно. В самом деле, если принимается, скажем, значение
Aj=3S, то неизвестно, передается ли импульс амплитудой 38 по одному
каналу или импульс с амплитудой 8 по одному и 28 по другому каналу. К тому
же, неизвестны и не могут быть установлены номера каналов, которым
принадлежат составляющие принятого сигнала. Разделение возможно лишь
при соблюдении определенных условий, которые и установим.
Рассмотрим в качестве примера разделение двух каналов, сигнал каждого
из которых представляет собой случайную последовательность импульсов,
имеющих амплитуду А1 в первом канале и А2 во втором. Сигналы обоих
каналов могут быть принципиально всегда разделены при условии А1 ? А2.
Рассмотрим возможный процесс разделения (см. рис. 10 а).
В простейшем случае первый сигнал выделяется с помощью
порогового устройства путем ограничения смеси двух сигналов снизу на уровне
А2\л сверху на уровне Аь т. е. путем вырезания из смеси полосы высотой
АА =А1-А2 (см. рис. 10, б).
В результате такого ограничения выделяется канальный сигнал srft), но
уменьшенный в (А1 - Ад) раз. Этот сигнал усиливается до номинального
значения усилителем с коэффициентом усиления К=А1/(А1 -Ар) (см. рис. 10 б)
и поступает на выход первого канала. Сигнал s2(t) второго канала получается
путем вычитания сигнала первого канала srft) из группового сигнала S(t) (см.
рис. 10 6).

108
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Si(t)
Ai
Д = А1-А2 K = Ai/(Ai-A2)
Si(t)
A2||
S(t)-*t
>
■Si(t)
S(t)
6)
ЁЬ s2(t>
Ai-
A2-
ДА = Ai - A2
—l —j- Ц
a)
Рис. 10. Разделение по уровню:
а - временные диаграммы; б - функциональная схема разделения
Разделение по уровню возможно и в том случае, когда число каналов
больше двух, при условии, что высоты канальных импульсов убывают, т.е.
N
А1 > А2 > А3,... > AN и что А > ^ д., где Л/ - число каналов. Разделе-
i=k
ние сигналов по уровню применяется в некоторых системах передачи
цифровой информации в сочетании с другими методами разделения и
позволяет существенно повысить их информационную эффективность.
КОМБИНАЦИОННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ. Возможен метод разделения
каналов, переводящий задачу построения многоканальных систем передачи в
несколько иную плоскость. Рассмотрим передачу двоичных импульсных
последовательностей импульсов по двум каналам, полагая, что амплитуды
импульсов в обоих каналах одинаковы. Оба канала работают двоичным
кодом с элементами 0 и 1 (рис. 11). Возможные комбинации сигналов
в обоих каналах в линии приведены в табл. 1.
Таблица 1
Канал 1
0
1
0
1
Канал 2
0
0
1
1
№ комбинации
1
2
3
4
Сумма сигналов
0
1
1
2

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
109
Как видим, сигналы обоих каналов будут смешаны, следовательно,
разделить их будет невозможно, так как суммарный сигнал, равный единице,
означает наличие импульса в одном канале и отсутствие в другом, но
неизвестно, в каком именно. Но возможно вместо суммарного сигнала
передавать номер комбинации, так как этот номер однозначно определяет
сигналы каждого из каналов в отдельности. Таким образом, дело сводится к
передаче четырех чисел, которые могут быть переданы любым способом, т.
е. закодированы любым кодом и переданы посредством любого вида
модуляции.
Si(t)
S2(t)
0 1010 0 1
o|T]ol1|1|1
•t
Рис. 11. К комбинационному
разделению сигналов
Построение многоканальной системы передачи сводится теперь к
созданию некоторого устройства, на N входов которого поступают канальные
сигналы и которое вырабатывает результирующий или линейный сигнал в
форме кодовой комбинации, отображающей совокупность мгновенных
значений канальных сигналов в данный момент. Число таких комбинаций
равно, очевидно, М = mN, где N - число каналов, am- основание кода в
канале до преобразования или число возможных состояний канального
сигнала. Taic при импульсной пятиканальной системе и при применении в
каждом канале кода с основанием десять, необходимо передавать в
каждый тактовый интервал пятизначное десятичное число. Число 20 739
означает, например, что по первому каналу передается сигнал 2, по
второму - 0, по третьему - 7 и так далее. Это число может быть закодировано как
угодно, совершенно независимо от того, каков код канала. Таким образом,
линейный сигнал не есть просто сумма или смесь канальных сигналов;
линейный сигнал представляет собой отображение определенной
комбинации канальных сигналов. Выбор способа отображения комбинаций может
быть различным. Например, в качестве линейных сигналов для двухка-
нальной системы передачи можно применить синусоидальные колебания,
начальная фаза которых, в зависимости от комбинации канальных
импульсов, принимает одно из четырех возможных значений. Возможно также
использование четырех колебаний с частотами fh f2, f3v\ f4.

110
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
Для передачи N двоичных сигналов необходимое число различных
сигналов в линии, соответствующее различным параметрам переносчика (частоты,
фазы и др.), равно 2N. Однако в линию в любой момент (такт) времени
передается только один сигнал, т.е. необходимая мощность сигнала в линии
уменьшается, что является достоинством этой системы. Комбинационная
система выгодна при небольшом числе каналов, так как увеличение числа
каналов (кратности системы) резко увеличивает необходимое количество
передаваемых сигналов, что приводит к усложнению системы.
Приемник такой системы каждому их М вариантов линейного сигнала
должен сопоставлять определенную комбинацию канальных сигналов,
посылаемых N получателям сообщений.
Большой практический интерес представляют комбинированные
системы, в которых используются одновременно различные методы разделения
каналов: комбинированные системы с применением частотного
разделения, комбинированные системы с использованием временного разделения,
комбинированные системы с использованием частотного и временного
разделения.
Наибольшее распространение получили системы, в которых сочетаются
методы линейного разделения ортогональных сигналов в виде отрезков
синусоидальных колебаний и комбинационно-фазовой модуляции каждого
из этих колебаний.
Взаимные помехи между каналами
Из-за неидеальности работы устройств формирования
канальных сигналов Mj на передаче и устройств разделения канальных
сигналов на приеме Ф\ на приеме (см. рис. 5) в многоканальных
системах передачи возникают специфические переходные или
взаимные помехи между каналами. Причиной таких помех могут
быть линейные или нелинейные искажения в устройствах передачи
группового (многоканального) сигнала.
Неидеальность функционирования устройств формирования
канальных сигналов Mj приводит к тому, что канальные сигналы s/ (t)
формируются лишь приближенно. Искажения и мультипликативные
помехи в трактах передачи также изменяют форму канальных
сигналов, нарушается условие ортогональности
сигналов-переносчиков. В результате канальные сигналы, поступающие на вход
приемного устройства, удовлетворяют условиям разделения лишь
приближенно. Неидеальность функционирования устройств
разделения Ф| не позволяет точно реализовать алгоритмы разделения

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
111
сигналов. Все это является причиной возникновения межканальных,
или переходных помех.
Качество многоканальной системы передачи с точки зрения
переходных помех можно охарактеризовать величиной затухания
между влияющими и подверженными влиянию каналами,
называемого переходным затуханием.
Для оценки переходных влияний рассмотрим рис. 12, где приняты
следующие обозначения: Г - генератор измерительного сигнала,
подключенный ко входу /-го канала, являющегося влияющим; Zok, -
нагрузочное сопротивление на входе к-го канала, подверженного
влиянию; ZHi, - нагрузочное сопротивление на выходе Аго канала; ZHk
- нагрузочное сопротивление на выходе /с-го канала; Wj - мощность
сигнала на выходе влияющего канала; Wik - мощность сигнала на
выходе канала, подверженного влиянию. Затухание переходных
помех, обусловленных вышеназванными причинами, равно
Л=Ю1д^. (21)
Затухание А1к называют также защищенность канала от
переходных помех. Знание этой величины позволяет определит
величину мощности Wik переходной помехи по формуле
1^=10** мВт. (22)
zok [J
1 i -й канал
Система
передачи
W, ^
J *
1 к -й канал
WiK г
J *
ч
•OzHi
ClzHk
Рис. 12. К определению затухания переходных помех
Одна из основных задач, решаемая при построении
многоканальных систем передачи, заключается в обеспечении условий, при
которых взаимные помехи между каналами не превосходят
допустимых величин. Эти величины определяются в каждой конкретной
ситуации в зависимости от вида сигналов, назначения системы
передачи и требований к качеству связи. При заданных
характеристиках тракта передачи группового или многоканального сигнала
может быть поставлена задача выбора типа переносчиков и их
разделительных и информационных параметров, обеспечивающих
максимальное значение защищенности от переходных помех.

112
Часть 2. Общие принципы построения многоканальных систем передачи
При построении многоканальных систем передачи наибольшее
распространение получили временное и частотное разделение
каналов на основе различных видов модуляции.
Вопросы и задачи для самоконтроля
1. Сформулируйте требования к устройствам Mj формирования
канальных сигналов многоканальной системы передачи (см. рис. 5).
2. Сформулируйте требования к устройствам Ф| разделения
канальных сигналов многоканальной системы передачи (см. рис. 5).
3. Докажите, что переносчики вида Frft) = 1, W2(t) = t и *F3(t) =
= 0,5 (3t2 - 1) образуют класс линейно независимых сигналов
на интервале -Т...+Т.
4. Групповой сигнал трехканальной системы передачи
представляет сумму вида S (t) = C7f + C2t2 + C3t3. Используя операции
интегрирования и дифференцирования, осуществить процесс
их разделения. Привести функциональную схему разделения
канальных сигналов.
5. Групповой сигнал представляет сумму трех канальных
сигналов srft), s2(t) и s3(t), амплитуды которых образуют ряд 1, 0,5
и 0,25, рис. 13. Привести алгоритм их разделения и
функциональную схему устройства разделения.
Si(t)
I
1 -
s2(t)
0,5-
и
S3(t)
0,25-
ГП I—1 п
Si(t)
s2(t)
s3(t)
0 Т/4 Т/23Т/4 Т
Рис. 14 (к задаче 6)
Рис. 13 (к задаче 5)
6. Заданы три канальных сигнала на интервале времени 0-Т
(см. рис. 14). Показать возможность их линейного разделения.

Часть 3. Построение систем передачи
с частотным разделением каналов
Лекция 8
Принципы формирования канальных сигналов
в системе передачи с частотным разделением
каналов
Структурная схема системы передачи с частотным
разделением каналов
Многоканальные системы передачи с частотным разделением
каналов (СП с ЧРК) относятся к классу систем с линейным
разделением сигналов с совпадающими или перекрывающимися спектрами.
В качестве переносчиков канальных сигналов в СП с ЧРК
используются гармонические колебания различных частот, а методами
формирования канальных сигналов является модуляция одного или
нескольких параметров этих колебаний. Переносчики канальных
сигналов называются несущими колебаниями, или несущими
частотами.
Известно, что модуляция одного из параметров несущей частоты
переносит спектр модулирующего сигнала в спектр частот,
определяемый частотами несущего колебания и видом модуляции.
Сущность построения СП с ЧРК заключается в том, что спектр
каждого первичного сигнала с помощью несущей частоты переносится в
отведенную для него полосу частот линии связи (физической среды
распространения электрического сигнала), формируя таким образом
канальные сигналы с неперекрывающимися спектрами (рис. 1).
На вход канальных модуляторов М1} М2и М3 поступают первичные
сигналы c^t), c2(t) и c3(t), спектры которых Sn(f), S2(f) и S3(f) занимают
одну и ту же полосу частот AFC= F1...F2 (рис. 2 а). С помощью несущих
частот fHl, fH2 и fh3, представляющих гармонические колебания -
переносчики ^(t), *F2(t) и ^(t), первичные сигналы преобразуются

114
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
в канальные сигналы, занимающие полосы частот ty... V для первого
канала, f2... f2" для второго и f3... f3" для третьего каналов (рис. 2 б).
ci(t)HjjT}
кпф-1
C2(t) -
c3(t) -
У2(1)[у3д)|
кпф-3 I
гЧ кпф-1 Н"дП
риП 1 кпф-2 H-JH Линия h-i-H кпф-2 [
ЦТпфТ]-
Генератор
несущих
{фнч}-^ с i(t)
{фйч^сгш
фнчТ-^СзШ
Рис. 1. Структурная схема системы передачи с частотным
разделением каналов
f н1
Первый канал
Второй канал
f2
Третий канал „
f2
fo На выходе
f н2
М-1
^1
f 11
f 12
На выходе
f нз
м^^
f 21
f 22|
На выходе
М-1
f 31
а)
132
На выходе
полосовых
канальных \ КПФ-1 Д КПФ-2 Д КПФ-3 /
(Филеров
6)
f3"
Рис. 2. Формирование канальных сигналов в системе передачи
с частотным разделением каналов в передающей части -
тракте передачи
Канальные сигналы выделяются канальными полосовыми
фильтрами (КПФ-1 для первого канала, КПФ-2 для второго канала

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
115
и КПФ-3 для третьего канала). Спектр группового сигнала состоит
из трех полос и занимает общий диапазон частот от U до f3".
В приемной части происходит разделение канальных сигналов
с помощью разделительных канальных полосовых фильтров КПФ-1
для первого канала, КПФ-2 для второго канала и КПФ-3 для
третьего канала. Спектральные диаграммы сигналов приемной части
системы передачи с частотным разделением каналов приведены на
рис. 3.
На рис. 3 а показаны канальные сигналы на выходе
разделительных канальных полосовых фильтров (КПФ-1, КПФ-2, КПФ-3)
приемной части или тракта приема системы передачи с частотным
разделением каналов (см. рис.1). Выделенные канальные сигналы
поступают на входы демодуляторов Д-1 первого канала, Д-2 второго
канала и Д-3 третьего канала (см. рис. 1). На другие входы
демодуляторов подаются несущие частоты fHl первого канала, fH2 второго
канала и fH3 третьего канала. На выходе демодуляторов появляются
первичные сигналы с полосой частот AFC= F^.. F2 и высокочастотные
продукты демодуляции (рис.3 б, в, г). Фильтры нижних частот (ФНЧ),
устанавливаемые на выходе демодуляторов, выделяют полосу
частот первичных сигналов AFC и подавляют высокочастотные продукты
демодуляции (см. рис. 1 и рис. 3 б, в, г).
Рис. 3. Преобразование канальных сигналов в приемной части -
тракте приема
Нетрудно показать, что сигналы на выходе канальных полосовых
фильтров тракта передачи СП с ЧРК будут ортогональными
в частотной области. Рассмотрим N-канальную систему передачи,
спектр канальных сигналов которой приведен на рис. 4.

116 Часть 3, Построение систем передачи с частотным разделением каналов
S(f)
si(f)
i—I г
S2(f) S3(f)
1 I
s|(f) sn(f)
г-i 1-H
■f
fi* f l"f 2* ^2"ТЗ' Тз" fj' fj" fN fN"
Рис. 4. Спектры канальных сигналов N-канальной СП с ЧРК
Для спектров канальных сигналов (см. рис. 4) справедливы
следующие условия:
0 при f\<f < /;"
= 0 при f^>f>(
s2(f)
* о лра f2 < f < 4"
= 0 лрб/ f2>f>f2
(1)
Общий диапазон частот, занимаемый многоканальным -
групповым сигналом S (f)= Sj (f), находится в области частот от f/ до fN.
Спектры канальных сигналов Sj(t) не перекрываются и потому
J S,(f)Sn(f)df = Q'
А при / = л,
npt/ / ф л,
(2)
где Д - некоторая постоянная, величина которой определяется
энергией /-го канального сигнала.
Выражение (2) означает, что спектры канальных сигналов
представляют ортогональные функции частоты и, следовательно, они
всегда разделимы. Канальные сигналы, как функции времени s^t),
s2(t)... sN(t), также ортогональны, что легко доказывается с помощью
преобразования Фурье.
Выделение /-го канального сигнала из группового будет
осуществлено, если модуль коэффициента передачи (частотная
характеристика) /-го разделительного канального полосового фильтра K,{f)
удовлетворяет условию
'1 при f-^f^ /)",
при
0 при fi > f > fi'
(3)
Последнее выражение соответствует частотной характеристике
идеального полосового фильтра. Реальные полосовые фильтры

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
117
имеют хотя и значительное, но все же конечное затухание в полосе
эффективного затухания и переходную область - полосу расфильт-
ровки. Поэтому для обеспечения разделения канальных сигналов
реальными фильтрами между спектрами канальных сигналов
должны быть защитные частотные интервалы Af3, ширина которых
определяет ширину полосы расфильтровки канальных полосовых
фильтров.
Неидеальность разделительных канальных полосовых фильтров
приводит к появлению межканальных переходных помех.
Общая полоса частот группового сигнала AF, передаваемого
в тракт, определяется полосой частот A fj, отводимой на один канал,
защитным частотным интервалом Af3iv\ количеством каналов N
AF2 = £ (A f, + Af,) (4)
/=1
или
AF = N (A f + A f3), (5)
если все канальные сигналы имеют одинаковые полосы частот, т.е.
A fj =А f.
Полоса частот Af, отводимая на один канал, определяется
способом формирования канальных сигналов и может быть равна или шире
исходной полосы частот первичного сигнала AFC, т.е. Af >AFC. Для
более экономичного использования линии связи ширина полосы частот
группового сигнала должна быть как можно меньше при заданном
числе каналов N. Минимальная ширина полосы частот группового сигнала
получается в случае, когда A f=AFc.
Поэтому выбор способа формирования канальных сигналов
имеет большое значение при построении СП с ЧРК.
Формирование канальных сигналов
В системах передачи с частотным разделением каналов
в качестве основного метода формирования канальных сигналов
используются методы амплитудной модуляции гармонического
колебания - несущей частоты, позволяющие наиболее эффективно
использовать спектр частот линии связи.
Несущее колебание представим в виде
*F(t) = UM cos (со t + cpj = иш cos (2яf t + Фш), (6)
где Ua- амплитуда несущего колебания, f- частота несущего
колебания, гу-круговая частота, <рп- начальная фаза несущего колебания.

118
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Первичный сигнал представляет собой сложное колебание,
спектр частот которого ограничен полосой Fb.. Р2(или £2b..Q2), т.е.
C(t)= S^COS(G,f + pJf (7)
где (4/_ амплитуда /-ой частотной составляющей первичного
сигнала, Д - /-ая частотная составляющая первичного сигнала, (pj -
начальная фаза /-ой частотной составляющей первичного сигнала.
Для упрощения выводов формул и соотношений положим, что
модулирующий сигнал с (t) представляет собой одночастотное
гармонической колебание вида
c(t) = Uftcos(Qt+cpJ. (8)
При таком допущении сравнительно просто выполнить анализ, а
затем распространить выводы на случай сложного модулирующего
колебания - первичного сигнала.
Анализ амплитудно-модулированных сигналов. При
модуляции амплитуды несущего колебания (6) гармоническим сигналом (8)
амплитудно-модулированное (AM) колебание имеет вид
s(t) = [Um + UQ cos(ftf + <pa)]cos(a)t + <рт) =
1 + i^cos(Qf + pa)
(9)
cos(<yf + pJ.
Величину = /77 называют коэффициентом глубины модуляции
со
и с учетом этого выражение (9) для AM - сигнала будет иметь вид
s(t) = L/„[1+ /7?cos(Qf + £?Q)]cos(^f + (10)
Отметим, что при линейной амплитудной модуляции величина
/77<1.
Выражение (10) путем несложных тригонометрических
преобразований легко приводится к виду:
s(t) = ишcos(cot + (pJ + ^-U(0cos[(o)- Q)t + (q>m - <pQ)]+
m
+ — иш oos[{co + Q)t + (<p„ + <pa)]
Анализ последнего выражения показывает, что спектр AM сигнала
содержит несущее колебание с амплитудой Uu и колебания двух
боковых частот, симметричных относительно несущей и с одинаковыми

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
119
амплитудами L/6=-^Uw. Спектр первичного сигнала и AM сигнала
при модуляции гармоническим колебанием показан на рис. 5, а.
и©
I
UH6 = 0,5mU(o
UB6 = 0,5mUco
co-ft со co + ft
Uco
0,5mni иш
°'5mQiUC0
I—I
r-1
fti ft 2
co-ft2 co-ft 1 coco + fti C0 + ft2
1"" "I
Aft = 2tcAFc
I Aco =
= 2?cAf 1
6)
Рис. 5. Спектр первичного сигнала и AM канального сигнала при модуляции
гармоническим колебанием (а) и сложным сигналом (б)
Если первичный сигнал представляет сложный сигнал, спектр
которого ограничен полосой частот £21e. Q2, то AM сигнал будет
иметь вид
s(t) = ил
1+ 2™n,cos(Q,f + <pn/)
cos{cat + <p„) (12)
или
1 жтЗ
s(f) = L/e cos( o)t + <pw) + -Ua £ mfl/ cos [(<y - Q,)f + (<?„ - pfl/)]+
1 "2 Г 1
(13)
где mQj- глубина амплитудной модуляции по /-й составляющей
модулирующего сигнала с амплитудой UQj . При линейной AM
mQ/ < t-^mq.Ua = (7б/ - амплитуда напряжения боковой
частоты со ± Qj (верхней боковой соответствует знак «+», нижней боковой
соответствует знак «-»). Выражения, стоящие в квадратных скобках

120
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
в формулах (10) и (12) при линейной модуляции всегда
положительны (так как 1 > т > 0) и при со» Q представляют собой
огибающую модулированного колебания.
Из последнего выражения следует, что спектр AM сигнала
содержит несущую и две боковые полосы частот (нижнюю и
верхнюю), симметричные относительно несущей частоты. Полная
ширина спектра канального сигнала при AM равна удвоенной
наивысшей частоте спектра первичного сигнала А/ = 2F2 (из рис.
5, б следует Лео = со + Q2- со + Q2 = 2Q2^ 2nAf = 4nF2f, откуда
следует Af=2F2).
Мощность AM сигнала WAM равна сумме мощностей несущего
колебания И^, нижней боковой Wa_avi верхней боковой Wa + n.
Мощности боковых равны, т.е. Wa_Q = W(o+n = W6. Следовательно,
WAM = Ww + Ww_fi + Ww + Q = W„ + 2 W6. (14)
Из формулы (11) следует, что мощность боковых на сопротивле-
U2
нии условной нагрузки R равна W6 = -^-т2, а мощность несуще-
8R
U2
го колебания W = ——. Отношение мощности боковой к мощно-
* 2R
сти несущего колебания равно
WM SR I 2R 4
YL.Vkm'l4l..lm'. (15)
Из (15) очевидно, что при т < 1, W6 = 0,25m2 \Nа < 0,25W„ и,
следовательно,
WAM = W6J(l + 0,5m2)<l5WO). (16)
Из соотношений (11) и (16) следует, что мощность несущего
колебания при амплитудной модуляции остается неизменной, а
мощность AM сигнала возрастает на величину 2W6, зависящую от
коэффициента глубины модуляции т\ при этом мощность AM
сигнала может увеличиться не более чем в 1,5 раза.
Амплитудная модуляция, имея ряд достоинств (простота
технической реализации, относительно неширокая полоса частот AM
сигнала и возможность ее уменьшения, простота демодуляции AM
сигнала), обладает существенными недостатками, основными из
которых являются: 1) низкая помехоустойчивость; 2) основная мощность
AM сигнала сосредоточена в несущем колебании, которое не со-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
121
держит полезной информации, что приводит к неоправданной
загрузке элементов тракта передачи (в основном усилительных
устройств).
Из формул (11) и (13) видно, что исходный - первичный сигнал
- содержится только в боковых полосах частот и поэтому для
восстановления первичного сигнала из AM сигнала на приеме не
обязательно передавать по каналу весь спектр AM сигнала. Поэтому,
в зависимости от области применения многоканальных СП с ЧРК
и специфики их работы, оказывается целесообразным применение
различных методов формирования и передачи канальных AM
сигналов.
Различают следующие методы передачи AM сигналов:
передача двух боковых полос и несущей частоты; для
этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала,
равна
Af = 2F2, (17)
где F2- максимальная частота первичного сигнала;
передача двух боковых полос частот без несущей; для
этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала,
равна
Af = 2F2; (18)
передача одной боковой полосы частот и несущей; для
этого случая полоса частот, отводимая для одного канального
сигнала, будет равна
Af = F2; (19)
передача одной боковой полосы частот без несущей; для
этого случая полоса частот, отводимая для одного канального
сигнала, равна
A f = A Fc, (20)
здесь AFC- полоса частот первичного сигнала;
передача одной боковой полосы частот, несущей и части
второй боковой полосы частот; для этого случая полоса
частот, отводимая для одного канального сигнала, равна
Af = F2 + Fn„ (21)
где Fn - максимальная частота первичного сигнала, передаваемого
на второй (частично подавленной) боковой полосе частот. Обычно
для этого метода Af = 1,2F2.

122
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Все эти методы обеспечивают принципиальную возможность
формирования канальных сигналов в СП с ЧРК, линейного
разделения канальных сигналов и восстановления первичных сигналов
на приеме. Однако практическая реализация этих методов требует
различных технических решений.
Рассмотрим эти методы с целью определения особенностей
организации связи при использовании каждого из них.
Способы передачи амплитудно-модулированных сигналов
Передача двух боковых полос и несущей. Этот метод
обеспечивает относительно простое формирование канального сигнала с
помощью канального амплитудного модулятора (КАМ) и несложного
канального полосового фильтра (КПФ), простое получение
первичного сигнала на приеме путем взаимодействия несущей частоты с
нижней и верхней боковыми полосами частот при их поступлении на
канальный демодулятор (КД) и выделение его с помощью фильтра
нижних частот (ФНЧ) и нет необходимости в генераторе несущей
частоты на приеме. Структурная схема передачи двух боковых и
несущей и соответствующие частотные преобразования приведены на
рис. 6 и 7, соответственно.
Тракт передачи
c(t) -*Ц<АМ
Q),G)-(Ql...a2),
C0 + (Ql...fl2) .
Тракт приема
|кпфЫ1д
фнч|-* C(t)
Рис. 6. Структурная схема передачи двух боковых полос и несущей
На вход КАМ тракта передачи поступает первичный сигнал c(t)9
спектр которого Gc(co) занимает полосу частот Qb. 422(см. рис. 7, а).
С помощью несущего колебания y/(t) частотой со формируется
канальный сигнал s (t) со спектром Gs (со), в состав которого входит
нижняя боковая полоса частот со - £22...со - &ь несущая частота со
и верхняя боковая полоса частот со + Qb..co + Q2. Формирование
такого канального сигнала осуществляется канальным полосовым
фильтром (КПФ).
Поясним процесс преобразования первичного сигнала c(t)
в канальный сигнал s(t) в канальном амплитудном модуляторе
следующим образом. Для простоты выкладок положим, что первичный
сигнал представляет гармоническое колебание вида c(t) = UQcosQ t,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
123
G(co) На выходе КПФ
Gc(co) \ Gs(co)
/
п/
Qi Q2 (0-Q2 co-ft 1 coco + Q 1 ш +
а)
G(io)
На выходе ФНЧ /
п/
т.
«1 «2
2о)-а 2
2а) 2ш + Q 2
б;
Рис. 7. Формирование спектра канального сигнала на передаче (а) и
восстановление спектра первичного сигнала на приеме (б)
а несущее колебание имеет вид y/^U^cosco t, а амплитудная
характеристика амплитудного модулятора описывается уравнением
иВых = Ь1ивх + Ь2и2вх. (22)
На амплитудный модулятор воздействуют напряжение
первичного сигнала и напряжение несущей частоты, следовательно, входное
напряжение равно
UBX = UQ cosQ t + иш cosco t. (23)
Подставив (23) в (22) и выполнив несложные тригонометрические
преобразования, получим
ивЫх =^(Ui + Ul) + b,UQcosQt + b,U„coscot + ^Ui cos 2Qt +
. (24)
+ U2 cos2cot + t^U^U^ cos{co - Q)t + b2UQ)UQ cos(co+Q)t
Анализ последнего выражения показывает, что спектр сигнала
на выходе канального амплитудного модулятора с амплитудной
характеристикой вида (22) содержит:
b
постоянную составляющую с амплитудой Un = -^{i>l + U2J;
первичный сигнал с амплитудой 1/с=Ь*1/д;
несущую частоту с амплитудой UH = bjl/j

124
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
вторые гармоники первичного сигнала и несущего колебания
b b
с амплитудами U2c=^-U2a И1/2я =-^-1/*;
нижнюю и верхнюю боковые полосы частот с амплитудами
Побочные продукты преобразования: постоянная составляющая,
частоты первичного сигнала и несущей, их вторые гармоники
отфильтровываются канальным полосовым фильтром.
Соответствующим подбором коэффициентов bj и Ь2 на выходе канального
полосового фильтра получаем амплитудно-модулированный сигнал,
содержащий несущую частоту с амплитудой и боковые полосы с
амплитудами иб=^иш.
Демодуляция AM сигнала, содержащего несущую частоту,
нижнюю и верхнюю боковые полосы частот, должна осуществляться
линейным детектором, выходное напряжение которого равно
абсолютному значению входного
Ud(t)= s(t) . (26)
Положим, что начальные фазы первичного сигнала и несущей
частоты равны нулю и что при прохождении канального сигнала по
групповому тракту фазовые соотношения не нарушаются.
Подставив (10) в (26), получим
UA(t)=Ue(1+mcosQt) coscot . (27)
Сомножитель coscot можно представить рядом Фурье
2|
cos cot\ =
1 1 и
1-2У ( ,1) co$2kcot
(28)
Подставив (28) в (27) и выполнив ряд тригонометрических
преобразований, получим
1 + /7?cos Ш - 2Т \/ cos 2kcot + /om
4/с -1
UAt) = -u„
+ mcos(2kco - Q,)t + mcos(2kco+Q)t]
Формула (29) описывает спектр сигнала на выходе линейного
детектора для случая, когда в качестве первичного сигнала взято
гармоническое колебание (8) при срш = 0, что не сказывается на
спектральном составе AM сигнала.
Из анализа формулы (29) следует, что спектр сигнала на выходе
линейного детектора содержит (см. рис. 7, б):

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
125
. 2М
постоянную составляющую с амплитудой — 1)ш;
71
исходный первичный сигнал с амплитудой —\Ja;
п
знакопеременные четные гармоники несущей частоты с ампли-
тудами -уиг4^;
комбинационные продукты демодуляции (преобразования) вида
«I , ^ 2т,,
2ка ± Q с амплитудами равными —U^.
п
Для сложного первичного сигнала, занимающего полосу частот
Qb.. Q2, сигнал на выходе ФНЧ имеет вид
2 ^
c{t) = -U(0 У mQ cos(Q,f + <pQ ). (30)
Если a)»Q2, то спектр первичного сигнала выделяется
несложным фильтром нижних частот, рис.7б. При линейном
детектировании значение сигнала на выходе ФНЧ пропорционально огибающей
амплитудно-модулированного сигнала.
В случае использования детектора с квадратичной характеристикой
UA(t) = [s(t)]2 (31)
возникают продукты преобразования (демодуляции), которые
нельзя устранить фильтром нижних частот, включаемого на выходе
демодулятора. Положив в (10) (ра=(р=0\л подставив значение этого
канального сигнала в (31), получим
Ud(t) = [ UJl + mcosQt)coscot]2 =
иш cos cot^ — U^ oos((o -Q)t + — U(0oos(cq+Q)
= ^(1 + ^) + ^ (32)
2 2
+ Ua cos 2(co+Q)t + ^- Ul cos2Qf + у U2m cos(2u> - Q)f +
+ у Ul cos(2u>+Q)t + mUl cos Qt.

126
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Из анализа последнего выражения следует, что продукты
преобразования (демодуляции) вида 2со, 2(со ± £2), (2со ± Q) достаточно
просто подавляются несложным фильтром нижних частот,
включаемым на выходе демодулятора.
Продукты преобразования вида 2Ц если отношение i22/i27 «2
(что, как правило, выполняется для первичных сигналов), устранить
фильтром нижних частот невозможно, и, следовательно, будут
иметь место нелинейные искажения и помехи нелинейного
происхождения.
Рассмотренный метод из-за отмеченных выше недостатков не
используется при построении многоканальных проводных систем
передачи, работающих на значительные расстояния.
Относительная простота передающего и приемного
оборудования делает этот метод удобным при построении систем радиосвязи,
а также проводных систем передачи на небольшое число каналов и
на незначительную дальность связи, для которых не требуется
применение промежуточных усилителей.
Передача двух боковых полос без несущей. Это метод
передачи амплитудно-модулированных сигналов в отличие от
предыдущего позволяет использовать групповые усилители для усиления
многоканального усилителя. Отсутствие несущей частоты
позволяет увеличить мощность боковых полос частот и тем самым
повысить помехозащищенность AM сигналов. Для формирования
канальных сигналов при таком способе передачи AM сигналов не
требуется сложных канальных полосовых фильтров, а подавление
несущей частоты возможно применением балансных схем канальных
модуляторов, иногда, в сочетании с заграждающими фильтрами.
Структурная схема способа передачи двух боковых без несущей
приведена на рис. 8, где приняты обозначения аналогичные рис. 6.
Тракт передачи , , Тракт приема
Рис. 8. Схема передачи двух боковых без несущей
При этом способе передачи AM сигналов требуется усложнение
приемного оборудования, так как для восстановления первичного
сигала необходимо синхронное и синфазное детектирование,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
127
в противном случае возникают биения сигналов и вносится
дополнительное затухание для полезных сигналов. При несоблюдении этих
условий прием сигналов будет невозможным.
Рассмотрим причины этих явлений раздельно. Примем, что тракт
передачи не вносит фазовых сдвигов.
Канальный сигнал на выходе канального полосового фильтра
(КПФ), согласно (11) можно представить в виде
s(t) = j Ul cos(<» - Q)f + j Ul cos(a)+Q)t = UH6cos{co - Q)t +
+ Ue6 cos(co+Q)t
Для восстановления первичного сигнала на приеме на
демодулятор КД (см. рис. 8) необходимо подать несущее колебание i//(t),
частота которого может отличаться от частоты несущего колебания
на передаче y/(t) на величину Асо:
^'(f) = l/„cos(^+A<y)f. (34)
Положим, что канальный демодулятор представляет
перемножитель. Перемножая канальный сигнал на выходе канального
полосового фильтра тракта приема (33) на несущее колебание (34), получим
и( t) = 1 Uco[Uh6cos(2co + Асо - Q)f + Ue6 cos(2co + Асо+Q)t] +
+ -1 UalUgQCOsiQ + Aco)t + Ue6 cos(£2 - Aco)t].
На выходе фильтра нижних частот получим первичный сигнал
вида
c(t) = ^ишинб cos(Q + Aco)t + ^иыивб cos(Q - Aco)t (35)
или
c'(t) = ибиш cos Acotcos Qt = UQ cos A^f cos Ш, (36)
здесь принято 1/„.б. = Ц*.б. = U6v\ U6U=UQ.
Анализ выражения (35) показывает, что несинхронность несущих
частот на передаче и приеме приводит к возникновению вместо
одного колебания с частотой Q двух колебаний с частотами Q + Асо и Q -
Асо, смещенных по частоте на Асо относительно частоты исходного
сигнала, а между собой на величину 2Асо. Последнее выражение
соответствует так называемым биениям, частота которых равна 2Асо.

128
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
За период, равный 2п /Асо, амплитуда первичного сигнала будет
два раза меняться от максимального значения, равного UQ до нуля.
Осуществление связи становится невозможным.
При передаче сложного сигнала на выход канала поступает
сигнал, спектр которого определяется спектрами, смещенными на
величину Асо вверх и вниз по оси частот относительного спектра
исходного сигнала.
Положим теперь, что имеет место расхождение фаз несущих на
передаче ц/(Х) и на приеме y/(t) на величину Аср. Расхождение частот
Асо = 0. Сделав выводы, аналогичные предыдущим, получим, что
первичный сигнал на выходе фильтра нижних частот будет иметь вид
c'(t) = UQcosApcosQt. (37)
Из (37) видно, что при изменении Аср от 0 до п/2 амплитуда
сигнала на выходе фильтра нижних частот тракта приема будет
соответственно изменяться от максимального значения, равного UQ, до
нуля. Эти изменения будут отсутствовать, если Аср=0.
Требуемые синхронность и синфазность несущих частот на
передаче и приеме при передаче двух боковых полос без несущей
обеспечить относительно сложно. Рассмотрим один из возможных
методов, использующийся в системах передачи с частотным
разделением каналов на короткие расстояния (рис. 9).
ОтКПФ
(o-Q
ФНЧН
ФВЧН
Т-Ч Умн НфвчТ-Ч Дел на21
0) + П, ш-П
Рис. 9. Выделение несущей частоты из канального сигнала
Схема работает следующим образом. С выхода разделительного
канального полосового фильтра тракта приема поступают сигналы
верхней боковой со + Q и нижней со - Q боковых полос. Нижняя
боковая полоса выделяется фильтром нижних частот ФНЧН, верхняя
боковая полоса выделяется фильтром верхних частот ФВЧВ. Далее
эти боковые полосы частот поступают на умножитель Умн, на
выходе которого получаются частоты 2со\л 2 Q. Вторая гармоника
несущей частоты выделяется фильтром верхних частот ФВЧ и
поступает на делитель на два, на выходе которого получается несущая
частота со. Эту частоту можно либо непосредственно подать на
канальный демодулятор КД, либо использовать для захватывания
генератора несущей частоты приемной станции.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
129
Передача одной боковой полосы и несущей. Каждая из боковых
полос частот амплитудно-модулированного сигнала содержит
информацию о первичном сигнале. Следовательно, появляется возможность
уменьшить ширину полосы частот канального сигнала в два раза по
сравнению с двумя выше рассмотренными методами. При этом можно
в два раза увеличить число каналов в одной и той же полосе частот,
что повышает эффективность использования линий связи. Исходный
первичный сигнала на приеме будет получен от взаимодействия
переданных боковой полосы частот и несущего колебания в канальном
демодуляторе. Структурная схема передачи одной боковой и несущей
аналогична схеме на рис. 3. Однако этот метод требует применения
сложных канальных полосовых фильтров для подавления
неиспользуемой боковой полосы частот. Кроме того, уменьшение соотношения
мощностей полезного сигнала и несущей приводит к снижению
помехоустойчивости, так как мощность полезного сигнала, равная
мощности одной боковой полосы частот, уменьшается в два раза по
сравнению со способами передачи с двумя боковыми.
При передаче сложного сигнала и использовании квадратичного
детектора возникают комбинационные составляющие спектра вида
Qk...Q„ лежащие в пределах полосы частот передаваемого сигнала
Qb.. Q2i устранить которые путем фильтрации невозможно. И
последнее, использование усилителей для усиления многоканального
группового сигнала при этом методе является еще более сложной задачей
из-за дополнительного увеличения соотношения мощностей несущей
и боковой полосы частот. Из-за перечисленных выше недостатков
метод передачи одной боковой и несущей не получил распространения
и представляет только исторический интерес.
Передача одной боковой полосы частот. Метод передачи
одной боковой полосы (ОБП) дает возможность наиболее экономично
использовать возможности линий связи, так как ширина спектра
канального сигнала при ОБП минимальна и равна ширине спектра
первичного сигнала A f = AFC. Отсутствие несущего колебания в спектре
ОБП дает возможность значительно повысить мощность боковой
полосы частот при той же мощности канального сигнала и тем самым
обеспечить наибольшую помехоустойчивость метода ОБП по
сравнению с другими методами передачи амплитудно-модулированных
сигналов. Подавление несущей частоты, мощность которой
значительно превышает мощность боковой полосы частот, позволяет
применять групповые усилители для одновременного усиления сигналов
всех каналов системы передачи.

130
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
При использовании метода ОБП в результате модуляции
происходит перемещение сигнала по шкале частот при неизменной ширине
занимаемой им полосы. Такой метод модуляции называется
преобразованием частоты. Демодуляция также приводит к перемещению
спектра сигнала по шкале частот, только в обратном направлении.
Поэтому в аппаратуре многоканальных систем передачи с частотным
разделением каналов, основанной на использовании метода ОБП,
модуляторы и демодуляторы называются преобразователями частоты.
Отмеченные выше достоинства метода ОБП определяют его
преимущественное применение для формирования канальных
сигналов в каналообразующем оборудовании систем передачи с
частотным разделением каналов. Обобщенная структурная схема
передачи с одной боковой полосой частот приведена на рис.10.
На выходе канального полосового фильтра (КПФ) тракта передачи
получается сигнал одной (верхней) боковой вида Ua +i2 cos (со + Q) t.
Этот же сигнал будет и на выходе КПФ тракта приема. Исходный
сигнал в тракте приема будет получен путем взаимодействия в канальном
демодуляторе (КД) боковой полосы частот и несущей частоты,
поданной от генератора (Г) тракта приема. На выходе КД появится сигнал
Ua,+aU» cos(^ + &)tcosa)t = ^U„aU„ cosQf + ^Ua+QUa cos2cot.
Тракт передачи
c(t) -A KAM
ft
СП
co + Q
Тракт приема
|КПФН КД |-ч4фНЧ|-» c'(t)
Q - Доз
10)' = со + Асо
Рис.10. Структурная схема передачи с одной боковой полосой частот
С помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) можно выделить
исходный сигнал UQ cosQt. Для восстановления первичного сигнала
без искажений необходимо, чтобы частоты несущих колебаний
тракта передачи и приема совпадали. В противном случае спектр
восстановленного сигнала окажется смещенным на величину
расхождения несущих частот передачи и приема ± Асо. При
расхождении несущих частот передачи и приема сигнал на выходе КД будет
иметь вид UQ cos (Q ± Асо) t. Следовательно, расхождение несущих
частот (асинхронность) обуславливает смещение спектра
восстановленного первичного сигнала на величину ± Асо. Это явление
называется изменением частоты передаваемого сигнала в канале.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
131
Изменение частоты приводит к ухудшению качества передаваемого
сообщения. Так, при передаче речи снижается ее разборчивость,
при передаче музыкальных программ изменяется характер звучания
отдельных музыкальных инструментов, при передаче телеграфных
сигналов или сигналов передачи данных увеличиваются ошибки в
виде преобладаний в приемнике сигналов. Для каналов тональной
частоты допускается сдвиг частоты в канале не более 2 Гц. Это
сильно усложняет построение генераторного оборудования систем
передачи с частотным разделением каналов.
Рассмотрим, что происходит с демодуляцией канального сигнала
ОБП при расхождении генераторов несущих передачи и приема по
фазе на величину ± Аср.
Пусть на вход канального демодулятора (КД) тракта приема, см.
рис. 3.10, поступает канальный сигнал ОБП s (t) = U^cos (co+Q) t, на
другой вход КД поступает несущее колебание от генератора
Г y/'lty^U^cos (cot ± Аср). В результате взаимодействия этих
сигналов на выходе КД появится сигнал вида
UjJJ^cos[(2a> + Q)t±А<р]+±U^cosiQt + Аср).
Сигнал на выходе фильтра нижних частот (ФНЧ) тракта приема
будет иметь вид c'(t) = UQcos (Qt±Acp).
Расхождение фаз несущих частот тракта передачи и тракта
приема вызывает изменение фазы всех составляющих исходного
сигнала на одну и ту же величину Аср, что несущественно для
приема любых сообщений. Поэтому при передачи ОБП не требуется
соблюдения условия синфазности несущих частот.
Самым дорогостоящим элементом при формировании канальных
сигналов ОБП является канальный полосовой фильтр. Это
объясняется, с одной стороны, трудностью выполнения требований к
характеристике затухания КПФ в полосах эффективного
задерживания, с другой стороны, массовостью этих фильтров, их число
зависит от канальности системы передачи. Для организации
двустороннего телефонного канала требуются четыре канальных фильтра.
Сложность КПФ определяется шириной полосы расфильтровки
между боковыми полосами амплитудно-модулированного сигнала,
которая, как следует из рис. 5, б равна
AQP = (со + - (со - Qi) или AFP = (f + - (f - F^ = 2F1} (38)
здесь F1 - минимальная частота первичного сигнала.

132
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Отсутствие синхронности и синфазности несущих частот
генераторов тракта передачи и тракта приема при недостаточном
подавлении второй боковой полосы частот приводит к дополнительному
нежелательному явлению - колебанию остаточного затухания
канала ААГ. Определим зависимость ААГ от отношения напряжений
подавленной боковой (например, нижней) и полезной (верхней):
7Г^=к*- (39)
и в.б.
Воспользуемся формулой (35) и, полагая Ue. 6t » UH, б, кб « 7,
получаем
c\t) = ^UwUe6 [кб cos(Q + &cv)t + cos(Q - Aa)t] (40)
или
cI(0 = ye(0cos[Qf + ^(0]- (41)
Здесь (pc (t) - фаза сигнала на выходе канала, зависящая от
величины кб и Аах, Uc (t) - огибающая сигнала:
UАО = lumUejB^ + ke+2kecos2Aa>t . (42)
Из формулы (42) следует, что амплитуда сигнала изменяется во
времени, принимая максимальное значение при 2Acot = 2тт (где п =
= 0,1,2,...)
UCMaKC =^U.U..e(1 + *e), (43)
минимальное значение при 2Acot=(2n+1)n
^м=|ад,(1-/сб) (44)
и среднее значение при полном подавлении нижней боковой
J_
2
Учитывая (45) и (43), определим величину колебаний
остаточного затухания канала как
ААГ = Агср - Агмин = 20 lg (Uc MaKo/Uc ср) = 20 lg (1 +k6). (46)
Применяя разложение последнего выражения в степенной ряд
и ограничиваясь одним членом разложения при кб «7, получим
AAr = ±8,7 кб = ±8,7Ю 0 05 *6, (47)
U = —U U Л . (45)
w сер г) со^ в.б ' V ^/

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
133
здесь А6 = 20 1д (1/кб) - затухание подавления, показывающее, на
сколько децибел уровень ненужной боковой ниже уровня полезной
боковой.
Из формулы (47) можно определить необходимое затухание
подавления ненужной боковой полосы при допустимой величине
колебаний остаточного затухания:
Аб>20 Ig yt-. (48)
АА,
Например, при передаче телефонных сигналов допускается
нестабильность остаточного затухания А Аг <0,5 дБ. При этом
требуется Аб> 25 дБ.
Если же вместо подавленной боковой полосы частот одного
канала помещается боковая полоса соседнего канала, то степень
подавления ненужной полосы частот должна быть значительно выше
и определяется требованиями защищенности от переходных помех.
Передача одной боковой полосы, несущей и части второй
боковой полосы. Подавление ненужной боковой полосы частот
с помощью фильтров возможно, если имеется полоса расфильтров-
ки AFP [см. (38)] значительной ширины. Для телефонных сигналов
эта полоса равна 600 Гц.
Однако некоторые первичные сигналы, например телеграфные,
передачи данных, телевидения и фототелеграфии, имеют спектр,
занимающий полосу частот от F1 = 0...50 Гц до F2. В результате
амплитудной модуляции несущего колебания первичными сигналами
такого типа образуются две боковые полосы частот практически без
промежутка между ними (38) и для полного подавления одной из
боковых необходим идеальный канальный полосовой фильтр либо
передавать такой амплитудно-модулированный сигнал в виде одной
боковой полосы и части второй боковой полосы, т.е. передачей
с асимметричными боковыми полосами.
Спектр амплитудно-модулированного колебания с
асимметричными боковыми полосами при передаче нижней боковой и части
верхней боковой полосы показан на рис. 11. Для формирования
спектра амплитудно-модулированного сигнала в этом случае
применяется фильтр с кососимметричной характеристикой коэффициента
передачи относительно несущей (так называемый фильтр Найквиста).
Этот фильтр в переходной области между полосой пропускания и
полосой задерживания должен иметь характеристику коэффициента
передачи по амплитуде, подобную показанной на рис. 12.

134
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
F
Fi=6>о~"~~ F2~ ~f~ f2-f"-^o Т+ Fo~T+^"*" f
Рис. 11. Спектр амплитудно-модулированного колебания при передаче
одной боковой полосы, несущей и части второй боковой
Сумма коэффициентов передачи по амплитуде для любой пары
боковых частот в переходной области от (f - F0) до (f + F0) должна быть
равна коэффициенту передачи А0 в полосе пропускания, т.е. в полосе
частот от (f- F2) до (f- F2), например, К (fFj) + К (f+ F) = K0. Кроме
того, фазовая характеристика формирующего фильтра в
переходной области должна быть линейной и симметричной (кососиммет-
ричной) относительно несущей частоты. В этом случае после
демодуляции все составляющие спектра исходного первичного сигнала
будут восстанавливаться с одинаковыми амплитудами. Спектр
частот остатка верхней боковой от / до (f + F0) сформирован так, что
при восстановлении сигнала на приеме остаток верхней боковой
дополняет спектр сигнала в полосе частот от 0 до F0i доводя
значения амплитуд частотных составляющих до значений, при которых
отсутствуют амплитудно-частотные искажения, рис.13.
кто
Ко
K(f-Fj)
K(f +Fj)
I I L
Fi=0 Fj F0 F2 f-F2 f -F0 f-Fj f f+Fj f+F0 "
Рис. 12. Частотная характеристика коэффициента передачи фильтра,
формирующего амплитудно-модулированный сигнал при передаче одной
боковой полосы, несущей и части второй боковой полосы
G(f)
Рис. 13. Спектр восстановленного
сигнала на приеме
Fi=0 F0

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
135
Таким образом, характеристика фильтра устраняет амплитудно-
частотные искажения, которые могли бы возникнуть вследствие
передачи одних составляющих сигнала только в составе одной
боковой полосы (составляющие от Р0до F2), а других - в составе двух
боковых полос (составляющих от 0 до F0).
Квадратурные искажения при передаче амплитудно-
модулированных сигналов
При передаче амплитудно-модулированных (AM) сигналов по
реальным трактам из-за отличия их постоянной передачи на
частотах несущего колебания, нижней и верхней боковых полос
восстановление первичных сигналов на приеме сопровождается
специфическими искажениями. Рассмотрим раздельно влияние на форму
канального сигнала s(t) амплитудно-частотной и фазочастотной
характеристик трактов передачи AM сигналов.
Для простоты предположим, что коэффициент передачи тракта
на несущей частоте будет равен К (со) = 1, а на боковых частотах,
соответственно, Ке = К(со + £2)\лКн = К(со- Q). При этих допущениях
AM сигнал на выходе тракта передачи определится выражением:
s(0 = У.
cos cot + Кв -~cos(u;+ Q)t + Кн ^cos(co-Q)t
1 + -~^(/C„ + Ke)cosQf
cos cot + Un у (KH - Kg) sin Ш sin cot
или
s (t) = A (t) cosco t + В (t) sincot. (49)
Составляющая AM сигнала на выходе тракта A (t) cosco t,
совпадающая по фазе с несущей частотой на входе тракта, называется
синфазной составляющей, а вторая составляющая вида В (t) sincot,
сдвинутая по фазе на п/2. относительно несущей, называется
ортогональной, или квадратурной составляющей.
Сигнал на выходе тракта (49) можно представить в форме:
0(0"
s(f) = jA(t)2 + B(t)2 cos
cot + arctg
A(t)
(50)
где <yjA(t)2 + B(t)2 = Uoa(t) есть огибающая высокочастотного
колебания несущей.

136
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Подставив в формулу для огибающей величины A (t) и В (t) и
выполнив некоторые тригонометрические преобразования, получим
Uos = U^U т(Кн + Ke)cosQt+^(/С +/С)+^KHKeoos2Qt =
Глубина модуляции обычно не превышает величины т < 0,5,
и, следовательно, величина у<1.
Применяя известное разложение в степенной ряд
^ = 1 + ly"ly2+liy3"'*J (52)
и, пренебрегая степенями выше второй, получим формулу для
огибающей
1+f (К, + /f.)oosQf+^(^ -Л)2 -^W, -Kfcaeat
.(53)
Наличие второй гармоники первичного сигнала 2i2 (а в общем
случае при учете большего числа членов разложения (52) и других
гармоник) в спектре огибающей говорит о нелинейных искажениях
первичного сигнала при его восстановлении при помощи линейного детектора.
Из формулы (53) следует, что нелинейных искажений не будет,
если Кн = Кв = /С, т.е. огибающая будет такой же, как на передаче,
и в этом случае отсутствует квадратурная составляющая в
выражении (49). Несимметрия амплитудно-частотных характеристик тракта
приводит к появлению нелинейных искажений огибающей и,
следовательно, первичного сигнала на выходе канала. Эти искажения
сопровождаются появлением квадратурной составляющей
модулированного сигнала на входе канального демодулятора, и можно
говорить о квадратурных искажениях (по сути дела, специфических
нелинейных искажениях) сигнала.
Несимметричность фазо-частотных характеристик приводит
к аналогичным квадратурным искажениям, так как и в этом случае
в амплитудно-модулированном сигнале появляется квадратурная
составляющая. Эти искажения будут отсутствовать, если фазовая
характеристика b (со), являющаяся нечетной функцией относительно
несущей частоты со (симметрия второго рода), будет удовлетворять
условию
b (со +Q) - b (со) = b (со) - b (со - Q). (54)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
137
Квадратурные искажения являются существенным недостатком
методов передачи двух боковых полос и несущей и одной боковой
полосы, несущей и части второй боковой полосы. Как следует из
формулы (53) квадратурные искажения можно существенно
уменьшить путем уменьшения коэффициента модуляции т или
расширением полосы частот остатка второй боковой полосы частот при
использовании метода передачи одной боковой полосы, несущей и
части второй боковой полосы. Однако применение этих мер
ограничивается влиянием помех, так как уменьшение т приводит к
снижению помехоустойчивости, а расширение полосы часто неэкономично.
Квадратурные искажения можно полностью устранить, применяя
синхронное детектирование (рис. 14).
При этом методе приема амплитудно-модулированных сигналов
первичный сигнал восстанавливается в канальном демодуляторе
(КД) путем перемножения канального сигнала с колебанием
несущей частоты, синхронной с несущей частотой передачи. Такой
метод ведет к усложнению приемника - требуется дополнительно
генератор несущей частоты на приеме и система синхронизации -
СО. Тем не менее, во многих случаях (например, в телевидении) это
себя вполне окупает.
Рис.14. Схема передачи амплитудно-модулированного сигнала
с синхронным детектированием
Рассмотрим требования, предъявляемые к точности
синхронизации генераторов несущих частот оборудования передачи и
приема. Предположим, что квадратурные искажения максимальны, т.е.
вторая боковая подавлена полностью. В этом случае передаются
несущая и одна из боковых полос, например нижняя, и канальный
сигнал на выходе канального полосового фильтра (КПФ), (см. рис.
14), определяется выражением (49)
s (t) = A (t) coscot + В (t) sinwt.
Перемножая канальный сигнал с синхронной несущей,
отличающейся от несущей передачи только начальной фазой ср

138
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
\|/' (tHU^COS (CDt + ф),
получим ид (t) = (U(0/2)[A (t) coscp - A (t) cos (2oA + <p) - В (t) sirup +
+ В (t) sin (2o)t + (p)].
Фильтр нижних частот на приеме (рис.14) выделит только
низкочастотные составляющие:
Из последней формулы следует, что для полного устранения
квадратурных искажений необходимо, чтобы ср = О, т.е. требуется
синфазность генераторов несущих передачи и приема; при этом
сигнал восстанавливается без искажений
На практике допускается ср <2°; в этом случае квадратурные
искажения не превышают 4 %.
Отметим, что при передаче одной боковой полосы (ОБП)
квадратурные искажения практически не наблюдаются, а применение
демодулятора с квадратичной характеристикой детектирования
восстанавливает первичный сигнал без искажений. В этом еще одно
достоинство метода ОБП.
При передаче амплитудно-модулированного сигнала с одной
боковой полосой важнейшей задачей является формирование
однополосного сигнала при необходимой степени подавления ненужной
боковой полосы.
(55)
cV) = \u.W) = \ul l + j(KH+Ke)cosQt .
(56)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
139
Лекция 9
Методы формирования одной боковой полосы.
Искажения в каналах и трактах СП с ЧРК
При реализации метода передачи ОБП необходимо подавить
несущее колебание и одну боковую полосу частот. Подавление
несущей частоты осуществляется соответствующим выбором схем
преобразователей частоты: балансной или двойной балансной
(кольцевой) схемы канального амплитудного модулятора. Несущее
колебание на выходе таких схем будет отсутствовать при их
балансировании. Некоторое дополнительное подавление несущей частоты,
которая может появляться на выходе преобразователя из-за
неточности его балансировки, осуществляется канальными полосовыми
фильтрами. Если по каким-либо причинам требуется высокая
степень подавления несущей частоты, то применяются заграждающие
или режекторные фильтры. Следовательно, проблема подавления
несущего колебания при формировании AM сигнала с ОБП
трудностей не вызывает.
Подавление ненужной боковой полосы частот осуществляется
фильтровым, фазоразностным или фазофильтровым методами.
Нумерация формул и рисунков является продолжением восьмой
лекции.
Фильтровой метод формирования ОБП
Общая схема, реализующая фильтровой метод формирования
ОБП, приведена на рис.15, а, схема частотных преобразований при
этом показана на рис.15, б.
Как следует из рис. 15, а, первичный сигнал c(t), занимающий
полосу частот AFC = F2 - F1 (см. рис.15, б), поступает на балансный
канальный амплитудный модулятор (КМ), на выходе которого имеем
амплитудно-модулированный сигнал saM (t), содержащий нижнюю
и верхнюю боковые полосы частот (f- F2)...(f-Frf и (f + F1)...(f+ F2),
соответственно (см. рис.15, б). Полезная боковая полоса частот
(верхняя) выделяется канальным полосовым фильтром (КПФ)
(рис.15, а и б).

140
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
c(t) -Н КМ I-
SAM(t)
^nOh»s(t)
S(f)
а)
Амин \ /
f - F2 1 -F^1+F^ f + F2
Рис.15. К фильтровому способу формированию ОБП
Сложность технической реализации фильтрового способа
формирования ОБП обусловлена высокими требованиями к
минимально допустимой величине затухания КПФ в полосе эффективного
задерживания Амин (см. рис.15, б). Эта величина зависит от ширины
полосы расфильтровки, которая, как следует из рис.15, б, равна
и ширины полосы частот первичного сигнала AFC. Практически для
всех первичных сигналов полоса расфильтровки оказывается
незначительной (для канала тональной частоты AFP = 600 Гц) и не
изменяется с увеличением несущей частоты. Сложность КПФ
определяется значением относительной полосы расфильтровки, под
которой понимается отношение вида
С другой стороны, сложность реализации полосовых фильтров
определяется крутизной характеристики затухания в переходной
области, под которой понимается отношение вида (см. рис.15)
Для канальных полосовых фильтров (КПФ) каналов тональной
частоты величина минимально допустимого затухания в полосе
эффективного задерживания (ПЭЗ) должна удовлетворять условию
Амин > 60 дБ. Следовательно, крутизна характеристики затухания
КПФ должна быть не менее Амин = 60/600 = 0,1 дБ/Гц.
Если т] > 0,02, то для формирования сигнала ОБП возможно
использование полосовых фильтров на LC-элементах. Опыт
показывает, что изготовление КПФ с хорошими характеристиками не
вызывает значительных затруднений, если добротность его элементов
(прежде всего индуктивностей)
AFp = (f + Fl)-(f-F1) = 2F,
Л = AFp/f.
(57)
(58)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
141
Q > (15 ...20)
f _ (15...20)AF,
Af rjAf
(59)
Из этого выражения следует, что при условии одинаковой ширины
полосы пропускания Af для получения КПФ с той же крутизной
характеристики затухания в ПЭЗ, но при работе его в области более
высоких частот, необходимо увеличить добротность его элементов во
столько раз, во сколько увеличилась его несущая частота t Так,
например, добротность элементов фильтра с шириной полосы
пропускания AFC = 3100 Гц и несущей частотой f =12 ООО Гц, согласно
приведенному выражению, должна быть не менее 60, а добротность
элементов КПФ с той же шириной полосы пропускания, но при
/= 108 000 Гц - не менее 520. Так как добротность лучших катушек
индуктивности равна, примерно, 200...300 в диапазоне частот от 10
до 30 кГц, то применение КПФ на LC-элементах возможно в этом
диапазоне частот.
При необходимости формирования сигнала ОБП в диапазоне
более высокой области частот, когда ^<0,02, необходимо
применение фильтров на элементах с большей добротностью, например,
кварцевые фильтры обеспечивают добротность не менее
10 000. ..15 000, магнитострикционные или электромеханические
фильтры с добротностью не хуже 2000... 10 000.
Серьезным недостатком фильтрового метода формирования
сигнала ОБП является разнотипность КПФ, число которых равно
канальности системы передачи с частотным разделением каналов
(СП с ЧРК). При большом числе каналов это удорожает и усложняет
производство и эксплуатацию каналообразующего оборудования.
Этот недостаток устраняется применением многократного
преобразования частоты, позволяющего реализовать КПФ на единой
элементной базе.
Многократное преобразование частоты
Необходимость многократного преобразования вытекает из
следующих простых рассуждений. Пусть требуется разработать СП
с ЧРК на число каналов тональной частоты N = 60, линейный спектр
которой занимает полосу частот от 12 до 252 кГц.
Наиболее просто сформировать линейный спектр одной
ступенью преобразования, подавая на каждый канальный модулятор
(КМ) первичный телефонный сигнала с полосой частот 0,3...3,4 кГц

142
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
и свою несущую частоту: на первый канал U = 12 кГц, на второй
канал f2 = 16 кГц и так далее через 4 кГц, на шестидесятый канал
подается несущая f60 = 248 кГц, и выделяя верхнюю боковую полосу
частот. Для первого канала это будет 12,3... 15,4 кГц, для второго -
16,3... 19,4 кГц и так далее, для шестидесятого 248,3...251,4 кГц.
Канальные полосовые фильтры (КПФ) для каналов, занимающих
полосу частот до 30 кГц, могут быть реализованы на LC-элементах;
от 30 до 60 кГц нет соответствующей элементной базы,
реализующей КПФ отвечающих требованиям к величине крутизны
характеристики затухания в ПЭЗ; в полосе частот от 60 до 110 кГц КПФ могут
быть реализованы на основе кварцевых или магнитострикционных
резонаторов; в полосе частот от 130 до 200 кГц возможно
применение электромеханических или пьезокерамических фильтров.
Следовательно, такой способ формирования линейного спектра
приводит к значительной разнотипности КПФ, реализованных на
различной элементной базе, т.е. требуются 60 различных фильтров с
разной элементной базой. Это усложняет производство и
эксплуатацию каналообразующего оборудования СП с ЧРК.
Возможно и другое формирование линейного спектра. Для
реализации канальных полосовых фильтров выбирается диапазон
частот, являющийся оптимальным для конкретной элементной базы и в
пределах которого формируется п1 канальных сигналов ОБП,
занимающих неперекрывающие полосы частот. Ступень формирования
группового сигнала на л* канальных сигналов называется ступенью
индивидуального преобразования. Отметим, что число каналов на
ступени индивидуального преобразования п1 кратно числу каналов
N СП с ЧРК. Следующие ступени преобразования являются
групповыми и предназначаются для создания из неодинаковых по спектру
п1 - канальных групповых сигналов общего группового д-канального
сигнала (где q - п1п2)1 затем для создания из л3одинаковых по
спектру g-канальных групповых сигналов общего группового Л/-ка-
нального сигнала (где N = qn3 = п^п2п3) и т.д. Последняя ступень
группового преобразования предназначается для преобразования
спектров полученных многоканальных групповых сигналов,
содержащих необходимое число канальных сигналов, в линейный спектр
СП с ЧРК, предназначенный для передачи по линии. Структурная
схема, поясняющая принцип многократного преобразования
частоты, показана на рис. 16.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
143
1 —
1-я
2 —
ступень

преобраП1 —
зования
1 —
1-я
2 —
ступень

преобращ —
зования
П1
П
- канальный сигнал
I 1
2-я
2 —
ступень
П2 1

преобразования
I
q = ni П2 - канальный сигнал
2 —
п3 —
3-я
ступень

преобразования
Типовая преобразовательная аппаратура
N = П-| П2 пз -
канальный сигнал
Рис. 16. К пояснению принципа многократного преобразования частоты
Используем многократное преобразование частоты для
рассматриваемого ниже примера формирования линейного спектра СП
с ЧРК на N = 60 каналов тональной частоты (КТЧ).
Для формирования канальных сигналов с ОБП применим
канальные полосовые фильтры (КПФ) на LC-элементах, требуемая крутизна
характеристик которых обеспечивается в диапазоне частот 10...30 кГц.
Пусть на первой ступени преобразования объединяется п1 = 3 КТЧ
в трехканальную предварительную группу (предгруппу),
занимающую полосу частот 12,3...23,4 кГц (округленно 12...24 кГц). Схема
формирования трехканальной предгруппы приведена на рис. 17.
Как следует из рис. 17, на первый канал с эффективно-
передаваемой полосой частот 0,3...3,4 кГц подается несущая частота
fn = 12 кГц и с помощью LC-канального полосового фильтра (КПФ-1)
выделяется верхняя боковая полоса частот 12,3... 15,4 кГц; на второй
канал подается несущая fj2= 16 кГц и с помощью LC-канального
полосового фильтра (КПФ-2) выделяется верхняя боковая полоса частот
16,3... 19,4 кГц и на третий канал подается несущая f13 = 20 кГц и с
помощью КПФ—3 выделяется верхняя боковая полоса частот 20,3...23,4
кГц. Таким образом сформирован спектр трехканальной предгруппы,
занимающей полосу частот 12,3...23,4 кГц (округленно 12...24 кГц).
Минимальное значение относительной полосы расфильтровки
будет равно (57) rj = = 2q qqq = ^»03» следовательно, возможна
реализация КПФ на основе LC - элементов с добротностью не хуже
(59)Q>(15...20)^ = (15.
.20)2^-100.
1 3100
.130. Такое значение
добротности катушек индуктивности легко реализуется при
производстве LC-фильтров, работающих в диапазоне частот 12...24 кГц
трехканальной предгруппы.

144
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
f 11 = 12 кГц
f, кГц
12,3 15,4 16,3 19,4 20,3 23,4
Рис. 17. К формированию трехканальной предгруппы с применением
LC-канальных полосовых фильтров
Если формировать линейный спектр СП с ЧРК на основе 20-ти
трехканальных предгрупп, то опять возникают проблемы
разнотипности фильтров, формирующих сигналы с ОБП шириной полосы
частот равной 23,4 - 12,3 = 11,1 кГц (округленно 12 кГц), и
элементной базы их реализации. Поэтому для устранения вышеназванных
проблем применим вторую ступень группового преобразования. Для
этого на основе п2 = 4 трехканальных предгрупп с полосой частот
12,3...23,4 кГц сформируем двенадцатиканальную первичную группу,
занимающую полосу частот 60,6... 107,7 кГц (округленно 60... 108 кГц)
(рис. 18).
Как следует из рис.18 на первую трехканальную предгруппу,
занимающую полосу частот 12,3... 15,4 кГц, подается несущая второй
ступени преобразования. f2i = 120 кГц и полосовым фильтром
предгруппы (ПФПрГ-1) выделяется нижняя боковая полоса частот
92,6... 107,7 кГц (верхняя боковая полоса частот при этом равна
132,3... 143,4, следовательно, полоса расфильтровки между
боковыми равна AFP = 132,3 - 107,7 = 24,6 кГц); на вторую предгруппу
подается несущая f22= 108 кГц и полосовым фильтром второй
предгруппы (ПФПрГ-2) выделяется нижняя боковая полоса частот
84,6...91,7 кГц (полоса расфильтровки в этом случае так же равна
24,6 кГц); на третью предгруппу подается несущая f23 = 96 кГц
и фильтром ПФПрГ-3 выделяется нижняя боковая полоса частот
72,6...83,7 кГц и на четвертую предгруппу подается несущая f24 =
= 84 кГц и фильтром ПФПрГ-4 выдается нижняя боковая полоса
частот 60,6...71,7 кГц.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
145
60,6 71,7 72,6 83,7 84,6 91,7 92,6 107,7
Рис. 18. К формированию первичной группы с применением LC-полосовых
фильтров предгрупп - ПФПрГ
Минимальное значение относительной полосы расфильтровки
при таком способе формирования первичной группы будет равно
(57) л = = 24^в = о,205 , следовательно, реализация
f 120000
ПФПрГ возможна на основе LC-элементов с добротностью
катушек не хуже (59) Q> (15...20)-^ = (15...20)^ = 75...100. Такие
значения добротности катушек индуктивности легко реализуются при
производстве LC-фильтров предгрупп, работающих в диапазоне
частот 60,6..107,7 (округленно 60... 108) кГц первичной группы (ПГ).
Теперь сформировать линейный спектр СП с ЧРК на число
каналов N = 60 можно путем переноса спектра пяти первичных групп
60... 108 кГц в линейный спектр 12...252 кГц т.е. применить третью
ступень группового преобразования частоты для п3 = 5 (рис. 19).
Как следует из рис.19, на первую первичную группу (ПГ)
подается несущая частота (третьей ступени преобразования) f31= 120 кГц
и полосовым фильтром первичной группы (ПФПГ-1 на рис. 19 не
показан) выделяется нижняя боковая полоса частот 12...60 кГц,
а верхняя боковая полоса частот 180...228 кГц подавляется ПФПГ-
1 (полоса расфильтровки между боковыми при этом равна AFP =
=180 - 60 = 120 кГц, следовательно, относительная широкополос-
ность равна г] = 120/120 =1). Вторая ПГ без преобразования
помещается в линейный спектр СП с ЧРК в полосу частот 60... 108 кГц,
которая выделяется полосовым фильтром первичной группы
ПФПГ-2 (на рис. 19 не показан). На третью ПГ подается несущая

146
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
f 31 = 120 кГц
Рис. 19. К формированию линейного спектра СП с ЧРК
на N = 60 каналов тональной частоты
f33 =216 кГц и полосовым фильтром первичной группы ПФПГ-3
выделяется нижняя боковая полоса частот 108... 156 кГц, а верхняя
боковая полоса частот 276...324 кГц подавляется ПФПГ-3 (как
видим, полоса расфильтровки между боковыми равна 120 кГц, а
относительная широкополосность ПФПГ-3 равна rj = 0,556). На
четвертую ПГ подается несущая f34 = 264 кГц и полосовым фильтром
ПФПГ-4 выделяется нижняя боковая полоса частот 156...204 кГц и
подавляется верхняя боковая полоса частот 324... 372 кГц.
Относительная широкополосность ПФПГ-4 при этом будет равна г] = 0,45.
На пятую ПГ подается несущая частота f35 = 312 кГц и фильтром
ПФПГ-5 выделяется нижняя боковая полоса частот 204...252 кГц и
подавляется верхняя боковая полоса частот 372...420 кГц.
Относительная широкополосность ПФПГ-5 будет равна г) = 0,38.
Минимальное значение широкополосности ПФПГ позволяет
применять для их реализации LC-элементы с добротностью катушек
индуктивности Q>97...130.
Если число каналов СП с ЧРК более 60-ти и кратно этому числу,
то применяется третья ступень группового преобразования, где на
основе л3= 5 первичных групп с полосой частот 60... 108 кГц
формируется вторичная группа (ВГ) или 60-канальная группа,
занимающая полосу частот 312...552 кГц.
Один из вариантов формирования ВГ приведен на рис. 20.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
147
f 31 =420 кГц
Рис. 20. К формированию вторичной группы
Полосовые фильтры первичных групп (ПФПГ) имеют широкополос-
ность не менее т/ = 0,196 и требуемая для их реализации добротность
LC-элементов должна быть не менее Q> 260.
На основе вторичной 60-канальной группы возможно
формирование и линейного спектра СП с ЧРК на N=60 каналов тональной
частоты (рис. 21).
Из рис. 21 следует, что с помощью групповой несущей f8p = 564 кГц
полоса частот вторичной 312...552 кГц переносится в линейный
спектр 12...252 кГц, который легко выделяется фильтром нижних
частот (ФНЧ) с частотой среза = 252 кГц. Можно убедиться, что
общее число каналов при этом равно N = п^п2п3 = 3x4x5= 60, как и
для случая формирования линейного спектра на основе первичных
групп (см. рис. 19).
frp = 564 кГц
t
12 252 кГц
Рис. 21. Формирование линейного спектра СП с ЧРК
на N = 60 тональной частоты основе вторичной группы

148
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Для СП с ЧРК на большое число каналов предусмотрено
формирование на основе пяти вторичных групп третичных групп, на
основе третичных групп каналов тональной частоты возможно
формирование четверичных групп.
Рассмотренный пример наглядно иллюстрирует достоинства
многократного преобразования частоты при формировании линейных
спектров: 1) возможность подобрать диапазон частот канальных
сигналов, сигналов первичных, вторичных и т.д. групп так, чтобы они
были оптимальными с точки зрения реализации фильтров,
формирующих ОБП сигналы, с требуемыми характеристиками затухания в
полосах эффективного задерживания (в рассмотренном примере на
всех ступенях преобразования используется единая элементная
база); 2) уменьшается разнотипность фильтров, так как на первой
ступени необходимо три типа фильтров, на второй ступени - четыре
типа фильтров и на третьей ступени преобразования необходимо пять
типов фильтров, т.е. всего необходимо 3 + 4 + 5 = 12 типов фильтров
(при одноступенном формировании линейного спектра число типов
фильтров равняется числу организуемых каналов тональной частоты
N), хотя общее число фильтров при многократном преобразовании
частоты будет больше (для нашего примера оно равно N + 5п2 + п3 =
= 60+ 5x4 + 5 = 85), но для массового производства оборудования
преобразования лучше иметь минимально возможную разнотипность
фильтрового оборудования, реализуемого на единой материальной
базе.
Первая ступень преобразования называется индивидуальной,
возможно совпадение индивидуальной ступени и ступени
формирования первичной группы. Совокупность устройств, обеспечивающих
формирование первичных групп каналов тональной частоты,
называется аппаратурой канального преобразования (АКП).
Совокупность устройств, обеспечивающих формирование
вторичных, третичных и более высокого порядка групп каналов,
называется, соответственно, аппаратурой преобразования первичных
групп (АППГ), аппаратурой преобразования вторичных групп
(АПВГ) и т.д.
Структурная схема формирования линейного спектра СП с ЧРК
на N = 60 каналов тональной частоты, с учетом вышеприведенных
определений и технологии многократного преобразования частоты,
приведена на рис. 22.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
149
П1 =3
КМ 1кпф1
1 •
3
12 кГц
16 кГц
20 кГц
3-W
Оборудование
формирования
трехканальной
предгруппы - ПрГ_
П1 =4
Н ПЧПрГ | ПФПрГ |
4
120 кГц
108 кГц
96 кГц
84 кГц
Аппаратура канального преобразования - АКП
ni = 5
1-*1
пчпг | пфпГ
420 кГц
468 кГц
516 кГц
564 кГц
612 кГц
Аппаратура
преобразования
первичных групп - АППГ
Д-252
ПФВГ 1фнч1-
564 кГц
Аппаратура
преобразования
вторичных групп
-АПВГ или
оборудование
сопряжения - ОС
Рис. 22. Формирование линейного спектра на основе многократного
преобразования частоты с использованием различной
аппаратуры преобразования
Первичный телефонный сигнал поступает на канальный
(индивидуальный) модулятор (КМ), где с помощью несущих частот пред-
группового преобразования 12, 16, 20 кГц формируется трехканаль-
ная предгруппа (п1 = 3), занимающая полосу частот (округленно)
12...24 кГц. Выделение нужной боковой полосы частот
осуществляется канальными полосовыми фильтрами (КПФ). Далее на основе
четырех трехканальных предгрупп (п2 = 4) с помощью
преобразователей частоты первичных групп (ПЧПрГ), на которые подаются
несущие 120, 108, 96, 84 кГц, формируется первичная группа,
занимающая полосу частот 60... 108 кГц. Выделение нужной боковой
полосы частот на этой ступени преобразования осуществляется
полосовыми фильтрами предгрупп (ПФПрГ). С помощью несущих частот
420, 468, 516, 564 и 612 кГц АППГ пять первичных переносятся в
спектр вторичной группы. Выделение нужной боковой полосы частот
осуществляется полосовыми фильтрами первичных групп (ПФПГ).
Если число каналов СП с ЧРК более 300, то с помощью АПВГ
формируется третичная группа, если, как в нашем примере, число
каналов не превышает 60, то АПВГ выполняет роль оборудования
сопряжения (ОС), формирующего линейный спектр СП с ЧРК. Для чего
на преобразователь частоты вторичной группы (ПЧВГ) подается
несущая частота 564 кГц и нужная полоса частот 12...252 кГц
выделяется фильтром нижних частот (ФНЧ), Д-252.
Отметим, что формирование первичной группы (ПГ),
занимающей полосу частот 60... 108 кГц, возможно и с помощью одной
ступени преобразования. Но как бы ни формировалась ПГ,
местоположение каналов в спектре 60... 108 кГц всегда является постоянным.

150
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
При многократном преобразовании частоты расположение
каждого канала в линейном спектре СП с ЧРК характеризуется так
называемой виртуальной несущей частотой данного канала.
Виртуальная несущая частота представляет собой частоту, с помощью
которой можно было бы путем однократного преобразования
исходный спектр сигнала переместить в то положение, которое он
занимает в линейном спектре и в которое он фактически
перемещается путем многократного преобразования. Виртуальная
несущая частота занимает в линейном спектре то положение,
которое занимала бы в нем нулевая частота, если она бы имелась
в спектре исходного сигнала.
Для пояснения этого понятия вернемся к формированию
линейного спектра СП с ЧРК на N = 60 каналов тональной частоты. При
использовании многократного преобразования частоты было
выполнено следующее: на ступени формирования трехканальной
предгруппы на первый канал подали несущую частоту предгруппо-
вого преобразования fu = 12 кГц и с помощью канального
полосового фильтра выделили полосу частот 12,3... 15,4 кГц. Первый канал
находится в первой трехканальной предгруппы, на которую
подается несущая f21 = 120 кГц при формировании первичной группы и
переносит этот канал в полосу частот 104,6... 107,7 кГц. Первый канал
находится в первой первичной группе, на которую подается
несущая частота f31 = 420 кГц при формировании вторичной группы
и переносится этот канал в полосу частот 312,3...315,4 кГц. Далее
с помощью несущей f41 = 564 кГц этот канал переносится в полосу
частот 248,6...251,7 кГц (выделяется нижняя боковая полоса
частот). Первый канал в полосу частот 248,6...251,7 кГц может быть
перемещен одной ступенью преобразования с помощью
виртуальной несущей частоты f1e = 252 кГц и выделением канальным
полосовым фильтром нижней боковой полосы частот.
Спектры частот, получаемые на выходе аппаратуры канального
преобразования, аппаратуры формирования первичных, вторичных,
третичных и т.д. групп каналов, как правило, не совпадают с
частотными диапазонами линейных трактов СП с ЧРК. Согласование
спектров частот оборудования формирования групп каналов и линейных
спектров осуществляется специальным оборудованием сопряжения
(ОС).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
151
Фазоразностный метод формирования ОБП
Формирование однополосного сигнала может быть выполнено на
основе изменения фазовых соотношений между различными
составляющими амплитудно-модулированных сигналов. Для этого
рассмотрим схему, состоящую из двух ветвей, объединенных на
входе и выходе с помощью развязывающих устройств (РУ) (рис. 23).
Основными элементами фазоразностной схемы (ФРС)
формирования ОБП являются: Ф^ - фазовый контур первой ветви,
обеспечивающий фазовый сдвиг cp^F) для исходного первичного сигнала;
ФК2 - фазовый контур второй ветви, обеспечивающий фазовый
сдвиг <p2(F) для исходного первичного сигнала; РУ-1 -
развязывающее устройство, разделяющее первичный сигнал на первую и
вторую ветви; РУ-2 - развязывающее устройство, объединяющее
сигналы первой и второй ветвей схемы; и М2 - модуляторы (как
правило, выполненные по двойной балансной или кольцевой схеме)
первой и второй ветвей ФРС, осуществляющие перемножение
сигналов с несущими колебаниями; ФК3 - фазовый контур,
обеспечивающий фазовый сдвиг ср 3= я/2, между несущими частотами,
подаваемыми на модуляторы первой и второй ветвей ФРС. Фазовые
характеристики контуров Ф1<! и ФК2 рассчитаны таким образом, что
в диапазоне частот первичного сигнала F^...F2 разность вносимых
ими фазовых сдвигов равна п/2у т.е. если сдвиг фазы, вносимый
контуром Ф1^ равен <pi(F), а сдвиг фазы, вносимый контуром ФК2
равен <p2(F), то во всем диапазоне частот первичного сигнала должно
соблюдаться соотношение (p^F) - cp2(F) = я/2.
Для упрощения анализа работы ФРС положим, что на ее вход
поступает гармонический сигнал вида UQcos i2f, фазовый сдвиг ФКт
(pi(F)=n/2, фазовый сдвиг ФК2 (p2(F)=0. Тогда на входе модулятора
входной сигнал будет иметь вид ui(t) = Ua sinQ t, а на входе
модулятора М2 - u2(t) = UQ cosQ t. Напряжения несущей частоты,
подаваемые на модуляторы Mi и М2, будут соответственно равны
u*i = и*>sina) *и ио2 = и„ coscot В результате перемножения
преобразуемых сигналов и несущих частот получим:
на выходе модулятора IVh
H(t) = Uco since t x Un sinQ t = hcos (со - Q) t - hcos (со + Q) t
и на выходе модулятора М2
i2(t) = Uco cosco t x UQ cosQ t = l2 cos (со - Q) t + l2 cos (со + Q) t.

152
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
иш cosat-HPy-l
i (f) H Mi
ФКз!
Uco cos tot
|фЭ = л/2| |РУ-2Ь»ишсо$((о-ПИ
Ф2(И M M2
ФК2
Рис. 23. Фазоразностная схема формирования ОБП
При симметрии обеих ветвей ФРС амплитуды токов на выходах
модуляторов будут равны: /* = l2= /. В этом случае суммарный ток на
выходе РУ-2 будет равен
i (t) = ii(t) + i2(t) = 2lcos (со - Q) t = u, (60)
т.е. в его составе будет только ток нижней боковой полосы частот.
Если формировать верхнюю боковую полосу частот, то
необходимо выполнить операцию вычитания, т.е.
i (t) = i2(t) - ii(t) = 2lcos (со + Q) t = iw+Q. (61)
Операция вычитания достигается изменением фазы тока в одной
из ветвей ФРС на п путем переключения (переполюсовки) проводов
в этой ветви. Спектральные диаграммы, поясняющие
формирование ОБП в ФРС, приведены на рис. 24.
S(co)
Преобразования в первой ветви ФРС
S(co)
СИ "2
со - Q 2 со - Q 1
Преобразования во второй ветви ФРС
«1 п2
S(co)
Суммирование
Нижняя
боковая
со + Q1 со + П2
to + Q со + П2
S(co)
co-Q2 со - Q1
Верхняя
боковая
Вычитание
c0 + q 1 с0 + о-2
Рис. 24. Спектральные диаграммы формирования ОБП
с помощью ФРС

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
153
Фазоразностный метод формирования ОБП (например, нижней)
можно пояснить с помощью векторных диаграмм (рис. 25).
На выходе модулятора Mi
U^I^Y^"861 U = 2UH6
/
Uco
На выходе модулятора М2
^2*62 /ивб = 0
и©
-X
иш=о-> 0 /
UB62 "л/2 '
а) б)
Рис. 25. Векторная диаграмма напряжений в ФРС при формировании ОБП
На векторной диаграмме (рис. 25, а) изображены векторы
боковых полос на выходе модуляторов и М2 и несущих частот.
Направления векторов нижних боковых первой и второй ветвей ФРС
совпадают и поэтому суммируются, а векторы верхних боковых
ветвей соответствующих ветвей направлены в противоположные
стороны и взаимно компенсируются. Результирующий вектор U на
выходе схемы представляет собой удвоенный по амплитуде вектор
нижней боковой (рис. 25, б).
Полное подавление ненужной боковой полосы частот будет
обеспечено только при выполнении двух условий: 1) каждая
составляющая спектра первичного сигнала должна быть сдвинута на угол
ср = п/2 в одной ветви ФРС относительно другой; 2) ветви схемы
должны быть строго симметричны, т.е. амплитуды токов на выходе
модуляторов Mi и М2 должны быть равными или затухания ветвей
ФРС должны быть одинаковыми.
Предположим, что первое условие не выполняется и разность
фазовых сдвигов в ветвях схемы равна cp^F) - cp2(F) = п/2 + Аср и токи
в ветвях схемы связаны соотношением /*= /, a l2 = kl, где к * 1(т.е. не
выполняется и второе условие) определяет асимметрию ветвей ФРС.
При таких допущениях ток на выходе модулятора Mi будет равен
Щ= и = klcos [(со - О) t-Дср] - klcos [(ш + О) + Аф], (62)
а ток на выходе модулятора М2 будет равен
i2(t)= i2 = Icos (со - Q) t + Icos (со + Q) t. (63)
Суммарный ток на выходе развязывающего устройства РУ-2
/ = j1 + j2 будет в этом случае содержать составляющие и нижней

154
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
и верхней боковых частот. Суммируя соответствующие члены
выражений (62) и (63), напишем выражение для тока верхней
(неиспользуемой) боковой частоты
+ а = I cos (со +Q) t - klcos [(со + Q) t + Дер].
Произведя несложные тригонометрические преобразования,
последнее выражения можно привести к виду
io+Q= | (1 - kcosAcp) cos (со + О) t + klsinAcpsin (со + Q) t.
В полученном выражении ток неиспользуемой боковой полосы
частот представлен в виде суммы двух составляющих, находящихся
в квадратуре. Его амплитуда будет равна
/„+fl = /V(1-/ccos Ac?)2 +(/csin Acp)2 = 1ф + к2 -2kcosA<p . (64)
Сравнивая эту амплитуду с амплитудой полезной боковой
полосы на выходе идеальной фазоразностной схемы (60), можно
определить степень подавления ФРС неиспользуемой боковой полосы.
Это затухание, выражающееся в децибелах, называемое
затуханием в полосе задерживания, будет равно
А3 = 20 Ig (21/I^J = 20 Ig (2 / д/1 + k2cosAc?). (65)
Анализ выражения (65) показывает, что степень подавления
ненужной боковой полосы частот сильно зависит от коэффициента
асимметрии к. Следовательно, необходимо, прежде всего,
стремиться к уменьшению асимметрии токов в ветвях ФРС. Сделать это
нетрудно, вводя в одну из ветвей схемы регулируемый аттенюатор
(удлинитель). При к =1 затухание ФРС в полосе задерживания
будет равно А3 = 20lg [ 1/sin (Ар/2)].
Неидеальность фазирования ФРС и асимметрия ее ветвей
оказывают влияние и на амплитуду полезной боковой полосы частот.
Суммируя, как и ранее, соответствующие составляющие (62) и (63),
получим выражение для тока нижней (полезной) боковой частоты
= Icos (со - Q) t + klcos [(со - Q) t - Дер]. (66)
Выполнив несложные тригонометрические преобразования,
получим выражение для амплитуды тока полезной боковой частоты в виде
L„ = I^l + k2 + 2£cos &<р . (67)
Сравнивая амплитуды токов в формулах (60) и (67), можно
оценить величину затухания, вносимой ФРС для тока полезной боковой
частоты или затухание в полосе пропускания Ап

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
155
Ап = 20 lg( 2 / V1 + к* +2/ccos А<р .
(68)
При идеальной симметрии ФРС (к = 1) затухание в полосе
пропускания будет равно
Это затухание незначительно даже при больших погрешностях
фазирования, и практически им можно пренебречь (так, например,
при А<р = 10° Ап <0,2 дБ).
Затухание подавления ненужной боковой полосы неидеальной
ФРС, т.е. при невыполнении двух вышеназванных условий
(«условие фаз» и «условие амплитуд») с учетом (64) и (67), будет равно
Симметрия ветвей ФРС достигается довольно просто. Для
обеспечения же высокой точности фазирования в полосе частот
первичного сигнала требуется применение достаточно сложных и дорогих
фазовых контуров Ф^ и ФК2 (называемых иногда фазовращателями)
(см. рис. 23). Как отмечалось ранее, подавление ненужной боковой
полосы частот должно быть не менее 60 дБ. Такое значение Ап
можно обеспечить, если Аср будет меньше 1°. Более дешевые и менее
сложные фазовые контуры, например, содержащие не более двух
звеньев второго порядка, имеют погрешность в полосе частот
первичного сигнала Асрмакс = 6°, что соответствует затуханию в полосе
задерживания примерно 26 дБ. Такие контуры широко применяются
в ФРС систем передачи на местных сетях. Простая и экономичная
схема формирования ОБП позволила значительно упростить и
удешевить оконечные станции этих систем и, следовательно, повысить
их эффективность в целом. Однако из-за недостаточной степени
подавления неиспользуемой боковой полосы частот номинальная
полоса частот канала в таких системах расширена в два раза. При
расширении полосы частот до 8 кГц неиспользуемая боковая полоса
частот не будет совпадать с полосой полезной боковой соседнего
канала, поэтому требования к степени ее подавления можно
значительно снизить. Затухание должно быть таким, чтобы на приеме не
возникали биения при расхождении фаз несущих частот на
передающей и приемной станциях. Этим явлением можно пренебречь,
если затухание в полосе задерживания будет не менее 26 дБ, что
обеспечивается при неточности фазирования порядка 6°.
An = 20lg [1/cos (Дф/2)].
A =20lg
.(69)

156
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Применение фазоразностных схем вместо канальных полосовых
фильтров обладает следующими достоинствами: при изменении
номинала несущей частоты в ФРС изменяется только контур ФК3,
настроенный на несущую частоту (обычно очень простой). Фазовые
контуры ФКт и ФК2, обеспечивающие заданную разность фаз в
диапазоне частот первичного сигнала, остаются неизменными при
любом значении несущей частоты.
Из сказанного следуют два вывода: 1) при использовании ФРС
передающее оборудование всех каналов системы передачи будет
одинаковым, так как фазоразностные схемы в различных каналах будут
отличаться только контурами ФК3, тогда как при использовании
фильтров во всех каналах надо было бы при различных несущих
применять различные фильтры. Такая идентичность канального
оборудования всех каналов может привести к значительному упрощению
и удешевлению аппаратуры, что очень важно для связей на короткие
расстояния; 2) при использовании ФРС значение несущей частоты не
влияет на сложность реализации схемы (как это имеет место при
фильтровом методе формирования ОБП), так как степень
подавления неиспользуемой полосы определяется точностью фазирования
в диапазоне частот первичного-исходного сигнала. Поэтому с
помощью ФРС можно одной ступенью модуляции переносить исходный
сигнал в любой диапазон частот, т.е. формировать необходимое
число каналов, не прибегая к многократному преобразованию частоты,
что упрощает аппаратуру. Наряду с перечисленными достоинствами
ФРС имеет серьезный недостаток - невозможность значительного
подавления неиспользуемой боковой полосы, что обуславливается
трудностью создания фазовых контуров с незначительной
погрешностью фазирования.
Искажения в каналах и трактах систем передачи с частотным
разделением каналов
Канальные сигналы sft) объединяются в групповой, или
многоканальный сигнал S(t), который передается по групповому
(многоканальному) тракту вплоть до разделения многоканального сигнала
на канальные в устройствах приема. Прохождение сигнала S(t) по
элементам группового тракта сопровождается различного вида
искажениями. При построении систем передачи с частотным
разделением каналов (СП с ЧРК) особое внимание следует уделить
искажениям, приводящим к нарушению ортогональности спектров канальных

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
157
сигналов. При этом частотные фильтры на приеме не смогут
разделить канальные сигналы, что приведет к возникновению
межканальных переходов или переходным влияниям между каналами по
причине неидеальности разделения канальных сигналов на приеме.
Из всего многообразия искажений рассмотрим два типа:
линейные искажения и нелинейные искажения. Для безыскаженной
передачи группового сигнала необходимо обеспечить линейность
амплитудной характеристики, постоянство амплитудно-частотной
и линейность фазо-частотной характеристик группового тракта.
Амплитудная характеристика определяет нелинейные искажения
группового тракта, а амплитудно-частотная и фазочастотная
характеристики определяют линейные искажения. Рассмотрим
влияние этих характеристик группового тракта СП с ЧРК на качество
передачи группового сигнала и возможность возникновения
межканальных переходов.
Линейные искажения группового сигнала. Любой канал или
групповой тракт в многоканальной системе передачи можно с
некоторым приближением рассматривать как линейный
четырехполюсник (рис. 26, а), характеризующийся комплексным коэффициентом
передачи K{uS) по напряжению или току
К_(со) = К(со)е + Ма,) , (70)
где К (со) - модуль комплексного коэффициента передачи или
амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и b (со) -
фазочастотная характеристика (ФЧХ). Вместо ФЧХ при оценке
линейных искажений применяют частотную характеристику
группового времени прохождения (ГВП)
г{в,)вЩ»±. (71)
d со
Вместо АЧХ часто пользуются величиной затухания тракта равной
А (со) = 20 Ig [1/К (со)] = - 20 IgK (со). (72)
На вход группового тракта подается групповой сигнала,
состоящий из суммы N ортогональных канальных сигналов (см. рис.26, а),
S(0 = 5>,(0. (73)
спектр которого равен сумме N неперекрывающихся
(ортогональных) спектров канальных сигналов

158
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
G(co) = ±9i(co).
(74)
Линейные искажения в групповом тракте (канале) будут
отсутствовать, если выполняются условия неискаженной передачи.
G(co)-
S(t)-4
Групповой
тракт, К((о) |— S*(t)
■ G'(co)
а)
bo
|К((о)
b(o>)
0)1
Ф>) X !7Л
С02
б)
G, К,х
(01
1
F1
3
П
N
Ай)
i
(02
F1 л л
(01
(02
Рис. 26. К определению линейных искажений группового тракта
и их влияний на качество передачи сигналов в системах передачи
с частотным разделением каналов
1. Условие отсутствия амплитудно-частотных (или
частотных) искажений, которое заключается в постоянстве АЧХ в полосе
частот группового сигнала (рис. 26, б)
К(со) = К0= const при щ < со < 0)2 (75) ^
или
А(со) = А0 = const. (76)
2. Условие отсутствия фазо-частотных (иди фазовых)
искажений, которое заключается в линейной зависимости ФЧХ в полосе
частот группового сигнала (см. рис. 26, б)
Ь(со) = сот±2кя при ц<со<со2 \лк = 0, 1,2... (77)
или постоянства группового времени прохождения в полосе частот
группового сигнала (рис.26, б)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
159
т{со) = / = г = const при <Ц < со < со2. (78)
а(со)
Спектр группового сигнала на выходе группового тракта (канала)
G(oj) равен произведению спектра группового сигнала на входе
группового тракта G{co) на комплексный коэффициент передачи
К(со), т.е.
6'И = 6НКИ (79)
или, с учетом (74), получаем
G\со) = КН^дИ = 2»/Н£И. (8°)
/=1 /=1
Спектры канальных сигналов на входе группового тракта д, (со)
представляют собой непересекающиеся по спектру множества вида
(1) и удовлетворяют условию ортогональности вида (2). Обычно
К{со) ф О в полосе частот группового сигнала со^оксог и,
следовательно, условие (1) выполняется и для спектров канальных
сигналов на выходе группового тракта (канала) д) (со^К^д^со). Таким
образом, спектры канальных сигналов на выходе группового тракта
также не перекрываются и удовлетворяют условию ортогональности (2).
Поэтому на приемном конце канальные сигналы могут быть выделены
канальными частотными фильтрами, т.е. линейные искажения
группового сигнала в системах передачи с частотным разделением каналов
не приводят к межканальным переходам.
При невыполнении условий неискаженной передачи (рис. 26, в)
изменяются амплитудные (рис. 26, г) и фазовые соотношения
в спектрах канальных сигналов и возникают линейные искажения,
при которых искажается форма каждого канального сигнала s, (t)
в отдельности. Однако эти искажения в отдельных каналах
невелики, так как в пределах узкой полосы частот канала АЧХ и частотная
характеристика группового времени прохождения (ГВП) изменяются
незначительно.
Нелинейные искажения группового сигнала. Отсутствие
пропорциональности между напряжениями (токами) на входе тракта
и напряжениями (токами) на его выходе вызывает искажения
формы сигнала, которые называются нелинейными искажениями.
Зависимость выходного напряжения (тока) от входного напряжения
(тока) описывается амплитудной характеристикой (АХ) тракта,
которая может быть представлена степенным рядом
SV) = a,S(f) + a2[S(t)f + a3[S(t)f +..., (81)

160
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
где S(t) - напряжение (ток) группового (многоканального) сигнала на
входе группового тракта и S'(t) - напряжение (ток) группового
сигнала на выходе группового тракта (см. рис. 26, а); аь а2, а3... -
коэффициенты степенного полинома, описывающего АХ группового
тракта. Первое слагаемое в (81) представляет собой неискаженный
групповой сигнал на выходе тракта, а все остальные - нелинейные
искажения, или нелинейные помехи
un(t) = a2[S(t)]2 + a3[S(t)]3+... (82)
Используя прямое преобразование Фурье, определим спектр
группового сигнала на выходе группового тракта (см. рис. 26, а)
00 00 00
a(cv) = fS,{t)^aAdt = a]Q[cv)+a2J[S(0f e~y*tfJef^dt... (83)
Первое слагаемое в (83) представляет спектр неискаженного
группового сигнала, а остальные - спектр нелинейных помех un (t).
Если групповой сигнал, занимающий полосу частот со1...со2 (рис.
27, а), представляет из себя сумму монохроматических (одночас-
тотных) колебаний вида S(t) = j^L/cos^.f, то спектр квадрата груп-
пового сигнала [второе слагаемое в (83)] включает в себя:
вторые гармоники всех частотных составляющих группового сигнала
2coh спектр которых занимает полосу частот от 2^ до 2со2 (рис. 27, б);
суммарные комбинационные частоты второго порядка вида со, + сок,
спектр которых занимает полосу частот от 2^ до 2со2 (см. рис. 27, б);
разностные комбинационные частоты второго порядка вида со, -
сок, спектр которых занимает полосу частот от 0 до со2-со1 (рис. 27, в).
Спектр куба группового сигнала [третье слагаемое в (83)]
включает в себя:
третьи гармоники составляющих группового сигнала вида ЗсоИ
спектр которых занимает полосу частот от Зсо1 до Зсо2, (см. рмс. 27, г);
суммарные комбинационные частоты третьего порядка вида
2coi + сок\л со, + coj + сок, полоса частот которых аналогична полосе частот
третьих гармоник группового сигнала (рис. 27, г);
разностные комбинационные частоты третьего порядка вида
2со\ - сок, со/+ coj -cokv\ со/ -a)- coki спектр которых занимает полосу
частот от 0 до 2со2 - соь (рис. 27, д).
Как следует из рис. 27, нелинейные помехи в виде гармоник и
комбинаций второго и третьего порядка частично или полностью
(продукты вида 2со- со у) попадают в полосу частот сог ..со2 группового сигнала.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
161
а) спектр исходного группового сигнала
1
2
3
N
0)1 (02
б) спектр вторых гармоник 2coj и комбинационных
частот второго порядка вида coj + coj
2coi 0)2 2С02
в) спектр комбинационных частот второго порядка вида coj - coj
0)1 0)2 - 0)1
г) спектр третьих гармоник 3o)j и комбинационных частот третьего
порядка вида 2wj + o)j или coj + coj + о)к
30)1 0)2
д) спектр комбинационных частот третьего порядка
вида 2со| - coj или o)j + wj - сок
О 0)1 0)2 20)2-0)1
Рис. 27. К определению нелинейных искажений и возникновению
межканальных переходов в групповых трактах систем передачи
с частотным разделением каналов
Если подать сигнал только на вход одного из каналов, то при
прохождении этого сигнала по групповому тракту с нелинейной
амплитудной характеристикой вида (82) произойдет расширение его
спектра (появятся вторые и третьи гармоники, комбинационные
продукты второго и третьего порядков). При этом, как следует из
рис. 27, спектр нелинейных помех от этого канала перекрывается со
спектрами соседних каналов. Это приводит к появлению
нелинейных переходных помех в других каналах. Таким образом,
нелинейные искажения в групповых трактах СП с ЧРК приводят к
возникновению межканальных переходов.
Рассмотрим пример. Групповой сигнал трехканальной СП с ЧРК
занимает полосу частот от 4 до 16 кГц: первый канал занимает
диапазон частот (округленно) 4...8 кГц, второй - 8... 12 кГц и третий -
12...16кГц(рис. 28, а).
Как следует из рис. 28, при передаче сигнала по первому каналу
в полосе частот 4...8 кГц из-за нелинейности амплитудной
характеристики группового тракта появляются нелинейные помехи второго

162
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
порядка вида 2f, и I, + fj (рис. 28, б), нелинейные помехи третьего
порядка вида 3fif ft+ fj + fkv\ 2f\ + fj (рис. 28, в) и нелинейные помехи
третьего порядка вида fj + fjJk и 2f, - fj (рис. 28, г), которые попадают
в полосы частот второго и третьего каналов и проявляются в виде
межканальных переходов (заштрихованные части).
С целью минимизации межканальных переходов (влияний) к
устройствам групповых трактов СП с ЧРК предъявляются высокие
требования по обеспечению малой нелинейности их амплитудных
характеристик в пределах динамического диапазона передаваемых
сигналов.
G(f)
а) исходный спектр группового сигнала
1
4 8 12 16
б) нелинейные помехи второго порядка вида 2fj и fj + fj при
передаче сигналов по первому каналу
- f, кГц
8 12 16
в) нелинейные помехи третьего порядка чида 3fj, fj + fj + fK
и 2fj + fj при передаче сигналов по первому каналу
■ f, кГц
12 16
24
■ f, кГц
г) нелинейные помехи третьего порядка вида fj + fj - f|<
и 2f j + fj при передаче сигналов по первому каналу
8 12
- f, кГц
Рис. 28. К возникновению межканальных переходов
и нелинейных помех в групповых трактах СП с ЧРК
Минимизировать помехи нелинейного происхождения и |у»ёжка-
нальные переходы можно также путем выбора параметра /? = f^f1f
характеризующего относительную щирокополосность группового тракта.
Для вышеприведенных механизмов возникновения нелинейных
искажений, нелинейных помех и межканальных переходов (см. рис. 28)
параметр /3>2 и для этого случая нелинейные помехи второго и третьего
порядков (гармоники и комбинационные частоты) попадают в полосу
частот группового тракта. Если параметр /3<2, то ряд продуктов
нелинейности в полосу частот группового тракта не попадает.
Рассмотрим пример. Групповой тракт занимает полосу частот
16...28 кГц соответствующую групповому сигналу (рис. 29, а).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
163
G(f)
а) исходный спектр группового сигнала
16 28
б) нелинейные помехи второго порядка вида 2f j, fj + fj и fj - fj
f, кГц
12 32 56
в) нелинейные помехи третьего порядка вида 3fj, 2fj + fj и fj + fj + f|<
• f, кГц
48
г) нелинейные помехи третьего порядка вида 2fj - fj и fj + fj - fk
• f, кГц
16
28 40
- f, кГц
Рис. 29. К влиянию параметра /?на спектральное распределение
нелинейных помех и межканальных переходов
Как следует из рис. 29, в полосу частот исходного группового
сигнала не попадают продукты нелинейности второго порядка
(гармоники и комбинационные частоты) (рис. 29, б) не попадают
продукты нелинейности третьего порядка (гармоники и суммарные
комбинационные частоты) (рис. 29, в), называемые еще продуктами
нелинейности третьего порядка второго рода, и в полосе частот
исходного группового сигнала оказываются нелинейные помехи
третьего порядка - разностные комбинационные частоты,
называемые продуктами нелинейности третьего порядка первого рода.
Вот почему при формировании групп каналов с использованием
многократного преобразования частоты стремятся к тому, чтобы
для предгрупп, первичных, вторичных и других групп каналов
параметр широкополосности группового тракта удовлетворял условию
(3 < 2. В этом случае при последующих преобразованиях групп
каналов обеспечивается минимум нелинейных помех.
Нелинейные искажения приводят к возникновению взаимных
помех между каналами, которые могут проявляться в виде шума
нелинейного происхождения или внятного переходного разговора,
попадающего из одного канала в другой, при использовании каналов
тональной частоты для передачи других сигналов (телеграфии,
данных, вещания) приводят к искажениям этих сигналов.

164
Часть 3. Построение систем передачи с частотным разделением каналов
Вопросы, задачи и упражнения для самоконтроля к лекциям
8и9
1. Сущность частотного разделения каналов при построении
многоканальных систем передачи.
2. Достоинства и недостатки амплитудной модуляции по
сравнению с частотной и фазовой.
3. Способы передачи амплитудно-модулированных (AM)
сигналов.
4. Структурная схема способа передачи двух боковых полос
и несущей. Форма сигналов в различных точках схемы.
5. Структурная схема способа передачи двух боковых полос без
несущей. Основные проблемы. Форма сигналов в различных
точках схемы.
6. Структурная схема способа передачи одной боковой полосы
и несущей. Основные проблемы. Форма сигналов в различных
точках схемы. Понятие о квадратурных искажениях.
7. Структурная схема способа передачи одной боковой полосы
(ОБП). Основные проблемы. Форма сигналов в различных
точках схемы.
8. Структурная схема способа передачи одной боковой полосы
частот с частичным подавлением другой. Основные проблемы.
Форма сигналов в различных точках схемы. Область
применения данного способа передачи AM сигналов. Дать обоснование
целесообразности применения способа передачи ОБП для
построения систем передачи с частотным разделением каналов
(СП с ЧРК).
9. Изобразите структурную схему трехканальной СП с ЧРК на
основе амплитудной модуляции с ОБП, если несущая частота
первого канала равна fT = 12 кГц, второго канала - = 16 кГц
и третьего канала - = 20 кГц. Полоса частот первичного
(модулирующего) сигнала равна AFC = 0,3.. .3,4 кГц. j
10. Изобразите структурную схему трехканальной СП с ЧРК на
основе амплитудной модуляции с передачей двух боковых и
несущих. Определить значения несущих частот для каждого
канала и значение верхней граничной частоты группового
сигнала fMaKC, если значение нижней граничной частоты группового
сигнала равно fMUH = 60 кГц. Полоса частот первичного сигнала
равна AFC = 0,3...3,4 кГц.
11. На вход второго канала трехканальной СП с ЧРК (задача 10)
подан измерительный сигнал с частотой Fc = 800 Гц. Указать
значения этой частоты в различных точка структурной схемы
трехканальной СП с ЧРК.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
165
12. Сущность фильтрового метода формирования ОБП. Для
условий задачи 10 определить относительную полосу
расфильтровки канального полосового фильтра.
13. Сущность фазоразностного метода формирования ОБП.
14. Почему фазовый контур в цепи несущего колебания фазораз-
ностной схемы (ФРС) формирования ОБП значительно проще,
чем в цепях модулирующего (первичного) сигнала?
15. Почему в ФРС формирования ОБП в ветвях модулирующего
сигнала используются два фазовых контура?
16. Почему в СП с ЧРК с ФРС формирования ОБП в спектре
группового сигнала на один канал отводится полоса частот в два
раза большая, чем при фильтровом методе формирования
ОБП?
17. Достоинства и недостатки фазоразностного метода
формирования ОБП по сравнению с фильтровым.
18. Почему в СП с ЧРК с фазоразностным методом формирования
ОБП величина подавления ненужной боковой полосы частот А3
должна быть не менее 26 дБ?
19. Определить степень подавления ненужной боковой полосы
частот ФРС А3 в зависимости от значений коэффициента
асимметрии к ветвей ФРС формирования ОБП и погрешности
фазирования Аф, если 1) к=1,1 и Аф=3°; 2) к=1 и Аф = 1°;
3) к=1,2 и Аф = 0°; 4) к=1 и Аф=2°.
20. Изобразите векторную диаграмму, поясняющую фазоразност-
ный метод формирования ОБП.
21. Дать обоснование необходимости применения многократного
преобразования частоты при построении СП с ЧРК. Что такое
виртуальная несущая частота, физическая сущность?
22. Изобразить аналитически и графически условие неискаженной
передачи. Проявление линейных искажений в трактах
передачи группового сигнала в СП с ЧРК.
23. Проявление нелинейных искажений в групповых трактах СП
с ЧРК, причины их возникновения и оценка.
24. Почему нелинейные искажения в трактах передачи группового
сигнала СП с ЧРК приводят к переходам между каналами?

Часть 4. Построение систем передачи
с временным разделением каналов
Лекция 10
Принципы построения и особенности работы
систем передачи с временным разделением
каналов
Структурная схема системы передачи с временным
разделением каналов
Идея временного разделения каналов (ВРК) заключается в том,
что элементы первичного сигнала с$), принадлежащего//-му каналу,
передаются в неперекрывающихся интервалах времени тк1,
свободных от сигналов других каналов, по общей линии связи.
В большинстве своем первичные сигналы являются
аналоговыми (непрерывными) и идея ВРК определяет необходимость их
дискретизации. Операция дискретизации выполняется в
соответствии с теоремой дискретизации (или теоремой В. А. Котельникова),
которая применительно к сигналам электросвязи формулируется
следующим образом: всякий непрерывный во времени сигнал c(t)
со спектром, ограниченным частотой FMaKC, может быть пред-
ставлен последовательностью его мгновенных значений
(отсчетов), взятых через интервалы времени Тд < —-—. Следова-
тельно, возможна передача не всего первичного сигнала, а только
его отсчетов. При этом отсчеты N канальных сигналов передаются
по общей линии связи не одновременно, а поочередно, так, чтобы
каждому канальному сигналу на интервале времени Тд
предоставлялся свой временной интервал тк1 = , называемый канальным
интервалом.
Как отмечалось ранее, первичные сигналы (речевые, вещания,
телевидения и др.) занимают довольно широкий диапазон частот и,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
167
следовательно, перед проведением операции дискретизации
необходимо ограничить спектр частот первичного сигнала с помощью
соответствующего фильтра нижних частот (ФНЧ). Операция
дискретизации осуществляется с помощью канальных электронных ключей
(ЭК), на один вход которого поступает первичный сигнал c(t), а на
управляющий - периодическая последовательность прямоугольных
импульсов (ПППИ) f(t) с периодом Тд, представляющая собой
переносчик. Длительность импульсов ПППИ ти« Тд. Далее канальные
сигналы объединяются и передаются по общему групповому тракту.
Для разделения канальных сигналов на приеме необходимы
канальные селекторы, работающие синхронно с канальными электронными
ключами на передаче.
Обобщенная структурная схемы системы передачи с временным
разделением каналов приведена на рис. 1, где приняты следующие
обозначения: crft), c2(t),...f cN(t) - первичные сигналы; ФНЧ фильтры
нижних частот, ограничивающие полосу частот первичных сигналов
частотой FMaKC и восстанавливающие первичные сигналы на приеме;
ЭК-1, ЭК-2,..., ЭК-N - канальные электронные ключи,
осуществляющие дискретизацию ограниченных по частоте первичных сигналов;
Si(t), s2(t),..., sN(t) - канальные сигналы; ОУ - объединяющее
устройство, предназначенное для объединения канальных сигналов и
синхросигнала, обеспечивающего синхронную работу канальных
электронных ключей на передаче и канальных селекторов на
приеме; S(t) - групповой сигнала на входе линии связи; КС-1, КС-2,
КС-3,..., KC-N - канальные селекторы, обеспечивающее
выделение соответствующего канального сигнала; РУ - развязывающее
устройство, обеспечивающее разделение канальных сигналов и
синхросигнала на приеме; S'(t) - групповой сигнал на входе линии
связи; S'(t) - групповой сигнал на выходе линии связи,
изменившийся под воздействием помех и искажений; ГКИ - генератор
канальных импульсов и РКП - распределитель канальных импульсов
передачи и приема; ФПСС - формирователь и передатчик
синхросигнала; ПСС - приемник синхросигнала; U(t), f2(t),..., fN(t) -
периодические последовательности прямоугольных импульсов (ПППИ),
управляющие работой канальных электронных ключей. Иногда
совокупность электронных ключей и канальных селекторов
называют электронными коммутаторами, работой которого управляют
импульсы с выхода РКИ.
На рис. 2 приведены временные диаграммы, поясняющие
формирование канальных сигналов и группового сигнала в СП с ВРК.

168
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
J<t>H4h»ci(t)
Рис. 1. Структурная схема системы передачи
с временным разделением каналов
si(t)
ci(t)
JlL
si(t)
si(t)
~ C3(t)
'-] I
l 1
S(t)
if
11--- j 1111- -11111
1 2 3 тд n cc
123 ncc123 ncc123
Рис. 2. К пояснению метода временного разделения каналов
Отметим, что синхронизирующий сигнал (СС), обеспечивающий
синхронную работу канальных электронных ключей на передаче и
канальных селекторов на приеме, обязательно чем-то (амплитудой,
длительность и др.) отличается от импульсов канальных отсчетов.
Формирование канальных сигналов в системах передачи
с временным разделением каналов
В системах передачи с ВРК переносчиками являются
периодические последовательности прямоугольных импульсов (ПППИ), сдви-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
169
нутые относительно друг друга на величину защитного интервала т3
(см. рис. 2), параметры которых изменяются по законам изменения
первичных сигналов.
Периодическая последовательность прямоугольных импульсов
с указанием всех ее параметров приведена на рис. 3.
Тактовые точки ПППИ
-Ти/2
+TU/2
_1д_
Рис. 3. Переносчик - периодическая последовательность
прямоугольных импульсов
Основными параметрами ПППИ являются: А - амплитуда
импульсов, ти- длительность (ширина) импульсов, Тд - период
следования импульсов или Fd= 1/Тд - частота следования или тактовая
частота периодической последовательности импульсов (круговая
частота следования Qd = 2яРд), положение импульсов относительно
тактовых точек tj = /Та, / = 0, ±1, ±2,... и отношение Тд / ти = q,
называемое скважностью ПППИ. В современных СП с ВРК
величина скважности лежит в пределах 20...2500.
Периодическую последовательность прямоугольных импульсов
можно представить в аналитической форме
f(t)=±o(t-kTe), (D
k=-oo
где a(t) - функция описывающая одиночный импульса исходной
последовательности f(t).
Для ПППИ (см. рис. 3) функция a(t) имеет вид
a(t) =
А при -f <t< ф
г г (2)
0 при t< t<^.
С другой стороны, ПППИ f(t) может быть представлена рядом
Фурье

170
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
f(t) = A
sin ля-
£ + £2 :
Тд П1& п
cos nQdt
(3)
где, напомним, Д, = 2л/ Тд - круговая частота последовательности
f(t).
Как следует из (3), спектр ПППИ включает в себя постоянную
составляющую с амплитудой, равной
и гармоники частоты следования-частоты дискретизации с
амплитудами
sin ля—
а 2А тв ^ , 2А . пя 0
= -cosn^V = —s,n—cos2n#Fdf.
я п ял q
Спектр ПППИ представлен на рис. 4.
S(t)
Ai
О Ffl 2Ffl ЗРд 4Ffl 5Ffl 6Ffl 7Ffl=1/Tu 8Ffl 9FA
Рис. 4. Спектр амплитуд периодической последовательности
прямоугольных импульсов
Известно, что огибающая спектра амплитуд ПППИ соответствует
спектру одиночного прямоугольного импульса длительностью тш а
число гармоник тактовой частоты (частоты следования) до первого
нуля спектра амплитуд равно q - 7, т.е. на единицу меньше
скважности последовательности импульсов q. И еще, более 90...95 %
мощности периодической последовательности импульсов
сосредоточено в полосе частот от 0 до Fmm = 1/ти. Следовательно, для
передачи исходной ПППИ по каналам, трактам и линиям связи их
полоса частот должна быть не менее AF = 1/ти.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
171
Формирование канальных сигналов в СП с ВРК осуществляется
на основе модуляции одного из основных параметров ПППИ.
В основном нашли применение три вида импульсной модуляции:
амплитудно-импульсная (АИМ), широтно-импульсная (ШИМ) и
временная импульсная модуляция (ВИМ), разновидностями которой
являются фазоимпульсная модуляция (ФИМ) и частотно-
импульсная модуляция (ЧИМ).
Формирование канальных сигналов с помощью
амплитудно-импульсной модуляции. При амплитудно-импульсной
модуляции амплитуда ПППИ изменяется по закону первичного или
модулирующего сигнала c(t), а длительность импульсов, частота их
следования и положение относительно тактовых точек при АИМ
остаются постоянными. На рис. 5 показаны временные диаграммы
формирования АИМ канального сигнала.
s(t)
s(t)
1 J
1—1s
АИМ-I A
f
АИМ-2 „
ППпП
-t
a) 6)
Рис. 5. К пояснению принципов амплитудно-импульсной модуляции
На рис. 5 показано, что первичный сигнал c(t) модулирует
амплитуду ПППИ f(t) в результате получается канальный амплитудно-
модулированный сигнал s(t). При этом различают два вида
амплитудно-импульсной модуляции (АИМ):
амплитудно-импульсная модуляция первого рода (АИМ-1), при
которой мгновенное значение амплитуды импульсов зависит от
мгновенного значения модулирующего сигнала, вершины импульсов
повторяют исходный сигнал на длительности импульсов (рис. 5, а);

172
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
амплитудно-импульсная модуляция второго рода (АИМ-2), при
которой амплитуда импульсов остается постоянной на всей его
длительности (рис. 5, б). При скважности ПППИ q > 10 различия
между АИМ-1 и АИМ-2 практически исчезают и потому в
дальнейшем не будем делать различия между этими видами
амплитудно-импульсной модуляции.
Для оценки полосы частот, необходимой для передачи АИМ
канальных сигналов, возможностей их демодуляции и сравнения
различных видов импульсной модуляции определим спектр АИМ
сигнала при модуляции синусоидальным сигналом
c(t) = CMaKCsin coct (4)
и при модуляции сложным сигналом с ограниченным спектром
частот.
В самом общем случае амплитудно-модулированный
(канальный) сигнал s(t) можно описать следующим аналитическим
выражением
s(t) = ^ + mac(t)]f(t), (5)
здесь та - коэффициент, характеризующий глубину модуляции; c(t)
- модулирующий (первичный) сигнал; f(t) - периодическая
последовательность импульсов. Подставив* в (5) выражения для c(t) (4) и f(t)
(3), получим выражение для АИМ канального сигнала
S(f) = Л(1 + a77aSin*ycf)
sin л/г-JL
2^ ТА
-^ + -У ^-совлШ
ТА nt\ п
(6)
здесь та = Смакс/А.
Сделав в (6) замену вида q=rJT6 и выполнив несложные
тригонометрические преобразования, получим
. л/г . л/г
sin— sin
s{t) = 4 + Hb£s\ncoct +—У 2-cosпПд + ^V 2-sin(nQd ±coc)t .(7)
q q n ,7=1 n n n=i n
Из формулы (7) следует, что АИМ канальный сигнал содержит
постоянную составляющую с амплитудой
Ao = A/q, (8)
исходный модулирующий сигнал

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
173
4=-J-sinfi>ef, (9)
гармоники частоты следования ПППИ - частоты дискретизации,
„о sin—
4. = —2-cosnOe> (Ю)
и боковые частоты около гармоник частоты дискретизации
An6=^s\n™sHnad±a>c)t. (11)
ЯП Cjf
Если модулирующий сигнал является многочастотным,
занимающим полосу частот от со^ до co2i то спектр АИМ канального s(t)
сигнала будет содержать постоянную составляющую, исходный
сигнал занимающий полосу частот от со^ до со2, гармоники частоты
дискретизации п£2д и нижние и верхние боковые полосы частот
вокруг гармоник частоты дискретизации, занимающие полосы
частот П&д±(0)1...С02).
Амплитуды составляющих многочастотного АИМ канального
сигнала определяются из формул (8)-(11). Спектр АИМ сигнала S(f)
при модуляции сигналом со спектром С (f), ограниченным круговыми
частотами ^=сошн и о)2 = сомакс или нижней граничной частотой FMUH
и верхней граничной частотой FMaKC, показан на рис. 6.
C(f)
а) спектр исходного сигнала с граничной частотой Fmakc
Fmmh Fmakc
S(f) б) спектр АИМ сигнала
ФНЧ
r^i^i
Fmhh Fmakc Ffl - fmakc Рд Рд+ Fmakc 2Ffl - fmakc 2Ffl 2Рд + Fmakc
Рис. 6. Спектр АИМ сигнала при модуляции ПППИ сигналом
с ограниченным спектром
Как следует из рис. 6, б в спектре АИМ сигнала содержится и
исходный сигнал. Следовательно, процесс демодуляции АИМ сигнала
можно осуществить фильтром нижних частот (ФНЧ). Но для неиска-

174
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
женного выделения первичного сигнала полоса расфильтровки ФНЧ
AFP между полосой частот исходного сигнала с верхней граничной
частотой FMaKC и нижней боковой полосой частот около первой
гармоники частоты дискретизации Fd с нижней граничной частотой Fd - FMaKC
равна
ЛРр = Рмакс ~" (Рд Рмакс) = 2Fмакс — FR. (12)
Из последнего выражения следует, что при использовании
«идеального фильтра нижних частот», полоса расфильтровки AFP = 0 и,
следовательно, выполняется равенство Fd = 2FMaKCt
соответствующее теореме Котельникова. Но изготовить фильтры можно только
с конечной крутизной характеристики затухания в переходной
области и потому для обеспечения неискаженного восстановления
первичного сигнала из АИМ сигнала должно выполняться условие
FA = 2FMaKC + AFP или FA > 2F
макс* (13)
Для каналов тональной частоты максимальная частота FMaKC = 3,4 кГц
и частоту дискретизации принимают равной Fa = 8 кГц, т.е. больше
6,8 кГц. Период дискретизации при этом равен Тд = 1/Fd = 1/8000 =
= 125 мкс. При этом полоса расфильтровки ФНЧ, осуществляющего
демодуляцию АИМ канального сигнала, равна AFP = 1,2 кГц.
Длительность канальных импульсов ти в СП с ВРК на основе АИМ
зависит от числа каналов N и от скважности импульсов группового
сигнала у которая определяется (см. рис. 2) соотношением вида
т + т
У=и 3 , (14)
где т3 - длительность защитного интервала между импульсами
соседних каналов. Длительность импульсов в N - канальной
системе передачи с АИМ может быть определена из выражения
Таии = (N +V ' 05)
где Та = 1/Fd - период дискретизации; (N +1) - общее число
канальных импульсов (с учетом синхросигнала - СС) за период Тд.
При N » 1 таим ~ Тд /Ny. Обычно скважность группового сигнала
у = 2. Полоса частот необходимая для передачи АИМ группового
сигнала принимается равной
=—=(N^)r = Fd(N + 1)y. (16)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
175
Системы передачи с ВРК на основе амплитудно-импульсной
модуляции отличаются простотой построения оконечных станций,
однако (как будет показано ниже) обладают низкой
помехоустойчивостью и весьма критичны к частотным характеристикам линейных,
групповых трактов и линий связи. Поэтому в применяющихся на
практике СП с ВРК методы АИМ используются на первой ступени
формирования канальных сигналов систем передачи с ВРК,
использующих другие виды импульсной модуляции.
Формирование канальных сигналов с помощью широтно-
импульсной модуляции. При широтно-импульсной модуляции
(ШИМ) длительность импульсов ПППИ изменяется под
воздействием модулирующего первичного сигнала, а остальные параметры
ПППИ остаются неизменными. Различают одностороннюю (рис. 7)
и двустороннюю ШИМ.
c(t)
f(t)
""ini—it-ii-ii—ii-iM
J—U—U—U—U—U—U—LL^t
s(t) I I i i I i i
♦ i i i i i i i
~1П П П П П П П .
Рис. 7. К определению односторонней широтно-импульсной модуляции
В практике наибольшее применение находит односторонняя
ШИМ (ОШИМ). При ОШИМ изменение длительности импульса
ПППИ происходит только за счет перемещения одного из фронтов
(например, заднего), а положение другого (переднего) фронта
остается неизменным относительно тактовых точек ПППИ. При
двусторонней ШИМ перемещаются и передний и задний фронты
импульсов симметрично относительно их центра, соответствующего
тактовым точкам ПППИ.
В зависимости от того, каким образом устанавливается связь
между моментом отсчета мгновенных значений модулирующего сигнала

176
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
c(t) и шириной импульса ПППИ, различают широтно-импульсную
модуляцию первого рода (ШИМ-1) и второго рода (ШИМ-2).
При ШИМ-1 длительность импульсов определяется функцией c(f)
в моменты возникновения переднего или заднего фронта импульсов
s(t)] при ШИМ-2 длительность импульсов s(t) пропорциональна
мгновенным значениям сигнала c(t) в тактовых точках (см. рис. 7). При
Ти «Тд различия между ШИМ-1 и ШИМ-2 несущественны.
Изменения длительности импульсов f(t)t вызываемые
модулирующим сигналом c(t), можно описать следующим выражением:
ru{t) = r0 + AUJUMC(t), (17)
здесь Ашим - крутизна характеристики широтно-импульсного
модулятора, мкс/В; т0 - среднее значение длительности импульсов ШИМ
сигнала s(t). Если в (17) подставить c(t) из (4), то получим
*■„(') = г0 + A™C^siru0cf = г0 + ArMaKCsin^ =
= r0(1+^^sin^cf) = r^1 + mrsin^cf), (18)
где Атмакс - максимальное отклонение фронта импульсов в одну
сторону; плт - коэффициент широтной модуляции импульсов.
Для определения спектра ШИМ сигнала подставим выражение
для Tu(t) из (18) в формулу для f(t) (3) и, выполнив некоторые
преобразования, получим
, х Агп Агп
s(t) = —± + —±mrs\nvct+
д (19)
/\°°1 г /А 00 1 \ т "j v /
+^E^sinnQa(' + y)~^
Как следует из последнего выражения, спектр сигнала
односторонней ШИМ при ти«Тд в своем составе содержит:
постоянную составляющую с амплитудой
д=4^: (2о)
исходный (модулирующий) сигнал
Ат
C{a>t,t) = ^p-mts\na>J; (21)
' д
гармоники частоты дискретизации с амплитудами

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
177
ля-
бесконечное число составляющих вида
А °° 1
В (п£2д,сос, t) = — Y—sin nQ.
f--^-(1 + mrsmcoct)
(22)
(23)
Последнее соотношение можно упростить, если воспользоваться
формулой
s\n(a + J3sinф) = Yj J,(J3) sin(a + 1ф),
(24)
вытекающей из теории функций Бесселя. Здесь, в соответствии с
соотношением (23), приняты следующие обозначения: а = пЩито/2);
/3 = njQd mrT(/2 = n£k (Лтмакс)/2 - аргумент функции Бесселя; ф = coct
и Jf ф) - функция Бесселя.
Подставив вышеприведенные соотношения и замены в (23) и
выполнив некоторые преобразования, получим
B(nQd,coc,t) = - Е £ J,(£)sin[( nQd ± lae)t + !!£jK] (25)
Я Л=1 / = -~ d.
Последнее выражение показывает, что в спектре ШИМ сигнала
вокруг гармоник частоты дискретизации содержится бесконечное
число верхних и нижних боковых вида (пПд±1сос).
Если модулирующий сигнал c(t) занимает полосу частот
Юмин---С0макс, то в спектре ШИМ сигнала S (со) будут содержатся:
постоянная составляющая, спектр исходного сигнала, гармоники
частоты дискретизации и боковые полосы частот вида
пПд±1 (сомин...сомакс) (рис. 8).
S(co)
Цц-Цсомин-сомакс)
Од + 1 (сомин-сом)
2Цц-(сомин--сомакс)
2Пд + (сомин-.-сомакс)
сомин сомакс Цц 20ц
Рис. 8. Спектр ШИМ сигнала

178
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
Амплитуды боковых полос частот в спектре ШИМ сигнала,
группируются вблизи соответствующих гармоник частоты
дискретизации, изменяются в соответствии со значением функций Бесселя
J/ (/3), которые в свою очередь зависят от аргумента и от номера /,
характеризующего порядок функции Бесселя. Это группирование
более заметно в области небольших значений п гармоник частоты
дискретизации.
При больших п группирование становится менее заметным.
Последнее объясняется тем, что аргумент функции Бесселя /?на этих
частотах велик, и поэтому спектр боковых полос частот около этих
гармоник расширяется.
С ростом величины максимального отклонения (девиации)
фронта импульса Лтмакс увеличивается аргумент /3 функции Бесселя,
поэтому он всегда сопровождается ростом интенсивности боковых
полос различного порядка вокруг гармоник частоты дискретизации
и, следовательно, увеличения комбинационных искажений.
Поскольку при любом значении п и / функция Бесселя
существует, ширина спектра боковых полос около каждой гармоники частоты
дискретизации теоретически бесконечна, т.е. спектры боковых
полос вокруг гармоник неразделимы. Но, что самое неприятное,
нижние боковые полосы частот при различных значения п и / вида
попадают в полосу частот исходного сигнала, что вызывает
появление искажений при демодуляции с помощью фильтра нижних частот.
Однако при рациональном выборе параметров модуляции эти
искажения можно сделать достаточно малыми.
При определении необходимой полосы частот группового тракта
для передачи ШИМ сигналов полезно знать следующее:
коэффициент широтной модуляции импульса шг= Лтмакс/т0всегда
меньше 1, так как минимальная длительность импульса должна
удовлетворять требованию тмин = т0- Лтмакс > 0 или
Если минимальная длительность канального импульса равна т0,
то ширина полосы частот тракта передачи группового ШИМ сигнала
должна быть не меньше
пйд- I (сомин...соМакс)
(26)
тмин = то (1 ~ лг1т).
Обычно тт = 0,5...0,75, поэтому
тмин = (0,25...0,5) т0.
(27)
(28)
АРШим^ 1/т0.
(29)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
179
Из (21) следует, что полезный результат на выходе
демодулятора зависит не только от величины л?г, но и от амплитуды
импульсов, поступающих на демодулятор. Если амплитуда демоду-
лируемых импульсов, например, в результате действия помех
изменяется, то полезная компонента первичного сигнала на
выходе демодулятора оказывается искаженной. Поэтому для
устранения вредного действия помех применяется ограничение
импульсов по минимуму и максимуму. В этом заключается преимущество
ШИМ перед АИМ.
Широтная импульсная модуляция используется в
многоканальных системах передачи импульсной радиосвязи, а также в
некоторых радиотелеметрических системах и системах телеуправления,
телеконтроля и телемеханики.
Формирование канальных сигналов на основе фазо-
импульсной модуляции. При фазоимпульсной модуляции (ФИМ)
сдвиг импульсов ПППИ относительно тактовых точек изменяется по
закону первичного (модулирующего) сигнала c(t). Существует
несколько разновидностей ФИМ, в частности фазоимпульсная
модуляция первого рода (ФИМ-1), при которой временной сдвиг
импульсов ПППИ пропорционален значению модулирующего сигнала
в момент появления импульса ПППИ, и фазоимпульсная модуляция
второго рода (ФИМ-2), при которой временной сдвиг импульсов
ПППИ пропорционален значениям модулирующего напряжения
в тактовых точках. Обычно применяется ФИМ-2 (рис. 9). При
отрицательных значениях модулирующего сигнала импульсы ПППИ
смещаются влево, при положительных - вправо..
Для определения спектрального состава ФИМ сигнала
предположим, что модулирующий сигнал описывается выражением (4).
При этом величина временного сдвига /с-го импульса относительно
тактовой точки определяется формулой Атк = тфСмаксв\псос1 где тф -
коэффициент глубины модуляции. Обозначим максимальный
временной сдвиг Атмакс = п)фСмакс. Текущая фаза модулированной по
фазе ПППИ определяется величиной Атм тактовой частотой
где Асрмакс = Атмакс&д - индекс модуляции. Мгновенная частота
следования импульсов будет равна
0(t) = + Афмакс sin coct,
(30)
Q =
мгн
de(t)
= Q. + ^(pUMCcoccoso}ct.
(31)
dt

180
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
Тактовые точки
Рис. 9. К формированию канальных сигналов на основе
фазоимпульсной модуляции
При подстановке в формулу (3) вместо Qdt значения в(Х) из (30)
и вместо Та - величины Тмгн= 2я/£2мгш получим выражение для
канального ФИМ сигнала:
s(t) = + А^-Атмаксо)с coscoct+
'а 'а
• + ?А £ - sin л(1 + Д гмакс cos coct) cos nQ(t + A тшкс sin coct) = Д + Ac + (32>
Я л=1 n I д
+ — E^o(^MaKC)Sin~?COSnQdf + — XXMnCOS(H^d±p^c)f
я n=\ n q я n=i p=i
1 r
где g - скважность ПППИ; Mn= —Jp(nApMaKJsin-£(nQd± pcoc),
Jp (пАфмакс) - значения функций Бесселя р-го порядка от аргумента
пА(рмакс.
Как следует из формулы (32), спектральный состав канального
ФИМ сигнала s(t) включает в себя:
постоянную составляющую с амплитудой
А> = ^ = -; (33)
Тд q

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
181
исходный (модулирующий) сигнал с амплитудой
(34)
'а <7
гармоники тактовой частоты ПППИ (частоты дискретизации Qd),
амплитуды которых равны
нижние и верхние боковые частоты [четвертое слагаемое (33)]
вида nQd±pcoc с амплитудами
Если модулирующий сигнал занимает полосу частот сомии...сомакС1 то
нижняя боковая полоса частот около первой гармоники частоты
дискретизации попадает в полосу частот исходного сигнала [см. (26)].
Как следует из выражения (34) величина амплитуды исходного
сигнала в спектре ФИМ сигнала прямо пропорциональна частоте
исходного сигнала, что затрудняет демодуляцию ФИМ с помощью
фильтра нижних частот, затухание которого в полосе эффективного
пропускания должно изменяться по определенному закону,
обеспечивающему безыскаженное восстановление исходного сигнала
(реализация такого фильтра вызывает технические трудности).
В спектре ФИМ сигнала амплитуды исходного сигнала
значительно (на два-три порядка) меньше, чем при АИМ или ШИМ.
Поэтому в СП с ВРК на основе фазоимпульсной модуляции принятый
канальный сигнал s(t) преобразуют в последовательность
импульсов с АИМ или ШИМ, из которой при помощи обычного фильтра
нижних частот выделяют исходный сигнал. Преобразование ФИМ
в ШИМ сопровождается меньшими искажениями по сравнению
с преобразованием ФИМ в АИМ. Кроме того, при преобразовании
ФИМ в ШИМ демодулятор оказывается несколько более
устойчивым по отношению к внешним импульсным помехам. Поэтому на
практике чаще применяется демодуляция ФИМ предварительным
преобразованием ее в ШИМ.
Для устранения вредного воздействия помех в приемных
устройствах систем передачи с ФИМ (как и с ШИМ) применяются
ограничители амплитуд.
(35)

182
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
Фазоимпульсная модуляция широко применяется в
радиотелеметрических системах высокой точности и несколько меньше
в многоканальных системах радиосвязи.
Выбор вида импульсной модуляции для построения
систем передачи с временным разделением каналов
Выбор вида импульсной модуляции определяет качество
функционирования многоканальных систем передачи, для оценки которой
используются различные критерии (критерий помехоустойчивости,
критерий использования пропускной способности и критерий
эффективности). Интегральным показателем качества является критерий
помехоустойчивости. Именно помехоустойчивость определяет
пропускную способность и эффективность, под которой понимается
величина удельной минимальной энергии сигнала, приходящейся на
одну двоичную единицу информации. Поэтому выбор вида
импульсной модуляции осуществим на основе сравнения
помехоустойчивости при приеме АИМ, ШИМ и ФИМ сигналов.
Для оценки помехоустойчивости различных видов импульсной
модуляции сделаем следующие допущения:
на вход приемного устройства СП с ВРК поступает групповой
сигнал S(t), представляющий совокупность канальных сигналов S(t)
и помехи n(t)
S(t)=S(t) + n(t); (37)
основным видом помех является белый шум с энергетическим
спектром G (f) = G0 =const и со средней мощностью ап2\
максимальное значение полезного сигнала на входе приемного
устройства СП с ВРК равно Амакс, которое под воздействием помехи
изменяется в определенных пределах;
на выходах фильтров нижних частот (ФНЧ) каналов получаются
первичные сигналы c(t), представляющие полезные сигналы c(t) и
преобразованную помеху e(t), т.е.
c(t)=c(t) + e(t). (38)
Помехоустойчивость амплитудно-импульсной модуляции.
Упрощенная схема приемного устройства СП с ВРК на основе
амплитудно-импульсной модуляции приведена на рис. 10, где
приняты следующие обозначения: КС - канальный селектор и ФНЧ -
фильтр нижних частот.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
183
Групповой
АИМ сигнал
S(t)-
- s(t) канальный сигнал
КС I—HOH4j->c(t)
Рис. 10. Схема приема и демодуляция АИМ сигналов
Под помехоустойчивостью при приеме АИМ сигналов будем
понимать отношение
W
»™=W' (39)
п
где Wc - мощность полезного сигнала на выходе ФНЧ с полосой
пропускания AFH4; Wn - мощность помехи на выходе ФНЧ.
При наложении шума (помехи) на непрерывный сигнал с
амплитудой Амакс мощность шума равнялась бы просто сгп2. В импульсном
режиме, когда внутри каждого цикла (периода дискретизации)
длительностью Га помеха действует лишь в течение времени ти
(длительности канального импульса), мощность помехи, усредненная по
всему периоду Тд, будет равна
Wn =<тп2^-, (40)
' д
и, следовательно, энергетический спектр помехи на выходе
канального селектора (см. рис. 10),
е.(0 = <3о^- (41)
На выходе ФНЧ, осуществляющего демодуляцию АИМ сигнала,
мощность помехи определится выражением
Wn=G0^-AFH4. (42)
Амплитуда полезного сигнала в спектре АИМ сигнала на выходе
ФНЧ, как следует из (9), с учетом принятых выше обозначений
(qf=7a/rj, равняется
тд
а его мощность
Uc = ma^-AMaKC, (43)

184
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
w= —
2
2
А макс • (^^)
Подставив (44) и (43) в (40), получим
т2 А2 т т2А2
П — 8 ма*с 0 = а макс /4ci\
2 G0AFнч Тд 2qGQAFH4
здесь д= г/Га - скважность импульсов канального АИМ сигнала.
Обычно для АИМ та = 1 и, следовательно, максимальное
значение помехозащищенности АИМ сигналов не превышает значения
Чаим * опгНр • (46)
Увеличение помехозащищенности АИМ сигналов, при
сохранении заданного числа каналов N = q, возможно увеличением
амплитуды импульсов, но это приводит к снижению эффективности
системы передачи.
Помехоустойчивость широтно-импульсной и фазоим-
пульсной модуляций. Упрощенная схема приемного устройства и
демодуляции ШИМ и ФИМ сигналов приведена на рис. 11, а, б.
5(t) -4"оа"Т-Н кс | НфнчК c(t)
а)
s(t) -Ч oa |~»Л<СТ-Ч фим/аим(шим) Ь-НФНЧК c(t)
б)
Рис. 11. Схема приема и демодуляции ШИМ (а) и ФИМ (б) сигналов
Особенностью приема ШИМ и ФИМ сигналов является
использование с целью повышения помехоустойчивости ограничителей
амплитуд (OA), включаемых на входе приемного устройства. Принятые
обозначения на этих рисунках аналогичны обозначениям на рис. 10.
Из-за особенностей спектрального состава ФИМ сигналов
(пропорциональной зависимости амплитуд полезного сигнала от его
частоты), их демодуляция осуществляется двумя ступенями: на
первой ступени ФИМ сигнала преобразуется в ШИМ или ФИМ
сигнал и затем с помощью ФНЧ осуществляется выделение полезного
(первичного) сигнала.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
185
При ШИМ и ФИМ действие помехи проявляется в изменении
длительности импульсов и их сдвиге на оси времени относительно
их значений в отсутствие помех. Пусть в отсутствие помехи
импульс, поступающий на ограничитель амплитуд (OA) (рис. 11),
занимает положение, обозначенное на рис. 12 сплошной линией. Здесь
Амжс - амплитуда импульса, неискаженная помехой; тф -
длительность переднего (заднего) фронта импульса; иогр = Амакс/2 -
значение порога ограничения OA. Отношение вида вф = Амакс /тф
называется крутизной фронта импульса.
Рис. 12. К определению помехоустойчивости ШИМ и ФИМ сигналов
Как следует из рис. 12, под воздействием помехи будет
изменяться амплитуда импульса на входе OA, а, следовательно, и его
передний фронт, показанный на рис. 12 пунктирной линией.
Изменение положения фронтов импульсов приводит к изменению
длительности импульсов на уровне ограничения, что в процессе
демодуляции ШИМ сигналов приводит к возникновению помех, с другой
стороны изменение положения переднего фронта импульса
приводит к появлению помех при демодуляции ФИМ сигналов. Величина
этих помех пропорциональна смещению фронтов импульсов под
действием помех. Это смещение зависит от величины изменения
амплитуды ЛА на входе ограничителя амплитуд (см. рис. 12).
Приращение амплитуды импульса ЛА зависит от соотношения фаз
сигнала и помехи. Если амплитуда импульса равна Амакс, а
амплитуда помехи A„(t), то результирующая амплитуда импульса на входе
ограничителя амплитуд (OA) будет равна
где <р - фазовый угол между напряжением сигнала и помехи,
ЛА = An(t) coscp - приращение амплитуды сигнала на входе OA под
ti t2
Хф
АЛО = А™ + A,(Ocos0> = Амакс + АЛ ,

186
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
воздействием помехи. Сигнал под воздействием помехи показан на
рис. 12 пунктиром для случая, когда полезный сигнал и помеха
противофазны.
В общем случае АА является случайной величиной с
нормальным распределением, а <р - случайная фаза, равновероятная
в интервале 0...2я. Дисперсия приращения амплитуды АА равна
Д^ = |Д(0со8ф<7л2,
т.е. равна средней мощности шума на входе OA. Энергетический
спектр величины АА2 равен G0\a в основном сосредоточен в полосе
частот А/о = 1/Гу, где ти - длительность импульсов немодулирован-
ной импульсной последовательности.
Как следует из вышесказанного и рис. 12, сдвиг переднего
фронта импульса Ат = t2- U связан с приращением амплитуды АА
соотношением
А А Т
AT = ^- = -^A„(t)cos<p (47)
^ф ^макс
и является нормально распределенной случайной величиной, как и
величина АА .
Среднеквадратическое значение сдвига Атравно
( - \2 ' ^2
Дг2 =
A,(')cos^ =
<Л (48)
При длительности импульса в отсутствие помехи ти сдвиг
переднего фронта на величину Ат даст относительное изменение
длительности на величину Ат/ти и, соответственно, изменение амплиту-
ды на величину —Амакс .
При скважности импульсов канального сигнала q = Jq/tu
дисперсия шума на выходе канального селектора (КС) (см. рис. 11),
аналогично выводу соотношения (40), будет равна
Ат2 л1 г
2 ^ * Л2
о:. =
А* (49)
у макс гг,
Отметим, что мощность этого шума распределена в полосе
частот Af0, а его энергетический спектр с учетом (48) и (49)
определяется выражением

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
187
G (f) = а" = АТ* А2
ш V1 / а г о 4 , ^макс -г
Af0 t£A«> Га
г,
Ф
^макс j
г2 Л2 г г£
'п ^макс Lu _ Ф
2
А/Ь г2
G0.(50)
Напомним, что отношение аш /Л/0 = G0 представляет
энергетический спектр помехи на входе приемного устройства.
Мощность помехи на выходе фильтра нижних частот (см. рис. 11,
а, б) с учетом (50) будет равна
Wn = GJf)AFH4 = -^GQAFH4. (51)
Как следует из (21), с учетом принятых обозначений, мощность
полезного сигнала на выходе ФНЧ при демодуляции ШИМ сигналов
определяется выражением
Л А2 1 Ат2
w = ±^м^ш2 = J. £Ьяе_Л2 (52)
с 27 2 7
здесь ЛгМакс ~ максимальное отклонение фронта импульсов при
модуляции [(см. пояснения к (18)].
Отношение сигнал/помеха для широтно-импульсной модуляции
[а также и для фазоимпульсной модуляции с учетом (51) и (52)]
равно
W 1 Ат2 тТ Л А2
п - с — макс л2 и д — макс
I ШИМ, ФИМ mi rs i-2 ™макс
Wn 2 Т\ mKCTlG0AFm 2G0AFmTd
ГАт
макс
\2 Ат2
макс макс
.(53)
2qG0AFyx т2ф
Первый сомножитель в (52) представляет значение
помехозащищенности АИМ сигналов [см.(45)], следовательно, (53) можно
представит в виде:
A^Lc
Л ШИМ , ФИМ
= г}АИМ—^-. (54)
ТФ
Как следует из последнего выражения, помехоустойчивость
ШИМ и ФИМ сигналов в (Ai/tyf раз превышает помехоустойчивость
АИМ сигналов.
Предельные значения Атмакс следует выбирать с учетом числа
каналов, а длительность фронта импульсов тф - как можно меньше.
При тф ->0 выигрыш в помехоустойчивости стремится к
бесконечности. Этот результат легко объясняется: в вертикальном фронте

188
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
импульса или его бесконечной крутизне вф наличие помех не
создает сдвига фронта. Следовательно, при соответствующем выборе
уровня ограничения положение импульсов на оси времени и их
длительность на выходе ограничителя амплитуд (OA) (см. рис. 11),
можно сделать независимым от действия помех.
Системы передачи на основе ШИМ и ФИМ обладают значительно
большей помехоустойчивостью, чем системы передачи с АИМ, так
как последние исключают возможность применения ограничителей
амплитуд в тракте приема. В связи с эти амплитудно-импульсная
модуляция мало пригодна для построения СП с ВРК с повышенной
помехоустойчивостью. АИМ находит применение в качестве
промежуточного преобразования при реализации и демодуляции более
сложных видов импульсной модуляции (ШИМ, ФИМ, импульсно-
кодовой модуляции - ИКМ) или их иных разновидностей, являющихся
комбинациями классических видов импульсной модуляции.
При выборе ШИМ или ФИМ следует исходит из следующего. При
одинаковой полосе пропускания линейного тракта СП с ВРК и
одинаковой форме импульсов помехоустойчивость ШИМ и ФИМ
практически одинакова, но при ШИМ упрощается построение приемного
устройства; с другой стороны, при ШИМ средняя мощность сигнала
больше, чем при ФИМ, так как для обеспечения возможности
модуляции импульсов их среднюю длительность при ШИМ приходится
брать большей, чем при ФИМ. При сохранении средней мощности
сигнала, переход к ФИМ дает возможность увеличить амплитуду
импульсов Амакс и тем самым увеличить отношение сигнал/помеха
на входе приемного устройства [см. (53)].
Следует также иметь в виду, что при ШИМ ширина полосы
пропускания тракта передачи должна обеспечить достаточно малые
искажения самых коротких импульсов и поэтому оказывается более
широкой, чем полоса частот, необходимая для передачи импульсов
средней (немодулированной) длительности. При ФИМ длительность
всех импульсов остается одинаковой, что позволяет выбрать
оптимальную ширину полосы пропускания, обеспечивающей
максимальную помехоустойчивость при заданном числе каналов.
Таким образом, фазоимпульсная модуляция имеет ряд
преимуществ перед АИМ или ШИМ и поэтому находит широкое
применение при построении систем передачи с временным разделением
каналов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
189
Переходные влияния между каналами систем передачи
с временным разделением каналов
В многоканальных системах передачи с временным разделением
каналов переходные влияния между каналами обусловлены тем,
что время действия отсчета сигнала одного канала (канального
сигнала) не ограничивается интервалом времени, номинально
отведенным для этого канала. При этом происходит переход
некоторой части энергии сигналов, передаваемых по данному каналу, во
временные интервалы других каналов.
Групповой сигнал S(t)= Zst(t) (см. рис. 1), проходит через тракт
передачи, который может вносить нелинейные искажения,
ограничивать спектр импульсно-модулированных сигналов и в полосе
пропускания вносить линейные (амплитудно-частотные и фазоча-
стотные) искажения.
Безынерционные нелинейные четырехполюсники, входящие в
состав тракта передачи группового сигнала СП с ВРК, изменяют
форму канальных сигналов и приводят к появлению нелинейных
искажений, но не изменяют промежуток времени, в пределах
которого действует канальный сигнал. Поэтому нелинейные искажения в
тракте передачи группового сигнала СП с ВРК не приводят к
переходным влияниям между каналами.
Прохождение импульсных сигналов по трактам передачи с
ограниченной полосой пропускания сопровождается переходными
процессами. При малом значении защитного интервала между
импульсами соседних каналов переходной процесс от импульса
предыдущего канала не успевает прекратиться к моменту
появления импульса следующего канала. При этом происходит переход
некоторой части энергии сигналов, передаваемых по каналу, во
временные интервалы других каналов. В результате происходит
наложение импульсов, возникают так называемые перекрестные
искажения, приводящие к переходным влияниям между каналами
системы передачи. Форма проявления переходных влияний во всех
СП с ВРК более или менее одинакова и заключается в том, что
энергия сигнала, передаваемого по одному каналу передачи,
попадает в устройства, составляющие другие каналы Взаимные
переходные влияния между каналами практически неизбежны; задача
заключается в уменьшении их величины и степени мешающего
воздействия на передачу.

190
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
Допустим, что на входе группового тракта передачи СП с ВРК
(положим, на основе ФИМ) отсчеты импульсов различных каналов
разделены защитными интервалами т3 и имеют идеальную
прямоугольную форму и амплитуду А (рис. 13, а, пунктир).
С целью упрощения анализа переходных влияний за счет
ограничения полосы частот тракта передачи сверху представим его
эквивалентной схемой RC-фильтра нижних частот (рис. 13, б),
верхняя граничная частота полосы пропускания которого,
определенная на уровне 3 дБ, равна
(55>
Из-за ограничения полосы пропускания сверху происходит
затягивание фронтов каждого импульса. Сигнал, полученный на выходе
такой модели группового тракта передачи, показан (см. рис. 13, а)
сплошной линией. Здесь ^-длительность канальных импульсов.
Как следует из рис. 13, а, из-за затухания высокочастотных
составляющих канальных импульсов происходит наложение затянутых
фронтов импульсов на временные интервалы других каналов.
Наибольший переход имеет место в канал, непосредственно следующий
за влияющим каналом; энергия переходной помехи быстро затухает,
и влияние на более удаленные во времени каналы будет заметно
уменьшаться. Для краткости такие искажения и обусловленные ими
переходные помехи между каналами называются, соответственно,
искажениями 1-го рода и переходными помехами 1-го рода.
Рис. 13. Неискаженный и искаженный импульсы группового сигнала (а)\
эквивалентная схема группового тракта передачи в области верхних частот (б)
Ограничение полосы пропускания группового тракта СП с ВРК
снизу приводит к переходным влияниям между каналами из-за
появления импульсов спада вершины и выбросов обратной полярности,
показанных на рис. 14, а. Эквивалентная схема группового тракта для
ограничения его полосы пропускания снизу приведена на рис. 14, б.
Импульс Импульс
к-го канала (к+1)-го канала
R1
Выход

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
191
Нижняя граничная частота полосы пропускания на уровне 3 дБ
RC-фильтра верхних частот (см. рис. 14, б), равна
'--2*ЬГ- <56>
Ограничение полосы пропускания снизу приводит к переходным
влияниям между каналами из-за появления у импульсов спада
вершины и выбросов обратной полярности, показанных на рис. 14, б).
Эти выбросы затухают очень медленно, а потому влиянию переходов
подвергаются каналы, значительно более удаленные во времени от
влияющего канала, чем это имело место при ограничении полосы
пропускания группового тракта сверху. Этот вид искажений
называется искажениями 2-го рода, а переходные помехи - переходными
помехами 2-го рода.
Импульс Импульс
к-го канала (к+1 )-го канала
С2
Вход
о—
R2 П Выход
б)
Рис. 14. Неискаженный и искаженный импульсы группового сигнала (а)\
эквивалентная схема группового тракта передачи в области нижних частот (б)
Оценка переходных помех 1-го рода. Механизм возникновения
переходных помех для различных видов импульсной модуляции
отличается: при АИМ значение переходной помехи зависит от
изменения амплитуды импульса канала, подверженного влиянию,
при ШИМ и ФИМ значение переходной помехи пропорционально
изменению фронтов импульсов на выходе ограничителя амплитуд
канала, подверженного влиянию.
Определим величину переходной помехи в соседнем канале,
(см. рис. 13, а). Спад напряжения на конденсаторе d (см. рис. 13, б),
происходит по экспоненциальному закону
U = Ае
(57)
здесь t- время после окончания временного интервала ти
влияющего канала.

192
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
Для определения напряжения переходной помехи в соседнем
канале достаточно решить уравнение (57) относительно f, положив
в (57)
t=T3 + Ta, (58)
где тд - величина, зависящая от способа демодуляции
последовательности отсчетов сигнала.
При демодуляции с помощью фильтра нижних частот величина
тд равна
'а = Ш(59)
где ти - длительность канального импульса.
Значение напряжения переходной помехи 1-го рода при АИМ
с учетом (58) и (59) будет равно
U пЛ = Ае . (60)
Защищенность от переходной помехи 1-го рода определится
выражением
Ап, = 20lg-f = 20lg-4^ = 20lge^ = 8,7^.. (б1)
Учитывая (55), формулу (61) можно записать в виде
Am = 2я 8,7(т3 + Тд) frB. (62)
Ранее было указано, что при удалении во времени от влияющего
канала переходные помехи 1-го рода заметно затухают. Считая, что
т3 = тш и воспользовавшись полученными выше соотношениями,
можно получить, что, например, при отношении (т3 + Td)/RiCi= 3
затухание переходных влияний первого канала будет на 52 дБ
больше, чем на второй. Однако этот случай практически не реален,
так как здесь предполагается, что затухание переходных влияний
первого канала на второй составляет всего 26 дБ. В
действительности нормы затухания переходов между каналами более высокие.
Если учесть, что затухание переходов с первого канала на второй
должно быть, например, около 60 дБ, то затухание переходов с
первого на третий возрастает до 180 дБ, т.е. можно сделать вывод
о практической нецелесообразности учета переходных влияний 1-го
рода на дальние каналы.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
193
Положение переднего фронта импульса при ШИМ или ФИМ
фиксируется ограничителем амплитуд с порогом ограничения иогр, (см.
рис. 12). Обозначим длительность импульса на этом уровне через т0
и временной сдвиг переднего фронта импульса (к + 1)-го канала из-
за переходной помехи через Лт0.
Для количественной оценки переходных помех первого рода при
ШИМ и ФИМ введем коэффициент защищенности канала
2 А г
К.1 = £TEiaBL-' (63)
здесь Лтмакс - максимальное изменение положения переднего
фронта импульса при ШИМ или ФИМ. Защищенность от переходных
помех 1 -го рода будет равна
Ля1 = 201дКв1=201д^Ь~ . (64)
Отметим, что Лт0тем меньше, чем больше защитный интервал.
Обычно импульсы группового сигнала при передаче по линии
представляют импульсы колокольной формы, так как энергия спектра
таких импульсов сосредоточена в более узкой полосе частот.
Поэтому при форме импульсов, близкой к колокольной, и т3= 1,5Атмакс,
величина защищенности Ап1 получается порядка 170...250 дБ, т.е.
при оптимальном выборе параметров системы переходные помехи
1-го рода пренебрежительно малы.
Оценка переходных помех 2-го рода. Переходные помехи,
обусловленные появлением выбросов противоположной
полярности (см. рис. 14, а), можно проанализировать при помощи
экспоненциальных функций. Удобно вести анализ, представив отсчет
сигнала, передаваемый по влияющему каналу, в виде суммы двух
скачков напряжения, один из которых равен +А в момент времени
t = 0, а другой равен -А при t = ти.
В этом случае напряжение переходной помехи Un2 через
промежуток времени t после начала временного интервала первого
канала определится соотношением
t t-ru t_( ru \
Un2 = Ае*2°2- Ae R&C2 = Ae *гСг
1-еад
t>ru. (65)
Для того чтобы найти, например, напряжение переходной помехи
во втором канале, вызванной передачей сигналов в первом канале,
нужно подставить в уравнение (65) значение t=ru + т3:

194
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
1-е
(66)
В формуле (66) переходная помеха во втором канале определена в
момент начала временного интервала этого канала, а не для
произвольного времени. Однако это мало сказывается на результатах
оценки взаимного влияния каналов, так как при достаточно больших
значения R2C2 затухание выброса обратной полярности в переделах
одного временного интервала пренебрежимо мало. В наиболее
характерных случаях ти + т3 = 10 ~3R2C2. Следовательно, даже через 10
временных интервалов, отсчитанных от начала интервала второго
канала, напряжение переходной помехи уменьшится не больше, чем
на 1 % по сравнению с его величиной во втором канале.
Когда по влияющему каналу передается последовательность
отсчетов, то образуется суммарное напряжение переходных помех 2-го
рода в момент времени f, вызванное действием переходных помех от
множества отсчетов.
Если по влияющему каналу передается синусоидальное
колебание низкой частоты fc значительно меньше частоты дискретизации
Fa, то можно показать, что суммарное напряжение переходной
помехи с учетом (56) будет равно
Un21B^. (67)
'с 'гн
Как следует из последнего выражения, величина суммарной
переходной помехи 2-го рода определяется параметрами модулирующей
последовательности и не зависит от величины защитного интервала,
и помехи такого вида поражают практически все каналы СП с ВРК.
Защищенность от переходных помех, как следует из рис. 14, а и
(67), равна
A,2 = 20lg-L (68)
'д'гн^и
Переходные помехи 2-го рода имеют место при различных видах
импульсной модуляции, но, как показывают расчеты, при ФИМ
защищенность от переходных помех 2-го рода больше, чем при
АИМ и ШИМ.
Необходимым значением защищенности от переходных помех 2-го
рода в значительной мере определяются требования к частотным
характеристикам трактов передачи в области низких частот.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
195
Обобщенная структурная схема системы передачи
с временным разделением каналов на основе
фазоимпульсной модуляции
Очевидные достоинства фазоимпульсной модуляции (ФИМ)
обеспечили ее достаточно широкое применение для построения
радиорелейных СП с ВРК. На рис. 15 показана упрощенная
структурная схема СП с ВРК на основе ФИМ с амплитудно-импульсной
модуляцией (АИМ) на ступени индивидуального преобразования
и последующего группового преобразования АИМ сигнала в
групповой ФИМ сигнал (возможно использование на ступени
индивидуального преобразования и широтно-импульсной модуляции - ШИМ).
На рис. 15 приняты следующие обозначения: ФНЧ - фильтр
нижних частот, предназначенный для ограничения полосы частот
первичного сигнала, формирующий эффективно-передаваемую полосу
частот канала и определяющий минимальное значение частоты
дискретизации; КАИМ - канальный амплитудно-импульсный
модулятор; АИМ->ФИМ - преобразователь группового АИМ сигнала в
групповой ФИМ сигнал; ОУ - объединяющее устройство,
осуществляющее объединение информационных ФИМ сигналов с
синхросигналами; ФИМ->АИМ- преобразователь ФИМ группового сигнала
в АИМ групповой сигнал; КС - канальный селектор, выделяющий
канальный АИМ сигнала из группового АИМ сигнала; ФНЧ-фильтр
нижних частот, выделяющий первичный сигнал из спектра канального
АИМ сигнала, т.е. осуществляющий демодуляцию АИМ сигнала; ЗГ -
задающий генератор, необходимый для формирования
периодической последовательности импульсов; РИК - распределитель
импульсов каналов, обеспечивающий формирование периодической
последовательности импульсов, следующих с частотой дискретизации и
управляющих работой КАИМ; ФСС - формирователь синхросигнала,
обеспечивающего синхронную работу задающих генераторов
оконечных станций и, следовательно, канальных амплитудно-импульсных
модуляторов на передаче и канальных селекторов на приеме; ПрСС
- приемник синхросигнала, выделяющий из группового ФИМ сигналы
цикловой синхронизации.
Определим число каналов, которое можно получить при
построении СП с ВРК на основе импульсной модуляции. На рис. 16 показана
последовательность импульсов группового ФИМ сигнала.

196
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
1 -й канал -ЧфНчТ-Н клим \
2-й канал —нфнч |
N-й канал
аим
I
фим
-Н ОУ М Передатчик |->
рик
, ПрСС ,
1 -й канал —Н Приемник [—1~»ГфИМ -> АИМ
2-й канал
ЬгШ] Н
I ш н
N-й канал
нфнч К
Рис. 15. Упрощенная структурная схема СП с ВРК на основе ФИМ
с амплитудно-импульсной модуляцией на ступени
индивидуального преобразования
1-й
канал
2-й
канал
АТгг
ти-
к-й
канал
N-й
канал
1-й
канал
Рис. 16. К определению числа каналов СП с ВРК
на основе фазоимпульсной модуляции
Из рисунка следует, что
T = (2Arm + r3)N , (69)
где N - число каналов СП с ВРК на основе ФИМ; т3 - защитный
интервал между каналами; Лтт - максимальное смещение (девиация)
импульсов; 7-период дискретизации; г- временной интервал между
канальными импульсами немодулированной последовательности
импульсов. При этом полагаем, что длительность канальных
импульсов мала по сравнению с величинами т3 и Лтт.
Из формулы (69) получаем формулу для определения числа
каналов СП с ВРК на основе ФИМ

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
197
N = - , (70)
а максимальная девиация импульсов при заданном количестве
каналов Л/ равна
Обычно в реальных СП с ВРК на основе ФИМ или ШИМ величину
3 .
защитного интервала принимают равной т3 ~—Атт и,
следовательно, с учетом (71), максимальная девиация импульсов при
фазоимпульсной модуляции будет равна
АИ£- <72>
Учитывая, что при телефонной передаче Г= 125 мкс, получим
для шестиканальной СП с ВРК на основе ФИМ Лтт = 6 мкс, для
двенадцатиканальной - Лтт = 3 мкс и для двадцатичетырехканаль-
ной - Лтт = 1,5 мкс.
Системы передачи с ВРК на основе различных методов
импульсной модуляции обладают одним важным недостатком:
накоплением помех и, следовательно, ограниченной дальностью связи
при заданных требованиях на качество передачи информации. Этот
недостаток значительно ослабляется применением цифровых
методов передачи сигналов.
Вопросы, задачи и упражнения для самоконтроля
1. Почему теорема Котельникова применима только к
непрерывным сигналам с ограниченным спектром?
2. Какие искажения имеют место при дискретизации
непрерывного сигнала, если частота дискретизации меньше
удвоенного значения максимальной частоты сигнала?
3. Задана импульсная последовательность с параметрами ти =
1 мкс, период Тд = 4 мкс и А = 4В (см. рис. 3). Определить
частоту следования импульсов Fa, ширину спектра AF до
первого нуля частотного спектра импульсной
последовательности, постоянную составляющую и дискретные
составляющие до пятой гармоники частоты Fa. Изобразить
частотный спектр данной последовательности импульсов.
4. Что такое АИМ-I и АИМ-2, в чем их отличие и когда эти
различия исчезают?

198
Часть 4. Построение систем передачи с временным разделением каналов
5. Причины возникновения переходных помех 1-го рода
и пути их устранения.
6. Причины возникновения переходных помех 2-го рода
и пути их устранения.
7. Спектральный состав АИМ сигнала и способ его демодуляции.
8. Спектральный состав ШИМ сигнала и способ его демодуляции.
9. Спектральный состав ФИМ сигнала и особенности его
демодуляции.
10. Назначение фильтров нижних частот, включаемых на входе
канальных амплитудно-импульсных модуляторов и на
выходе канальных селекторов СП с ВРК.
11. Необходимость синхронной работы канальных амплитудно-
импульсных модуляторов и канальных селекторов.
12. Почему в СП с ВРК используется только ФИМ, но
обязательно в сочетании с АИМ или ШИМ?
13. Амплитудно-импульсной модуляции подвергается сигнал,
соответствующий каналу тональной частоты. Ширина полосы
расфильтровки фильтров, включаемых на входе канального
амплитудно-импульсного модулятора и на выходе канального
селектора, равна Л/р = 1,2 кГц. Определить минимальное
значение частоты дискретизации, при котором будут отсутствовать
искажения дискретизации.
14. Дискретизации во времени подвергается сигнал
с полосой частот от 60 до 84 кГц. При каких из
перечисленных ниже значениях частоты дискретизации искажений
дискретизации наблюдаться не будет; 48 кГц, 96 кГц, 144 кГц и
192 кГц? Фильтры, используемые в канальных амплитудно-
импульсном модуляторе и селекторе, считать идеальными.
15. Определить минимальное значение частоты дискретизации
аналогового сигнала, занимающего полосу частот 0,3...3,4
кГц, если на входе канального амплитудно-импульсного
модулятора и на выходе канального селектора включаются
фильтры нижних частот с крутизной характеристики
затухания, равной 0,1 дБ/Гц, и затухание в полосе эффективного
задерживания равно 60 дБ.

Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Лекция 11
Общие принципы формирования и передачи
сигналов в цифровых системах передачи
Постановка задачи
Системы передачи с частотным и временным разделением
каналов относятся к аналоговым системам передачи (АСП), так как
при их построении используются аналоговые методы модуляции,
когда параметры переносчика принимают в некоторой области их
изменений практически неограниченное множество значений. Это
затрудняет выделение сигналов на фоне помех, коррекцию
различного вида искажений и ведет к их накоплению.
Избежать накопления помех и искажений возможно, если
известно как можно больше параметров линейного сигнала. При этом
достаточно только иметь информацию о наличии сигнала на фоне
помех и искажений, чтобы его полностью восстановить по
известным параметрам и тем самым исключить влияние помех и
искажений и их накопление.
Такие возможности открывают цифровые методы передачи
сообщений, позволяющие существенно снизить, а иногда и вообще
избежать процесса накопления помех и искажений.
Сущность цифровых методов передачи состоит в том, что
параметры переносчиков могут принимать конечное (счетное)
множество значений, изменяющееся через известные квантованные
значения. Примером такой обработки сигналов является переход от
передачи непрерывных сигналов к передаче их дискретных (отсчет-
ных) значений, отбираемых согласно теореме В. А. Котельникова,
методами импульсной модуляции информационных параметров
переносчиков, принимающих неограниченное множество состояний.
Дискретными методами можно ограничить и эти множества.
Например, при амплитудно-импульсной модуляции амплитуды отсчетов
принимают любые значения в пределах от Амин до Амакс. Используя
дискретизацию амплитудных значений отсчетов, можно заменить

200
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
неограниченное множество амплитуд отсчетов конечным (счетным)
множеством, образующих дискретный ряд амплитуд 8, 2S,..., MS
в диапазоне от Амин до Амакс. Этот ряд квантованных отсчетов
называется разрешенными состояниями. Замена непрерывного
множества амплитуд отсчетов дискретным называется квантованием по
уровню, а соответствующий сигнал - квантованным по уровню.
Величина £ называется шагом квантования, число которых
М = (Амакс - Амин)/5.
При широтно-импульсной модуляции длительность импульсов
принимает неограниченное множество состояний в пределах от тмин
до тмакс. Применяя процесс квантования для ШИМ сигналов, можно
вышеназванное множество заменить дискретным рядом
длительностей отсчетов Ат, 2Ат,...,МАт. Величина Ат называется шагом
квантования по длительности, а число шагов квантования
(разрешенных состояний) при этом М = (тмакс - тмин)/Ат.
Аналогичную процедуру можно выполнить и для сигналов фазоимпульсной
модуляции.
Существенное достоинство дискретных методов передачи
состоит в том, что они позволяют значительно уменьшить накопление
помех вдоль линии путем восстановления (регенерации) сигнала.
Возможность регенерации основана на том, что в дискретных
системах передачи все разрешенные состояния квантованного
сигнала в точности известны в пункте приема. Это позволяет сравнить
принятый сигнал, подвергшийся воздействию помех и искажений, со
всеми разрешенными в данной системе состояниями сигнала,
выбрать из них наиболее близкий к принятому и направить его
получателю. Наиболее просто процесс регенерации выполняется
для двоичных сигналов, т.е. для сигналов с двумя разрешенными
состояниями.
При связи на большие расстояния регенерацию можно повторить
неоднократно, разделяя линию связи на отрезки и устанавливая в
конце каждого из них восстанавливающее сигнал устройство,
называемое регенеративной трансляцией.
В современных цифровых системах передачи (ЦСП)
непрерывные первичные сигналы подвергаются дискретизации методами
амплитудно-импульсной модуляции и затем квантуются по уровню.
Квантованные отсчеты подвергаются кодированию, с помощью
которого образуется цифровой сигнал, представляющий случайную
последовательность токовых («единиц») и бестоковых («нулей»)
посылок.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
201
Квантование сигналов по уровню
При квантовании по уровню непрерывный диапазон амплитуд
отсчетов АИМ сигнала заменяется счетным множеством
разрешенных уровней квантования Ц. При этом непрерывный динамический
диапазон отсчетов АИМ сигнала разбивается на ряд отдельных
участков, называемых шагами квантования St. Если амплитуда
отсчета сигнала Uex удовлетворяет условию
А А
и- — <и <и+^> (1)
то сигналу присваивается амплитуда, соответствующая /-му уровню
квантования.
Таким образом, квантование представляет процесс сравнения
отсчета АИМ сигнала со шкалой, имеющей конечное число уровней
квантования, и отнесения его к ближайшему разрешенному уровню.
Иными словами, процесс квантования представляет округлению
амплитуды отсчета до ближайшего разрешенного уровня.
Последовательность отсчетов и соответствующие им
квантованные отсчеты показаны на рис. 1. Устройство, осуществляющее
квантование, называется квантующим. Передаточная
характеристика квантующего устройства является ступенчатой (см. рис. 1, а),
поскольку каждый дискретный выходной уровень соответствует
некоторому интервалу значений входного сигнала.
Разность между сигналом АИМ-2 (см. рис. 1, б) и его
квантованным приближением - квантованным АИМ сигналом (см. рис. 1, а)
называется ошибкой, или шумом квантования e(t), величина
которого не превышает половины шага квантования Si} т.е.
e(t)= ивх-Ц <5i/2. (2)
Из рис. 1, а очевидно, что чем больше разрешенных уровней
квантования М, т.е. чем меньше шаг квантования, тем меньше
величина ошибки, или шума квантования.
Амплитудная характеристика квантующего устройства ивых =
= Ф (Uex), как следует из рис. 1, а, представляет собой ступенчатую
кривую, имеющую два характерных участка: зону квантования, при
-U0 < Uex < +U0, и зону ограничения при UQX > U0
.Соответственно, различают шумы квантования и шумы ограничения.
Если во всем диапазоне значений входного сигнала от -U0 до
+U0 величина шага квантования остается величиной постоянной,
то такое квантование называется равномерным] если же величина

202
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
шага квантования изменяется с изменением значения Uex сигнала,
то такое квантование называется неравномерным.
Сигнал АИМ -2
t б>
Рис. 1. Процесс квантования. Шумы квантования
Оценка шумов квантования
Оценка шумов при равномерном квантовании. Пусть
плотность вероятности распределения мгновенных значений входного
сигнала описывается функцией w (ивх) и его квантование
осуществляется в пределах от -U0 до +U0. Этот диапазон разбит на М шагов
квантования, каждый из которых лежит в пределах от и{ - 8, /2 до
ui + 8i/2.
Вероятность появления сигнала с уровнем, лежащим в пределах
/-го шага квантования, равна
рДц - S, 12 < ивх < и{ + 8,12) = U'Jw(uex )duex . (3)
щ-5\12

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
203
Поскольку шаг квантования мал по сравнению с диапазоном
изменения входного сигнала, эта вероятность может быть принята
равной
Pi (Uj - 8/2 < Ui < Uj + 5/2) = w (Ui)8i. (4)
В последней формуле w (uj - плотность вероятности величины
напряжения сигнала в середине рассматриваемого интервала.
Мгновенная мощность шума квантования, развиваемая на
единичном сопротивлении, равна квадрату ошибки квантования для
данного шага квантования
WM3H, =(ивх-ц)2
а мощность шума квантования, возникающего при квантовании
сигналов, лежащих в пределах /-го шага квантования, соответствует
Wi=UJ\uex-uirw(uJduex=^w(ui^- (5)
С учетом выражений (4) и (5) имеем
W, = ±6?Pr (6)
Мощность полного шума квантования равна сумме
составляющих от каждого шага
м л
W« = Е Tt-8?Pr (7)
/=о Л с.
м
При равномерной шкале квантования 5, = д, ]Г р. = 1 и, следовательно,
/=1
WKB=:^2. (8)
Из (8) очевидно, что при равномерной шкале квантования
мощность шумов квантования не зависит от уровня квантуемого сигнала
и определяется только шагом квантования.
Шумы квантования действуют только одновременно с передачей
сигнала: есть сигнал - есть шумы квантования, нет сигнала - нет
шумов квантования. Поэтому влияние шумов квантования на
качество передачи удобно оценивать отношением сигнал-шум
квантования (ОСШК), равным
n = Wc/WKB, (9)
или в логарифмических единицах (дБ) оно рассматривается как
защищенность сигнала от шума квантования

204
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
AKB=10lg(Wc/WKB), (10)
здесь Wc - мощность полезного сигнала.
При известном динамическом диапазоне квантуемого сигнала
шаг квантования 8 определяет число уровней квантования М и,
следовательно, число элементов (или разрядность) кода т,
необходимого для последующего кодирования квантованных отсчетов
сигнала с целью формирования двоичного цифрового сигнала.
Сигналы, поступающие на вход квантующего устройства от
различных источников, могут значительно различаться по
мощности, динамическому диапазону. Например, из-за различия
микрофонов, вида и длины абонентских линий, особенностей
говорящих параметры телефонных сигналов значительно разнятся
между собой. Поскольку параметры квантующего устройства и в
последующем устройства кодирования остаются неизменными, то
шаг квантования следует выбирать исходя из того, чтобы шумы
квантования не превышали допустимого значения для
минимальных по мощности сигналов. В то же время во избежание
значительных шумов ограничения порог ограничения U0(pv\c. 1, а)
должен выбираться исходя из параметров максимального по
урсЯрюунвюднюсо вирюилаграничения выбран в к раз больше, чем
среднеквадратическое значение напряжения {стсмакс) максимального
по уровню входного сигнала, т.е.
и0 = касмакс. (11)
Если шкала квантования строится таким образом, чтобы шумы
ограничения не возникали, то величина U0 должна совпадать с
пиковым значением сигнала. В этом случае коэффициент к
показывает, во сколько раз пиковое значение сигнала больше его средне-
квадратического значения, и численно совпадает с пик-фактором
сигнала. В общем случае коэффициент к устанавливает связь
между значениями параметров сигнала и шкалы квантования. С его
использованием между U0, 8 и числом уровней квантования М
может быть установлена следующая связь:
при квантовании двуполярных сигналов:
M = 2|U0|/5 + 1 *2|Uo|/8; (12)
при квантовании однополярных сигналов:
M = |U0|/5. (13)
Подставив выражения (11Н13) в формулу (8)е, получим иное
представление для оценки шума квантования. В случае двухполяр-
ного сигнала имеем:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
205
1 /У2 1 к2гг2
кв ЗМ2 3 м2 ' к }
В случае однополярного сигнала получим:
W = = — к2°^»**° (л*)
кв 12 М2 12 М2 ' U '
Мощность полезного сигнала равна его дисперсии, т.е.
WC=(J2C, (16)
поэтому и квадрат среднеквадратического значения о2смакс
представляет мощность наибольшего входного сигнала, т.е.
W =<т2 .
9 9 смаке ^ смаке *
Используя (9), (10) и (14), (16), находим ОСШК:
для двуполярных сигналов:
или защищенность (в дБ):
^=10I9^ = 20I9T+10I93 + 20|9—: 08)
для однополярных сигналов:
Wc 12M2<x*
i = W = -¥^ (19)
или
Акв =10lg-^ = 20lgy + 10lg12 + 20lg-^-. (20)
кв ^смаке
При m-разрядном кодировании М = 2т. Подставив это значение
в формулы (18) и (20), получим значения защищенности от шумов
квантования для двуполярного сигнала:
4e = 6А77 - 20 lg /с + 20lg—+ 4,8 (21)
^смаке
и для однополярного сигнала:
Акв =6л7-20lg/c + 20lgT^L- + 10,8. (22)

206
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
При квантовании сигнала от одного источника, когда ас = <тсмакС1
защищенность от шумов квантования определится по формулам:
A»=6m-20lgfr + 4,8 (23)
для двуполярных сигналов и
A„ = 6 л?-201д/с+10,8 (24)
для однополярных сигналов.
Последние формулы показывают, что при равномерном
квантовании защищенность Акв увеличивается на 6 дБ с возрастанием
разрядов в кодовой группе на каждую единицу и при ос < U0 она
растет прямо пропорционально уровню сигнала [см. формулы (21)
и (22)]. Так, при переходе от восьмиразрядного к девятиразрядному
коду защищенность от шумов квантования Акв увеличивается на
6 дБ, но при этом требуемая скорость передачи возрастает на
12,5 %, что не всегда является приемлемым.
Воспользуемся полученными формулами для оценки
защищенности от шумов квантования для различных сигналов.
Гармонический сигнал. Величину порога ограничения U0
примем равной амплитуде сигнала UMaKC. Тогда коэффициент к =
= имакс/<тс = д/2~ , а защищенность от шумов квантования согласно
(23), будет равна
Акв1 = 6 m - 20 lgV2 + 4,8 = 6 m + 1,8. (25)
Речевой сигнал. Плотность вероятности распределения
мгновенных значений речевого сигнала для большинства практических
задач принято представлять экспоненциальным законом и в случае
кодирования одиночного сигнала принимают значение
коэффициента к = 5, при котором вероятность появления шумов ограничения
не превышает 10"4. Подставив значение к в (23), получим
АКв2 = 6 /л - 20 Ig5 + 4,8 = 6 m - 9,2 (26)
Речевой сигнал, поступающий от разных источников.
В этом случае расчет защищенности следует производить по
формуле (21). С учетом (26) имеем
Аквз = 6 m - 9,2 + 20 Ig (ас/о
смаке )■ (27)
Распределение средних мощностей телефонных сигналов от
различных источников соответствует нормальному закону со сред-
неквадратическим отклонением сгс = 3,5...5,5 дБ. При этом с
вероятностью р = 0,997 значения случайной величины не выходят за
пределы ±3сгс, что при сгс = 5,5 дБ составляет ±16,5 дБ. С учетом

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
207
сказанного защищенность от шумов квантования для самых слабых
сигналов будет равна
Акв3 = 6 /л-42,2. (28)
Многоканальный групповой телефонный сигнал. В этом
случае принимают к = 4 и из (23) находим защищенность от шумов
квантования, равную
Аке46 л?-7,2. (29)
Многоканальный групповой телефонный сигнал имеет
нормальное распределение мгновенных значений и при к = 4 вероятность
появления шумов ограничения не превышает р = 10""4.
Телевизионный сигнал. Поскольку телевизионный сигнал
является однополярным и при к = -Уз (для этой величины
вероятность появления шумов ограничения весьма мала) защищенность
от шумов квантования находится по формуле (24)
Акв5 = 6 m - 20 Ig S + 10,8 - 6 (m + 1). (30)
Выражения (21) и (22) показывают, что защищенность от шумов
квантования непостоянна для сигналов различного уровня. Она
минимально для слабых сигналов и растет с увеличением
отношения (Тс/асманс При сгс =(тсмакс защищенность от шумов квантования
максимальна. При ос > осмакс возрастает вероятность появления
шумов ограничения и защищенность от суммарного влияния шумов
квантования и ограничения уменьшается. Рассчитаем мощность
шума ограничения, предполагая, что квантованию подвергается
речевой сигнал.
Мгновенное значение шума ограничения £огр = и - U0 и его
мощность связаны соотношением
\Л/огр=2 ](u-Uem)2w(u)du. (31)
Здесь w(u) = -т=2—ехр
V2<7c
-V2
a
и
- плотность вероятности
распределения мгновенных значений речевого сигнала. Подставив
формулу для w(u) в (31) и выполнив некоторые преобразования,
получим
Woep = a\ exp{-kj2acuaKClac). (32)
Защищенность от шумов ограничения будет равна

208
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
АогР = ю ig = бк^^-. (33)
"*огр ® с
Отношение Wc/ Woap растет с увеличением /с, что естественно,
поскольку при этом растет порог ограничения и0\л, следовательно,
уменьшается вероятность его превышения. Поскольку шумы
квантования и ограничения независимы, то общий шум, возникающий
при квантовании, равен сумме этих шумов, т.е.
= Wm + W02p = + о\ ехр( -к^2асмакс /ас). (34)
Результирующее значение отношения сигнал/шум определится,
следовательно, по формуле
W а2
= иГ = °- ' (35)
На рис. 2 приведена зависимость этого отношения от значения
относительного уровня входного сигнала, под которым понимается
логарифмическая мера передачи вида рс = 20 \д{<у</оСмаю), для
различных значений коэффициента к.
Рис. 2. Защищенность от шумов квантования и ограничения в зависимости
от относительного уровня входного сигнала
При построении зависимости имелось в виду, что при ас < асмакс
преобладают шумы квантования, а при ос > асмакс преобладают
шумы ограничения. Полученные графики имеют явно выраженные

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
209
максимумы отношения сигнал/шум, положение которых несколько
смещено от точки, где ас = (тсмакс.
Из рассмотрения графиков (см. рис. 2) следует, что при
равномерном квантовании существует оптимальный уровень входного
сигнала, при квантовании которого отношение сигнал-шум
оказывается наибольшим. Отклонение уровня входного сигнала, как в
сторону уменьшения, так и в сторону увеличения, приводит к снижению
защищенности.
По полученным характеристикам можно определить диапазон
(условно динамический) уровней входных сигналов D при известном
коэффициенте /с, в пределах которого защищенность окажется не
ниже требуемых значений - Атр. Значение D легко может быть
определено графически, как показано на рис. 2.
С другой стороны, задавшись минимально допустимым
значением защищенности и диапазоном изменений уровней входных
сигналов, можно определить необходимую разрядность (или длину)
кодовой комбинации при кодировании отсчета АИМ на выходе
квантующего устройства при равномерном квантовании.
Рассмотрим этот вопрос для случая кодирования телефонных сигналов,
поступающих от различных источников. Пусть требуется обеспечить
защищенность от шумов квантования не менее Акв = 25 дБ для всех
абонентов. Из (28) следует, что для самых слабых сигналов
заданная защищенность будет обеспечена при т = (42,2 + 25)/6 И 2
(округляется в сторону большего целого), что соответствует числу
уровней квантования М = 212 = 4096. При этом защищенность для
сигналов с максимальной амплитудой (сильных сигналов) будет
более чем на 30 дБ превышать требуемую защищенность. Большое
число разрядов кода при равномерном квантовании приводит к
усложнению аппаратуры и увеличению требуемой пропускной
способности трактов, что экономически невыгодно. Устранить
указанный существенный недостаток можно, осуществляя
неравномерное квантование.
Оценка шумов квантования при неравномерном
квантовании. При неравномерном квантовании шаг квантования не остается
постоянным, а является переменным и изменяется по
определенному закону. Если потребовать постоянства защищенности от шумов
квантования в заданном динамическом диапазоне для всех уровней
входных сигналов, то можно легко определить, воспользовавшись
формулами (8) и (10), зависимость шага квантования от мгновенного
значения напряжения ивх (или тока) квантуемого сигнала:

210
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
6, = ию,л/12~-10 "
0.05 акв
(36)
Из формулы (36) следует, что для слабых сигналов шаг
квантования должен быть минимальным и возрастает с увеличением
напряжения (тока) сигнала, т.е. должна быть нелинейная шкала
квантования. Амплитудная характеристика соответствующего
квантующего устройства при неравномерном квантовании показана
на рис. 3.
Получение переменного шага квантования может быть
реализовано следующими способами:
1) сжатием динамического диапазона сигнала с помощью
компрессора (К) перед кодированием его в кодирующем устройстве
с линейной шкалой квантования и последующим его расширением
экспандером (Э) после декодирования (рис. 4); совокупность
операций, проводимых компрессором и экспандером, называется ком-
пандированием сигнала; характеристика компандирования (К - Э),
т.е. каскадного соединения компрессора и экспандера, должна быть
линейной;
2) нелинейным кодированием и декодированием;
3) цифровым компандированием.
Указанные способы практически равноценны, но для
теоретических исследований, последующих выводов и дальнейшей
реализации различных методов неравномерного квантования, рассмотрим
неравномерное квантование с помощью компандирования сигнала.
Для зависимости, изображенной на рис. 4, где по осям отложены
нормированные значения входных х = Uex/UexMaKC и выходных
у = ивых/ивыхмакс сигналов, добиваются того, чтобы при изменении Ах
Рис. 3. Неравномерная шкала
квантования

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
211
приращение Ау было бы постоянным, а приращение Ах - обратно
пропорционально наклону характеристики, т.е.
Ау
Ах = -
dy/dx
(37)
Рис. 4. Реализация неравномерной
шкалы квантования с помощью
компандерных устройств
Соответственно шаг квантования по оси х будет равен
dy I dx
Если число уровней квантования М в нормированном (от 1 до
минус 1) диапазоне, то
' MKdy'
(39)
Среднюю мощность шума, обусловленного неравномерным
квантованием, можно определить по выражениям (5)...(8), если
вместо шага квантования $ подставить его значение в каждом шаге
квантования. Подставив выражение (39) в формулу (7), получим
1
1 Л( 2
, ах
М dy
1м Ну
Р,=Т^7тЪр,& (40)
зм2
dy
Для расчета мощности шумов квантования при большом числе
уровней квантования М операцию суммирования можно заменить
интегрированием, тогда
гш2 J dv
(41)
3MZ ^ 'dy
здесь w (x) - плотность распределения вероятности
нормированного сигнала на входе квантующего устройства.

212
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Мощность сигнала можно выразить через его плотность
распределения вероятности w (х) нормированного сигнала на выходе
квантующего устройства
W с = J w (x)x2dx .
Тогда отношение сигнал-шум квантования (ОСШК) с учетом (41)
будет иметь вид
W 3N2{w(x)x2dx
= --V • (42)
W с / w dx ч2 . v 7
« \ w (х)( )2 dx
J dy
Для обеспечения постоянства ОСШК необходимо, чтобы
х/&х = const = C,. (43)
Подставив в формулу (43) выражение (37), получим
х = С£х = САУА.
dy
Так как Ау постоянно, то получим
dy = С2 (dx/x).
Проинтегрировав правую и левую части последнего выражения,
получим
у = С2 Inx + 1пц,
где Inju - постоянная интегрирования.
Отсюда
y = C2lnOix). (44)
Для нахождения постоянных этого выражения необходимо
учитывать граничные условия закона изменений у = ф(х): 1) при х = О,
у = 0 и 2) при х = 1, у = 1.
Первое условие приводит к нереализуемому результату.
Зависимость полученной функции не переходит через начало координат
(рис. 5). Чтобы обеспечить реализацию, следует несколько
изменить выражение (44) или изменить начальные условия.
При изменении выражения (44) под знак логарифма вводим
постоянную С3:
У = С2 In (jix + С3), (45)
тогда, подставляя нулевые граничные условия, получим значение
постоянной С3 = 7. Подставив второе граничное условие, найдем
значение для С2 С2 = 1/ In (ц + 1).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
213
Рис. 5. Характеристики //-закона
компандирования
Подставив последнее выражение в (45) и учитывая, что С3 = 1,
получим,
= In (1 + мх) (46)
In (1 + м)
Компандирование, осуществляемое по закону, описываемому
формулой (46), называется логарифмическим с характеристикой
типа // (или //-закон компандирования). Параметр ju называется
коэффициентом сжатия и определяется из соотношения
= 1 + //,
(47)
Здесь 8макс и дмии - максимальное и минимальное значение шага
квантования соответственно. Чем больше коэффициент сжатия //,
тем больше разница между 5макс и Ьмин. Вид характеристики //-закона
компандирования для различных значений коэффициента сжатия //
показан на рис. 5. Выбор коэффициента сжатия зависит от
характеристик входных сигналов. В существующих цифровых системах
передачи принимают // = 255.
Для больших значений коэффициента сжатия ju защищенность
от шумов квантования двуполярных сигналов может быть
определена по формуле:
Акв = 6 а77 + 4,77 - 20 lg [1п(1 + //)]. (48)
Из последнего выражения следует, что выбор коэффициента
сжатия оказывает большое влияние на защищенность от шумов
квантования.
Если ju = 255, то для т = 7 имеем Акв = 32 дБ, а при т = 8
соответственно Акв = 38 дБ.

214
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
У
Рис. 6. Логарифмический А-закон
компандирования
Вернемся к выражению (44). При изменении начальных условий
реализацию обеспечивают таким образом. Будем считать, что
равенство (44) действительно только на участках от у = 1 до точки
х1 (см. рис. 6), в которой касательная к функции у (х) проходит через
начало координат (штриховая линия), то на основании (44) и
второго граничного условия получим:
С2=1Лп[1
и, следовательно,
\njux
У = —— •
У In//
Если теперь принять ju = еА, где е - основание натуральных
логарифмов, то
\r\eAx _ Ine+lnA* _ 1 + 1пЛх
^ \пеА lne + ln>4 1 + 1пЛ
Так как эта функция действует только до определенной точки
характеристики хь после которой логарифмическая характеристика
переходит в касательную прямую, проходящую через начало
координат, то
1 ч- In >4х1 ,,лч
Вхл = L. (49)
В это точке равны производные обеих функций, т.е.
- А/Ах
D —
, или 6х1 = -——— . (50)
1 + 1пЛ 1 1 + 1пД
^ + \nA
Приравняем выражения (49) и (50):
1 + InAx! = 1,
что возможно, если х1 = МА. Отсюда В =А /(1 + 1пД).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
215
Тогда
1+ln/A'
*\+\пАх
при 0 < х < МА
У =
(51)
11+1пу4
, при МА < х < 1.
Закон компандирования, описываемый выражениями (51),
называется Л-законом. Параметр А называемый параметром сжатия
(компрессии), обычно выбирается равным 87,6. Этот закон
компандирования нашел широкое применение в европейских странах, в
том числе и в России. Входные сигналы, напряжение которых
меньше имакс/А, подвергаются линейному кодированию, а сигналы,
напряжение которых больше UMaK0/A, подвергаются неравномерному
квантованию по логарифмическому закону.
Нелинейное квантование позволяет значительно улучшить
защищенность Акв в области малых сигналов за счет ее некоторого
снижения для сигналов с большим уровнем. Выигрыш от
компандирования ЛА прямо пропорционален крутизне характеристики
компрессии (сжатия) и для слабых сигналов может быть определен
отношением шага квантования равномерного квантования к шагу
квантования неравномерного квантования при Uex -> 0. Мощность
шумов квантования при равномерном квантовании рассчитывается
по формуле (8). При неравномерном квантовании для слабых
сигналов она будет определяться наименьшим шагом квантования
Тогда выигрыш в защищенности за счет неравномерного
квантования
здесь Wc- мощность полезного сигнала.
Шаг квантования зависит от крутизны характеристики
компрессора (см. рис. 4) и согласно выражению (38), отношение S/SMUH равно
dy/dx. При компандировании по А -закону для сигналов меньших или
равных значениям МА (выражение 51) производная dy/dx = А/(\ + In А)
и для А = 87,6 выигрыш в защищенности от шумов квантования
будет равен ЛА = 24 дБ.
Для сравнения на рис. 7 приведены зависимости Акв
защищенности от входного уровня сигнала рвх при равномерном (линейном),
линия 1, и неравномерном (нелинейном) квантовании, линия 2.
WKB = 8MMH/12.
АД = 10 lg
10lg±^=20lg^-, (52)

216
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Рвх, ДБ -
Акв. ДБ
Рис. 7. К определению выигрыша
в защищенности при неравномерном
квантовании
-30 -20
Таким образом, неравномерное квантование для А закона
компандирования позволяет, увеличив защищенность на 24 дБ,
уменьшить на 24/6 = 4 число разрядов кода, обеспечив требуемую
защищенность от шумов квантования для наиболее слабых
речевых сигналов при восьмиразрядном кодировании вместо
двенадцатиразрядного при равномерном (линейном) квантовании.
В современных цифровых системах передачи используют
цифровые компандерные устройства (компрессоры и экспандеры -
сжиматели и расширители), которые объединены и
взаимодействуют вместе с кодирующими и декодирующими устройствами. При
этом в качестве функции у (х) применяют характеристику
гипотетического компрессора, которая представляет собой аппроксимацию
одного из законов компандирования (// или А) ломаной линией.
Энергетический спектр шума квантования. Шум
квантования, образующийся в результате дискретизации и квантования,
представляет собой последовательность некоррелированных
импульсов со случайной амплитудой (см. рис. 1, б). Энергетический
спектр такой последовательности описывается выражением
2*£ 2 s\n2(corul2)
Тд кв (а>ти/2)
(53)
где ти - длительность импульса; Тд _ период дискретизации; сткв -
дисперсия шума квантования. Форма энергетического спектра шума
квантования показана на рис. 8.
Из (53) следует, что по мере уменьшения длительности
импульсов отсчетов ти энергетический спектр шума квантования
становится все более равномерным и при ти-Я шум квантования
превращается в «белый шум», имеющий постоянный
энергетический спектр в широкой полосе частот, значительно превышающей
ширину спектра сигнала.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
217
Gkb(co)
?52
Тд
271/Т 27C/TU 471/Ти
СО
Рис. 8. Энергетический спектр
шумов квантования
Как отмечалось ранее (см. лекцию 9), демодуляция АИМ сигнала
осуществляется фильтром нижних частот (ФНЧ), частота среза
которого равна верхней частоте спектра сигнала FMaKC. Поскольку
квантованный АИМ сигнал на входе демодулятора можно
рассматривать как сумму исходного АИМ сигнала и шума квантования, для
оценки отношения сигнал-шум квантования (ОСШК) на выходе
демодулятора рассмотрим прохождение через ФНЧ неискаженного
сигнала и шума.
Мощность низкочастотной составляющей спектра АИМ сигнала в
Тд /ти раз меньше мощности исходного сигнала (для та = 1), а
максимальная частота этого спектра не может превышать половины
частоты дискретизации. Мощность шума квантования на выходе
демодулятора АИМ сигнала в полосе частот от нуля до половины
частоты дискретизации Q<Jl будет равна
W,eeb,x = / G«e(")d" = — / yf-^e {,)г Л„ d" '
гж о 2 л "0 Т д (cor и 12)
тех
На верхней частоте Q</2. аргумент mJZ = —-.
Тогда выражение для мощности шумов квантования принимает
вид
д
При г и < < Т д имеем
s\n(srru IT д)
(*ru IT д)
» 1 .
(54)
Отсюда ОСШК на выходе ФНЧ демодулятора равно

218
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Следовательно, при использовании в демодуляторе АИМ
квантованного сигнала ФНЧ с полосой пропускания, равной половине
частоты дискретизации, ОСШК на выходе фильтра равно
отношению полных мощностей сигнала и шума квантования. Поэтому при
расчетах можно считать, что спектр шума квантования
сосредоточен в области частот 0...12а/2 и имеет в пределах этого диапазона
равномерную спектральную плотность
Если сигнал занимает полосу частот меньшую, чем i2a, то
целесообразно граничную частоту ФНЧ демодулятора принять равной
верхней частоте сигнала £макс, поскольку такой фильтр подавит
часть шума квантования, лежащую в частотном диапазоне от &макс
до i2a/2, а сигнал пропустит полностью.
При неравномерном квантовании можно также считать, что
спектр шума квантования является равномерным в полосе частот
от0доД>/2.
Знание спектра шумов квантования особенно важно, когда
подлежащий кодированию сигнал является групповым сигналом
многоканальной системы передачи с частотным разделением каналов.
В этом случае шум на выходе канала обуславливается не только
квантованием сигнала именно этого канала, но и квантованием
группового сигнала; этот процесс создает широкополосный шум,
часть которого попадает в канальный фильтр системы передачи с
частотным разделением каналов. Если все каналы
предназначаются для использования в одинаковом режиме (скажем, для передачи
только телефонных сообщений), то их средние сигналы следует
считать также одинаковыми и, следовательно, спектр шума
является равномерным.
Кодирование квантованных сигналов
Квантованный сигнал, в принципе, можно считать кодовым с
основанием кода, равным числу М разрешенных уровней (уровней
квантования), и с числом символов в кодовой группе, равным
единице. Таким образом, квантованный сигнал является
многоуровневым.
Многоуровневые сигналы весьма неудобны для передачи, так
как приемник должен различать все разрешенные уровни. Кроме

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
219
того, такие сигналы трудно восстановить (регенерировать), если
они подверглись действию помех. Иными словами, многоуровневым
сигналам в большей степени свойственны недостатки аналоговых
сигналов. Поэтому в цифровых системах передачи обычно
используются коды со сравнительно низким основанием, чаще всего
двоичные. Процесс преобразования многоуровневого сигнала в код с
низким основанием называется кодированием. Результатом
кодирования является комбинация символов (посылок, цифр),
представляющая в соответствующей системе счисления номер
разрешенного уровня квантованного сигнала. В цифровых системах
передачи широкое применение нашла двоичная система счисления.
Запись любого квантованного уровня с М разрешенными уровнями
в двоичной системе счисления может быть представлена в виде
т
M = Sam-i2m-\ (56)
здесь т - число разрядов кода; а, - разрядная цифра,
принимающая значения 0 или 1. С помощью m-разрядного двоичного кода
можно закодировать число уровней квантования, равного
М = 2т. (57)
Поскольку выбор числа уровней квантования определяется
допустимой величиной шага квантования, обычно приходится решать
обратную задачу: определение минимально необходимого числа
разрядов кода, который может быть использован для кодирования
при заданном М. Из (57) очевидно, что для двоичного кода имеем
т = en t(\o g 2 М ), (58)
здесь ent (х) - означает, что берется целая часть числа х.
Например, для кодирования числа 111 необходимое число
разрядов будет равно т = ent (1og2 М) = ent (log2111,)= ent (6J9) = 7,
а запись числа 111 в соответствии с (66) будет иметь вид
111 = 2^2^=126 +125 4-0-24 +1 23 +122 +121 +12°,
/=1
т.е. ему соответствует кодовая комбинация 1101111, что
соответствует значениям разрядных цифр равных а6 = 1, а5 = 1, а4 = 0, а3 = а2 =
= а у = а0 = 1. Набор величин Ош.г = 2™ можно рассматривать как ряд
эталонных сигналов, имеющих вес, определенный номером разряда.
Для нашего примера Q6 = 64, Q5 = 32, Q4 = 16, Q3 = 8, Q2= 4, Q1 = 2,
Qo=1.

220
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Однозначная связь величины эталонного сигнала с номером
разряда двоичного эквивалента разрешенного квантованного уровня
позволяет ограничиться передачей в системе связи только ряда
величин а,-, составляющих кодовую комбинацию (или кодовую группу).
Множество используемых кодовых комбинаций, связанных
единым законом построения, называется кодом. Простейшим кодом
является код, в основе построения комбинаций которого лежит
отношение (56), называется натуральным двоичным кодом.
Графически коды удобно изображать кодовыми таблицами, или кодовыми
растрами, характеризующими форму взаимной связи уровней
квантования и соответствующих им кодовых комбинаций,
представляя их по порядку уровней. На рис. 9, а показан кодовый растр
пятиразрядного натурального двоичного кода, с помощью которого
можно образовать 32 двоичных числа - кодовые комбинации и,
следовательно, передать 32 квантованных уровня; 1 («единицы»или
«импульсы») и 0 («нули»или «пробелы») показаны здесь
соответственно черными и белыми квадратиками. Нумерация уровней дана
сверху вниз, вверху указан вес разрядов кода.
Перестановка порядка следования кодовых комбинаций на
обратный дает простой обратный код. Например, уровень М = 22 в
натуральном коде представляется комбинацией вида 10110 (см.
рис. 9, а), обратный код выразится комбинацией вида 01101.
Замена всех импульсов в кодовой комбинации на пробелы (или
«единиц» на «нули») приводит к инверсному коду. Так, для М = 22
в натуральном коде кодовая комбинация в инверсном коде будет
иметь вид 01001.
Другой тип кода, применяемый в цифровых системах передачи, -
код Гоея (он же рефлексный или зеркальный). Его отличительной
особенностью является то, что любые две соседние кодовые
группы (см. рис. 9, б) отличаются друг от друга лишь в одном разряде.
Это свойство используется при построении кодов и позволяет
уменьшить ошибки кодирования. К коду Грея применимы понятия
обратный или инверсный.
Еще один класс составляют симметричные коды. Для
кодирования отсчетов, например, речевых - телефонных сигналов, которые
принимают более или менее одинаковые абсолютные значения
выше и ниже своего нулевого уровня, может оказаться удобным
использовать первый разряд для обозначения знака полярности,
т.е. положительного или отрицательного, а остальные разряды
обозначения абсолютной величины. Если не принимать во внимание

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
221
24 23 22 21 2°
0
1
2
3
■
4
5
III
llil
6
illl
7
ill
III
■I
8
III!
9
111
10
ill
11
11
illl
12
ill
II
13
ill
111
14
III
111
15
ill
1111
Illl
11
16
1111
17
18
■i
19
fill
ifii
Ifl
20
щ
HI
21
ill
И
111
22
Г™ к:'-
И
ill
23
JU
ill
Illl
24
|§§
§§§1
25
1111
111
■I
26
111
llil
ll;i£§
27
111
11
111
llil
28
;|||
illl
29
1§|§
!!§§
III
Illl
30
|1(
Ill
шш
ill
31
II
III
111
■
ill
a)
зн. 23 22 21 2P
-15
Я
III
ill
j||
-14
HI
и
■1
-13
и
111
ill
-12
111
ill
ill
-11
Illl
t|f!
mi
ill
ill
11
-10
Ill
II
111
-9
111
И
nil
-8
ill
ill
III!
-7
nil
1||
:л-1
ill
1|§
111
-6
и
■
11
||||
HI
III!
-5
;Щ|
111
11
III
-4
111
III
-3
III
IIS
§1!
-2
111
Ill
-1
11
11
0
III
0
Illl
11
III
|1|§
+1
11
IB
Hil
+2
llil
SI
i':. ":':
illl
+3
fill
111
in
ill
111
+4
■I
II
Щ
Illl
III
И
■
+5
111
III!
(I
ill!
III
+6
III
В
И
;■' -щ
III!
щ|
lliii
+7
HI
IIP
и
mm
III
+8
lltl
Illl
1!
11
+9
11
fill
Щ
III
£1111
Hi
Illl
+10
||
HI
III
111
111
iill
+11
■1
■
lllli
ill
ill
■
+12
Hill
i .;:::;-:i.J"-;
1||
Uj
Illl
+13
И
шш
III!
111
И
+14
II
Illl
III
+15
1Ц
111!
ш
б) в)
Рис. 9. Кодовые таблицы двоичных кодов:
а - натуральный двоичный код; б - рефлексный двоичный код Грея;
в - симметричный двоичный код

222
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
первый (высший) разряд, определяющий полярность квантованного
АИМ сигнала, то получающаяся кодовая таблица (кодовый растр)
оказывается симметричной относительно своей середины. Ясно
(см. рис. 9, б), что код Грея также обладает свойством симметрии.
Перечисленными кодами техника цифровых систем передачи не
ограничивается. Предложено большое количество кодов,
целесообразность использования которых решается конкретными
задачами кодирования и требованиями к достоверности передаваемой
цифровой информации.
Кодовые группы после передачи по линейному тракту
декодируются на приеме, и по отсчетным значениям восстанавливается
исходный сигнал.
В современных ЦСП процессы квантования и кодирования, как
правило, совмещены и процесс формирования цифрового сигнала
называется аналого-цифровым преобразованием (АЦП), а
обратный процесс называется цифро-аналоговым преобразованием
(ЦАП). Кодеры и декодеры, предназначенные для АЦП и ЦАП, в
совокупности называются кодеками.
Обобщенная структурная схема цифровой системы
передачи
В цифровых системах передачи с временным разделением
каналов (ВРК) самое широкое применение нашла импульсно-кодовая
модуляция (ИКМ). При формировании цифрового сигнала на основе
ИКМ-ВРК осуществляются дискретизация и квантование
аналоговых первичных сигналов, а затем их кодирование. Структурная
схема оконечного оборудования цифровой системы передачи с
временным разделением каналов на основе импульсно кодовой
модуляции (ЦСП-ИКМ) приведена на рис. 10, а временные
диаграммы ее работы на рис. 11.
Первичный сигнал поступает на дифференциальную систему
(ДС), предназначенную для разделения трактов передачи и приема.
С выхода ДС первичный сигнал поступает на фильтр нижних частот
(ФНЧ) тракта передачи, который ограничивает полосу частот
первичного сигнала с целью выбора оптимального значения частоты
дискретизации Fa. Такое ограничение необходимо для того, чтобы при
принятой частоте дискретизации обеспечить возможность
восстановления сигнала без искажений с помощью реального ФНЧ тракта
приема. С выхода ФНЧ тракта передачи ограниченный по спектру

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
223
Тракт передачи
Линия
11
От других
каналов _____ ____
-»i-H КОДЕР"!—Н ФУ Н"пКпер|-*
ГО пер
От других z7\
каналов ■
У
Пер И I ПерСС |
СУВ
ГОпрм
I—Гкс>
Тракт приема
К другим •
каналам!
Прм
СУВ
Прм ССI
ДЕКОДЕР Н—| ПК прм Н Ст. per fr-
К другим
каналам
Рис. 10. Структурная схема цифровой системы передачи
на основе ИКМ-ВРК
сигнал поступает на канальный амплитудно-импульсный модулятор
(КАИМ), на другой вход которого от генераторного оборудования
передачи (ГО пер) поступают канальные импульсы, частота
следования которых равна частоте дискретизации. В КАИМ
осуществляется дискретизация непрерывного первичного сигнала, т.е.
формирование АИМ-2 сигнала. Длительность импульсов сигнала
АИМ-2 должна быть достаточно большой для того, чтобы за время
их существования успел закончиться процесс кодирования. Выходы
КАИМ всех каналов запараллелены и, следовательно, на их
выходах формируется групповой АИМ сигнал. Далее этот сигнал
поступает в кодирующее устройство (КОДЕР), где осуществляется
квантование по соответствующему закону и затем кодирование в
выбранном типе кода. Процесс кодирования управляется
периодической последовательностью импульсов, поступающих от ГО пер и
следующих с определенной частотой, называемой тактовой fT. На
выходе кодера каждому квантованному значению соответствует
кодовая комбинация. С выхода кодера уже цифровой сигнал
поступает на формирующее устройство (ФУ), где происходит
объединений цифрового многоканального сигнала с сигналами управления
и взаимодействия автоматических телефонных станций (АТС),
поступающих от передатчика сигналов управления и вызова (Пер
СУВ) и сигналов синхронизации. Таким образом, на выходе ФУ
получается цикл передачи, состоящий из N канальных интервалов

224
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
(КИ), включая несколько дополнительных КИ, необходимых для
передачи сигналов СУВ, синхросигнала, обеспечивающих
синхронную работу канальных амплитудно-импульсных модуляторов на
передаче и канальных селекторов на приеме, и других
вспомогательных сигналов. Каждый канальный интервал представляет собой
л?-разрядную кодовую комбинацию, в разрядах Рт, Рт.у... которой
передаются двоичные символы (1 или 0).
Для обеспечения необходимого числа каналов передачи СУВ
циклы цифровой системы передачи на основе ИКМ-ВРК
объединяются в сверхциклы. В зависимости от общего числа КИ в цикле и
числа разрядов в кодовой комбинации тактовая частота, т.е.
частота следования импульсов ИКМ-сигнала на выходе ФУ, будет равна
fT = FAmN. (59)
Сигнал на выходе ФУ представляет собой однополярные
двоичные символы. При передаче по линии такой сигнал будет
претерпевать значительные искажения. Для уменьшения искажений
необходимо осуществить перекодирование сигнала для
согласования спектральных характеристик сигнала с частотными
характеристиками направляющей среды - линии. Эту операцию выполняет
преобразователь кода передачи (ПК пер), на выходе которого
получаем линейный цифровой сигнал -ЛЦС.
Линейный цифровой сигнал при прохождении по линии
испытывает различного вида искажения, подвергается воздействию помех,
испытывает затухание. Для устранения всех этих влияний в тракте
приема оконечной станции стоит станционный регенератор (Ст. per),
восстанавливающий пришедший с линии цифровой сигнал по
амплитуде, форме и временному положению. В преобразователе кода
приема (ПКпрм) этот восстановленный сигнал преобразуется
в импульсы двоичного кода, аналогичные импульсам на выходе ФУ
тракта передачи. В этом же устройстве осуществляется выделение
тактовой частоты, управляющей работой генераторного
оборудования приема (ГО прм). Декодер преобразует групповой ИКМ-сигнал
в групповой АИМ-сигнал. Временные канальные селекторы (КС)
распределяют этот сигнал по отдельным каналам. Импульсные
последовательности от ГО прм поочередно открывают КС каждого
канала, обеспечивая выделение отсчетов своего канала из
группового АИМ - сигнала. С выхода КС канальный АИМ-сигнал поступает
на вход фильтра нижних частот (ФНЧ), который из спектра АИМ
сигнала выделяет полосу частот исходного первичного сигнала.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
225
Мощность первичного сигнала на выходе ФНЧ незначительна и для
доведения ее до номинального значения используется усилитель
низкой частоты.
Образование группового сигнала в ЦСП на основе ИКМ-ВРК
приведено на рис. 11.
cN(t)
CAMM(t)
в)
2
л
N п
Сикм
m разрядные кодовые группы
1-й
2-й
Синхро канал канал
сигнал _
Тц цикл передачи
СУВ
А)
N-й
канал

Синхросигнал
Рис. 11. Образование группового ИКМ сигнала
На рис. 11, а-в представлены первичные сигналы d(t) - первого,
C2(t) - второго и CN(t) - Л/-го каналов и их дискретные сигналы,
взятые через интервал времени Тд (период дискретизации); на рис.

226
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
11,г представлен групповой АИМ сигнал САим (t) и на рис. 11,6
представлен цифровой ИКМ сигнал Сикм.
Определить необходимую полосу частот для передачи
группового ИКМ сигнала можно следующим образом. Из рис. 11, д следует
Тц = т-ти -N или 1/ти = (1/Тц) -m -N = FA-m-N, (70)
здесь ти - длительность импульса кодовой комбинации, N - общее
число КИ в цикле передачи. Для передачи одиночного импульса
длительностью ти вполне достаточно полосы частот AfUKM = 1/ти и,
с учетом (70), получим
AfMKM=FA-m-N. (71)
Полоса частот группового ИКМ сигнала соответствует скорости
передачи соответствующего ему цифрового потока, т.е.
CnKM=FA-m-N. (72)
Скорость передачи цифрового потока одного канала
Ск = FA-m.
Виды синхронизации в цифровых системах передачи
Для систем передачи с ИКМ-ВРК необходимо обеспечить
синхронную и синфазную работу канальных амплитудно-импульсных
модуляторов и канальных селекторов, кодирующих и декодирующих
устройств.
Синхронность реализуется системой тактовой синхронизации,
а синфазность - системой цикловой синхронизации.
Синхронизация по тактовой частоте обеспечивает равенство
скоростей обработки сигналов на передаче и приеме и выполняется
выделением колебаний тактовой частоты из спектра линейного
цифрового сигнала выделителем тактовой частоты (ВТЧ).
Тактовой частотой в системе передачи ИКМ-ВРК является
частота следования импульсов группового цифрового сигнала на выходе
ФУ (см. рис. 10). В простейшем случае сигнал на выходе ФУ
представляет однополярную случайную последовательность импульсов
со скважностью, равной двум. Энергетический спектр такой
последовательности G(co) при одинаковых вероятностях появления
«единиц» и «нулей», а также при отсутствии флуктуации длительности
и моментов появления импульсов, содержит постоянную
составляющую G(0), дискретную Gd(o)) и непрерывную GH(co)
составляющие (рис. 12).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
227
G(co)
Рис. 12. Энергетический спектр
ИКМ сигнала
Дискретная составляющая представляет собой сумму гармоник
тактовой частоты. Составляющая с тактовой частотой может быть
выделена из группового ИКМ сигнала узкополосным фильтром,
настроенным на эту частоту. В полосу пропускания фильтра в
данном случае попадает также часть непрерывного спектра GH(co),
которая играет роль помехи и приводит к флуктуациям тактовой
частоты. Очевидно, что флуктуации тем меньше, чем меньше
полоса пропускания.
Цикловая синхронизация определяет начало цикла передачи.
Поскольку структура цикла всегда известна, цикловая
синхронизация позволяет осуществить разделение каналов. Действие систем
цикловой синхронизации основано на использовании избыточности
группового ИКМ сигнала, которая специально вводится в групповой
сигнал. С этой целью, как показано на рис. 11, <Э, кроме кодовых
групп канальных сигналов в состав цикла вводятся дополнительные
кодовые группы или отдельные символы цикловой синхронизации,
образующие синхросигнал.
Цикловая синхронизация может быть основана также и на
использовании статистических свойств передаваемого ИКМ сигнала
(цикловая синхронизация с естественной информационной
избыточностью).
В системах передачи с ИКМ-ВРК основное применение нашли
устройства цикловой синхронизации с использованием
синхросигнала. Очевидно, что какая бы группа символов ни была выбрана
в качестве синхросигнала, всегда существует определенная
вероятность появления такого же сочетания информационных символов
в групповом ИКМ сигнале. Если, например, синхросигнал
представляет семиразрядную кодовую комбинацию, то при равной
вероятности появления в цифровом сигнале символов «1» и «О» вероятность
появления ложной синхрогруппы рл = (0,5)7 = 0,0078125. Эта
вероятность довольно велика. Поэтому структура синхросигнала явля-

228
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
ется недостаточным признаком, и для осуществления надежной
цикловой синхронизации необходимо дополнительно использовать
еще одно важное свойство синхросигнала, а именно его
периодичность. Периодичность истинного синхросигнала определяется тем,
что он появляется всегда на одних и тех же позициях в пределах
цикла передачи, а ложные синхрогруппы занимают случайное
положение. Контролируя периодичность появления синхрогрупп,
можно определить, являются ли они истинными или ложными.
Вероятность ошибки при этом оказывается тем меньше, чем
большее число циклов используется в процессе принятия решения.
Частота следования циклов всегда кратна тактовой частоте.
Поэтому генераторное оборудование может автономно выработать
сигнал цикловой синхронизации путем деления тактовой частоты на
число, равное числу передаваемых в пределах цикла кодовых групп.
Например, в системе типа ИКМ-30, где цикл состоит из 30 кодовых
групп каналов, одной кодовой группы, предназначенной для передачи
сигналов СУВ, и одной синхрогруппы, частота следования циклов
может быть получена делением тактовой частоты на 32. Однако фаза
синхроимпульсов, вырабатываемых автономно генераторным
оборудованием, может быть произвольной, и задача системы цикловой
синхронизации состоит в том, чтобы осуществить их фазирование
с сигналами цикловой синхронизации, приходящих с линии.
Совокупность устройств, формирующих кодовую комбинацию
синхросигнала, обеспечивающих ее ввод в групповой ИКМ сигнал
на передаче и выделение ее из группового ИКМ сигнала на приеме,
образуют систему цикловой синхронизации (ЦС).
Система ЦС содержит передатчик и приемник синхросигнала,
(рис. 13), где приняты следующие обозначения:
ГОпер и ГОпр - генераторное оборудование передающей и
приемной станций соответственно; ФУ - формирующее устройство (см.
рис. 10); ВТЧ - выделитель тактовой частоты, необходимый для
обеспечения тактовой синхронизации; СС - синхросигнал; РУ -
решающее устройство.
Система цикловой синхронизации работает следующим образом.
Передатчик с помощью регистра сдвига и логического устройства
преобразует периодическую последовательность импульсов,
поступающих от ГОпер в кодовую комбинацию, соответствующую сигналу
цикловой синхронизации, далее синхросигнал (СС) поступает на ФУ
тракта передачи оконечной станции и вводится в групповой ИКМ
сигнал. На приемной станции входной сигнал поступает на опозна-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
229
ватель СС приемника синхросигнала, предназначенный для
определения кодовой комбинации, соответствующей СС. Опознаватель
представляет регистр сдвига, к выходам которого непосредственно
или через инверторы подключена схема совпадения. Если
структура входной комбинации совпадает с СС, то на выходе опознавателя
появляется импульс. Этот импульс подается на один из входов
анализатора; на другой его вход подается сигнал, вырабатываемый
ГОпр. Если система находится в состоянии циклового синхронизма,
то сигналы на входах анализатора совпадают во времени. При
отсутствии синхронизма сигналы от опознавателя и ГОпр во
времени не совпадают. Выход анализатора подключен к решающему
устройств (РУ). Если в течение определенного числа циклов гвх
анализатор регистрирует совпадение во времени сигналов на его
входах, то РУ принимает решение о наличии в системе
синхронизма и никаких изменений в работе ГОпр не производит. Величина гвх
называется коэффициентом накопления по входу в синхронизм и
обычно он равен 3...4. При несовпадении импульсов на входах
анализатора на вход РУ подается сигнал об отсутствии
синхронизма. Если в течение определенного числа циклов гвых, называемого
коэффициентом накопления по выходу из синхронизма и обычно
равным 4...6, синхронизм отсутствует, то РУ отмечает отсутствие
синхронизма и формирует сигнал ошибки, вызывающий задержку
(торможение) импульсов цикловой синхронизации,
вырабатываемых ГОпр, на один период тактовой частоты. Цикл оказывается
увеличенным на время Тт- период тактовой частоты, а расстояние
между импульсами от ГОпр и синхрогруппой на один такт
уменьшается. Если и при этом они не совпадут, то РУ вновь вырабатывает
сигнал ошибки, импульс от ГОпр сдвигается еще на один такт и т. д.
Этот процесс будет повторяться до тех пор, пока импульсы
цикловой синхронизации и импульсы ГОпр не совпадут, после чего
анализатор определит наличие синхронизма. Отметим, что РУ принимает
решение о наличии или отсутствии синхронизма не на основании
единичного испытания, а только при нескольких последовательных
повторениях какого-либо события. Так обеспечивается
необходимая защита от ложных синхрогрупп и действия помех.
При появлении в пределах одного цикла ложной синхрогруппы РУ
не примет решения о необходимости «торможения» импульсов
цикловой синхронизации, а вероятность появления ложных синхрогрупп
на одних тех же позициях в течение гвх циклов пренебрежимо мала.
С другой стороны, одиночные искажения синхрогрупп помехами не

230
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
могут вывести систему из состояния синхронизма, вероятность
поражения помехами гвых синхрогрупп подряд также крайне мала.
Логическое устройство \
К ФУ!
От ГО
пер
-|Н Регистр сдвига |
Передатчик
синхросигнала
Тракт передачи
группового
ИКМ сигнала
ИКМ
сигнал
| ВТЧ
ГО
пр
К узлам
аппаратуры
• К оборудованию
приема
НОпознавательСС
Н Анализатор |
Приемник
синхросигнала
Рис. 13. Структурная схема системы цикловой синхронизации
Сигнал тактовой синхронизации формируется в выделителе
тактовой частоты (ВТЧ).
К системам цикловой синхронизации предъявляются следующие
основные требования:
время вхождения в синхронизм при первоначальном включении
аппаратуры в работу и время восстановления синхронизма после
нарушения связи должно быть минимальным;
состояние синхронизма при работе оборудования ЦСП должно
поддерживаться непрерывно и автоматически;
объем синхрогруппы в цикле передачи при заданном времени
восстановления синхронизма должен быть минимальным;
приемник синхросигнала должен быть помехоустойчивым и
среднее время между сбоями синхронизма должно быть по
возможности большим.
Выполнение указанных выше требований должно сочетаться с
простотой технической реализации, экономичностью и надежностью
оборудования систем передачи.
Принципы регенерации цифровых сигналов
Цифровой сигнал, проходя по линии связи, ослабляется,
искажается и подвергается воздействию различных помех, что приводит
к изменению формы и длительности импульсов, уменьшению их
амплитуды и случайным временным сдвигам. Поэтому для
восстановления параметров цифрового сигнала в линейном тракте СП

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
231
с ИКМ через определенные расстояния устанавливаются
регенераторы, т.е. устройства, полностью восстанавливающие
параметры линейного цифрового сигнала.
В процессе регенерации (восстановления) цифрового сигнала
выполняются следующие основные операции:
усиление восстанавливаемых импульсов, так как при
прохождении по линии связи они испытали затухание;
коррекция формы импульсов, так как при прохождении
цифрового сигнала по линии связи из-за неидеальности амплитудно-
частотных и фазочастотных характеристик форма импульсов
линейного сигнала искажается;
сравнение усиленных и откорректированных импульсов с
пороговым значением для определения наличия или отсутствия сигнала
на фоне помех;
стробирование импульсов, в результате которого создаются
такие условия, при которых импульсы цифрового сигнала на выходе
регенератора формируются в строго определенные моменты;
формирование новых импульсов с заданными параметрами и в
определенные моменты времени.
Структурная схема регенератора и временные диаграммы,
поясняющие его работу, приведены на рис. 14 и 15 соответственно, где
приняты следующие обозначения:
ВУ - входное устройство, предназначенное для согласования
входного сопротивления линии с входным сопротивлением
регенератора; КУ - корректирующий усилитель, предназначенный для
компенсации затухания регенерационного участка и коррекции
амплитудно-частотных искажений, вносимых линией, и тем самым
коррекции формы импульсов для полного или частичного
устранения влияния одних импульсов на другие; ПУ - пороговое
устройство, предназначенное для определения превышения сигнала над
помехами; если амплитуда импульса больше Unop, то на выходе
порогового устройства появляется импульс, если же амплитуда
импульса меньше Unop, то на выходе порогового устройства импульс
не появляется; импульсы с выхода ПУ подаются на решающее
устройство (РУ); ВТЧ - выделитель тактовой частоты,
предназначенный для формирования коротких стробирующих импульсов;
стробирующие импульсы фазируются относительно входных
символов таким образом, что в середине тактовых интервалов, где
амплитуда входных импульсов максимальна; стробирующие
импульсы подаются на второй вход решающего устройства; РУ -

232
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
решающее устройство, необходимое для опробывания (стробиро-
вания) в каждом такте поступающих символов; если в момент
прихода на РУ стробирующего импульса с выхода ВТЧ поступает
импульс с выхода ПУ, то на выходе РУ появляется импульс, т.е.
фиксируется «1» информационного сигнала; если же в момент
поступления стробирующих импульсов с выхода ВТЧ на вход РУ
импульс не поступает, то на выходе РУ импульс не появляется, т.е.
фиксируется «О» информационного сигнала; ФВИ - формирователь
выходных импульсов, т.е. формирование их амплитуды,
длительности и взаимного временного соотношения между символами
линейного цифрового сигнала, следующих с тактовой частотой; Вых. ус-во
- выходное устройство, предназначенное для согласованного
подключения регенератора к линии связи.
Рис. 14. Структурная схема регенератора
Линейный цифровой сигнал (см. рис. 15, а) с выхода тракта
передачи оконечного оконечной станции или предыдущего
регенератора поступает в линию. При своем прохождении по линии сигнал
испытывает затухание, искажения и воздействие помех. Сигнал на
входе корректирующего усилителя регенератора или регенератора
тракта приема оконечной станции имеет вид, показанный на рис. 15, б.
Отметим, что регенераторы тракта приема оконечных станций
называются станционными регенераторами, а регенераторы,
устанавливаемы по линии связи, называются линейными
регенераторами. Сигналы на выходе корректирующего усилителя
показаны на рис. 15, в. Если на входе порогового устройства (ПУ) сигнал
превышает пороговое значение Unop, то на выходе ПУ появляется
сигнал, условно показанный на рис. 15, г. С выхода ПУ сигналы
поступают на один из входов решающего устройства (РУ), на другой
вход которого поступают стробирующие импульсы с выхода
выделителя тактовой частоты (ВТЧ). При совпадении символов «1» на
входе РУ со стробирующими импульсами на выходе РУ появляются
символы, соответствующие «1» (см. рис. 15, е). Эти символы
поступают на вход формирователя выходных импульсов (ФВИ), где
восстанавливаются первоначальные амплитуда и длительность
импульсов линейного цифрового сигнала (см. рис. 15, ж).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
233
На выходе оконечной станции или предыдущего регенератора
П П
JZL
а)
На входе регенератора
На выходе корректирующего усилителя
На выходе порогового устройства - ПУ
г\ п о о_
г)
На выходе выделителя тактовой частоты - ВТЧ
П П 0 Л П D 1
д) : : ; :
На выходе решающего устройства - РУ
е)
| На выводе формирователя выходных импульсов-ФВИ |
п п tzi &
ж)
Рис. 15. Временные диаграммы работы регенератора
Синхронизация работы ФВИ от ВТЧ обеспечивает устранение
флуктуации временного положения импульсов, возникающих
в процессе их передачи. Эти флуктуации называются фазовыми
дрожаниями.
Из описания принципа действия регенератора цифровых систем
передачи, можно выделить основные особенности его технической
реализации, которые обеспечивают минимум ошибок в работе:
частотная характеристика усиления корректирующего усилителя
должна соответствовать частотной характеристике затухания реге-
нерационного участка;
на выходе усилителя должно быть обеспечено максимальное
отношение сигнал/шум;
оптимальный выбор значения порогового напряжения Unop]

234
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
кратковременность стробирования, осуществляемого в момент
достижения импульсом на входе порогового устройства
наибольшего значения. Таким образом, помехи, амплитуда которых не
превысит ипор, не вызовут ошибочного решения РУ, и помехи,
превышающие 1)пор, но не совпадающие с моментами
стробирования, также, не приведут к ошибкам.
Основным показателем качества работы регенератора является
вероятность ошибки рош. Ошибка в решении происходит тогда,
когда напряжение шума превосходит значение порогового
напряжения на входе ПУ и для случая белого гауссовского шума
вероятность ошибки равна
ипор
где ипор - пороговое напряжение; а2 - мощность шума на входе ПУ.
Мерой помехоустойчивости регенератора является отношение
сигнал/шум на входе порогового устройства или защищенность
А3 = 20 1д^*-.
3 a
Здесь Um - максимальное значение амплитуды импульса на входе
порогового устройства.
Непосредственное определение вероятности ошибок основано
на измерении коэффициента ошибок (КО), который определяется
частотой их появления и служит оценкой вероятности ошибок.
Коэффициент ошибок определяется отношением числа
элементов цифрового сигнала, принятых с ошибками к общему числу
элементов, принятых в течение времени измерений:
= N0JN = Nquj/BT,
где N0LU - число ошибочно принятых элементов (символов); N -
общее число принятых элементов; В - скорость передачи; Т -
время измерения.
Линейное кодирование в ЦСП
Цифровые сигналы передаются по разным линиям связи -
кабельным (электрическим и волоконно-оптическим), радиорелейным
и спутниковым. В зависимости от используемой среды
распространения сигналам в линии придают различный вид, при котором
параметры сигнала в наибольшей степени согласованы с парамет-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
235
рами линии связи. Эта операция называется линейным
кодированием, при котором символы «1» и «О» информационного сигнала
заменяются цифровым сигналом, характеристики которого в
большей степени соответствуют параметрам линии. Полученный в
результате линейного кодирования цифровой сигнал называется
линейным кодом.
К линейным кодам предъявляются следующие требования:
однозначность декодирования, т.е. из линейного цифрового
сигнала должна однозначно формироваться исходная
последовательность двоичных символов;
в энергетическом спектре линейного цифрового сигнала должны
быть ослаблены низкочастотные и высокочастотные составляющие;
в линейном цифровом сигнале должна быть обеспечена высокая
плотность импульсов, т.е. число импульсов, определяющих
тактовые интервалы, должно быть существенно больше числа пробелов
(«нулей»).
В зависимости от используемой среды распространения
применяют различные линейные коды. В радиорелейных и спутниковых
линиях, например, используют различные виды фазовой или
частотной манипуляции. В линиях связи электрических кабелей
распространена передача цифровых сигналов импульсами постоянного
тока. При этом сигналы в линии могут быть двухуровневыми и
многоуровневыми, из последних чаще всего применяются
трехуровневые сигналы.. Двухуровневые сигналы могут принимать в
процессе кодирования значения напряжения «+» или «-»,
трехуровневые сигналы принимают значения «+», «-» и «0» (пробел).
Линейные коды цифровых волоконно-оптических систем передачи
представляют двухуровневые сигналы, принимающие в процессе
кодирования значения «+» или «0» (пробел).
В ряде случаев для исключения из цифрового сигнала длинных
последовательностей одинаковых символов, а также периодически
повторяющихся пачек символов исходный двоичный сигнал перед
линейным кодированием подвергается дополнительному
перекодированию, при котором ему придаются свойства случайного потока.
Операция, совершаемая при этом, называется скремблированием
сигнала и состоит в суммировании по «модулю 2» с исходным
сигналом псевдослучайных последовательностей (ПСП),
содержащих определенное (равное 2П~\ где п - целое) число символов.
Эти последовательности, будучи в действительности
детерминированными, удовлетворяют трем критериям случайности:

236
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
1) в каждом периоде последовательности число символов «1»
отличается от числа символов «О» не более, чем на единицу;
2) в течение периода последовательности половина серий
единиц и нулей имеет длину 1, одна четверть - 2, одна восьмая - 3
и т. д. до тех пор, пока это продолжение имеет смысл. Серией
называется последовательность одинаковых цифр;
3) если последовательность посимвольно сравнить с любым ее
циклическим сдвигом в течение периода последовательности, то
можно отметить, что число совпадений отличается от числа
несовпадений не более, чем на единицу, а при сложении «по модулю 2»
этой последовательности с ее циклическим сдвигом образуется
новая циклическая перестановка исходной последовательности.
Например, при п = 4 псевдослучайная последовательность,
удовлетворяющая указанным требованиям, имеет вид
000100110101111. Число символов в этой последовательности
равно 15. Число единиц в ней равно 8, число нулей - 7, что
удовлетворяет первому критерию. Второй критерий также
удовлетворяется, так как в этой последовательности имеется восемь различных
серий, в том числе четыре серии единиц и четыре серии нулей. Из
них две серии единиц и две серии нулей (4 из 8) имеют длину 1, по
одной серии единиц и нулей имеют длину 2 (2 из 8) и одна серия из
восьми содержит три нуля. Сдвинув последовательность на любое
число символов и сравнив ее с исходной, можно убедиться в
справедливости критерия 3. Так, при сдвиге на три элемента
000100110101111
111000100110101
видим, что в этих строках символы совпадают 7 раз и не совпадают
8 раз. Сложение «по модулю 2», приводит к образованию
последовательности 111100010011010, которая является циклической
перестановкой исходной последовательности. Псевдослучайные
последовательности, удовлетворяющие указанным трем критериям,
называются последовательностями максимальной длины и
формируются с помощью регистров сдвига с обратными связями.
Отметим, что обычно выбирают п > 10, что соответствует длине ПСП
более 1023 символов.
Сигнал, образованный суммированием входного двоичного
потока и периодически повторяемых последовательностей
максимальной длины, сохраняет свойства псевдослучайного сигнала и
называется скремблированым. Вероятности появления символов

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
237
«0»и «1» в нем одинаковы, поэтому вероятность образования серии
из к нулей подряд равна р = 0,5*. При к = 20 р2о ~ Ю'6. Такой сигнал
обладает достаточно хорошими свойствами для выделения из него
сигналов синхронизации.
При декодировании линейного скремблированного сигнала
происходит вычитание ПСП-составляющей из суммарного цифрового
сигнала и восстановление за счет этого исходного цифрового потока.
В системах передачи на основе классической ИКМ с ВРК каждый
отсчет (дискрет) входного квантованного сигнала кодируется
независимо от всех остальных, т.е. кодируются произвольные
случайные сигналы. Анализ речевых сигналов показывает, однако, что при
переходе от одного дискрета к другому проявляется значительная
избыточность. Степень корреляции между соседними дискретами
довольно значительная (коэффициент корреляции не менее 0,85).
Следовательно, избыточность при классической ИКМ указывает на
возможность значительной экономии полосы передаваемых частот
за счет более эффективных методов кодирования.
Кроме корреляции между соседними дискретами речевого
сигнала для уменьшения скорости передачи кодированного сигнала
можно использовать и другие виды избыточности: неравномерное
распределение амплитуд, корреляция, связанная с периодичностью
в сигнале, корреляция между периодами основного тона;
избыточность, связанная с неактивностью речи, неравномерностью
усредненного спектра речи и кратковременностью спектра речи.

238
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Лекция 12
Разностные методы кодирования.
Иерархия цифровых систем передачи
Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция
Уменьшение полосы частот, необходимой для передачи
цифрового сигнала классической импульсно-кодовой модуляции (ИКМ),
возможно только с уменьшением разрядности кодовой комбинации.
Этот путь приводит к увеличению шага квантования и,
следовательно, к снижению защищенности сигналов от шумов квантования.
Этот недостаток можно значительно ослабить, если
воспользоваться корреляционными связями между соседними отсчетами речевых
сигналов, сигналов вещания и телевидения, и квантованию и
декодированию подвергать не абсолютную величину отсчета, а
разность между предыдущим и последующим отсчетами исходного
сигнала. Системы передачи, где кодированию подвергаются
разности отсчетов, называются цифровыми разностными системами.
Поскольку диапазон разностей между отсчетами меньше самих
отсчетов, то для кодирования величины разности требуется меньше
разрядов при той же частоте дискретизации, что и в классической
ИКМ. Такое формирование цифрового сигнала приводит к
уменьшению полосы частот, необходимой для его передачи.
Способ формирования цифрового сигнала, при котором
квантованию и кодированию подвергается сигнал разности между двумя
соседними отсчетами, называется дифференциальной импульсно-
кодовой модуляцией -ДИКМ.
Совокупность устройств, формирующих цифровой сигнал на
основе ДИКМ, называется ДИКМ-кодером, а устройства, которые
выполняют обратные преобразования, называются ДИКМ-
декодером. ДИКМ-кодер и ДИКМ-декодер образуют ДИКМ-кодек.
Простейшим способом получения разности соседних отсчетов
для ДИКМ-кодера является запоминание предыдущего входного
отсчета непосредственно в аналоговой памяти и использование
аналогового вычитающего устройства для получения разности,
которая затем квантуется и кодируется для передачи. На приемном

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
239
конце принятая цифровая последовательность сначала
декодируется, в результате чего сначала восстанавливается
последовательность квантованных приращений сигнала в моменты отсчетов,
а затем путем последовательного суммирования с помощью
интегратора они преобразуются в последовательность квантованных
отсчетов сигнала и далее в исходный аналоговый сигнал.
Структурная схема такой реализации ДИКМ-кодека показана на
рис. 1. Здесь приняты следующие обозначения: ФНЧ - фильтр
нижних частот, предназначенный для ограничения полосы частот
первичного (информационного) сигнала и формирования сигнала
C(t); ЭЗ - элемент задержки сигнала С (t) на время Т, равное
периоду дискретизации Тд; на выходе ЭЗ формируется сигнал вида
C(t - Тд); ДУ - дифференциальный усилитель, выполняющий роль
вычитающего устройства, на выходе которого получается
разностный сигнал вида C(t) - C(t - Тд); Дискр - дискретизатор,
осуществляющий дискретизацию разностного сигнала на выходе ДУ с
частотой fA, на выходе которого получается сигнал г(пТд); Кодер -
кодирующие устройство, формирующее ДИКМ цифровой сигнал;
Декодер - декодирующее устройство, преобразующее принятый
цифровой ДИКМ сигнал в отсчеты разностного сигнала; Интг -
интегратор, преобразующий сигнал г'(пТд) на выходе декодера в
ступенчатый сигнал, который с помощью ФНЧ приема
преобразуется в сигнал вида C'(t), отличающийся от сигналаС (t) наличием
шумов квантования и присущих ДИКМ искажений.
На рис. 2 приведена схема кодека ДИКМ, содержащая в
передающей части цепь обратной связи, включающей в себя декодер
и интегратор.
ФНЧ
Пи
C(t)
C(t)-C(t-TA)
Дискр Кодер
С(1-Тд)
Декодер Интг ФНЧ
г(пТд)
Рис. 1. Структурная схема аналогового ДИКМ-кодека
Схема кодека (см. рис. 2), является более сложной по сравнению
со схемой (см. рис. 1), так как предыдущая входная величина
восстанавливается с помощью цепи обратной связи, в которой накап-

240
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
ливаются кодированные разности значений отсчетов. По существу
сигнал в цепи обратной связи представляет оценку входного
сигнала, которая получается путем интегрирования кодированных
разностей отсчетов.
ФНЧ
Дискр Кодер
Декодер Интг ФНЧ
т
Интг Декодер
Л.
2т
пи
пи
■C'(t)
Рис. 2. Структурная схема кодека ДИКМ с обратной связью
Преимущество реализации кодека ДИКМ с цепью обратной связи
состоит в том, что при этом шумы квантования не накапливаются
неограниченно. Если сигнал в цепи обратной связи отклоняется от
входного в результате накопления шумов квантования, то при
следующей операции кодирования разностного сигнала это отклонение
автоматически компенсируется. В системе без обратной связи
выходной сигнал, формируемый декодером на противоположном
конце линии, может неограниченно накапливать шумы квантования.
Временные диаграммы, поясняющие принцип работы декодека
ДИКМ, приведены на рис. 3.
В начальный момент ti сигнал на выходе интегратора
отсутствует, а сигнал на выходе дифференциального усилителя (ДУ)
соответствует непрерывному сигналу. Дискретный отсчет с амплитудой
Ci квантуется и кодируется в кодере и затем через декодер
поступает на интегратор (Интг), который запоминает его амплитуду до
момента t2 (т.е. на время равное периоду дискретизации Тд).
В момент t2 сигнал на неинвертирующем входе ДУ (+) равен
аналоговому сигналу С2, а на инвертирующем входе (-) - Ci. На выходе
ДУ получаем разностный сигнал ДС^ = С2 -- С1е После квантования и
кодирования этой разности в линию поступает кодовая комбинация,
соответствующая разности двух соседних отсчетов. По цепи
обратной связи через декодер амплитуда отсчета С2 поступает на
интегратор и запоминается им до момента t3. В этот момент опять
происходит определение разности АС2, ее квантование, кодирова-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
241
ние и т. д. Когда сигнал на выходе интегратора (в момент t4) больше
аналогового сигнала, разность на выходе ДУ будет отрицательной.
После квантования, кодирования и декодирования на выходе
интегратора получится отрицательный скачок сигнала АС3 на величину
этой разности.
Сигнал на выходе ФНЧ
ti t2 t3 U ts
C(t) - C(t-пТд)
1 Разностный сигнал на выходе ДУ
q'^j Формирование сигнала на выходе декодера
Рис. 3. Временные диаграммы формирования ДИКМ сигнала
Как видно из рис. 3, амплитуда разностей отсчетов меньше
самих отсчетов, поэтому при одинаковом шаге квантования число
разрядов в кодовой комбинации при ДИКМ меньше, чем при
обычной ИКМ.
Эффективность ДИКМ можно проиллюстрировать следующим
примером. Пусть преобразованию на основе ДИКМ подвергается синусоидальный
сигнал с частотой 800 Гц и амплитудой Uc
с (t) = Uc -sin 2п -8001.

242
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Амплитуду разностного сигнала можно получить путем
дифференцирования c(t) и деления ее на временной интервал между отсчетами
Тд = 1ЛД = 1/8000 (здесь fA = 8000 Гц - частота дискретизации)
^ = Uc-2ti-800-cos 271-8001;
dt
Ac (t) макс = ис*2я-800/8000 = 0,628 Uc.
Экономию числа разрядов можно определить по формуле
log2 (1/0,628) = 0,67 разряда.
Рассмотренный пример позволяет сделать вывод, что при
одинаковом качестве в системе передачи на основе ДИКМ можно
использовать на 2/3 разряда меньше, чем в системе с обычной ИКМ.
Кодеры и декодеры ДИКМ могут быть выполнены множеством
способов в зависимости от разделения функций обработки сигнала
между аналоговыми и цифровыми цепями. В одном крайнем случае
функции дифференцирования (формирования разностного сигнала)
и интегрирования могут быть реализованы посредством аналоговых
цепей, в то время как в другом крайнем случае вся обработка
сигналов может быть выполнена цифровым способом, а на вход
поступают отсчеты в форме обычного ИКМ сигнала.
В системах ДИКМ с аналоговым дифференцированием и
интегрированием аналого-цифровому преобразованию подвергается
разностный сигнал, а цифро-аналоговому в цепи обратной связи -
непосредственно кодовая комбинация разностного сигнала,
имеющая ограниченный диапазон. Для интегрирования используются
аналоговые суммирующие и запоминающие устройства.
Находят применение системы с ДИКМ, где интегрирование
выполняется в цифровой форме. Кодовая комбинация разностного
сигнала вместо непосредственного преобразования снова в
аналоговую форму в цепи обратной связи подвергается суммированию
и накапливается в регистре для получения цифрового
представления предыдущего входного отсчета. Затем для получения из цепи
обратной связи аналогового сигнала, применяемого для вычитания,
используется цифро-аналоговый преобразователь на полный
динамический диапазон сигнала.
В связи с достижениями в технологии интегральных микросхем
с большой степенью интеграции (БИС) все большее применение
находят системы ДИКМ, где вся обработка сигнала выполняется
при помощи цифровых логических схем. Аналого-цифровой преоб-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
243
разователь формирует кодовые комбинации, соответствующие
отсчетам с полным амплитудным диапазоном (как в обычной ИКМ),
которые затем сравниваются с кодовыми комбинациями
предыдущего отсчета, полученными цифровым способом. Отметим, что
в этом случае аналого-цифровой преобразователь должен
формировать кодовые комбинации во всем динамическом диапазоне
входных сигналов, в то время как в предыдущих случаях
обрабатываются только разностные сигналы.
Декодеры во всех трех рассмотренных вариантах реализуются
точно так же, как цепи обратной связи соответствующих кодеров.
Это связано с тем, что в цепи обратной связи формируется
аппроксимация входного сигнала (задержанного на один период
дискретизации). Если в тракте передачи ДИКМ сигнала не происходит
ошибки, то сигнал на выходе декодера (перед фильтрацией)
идентичен сигналу в цепи обратной связи. Таким образом, чем точнее
сигнал в цепи обратной связи повторяет входной сигнал, тем точнее
сигнал на выходе декодера повторяет входной сигнал.
Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция как
система с линейным предсказанием. С более общей точки
зрения ДИКМ-кодер представляет собой особого рода линейный
предсказатель, когда значения сигнала формируются как
взвешенная сумма предшествующих отсчетов сигнала
где c(t) - предсказанное значение сигнала в момент времени t,
свх (t - iT) - отсчет сигнала в момент t - /Т, предшествовавший
моменту t на / тактовых интервалов; а, - коэффициенты предсказания,
показывающие, с каким весом учитываются отсчеты сигналов.
Сигнал в цепи обратной связи кодера ДИКМ представляет
предсказание первого порядка значения следующего отсчета, а
разность между значениями отсчетов является ошибкой предсказания.
В случае предсказания по одному отсчету
к
c(t) = 2a,c„{t-IT),
(D
/=1
c(t) = acJt-T).
(2)
Разностный сигнал
ср(0 = c„(t)-c(t) = cjt)-a cJt-T).
(3)
Дисперсия разностного сигнала
Стр2 = ос2 + а 2ас2 - 2R (Т)ас2 а,
(4)

244
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
где R (Т) - значение нормированной функции корреляции сигнала,
характеризующей статистическую связь между его значениями,
сдвинутыми на интервал дискретизации Т; сг/-дисперсия сигнала.
Система передачи на основе ДИКМ тем эффективнее, чем
меньше значения разностного сигнала. Определим то значение
коэффициента предсказания дг, при котором дисперсия а2
минимальна. Взяв производную dcrp2/da, определяем, что Oonm = R(T).
В этом случае
ap2 = ac2[1-R2(T)]. (5)
При любом отличном от нуля значения R (Т) имеет место
неравенство вида ар2< ос2.
Разновидностью разностных методов передачи является ДИКМ,
при которой коэффициент предсказания а = 1. Физически это
означает, что в качестве предсказанного значения сигнала в /-й тактовый
момент принимается отсчет сигнала в предыдущий (/'- 1)-й момент.
В этом случае дисперсия разностного сигнала
Ор2дикм = 2ас2[1-В(Т)]. (6)
Дисперсия сгр2дикм < cr/при R (Т)>0,5.
Оценим отношение сигнал-шум в разностных системах, считая,
что основным источником ошибки является шум квантования. Это
справедливо в тех случаях, когда отсутствует перегрузка по
крутизне, т.е. когда наибольшая крутизна сигнала s меньше предельно
достижимой крутизны его копии snpefX которая равна
SnpeA = Ср максЛГ = 8 N/T = 8 N FA,
где | ср |макс - максимальное значение разностного сигнала,
связанное с <тр соотношением: | ср |маКс = kpap, здесь кр - пик - фактор
разностного сигнала;8 - шаг квантования и N - общее число шагов
квантования для максимального значения разностного сигнала.
В случае оптимального предсказания для ИКМ отношение
сигнал-шум будет равно
Фопт
Ж 1 (7)
К 1-я2(Г)' {П
здесь Wc - мощность сигнала и WKe - мощность шумов квантования
и для ДИКМ
У ДИКМ "~
' "гкв /ДИКМ
^ 1 (8)
WJ_ к2р 2[1-Д(Г)]

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
245
Отношение Wc/ WKe оказывается тем выше, чем больше
корреляция между отсчетами сигнала. Сравнение разностных систем и
ИКМ показывает, что при равенстве частот дискретизации и
значений пик-фактора показывает, что
Уопт _ ^ и УДИКМ _ 1 /д\
г]икм 1-Я2(Г) rjmM 2[1-Я(Г)]'
здесь 7]икм - отношение сигнал-шум квантования для обычной ИКМ.
При отсутствии корреляции между отсчетами сигнала система
с оптимальным предсказанием не имеет преимуществ перед ИКМ,
а ДИКМ обеспечивает меньшее отношение сигнал-шум в 2 раза
худшее, чем при ИКМ. При R(T) = 0,5 отношения сигнал-шум при
ИКМ и ДИКМ равны. При R(T)> 0,5 ДИКМ имеет преимущество
перед ИКМ.
Следовательно, разностная система с оптимальным
предсказанием оказывается более эффективной, чем ДИКМ. Однако для
реализации оптимального предсказания необходимо знать
корреляционную функцию сигнала. Кроме того, предсказатель,
построенный в расчете на передачу сигнала одного вида, окажется
неэффективным для передачи других сигналов. При ДИКМ не
используются никакие априорные сведения о сигнале, и перестройка
предсказателя при передаче различных сигналов не требуется.
Теперь выясним, при передаче каких сигналов разностные
системы имеют преимущества перед ИКМ и какой получается при этом
выигрыш при переходе от ИКМ к разностным методам. Для ответа
на эти вопросы необходимо знать корреляционные функции
кодируемых сигналов. Допустим, что передаваемый сигнал имеет
равномерный спектр в пределах от 0 до сомакс. Такому спектру
соответствует нормированная корреляционная функция вида
R (т) = [sin (сомакст)/(сомаксХ)].
При частоте дискретизации о)д = 2сомакс корреляционная функция
R(t) = 0 и применение разностных методов для кодирования таких
сигналов нецелесообразно. Величина R(t)>0 характерна для
сигналов, энергетический спектр которых имеет подъем в области низких
частот. Для речевого сигнала R(t) приближенно описывается
формулой
R(t) = е-11401 Tlcos 2980т. (10)
Для телефонного сигнала при частоте дискретизации fA = 8 кГц
согласно (10) получаем R(T) = 0,8. Подставив это значение в (9),

246
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
находим, что выигрыш в отношении сигнал-шум по сравнению
с ИКМ при использовании оптимального предсказания составляет
примерно 3 раза (менее 5 дБ) и при ДИКМ 2,5 раза или около 4 дБ,
что соответствует экономии 0,67 разряда (рассмотренного ранее
примера). Такой выигрыш вряд ли окупает усложнение аппаратуры
при передаче телефонных сигналов.
При передаче сигналов звукового вещания, имеющих ту же
корреляционную функцию, /д = 32 кГц. Аналогичные расчеты
показывают, что в этом случае выигрыш от применения разностных
методов составляет более 15 дБ. Это позволяет уменьшить число
разрядов в кодовой комбинации на два-три.
Еще больше оказывается выигрыш при передаче видеосигналов,
основная энергия которых сосредоточена в области нижних частот.
Доказано, что применение ДИКМ для передачи телевизионных
сигналов позволяет с учетом особенностей восприятия
видеосигналов уменьшить число разрядов в кодовой комбинации с семи-
девяти до четырех-пяти.
Наибольшим искажениям квантования при ДИКМ подвергаются
разностные сигналы малой величины. Для уменьшения этих
искажений можно применить неравномерное квантование, при котором
шаг квантования возрастает по мере увеличения значения
разностного сигнала. Такой метод разностного кодирования называется
адаптивной дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией
(АДИКМ), поскольку при этом происходит адаптация величины шага
квантования к параметрам кодируемого сигнала.
Дел ьта-м одул я ция
Дельта-модуляция (ДМ) представляет один из методов
кодирования разностного сигнала, при котором в линию передается
информация лишь о знаке приращения разности соседних отсчетов
(предельный случай ДИКМ).
При ДМ так же, как и при обычной ИКМ, непрерывный сигнал
подвергается дискретизации и квантованию, в результате чего
непрерывная функция c(t) заменяется ступенчатой (кусочно-
постоянной) функцией G (Т) (см. рис. 4, а).
Однако при ДМ, в отличие от классической ИКМ, при каждом
шаге дискретизации допускается приращение ступенчатой функции G
(t), равное величине только одного шага квантования S. В линию
передаются сведения о знаке приращения непрерывного сигнала

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
247
c(t) в дискретные моменты времени кТ. Алгоритм формирования
линейного сигнала имеет вид
ЦкТ) = sign {с(кТ) - G[(k -1)7]},, (11)
здесь sign означает знак разности.
Таким образом, сигнал f (t) при ДМ оказывается кодированным
по двоичной системе и представляет собой последовательность
двухполярных импульсов (рис. 4, б). Из формулы (11) и рис. 4 ясно,
что ступенчатый сигнал G (t) можно получить интегрированием
линейного сигнала f(t), т.е.
G(t) = jf(t)dt.
(12)
Следовательно, операция декодирования в приемнике системы
передачи сводится к интегрированию линейного сигнала f(t).
Как и в системах с ИКМ или ДИКМ, при ДМ возникают шумы
квантования (рис. 4, в)
E(t) = G(t)-c(t). (13)
C(t)
а)
f(t)
I I I I I I I I , I
TT
J_L
6)
t
1 Перегрузка по крутизне
в)
Рис. 4. К пояснению принципов формирования ДМ сигнала

248
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Упрощенная структурная схема цифрового канала на основе ДМ
приведена на рис. 5.
to
ВУ^>^П<одё1Г1^ Интегратор Ь^ФНчТ-* c*(t)
C(t) -И4ЖЧ1^1|
G(t)t
Интегратор
Рис. 5. Обобщенная структурная схема канала на основе дельта-модуляции
Первичный сигнал C(t) ограничивается с помощью фильтра
нижних частот (ФНЧ) по частоте и формируется сигнал c(t) с граничной
частотой /макс. Сигнал c(t) поступает на один из входов вычитающего
устройства (ВУ), на другой вход которого поступает ступенчатый
сигнал G(t), формируемый интегратором. На выходе ВУ получается
разностный сигнал или сигнал ошибки e(t). Сигнал ошибки поступает
на кодер, на другой вход которого поступает периодическая
последовательность тактовых импульсов с частотой дискретизации
fA = 1/Т. Кодер формирует положительный импульс, если в момент
поступления тактового импульса e(t) < 0, и отрицательный - при
e(t) > О, Последовательность двухполярных импульсов f(t)
направляется в линию и одновременно подается на интегратор,
формирующий ступенчатый сигнал G(t). С выхода интегратора сигнал
подводится к ВУ, на другой вход которого поступает сигнал c(t)
и которое осуществляет операцию (13).
Функции декодирующего устройства в приемнике выполняет
интегратор (аналогичный интегратору в схеме передатчика), на
выходе которого получается ступенчатый сигнал G(t). После его
сглаживания фильтром нижних частот (ФНЧ) формируется сигнал
c'(t), достаточно близкий к сигналу c(t). Совокупность устройств,
формирующих сигнал f(t), называется дельта-кодером,
совокупность устройств, выполняющих преобразование сигнала f(t) в сигнал
c(t), называется дельта-декодером, а в целом эти устройства
образуют дельта-кодек.
Ранее отмечалось, что при ДМ приращение аппроксимирующей
ступенчатой функции G(t) в моменты tK = kT равно шагу квантования 8.
В связи с этим, на участках передаваемого сигнала c(t) с крутизной
большей, чем максимально возможная средняя крутизна монотонно
возрастающей (или убывающей) функции G(t), шум квантования
резко возрастает. Это явление называется перегрузкой кодера

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
249
(кодирующего устройства). На рис. 4, в перегрузка показана на
участке Гпер. Чтобы при ДМ отсутствовали перегрузки, приращение
функции с (t) за время тактовых интервалов Т не должны
превышать шага квантования. Это условие можно записать в виде
,dc(t)'
Мах-
Т<5. (14)
dt
С другой стороны, чтобы шум квантования был достаточно мал,
необходимо задать минимально допустимое число М ступеней
шкалы квантования по уровню; следовательно
S = ^l. (15)
М
Беря в формуле (14) знак равенства, получим из (15)
т = ^~> (16)
где С'макс = Max [dc(t)/df\. Из формулы (16) следует выражение для
частоты дискретизации при ДМ
f„=j = M^. (17)
^макс
Расчеты показывают, что для передачи телефонных сообщений
с достаточно высоким качеством при ДМ требуется в 2...3 раза
более широкая полоса частот, чем при ИКМ. Это существенный
недостаток ДМ.
Основное достоинство ДМ - простота аппаратуры кодирования и
декодирования.
Системы передачи на основе ДМ это системы с линейным
предсказанием. Одиночный интегратор в схеме (см. рис. 5) является
простейшим видом предсказателя. Чем точнее предсказатель
формирует копию сигнала [приближает функцию G(t) к сигналу с (t)],
тем меньше их различие и, следовательно, меньше шумы
квантования. Один из возможных способов совершенствования
предсказания состоит в использовании в качестве предсказателя в схеме
дельта-кодера двойного интегратора. Переход к двойному
интегратору в схеме дельта-кодека повышает отношение сигнал-шум
квантования на 6... 10 дБ для всех видов сигналов.
Дельта-модуляция с предсказателем на основе двойного
интегратора называется дельта-модуляцией с двойным
интегрированием.

250
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Снизить частоту дискретизации для ДМ без увеличения шумов
квантования или повысить защищенность от шумов квантования
при меньшем значении частоты дискретизации возможно
применением ДМ с компандированием или, как ее еще называют,
адаптивной ДМ. При ДМ с компандированием шаг квантования в процессе
формирования ДМ сигнала не остается постоянным, а изменяется
в зависимости от параметров передаваемого сигнала. Компандиро-
вание бывает мгновенным и инерционным.
При мгновенном компандировании шаг квантования изменяется
в каждом такте. Существует несколько разновидностей дельта-
модуляции с мгновенным компандированием (ДММК), но все они
основаны на изменении шага квантования при появлении
перегрузки по крутизне (см. рис. 4, в). Информацией о появлении перегрузки
может служить появление в выходном сигнале подряд нескольких
одинаковых символов. В структуру дельта-кодека ДММК (рис. 6),
вводят анализатор (Анализ) вида импульсной последовательности
и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ). При появлении
посылок одинаковой полярности анализатор управляет АИМ таким
образом, что амплитуда импульсов, подаваемых на интегратор
(Интегр), возрастает и соответственно возрастает шаг квантования
копии сигнала. При обнаружении последовательных импульсов
разной полярности анализатор подает на АИМ напряжение,
уменьшающее амплитуду выходных импульсов, и шаг изменения копии
уменьшается. Существуют другие схемы кодеков ДММК, в которых
вместо АИМ применяется широтно-импульсная модуляция (ШИМ).
При ДММК защищенность от шумов квантования остается высокой
в сравнительно большом диапазоне изменения мощностей
входного сигнала, в то время как при ДМ она быстро уменьшается при
увеличении входной мощности, что связано с ростом шумов
перегрузки.
о
ВУ
Кодер
Интегратор"]*-) АИМ""Т*-о
| Анализ К-
Линия
У-Ч АИМ Н Интегратор ЦФНЧ(-»»
1-Н Анализ]
Рис. 6. Структурная схема кодека ДММК

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
251
Дельта-модуляция с инерционным компандированием (ДМИК)
изменение шага квантования происходит медленно, за время,
соизмеримое с временем изменения огибающей кодируемого сигнала.
Иногда ДМИК называют ДМ со слоговым компандированием, так как
скорость изменения шага квантования соответствует скорости
изменения слогов речи. Структурная схема ДМИК приведена на рис. 7. Так
же, как и в случае ДММК, схема ДМИК содержит в цепи обратной
связи АИМ (ШИМ) модулятор, изменяющий амплитуду или
длительность импульсов, формирующих копию сигнала на выходе
интегратора. Отличие этой схемы от предыдущей состоит в том, что
управление амплитудой импульсов осуществляется не
безынерционно, а сравнительно медленно, в соответствии с изменением
огибающей кодируемого сигнала. Сигнал управления может выделяться из
выходного сигнала или его копии. Структурная схема, приведенная на
рис. 7, соответствует первому способу. В этом случае цепь
управления содержит интегратор, детектор, выделяющий низкочастотную
огибающую сигнала, и ФНЧ.
Вход-
D
ВУ
Н Кодер
ИнтеграторПН АИМ"У-|
Линия
I—| ФНЧ Детектор|Н Интегратор |
АИМ |-»Г Интегратор""}-»!ФНч]-»- Выход
Интегратор"""}-»! Детектор |~Н ФНЧ]—'
Рис. 7. Структурная схема кодека ДМИК
Инерционность адаптации кодека ДМИК близка к периоду
основного тона речевого сигнала и равна примерно 10 мс, в то время как
средний интервал следования слогов превышает 100 мс.
При ДМИК шаг квантования зависит от уровня входного сигнала,
возрастая с его увеличением. Если при этом в некотором диапазоне
изменения сигнала обеспечивается прямая пропорциональность
между его напряжением и шагом квантования, отношение сигнал-
шум квантования на выходе ФНЧ в данном диапазоне будет
оставаться постоянным. Тем самым устраняется зависимость отношения
сигнал-шум от уровня входного сигнала, свойственная ДМ с
постоянным шагом. Эксперименты показали, что при использовании ДМИК и
тактовой частоты 48 кГц отношение сигнал-шум квантования
превышает 25 дБ при изменении уровня входного сигнала на 40 дБ. Следо-

252
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
вательно, ДМИК обеспечивает такое же качество передачи, как и
ИКМ при восьмиразрядном кодировании, но при требуемой
скорости передачи в 1,5...2 раза более низкой, чем ИКМ.
В заключение отметим, что влияние ошибок в линейном тракте
при передаче ДМ сигнала вызывает ошибку, равную двум шагам
квантования, а при ИКМ ошибка зависит от того, в каком разряде
кодовой комбинации произошел сбой под воздействием помехи.
Следовательно, требования к линейному тракту по достоверности
передачи при ДМ на несколько порядков ниже, чем при ИКМ.
При ИКМ для демодуляции сигнала требуются два вида
синхронизации: тактовая и цикловая по кодовым группам. При ДМ
принципиально отсутствуют кодовые группы и для работы требуется
только синхронизация по тактам.
Иерархия цифровых систем передачи на основе импульсно-
кодовой модуляции
Цифровые системы передачи, используемые на
телекоммуникационных сетях, строятся на основе определенной иерархии,
которая должна удовлетворять следующим основным требованиям:
передача по каналам и трактам ЦСП всех видов аналоговых,
дискретных и цифровых сигналов;
соответствующая кратность скоростей обработки и передачи
сигналов на различных ступенях иерархии;
возможность достаточно простого объединения, разделения,
выделения и транзита передаваемых цифровых потоков;
параметры ЦСП должны выбираться с учетом характеристик
существующих и перспективных направляющих систем;
возможность взаимодействия ЦСП с аналоговыми системами
передачи и различными системами коммутации;
при передаче сигналов типовых сообщений пропускная
способность ЦСП должна использоваться наилучшим образом.
Формирование иерархии ЦСП осуществляется на основе
объединения цифровых потоков низкого порядка, называемых
компонентными, в единый цифровой, который называется групповым
или агрегатным.
При формировании группового цифрового сигнала-потока
возможны следующие способы объединения цифровых потоков:
посимвольное (рис. 8, а) и поканальное (рис. 8, б). В обоих случаях
объединяются четыре потока.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
253
При посимвольном объединении импульсы цифровых сигналов
объединяемых цифровых потоков укорачиваются и распределяются
во времени так, чтобы в освободившихся интервалах могли
разместиться объединяемые импульсы других потоков. При поканальном
объединении цифровых потоков сужаются и распределяются во
времени интервалы, отводимые для кодовых групп. Синхросигнал
необходим для правильного распределения цифровых потоков на
приемном конце.
Символы 1-го потока
Символы 2-го потока
Символы 3;[о потока_ _ ^ _ _ L
Символы 4-го потока
Синхросигнал
__)__т__г_
Л..
п пп ппппп пп'пп ппппп пп п
I Цикл передачи I
а)
Группа символов 1-го потока
Группа символов 2-го потока^
Группа символов 3-го потока
Группа символов 4-го потока
Синхросигнал
„с ^.
I -L_H
t—
JM III L.
lill
Цикл передачи
б)
Рис. 8. Структура цикла цифровой системы передачи с посимвольным (а)
и с поканальным (б) объединением цифровых потоков
Возможно объединение цифровых потоков по циклам, которое
аналогично поканальному объединению, только обрабатывается
(сжимается) во времени и передается полностью цикл одного
цифрового потока, а потом следующих. Наиболее простым и широко
применяемым способом является способ посимвольного объединения.

254
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Объединение цифровых потоков осуществляется в
оборудовании временного группообразования, или мультиплексирования,
принцип построения которого приведен на рис. 9.
1 -Н бцспер1 h
2-Н БЦСперТ
3-Н БЦС^терТ
4-Н БЦСПЕР4Т
УО
Линейный
тракт
УР
ПерСС| I ВТЧ | | ПрСС |
ГО
] С
ГО
|БЦСПР1К1
|БЦСПР2К2
|БЦСПРЗКЗ
БЦСПР4К4
Рис. 9. Принцип построения оборудования временного
группобразования-мультиплексирования
В состав оборудования входят: блоки цифрового сопряжения
тракта передачи и приема БЦСпер, БЦСпр; устройства объединения
УО в тракте передачи и разделения УР в тракте приема потоков;
передатчик и приемник синхросигнала Пер СС, Пр СС; выделитель
тактовой частоты ВТЧ линейного цифрового сигнала; генераторное
оборудование ГО передающей и приемной станций.
Сигналы с выходов БЦСпер совместно с сигналами цикловой
синхронизации поступают на вход УО. Временной сдвиг между
импульсными последовательностями на выходах БЦСпер
обеспечивается управляющими импульсами с ГО. На приеме УР
распределяет импульсы группового сигнала по своим БЦСпр, а также
сигналы Пр СС.
Генераторное оборудование систем передачи более низкого
порядка может работать либо независимо от оборудования
объединения и разделения цифровых потоков, либо должна
обеспечиваться синхронизация общим задающим генератором. В
зависимости от этого объединение цифровых потоков может быть
асинхронным или синхронным.
При синхронном объединении цифровых потоков скорости
записи в БЦС и скорости считывания этой информации из БЦС будут
постоянными и кратными, так как вырабатываются одним и тем же
ГО. При этом между командами записи и считывания должен быть
установлен требуемый временной сдвиг, чтобы считывание
информации происходило после ее поступления в БЦСпер.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
255
При асинхронном объединении цифровых потоков, когда ГО
устройств объединения цифровых потоков и ГО устройств
формирования цифровых потоков низшего порядка работают независимо,
возможно некоторое расхождение между скоростями записи и
считывания. Для согласования этих скоростей необходимо
принимать соответствующие меры.
В настоящее время приняты два вида иерархии ЦСП:
плезиохронная цифровая иерархия (ПЦИ), или Plesiochronous
Digital Hierarchy (PDH);
синхронная цифровая иерархия (СЦИ), или Synchronous Digital
Hierarchy (SDH).
Иерархический принцип построения ЦСП позволяет
унифицировать каналообразующее оборудование, упростить процессы
производства, внедрения и технической эксплуатации соответствующего
оборудования и в целом повысить технико-экономические показатели
телекоммуникационных систем и сетей. При построении ЦСП в
качестве исходного используется сигнал основного цифрового канала
ОЦК (или DSO - Digital Signal of level 0) со скоростью 64 кбит/с.
Объединение цифровых потоков в плезиохронной
цифровой иерархии
Плезиохронная цифровая иерархия включает в себя три
стандарта скоростей, сложившихся к началу 80-х годов. Первый
стандарт, называемый североамериканским (принятый в США и
Канаде), где скорость первичного цифрового потока ПЦК (или
DS1 - Digital Signal of level 1) была выбрана равной 1544 кбит/с,
соответствующая 24 DS0 (ОЦК). Второй стандарт, принятый в
Японии, использует ту же скорость первичного цифрового потока,
что и североамериканский стандарт, т.е. DS1. В третьем
стандарте, принятом в Европе и Южной Америке, скорость первичного
цифрового потока - ПЦК была выбрана равной скорости 2048
кбит/с. Такая скорость соответствует 32 ОЦК. Фактически
используются 30 ОЦК плюс два канала синхронизации и управления со
скоростью передачи 64 кбит/с.
Первый стандарт ПЦИ включает в себя следующую
иерархическую последовательность скоростей 1544 (или DS1) - 6312 (или
DS2) - 44 736 (или DS3) - 274 176 (или DS4) кбит/с (округленно:
1,5 - 6 - 45 - 274 Мбит/с). Такая последовательность соответствует
ряду коэффициентов мультиплексирования: п = 24 для формиро-

256
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
вания сигнала DS1 из 24 сигналов DSO, m = 4 для формирования
сигнала DS2 из 4 сигналов DS1, I = 7 для формирования сигнала
DS3 из 7 сигналов DS2 и к = 6 для формирования сигнала DS4 из
6 сигналов DS3. Данный стандарт ПЦИ позволяет организовать 24,
96, 672 и 4032 канала DS0 (или ОЦК).
Цифровые сигналы уровней DS1 - DS2 - DS3 - DS4 обычно
называют первичным цифровым каналом (потоком) - ПЦК (П),
вторичным цифровым каналом (потоком) - ВЦК (П), третичным
цифровым каналом (потоком) - ТЦК (П) и четверичным
цифровым каналом (потоком) - ЧЦК (П) соответственно.
Второй стандарт ПЦИ, порожденный скоростью 1544 кбит/с,
давал последовательность 1544 (или DS1) - 6312 (или DS2) - 32 064
(или DSJ3) - 97728 (или DSJ4) кбит/с (ряд приближенных величин
составляет 1,5-6-32-98 Мбит/с). Коэффициенты
мультиплексирования для данного стандарта, соответственно, равны п = 24,
m = 4, I = 5, к = 3. Указанная иерархия позволяет организовать 24,
96, 480 и 1440 каналов DS0 (или ОЦК). Здесь сигналы DSJ3 и DSJ4
называются цифровыми каналами (или потоками) 3-го и 4-го
уровней японской ПЦИ.
Третий стандарт ПЦИ, основанный на скорости 2048 кбит/с,
порождает последовательность 2048 (или Е1: первичный цифровой
канал-поток) - 8448 (или Е2: вторичный цифровой канал-поток) - 34
368 (или ЕЗ: третичный цифровой канал-поток) - 139 264 (или Е4:
четверичный цифрой канал поток) - 564992 (или Е5: пятиричный
цифровой канал-поток) кбит/с или приближенно 2 - 8 - 34 - 140 -
565 Мбит/с, что соответствует коэффициентам
мультиплексирования, равным п = 30, m = I = к = 4. Указанный стандарт позволяет
передавать, соответственно, 30, 120, 480, 1920 и 7680 ОЦК, что
обычно ассоциируется в названии цифровых систем передачи
ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480 и ИКМ-1920,
Схема мультиплексирования цифровых потоков ПЦИ различных
стандартов представлена на рис. 10.
Параллельное развитие трех различных стандартов ПЦИ
сдерживало развитие глобальных телекоммуникационных сетей в мире и поэтому
Международным союзом электросвязи по телекоммуникациям (МСЭ-Т)
были сделаны шаги по их унификации и возможному объединению.
В результате был разработан стандарт согласно которому:
во-первых, были стандартизованы три первых уровня первого
стандарта ПЦИ (DS1-DS2-DS3), четыре уровня второго стандарта
(DS1-DS2-DSJ3-DSJ4) и четыре уровня третьего стандарта ПЦИ

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
257
(Е1-Е2-ЕЗ-Е4) в качестве основных при построении цифровых
систем передачи на основе ИКМ и временного разделения каналов
и указаны схемы кросс-мультплексирования стандартов,
например, из третьего стандарта в первый (с первого на второй уровень)
и обратно (с третьего на четвертый уровень), что и показано на рис. 10
(коэффициенты мультиплексирования показаны на линиях связи
блоков), представляющих скорости передачи);
DS1
DS2
DSJ3
DSJ4
1,544
т = 4
6,312
1 = 3
32,064
к = 5
97,728
Мбит/с
Мбит/с
Мбит/с
Мбит/с
DS1
DS2
DS3
хх4
DS4
1,544
т = 4
6,312
1 = 7
44,736
к-в
274,176
Мбит/с
Мбит/с
Мбит/с
\
Мбит/с
Е1
Е2
ЕЗ
хК^
Е4
2,048
т = 4
8,448
1 = 4
34,368
к = 4
139,264
Мбит/с
Мбит/с
Мбит/с
Мбит/с
яс
CAC
ЕС
Рис. 10. Схема мультиплексирования (-) и кросс-мультиплексирования
(—) в североамериканском (САС), японском (ЯС) и европейском (ЕС)
стандартах ПЦИ
во вторых, была сохранена ветвь 32 064...97 728 кбит/с
(округленно 32...98 Мбит/с) во втором стандарте, т.е. уровни DSJ3 и DSJ4,
параллельные уровням DS3 в первом стандарте и Е4 в третьем
стандарте. Уровень DSJ3 фактически соответствует уровню ЕЗ, что
облегчает кросс-мультиплексирование со второго уровня на третий.
Объединение цифровых потоков в синхронной цифровой
иерархии
Качественно новым этапом в развитии цифровых систем
передачи является создание синхронной цифровой иерархии - СЦИ
(или Synchronous Digital Hierarchy - SDH). Технология СЦИ
определяется как набор цифровых структур, стандартизированных с целью
транспортирования определенных объемов информации, и
реализуется как комплексный процесс переноса информации, включая
функции контроля и управления. Системы передачи СЦИ
рассчитаны на транспортирование цифровых потоков (сигналов) ПЦИ
различных стандартов и уровней, а также широкополосных сигналов,
связанных с внедрением новых услуг электросвязи.

258
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
Как и в ПЦИ, на каждом уровне СЦИ стандартизированы
скорости передачи группового сигнала и структуры циклов. МСЭ-Т принял
рекомендации по следующим уровням: первый уровень со
скоростью передачи 155,52 Мбит/с; четвертый уровень со скоростью
передачи 622,08 Мбит/с; шестнадцатый уровень со скоростью
передачи 2488,32 Мбит/с. Скорости соответствующих уровней
получаются умножением скорости первого уровня на число,
соответствующее наименованию уровня.
В качестве основного формата сигнала в СЦИ принят
синхронный транспортный модуль - СТМ (или Synchronous Transport
Modul -STM), имеющий скорость передачи 155,52 Мбит/с и
включающий в себя цифровые потоки европейского и
североамериканского стандартов ПЦИ. Синхронный транспортный модуль
представляет собой блочную циклическую структуру с периодом
повторения 125 мкс. Основной модуль STM-1, модули высших
уровней STM-4, STM-16, STM-64 и STM-256 кроме основной
информационной нагрузки, несут значительный объем избыточных
сигналов, обеспечивающих функции контроля, управления и
обслуживания и ряд вспомогательных функций.
Структурная схема временного группообразования или
мультиплексирования для STM-N потоков ПЦИ европейского и
североамериканского стандартов приведена на рис. 11.
xN х1 140 Мбит/с
| STM-N Н—| AUG Н—|AlMh—Г"УС-4 Н 1 C4 |
x3 45 или 34
j x1 Мбит/с
] Обработка указателей | TUG-3 H—I TU-3 M VC-3 КЧ C3 |
Мультиплексирование
x7 x3 2 Мбит/с
Размещение | TUG-2 h—| TU-12 M VC-12 KTci^l
4 Выравнивание *ч
ч\ 1,5 Мбит/с
N%1 yen КЧen I
Рис. 11. Схема преобразований в синхронной цифровой иерархии
Пояснения по принятым обозначениям дадим в процессе
изложения принципа группообразования.
Исходная информационная нагрузка пакуется в контейнеры С
(Container) соответствующего уровня, представляющие базовые
элементы структуры мультиплексирования SDH, соответствующих

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
259
уровням ПЦИ. Рассмотрим пример формирования синхронного
транспортного модуля N-ro уровня.
Четверичный цифровой поток европейского стандарта Е4 со
скоростью передачи 140 Мбит/с, что соответствует 2176 байтам на
длительности цикла Тц = 125 мкс, путем добавления
выравнивающих байт преобразуется в контейнер уровня С-4; третичный
цифровой поток ЕЗ с числом 537 байт на длительности Тц = 125 мкс
путем добавления выравнивающих байт преобразуется в контейнер
уровня С-3. Аналогично цифровой поток североамериканского
стандарта ПЦИ уровня DS3 со скоростью передачи 45 Мбит/с
преобразуется также в контейнер уровня С-3. Первичный цифровой поток Е1
путем добавления выравнивающих бит преобразуется в контейнер
типа С-12, а североамериканский DS1 - в контейнер С—11.
Затем контейнеры С-4, С-3, С-12 или С-11 посредством
операции размещения преобразуются в виртуальные контейнеры VC
(Virtual Container - VC) соответствующего уровня с периодом 125
или 250 мкс. Виртуальный контейнер VC получается из контейнера
С путем добавления в структуру последнего байт трактового
заголовка РОН (Path Over Head), обеспечивающего контроль качества
тракта и передачу аварийной и эксплуатационной информации.
Условно операция размещения заключается в том, что
информация, содержащаяся в контейнере С, размещается на определенных
позициях виртуального контейнера, чередуясь с битами трактового
заголовка.
Для европейского стандарта СЦИ имеют место следующие типы
виртуальных контейнеров:
VC-12, содержащий контейнер С-12 и трактовый заголовок -
РОН, который путем выравнивания, заключающегося в добавлении
байт указателя PTR (PoinTeR - указатель), преобразуется в
компонентный блок уровня TU-12 (Tributary Unit - TU);
VC-3 - виртуальный контейнер высшего уровня, содержащий
контейнер С-3, трактовый заголовок - РОН, и далее
выравниванием и добавлением байт указателя PTR преобразуется в
компонентный блок уровня TU-3;
VC-4 - виртуальный контейнер высшего уровня, содержащий
контейнер С-4, трактовый заголовок, и путем выравнивания и
добавления байт PTR преобразуется в административный блок AU-4
(Administrative Unit - AU).
Соответствующим мультиплексированием с коэффициентами
мультиплексирования равными 3, 7 и 1, формируются группы ком-

260
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
понентных блоков TUG (Tributary Unit Group) второго TUG-2 и
третьего (высшего) TUG-3 уровней.
Как следует из рис. 11, виртуальный контейнер VC-4
формируется либо на основе контейнера С-4, либо путем
мультиплексирования с коэффициентом мультиплексирования, равным 3, из
компонентных блоков TUG-3. Виртуальный контейнер VC-4
преобразуется в административный блок AU-4, а последний с помощью
мультиплексирования преобразуется в группу административных
блоков AUG.
Формирование синхронного транспортного модуля уровня N
STM-N осуществляется путем мультиплексирования группы
административных блоков с коэффициентом мультиплексирования,
равным N порядку STM, и добавлением в его структуру заголовка
регенерационной секции RSOH (Regeneration Section Over Head) и
заголовка мультиплексной секции MSOH (Multiplex Section Over
Head).
Рассмотрим пример формирования модуля STM-1 на основе
компонентного потока Е1.
Шаг 1. Все начинается с формирования контейнера С-12, наполняемого
компонентным цифровым потоком Е1 со скоростью 2,048 Мбит/с. Этот
поток, для удобства последующих пояснений, лучше представить в виде
цифровой 32-байтной последовательности, циклически повторяющейся
с периодом 125 мкс, т.е. с периодом STM-1 (это так, если учесть, что
2,048106-125-10"6 /8 = 32 байта).
К этой последовательности в процессе формирования контейнера С-12
добавляются выравнивающие, фиксирующие, управляющие и
упаковывающие биты, составляющие два байта. Следовательно, размер
контейнера С-12 равен 34 байтам.
Шаг 2. Далее к контейнеру С-12 добавляется трактовый заголовок РОН
длиной в один байт с указанием маршрутной информации, используемой, в
основном, для сбора статистики прохождения контейнера по трактам
передачи. В результате формируется виртуальный контейнер VC-12
размером 35 байт.
Шаг 3. Добавление указателя PTR длиной в один байт преобразует
виртуальный контейнер VC-12 в субблок (трибный блок) TU-12 размером 36
байт.
Шаг 4. Последовательность субблоков TU-12 в результате байт-
мультиплексирования с коэффициентом мультиплексирования, равным 3,
преобразуется в группу субблоков (трибных блоков) TUG-2 с суммарной
длиной последовательности 3 х 36 = 108 байтов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
261
Шаг 5. Последовательность TUG-2 подвергается повторному
мультиплексированию с коэффициентом мультиплексирования равным 7, в
результате чего формируется последовательность длиной 108 х 7 = 756 байт.
К этой последовательности добавляются 18 байт индикации нулевого
указателя - NPI и фиксированного пустого поля - FS и получается
группа субблоков TUG-3 размером 774.
Шаг 6. Полученная цифровая последовательность вновь байт-
мультиплексируется с коэффициентом, равным 3, и формируется группа
субблоков TUG-3 с суммарной длиной 774 х 3 = 2322 байта.
Шаг 7. Происходит формирование виртуального контейнера высшего
порядка VC-4 в результате добавления к последовательности группы
блоков TUG-3 трактового заголовка длиной 9 байтов и 18 байтов пустого
поля. Размер VC-4 равен 2322 + 9 + 18 = 2349 байт.
Шаг 8. На последнем этапе происходит формирование синхронного
транспортного модуля STM-1. При этом сначала формируется
административный блок AU-4 путем добавления указателя PTR длиной 9 байт,
который располагается в секционном заголовке SOH, а затем получается
группа административных блоков AUG путем формального
мультиплексирования с коэффициентом, равным 1. К группе AUG добавляется
заголовок регенерационной секции RSOH емкостью 27 байт и заголовок
мультиплексной секции MSOH емкостью 45 байт и тем самым
завершается формирование STM-1 длиной 2349 + 9 + 27 + 45 = 2430 байт, что при
цикле, равном Тц = 125 мкс, соответствует скорости передачи, равной 2430
х 8/125 х 10"6 = 155,52 Мбит/с.
Синхронный транспортный модуль уровня N получается
мультиплексированием цифрового потока STM-1 с соответствующим коэффициентом
мультиплексирования.
Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 11 и 12
1. Поясните необходимость преобразования АИМ-1 в АИМ-2
перед выполнением операций квантования и кодирования.
2. Поясните необходимость квантования сигнала по уровню при
формировании цифрового ИКМ сигнала.
3. Шумы квантования, их физическая сущность и оценка.
Энергетический спектр шумов квантования.
4. Необходимость применения неравномерного квантования и
способы его реализации. Законы компандирования.
5. Двоичные коды, применяемые при формировании цифрового
ИКМ сигнала
6. Как определить полосу частот группового ИКМ сигнала?

262
Часть 5. Построение цифровых систем передачи
7. От чего зависит число элементов в кодовой группе,
соответствующей отсчету?
8. На вход семиразрядного линейного кодера с шагом квантования,
равным 10 мВ, поданы импульсы АИМ-2, амплитудные
мгновенные значение которых равны +98 мВ, +412 мВ и - 412 мВ.
Кодирование осуществляется в симметричном коде. Какова
структура кодовых групп, образующихся на его выходе?
9. Предыдущую задачу решить для случая работы кодера в
натуральном коде.
10. На вход восьмиразрядного линейного декодера, шаг
квантования которого равен 8 мВ, поступает следующая
последовательность кодовых групп: 11110111, 00001000 и 10010101.
Декодер рассчитан на декодирование групп, построенных на
основе натурального (простого кода). Какова амплитуда
импульсов АИМ-2, образующихся на его выходе?
11. Предыдущую задачу решить для декодера, рассчитанного на
декодирование групп, построенных на основе симметричного
кода. Определить амплитуду и полярность импульсов на
выходе декодера.
12. Поясните назначение элементов структурной схемы оконечной
станции ЦСП с ИКМ-ВРК: тракт передачи и приема.
13. Как строится временной цикл ЦСП с ИКМ-ВРК?
14. Найти тактовую частоту ЦСП с ИКМ-ВРК, если число каналов
тональной частоты равно N = 12, число элементов в кодовой
комбинации т = 7.
15. Какие виды синхронизации применяются в ЦСП с ИКМ-ВРК?
16. Назовите основные требования, предъявляемые к устройствам
тактовой синхронизации. На что влияет нарушение тактовой
синхронизации? Принципы осуществления тактовой
синхронизации.
17. Назовите основные требования, предъявляемые к устройствам
цикловой синхронизации. На что влияет нарушение цикловой
синхронизации?
18. Каковы принципы работы устройств цикловой синхронизации?
19. Назовите основные причины, вызывающие искажения
сигналов в цифровых линейных трактах. Сущность искажений 1-го
и 2-го родов и их влияние на помехозащищенность..
20. Необходимость линейного кодирования.
21. Сущность дифференциальной импульсно-кодовой модуляции
и ее отличие от обычной импульсно-кодовой модуляции.
22. Сущность дельта-модуляции и ее отличие от
дифференциальной и обычной импульсно-кодовой модуляции. Виды дельта-
модуляции.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
263
23. Функции линейного цифрового регенератора, его обобщенная
структурная схема и принцип работы.
24. Что такое иерархия ЦСП на основе ИКМ-ВРК? Как строится
иерархия ЦСП? Основные стандарты иерархии ЦСП.
25. Какими способами можно объединять цифровые потоки?
Принципы построения оборудования временного
группообразования или мультиплексирования.
26. Структура временного группообразования в плезиохронной
цифровой иерархии.
27. Структура временного группообразования
(мультиплексирования) в синхронной цифровой иерархии.
28. Структура цикла синхронного транспортного модуля - СТМ
(STM).

Часть 6. Основы построения волоконно-
оптических систем передачи
Лекция 13
Общие принципы построения волоконно-
оптических систем передачи
Краткий исторический очерк
Основным направлением развития телекоммуникационных
систем является широкое применение волоконно-оптических систем
передачи (ВОСП), под которыми понимается совокупность
активных и пассивных устройств, предназначенных для передачи
сообщений на расстояния по оптическим волокнам (ОВ) с помощью
оптических волн и сигналов. Другими словами, ВОСП - это
совокупность оптических устройств и оптических линий передачи,
обеспечивающая формирование, обработку и передачу
оптических сигналов. Физической средой распространения оптических
сигналов являются волоконно-оптические или, просто, оптические
кабели и создаваемые на их основе волоконно-оптические линии
связи (ВОЛС). Совокупность ВОСП и ВОЛС образует волоконно-
оптическую линию передачи (ВОЛП). Без широкого использования
ВОЛС невозможно развитие телекоммуникационных технологий
в области телефонной и телеграфной связи, кабельного
телевидения и факсимильной связи, передачи данных, создания единой
цифровой сети с интеграцией служб - СЦИО (Integrated Services
Digital Network - ISDN), внедрения на телекоммуникационных сетях
технологии асинхронного способа передачи (Asynchronous Transfer
Mode - ATM) и построения транспортных сетей на основе
синхронной цифровой иерархии - СЦИ (Synchronous Digital Hierarchy -
SDH). Область применения ВОСП не ограничивается передачей
любых видов сообщений практически на любые расстояния с
наивысшими скоростями, а имеет более широкий спектр, от бортовых
систем (самолетов, кораблей и др.) до локальных и глобальных
волоконно- оптических телекоммуникационных сетей. Внедрение

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
265
таких систем предопределяет развитие не только классических
телекоммуникационных систем и сетей, но и радиоэлектроники,
атомной энергетики, космоса, машиностроения, судостроения и т. д.
В ВОСП передача сообщений осуществляется посредством
световых волн от 0,1 мкм до 1 мм. Диапазоны длин волн (или
частот), в пределах которых обеспечиваются наилучшие условия
распространения световых волн по оптическому волокну,
называются его окнами прозрачности.
В настоящее время для построения ВОСП используются длины
волн от 0,8 мкм до 1,65 мкм (в дальнейшем предполагается
освоение и более длинных волн - 2,4 и 2,6 мкм), называемые
инфракрасным излучением (просто светом) или оптическим излучением (ОИ).
Для увеличения дальности передачи за счет наилучшего рас-
пространения световой волны были исследованы различные
оптические волноводы, называемые оптическими волокнами (ОВ) или
световодами, под которыми понимаются направляющие каналы
для передачи оптического излучения, состоящие из сердцевины,
окруженной оболочкой (оболочками). ОВ в сочетании с оптоэлек-
тронными технологиями (генерация оптического излучения, его
усиление, прием, обработка оптических сигналов и др.) дали
развитие современному направлению техники, носящему название
волоконной оптики - раздела оптики, рассматривающего передачу
излучения по волоконным световодам - оптическим волокнам.
Световые сигналы издавна использовались для передачи
сообщений, но первая попытка использовать их для передачи речевых
сигналов, была осуществлена в 1882 г. американским
изобретателем А. Г. Беллом. «В одном из заседаний американского общества
ученых Белл демонстрировал новый прибор, который он назвал
фотофоном, на том основании, что аппарат этот служил для
передачи звуков при помощи светового луча, причем нет надобности оба
корреспондирующие пункта соединять проволокою, как при
действии телефонами, а необходимо одно только условие, чтобы луч
света из передающего пункта мог беспрепятственно достигнуть
принимающей стороны».
Однако из-за успешного развития в конце XIX века воздушных
и кабельных линий связи, изобретения радио А. С. Поповым,
оптические способы передачи сообщений были надолго забыты.
Современная эра оптической связи началась с изобретения
в 1958 г. и последовавшим вскоре созданием первых лазеров (Light
Amplification by Stimulated Emission of Radiation - LASER) и создания

266 Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
на их основе оптических квантовых генераторов (ОКГ) в 1961 г. По
сравнению с обычными источниками оптического излучения
лазерное излучение обладает высокой монохроматичностью и
когерентностью и имеет очень большую интенсивность и поэтому было
совершенно естественно использовать его в качестве несущего
колебания в системах передачи. Лазерное излучение открывало
возможность получения исключительно широкой полосы
пропускания при условии осуществления его модуляции в полосе частот,
составляющей всего несколько процентов от основной частоты
излучения лазера. В самом деле, лазерная система передачи на
гелий-неоновом лазере (длина волны в свободном пространстве
Л = 0,63 мкм, частота f = 4,7-1014 Гц) имеет полосу пропускания
4700 ГГц (1% от основной частоты), в которой можно разместить
одновременно около миллиона телевизионных каналов.
В 1960-е годы было предложено много технических решений по
осуществлению различных видов модуляции лазерного излучения
(частотная, фазовая, амплитудная, по интенсивности и
поляризации, импульсной), а также был создан ряд лазерных систем
передачи, использующих распространение света в свободном
пространстве, называемых открытыми системами связи.
Открытые системы связи из-за ряда своих недостатков (высокая
требуемая точность наведения антенн передатчика и приемника,
низкий КПД оптических излучателей, высокий уровень шумов
в приемнике, влияние характеристик атмосферы на надежность
связи) не нашли широкого применения для использования в
телекоммуникационных сетях и системах общего пользования.
В это же время широко проводились эксперименты по созданию
направляющих систем, в которых лазерный пучок вводился в канал
передачи с помощью линз, располагаемых друг от друга на
расстоянии 10 или 100 м. Дальнейшие исследования и разработки в
этом направлении привели к идеи использования длинных
оптических волокон (ОВ), подобных тем, которые использовались в
эндоскопии и других областях, и были заложены основы волоконно-
оптической связи.
Основной причиной, сдерживавшей практическую реализацию
этой идеи, было большое затухание сигнала в таком ОВ,
доходившее до 1000 дБ/км. Если бы удалось уменьшить затухание в стекле
в инфракрасной области спектра до 20 дБ/км, то стало бы
возможным создание практических волоконно-оптических систем передачи.
Работы в этом направлении привели к тому, что в 1975 г. в лабора-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
267
торных условиях были получены ОВ с затуханием до 2 дБ/км и в
1979 г. были достигнуты потери порядка 0,2 дБ/км.
К 1980 г. во многих странах выпускали ОВ с потерями менее
10 дБ/км и были созданы надежные полупроводниковые источники
оптического излучения и фотодетекторы (приемники оптического
излучения) и стали проводиться всесторонние испытания
волоконно-оптических линий связи (ВОЛС), включаемых в обычные теле-
фоенные сети. Наступила эра волоконно-оптических систем
передачи (ВОСП) и, соответствующих им, телекоммуникационных,
оптоэлектронных и компьютерных технологий.
Нижеперечисленные достоинства ВОЛС обеспечили их быстрое
и широкое применение:
1. Возможность получения ОВ с параметрами,
обеспечивающими расстояние между ретрансляторами не менее 100... 150 км.
2. Производство оптических кабелей (ОК) с малыми
габаритными размерами и массой при высокой информационной пропускной
способности.
3. Постоянное и нерерывное снижение стоимости производства
оптических кабелей и совершенствование технологии их производства.
4. Высокая защищенность от внешних электромагнитных
воздействий и переходных помех.
5. Высокая скрытность связи (утечка информации): ответвление
сигнала возможно только при непосредственном подсоединении к
отдельному волокну.
6. Гибкость в реализации требуемой полосы пропускания: ОВ
различных типов позволяют заменить электрические кабели в
цифровых системах передачи всех уровней иерархии.
7. Возможность постоянного совершенствования ВОСП по мере
появления новых источников оптического излучения, оптических
волокон, фотоприемников и усилителей оптического излучения
с улучшенными характеристиками или при повышении требований
к их характеристикам при полном сохранении совместимости с
другими системами передачи.
8. Соответствующим образом спроектированные ВОЛС
относительно невосприимчивы к неблагоприятным температурным
условиям и влажности и могут быть использованы для подводных
кабелей.
9. Надежная техника безопасности (безвредность во
взрывоопасных средах, отсутствие искрения и короткого замыкания),
возможность обеспечения полной электрической изоляции.

268
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Завершено создание Транссибирской оптической линии (ТСЛ)
протяженностью около 17 ООО км, проходящей по всей территории
России, которая свяжет Восток и Запад страны со странами Европы,
Азии и Америки. Входя в мировую транснациональную сеть связи,
ТСЛ замыкает глобальное волоконно-оптическое кольцо цифровой
связи, которое охватывает четыре континента - Европу, Азию,
Америку, Австралию и три океана - Атлантический, Тихий и
Индийский. Действуют подводные оптические магистрали между США и
Европой через Атлантический океан, Австралия - Новая Зеландия -
Гавайи - Северная Америка протяженностью 16 ООО км.
К концу XX века завершена прокладка трансатлантической ВОЛС
протяженностью около 6000 км без ретрансляторов между
Америкой и Европой. Эта линия сооружена на волокне из тетрафторида
циркония, имеющего на длине волны 2,5 мкм затухание 0,01 дБ/км,
или из фторида бериллия с затуханием 0,005 дБ/км на длине волны
2,1 мкм.
В настоящее время на многих ВОЛС общего пользования
используются скорости передачи до 622 Мбит/с, но все большее
применение получают ВОСП на скорости передачи 2,5 Гбит/с и
выше. По таким ВОЛС можно организовать от 7680 до 100 000
каналов тональной частоты (КТЧ) или основных цифровых каналов
(ОЦК) с пропускной спрособностью 64 кбит/с. В настоящее время
разработаны ВОСП на скорости передачи до 40 Гбит/с.
Эти возможности не являются предельными: спектральное
уплотнение (СУ) и когерентный прием позволят на несколько порядков
увеличить суммарную скорость передачи информации по ВОЛС.
Если обратиться к третьему окну прозрачности ОВ шириной 140
мкм на длине волны 1,55 мкм, то в нем можно разместить до 630
спектральных каналов (СК) при разносе частот между ними 24 ГГц
и скорости передачи 2,4 Гбит/с в каждом. Это соответствует
примерно суммарной скорости 1,5 Тбит/с или 23 млн КТЧ или ОЦК.
Для описания параметров оптических кабелей и компонент
ВОСП используется как частота, так и длина волны оптического
излучения. Поэтому полезно знать соотношения между этими
переменными, что особенно важно при описании полос пропускания
в терминах отклонений длины волны или частоты.
Связь между длиной волны и частотой оптического сигнала
определяются соотношением
с = Af , (1)

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
269
где Л - длина волны оптического излучения в среде распространения;
f - частота сигнала; с - скорость света в среде распространения.
Скорость света при распространении его через оптически
прозрачный материал, в свою очередь, связана с его показателем
преломления следующим образом:
с (2,
здесь с0 - скорость света, равная 300 ООО ООО м /с; л - показатель
преломления среды распространения оптического сигнала.
Очевидно, что длина волны оптического сигнала Л изменяется с
изменением показателя преломления среды
Л = ^, (3)
где Л0 - называется длиной волны в свободном пространстве, т.е.
длиной волны, которая будет измерена в вакууме.
Очень часто особое значение приобретает разница между
длинами волн АЛ или разница частот Af. Важно знать, как можно
преобразовать эти две переменные, как они между собой связаны
дЛ = -^=-д^2 (4)
. , с£±Л ,2 АЛ ,_ч
или Af = —— = -f . (5)
Л2 с
Эти уравнения весьма полезны, так как часто возникает
необходимость преобразования данных параметров из одних единиц
измерения в другие. Так, например, в полосе пропускания ВОСП с
центральной длиной волны Л = 1,3 мкм ширина полосы излучения
равна 0,0001 мкм, а ширина полосы частот излучения будет равна
4/*= 40 ГГц.
Обобщенная структурная схема волоконно-оптической
системы передачи
В состав волоконно-оптической системы передачи (ВОСП)
входят следующие технические средства:
1) каналообразующее оборудование (КОО) тракта передачи,
обеспечивающее формирование определенного числа типовых
каналов или типовых групповых трактов со стандартной шириной
полосы пропускания или скоростью передачи;

270
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
2) оборудование сопряжения (ОС) тракта, необходимое для
сопряжения параметров многоканального сигнала на выходе КОО
с параметрами оптического передатчика;
3) оптический передатчик (ОПер), обеспечивающий
преобразование электрического сигнала в оптический сигнал, длина волны
которого совпадает с одним из окон прозрачности оптического
волокна; в состав ОПер входят: источник оптического излучения
(ИОИ) - оптической несущей, один или несколько параметров
которой модулируются электрическим многоканальным сигналом,
поступающим с ОС, и согласующее устройство (СУ), необходимое
для ввода оптического излучения в волокно оптического кабеля с
минимально возможными потерями; как правило, источник
оптического излучения и согласующее устройство образуют единый блок,
называемый передающим оптическим модулем (ПОМ);
4) оптический кабель, волокна которого (ОВ) служат средой
распространения оптического излучения;
5) оптический ретранслятор (ОР), обеспечивающий компенсацию
затухания сигнала при его прохождению по оптическому волокну (ОВ)
и коррекцию различного вида искажений; (ОР) могут быть
обслуживаемыми или необслуживаемыми и устанавливаются через
определенные расстояния, называемые ретрансляционными участками]
в ОР может производиться обработка (усиление, коррекция,
регенерация и т.д.) как электрического сигнала, который получается путем
преобразования оптического сигнала и последующего преобразования
скорректированного электрического сигнала в оптический, так и
оптического сигнала с помощью оптических квантовых усилителей;
6) оптический приемник (ОПр), обеспечивающий прием
оптического излучения и преобразования его в электрический сигнала;
ОПр включает в себя согласующее устройство (СУ), необходимое
для вывода оптического излучения из ОВ с минимальными
потерями, и приемник оптического излучения (ПОИ); совокупность
согласующего устройства и приемника оптического излучения
представляет приемный оптический модуль (ПРОМ);
7) оборудование сопряжения (ОС) тракта приема,
преобразующее сигнал на выходе ПРОМ в многоканальный сигнал
соответствующего КОО;
8) каналообразующее оборудование (КОО) тракта приема,
осуществляющее обратные преобразования многоканального сигнала
в сигналы отдельных типовых каналов и трактов.
Обобщенная структурная схема ВОСП приведена на рис. 1.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
271
коо
ОС
ОПер
""""пом"""'
|ИОИ| СУ |
ОВ ОВ
а) структурная схема тракта передачи ВОСП
ОПр
ОВ
ПРОМ
ПОИ I СУ |
ОС Ы коо
1
fr-2
б) структурная схема тракта приема ВОСП
Рис. 1. Обобщенная структурная схема волоконно-оптической
системы передачи
Для модуляции оптической несущей многоканальным
электрическим сигналом можно использовать частотную (ЧМ), фазовую (ФМ),
амплитудную (AM), поляризационную (ПМ) модуляции, модуляцию
по интенсивности (МИ) и др.
При фиксированных пространственных координатах
мгновенное значение электрического поля монохроматического оптического
излучения можно записать в виде
Е (t) = EMcos (o)0t + ф0),
где Ем - амплитуда поля; щ и <р0 - соотвтетственно частота и фаза
оптической несущей. Тогда мгновенное значение интенсивности
оптического излучения будет равно
Рмг = E2(t) cos2((o0t + ф0),
а усредненное значение по периоду Т0 = 2я/сд0равно
Р = 0,5Е^.
Величина Р называется средней интенсивностью или
мощностью оптического излучения.
При модуляции интенсивности (МИ) именно величина Р
изменяется в соответствии с модулирующим многоканальным сигналом.
Обладая волновой природой, оптическое излучение в то же время
является дискретным. Оно излучается и поглощается только в виде
дискретных квантов - фотонов с энергией hf0, где h - постоянная
Планка. Поэтому мощность оптического излучения Р можно
характеризовать интенсивностью потока фотонов (числом в единицу
времени) J = P/hf0, которая и модулируется многоканальным сигналом.

272
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Отметим, что МИ нашла самое широкое применение при
построении волоконно-оптических систем передачи, так как приводит
к относительно простым техническим решениям при реализации
устройств управления (модуляции) интенсивностью излучения
полупроводниковых источников и обратного преобразования
оптического сигнала в электрический, т.е. демодуляции.
Классификация волоконно-оптических систем передачи.
Способы организации двусторонней связи на основе
волоконно-оптических систем передачи.
Способы уплотнения оптических кабелей
Существует разнообразная классификация ВОСП, но в основном
применяется следующая.
1. ВОСП в зависимости от применяемого каналообразующего
оборудования делятся на:
аналоговые волоконно-оптические системы передачи (АВОСП),
если каналообразующее оборудование строится на основе
аналоговых методов модуляции параметров гармонической несущей
частоты (амплитудная, частотная, фазовая модуляции и их
комбинации) или параметров периодической последовательности
импульсов (амплитудно-импульсная, широтно-импульсная, фазоимпу-
льсная модуляции и их комбинации);
цифровые волоконно-оптические системы передачи (ЦВОСП),
если каналообразующее оборудование строится на основе
импульсно-кодовой модуляции, дельта-модуляции и их
разновидностей; самое широкое применение находят ЦВОСП.
2. ВОСП в зависимости от способа модуляции оптического
излучения подразделяются на:
волоконно-оптические системы передачи с модуляцией
интенсивности оптического излучения и соответствующей его
демодуляции, называемые иногда прямой модуляцией и широко
применяемой в большинстве ЦВОСП;
волоконно-оптические системы передачи с аналоговыми
методами модуляции оптического излучения (оптической несущей):
амплитудной, фазовой, частотной модуляциями и их комбинациями.
3. ВОСП в зависимости от способа приема или демодуляции
оптического сигнала подразделяются на:
волоконно-оптические системы передачи с прямой
демодуляцией или непосредственным приемом, при котором происходит непо-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
273
средственное преобразование интенсивности оптического
излучения в электрический сигнал, напряжение или ток которого
однозначно отражают изменение интенсивности оптического сигнала;
когерентные волоконно-оптические системы передачи, в
которых применяется гетеродинное или гомодинное преобразование
частоты независимо от вида модуляции (синхронная или
несинхронная) оптического излучения, осуществляемое на
промежуточной частоте. При гетеродинном приеме одновременно с оптическим
сигналом частоты fc на фотодетектор подается достаточно мощное
оптическое излучение местного гетеродина с частотой fr, на выходе
фотодетектора выделяется промежуточная частота fnp0M = 4 - £, на
которой и осуществляются дальнейшие пребразования оптического
сигнала в электрический. При гемодинном методе приема частоты
колебаний принимаемого оптического излучения и местного
гетеродина должны быть одинаковыми (fc = fr), а фазы синхронизированы.
4. По способу организации двусторонней связи ВОСП
подразделяются на:
а) двухволоконную однополосную однокабельную, при которой
передача и прием оптических сигналов ведутся по двум оптическим
волокнам (ОВ) и осуществляются на одной длине волны Л. Каждое
ОВ является эквивалентом двухпроводной физической цепи и, так
как взаимные влияния между оптическими волокнами кабеля
отсутствуют, то тракты передачи и приема различных систем
организуются по одному кабелю, т.е. такие ВОСП являются однокабельными
однополосными.
Принцип построения двухволоконной однокабельной
однополосной ВОСП показан на рис. 2, где приняты обозначения:
КОО - каналообразующее оборудование; ОС - оборудование
сопряжения; ОПер - оптический передатчик; ОВ - оптическое
волокно; Опр - оптический приемник; достоинством такой ВОСП
является использование однотипного оборудования трактов
передачи и приема оконечных и промежуточных станций, а недостатком
- весьма низкий коэффициент использования пропускной
способности ОВ;
б) одноволоконную однополосную однокабельную (рис. 3),
особенностью которой является использование одного оптического
волокна для передачи сигналов в двух направлениях на одной и той
же длине волны; на рис. 3 к ранее принятым обозначениям
добавились следующие:

274 Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
„ ОВ
Рис.2. Принцип построения двухволоконной однополосной однокабельной ВОСП
Рис. 3. Принцип построения одноволоконной однополосной однокабельной ВОСП
ОРУ - оптическое развязывающее устройство, осуществляющее
поляризацию световых волн или разделение типов направляемой
волны оптического излучения;
в) одноволоконную двухполосную однокабельную, при которой
передача в одном направлении ведется на длине волны
оптического излучения Л\9 а в другом - fa разделение направлений передачи
осуществляется с помощью направляющих оптических фильтров
(ОФ), настроенных на соответствующие длины волн оптического
излучения; обобщенная схема такого способа организации
двусторонней связи приведена на рис. 4, здесь ОФд 1>2 - направляющие
оптические фильтры, выделяющие соответствующие длины волн;
Рис. 4. Принцип построения одноволоконной двухполосной однокабельной ВОСП
5. По назначению и дальности передачи ВОСП подразделяются на:
а) магистральные ВОСП, предназначенных для передачи
сообщений на тысячи километров и соединяющих между собой центры
республик, краев, областей, крупные промышленные и научные
центры и др.;

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
275
б) зоновые ВОСП, предназначенные для организации связи
в административных пределах республик, краев, областей и
протяженностью до 600 км;
в) ВОСП для местных сетей, предназначенные для организации
межстанционных соединительных линий на городских и сельских
телефонных сетях;
г) ВОСП для распределения информации, обеспечивающие
связь между вычислительными машинами, организацию локальных
компьютерных сетей и сетей кабельного телевидения.
6. По методам уплотнения оптического волокна, в основе
которых лежит процесс мультиплексирования, т.е. одноврменной
передачи нескольких потоков светового излучения по одному волокну,
ВОСП подразделяются на:
а) ВОСП со спектральным уплотнением или
мультиплексированием с разделением длин волн (wavelength - division multiplexing,
WDM), при котором по одному ОВ одновременно передается
несколько спектрально разнесенных оптических несущих, каждая из
которых модулируется многоканальный сигналом, сформированным
соответствующим каналообразующим оборудованием.
Возможность построения таких систем основывается на сравнительно
слабой зависимости коэффициента затухания ОВ в пределах
соответствующего окна прозрачности от частоты (или длины волны)
оптической несущей. Поэтому, применяя метод частотного
разделения, по одному ОВ можно организовать несколько
широкополосных оптических каналов, увеличив тем самым результирующую
скорость передачи информации. Структурная схема ВОСП со
спектральным разделением оптических каналов показана на рис. 5, где к
уже принятым обозначениям добавляются новые:
ОФМС - оборудование формирования многоканального сигнала,
представляющего совокупность каналообразующего оборудования
(КОО) и оборудования сопряжения (ОС), предназначенного для
формирования электрического сигнала, параметры которого
согласованы с оптическим передатчиком (ОПер) и оптическим
приемником (ОПр); УСО (или MUX - мультиплексор WDM) - устройство
спектрального объединения, осуществляющее ввод различных
оптических несущих в одно оптическое волокно (ОВ); УСР (или
DMUX - демультиплексор WDM) - устройство спектрального
разделения, где оптические несущие разделяются в пространстве и
поступают на оптические приемники.

276
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
2 —
ОФМСЫ ОПер
ОПр
офмс
— 1
7-2
А.2-Т-
1 ■
2"Нофмс
N ■
ОПер
ОВ
УСО
О
УСР
или
или
MUX
DM UX
<
ОПр
офмс
1
Н- N
Рис. 5. Структурная схема ВОСП со спектральным разделением
На передающей станции имеется п систем передачи
(однотипных или разнотипных), сигналы которых подаются на л оптических
передатчиков, излучающих различные оптические несущие Ли Лг,
Лп.1} Лп. С помощью УСО осуществляется ввод различных
несущих в ОВ. На приемной стороне в УРС оптические несущие
разделяются и подаются на оптические приемники и далее на ОФМС.
Таким образом, по одному ОВ организуется п спектрально
разделенных оптических каналов, т.е. пропускная способность ОВ
увеличивается в п раз по сравнению с традиционным построением
оптических систем передачи. Кроме того, этот метод позволяет
обеспечить развитие сетей связи без проведения дополнительных
строительных работ, а также создавать разветвленные сети любой
структуры с пассивными элементами спектрального уплотнения
в местах разделения или выделения световых потоков. При этом
расширяются возможности передачи различных сигналов
(телефонии, телевидения, телеметрии, передачи данных и др.) с
различными скоростями или шириной полосы частот и типами модуляции -
цифровой и аналоговой. Все это обеспечивает создание
экономичных многофункциональных телекоммуникационных систем и сетей.
Для объединения и разделения оптических несущих могут
использоваться различные оптические спектральные устройства:
мультиплексоры, демультиплексоры, работа которых основана на
явлениях физической оптики: дисперсия, дифракция и
интерференция. В основе структуры мультиплексоров и демультиплексоров
может быть оптическая призма, многослойный диэлектрик,
дифракционная решетка и др.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
277
б) ВОПС с частотным или гетеродинным уплотнением. В
системах передачи с частотным мультиплексированием исходным
многоканальным сигналам различных источников в линейных
трактах отводятся определенные полосы частот. В этом случае для
получения группового линейного оптического сигнала требуются
близко расположенные стабильные оптические несущие. Однако
нестабильность частоты оптического излучения, особенно при
высокоскоростной модуляции, приводит к тому, что расстояние по
спектру между рабочими длинами волн соседних каналов во много
раз превышает полосу информационного сигнала. Поэтому для
получения близко расположенных спектральных каналов в ВОСП
используются различные несущие не от разных источников, а от
одного, но достаточно стабильного, с помощью соответствующего
сдвига оптической несущей. Уплотнение, использующее такой
принцип формирования оптических несущих, называется частотным
или гетеродинным уплотнением. Структурная схема, поясняющая
принцип формирования группового оптического сигнала, приведена
на рис. 6. Оптическое излучение с выхода источника оптического
излучения (ИИ), содержащего ряд несущих fh f2, /л/, поступает на
анализатор А1? представляющий собой спектральную призму Глана-
Тейлора, а затем, пройдя четвертьволновую призму Л/4- на фильтр
первого канала Фь Это фильтр пропускает оптическую несущую
первого канала U к оптическому модулятору ОМь где она и
модулируется информационным оптическим сигналом (ОС*). Оптическое
излучение с частотами f2, (т.е., кроме U) отражается фильтром
и возвращается к анализатору Аь По пути оно вторично проходит
через четвертьволновую призму и попадает на анализатор А2.
Оптическая несущая первого канала, промодулированная в ОМ1
информационным сигналом, отражаясь от зеркала также
возвращается к анализатору A h
Плоскость поляризации оптического сигнала, дважды
прошедшего четвертьволновую призму, поворачивается на п/2 по отношению
к плоскости поляризации исходного колебания, в связи с чем
световой пучок отклоняется в призме и выходит из нее. Далее общий
сигнала поступает на анализатор А2 и процесс повторяется, с той
лишь разницей, что модулируется оптическое излучение с частотой
f2. Таким образом, формируется оптический групповой сигнал,
поступающий в оптическое волокно кабеля.

278
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Рис. 6. Схема формирования оптического группового сигнала
при частотном (гетеродинном) уплотнении
Принимаемый групповой оптический сигнал, содержащий ряд
промодулированных оптических несущих, поступает на анализатор
А1 (рис. 7), а затем после прохождения через четвертьволновую
призму и фильтр первого канала - на оптический смеситель {ОСМ).

Информационный
сигнал
Рис. 7. Схема приема группового оптического сигнала при частотном
(гетеродинном) уплотнении
Фильтр Ф1 пропускает только оптический сигнал с несущей
частотой f1f сигнал с другими частотами отражается и поступает на А2.
Оптическая промодулированная несущая частота f1 перемножается
в ОМС с частотой местного гетеродина (Гэт), затем промежуточная
частота fnp0M выделяется полосовым фильтром (ПФ) и поступает на
фотодетектор (ФД), на выходе которого формируется электриче-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
279
ский информационный сигнал. Таким образом, прием
осуществляется гетеродинным способом. Аналогично происходит
детектирование сигнала во всех остальных каналах.
Достоинство метода частотного (гетеродинного) уплотнения
заключаются в том, что длина регенерационного участка регенерации
за счет гетеродинного приема возрастает до 200 км и значительно
повышается коэффициент использования пропускной способности
ОВ. Недостатками данного метода является то, что требуется
оптический тракт приема и передачи с сохранением поляризации,
а также ряд дополнительных устройств: сдвигателей частоты,
оптических вентилей, контроллеров поляризации, оптических
усилителей, систем автоподстройки частоты и т.п., что значительно
усложняет и увеличивает стоимость ВОСП.
в) ЦВОСП с временным уплотнением (с временным
мультиплексированием), при котором несколько информационных или
компонентных потоков объединяются в один, и для передачи
каждого компонентного потока по одному ОВ отводится свой
временной интервал. Объединение может быть осуществлено на
уровне электрических сигналов и на уровне оптических сигналов.
Временное мультиплексирование на уровне электрических сигналов
приведено на рис. 8, где приняты следующие обозначения:
1...N - источники компонентных информационных потоков,
представляющих многоканальные электрические сигналы; MUX -
временной мультиплексор, который, создавая групповой электрический
сигнал, последовательно подключает компонентные многоканальные
электрические сигналы к общему оптическому передатчику (ОПер) на
определенный временной интервал; ОВ - оптическое волокно; ОПр
- оптический приемник, преобразующий оптический сигнал в
групповой электрический, содержащий N компонентных многоканальных
электрических сигналов; DMUX - временной демультиплексор,
распределяет принятые компонентные многоканальные электрические
сигналы по соответствующим приемникам 1...N. Мультиплексор
и демультиплексор должны работать синхронно. Отметим, что
компонентные информационные потоки могут быть сформированы
как на основе систем передачи с частотным разделением каналов,
так и на основе систем передачи на основе импульсных и цифровых
методов модуляции.
Схема с временным мультиплексированием (уплотнением) на
уровне оптических сигналов приведена на рис. 9, где приняты
следующие обозначения: ОПер^.м - оптические передатчики 1...N

280
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
компонентных информационных потоков (многоканальных
электрических сигналов аналоговых или цифровых, преобразованных
в оптические сигналы); OMUX - оптический мультиплесор,
осуществляющий задержку оптического сигнала от каждого ОПер на
величину Ат, 2Ат, NAx (здесь N - число компонентных
информационных потоков или многоканальных оптических сигналов),
объединяющий N многоканальных оптических сигналов в групповой
оптический поток и направляющий его в оптическое волокно (ОВ);
ODMUX - оптический демультиплексор, осуществляющий на
приеме обратные преобразования.
Рис. 8. Временное мультиплексирование на уровне электрических сигналов
1 о—10Пер-11-»
2оНОПер-2Н»
I
«
NQ-fonep-Nh*
Рис. 9. Временное мультиплексирование на уровне оптических сигналов
При временном мультиплексировании как на уровне
электрических сигналов, так и на уровне оптических, требуется передача
коротких (наносекундных) световых импульсов. Однако передача
субнаносекундных импульсов предъявляет чрезвычайно высокие,
близкие к предельным, требования к быстродействию оптоэлек-
тронных компонентов оптических передатчиков и приемников
ВОСП. Кроме того, скорость передачи или широкополосность
оптических трактов ограничивается дисперсионными свойствами ОВ.
Основными достоинствами временного мультиплексирования
являются увеличение коэффициента использования пропускной
способности ОВ (уже достигнуты скорости передачи до 16 и выше
Гбит/с) и возможность создания полностью оптической сети связи.
ОПр-1 h-ol
ОПр-2 Н>2
J-H ОПр-N |—О N

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
281
Лекция 14
Основные узлы оптических систем передачи.
Оптический линейный тракт
Оптические передатчики
Оптический передатчик ВОСП реализуется в форме единого
передающего оптического модуля (ПОМ) - электронно-оптического
преобразователя, осуществляющего преобразование электрических
сигналов в оптические сигналы.
Рис. 1. Обобщенная структурная схема оптического передатчика
Обобщенная структурная схема передающего оптоэлектронного
модуля (ПОМ) приведена на рис. 1, где приняты следующие
обозначения:
ФМС - формирователь модулирующего сигнала,
осуществляющий преобразование сигнала, поступающего с выхода
оборудования сопряжения (см. рис.1 лекции 13), к виду, обеспечивающему
оптимальный режим работы оптического модулятора или источника
оптического излучения; МОИ - модулятор оптического излучения;
здесь осуществляется модуляция одного из параметров
оптического излучения (интенсивности, частоты, фазы, поляризации и др.);
ИОИ - источник оптического излучения; ОР - оптический разветви-
тель, обеспечивающий отвод оптического сигнала на СРРИОИ -
стабилизатор режима работы источника оптического излучения;
ЛОС -линейный оптический сигнал (модулированное оптическое
излучение, передаваемое по оптическому кабелю; СВД - схема
встроенной диагностики, предназначенная для контроля работоспо-

282
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
собности ПОМ; СУ и ОС - согласующее устройство и оптический
соединитель, обеспечивающие ввод оптического сигнала в
оптический кабель; ОВ - оптическое волокно. Основным блоком,
определяющим качество функционирования ПОМ, является
источник оптического излучения.
Требования к источникам оптического излучения: их
параметры и характеристики
К источникам оптического излучения предъявляются следующие
требования:
длина волны оптического излучения должна совпадать с одним
из окон прозрачности оптического волокна;
достаточно большая мощность выходного излучения и
эффективность его ввода в оптическое волокно;
возможность модуляции оптического излучения различными
способами;
достаточно большой срок службы;
минимальное потребление электрической энергии или высокая
эффективность;
минимальные габариты и вес;
простота технологии производства, обеспечивающая невысокую
стоимость и высокую воспроизводимость параметров и
характеристик.
Наиболее полно этим требованиям удовлетворяют источники
оптического излучения на основе светоизлучающих диодов (СИД) и
полупроводниковых лазерных диодов (ЛД).
Основными параметрами источника оптического излучения
являются:
1) длина волны оптического излучения Л>, мкм, соответствующая
одному из минимумов спектральной характеристики затухания
оптического волокна;
2) ширина спектра оптического излучения АЛ, нм\
3) мощность оптического излучения W, мВт или абсолютный
уровень мощности оптического излучения р, дБм\
4) ток возбуждения источника оптического излучения 1в, мА, под
которым понимается минимальное значение тока, обеспечивающее
устойчивое световое излучение;

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
283
5) эффективность излучения, т.е. коэффициент полезного
действия (КПД) источника оптического излучения, под которым
понимается отношение вида
W
пот
где W0 - мощность оптического излучения; Wnom - мощность,
потребляемая источником оптического излучения от внешнего
источника электрической энергии;
6) время нарастания импульса оптического излучения tHap, за
которое его амплитуда возрастает от 0,1 до 0,9 своего номинального
значения;
7) максимальная скорость передачи информации С, Мбит/с или
частота модуляции FMOd, МГц\
8) шумы источников оптического излучения.
Основными характеристиками источников оптического излучения
являются:
1) ватт-амперная характеристика W0 = f (1Н), описывающая
зависимость мощности оптического излучения W0 от тока возбуждения /в
(или тока инжекции - 1и); примерные ватт-амперные характеристики
СИД и ЛД приведены на рис. 2.
2) спектральная характеристика излучения при различных
величинах тока возбуждения (инжекции), показывающая зависимость
относительной мощности оптического излучения W/W0 от длины
волны оптического излучения, т.е. WA/V0 = f(A, Ц здесь W0 -
мощность оптического излучения на номинальной длине волны А0м W-
на текущей длине волны в пределах соответствующего окна
прозрачности оптического волокна; типичная спектральная
характеристика источников оптического излучения приведена на рис. 3.
3) диаграмма направленности, представляющая
пространственную характеристику излучения. После выхода света из источника
начинается расширение светового пучка, и только малая его часть
в действительности попадает в оптическое волокно. Чем уже
диаграмма направленности, тем большая часть света может попасть
в волокно.
Хорошие источники излучения должны иметь малые диаметры
выходных пучков света и малую апертуру (NA). Диаметр выходного
пучка определяет величину поперечного сечения пучка излучения, а
апертура NA - диапазон углов, в которых происходит излучение
света. Если диаметр выходного пучка или его апертура превышают

284
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
соответствующие параметры волокна, в которое вводится
излучение, часть излучения не попадает в волокно. На рис. 4.
представлены типичные диаграммы направленности для светоизлучающих
и лазерных диодов.
Wq, мВт
1в, мА
Рис. 2. Ватт-амперная
характеристика источника
оптического излучения
Светоизлучающий
диод
Светоизлучающий
диод
Лазерный
диод
Рис. 3. Типичная спектральная
характеристика источника
оптического излучения
Рис.4. Диаграмма направленности
источников оптического излучения
Диаграмма направленности лазерного диода ближе к
эллиптической форме, а светоизлучающего диода - к сферической.
Когда выходной диаметр источника du не соотвествует диаметру
сердцевины волокна dB, то потери излучения, связанные с
рассогласованием данных параметров >4Д, могут быть определены из
следующего выражения:
Да=20кД.
da

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
285
Потери отсутствуют, когда диаметр сердцевины волокна
превосходит диаметр источника излучения.
Когда апертура Л/Д источника больше, чём Л/Д волокна, то
потери, вызванные этим рассогласованием Д, равны
Ад =20\д^.
Потери отсутствуют, если апертура волокна больше апертуры
источника излучения.
Рассмотрим, например, источник излучения с выходным
диаметром с/и = 100 микрон и апертурой Л/Д = 0,3, и подключенное к нему
волокно с диаметром dB = 62,5 микрон и Л/Д, = 0,275. Потери из-за
рассогласования параметров волокна и источника излучения будут
равны
,^ = 20,д^-
]da У62.5
Д=201д-^ = 201д^ = 4,08дБ
и Аа = 20lg^ = 20lg^ = 201д1,091 = 0,76 дБ.
Общие потери составляют Ап = 4,08 + 0,76 = 4,84 дБ. Если
выходная мощность источника излучения составляет 1 мВт, то только
0,328 мВт попадет в волокно.
Оптические приемники
Обобщенная структурная схема оптического приемника,
реализуемого в виде единого приемного оптоэлектронного модуля (ПРОМ),
представлена на рис. 5, где приняты следующие обозначения:
ОК - оптический кабель; ОС - оптический соединитель; ФД -
фотодиод или фотодетектор; ПМШУ - предварительный малошумя-
щий усилитель; МУ с АРУ - мощный усилитель с автоматической
регулировкой усиления; ФК - фильтр-корректор.
Оптический сигнал с выхода оптического кабеля (ОК) через
оптический соединитель (ОС) поступает на фотодетектор (ФД), где
происходит его преобразование в электрический сигнал. На выходе
ФД электрический сигнал весьма мал и сопровождается различного
вида шумами. Для его усиления без существенной потери
в шумозащищенности используется предварительный малошумя-
щий усилитель (ПМШУ). Усиленный электрический сигнал далее
усиливается мощным усилителем с автоматической регулировкой

286
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
усиления (МУ с АРУ) и затем с помощью фильтра-корректора (ФК)
осуществляется отфильтровывание помех и коррекция формы
электрического сигнала, который и подается на оборудование
сопряжения тракта приема ВОСП (см. рис. 1 лекции 13).
—
МУ
ПМШУ
с
ФК
АРУ
Рис. 5. Обобщенная структурная схема оптического приемника
Базовым элементом оптического приемника ВОСП является
фотодетектор - оптоэлектронный прибор, преобразующий
оптический сигнал в электрический сигнал соответствующей формы.
Фотодетектор реализуется на основе полупроводниковых
фотодиодов (ФД) с р-n обратносмещенными переходами, работающих
на принципах внутреннего фотоэффекта.
В технике ВОСП широкое применение находят два типа
фотодиодов: р-/-л и лавинный ФД.
Сущность внутреннего фотоэффекта в полупроводниковом материале
заключается в поглощении фототока, энергия которого hf = hc/A более
ширины запрещенной зоны материала Е9 полупроводникового материала,
а длина волны оптического излучения не превышает критического значения
Лкр = 1,24/Ед, и сопровождается переходом электрона из валентной зоны
в зону проводимости, а дырок - из зоны проводимости в валентную зону
(генерация пар «электрон-дырка»). Фотоны с энергией, меньшей ширины
запрещенной зоны, или длиной волны больше критической, не
поглощаются и, следовательно, не происходит генерации пары «электрон-дырка».
Эффективное поглощение падающего излучения, как правило, связано
с эффектом примесного поглощения.
Примесное поглощение имеет место в примесных полупроводниковых
материалах, электрические свойства которых получаются путем добавки
небольшого количества примесей в структуру собственных
полупроводников, например, германия - Ge, кремния - Si, а также соединений элементов
третьей и пятой групп Периодической системы элементов Д. И. Менделеева
(ПСЭМ): алюминия - AI, галлия - Ga, индия - In из третьей группы и
фосфора - Р, мышьяка - As и сурьмы - Sb из пятой группы, например, арсенид
галлия - GaAs и фосфид индия - InP. Возможно образование тройных и
четверных соединений типа арсенида галлия с добавкой алюминия -
GaAIAs или галий-индий-аосенид фосфора - GalnAsP.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
287
Примеси могут создать избыток электронов (полупроводник п+-типа) или
дырок (полупроводник р+-типа). Процесс добавки примесей называется
легированием. В легированном полупроводниковом материале имеются
основные носители (свободные электроны в материале п+-типа и дырки
в материале р+-типа). Такие материалы известны как примесные
полупроводники. В этих материалах концентрация примесей настолько велика, что
она (не температура) является основным фактором, определяющим число
свободных носителей и, следовательно, электрическую проводимость и
быстродействие прибора.
Собственные полупроводники четвертой группы ПСЭМ кремний и
германий могут быть полупроводниками п-типа после введения небольших
концентраций донорных примесей элементов пятой группы ПСЭМ -
мышьяка или фосфора. Они же могут стать полупроводниками р-типа
в результате введения акцепторных примесей из группы элементов
третьей группы ПСЭМ - галлия или индия.
Во многих полупроводниковых материалах одновременно присутствуют
как донорные, так и акцепторные примеси и такие материалы становятся
полупроводниками соответствующего вида проводимости.
p-i-n-фотодиоды. Структурная схема обратносмещенного
р-/-л-ФД представлена на рис. 6. Сконструированный таким
образом полупроводниковый прибор, получил название p-i-n-
фотодиода, происходящего из сокращенных названий
составляющих его слоев: р - positive (положительный), / - intrinsic
(внутренний), л - negative (отрицательный). Обедненный /-слой такого ФД
сделан максимально широким из полупроводникового материала,
легированного в такой степени, чтобы не относиться ни к
полупроводникам л-типа с электронным видом проводимости, ни к
полупроводникам р-типа с дырочной проводимостью.
Как следует из рис. 6, структура такого диода состоит из сильно
легированного л*-слоя (подложки), слаболегированного /-слоя и
тонкого сильнолегированного р+-слоя. Толщина /-слоя должна быть
во много раз больше, чем длина поглощения оптического излучения
соответствующих длин волн. Так, если толщина тонкого р+-слоя не
превышает 0,3 мкм, то ширина /-слоя составляет несколько
десятков мкм.
Так как сильное легирование р- и л-слоев увеличивает их
проводимость, то обратное смещение напряжением Есм, приложенное
к этим слоям, создает в /-слое сильное внутренне электрическое поле
напряженностью Ев. При этом образуется обедненная зона, толщина
которой сравнима с размером диода. Широкий /-слой приводит к уве-

288
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Оптическое
излучение
мощностью Wo
Обедненная зона
Контакты \1
+
+
+
Обедненный слой
Ев
-В
Контакты
Выход
электрического
сигнала
Ч+1
Рис. 6. Структурная схема р-/-/т-фотодиода
личению интенсивности поглощения фотонов в обедненном слое.
В результате чего падающие фотоны возбуждают ток во внешней
цепи более эффективно и с меньшим запаздыванием. Носители,
возникающие внутри обедненной зоны, мгновенно сдвигаются
в сильном электрическом поле к р+- и rf-i областям диода.
В результате поглощения кванта света с энергией hf в нагрузке
диода RH протекает импульс тока. Если каждый поглощенный квант
рождает электронно-дырочную пару, то число носителей тока Л/,
равное отношению мощности оптического излучения W к энергии
кванта, умноженное на величину носителя q, определит средний ток
/ф, протекающий через нагрузку RH
W
Как правило, не все поглощенные кванты света приводят к
появлению импульсов тока. Этот факт необходимо учитывать
коэффициентом, характеризующим эффективность преобразования
фотонов в электрический сигнал. Этот коэффициент щ называется
квантовой эффективностью (выходом) фотодетектора.
Следовательно, средний фототок, протекающий через нагрузку
фотодетектора, будет равен
Коэффициент полезного действия фотодетектора,
определяемый как отношение среднего значения фототока 1Ф к среднему
значению оптической мощности (А /Вт), называется токовой
чувствительностью
1Ф = ЛфЯ
W_
hf
S = l/W = цфц/ hf.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
289
Отсюда следует, что чувствительность оптического приемника
тем выше, чем больше квантовый выход т]ф, т.е. чем больше доля
светового потока, поглощаемая в активной зоне фотодиода.
Токовая чувствительность зависит от длины волны падающего
излучения. Характер этой зависимости определяется спектральной
характеристикой квантового выхода, которая обычно имеет вид
плавной кривой с более или менее выраженным максимумом и
определяется материалом полупроводника (рис. 7).
X, мкм
О 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6
Рис. 7. Спектральная характеристика квантового выхода -
квантовой эффективности
Квантовый выход фотодиода однозначно связан с токовой
чувствительностью следующей зависимостью: rj ~ 1.24S /Я, где Л -
длина волны, мкм.
Конструктивно р-/-л-ФД выполняется так, чтобы максимально
уменьшить долю поглощения излучения вне /-слоя. С этой целью
переход формируется у самой поверхности кристалла.
Следовательно, постоянная времени такого ФД определяется временем
перехода носителей заряда через обедненный слой в сильном
электрическом поле.
При отсутствии внешнего оптического излучения и наличии
обратного смещающего напряжения в р-/-л - фотодиодах обедненный
слой поляризуется и через нагрузку протекает постоянный ток 1т
малой величины, который называется темновым током. Значение
этого тока определяется свойствами полупроводникового
материала, толщиной р-/-л-структуры и температурой окружающей среды.
В настоящее время р-/-л-фотодиоды являются довольно
распространенным типом фотодетектора. Это объясняется простотой
их изготовления, достаточно высокой временной и температурной

290
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
стабильностью и относительно широкой полосой рабочих частот,
они обладают хорошей линейностью в широком динамическом
диапазоне (от нескольких пиковатт до нескольких милливат),
обеспечивают детектирование оптических сигналов, модулируемых
частотами гигагерцового диапазона.
Для изготовления таких ФД обычно используют кремний (Si), германий
(Ge), арсенид галия (GaAs), соединения вида InAs, InGaAs, AIGaSb и
InGaAsP. Кремниевые ФД считаются идеальными для применения в ВОСП,
работающих на длине волны от 0,6 до 1 мкм с максимальной
чувствительностью около 0,9 мкм и квантовой эффективностью до 0,9. Для длин волн
1 мкм и выше (вплоть до 1,8 мкм) часто используют ФД на основе Ge. При
использовании соединения вида A^Ga^AsSb получены ФД для работы на
длинах волн от 0,9 до 1,3 мкм с квантовой эффективностью не хуже 0,8.
В фотодиодах p-i-n - типа каждый поглощенный фотон в идеале
приводит к образованию одной пары «электрон-дырка», которая приводит к
генерации тока во внешней цепи. Квантовую эффективность ФД можно
повысить путем использования лавинного усиления (умножения),
реализуемого в структуре, называемой лавинным фотодиодом (ЛФД), где один
фотон порождает М электронов.
Лавинные фотодиоды (ЛФД). В основе работы ЛФД лежит
процесс ударной ионизации в сильном электрическом поле, т.е.
образования положительных и отрицательных ионов и свободных
электронов из электрически нейтральных молекул и атомов
полупроводника. При этом электроны в зоне проводимости могут
приобрести кинетическую энергию, большую, чем ширина запрещенной
зоны, и «выбивать» электроны из валентной зоны. В валентной зоне
образуются дырки, в зоне проводимости вместо каждого «быстрого»
электрона появляются два «медленных», которые, ускоряясь в
сильном электрическом поле, становятся «быстрыми» и вызывают
повторную ударную ионизацию. Вероятность ударной ионизации
возрастает с напряженностью электрического поля (или ростом
обратного смещающего напряжения) Отметим, что при некоторой
напряженности поля ударная ионизация приводит к резкому
увеличению плотности тока, т.е. к электрическому пробою
полупроводника. Следовательно, для создания условий ударной ионизации в
структуре фотодиода необходимо создать сильное электрическое
поле. Такое поле создается добавлением в структуру р-/-л-
фотодиода дополнительного л+-р - перехода, усиленное обратным
смещением, рис. 8.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
291
есм
Рис. 8. Структура ЛФД и
распределение его электрического поля
При воздействии оптического излучения мощностью W на /-слой
образуются пары «электрон-дырка», называемые первоначальными
носителями. Благодаря относительно небольшому полю /-слоя,
происходит направленное движение носителей к соответствующим
полюсам батареи смещения.
При попадании свободных электронов из /-слоя в р-слой их
ускорение становится более ощутимым из-за высокой напряженности
электрического поля //-р-перехода. Ускоряясь в зоне проводимости р-
слоя, такие «быстрые» электроны накапливают кинетическую энергию
достаточную, чтобы «выбить» (возбудить) два «медленных»
электрона из валентной зоны в зону проводимости. В результате появляются
свободные носители, называемые вторичными. В зоне проводимости
р-слоя происходит их повторное ускорение до получения кинетической
энергии, соответствующей «быстрому» электрону, который снова
порождает ударной ионизацией пару «медленных» электронов из
валентной зоны. Этот процесс называется лавинным усилением или
лавинным умножением.
Условия лавинного умножения достигаются увеличением
напряжения обратного смещения до значения, чуть меньше напряжения
пробоя полупроводника, так чтобы на п+-р - переходе установилось
очень сильное поле (с напряженностью не менее 105 В/см).
Электроны и дырки, двигаясь в таком поле, приобретают значительную
кинетическую энергию, необходимую для образования вторичных
носителей путем ударной ионизации. Энергия получаемых при этом
электронов, обеспечивает их перенос из валентной зоны в зону
проводимости.
Процесс лавинного умножения (усиления) ЛФД оценивается
коэффициентом умножения М, который приближенно может быть
представлен эмпирической формулой:

292
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
(
п
см
пр
где UCM - напряжение обратного смещения; Unp - напряжения
пробоя; величина л = 2...6 и определяется материалом проводника
и конструкцией фотодиода.
Величина фототока через нагрузку RH для ЛФД определяется по
формуле
Лавинный эффект приводит к увеличению темнового тока ЛФД
в М раз по сравнению с темновым током р-/-л - фотодиода.
Коэффициент умножения принимает различные значения в
зависимости от напряжения смещения. При UCM ~ Unp происходит
резкое увеличение коэффициента М, которое может принимать
высокие значения порядка 103...104. При низком напряжении UCM
ЛФД работает как р-/-л-фотодиод без усиления (умножения).
Существует пороговое напряжение Unop для получения лавинного
процесса ударной ионизации. Выше этого порога ЛФД будет
генерировать ток без наличия возбуждающего оптического
излучения. Отметим, что коэффициент умножения сильно зависит от
температуры, что является серьезным недостатком ЛФД. Поэтому
в схемах смещения ФЛД необходимо предусмотреть меры, которые
устраняли бы влияние изменений напряжения и температуры.
Типовой компромисс между величиной умножения и стабильностью
работы ЛФД достигается при напряжении смещения, равном
0,951V
Лавинный фотодиод с коэффициентом М=100 может породить
как 95, так и 105 вторичных носителей. Такого рода вариации
являются причиной возникновения шумов, ограничивающих предел
чувствительности ЛФД. Отметим, что темновой ток ЛФД растет при
увеличении приложенного смещающего напряжения и,
следовательно, зависит от коэффициента умножения М.
Квантовая эффективность ФД зависит от коэффициента отражения Я на
границе «полупроводник-воздух». Для уменьшения френелевского
отражения обычно покрывают поверхность прозрачной диэлектрической пленкой
толщиной в четверть длины волны принимаемого оптического излучения
и показателем преломления, в идеальном случае равным л/л1 л2 , где п1
и п2 - показатели преломления полупроводникового материала и воздуха.
1ф=0,8ЛщМ\А/.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
293
На практике более удобна тонкая кварцевая пленка, заметно
увеличивающая пропускание оптического излучения; иногда используют нитрид
кремния Si3N4. Такая пленка играет роль линзы, повышающей квантовую
эффективность на 20 %.
Шумы приемников оптического излучения. Фотодиоды
обычно характеризуются следующими основными параметрами:
токовой чувствительностью S, квантовой эффективностью г)ф\
предельной частотой, т.е частотой гармонической модуляции
падающего на ФД модулированного по интенсивности излучения,
при которой чувствительность ФД уменьшается до 0,707
чувствительности при немодулированном излучении; отметим, что
предельная частота численно равна ширине полосы пропускания
фотодиода АРФ\
быстродействием, под которым понимается время нарастания
тн или время спада тс фототока 1Ф (t) при воздействии на ФД
импульса оптического излучения W (t) достаточно большой длительности
(рис. 9).
Импульс оптического излучения
Рис. 9. К определению
быстродействия фотодиода
Время спада импульса тока и время его нарастания
определяются длительностью переднего и заднего фронтов между
значениями 0,1 и 0,9 установившегося значения фототока lm. В
совокупности время спада и время нарастания называются временем
отклика, т.е. временем, необходимым для преобразования
мощности излучения в электрический ток. Быстродействие оценивается
максимальным значением одной из составляющих времени отклика
(обычно это время нарастания). Между временем нарастания и
шириной полосы пропускания существует зависимость вида:
AFcj, = 0,35/тн.

294
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Для ЛФД увеличение коэффициента усиления сопровождается
уменьшением быстродействия. Поэтому параметром,
характеризующим быстродействие ЛФД является его добротность, под
которой понимается произведение коэффициента умножения
(усиления) М на ширину полосы пропускания ЛРФ, численно равной
предельной частоте.
Как функциональные элементы p-i-n и лавинные фотодиоды
могут быть представлены в виде обобщенной эквивалентной схемы
(рис. 10), где приняты следующие обозначения: 1Ф= WS - фототок;
Яд - дифференциальное сопротивление обратносмещенного
перехода фотодиода; обычно это сопротивление настолько велико, что
его шунтирующим действием можно пренебречь; Яв - внутреннее
сопротивление диода, состоящее из сопротивления необедненной
зоны диода, контактного сопротивления и общего сопротивления,
связанного с удельным сопротивлением поверхностного слоя,
величина этого сопротивления не превышает нескольких десятков
Ом; Сд - емкость обратносмещенного перехода, зависящая от его
площади; Ян - сопротивление нагрузки ФД (входное сопротивление
предварительного усилителя). Для большинства случаев анализа
эквивалентную схему ФД можно представлять генератором тока 1Ф и
шунтируемого емкостью Сд. Можно показать, что для эквивалентной
схемы (см. рис. 10) ширина полосы пропускания или предельная
частота равна
здесь Ян - сопротивление нагрузки ФД (как правило, входное
сопротивление предварительного малошумящего усилителя фототока).
В состав тока /фд на выходе схемы (см. рис.10) входят: фототок
/ф, темновой ток 1т, а также токи шумов различного происхождения,
являющиеся естественным ограничением чувствительности
фотодиодов. Значения этих токов являются одним из ключевых
параметров приемников оптического излучения и оцениваются средне-
квадратическими величинами соответствующих токов.
1
2жС ДИН
Рис.10. Эквивалентная схема
фотодиода

Основы построения телекоммуникационных систем и с5§тей
295
Среднеквадратическое значение тока фотодиода определяется
следующей формулой:
Тф2 = 2(W0C-S)2M2 =2Тф2М2,
здесь Woc - мощность оптического сигнала, поступающего на вход
фотодетектора - фотодиода; S - чувствительность фотодиода на
соответствующей рабочей длине волны оптического излучения; М -
коэффициент лавинного умножения (усиления) ЛФД (для р-/-л-
фотодиода М = 1); 1Ф - средний ток фотодиода, генерируемый
оптическим излучением.
Важной составляющей шумов фотодиодов являются дробовые
шумы, обусловленные дискретной природой фотонов и
генерируемых ими пар «электрон-дырка». Фототок не является непрерывным
и однородным потоком, а представляет поток отдельных
дискретных электронов. Фототок флуктуирует в зависимости от того,
насколько много или мало пар «электрон-дырка» возникает в данный
момент времени. Дробовые шумы присутствуют и тогда, когда свет
не падает на фотодиод. Даже в отсутствие оптического сигнала
малые флуктуации фототока генерируются за счет темнового тока и
температурных колебаний, причем его значение увеличивается
приблизительно на 10 % при росте температуры на 1°С. Типичные
значения тока дробовых шумов составляют 22...25 нА при 25°С.
Среднеквадратическое значение тока дробовых шумов (дробный
шум) фотодиода равно
Т2р=2ЯТфМ2Р(М^ф9
где q - заряд электрона; F (М) - коэффициент избыточного шума
лавинного умножения (усиления), учитывающий увеличение
дробовых шумов ЛФД из-за нерегулярного характера процесса
умножения; для некоторых типов ЛФД коэффициент F(M) вблизи
напряжения пробоя может быть представлен в форме
F (М) = Мх,
где показатель степени х для кремниевых ЛФД лежит в пределах
0,2...0,5 и для германиевых - 0,9... 1, для ЛФД на основе гибридного
соединения вида InGaAs - 0,7...0,8; AF0- ширина полосы
пропускания фотодиода.
Среднеквадратическое значение темнового тока определяется
по формуле
T2=2qTmM2F(M)AF(p,

296 Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
здесь 1т - среднее значение темнового тока; его величина для
кремниевых р-/-л-фотодиодов лежит в пределах (1...8)10"9 А, а для
германиевых - на два порядка выше. Темновой ток возрастает
примерно на 10 % с ростом температуры на 1°С.
Помимо дробовых шумов и шумов темнового тока в приемниках
оптического излучения следует учитывать тепловые шумы (или
шумы Джонсона-Найквиста), обусловленных флуктуациями
отдельных электронов в проводнике, создающих на его концах напряжение
случайного характера. Электроны в пространстве между
электродами фотодиода ведут себя непостоянно. Их тепловая энергия
позволяет им случайным образом смещаться. В каждый момент
времени суммарный поток случайного движения электронов может
быть направлен к одному либо к другому электроду. Таким образом,
появляется постоянно меняющийся случайный ток. Он
накладывается на полезный сигнал и изменяет его. Среднеквадратическое
значение тока тепловых шумов определяется выражением
^2 4/сТАРф
где к = 1,38 х 10~23 Дж/К - постоянная Больцмана; Г - абсолютная
температура по шкале Кельвина; ЛРФ - ширина полосы пропускания
фотодиода (фотодетектора); Rw-сопротивление нагрузки (см. рис. 10).
Среднеквадратическое значение суммарных шумов (полного
шума) на выходе фотодетектора определяется суммой вида
"2 _ "2 "2 "2
'ш ~~ 'dp (m 'шш-
Помехозащищенность полезного электрического сигнала от
полного шума на выходе фотодетектора определяется отношением
сигнал - шум, которое можно представить в виде
= К = £ = 2тфм\ л =10, К
п \Л/Ш /ш2 2д/И2Р(М)АРф(/ф2 + /т2) + 4/сГАРф ™U зш 9И/Ш
>
где Wc - мощность фототока на единичном сопротивлении нагрузки
RH = 1 Ом; \Л/Ш - полная мощность шумов на единичном
сопротивлении нагрузки RH = 1 Ом.
Шумы на выходе фотодетектора при передаче цифровой
информации порождают ошибки, и в этом случае интегральной
оценкой качества передачи является вероятность ошибки.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
297
Одним из основных параметров приемников оптического
излучения является его чувствительность, под которой понимается
минимальная обнаруживаемая - детектируемая мощность (МДМ)
оптического сигнала, обеспечивающая заданные значения
отношения сигнал-шум или вероятности ошибки.
В идеальном случае максимальная чувствительность приемника
оптического излучения достигается, если минимальный
обнаруживаемый сигнал не ограничивается параметрами приемника, а изменяется
только в результате флуктуации тока сигнала. При таком допущении
естественным ограничением чувствительности является темновой ток.
Дробовые шумы определяются оптическим сигналом, а тепловые -
в основном, сопротивлением нагрузки (входным сопротивлением
предварительного усилителя), а потому минимальное значение
фототока будет равно темновому току. Следовательно, МДМ будет равна
\Л/МДМ=^[2ЯТтМ2Р(М)АРф]°\
Напомним, что здесь S - чувствительность фотодиода на
соответствующей длине волны.
Мерой минимально детектируемой мощности оптического
сигнала является эквивалентная мощность шума (ЭМШ), определяемая
как оптическая мощность, необходимая для получения фототока,
соответствующего среднеквадратическому значению шумового тока
в единичной полосе частот, т.е.
W3Mu, = WMflM/AF0, Вт/V Гц.
Определить ЭМШ на конкретной длине волны Л р-/-л-фотодиода
можно следующим образом. Представим мощность оптического
сигнала на входе фотодетектора для конкретных средних значений
фототока /ф и коэффициента квантовой эффективности г/ в
следующей форме:
здесь с - скорость света; h - постоянная Планка ид- заряд
электрона. При определении МДМ полагаем, что фототок равен
Тф = [2qTmАРф]°5. Подставляя это значение при АРФ = 1 Гц,
получим
W3Mlu =[2q7m]°'5^-,BT/VnI.

298
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Чувствительность к обнаружению при детектировании
монохроматического излучения (каким можно считать излучение лазера и
большинства широко применяемых светоизлучающих диодов)
равна 5д = М\Л/эмш.
Модуляторы оптической несущей
Оптическую несущую можно представить как электрическое поле
монохроматического оптического излучения, мгновенное значение
которого при фиксированных пространственных координатах
равно
E(t) = EMcos(cG0t + (po), (1)
где Ем - амплитуда поля; со0\л ^-соответственно, частота и фаза
оптической несущей. Таким образом, оптическое излучение
характеризуется амплитудой, частотой, мгновенной фазой, или
поляризацией. Квадрат выражения (1) называется мгновенной
интенсивностью оптического излучения, т.е.
E2(t) = EM2cos2 (co0t + фо), (2)
здесь Ем2 - амплитудное значение интенсивности.
Изменение амплитуды, частоты, фазы (или поляризации) и
интенсивности оптического излучения под воздействием
управляющего - модулирующего сигнала называется модуляцией.
Модулирующий сигнал может быть электрическим (ток, напряжение),
акустическим, механическим и оптическим. Существуют разные способы
модуляции параметров оптического излучения.
Первый из них - это прямая или непосредственная модуляция,
при которой модуляция излучения лазерного диода (ЛД) или светоиз-
лучающего диода (СИД) достигается изменением тока накачки или
тока смещения (рис. 11, а). Эти изменения управляют инжекцией
электронов через р-п и в широких пределах меняют интенсивность
выходного оптического излучения. Ограничение частоты модуляции
связано с постоянными времени генерации и рекомбинации
свободных носителей, а также емкостями в цепях возбуждения.
Непосредственная модуляция, помимо изменения интенсивности
излучения, оказывает динамическое влияние на спектр излучения,
изменяя длину волны и амплитуды отдельных мод резонаторов для
ЛД, причем, чем меньше количество излучаемых мод, тем
существеннее это влияние. Поэтому возникла необходимость
использования внешних модуляторов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
299
Второй способ - модуляция излучения немодулированного
источника света. Это внешняя модуляция (рис. 11,6). Для внешней
модуляции необходимо, чтобы управляющий сигнал воздействовал
на оптическое излучение. Для этой цели необходим оптический
модулятор.
Модулируемый
источник
излучения
Управляющий
модулирующий
сигнал
а) прямая или непосредственная модуляция
Модулированный
оптический
сигнал
Немодулированное
оптическое
излучение
Оптический
модулятор
Модулированный
• оптический
сигнал
б) внешняя модуляция
Управляющий
модулирующий
сигнал
Лазерный резонатор
Активная
среда
Оптический
модулятор
Модулированный
■ оптический
сигнал
в) внутренняя модуляция
Рис. 11. Модуляция оптического излучения
Третий способ - внутренняя модуляция, при которой
преобразование излучения происходит в процессе его формирования
непосредственно в источнике оптического излучения с помощью
соответствующего оптического модулятора, помещаемого внутрь
лазерного резонатора, например, Фабри-Перо, и изменяющего его
добротность. Иногда такой вид модуляции оптического излучения
называется автомодуляцией.
В оптических системах передачи используются два метода
приема модулированного оптического сигнала: 1) прямая или
непосредственная демодуляция модулированного по интенсивности
оптического излучения и 2) когерентный прием оптических
сигналов, при котором применяется гетеродинный или гомодинный

300
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
способы преобразования частот. При когерентном приеме
возможны синхронная и несинхронная демодуляция по промежуточной
частоте сигналов с различными видами модуляции.
Устройства, реализующие модуляцию оптической несущей,
называются оптическими модуляторами.
Принципы действия оптических модуляторов реализуются на
основе физических эффектов, протекающих при распространении
светового потока в различных средах, как правило, в кристаллах
соответствующей структуры.
Так как прием оптического излучения, модулированного по
частоте, фазе или поляризации, сопряжен с техническими трудностями, то
на практике все эти виды модуляции оптической несущей
преобразуют в амплитудную модуляцию (или модуляцию по интенсивности)
либо непосредственно в модуляторе, либо с помощью специальных
устройств, помещаемых перед оптическим модулятором.
Оптический амплитудный модулятор представляет собой
устройство, в котором происходит взаимодействие оптического
излучения (света) с кристаллом, свойства которого изменяются под
воздействием управляющего или модулирующего сигнала:
электрического, магнитного полей или внешнего давления.
Самое широкое применение в оптических системах передачи нашли
электрооптические модуляторы, принцип действия которых основан на
электрооптическом эффекте в кристаллах, показатель преломления
которых изменяется под воздействием приложенного электрического поля.
Электрооптическое явление, при котором коэффициент преломления
кристалла изменяется пропорционально приложенному электрическому
полю, называется эффектом Поккельса. Явление, при котором
коэффициент преломления кристалла изменяется пропорционально квадрату
приложенного электрического поля, называется эффектом Керра.
Кристаллы, порождающие эффекты Поккельса или Керра при
воздействии на них электрического поля, называются электрооптическими
кристаллами. К ним относятся кристаллы фосфорокислого калия КН2Р04,
соединения лития LiNb03 (ниобат лития), LiTa03 (танталат лития) или
соединения вида GaAs и CdTe.
Обобщенная функциональная схема электрооптического модулятора
приведена на рис. 12, где приняты следующие обозначения:
П - скрещенный поляризатор; Я - ячейка (Поккельса или Керра),
представляющая плоский конденсатор - кристалл, помещенный между двумя
электродами, к которым прикладывается электрическое поле (управляющий или
модулирующий сигнал); К - компенсатор, устраняющий световое излучение

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
301
в плоскости, параллельной плоскости приложения электрического поля; А
- скрещенный анализатор, выделяющий оптическое излучение
соответствующей длины волны и поляризации.
Оптическое излучение, поступающее на Вход электрооптического
амплитудного модулятора, преобразуется в поляризаторе П в линейно
поляризованный свет. В отсутствии управляющего (модулирующего) электрического
поля ячейка Я прозрачна для светового луча на выходе поляризатора П,
который полностью гасится анализатором А, так как последний расположен
под углом 90° к поляризованному входному излучению. При подключении
электрического поля (управляющего или модулирующего электрического
сигнала) линейно поляризованная световая волна в ячейке Я распадается на
две, поляризованные вдоль поля (необыкновенная волна) и перпендикулярно
полю (обыкновенная) волны. Это явление называется двойным
лучепреломлением. Обыкновенная и необыкновенная волны имеют в ячейке различные
скорости распространения, вследствие чего выходящий из кристалла свет
оказывается эллиптически поляризованным и частично проходит через
анализатор А. При увеличении напряжения осуществляется преобразование
состояния поляризации входного луча до такого состояния, когда анализатор
становится полностью прозрачным для входного луча и излучение поступает
на Выход модулятора. Изменяя уровень приложенного к ячейке Я
напряжения, можно управлять интенсивностью выходного оптического излучения.
Таким образом, напряжение, приложенное к ячейке, определяет уровень
мощности оптического сигнала на выходе модулятора, а его изменение
приводит к модуляции световой волны.
Вход -
• Выход
Рис. 12. Электрооптический амплитудный модулятор
Ячейки Керра и Поккельса обладают малой инерционностью, что
позволяет осуществлять модуляцию оптической несущей до частот порядка 1013
Г ц. При этом глубина модуляции может достигать значений более 99,9 %.
В случае применения ячеек Поккельса из-за линейной зависимости между
показателем преломления и напряженностью электрического поля
нелинейные искажения при модуляции света относительно невелики. Из-за
квадратичности эффекта Керра происходит удвоение частоты и
возникновение постоянной составляющей.

302
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Соответствующими изменениями геометрии кристаллов ячеек
Поккельса и Керра можно осуществлять фазовую модуляцию оптической несущей.
В оптических системах передачи находят применение оптические
модуляторы, использующие одну из разновидностей магнитооптического
эффекта - эффекта Фарадея. Если свет пропустить через вещество
(кристалл), которое находится в магнитном поле, то в результате эффекта
Фарадея возникает вращение плоскости поляризации света. При
распространении света в направлении магнитного поля, в котором находится
вещество (кристалл), плоскость его поляризации будет поворачиваться
вправо на соответствующий угол. Периодически меняющееся магнитное
поле приводит к периодическому изменению угла вращения плоскости
поляризации света, прошедшего через магнитооптический элемент -
ячейку Фарадея, помещенного в магнитное поле. Угол поворота плоскости
поляризации равен
ф = V I Н,
где V - постоянная величина вращения плоскости поляризации света,
отнесенная к единице напряженности приложенного магнитного поля
(управляющего или модулирующего сигнала), приходящееся на единицу
длины кристалла и называется удельным магнитным вращением или
постоянной Верде; удельное магнитное вращение зависит от типа
вещества, температуры и длины волны оптического излучения; / -длина кристалла
в направлении магнитного поля; Н - напряженность магнитного поля. Угол
поворота пропорционален длине пути света в кристалле и при достаточно
прозрачной среде может быть сделан сколь угодно большим.
При поперечном относительно магнитного поля распространении света
различие показателей преломления для линейно поляризованного света
приводит к линейному магнитному двойному лучепреломлению. Последнее
свойство позволяет реализовать магнитооптический амплитудный
модулятор (рис. 13).
Вход
ЯФ
л
л
г]
1
0
Управляющий или
модулирующий сигнал
Выход
Рис. 13. Магнитооптический амплитудный модулятор

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
303
Входной сигнал, проходя через поляризатор П, оставляет свою
вертикальную составляющую без изменения, устраняя горизонтальную
составляющую.
Перемагничивание, производимое переменным полем модуляционной
ячейки Фарадея (ЯФ), вызывает соответствующее изменение плоскости
поляризации проходящего через ЯФ света, поступающего с выхода
поляризатора П.
Проходя через скрещенный с поляризатором П анализатор А,
оптическое излучение становится модулированным по амплитуде.
Эффект Фарадея ярко выражается в редкоземельных гранатах типа
R3Fe5012, обладающих высоким удельным магнитным вращением
плоскости поляризации. Здесь R - редкоземельные элементы: гольмий - Но,
диспрозий — Dy, Gd - гадолиний, Tb - тербий, Y - иттрий. Широкое
применение получили железо-иттериевый гранат Y3Fe5012 и железо-тербиевый
гранат и легированные алюминием или висмутом их соединения, например,
Y3Fe5.xAlx012n ли Tb3.xBixFe5012.
Важной особенностью магнитооптических модуляторов является
постоянство коэффициента удельного вращения плоскости поляризации света
в инфракрасном диапазоне длин волн (1...5 мкм). Это обстоятельство
повышает конкурентоспособность таких модуляторов при построении
волоконно-оптических систем передачи, работающих во втором и третьем
окнах прозрачности оптического волокна.
Отметим, что в отличие от электрооптического эффекта, который
является взаимным, эффект Фарадея является невзаимным, поэтому он может
быть использован при создании различных невзаимных оптических
устройств: оптических изоляторов, развязывающих устройств, пропускающих
свет только в одном направлении.
Модуляция оптической несущей может быть осуществлена с помощью
акустооптических модуляторов, принцип действия которых основан на
явлении дифракции света на ультразвуке, приводящего к изменению
показателя преломления ряда оптически прозрачных материалов. Такими
материалами, нашедшими широкое применение в технике оптических
систем передачи, являются кристаллы диоксида теллура - Те02, ниобата
лития - LiNb03 и молибдата свинца - РЬМо04.
При распространении света в среде, где присутствуют акустические
(ультразвуковые) упругие волны, происходит дифракция света. Упругие
волны представляют возмущения, распространяющиеся в твердых (жидких
и газообразных) средах. При распространении ультразвуковых (упругих -
акустических) волн в среде возникают механические деформации сжатия
(под давлением акустического поля), которые переносятся из одной точки

304
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
среды в другую, меняя ее структуру. При распространении упругих волн
в кристаллах может возникнуть ряд специфических эффектов, например,
различия в направлениях распространения света, его интенсивности
и поляризации, фазовой и групповой скоростей распространения. Диапазон
частот упругих акустических волн простирается от долей Гц до 1013 Г ц.
Акустические (ультразвуковые) волны создают давление на оптически
прозрачный материал, приводящее к периодическому изменению его
показателя преломления. В результате этого в кристаллах возникает
структура, аналогичная дифракционной решетке, период которой равен
длине акустической волны Л.
Если в такой структуре распространяется луч света, то в кристалле
помимо основного возникают дифракционные пучки света положительных
и отрицательных порядков (порядка дифракции), характеристики которых
(поляризация, интенсивность и направления в пространстве) зависят от
параметров акустического поля (частоты, интенсивности, толщины пучка
акустических волн), а также от угла в, под которым падает свет на пучок
акустических (упругих) волн, рис. 14.
Акустическая волна Кристалл
(звуковой пучок) / Максимумы
\ \ \ / /{Дифракции
Световая волна
/
►
Волновой фронт
входной
световой волны
Волновой фронт
выходной
световой волны
Дифрагированный свет
-3 порядок
-2 порядок
-1 порядок
Основной луч
+1 порядок
+2 порядок
+3 порядок
Рис. 14. К пояснению акустооптического эффекта
Лишь при определенном значении угла в эффективность дифракции
света на ультразвуке оказывается максимальной и зависит от длины L
пути, пройденного светом в области акустооптического взаимодействия
(объеме кристалла, находящегося под воздействием акустического поля).
При достаточно большой длине L интенсивность дифрагированного
света становится сравнимой с интенсивностью входного (падающего) света.
Дифракция света на ультразвуке для диапазона частот (гиперзвука) от
109 до 1013 Г ц при выполнении условий ЯШ > 1, где Л - длина волны
оптического излучения; L - длина пути, проходимого светом в области
акустооптического взаимодействия; А - длина акустической волны,
приводит к так называемой брэгговской дифракции. Она возникает в изотропной

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
305
среде, если световой луч падает на звуковой пучок под углом Брэгга
вБ = arcsin(2/l/A). Изменение структуры кристалла приводит к появлению
дифракционной решетки. В этом случае отклонение света происходит
только в 1-й порядок дифракции: в +1-й для света, падающего в сторону,
противоположную распространению звука, или - 1-й, если свет падает
в сторону распространения звука. Падающая под углом Брэгга к
дифракционной решетке, порожденной воздействием акустических упругих волн
гиперзвука, световая волна частично отражается от нее и интерференция
отраженных лучей определяет интенсивность дифрагированного света.
Она максимальна, если разность оптического хода световых волн,
отраженных от соседних максимумов дифракции кристалла, (см. рис. 14), равна
Л. Таким образом, описанный эффект можно использовать в качестве
оптического модулятора интенсивности оптического излучения. Для
фиксированной Л существует предельная звуковая частота fMaKC = 2v /Л (v-
скорость звука), выше которой брэгговская дифракция невозможна.
Обобщенная схема акустооптического модулятора на основе брэггов-
ской дифракции представлена на рис. 15, где приняты следующие
обозначения: L - длина пути взаимодействия оптического излучения и
акустической волны в кристалле; вБ - угол Брэгга; Л1, Л2 и Д - линзы
и диафрагмы в модуляторе предназначены для выделения необходимого
дифракционного максимума.
Световая волна
Фронт
акустической
волны
Акустическая
волна
Поглотитель
акустических волн
L1
Д
1 12
N. Модулированное
- - - 7V -Щг - оптическое
/ \. излучение
тут
Пьезоизлучатель
акустических волн
Управляющий или
модулирующий сигнал
Рис.15. Акустооптический амплитудный модулятор
Пьезоизлучатель акустических волн предназначен для формирования
упругих волн с заданными параметрами, а поглотитель акустических волн
служит для образования бегущей ультразвуковой волны, на которой и
происходит дифракция света.

306
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Принцип действия акустооптического модулятора заключается в
следующем: под воздействием управляющего или модулирующего сигнала
изменяются параметры пьезоизлучателя акустических волн и,
следовательно, изменяются параметры брэгговской дифракционной решетки,
образованной бегущей ультразвуковой волной.
При прохождении световой волны по кристаллу происходит изменение
ее амплитуды или интенсивности. Отметим, что имеет место только первый
порядок дифракции, определяемый соотношениями между длиной волны
входного оптического излучения Я, значением L и длиной акустической
волны Л.
В результате акустооптического взаимодействия частота оптического
излучения смещается на величину, равную акустической частоте fa = fM± U&
fM - частота модулирующего или управляющего сигнала и fac - частота
генератора акустической волны - пьезоизлучателя, что связано с
перемещениями дифракционной решетки. При этом, если луч направлен против
направления акустической волны, выходная частота выше входной, в
противном случае - наоборот. Это явление может быть использовано для
гетеродинного приема при частотной, фазовой и амплитудной модуляции
оптической несущей.
Внутренняя модуляция оптической несущей осуществляется путем
изменения физических параметров источника оптического излучения,
например, изменением длины резонатора полупроводникового лазерного диода,
изменением параметров распределенной обратной связи (РОС) или
распределенного брэгговского отражения (РБО).
Изменение оптической длины резонатора лазера приводит к изменению
частоты излучения. С этой целью одно из зеркал лазера закрепляют либо
на магнитострикционном стержне, либо на пьезоэлементе и изменяют
длину резонатора / синхронно с модулирующим напряжением. Тот же
эффект может быть достигнут путем изменения показателя преломления
среды, заполняющей резонатор. Для этого внутрь резонатора помещают
электрооптический кристалл.
Частотную модуляцию излучения лазера можно получить также путем
наложения на его активный слой магнитного или электрического поля, под
действием которого происходит расщепление и смещение рабочих уровней
атомов, генерирующих когерентное излучения.
Под воздействием магнитного или электрического поля происходит
изменение усиления активного слоя лазера и, следовательно, можно
реализовать амплитудную модуляцию или модуляцию по интенсивности
оптической несущей.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
307
Одним из методов управления когерентным излучением с целью
осуществления модуляции является изменение величины обратной связи
лазера, т.е. коэффициента отражения зеркал резонатора.
С этой целью используют резонатор, одно из зеркал которого вращается
с большой скоростью, и поэтому условия генерации выполняются лишь
в короткие промежутки времени, т.е. имеет место импульсная модуляция.
Изменение величины обратной связи можно получить путем замены
одного из зеркал лазера на интерферометр Фабри-Перо. Коэффициент
отражения такого резонатора зависит от расстояния между зеркалами,
меняя которое, можно модулировать интенсивность излучения и получать
значительные по амплитуде импульсы.
Излучение лазеров можно модулировать, изменяя добротность
оптических резонаторов, которая равна
ал
здесь / - длина резонатора; а - коэффициент потерь на поглощение за
одно прохождение волны в резонаторе; Л - длина волны оптического
излучения. Изменением потерь а, величина которых управляется
модулирующим сигналом, а также изменением длины резонатора /, методами
указанными выше, можно изменять частоту и интенсивность излучения
лазера. Для этого используют электрооптические или акустооптические
модуляторы, а также введение в резонатор элементов, прозрачность
которых изменяется под действием оптического излучения. Такой вид
модуляции называется автомодуляцией и широко используется для
генерирования импульсов когерентного излучения нано- и пикосекундного
диапазонов.
Качество работы оптических модуляторов определяется такими
параметрами, как управляющее напряжение и мощность, линейность
модуляционной характеристики, под которой понимается зависимость выходной
мощности оптического излучения от управляющего напряжения,
динамический диапазон, глубина модуляции, потери света, широкополосность или
быстродействие, экономичность в потреблении энергии.
Метод модуляции оптической несущей выбирается в каждом конкретном
случае в зависимости от вида передаваемой информации и требований,
предъявляемых к интенсивности светового потока, мощности
модулирующего сигнала, коэффициента (глубины) модуляции, импульсному или
непрерывному режиму работы.
По совокупности параметров качества, вида информации и требований
к параметрам модулированного оптического сигнала электрооптические

308 Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
модуляторы получили самое широкое применение в технике волоконно-
оптических систем передачи.
Виды модуляции оптической несущей. В оптическом диапазоне
широко используются аналоговая, импульсная и цифровая модуляции: им-
пульсно-кодовая модуляция (ИКМ), дельта-модуляция (ДМ) и их
разновидности.
При аналоговой модуляции непрерывному изменению амплитуды
информационного сигнала соответствует плавное изменение амплитуды
(интенсивности) частоты, фазы оптической несущей частоты (аналоговые
амплитудная модуляция - AM, модуляция интенсивности МИ, частотная
модуляция - ЧМ, фазовая модуляция - ФМ). Аналоговая поляризационная
модуляция (аналоговая ПМ) может быть двух видов: линейная и круговая
(циркулярная). При линейной ПМ угол вектора поляризации линейно
поляризованного колебания по отношению к опорному направлению
пропорционален амплитуде информационного сигнала; при круговой ПМ отношение
интенсивностей оптической несущей правого и левого круговых
поляризованных состояний пропорционально амплитуде информационного сигнала.
При импульсной модуляции амплитуда, интенсивность, длительность -
ширина, частота, фаза оптических импульсов изменяются пропорционально
амплитуде информационного сигнала (амплитудно-импульсная модуляция
- АИМ, импульсная модуляция интенсивности - ИМИ, широтно-импульсная
модуляция - ШИМ, частотно-импульсная модуляция и фазо-импульсная
модуляция - ФИМ, называемая также позиционно-импульсной модуляцией
-ПИМ).
Применение ШИМ в ВОСП оказывается нецелесообразным, поскольку при
этом виде модуляции сравнительно неэффективно используется выходная
мощность источника оптического излучения и, кроме того, ниже
помехоустойчивость по сравнению с другими видами импульсной модуляции. При ФИМ,
ЧИМ и ИМИ для передачи информации используются относительно короткие
импульсы одинаковой длительности, что позволяет более эффективно
использовать выходную мощность оптического излучения.
Под цифровой модуляцией в самом общем случае понимается передача
двоичной последовательности импульсов одинаковой амплитуды,
длительности и фазы методами ИКМ или ДМ. Однако при этом различают такие
виды цифровой модуляции, как ИКМ-АМ (ИКМ-МИ), когда передаче
«единицы» или «нуля» информационной последовательности импульсов
соответствует максимальная или минимальная, соответственно, интенсивность
(амплитуда) оптической несущей; при ИКМ - ЧМ «единице»
информационной последовательности соответствует одно значение частоты оптической
несущей, а «нулю» - другое значение. При ИКМ - ФМ фаза оптической

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
309
несущей манипулируется по отношению к опорной фазе на фазовый угол,
равный нулю или п радиан в соответствии с «единицей» или «нулем»
исходной информационной последовательности. Импульсно-кодовую
поляризационную модуляцию (манипуляцию) И - КМ - ПМ можно
осуществить в двух вариантах: линейно-ортогональном и циркулярно-
ортогональном. В первом случае «единица» и «нули» исходной
информационной последовательности различаются линейными ортогональными
поляризациями оптического излучения (например, вертикальная
поляризация соответствует единице, горизонтальная - нулю). Во втором случае
«единице» соответствует правая круговая поляризация, а «нулю» - левая.
В настоящее время в технике волоконно-оптических систем передачи
в основном находят применение цифровые методы передачи с модуляцией
интенсивности оптического излучения, а также виды модуляции с поднесу-
щими колебаниями и гетеродинными методами приема.
Обобщенная структурная схема оптического линейного
тракта
Оптический сигнал при прохождении по оптическому кабелю
(ОК), как и при передаче электрических сигналов по металлическим
кабелям, испытывает затухание, обусловленное собственными
потерями из-за поглощения светового излучения и его рассеяния
в материале оптического волокна (ОВ). Спектральная зависимость
этих потерь обуславливает амплитудно-частотные (просто
частотные) искажения сигналов и, следовательно, изменения их формы.
Дисперсионные явления в ОВ приводят к рассеянию во времени
спектральных или модовых составляющих сигнала, т.е. к
различному времени их распространения. Дисперсия ОВ (различие
групповых скоростей различных составляющих оптического излучения)
приводит к изменению формы и длительности оптических
импульсных сигналов, т.е. к их уширению. Эти искажения аналогичны фазо-
частотным (фазовым) искажениям и при определенных значениях
могут вызвать межсимвольные или интерференционные помехи при
передаче импульсных сигналов.
Таким образом, прохождение оптических сигналов по ОВ
сопровождается линейными искажениями: частотными и фазовыми.
Кроме того, при прохождении по ОВ происходят затухания и
отражения оптических сигналов в разъемных и неразъемных
соединителях строительных длин ОК и компонентов ВОСП.

310
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Совокупность технических устройств, предназначенных для
передачи оптического излучения определенной длины волны и
обеспечивающих компенсацию затухания светового потока, коррекцию
искажений сигналов, минимально допустимую защищенность или
вероятность ошибки, называется оптическим линейным трактом -
ОПТ. Обобщенная структурная схема ОПТ приведена на рис. 16, где
приняты следующие обозначения:
ОП-А (Б) - оконечный пункт (оконечная станция (ВОСП,
включающий в себя весь комплекс оборудования каналообразования,
сопряжения и формирования оптического линейного сигнала ОЛС);
ООЛТ-0 - оборудование ОЛТ оконечного пункта, где происходит
формировнаие ОЛС, параметры которого максимально
согласованы с параметрами передачи оптического волокна (ОВ), а также
ввод его в ОВ с минимально возможными потерями и искажениями;
УССЛК - устройство стыка (согласования) станционного
(объектового) оптического кабеля (ОК) с линейным; ТК - устройства
телеконтроля, обеспечивающие контроль состояния оборудования ОЛТ
и отображение информации о наличии неисправностей или предот-
казного состояния, поступающей от датчиков состояния
контролируемых параметров; ТМ - устройства телемеханики; СС -
устройства служебной связи различного типа и назначения
(участковой, постанционной, магистральной); УДПпер - устройства
передачи дистанционного питания необслуживаемых ретрансляционных
пунктов (НРтП), если их электропитание осуществляется по
металлическим жилам оптического кабеля; УВК-0 - устройство ввода
линейного ОК в оконечный, обслуживаемый и необслуживаемый
ретрансляционные пункты; ЛРт - линейный ретранслятор,
осуществляющий компенсацию затухания ОК, разъемных и неразъемных
соединений, устройств ввода-вывода оптического излучения,
коррекцию формы оптических и электрических сигналов,
восстановление необходимых временных и спектральных соотношений в
исходных сигналах; ретранслятор может быть реализован как
оптический усилитель или как регенератор электрического сигнала;
УДПпр - устройство приема и распределения дистанционного
питания НРтП; ООЛТпр (пер) - приемное и передающее оборудование
ОЛТ обслуживаемого ретрансляционного пункта (ОртП); АВ и ПП -
аппаратура выделения или переприема групп каналов в ОртП
(возможно и в НРтП) или ОП.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
311
Рис. 16. Обобщенная структупная схема оптического линейного тракта
Основным элементом ОРтП и НРтП является линейный
ретранслятор, обеспечивающий передачу оптического сигнала
практически на любые расстояния с заданными показателями
качества. От ЛРт зависят основные технико-экономические показатели
ОЛТ и ВОСП в целом.
Структура ОЛТ и соответствующих ему ЛРт определяется
выбранными способами передачи оптического и электрического
сигнала (аналоговый, импульсный, цифровой и др.), видом модуляции
(МИ, AM, ЧМ, ФМ и др) и приема (непосредственное
детектирование, когерентный прием и др.). В настоящее время на
телекоммуникационных сетях наибольшее рапространение получили ВОСП
с простой и надежной прямой модуляцией интенсивности излучения
аналоговыми или цифровыми электрическими сигналами и прямое
детектирование промодулированного по интенсивности оптического
излучения с помощью p-i-n или лавинных фотодиодов.
Оптические линейные тракты, как и ВОСП, подразделяются на
цифровые и аналоговые.
Цифровым оптическим линейным трактом (ЦОЛТ) называется
тракт, по которому передается световой поток, интенсивность
которого модулируется (управляется) цифровым электрическим сигна-

312
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
лом, сформированным с помощью импульсно-кодовой (ИКМ) или
дельта-модуляции (ДМ).
Аналоговым оптическим линейным трактом (АОЛТ)
называется тракт, по которому передается световой поток, интенсивность
которого модулируется аналоговым электрическим сигналом,
сформированным с помощью аналоговых AM, ЧМ и ФМ или АИМ,
ШИМ и ФИМ.
Такая классификация весьма условна и не охватывает
перспективных методов модуляции параметров оптического излучения
модуляторами на основе электро- и акустических явлений в
соответствующих материалах.
Поскольку в настоящее время самое широкое распространение
получили цифровые волоконно-оптические системы передачи с
непосредственной модуляцией оптического излучения и прямым
детектированием, в дальнейшем будем пользоваться привычной
терминологией цифровых систем передачи (ЦСП): регенератор
(вместо ретранслятор), регенерационный участок (вместо
ретрансляционный), обслуживаемый (ОРП) или необслуживаемый (НРП)
регенерационный (вместо ретрансляционный) пункт.
Обобщенная структурная схема линейного цифрового
регенератора приведена на рис. 17, где приняты такие обозначения:
ОИ - оптическое излучение, поступающее из оптического кабеля;
ПРОМ - приемный оптический модуль, преобразующий оптическое
излучение в электрический сигнал, скоректированный и усиленный;
УО - усилитель-ограничитель, срезающий пиковые значения элет-
рического сигнала, а, следовательно, и аддитивные помехи; ПУ -
пороговое устройство; РУ - решающее устройство; ВТЧ -
выделитель тактовой частоты; ФУ - формирующее устройство импульсов
заданной амплитуды, длительности и формы; ПОМ - передающий
оптический модуль, преобразующий электрический сигнал в
оптическое излучение.
Назначение элементов регенератора очевидно из рассмотрения
временных диаграмм его работы (рис. 18). Здесь 1-6 формы
сигналов в различных точках схемы регенератора (см. рис. 17).
ои
пром
Рис. 17. Обобщенная структурная схема линейного цифрового регенератора

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
313
С выхода ПРОМ электрический сигнал совместно с аддитивной
помехой поступает на УО (кривая 1, рис. 18). В УО происходит
усиление этого сигнала и ограничение его амплитуды знакчением
1/пор. Если входной сигнала больше порогового l/n0p, то на выходе
УО сигнал появится и, если входной сигнал меньше Unop, то сигнал
на выходе УО не появится, и, следовательно, происходит
подавление части помех (см. кривая 2, рис.18).
и
Unop
In П
А
i
д
А
П П П П ,
А А A ft А ,
Рис. 18. Временные диаграммы работы цифрового линейного регистратора
С выхода УО сигнал, освобожденный от аддитивных помех,
поступает на вход ПУ (см. 3, рис. 18).
Сигнал на выходе ВТЧ представляет периодическую последова-
етльность импульсов (см. 4, рис.18), следующих с тактовой частотой
fT = 1/т, где Т - период следования импульсов.
Если на один из входов РУ подается информационная
последовательность с выхода ПУ (см. 3 рис. 18), а на другой - тактовая
последовательность импульсов (см. 4, рис. 18), то в случае их совпадения
на выходе РУ появляются импульсы (см. 5, рис. 18) определенной
амплитуды и длительности, необходимые для запуска ФУ.

314
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
В ФУ происходит полная регенерация формы импульсов (см. 6,
рис. 18), которая затем поступает на вход ПОМ, где и
осуществляется модуляция оптического излучения или преобразование
электрического сигнала в оптический соответствующей длины
волны и интенсивности.
Необходимо отметить, что периодическая последовательность
импульсов на выходе ВТЧ (см. 4, рис. 18) обязательно фазируется с
откоректированными импульсами на выходе ПУ с целью
уменьшения так называемых фазовых дрожаний (флуктуации),
обусловленных погрешностями работы ВТЧ.
Пороговое устройство и усилитель-ограничитель являются
основными элементами регенератора, обеспечивающими его
помехоустойчивость, и требуют точной установки порогового напряжения
1/ПОр и стабильного усиления.
Изменение порогового напряжения в любую сторону снижает
помехоустойчивость регенератора, так как приводит к нарушению
оптимального соотношения между максимальным значением
откорректированного импульса на входе УО и пороговым напряжением
ПУ. Для поддержания постоянства такого оптимального
соотношения в регенераторе применяется автоматическачя регулировка
усиления (АРУ) (см. рис. 17), где в качестве управляющего сигнала
используется пиковое значение импульсов на выходе УО.
Оптические усилители
Усиление оптических сигналов рассматривалось как
сопутствующее явление, наблюдаемое при исследовании процессов
в лазерных устройствах. Однако уже в начале 80-х годов в связи
с развитием волоконно-оптической техники и технологии оно стало
самостоятельным направлением и находит все большее
применение при построении ретрансляторов линейных трактов ВОСП,
реализуемых в оптических усилителях (ОУ).
В отличие от регенератора, рассмотренного выше, оптический
усилитель не осуществляет оптоэлектронного преобразования,
а сразу производит усиление оптического сигнала (см. рис. 19).
Оптические усилители в равной степени усиливают как входной
сигнал, так и шум. Кроме того, они вносят собственные шумы
в выходной оптический сигнал.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
315
Л
Входное
волокно
Оптический
усилитель
Выходное
волокно
Входной
оптический
сигнал
Выходной
оптический
сигнал
Рис.19. Оптический усилитель
Оптические усилители могут одновременно усиливать несколько
оптических сигналов с разными длинами волн в пределах
определенного волнового интервала, который называется зоной усиления.
Оптические усилители, аналогично лазерам, используют принцип
индуцированного излучения. Существует пять типов оптических
усилителей.
1. Усилители Фабри-Перо. Усилители оснащены плоским
резонатором с зеркальными полупрозрачными стенами. Они
обеспечивают высокий коэффициент усиления (до 25 дБ) в очень узком
(1,5 ГГц), но широко перестраиваемом (800 ГГц) спектральном
диапазоне. Кроме того, такие усилители не чувствительны к
поляризации оптического сигнала и характеризуются сильным
подавлением боковых составляющих (ослабление на 20 дБ за пределами
интервала в 5 ГГц).
В силу своих характеристик, усилители Фабри-Перо идеально
подходят для работы в качестве демультиплексоров, поскольку они
всегда могут быть перестроены для усиления только определенной
длины волны одного спектрального канала из входного
многоканального системы спектрального уплотнения (WDM).
2. Усилители на волокне, использующие бриллюэновское
расстояние. Стимулированное бриллюэновское расстояние - это
нелинейный эффект, возникающий в кремниевом волокне, когда
энергия от оптической волны на частоте f| переходит в энергию
новой волны на смещенной частоте f2.
Если мощная накачка в кремниевом волокне производится на
частоте f1t стимулированное бриллюэновское расстояние способно
усиливать слабый входной сигнал на частоте f2. Входной сигнал
сосредоточен в узком диапазоне, что позволяет выбирать канал с
погрешностью 1,5 ГГц.
3. Усилители на волокне, использующие рамановское
расстояние, реализуют тот же нелинейный эффект, что и
использующие бриллюэновское расстояние, однако в данном случае
частотный сдвиг между сигнальной волной и волной накачки (|f2-fi|)

316
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
больше, а выходной спектральный диапазон усиления шире, что
допускает усиление сразу нескольких каналов системы WDM.
Большие переходные помехи между усиливаемыми спектральными
каналами представляют основную проблему при разработке таких
усилителей.
4. Полупроводниковые лазерные усилители (ППЛУ) имеют
ту же активную среду, что и полупроводниковые лазеры, но в них
отсутствуют зеркальные резонаторы. Для уменьшения френелев-
ского отражения с обеих сторон активной среды наносится
специальное покрытие толщиной Л/4 с согласованным показателем
преломления.
5. Усилители на примесном волокне наиболее широко
распространены и являются ключевыми элементами в технологии
полностью оптических сетей, так как позволяют усиливать световой
сигнал в широком спектральном диапазоне. Схема такого усилителя
приведена на рис. 20.
Волны
Слабый накачки (6)
Усиленный
выходной
сигнал (8)
входной
сигнал (1)
i Примесное волокно (4)7 \ Волны \^ волокно°(%
л w' ^ с накачки (6) \ л
Оптический Блок фильтров для Оптический
изолятор (2) волны накачки (3) изолятор (10)
Рис. 20. Оптический усилитель на примесном волокне
Слабый входной сигнал (1) проходит через оптический изолятор
(2), который пропускает свет в прямом направлении - слева
направо, но не пропускает рассеянный свет в обратном
направлении, далее проходит через блок фильтров (3), которые
блокируют световой поток на длине волны накачки, но прозрачны
к длине волны сигнала.
Затем сигнал попадает в катушку с волокном, легированным
примесью из редкоземельных элементов (4). Длина такого участка
волокна составляет несколько метров. Этот участок волокна
подвергается сильному непрерывному излучению
полупроводникового лазера накачки (5), установленного с противоположной
стороны, с более короткой длиной волны.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
317
Излучение этого лазера (5) с длиной волны накачки (6)
возбуждает атомы примеси, возбужденное состояние которых
имеет большое время релаксации, чтобы спонтанно перейти в
основное состояние. Однако при наличии слабого сигнала
происходит индуцированный переход атомов примесей из
возбужденного состояния в основное с излучением света на той же
длине волны и с той же самой фазой, что и вызвавший этот переход
сигнал. Селективный разветвитель (7) перенаправляет усиленный
полезный сигнал (8) в выходное волокно (9). Дополнительный
оптический изолятор на выходе (10) предотвращает попадание
обратного рассеянного сигнала из выходного сегмента в активную
область оптического усилителя.
Активной средой является одномодовое волокно, сердцевина
которого легирована примесями редкоземельных элементов с
целью создания трехуровневой атомной системы (рис. 21).
Энергия
Уровень В
Уровень С
Уровень А
i
jvCA
Рис. 21. Энергетическая
диаграмма уровней атомной
системы усилителя на примесном
волокне
Лазер накачки возбуждает электронную подсистему примесных
атомов, в результате чего электроны с основного состояния
(уровень А) переходят в возбужденное состояние (уровень В).
Далее происходит релаксация электронов с уровня В на
промежуточный уровень С.
Когда заселенность уровня С становится достаточно высокой,
так что образуется инверсная заселенность уровней А и С, то такая
система способна индуцированно усиливать входной оптический
сигнал в определенном диапазоне длин волн. При отсутствии
входного сигнала происходит спонтанное излучение возбужденных
атомов примесей, приводящее к шуму.
Режимы работы усилителя во многом зависят от типа примесей
и от диапазона длин волн, в пределах которого он должен
усиливать сигнал. Наиболее широко распространены усилители,
в которых используется кремниевое волокно, легированное эрбием.

318
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи
Такие усилители получили название EDFA (Erbium Doped Fiber
Amplifier - усилитель на легированном эрбием волокне) усилителей.
Коэффициент усиления сигнала зависит от его входной
амплитуды и длины волны. При малых входных сигналах амплитуда
выходного сигнала растет линейно с ростом входного сигнала,
коэффициент усиления достигает при этом максимального
значения. Однако при некотором достаточно большом входном сигнале
сигнал на выходе достигает своего насыщения, что приводит к
падению коэффициента усиления при дальнейшем увеличении
уровня входного сигнала.
Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 13 и 14
1. Назовите основные части волоконно-оптической линии передачи.
2. Назовите основные преимущества оптического волокна. Приведите
примеры каждого из них.
3. Каковы длины волн 300 МГц, 3000 МГц и 30 000 МГц
электромагнитного колебания в свободном пространстве?
4. Где скорость света больше: в воздухе или в стекле?
5. Определите частоту и энергию фотона для источника оптического
излучения длиной вролны а) Л= 0,6328 мкм, б) Л = 1,059 мкм и
в) Л= 10,6 мкм. Ответ: (а) 4,74-1014 Гц, 1,96 эВ; (б) 2,83-1014 Гц,
1,17 эВ; (в) 2,83-1013 Гц, 0,12 эВ.
6. Найти расстояние, на котором мощность оптического излучения
уменьшится в 10 раз при распространении в волокнах, имеющих
следующие коэффициенты затухания: а) 2000 дБ/км; б) 20 дБ/км;
в) 0,2 дБ/км.
7. Дайте определение френелевскому отражению.
8. От чего зависит длина волны оптического излучения?
9. Что такое гомопереход и гетеропереход?
10. Что такое гетероструктуры и как они классифицируются?
11. Назовите основные параметры светоизлучающего диода.
12. Перечислите основные характеристики лазерного излучения,
отличающие его от излучения светодиода.
13. Назовите три слоя р-/-л-фотодиода. Каково предназначение
среднего слоя?
14. Назовите основные параметры фотодиодов.
15. Назовите виды шумов, возникающих в фотодетекторе.
16. Изобразите обобщенную структурную схему передающего
оптического модуля.
17. Изобразите обобщенную структурную схему приемного оптического
модуля.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
319
18. Сущность непосредственной модуляции оптического излучения.
Достоинства, недостатки и область применения.
19. Принцип действия акустооптического модулятора.
20. Принцип действия электрооптического модулятора на ячейках
Поккельса - Керра.
21. Принцип действия магнитооптического модулятора на ячейках
Фарадея.
22. Обобщенная структурная схема линейного цифрового
регенератора ВОСП, временные диаграммы его работы.
23. Принцип работы оптического усилителя типа EDFA.

Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Лекция 15
Общие принципы и особенности построения
систем радиосвязи
Основные понятия и определения. Классификация
диапазонов радиочастот и радиоволн. Структура
радиосистем передачи.
Радиосвязь - вид электросвязи, осуществляемый с помощью
радиоволн. Под радиоволнами принято понимать электромагнитные
волны, частота которых выше 30 кГц и ниже 3000 ГГц,
распространяющиеся в среде без искусственных направляющих сред
(линий). С понятием радиоволны тесно связано понятие
радиочастоты, т.е. частоты радиоволн.
Скорость распространения электромагнитных волн в какой-либо
среде равна
где с - скорость распространения света в вакууме; е~
диэлектрическая, ju - магнитная проницаемость среды. Для воздуха ju ~ е ~ 1,
а скорость распространения электромагнитных волн близка к
скорости света в вакууме, т.е. v~ 3 • 108 м/с.
Электромагнитные волны создаются источником периодически
изменяющейся ЭДС с периодом Т. Если в некоторый момент
электромагнитное поле (ЭМП) имело максимальное значение, то такое
же значение оно будет иметь спустя время Т. За это время ЭМП
переместится на расстояние
A = v-T. (2)
Минимальное расстояние между двумя точками пространства,
поле в котором имеет одинаковое значение, называется длиной
волны. Длина волны зависит от скорости ее распространения и

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
321
периода Т ЭДС, передающей это поле. Так как частота тока равна
f = 1/Т, то длина волны
Длина волны Л связана с частотой колебания f известным
соотношением
Радиочастотный спектр - область частот, занимаемая
радиоволнами. Полоса частот - область частот, ограниченная нижним и
верхним пределами. Диапазон частот - полоса частот, которой
присвоено условное наименование.
В соответствии с Регламентом радиосвязи весь радиочастотный
спектр разделен на 12 диапазонов, которые определены как
области радиочастот, равные (0,3...3) х 10^ Гц, где Л/ - номер диапазона.
Для целей радиосвязи используется девять диапазонов и,
следовательно, Л/= 4...12.
Диапазон радиоволн - определенный непрерывный участок длин
радиоволн, которому присвоено условное метрическое
наименование. Каждому диапазону радиоволн соответствует определенный
диапазон радиочастот.
Классификация диапазонов радиочастот или радиоволн
приведена в табл. 1. Такая классификация в первую очередь связана с
особенностями распространения радиоволн и их использования.
Кроме того, в технике радиосвязи широкое применение находят
следующие понятия: диапазон рабочих радиочастот - полоса
частот, в пределах которой обеспечивается работа радиостанции; сетка
рабочих радиочастот (сетка частот) - множество следующих
через заданные интервалы рабочих радиочастот; шаг сетки рабочих
радиочастот (шаг сетки частот) - разность между соседними
дискретными значениями рабочих частот, входящих в их сетку;
радиостанция - один или несколько передатчиков и приемников или их
комбинация, включая вспомогательное оборудование, необходимые
для осуществления радиосвязи; присвоенная полоса радиочастот -
полоса частот, в пределах которой радиостанции разрешено
излучение; рабочий канал - полоса частот, которая используется для
передачи информации (сообщения); присвоенная радиочастота -
частота, соответствующая середине присвоенной радиостанции полосы
частот; рабочая радиочастота - частота, предназначенная для
ведения радиосвязи радиостанцией.
(3)
Л = з-1 (га
(4)

322
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Таблица 1
Номер

диапазона
Диапазон длин волн
Диапазон частот
Наименование
Границы
Наименование
Границы
4
Мириаметровые или
сверхдлинные волны
(СДВ)
10...
100 км
Очень
низкие
частоты
(ОНЧ)
3...30 кГц
5
Километровые или
длинные волны (ДВ)
1...
10 км
Низкие
частоты (НЧ)
30...
300 кГц
6
Гектометровые или
средние волны (СВ)
100...
1000м
Средние
частоты (СЧ)
300...
3000 кГц
7
Декаметровые или
короткие волны (KB)
10...
100 м
Высокие
частоты (ВЧ)
3...30 МГц
8
Метровые или
ультракороткие волны (УКВ)
1...10М
Очень
высокие
частоты
(ОВЧ)
30...
300 МГц
9
Дециметровые волны
(ДМВ)
10...
100 см

Ультравысокие частоты
(УВЧ)
300...
3000 МГц
10
Сантиметровые волны
1...
10 см

Сверхвысокие частоты
(СВЧ)
3...30 ГГц
11
Миллиметровые волны
1...
10 мм
Крайне
высокие
частоты
(КВЧ)
30...
300 ГГц
12
Децимиллиметровые
волны
0,1...
1 мм
Гипервысоки
е частоты
(ГВЧ)
300...
3000 ГГц
Для введения других понятий и определений следует
рассмотреть обобщенную структурную схему радиосистемы передачи
(РСП). Под радиосистемой передачи понимается совокупность
технических средств, обеспечивающих образование типовых
каналов и трактов, а также линейных трактов, по которым сигналы
электросвязи передаются посредством радиоволн в открытом
пространстве. Поскольку подавляющее большинство РСП являются
многоканальными, то приведем обобщенную структурную схему
многоканальной РСП (рис. 1), где приняты следующие обозначения:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
323
КГО - каналообразующее и групповое оборудование,
обеспечивающее формирование сигналов типовых каналов и трактов из
множества подлежащих передаче первичных сигналов
электросвязи на передающем конце и обратное преобразование сигналов
типовых каналов и трактов в множество первичных сигналов на
приемном конце.
СЛ - проводные соединительные линии, обеспечивающие
подключение каналообразующего и группового оборудования к РСП
в случае их территориальной удаленности.
Канал передачи
°Т КГО
о-ч>
СЛ
Ствол РСП -
линейный тракт
OOC
пер
РСТ
Ыоос
прм
СЛ
*4)
кго "Г0
Рис. 1. Обобщенная структурная схема многоканальной радиосистемы связи
Для формирования радиосигнала и передачи его на расстояния
посредством радиоволн используются различные радиосистемы
связи. Радиосистема связи представляет собой комплекс
радиотехнического оборудования и других технических средств,
предназначенных для организации радиосвязи в заданном диапазоне частот с
использованием определенного механизма распространения
радиоволн. Вместе со средой (трактом) распространения радиоволн
радиосистема связи образует линейный тракт или ствол, состоящий из
оконечного оборудования ствола (ООС) и радиоствола.
ООСпер - оконечное оборудование ствола передающего конца,
где формируется линейный сигнал, состоящий из информационного
группового сигнала и вспомогательных сигналов (сигналов
служебной связи, сигналов контроля работоспособности оборудования
РСП и др.), которыми модулируются высокочастотные колебания.
РСТ - радиоствол, назначением которого является передача
модулированных радиосигналов на расстояния с помощью радиоволн.
Радиоствол называется простым, если в его состав входят лишь две
оконечные станции и один тракт распространения радиоволн, и
составным, если помимо двух оконечных радиостанций он содержит
одну или несколько ретрансляционных станций, обеспечивающих
прием, преобразование, усиление или регенерацию и повторную
передачу радиосигналов. Необходимость использования составных

324
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
радиостволов обусловлена рядом факторов, основными из которых
являются протяженность радиолинии, ее пропускная способность
и механизм распространения радиоволн.
ООСПр - оконечное оборудование ствола приемного конца, где
проводятся обратные преобразования: демодуляция
высокочастотного радиосигнала, выделение группового (многоканального)
сигнала и вспомогательных служебных сигналов.
Общие принципы организации радиосвязи. Классификация
радиосистем передачи
Совокупность технических средств и среды распространения
радиоволн, обеспечивающих передачу сигналов от источника к
приемнику информации, называется радиоканалом {каналом
радиосвязи). Радиоканал, обеспечивающий радиосвязь в одном
азимутальном направлении, называется радиолинией.
Упрощенная структурная схема одноканальной радиолинии
приведена на рис. 2.
VD
О
О
О
Радиостанция
"мумк"
Т"сч
пи
пи
пи
А А

Радиопередающее j
устройство
Радиостанция
"сцд""'
пи
м-
Радиоприемное
устройство
L ........... '
Ш
со
со
X
О
ф
раз
»бщ
еоб|
Сое
а
EZ
Рис. 2. Структурная схема радиолинии
Функционирование радиолинии осуществляется следующим
образом. Передаваемое сообщение поступает в преобразователь
(микрофон, телевизионная передающая камера, телеграфный или
факсимильный аппарат и др.), который преобразует его в
первичный электрический сигнал. Последний поступает на
радиопередающее устройство радиостанции, которое состоит из модулятора
(М), синтезатора несущих частот (СЧ) и усилителя модулированных
колебаний (УМК). С помощью модулятора один из параметров
несущей частоты (высокочастотного колебания) изменяется по
закону первичного сигнала. С помощью антенны (А) энергия
радиочастот передатчика излучается в тракт распространения радиоволн.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
325
На приемном конце радиоволны наводят ЭДС в приемной
антенне (А). Радиоприемное устройство радиостанции с помощью
селективных (избирательных) цепей (СЦ) отфильтровывает сигналы от
помех и других радиостанций. В детекторе (Д) происходит процесс,
обратный модуляции, - выделение из модулированных колебаний
исходного электрического сигнала. Далее в преобразователе этот
сигнал преобразуется в сообщение, которое и поступает к абоненту.
Рассмотренная схема радиолинии обеспечивает
одностороннюю радиосвязь, при которой передачу сообщений осуществляет
одна из радиостанций, а другая или другие только прием. Для
организации двусторонней радиосвязи, при которой радиостанции
осуществляют прием и передачу, в каждом пункте необходимо
иметь и передатчик (Пер) и приемник (Пр). Если при этом передача
и прием на каждой радиостанции осуществляются поочередно, то
такая радиосвязь называется симплексной (рис. 3, а). Симплексная
радиосвязь используется, как правило, при наличии относительно
небольших информационных потоков. Такая радиосвязь может
быть одночастотной (прием и передача на одной частоте) и двух-
частотной (прием и передача на разных частотах).
а) б)
Рис. 3. Структурная схема организации радиосвязи:
а - симплексной; б - дуплексной
Двусторонняя радиосвязь, при которой связь между
радиостанциями реализуется одновременно, называется дуплексной (рис. 3, б).
При дуплексной радиосвязи передача в одном и другом
направлениях ведется обычно на разных несущих частотах. Это делается
для того, чтобы радиоприемник принимал сигналы только от
радиопередатчика противоположного пункта и не принимал сигналы
собственного радиопередатчика.
Если необходимо иметь радиосвязь с большим числом пунктов,
то организуется радиосеть, представляющая совокупность
радиолиний, работающих на одной общей для всех абонентов, частоте
или группе частот. Структурные схемы радиосетей различной слож-

326
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
ности приведены на рис. 4 для симплексной радиосвязи и на рис. 5
для дуплексной радиосвязи.
Пер
1
Пр
ГР
т т
I
Пер
I
Пер
Пр
Пр
ПР1
47
ПРЗ
т
Пер
Пр
ПР2
Рис. 4. Радиосеть на основе сложной симплексной радиосвязи
ГР
Рис. 5. Радиосеть на основе сложной дуплексной радиосвязи
Сущность функционирования радиосети заключается в
следующем. Одна радиостанция, называемая главной (ГР), может
передавать сообщения как для одного, так и для нескольких
подчиненных радиостанций. Радист-оператор ГР следит за
порядком в радиосети и устанавливает очередность работы на
передачу подчиненным радиостанциям (ПР). Последние при
соответствующем разрешении могут обмениваться сообщениями
(информацией) не только с ГР, но и между собой. Такая
организация связи может быть реализована как на основе сложного
симплекса (рис. 4), так и сложного дуплекса (рис. 5). В первом
случае возможно использование совмещенных приемопередающих
радиоустройств и общей рабочей радиоволны (частоты). Во втором
случае ГР ведет передачу на одной частоте, а принимает на
нескольких (по числу подчиненных радиостанций). Отметим, что
радиосеть может быть организована на основе полудуплексной
радиосвязи, при которой на одной радиостанции (как правило,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
327
главной) передача и прием осуществляются одновременно, а на
других радиостанциях - попеременно.
Центры крупных промышленных регионов соединяются линиями
радиосвязи со многими пунктами. Для чего радиопередатчики и
передающие антенны располагают в так называемом передающем
радиоцентре, а радиоприемник и приемные антенны располагают
на приемном радиоцентре. Для соединения источников сообщения
с радиопередатчиками и радиоприемниками и контроля качества
радиосвязи в городах оборудуют радиобюро.
На радиосетях большой протяженности для увеличения
дальности связи включаются ретрансляционные станции
(ретрансляторы). Обобщенная структурная схема ретранслятора
приведена на рис. 6. К уже известным обозначениям и понятиям
здесь добавляется новое - фидерный тракт, представляющий
совокупность устройств передачи электромагнитной энергии от
антенны к приемнику (Пр) и от передатчика (Пер) к антенне,
содержащая фидер и ряд вспомогательных элементов.
Рис. 6. Обобщенная структурная схема ретранслятора
К фидерному тракту предъявляются следующие требования:
передача энергии должна осуществляться с малыми потерями;
передающий фидер не должен излучать, а приемный - принимать
посторонние электромагнитные колебания; отражения в трактах,
создающие попутные потоки, должны быть минимальными; не
должны распространяться волны других (высших) типов.
В современных радиосистемах передачи разница уровней
излучаемых и принимаемых антеннами радиосигналов весьма велика
(150 дБ и более).
Для исключения возможности возникновения паразитных связей
между передающими и приемными трактами ретранслятора
необходимо использовать две несущие частоты для каждого
направления передачи. При этом для передачи радиосигналов в противопо-

328
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
ложных направлениях может быть использована либо одна и та же
пара частот (fh f2), либо две разные пары (fh f2v\ f3> f4). В
зависимости от этого различают два способа {плана) распределения частот
приема и передачи в дуплексном режиме: двухчастотный {fh f2) и
четырехчастотный {f1f f2 и f3, f4) планы. Двухчастотный план
экономичнее с точки зрения использования занимаемой полосы частот,
однако, требует специальных мер для защиты от сигналов
противоположного направления. Четырехчастотный план не требует
указанных мер защиты, однако он неэкономичен с точки зрения
использования полосы частот. Число радиоканалов (радиостволов), которое
может быть организовано в выделенном диапазоне частот, при четы-
рехчастотном плане вдвое меньше, чем при двухчастотном.
Схема комплекса средств радиосвязи, обслуживающего
административный или хозяйственный центр, изображена на рис. 7. Здесь: 1 -
передающий радиоцентр с радиопередатчиками Пер 1, Пер 2, Пер
N; 2- приемный радиоцентр с радиоприемниками Пр 1, Пр 2,Пр N;
3 - город, который связан с радиоцентрами соединительными
(проводными) линиями связи 4 и 5. По линиям 4 на радиоцентр 1
поступают передаваемые сигналы, а по линиям 5 в город передаются
сигналы, принятые радиоцентром 2; по этим же линиям передаются
сигналы дистанционного контроля работы радиоцентров и сигналы
дистанционного контроля работы радиоцентров сигналы
дистанционного управления оборудованием. Радиобюро 6 соединено линиями
связи с телеграфной и фототелеграфной (факсимильной)
аппаратными центрального телеграфа 7 и 8 междугородной телефонной
станцией 9, а также радиовещательной аппаратной 10. Радиовещательная
аппаратная служит для обмена радиовещательными программами
с другими городами или странами. Аппаратные связаны с источниками
передаваемых сообщений, такими как сети абонентского телеграфа,
телефонные и др.
Существует множество различных классификаций радиосистем
передачи (РСП) в зависимости от признаков, положенных в их
основу. Приведем классификацию РСП по наиболее важным
признакам:
по принадлежности к различным службам в соответствии с
Регламентом радиосвязи различают РСП фиксированной службы
(радиосвязь между фиксированными пунктами), радиовещательной
службы (передача сигналов для непосредственного приема
населением), РСП подвижной службы (радиосвязь между движущимися
друг относительно друга объектами);

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
329
1
Рис. 7. Схема комплекса средств радиосвязи
по назначению различают международные, магистральные,
внутризоновые, местные РСП, военные РСП, технологические
РСП (для обслуживания объектов железнодорожного транспорта,
линий электропередачи, нефте- и газопроводов и т. д.), космические
РСП (обеспечивающие радиосвязь между космическими
аппаратами или между земными пунктами и космическими аппаратами);
по диапазону используемых радиочастот или радиоволн (см.
табл. 1);
по виду передаваемых сигналов различают РСП аналоговых
сигналов (телефонных, радиовещательных, факсимильных,
телевизионных, сигналов телеметрии и телеуправления), РСП цифровых
сигналов (телеграфных, сигналов от ЭВМ) и комбинированные
РСП;
по способу разделения каналов (канальных сигналов) различают
многоканальные РСП с частотным разделением, временным,
фазовым и комбинированным разделением каналов; существуют
также специальные РСП с разделением канальных сигналов по
форме (например, асинхронно-адресные системы с кодово-
адресным разделением сигналов);
по виду линейного сигнала различают аналоговые, цифровые и
смешанные (гибридные) РСП. В аналоговых РСП на вход
радиоканала (ствола) поступает аналоговый сигнал, соответственно
аналоговым является и радиосигнал; к аналоговым РСП относятся и
импульсные РСП, т.е. системы с импульсной модуляцией (и
временным разделением каналов); в цифровых РСП на вход
радиоствола и тракт распространения (см. рис. 1) поступает цифровой
сигнал; в смешанных РСП линейный сигнал состоит из аналогового
линейного сигнала и поднесущей, модулированной цифровым
сигналом;

330
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
по виду модуляции несущей аналоговые РСП подразделяются на
системы с частотной, однополосной и амплитудной модуляциями,
а цифровые РСП - на системы с амплитудной, частотной,
фазовой и амплитудно-фазовой манипуляциями]
по пропускной способности различают РСП с малой, средней и
высокой пропускной способностью] наиболее часто
употребляемые границы пропускной способности различных аналоговых и
цифровых РСП приведены в табл. 2.
Таблица 2
Характеристики
пропускной
способности
Значения пропускной способности для РСП
аналоговых, число
каналов тональной
частоты
цифровых, Мбит/с
Малая
Менее 24
Менее 10
Средняя
60...300
10...100
Высокая
Более 300*
Более 100
'Или канал передачи изображения телевидения с одним или несколькими каналами
передачи звуковых сигналов телевидения и звукового вещания.
По характеру используемого физического процесса в тракте
распространения радиоволн различают: системы радиосвязи и
радиовещания на длинных, средних и коротких радиоволнах без
ретрансляторов; радиорелейные системы передачи прямой
видимости (РРСП), где происходит распространение радиоволн в пределах
прямой видимости; тропосферные радиорелейные системы
передачи (ТРСП), где используется дальнее тропосферное
распространение радиоволн за счет их рассеяния и отражения в нижней области
тропосферы при взаимном расположении радиорелейных станций за
пределами прямой видимости; спутниковые системы передачи
(ССП), использующие прямолинейное распространение радиоволн
с ретрансляцией их бортовым ретранслятором искусственного
спутника Земли (ИСЗ), находящимся в пределах радиовидимости земных
станций, между которыми осуществляется радиосвязь; ионосферные
РСП на декаметровых волнах (дальнее распространение декамет-
ровых волн за счет отражения от слоев ионосферы); космические
РСП (прямолинейное распространение радиоволн в космическом
пространстве и атмосфере Земли); ионосферные РСП на метровых
волнах (дальнее распространение метровых волн благодаря
рассеянию их на неоднородностях ионосферы) и др.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
331
Для построения многоканальных телекоммуникационных систем
самое широкое распространение получили радиорелейные и
спутниковые системы передачи, использующие дециметровый,
сантиметровый и миллиметровый диапазоны радиоволн. В этом же
диапазоне строятся и современные системы подвижной
(мобильной) радиосвязи самого различного назначения. Более ранние
системы подвижной радиосвязи использовали отдельные участки
метровых волн. Поэтому представляется необходимым
рассмотреть особенности распространения этих видов радиоволн.
Особенности распространения радиоволн метрового -
миллиметрового диапазонов
Общие свойства радиоволн. Распространение радиоволн в
свободном пространстве зависит от свойств поверхности Земли
и свойств атмосферы. Условия распространения радиоволн вдоль
поверхности Земли в значительной мере зависят от рельефа
местности, электрических параметров земной поверхности и длины
волны. Радиоволнам, как и другим волнам, свойственна дифракция,
т.е. явление огибания волнами препятствий. Наиболее сильно
дифракция сказывается в случае, когда геометрические размеры
препятствий соизмеримы с длиной волны. Радиоволны,
распространяющиеся у поверхности Земли и частично за счет дифракции
огибающие выпуклость земного шара, называются земными, или
поверхностными радиоволнами.
Атмосферу Земли нельзя считать однородной средой. Давление,
плотность, влажность, диэлектрическая проницаемость и другие
параметры в разных объемах воздушного слоя имеют различные
значения. По этим причинам скорости распространения в
различных объемах неодинаковы и зависят от длины волны. Траектория
радиоволн в атмосфере искривляется. Явление искривления или
преломления радиоволн при распространении их в неоднородной
среде получило название рефракции.
Радиоволны, распространяющиеся на большой высоте в
атмосфере и возвращающиеся на Землю вследствие искривления
траектории, рассеяния или отражения от атмосферных неоднородно-
стей, называются пространственными, или ионосферными.
В точку приема могут приходить как пространственная, так и земная
волны от одного и того же источника. Если фазы колебаний этих
волн совпадают, то амплитуда суммарного поля возрастает,

332
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
и, наоборот - при сдвиге фазы волн на 180° суммарное поле
ослабляется и может стать равным нулю. Указанное явление называется
интерференцией.
Влияние Земли и атмосферы на распространение
радиоволн. Атмосферой называется газообразная оболочка Земли,
простирающаяся на высоту более 1000 км. С точки зрения
распространения радиоволн атмосферу Земли разделяют на три области,
обладающие определенными отражающими и поглощающими
свойствами: тропосферу (простирающуюся от поверхности Земли
до высоты 10... 15 км); стратосферу (ограниченную снизу
тропосферой, а сверху высотой примерно 60...80 км) и ионосферу
(лежащую за пределами стратосферы вплоть до высот 15...20 тыс. км),
представляющая ионизированный воздушный слой малой
плотности над стратосферой и переходящий затем в радиационные пояса
Земли.
Под влиянием лучей Солнца, космических лучей и других
факторов воздух ионизируется, т.е. часть атомов газов, входящих в
состав воздуха, распадается на свободные электроны и
положительные ионы. Ионизированный воздух оказывает сильное влияние на
распространение радиоволн.
Как известно, воздух не вызывает ослабления радиоволн
практически во всех диапазонах частот и, казалось бы, поэтому земная
волна должна распространяться без поглощения. Однако это верно
лишь в том случае, если земная волна проходит высоко над
поверхностью Земли. Если же радиоволны проходят вблизи от
поверхности Земли, то часть энергии волны отклоняется в землю.
Происходит это потому, что скорость распространения радиоволн в
земле меньше, чем в воздухе, и при движении их вдоль
поверхности Земли нижний край волны отстает от верхнего, фронт волны
наклоняется и помимо движения вдоль поверхности Земли
происходит ее распространение сверху вниз.
Если бы поверхностный слой Земли был идеально проводящим,
радиоволны отражались бы от него без потерь, т.е. поверхностный
слой Земли в этом случае был бы экраном, препятствующим
прохождению волн в глубь почвы. В реальных условиях поверхностный
слой Земли не является ни идеальным проводником, ни идеальным
изолятором. Радиоволны, попавшие в этот слой, возбуждают в нем
переменные электрические токи, которые часть своей энергии
расходуют на нагрев почвы. Величина потерь энергии в
поверхностном слое Земли сильно зависит от частоты радиоволн и сопро-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
333
тивления почвы электрическому току. В почве с увеличением
частоты радиоволн величина индицируемой ЭДС возрастает и
соответственно увеличиваются токи поверхностного слоя Земли, которые
создают электромагнитное поле обратного направления. Поэтому
дальность распространения поверхностных волн очень быстро
уменьшается с увеличением частоты.
При уменьшении проводимости грунта радиоволны глубже
проникают в почву и, следовательно, возрастает их поглощение. Кроме
того, с ростом частоты ухудшаются условия огибания (дифракции)
радиоволнами препятствий.
Для построения многоканальных радиосистем передачи и систем
подвижной радиосвязи в основном используются ультракороткие
волны (УКВ) или радиоволны очень высоких (ОВЧ) и ультравысоких
(УВЧ) частот, а также радиоволны сверхвысоких (СВЧ) и крайне
высоких (КВЧ) частот (см. табл. 1).
Этот диапазон радиоволн является наиболее широко
используемым участком радиодиапазона. Большая частотная емкость
этого диапазона и ограниченный пределами прямой видимости
радиус действия позволяет разместить большое число
одновременно работающих станций и осуществлять передачу информации
в широкой полосе частот. Этот участок радиодиапазона позволяет
одновременно передавать большое число телевизионных
программ, организовать тысячи телефонных каналов аналоговых и
цифровых систем передачи. Диапазон широко используется для
радиолокации, радионавигации, связи с искусственными спутниками
Земли. Диапазоны ОВЧ и УВЧ широко используются в основном для
телевидения, радиовещания и радиосвязи с подвижными
объектами. Диапазоны СВЧ и КВЧ отведены для различных видов
многоканальной связи.
Распространение ультракоротких волн. К ультракоротким
волнам (УКВ) в соответствии с Международным регламентом
радиосвязи относятся волны короче 10 м, охватывающие два
диапазона: от 30 до 300 МГц (10... 1 м - метровые) и от 300 до 3000
МГц (1 ...0,1 м - дециметровые волны).
Радиоволны этого диапазона распространяются в основном по
прямолинейным траекториям и для них практически не свойственна
дифракция и слабо отражаются от тропосферы, они не испытывают
регулярных отражений от ионосферы, уходя в космическое
пространство.

334
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Радиус действия систем передачи, работающих в этих
диапазонах, ограничен в основном пределами прямой (оптической)
видимости между передающей и приемной антеннами (рис. 8).
Рис. 8. К определению расстояния
радиовидимости
Незначительная дифракция радиоволн (огибание сферической
поверхности Земли у горизонта) и слабая рефракция (оклонение
направления распространения радиоволн от прямолинейного) в
нижних слоях тропосферы несколько увеличивают расстояние
радиовидимости (примерно на 15 %), которое рассчитывается по
формуле
/0 = 4,12(77^+7^7), (5)
где 10 - расстояние радиовидимости, км; h1 и h2 - высоты подвеса
передающей и приемной антенн, м. Радиовидимость не путать с
прямой видимостью антенн.
Таким образом, если высота подвеса антенн h1 = h2 = 25 м, то
расстояние радиовидимости составит 41,2 км. Для осуществления
связи на большие расстояния необходимо между пунктами А \л Б
устанавливать промежуточные станции (или ретрансляторы) либо
поднимать антенны на большие высоты. Первый принцип
используется в радиорелейных системах передачи, где станции
располагаются на расстоянии 50...70 км. Для увеличения зоны обслуживания
телевизионного вещания используются антенны, расположенные на
башнях большой высоты.
Связь в пределах радиовидимости характеризуется
возможностью одновременного прихода в точку приема не только прямой
волны, но и волны, отраженной от земной поверхности (рис. 9);
рисунок построен в предположении, что расстояние между
антеннами не превышает / < 0,2/0, когда сферичностью поверхности
Земли можно пренебречь и считать ее плоской.
Как следует из рис. 9 в точке А на высоте над Землей
расположена передающая антенна, а в точке Б на высоте приемная.
Расстояние между антеннами равно /.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
335
Б
Рис. 9. Двулучевая модель распространения радиоволн
в ОВЧ и УВЧ диапазонах
В точку Б приходят две волны: прямая (1) и отраженная от
земной поверхности в точке С (2). В точке приема имеет место явление
интерференции прямой и отраженной волн. Фазовый сдвиг между
прямой и отраженной волнами равен
где к уже известным обозначениям добавились новые: Л - длина
радиоволны и срс - фазовый сдвиг при отражении волны от земной
поверхности в точке С.
При изменении любой из величин hh h2 или /, определяющих
разность хода прямой (1) и отраженной (2) волн, изменяются
условия их интерференции, и напряженность поля приемной антенны
будет иметь резко осциллирующий характер, при котором имеют
место интерференционные максимумы и минимумы.
Интерференционные максимумы появляются при условии, что
прямая и отраженная волны приходят в точку приема с
одинаковыми фазами, т.е.
и, следовательно, происходит как бы усиление напряженности поля
в точке приема.
Если прямая и отраженная волны приходят в точку приема
в противофазе, т.е.
012 =
Ал h^h2
+ <рс = 2тл:, т- 1,2,3...
Л\
<РЛ2 =
4я h,h2
17
+ (рс = (2т+1)яг, /77 = 1,2,3...,

336
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
то имеют место интерференционные минимумы и, следовательно,
происходит ослабление напряженности поля в точке приема.
Если расстояние между передающей и приемной антеннами
/ > 0,2 10, то следует учитывать сферичность земной поверхности.
Она проявляется в уменьшении разности хода прямой и
отраженной волн, а также в расходимости отраженной волны.
Для учета влияния сферичности на разность хода вместо
истинных высот антенн h1 и h2 вводятся приведенные высоты,
определяемые как высоты антенн над плоскостью, касательной к
поверхности Земли в точке отражения С.
Расходимость волны при отражении ее от сферической
поверхности проявляется в увеличении телесного угла отраженной волны
по сравнению с телесным углом падающей волны. При этом
плотность потока мощности отраженной волны уменьшается по
сравнению со случаем отражения волны от плоской поверхности.
Интерференционные явления могут быть сведены до минимума
оптимальным подбором высот антенн, расстояний между ними и
длины волны.
Особенности распространения радиоволн
сантиметрового и миллиметрового диапазонов или сверхвысоких (СВЧ) и
крайне высоких (КВЧ) частот. Такие радиоволны
распространяются от источника излучения к месту приема подобно волнам света
- в виде прямолинейных лучей. Необходимым условием для
распространения таких радиоволн является отсутствие на их пути
экранирующих (затеняющих) препятствий. Связано это с тем, что
эти радиоволны обладают крайне слабой способностью
дифрагировать на препятствия (огибать препятствия). Считается, что радиус
действия технических средств СВЧ и КВЧ диапазонов
ограничивается расстоянием прямой видимости (не путать с прямой
радиовидимостью).
Другими словами, передающая и приемная антенны должны
находиться на одной прямой - «видеть» друг друга. На наземных
линиях радиосвязи расстояние прямой видимости определяется
высотой подвеса передающей и приемных антенн и обычно не
превышает 40...60 км. Однако это обстоятельство не мешает
строить наземные линии радиосвязи протяженностью сотни и тысячи
километров. В этом случае, как отмечалось выше, используется
принцип последовательной ретрансляции сигналов (см. рис. 6) Так
строятся радиорелейные линии связи прямой видимости.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
337
Радиоволны нижней части СВЧ диапазона (до 3...5 ГГц)
обладают свойством рассеяния на неоднородностях тропосферы - нижней
части атмосферы Земли (от нескольких сотен метров до 10..12 км).
В ней всегда есть локальные объемные неоднородности,
вызванные различными физическими процессами. Эти неоднородности
обладают свойством переизлучения радиоволн, падающих на них.
Энергия переизлучения волн может улавливаться приемной
антенной, находящейся далеко за пределами прямой видимости.
Механизм тропосферного рассеяния радиоволн называют дальним
тропосферным распространением радиоволн, позволяющим
создавать так называемые тропосферные радиорелейные линии
с расстоянием между станциями передачи и приема 300...500 км.
Для рассматриваемых диапазонов также характерно явление
интерференции радиоволн прямых, идущих к месту приема
непосредственно от источника излучения, и отраженных от тех или иных
объектов (поверхности Земли, зданий и т. п.).
На распространение радиоволн СВЧ и КВЧ диапазонов заметное
влияние оказывают метеорологические процессы, происходящие
вдоль трассы радиолинии: дождь, снег, туман. Считается, что эти
влияния тем сильнее, чем выше частота (короче длина волны).
Антенно-фидерные устройства
Основные понятия и определения. Антенной называется
устройство, предназначенное для излучения или приема
электромагнитных волн. Антенна является необходимым элементом
любого радиопередающего и радиоприемного устройства. Антенна
радиопередатчика, или передающая антенна, предназначена для
преобразования тока высокой частоты в энергию излучаемых ею
электромагнитных волн. Приемная антенна, или антенна
радиоприемника, улавливает электромагнитные волны и преобразует их
в энергию высокочастотных колебаний.
Радиоканал, состоящий из передающей антенны, тракта
распространения и приемной антенны, можно рассматривать как
пассивный линейный четырехполюсник. Если в таком четырехполюснике
поменять местами источник ЭДС и нагрузку, т.е. сделать приемную
антенну передающей, а передающую - приемной, то параметры
системы не изменятся. Это свойство пассивных линейных
четырехполюсников называется принципом взаимности, из которого
вытекает обратимость процессов приема и передачи. Обратимость

338
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
антенн позволяет одновременно использовать одну и ту же
антенну в качестве передающей и приемной, что существенно повышает
технико-экономические показатели систем радиосвязи, особенно
в системах мобильной радиосвязи, где передающие и приемные
устройства имеют общую антенну для передачи и приема.
Совокупность устройств, с помощью которых энергия
радиочастот подводится от радиопередатчика к антенне и от антенны к
радиоприемнику, называется фидерным трактом, или фидером.
Конструкция фидера зависит от диапазона передаваемых по нему
частот.
Все антенны можно разделить на две большие группы:
излучающие провода и излучающие поверхности. В системах радиосвязи,
работающих на частотах до 1 ГГц, в качестве антенн используются
излучающие провода; на более высоких - излучающие поверхности.
Принципы действия и построения антенн. Принцип работы антенн
на основе излучающих проводов заключается в следующем. Если к двум
близко и параллельно расположенным проводам, представляющим длинную
линию, подключить генератор высокочастотных колебаний, то поля двух
одинаковых по значению, но противоположно направленных токов взаимно
компенсируются и излучение энергии в окружающее пространство не
происходит. При создании антенны ставится противоположная задача: получение
возможно большего излучения. Для этого можно использовать ту же длинную
линию, но раздвинув ее провода на некоторый угол, в результате чего их поля
не будут компенсировать друг друга. На этом основана работа V-образных и
ромбических антенн, излучающие провода которых расположены под острым
углом один к другому (рис. 10, а, б), и симметричного вибратора,
получающегося при разведении проводов на 180° (рис. 10, в).
Компенсирующее действие одного из проводов фидера можно
устранить, исключив его из системы. Это приводит к получению
несимметричного вибратора (рис. 11, а) и на их основе несимметричных антенн:
Г-образных и Т-образных (рис. 11,6, в).
а)
б)
в)
Рис. 10. Симметричные антенны

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
339
Рис. 11. Несимметричные
а) б) в) антенны
Фидер излучает, если соседние участки его двух проводов обтекаются
токами, совпадающими по фазе, поля которых усиливают друг друга.
Антенны, реализуемые на этом эффекте, называются синфазными, и они
получили самое широкое распространение.
Фидер будет излучать, если расстояние между проводами по некоторым
направлениям приобретает значительную разность хода. Можно так
подобрать расстояние между проводами, что по некоторым направлениям
произойдет сложение волн от обоих проводов. Антенны, работающие на этом
явлении, называются противофазными.
Рассмотрим более подробно принцип работы симметричного вибратора,
входящего в состав многих антенн. Симметричный вибратор можно
представить как длинную линию, разомкнутую на конце, провода которой
раздвинуты на 180°.
Антенну на основе симметричного вибратора называют диполем,
причем в зависимости от общей длины различают полуволновый диполь и
одноволновый диполь. Наиболее часто встречаются полуволновые диполи,
размер каждого плеча которого равен Л/4, а всего диполя - 0,5Д.
Устройство такого диполя показано на рис. 12, а.
а) б) Ч~' в)
Рис. 12. Симметричный вибратор и распределение тока и напряжения

340
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Распределение тока и напряжения вдоль вибратора подобно
распределению в длинной линии, разомкнутой на конце. Пучность тока и узел
напряжения получаются в середине вибратора, в месте подсоединения к нему
генератора или питающего фидера. На концах вибратора, напротив,
находятся узел тока и пучность напряжения.
Предположим, что полярность источника ЭДС такая, как на рис. 12, б.
По проводам проходит ток /, заряжающий конденсатор, образованный
плечами вибратора. Одновременно возникает магнитное поле Н. После
того как ток /, достигнув максимума, начинает падать, уменьшаясь до нуля,
в плечах диполя остаются заряды, отмеченные на рисунке плюсами и
минусами. Между плечами возникает электрическое поле Е, которое
показано штриховой линией (в данном случае линии поля даны только между
концами вибратора). Поскольку ток равен нулю, магнитное поле около
диполя исчезает, а ранее образовавшаяся его волна продолжает
распространяться в пространстве.
Далее процесс повторяется, но уже в обратном порядке. Так как
полярность питающего напряжения меняется, ток будет протекать в обратном
направлении. Заряды, накопленные на проводах, будут стекать, и плечи
диполя перезаряжаются, т.е. возникает поле Е обратного направления.
Отодвинувшиеся от вибратора силовые линии первоначального
электрического поля теперь не заканчиваются на вибраторе, а замыкаются где-то
в пространстве, как показано на рис. 12, в.
Ранее образовавшееся магнитное поле совместно с электрическим
отходит все далее от вибратора, распространяясь в пространстве. Затем
в проводах появляется ток, как и в начале процесса, и т. д.
Излучение полуволнового диполя максимально в экваториальной
плоскости, т.е. в плоскости, перпендикулярной оси диполя и проходящей через
его середину. Излучение в осевых направлениях отсутствует. Волны,
создаваемые такими антеннами, имеют сферический фронт.
Если полуволновый вибратор расположить вертикально, его размер
можно уменьшить вдвое благодаря проводящим свойствам земли. При
вертикальном расположении нижний конец антенны подключается к одному
из зажимов генератора электромагнитных колебаний (рис. 13, а), второй
зажим генератора при этом заземляется. Если предположить, что земля
является идеальным проводником, то в ней наводится ЭДС, которая
действует как зеркальное изображение основного вибратора (рис. 13, б). Такая
антенна называется несимметричной антенной, ее высота приблизительно
равна Л/А. Все сказанное справедливо только в том случае, когда земля
представляет собой идеальный проводник. Когда же земля обладает
плохими проводящими свойствами, характер распределения тока в земной

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
341
поверхности изменяется. Особенно большое значение имеет
сопротивление земли вблизи основания антенны. Для улучшения проводимости этого
участка применяют металлизацию земли путем закапывания в нее
металлических листов, проводов, путем улучшения химического состава почвы,
пропитывая ее различными солями.
Источник ВЧ
колебаний
а) б) ^
Рис. 13. Несимметричный четвертьволновой вибратор
Опыт показывает, что нет надобности осуществлять полную
металлизацию земли, достаточно хорошо работает система радиальных
расходящихся проводов, закопанных в землю на глубину 20...50 см. Качество
металлизации улучшается, если радиальные провода соединяются между собой
перемычками. Часто заземление заменяют системой проводов, не зарытых,
а поднятых над Землей, называемой противовесом. Последний должен
достаточно хорошо экранировать антенный провод от Земли, играя роль
хорошо проводящей поверхности. Он обычно дает худшие результаты, но
на передвижных радиостанциях является единственным выходом из
положения. Обычно в качестве противовеса используется корпус автомобиля,
на котором располагается радиостанция. Таким же образом поступают при
необходимости установки радиостанции на каменистом грунте.
Основные характеристики и параметры антенн. Излучающая
мощность (Ри) - мощность электромагнитных волн, излучаемых
антенной в свободное пространство. Это активная мощность, так
как она рассеивается в пространстве, окружающем антенну.
Следовательно, излучаемую мощность можно выразить через активное
сопротивление, называемое сопротивлением излучения
где /а- эффективный ток на входе антенны.
Сопротивление излучения характеризует способность антенны к
излучению электромагнитной энергии и качество антенны в большей
степени, чем излучаемая ею мощность, поскольку последняя зависит
не только от свойства антенны, но и от создаваемого в ней тока.

342
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Мощность потерь (Рп) - мощность, бесполезно теряемая
передатчиком во время прохождения тока по проводам антенны, в земле
и предметах, расположенных вблизи антенны. Эта мощность также
является активной и может быть выражена через активное
сопротивление антенны, называемое сопротивлением потерь
Мощность в антенне (Ра) - мощность, подводимая к антенне от
передатчика. Эту мощность можно представить в виде суммы
излучаемой мощности и мощности потерь Ра = Ри + Рп.
Коэффициент полезного действия (КПД) антенны, равный
'а Ги^Гп
Входное сопротивление антенны - сопротивление на входных
зажимах антенны. Оно имеет реактивную и активную составляющие.
При настройке в резонанс антенна представляет для генератора
чисто активную нагрузку и используется наиболее эффективно.
Направленность антенны - способность излучать
электромагнитные волны в определенных направлениях. Об этом свойстве
антенны судят по диаграмме направленности, которая графически
показывает зависимость напряженности поля или излучаемой
мощности от направления. Обычно пользуются нормированными
диаграммами направленности, для которых величины, характеризующие
напряженность поля или мощность излучения, выражены не в
абсолютных значениях, а ограничиваются диаграммами направленности
в двух плоскостях: горизонтальной и вертикальной.
На рис. 14, а показана диаграмма направленности
симметричного вибратора в горизонтальной плоскости, а на рис. 14, б и в - в
вертикальной плоскости в полярной и прямоугольной системах
координат соответственно.
Шириной диаграммы направленности называют угол 26 (см. рис.
14, б, в), в пределах которого мощность излучения уменьшается
более чем в 2 раза по сравнению с мощностью в направлении
максимального излучения. Так как мощность пропорциональна
квадрату напряженности поля, то границы угла раскрыва
диаграммы направленности определяются величиной -4=-= 0,707 от напря-
V2
женности поля в направлении максимального излучения.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей 343
Рис. 14. Диаграмма направленности симметричного вертикального вибратора
Направление максимального излучения антенны называется
главным направлением (см. рис. 14, в), а соответствующий ему
лепесток - главным. Остальные лепестки являются боковыми.
Коэффициент направленного действия (D) представляет
отношение плотности потока мощности Пи, излучаемой данной антенной
в определенном направлении, к плотности потока мощности Пн,
которая излучалась бы абсолютно ненаправленной в любом
направлении при условии равенства общей излучаемой мощности
в обеих антеннах. НаибольшЬй интерес представляет коэффициент
направленного действия в направлении максимального излучения:
£5 — ^итах
Поскольку коэффициент направленного действия (КНД) не
учитывает коэффициент полезного действия (КПД) реальной антенны,
на практике пользуются параметром, называемым коэффициентом
усиления (КУ), который связан с КНД соотношением G = D rj.
Коэффициент усиления показывает, во сколько раз следует уменьшить
мощность, подводимую к антеннам по сравнению с мощностью,
подводимой к точечной (абсолютно ненаправленной), КПД которой
считается равным единице, чтобы напряженность поля в точке
приема оставалась неизменной. КУ дает полную характеристику
антенны: он учитывает, с одной стороны, концентрацию энергии
в определенном направлении благодаря направленным свойствам
антенны, а с другой - уменьшение излучения вследствие потерь
мощности в антенне.

344
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Преимущественное излучение антенн в заданном направлении
эквивалентно увеличению мощности передатчика. Следовательно,
направленность передающей антенны весьма желательна.
Полосой пропускания антенны, или ее рабочим диапазоном,
называется интервал частот, в котором ширина главного лепестка
диаграммы направленности и уровни боковых лепестков не выходят
из заданных пределов, коэффициент усиления остается достаточно
высоким, а согласование с фидерным трактом существенно не
ухудшается. Так, в сантиметровом диапазоне волн полоса
пропускания антенны 15...20 % от средней частоты.
Для снижения переходных шумов в каналах из-за наличия
попутного потока в антенно-фидерном тракте (АФТ) коэффициент
отражения в точке соединения антенны с фидером должен быть мал.
В современных АФТ стараются получить коэффициент стоячей
волны ниже 1,1... 1,2.
Коэффициент защитного действия (КЗД) вводится для
характеристики степени ослабления антенной сигналов, принятых с
побочных направлений, и определяется по формуле K^-C^IG^,
где Gmax и Gn06 - коэффициенты усиления антенны в направлении
главного лепестка диаграммы направленности и в побочном
направлении. КЗД очень важен для обеспечения электромагнитной
совместимости различных систем радиосвязи.
Антенны метровых, дециметровых и сантиметровых
волн. В диапазоне этих волн преимущественно используются
антенны, обладающие направленными свойствами хотя бы в одной
плоскости. При малой длине волны такие антенны получаются
достаточно компактными, что дает возможность делать их
вращающимися и тем самым достигать значительного выигрыша в
мощности и снижения взаимных помех радиостанций,
осуществления связи по любым желаемым направлениям.
В диапазоне метровых волн наиболее часто используются
различные симметричные и несимметричные вибраторы.
В технике телевизионного приема самое широкое применение находит
петлевой вибратор Пистолькорса (рис. 15). Этот вибратор можно
рассматривать как два полуволновых синфазных вибратора, расположенных на
малом расстоянии друг от друга. В точке с вибратора располагается
пучность тока и узел напряжения, что соответствует режиму короткого
замыкания. В точках Ь и d, отстоящих от с на 0.25Х, образуется узел тока и
пучность напряжения. На зажимах антенны f \л е возникает пучность тока.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
345
Наличие узла напряжения в точке с позволяет крепить вибратор в этой
точке к стреле или мачте непосредственно без изолятора.
0,5 х
а) б)
Рис. 15. Петлевой вибратор Пистолькорса (а)
и его диаграмма направленности (б)
Антенны на основе дипольного и петлевого вибраторов обычно могут
обеспечить качественный прием телевизионных сигналов на сравнительно
небольших расстояниях от телецентра, так как они являются
слабонаправленными (рис. 15). Для приема на большие расстояния или при
неудовлетворительных условиях приема на малые расстояния применяются более
сложные антенны, имеющие лучшую направленность.
В диапазоне метровых волн в качестве направленных антенн большое
распространение получили антенны типа «волновой канал». Антенна этого
типа (рис. 16), состоит из активного вибратора А, рефлектора Р и
нескольких директоров Д\, Д2 и ДЗ. Из приведенной на рис. 16, б диаграммы
направленности видно, что коэффициент усиления этой антенны довольно
высок, и она не будет реагировать на помехи с других направлений.
а
1
1 1
2 ^
3
На телецентр
Рис. 16. Антенна типа «волновой
канал» (а) и ее диаграмма
направленности (б)

346
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Рис. 17. Рупорная антенна
Рис. 18. Зеркальная параболическая
антенна
Рис. 19. Рупорно-параболическая
антенна
Рис. 20. Перископическая антенна
Антенна этого типа может работать и как передающая антенна.
Активный вибратор А в этом случае излучает электромагнитное поле как
в направлении рефлектора, так и в направлении директоров. Под
воздействием этого поля в рефлекторе наводится ток, который создает вторичное
поле - поле излучения рефлектора. Если длину рефлектора выбрать
равной (0,51...0,53)Х, а расстояние между рефлектором и активным
вибратором (0,15...0,25)Х, то вторичное поле, созданное рефлектором, будет
опережать по фазе поле активного вибратора на угол около 90°. Результи-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
347
рующее поле за рефлектором будет равно разности напряженностей полей,
созданных активным вибратором и рефлектором. В главном направлении -
направлении директоров и далее - поле от активного вибратора и
рефлектора будет складываться в одной фазе и результирующее поле увеличится.
В реальной антенне опережение фазы тока в рефлекторе несколько
отличается от 90°, а амплитуда тока в рефлекторе несколько меньше, чем в
активном вибраторе. Поэтому некоторая часть энергии излучается
антенной за рефлектор.
Директоры антенны возбуждаются результирующим полем активного
вибратора и рефлектора. Для того чтобы вторичное поле директоров
повышало напряженность поля в главном направлении, наведенные в них
токи должны отставать по фазе от тока активного вибратора. Это
достигается соответствующим выбором длин директоров и их взаимным
расположением. Длины директоров выбирают равными (0,41...0,45)А. Расстояние
между директорами и первым директором и активным вибратором
выбирают равным (0,1...0,34)А,. С уменьшением расстояний между активным и
пассивным вибраторами ток в пассивных вибраторах увеличивается, но при
этом за счет влияния последних сильно уменьшается входное
сопротивление активного вибратора. Для облегчения согласования антенны с
фидером активный вибратор часто выполняют петлевым.
Свойствами антенны обладает и открытый конец волновода. Так как
открытый волновод плохо согласован со свободным пространством, то
значительная часть электромагнитной энергии отражается от его конца и
возвращается обратно к источнику (коэффициент отражения не менее 0,25...0,3).
Для улучшения согласования волновода со свободным пространством
и создания более направленного излучения применяются рупорные
антенны, которые образуются плавным увеличением размеров поперечного
сечения волновода с помощью рупора (рис. 17). В диапазоне дециметровых
и сантиметровых волн широко применяются антенны такого типа.
Направленность рупорной антенны увеличивается с ростом площади
раскрыва рупора. В качестве самостоятельных антенн рупоры применяются
редко, но часто входят в конструкцию многих более сложных антенн. Одной
из них является зеркальная параболическая рефлекторная антенна (рис.
18), где роль отражателя выполняет металлическое зеркало, имеющее
форму параболоида вращения или параболического цилиндра. При этом
антенна излучает почти параллельный пучок лучей. Коэффициент
направленного действия таких антенн очень высок и достигает 104.
Недостаток рассмотренной антенны состоит в том, что часть энергии,
отраженной от зеркала, попадает обратно через рупор в волновод. Это
снижает эффективность передачи энергии и приводит к искажениям пере-

348
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
даваемого сигнала. От этого недостатка свободна рупорно-параболическая
антенна (рис. 19).
Из волновода 1 высокочастотная энергия поступает в пирамидальный
рупор 2, являющийся облучателем сегмента параболоида вращения 3.
Излученные антенной волны получаются плоскими, так как фазовый центр
рупора, расположенный в его вершине, находится в фокусе параболоида.
Для хорошего согласования рупора с волноводом угол раскрыва а
выбирается равным 30...40°, а длина рупора / = 50\. Коэффициент усиления
антенны растет с возрастанием площади раскрыва антенны s. При
площади раскрыва 6...8 м2 коэффициент усиления равен 104. В это случае
ширина диаграммы направленности равна примерно 2 как в горизонтальной, так
и в вертикальной плоскостях.
Разновидностью зеркальных антенн являются перископические антенны
(рис. 20), позволяющие при помощи зеркал передавать высокочастотную
энергию на вершину башни без линии или волновода. Поступающая от
передатчика энергия излучается рупорной антенной в сторону
эллипсоидного зеркала 3, расположенного у подножия мачты под углом 45° к
горизонту. Зеркало отражает падающие на него волны перпендикулярно вверх на
плоское зеркало, установленное на вершине мачты под углом 45°. Вторым
зеркалом волны отражаются в нужном направлении. Коэффициент
полезного действия передачи энергии в перископической антенне - около 50 %,
что выше, чем, если бы энергия подавалась наверх по волноводу.
Вопросы и задачи для самоконтроля
1. Классификация диапазона радиочастот.
2. Назовите основные элементы многоканальной радиосистемы
передачи и укажите их назначение.
3. Принципы классификации радиосистем передачи.
4. Назовите основные схемы организации радиосвязи и радиосетей,
их классификация.
5. Назовите основные элементы радиоретранслятора и укажите их
назначение.
6. Укажите основные признаки классификации радиосистем передачи.
7. Физическая сущность дифракции и интерференции радиоволн.
8. Атмосфера Земли и ее основные сферы.
9. Особенности распространения ультракоротких волн.
10. Высота расположения передающей антенны телецентра равна 110 м,
расстояние до пункта приема телевизионного сигнала равна 250 км.
Определить необходимую высоту установки приемной антенны.
11. Назовите основные параметры и характеристики антенн и поясните
их физическую сущность.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
349
Лекция 16
Построение радиорелейных и спутниковых линий
передачи
Основные понятия и определения. Классификация
радиорелейных линий передачи. Принципы многоствольной
передачи
Радиолиния передачи, в которой сигналы электросвязи
передаются с помощью наземных ретрансляционных станций, называется
радиорелейной линией передачи. Радиорелейная линия передачи
(РРЛП) представляет собой цепочку приемопередающих
радиостанций (оконечных, промежуточных, узловых), которые
осуществляют последовательную многократную ретрансляцию (прием,
преобразование, усиление и передачу) передаваемых сигналов.
Радиорелейная линия передачи, соседние станции которой
размещаются одна от другой на расстоянии прямой видимости между
антеннами этих станций, называется РРЛП прямой видимости (рис. 1).
Здесь приняты следующие обозначения:
ОРС - оконечная радиорелейная станция, обеспечивающая
преобразование отдельных подлежащих передаче сигналов в
диапазоне частот радиосигнала, объединения их в общий радиосигнал
и передачу его в среду распространения, а также прием встречного
радиосигнала, разделение его на отдельные принимаемые сигналы,
их преобразования и выдачу потребителю; ПРО - промежуточная
радиорелейная станция, обеспечивающая прием, преобразование,
усиление или регенерацию и последующую передачу радиосигнала;
УРС - узловая радиорелейная станция, обеспечивающая
разветвление и объединение потоков сообщений, передаваемых по разным
РРЛП, на пересечении которых и располагаются УРС. К УРС
относятся также станции РРЛП, где осуществляется ввод и вывод
телефонных, телевизионных и других сигналов.
На ОРС и УРС всегда имеется технический персонал, который
обслуживает не только эти станции, но и осуществляет контроль и
управление с помощью специальной системы телеобслуживания
ближайшими ПРС. Участок РРЛП (300...500 км) между ОРС (УРС)

350
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
делится примерно пополам так, что одна часть ПРС входит в зону
телеобслуживания одной ОРС (УРС), а другая часть ПРС
обслуживается другой УРС (ОРС).
Рис. 1. Радиолинейная линия передачи прямой видимости
Радиорелейная линия передачи, в которой используется
рассеяние и отражение радиоволн в нижней области тропосферы при
взаимном расположении соседних станций, называется
тропосферной радиорелейной линией передачи (ТРРЛП) (рис. 2).
Рис. 2. Тропосферная радиорелейная линия передачи
Радиолиния передачи, в которой используются космические
станции, пассивные спутники или иные космические объекты,
называется космической линией передачи.
Космическая линия передачи, осуществляющая электросвязь
между земными станциями этой линии с помощью установленных
на искусственных спутниках Земли ретрансляционных станций или
пассивных спутников, называется спутниковой линией передачи
(СЛП) (рис. 3). Здесь приняты такие обозначения: ЗС - земная
станция, т.е. станция спутниковой линии передачи, расположенная
на земной, водной поверхностях или в основной части земной
атмосферы и предназначенная для космической линии передачи;
КС - космическая станция, расположенная на объекте, который
находится за пределами основной части земной атмосферы; ИСЗ -
искусственный спутник Земли.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
351
Рис. 3. Спутниковая линия передачи
Под космической линией передачи понимается радиолиния, в
которой используются космические станции, пассивные спутники или
иные космические объекты.
При использовании одного ИСЗ, расположенного на
геостационарной или вытянутой орбите, максимальная дальность радиосвязи
СЛП около 15 ООО км.
Радиорелейные линии прямой видимости, тропосферные
радиорелейные линии и спутниковые линии передачи в большинстве
своем работают в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн
(в диапазонах УВЧ и СВЧ).
Однако отметим, что имеются малоканальные радиорелейные
системы передачи (РРСП), работающие в диапазоне метровых волн
(на ОВЧ). Использование этих диапазонов обусловлено, главным
образом, возможностью передачи широкополосных сигналов
(телевидения, первичных, вторичных, третичных широкополосных
каналов и трактов, первичных, вторичных, третичных, четверичных
потоков и потоков синхронной цифровой иерархии).
Совокупная ширина полосы частот дециметрового и
сантиметрового диапазонов в сотни раз превышает ширину полосы частот
всех более длинноволновых диапазонов, вместе взятых. Это
позволяет организовать совместную работу большого числа
широкополосных РРСП, передавать любые виды сообщений, а также
строить многоканальные РРСП с высокой пропускной способностью (до
нескольких тысяч каналов тональной частоты или основных
цифровых каналов с эквивалентной скоростью передачи,
соответствующей нескольким сотням мегабит в секунду).
Широкополосность систем позволяет применять эффективные
помехоустойчивые методы передачи сигналов такие, как частотная

352
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
модуляция, импульсно-кодовая модуляция, дельта-модуляция и их
разновидности, а также использовать эффективные методы
кодирования.
Кроме того, в диапазонах УВЧ и СВЧ довольно просто создать
антенны с узконаправленным излучением и приемом радиоволн.
Применение таких антенн, имеющих относительно небольшие
габариты, позволяет получить энергетический выигрыш по
сравнению с ненаправленным излучением (приемом) примерно 30...50 дБ.
Это недостижимо для антенн более длинноволновых диапазонов и
дает возможность упростить приемо-передающую аппаратуру
(уменьшить необходимые мощности передатчиков и
чувствительность приемников), а также облегчить электромагнитную
совместимость различных систем радиосвязи. Наконец, в этих диапазонах
мало влияние промышленных и атмосферных помех.
Для повышения пропускной способности, надежности и
экономичности при построении РРСП и спутниковых систем передачи
(ССП) широко используется принцип многоствольной передачи.
При этом на каждой станции устанавливается несколько комплектов
оборудования ствола - линейного тракта.
На рис. 4 приведена структурная схема четырехствольной
радиолинии связи, содержащей три радиосистемы передачи (РСП):
аналоговую телефонную, цифровую, аналоговую телевизионную и
отдельный резервный ствол.
На рис. 4 приняты следующие обозначения: АКГпер (Пр) -
аналоговое каналообразующее оборудование и оборудование
формирования типовых групп каналов (обычно оборудование систем передачи
с частотным разделением) тракта передачи (приема); ЦКГпер (ПР) -
цифровое каналообразующее оборудование и оборудование
формирования типовых цифровых потоков (обычно оборудование
цифровых систем передачи на основе импульсно-кодовой
модуляции с временным разделением каналов) трактов передачи (приема);
СЛ пер (пР) - соединительные линии; ОТФпер (ПР), ОЦпер (ПР) и ОТВпер (Пр) -
оконечное оборудование, соответственно, телефонного, цифрового
и телевизионного стволов передачи (приема); каналы ТЧ, ТВ, ЗС,
ЗВ - каналы тональной частоты, телевидения, сигналов звукового
сопровождения телевидения и сигналов звукового вещания; R (FT),
Т (Т) точки подключения к соединительным линиям различного
оборудования.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
353
Радиолиния связи (РСЛ)
! Аналоговая
! телефонная РСП
Г
АКГ
пер
Цифровая
РСП
ЦКГ
пер
СЛ
пер
Аналоговая
телевизионная РСП
-О со _
с; -
го О -
Oil
FT
•
пер
Вспомогательные _
служебные сигналы"
радиолиния передачи (рлл)
Аналоговый телефонный ствол
ОТФ
пер
ОТВ
пер
|__| Радио Н
ствол
Радио |__|
ствол
Цифровой
ствол
Аналоговый
ТВ ствол
Радио
ствол
Радио
ствол
ОТФ
пр
ОТВ
пр
Резервный ствол
АКГ
пр
ЦКГ
пр
►-9-я
s *
=Г
,. Л ГО
. Вспомогательные
служебные сигналы
Рис. 4. Структурная схема четырехствольной радиолинии связи
Совокупность нескольких однотипных или разнотипных РСП и
отдельных стволов, имеющих общие тракты распространения
радиоволн, оконечные и ретрансляционные станции, а также устройства их
обслуживания, образуют многоствольную радиолинию связи (РЛС),
а совокупность стволов, входящих в состав радиолинии связи,
образует многоствольную радиолинию передачи (РЛП). В многоствольных
РЛП с резервированием каждый из стволов включает в себя
радиоствол, оконечное оборудование и аппаратуру резервирования,
обеспечивающую переключение на резервный ствол при выходе из строя
основного радиоствола. В некоторых РЛП предусмотрен отдельный
ствол служебной связи, содержащий упрощенное оборудование.
Использование общих антенн, фидерных трактов, источников
электроснабжения, систем служебной связи и телеобслуживания, сооружений
для размещения оборудования значительно повышает экономичность
многоствольных РЛП.
Совместная работа нескольких стволов в одной РЛП
обеспечивается путем их частотного разделения. При многоствольной
работе частоты передачи и приема стволов должны быть выбраны таким
образом, чтобы свести к минимуму влияние трактов передачи на
тракты приема в отдельных стволах и взаимные помехи между
ними. Для этого в многоствольных РЛП применяется группирование

354
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
частот передачи и приема, в соответствии с которым частоты
передачи всех стволов размещаются в одной половине отведенной
полосы частот, а частоты приема - в другой. В стволах РЛП могут
использоваться двух- и четырехчастотные планы. На рис. 5, а и б
изображены, соответственно, двухчастотный и четырехчастотный
планы для трехствольной РЛП (см. рис. 4). Двухчастотные планы
обычно применяются на радиорелейных линиях (РРЛ) и
спутниковых линиях передачи (СЛП), работающих в сантиметровом
диапазоне. На РРЛ дециметрового диапазона, мобильных РРЛ, а также
на тропосферных радиорелейных линиях (ТРРЛ) применяются
четырехчастотные планы. При этом ТРЛЛ содержит не более двух
стволов. Для сигналов разных стволов используются различные
несущие частоты.
-> Первое направление
— Второе направление I...Ill стволы
f 1 —'—^ \ / ' < fl fl"^ \ / ' < f2
i х и ^ / н „ х S S , 11__\ / н , л i
£fe—>—^\ // §. —>—\\ // *~Ч §.
f 3 * \ уу / *- f 3 f5 * \ / «— fб
v' v V \' w \
гл,\ Ал \
''Д'--U- ь « „ т. -U^'/Д v.
я f4 < '/'Х\' *—'4 ? ? f8
/ л \
со
|*5 ^/ V | gflO «~^/ V |
£f6JiU_y VJL^f6£ efl2J!U-7 vJ!U-fl1*
a) 6)
Рис. 5. Двух- и четырехчастотные планы для трехствольной РЛП
Все системы многоствольной РРЛ организуются таким образом,
чтобы все стволы работали независимо один от другого, были бы
взаимозаменяемы.
К уже рассмотренной классификации РРЛ добавим их
классификацию еще по ряду наиболее важных признаков и характеристик.
1. По назначению различают: междугородные магистральные,
внутризоновые и местные РРЛ. Магистральные РРЛ обычно
являются многоствольными.
2. По диапазону рабочих (несущих) частот РРЛ подразделяются
на линии дециметрового и сантиметрового диапазонов. В этих
диапазонах в соответствии с Регламентом радиосвязи для
организации РРЛ выделены полосы частот, расположенные в области 2, 4,

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
355
6, 8, 11 и 13 ГГц. В настоящее время осваивается область частот
18 ГГц и выше. Однако использование столь высоких частот
затруднено из-за сильного ослабления энергии радиоволн во время
атмосферных осадков.
3. По способу разделения каналов и виду модуляции несущей
можно выделить:
а) РРЛ с частотным разделением каналов (ЧРК) и частотной
модуляцией (ЧМ) гармонической несущей;
б) РРЛ с временным разделением каналов (ВРК) и аналоговой
модуляцией периодической последовательности импульсов,
которые затем модулируют несущую ствола;
в) цифровые РРЛ на основе импульсно-кодовой или дельта-
модуляций и их разновидностей, цифровые сигналы которых затем
модулируют несущую ствола.
4. По принятой в настоящее время классификации РРЛ
разделяют на системы большой, средней и малой емкости.
К РРЛ большой емкости принято относить системы,
позволяющие организовать в одном стволе 600 и более каналов тональной
частоты (КТЧ), что соответствует пропускной способности более
100 Мбит. Стационарные РРЛ большой емкости используются для
организации магистральных связей. Если РРЛ позволяет
организовать 60...600 КТЧ, то такие системы относятся к РРЛ средней
емкости, а если менее 60 КТЧ - РРЛ малой емкости. Пропускная
способность РЛ средней и малой емкости равна соответственно
10... 100 Мбит/с и менее 10 Мбит/с.
Стационарные РРЛ средней емкости используются для
организации зоновой связи. Это линии протяженностью до 500... 1500 км.
Подобные РРЛ в большинстве рассчитаны на передачу
телевизионных сигналов и сигналов звукового вещания. Часто эти линии
являются многоствольными и ответвляются от магистральных.
РРЛ малой емкости применяются на местных сетях связи и,
кроме того, широко используются для организации технологических
линий передачи на железнодорожном транспорте, в системе
энергоснабжения, в газо- и нефтепроводах и др.
В настоящее время на телекоммуникационных сетях все
большее распространение получают цифровые РРЛ с большой
пропускной способностью на основе синхронной цифровой иерархии.

356
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Виды модуляции, применяемые в радиорелейных
и спутниковых системах передачи
Технико-экономические показатели радиорелейных (РРСП) и
спутниковых (ССП) систем передачи и особенности построения
оконечного оборудования ствола, приемопередающей аппаратуры во
многом определяются выбранным видом модуляции
высокочастотной несущей многоканальным (групповым) сигналом. Последний
может быть сформирован:
1) с помощью каналообразующего оборудования и оборудования
формирования групп каналов и трактов аппаратуры аналоговых
систем передачи с частотным разделением каналов (СП с ЧРК)
с помощью однополосной амплитудной модуляции;
2) с использованием каналообразующего оборудования
аналоговых систем передачи с временным разделением каналов (СП
с ВРК) с помощью фазоимпульсной модуляции;
3) с помощью каналообразующего оборудования и оборудования
формирования типовых потоков цифровых систем передачи (ЦСП)
с использованием импульсно-кодовой модуляции, дельта-
модуляции и их разновидностей.
В системах передачи сигналов телевидения полный
телевизионный сигнал формируется с помощью оборудования телевизионного
ствола на оконечных радиорелейных или земных спутниковых
станциях и затем модулирует высокочастотную несущую.
Формирование высокочастотной несущей или высокочастотного
радиосигнала осуществляется в оконечном оборудовании ствола.
Основными показателями, характеризующими виды модуляции в
РРСП и ССП (далее радиосистемы передачи - РСП), являются
помехоустойчивость в отношении тепловых шумов, эффективность
использования занимаемой полосы частот, степень подверженности
передаваемых сигналов влиянию неидеальности характеристик ствола -
линейного тракта, сложность построения приемопередающей
аппаратуры и соответствующих модуляторов и демодуляторов (модемов).
Частотная модуляция в аналоговых РСП. В аналоговых СП
с ЧРК и телевидения в основном применяется частотная
модуляция (ЧМ).
При ЧМ основной причиной нелинейных искажений сигналов
в радиоканале, приводящих к взаимным влияниям между каналами
в СП с ЧРК, является нелинейность ФЧХ, в то время как при обычной
AM и AM с передачей одной боковой полосы (АМ-ОБП) частот основ-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
357
ной причиной нелинейных искажений является нелинейность АХ. Так
как компенсация нелинейности ФЧХ выполняется более простыми
методами, чем компенсация нелинейности АХ, то
приемопередающая аппаратура при использовании ЧМ в РСП оказывается более
простой, чем при AM и АМ-ОБП. Кроме того, ЧМ обладает большей
помехоустойчивостью в отношении теплового шума и внешних помех
по сравнению с AM и АМ-ОБП, если индекс ЧМ не слишком мал
(в малоканальных РСП с числом каналов ТЧ не более 120).
При ЧМ мгновенная частота f (t) модулированного радиосигнала
ичм (t) изменяется в соответствии с модулирующим сигналом с (t):
f(t) = f0 + Af(t) = f0 + K4Mc(t), (1)
где f0 - частота несущей; A f (t) - отклонение частоты под
воздействием модулирующего сигнала (девиация частоты): Кчм - крутизна
модуляционной характеристики частотного модулятора, Гц/В.
Общее выражение для ЧМ радиосигнала имеет вид
t
u4M(t) = U0cos co0t + 27rK4Mjc(T)dT , (2)
о
где U0- постоянная амплитуда радиосигнала.
Основными характеристиками ЧМ радиосигнала являются:
девиация частоты, индекс частотной модуляции и ширина спектра,
необходимая для неискаженной передачи. Поскольку основной
загрузкой радиостволов являются групповые телефонные сигналы
СП с ЧРК, то и рассмотрим характеристики ЧМ радиосигнала для
этого вида загрузки.
Эффективная девиация частоты А^ф соответствует средней
мощности И/ср группового сигнала и эффективной девиации частоты
на канал AfK (соответствующей измерительному уровню сигнала
в одном канале ТЧ) и определяется по формулам
Мэф = 0,224А4 V/V для Л/> 240 (3)
и А^эф = 0,89Мк VN для 12 < N < 240, (4}
где N - число каналов соответствующей СП с ЧРК. Величина AfK
обычно нормируется и в зависимости от N может изменяться в
пределах 35...200 кГц.
Эффективное значение индекса ЧМ Мэф определяется
отношением эффективной девиации частоты к верхней частоте Fe спектра
группового телефонного сигнала, т. е,

358
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
МЭф = Af3ct)/FB. (5)
Для характеристики ЧМ радиосигнала используются также понятия
квазипиковых девиации частоты и индекса модуляции,
соответствующие квазипиковой мощности группового сигнала, превышаемой
с вероятностью не более 10"3и соответственно равным:
AW = 3,ЗЗА1Эф = 0,746AfK N 05и Мпик = 3,33 Мэф. (6)
Важной характеристикой ЧМ радиосигнала является ширина его
спектра, определяющая необходимую полосу пропускания
радиоканала Пчм. При передаче сигналов многоканальной телефонии
минимальная необходимая полоса частот должна определяться исходя
из минимально допустимого уровня переходных помех,
возникающих из-за ограничения спектра
Пчм = 2 FB q4M, (7)
где q4M - параметр, зависящий от уровня переходных помех.
На рис. 6 приведены значения q4M в зависимости от Мэф для двух
значений мощности переходных помех в верхнем (по спектру)
телефонном канале: Wnn = 1 пВт и Wnn = 10 пВт.
На практике для приближенной оценки необходимой полосы
частот часто пользуются следующей эмпирической формулой Карсона
Пчт = 2 (Fe + AfnuK) = 2Fe (1 + Мм). (8)
Значения основных параметров ЧМ радиосигнала РСП при
передачи сигналов многоканальной телефонии для различной
емкости группового сигнала приведены в табл.1.
Q ЧМ
= 1
пЕ
Зт
\
1=
10
пВ
т
0,1 0,3 0,5 0,7 0,9 1.1 1,3 1,5 1,7
Мэф
Рис. 6. Зависимость параметров от эффективного значения индекса ЧМ

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
359
Таблица 1
Параметры
ЧМ радиосигнала
Число каналов тональной частоты
12
24
60
120
240
300
AfK, МГц
0,05
0,05
0,2
0,2
0,2
0,2
Fe, МГц
0,06
0,108
0,252
0,552
1,032
1,3
Af3(P, МГц
0,073
0,084
0,404
0,464
0,533
0,776
AfnuKt МГц
0,38
0,394
1,647
1,745
1,871
2,584
МЭфф
1,217
0,778
1,603
0,841
0,516
0,597
МПик
6,333
3,648
6,536
3,161
1,813
1,988
Пчм, МГц,
при Wnn = 1 пВт
0,61
0,84
3,05
4,33
6,4
8,5
Пчм, МГц,
при Wm = 10 пВт
0,55
0,78
2,72
3,94
5,57
7,64
Д,м, к, МГц
0,88
1,0
3,8
4,6
5,81
7,77
Параметры
ЧМ радиосигнала
Число каналов тональной частоты
360
600
720
1020
1320
1920
ли, МГц
0,2
0,2
0,2
0,2
0,14
0,14
Fe, МГц
1,54
2,596
3,34
4,636
5,932
8,524
Af^, МГц
0,85
1,097
1,202
1,43
1,139
1,374
Л/™*, МГц
2,83
3,653
4,003
4,762
3,793
4,575
Мэфф
0,552
0,423
0,36
0,308
0,192
0,161
Мпик
1,838
1,407
1,199
1,027
0,639
0,537
Пчм, МГц,
при Wn„ = 1 пВт
9,67
14,75
17,57
23,37
25,51
35,8
Пчм, МГц,
при Wm = ЮпВт
8,72
13,19
15,9
21,14
23,73
32,9
Д,м, к, МГц
8,74
12,5
14,69
18,8
19,45
26,2
Как видно из табл. 1, в большинстве случаев применяется
частотная модуляция с Мэф не более 1.
При передаче сигналов телевидения характеристики ЧМ
радиосигнала зависят от соответствующих параметров сигналов
изображения и звукового сопровождения. Для сигнала изображения
верхняя частота спектра Fe, размах сигнала, а, следовательно,
максимальная девиация частоты AfK известны: Fe = 6 МГц, AfK = 4 МГц.

360
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Индекс ЧМ равен Ми = AfK/Fe = 4/6= 0,67, а необходимая полоса
частот, определенная по формуле Карсона, равна Пчмтв = 2(Fe + AfK) =
= 2(6 + 4) = 20 МГц или Пчмтв = 2Fe (1 + Ми) = 2 х 6(1+0,67) = 20 МГц.
Если в одном стволе передаются сигналы изображения,
звукового сопровождения и звукового вещания с использованием
частотного разделения, то верхняя частота модулирующего сигнала,
эффективная девиация частоты и необходимая полоса частот возрастут.
Манипуляция в цифровых РСП. Модуляцию в цифровых РСП
принято называть манипуляцией. В зависимости от числа уровней
модулирующего (манипулирующего) сигнала различают
двухуровневую (двоичную) и многоуровневую манипуляцию.
Для многих видов манипуляций, применяемых в цифровых
радиорелейных системах передачи, предполагается использование
манипулирующих сигналов, отличающихся по структуре от
исходного передаваемого двоичного сигнала. Формирование указанных
манипулирующих сигналов осуществляется специальным
кодирующим устройством - кодером модулятора. При демодуляции
радиосигнала на приемном конце с помощью декодера демодулятора
производится обратное преобразование, в результате чего
формируется исходный двоичный сигнал. Декодированию, естественно,
предшествует регенерация сигнала. Совокупность кодера
модулятора и декодера демодулятора образует модем для цифровой РСП,
обобщенная схема которого приведена на рис. 7.
Модулятор
Двоичный _^
сигнал ;
Кодер

модуляУстройство

модуля!
Радио
канал
!
Детектор

Регенератор
Декодер

демоду•
тора
ции
I
j
лятора
Демодулятор
. Двоичный
" сигнал
Рис. 7. Функциоанальная схема модема цифровой РСП
В современных цифровых радиорелейных и спутниковых системах
передачи применяются амплитудная, фазовая, частотная и
комбинированная амплитудно-фазовая манипуляции.
Амплитудная манипуляция - AM. Хотя этот вид манипуляции в
современной цифровой радиосвязи встречается весьма редко, он
еще служит удобной основой для введения некоторых основных
понятий. В настоящее время находит применение лишь двоичная AM.
Манипулирующим (модулирующим) сигналом в цифровых
системах радиосвязи является случайная последовательность «1» (токо-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
361
вая посылка) и «О» (пауза - бестоковая посылка). Радиосигнал с AM
может быть представлен в следующей несколько упрощенной форме:
[ ин (t) cos сои t, посылка - «1»,
sAM(t) = \ (9)
[ 0, пауза-«О».
где ин (t) - модулирующая случайная двоичная последовательность
видеоимпульсов (часто, не обязательно, прямоугольной формы), сон
-частота несущего радиочастотного колебания.
Пример радиосигнала для случайной двоичной
последовательности прямоугольных видеоимпульсов показан на рис. 8, где Т -
длительность элемента исходного двоичного сигнала.
Для сигналов AM самым распространенным является
некогерентный прием, включающий в себя измерение амплитуды
огибающей на выходе узкополосного фильтра. Модуляция и
демодуляция сигналов в системах с двоичной AM не требует специального
кодирования и декодирования.
Минимальная полоса частот ПАМ, необходимая для передачи
AM радиосигнала, численно равна скорости передачи цифровой
информации в (частоте следования передаваемых элементов
исходного двоичного сигнала)
ПАМ = В = 1/Т. (10)
Эффективность использования полосы частот характеризуется
максимальной удельной скоростью передачи при двоичной AM и
равна Sam = В/ПАМ.
Фазовая манипуляция - ФМ. При ФМ манипулируемым
параметром высокочастотной несущей радиоимпульса является ее фаза

362
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
соИ L В современных РСП применяются двоичная, четырехуровневая
и восьмиуровневая ФМ. При демодуляции фаза ФМ радиосигнала
сравнивается с фазой восстановленного на приемном конце
опорного колебания (несущей). Из-за случайных искажений
радиосигнала имеет место неопределенность фазы восстановленной несущей,
что является причиной, так называемой обратной работы, при
которой двоичные посылки принимаются «в негативе». Для
устранения влияния неопределенности фазы применяется разностное
кодирование фазы передаваемых радиоимпульсов. Фазовую
манипуляцию с разностным кодированием фазы называют фазоразно-
стной или относительной фазовой манипуляцией (ОФМ). В
цифровых радиорелейных системах передачи с ОФМ при передаче
информации кодируется не сама фаза радиосигнала, а разность
фаз (фазовый сдвиг) двух соседних радиоимпульсов.
Структура ОФМ радиосигнала для двухуровневой ФМ
представлена на рис. 9.
UH(t)
О 1 1 1 1 0 0 1
I —I 1 1 j 1 1 1 Ut
Sam (t) h- 4 ! ! ! ! ! !
Рис. 9. Структура двухуровневого ОФМ радиосигнала
Из рис. 9 следует, что фаза несущего колебания изменяется
относительно ее предыдущего состояния на п при передаче «1» и
остается неизменной при передаче «О».
Применяются два способа демодуляции ОФМ радиосигналов.
В первом случае вначале восстанавливается несущая и когерентно
детектируется ОФМ радиосигнала, затем разностно
(дифференциально) декодируются принимаемые сигналы. При таком способе
демодуляции операции детектирования и декодирования
разделены и выполняются последовательно. Второй способ предполагает
дифференциально-когерентное (автокорреляционное)
детектирование ОФМ радиосигнала, при котором в качестве опорного
колебания используется предшествующий радиоимпульс. При этом
операции детектирования и декодирования совмещены.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
363
Ширина спектра ОФМ радиосигнала зависит от скорости
передачи информации В и числа уровней манипуляции М. Необходимая
для ОФМ радиосигнала минимальная полоса пропускания равна.
ПОФм = В/\од2М. (11)
Обычно полосу пропускания выбирают несколько большей, т.е.
Пофм = (1,1...1,2) S/log2 М. Из (11) следует, что при увеличении
числа уровней манипуляции полоса частот, необходимая для
передачи ОФМ радиосигнала, уменьшается. Так, при ОФМ-4 (М = 4)
полоса частот вдвое меньше, чем при ОФМ при одинаковой
скорости передачи информации. Максимальная эффективность
использования полосы частот при ОФМ равна Б0фм = В/П0фм = log2 А1
Частотная манипуляция - ЧМ. При ЧМ модулируемым (манипу-
лируемым) параметром является частота высокочастотного заполнения
радиоимпульса. В РСП применяются двоичная, трехуровневая (при
использовании квазитроичных кодов), четырехуровневая и восьмиуров-
невая ЧМ. Пример простейшей двухуровневой ЧМ показан на рис. 10.
а)
б)
tr
Рис. 10. Форма сигнала при частотной манипуляции:
а - манипулирующий сигнал; б - частотно-манипулирующий
сигнал - радиосигнал ЧМ
В большинстве РСП с частотной манипуляцией используются
модулирующие колебания прямоугольной формы, причем амплитуды
несущих остаются постоянными. Для этого случая радиосигнал имеет
вид
[>4cos2d|?, посылка,
[v4cos2tff2f, пауза.
(12)
Полоса частот необходимая для передачи ЧМ радиосигнала Пчм,
и эффективность ее использования ЭЧм зависят от скорости
передачи информации Б, числа уровней М и максимальной девиации
частоты AfM и равны, соответственно

364
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
n4M=BA0Q2M + 2AfM\
S4M = В/Пчм = log2 Щ1 + 2 Мм),
(13)
(14)
где AfM - максимальная девиация частоты, зависящая от М, а Мм = =
log2 Щ1В- максимальный индекс ЧМ.
При демодуляции ЧМ радиосигналов применяется некогерентное
детектирование, причем обычно используются те же частотные
детекторы, что и в аналоговых РСП с ЧМ.
Большой интерес представляет применение частотной
манипуляции с минимальным сдвигом (ЧММС), являющейся частным
случаем манипуляции с непрерывной фазой, при которой фаза
манипулированного радиосигнала изменяется непрерывно и не
имеет скачков на границах радиоимпульсов. При ЧММС для
передачи «1» и «-1», как при обычной двоичной ЧМ, используются две
частоты, однако разнос между ними выбирается так, чтобы за
время длительности элемента Г фаза манипулированного
радиосигнала изменялась ровно на я/2. При этом если передается «1», то
частота радиосигнала f = f0 + 1/4 7, так что в момент окончания
радиоимпульса его фаза получает сдвиг я/2. При передаче «-1»
частота радиоимпульса f = f0- МАТ, в результате чего фаза
радиоимпульса в момент его окончания приобретает сдвиг я/2.. Таким
образом, ЧММС весьма похожа на ОФМ, при которой фаза
манипулированного радиосигнала также изменяется на я/2, в течение
каждого интервала Т. Отличие состоит лишь в том, что при ЧММС
фаза изменяется не скачкообразно, а непрерывно.
При демодуляции ЧММС радиосигналов используется
когерентное детектирование. Помехоустойчивость ЧММС близка к
помехоустойчивости двоичной ОФМ, а эффективность использования
полосы частот примерно такая же, как при четырехуровневой ОФМ.
Амплитудно-фазовая манипуляция - АФМ. При АФМ манипули-
руемым (представляющим) параметром является комплексная
амплитуда радиосигнала. Формирование М-уровневого АФМ
сигнала может быть реализовано путем М 0,5-уровневой балансной
амплитудной манипуляции синфазной и квадратурной составляющих
сигнала одной частоты и сложения полученных AM радиосигналов.
По этой причине АФМ часто называют квадратурной амплитудной
манипуляцией (КАМ).
Минимальная необходимая полоса частот /7Афм и максимальная
эффективность использования полосы SAom определяются так же,
как в случае многоуровневой ФМ (ОФМ).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
365
Сравнительная оценка качественных показателей различных
видов манипуляции, применяемых в цифровых РСП, приведена в
табл. 2.
Таблица 2
Вид

манипуляции
Число
уровней
манипуляции
Способ
детектирования принимаемых
сигналов
Отношение
сигнал-шум
на входе
приемника,
дБ (при рощ
гИО-6)
Максимальная
эффективность
использования
полосы частот,
бит/с/Гц
AM
2
Некогерентный
17,2
1
2
Дифференциально-
когерентный
11,2
1
ОФМ
4
Тоже
12,8
2
2
Когерентный
10,8
1
4
То же
10,8
2
8
«
14,6
3
ЧМ
3
Некогерентный
15,9
1
4
Тоже
20,1
2
8
«
25,5
3
ЧММС
2
Когерентный
10,8
2
АФМ
16
То же
17,0
4
Интересно ориентировочно сравнить эффективность
использования полосы частот цифровых и аналоговых РСП. Если в
цифровых системах используется ИКМ со скоростью передачи основного
цифрового канала 64 кбит/с, то в системах с AM и ОФМ-2
(двухуровневая) максимальная емкость ствола с полосой 40 МГц
составляет 625 каналов тональной частоты (КТЧ), с ОФМ-4
(четырехуровневая) и ЧММС - 1250 КТЧ, с ОФМ-8 - 1875 КТЧ, наконец, при
использовании АФМ-16 - 2500 КТЧ. Максимальная достигнутая в
настоящее время емкость аналоговых систем с ЧМ при той же
полосе составляет 3600 КТЧ. Таким образом, можно считать, что
эффективность использования полосы частот в наиболее
совершенных цифровых РСП приближается к эффективности аналоговых
систем с ЧМ. В РСП с малой и средней пропускной способностью
эффективность использования полосы частот в цифровых системах
не ниже, чем в аналоговых системах с ЧМ.
Среди рассмотренных видов манипуляций наибольшей
простотой реализации отличаются двоичные AM и ЧМ, а также трехуров-

366
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
невая и четырехуровневая ЧМ при использовании частотного
дискриминатора для демодуляции сигналов. Сравнительно просто
реализуются ОФМ-2 и ОФМ-4 при дифференциально-когерентном
детектировании сигналов, основные сложности связаны с
необходимостью восстановления опорного колебания на приемном конце.
Наибольшие трудности возникают при использовании ОФМ-8 и
АФМ-16, причем в последнем случае возникают дополнительные
трудности, связанные с необходимостью обеспечения высокой
линейности амплитудной характеристики всего линейного тракта.
Двоичные некогерентные AM и ЧМ применяются в РСП с малой
пропускной способностью, а также в перевозимых РРСП, двоичная
ОФМ - в РСП с малой и средней пропускной способностью.
Широкое применение в РСП с различной пропускной способностью
нашли ОФМ-4. Наряду с ОФМ-4 АФМ-16 становится основным видом
манипуляции для цифровых РСП с высокой пропускной
способностью. Для передачи цифровых сигналов в аналоговых РСП
применяются двоичная и многоуровневая ЧМ с числом уровней М = 3, 4
и 8 при использовании аналогового частотного детектора для
демодуляции.
Вопросы для самоконтроля
1. Назовите типы станций радиорелейной линии прямой видимости
и укажите их назначение.
2. Что такое ствол радиорелейной линии передачи? Его состав.
3. Назовите основные признаки классификации радиорелейных
линий передачи.
4. Какое явление используется в тропосферных радиорелейных
линиях.
5. Виды модуляции, используемые при построении радиорелейных
и спутниковых систем передачи. Их достоинства, недостатки и
область применения.
6. Виды манипуляций в цифровых радиорелейных системах
передачи, их достоинства и недостатки.
7. Назовите основные элементы модема цифровой радиорелейной
системы передачи.
8. Сущность амплитудно-фазовой манипуляции.
9. Назовите значения промежуточной частоты в радиорелейных
и спутниковых системах передачи.
10. Почему в качестве промежуточной ступени модуляции в
радиорелейных и спутниковых системах передачи применяется частотная
модуляция.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей 367
11. Назовите основные параметры и характеристики ЧМ радиосигнала
и поясните их физическую сущность.
12. Как организуется двусторонняя передача сигналов в одном
высокочастотном стволе радиорелейной системы передачи?
13. Перечислите достоинства и недостатки двух- и четырехчастотного
распределения.
14. Назовите достоинства многоствольной радиорелейной системы
передачи и способы ее организации.
15. Назовите основные элементы структурной схемы четырехстволь-
ной радиолинии связи и укажите их назначение.

368
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Лекция 17
Особенности построения оборудования
радиорелейных и спутниковых систем передачи
Принципы построения оборудования радиорелейных линий
передачи прямой видимости
Приемопередающая аппаратура радиорелейных линий
(РРЛ) является основным оборудованием каждой радиорелейной
станции. Приемники современных радиорелейных систем передачи
(РРСП) строятся, как правило, по супергетеродинной схеме.
Передатчики многоканальных РРСП обычно строятся с преобразованием
частоты, т.е. обеспечивают преобразование входного сигнала через
ступень промежуточной частоты в СВЧ сигнал, который затем
усиливается до номинальной мощности.
На оконечных станциях РРЛП происходит формирование
высокочастотного колебания с заданными мощностью, номинальной
частотой и модуляция этого колебания информационными сигналами
соответствующей частоты. На оконечных станциях многоствольных
РРСП формируются сигналы нескольких радиостволов. На оконечной
станции имеется оконечная аппаратура ствола (телефонного,
телевизионного или цифрового), состоящая из передающей и приемной
частей. Поступающий на вход передающей части оконечной
аппаратуры сигнал соответствующего ствола объединяется со
вспомогательными сигналами и затем подается на модулятор, где происходит
его преобразование в промежуточную частоту. Затем сигнал
промежуточной частоты, поступает на передатчик радиоствола, где и
формируется высокочастотное колебание. Структурная схема
передатчика радиоствола приведена на рис. 1, где приняты следующие
обозначения: fm - промежуточная частота (обычно равная 70 МГц);
МУПЧ - мощный усилитель промежуточной частоты; См - смеситель
(преобразователь промежуточной частоты в СВЧ сигнал); Гпер -
гетеродин передатчика (генератор сверхвысокочастотной несущей,
необходимой для преобразования сигнала промежуточной частоты
в полосу частот радиосигнала); ПФСВЧ - полосовой фильтр
сверхвысокой частоты (радиосигнала); УСВЧ - усилитель сигнала СВЧ

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
369
(радиосигнала). Модулированный входным сигналом сигнал
промежуточной частоты после усиления смешивается в смесителе с
высокостабильным колебанием гетеродина fT. ПФСВЧ выделяется частота
/пер, которая усиливается УСВЧ до требуемой мощности передачи.
В радиосистемах малой мощности (менее 1 Вт) УСВЧ может не
устанавливаться.
МУПЧ
См ПФСВЧ УСВЧ
■fflEP
гпер
Рис. 1. Функциональная схема передатчика радиоствола
Приемник радиоствола (рис. 2) состоит из малошумящего
усилителя сигнала СВЧ (МУСВЧ), на вход которого поступает СВЧ сигнал
с частотой fnp; полосового фильтра сигнала СВЧ (ПФСВЧ),
преобразователя частоты, в который, входят смеситель (См) и гетеродин
приемника (Гпр), и усилителя сигнала промежуточной частоты fn4.
Сигнал промежуточной частоты получается смешиванием сигнала
с частотой fnP с высокостабильным колебанием fT.
МУСВЧ ПФСВЧ см
УПЧ
fnp ■
>
пи
пи
пи
пи
пи
пи
гпр
Рис. 2. Функциональная схема приемника радиоствола
На вход передатчика сигнал поступает из тракта промежуточной
частоты, а с выхода приемника сигнал поступает в тракт
промежуточной частоты.
На промежуточных станциях (ретрансляторах) соединение
приемника и передатчика происходит по промежуточной частоте. При
необходимости выделения телевизионного сигнала на
промежуточной станции в состав приемопередающей аппаратуры входит
демодулятор, который подключается к дополнительному выходу
приемника на промежуточной частоте.

370
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Тракты промежуточной частоты. В тракте промежуточной
частоты гетеродинного приемопередатчика осуществляются
следующие основные функции: автоматическая регулировка усиления,
компенсирующая изменения уровня принимаемого сигнала в среде
распространения радиоволн; корректирование искажений частотных
характеристик, вносимых различными элементами трактов передачи;
амплитудное ограничение ЧМ сигналов в системах с частотным
уплотнением.
Тракт промежуточной частоты, входящий в состав гетеродинных
ретрансляторов, используется для создания высокой
избирательности приемника при малых расстройках относительно границ
полосы пропускания.
Качественными показателями тракта промежуточной частоты
являются: амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и ее
допустимая неравномерность; частотная характеристика группового
времени запаздывания (ГВЗ) и ее допустимая неравномерность;
неравномерность дифференциального усиления в полосе частот
точной коррекции; степень согласования входов и выходов сигнала
промежуточной частоты в приемопередающей аппаратуре.
Структурная схема типового тракта промежуточной частоты
приемопередатчика РРЛ приведена на рис. 3.
ubx-
ПУс Кор. ГВЗ ПФ Кор. ГВЗ ПФ ГУс ОУс
УО
МУ
>НЛф
1 1 пи
АРУ
АД
\
V
УПТ
\
_ пи
пи
ФНЧ
•ипч(наУРС)
Рис. 3. Структурная схема типового тракта промежуточной частоты РРЛ
Модулированный сигнал промежуточной частоты UBX от
смесителя приемника поступает на вход предварительного усилителя ПУс,
далее сигнал обрабатывается полосовым фильтром ПФ и
корректором группового времени запаздывания Кор. ГВЗ. Для коррекции
искажений группового времени запаздывания, вносимых ПФ, ис-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
371
пользуется Кор. ГВЗ ПФ. В главном усилителе ГУс осуществляется
основное усиление сигнала и автоматическая регулировка усиления
(АРУ), для чего часть сигнала с выхода ГУс ответвляется в
амплитудный детектор АД, а затем на усилитель постоянного тока УПГи с
выхода фильтра нижних частот управляющий сигнал изменяет
усиление ГУс. Таким образом, уровень сигнала промежуточной
частоты на выходе главного усилителя поддерживается
постоянным в достаточно большом диапазоне изменений уровня
принимаемого сигнала (в приемниках магистральных РРЛ достигает
46...50 дБ). Оконечный усилитель ОУс имеет два выхода, один из
которых используется для подачи сигнала на вход передатчика
(ретрансляция сигнала на промежуточную радиорелейную станцию
ПРС), второй - для выделения сигнала промежуточной частоты на
узловой радиорелейной станции УРС. Усилитель-ограничитель УО
обычно устанавливается в РРЛ с частотным уплотнением и ЧМ, он
подавляет паразитную амплитудную модуляцию. Мощный
усилитель МУ обеспечивает на входе смесителя передатчика
необходимый уровень сигнала промежуточной частоты.
Особенности трактов промежуточной частоты цифровых РРЛ
заключаются в разных требованиях к полосам пропускания и точности
коррекции частотных характеристик тракта, а также в повышенном
требовании к линейности амплитудной характеристики активных
элементов этого тракта.
Нелинейные элементы тракта промежуточной частоты, такие как
амплитудные ограничители, приводят к дополнительной потере
помехоустойчивости цифровых РРЛ с квадратурной AM. Поэтому
в приемопередатчиках цифровых РРЛ не используются
амплитудные ограничители, а для усилителей сигнала устанавливается
линейный режим.
Следует особо остановиться на принципах построения
приемопередающей аппаратуры промежуточных станций РРЛП.
Приемопередающая аппаратура промежуточных станций подразделяют на
два основных вида: промежуточная станция с модуляцией и
демодуляцией сигнала и промежуточная станция без модуляции и
демодуляции. Приемопередающую аппаратуру промежуточных
станций без модуляции и демодуляции сигнала в свою очередь
можно подразделить в зависимости от метода образования
гетеродинных сигналов для приемника и передатчика на аппаратуру с
общим гетеродином, отдельными гетеродинами, а также с
прямым усилением на СВЧ.

372
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Приемопередающая аппаратура с общим гетеродином.
Упрощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры этого
типа приведена на рис. 4.
Дм ЧМл
fflM ■
Дм чмд
на гв-
СМпм УПЧпм ! ! УПЧпд СМпд ФБП УСВи
frrriMt Г t
ФУП
пи
Qu
ни
пи
*сдвТ
*гтпд
*гтпд
'*пд
пи
СУ
пи
СМсдв Г
Рис. 4. Упрощенная схема приемопередающей аппаратуры
с общим гетеродином
Принимаемый сигнал с частотой. fnM через входной полосовой
фильтр ПФ поступает на вход смесителя приемника СМПМ. На
смеситель приемника одновременно поступает гетеродинный
сигнала с частотой frmM- С выхода смесителя приемника сигнал
промежуточной частоты fn4 (обычно 70 МГц) подается на усилитель
промежуточной частоты приемника УПЧПМ, где осуществляется
основное усиление принимаемого сигнала. Усилитель имеет
систему автоматической регулировки усиления (АРУ), благодаря чему
уровень выходного сигнала остается почти неизменным при
изменении уровня входного сигнала в широких пределах.
На оконечных и узловых станциях сигнал с выхода УПЧПМ
подается на демодулятор Дм для выделения сигналов, передаваемых
РРЛ. На промежуточных станциях сигнал с выхода УПЧПМ поступает
непосредственно на вход усилителя промежуточной частоты
передатчика УПЧПД. Этот усилитель обеспечивает необходимое для
работы смесителя передатчика СМПД значение мощности сигнала
промежуточной частоты. В смесителе передатчика осуществляется
преобразование сигнала промежуточной частоты в сигнал частоты
im СВЧ диапазона. Частота гетеродинного сигнала /гтпа,
поступающего на смеситель передатчика, отличается от частоты fm на
величину промежуточной частоты. С помощью полосового фильтра
боковой полосы ФБП производится выделение полезной боковой

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
373
полосы частот (верхней В или нижней Н) на выходе смесителя
передатчика. Сигнал с выхода ФБП подается на усилитель СВЧ
(УСВЧ) и далее через систему направляющих фильтров поступает
в антенну. На оконечных и узловых станциях на вход УПЧПД сигнал
поступает от частотного модулятора ЧМД станции.
Как следует из схемы (см. рис. 4), для работы
приемопередатчика необходимы два гетеродинных сигнала с частотами /ппа и /Ьдв-
Эти сигналы образуются в гетеродинном тракте
приемопередатчика. Задающий генератор Г генерирует сигнал с частотой frrnd- Этот
сигнал поступает на смеситель передатчика и одновременно на
смеситель сдвига СМСдв- В этом смесителе частота fnnd
преобразуется в частоту /Ьт7м, для чего на смеситель подается также сигнал
с генератора сдвига /Ьдв- Номинальное значение частоты /еде равно
разности частот приема и передачи, которая должна
соответствовать плану распределения частот.
Образованный в смесителе сдвига гетеродинный сигнал частоты
frmm выделяется узкополосным фильтром ФУП и поступает на
смеситель приемника СМПМ.
При преобразовании частот в смесителе передатчика в случае
fnm < frrriM используется нижняя боковая полоса частот, а в случае
fnm > frrriM - верхняя боковая полоса частот. Комбинируя сочетания
частот fnm, irrnm fnnd и /пд, возможно сформировать четыре
варианта расстановки частот.
Приемопередающая аппаратура с отдельными
гетеродинами. В радиорелейной аппаратуре последних лет широко
применяется схема приемопередающей аппаратуры с отдельными СВЧ
гетеродинами для приемника и передатчика. Наличие отдельных
гетеродинов делает работу приемника и передатчика независимой
друг от друга. Это особенно удобно для оконечных станций, где
приемник и передатчик работают в различных направлениях связи.
Упрощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры
с отдельными гетеродинами приведена на рис. 5. Прямой тракт
приемопередатчика (см. рис. 5), включающий ПФ, СМПМ, УПЧПМ,
УПЧПд, СМПд, ФБП и УСВЧ, в принципе ничем не отличаются от
прямого тракта приемопередатчика с общим гетеродином, который
был рассмотрен выше, и поэтому не требуется особых пояснений.
Для получения гетеродинных сигналов используются
высокостабильные кварцевые генераторы ГКв и цепочка умножителей Умн
с усилителями. Гетеродины приемника и передатчика построены
одинаково. Различие их связано с тем, что от гетеродина передат-

374
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
чика требуется, большая мощность, чем от гетеродина приемника.
Поэтому в гетеродинном тракте передатчика на входе умножителей
применяются мощные усилители по сравнению с подводимыми
мощностями в гетеродинном тракте приемника.
friM ■
Дм чмд
СМпм УПЧпм ! I УПЧпд СМпд ФБП УСВ^
Умн
ГКв
А
су
су
^ГТПм/П
Умн
ГКв
А
су
су
firrWn
Рис. 5. Упрощенная структурная схема приемопередающий аппаратуры
с отдельным гетеродином
Приемопередающая аппаратура с демодуляцией сигнала на
каждой промежуточной станции. Радиорелейная аппаратура,
в которой на каждой промежуточной станции производится
демодуляция сигнала и последующая его модуляция, применяется на РРЛП
малой и средней емкости, а также на телевизионных линиях малой
протяженности и в частности на телевизионных передвижных
радиорелейных станциях.
В подобной аппаратуре возможно выделение и введение
сигналов части телефонных каналов на любой промежуточной станции,
что важно для технологических РРЛ, обслуживающих газопроводы,
нефтепроводы, железнодорожные линии и т. п.
Структурная схема одного из вариантов построения аппаратуры
с демодуляцией на каждой станции приведена на рис. 6.
Назначение ряда элементов схемы очевидно. Отличительной особенностью
схемы является передатчик с фазовым модулятором. Сигнал от
кварцевого задающего генератора ГКв поступает на фазовый
модулятор ФМД, в котором производится модуляция сигнала по фазе,
поступающего от задающего генератора. На входе ФМД для
преобразования фазовой модуляции в частотную включен частотный
корректор ЧК, имеющий коэффициент передачи, обратно пропор-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
375
циональный частоте модуляции. После ФМД следует цепочка
умножителей частоты. В процессе умножения частоты в л раз
происходит увеличении девиации частоты также в п раз, что позволяет
иметь в фазовом модуляторе небольшие девиации фазы, что
облегчает получение необходимой линейности модуляционной
характеристики. Как видно из рис. 6, приемник построен по обычной
супергетеродинной схеме.
fflM "
ПФ СМПМ УПЧ ДМ ЧК ФМд
УСВЧ
пи
СУ
пи
ffTllM t
Умн
ГКв
СУ
СУ
Пи
I
V
т
ГКв
Е
>
■*пд
пи
СУ
Пи
К аппаратуре выделения
frrnVn
Рис. 6. Упрощенная структурная схема приемопередающей
аппаратуры с демодуляцией
Аппаратура промежуточной станции с прямым усилением на
СВЧ. Аппаратура такой станции содержит только один СВЧ усилитель в
каждом направлении связи, рис. 7. Слабый сигнал, принятый антенной от
предыдущей станции, через разделительный фильтр поступает на
передающую антенну без изменения частоты. Подобная схема может
применяться только при сравнительно небольшом усилении (40...50 дБ) из-за
опасности возникновения генерации, вызванной недостаточной развязкой
входа и выхода усилителя.
Более совершенная схема с прямым усилением приведена на рис. 7, б,
которая содержит два усилителя СВЧ. Один - УСВЧ! - работает на частоте
fnM- Затем в смесителе сдвига СМОДВ частота сигнала преобразуется в fna и
сигнал усиливается в УСВЧ2. Помимо большего усиления, схема рис. 7, б
позволяет путем модуляции колебаний генератора сдвига вводить в ствол
сигналы служебной связи (СС) и телесигнализации (ТС).
Схемы с прямым усилением на СВЧ потребляют значительно меньшую
мощность, чем схемы с усилением на промежуточных частотах, что
позволяет значительно упростить и удешевить промежуточную станцию РРЛ
прямой видимости. У подобных схем. прекрасные перспективы широкого
применения в РРСП.

376
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Схема организации цифрового ствола. Линейный цифровой
сигнал (ЛЦС) формируется в цифровой системе передачи (ЦСП) и
подается на оконечную радиорелейную станцию.(ОРС) для передачи по РРЛ.
На рис. 8 показана упрощенная схема цифровой радиорелейной
системы передачи (ЦРРСП). На вход согласующего устройства (СУ)
передающей части оконечной радиорелейной станции (ОРС) поступает ЛЦС,
сформированный на основе импульсно-кодовой модуляции, дельта-
модуляции или их разновидностей. В СУ обычно происходит
преобразование кода входного сигнала в униполярный код. Этот сигнал далее
используют для манипуляции несущей частоты в модуляторе (М)
передатчика, причем может использоваться как непосредственная
модуляция, так и модуляция с преобразованием на промежуточной частоте.
Модулированный СВЧ сигнал после соответствующей обработки и
усиления УСВЧ через антенно-фидерный тракт (АФТ) поступает в
передающую антенну.
На промежуточной станции сигнал, формируемый на выходе
приемника (Пр), восстанавливается в регенераторе (Per),
модулирует несущую передатчика (Пер) и через АФТ подается в антенну.
На приемной стороне ОРС сигнал СВЧ из приемной антенны
через АФТ после фильтрации и усиления поступает в смеситель (СМ),
где преобразуется в сигнал промежуточной частоты (ПЧ). В
демодуляторе (ДМ) сигнал ПЧ преобразуется в цифровой униполярный
сигнал, который затем преобразуется в цифровой униполярный
сигнал и после преобразования в код соответствующей ЦСП через
СУ поступает в приемную часть ЦСП или соответствующий
линейный тракт проводной системы передачи.
Особенности построения тропосферных радиорелейных линий
Как отмечалось в предыдущей лекции, радиорелейные линии,
использующие эффект дальнего тропосферного распространения
ультракоротких волн (УКВ), называются тропосферными
радиорелейными линиями (ТРРЛ). Соседние станции ТРРЛ обычно
располагаются на расстоянии 300...400 км, а в отдельных случаях (при
благоприятных условиях распространения УКВ) и 600...800 км.
Возможность перекрывать такие большие расстояния является
основным преимуществом ТРРЛ. Для нашей страны с ее огромной
территорией ТРРЛ представляют особый интерес, поскольку
позволяют обеспечить современными средствами связи отдаленные
и труднодоступные районы Севера и Дальнего Востока.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
377
УСВЧ1 СМСдв ФБП УСВЧ2
Г fcgBf
(г
пи
Ни
пи
пи
ни
пи
^> ФМд
CC.TC
Рис. 7. Упрощенная
структурная схема аппаратуры с
прямым усилением на СВЧ:
а - без сдвига частот;
б - со сдвигом частот
Затухание сигнала на участке ТРЛЛ велико - 200 дБ и более,
сигнал в месте приема имеет многолучевой характер и подвержен
случайным флуктуациям - замираниям. Поэтому на ТРРЛ применяются
передатчики большой мощности - от нескольких сотен ватт до
десятков киловатт, остронаправленные антенны с раскрывом в несколько
десятков метров и коэффициентом усиления 45...50 дБ.
Все же и этого оказывается недостаточно, так как средний уровень
сигнала на входе приемника оказывается малым. Поэтому на ТРРЛ
широко применяются малошумящие усилители СВЧ, порогопонижаю-
щие устройства, а также используется техника разнесенного приема и
другие методы борьбы с быстрыми интерференционными замираниями.
Пропускная способность ТРРЛ обычно составляет 12...60 каналов
тональной частоты. Максимальная емкость радиоствола ТРРЛ в
некоторых случаях может достигать 120 каналов.
На ТРРЛ, так же как и на РРЛ прямой видимости, применяются
три типа станций; оконечная, промежуточная и узловая (или
станция с ответвлениями).
Особенности построения станций ТРРЛ следующие:
для повышения качества, устойчивости и надежности связи на
всех станциях линии передачи обязательно используется
разнесенный прием: сдвоенный, счетверенный или большей кратности;
поскольку на ТРРЛ, как правило, соседние станции удалены
друг от друга на значительные расстояния, то почти на каждой
промежуточной станции производится демодуляция и повторная
модуляция сигнала для выделения некоторого числа каналов
тональной частоты.

378
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
tz
X
I
дне
тгг
о
а
с
-Ш-
€
tut
ТГГ-Т;
А
Й 2
ч||
р
s
т
я
5
о.
О
С
ф
s3
о
>s
о
x
а)
Z
о
s
со
о.
о
ш
о
Q.
■&
s
ZT
со
0
5
оч
(о
x
о.
о.
к
(о
x
x
I
о
о.
с:
>
со
6
s
cl

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
379
Обобщенная структурная схема передатчика ТРРЛ.
Передатчик состоит из (рис. 9) возбудителя и мощного усилителя, основой
которых является пролетный клистрон.
Возбудитель
УПЧ
I
\/-х//ЦГп,кг
От каналообразующей
аппаратуры
Рис. 9. Типовая структурная схема передатчика ТРРЛ
Модулирующее напряжение от каналобразующей аппаратуры
поступает на генератор частотно-модулированных колебаний ЧМГ,
который работает на промежуточной частоте (обычно 70 МГц).
Полученные колебания через ограничитель амплитуд. OA подаются
на УПЧ, где усиливаются и поступают на смеситель высокого уровня
См. На этот же смеситель подаются колебания высокой частоты,
получающиеся с помощью умножения частоты кварцевого генератора
КГ в умножителе частоты. Для получения высокой стабильности
частоты передающего устройства в ЧМГ принимаются специальные
меры по стабилизации средней частоты и точности ее установки.
Относительная точность установки частоты ЧМГ не хуже 5-Ю"7.
Так как для раскачки мощного усилительного клистрона
требуется сравнительно большая мощность, то полученные после
смесителя колебания высокой частоты усиливаются в УВЧ. Затем
через фильтр боковой полосы Ф, который выделяет нижнюю или
верхнюю боковую полосу, ферритовый вентиль ФВ, необходимый
для согласования выхода УВЧ и входного резонатора клистрона, и
направленный ответветвитель НО, предназначенный для
измерительных целей, колебания подаются на мощный
клистронный усилитель МУ.
С выхода клистронного усилителя через мощный ферритовый
вентиль ФВ, необходимый для согласования выхода клистронного
усилителя с антенно-фидерным трактом, и фильтр гармоник ФГ,

380
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
защищающий другие радиосредства от помех со стороны данного
передатчика, высокочастотная энергия по волноводу поступает
в антенну. Направленный ответвитель НО и здесь служит для
измерения полезной мощности, а также для организации защиты
клистрона. При нарушении согласования в фидере может произойти
СВЧ пробой. В результате возникает дуга на выходе клистрона, что
может привести к его отказу. В этом случае срабатывает система
защиты, действующая от отраженной волны. Эта система снимает
высокое напряжение с клистрона, предотвращая его разрушение.
Техника разнесенного приема. Разнесенный прием является
основным способом борьбы с замираниями на ТРРЛ. Разнесенный
прием основан на том, что сигнал на выходе приемного устройства
образуется комбинацией нескольких входных сигналов, несущих
одну и ту же информацию, но по-разному пораженных
замираниями. При этом комбинирование осуществляется так, чтобы
выходной сигнал флуктуировал значительно меньше, чем входные.
На ТРРЛ могут быть примененеы следующие методы разнесения:
пространственное разнесение антенн (обычно перпендикулярно трассе)
на расстояние D > 100 X, где X - длина волны радиосигнала;
частотное разнесение, использующее независимость замирания
сигнала на частотах, разнесенных на величину, превышающую радиус частотной
корреляции;
разнесение по углу прихода луча, при котором используются одна
приемная антенна и несколько облучателей, каждый из которых создает свою
диаграмму направленности, сдвинутую относительно соседних по азимуту
либо по углу места;
комбинированное разнесение, например, при счетверенном приеме
разнесения пар сигналов по частоте и в пространстве или по частоте и углу.
На ТРРЛ чаще всего используется разнесение сигналов по
частоте и пространству, реже - по углу прихода сигналов из области
рассеяния. Наиболее распространен счетверенный прием с
разнесением двух антенн по пространству и двух передатчиков по
частоте.
Системы разнесенного приема делят на две группы: системы
фильтрового приема и системы автокорреляционного приема.
При фильтровом приеме сигналы от различных антенн сначала
выделяются фильтрами, а затем комбинируются. Такие системы
обеспечивают обычно кратность не более 4, так как дальнейшее
увеличение кратности потребовало бы увеличения числа
дорогостоящих антенн и передатчиков.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
381
Автокорреляционный преим используется исключительно при
наличии сигналов с эквидистантным частотным разнесением, т.е.
сигналов, равноотстоящих друг от друга по частоте. Несколько
таких сигналов образует так называемый параллельный составной
сигнал, который затем подвергается автокорреляционной
обработке, в результате чего суммируются его парциальные
составляющие.
Сочетание автокорреляционного и фильтрового методов приема
от двух антенн и двух передатчиков позволяет получить
значительную кратность разнесения - до 20, что очень важно для
ТРРЛ с длинными интервалами.
На ТРРЛ в основном нашло применение сложение разнесенных
сигналов с тем или иным весом. Используются два способа
сложения: до детектора, т.е. в тракте высокой или промежуточной
частоты, и после детектора, т.е. в групповом тракте.
При сложении сигналов до детектора требуется
предварительная фазировка складываемых сигналов, так как их фазы
изменяются случайным образом. Это делает додетекторное
сложение, в принципе, более сложным. Однако при приеме
сигналов с ЧМ додетекторное сложение все-таки предпочтительнее,
поскольку здесь порог ЧМ определяется суммарным сигналом и
всегда ниже, чем при сложении после детектора, где возникновение
порогового эффекта уже нельзя ликвидировать простым сложением
в групповом тракте.
На ТРРЛ используют два основных способа сложения.
Линейное сложение. В этом случае все N разнесенных
сигналов складываются с одинаковыми весовыми коэффициентами. Это
означает, что усиление всех разнесенных приемников должно быть
одинаковым. Это, в принципе, легко обеспечивается применением,
автоматической регулировки усиления (АРУ) во всех УПЧ. В
результате усиление всех трактов сохраняется одинаковым и
определяется, в основном, самым сильным из сигналов.
Оптимальное сложение. При способе разнесенного приема
этом усиление в каждом из трактов разнесенного приема должно
поддерживаться пропорциональным отношению напряжения
сигнала к среднеквадратическому значению, т.е. усиление в каждом из
трактов должно регулироваться так, чтобы в любой момент времени
оно было пропорционально напряжению сигнала и обратно
пропорционально мощности шума в этом тракте.

382
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Структурная схема системы линейного додетекторного
сложения сигналов, принятых на две различных антенны, изображена
на рис. 10.
Приемная
\ \ антенна
\) 1-го тракта
УСВЧ-1 ,См"1, УПЧ-1
ФВ| ф I"
УСВЧ-2
i
(р^| ФД | £ |-» К частотному
^\ ' t детектору
Приемная См_2
антенна
2-го тракта
УПЧ-2
Рис. 10. Структурная схема системы линейного сложения
на промежуточной частоте
Принятые двумя антеннами (приемная антенна 1-го тракта и
приемная антенна 2-го тракта) сигналы, одной частоты fCt но с
разными фазами поступают на входы. УСВЧ-1 и УСВЧ-2. После
обычного преобразования в смесителях См-1 и См-2 усиливаются УПЧ-1
и УПЧ-2 и складываются в специальном каскаде сложения I.
Напряжение гетеродина вырабатывается кварцевым генератором Г.
Так как генератор общий, то сигналы промежуточной частоты могут
отличаться только по фазе, автоподстройка которой
осуществляется фазовращателем ФВ. Сигналы после УПЧ подаются на фазовый
детектор ФД, в котором вырабатывается сигнал ошибки,
воздействующий на фазовращатель ФВ. Схемными решениями достижимая
точность фазирования не зависит от стабильности частоты общего
гетеродина Г.
Линейность режима сложения обеспечивается применением
параллельной автоматической регулировки усиления (ПАРУ) обоих
УПЧ, благодаря чему суммируемые сигналы находятся в таком же
соотношении, как и входные.
Рассмотренная схема с некоторыми добавлениями нашла
широкое применение в аппаратуре ТРРЛ в силу сравнительной простоты

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
383
и устойчивости в работе. В процессе эксплуатации она практически
не требует дополнительных регулировок.
Структурная схема сложения сигналов после детектора для
сдвоенного приема изображена на рис. 11. Такая схема
применяется для объединения сигналов, разнесенных по пространству или по
частоте.
От антенны
1-го тракта
От антенны
2-го тракта
Рис. 11. Стуктурная схема сложения сигналов после детектора
Сигналы от двух антенн поступают на свои приемники Пр! и Пр2,
где происходит их преобразование в промежуточную частоту.
С выхода приемников сигналы промежуточной частоты поступают
на частотные демодуляторы 4fli и ЧД2 и далее на каскад сложения
Сл. Шумы, частоты которых лежат выше полосы сигнала,
отфильтровываются полосовыми фильтрами ФШ! и ФШ2, включенными на
выходе демодуляторов каждого из трактов приема. Шумы
усиливаются в YLLh и УШ2, детектируются. Дет! и Дет2 и используются для
регулирования степени усиления сигналов. Сигналы складываются
с весом, пропорциональным отношению сигнал-шум на выходах
демодуляторов. Для получения линейного режима сложения
усилители шума охвачены ПАРУ.
Структурная схема системы счетверенного приема с
разнесенным по пространству и частоте, нашедшая широкое применение
в аппаратуре ТРРЛ, приведена на рис. 12.
В схеме применяется комбинация двух вышерассмотренных
способов сложения, причем сначала производят попарно сложение
сигналов одной частоты, принятых из разных антенн (отделяемых
режекторными фильтрами РФ) и РФ2) в системе сложения до
детектора (см. рис. 10), а затем попарно сложенные по промежуточной
частоте сигналы объединяются в системе линейного сложения
после детектора (см. рис. 11).

384
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
ПР1
ПР2
1 1
Рис. 12. Структурная схема системы счетверенного приема
Недостаток этой системы состоит в том, что второе попарное
сложение осуществляется после детектора со всеми вытекающими
отсюда последствиями.
Структурная схема приемного устройства с оптимальным
сложением после детектора представлена на рис. 13.
^—
ФШгМДетг]
УС
РУ2 I
Рис.13. Структурная схема приемного устройства
с оптимальным сложением
Радиосигналы, от соответствующих антенн поступают в
приемники npi и Пр2, где происходит их преобразование в сигналы
промежуточной частоты. Далее эти сигналы поступают на частотные
детекторы ЧДт и ЧД2, с выхода,которых они одновременно
поступают на регулируемые усилители РУ^ и РУ2 и фильтры шумов ФШ1
и ФШ2. Полоса пропускания фильтров располагается выше верхней
частоты передаваемого полезного сигнала. Шумы детектируются
в детекторах Дет! и Дет2 и подаются на устройство сравнения УС,
которое управляет уровнем складываемых сигналов и изменяет
усиление Py1t2 таким образом, чтобы оно было пропорционально
напряжению сигнала и обратно пропорционально мощности шума
в этом тракте.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
385
Потенциальные возможности разнесенного приема ограничены,
поскольку увеличение кратности разнесения связано почти с
пропорциональным ростом объема оборудования. Поэтому дальнейшее
улучшение качества и надежности ТРРЛ потребовало разработки
новых методов борьбы с замираниями с использованием
оптимального приема широкополосных сигналов и методов адаптивного приема.
Передача сигналов телевизионного вещания
по радиорелейным линиям
Сигналами телевизионного вещания (ТВ) являются сигнал
изображения и сигнал звукового сопровождения. Формирование
сигнала изображения и структура сигнала черно-белого и цветного
телевидения достаточно полно рассмотрены в лекции 2. В
радиорелейных системах передачи эти сигналы передаются в одном
телевизионном стволе (рис. 14).
G[f) Звук
L
F, МГц
FH1 Fh2
Рис. 14. Спектральный состав телевизионного ствола
Передача сигналов звукового сопровождения (иногда и сигналов
звукового вещания) осуществляется с помощью частотной модуляции
поднесущих частот FH1 и FH2. Промодулированные сигналы поднесу-
щих складываются с сигналом изображения, и полученный таким
образом ТВ сигнал из аппаратной телецентра по кабелю или
вспомогательной РРЛ подается на ОРС. Структурная схема передающей
аппаратуры ТВ ствола РРЛ представлена на рис. 15. ТВ сигнал Ume
подается на фильтр нижних частот (ФНЧ)1 с граничной частотой
6,5 МГц. Затем ТВ сигнал поступает на блок 2, в котором
осуществляется коррекция группового времени запаздывания ТВ сигнала и
предыскажения АЧХ с целью уменьшения уровня низкочастотных
составляющих спектра, и на сумматор 3. Сигналы звукового
сопровождения U3C и звукового вещания U3e, уровень которых, после
соединительных линий устанавливается входными регуляторами 9, 17
поступают на частотные модуляторы поднесущих FHh FH2 10, 18. Затем
после ограничителей 11, 19 и ФНЧ 12, 20 поднесущие,
модулированные по частоте сигналами U3C, U3e, подаются на сумматор 3.

386
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Utb-
и3в-
г .
_|/
7Г-
I
7Г-
Л
15 16
- ивых. пч
г
22
Л
Рис. 15. Структурная схема передающей аппаратуры ТВ ствола РРЛ
Сюда же поступает напряжение пилот-сигнала Unc, формируемое
гетеродином 13. После сумматора 3 групповой сигнал усиливается
усилителем 4 и поступает на групповой ЧМ модулятор,
осуществляющий частотную модуляцию промежуточной частоты fnp = 70 МГц.
При этом девиация частоты ТВ сигналом должна быть не более ± 4
МГц. Для обеспечения высокой линейности модуляционной
характеристики частотно-модулируемого генератора (ЧМГ) в области
частот 70 ± 4 МГц последний строится по схеме вычитания частот fa1
и f82 двух ЧМГ 7и 27, работающих на частотах FH1 и Fh2b диапазоне
300...400 МГц. В этом случае каждый из гетеродинов модулируется
путем изменения емкости варикапов 6, 14. Модулирующий сигнал
U(t) через развязывающее устройство 5 подается на варикапы в
противофазе, поэтому частоты генераторов определяются
соотношениями:
fr1 = FH1 + AfD (t) = FH1 + kmU (t); f* = F„2 - AfD (t) = FH1 - kmU (t),
где AfD (t) - девиация частоты; km - постоянный коэффициент.
Корректирующие цепи 8, 22 повышают линейность модуляционных
характеристик ЧМГ. На выходе смесителя 15 образуется сигнал
промежуточной частоты
fnp = (FH1 - FH2) + 2 kmU (t) = 70 + 2 kmU (t),
который усиливается усилителем 16.
Демодуляция группового сигнала ТВ канала производится в
устройстве, структурная схема которого представлена на рис. 16.
Демодулятор содержит усилитель промежуточной частоты 1 с

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
387
полосой пропускания AF4m ~ 27 МГц, усилитель-ограничитель 2,
групповой, частотный детектор 3, ФНЧ 4, усилитель-корректор ТВ
сигнала 5, полосовые разделительные фильтры 6, 7, усилитель-
ограничитель 8 и частотный детектор сигнала звукового
сопровождения 9.
ипч
пи
СУ
пи
СУ
СУ
пи
>л
СУ
СУ
пи
-Utb
•изс
СУ
СУ
пи
■и3в
Рис.16. Структурная схема демодулятора группового сигнала
В данном случае полоса пропускания тракта промежуточной
частоты AF4M определяется исходя из следующего соотношения:
AF4M - 1,1 (2AfD + Fmax 2) * 27 МГц,
где AfD - предельно допустимая девиация, промежуточной частоты;
Fmax ~ 8,5 МГц - максимальное значение группового сигнала ТВ
ствола. ФНЧ 4 выделяет из группового сигнала ТВ сигнал, который
затем усиливается и корректируется устройством 5 и подается на
вход ТВ передатчика или ретранслятора. Туда же поступает и
сигнал звукового сопровождения, который выделяется полосовым
фильтром 6 из группового сигнала и демодулируется с помощью
устройств S, 9. Аналогичным способом осуществляется выделение
сигналов звукового вещания.
Звуковые сигналы по РРЛ передаются с использованием
двойной ЧМ. К достоинствам такого способа передачи следует отнести
высокую помехоустойчивость звуковых сигналов и простоту
схемного выполнения аппаратуры.
Спутниковые системы передачи
Принципы построения спутниковых систем передачи - ССП.
Запуском 4 октября 1957 г. первого искусственного спутника Земли
(ИСЗ) в Советском Союзе было положено начало освоению
околоземного космического пространства. Одним из важнейших
практических применений ИСЗ является космическая радиосвязь между

388
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
земными станциями (ЗС), осуществляемая посредством
ретрансляции сигналов через один или несколько ИСЗ связного назначения.
Такая передача сигналов положена в основу спутниковых систем
передачи, представляющих собой РРЛ с одной промежуточной
станцией, размещенной на ИСЗ. При построении ССП используют
идеи и принципы, реализуемые в РРЛ.
Спутниковые системы передачи обладают рядом существенных
особенностей, отличающих их как от РРЛ прямой видимости, так и от
дальних ТРРЛ. Так, функционирование ССП возможно при наличии
ряда специальных подсистем. Ввиду этого ССП выделяют в
самостоятельный вид систем передачи сообщений. Собственно ССП,
называемая связной системой, включает в себя ряд подсистем:
1) космическую, в состав которой входит ракета-носитель и
стартовый комплекс, обеспечивающую вывод ИСЗ на соответствующую
орбиту;
2) командно-измерительную, имеющую земную и бортовую
(установленную на спутнике) части, предназначенную для измерения
параметров орбиты спутника и передачи с Земли команд управления;
3) телеметрическую, передающая часть которой находится на
борту ИСЗ, а приемная на Земле, служащую для передачи данных
о состоянии аппаратуры спутника, а также о прохождении команд
управления.
По способу ретрансляции сигнала ССП делят на системы с
пассивной и активной ретрансляцией.
Система, которая работает без бортовой аппаратуры,
называется системой связи с пассивным спутником, или системой с
пассивной ретрансляцией. В такой системе сигналы, посланные с Земли,
отражаются поверхностью ИСЗ обратно без предварительного
усиления. В качестве пассивных спутников могут использоваться
как специальные отражатели различной формы (в виде
сферических баллонов, объемных многогранников и др.), так и естественный
спутник Земли - Луна.
При достаточном усилении земных приемных антенн и высокой
чувствительности приемника земной станции (ЗС) этот метод
радиосвязи находит применение в системах малой пропускной
способности.
Система радиосвязи при наличии бортовой аппаратуры
называется системой с активной ретрансляцией сигнала, или системой
с активным спутником. При этом энергоснабжение бортового
ретранслятора (БР) осуществляется от солнечных батарей, нахо-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
389
дящихся на ИСЗ. Активная ретрансляция является основной в
современных ССП. Примерная структурная схема дуплексной связи
между двумя земными станциями (ЗС) при активной ретрансляции
сигнала приведена на рис. 17. Передаваемый в одном направлении
сигнал Ui подводится к модулятору земной станции (Мод ЗС),
в результате чего осуществляется модуляция несущей частоты fh
Эти колебания от передатчика земной станции (Пер ЗС) подводятся
к антенне Ан1 и излучаются в направлении ИСЗ, где принимаются
бортовой антенной БАн бортового ретранслятора (БР). Далее
колебания с частотой U поступают на направляющие фильтры (НФ),
усиливаются первым приемником бортового ретранслятора
(1-й ПРбр), преобразуются в частоту fen поступают к первому
передатчику бортового ретранслятора (1-й ПЕРбр). С выхода этого
передатчика колебания с частотой f2 через НФ подводятся к бортовой
антенне БАн и излучаются в сторону Земли. Эти колебания
принимаются антенной Ан2 и подводятся к приемнику земной станции
(Пр ЗС) и детектору земной станции (Дет ЗС), на выходе которого
выделяется сигнал (Л. Передача от противоположной ЗС сигнала
1/2 происходит на частоте f3аналогичным образом, причем на
бортовом ретрансляторе осуществляется преобразование колебаний
с несущей частотой f3B колебания с частотой f4.
Бортовой ретранслятор
1-йПРбр | Н 1-йПЕРбр|
J4 2-ЙПРбр | Н2-ЙПЕРБР1-|
fl.f3 гтт^п .fef4
БАн
Земная станция 3C * 1
Ui -ЧМодЗСЦПерЗС
Ц2НДетЗсТЧ ПрЗС
pAHl/i ;\АнЗЦ?тё7зсМ'
у Ан4 | ! Ан2 L[
Земная станция ЗС
Mofl3Ch-Ui
ПрЗС ЬЧдётЗС KU2
Рис. 17. Структурная схема радиосвязи через ИСЗ

390
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Земные станции соединяются с узлами коммутации сети связи, с
источниками и потребителями типовых каналов и трактов, программ
телевидения и звукового вещания с помощью наземных
соединительных линий.
Очень распространенным и экономически выгодным является
использование связных ИСЗ для организации ТВ и радиовещания.
В настоящее время под спутниковым ТВ и радиовещанием
понимается как передача ТВ сигналов (со звуковым сопровождением), так
и радиовещательных звуковых сигналов от одного или нескольких
земных передатчиков, связанных с центрами формирования ТВ и
радиопрограмм, через ИСЗ на сеть земных приемных установок и
распределение этих программ с целью доведения их до абонентов
(телезрителей или радиослушателей) с помощью наземных средств
связи (ретрансляторов различной мощности, систем кабельного
телевидения - СКТВ, средств коллективного и индивидуального
приема). Как правило, в зоне обслуживания связным ИСЗ
располагается сеть приемных ЗС различных типов.
В зависимости от типа ЗС и назначения систем спутниковой
связи различают следующие службы радиосвязи:
фиксированная спутниковая служба (ФСС) - служба радиосвязи
между ЗС, расположенными в определенных фиксированных
пунктах, при использовании одного или нескольких спутников;
подвижная спутниковая служба - между подвижными ЗС с
участием одного или нескольких ИСЗ;
радиовещательная спутниковая служба (РВСС) - служба
радиосвязи, в которой сигналы спутниковых ретрансляторов
предназначены для непосредственного приема населением. При этом
непосредственным считается как индивидуальный, так и коллективный
прием на сравнительно простые и недорогие установки с
соответствующим качеством.
Орбиты связных искусственных спутников Земли - это
траектории движения ИСЗ в пространстве. Они определяются многими
факторами, основным из которых является притяжение спутника
Землей.
Ряд других факторов: торможение спутника в атмосфере Земли, влияние
Луны, Солнца, планет и т.д. - также оказывает влияние на орбиту спутника.
Это влияние весьма мало и учитывается в виде так называемого возмущения
орбиты спутника, т.е. отклонения истинной траектории от идеальной,
вычисленной в предположении, что спутник движется только под действием притя-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
391
жения к Земле. Поскольку Земля является телом сложной формы с
неравномерным распределением массы, то вычислить идеальную траекторию
сложно. В первом приближении считают, что спутник движется в поле тяготения
шарообразной Земли со сферически-симметричным распределением массы.
Такое поле тяготения называется центральным.
Основные параметры, характеризующие движение ИСЗ, могут быть
определены с помощью законов Кеплера.
Применительно к спутникам Земли законы Кеплера формулируются
следующим образом:
Первый закон Кеплера: орбита спутника Земли лежит в неподвижной
плоскости, проходящей через центр Земли, и является эллипсом, в одном
из фокусов которого находится центр Земли.
Второй закон Кеплера: радиус-вектор спутника (отрезок прямой,
соединяющий спутник, находящийся на орбите, и центр Земли) в равные
промежутки времени описывает равные площади.
Третий закон Кеплера: отношение квадратов периодов обращения
спутников равно отношению кубов больших полуосей орбит.
В системах связи могут использоваться ИСЗ, движущиеся по
орбитам, которые отличаются следующими параметрами: формой
(круговая или эллиптическая); высотой над поверхностью Земли Н или
расстоянием от центра Земли; наклонением, т.е. углом ср между
экваториальной плоскостью и плоскостью орбиты. В зависимости от
выбранного угла ср орбиты подразделяются на экваториальные {ср = 0),
полярные {ср= 90°) и наклонные (0 < ср< 90°). Эллиптические орбиты,
кроме того, характеризуются апогеем и перигеем, т.е. расстояниями
от Земли, соответственно, до наиболее удаленной и до ближайшей
точки орбиты. Апогей и перигей орбиты являются концами большой
оси эллипса, а линия, на которой они находятся, называется осью
апсид. При высоте орбиты 35 800 км период обращения ИСЗ будет
равен земным суткам. Экваториальная круговая орбита с высотой
35 800 км при условии, что направление движения спутника
совпадает с направлением вращения Земли относительно своей оси
(с запада на восток), называется геостационарной орбитой (ГСО).
Такая орбита является универсальной и единственной. Спутник,
находящийся на ней, будет казаться земному наблюдателю
неподвижным. Подобный ИСЗ называется геостационарным. В
действительности ИСЗ, математически точно запущенный на ГСО, не
остается неподвижным, а из-за эллиптичности Земли и по причине
возмущения орбиты медленно уходит из заданной точки и совершает
периодические (суточные) колебания по долготе и широте. Поэтому

392
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
на ИСЗ должна быть установлена система автоматической
стабилизации и удержания его в заданной точке ГСО.
Большинство современных ССП базируется на геостационарных
спутниках. Однако в некоторых случаях представляет интерес сильно
вытянутые эллиптические орбиты, имеющие такие параметры: угол
наклонения ср = 63,5°, высота в апогее примерно 40 ООО км, в перигее
около 500 км. Для России с ее обширной территорией за Полярным
кругом такая орбита является весьма удобной. Спутник, выведенный
на нее, вращается синхронно с Землей, имеет период обращения 12 ч
и, совершая за сутки два полных витка, появляется над одними и теми
же районами Земли в одно и то же время. Длительность сеанса связи
между ЗС, находящимися на территории России, при этом составляет
8 ч. Для обеспечения круглосуточной связи приходится выводить на
эллиптические орбиты, плоскости которых взаимно смещены, 3...4
спутника, образующих систему спутников
В последнее время наметилась тенденция использования связных
ИСЗ, находящихся на низких орбитах (расстояние до Земли в
пределах 700... 1500 км). Системы связи с использованием ИСЗ на низких
орбитах благодаря значительно меньшему (практически в 50 раз)
расстоянию от Земли до спутника имеют ряд преимуществ перед
ССП на геостационарных спутниках. Во-первых, это меньшее
запаздывание и затухание передаваемого сигнала, а во-вторых, более
простой вывод ИСЗ на орбиту. Основным недостатком подобных
систем является необходимость выведения на орбиту большого
количества спутников для обеспечения длительной непрерывной
связи. Это объясняется небольшой зоной видимости отдельного ИСЗ,
что усложняет связь между абонентами, находящимися на большом
расстоянии друг от друга. Например, космический комплекс «lridium»
(США) состоит из 66 космических аппаратов, размещенных на
круговых орбитах с наклонением <р = 86° и высотой 780 км. Спутники
размещаются в орбитальных плоскостях, в каждой одновременно
находятся 11 спутников. Угловое расстояние между соседними
орбитальными плоскостями составляет 31,6°, за исключением 1-й и 6-й
плоскостей, угловой разнос между которыми около 22°.
Антенная система каждого ИСЗ формирует 48 узких лучей.
Взаимодействие всех ИСЗ обеспечивает глобальное покрытие Земли
услугами связи. В нашей стране ведутся работы по созданию
собственных низкоорбитальных спутниковых систем связи «Сигнал»
и «Гонец».

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
393
Для уяснения особенностей работы низкоорбитальных спутниковых
систем рассмотрим схему прохождения в ней сигналов (рис. 18). В этом случае
на каждой ЗС должны быть установлены две антенны (А1 и А2), которые
могут осуществлять передачу и прием сигналов с помощью одного из
спутников, находящегося в зоне взаимной связи. На рис. 18 показаны ИСЗ,
движущиеся по часовой стрелке по одной низкой орбите, часть которой
показана в виде дуги тп. Рассматриваемая система спутниковой связи
работает следующим образом. Сигнал от 3^ через антенну поступает на
ИС34 и ретранслируется через ИС33, ИС32, V\C3^ к приемной антенне А1
ЗС2. Таким образом, в этом случае для ретрансляции сигнала используются
антенны А1 и сегмент орбиты, содержащий ИС34 ИСЗ^ При выходе ИС34 из
зоны, лежащей левее линии горизонта аа', передача и прием сигнала будут
вестись через антенны А2\л сегмент орбиты, содержащий ИС35...ИС32 и т.д.
Рис. 18. Система связи с несколькими ИСЗ на низкой орбите
Поскольку каждый ИСЗ может наблюдаться с достаточно большой
территории на поверхности Земли, то можно осуществить связь между
несколькими ЗС через один общий связной ИСЗ. В этом случае спутник
оказывается «доступным» многим ЗС, поэтому такая система называется
системой спутниковой связи с многостанционным доступом.
Использование ИСЗ, движущихся по орбите с малой высотой, упрощает
аппаратуру ЗС, так как при этом возможно снижение усиления земных
антенн, мощности передатчиков и работа с приемниками меньшей
чувствительности, чем в случае геостационарных спутников. Однако в этом случае
усложняется система управления движением большого числа ИСЗ по
орбите.
В стадии разработки находится система связи на основе
низкоорбитальных 840 связных спутников, оснащенных сканирующими антенными

394
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
системами с высоким коэффициентом усиления, покрывающих всю
поверхность Земли сетью из 20 000 больших зон обслуживания, каждая из
которых будет состоять из 9 малых зон. Спутники будут связаны с наземной
телекоммуникационной сетью посредством высокопроизводительных ЗС.
Однако и сами низкоорбитальные спутники связи сформируют независимую
сеть, где каждый из них будет обмениваться данными с девятью соседями,
используя высококачественные каналы межспутниковой связи. Эта
иерархическая структура должна сохранить работоспособность при отказах
отдельных спутников, при локальных перегрузках и выводе из строя части
средств связи с наземной инфраструктурой.
Передача сигналов в ССП. В отличие от других систем
передачи, работающих в диапазоне СВЧ, в спутниковых системах
радиосигнал преодолевает значительные расстояния, что определяет ряд
особенностей, к которым относят допплеровский сдвиг частоты,
запаздывание сигнала, нарушение непрерывности значений
запаздывания и доплеровского сдвига частоты.
Известно, что относительное перемещение источника сигнала с
частотой f со скоростью vp « с вызывает доплеровский сдвиг
Afdon = ±fvp/c, где с - скорость распространения электромагнитных
колебаний; знак «+» соответствует уменьшению расстояния между
источником сигнала и приемником сигнала, а «-» - увеличению.
При передаче модулированных колебаний частота каждой
спектральной составляющей изменяется в 1 + (vj/c) раз, т.е.
составляющие с более высокой частотой получают большее изменение
частоты, а с более низкой частотой - меньшее. Таким образом,
эффект Доплера приводит к переносу спектра сигнала на значение
Afdon и к изменению масштаба спектра в 1 + (vyb) раз, т.е. к его
деформации.
Для геостационарных спутников доплеровский сдвиг
незначителен и не учитывается. Для сильно вытянутых эллиптических орбит
(орбит типа «Молния») максимальное значение доплеровского
сдвига для линии вниз в полосе 4 ГГц составляет 60 кГц; что
приводит к необходимости компенсировать его, например, по заранее
рассчитанной программе. Сложнее компенсировать деформации
спектра. Для этого могут быть применены устройства либо с
переменной управляемой задержкой группового или СВЧ сигнала,
изменяемой по программе, либо управляющие частотами группового
преобразования каналообразующей аппаратуры систем передачи с
частотным разделением каналов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
395
Принципы построения спутниковых систем передачи с
многостанционным доступом. Ретрансляторы, устанавливаемые на
связных спутниках, как и в РРСП прямой видимости, представляют
собой многоствольные приемопередающие устройства. Число
стволов в современных ССП может достигать 24 и более. При этом,
как правило, используется вся выделенная полоса частот в данном
диапазоне. При передаче сигналов разных ЗС по разным стволам
обычно никаких проблем не возникает. Если же передаются
сигналы различных ЗС по одному стволу ретранслятора, то такое
использование стволов называется многстанционным доступом
(МД). Он позволяет создать сеть связи, в которой один ствол
спутникового ретранслятора дает возможность одновременно
организовать как магистральные одно- и многоканальные системы передачи
с центральной станцией, так и системы связи типа «каждый с
каждым». В спутниковых системах в отличие от наземных
многоканальных систем групповой сигнал образуется земными станциями
непосредственно на входе ретранслятора, причем в диапазоне СВЧ.
Основные требования к системе МД следующие: эффективное
использование мощности ретранслятора и максимальное - полосы
частот ретранслятора; допустимый уровень переходных помех;
гибкость системы.
Чтобы МД соответствовал этим требованиям, необходимо найти
ансамбль ортогональных или близких к ортогональным сигналов.
Известны три способа формирования такого ансамбля, основанные
на разделении сигналов по частоте, времени и форме. В
соответствии с этими способами различают следующие виды МД: с
частотным разделением сигналов (МДЧР); с разделением сигналов по
времени (МДВР); с разделением сигналов по форме (МДРФ).
Находят применение разновидности и комбинации этих способов.
Многостанционный доступ с частотным разделением
сигналов. При МДЧР каждый сигнал ЗС имеет определенный участок
общего группового СВЧ спектра частот. Все они передаются
одновременно, а групповой сигнал, проходящий через ретранслятор
спутника, образуется из сигналов не только отдельных каналов
(например, тональной частоты), но и из групп каналов. При этом
возможно использование различных видов модуляции. Спектр
группового сигнала с МДЧР приведен на рис. 19. Здесь на каждой
ЗС сигнал, образованный одним или группой каналов, разнесенных
по частоте, модулирует свою несущую fH. При определенных
значениях несущих на входе ретранслятора в пределах полосы ствола

396
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Afp в диапазоне СВЧ образуется групповой сигнал. Значения
несущих частот и девиация частоты выбираются такими, чтобы между
спектрами сигналов оставались защитные интервалы A f3 для
уменьшения взаимных помех между сигналами. Передача сигналов
при МДЧР приводит к снижению общей выходной мощности
ретранслятора, взаимному подавлению сигналов, появлению
переходных помех из-за нелинейности амплитудной характеристики
ретранслятора и из-за наличия в ретрансляторе элементов,
преобразующих амплитудную модуляцию в фазовую.
\2 Ь
n
1 '
1 * Afc * ' Af3 1 " Af с * ' ' "* AfC *
Afp 1
Рис.19. Спектр группового сигнала с МДЧР
Эффективность МДЧР существенно падает по сравнению с од-
носигнальным режимом. Так, при передаче через ретранслятор
сигналов от 10 ЗС можно пропустить только 10 каналов тональной
частоты (КТЧ) на каждой несущей, т.е. всего 100 КТЧ, а при наличии
55 ЗС на каждой несущей можно передать только один КТЧ.
Достоинства МДЧР состоит в простоте аппаратуры и ее
совместимости с большей частью эксплуатируемой аппаратуры канального
преобразования.
Разновидностью МДЧР является многостанционный доступ
типа «несущая на канал», представляющей комбинацию способов
передачи сигналов, при котором учитывается статистика
многоканального сообщения в системах с незакрепленными каналами.
Поскольку активность КТЧ составляет 25...30 % времени, в
течение которого он занят, то, выключая несущие колебания в паузах
разговора, можно уменьшить среднестатистическую загрузку
ретранслятора сигналами ЗС либо при той же загрузке увеличить
число ЗС в системе. В системах с выключением несущих возможно
увеличение их эффективности в 3 раза при использовании ЧМ
несущих, при использовании других видов можно еще более
увеличить эффективность системы МД.
Система, в которой сигнал каждого КТЧ передается на отдельной
несущей, получил название несущая на канал. Эта система отлича-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
397
ется тем, что выделение канала и установление связи между парой
абонентов требует наличия служебного канала и системы управления
со специально выделенной для этой цели управляющей ЗС.
Многостанционный доступ с разделением сигналов во
времени. Интенсивное развитие цифровых систем передачи привело к
созданию систем с МДВР. В таких системах каждой ЗС для
излучения сигналов выделяется определенный, периодически
повторяемый интервал времени, длительность которого определяется
трафиком станции. Интервал времени, в течение которого все станции
сети по одному разу излучают сигнал, называется кадром, а
длительность пакета импульсов, излучаемых одной станцией,
называется субкадром.
Интервалы времени излучения всех ЗС должны быть взаимно
синхронизированы, чтобы не перекрывались сигналы. Для. этого
часть пропускной способности ствола отводится для передачи
сигналов кадровой (цикловой) синхронизации.
В большинстве случаев применяется сигнал синхронизации в виде
отдельного специализированного пакета - сигнал выделенной
синхронизации. При этом синхросигналы всех ЗС передаются в кадре на
фиксированных временных позициях отдельно от информационных
пакетов. Структура и длительность кадровых синхросигналов
постоянны, в то время как расположение и длительность информационных
пакетов могут изменяться в соответствии с трафиком ЗС.
При МДВР ретранслятор рассчитывается на мощность, близкую
к максимальной, так как в каждый момент времени через него
проходит сигнал только одной ЗС и отсутствуют переходные помехи,
являющиеся одной из основных причин снижения пропускной
способности системы.
На рис. 20 показан пример кадра системы с МДВР. Из рисунка
следует, что, эффективность использования полосы пропускания
ствола для МДВР определяется необходимостью введения
определенных защитных интервалов времени t3, гарантирующих отсутствие
перекрытия сигналов при неустойчивой работе межстанционной
синхронизации, а также необходимости введения ряда
дополнительных си
гналов, в том числе сигналов синхронизации. В соответствии с этим
эффективность системы с МДВР равна
Лмдвр = 1 - [Ткс + (п -1) t3 + пТсс]Як,

398
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Ткс - длительность сигнала кадровой синхронизации; Тсс -
длительность сигнала субкадровой синхронизации; Тк- длительность кадра;
п - число каналов системы. Из этой формулы следует, что для
повышения эффективности системы целесообразно увеличить
длительность кадра, уменьшить длину и число защитных
интервалов, повышать точность синхронизации. Поскольку длительность
кадров для речевой связи определяется теоремой Котельникова -
Найквиста и, следовательно, максимальной частотой
передаваемого сигнала (так, для КТЧ обычно применяется Тк = 125 мкс), то для
увеличения Тк необходимо ввести буферную память, в результате
чего увеличивается задержка передаваемой информации. С целью
уменьшения емкости буферной памяти для передачи информации
данной станции может быть предоставлено несколько субкадровых
интервалов, равно расположенных в кадре. При этом неизбежны
потери в пропускной способности из-за увеличения числа защитных
интервалов.
Сигналы земных станций
п
Сигнал
синхрон.
1
2
3
п
Сигнал
синхрон.
t3
Тк Т(
Ткс
Рис. 20. Структура кадров системы с МДВР
Многостанционный доступ с разделением сигналов по форме.
В системах с МДРФ обычно используются шумоподобные сигналы (ШПС), их
называют также широкополосными, широкобазовыми или составными.
В отличие от обычных сигналов, для которых база В = AfcTc ~ 1, где Afc -
ширины полосы сигнала, аГс- его длительность, для ШПС В » 1.
Реализацию таких сигналов рассмотрим на следующем примере (рис. 21). Пусть
бинарная информация передается с пассивной паузой со скоростью 1/Тс
бит/с. Длительность информационных символов равна Тс, а эффективная
ширина спектра - примерно 1/Тс (рис. 21, а). Заменим теперь каждый
информационный символ серией разнополярных. импульсов, длительность которых
тэ = Тс/п, а порядок чередования (структура ШПС) случаен (см. рис. 21, б), но
точно известен на стороне приема. Это преобразование равносильно
расширению спектра в п раз и соответствующему увеличению базы сигнала.
Существуют и другие способы формирования ШПС.
При передаче по спутниковому каналу ШПС переносится в область СВЧ.
Если ШПС разных каналов полностью или частично не перекрываются во

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
399
времени и по частоте, то на приеме имеют дело с разделением ШПС по
времени и по частоте соответственно. Если сигналы полностью или
частично перекрываются и по времени и по частоте, то сигналы разделены по
форме. Следовательно, сигналы разных каналов должны быть
ортогональными в самом широком смысле. Этот случай и представляет наибольший
интерес.
тс
тс
тс
t3 = TC/n,n = 7
Рис. 21. К формированию псевдошумового сигнала
При обработке принятого ШПС необходимо учитывать чередование раз-
нополярных импульсов, т.е. как бы «сворачивать» сигнал. При этом
приемное устройство должно быть согласовано со структурой ШПС и
синхронизировано с ним. Отсюда вытекает, что ШПС, имеющий другую структуру
(форму), будет воспринят данным приемным устройством как помеха.
Качество передачи информации в такой системе определяется взаимными
помехами между сигналами абонентов - шумами неортогональности,
которые возрастают по мере увеличения числа одновременно работающих
абонентов. Если абоненты равноправны, качество связи не может быть
улучшено повышением мощности ШПС. Это обстоятельство приводит
к необходимости увеличения базы ШПС и усложнению обработки сигналов
на приемной стороне, что вызывает усложнение аппаратуры.
При установлении связи между абонентами в системе с ШПС
необходимы поиск и автоподстройка по несущей частоте принимаемого сигнала,
а также поиск и подстройка времени его прихода.
В спутниковых системах передачи (ССП) влияние совокупности
сигналов других абонентов на приемное устройство данного абонента
проявляется как дополнительная флуктуационная помеха.
В многостанционном доступе на основе ШПС число абонентов не
может быть большим. Увеличение числа активных абонентов ведет к
необходимости увеличения базы сигналов. Реально оно составляет несколько
десятков.

400
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Развитие систем многостанционного доступа. При установке на
спутниках особенных антенн в виде так называемых фазированных решеток,
допускающих быстрое изменение ориентации излучения, можно реализовать
пространственный многостанционный доступ, который должен сочетаться
с МДВР, возможна обработка сигналов на борту ИСЗ, под которой
понимается широкий класс преобразований ретранслируемых сигналов, начиная от
коммутации их вплоть до полной демодуляции и разделения. Идея
многостанционного доступа с коммутацией сигналов состоит в том, что на борту
ИСЗ устанавливается кроме ретрансляторов коммутирующее устройство,
обеспечивающее передачу полученных с ЗС сигналов только на те станции,
которым эти сигналы адресованы (в отличие от обычных ретрансляторов,
которые передают сигналы на всю облучаемую поверхность Земли). В
качестве примера различного вида преобразований можно указать на способ, при
котором на спутниках методом МДЧР передается ряд несущих, промодулиро-
ванных по фазе. Эти несущие демодулируются, объединяются во времени
и модулируют несущую, передаваемую со спутника на ЗС, где она демодули-
руется и сигналы разделяются по времени.
Можно передавать на спутник ШПС, «сворачивать» их, объединять и
передавать на ЗС обычными методами. При таком преобразовании
сигналов на борту спутника повышается пропускная способность из-за переноса
запасов энергии на линии вверх и выигрыш ее на линии вниз.
Принципы построения систем спутникового телевещания - СТВ
Передача телевизионных сигналов по спутниковым линиям
связи. Создание разветвленной сети центрального телевизионного
(ТВ) вещания, стало возможным только с помощью связных ИСЗ.
Построение СТВ рассмотрим на организации ТВ в системе
спутниковой связи «Орбита-2», использующей ИСЗ типа «Молния» или
геостационарные ИСЗ типа «Горизонт».
В системе «Орбита-2» прием на ИСЗ осуществляется в диапазоне
6 ГГц, передача в направлении Земли - в диапазоне 4 ГГц.
Используется ЧМ с девиацией 15 МГц, сигнал звукового сопровождения
передается на поднесущей частоте 7 МГц с девиацией частоты 150 кГц.
На поднесущих частотах 7,5 и 8,2 МГц передаются сигналы звукового
вещания и изображения газетных полос (ИГП). Сигналы ИГП
передаются с целью обеспечения децентрализованного печатания
центральных газет. Практически девиация несущей сигналом
поднесущей ИГП составляет примерно 1,5 МГц. Спектр частот сигналов
спутниковой системы связи типа «Орбита-2» приведен на рис. 22.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
401
Звуковой сигнал ТВ f3C f3B fym
ТВ сигнал
- F, МГц
Рис. 22. Спектр частот сигналов в спутниковой системе связи «Орбита-2»
Функциональная схема передающей ЗС «Орбита-2»
представлена на рис. 23, где приняты следующие обозначения: УПС ИГП -
устройство преобразования сигналов изображения газетных полос
методом ЧМ поднесущей fan в соответствующую полосу частот;
УСС - устройство совмещения сигналов ИГП и ЗВ; УСС ТВ и ЗС -
устройство совмещения ТВ сигнала и сигнала звукового
сопровождения (ЗС); МД и ПТПЧ - модулятор и передающий тракт
промежуточной частоты; ПТВЧ - передающий тракт СВЧ; Анпер -
передающая антенна. Назначение всех элементов очевидно и особых
пояснений не требует. Только отметим, что сигнал, поступающий на
частотный модулятор передающей ЗС «Орбита-2», как и на РРЛ,
предварительно подвергается частотным предыскажениям. Кроме
линейных предыскажений передаваемого сигнала на спутниковой
линии связи используется еще и нелинейная обработка ТВ сигнала.
Ее целью является получение дополнительного выигрыша в
помехоустойчивости на 24 дБ без видимых искажений ТВ изображения.
иигп -4~упс игп HfyccT-»[
Цзв —f
Utb-Ч УСС
Цзс-» ТВиЗС
мд
и
птпч
ПТВЧ Н~АНг^Л
Рис. 23. Функциональная схема передающей земной станции
Функциональная схема активного ретранслятора ИСЗ типа
«Молния» приведена на рис. 24. Ретранслятор работает
следующим образом. Принятый антенной Ан сигнал с частотой fnp
поступает на разделительный фильтр РФ и далее на преобразователь
частоты ПЧ-1. На второй вход ПЧ поступает сигнал от гетеродина
Гетпр. Затем преобразованный сигнал с частотой fn4 усиливается
усилителем промежуточной частоты УПЧ-1 и поступает на второй
преобразователь частоты ПЧ-2, работающий совместно с
гетеродином передатчика Гетпер. На выходе ПЧ-2 образуется радиосигнал

402
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
с частотой fnep. Данный сигнал усиливается по мощности
усилителем УМ и через разделительный фильтр РФ и антенну Ан
передается в направлении Земли.
Рис. 24. Структурная схема активного ретранслятора ИСЗ типа «Молния»
Для слежения за ИСЗ в приемной ЗС используются
параболические антенны с диаметром зеркала 12 м, установленные на
полноповоротном опорном устройстве. В целом ЗС представляет собой
довольно сложное и дорогое сооружение.
К настоящему времени в России построено около 90 приемных
станций «Орбиты». Приемная сеть системы «Орбита-2» является
косвенной распределительной сетью, т.е. наземные станции
принимают через ИСЗ ТВ сигнал и по наземным соединительным линиям
передают на ближайшие телецентры или мощные ретрансляторы,
которые доводят их до абонентов в метровом или дециметровом
диапазоне волн. Эксплуатация системы «Орбита-2» показала ее
эффективность только в крупных населенных пунктах.
С целью повышения экономической эффективности была
введена в эксплуатацию спутниковая система передачи «Экран»,
использующая ИСЗ, находящийся, на геостационарной орбите (ГСО).
Для расширения зоны обслуживания без опасности создания
помех наземным службам была введена в эксплуатацию
спутниковая система «Москва». Подача ТВ сигналов на сеть земных
приемных станций осуществляется через геостационарный ИСЗ.
Создание современной многопрограммной ТВ сети невозможно
на основе систем «Орбита-2», «Экран», «Москва» из-за их
однонаправленности. Поэтому перспективой ТВ с помощью ИСЗ является
непосредственное телевизионное вещание (НТВ) при
использовании наиболее выгодного в экономическом отношении диапазона
частот 11,7... 12,5 ГГц. В этой полосе частот создаются
многопрограммные национальные сети СТВ. В настоящее время в России
для НТВ запускается на ГСО серия связных ИСЗ типа «ГАЛС».
Находит применение многоканальная система НТВ, позволяющая

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
403
по одному стандартному спутниковому ТВ каналу передавать от
трех до восьми ТВ программ.
Телевизионные устройства непосредственного приема
сигналов со связных ИСЗ. Для непосредственного приема
спутниковых ТВ сигналов стандартные телевизоры должны быть
дополнительно оборудованы специальными приемными устройствами,
осуществляющими преобразование принятых радиосигналов в
диапазоне 11,7...12,5 ГГц в полосу частот одного из свободных
в данной местности ТВ радиоканалов I-V частотных диапазонов.
Подобные приемные устройства делятся на две группы - установки
индивидуального и коллективного приема.
В состав аппаратуры непосредственного приема спутниковых ТВ
сигналов входят: антенная система, устройство дистанционного
управления антенной, поляризатор, обеспечивающий выделение
радиосигнала с выбранным направлением круговой поляризации, и
преобразователь спутниковых радиосигналов.
Обобщенная функциональная схема ТВ установки для приема
радиосигналов спутникового НТВ приведена на рис. 25.
Параболическая
антенна
Поляризатор I
Позиционер"!
Устройство преобразования !
Управление поляризатором
Вынесенный
Внутренний
■
■
■
Типовой
блок
блок
■
■
телевизор
Рис. 25. Функциональная схема ТВ установки
для приема радиосигналов спутникового НТВ
Радиосигналы с различными видами круговой поляризации
непосредственно принимаются параболической антенной с
диаметром зеркала 0,9 м, усилением около 38,5 дБ в диапазоне 12 ГГц
и шириной диаграммы направленности по уровню половинной
мощности около 2°. Неотъемлемой частью приемной аппаратуры
спутниковых сигналов является позиционер, т.е. устройство
дистанционного управления антенной системой. С помощью позиционера
имеется возможность перестраивать антенну на различные ИСЗ,
находящиеся на разных позициях геостационарной орбиты.

404
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи
Обычно антенная система устанавливается на некотором удалении
(на расстоянии нескольких десятков метров) от основного
оборудования приема спутниковых ТВ сигналов. В этом случае стандартный
антенный ТВ коаксиальный кабель для передачи сигналов в
диапазоне 12 ГГц не годится. Уже при передаче на 1 м радиосигнал столь
высокой частоты таким кабелем будет полностью рассеян, так как
верхняя критическая рабочая частота коаксиального кабеля в
несколько раз ниже частот радиосигналов с ИСЗ, для передачи таких
высоких частот необходимы специальные волноводы. На практике за
счет применения конверторов используется метод понижения несущих
частот принимаемых сигналов. Поэтому выпускаемая аппаратура
непосредственного приема ТВ сигналов в диапазоне 12 ГГц
выполняется по схеме с двойным преобразованием частоты и конструктивно
состоит из двух разделенных блоков (см. рис. 25): вынесенного
(наружного) и внутреннего, образующих устройство преобразования
ТВ радиосигналов. Данное техническое решение оптимально с точки
зрения высокой избирательности приемного устройства по соседнему
каналу, подавления помех зеркального канала и обратного излучения
гетеродина. Вынесенный блок, исполняющий роль конвертора,
укрепляется непосредственно у облучателя параболической антенны.
В этом случае принимаемый антенной радиосигнал по отрезку
волновода проходит через поляризатор на вход конвертора.
В конверторе принятые радиосигналы после первого преобразования
переносятся в диапазон частот первой промежуточной частоты,
усиливаются и передаются по коаксиальному кабелю на вход
внутреннего блока. Для первой промежуточной частоты радиосигнала
рекомендована полоса частот 0,95...1,75 ГГц, расположенная выше
диапазона наземного ТВ вещания. Во внутреннем блоке
осуществляется второе преобразование частоты, демодуляция принятых
радиосигналов, т.е. их частотная демодуляция, а затем AM и перенос в один
из стандартных радиоканалов частотных диапазонов,
соответствующих метровым или дециметровым волнам. Причем внутренний блок
выделяет только один радиосигнал из всего диапазона рабочих частот
приемного оборудования шириной 800 МГц, соответствующий
определенной ТВ программе. Фактически внутренний блок является
спутниковым тюнером, построенным по классической схеме
супергетеродинного приемника. Выход внутреннего блока аппаратуры
непосредственного приема спутниковых радиосигналов соединяется с
антенным входом обычного телевизора.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей 405
В современных приемных установках спутниковых сигналов
выбор радиосигнала с нужным направлением круговой поляризации
осуществляется механическим или магнитным поляризатором
дистанционно с помощью управляющих импульсов,
вырабатываемых во внутреннем блоке.
Вопросы для самоконтроля
1. Назовите основные элементы передатчика и приемника
радиоствола и укажите их назначение.
2. Назовите основные элементы типового тракта промежуточной
частоты радиорелейной линии и укажите их назначение.
3. Классификация и принципы построения приемопередающей
аппаратуры промежуточных станций радиорелейных линий передачи.
4. Назовите основные элементы цифровой радиорелейной системы
передачи оконечной станции и укажите их назначение.
5. Назовите основные элементы цифровой радиорелейной системы
передачи промежуточной, станции и укажите их назначение.
6. Укажите особенности построения станций тропосферных
радиорелейных линий и область их применения.
7. Назовите основные элементы схемы передающей аппаратуры
тропосферной радиорелейной линии передачи и укажите их назначение.
8. Сущность техники разнесенного приема и способы его организации
для тропосферных радиорелейных линий передачи.
9. Назовите способы сложения разнесенных сигналов и дайте их
сравнительный анализ.
10. Поясните физическую сущность счетверенного приема.
11. Укажите назначение основных элементов структурной схемы
передающей аппаратуры телевизионного ствола радиорелейной линии
передачи.
12. Назовите основные принципы построения спутниковых систем
передачи.
13. Назовите орбиты связных искусственных спутников Земли (ИСЗ) и
дайте их сравнительный анализ.
14. Сущность многостанционного доступа. Классификация способов
многостанционного доступа.
15. Назовите основные элементы схемы передающей земной станции
спутникового телевидения и укажите их назначение.
16. Назовите основные элементы схемы активного ретранслятора ИСЗ
и укажите их назначение.
17. Назовите основные элементы и их назначение схемы приема
радиосигналов спутникового непосредственного телевидения - НТВ.

Часть 8. Основы построения
телекоммуникационных сетей
Л е к ц и я 18
Общие принципы построения
телекоммуникационных сетей
Основные понятия и определения
Передача и распределение информационных сообщений между
миллионами и сотнями миллионов источников и потребителей
информации (условно абонентами) возможны на основе сетей
связи. Сети связи, построенные на основе средств электросвязи,
называются телекоммуникационными сетями. Передача сообщений
и их распределение возможны при наличии систем передачи и
распределения сообщений (СПРС), т.е. систем связи в широком
смысле. Такие системы называются сетями электросвязи. На
рис. 1 изображена сеть, в которой оконечные пункты (ОП)
соединены между собой одним каналом (моноканалом), образуя
многоточечное соединение, а на рис. 2 - полносвязная сеть, в которой
ОП соединяются по принципу «каждый с каждым».
Рис. 1. Многоточечное соединение
Рис. 2. Полноценная сеть
Рассмотренные виды сетей являются некоммутируемыми, так
как связь между оконечными устройствами или терминалами
(абонентами) осуществляется по постоянно закрепленным
(некоммутируемым) или выделенным каналам.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
407
Распределение сообщений в таких сетях обеспечивается
специальными методами доступа или процедурами управления
передачей сообщений. Они служат для уведомления о том, какие
абоненты будут осуществлять обмен сообщениями. При
увеличении числа абонентов в многоточечной сети значительно возрастают
задержки при передаче сообщений, а в полносвязных сетях
существенно возрастает число каналов связи.
Устранение этих недостатков связано с использованием
коммутируемых сетей СПРС, в которых абоненты связаны между
собой не непосредственно, а через один или несколько узлов
(центров) коммутации (УК иди ЦК). Следовательно, коммутируемая
СПРС представляет собой совокупность ОП, УК и соединяющих их
линий передачи.
Такая сеть позволяет более полно использовать пропускную
способность каналов связи, которые являются самой
дорогостоящей частью любой сети. Поэтому коммутируемые сети получили
более широкое распространение.
Сеть электросвязи представляет собой сложную
совокупность линий передачи, сетевых узлов и сетевых станций,
обеспечивающую доставку сообщений по заданному адресу с
выполнением требований по времени доставки, верности и надежности.
Назначение и состав сетей электросвязи
Основными компонентами сети электросвязи являются:
сетевые узлы и сетевые станции, в которых устанавливается ка-
налообразующая аппаратура и осуществляется переключение
каналов или групп каналов и сетевых трактов;
линии передачи, соединяющие между собой сетевые станции
или сетевые узлы и оконечные устройства;
узлы (центры) коммутации (УК), распределяющие сообщения
в соответствии с адресом; УК могут быть транзитными, оконечными
(если к ним подключаются ОП) и смешанного типа;
оконечные пункты (ОП), обеспечивающие ввод/вывод сообщений
абонента. ОП, расположенный непосредственно у абонента,
называется абонентским пунктом (АП). АП может быть индивидуального
пользования, часто называемый терминалом, или коллективного
пользования;
концентраторы и мультиплексоры, обеспечивающие улучшение
использования пропускной способности каналов связи путем их

408
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
уплотнения. Каналы могут быть магистральными (между УК) и
абонентскими (между ОП и УК);
многоуровневая система управления, обеспечивающая
эффективное использование сетевых ресурсов.
Классификация сетей электросвязи. Данная классификация
основана на следующих признаках.
1. По типу передаваемых сообщений: телефонные сети,
телеграфные сети, сети передачи данных, факсимильные сети и
передачи газет, сети звукового вещания, цифровые сети интегрального
обслуживания.
2. По категории пользователей: сети общего назначения,
ведомственные (корпоративные) сети.
3. По скорости передачи сообщений: низкоскоростные сети,
сред нескоростные сети, высокоскоростные сети.
4. По размеру (степени охвата): глобальные сети,
региональные (зональные) сети; локальные сети.
5. По способу коммутации: сети с долговременной (кроссовой)
коммутацией, сети с оперативной коммутацией, сети с коммутацией
каналов (КК), сети с коммутацией сообщений (КС), сети с
коммутацией пакетов (КП), сети с гибридной коммутацией (ГК), сети с
адаптивной коммутацией (АК).
6. По типам используемых каналов связи: проводные сети,
радиосети, волоконно-оптические сети, спутниковые сети.
7. По способу управления сетью: централизованное
управление, децентрализованное управление, смешанное управление,
статическое управление, квазистатическое управление,
динамическое управление.
Система управления сетью предназначена для наиболее
эффективного использования сетевых ресурсов в изменяющихся условиях
эксплуатации.
По принципу размещения системы управления различают
централизованное управление, когда основные функции управления
сетью выполняет специально выделенный центр управления.
Децентрализованное управление имеет распределенную структуру.
Смешанное (зоновое) управление предлагает централизованное
управление внутри определенных зон, а зоны управляются
централизованно (возможно и наоборот).
По степени приспособления (адаптации) системы управления
к ситуации сложившейся на сети, различают:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
409
статическое управление, когда возможные изменения заранее
предусмотрены, а если происходят непредусмотренные изменения,
то сеть выходит из строя;
квазистатическое управление, когда система управления может
противостоять некоторым нарушениям, не предусмотренным
основной программой работы сети;
динамическое управление, когда система управления
обеспечивает эффективную работу сети, отслеживая ее текущее состояние.
Методы коммутации в сетях электросвязи
Для доставки сообщений в сетях электросвязи могут быть
установлены соединения двух видов - долговременные и оперативные.
Долговременной, или кроссовой, коммутацией называется
способ, при котором между двумя точками сети устанавливается
постоянное прямое соединение, длительность которого измеряется
часами, сутками и т.д. Каналы связи, участвующие в таких
соединениях, называются выделенными.
Более распространенной является оперативная коммутация,
когда между двумя точками сети организуется временное соединение.
Известны два основных принципа оперативной коммутации:
непосредственное соединение;
соединение с накоплением информации.
При непосредственном соединении осуществляется физическое
соединение входящих в УК каналов с соответствующими адресу
исходящими каналами.
При соединении с накоплением сигналы из входящих в УК
каналов сначала записываются в запоминающее устройство (ЗУ),
а затем поступают в исходящие каналы по мере их освобождения.
Системы, реализующие непосредственное соединение,
называются системами с отказами, а соединение с накоплением
информации - системами с ожиданием. Различие в месте и способе хранения
существенно влияет на услуги, оказываемые абонентам сети.
Принцип непосредственного соединения реализуется в системе
коммутации каналов (КК).
Коммутация каналов - это совокупность операций по
соединению каналов для получения сквозного физического канала между
ОП через УК.
При коммутации каналов сначала организуется сквозной канал
между абонентами через УК, а затем происходит передача сообще-

410
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
ний. Установленное соединение ликвидируется после
соответствующего решения абонентов.
Достоинства коммутации каналов состоят в следующем:
после организации соединения абоненты могут вести передачу
в любое время, независимо от нагрузки других абонентов;
передача осуществляется с фиксированной задержкой, т.е. в
реальном масштабе времени (режим диалога).
Недостатки этого способа установления соединений
заключаются в плохом использовании ресурсов сети, в частности каналов,
если взаимодействующие абоненты недостаточно активны и между
передачами получаются длительные паузы. Например, при
передаче данных полезная нагрузка составляет единицы процентов от
выделенной пропускной способности.
При коммутации с накоплением ОП постоянно связан со своим
УК (или несколькими УК) и передает ему сообщения, которые затем
через другие УК передаются соответствующим абонентам.
Существуют две разновидности систем с накоплением: система
коммутации сообщений (КС) и система коммутации пакетов (КП).
Фазы коммутации каналов. Установление соединения путем
коммутации каналов проходит следующие фазы.
1. Направление заявки на соединение. Для этого вызывающий
абонент с помощью вызывного устройства посылает по абонентской
линии в УК заявку на соединение, содержащую условный адрес
вызываемого абонента.
2. Организация сквозного физического канала. Оборудование
УК по полученной заявке осуществляет соединение
соответствующих абонентских линий, если абоненты принадлежат одному УК,
или магистральных линий между УК, к которым принадлежат
участвующие в сеансе связи абоненты. После организации сквозного
канала вызывающий абонент получает из УК сигнал установления
соединения, а вызываемый абонент - сигнал вызова.
3. Передача сообщений между абонентами. Обмен может быть
одно- и двусторонним, если коммутируются двусторонние каналы
связи.
4. Разрушение соединения. После завершения сеанса передачи
и получения от абонента сигнала отбоя аппаратура УК разрушает
установленное соединение.
Фазы коммутации сообщений. Для коммутации сообщений
характерны следующие фазы установления соединения.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
411
1. Вызывающий абонент передает в УК сообщение вместе с
условным адресом вызываемого абонента.
2. В УК сообщение запоминается и по адресу определяется
канал передачи.
3. Если канал к соседнему УК свободен, то сообщение
немедленно туда передается, где повторяется та же операция.
4. Если канал к соседнему УК занят, то сообщение хранится
в памяти УК до освобождения канала.
5. Сообщения устанавливаются в очередь по направлениям
передачи с учетом категории срочности.
В настоящее время метод КС применяется редко, в основном на
телеграфных сетях общего пользования.
Метод КП отличается от КС тем, что сообщение передается не
целиком, а разбивается на части - пакеты.
Фазы коммутации пакетов. Для коммутации пакетов присущи
следующие фазы установления соединения.
1. Сообщение разбивается на пакеты длиной 1000-2000
единичных элементов. Эта операция осуществляется либо в ОП, либо
в ближайшем УК.
2. Если разбиение на пакеты происходит в УК, то дальнейшая
передача пакетов осуществляется по мере их формирования, не
дожидаясь окончания приема в УК всего сообщения.
3. Если канал к соседнему УК свободен, то пакет немедленно
передается на соседний УК, где повторяется та же операция.
4. Если канал к соседнему узлу занят, то пакет небольшое время
может храниться в памяти УК до освобождения канала.
5. Пакеты устанавливаются в очередь по направлениям
передачи. Длина очереди обычно не превышает 3-4 пакетов. Если длина
очереди превышает допустимую, пакеты стираются из памяти УК
и их передача должна быть повторена.
Вследствие небольшой длины пакетов (обычно порядка 1000 бит)
и применения высокопроизводительных центров коммутации пакетов
(ЦКП) принцип КП по сравнению с КС позволяет существенно снизить
время доставки сообщения получателю и организовать диалоговый
режим передачи. Основной особенностью сетей с КП является
высокая степень использования связных ресурсов за счет временного
разделения канального и коммутационного оборудования между
многими пользователями и высокоскоростной передачи
сравнительно коротких пакетов. В табл. 1 приведены для сравнения
характеристики сетей с различными способами коммутации.

412
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Таблица 1
кк
КС
КП
Реализуется на базе
временного прямого
электрического
соединения
Отсутствует прямое
электрическое
соединение
Отсутствует прямое
электрическое
соединение
Отсутствует
накопление
сообщений
Сообщение
накапливается во
внешнем
запоминающем
устройстве
Накапливаются
небольшие части
сообщений в оперативном
запоминающем
устройстве
Возможен обмен
в реальном времени,
возможен диалог
Диалог невозможен
Диалог возможен
Тракт организуется на
время длительности
одного соединения
Тракт
устанавливается для каждого
сообщения между
соседними ЦКС
Тракт устанавливается
для каждого пакета
или на время сеанса
Основная задержка -
при установлении
соединения
Основная задержка -
при передаче
Небольшие задержки
при установлении
соединения и передаче
Сеть работает как
система с отказами
Сеть работает как
система с ожиданием
Сеть работает как
система с ожиданием
и отказами
При перегрузке имеют
место отказы
При перегрузке
возрастают задержки
в доставке
При перегрузке
возрастают задержки
в доставке, но они
существенно меньше,
чем в сетях с КС.
Также возникают и
отказы, но вероятность
их на порядок меньше,
чем в сети с КК
Защита сообщений
выполняется
пользователем
Основные функции
защиты реализуются
в сети
Основные функции
защиты реализуются
в сети
Невозможны
преобразования скоростей,
кодов, форматов
Возможны
преобразования скоростей,
кодов, форматов
Возможны
преобразования скоростей,
кодов, форматов
Экономичная сеть при
низких объемах
нагрузки
Экономичная сеть
при больших объемах
нагрузки
Экономичная сеть при
больших объемах
нагрузки

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
413
Различают два режима передачи и коммутации в сетях КП:
виртуальный (КП-В) и датаграммный (КП-Д) режимы.
Виртуальный режим коммутации пакетов. В режиме КП-В
перед передачей сообщения между отправителем и получателем
организуется виртуальный канал, по которому передаются все пакеты
данного сообщения. Термин «виртуальный канал», предложенный
Международным союзом электросвязи (МСЭ), означает кажущийся,
физически не существующий канал, для определения логического
двухточечного соединения между отправителем и получателем
сообщения. Принципиальное отличие виртуального канала от
физического, устанавливаемого при КК, заключается в том, что он может
предоставляться на отдельных участках одновременно многим
пользователям. В одном физическом канале может быть организовано до
нескольких тысяч виртуальных каналов. Для каждой пары абонентов
виртуальный канал сохраняет последовательность передаваемых
пакетов так же, как и физический канал при КК. При этом сохраняются
преимущества КП в отношении изменения скоростей передачи,
чередования пакетов от различных пар абонентов и т. д.
Следовательно, режим КП-В сочетает достоинства методов КП
и КК. В режиме КП-В различают временное виртуальное
соединение (ВС) и постоянный виртуальный канал (ПВК). В режиме ВС,
наиболее распространенном в сетях с КП, виртуальный канал
организуется только на время передачи сообщения аналогично
процедуре установления соединения в сети с КК.
Постоянный виртуальный канал между двумя абонентами
организуется на время, не связанное с длительностью сеанса связи.
Этот канал так же, как и выделенные каналы, организуется по
согласованию с администрацией сети в тех случаях, когда
осуществляется постоянное обращение к этому каналу или передача
больших массивов данных. Заранее организованные ПВК упрощают
процедуры функционирования сетей.
Режим датаграммной передачи. В этом режиме виртуальное
соединение предварительно не устанавливается и каждый пакет,
называемый датаграммой, передается и обрабатывается в сети
как самостоятельное сообщение. Каждая датаграмма содержит
адрес, что увеличивает объем служебной информации и снижает
коэффициент использования каналов. Кроме того, независимая
передача пакетов приводит к нарушению порядка их выдачи
пользователю. Восстановление правильного порядка следования
пакетов связано с усложнением соответствующих процедур передачи.

414
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Эти недостатки ограничивают применение режима КП-Д. С другой
стороны, преимуществом КП-Д является возможность передачи
пакетов одного и того же сообщения одновременно по разным
маршрутам. При этом сокращается время доставки сообщения и
обеспечивается более высокая надежность доставки в условиях
отказов отдельных элементов сети. Кроме того, режим КП-Д
обеспечивает более гибкую маршрутизацию пакетов и, как следствие,
более эффективное использование сетевых ресурсов. В настоящее
время сетевыми протоколами предусматривается использование
обоих режимов с некоторым предпочтением КП-В.
Сравнение режимов КП-В и КП-Д приведено в табл. 2.
Таблица 2
Характеристика
Режим передачи пакетов
кп-д
КП-В
Установление
соединения
Не устанавливается
Устанавливается
логический канал
между абонентами,
запоминаемый в
маршрутной таблице ЦКП
Управление
входящим потоком
сообщений
Между любым ЦКП и
подключенным к нему
абонентом
На входе виртуального
канала
Адресация
Полный адрес
получателя передается в
каждом пакете
Полный адрес
получателя передается
только при
установлении соединения
Процедура передачи
пакетов по сети
Каждый пакет
передается независимо от
другого
Пакеты передаются по
логическому каналу,
устанавливаемому для
данной пары
пользователей
Эффективность
использования
сетевых ресурсов
Обеспечивается за
счет очередей,
динамической
маршрутизации для каждого
пакета
Обеспечивается за
счет очередей, выбора
оптимального пути
передачи в момент
установления
соединения и временного
разделения
логического канала

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
415
У каждого метода коммутации своя область применения.
Поэтому используют разные методы коммутации на сетях с
разнородными абонентами.
Например, при небольшой средней нагрузке и передаче
большими массивами в небольшое число адресов доля потери времени
на установление соединения сравнительно невелика. В этом случае
предпочтительнее использовать систему с КК. КС эффективнее
использовать при передаче многоадресных сообщений,
обеспечения приоритетности сообщениям высокой категории срочности при
большой загрузке абонентских установок. При передаче коротких
сообщений в интерактивном (диалоговом) режиме наиболее
целесообразно использовать КП.
Гибридной коммутацией (ГК) называется такой способ, при
котором в одном и том же УК часть сообщений обслуживается в
режиме КК, а другая часть в режиме КС или КП. При этом усложняется
узел коммутации и сеть становится дороже. Однако сочетание
нескольких (обычно двух) видов коммутации в ряде случаев
обеспечивает эффективное использование сетевых ресурсов.
Адаптивная коммутация предполагает выбор способа
коммутации в зависимости от вида поступившего сообщения. Например,
длинные сообщения обслуживаются методом КС, при
необходимости диалога используется КК, при передачи данных - КП.
Структура сетей электросвязи
Понятие структуры сети раскрывает схему связей и
взаимодействия ее элементов. При рассмотрении структуры сети выделяют
следующие аспекты её описания: физический, определяющий
состав и связи элементов и логический, отображающий
взаимодействие элементов в процессе функционирования сети.
Физическая структура сети - это схема связей физических
элементов сети: узлов коммутации (УК), оконечных пунктов (ОП) -
станций и линий передачи в их взаимном расположении с
характеристиками передачи и распределения сообщений.
Логическая структура сети определяет принципы
установления связей, алгоритмы организации процессов и управления ими,
логику функционирования программных средств.
Топологическая структура сети или просто топология - это
обобщенная геометрическая модель физической структуры сети.

416
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Более конкретный состав аппаратно-программных средств и
схема их связей называется конфигурацией сети.
В дальнейшем, если не оговорено особо, под термином
«структура» понимается топологическая структура.
Под архитектурой сети понимается совокупность физической,
логической и функциональной структуры.
В качестве математической модели топологической структуры
сети широко используется модель в виде графа (рис. 3).
Обычно вершины графа обозначаются цифрами (1, 2, 3, 4) и
сопоставляются с УК и/или ОП, а ребра графа - буквами (а, Ь, с, d, е)
и соответствуют каналам связи. В символической форме графы
обозначаются G (А, В), где знак G выражает логическое содержание
данного понятия; А = {а1} а2, aN} - множество вершин графа; В =
= {bjj} - множество ребер между вершинами а\ и aj. Вершины графа
называются смежными, если они соединены ребром. Ребра могут
быть ориентированными или направленными (ребро е) и
неориентированными или ненаправленными (ребра а, Ь, с, of).
Ориентированные ребра соответствуют односторонним каналам, а
неориентированные - двусторонним каналам.
Различают три типа графов: 1) ориентированные графы, все
ребра которых ориентированные; 2) неориентированные графы, не
содержащие ориентированных ребер; 3) графы смежного типа, в
которых имеются как ориентированные, так и неориентированные
ребра. Каждому ребру может быть приписан некоторый «вес» -
число или совокупность чисел, характеризующих какие-либо
свойства данного ребра. В качестве веса принимаются, например, длина
канала, пропускная способность, скорость передачи информации,
число стандартных каналов, надежность, стоимость и т. д.
Вершинам графа также могут быть приписаны веса.
Число входящих или исходящих (инцидентных) ребер, называют
рангом узла r(as), где i - номер узла. На рис. 3: г(а^ = 2, г(а2) = 3.
Узел ранга 1 является тупиковым, так как через него не могут
проходить никакие пути.
2
Рис. 3. Граф структуры сети
4

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
417
Путь из узла а; в узел aj - это упорядоченный набор ребер,
начинающихся в узле ai и заканчивающихся в узле aj. Для пути
конец каждого предыдущего ребра совпадает с началом
последующего ребра. Путь должен быть самонепересекающимся,
т.е. не проходящим дважды через один и тот же узел. Для графа
(см. рис. 3) между вершинами 1 и 3 существуют три пути: ab, cd,
aed. Множество путей между этими вершинами (i13 = ab и cd и aed.
Пути, как и ребра, могут быть направленными и ненаправленными.
Рангом пути г называется число ребер, входящих в данный
путь. Минимальный ранг пути равен 1, например г (ц12) = 1, а
максимальный - равен N - 1, где N - число вершин графа, в этом случае
путь проходит через все вершины.
Путь, начинающийся и заканчивающийся в одной и той же
вершине, называется контуром (циклом).
Связностью h называется минимальное число независимых
путей, между всеми парами вершин. Для графа (см. рис. 3) h = 2.
Основные топологии телекоммуникационных сетей. Выбор
конкретной топологии сети влияет не только на ее физическую
структуру, но и существенно определяет все основные показатели сети.
В одних случаях топология задается заранее, в других -
определяется на разных стадиях проектирования. Разработанная или
выбранная топология сети оценивается по различным критериям:
надежности, экономичности и т. д. Рассмотрим разновидности
топологических структур, получивших наибольшее распространение
в телекоммуникационных сетях.
1. Древовидная топология предполагает между каждой парой
узлов только один путь, т.е. связность сети h = 1. На рис. 4 показаны
разновидности древовидной топологии.
2. Сетевидная топология, в которой каждый узел является
смежным только с небольшим числом других узлов. Связность
такой сети h > 1. На рис. 5 изображены представители сетевидной
топологии.
3. Полносвязная топология, в которой узлы соединены по
принципу «каждый с каждым». На рис. 6 изображена подобная топология.
г- а, с: N(N-1)
Если N - число узлов, то число ребер равно —^ L , ранг узла
2
г = Л/-1. Без нарушения связности можно исключить N -2 ребер.
Топология сети оказывает значительное влияние на основные
показатели сети, особенно на надежность и живучесть. Чем выше
связность сети, тем она более живуча и надежна. Наибольшей

418
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
связностью обладает полносвязная сеть, но для ее реализации
требуется максимальное число каналов и, следовательно, сеть
имеет высокую стоимость.
г) Д)
Рис. 4. Разновидности древовидной топологии: а - дерево; б-звезда;
в - линейная (шина); г - снежинка; д - узловая с иерархией узлов
>0 Ф
а)
г) д)
Рис. 5. Разновидности сетевидной топологии: а - петлевая (кольцевая);
б- радиально-петлевая; в - сотовая; г - решетка; д - двойная решетка
Рис. 6. Полносвязная топология

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
419
Топология реальной сети обычно строится по иерархическому
принципу: крупные узлы соединяются по принципу «каждый с
каждым», а на низших уровнях используются простые топологии -
дерево, шина, звезда, кольцо и т. д.
Принципы построения взаимоувязанной сети связи
Российской Федерации
Основой электросвязи нашей страны является Взаимоувязанная
сеть связи Российской Федерации (ВСС РФ), обеспечивающая
предоставление услуг электросвязи на территории РФ
подавляющему числу абонентов. ВСС РФ - совокупность технологически
сопряженных сетей электросвязи общего пользования,
ведомственных и других сетей электросвязи на территории РФ независимо от
ведомственной принадлежности и форм собственности,
обеспеченная общим централизованным управлением.
Сети связи общего пользования - составная часть ВСС РФ,
открытая для пользования всем физическим и юридическим лицам.
Эти сети отличаются широкой разветвленностью, охватывают всю
территорию страны и обслуживают основной контингент населения.
К ним относятся телефонная и телеграфная сети общего
пользования, сети передачи данных, газет и т.д. Эти сети имеют статус
национальных сетей. Для взаимосвязи сетей общего пользования
с международными сетями мирового сообщества, Международный
союз электросвязи (МСЭ) выделяет этим сетям международные
коды страны.
Наряду с сетями общего пользования в МСЭ используется
понятие «частные сети», под которыми понимаются сети частного или
ограниченного пользования. Доступ к таким сетям возможен только
для определенного контингента абонентов. Сетями ограниченного
пользования являются ведомственные сети, а также сети связи
в интересах обороны, безопасности и охраны правопорядка.
Ведомственные сети связи принадлежат министерствам и ведомствам
для обеспечения производственных и специальных нужд и имеют
выход на сеть общего пользования. Выход на сеть общего
пользования могут иметь также сети иных юридических лиц. К сетям
ограниченного пользования по решению владельцев сетей могут
подключаться абоненты вневедомственной принадлежности, в том
числе население. Состав ВСС РФ представлен на рис. 7.

420
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Сети связи
общего пользования
Взаимосвязь
Сети связи ограниченного
(частного) использования
Ведомственные сети связи
для производственных и
специальных нужд
Сети связи для нужд управления,
обороны, безопасности и
охраны правопорядка
Открыты для пользования физическими С ограничением на включение абонентов
и юридическими лицами
Рис. 7. Состав Взаимоувязанной сети связи Российской Федерации
Сети ограниченного пользования взаимодействуют с сетями
общего пользования. Под взаимодействием сетей понимается их
совместное функционирование для выполнения общих задач.
Такими задачами могут быть:
использование свободного канального ресурса одной сети в
интересах другой (аренда каналов);
использование канального ресурса одной сети для повышения
надежности другой путем создания обходных резервных путей;
использование совместного канального ресурса сетей в
условиях чрезвычайных ситуаций;
организация общего или взаимосогласованного управления
сетями, общей технической эксплуатации;
обеспечение связи отдельных абонентов сетей ограниченного
пользования с абонентами сетей общего пользования.
Последний вид взаимодействия сетей называется взаимосвязью
сетей. Взаимосвязанные сети с технологической точки зрения
представляют собой единое сетевое пространство. Они объединены
общими системами нумерации и системой управления,
совместимыми техническими средствами передачи и коммутации, включая
систему сигнализации. Общим признаком сетей ВСС РФ является
охват их общим централизованным управлением. Базируется ВСС
РФ на принципах организационно-технического единства:
проведение единой технической политики;
применение единого комплекса максимально унифицированных
технических средств;
единая номенклатура типовых каналов и сетевых трактов;
единые для первичных и вторичных сетей системы технической
эксплуатации.
Сети связи имеют территориальное деление: магистральный
участок, внутризоновый, местный.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
421
Архитектура ВСС РФ включает три уровня (рис. 8).
1. Системы (службы) электросвязи, т.е. комплекс средств,
обеспечивающий предоставление пользователям услуг электросвязи.
2. Вторичные сети связи, обеспечивающие транспортировку,
коммутацию, распределение сигналов в службах электросвязи.
3. Первичные сети, снабжающие вторичные сети каналами
передачи и физическими цепями.
В качестве составной части соответствующей службы в
архитектуру входит оконечное оборудование, расположенное у пользователя.
Строится ВСС РФ на оборудовании связи: коммутационном,
систем передачи и терминальном оборудовании пользователя.
Операторы Поставщики
Рис. 8. Архитектура Взаимоувязанной сети связи Российской Федерации
Первичная сеть электросвязи. Первичной сетью ВСС
называется совокупность линий передачи, сетевых узлов и сетевых
станций, образующих сеть типовых каналов передачи и сетевых
трактов. На рис. 9 поясняется принцип организации первичной сети.
Сетевые узлы организуются на пересечении нескольких линий
передачи, в них устанавливается каналообразующая аппаратура
систем передачи и осуществляется переключение каналов или их
групп, принадлежащих разным системам.

422
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
На рис. 9 окончания каналов показаны кружочками. Сетевые
станции являются оконечными устройствами первичной сети и
предназначены для подключения потребителей к этой сети.
Рис. 9. Структура первичной сети
Первичная сеть по территориальному принципу подразделяется
на магистральные, внутризоновые и местные первичные сети.
Магистральная первичная сеть соединяет каналами различных
типов все областные и республиканские центры.
Внутризоновая первичная сеть, в основном, соединяет
различными каналами районные сети данной области друг с другом
и с областным центром.
Местные первичные сети ограничены территорией города или
сельского района. Они обеспечивают возможность организации
каналов (или физических пар проводов) между станциями и узлами
этих сетей, а также между абонентами. Часто внутризоновую сеть и
местные первичные сети объединяют одним названием - зоновая
первичная сеть.
Рассмотренное территориальное деление предполагает
трехъярусную структуру первичной сети. Самый низкий ярус включает
в себя местные сети, распределенные по всей территории страны.
Средний ярус - внутризоновые сети. Самый высокий ярус -
магистральная сеть связи, объединяющая в единую сеть связи все
внутризоновые сети.
Все магистральные сетевые узлы относятся к узлам первого
класса, внутризоновые - к узлам второго класса и местные - к
узлам третьего класса.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
423
Среди сетевых узлов первых двух классов самыми крупными
являются территориальные сетевые узлы, которые располагаются
на пересечении нескольких достаточно мощных кабельных,
радиорелейных и других линий. На этих узлах все линии заканчиваются
каналообразующей аппаратурой. С помощью этих узлов можно
соединить каналы и их группы, принадлежащие разным системам
передачи, а также передавать каналы потребителям. На местных
первичных сетях такие узлы не организуются.
Сетевые узлы переключения являются менее крупными,
располагаются на всех ярусах первичной сети и организуются на
пересечении различных линий передачи малой мощности. На этих узлах
осуществляется переключение каналов и усиление сигналов.
Сетевые узлы выделения устанавливаются на магистральной
и внутризоновой первичных сетях и предназначены для
организации выделения каналов потребителям.
Сетевые станции (магистральные, внутризоновые, местные)
являются оконечными точками сети и размещаются либо в
удалении от соответствующих сетевых устройств и тогда соединяются с
последними соединительными линиями, либо располагаются
совместно с сетевыми узлами.
Основным связующим звеном первичной сети являются системы
передачи. На первичной сети широко используются системы ЧРК, ВРК
и цифровые системы передачи на основе технологий PDH и SDH.
Основным типовым каналом передачи первичной сети ВСС
является канал тональной частоты (ТЧ), обеспечивающий
передачу между двумя сетевыми узлами (станциями) или между
сетевым узлом и сетевой станцией электрических сигналов с
полосой частот 0,3...3,4 кГц. Для передачи сигналов с широким
спектром частот в первичной сети создаются широкополосные
каналы передачи: первичные (объединяются 12 каналов ТЧ) и
вторичные (объединяются 60 каналов ТЧ). Они используются для
высокоскоростной передачи данных или факсимильной передачи
газет. Могут быть организованы каналы и с более широкой
полосой пропускания.
Вторичные сети электросвязи. Каналы первичной сети
служат основой для построения вторичных сетей, которые различаются
по виду передаваемых сообщений. В состав вторичной сети входят:
оконечные абонентские установки, абонентские линии, узлы
коммутации, каналы, выделенные из первичной сети для образования
данной вторичной сети.

424
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
В зависимости от вида передаваемых сообщений различают
следующие вторичные сети: телефонную, телеграфную, передачи
данных, факсимильную, передачи газет, звукового вещания,
интегрального обслуживания (ISDN).
Из определения первичной сети следует, что она обеспечивает
связь только между определенными узлами. Поэтому для
образования путей передачи сообщений к любому узлу сети нужно
осуществить соединение между каналами (группами каналов) различных
магистралей, оканчивающихся на одном и том же узле. Если на узлах
первичной сети установить кроссовые соединения, то на базе
первичной сети будет создана вторичная некоммутируемая сеть.
В узлы некоммутируемой сети могут включаться абонентские
линии, которые соединяются с каналами сети также с помощью
кроссовых соединений. В большинстве случаев каналы вторичных сетей
являются коллективными для всех или группы абонентских пунктов,
включенных в данный узел. На узле в этом случае устанавливается
аппаратура коммутации, обеспечивающая подключение абонентских
линий к каналу лишь на время передачи информации. Таким
образом, на базе вторичной некоммутируемой сети образуются вторичные
сети другого типа - вторичная коммутируемая сеть. Совокупность
технических или программных средств для приема, обработки,
распределения и передачи сообщений или вызовов называется узлом
коммутации (УК). Основную долю оборудования УК представляют
кросс и коммутационное оборудование.
Кросс - это устройство ввода/вывода входящих и исходящих
каналов, где осуществляются долговременные (кроссовые)
соединения. Подключаемые каналы и линии передачи можно разделить на
четыре типа:
каналы и линии некоммутируемой сети связи, которые в УК
проходят только через кросс;
каналы и линии коммутируемой сети связи, которые через кросс
подключаются к оборудованию коммутации каналов;
каналы и линии коммутируемой сети связи, которые через кросс
подключаются к оборудованию коммутации сообщений (пакетов);
абонентские линии, которые кроссируются на коммутационное
оборудование.
Коммутационное оборудование обеспечивает какой-либо способ
коммутации:
коммутацию каналов, реализующую установление соединения по
вызову;

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
425
коммутацию сообщений, предполагающую прием, обработку,
хранение и транзит сообщения;
коммутацию пакетов, осуществляющую прием, обработку,
хранение и транзит пакета;
гибридную или адаптивную коммутацию.
Такие вторичные сети, как телефонные и факсимильные, чаще
всего используют способ коммутации каналов, а телеграфные и
передачи данных могут использовать различные способы
коммутации: каналов, сообщений, пакетов.
В зависимости от числа абонентов и размеров территории
вторичные сети могут иметь различную структуру. При радиальном
построении вторичной сети все оконечные пункты (ОП)
соединяются в один узел, который является узлом коммутации и осуществляет
соединения между ОП. Радиальный способ обычно используется на
небольшой территории. Подобная структура изображена на рис. 4, б
под названием «звезда».
На значительной территории реализация этого способа неоп-
равдана, так как требует большого расхода кабеля. Кроме того, при
повреждении узла вся сеть перестает функционировать. Для
устранения этих недостатков используется радиально-узловой способ
построения сети, при котором кроме центрального (главного) узла,
называемого узлом 1-го класса, создаются узлы более низких
классов (см. рис. 4, д). Радиально-узловой принцип допускает только
один путь установления соединения. Часто возникает
необходимость в организации обходных путей для повышения надежности
и живучести сети, уменьшения числа отказов в соединении и т.д.
С этой точки зрения более предпочтительно соединение узлов по
принципу «каждый с каждым» (см. рис. 6). Такая сеть имеет другой
недостаток - большое число соединительных линий между узлами
и, следовательно, высокая стоимость.
На реальных сетях связи обычно применяются комбинированные
принципы - радиально-узловой и «каждый с каждым». При этом
узлы 1-го класса соединяются между собой по принципу «каждый
с каждым» и одновременно являются центрами радиально-узлового
построения сети (см. рис. 10).
Примеры конкретных вторичных сетей электросвязи будут
рассмотрены ниже.

426
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Рис. 10. Построение вторичных сетей электросвязи: сочетание принципов
радиально-узлового и «каждый с каждым»
Многоуровневый подход. Протоколы, интерфейс, стек
протоколов
Средства сетевого взаимодействия могут быть представлены на
основе многоуровневого подхода. При этом все множество модулей
разбивается на уровни, образующие иерархию, то есть имеются
вышележащие и нижележащие уровни. Преимуществом
многоуровневого подхода является возможность модификации отдельных
модулей без изменения остальной части системы. Модули нижнего
уровня могут, например, обеспечивать надежную передачу
электрических сигналов между двумя соседними узлами. Модули более
высокого уровня организуют транспортировку сообщений в
пределах всей сети, используя средства нижележащих уровней. На
верхнем уровне функционируют модули, обеспечивающие
пользователям доступ к различным службам.
В процессе обмена сообщениями между двумя участниками
необходимо организовать согласованную работу соответствующих
уровней иерархии и принять различные соглашения. Например, оба
участника должны согласовать уровни и форму электрических
сигналов, установить методы контроля достоверности и т. д.
Соглашения должны быть приняты для всех уровней: от самого
низкого - уровня передачи единичных элементов до самого
высокого, реализующего сервис для пользователей сети.
На рис. 11 изображена модель взаимодействия двух узлов.
С каждой стороны средства взаимодействия представлены
четырьмя уровнями. Процедуру взаимодействия этих двух узлов можно

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
427
описать в виде набора правил взаимодействия соответствующих
уровней обеих участвующих сторон. Формализованные правила,
определяющие последовательность и формат сообщений,
которыми обмениваются сетевые компоненты одноименных уровней
разных узлов (систем), называются протоколами.
Узел А _ ЛА АП Узел В
-^Протокол 4А-4В^|——
3 j Протокол 3A-3B . 3
2 ^Протокол 2А-2В^| ^
1 ^Протокол 1 А— 1 B^j 1
Интерфейс 3B-4B
1
Интерфейс 2В-ЗВ
:
Интерфейс 1В-2В
Рис. 11. Иерархия
взаимодействия двух узлов
Модули соседних уровней одного узла также взаимодействуют
друг с другом в соответствии с четко определенными правилами,
которые называются интерфейсом. В практике
телекоммуникационных систем и сетей встречается несколько другое определение,
не противоречащее рассмотренному: под стандартным
интерфейсом понимается совокупность унифицированных аппаратных
программных и конструкторских средств, необходимых для
реализации взаимодействия различных функциональных элементов
в системе или сети. Кроме рассмотренных используется более
узкое, чем интерфейс, понятие стык, которое обозначает
совокупность соединительных цепей и правил взаимодействия различных
устройств, определяющих тип и назначение соединительных цепей,
порядок обмена, а также тип и форму сигналов, передаваемых по
этим цепям.
Иерархически организованный набор протоколов, достаточный
для организации взаимодействия узлов в сети, называется стеком
коммуникационных протоколов. Коммуникационные протоколы
могут быть реализованы аппаратно и программно. Протоколы
нижних уровней реализуются комбинацией программных и аппаратных
средств, а протоколы верхних уровней, как правило, чисто
программными средствами.
В начале 1980-х годов ряд международных организаций по
стандартизации - ISO, ITU-T и другие разработали модель
взаимодействия открытых систем (Open System Interconnection, OSI). Эта

428
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
модель определяет различные уровни взаимодействия систем,
присваивает им стандартные имена и определяет функции каждого
уровня. Полное описание этой модели составляет более 1000
страниц текста. В рамках данной модели под открытостью понимается
готовность сетевых устройств взаимодействовать между собой
с использованием стандартных правил. Примером открытой системы
является международная сеть Internet. На рис. 12 представлена
обобщенная модель взаимодействия открытых систем А и В (модель
ВОС или OSI). Средства взаимодействия делятся на семь уровней:
прикладной, представительный, сеансовый, транспортный, сетевой,
канальный и физический. Рассмотрим назначение уровней.
Система А Система В Уровни
т
7
7
7 - прикладной
6
6
6 - представительный
5
5
5 - сеансовый
4
4
4 - транспортный
3
3
3 - сетевой
2
2
2 - канальный
1
1
1 - физический
| Передающая среда
Рис. 12. Модель
взаимодействия открытых
систем ВОС (ISO/OSI)
Уровень 1 - физический (Physical layer) обеспечивает
установление соединения, поддержание и разъединения физических
каналов для передачи электрических сигналов в виде единичных
элементов (битов).
Примерами физических каналов являются коаксиальный кабель,
витая пара, оптоволоконный кабель или цифровой канал. На этом
уровне определяются характеристики физических сред (полоса
пропускания, помехозащищенность, волновое сопротивление и т.д.)
и электрических сигналов (крутизна фронтов импульсов, уровни
напряжений или токов, тип кодирования, скорость передачи и т.д.).
Здесь же оговариваются механические характеристики
соединений (типы разъемов и назначение контактов). Функции физического
уровня реализуются во всех сетевых устройствах. В частности, со
стороны компьютера функции физического уровня выполняются
сетевым адаптером или последовательным портом RS232. Иногда
говорят, что физический уровень осуществляет организацию
дискретного канала.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
429
Уровень 2 - канальный (Data Link layer) в качестве одной из
задач осуществляет проверку доступности среды передачи. Иными
словами, одной из функций этого уровня является установление
соединения, поддержание и разъединение канала передачи
данных. Другой задачей канального уровня является повышение
верности передачи на основе обнаружения и исправления ошибок. Для
этого единичные элементы группируются в кадры (frames) и
обеспечивается корректность передачи каждого кадра. Функция
исправления ошибок на основе повторных передач в некоторых протоколах
канального уровня отсутствует. Иногда протоколы канального
уровня оказываются достаточными транспортными средствами и могут
допускать работу прикладного уровня без привлечения средств
сетевого и транспортного уровней.
Уровень 3 - сетевой (Network layer) предназначен для
образования единой транспортной системы, объединяющей несколько сетей,
которые используют разные протоколы канального уровня. В данном
случае под сетью понимается совокупность узлов или станций,
объединенных одной из типовых топологий и использующих для передачи
данных один из канальных протоколов. Доставка данных между
сетями осуществляется сетевым уровнем и в том случае, когда структура
межсетевых связей отличается от принятой в канальных протоколах.
Проблема выбора наилучшего пути доставки сообщений
называется маршрутизацией и осуществляется маршрутизаторами.
Маршрутизатор - это устройство, которое собирает сведения о
топологии межсетевых соединений и на этой основе пересылает
сообщения сетевого уровня в сеть назначения. Сообщения сетевого
уровня называются пакетами (packets). На сетевом уровне
определяются два вида протоколов. Сетевые протоколы (routed protocols)
- осуществляют продвижение пакетов через сеть. Другой вид
протоколов называется протоколами маршрутизации (routing
protocols). Посредством этих протоколов в маршрутизаторах
собирается информация о топологии межсетевых соединений.
Уровень 4 - транспортный (Transport layer) обеспечивает
верхним уровням (прикладному и сеансовому) передачу данных с той
степенью надежности, которая им необходима. Модель OSI
определяет пять классов сервиса, предоставляемых транспортным
уровнем. Выбор класса сервиса этого уровня определяется как
степенью надежности, обеспечиваемой протоколами более
высоких, чем транспортный, уровней, так и надежностью
транспортировки данных в сети на уровнях, расположенных ниже транспортного.

430
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Протоколы нижних четырех уровней называют сетевым
транспортом или транспортной подсистемой.
Уровень 5 - сеансовый (Session layer) обеспечивает управление
диалогом: фиксирует какая из сторон является активной в данный
момент, предоставляет средства синхронизации. Эти средства
позволяют вставлять контрольные точки в длинные передачи,
чтобы в случае отказа можно было вернуться назад к последней
контрольной точке. На практике сеансовый уровень редко
реализуется в виде отдельных протоколов.
Уровень 6 - представительный (Presentation layer) имеет дело с
формой представления передаваемой информации, не меняя ее
содержания. Благодаря этому уровню, информация, передаваемая
прикладным уровнем одной системы, всегда понятна прикладному
уровню другой системы. С помощью средств данного уровня
протоколы прикладных уровней могут преодолеть синтаксические
различия в представлении данных или же различия в кодах символов. На
этом уровне может выполняться шифрование и дешифрование
данных для обеспечения секретности обмена данными сразу для
всех служб.
Уровень 7 - прикладной (Application layer) - это набор
разнообразных протоколов, с помощью которых пользователи сети
получают доступ к разделяемым ресурсам, таким как файлы, принтеры или
гипертекстовые Web-страницы, а также организуют свою
совместную работу, например, с помощью протокола электронной почты.
Прикладной уровень в качестве единицы данных использует
сообщение (message).
Элементы теории телетрафика
Модель коммутационного узла с коммутацией каналов.
При использовании способа коммутации каналов (КК) сеть должна
предоставить физический канал (электрическую цепь) от источника
к получателю на время сеанса связи. Эта физическая цепь «из
конца в конец» может состоять из нескольких звеньев передачи
(каналов), которые соединяются друг с другом в узле коммутации
(УК) с помощью коммутационных полей. Звенья передачи могут
быть представлены каналами одного из двух типов - каналами
тональной частоты (КТЧ) аналоговых систем передачи или КТЧ
цифровых систем передачи с временным разделением каналов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
431
Для сети с КК установлены протоколы соединения и
разъединения. Под протоколом соединения (разъединения) понимают: а)
состав (перечень) сигналов, которыми обмениваются абонентская
установка с сетью и станции и узлы сети друг с другом; б) логику
обмена сигналами; в) способ сигнализации (от звена к звену или из
конца в конец; г) параметры сигналов (длительность, уровни и др.).
При предоставлении обычных услуг телефонной связи требуется
передавать около десятка видов сигналов.
Для уяснения принципов коммутации в сетях с КК рассмотрим
обобщенную модель УК (рис. 13).
Каналы (линии) Каналы (линии)
Входы
1 X
~^ м 1 1
2 X ——
Узел
— М 2
Выходы одного
* направления
\а\х ——
коммутации
каналов
i
—- mIn
J
Рис. 13. Обобщенная модель узла коммутации
Приведенная на рис. 13 модель описывает большое
разнообразие систем коммутации (СК). Под СК понимают совокупность
средств коммутации и управления, обеспечивающих
установление физических соединений входящих линий (каналов) с
исходящими. Так, например, /W-входами могут быть абонентские линии,
Л/-выходами - исходящие каналы оконечной станции к одной из
станций сети; на узле или на транзитной станции /W-входами могут
быть входящие каналы (линии) от одной из станций сети, а
Л/-выходами - исходящие каналы к другой станции сети.
Рассмотрим обобщенную модель УК (рис. 13). Любой из
М-входов может быть либо свободен в течение интервала времени,
распределенного по экспоненциальному (показательному) закону со
средним значением 1М,, либо генерировать вызов. Этот вызов
может быть обслужен в течение случайного интервала времени,
который распределен по экспоненциальному закону со средним
значением 1/ц. Вызов, поступивший на любой вход, занимает любой
свободный выход (такая полная доступность всех выходов пучка
характерна для узлов и станций с программным управлением). Если
все выходы направления связи заняты, то вызов блокируется (СК
отказывает ему в обслуживании) и уходит из системы массового
обслуживания (СМО). Любая СК является СМО, так как предостав-

432
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
ляет общие ресурсы (обычно ограниченные) большой массе
пользователей. Если в СМО, показанной на рис. 13, установлено п
соединений, то она перейдет в стационарный, установившийся
режим. Вероятностные характеристики этого режима не будут
зависеть от времени. Именно этот режим работы СК интересует
нас, поскольку расчеты требуемого количества каналов М
выполняются для часа наибольшей нагрузки (ЧНН), когда уже
установлено большое количество соединений. В этом режиме на входы СМО
поступают заявки с интенсивностью Хп и уходят из системы с
интенсивностью [in.
Вероятности состояний СМО описываются закономерностями,
параметры которых существенно зависят от соотношения между М и N.
Так, например, для часто встречающегося в практике случая, когда
М» N(Nконечно и Мочень велико), поступление вызовов на входы
описывается распределением (законом) Эрланга. Это закон
описывает поведение некоторой случайной величины X (для
рассматриваемого СМО - появление вызовов на входах). Положения данного
закона таковы:
1) если вызовы расположить по оси времени t (рис. 14), то
вероятность попадания того или иного числа вызовов на отрезок L
зависит только от длины этого отрезка, а не от положения отрезка на
оси времени. Последнее указывает на то, что вызовы
распределены по времени с одинаковой плотностью (Я), которая характеризует
среднее количество вызовов в единицу времени;
L
0 * Г2 S U t#5
t6 t7 te tg tio tii
t?2
Рис. 14. Моменты появления потока вызовов Эрланга
2) вызовы распределяются во времени независимо друг от
друга. Это значит, что вероятность попадания заданного числа вызовов
на выбранный отрезок времени не зависит от того, сколько вызовов
попало на любой другой отрезок, не перекрывающийся с ним;
3) вероятность попадания двух или более вызывов на малый
участок Af пренебрежимо мала по сравнению с вероятностью
попадания одного вызова (это эквивалентно невозможности
одновременного появления двух вызовов).

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
433
Для модели СМО с такими свойствами потока вызовов
вероятность блокировки (отказа в обслуживании вызова из-за занятости
всех Л/-выходов) описывается распределением Эрланга:
где Y = Л //л, EN (У) - вероятность занятости (блокировки) всех
/V-выходов при нагрузке Y от любого из /W-источников. Строго
говоря, это выражение верно при М = «>. Использование его при
инженерных расчетах схем с большим количеством входов дает
небольшую погрешность.
Нагрузка У, создаваемая одним источником вызовов, численно
равна произведению интенсивности вызовов Л на длительность
обслуживания (1///). Блокировку еще называют потерей вызова
(вызов уходит из СМО, теряется), долей потерянных вызовов на
практике оценивают качество обслуживания систем с блокировками.
Элементы теории телетрафика. Теория телетрафика -
раздел теории массового обслуживания. Основы теории телетрафика
заложил датский ученый А. К. Эрланг. Его работы были
опубликованы в 1909-1928 гг. Дадим важные определения, используемые
в теории телетрафика (ТТ). Термин «трафик» (от англ. Traffic) -
«телефонная нагрузка». Подразумевается нагрузка, создаваемая
потоком вызовов, требований, сообщений, поступающих на входы
СМО. Трафик измеряется в часо-занятиях (ч-з) или в эрлангах
(Эрл). Трафик, создаваемый одним источником и выраженный в
часо-занятиях, равен произведению числа попыток вызовов с за
определенный интервал времени Т на среднюю длительность
одной попытки t: у = с-1 (ч-з).
Трафик величиной в 1 Эрл равен 1 ч-з в час (ч-з/ч). Отметим, что
попытка вызова может не закончиться занятием канала (линии)
в требуемом направлении связи, однако любая попытка создает
нагрузку на СМО. Трафик У, выраженный в Эрлангах, равен
среднему числу одновременных занятий в течение одного часа. Трафик
можно вычислить тремя способами:
1) пусть число вызовов с в течение часа равно 1800, а средняя
длительность занятия t = 3 мин, тогда
YN/N\
n=0
Y = 1800 выз/ч
• 0,05 ч = 90 Эрл;

434
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
2) пусть в течение времени Г фиксируется длительности tj всех п
занятий выходов некоторого пучка, тогда трафик определяется так:
V = 1/r.£f,;
/=1
3) пусть в течение времени 7 выполняется наблюдение через
равные промежутки времени At за количеством одновременно
занятых выходов некоторого пучка, по результатам наблюдений
строят (рис. 15), ступенчатую функцию времени x(t).
Трафик в течение времени 7 может быть оценен как среднее
значение х (t) за это время:
Y = 1/7 xi(t)Atj,
/=1
где п - число отсчетов одновременно занятых выходов. Величина Y
есть среднее количество одновременно занятых выходов пучка в
течение времени 7.
Трафик вторичных телефонных сетей существенно колеблется
во времени (рис. 16). В течение рабочего дня трафик имеет два или
даже три пика.
Рис. 15. Отсчеты
одновременно занятых
выходов пучков
Рис. 16. Колебания трафика
в течение суток

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
435
Как известно каждому пользователю телефонной сети, не все
попытки установления соединения с вызываемым абонентом
заканчиваются успешно. Иногда приходится делать несколько
неудачных попыток, прежде чем будет установлено желаемое
соединение. Рассмотрим возможные события при установлении
соединения между абонентами А и Б (рис. 17).
Поведение
абонента А
~~Г~
Отказ
от попытки
Вызов
Оконечная
станция
Поведение
абонента Б
Ответ
Разговор
Ошибка абонента А
Не отвечает
Занят
Потери, технические неисправности
Позднее
Немедленно
Динамика
повторных
попыток
Повтор
попытки
Реакция
абонента А на
попытку вызова
Рис. 17. Диаграмма событий при установлении соединения между
абонентами А и Б
Статистические данные о вызовах в телефонных сетях таковы:
доля состоявшихся разговоров составляет 70...50 %, доля
несостоявшихся - 30...50 %. Любая попытка абонента занимает вход СМО.
При удачных попытках (когда разговор состоялся) время занятия
коммутационных приборов, устанавливающих соединения входов
с выходами, больше чем при неудачных. Абонент может в любой
момент прервать попытки установления соединения. Повторные
попытки могут быть вызваны следующими причинами:
номер набран неправильно;
предположение об ошибке в работе сети;
степень срочности разговора;
неудачные предыдущие попытки;
знание привычек абонента Б;
сомнение в правильности набора номера.
Повторная попытка может быть предпринята в зависимости от
следующих обстоятельств:
степени срочности;
оценки причины неуспеха;
оценки целесообразности повторения попыток;
оценки приемлемого интервала между попытками.

436
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Отказ от повторной попытки может быть связан с низкой
степенью срочности. Различают несколько видов трафика, создаваемого
вызовами: поступающий (предложенный) Уп и пропущенный Упр-
Трафик Уп включает все успешные и неуспешные попытки, трафик
Упр, являющийся частью Уп, включает успешные и часть
неуспешных попыток:
Ynp = Yp + YHn,
где Ур - разговорный (полезный) трафик, а Унп - трафик, созданный
неудачными попытками. Равенство Уп = Ур возможно лишь в том
идеальном случае, если нет потерь, ошибок вызывающих
абонентов и неответов вызываемых абонентов.
Ограниченность ресурсов приводит к необходимости поэтапного
расширения станции и сети. Администрация сети делает прогноз
увеличения трафика в течение этапа развития, учитывая, что:
доход определяется частью пропущенного трафика Ур;
затраты определяются качеством обслуживания при
наибольшем трафике;
большая доля потерь (низкое качество) бывает в редких случаях
и характерна для конца периода развития;
наибольший объем пропущенного трафика приходится на
периоды, когда потери практически отсутствуют;
если потери меньше 10 %, то абоненты на них не реагируют.
При планировании развития станций и сети необходимо ответить
на вопрос, каковы требования к качеству предоставления услуг (к
потерям). Для этого нужно проводить измерения трафика и потерь
по принятым в стране правилам.
Вопросы для самоконтроля
1. Что такое сети электросвязи? Их классификация.
2. Назначение и состав сетей электросвязи.
3. Методы коммутации в сетях электросвязи.
4. Основные фазы коммутации каналов.
5. Основные фазы коммутации сообщений.
6. Основные фазы коммутации пакетов.
7. Сущность виртуального режима коммутации каналов.
8. Сущность режима датаграммной передачи.
9. Основные структуры сетей электросвязи.
10. Основные топологии телекоммуникационных сетей.
11. Взаимоувязанная сеть Российской Федерации (ВСС РФ), ее
архитектура.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
437
12. Первичные сети ВСС РФ, их назначение, структура и классификация.
13. Вторичные сети ВСС РФ, их назначение, структура и классификация.
14. Сущность многоуровневого подхода к описанию сетей.
15. Сущность модели взаимодействия открытых сетей.
16. Что такое трафик сетей?
17. Основные составляющие диаграммы событий при установлении
соединений между абонентами.

438
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Лекция 19
Особенности построения вторичных
телекоммуникационных сетей
Состав и назначение сетей телефонной связи
Телефонная связь в стране представлена системой телефонной
связи (СТфС), которая является важнейшей составной частью ВСС
РФ и по объему передаваемых сообщений занимает первое место
среди других систем. В состав СТфС входят: телефонная сеть
общего пользования (ТФОП) и сеть подвижной радиотелефонной
связи общего пользования (РТОП).
Вторичная сеть общего пользования представляет собой
совокупность автоматических телефонных станции (АТС), узлов
автоматической коммутации (УАК), абонентских аппаратов и линий, а также
каналов передачи, полученных из первичной сети. В этой вторичной
сети существует иерархия, подобная ярусам первичной сети.
Как правило, абоненты подключаются к ней через местные
(городские или сельские) сети связи, являющиеся нижним ярусом этой
сети. Местные сети объединяются в зоновые сети (средний ярус)
с помощью каналов связи первичной внутризоновой сети. Связь
между абонентами различных зон (верхний ярус) осуществляется
через каналы первичной магистральной сети.
Структура городской телефонной сети существенно зависит от
количества абонентов и размеров территории. В частности при
небольшой емкости (до 10 тыс. номеров) строилась одна АТС для всех
абонентов. При средней емкости (до 40-50 тыс. номеров) строили
несколько АТС, соединенные по принципу «каждая с каждой».
На сетях большой емкости необходимо было вводить узлы
входящего сообщения (УВС). В каждом узловом районе УВС
соединялся со всеми АТС сети радиально, объединяя потоки от АТС всех
других узловых районов к АТС своего района. В пределах каждого
узлового района АТС соединялась по способу «каждая с каждой».
При емкости сети более 400-500 тыс. номеров приходилось еще
более усложнять структуру, вводя узлы исходящего сообщения
(УИС). Такой узел собирал информационные потоки от всех АТС
своего узлового района и распределял их к УВС всех других рай-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
439
онов. Такая структура смешанного типа характерна для городской
сети Москвы, Санкт-Петербурга и других крупных промышленных
центров.
Сельские телефонные сети (СТС) строятся по радиальному или
радиально-узловому способу.
Внутризоновая сеть строится, в основном, по радиально-
узловому принципу.
Автоматическая междугородная телефонная сеть сочетает в
себе два принципа: радиально-узловой и «каждый с каждым».
Система телефонной связи предназначена для удовлетворения
населения и предприятий в передаче сообщений пользователей как
в пределах страны, так и при выходе на международную
телефонную сеть, и представляет следующие виды услуг:
1. Услуги доставки сообщений: речевых, факсимильных,
электронной почты, данных. Эти услуги предоставляются техническими
службами, использующими физические ресурсы сети.
2. Специальные услуги - это информационно-справочные,
заказные и дополнительные, предоставляемые службами сервиса
автоматически или с помощью оператора. К ним, в частности,
относятся:
справочная местной телефонной сети;
справочная точного времени;
заказная междугородной телефонной сети МТС;
справочная междугородной и международной сети;
прием телеграмм по телефону;
заказная ремонта телефонной сети;
заказная ремонта таксофонов.
Дополнительные виды обслуживания (ДВО) могут
предоставляться общесетевыми службами или службой той станции, куда
подключена линия абонента, программно-аппаратными средствами
станции или сети. К ДВО относятся, например:
сокращенный набор номера вызываемого абонента;
передача входящего вызова на другой аппарат (переадресация);
предоставление возможности получения справки во время
разговора с одним из пользователей;
конференц-связь трех и более пользователей;
прямой вызов (соединение без набора номера).
В настоящее время телефонные сети страны цифровизированы
в недостаточной степени. Поэтому переход от аналоговых станций
к цифровым - актуальная задача ближайших лет.

440
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Один из вариантов перехода предполагает несколько этапов:
замена всех аналоговых межстанционных линий передачи
цифровыми;
замена электромеханических узлов и станций цифровыми
системами коммутации (ЦСК);
построение цифровой сети интегрального обслуживания
(ЦСИО).
Другая стратегия перехода - создание так называемой
наложенной цифровой сети (рис. 1), где приняты следующие обозначения:
1 - линии ИКМ, 2 - ОКС, 3 - абонентский пункт, 4 - терминал
абонента, 5 - вынос (концентратор), ПС - пункт сигнализации. Этот
путь позволяет минимизировать единовременные затраты, так как
при вводе первых ЦСК возможно создание полностью цифрового
участка сети. Пользователи наложенной сети сразу получают услуги
современных цифровых сетей. Часть услуг цифровой сети могут
получать и абоненты аналоговой сети при наличии специального
доступа к ресурсам наложенной сети. Другое преимущество такой
стратегии состоит в том, что рационально выбранный участок для
построения наложенной сети позволяет проложить определенное
число маршрутов межстанционной связи через сеть. Это сразу
должно сказаться на повышении качества предоставляемых услуг
благодаря использованию протяженных маршрутов только с
цифровыми каналами.
Естественной для цифровой сети является централизованная
межстанционная сигнализация по общему каналу сигнализации
(ОКС).
Применение централизованной сигнализации позволяет
существенно повысить верность передачи сигнальной информации
(адресной, линейных и информационных сигналов). Удаленные группы
пользователей могут быть экономично включены в ЦСК с помощью
выносов (В), являющихся частью программно-аппаратных средств
этих ЦСК, приближенных к местам группирования пользователей.
Функционально выносы цифровой сети отличаются от подстанций
аналоговой сети способностью замыкать внутренние потоки
информации без занятия каналов, связывающих вынос с ЦСК. Эти каналы
используются только для внешней связи (входящей и исходящей)
пользователей выноса.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
441
Рис. 1. Структура аналоговой вторичной сети переходного периода,
развиваемая с помощью «наложенной цифровой сети»
Структура вторичных цифровых сетей общего пользования.
Цифровой называют сеть, в которой информация передается
между абонентскими пунктами (АП) только в цифровой форме.
Структура цифровой сети существенно проще структуры аналоговой
вторичной телефонной сети по следующим причинам.
1. Отсутствуют жесткие ограничения максимальной емкости ЦСК
(количества портов - абонентских и соединительных линий), которые
имеются (существуют) для аналоговых оконечных станций и узлов.
Поэтому для построения цифровой сети заданной емкости требуется
меньшее количество станций, чем для построения аналоговой сети.
2. Практическое отсутствие ограничений на расстояние между
станциями и узлами благодаря использованию систем передачи с ИКМ.
Эти особенности позволяют строить цифровую вторичную сеть
как одноуровневую, т.е. без узлов.
Станции такой сети могут быть связаны друг с другом по способу
«каждая с каждой» линиями с ИКМ и могут использоваться как
оконечные или как совмещенные (оконечные и транзитные).

442
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Для обмена сигнальными сообщениями при межстанционной
связи выделяется сигнальная подсеть с коммутацией пакетов. Эта
подсеть образована пунктами сигнализации (ПС), связывающими их
с ОКС. Сигнальные сообщения в этой подсети передаются в форме
пакетов переменной длины с высокой скоростью и верностью.
В сигнальной подсети передаются команды управления сетью, а
также данные для администрирования. Сеть с описанными
свойствами может поддерживать множество служб: телефонную,
передачи данных, изображений и ее принято называть цифровой сетью
интегрального обслуживания (ЦСИО). Станции цифровой сети
реализуют функции оконечных и транзитных, могут иметь емкость
до 60 тыс. портов и более. В цифровой сети широко используются
выносы (концентраторы) части оборудования оконечных станций.
Это позволяет снизить затраты на абонентскую сеть.
Развитие телефонной сети общего пользования.
Концепция развития связи РФ предусматривает следующие задачи
реконструкции ТФ ОП:
переход от аналоговой телефонной сети к аналогово-цифровой;
создание к 2005 г. цифровой сети связи ОП (ЦСС-ОП) емкостью
до 20 млн номеров;
полная замена декадно-шаговых АТС;
создание на основе ЦСС-ОП узкополосной ЦСИО для
ограниченной части абонентов;
применение системы сигнализации по ОКС на всех участках сети;
создание центров технического обслуживания и технической
эксплуатации (ЦТЭ) и центров генерации программ;
увеличение до 2005 г. емкости местных телефонных сетей на 20
млн номеров.
Состав и назначение телеграфных сетей
Вторичная телеграфная сеть России состоит из трех
коммутируемых сетей:
1) общего пользования (ОП), по которой передаются
телеграммы, принятые в городских отделениях связи (ГОС), районных узлах
связи (РУС) или непосредственно на телеграфных узлах и
доставляемые адресатам (учреждениям, предприятиям и частным лицам);
2) абонентского телеграфирования (АТ), по которой
передаются телеграммы или организуются телеграфные переговоры между
оконечными установками абонентов этой сети;

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
443
3) международного абонентского телеграфирования «Телекс»,
по которой передаются телеграммы или организуются телеграфные
переговоры абонентов этой сети, находящихся в нашей стране и за
рубежом.
Телеграфные каналы между узлами создаются на базе каналов
передачи первичных сетей электросвязи. Телеграфная сеть прошла
долгий путь развития и является наиболее разветвленной сетью
низкоскоростной передачи дискретных сообщений. Она построена
по комбинированному принципу: узлы высшей категории
соединяются по принципу «каждый с каждым», а узлы более низкой
категории - по радиально-узловому принципу. На сети имеются узлы трех
типов (рис. 2):
1. Главные узлы (ГУ), расположенные в Москве, столицах
некоторых республик и крупных областных (краевых) центрах, где
проходят большие потоки телеграфных сообщений.
2. Областные узлы (ОУ), которые являются центрами областных
телеграфных связей.
3. Районные узлы (РУ), являющиеся центрами районных
телеграфных связей.
Рис. 2. Структура
телеграфной сети

444
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Телеграфный узел Москвы является центральным и
руководящим в оперативном отношении узлом. ГУ соединены между собой,
с ОУ зоны и в некоторых случаях с ОУ других зон по принципу
«каждый с каждым». ОУ соединяются с соответствующими ГУ, в
зону которых они входят, и с РУ своей зоны, которые в свою
очередь соединены с городскими и сельскими отделениями.
Телеграфная сеть общего пользования. Телеграфная сеть
общего пользования (Тлг ОП) предусматривает организацию по всей
стране отделений связи городских (ГО), районных (РО), сельских
(СО), в которых отправители сдают телеграммы, а отделения связи
обеспечивают доставку телеграмм непосредственно получателю. На
разных этапах развития Тлг ОП базировалась на принципах КС, КК и
их сочетаний. В перспективе на сети будут использоваться только
методы КС и КП. Комбинированные сети в зависимости от того, какой
метод коммутации играет главную роль, называются сетями с КК + КС
или КС + КК. Сеть с использованием на всех ее участках, кроме
местного, коммутации каналов (КК + КС) получила название прямых
соединений (ПС). Этот метод до недавнего времени широко
использовался на Тлг ОП. Он заключается в предоставлении тому или
иному отделению связи (ОС) временного прямого соединения через
узлы коммутации каналов с другими отделениями связи. Структурная
схема системы ПС приведена на рис. 3.
Оконечный пункт
Исх.ст.А
В 0©
Местная
линия
Транзит
ст. Б
Транзит: Вход
ст. В ! ст. Г
Канал Канал Канал
KHC
Оконечный пункт
вп
Местная
линия
□vc
Рис. 3. Структурная схема системы ПС
Телеграфные ОС подключаются местными соединительными
линиями к ближайшим узлам коммутации, которые соединяются
друг с другом пучками магистральных каналов. Вызывные приборы
(ВП) телеграфных аппаратов обеспечивают посылку на узел
сигналов вызова, набора номера, отбоя, а также осуществляют
автоматическое включение и выключение телеграфного аппарата в
соответствии с сигналами, поступающими от узла. Для передачи

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
445
телеграммы по системе ПС телеграфист одного оконечного пункта
(ОП) набирает на вызывном приборе номер вызываемого ОП и
коммутационные приборы узлов автоматически устанавливают
соответствующее соединение. С трансмиттера первого ОП
осуществляется автоматическая передача предварительно отперфориро-
ванных телеграмм, которые принимаются аппаратом другого ОП.
Для образования прямого телеграфного канала между
вызывающим и вызываемым ОП необходимо наличие свободных
магистральных каналов между всеми узлами, участвующими в этом
соединении, а также свободной местной линии между последним
узлом и вызываемым пунктом.
Число каналов на низовой сети (от ОУ до ГО или РУС) обычно
мало (2-3), поэтому такие каналы гораздо чаще оказываются
занятыми, чем каналы магистральной сети. Если связь первого
оконечного пункта ОП) с последним узлом коммутации (ст. Г на рис. 3)
может быть получена со сравнительно малой вероятностью отказа
(1-5 %), то на участке местной линии (от ст. Г до второго оконечного
пункта ОП2) вероятность отказов может достигать 20-30 %. При
этом вызывающий пункт будет получать частые отказы и через
некоторое время повторять вызовы. В результате бесполезно
занимаются магистральные каналы и коммутационные приборы узлов,
замедляется прохождение телеграмм, расходуется время
телеграфистов на повторные вызовы. Поэтому в случае занятости местной
линии к ОП2 более целесообразно осуществлять на последнем узле
прием входящих телеграмм на реперфоратор (накопитель), а затем
передавать их в оконечный пункт по мере освобождения местной
линии. С последним узлом коммутации (ст. Г) соединен коммутатор
низовых соединений (КНС). Таким образом, система ПС является
комбинированной: на магистральном участке она реализует
принцип КК, а на низовом участке содержит реперфораторный
переприем, основанный на принципах КС.
В телеграфной сети, построенной по принципу КС+КК, основные
(транзитные и часть оконечных) узлы работают по методу КС,
оконечные узлы КК служат в качестве концентраторов нагрузки для
узлов КС.
Сеть абонентского телеграфирования. Телеграфная связь
общего пользования не в полной мере удовлетворяет запросы
предприятий и учреждений в оперативной связи по следующим
причинам:

446
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
1. Телеграммы накапливаются в течение дня, прежде чем курьер
предприятия доставляет их в отделение связи.
2. Процесс передачи и последующей доставки телеграмм
адресату также требует определенного времени.
3. Большое число телеграмм, поступающих в отделение связи
к концу рабочего дня от предприятий и учреждений создает
значительные пики нагрузки на сети ОП, что замедляет прохождение
телеграммы от отправителя до адресата.
Эти недостатки сети ОП отсутствуют в телеграфной сети
абонентского телеграфирования (АТ), за счет установки оконечных
телеграфных аппаратов непосредственно в предприятиях и
учреждениях.
Абоненту сети АТ предоставляются следующие возможности:
получение немедленного соединения с любым другим абонентом
этой сети и ведение с ним телеграфного переговора поочередной
двусторонней связи;
передача телеграмм другим абонентам сети АТ независимо от
присутствия обслуживающего персонала у приемного аппарата;
соединение со станционным аппаратом своего узла коммутации
для передачи сообщений абонентам, не включенным в сеть АТ;
прием информации, поступившей от абонента другой сети через
местный узел коммутации.
Развитие сети АТ приводит к значительной разгрузке сети ОП
в первую очередь от транзитной корреспонденции, существенно
снимаются пики нагрузки в конце рабочего дня.
Система АТ во многом аналогична системе ПС. Однако в сети АТ
допускается занятость каналов и необходимость повторных
вызовов. В сети ПС это нерационально. В отличие от системы ПС в
сетях АТ принцип коммутации каналов строго выдерживается на
всех стадиях соединения.
Схема абонентской телеграфной связи приведена на рис. 4.
Абонентская
установка
Станция АТ
Станция АТ
-1 ,-*
" 1 Г"
L-J
• •
вп
; |
А
УК
п
; ■
п
УК
д
' ♦ *
•
.j L.
с.
Абонентская
установка
СЛ
Канал
СЛ
Рис. 4. Структурная схема абонентской телеграфной связи

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
447
Оборудование оконечной установки сети АТ аналогично
оборудованию оконечного пункта сети ПС. В качестве оконечной
телеграфной аппаратуры в основном применяются рулонные аппараты,
а в последнее время персональные компьютеры с адаптерами.
Аппарат снабжается устройством автоответа. Вызывной прибор
(ВП), оборудованный номеронабирателем, вызывной и отбойной
кнопками и двумя сигнальными лампочками, позволяет производить
вызов узла коммутации станции АТ и автоматическое включение
аппарата по команде со станции. Абонентские установки соединены
с ближайшими станциями АТ. Вызов станции производится
нажатием кнопки «вызов» на ВП. Аппаратура абонентской панели (А)
регистрирует сигнал вызова и устройство коммутации (УК)
приводится в состояние готовности приема адресного блока (в сети АТ -
импульсов набора номера). При этом на вызывной прибор
посылается сигнал «Разрешение набора номера». Кроме абонентской
панели и устройства коммутации в состав станции АТ входит
переходное устройство (П), которое обеспечивает подключение к
станции междугородных каналов. После установления соединения
с требуемым абонентом сообщение передается из одного
абонентского пункта в другой.
Разновидностью абонентского телеграфа является
международный абонентский телеграф «Телекс». Он предназначен для
обеспечения документальной связью посольств, торгпредставительств,
иностранных корреспондентов и иных абонентов, передающих
сообщения в другие страны. Эта сеть объединяет до 100 стран.
Набор номера абонента обычно осуществляется с клавиатуры
телеграфного аппарата. При этом телеграфный аппарат
вызывающего абонента включается сразу же после сигнала вызова. Набор
номера вызываемого абонента осуществляется передачей на узел
коммутации стартстопных комбинаций. Все сигналы, поступающие
со станции на аппарат абонента, также передаются стартстопными
сигналами («Ответ станции», «Соединение», «Занято» и др.).
Понятие о службе «Телетекс». «Телетекс» - документальная
система передачи деловой буквенно-цифровой корреспонденции,
построенная по абонентскому принципу, т.е. с возможностью
диалога. Эта служба явилась результатом слияния сети
«Телекс» и современных телетайпов, имеющих расширенные
возможности, например F-2500. Система «Телетекс» имеет
следующие отличия от системы «Телекс»:
расширенный набор знаков первичного алфавита - 256;

448
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
скорость передачи - 2400 бит/с;
высокую верность - Рош < Ю*6 на знак;
возможность редактирования текста сообщения;
возможность хранения текста в памяти.
Система «Телетекс» имеет сходство с сетями передачи данных (ПД):
цифровые методы передачи;
высокую скорость передачи;
аналогичные методы повышения верности;
аналогичные методы управления соединением.
Основные отличия сетей ПД от системы «Телетекс» заключается
в том, что «Телетекс» передает, в основном, текстовую
информацию, а сети ПД - данные.
В качестве физической среды передачи в системе «Телетекс»
используется телефонный канал ГТС.
Сети передачи данных
Классификация сетей передачи данных. Сети передачи
данных (ПД) появились в начале 1960-х годов. Это обусловлено двумя
основными причинами:
произошел качественный скачок в развитии вычислительной
техники, в результате которого количественный рост мощности и
быстродействия ЭВМ позволил обслуживать многочисленных
удаленных пользователей практически в режиме реального времени;
быстрым проникновение средств вычислительной техники в
технику связи, что позволило автоматизировать процессы обработки,
передачи, приема и распределения сообщений в сетях связи.
Основной задачей, появившейся в то время, являлась проблема
организации связи между удаленным терминалом пользователя и
мощной ЭВМ, а также создание распределенных вычислительных
систем.
По сравнению с традиционными телеграфными сетями к сетям
ПД предъявляются более жесткие требования по верности,
скорости передачи и надежности.
Вторичная сеть ПД - это совокупность аппаратных и
программных средств для ПД между ЭВМ, а также между пользователями и
ЭВМ.
Поскольку сеть ПД является основой, ядром для создания
информационно-вычислительных сетей (ИВС), она иногда называется
базовой сетью ПД.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
449
Действующие и разрабатываемые сети ПД существенно
различаются по структуре, принципам функционирования, техническим
средствам и ряду других признаков.
Классификация сетей ПД приведена на рис. 5.
По типу
сети
п<
п
п<
По скорости
передачи
По размеру
сети
По способу
коммутации
Порасполо
жению каналов
По способу
управления
£ТФОП
СетьАТ
. .. . Телекс
специализированные сети
^ с прозрачным вводом
асинхронные с непрозрачным вводе
синхронные цифровые
датаграмные
виртуальные
низкоскоростные < 200 бит/с
среднескоростные < 20 кбит/с
высокоскоростные > 20 кбит/с
глобальные
региональные
локальные
КК
КС
КП
Г ибридная
наземные (проводные)
радиосети
спутниковые
централизованное
децентрализованное
Зоновое
Рис. 5. Классификация сетей передачи данных
На начальном этапе для передачи данных использовались
традиционные сети.
Это, прежде всего, организация сети ПД с использованием
телефонной сети общего пользования (ТФОП). Основным
достоинством этой сети является ее широкая разветвленность. Однако ТФОП
не в полной мере отвечает требованиям ПД по следующим
основным причинам:
аналоговый способ передачи сообщений;
невысокая скорость передачи (< 2400 бит/с);
значительное время установления соединения; частые отказы в
установлении соединения;

450
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
специфические помехи, в основном импульсные, при невысоком
допустимом уровне полезного сигнала.
Использование сетей АТ и «Телекс» для ПД, также сопряжено
с рядом недостатков:
низкая скорость передачи < 200 бит/с;
низкая верность - вероятность ошибки на знак 10~3;
строго фиксированный первичный код - МТК-2 и режим работы
(стартстопный).
Цифровые сети передачи данных с коммутацией каналов.
Общим отличительным признаком цифровых сетей ПД является
применение цифровых систем передачи (ЦСП) на всех участках
сети, начиная от абонентских и кончая магистральными линиями, и
электронных станций.
Цифровые сети ПД по сравнению с традиционными сетями
характеризуются высокой верностью, большими скоростями
передачи, малым временем установления соединения и высокой
надежностью. Вероятность ошибки на знак в этих сетях < ^0Г6...^0~7,
скорость передачи по высокоскоростным каналам ПД - десятки,
сотни Кбит/с и десятки Мбит/с. Благодаря цифровым системам
коммутации сокращается время установления соединения до
нескольких секунд и меньше. Надежность в цифровых сетях
обеспечивается за счет более высокой надежности ее элементов:
реализации ЦСП на БИС, резервирования оборудования систем
коммутации, а также благодаря гибкой системе управления сетью
на базе ЭВМ. Эта система позволяет оперативно управлять сетью
ПД, эффективно контролировать ее состояние, а в случае выхода
из строя отдельных участков сети быстро находить обходные пути.
Применение в цифровых сетях ПД управляющих систем
позволяет ввести большой набор новых услуг, например, организацию
закрытых групп пользователей, прямой и сокращенный вызов,
идентификацию вызываемого абонента.
Сети передачи данных с коммутацией каналов (ПД-КК) можно
разделить на два класса: асинхронные и синхронные. В
асинхронных сетях отсутствует единая синхронизация, отдельные системы
передачи и коммутационные станции имеют самостоятельные
тактовые генераторы.
В синхронных сетях прохождение всех процессов (передачи и
коммутации) во времени определяется единым тактовым
синхросигналом от единого источника.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
451
Асинхронные цифровые сети передачи данных. Эти сети
появились исторически первыми, что определялось попыткой
объединения разнородной цифровой техники. Примером такой сети
может служить комбинированная сеть передачи телеграфных
сообщений и среднескоростной передачи данных. В асинхронных
сетях, как правило, не согласованы скорости работы и методы
синхронизации оконечного оборудования данных (ООД), способы
разделения каналов и другие факторы. Для разрешения указанных
противоречий все элементы сети дополняются цифровыми
устройствами, обеспечивающими прозрачный асинхронный ввод (ПАВ),
при котором не предъявляется каких-либо требований к временным
характеристикам передаваемого сигнала. ПАВ является
прозрачным по отношению к длительности тактовых интервалов
передаваемых сигналов, что обеспечивает возможность синхронного
и стартстопного режимов работы и передачу дискретных сигналов
с любой скоростью, не превышающей допустимую.
Широкое применение асинхронных сетей с ПАВ ограничивается
следующими недостатками.
1. Наличие краевых искажений при использовании
соответствующих методов сопряжения: наложения (МН), скользящего
индекса с подтверждением (СИП) и др.
2. Степень краевых искажений при ПАВ зависит от того,
насколько скорость работы синхронных устройств превышает скорость
работы ООД. Самый экономичный из способов ПАВ требует не
менее чем трехкратного превышения скорости цифрового потока
над скоростью передачи данных.
3. Ограничения на величину краевых искажений вынуждают
выбирать еще более высокие скорости цифровых потоков.
Другой способ построения асинхронных сетей с непрозрачным
асинхронным вводом (НАВ) предполагает ограниченный набор
скоростей передачи и единый метод синхронного временного
разделения каналов. В таких сетях налагаются определенные
требования на временные параметры сигналов, поступающих от ООД, при
этом разница между скоростями вводимого сигнала данных и
цифрового потока пренебрежимо мала. Сеть ПД-КК с НАВ по сравнению
с ПАВ характеризуется значительно лучшим использованием
пропускной способности, возможностью высокоскоростной передачи
данных и непрозрачностью в отношении скоростей и способов
коммутации. В сети с НАВ краевые искажения практически отсутст-

452
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
вуют. Следовательно, сети ПД-КК с НАВ имеют определенные
преимущества по сравнению с асинхронными сетями с ПАВ.
Синхронные цифровые сети передачи данных с
коммутацией каналов. Цифровая синхронная сеть ПД-КК предъявляет
жесткие требования к системам синхронизации. Возможны два
варианта обеспечения синхронизации всех элементов сети.
1. В сети действует единый источник синхронизации, на частоту
и фазу которого настраиваются тактовые генераторы
коммутационных узлов.
2. Общая синхронизация достигается путем взаимной
автоподстройки частот тактовых генераторов, расположенных в УК.
Синхронизация ца местных участках сети осуществляется в
соответствии с синхросигналами, передаваемыми каждым УК к
подключенным мультиплексорам и отдельным АП. В нашей стране
рекомендуется первый вариант или метод принудительной
синхронизации. Источник синхросигнала, нестабильность которого порядка
10'10 располагается на одном из УК. Ведомые генераторы в
остальных УК осуществляют коррекцию своих частот путем сравнения
числа тактовых интервалов, поступившего из линии сигнала и
вырабатываемого местным тактовым генератором, за определенный
промежуток времени. Результаты сравнения служат
корректирующим сигналом для управления частотой местного тактового
генератора.
Цифровые синхронные сети ПД-КК обеспечивают следующие
характеристики:
- передачу данных в широком диапазоне скоростей (до 48
Кбит/с);
- вероятность ошибки на бит между любой парой АП без
применения устройств защиты от ошибок (УЗО), не хуже чем 1СГ5;
- время установления соединения не более 1с при
использовании наземных каналов;
- прозрачность передачи по отношению к битам, первичным
кодам, алгоритмам и форматам;
- синхронизацию сети по кодовым элементам, а в случае
необходимости и по кодовым комбинациям (знакам).
Таким образом, цифровые синхронные сети ПД-КК имеют
существенные преимущества перед традиционными сетями,
используемыми для передачи данных: высокие показатели верности, малое
время установления соединения, широкий набор услуг.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
453
Однако имеются определенные недостатки, например,
сложность создания системы синхронизации и обеспечения живучести
сети при выходе из строя тактовых генераторов. Общим
недостатком всех сетей с КК является низкое использование пропускной
способности канала связи в целом по сети. Указанные недостатки
частично устраняются в сетях с КС и КП.
Сети передачи данных с коммутацией сообщений. В сетях
передачи данных с коммутацией сообщений (сетях ПД-КС)
сообщение, кроме данных, содержит служебные признаки, в том числе
адрес получателя, категорию сообщения и т. д.
В ЦКС служебная часть анализируется, и сообщение передается
в следующий ЦКС в соответствии с выбранным направлением.
Сообщение ставится в очередь и находится в памяти ЦКС, пока все
сообщения, находящиеся в очереди перед ним, не будут переданы.
Сообщения между ЦКС передаются с более высокими скоростями,
чем на абонентском участке, однако задержки в сети с КС зависят
не от времени передачи по каналу связи, а от времени нахождения
сообщения в очереди ЦКС. Это время зависит от нагрузки сети,
производительности ЦКС и ряда других факторов.
Переменное и значительное время доставки сообщений через
сеть КС является одной из основных особенностей сетей ПД-КС.
В силу этого обстоятельства отсутствует возможность работы в
реальном масштабе времени и невозможность режима диалога.
Другой особенностью сети ПД-КС является то, что за доставку
сообщения отвечают непосредственно технические средства сети,
а не пользователи, так как у отправителя нет прямой связи с
получателем.
В ЦКС сетей ПД-КС для управления всеми процессами приема и
передачи, а также выполнения ряда дополнительных функций
используются ЭВМ.
При объединении большого числа АП в составе сети ПД-КС она
должна иметь иерархическую структуру, содержащую несколько
уровней. На рис. 6 приведен фрагмент участка сети ПД-КС,
состоящий из четырех уровней.
На верхнем уровне располагаются междугородные МЦКС, на
следующем - зоновые ЗЦКС, далее - низовые центры НЦКС
и концентраторы КЦ и на самом нижнем уровне - АП.
Связь МЦКС между собой осуществляется по полносвязной схеме,
скорости передачи 4800 бит/с и выше. Непосредственно к МЦКС
могут подключаться крупные вычислительные центры коллективного

454
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Рис. 6. Фрагмент сети ПД-КС
использования ВЦКП. Зоновые центры ЗЦКС для обеспечения
живучести и повышения надежности сети в целом подключаются не
менее чем к двум МЦКС. Скорость передачи от ЗЦКС к МЦКС
обычно 2400 или 4800 бит/с. По радиальным направлениям к ЗЦКС
подключаются НЦКС и КЦ для более эффективного использования
каналов на нижних уровнях сети. Скорости передачи составляет
1200 или 2400 бит/с. Абонентские пункты (АП) подключаются, как
правило, к НЦКС и КЦ и передают данные со скоростями 50... 1200
бит/с. При более высокоскоростной передаче АП может
непосредственно включаться в ЗЦКС.
В сетях ПД-КС возникает необходимость выбора пути передачи
информации, для которого среднее время задержки сообщения
является минимальным. В сетях ПД-КК также решается задача
выбора оптимального пути передачи, однако, она решается для
данного сообщения один раз.
В сетях ПД-КС оптимальный путь должен выбираться в каждом
ЦКС с учетом состояния других ЦКС, расположенных на
направлении передачи.
Сообщение, передаваемое по сети ПД-КС, представляется в
определенной форме, регламентирующей его предельный объем,
состав и расположение служебной и информационной частей.
Форматом сообщения называется определенная
последовательность элементов сообщения, имеющих строго заданное
назначение.
Иногда добавляют и другие признаки - например, начало
заголовка, конец сообщения, конец передачи и т. п.
Признаки (специальные кодовые комбинации), разделяющие
различные части сообщения называются определителями.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
455
В настоящее время разработано большое количество различных
форматов. Например, формат сообщений в телеграфной сети
задается рекомендацией F-31 МСЭ-Т и имеет следующие признаки:
«начало сообщения» - ЗЦЗЦ;
«конец сообщения» - НННН;
«начало текста» - ВК, ВК, ПС (ВК - возврат каретки, ПС -
перевод строки);
«начало справочной части» - «/».
Адресная часть заголовка включает в себя следующие элементы:
порядковый номер сообщения на данном УК для контроля
прохождения сообщения по УК;
определитель формата сообщения, который задает вид формата;
категория срочности сообщения;
определитель адреса, задающий способ адресации
(циркулярное, многоадресное, сокращенный адрес и т. п.);
адрес получателя.
Справочная часть заголовка содержит:
адрес отправителя;
исходящий номер сообщения, позволяющий отличить данное
сообщение от всех других;
дата и время ввода сообщения в сеть.
Справочная часть позволяет осуществить запрос о повторении
сообщения, поиск сообщения в архиве, определить время доставки
сообщения и время нахождения сообщения в сети и т. п.
Вид формата, зависящий от задач, решаемых сетью, обычно
определяется на этапе проектирования после выбора структуры сети
и комплекса технических средств.
Время задержки сообщения в сетях ПД-КК определяется
временем установления соединения и временем передачи данных и при
отсутствии повторных вызовов является величиной постоянной и
сравнительно небольшой. В сетях ПД-КС, особенно при большом
числе переприемов, время задержки существенно больше и может
изменяться в широких пределах.
Для передачи сообщений большого объема требуются
значительные объемы памяти ЦКС, особенно в крупномасштабных сетях
ПД-КС. Имеется еще ряд серьезных недостатков сетей ПД-КС,
например, при возникновении ошибки требуется повторная
передача полного сообщения, большие массивы данных в большей
степени подвержены воздействию помех, чем короткие, и т. д.

456
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Главное достоинство метода КС - высокая эффективность
использования пропускной способности канала. Применение КС в
основном ограничивается телеграфными сетями. В сетях ПД этот
принцип используется для организации дополнительных видов
обслуживания.
Сети передачи данных с коммутацией пакетов. Сети
передачи данных с коммутацией пакетов (сети ПД-КП) появились в конце
60-х годов. При коммутации пакетов сообщения делятся на пакеты,
передающиеся по сети с высокой скоростью, малой вероятностью
ошибки и небольшой задержкой.
При этом более эффективно используются удаленные
вычислительные ресурсы, пропускные способности каналов связи и
производительности коммутационных систем.
Первые сети ПД-КП являлись ведомственными, например
ARPANET (США), NPL (Великобритания) и др. Обеспечение связи
между ЭВМ - функциональная основная особенность сетей ПД-КП
в отличие от сетей ПД-КК и ПД-КС, предназначенных для обмена
информацией между людьми.
При разработке сетей ПД-КП общего пользования применены
принципы ведомственных сетей: режим диалога между ЭВМ,
передача коротких массивов данных с высокими скоростями, широкое
применение принципов ВРК. Создание таких сетей началось в 70-х годах.
Пакетом называется последовательность двоичных символов,
состоящая из данных (информационной части), сигналов
управления соединением и поля контроля ошибок, которые располагаются
в определенном формате. Пакеты обычно имеют длину порядка
1000 бит и образуются путем разделения более длинного
сообщения на части.
Метод промежуточного накопления информации в центрах
коммутации, применяемый в сетях ПД-КС и ПД-КП, определяет ряд
общих свойств у обоих видов сетей. Главное отличие сетей ПД-КП
заключается в том, что относительно короткие пакеты
записываются в оперативную память с временем выборки, не превышающим
несколько миллисекунд. Поэтому перезапись и ожидание в очереди
не приводят к существенной задержке пакетов.
Основной особенностью сетей ПД-КП является высокая степень
использования связных ресурсов за счет временного разделения
канального и коммутационного оборудования между многими
пользователями и высокоскоростной передачи небольших по размеру
пакетов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
457
В рекомендации МСЭ-Т Х.2 сети ПД-КП предлагается строить на
основе виртуального режима коммутации пакетов (КП-В) и
режима датаграмм (КП-Д).
Структура сети передачи данных общего пользования с
коммутацией пакетов. На рис. 7 представлен фрагмент сети ПД-КП,
включающий четыре уровня. На верхнем уровне располагаются
междугородные центры коммутации пакетов МЦКП, на третьем
уровне - зоновые центры ЗЦКП, на втором - концентраторы КЦ и на
первом - оборудование пользователей, которое может включать АП
стартстопного, синхронного и пакетного типов, ПЭВМ и
вычислительные центры, оборудованные процессорами телеобработки (ПТ).
/ Персональные ЭВМ
Рис. 7. Фрагмент сети ПД-КП
В состав сети ПД-КП входят шлюзы - специальные устройства,
через которые взаимодействуют с сетью ПД-КП другие сети (ПД-КП,
ПД-КК, ТГОП, ТФОП и др.).
Основным протоколом взаимодействия сети ПД-КП является
рекомендация Х.25 МСЭ-Т (МККТТ). Этот протокол определяет
процедуры взаимодействия между пакетными ООД (оконечное
оборудование данных) и АКД (аппаратура окончания канала
данных).

458
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
В сетях ПД-КП обеспечивается эффективное использование
связных и вычислительных ресурсов на основе мульплексирования
каналов, контроля потоков и маршрутизации. По сравнению с
сетями ПД-КК и ПД-КС существенно повышается производительность,
надежность и верность передачи, значительно сокращается время
доставки сообщения.
Например, в действующих сетях ПД-КД среднее время доставки
составляет от долей секунды до секунд, при увеличении скорости
передачи между ЦКП время доставки сообщения можно довести до
нескольких миллисекунд. Экономичесие показатели сети ПД-КП
превосходят показатели сетей с КК и КС.
Информационно-вычислительные сети. Сети ЭВМ
Структура информационно-вычислительной сети. Для
создания крупномасштабных систем обработки данных вычислительные
центры (ВЦ) и ЭВМ, обслуживающие отдельные предприятия и
организации, объединяются с помощью средств передачи данных в
информационно-вычислительные сети ИВС (рис. 8), где приняты
такие обозначения: БД - банк данных; ГВМ - главная ЭВМ; ВЦКП -
вычислительный центр коллективного пользования; ПЭВМ -
персональная ЭВМ; АС - администратор сети; УМПД - удаленный ПТД -
процессор телеобработки данных; УК - узел коммутации; ЦК -
центр коммутации; МПД - мультиплексор ПД; ТВМ - терминальная
ЭВМ; мультиплексор ПД.
В самом общем случае ИВС включает в себя три класса
логических модулей:
модули обработки данных пользователя, обеспечивающие
абоненту доступ к различным вычислительным ресурсам. Эти модули
позволяют реализовать главную целевую функцию ИВС -
обработку данных пользователя;
терминальные модули, обеспечивающие пользователю
обращение к модулям обработки;
модули взаимодействия и соединения, обеспечивающие местное
или удаленное взаимодействие терминальных модулей с модулями
обработки данных, а также терминальных модулей между собой.
Перечисленным логическим модулям соответствуют
определенные физические объекты в ИВС. Так модулям обработки данных
соответствуют главные ЭВМ сети, собственно и создающие
информационно-вычислительные ресурсы ИВС. Оконечные пункты или

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
459
АП реализуют терминальные модули, а коммутационные центры
(коммутационные ЭВМ) соответствуют модулям взаимодействия.
ИВС подразделяются на четыре взаимосвязанных объекта:
базовая сеть передачи данных;
сеть ЭВМ;
терминальная сеть;
администратор сети.
т т т
Рис. 8. Структура ИВС
Базовая сеть ПД - совокупность аппаратных и программных
средств для ПД как между ЭВМ, так и между другими устройствами
ИВС. Состоит из каналов связи и узлов коммутации (центров
коммутации). Обычно УК реализуется на основе коммутационной ЭВМ
и АПД. Таким образом, базовая сеть ПД является ядром ИВС,
обеспечивая физическое объединение ЭВМ и прочих устройств.

460
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Сеть ЭВМ - совокупность ЭВМ, объединенных базовой сетью
ПД. Сеть ЭВМ включает в себя главные ЭВМ (ГВМ), банки данных
(БД), вычислительные центры коллективного использования
(ВЦКП), а также терминальные ЭВМ (ТВМ). Основная задача ТВМ -
сопряжение терминалов с базовой сетью ПД. Эту функцию могут
выполнять также ПТД (процессоры телеобработки данных) и УМПД
(удаленные мультиплексоры ПД). Кроме того, терминалы могут
подключаться даже к главным ЭВМ.
Терминальная сеть - совокупность терминалов и терминальных
сетей ПД. Под терминалом понимаются устройства, с помощью
которых абоненты осуществляют ввод/вывод данных. В качестве
терминалов могут использоваться интеллектуальные терминалы
(ПЭВМ) и АП (абонентские пункты). Для подключения терминалов к
сети ЭВМ, кроме, естественно, каналов связи, применяются
терминальные ЭВМ (ТВМ), УМПД (удаленные мультиплексоры ПД), ПТД
(процессоры телеобработки данных).
Административная система обеспечивает контроль состояния
ИВС и управление ее работой в изменяющихся условиях. Данная
система включает специализированные ЭВМ, терминальное
оборудование и программные средства, с помощью которых:
включается или выключается вся сеть или ее компоненты;
контролируется работоспособность сети;
устанавливается режим работы сети и ее компонентов;
устанавливается объем услуг, предоставляемых абонентам
сети, и т. д.
Шлюзовые элементы ИВС обеспечивают совместимость как
базовой сети ПД, так и всей ИВС с другими внешними сетями.
Протоколы внешних ИВС могут отличаться от имеющихся протоколов.
Поэтому шлюзы при необходимости обеспечивают преобразование
и согласование интерфейсов, форматов, способов адресации и т. п.
Шлюзы реализуются на специализированных ЭВМ.
ИВС можно условно разделить на два класса:
территориальные, т.е. имеющие большую площадь
обслуживания;
локальные - размещающиеся, как правило, внутри одного
здания.
Основные характеристики информационно-вычислительных
сетей. Основными характеристиками ИВС являются: операционные
возможности, производительность, время доставки сообщений,
стоимость обработки данных.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
461
Рассмотрим эти характеристики подробнее.
Операционные характеристики (возможности) сети -
перечень основных действий по обработке данных. ГВМ, входящие
в состав сети, обеспечивают пользователей всеми традиционными
видами обслуживания (средствами автоматизации
программирования, доступом к пакетам прикладных программ, базам данных и
т.д.). Наряду с этим ИВС может предоставлять следующие
дополнительные услуги:
удаленный ввод заданий - выполнение заданий с любых
терминалов на любых ЭВМ в пакетном или диалоговом режимах;
передачу файлов между ЭВМ сети;
доступ к удаленным файлам;
защиту данных и ресурсов от несанкционированного доступа;
передачу текстовых и, возможно, речевых сообщений между
терминалами;
выдачу справок об информационных и программных ресурсах
сети;
организацию распределенных баз данных, размещаемых на
нескольких ЭВМ;
организацию распределенного решения задач на нескольких
ЭВМ.
Производительность сети - представляет собой суммарную
производительность главных ЭВМ. При этом обычно
производительность ГВМ означает номинальную производительность их
процессоров.
Время доставки сообщений определяется как среднее время от
момента передачи сообщения в сеть до момента получения
сообщения адресатом.
Цена обработки данных формируется с учетом стоимости
средств, используемых для ввода/вывода, передачи и обработки
данных. Эта стоимость зависит от объема используемых ресурсов
ИВС, а также режима передачи и обработки данных.
Основные параметры ИВС зависят не только от используемых
технических и программных средств, но и в значительной степени,
от нагрузки, создаваемой пользователями.
Телематические службы
В настоящее время значительно увеличилось количество
разнообразных услуг, предоставляемых сетями связи. Причем намети-

462
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
лась тенденция приблизить сетевые и сервисные службы к
потребителю. Для этих целей широко используются такие средства, как
ПЭВМ, телефон, телевизор. МСЭ-Т ввел новый термин -
телематические службы, т.е. услуги, предоставляемые пользователю без
использования специальных связных оконечных устройств.
Вообще предполагалось создание многочисленных
телематических служб, например, «телекс», «телефакс», «бюрофакс»,
«автофакс», «видеотекс», «телетекст», «телеавтограф», «электронная
почта» и др.
Однако на практике реализованы не все. Рассмотрим
телематические службы, получившие наиболее широкое распространение.
«Телетекст» и «видеотекс». Данные системы обеспечивают
следующие услуги: реклама и осуществление покупок, не выходя из
дома; финансово-коммерческие сделки, курс акций на бирже;
электронно-справочная система, списки программ радио и телевещания;
передача новостей, погоды, спорта.
Система «телетекст» использует сеть ТВ вещания или
кабельного телевидения для передачи буквенно-цифровых данных на
экраны бытовых телевизоров из специального информационно-
вычислительного центра (ИВЦ). Для выбора программ или услуг
используется обычный телефонный аппарат с тестатурой или
специальной клавиатурой, подключаемой к телефонному аппарату.
Схема системы «телетекст» приведена на рис. 9, где приняты
обозначения: БД - банк данных; ГТС - городская телефонная сеть;
TV - телевизор; ТЛФ - телефон.
тлф
Рис. 9. Структура системы «телетекст»
Страница передаваемого текста остается на экране до ее
циклической замены. Текст может передаваться независимо от
телепрограмм со скоростью 1200 бит/с во время обратного хода луча
кадровой развертки.
Основной недостаток - централизованная выдача сведений
всем пользователям сразу.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
463
Система «видеотекс». В данной системе бытовой телевизор
используется как дисплей; данные передаются по телефонной сети
общего пользования и выводятся на бытовой телевизор, т.е.
каждый пользователь может общаться со справочной ЭВМ отдельно.
Схема системы представлена на рис. 10.
Пользователь посылает запрос через ГТС (городская
телефонная сеть) на ИВЦ, а ответ от ИВЦ также через ГТС и телефонный
аппарат пользователя попадает на экран телевизора.
Обслуживание - индивидуальное.
| ИВЦ [—f Модем |—СТГС"
j_ авиатура_
Рис. 10. Структура системы «видеотекс»
Основной недостаток - низкая скорость передачи,
невозможность передавать подвижные изображения.
Электронная почта. Электронная почта - широко
используется в настоящее время для передачи деловой информации,
относительно несрочного, но документального характера. Эта технология
обеспечивает более быструю доставку сообщений по сравнению с
обычной почтой. Причем стоимость этой доставки в среднем
меньше услуг обычной почты.
Электронная почта строится по принципу коммутации сообщений
с выделением узловых ЭВМ, где расположены «почтовые ящики».
Схема приведена на рис. 11.
Пользователи
Узловая ЭВМ
Устройство
"почтальон"
идентификатор
имя
! !
имя
! j
| !
j |
Узловая ЭВМ
Устройство
"почтальон"
идентификатор
Рис. 11. Схемы системы «электронная почта»

464
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Устройство «почтальон» обеспечивает интерфейс с
пользователем, а также его идентификацию, открывая доступ к
соответствующему почтовому ящику, т.е. области ОЗУ. Узловые ЭВМ
периодически обмениваются содержимым почтовых ящиков.
Электронная почта регламентируется рекомендацией МСЭ-Т
Х.400.
Цифровые факсимильные системы. Получили
распространение службы «телефакс», «датафакс» и «бюрофакс», в которых
используется факсимильный способ передачи сообщений.
Системы «телефакс» и ««датафакс»» являются абонентскими
системами, т.е. оконечное оборудование расположено
непосредственно у пользователя. Причем «телефакс» работает по каналу
телефонной сети ОП и поэтому для создания этой сети
пользователям достаточно приобрести современный факсимильный аппарат.
Система «датафакс» работает по сетям передачи данных.
Система «бюрофакс» является системой общего пользования,
т.е. оконечное оборудование расположено на предприятии связи.
Современные факсимильные системы являются цифровыми,
работающими по телефонной сети со скоростью до 4800 бит/с, а по
сетям ПД - до 48 кбит/с. В факсимильных аппаратах
осуществляется эффективное кодирование для сжатия информации до 10 раз.
Проводятся интенсивные разработки по созданию
комбинированного факсимильного и буквенно-цифрового оконечного
устройства.
Активно проводятся исследования по созданию читающих
автоматов, позволяющих считывать даже рукописный текст. При этом
появится возможность рукописный текст воспроизводить уже в
машинописном виде.
Цифровые сети интегрального обслуживания
Появления и быстрое развитие цифровых сетей интегрального
обслуживания (ЦСИО) обусловлено следующими факторами.
1. Рост объемов информации, передаваемой по сетям связи
(объем информации пропорционален квадрату промышленного
потенциала). Причем увеличивается разнообразие видов
информации (речь, данные, графика, файлы, видео и т. п.). Кроме того,
требуется работа в режиме диалога. До недавнего времени эта
проблема решалась созданием отдельных сетей как по видам
информации: речь - телефонная сеть; телеграфные сообщения -

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
465
телеграфная сеть; данные - сеть передачи данных;
видеоинформация - сети телевидения, так и по предоставляемым услугам:
необходимость диалога - сеть АТ, интерактивный режим - сеть ОП,
вычислительные ресурсы - ИВС (информационно-вычислительная
сеть).
Естественно, что подобное количественное решение проблемы
экономически не эффективно.
2. Существенные преимущества цифровых (дискретных)
методов передачи и коммутации, в том числе: простота реализации
методов приема, близких к оптимальным; простота реализации
алгоритмов повышения верности, причем, практически на любую
заданную величину; возможность широкого использования
высоконадежной элементной базы - интегральных микросхем (ИМС);
возможность естественного внедрения ЭВМ в процессы передачи и
коммутации; достижения в области техники многоканальных систем,
техники передачи данных и вычислительной техники.
В общем случае понятие интеграции рассматривается на
различных уровнях.
/ уровень интеграции - постепенное слияние каналообразую-
щей и коммутационной аппаратуры, т.е. при построении этой
аппаратуры используются: единые принципы функционирования
(временное разделение сигналов); единая элементная база - ИМС
средней и большой степени интеграции вплоть до СБИС (сверх
большие интегральные схемы), например, однокристальные ЭВМ;
единые устройства управления - специализированные (или
универсальные) ЭВМ; единые принципы эксплуатации и обслуживания
с широким применением встроенных систем самоконтроля и
диагностики.
В настоящее время этот уровень интеграции во многом
достигнут (особенно за рубежом). Широко используются системы
передачи типа ИКМ, а также коммутационная аппаратура на принципах
временной коммутации.
// уровень интеграции - создание цифровых сетей связи,
обеспечивающих передачу различного вида сообщений (речь, данные)
в единой дискретной (цифровой) форме. Действительно, широко
используемые для ПД каналы ТЧ не допускают передачу сигналов
в дискретном виде (не согласован спектр). Поэтому дискретные
сигналы сначала преобразуются в аналоговые, их спектр
смещается в требуемую область частот, аналоговые сигналы передаются по
каналам ТЧ, а затем опять из аналоговой формы переводятся

466
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
в дискретную. Эти функции выполняет модем. Переход к цифровым
(дискретным) каналам существенно упрощает аппаратуру передачи
данных (АПД).
/// уровень интеграции - создание единой цифровой сети с
интеграцией обслуживания, которая обеспечивает не только передачу
любых видов сообщений, но и предоставляет широкий круг услуг -
диалог, документальность, передачу и прием графической
информации, вычислительные ресурсы и т. п.
Исходя из тенденций развития средств вычислительной техники
и техники связи, а также эволюции элементной базы, ЦСИО прошли
ряд последовательных этапов развития.
Этап 0. Существуют отдельные сети как для различных видов
сообщений (речь, данные, графическая информация), так и для
различных услуг (диалог, документальность и т. д.).
Этап 1. Характеризуется переходом к цифровым методам
передачи и коммутации, для чего традиционная аналоговая телефонная
сеть постепенно преобразуется в интегральную цифровую сеть
IDN (Integrated Digital Network) с широким спектром разнообразных
услуг и возможностью передавать речь и данные в единой
цифровой форме. Наряду с этим продолжают развиваться сети ПД и ИВС.
Этап 2. Создается собственно цифровая сеть интегрального
обслуживания ISDN (Integrated Services Digital Network) путем
постепенного объединения интегральной цифровой сети (IDN) с
сетями ПД и ИВС. В качестве физической среды используются
цифровые телефонные каналы. Обособленно остаются сети
передачи видеоинформации.
Этап 3. Создается широкополосная сеть интегрального
обслуживания BSN (Broadband Services Network). Данная сеть
обеспечивает пользователей широкополосными цифровыми каналами как
для их вторичного уплотнения речью, данными, факсимильной
информацией, так и для передачи телевизионных программ,
высокоскоростной передачи файлов, организации видеоконференций
и т.п.
За рубежом реализация ЦСИО находится в конце 2-го - в начале
3-го этапов. Причем некоторые небольшие страны (Швеция,
Австрия, Швейцария, Япония) уже закончили 2-й этап и приступили
к созданию 3-го. США, Англия завершают 2-й этап. Наша страна
пока еще осваивает 1-й этап, ведутся НИР и ОКР для реализации
2-го этапа.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
467
Согласно определению МСЭ-Т под ЦСИО понимается такая сеть связи,
в которой одни и те же устройства цифровой коммутации и цифровые
тракты передачи используются для установления соединений более чем
одного вида связи, например телефонии, передачи данных и др.
Архитектура ЦСИО базируется на семи уровневой эталонной модели
ВОС (OSI). Однако совмещение различных способов доставки сообщений
порождает некоторые особенности в архитектуре ЦСИО. Поэтому 2-й
уровень в архитектуре ЦСИО разбит на два подуровня: 1) - уровень
совмещения и 2) - собственно канальный.
Основной функцией уровня совмещения является создание кадров со
специальной меткой, указывающей на технологию транспортировки. По
этой метке выбираются соответствующие протоколы управления на более
высоких уровнях. Кроме того, на этом подуровне (2.1) выполняются:
мультиплексирование, цикловая синхронизация, формирование ИКМ - кадров,
сегментирование интерфейсных кадров канального уровня, управление
мультиплексированием.
Остальные уровни по функциям аналогичны архитектуре ИВС.
Структура ЦСИО. Структура ЦСИО определяется как расположением
пользователей, так и разделением информационно-вычислительных и
связных ресурсов. Структура ЦСИО разделяется на магистральную
(базовую) и абонентскую (терминальную) (рис. 12).
Терминальная сеть включает в себя терминалы Т, абонентские пункты
АП, концентраторы К и, в основном, цифровые каналы связи. Терминалы
и АП, имеющие стандартный цифровой выход на 64 кбит/с могут
непосредственно подключаться к УК.
Магистральная (базовая) сеть включает УК, цифровые каналы,
систему управления сетью и вычислительные ресурсы (ВК - вычислительные
комплексы, БД - банки данных и т. п.).
Топология магистральной сети может быть самой различной -
звездообразной, кольцевой, распределенной и т. д. В последнее время по
мере развития ЦСИО и увеличения ее размеров, структуру делают
иерархической, что экономичнее и сокращает число переприемов.
Основу технической базы ЦСИО составляют многоканальные
системы передачи, обеспечивающие передачу всех типов
сообщений в единой цифровой форме.
Узлы коммутации ЦСИО оказываются сложнее, чем УК с КК или
с КП, поскольку в ЦСИО узлы должны обеспечивать гибридную или
адаптивную коммутацию. УК выполняются с широким
использованием средств вычислительной техники. На УК ЦСИО реализуются
первые 4 уровня модели ВОС (1, 2.1, 2.2, 3 и 4).

468
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Рис. 12. Структура ЦСИО
Интеллектуальные сети. Разработка технологии интеллектуальных
сетей началась в 1990 г., а первые рекомендации МСЭ-Т, касающиеся
ИС, утверждены в 1992 г. (рекомендации Q. 1201-Q.1203). Основная
цель ИС заключается в быстром, эффективном и экономичном
предоставлении информационных услуг массовому пользователю.
Согласно рекомендации МСЭ-Т 1.211, 1.212 вся совокупность
услуг, предоставляемых ИС, делится на две группы: 1) основные виды
услуг и 2) дополнительные виды обслуживания (ДВО).
Основные услуги связаны с процессами установления
соединений (при КК), тарификации, организации виртуальных соединений
(при КП), передачи пакетов между элементами сети.
Основные услуги, как правило, редко изменяются и реализуются
сетью при обслуживании каждого вызова.
ДВО весьма разнообразны, например:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
469
универсальный номер доступа (УНД);
персональный номер (ПН);
«зеленый телефон» (ЗТ).
ИС строятся на основе новой концепции, состоящей в том, что
функции предоставления ДВО отделяются от основных услуг.
В традиционных цифровых сетях эти функции неразрывно связаны.
Рассмотрим сущность упомянутых ДВО.
Услуга УНД предоставляет возможность по единому номеру
организации установить связь с нужным абонентом этой организации. Для
реализации этой услуги ИС запрашивает вызывающего абонента
о требуемом подразделении, предлагает дополнительно набрать
определенное число знаков номера и адресует вызов на свободный
терминал (телефон). Вся необходимая для ДВО информация
содержится в сетевых базах данных в виде «интеллектуальной
надстройки» коммутируемой сети (в данном случае, телефонной).
Услуга ПН аналогична той, которой пользуются абоненты сетей
подвижной связи. Абонент для получения этой услуги
регистрируется в ИС и получает логический номер, по которому его можно
отыскать независимо от того, где он находится. Абонент, находясь в
другом населенном пункте страны или мира, сообщает ИС номер
телефона, куда нужно переадресовать все входящие вызовы.
Услуга ЗТ, относящаяся к «службе 800», обеспечивает
возможность оплаты за разговор вызываемым абонентом. На рис. 13
представлена структура ИС, которая построена по иерархическому
принципу и содержит четыре уровня.
На первом (верхнем) уровне ИС расположена подсистема
административного управления ПАУ сетевыми ресурсами (Network
Capabilities Manager - NCM).
На втором уровне находится сетевая информационная база
данных - СИБД (Network Information Database - DIN).
На третьем уровне функционируют интерпретаторы видов
услуг - ИВУ (Service Logic Interpreter - SLI).
На четвертом (нижнем) уровне находится пункт коммутации
услуги ПКУ (Service Switching Point - SSP).
Рассмотрим функции уровней ИС.
1. Функциями ПАУ являются:
предоставление технических средств эксплуатации и
технического обслуживания ИВУ (дистанционная загрузка программных
средств, контроль работоспособности ИВУ, дистанционное
восстановление данных и техобслуживание);

470
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
ПАУ
СИБД
Уровень 1
Уровень 2
Транспортная сеть
(Х.25 илиСС №7)
ИВУп
ИП
ИВУт
Транспортная сеть
(СС №7)
ВБД
Уровень 3
ИП
| ПКУ |
ATCi
ПКУ
Уровень 4
АТС) h-ГП
Рис. 13. Структура ИС
коммерческое управление, т.е. предоставление абонентам
возможности пользоваться данными одной или нескольких служб.
2. СИБД может вести обмен с внешними базами данных (ВБД)
через сеть коммутации пакетов по протоколу Х.25 или по протоколу
системы сигнализации № 7 (СС № 7) МСЭ-Т. Эта подсистема
обеспечивает управление ресурсами сети для предоставления ДВО,
интерпретацию вида ДВО.
В СИБД хранятся данные о номерах абонентов, категориях
обслуживания, адресах, маршрутах и программы реализации услуг -
ПРУ (Service Logical Programs - SLP).
Каждой услуге соответствует своя ПРУ, которая составляется из
модулей услуг. Конкретная ПРУ определяет тип и
последовательность действий для реализации какой-либо услуги.
Основная функция ИВУ - контроль реализации протокола
услуги, при этом необходим обмен с БД соответствующей службы.
ПКУ распознает запросы на предоставление ДВО по коду,
набираемому пользователем, и формирует заявки к ИВУ. Средства ПКУ
являются ведомыми по отношению к ИВУ.
Обмен между ПАУ и ИВУ, а также между ПКУ и ИВУ реализуется
посредством транспортных сетей по протоколам Х.25 или СС № 7.
Для предоставления ДВО пользователям, независимо от
подключения их к сети общего пользования или ведомственной сети,
необходимо добавить модуль ПКУ.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
471
Если абонент включен в цифровую АТС, то функции ПКУ
реализуются на этой же станции. Пользователи могут иметь доступ к ПКУ
как с помощью телефонного аппарата, так и с помощью ПЭВМ.
Если абонент включен в АТС, где нет ПКУ, то доступ к ИС
реализуется по межстанционным каналам, проложенным между
соответствующей АТС и узлом сети, где имеется ПКУ.
Сеть телевизионного и радиовещания. Сеть телевизионного
вещания построена на основе использования широкополосных
телевизионных каналов. Источником сообщений являются
аппаратные телестудии, в которые информация поступает из телестудии
или из передвижных телеустановок. Из сети распределения
телевизионных программ информация поступает на телецентры, которые
излучают радиоволны и ведут вещание на телевизионные
приемники, расположенные у населения. Обобщенная структурная схема
сети телевизионного вещания приведена на рис. 14. Здесь приняты
следующие обозначения: ТЦ - телецентр; АЦ - центральная
аппаратная радиодома (источника телевизионных и радиовещательных
программ); ОМТА - оконечная междугородная телевизионная
аппаратная; РПС - радиотелевизионная передающая станция; ЗС -
земная станция спутниковой связи; КС - космическая станция; ОРС
- оконечная радиорелейная станция; ПРС - промежуточная
радиорелейная станция. Взаимодействие всех составляющих сети
особых пояснений не требует.
Рис. 14. Структурная схема сети телевизионного вещания
Организована эта сеть следующим образом: через
соединительную линию программа из центральной аппаратной междугородного
вещания или телевидения поступает по каналам первичной сети
к тем сетевым узлам, к которым подключена аппаратная
передающего телецентра; из аппаратной через антенну программа
излучается в пространство.
Для создания вторичной сети передачи телевизионных программ
наиболее удобны каналы, полученные с помощью радиорелейных

472
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
линий передачи и искусственных спутников земли (ИСЗ) и реже
кабельных. В целях обеспечения надежности телепередачи обычно
сочетают использование наземных средств (кабельных и
радиорелейных линий) с каналами, полученными с помощью ИСЗ.
Аналогичными по структуре являются вторичные сети
распределения программ радиовещания, структурная схема которых
приведена на рис. 15.
-X.
рвдв
(cb)
рд/ац Ь^Л<рГТ-Трту1
| рту Н краТЧ рд/ац 1
omba 1—1
мтс
ос
нус
Рис. 15. Структурная схема сети звукового вещания
Здесь к уже принятым ранее обозначениям добавились: РД/АЦ -
радиодом и его центральная аппаратная; КРА - коммутационно-
распределительная аппаратная; РТУ - радиотрансляционный узел;
ОМВА - оконечная междугородная вещательная аппаратная; УМВА
- узловая междугородная вещательная аппаратная; РВ ДВ (СВ) -
радиовещательный передатчик, работающий в диапазоне длинных
(средних) волн; ОС - оконечная станция; НУС - необслуживаемая
усилительная станция; СУ - сетевой узел.
Вопросы для самоконтроля
1. Опишите структуру телефонных сетей различного назначения
й укажите от чего она зависит.
2. Укажите способы построения городских, сельских, внутризоновых
и междугородных телефонных сетей.
3. Классификация и виды услуг телефонной связи.
4. Основные стратегии цифровизации телефонных сетей.
5. Состав вторичных коммутируемых телеграфных сетей и их
структура.
6. Сущность и область применения системы прямых соединений.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
473
7. Структура сети абонентского телеграфирования. Достоинства,
недостатки и область применения.
8. Служба «Телетекст», ее отличие от системы «Телекс».
9. Признаки классификации сетей передачи данных.
10. Синхронные и асинхронные сети передачи данных. Их
достоинства, недостатки и область применения.
11. Методы коммутации в сетях передачи данных. Их достоинства,
недостатки и область применения.
12. Структура информационно-вычислительных сетей (ИВС).
13. Основные характеристики ИВС.
14. Что такое телематические службы? Приведите примеры таких
служб.
15. Принципы построения электронной почты.
16. Сущность цифровых сетей интегрального обслуживания (ЦСИО).
Их структура.
17. Что такое интеллектуальные сети? Их услуги.
18. Структура интеллектуальных сетей.
19. Структура сетей телевизионного вещания.
20. Структура сетей звукового вещания.

474
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Лекция 20
Принципы построения сетей и систем радиосвязи
Основные понятия и определения
Мобильная, или подвижная, радиосвязь является одним из
наиболее динамично развивающихся направлений телекоммуникаций.
Динамика роста числа абонентов мобильной связи приведена
в табл.1.
Т а б л и ц а 1
Число пользователей,
млн человек на конец
года
1995
1996
2000
2005
2010
2015
Европейский Союз
22
37
113
200
260
300
Северная Америка
36
48
127
190
220
230
Юго-Восточная Азия
22
41
149
400
850
1400
Другие страны
7
12
37
150
400
800
Всего в мире:
87
138
426
940
1730
2730
Мобильная радиосвязь означает радиосвязь между подвижными
объектами (ПО), один из которых или оба движутся либо занимают
относительно друг друга случайное положение, при этом один из
объектов может являться базовой станцией. Это определение
справедливо как для радиолиний между подвижными объектами, так и
между подвижными объектами и базовой станцией. Термин
подвижный объект применим к наземным объектам, судам, летательным
аппаратам и спутникам связи. Системы мобильной связи могут
включать некоторые или все эти типы подвижных оконечных станций.
Системы мобильной радиосвязи разделяют на
профессиональные (частные) системы подвижной связи, системы персонального
вызова, системы беспроводных телефонов и системы сотовой
связи общего пользования.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
475
Профессиональные системы подвижной радиосвязи - PMR
(Professional Mobile Radio) создаются и развиваются в интересах
государственных организаций и учреждений, коммерческих
структур, скорой помощи, милиции и т. п. Как правило, PMR имеют
радиальную или радиально-зоновую структуру сети, обеспечивающие
соединение подвижных абонентов с абонентами телефонных сетей
общего пользования - ТфОП, называют PAMR (Public Access Mobile
Radio). PMR и PMAR могут использовать как симплексные, так и
дуплексные каналы радиосвязи.
По способам использования частотного ресурса системы связи
разделяются на следующие классы:
системы связи с закрепленными за абонентами каналами связи;
системы связи со свободным доступом к общему частотному
ресурсу;
системы связи с пространственно-разнесенным повторным
использованием частот (сотовые системы связи).
PMR и PMAR относятся к первым двум классам систем
подвижной радиосвязи.
В этих системах подвижной радиосвязи эффективное
использование выделенного частотного ресурса обеспечивается путем
свободного доступа абонентов к общему частотному ресурсу. Такие системы
PMR еще называются транкинговыми (от англ. trank - магистраль,
шина). Под термином «транкинг» понимается метод равного доступа
абонентов к общему выделенному пучку каналов, при котором
конкретный канал закрепляется для каждого сеанса связи
индивидуально в зависимости от распределения нагрузки в системе. Различают
транкинговые системы с последовательным (сканирующим) поиском
свободного канала связи и с выделенным каналом управления.
Сканирующий транкинг характеризуется значительным временем
установления канала связи и может быть рекомендован при
небольшом количестве каналов (до 5...8). Наиболее распространенным
видом транкинговых систем связи подвижной радиосвязи являются
системы с выделенным каналом управления.
В настоящее время находят применение аналоговые PMR
и цифровые. Первые характеризуются низкой помехоустойчивостью
и постепенно заменяются цифровыми, использующими методы
помехоустойчивого кодирования и перемножения, способы
построения цифровых модуляторов и демодуляторов (например
адаптивных дельта-кодеков), высококачественные акустические
преобразователи и др.

476
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Важнейшей характеристикой системы подвижной радиосвязи
является ее емкость, т.е. максимальное количество обслуживаемых
абонентов.
Системы персонального радиовызова (СПРВ) или пейджинга
(radio paging) предоставляют услугу радиосвязи, обеспечивающую
одностороннюю беспроводную передачу информации в пределах
обслуживаемой зоны с отображением данных на дисплее
получателя. СПРВ гармонично сопрягаются с системами радиосвязи и
передачи данных. Рост числа абонентов мобильной передачи данных
представлен в табл. 2.
Таблица 2
Число абонентов,
млн человек на конец года
1995
1996
1997
Европейский Союз
0,27
0,56
1,0
Северная Америка
0,93
1,26
2,0
Азия (район Тихого океана)
0,16
0,28
0,46
Другие регионы
0,01
0,02
0,04
Всего в мире:
1,37
2,12
3,5
Считается, что совместное развитие цифровых подвижных систем
радиосвязи и сетей передачи данных (особенно на базе Internet-
технологий) обеспечат рост рынка пользователей услуг мобильной
передачи данных до уровня 25...30 млн абонентов к 2005 г.
По своему назначению СПРВ можно разделить на частные
(ведомственные) и общего пользования.
Частные СПРВ обеспечивают передачу сообщений в локальных
зонах или на ограниченной территории в интересах отдельных
групп пользователей. Как правило, передача сообщений в таких
СПРВ осуществляется с пультов управления диспетчерами без
взаимодействия с телефонной сетью общего пользования (ТфОП).
Под системами персонального радиовызова общего пользования
понимается совокупность технических средств, через которые с
помощью ТфОП происходит передача в радиоканале сообщений
ограниченного объема.
Основными достоинствами радиопейджинга являются: широкая
зона обслуживания в масштабах страны с возможностью
межнационального взаимодействия; относительно низкие тарифы и арендная
плата; простота передачи сообщений и удобство пользования.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
477
Системы беспроводных телефонов были первоначально
ориентированы на резидентное использование, т.е. в условиях офисов
и квартир. Позже они стали развиваться как системы общего
пользования, обеспечивающие поддержку услуг общего пользования.
Сети связи с подвижными объектами могут иметь радиальную,
радиально-зоновую и сотовую структуры.
Радиальные системы основаны на использовании одной
центральной наземной радиостанции, имеющей значительный радиус
действия (до 50... 100 км). При радиально-зоновой структуре сети
область обслуживания делится на зоны, в каждой их которых
используется радиальный принцип передачи сигналов.
Радиальным сетям присущ ряд недостатков, основными из
которых являются ограниченность зоны обслуживания, нерациональное
использование имеющегося частотного ресурса, невозможность
существенного увеличения числа обслуживаемых абонентов из-за
появления взаимных помех. Для передачи информации в
радиальных системах выделяется диапазон частот AFS. В этом диапазоне
организуются каналы с полосой пропускания AFC. Тогда число
каналов N в диапазоне AFS равно N = AFS/ AFC. Это число и будет
определять количество абонентов, пользующихся радиосвязью.
Для преодоления ограничений на число каналов в условиях
ограниченного частотного ресурса AFS была предложена сотовая
идеология построения сетей радиосвязи, позволяющая использовать одни и
те же частоты в нескольких ячейках (сотах), отстоящих друг от друга
на расстояние, зависящее от размеров соты. Ячейки имеют форму
шестиугольника и напоминают по форме пчелиные соты. Отсюда
и название систем и сетей подвижной радиосвязи - сотовые.
Идея сотовой связи такова (рис. 1). Площадь, подлежащая
телефонизации, покрывается сетью базовых приемопередатчиков -
базовых станций (ВС). При этом чувствительность и мощность
базовой станции гораздо выше мобильной - подвижной станции (ПС), что
позволяет сделать телефоны достаточно компактными и
использовать источники питания ограниченной емкости. При перемещении ПС
через границу зоны обслуживания БС (соты) должно обеспечиваться
автоматическое (и незаметное для абонента) переключение
обслуживания с одной базовой станции на другую. Переключение
осуществляет центр коммутации (ЦК) подвижной сети. Центр коммутации
подвижной связи имеет выход на коммутируемую телефонную сеть
общего пользования (ТфОП).

478
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Рис. 1. Сотовая система подвижной радиосвязи общего пользования
Сотовая идеология систем подвижной связи начала
разрабатываться в 1970-е годы прошлого века. Однако внедрение сотовых
систем началось только после того, как были найдены способы
определения текущего местоположения абонентов и обеспечения
непрерывности связи при перемещении абонента из одной соты в другую.
Различают аналоговые и цифровые сотовые системы подвижной
связи. Известно несколько стандартов аналоговых систем, один из
них NMT (Nordic Mobile Telephone System) принят в качестве
федерального стандарта для России. Аналоговые системы уже не
удовлетворяют современному уровню развития информационных
технологий из-за ряда недостатков, главные из которых ограниченная
зона действия, низкое качество связи, отсутствие засекречивания
передаваемых сообщений и взаимодействия с цифровыми сетями
с интеграцией служб и пакетной передачи данных. Пик числа
абонентов аналоговых сетей подвижной радиосвязи приходится на 1994 г.
В 1980-х годах в Европе, Северной Америке и Японии
приступили к интенсивному изучению принципов построения перспективных
цифровых систем и сегодня уже разработаны три стандарта таких
систем, один из них (GSM-900), принят в качестве федерального
для цифровых сотовых сетей России.
В России развитие сетей подвижной радиосвязи на основе
использования передовых технологий ведется путем создания
систем сухопутной подвижной радиосвязи общего пользования -
СПР-ОП, определенной «Концепцией развития в России до 2010 г.
подвижной радиосвязи общего пользования».
Под системами СПР-ОП понимается совокупность технических
средств (радиооборудование, коммутационное оборудование,
соединительные линии и сооружения), с помощью которых можно

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
479
предоставлять подвижным абонентам связь между собой и
абонентами телефонной сети общего пользования.
Основы построения систем сотовой связи
Функциональная схема. Как следует из рис. 1, в центре каждой
ячейки находится базовая станция (БС), обслуживающая все
подвижные станции (ПС) - абонентские или радиотелефонные
аппараты в пределах своей ячейки. При перемещении абонента из одной
ячейки в другую происходит передача его обслуживания от одной
базовой станции к другой. Все базовые станции, в свою очередь,
замыкаются на центр коммутации (ЦК), с которого имеется выход на
телефонную сеть общего пользования, в частности, если связь
устанавливается в городе, - выход в обычную городскую
телефонную сеть (ГТС).
Отметим некоторые моменты, связанные с упрощенностью
изложенного выше схематического представления.
Прежде всего, в действительности ячейки никогда не бывают
строгой геометрической формы. Реальные границы ячеек имеют
вид неправильных кривых, зависящих от условий распространения
радиоволн, рельефа местности, характера и плотности
растительности и застройки и других факторов. Более того, границы ячеек
вообще не являются четко определенными, так как рубеж передачи
обслуживания подвижной станции из одной ячейки в соседнюю
может в некоторых пределах смещаться с изменением условий
распространения радиоволн и в зависимости от направления
движения ПС. Точно так же и положение БС лишь приближенно
совпадает с центром ячейки, который к тому же не так просто определить
однозначно, если ячейка имеет неправильную форму.
Далее, система сотовой связи может включать более одного
центра коммутации, что может быть обусловлено, в частности,
эволюцией развития системы или ограниченностью емкости
коммутатора. Возможна, например, структура системы типа показанной на
рис. 2-е несколькими центрами коммутации, один из которых
условно можно назвать «головным» или «ведущим».
При перемещении абонента между ячейками одной системы
происходит передача обслуживания, а при перемещении на
территорию другой системы - роуминг, т.е. процедура, обеспечивающая
поддержание связи при перемещении абонента из зоны
обслуживания одного оператора в зону обслуживания другого оператора.

480
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
к ТфОП
Рис. 2. Система сотовой связи с двумя центрами коммутации
Базовая станция. Структурная схема базовой станции
приведена на рис. 3. Первая особенность станции, которую следует
отметить, - это использование разнесенного приема, для чего
станция должна иметь две приемные антенны (на рис. 3 не
отражена). Кроме того, базовая станция может иметь раздельные антенны
на передачу и прием. Вторая особенность - наличие нескольких
приемников и такого числа передатчиков, позволяющих вести
одновременную работу на нескольких каналах с различными частотами.
Одноименные приемники и передатчики имеют общие
перестраиваемые опорные генераторы (не показанные на рис. 3),
обеспечивающие их согласованную перестройку при переходе с одного
канала на другой; конкретное число N приемопередатчиков зависит
от конструкции и комплектации базовой станции. Для обеспечения
одновременной работы N приемников на одну приемную и N
передатчиков на одну передающие антенны между приемной антенной и
приемниками устанавливается делитель мощности на N выходов,
а между передатчиками и передающей антенной - сумматор
мощности на N входов.
Блок сопряжения с линией связи осуществляет упаковку
информации, передаваемой по линии связи к центру коммутации, и
распаковку принимаемой от него информации. В качестве линии связи
базовой станции с центром коммутации обычно используются
радиорелейные или волоконно-оптические линии, если базовая станция и
центр коммутации не располагаются территориально в одном месте.
Контроллер базовой станции, представляющий собой
достаточно мощный и совершенный компьютер, обеспечивает управление
работой станции, а также контроль работоспособности всех
входящих в нее блоков и узлов.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
481
Приемная
антенна
Делитель
Передающая
антенна
Сумматор
| Приемник 1 [-•{ Приемник N | | Передатчик 1 —| Передатчик N |
Контроллер
I Блок сопряжения с линией связи |
К центру коммутации
Рис. 3. Структурная схема базовой станции
Для обеспечения остаточной степени надежности многие блоки
и узлы базовой станции резервируются (дублируются).
Подвижная станция. Структурная схема подвижной станции
приведена на рис. 4, где приняты следующие обозначения: Т -
телефон; ДСП - дисплей; КЛВ - клавиатура; М - микрофон; ЦАП -
цифро-аналоговый преобразователь; ДКР - декодер речи; ДКК -
декодер канала; ЭКЛ - эквалайзер; АЦП - аналого-цифровой
преобразователь; КР - кодер речи; КК - кодер канала.
Подвижная станция включает в себя следующие блоки: блок
управления, приемопередающий блок и антенный блок.
Приемопередающий блок в свою очередь включает передатчик, приемник,
синтезатор частот и логический блок.
Блок
управления
Рис. 4. Структурная схема подвижной станции

482
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Наиболее прост по составу антенный блок: он включает
собственно антенну - в простейшем случае четвертьволновый штырь - и
коммутатор прием-передача. Последний для цифровой станции
может представлять собой электронный коммутатор,
подключающий антенну либо на выход передатчика, либо на вход приемника,
поскольку подвижная станция цифровой системы никогда не
работает на прием и передачу одновременно.
Функционально несложен и блок управления. Он включает
микротелефонную трубку - микрофон и телефон (динамик), клавиатуру
и дисплей. Клавиатура (наборное поле с цифровыми и
функциональными клавишами) служит для набора номера телефона
вызываемого абонента, а также команд, определяющих режим работы
подвижной станции. Дисплей служит для отображения различной
информации, предусматриваемой устройством и режимом работы
станции.
Приемопередающий блок значительно сложнее и включает в
себя передатчик, приемник, синтезатор и логический блок.
В состав передатчика входят:
аналого-цифровой преобразователь (АЦП), преобразующий
аналоговый речевой сигнал, поступающий с выхода микрофона, в
цифровую форму; вся последующая обработка и передача сигнала
речи производится в цифровой форме, вплоть до обратного цифро-
аналогового преобразования в приемнике;
кодер речи (КР) осуществляет кодирование сигнала речи -
преобразование сигнала, имеющего цифровую форму, по
определенным законам с целью сокращения его избыточности и объема
информации, передаваемой по радиоканалу;
кодер канала (КК) - добавляет в цифровой сигнал, получаемый
с выхода кодера речи, дополнительную информацию,
предназначенную для защиты от ошибок при передаче сигнала по
радиолинии; с той же целью информация подвергается определенной
переупаковке (перемножению): кроме того, кодер канала вводит
в состав передаваемого сигнала информацию управления,
поступающую от логического блока;
модулятор - осуществляет перенос цифрового сигнала,
представляющего случайную последовательность импульсов
постоянного тока (видеоимпульсов), с помощью несущей частоты в диапазон
частот мобильной радиосвязи.
Приемник по составу в основном соответствует передатчику, но
с обратными функциями входящих в него блоков:

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
483
демодулятор - выделяет из модулированного радиосигнала
цифровой кодированный видеосигнал (случайную
последовательность импульсов постоянного тока);
декодер канала (ДКК) - выделяет из входного потока
управляющую информацию и направляет ее в логический блок; принятая
информация проверяется на наличие ошибок и выявленные ошибки
по возможности исправляются; для последующих преобразований
принятая информация подвергается обратной переупаковке;
декодер речи (ДКР) - восстанавливает поступающий на него с
кодера канала сигнал речи, переводя его в естественную форму со
свойственной ему избыточностью, но в цифровом виде;
цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) - преобразует
принятый от декодера речи сигнал в аналоговую форму и подает его на
вход динамика (телефона);
эквалайзер (ЭКЛ) - служит для частичной компенсации
искажений сигнала вследствие многолучевого распространения; по
существу, он является адаптивным фильтром, настраиваемым по
обучающей последовательности символов, входящей в состав
передаваемой информации; блок ЭКЛ не является, вообще говоря,
функционально необходимым и в некоторых случаях может
отсутствовать.
Напомним, что для сочетания кодера и декодера употребляют
названия кодек (например, канальный кодек, речевой кодек).
Помимо вышеназванных блоков, в состав приемопередатчика
входят логический блок и синтезатор частот. Логический блок - это,
по сути, микрокомпьютер со своей оперативной и постоянной
памятью, осуществляющий управление работой подвижной станции.
Синтезатор является источником колебаний несущей частоты,
используемой для передачи сигналов по радиоканалу. Наличие
гетеродина и преобразователя частоты обусловлено тем, что для
передачи и приема используются различные участки спектра (так
называемое дуплексное разделение по частоте).
Отметим, что схема (рис. 4) является существенно упрощенной.
На ней не показаны усилители, селектирующие цепи, генераторы
сигналов синхрочастот и цепи разводки, схемы контроля мощности
на передачу и прием и управления ею, схема управления частотой
генератора для работы на определенном частотном канале и т. п.
Для обеспечения конфиденциальности передачи информации
в некоторых системах возможно использование режима
шифрования. В этих случаях передатчик и приемник подвижной станции

484
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
включают соответственно блоки шифрования и дешифровки
сообщений. В подвижной станции, например, системы GSM
предусмотрен специальный съемный модуль идентификации абонента
(Subscriber Identity Mobile - SIM).
Подвижная станция системы GSM включает в себя детектор
речевой активности (Voice Activity Detector), который в интересах
экономного расходования энергии источника питания (уменьшения
средней мощности излучения), а также снижения уровня помех,
неизбежно создаваемых для других станций при работающем
передатчике, включает работу передатчика на излучение только на те
интервалы времени, когда абонент говорит. На время паузы в
работе передатчика в приемный тракт дополнительно вводится так
называемый комфортный шум. В необходимых случаях в
подвижную станцию могут входить отдельные терминальные устройства,
например факсимильный аппарат, включаемый через специальные
адаптеры с использованием соответствующих интерфейсов.
Если представить структурную схему аналоговой подвижной
станции, то она будет проще рассмотренной цифровой за счет отсутствия
блоков АЦП/ЦАП и кодека, но сложнее за счет более громоздкого
дуплексного антенного переключателя, поскольку аналоговой станции
приходится одновременно работать на передачу и прием.
Центр коммутации (ЦК) является мозгом и одновременно
диспетчерским пунктом системы сотовой связи, на который замыкаются
потоки информации со всех базовых станций и через который
осуществляется выход на другие сети - стационарную телефонную
сеть, сети междугородной связи, спутниковой связи, другие сотовые
сети. В состав центра коммутации входит несколько процессоров
(контроллеров) и он является типичным примером
многопроцессорной системы.
Структурная схема ЦК представлена на рис. 5. Собственно
коммутатор осуществляет переключение потоков информации между
соответствующими линиями связи. Он может, в частности,
направить поток информации от одной базовой станции к другой или от
базовой станции к стационарной сети связи, или, наоборот, от
стационарной сети связи к нужной базовой станции.
Коммутатор подключается к линиям связи через
соответствующие контроллеры связи, осуществляющие промежуточную
обработку (упаковку/распаковку, буферное хранение) потока информации.
Общее управление работой ЦК и системы в целом производится от
центрального контроллера, который имеет мощное математическое

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
485
К другим сетям се
Контроллеры
связи
Коммутатор
Центральный
Гостевой регистр
контроллер
Центр аутентификации
Регистр аппаратуры
Контроллеры
связи
К базовым станциям
Рис. 5. Структурная схема центра коммутации
обеспечение, включающее перепрограммируемую часть (software).
Работа ЦК предполагает активное участие операторов, поэтому
в состав ЦК входят соответствующие терминалы, а также средства
отображения и регистрации (документирования) информации.
В частности, оператором вводятся данные об абонентах и условиях
их обслуживания, исходные данные по режимам работы системы,
в необходимых случаях оператор выдает требующиеся по ходу
работы команды.
Важными элементами системы являются базы данных -
домашний регистр, гостевой регистр, центр аутентификации, регистр
аппаратуры (последний имеется не во всех системах). Домашний регистр
(домашний регистр местоположения - Home Locatio Register - HLR)
содержит сведения о всех абонентах, зарегистрированных в данной
системе, и о видах услуг, которые могут быть им оказаны (при
заключении договора на обслуживание для разных абонентов может быть
предусмотрено, вообще говоря, оказание различных наборов услуг).
Здесь же фиксируется местоположение абонента для организации
его вызова и регистрируются фактически оказанные услуги. Гостевой
регистр (гостевой регистр местоположения - Visitor Location Register
- VLR) содержит примерно такие же сведения об абонентах-гостях
(ромерах), т.е. об абонентах, зарегистрированных в другой системе,
но пользующихся в настоящее время услугами сотовой связи в
данной системе. Центр аутентификации (Authentication Center)
обеспечивает процедуры аутентификации абонентов, т.е. подтверждения
подлинности (действительности, законности, наличия прав на поль-
Средства отображения
и регистрации
Т
Q
Домашний регистр
Терминалы
операторов
1 , ZZZ

486
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
зование услугами сотовой связи) абонента системы подвижной связи
и шифрования сообщений. Регистр аппаратуры (регистр
идентификации аппаратуры - Equipment Identity Register; идентификация -
процедура отождествления подвижной станции - абонентского
радиотелефонного аппарата, т.е. процедура установления
принадлежности к одной из групп, обладающих определенными свойствами или
признаками), если он существует, содержит сведения об
эксплуатируемых подвижных станциях на предмет их исправности и
санкционированного использования. В частности, в нем могут отмечаться
украденные абонентские аппараты, а также аппараты, имеющие
технические дефекты, например, являющиеся источниками помех
недопустимо высокого уровня.
Как и в базовой станции, в ЦК предусматривается
резервирование основных элементов аппаратуры, включая источник питания,
процессоры и базы данных.
Функции сотовой связи. Помимо обычной двусторонней
радиотелефонной связи с подвижными абонентами сотовой сети и
неподвижными абонентами стационарных телефонных сетей,
системы сотовой связи могут предложить абонентам еще целый
ряд услуг, в том числе передачу факсимильных сообщений и
компьютерных данных, переадресацию вызова и автодозвон,
автоматическую регистрацию продолжительности телефонных разговоров,
голосовую почту и многое другое.
Функции сотовой связи состоят из основных и дополнительных.
Первые из них могут существовать сами по себе и они разделяются
не два больших класса - функции передачи (bearer services) и теле-
функции (teleservices). Дополнительные функции (supplementary
services) могут предоставляться только одновременно с основными.
Функции передачи включают четыре категории:
1. Асинхронный обмен данными с коммутируемыми
телефонными сетями общего пользования (ТфОП) со скоростью 300...9600
бит/с.
2. Синхронный обмен данными с коммутируемыми ТфОП,
коммутируемыми сетями передачи данных общего пользования
(СпдОП) и цифровыми сетями с интеграцией функций со
скоростями 300...9600 бит/с.
3. Асинхронный пакетный обмен данными с СпдОП с пакетной
коммутацией (доступ через ассемблер/дисассемблер) со
скоростями 300...9600 бит/с.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
487
4. Синхронный пакетный обмен данными с СпдОП с пакетной
коммутацией со скоростями 2400...9600 бит/с.
Телефункции включают следующие категории:
1. Передача информации речи и тональной сигнализации в
полосе речи.
2. Передача коротких сообщений (буквенно-цифровых
сообщений - до 180 символов - в сторону подвижного абонента).
3. Доступ к системе обработки сообщений (например, передача
сообщений от системы персонального радиовызова на подвижную
станцию сотовой связи).
4. Передача факсимильных сообщений.
Дополнительные функции включают категории:
1. Идентификация и отображение вызывающего или
подключение номера и ограничение идентификации и отображения
вызывающего или подключенного номера (вызывающей стороне
предоставляется право ограничить возможность идентификации ее
номера).
2. Переадресация вызова на другой номер (безусловная
переадресация в случаях, когда абонент занят или не отвечает) и
передача вызова (переключение установленной линии связи на другого
абонента).
3. Ожидание вызова (при занятом терминале абонент получает
извещение о поступившем вызове и может ответить на него,
отказаться от приема вызова или проигнорировать его поступление) и
сохранение вызова (абонент имеет возможность прервать
проводимый сеанс связи, ответив на другой вызов, а затем вернуться к
продолжению прерванного разговора).
4. Конференц-связь - одновременный разговор трех или более
абонентов.
5. Закрытая группа пользователей - эта функция позволяет
группе пользователей общаться только между собой; при
необходимости один или более членов группы могут иметь доступ по
входу/выходу к абонентам, не входящим в группу.
6. Оперативная информация о стоимости оказываемых или
оказанных услуг («совет об оплате»).
7. Запрет на определенные функции, например, на входящие
вызовы, на международные вызовы или на исходящие вызовы для
ромеров.
8. Предоставление открытой линии связи сеть/пользователь для
реализации функций, определяемых оператором.

488
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Методы множественного доступа. Понятие
множественного доступа (английский эквивалент multiple access) связано с
организацией совместного использования ограниченного участка
спектра многими пользователями. Широкое применение нашли три
варианта множественного доступа.
1. Множественный доступ с частотным разделением
(английское FDMA - Frequency Division Multiple Access), или
множественный доступ с разделением каналов связи по частоте - наиболее
простой из методов множественного доступа, как по своей идее, так
и по возможностям реализации. В этом методе каждому
пользователю на время сеанса связи выделяется своя полоса частот Af
(частотный канал), которой он владеет безраздельно (рис. 6).
f, Частота
Af Пользователь N
Af
Af Пользователь 3
Af Пользователь 2
Af Пользователь 1
' »-1, В ремя
Рис. 6. Метод FDMA в координатах «время-частота»
Метод FDMA используется во всех аналоговых системах сотовой
связи (системах первого поколения) - это единственный метод,
который целесообразно использовать в аналоговых системах, при
этом полоса Af составляет 10...30 кГц. Основное слабое место
метода FDMA - недостаточно эффективное использование полосы
частот. Эта эффективность заметно повышается при переходе к
более совершенному методу временного разделения каналов.
2. Множественный доступ с временным разделением каналов
связи (английское Time Division Multiple Access - TDMA) достаточно
прост по идее, но значительно сложнее в реализации, чем FDMA.
Суть метода TDMA заключается в том, что каждый частотный канал
разделяется во времени между несколькими пользователями, т.е.
частотный канал по очереди предоставляется нескольким
пользователям на определенный промежуток времени (рис. 7).
Строго говоря, приведенная на рис. 7 схема соответствует не
чистому методу TDMA, а сочетанию FDMA с TDMA, поскольку мы
рассматриваем здесь случай не одного, а нескольких частотных

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
489
каналов, каждый из которых делится во времени между
несколькими пользователями. Однако именно такая схема находит
практическое применение в системах сотовой связи, и именно ее обычно
называют схемой TDMA.
f, Частота
Польз. N-2
Польз. N-1
Польз. N
Польз. N-2
Польз. 7
Польз. 8
Польз. 9
Польз. 7
Польз. 4
Польз. 5
Польз. 6
Польз. 4
Польз. 1
Польз. 2
Польз. 3
Польз. 1
1 1, В ремя
Рис. 7. Метод TDMA в координатах «время-частота»
Практическая реализация метода TDMA требует преобразования
сигналов в цифровую форму и характерного «сжатия» информации
в времени. Отметим, что разделение во времени может
использоваться и для реализации прямых и обратных каналов дуплексной
связи в одной и той же полосе частот (английское Time Division
Duplex - TDD). Такое техническое решение находит применение в
беспроводном телефоне. В сотовой связи обычно используется
дуплексное разделение по частоте (английское Frequency Division
Duplex - FDD), т.е. прямые и обратные каналы занимают разные
полосы частот, смещенные одна относительно другой.
Метод TDMA, однако, сам по себе не реализует всех
потенциальных возможностей по эффективности использования спектра.
Дополнительные резервы открываются при использовании
иерархических структур и адаптивного распределения каналов.
Определенные преимущества в этом плане имеет метод множественного
доступа с кодовым разделением.
Множественный доступ с кодовым разделением (английское
Code Division Multiple Access - CDMA) предоставляет группе
пользователей (от 30 до 50) общую полосу частот шириной не менее
1 МГц (рис. 8).
Основная особенность метода CDMA - это работа в широкой
полосе частот, значительно превышающей полосу сигнала речи, в
сочетании с таким кодированием информации каждого из физических
каналов, которое позволяет выделять ее из общей широкой полосы,
используемой одновременно всеми физическими каналами.

490
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
f, Частота
Пользователи 1,2,3,.... N
I——— — : : : - -■■ ■■ ■■■■—t, В ремя
Рис. 8. Метод CDMA в координатах «время-частота»
Система связи, реализующая CDMA, является системой с рас-
ширенным спектром (английское spread spectrum) - спектр
информационного сообщения искусственно расширяется посредством
модуляции (кодирования) периодической псевдослучайной
последовательностью импульсов с достаточно малыми дискретами
(английский термин chip - буквально щепка, осколок, фрагмент),
частота следования которых для практических систем составляет
1,2288 МГц. Так что при скорости информационной
последовательности 9,6 кбит/с длительности одного бита соответствует 128
дискретов модулирующей псевдослучайной последовательности
(ПСП). Полоса сигнала с расширенным спектром при этом на
уровне 3 дБ составляет 1,23 МГц, причем при помощи цифрового
фильтра формируется спектр, близкий к прямоугольному.
Для модуляции сигнала используются три вида функций:
«короткая» и «длинная» ПСП и функции Уолша порядков от 0 до 63. Длина
короткой ПСП составляет 215 - 1 = 32 767 знаков, длинной ПСП -
242 - 1 = 4,4 • 1012 знаков. Длительность дискрета для всех трех
модулирующих функций одинакова (для функций Уолша имеется в
виду дискрет функций высшего порядка) и соответствует частоте
следования дискретов 1,2288 МГц.
В прямом канале [от базовой станции к подвижной (рис. 9)]
модуляция сигнала функциями Уолша (бинарная фазовая манипуляция)
используется для различения физических каналов данной базовой
станции; модуляция длинной ПСП (бинарная фазовая модуляция) - с
целью шифрования сообщений; модуляция короткой ПСП
(квадратурная фазовая манипуляция двумя ПСП одинакового периода) - для
расширения полосы и различения сигналов разных базовых станций.
Решение последней задачи обеспечивается тем, что все
базовые станции используют одну и ту же пару коротких ПСП, но со
сдвигом на 64 дискрета между разными станциями; при этом все

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
491
физические каналы одной базовой станции имеют одну и ту же
фазу последовательности.
В обратном канале [от подвижной станции к базовой, рис. 10)]
модуляция сигнала короткой ПСП (квадратурная фазовая манипуляция
двумя ПСП одинакового периода) используется для расширения
спектра, причем все подвижные станции используют одну и ту же
пару ПСП с одинаковым (нулевым) смещением. Модуляция сигнала
длинной ПСП (бинарная фазовая манипуляция) помимо шифрования
сообщений несет информацию о подвижной станции в виде ее
закодированного индивидуального номера и обеспечивает различение
сигналов от разных подвижных станций одной ячейки за счет
индивидуального для каждой станции сдвига последовательности.
Код физического Код базовой
Код ПС
1
канала
станции
1
Генератор
длинной
ПСП
Генератор
функции
Уолша Wj
Генератор
коротких
ПСП
1
1
1
Цифровой
сигнал с
расширенным
спектром
Исходный
цифровой _►
сигнал
Кодер
речи, кодер
канала
Шифрование,
регулировка
мощности
Модуляция
функций
Уолша
Расширение
спектра
Рис. 9. Упрощенная схема обработки сигналов в передающем тракте
базовой станции методом CDMA
Код подвижной станции
(физического канала)
Генератор
функций
Уолша Wq...W63
Исходный
цифровой.
сигнал
Кодер
речи, кодер
канала
Модуляция
функциями
Генератор
длинной
ПСП
I
Шифрование,
регулировка
мощности
Генератор
коротких
ПСП
Расширение
спектра
Цифровой
сигнал с
- расширенным
спектром
Рис. 10. Упрощенная структурная схема обработки сигналов в передающем
тракте подвижной станции методом CDMA
Метод CDMA обладает сравнительно высокой
помехоустойчивостью и хорошо работает в условиях многолучевого распространения.
Кроме того, он отличается высокой скрытностью, не использует
частотного планирования, допускает «мягкую передачу обслуживания»,
но все это требует обязательного использования достаточно сложных
технических решений: точной регулировки уровня сигналов, примене-

492
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
ния секторных антенн и обработки «речевой активности», точной
синхронизации базовых станций. Последнее может быть реализовано
при помощи спутниковой геодезической системы GPS (Global
Positioning System - Глобальная система определения местоположения), но
в результате такая система сотовой связи оказывается не автономной.
Метод CDMA в настоящее время рассматривается как метод
доступа для третьего поколения систем сотовой подвижной связи.
Основы транкинговых систем радиосвязи
Транкинговые системы радиосвязи (TCP) являются
развитием низовой полудуплексной радиосвязи и по ряд^ признаков могут
быть соотнесены с сотовыми системами связи. В отличие от
обычных систем с постоянно закрепленными частотными каналами в
TCP применяется динамическое распределение каналов.
Напомним, что термин «транкинг», принятый в сфере профессиональной
радиосвязи, означает метод свободного доступа большого числа
абонентов к ограниченному числу каналов. Поскольку в какой-либо
момент времени не все абоненты активны, то необходимое число
каналов значительно меньше общего числа абонентов. Примерная
зависимость числа абонентов TCP от числа радиоканалов
приведена в табл.3.
Таблица 3
Число
радиоканалов
6
11
21
25
Общее число
абонентов
320
790
1760
2160
В отличие от обычных систем радиосвязи TCP характеризуются
следующими признаками: экономное использование выделенного
диапазона частот; наличие одной или нескольких базовых
радиостанций и системы управления; возможность выхода в другие сети,
в частности в телефонную сеть общего пользования; увеличение
зоны обслуживания путем создания многозоновой сети; передача
данных и телеметрической информации; множество сервисных
возможностей.
Перечисленные выше признаки характерны и для сотовых
систем связи. Однако в отличие от последних ТРС в первую очередь
ориентированы на задачи, связанные с оперативным управлением.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
493
В сравнении с сотовыми системами к преимуществам TCP,
позволяющим отдать им предпочтение при организации оперативной
связи, следует отнести: гибкую систему вызовов - индивидуальный,
групповой, вещательный, приоритетный, аварийный и др.; гибкую
систему нумерации - от коротких двух- или трехзначных до полных
городских номеров; малое время установления соединения - менее
секунды против нескольких секунд в сотовых системах;
возможность работы в группе; наличие (в ряде систем) режима
непосредственной связи между двумя абонентскими радиостанциями без
участия базовой; экономичность - по стоимости оборудования и по
эксплуатационным расходам TCP в несколько раз экономичнее
сотовых систем.
Архитектура транкинговых сетей. Рассмотрим основные
элементы архитектуры TCP на примере типовой однозоновой ТРС с
частотным разделением каналов, рис. 11. Назначение элементов
схемы очевидно. Рассмотрим структуру основных составляющих
схемы.
Базовая радиостанция, рис. 12, содержит модули
приемопередатчиков (ретрансляторов), каждый из которых настроен на одну
пару частот - приема и передачи. Таким образом, в отличие от

494
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
обычной связи между двумя радиостанциями, где в полудуплексном
режиме достаточно одной частоты, в транкинговой системе
требуются две частоты (от одной мобильной радиостанции передача
ведется на частоте U на базовую станцию, а от базовой станции на
другую мобильную станцию на частоте f2), а для работы в
дуплексном режиме - четыре (передача от мобильной станции одного
направления ведется на частоте U на базовую станцию и на частоте
f2 от базовой станции на мобильную станцию, а в обратном
направлении соответственно на частотах f3 и f4. Каждый из
приемопередатчиков имеет четырехпроводное низкочастотное (звуковое)
окончание для сопряжения с коммутатором. Радиочастотные
входы/выходы приемопередатчиков нагружены на устройство
объединения/разделения каналов.
К антенно-фидерному тракту
i
Устройство объединения и
разделения каналов
пп | пп | пп | пп |
nit
К контроллеру Четырех проводные окончания
Рис. 12. Структурная схема базовой радиостанции
Коммутатор осуществляет соединение подвижных абонентов, а
также выполняет функции сопряжения с ТфОП.
Контроллер (устройство управления). Обеспечивает
взаимодействие всех узлов базовой станции. Осуществляет обработку
вызовов и управляет процессом установления соединений. Часто
контроллер и коммутатор объединяются в одном модуле.
Интерфейс с ТфОП предназначен для сопряжения с
телефонной сетью общего пользования. Обеспечивает электронный стык
с окончаниями АТС и согласование протоколов сигнализацией.
Многозоновая ТРС. Многозоновая транкинговая сеть создается
с целью увеличения зоны обслуживания. При этом территория
обслуживания разбивается на зоны, как правило, шестиугольной
формы (соты). На рис. 13 изображена структура трехзоновой сети.
Управление сетью осуществляет центральный узел, содержащий
центральный коммутатор-контроллер, терминал технического об-

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
495
служивания и управления, а также интерфейс с ТфОП.
Коммутаторы различных зон связаны между собой каналами управления
трафика. Для этой цели применяются как физические (выделенные)
линии, так и стандартные аналоговые или цифровые системы
передачи.
Необязательно, чтобы каждая зона имела свой собственный
коммутатор. Для зон с малым числом абонентов функции
коммутации могут быть возложены на центральный коммутатор, для чего
между ним и базовой радиостанцией организуется необходимое
число каналов. В этом случае оборудование строится по
модульному принципу. Могут отдельно существовать приемопередающее
оборудование, обычно называемое базовой станцией, и
коммутатор, в состав которого входит основной контроллер, наделенный
функциями управления всей системой.
Рис. 13. Структура многозоновой транкинговой сети
Непрерывно по специально выделенным каналам
осуществляется обмен сигналами между контроллерами других зон. Вся
информация о вызовах поступает в главный контроллер, который
управляет процессом соединения. Чем удаленней друг от друга
абоненты и чем в более разнородных сетях они расположены, тем
сложнее функции управления сетью и тем больше обмен управ-

496
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
ляющими сигналами, необходимыми для установления соединения,
его поддержки и его освобождения.
В многозоновых ТРС возникает необходимость отслеживания
местоположения радиоабонентов при перемещении из зоны в зону.
Процедура отслеживания местоположения абонентов называется
роумингом. Специфическая особенность ТРС состоит в
необходимости поддержания группового роуминга для обеспечения
возможности работы в группе.
В многозоновых ТРС возникает необходимость частотного
планирования для исключения взаимных помех между радиостанциями
соседних зон.
Многоуровневая транкинговая сеть. С целью более гибкого
управления трафиком и экономии ресурсов системы могут быть
реализованы не просто многозоновые, но также и многоуровневые
TCP. Последнее означает, что управление частью трафика
возлагается на контроллеров и коммутаторы подчиненного уровня. Это
разгружает ресурсы центрального коммутатора, уменьшает общее
число и протяженность речевых каналов, связывающих коммутаторы.
Основы построения систем беспроводного абонентского
радиодоступа
В последнее время в технической литературе появился термин
«последняя миля». Им обозначают участок сети связи от
телефонной станции до абонентских оконечных устройств. Другое
обозначение того же понятия - сеть абонентского доступа. Оба определения
берут свое начало от английских выражений («Last Mile» и «Access
Network»). Интерес к участку «последней мили» резко возрос
в развитых странах в конце прошлого века, когда, с одной стороны,
стало ясно, что одни лишь услуги аналоговой телефонии перестали
удовлетворять пользователей, а, с другой стороны, прошла
модернизация и цифровизация магистральных сетей и коммутационных
станций, позволившая удовлетворить потребность в новых услугах.
«Последняя миля» стала в тот момент «горлышком бутылки»,
сдерживающим стремительное развитие услуг связи.
Актуальность развития сетей беспроводного абонентского доступа
объясняется несколькими причинами. В частности тем, что
традиционная абонентская сеть с использованием медного или волоконно-
оптического кабеля представляет собой довольно громоздкое
хозяйство, требующее, как правило, длительного поэтапного внедрения

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
497
и значительных капитальных затрат, а невысокий процент
использования каждой абонентской пары не способствует привлечению
крупных инвестиций и быстрой окупаемости кабельных систем. Кроме
того, любое расширение сети требует больших инженерных работ на
кабельных трассах. В силу этого прокладка и организация проводных
линий связи становится весьма сложной проблемой, особенно
в старых городах, и требует повышенных капитальных вложений
в сельской местности. Следовательно, когда прокладка кабельных
линий связи нецелесообразна, а также для мобильного
развертывания сети доступа, эффективным может оказаться беспроводное
подключение абонентов (Wireless Local Loop).
Основная функция системы беспроводного абонентского
радиодоступа (СБАР) - предоставление конечному пользователю, т.е.
абоненту, стандартных услуг телефонной связи. Таким образом,
СБАР являются дуплексной системой телефонной связи.
Типовая архитектура СБАР представлена на рис. 14. Она
включает в себя следующие основные компоненты: контроллер базовых
станций, базовые станции (БС), абонентские терминалы и терминал
технического обслуживания и эксплуатации - компьютер со
специальным управляющим приложением. БС связаны с контроллером
проводными или беспроводными микроволновыми линиями связи
с пропускной способностью, обычно равной л х 2 Мбит/с.
Рассмотрим функции каждого компонента СБАР.
пхЕ1

РадиоБазовая
Абонентский
транслятор
станция
терминал
So
или
Ш I
Базовая

РадиоАбонентский
1Д
!
1 Р
станция
транслятор
терминал
j
5 2
Базовая
Абонентский
и
станция
терминал
VO
Терминал технического
обслуживания
1
Двухпроводные
аналоговые линии
Рис. 14. Типовая архитектура системы беспроводного абонентского
радиодоступа
Контроллер базовых станций. Данное устройство
предназначено для концентрации и в ряде случаев коммутации трафика
беспроводного радиодоступа, обработки вызовов и обеспечения связи
с коммутатором ТфОП, осуществляемой, как правило, по цифровым

498
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
каналам с высокой пропускной способностью или по
многочисленным аналоговым двухпроводным линиям, для чего контроллер
оснащают соответствующими интерфейсами. Кроме того, он
поддерживает функции управления системой, реализуемые на базе
терминала технического обслуживания и эксплуатации.
Абонентские терминалы. Данные устройства представляют
собой портативные беспроводные телефонные трубки,
обеспечивающие ограниченную подвижность связи; специальные настольные
телефонные аппараты с трансивером и антенной и стационарные
блоки на одну или несколько (две, четыре и более) телефонных
линий, к которым подключают обычные телефоны, факсы или
модемы.
Структурная схема подвижной станции аналогична ПС системы
сотовой связи (см. рис. 4). Аналогично и назначение всех элементов
схемы.
Базовая станция (БС). Ее компоненты СБАР осуществляют
радиосвязь со стационарными или ограниченно мобильными
абонентами в пределах своих зон обслуживания, величина которых
зависит от используемой в системе радиотехнологии, и
обеспечивают передачу вызовов контроллеру БС. БС состоит из антенно-
фидерного тракта, одно- или многоканальной приемопередающей
аппаратуры, локальной подсистемы управления, коммуникационных
интерфейсов и подсистемы питания.
Ориентация на обслуживание стационарных абонентов создает
определенную специфику развертывания и применения систем
беспроводного абонентского доступа, если сравнивать их с сотовыми
системами подвижной связи. Последние должны обеспечить
сплошное покрытие обслуживаемой территории, в то время как
базовые станции систем радиодоступа можно размещать лишь
вблизи мест расположения абонентов (точнее, зданий, где они живут
или работают). Наличие информации о количестве потенциальных
стационарных абонетов позволяет при установке системы
реализовать лишь минимально необходимую абонентскую емкость,
которая увеличивается по мере роста числа пользователей.
Благодаря этому можно оптимизировать конфигурации БС и системы
в целом, а также минимизировать затраты на начальном этапе
развития системы. Достоинством систем беспроводного абонентского
радиодоступа является и относительно слабое (опять же по
сравнению с системами подвижной связи) проявление эффекта
замирания сигнала из-за многолучевого распространения радиоволн.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
499
Многие элементы, входящие в состав базовой станции, по
функциональному назначению не отличаются от аналогичных
элементов подвижной станции сотовой связи, но в целом базовая
станция существенно больше и сложнее подвижной, что
соответствует ее месту в системе радиосвязи.
Структурная схема БС аналогична схеме БС сотовой связи (рис. 3)
и поэтому особого описания не требуется.
В системах радиодоступа широко используются самые
различные технологии организации множественного доступа, в
частности:
FDMA (Frequency Division Multiple Access) - множественный доступ
с частотным разделением, при этом выделенный для определенной
системы спектр делится на полосы частот, в которых осуществляется
передача канальной информации от разных абонентов;
TDMA (Time Division Multiple Access) - множественный доступ
с временным разделением, при этом выделенная полоса частот
предоставляется для передачи канальной информации на
определенный короткий промежуток времени, в следующий промежуток
времени осуществляется передача информации от другого абонента;
CDMA (Code Division Multiple Access) - множественный доступ
с кодовым разделением, сообщения от абонентов шифруются
и передаются одновременно, этот способ имеет определенные
достоинства (например, скрытность информации), но при этом для
передачи требуется довольно широкая полоса частот, что может
быть недостатком при ограниченности частотного ресурса.
Технология СТ-2 использует метод FDMA, совмещенный с
временным дуплексным разделением режимов передачи и приема TDD
(Time Division Duplex - дуплексный канал с временным
разделением), при котором в одном временном интервале осуществляется
передача сообщения от абонента, а в следующий момент - прием
сообщения от базовой станции. Таким образом, используется
только одна несущая частота для передачи и приема.
Рассмотрим построение системы абонентского радиодоступа на
примере системы TANGARA Wireless (TW) (рис. 15), представляющей
собой цифровую радиосистему для абонентского доступа,
построенную по методу FDMA/TDD и работающую в диапазоне частот
864...868 МГц. Структурная схема TW представлена на рис. 15.
Контроллер базовых станций (КБС), управляющий базовыми
станциями (БС) и абонентскими терминалами (АТ), устанавливается
обычно в помещениях АТС и подключается к ТфОП через различ-

500
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
ные типы интерфейсов - по двухпроводным аналоговым линиям
или по трактам потоков 2 Мбит/с (поток Е1). КБС обеспечивает
возможности централизованного сетевого управления. Один
контроллер обслуживает до 512 абонентов при подключении к АТС по
двухпроводному аналоговому интерфейсу или до 960 абонентов
при подключении по цифровым трактам Е1. Для увеличения общей
емкости системы радиодоступа несколько контроллеров могут
объединяться общей системой управления. К КБС могут быть
подключены до 30 шестиканальных базовых радиостанций, до 96 двух-
канальных, 48 четырехканальных или их любые комбинации.
Рис. 15. Структура системы TANGARA Wireless
Базовая станция (БС) обладает модульной структурой и
поддерживает от 2 до 6 радиоканалов. В зависимости от нагрузки в
сети и допустимой вероятности отказов каждая БС обслуживает от
6 (выделенные каналы постоянного соединения) до 80 абонентов.
Рекомендуемое число - 40 абонентов на одну БС. С целью
увеличения числа обслуживаемых абонентов и увеличения зоны
радиопокрытия несколько БС могут объединяться и создавать
многосекторную ВС. Соединение между КБС и БС осуществляется по
медным парам (по трем парам с диаметром жилы 0,9 мм на
расстояния до 11 км) без применения дополнительного каналообра-
зующего или линейного оборудования. При необходимости

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
501
соединение может быть осуществлено через радиорелейные линии,
спутниковые системы или цифровые транспортные сети.
Абонентский терминал (АТ) представляет собой блок малых
размеров, спроектированный специально для легкого настенного
монтажа в помещениях абонента или в общественных телефонах-
автоматах. К нему может присоединяться компактная направленная
или штыревая антенна. В зависимости от типов антенн и
усилителей допустимое удаление АТ от БС составляет 5...12 км в условиях
прямой видимости.
Интерфейс АТ с телефонным аппаратом аналогичен интерфейсу
телефонной станции. К АТ могут подключаться телефонные
аппараты любых конструкций, автоответчики, факсимильные аппараты,
модемы и т. д.
Мобильные абоненты могут работать в пределах одной БС,
а также после перерегистрации в зоне действия других базовых
станций того же контроллера базовой станции.
Управление. Система централизованного сетевого управления
обеспечивает контроль всего вышеперечисленного оборудования.
Она допускает дистанционное конфигурирование всей сети с
центрального пункта, мониторинг ошибок в каналах связи, загрузку
программного обеспечения.
В зависимости от плотности распределения абонентов в системе
TW предусмотрены различные конфигурации: для районов с
высокой плотностью (в пригородах и городах) и низкой (в сельской
местности) плотностью абонентов.
Система TW позволяет рентабельно прорабатывать несколько
сценариев. Особенно хорошо система подходит для жилых районов
со средней плотностью проживания в пригородных или сельских
районах. При определенных условиях технология позволяет
обеспечить рентабельность телефонизации и малонаселенных
областей сельской местности. Основная часть себестоимости ложится на
абонентские терминалы (35...55 %), которые могут закупаться не
сразу, а по мере необходимости. Затраты на установку и
организацию связи между БС и КБС (передача) невелики по сравнению
с другими системами абонентского радиодоступа. Себестоимость
«базового» оборудования сети радиодоступа, составляющая так
называемые начальные затраты, оценивается в 15...35 % в
зависимости от числа абонентов. Затраты на установку оборудования
составляют 7...20 % и определяются топологией телефонных сетей.
Затраты на проектные работы - 8... 15 %.

502
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Технико-экономические аспекты системы беспроводного
абонентского радиодоступа
При использовании СБАР нет необходимости в прокладке
дорогостоящих кабелей и в больших объемах инженерно-строительных
работ - системы вводятся в считанные месяцы. Гибкая технология
СБАР позволяет обеспечивать потребности в услугах связи в самых
разных условиях - от густонаселенных районов городов с
исторически ценной застройкой, быстро растущих пригородов и дачных
поселков, районов с коттеджной застройкой, малых городов до
малонаселенной сельской местности без развитой инфраструктуры
электросвязи.
Стоимость СБАР; использующей радиоканалы на абонентских
линиях, не зависит от длины линии, типа и состояния грунта, наличия
водных поверхностей и заболоченных участков в пределах зоны
обслуживания. Абонентский радиодоступ может быть эффективен в
районах со сложным географическим рельефом, в гористой
местности, в районах с сильно изрезанной береговой линией, изобилующих
заливами, островами и полуостровами. С помощью радиоканалов
можно телефонизировать морские суда каботажного плавания.
Беспроводный абонентский шлейф позволяет чутко реагировать
на колебания спроса на услуги связи и изменение сетевого трафика
благодаря возможности модульного наращивания оборудования
и его перераспределения. Путем увеличения мощности
передающего оборудования и управляющего процессора СБАР, сравнительно
легко преобразуется в сеть подвижной связи, как с малой, так и с
большой степенью подвижности абонентов, в то время как
оператору проводной сети необходимо создавать сеть связи заново.
По сравнению с обычной кабельной сетью беспроводная
телефонная система имеет следующие преимущества:
более высокие темпы ввода в эксплуатацию и меньшая
трудоемкость работ;
в 1,5...2 раза меньшие капитальные затраты и малый срок их
окупаемости (3...4 года);
простота и гибкость при расширении сети, достаточно несложная
трансформация в сеть мобильной связи;
число отказов СБАР составляет не более 6...10 % от числа
отказов кабельной телефонной сети;
в несколько раз более низкая стоимость десятилетнего
жизненного цикла.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
503
Применение в системах беспроводной телефонной связи
специальных способов организации радиодоступа, цифровой технологии
и соответствующих методов кодирования позволяет обеспечить
высокую пропускную способность и перекрытие зон обслуживания,
повысить качество работы каналов связи, эффективность
использования радиочастотного спектра.
Опыт эксплуатации СБАР одной из фирм показал, что на пятый
год эксплуатации доход от инвестиций в беспроводную CDMA-
технологию в расчете на одного абонента в 5 раз больше, чем от
кабельной сети при том же уровне инвестиций. Кроме того, расчеты
показали, что на обслуживание абонентской сети большого города
(например, 5...6 млн абонентов) при проводной технологии в течение
10 лет потребуется 1,2 млрд долл., в то время как при использовании
CDMA-технологии эти затраты могут быть снижены до 667 млн долл.
К позитивным моментам следует отнести и тот факт, что при
развертывании СБАР нет необходимости в закладке избыточного
количества оборудования на начальном этапе организации сети, как
это делается при строительстве проводных сетей (при прокладке
кабеля его емкость, как правило, превышает первоначально
планируемую на 20...40 %). Любые ошибки в расчетах пучков каналов
и резкие изменения спроса могут быть легко скорректированы
благодаря модульной структуре основного оборудования
Как показывает опыт, в целом внедрение СБАР требует меньших
капитальных затрат, чем прокладка проводных линий (рис. 16).
Затраты на 1 абонента, долл.
2500
2000
1500
1000
500
123456789 10
Годы
Рис. 16. Распределение капитальных затрат для разных систем
абонентского доступа по годам
ювод
наяс
еть
СЕ
>АР

504
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей
Большая часть капитальных затрат местной проводной сети
приходится на сетевое и коммутационное оборудование.
В СБАР стоимость абонентских комплектов составляет примерно
половину общих затрат на систему. В результате растущие со
временем потребности в радиотелефонах позволяют снижать в
расчете на одного абонента капитальные затраты на создание
СБАР.
Стоимость местной сети, построенной на основе медного
кабеля, изменяется в довольно широких пределах и зависит от
абонентской плотности и расстояния до местной АТС (рис. 17). Из графика
видно, что на расстоянии от 0,5 до 4 км более выгодна кабельная
разводка, а на больших расстояниях эффективнее беспроводный
доступ.
Привлекательность беспроводных сетей подтверждается также
значительной экономией средств, предназначенных для их
обслуживания и ремонта.
Затраты на
1 абонента S
Медный /
0,5...4 км
кабель /
Медный кабель более эффективен
/ Радиодоступ более эффективен
____
Расстояние
Рис. 17. Зависимость затрат на одного абонента от расстояния
при разных системах доступа
Наряду с простотой технического обслуживания СБАР обладают
более высокой по сравнению с кабельными сетями, надежностью, а,
следовательно, и меньшим количеством неисправностей. По данным
МСЭ, за год на индийских сетях было зарегистрировано 218
неисправностей на 100 абонентских линий, т.е. два отказа на одного
абонента в год. В экспериментальной системе CDMA,
эксплуатируемой в тех же условиях, было отмечено 13,4 неисправности на 100
линий абонентского радиодоступа в год, т.е. всего 6 % от общего
количества неисправностей в проводной системе.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
505
Такая высокая надежность объясняется, в частности, тем, что
оборудование СБАР больше, чем линейные сооружения, защищено
от воздействия окружающей среды и вмешательства человека. По
этой же причине более просто и быстро устраняются повреждения.
Вопросы для самоконтроля
1. Дайте определение мобильной (подвижной) радиосвязи, ее
назначение, достоинства, недостатки и область применения.
2. Классификация систем подвижной радиосвязи.
3. Что такое сотовая связь? Ее назначение и состав сетей сотовой
радиосвязи (ССР). Основные функции ССР.
4. Назначение и состав базовой станции ССР.
5. Назначение и состав подвижной станции ССР.
6. Назначение и состав центра коммутации подвижной станции ССР.
7. Множественный доступ, назначение и классификация систем
множественного доступа.
8. Транкинговые системы радиосвязи. Состав однозоновой транкин-
говой радиосети.
9. Назначение систем беспроводного абонентского радиодоступа
(СБАР). Классификация технологий СБАР.
10. Архитектура СБАР. Назначение элементов.

506
Список литературы
Список литературы,
использованной при подготовке учебника
1. Гитлиц M.B., Лев А.Ю. Теоретические основы многоканальной связи: Учеб.
пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1985. - 248 с.
2. Дурнев В.Г., Зеневич А.Ф., Круг Б.И. и др. Электросвязь: Введение
в специальность. - М.: Радио и связь, 1988. - 240 с.
3. Цифровые и аналоговые системы передачи. Учеб. для вузов / В.И.
Иванов, B.H. Гордиенко, Г.Н. Попов и др.- М.: Радио и связь, 1995.
4. Многоканальные системы передачи: Учеб. для вузов / Н.Н. Баева,
B.H. Гордиенко, СА Курицын и др.; под ред. Н.Н. Баевой и В.Н. Гордиенко. - M.:
Радио и связь, 1997.
5. Телекоммуникационные системы и сети. Учеб. пособие Т. 1 / Б.И. Крук,
В.Н. Попантонопуло, В. П. Шувалов - Изд. 2-е, испр. и доп. - Новосибирск: Сиб.
Предприятие «Наука» РАН, 1998.
6. Телекоммуникационные системы и сети. Т. 2: Учеб. Пособие /Г.П. Кату-
нин, Г.В. Мамчев, В.Н. Попантонопуло, В.П. Шувалов - Новосибирск: ЦЭРИС,
2000. - 624 с.
7. Слепов Н.Н. Синхронные цифровые сети. - M.: Эко-Трендз. 1997.
8. Оптические системы передачи: Учеб. для вузов / Б.В. Скворцов,
В.И. Иванов, В.В. Крухмалев и др.; Под ред. В.И. Иванова. - М.: Радио и связь.
1994-224 с.
9. Системы радиосвязи / Под ред. Н.И. Калашникова. - М.: Радио и связь,
1988.-352 с.
10. Радиорелейные и спутниковые системы передачи / Под ред. А.С. Неми-
ровского. - М.: Радио и связь, 1986. - 392 с.
11. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радисвязи. - МЦНТИ, 1996.
- 242 с.
12. Ли У. Техника подвижных систем связи. Пер. с англ. - М. Радио и связь, 1985.
- 392 с.
13. Сподобаев Ю.М., Кубанов В.П. Основы электромагнитной экологии. - М.:
Радио и связь, 2000. - 240 с.
14. Лихтциндер Б.Я., Кузякин М.А., Росляков A.B., Фомичев СМ.
Интеллектуальные сети связи. - М.: Эко-трендз, 2000.
15. Росляков A.B. Цифровая сеть с интеграцией служб ISDN: Учебное пособие.
- Самара, ПГАТИ, 1999. - 120 с.

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей 507
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие 3
Введение 5
Лекция 1. Основные понятия и определения 5
Основные понятия и определения. Классификация
систем электросвязи 5
Логарифмические единицы измерений 8
Вопросы и задачи для самоконтроля 14
Часть 1. Первичные сигналы электросвязи и каналы передачи 15
Лекция 2. Первичные сигналы электросвязи 15
Первичные сигналы электросвязи и их физические характеристики 15
Телефонные - речевые сигналы 18
Сигналы звукового вещания 21
Факсимильные сигналы 22
Телевизионные сигналы 25
Сигналы передачи данных и телеграфии 29
Вопросы и задачи для самоконтроля 33
Лекция 3. Каналы передачи 34
Каналы передачи, их классификация и основные характеристики 34
Канал как четырехполюсник 36
Типовые каналы передачи 44
Вопросы и задачи для самоконтроля 54
Лекция 4. Двусторонние каналы 56
Построение двусторонних каналов 56
Развязывающие устройства, требования к ним и классификация 62
Анализ резисторной дифференциальной системы 64
Лекция 5. Трансформаторная дифференциальная система 69
Анализ трансформаторной дифференциальной системы 69
Определение условий непропускания ТДС от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 .. 70
Определение входных сопротивлений ТДС 71
Определение затуханий уравновешенной ТДС в направлениях
передачи 73
Анализ неуравновешенной трансформаторной системы 76
Сравнение трансформаторной и резисторной дифференциальной
системы 78
Лекция 6. Двусторонний канал 80
Устойчивость двусторонних каналов 80
Устойчивость телефонного канала 83
Искажения от обратной связи 85
Явление электрического эха 88
Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 4-6 91

508 Содержание
Часть 2. Принципы построения многоканальных систем передачи 93
Лекция 7. Общие принципы построения многоканальных систем
передачи 93
Технико-экономическое обоснование применения многоканальных
систем передачи 93
Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи 97
Методы разделения канальных сигналов 100
Взаимные помехи между каналами 110
Вопросы и задачи для самоконтроля 112
Часть 3. Основы построения систем передачи с частотным разделением
каналов 113
Лекция 8. Принципы формирования канальных сигналов
в системе передачи с частотным разделением каналов 113
Структурная схема системы передачи с частотным разделением
каналов 113
Формирование канальных сигналов 117
Способы передачи амплитудно-модулированных сигналов 122
Квадратурные искажения при передаче амплитудно-модулированных
сигналов 135
Лекция 9. Методы формирования одной боковой полосы.
Искажения в каналах и трактах СП с ЧРК 139
Фильтровой метод формирования ОБП 139
Многократное преобразование частоты 141
Фазоразностный метод формирования ОБП 151
Искажения в каналах и трактах систем передачи с частотным
разделением каналов 156
Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 8 и 9 164
Часть 4. Построения систем передачи с временным разделением
каналов 166
Лекция 10. Принципы построения и особенности работы систем
передачи с временным разделением каналов 166
Структурная схема системы передачи с временным разделением
каналов 166
Формирование канальных сигналов в системах передачи с временным
разделением каналов 168
Выбор вида импульсной модуляции для построения систем передачи с
временным разделением каналов 182
Переходные влияния между каналами систем передачи с временным
разделением каналов 189
Обобщенная структурная схема системы передачи с временным
разделением каналов на основе фазоимпульсной модуляции 195
Вопросы, задачи и упражнения для самоконтроля 197
Часть 5. Построение цифровых систем передачи 199
Лекция 11. Общие принципы формирования и передачи сигналов
в цифровых системах передачи 199
Постановка задачи 199

Основы построения телекоммуникационных систем и сетей 509
Квантование сигналов по уровню 201
Оценка шумов квантования 202
Кодирование квантованных сигналов 218
Обобщенная структурная схема цифровой системы передачи 222
Виды синхронизации в цифровых системах передачи 226
Принципы регенерации цифровых сигналов 230
Линейное кодирование в ЦСП 234
Лекция 12. Разностные методы кодирования. Иерархия
цифровых систем передачи 238
Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция 238
Дельта-модуляция 246
Иерархия цифровых систем передачи на основе импульсно-кодовой
модуляции 252
Объединение цифровых потоков в плезиохронной цифровой иерархии... 255
Объединение цифровых потоков в синхронной цифровой иерархии 257
Вопросы и задания для самоконтроля к лекциям 11 и 12 261
Часть 6. Основы построения волоконно-оптических систем передачи 264
Лекция 13 Общие принципы построения волоконно-оптических
систем передачи 264
Введение. Краткий исторический очерк 264
Обобщенная структурная схема волоконно-оптической системы
передачи 269
Классификация волоконно-оптических систем передачи. Способы
организации двусторонней связи на основе волоконно-оптических
систем передачи. Способы уплотнения оптических кабелей 272
Лекция 14 Основные узлы оптических систем передачи.
Оптический линейный тракт 281
Оптические передатчики 281
Требования к источником оптического излучения: их параметры и
характеристики 282
Оптические приемники 285
Модуляторы оптической несущей 298
Обобщенная структурная схема оптического линейного тракта 309
Оптические усилители 314
Вопросы и задания для самоконтроля к лекциям 13 и 14 318
Часть 7. Основы построения систем радиосвязи 320
Лекция 15. Общие принципы и особенности построения систем
радиосвязи 320
Основные понятия и определения. Классификация диапазонов
радиочастот и радиоволн. Структура радиосистем передачи 320
Общие принципы организации радиосвязи. Классификация
радиосистем передачи 324
Особенности распространения радиоволн метрового - миллиметрового
диапазонов 324
Антенно-фидерные устройства 337
Вопросы и задания для самоконтроля 348

510
Содержание
Лекция 16. Построение радиорелейных и спутниковых линий
передачи 349
Основные понятия и определения. Классификация радиорелейных
линий передачи. Принципы многоствольной передачи 349
Виды модуляции, применяемые в радиорелейных и спутниковых
системах передачи 356
Вопросы для самоконтроля 366
Лекция 17. Особенности построения оборудования
радиорелейных и спутниковых систем связи 368
Принципы построения оборудования радиорелейных линий передачи
прямой видимости 368
Особенности построения тропосферных радиорелейных линий 376
Передача сигналов телевизионного вещания по радиорелейным
линиям 385
Спутниковые системы передачи 387
Принципы построения систем спутникового телевещания - СТВ 400
Вопросы для самоконтроля 405
Часть 8. Основы построения телекоммуникационных сетей 406
Лекция 18. Общие принципы построения телекоммуникационных
сетей 406
Основные понятия и определения 406
Назначение и состав сетей электросвязи 407
Методы коммутации в сетях электросвязи 409
Структура сетей электросвязи 415
Принципы построения взаимоувязанной сети связи Российской
Федерации 419
Многоуровневый подход. Протоколы, интерфейс, стек протоколов 426
Элементы теории телетрафика 430
Вопросы для самоконтроля 436
Лекция 19. Особенности построения вторичных
телекоммуникационных сетей 438
Состав и назначение сетей телефонной связи 438
Состав и назначение телеграфных сетей 442
Сети передачи данных 448
Информационно-вычислительные сети. Сети ЭВМ 458
Телематические службы 461
Цифровые сети интегрального обслуживания 464
Вопросы для самоконтроля 472
Лекция 20. Принципы построения сетей и систем радиосвязи 474
Основные понятия и определения 474
Основы построения систем сотовой связи 479
Основы транкинговых систем радиосвязи 492
Основы построения систем беспроводного абонентского радиодоступа .. 496
Технико-экономические аспекты беспроводного абонентского
радиодоступа 502
Вопросы для самоконтроля 505
Литература, использованная при подготовке учебника 506

Адрес издательства в Интернет www.techbook.ru
e-mail: radios_hl @ mtu-net. ru
Учебное издание
Крухмалев Владимир Васильевич,
Гордиенко Владимир Николаевич,
Моченов Анатолий Дмитриевич,
Иванов Вячеслав Ильич,
Бурдин Владимир Александрович,
Крыжановский Анатолий Владиславович,
Марыкова Любовь Анатольевна
ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ
СИСТЕМ И СЕТЕЙ
Учебник
Компьютерная верстка И. Н. Алексеевой, А. Н. Гуржия
Корректор О. В. Сергеева
Обложка художника В. Г. Ситникова
ЛР №071825 от 16.03.99 г.
Подписано в печать 15.03.04. Формат 60X90/16.
Бумага офсетная №1. Гарнитура Arial. Печать офсетная.
Усл.-печ. л. 31,75. Уч.-изд. л. 31,25. Тираж 3000 экз. Изд. № 202.
Отпечатано с готовых диапозитивов в ООО ПФ «Полиграфист»,
160001, г. Вологда, ул. Челюскинцев, 3.