/
Автор: Гордиенко В.Н. Тверецкий М.С. Баева Н.Н. Курицын С.А. Персиянов А.Ю.
Теги: электротехника электрическая связь электроника связь издательство радио и связь электропередачи
ISBN: 5-256-01292-4
Год: 1997
Текст
УДК 621.3.052
ББК 32.88
М 73
Авторы: Н.Н. Баева, В.Н. Гордиенко. С.А. Курицын, А.Ю. Персиянов,
М.С. Твсрецкий, Г.Л. Хазанов, М.К. Цыбулин
Рецензенты: В.И. Иванов, В.В. Крухмалев
ПРЕДИСЛОВИЕ
Учебное издание 3
Баева Наталья Николаевна, Гордиенко Владимир 11иколасвич. Куриц
сандрович, Персиянов Александр Юрьевич, Твсрецкий Михаил Сераф:
Григорий Львович, Цыбулин Михаил Кронидович
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Учебник
Редакторы Е.В. Комарова, В.Н. Вяльцев
Художественный и технический редактор С.Ф. Романова
Корректор Т.В. Дземидович
ИБ №27<№
ЛР№0101б4 от 29.01.97
Сдано в набор 17 04.97. Подписано в печать 31.07.97. Формат 60x88/16. Бумага тип.
№ 2. Гарнитура Таймс. Печать офсетная. Усл.неч.л. 34,3. Уч.-изд.л. 34,30.
Усл.-кр. огг. 34,79 Тираж 2 000 экз. Изд. № 23812. Зак. № 1771. С-017
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
АООТ “Политех-4". 129110, Москва, Б. Переяславская, д. 46
ISBN 5-256-01292-4
м 73 н-НМБаеТаК,ВННЛ ГордиТСТСМЫ пе₽едачи: Учсбни I
Гордиенка— М КуриЦын и др.;КПолЯпр^3нВст Настоящий учебник написан в соответствии с программой по
ISBN5-256-01292-4. М- • Радиои сВЯЗь. 1 997,_25§оС Ил Р-‘ ’’Многоканальные системы передачи”, который является
еистеГпе^Х^^-'^е принципы _.. 'Визирующим для студентов, обучающихся по специальности
,,альных сигналов *^лагаютея вопрось*,ь<Ъо^1рос,,Ня а,,алоговых и ниАг^ч НООО ’’Многоканальные телекоммуникационные системы”,
систем ..e^^^^Hocn^Xx^X^S и "epeXXfeioMe того, учебник может быть полезен студентам специаль-
нее р “Ия и 3Kc^yaXTXTySr *^^й 200900 ’’Сети связи и системы коммуникации” и 071700
-ьные Телек^:ц^ по специя.. '"J ^^ИКа и техника оптической связи”.
чионные системы”. пе«иальностяМ “Многока- При написании учебника авторы учитывали, что этому курсу
ipeniuec гвует изучение ряда общетехнических и специальных
ббк32.88 дисциплин. в которых излагались вопросы теории линейных и
«линейных электрических цепей, теории электрической связи,
)лекгронных приборов, импульсной и вычислительной техники
и др
Учебник охватывает широкий круг вопросов, относящихся к
^*РИ'>имовичГхЙА'1ек' системам передачи с частотным и временным разделением кана-
азаиов 10в р первую очередь это вопросы построения аналоговых и
цифровых систем, методов формирования и передачи многока-
нальных сигналов, реализации основных функциональных узлов
аппаратуры систем передачи, проектирования и эксплуатации
оборудования и линий передачи.
В авторский коллектив учебника вошли преподаватели Мос-
ковского технического университета связи и информатики
1МТУСИ), Санкт-Петербургского государственного университета
телекоммуникаций (С.-П.ГУТ) и Сибирской государственной
академии телекоммуникаций и информатики (СибГАТИ). Введе-
ние, § 1.1, 1.2, 6.1 написаны М. К . Цыбулиным; § 1.5, гл. 2 и 5,
§6.3, 6.4 — Н. Н. Баевой; гл. 3 и 4, § 13.1 и 13.2— Г. Л. Хазано-
вым; § 1.4 и гл. 7 - 10 - С. А. Курицыным и А. Ю. Персияно-
вым; §1.3, 6.2, 6.4, гл. 11 и 12 - М. С. Тверецким; §7.5, 13.3,
13.4 и гл. 14 - В. Н. Гордиенко.
Авторы выражают признательность проф. В. И. Иванову и
В. В. Крухмалеву за рецензирование рукописи и ценные замеча-
ния, способствовавшие улучшению содержания учебника.
© Баева Н.Н, Гордиенко В.Н.,
Курицын С А. и др., 997
3
ВВЕДЕНИЕ
В соответствии с изменениями условий жизни, развитием
культуры и техники средства общения между людьми (средства
связи) непрерывно совершенствуются. В настоящий момент
средства связи стали неотъемлемой частью производственного
процесса и нашего быта. Современные системы связи должны не
только гарантировать быструю обработку и высокую надежность
передачи информации, но и обеспечивать выполнение этих
функций наиболее экономическим способом.
Любая информация передается по каналам связи, в состав ко-
торых входят: передатчик, линия связи и приемник. Линией связи
называется среда распространения электромагнитных волн, ис-
пользуемая для передачи сигналов от передатчика к приемнику.
Такой средой могут быть воздушная, кабельная, радиорелейная
линии связи, волноводы, световоды и т. д. Совокупность источ-
ника сообщений, передатчика, линии связи, приемника и полу-
чателя сообщений образует систему связи. Из всех элементов
системы наибольший процент стоимости приходится на линии
связи. Поэтому встает проблема разработки таких систем и мето-
дов, которые позволяют одновременно передавать по одной фи-
зической цепи (например, паре кабеля) большое число независи-
мых сообщений, т.е. использовать линию многократно. Такие
системы передачи называются многоканальными телекоммуника-
ционными. Связь, осуществляемую с помощью этим систем, при-
нято называть многоканальной.
Основными задачами, которые решаются при создании
многоканальной связи, являются увеличение дальности связи и
числа каналов и обеспечение высокого качества передачи инфор-
мации.
В истории развития средств связи можно выделить несколько
этапов.
Первый этап характеризуется появлением электрической
связи — созданием первого электромагнитного телеграфа, изобре-
тенного в начале 30-х годов XIX века русским ученым П. Л.
Шиллингом. Задача увеличения дальности связи была успешно
решена русским академиком Б. С. Якоби, предложившим в 1858 г.
телеграфную трансляцию. В том же году было положено начало
4
повышению эффективности использования линейных сооруже-
ний: русский инженер 3. Я. Слонимский изобрел дуплексное те-
леграфирование.
Первый вклад в технику многоканальной связи был сделан
Г. И. Морозовым в 1869 г., предложившим способ одновремен-
ного телеграфирования по обшей цепи с помощью токов различ-
ных частот.
Началом развития телефонной связи считается 1876 г., когда
американец А. Белл предложил применять для передачи речи на
расстояние электромагнитный прибор, названный телефоном. В
1878 г. была разработана схема телефонного аппарата с угольным
микрофоном. Тогда же Т. Эдисон предложил использовать в
передающей части схемы трансформатор, что обеспечивало дву-
стороннюю передачу и большую дальность.
В 1880 г. Г. Г. Игнатьев создал схему одновременной переда-
чи сигналов телеграфирования и телефонирования, основанную
на частотном разделении каналов с помощью простейших элект-
рических фильтров. В это же время Пиккар и Кайло предложили
схемы для одновременной передачи телеграфных и телефонных
сигналов на основе пространственного разделения каналов
(принцип уравновешенного моста). Таким образом были созданы
предпосылки для построения многоканальных систем передачи
(МСП).
Второй этап развития многоканальной связи фактически на-
чинается с разработки дуплексных усилителей. В 1915 г. инже-
нер, капитан русской армии В. И. Коваленков продемонстриро-
вал макет ламповых телефонных трансляторов на Всероссийском
съезде инженеров-электриков. Предложенная им идея усилителя
двустороннего действия с дифференциальной системой до насто-
ящего времени остается основой построения дуплексных усили-
телей каналов тональной частоты. Первый телефонный трансля-
тор системы Коваленкова был установлен в Бологом в 1922 г. и
обеспечил уверенную связь Петрограда с Москвой. Впоследствии
были организованы телефонные магистрали большой протяжен-
ности (Москва - Тбилиси, Москва - Магнитогорск и др.), т. е.
на втором этапе теоретически была решена проблема увеличения
дальности связи.
Третий этап фактйчески решал проблему многоканальное™.
В конце 20-х годов был практически реализован полосовой
фильтр, с помощью которого осуществлялось выделение одной
боковой полосы частот при формировании амплитудно-модули-
рованного сигнала. Это позволило уже к 1930 г. разработать и
выпустить первую отечественную трехканальную систему переда-
чи. В 1940 г. была сдана в опытную эксплуатацию первая в
СССР 12-канальная система передачи по воздушным линиям из
5
цветных металлов. В эти же годы началась разработка кабельных
линий связи, были созданы симметричные и коаксиальные кабе-
ли пригодные для использования в широком диапазоне частот.
Особенно интенсивно техника многоканальной связи стала
развиваться в послевоенные годы. Было налажено производство
симметричного кабеля, разработана аппаратура К-12, а затем 24-
и 60-канальные системы К-24-2 и К-60. В последующие годы
появились системы К-120, К-300, К-1920, К-3600, К-2700,
К-5400 и К-10800, предназначенные для передачи информации
по коаксиальным кабелям. Все более широкое применение стали
получать радиорелейные линии большой емкости. Наряду с ана-
логовыми системами передачи (АСП) стали бурно развиваться
цифровые системы передачи (ЦСП), за которыми открывается
более широкая перспектива использования. В России отечест-
венные ЦСП (ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920 и др.)
постепенно вытесняют аналоговые.
Наиболее перспективными признаются волоконно-оптичес-
кие системы передачи (ВОСП). По сравнению с системами, ра-
ботающими по электрическому кабелю, ВОСП обладают рядом
преимуществ, основными из которых являются: широкая полоса
пропускания, позволяющая организовывать требуемое число ка-
налов по одному волоконно-оптическому тракту; возможность
предоставления абоненту наряду с телефонной связью других
видов услуг (телевидение, телефакс, широкополосное радиовеща-
ние, различные телематические и справочные службы, реклама,
местная связь и др.); высокая защищенность от электромагнит-
ных помех; малое километрическое затухание и, следовательно,
возможность увеличения длины регенерационного участка; зна-
чительная экономия цветных металлов и потенциально низкая
стоимость оптического кабеля. В настоящее время на городских
телефонных сетях активно внедряются ВОСП И КМ-120-4/5,
ИКМ-480-5, на магистральных и зоновых - ”Сопка-2”, ”Сопка-3”,
”Сопка-4”, ”Сопка-5” и др.
На базе нового отечественного и зарубежного оборудования
в перспективе (к 2010 г.) должна быть построена Телекоммуни-
кационная сеть России (TCP) общего пользования, в которую
войдут сети Министерства связи и других ведомств, а также част-
ные сети. Телекоммуникационная сеть России будет оснащена
цифровыми автоматическими коммуникационными станциями,
цифровыми и оптическими системами передачи, волоконно-оп-
тическими кабелями связи, спутниковыми и радиорелейными
системами связи. На сети будет действовать 58 — 85 млн терми-
налов (аналоговых, цифровых и многофункциональных телефон-
ных аппаратов). Телефонная плотность достигнет уровня 35-51
терминалов на 100 жителей, т. е. достигнет современного уровня
6
крупных промышленно развитых стран. Поскольку TCP будет
развиваться в течение 15 лет, предусмотрено оснащение ее новы-
ми техническими средствами связи.
Телекоммуникационная связь России как информационная
транспортная среда позволит создать:
интеллектуальную сеть России (ИСР), которая предоставит
абонентам расширенный набор услуг в заданное время в задан-
ном месте, в том числе службы с оплатой вызываемым абонен-
том (служба ”800” и аналогичные ей). Эта сеть будет наиболее
массовой и предоставит услуги всем абонентам TCP;
Российскую сеть передачи данных (РСПД), которая позволит
производственным, банковским и коммерческим структурам
вести обмен данными как с отечественными, так и с зарубежны-
ми организациями;
цифровую сеть связи с интеграцией служб (ЦСИС), предо-
ставляющую комплексные услуги ограниченному кругу абонен-
тов (2...6 % от числа абонентов TCP). Абонент сможет одновре-
менно использовать такие терминалы, как многофункциональ-
ный телефон, факсимильный аппарат, телекс, видеотекс и др.;
сотовые мобильные и персональные сети связи (СМ ПС), ко-
торые предоставляют услуги связи абоненту, находящемуся в
движении (в автомобиле, поезде, самолете). Портативные терми-
налы массой 300...500 г позволят абоненту получать услуги связи
в любом месте. Число таких абонентов достигнет уровня I % к
2000 г. и 10...20 % к 2010 г. от числа абонентов TCP;
широкополосные цифровые сети с интеграцией услуг (Ш-
ЦСИС) со скоростью обмена информацией свыше 140 Мбит/с.
Создание TCP потребует от научно-исследовательских и про-
ектных организаций связи проработки комплекса системных и
сетевых вопросов, а от промышленных НИИ, НПО и ПО — раз-
работки базовых технических средств систем и сетей связи, кото-
рые должны быть конкурентоспособными с зарубежными образ-
цами.
7
ГЛАВА 1. ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ
МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
1.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Связь - это процесс передачи некоторых сообщений от источ-
ника к получателю. Сообщением называют совокупность сведений
о состоянии какого-либо материального объекта. Источник и по-
лучатель сообщений разделены некоторой средой, в которой ис-
точник образует возмущения, отображающие сообщение и воспри-
нимаемые получателем. Физическая реальность, изменения кото-
рой в пространстве и во времени отображают передаваемое сооб-
щение, называется сигналом (например, при разговоре в качестве
сигнала выступает изменяющееся в пространстве и во времени
воздушное давление). Для передачи различного рода сообщений
широко используются электрические сигналы - электромагнитные
колебания, изменения параметров которых отображают переда-
ваемые сообщения. Электрические сигналы имеют ряд сущест-
венных преимуществ перед сигналами другой физической приро-
ды - они могут передаваться на весьма большие расстояния, их
форму можно преобразовывать сравнительно простыми техни-
ческими средствами, скорость их распространения близка к ско-
рости света.
Передача сообщений с помощью электрических сигналов на-
зывается электросвязью. В зависимости от передаваемых сообще-
ний существуют различные виды электросвязи - телефонная, те-
леграфная, передачи данных и др. Комплекс технических
средств, обеспечивающих передачу сигналов электросвязи, назы-
вается системой электросвязи.
В пункте передачи такой системы сигналы неэлектрической
природы, порождаемые источником сообщений, преобразуются в
электрические сигналы, а в пункте приема происходит обратное
преобразование электрических сигналов в сигналы, восприни-
маемые получателем. При этих преобразованиях для правильного
восстановления сообщения обязательно должно соблюдаться вза-
имно-однозначное соответствие между каждым из возможных
сообщений и электрическим сигналом, переносящим это сооб-
8
щение. Устройство, формирующее на передаче электрические
сигналы, называется первичным преобразователем передачи, а сиг-
нал на его выходе — первичным сигналом. Соответствующее уст-
ройство на приеме называется первичным преобразователем при-
ема. Например, при передаче речевых сообщений первичным
преобразователем передачи является микрофон, а первичным
преобразователем приема — телефон. Первичные преобразовате-
ли передачи и приема называются также оконечными аппаратами
или оконечными устройствами.
Канал передачи - это совокупность технических средств и
среды распространения, обеспечивающая передачу электромаг-
нитных сигналов, ограниченных по мощности в определенной
области частот, или с определенной скоростью. Система переда-
чи — это совокупность технических средств, обеспечивающая
формирование каналов передачи.
В состав системы передачи кроме аппаратуры, осуществляю-
щей преобразования и усиление сигналов, входят устройства
электропитания, телеуправления и телесигнализации, а также
среда распространения, т. е. линии передачи - проводные или ра-
диолинии. Проводными называются линии, в которых электро-
магнитные сигналы распространяются в пространстве вдоль не-
прерывной направляющей среды. К проводным относятся воз-
душные и кабельные линии (электрические и световодные), вол-
новоды и т. п. В радиолиниях сообщения передаются посредством
радиоволн в открытом пространстве. В наземных радиорелейных
линиях используются дециметровые и более короткие радиовол-
ны, а ретрансляция сигналов производится с помощью наземных
приемопередаюших станций. В системах космической связи рет-
рансляционные станции устанавливаются на искусственных
спутниках Земли. Для связи с подвижными объектами все боль-
шее распространение получают сотовые сети и системы связи.
Наиболее дорогостоящей и громоздкой частью систем
электросвязи являются линии передачи. Применительно к про-
водным линиям вводится понятие цепи связи, представляющей
собой совокупность проводов, по которым передается один
электрический сигнал. При использовании радиолиний анало-
гичным понятием является ствол. В системе электрической связи
применяются преимущественно двух- и четырехпроводные цепи.
В большинстве случаев, исходя из экономических и технических
соображений, возникает необходимость одновременной и неза-
висимой передачи по одной цепи (одному стволу) большого
числа сообщений, т. е. необходимость организации большого
числа независимых каналов.
Системой N-канальной связи называется совокупность техни-
ческих средств, обеспечивающих одновременную и независимую
9
передачу сообщений от N источников к N получателям по одной
цепи связи. К передатчику TV-канальной системы связи подво-
дятся первичные сигналы от N источников сообщений. Эти сиг-
налы подвергаются специальной обработке и объединяются в
общий групповой сигнал, поступающий на вход цепи связи. В
приемной части системы из группового сигнала выделяются ин-
дивидуальные сигналы отдельных каналов, соответствующие
передаваемым сообщениям и поступающие к N получателям.
Такие системы передачи часто называются многоканальными.
Современные СП представляют собой комплекс разнообраз-
ных и весьма сложных взаимодействующих между собой
электротехнических и радиоэлектронных устройств, предназна-
ченных для формирования, передачи и приема электромагнит-
ных сигналов, переносящих сообщения любого вида. В процессе
передачи по линии связи сигналы теряют свою энергию (затуха-
ют), искажаются вследствие несовершенства (неидеальности ха-
рактеристик) технических устройств, а кроме того, на них накла-
дываются различные помехи. Поэтому СП должны быть постро-
ены так, чтобы, несмотря на искажения и помехи, сообщения
восстанавливались с заданной точностью. Помимо высокого ка-
чества передачи информации СП должны обеспечивать необхо-
димую надежность связи при ее организации на большие рассто-
яния. Например, при организации международной связи протя-
женность международного участка может достигать нескольких
десятков тысяч километров. Важнейшей задачей техники много-
канальной связи является также достижение высокой экономи-
ческой эффективности, которую можно, например, оценить сто-
имостью организации и эксплуатации 1 км канала связи.
Таким образом, основная задача техники многоканальной
связи сводится к созданию СП, обеспечивающих требуемые
число каналов, качество, надежность, эффективность и даль-
ность связи.
1.2. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СЕТИ СВЯЗИ
Для удовлетворения потребностей всех отраслей народного
хозяйства и населения в передаче различных сообщений между
любыми пунктами страны создается единая автоматизированная
взаимоувязанная сеть связи (ВСС) России, которая по мере разра-
ботки и внедрения новых средств связи непрерывно развивается
и совершенствуется. Эта сеть организационно и технически объ-
единяет все средства электрической связи по проводным, радио-
релейным, спутниковым и другим линиям передачи. Все соеди-
нения на сети связи, контроль за их состоянием, выбор путей для
передачи сообщений, т. е. все операции по управлению сетью.
Ю
должны быть автоматизированы. Единые жесткие нормы на
параметры каналов и трактов обеспечивают высокое качество и
надежность связи, а также возможность выхода на международ-
ную сеть связи. Таким образом, ВСС представляет собой весьма
сложный комплекс технических средств электрической связи,
образующий первичную сеть типовых каналов передачи и типо-
вых групповых трактов.
Первичная сеть состоит из совокупности сетевых узлов, сете-
вых станций и линий передачи, образующих сеть типовых кана-
лов и трактов, которые создаются аппаратурой многоканальных
СП. Первичная сеть охватывает территорию всей страны и имеет
трехступенчатую структуру, объединяя магистральную, внутризо-
новые и местные первичные сети.
Магистральная первичная сеть располагается на территории
всей страны и соединяет между собой типовые каналы и группо-
вые тракты разных внутризоновых первичных сетей в единую
автоматически коммутируемую сеть.
Каждая внутризоновая первичная сеть располагается на терри-
тории одной зоны. Территория зоны, как правило, совпадает с
административными границами области, края или республики.
Каждая внутризоновая первичная сеть обеспечивает соединение
между собой типовых каналов и групповых трактов разных мест-
ных сетей этой зоны.
Каждая местная первичная сеть создается на территории горо-
да или сельского района и называется соответственно городской
(ГТС) или сельской (СТС).
Совокупность внутризоновой и местных первичных сетей на
территории, совпадающей с зоной нумерации, образует зоновую
первичную сеть.
Основу комплекса технических средств первичной сети, как
уже отмечалось, составляют сетевые узлы, сетевые станции и
линии передачи. Сетевые узлы и станции наряду с выполнением
общих функций по организации типовых групповых трактов и
каналов и их предоставлению соответствующим вторичным
сетям имеют некоторые отличительные особенности.
Сетевые узлы обычно размещаются на пересечении несколь-
ких линий передачи, поэтому в них можно осуществить транзит
и переключение трактов и каналов передачи, принадлежащих
различным линиям передачи, в процессе управления первичной
сетью. В зависимости от типа первичной сети, к которой при-
надлежит данный сетевой узел, ему присваивается название ма-
гистральный, внутризоновый, местный. В соответствии со струк-
турой первичной сети все магистральные сетевые узлы обознача-
ются как узлы первого класса, внутризоновые — как узлы второго
класса, местные — как узлы третьего класса. Кроме того, внутри
11
каждого класса сетевых узлов существует их разделение по на-
значению. Например, на магистральной первичной сети создают-
ся территориальные сетевые узлы (ТСУ-1), сетевые узлы пере-
ключения (СУП-1) и сетевые узлы выделения (СУВ-1).
Сетевые станции в отличие от сетевых узлов являются око-
нечными точками соответствующих первичных сетей. На маги-
стральной первичной сети создаются магистральные сетевые
станции (МСС), на внутризоновых первичных сетях — внутризо-
новые сетевые станции (ВСС) и на местных первичных сетях -
сетевые станции местные (ССМ). Они могут размешаться со-
вместно с сетевыми узлами либо в удалении от них с организа-
цией соединительных линий.
Наиболее крупным сетевым узлом является ТСУ-1, который
располагается на пересечении нескольких достаточно мощных
кабельных и радиорелейных линий. В ТСУ-1 все линии переда-
чи, как правило, заканчиваются оконечной аппаратурой СП. В
отличие от ТСУ-1 СУП-1 организуется на пересечении линий
передачи меньшей мощности. В СУП-1 отдельные линии переда-
чи могут заканчиваться оконечной аппаратурой СП, а для других
линий могут быть организованы обслуживаемые усилительные
пункты. Через СУВ-1 обычно проходит одна линия передачи и
организуется выделение сетевых трактов или каналов передачи с
целью предоставления их вторичным сетям и потребителям.
На базе каналов и групповых трактов первичной сети органи-
зуются вторичные сети, каждая из которых представляет собой
совокупность коммутационных станций, узлов коммутации, око-
нечных абонентских устройств и каналов вторичной сети. В за-
висимости от вида электросвязи вторичные сети носят назва-
ния: телефонной, телеграфной, сети передачи данных, звукового
вещания, телевизионного вещания и т. п. На базе этих вторич-
ных сетей организуются общегосударственные системы связи,
например общегосударственная система телефонной связи. Кана-
лу электросвязи вторичной сети присваивается название в за-
висимости от вида сообщения, например телефонный канал
связи, телеграфный кана.] связи, канал передачи данных и т. д.
Кроме того, в зависимости от вида вторичной сети, к которой
принадлежит канал, его называют междугородным, зоновым или
местным.
Формирование канала электросвязи ВСС осуществляется с
помощью коммутационных станций и узлов коммутации вторич-
ной сети, на которых выполняются операции, обеспечивающие
соединение отдельных каналов вторичной сети ВСС. На между-
городных телефонных сетях используются узлы автоматической
коммутации первого и второго классов (УАК-1 и УАК-2) и авто-
матические междугородные телефонные станции (АМТС). На зо-
12
новых телефонных сетях используются зоновые телефонные узлы
(ЗТУ), центральные станции (ЦС), узловые станции (УС), око-
нечные станции (ОС), узлы и станции ГТС и СТС.
Узлы и станции вторичных сетей размещаются совместно (в
одном населенном пункте либо в общем здании) с соответствую-
щими узлами и станциями первичных сетей, которые им предо-
ставляют необходимое число сетевых трактов и каналов переда-
чи.
Более подробную информацию о построении сети связи и
систем коммутации студенты получают в соответствующих кур-
сах. В данном случае важно понять, что системы передачи явля-
ются основным связующим звеном на сети связи.
1.3. СИГНАЛЫ ЭЛЕКТРОСВЯЗИ И МЕТОДЫ ИХ ОПИСАНИЯ
Уровни передачи
Электросвязь предназначается для передачи сообщений по-
средством электрических сигналов. В общем случае сообщением
является совокупность сведений о состоянии какого-либо мате-
риального объекта, поэтому в пункте передачи посредством око-
нечного (абонентского) аппарата должен быть сформирован
электрический сигнал, называемый первичным и соответствую-
щий данному сообщению. В пункте приема абонентский аппарат
осуществляет обратный процесс — в соответствии с принятым
первичным сигналом формирует сообщение. Так, при передаче
сигналов звукового вешания сообщением является изменение
звукового давления, оконечным аппаратом передачи - микро-
фон, а приема — громкоговоритель.
Электрические сигналы количественно можно характеризо-
вать мощностью, напряжением и (или) током. Однако в технике
электросвязи принято пользоваться логарифмическими характе-
ристиками (уровнями передачи), что позволяет существенно уп-
ростить многие расчеты. Уровни передачи, вычисленные посред-
ством десятичных логарифмов, называются децибелами (дБ), а
посредством натуральных — неперами (Нп). В настоящее время
принято пользоваться децибелами.
Уровни передачи по мощности, напряжению и току опреде-
ляются соответственно по формулам
ры = 10 1g (Рх/Р0), д, = 20 1g (Ux/U0), рт = 20 1g (/х//„),
где Рх, Ux, 1 ~ величины мощности, напряжения и тока в рас-
сматриваемой точке х; Ро, Uo, /0 - величины, принятые за исход-
ные. Если известны значения сопротивлений Zх и Zo, на кото-
13
рых выделяются мощности Рх и Ро, то на основании известного
соотношения Р= U2/\ Z\ = I71 Z| между уровнями передачи по
мощности, напряжению и току могут быть найдены зависимости:
’ О I Z'O I
рн = рт 201g
Очевидно, что при | Zx | = | Zo | уровни рм - ри - рг.
Если за исходные величины мощности, напряжения и тока
приняты соответственно Р0=1мВт (мВ-A). Uo = 0,7746В и
/0= 1,291 мА, то вычисленные уровни называют абсолютными и
обозначают дБм, дБн и дБт. Заметим, что указанные значения Uo
и /0 получены в предположении, что Ро=1 мВ А выделяется на
сопротивлении | Zo |=600 Ом.
При подаче на вход исправного и отрегулированного тракта
синусоидального сигнала с абсолютным уровнем и частотой, ре-
комендованными для измерения этого тракта, в точках тракта ус-
танавливаются абсолютные уровни, которые называются измери-
тельными. Измерительные уровни содержатся в техническом пас-
порте тракта и удобны при проверке и настройке последнего.
Иногда в качестве исходных величин принимают значения Р,,,
UH, /н, установленные в начале тракта или в точке, принятой ус-
ловно за начало. Тогда вычисленные уровни
ры0 = 101g (Р/Рн), рн0 = 20 1g (I//U„), рх0 = 20 1g (///н).
называют относительными и обозначают дБом, дБон и дБот со-
ответственно. Эти уровни широко используют при измерениях
передаточных характеристик трактов, поскольку их значения
оказываются численно равными усилению по мощности, напря-
жению или току участка тракта от начала до данной точки. Оче-
видно. что отрицательные значения уровней при этом будут со-
ответствовать не усилению, а затуханию данного участка.
При нормировании величин сигналов и помех в каналах и
трактах используется понятие точки нулевого относительного
уровня по мощности (ТНОУ). Абсолютный уровень рм0, опреде-
ленный в ТНОУ, обозначается как дБмО. Для перехода от уров-
ня сигнала рм0 к уровню по мощности в данной точке тракта
14
пользуются соотношением Рм = Рм0 + Рмизм, где рмизм~ измеритель-
ный уровень по мощности в данной точке тракта.
Параметры и характеристики сигналов
Сигналы связи во времени меняют свои мгновенные значе-
ния, причем эти изменения могут быть предсказаны лишь с не-
которой (меньше единицы) вероятностью. Таким образом, сигна-
лы связи являются случайными процессами и их описание, есте-
ственно, должно осуществляться посредством методов, аналогич-
ных методам описания случайных процессов.
В общем случае сигналы связи соответствуют неэргодическо-
му и нестационарному случайному процессу, что весьма услож-
няет методы их описания. Поэтому принято моделировать реаль-
ные сигналы эргодическим и стационарным (в широком смысле)
случайным процессом, полученным в результате двойного усред-
нения — вначале по множеству реализаций определяются число-
вые характеристики для достаточно большого числа моментов
времени, а затем эти характеристики усредняются по времени.
Полученная таким образом модель отображает некоторый ’’сред-
нестатистический” сигнал, параметры которого и используются
при практических расчетах. При этом очевидно, что в расчетах
неизбежно возникают ошибки, которые преодолеваются некото-
рым завышением требований к рассчитываемым устройствам с
помощью машинных и натурных экспериментов и т. д.
Следует отметить, что постоянно проводятся работы по на-
коплению статистических материалов с целью совершенствова-
ния моделей сигналов. Параметры моделей приводятся в реко-
мендациях Международного консультативного комитета по теле-
фонии и телеграфии (МККТТ).
Рассмотрим основные параметры сигналов как числовые ха-
рактеристики моделированного случайного процесса u(t). При
этом усреднение будем производить во времени на интервале от
- Т/2 до Т/2, принимая усредненное значение как предел при Т,
стремящемся к бесконечности. Заметим, что это справедливо
лишь для модели сигналов, поскольку реализации сигналов ко-
нечны, т. е. заданы на некотором интервале времени от г, до /2.
Измерения также выполняются в конечных временных интерва-
лах, что приводит к возникновению погрешности, которая ока-
зывается тем больше, чем меньше интервал измерений. С учетом
сказанного средние параметры сигналов нормируются по-разно-
му на интервалах 1 с, 1 мин, 1 ч.
Электрический параметр — постоянная составляющая — это
среднее значение случайного процесса:
15
Т2
= г/ (/) = lim у Ju (0 dt.
т -Т/1
Постоянная составляющая во времени неизменна, но ее величи-
на случайна. Для многих сигналов связи постоянная составляю-
щая равна нулю.
Электрический параметр — переменная составляющая — это
центрированный случайный процесс:
и -(/) = u(f) - u(f).
Средняя мощность — это мощность переменной составляющей
(постоянная составляющая при этом не учитывается, так как не
несет информации):
Т 2
Р = u;(r)/1 Ом = lim4; (и 2 (г) dt.
1 Т—
1 * -ТП
Средняя мощность совпадает с дисперсией случайного процесса —
мерой его разброса около среднего значения. Положительное
значение м)ф = хГР’р 1 Ом называют эффективным или действу-
ющим напряжением сигнала.
Максимальная мощность Ртах — это мощность синусоидального
сигнала с амплитудой (/м, которая превышается мгновенными
значениями переменной составляющей сигнала и (/) с опреде-
ленной, достаточно малой вероятностью е. Для различных видов
сигналов е принимают равной 10 ,10 , а иногда и 10 .
Минимальная мощность Pmjn чаще всего принимается равной
допустимой среднеквадратической ошибке при приеме сигналов
данного вида, которая устанавливается экспериментально. В
свою очередь, среднеквадратическая ошибка обычно равна сред-
ней мощности допустимой флуктуационной помехи: Pmin = Рпср.
Иногда минимальная мощность сигнала принимается равной
мощности синусоидального сигнала с амплитудой которая
превышается мгновенными значениями переменной составляю-
щей и (г) с определенной, достаточно большой вероятностью (1 —
- е). Обычно принимают (1 — е)=0,98.
Возможно использование логарифмических отношений
вышеназванных величин: 10 lg (Ртюс/Ррр) = Qc ~ пик-фактор сиг-
нала; 10 1g (Pmax/Pmin) = D с - динамический диапазон сигнала;
10 lg (Рср/Р„ср) = А 1ВС - помехозащищенность сигнала. Две послед-
ние величины используются и для характеристик трактов пере-
дачи сигналов. При этом D = 10 lg (Auгде Рм - неиска-
женная мощность на выходе тракта, Ли = 10 lg(PIIJM/P ср), где
16
Ртм ~ мощность измерительного сигнала на выходе. Тогда при
передаче сигналов должны выполняться следующие неравенства:
^эт>у,п^ />ср<Дм-
Для оценки скорости изменения сигнала используют функ-
цию автокорреляции
Т/1
R (т) = lini J «_(/) и (Г+т) dt= и. (О и (Г+т).
71 Т/1
Очевидно, что при т = О R(0) = Рср. Величина г (т) = R (x)/R (0)
называется коэффициентом автокорреляции. Собственно мерой
скорости изменения сигнала является интервал корреляции т 0 -
время, через которое утрачивается статистическая зависимость
между д(/) и и.(Я-т):
ОС
То = (2 Jj R (Т)|А)/Л(О).
Посредством коси нус-преобразования Фурье можно получить
спектральную плотность процесса G(f) по функции автокорреля-
ции:
G(/) = 4 J Л(т) cos 2nftdr
а о
или обратно:
/?(т) = J Gff) cos 2nftdf,
где G(f) - спектральная плотность, или мощность процесса, оп-
ределенная в бесконечно малой полосе df вблизи частоты f В
конечной полосе частот средняя мощность Pff = J G(f) df.
f,
Эффективная ширина энергетического спектра сигнала
•X
F3 = (J G(f) df)/Gmm (f = Pc/Gmax0,
о
где Gmafj) - максимальное значение спектральной плотности.
Очевидно, что = 1/2 т0.
Эффективную ширину энергетического спектра сигнала не
следует смешивать с эффективно передаваемой полосой частот
сигнала, которая устанавливается экспериментально исходя из
необходимо высокого качества передачи.
Потенциальный информационный объем цифрового сигнала
Ицсгаи может быть найден по формуле Шеннона для определения
объема сигнала
I
Гис = -ГтЕЛ|о82Л’
17
где Fx - тактовая частота, т. е. число передаваемых отсчетов сиг-
нала в секунду, / - число разрешенных значений отсчетов (разре-
шенных уровней); р, - вероятность появления отсчета с уровнем
/, если положить, что все уровни отсчетов равновероятны, т. е.
Pj = Pi = V- Тогда Кхс „ах = Л log2 /.
Аналоговый сигнал согласно теореме Котельникова может
быть представлен последовательностью дискретных отсчетов,
следующих с частотой Ft = 2FK, причем FB - верхняя частота эф-
фективно передаваемого спектра сигнала. Число уровней сигна-
ла, которые можно различить на приеме, может быть найдено
как /= + /’с//’„ср = VI + 10^• Тогда Vxmax= Fe log2 (I + 10^м).
Первичные сигналы электросвязи
В настоящее время системы электросвязи могут передавать
следующие первичные сигналы: телефонирования, звукового ве-
щания, телеграфирования и передачи данных, факсимильные,
телевизионного вещания. Рассмотрим основные параметры и ха-
рактеристики этих сигналов.
Примечание. Сигналы телефонирования (ТФ) состоят из комбинации
передаваемых в разные отрезки времени речевых сигналов и сигналов управления
и взаимодействия (СУВ) коммутационных устройств. Последние можно рассмат-
ривать как разновидность сигналов передачи данных, поэтому при описании сиг-
налов ТФ ограничимся параметрами и характеристиками речевых сигналов. Сиг-
налы телевизионного вещания (ТВ) состоят из сигналов передачи подвижных
изображений и звукового сопровождения. Последние передаются по отдельным
каналам и ничем не отличаются от сигналов звукового вещания (ЗВ), которые
будут рассмотрены самостоятельно. Поэтому можно считать, что сигналы ТВ яв-
ляются сигналами передачи подвижных изображений.
Сигналы телефонирования представляют собой последователь-
ности речевых импульсов, отделенных друг от друга паузами. Рече-
вые импульсы соответствуют звукам речи, произносимым слит-
но, и весьма разнообразны по форме и амплитуде. Длительности
отдельных импульсов также отличаются друг от друга, но обычно
они близки к 100... 150 мс. Паузы между импульсами изменяются
в значительно большем диапазоне: от нескольких миллисекунд
(межслоговые паузы) до нескольких минут или даже десятков
минут (паузы при выслушивании ответа собеседника).
Частотный спектр речевого сигнала очень широк, однако экс-
периментально было установлено, что для передачи с достаточно
высоким качеством (удовлетворительной натуральностью и раз-
борчивостью слогов 90 % и фраз 99 %) можно ограничиться по-
лосой частот 0,3...3,4 кГц. Назовем и^ эффективным (среднеквад-
ратическим) напряжением сигнала u(t). Тогда можно записать
%, = 1 Ом = i "2 (О 4z,
н о
18
где Р^ — мощность сигнала, усредненная за время наблюде-
ния Т„.
Отношение утф = 10 1g (.Р1ф/Р„„) дБмО называется динамичес-
ким уровнем (волюмом) ТФ сигнала. В этом выражении Рпт —
мощность измерительного сигнала в точке тракта, где проводится
исследование. Согласно рекомендациям МККТТ волюмы изме-
ряются специальным прибором (волюмметром), обеспечиваю-
щим квадратичный закон суммирования колебаний различных
частот и имеющим логарифмическую шкалу (в децибелах) и по-
стоянную времени (время интегрирования) Гн = 200 мс. Статис-
тическими исследованиями установлено, что разброс волюмов
подчиняется гауссовому закону распределения со средним значе-
нием утф =-12,7 дБмО и среднеквадратическим отклонением
о = 4,3 дБ. На основании указанных данных можно определить
среднюю мощность ТФ сигнала Р1ф^р. Для этого необходимо
перейти от среднего логарифма (у1фс(,) к логарифму среднего р1фср -
уровню, соответствующему средней мощности: д1фСр = y^tp +
+ 0,115 oj = -10,57 дБмО. Тогда Р1фср = 110°-,<““)’,7> = 88 мкВтО-
средняя мощность ТФ сигнала без учета пауз в ТНОУ.
Влияние пауз учитывается посредством коэффициента актив-
ности Кл источника сигнала, равного отношению времени, в те-
чение которого уровень сигнала на его выходе превышает уста-
новленное пороювое значение (обычно - 40 дБмО), к общему
времени разговора. Дня ТФ сигналов Кд = 0,25. Тогда средняя мощ-
ность ТФ сигнала с учетом пауз А’гфсрп « K3P^cp + 10 = 32 мкВтО
(—15 дБмО), где второе слагаемое правой части, равное 10 мкВтО.
вводится согласно рекомендациям МККТТ как поправка на по-
вышенную мощность сигналов, сопровождающих ТФ разговор
(служебные пререговоры персонала и СУВ, передаваемые по
тому же каналу). Установлено также, что Р^ тах - 2220 мкВтО
(р1ф тах — +3,5 дБмО) при е= 10 ’. При определении величины
флуктуационной помехи, действующей на входе оконечного ап-
парата. ее приводят к эффективно воздействующей на органы
слуха "взвешенной помехе”. Суть ’’взвешивания” заключается в
том, что на входе измерительного прибора устанавливается амп-
литудный корректор, частотная характеристика передачи которо-
го повторяет среднестатистическую характеристику чувствитель-
ности системы "телефонный аппарат — слух”. Очевидно, что
взвешенное значение помехи будет меньше невзвешенного из-за
меньшей чувствительности указанной системы на краях частот-
ного диапазона, а значит, и большего затухания корректора на
этих же частотах. Снижение действующего напряжения равно-
мерно распределенной по спектру помехи определяется псофо-
метрическим коэффициентом К„., равным 1,33 для полосы частот
19
Гн Соедняя мощность этой же помехи будет снижена в
= I 77 раза, а уровень - на 201g 1,33 = 2,48 дБ. В размер-
«чвешенных (псофометрических) величин вводится буква
”п” например дБмОп, пВтОп и т. д.
Экспериментально установлено, что качество приема ТФ сиг-
нала еще достаточно при средней мощности помехи 178000 пВтО
или 100000 пВтОп. При определении пик-фактора и помехоза-
щищенности сигнала используют среднюю мощность сигнала
без учета пауз: Стф = 10 1g (2220 10 >88 10 6) « 14дБ и Атф =
10 1g (88 - 10’7178000 I0’12) - 27 дБ. Динамический диапазон
ТФ сигнала £>,ф = 10 1g (2220 10 >178000 • 10 ,2)« 41 дБ. При
оценке потенциального информационного объема необходимо
учитывать коэффициент активности источника сигнала. Тогда
> = «Л tofe 1 + ’0°Л = 0,25-3400-3,32 1g (I+10°'27) = 7,6 кбит/с.
Здесь множитель 3,32 = 1/lg 2 - модуль перехода от двоичного
логарифма к десятичному; FB — верхняя эффективно передавае-
мая частота канала ТЧ, кГц.
Сигналы звукового вещания (ЗВ) по своему характеру близки к
речевым телефонным сигналам, поэтому их отличия от послед-
них носят количественный характер. Частотный спектр сигналов
ЗВ ограничивают без заметного снижения качества передачи до
0,03... 15 кГц для каналов высшего класса и до 0,05...10 кГц для
каналов первого класса. Сигналы ЗВ по сравнению с телефонны-
ми имеют значительно меньше пауз, а энергия отдельных им-
пульсов, особенно музыкальных, существенно превышает энер-
гию речевых импульсов сигналов ТФ. Поэтому средняя мощ-
ность сигналов ЗВ намного больше средней мощности ТФ сиг-
налов. Нормируются среднесекундная, среднеминутная и
среднечасовая мощности PWLV, равные соответственно 4500, 2230
и 923 мкВтО. Максимальная мощность определяется при вероят-
ности превышения с = 0,02 и составляет 8000 мкВтО. Минималь-
ная мощность рассчитывается при вероятности превышения
(1 - е) = 0,98. Ее значения различны для тех или иных видов сиг-
налов и дают следующие значения динамического диапазона D3B
сигналов ЗВ, дБ:
Речь диктора..... до 35
Художественное чтение................................ . до 50
Музыкальные и хоровые ансамбли до 55
Симфонический оркестр. . . до 65
Взвешенная флуктуационная помеха на входе оконечного ап-
парата ЗВ не должна превышать 16000 пВтОп. Поскольку спектр
помехи в каналах ЗВ шире, псофометрический коэффициент
для них оказывается больше. Так, для канала первого класса
20
он равен 2, т. е. мощность невзвешенной помехи может до-
стигать 160002 = 64000 пВтО, следовательно, помехозащищен-
ность сигналов ЗВ должна быть не хуже Атзе=
= 10 1g (923-10 б'/64000 10 12) к 42 дБ. Таким образом, потенциаль-
ная информационная емкость сигнала ЗВ первого класса может
достигать Кзвтах = 10000-3,32 lg (1 + 10°' 42)« 140 кбит/с.
Сигналы телефонирования и передачи данных (ТП) чаще всего
представляют последовательности униполярных или биполярных
импульсов постоянной амплитуды, при этом положительный им-
пульс обычно соответствует передаваемому знаку ”1”, а пропуск
импульса или отрицательный - знаку ”0”. Частота следования
”1” и ”0” называется тактовой частотой Fr Численно Fr соот-
ветствует скорости передачи информации (В) в бодах (Бод), а в
данном случае (два разрешенных значения ”1” и ”0”) - и ско-
рости передачи в битах в секунду (бит/с).
Условно различают низкоскоростную (до 200 Бод), среднес-
коростную (300... 1200 Бод) и высокоскоростную (свыше 1200
Бод) передачу данных. Поскольку каждый передаваемый импульс
занимает полностью тактовый интервал, его длительность нахо-
дится в пределах до 5 мс при низкоскоростной, от 3,3 до 0,8 мс
при среднескоростной и менее 0,8 мс при высокоскоростной
передачах.
Из курса теории электросвязи известно, что спектральная
плотность случайного сигнала такого вида максимальна на нуле-
вой частоте и имеет первый минимум на частоте Fr. Если спектр
сигнала ограничивать ФНЧ, близким к идеальному, то уверен-
ный прием сигнала возможен при частоте среза фильтра, равной
или более 0,5FT, т. е. можно считать, что эти сигналы занимают
полосу частот 0...0,5Гт. Однако в реальных условиях верхнюю
частоту спектра сигнала ТП принимают равной Fr или даже 1,2Тт.
Это обусловлено тем, что при некоторых видах переточи инфор-
мация заложена и в изменении длительности импульса (допуска-
ются ограниченные краевые искажения принимаемых импуль-
сов). а также мешающим воздействием помех.
При передаче сигналов ТП допустимая вероятность ошибки
равна около 10 5 Это позволяет принять значение необходимой
помехозащищенности, определяемой как отношение амплитуды
импульса к действующему значению флуктуационной помехи,
равным Л)тл= 12 дБ. Методы подобных расчетов подробно рас-
смотрены ниже в разделе цифровых систем передачи.
Факсимильные сигналы (сигналы передачи неподвижных изо-
бражений) получаются в результате преобразования светового
потока, отражаемого элементами изображения, в электрические
сигналы. Падающий световой поток перемещается по итображе-
21
нию в определенной последовательности (например, по принци-
пу строчной развертки). В такой же последовательности в прием-
ном устройстве перемещается элемент, воздействующий в соот-
ветствии с принимаемыми сигналами на носитель записи и окра-
шивающий соответственно его участки. Так, на передаче свето-
вое пятно можно перемещать по передаваемому рисунку, а
отраженный поток воспринимать фотоэлементом, на выходе ко-
торого будет получаться электрический сигнал. На приеме этот
сигнал возбуждает светодиод. Перемещая сфокусированный в
световоде световой поток синфазно с потоком на передаче по
фоточувствительной бумаге, получаем фотокопию передаваемого
изображения.
При передаче штриховых изображений (состоящих из черных
и белых элементов, например газетной полосы) факсимильный
сигнал (ФС) состоит из униполярных импульсов различной дли-
тельности, но одинаковой амплитуды. Принимается, что полоса
частот такого сигнала находится в пределах O...Fp, причем Fp -
частота рисунка - связана с длительностью самого короткого им-
пульса ти соотношением Fp = 1/2 ти. В свою очередь, ти определя-
ется диаметром светового пятна и скоростью развертки Ир
(скорость перемещения светового пятна по рисунку): хИ=й,/Ур.
При передаче документов выбирают dc = 0,15 мм и Кр < 440 мм/с,
тогда ти=0,34 мс, a Fp= 1500 Гц. При передаче газетных полос
dc < 0,06 мм, а Ир < 30 м/с. Частота рисунка при этом достигает
250 кГц.
Помехозащищенность сигналов ФС Япз (отношение ампли-
туды сигнала к действующему напряжению флуктуационной по-
мехи) принимается равной 35 дБ. При передаче штриховых изо-
бражений потенциальная информационная емкость сигналов ФС
ИфсШ т(И = 2/р log, 2 = 2Fp бит/с.
При передаче полутоновых изображений в копиях должны раз-
личаться 16 градаций яркости, при этом динамический диапазон
сигнала — 20 1g ((16 + !)/!) = 24,6 дБ.
Оценим пик-фактор Q(k„, если число градаций яркости /= 16.
Будем считать, что все напряжения сигнала w„ соответствующие
/-м градациям яркости, имеют одинаковую вероятность появле-
ния р = 1//. Соответствующее z-й градации напряжение ui = iUyi,
где UM - амплитудное значение сигнала. В свою очередь значение
среднеквадратического напряжения сигнала
2 ' 2 ' >2U2M | ' .2
"cp=Z", 2“7 = -тХ' •
i - I » 1 * * / 1
22
Рис. 1.1 Осциллограмма одной строки
полною ТВ си1нала:
1 - уровень белого. 11 - уровень черного. 111 - уро-
вень (ашения. IV - уровень синхроимпульсов; /-
сигнал цветности; 2-сигнал яркости
64 МКС [ 4,1 МКС
I
Известно, что /2 = / (I + /)(!+ 2()/6. Тогда
> -1
< = (^мЛ2)(1+/)<’+2/)/6.
Поскольку можно считать, что 0= 101g (//^/и Рр), то Q=
= 10 1g ((6/2/(1 +/)(!+ 20). При / = 16 (2^,, = 4,4 дБ.
Заметим, что увеличение числа градаций яркости мало влияет
на рост пик-фактора. Несложно показать, что при /->оо, пик-
фактор Q&." стремится к 10 Ig3 = 4,8 дБ.
Необходимая помехозащищенность полутоновых сигналов,
как и штриховых, Л1фс = 35 дБ. При этом потенциальная инфор-
мационная емкость полутоновых сигналов = 2Fplog2/ =
=2 F log, 16 = 8Fp бит/с, т. e. в 4 раза больше, чем штриховых.
Сигналы телевизионного вещания (ТВ) состоят из суммы сигна-
лов яркости (изображения), аналогичных полутоновым сигналам
ФС, сигналов цветности и так называемой "синхросмеси” -
комбинации импульсов синхронизации строк и полукадров и
импульсов гашения обратного хода луча. Частота рисунка Fp сиг-
налов яркости может быть подсчитана исходя гр того, что число
элементов изображения в кадре равно (4/3)п?, где т = 625 —
число строк в кадре принятой системы ЦТ СЕКАМ, а 4/3 — от-
ношение размеров кадра по горизонтали и вертикали. Учитывая,
что в секунду передается 25 кадров (50 полукадров, состоящих
поочередно 2из четных и нечетных строк изображения), имеем
Fp = (4/3)/п 25/2 = 6,5 МГц. Однако практически вся энергия
сигналов яркости сосредоточена в диапазоне 0...1,5 МГц.
Защищенность сигналов яркости от флуктуационной помехи
должна быть не хуже 48 дБ. Поскольку высокие частоты сигнала
соответствуют мелким деталям изображения, МК.К.ТТ рекомен-
дует при оценке помехи пользоваться взвешивающим фильтром
с падающей амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ). Уро-
вень псофометрической помехи ниже уровня помехи с равно-
мерным спектральным распределением на 9 дБ (К1К — 2,82), т. е.
4, = 57 дБ.
23
Рис. 1.2. Обобщенная структурная схема МСП
Число градаций яркости составляет 100, откуда Dn = 40 дБ.
Пик-фактор сигнала, как было показано при рассмотрении полу-
тонового ФС сигнала, не превысит 4,8 дБ, а потенциальный ин-
формационный объем Итвтаг = 2 - 6,5 • 106 • 3,32 lg 100 = 86 Мбит/с.
Сигналы цветности в этой системе представляют собой две
поднесущие (4406,25 и 4250,00 кГц), промодулированные по час-
тоте двумя чередующимися от строки к строке цветоразностны-
ми сигналами. Амплитуда поднесущих составляет 23% от размаха
сигнала яркости. Частотный спектр сигналов цветности совме-
щается с верхней частью спектра сигнала яркости. Складываясь с
сигналами яркости, сигналы цветности вызывают периодическое
изменение яркости свечения экрана, что, однако, из-за инерци-
онности зрения не влияет на восприятие изображения.
Нулевое напряжение сигнала яркости соответствует уровню
черного, а максимальное — уровню белого. Импульсы синхрони-
зации в этом случае передают отрицательным напряжением
(’’чернее черного"), чтобы они не воспроизводились на прием-
ном экране. Принято, что размах полного ТВ сигнала на выходе
телецентра составляет 1 В на нагрузке 75 Ом.
На рис. 1.1 приведена осциллограмма одной строки полного
ТВ сигнала, там же указаны соотношения между отдельными со-
ставляющими и длительности строки, импульса гашения и
строчного синхроимпульса. Полукадры, состоящие примерно из
310 строк, отделяют друг от друга 25 чистыми строками (переда-
ются только строчные синхроимпульсы и импульсы гашения). В
этот промежуток через три строки после окончания полукадра
вводится полукадровый синхроимпульс длительностью в три
строки. При этом передача строчных синхроимпульсов и импуль-
сов гашения не прекращается.
Спектр сигналов синхросмеси линейчатый с частотами
w/nK, nfcr ± где и и т - целые числа; /,к - частота следования
полукадровых импульсов, равная 50 Гц; fa - частота следования
24
строчных, равная 15625 Гц. Практически вся энергия этих сигна-
лов сосредоточена в диапазоне 0,05...300 кГц (п » т < 18).
1.4. ПРИНЦИПЫ РАЗДЕЛЕНИЯ КАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
Структурная схема МСП
Обобщенная структурная схема МСП приведена на рис. 1.2.
В общем случае МСП содержит передающую часть, групповой
тракт передачи и приемную часть.
На вход передающей части поступают первичные электричес-
кие сигналы, адекватно отражающие соответствующие им сооб-
щения. В качестве первичных могут использоваться сигналы: те-
лефонные, звукового вещания, телеграфные и факсимильные,
передачи данных, телевидения и др. От вида первичного сигнала
зависят его средняя мощность и требуемая полоса частот. Шири-
на спектра первичных сигналов может быть как конечной, так и
бесконечной.
В передающем устройстве первичные сигналы й,(/), ..., aN(t),
объединенные в однотипные группы, преобразуются в канальные
сигналы 5,(0 = Л/, [а,(01 с помощью операторов преобразования
Л/], ..., Л/д,. Преобразование первичных сигналов в канальные
может быть линейным или нелинейным. Для линейного преобра-
зования справедливо
Л/ [а^ХО + а2а2(0 + - + аЛлЛ(01 =•
= а1Л/[а1(Г)] + а2Л/ [а2(0] + - + а^аДОК
При невыполнении этого условия преобразование будет нели-
нейным.
В процессе преобразования первичных сигналов в канальные
необходимо каждый сигнал наделить отличительными признака-
ми, что позволило бы на приемной стороне разделить групповой
сигнал на канальные. Групповой сигнал S(t) образуется путем
суммирования канальных сигналов, т. е.
N N
л- 1 Л = I
Возможны и другие методы формирования группового сигна-
ла, не отвечающие свойству аддитивности.
Как групповой, так и канальные сигналы в процессе преобра-
зований и при прохождении по направляющей среде (линии
связи, стволу) претерпевают линейные и нелинейные искажения.
Поэтому на выходе направляющей среды вместо S(t) наблюдает-
25
Рис. 1.3. К понятию искусственной несимметричной цепи
ся сигнал 5(0, называемый оценкой переданного сигнала, отлича-
ющийся от S(t).
На приемной стороне необходимо из оценки переданного
группового сигнала вначале выделить индивидуальные каналь-
ные сигналы. Поскольку принимаемый сигнал 5(0 отличается от
переданного S(t), то выделенные на приеме канальные сигналы
отличаются от переданных, т. е. вместо совокупности передан-
ных сигналов {5//>} на приеме имеется лишь совокупность оце-
нок этих сигналов {5(0}.
Разделение группового ст нала на индивидуальные канальные
осуществляется с помощью операторов разделения Ля, т. е. про-
цедура разделения сводится к операции
$,(0= Кя15(0), «=1, (V-
Операторы разделения могут быть линейными и нелиней-
ными. В соответствии с этим МСП называется системой с линей-
ным разделением сигналов, если разделяющие операторы /?„ ли-
нейны, в противном случае система передачи называется нели-
нейной.
На следующем этапе необходимо из оценок индивидуальных
канальных сигналов выделить первичные сигналы, которые от-
личаются от переданных. Процесс преобразования канальных
сигналов в первичные сводится к тому, что к каждому принято-
му канальному сигналу применяется оператор, обратный Л/я, т. е.
мп ' '4KW1 = «Д0-
Методы организации многоканальной передачи сообщений
можно разделить на простейшие, или мостовые, когда первичные
сигналы передаются без какого-либо преобразования в исходном
диапазоне частот, и методы, основанные на дополнительном
преобразовании первичных сигналов в канальные с наделением
их отличительными признаками.
Простейшие меюды разделения сигналов
Простейшие методы организации многоканальной передачи
сообщений основаны на применении двухпроводных линий
26
Рис 1 4. К понятию построения искусственной симметричной цепи
связи с симметрирующими трансформаторами. Так. с помощью
одной двухпроводной симметричной линии связи можно органи-
зовать одну несимметричную линию связи, называемую искусст-
венной или фантомной цепью (рис. 1.3). Несимметричная искус-
ственная цепь была впервые предложена Пикаром для одновре-
менной передачи телефонного и телеграфного сигналов.
Телефонная связь между абонентами Аб, и Лб2 осуществляет-
ся по двухпроводной физической цепи. Абоненты к цепи под-
ключены через дифференциальные трансформаторы Тр, и Тр2. К
средним точкам линейных обмоток трансформаторов подключе-
ны телеграфные аппараты Т1 и Т2, работающие по несимметрич-
ной искусственной цепи, одним проводом которой является
земля. Ток i от телеграфного аппарата разветвляется: по проводу
Я] протекает ток а по проводу Я2 - ток /2. При одинаковом со-
противлении этих проводов и симметрии их относительно земли
/, = /2 и создаваемые этими токами магнитные потоки в транс-
форматорах Тр] и Тр2 компенсируют друг друга. Следовательно,
влияние телеграфного сигнала на телефонный отсутствует.
В настоящее время такой метод передачи используется
только для организации дистанционного питания с обслужива-
емых усилительных пунктов (ОУП) на необслуживаемые уси-
лительные пункты (НУП), а также для передачи сигналов те-
леконтроля.
При наличии двух одинаковых двухпроводных цепей можно
получить дополнительную искусственную двухпроводную цепь
для организации телефонной связи и одну несимметричную ис-
кусственную цепь для передачи телеграфного сигнала (рис. 1.4).
а, о а2 а3 а
Рис. 1.5. Пространство одномерных сигналов
27
Линейное разделение сигналов
Простейшие методы разделения сигналов имеют очень огра-
ниченные возможности и всегда приводят к увеличению числа
используемых физических цепей. В современных МСП группо-
вой (многоканальный) сигнал передается по одной какой-либо
среде распространения, т. е. по линии передачи - проводной, ра-
диолинии, волноводно- или волоконно-оптической.
В процессе изучения основ теории разделения сигналов в
первом приближении можно считать, что все первичные сигналы
ап (t) имеют одинаковую природу, принадлежат одному простран-
ству сигналов и обладают одинаковой шириной спектра f тах.
Поэтому на основании теоремы Котельникова каждый из пер-
вичных сигналов ап (t) полностью описывается отсчетами мгно-
венных значений ап (iht), следующими через интервалы дискрети-
зации Д/< 1 /1fmox. Следовательно, в конкретные моменты /АГ от-
счеты первичных сигналов проектируются в виде точек an (iAt) на
ось напряжений или токов (рис. 1.5).
В курсе МСП, в части теории линейного разделения, ставится
задача выделения из группового сигнала всех первичных
сигналов {4 (/АГ)}, n - \,N.
Предположим, что на передающей стороне групповой сигнал
формируется из совокупности первичных сигналов {оп(/ Д 0}
путем их суммирования с определенными весовыми коэффици-
ентами еп, т. е.
S(i Д 0 = Д 0 + ... + е Na N(i Л. 0. (1.1)
В каждый момент времени /АГ конкретные значения 5(/Д0
передаются каким-либо образом из пункта передачи в приемный
пункт. При отсутствии влияния помех и искажений в процессе
передачи группового сигнала S(iAf) в пункте приема он будет
точно соответствовать переданному. Теперь, получив на приеме
групповой сигнал и зная закон его формирования^, а также пол-
ные сведения о коэффициентах еп, нужно найти й,(/Д0, -А (/Д0,
т. е. по существу ставится задача решения одного линейного
уравнения с N неизвестными. Вместе с тем хорошо известно,
что одно линейное уравнение с N неизвестными имеет бесчис-
ленное множество решений, т. е. задача поставлена некоррект-
но. Для того чтобы можно было бы выделить на приеме пер-
вичные сигналы из их сумм, необходимо произвести по край-
ней мере N измерений группового сигнала, т. е. получим N ли-
нейных уравнений.
28
Положим, например, N = 3 и опустим для простоты аргумент
дискретного времени в первичных и групповых сигналах. Тогда
~ ^Ий| + е12й2 +
•Sj ~ ^21^1 ^22^2 + ^23^3’ ( 1.2)
*$3 = ^зА + e32a2 + °33°3'
При наличии теперь на приеме результатов трех измерений
группового сигнала и априори известных коэффициентов епк
систему линейных уравнений можно решить, например, методом
Крамера, т. е.
а, = Д, / Д, о2 = Д2/Д, а3 = Л3/Д,
где Л, Др Д2, Д3 - соответственно главный и вспомогательные оп-
ределители.
Система линейных уравнений (1.2) обладает единственным
решением, если главный определитель Д^О. В противном случае
система будет либо несовместной, либо неоднозначной, т. е.
иметь бесчисленное множество решений.
Условие Д ф 0 означает, что линейные уравнения системы
(1.2) независимы, т. е. ни одно уравнение этой системы не может
быть получено путем линейной комбинации других уравнений.
Условие линейного разделения сигналов
Условие линейной независимости уравнений системы (1.2),
определяющее возможность линейного разделения группового
сигнала на индивидуальные, означает, что столбцы матрицы Е,
соответствующей определителю Д . линейно независимы. Это же
относится и к строкам.
Условие линейной независимости столбцов соблюдается толь-
ко тогда, когда тождество
что имеет место лишь при условии а, = с^ = а3 = 0 . Если тождест-
во выполняется хотя бы при одном ап ф 0, то система линейных
уравнений (1.2) будет линейно зависимой, а следовательно. из
группового сигнала {5Р Д2, S3} нельзя выделить первичные сигна-
ЛЫ ^2’ С3*
В курсе линейной алгебры одностолбиовые матрицы принято
29
называть векторами. Поэтому тождество (1.3) целесообразно
переписать в виде
и ё[-, Т означает знак транспонирования матрицы.
Напомним, что транспонирование матрицы означает поворот
ее относительно главной диагонали, а транспонирование векто-
ра-столбца переводит в его вектор-строку. Например, если
е21 ,
то е] = fcue21e3I].
Если определитель Грама положителен, то векторы ли-
нейно независимы. Если же G = 0, то векторы будут линейно за-
висимы.
Пример. Пусть будут заданы два вектора:
Следует определить, какие это векторы: линейно зависимые или же независимые.
Это можно сделать с помощью как соотношения (1.4), так и определителя Грама.
На основании соотношения (1.4) имеем
+ а2ё^ = а.
или
<Х|-1 + а2-0 = О,
1 + а2-1 = 0.
30
Из первого уравнения находим, что а, = 0, а после подстановки а, во второе
уравнение устанавливаем, что а2 = 0. Следовательно, векторы ё} и ё$ линейно
независимы.
Если же воспользоваться определителем Грама, то после вычисления коэф-
фициентов упк получим
Таким образом, снова приходим к выводу, что векторы ё^ линейно неза-
висимы.
Теперь возьмем в качестве второго варианта векторы
Сразу же видим, что ё* = 1е\, т. е. ё^ пропорционален ё[. Воспользовавшись соот-
ношением (1.4) или определителем Грама, убеждаемся в линейной зависимости
этих векторов.
Максимальное число линейно разделимых сигналов в TV-мерном
линейном пространстве
Напомним, что размерность линейного векторного простран-
ства определяется числом координат используемых векторов.
Пусть заданы 7V линейно независимых векторов в /V-мерном ли-
нейном пространстве. Тогда на основании (1.4) для этих векто-
ров справедливо соотношение
а^-г...+a^=0. (1.5)
Возьмем еще один вектор ё%+1 в том же /V-мерном простран-
стве. Добавив его в уравнение (1.5), получим
a^+... + a^+^tl = 0.
Это уравнение перепишем в виде
Е^+ё^+1 = 0,
где Е = [ef, ... , — матрица, составленная из линейно независи-
мых векторов, a*= [tX] ,... ,aj — вектор коэффициентов а„.
Из этого уравнения находим, что ё^+, = - Ес?или
4.1-
Матрица Е неособенная, поскольку ее столбцы линейно неза-
висимы. Тогда если только ё^+1 не нулевой вектор, то и «>также
не нулевой вектор. Поэтому вектор является линейной ком-
бинацией векторов Следовательно, в TV-мерном про-
странстве может быть лишь N линейно разделимых сигналов.
31
Рис 1.6 К определению максималь-
ного числа линейно-независимых
сигналов
Пример Пусть будут заданы два вектора
Возьмем третий вектор, например
Составим уравнение
ё| = -
Решая это уравнение относительно at, а2 > определяем, что = а2 = 0,5. Таким
образом, ё| линейно связан с ё* и
Поскольку векторы ё*, представлены в двумерном пространстве, т. е. на
плоскости, то этот пример может быть легко решен геометрически. На рис. 1.6
показаны векторы ё * и ё|; вектор ё| определяется геометрической суммой векто-
ров ef и е^.
Формирование группового сигнала
С учетом введенных ранее обозначений перепишем систему
линейных уравнений (1.2) в следующем виде;
S*= ate^ + а2е^ + a3ef=
N=3
= + K = ’ <L6)
/1=1
где 3*= ,S2,53]T - вектор группового сигнала.
Соотношение (1.6) является алгоритмом формирования груп-
пового сигнала. Векторы принято называть переносчи-
ками, а векторы — канальными сигналами.
Уравнение (1.6) можно представить в более компактной форме
(1-7)
где Л*= [а, , ... , йЛ|т - вектор первичных сигналов, матрица была
определена ранее.
32
Очевидным решением данного уравнения относительно А яв-
ляется
Е,5=Е,Ё4>=Х (1.8)
Это уравнение правомерно тогда, и только тогда, когда матрица
Е неособенная, т. е. ее определитель не равен нулю, а это имеет
место, когда переносчики линейно независимы.
Таким образом, вновь убеждаемся, что линейная независи-
мость переносчиков является необходимым и достаточным усло-
вием разделимости группового сигнала.
Ортогональные переносчики. Разделение ортогональных сигналов
Как следует из (1.8), разделение группового сигнала на при-
еме сопряжено с обращением матрицы Е. При большой размер-
ности этой матрицы, т. е. при большом N, операция обращения
чрезвычайно трудоемка. Решение задачи существенно облегчает-
ся, если матрица ортогональна. Ортогональные матрицы облада-
ют свойством Е 1 = Е1.
Если матрица Е ортогональна, то должно выполняться условие
где I — единичная матрица; ё* скалярное произведение век-
торов ё^и соответственно.
Теперь видно, что для выполнения условия ЕТЕ = I необходи-
мо одновременное выполнение следующих условий:
т_>_ 1, V п = к,
е”ек~ О, V ntk.
Из курса математики известно, что векторы, обладающие ука-
занными свойствами, называются ортонормированными, т. е. ор-
тогональными с единичной нормой (длиной) вектора
ё*п = 1, V п. Свойство ортонормированности векторов-пере-
носчиков обеспечивает разбиение векторного уравнения Ет5^ =
на N не связанных скалярных уравнений:
2 3.1.1771
33
ё* v^=«A
или ё* 5^ = an, n - I , N.
Таким образом, при применении ортогональных переносчи-
ков операция разделения группового сигнала на приеме сводится
к вычислению N скалярных произведений.
Пример. Пусть групповой сигнал будет сформирован из суммы ортого-
нальных канальных си1 налов У = at ё^+ а2 ё2 + а2 .
Если требуется выделить на приеме первичный сигнал а2 , то это сводится к
операции
. Т , т _. _> т _> ->т.
Г, 5 О, Г , f , + О2С 1 е2 + °3 е 2 е2 ’ °2 •
Разделение линейно независимых сигналов
Если переносчики не обладают свойством ортогональности,
то разделение группового сигнала может быть выполнено не
только согласно алгоритму (1.8). связанному с обращением мат-
рицы Е. На приемной стороне формируется совокупность линей-
но независимых векторов Ьп], взаимно ортогональных к совокуп-
ности переносчиков \еп.
При формировании векторов Ьп нужно руководствоваться ал-
горитмом
=Сц е, + ... + ctNeN.,
~ е1 + "• + CNN eN ’
где коэффициент спк определяется из N1 линейных уравнений
т _ I , V п = к. ____
0" 0 . V п * к . п , к = 1 , N.
Пример. Пусть будут заданы два линейно независимых переносчика
Сформируем с помошыо этих переносчиков групповой сигнал У а, с, + а2 е2 .
34
Дщ| разделения этого гуппового сигнала на приеме образуем векторы
Ь* и Ь2, взаимно ортогональные к :
^1 ~ си е1 + С12 е2 >
^2 ~ С2| е1 + С22 е2 •
Вычислив коэффициенты спк из уравнений -
5*}^=!; ^^2 = 0; 6* У^=0 ,
получим
Теперь выделение первичных сигналов at и а2 из 5 сводится к операциям
/>* У 5*= Ц| и Л* J 5*= аг соответственно.
Разделение сигналов с конечной энергией
Введенные ранее понятия линейной независимости и ортого-
нальности (ортонормированности) в полной мере справедливы и
для непрерывных во времени переносчиков еп (t), обладающих
конечной энергией, т. е.
ос
J en(t )dt<<x>, п = 1 , N.
Для таких переносчиков условие линейной независимости
имеет место, когда тождество af е, (t) + ... + aN ефф) = 0 правомерно
только при условии а! = ... = aN= 0.
Ортогональными (ортонормированными на интервале 0...AZ)
являются переносчики, для которых скалярные произведения
удовлетворяют условиям
(‘+,Г 1 Vn = Jt
o’. У/ „*к.
ibt
Такие переносчики, называемые иногда базисными функциями,
широко применяются при организации многоканальной переда-
чи дискретных сообщений. Алгоритм формирования группового
сигнала на передаче с помощью таких переносчиков определяет-
ся аналогично (1.6), т. е.
S(t) = a{ е} (t) + ... + aN е„ (/) =
N
= = Т^(О, (1.9)
п = I
2*
35
гае ) = [е,(Гen(t)] 1 - вектор переносчиков; Л*= [я, , ..., йл,]т -
вектор первичных сигналов.
Процедура выделения первичных сигналов на приеме здесь
также определяется путем вычисления скалярных произведений,
т. е.
(1+ I) Л1
A-^S(t) E(t) dt. (1.10)
<Л/
Поскольку переносчики по предположению ортогональны на
интервале ikt... (/+ 1)Д/, то векторный алгоритм разделения (1.10)
разбивается на W независимых скалярных алгоритмов:
1)Л/
ак - j е*(0 S(t) dt. к - 1, N.
fat
Свойством ортогональности обладает множество функций,
например отрезки тригонометрических функций кратных аргу-
ментов, полиномы Чебышева, Лаггера, Эрмита, Лежандра,
Уолша, Харра и др.
На рис. 1.7 приведена структурная схема МСП дискретных
сигналов ап (i&f) с ортогональными базисными функциями ел(/).
Разделение сигналов с конечной мощностью
Рассмотренные до сих пор методы организации многоканаль-
ной передачи применимы к передаче дискретных во времени
первичных сигналов или же отсчетов непрерывных сигналов.
Вместе с тем идея использования для многоканальной передачи
линейно независимых или ортогональных переносчиков может
a2(i.&t)
aN(iAt)
Рис. 1.7. Структурная схема системы передачи с ортого-
нальными переносчиками
36
-Лео
6
ЛСО со
S)
Рис. 1.8. К понятию весовой функции
использоваться и для передачи непрерывных во времени первич-
ных сигналов с ограниченным спектром. Однако здесь следует
употреблять функции-переносчики ортогональные или холя бы ли-
нейно независимые на бесконечном промежутке времени. Указан-
ные свойства обеспечиваются за счет введения понятия ортого-
нальности базисных функций с определенным весом #(т), т. е.
f , . . . . . , const, V п = к,
]^(т)е„(т)еА (т) ih= 0, v п*к
Для тригонометрических функций кратных аргументов
sinnco0TCOsnco0T, а также для периодических последовательностей
импульсов в качестве весовой функции следует применять им-
пульсную характеристику ФНЧ. Например, импульсной харак-
теристике вида (рис. 1.8, а )
, , sinAcjT
= G V —-----
Дшт
соответствует передаточная функция идеального ФНЧ (рис. 1.8, б)
0, V |со| > Ло>.
Формирование группового сигнала при передаче непрерыв-
ных во времени первичных сигналов осуществляется согласно
правилу n
^(0 = Е °и(0 т £*(')>
(1.11)
где A (0 = [O|(0,—~ вектор первичных сигналов;
Ё* (t) = [е,(/),-.,еД0]Т ~ вектор переносчиков.
Алгоритм разделения группового сигнала в этом случае имеет
вид „
A(t) = J £(т) - T)dx
(1.12)
или ak(t) = j еА(т) S(x)g(t - т)А , к = 1 ,N.
37
Приведенный алгоритм формирования группового сигнала
(1.11) и алгоритм разделения (1.12) справедливы для всех типов
МСП.
Многоканальная передача сигналов амплитудной
модуляции с двумя боковыми полосами частот
Предположим, что все первичные сигналы an(t) имеют ограни-
ченную ширину Доз спектра Я„(со). Тогда формирование группового
сигнала амплитудной модуляции (AM) с передачей двух боковых
полос (ДБП) осуществляется в соответствии с (1.11), т. е.
Л" Л>
*Я0дбп = Е О„(0 е„(0 = Е °«(ОС08ЯС00/, (1.13)
л = I л = 1
где с>0 = 2Лы.
Поскольку операции умножения функций an(f) во временной
области и е„(0 в частотной области соответствует свертка спект-
ров сомножителей, то N
^(Одбп <=> ^ДБП = 2^ - «“о) + 4 (“ +
л = I
На рис. 1.9 приведены спектральные диаграммы первичных и
группового сигналов, соответствующие передаче ДБП.
Разделение группового сигнала 5(/)дбп на пРиеме необходимо
делать согласно алгоритму
-Лш . Ды
An
Рис. 1.9. Формирование спектра группового сигнала сис-
темы передачи с ДБП
38
= 2 J ^ЯОдап -x)dx =
N ю —r
“Z f T)a„(r)fcos(« - £)G)0T + (1.14)
и- I <r
+ COS(« 4- Л)юот]dx.
Из (1.14) видно, что все N интегралов определяют отклики
ФНЧ с граничной частотой полосы пропускания Дю на AM коле-
бания. Спектры всех колебаний в сумме, кроме слагаемого с
п — к, расположены за полосой пропускания ФНЧ. Поэтому
1 колебаний не проходят на выход ФНЧ, т. е. А - 1 интегра-
лов в (1.14) равны нулю. Единственный ненулевой интеграл
определяет реакцию ФНЧ на ak(t).
Очевидно, что при G = 1
- т) ak(x)dx = од(0 = ak(t).
Структурная схема МСП с ДБП, соответствующая приведен-
ным алгоритмам, представлена на рис. 1.10.
Многоканальная передача сигналов
с разделением по фазе
При фазовом разделении chi налов (ФРС) для каждого номи-
нала несущей частоты ю0 = 2Дот нужно использовать переносчики
вида
<? „(0 = cosno)0/, ew,(0 = sinno>0/.
cosN*2Acut COSN*2ACOt
Рис. 1.10. Структурная схема системы передачи ДБП
39
Рис. 1.11. Структурная схема системы передачи с ФРК
Тоща групповой двухканальный сигнал для н-й несущей час-
тоты можно представить так:
^(Офрс = ac/t)cosn(o0t + оет( Z)sinncooZ. (1.15)
Разделение двухканального сигнала на приеме необходимо и здесь
осуществлять путем вычисления скалярного произведения группового
сигнала и векторов-переносчиков, т. е. согласно алгоритму
МО = 2 J - Т)А ’
МО = 2J ~т)Л-
Структурная схема МСП, реализующая метод ФРК для одной
несущей, приведена на рис. 1.11.
Следует обратить внимание, что при ФРК на каждой несущей
частоте лсоо обеспечивает передача двух независимых первичных
сигналов асп($ и asn(f) в полосе частот 2Дю. Следовательно, при
одинаковом числе каналов (TV—четном) МСП с ФРК требует в
сравнении МСП с ЧРК ДБП в 2 раза меньшую полосу частот.
Это обеспечивается тем, что при одной и той же частоте несуще-
го колебания /коо первичные сигналы acn(f) и ам(г) передаются с
помощью ортогональных переносчиков
ec„(t} = cos«<b0Z , esn(t) = sin/?®()r.
Ортогональность переносчиков обеспечивается за счет фазо-
вого сдвига на л/2 между ними. Соответственно и все спектраль-
ные составляющие канальных сигналов 5(И(г), Sin(t) будут сдви-
нуты друг относительно друга на угол л/2 (рис. 1.12).
Многоканальная передача сигналов амплитудной
модуляции с одной боковой полосой частот
Свойство четной симметрии спектра сигнала AM относитель-
но частоты несущего колебания говорит о том, что в обеих боко-
40
Рис. 1.12. Формирование спектра системы с пере-
дачи с ФРК
вых полосах частот содержится одинаковое количество информа-
ции о передаваемом сообщении. Поэтому достаточно передавать
AM сигнал только с одной боковой полосой (ОБП) частот. При
этом ширина полосы частот группового сигнала будет в 2 раза
меньше, чем при AM ДБП.
Рассмотрим механизм формирования сигнала AM ОБП
(рис. 1.13), представив его спектр в виде суммы двух спектров
5(а>) и S'(©):
otn — S(tt>) + S'(tt)).
Если первичному сигналу a(t) соответствует спектр Доз), то
AM колебанию S(/) с двумя боковыми полосами частот соответ-
ствует спектр
o(0cos(o ot= S (f) <=> S’ (co) = -^[A (cd - <o0) + A (co + coo)].
Alai),,
-Да) 0 A(1} a>
S(cu)K А(ш-О)д')
а>0-Дш a>0 ш0+Дси ш
S*(&) A А*(шш0)
‘•5(Ш>АМОБП
СОд-ЛШ U>g co
Рис. 1.13. Формирование
спектра сигнала AM ОБП
колебания
41
(1.16)
Как следует из рис. 1.13, ненужная боковая полоса частот AM
ОБП колебания компенсируется с помощью сигнала, которому
соответствует спектр У(со). Найдем структуру компенсирующего
сигнала 5*(Г), выполнив преобразования Фурье над У(со).
Поскольку спектр действительных сигналов всегда является
четной функцией частоты, то следует применять cos-преобразо-
вание Фурье, в соответствии с которым
с
5 (/) - — f 5 (ш) cosro? dt -
п J
о
(Oq + \сд
— [ Л(<о - <й,.)соч<!>/</ш - — [ - iun) coscoft&o.
It J U It 1 V
ШГ ш0
Сделав замену переменной интегрирования в (1.16) и обозначив
Q = со - соо, после несложных преобразований приходим к результазу
Доз
У(/) = - у- J /4(Q)cos(Qr - л/2) i/jjSinw,/ = a*(/)sinco0r,
- Дсо
где d(t) — первичный сигнал, преобразованный по Гильберту.
Следовательно,
•ЯОамобп = «(OcosgV - а (/) sin со0/.
Таким образом, AM колебание с ОБП частот состоит из двух
AM колебаний с ДБП. При этом вся информация о передавае-
мом сообщении содержится в первом AM колебании, в то время
как второе слагаемое выполняет роль компенсирующего сигнала
для подавления ненужной боковой полосы частот.
Структурная схема формирователя AM ОБП колебания при-
ведена на рис. 1.14.
Поскольку ширина спектра AM ОБП колебания равна Да), то
и разность между соседними несущими частотами должна
(может) быть равной со0 = Дсо. Тогда групповой сигнал МСП с
ЧРК ОБП будет определяться суммой
N п
5<ПЧРК оьп = Е + У61 = Е l°n(Ocosn о0/+ a*(/)sinn ы0 ф (1.17)
Рис. 1.14. Структурная схема
формирователя AM ОБП ко-
лебания
42
-Лш 0 Да> ш
11
O)D 2w0 3wD NU>0 ш
Рис. 1.15. Формирование спектра группового сигна-
ла системы передачи с ОБП
Спектральные диаграммы, поясняющие процесс формирования
группового сигнала МСП с ЧРК ОБП. приведены на рис. 1.15.
Процесс разделения группового сигнала при ЧРК ОБП сво-
дится к вычислению двух скалярных произведении с последую
щим суммированием их результатов, т. е.
akifi = f ^М-ЯОчрк обп т^т
[ f <\(т)^(т)чрк ОБП Т^Т1
N
=z
J а„(т) [cos(fc + л) <оот + cos(fc - ri) о0т]
+ j o‘(T)[sin(A + И)юот + sin(fc - n)<D0T]j tft
N a?
1 E I o„(T)lsin(fc + ",<!’(>T + sin(A “ n)“oT]
71= 1 «
[ ^(T) [cos(fc- Л)йот - cos(fc + л)иот]£(»- T)<fcj| .
(1.18)
43
Все слагаемые, соответствующие суммарным частотам первой
суммы, будут равны нулю, поскольку они определяют AM коле-
бания, спектры которых находятся вне полосы пропускания
ФНЧ. Из разностных продуктов ненулевыми будут только сла-
гаемые с п = к, п = к + 1. Аналогичные ненулевые продукты
будут и для второй суммы.
После преобразования по Гильберту ненулевых продуктов
второй группы слагаемых и их суммирования с первыми слагае-
мыми оказывается, что все побочные продукты компенсируются,
а остается лишь оценка полезного первичного сигнала ak(t). Для
большей наглядности приведем простой пример.
Пример. Пусть первичные сигналы составляют совокупность |a„cos П л
п = 1,3. Тогда групповой трехканальный сигнал будет определяться суммой
з з
= £ |o„cosQn/coscon/+fl„smQ„fimton/] = 2^ a„cos(wn - fi„)Z
Л=I п=1
Как следует из этого соотношения, групповой сигнал состоит только из ниж-
них боковых полос AM колебаний.
Теперь пусть на приеме необходимо выделить первичный сигнал с к = 2.
Скалярное произведение группового сигнала S(f) с е2(0 = cosa>2/ дает
3D
jcos<o2T5(T)g(f - т)А = a2cosfi2f + а3[(со3 - со2) - Q3]t = r(f).
После вычисления скалярного произведения группового сигнала S(f) с е2(/) и
последующего преобразования результатов по Гильберту получаем
= o2cosn2f + a3cos[(co3 - со2) - Q3]t = г (f).
Объединяя r(f) с г (f). с учетом знака находим, что
rtf) + г (/) = a2cosQ2/.
На практике в большинстве случаев одна боковая полоса частот
AM колебания выделяется с помошью полосового фильтра (ПФ).
На рис. 1.16 приведена структурная схема МСП с ЧРК ОБП,
соответствующая алгоритмам (1.17), (1.18). На этой структурной
схеме выделение одной боковой полосы частот осуществляется с
помощью ПФ.
Метод временного разделения каналов
Основой построения метода временного разделения каналов
(ВРК) является теорема Котельникова, в соответствии с которой
ОС
jsin ы2т5(т),й? - г)А
Рис 1.16. Структурная схема системы передачи с ОБП
непрерывный на интервале -оо, со первичный сигнал a(t) с гра-
ничной частотой спектра fmax может быть представлен в форме
ряда так называемых отсчетных базисных функций #(/), или
" sin 2п f (t - i Д f)
a(f) = X = Y —(f /д/) . (Ы9)
/ = - <x
где afjAf) — отсчеты непрерывного сигнала aft), взятые в моменты
времени /Д/; \t<\/lfmax - интервал дискретизации непрерывного
сигнала aft).
Базисные функции g[J), g)t) ортогональны на бесконечно
большом интервале времени, т. е. для них справедливо
k/isw'K ^~x,vL7’
Как следует из (1.19), все сведения о передаваемом первич-
ном сигнале aft) содержатся только в отсчетах afiM), а базисные
функции g,(0 для всех i одинаковы по форме и отличаются друг
от друга сдвигом во времени. Поэтому вместо непрерывного сиг-
нала aft) можно передавать лишь последовательность отсчетов
ос
а0(/) = Х о(1А/)5(МА0, (1-20)
где 6(/) — дельта-функция, а базисные функции g^t) восстанавли-
вать на приеме.
Из сравнения (1.19) и (1.20) легко заметить, что (1.19) являет-
ся результатом свертки во времени последовательности отсчетов
й0(/) с одной базисной функцией #(/) = (8ш2л/тю0/(2я/таД являю-
щейся импульсной характеристикой идеального ФНЧ с полосой
пропускания
45
Поскольку сформировать последовательность отсчетов практи-
чески невозможно, то обычно первичный сигнал a(t) умножают на
периодическую последовательность прямоугольных импульсов ко-
нечной длительности (рис. 1.17). В этом случае импульсную после-
довательность следует считать переносчиком или импульсной несу-
щей, а сам модулированный сигнал 5(0 = a(t)e(f) тогда следует на-
зывать сигналом амплитудно-импульсной модуляции (АИМ).
Импульсную несущую e(t) можно представить в виде ряда
Фурье:
а- а
„ . sin / 7Г т / Д t
е(0 = £
/=0 / = 0
где ю0 = 2л/ЛГ - круговая частота дискретизации; т - длительность
импульсов; а, — коэффициенты ряда Фурье.
С учетом этого АИМ сигнал принимает вид
00
5(0Аим = Е а , a(t) cos/w0t.
1=0
В последнем соотношении каждое из слагаемых определяет
AM колебание с ДБП частот около каждой гармоники импульс-
Рис. 1.18. Спектр АИМ сигналов
46
ной несушей. Поэтому спектр АИМ сигнала будет определяться
в виде (рис. 1.18)
^'"•аим = 2 2Z «/М(">- /о>0)+Л(<1>+/<.)())|.
I о
Слагаемое с /=0 соот ветствует исходному первичному сигналу
и может быть выделено из спектра .5’(<о)чим с помощью ФНЧ при
УСЛОВИИ, ЧТО 0)0>2ЛС).
При организации многоканальной передачи сообщений каждо-
му первичному сигналу an(f) ставится в соответствие переносчик
X
где ео(О ~ единичный импульс в импульсной несушей.
Тогда групповой сигнал МСП с ВРК и АИМ будет опреде-
ляться в виде n
*^(0врк АИМ = Е °я(0ел(/),
п 1
а алгоритм разделения аналогичен ранее рассмотренным алго-
ритмам, т. е.
ас
я* <0 = Р к 5б) ВРК аим S И - т) г/ т -
лГ* х
= Е (1-21)
В (1.21) все интегралы (кроме случая, когда п-к) равны нулю,
поскольку переносчики ея(т), еДт) ортогональны с весом #(/+т) на
бесконечном интервале времени. Единственный ненулевой ин-
теграл определяет отклик ФНЧ на входной сигнал \(Г)АИМ, кото-
рый равен ak(j).
Сигналы АИМ применяются во всех МСП с ВРК, в частнос-
ти в ЦСП с ИКМ.
На рис. 1.19 приведены временные диаграммы переносчиков
разных каналов, с помощью которых осуществляется процесс
формирования группового сигнала ВРК АИМ. Структурная
схема МСП с ВРК АИМ представлена на рис. 1.20.
Сопоставление рассмотренных алгоритмов показывает, что
все существующие МСП с ЧРК ДБП, ФРК, ЧРК ОБП и ВРК
АИМ строятся согласно одному общему правилу. На передаче в
процессе формирования группового сигнала осуществляется сло-
жение первичных сигналов умноженных на базисные функ-
ции - переносчики еп(/). Разделение группового сигнала на при-
еме выполняется путем вычисления скалярного произведения
47
Рис. 1.19. Ортогональ-
ные переносчики систе-
мы передачи с ВРК
АИМ
группового сигнала S(t) и ek(t) с весовой функцией g(t), являю-
щейся импульсной характеристикой ФНЧ.
Сравнение ортогональных и линейно независимых сигналов
Применение ортогональных переносчиков для организации
многоканальной передачи сообщений, с одной стороны, сущест-
венно упрощает процедуру разделения группового сигнала на
приеме, а с другой стороны, обеспечивает большую в сравнении
с линейно независимыми переносчиками помехозащищенность
сигнала на приеме. Покажем это на примере.
Пример. Предположим, что необходимо передать два независимых сигнала
аД/) и аД/) методом ФРК. Тогда групповой сигнал S(t) примет вид
5 (0 = (0 ес (/) + as (/) es (/) = ас (/) cos (ы0 / + <рс) + as (t) sin (соо t + <pf ),
где ед/), еД/) - линейно независимые переносчики; <р£. и <ps — фазовые сдвиги со-
ответственно сигналов аДО и as(f). Для выделения из S(t) исходных первичных
eN(t) eN(t}
Рис. 1.20. Структурная схема системы передачи с
ВРК АИМ
48
сигналов of(r), о5(/) на приемной стороне необходимо применить взаимно ортого-
нальные базисные функции
Ьс (/) = sin (га()/ + <рЛ + л /2) = cos (to0 t + <р5),
(f) = cos (o01 + <pf + л / 2) = sin (w0 t + <p().
Здесь bc[f) ортогонален es(/), a b((t) ортогонален ef(0-
Применив к групповому сигналу операторы разделения, соответственно полу-
чим х.
ac(t} = 2\bc(x) S (х} g(t - х) d х = aL(t) cos (<pf <ps),
a, (0 = 2 f bs (t) 5 (t) g (Z - t) d т = as (Z) cos (<pr - <ps).
Из приведенных соотношении следует, что оценки переданных первичных
сигналов будут максимальны, когда <pc-q>s=O, т. е. когда переносчики ec(f), es(t)
взаимно ортогональны.
Групповой сигнал S(t), сформированный на передаче даже с применением
ортогональных переносчиков ec(t) = cosco0z и es(f) = sin<noz, проходя по направляю-
щей среде, подвергается воздействию различных искажений, например может
возникнуть фазовый сдвиг <р каждого из несущих колебаний канальных сигналов
S' (/) и В результате этого принимаемый сигнал будет иметь вид
5 (/)пр = ас (Z) cos «о() t + <р) + ау (/) sin («о,/ + <р).
Если на приемной стороне при разделении применяюзся базисные функции
ег(0. то опенки переданных первичных сигналов соответственно будут в виде
X
ас (0 = 2 J ес (т) 5 (т) g (Z - т) d х = ас (t) cos <р - as (z) sin <р,
X
as (I) =2 f es (т) 5(т) g (r - t) d т = as (z) cos <p + ac (?) sin <p.
Из этих соотношений видно, что отсутствие ортогональности между первич-
ными сигналами и базисными функциями на приеме уменьшает мощность выде-
ленных первичных сигналов на cos <рл. Кроме того, появляются переходные влия-
ния между каналами, т. е. на выходе синфазного канала помимо основного сиг-
нала cc(Z)cos<p появляется сигнал ot(Z)cos<p. Аналогичное явление имеет место и в
квадратурном канале.
1.5. ПОСТРОЕНИЕ КАНАЛОВ ДВУСТОРОННЕГО ДЕЙСТВИЯ
Канал тональной частоты
Каналы двустороннего действия прежде всего необходимы для
возможности осуществления телефонных переговоров, так как або-
ненты должны иметь возможность перебить собеседника для того,
чтобы переспросить его, подать реплику и т. д. Поскольку для
49
Рис. 1.21. Структурная схема канала двусторон-
него действия с четырехпроводным окончанием
передачи телефонных сигналов используются каналы тональной
частоты (ТЧ), то они должны быть двусторонними.
Все каналы МСП, в том числе и ТЧ, содержат усилительные
устройства, которые усиливают сигналы только в одном направ-
лении передачи. Поэтому для создания канала двустороннего
действия надо использовать два встречных канала односторонне-
го действия (рис. 1.21). Организованный таким способом канал
является четырехпроводным. Окончание этого канала называют
четырехпроводным окончанием канала ТЧ.
Поскольку в абонентских трактах телефонные сигналы пере-
даются в обоих направлениях по одной и той же двухпроводной
цепи, то в местах ее подключения к двустороннему четырехпро-
водному каналу ТЧ необходимо использовать развязывающие
устройства (РУ). Такое окончание канала ТЧ (рис. 1.22) называ-
ют двухпроводным. Затухания развязывающих устройств в направ-
лениях 4 - 3 и 3-4 должно быть бесконечно большим, так как
только в этом случае будет достигнута взаимонезависимость раз-
ных направлений передачи, т. е. сигнал с выхода одного одно-
стороннего канала не будет посзупать на вход другого.
Для обеспечения нормальной работы канала двустороннего
действия необходимо нормировать величины мощностей и на-
пряжений или соответствующих им уровней в разных точках
этого канала. Все нормированные величины для удобства отно-
Рис 1.22. Структурная схема каната двустороннего дейст-
вия с двухпроводным окончанием
50
сят к условной точке номинального нулевого уровня. За эту
точку принимают двухпроводный вход канала ТЧ. Таким обра-
зом, нормируемая величина уровня передачи на двухпроводном
входе канала равна 0 дБ. На входе четырехпроводного окончания
канала нормированное значение уровня передачи равно —13
дБмО. а на выходе - плюс 4 дБмО. Частота измерительного сиг-
нала принимается равной 800 или 1020 Гц.
Уровень передачи на выходе двухпроводного окончания кана-
ла определяется его остаточным затуханием.
Остаточным затуханием канала называется его рабочее зату-
хание. определяемое как разность между суммой всех затуханий
и суммой всех усилений в канале на заданной частоте, т. е.
а - Е а - Е У. Имея в виду равенство входного и выходного со-
противлений канала, остаточное затухание можно определить как
разность уровней передачи на входе и выходе канала, т. е.
«ост = РнГРыС ТаК КаК Ры = °’ ТО «ос, = -Рвь.х-
Как будет показано, остаточное затухание канала ТЧ при
двухпроводном его окончании должно быть больше нуля, что оп-
ределяется условиями устойчивости канала, допустимыми иска-
жениями от токов ОС и мешающим действием токов электричес-
кого эха. С учетом изложенного номинальная величина остаточ-
ного затухания на частоте 1020 Гн в канале ТЧ с двухпроводным
окончанием должна быть равна 7 дБ. Эту величину остаточного
затухания обеспечивают удлинители (Удл) с затуханием
«ум ~ °ост/2 = 3,5 дБ, включенные на входе и выходе канала ТЧ
(см. рис. 1.22). Кроме того, эти удлинители, называемые тран-
зитными, облегчают условия балансировки развязывающего уст-
ройства (дифференциальной системы) и позволяют при двухпро-
водном транзитном соединении нескольких каналов ТЧ сохра-
нить остаточное затухание равным номинальной величине, так
как в пункте осуществления транзитного соединения указанные
удлинители выключаются (см. § 5.3).
Номинальное значение остаточного затухания канала ТЧ при
четырехпроводном окончании ат = -13-4 = -17 дБ, т. е. имеет место
усиление, равное 17 дБ. Это допустимо, так как при таком оконча-
нии (см. рис. 1.21) канал ТЧ не является замкнутой системой.
Дифференциальная система
В качестве развязывающих устройств при организации канала
Двустороннего действия используются дифференциальные систе-
мы (дифсистемы), в основу построения которых положен прин-
Ип Уравновешенного моста.
51
Рис. 1.23. Организация двухпроводно-
го окончания с помощью дифсистемы
Рис. 1.24. Передача энер-
гии от зажимов 44
Дифсистемы могут быть выполнены с использованием либо
трансформаторов, либо резисторов. В МСП наибольшее распро-
странение получили дифсистемы на трансформаторах (рис. 1.23).
Поскольку дифсистема является мостом, то встречные на-
правления передачи двустороннего канала включаются в диаго-
нали этого моста (зажимы 3 - 3 и 4-4 дифсистемы). К одному
из плеч моста (зажимы 1-1) подключается лвухпроводный або-
нентский тракт, а к другому (зажимы 2 - 2) - балансное сопро-
тивление, величина которого должна быть такой, чтобы мост
был уравновешен, и тогда встречные направления передачи будут
взаимно независимыми.
Определим балансное сопротивление Z2, при котором диф-
система будет уравновешена. Для этого подключим генератор с
внутренним сопротивлением Z4 к зажимам 4-4 дифсистемы
(рис. 1.24). Для упрощения рассуждений примем, что активное
сопротивление обмоток трансформатора равно нулю, индуктив-
ность его обмоток очень велика, рассеяние отсутствует.
Так как дифсистема построена по принципу моста, то она
будет уравновешена, если отсутствует передача энергии между
зажимами 3 — 3 и 4-4. Как видно из рис. 1.24, для этого необ-
ходимо, чтобы l„w„- lmwm. Отсюда 1п//т= wm/wn= I/а, где
о = - коэффициент асимметрии. В уравновешенной диф-
системе /,//т = Zn/Zv Поэтому условие баланса дифсистемы
имеет следующий вид:
Z2 = Z( /о.
При о = I дифсистема называется равноплечей или симметричной,
при о* 1 — неравноплечей или несимметричной.
Дифсистема должна включаться в канал согласованно и обес-
печивать большое затухание между развязываемыми направле-
ниями и малое затухание в основных направлениях передачи.
При организации канала двустороннего действия такими направ-
лениями являются направления от двухпроводного окончания
52
канала ТЧ к любому из каналов одностороннего действия. Поэ-
тому при рассмотрении свойств дифсистемы будем интересовать-
ся входными сопротивлениями со стороны всех ее зажимов и за-
туханиями в различных направлениях передачи.
Определим входное сопротивление дифсистемы со стороны
зажимов 4 - 4 и 3-3, полагая ее уравновешенной, а трансфор-
матор идеальным. В уравновешенной дифсистеме сопротивление
резистора, подключаемого к зажимам 3-3 (Z3), не оказывает
влияния на входное сопротивление со стороны зажимов 4-4.
Следовательно, входное сопротивление дифсистемы со стороны
зажимов 4 — 4
Zm4 = Z ,Z2 /(Z, + Z2) = Z, /(1 + Z, /Z2) = Z, /(1 + u).
Таким образом, для согласованного включения дифсистемы
необходимо, чтобы подключаемое к зажимам 4-4 сопротивле-
ние Z4 = Z,/(1 + с).
Для определения рабочего затухания дифсистемы в направлени-
ях 4-1, 4- 2 и 4 — 3 подключим к зажимам 4-4 генератор с
внутренним сопротивлением Z4 (см. рис. 1.24). Будем иметь в виду,
что постоянная передачи пассивного четырехполюсника одинако-
вая как для прямого, так и обратного направления передачи.
Затухание между зажимами 4 — 4 и 1-1 или 1 — 1 и 4 — 4,
выраженное в децибелах, определяется как
р
° 4-1 = ° 1-4 = Ю h?
где Р4 и - мощности, выделяющиеся на резисторах Z4 и Z,
соответственно.
Согласно обозначениям, принятым на рис. 1.24, можно напи-
сать, что для уравновешенной дифсистемы
Л/4, = //(/-О = = Ъ'А = 1А
откуда /„=//(!+о) и/„ = /о/(1+су). Следовательно, затухание
2 . 2
2 2 ^1(1 + °)
°4-1 = Я1 4=101g(/ Z4//„Z,)=101g-1-—= 101g(l + а). (1.22)
(1 + о) / Z,
Затухание между зажимами 4 - 4 и 2-2 или 2 - 2 и 4 - 4
а 4-2 = а 2 4 = 10 1g Р4/Р2 = 10 lg (I2Z4/I2m Z2) =
(1-23)
= Ю lg [I2 z,(l + o)2o/(l +g)/2O2Z,] = 101g[(l + u)/o].
Затухания между зажимами 4 - 4 и 3 - 3 или 3 - 3 и 4 - 4
53
a^ = a^=\0\g(PA/P3) = ^, (1.24)
так как эти зажимы находятся в разных диагоналях уравнове
шенного моста и, следовательно, при подключении генератора к
4-4 ток через резистор Z3 не протекает.
Определим входное сопротивление уравновешенной диффе-
ренциальной системы со стороны зажимов 3 - 3 и рабочие зату-
хания в направлении от этих зажимов к зажимам 1 — 1 и 2 - 2,
для чего воспользуемся рис. 1.25. Так как в уравновешенной
дифсистеме «3^, = °о, то сопротивление резистора, подключаемого
к 4 — 4, не влияет на значение входного сопротивления со сторо-
ны зажимов 3 - 3, поэтому из схемы он исключен. Следовательно,
7 _ z i + zi _ zi + z\/^__z \
Z вхЗ 2 2,,, 2 ~ 2 , , ,
(m + л) n (1 + 1/a) n (1 + 1/с)
где rn = wm/w(); n = wn/w0 - коэффициенты трансформации диф-
ференциального трансформатора.
Итак, для согласованного включения дифсистемы сопротив-
ление, подключаемое к зажимам 3 — 3, должно быть
Z3 = Z(/«2(1 + I /с). Полагая, что дифсистема нагружена на со-
гласованные сопротивления и трансформатор не имеет потерь,
мощность, выделяемая на резисторе Z3, равна сумме мощностей,
выделяемых на резисторах Z, и Z2 (см. рис. 1.25). Тогда
а,.3 = а, , = 10 1g (Р3//>,) = 10 lg [(Р, + Р2)/Р,] =
= I01g[/2(Zl+Z2)//2Z,] =
= 101g (1 + 1/<у)= 101g [(1+<т)/су]; (1.25)
Д3-2 = О2-3 = 10 ig (Л/^) =
= 101g[(Zl + Z2)/Z2] = 10Ig(l+o). (1.26)
Докажем, что затухание в направлении от зажимов 7 - / к за-
жимам 2 - 2 и обратно равно бесконечности. Для доказательства
Рис. 1.25. Передача энергии
от зажимов 3~3
Рис. 1.26. Передача энергии
от зажимов 1 — 1
54
определим затухания в направлении от 1 — 1 к 3 — 3 и 4 — 4 при
отключенном резисторе Z2, т. е. холостом ходе на зажимах 2 - 2
дифсистемы (рис. 1.26). Затухание а х 4 - 10 1g (Р, /Р4), где Р, = / Z,,
а Р4 - l2Z4, так как зажимы 2 - 2 разомкнуты. Отсюда
47, 4=l01g[/2Z,(l+o)//2ZI]-101g(l+o). (1.27)
Затухание а , 3= 101g(P,/Р3), где Р, - мощность, выделяющаяся
на резисторе Z3. Отсюда
л, 3 - 10 lg [/ 2Z, /(л/ )’Z3] = 101g [Z,«2 (1 + 1 /ст)/л 2Z,] =
= 101g(l + l/o)=10Ig[(I+a)/<y], (1.28)
Как видно из полученных выражений, отключение резистора
Z2 никакого влияния на значения 4?|4 и 47, 3 не оказывает (ср. вы-
ражения (1.22), (1.25) и (1.27), (1.28)). Это возможно лишь в том
случае, когда а, 2 - а2, = оо, что и требовалось доказать.
Принимая это во внимание, входное сопротивление дифсис-
темы со стороны зажимов 1-1
^hxi = + Z4 = Z3w2 + Z, /(1 + ст) =
= Z,л? ?ст/b2 (1 + а) + Z,/(1 + ст) = Z,.
Таким образом, для согласованного включения дифсистемы
зажимы 1-1 должны быть нагружены на сопротивление Z,.
Аналогично можно показать, что ZBx2 = Z, /ст.
Необходимо отметить, что дифсистемы применяются в СП не
только при организации двухпроводного окончания канала ТЧ,
но и при параллельном подключении фильтров, подаче в тракт
передачи контрольных и измерительных частот, подключении
приборов тонального вызова и т. д. Очень широко дифсистемы
используются в линейных усилителях МСП для реализации
общей ОС мостового типа (см. § 6.1).
При организации двухпроводного окончания канала ТЧ исполь-
зуегся равноплечая (симметричная) дифсистема (ст=1), которая
Удет сбалансирована и согласованно нагружена, если
Z2-Zx/1n и Z4 = Z,/2. В разные направления пере-
43 <и она Будет вносить затухания: - ai 3 = п24 = а2 3 = 3 дБ,
I-: х 474 , = оо. В действительности затухания 4/,^, 47, 3, 4?2 4 и а2 3
практи*еСКОЛЬКО выше из-за наличия потерь в трансформаторе. На
прибл 6 условие Равновесия дифсистемы можно выполнить лишь
енно, т. е. Z2» Z, / ст. В силу этого ее затухание в направ-
55
3 23 3
Рис. 1.27. К определению затухания
0 4-3 неуравновешенной дифсистемы
лениях от зажимов 4 - 4 и 3 - 3 и обратно становится конечным.
Для определения данного затухания воспользуемся рис. 1.27.
Генератор с внутренним сопротивлением Z4 подключен к за-
жимам 4-4. Так как при отсутствии баланса дифсистемы
Z = oZ2 * Z р то часть энергии, поступившая с зажимов 4 — 4 к
зажимам 1 - 7, отразится и, претерпев затухание а, 3, поступит на
Z3. Таким образом,
а 4 - 3 = ° 4 - I 4 ° отр + ° 1 3’
где а отр = 20 1g | (Z, + Z /(Z, - Zвх1) | - затухание отражения. С
учетом выражений (1.22) и (1.25)
а 4 з = 10 1g (1+о)+201g |(Z1+ZBX1)/(Z,-ZBX1) |+10 1g [(l+o)/oj
После несложных преобразований находим
а4 з = 10 1g [(1 + о)2 / о] + 20 1g |(Z, + oZ2)/(Z, - oZ2)|.
Величина A e= 20 1g | (Z, + oZ2)/(Z, - oZ2) | называется ба-
лансным затуханием. Для равноплечей дифсистемы
Ze-201g|(Z, + Z2)/(Z,-Z2)| и а3 4 = Лс + 6 дБ.
Выражение для подсчета я4_3 является приближенным, так
как при его выводе учитывалась несогласованность только на за-
жимах 7 - 7. В действительности несогласованность имеет место
на всех зажимах дифференциальной системы. Однако, если
Z х *oZ2, погрешность незначительна.
Устойчивость двусторонних каналов
При организации двусторонних каналов неизбежно возника-
ют замкнутые электрические системы. Их появление обусловле-
но использованием развязывающих устройств - дифференциалу
ных систем и направляющих фильтров (см. § 2.4), имеющих ко
нечную величину затухания между встречными направлениям
передачи.
56
Рис. 1.28 Обобщенная замкнутая
система
Обобщенная схема этих замкнутых систем приведена на рис. 1.28.
Здесь 5, и 5 2 — усиление усилительных элементов, а, и а2- пере-
ходное затухание развязывающего устройства (РУ) между двумя
направлениями передачи. Из-за конечного значения переходного
затухания РУ в этой системе одно направление передачи влияет
на другое, вследствие чего возникает петля обратной связи а~Ь —
с - d — а. Наличие токов ОС может привести к самовозбуждению
системы, и передача информации станет невозможной.
Определим условия устойчивой работы этой замкнутой систе-
мы, воспользовавшись критерием Найквиста. Согласно послед-
нему система самовозбудится, если одновременно будут выпол-
нены два условия: условие амплитуд SS>So, т. е. сумма усиле-
ний больше или равна сумме затуханий по петле ОС, и условие
фаз Sip = 2лн, где п = 0, 1,2, ...
Если в рассматриваемых замкнутых системах контролировать
фазовые соотношения сложно (в частности, в каналах ТЧ), то
полагают, что условие фаз выполняется хотя бы на одной какой-
нибудь частоте эффективно передаваемой полосы частот. Следо-
вательно, для обеспечения требуемой безусловной устойчивости
замкнутой системы необходимо, чтобы S« > S5. Отсюда рассмат-
риваемая замкнутая система (см. рис. 1.28) будет устойчива, если
Ц + а2) > (5, + s2).
Величина, показывающая, на сколько сумма затуханий боль-
ше суммы усилений, называется запасом устойчивости замкнутой
системы или затуханием по петле ОС:
Аг=(а1 + а2)-(^| + '5'2)-
Величина, показывающая, на сколько можно увеличить уси-
псщИе усилителей, прежде чем система самовозбудится (при вы-
си пс^фо11 условия Фаз), называется устойчивостью и определяет-
о = (о, + а2)/2 - (5, + S2)/2 = Х/2.
Роиств" В замкнУг°й системе в качестве развязывающих уст-
вости Используются дифсистемы (рис. 1.29), то запас устойчи-
*=(«3-4 + «4-з)-(5уэ1 +^уэ2)-
57
Рис. 1.29. К определению устойчивости канала двустороннего
действия
При использовании равноплечей дифсистемы а, 4 = А е1 + 6 дБ
и с4 з = Ле2 + 6 дБ, где А е| и А л - балансные затухания дифсисгем
Из рис. 1.29 видно, что рабочие усиления 5р| = 5уэ1-
-«I з-Лз-^уэГ-6 ДБ и 5р2 = 5уэ2-«, 4-o4_( = 5yj2-6 дБ. От-
сюда 5уэ| = 5р| + 6 дБ и 5уэ2 = 5р2 + 6 дБ. С учетом этих выраже-
ний запас устойчивости замкнутой системы, где в качестве раз-
вязывающих устройств применяются равноплечие дифсистемы.
У= (А е1 + А е2) - (S р1 +5 р2).
Имея в виду полученные выше выражения, перейдем к опре-
делению запаса устойчивости двусторонних каналов.
В настоящее время каналы ТЧ организуются в основном по
четырехпроводной однополосной или двухпроводной двухполос
ной системе (см. § 2.4). Токи паразитной ОС в каналах, органи-
зованных по четырехпроводной однополосной системе, возника-
ют главным образом вследствие недостаточно полной баланси-
ровки оконечных дифсистем. Токами паразитной ОС за счет
переходных влияний можно пренебречь, так как переходное за-
тухание между кабельными цепями велико и значительно превы-
шает усиление. В каналах, организованных по двухполосной
двухпроводной системе, токи ОС также возникают только за счет
неполной балансировки дифсистем. Токами ОС, возникающими
в промежуточных усилительных пунктах, можно пренебречь, по-
скольку затухания направляющих фильтров в полосе задержания
значительно превышают сумму усилений обоих направлений
передачи. Таким образом, можно считать, что в канале двусто-
роннего действия паразитная ОС возникает только из-за непол-
ной балансировки дифсистем на оконечных станциях. Обобщен-
ная структурная схема для определения запаса устойчивости!
представлена на рис. 1.28.
Как отмечалось выше, при организации двустороннего канала I
58
Рис. 1.30. Телефонный канал
а ТЧ в качестве РУ используется симметричная дифсистема, поэ-
тому запас устойчивости этого канала Х= (Л е) +Л с2) - (5р| + Sp2).
Из рис. 1.29 видим, что 5р| = 5р2 = а - 2а удл = 0. Следовательно,
запас устойчивости канала двустороннего действия равен сумме
балансных затуханий: Х=Ае^+АеГ Если положить, что
Ae}=Ae2 = Ae,ToX=2Ae.
Балансное затухание А е определяется затуханием отраженных
токов. В рассматриваемом случае они будут возникать в точке
двухпроводного окончания канала (точка А на рис. 1.29). Ток ОС
сначала поступит в точку Б схемы, пройдет через транзитный уд-
линитель с затуханием а жг/ 2, отразится в точке А с затуханием
отражения А ео и через транзитный удлинитель возвратится в
точку Б, опять претерпев затухание <?ОС1/2. Следовательно,
A‘ = 2aw+Aa, = oocr + Aea. Здесь Л = 201g |(Zo + Z6)/(Za-Z6)|,
1де а ~ входное сопротивление цепи, подключаемой ко входу
канала (к точке A); Z6 — входное сопротивление канала. Самые
неблагоприятные условия работы двустороннего канала с точки
зрения его устойчивости будут в режиме холостого хода. В этом
случае Лео = 0 и запас устойчивости канала Z=2aOCT. Так как
««г-7 дБ, то канал, безусловно, устойчив. Устойчивость теле-
ражН°ГО канала (Рис- 1-30) будет выше на величину затухания от-
мин[НИЯ’ кот.°Рая на практике равна или больше 5 дБ. Поэтому
лк мальный запас устойчивости телефонного канала равен 24
СлеСТ°ЙЧИВОСТЬ a = Х/ 2 = 12 дБ
него де^еТ °™етить’ что запас устойчивости канала двусторон-
так какИСТВИЯ Не зависит от затухания транзитного удлинителя,
личину у®еличение его затухания требует увеличения на ту же ве-
зухани'р V-Иления- ® противном случае изменится остаточное за-
F1C канала.
59
s
Рис I 31. К определению искажений за
счет токов ОС
Рис. 1.32. Частотная характе-
ристика усилителя при об-
рыве цепи ОС (кривая /) и
при наличии ОС (кривая 2)
В канале двустороннего действия, несмотря на выполнение
условия его устойчивой работы, всегда присутствуют токи пара-
зитной ОС из-за недостаточной балансировки дифсистем. Ука-
занные токи оказывают влияние на усиление усилителей. Рас-
смотрим это влияние на усиление одного из направлений пере
дачи (например, 5,). С этой целью схему канала двустороннего
действия представим в виде, изображенном на рис. 1.31. Из ри-
сунка видно, что усилитель Ус ( можно рассматривать как усили-
тель с ОС. Из теории усилителей известно, что ОС изменяет ко-
эффициент передачи усилителя в £раз и, следовательно,
к1ж=К{/Р, (1.29)
где Ку — коэффициент передачи усилителя без ОС; F=(l - 7)-
глубина ОС. Для рассматриваемой замкнутой системы (см. рис.
1.31) петлевое усиление
7’= Ю 0 05(^1 + 51"°1 4~°4 3*
где S, и - усиления усилителей, дБ; ai4 и я4 3 - затухания диф-
систем с выхода одного усилительного направления на вход друго-
го, дБ; <р - суммарный фазовый сдвиг по петле ОС. Подставив Т в
(1.29) и произведя необходимые преобразования, получим
20 1g К, - 20 lg kloc = 20 lg [1 - ю 0 05(5- + 5>"‘ >e*].
Это выражение определяет изменение коэффициента передачи
усилителя из-за наличия токов паразитной обратной связи, а из-
менение усиления усилителя
Д 5= 5, - 510С - 20 1g |1 - 10 °'05(о> еп | =
= 20 1g |1 - 10 °-05Хе 'ф |, (130)
где А'=(а4^3 + а3_4-51-52)- запас устойчивости канала дву-
стороннего действия.
60
Рис. 1.33. Механизм возникновения электрического эха
Если воспользоваться выражением (1.30) и построить зависи-
мость усиления усилителя от частоты, то из-за наличия паразит-
ной ОС эта характеристика будет иметь волнообразный характер
по сравнению с аналогичной характеристикой при разомкнутой
петле ОС (рис. 1.32). Такой характер зависимости объясняется
тем, что при различных частотах X и <р могут быть различными и в
зависимости от значения <р ОС может быть либо положительной,
либо отрицательной, т. е. уменьшать или увеличивать усиление
усилителя. Таким образом, наличие токов паразитной ОС в каналах
двустороннего действия приводит к специфическим амплитудно-
частотным искажениям, которые называются искажениями от ОС.
Корректировать такие искажения почти невозможно.
Так как в канале двустороннего действия фазовые соотноше-
ния носят случайный характер, учесть которые в практических
условиях крайне затруднительно, то для оценки искажений от
ОС обычно определяют лишь наибольшие возможные значения
изменения усиления для заданного запаса устойчивости X. Эти
значения имеют место при ф = (2д+1)л и ф = 2дл. Если ф = (2и+1)л,
то е =~1 и усиление уменьшится на AS =20 1g(1 + 10 °5') дБ.
Если ф - 2пп, то е,ф = 1 и приращение усиления составит
A^. = 201g(l _ ю ад5Л)дБ.
Ос*гаК видно из этих выражений, влияние токов положительной
тих ольи1е влияния токов отрицательной ОС. Однако при боль-
начениях запаса устойчивости эти влияния одинаковы.
иска МеЯ В ВИДу’ что в канале двустороннего действия Х> 24 дБ,
п Жения От ОС AS % AS - 0,6 дБ. Искажения такой величины
ирактическэл
Фонмп.1 , не оказывают влияния на качество передачи теле-
^ннои информации.
61
20 ЦО 60 вО t3^C
Рис. 1.34. Зависимость минимально необходимого
затухания на пути токов электрического эха от
времени прохождения сигнала
Наличие в канале двустороннего действия токов ОС может
привести и к возникновению так называемого электрического
эха, сущность которого заключается в следующие (рис. 1.33).
Положим, что разговорный сигнал передается в направлении
А — Б. Из-за неидеальной балансировки дифсистемы на станции
Б часть этого сигнала отразится от точки Б, так как Zа * Z 6, и
поступит обратно к говорящему абоненту со сдвигом во времени,
равным удвоенному времени прохождения сигнала между стан-
циями А и Б. Говорящий абонент услышит свою речь, но сдви-
нутой во времени, т. е. в виде эха. Это эхо называется первым
эхом говорящего. На станции А из-за неидеальной балансировки
дифсистемы ток эха отразится от точки А, снова попадет в на-
правление передачи А — Б и достигнет аппарата слушающего
абонента. Это эхо называется первым эхом слушающего. Затем
возникнет ’’второе эхо говорящего”, ’’второе эхо слушающего”, и
так далее до полного затухания процесса.
Основное мешающее действие оказывает первое эхо говоря-
щего, которое испытывает наименьшее затухание и является наи-
более сильным. Оно приводит к нарушению взаимопонимания
между ведущими переговоры, так как токи эха воспринимаются
говорящим абонентом как ответ служащего абонента. Слушаю-
щий абонент воспринимает эхо как повторение говорящим, поэ-
тому оно не отвлекает его внимания и не воспринимается как
смена информации. Однако значительное эхо слушающего при-
водит к уменьшению внятности.
Мешающее действие токов электрического эха тем больше,
чем меньше затухание и больше абсолютное время прохождения
этих токов. На рис. 1.34 приведена экспериментально установ-
ленная зависимость минимально необходимой величины затуха-
ния на пути токов электрического эха от абсолютного времени
прохождения сигнала в канале. Эта зависимость учитывает влия-
ние только первого эха говорящего, как оказывающего наиболь-
шее мешающее действие. Токи эха не будут оказывать мешающе-
го действия, если при определенном времени прохождения сиг-
нала затухание на пути этих токов в канале будет больше или
равно величине затухания, найденного из графика на рис. 1.34.
Имея в виду процесс образования токов электрического эха,
затухание на пути этих токов по отношению к говорящему або-
ненту
62
а .= «ост1 +ООсГ1+Аеа, (1.31)
где яс„| и а^2 - остаточные затухания канала двустороннего дейст-
вия соответственно в направлениях передачи А - Б и Б - А\ А т -
затухание несогласованности (отражения в точке Б, см. рис. 1.33).
Если а ЛТ| = а Л.т2 = а ном = 7 дБ, то а t > 19 дБ, так как А еа > 5
дБ. Из графика на рис. 1.34 определяем, что с токами электри-
ческого эха в телефонном канале можно не считаться, если абсо-
лютное время прохождения сигнала в одном направлении не
превышает 30 мс. Если оно больше 30 мс, то необходимо увели-
чивать затухание на пути токов электрического эха.
Увеличить это затухание можно, как видно из (1.31), за счет
увеличения либо А еа, либо а т канала в направлении, по которо-
му в данный момент не передаются информационные сигналы
(обратное направление передачи). Остаточное затухание обратно-
го направления передачи желательно увеличивать только для сиг
налов эха и оставлять постоянным для передачи информацион-
ного сигнала слушающего абонента. Увеличивать остаточное за-
тухание канала для информационного сигнала говорящею або-
нента (прямое направление передачи) нельзя, так как это
приведет к значительному ухудшению качества связи.
Существуют три метола борьбы с мешающим действием токов
электрического эха, позволяющие воздействовать на А еа или а (КТ
обратного направления передачи:
метод самобалансирующейся дифференциальной системы;
компенсационный метод;
метод заграждения.
При использовании самобалансирующейся дифференциальной
системы возрастание затухания на пути токов электрического эха
достигается увеличением затухания несогласованности А еа С
этой целью статический балансный контур дифсистемы заменя-
ют динамическим. Структура динамического конзура определяет-
ся входным сопротивлением тракта, подключаемого к каналу, и
рсоуемой величиной затухания несогласованности. Сигналы эха
е будут оказывать мешающего действия, если А еа > 50 дБ. Под-
тройЮТСЯ динамические балансные контура с помощью ус-
как С^В автоматическ°и регулировки, которая необходима, так
г°лько°ДНОе СОПР°ТИВЛСНИС абонентского тракта меняется не
щ')а из°Т соелинения к соединению, но и в одном соединении
В н, менени» сопротивления телефонного аппарата.
1иФсис1|С'ТОИ1ЦСе время применение автоматически настраиваемых
к°и реал?5. ЭКОНОМичес1<и невыгодно из-за сложности техничес-
111 'Скольку 'а11ИИ и большого потребною их числа на сети связи,
свои инфо СВЬ1Ше 90% каналов используется под передач} рсч
Рис. 1.35. Структурная схема эхокомпенса-
тора
Рис. 1.36. Структурная схема эхо-
заградителя
При эхокомпенсационном методе возрастание затухания на
пути потоков электрического эха происходит за счет увеличения
остаточного затухания обратного направления передачи только
для эхосигналов. Для информационного сигнала слушающего
абонента остаточное затухание остается при этом неизменным.
Достигается это эхокомпенсатором, принцип действия которого
заключается в следующем (рис. 1.35). Из информационного сиг-
нала 5/Z), поступающего в тракт приема, путем соответствующе-
го преобразования формируется сигнал е(0, подобный эхосигна-
лу e(t). Затем производится вычитаниелиз эхосигнала e(t) сфор-
мированного подобно ему сигнала e(f). Остаток эхосигнала
г(/) = е(/)-е(г) характеризует степень подавления токов электричес-
кого эха.
Применение метода компенсации осложняется тем, что требу-
ет решения довольно трудоемкой задачи: создания сигнала e(t),
подобного сигналу эха e(t). Для получения из SA(t) сигнала e(f)
необходимо сигнал SA(t) пропустить через четырехполюсник, пер-
едаточная функция которого h^f) соответствовала бы передаточ-
ной функции дифсистемы в направлении от тракта приема к
тракту передачи h(t) с учетом линейных искажений, которые пре-
терпевает сигнал, возвращаемый в виде эха.
Наиболее широкое распространение у нас в стране для
уменьшения влияния токов электрического эха получил метод
эхозаграждения, который осуществляется с помощью эхозагради-
телей. При включении их в канал они вносят в направление пер-
едачи, по которому в рассматриваемый момент разговорный сиг-
нал не передается, затухание не менее 50 дБ. Введение этого за-
тухания увеличивает остаточное затухание в данном направлении
не только для токов эха, но и для информационных сигналов. ₽
результате ведение разговора одновременно в двух направления*
становится невозможным.
Для устранения указанного недостатка в современных эхоза-
градительных устройствах предусмотрен режим встречного разг-
овора, так называемый режим перебоя. Он устанавливается в то'
случае, когда в направлении передачи появляется сигнал, отли4'
С» 4
ный по своей структуре от сигнала, присутствующего в тракте
приема, или когда в направлении передачи сигнал есть, а в направ-
лении приема его нет. В этом режиме вносимое ранее в тракт пере-
дачи слушающего абонента затухание устраняется, одновременно в
тракт приема может быть введено небольшое затухание для умень-
шения токов эха и облегчения условия перебоя.
Эхозаградители включаются в низкочастотную четырехпро-
водную часть телефонного канала на оконечных станциях и со-
держат (рис. 1.36) распознающее устройство (РУ), ключевое ус-
тройство (Кл), блок логики (БЛ) и удлинитель.
Распознающее устройство определяет соотношение уровней
сигналов в трактах передачи и приема и выдает соответствующие
команды в БЛ. Кроме того, оно обеспечивает защиту от режима
ложного перебоя, который может наступить при наличии помех
в направлениях приема и передачи.
Блок логики анализирует полученные от РУ сигналы и выраба-
тывает сигналы управления ключами в трактах передачи и приема,
которые вносят в эти тракты соответствующие затухания.
Удлинитель с затуханием, равным 6 дБ, усиливает отличи-
тельные признаки сигналов, присутствующих в момент встречно-
го разговора в обоих направлениях. Однако при включении эхо-
заградителей несколько ухудшается качество связи, так как из-за
конечного времени его срабатывания наблюдается срезание
части начальных слогов и даже слов. Кроме того, из-за наличия
в телефонном канале собственных шумов создать эхозаградитель
с большой чувствительностью не удается, т. е. если уровень разг-
оворного сигнала ниже порога срабатывания схемы, эхозагради-
тель не работает.
Абсолютная величина группового времени прохождения сиг-
нала в телефонном канале оказывает влияние и на интервал вре-
мени между репликами собеседников. Значительная величина
этого времени может привести к потере чувства контакта между
абонентами. Экспериментально установлено, что влияние време-
ни прохождения незаметно, если оно не превышает 250 мс. Это
значение и принято в качестве международной нормы. При со-
временном устройстве линейных трактов оно может быть превы-
(ИСЧзТОЛЬК° при связи чеРез искусственные спутники Земли
собе ’ Причем абоненты предупреждаются о том, что реплики
чТо 2едников буаут задерживаться. В настоящее время принято,
ia Л связи через ИСЗ абсолютное время прохождения сигна-
Абс°ЛЖН° превышать 400 мс.
зывает ?.ЛЮтная дичина группового времени прохождения не ока-
графа euiaioIIlcl° действия на передачу сигналов тонального теле-
'еккп |^ДКсимильных, вещания, телевидения и передачи данных,
•v эти сигналы передаются в одном направлении.
65
ГЛАВА 2. МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ С
ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ
2.1. ПОСТРОЕНИЕ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК
Современные МСП с ЧРК состоят из трех основных частей:
каналообразующей аппаратуры, аппаратуры сопряжения и ап-
паратуры линейного тракта (рис. 2.1).
Каналообразующая аппаратура (КА) является стандартной для
различных систем. Она предназначена для создания каналов с ха-
рактеристиками, соответствующими определенным нормам. Эта ап-
паратура устанавливается на оконечных и переприемных станциях.
Аппаратура сопряжения (АС) преобразует спектр частот на
выходе каналообразующей аппаратуры (типовой преобразова-
тельной аппаратуры) в определенный для СП линейный спектр
частот. Для разных СП аппаратура сопряжения различна, так как
различаются их линейные спектры частот. Она может содержать
одну или две ступени преобразования. Две ступени применяются
тогда, когда спектр частот на выходе КА и линейный спектр час-
тично или полностью совпадают. Располагается АС на оконеч-
ных и переприемных станциях.
Аппаратура линейного тракта (АЛТ) состоит из аппаратуры,
устанавливаемой на оконечных и промежуточных станциях, и
среды распространения. Оконечная аппаратура линейного тракта
создает наиболее благоприятные условия для передачи по на-
правляющей среде полученного на выходе АС линейного спектра
частот. Она обычно состоит из усилителей, устройств автомати-
ческой регулировки уровней, направляющих фильтров и т. д. В
качестве направляющей среды могут быть использованы кабели,
радиорелейные линии, воздушные линии и др.
Аппаратура линейного тракта промежуточных станций содер-
жит усилительные и корректирующие устройства и устройства
автоматической регулировки уровней (АРУ), т. е. она предназна-
чается для усиления многоканального сигнала, поддержания по-
стоянства его уровня и корректирования амплитудно-частотны)
(АЧИ) и фазочастотных (ФЧИ) искажений.
Рис 2.1. Основные составные части МСП.
КА каналооора tyjoiua- ня аратура. АС аппаратура сопряжения АЛТ аппаратура iи
ней ноги тракта
66
г.г. ФОРМИРОВАНИЕ КАНАЛЬНЫХ сигналов в многоканальных
СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК
Методы передачи AM сигналов
В МСП с ЧРК за каждым каналом в линии закрепляется
определенный спектр частот, поэтому чем более узкую полосу
частот занимают канальные сигналы, тем большее число каналов
можно организовать в полосе частот, отведенной для передачи в
линии. Это положение легло в основу выбора метода формирова-
ния канального сигнала. Кроме того, выбранный метод должен
обеспечивать необходимую помехозащищенность.
Формирование канальных сигналов в СП с ЧРК можно осу-
ществить, используя амплитудную (AM), частотную (ЧМ) или
фазовую (ФМ) модуляции. Если принять, что в качестве несущей
частоты (переносчика) используется гармоническое колебание
t/wcos(cor + (p J, а исходного (модулирующего) сигнала - гармони-
ческое колебание U Q cos(Q t + ф {1), то выражения для модулиро-
ванных колебаний будут иметь следующий вид:
при AM
t/AM(r) = (/wcos(ci)/ + <р J +
+ у С cos((oj - Q)/ + (ф ш - ф J) +
+ у^иСО8((£0 + ПХ+(фш+фй)), (2.1)
где т - коэффициент глубины модуляции;
при ЧМ
U чм(0 = Ua'I 0(т z)cos(cor + ф ш) +
00
+ I к(т у) cos (со/ + к (W + ф Г!)) +
сЛ=1
+ Е Jcos(ut-k(W+q> J)], (2.2)
*=i
где - индекс частотной модуляции;
при Фм
С/
ФмЮ = С /0(т9)со5(со/+фш) + £ 7Дте9)со5(£0/+фы+А(ПП-фо +1)) +
*= 1
□С
+ EM/A(wv)cos(Gjn ф ш-к(Ы + <? п + ~)) , (2.3)
з. 1 2
67
где /пф~ индекс фазовой модуляции; / к(т f) и 1к(т ф) - функ-
ции Бесселя к-го порядка первого рода.
Как видно из (2.1), при AM модулированное колебание имеет
дискретный спектр, состоящий из колебания несущей частоты со
и двух боковых частот (o±Q). Из (2.2) и (2.3) видно, что моду-
лированные колебания при ЧМ и ФМ отличаются только на-
чальными фазами и индексами модуляции. На основании этого
можно сказать, что для выбранного вида модулирующего сигнала
их спектры практически одинаковы. В отличие от AM при ЧМ и
ФМ модулированное колебание имеет бесконечное число дискрет-
ных составляющих, образующих верхнюю и нижнюю боковые по-
лосы спектра, симметричные относительно несущей частоты. Амп-
литуды этих составляющих зависят от индекса модуляции.
Следует отметить, что если модулирующий сигнал представ-
ляет собой сложное колебание, например Z U cos (Q / + <р л ), то
спектры модулированных колебаний будут состоять из несущей
частоты и боковых полос (со ± kQ). Кроме того, спектр ФМ колеба-
ния будет несколько шире спектра ЧМ колебания. Объясняется это
тем, что при ЧМ индекс модуляции обратно пропорционален частоте
модулирующего сигнала (О,), а при ФМ он не зависит от Q,.
Как видно из (2.2) и (2.3), уменьшение индекса модуляции |
сужает полосу частот, необходимую для передачи модулирован-
ного колебания. При малом индексе модуляции (значительно I
меньше 1) спектры ЧМ и ФМ колебаний, так же как и спектры
AM колебания, состоят из несущей частоты со и двух боковых I
частот. Следовательно, с точки зрения получения наименьшей I
ширины полосы частот канального сигнала можно использовать I
AM или с малыми индексами модуляции ЧМ и ФМ.
Однако необходимо отметить, что выигрыш в помехозаши- I
щенности при ЧМ и ФМ по сравнению с AM имеет место лишь I
при индексе модуляции, превышающем единицу, т. е. тогда, I
когда спектр модулированного колебания при ЧМ и ФМ станс'
вится значительно шире спектра при AM. Поэтому в проводных
СП с ЧРК для формирования канальных сигналов применяется |
AM, которая позволяет осуществить передачу одной боковой по-
лосы (ОБП). Амплитудная модуляция с передачей ОБП обладае |
большей помехоустойчивостью, чем ЧМ и ФМ с малыми инлек'
сами модуляции, и дает возможность сформировать канальнЫ 1
сигналы наименьшей ширины. b I
В радиорелейных и спутниковых СП, у которых УР0^ Л
помех в линии весьма значителен, применяются ЧМ или
индексами модуляции больше единицы, как наиболее помех*4 |
68
стойчивые виды модуляции. В СП дискретных и телеграфных
сигналов применяются ЧМ и ФМ. Использование ограничителей
амплитуд на приемной станции позволяет при этих видах моду-
ляции уменьшить влияние колебаний уровня сигнала, помех и
искажений в каналах и тем самым снизить вероятность ошибок.
Кроме того, ЧМ применяется в некоторых СП факсимильных
сигналов по каналам ТЧ.
Из (2.1) видно, что исходный сигнал содержится только в бо-
ковых полосах частот, поэтому для его восстановления на прие-
ме не обязательно наличие всего спектра AM колебаний. Учиты-
вая это, формирование канальных сигналов можно осуществлять
путем передачи: двух боковых полос частот и несущей; одной бо-
ковой полосы частот и несущей; двух боковых полос частот без
несущей; одной боковой полосы частот без несущей; одной бо-
ковой полосы частот, несущей и части второй боковой полосы
частот.
Выше отмечалось, что основным методом формирования ка-
нальных сигналов в МСП с ЧРК является метод AM с ОБП. Одна-
ко иногда оказывается более целесообразным использовать другие
методы передачи AM сигналов при формировании канальных сиг-
налов. Рассмотрим эти методы с целью определения особенностей
организации связи при использовании каждого из них.
Передача двух боковых полос частот и несущей обеспечивает
относительно простое получение исходного сигнала на приеме.
Для этого достаточно подать AM сигнал на демодулятор и с по-
мощью фильтра выделить исходный сигнал. Оконечное передаю-
щее и приемное оборудование будет относительно простым. Мо-
дуляторы могут быть выполнены по однотактной схеме. Каналь-
ные фильтры несложные, поскольку уровни паразитных продук-
тов модуляции при соответствующем выборе коэффициента
модуляции значительно ниже уровня полезных боковых колеба-
ний. В приемном оборудовании нет необходимости использовать
Для демодуляции специальный генератор несущей частоты, так
как Она передается в составе AM колебания.
Однако этот метод имеет ряд существенных недостатков, де-
ающих невозможным применение его при формировании ка-
ьных сигналов в МСП с ЧРК, работающих на значительные
ШИПТОЯНИЯ- Одним из таких недостатков является увеличение
Шио НЫ- Полосы частот канального сигнала по сравнению с
(Рис Н?э полосы частот исходного информационного сигнала
(/? °)- Если полоса частот исходного сигнала будет
з/"" Л та^' то ширина полосы частот канального сигнала будет
ник/ РИ ПОСтР°ении МСП это увеличение приведет к удорожа-
Динейного тракта.
69
?Fmax
Канальный
сигнал
В)
Канальный сигнал
а)
Канальный сигнал
Канальный
сигнал
г)
Канальный сигнал
В)
Рис. 2.2 Спектры канальных сигналов при использова-
нии AM для различных методов формирования
Другой недостаток данного метода обусловливается тем об-
стоятельством, что для уменьшения амплитуд паразитных про-
дуктов преобразования коэффициент модуляции обычно выбира-
ется значительно меньше 1. Воспользовавшись (2.1), можно по-
казать, что Ды/^1)+п = 4//л 2. Обычно т берется равным 0,2, тогда
Ро//’ю+п = 100. Следовательно, при формировании канальных
сигналов по указанному методу мощность усилителей будет
определяться в основном мощностью несущего колебания, не со-
держащего полезный сигнал. При построении МСП это может
привести к невозможности использования усилителей, усилива-
ющих многоканальный сигнал, так как такие усилители должны
быть сверхмощными. Выполнить их с требуемыми качественны-
ми показателями будет очень трудно, и, кроме того, они будУ1
потреблять значительную мощность от источников питания-
Такие усилители будут очень дорогими.
Однако относительная простота передающего и приемного
оборудования позволяет использовать рассматриваемый метод в
тех системах, где требуемое число каналов мало, оконечное
оборудование должно быть простым и дешевым, а дальносй’
связи незначительна, т. е. необходимость в промежуточных Ус,г
лителях отсутствует. Примером такой системы является одно*-3'
70
нальная система передачи АВУ (абонентская высокочастотною
уплотнения), работающая по абонентским линиям ГТС.
Данный метод иногда применяется при передаче по каналам
ТЧ информационных сигналов, спектр которых начинается от
нулевой частоты и занимает неширокую полосу частот. В этом
случае реализовать метод ОБ11 невозможно. Примером таких
сигналов могут служить факсимильные сигналы и сигналы низ-
коскоростной передачи данных.
Передача одной боковой полосы частот и несущей позволяет су-
зить полосу частот канального сигнала в 2 раза (рис. 2.2, б). Ис-
ходная информация на приеме будет образовываться от взаимо-
действия переданных боковой полосы частот и несущей. Однако
для подавления одной из боковых полос необходимо использо-
вать сложные в реализации канальные фильтры.
Применение усилителей для усиления многоканального сиг-
нала при этом методе является еще более сложной задачей, по-
скольку требуется увеличение соотношения мощностей несушей
и одной из боковых полос. При равенстве мощностей передаю-
щих устройств помехозащищенность сигнала с подавлением
одной боковой полосы будет меньше, чем с передачей двух боко-
вых полос. Из-за указанных недостатков данный метод формиро-
вания канальных сигналов практического применения не нашел.
Передача двух боковых полос без несущей частоты в отличие от
методов с передачей несущей частоты позволяет использовать
Для усиления многоканального сигнала усилители. Отсутствие
несущей частоты дает возможность увеличить мощность боковых
полос частот и тем самым повысить помехозащищенность сигна-
лив. Однако ширина полосы частот канального сигнала равна
(рис. 2.2, в). Это обстоятельство ограничивает применение
данного метода при построении МСП, работающих на большие
Расстояния Однако он оказывается эффективным в МСП мест-
сетей, когда стоимость 1 кап.-км в основном определяется
стоимостью оконечных устройств. Эта стоимость снижается, так
.. х не°бходи мости использовать сложные и дорогие каналь-
е Фильтры.
ННе^иСЧ^ег отметить, что при описываемом методе восстановле
соб |>оСХ°аНОГО сигнала на приеме затрудняется необходимостью
lor н /еНия стР°г°й синхронности и синфазности несущих час-
’фвем персдаче и приеме. При несоблюдении этого требования
ииИе кджГНа;1а бУлет невозможен Для простоты рассмотрим вли-
Пр1 ме°Г° И3 ЭТИХ Факт°Р°в на прием сигнала раздельно.
Нл,,' Ния М' Ч1° тракт иеРедачи не вносит фазового сдвига. Если
CGu"naro НеСущих частот различаются на Аго = щ„ер - щ,1р, а фазы
'и*г и бо ТО При вза,,модействии в демодуляторе несущей и
ковой полосы сшнал, соответствующий исходной ин-
71
формации, будет иметь вид (/Sicos(Q-Aco)Z, а при взаимодействии с
верхней боковой - t/ncos(Q+Aco)Z. После суммирования эти два
колебания создадут сигнал, соответствующий исходной инфор-
мации вида (2(/ncosAraZ)cosQ/. Последнее выражение соответству-
ет так называемым биениям. За период, равный 2л/Ды, амплитуда
сигнала будет дважды меняться от максимального значения 2t/n до
нуля. Осуществление связи становится невозможным, т. е. необхо-
димо полное совпадение несущих частот на передаче и приеме.
Положим, что имеет место расхождение фаз А<р, Дю = 0. Рас-
суждая аналогично, можно показать, что сигнал, соответствую-
щий исходному, будет иметь вид (2 (/n cosA(p)cosQZ. Отсюда следу-
ет, что при изменении А<р от 0 до л/2 амплитуда сигнала будет
соответственно изменяться от максимального значения 2Un до
нуля. Оптимальным является условие А<р = 0.
Требуемые синхронность и синфазность несущих частот обес-
печить относительно несложно. Например, можно использовать
для этой цели схему, изображенную на рис. 2.3. За счет нелиней-
ного взаимодействия нижней и верхней боковых полос, приходя-
щих с линии, на выходе модулятора образуется удвоенная несу-
щая частота. Выделив ее с помощью полосового фильтра и разд-
елив в делителе частоты на 2, получим несущую частоту, полнос-
тью совпадающую с несущей частотой на передаче. Эту частоту
можно либо непосредственно подать на демодулятор, либо ис-
пользовать для захватывания генератора несущей частоты прием-
ной станции.
Передача одной боковой полосы обеспечивает наименьшую воз-
можную ширину спектра канального сигнала, равную ширине
спектра исходного сигнала (рис. 2.2, г), что позволяет наиболее
экономно реализовать линейный спектр частот СП.
При передаче ОБП в результате модуляции происходит толь-
ко перемещение сигнала по шкале частот. Такой метод модуля-
ции называют преобразованием частоты, а модуляторы и демоду-
Рис. 2.3. Схема получения синхронной и синфазной несущей
на приеме
72
ляторы, используемые в аппаратуре при осуществлении данного
метода, - преобразователями частоты.
Подавление несущей частоты, мощность которой значительно
превышает мощность боковой полосы частот, дает возможность
с помощью усилителей одновременно усиливать сигналы всех
каналов СП. Это является экономически выгодным, так как
уменьшается объем оборудования.
Передача ОБП позволяет при заданной мощности усилителей
увеличить ее мощность и тем самым повысить помехозащищен-
ность сигналов.
Отмеченные достоинства рассматриваемого метода определя-
ют его преимущественное применение для формирования ка-
нальных сигналов в проводных МСП с ЧРК.
Недостатком метода передачи ОБП является необходимость
подавления несущей и неиспользуемой боковой полосы частот
на передаче и восстановление несущей частоты на приемной
станции, что приводит к усложнению оконечного оборудования
МСП.
Исходный сигнал на приемной станции будет получаться от
взаимодействия в демодуляторе пришедшей боковой полосы час-
тот и восстановленной несущей частоты. На выходе демодуля-
тора появится сигнал вида
С cos(to - Q)/cos(o/ = |t/io cosQ/ + nUmcos2vit.
С помощью ФНЧ можно выделить колебание разностной
частоты, т. е. исходный сигнал Uncos£lt.
При восстановлении несущей частоты на приемной станции
может оказаться, что она отличается от несущей частоты на
передающей станции на ± Дю и по фазе на ± д<р. В этом случае
сигнал, соответствующий исходному, будет иметь вид
^,cos((fi + До))/ + д<р). Следовательно, расхождение несущих час-
тот обусловливает смещение спектра восстановленного на прие-
ме исходного сигнала на ± Дю. Это явление называется изменени-
ем ч^стоты передаваемого сигнала в канале.
Изменение частоты приводит к ухудшению качества переда-
ЧКМой по каналу информации. Так, при передаче речевой ин-
прогпаЦИИ Снижается разборчивость, при передаче музыкальных
инстпЗММ изменяется характер звучания оздельных музыкальных
лич^'™’ ПРИ передаче сигналов тонального телеграфа уве-
Как паются ошибки в виде преобладаний в приемнике сигналов.
и'лния>Ка3а'1и исследования’ ПРИ пеРелаче сигналов звукового ве-
сималь ' ТОнальиого телеграфа изменение частоты в канале мак-
la'R De*01^ ПР0™*61™00™ не должно превышать 2 Гц, при пере-
ев°й информации изменение частоты может быть не-
73
сколько выше. Так как каналы современных МСП используются
для передачи различных сигналов, то предельное изменение час-
тоты в них не должно быть больше 2 Гц. Это сильно усложняет
построение генераторною оборудования МСП с ЧРК.
Расхождение фаз несущих частот на передающей и приемной
станциях вызывает изменение фазы всех составляющих исходно-
го сигнала на одну и ту же величину Дф, что несущественно для
приема любого сигнала. Поэтому для передачи ОБП не требуют
соблюдения условия синфазности несущих частот.
Передача одной боковой полосы частот, несущей и части второй
боковой полосы частот используется, когда спектр исходного сигна-
ла начинается от очень низких частот, близких к нулю. В этом слу-
чае не удается полностью подавить вторую боковую полосу частот,
так как частотный промежуток между боковыми полосами отсутст-
вует или очень мал и, следовательно, канальный фильтр должен
иметь бесконечную крутизну нарастания затухания. Реализовать
такие фильтры нельзя. К сигналам такого вида относятся, напри-
мер, сигналы телевидения и факсимильный. Использование данно-
го метода для передачи этих сигналов позволяет значительно
уменьшить ширину полосы частот канального сигнала по сравне-
нию с передачей ДБП ( см. рис. 2.2, д).
При реализации рассматриваемого метода передачи каналь-
ный фильтр должен иметь кососимметричную характеристику
коэффициента передачи относительно несущей частоты. При
включении обычного полосового фильтра на приемной станции
возникнут АЧИ. Они обусловлены тем, что составляющие исход-
ного сигнала от F, до Fmax передаются в составе ОБП, а состав-
ляющие от 0 до F, — в составе ДБП. Кососимметричный коэффи-
циент передачи фильтра (рис. 2.4) изменяет амплитуды (A(J- F) и
Д/Т F,)) частотных составляющих обеих боковых полос, соответ-
ствующих составляющим исходного сигнала от 0 до /у. так, что
на приеме сумма амплитуд этих составляющих равна амплитуде
сигнала при передаче ОБП. Таким образом, АЧИ при восстанов-
лении исходного сигнала на приеме будут устранены.
Частичное подавление ОБП приводит к возникновению ква-
дратурных искажений, которые изменяют форму огибающей AM
сигналов и форму исходного сигнала после его восстановления
на приеме. Причиной этих искажений является различие в ко^Р'
фициентах передачи для частотных составляющих верхней R
нижней боковых полос, соответствующих одним и тем же час
тотным составляющим исходного сигнала. Поясним сказанН
векторной диаграммой, приведенной на рис. 2.5.
Как видно из диаграммы, при суммировании векторов
ковых и несущего колебаний результирующий (суммарны
74
Рис. 2.4. К характеристике канального
фильтра при передаче одной боковой,
несущей и части второй боковой
Рис. 2.5. Векторная
диаграмма, поясняю-
щая возникновение
квадратурной состав-
ляющей
вектор изменяет свою амплитуду по сравнению с несущей,
но не совпадает с ней по фазе, т. е. в данном случае кроме ос-
новной AM имеет место паразитная ФМ. Результирующий век-
тор можно представить как сумму двух векторов: совпадаю-
щего с вектором несущего колебания по фазе (синфазная состав-
ляющая), и находящегося с вектором несущего колебания в
квадратуре (квадратурная составляющая). Наличие последней
обусловливает квадратурные искажения, изменяющие форму
огибающей AM сигнала. Для устранения этих искажений на
приеме применяется синхронное детектирование, что усложняет
приемное оборудование.
Методы формирования ОБП
При передаче ОБП необходимо подавить несущую и вторую
оковую полосу частот. Несущая частота устраняется непосредст-
и нно в схемах преобразователей, которые с этой целью выпол-
и^ются по балансным или двойным балансным схемам. Несущая
ВН1^1ходе таких схем будет отсутствовать при соблюдении усло-
ки н aJiaHca схем- Так как выполнить данные условия практичес-
лОсуе Удается’ то к фильтрам, подавляющим вторую боковую по-
иия ’К° )Ь1ЧНО предъявляют некоторые дополнительные требова-
быть н 3^тУханию на частоте несущего колебания; оно должно
УСт„. выше затухания филы-pa в полосе пропускания.
вИть <Ьи НеНИе неиспользУем°и боковой полосы можно осущест-
После„ ЬТР°КЬ1М’ фазоразностным и фазофильтровым методами.
б°льшее ИИ Метод в МСП с ЧРК применения не нашел. Наи-
Распространение получил фильтровой метод, при кото-
75
Рис. 2.6. Формирование Рис. 2.7. Фазоразностный метод формирования ОБП
ОБП фильтровым методом
ром неиспользуемая боковая полоса частот подавляется полосо-
вым фильтром, включенным на выходе преобразователя. Если
учесть, что в современных МСП интервал между несущими час-
тотами соседних каналов составляет 4 кГц, то требования к затуха-
нию в полосе непропускания таких фильтров должны быть очень
высокие. Объясняется это тем, что неиспользуемая боковая полоса
частот любого канала практически полностью совпадает с полезной
боковой полосой соседнего канала. Поэтому если затухание в поло-
се непропускания фильтра будет недостаточным, то в соседнем ка-
нале появится помеха в виде переходного сигнала.
Для пояснения сказанного па рис. 2.6 показано расположение
на шкале частот полезной и подавляемой боковых полос сосед-
них каналов МСП. На рисунке / и /2 - несущие частоты сосед-
них каналов, причем f2 - 4 кГц. Полоса частот модулирующе-
го сигнала равна 0,3...3,4 кГц. Примем, что полезными боковыми
полосами являются верхние боковые. Тогда неиспользуемая
нижняя боковая полоса канала с несущей /2 будет иметь гра-
ничные частоты (f2 -3,4 кГц)=/ + 4 - 3,4 = (f2 + 0,6) кГц и
(f2 - 0,3) = (f\ + 3,7) кГц, т. е. практически совпадает с полезной
боковой полосой первого канала (см. рис. 2.6).
Расчеты и опыт эксплуатации показывают, что при интервале
между несущими частотами соседних каналов, равном 4 кГц, не-
используемая боковая полоса должна иметь затухание, превы-
шающее затухание в полосе пропускания фильтра, не менее чем
на 60 дБ. Главная трудность выполнения этого требования за-
ключается в относительно малом промежутке между ДБП, к°'
торый составляет 0,6 кГц. Трудность реализации фильтра возрас-
тает с увеличением частоты несущего колебания, так как умеНЬ'
шается относительная полоса расфильтровки (0,6 кГц/ДД При
этом повышаются требования к относительной крутизне нараста-
ния затухания фильтров. Поэтому в зависимости от относитель
ной полосы расфильтровки фильтры выполняются с использова
нием различных элементов.
76
Например, если частота несущего колебания не превышает
30...40 кГц, то фильтры обычно выполняются на £С-элементах.
При более высоких значениях несущей частоты используются
фильтры на элементах с большей добротностью — кварцевые,
магнитострикционные или электромеханические.
Рассмотрим фазоразностный метод формирования ОБП.
Схема, реализующая этот метод, приведена на рис. 2.7. Она со-
стоит из двух плеч, объединяемых на входе и выходе с помощью
развязывающих устройств (РУ). На модулятор (М2) одного плеча
исходный сигнал и несущая частота подаются сдвинутыми по
фазе на л/2 относительно сигнала и несущей частоты, подавае-
мых на модулятор (М]) другого плеча. В результате на выходе
схемы будет колебание только одной боковой полосы. Действи-
тельно, если для упрощения принять, что исходный сигнал пред-
ставляет собой гармоническое колебание £/ncosQr, то исходный
сигнал и несущая частота, подаваемые на модулятор одного из
плеч, будут соответственно Un , = Un c°s Q t и (/ш| = {/ocoscd£ а дру-
гого - l/n2 = Un cos (Q t + л/2) и £/ю2 = Ua (co t + n/2).
Учитывая, что схемы модуляторов обычно выполняются по
двойной балансной схеме, напряжение несушей на выходе ко-
торой отсутствует, значения токов на выходе модуляторов будут
/, = /] cos (w - Q) / + /, cos (со + Q) t,
i2= /2cos (co t + n/2 - Q t- л/2) + J2 cos (co t + n/2 + Q t+ л/2) =
= /2cos (co - Q) t- 12 cos (co + Q) t.
Если Ц=12=], то на выходе схемы
i = Z] + /2 = 2 / cos (со - Q) t, (2.4)
т- е. в его составе будет ток только нижней боковой полосы.
На рис. 2.7 фазовый сдвиг л/2 для несущей частоты создает
фазовый контур ФК,. Контуры ФК2 и ФК3 создают фазовый
сдвиг л/2 для всех частот исходного сигнала в одном плече по
отношению к другому. Необходимость применения двух фазовых
онтуров объясняется невозможностью реализации контура, вно-
сящего постоянный, равный л/2 фазовый сдвиг на любой часто-
с Годного сигнала. Фазовые характеристики ФК2 и ФК3 рас-
ностЫ щЮТ Так’ чтобь1 л™ любой частоты исходного сигнала раз-
Сгавля^)а3деЖД^ токами на входах модуляторов разных плеч со-
Ры |о^°РНая Диаграмма (рис. 2.8), на которой показаны векто-
tr ц0^?,ПЬ1х "°лос на выходе модуляторов М( и М2, иллюстриру-
Разнос СНИе оДной (нижней) боковой полосы на выходе фазо-
Тн°й схемы. Из диаграммы видно, что направления векто-
77
f На Выходе M-,
^^66
I
1—л--------j^Ha Выходе M2
^65 "
Рис. 2.9. Зависимость затухания в
полосе непропускания Лн от по-
грешности фазирования Аср и ко-
эффициента асимметрии К
Рис. 2.8. Векторная диаграмма,
иллюстрирующая получение
ОБП фазоразностным метолом
ров нижних боковых полос в обоих плечах схемы одинаковы и,
следовательно, они складываются. Направления векторов верх-
них боковых полос противоположны, т. е. они взаимно компен-
сируются.
При несоблюдении равенства токов в плечах схемы (/t * /2) и
равенства разности фаз величине n/l ток на выходе схемы будет
содержать составляющие и нижней и верхней боковых полос.
Составляющая верхней (подавляемой) боковой полосы
/м+n = 1 cos (со + П) t - kl cos ((со + Q) t+ A ср) =
(2.5)
= I (1-fcosA cp) cos (to + Q) t + kl sin (co + Q) t sin A <p,
составляющая нижней боковой полосы
1ш _ R = I cos (со — Q) t + kl cos ((со — Q) t — А ср) = (2.6)
= I (1+fcosA cp) cos (co — П) t+ kl sin (co - Q) t sin A <p.
В этих выражениях k= 12/ Ц = /2 /1 - коэффициент, определяю-
щий асимметрию в плечах фазоразностной схемы; Аср — погреш-
ность фазирования. Из (2.5) видно, что амплитуда тока подавляе-
мой боковой полосы на выходе фазоразностной схемы
/ю+п= / V (1 - Л cosA ср/ + (к sin А ср)2 = / \ + к2 - 2 к cos л/ь
Сравнивая эту амплитуду с амплитудой тока полезной боковой
полосы на выходе идеальной фазоразностной схемы [см. (2.4)ь
можно определить степень подавления фазоразностной
схемой неиспользуемой боковой полосы. Степень подавления
оценивается величиной затухания Ан = 20 1g (2 //
= 20 1g (2/^ 1 + - 2 £ cos А ср), называемого затуханием в полосе
непропускания.
Зависимость затухания в полосе непропускания от погрей/
ности фазирования Аср при различном коэффициенте асиммет i
78
рий к приведена на рис. 2 9. Из этой зависимости видно, что сте-
пень подавления неиспользуемой боковой полосы сильно зави-
сит цг к. Следовательно, необходимо прежде всего стремиться к
уменьшению асимметрии токов в плечах схемы. Сделать это от-
носительно нетрудно. Если к = I. то затухание в полосе непро-
пусканйя А н = 20 lg (1 /sin(A ф /2)).
Одинаковое с полосовыми фильтрами затухание в полосе не-
пропускания в фазоразностной схеме можно получить при Л<р < 1 °.
Столь высокая точность фазирования на всех частотах исходного
сигнала обеспечивается при использовании достаточно сложных
фазовых контуров с весьма точными значениями элементов их
схем. Контуры эти сравнительно дорогие. Более дешевые и менее
сложные фазовые контуры, например содержащие не более двух
звеньев второго порядка, имеют погрешность фазирования около
6° Такие контуры широко применяются в фазоразностных схе-
мах СП на местных сетях.
Простая и экономичная схема формирования ОБП позволила
значительно упростить и удешевить оконечные станции этих
систем и, следовательно, повысить эффективность системы в
целом. Однако из-за недостаточного значения Ан номинальная
полоса частот канала в этих системах расширена в 2 раза. При
расширении полосы частот канала до 8 кГц неиспользуемая бо-
ковая полоса не будет совпадать с полезной боковой полосой со-
седнего канала, поэтому требования к степени ее подавления
могут быть значительно снижены. Затухание должно быть таким,
чтобы на приеме не возникали биения при расхождении несущих
частот на передающей и приемной станциях. Этим явлением
можно пренебречь, если затухание в полосе непропускания будет
не менее 26 дБ, что обеспечивается при Аф = 6 °.
Асимметрия плеч фазоразностной схемы и погрешность фа-
зирования приводят к некоторому дополнительному затуханию
полезной боковой полосы, которое может быть оценено как
ах<1 20 lg (2///ц п). Амплитуда тока полезной боковой полосы
на выходе фазоразностной схемы при к * 1 и Аф * 0, как
видно из (2.6), будет / „_п = / VT + Л ; + 2Асо8Лф. Отсюда
20 1g (2 /л/l + А ‘ + 2AcosAq). Если к = 1, то
20 lg (1/cos(A<p/2 )). При Аф = 6° это затухание незначи-
Сльно и им можно пренебречь.
Фазоразпостный метод формирования ОБП обладает рядом
jgrroHHcTB по сравнению с фильтровым методом. Канальное
РУдование всех каналов МСП практически одинаковое, так
^ВФазоразностные схемы будут отличаться только контурами,
с^Роенными на несущую частоту. Идентичность канального
79
оборудования упрощает и удешевляет аппаратуру оконечных
станций. Фазоразностная схема позволяет формировать ОБП в
любом диапазоне частот, поскольку значение несущей частоты
не влияет на сложность реализации схемы, а степень подавления
неиспользуемой боковой полосы определяется точностью фази-
рования в полосе частот исходного сигнала.
Наряду с перечисленными достоинствами схема имеет серьез-
ный недостаток - невдзможность обеспечения требуемого подав-
ления неиспользуемой боковой полосы, что привело к необходи-
мости расширения полосы частот, отводимой на канал, до 8 кГц.
2.3. МЕТОДЫ ПОСТРОЕНИЯ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Общие сведения
В МСП с ЧРК, как отмечалось выше, исходным (первич-
ным) сигналам разных каналов в линейных трактах отводятся
определенные полосы частот. Для преобразования спектров пер-
вичных сигналов в отводимые для них полосы частот линейного
тракта на передающей станции применяются модуляторы. На
приемной станции разделение каналов выполняется канальными
ПФ. Для восстановления исходных сигналов используются демо-
дуляторы, включаемые на выходе канальных ПФ.
При модуляции и демодуляции помимо полезных частотных
составляющих появляются побочные продукты преобразования,
большая часть которых подавляется фильтрами, включаемыми на
выходах модуляторов и демодуляторов. Таким образом, основой
построения МСП с ЧРК является преобразование сигналов, осу-
ществляемое с помощью нелинейных или параметрических уст- I
ройств с применением электрических фильтров. Кроме того, для
увеличения дальности связи в системах передачи используются
усилители.
Возможны три метода построения МСП: индивидуальный,
групповой и смешанный.
При индивидуальном способе перечисленные выше и другие
устройства для каждого канала являются отдельными и повторя-
ются в составе оконечной и промежуточной аппаратуры столько
раз, на сколько каналов рассчитана система передачи.
При групповом способе отдельно для каждого канала использу-
ются только некоторые устройства оконечной аппаратуры, а ос-
тальные устройства оконечной и промежуточной аппаратуры яв-
ляются общими для всех каналов. I
При смешанном методе все устройства оконечной аппаратура I
являются индивидуальными, а оборудование промежуточной ай- I
паратуры — общим (групповым) для всех каналов системы.
80 *
Рис. 2.10. Индивидуальный (о) и групповой (б) методы постро-
ения МСП
Сравним индивидуальный и групповой методы построения
МСП. Упрощенная структурная схема МСП, построенная по ин-
дивидуальному методу, приведена на рис. 2.10, а. Как видно, на
оконечных и промежуточных станциях число различных уст-
ройств аппаратуры (преобразователи, фильтры, усилители, гене-
раторы несущих частот и т. д.) равно числу каналов, на которое
Рассчитана данная система. Учитывая, что каналы в линейном
тракте занимают строго определенные полосы частот, однотип-
ные устройства разных каналов должны рассчитываться на раз-
ные частоты. Использование в составе оборудования оконечных
и промежуточных станций отдельных разнотипных для каждого
тиНада элементов делает это оборудование громоздким. Разно-
типность устройств каждого канала не позволяет стандартизиро-
1<111Ь аппаРатуру, что затрудняет ее массовое производство и по-
Вь,шает стоимость.
каютс^ П0стР0ении МСП по индивидуальному методу ограничи-
я Дальность действия и канальность системы. Объясняется
81
это тем, что канальные ПФ используются не только на оконеч-
ных, но и на всех промежуточных станциях. Поэтому с увеличе-
нием числа промежуточных станций эффективно передаваемая
полоса частот канала будет сужаться, что ограничивает число
промежуточных станций, а следовательно, и дальность передачи.
Малоканальность таких СП объясняется невозможностью созда-
ния канальных ПФ с идентичными характеристиками в широком
диапазоне частот.
К достоинствам таких систем можно отнести: возможность
постепенного наращивания числа каналов и простоту выделения
любого числа каналов на промежуточных станциях.
Перечисленные недостатки практически отсутствуют при
групповом методе, который используется при построении всех
современных МСП с ЧРК. Идею группового принципа постро-
ения иллюстрирует рис. 2.10, б. Как видно, при этом методе
уменьшается число разнотипных канальных ПФ в составе око-
нечного оборудования, т. е. появляется возможность создания
фильтров с однородными характеристиками и построения систем
практически любой канальности.
Наличие на промежуточных станциях одного усилителя для
усиления сигналов во всех каналах не требует применения ка-
нальных фильтров - основных источников АЧИ, приводящих к
сужению эффективно передаваемой полосы частот канала. Поэ-
тому возможно включение очень большого числа промежуточных
усилителей, т. е. осуществление связи практически на любые
расстояния.
Как следует из сказанного, промежуточная аппаратура СП,
построенных таким образом, проще, а следовательно, и дешевле.
Кроме того, групповой принцип построения СП позволяет стан-
дартизировать значительную часть оборудования оконечной ап-
паратуры разной канальности.
Существенным недостатком группового метода построения
МСП является необходимость установки всего оборудования вне
зависимости от требуемого числа каналов на текущий момент, а
также специальной аппаратуры выделения в промежуточных уси-
лительных пунктах для осуществления связи этого пункта с дру-
гими пунктами магистрали.
При построении МСП с ЧРК по групповому методу исполь-
зуется многократное преобразование частоты. Первичные сигна-
лы несколько раз преобразуются по частоте, прежде чем переда-
ются в линию. На приемной оконечной станции осуществляются
аналогичные преобразования, но в обратном порядке. На рис.
2.11 приведена структурная схема, поясняющая принцип много-
кратного преобразования.
В первой ступени, называемой ступенью индивидуального пре-
82
образования, п} одинаковых по занимаемой полосе частот первич-
ных сигналов преобразуются в п} -канальные сигналы, разме-
щенные в неперекрываюшихся полосах частот, образуя nt -ка-
нальный групповой сигнал. Вторая и последующие ступени пре-
образования являются групповыми. Во второй ступени п2 одина-
ковых частотных полос л,-канального сигнала преобразуются в
обший групповой л^-канальный сигнал. В следующей ступени
образуется л, л2л3-канальный сигнал путем преобразования л3
одинаковых частотных полос л/^-канального сигнала в непере-
крываюшиеся полосы частот и т. д.
Группу из л^канальных сигналов называют первичной группой
каналов. Необходимо иметь в виду, что первичная группа может
быть сформирована двукратным преобразованием частоты. В
этом случае первичная группа объединяет несколько так называ-
емых предгрупп или в ней используются две ступени индивиду
альною преобразования. Группу из л ^-канальных сигналов, по-
лученную объединением л2 первичных групп, называют вторич-
ной группой каналов. Группа из л,л?л3-канальных сигналов, полу-
ченная объединением л3 вторичных групп, именуется третичной
группой каналов.
Рис. 2.11. Многократное преобразование частоты
83
Преобразованный
сигнал
-J 84^1
J Полезный сигнал
36 84
Помеха
60 84
Непреобразованный
сигнал
а)
216 264 384 432
60 108
384
384 432
Н епреобраэованный
сигнал
Н епреобраэованный
сигнал
Рис. 2.12. К вопросу необходимости двух ступеней преобразования для получе-
ния линейного спектра
При построении оконечной аппаратуры МСП на большое
число каналов можно использовать четверичные и пятиричные
группы каналов, каждая из которых образуется объединением со-
ответственно нескольких третичных и четверичных групп.
Совокупность оборудования указанных групп и представляет
собой кана.юобразующую аппаратуру. В различных СП эта аппара-
тура не обязательно содержит все перечисленные выше группы. В
зависимости от канальности системы она может состоять только из
первичных групп, первичных и вторичных групп и т. д.
Для получения линейного спектра, в котором работает СП, ис-
пользуется еще одно групповое преобразование, которое переносит
спектр частот одной из типовых групп в требуемый. Однако если
спектр сигнала на выходе типовой преобразовательной аппаратуры
хотя бы частично совпадает с линейным спектром частот, то необ-
ходимо организовать две ступени преобразования, так как при
одной ступени преобразования неизбежны значительные искаже-
ния, вызванные появлением на выходе преобразователя частоты
преобразуемою сигнала. Поясним это на примере.
Пример. Положим, что спектр частот 60...108 кГц надо преобразовать в
линейный спектр 36...84 кГц. Если использовать одну ступень группового преоб-
разования с несущей 144 кГц (рис. 2.12, с), то вследствие неидеальности преобра-
зователя на его выходе кроме интересующего нас полезного преобразованного по
частоте сигнала 36...84 кГц (нижняя боковая полоса частот) будет присутствовать
исходный непреобразованный по частоте сигнал 60... 108 кГц. Таким образом, на
выходе фильтра, имеющего полосу пропускания 36...84 кГц, в полосе частот
60...84 кГц будут иметь место два сигнала, т. е. в каналах, занимающих в линии
этот спектр частот, возникнут искажения. Для их устранения применяется допол-
нительная ступень преобразования, например, с несущей частотой 324 кГц. Тре-
буемая линейная полоса частот 36...84 кГц получается путем использования вто-
рой ступени преобразования с помощью несущей 468 кГц (рис. 2.12, б). В этом
случае в обеих ступенях преобразования сигналы на входе и выходе преобразова-
84
Рис. 2.13. К определению виртуальной частоты
телей значительно отличаются друг от друга по шкале частот и появляющиеся на
выходе модуляторов непреобразованные исходные сигналы подавляются фильтра-
ми, выделяющими полезные боковые полосы частот.
Применение группового преобразования позволило использо-
вать практически во всех МСП типовую преобразовательную ап-
паратуру. С помощью этой аппаратуры можно образовывать по-
мимо стандартных каналов ТЧ широкополосные каналы, предна-
значенные для высокоскоростной передачи дискретной инфор-
мации, передачи газет и т. д.
Многократное групповое преобразование частоты в МСП по-
зволяет:
расположить каналы в линейной полосе частот с такими же
промежутками, как в первичной группе, где ширина частотного
промежутка, разделяющего спектры соседних каналов, сведена
до минимума;
организовать помимо каналов ТЧ широкополосные каналы
(см. гл. 12);
сократить число различных значений несущих частот, необхо-
димых для формирования линейных спектров.
Расположение спектра каждого канала в линейном спектре
частот, полученное путем многократного преобразования, удобно
определять с помощью так называемой виртуальной несущей
частоты. Виртуальной несущей частотой называется ’’воображае-
мая” несущая частота, с помощью которой можно было бы ис-
ходную полосу частот переместить в линейную путем однократ-
ного преобразования (минуя все промежуточные ступени преоб-
разования). Поясним это на примере (рис. 2.13).
. Первый канал системы передачи К-60 занимает в линейном спектре полосу
*2,3...15,4 кГц, которая образуется после трех ступеней преобразования. Как
видно из рисунка, виртуальной несушей частотой, с помощью которой исходный
сигнал 0,3...3,4 кГц может быть перенесен в линейный спектр 12,3...15,4 кГц одной
степенью преобразования, является частота 12 кГц. Легко видеть, что виртуальная
несущая частота занимает в линейном спектре канала то положение, которое зани-
ала бы в нем нулевая частота, если бы она имелась в исходном спектре.
85
Гчуппообразоиакие и миогоиаяальных системах передачи
„ пмикчгем ищи;»™»! к« МС '1 1
I... льнии аппаратуры П™
"Г7«£»ыДиш|ИИ МККТГ т« МК «М
Х2 •' ...... •НИЗИПИК' сак напиоввьн-ч. и и *г .
с.|с"у1''"'" ‘Р-" • ”
, 17 «пнями п.оричная Л"™, г пи •
. . J. Т»—!< ПЯ.И втор.ч
. » -рс.ичньгх групп
, , , , i из ip I выбирались т х чи -ibij
и ,г,-. И.1’ П1И<'1"- ' 1 МПА»*-' •*
«МШП R
гами * -> »**'
не ь. • • >
j>M utaiPiM. ширина спектра
Я„!ТаН.ТЯС1 43 кГп
••. >пы выииралаСо и
ширина . > |>а ’
В
U,.V..IHKH ВИ-
п><
nranuv- •«.'<
НЯ*^
В UuroMI'V i,...................... '
тми и»1 иш^вяч* неис1и.-.ь»ме»и1Я
"МИГПВЗНИИСШ . I.-' I" чной.р-ипы
Р , ’А» Т сс 1 Ормчнс 1 гу*>1" Ы . теми;'
‘ , J, ин., , пять первичны- rpvnn П< <
II ким
I 5 >2 кГц.
На приемном конце полоса частот 60... 108 кГц распределяет-
ся канальными фильтрами по входам соответствующих индиви-
дуальных преобразователей приема, на выходе которых с помо-
щью ФНЧ выделяются исходные полосы частот 0,3...3,4 кГц.
Подавление неиспользуемой боковой полосы достаточное
т. е. влияние между каналами отсутствует, если крутизна нарас-’
тания затухания канального ПФ не менее 0,07 дБ/Гц. Такую кру-
тизну затухания в полосе частот 60... 108 кГц могут обеспечить
только кварцевые, магнитострикционные или электромеханичес-
кие фильтры. Относительно высокая стоимость этих фильтров
является недостатком данного метода формирования спектра
первичной группы.
При формировании спектра первичной группы с помощью двух
ступеней индивидуального преобразования первое преобразование
осуществляется во всех каналах с использованием одинаковой не-
сущей частоты, например 200 кГц. После преобразования каналь-
ные ПФ выделяют одну и ту же полосу частот 200...204 кГц (точ-
нее, 200,3—203,4 кГц). Требуемую крутизну нарастапия затухания
фильтра в этой полосе частот обеспечиваю! электромеханические
фильтры. Второе преобразование выполняется в каждом канале с
помощью различных несущих частот: 308, 304, 300...264 кГц. Так
как в первой (предварительной) ступени преобразования сигналы
были перенесены в область достаточно высоких частот, то после
второй ступени преобразования полезная и подавляемая боковые
полосы находятся друг от друга на значительном расстоянии. Это
позволяет для выделения требуемой полосы частот 60... 108 кГц
применить один общий ФНЧ-108. Структурная схема преобразова-
тельного оборудования и схема преобразования спектров для этого
метода формирования спектра первичной группы приведены соот-
ветственно на рис. 2.15, а и б.
12-ц канап^-г-* 1----1
200f 200 т
60...108
11-й канап К
200
200 204 \?68
/200 /204
1ц канап
20Q | 200 200 jj08
а)
60,6 61,7 104,6 107,7
6)
Рис. 2.15. Формирование спектра первичной группы с использованием двух ин-
дивидуальных ступеней преобразования:
а — преобразовательное оборудование; б — схема образования спектра
88
При формировании спектра первичной группы с помощью
ндивидуальной и групповой ступеней преобразования использу-
ются трехканальные предгруппы. Структурная схема преобразо-
атедьного оборудования и схема преобразования спектров для
этого метода формирования приведены соответственно на рис.
7 16 а и б. Каждая трехканальная группа формируется путем ин-
дивидуального преобразования исходных сигналов. В качестве
несущих частот используются частоты 12, 16 и 20 кГц. Выделе-
ние полезной боковой полосы (верхней) осуществляется ПФ.
Таким образом, трехканальная ipynna занимает полосу 12...24
кГц. Для получения спектра частот первичной группы (60...108
кГц) каждая из четырех трехканальных предгрупп подается на
групповые преобразователи с несущими 120, 108, 96 и 84 кГц.
После преобразования ПФ выделяют нижнюю боковую полосу
частот.
Введение трехканальных групп с предварительным преобразо-
ванием позволяет использовать для выделения полезных боковых
полос относительно дешевые канальные фильтры типа LC. В
диапазоне частот 12...24 кГц эти фильтры обеспечивают требуе-
мую крутизну нарастания затухания при относительно неболь-
ших габаритах. В качестве групповых ПФ также используются
фильтры типа LC. Применение здесь этих фильтров возможно
а)
Рис. 2.16. Формирование спектра первичной группы с использованием индиви-
дуальной и групповой ступеней:
а - преобразовательное оборудование; б— схема образования спектра
6)
89
потому, что требования к крутизне нарастания затухания фильт-
ра облегчены, так как значителен частотный промежуток между
полезной и подавляемой боковыми полосами частот.
Каждый из рассмотренных методов формирования спектра
первичной группы имеет свои достоинства и недостатки. Две
ступени преобразования приводят к увеличению помех и искаже-
ний в каналах. Это же обстоятельство вызывает увеличение
числа элементов оборудования группы и может привести к его
удорожанию. Однако при двух ступенях преобразования можно
использовать либо канальные фильтры одного типа, что обеспе-
чивает однотипность характеристик каналов, удешевляет произ-
водство и упрощает эксплуатацию оборудования, либо простые в
изготовлении и дешевые канальные фильтры всего трех различ-
ных типов. При одной ступени преобразования необходимо
иметь 12 различных относительно дорогих канальных фильтров с
высокой избирательностью.
Выбор метода формирования спектра первичной группы опре-
деляется многими факторами, и в первую очередь технологией из-
готовления и стоимостью отдельных узлов оборудования группы.
Как отмечалось выше, вторичная группа формируется из пяти
первичных групп с использованием одной ступени группового
преобразования (рис. 2.17, а). В зависимости от выбранных зна-
а)
Рис. 2.17 Формирование спектра вторичной группы:
а преобразовательное оборудование б - схема образования основного спектра, в на образова
ним инверсного спектра
90
Рис. 2.18. Формирование спектров третичной (с) и четверичной
(6) групп
чений несущих частот может быть сформирован основной или
инверсный спектр. Основной спектр вторичной группы органи-
зуется с помощью несущих частот 420, 468, 516, 564 и 612 кГц, а
инверсный - 252, 300, 348, 396 и 444 кГц (рис. 2.17, б и в). По-
лезные боковые полосы частот (при формировании основного
спектра — нижние, а инверсного — верхние) выделяются ПФ, ко-
торые выполняются на ЛС-элементах. Небольшая избиратель-
ность этих фильтров соответствует медленному увеличению их
сопротивлений в полосе задержания, поэтому их параллельное
соединение осуществляют через развязывающее устройство (РУ)
(см. рис. 2.17, а).
Спектр третичной группы (812...2044 кГц) формируется пу-
тем одноступенного группового преобразования пяти основных
спектров вторичной группы (рис. 2.18, а). Несущие частоты вы-
браны так, чтобы между преобразованными спектрами вторич-
ной группы образовался частотный промежуток в 8 кГц. После
преобразования полезные боковые полосы частот выделяются
фильтрами на LС-элементах.
Спектр четверичной группы (8516...12388 кГц) создается
одноступенным групповым преобразованием спектров трех тре-
тичных групп с помощью несущих 10560, 11880 и 13200 кГц (рис.
б). Полезные боковые полосы выделяются ПФ на £ С-эле-
ментах.
91
Линейные спектры частот многоканальных
систем передачи с ЧРК
При выборе граничных частот линейного спектра МСП с
ЧРК необходимо учитывать тип направляющей среды. Так, в
системах передачи, где в качестве последней используется коак-
сиальный кабель, нижнюю граничную частоту линейного спектра
выбирают из условия обеспечения высокой защищенности от
внешних помех. Верхняя граничная частота определяется каналь-
ностью МСП. Однако для облегчения реализации усилителей не-
обходимо стремиться к уменьшению относительной ширины ли-
нейного спектра. Поэтому при большом числе каналов нижнюю
граничную частоту приходится выбирать значительно выше час-
тоты, на которой начинает сказываться экранирующее действие
внешней трубки коаксиального кабеля, обусловленное поверх-
ностным эффектом. Тем самым увеличивается соответственно и
значение верхней граничной частоты линейного спектра. При
этом необходимо помнить, что верхняя граничная частота опре-
деляет технико-экономические показатели МСП. В частности,
чем выше верхняя граничная частота, тем меньше допустимая
длина усилительного участка.
Перечисленные факторы послужили основанием для выбора
спектров МСП с использованием коаксиального кабеля. Значе-
ния граничных частот линейного спектра систем, работающих в
настоящее время на первичной сети, приведены в табл. 2.1.
Таблица 2.1
Система передачи К 300 К-1920п —1 К-3600
Линейный спектр частот, кГц 60.. 1300 312...8544 812... 17596
Системы передачи, в которых направляющей средой служит
коаксиальный кабель, являются однополосными четырехпровод-
ными. Исключение составляют система передачи К-120 и систе-
мы по подводным кабелям, которые строятся как двухполосные
двухпроводные. Линейный спектр К-120 составляет 60...552 кГц в
одном направлении и 812... 1304 кГц — в обратном.
В настоящее время на магистралях коаксиального кабеля
принято новое семейство СП, в котором базовой для последую-
щих разработок и совершенствования принята система К-10800
На ее основе будут создаваться СП типов К-5400 и К-1800. Ли-
нейные спектры этих СП выбирались с учетом не только пере-
численных выше соображений, но и возможности осуществления
92
транзита групп каналов без использования преобразовательной
аппаратуры.
Линейные спектры нового семейства МСП приведены в табл. 2.2.
Таблица 2.2
Система передачи К 1800 К-5400 К-10800
Линейный спектр частот, кГц 316...8204 4332 ..31084 4332...59684
Образование линейных спектров нового семейства осущест-
вляется с использованием четверичных групп. Верхняя четверич-
ная группа линейного спектра СП К-1800 совпадает с нижними
группами линейного спектра СП К-5400 и К-10800, а линейный
спектр СП К-5400 полностью совпадает с нижней половиной ли-
нейного спектра СП К-10800. Взаимоувязанное спектрообразова-
ние позволяет осуществлять транзит групп каналов непосредст-
венно в линейном спектре.
Системы передачи, в которых направляющей средой служит
симметричный кабель, являются однополосными четырехпровод-
ными. Особенность конструкции симметричных кабелей — зна-
чительные переходные влияния между парами кабеля. Для обес-
печения необходимой защищенности от влияний на ближнем
конце для передачи сигналов в разных направлениях использу-
ются разные кабели, т. е. магистрали на симметричных кабелях
строятся двухкабельными.
Взаимные влияния на дальний конец ограничивают выбор
верхней частоты линейного спектра. Эти влияния возрастают с
увеличением частоты. Уменьшить их можно путем симметриро-
вания, но, как показала практика строительства магистралей,
требуемые значения защищенностей на частотах выше 260 кГц
обеспечить очень трудно, особенно на магистралях большой про-
тяженности, из-за накопления переходных помех. Поэтому верх-
няя граничная частота линейного спектра отечественных СП с
использованием симметричного кабеля принята равной 252 кГц.
Нижняя граничная частота линейного спектра выбирается рав-
ной 12 кГц. На частотах ниже 12 кГц становится заметной кривиз-
на частотной характеристики затухания симметричного кабеля,
Резко изменяется частотная зависимость активной составляющей и
возрастает по величине реактивная составляющая волнового сопро-
тивления. Следовательно, при нижней граничной частоте 12 кГц
облегчается решение проблемы коррекции АЧИ и согласования со-
противлений кабеля и аппаратуры. Следовательно, используется
Диапазон частот 12...252 кГц, в котором размещается 60 каналов и
который является линейным спектром СП К-60.
93
Для организации большего числа каналов по уже проложен-
ным симметричным кабелям разработана СП К-1020С, работаю-
щая в одной из четверок кабеля в спектре частот 312...4636 кГц.
По другим четверкам этого кабеля работают СП К-60П. Исполь-
зование системой К-1020С спектра частот, не перекрывающегося
со спектром системы К-60П, снимает вопрос о линейных пере-
ходах между этими системами, а работа только одной системы
К-1020С в четверке кабеля - о необходимости симметрирования
кабеля для частот выше 252 кГц.
По воздушным цепям из цветного металла сигналы передают-
ся в спектре до 150 кГц, поскольку выше этой частоты наблюда-
ется сильное влияние длинноволновых радиостанций, а по воз-
душным стальным цепям — в спектре до 31 кГц, так как на более
высоких частотах значительно увеличивается затухание. Исходя
из этого в первом случае на одной цепи организуется 15 каналов,
для чего одновременно используются СП типов В-12-3 и В-3-3;
во втором - три канала (СП типа В-3-2 или В-З-Зс). Примене-
ние двух СП позволяет создать более гибкую и удобную в экс-
плуатации схему связи. Строятся они как двухпроводные двухпо-
лосные. В системе В-12-3 сигналы передаются в прямом направ-
лении в полосе частот 36...84 кГц, а в обратном — 92... 143 кГц; в
В-3-3 (В-3-3 с) - в прямом направлении в полосе частот 4...16
кГц, а в обратном - 18...31 кГц. В полосе частот 0,3...2,94 кГц
организуется канал двухполосной служебной связи.
2.4. ПОСТРОЕНИЕ ЛИНЕЙНЫХ ТРАКТОВ МНОГОКАНАЛЬНЫХ
СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК
Выше было показано, что канал двухстороннего действия
объединяет два самостоятельных усилительных направления. Для
организации этих самостоятельных направлений линейные трак-
ты МСП строятся либо четырехпроводными однополосными,
либо двухпроводными двухполосными, либо двухпроводными
однополосными.
При четырехпроводном однополосном построении использу-
ются две двухпроводные цепи для передачи сигналов в разные
направлениях (рис. 2.19). По каждой из цепей сигналы переда-
ются в одном и том же диапазоне частот (/J...A). Этот метод п
строения является основным для кабельных СП. я
При двухпроводном двухполосном построении используй
одна двухпроводная цепь, по которой передача сигналов в
направлениях осуществляется в разных диапазонах частот /(-Л f
fy..f4 (Рис- 2.20). Разделение этих диапазонов на оконечнь^)Н
промежуточных станциях осуществляется направляющ у
фильтрами (НФ), которые являются фильтрами нижних и в
ких частот с одной и той же частотой среза. Такой принцип
94
Рис. 2.19. Четырехпроводный однополосный линейный тракт
строения линейного тракта применяется, когда направляющей
средой является воздушная линия или однокоаксиальный кабель
(ВКПП и ВКПА).
В одноканальных СП линейный тракт строится как двухпро-
вопный однополосный. Передача сигналов в обоих направлениях
осуществляется по двухпроводной цепи в одной и той же полосе
гасгот 300.„3400 Гц. Для разделения направлений передачи на
оконечных и промежуточных станциях предусмотрены дифсисте-
мы (рис. 2.21). Более одного канала организовать в этом случае
не удается из-за трудностей балансировки дифсистем в широкой
полосе частот. Кроме того, дальность действия СП при таком
построении линейного тракта ограничена, так как обратная связь
(рис 2.22) возникает не только внутри каждого усилителя двух-
. юроннего действия, но и в результате взаимодействия их друг с
другом. За счет этого токи ОС в каждом из усилителей двухсто
Роинего действия увеличиваются, снижая устойчивость канала.
я увепичения устойчивости канала приходится уменьшать уси-
J'i*c Усилителей. Как показывают расчеты и опыт эксплуата-
ций Число включаемых в тракт усилителей двухстороннего дей-
’«кос г?е может превышать пяти. В силу отмеченных недостатков
eiCH крайне°ре1Ие линейного тРакта в настоящее время применя-
_Рехпроводный однополосный метод построения линей-
чч«. ,.,, К,0В кабельных СП является основным потому, что уве
ередаваемой поносы частот более чем в 2 раза при
Рис. 2.21. Двухпроводным однополосный линейный тракт
двухпроводном двухполосном методе построения приведет к зна-
чительному сокращению длин усилительных участков и соответ-
ственно к удорожанию систем. Необходимость применения НФ
также увеличит стоимость линейного тракта и ухудшит его харак-
теристики. Однако использование в данном случае двух двухпро-
водных цепей приводит к увеличению расхода цветных металлов,
что нежелательно. Но если учесть, что кабельные СП являются
многоканальными, то стоимость линейного тракта, отнесенная к
одному каналу, оказывается небольшой.
ГЛАВА 3. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНЫХ ТРАКТАХ И КАНАЛАХ
МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК
3.1. КЛАССИФИКАЦИЯ ПОМЕХ
Помеха — постороннее электрическое колебание, мешающее
приему передаваемых сигналов. В зависимости от характера воз-
действия на сигнал различают аддитивные и мультипликативные
помехи. Аддитивной помехой называют случайные ЭДС, возни-
кающие в каналах и трактах. Они суммируются с полезным сиг-
налом Uc(t), и в точку приема (выход канала передачи или грак-
та) поступает сигнал с напряжением
Ц,Р (t)=uc(t) + un(t).
Мультипликативными помехами называют случайные измене-
ния коэффициента передачи канала (тракта) во времени. В
случае в точке приема напряжение сигнала
спр(/)=гс(гх(г),
где £п - коэффициент передачи тракта.
Рис. 2.22. Токи ОС при двухпроводном однополосном линейном тракте
96
Помехи, кроме того, классифицируются по форме колебания,
спектру частот, месту возникновения и мешающему воздейст-
вию. По форме колебания различают непрерывные и импульсные
помехи. Пиковое значение последних может в сотни и тысячи
раз превышать их среднее значение. Пиковое значение непре-
рывных помех может превышать их среднее значение в несколь-
ко десятков раз.
По спектру частот различают помехи со сплошным (типа ’’бе-
лого шума”) и дискретным спектром. В частности, помехи флук-
туационного характера (собственные помехи) имеют сплошной и
приблизительно равномерный спектр, а помехи от электрофици-
рованного транспорта, высоковольтных линий, электропитающих
установок и т. п. - дискретный.
По месту возникновения помехи разделяются на внутренние
и внешние. Первые создаются в самой аппаратуре СП. К ним
относятся, например, собственные помехи, помехи нелинейно-
го происхождения, помехи из-за плохих контактов в местах со-
единений и т. п. Внешние помехи проникают в каналы или
тракты извне. Причиной таких помех может быть взаимное
влияние между параллельными цепями связи (помехи от ли-
нейных переходов), влияние радиостанций, помехи от про-
мышленных установок, электрофицированного транспорта,
грозовых разрядов и т. п.
По мешающему действию различают помехи в виде шума
и переходного разговора. При передаче речевых сигналов шум
маскирует слабые составляющие сигналов, уменьшая разбор-
чивость речи, которая воспринимается на фоне гйорохов, по-
трескиваний, щелчков и т. п. Наиболее опасным видом по-
мехи при передаче речевых сигналов является переходный
разговор Различают помехи в виде внятного и невнятного
ереходного разговора. Внятный переходный разговор пре-
ние fiBaeTCB В ДРУГИХ каналах в паузах речи, отвлекая внима-
ходныОНе,,ТОВ и наРУшая секретность связи. Невнятный пере-
виде 1пумаЗГО°Рменее опасен, так как он прослушивается в
ВеРност ПеРедаче Дискретных сигналов помехи снижают досто-
ний - по пеРедаваем°й информации, а при передаче изображе-
различимость их деталей.
3.2. ОЦЕНКА И НОРМИРОВАНИЕ ПОМЕХ
ги сравнен11 мешаюшего Действия помех необходимо произ-
‘ Ли испозьзуИе величин помехи и полезного сигнала. Для этой
’ ТеРмин '' ТСЯ иопятие помехозащищенности (чаще использу-
4 1,1 защищенность”):
97
<=10 \g(PL/Р,) = рс-рп,
где Рс, Рп, рс и рп — мощности и уровни сигнала и помехи соот-
ветственно. Использование защищенности особенно удобно при
оценке помех в виде переходных разговоров.
Влияние помех можно также оценить по величине напряже-
ния или мощности помех в точке с известным относительным
уровнем передачи, который определяет мощность полезного сиг-
нала. При передаче речевых сигналов следует учитывать, что ме-
шающее действие помех зависит не только от их мощности, но и
от частоты, так как чувствительность уха и телефона различна на
разных частотах и максимальна в спектре частот 0,8...1,2 кГц.
На рис. 3.1 приведена характеристика чувствительности сис-
темы ”ухо - телефон”, рекомендованная МККТТ в 1965 г. Для
учета указанного обстоятельства вводится понятие псофометри-
ческого напряжения помехи, которое определяется как напряже-
ние с частотой 800 Гц, мешающее действие которого эквивалент-
но мешающему действию всех составляющих спектра помехи.
Псофометрическое напряжение помехи в канале передачи с эф-
фективно передаваемой полосой частот от j\ до /, можно рассчи-
тать по формуле
Ч,.к
^2funfdf.
где к,— коэффициент чувствительности, определяемый из рис.
3.1; спектральная плотность помехи. Для помехи с равно-
мерным спектром Unf= Un = const. Тогда Unnc = kncUn. j
Здесь Un - действующее значение помехи; к,
псофометрический коэффициент, который для стандартного
нала ТЧ с эффективно передаваемой полосой 0,3...3,4 кГц РаВЧ
°’75' J
Псофометрическое напряжение помехи измеряется псов
метром, представляющим собой вольтметр с квадратичным
тектором, на входе которого включен взвешивающий
(фильтр). Частотная характеристика коэффициента пере-1
Рис. 3.1. Характеристика чувствите,ь
системы "ухо - телефон”
98
этого контура соответствует кривой чувствительности, изобра-
женной на рис. 3.1.
Наряду с псофомстричсским напряжением для оценки помех
широко используется псофомстричсская мощность
Р =кг Р
где Р„ ~ действующее значение мощности помехи. Обычно инте-
ресуются псофометрической мощностью помехи в точке нулево-
го относительного уровня (ТНОУ). Эта мощность легко пересчи-
тывается для точки с любым другим относительным уровнем:
Лпе (0)=Л1К(Р)' Ю 0J₽
(3.1)
При измерении помех в телевизионных каналах на входе
вольтметра устанавливается взвешивающий контур, учитываю-
щий частотную характеристику чувствительности глаза. В кана-
лах передачи факсимильных и дискретных сигналов помехи оце-
ниваются действующим значением напряжения и их статисти-
ческими характеристиками.
Для суждения о качестве канала или тракта необходимо срав-
нить измеренную или вычисленную интенсивность помехи (на-
пример, ее псофомстричсскую мощность в ТНОУ) с существую-
щими нормами на данную величину. При этом следует иметь в
виду, что величина помех существенно зависит от протяженнос-
ти канала или тракта. Эта зависимость вызвана накоплением
помех от разных усилительных участков на выходе канала пере-
дачи (тракта). Подробно вопрос накопления помех рассматрива-
ется § 3.6, 3.9 и 3.10.
С Увеличением протяженности канала передачи возрастает
Насло Усилите-ных участков и, как следствие, мощность помех
так ГДе канала- Помехи возникают как в линейном тракте СП,
нечныВ Прсо^разовательном и усилительном оборудовании око-
ряться И псРеприемных станций. На последних может осущест-
вим кацПерСПРт1ем 1тРанзит) сигналов, передаваемых по отдель-
СПектрахадаМ (транзит по ТЧ), или групповых сигналов в
или тр<етМиТандартных гручп (транзит по первичным, вторичным
виц разныхЫМ гРУппам - ПГ, ВГ или ТГ). Переприсмные стан-
'>боРудовани ТИП°В содсРжат разный объем преобразовательного
еивности (в” И’ слсдовательно, создают помехи разной интсн-
110 РассмоТреоЬ1 И ос°бенности транзитных соединений подроб-
П1,Мех Указания* BJ3-5.) При установлении норм на величину
Ин^Мых эталон °^стоятсльства учитываются введением так на-
'Вда исполь "НЫХ (И-™ номинальных) цепей. Для этих цепей
Н°л,иналЬнан т тсрмин ’’гипотетические цепи”.
чень канала (тракта) - это условная цепь опредс-
99
ленной протяженности с заданным числом типов переприемных
станций, для которой и устанавливаются все нормы, характери-
зующие качество СП (тракта или канала). Для конкретных реаль-
ных систем и линий передачи значения нормируемых параметров
получают путем пересчета норм, установленных для номиналь-
ной цепи.
По рекомендации МККТТ среднее за любой час значение
псофометрической мощности помех на выходе канала ТЧ в
ТНОУ для номинальной цепи протяженностью 2500 км не долж-
но превышать 10000 пВт. Из этой мощности 2500 пВт отводится
на преобразовательное оборудование оконечных и переприемных
станций, а 7500 пВт - на линейный тракт. Условно можно счи-
тать, таким образом, что на 1 км линейного тракта приходится
мощность помех 7500/2500 = 3 пВт псоф. Если протяженность
линейного тракта равна L км, то вносимая им в канал ТЧ мощ-
ность в ТНОУ не должна превышать 3£ пВт псоф.
Номинальная цепь канала ТЧ систем передачи, работающих
по симметричному кабелю и радиорелейной линии (РРЛ) с чис-
лом каналов до 60, имеет протяженность 2500 км и содержит два
транзита по ТЧ и три транзита по ПГ (по одному на каждом
переприемном участке).
Номинальная цепь канала ТЧ систем передачи, работающих
по коаксиальному кабелю в спектре до 4 МГц, содержит два
транзита по ТЧ (три переприемных участка) и шесть ВЧ транзи-
тов (два на каждом переприемном участке по ТЧ — один по ПГ и
один по ВГ) и имеет такую же протяженность. Для систем пере-
дачи, работающих по коаксиальному кабелю в спектре частот до
8,5 МГц, номинальная цепь канала ТЧ содержит на каждом из
трех переприемных участков по ТЧ два ВЧ транзита — один по
ВГ и один по ТГ.
В соответствии с нормами ВСС номинальная цепь канала ТЧ
магистральной сети имеет протяженность 12500 км и содержит
четыре переприема по ТЧ (протяженность переприемного участ-
ка — 2500 км). Максимальное число ВЧ транзитов на переприем-
ном участке не должно превышать девяти - по три транзита по
ПГ, ВГ, ТГ или группам более высокого порядка. Номинальна* I
цепь канала ТЧ одного переприемного участка магистральной I
сети ВСС приведена на рис. 3.2. Л
Среднее значение псофометрической мощности помех за I
мин в канале ТЧ в ТНОУ, вносимых линейным трактом
стральной сети ВСС протяженностью L км, не должно пРе |
шать PL, где Р — мощность помех, создаваемых 1 км TPaKTaf-_1J
В табл. 3.1 приведены значения Рдля различных СП, Ра0 I
ющих по коаксиальному кабелю.
100
2500 км
ПП ПП ПП
ПОТГ поОГ ПОПГ
рис. 3.2. Номинальная цепь канала ТЧ одного переприемного участка маги-
стральной сети ВСС:
щ; - переприем' ПП по ПГ. ПП по ВГ, ПП по ТГ - переприем по первичной, вторичной и третичной груп-
пам соответственно
Таблица 31
Тип системы передачи К-3600 К 1920П VLT-I920 К-5400
Значение Р, пВт псоф. 1 1,5 2,2 2,4
Номинальная цепь канала ТЧ внутризоновой сети ВСС (рис.
3.3) имеет протяженность 1400 км и содержит не более двух
транзитов по ТЧ и четырех ВЧ транзитов по ПГ и ВГ. Средняя
псофометрическая мощность за 1 ч в ТНОУ в соответствии с
нормами на электрические параметры линейных и сетевых трак-
тов СП, работающих на внутризоновых первичных сетях ВСС,
не должна превышать 3Z. пВт псоф. Эта норма, в частности, от-
носится к широко распространенной на сети СП типа К-60П.
Ограниченное число транзитов в номинальных цепях маги-
стральной и внутризоновых сетей ВСС обеспечивает выполнение
нормы на помехи, вносимые преобразовательным и усилитель-
ным оборудованием переприемных станций.
3.3. СОБСТВЕННЫЕ ПОМЕХИ
Собственные помехи — это внутренние помехи флуктуацион-
лей° хаРактеРа’ обусловленные хаотическим движением носите-
и зарядов. К ним относятся тепловые шумы и шумы полупро-
ьодниковых приборов.
супеп^060^ шум является случайным процессом, состоящим из
с°ЗДаю°ЗИЦИИ <®>лУктУа14Ий отдельных электронов в проводнике,
Щих на его концах напряжение случайного характера с
по ТО
РИс- 3 3. Номинальная цепь канала ТЧ внутризоновой сети ВСС
101
нормальным законом распределения и среднеквадратическим
значением а = Um = ^4kTAfR, где к = 1,38 • 10 23 Дж/град - посто-
янная Больцмана; Т— температура, К; Я - сопротивление про-
водника, Ом; Л/ — полоса частот, Гц.
Спектр теплового шума - сплошной и равномерный вплоть
до частот в несколько гигагерц (’’белый шум”).
С точки зрения шумовых свойств любой резистор можно
представить источником напряжения с ЭДС Етш = (/тш и внутрен-
ним нешумящим сопротивлением R. Мощность теплового шума
определяется как мощность, выделяемая шумящим резистором
на нешумящем, равном ему по величине (рис. 3.4). Эта мощ- .
ность (Вт)
Лш = ^ш/2)4 = т/ (3.2)
В полосе частот канала ТЧ (А/= 3100 Гц) при Т— 293 К ;
(+ 20°С) мощность Ртш = 1,25- 10 14 МВт, что соответствует абсо- I
лютному уровню теплового шума ртш = - 139 дБ.
Следует отметить, что в соответствии с (3.2) мощность тепло-
вого шума не зависит от сопротивления шумящего резистора и 1
при Т = const зависит только от ширины полосы частот, в кото- I
рой она оценивается. Эта зависимость характерна для любых I
помех флуктуационного характера. I
Шумы транзисторов обусловлены дробовым эффектом, воз- I
пикающим при инжекции носителей зарядов из эмиттера в базу, I
изменением во времени числа рекомбинаций неосновных носи- |
телей зарядов в базе, которое носит случайный характер, и теп- I
ловим шумом сопротивления базы. Шумовые свойства усилите- I
лей оцениваются коэффициентом шума
Л = рсвх/рпвх (3 3) I
ш Р / р
С ВЫХ ' л вых
где Рс вх и Л: вых ~ мощности сигнала на входе и выходе усилите-I
ля соответственно; Рп m - мощность теплового шума, создавав-
мого выходным сопротивлением линии связи, подключенной на
вход усилителя; Рп ВЬ|Х - мощность собственных помех на выходе а
усилителя, вызванных совместно шумами линии и самого уси-пИ' I
теля. И
Вместо коэффициента шума часто для оценки шуМОВ^Н
свойств усилителя используют величину
4=ю1ёош = двх-дзвык, <з4)
Рис. 3.4. К определению мощности
шума
теплового
102
определяющую потери шумозащищенности. В (3.4) А} ю и А3 ВЬ1Х
защищенность сигнала от помех на входе и выходе усилителя со-
ответственно.
Для нахождения мощности собственных помех на выходе
усилителя воспользуемся выражением (3.4). Тогда
^ui - ^свх P..J (РСвых Ртвы))'
Отсюда, учитывая, что рс ВЬ1Х - рс ю = S, найдем
Реп выч = Рт + (1ш + S. (3.5)
где S- усиление усилителя, дБ.
Величину рприв = pliu + dul называют уровнем собственных
помех, приведенных ко входу усилителя. Физически эта величина
определяется значением уровня помехи на входе нешумящего
усилителя с усилением 5. На выходе такого усилителя уровень
помех будет, очевидно, равен усиленному значению помехи на
входе, т. е.
РЧП вых ^прив
(3.6)
что совпадает с (3.5). Уровень помех, приведенных ко входу уси-
лителя. является паспортной характеристикой усилителя наряду с
усилением, рабочей полосой частот, затуханием нелинейности и
т. д.
Мощность собственных помех на выходе усилителя в ТНОУ в
соответствии с (3.6) и (3.1)
Ливыхо^ Ю0,<₽-+5)- IO’0'1'’™», (3.7)
Г~е п"! о,носительный уровень передачи на выходе усилителя.
. * ри В1С1ючении на входе усилителя пассивного четырехпо-
ника с затуханием Ао (рис. 3.5) мощность собственных помех
вите?Х0Де усилито,я в 1 НОУ увеличивается в 10ой раз. Дейст-
ственны°’ НРИ включе1Н|и такого четырехполюсника уровень соб-
иие $ ч^р11ОМех' приведенных ко входу, не изменяется, а усиле-
помсх г лич,,в?стся на что и приводит к росту мощности
пени lx п ИМ °оРазом’ с г°чки зрения защищенности от собст-
У‘-алцггчи°.МеХ включение побого четырехполюсника на входе
Поск 1 ежслате,ыю.
МеРна, чт)овеУ спектРа-,ь,,ая плотность собственных помех равно-
пАткгш1еСк., ,НЬ помсх’ приведенных ко входу усилителя л в,
Нсиных 1’силц,С за,висит от частоты. В го же время усиление ли-
‘-“ят.| 4 "возп/Л’еи зависит от частоты, так как затухание линии
д стает с ростом частоты, а 5= Лл. При работе систе-
(s
ruj’—ГТ
Л' * Jjav/viv enviv
Рис. 3.5. К определению влияния на защищен-
ность от собственных помех четырехполюсника с
затуханием Ло, включенною на входе усилителя
103
мы с плоской характеристикой передачи, т. е. при ржр (/) = рпер
= const, мощность собственных помех в ТНОУ на выходе усили-
теля, как следует из (3.7), возрастает с увеличением частоты.
Поэтому в верхних каналах СП защищенность снижается. Если
при этом она удовлетворяет норме, то в нижних каналах создает-
ся большой запас по защищенности. Выходная мощность усили- I
теля в данном случае используется неэффективно.
Для выравнивания защишенностей в нижних и верхних кана-
лах СП вводят перекос (предыскажение) уровней. Уровень пере- ।
дачи на выходе усилителя на верхней частоте fB линейного спект- j
ра системы увеличивают на Лрв, а на нижней частоте /н умень-
шают на Ад„. При этом средняя мощность многоканального сиг- i
нала на выходе усилителя не изменяется.
В большинстве случаев используют линейный перекос уров-
ней (рис. 3.6), при котором частотная зависимость plKp(f) опреде-
ляется выражением
/’пеР^ = ^Ог-/„) + д„, (3.8)
где Дд = (Дрв + Др„) - величина перекоса уровней; ~ ши-
рина линейного спектра СП; />н = (дпсрпл-Дрн) - уровень передачи
на частоте
Средняя мощность многоканального сигнала, выбранная при
работе с плоской характеристикой передачи, не должна изме-
няться при введении перекоса уровней. Это условие можно запи-.
I0’"’™ df.
сать в виде равенства
4 4
j 10o’lp'4>'« df= j 10*
4 4
В левой части этого равенства записана мощность многоканаль-
ного сигнала при плоской характеристике передачи, а в правойI
то же, при введении перекоса уровней. Произведя интегриров3"
ние, с учетом (3.8) получаем соотношение, связывающее УРове!£
передачи при плоской характеристике уровней с величин
перекоса:
10°.Ч,рпл=10о Ч IQ 1ЙН (3.1С'
0,23Др
В свою очередь, это соотношение позволяет установить
i Рлер
(3.9)
р,
Гпер пл
₽н
Рис. 3.6. Зависимость уровней передачи
усилителя от частоты при работе сИС
предыскажения (дпл) и с предыскажение 1
уровней
104
межДУ перекосом уровней Ар и величиной Лре, которая определя-
ет повышение защищенности от собственных помех в верхнем
канале СП.
Учитывая очевидное равенство
Рн=РпеРгы-(Д/’-А^В)’
выражение (3.10) можно записать в виде
0,23Др
или
(З.И)
0,23Др
I 4'-Е'<’,вг^-
Большинство современных кабельных СП работают только в
режиме с перекосом уровней. При этом под уровнем р,у пони-
мается некоторый эквивалентный уровень, определяемый из со-
отношения (3.10).
3.4. АТМОСФЕРНЫЕ И ПРОМЫШЛЕННЫЕ ШУМЫ
На воздушных линиях связи (ВЛС) преобладают помехи атмосферного про-
исхождения, вызванные грозовыми разрядами, снежными, пылевыми и магнит-
ными бурями. Уровень этих помех зависит от длины усилительного участка и
системы скрещивания проводов. Другими помехами, возникающими в каналах
СП на ВЛС, обычно пренебрегают.
Величину атмосферных помех определяют статистическим путем, проводя
многочисленные измерения. В табл 3.2 приведены среднестатистические значе-
ния уровней атмосферных помех рЯ1 в спектре канала ТЧ в конце усилительного
участка, полученные для цветных цепей с диаметром проводов 4 мм и расстояни-
ем между ними 20 см.
f кГц
Р.,„ дБ
Таблица 3.2
143 84 31 16
-80 -78 -72 -70
( П р. чястоты соответствуют граничным частотам линейных спектров
1г*'НсЧ| работающих по ВЛС На выходе линейного усилителя с уси-
УР°вень атмосферных помех, дБ:
Промыщ Рат вых — Дат 4 (3.12)
' гримва"1^ ,иумы создаются за счет влияния высоковольтных линии
’с11ных прёдпрТ1Х>ЛЛСИ^с,1Ь|х элсктР°КО1|ТактН1>,х сетей, энергоустановок
поев*Пс3а1ЦИ1ЦеННОСТИ от нне||,них помех, в частности в системах,
'ИЬм наппиме’ а та|сже при передаче сигналов с большим динамическим
Р сигналов вещания, применяют компандерные устройства
105
Экспандер
Рис. 3.7. Изменения уровней, вно-
симые компрессором и экспанде-
ром
Компандерное устройство состоит из компрессора (сжимателя динамического
диапазона), устанавливаемого на передаче, и экспандера (расширителя динами-
ческого диапазона), размещаемого на приеме Компрессор повышает уровни сла-
бых сигналов, поступающих на вход канала передачи, тем сильнее, чем меньше
эти уровни, и снижает уровни мощных звуков также тем сильнее, чем они выше.
В результат защищенность слабых сигналов от помех на выходе компрессора по-
вышается, а общая мощность канального ситала остается прежней. Экспандер
восстанавливает исходный динамический диапазон передаваемого сигнала, сни-
жая уровни слабых сигналов тем больше, чем они слабее. Поскольку внешние
помехи, поступающие на выход канала передачи, имеют сравнительно низкий
уровень, экспандер снижает его в большей степени, чем уровень слабых сигна-
лов, повышая тем самым дополнительно защищенность.
В СП с ЧРК используются так называемые инерционные (слоговые) компанде-
ры, коэффициент передачи которых зависит оз изменения огибающей речевого
сигнала. Частота этого изменения составляет 20...30 Гц. Поэтому в процессе ежа-
тия динамическою диапазона сигнала заметного расширения его спектра не про-
исходит. При использовании компандеров мгновенного действия, в которых коэф-
фициент передачи определяется мгновенными значениями сигналов, спектр час-
тот сигнала при сжатии динамического диапазона расширяется примерно в 3
раза, что совершенно неприемлемо.
Изменения уровней, вносимых компрессором и экспандером, показаны на
рис. 3.7. При некотором уровне сигнала, называемом уровнем нулевого усиления,
затухание компрессора и экспандера равно нулю. Более высокие уровни ком-
прессор снижает, а более низкие — повышает.
Входящий в компрессор регулируемый четырехполюсник управляется сигна-
лом, который с выхода компрессора ответвляется на выпрямитель. Напряжение
на выходе ФНЧ изменяется с частотой огибающей сигнала и подастся в цепьув
равления четырехполюсника, изменяя его коэффициент передачи (рис. 3.8, а)-
Аналогично работает и экспандер (рис. 3.8, 6), в котором в отличие от компрес-
сора используется прямая регулировка, т. е. сигнал ответвляется на выпрямите*
со входа.
Работа компандера характеризуется коэффициентом сжатия компрессор
усж = “ коэффициентом расширения экспандера ур = d2/dn. Здесь </( и d2 ~ Дч
мические диапазоны сигнала на входе и выходе компандера; dn - динамичеей
диапазон канального сигнала в линейном тракте.
а) б)
Рис. 3.8. Упрощенные сгруктурные схемы компрессора
(а) и экспандера (б)
106
Для согласованной работы компрессора и экспандера необходимо, чтобы
ТсЛ='’ т'е’ = ^2- При невыполнении этого условия компандер вносит в
канал передачи нелинейные искажения. Наиболее просто реализуются коэффи-
циенты усж = 1/2; Ур = 2. В регулируемых четырехполюсниках в этом случае ис-
пользуются нелинейные двухполюсники с экспоненциальной вольт-амперной ха-
рактеристикой.
Практика показывает, что компандеры позволяют повысить помехозащищен-
ность на 14... 16 дБ и уменьшить уровень внятных переходных помех в паузах
речи на 12... 14 лБ. В то же время помимо увеличения нелинейных искажений в
канале передачи компандер увеличивает нестабильность остаточного затухания
канала, так как экспандер расширяет все изменения уровня сигнала на приеме, в
том числе и нежелательные.
3.5. ИМПУЛЬСНЫЕ ПОМЕХИ
Импульсные помехи возникают при кратковременных пере-
падах напряжения в узлах каналов ТЧ, содержащих реактивные
элементы (фильтры, корректоры и т. п.), в том случае, когда за
счет переходных процессов в узлах интервал следования перепа-
дов больше длительности переходного процесса, равного
1/дТ, где ДГ- ширина полосы пропускания канала, а длитель-
ность перепала меньше этой величины. Такие перепады напря-
жения возникают при воздействии атмосферных и промышлен-
ных помех, нарушениях контактов в коммутирующих устройст-
вах, кратковременных перегрузках усилителей, выполнении экс-
плуатационно-технических мероприятий недостаточно квали-
фицированным персоналом и т. д.
Колебательный характер переходного процесса приводит к
появлению выбросов напряжения в каналах передачи, значитель-
но превышающих амплитуду полезного сигнала. На рис. 3.9 при-
ведена примерная форма импульсной помехи в канале ТЧ. При
Увеличении числа переприемов длительность переходного про-
цесса возрастает за счет увеличения числа фильтров, включаемых
в составной канал.
При передаче речевых сигналов импульсные помехи проявля-
ли В ВИДе отдельных щелчков и потрескиваний. Наибольшее
налыИ/'ТВИе имиУльсные помехи оказывают на дискретные сиг-
°шибо ТелеграФные, передачи данных), приводя к появлению
числа К’ ЧИСЛ0 которых может составлять 10...20% от общего
' принятых информационных импульсов.
Рис. 3.9. Примерная форма импульсной помехи в
канале ТЧ
107
Существуют нормы на частость появления импульсных помех,
превышающих некоторый порог анализа. Например, для каналов
ТЧ магистральной первичной сети ВСС относительное время дей-
ствия импульсных помех в ТНОУ, превышающих порог анализа -
15 дБ/ч, не должно быть больше 1,2 10 £./12500, где Л-длина
магистрали.
3.6. НАКОПЛЕНИЕ СОБСТВЕННЫХ И АТМОСФЕРНЫХ ПОМЕХ.
РАЗМЕЩЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
Накопление собственных и атмосферных помех
при равномерном размещении усилителей
Уровень собственных и атмосферных помех на выходе усили-
теля, как следует из (3.6) и (3.12), определяется в виде
А, вых = Р„ «х +
где рп вх = рсп прив для собственных помех и рп т =,р„ для атмо-
сферных помех. В линейном тракте аналоговой СП, содержащем
п усилителей (рис. 3.10), помеха с выхода &-го усилителя, рас-
пространяясь по линии передачи, поступает на выход линейного
тракта с уровнем
(3.14)
п п
Атлт к ~ Рт\ вых* + *
। = к + 1 < = к + 1
Здесь Ai — затухание z-го усилительного участка. Усиление линей-
ных усилителей выбирается, как правило, равным затуханию
предшествующего усилительного участка (^ = Л,). Из (3.14) сле-
дует, что в этом случае рплт к —Рпвых к- т. е. уровни помех от к-го
усилителя на выходе линейного тракта и на выходе усилителя
равны. На выходе линейного тракта помехи от каждого усилите-
ля суммируются. Поскольку эти помехи не коррелированы и из
фазы случайны, то полагают, что суммирование осуществляется
по закону сложения мощностей, т. е. с учетом (3.13) суммарная
мощность помех на выходе линейного тракта
р =у р =у
' ПЛТХ Z-. А.ЛТ* zL
*=1 *=1
(3-15)
S2
sn
Ап
О
\Рпвык!<
Рис. 3.10. К расчету накопления помех
Рплтк
108
Если считать все усилители, включенные в линейный тракт ана-
логовой СП, одинаковыми, то суммарная мощность помех
р п. 1Оо.Ч„^ (3.16)
п лтЕ
Соответственно уровень этих помех
л у = РпВх+ $+ 10 1g п- (3.17)
г п лт£ / II вх с
Выражение (3.17) показывает, что эффект накопления помех
на выходе линейного тракта от разных усилительных участков
(УУ) ограничивает дальность связи, так как с увеличением про-
тяженности линии передачи возрастает число усилителей в ли-
нейном тракте, а следовательно, й уровень собственных (или ат-
мосферных) помех.
В ТНОУ суммарная мощность собственных помех на выходе
линейного тракта
п = л-Ю0’10’—+5Lp-’ (3.18)
‘сп лтЕО
Влияние размещения усилителей в линейном тракте
на помехозащищенность
При выводе соотношения (3.18) предполагалось, что усиления
всех усилителей одинаковы, т. е. что усилители размешены в ли-
нейном тракте равномерно. Такое размещение соответствует ми-
нимуму суммарной мощности собственных (и атмосферных)
помех. Покажем это на примере линейного тракта, состоящего
из двух УУ (рис. 3.11). Полагая, что шумовые свойства усилите-
лей одинаковы, можно в соответствии с (3.15) записать для сум-
марной мощности собственных помех на выходе второго усили-
теля
Рсп£ = Ю0 |р—- [10°4 + Ю015’]. (3-19)
Будем считать, что 5, = = Л2, и обозначим Д + 4 = 4-
гда выражение (3.19) можко переписать в виде
РСПХ= 10°-,₽<ппр~-> [Ю01/,' + Ю014^].
мощность собственных помех будет минимальна при
М|, определяемом гшз условия
dP
10П-,₽спприв. <0,23 ПО0’"1' - 10<’1<'4° "'Vo,
^.^^иво при А, = 4/2 = Д, т. е. при одинаковых
I ительных участков з-
109
Рис. 3.11. К влиянию
размещения усилите-
лей на помехозащи-
щенность
W(ASl)^
~Л$тах &$тах
Рис. 3.12. Плотность
вероятности измене-
ния усиления при
разбросе длин усили-
тельных участков
Практически обеспечить равномерное размещение усилителей
не всегда возможно, поэтому имеет место разброс длин УУ. Дан-
ное обстоятельство приводит к уменьшению защищенности от
собственных и атмосферных помех на выходе канала. Опреде-
лим, насколько уменьшается защищенность при разбросе длин
УУ в пределах ± Мтса от некоторого среднего значения /0.
Обозначим усиление каждого усилителя в линейном тракте
5, = 50 + Д5,.,
(3.20)
(3.21)
где So = al0 - среднее значение усиления; AS, = аД/г — изменение
усиления, связанное с разбросом длин УУ. В соответствии с
(3.15) можно записать я
РС1|£р = 10 £ 10
i = 1
Здесь AS, - случайная величина, которая может изменяться в
пределах ±Д5тах = ±аД/пих и в этом интервале имеет равномер-
ную плотность вероятности ЩДУ) (рис. 3.12). Очевидно, что
(Г(Д5;)=1/2д5тО1. (3.221
Функция у= 10°’1лЛ' также является случайной величин®
закон распределения которой в соответствии с теорией случа’
ных процессов определяется в виде
-Ojai;
Ц/О) = WAS,)/-^- = —|-----
d(AS,) 2ASmax 0,23
Изменение мощности собственных помех, вызванное раз|
сом длин УУ, можно оценить средним значением веди41
л
10°1Л5', которая равна с учетом (3.23)
(3..
,0,1 Л5.
O.IA.V
Л оо 10
М £ 10°’1л5‘ =пМу = п J Щ(У) dy = n J
i J io '
0,23 2ASmax
но
sh(0,23 A.ymm)
0-23 A5_
Здесь учитывается то, что функция y(\S) отлична от нуля в ин-
тервале ±A5mat.
Из (3.24) находим
,_0.1д5 г , „-0.1Д5
яА/М = „-*°- - '°-------
0.23 - 2ASmax
Таким образом, оценивая изменение помехозащищенности
из-за разброса длин УУ величиной Д41р = Ю |п (ра& /рС1а&)
sh (0,23 дх )
|.
Значение PcnY в этом выражении берем из (3.16).
Оптимальная длина усилительных участков
(3.25)
Оптимальной называют длину УУ, на выходе которого мощ-
ность собственных (или атмосферных) помех точно равна допус-
тимому их значению. Последнее определяется как часть общей
нормы помех, отводимых на эталонную цепь протяженностью
км.
На основе (3.18), учитывая, что я=£//уу; S=Ayy = alyy;
- * псоф^сп’ запишем соотношение
- 9
Р 10
1 щ сл (норма) . «
IOIg г7?--------1 Л,ср “ "рив = “/уу~ ° е /уу’
*п(Лэт
из которого графически или путем подбора можно определить
Ш",ну УУ У- В <3'25) -допустимое
ние псофометрической мощности, пВт, на эталонной цепи
L км.
^^Ри оптимальных длинах УУ число усилителей в линейном
нпеть минимально, что увеличивает экономическую эффектив-
нССКо 1С°ответствУ’ОЩей СП. Практически длина УУ выбирается
чиццце^0 меньше оптимальной для обеспечения запаса помехо-
|‘‘:’>сацииНтСТИ’ учета затухания станционных устройств и ком-
зтухания УУ соответствующим усилителем.
*° ‘а,0‘"11иад(£.ти “ИНЫ УУ систем передачи по ВЛС определяются аналогично
«ости от атмосферных помех.
3-7. ПОМЕХИ ОТ ЛИНЕЙНЫХ ПЕРЕХОДОВ
^'"'агнигпн линейных переходов вызываются взаимным
и влиянием между параллельными цепями При
Ill
одинаковых линейных спектрах СП, работающих на параллель-
ных цепях, помехи от линейных переходов при телефонной
связи проявляются в виде внятных переходных разговоров.
Различают влияние на ближний и дальний концы. Влияние
на ближний конец имеет место при передаче по параллельным
цепям сигналов в противоположных направлениях, и на дальний
конец — в одном направлении. На рис. 3.13 показан механизм
этих влияний в пределах одного УУ.
Уровень помех от линейных переходов на ближнем конце на
выходе усилителя (рис. 3.13, а)
Рлпо=Л“4) + ^|. (3.26)
где рк — уровень средней мощности канального сигнала на выхо-
де усилителя; Д, - переходное затухание на ближнем конце. Ана-
логично для помехи на дальнем конце (рис. 3.13, б)
Plml= Р.~ А,+ S2'
Полагая, что = S2 - а/уу, находим
Р.пО = Рк-Ао + а1уУ = Р^А^
РпП1 = Р.~А1+а1уу = Рк~Аз1-
(3.27)
(3.28)
(3.29)
Здесь Лз0 и Аз1 — защищенности от помех, вызванных линейными
переходами на ближнем и дальнем концах соответственно.
Поскольку /f.v» А,о, при работе нескольких СП по параллель-
ным цепям принимаются меры, исключающие влияние на ближ-
ний конец. Для этой цели на симметричных кабельных линиях,
по которым работают однополосные чстырехпроводные СП.
применяют двухкабельную схему, в которой по парам одного ка-
беля передаются сигналы в одном направлении, а по парам дрУ'
того кабеля — в противоположном. Влияние на ближний коней в
этом случае резко уменьшается за счет экранирующего дейстиЯ
оболочек кабелей. Следует отметить, что при небольших протЯ'
женностях линии передачи (например, на местных сетях) ,1С'
пользуют и однокабельную схему.
112
Рис. 3.13. Переходная помеха:
а - на ближнем конце; б - на дальнем конце
БА
А Б
Рис. 3.14. Инверсия и сдвиг линейных частот параллельно работающих
систем
Линейные спектры частот, передаваемых в одном направле-
нии, у двухполосных СП, работающих по параллельным цепям,
выбираются совпадающими. В противоположном направлении
передаются другие линейные спектры этих систем. В результате
спектр помехи, возникающей за счет влияния на ближний
конец, на входе усилителя (см. рис. 3.13, а) не совпадает со
спектром полезного сигнала и помеха подавляется соответствую-
щим направляющим фильтром. Защищенность ЛзП увеличивается
при этом на величину затухания в полосе задержания этого
фильтра.
Для повышения защищенности от внятных переходных разго-
воров на дальнем конце применяют инверсию и сдвиг линейных
спектров СП, работающих на параллельных цепях. При инвер-
сии спектра помеха, попадая из канала влияющей СП в одно-
именный канал системы, подверженной влиянию, проявляется в
нем как шум. т. е. помеха становится невнятной. Инверсия экви-
валентна увеличению защищенности на 7 дБ.
Если линейные спектры влияющих и подверженной влиянию
ЕП сдвинуты по частотному диапазону, то в зависимости от ве-
личины сдвига требования к защищенности на дальнем конце
снижаются на 4...26 дБ.
спек nja PRMeP в системе В-12-3 предусматривается четыре варианта линейного
нижней’группе частот эти варианты отличаются инверсией спектров, а
'1лс'<чы зАГРУППе ~ И ин«ерсией, и сдвигом (рис. 3 14), так как с увеличением
шищенность уменьшается, а усиление усилителей возрастает
псиных3 И можно определить мощность помех от ли-
>ля пп», пеРеходов на выходе усилителя в ТНОУ. В частности,
п°мех на дальнем конце
Лп/(0)= юол₽- 1о°4'- ю0-1''™
Рл„/(0)= 10 01^- 10 0J\ (3.30)
пер ~ уровень средней мощности канального сигна-
'""ТНОУ Р'
(3.31)
При наличии в кабеле N пар максимальное число влияющих
одноименных каналов, т. е. каналов с совпадающими спектрами,
равно (/V- 1). Однако помехи создают только активные каналы,
т. е. такие, по которым в данный момент передаются сигналы. Ве-
роятность активного состояния т одноименных каналов из (/V — 1)
определяется формулой биномиального распределения
(/V I)! т , Л'- 1 т
, (т) = -77г;—:-Т (1-т)
" * nt. (N- I - ту.
где т ~ вероятность активного состояния канала (т = 0,25).
Вероятность того, что число активных одноименных каналов не
меньше т, характеризуется интегральной функцией распределения
т
F(m) = £ ,(*), (3.32)
*=о
а вероятность превышения числа активных каналов, равного т,
е = 1 - F(m). (3.33)
Задаваясь величиной е, можно по формулам (3.31) - (3.33) опре-
делить т. Обычно принимают е = 0,01.
Полагая, что защищенности между всеми парами кабеля одина-
кова и что помехи от разных пар кабеля не коррелированы, т. е.
что они суммируются по мощности, можно найти мощность помех
на выходе /-го усилителя в ТНОУ, используя выражение (3.30):
P„ra(0) = m 10°^ КГ0’4'. (3.34)
На выход линейного тракта, содержащего п УУ, помехи с
каждого участка приходят со случайными фазами и поэтому сум-
мируются по мощности. Суммарная псофометрическая мощ-
ность помех, пВт, от линейных переходов на выходе линейного
тракта в ТНОУ
Р _ (0) =Кгж тп Ю0’4” • 10 °-'А" - 10 9. (3 35)
Эта мощность не должна превышать значения, определяемого
как часть общей допустимой псофометрической мощности поМ I
в ТНОУ на выходе эталонной цепи длиной L^, пересчитанной
длину данной линии передачи длиной L:
р (ЗЗв
глпЕ |V' - / лп (норма)'
vV ku
С учетом (3.35) из (3.36) можно найти оптимальную длину * Т
если иметь в виду, что = AJJW), а л = L/l^. J
Если длина УУ системы передачи известна, из (3.36)
определить допустимое значение защищенности от персх°_ рс
помех. Например, для систем передачи К.-60П, работают1 • 1
114
кабелю МКС 4x4. / = 19,4 км; рк0 = -10,6 дБ; т = 4; Рлп(норма) =
—3750 пВт псоф; £эт — 2500 км. Из (3.35) и (3.36) находим
Л з/яоп - 68,3 дБ. Для обеспечения некоторого запаса от помехо-
защищенности величина Аз1 выбирается несколько большей.
3.8. ПОМЕХИ НЕ1ИНЕЙНОГО ПРОИСХОЖДЕНИЯ
Возникновение помех нелинейного происхождения
Помехи нелинейного происхождения (нелинейные помехи)
возникают в групповых устройствах, содержащих нелинейные
элементы - диоды, транзисторы, катушки индуктивности с фер-
ромагнитными сердечниками и др. Основным источником помех
в СП с ЧРК являются усилители линейного тракта, так как их
число обычно весьма велико. При поступлении на вход нелиней-
ного четырехполюсника группового сигнала, содержащего ряд
гармонических частотных составляющих, на выходе этого четы-
рехполюсника появляются колебания с новыми частотами - про-
дуктами нелинейности, которых не было на входе. Частоты этих
продуктов могут совпадать с частотами полезных сигналов. В со-
ответствующих каналах в данном случае появляются посторон-
ние колебания - нелинейные помехи.
Нелинейные свойства четырехполюсников - модуляторов,
усилителей и т. д. — можно качественно оценить амплитудной
характеристикой (/ВЬ|Х = /"((/вх), примерный вид которой показан
на рис. 3.15. На этой характеристике можно выделить почти ли-
нейный (квазилинейный) участок при изменении выходного на-
пряжения от -£/выхп до + (/выхп . При превышении этих значений
мплитудная характеристика претерпевает сравнительно резкий
ерегиб и создается перегрузка усилителя (или другого нелиней-
ност Чр Ь1Рехполюсника)- Величина (7ВЬ|Х1| (соответственно мощ-
Ределяете " Рв,|х“ называемая грогом перегрузки, оп-
с°ида_ МК'КЛТ как абсолютный уровень по мощности сину-
сного сигнала на выходе усилителя, увеличение которого
^Вых
Рис. 3.15. Амплитудная характеристика
на 1 дБ приводит к повышению уровня по мощности третьей
гармоники на 20 дБ.
Частоты продуктов нелинейности на выходе усилителя явля-
ются либо гармониками частотных составляющих входного груп-
пового сигнала, либо комбинационными частотами вида
(mfx + nfy±qfz±...), где fx, fy, fz, ... - частоты составляющих вход-
ного группового сигнала. Здесь т, п, q, ... — целые числа (0, 1,
2, ...). Величина (m+n+q+...) указывает порядок продукта нели-
нейности.
Мешающее действие нелинейных помех определяется мощнос-
тью и спектральным распределением продуктов нелинейности.
Расчет мощности продуктов нелинейности на выходе усилителя
Амплитудную характеристику (АХ) нелинейного четырехпо-
люсника (в данном случае усилителя) можно аппроксимировать
степенным полиномом
«вь« (0 = Ь,ивх (/) + b2um (о + Ь3ит (о + Ь4ит (0 + ...
При работе на квазилинейном участке АХ можно ограничиться
полиномом 3-й степени, так как значения коэффициентов Ь,
очень быстро убывают. Заметим, что bt — коэффициент усиления
усилителя.
Предполагая, что нелинейные продукты создаются в основ-
ном безынерционным выходным каскадом усилителя, можно
считать, что коэффициенты Ь}, Ь2 и т. д. не зависят от частоты
даже в том случае, если усилитель охвачен цепью частотно-зави-
симой отрицательной обратной связи (ООС). Таким образом-
квазилинейный участок АХ аппроксимируется полиномом 3-й|
степени с постоянными коэффициентами
«вых (0 = Й>"вх (О + № + Ь3ит (0-
Групповой сигнал на входе усилителя можно считать случ^’ I
ным стационарным процессом с нормальным законом распре I
ления и сплошным спектром в диапазоне от нижней граничн
частоты / до верхней /2. За пределами этого диапазона мошн° 1
сигнала принимается равной нулю. JI
Характер распределения составляющих спектра входов
группового сигнала зависит от места включения корректив 1
щих устройств в усилителе и наличия предыскажения уровне
Для определения мощностей продуктов нелинейш сТ,,^|
выходе усилителя используем упрощенный метод, основам^!
на представлении входящего сигнала суммой гармони4 I
колебаний:
не
(0 = X итвх icos Ч'• (3.38)
Начальные фазы этих колебаний без потери общности рассужде-
ний можно считать равными нулю. Подставив значение входного
сигнала ит (/) [см. (3.38)] в полином (3.37) и используя известные
алгебраические и тригонометрические формулы, находим часто-
ты и амплитуды напряжений составляющих выходного сигнала,
которые приведены в табл. 3.3.
Таблица 3.3
Порядок продукта Частота продукта Амплитуда напряжения на выходе усилителя Мощность на выходе усилителя Число продуктов
1-й 4 рх п
2-й 2/х /хЧ Ь ) 2 b 1 ь\кргх 2 b । lb1. R ь 1 п Э Г1 2 2С„«п
3-й 3/х 2/хЧ /хЧЧ *3 з 4 ft, 3 b3 2 4b} 3*3 b\R2 3 4Й, 4b\l? Гъ. = ~Чг 4Л( 9Л, А2 А О п 3 W 3 KJ п п S
При нахождении указанных величин учитывалось,
квазилинейного участка АХ справедливы Р
Ь3ит. Вследствие этого первые гармоники частотных
составляющих входного сигнала на выходе усилителя
Ются только из 1-ГО члена полинома (3.37), продукта! нелинеи-
н^ти 2-го порядка — из 2-го члена полинома и т. д. В та л.
~ любая из частот составляющих входного группового с
к^Па’ описываемого (3.38), a Ux, Uy, Uz - амплитуды напряжений
•зебаний с этими частотами на выходе усилителя.
ния vn ОПределении мощностей продуктов нелинейности, знач
амп, 'Орых также приведены в табл. 3.3, произведен переход
-пРотТнь-х к действующим значениям напряжений и учтено
вление нагрузки R на выходе усилителя
117
a) 6) В)
Рис. 3.18. Взаимное расположение спектров/и (F - f) при:
c-f=2/,; б-F=2f2; F=fi+f2
нелинейности 2-го порядка с частотой /7[/}2С(Л] определяется
числом составляющих группового сигнала с частотами fx и fy, для
которых выполняется условие fx = F-fy, т. е. площадью взаимно
пересекающихся областей функций f\f) и где Д/) _ мощ-
ность составляющей группового сигнала с частотой/(рис. 3.17).
На рис. 3.18, а и б показано взаимное расположение спектров
/и (F - У) при F = 2 / и F = 2 / соответственно. Общая мощ-
ность суммарных продуктов нелинейности 2-го порядка на час-
тоте F при этом равна нулю. При взаимном расположении рас-
сматриваемых спектров, показанном на рис. 3.18, в, мощность
суммарных продуктов нелинейности 2-го порядка максимальна,
a F = / + /. Таким образом, при изменении частоты F от 2/ до
(/ + /) мощность рассматриваемых продуктов нелинейности ли-
нейно возрастает, а при изменении F от (/ + /) до 2/ — линей-
но уменьшается (рис. 3.19), т. е. суммарные продукты нелиней-
ности занимают полосу частот от 2/ до 2/.
Численно значение суммарных продуктов нелинейности 2-го
порядка на частоте F определяется с учетом (б) в (3.43) интегра-
лом свертки
P2c(f) = 4 - 104, M-(fl JP(/-)P(F-/ df
(3.47)
С увеличением частоты / частота/ = F — / уменьшается, в резуль-
тате чего их сумма F остается неизменной. Такие изменения взав
модействующих частот могут продолжаться до тех пор. пока они и
станут равными. При дальнейшем увеличении / и уменьшении.
При дальнейшем увеличении / и уменьшении
F2~F frF f,F
P2C(F)
Рис. 3.19. Частот-
ная зависимость
мощности суммар-
ных продуктов не-
линейности 2-го
порядка
6 f?
F=0
б
'г'
f
ft
Р2с^
0 f2-6
Рис. 3.21. M .
зависимость
ности разини
продуктов в
ности 2-го п
Рис. 3.20. Предельно возможные
расположения спектров fwf-F
120
взаимодействующие частоты, заменив друг друга, вновь создают
уже учтенные ранее комбинации. Поэтому максимальное значе-
ние частоты fx определяется из равенстваfx—fy — F/2.
Из рис. 3.17 следует, что в полосе частот от 2 до (/, + /2) ми-
нимальное значение fxmin=f\, а в полосе частот от (/, + /2) до
2f1fxmin = F~fi- Таким образом, в (3.47) пределы интегрирования
Л =f = (F-f2Y, fb= F/2. (3.48)
Разностные продукты нелинейности с частотой fx~f = Fоб-
разуются в результате взаимодействия спектральных составляю-
щих группового сигнала с частотами fx и (fx - F). Общая мощ-
ность этих продуктов Р2с (F) пропорциональна площади взаимно
пересекающихся областей функций P(J) и P(f - F). Для положи-
тельных значений F на рис. 3.20 показаны два предельно воз-
можных взаимных положения спектров f и (f — F). Из этого ри-
сунка следует, что разностные продукты нелинейности занимают
полосу частот от F = 0 до F — f2- f, а мощность этих продуктов
максимальна при F = 0 и линейно уменьшается до нуля при
F=fi-fx (Рис. 3.21).
Численное значение величины P2<AF) определяется также
интегралом сверки
4
P2c(f) = 410flM^ F)df (3.49)
п f-
Пределы интегрирования легко определяются из рис. 3.20:
fa=fx-,fb=f2-F- (3-50)
После вычисления интегралов (3.47) и (3.49), используя соот-
ношение (3.46), можно найти суммарную мощность продуктов
нелинейности 2-го порядка на частоте F:
pi
\^ЛА^уг(Р), (3.51)
прол ~ функция спектрального распределения мощности
пбще{КТов нелинейности 2-го порядка, определяющая долю
частот Мощности этих продуктов, попадающую в узкую полосу
"гнос С° Средней частотой F. Значения функции уг(Р) зависят от
-эльИТеЛЬНой ширины линейного спектра СП P=^//j . По-
ш прОдуНелинеиные помехи в каналах системы создают только
-•инымУКГЫ нелинейности, частоты которых совпадают с ее ли-
* 11 предеСПеКТр°м’ практический интерес представляют частоты
Лах °т/ до^. При р < 3 (/^ /) < 2/, т. е. в диапазоне час-
121
Рис. 3.22. Зависимость функции спектрального распределения мощ-
ности продуктов нелинейности 2-го порядка от частоты при относи-
тельной ширине линейною спектра р -5 3 (о) и р > 3 (б)
тот /< F <(/-/), возникают только разностные продукты нели-
нейности 2-го порядка. Для этого случая
у2(Л = 1-F/\f. (3.52)
В диапазоне частот 2/ < F<f2 создаются только суммарные продукты и
Л(Г) = 0,5(£-2/)/Д/ (3.53)
График функции у2(Г) для рассматриваемого случая приведен
на рис. 3.22, а. При 0>3 в диапазоне частот (/-/)< Г<2/ воз-
никают как суммарные, так и разностные продукты нелинейнос-
ти и y2(F) представляет собой сумму выражений (3.52) и (3.53)
(рис. 3.22, б).
Для практических расчетов удобно ввести безразмерную нор-
мированную частоту
n-(F-/)/(/2-Z), (3.54)
которая изменяется в пределах 0<о< 1 при изменении Гот/ ТО
/. Значение нормированной функции спектральною распределе-
ния мощности нелинейных помех 2-го порядка II
У2(а) = (Р-2>/(р- 1)-о при 0<о (₽-2)/ф-1); .
у2(о) = 0,5(сг - l/([i-l)) при 1 /(р - I) < о < 1
При (р-2)/(р-1) > о г 1/(₽- I) функция у2(п) определяется сумм®4
этих выражений. Заметим, что при р < 2 функция у2(о)=й , а
0» 2 у2(<у) = I -<у/2. На рис. 3.23 приведено семейство xapiKlW
ристик у2(с), рассчитанных по формулам (3.55). i
Среди продуктов нелинейности 3-го порядка, как уже У1®?
валось, наибольшее значение имеют продукты с часгоч
F=fx±f>+fz. Распределения по спектру продуктов нелиней
с частотами (4 + fy ~ f), (4 + fr +f), (fx~ f, ~f) отличаюгсЯ
от друга и должны рассматриваться отдельно.
122
(6)
о 0,2 0,4 0,6 0,8 ff
Рис. 3.23. Зависимость функции спектрального
распределения мощности продуктов нелиней-
ности 2-го порядка от нормированной частоты о
и относительной ширины линейного спектра р
Комбинационные продукты нелинейности с частотами (£+/.-
- /) называются продуктами 1-го рода. Заметим, что признаком
продуктов нелинейности 1-го рода с частотами (mfx± nf}, + qf,± ...)
является равенство
т± n±q+ ... = 1. (3.56)
Продукты нелинейности 3-го порядка 1-го рода с частотой
F = fx+ fy~ f. можно рассматривать как результат взаимодейст-
вия суммарных продуктов нелинейности 2-го рода с частотами
4 = Л + Л и спектральных составляющих группового сигнала с
частотами (fn - F). Мощность этих продуктов с частотой F опре-
делится площадью пересекающихся областей функций P(fn) и
F(F + fj. Функция Р(4) определяется выражением (3.47) и в'со-
ответствии с рис. 3.19 2/ <fn < 2/2.
В свою очередь, минимальное и максимальное значения час-
тоты (F + /) равны соответственно (F + /) и (F + f2). При F = f
~ взаимное расположение спектров функций F\fn) и P(F +
Л) показано на рис. 3.24, а. Площади пересекающихся областей
этих функций в данном случае равны. На рис. 3.24, б показано
заимное расположение спектров функций P(fr) и P(F + /), соот-
таимное расположение спектров функций P(fn) и P(Fi ft)
при:
а~ F=f> и г =/.;«- Г=0,5(Л + Д)
123
ветствуюших максимальной площади их пересекающихся облас-
тей, а значит, и максимальной мощности продуктов нелинейнос-
ти 3-го порядка 1-го рода с частотой F. При этом Г= 0,5(4+ /).
Аналогичные рассуждения позволяют определить характер из-
менения мощности продуктов нелинейности 3-го порядка с час-
тотами F = (4 + fy +/J и F - (fx~ fy~ называемыми продукта-
ми 2-го рода. Общая мощность продуктов нелинейности 3-го по-
рядка с частотой F может быть получена в виде
(Л = 24 [у31 (с)+Уз2(а)]. (3.57)
Здесь у31 (ст) и у32 (ст) - нормированные функции спектраль-
ного распределения мощности продуктов нелинейности 3-го по-
рядка 1-го и 2-го родов соответственно. Нормированную частоту
ст можно найти по формуле (3.54), а функции у3| (ст) и у32 (ст) -
по формулам
у31 (с) = -| [1 + 2с(1 -о)1 при 0<с<1;
з Г(Р- 3)
8[(р-1)
1 ( 2
8(а Р-1
(3.58)
(3.59)
при 0 < о < (Р-3)/(Р-1),
при 2/(р-1)<о<1.
Заметим, что функция у31 (ст) не зависит от относительной
ширины линейного спектра СП р, а значение функции уУ2 (о) с
увеличением р возрастает (рис. 3.25).
В спектре одного канала передачи, ширина полосы частот ко-
торого Д£к« ДА спектральную плотность продуктов нелинейнос-
ти можно считать равномерной. При этом условии псофометри-
ческая мощность (пВт псоф) нелинейных помех в канале переда-
ла
0,2 Q4 0,6 0.8 1 А
Рис. 3.25. Зависимость функции спекФ^(
ного распределения мощности пр®ч)()
нелинейности 3-го порядка 1-го >31
го уз2 (с) рода от нормированной 4aC1crieicT 1
и относительной ширины линейного
ра р >
124
чи со средней частотой F в ТНОУ на выходе усилителя с учетом
(3.51) и (3.57) определяется в виде:
для помех 2-го порядка:
^2нко = и псоф ^^7 10 Ю (О) 10 ’ (3.60)
для помех 3-го порядка
= Ю Ю 0 ,^|У31(а)+у32(а)| ю’. (3.61)
Здесь ртр ~ относительный уровень передачи на выходе усилите-
ля в спектре канала ТЧ.
При работе СП с перекосом уровней происходит перераспре-
деление мощностей нелинейных помех по спекгру. В частности,
увеличение уровня частотных составляющих группового сигнала
в верхней части линейного спектра, вызванное введением
предыскажения, приводит к увеличению мощности разностных
продуктов нелинейности, вызванных взаимодействием этих со-
ставляющих. Последние попадают в нижние по спектру каналы
СП, где мощность нелинейных помех увеличивается. Соответст-
венно с уменьшением уровня частотных составляющих группово-
го сигнала в нижней части линейного спектра уменьшается мощ-
ность суммарных продуктов нелинейности, вызывающих нели-
нейные помехи в верхних по спекгру каналах СП. Дзя расчета
мощности нелинейных помех в канале передачи в выражениях
(3.60) и (3.61) используются нормированные функции спектраль-
ной плотности у2п(о) и у3„(о), рассчитываемые по формулам,
учитывающим введение перекоса уровней. При линейном
предыскажении уровней с величиной перекоса Др
0.П5ЗД1-С) Г /р-2 Y
е sh 0,115Лр-—--cl Г|РИ
1 0,115др -fo.i 15др-^| ( 1 3
2 sh(0,115A/>)6 ₽ [° P-1J
при
sh (0,П5Др) I
1
0,46 Др
Дп<°) =
3 0,115Др I
16 sh2 (0,115 Др)
1
0,46Др
0.23ЛР (р-3 , '
1 IQ-P'^fP-3
Р-1
Р-3
Р-1
при 0 £
Р-2.
Р-1’
1
0,23Лр
Р-3
р-1
(3.62)
I;
ю-0^]:
(3.63)
(3.64)
1 (0,115Лр)2 (
8 2—~ g
sh (0,Н5др)
Р-з
Р -1
Р-1
2
при
1.
2
125
В [4] приведены таблицы коэффициентов спектрального рас-
пределения нелинейных помех 2-го и 3-го порядков, рассчитан-
ных по формулам (3.62) и (3.63).
Из (3.60) и (3.61) следует, что мощность нелинейных помех в
канале передачи зависит от мощности группового (многоканаль-
ного) сигнала, которая, в свою очередь, определяется статисти-
ческими характеристиками этого сигнала.
Групповой сигнал и его статистические характеристики
Групповой сигнал представляет собой совокупность каналь-
ных сигналов, передаваемых в групповом тракте. Канальные сиг-
налы относятся к классу нестационарных процессов, которые
можно рассматривать в виде совокупности частичных стационар-
ных процессов. В телефонном канале, например, частичными
сигналами являются разговорные токи отдельных пар абонентов
на активных участках разговора. При передаче вещательных про-
грамм в качестве частичных сигналов можно рассматривать раз-
ные по характеру отрывки программ — речь, пение, симфоничес-
кую музыку и т. д. Таким образом, канальные сигналы, образую-
щие групповой сигнал, определяются совокупностью характерис-
тик частичных сигналов с указанием относительного времени
занятия канала этими сигналами.
Многоканальный (групповой) сигнал как сумма канальных
сигналов также является нестационарным случайным процессом,
приводимым к случайной последовательности частичных стацио-
нарных процессов и обладающим эргодическим свойством. В со-
ответствии с этим свойством статистические характеристики, по-
лученные усреднением по множеству реализаций случайного
процесса, с вероятностью, сколь угодно близкой к единице, со-
впадаю! с характеристиками, полученными усреднением одной
реализации за достаточно большой промежуток времени. Наибо-
лее важными статистическими характеристиками группового сиг-
нала являются его среднее значение, дисперсия и закон распре-
деления мгновенных значений.
Поскольку в групповом сигнале отсутствует постоянная со-
ставляющая напряжения, его среднее значение
т
= | {</(/) Л=0,
I
а дисперсия т 1
D U(t) =a2=|.Jt?(n<ft. (3-65j
Дисперсию сигнала можно рассматривать как его с1х'дН0(Г 1
мощность, развиваемую на сопротивлении 1 Ом. При Т->« г° ]
126
рят о долговременной средней мощности, при Т = 1 ч и 1 мин -
о среднечасовой и среднеминутной мощностях сигнала. Соответ-
ствующие средние мощности сигнала, измеренные в разное
время суток или в одно и то же время суток (например, в ЧНН),
в разные дни месяца, оказываются различными. Поэтому
саму среднюю мощность группового сигнала можно рассматри-
вать как случайную величину, определяемую числовыми вероят-
ностными характеристиками.
Учитывая некоррелированность отдельных канальных сигна-
лов. среднюю мощность группового сигнала можно представить
суммой п канальных сигналов с мощностями Д, которые явля-
п
ются случайными величинами: = £ РК1
i= I
Если в TV-канальной СП все каналы являются телефонными,
то величина и также будет случайной, поскольку она определяет-
ся числом активных каналов в заданном отрезке времени. Для
этого случая среднее значение и дисперсия средней мощности
многоканального (группового) сигнала определяются известными
из теории вероятности выражениями
= я Рка; D /М =7> I + 7, а Ры\ . (166)
Здесь Р^, л, Рю - средние значения соответствующих случайных
величин, a D{Prp}, D{n} и D{ Т’ка} — дисперсии этих величин. Под
понимается мощность канального сигнала на активном участ-
ке разговора. В соответствии с рекомендациями МККТТ, осно-
ванными на многочисленных измерениях, средняя мощность те-
лефонного сигнала в активном канале в ТНОУ принимается рав-
ной 88 мкВт.
Вероятность того, что в TV-канальной системе активными
УЛут п каналов, определяется биномиальным распределением
М л
Р(«) .., - , , т (1-т)
(/V л) !и!
0*>5 п КОэФфиииент активности канала, принимаемый равным
ероятность превышения числа активных каналов
г 1 v л" кп Лк
г-' (1-т) '
По * *
г*1но-4и^Омендаш,и мкктг расчеты ведутся при е = 0,001. Дзя
л °л? РаспРеделения среднее значение числа активных
т а Дисперсия Dn т (1 т) N. Из (3.66) получаем
= = (3-67)
Здесь Рк = тР^ — среднее значение долговременной средней мощ-
ности канального телефонного сигнала. При расчете этой вели-
чины следует учитывать сигналы вызова, средняя мощность кото-
рых принята равной 10 мкВт. Тогда Рк = 0,25-88 + 10 = 32 мкВтО.
Под максимальными среднечасовой и среднеминутной мощнос-
тями понимаются такие значения мощностей, которые превыша-
ются с заданной вероятностью е в ЧИН (для среднечасовых
мощностей выбирают е= 10 2, а среднеминутных е= 10 ’).
При числе каналов в системе передачи 7V>240 закон распре-
деления мгновенных значений средней мощности группового
сигнала при чисто телефонной загрузке приближается к нор-
мальному. Для этого случая максимальное значение среднеми-
нутной мощности
+ (3.68)
нормального распределения, который при
где tc — параметр
е = 10 3 равен 3,1.
При 12</V<240 закон распределения мгновенных значений
средней мощности группового сигнала можно считать логариф-
мически нормальным, т. е. нормальным принимается закон рас-
пределения уровней средней мощности. Тогда
= 2 [2г-<тг(Р1р)],
(3.69)
где ог(Р|р)=\ In -Фк
+ 1 - параметр логарифмически нормаль-
гр
ного распределения.
Если многоканальный сигнал состоит из суммы фиксирован-
ного числа N различных канальных сигналов, то
N N
7’О,=2Л;^|=Е«'>И)- (’Л
Рассчитанные по формулам (3.68) или (3.69) значения
мальной среднеминутной мощное™ группового сигнала сравнДд
ются с допустимыми значениями мощностей сигналов в групп вв|
трактах СП. Соответствующие величины приведены в [6].
При расчете мощностей нелинейных помех в канале пеРСД
в соответствии с (3.60) и (3.61) под величиной PIV следует
мать максимальное значение среднеминутной мощности грУ I >
вого сигнала в точке с относительным уровнем ртр: I
Р (Г) ) - Р (0) • 10 О1₽,’Ч’. 1
мем Vхпер/ мем ' ' ||
128
С учетом этого
^2НкО = < -|0° W^4W Ю “ у2(о) 1О’;
Л..к0 = 2< WI0-°-Mr30<fl (оП>. 2(о)|.109.
где Рмсмо “ максимальный уровень среднеминутной мошН^С™
группового сигнала в ТНОУ.
Помимо средней мощности группового сигнала важно
максимальное (пиковое) значение его мгновенной мощности-,ш
роятность превышения которого не должна быть больше за/
ной (обычно 10 3).
Пиковая мощность определяет порог перегрузки усилий ’
Для ее определения следует знать закон распределения мгно^,
ного напряжения группового сигнала. Для практических рас1»1-’1
вводят пик-фактор группового сигнала
Я'пик = Цж/ Чп =
11*1 к IJHK ПИК Ср '
где UnHK и Р „ик - мгновенные значения напряжения и мощнРс™
группового сигнала, превышаемые с вероятностью не более ’
Ц, и Рф ~ среднеминутные значения соответствующих величй'
При 7V>240, когда закон распределения мгновенных зн^че
ний напряжения группового сигнала близок к нормальному, Са
четы дают значения Кпт = 3,3. Соответствующий уровень пй|'°
вой мощности рпик = Рср + 20 1g 3,3 = рср + 10,4дБ.
При уменьшении числа каналов превышение уровня пико^
д^ал°СТ11 над Уровнем средней мощности возрастает и
0, например, увеличивается на 2,2 дБ. Для уменьшения ,
Щени мощнос™ группового телефонного сигнала и предотй^
канад8 ПСреГРУЗКИ групповых устройств на входе тракта перед*1
наппяа Устанавливают ограничитель амплитуд, срезающий п»1^
1,ечевых сигналов. При этом возрастают нелиней»
чайных п * В каналс передачи, но уменьшается мощность не"
°мех, возникающих в групповых трактах.
Накопление помех нелинейного происхождения
Н - (
и собстве Помехи так же- как и помехи от линейных ncF
н' СуммиРУютсННЫе’ возникаюшие в каждом линейном усил»’,
'1акопленця В конце линии передачи. Дня выяснения за<*
12б1М°Трим одинПомех от различных продуктов нелинейно*’
’ ьУДсм счита Усилительный участок линейного тракта (pl’eJ
’ , ть’ что все усилители обладают одинаковой ’’
129
УС, УС2
Рис. 3.26. К расчету накопления помех
нелинейного происхождения
линейностью, а фазочастотная характеристика (ФЧХ) каждого
усилительного участка линейна, т. е.
В (со) = 0 со + Во. (3.72)
Если на вход первого усилителя подведено напряжение
(Л (/)=(/ cosco, t+ Uv cosco t + U cosco. t,
За Л. Л у у < <
то на его выходе появляются полезные сигналы вида coscox/i
cosco, г, cosco., t и продукты нелинейности вида cos(/ncox + ncoy ± gw2)
где т, п, q~ целые числа. Здесь для простоты предполагается,
что усилители не создают фазовых сдвигов. На входе второго
усилителя полезные сигналы, пройдя усилительный участок с
ФЧХ, определяемой (3.72), будут иметь вид
cos (сох t + 6сох + Д)>; cos (cov t + бсо^ + Во); cos (сог t + 0сог + Z?o), (3.73)
а продукты нелинейности —
COS [(wct»x ± «cov ± <7С1)г) t + 0 (wo\ ± П(1)у ± <?С1)г) +/?()].
(3.74)
За счет нелинейности второго усилителя на его выходе появятся
продукты нелинейности, обусловленные полезными сигналами
вида (3.73): I
cos |(тых ± гклу ± б'со.) t + 0 (тых ± пыу + ^сог) + Во (т±п + q). (3-75Н
На выходе второго усилителя продукты нелинейности вид*
(3.74), созданные первым усилителем, и вида (3.75), созданн*
вторым усилителем, суммируются.
Продукты нелинейности 1-го рода, для которых m±n±q-Ji
совпадают по фазе и суммируются по напряжению. Продукты ней
нейности 2-го рода имеют совпадающие фазы, и их суммирук^Ч
мощности. При наличии на однородном участке линейного трамЧ!
усилителей общая мощность помех нелинейност и 1 -го рода
В = п Р
а общая мощность помех 2-го рода ц
Р = пР J
*нпЕ2 '"нп' J
Здесь Рнп1 и Рнп3 - мощности продуктов нелинейности 1-го и *1
соответственно, возникающих в одном усилителе линейного тра* I
130
Практически ФЧХ усилительного участка нелинейна и между
продуктами нелинейности 1-го рода с частотой гок от двух смеж-
HbiX участков создается сдвиг фаз А/?(<ок). Тогда результирующее
напряжение от п участков определяется геометрической прогрес-
сией
U Щ1 + е*® + е*4® + ... + е,,л 'l)4fl] = U (e""'fi - I )/{^B - 1),
а амплитуда этого напряжения
sin (иДВ/2)
£ sin (ДД/2) ’
Заметим, что при ДВ = л и четном п напряжение t/L = 0, так
как помехи при этом от отдельных участков попарно компенси-
руются. К такому фазовому сдвигу можно приблизиться, исполь-
зуя искажающие фазовые контуры (ИФК), включение которых
нарушает линейность ФЧХ усилительных участков и уменьшает
суммарную мощность нелинейных помех 1-го рода, приближая
закон их накопления к суммированию по мощности.
Для расчетов суммарной мощности нелинейных помех 3-го
порядка 1-го рода используют эмпирическое правило: внутри
секции
телями с АРУ по контрольной частоте, помехи 1-го рода сумми-
руются
разом.
автоматического регулирования, т. е. между двумя усили-
по напряжению, а от секции — по мощности. Таким об-
г т2
т Л1
т
(3.77)
ые т - число секций; w, - число усилителей в z-й секции; Рнп14
мощность нелинейных помех 1-го рода, создаваемых у-м усили-
елем j-й секции.
Средняя мощность помех, вносимых линейным трактом
рц^уМмаРная средняя мощность помех в полосе частот канала
чанзив- ВНОСИМЬ1Х линейным трактом, с учетом контура, восста-
ющего плоскую диаграмму уровня,
в />!’,(f)=l/’-«(/:) + Pll2()(f) + /’H3U(/)+/’JlnH(f)]r 2(/). (3.78)
Формуле р п „ г,
"•ощиостн 1,10 ’ ",|2° ’ ^нзо' ^по _ соответственно средние
'"’Рядков цСппСТВенных помех’ помех нелинейности 2-го и 3-го
'1 Мх (коаксМеХ °Г линейных переходов в ТНОУ. В широкопо-
иальных) линейных трактах отсутствую! помехи
131
от линейных переходов, а среди помех нелинейности 3-го поряд-
ка учитываются только помехи 1-го рода, так как их мощность
во много раз больше мощности помех 2-го рода. Под F следует
понимать среднюю частоту соответствующего канала ТЧ в ли-
нейном спектре СП. Величина K(F) — модуль коэффициента
передачи контура предыскажения.
На выходе однородного участка широкополосного линейного
тракта, содержащего п усилителей, с учетом эффекта накопления
помех и соотношений (3.7), (3.70) и (3.71) выражение (3.78)
можно записать в виде
Рп0 (F) = К \F) (nA • 10 'MJ'" + пВ 10°’1₽ + пС • 10°2р ’).(3.79)
Здесь А = Ю0'1^- SlF>'к2т, В- 4 к 2п ~ • 100J х
1 А/
х^(а).|0’; to"-"*—-'-«I й1п(о).10’ 1
При выборе характеристики предыскажения желательно обес
лечить максимальную и одинаковую помехозащищенность ш
всем линейном спектре системы передачи, т. е.
Pn0 (F) = const = min. (3.8QJ
Такую частотную характеристику предыскажения будем назн
вать оптимальной. Линейное предыскажение не обеспечивает вы
полнение условия (3.80), позволяя выравнять защищенности <*
помех, вносимых линейным трактом, только в крайних аваля
линейного спектра. В верхних по частоте каналах СП преоблаЯ
ют собственные помехи, для уменьшения которых следует уведа'
чивать уровень передачи, т. е. перекос уровней. Однако при этП
существенно возрастают нелинейные помехи 2-го порядка
нижних по частоте каналах передачи. Для повышения зашиШ^М
ности от указанных помех необходимо повысить уровень пСРе^
чи в этой части линейного спектра. В каналах средней части
нейного спектра имеет место избыточная защищенность^
помех линейного тракта, снижение которой можно использо«И
для повышения помехозащищенности каналов нижней частяШ
нейного спектра и выравнивания помехозащищенности в0
спектре частот СП. Это можно осуществить путем пР1,ме
той или иной формы криволинейного предыскажения, кот
наилучшей степени обеспечивает выполнение условия (З.в 111
Одной из возможных характеристик криволинейного предыс-
кажения является биэкспоненциальная характеристика
РпеР(^= Ю lg (fteo npf + се °’2’''), (3.81)
с помошью которой при неизменном уровне в верхних по частоте
каналах СП повышаются уровни в нижних каналах и несколько
снижаются в средних. Выбор параметров Ь, с, 0 и у обеспечивает
необходимую форму характеристики предыскажения (рис. 3.27). За-
метим. что при с=0 создается линейное предыскажение. Практи-
чески расчет параметров биэксионенциальной характеристики
предыскажения может быть осуществлен численно на ЭВМ.
Известен метод сколь угодно близкого приближения к опти-
мальной характеристике предыскажения, основанный на числен-
ном решении на ЭВМ интегрального уравнения относительно
функции К (F).
Из (3.79) следует, что с увеличением уровня передачи мощ-
ность собственных помех уменьшается, а мощность помех нели-
нейности возрастает. Поэтому при данной характеристике
предыскажения К (F) существует оптимальный уровень передачи,
при котором суммарная мощность помех, создаваемая линейным
трактом в канале передачи со средней частотой F, будет мини-
мальной. При этом будем полагать, что при введении предыска-
жения средняя мощность многоканального сигнала не изменяет-
ся. Тогда оптимальный уровень передачи PnL.pMir определяется из
условия
dPM(F)/dPnep = 0. (3.82)
Для СП, работающих по коаксиальным кабелям, оптимальный
уровень передачи находится обычно по условию минимума
помех, создаваемых линейным трактом в верхних по спектру ка-
налах. В этих каналах нелинейные помехи 2-го порядка при на-
личии предыскажения пренебрежимо малы. Тогда решение урав-
нения (3.82) упрощается и в этих каналах:
Рперопт 3 (Л/2йС).
(3.83)
Рис. 3.27. Характеристики предыскажения
133
от линейных переходов, а среди помех нелинейности 3-го поряа.
ка учитываются только помехи 1-го рода, так как их мощность
во много раз больше мощности помех 2-го рода. Под F следует
понимать среднюю частоту соответствующего канала ТЧ в ли-
нейном спектре СП. Величина К(F) — модуль коэффициента
передачи контура предыскажения.
На выходе однородного участка широкополосного линейного
тракта, содержащего п усилителей, с учетом эффекта накопления
помех и соотношений (3.7), (3.70) и (3.71) выражение (3.78)
можно записать в виде
PnU(F)=K \F)(nA lO l,J' + иВ10"1₽ + пС ЮО2₽-).(3.79)
Здесь А = 100Jb- 5(fl| k2№, В = 4 k2m 10°1 |2"^
х Л (о) 10’; С= 2< 10" Л,„ (а). 10’.
АГ
При выборе характеристики предыскажения желательно обес-
печить максимальную и одинаковую помехозащищенность во
всем линейном спектре системы передачи, т. е.
Pnil (F) = const = min. (3.80)
Такую частотную характеристику предыскажения будем назы-
вать оптимальной. Линейное предыскажение не обеспечивает вы-
полнение условия (3.80), позволяя выравнять защищенности от
помех, вносимых линейным трактом, только в крайних канатах
линейного спектра. В верхних по частоте каналах СП преоблада-
ют собственные помехи, для уменьшения которых следует увели
чивать уровень передачи, т. е. перекос уровней. Однако при этом
существенно возрастают нелинейные помехи 2-го порядка в
нижних по частоте каналах передачи. Для повышения защищен-
ности от указанных помех необходимо повысить уровень переда-
чи в этой части линейного спектра. В каналах средней части ЛИ'
нейного спектра имеет место избыточная защищенность от
помех линейного тракта, снижение которой можно использовать
для повышения помехозащищенности канатов нижней части ли-
нейного спектра и выравнивания помехозащищенности во всеМ
спектре частот СП. Это можно осуществить путем применения
той или иной формы криволинейного предыскажения, которая 8
наилучшей степени обеспечивает выполнение условия (3.80).
132
Одной из возможных характеристик криволинейного предыс-
кажения является биэкспоненциальная характеристика
р11ср (F) = 10 lg (teoa₽f + се °^f), (3.81)
ломошью которой при неизменном уровне в верхних по частоте
каналах СП повышаются уровни в нижних каналах и несколько
снижаются в средних. Выбор параметров b, с, Р и у обеспечивает
необходимую форму характеристики предыскажения (рис. 3.27). За-
метим. что при с=0 создается линейное предыскажение. Практи-
чески расчет параметров биэкспоненциальной характеристики
предыскажения может быть осуществлен численно на ЭВМ.
Известен метод сколь угодно близкого приближения к опти-
мальной характеристике предыскажения, основанный на числен-
ном решении на ЭВМ интегрального уравнения относительно
функции K(F).
Из (3.79) следует, что с увеличением уровня передачи мощ-
ность собственных помех уменьшается, а мощность помех нели-
нейности возрастает. Поэтому при данной характеристике
предыскажения К (F) существует оптимальный уровень передачи,
при котором суммарная мощность помех, создаваемая линейным
трактом в канале передачи со средней частотой F, будет мини-
мальной. При этом будем полагать, что при введении предыска-
жения средняя мощность многоканального сигнала не изменяет-
ся. Тогда оптимальный уровень передачи Р||(.ропг определяется из
условия
^(/У4рпер = 0. (3.82)
Для СП, работающих по коаксиальным кабелям, оптимальный
уровень передачи находится обычно по условию минимума
помех, создаваемых линейным трактом в верхних по спектру ка-
налах. В этих каналах нелинейные помехи 2-го порядка при на-
личии предыскажения пренебрежимо малы. Тогда решение урав-
нения (3.82) упрощается и в этих каналах:
РпеРопт = | 10!gM/2«O.
(3.83)
Рис. 3.27. Характеристики предыскажения
133
Производя подстановку полученного значения оптимально^
уровня в (3.79) при В=0, найдем суммарную мощность помех ли,
нейного тракта в верхних по спектру каналах при установке оц,
тимального уровня передачи:
Рп0 (F) = К '2 (F) (Ч2п'А2С + Ч У А 2 С). (3.84)
В этом выражении первое слагаемое определяет мощность
собственных помех, а второе — мощность нелинейных помех 3-го
порядка 1-го рода. Из (3.84) следует, таким образом, что при
уровне передачи, равном оптимальному значению,- мощности
собственных и нелинейных помех находятся в соотношении 2:1.
В таком же соотношении допустимое значение мощности помех
линейного тракта к L нВт псоф. (см. § 3.2) должно делиться
между собственными и нелинейными помехами в каналах широ-
кополосных СП, работающих по коаксиальному кабелю. В дру-
гих СП распределение допустимой мощности помех между от-
дельными видами помех может быть иным. Например, в системе
К-300 это соотношение выбрано равным 1:1. В СП, работающих
по симметричному кабелю, помимо собственных и нелинейных
помех следует учитывать помехи от линейных переходов и допус-
тимую мощность помех линейного тракта распределять между
тремя видами помех. В системе передачи К-60П (П-306) распре-
деление указанной мощности производится в соотношении 1:1:2,
учитывающем технико-экономические показатели СП. В данном
случае половина допустимой мощности помех отводится на по-
мехи от линейных переходов, что позволяет уменьшить затраты
на симметрирование многочетверочных кабелей.
В соответствии с распределением допустимой мощности
помех между различными их видами можно определить требова-
ния к затуханиям нелинейности усилителей, используя соотно-
шения (3.70), (3.71) и учитывая законы накопления помех. Для
однородного участка линейного тракта, содержащего п усилите-
лей,
2 9
1,851
К2 доп
24А2 ДГ i’3| (ст)п2 Ю9 /о йМ
4 г30- 101g ПС , ----+ 3Рмсм0 + 2/>„ер. (3.86)
л3 Гп доп АГ
Здесь Рпдо„= KL0 пВт псоф; К- допустимая мощность помех, со-
здаваемых 1 км линейного тракта (см. § 3.2); Lo - длина однорог
ного участка; и л3 - доли общей допустимой мощности поме*-
отводимой на помехи нелинейности 2-го порядка и 3-го поряД*3
134
го Р°да соотвсгственно- Распределение допустимой мощности
Линейных помех между помехами 2-го и 3-го порядков, влия-
JoUiee на значения Х2 и Х3, определяется опытом разработки уси-
ппелей СП.
' Следует иметь в виду, что нелинейность групповых усилите-
(efi в линейном тракте СП может стать причиной появления по-
мимо помех шумового типа внятных переходных разговоров при
наличии в линейном спектре монотонных колебаний, например
токов контрольных частот или вызывных токов. Если в линей-
ном спектре передается ток контрольной частоты /кЧ, по одному
из каналов с виртуальной частотой fBj передается сигнал боковой
частоты + а для виртуальной несущей частоты fBJ другого
канала справедливо равенство то суммарный продукт
нелинейности 2-го порядка с частотой [/ет + (fBi + F)\ создает внят-
ный переход из /-го в j-й канал.
Аналогично этому при передаче по двум каналам с виртуаль-
ными частотами fBi и f вызывных токов с частотами FBa3, мощ-
ность которых, как правило, значительно больше мощности
токов контрольных частот, а по третьему каналу с виртуальной
несущей частотой fBk сигнала боковой частоты (/вк + F) в канале с
виртуальной несущей частотой fBl- (fBI:-fBJ +fBk) появится внятный
переход из к-го канала за счет образования продукта нелиней-
ности 3-го порядка с частотой [(/„, + Fmn) + (fBk + F) - (fBJ + Евыз)].
Зная допустимое значение защищенности от внятных переходов
и определяя мощность продуктов нелинейности 2-го и 3-го пор-
ядков (см. табл. 3.3), можно найти требуемые значения затуханий
нелинейности Л2г0 и Л3г0 с учетом законов накопления нелиней-
ных помех 2-го и 3-го порядков. Сравнивая полученные значе-
ния с данными, рассчитанными по формулам (3.85) и (3.86), вы-
бирают большие, которые и будут определяющими.
ГЛАВА 4. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И
ТРАКТАХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ. МЕТОДЫ КОРРЕКЦИИ
ИСКАЖЕНИЙ
4.1. УСЛОВИЯ НЕИСКАЖЕННОЙ ПЕРЕДАЧИ
Каналы передачи или тракты можно рассматривать как че-
тырехполюсники, которые характеризуются коэффициентом пе-
редачи
ад = |АНе* (4.1)
135
Модуль коэффициента передачи IK(jrt>)| характеризует измез«
ние амплитуд частотных составляющих сигнала, передаваемо!
по каналу или тракту, а фазовый коэффициент В(<о) - изменен^
фаз этих составляющих. Если на вход канала (тракта) подас-.
сигнал, рассматриваемый как функция времени x(t), со спек"
тральной плотностью то ® соответствии с обратным прео-
бразованием
xw = ^f (42)
Сигнал на выходе канала у(/) имеет спектральную плотность
S, G«) = £ С<») (4.3)
Используя то же преобразование Фурье с учетом (4.1), выходной
сигнал
ИО - f \ (i“> I Iе ~
При условиях
| ЛЦю) | - Ко = const; fi (ш) = со 112лл , и = 0, 1, 2, . (4.4)
выходной сигнал запишется в виде
ИЛ=^( JiGae*' ’’Л.-ЯЬДО-Л. (>>
Таким образом, при выполнении условий (4.4) принятый сиг-
нал отличается от переданного только амплитудой, измененной в
раз, и сдвигом во времени на величину т. Форма сигнала при
этом сохраняется.
Условия (4.4) называют условиями неискаженной передачи. Они
могут быть записаны в виде
Л(со) = - 201g | A'Qro) | = Д); = dB(m) da = т (4.6)
Здесь Л(<1>) - затухание канала передачи (тракта); - групповое
время прохождения. Соответствующие характеристики приведе-
ны на рис. 4.1. Таким образом, условиями неискаженной переда-
чи являются частотно-независимое затухание канала передаю! и
Рис 4.1. Идеальные амплитудно-частотная и фазочасготиая характеристики
и>, О)г ы
136
Емкость его ФЧХ (или частотно-незанисимое групповое
^емя прохождения).
НарУшс,'ис первого из этих условий вызывает появление амп-
—rvaiK. частотных искажений (АЧИ), а второго - фазочастотных
_^ркений (ФЧИ). Оба вида искажений относятся к линейным ис-
Е^ниям. так как они возникают в линейных цепях, г. е. в таких,
-цпаметры которых не зависят от амплитуды сигнала
Практически спектральная плотность передаваемого сигнала
взимается от нуля в ограниченном диапазоне частот Поэтому
«довия (4.6) должны выполняться в данном диапазоне частот
однако при ограничении полосы частот сигнала линейные иска-
жения возникают даже при выполнении условий неискаженной
лередачи в полосе частот канала (тракта)
Количественно АЧИ оцениваются величиной отклонения
ДЧХ канала передачи (тракта) Л(а>) от идеальной:
л >i(io) = ) - А-
(4.7)
^ответственно для количественной оценки ФЧИ используют
Еличипу
Л Ар <“) А₽~ ’• <4-8)
V Величины А и г определяются обычно на некоторой частоте
мдаваемой для трактов данною типа (рис. 4 2). Например,
1 ш канала ТЧ величина А определяется на частоте 0,8 кГц, а т -
нт частою 1.9 кГц. Максимальные значения А А и нормиру-
емся и позволяют суднть о качестве принимаемого сигнала.
качестве связи по каналу (тракту) можно также судить по
Minepino средпсквалратического отклонения принимаемого сиг
мки от переданного:
л (XB-MQl2 А
•иторый непосредственно оценивает отличие этих сигналов Од-
применение этого критерия в условиях эксплуатации за-
Жянительно и он чаше всего используется в теоретических ис-
Йеюваниях
Рис. 4.2 Реальные амплитудно-частотная и фазочастотная
характеристики
137
Рис. 4.3. Искажения формы riepez
ваемого сигнала:
Амплитудно- и фазочастотные искажения приводят к измене
нию формы передаваемого сигнала. Можно показать, что нали-
чие АЧИ и ФЧИ является причиной появления на выходе кннчц
(тракта) наряду с основным сигналом опережающих (кривая 3) н
отстающих (кривая 2) эхосигналов, которые, накладываясь на ос
новной сигнал (кривая 7), искажают его форму (рис. 4.3). По-
дробно этот вопрос рассмотрен в (71-
4.2. АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ И ИХ КОРРЕКЦИЯ
Причины возникновения амплитудно-частотных искажений
Амплитудно-частотные искажения в каналах (трактах) СП
можно разделить на искажения, возникающие в оборудовании
оконечных станций, и искажения, возникающие в линейном
тракте.
Источником АЧИ в оконечном оборудовании являются в ос-
новном фильтры, а также усилители, трансформаторы и друтие
узлы, содержащие реактивные элементы. Особенностью этих ис-
кажений яаляется то. что они сказываются главным образом на
краях диапазона частот канвла (тракта) и постоянны во времени.
На рис. 4.4 показана частотная характеристика затухания ПФ
(кривая 7).
В средней части полосы пропускания фильтра затухание
практически постоянно, а на крайних частотах возрастает, вызы-
вая на этих частотах появление АЧИ. Аналогичную характерис- '
тику затухания имеют трансформаторы и усилители. Для устра-
нения или, по крайней мере, уменьшения АЧИ, вносимых
фильтром, необходимо использовать амплитудный корректор
(АК). который включается каскадно с фильтром и имеет характе-
ристику затухания, показанную также на рис. 4.4 (кривая 7
Общее затухание каскадного соединения АК и фильтра равно
Рис. 4.4. Частотная характеристика затухания.
138
доме их затуханий (кривая 3 на рис. 4.4). Величина АЧИ на
* -*ях полосы пропускания при этом существенно уменьшается,
фромошью АК, включаемого каскадно в канал (тракт), можно в
~,де случаев корректировать искажения, вносимые несколькими
,1ами оборудования оконечных станиий. Например, АЧИ. вно-
симые канальными фильтрами оконечных станиий передачи и
приема в полосе частот канала ТЧ, можно откорректировать
одним АК. включаемым на приемной станции.
Одним из способов коррекции краевых искажений в канате
ТЧ является включение корректирующих контуров в цепь ООС
Ьилителя низкой частоты, устанавливаемого на выходе четырех-
проводной части тракта приема этого канала (рис. 4.5). Резисто
ры Л,, Я2 и Л,, включенные последовательно. создают цепь ООС
по току, которая снижает усиление усилителя. При этом частот-
ная характеристика усиления не зависит от частоты (рис. 4.6.
кривая /). При подключении параллельно одному или несколь-
ким резисторам последовательного колебательного контура LtCt,
настроенного на нижнюю частоту f полосы частот канала, со-
противление цепи ООС. а значит, и глубина ООС на данной час-
тоте уменьшаются и усиление возрастает (рис. 4.6. кривая 2). Из-
меняя число резисторов, к которым подключается контур, можно
изменять величину подъема усиления на частоте резонанса этого
контура (кривая J), а изменяя величины Л, и С, - изменять час-
тоту, на которой возникает подъем усиления (кривая 4). Контур
LjCf, настроенный на верхнюю частоту f спектра канала ТЧ, вы-
полняет ту же функцию на данной частоте. Увеличение усиления
на краях полосы частот каната ТЧ позволяет, в частности.
Уменьшить АЧИ, вносимые канальными фильтрами передачи и
приема в данном канале. Настройка и регулировка частотной ха-
рактеристики усиления осуществляются вручную перепайками
элементов в схеме корректора в процессе изготовления аппарату-
ры, при вводе системы передачи в эксплуатацию и при сезонных
Профилактических работах в случае необходимости.
Г Основной причиной искажений в линейном тракте является
Частотная зависимость затухания линии, которое возрастает с
^>1’с 4 5. Корректирующие кон
'*РЫ в цепи ООС усилитетя НЧ
Рис 4.6. Частотная хараюе
ристика уснчсния усилителя
139
увеличением частоты. Закон изменения затухания зависит п_
типа линии и длины усилительного участка. Поскольку шир^З
спектра канала значительно меньше ширины линейного спекД
СП. искажения, вносимые линией связи, на изменение фор^’
канального сигнала почти не сказываются. Однако эти искаже?
ния приводят к изменению измерительных уровней в заданцД
точках линейного и групповых трактов и, как следствие, k
уменьшению помехозащищенности. Для уменьшения или усцц.
нения АЧИ, вносимых линией связи, усиление усилителей, раз,
мешаемых вдоль линии, летается частотно-зависимым. При
стремятся обеспечить полную частотную зависимость усиленЛ
при которой на любой частоте линейного спектра СП усиление'
усилителя равно затуханию предшествующего участка линии, т. е.
5,Дм) = /1,<(®) (4.9)
Таким образом, линейный усилитель не только компенсирует й-
тухание предшествующего участка, но и устраняет АЧИ, вносимые
этим участком. Необходимая частотная зависимость усиления обеспе-
чивается АК, входящими в состав оборудования линейного усиления.
Очень важной особенностью АЧИ, вносимых линией связи,
является то. что они не постоянны во времени, так как затухание
линии зависит от температуры окружающей среды, а воздушных
линий - и от изменения метеорологических условий. Следова-
тельно, для коррекции АЧИ необходимо использовать перемен-
ные корректоры, частотные характеристики затухания которых
можно изменять в процессе эксплуатации. При использован#»
переменных амплитудных корректоров (ПАК) равенство (4.9)
можно записать в виде
О-ДДе, 0. (410)
Амплитудно-частотные искажения, создаваемые оборудовани-
ем оконечных станций и чинней связи, называют основными-
Коррекция основных искажений, вносимых линией связи, осу-
ществляется с конечной точностью. Точное корректировав»^
этих АЧИ невозможно в принципе, поскольку линия связи яел*‘
ется четырехполюсником с распределенными параметрами. *
корректор - с сосредоточенными параметрами. Поэтому основ-
ные АЧИ корректируются не полностью. Оставшиеся после кор-
рекции искажения называются искажениями из-за погрешнонШ
коррекции Они имеют, как правило, небольшую величину, н®1
накапливаясь вдоль линии передачи, при использовании он»0"
тнпных корректоров они могут стать достаточно заметными.
искажения называю! также регулярными или систематически^
Для коррекции таких искажений по мере их накопления прйв’Г
МО
Дддд специальные корректоры, которые называются магистра.1ь-
|ЕШ1 (МК). Последние могут выполняться постоянными и пере
Самыми. параметры которых изменяю! ея вручную, перст гайка
Цементов в процессе настройки линейного тракта СП.
*" Помимо регулярных искажений, вызванных погрешностью кор-
i ^пип. в групповых и линейных трактах могут возникать искаже-
случайного характера, вызываемые неизбежными в процессе
едения корректоров отклонениями значений их элементов от
2р1Н||-а.‘Ы1ЫХ в пределах некоторых допусков, неоднородностью
мн«!1 связи, различной степенью согласования аппаратуры с ли-
на разных частотах. старением элементов и т п. Такие слу-
01нгые искажения также накапливаются вдоль тракта и корректи-
ууенгся специальными корректорами, которые имеют регулируемые
I цстеристики затухания и называются подчисточнылш
-I ,_г гктсристики затухания и называются потисточнылш
ВТ Таким образом, система коррекции АЧИ содержит ряд коррек-
„роь, разметаемых на различных станциях линейного тракта СП.
1,%дек1оры основных АЧИ, создаваемых узлами аппаратуры
(фильтрами, трансформаторами и т. дЛ, устанавливаются на око-
нешых станциях СП. Коррекция АЧИ, вносимых участком линии.
ЗЙ^ВЫг-твляется в усилителе, компенсирующем затухание этого
уи- Кл т. е. соответствующие корректоры размещаются на каждой
Емс чуточной усилительной станции. Магистральные корректоры
|Ек|Игаюгся по мере накопления регулярных АЧИ на некоторых
^межуточных, а также на оконечных и переприемных станциях.
Hrani ые АЧИ накапливаются .медленнее регулярных, поэтому
ео». точные корректоры устанавливаются через большие расстоя-
‘ 1К. Как правило, они включаются на оконечных и пере-
станииях, а также на обслуживаемых усилительных
йшгах Поскольку случайные АЧИ медленно изменяются во вре-
1««и. настройка подчисточных корректоров осуществляется перио-
и по мере необходимости.
Формирование частотных характеристик усиления
Д»я создания частотно-зависимого усиления в схему линей-
*»!•> усилителя должны включаться один или несколько АК. час-
И1не характеристики затухания которых зависят от места их
нения (вход усилителя, его выход и цепь ООС).
! включение АК на выходе усилителя (рис. 4.7, а) заставляет
ЯИнчивап, мощность выходного каскада этого усилителя, так
i часть выходной мощности теряется в АК Повышение мош-
связано с применением более мощных транзисторов, кото-
Мяе потребляют больший ток, что является весьма нежелатель-
**1. (особенно при дистанционном питании усилителя.
141
Рис. 4.7. Способы включения амплитудных корректоров:
а - на выходе усилителя; б - на входе усилителя; в-в цепи ООС усилителя; г-на входе и в цепи
ООС усилителя; д~ между двумя усилителями
Включение АК на входе усилителя (рис. 4.7, б) позволяет кор-
ректировать достаточно большие АЧИ, вносимые предшествую-
щим участком линии. Частотная характеристика затухания АК в
этом случае обратна соответствующей характеристике участка
линии (рис. 4.8, а), а величина 50 - частотно-независима. Усиле-
ние усилителя при включении АК на его входе
5(ю) = 50 - Ак (го). (4.11)
Включение АК на входе усилителя, однако, снижает защищен-
ность от собственных помех (см. § 3.3).
Включение АК в цепь ООС (рис. 4.7, в) не снижает защищен-
ности сигнала от собственных помех и практически не изменяет
максимальную неискаженную выходную мощность. При доста-
точно большой в используемом диапазоне частот глубине ООС в
схеме на рис. 4.7, в усиление усилителя
S(ro) = Ак (го), (4.12)
а частотная характеристика затухания корректора практически
совпадает с соответствующей характеристикой предшествующего
участка линии (рис. 4.8, б). Вместе с тем на параметры корректо-
ров, включаемых в цепь ООС усилителя, накладывается ряд ог-
раничений, связанных с обеспечением устойчивости усилителя И
требуемых значений его параметров. При максимальной глубине
ООС, которая создается на частотах, где затухание АК мини-
мально, необходимо обеспечить заданный запас устойчивости
усилителя по затуханию. Крутизна частотной характеристики за-
142
Рис. 4.8. Амплитудно-частотные характеристики корректоров,
включенных:
а — на входе усилителя; б - в цепь ООС усилителя
тухания АК не должна быть слишком большой. Последнее тре-
бование связано с тем, что фазовые сдвиги в минимально-фазо-
вых цепях, к которым относятся и корректоры в цепи ООС уси-
лителя. пропорциональны крутизне частотной характеристики
затухания цепи. Увеличение крутизны АЧХ таких цепей снижает
запас устойчивости усилителя по фазе и может привести к само-
возбуждению усилителя. При минимальной глубине ООС, соот-
ветствующей максимальному затуханию АК, необходимо обеспе-
чить заданные стабильность усиления, затухания нелинейности
по гармоникам и др.
Указанные обстоятельства ограничивают разность между уси-
лением усилителя на верхней и нижней частотах линейного
спектра СП. Практически эта разность не превышает 10... 15 дБ.
что существенно меньше АЧИ реальных участков линии связи.
Поэтому наиболее часто используют комбинированную схему
включения АК (см. рис. 4.7, г), при которой часть АЧИ коррек-
тируется корректором АК, в цепи ООС, а часть - корректором
АК2, включаемым на входе усилителя.
Для обеспечения необходимой помехозащищенности иногда
корректоры включаются между двумя усилителями (рис. 4.7, д),
первый из которых (Ус,) повышает уровень принимаемого сигна-
ла до величины, при которой снижение помехозащищенности
АК, включенного на входе второго усилителя (Ус2), практически
не столь заметно повышает уровень собственных помех. Такие
схемы чаще всего применяются на оконечных и обслуживаемых
станциях.
При изменении температуры окружающей среды затухание
Кабельных линий связи изменяется по-разному на различных
частотах, т. е. изменяется форма частотной характеристики дан-
ной линии (рис. 4.9). В связи с этим можно говорить о самых тя-
желых (f=fmo/C), самых легких °C) и средних (/=Гср °C)
Условиях.
143
Рис. 4.9. Изменение частот-
ных характеристик затухания
кабельных линий при изме-
нении температуры
Рис. 4.10. Частотная характерис-
тика затухания ПАК при темпе-
ратуре:
1 - средней; 2 - максимальной; 3 - мини-
мальной
Переменные амплитудные корректоры обеспечивают формиро-
вание частотных характеристик усиления, соответствующих харак-
теристикам затухания предшествующего участка линии при разных
метеоусловиях и температурах окружающей среды. Как правило,
ПАК работают совместно с постоянными АК, которые устраняют
основные АЧИ при некоторых выбранных для данной СП условиях
(чаще всего средних). При этих условиях затухание ПАК
ПАК ~ ПАКО - const
(4.13)
частотно-независимо (рис. 4.10, кривая /). При изменении темпе-
ратуры окружающей среды (или других метеоусловий) относитель-
но средних затухание ПАК изменяется и определяется в виде
ПАК = ПАКО ± М л()(0)) — А Л1 (со)], (4.14)
где А лС1(со) - затухание предшествующего усилителю участка
линии при средней температуре, а А п1 (со) - то же, при данной
температуре. Выбор знака перед вторым слагаемым в выражении
(4.14) определяется местом включения ПАК и знаком изменения
температуры. Например, при включении ПАК в цепи ООС уси-
лителя и увеличении температуры относительно средней
ПАК = ПАКО — М лО ~ А Л1 (<0)|.
Частотная характеристика затухания ПАК при максимальной
температуре окружающей среды (самых тяжелых условиях) пока-
зана на рис. 4.10 (кривая 2). Соответствующая характеристика
при минимальной температуре приведена там же (кривая 3). Из
рис. 4.10 очевидно, что каждая кривая семейства характеристик
ЛПАК0 (ЮД) представляет собой сумму переменной плоской со-
ставляющей Л11дк и частотной характеристики затухания, опредС'
ляемой АЧ И на разных частотах.
Для упрощения схемных реализаций ПАК в СП, работают»4
144
Рис. 4.11. Частотная характеристика
линии, состоящая из трех составляющих:
А» пюской. А» наклонной;/1кР-криволинейной
по воздушным и симмезричным кабельным линиям, вместо
одного ПАК, корректирующего переменные АЧИ, часто исполь-
зуют несколько ПАК, каждый из которых реализует семейство
частотных характеристик зазухания сравнительно простого вида.
Этот способ основан на представлении частотной характеристи-
ки затухания линии (рис. 4.11, а), имеющей сравнительно слож-
ный характер, в виде суммы трех составляющих: плоской АП1 (со)
(рис. 4.11, б), наклонной Аи (со) (рис. 4.11, в) и криволинейной
Якр (со) (рис. 4.11, г). При изменении частотной характеристики
затухания изменяются все три ее составляющие. Эти изменения
компенсируются соответственно плоским, наклонным и криво-
линейным ПАК.
На рис. 4.12 показаны семейства частотных характеристик за-
тухания каждого из этих ПАК, совместная работа которых ком-
пенсирует изменения затухания участка линии при любых изме-
нениях темперазуры или метеоусловий. Все три ПАК должны ра-
ботать независимо и изменять только те составляющие усиления,
на которые они рассчитаны. В частности, при работе наклонного
ПАК не должна изменяться плоская составляющая усиления
Усилителя. Поэтому все характеристики семейства, реализуемые
Рис. 4.12. Амплитудно-частотные характеристики ПАК: плоского (Ат), наклон
него (Ян) и криволинейного (Ар) ПАК
145
наклонным ПАК, пересекаются в некоторой точке, которую
иногда называют точкой вращения. На рис. 4.12 данная точка вы
брана в нижней части рабочего диапазона частот, однако J
можно устанавливать на верхней части или в середине этого дИа_
пазона.
Семейство характеристик затухания криволинейного ПАК
имеет две точки вращения, которые выбираются на краях рабо-
чего диапазона частот.
Затухание ВЛ С в диапазоне частот СП, работающих по этим
линиям, изменяется практически линейно с изменением частоты.
Поэтому в данном случае обычно применяют два ПАК - плос-
кий и наклонный.
4.3. КОРРЕКЦИЯ ФАЗОЧАСТОТНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
Фазочастотные искажения в каналах СП проявляются в уве-
личении группового времени прохождения (ГВП) на краях пере-
даваемой полосы частот (рис. 4.13), что связано с ростом крутиз-
ны ФЧХ на этих участках. В каналах ТЧ фазочастотные искаже-
ния обусловлены большой крутизной частотной характеристики
затухания канальных фильтров вблизи граничных частот полосы
пропускания. При увеличении числа переприемных участков
число канальных фильтров, включенных в канал ТЧ, увеличива-
ется и ФЧИ возрастают.
При передаче по каналам ТЧ речевых сигналов, которые от-
носительно малочувствительны к ФЧИ, коррекция последних,
как правило, не производится. Однако при передаче по этим ка-
налам дискретных сигналов (передача данных) или факсимиль-
ных без специальной фазовой коррекции невозможно обеспечить
максимальную скорость передачи, определяемую шириной поло-
сы канала. По этой причине фазовые корректоры (ФК) либо
Рис. 4.13. Изменение группового
времени прохождения от частоты
и температуры
Рис. 4.14. Возможные час-
тотные характеристики
группового времени про-
хождения в каналах ТЧ
146
I одят в состав аппаратуры передачи данных, либо подключают-
ся I каналам ТЧ при их использовании для передачи нетеле-
$5)ННОЙ информации.
Ф КрУт113на частотных характеристик ГВП на граничных часто-
х тонального спектра частот очень велика, что требует приме-
нения сложных ФК. Характеристики ГВП разных каналов ТЧ
значительно отличаются друг от друга, что иллюстрируется тремя
пивымп на рис. 4.14, которые соответствуют максимальной, ми-
нимальной и средней величинам неравномерности характеристи-
ки ГВП \ /ф = tlpf- 1^ , где flvf - ГВП на частоте /; гф,ии - мини-
мальное значение ГВП в полосе частот канала. По этой причине
фК приходится выполнять переменными и настраивать их на
частотную характеристику ГВП данного канала.
фазовые корректоры реализуются обычно каскадным соеди-
нением фазовых звеньев 2-го порядка, каждое из которых вос-
производит одну из характеристик ГВП, показанных на рис. 4.14.
Чем больше значение максимума ГВП (/гртал) фазового звена 2-го
порядка, тем больше крутизна частотной характеристики, так как
площадь, образуемая этой характеристикой и осью абсцисс, для
фазового звена с постоянной частотой fm остается постоянной.
Данное обстоятельство, а также большая относительная ширина
полосы частот канала ТЧ не позволяют реализовать ФК из одно-
го-двух фазовых звеньев 2-го порядка, а требуют применения
многозвенных схем (пять-семь звеньев).
На рис. 4.15 показан механизм коррекции ФЧИ канала ТЧ с
помощью пяти фазовых звеньев, рассчитанных на разные часто-
ты и имеющих разные максимальные значения ГВП. Чем мень-
ше допустимая погрешность коррекции ФЧИ, тем большее число
фазовых звеньев должно входить в состав ФК. Для упрощения
схемы ФК, необходимых при факсимильной передаче и передаче
данных, используемый диапазон частот канала ТЧ уменьшают за
счет нижних и верхних частот, где ФЧИ особенно велики. Воз-
можная скорость передачи нетелефонной информации при этом,
очевидно, снижается.
Переменные ФК регулируются изменением характеристик зве-
ньев 2-го порядка или их числа путем переключений или перепаек.
в,<е. 4.15. Механизм коррекции ФЧИ
147
При организации в линейном спектре СП, работающих
коаксиальному кабелю, канала телевизионного вещания (Tfy
также применяются корректоры ФЧИ. создаваемых не только
коаксиальным кабелем в области низких частот, но и линейцум
усилителем. Коррекция ФЧИ в этом случае осуществляется толь,
ко в спектре частот канала ТВ, так как неравномерность ФЧХ в
линейном тракте при передаче группового многоканального сиг-
нала уменьшает мощность помех нелинейности 3-го порядка 1-Го
рода (см. § 3.8). При передаче сигналов ТВ фазовые корректоры
устанавливаются на оконечной станции приема, обслуживаемых
усилительных пунктах, а также в пунктах ответвления телевизи-
онных программ.
4.4. СХЕМЫ АМПЛИТУДНЫХ И ФАЗОВЫХ КОРРЕКТОРОВ
Постоянные амплитудные и фазовые корректоры
Наиболее общей схемой четырехполюсника, которая может
воспроизвести любую физически реализуемую АЧХ, является
скрещенная схема (рис. 4.16, а). Если для этой схемы выполняет-
ся условие ZaZb=R\}, т. е. если Za и Zb - взаимно-обратные
двухполюсники, то характеристическое сопротивление такого
четырехполюсника не зависит от частоты (Zc = R 0) и его легко
согласовать с резистивными нагрузками, а также обеспечить со-
гласованное каскадное соединение нескольких четырехполюсни-
ков. Схема на рис. 4.16, а, однако, содержит большое число эле-
ментов и, кроме того, является уравновешенной относительно
’’земли”. Последнее обстоятельство не позволяет включать скре-
щенную схему на вход усилителя без симметрирующего транс-
форматора.
При определенных условиях скрещенная схема может быть
заменена эквивалентной перекрытой Т-образной схемой (рис.
4.16, б), для которой
Рис. 4.16. Схемы ПАК:
а - скрещенная; б - перекрытая Т-образная; в - Г-образная
148
Z.Z^R^Z^R.. (4.15)
При нагрузке на характеристическое сопротивление R н = R 0 и
передаче сигналов направо резистор R'o оказывается включенным
в диагональ мостовой схемы. Если выполняется условие (4.15),
мостовая схема оказывается уравновешенной и резистор R'o
можно замкнуть накоротко. Тогда перекрытый Т-образный четы-
рехполюсник преобразуется в Г-образный (рис. 4.16, в), который
может использоваться в качестве АК. Практически при постро-
ении постоянных АК чаще применяется схема, приведенная на
рис. 4.16, б. Она оказывается менее чувствительной к изменению
сопротивления нагрузки и производственным разбросам величин
элементов.
Собственное затухание схем, приведенных на рис. 4.16, опре-
деляется выражением
Л с = 20 lg | 1 + |. (4.16)
Схема, представленная на рис. 4.16, а, и ее перекрытый Т-об-
разный эквивалент могут использоваться в качестве ФК. Пример
такого фазового звена 2-го порядка приведен на рис. 4.17.
Схемы на рис. 4.16 могут быть применены для реализации АК
с передаточной функцией любого порядка. Однако с целью уп-
рощения настройки звеньев АК в процессе производства и пере-
стройки их характеристик во время эксплуатации корректоры
обычно реализуются в виде каскадного соединения звеньев срав-
нительно невысокого порядка. Например, линейный корректор
системы передачи К-60П, работающей по симметричному кабе-
лю, описывается передаточной функцией 6-го порядка, которая
представляет собой каскадное соединение трех звеньев - 1-го, 2-
го и 3-го порядков.
Переменные амплитудные корректоры
Переменный АК содержит перестраиваемые элементы, с по-
мощью которых плавно и согласованно изменяются его парамет-
ры. Число таких элементов должно быть минимальным, а в сис-
Рчс. 4.17 Схема фазового корректора
149
в)
г)
Рис. 4.18. Схемы переменных амплитудных корректоров:
а — Г-образный делитель напряжения; 6 — делитель на активных сопротивлениях; в - делитель на ем-
костных сопротивлениях; г — делитель на индуктивных сопротивлениях
теме перестройки должны по возможности отсутствовать трущие-
ся части, что повышает ее надежность и исключает помехи меха-
нического происхождения (шорохи и трески из-за кратковремен-
ных потерь контакта).
Рассмотрим две группы ПАК: потенциометрические и с одним
управляющим резистором (корректоры Боде). В каждой группе, I
кроме того, различают плоские и частотно-зависимые ПАК. В со-
временных СП потенциометрические ПАК используются в ос-
новном для компенсации изменений плоской составляющей час-
тотной характеристики затухания участка линии.
Плоские потенциометрические ПАК строятся на основе Г-об-
разного делителя напряжения (рис. 4.18, а), затухание которого
при /?, =0 и R н -> со равно
Л = 20 lg I 20 lg I1+Z/ZJ. (4.17)
Для получения семейства частотно-независимых характерис-
тик затухания необходимо, чтобы сопротивления Z( и Z2 были
активными (рис. 4.18, б) либо реактивными одного знака (рис.
4.18, в, г). Для уменьшения изменения входного сопротивления
ПАК в процессе регулировки желательно одновременное измене-
ние двух сопротивлений. В качестве переменных резисторов в
схеме на рис. 4.18, б используются терморезисторы с косвенным |
подогревом. Токи подогрева терморезисторов в процессе регули- I
ровки изменяются в противоположных направлениях, т. е. при
увеличении тока подогрева одного терморезистора ток подогрева
второго уменьшается (рис. 4.19).
В схеме на рис. 4.18, в применяется емкостный потенциометр - конденсатор
переменной емкости с одной группой роторных и двумя группами статорных |
пластин. При вращении ротора конденсатора емкость между роторными и ста-
торными пластинами изменяется пропорционально степени перекрытия этих
пластин, как условно показано на рис. 4.20, а. Если обозначить относительный
угол поворота ротора через х(0<х<1), то в схеме на рис. 4.18,«
С] = хС; Ц = (1 - х)С, а затухание А = - 20 Igx.
Теоретически затухание емкостного делителя может изменяться от 0 до <®. но
за счет начальной емкости конденсатора пределы регулирования составляю1
20...25 дБ.
В схеме на рис. 4.18, г изменение индуктивностей Lt и осуществляется из-
менением тока подмагничивания /п, протекающего через обмотки L п1 и L
150
Рис. 4.19. Упро-
шенная схема
ПАК с использо-
ванием терморе-
зисторов
Li
Рис. 4.20. Упрошенные схемы ПАК с использо-
ванием:
а — емкостного делителя; б — индуктивного потенциометра
(рис. 4.20, б). Магнитный поток в сердечнике катушки L । пропорционален этому
току, а в сердечнике катушки £2 - разности тока /п и постоянного тока подмаг-
ничивания 7^, протекающего через обмотку £п3, которая включена встречно от-
носительно Сп2. При увеличении тока подмагничивания магнитная проницае-
мость сердечника катушки £, уменьшается, а катушки £2 увеличивается, так как
уменьшается разность /п0 - /п. Соответственно индуктивность £2 увеличивается, а
L} уменьшается. При уменьшении тока / все происходит наоборот.
Плоские потенциометрические ПАК обладают сравнительно большими пре-
делами регулирования. Недостатком потенциометрических ПАК является их от-
носительная сложность.
В современных АСП наибольшее применение находят ПАК с
одним управляющим резистором (корректоры Боде). В общем
виде схема корректора Боде представлена на рис. 4.21, а. Схема
содержит шестиполюсник, к одной паре полюсов которого под-
ключен управляющий резистор R . Внутреннее сопротивление
источника с ЭДС Ех и сопротивление нагрузки Ан можно считать
входящими в схему шестиполюсника. Коэффициент передачи
такой схемы
к= и2/Ё, (4.18)
зависит в общем случае от сопротивления резистора Через
резистор R протекает ток /, который можно определить, пользу-
ясь теоремой об эквивалентном генераторе:
Рис. 4.21. ПАК с одним управляющим резистором:
а - общий вид корректора; б - его эквивалентная схема
151
f=U^/Z+R = K^X/{Z+R ). (4.19)
где Цх - напряжение на зажимах 3-3 шестиполюсника пР11
R = оо ; Z— выходное сопротивление схемы со стороны зажимов
3-3; к13 - коэффициент передачи шестиполюсника от зажимов
I - 1 к 3 - 3 при R = оо.
В соответствии с теоремой компенсации резистор R можно
заменить источником тока / (рис. 4.21, б), который определяется
по формуле (4.19). Поскольку корректор является линейной схе-
мой, то, применяя метод наложения, находим
U2 = к^Е } + Z3iI. (4.20)
Здесь кх — коэффициент передачи корректора при R -x-, Z31-
передаточное сопротивление от зажимов 3 — 3 к 1 - I при Е, = 0.
Решая совместно уравнения (4.19) и (4.20), окончательно оп-
ределяем коэффициент передачи корректора:
К = (К, R . + Kf}Z)/(Z + R ), (4.21)
где к0 — коэффициент передачи корректора при R = 0. Переходя
от коэффициентов передачи к постоянным передачи
Г = Л+/В = -1пк; ГЯ) = -1пА'о ; Г0 = -1пк0, выражение (4.21)
можно переписать в виде
Г = In [(Z + R )/(е г° Z+ е R ) |. (4.22)
Сопротивление резистора R может изменяться в некоторых
пределах от R min до R тах. Среднее значение этого сопротивления
/?п = ^ЛяЛ,Лямх. (4.23)
Отсюда R тах/R 0 = R 0/R т„ = т > 1.
Схема ПАК с одним управляющим резистором рассчитывает-
ся так, чтобы при изменении R в пределах от R min до R тах по-
стоянная передачи изменялась в пределах ±АГ от некоторого
среднего значения Гср, т. е.
Г=Гср при R-Ro,
Г =1^ +АГ при R =Rmin- (4.24)
Г = Гср±АГпри R = R тах-
Выбор знака перед величиной АГ зависит от способа включе-
ния R в схему ПАК. Подставив значения постоянной передачи
Г из (4.24), в (4.22) получим систему из трех уравнений с трем*
152
неизвестными: Го, Г* и Z. Решение этой системы дает следующие
ИХ значения:
е Г° = е Г срр;
е Г“ = е 'ср -•
Р’
Z=-Ro.
р о
(4.25)
1десь
р = (/леЛГ - 1)/(ди-еЛГ).
(4.26)
Соотношения (4.25) получены в предположении, что в систе-
ме уравнений (4.24) выбраны верхние знаки, т. е. предполага-
лось, что с увеличением R постоянная передачи возрастает. В
обратном случае в уравнениях (4.25) следует заменить р на \/р.
Подставляя значения полученных параметров в (4.22), после
ряда преобразований получаем
(4.27)
где Vm <(х= R ./R 0) < т.
Выражение (4.27) показывает, что переменная составляющая
постоянной передачи Г~ является функцией комплексной пере-
менной ДГ, которую можно разложить в ряд Тейлора в окрест-
ности точки АГ = 0. При малых значениях ДГ этот ряд очень бы-
стро сходится. Если О1раничиться его первым членом, то
А'ЛГ,
(4.28)
ffl-1 х+1
Формула (4.28) может являться основой для расчета парамет-
ров ПАК с одним управляющим резистором.
Плоские ПАК с одним управляющим резистором строятся по
одной из двух схем, приведенных на рис. 4.22, а, б. Сопротивле-
ния источника RT и нагрузки /?,, входят в сопротивления резисто-
Р°в Л, и R, соответственно. При этом R 1 > R r; R 3 < R н.
Заметим, что для схемы на рис. 4.22, а при расчетах в выра-
ениях (4.24) следует использовать верхние знаки, а для схемы
Пд1хИС’ 422, 6—нижние. Поскольку рассматриваемые схемы
л к содержат только активные сопротивления, для этих схем
* зовая постоянная равна нулю, т. е.
А.= ХДА.
(4.29)
153
6)
Рис. 4.22. Упрощенные схемы частотно-независимых ПАК:
а - управляющий резистор включен в продольное плечо, б - то же, в попере-
чное плечо
Из рассмотрения схем ПАК (см. рис. 4.22) можно непосред.
ственно найти величины Z, е л°ие Например, для схемы с
последовательным включением управляющего резистора (см.
рис. 4.22, а) с учетом (4.25) получаем
7 1 „ Л I + Л 3> -4
о-е ср
*з
Р'Л1 + Л3;
-А., ~Лсг, 1
е » - е ср — =
Р
*з
л, + я2 + я3
Решая совместно эти уравнения относительно Л„ /?2 и /?„ на-
ходим
. -А
I — ле СР п е <
Л 1 = р 2 /?0: Я 2 = рЯ 0; Я 3 = 2
Р - 1 Р - 1
2 <Р
(4.30)
Здесь величина р определяется в соответствии с выражением
(4.26) при замене АГ на ДА. Для получения физически реализуе-
мых резисторов необходимо, как это следует из (4.30) и (4.26),
выбрать параметр т управляющего резистора и величину Лср из
условий
т>еЛА; Лср>АЛ. (4.31)
Аналогично определяются элементы схемы ПАК с параллель-
ным включением управляющего резистора (рис. 4.22, б). Семей-
ство характеристик затухания плоского ПАК с последовательно
включенным R- приведено на рис. 4.23. Условия (4.31) показы-
вают, что пределы регулировки ±ДА рассматриваемых ПАК огра-
ничены возможностями применяемых типов управляющих резис-
торов, в качестве которых часто используют терморезисторы с
конечными значениями Rm,„ и Rmax. В случае применения для
этой цели обычных потенциометров, у которых можно обеспе-
чить т -> со, пределы регулировки ограничиваются точностью
выполнения соотношения (4.28), т. е. скоростью сходимости ряда
Тейлора.
154
' Rmin
P^Ro
R^=Rfna>i
Рис. 4.24. Упрощенная схема
частотно-зависимого ПАК с
одним управляющим резис-
тором
рис. 4.23. Семейство харак-
теристик плоского ПАК
Плоские ПАК, схемы которых приведены на рис. 4.22, явля-
ются базовыми контурами для построения частотно-зависимых
корректоров Боде, в которых применяются частотно-зависимые
переменные сопротивления. В качестве последних обычно ис-
пользуются некоторые дополнительные четырехполюсники (ДЧ),
которые включаются между управляющим резистором R и ос-
тальной частью схемы (рис. 4.24). Управляющий резистор, таким
образом, является нагрузкой ДЧ, а его входное сопротивление
оказывается переменным и в общем случае частотно-зависимым.
Для схем на рис. 4.24 остается справедливой формула (4.29).
если вместо X использовать
л т + I х' — 1
т- 1 х'+ Г
(4.32)
где х' = Z„ Z„ - входное сопротивление ДЧ, нагруженно-
го на Л ; Zвх0 — то же, при R = R 0.
В качестве ДЧ выбирают четырехполюсник с характеристи-
ческим сопротивлением Zс = Ru. При этом
x' = ZBX/R0. (4.33)
Из теории четырехполюсников известно соотношение, позво-
ляющее определить входное сопротивление четырехполюсника
Zm~Zc ZH-Z 2Гс
(4.34)
гДе ZH - сопротивление нагрузки четырехполюсника; Гс = А с + ]В с —
собственная постоянная передачи; Лс — собственное затухание (в
неперах); Вс — собственная фазовая постоянная. В рассматривае-
мом случае Zс = Ro; Zн = R. . Разделив числители и знаменатели
обеих частей равенства (4.34) на /^. получим
х' - 1 х - 1 - 2 г
------=----- е
х' + 1 х+ 1
(4.35)
155
Рис. 4.25. Семейство характе-
ристик частотно-зависимого
ПАК с одним управляющим
резистором
Рис. 4.26. Частотная характе-
ристика наклонного ПАК
Выражение (4.32) с учетом (4.35) можно переписать в виде
A" = Ae’2<ej2\
а выражение (4.29) - в виде
А _(со) = Хе 2 А«(ш) cos2Вс(со)А А. (4.36)
Здесь предполагается, что собственное затухание и фазовая посто-
янная дополнительного четырехполюсника частотно-зависимы.
Дополнительный четырехполюсник синтезируется таким об-
разом, чтобы функция F(co) = e cos2fic(<o) имела заданную
частотную зависимость, т. е. синтез ДЧ осуществляется одновре-
менно по его АЧХ и ФЧХ.
Среднее значение затухания корректора Аср частотно-незави-
симо, так как при /?.= Ro ДЧ оказывается нагруженным на ха-
рактеристическое сопротивление и его входное сопротивление,
равное характеристическому, будет чисто активным. На рис. 4.25
показано семейство характеристик частотно-зависимого ПАК с
одним управляющим резистором.
При использовании ПАК в качестве наклонного корректора
функция Е((о) должна быть линейной (рис. 4.26). Точка враще-
ния семейства характеристик наклонного ПАК создается на час-
тоте <вт, на которой фазовая постоянная ДЧ Вс = л/4. При этом,
как следует из (4.36), А. (о) = 0 и затухание корректора
А = А ср = const при любых значениях управляющего резистора
R (рис. 4.27)
Фазовая постоянная ДЧ, применяемого в схеме криволиней-
ного ПАК, равна л/4 на частоте юТ1 и Зл/4 на частоте со Т2, обес-
печивая две точки вращения семейства характеристик затухания
этого ПАК.
В качестве дополнительных четырехполюсников применяют,
как уже указывалось, схемы постоянного характеристического
156
рис. 4.27. Семейство характе-
ристик наклонного ПАК
Рис. 4.28. Схема частотно-
зависимого ПАК, включае
мого на входе усилителя и
обеспечивающего неизмен-
ность входного и выходного
сопротивлений в процессе
регулировки
сопротивления, например перекрытие Т-схемы с взаимнообрат-
ными двухполюсниками (см. рис. 4.15, б}. В частотном случае
_ля этой цели может использоваться фазовый контур, для кото-
рого Лс(«)^0. Функция F(m), определяющая частотную зависи-
мость затухания ПАК, при этом принимает вид
Г(щ) = cos2S.(oj). (4.37)
Если Д.(<о) линейно зависит от частоты, то переменная со-
ставляющая затухания ПАК изменяется по косинусоиде, ампли-
туда которой зависит от сопротивления управляющею резистора
R Такие переменные корректоры называют косинусными.
Недостатком ПАК с одним управляющим резистором являет-
ся то, что с изменением R изменяются входное и выходное со-
противления корректора и нарушается условие согласования с
нагрузками. При включении ПАК в цепь ООС усилизеля этот
недостаток практически устраняется и регулировка не нарушает
согласование усилителя с линией. При включении корректора на
входе усилителя можно использовать схему с двумя дополнитель-
ными четырехполюсниками, у которых ZflZc2=/?0, и двумя
Управляющими резисторами, которые изменяются так, чтобы
2=^0 (Рис 4 28). При этих условиях входные сопротивле-
ния двух ДЧ взаимообратны и в процессе регулировки согласова-
ние корректора с нагрузками не нарушается.
Корректоры случайных искажений
Изменения частотных характеристик затухания групповых и
линейных трактов, вызванные случайными искажениями, оказы-
157
ваются весьма сложными по форме, которая к тому же может
медленно изменяться во времени. Особенностью случайных ли
нейных искажений является также их относительно малая вели»
чина. Соответствующие корректоры случайных искажений (под,
чисточиые корректоры) должны быть способны воспроизводить
сложные частотные характеристики затухания и фазовой посто-
янной и изменять их в сравнительно небольших пределах.
В качестве подчисточных могут использоваться гармоничес-
кие корректоры, которые строятся по схеме, показанной на рис
4.29. Схема содержит линию задержки ЛЗ с (2л + 1) отводами и
суммирующее устройство X- В каждом отводе включен плоский
регулятор с изменяющимся коэффициентом передачи по напря-
жению Q к(Рк) и переключатель А (П л), который может изме-
нять фазу сигндта на выходе отвода на величину я. Время за-
держки сигнала между двумя соседними отводами равно т. Отно-
сительно некоторого среднего отвода с коэффициентом передачи
Ро п сигналов, поступающих на суммирующее устройство через
регуляторы Q, Qn, являются опережающими, а другие л сиг-
налов, прошедшие через регуляторы Р} Рп, - отстающими.
Напряжение выходного сигнала UBm представляет собой
сумму напряжений основного, опережающих и отстающих сигна-
лов, т. е.
п п
* Z Ле'""- (4.38)
4=1 4=1
Учитывая, что е1* = cosx+jsinx, можем записать коэффициент
передачи корректора в виде
K(j о>) = 1/вь1Х/ 'UBK = Л(<о) + уДсо) =
п
= Ро + X (Qk + /*)cosA<ot + (4.39)
^=1
+ jX (Ct-Л)5шАтот.
Рис. 4.29. Гармонический
корректор
158
Полученное выражение соответствует гармоническому режи-
му работы корректора. В этом режиме изменением величин и
знаков коэффициентов передачи по отводам ЛЗ можно регулиро-
вать АЧХ |ЛГ(/со)| и ФЧХ ip (о>) = arctg [В(о))/Л (со)] корректора,
осуществляя независимую компенсацию АЧИ и ФЧИ линейного
тракта СП.
Если регулировка по отводам ЛЗ осуществляется так,
чтобы выполнялось условие Q к = Рк, то
п
K(j&) = A(u)= Ро + 2^ Q к cos к со т, а <р(со) = 0. Такой режим ра-
к - I
боты называется косинусным. В этом режиме корректируются
только АЧИ, а ФЧХ тракта остается неизменной. Коэффициенты
передачи Qk в косинусном режиме можно вычислить, производя
разложение АЧХ корректора в ряд Фурье. Пусть, например, тре-
буемая АЧХ корректора Л(со) в диапазоне частот от/, до/ имеет
вид, показанный на рис. 4.30, а. Такую характеристику можно
рассматривать как часть некоторой периодической гипотетичес-
кой функции, имеющей период Т= 2/ (рис. 4.30, б). Поскольку
Я((о) - функция, обладающая четной симметрией, ее можно раз-
ложить в ряд Фурье, содержащий только члены с косинусами и
постоянную составляющую. Число членов этого ряда п определя-
ется допустимой среднеквадратической погрешностью аппрокси-
мации. Функция Л(ю) в этом случае запишется в виде
Л(ю) = A(J + £ >/cos(£ • 2л// Т) (4.40)
*=1
где Ак - коэффициенты Фурье, определяемые по известным со-
отношениям. Сравнивая (4.39) и (4.40), можно найти коэффици-
енты передачи регуляторов по отводам ЛЗ и время задержки:
Л = 4 = 2Gt; ф=1/2/.
Заметим, что т определяется максимальным интервалом дис-
кретизации функции с ограниченным спектром в соответствии с
Рис. 4.30. К определению коэффициентов передачи по отводам
корректора:
а-требуемая характеристика; б~ периодическая гипотетическая функция
159
теоремой Котельникова. Выбирая достаточно большое число jBe 1
ньев ЛЗ, можно обеспечить сколь угодно точное приближен^
АЧХ корректора к требуемой.
При выполнении условия Qk = - Рк осуществляется синусу
режим работы, в котором также корректируется АЧИ тракта, а
<р (о) = л/2.
Можно использовать гармонический корректор, содержащей
только отводы с отстающими сигналами. В этом случае реализу.
ется косинусный режим работы с коэффициентом передачи
п п
K^)=Po + Z Рк cos к со т p*sin* со т.
к- 1 к 1
При изменении коэффициентов передачи по отводам ЛЗ
можно обеспечить компенсацию АЧИ корректируемого тракта,
но при этом изменяется также ФЧХ корректора, причем эти из-
менения носят неконтролируемый характер. Следует, однако, за-
метить, что косинусный корректор с отстающими отводами яв-
ляется цепью минимально-фазового типа, в котором АЧХ и ФЧХ
связаны друг с другом. Корректируемый тракт также можно счи-
тать четырехполюсником минимально-фазового типа, в котором
АЧИ и ФЧИ взаимозависимы. Поэтому коррекция АЧИ одно-
временно уменьшает и ФЧИ тракта.
Косинусный корректор может быть также реализован каскад-
ным соединением корректоров Боде с двумя дополнительными
четырехполюсниками (см. рис. 4.28). В качестве последних слу-
жат фазовые контуры, поэтому затухание такого звена корректо-
ра в соответствии с (4.37) изменяется с частотой по косинусои-
дальному закону. Амплитуда и фаза этой косинусоиды определя-
ются значениями управляющих резисторов в схеме на рис. 4.28.
При использовании в качестве ДЧ фазового контура 2-го по-
рядка с линейной ФЧХ изменение затухания звена корректора
соответствует полупериоду косинусоиды в диапазоне частот от О
до fB. При включении двух фазовых контуров изменение затуха-
ния звена соответствует целому периоду косинусоиды и т. Д-
(рис. 4.31). Таким образом, каждое звено корректора реализует
один член ряда Фурье, в который раскладывается требуемая час-
тотная характеристика затухания корректора. Общее затухание
корректора рассматриваемого типа равно сумме затуханий зве-
ньев и, таким образом, его частотная характеристика при увели-
чении числа звеньев сколь угодно близко совпадает с требуемой.
Настройка косинусного корректора, а также гармонического корректора в
косинусном режиме может производиться различными путями. Один из сп°с°’
бов, реализованных в приборе для настройки косинусного коррекгора (ПНККь
иллюстрируется схемой на рис. 4.32. Ко входу корректируемого участка тракта
160
подключается генератор с частотой, периодически изменяющейся во времени по
линейному закону, и постоянной амплитудой (генератор качающейся частоты
ГКЧ) На выходе тракта после косинусного корректора (КК) включаются ампли-
тудный детектор (АД) и вольтметр (V) с квадратичной характеристикой, а также
осциллограф (Осн). На экране осциллографа вырисовывается огибающая детек-
тированного сигнала, соответствующая частотной характеристике тракта. По
форме огибающей можно судить о величине и характере АЧИ тракта. Отклоне-
ние стрелки вольтметра пропорционально неравномерности частотной характе-
ристики тракта.
Настраивая регуляторы по отводам гармонического корректора (или управ-
ляющие резисторы звеньев КК) последовательно от первого до последнего, доби-
ваются уменьшения показаний вольтметра, а также колебаний огибающей на эк-
ране осциллографа. Как правило, этот процесс приходится повторять несколько
раз, т. е. настройка корректоров является весьма трудоемкой и требует значитель-
ных затрат времени.
Другой способ настройки заключается в измерениях частотной характеристи-
ки затухания тракта. Полученная характеристика раскладывается в ряд Фурье, а
по коэффициентам Фурье определяются положения регуляторов корректора. Все
расчеты проводятся по специальным программам на ЭВМ, которые выдают дан-
ные для установки регуляторов.
Следует отмет ить, что при изменении положения одного из регуляторов К К
его затухание изменяется на всех частотах линейного спектра СП одновременно,
что создает взаимозависимость действия регуляторов и усложняет настройку кор-
ректоров
Компенсация случайных искажений в эксплуатационных ус-
ловиях существенно упрощается при использовании корректоров
локального действия, затухание которых в процессе настройки
ОСЦ-
Рис 4.32. Схема настройки косинусного корректора
161
изменяется в сравнительно узкой полосе частот. Семейство ха
рактеристик корректора локального действия имеет вид
нансных кривых, амплитуда, полярность, ширина и частота ма(/
симума которых может изменяться в процессе настройки. Редди”
зовать такое семейство характеристик можно с помощью корре^
тора Боде (см. рис. 4.24), однако более простым и экономичны^
является локальный корректор, построенный по схеме на рис. 4.33.
Основой этой схемы является Т-образный удлинитель с ха-
рактеристическим сопротивлением
нагруженный
согласован-
но (7?н = Rq ). Резистор /?2 этого удлинителя выполнен в виде по-
тенциометра, подвижный контакт которого соединен с последо-
вательным резонансным контуром, элементы которого L и С вы-
бираются из соображений получения требуемой резонансной
частоты и ширины резонансной кривой. В среднем положении
подвижного контакта потенциометра выполняется условие
R2' Rh = 7?2"7?1/2. При этом резонансный контур оказывается
включенным в диагональ уравновешенного моста и затухание
корректора равно затуханию частотно-независимого удлинителя
(рис. 4.34, линия 7). При перемещении подвижного контакта в
крайнее верхнее положение контур шунтирует резистор Rt 2 и на
резонансной частоте этого контура затухание корректора мини-
мально (рис. 4.34, кривая 2). В крайнем нижнем положении по-
движного контакта потенциометра контур шунтирует /?,„ и зату-
хание корректора на резонансной частоте становится максималь-
ным, ограничиваясь лишь величиной потерь в контуре LC (рис.
4.34, кривая 5).
Обычно сопротивление R2" разбивается на два, одно из кото-
рых является ограничительным,
мой одного корректора, можно
Число кривых,
реализуемых
схе-
R.
увеличить,
разбивая
резистор
на ряд параллельно соединенных резисторов
со своими резо-
Рис. 4.35. Схема локальною
корректора, позволяющая ком'
пенсировать АЧИ практически
любой формы
Рис. 4.33. Локальный
корректор
Рис. 4.34. Час-
тотные характе-
ристики локаль-
ного корректора
162
, ясными контурами, настроенными на разные частоты в преде-
1,8 диапазона частот корректируемого тракта (рис. 4.35). В ре-
^пьтате в этом диапазоне частот можно компенсировать АЧИ
практически любой формы при очень простом алгоритме на-
стройки.
Влияние погрешности коррекции на помехозащищенность каналов.
Предкоррекния
Наибольшее влияние на помехозащищенность каналов пере-
дачи оказывают регулярные погрешности коррекции на усили-
тельных участках линейного тракта СП, вызванные неточным со-
ответствием частотных характеристик усиления и затухания этих
участков. При синтезе корректирующих устройств, компенсиру-
ющих АЧИ усилительных участков, стремятся обеспечить наи-
лучшее (чебышевское) приближение АЧХ усилителя к АЧХ пред-
шествующего участка линии. Возникающие в данном случае по-
грешности знакопеременны (рис. 4.36). Накапливаясь от участка
к участку, они будут складываться арифметически. За счет знако-
переменное™ регулярных погрешностей средняя мощность груп-
пового сигнала остается практически такой же, а изменение по-
мехозащищенности будет обусловлено только отклонением уров-
ня передачи в данном канале от номинального значения. В част-
ности, при уменьшении усиления, т. е. понижении уровня
передачи, возрастает мощность как собственных, так и нелиней-
ных помех.
Если в спектре данного канала уровень передачи на каждом
УУ понижается на величину А5 (на рис. 4.36 на частоте/^), то из-
менение уровня передачи на секции ОУП-ОУП будет иметь вид,
показанный на рис. 4.37. Мощность собственных помех в ТНОУ
с учетом выражения (3.7) и закона накопления этих помех в
конце секции, содержащей п усилителей, будет
Рнс. 4.36 Погрешности Рис. 4.37. Изменение уровня передачи на
Корректирования (Л5) секции ОУП - ОУП без предкоррекиии
6*
163
Здесь А — коэффициент, определяемый параметрами усилите! 1
Выражение в квадратных скобках представляет собой геометв
ческую прогрессию. Определяя сумму этой прогрессии, получа^
1П0,1лдА ,
Р’ _____—
гспО-л O.laS j
Учитывая очевидное соотношение 10°',л5= е°’23л5, окончательно
находим
Р' -А \0 ОАр^ 10005(л 1)Д5 sh(0,115wAS)
Рс"° shO,O115A5 (4-42)
Имея в виду, что при отсутствии регулярных погрешностей кор-
рекции мощность собственных помех на выходе секции
Лгпо = Яу4‘ можно определить снижение помехозащищен-
ности от собственных помех:
Д4КП = 101g(P'cn0/Pcn0) = 0,50 - 1)Д5 +
+ 10lg{sh(0,115«A5)/zzsh (0,115дД)] (4.43)
При 0,115лД5« 1 ЛА зсп я= 0,5(/г - 1)Д5. Аналогичный результат
получается при расчете снижения помехозащищенности от нели-
нейных помех 2-го порядка:
ДД„12»О,50- 1)Д5.
(4.44)
Полагая, что нелинейные помехи 3-го порядка 1-го рола на
секции ОУП-ОУП суммируются по напряжению, получаем
р.н310 = с- 10°^[1 +10°’°^+ ,0- -+...+ .0°—-12.с. ю°-2^>
„0,05 и -1) aS sh (0,5 0,115лД5)
х 10 —
п sh (0,5 0,115Д5)
При 0,5 • 0,115лД5« 1
ДЛ,н2»О,50- 1)Д5. (4-45)
Здесь С - коэффициент, определяемый параметрами нелиней-
ности усилителя и его загрузкой.
Для оценки снижения помехозащищенности от суммарна
помех при условии, что 0,115 • лД5« 1, получаем аналогичны1’
результат:
ДЛ3 = 101g|(P ’сп0 + Р 'н20 + Р 'н310)/(Рсп0 + Рн20 + Рн310)]. (4 4б>
164
р]аПримвр, при „ = 40 и AS =0,15 дБ ЛА^З дБ, что соответствует увеличе-
ю мощности помех вдвое.
f Как Ужс указывалось, для уменьшения регулярных погреш-
тей коррекции используются магистральные корректоры
*МК), устанавливаемые по мере накопления этих погрешностей.
Пои большом числе НУП в секции ОУП-ОУП число МК в ли-
ейном тракте оказывается очень большим. Уменьшение их
числа в широкополосных СП, работающих по коаксиальному ка-
бечю, достигается с помощью предварительной коррекции (пред-
коррекции).
При применении предкоррекции на входе корректируемого
участка линейного тракта, содержащего л усилителей, на часто-
тах, на которых усиление за счет погрешности коррекции снижа-
ется, уровень передачи увеличивают на Др = 0,5(л- 1)А5, т. е. на
половину накапливаемой погрешности (рис. 4.38). В результате
на одной половине корректируемого участка помехозащищен-
ность оказывается выше номинальной, а на другой — ниже номи-
нальной. При этом происходит взаимная компенсация влияния
погрешности коррекции на помехозащищенность каналов.
Мощность собственных помех в ТНОУ на выходе корректи-
руемого участка при наличии предкоррекции определяется сум-
мой геометрической прогрессии
^ = >4 10°,₽-/[10 Oj4'+10 л*
+ 10^.1(Л,-2лЛ+.__+1 + 100.1йХ+100.1 2/\S
+ 10°^] - А -10 OJ₽"'P sh(0J-15-”^-. (4.47)
sh(0,115AS)
При использовании предкоррекции снижение помехозащи-
щенности из-за погрешности коррекции
Д^зспк = 101g ( sh(0,115 лД5)/ nsh(0,115д5)] (4.48)
Поскольку при х < 1 shx ~х + х/6, а при х « 1 shx « х, выражение
(4.48) можно записать в виде
Zip
~(n-1)AS
j(n-1)4S
Рис. 4.38. Изменение уровня передачи на секции ОУП
— ОУП при использовании предкоррекции
165
ДАспк ~ ,0|ё I 1 + (°’1 15лЛ5)2/6]. (4.49)
Аналогично можно вычислить потери помехозащищенности
нелинейных помех 2-го и 3-го порядков:
ААш2к = l0,g I 1 + (0,115лД5)2/61; (4.50)
ДЛзнЗк® 10,gI 1 + (0,115лД5)2/3]. (4.51)
В табл. 4 1 приведены вычисленные значения потерь помехозащищенности
от суммарных помех в верхних каналах широкополосных СП, работающих по ко-
аксиальному кабелю, в которых помехами нелинейности 2-го порядка можно
пренебречь. Вычисления производились при оптимальных уровнях передачи, оп-
ределяемых в соответствии с выражением (3.83) при отсутствии и наличии пред,
коррекции
Если, как и в предыдущем примере, принять, что ДА 0,15 дБ и допустимое
снижение помехозащищенности не должно превышать 0,5 дБ, то в соответствии с
данными табл. 4.1 при отсутствии предкоррекции на каждом седьмом НУП
(1:0,15 = 7) необходимо включать МК. При предкоррекции корректирующие уст-
ройства могут включаться через каждые 60 НУП (9:0,15 = 60).
Таб л и ца4.1
] n&S, дБ 1 2 4 6 7 8 9
ДЛ3, дБ 0,5 1 2 3 3,5 4 4,5
А4ЗК, дБ 0,006 0,024 0.096 0.21 0,3 0,38 0,49
4.5. АВТОМАТИЧЕСКОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ УРОВНЕЙ
Общие принципы работы устройств АРУ
Устройства коррекции переменных АЧИ, вносимых группо-
выми трактами СП, устанавливаются на оконечных и промеЖУ'
точных станциях, и их число в трактах большой протяженности
может достигать нескольких сотен. При этом большинство кор-
ректоров устанавливается на НУП. Эффективное действие такого
числа корректоров в условиях эксплуатации возможно лиЧ1Ь
путем автоматизации процессов управления ими. Эту функШ11®
выполняют устройства автоматического регулирования уровнен
(АРУ).
Основное назначение устройств АРУ заключается в подДег
жании на выходах усилительных станций номинальных значенИ1
относительных уровней передачи, которые могут колебаться И3
166
рис 4.39. Организация ков-
ыльного канала
и температурных изменений затухания предшествующего участ-
ка линии, изменений во времени усиления усилителей и т. п.
Передача на усилительные пункты информации о состоянии ли-
нейного (группового) тракта осуществляется по контрольным ка-
налам в соответствии со схемой, приведенной на рис. 4.39. На
передающей оконечной станции в линейный спектр СП вводится
сигнал контрольной частоты (КЧ) со строго стабильным уровнем
дч, который вырабатывается генератором контрольной частоты
(ГКЧ) и подается на вход усилителя передачи (Успср) через развязы-
вающее устройство (РУ). Последнее исключает шунтирование трак-
та передачи группового сигнала выходным сопротивлением ГКЧ.
Ток КЧ вместе с групповым сигналом передается по линейному
тракту и выделяется на выходах каждого линейного усилителя
(ЛУс) приемником контрольного канала (ПКК). Уровень сигнала
КЧ на выходе ПКК равен номинальному значению, если затухание
предшествующего участка тракта не изменилось относительно но-
минального. При изменении этого затухания изменяется уровень
сигнала КЧ, что вызывает срабатывание регулирующего устройства
(Per), воздействующего на ПАК, включенный в цепи ОС или на
входе ЛУс. Усиление ЛУс изменяется до тех пор, пока уровень сиг-
нала КЧ на его выходе, а значит, и на выходе ПКК не восстано-
вится. При этом компенсируется изменение затухания участка
ТРакта, вызвавшее изменение тока КЧ.
Наиболее точно эта компенсация осуществляется на частоте
контрольного сигнала. На других частотах линейного спектра
имеет место большая или меньшая погрешность. Для повышения
точности коррекции переменных АЧИ тракта число КЧ увеличи-
вают. выбирая их на разных участках линейного спектра. На
'У обычно применяют два сигнала КЧ. поскольку затухание
ттих линий в линейном спектре частот применяемых СП изме-
няется практически по линейному закону (рис. 4.40, а). В СП,
Работающих по симметричному кабелю, применяют обычно три
. Располагая их на краях и в середине линейного спектра
Рйс. 4.40, 6). В СП, работающих по коаксиальному кабелю, за-
Иание которого можно с достаточной степенью точности вы-
стить по формуле Д, = Л0\7ТМГц], частотная характеристика
167
Рис. 4.41. Многочастотная система
АРУ
Рис. 4.40. Зависимость затухания линии
от частоты:
а - воздушные линии; б симметричный кабель
затухания участка тракта однозначно определяется значением
затухания на одной частоте. Поэтому в этих системах достаточно
использовать одну КЧ. Практически для повышения точности
регулирования используют дополнительную КЧ. Это вызвано
тем, что помимо изменения затухания линии связи на затухание
регулируемого участка тракта влияет также изменение коэффи-
циентов усиления ЛУс, число которых в линейных трактах ши-
рокополосных СП, работающих по коаксиальному кабелю, весь-
ма велико. Изменения усиления ЛУс вызваны колебаниями тем-
пературы и неточностью работы АРУ.
В многочастотных системах АРУ применяются несколько ПАК,
каждый из которых управляется своим сигналом КЧ (рис. 4.41).
Местоположение КЧ в линейном спектре СП выбирается
таким образом, чтобы свести к минимуму возможность влияния
КЧ на групповой сигнал и облегчить выделение их приемником
контрольного канала. Обычно КЧ располагаются на месте вирту-
альных несущих частот. На рис. 4.42 в качестве примера показа-
но размещение КЧ в линейном спектре системы К-60П.
В результате взаимодействия токов группового сигнала и
токов КЧ возникают нелинейные помехи, величина которых оп-
ределяется мощностями этих сигналов. Для обеспечения необхо-
димой защищенности каналов ТЧ от нелинейных помех уровень
сигнала КЧ на выходе ЛУс устанавливается меньшим, чем отно-
сительный уровень канального сигнала в той же точке, по кра® ь
ней мере на 10 дБ. 0
Построение одиночного устройства АРУ по току КЧ показав
на рис. 4.43. Сигнал КЧ на выходе ЛУс с уровнем ркчвых вь1Я'тЯ
ется узкополосным фильтром (ФКЧ), усиливается усилите^
КЧ1Б КЧ 112 КЧ-2Ч8
72,J
251,7
Рис. 4 42. Разм—
контрольных сИЬ-1
линейном ,иСнКТ6<>П
мы передачи К
168
Рис. 4.43. Построение оди-
ночного устройства АРУ по
КЧ
Рис. 4.44. Принцип работы АРУ по тем-
пературе грунта
контрольной частоты (УКЧ), выпрямляется в детекторе (Д) и по-
дается на вход схемы сравнения (СС). Выпрямленный ток КЧ в
СС сравнивается с эталоном, в качестве которого могут исполь-
юваться напряжение, ток, сила упругости пружины, сила тяжес-
ти и т. д. Очевидно, что в СС выпрямленный ток КЧ должен
преобразовываться в величину, имеющую ту же физическую при-
роду, что и эталонный сигнал.
Если уровень р^ вх равен номинальному значению, уровень ркч вых
также будет номинальным и ток /кч будет соответствовать этало-
ну. На выходе СС сигнал ошибки отсутствует, и регулирование
усиления ЛУс не происходит. При уменьшении уровня ркч вх по
какой-либо причине уменьшаются ркч ВЬ|Х и /кч. Выпрямленный
ток КЧ не будет соответствовать эталону, на выходе СС появля-
ется сигнал ошибки U который воздействует на регулируемый
Бемент (РЭ) ПАК, изменяя затухание последнего. Переменный
АК увеличивает усиление ЛУс до тех пор, пока уровень рт вых
новь не станет номинальным, сигнал ошибки на выходе СС ис-
дрУег и Регулирование прекратится. Аналогично работает схема
при увеличении ркч вх. Таким образом, устройство АРУ не-
РЬ1ВНо контРОлирует и автоматически компенсирует все от-
' нения тока КЧ от номинального значения.
млт точки зрения теории автоматического регулирования рас-
Гщ |цРенная схема относится к устройствам автоматической ста-
гви7 ВЦИи’ Приемник контрольного канала выполняет роль чув-
Pct-?J]p, ьног° элемента (ЧЭ), который усиливает и преобразует
’ •• Физ/еМУЮ величинУ *вых (сигнал КЧ) в сигнал X, имеющий ту
Ммй адЧескую пРиРоду, что и эталонный сигнал XJt, формируе-
ЙОс*ныйаЮи1ИМ УстРойством (ЗУ). На выходе СС образуется раз-
сигнал (ХУ1 - Л), который поступает на регулирующее
169
устройство или собственно регулятор. Регулятор определяет
закон регулирования, в соответствии с которым формируемый ца
его выходе сигнал Хр воздействует на регулируемый объект (РО).
В схеме на рис. 4.43 регулируемым объектом является ЛУс с
ПАК, включенном в цепи ОС усилителя или на его входе.
Если закон регулирования таков, что выходной сигнал регу.
лятора пропорционален сигналу ошибки на выходе СС, регуля-
тор называется пропорциональным (П-регулятор), а устройство
АРУ - устройством с П-регулированием. Если в соответствии с
законом регулирования между Хр и (Лэт - X) нет однозначного со-
ответствия, в частности выходной сигнал регулятора пропорцио-
нален интегралу от величины отклонения на его входе, регулятор
называется интегральным (И-регулятор), а устройство АРУ-уст-
ройством с И-регулированием.
Следует отметить, что в реальных системах АРУ некоторые из
перечисленных функциональных узлов могут отсутствовать, а
иногда трудно провести их четкое разграничение, если, напри-
мер, они объединены в одном устройстве. Так, в ряде систем
АРУ объединены СС, ЗУ и собственно регулятор.
Помимо устройств автоматической стабилизации могут при-
меняться схемы АРУ, представляющие собой следящие системы.
Примером следящей системы может служить АРУ по температу-
ре грунта, широко применяемая в системах передачи по кабелям.
В таких системах основной причиной изменения затухания груп-
повых и линейного трактов являются изменения температуры
грунта на глубине прокладки кабеля. На этой глубине в грунт по-
мещается термодатчик (ТД). который связан с усилителем соеди-
нительным кабелем и является управляющим элементом ПАК
(рис. 4.44).
Между затуханием магистрального кабеля и температурой
грунта имеется однозначное соответствие. Изменение температу-
ры грунта приводит к изменению сопротивления термодатчика и
соответствующему изменению затухания ПАК, а следователь^
к изменению усиления ЛУс. Таким образом, система АРУ РЭД
смотренного типа следит за температурой грунта и компенсируй
температурные изменения затухания кабеля, осуществляя
венное регулирование. При большой длине соединительного
беля его емкость шунтирует сопротивление термодатчика, Н‘Р
шая работу ПАК и процесс регулирования уровня. Для уоД®^
ния этого влияния в устройство АРУ по температуре груйт®М
дят схему автоматической стабилизации, в которой термояд,
не связан непосредственно с ПАК. Управляющим сопротив
ем ПАК в этом случае служит терморезистор косвенного
грева, который так же, как и термодатчик, является э-леМгер(
самобалансирующейся мостовой схемы. При этом через
170
датчик протекает ток низкой частоты, на которой шунтирующее
действие емкости соединительного кабеля не сказывается.
Следящие системы АРУ не имеют замкнутой петли авторегу-
дирования, и поэтому точность регулирования в таких системах
существенно ниже, чем в системах АРУ по КЧ, поскольку на нее
влияют неравномерный прогрев грунта на разных участках трас-
сы прокладки кабеля, старение термодатчика и элементов кор-
ректора и т. п. На практике такие системы используют только
совместно с устройствами АРУ по КЧ, которые помимо своих
основных функций устраняют погрешности коррекции, возни-
кающие при работе косвенных систем АРУ.
Параметры устройств АРУ
Для оценки и сравнения качественных показателей различ-
ных систем АРУ используется ряд параметров, которые можно
разделить на статические и динамические. Первые характеризуют
свойства системы в установившемся режиме, при котором отсут-
ствуют переходные процессы, а вторые — процессы регулирова-
ния, протекающие в устройствах АРУ с момента возникновения
возмущающего воздействия до момента, при котором процесс
регулирования можно считать законченным. В соответствии со
значениями статических и динамических параметров осущест-
вляется классификация систем АРУ.
Основными статическими параметрами являются пределы ре-
гулирования и статическая погрешность регулирования. Пределы
регулирования (± Д5 ) определяют максимально возможное изме-
нение коэффициента передачи регулируемого объекта (напри-
мер, усилителя с корректором) на заданной частоте (обычно на
К") и зависят от параметров регулируемого объекта, в частности
типа регулирующего элемента, через который осуществляется
'^действие на объект. В качестве такого элемента во многих
^Фойствах АРУ используют терморезисторы косвенного подо-
Л^Ва- диапазон изменения сопротивления которых влияет на
Редели регулирования.
Готическая погрешность регулирования (8 0) определяет от-
КЧНнеНие Регулируемого параметра (например, уровня сигнала
,Цсниа Вых°ле усилителя) от номинального значения после завер-
ишь процесса регулирования. С точки зрения статической по-
СТИ УстР°йства АРУ можно разделить на статические и
'"Чинь ЧеСКМе‘ В первых статическая погрешность зависит от ве-
j । ‘ ОТклонения регулируемого параметра на входе объекта
»> ьгор аНия от номинального или установившегося значения,
х обеспечивается постоянство регулируемого параметра
171
на выходе регулируемого объекта независимо от величины от-
клонения этого параметра на входе, т. е. в астатических системах
АРУ статическая погрешность регулирования постоянна и может
быть близка к нулю.
Динамические параметры устройства АРУ зависят от формы
переходной характеристики процесса регулирования, которая оп-
ределяется реакцией системы на единичный скачок возмущаю-
щего воздействия, например единичный скачок уровня сигнала
КЧ (Др0). К динамическим параметрам относятся: время регули-
рования, скорость регулирования и величина перерегулирования.
Время регулирования (?р) определяет длительность процесса ре-
гулирования от момента изменения регулируемого параметра
(сигнала КЧ) на входе устройства АРУ до момента, после кото-
рого отклонение регулируемого параметра от установившегося
значения не превосходит некоторой, наперед заданной величи-
ны. Эта величина обычно принимается равной 0,05 Др0.
Различают среднюю, начальную и максимальную скорости
регулирования. Средняя скорость vp = &pG/tp — это скорость изме-
нения уровня сигнала КЧ, которая должна быть достаточной для
того, чтобы изменение усиления ЛУс успевало за изменением за-
тухания регулируемого участка тракта. Начальная скорость v0 оп-
ределяется крутизной переходной характеристики в начальной
точке, а максимальная vmm — максимальной крутизной этой харак-
теристики. Максимальная скорость регулирования не должна
быть слишком высокой, в противном случае изменение затуха-
ния тракта в процессе регулирования будет восприниматься как
мультипликативная помеха (обычно vmcx< 1 дБ/c). При выборе
параметров АРУ стремятся обеспечить постоянную скорость ре-
гулирования, т. е. vp = v0 = vima, или скорость, уменьшающуюся с
течением времени, т. е. vp < v0 = vmax.
Величина перерегулирования (о) представляет собой макси-
мальное отклонение регулируемого параметра (Ддкч) от устано-
вившегося значения в процессе регулирования относительИ
первоначального скачка уровня:
о = Дркч/Др0-
На рис. 4.45 приведены переходные характеристики проняв
регулирования двух типов - колебательная (кривая /) и апе'3г](Г
дическая (кривая 2). На этих графиках показаны статическая
грешность регулирования 8(|, время регулирования /р и веди
Дркч. Очевидно, что перерегулирование имеет место тольК°н0р1
переходной характеристике колебательного характера. По ^1г
мам величина перерегулирования о должна быть меньше е 1
172
Рис 4.45. Переходные характеристики
процесса регулирования
цы. т. е. амплитуда переходного процесса не должна превышать
вызывающего его возмущения.
Одиночное устройство АРУ по КЧ
Одиночное устройство АРУ по КЧ представляет собой зам-
кнутую систему, свойство которой определяется передаточной
функцией по возмущающему воздействию. В качестве последне-
го можно рассматривать отклонение уровня сигнала КЧ от номи-
нального или установившегося значения. В схеме на рис. 4.43 в
установившемся режиме
и п=и (4.52)
где (/кч ВЬ|х0 и (/ч вх0 - номинальные значения выходного и входно-
го напряжений сигналов КЧ; — коэффициент передачи РО.
При отклонении входного напряжения КЧ на Д(/КЧ1М выходное
напряжение также изменится. Тогда
выхО 4" А^ЧВЫх = (^ЧВхо + Л^ЧВх)^о- ^(^Д^, (4.53)
где TK(S) - передаточная функция разомкнутой петли ОС, характе-
ризующая переходный процесс в системе авторегулирования; S —
комплексная частота. Знак минус в правой части выражения (4.53)
Указывает на то, что ОС должна быть отрицательной для обеспече-
ния эффекта уменьшения возмущения на выходе системы.
Вычитая почленно (4.52) из (4.53) и рассматривая относитель-
ные приращения сигналов КЧ на входе и выходе системы АРУ,
ПолУчаем
АЦ1Ч вых Л Сч ВХ I
^кч выхО С<ч вхО 1 "Г
КЧ1}?11 Мадых относительных изменениях напряжений сигналов
Тг,|ДаХ м^но заменить приращениями уровней этих сигналов.
На в В('1ередаточная функция устройства АРУ может быть записа-
Г(‘5) = Аркчвых/Дркчвк = И1 + ^(5)1- (4.54)
173
Таким образом, динамические параметры и статическая по-
грешность регулирования системы АРУ определяются передаточ-
ной функцией разомкнутой петли ОС, которая равна произведе-
нию передаточных функций звеньев, входящих в состав устройства
АРУ. В соответствии со схемой на рис. 4.43 такими звеньями ото-
бражаются ЧЭ (ПКК), регулятор, который можно представить со-
стоящим из собственно регулятора и схемы сравнения, и РО (в на-
правлении от точек подключения РЭ к выходу РО).
В теории автоматического регулирования различают пропор-
циональные (безынерционные), инерционные, интегрирующие и
дифференцирующие элементарные звенья. Приемник контроль-
ного канала (ЧЭ) должен, строго говоря, отображаться инерци-
онным звеном достаточно высокого порядка за счет входящего в
его состав узкополосного, обычно кварцевого, фильтра КЧ. Од-
нако постоянные времени ПКК значительно меньше времени
отработки системой АРУ возмущений на ее входе. Поэтому ПКК
можно рассматривать как пропорциональное элементарное
звено, передаточная функция которого
Tn(S)=K
(4.55)
Передаточная функция РО определяется типом отнесенного к
нему РЭ. В качестве последнего наиболее часто используется
терморезистор косвенного подогрева. Работу терморезистора
можно отобразить двумя инерционными звеньями 1-го порядка,
включенными каскадно. Передаточная функция РО с герморе-
зистором имеет вид
+ (456)
где Tj и т2 - постоянные времени, отражающие тепловую инерцию
тела терморезистора и инерционность передачи тепла от подогрева-
теля к рабочему телу. Современные терморезисторы выполняются
так, что т, » т2. Поэтому передаточную функцию РО приближенно
можно представить инерционным звеном 1 -го порядка:
7^(5)= Аро/(5т1 + 1),
где Ар,, — коэффициент передачи от РЭ на выход РО. Эта часть
РО рассматривается как пропорциональное звено. Передаточ
функция регулятора определяется типом регулирования. В УЧ
ройствах АРУ с П-регулированием регулятор отображается
порциональным звеном с передаточной функцией
/45s
Грп(5) = АГрП. (Ж
В устройствах АРУ с 14-регулированием в состав регулятора вкя
ется интегрирующее звено. Передаточная функция такого регу
174
(4.59)
Где тю — постоянная времени интегрирующего звена.
Передаточная функция разомкнутой петли ОС устройства
дРУ с учетом выражений (4.54) и (4.59) запишется в следующем
виде.
для устройства АРУ с П-регулированием
Л,сп(^= VG^ + l), (4.60)
где Ап = ^пкк^ро^рП’
для устройства АРУ с 14-регулированием
Гос|1(5)=АГи/тиз5(5т| + 1), (4.61)
где Аи AfnKK А"ро АрН.
Передаточные функции устройств АРУ, определяемые выра-
жением (4.54) с учетом (4.60) и (4.61), имеют вид:
для устройства АРУ с П-регулированием
7’(5) = (5т, + 1)/(5т| + 1 + /(п); (4.62)
для устройства АРУ с И-регулированием
T(S) = т из5(5т, + 1)/(52 т нзт, + 5тиз + К и). (4.63)
По передаточной функции цепи 1\S} путем применения об-
ратного преобразования Лапласа можно найти переходную ха-
рактеристику
h(t) L 'ГЪ(5)
О
(4.64)
орма переходной характеристики определяется полюсами пере-
даточной функции, т. е. корнями знаменателя. Если полюсы ве-
(з,е„ствснны и отрицательны, то переходный процесс в системе
В()В^Т Г!сегда апериодическим и перерегулирование будет отсутст-
с П-^ следует из (4-62), передаточная функция устройства АРУ
|;члюсС1УЛИР°ВаНИем имеет один вещественный, отрицательный
Рйодич Т 6 процесс Регулирования в этом устройстве будет апе-
'гновеССК1к1 Нужно, однако, отметить, что (4 62) получено на
110Рядка°Г РаЖСНИЯ термоРезистоРа инерционным звеном 1-го
1,451 Функ СЛИ учесть более полную формулу (4.56). то передаточ-
ilki ПолюЦИЯ устР°йства АРУ с П-регулированием будет иметь
'Ри вып,Ла’ котоРЬ1е будут вещественными и отрицательными
°лнении условия
т,/т2 > 4 А-
(4.65)
175
В устройствах АРУ с И-регулированием постоянная времени
интегрирующего звена может составлять несколько часов, инер.
ционные свойства терморезистора практически сказываются
очень мало и передаточная функция (4.63) является достаточно
точной.
Применяя преобразование (4.64) и используя выражение
(4.62), находим переходную характеристику устройства АРУ с Fl-
регулированием:
, I (1+Кп),/т.
()’1 + кп + 1+кпе
(4.66)
Как следует из полученного выражения, устройства АРУ с П-
регулированием имеют принципиально неустранимую статичес-
кую погрешность регулирования
6 о = (0,^ х = А />„/( । + К п), (4.67)
т. е. эти устройства относятся к статическим системам АРУ.
Уменьшить данную погрешность можно увеличением коэффици-
ента передачи по петле авторегулирования Кп. Однако при этом
может быть нарушено условие (4.65). Учитывая, что у современ-
ных терморезисторов т,/т2а 100, величина <20...25, т. е. ста-
тическая погрешность регулирования составляет примерно 5% or
отклонения входного уровня сигнала КЧ. Соответственно если
задаться допустимой статической погрешностью регулирования,
то можно установить пределы регулирования устройства АРУ.
Построив по выражению (4.66) переходную характеристику уст-
ройства АРУ, можно графически определить динамические пара-
метры этого устройства.
Для устройства АРУ с И-регулированием с учетом (4.63) на-
ходим при условии, что — « 1,
Тиз
, *~^Их1/тиз ~Ки— ^Их1/тиз
й(й = -;——е '«“I—тТ------7—’
' - 2^Их1/хиз 1 2КИх1/тиз
(4.68)
фуНКДИЯ
Из полученного выражения следует, что при /-><»
h(t) -> 0, т. е. рассматриваемая АРУ не имеет статической
грешности регулирования и относится к астатическим систем'
АРУ. Интегрирующее звено, входящее в состав АРУ с И-РеГУ 1
рованием, является элементом памяти. Это позволяет лег ко -
ществлять в астатических системах блокировку АРУ при ||р е.
Дании или резком изменении уровня КЧ, не связанном с
нением затухания тракта. Наличие элемента памяти позво.^
зафиксировать положение регулятора на момент пропадания ч
176
нала КЧ и сохранить это положение до восстановления уровня.
При отсутствии блокировки пропадание или снижение уровня
сигнала КЧ воспринимается устройством АРУ как увеличение
затухания тракта, регуляторы до предела будут увеличивать уси-
ление ЛУс, что может привести к самовозбуждению каналов СП
и перегрузке усилителей. После этого восстановление диаграммы
уровней будет возможно только при прекращении связи по этой
СП и ручного регулирования всех ЛУс. В системах с П-регулиро-
ванием такая блокировка АРУ затруднена и обычно используется
упрошенный способ, при котором в случае пропадания сигналов
КЧ усиление ЛУс принудительно снижается до минимума.
Следует иметь в виду, что реальные интегрирующие звенья
обладают зоной нечувствительности, в которой они не реагируют
на изменение уровня сигнала КЧ. Поэтому в реальных системах
с И-регулированием статическая погрешность регулирования не
равна нулю, но постоянна и равна величине порога нечувстви-
тельности и не зависит от возмущающего воздействия.
Тепловая инерция терморезисторов в устройствах АРУ с И-
регулированием приводит к уменьшению начальной скорости ре-
гулирования и задержке всего процесса регулирования. Этот не-
достаток можно устранить применением устройств АРУ с про-
порционально-интегральным регулированием (П И-регулирова-
нием). В таких устрйствах АРУ параллельно интегрирующему
звену (ИЗ) включают пропорциональное звено (ПЗ), создавая
двухканальную ОС. Такая структура обеспечивает высокую на-
чальную скорость регулирования за счет действия ПЗ и устране-
ние статической погрешности в конце регулирования за счет
1ействия ИЗ. Последнее, кроме того, позволяет обеспечить бло-
кировку АРУ.
На рис. 4.46 для сравнения приведены переходные характе-
ристики реального И регулятора и ПИ-регулятора. Из графиков
видно, что начальная скорость при Й-регулировании существен-
но меньше средней, а при ПИ-регулировании резко увеличивает-
сЯ за счет снижения средней скорости. Таким образом, усгройст-
с ПИ-регулированием быстро компенсирует большие измене-
hi., 4
' 1. •ЧТдрдХ^НЬ1е хаРактеристики И- (У) и
177
ния затухания тракта, что в целом ряде случаев сказывается бла-
гоприятно на качестве работы трактов и каналов.
Помимо разделения устройств АРУ на статические и астати-
ческие, их можно классифицировать по виду зависимости усиле-
ния от изменения уровня входного сигнала КЧ. С этой точки
зрения различают непрерывные (аналоговые) АРУ, в которых уси-
ление изменяется непрерывно при изменении тока КЧ, и дис-
кретные, в которых усиление является ступенчатой функцией
уровня тока КЧ.
В рассмотренных выше устройствах АРУ петля авторегулиро-
вания замкнута независимо от того, осуществляется процесс ре-
гулирования или нет. Системы АРУ, в которых петля регулиро-
вания замыкается только в течение процесса регулирования, а
после завершения этого процесса размыкается, называются ре-
лейными. Очевидно, что в релейных АРУ обязательно осущест-
вляется И-регулирование, так как на время размыкания петли
регулирования необходимо фиксировать положение регулятора,
что и обеспечивает элемент памяти — ИЗ. В АРУ релейного типа
при срабатывании релейного элемента на регулирующее
устройство поступает управляющий сигнал постоянной величи-
ны. Поэтому в отличие от обычных устройств АРУ И-типа ско-
рость регулирования в релейных АРУ постоянна и не зависит от
отклонения уровня тока КЧ от номинального значения.
Регуляторы устройства АРУ
Основные статические и динамические параметры устройства
АРУ в значительной степени определяются типом применяемого
регулятора и регулируемого элемента. Рассмотрим некоторые,
наиболее распространенные типы регуляторов.
В устройствах АРУ с П-регулированием чаще используются
регуляторы электротермического и реже электрического типов.
Структурная схема устройства АРУ с электротермическим регу-
лятором приведена на рис. 4.47. Схема содержит ПКК, дифф6'
ренциальный усилитель (ДУ), выполняющий роль схемы сравне-
ния, и усилитель постоянного тока (УПТ), нагруженный на л
догреватель терморезистора косвенного подогрева. Последи
является РЭ ПАК, входящего в состав ЛУс. На один из вхоДв
ДУ с выхода ПКК подается напряжение UK4, пропорпиональ
амплитуде огибающей сигнала КЧ, а на другой вход _ эталоН*Ш
постоянное напряжение (7ЭТ. Разностное напряжение усилив*11
УПТ и создает ток подогрева терморезистора. Через пояоГР.йр-
тель терморезистора, кроме того, протекает постоянная с°е()1(я
ляющая выходного тока УПТ, необходимая для опредс .
знака разности напряжения тока КЧ и эталонного напря*ь 1
178 J
Очевидно, что ток подогрева терморезистора пропорционален
разностному напряжению на входе УПТ, т. е. рассматриваемый
регулятор обеспечивает П-регулирование.
Для осуществления возможности блокировки АРУ в регуля-
тор рассмотренного типа необходимо ввести элемент памяти.
Одна из предложенных схем памяти содержит на входе УПТ
конденсатор с малым током утечки и реле, которое срабатывает
при пропадании или резком снижении напряжения КЧ на выхо-
де ПКК и огключает УПТ от ДУ. Во входном каскаде УПТ при
этом применяют полевой транзистор с изолированным затвором,
обладающий очень высоким входным сопротивлением (Л^> 10"
кОм). При отключении УПТ напряжение на конденсаторе сохра-
няется неизменным в течение десятков часов? так как постоян-
ная времени разряда очень велика (порядка 107 с).
Действие регулятора электрического типа основано на изме-
нении положения рабочей точки на нелинейном участке проход-
ной характеристики транзистора, входящего в схему регулируе-
мого усилителя. При изменении напряжения КЧ напряжение
смешения на базе транзистора изменяется таким образом, что
усиление регулируемого усилителя увеличивается при уменьше-
нии напряжения КЧ и наоборот.
Регуляторы электрического типа не находят широкого приме-
нения в СП, поскольку наличие в регулируемом усилителе тран-
зистора с нелинейной проходной характеристикой не позволяет
обеспечить необходимые величины затуханий нелинейности.
Устройства АРУ с П-регулированием относительно просты,
надежны и не содержат механических деталей, трущихся контак-
тов и т. п. Однако в этих устройствах затруднено получение нуж-
ны переходных характеристик и достаточно сложно обеспечить
надежную блокировку АРУ. Существенно лучшими характерис-
тиками обладают регуляторы с И-регулированием, хотя они
ычни более сложные по конструкции и менее надежные. Наи-
Мг" важным элементом таких регуляторов являются устроист-
ляк^*1 и^1О'иие ИЗ. Название такого элемента обычно опреде-
ли название регулятора.
° и Н1егРирующим элементом электромеханического регулятора
'•сре / синхронный двигатель с замедляющим регулятором,
k'T|eciHc'0[ЗЬ1И вРащение ротора двигателя передается на РЭ. В
ПОСЛеднего может использоваться резистивный потен-
'р',|1ньщ ИЛН конденсатор переменной емкости (рис. 4.48). Асин-
ВО нВИ1аТеЛЬ содеРжит три статерных обмотки: одну об-
^‘^Жтеи УЖдеиия 01) и две - управления (I). Через обмотку
протекает тЯ °7 генеРатоРа с частотой 400 Гц (Г-400) непрерывно
hi|'!Hx Че 1OKi сдвинутый по фазе относительно токов, протека-
3 обмотки управления, на 90°. Токи в обмотках управ-
179
Рис. 4.47. Структурная
схема устройства АРУ с
электротермическим ре-
гулятором
Рис. 4.48. Структурная
схема устройства АРУ с
электромеханическим
регулятором
Рис. 4.49. Регуля-
тор с магнитоэлект-
рическим устройст-
вом
ления включаются контактами дифференциального или магнито-
электрического реле (РМЭ). Принцип действия РМЭ основан на
вращении рамки с током в поле постоянного магнита. Чем боль-
ше выпрямленный ток КЧ, протекающий через рамку, тем боль-
ше угол поворота рамки, на которой укреплен подвижной кон-
такт 7 РМЭ. При номинальном уровне тока КЧ подвижный кон-
такт находится между двумя неподвижными контактами 2 и 3.
При увеличении тока КЧ относительно номинального значения
контакты 1 и 3 замыкаются. При уменьшении тока КЧ рамка
вращается в противоположную сторону под действием спираль-
ной пружины, сила упругости которой является эталоном. При
этом замыкаются контакты / и 2. Контакты реле замыкаются
при изменении уровня тока КЧ относительно номинального зна-
чения на ± 0,5 дБ. Эта величина определяет зону нечувствитель-
ности регулятора. При замыкании контактов / и 3 (или I и 2) на
одну из обмоток управления подается ток от того же генератора
Г-400. Совместное действие обмоток возбуждения и управления
приводит к вращению ротора двигателя. Направление вращения
зависит от того, какая из обмоток управления подключается к Г-
400. Это, в свою очередь, зависит от знака отклонения уровня
сигнала КЧ. Замедляющий редуктор обеспечивает увеличение
постоянной времени тиз ИЗ.
Блокировка АРУ осуществляется отключением генератора Г-
400 от обмотки возбуждения двигателя. При вращении ротора
двигателя переменный конденсатор или резистивный потенцио-
метр изменяют затухание ПАК, а следовательно, и усиление ЛУс-
После восстановления номинального значения уровня сигнала
КЧ на выходе ЛУс подвижной контакт РМЭ перемещается в
нейтральное положение, ток в обмотке управления исчезает и
двигатель останавливается.
180
Пространственное положение ротора двигателя при номи-
нальном уровне сигнала КЧ может быть самым разным и зависит
оТ изменения уровня не только в данный момент, но и во все
предшествующие моменты, что характерно для интегрирующих
элементов.
Рассмотренное устройство АРУ является устройством релей-
ного типа, переходные характеристики которого представляют
собой не экспоненту, а отрезок прямой, что создает наиболее
благоприятный характер переходного процесса. Электромехани-
ческие регуляторы обеспечивают сравнительно большие пределы
регулирования усиления, однако они громоздки, имеют недоста-
точную надежность, потребляют большую мощность от источни-
ка питания и по этим причинам в современных СП используют-
ся редко.
Развитием электромеханических устройств АРУ является тер-
моэлектромеханическая АРУ, в которой регулируемым элемен-
том ПАК служит терморезистор косвенного подогрева. Измене-
ние тока подогрева осуществляется реостатом, подвижной кон-
такт которого жестко связан с осью ротора двигателя. Кратковре-
менные потери контакта реостата, возможные из-за его
изнашивания, не сказываются на сопротивлении терморезистора
вследствие тепловой инерции последнего.
Существенно лучшие показатели имеет регулятор с магнито-
электрическим устройством (МРУ) (рис. 4.49). В состав МРУ
входит магнитоэлектрический двигатель, состоящий из магнит-
ной системы и подвижной катушки, которая под действием тока,
протекающего через обмотку катушки и взаимодействующего с
полем постоянного магнита, может совершать вертикальное воз-
вратно-поступательное движение. При номинальном уровне тока
КЧ подвижная катушка находится в среднем положении. При
этом масса подвижной части МРУ, которая выполняет роль эта-
лона, уравновешивается силой, создаваемой взаимодействием
тока в подвижной катушке и полем магнитной системы. При от-
клонении тока КЧ от номинального значения равновесие нару-
шается, и катушка двигателя начинает перемещаться вверх или
вниз в зависимости от знака отклонения тока КЧ.
Внутренний объем МРУ заполнен вязкой жидкостью, которая
обеспечивает увеличение постоянной времени интегрирующего
Устройства, создавая жидкостное трение при перемещении по-
движной катушки. С катушкой двигателя жестко связан шток,
Перемещающий магнитный элемент в зазоре магнитопровода
Датчика индуктивности (ДИ) и изменяющий индуктивное сопро-
тивление последнего. Обмотка ДИ и нить подогрева терморезис-
^°Ра (Т) включены последовательно в цепь источника перемен-
но тока U Изменение индуктивного сопротивления ДИ при-
181
водит к изменению тока подогрева и сопротивления терморезис-
тора, который является регулируемым элементом ПАК.
Для обеспечения блокировки АРУ МРУ содержит электро-
магнитный фиксатор, удерживающий подвижную катушку двига-
теля в том положении, которое она занимала в момент пропада-
ния или резкого уменьшения сигнала КЧ. Положение подвиж-
ной катушки двигателя МРУ так же, как и ротора электромеха-
нического двигателя, при номинальном уровне сигнала КЧ на
выходе ЛУс неоднозначно и зависит от изменений тока КЧ,
имевших место до рассматриваемого момента времени, т. е. МРУ
является интегрирующим звеном.
Более высокой чувствительностью и надежностью обладает
МРУ с емкостным датчиком. Отличие его заключается в том, что
подвижная система этого устройства осуществляет вращательное
движение при протекании тока через обмотку подвижной систе-
мы. Ток в обмотке определяется разностью выпрямленного тока
КЧ и эталонного тока от стабилизированного источника. При
номинальном уровне сигнала КЧ на выходе ЛУс она равна нулю
и подвижная система МРУ находится в покое. При отклонении
уровня сигнала КЧ от номинального значения ток, протекающий
через обмотку двигателя МРУ, создает вращающий момент, и
подвижная система начинает медленно перемешаться в вязкой
жидкости, заполняющей объем МРУ. Направление вращения за-
висит от знака отклонения уровня сигнала КЧ.
С подвижной системой МРУ жестко связана ось, на которой
укреплены роторные пластины переменного конденсатора - дат-
чика емкости, включенного в цепь подогрева терморезистора.
Перемещение роторных пластин изменяет ток подогрева и в ко-
нечном счете усиление ЛУс. Ток чувствительности рассмотрен-
ного МРУ составляет 60 мкА. Время перемещения подвижной
части из одного крайнего положения в другое при токе 80 мкА
составляет 35... 120 мин.
Для блокировки АРУ в этом МРУ также используется
электромагнитный фиксатор. В МРУ обоих типов двигатель
одновременно выполняет роль схемы сравнения, что упрощает
устройство АРУ в целом.
Очень перспективным интегрирующим элементом регулятора,
не содержащим механически перемещающихся узлов, является
мемистор, действие которого основано на процессе электролиз:
Принцип действия мемистора поясняет схема, приведенная на
рис. 4.50. В герметизированном корпусе /, заполненном электро-
литом (медным купоросом или раствором хлористого серебра)-
помешены два электрода - управляющий 2 (соответственно из
меди или серебра) и резистивный 3 (электрод считывания), кото-
рый изготовляется из химически инертного металла (обычно из
182
Рис. 4.50. Регулятор с ме-
мистором
Рег.Ус
Рис. 4.51. Электронный регуля-
тор
платины) и покрыт слоем того же металла, что и управляющий
электрод. Разностное напряжение ((/кч - (/эт) с выхода схемы
сравнения прикладывается между управляющим электродом и
электродом считывания. Под действием этого напряжения воз-
никает упорядоченное движение ионов — положительных к
электроду с отрицательным потенциалом (катоду), а отрицатель-
ных - к электроду с положительным потенциалом (аноду). В ре-
зультате металл, содержащийся в электролите (медь или сереб-
ро), осаждается на катоде, а металл, осажденный на аноде, рас-
творяется. При изменении полярности разностного напряжения
анод и катод меняются местами.
В результате электролиза изменяется сопротивление электро-
да считывания, а следовательно, и ток в цепи нагрузки, создавае-
мый вспомогательным генератором. Этот ток может использо-
ваться для подогрева терморезистора в схеме ПАК.
Регулируемым элементом ПАК может служить непосредст-
венно изменяющееся сопротивление электрода считывания. В
ом случае мемистор выполняет одновременно функции регуля-
°Ра и регулирующего элемента.
Мемисторы обладают высокой чувствительностью (ток, при
тором начинает изменяться сопротивление резистивного
ЭДектрода, /упр<1 мА), инерционностью, высокой надежностью,
алыми размерами и экономичностью. К недостаткам этих ин-
183
тегрируютих элементов можно отнести температурную зависи-
мость их параметров и наличие сравнительно большой собствен-
ной емкости между выводами электрода считывания, что может
затруднить его использование в качестве регулируемого элемента
ПАК.
Реализация ИЗ, обладающих памятью, сравнительно просто
осуществляется в дискретных регуляторах, в которых сигналы,
циркулирующие по петле регулирования, имеют дискретный ха-
рактер. Дискретные регуляторы выполняются на реверсивных
двоичных счетчиках (электронный регулятор) или на трансфлюк-
сорах. Рассмотрим принцип работы электронного регулятора, ко-
торый иллюстрируется схемой на рис. 4.51.
Схема содержит управляющее устройство УУ, которое реаги-
рует на величину и знак разностного напряжения (t/K4-t/T),
формируемого на выходе схемы сравнения (СС), и датчик им-
пульсов регулирования (ДИР) - генератор прямоугольных им-
пульсов, поступающих на реверсивный двоичный счетчик (РДС).
Последний имеет прямой и обратный ходы, которые выбираются
управляющими сигналами В (’’Вперед") и Н (’’Назад”), поступа-
ющими на РДС из УУ. Выходы счетчика через ключи Кл,, Кл2,.„
подключают через элементы резистивной матрицы к подогрева-
телю терморезистора (Т) источник тока подогрева Ео. Когда счет-
чик ’’обнулен”, т. е. на его выходах напряжение отсутствует,
ключи Кл,, Кл2,... разомкнуты и через подогреватель протекает
ток /0= Ef/Ry (сопротивлением подогревателя по сравнению с со-
противлением элементов матрицы можно пренебречь). Это со-
стояние счетчика соответствует минимальному усилению регули-
руемого усилителя (Per. Ус.).
При UK4< U„ управляющее устройство подключает ко входу
РДС датчик импульсов и подает на счетчик сигнал В. После по-
ступления на вход РДС первого импульса от ДИР на выходе 1-го
разряда счетчика появится логическая 1, которая отключил Кл,-
При этом ток подогрева терморезистора увеличится на А/ = Ео &
сопротивление рабочего тела уменьшится, усиление регулируемо-
го усилителя возрастет и разностное напряжение ((/.я- ЕкЧ) на
выходе СС уменьшится. После поступления второго импульса
ток подогрева увеличится на величину 2 А/, так как откроется
Кл2 с сопротивлением резистивной матрицы R/2. Этот процесс
будет продолжаться до тех пор, пока UK4) не станет равным
нулю. Тогда УУ отключит ДИР и регулировка прекратится.
В случае, когда (/кч> 6/эт, УУ подает на РДС сигнал Н, кото-
рый включает обратный ход счетчика, и ток подогрева терморс
зистора начнет уменьшаться ступенями, равными А/.
1X4
Рис. 4.52. Изменение тока подо-
грева /п и сопротивления рабо-
чего тела термистора Ят во вре-
мени от управляющего напря-
жения t/yup
t
Изменение тока подогрева /п и сопротивления рабочего тела А,
терморезистора показано на рис. 4.52. Число ступеней изменения
тока подогрева при изменении усиления от минимального до мак-
симального значения равно 2", где п - число разрядов двоичного
счетчика. При п = 8 и пределах регулирования ± 10 дБ изменение
усиления на каждой ступени составит 20/2 = 0,08 дБ. При этом
обеспечивается практически плавное изменение усиления.
Период следования импульсов от ДИР определяет скорость
регулирования. Этот период должен быть в несколько раз больше
постоянной времени терморезистора. Двоичный счетчик являет-
ся элементом памяти, который сохраняет состояние регулятора
при отключении датчика импульсов от входа РДС (при UK4 = U31
или при пропадании сигнала КЧ).
Недостатком рассмотренной схемы является нарушение состоя-
ния двоичного счетчика при кратковременных пропаданиях напря-
жения питания и повторной его подаче. Это объясняется тем, что
триггерные ячейки, входящие в состав счетчика, имеют неизбеж-
ную асимметрию и при отключении питания оказываются ориен-
тированными произвольно. Для того чтобы при повторной подаче
питания усиление регулируемого усилителя не оказалось макси-
мальным, счетчик в этом случае принудительно ’’обнуляется”, что,
•Ик указывалось, соответствует минимальному усилению.
В дискретных регуляторах могут, как отмечалось выше, по-
льзоваться магнитные элементы памяти - трансфлюксоры.
Ранс<!)люксор - дискообразный ферритовый сердечник с прямо-
- °льной петлей гистерезиса, имеющий два отверстия с разными
1аметрами (рис. 4.53). Наименьшие площади сечения, показан-
. е На рис. 4.53, удовлетворяют условию 5, = 2S2 = 253. Транс-
юксор имеет одну обмотку управления wyiip и две рабочие об-
185
Рис. 4.53. Регулятор на трансфлюксоре
мотки wpl и wp2. Перемагничивание сердечника из одного состоя-
ния насыщения в другое происходит при напряженностях поля,
равных ± Нс. Предположим, что начальное магнитное состояние
сердечника соответствует рис. 4.54, а, где стрелками показаны
направления остаточной индукции. При подаче в обмотку w
тока /упр, создающего магнитное поле противоположного направ-
ления, осуществляется перемагничивание сердечника слоями, ог-
раниченными линиями /, (рис. 4.54, б), которые определяются из
условия /упр = Не1/wynp. При токе управления / ynp = //с l2/w
будет перемагничен участок магнитопровода трансфлюксора, ог-
раниченный линией /2 на рис. 4.54, в. Полное перемагничивание
всего сердечника происходит при токе управления
7 w = Hb/W упр (Р*1С 4.54, г).
Если в обмотку wpl подать переменный ток /, с амплитудой
//c/4/wp) < /)т< то этот ток в пределах участков магнито-
провода, ограниченных кривой /4, создает магнитное поле, на-
пряженность которого превысит Нк и которое может перемагни-
тить участки с сечениями S2 и 53, если HJx/wynv < /упр < HJ2/wm-
Полагая, что в положительный полупериод переменный ток
создает магнитный поток, направленный по часовой стрелке,
можно заключить, что в этот полупериод направление магнитных
потоков на участках с сечениями S2 и 53 изменится на противо-
положное. В обмотке кр2 в данном случае будет наводиться ЭДС,
среднее значение которой зависит от степени насыщения указан-
ных участков магнитопровода, т. е. от тока / . Максимум ЭДС
Рис. 4.54. К объяснению работы регулятора на трансфлюксоре
186
будет иметь место при I^p = Hj7/wynp, так как наибольшая часть
магнитного потока меняет свое направление под воздействием
тока /,. Обмотка wp2 соединена с цепью подогрева терморезисто-
ра, и при изменении наводимой в ней ЭДС ток подогрева и со-
противление рабочего тела терморезистора изменятся.
В качестве управляющего сигнала обычно применяют корот-
кие импульсы с большой скважностью. В результате действия
каждого управляющего импульса магнитный поток в сердечнике
изменяется на величину ДФ, а общая величина его изменения
определяется суммарным действием всех импульсов. Таким обра-
зом, трансфлюксор является интегрирующим звеном. Процесс
изменения сигнала на его выходе аналогичен изменению сигнала
на выходе электронного регулятора. При отключении датчика
импульсов управления трансфлюксор сохраняет то состояние, в
котором он находился в момент отключения, т. е. обладает памя-
тью.
В реальном устройстве АРУ с трансфлюксором число степе-
ней регулирования составляет 150...200, что обеспечивает практи-
чески плавное регулирование усиления.
Динамика работы цепи последовательно включенных устройств
АРУ
В линейных трактах СП устройства АРУ по КЧ включаются,
как правило, на всех обслуживаемых усилительных станциях, а
при большом числе НУП между ОУП АРУ устанавливаются и на
некоторых НУП. В результате тракт может содержать десятки и
даже сотни устройств АРУ, работающих по одному сигналу КЧ,
который вырабатывается на оконечной станции передачи. Такие
устройства образуют цепь АРУ, статические и динамические
параметры которой могут существенно отличаться от соответст-
вующих параметров одиночных устройств АРУ того же типа.
Рассмотрим наиболее важные параметры процесса регулирова-
ния в цепи АРУ — статическую погрешность регулирования и ве-
личину перерегулирования.
Статическая погрешность регулирования, как указывалось,
принципиально свойственна только системам с П-регулировани-
ем- Для одиночного устройства АРУ она в соответствии с (4.67)
имеет вид
+^п)-
В
^>альнейшем для краткости будем называть одиночные устрой-
/ва АРУ по КЧ регуляторами, а участок тракта между двумя со-
лними регуляторами — секцией АРУ. Предположим, что измене-
187
ния уровня сигнала КЧ вызваны температурными изменениями
затухания линии и происходят одновременно на всех секциях
АРУ. Если в цепи АРУ, содержащей п однотипных регуляторов
уровень сигнала КЧ на входе первого регулятора изменился на
Дрквх, то статическая погрешность регулирования на выходе 1-Го
регулятора ApKBblx] = Лрквх/(1 + А",,). Изменение уровня КЧ на
входе 2-го регулятора
ДРквх2 = ДЛвх + ДРквх/П +
а статическая погрешность регулирования на выходе этого регу-
лятора ДрКВЬ|х2 = Дрквх [1/(1 + tfn) + 1/(1 + АГП)2]. Аналогично на
выходе л-го регулятора
д _ д V ______1___ А^КВХ . ___1
Д Р К ВЫХ П - Р КВХ 2-, i~ К — Л
|=1(1 + К|-|) п (1+Хп)
При п»1иАп>1 статическая погрешность регулирования
на выходе цепи АРУ практически не отличается от погрешности
одиночного регулятора.
В устройствах АРУ с И- и ПИ-регулированием статическая
погрешность регулирования определяется зоной нечувствитель-
ности, которая не зависит от величины Дрк вх. При любом числе п
она также не превышает погрешности одиночного регулятора.
При рассмотрении переходных процессов в цепи АРУ следует
иметь в виду, что отклонение уровня сигнала КЧ на входе цепи
воздействует на все регуляторы цепи практически одновременно,
поскольку вследствие инерционности устройства АРУ не успева-
ют за время распространения сигнала КЧ изменить свое состоя-
ние. В конце процесса регулирования уровни сигналов КЧ на
выходе каждого регулятора оказываются номинальными, однако
протекание процесса определяется не только характером измене-
ния уровня в данном регуляторе, но и процессами, происходя-
щими в других регуляторах цепи. Таким образом, имеет место
взаимодействие регуляторов.
Рассмотрим этот процесс на примере цепи АРУ, содержащей
регуляторы релейного типа с И-регулированием. Предположим,
что скорость регулирования постоянна: гр = Ддквх/Гр. Допустим
также, что в момент времени t = 0 уровень сигнала КЧ на входе
1-го регулятора уменьшился на Д/г (рис. 4.55). Полагая, что зона
нечувствительности регулятора пренебрежимо мала по сравне-
нию с Др, находим время восстановления уровня на выходе 1-го
регулятора (линия 7):
'pi = ДР/^.
188
Рис. 4.55. Переходные процессы цепи АРУ, содержа-
щей регуляторы релейного типа:
/ ~ на выходе 1 -го регулятора; 2 - на выходе 2-го регулятора; 3 — на выхо-
де 3-го регулятора и т. д.
На выходе 2-го регулятора скорость восстановления уровня
будет равна 2vp, так как она определяется работой двух регулято-
ров (линия 2). Соответственно время восстановления будет вдвое
меньшим:
/p2 = Ap/2vp=rpl/2.
Поскольку 1-й регулятор продолжает увеличивать уровень на
входе 2-го, последний начнет обратное регулирование и уровень
на его выходе останется равным номинальному. На выходе 3-го
регулятора время восстановления уровня контрольного сигнала
z. = Ap/3v„ = t./3.
рЗ г р pl
При достижении номинального значения на выходе 3-го ре-
гулятора уровень сигнала КЧ будет продолжать увеличиваться со
скоростью vp (линия 3), так как первые два регулятора увеличи-
вают его с суммарной скоростью 2vp, а третий — снижает со ско-
ростью vp. В момент /р2 возрастание уровня сигнала КЧ на выхо-
де 3-го регулятора прекращается, и он начнет снижаться, по-
скольку с этого момента два регулятора (2-й и 3-й) осуществляют
обратное регулирование, а один (1-й) — прямое. Уровень снижа-
ется со скоростью vp и достигает номинального значения через
интервал времени /р2 - Гр3 = Гр1/6. К этому моменту приращение
Уровня сигнала КЧ на входе 3-го регулятора прекратится и регу-
лятор остановится.
189
Как видно из графиков, приведенных на рис. 4.55, на выходе
3-го регулятора имеет место перерегулирование. Продолжая ана-
логичные рассуждения, можно определить характер переходного
процесса на выходе 4-го и 5-го регуляторов. На выходе 5-го регу-
лятора (линия 5) переходный процесс становится колебательным.
Величина перерегулирования зависит от числа регулято-
ров в цепи АРУ. и, как показывают расчеты, при
п -> оо д рквт < 0,4 Д рквх. Таким образом, в цепи АРУ с регулято-
рами, имеющими апериодическую переходную характеристику,
процесс восстановления уровня сигнала КЧ имеет существенно
более сложный колебательный характер и сопровождается пере-
регулированием.
Анализ работы цепей АРУ с И-регулированием аналогового
типа и П-регулированием показывает, что в первых характер пере-
ходного процесса близок к рассмотренному выше, а во вторых ве-
личина перерегулирования значительно больше (по крайней мере в
1,5...2 раза), чем у цепи АРУ с И-регулированием, и сильно зависит
от числа одиночных устройств в цепи АРУ. Неудовлетворительный
характер переходного процесса в цепях АРУ с П-регуляторами яв-
ляется одной из основных причин сравнительно редкого их ис-
пользования в аппаратуре современных АСП.
Для улучшения динамических свойств цепей АРУ помимо ис-
пользования более совершенных с точки зрения переходных ха-
рактеристик одиночных устройств АРУ применяется ряд спосо-
бов, многие из которых сводятся к уменьшению числа регулято-
ров цепи АРУ, работающих по одному и тому же сигналу КЧ.
что дает весьма ощузимый эффект.
Одним из способов уменьшения числа регуляторов в цепи АРУ
является переприем по КЧ, суть которого показана на рис. 4.56. На
одной из усилительных станций устанавливается режекторный
фильтр (РФ), не пропускающий контрольный сигнал, а после него
включают второй генератор КЧ (ГКЧ), вырабатывающий сигнал с
такой же частотой. Цепь АРУ оказывается разделенной на две, и
число устройств АРУ в цепи уменьшается вдвое, что улучшает ди-
намические свойства системы АРУ в целом.
Данный способ приводит к усложнению аппаратуры и увели-
чению ее объема, поэтому переприем по КЧ обычно сочетают с
переприемом по информационным сигналам, который оказыва-
ется необходимым с точки зрения организации связи. Для каж-
дой системы передачи определяется максимальное рассстояние
между переприемными пунктами. Тем самым ограничивается
число устройств в цепи АРУ.
Другим способом уменьшения регуляторов в цепи АРУ явля-
ется, как уже указывалось, сочетание устройств АРУ по КЧ с
косвенными устройствами АРУ, например АРУ по температур6
рис. 4.56. Перепри-
ем по контрольной
частоте
Рис. 4.57. АРУ по току дистанционного питания
грунта. Устройства АРУ по температуре грунта устанавливаются
на большей части усилительных станций в тракте передачи и ра-
ботают независимо друг от друга, не ухудшая динамические
свойства цепи АРУ. Число устройств АРУ по КЧ при этом зна-
чительно уменьшается.
Динамику работы цепи АРУ можно улучшить, используя уст-
ройства с разными скоростями регулирования. Например, если
через несколько медленно действующих устройств включить бы-
стродействующее, то оно будет компенсировать изменения сиг-
нала КЧ, происходящие не только на прилегающем к нему
участке линии, но и возникающие из-за переходных процессов в
предыдущих медленно действующих. При этом способе, однако,
устраняется перерегулирование только на выходе цепи АРУ, а на
выходах отдельных устройств оно остается. Поэтому данный спо-
соб широкого применения не нашел.
Весьма эффективным оказался способ, при кагором цепи уп-
равления разных регулируемых объектов объединяются в одну и
управляются одним регулятором и одним ПКК (рис. 4.57). В цепи
АРУ на выходе одного из устройств АРУ включен ПКК, который
через схему сравнения и электронный регулятор изменяет ток дис-
танционного питания (ДП), протекающий через подогреватели тер-
морезисторов ПАК не только данной, но и нескольких предыдущих
станций. Такой тип АРУ называют АРУ по току ДП. Поскольку все
одиночные устройства АРУ имеют общую цепь управления, они
Работаюг как устройство АРУ с одной петлей регулирования и
имеют динамические параметры одиночного устройства. Погреш
ность АРУ по ДП больше, чем АРУ по КЧ, по значительно меньше
погрешности температурной АРУ.
В многочастотных устройствах АРУ возникает взаимодейст
Вие между контурами регулирования, управляющими работой
Различных ПАК данного устройства. Это связано с тем, что из-
менение частотной характеристики затухания одного из ПАК
приводит к изменению усиления регулируемого усилителя во
всем рабочем диапазоне частот. Уровни всех сигналов КЧ, кото-
РЬ|е применяются в многочастотном устройстве АРУ, будут при
JT°M изменяться одновременно, что приведет к возникновению
191
процесса регулирования во всех других контурах устройства.
Если, например, изменяется затухание ПАК, компенсирующего
температурные изменения плоской составляющей затухания
предшествующего участка линии, то уровни сигналов КЧ, кон-
тролирующих наклонную и криволинейную составляющие зату-
хания, также изменятся (см. рис. 4.12), что приведет к возникно-
вению процессов регулирования в соответствующих устройствах
АРУ. Вследствие взаимодействия между регуляторами многочас-
тотного устройства АРУ динамика его работы усложняется,
время регулирования увеличивается, а переходные процессы в
отдельных контурах регулирования могут приобретать колеба-
тельный характер. Это, в свою очередь, приводит к недопустимо
большой величине перерегулирования в цепи АРУ.
В СП, работающих по ВЛС, обычно применяется двухчастотное устройство
АРУ, содержащее два ПАК, которые компенсируют изменения плоской и на-
клонной составляющих затухания линии. Для устранения влияния регулятора,
управляющего работой ПАК с наклонной частотной характеристикой затухания,
на регулятор, изменяющий затухание ПАК с плоской частотной характеристикой
(в дальнейшем для краткости будем называть эти регуляторы наклонным и плос-
ким соответственно), частота контрольного сигнала плоского регулятора выбира-
ется равной частоте ’’точки вращения” семейства частотных характеристик зату-
хания наклонного ПАК (см. рис. 4.12). В этом случае при работе наклонного ре-
гулятора сигнал КЧ, управляющий плоским регулятором, не изменяется. Для уст-
ранения обратного влияния плоского регулятора на наклонный в качестве
эталонного сигнала контура регулирования наклонной составляющей усиления
выбирается выпрямленное напряжение сигнала КЧ контура регулирования плос-
кой составляющей Um пл. Наклонный регулятор реагирует на разностное напря-
жение (UK4 нач - пл), которое при работе плоского регулятора не изменяется.
В СП, работающих по коаксиальному кабелю и содержащих
большое число НУП, изменения затухания тракта вызываются
температурными изменениями не только затухания линии, но и
усиления усилителей, старением элементов и другими причина-
ми. Эти изменения различны на разных частотах линейногМ
спектра СП и могут быть изображены графически в виде соот-
ветствующих причинных характеристик.
тлП ВЫ
При использовании многочастотной АРУ изменение уровня сигнала
зывается суммарным изменением всех причинных характеристик на этой час
Для устранения взаимодействия между регуляторами многочастотного устро
АРУ можно использовать регулирование по причинным характеристикам, в
случае частотная характеристика отдельного ПАК соответствует одной
чинных характеристик, а управляющий этим ПАК регулятор реагирует на ^(1
нение уровня некоторого сигнала управления, пропорционального доле эт , ,
чинной характеристики в отклонениях всех сигналов КЧ, используемых
ты многочастотной АРУ. Сигналы управления вырабатываются счетно-рсш^ |
схемой (СРС), на вход которой поступают возмущающие воздействия в j
клонений всех сигналов КЧ. тСрц.
На рис. 4.58 показан принцип регулирования по причинным харак ..*•
кам. Устройства АРУ по причинным характеристикам использовались в
192 I
Рис. 4.58. Схема многочастотной АРУ
передачи К-1920 с усилителями на электронных лампах, изменения усиления ко-
(орых были весьма значительными из-за температурных изменений элементов
лилителя, а также старения ламп (потери эмиссии катода, изменения меж-
электродных емкостей). В этой системе применялись четыре КЧ, соответствую-
щие четырем причинным характеристикам — частотным зависимостям темпера-
турных изменений затухания кабеля и усиления усилителей, изменений усиления
из-за старения ламп и изменений АЧХ тракта из-за неточности переменной кор-
рекции
В современных СП с транзисторными усилителями, работаю-
щих по коаксиальному кабелю, регулирование по причинным ха-
рактеристикам практически не применяется из-за его сложности
и высоких требований к точности реализации элементов СРС.
Число КЧ в этих системах обычно выбирается равным двум.
Один из сигналов КЧ, называемый основным, контролирует тем-
пературные изменения затухания кабеля, а второй - вспомога-
тельный — нестабильность АЧХ тракта, вызванную изменениями
>силения усилителей.
Для обеспечения более точной компенсации изменений АЧХ
линейного тракта во всем используемом диапазоне частот при
ограниченном числе линейных сигналов КЧ помимо устройств
в линейном тракте предусматриваются устройства АРУ в
групповых трактах (АРУ по группам). Последние работают по
войНаЛаМ которые вводятся в каждый стандартный группо-
такж1ракт (групповые КЧ). Частоты этих контрольных сигналов
1е тСТандартизиРовань1 и Равны: в первичном групповом трак-
411 У 84,14 или 84,08 кГц; во вторичном ГТ-411,86 или
11096 г ’ в третичном ГТ— 1552 кГц; в четверичном ГТ-
ц’ Выбор указанных частот обусловлен стремлением
1 ' ' ных МииимУму влияние токов КЧ на токи передаваемых ка-
Ц|. 11з сигналов и обеспечить сравнительно простое их выделе-
,'"я в сг>еКТра группового сигнала. Кроме того, они располага-
' ' Тчюя ЧНеЙ части полосы частот соответствующего группово-
П|1Ркан>ОрМИроваиии линейного спектра СП из стандартных
Ов сигналы КЧ преобразуются вместе с информаии-
193
онными сигналами. Таким образом, в линейном тракте помимо
сигналов линейных КЧ передается сравнительно большое число
сигналов групповых КЧ. Например, в 300-канальной СП, линей-
ный спектр которой формируется путем преобразования пяти
вторичных групп, кроме линейных сигналов КЧ передаются пять
вторичных КЧ и 25 первичных КЧ. Таким образом, состояние
линейного тракта контролируется практически во всем линейном
спектре частот, главным образом за счет большого числа КЧ
первичных групповых трактов. Одновременно контролируется
частично преобразовательное оборудование оконечных и пере-
приемных станций, на которых обычно и устанавливаются уст-
ройства фупповых АРУ.
Поскольку каждый сигнал групповой КЧ контролирует срав-
нительно небольшую часть линейного спектра СП. в которой
частотной зависимостью изменении затухания линии можно пре-
небречь, групповые АРУ осуществляют частотно-независимое
(плоское) регулирование уровня.
Влияние неточности регулирования на помехозащищенность каналь-
ных сигналов
Устройства АРУ по КЧ с определенным видом регулирования
размещают в линейном тракте СП через определенные расстоя-
ния. На симметричных кабелях в соответствии с числом приме-
няемых сигналов КЧ различают секции плоскою, наклонного и
криволинейного регулирования. На оконечных станциях, а также
на некоторых ОУП устанавливаются АРУ, обеспечивающие
плоское, наклонное и криволинейное регулирование, г. е. трех-
частотные АРУ. На остальных ОУП применяются двухчастотные
устройства АРУ с нлосконаклонным регулированием. На НУП
устанавливаются устройства АРУ по температуре грунта с плос-
ким или плосконаклонным регулированием. Таким образом, на
линиях передачи по симметричному кабелю секции плоского и
наклонного регулирования определяются расстояниями между
ОУП с двухчастотной АРУ, а секция криволинейного регулиро-
вания - между ОУП с трехчастотной АРУ и оконечной станцией
(или таким же ОУП).
Протяженность секции регулирования по КЧ ограничивается
погрешностями устройств АРУ по температуре грунта, располо-
женными в данной секции. Эти погрешности накапливаются от
НУП к НУП, и в конце секции в наихудшем случае суммарная
погрешность
п
Ар = У^р„
194
где п - число НУП на секции регулирования, Дд, - погрешность
АРУ по температуре грунта на z-м НУП.
В линейном тракте СП, работающих по коаксиальному кабе-
лю, на ОУП и некоторых НУП устанавливаются устройства АРУ
по основной КЧ, на оконечных и переприемных станциях — по
основной и вспомогательной КЧ. На большей части НУП ис-
пользуется АРУ по температуре грунта. Однако в некоторых СП
для удешевления оборудования линейного тракта на большинст-
ве НУП вообще не применяются устройства АРУ. В этом случае
усиление НУП устанавливается равным затуханию предшествую-
щего участка линии при средней температуре грунта, а компен-
сация температурных изменений затухания осуществляется АРУ
по КЧ в конце секции регулирования. Однако в пределах секции
приходится учитывать изменение помехозащищенности, так как
с повышением температуры уровни передачи от НУП к НУП без
АРУ понижаются, что приводит к увеличению мощности собст-
венных помех в ТНОУ на выходе секции регулирования (рис
4.59). При этом снижается мощность помех нелинейности, по-
скольку уменьшается уровень средней мощности многоканально-
го сигнала. Таким образом, имеет место частичная компенсация
влияния температурных изменений затухания кабеля на помехо-
защищенность каналов передачи. Соответственно при пониже-
нии температуры грунта уменьшается мощность собственных
помех и возрастает мощность помех нелинейности.
Определим изменение мощности собственных помех, кото-
рые являются доминирующими в верхних по спектру каналах
СП, в пределах секции регулирования при учете неточности ре-
гулирования AJ устройствами АРУ по температуре грунта. При
использовании в секции регулирования усилителей НУП без
АРУ под величиной ДЛ понимается изменение затухания усили-
тельных участков (УУ) из-за повышения температуры грунта от-
носительно средней. Суммарная мощность собственных помех в
ГпОУ на выходе секций регулирования, содержащих п усили-
Рис. 4.59. Изменение уровней передачи от НУП к
НУП без АРУ на секции регулирования
195
тельных участков и имеющих протяженность Lceni = nl, где
длина УУ, определяется выражением
п I 1 /л 0,1 (р + »S) — О, I (р — к & А) .
Рсл0=1° и"р" Е 10 р (4-69)
к = I
Здесь учтена мощность собственных помех в ТНОУ на выходе
УУ с номинальным относительным уровнем передачи р [ См
(3.7) ]. Вычисляя сумму геометрической прогрессии, выражение
(4-69) можно привести к виду
р. _р in«><B(»+W sh (0,115n АЛ)
sh (0.115д Л) ’ П-7°)
где РспС - мощность собственных помех на выходе УУ в ТНОУ
при номинальной диаграмме уровней, т. е. при средней темпера-
туре грунта. При использовании в секции регулирования НУП
без АРУ А4 = Да/; лДЛ = Да/секц. Здесь Да - изменение коэффи-
циента затухания линии при изменении температуры грунта от
среднего до максимального значения.
Выражение (4.70) подтверждает тот очевидный факт, что с
увеличением длины секции регулирования мощность собствен-
ных помех возрастает. Максимальную длину секции регулирова-
ния можно определить из выражения (4.70), если принять за Рсп0
допустимое значение мощности собственных помех в ТНОУ на
линии передачи длиной /сеК11.
При увеличении затухания коаксиального кабеля на величину
Д А (/) из-за повышения температуры грунта на Д/°С уровень
средней мощности многоканального сигнала на выходе НУП без
АРУ снижается на величину
ЛАр = ~ 1018
(4.71)
Здесь Д А (/) можно определить из известного соотношения дпя
затухания коаксиального кабеля:
ДЛ(/) = altp ^МГц] aa ДГ/, (4.72)
где а|ср - коэффициент затухания коаксиальной пары при сред-
ней температуре грунта на частоте / = 1 МГц; aa — температур-
ный коэффициент затухания, равный для коаксиального кабеля с
нормализованными размерами (2,6/9,4 мм) 2-10 3 дБДкм град ) С
достаточной степенью точности можно вычислить величину ДЛр
196
подстановкой выражения (4.72) в (4.71), разложением подынте-
гпального выражения в степенной ряд и заменой логарифма его
приближенным выражением. При этом получим окончательно
Д АР * | [Д A (f2)f2 -ла (/,)/,) (4.73)
При повышении температуры грунта снижение защищеннос-
ти от собственных помех определяется из выражения (4.70). При
0,115 пкА « 1
ЛЯзсп= 101ё(Р'сп0/Рспи)-0,5(л+ 1)ДЛ. (4.74)
Мощность нелинейных помех 2-го порядка на выходе секции ре-
гулирования в ТНОУ при этих же условиях определяется в виде
I /”H2o=^oZ,O°^ 2Ч’’ (4-75)
* = 1
где Рн20 - мощность помех нелинейности на выходе усилителя
без АРУ в ТНОУ при номинальной диаграмме уровней (/=/ср).
Вычисляя сумму геометрической прогрессии, из (4.75) найдем
изменение защищенности от помех нелинейности 2-го порядка:
Д А зн2 = *0 lg (Р 'Н2О Рн20> = 0.5 (л + I) (ДЛ -
(4.76)
sh[0,115л(ЛД - 2Л/;ср)1
- 2д Рср) + 10 тЬ[() ।! 5(Д 4 _ 2Лдср)]
Аналогично определяется изменение защищенности от помех
нелинейности 3-го порядка 1-го рода с учетом того, что в преде-
лах секции регулирования они суммируются по напряжению:
длзн31=°’5<п+ 1)(Д»-ЗДдср) +
(4.77)
sh[0,115и(Д4 - ЗЛдср)]
+ 2°lgnsh|O, 115(ДЛ - Здрср)]'
Учитывая, что в верхних по частоте каналах СП, работающих
по коаксиальному кабелю, помехи нелинейности 2-го порядка
пренебрежимо малы, можно для этих каналов найти снижение
защищенности от суммарных помех:
А Язп = 10 lg [(Р спО + 7* изо) /(^..о + ЛзоМ- (4.78)
При оптимальном уровне передачи, определяемом из (3.83),
ДЛ,П= 101g|(2- 10°’^“+ 10°’,м-"3'). (4.79)
197
Расчеты по формулам (4.73) - (4.79), например, для системы К-
3600 с линейным спектром 0,8...17,6 МГц при А/= 12,5°С, / = 8 °C
п = 9 дали следующие результаты: Арср = 0,53 дБ; A A (fy = 0,695 дБ-
А А кп = 3,11 дБ; А А зн31 = - 2,37 дБ; А А зп = 1,92 дБ.
Приведенные данные показывают, что уже при девяти УУ в
секции регулирования мощность суммарных помех за счет тем-
пературных изменений затухания кабеля увеличивается в 1,56
раза при использовании усилителей без АРУ. Влияние этих изме-
нений можно существенно уменьшить с помощью предрегули-
ровки уровней.
При применении предрегулировки в начале секции регулиро-
вания устанавливается регулятор, который в случае изменения
температуры грунта относительно средней повышает или пони-
жает (в зависимости от знака изменения) уровень передачи отно-
сительно номинального значения на величину Ад1ср = иАЛ/2, где
ЛА - изменение затухания УУ (рис. 4.60).
Регулятор, устанавливаемый в конце секции регулирования,
компенсирует половину температурных изменений затухания
секции. Таким образом, требуемая величина глубины регулиро-
вания делится поровну между двумя регуляторами, что уменьша-
ет влияние температурных изменений затухания кабеля на поме-
хозащищенность канальных сигналов.
Мощность собственных помех в ТНОУ на выходе секции ре-
гулирования при наличии предрегулировки определяется суммой
геометрической прогрессии
P'cnOp=ioOJ^-+af 10-°-|^+<л2-А,д?'1
*=|
о.О5лз sh(0,l 15иАЛ)
сп0 nsh(0,l 15 АЛ)’
Соответственно снижение помехозащищенности от собственных
помех при повышении температуры грунта и предрегулировании
(4.80)
<4S"
Аналогичным образом можно определить влияние темпера-
турных изменений затухания кабеля на защищенность сигналов
лр
Рис. 4.60. Изменение УРоВ'
ней передачи от НУП к
НУП без АРУ при исполь-
зовании регулирования
198
от помех нелинейности 2-го и 3-го порядков при использовании
предрегулирования:
АЛзн2р О,5(ЛЛ-2Дрср) +
+ 101g ±!^Ч5и(АЛ-2Арср)1
n sh |0,1|5 (А Д-2Арср)Г
АЛзн31Р = 0,5(ДЛ-ЗДр^ +
(4.83)
.?п,РЛ^|151<^-3йм
"sh[0,H5|(a А-ЗДрср)1
Снижение защищенности от суммарных помех в верхних по
частоте каналах передачи, где помехами нелинейности 2-го по-
рядка можно пренебречь, определяется выражением, аналогич-
ным (4.79). Для приведенного выше примера снижение защи-
щенности при наличии предрегулирования и оптимальном уров-
не передачи составит = 0,716 дБ; Л А = “ 0,263 дБ;
Л А ,)П = 0,413 дБ.
Приведенные расчеты иллюстрируют эффективность предре-
гулирования. которая обеспечивает повышение защищенности от
суммарных помех на 1,5 дБ, т. е. уменьшает мощное 1ь помех в
1,4 раза при неизменной протяженности секции регулированиЯ-
ГЛАВА 5. АППАРАТУРА МНОГОКАНАЛЬНЫХ
СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК
5.1. СТАНДАРТНАЯ КАНЛЛООБРАЗУЮЩАЯ АППАРАТУРА
Каналообразующая аппаратура (КОА) является типовой для
всех СП с ЧРК, что позволяет упростить и удешевить как их
производство, так и эксплуатацию. Эта аппаратура также называ-
ется каналоформирующим оборудованием (КФО).
Для упрощения внутристанционного монтажа и коммутации
размещается на стойках: индивидуальных преобразователей
(СИП); первичных преобразователей (СПП); вторичных преобра-
!3ователей и др. Конструкция стоек — блочная, типичная для СП.
Стойка индивидуального преобразования СИП-ЗбО содержит
оборудование для преобразования исходных сигналов (0,3-3,4
х ) 300 каналов ТЧ в спектры 25 первичных групп (60... 108
199
Рис. 5.1. Упрощенная структурная схема оборудования одного из каналов
СИП 300
кГц) и обратного преобразования в приемной части. Упрощен-
ная структурная схема оборудования одного из каналов СИП-300
приведена на рис. 5.1. Оборудование других каналов группы ана-
логично; отличаются только значения несущих частот и полосы
пропускания канальных фильтров.
Спектр первичной группы (ПГ) 60... 108 кГц формируется одно-
ступенным индивидуальным Преобразованием. Преобразователи
выполнены на транзисторах, работающих в режиме усиления. Ис-
пользуются балансные схемы. Полезная боковая полоса (нижняя)
выделяется электромеханическим ПФ. Параллельное соединение
этих фильтров осуществляется через развязывающее устройство —
резисторы с сопротивлением 150 Ом, включенные последовательно
с низкоомным (менее 3 Ом) входным сопротивлением усилителя.
Такое включение исключает взаимное влияние выходных сопро-
тивлений параллельно соединенных фильтров.
Для работы АРУ первичной группы на вход усилителя подает-
ся ток КЧ 84,14 кГц. Ограничитель больших напряжений (Oip)
включен в тракт передачи для устранения возможной перегрузки
групповых устройств. С помощью удлинителей (Удл) устанавли-
ваются требуемые значения измерительных уровней.
Режекторный фильтр (РФ) на входе приемного тракта подав-
ляет ток КЧ 84,14 кГц. Усилитель тональной частоты обеспечи-
вает номинальное значение измерительного уровня на выходе
приемного тракта и при необходимости коррекцию АЧХ канала
ТЧ. Назначение остальных элементов тракта приема аналогично
назначению соответствующих Элементов тракта передачи.
Измерительные уровни на входе тракта передачи и выходе
тракта приема соответственно равны -13 и +4 дБмО, на выходе
тракта передачи и входе тракта приема соответственно —34 В
-25 дБмО.
В СИП-300 обеспечивается возможность объединения тре4
или двух каналов ТЧ для организации канала звукового вешания-
200
Передача токов сигналов взаимодействия осуществляется часто-
той 2100 Гц.
Промышленностью выпускаются следующие типы стоек: СИП-
300. СИП-ГО-252, СИП-ГО-252-ГЗ, СИП-144, СИП-ГО-120 и
СИП-ГО-120-ГЗ. Настойке СИП-ГО-252устанавливается оборудо-
вание для формирования спею ров 21 ПГ и генераторное оборудо-
вание. Последнее предназначено для получения всех необходимых
несуших частот и обеспечивает ими данную стойку и четыре стой-
ки СИП-300. Если на этой же стойке расположен и задающий ге-
нератор, то к ее наименованию прибавляют буквы ГЗ.
Стойки типов СИП-144. СИП-ГО-120 и СИП-ГО-120-ГЗ
имеют неполную комплектацию и применяются при организации
относительно небольшого числа каналов. Для этих же целей ис-
пользуется ранее разработанная стойка СИП-60, которая содер-
жит оборудование для формирования спектров пяти ПГ.
Упрошенная структурная схема оборудования одного из каналов СИП 60
приведена на рис. 5.2. Спектр частот ПГ формируется с помощью одной ступени
преобразования. В отличие от СИП 300 здесь применяются пассивные балансные
преобразователи частоты и магнитострикционные ПФ. Компенсация реактивных
составляющих входных сопротивлений параллельно включенных ПФ осуществля-
ется корректирующими контурами (КК) с резонансными частотами 54,5 и 120,3
кГц. Ввод КЧ и сигналов вещания в тракт передачи осуществляется через нерав-
ноплечные дифференциальные системы (ДСн).
Комплект образования трактов первичных групп (КОТ-ПГ) по-
зволяет создать первичный сетевой тракт с номинальной полосой
60... 108 кГц. В КОТ-ПГ предусматривается возможность ввода и
подавления тока КЧ 84,14 (84,08) кГц, ввода и подавления токов
частот сетевого контроля (60,4 и 107,9 кГц) и коррекции АЧХ се-
тевого тракта.
Упрощенная струкгурная схема КОТ-ПГ приведена на рис.
5.3. Ввод КЧ и частот сетевого контроля в тракт передачи и их
Рис. 5.2. Упрощенная структурная схема оборудования одного из каналов
СИП-60
201
Рис. 5.4. Структурная схема оборудования вторичной группы
ответвление в тракте приема осуществляются через неравноплеч-
Hbie дифсистемы (ДСпер и ДСпр соответственно). Измерительные
дС позволяют контролировать уровень КЧ и с помощью специ-
ально вводимых частот проверять электрические характеристики
тракта без нарушения действия связи.
Режекторные фильтры (РФ) препятствуют попаданию в тракт
передачи частот, совпадающих с контрольными и измерительны-
ми частотами. Удлинители обеспечивают требуемые значения из-
мерительных уровней и согласованное включение предшествую-
щих и последующих элементов тракта. Переменный корректор
локального действия обеспечивает коррекцию АЧИ. Усилитель
тракта приема компенсирует затухание, вносимое корректором.
Комплекты КОТ-ПГ размещаются на стойке образования трак-
тов ПГ.
Комплект преобразования первичных групп позволяет из пяти
ПГ в тракте передачи образовать основную вторичную группу
(312...552 кГц), а в тракте приема осуществить обратное преобра-
зование. Комплекты размешаются на стойке первичного преоб-
разования (СПП).
На рис. 5.4 показаны структурные схемы оборудования тре-
тьей и одной из остальных четырех ПГ, образующих ВГ, так как
по составу оборудование каждой из этих четырех групп идентич-
но. В оборудовании третьей группы в тракты передачи и приема
включены РФ-104,14. В тракте передачи данный фильтр предот-
вращает влияние возможных помех со стороны индивидуального
преобразовательного оборудования на ток КЧ 411,86 кГц, а в
тракте приема обеспечивает защиту каналов ТЧ от помех продук-
тов преобразования КЧ.
Фильтр Д-125 в тракте передачи препятствует проникновению
побочных продуктов преобразования, а в тракте приема подавля-
ет неиспользуемую верхнюю боковую полосу частот, остаток час-
тоты несущего колебания и частоты, прошедшие без преобразо-
пания на выход преобразователя.
Для обеспечения согласованного включения преобразователя
и ПФ используется удлинитель. Переменные удлинители позво-
ляют установить одинаковые затухания трактов всех пяти ПГ.
На преобразователи каждой из групп соответственно поданы
р^ие частоты 420, 468, 516, 564 и 612 кГц. Полосовые фильт-
Г ™па LC выделяют полезные боковые полосы частот. Парал-
ЩегЬН°е •ПОД1С'1ючсние этих Фильтр015 Для уменьшения шунтирую-
Ное° Деаствия входного сопротивления одного фильтра на вход-
рад, СопРотивление другого осуществляется с помощью блока па-
>сгро~Ьн°й работы ПГ (БПРПГ), представляющего собой
уСцСТВО ™па распределителя мощности.
литель тракта передачи обеспечивает номинальное значе-
203
ние измерительного уровня на выходе СПП (- 34 дБм), а усили-
тель тракта приема — номинальное значение измерительного
уровня на выходе тракта приема СПП (- 22 дБм). В цепь ООс
этого усилителя включен частотно-независимый корректор, зату-
хание которого регулируется устройством АРУ по току КЧ пер-
вичной группы 84,14 кГц.
Комплект образования трактов вторичных групп (КОТ-ВГ) по-
зволяет образовать сетевой вторичный тракт с номинальной по-
лосой частот 312...552 кГц. В КОТ-ВГ предусматривается воз-
можность ввода, подавления и вывода КЧ вторичной группы
(411,86 кГц), ввода и подавления частот контроля (311,7 и 552,3
кГц) и выравнивания АЧХ тракта. Таким образом, назначение
КОТ-ВГ аналогично КОТ-ПГ, что определило аналогичность по-
строения их структурных схем. Разница заключается в значениях
частот РФ, которые в КОТ-ВГ равны 411,86; 311,7 и 552,3 кГц, и
полосах частот, на которые рассчитан усилитель-корректор.
Оборудование преобразования вторичных групп располагается на
стойке вторичных преобразователей (СВП) и предназначено для
создания третичной группы (ТГ) на основе пяти ВГ. Структурная
схема передающего и приемного преобразовательного оборудова-
ния одной из ВГ приведена на рис. 5.5. Оборудование одной
группы отличается от другой значениями несущих частот и поло-
сой пропускания ПФ.
Фильтры Д-600 в трактах передачи и приема подавляют воз-
можные помехи преобразовательного оборудования В Г, побоч-
ные продукты преобразования и остатки токов несущих частот.
Полосовые фильтры выделяют полезные полосы частот. Пере-
менные удлинители обеспечивают согласованное включение пре-
образователя и ПФ. Кроме того, они позволяют сделать одинако-
выми затухания трактов всех пяти ВГ.
Усилитель тракта передачи компенсирует затухание, вносимое
предшествующими элементами, и обеспечивает номинальный
Рис. 5.5. Структурная схема передающего и приемного преобразовательно-
го оборудования одной из вторичных групп
204
измерительный уровень на выходе тракта передачи (-45 дБн)
Номинальный уровень на выходе тракта приема (-30 дБн) обес-
печивает усилитель этого тракта. Усиление этого усилителя изме-
няется с помощью АРУ, управляемой КЧ 411,86 кГц.
Измерительные уровни на входе трактов передачи и приема
соответственно равны —45 и -30 дБн.
Комплект образования трактов третичных групп (КОТ-ТГ)
позволяет организовать сетевой третичный тракт с номинальной
полосой частот 812...2044 кГц. Структурная схема комплекта по-
добна структурным схемам КОТ-ПГ и КОТ-ВГ, т. е. она содер-
жит те же элементы, но рассчитанные на другие частоты. По-
скольку КОТ-ТГ предусматривает возможность ввода, подавле-
ния и распределения КЧ третичных групп (1552 кГц), ввода и
подавления токов частот контроля (2046 и 2048 кГц) и выравни-
вания АЧХ тракта, то РФ подавляют эти частоты, а усилитель-
корректор рассчитан на полосу частот третичного тракта.
Оборудование преобразования третичных групп (аппаратура
преобразования третичных групп АПТГ) позволяет создать тре-
тичный групповой тракт на основе четверичного сетевого тракта.
Оно обеспечивает преобразование полос частот трех основных
ТГ в полосу частот основной ЧГ и обратное преобразование,
автоматическое регулирование усиления по уровню тока КЧ 1552
кГц. Ее структурная схема практически аналогична структурной
схеме пвг.
Аппаратура образования сетевых трактов четверичных групп
(АОСТЧГ) обеспечивает создание четверичного сетевого тракта с
номинальной полосой частот 8516... 12388 кГц. ввод тока КЧ
11096 кГц и его защиту от передаваемого сигнала на передаче и
подавление тока КЧ и коррекцию неравномерности АЧХ сетево-
го тракта на приеме. Структурная схема аппаратуры аналогична
схеме образования сетевых трактов ТГ.
Аппаратура АПТГ и АОСТЧГ была разработана для нового
семейства МСП на базе К-10800.
5.2. АППАРАТУРА СОПРЯЖЕНИЯ И ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА СП,
РАБОТАЮЩИХ ПО КОАКСИАЛЬНОМУ КАБЕЛЮ
К этим системам относятся однополосные системы передачи
К-5400, К-3600 и К-1920П, использующие кабели типа КМ-4 с
коаксиальными парами 2,6/9.4 мм и КМ-8/6 с парами 2,6/9,4 и
•2/4,6 мм. и двухполосная система передачи К-120, использую-
щая кабель ВКПАП.
Система передачи К-5400 позволяет по двум коаксиальным
аРам организовать 5400 каналов и, следовательно, по кабелю
205
КМ-4 - 10800 каналов ТЧ. Линейный спектр системы занимает
полосу 4332...31084 кГц.
Линия передачи содержит следующие усилительные пункты-
оконечный (ОП), питающий обслуживаемый (ПОУП), питаю-
щий необслуживаемый (ПНУП) и необслуживаемый (НУП).
Часть НУП содержат устройства коррекции АЧИ (НУП-К). Мак-
симальное расстояние между ОП составляет 830 км, а между пи-
тающими пунктами — 213 км. Номинальная длина усилительного
участка 3 км. Корректирующие НУП-К обеспечивают компенса-
цию АЧИ до 20 усилительных участков.
В системе передачи К-5400 используются две КЧ: 31332 кГц -
основная и 4287 кГц - вспомогательная. Устройства АРУ по ос-
новной КЧ располагаются во всех усилительных пунктах, а по
вспомогательной частоте - в питающих пунктах. Устройства АРУ
по КЧ 31332 кГц рассчитаны на компенсацию изменения затуха-
ния кабеля при изменении температуры грунта в пределах ±12,5 °C,
а также отклонений затухания усилительных участков при раз-
бросе их длин на ±5%. Уровень поддерживается постоянным с
точностью ±3 дБ во всем линейном спектре частот при протя-
женности линейного тракта 830 км.
В ПНУП и ПОУП предусмотрена возможность ответвления
из линейного тракта одной из двух нижних по сцектру ЧГ.
Формирование линейного спектра системы (4332...31084 кГц)
осуществляется в аппаратуре сопряжения (АС) на основе шести
ЧГ, каждая из которых занимает полосу 8516...12388 кГц. Приме-
няется одна ступень преобразования. В качестве несущих ис-
пользуются частоты 16720, 25520, 30360, 35200 и 39600 кГц. Не-
сущих пять, так как вторая ЧГ переносится в линейный спектр
без преобразования. После преобразования ПФ ТИпа LC выделя-
ют нижнюю боковую полосу частот. Образование линейного
спектра системы передачи К-5400 показано на рИс. 5.6. Объеди-
нение преобразованных ЧГ осуществляется через развязывающее
устройство (РУ).
Оконечная аппаратура линейного тракта содерЖИТ усилитель-
ные и корректирующие устройства, предыскажающий контур для
улучшения соотношения полезный сигнал/помеха и контур ком-
пенсации предыскажения в приемном тракте, режекторные
фильтры, вносящие большое затухание частотах^ совпадающим с
линейными КЧ.
Контрольные частоты 31332 и 4287 кГц вводятся в трак?
передачи после РФ, на приеме выделяются приемниками кон-
трольного канала и управляют работой АРУ.
Система передачи К-3600 позволяет организовать по кабеЛ*0
КМ-4 7200 каналов и до 14400 каналов по кабелю КМ-8/6. -Ли-
нейный спектр системы 812... 17596 кГц.
206
139600
Рис. 5.6. Схема образования линейного спектра системы К-5400
Линия передачи содержит следующие усилительные пункты:
оконечный (ОП). обслуживаемый промежуточный (ОУП), основ-
ной необслуживаемый (НУП), регулируемый необслуживаемый
(НУП-Р) и корректирующий необслуживаемый (НУП-К). Мак-
симальная протяженность переприемного участка (ОП-ОП)
равна 1500 км. Максимальное расстояние между ОУП 186 км.
Рекомендованная длина усилительного участка 3±0,075 км.
Регулирующий НУП содержит устройства АРУ как по темпе-
ратуре грунта (предрегулирование), так и по основной КЧ 18432
кГц (послерегулирование). В НУП-К имеются устройства кор-
рекции АЧХ. Они состоят из двух частей, одна из которых уста-
навливается на входе участка коррекции (предкорректирование),
а вторая - на выходе участка коррекции (послекорректирование).
В линейном тракте системы передачи К-360О используется
трехчастотная АРУ, обеспечивающая требуемую стабильность
Уровней передачи и компенсирующая изменение затухания кабе-
ля при изменении температуры грунта на + 12,5 °C от средней
Установочной температуры. Частота 18432 кГц, как указывалось
выше, является основной, частоты 768 и 9216 кГц — вспомога-
гел иными. Устройства трехчастотной АРУ располагаются в каж
ЛОМ ОУП и ОП.
Линейный спектр системы передачи К-3600 образуется с по-
АС, структурная схема которой приведена на рис. 5.7.
~У°РУдование сопряжения преобразует полосы частот 12 групп
каналов (812...2044 кГц) в полосы частот двух групп по
каналов: 812...8524 и 9884...17596 кГц. Преобразование про-
^Водится с использованием несущих частот 4152, 5448, 6744,
и 9336 кГц в первой 1800-канальной группе (первая ЗОО-ка-
207
Рис 5.7. Структурная схема аппаратуры сопряжения системы К-3600
нальная группа передается без преобразования) и 9072, 10368,
11664, 12960, 14256 и 18408 кГц во второй 1800-канальной груп-
пе. Объединение преобразованных спектров для получения ли-
нейного спектра частот осуществляется с использованием диф-
системы, при этом изменения в режиме работы одной группы не
сказываются на условиях работы другой. Образование линейного
спектра системы передачи К-3600 показано на рис. 5.8.
В тракт передачи АС вводится частота сличения 9000 кГц.
Она используется для стабилизации генераторного оборудования.
Оконечная аппаратура линейного тракта системы К-3600,
структурная схема которой показана на рис. 5.9, содержит усили-
тельные и корректирующие устройства, а также устройства АРУ-
Усилители обеспечивают требуемую диаграмму уровней, но-
минальное значение уровня передачи на выходе станции и ком-
пенсацию затухания кабеля предшествующего усилительного
участка. Для улучшения соотношения сигнал-шум в тракте пере*
дачи включен предыскажаюший контур (КП). Для компенсации
АЧИ, внесенных этим контуром на передаче, в приемном тракте
включен контур компенсации предыскажения (ККП). Контроль*
ные частоты 768, 9216 и 18432 кГц вводятся в тракт передачи так-
чтобы уровень их поддерживался постоянным. Компенсация
АЧИ и ФЧИ, вносимых в тракт станционным и линейным оо°
рудованием. осуществляется станционными (КС и КСК) и 1,1
208
Рис. 5.8. Схема образования линейного спектра системы К-3600
нейными корректорами (ЛК). Переменный амплитудный коррек-
тор (ПАК) устраняет остаточные АЧИ. Регулировка их произво-
дится периодически. Режекторные фильтры (РФ) вносят боль-
шое затухание для частот, совпадающих с линейными КЧ.
В системе передачи К-3600 предусмотрен дистанционный
контроль усилителей НУП. Контроль осуществляется в спектре
частот 19802... 19942 кГц, поэтому в оборудовании линейного
тракта обеспечена возможность ввода измерительной частоты на
передаче и выделения ее на приеме.
ОтАС
0-
% |zr| > Ррт|~|;
да кс фпшк-оп
кск
J19872
— КЧ
АГ
~кГ
о —-
817- .17538 кГц
Рис. 5.9. Оконечная аппаратура линейного тракта системы К 3600
19872
209
Блок фильтров подавления шумов и сигналов контроля
(ФПШК-ОП) необходим для отбора и подавления шумов при
непрерывном контроле уровня шумов на участке ОУП-ОП и
ОП-ОП, который осуществляется в спектре частот 718...746 кГц.
Располагается оконечная аппаратура линейного тракта на
стойке линейных усилителей и корректоров оконечного пункта
(СЛУК-ОП).
Система передачи К-1920П разработана на базе аппаратуры
системы К-3600. Большая часть аппаратуры, разработанной для
системы К-3600, используется в К-1920П. Дополнительно была
разработана АС и высокочастотная аппаратура линейного тракта,
так как К-1920П работает в другом спектре частот, имеет боль-
шую длину усилительного участка и большее расстояние между
питающими пунктами.
Система передачи К-1920П позволяет организовать 3840 кана-
лов по кабелю КМ-4 Линейный спектр системы 312...8524 кГц.
Линия передачи содержит ОП, ОУП. основной НУП и НУП-
Р. Максимальная длина линии передачи 1500 км. Максимальное
расстояние между ОУП 246 км. Рекомендованная длина усили-
тельного участка 6 + 0,15 км. Максимальная протяженность
участка регулирования составляет 48 км.
В линейном тракте системы применена двухчастотная АРУ.
Для работы устройств АРУ используются частоты 8544 (основ-
ная) и 308 кГц. Приемник АРУ по основной частоте устанавли-
вается на всех ОУП и ОП и на каждом четвертом НУП, а по час-
тоте 308 кГц —только на ОУП и ОП. Устройство АРУ по КЧ
8544 кГц предназначено для компенсации изменений затухания
кабеля из-за изменения температуры, а по частоте 308 кГц - для
Рис. 5.10 Схема образования линейного спектра системы К-1920П
210
tpm кк п<р
ВП-..20Ы
Рис. 5.11. Структурная схема аппаратуры сопряжения системы К-1920П
компенсации погрешностей, определяемых погрешностями ПАК
по основной КЧ и зависимостью характеристик усилителя от
температуры.
Линейный спектр системы (312...8524 кГц) формируется на
основе шести ТГ и двух ВГ. Одна ТГ и одна ВГ передаются в
линию без преобразования. Преобразование пяти ТГ достигается
с помощью несущих частот 4152, 5448, 6744, 8040 и 9336 кГц.
Вторая ВГ переносится в линейный спектр с помощью несушей
1116 кГц (рис. 5.10).
Образование линейного спектра осуществляется в АС систе-
мы, упрошенная схема которой приведена на рис. 5 11. Фильтр
ФНЧ препятствует проникновению помех с выхода оборудова-
ния предшествующего преобразования и остатков несущих, кото-
рые могут вызвать ошибки при измерении входных уровней. Ре-
жекторный фильтр подавляет остатки несущих частот. Преобра-
зователь частоты переносит спектр ВГ или ТГ в соответствую-
щий линейный спектр. Полосовые фильтры выделяют полезные
боковые полосы частот.
Следует заметить, что в оборудовании первых ВГ и ТГ отсут-
рис. 5 12 Оконечная аппаратура линейного тракта системы К-1920П
211
ствуют преобразователь частоты и ПФ. На выходе АС использу-
ется развязывающее устройство (РУ) на резисторах, которое по-
зволяет осуществить взаимонезависимое объединение сигналов
шести ТГ и двух ВГ.
Оконечная аппаратура линейного тракта системы передачи К-
1920П, структурная схема которой приведена на рис. 5.12, содер-
жит те же элементы, что и аппаратура линейного тракта системы
К-3600, и назначение их аналогично. Однако в этой схеме кон-
тур автоматической регулировки усиления по основной КЧ пере-
несен в цепь ООС усилителя приема (Ус ). Вместо него включен
блок ручной регулировки усиления (РРУ), позволяющий уста-
навливать постоянный уровень на выходе Ус^. Располагается это
оборудование на СЛУК-ОП системы К-1920П.
Система передачи К-120 предназначена для организации внут-
ризоновых сетей протяженностью до 1400 км по кабелю типа
ВКПАП-1-2,1/9,7. Система двухполосная, передача сигналов в
разных направлениях производится по одной и той же коакси-
альной паре в разных спектрах частот.
Каждый ОУП системы является пунктом переприема по ВЧ
или НЧ. Максимальное расстояние между ОУП равно 200 км
при использовании подземного кабеля и 150 км при подвесных
кабелях. При максимально возможной протяженности маги-
страль содержит три переприемных участка по НЧ, на каждом из
которых размещается до двух ОУП с переприемом по ВЧ. Длина
усилительного участка 10 км.
В системе К-120 предусмотрено выделение в НУП одной ПГ.
Такие пункты называются НУП-В. На секции ОУП-ОУП может
быть размещено до трех НУП-В. Выделение группы каналов
можно осуществить и в ОУП. В состав НУП входят один усили-
тель на оба направления передачи с устройствами АРУ, направ-
ляющие и линейные фильтры.
Управление работой АРУ всех пунктов осуществляется с по-
мощью КЧ 1364 кГц. Контрольная частота 564 кГц используется
для управления АРУ только в усилителе приема спектра 60...552
Направление
передачи А Б
Направление
передачи БА
Рис. 5.13. Схема образов3'
ния линейного спектра с1,с‘
темы К-120
212
312.. 552
Рис. 5.14. Аппаратура сопряжения системы К-120
кГц. Регулировка усиления с помощью КЧ, передающейся в
одну сторону, обеспечивает достаточно точную компенсацию из-
менения затуханий обоих участков. Объясняется это тем, что
длины участков и их разброс небольшие и характер изменения
их затухания приблизительно одинаковый.
Линейный спектр системы передачи К-120 (60...552 кГц в на-
правлении А - Б и 812...1304 кГц в направлении Б - А) формиру-
ется на основе двух ВГ (рис. 5.13).
Оборудование сопряжения (рис. 5.14) содержит одну ступень
преобразования с несущей частотой 612 кГц, переносящую поло-
су частот одной из ВГ в полосу 60...300 кГц. Выделение полезной
полосы частот после преобразования осуществляется фильтром
Д-300. Полоса частот второй ВГ не преобразуется. Объединение
спектров частот 60...300 и 312...552 кГц производится с помощью
Дифсистемы. Полоса частот 60...552 кГц усиливается и подается
на линейное оборудование.
Фильтры Д-300 и К-312 разделяют на приемной станции
спектры частот 60...300 и 312...552 кГц.
Поскольку система передачи К-120 является двухполосной,
КС
МК КК к-660
Рис. 5.15. Структурная схема оконечной аппаратуры линейно-
го тракта системы К-120
213
АС содержит в направлении передачи Б — А еще одну ступещ,
преобразования с несущей 1364 кГц. После преобразования по-
лезная полоса 812...1304 кГц выделяется фильтром Д-1304.
Структурная схема ОАЛТ системы К-120 приведена на рис
5.15. Фильтры Д-660 и К-660 являются направляющими. Кроме
того, линейное оборудование содержит усилители, магистраль-
ные корректоры (МК) и корректирующие устройства (КК).
5.3. АППАРАТУРА СОПРЯЖЕНИЯ И ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА СП, РАБОТАЮ
ЩИХ ПО СИММЕТРИЧНОМУ КАБЕЛЮ
Основной СП, работающей по симметричному кабелю, явля-
ется система К-60П. Для увеличения пропускной способности
существующих магистралей симметричного кабеля была разрабо-
тана система передачи К-1020С, которая вместо 120 каналов, ор-
ганизованных двумя системами К-60П, позволяет получить 1020
каналов.
Система передачи К-60П двухкабельная, однополосная. Пере-
дача и прием сигналов осуществляются по парам разных кабелей
(одно-, четырех- или семичетверочных типа МКС и МКСА). Ли-
нейный спектр системы занимает полосу 60... 108 кГц.
Линия передачи содержит следующие усилительные пункты:
ОП, ОУП и НУП, имеющие частотно-зависимую АРУ косвенно-
го действия (по температуре грунта). Обслуживаемые усилитель-
ные пункты используются двух типов: с двух- и трехчастотной
АРУ. Расстояние между первыми до 300 км, а между вторыми до
600 км. Номинальные длины усилительных участков для разных
типов кабелей приведены в табл. 5.1. Протяженность переприем-
ного участка по ТЧ составляет 2500 км.
Та б л и п а 5.1
Тил кабеля МКС-4х4х1,2 МКСА-4х4х1,2 МКС-7х4х1,2
/ном, км 19,4 20,8 19,7 •
В системе передачи используются три КЧ: 248 кГц для плос-
кой регулировки, 16 кГц для наклонной регулировки и 112 кГи
для криволинейной.
При необходимости выделения в ОУП группы каналов или
отдельных каналов в них устанавливается аппаратура выделения
каналов.
Формирование линейного спектра системы 12...252 кГц осу-
ществляется в АС путем преобразования спектра ВГ с использо-
214
АЛТ
215
ванием несущей 564 кГц. Структурная схема АС и оконечной ап
паратуры линейного тракта приведена на рис. 5.16. Фильтр Д-25)
в АС выделяет полезную боковую полосу после преобразования
Удлинители на входе и выходе преобразователя обеспечивают
преобразователю активные нагрузки.
В К-60П предусмотрена возможность получения основного и
инверсированного вариантов линейного спектра в зависимости от
способа формирования спектра ВГ. Усилитель (12...252) АС ком-
пенсирует затухание, вносимое предшествующими элементами.
В тракте приема оборудования сопряжения осуществляется
обратное преобразование. Фильтр Д-252 подавляет помехи ли-
нейного оборудования, лежащие выше рабочего спектра частот, а
фильтр Д-552 с корректором (Кор) выделяет полезную боковую
полосу частот. Усилитель 312...552 обеспечивает номинальное
значение уровня на выходе приемной части оборудования сопря-
жения. Кроме того, усилитель снабжен АРУ по контрольной час-
тоте ВГ. В зависимости от уровня КЧ осуществляется необходи-
мое изменение усиления этого усилителя.
Оконечное оборудование системы К-60П содержит линейный
усилитель, в цепь ОС которого включен контур предыскажения
(КП), обеспечивающий работу СП с предыскажением уровней.
Ввод КЧ осуществляется через дифсистему и блок переключения
КЧ (БПКЧ). Последний используется для того, чтобы уровни токов
КЧ оставались неизменными и равными -22 дБ при работе СП как
с предыскажением, так и с равными уровнями передачи.
Режекторные фильтры подавляют остатки индивидуальных не-
сущих частот, совпадающих с линейными КЧ. В тракте приема РФ
служат для подавления токов КЧ. Линейный (ЛК) и магистральный
(МК) корректоры компенсируют АЧИ линейного гракта.
Косинусный корректор (КК) с усилителем предназначен для
корректирования АЧИ линейного тракта, изменяющихся во вре-
мени. В цепь ООС этого усилителя включен контур криволиней-
ной регулировки.
Линейный усилитель приема выполнен в виде двух отдельных
блоков, между которыми включен контур наклонной АРУ. Цепь
ООС одного из блоков содержит контур плоской АРУ, а друго-
го — контур начального наклона и набор удлинителей для плос-
кой регулировки усиления. Контур начального наклона совмест-
но с линейным корректором выравнивает затухание прилегаюше'
го усилительного участка. Контур компенсации предыскажения
(ККП) на приеме используется для компенсации АЧИ, внесен-
ных контуром КП на передаче.
Система передачи К-1020С может работать только по одной
четверке симметричного кабеля типа МКС и МКСА. причем
полностью автономно от К-60П.
216
ОУП в K-I020C нет, поскольку их роль выполняют обслуживае-
мые транзитные пункты. Эти пункты позволяют удлинить одно-
родные участки до 840 км (при этом верхняя ТГ не должна пере-
даваться без транспозиции на расстояние более 560 км). Макси-
мальная длина линейного тракта составляет 280 км. Номиналь-
ные длины усилительных участков для разных кабелей
приведены в табл. 5.2.
Таблица 5.2.
Тип кабеля МКС-4х4х1,2 МКСА-4х4х1 2 МКС-7х4х],2 МКС-1x4x1.2 МКСП-1*4х|,2
3,0 3,2 3,0 г-5 2,9
В системе K-I020C используются две контрольные частоты:
4896 кГц — основная и 308 кГц — вспомогательная. Устройства
АРУ по основной КЧ располагаются во всех усилительных пунк
тах и устраняют искажения АЧХ, вызванные разбросом длин
усилительных участков и температурными изменениями затуха-
ния кабеля. Устройства АРУ по вспомогательной частоте устра-
няют искажения АЧХ в нижней части рабочего спектра, возни-
кающие из-за неточности работы АРУ по основной КЧ. Эти уст-
ройства устанавливаются только в пунктах окончания линейных
трактов.
Линейный спектр системы (312.. 4636 кГц) формируется в
АС. Формирование происходит на основе преобразования спект-
ров двух ВГ и трех ТГ соответственно в спектры частот 312.. 804
и 812...4636 кГц (аналогично формированию таких же спектров в
АС системы К-1920П). Таким образом, АС системы К-1020С от-
личается от АС системы К-1920П уменьшенным числом исполь-
зуемых ТГ. Она располагается на стойке сопряжения СС-1020.
Структурная схема оконечной аппаратуры линейного тракта
(ОАЛТ) приведена на рис. 5.17. Оборудование располагается на
соответствующей стойке (СОЛТ). На входе и выходе ОАЛТ
ЗпсЮЧ-еН ФИЛЬТР Д-4636. Этот фильтр совместно с РФ на частоту
08 кГц (на схеме не показан) на передающей станции подавляет
Возможные помехи преобразовательного оборудования на часто-
Тах 308 и 4896 кГц, а на приемной станции предотвращают попа-
®ние токов КЧ в преобразовательное оборудование. Фильтр Д-
48)п кРоме того’ подавляет помехи на частоте телемеханики
°20 кГц Вспомогательные усилители (УсВ) формируют внут-
сннюю диаграмму уровней и согласуют их с уровнями преобра-
вательного оборудования. Контур предварительных искажений
217
,дс-в усв тр
Д-ЦЮЬУсВКПИ
9896 308
Рис. 5.17. Структурная схема оконечной аппаратуры линейного тракта
системы К-1020С
(КПИ) повышает помехозащищенность полезных сигналов. Ддя
компенсации предыскажений, внесенных КПП, на приемной
станции включен контур коррекции предварительных искажений
(ККПИ).
Дифференциальные системы ДС-В обеспечивают объедине-
ние двух трактов на передаче и разъединение на приеме при ор-
ганизации выделения групп каналов. Линейные трансформаторы
(ЛТр) используются для сопряжения несимметричной цепи обо-
рудования и симметричной цепи кабеля и согласования сопро-
тивлений этих цепей. Через ЛТр осуществляется подача дистан-
ционного питания на НУП
Для коррекции остаточных АЧИ помимо АРУ по вспомога-
тельной КЧ используется ручная регулировка с помощью ампли-
тудного переменного корректора (ПАК).
Линейный усилитель (ЛУс) совместно с магистральным (МК)
и линейным (ЛК) корректорами компенсирует затухание кабель-
ного участка номинальной протяженности. Включенный на
входе усилителя фильтр К-300 предотвращает переходное влия-
ние между цепями, по которым работаю! системы К-60П, через
цепь, по которой работает К-1020С, обеспечивает функциониро-
вание телемеханики, команды управления которой осуществля-
ются частотой 76 кГц, и защищает тракт от низкочастотных
помех.
Система передачи К-24Р работает по симметричным парам коаксиальных ка-
белей КМ-4, КМ-8/6 и предназначена для организации ответвления каналов и
магистралях коаксиального кабеля, пары которого используются для работы си
темы К-3600 или К-1920П. Максимальная длина переприемного участка 372 К»'
расстояние между ОУП до 186 км. Длина усилительного участка 6 км.
Линейный спектр системы (12...108 кГц) формируется на основе двух оС1,°
ных ПГ. В тракте передачи АС сигнал одной из ПГ преобразуется в сигнал. »н
мающий спектр частот 12...60 кГц. Сигнал другой ПГ без преобразования полз
ся на вход оконечной АЛТ Спектры обеих групп обьединяются с помощью лиф
системы, чтобы изменения в режиме работы одной группы нс сказывались на .
ловиях работы другой. Перенос спектра ПГ в спектр 12...60 кГц осуществляе
218
РФ-М.1И,ДО, I 312...360 Д-60
219
двухступенным преобразованием посредством несущих частот 420 и 300 кГц. д(1е
ступени преобразования облегчают выполнение фильтров ПФ и Д-60, которые
выделяют полезные боковые полосы частот 312...360 и 12...60 кГц соответственно
Оконечная АЛТ создает наиболее благоприятные условия передачи сигналов
по симметричным парам, поэтому в ее состав входят усилители, корректоры, уст-
ройства АРУ и т. д.
В системе передачи К-24Р используется двухчастотная система АРУ (16 и 104
кГц), что обусловливает применение в АС режекторных фильтров, которые вно-
сят большое затухание для токов, совпадающих с токами КЧ, во избежание лож-
ной работы АРУ. Контрольные частоты 16 и 104 кГц вводятся в тракт передачи
через неравноплечную дифсистему, что обеспечивает стабильность уровня посту-
пающих в линейный тракт КЧ при случайном изменении режима работы аппара-
туры сопряжения.
Структурная схема АС и ОАЛТ этой системы приведена на рис. 5.18. Линей-
ный трансформатор ЛТр применен для согласования входных сопротивлении ап-
паратуры и кабеля, создания симметричного выхода аппаратуры, организации
фантомной цепи, используемой для служебной связи и подачи дистанционного
питания на НУП. В тракте приема назначение элементов аналогично другим СП.
5.4. АППАРАТУРА СОПРЯЖЕНИЯ И ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА СП,
РАБОТАЮЩИХ ПО ВЛС
Система передачи В-3-3 позволяет по одной двухпроводной цепи организо-
вать по три канала в разных направлениях передачи. Полоса частот, занимаемая в
линии при передаче в одном направлении, составляет 4...16 кГц, а в обратном-
18...30 или 19...31 кГц.
В системе предусмотрено четыре варианта линейного спектра, отличающиеся
друг от друга взаимной инверсией и сдвигом частотных полос каналов (рис. 5 19).
Эго обеспечивает отсутствие внятных переходных разговоров в каналах, работаю-
щих на параллельных цепях.
Любой из вариантов линейного спектра (рис. 5.20) образуется с помощью
трех ступеней преобразования — индивидуальной и двух групповых. Индивиду-
альное преобразование осуществляется с помощью несущих частот 12,16 и 20
кГц. После преобразования фильтры типа LC выделяют верхние боковые полосы
частот, образуя трехканальную группу в спектре частот 12...24 кГц.
Две ступени группового преобразования необходимы потому, что спектр
трехканальной группы частично перекрывается с линейным спектром. При одной
ступени группового преобразования возникло бы взаимное влияние между кана-
лами за счет присутствия остатка непреобразованного сигнала (в нашем случае
12...24 кГц) на выходе преобразователя. Кроме того, наличие двух ступеней груп-
пового преобразования облегчает реализацию инверсии и сдвига частотных полос
для получения четырех вариантов линейного спектра.
Первое групповое преобразование выполняется с помощью несущих частот
72 или 108 кГц. В первом случае выделяется верхняя боковая полоса частот, а во
втором — нижняя. В результате этого образуется спекгр 84...96 кГц. Для получе-
ния линейного спектра нижней группы частот (4... 16 кГц) используется несущая
частота 100 кГц, а верхней группы частот (18...30 или 19...31 кГц) —соответствен-
но несущая частота 114 или 115 кГц. Разделение спектров нижней и верхней
групп частот осуществляется направляющими фильтрами ДК-17.
В системе предусмотрена двухчастотная термомеханическая система АРУ В
качестве линейных КЧ в одном направлении используются частоты 4 кГц (на-
IZ0Z1 0Z0 EES EES ШЗ 0Z0 EEN EES
4 16 19 31 </ 16 1Я 31 <! 16 18 30 4 16 16 30
I Л Ш 1S
Рис. 5.19. Четыре варианта линейного спектра системы В-3-3
220
Рис. 5.21. Схема образования линейных спектров системы В-12-3
221
клонная регулировка) и 16 кГц (плоская регулировка), в другом — 18 или 19
(наклонная регулировка) и 30 или 31 кГц (плоская регулировка). K*U
Промежуточные усилительные пункты в системе могут быть двух типов QVn
и НУП; последние не снабжены АРУ, их максимальное усиление на частоте Р
кГц не превышает 35 дБ. Эти станции применяются только при работе систе 31
но стальным цепям. Между ОУП допускается включать не более двух НУп
Ввиду отсутствия на НУП устройств АРУ для предотвращения возможной Пе ' '
1рузки усилителей при изменении метеорологических условий необходимо длин
усилительных участков делать постепенно уменьшающимися. В направлени
передачи верхней 1руппы частот первый НУП надо располагать на расстоянии Зп
км от ОУП, а второй - максимум через 25 км от первого НУП. Использоваци
НУП позволяет увеличить расстояние между ОУП до 75 км, а максимальщЛ
дальность связи по стальным цепям-до 150 км. Максимальная протяженность
переприемпого участка при работе по цветным цепям равна 2000 км, расстоян.?
между ОУП до 250 км. Ие
В спектре частот до 4 кГц организуется канал двухполосной служебной связи
(ДПС), работающий в спекгре частот 0,3...1,5 кГц в одном направлении и
1,74...2,94 кГц - в обратном. Последний образуется путем преобразования спект-
ра 0,3... 1,5 кГц частотой несущего колебания 3,24 кГц. При организации ДПС
промежуточные усилительные станции не предусматриваются. В случае необхо-
димости переприем сигналов служебной связи осуществляется путем соединения
двух оконечных комплектов оборудования ДПС по четырехпроводной схеме
Система передачи B-J2-3 предназначена для работы по двухпроводным цепям
из цветного металла. В каждом из направлений передачи организуется 12 кана-
лов. Для облегчения условий работы системы на параллельных цепях предусмот-
рено четыре варианта линейного спектра, отличающиеся взаимной инверсией и
сдвигом частотных полос.
Линейный спектр частот при передаче в одном направлении составляет
36...84 кГц, а в обратном - 92... 140, 95...143, 93...141 или 94...142 кГц. Формирова-
ние линейного спектра происходит на основе ПГ с использованием двух ступеней
зруппового преобразования, так как спектр частот этой группы частично пере-
крывается с линейным спектром обоих направлений передачи (рис. 5.21).
Структурная схема АС и ОАЛТ системы В-12-3 представлена на рис. 5.22.
Как видно из рисунка, выделение полезных боковых после первого и второго
1рупповых преобразований соответственно осуществляется ПФ-384...432 и фильт-
ром Д-200. Развязывающие дифсистемы ДС, используются для ввода в тракт
передачи сигналов вещания и КЧ первичной группы (84,14 кГц). В приемном
тракте оборудования сопряжения происходит обратное преобразование сигналов.
Рис. 5.22. Схема аппаратуры сопряжения и оконечной аппаратуры линейного
222
Линейное оборудование содержит усилительные устройства и корректоры
/Кор), а также двухчастотную систему АРУ, которая обеспечивает постоянство
< граммы УРовнеи и остаточного затухания каналов. В качестве линейных КЧ
плоской регулировки используются частоты 80 и 92 кГц, а наклонной регулиров-
- 40 и 143 кГц. Линейные КЧ вводятся в тракт через дифсистему ДС2. В прием-
ном оборудовании КЧ через дифсистему поступают в соответствующие приемники
контрольного канала (ПКК) Сигналы с выходов ПКК управляют затуханием на-
клонного и плоского регуляторов. Разделение спектров нижпеи и верхней групп
частот на станциях осуществляется с помощью направляющих фильтров ДК-88.
В рассматриваемой СП спектр ПГ образуется путем двухступенного преобра-
зования на основе трехканальных групп, занимающих спектр 12 .24 кГц.
Промежуточные усилительные пункты предусмотрены двух типов. ОУП и необ-
служиваемые дистанционно питаемые вспомогательные усилительные станции ВУС-
12-3. В случае использования ОУП и ВУС нормальная работа обеспечивается при
длине переприемного участка 2000 км. Максимальная длина усилительного участка без
ВУС "54 км, при включении двух ВУС — 140 км при наихудших погодных условиях.
В заключение необходимо отметить, что АЛТ ОУП любой системы передачи
в основном аналогично приемному оборудованию АЛТ ОП.
5.5. ОСОБЕННОСТИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СП, РАБОТАЮЩИХ
ПО МЕСТНЫМ ЛИНИЯМ
В настоящее время СП с ЧРК широко используются и на
местных сетях. С их помощью организуются соединительные и
абонентские линии ГТС и сельская связь. Основной особеннос-
тью этих систем является небольшая дальность действия. При
связи на короткие расстояния велики относительные затраты на
оконечное оборудование. По этой причине при создании МСП
для местных сетей пошли по пути упрощения, а тем самым и
удешевления оконечных станций. С этой целью расстояние
между виртуальными несущими соседних каналов выбрано рав-
ным 8 кГц при сохранении эффективно передаваемой полосы
частот канала 0,3...3,4 кГц. Расширение полосы частот, отводи-
мой на канал, позволяет при использовании ДМ организовать:
Факта системы В-12-3
1) передачу одной боковой полосы (ОБП) частот с неполны^
подавлением второй боковой;
2) двух боковых полос и несущей;
3) двух боковых полос.
Первый и второй методы используются в отечественных СП
на местных сетях (системы КАМА и АВУ соответственно). Тре.
тий метод передачи не нашел применения, так как требует на
приеме синхронного детектирования, что усложняет генератор-
ное оборудование и увеличивает стоимость оконечных станций.
Метод передачи ОБП с неполным подавлением второй боковой
полосы позволяет в индивидуальном оборудовании СП приме-
нить фазоразностные схемы. Относительно простые по конструк-
ции фазоразностные схемы обеспечивают подавление неисполь-
зуемой боковой полосы не менее чем на 26 дБ, что достаточно
для того, чтобы на приеме не возникали биения в случае асин-
хронности генераторов несущих частот. Мешающего влияния на
соседний канал эта боковая полоса не оказывает, так как интер-
вал между виртуальными несущими частотами соседних каналов
составляет 8 кГц.
Фазоразностные схемы позволяют отказаться от использова-
ния дорогих канальных фильтров и выполнить передающие уст-
ройства всех каналов одинаковыми, что упрощает, а следователь-
но, удешевляет оконечное передающее оборудование.
Расширение полосы частот, отводимой на канал, дает воз-
можность передавать сигналы управления и взаимодействия вне
эффективно передаваемой полосы, но в пределах полосы частот
канала (3825 Гц). Это приводит к упрощению приемников этих
сигналов, поскольку исключаются защитные устройства, предот-
вращающие срабатывание приемников от разговорных токов.
Метод передачи двух боковых полос и несущей используется в
СП, предназначенных для работы по абонентским линиям
(АВУ), протяженность которых невелика, и поэтому необходи-
мости в установке промежуточных усилителей нет. Экономичес-
кая эффективность этих систем достигнута прежде всего за счет
упрощения генераторного оборудования и оборудования прием-
ной станции.
Следует отметить, что в настоящее время на местных сетях
внедряются и широко используются СП с ИКМ.
Система передачи АВУ является двухполосной двухпроводной и предназначе-
на для получения дополнительного канала на абонентских линиях ГТС, причем
передача сигнала в полосе частот 0,3...3,4 кГц не нарушается. Дополнительный
канал может быть использован также в качестве линии к таксофонам.
Схема связи при применении системы АВУ приведена на рис. 5.23. Спектр
частот сигнала, передаваемого без преобразования (основной канал), ограничива-
ется ФНЧ Д-3,4. Граничная частота этого фильтра выбрана равной 3,4 кГц с теМ<
чтобы более высокие частоты, возникаюшие при передаче разговорного сигнала,
не оказывали мешающего действия на дополнительный канал.
224
Рис. 5.23. Схема связи при использовании системы АВУ
Дополнительный канал организуется с помошью станционного (СПК) и або-
нентского (АПК) полукомплектов, служащих для преобразования исходной поло-
•ы частот разговорного сигнала в линейную полосу и обратного преобразования.
Таким образом, при использовании АВУ по одной абонентской линии можно
передавать сигналы от двух абонентов одновременно.
f Затухание, перекрываемое системой передачи АВУ, соответствует затуханию
абонентской линии протяженностью 3,5 км (кабель с жилами диаметром 0,5 мм).
На рис. 5.24 показаны спектры частот основного канала, сигнал по которому
передается без преобразования, и канала, образованного АВУ. Основной канал
нанимает полосу частот до 3,4 кГц, а канал, образованный с помощью аппарату-
ры АВУ, - полосу частот 24...68 кГц. При этом от абонента к станции передаются
частоты 24,6...31,4 (28± 3,4) кГц, от станции к абоненту 60,6...67,4 кГц. Достаточ-
но большие полосы частот, отводимые на расфильтровку, упрощают и удешевля-
ют фильтры.
Для уменьшения влияния помех от работы коммутационного оборудования
станции на принимаемый сигнал от абонента к станции передается нижняя поло-
са частот, так как в линии она претерпевает меньшее затухание и ее приемный
уровень выше. Остаточное затухание канала АВУ равно 4,3 дБ, что соответствует
максимально допустимому затуханию абонентской линии.
Станционный полукомплект питается от батареи станции. Абонентский
полукомплект питается от сети переменного тока. Дистанционное питание его от
.таннионной батареи невозможно, поскольку сигналы взаимодействия по линиям
городской телефонной сети (ГТС) передаются постоянным током.
На рис. 5.25 приведена функциональная схема полукомплектов. Телефонный
аппарат абонента, использующего канал АВУ, подключается к дифференциальной
системе (ДС) абонентского полукомплекта. Питание на аппарат подается через ста-
тическое реле (СР), которое управляет работой модулятора (М). При разрыве цепи
постоянного тока СР закрывает модулятор, и передача из АПК не производится.
Если цепь постоянного тока замкнута, то СР открывает модулятор. Поступающие
на него разговорные токи модулируют по амплитуде несущую, которая постоянно
подается на модулятор от генератора Г-28. Полосовой фильтр ПФ-28 выделяет не-
сущую и обе боковые полосы частот, устраняя побочные продукты преобразования.
Регулируемая искусственная линия (ИЛ) включается, когда длина усилитель-
ного участка меньше усилительной способности аппаратуры.
Фильтры Д-3,4 и К-20 разделяют спектры основного и дополнительного ка-
налов. На приемной станции ПФ-28 выделяет полосу 24...32 кГц, а фильтр Д-3,4
выделяет после демодуляции исходный сигнал, который подается к приборам
станции. После демодуляции ток несущей частоты преобразуется в постоянный
ток, под действием которого срабатывает реле (Р). Контакт реле подключает ко
Рис. 5.24. Спектры частот основного и дополнительного каналов
системы АВУ
I *' 1771
225
Рис. 5.25. Функциональная схема абонентского и станционного комплектов
системы АВУ
входу ДС имитатор шлейфа (ИШ), который имитирует замыкание абонентского
шлейфа и обеспечивает тем самым нормальную работу приборов телефонной
станции.
Назначение элементов обратного направления передачи аналогично назначе-
нию рассмотренных элементов. Однако в модуляторе этого направления предус-
мотрено ограничение для предотвращения перегрузки тракта токами вызывной
частоты. Кроме того, вызывные сигналы после демодуляции усиливаются отдеть-
ным усилителем.
Конструктивно АПК выполнен в виде коробки, которая крепится к стене по-
мещения, СПК располагается на станции на стандартных стативах.
Система передачи КАМА предназначена для создания соединительных линий
(СЛ) между АТС и РТС, а также между АТС и МТС В качестве направляющей
среды в этой системе используются кабели типов МКС, ВТСПБ, КСППБ и Г.
Система передачи КАМА может работать по однокабельной двухполосной схеме
в спектре частот 12...252 кГц в одном направлении и 312...548 кГц в обратном
или по двухкабельной однополосной схеме в спектре частот 12...248 кГц. Она по-
зволяет организовать 30 каналов. При использовании кабелей МКС и МКПВ
длина усилительного участка может достигать 14,3 км, а дальность передачи-80
км. Для кабелей КСПП и ВТСП эти величины соответственно равны 8 и 50 км.
При необходимости использования кабеля типа Т приходится отбирать пары,
удовлетворяющие требованиям по защищенности. Длина усилительною участка в
данном случае не превышает 3,3 км из-за высокого уровня шумов, а дальность
действия 23 км.
Схема образования линейного спектра приведена на рис. 5.26. Исходные по-
лосы частот 0,3...3,4 кГц 30 каналов и сигнальная частота 3,825 кГц преобразуют-
ся с помощью несущих = 304 + 8и. где и — номер канала, в спектр частот
312...548 кГц. Если система работает как двухполосная, то эта полоса частот со-
вместно с КЧ 304 кГц передается в линию от станции Б к станции А. Для переда-
чи в обратном направлении спектр 312...548 кГц посредством несущей частоты
Рис. 5.26. Схема образования линейного спектра системы КАМА
226
Рис. 5.27. Схема оконечной станции системы КАМА
560 кГц преобразуется в спектр 12...248 кГц. Совместно с этим спектром переда-
ются КЧ 256 кГц и частота 8 кГц, необходимая для синхронизации опорных час-
тот генераторного оборудования оконечных станций.
Если система КАМА работает по однополосной схеме, то в обоих направле-
ниях в линию передается спектр 12...248 кГц.
Структурная схема оконечной станции двухполосной системы КАМА приве-
дена на рис. 5.27. Передатчики (Пер), приемники (Пр), приемник сигналов уп-
равления (ПСУ) и статические реле (СР) относятся к индивидуальному оборудо-
ванию. На вход индивидуального оборудования от реле соединительных линий
подключаются два разговорных провода (а и />), которые через ДС подключаются
ко входу передатчика, и провод (с), по которому для работы СР подается +60 В.
Если СР срабатывает, то от генераторного оборудования на вход передатчика
поступает частота управления 3825 Гц. Передатчик (рис. 5.28, а) преобразует по-
лосу частот исходного сигнала и частоту сигнала управления в полосу частот, от-
водимую данному каналу в спектре частот 312...548 кГц на выходе индивидуаль-
ного оборудования. Для этого в передатчике используется фазоразностная схема
(ФРС), которая состоит из фазовых контуров, обеспечивающих относительный
сдвиг фаз сигналов на 90” в полосе частот 0,3...3,4 кГц, модуляторов, высокочас-
тотного фазовращателя и сумматора. На входе ФРС включены симметрирующий
трансформатор (СТр) и фильтр Д-3,4, который подавляет разговорные сигналы с
частотами выше 3,4 кГц. Полосовой фильтр ПФ-3,8 уменьшает помехи в сосед-
них каналах при передаче импульсов набора.
Развязывающее устройство (РУ) осуществляет взаимонезависимое объедине-
ние выходных сигналов 30 передатчиков. Через это же устройство в тракт переда-
чи вводятся КЧ 304 кГц и вспомогательная частота 312 кГц, которая применяется
«<ля отыскания поврежденного направления группового тракта.
Фильтр Д-552, включенный на входе группового тракта системы (см. рис
*27), подавляет побочные продукты преобразования передатчиков каналов.
От др. передатчиков К др. приемником
Рис. 5.28. Схема передатчика (о) и приемника (б) системы КАМА
227
В групповом преобразователе с помощью несущей частоты 560 кГц спек
частот 304...548 кГц (с учетом КЧ) переносится в спектр 12...256 кГц. а неиспол|Р
зуемая боковая полоса подавляется фильтром Д-256.
Через ПФ-8 в тракт передачи подается частота синхронизации 8 кГц. Релек
торный фильтр РФ-8 предотвращает влияние передаваемого сигнала на каня
синхронизации Фильтры Д-280 и К-280 являются направляющими, корректор
КД-280 и КК-280 корректируют их частотную характеристику затухания. ЛицеР|
ный трансформатор (ЛТр) создает симметричный выход аппаратуры. Средня,
точка ЛТр используется для организации служебной связи по фантомным пеням
и подачи дистанционного питания. м
На приемной станции РФ-8 не пропускает частоту 8 кГц в тракт приеца
передаваемой информации ПФ 8 выделяет эту частоту, которая затем подается в
генераторное оборудование. Магистральный корректор (МК) служит для подчис-
точной коррекции АЧИ линейного тракта, линейный корректор (ЛК) корректи-
рует АЧИ линии. Автоматическая регулировка усиления осуществляется путем
изменения усиления вспомогательного усилителя (ВУс). Фитьтр Д-552 выделяет
после демодуляции полезную полосу частот. Групповой усилитель (ГУс) обеспе-
чивает требуемый уровень сигнала для нормальной работы приемника, схема ко-
торого приведена на рис. 5.28, б
На демодуляторы (ДМ) поступают сигналы всех 30 каналов. Фильтр Д-4 на
выходе ДМ выделяет исходный сигнал и сигнал управления от преобразованных
сигналов остальных каналов. После усиления этих сигналов речевой сигнал отде-
ляется от сигнала управления фильтром Д-3.4 и через ДС подается на приборы
АТС. Сигнальная частота выделяется ПФ-3,8 и поступает в ПСУ, где усиливает-
ся, выпрямляется и подается на соответствующие управляющие устройства.
5.6. ТРАНЗИТНЫЕ СОЕДИНЕНИЯ И ВЫДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ
Транзитные соединения каналов. Последовательное соединение
двух или более каналов для обеспечения обмена информацией
между пунктами, не имеющими прямой связи, называется тран-
зитным. По своему назначению транзитные соединения (транзи-
ты) подразделяются на постоянные, которые осуществляются в
линейно-аппаратном цехе (ЛАЦ), и временные, реализуемые в
цехах автоматики или полуавтоматики для передачи одного или
нескольких сообщений.
При организации транзитов в точках соединения каналов не-
обходимо иметь одинаковые входные сопротивления и измери-
тельные уровни.
Транзитные соединения могут выполняться путем соединения
либо отдельных каналов (переприем по ТЧ), либо групп каналов
(переприем по ВЧ). Транзитные соединения отдельных каналов
производятся в спектре частот 0,3...3,4 кГц по двух- или четырех-
проводной схеме. Этот вид транзита называется индивидуальным
или низкочастотным.
Двухпроводные низкочастотные транзитные соединения осу-
ществляются в точках с относительным уровнем -3,5 дБмО. Они
легко выполнимы и позволяют организовать транзит без исполь-
зования каких-либо дополнительных устройств. Однако в данном
случае увеличивается число последовательно включенных зам*
228
кнутых систем, что снижает утойчивость составного канала. Этот
вид транзита в настоящее время не используется.
Четырехпроводные индивидуальные транзитные соединения
(рис. 5.29) не имеют отмеченного выше недостатка. Как видно из
рисунка, для осуществления транзита должны быть соединены
точки с относительными уровнями +4 и -13 дБмО. Для обеспе-
чения нормального режима работы составного канала включают
удлинители и соединение производят между точками с измери-
тельными уровнями —3,5 дБм. В пункте реализации транзита ДС
выключаются. Этот вид транзита широко используется на сети,
так как практически не ограничивает числа возможных соедине-
ний каналов, что особенно существенно при автоматической
коммутации каналов. Однако он ухудшает АЧХ и ФЧХ составно-
го канала, что объясняется увеличением числа последовательно
включенных канальных ПФ. Поэтому на каждом виде первичной
сети их число нормируется.
Транзитное соединение групп каналов, или высокочастотный
транзит, осущесзвляется ‘ в спектрах частот основных групп.
Особенностью транзита является то, что отпадает необходимость
в использовании индивидуального оборудования в пункте реали-
зации транзита. Сокращается число ступеней преобразований,
уменьшаются шумы и АЧИ по сравнению с индивидуальным
транзитным соединением.
Для выполнения ВЧ транзита из одной системы передачи в
другую требуется соответствующее оборудование. Оно предназна-
чено для согласования уровней в точках реализации транзита,
подавления токов соседних групп каналов, токов КЧ, располо-
женных внутри передаваемой полосы, коррекции АЧХ и, если
необходимо, ФЧХ.
Групповые транзитные соединения осуществляются по пер-
вичным, вторичным и третичным группам. Функциональные
схемы транзитного оборудования этих групп каналов приведены
соответственно на рис. 5.30, а, б и в. Полосовые фильтры с поло-
сами пропускания 60,6...107,7 кГц (транзит ПГ), 312,3...551,7 кГц
(ВГ) и 812,6...2043,7 кГц (ТГ) подавляют токи соседних групп ка-
налов. На крайних частотах фильтр имеет затухание порядка 75
ДВ. Удлини гели согласовывают уровни передачи в точках транзи-
та. Режекторные фильтры вносят значительное затухание на час-
тотах, совпадающих с КЧ системы, в которую вводится транзит.
самым они предотвращают ложную работу системы АРУ.
Корректоры осуществляют коррекцию АЧХ составного канала.
Транзитные соединения 12-, 60- и 300-канальных групп реа-
лизуются соответственно на стойках транзита ПГ, ВГ и ТГ.
’Ранзиты могут быть как постоянными, так и временными.
229
При высокочастотном транзите системы вызова соединяемых
частков должны быть одинаковыми.
I Выделение каналов Система передачи позволяет осуществить
вЯЗЬ между пунктами, в которых установлено оконечное обору-
дование. При необходимости организации связи оконечного
пункта с одним из промежуточных последний должен иметь два
комплекта оконечного оборудования. Однако это сильно увели-
чивает затраты на строительство магистрали и ухудшает характе-
ристики каналов, не выделяемых в данном пункте. Избежать от-
меченные недостатки позволяет аппаратура выделения каналов
(АВК) Выделение каналов производится непосредственно из ли-
нейного спектра. Частоты выделяемых каналов в динеином
спектре подавляются, и взамен их вводятся новые каналы для
связи либо с последующими пунктами выделения, либо с око-
нечной станцией. Таким образом, АВК позволяет осуществить
связь с обеими оконечными станциями по выделенным каналам
промежуточного пункта.
Наиболее целесообразно выделять каналы, расположенные в
нижней части линейного спектра, так как здесь относительная
ширина промежутка между каналами больше. Эго обеспечивает
выделение групп каналов без потери каналов на расфильтровку.
Аппаратура выделения состоит из трех основных частей' трак-
та прямого прохождения, трактов приема и передачи и генера-
торного оборудования. Упрощенная функциональная схема аппа-
ратуры приведена на рис. 5.31.
Оборудование тракта прямого прохождения служит для по-
давления токов выделяемых каналов и пропускания сигналов ос-
тальных каналов практически без изменения. Подавление токов
выделяемых каналов в динеином спектре частот производится
фильтром верхних частот Ф,. Для коррекции АЧИ и ФЧИ, вно-
симых этим фильтром, последовательно с ним включаются амп-
литудный и фазовый корректоры (на рисунке не показаны).
231
Если в выделяемую полосу частот попадают линейные КЧ т
в тракт прямого прохождения АВК параллельно фильтру ф
через РУ включают фильтры Ф, и Ф„ обеспечивающие прохож-
дение КЧ в последующий участок магистрали.
Тракты приема и передачи аппаратуры выделения состоят из
фильтра нижних частот Ф4, аппаратуры сопряжения (АС) и кана-
лообразующей аппаратуры (КОА). Фильтр Ф4 обеспечивает от-
ветвление из линейного спектра частот, соответствующих выде-
ляемым каналом. Аппаратура сопряжения служит для преобразо-
вания выделенного спектра в спектр ВГ или ПГ. С помощью
КОА организуются каналы ТЧ. Тракт передачи АВК построен
аналогично, но преобразование происходит в обратном порядке.
Существующая аппаратура выделения позволяет выделять
либо четыре канала, либо одну или две ПГ, либо одну, две или
три ВГ.
Оборудование АВК размещается на стойке СВК-К, аппарату-
ры выделения ПГ - на стойке СВПГ-1 или СВПГ-2 и аппарату-
ры выделения ВГ - на стойках СВВГ и СП Пр.
К недостаткам АВК можно отнести снижение надежности ли-
нейного тракта и ухудшение его характеристик за счет включе-
ния большого числа дополнительного оборудования. Эти недо-
статки особенно сильно проявляются при выделении каналов из
линейных трактов СП большой канальности. Поэтому для рас-
пределения каналов вдоль трассы коаксиального кабеля приме-
няется распределительная система К-24Р. Она обеспечивает свя-
зью пункты, расположенные на участке между соседними узла-
ми, а также связь между этими пунктами и узлами.
5.7. ОРГАНИЗАЦИЯ КАНАЛА ЗВУКОВОГО ВЕЩАНИЯ
Требования к характеристикам канала звукового вещания
Для обмена программами вещания между радиоцентрами раз-
личных городов на базе сети связи создаются каналы звукового
вещания (ЗВ). Под каналами ЗВ подразумевается комплекс аппа-
ратуры и линий от выхода микрофона в студии до входа прием-
ника. Магистральный канал вещания является частью канала ЗВ
и обеспечивает обмен программами между двумя коммутацион-
но-распределительными аппаратными или радиовещательными
аппаратными.
В настоящее время принято целесообразным организовывать
магистральные каналы ЗВ трех классов: высшего, первого и вто-
рого. По каналам высшего класса передаются сигналы звукового
сопровождения телевизионных программ, по каналам первого
класса - программы центрального вешания в республиканские и
232
властные пентры, а также международные программы, а по ка-
налам второго класса - межобластное, внутриобластное и внут-
рирайонное вешание.
I Требования к характеристикам магистральных каналов ЗВ при-
ведены в табл. 5.3. Допустимая неравномерность остаточного зату-
хания каналов различных классов для эталонной цепи с тремя
переприемами протяженностью 2500 км показана на рис. 5.32.
Т а б л и ц а 5.3
г - Характеристика канала Класс канала
высший первый агорой
Полоса эффективно передаваемых час- тот, кГц 0,03... 15 0,05... 10 0,05...6,4
Остаточное затухание, дБ 0 0 0
Коэффициент нелинейных искаже- ний (на частотах выше 100 Гц) для эта- лонной цепи длиной 2500 км, %, не более Неравномерность частотной харак- теристики ГВП сигнала ЗВ по сравне- нию с его минимальной величиной для .талонной цепи протяженностью 2500 км. мс: <0,8... 1,5 <2 <2
на нижней частоте 50 80 80
на частоте 100 Гц 20 20 20
на верхней частоте Разность между максимальным уровнем сигнала и уровнем псофомет- 8 8 8
рического напряжения помехи (для всех каналов), дБ (здесь L протяжен- ность канала) 57 + 10 1g (2500/1)
Наиболее полно перечисленным требованиям отвечают кана-
лы, образованные на кабельных или радиорелейных линиях.
Поэтому каналы этого типа и составляют основу сети каналов
междугородного и международного вещаний.
Канал вещания высшего класса организуется в спектре час-
тот. который специально для него отводится в линейном спектре
СП. Преобразование спектра осуществляется в специальной ап-
паратуре, используется амплитудная модуляция, передается одна
боковая. Преобразованный сигнал подается на вход оконечной
аппаратуры линейного тракта и совместно с другими сигналами
передается на оконечную приемную станцию.
233
ze
1,7
0,9
О
-09
Первый класс
Второй масс ' Высший класс
Й f,*rU
Рис. 5.32. Допустимая неравномерность остаточного зату-
хания в каналах ЗВ
Данный метод создания канала ЗВ имеет существенный недо-
статок, заключающийся в том, что в различных СП для этого ка-
нала выделяются разные полосы частот, следовательно, отсутст-
вует возможность унификации оборудования. Однако он позво-
ляет создавать канал с относительно широкой полосой частот
15...17 кГц.
Каналы ЗВ первого и второго классов образуются взамен не-
скольких каналов ТЧ в системе передачи. С этой целью объеди-
няются спектры двух или трех каналов ТЧ. В первом случае орга-
низуется канал ЗВ второго класса, во втором — первого класса.
Это объединение осуществляется в диапазоне частот ПГ. Такой
метод организации канала оказывается одинаково пригодным
практически для любой СП.
При выборе каналов ТЧ, вместо которых должен образовы-
ваться канал ЗВ. учитывается необходимость сохранения нор-
мальных условий работы трактов контроля и управления АРУ. С
учетом сказанного для организации канала ЗВ первого класса в
спектре первичной группы выделяется полоса частот 84...96 кГц.
а второго класса - 88...96 кГц. Перенос спектра сигнала вещания
в спектр канала ПГ МККТТ рекомендует осуществлять путем
преобразования с помощью несущей частоты 96 кГц. Это преоб-
разование происходит в аппаратуре АВ-2/3.
Рассмотренные выше методы относятся к методам организа-
ции передачи сигналов ЗВ с преобразованием спектра. Образо-
ванные таким образом каналы называются высокочастотными.
Сигналы ЗВ могут передаваться и без преобразования, т. е. в
исходной полосе частот. В этом случае каналы ЗВ называются
низкочастотными. Они организуются по специальным симмет-
ричным экранированным парам с легкой пупинизацией. К числу
их достоинств можно отнести малый уровень помех, способность
обеспечить передачу сигналов с большим динамическим диапа-
234
пНоМ и простоту решения задачи ответвления программ в про-
житочных пунктах. Однако эти каналы дороги, обеспечивают
ередачу недостаточно широкой полосы частот и, кроме того,
имеется возможность случайного подключения к каналу работ-
ников. производящих ремонт или настройку магистрали.
Аппаратура передачи сигналов ЗВ
Канал высшего класса, как уже отмечалось, используется для
передачи звукового сопровождения телевидения, поэтому аппа-
ратура, с помощью которой организуется этот канал, входит в
комплекс аппаратуры передачи программ телевидения. Распола-
гается она на стойках передающих устройств звуковых сигналов
вешания (СПУЗСВ) и приемных устройств звуковых сигналов
вещания (СПрУЗСВ). Структурная схема тракта передачи канала
ЗВ высшего класса приведена на рис. 5.33.
Преобразование сигналов ЗВ в линейный спектр осуществля-
ется с помощью одной ступени преобразования. Так как частот-
ный промежуток, разделяющий боковые полосы на выходе пре-
образователя, незначителен (60 Гц), то для подавления неисполь-
зуемой нижней боковой полосы частот применяется фазораз-
ностная схема. Для уменьшения числа побочных продуктов
преобразования исходный спектр сигнала ограничивается ФНЧ
Д-17. Контур предварительного наклона (КПН) предусмотрен
для увеличения помехозащищенности высокочастотных состав-
ляющих сигнала. Искажения, вносимые этим контуром, на при-
еме устраняются контуром обратного наклона. На магистралях
большой протяженности для увеличения помехозащищенности
используются компандерные устройства — на передаче сжиматель
(К), на приеме расширитель. Фильтр нижних частот на выходе
аппаратуры подавляет побочные продукты преобразования и от-
деляет сигнал ЗВ от сигналов изображения.
Для проверки исправности тракта звукового сопровождения
передается сигнал КЧ 16714 Гц, поэтому ширина полосы канала
вещания выбрана равной 17 кГц.
Рис. 5.33. Структурная схема тракта передачи оконечной аппара-
туры организации канала ЗВ высшего класса
Каналы ЗВ первого или второго класса организуются с помо-
щью аппаратуры АВ-2/3. Передающая часть этой аппаратур^
через развязывающее устройство подключается на вход группо-
вой части СП, а приемная часть - на выход, заменяя тем самым
индивидуальное оборудование изымаемых в ПГ каналов. Упро-
шенная схема оконечной аппаратуры передачи сигналов звуково-
го вещания АВ-2/3 приведена на рис. 5.34.
Для уменьшения числа побочных продуктов преобразования
спектр исходного сигнала ограничивается фильтром Д-10 (ддя
каналов первого класса) и Д-6,4 (для каналов второго класса).
Фильтры Д-96 и К-85 (для каналов первого класса) и К-88,8 (для
каналов второго класса) выделяют после преобразования полез-
ную нижнюю боковую полосу частот. Включаются они после
усилителя высокой частоты (УВЧ). Для снижения требований к
фильтру Д-96 в отношении крутизны нарастания характеристики
его затухания, так как боковые полосы отстоят друг от друга на
100 Гц, в аппаратуре применена ФРС преобразования частоты.
Назначение РФ - подавление остатка несущей частоты.
На приемной станции фильтры Д-96 и К-85 или К-88,8 выде-
ляют спектр канала ЗВ. Здесь так же, как при передаче, вместо
ПФ применяются ФНЧ и ФВЧ. Такое решение позволило упрос-
тить узлы, которые должны заменяться при организации каналов
первого или второго класса. Исходный сигнал после преобразо-
вания на приеме выделяется фильтром Д-10 или Д-6,4. Для пред-
отвращения перегрузки группового тракта системы передачи
УВЧ канала ЗВ является усилителем-ограничителем.
Увеличение помехозащищенности обеспечивается на передаче
контуром предыскажения уровней (КП) и компрессором (К).
Вносимые искажения КП компенсируются на приеме контуром
компенсации предыскажений (ККП), а восстановление динами-
ческого диапазона осуществляется расширителем (Р).
Для организации канала ЗВ по экранированным кабельным
парам применяется аппаратура АВЭК. Так как АЧХ, ФЧХ и вол-
Рис. 5.34. Упрошенная структурная схема оконечной аппаратуры организа-
ции канала звукового вешания АВ-2/3
236
новое сопротивление кабеля резко изменяются с частотой и за-
висят от температуры, в схеме усилителей используются устрой-
ства для согласования сопротивлений усилителя и кабеля, а для
коррекции АЧХ и ФЧХ помимо основных корректоров применя-
ются дополнительные, корректирующие температурные измене-
ния характеристик кабеля. Чтобы решение этих задач не вызыва-
ю больших затруднений, спектр сигналов ЗВ ограничивается
частотой 8 кГц.
Сравнивая между собой ВЧ и НЧ каналы вещания, можно
отметить следующее: оборудование ВЧ каналов дешевле, требует
меньших эксплуатационных расходов, позволяет организовать
необходимое число каналов в любой МСП, однако при органи-
зации этих каналов трудно осуществить выделение программ ве-
шания в промежуточных усилительных пунктах и уровень помех
в них более высокий.
Организация НЧ каналов обходится дорого и по этой причи-
не имеет ограниченное применение.
ГЛАВА 6. ОСНОВНЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ АППА-
РАТУРЫ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК
6.1. УСИЛИТЕЛИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Назначение и типы усилителей
Передача элекзрических сигналов по различным направляю-
щим средам сопровождается их ослаблением, т. е. рассеянием их
энергии. При этом часто оказывается, что энергия сигнала недо-
статочна для его приема или что мощность сигнала сравнима с
мощностью помех. В данных случаях возникает задача усиления
сигналов, т. е. увеличения их мощности. Усиление электрических
сигналов осуществляется усилителями, которые удобно представ-
лять в виде четырехполюсников (рис. 6.1), т. е. устройств,
имеющих пару входных клемм I — 1 для подключения источника
сигнала и пару выходных клемм 2— 2 для подключения нагрузки
(приемника усиленного сигнала). Очевидно, что эти четырехпо-
люсники являются активными, т. е. содержат источники энер-
»ии, поскольку мощность сигнала в нагрузке значительно больше
мощности входного сигнала.
Каждый конкретный усилитель должен обладать вполне опре-
деленными параметрами и характеристиками, зависящими от
свойств усиливаемых сигналов и особенностей аппаратуры, в со-
став которой он входит.
237
Рис. 6.1. Усилитель как четырехполюс-
ник
Принцип работы усилителя заключается в том, что слабый
сигнал, который подлежит усилению, управляет потоком энер-
гии, поступающим от источника питания в нагрузку, подключен-
ную к усилителю. В усилителях электрических сигналов энергия
от источника питания (аккумулятора, выпрямителя и т. д.) пере-
дается в нагрузку по электрической цепи, а следовательно, уси-
ливаемый сигнал должен соответствующим образом изменять
параметры какого-либо элемента этой цепи. Следует отметить,
что часть энергии, потребляемой от источника питания, рассеива-
ется в усилителе, вызывая нагрев его элементов.
По своему назначению усилители МСП можно разделить на
следующие основные группы:
индивидуальные, усиливающие одиночные канальные сигналы
или первичные информационные сигналы;
групповые, усиливающие групповые сигналы, которые пред-
ставляют собой совокупность либо канальных, либо групповых
сигналов более низкой ступени иерархии;
линейные, усиливающие сигналы, передаваемые по линейным
трактам;
вспомогательного назначения, усиливающие сигналы несущих
и контрольных частот, а также сигналы систем телеконтроля, те-
лесигнализации, служебной связи и т. д.
Наиболее сложными и одновременно наиболее массовыми
являются линейные и групповые усилители. Олни из них предна-
значаются для обеспечения заданных измерительных уровней на
выходе оконечных станций и носят название усилителей переда-
чи, другие компенсируют затухание участков линии передачи и
являются промежуточными (линейные усилители), а третьи, уста-
навливаемые на входе оконечных станций, называются усилите-
лями приема. Сложность реализации групповых усилителей, и
прежде всего линейных промежуточных, определяется следую-
щими предъявляемыми к ним требованиями: малые нелинейные
искажения и собственные помехи, высокие стабильность коэф-
фициента усиления и надежность, малая мощность, потребляе-
мая от источников питания, и др.
Комплекс перечисленных требований определяется в основ-
ном требованиями к линейному тракту СП, в состав которого
могут входить тысячи линейных усилителей. В этих условиях
238
плохая работа хотя бы одного такого усилителя может привести к
снижению качества передачи или к перерыву связи по всем кана-
»ам данной системы. Для достижения указанных требований в
групповых усилителях, как правило, применяется глубокая общая
qC комбинированного типа (см. § 6.4) и устанавливаются неко-
торые специальные устройства, например, для защиты от опасных
напряжений в линиях передачи, устройсгва телеконтроля и др.
Основная часть индивидуальных усилителей аппаратуры СП
представляет собой усилители ТЧ, которые включаются на выхо-
дах приемных частей каналов ТЧ для обеспечения необходимой
мощности принимаемого сигнала и коррекции частотной харак-
теристики остаточного затухания (усиления) каната. В этих уси-
лителях также применяется общая ОС, однако менее глубокая,
чем в групповых. Особенностью индивидуальных усилителей ка-
налов ТЧ является наличие в их составе ПАК с широкими пре-
делами изменения параметров усилителей.
Как уже отмечалось, назначение вспомогательных усилителей
весьма разнообразно. Измерительные усилители, предназначен-
ные для усиления тест-сигналов или передаваемых информаци-
онных сигналов, приближаются по своим параметрам к группо-
вым усилителям. В отличие от последних они часто выполняются
с высокоомным входом, что позволяет подключать их параллель-
но тракту передачи без перерыва связи. Другие требования к
этим усилителям, особенно требования по надежности и мощ-
ности источников питания, менее жесткие, чем требования к ли-
нейным усилителям.
Вспомогательные усилители, применяемые в генераторном
оборудовании и устройствах автоматической регулировки уров-
ней, как правило, усиливают одночастотные сигналы, поэтому они
часто реализовывались в виде избирательных (RC) и резонансных
(LC) усилителей. Однако в современной аппаратуре данные уси-
лители выполняются широкополосными, а их другие параметры
приближаются к соответствующим параметрам групповых усили-
телей. Эта особенность объясняется тем, что, во-первых, широ-
кополосные усилители более технологичны при массовом прои-
зводстве и практически целиком могут выполняться на инте-
гральных микросхемах, а во-вторых, избыточность по рабочей
полосе частот позволяет повысить универсальность данного уси-
лителя, т. е. применять его для усиления различных отночастот-
ных сигналов, если их частоты находятся в пределах рабочей по-
лосы частот усилителя.
Таким образом, хотя в аппаратуре СП применяются усилите-
ли различного типа, наиболее характерным их представителем
явпяется линейный, технико-экономические показатели которого
в значительной мере определяют эффективность СП в целом
239
Рис. 6.2. Структурная схема усилителя
В большинстве случаев усилитель содержит следующие узлы
(рис. 6.2): входное и выходное устройства, предварительные кас-
кады усиления (ПКУ), выходной каскад усиления (ВКУ), цепи
ООС (ЦОС) и цепи (ЦП).
Входное и выходное устройства осуществляют сопряжение
каскадов усиления с внешними цепями (трансформируют сопро-
тивления. осуществляют переход от симметричной относительно
земли схемы внешних цепей к несимметричной схеме усилителя,
защищают усилитель от опасных напряжений во внешних цепях
и т. п.) и обеспечивают подключение цепи общей ОС. В качестве
этих устройств часто используют трансформаторы. Основное
усиление многокаскадного усилителя обеспечивается ПКУ, а
ВКУ предназначен главным образом для создания в нагрузке за-
данной неискаженной мощности сигнала. Обычно все каскады
получают энергию от общего источника питания (ИП) через ЦП,
которые, во-первых, осуществляют развязку каскадов между
собой (исключают попадание усиленных сигналов последующих
каскадов в предыдущие) и, во-вторых, подавляют помеху, ко-
торая может поступать в каскады усиления от ИП (например,
пульсации выпрямленного напряжения). В свою очередь, ЦОС
обеспечивает необходимые глубину ОС, АЧХ усилителя, регули-
ровку коэффициента усиления и др.
Основные показатели усилителей
Усилитель характеризуется целым рядом технических показа-
телей, по которым можно судить о его усилительных, энергети-
ческих, эксплуатационных и других свойствах, а также об иска-
жениях, вносимых им в усиливаемый сигнал. Достаточно полные
сведения о технических показателях усилителей позволяют выяс-
нить степень их пригодности для работы в конкретных условиях,
быстро и правильно выбрать подходящий усилитель или спроек-
тировать его с учетом определенных условий эксплуатации. Тех-
нические показатели усилителей, как правило, определяются со-
ответствующим техническим заданием на разработку, а усилите-
240
Leji, выпускаемых крупными сериями, - ГОСТами, ОСТами и
социальными руководящими техническими материалами.
Важнейшими параметрами усилителей, характеризующими их
усилительную способность, являются коэффициенты передачи.
Наиболее полную информацию несет коэффициент передачи по
ЭДС (см. рис. 6.1), определяемый как Ке = (/вых Ёс. Поскольку £с
и — комплексные величины, то, представив их в показатель-
ной форме, получим
Ke-UBm^/Ec^=Ke^,
где Фен*, фс ~ значения фазы выходного напряжения и ЭДС ис-
точника сигнала соответственно.
Для сокращения записи указание на функциональную зависи-
мость величин от частоты будет сохраняться лишь там, где это
имеет принципиальное значение. В остальных случаях оно будет
опускаться, например вместо К(ьд будет записываться К.
Действительная величина Ке= U^/ЕС = \Ке\ называется ко-
эффициентом усиления по ЭДС, а разность <р е = ф вых - (р с - фазо-
вым сдвигом ЭДС в усилителе.
Коэффициенты передачи и усиления по ЭДС используются
тогда, когда к входному сопротивлению усилителей не предъяв-
ляются какие-либо особые требования (например, при исследо-
вании отдельных каскадов усиления). Если же входное сопротив-
ление усилителя должно быть согласовано с сопротивлением ис-
точника сигнала или является высокоомным, вместо коэффици-
ента передачи по ЭДС используют коэффициент передачи по
напряжению
К=
где К — коэффициент усиления по напряжению', <р — фаза входно-
го напряжения; ф = ф вых - Ф вх _ фазовый сдвиг напряжения.
Кроме того, усилительные способности усилителей харак-
теризуются коэффициентом усиления по току Кг = /вых//вх, коэффи-
циентом усиления по мощности Км = (/ВЬ1Х /вых/ (/вх /га и проводимос-
тью передачи D= 'l вых/ (/вх.
Модуль проводимости передачи D обычно называют крутиз-
ной. В отличие от ранее приведенных коэффициентов усиления,
являющихся безразмерными величинами, крутизна измеряется в
сименсах (См).
Коэффициенты усиления и крутизна связаны между собой
следующими соотношениями:
К= ке I (1 + ZC/ZJI = К т | ZH/ZBXI = Ku/Kr =g\Z„\.
241
Рис. 6 3. Амплитудно-частотная Рис. 6.4. Фазочастотная харак-
характеристика усилителя теристика усилителя
Кроме того, коэффициенты усиления можно выражать в де-
цибелах:
5>201gK(„ Ке = 1Ооо5\
5-20 1g К, K=\tf'KS\
SM=10lgKM, АГМ=1О°'\
Зависимость коэффициента усиления от частоты называется
амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) усилителя. В
простейшем случае, например в одиночном каскаде усиления.
АЧХ напоминает резонансную кривую (рис. 6.3). Поэтому сред-
нюю частоту, на которой коэффициент усиления достигает свое-
го максимального значения К л, иногда называют квазирезонанс-
ной. Диапазон частот, на краях которого коэффициент усиления
снижается по отношению к К л в V2 раз, называется полосой про-
пускания усилителя. Рабочий диапазон частот Л/ обычно распол-
ожен внутри полосы пропускания. Если в этом диапазоне АЧХ
имеет вид горизонтальной прямой, т. е. коэффициент усиления
не зависит от частоты, то считается, что усилитель не вносит
АЧИ. Количественно искажения на той или иной частоте рабоч-
его диапазона / определяются коэффициентом АЧИ
М = К Л /Ке(4). При квазирезонансной форме АЧХ (см. рис. 6.3)
обычно нормируют максимально допустимые значения М на
верхней /в и нижней/, частотах рабочею диапазона (Мв и Л/,,)-
При любой другой форме АЧХ величина АЧИ оценивается ра-
зностью реального и требуемого коэффициентов усиления на за-
данной частоте.
Зависимость фазового сдвига от частоты называется фазочас-
тотной характеристикой (ФЧХ) усилителя (рис. 6.4). Часто в ка-
честве ФЧХ используют частотную характеристику ГВП
nPV’ 2л df
242
|(]И частотную характеристику неравномерности ГВП
V A ,см- Рис- 6.4). Количественно ФЧИ на той или
иной частоте / определяются величиной ДГ|1р (/,)
Амплитулно- и фазочастотные искажения усилителя носят
название линейных искажений, аналогичных возникающим в ли-
нейных электрических цепях.
Зависимость выходною напряжения от напряжения входного
синусоидального сигнала называется амплитудной характеристи-
ки (АХ) усилителя. При этом частота синусоидального сигнала
обычно выбирается в середине рабочего диапазона В идеальном
случае (рис. 6.5, штриховая линия) АХ прямолинейна и проходит
через начало координат, а ее наклон (крутизна) определяется ко-
эффициентом усиления tga = Umi= К. В реальном усилителе
АХ (рис. 6.5, сплошная тиния), во-первых, может быть определе-
на только выше некоторого напряжения URwmn, существенно пре-
вышающего эффективное напряжение собственной помехи на
выходе усилителя, а во-вторых, эта характеристика в силу нели-
нейности вольт-амперных характеристик элементов усилителя
также нелинейна.
На рис. 6.6 изображена другая форма АХ усилителя - в виде
зависимости коэффициента усиления по напряжению в децибе-
лах от выходного уровня усилителя рвых = 10 1g (| С7ВЫХ /вых |/ 1мВт).
К усилителю обычно предъявляют требование, чтобы до до-
стижения в его нагрузке выходного уровня, равного pBtMnax, АХ
отклонялась бы от прямой линии не более чем на допустимую
величину ± Д5. Отличие АХ от идеальной свидетельствует о нали-
чии в усилителе нелинейных искажений (НИ).
Величина НИ является одним из важнейших параметров уси-
лителя, поскольку в значительной степени определяет качество
Рис. 6.5. Амплитудная харак-
теристика УСИЛИТеЛЯ {/вых =
=ЛМ,х)
Рис. 6.6. Амплитудная характе-
ристика усилителя 5 = Д/>вых)
243
передачи информации по каналам СП. Для количественной
оценки НИ в усилителях с относительно большими нелинейны-
ми искажениями используется коэффициент нелинейных иска-
жений (коэффициент гармоник)
К г — 2г вых + 3| вых + " Цг вых’
где U„,ВЬ|х - напряжение п-й гармоники на нагрузке усилителя. В
таких усилителях обычно задается мощность первой гармоники
сигнала в нагрузке /’ВЫХ11ОМ = ^irBb,x/| Z„ !• при которой и определя-
ется значение Л'.
В аппаратуре СП. как правило, используются усилители с
весьма малыми НИ. В этом случае для оценки величины НИ
чаше используют параметры, называемые затуханиями нелиней-
ности А т0 по второй и третьей гармоникам и определяемые при
мощности первой гармоники в нагрузке усилителя, равной 1 мВт,
т. е. при нулевом абсолютном уровне:
А 2г 0 ~ 20 1g ((/1гвых/ ^2гвых)>
зго ~ 20 1g (Цгвьв/ Цг вых),
где (АгвыхН^н!- ’мВт.
Для усилителей с малыми нелинейными искажениями
(Кг < 0,03) справедливо следующее приближенное равенство:
А а• = А mfl - Рвых (« - ’)’
где А лг — затухание нелинейности по «-гармонике при выходном
УРовне РЛ1К = Ю 1g (РВЬ|Х/ 1мВт).
Наибольший выходной уровень сигнала, при котором затуха-
ние нелинейности снижается до минимально допустимых значе-
ний, соответствует так называемой максимальной неискаженной
мощности усилителя.
Сигнал, наблюдаемый в нагрузке усилителя при отсутствии
сигнала на его входе, называется собственной помехой усилителя.
Ее основными составляющими являются: тепловые помехи, воз-
никающие на активных сопротивлениях источника усиливаемого
сигнала; помехи, возникающие в усилительных элементах, и теп-
ловые помехи пассивных элементов усилителя; помехи от источ-
ников питания усилителя; наводки от внешних источников: ми-
крофонный эффект и др.
Последние три составляющие собственных помех могут быть
снижены до пренебрежимо малых значений инженерными мето-
дами (например, за счет применения фильтров питания, экра-
нирования усилителя и т. п.), а первые две составляющие прин-
244
цппиально неустранимы и должны учитываться при разработке и
эксплуатации усилителя.
Среднеквадратическое напряжение, возникающее в источни-
ке сигнала тепловой помехи, может быть рассчитано по упро-
щенной формуле Найквиста, В:
t/T = <4kTR\f,
где к — постоянная Больцмана, равная 1,37-10 23 Дж/град; Т— аб-
солютная температура, К; R — активное сопротивление провод-
ника, Ом; Л/- полоса частот, Гц.
В аппаратуре СП обычно источник сигнала согласован с вхо-
дом усилителя, а поэтому мощность тепловой помехи, создавае-
мой этим источником во входной цепи усилителя,
Помехи от элементов усилителя учитываются с помощью ко-
эффициента шума Рш, показывающего, во сколько раз мощность
собственной помехи в нагрузке реального усилителя больше
мощности помех в нагрузке идеального усилителя, не имеющего
внутренних источников помех. Он может быть определен по
формуле, дБ:
/7ш = 101ё(/’СПВЫх/ЛВх V
Собственные помехи усилителей СП характеризуются обычно
величиной мощности помех, приведенных ко входу усилителя:
Р =р /К=Р •10°’,/-
СП ВХ СП вых м твх
или уровнем помехи, приведенной к его входу:
Япвх= мВт),
причем мощность Ртвх рассчитывается для полосы частот А/ рав-
ной эффективно передаваемой полосе частот канала или тракта.
Важными параметрами усилителей являются их входные
и выходные сопротивления. Входным сопротивлением усилителя
Z называется отношение установившихся значений напря-
жения и тока на его входе f/BX//BX (см. рис. 6.1). Для эксплуата-
ции знание Zвх очень важно, так как входное напряжение сигна-
ла, а следовательно, и напряжение на нагрузке £/вых зависят
от него в значительной степени. Можно записать
Чх=/Вх^.нх= EcZm/(Zc + ZJ, т. е. им приближается к £с при
IZвх |» | Zс | и существенно меньше £с, если | ZBX | « | Zc |.
245
Выходным сопротивлением усилителя ZВЬ1Х называется отноще.
ние (°°)/jrBbix (0)’ где символы оо и 0 обозначают условия хо-
лостого хода и короткого замыкания соответственно на выход»
ных зажимах усилителя.
Главной особенностью входного и выходного сопротивлений
усилителей СП является то, что они должны быть согласованы с
сопротивлениями внешних цепей во избежание нежелательного
эффекта отражения сигналов от входных и выходных контактов
усилителя. Степень согласования сопротивлений оценивается ко-
эффициентом несогласованности 8 = | (Zyc - R B)/(Zyt + RB) | иди
затуханием несогласованности А 5 = - 20 1g 8, где Zyc - полное
входное или выходное сопротивление усилителя, a R в — номи-
нальное действительное сопротивление внешней цепи (источни-
ка сигнала или нагрузки соответственно).
В некоторых случаях требуется применять усилители с высо-
коомным входным сопротивлением (например, усилители сигна-
лов звукового вещания).
Следует иметь в виду, что каждый из параметров усилителя
должен обладать определенной стабильностью, т. е. постоян-
ством во времени. Нестабильность параметров усилителя может
быть связана с производственным разбросом параметров деталей,
из которых изготавливается усилитель, изменением температуры
окружающей среды, изменением напряжения источников пита-
ния, старением элементов и т. п. Количественно нестабильность
того или иного параметра усилителя определяется отношением
da/а, где а - номинальное значение данного параметра, a da -
его максимальное изменение, вызванное влиянием некоторого
(или всех) дестабилизирующего фактора. Для обеспечения задан-
ной стабильности параметров усилителей применяются специ-
альные меры (о некоторых из них будет говориться ниже).
Общие принципы построения усилительных схем
При разработке и эксплуатации многокаскадных усилителей
(см. рис. 6.2) следует иметь в виду следующие их свойства:
1. Коэффициенты усиления по напряжению, току и мощнос-
ти, а также коэффициент АЧИ многокаскадного усилителя
равны произведениям соответствующих коэффициентов отдель-
ных каскадов (или суммам, если коэффициенты взяты в децибе-
лах). Фазовый сдвиг напряжения или тока также образуется сум-
мированием фазовых сдвигов отдельных каскадов.
2. Мощность собственных помех на выходе многокаскадного
усилителя Рспвых является суммой помех, поступающих от каждо-
го каскада. Однако, поскольку усиление каскадов достаточно ве-
246
„ико. т. е. справедливо неравенство #„,» I, можно считать, что
р ~ ^спвх, К м- Другими словами, собственные помехи в много-
К1ккадном усилителе практически определяются только собст-
ренными помехами цервою (входного) каскада усиления, кото-
рый по возможности необходимо выполнять малошумящим.
р 3 Нелинейные искажения мноюкаскадного усилителя, строго
говоря, определяются нелинейными искажениями, возникающи-
ми во всех его каскадах. Однако, если учесть, что нелинейные
искажения экспоненциально возрастают с ростом мощности сиг-
нала и то, что выходной каскад, как и другие, имеет коэффици-
ент усиления по мощности много больше единицы (и, следова-
тельно, мощность сигнала на его выходе много больше мощнос-
ти сигнала на выходах других каскадов), можно считать, что не-
линейные искажения усилителя возникают только в выходном
каскаде усиления.
В усилителях СП в качестве усилительного элемента наиболее
часто используются биполярные транзисторы. Исходя из извест-
ных принципов работы биполярного транзистора в усилительном
каскаде, отметим, что эффект усиления (когда выделенная в на-
грузке мощность переменной составляющей тока превышает
мощность, отдаваемую источником сигнала) возможен лишь при
установке требуемого режима работы транзистора по постоянно-
му току. Режим работы определяется значениями напряжений
между электродами транзистора и токов, протекающих через эти
электроды. Установка режима по постоянному току осуществля-
ется выбором напряжения источника питания, конфигурации
схемы каскада и сопротивлений, входящих в нее резисторов. При
этом выбор режима работы в том или ином каскаде усиления
преследует различные цели:
в предварительных каскадах - максимизацию усиления по
ЭДС;
во входном каскаде — минимизацию собственной помехи;
в выходном каскаде - максимизацию неискаженной отдавае-
мой мощности;
во всех каскадах - минимизацию мощности, потребляемой от
источников питания, и т. д.
Методика выбора режима по постоянному току в предвари-
тельных каскадах заключается в следующем.
Вначале выбирается напряжение между эмиттером и коллек-
тором из условия t/JK0 = (0,2...0,5)(/ЭКти, где (/эктах - максимально
Допустимое напряжение, указываемое в справочной литературе.
При этом чем выше (/эко, тем больше усиление каскада и лучше
Частотные свойства, но бопьше и потребление энергии от источ-
ника питания. Затем выбирается величина тока коллектора /ко.
247
Рис. 6.7. Семейство выходных ха-
рактеристик транзистора
Рис. 6.8. Входные характе-
ристики транзистора
Чем больше /ко, тем выше усиление каскада, но тем больше и
затраты энергии, а в некоторых случаях и собственные помехи
каскада. Поэтому 1КО принимают равным или несколько мень-
шим того значения тока, при котором определено большинство
справочных параметров транзистора. Точка на семействе выход-
ных характеристик транзистора (рис. 6.7) с координатами (/эко,
/к0 называется рабочей (РТ) или точкой покоя. Для РТ находят
значение постоянной составляющей тока базы /Б0, после чего от-
мечают РТ на входных характеристиках (рис. 6.8). В результате
определяется значение напряжения между базой и эмиттером
^ЭБО-
Режим работы по постоянному току характеризует усилитель-
ную способность транзистора. Действительно, приращение на-
пряжения Д U3b на эмитгерном переходе, которое создает источ-
ник усиливаемого сигнала, вызывает некоторое приращение
входного тока Д /Б. Отношение достаточно малых приращений
Д (/ЭБ/Д 4 называется входным сопротивлением транзистора и обо-
значается как А11э. В свою очередь, приращение входного тока
Д /Б вызывает приращение выходного Д /к. Отношение Д /К/Д 4
называется коэффициентом усиления транзистора по току и обо-
значается как Л2|э.
Приведенные Л-параметры являются характеристическими
параметрами транзистора, работающего в режиме малого сигнала,
т. е. при таких изменениях токов и напряжений на нем, которые
не превышают 10 % соответствующих напряжений и токов, опре-
деляющих координаты РТ. Если эти изменения больше, то счи-
тают, что имеет место режим большого сигнала (это характерно
для работы транзистора в выходном каскаде). В этом режиме
анализ работы каскада с помощью Л-параметров невозможен.
Поскольку параметры каскада должны быть стабильны, при
выборе схемы и ее расчете необходимо предусматривать меры по
248
Рис. 6.9. Усилительный каскад
с фиксированным напряжени-
ем на базе и эмиттерной ста-
билизацией
стабилизации режима работы усилительного элемента по посто-
янному току. В большинстве случаев допускается отклонение ве-
личины /ко от своего номинального значения под воздействием
дестабилизирующих факторов не более чем на 10 %.
На рис. 6.9 в качестве примера приведена распространенная
схема усилительного каскада с фиксированным напряжением на
базе и эмиттерной стабилизацией. Анализ схемы начинается с
выбора режима транзистора по постоянному току, т. е. величин
(/эк0, 4ко’ ^ЭБО и 4о (см- Рис- 6-7 и 6.8). Током /я, протекающим
через так называемый базовый делитель напряжения (R'a, R"^, и
падениями напряжения UR и UR на резисторах R, и обычно
задаются следующим образом; /а = (5...20)/Б0, UR =(0,5...1,0) С/эко и
UR = (5...20) х 2,5 х 10 ’ Д/, где 2,5 • 10 ’ В/град - примерное значе-
ние изменения напряжения (/ЭБ0 при изменении температуры ок-
ружающей среды на 1 °, а Д t — допустимые изменения темпера-
туры окружающей среды, град. Большие значения 1а и UR соот-
ветствуют большей стабильности, но и большему расходу энер-
гии источника питания.
В соответствии со схемой, приведенной на рис. 6.9, требуемое
напряжение источника питания
^пит ~ Ur + иКэ0 + UR,
к э
а сопротивления резисторов могут быть рассчитаны по формулам
- UR/4о’ 7?, - ик /{1т + /эд);
Л"д = (^эбо) + UR7/д; R'a = ((/пит - (7ЭБ0 - 6/Л)/(/л + /Б0).
Ток источника питания /пит = /ко + /Б0 + /.
При расчете и анализе данной схемы стабилизации постоян-
ного коллекторного тока следует исходить из того, что при его
изменении под воздействием каких-либо внешних факторов (на-
пример, температуры) происходит соответствующее изменение
249
Рис. 6.10 Двухкаскалный усилитель с
непосредственной связью между каска-
дами
падения напряжения на резисторе следовательно, напряже-
ния смещения иэъп. Уменьшение, например. /к0 приводит к уве-
личению иэьо и наоборот. Таким образом, схема как бы пытается
удерживать значение /ко неизменным и выполняет это тем
лучше, чем больше сопротивление R Это свойство схемы про-
является наиболее ярко, если за счет выбора достаточно большо-
го значения тока 1п потенциал базы оказывается практически не-
зависимым от тока /Б() (в этом случае он будет определяться паде-
нием напряжения на резисторе /?"я) Надо отметить, что относи-
тельное увеличение падения напряжения на решеторе
улучшает стабилизацию больше, чем такое же увеличение тока /л.
В многокаскадных усилителях наиболее часто используется
непосредственное соединение каскадов друг с другом (непосред-
ственная межкаскадная связь), показанное на рис. 6.10. Схема
при этом существенно упрощается, но приращение постоянного
коллекторного тока некоторого каскада определяется не только
воздействием на него внешних факторов, но и приращением
коллекторных токов предыдущих каскадов, поскольку каскады
связаны между собой по постоянному току (см. рис. 6.10). Устра-
нить указанный недостаток можно за счет применения схем с
межкаскадной обратной связью по постоянному току или путем
использования в межкаскалных цепях разделительных конденса-
торов (рис. 6.11). В последнем случае нестабильность режима ра-
боты каждого каскада определяется только собственной неста-
бильностью, поскольку по постоянному току каскады оказыва-
ются развязанными. ОднЬко в этом случае схема усложняется и
ухудшаются ее частотные свойства, о чем будет сказано ниже.
На рис. 6.12 представлена полная принципиальная схема наи-
более распространенного предварительного каскада усиления. Ис-
точник сигнала (£с, RJ, подлежащий усилению, подключается
одним полюсом к общему проводу, а другим - через раздел11'
тельный конденсатор Ср| к базе транзистора. С помощью Ср, ,,с'
ключается ответвление постоянного тока, протекающею через
250
Рис. 6.11. Двухкаскалный усилитель
с АС-связью между каскадами
Рис. 6.12. Полная принципи-
альная схема предварительного
каскада усиления
базовый делитель (/?'д, /?"д), в цепь источника усиливаемого сиг-
нала. Это предотвращает возможность изменения режима работы
по постоянному току при подключении к каскаду источника сиг-
нала.
Последовательно с резистором включен резистор /?ф, кото-
рый совместно с конденсатором Сф является цепью фильтрации,
уменьшающей проникновение помех от источника питания на
базу транзистора. Обычно принимают /^,=(0,25...0,5) /?'д. Усилен-
ный сигнал выделяется на резисторе и в общем случае может
быть передан во внешнюю нагрузку 7?,, через разделительный
конденсатор Ср2, исключающий шунтирование ею транзистора по
постоянному току во избежание изменения режима работы по
постоянному току при подключении к каскаду нагрузки.
Резисторы в цепи эмиттера (А'э, /?''э), как уже отмечалось,
предназначены главным образом для стабилизации режима рабо-
ты по постоянному току, но одновременно с этим они играют
роль сопротивлений местной обратной связи по переменному
току, в результате чего может существенно снизиться коэффици-
ент усиления каскада по напряжению. Во избежание этого резис-
торы в цепи эмиттера полностью (или частично, как показано на
Рис. 6.12) шунтируются (блокируются) конденсатором Сэ. Дан-
ный конденсатор, емкостное сопротивление которого на частотах
Усиливаемого сигнала много меньше сопротивления /?"э, часто
называют блокировочным.
Емкости всех конденсаторов каскада следует выбирать доста-
точно большими, позволяющими считать их сопротивления на
средних и высоких частотах диапазона усиливаемого сигнала
близкими к нулю. Близким к нулю должно быть и внутреннее
сопротивление источника питания каскада. Применяемый в кас-
каде транзистор должен быть достаточно высокочастотным (ре-
251
активные составляющие его параметров в рабочем диапазоне
частот должны быть пренебрежимо малы).
Входное сопротивление каскада, определенное непосредст-
венно на входе транзистора (см. рис. 6.12),
вхт = = 1^Б ^||э + <^Б + А<) э]/^Б>
но с учетом /к = Л2(Э /Б окончательно получаем
ЛВхТ = Л11э + Л'э(1 + А2|э).
Коэффициент усиления каскада по напряжению
К0 = ~ К вхт ~ 2|э >й/1^11э + 0 + ^21э)1-
Максимально достижимое значение коэффициента усиления
по напряжению оказывается равным hli3RJh^3 (при Л'э = 0 и
R* = оо); оно ограничено допустимым сопротивлением резистора
7^, которое определяется выбранным режимом работы транзис-
тора по постоянному току и напряжением имеющегося источни-
ка питания. Приведенные соотношения показывают, что для уве-
личения усиления каскада следует выбирать транзистор с воз-
можно большими значениями параметра Л2|э и возможно мень-
шими значениями параметра Л1|э.
Рассматривая АЧХ и ФЧХ каскада усиления, следует иметь в
виду, что на средних частотах рабочего диапазона параметры эле-
ментов схемы можно считать действительными величинами и
потому не делать различия между значениями их коэффициентов
передачи и усиления. На краях же рабочего диапазона частот ре-
активные составляющие параметров элементов схем становятся
заметными, что вынуждает анализировать на этих частотах не
только модуль коэффициента передачи (коэффициент усиления),
но и фазовые сдвиги каскада. В области нижних частот следует
учитывать снижение усиления из-за увеличения емкостных со-
противлений разделительных и блокирующих конденсаторов, а в
области высоких частот усиление снижается из-за шунтирующего
действия выходной емкости усилительного элемента, монтаж-
ных емкостей между электродами усилительного элемента, а
также из-за инерционности носителей зарядов в этом элементе.
В результате АЧХ приобретает вид, показанный на рис. 6.3. В об-
ласти средних частот фаза напряжения усиленного сигнала про-
тивоположна фазе напряжения входного сигнала, а на краях ра-
бочего диапазона дополнительный фазовый сдвиг достигает зна-
чения ±Tt/2 (рис. 6.13).
В рассмотренном каскаде транзистор был включен по схеме с
общим эмиттером (ОЭ), т. е. через его эмиттер замыкалась как
252
Рис. 6.13. Фазочастотная характе-
ристика однокаскалного усилителя
Рис. 6.14. Принципиальная
схема выходного каскада
входная, так и выходная цепь каскада. Такая схема используется
наиболее часто, поскольку обладает наибольшим коэффициен-
там усиления по мощности. Однако встречаются и другие схемы
включения транзистора в каскаде - с общим коллектором (ОК)
и обшей базой (ОБ).
Каскад с ОК следует применять в тех случаях, когда требуется
высокое входное или низкое выходное сопротивление. При этом
нужно помнить, что такой каскад имеет относительно небольшое
усиление по мощности и не изменяет фазу усиливаемого сигна-
ла, т. е. каскад как бы "повторяет" напряжение источника сигна-
ла на своей нагрузке, включенной в цепь эмиттера. По этой при-
чине каскад с ОК часто называют эмиттерным повторителем.
Каскад, в котором транзистор включен с ОБ, применяется от-
носительно редко, поскольку он имеет малый (менее единицы)
коэффициент усиления по току и малое входное сопротивление.
Основное назначение этого каскада — работа в составе сложных
каскадов (например, дифференциальных). Заметим, что у каска-
дов с ОК и ОБ существенно меньшие АЧИ (по сравнению с
каскадом с ОЭ).
Работа выходных каскадов усиления имеет следующие особен-
ности
Мощность сигнала, которая может быть получена в нагрузке
каскада, выполненного на конкретном усилительном элементе,
ограничена. При этом более мощные усилительные элементы
или дороже, или обладают худшими частотными свойствами и
имеют большие габаритные размеры и массу. Поэтому для вы-
ходного каскада выбирают по возможности менее мощный уси-
лительный элемент, но создают для него такие условия работы,
при которых в нагрузке каскада выделяется максимум мощности,
т- е. пытаются максимально использовать усилительный элемент.
Это предопределяет работу усилительного элемента в режиме
большого сигнала по переменному току.
В выходных каскадах стремятся также уменьшить рассеивае-
мую энергию и не только потому, что она значительно больше
253
энергии, рассеиваемой в предварительных каскадах, и ее сниже-
ние заметно повышает эффективность использования источника
питания, но и потому, что рассеиваемая энергия повышает тем-
пературу элементов каскада, снижая тем самым его надежность.
Получение в нагрузке каскада наибольшей мощности сигнала
при наименьшей мощности, отбираемой от источника питания, а
следовательно, и минимальной рассеиваемой мощности обеспе-
чивается соответствующим выбором режима работы усилитель-
ного элемента по постоянному току, обеспечением определенной
величины сопротивления нагрузки по переменному току и ис-
пользованием в выходной цепи элементов, имеющих возможно
меньшее сопротивление постоянному току.
Принципиальная схема выходного каскада представлена на
рис. 6.14. Наиболее часто выходной каскад связан с нагрузкой с
помощью трансформатора, несмотря на то, что он является до-
статочно дорогостоящим и громоздким элементом. Применение
трансформатора оказывается вполне оправданным, так как, во-
первых, при прохождении через него постоянной составляющей
коллекторного тока /к0 практически не выделяется энергия; во-
вторых, с его помощью заданное сопротивление нагрузки усили-
теля преобразуется (за счет выбора соответствующего коэффи-
циента трансформации) в необходимое для получения макси-
мальной мощности усиленного сигнала сопротивление нагрузки
R усилительного элемента; в-третьих, схема усилителя и внеш-
няя цепь оказываются развязанными по постоянному току, что
защищает усилитель от опасных напряжений, возникающих в
линии, и, наконец, в-четвертых, трансформатор позволяет под-
ключать нагрузку, уравновешенную относительно общего прово-
да усилителя.
Пересчет сопротивлений в трансформаторе осуществляется по
формуле п = w,/w2 = где w, и w2 - число витков в обмот-
ках; п — коэффициент трансформации трансформатора.
При использовании трансформаторов следует иметь в виду,
что в области низких частот индуктивные сопротивления обмо-
ток снижаются и могут заметно шунтировать нагрузку, а в облас^
ти высоких частот становится заметным влияние так называемой
индуктивности рассеяния, которое проявляется в увеличении вы-
ходного сопротивления трансформатора
Суть выбора режима по постоянному току и сопротивления
нагрузки R усилительного элемента заключается в обеспечении
максимально возможных изменений тока и напряжения в выход-
ной цепи каскада. При этом используется так называемый графо-
аналитический метод.
На рис. 6.15 изображено семейство выходных характеристи
транзистора, на котором отмечено максимально допустимое на*
254
Рис. 6.15. Семейство выходных характеристик
транзистора
пряжение между коллектором и эмиттером U3K_max, показана ги-
пербола максимально допустимой мощности рассеяния на кол
лекторе Р = /к (7ЭК = const, а также отмечено остаточное напря-
жение выше которого характеристики становятся относи-
тельно прямолинейными. Очевидно, что максимальная амплиту-
да переменной составляющей коллекторного тока /к будет равна
/Км, а максимальная амплитуда переменной составляющей напря-
жения между коллектором и эмитгером 6')К - значению 1/Км.
Мгновенные значения /к и U3K определяются отрезком прямой
АВ, проходящим через точку’ покоя РТ и носящим название на-
грузочной линии. В этом случае сопротивление нагрузки транзис-
тора по переменному току Р = ^км^^км’ т- е- численно равно ко-
тангенсу а - угла наклона нагрузочной линии, мощность усилен-
ного синусоидального сигнала Р = /Км (/Км 2, а мощность, по-
требляемая транзистором от источника питания, /К()
При этом коэффициент полезного действия (КПД) транзис-
тора Г] =р Ро» 0,5 6И, ые 6Я = и^/иэко - коэффициент исполь-
зования коллекторного напряжения.
Очевидно, что КПД транзистора в подобных каскадах, назы-
ваемых однотактными, всегда будет менее 0,5. Для каскада КПД
определяется соотношением р - Р (PCl + Pnt) ц1р, где РГ - мощ-
ность постоянного тока, рассеиваемая на резисторе /?, (и на дру-
гйх резисторах схемы, если таковые имеются); ц1р - КПД транс
Форматора. Очевидно, что все!да выполняется неравенство ц <
Таким образом, условиями, при которых в нагрузке каскада
выделяется максимальная мощность усиленного сигнала, явля-
ется следующие (см. рис. 6.15):
2'5
нагрузочная линия усилительного элемента должна пересе-
кать ось абсцисс в точке С)Ктах и касаться гиперболы максималь-
но допустимой мощности рассеяния;
РТ должна быть расположена на середине нагрузочной
линии:
сопротивление нагрузки транзистора численно должно быть
равно котангенсу угла наклона на>рузочной линии.
Выбор РТ на середине нагрузочной линии соответствует ис-
пользованию усилительного элемента в классе А. Если же РТ по-
местить в точку В на нагрузочной линии, то усилительный эле-
мент будет использоваться в классе Б. В этом случае ток через
усилительный элемент, а следовательно, и через нагрузку будет
протекать только в течение половины периода усиливаемого сиг-
нала, что приведет к большим нелинейным искажениям. Нели-
нейные искажения при работе в классе Б могут быть существен-
но подавлены, если использовать двухтактную схему выходного
каскада. При этом выходной каскад практически не потребляет
энергии от источника питания при отсутствии сигнала, а кроме
того, примерно в 1,5 раза повышается КПД усилительного эле-
мента. Количественную оценку нелинейных искажений можно
производить известными методами трех или пяти ординат, ис-
пользуя так называемую сквозную характеристику /к
Применение обратной связи в усилителях
Комплекс весьма жестких требований к параметрам и харак-
теристикам усилителей СП может быть реализован лишь при ис-
пользовании в усилителе достаточно глубокой общей ОС (см.
рис. 6.2). Применение ОС позволяет существенно снизить нели-
нейные и амплитудно-частотные искажения, повысить стабиль-
ность коэффициентов усиления, входного и выходного сопротив-
лений. Помимо этого ОС обеспечивает регулирование коэффи-
циентов усиления и согласования входного и выходного сопро-
тивлений с сопротивлениями внешних цепей с минимальными
потерями мощности усиленного сигнала и защищенности сигна-
ла от собственных помех усилителя.
Обратной связью в усилителях называют передачу части энер;
гии усиленного сигнала вновь во входные цепи. Усилитель с ОС
образует замкнутую систему — петлю ОС (рис. 6.16), в котором
можно выделить активную часть (D-цепь), где происходит усиле-
ние сигнала, и пассивную часть (p-цепь). Если p-цепь охватывает
все каскады усиления, ОС называется общей, если же лишь
часть каскадов (или один каскад), то — местной. Пассивная часть
(p-цепь) местной ОС, особенно охватывающей один каскад УсИ'
256
I)-цепь
Рис. 6.16. Структурная схема усилителя с ОС
ления, может быть очень простой (например, резистор R'3 на
рис. 6.12).
Для количественной оценки величины ОС вводится ряд пара-
метров.
1. Коэффициентом петлевой передачи по ЭДС называется
К = Ue/ Е п, где UB - так называемое возвратное напряжение
(рис. 6.17), определенное в точках разрыва петли ОС; Е П - ЭДС
пробного источника сигнала, включенного в.точки разрыва. При
этом ЭДС источника усиливаемого сигнала Ес принимается рав-
ной нулю.
Величина D=/4/£n является проводимостью передачи D-цепи
(модуль D называется крутизной D-цепи), а р = UB/l4 - сопротив-
лением передачи p-цепи. При определении К п точки разрыва 3' —
3" следует нагрузить на сопротивление ZB, равное входному со-
противлению отсоединенной части петли.
Величина Т= - К п = - Ь называется возвратным отношени-
ем, a F= 1 + Т— возвратной разностью. Очевидно, что отмечен-
ные параметры связаны между собой следующим образом:
I £= £3.3../£п = (£п - i/B)/£n = 1 + Г= 1 - £п = 1 - Р D.
Часто величину ОС оценивают в децибелах с помощью пара-
метра А ос = 20 1g | £|, обычно называемого глубиной обратной
Связи.
Рис. 6.17. К оп-
ределению глу-
бины обратной
с аи 1и Ах, воз-
вратной разности
f и возвратного
отношения Т
9
Ьк.1771
257
Величина возвратной разности широко используется д,1я
классификации видов ОС, которая приведена в табл. 6.1.
Таблица 6]
Значение Вид ОС
F> 1 F< 1 F=0 F 1 Отрицательная Положительная (в усилителях не используется) Критическая (усилитель самовозбуждается) Отсутствует (Кп = 0)
F(0) = 1; F(<») * 1 Параллельная
f(0)* 1; f(°°)= 1 Последовательная
T(0) * 1; F (ж) * 1 Комбинированная
На рис. 6.18 в качестве примера показаны простейшие схемы
входных и выходных устройств, обеспечивающих относительно
входных зажимов последовательную, а относительно выходных за-
жимов параллельную ОС (рис. 6.18, а), а также комбинированную
ОС относительно входных и выходных зажимов (рис. 6.18, б).
В табл. 6.1 индексы (0) и (оо) обозначают условия, при которых
определяется величина F— короткое замыкание и холостой ход соот-
ветственно на тех контактах, относительно которых определяется вид
ОС. Например, запись F7 (оо) означает, что величина F определяется
при холостом ходе на выходных зажимах 2~ 2усилителя.
Рассмотрим влияние ОС на параметры усилителя.
Предположим, что ЭДС пробного источника сигнала Ек (см.
рис. 6.17) равна рабочему напряжению (7р между контактами 3~
Рис. 6.18. Простейшие схемы входных и выходных устройств,
обеспечивающих ОС
а - относительно входных зажимов последовательную, а выходных - параллельную,
б ~ относительно входных и выходных зажимов комбинированную
258
5' при замкнутой.петле ОС (замкнутых контактах 3' ~ 3") и от-
ключенных Е п и Z в. Если считать элементы схемы усилителя ли-
нейными, используя принцип суперпозиции, можно записать
у = а Ес + b Е п, где а и Ь -некоторые линейные коэффици-
енты. При выключении £п (£п = 0) получаем а= U тм/Е с= К
Очевидно, Ке2п является коэффициентом пассивной передачи уси-
лителя по ЭДС (передачи по ЭДС через p-цепь, минуя усили-
тельные каскады). При выключении £с(£с = 0) получаем
b= U^/ 'En = DZn, где Z42= £вых//4-сопротивление передачи
от выхода D-цепи в нагрузку усилителя.
В процессе обычной работы усилителя напряжение U Зр опреде-
ляется, сигналами, поступившими от источника усиливаемого сиг-
нала (£3с = £е3 £с, где Ка - коэффициент передачи от генератора
ЭДС £с к контактам 3 - 3) и вернувшимися по петле ОС
(^зв=Р.^^зр)- Таким образом, £3р = £3с + U Зв = U Зс + р D £3р,
откуда £3р = Ь Зс/(1 - р Ь)= (73с/£. Это выражение носит название
основной теоремы ОС и говорит о том, что при включении ОС на
пряжения, действующие в петлевой схеме, уменьшаются в £ раз.
Возвращаясь к выражению для £ВЬ|Х, получаем следующее вы-
ражение д ля коэффициента передачи усилителя с ОС:
I Кеос = UBm/Ec = (Ке3 D Zn/F) + ke2n.
Поскольку для большинства усилителей справедливо неравенство
ке1п, то можно записать £еося= кеЪж/Е, т. е. коэффициент
передачи по ЭДС системы с ОС в £ раз меньше коэффициента
передачи этой системы с выключенной ОС (без ОС). Отсюда
следует, что отрицательная ОС (£> 1) уменьшает коэффициент
усиления усилителя.
При глубокой ОС (£ » 1) можно полагать £=1 -р D = -р О
и, следовательно, К еос « К е3 D Zn/(- р D) = - К е3 Z42/p. Таким об-
разом, коэффициент передачи усилителя по ЭДС фактически не
зависит от усилительной способности его каскадов. Конечно,
Усиление каскадов при этом должно быть выбрано таким, чтобы
выполнялось условие £ » 1. Практическая ценность этого
свойства усилителя с глубокой ОС заключается в том, что неко-
торые изменения усиления каскадов не изменяют усиления уси-
лителя в целом.
Учитывая сказанное, нетрудно предположить, что введение
глубокой ОС позволяет повысить стабильность коэффициента
ПеРедачи усилителя (он мало зависит от таких внешних факто-
Р°в, как замена элементов каскада, изменение температуры окру-
9*
259
жаюшей среды и напряжения источников питания, старение эле-
ментов и др.) и уменьшить линейные и нелинейные искажения.
Нетрудно получить следующие соотношения для количест-
венной оценки влияния ОС на стабильность коэффициента пере-
дачи:
& К еы/ КеоС ~ № К 0С/ ЛОс)^'
коэффициента амплитудно-частотных искажений:
^ос = 1 + (^4ос — 1)/Л
и на затухание нелинейности по п-й гармонике:
А лгОС ® лгбОС +
Таким образом, введение ОС позволяет не менее чем в Траз
улучшить ряд важных параметров усилителя.
Отмеченные результаты в принципе относятся как к общей,
так и к местной (МОС) обратной связи. Однако использование
обшей ОС в большинстве случаев более эффективно, чем МОС
Это можно показать, например, если оценить влияние ОС на не-
стабильность коэффициента усиления, которая в принципе опре-
деляется нестабильностью всех каскадов. Предположим, что в п-
каскадном усилителе усиление /-го каскада по напряжению
равно КК1 и все каскады обладают одинаковой относительной не-
стабильностью усиления по напряжению, т. е.
ЬК^/К^КуК -9,/,7=0/.
Тогда максимально увеличенное из-за нестабильности значение
коэффициента усиления по напряжению усилителя в целом
равно
г л п
(1 + »у) = П к.. (1 + 9)" 18. . = (П К J (1 + " 9К)-
/=| i I
Неравенство 9 к « 1 является условием относительно неболь-
шой нестабильности отдельных каскадов, которое выполняется в
реальных усилителях. В этом случае нестабильность коэффици-
ента усиления усилителя определится как Оу ® п 9К, поскольку
Л
Кк1. Предположим теперь, что в усилитель вводится обшая
/-I
ОС с возвратной разностью FoOC. Это приведет к снижению от-
носительной нестабильности коэффициента усиления по край-
ней мере в FMC раз (0уоОС = 0/^оос)’ так и самого усиления
(^уоос = ^УЛ>ос)- Попытаемся достигнуть такого же снижения не-
260
стабильности введением в каждый каскад МОС с возвратной
разностью Лиос- Тогда 9кМОС = 9К/Тмос и 0уМОС = п *\/^мос =
==0V/TMOC- Однако при этом коэффициент усиления усилителя
1 ” К
снизится до значения Ку мос = П = Ky/F”MOC, т. е. в
Г МОС /=| г мос
F" МОС раз.
Положим, что относительные нестабильности коэффициента
усиления усилителя одинаковы как при использовании ООС, так
и при использовании МОС. Тогда еуоОС = 0уМОС = V^oc = V^moc
и Люс = Лиос = Т- Очевидно, что при этих условиях усиление уси-
лителя с МС будет существенно меньше, чем с оОС. Проигрыш
в усилении составит
^уоОС^^уМОС = (^у/ Л,ос)/(^у/Тмос) = F
Например, в трехкаскадном усилителе (и=3) снижение нестабиль-
ности коэффициента усиления только в 10 раз (F= 10) с помощью
МОС заставит дополнительно увеличить усиление каскадов в
103 '=100 раз или усиление каждого каскада в лГ 100 = 4,7 раза.
Входное сопротивление усилителя с обратной связью т. е.
сопротивление, измеренное на некоторой паре клемм п — п в
сторону схемы, может быть определено по так называемой фор-
муле Блекмана:
Z or = Zм F (0)/F (со),
где Z— входное сопротивление на тех же клеммах, но при вы-
ключенной ОС (пассивное входное сопротивление), Fп (0) и
Fn (°0) ~ возвратные разности, характеризующие ОС в данной
схеме при коротком замыкании (КЗ) и холостом ходе (XX)
клемм п — л, на которых определяется входное сопротивление.
Из формулы Блекмана следует, что входное Zloc и выходное
сопротивления усилителя с глубокой (Fs> 1) комбинирован-
ной относительно входных и выходных зажимов ОС (Ft(0)* 1,
Л (со) 1; F2 (0) * 1, F2 (со) ф 1) определяются следующими соотно-
шениями:
% юс ~ io Pi (0)/Р। (°°Х ^гос ~ ^20 Рг (Р)/Рг (°0)-
г Таким образом, входное и выходное сопротивления такого
Усилителя оказываются фактически независимыми от проводи-
мости передачи усилителя D. Это обстоятельство оказывается
Весьма ценным, поскольку параметр D характеризуется в первую
°Чередь параметрами усилительных элементов усилителя, кото-
261
рые, как уже отмечалось, гораздо сильнее пассивных элементов
подвержены воздействию дестабилизирующих факторов (измене-
ние температуры окружающей среды, напряжения питания и
др.). Следовательно, можно говорить о стабилизации входного и
выходного сопротивлений усилителя, что позволяет сохранять в
процессе его эксплуатации хорошее согласование с сопротивле-
ниями источника сигнала и нагрузки.
Из формулы Блекмана с учетом сведений, приведенных в
табл. 6.1, также следует, что параллельная ОС приводит к умень-
шению пассивного сопротивления усилителя, а последовательная
ОС — к его увеличению.
Таким образом, с помощью ОС можно управлять входным и
выходным сопротивлениями усилителя, не расходуя мощности
усиливаемого сигнала, что всегда имеет место при управлении
этими сопротивлениями с помощью шунтов и последовательно
включаемых резисторов, причем чем глубже ОС, тем меньше по-
тери мощности усиливаемого сигнала. При этом обеспечиваются
незначительное снижение защищенности сигнала от собственных
помех усилителя и почти полная отдача усиленного сигнала в на-
грузку. Последнее при прочих равных условиях позволяет или
увеличить выходную неискаженную мощность, или снизить не-
линейные искажения в усилителе, или, наконец, уменьшить
мощность, потребляемую усилителем от источника питания.
Как следует из отмеченного выше, наилучшие показатели
усилителей удается получить при введении комбинированной
общей ОС. Чаще всего последняя реализуется при использова-
нии в качестве входных и выходных устройств трансформатор-
ных дифференциальных систем (рис. 6.19).
Усилитель с комбинированной относительно входных и вы-
ходных зажимов ОС часто называют усилителем с общей мосто-
вой ОС. Такое название связано с тем, что входное и выходное
устройства являются мостовыми схемами. Плечами входной мос-
товой схемы служат рабочая wpl и балансная w6l обмотки транс-
форматора Три а также входное сопротивление ZBxD D-цепи и ба-
лансное сопротивление R6i. В диагонали этой схемы включены
источник сигнала с сопротивлением Rc и выход четырехполюс-
ника общей ОС с сопротивлением Zp6. Плечами выходной мосто-
вой схемы являются рабочая wp2 и балансная w62 обмотки транс-
форматора Тр2, а также выходное сопротивление ZBblx в-цепи и ба-
лансное сопротивление /^2. В диагонали этой схемы включены
сопротивление нагрузки Я,, и вход четырехполюсника обшей ОС
с сопротивлением Zp5.
Анализ дифференциальных систем в условиях действия глуб°'
кой ОС показывает, что их можно полагать сбалансированными.
262
Рис. 6.19. Усилитель с общей ОС мостового типа
т. е. считать, что в них энергия не передается от внешних цепей
в пассивную цепь ОС (отсутствует электрическая связь между
парами контактов / — / и 6~ 6, а также 2 — 2 и 5 — 5), а кроме
того, согласованными с сопротивлениями, подключаемыми к
любой паре контактов трансформатора. Как правило, число вит-
ков в рабочих обмотках на порядок больше числа витков в ба-
лансных обмотках, что обеспечивает минимум затухания в на-
правлении передачи усиленного сигнала в нагрузку.
Следует также отметить, что если сделать четырехполюсник
общей ОС ро частотно-зависимым, то это позволит получить не-
обходимую частотную зависимость коэффициента усиления без
ухудшения согласования с внешними цепями и увеличения по-
терь энергии усиливаемого сигнала. Очевидно, что изменение Ро
позволит осуществить регулировку коэффициента усиления при
сохранении отмеченных выше свойств. Это широко используется
в усилителях, работающих на проводных линиях связи, парамет-
ры которых, как известно, частотно-зависимы и изменяются во
времени.
Завершая анализ схем усилителей с ОС, необходимо обратить
внимание на следующее обстоятельство.
Усилители с ОС представляют собой активную замкнутую
систему (см. рис. 6.16), в которой при определенных условиях
могут возникать автоколебания. В этом случае говорят о самовоз-
буждении усилителя или о потере им устойчивости, что крайне
нежелательно, поскольку приводит к потере связи.
Как правило, усилители СП можно считать квазилинейными
системами, для которых выявление условий самовозбуждения
наиболее просто и наглядно осуществлять с помощью критерия
Найквиста. Этот критерий формулируется следующим образом:
Усилитель, устойчивый при разомкнутой петле ОС, сохранит
свою устойчивость и при ее замыкании, если годограф коэффи-
циента передачи напряжения по петле К п данной ОС не охваты-
Вает точку с координатами 1,0 (критическую точку). Под годогра-
Ф°Л1 понимается траектория конца вектора Кп при изменении
частоты в общем случае от - оо до + ».
263
На рис. 6.20 показаны годографы устойчивого (сплошная
линия) и неустойчивого (штриховая) усилителей. Степень при.
ближения устойчивого усилителя к критической точке определя-
ют запасы устойчивости усилителя по модулю х- - 20 lg | и
фазе у = arg К пу/к. Чем больше запасы устойчивости, тем меньше
вероятность самовозбуждения усилителя при случайном измене-
нии его параметров в процессе эксплуатации. Обычно в группо-
вых усилителях принимают х= 5...15 дБ, а у = (1/12) - (1/6). При
этом опасность самовозбуждения усилителя возрастает с увеличе-
нием глубины ОС.
Если учесть АЧХ (см. рис. 6.3) и ФЧХ (см. рис. 6.13) одиноч-
ного каскада с ОЭ, охваченного МОС (см. рис. 6.12), то его го-
дограф примет вид, показанный на рис. 6.21. Действительно, в
области средних частот фаза коэффициента передачи по напря-
жению равна л, а усиление максимально; при понижении часто-
ты петлевое усиление упадет до нуля, а фаза изменится на
л + л/2 = - л/2; при повышении частоты петлевое усиление также
в конечном счете снизится до нуля, а фаза изменится на
л - л/2 = л/2. Таким образом, одиночный каскад с ОЭ, охвачен-
ный ОС, всегда будет устойчив.
Многокаскадный же усилитель с обшей ОС в большинстве
практических случаев окажется неустойчивым, если не будут
приняты специальные меры по обеспечению его устойчивости.
Эти меры сводятся к формированию медленно (плавно) спадаю-
щих частотных характеристик петлевого усиления за пределами
рабочего диапазона частот (при этом часто говорят о формирова-
нии НЧ- и ВЧ-среза).
Формирование НЧ-среза обеспечивается:
Рис 6.20. Годографы устойчиво-
го (сплошная линия) и неустой-
чивого (штриховая линия) усили-
телей
Рис. 6.21. Годограф однокас
кадного усилителя, охвачен-
ного ОС
264
минимизацией в схеме усилителя разделительных и блокиру-
ющих емкостей (например, за счет применения непосредствен-
ной связи между каскадами, как показано на рис. 6.10);
оптимальным выбором постоянных времени всех раздели-
тельных и блокирующих цепей (например, соответствующим вы-
бором значений емкостей разделительных и блокирующих кон-
денсаторов).
ВЧ-срез формируется путем:
выбора более высокочастотных усилительных элементов;
обеспечения прохождения высокочастотных сигналов по
петле ОС с наименьшим затуханием и по наикратчайшему пути
(например, за счет блокирования продольных ветвей P-цепи кон-
денсаторами малой емкости);
рационального монтажа усилителя, при котором минимизи-
руются паразитные реактивности;
использования в межкаскадных цепях и цепях МОС частот-
но-зависимых корректирующих двухполюсников, обеспечиваю-
щих устранение избыточного усиления Р-цепи, и др.
В результате указанных мероприятий удается реализовать уси-
литель с глубиной общей ОС до 35...40 дБ.
Особенности построения усилителей на интегральных схемах
Усилители на интегральных схемах (ИС) обладают рядом из-
вестных достоинств: высокой надежностью, небольшими габа-
ритными размерами, малым потреблением энергии, хорошей по-
вторяемостью параметров от образца к образцу и др. Однако их
широкое применение в СП сдерживается рядом причин (недо-
статочно высокие частотные свойства каскадов усиления, отно-
сительно высокая стоимость и др.).
При изготовлении активных (транзисторы, диоды, стабили-
троны и пр.) и пассивных (резисторы, конденсаторы и пр.) эле-
ментов ИС используют целый ряд достаточно сложных техноло-
гических операций: литографию, травление, окисление, диффу-
зию, эпитаксию, нанесение пленок и др. В качестве усилитель-
ных элементов в ИС наиболее часто используют биполярный
транзистор структуры п — р — п и МДП-транзистор. В последнем
случае достигается более высокая степень интеграции, но суще-
ственно меньше предельная рабочая частота (до нескольких де-
сятков мегагерц).
При разработке ИС общее число пассивных элементов стре-
мятся по возможности уменьшить, заменив их транзисторными
структурами, технология изготовления которых проще и лучше
отработана. Так, в ИС часто применяют специальные схемные
Решения, позволяющие благодаря использованию дополнитель-
265
ных транзисторов решить ряд задач, например: уменьшить со-
противления реальных резисторов, избавиться от фильтрующих и
развязывающих конденсаторов, обеспечить малую температур-
ную зависимость постоянных токов и т. д. В качестве примера
можно назвать следующие базовые структуры ИС, подробно рас-
смотренные в [5]: схемы стабилизации режима по постоянному
току, схемы — источники опорною напряжения, активные на-
грузки, схемы сдвига уровня постоянного напряжения и др.
При разработке принципиальных схем интегральных усилите-
лей стремятся исключить согласующие и выходные трансформа-
торы и минимизировать число конденсаторов, поскольку их реа-
лизация в интегральном исполнении крайне затруднена, а также
использовать непосредственную связь между каскадами (см. рис.
6.10). Условные обозначения различных типов усилителей в ин-
тегральном исполнении (помимо номера серии и порядкового
номера разработки) имеют вид: УВ - высокой частоты, УН
низкой частоты, УР — промежуточной частоты, УИ - импульс-
ных сигналов, УК — широкополосные, включая видеоусилители,
УД - операционные и дифференциальные, УТ - постоянного
тока, УЕ - повторители, УП - прочие.
Наиболее высокую степень интеграции из усилительных ИС
имеют так называемые схемы операционных усилителей (ОУ), ко-
торые благодаря высоким качественным показателям преврати-
лись в универсальные устройства для построения разнообразных
узлов радиоэлектронной аппаратуры. Отметим некоторые пара-
метры ОУ: коэффициент усиления по напряжению более 100 дБ;
рабочая полоса частот от нуля до сотен мегагерц; входное сопро-
тивление от десятков килоом до десятков мегом; выходное со-
противление порядка сотен ом; неискаженная мощность от де-
сятков милливатт до единиц ватт.
Обычно ОУ состоят из нескольких дифференциальных кас-
кадов и относительно мощного бестрансформаторного двухтакт-
ного выходного каскада. Иногда между дифференциальным уси-
лителем (ДУ) и усилителем мощности (УМ) включается устрой-
ство, осуществляющее переход от двухфазного сигнала к одно-
фазному (УП). На рис. 6.22 показана структурная схема ОУ и
знаками ”+” и ” - ” отмечены фазы напряжений усиливаемых
сигналов. Видно, что фазы сигналов на входе 1 и выходе совпа-
ли. В этом случае вход называют прямым относительно выхода.
Фазы сигналов на выходе и входе 2 противоположны, вследствие
чего такой вход называют инверсным.
Дифференциальный каскад является наиболее распространен-
ным каскадом предварительного усиления. Упрощенная схема
дифференциального каскада, который может использоваться в ка-
честве ДУ в схеме ОУ (см. рис. 6.22), представлена на рис. 6.23-
266
Рис. 6.22. Операционный
усилитель
ТДЛ/Х/ BtM2
ВХ11 г
ОА/ /lP*\
Lj
РЭ
ипит
£ вхг
г*т
RC2 • ]
Рис. 6.23. Упрошенная схема
дифференциального каскада
(ДУ)
Каскад питается от двухполярного источника постоянного на-
пряжения (источника питания), имеющего среднюю точку, под-
соединенную к базам зранзисторов 7\ и Т2 через источники уси-
ливаемых сигналов (£с|, /?с1 и £с2, R&), т. е. эти источники
должны пропускать постоянный ток. Идеальный каскад симмет-
ричен относительно вертикальной оси, т. е. параметры транзис-
тора Ту равны соответствующим парамезрам транзистора Г2, со-
противления резисторов R^ и R^ равны между собой, а к обоим
входам (Вх 1 и Вх 2) должны подключаться одинаковые источни-
ки усиливаемых сигналов, ЭДС которых, однако, должны быть в
противофазе. Если имеется только один источник усиливаемого
сигнала, второй вход каскада по постоянному току соединяется
со средней точкой источника питания.
Для обеспечения высокой стабильности режима по постоян-
ному току двухполюсник Л, выполняется в виде специальной
схемы, называемой генератором стабильного тока (ГСТ), сопро-
тивление которого постоянному току стремится к нулю, а пере-
менному току — к бесконечности.
Входное сопротивление каскада со стороны входа 1 (или
входа 2) /?ях=2й11э+/?с. Коэффициент передачи по ЭДС от входа 1
к выходу I Ке11 = й2ь R^/2 (йМэ + А), а от входа / к выходу 2
^е!2 ~~ ^е\\-
Очевидно, дифференциальный коэффициент передачи каска-
да по ЭДС, определяемый как £й|Иф= Ul2/Ес ((/|2 - выходное на-
пряжение между коллекторами транзисторов, т. е. между точками
7 и 2 на рис.6.23), будет равен = й21э /^/(й, 1Э + /?с).
Замечательной особенностью дифференциального каскада яв-
ляется способность усиливать дифференциальные сигналы (на-
пряжения которых на входах каскада равны по величине и про-
тивоположны по фазе, как показано на рис. 6.23) и подавлять
267
синфазные (напряжения которых на входах равны по величине ц
фазе). Это свойство позволяет широко использовать межкаскад-
ные цепи с непосредственной связью, так как возмущения, обу-
словленные нестабильностью режимов работы по постоянному
току предыдущих каскадов, являются относительно входов дан-
ного каскада синфазными сигналами. Следовательно, эти возму-
щения на выходе каскада оказываются существенно сниженными
(в идеальном каскаде полностью подавленными) по сравнению с
полезным сигналом, являющимся дифференциальным. Исполь-
зование дифференциальных каскадов - один из наиболее эффек-
тивных способов борьбы с известным явлением, получившим на-
звание ’’дрейфа нуля” усилителя.
В двухтактных выходных каскадах, т. е. в УМ (см. рис. 6.22)
применяются транзисторы как с одинаковыми, так и с противо-
положными типами проводимости. В последнем случае транзис-
торы образуют так называемые комплементарные пары (все пара-
метры транзисторов пары, кроме типа проводимости, одинако-
вы), использование которых позволяет снизить нелинейные ис-
кажения. На рис. 6.24 показана упрощенная схема УМ на
комплементарной паре.
Освоен выпуск различных типов ОУ специального назначе-
ния, например:
прецизионные, обладающие очень большим коэффициентом
усиления, малым уровнем дрейфа нуля и шумов;
быстродействующие, позволяющие усиливать широкополос-
ные и импульсные сигналы со скоростью нарастания выходного
напряжения 50 В/мкс и более;
микромощные, потребляющие от источников питания ток
менее 0,1 мА;
мощные и высоковольтные, имеющие выходные токи до 1 А и спо-
собные работать от ’’высоковольтных” источников (до ± 27 В), и др.
Следует иметь в виду, что усилитель на ИС содержит собст-
венно интегральную схему (или схемы), источник питания и
внешние цепи, которые в основном используются для введения
ОС и коррекции частотных характеристик усилителя. В качестве
примера на рис. 6.25 приведены структурные схемы ОУ с различ-
ными видами ОС. На рис. 6.25, а показана схема усилителя на-
пряжения с ОС, последовательной по входу и параллельной по
выходу. Схема имеет высокое входное сопротивление и низкое
выходное, а коэффициент передачи по напряжению
К= U2/U\ = \+Z2/Z v На рис. 6.25, б представлена схема уси-
лителя тока с ОС, параллельной по входу и последователь-
ной по выходу. Эта схема имеет низкое входное сопротив-
ление и высокое выходное, а коэффициент передачи по току
268
Рис. 6.24. Схема двух-
тактного выходного кас-
када (УМ) на компле-
ментарной паре
Рис. 6.25. Схемы операционных усилителей:
а ~ усилитель напряжения с последовательной по входу и парал-
лельной по выходу ОС; б - усилитель тока с параллельной по
входу и последовательной по выходу ОС
К = 12/11 kZ2/Z v Корректирующие цепи вводятся в основном
для обеспечения устойчивости усилителя в области высоких час-
тот. На других частотах в коррекции нет особой необходимости,
так как коэффициент передачи усилителей на ИС в рабочем диа-
пазоне частот и ниже его (вплоть до нулевой частоты) практичес-
ки неизменен, что гарантирует отсутствие возможности захвата
критической точки низкочастотной частью годографа.
Специальные типы усилителей
В различных узлах оборудования СП требуется применение
усилителей, имеющих ряд существенных особенностей по срав-
нению с групповыми усилителями, на которые обращалось ос-
новное внимание выше. Рассмотрим принципы построения не-
которых типов специальных усилителей.
Усилители постоянного тока (УПТ) используются для усиле-
ния медленно изменяющихся сигналов в устройствах электропи-
тания, автоматического регулирования, измерения и т. д. Благо-
даря непосредственным связям между каскадами коэффициент
усиления УПТ практически равен номинальному даже при /,=0.
Под влиянием температуры и колебаний напряжения питания
происходит медленное самопроизвольное изменение (дрейф)
исходного (нулевого) выходного напряжения.
По способу компенсации дрейфа различают усилители с не-
посредственными связями (УПТ-НС), усилители с преобразова-
нием сигнала (УПТ-Пр) и усилители с периодической компенса-
цией дрейфа нуля (УПТ-К). В УПТ-НС уровень дрейфа снижа-
ется за счет использования балансных и дифференциальных кас-
кадов. В УПТ-К для компенсации дрейфа нуля используется
некоторый запоминающий элемент (например, конденсатор), на
Котором запоминается напряжение, соответствующее сдвигу нуля
в момент компенсации, а затем этот элемент периодически под-
269
Рис. 6.26. Структурная схема усилителя постоянного тока с преобразо-
ванием сигнала УПТ-Пр
ключается ко входному каскаду со знаком, противоположным
сдвигу. При повышенных требованиях к стабильности выходного
напряжения используются усилители УПТ-Пр, преобразующие
сигналы постоянного тока или медленно меняющиеся сигналы в
напряжение сравнительно высокой частоты (до десятков кило-
герц), которые достаточно просто усилить без внесения дополни-
тельных искажений.
Структурная схема усилителя УПТ-Пр с использованием мо-
дулятора (М) и демодулятора (ДМ) балансного типа приведена
на рис. 6.26. Усиливаемый сигнал и сигнал опорной частоты/^ от
генератора опорной частоты (ГОЧ) поступают на модулятор, на
выходе которого формируется амплитудно-модулированный сиг-
нал, содержащий частоты f0 ±/„ Модулированный сигнал усили-
вается усилителем Ус, с коэффициентом усиления К} После де-
модуляции с помощью фильтра (Ф) выделяется усиленный ис-
ходный сигнал. Если на выходе фильтра не обеспечивается необ-
ходимая мощность сигнала, то включают дополнительный
усилитель Ус2 с коэффициентом усиления К2 (обычно УПТ-НС).
Таким образом, в УПТ-Пр усиление на постоянном токе за-
меняется бездрейфовым усилением на переменном токе. Если
выбрать » К2, то величиной дрейфа, вносимой усилителем
Ус3, можно пренебречь. Дрейф будет в основном определяться
нестабильностью параметров модулятора и демодулятора и в со-
временных схемах может быть доведен до десятых и сотых долей
микровольт на градус.
В УПТ для гальванической развязки каскадов и вспомога-
тельных цепей (например, цепей внешней ОС) могут использо-
ваться оптронные пары, содержащие пару ’’светодиод - фотоди-
од”. Возможный вариант применения оптронов для межкаскад-
ной связи и в цепи внешней ОС в усилителе, выполненном на
ОУ, показан на рис. 6.27. Оптрон является элементом связи
между ступенями усиления Ус, и Ус2. Ток, протекающий через
светодиод оптрона VD2, вызывает изменение яркости его свече-
270
Рис 6.27. Схема усилителя с
использованием оптронов
для межкаскадной связи и в
цепи внешней ОС
ния, что будет приводить к соответствующему изменению воз-
буждаемого в фотодиоде оптрона фототока, который управляет
работой второй ступени. Оптрон VD, включен в цепь внешней
ОС первой ступени усиления, которая в силу нелинейных
свойств оптрона также является нелинейной. Наличие такой ОС,
глубина которой определяется параметрами оптрона и других
пассивных элементов этой цепи, позволяет линеаризировать
амплитудную характеристику, повысить динамический диапазон
и уменьшить дрейф нуля.
Для усиления сигналов в узкой полосе частот используются
избирательные усилители, которые часто называют резонансными.
В таких усилителях в цепи ОС или межкаскадные цепи включа-
ют индуктивно-емкостные £С-контуры или (в области относи-
тельно НЧ) резистивно-емкостные /?С-цепи. Если, например, в
цепь ОС усилителя (см. рис. 6.16) включить мостовую схему
Скотта (рис. 6.28), то на частоте баланса моста глубина ОС
будет стремиться к нулю, и усиление усилителя возрастет до
максимально возможного значения. Изменяя сопротивления в
схеме моста, легко изменять fQ, а путем выбора добротности
моста и коэффициента передачи усилителя можно добиться тре-
буемой полосы пропускания.
Для усиления НЧ и получения значительной выходной мощ-
ности (до десятков и сотен ватт) применяются магнитные усили-
тели (МУ). В таких усилителях используется нелинейная зависи-
мость индуктивного сопротивления ферромагнитного сердечника
от напряженности магнитного поля при дополнительном подмаг-
ничивании сердечника постоянным током. Основой МУ являет-
ся так называемый дроссель насыщения - ферромагнитный сер-
дечник с одной или несколькими обмотками. Простота кон-
струкции определяет высокие эксплуатационные качества: устой-
Рис. 6.28. Мостовая схема
Скотта (а) и ее частотная ха-
рактеристика (б)
271
чивость к тряскам, вибрациям и ударам, практически неограни-
ченный срок службы и т. п. К недостаткам помимо ограничения
верхней частоты усиливаемого сигнала можно отнести инерцион,
ность усилителя, которая вызвана тем, что обмотки обладают зна-
чительной индуктивностью и требуется некоторое время, чтобы
преодолеть инерцию при изменении управляющего сигнала.
Линейные усилители импульсных сигналов должны в процессе
усиления воспроизводить форму импульсного сигнала с мини-
мальными искажениями. Спектр импульсных сигналов может
простираться от единиц герц до сотен мегагерц. Поэтому усили-
тели импульсных сигналов должны быть широкополосными. Ти-
пичный сигнал на выходе такого усилителя, когда на вход подан
сигнал прямоугольной формы, приведен на рис. 6.29. Для оцен-
ки возможности применения усилителя для передачи импульсов
заданной формы и длительности пользуются понятиями искаже-
ний в области малых (искажения фронтов) и больших (искаже-
ния вершины импульса) времен. Для нормирования искажений
установлены следующие определения:
/3 — длительность фронта импульса, равная отрезку времени (в
области малых времен), в течение которого выходной сигнал из-
меняется от 0,1 до 0,9 своей нормированной величины (ей соот-
ветствует у = (/вых/(/норм - 1), т. е. /ф = /(09)- t{0
t - время задержки, равное отрезку времени от момента появ-
ления сигнала на входе усилителя до момента достижения поло-
вины выходного нормированного значения;
8 ф - выброс на переднем фронте, определяемый как разность
между максимальным значением выходного сигнала в области
малых времен и его нормированным значением, т. е.
5ф = О,_- 1) 100%;
А — спад (подъем) импульса, определяемый как относитель-
ная разность между нормированным значением выходного сиг-
Рис. 6.29. Типичный сигнал на выходе
импульсного усилителя
нала и его текущим значением в области больших времен, т. е.
5=(1-J,3 - 100%;
5 - выброс на обратном фронте, равный у,„,„ 100%.
Обеспечение малых искажений в указанных усилителях до-
стигается включением специальных корректирующих цепей. При
эТом следует иметь в виду, что характеристики усилителя в об-
тасти НЧ отражают его поведение в области больших времен,
т е. определяют форму плоской вершины импульса, а характе-
ристики в области ВЧ - поведение усилителя в области малых
времен, т. е. определяют длительность фронтов импульсов.
Таким образом, при расширении полосы пропускания усилителя
в сторону НЧ уменьшаются искажения вершины импульса, а при
расширении полосы пропускания в сторону ВЧ уменьшаются ис-
кажения фронтов импульса.
Усилители для волоконно-оптических систем передачи
(ВОСП) входят в состав передающих и приемных модулей, а
также регенераторов, устанавливаемых в линии для компенса-
ции потерь энергии света в волоконно-оптическом кабеле
(ВОК). На современном этапе в указанных узлах аппаратуры
применяются электронные усилители. В модуле передатчика,
состоящего из модулятора, электронного усилителя, полупро-
водникового лазера или светодиода (СД). входной электричес-
кий сигнал преобразуется в световой поток, поступающий в
линию. Электронный усилитель в данном случае обеспечивает
усиление сигнала до уровня, необходимого для эффективного
и неискаженного преобразований лазером (или СД) электри-
ческой энергии усиливаемого сигнала в световую энергию. В
модуле приемника оптический (световой) сигнал с помощью
фотодиода (ФД) преобразуется в электрический сигнал, кото-
рый поступает на вход предварительного малошумящего элек-
тронного усилителя, создающего оптимальные условия работы
детектора. После детектирования сигнал поступает на усили-
тель НЧ, с выхода которого — на оконечное устройство.
В принципе к усилителям специального назначения можно
отнести и так называемые активные фильтры, находящие все
более широкое распространение в радиоэлектронном оборудова-
нии. Активные фильтры - это устройства, содержащие усили-
тельные элементы с различной внешней частотно-зависимой ОС
и обеспечивающие фильтрацию сигналов с одновременным уси-
лением (или без него). В зависимое™ от полос пропускания и
подавления (задержки) и их размещения в частотной области ак-
тивные АС-фильтры разделяют на ФНЧ, ФВЧ, а также ПФ и
Рф. В качестве усилительных элементов наиболее часто исполь-
зуют ОУ.
273
6.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Требования и классификация
В многоканальных СП с ЧРК перенос первичных сигналов в
соответствующие частотные области линейного сигнала на пере-
даче и обратный - на приеме осуществляется посредством пре-
образователей частот. В большинстве случаев это амплитудные
модуляторы, нелинейными элементами которых являются полу-
проводниковые диоды, транзисторы, а также микросборки этих
элементов. В качестве переносчика обычно используется синусо-
идальный сигнал (сигнал несущей частоты о), полезным выход-
ным сигналом преобразователя считаются верхняя и нижняя бо-
ковые полосы (частотные составляющие вида со ± Q ,, где О . -
составляющая преобразуемого сигнала). Другие составляющие
выходного сигнала должны отсутствовать или быть по возмож-
ности меньше, так как их проникновение в групповой тракт вы-
зывает возрастание нелинейных помех в каналах СП.
Рабочее затухание преобразователя Др характеризует потерю
мощности преобразуемого сигнала и определяется по формуле
А р = 10 1g (Рп/Рш±п), (6.1)
где Рп — мощность, которую источник преобразуемого сигнала
может отдать в согласованную с ним нагрузку; Рш±п - мощность
сигнала боковой частоты (верхней или нижней), выделяемая в
нагрузке преобразователя. Частотной характеристикой (ЧХ)
преобразователя называют зависимость Ар от частоты преобразуе-
мого сигнала; амплитудной характеристикой (АХ) — зависимость
Др от уровня преобразуемого сигнала.
Преобразователь не вносит нелинейных искажений, если на
его выходе присутствуют только полезные составляющие (вида
со±Г2,). Однако в реальных случаях на выходе преобразователя
всегда есть ряд паразитных составляющих, наиболее опасными
из которых считаются те, которые близки по частоте к со-
ставляющим полезного сигнала. Это обычно остаток сигнала не-
сущей частоты го, составляющие исходного (непреобразованного)
сигнала Q., комбинационные частоты IV порядка со ± ЗЦ, а также
продукты паразитной модуляции полезных составляющих пуль-
сацией питающего напряжения. Наличие каких-либо из указан-
ных продуктов на выходе преобразователя указывает на его нели-
нейные искажения, количественная оценка которых осуществля-
ется по величине затухания нелинейности соответствующего
паразитного продукта, например: А нп(ю.3п) = 101g (Рш±п /Ра ,3J-
274
где Р, о ~ номинальная мощность полезной составляющей в на-
гпузке преобразователя (соответствующая измерительному уров-
Hjo в данной точке тракта), а Р1±зп - мощность в нагрузке дан-
ного паразитного продукта.
К преобразователям предъявляются требования по коэффици-
еНту несогласованности входного и выходного сопротивлений Zlip
с номинальным сопротивлением тракта Rq 5 =
-1 ZIip - I / I ^пР + I- Параметры преобразователя должны
обладать определенной стабильностью. Прежде всего это отно-
сится к его рабочему затуханию, которое должно достаточно
мало изменяться под воздействием таких факторов, как измене-
ния уровня несущего сигнала и температуры окружающей среды.
Преобразователи частот классифицируют по ряду признаков:
1. По месту включения в аппаратуру различаю! индивидуаль-
ные преобразователи, используемые для переноса спектров сиг-
налов от отдельных источников сообщений, и групповые — для
преобразования спектров групповых сигналов. К последним
предъявляются более жесткие требования, чем к индивидуаль-
ным. особенно в части нелинейных искажений и стабильности
рабочего затухания.
2. По характеру процесса преобразования различают пассив-
ные преобразователи, к которым подключаются только источники
преобразуемого сигнала и сигнала несущей частоты, и активные,
к которым помимо названных подключаются также источники
питающих напряжений. Пассивные преобразователи выполняют-
ся на диодах или транзисторах, работающих в ключевом режиме,
активные - на транзисторах, работающих в режиме усиления.
Активные преобразователи по ряду параметров могут превосхо-
дить пассивные.
3. По конфигурации соединения нелинейных элементов раз-
личают однотактные, балансные, двойные балансные преобразова-
тели. Балансные преобразователи, выполненные на диодах, под-
разделяют на последовательные, параллельные и мостовые. Иногда
двойные балансные диодные преобразователи называют кольце-
выми. Часто вместо термина "балансный” употребляют термин
’’двухтактный”. В нагрузке балансных преобразователей должен
отсутствовать сигнал несущей частоты, а в нагрузке двойных ба-
лансных — и исходный (непреобразованный) сигнал.
Балансные диодные преобразователи
Рассмотрим вначале работу последовательного балансного ди-
одного преобразователя (рис. 6.30). На приведенной схеме источ-
ник преобразуемого сигнала имеет ЭДС е п (f) = Е п sin Q t и внут-
275
реннее сопротивление R п. ЭДС источника сигнала несущей час-
тоты е м (/) = sin ю /, а внутреннее сопротивление — /? ,. На-
грузкой преобразователя является резистор R^. Входной Тр( и
выходной Тр2 трансформаторы имеют вторичные обмотки со
средними точками и характеризуются коэффициентами транс-
формации (отношениями чисел витков вторичных и первичных
обмоток) и, и п2 соответственно. Будем считать трансформаторы
преобразователя идеальными. Будем считать также, что диоды
преобразователя имеют бесконечно малое сопротивление в от-
крытом состоянии и бесконечно большое в закрытом. Кроме
того, предположим, что преобразователь работает при условии
малой глубины модуляции, т. е. что выполняется неравенство
Еш» Еп. (6.2)
Сделанные допущения позволяют достаточно просто полу-
чить соотношения, пригодные для ориентировочных расчетов.
Погрешности, вызванные этими допущениями, будут проанали-
зированы далее.
Обратимся вновь к рис. 6.30. Можно видеть, что при про-
дольной симметрии схемы ток сигнала несущей частоты в на-
грузке преобразователя, как, впрочем, и во входной цепи, будет
отсутствовать. Таким образом, с учетом неравенства (6.2) после-
довательный балансный преобразователь может быть представлен
эквивалентной схемой, показанной на рис. 6.31, где диоды заме-
нены ключом К, замкнутым при положительных и разомкнутым
при отрицательных значениях ЭДС ет (О- В этом случае ток в на-
грузке
/н(П = еп(/)л । G' Ha(t)n2, (6.3)
где С = 1/(7?'п + /?'„), причем /?'П=/^Л|, R't> = Rlln22. Функция
Ны (/) является функцией включения, имеющей вид последова-
тельности положительных прямоугольных импульсов со скважнос-
тью Т/ты = 2, единичной амплитудой и частотой со. На рис. 6.3/
показаны временные зависимости преобразуемого сигнала (д)-
сигнала несущей частоты (б), функции включения (в) и тока в
нагрузке (г).
276
Рис. 6.31. Эквивалентная схема Рис. 6.32. Временные зависимости
последовательного балансного преобразуемого сигнала (с), сигна-
преобразователя ла несущей частоты (6), функции
включения (в) и тока в нагрузке (г)
Разлагая функцию На (t) в ряд Фурье:
И (0 = я- + ~ (sin и / + т sin3 со/ + |sin5 со/ + ...), (6.4)
“ 2 n J J
перепишем выражение (6.3):
i(f) = G' п । п , Е,. 4- sin Q / + — cos (си — Ci) / - cos (со + Q) / +
н 1 z “ 2 7С
’ y~(cos(3co - Q) t cos (3co + Q) /) + -7- (cos (5co - Q) /- cos(5co < Q)/) + ...). (6.5)
J n 5n
На рис. 6.33, а показан спектральный состав тока в нагрузке
балансного преобразователя в соответствии с выражением (6.5).
Видно, что в спектре отсутствует несущая частота, но есть отно-
сительно большая составляющая исходного сигнала. Найдем ра-
бочее затухание последовательного балансного преобразователя.
В соответствии с определением рабочего затухания (6.1) подсчи-
таем мощности Рп и Ра±и. Мощность, которую источник сиг-
нала развивает в согласованной с ним нагрузке, может быть най-
дена по формуле
д£1 = (Еп/2^2)2^-=£п2/8Яп. (6.6)
А п
277
0S2
ai-st an-Si
За>-л За>+а
5а>-я 5ал-л
За>-я Зш+£2 Scosi 5u>+S2
О
6)
Рис. 6.33. Спектральный состав тока в нагрузке балансного
преобразователя (а) и двойного балансного (кольцевого) пре-
образователя (б)
Амплитуда тока полезной составляющей в нагрузке из формулы
(6.5) равна G’ Епп } п2/п, следовательно, мощность полезной
составляющей будет
= Еп^п2/(.^^)2 RH =
= ( Еп п ,л г)2 Ян/(2 ( л ( Rn' + /?,, ’))2), тогда
А р = 10 1g (л (Яп' + R н ')/(2 п , п 2 ^RnR„rf =
= 20 lg д + 20 lg ((«s!' + R н') /(2 V)) (6.7)
Рабочее затухание будет минимально при R п' = R н
Л пга,л = 201g д ~ Ю дБ. (6.8)
рпип
Помимо последовательного балансного преобразователя нахо-
дят применение параллельные балансные и мостовые балансные
преобразователи (рис. 6.34). В первом из них (рис. 6.34, а) ис-
пользуется только один трансформатор со средней точкой, а во
втором (рис. 6.34, б) - трансформаторы вообще не имеют обмо-
ток со средними точками, что существенно упрощает их кон-
струкцию. Очевидно, что в этих преобразователях открытие дио-
дов вызывает короткое замыкание источника преобразуемого
сигнала, т. е. обе эти схемы могут быть представлены эквива-
лентной, показанной на рис. 6.34, в. Очевидно также, что график
выходного тока этих преобразователей с точностью до фазы
будет соответствовать графику выходного тока последовательного
Рис. 6.34. Схемы параллельного (о) и мостового (6) балансных преобразовате
лей; их эквивалентная схема (в)
278
Рис. 6.35. Объединение двух последовательных балансных преобразователей
(о) для создания схемы двойного балансного преобразователя (6); представле-
ние балансного преобразователя в виде моста (в)
балансного преобразователя, и, следовательно, для них будут
справедливы ранее полученные формулы (6.5), (6.7) и (6.8).
Объединяя два последовательных балансных преобразователя
так, как это показано на рис. 6.35, а, получаем двойной баланс-
ный преобразователь (рис. 6.35, б). В нем, как и в балансном,
при продольной симметрии ток несушей частоты и всех ее гар-
моник будет отсутствовать во входной и выходной цепях. Кроме
того, в отличие от балансного в данном преобразователе при
одинаковых параметрах всех диодов выходной цепи будут отсут-
ствовать все составляющие тока преобразуемого сигнала, так как
двойной балансный преобразователь при выполнении вышена-
званного условия представляет собой мост (рис. 6.35, в), в кото-
ром источник преобразуемого сигнала и нагрузка включены в
противоположные диагонали. На этом рисунке видно, что соеди-
нение диодов образует кольцо, поэтому данный преобразователь
иногда называют кольцевым.
Принимая те же допущения, что и при рассмотрении баланс-
ных преобразователей, можно представить двойной балансный пре-
образователь в виде устройства с переключателем П (рис. 6.36, а),
Управление которым осуществляется сигналом несущей частоты
{Рис. 6.36, б). Действительно, если положительный полупериод
ЭДС несущей частоты открывает диоды Д! и Д2 (см. рис. 6.35, б),
I? отрицательный - их закрывает и открывает диоды Д, и Д,.
*аКим образом, можно считать, что переключатель П (рис. 6.36, а)
оказывается в верхнем положении при появлении импульса
279
Рис. 6.36. Эквивалентная схема двойного балансного преобразователя (о); вре-
менные зависимости (6): преобразуемого сигнала еп, сигнала несущей частоты ею
и тока в нагрузке «н этого преобразователя
I
5)
функции включения Нa(f), а в нижнем — при наличии импульса
функции включения, сдвинутой относительно первой на полови-
ну периода несущей частоты Hw (t+ Т м/2).
Сравнивая рис. 6.31 и рис. 6.36, а, замечаем, что ток в
нагрузке двойного балансного преобразователя представляет
собой сумму токов двух балансных. С учетом формулы (6.3)
и фазовых соотношений запишем i н (/) = i] (/) - i 2 (/) =
= en(t)n,n2G Ha(t+Ta/2)). Разность
+ Тм/2) представляет собой биполярную последовательность
единичных прямоугольных импульсов со скважностью 2 и может
быть разложена в ряд Фурье следующего вида:
— (sin <!>/ + -• sin 3 a>t + -| sin 5 <ot+ ...).
7t 2 J
Тогда, если en (f) = ES!sin fl t, выражение для выходного тока
приобретает вид
2 1
i *({)= С п t п 2 Е п — ((cos (со -П) cos (о + Q) t (cos(3 co - П) /-
- cos (3 е> + fi) 0 + у (cos (5 со - fl) t - cos (5 со + П) 0 з ...). (6.9)
Спектральный состав выходного тока показан на рис. 6.33, 6.
Сравнивая его со спектром выходного тока балансного преобра-
зователя, видим, что отличие заключается только в подавлении
двойным балансным преобразователем паразитной составляю-
щей, соответствующей исходному сигналу.
280
Определим рабочее затухание двойного балансного преобра-
зователя. Для мощности, отдаваемой источником сигнала в со-
гласованную нагрузку, и в этом случае справедлива формула
6). Сравнивая (6.5) и (6.9), замечаем, что амплитуда полезной
составляющей тока в нагрузке двойного балансного преобразова-
теля при прежних значениях п„ п2, С и Еп вдвое больше, чем в
балансном преобразователе. Тогда по аналогии с (6.7) и (6.8)
можно записать
Л = 20 1g (п/2) + 201g ((/<,' + ^') /(2 V^;)) (6.10)
и для Ан' =
4,,,, = 20 1g (л/2) = 4 дБ, (6.11)
т. е. на 6 дБ меньше, чем минимальное рабочее затухание ба-
лансного преобразователя. Таким образом, в двойных балансных
преобразователях не только подавляется исходный сигнал, но и
рабочее затухание оказывается значительно меньше, чем в ба-
лансных. Эти преимущества особенно важны для групповых пре-
образователей, в качестве которых двойные балансные и исполь-
зуются, несмотря на их относительную сложность. Балансные
преобразователи обычно применяются в качестве более массовых
индивидуальных, к параметрам которых предъявляются менее
жесткие требования.
Основным недостатком диодных преобразователей является
невозможность удовлетворительно согласовывать их входное и
выходное сопротивления с сопротивлениями внешних цепей.
Обратимся вновь к эквивалентной схеме балансного преобразо-
вателя (см. рис. 6.31). При отрицательных полупериодах несущей
частоты ключ К разомкнут. Следовательно, вся энергия источни-
ка преобразуемого сигнала отражается от входа преобразователя.
Значительно лучше с источником сигнала согласуется двойной
балансный преобразователь. Из рис. 6.36, а видно, что разрыв
Цепи имеет место только на тех коротких интервалах времени,
когда происходит переброс переключателя П. Однако коэффици-
ент несогласованности даже двойных балансных диодных преоб-
разователей оказывается недопустимо большим из-за присущей
всем пассивным устройствам влияния сопротивления нагрузки
на входное. Обычно преобразователь нагружен на фильтр, выде-
ляющий только верхнюю или нижнюю боковую полосу частот.
Остальные полезные и паразитные составляющие, на которые
Приходится более половины выходной мощности, возвращаются
в Преобразователь и, претерпев в нем те или иные изменения по
частоте, амплитуде и фазе, поступают во входную цепь. Это не
т°лько понижает степень согласования преобразователя с источ-
281
ником сигнала, но и вызывает большие амплитудно-частотные
искажения. Поэтому соединение пассивных преобразователей с
внешними цепями осуществляется через согласующие аттенюа-
торы, что существенно увеличивает рабочее затухание.
Пассивные транзисторные преобразователи
Преобразователи частот имеют минимальные нелинейные ис-
кажения, если их нелинейные элементы работают в режиме
близком к ключевому. В диодных преобразователях ключевой
режим достигается выполнением неравенства (6.2), т. е. сущест-
венным превышением амплитуды преобразуемого сигнала амп-
литудой сигнала несущей частоты. Если учесть, что число преоб-
разователей в оконечной аппаратуре весьма велико, генераторное
оборудование сигналов несущих частот оказывается громоздким
и требует относительно большой питающей мощности. Поэтому
все более широкое применение находят пассивные транзистор-
ные преобразователи, в которых ключевой режим достигается
при существенно меньшей мощности сигнала несущей частоты.
На рис. 6.37. а изображена простейшая схема на транзистор-
ном прерывателе. Если в данный момент времени сигнал несу-
щей частоты закрывает транзистор (минус на базе), цепь между
источником преобразуемого сигнала (en, Rii) и нагрузкой (R})
оказывается разомкнутой. При подаче на базу транзистора поло-
жительного напряжения он открывается и цепь между источни-
ком преобразуемого сигнала и нагрузкой замыкается. При этом
ток сигнала несущей частоты через внешние цепи преобразовате-
ля не протекает, так как его источник (ер, Ап) оказывается разо-
мкнутым при закрытом транзисторе и закороченным — при от-
крытом. Таким образом, эквивалентная схема этого преобразова-
теля имеет вид, показанный на рис. 6.37, б. Она полностью со-
впадает с эквивалентной схемой балансного диодного
преобразователя (см. рис. 6.3). Следовательно, для данного тран-
зисторного преобразователя справедливы все соотношения, по-
лученные выше для балансного диодного.
Рис. 6.37. Простейшая схема преобразователя на транзисторном прерывателе
(а), его эквивалентная схема (б) и схема преобразователя на транзисторной
паре (в)
282
В транзисторном преобразователе ключевой режим достигается
при токе сигнала несущей частоты примерно в (коэффициент
усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером) раз
меньшем, чем в балансном диодном. Поскольку /Q» 1, преиму-
щество пассивного транзисторного преобразователя очевидно.
Ввиду конечного сопротивления как открытых, так и закры-
тых р-переходов, в схеме на рис. 6.37, а наблюдается проникно-
вение в нагрузку сигнала несущей частоты. Для устранения этого
применяют схему, показанную на рис. 6.37, в, где пара идентич-
ных транзисторов (выполненных обычно в виде микросборки)
образует сбалансированный мост, к различным диагоналям кото-
рого подключены источник сигнала несущей частоты и внешние
цепи преобразователя. Кроме того, транзисторная пара в откры-
том состоянии в отличие от одиночного транзистора имеет оди-
наковые сопротивления для тока преобразуемого сигнала любой
полярности, что снижает нелинейные искажения преобразовате-
ля по сравнению с преобразователем на одиночном транзисторе.
Рассмотренный преобразователь, как уже отмечалось, соот-
ветствует последовательному балансному преобразователю на ди-
одах. На рис. 6.38, а приведена схема транзисторного пассивного
преобразователя, соответствующая двойному балансному. В этой
схеме сигнал несущей частоты еы поочередно открывает транзис-
торы Т, и Т2. При этом полуобмотки и, и w2 трансформатора Тр1
поочередно подключаются к выходным клеммам. Таким образом,
эквивалентная схема преобразователя имеет вид, показанный на
рис. 6.38, б. Временная диаграмма выходного тока в данном слу-
чае совпадает с соответствующей диаграммой двойного баланс-
ного преобразователя (см. рис. 6.36, б). Справедливы также все
соотношения, полученные ранее для двойного балансного преоб-
разователя на диодах. Однако ключевой режим, а следовательно,
и малые нелинейные искажения достигаются в рассматриваемом
преобразователе при токах сигнала несущей в раз меньших,
чем в диодном. Дальнейшее снижение нелинейных искажений
6.38. Схема транзисторного пассивного преобразователя, соответствующая
Двойному балансному (а), его эквивалентная схема (6) и схема с применением
гранзисторных пар (в)
283
6.38, в). Следует отметить, что эта замена оказывается эффектив-
ной лишь при идентичности параметров всех четырех транзисто-
ров, т. е. необходимо применение четырехтранзисторных микро-
сборок.
Активные преобразователи
Активные преобразователи выполняются на нелинейных эле-
ментах, обладающих эффектом усиления. Наиболее широко в
таких преобразователях используются транзисторы в режиме уси-
ления. Как и пассивные транзисторные преобразователи, актив-
ные преобразователи не требуют больших токов от источников
несущих частот. Они имеют малое рабочее затухание и в ряде
случаев даже усиливают преобразуемые сигналы. Весьма важной
оказывается и возможность исключить в активных преобразова-
телях влияние нагрузки на входное сопротивление, обеспечив
тем самым высокую степень согласованности преобразователя с
внешними цепями. Наконец, возможность охвата нелинейных
элементов отрицательной ОС позволяет сделать нелинейные ис-
кажения преобразователя сколь угодно близкими к их теорети-
ческому пределу.
Недостатки рассматриваемых преобразователей очевидны.
Во-первых, их конструкция относительно сложна и менее техно-
логична, во-вторых, они требуют подачи питающих напряжений,
что существенно увеличивает опасность паразитной модуляции
преобразуемых сигналов гармониками пульсаций напряжения
питания. Тем не менее данные преобразователи находят приме-
нение в аппаратуре СП.
На рис. 6.39, а показана незначительно упрощенная схема
балансного активного преобразователя, который используется в
унифицированной аппаратуре преобразования первичных групп
каналов. При прохождении положительной полуволны сигнала
несущей частоты ию оба транзистора оказываются закрыты и вы-
Рис. 6.39. Упрошенная схема актииного балансного преобразователя (с) и
его эквивалентная схема (б)
284
1ДНой ток преобразователя равен нулю. При отрицательной
по1УвоЛНе тРанзистоРы открыты и преобразователь представляет
собой двухтактный каскад усиления преобразуемого сигнала «£г
усилительные элементы которого работают в классе А (без отсеч-
Д11 усиливаемого сигнала). Таким образом, работа данного пре-
Кризователя может быть отображена эквивалентной схемой, по-
казанной на рис. 6.39, б.
Сравнивая эту схему со схемой балансного диодного преобразо-
вателя (см. рис. 6.31), видим, что формы временных диаграмм вы-
ходных токов в них должны совпадать. Это говорит об одинаковом
спектральном составе преобразованных сигналов. Рабочее затуха-
ние активного преобразователя будет меньше затухания пассивного
на величину усиления двухтактного каскада по мощности. Резисто-
ры ~ = в схеме на рис. 6.39, а обеспечивают отрицатель-
ную МОС в плечах каскада усиления, в результате которой вырав-
ниваются усиления плеч (снижаются тем самым нелинейные иска-
жения) и возрастает их входное сопротивление (Я^/2). Это позво-
ляет сделать входное сопротивление преобразователя зависящим
только от сопротивления шунта /^и|, обеспечив тем самым высокую
степень согласования с источником преобразуемого сигнала. Вы-
ходное сопротивление преобразователя также определяется сопро-
тивлением шунта й,,|2 и, следовательно, тоже может быть хорошо
согласовано с сопротивлением нагрузки.
В оборудовании преобразования групповых сигналов приме-
няют двойные балансные активные преобразователи, что дикту-
ется необходимостью подавлять исходный сигнал в нагрузке. На
рис. 6.40 приведена схема такого преобразователя. Отличие его
плеч от плеч балансного преобразователя (см. рис. 6.39, а) за-
ключается в том, что подача сигнала несущей частоты осущест-
вляется посредством трансформатора Тр3 в цепи эмиттеров тран-
зисторов, а не в базовые цепи. Это требует несколько большей
мощности сигнала несущей частоты, но дает возможность упрос-
тить конструкцию трансформатора Тр,. При прохождении полу-
Рчс. 6.40. Схема двойного ба-
лансного активного преобразо-
вателя
285
волны сигнала несущей частоты полярности, отмеченной на ри
6.40, транзисторы Т, и Т2 открыты и работают в режиме усиле
ния. При прохождении следующей полуволны они закрываются
но открываются прежде закрытые транзисторы Т3 и Т4. При этом
направление тока в выходной обмотке трансформатора Тр2 меня
ется на обратное.
Таким образом, эквивалентная схема этого преобразователя
может быть представлена эквивалентной схемой двойного ба-
лансного диодного преобразователя (см. рис. 6.36, а), к которой
подключен усилительный каскад. С целью выравнивания пара-
метров плеч в данном преобразователе, как и в активном баланс-
ном, используются резисторы в эмиттерных цепях. Кроме того
транзисторы обычно выполняются в виде единой микросборки.
Эксплуатационные особенности работы преобразователей
При эксплуатации преобразователей частот приходится учи-
тывать реальные условия, влияющие на спектральный состав вы-
ходных сигналов и величину рабочего затухания. Важнейшими
из этих условий являются: относительно небольшая глубина мо-
дуляции и неидеальность амплитудных характеристик нелиней-
ных элементов. В некоторых случаях приходится учитывать поте-
ри полезного сигнала в трансформаторах, особенно при миними-
зации их габаритных размеров и массы, и в резисторах, подклю-
чаемых к нелинейным элементам с целью улучшения
балансировки преобразователя.
Рассмотрим реальные условия работы последовательного ба-
лансного преобразователя на диодах. На рис. 6.41 приведены
вольт-амперная характеристика диода (/) и зависимость его диф-
ференциального сопротивления от приложенного напряжения
(2). Будем считать, что при напряжении и0 диод переходит из за-
крытого состояния в открытое, а дифференциальное сопротивле-
Рис. 6.41. Вольт-амперная характе-
ристика диода (/) и зависимость
его дифференциального сопротив-
ления от приложенного напряже-
ния (2)
Рис. 6.42. Эквивалентная схема пос-
ледовательного балансного преобра-
зователя на диодах с учетом диффе-
ренциальных сопротивлений откры-
того и закрытого диодов
286
Рис. 6.43. Временные диаграммы
работы реального преобразователя
ние закрытого диода гзакр много больше открытого готкр. В этом
случае эквивалентная схема, показанная на рис. 6.31, переходит в
схему, представленную на рис. 6.42.
На рис. 6.43 приведены временные диаграммы работы реаль-
ного преобразователя, из которых видно, что ширина импульсов
Функции включения Ню (I) несколько меньше половины периода
несущей частоты из-за наличия напряжения и0 и, кроме того,
переменна (зависит от отношения амплитуд напряжений сигна-
лов несущей частоты и преобразуемого сигнала на данном
Диоде). Первое обстоятельство приводит к тому, что в спектраль-
ном составе //ы (/) будут содержаться четные гармоники о и, сле-
довательно, в выходном сигнале появятся ранее отсутствующие
паразитные составляющие вида 2лю ±Q, где п = 1. 2, 3....Вто-
рое обстоятельство приводит, во-первых, к продольной разбалан-
сировке схемы, поскольку токи, протекающие через диоды, будут
отличаться друг от друга. Вследствие этого на выходе преобразо-
вателя появятся сигнал несущей частоты и его гармоники. Во-
287
сигналов отдельных каналов СП на приемной станции. эТи
фильтры являются полосовыми и включаются на выходах инди-
видуальных преобразователей передачи и входах индивидуальных
преобразователей приема.
Направляющие фильтры разделяют различные частотные поло-
сы, используемые в двухполосных системах для передачи сигна-
лов в противоположных направлениях. Эти фильтры представля-
ют собой сочетание ФНЧ и ФВЧ с одинаковой частотой среза
На оконечной станции один из фильтров включается на выходе
передающей части аппаратуры, а второй - на входе приемной. В
промежуточных усилительных пунктах они включаются на входе
и выходе усилителей обоих направлений передачи.
Линейные фильтры разделяют линейные спектры систем переда-
чи, работающих по одной и той же цепи. Это разделение осущест-
вляется с помощью ФНЧ и ФВЧ с одинаковой частотой среза.
Групповые фильтры предназначены для выделения требуемой
полосы частот после группового преобразования. В зависимости
от назначения и предъявляемых требований групповые фильтры
могут выполняться полосовыми, низкочастотными или высоко-
частотными.
Вспомогательные фильтры используются для выделения или
подавления одной частоты или узкой полосы частот. К таким
фильтрам относятся фильтры несущих, контрольных, измери-
тельных и вызывных частот, режекторные фильтры для подавле-
ния остатков несущих и контрольных частот, ФНЧ, включаемые
на выходе индивидуальных преобразователей, и др.
Схемы и конструкции фильтров, используемых в аппаратуре
СП, определяются их назначением и заданными требованиями и
могут быть выполнены как на £С-элементах, так и с применени-
ем пьезоэлектрических, магнитострикционных или электромеха-
нических резонаторов. Наиболее часто в аппаратуре СП исполь-
зуются фильтры LC, недорогие по стоимости и несложные в тех-
ническом отношении. В тех случаях, когда вследствие недоста-
точной добротности элементов использовать их не
представляется возможным, применяют пьезоэлектрические,
ма! нитострикционные или электромеханические фильтры. Диа-
пазон частот, в котором могут применяться эти фильтры, опре-
деляется допустимыми геометрическими размерами резонаторов,
а для электромеханических фильтров - видом используемых ме-
ханических колебаний и размером структурных элементов.
В связи с широким развитием интегральной микросхемогех-
ники в последнее время изучается возможность применения
цифровых фильтров.
Характеристики фильтров в значительной степени опредезя-
ют качество каналов и групповых трактов СП и должны отвечать
предъявляемым требованиям. Основной электрической характе-
ристикой любого фильтра является его частотная характеристика
затухания.
Основные свойства фильтра характеризуются:
минимально допустимой величиной рабочего затухания в по-
лосе эффективно задерживаемых частот;
максимально допустимой величиной рабочего затухания в по-
лосе эффективно передаваемых частот;
максимально допустимыми амплитудно-частотными искаже-
ниями в полосе эффективно передаваемых частот, выраженными
разностью между максимальным и минимальным значениями
рабочего затухания в этой полосе частот;
максимально допустимыми отклонениями характеристическо-
го сопротивления фильтра от номинального значения в эффек-
тивно передаваемой полосе частот;
максимально допустимыми фазочастотными искажениями,
если фильтры используются при передаче факсимильных сигна-
лов и сигналов передачи данных;
минимально допустимым затуханием нелинейности, если
фильтры включаются в групповом тракте.
Требования к фильтрам определяются их конкретным назна-
чением. Большое разнообразие фильтров, применяемых в аппа-
ратуре, не позволяет здесь рассмотреть требования ко всем типам
фильтров. Остановимся лишь на канальных, направляющих и
линейных фильтрах.
Канальные фильтры
В системах с передачей в линию одной боковой полосы час-
тот канальный фильтр (КФ) на выходе индивидуального преоб-
разователя частоты должен обеспечивать выделение сигналов в
требуемом спектре и подавление частот, совпадающих с полоса-
ми частот других каналов этой системы.
Канальный фильтр, включенный на входе индивидуального
преобразователя приема, должен выделять из группового спектра
частоз полосу частот данного канала, предотвращая тем самым
взаимные помехи между соседними каналами.
Требования к величине рабочего затухания КФ (Лф) в полосе
эффективно задерживаемых частот определяются перечисленны-
ми функциями этих фильтров. Сформулируем их, рассмотрев ус-
ловия работы фильтра 2-го канала первичной группы (рис. 6.45).
Неиспользуемая верхняя боковая полоса частот 2-го канала
П04,3...107,4 кГц) практически совпадает с рабочей полосой час-
Тот 1-го канала (104.6... 107,7 кГц). Следовательно, если затухание
дорого фильтра для подавления неиспользуемой боковой поло-
1()* 291
Рис. 6.45. Условия работы канальною фильтра второго канала ПГ
сы частот будет недостаточно, в 1-м канале появится невнятная
переходная помеха. Экспериментально было установлено, что
влияние этой помехи на качество связи будет незначительно,
если затухание в полосе эффективно задерживаемых частот КФ
(Лф,) будет не менее чем на 60 дБ выше затухания в полосе эф-
фективно передаваемых частот.
Так как исходный сигнал содержит частоты выше 3,4 кГц, то
полосовой фильтр 2-го канала должен подавлять продукты взаимо-
действия этих частот с несушей (на рисунке полосу 96...100,6 кГц).
В противном случае в соседнем, 3-м канале возникнут невнятные
переходные помехи. Поскольку мощность сигнала на частотах
выше 3,4 кГц меньше мощности сигнала на частотах ниже 3,4 кГц,
то затухание в полосе эффективно задерживаемых частот Лф2
может быть выбрано несколько меньше /4ф|. Однако обычно берут
Л 2 = Лф|, так как фильтры при этом не усложняются.
Недостаточное затухание фильтра Аф, включенного на входе
индивидуального преобразователя на приеме в полосах эффеК'
тивно задерживаемых частот, приведет к появлению в канале ин-
вертированной помехи, совпадающей по частоте с полосой сиг-
нала, и помехи с частотой выше 4 кГц. В рассматриваемом при*
мере во 2-м канале появится помеха от взаимодействия несуШе1
частоты со спектром частот 1-го канала 104,6... 107,7 кГц (Р1,С-
Рис. 6.46. Появление помехи во втором канале от взаимодей-
ствия несущей частоты с полосами частот соседних каналов
6.46) Этот спектр будет поступать на преобразователь приема 2-
го канала, если Лф1 будет недостаточно. Опыт показывает, что с
влиянием данной помехи можно не считаться, если Лф3 > Дф|.
Помеха с частотой выше 4 кГц (4,3...7,4 кГц) появится от вза-
имодействия частоты несущего колебания 2-го канала и спектра
частот 3-го канала (96...100 кГц). Необходимо отметить, что она
будет подавляться ФНЧ, включенным на выходе преобразователя
приема. На этом основании Лф4 может быть выбрано меньше Лф3.
Однако по конструктивным соображениям выбирается Хч>4 = Аф3.
Для уменьшения искажений при расхождении несуших частот
на передающей и приемной станциях, а также загрузки приборов
группового тракта необходимо, чтобы затухание КФ на частоте
несущего колебания было не менее чем на 10 дБ больше затуха-
ния фильтра в полосе эффективно передаваемых частот.
Требования к затуханию в полосе эффективно передаваемых
частот для этих фильтров не являются существенными. В неко-
торых случаях для упрощения фильтров допускают величину ука-
занного затухания до 10 дБ. С точки зрения обеспечения требуе-
мой помехозащищенности это допустимо, так как измерительные
Уровни на входе и выходе данных фильтров достаточно высокие,
компенсировать такое затухание КФ, поскольку число их в ка-
нале невелико, достаточно просто последующими усилителями.
Требования на неравномерность АЧХ канальных фильтров в
Полосе эффективно передаваемых частот определяются допусти-
мыми АЧИ в канале. Поскольку эти требования очень жестки и
Д’УДновыполнимы, часто ограничивается выполнение их только
293
в средней полосе частот (соответствующей исходной 0,6...3 кГщ
В случае необходимости компенсация значительных АЧИ фильк
ра в диапазонах частот 0,3...0,6 и 3,0...3,4 кГц осуществляется
специальными корректирующими устройствами, включенными в
цепь ООС усилителя низкой частоты на приемной станции.
Фазочастотные искажения в каналах ТЧ в основном определя.
ются этими фильтрами и мало влияют на качество передачи разго-
ворных сигналов. Однако если по каналу ТЧ передается любая дру.
гая информация, то указанные искажения оказывают существенное
мешающее влияние и с ними необходимо считаться.
При определении требований к ФЧХ канального фильтра
возможны два подхода:
1) не задавать требования к ФЧХ фильтра, а допустимые
ФЧИ при передаче нетелефонной информации обеспечивать
путем использования специальных корректирующих устройств,
входящих в состав аппаратуры передачи этой информации;
2) задавать требования к ФЧХ фильтра такими, чтобы они
удовлетворяли возможностям передачи всех видов информации.
Учитывая, что для передачи нетелефонной информации ис-
пользуются не все каналы СП, а лишь небольшая их часть и что
второй путь экономически оказался менее эффективным, допус-
тимые искажения ФЧХ устанавливаются в соответствии с требо-
ваниями передачи телефонной информации.
Полосовые КФ, использующиеся в аппаратуре МСП с ЧРК,
должны удовлетворять условию относительно допустимого изме-
нения ГВП: на частоте 0,4 кГц - менее 2 мс, на частоте 3,3 кГц-
менее 1,3 мс и в полосе частот 0,8...3,0 кГц — менее 0,6 мс по отно-
шению к групповому времени прохождения на частоте 1,9 кГц.
В отношении затуханий нелинейности требования к фильт-
рам каналов не жесткие и, как правило, не задаются.
Направляющие фильтры
Направляющие фильтры (НФ), использующиеся при органи-
зации связи по двухполосной двухпроводной системе, включают-
ся в оконечных и промежуточных станциях (рис. 6.47).
Рис. 6.47. Включение направляющих фильтров на оконечной и промежуточ-
ных станциях
294
I Требования к затуханию в полосе эффективно задерживаемых
частот определяются возможными взаимными влияниями между
^правлениями передачи. Эти влияния могут вызывать самовоз-
буждение промежуточной станции, чрезмерные искажения от
токов ОС или перегрузку усилителей.
Необходимое затухание НФ в полосе эффективно задержива
емых частот определим для промежуточной усилительной стан-
ции (см. рис. 6.47). Для предотвращения возможного ее самовоз-
буждения и устранения чрезмерных искажений от токов ОС сле-
дует обеспечить нужное затухание по петле ОС аж, которое
можно определить из следующего выражения:
А5= - 20 lg |1 - 10 _(Mbo-| ,
где Д5 ~ допустимая величина искажений от ОС.
Имея в виду, что искажения от ОС, вносимые усилительны-
ми станциями, накапливаются вдоль магистрали, их величина
должна быть малой. Обычно допустимое значение AS не превы-
шает 0,15...0,17 дБ, что соответствует > 40 дБ. Для любой час-
тоты верхней передаваемой группы
°ос 2>1д + 2<зк S1b S2b,
а для любой частоты нижней передаваемой группы
°ос + 2яд S1H S2h,
где Лд и Ак - затухание НФ соответственно нижних и верхних
частот в полосе эффективно задерживаемых частот; ад и «к — за-
тухание НФ в полосе эффективно передаваемых частот; S)B, S2b,
Si,, и S2h — усиление усилителей соответственно для токов верх-
ней и нижней групп частот. Учитывая, что адс А к и ок« Лд,
итухание НФ в полосе эффективно задерживаемых частот
можно определить по формулам
4д — (оос + S1B + S2b)/2; Ак — (вое + S1H + S2h)/2. (6.12)
тем больше, чем выше
I Если учесть, что усиление усилителей
частота то требования к затуханию в полосе задерживания НФ
верхних частот (НФ-К) менее жесткие, чем требования к НФ
нижних частот (НФ-Д).
Вне рабочих полос системы требования к затуханию НФ оп-
ределяются условиями устойчивости усилительных станций, так
Как искажения от ОС на этих частотах не имеют значения. Поэ-
тому требуемое затухание по петле ОС для данных частот может
НаЬ ниже’ чем Для полосы эффективно задерживаемых частот
Обычно считают необходимым иметь аос > 17 дБ. Требуемое
Значение затуханий НФ рассчитывают по формулам (6.12).
295
Сигналы, прошедшие через НФ с тракта передачи в тракт 11рц_
ема оконечной станции, не будут являться непосредственной поме-
хой в каналах, поскольку после преобразования они не попадают в
полосу пропускания канальных фильтров. Мешающее действие
этих сигналов будет проявляться в виде дополнительной загруЗКи
усилителя приема. Чтобы с этой дополнительной загрузкой можно
было не считаться, уровень переходных сигналов должен быть не
менее чем на 15 дБ ниже уровня полезного сигнала. Учитывая ска-
занное, находим требуемое затухание НФ в полосе эффективно за-
держиваемых частот. Согласно рис. 6.47 на входе усилителя приема
уровень полезного сигнала рс — р11ср ~ ауч, а уровень переходного
сигнала рп = рпер - Лнф, где - затухание предшествующего уси-
лительного участка; рпер - уровень передачи на выходе усилитель-
ной станции; Лнф - затухание НФ в полосе эффективно задержива-
емых частот. Так как рс - рп > 15 дБ, то
А нф ауч + 15 лБ- (6 ,3)
При определении требуемого затухания НФ в полосе эффек-
тивно задерживаемых частот решающее значение имеет та из
формул (6.12) или (6.13), которая соответствует большим значе-
ниям затухания.
Затухание НФ в полосе эффективно пропускаемых частот
должно быть как можно меньше, что связано с местом включе-
ния фильтров. Как видно из рис. 6.47, фильтры включаются на
входе и выходе линейных усилителей. Для фильтра, включенного
на входе, требования к допустимому затуханию в полосе эффек-
тивно пропускаемых частот (ок или аа) ограничиваются необхо-
димой помехозащищенностью, так как уровень полезного сигна-
ла на входе усилителя очень низок. Следовательно, чем больше
это затухание, тем ниже помехозащищенность. Для фильтра,
включенного на входе усилителя, допустимое затухание фильтра
в полосе пропускания ограничивается необходимостью обеспече-
ния номинального уровня на выходе усилительной станции. Чем
больше будет указанное затухание, тем должен быть больше уро-
вень на выходе усилителя, т. е. потребуется применение усилите-
ля большей мощности.
Требования к неравномерности АЧХ этих фильтров довольно
жесткие, так как число последовательно включенных НФ в кана-
ле значительно. Накопление от фильтра к фильтру неравномер-
ности АЧХ может привести к значительным искажениям частот-
ной характеристики остаточного затухания каналов. Для обеспе-
чения требуемой неравномерности АЧХ необходимо применять
корректоры. Суммарное затухание фильтра и корректора в поло-
се эффективно передаваемых частот не должно превышать 2 дБ-
Точность коррекции АЧХ — 0,5 дБ.
296
Рис 6.48. Схема включения линейных фильтров
С точки зрения нелинейности требования к НФ предъявля-
ются чрезвычайно жесткие, так как они включаются в групповой
тракт системы. Затухания нелинейности по второй и третьей гар-
моникам должны быть не менее чем на 10 дБ выше соответству-
ющих величин у групповых усилителей. Поэтому при констру-
ировании НФ особое внимание уделяется выбору магнитного
материала и конструкции сердечников для катушек индуктивнос-
ти Некоторые катушки выполняются на сердечниках из немаг-
нитного материала.
Коэффициент отражения во всем диапазоне передаваемых
частот должен быть не более 15 %.
Линейные фильтры
Линейные фильтры (ЛФ) используются для разделения час-
тотных полос СП, работающих на одной и той же линии. Линей-
ные фильтры включаются на оконечных и промежуточных стан-
циях (рис. 6.48).
Требования, предъявляемые к ЛФ, аналогичны требованиям,
предъявляемым к НФ. Однако при определении минимально до-
пустимого затухания в полосе эффективно задерживаемых частот
необходимо иметь в виду, что замкнутая система создается за
счет двух направлений передачи различных систем одной и той
же цепи.
Параллельная работа фильтров
Как канальные, так и линейные и направляющие фильтры
работают в условиях параллельного включения. При этом между
фильтрами наблюдается взаимное шунтирующее действие, нару-
шается условие согласования фильтров с нагрузкой, что приво-
дит к значительным искажениям частотных характеристик
Фильтров и увеличению затухания в полосе пропускания.
Шунтирующее действие в полосе пропускания какого-либо
Фйтьтра зависит от значений характеристических сопротивлений
остальных фильтров в полосе эффективно задерживаемых частот.
Бели эти сопротивления малы, то совместная работа фильтров
невозможна. Поэтому для совместной работы фильтров жела-
297
Рис. 6.49. Зависимость характеристических сопротивлений ФНЧ
и ФВЧ (а) и включение реактивных элементов £ДОп и Стоп для
устранения шунтирующего влияния
телыю выбирать такую схему фильтра, у которой в полосе эф-
фективно задерживаемых частот характеристическое сопротивле-
ние со стороны параллельного включения по мере удаления от
полосы пропускания возрастает. Такой схемой является схема
фильтра с Т-образным окончанием.
Зависимость характеристического сопротивления 7^ от часто-
ты для ФНЧ и ФВЧ приведена на рис. 6.49, а. Так как у НФ и
ЛФ нижних и верхних частот частота среза, как правило, выби-
рается одинаковой, то, несмотря на использование фильтров с Т-
образным окончанием, возникает заметное шунтирующее влия-
ние со стороны параллельного соединения фильтров. Для его
устранения последовательно с каждым из фильтров со стороны
параллельного соединения включают реактивные элементы (рис.
6.49, б). За счет включения последовательно с ФНЧ катушки ин-
дуктивности £ДО1, компенсируется шунтирующее действие вход-
ной проводимости ФВЧ, имеющей емкостной характер. Добавоч-
ный конденсатор С1ОП осуществляет компенсацию индуктивной
составляющей входного сопротивления ФНЧ в полосе пропуска-
ния ФВЧ.
Если частоты среза ФНЧ и ФВЧ не совпадают, необходимо
параллельно нагрузке включить компенсирующий контур, состо-
ящий из последовательного соединения конденсатора и катушки
индуктивности. Резонансная частота этого контура fp = ’
где^1Ч и^вч — частоты среза соответственно ФНЧ и ФВЧ.
При параллельном соединении полосовых КФ наибольшему
шунтирующему влиянию подвержены фильтры, крайние по диа-
пазону частот. Это иллюстрируется рис. 6.50, а, где приведены
частотные зависимости характеристических сопротивлений трех
полосовых фильтров, имеющих со стороны параллельного соедИ'
нения Т-образные окончания. Как видно из рисунка, шунтируК1*
298
Рис. 6.50. К шунтирующему влиянию фильтров в полосе пропус-
кания при их параллельном включении (а); схема контура, ком-
пенсирующего шунтирующее влияние (б)
шее действие в полосе пропускания второго фильтра создается
индуктивным сопротивлением первого фильтра и емкостным —
третьего фильтра, которые в значительной степени компенсиру-
ют друг друга, уменьшая общую реактивную проводимость. Наи-
большая компенсация будет в том случае, если/^ = , где^,,
fn2,f0J ~ сРеДние частоты полос пропускания фильтров.
Практически можно считать, что второй полосовой фильтр
свободен от шунтирующего влияния первого и третьего фильт-
ров. В полосе пропускания первого фильтра шунтирующее влия-
ние оказывают емкостные сопротивления второго и третьего
фильтров, в полосе пропускания третьего фильтра - индуктив-
ные сопротивления первого и второго фильтров. Нетрудно ви-
деть, что для устранения этого шунтирующего влияния необхо-
димо применить устройство, имеющее в полосах пропускания
первого фильтра индуктивный характер сопротивления, а третье-
го фильтра — емкостный характер. В полосе пропускания второго
фильтра сопротивление этого устройства должно быть большим.
Указанным условиям отвечает параллельный резонансный кон-
тур, который подключается параллельно нагрузке (рис. 6.50, б).
Резонансная частота контура выбирается равной средней частоте
полосы пропускания второго фильтра. Частотная характеристика
сопротивления контура (ZK) приведена на рис. 6.50, а.
При параллельном соединении 12 КФ схема компенсирующе-
го контура несколько усложняется. Схема контура и частотная
’ависимость его сопротивления приведены на рис. 6.51, а и б со-
ответственно. Первая резонансная частота^,, выбирается ниже
частоты 60 кГц, а третьтя^,, - выше частоты 108 кГц.
Для уменьшения взаимного шунтирующего действия фильт-
ров при их параллельном включении применяются также развя-
3Ь1вающие устройства, например дифференциальная система или
Развязывающие устройства на резисторах. Необходимо отметить,
Чт° использование развязывающих устройств для уменьшения
299
6.4. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ
Требования к генераторному оборудованию
Рис. 6.51. Схема компенсирующего конту-
ра (а) и частотная зависимость его сопро-
тивления (б)
Рис. 6.52. Схема подключе-
ния канальных фильтров
через развязывающее уст-
ройство
взаимного шунтирующего влияния фильтров увеличивает затуха-
ние, вносимое в тракт передачи каждого канала. Схема подключе-
ния КФ через развязывающие устройства приведена на рис. 6.52.
В системах передачи с ЧРК в качестве переносчиков исполь-
зуются синусоидальные напряжения или токи, называемые сиг-
налами несущих частот. Синтез этих сигналов и является основ-
ной задачей генераторного оборудования. Кроме того. ГО долж-
но вырабатывать сигналы контрольных частот, которые управля-
ют работой систем АРУ, а также канальные сигналы управления
и взаимодействия. Таким образом, ГО создает сетку сигналов но-
минальных частот. Каждый из этих сигналов должен отвечать
ряду требований, важнейшими из которых являются: стабиль-
ность частоты и уровня, помехозащишенност[> и надежность.
Требование стабильности частоты очень важно для генерато-
ров несущих частот, так как при передаче ОБП необходимо на
приемной станции восстановить несущую частоту. Отличие вос-
становленной несущей от несущей на передаче приводит к изме-
нению частоты передаваемого сигнала в канале, что снижает ка-
чество передачи. Наиболее сильно изменение спектра частот
влияет на качество передачи дискретной информации и звуково-
го вещания. Эти виды информации и определяют допустимый
сдвиг спектров в канале АТК . который в простых каналах ТЧ не
должен превышать ±0,5 Гц.
Если в СП используется одна ступень преобразования, то до-
пустимая относительная нестабильность генератора несущей г-г°
канала fHi для наихудшего случая (частоты генераторов несути'
изменились в разные стороны) не должна превышать величины
300
О 5Д/ //«• ®тсюДа видно, что наиболее жесткие требования
предъявляются к генератору верхнего по частоте канала СП, и
они тем жестче, чем больше каналов в системе.
При многократном преобразовании частоты как на передаче,
так и на приеме используется несколько несущих частот. Если
9ти частоты получаются от независимых генераторов, то измене-
ние исходного спектра в канале определяется суммой отклоне-
ний частот всех генераторов. Если же данные частоты получены
в результате умножения и деления частоты опорного генератора,
то изменение исходного спектра в канале определяется относи-
тельной нестабильностью частоты этого генератора, которая
должна быть не хуже, чем рассчитанная для несущей частоты
верхнего канала в системе с одной ступенью преобразования.
Частоты контрольных сигналов также должны быть достаточ-
но стабильны. Последнее необходимо потому, что полосовые
фильтры, выделяющие контрольные сигналы, обладают некото-
рой неравномерностью АЧХ полосы пропускания и, следователь-
но, изменение частоты контрольного сигнала будет приводить к
изменению уровней на выходе этих фильтров, что может вызвать
ложное срабатывание устройств АРУ. Однако величина относи-
тельной нестабильности контрольных частот может быть допуще-
на примерно на порядок больше относительной нестабильности
несущих.
Требование стабильности уровней определяется в первую оче-
редь контрольными сигналами, так как изменение их уровней
приводит к ложному срабатыванию устройств АРУ. Установлено,
что уровни контрольных сигналов не должны отклоняться от но-
минальных значений больше чем на +0,2 дБ.
Уровни несущих частот должны поддерживаться с точностью
±0,5 дБ, что обеспечивает необходимое постоянство рабочего за-
тухания преобразователей, влияющего на остаточное затухание
каналов.
Требование к помехозащищенности предусматривает опреде-
ленную степень моночастотности сигналов, вырабатываемых ГО,
г е. степень подавления паразитных спектральных составляю-
щих, сопутствующих сигналу требуемой частоты /н. Обычно
паразитные составляющие имеют вид «/„, ± nfG и ± и/,, где п
любое целое число; — частота, равная принятому в данной
аппаратуре интервалу между каналами (обычно 4 кГц); - час-
гота помехи от источников питания, равная 50 Гц. Паразитные
составляющие первых двух видов, поступая на преобразователь
вМесте с /н, могут вызвать переходные помехи между каналами,
вторые могут быть как внятными, так и невнятными. Кроме
’°го, паразитные составляющие могут увеличить нелинейные ис-
*ажения в канале.
301
В зависимости от величины и характера помехи, вызываемой
паразитными составляющими того или иного вида, устанавлива-
ется норма на степень подавления этих паразитных составляю-
щих, которая может достигать 80...90 дБ.
Паразитные составляющие вида/, ± л/,, не вызывают появления
внятных переходных помех, и поэтому степень их подавления от-
носительно основного сигнала может быть порядка 55...60 дБ.
К ГО предъявляются жесткие требования по надежности, так
как пропадание хотя бы одной групповой несущей или контроль-
ной частоты может привести к полному отказу системы передачи
или отказу значительного числа каналов системы. Требования по
надежности ГО обеспечиваются резервным оборудованием, нахо-
дящимся в рабочем состоянии и называемым горячим резервом.
Это оборудование автоматически подключается при отказе ос-
новного. Кроме того, в ГО осуществлена развязка потребителей
сигналов одинаковых частот с тем, чтобы неисправность у одно-
го из них не привела к пропаданию сигналов у других.
Необходимо отметить, что высокая степень надежности
может быть достигнута только при условии соблюдения правил
технической эксплуатации.
К ГО, вырабатывающему сигналы управления и взаимодейст-
вия, предъявляются относительно невысокие требования. Отно-
сительная нестабильность частоты допускается порядка 10 , от-
клонение уровней генерируемых сигналов от номинальных
может достигать 0,5...1,0 дБ, а помехозащищенность должна быть
не менее 55 дБ. Это оборудование выполняется с применением
обычных транзисторных £С-генераторов. Высокая надежность
обеспечивается 100 %-ным горячим резервом.
Структура генераторного оборудования
При построении ГО аппаратуры многоканальных СП исполь-
зуются три основных структуры: с автономными генераторами, с
гармоническим генератором и с делителями опорной частоты.
Структурная схема оборудования с автономными генераторами
показана на рис. 6.53. Она представляет собой набор п автоном-
ных генераторов (Г,), каждый из которых генерирует сигнал с
одной из требуемых частот fHi. Этот сигнал поступает на соответ-
ствующее распределительное устройство (РУ), имеющее т выхо-
дов (по числу потребителей сигналов данной частоты). Распреде-
лительное устройство обеспечивает заданный уровень сигнала У
потребителя и осуществляет развязку потребителей между собой.
Структура с автономными генераторами надежна, поскольку
отказ одного из генераторов вызывает отказ относительно не-
большой группы потребителей и при необходимости легко заме-
302
Рис. 6.53. Структурная
схема ГО с автоном-
ными генераторами
Рис. 6.54. Структурная схема ГО с гармони-
ческим генератором
няется. Эта структура обеспечивает наибольшую помехозащи-
щенность генерируемых сигналов и высокую стабильность их
уровней. Недостатком ее является наличие большого числа высо-
костабильных, а значит, дорогих генераторов.
Структурная схема ГО с гармоническим генератором приведена
на рис. 6.54. Здесь предусматривается только один высокоста-
бильный генератор - сигнала опорной частоты Этот сигнал
подается на гармонический генератор (ГГ), который формирует
импульсную последовательность, богатую высшими гармониками
частоты f0, совпадающими с требуемыми частотами /н,. Сигналы с
частотами, соответствующими тем или иным высшим гармони-
кам, выделяются ПФ и поступают через распределители мощнос-
ти (РМ) к потребителям.
Очевидно, что такая структура эквивалентна набору умножи-
телей опорной частоты на целое число (fHI = В таком ГО
требуется только один высокостабильный генератор Высокая на-
дежность обеспечивается резервированием генератора опорной
частоты и генератора гармоник. Как и при структуре с автоном-
ными генераторами, осуществление наращивания оборудования
несчожно. Однако данная структура не свободна от недостатков.
Во-первых, частота опорного генератора оказывается относитель-
но низкой, что вызывает определенные технические трудности
Реализации генератора. Во-вторых, необходимость применения
Достаточно высоких уровней сигналов у многих потребителей
вызывает трудности обеспечения мощного выходного сигнала
гармонического генератора и реализации полосовых фильтров,
надежно работающих при очень высоких уровнях входного сиг-
нала. В-третьих, рассматриваемая структура уступает предыдущей
По предельным значениям помехозащищенности генерируемых
сигналов и стабильности их уровней.
В структуре ГО, схема которой показана на рис. 6.55. исполь-
зУется принцип деления частоты опорного сигнала. Эта схема
1Меет некоторые преимущества по сравнению с предыдущей. Во-
303
Рис. 6.55. Генераторное обору-
дование, использующее прин-
цип деления частоты
первых, частота опорного генератора в этой схеме относительно
высокая, что упрощает задачу его реализации. Во-вторых, схема
обладает большими возможностями для получения заданных час-
тот и наращивания их числа, так как коэффициенты деления
могут быть не только целыми, но и дробно-рациональными чис-
лами. В-третьих, делители частоты - активные устройства, а поэ-
тому в схеме отсутствуют цепи с очень высокими уровнями и об-
легчена стабилизация уровня выходных сигналов. Определенны-
ми недостатками данной структуры по сравнению с предыдущей
являются: несколько больший объем оборудования, меньшая на-
дежность.
Использование при построении ГО трех основных структур
дает возможность реализовать все их положительные стороны:
малое число высокостабильных задающих генераторов, относи-
тельно высокие частоты задающих генераторов, относительно не-
высокие уровни на выходах гармонического генератора.
Заметим, что в ГО применяются также балансные преобразо-
ватели, которые совместно с соответствующими полосовыми
фильтрами являются устройствами для вычитания или сложения
частот.
Таким образом, ГО - это комплекс устройств, позволяющих
получить широкий набор сигналов с высокостабильными часто-
тами (сетку сигналов с номинальными частотами) при использо-
вании небольшого числа задающих высокостабильных генерато-
ров, или, иначе, - синтезатор частот.
Задающий генератор
Основными требованиями, предъявляемыми к задающим ге-
нераторам (ЗГ), являются требования стабильности частоты и
уровня генерируемого сигнала. Рассмотрим условия, способст-
вующие выполнению этих требований.
Задающий генератор является автогенератором с внешней об-
ратной связью. Сигнал, генерируемый им, близок к синусоидаль-
ному. Петля ОС генератора (рис. 6.56) содержит как минимум
усилитель (Ус), избирательную систему (ИС) и цепь с нелиней-
ной амплитудной характеристикой - типа ограничителя амплиту-
ды (ОА). Иногда нелинейная цепь совмещается с избирательной
системой или ее роль выполняет усилитель.
304
Рис 6.56. Задающий генератор
Рис 6.57. Зависимость коэф-
фициента передачи усилителя
и пассивной части петли ОС
от уровня на выходе усилителя
Самовозбуждение автогенератора имеет место, если годограф
вектора передачи напряжения по петле ОС Кп = мв/еп = Кпе.J<l>"
охватывает критическую точку (1, 0). Заметим, что форма годо-
графа определяется избирательной системой, имеющей макси-
мальный коэффициент передачи на резонансной частоте сор.
Амплитуда колебаний, возникших после включения генерато-
ра, нарастает до начала ограничения амплитудным ограничите-
лем. Происходит уменьшение модуля передачи по петле. Этот
процесс происходит до тех пор, пока не установится стационар-
ный автоколебательный режим, при котором в генераторе имеет
место баланс амплитуд
*п = ЕЗ=о
(6.14)
и баланс фаз
п
гр п = <р(. = 2лл, п = 0,1,2 ...
(6.15)
четырсх-
6.57, где
Здесь 5П = 20 1g | Кп |; 5,, - коэффициент передачи /-го
полюсника, входящего в петлю ОС автогенератора, дБ.
Установление баланса амплитуд показано на рис.
приведены зависимости коэффициентов передачи усилителя Аус и
пассивной части петли обратной связи 51Iact (см. рис. 6.56) от
Уровня на выходе усилителя рвых. Условие баланса амплитуд
(6.14) = -51|;кс характеризуется установившимся уровнем вы-
ходного сигнала рвьн уст. На рисунке показано, что смешение ха-
рактеристики 5VC на А5 под воздействием каких-либо внешних
Факторов приводит к изменению выходного уровня на Ар, т. е. к
его нестабильности. Из рисунка видно, что нестабильность вы-
ходного уровня будет тем меньше, чем больше крутизна характе-
ристики 5пасс.
Заметим, что, если эта характеристика определена ОА, ее кру-
305
тизна будет неограниченно возрастать по мере увеличения степе-
ни ограничения. Таким образом, применение глубокого ампли-
тудного ограничения позволяет практически полностью устра-
нить нестабильность выходного уровня, вызванную изменениями
коэффициентов передачи четырехполюсников, образующих петлю
ОС, а также изменениями сопротивления нагрузки автогенератора.
Однако следует иметь в виду, что порог ограничения ОА должен
быть строго постоянен, так как в противном случае будет значи-
тельная нестабильность выходного уровня.
Обычно на порог ограничения наиболее сильное влияние
оказывает окружающая температура, поэтому иногда применяют
гермостатирование всей конструкции задающего генератора.
Перейдем к рассмотрению условий стабилизации частоты.
Пусть условие баланса фаз (6.15) выполняется на частоте ю0, на
которой и происходит генерация. Положим, что под воздействи-
ем внешних факторов в каком-либо четырехполюснике петли ОС
произошло изменение некоторого параметра у на величину Лу,
что приведет к изменению фазового сдвига в нем на А<р. Тогда
фазовый сдвиг по петле ОС
£ (“o’ У + Ау) = + А<р(со0, у + Ду),
(6.16)
т. е. нарушается баланс фаз.
Восстановление баланса фаз и, следовательно, удержание ге-
нерации происходят при изменении частоты генерации на Дю.
Тогда
£ Ф, (о)о + Дю, у + Ду) = 2 лп
или, воспользовавшись формулой Тейлора и полагая До малой
величиной, получим
" " Ар,(<0)
X4>i (“о- у 4 Л т)+ 4 “ X ” 2ил
(6.17)
Вычитая из (6.17) выражение (6.16), находим
” Др,(“)
А “ >. = Л ф(о>0, у + А у).
Огсюда относительная нестабильность частоты генерации
А to
“О
А <р(с>0, ф + Лф)
" <М“>
306
п
Знаменатель правой части этого выражения
i= I
<М“>)
—-— назы-
Ло
ваегся фиксирующей способностью генератора. Чем выше фикси-
рующая способность, тем меньше относительная нестабильность
частоты генерации. Очевидно, что фиксирующая способность
будет тем больше, чем выше крутизна фазовой характеристики
Др, (о))/^1’ 110 крайней мере одного из четырехполюсников, входя-
щих в петлю ОС. Заметим, что четырехполюсник с большой кру-
тизной фазовой характеристики должен иметь параметры, мало за-
висящие от внешних факторов и повторяющиеся от образца к об-
разцу с высокой степенью точности. Этим условиям отвечают из-
бирательные системы, выполненные на кварцевых резонаторах.
На рис. 6.58, а изображена эквивалентная схема кварцевого
резонатора, последовательно с которым включен подстроечный
конденсатор Сп. На рис. 6.58, б приведены частотные характерис-
тики полного сопротивления резонатора Z= | Z| eJ<₽r. Элементы С,
и £| (рис. 6.58, а ) определяются геомегрией пластины, ее раз-
мерами, ориентацией плоскости относительно кристаллических
осей и местом наложения токоподводящих электродов. Элемент
Со соответствует емкости между электродами пластины и кварце-
держателями и отображает потери энергии в резонаторе.
Резонансные
Обычно сор2/<ор|
частоты (Dpl = 1/4ЦС, и <ор2= 1/Vl, -qC' .
________ Ч + Ч
= VI+ С,/С0< 1,003, т. е. резонансные частоты
расположены весьма близко друг к другу. При включении Сп они
еще больше сближаются.
ристики полного сопротивления резонатора Z (о)
307
Задающий генератор обычно конструируют так, чтобы частота
генерации (о0 находилась внутри интервала ор1 ... о)р2 и лежала бы
ближе к одной из них. Чаще встречаются схемы, где а>0 выбира-
ется чуть выше шр| (или <ор|', если используется СГ|). В целях п0_
вышения стабильности частоты генерации кварцевый резонатор
помещается в отдельный термостат. Иногда осуществляется
двойное термостатирование. В этом случае вся конструкция ге-
нератора вместе с термостатом кварцевого резонатора помещает-
ся в общий термостат.
Генераторы гармоник
Генераторы гармоник (ГГ) предназначены для формирования
из синусоидального сигнала частотой f0 периодической последо-
вательности импульсов определенной формы той же частоты. В
сочетании с полосовым фильтром, выделяющим из импульсной
последовательности к-ю высшую гармонику частоты f0, ГГ пред-
ставляет собой умножитель частоты на целое число к. Очевид-
но, что основным требованием, которому должен удовлетворять
ГГ, является получение последовательности импульсов такой
формы, в спектре которой содержатся необходимые гармоники с
амплитудами достаточной величины и близкими по значению
друг к другу. Из теории нелинейных электрических цепей извест-
но, что для получения небольшого числа гармоник наилучшими
являются последовательности прямоугольных импульсов, а для
получения большого числа гармоник высоких номеров - после-
довательности экспоненциальной формы.
Генераторы гармоник, создающие последовательности им-
пульсов прямоугольной формы, обычно сочетаются с устройства-
ми деления частоты и будут описаны ниже.
Рассмотрим наиболее распространенную схему ГГ, создающе-
го последовательность импульсов экспоненциальной формы.
Схема этого генератора приведена на рис. 6.59. Работает она по
принципу периодического разряда конденсатора С на активное
сопротивление нагрузки Ан. Управление зарядом и разрядом кон-
денсатора осуществляется с помощью катушки индуктивности L,
выполненной на сердечнике из ферромагнитного материала с
петлей гистерезиса, форма которой близка к прямоугольной.
На рис. 6.60 несколько упрощенно показана зависимость
магнитной индукции В в сердечнике от напряженности магнит-
ного поля И и, следовательно, от тока iL’, протекающего через
катушку. Цифрами на графиках В(Н) и /,(/) указана последо-
вательность смены состояний во времени. Индуктивность L ка-
тушки пропорциональна магнитной проницаемости сердечни-
308
Рис. 6.59. Схема генера-
тора гармоник, создаю-
щего последовательность
импульсов экспоненци-
альной формы
Рис. 6.60. Зависимость маг-
нитной индукции В в сердеч-
нике катушки индуктивности
L от напряженности магнит-
ного поля Н
ка ц = dB/dH. Поэтому в интервалы времени, соответствующие
изменению тока от точки 2 до точки 3 и от точки 5 до точки 6,
индуктивность катушки велика (£в), а остальное время — мала
(£н). Это изменение индуктивности катушки и используется для
управления зарядом и разрядом конденсатора С.
Работу схемы, приведенной на рис. 6.59. можно проиллю-
стрировать несколько упрощенными графиками, представленны-
ми на рис. 6.61. Обычно внутреннее сопротивление источника
опорного синусоидального сигнала частотой f0 достаточно вели-
ко, поэтому ток г') близок к синусоидальному (рис. 6.61, а).
Предположим, что в моменты /, и Г3 сердечник катушки ин-
дуктивности выходит из насыщения, а в моменты t7 и t4 — насы-
щается. Моменты Г, и t3 соответствуют точкам 2 и 5, a t7 и t4 -
точкам 3 и 6 на рис. 6.60. Это иллюстрируется графиком на рис.
6.61, б. Заметим, что для наглядности индуктивность показана
значительно больше своего реального значения.
График на рис. 6.61, в показывает изменение напряжения и,
№ катушке индуктивности, которое приблизительно пропорцио-
нально току i, и величине индуктивности L.
309
График на рис. 6.61, г
показывает изменение вы-
ходного тока 12. В интерва-
лы, когда индуктивность ка-
тушки велика, конденсатор
С заряжается до напряжения
ULm. Затем при насыщении
сердечника конденсатор раз-
ряжается, создавая на на-
грузке RH экспоненциальный
импульс. Очевидно, что пло-
щади участков графика тока
z2, соответствующие заряду и
разряду конденсатора, долж-
ны быть равны между собой.
Кроме того, каждая из этих
t площадей численно равна
максимальной величине за-
ряда конденсатора.
На рис. 6.61, д изображе-
на осциллограмма тока ка-
тушки индуктивности iL =
= — i2. Здесь же показаны
Т значения токов i" и / *',
при которых наступает на-
сыщение ферромагнитного
сердечника, и значения
// и /при которых сердеч-
ник выхолит из состояния
насыщения.
Следует заметить, что
графики на рис. 6.60 и 6.61
не отражают того факта, что
разряд конденсатора С про-
Рис. 6.61. Графики, иллюстрирующие ра- исходит в реальных условиях
боту генератора гармоник не 11а активное сопротивле-
ние нагрузки /?„, а на комплексное ZH, поскольку нагрузкой
обычно является несколько параллельно соединенных полосовых
фильтров, настроенных на различные гармоники частоты То-
Кроме того, в некоторых случаях приходится учитывать конеч-
ные значения сопротивления источника сигнала R^ и индуктив-
ности катушки в состоянии насыщения £н. Однако для ориенти-
ровочной оценки амплитуд отдельных гармоник достаточно про-
анализировать еще более упрощенную форму выходного тока Ф
представляющую собой последовательность с периодом То =
310
Рис. 6.62. Последователь-
ность экспоненциальных
импульсов
10 20 .10 НО 2к+1
Рис. 6.63. Графики зависимости амплитуды
гармоники от ее номера и значения отноше-
ния т/7Ь
=1/2л/) биполярных экспоненциальных импульсов с нулевым
временем нарастания фронта и спадом, происходящим по закону
/2 = /2 е '/т, где т = CR н<к То (рис. 6.62).
Разложение этой функции в ряд Фурье содержит только не-
четные гармоники частоты f0. Относительная величина амплиту-
ды (2к + 1)-й гармоники
4т_______I______
а2Л + I- р ' _______2
°у/1+((2Л+1)^
На рис. 6.63 приведены графики, показывающие зависимость
амплитуды гармоники от ее номера и значения отношения т/70.
Из рисунка видно, что уменьшение постоянной времени т при-
водит к выравниванию амплитуд гармоник за счет уменьшения
амплитуд гармоник низких номеров. Этот случай имеет место
при снижении т за счет уменьшения емкости С. Если же т сни-
жать за счет уменьшения сопротивления нагрузки, то выравнива-
ние амплитуд будет происходить за счет как увеличения ампли-
туд гармоник низких номеров, так и уменьшения амплитуд выс-
ших гармоник.
Поскольку выходной сигнал ГГ содержит только нечетные
гармоники частоты f0, то для получения четных гармоник прихо-
дится использовать схему удвоения, представляющую собой
двухполупсриодный диодный выпрямитель (рис. 6.64).
На выходе выпрямителя ток будет иметь форму униполярных
импульсов с периодом вдвое меньшим периода основной часто-
Рис 6 64 Схема двухполупери
одного диодного выпрямителя
311
ты f0. Такие импульсы содержат как четные, так и нечетные гар-
моники частоты 2/, или, что то же самое, только четные гармо-
ники частоты f0. Получение четных и нечетных гармоник на раз-
личных выходах упрощает их разделение.
В заключение заметим, что схему, формирующую экспоне-
нциальные импульсы по принципу заряд - разряд, можно реали-
зовать, например, на транзисторном ключе. Однако рассмотрен-
ная схема на катушке индуктивности с ферромагнитным сердеч-
ником до настоящего времени оказывается непревзойденной по
надежности работы в условиях относительно больших мощнос-
тей выходного сигнала и относительно высоких скоростей пере-
ключения схемы в разные состояния.
Делители частоты
В настоящее время все большее распространение в генератор-
ном оборудовании многоканальных СП получают делители час-
тоты (ДЧ) на логических элементах (цифровые ДЧ). Структурная
схема цифрового ДЧ приведена на рис. 6.65. Она состоит из уси-
лителя-ограничителя (УО), логической схемы (ЛС) и полосового
фильтра (ПФ).
Усилитель-ограничитель формирует из входного синусоидаль-
ного сигнала частотой f0 последовательность униполярных пря-
моугольных импульсов той же частоты и. следовательно, с пери-
одом То = 1/2л/г
Логическая схема формирует на основе исходной последова-
тельности новую периодическую последовательность импульсов,
в спектре которой содержится составляющая необходимой часто-
ты /, = //« с достаточно высоким уровнем.
Колосовой фильтр выделяет полезную синусоидальную состав-
ляющую частоты f„.
Коэффициент деления п может быть как целым, так и дробно
рациональным числом, что определяется структурой ЛС и поло-
сой пропускания ПФ.
Логическая схема целочисленного делителя частоты («-целое
число) должна формировать последовательность прямоугольных
импульсов с периодом Т„ = пТ0, поскольку в спектре такого сиг-
нала наибольшую величину имеет именно полезная составляю-
щая, т. е. составляющая с частотой /н= Логические
схемы делителей на целое число обычно выполняются на так на-
зываемых JK- триггерах.
УО ЛС ПФ
—
п
Рис. 6.65. Структурная схема циф-
рового делителя
312
a) 6)
Рис. 6.66. Логическая схема делителя на 2“ (а) и изображение ее в виде
одного триггера с указанием числа а (б)
Наиболее простой является ЛС для делителя на п = 2а, где а -
целое положительное число. Эта схема приведена на рис. 6.66, а.
На рис. 6.67 показаны ее временные диаграммы работы в точках
а, б, в и г. Входная импульсная последовательность (точка а
схемы) показана на временной диаграмме а. Ее частота равна/,,
а период 7J, = 1/2л/. Будем считать, что в момент включения
триггер ТГ, находился в исходном состоянии, т. е. на его выходе
сигнал отсутствовал (точка б схемы). Тогда первый импульс, по-
ступивший на соединенные между собой входы триггера, заста-
вит его опрокинуться, и на его выходе Q появится сигнал. Этот
сигнал сохранится и после того, как импульс на входе закончит-
ся, и пропадет только в результате опрокидывания триггера при
поступлении второго импульса входной последовательности (гра-
фик б). Таким образом, на выходе первого триггера имеет место
последовательность импульсов с периодом 2Т0. Следовательно,
ячейка, выполненная на одном триггере, является ЛС делителя
частоты на п = 2“=2' = 2.
Если эту последовательность или обратную ей (график в) по-
дать на объединенные входы следующего триггера Тг2, то на его
выходе получим последовательность импульсов с периодом 47ц,
Т. е. осуществим деление на п = 2 2 = 4 и т. д.
Часто для упрощения ЛС, состоящую из а каскадно включен-
ных триггеров, изображают в виде одного триггера с указанием
числа а (см. рис. 6.66, б).
Рис. 6.67 Временные диа-
граммы работы делителя 2“
313
Вых
Рис. 6.68. Схема делителя на
(2₽+ 1)
Рис. 6.69. Временные диаграммы рабо-
ты делителя на (2^+ 1)
Для получения коэффициентов деления, дополняющих ряд
положительных целых чисел до полного, используются ЛС, по-
зволяющие увеличить период исходной импульсной последова-
тельности в (2Р + 1) раз (рис. 6.68). Эта схема состоит из логичес-
кой схемы делителя на 2₽ (основной триггер Тг0) и дополнитель-
ного триггера (Тгд), включенного в так называемую цепь логи-
ческой ОС (ДОС). Рассмотрим работу схемы, положив для
определенности и простоты 0=1.
На рис. 6.69 показаны временные диаграммы работы схемы,
причем точкам а, б и в на рис. 6.68 соответствуют графики а, би
в. Будем считать, что в момент включения на выходе Q Тг0
(точка б) сигнал отсутствует, а на выходе Q триггера Тгл (точка в)
сигнал имеется. Тогда при поступлении на вход (точка а) им-
пульса на выходе триггера Тгс (точка 6) появится сигнал, кото-
рый удержится до начала следующего импульса исходной после-
довательности, так как при отсутствии сигнала на входе С триг-
гер сохраняет свое состояние. В течение этого времени сигнал
сохранится и на выходе Q триггера Тгд, вначале как результат ре-
жима установки нуля, а затем - режима запуска.
При появлении второю импульса исходной последователь-
ности в обоих триггерах устанавливается режим счета, и на их
выходах сигнал исчезает. Третий импульс исходной последова-
тельности не вызовет появления сигнала на выходе Тг0, посколь-
ку триггер находится в режиме установки нуля. Этот же режим
устанавливается и в триггере Тгд, и поэгому на его инверсном
выходе появляется сигнал. Четвертый импульс устанавливает в
Тг0 режим счета, вследствие чего на его выходе появляется сия
нал, и т. д. В результате на выходах триггеров возникают после-
довательности импульсов с периодами ЪТп, любая рз которых
пригодна для реализации ДЧ с коэффициентом п = 2 + 1 — э-
рассматриваемой схеме выходной является последовательност
на выходе Тгд.
314
в)
Рис. 6.70. К синтезу обобщенной логической схемы делителя частоты на
любое целое число
Если вместо одного триггера Тг0 использовать ЛС делителя на
2 , то период выходной последовательности будет больше перио-
да входной в 21 + 1 раз. Другими словами, схема будет представ-
лять собой ЛС делителя частоты в и = 2Р + 1 раз.
На основе ЛС делителей на 2а и 21 + 1 может быть получена
обобщенная логическая схема ДЧ на любое целое число. Синтез
этой схемы начинается приведением числа п к следующему виду:
п = «... (2“‘ + Д) 2'^ + Д) 2"’ + ... ) 2“ + А) ...) 2“« + Ат,
где а. - любое целое положительное число; Д - нуль или единица.
На основе этого разложения синтезируется ЛС по правилам,
которые иллюстрируются рис. 6.70.
Логическая схема ДЧ на дробно рациональное число q имеет
СтРУктуру, показанную на рис. 6.71. В состав этой схемы входят
логические схемы ДЧ на целые числа п (ЛС() и т (ЛС2), схемы И
Не. Работает схема следующим образом. Исходная последова-
ельность импульсов частотой f0 подается на ДЧ с коэффициен-
аМи деления п и т. Последовательность импульсов с выхода
315
Рис. 6.71. Делитель на дробно раци-
ональное число q
делителя на п, частота следования которой равна fjn, поступает
на схему И, на второй вход которой подается инвертированная
последовательность с частотой следования fjm. Инвертирование
этой последовательности осуществляет схема Не. В результате
работы схем логических И и Не происходит амплитудная мани-
пуляция последовательности fjn последовательностью fjm.
Наибольшую амплитуду сформированной таким способом
выходной импульсной последовательности имеют составляющие
спектра с частотами fjn + /</т. Очевидно, что выделение из
спектра составляющей с частотой /н = /й/п - fjm соответствует
результату деления исходной частоты f0 на коэффициент q =
=тп/(т — и.)
В качестве примера на рис. 6.72 приведены временные диа-
граммы делителя на q = 10/3 (л = 2, т = 5). Буквенные обозна-
чения диаграмм совпадают с обозначениями точек в схеме на
рис. 6.71, где наблюдаются соответствующие последовательности
импульсов.
Анализ ЛС для делителей на дробно-рациональные числа по-
средством разложения их выходных импульсных последователь-
ностей в ряд Фурье позволяет установить, что затухание полезно-
го продукта относительно полной мощности выходной последо-
вательности составляет около 4 дБ, а затухание ближайшего по
Рис. 6.72. Временные диа1раммы делителя на q = 10/3
316
Рис. 6.73. Регенеративный делитель частоты
частоте паразитного продукта, отстоящего на интервал fjm, не
менее 9 дБ. При проектировании для этих делителей фильтров
следует учитывать наличие в спектре выходной импульсной пос-
ледовательности составляющей Ifjm, амплитуда которой равна
полезной составляющей.
В ГО многоканальных СП прошлых поколений широко ис-
пользовались регенеративные ДЧ. Последние представляют
собой замкнутые колебательные системы, при работе которых
имели место не только балансы амплитуд и фаз, но и частоты
(рис. 6.73).
В схеме на рис. 6.73 УО обеспечивает баланс амплитуд, а фа-
зовый корректор (ФК) - баланс фаз по петле ОС. Гармоничес-
кий генератор совместно с ПФ, является умножителем частоты/,
на т. На входе системы установлен преобразователь частоты
(ПЧ), полезную составляющую на выходе которого с частотой / =
=//л выделяет ПФ(. В зависимости от того, какой сигнал принят
модулирующим или mfH ), а также в зависимости от режима
работы ПЧ на выходе ДЧ / = f0/n будет определяться либо по
формуле / = mfH ± rf0 , либо/ = / ± rmfh , где / - частота исход-
ного сигнала; т - номер гармоники, выделяемой ПФ2 (коэффи-
циент умножения частоты / ); г-номер используемой боковой
полосы на выходе ПЧ.
I Учитывая, что / = //л, из этих выражений находим, что ко-
эффициент деления л = (т — 1)/г или п = т + 1. Необходимо
>аметить, что при определении и отбрасывались решения, где /
отрицательна или больше исходной.
£ Из первой формулы для л следует, что коэффициент деления
Может быть дробно рациональным числом. В том случае, когда
коэффициент деления должен быть целым числом, удобно ис-
пользовать схему, для которой л определяется по второй форму-
ле. Объясняется это тем, что иногда (когда л невелико) из схемы
Могут быть исключены ГГ и ПФ2.
В настоящее время регенеративные ДЧ находят ограниченное
Применение, поскольку из-за того, что они содержат больше ана-
логовых устройств по сравнению с цифровыми, их надежность
Ниже, а стоимость выше.
317
ГЛАВА 7. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ВРК
7.1. АМПЛИТУДНО-ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Основные свойства амп литу дно-модулированных сигналов
Ранее было показано, что основой построения всех методов
ВРК является теорема дискретизации Котельникова, в соответст-
вии с которой непрерывный первичный сигнал a(t) с ограничен-
ной шириной спектра fmax (рис. 7.1, а) может быть передан с по-
мощью последовательности импульсов, промодулированных по
какому-либо параметру.
Если периодическая последовательность или импульсная не-
сущая e(t) состоит из импульсов прямоугольной формы одного
знака (рис. 7.1, в), то она характеризуется следующими парамет-
рами: амплитудой U\ длительностью (шириной) т; частотой сле-
дования импульсов (частотой дискретизации) /, = 1 /Аг (или
0)
Рис. 7.1. К пояснению принципов формирования
сигналов АИМ-I и АИМ-П
318
(Од = ); положением (фазой) импульсов относительно такто-
вых точек /А/. Отношение т/Л/ называют скважностью импульс-
ной последовательности.
В СП с ВРК сообщения передают, модулируя один из четы-
рех параметров. В зависимости от модулируемого параметра раз-
личают виды модуляции: амплитудно-импульсную (АИМ); ши-
ротно-импульсную (ШИМ); частотно-импульсную (ЧИМ); фазо-
во-импульсную (ФИМ). Сигналы АИМ подразделяются на два
рода' сигнал первого (АИМ-I) и сигнал второго (АИМ-П).
Мгновенное значение амплитуды импульсов АИМ-1 сигнала
уависит от мгновенного значения модулирующего колебания a(t)
(см. рис. 7.1, а), а амплитуда импульсов АИМ-Н сигнала опреде-
ляется только значением модулирующего колебания в тактовых
точках (рис. 7.1, б). Различие между сигналами АИМ-1 и АИМ-Н
оказывается существенным, если длительность импульсов т срав-
нима с периодом их следования Л/.
При ШИМ длительность импульсов изменяется пропорцио-
нально модулирующему колебанию, а их амплитуда остается по-
стоянной. Различают одно- и двустороннюю ШИМ. При одно-
сторонней ШИМ изменение длительности импульсов происхо-
дит только за счет перемещения одного из его фронтов. При дву-
сторонней ШИМ перемещается и передний и задний фронты
импульсов симметрично относительно их центра, соответствую-
щего тактовым точкам.
Если при воздействии модулирующего колебания импульсы,
сохраняя свою амплитуду и форму, смещаются во времени на ве-
личину, пропорциональную модулирующему колебанию, то
имеет место временная импульсная модуляция (ВИМ), разновид-
ностями которой являются ФИМ и ЧИМ.
На рис. 7.2, а и б приведены соответственно структурные
схемы формирователей сигналов АИМ-I и АИМ-П. Формирова-
ние сигналов АИМ-1 осуществляется с помощью идеального
ключа (Кл.), управляемого последовательностью импульсов e(t).
Если коэффициент передачи ключа в открытом состоянии равен
единице, а в закрытом - бесконечности, то сигнал АИМ-1
Можно записать в виде
а)
Рис. 7.2. Структурная схема
формирователем сигналов
АИМ I (а) и АИМ 11 (<5)
519
•^(Одим i— (7.1)
где e(t) - импульсная несущая с единичной амплитудой.
При АИМ-П форма отсчетных импульсов е0(Г) может быть
произвольной, например в виде прямоугольников (/), треуголь-
ников (2), вида sin х/х (J) и т. п. (рис. 7.3). Амплитуды этих им-
пульсов прямо пропорциональны или равны мгновенному значе-
нию модулирующего сигнала a(t) в точках дискретизации /Д/.
Моменты дискретизации могут совпадать с началом импульса,
его серединой или концом.
В случае импульсов прямоугольной формы сигнал АИМ-П
формируется с помощью схемы, приведенной на рис. 7.2. б. В
момент появления коротких импульсов последовательности еД/)
(рис. 7.1, г) открывается ключ Кл.1, и накопительный конденса-
тор С заряжается до значения с(/ДГ.) Это значение напряжения
на конденсаторе остается до прихода импульсов второй последо-
вательности е2(г) (рис. 7.1, d), с помощью которой открывается
ключ Кл.2 и конденсатор разряжается.
При произвольной форме импульсов е0(/) сигнал АИМ-П
имеет вид
^(Одим-п = X ~ (7-2>
/=*- ®
где e0(t) ~ одиночный импульс последовательности e(f) =
х>
= Y ibt).
l = -cc
Оба вида сигналов (АИМ-I и АИМ-П) Moiyr применяться для
построения многоканальных СП с ВРК.
Для того чтобы судить об эффективности использования ме-
тодов АИМ для организации многоканальной передачи сообще-
ний, необходимо знать полосу частот используемых сигналов.
Спектр сигналов АИМ-I может быть определен с помощью либо
преобразования Фурье, либо свертки спектров сомножителей
(7.1), т. е.
Рис. 7.3. Возможные формы единичных элемен-
тов сигнала АИМ-I и АИМ II
320
। £(К°)дцМ-1 “ J^WaHM Iе lit £U
(7.3)
где A (jQ) ~ спектр первичного сигнала a(t)-, £(jQ) — спектр им-
пульсной несущей.
Вообще говоря, оба эти метода предполагают детерминиро-
ванность функций 5(0димл или 0fi) на всем интервале интег-
рирования. Хотя первичный сигнал a(t) является случайной
функцией времени, тем не менее можно положить, что все
спектральные составляющие a(t) будут находиться в пределах
огибающей спектра А (<о), т. е. можно считать, что спектр пер-
вичного сигнала a(t) имеет вид А (<о) (рис. 7.4, а).
Импульсная несущая e(t) может быть представлена в форме
ряда Фурье
ос
e(t) = £ az cos koj.
/о
Коэффициенты at ряда Фурье определяются известным соот-
ношением
2^ т sin /со л/2 ]
а,- — I e(f) cos/ш tdt ------— = — £n (/con) .
' Ar' д ДГ /содт/2 АГ () a
1771
321
Отсюда следует, что коэффициенты ряда Фурье импульсной
несущей e(t) при любой форме импульсов e0(t) с точностью д0
постоянного множителя 1/А/ численно равны отсчетным значе-
ниям спектра Е0(ы) одиночного импульса функции e(t). Кроме
того, спектры косинусоид с частотами /ыд также известны;
cos /<од/ <=> [8(ю—/шд) + 8(g) + /«J],
поэтому спектр импульсной несущей имеет вид
ос
<?(0 <=> £(ш) = -J- X £« (Ч) “ /(Ол) + 8(“ + 4)1’ (7.4)
где 8(g)) - дельта-функция.
Подставив (7.4) в (7.3), получим
X)
S (“)аим-1 = И (“) + Е Е 0 <Ч> А (“ ± 4)1 (7-5)
Из (7.5) следует, что спектр сигнала АИМ-1 содержит с точ-
ностью до постоянного множителя т/А/ спектр модулирующего
первичного сигнала a(t) и бесконечное множество боковых полос
около каждой гармоники импульсной несущей (рис. 7.4, б). Сле-
довательно, первичный сигнал a(t) можно выделить из сигнала
5(?)аим । с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) с граничной
частотой полосы пропускания, находящейся в пределах
— (®д “ “maJ- Н° это будет иметь место только в случае, когда
спектр первичного сигнала a(t) не перекрывается с нижней боко-
вой полосой колебания частоты ыд, промодулированного первич-
ным сигналом a(t) (рис. 7.4, б). Этому должно удовлетворять ус-
ловие шд > 2omat. Так как шд = 1тг/М, а ытих = 2л/тш, то приходим к
условию выбора необходимого интервала дискретизации соглас-
но теореме Котельникова, т. е. АТ < 1/2/тлг.
Если же при фиксированной частоте дискретизации оказыва-
ется, что о)д < 2огаох, то в полосу частот первичного сигнала будут
попадать спектральные составляющие продуктов AM первой гар-
моники импульсной несущей и первичного сигнала a(t). Эти
спектральные составляющие на выходе ФНЧ будут создавать по-
мехи дискретизации. Таким образом, выделение первичного сиг-
нала из сигнала АИМ-1 без помех дискретизации возможно толь-
ко при выполнении условий теоремы Котельникова.
На практике различные первичные сигналы, например разго-
ворные, обладают разной шириной спектра а>тал, а частота дис'
кретизации о)д выбирается одинаковой. Поэтому для исключения
322
возможности появления помех дискретизации первичные сигна-
лы вначале ограничиваются по спектру с помощью ФНЧ, а затем
производится их дискретизация.
Применительно к организации каналов тональной частоты в
СП с ВРК частота дискретизации выбирается равной 8 кГц, а
фНЧ имеет частоту среза 3,4 кГц.
При определении спектра сигнала АН М-Il воспользуемся
вновь соотношением (7.2), на основании которого сигнал АИМ-
[I представим в виде свертки последовательности отсчетов
{д (/А/)} с центральным элементом e0(t) импульсной несущей e(t),
т. е.
*^(^АИМ 11 _ Jео (т) аа т) -
= X а к to 8(' - =
(7.6)
= Х a(iM)e0(t-iM).
I = СС
В то же время известно, что свертке во времени функций e0(t)
и aa(t) в частотной области соответствует произведение спектров
исходных сигналов, т. е.
^ИаИМ II <=> ^(Ы)аИМ II = Д) (Ы) (ы)->
где (ы) — спектр последовательности отсчетов первичного сиг-
нала a(t).
Спектр одиночного элемента импульсной несущей может
быть определен достаточно просто при любой его форме. Так,
Для прямоугольного импульса с амплитудой U и длительностью т
имеем
£0(й) = тГ/
sin сот/2
т/1
Спектр последовательности отсчетов легко получить из спект-
ра сигнала АИМ-1 путем предельного перехода (при
0 и (/-> ос), при котором площадь каждого отсчетного им-
пульса была бы равна единице. Для прямоугольных импульсов
. , . .. sin SV2
А „ (со) = hm — > — ----------——
’-о /тдт/2
М (со - /сод) + А (си + /ыд)| =
= Е И (“ - Ч? + А (со + /сод)|.
323
Объединяя Е0(ю) и Лд (о) в форме произведения получаем
СО
£(<«) АИМ II = Е0 (“) А д (“) = Е О (“) М (“) + X А 11 %>!
/=1
Для импульсов прямоугольной формы спектр принимает кон-
кретный вид
ос.
5<“>аим ii=^^7/2^M(W)+;^ <7-7)
Из (7.7) следует, что спектр сигнала АИМ-П так же, как и
при АИМ-1, состоит из спектра А (ы) модулирующего первичного
сигнала a(t) и бесчисленного множества боковых полос около
каждой гармоники импульсной несущей. Но в отличие от АИМ-1
здесь перед суммой стоит частотно-зависимый множитель Е0(о),
равный спектру отдельного элемента импульсной несущей. Это
свидетельствует о наличии АЧИ всех спектральных составляю-
щих, включая и А (и). Спектральные диаграммы, соответствую-
щие (7.7), приведены на рис. 7.4, в.
Выделение полезной составляющей из спектра сигнала АИМ-
II без помех дискретизации здесь также возможно с помощью
ФНЧ при условии, что > 2ытах.
Из спектральных диаграмм видно, что степень АЧИ опреде-
ляется значением т. При т —> О АЧИ уменьшаются и сигнал
АИМ-П практически совпадает с сигналом АИМ-1. Но в то же
время доля мощности полезной составляющей в спектре сигнала
как АИМ-1, так и АИМ-П при т-> 0 уменьшается, что, естест-
венно, сказывается на помехозащищенности выделяемого полез-
ного сигнала.
В реальных СП с ВРК всегда т -> 0 , а следовательно, ни-
чтожно малой оказывается доля полезной составляющей. Поэто-
му после выделения на приеме отсчетов конкретного сигнала
они растягиваются во времени. Возникающие при этом большие
АЧИ затем корректируются с помощью корректора с передаточ-
ной функцией
G(w) = у/sin у. где 0 < | ю | < wmav
Общей особенностью сигналов АИМ-1 и АИМ-П является
бесконечно широкая полоса частот, поэтому непосредственное
применение таких сигналов в трактах передачи с ограниченном
полосой частот нецелесообразно, поскольку из-за ограничения
спектра сигнала в тракте форма отсчетных импульсов изменяет
ся, что приводит к появлению межсимвольной интерференции в
каждом канале и переходных влияний между каналами. Вместе
тем принципиально возможно формировать сигналы АИМ-П
324
строго ограниченной полосой частот без межсимвольной интер-
ференции.
Из (7.7) видно, что ширина спектра сигнала АИМ-П опреде-
ляется спектром Е0(ю) одиночного элемента импульсной несу-
щей, поскольку в квадратных скобках стоит бесконечно широ-
кий периодический спектр, состоящий из боковых полос около
всех гармоник импульсной несущей.
Поставим задачу определения формы одиночного элемента
с(/), которому соответствует строго ограниченный по частоте
спектр Е0(ю). Зададим спектр одиночного элемента импульсной
несущей в виде прямоугольника шириной 2nfmm (рис. 7.5, а).
Тогда единичный элемент e0(t) импульсной несущей е(г) может
быть определен с помощью преобразования Фурье. Поскольку
£с(со) является четной функцией частоты, то
яо
ГЛОХ „ э Г л
1 г sin Л Z Л Jn.nY t „.
ео W = ~ J £о cos t d ч> = 2Е ofmax (7.8)
71 q " Jтахт
Таким образом, получен очевидный результат — строго огра-
ниченному спектру импульсной несущей соответствуют беско-
нечные по ширине одиночные импульсы вида sin х/х (рис. 7.5,
б). Эти элементы импульсной несущей обладают следующим
свойством: в одной нулевой точке значение элемента е0(г) равно
2E(/mu, т. е. площади под кривой спектра, а во всех точках, сле-
дующих через Л/АИМ = \Дп/тах, значение элементов равно нулю.
Следовательно, в этих точках можно располагать, например, эле-
менты других канальных сигналов и они могут быть выделены на
приеме без взаимного влияния.
Рис. 7.5. Форма единичного элемента сигнала АИМ
(б) с ограниченной шириной спектра (о)
325
Кажущаяся на первый взгляд абстрактной поставленная зада-
ча имеет реальное практическое применение. Дело в том, что
если срезы спектра £0(w) сделать не столь крутыми, т. е. без раз-
рывов производной, то е0(г) будет убывать во времени значитель-
но быстрее и при какой-то вполне определенной длительности
e0(f) боковыми лепестками можно пренебречь. Такие элементы
сигналов широко используются в высокоэффективных СП дан-
ных и перспективных СП на малое число каналов. Интервал их
формирования составляет обычно (30...60) А/ЛИМ.
Групповой сигнал в многоканальных системах передачи с ВРК и
АИМ
Пусть СП рассчитана на N каналов. Тогда п-й канальный
сигнал СП с ВРК и АИМ-П будет иметь вид
со
/ = -00
а групповой сигнал — соответственно
N со N
S(t) = ^Sn(t) = Y,Y,an<i^eG(t-ibt-nbt/N).
п - I i = - сс п = 1
Если первичные сигналы имеют ограниченный спектр шири-
ной fmax, то отсчеты сигналов будут следовать через интервалы
Л t< I /2 При числе каналов N время, отводимое на переда-
чу отсчетов одного канала, А гАИМ = A t/N= 1 /2^/^ .
Использование в импульсной несущей элементов еп(/) (см.
рис. 7.5) обеспечивает строго ограниченный по ширине спектр
канальных сигналов. Ширина полосы частот группового сигнала
СП с ВРК и АИМ-П будет определяться в данном случае соот-
ношением
А/врк=1/2А/ЛИМ = А/т(И. (7.9)
Таким образом, ширина полосы частот группового сигнала в
СП с ВРК и АИМ-П в точности совпадает с необходимой шири-
ной полосы частот СП с ЧРК и ОБП и является минимально
возможной.
Помехозащищенность сигналов в многоканальных системах
передачи с ВРК и АИМ
Сравним по помехозащищенности СП с ЧРК и ОБП и с
и АИМ. Будем полагать, что обе системы имеют одинаково6
326
число каналов N и одинаковые спектральные плотности каналь-
ных сигналов Sn(f) и работают по аналогичным трактам передачи.
Если СП с ЧРК и ОБП групповой сигнал состоит из верхних
боковых полос AM колебаний, то его спектр будет иметь вид,
Представленный на рис. 7.6, а (при А = 8).
Помехозащищенность в любом л-м канале СП с ЧРК и ОБП
определяется соотношением, дБ
Л. = ’ oig (Рсп/Р,ип),
rtf
J max
где Рсп = J (Лчрк 4f~ мощность л-го канального сигнала;
<«
Р|11Я= f df - мощность шума в л-м канале; H(f) - спектраль-
ная плотность мощности шума в тракте передачи. Численно
мощность сигнала и мощность шума равны плошадям треуголь-
ника и прямоугольника соответственно.
При равномерной спектральной плотности мощности шума
(прямая Г) помехозащищенность во всех каналах СП с ЧРК и
ОБП будет одинаковой, а при неравномерной (кривая 2), естест-
венно, более низкой помехозащищенность будет в верхних по
частоте каналах (см. рис. 7.6, б) и должна вычисляться для каж-
дого канала отдельно.
В СП с ВРК и АИМ каждый канальный сигнал поочередно
занимает всю полосу частот группового тракта, т. е. точно такую
же, что и групповой сигнал при ЧРК и ОБП (рис. 7.6, б). Поме-
хозащищенность всех канальных сигналов будет одинаковой при
любой спектральной плотности мощности шума и определяется
по формуле
А, = 101g (PJPJ,
Рис. 7 6 К сравнению СП с ЧРК и ОБП и с ВРК
и АИМ
327
где Pc=j 5 </)BFK df- мощность сигнала в полосе частот Nf
о
Л/
J max
Рш=| *^(Лврк df - мощность шума в полосе частот Nfmax.
о
Из сопоставления обоих спектральных диаграмм на рис. 7.6
видно, что Рс = NPC„ и Рш = МРШЛ. Поэтому
л3 = ioig (АРСЛ/^ШИ) =
Таким образом, помехозащищенность сигналов в СП с ВРК и
АИМ оказывается точно такой же, что и в системе с ЧРК и
ОБП. Следовательно, эти системы по помехозащищенности так
же, как и по занимаемой полосе частот, эквивалентны. Общим
для них является сильный эффект накапливания помех в тракте
передачи, когда мощность шума на выходе канала ТЧ прямо
пропорциональна протяженности канала.
7.2. КВАНТОВАНИЕ СИГНАЛОВ ПО УРОВНЮ
Квантование отсчетов непрерывных сигналов
С целью уменьшения эффекта накапливания помех в СП
данных широко используется метод регенерации сигналов, иска-
женных шумом. Если реализация принимаемого сигнала нахо-
дится в зоне правильного приема, то выносится определенное
решение, в соответствии с которым формируется элемент сигна-
ла, очищенный от шумов. Естественно, что указанный способ
устранения шумов работоспособен только при передаче цифро-
вых сигналов, т. е. сигналов с конечным числом состояний. Вос-
пользуемся данным методом для передачи отсчетов непрерывных
первичных сигналов. В этом случае вся область допустимых
мгновенных значений отсчетов а (/ A t) делится на М разрешен-
ных или квантованных уровней (рис. 7.7, а) и каждый раз при
передаче очередного отсчета его значения округляется до бли-
жайшего разрешенного уровня. При этом, естественно, возника-
ет ошибка округления (квантования) (рис. 7.7, б):
е (z А 0 = zz(z А 0 - с KB(z A Z) . (7.Ю)
Разность 5 между двумя соседними уровнями квантования на-
зывается шагом квантования.
Поскольку на приеме наблюдаются не истинные значения, 2
квантованные а кв (z А 0 = a (ibf} - е (z A /), то на выходе ФН"
приема вместе с полезным сигналом a(t) будет присутствовать
328
Рис. 7.7. К понятию квантования сигналов по уровню
шум квантования екв. Введение квантованных сигналов порожда-
ет уже на передаче шум, эффективная мощность которого не
должна превышать допустимого значения для стандартных кана-
лов ТЧ.
Средняя мощность шумов квантования
В предположении идеальной передачи квантованного сигнала
его помехозащищенность А^ будет определяться только шумами
квантования, т. е.
Д„ = 101g (PJPJ,
где Р. — средняя мощность сигнала; Ркв — средняя мощность
шума квантования.
Условно квантование можно осуществить путем пропускания
отсчетов сигнала через четырехполюсник — квантователь с кусоч-
но-ломаной амплитудной характеристикой (рис. 7.8, а).
Амплитудная характеристика квантователя окв = F(a) может
быть представлена в виде суммы идеальной линейной характе-
ристики и характеристики, определяющей искажения сигнала
(Рис. 7.8, б). Характеристика квантователя имеет два участка:
зону квантования и зону ограничения. В зоне квантования по-
Пэешность 8ка всегда находится в пределах - 8/2...8/2. В зоне ог-
раничения, когда |с|> U (С/ — порог ограничения квантова-
теля), погрешность eorp = а - t/orp пропорциональна значению
квантуемого отсчета. Поэтому результирующий шум на выходе
329
Рис. 7.8. К определению мощности шумов кванто-
вания и ограничения
канала при передаче квантованных значений случайного сигнала
будет состоять из двух слагаемых — шума квантования и шума огра-
ничения.
При малых средних мощностях (уровнях) сигнала, т. е. при
узкой плотности распределения мгновенных значений (кривая /
на рис. 7.8, а), все его реализации находятся в пределах зоны
квантования, а при больших средних мощностях сигнала (кривая
2 на рис. 7.8, б) значительная часть его реализаций попадает в
зону ограничения.
Определим мощность шума квантования, полагая, что плот-
ность распределения w(a) мгновенных значений квантуемого
сигнала известна. При достаточно большом числе уровней кван-
тования М можно считать, что плотность распределения w(a), в
пределах каждого /-го участка квантования равномерна, т. е-
имеет вид прямоугольника с шириной 8 и ординатой м(а). Поэ-
тому дисперсия шума квантования для /-го участка определяется
известным соотношением
c+S/2
пкЫ = f da-
а-Ъ/2
330
Но в силу сделанного допущения плотность распределения w(a)
в пределах /-го участка постоянна, т. е. не зависит от а и прибли-
зительно равна Тогда последний интеграл после замены
переменных (а -а:) = екв, приводится к виду
6/2 2 g2
°KB1=M'(°HEKB,t/EKB/ = A77’ <711>
-6/2
где p=w(ai)bl — вероятность попадания сигнала в 7-ю зону кванто-
вания.
Суммарная дисперсия будет определяться суммой дисперсий
в каждой зоне квантования или
2 Д 2 -V
°кв_ 2- 2.1 Pi |2
При равномерном квантовании, когда все шаги 5, одинаковы,
I
а полная вероятность £ pt= 1, получаем
oL = 82/12. (7.12)
Из (7.12) следует, что при равномерном квантовании диспер-
сия с^в зависит лишь от шага квантования б и не зависит от
уровня сигнала. При заданном динамическом диапазоне сигнала
величина 5 однозначно определяет необходимое число уровней
квантования М.
Средняя мощность шумов ограничения
Методика расчета мощности шумов ограничения аналогична
ранее использованной. Зависимость ошибки ограничения Еогр от
мгновенного значения сигнала на входе тракта показана на рис.
7.9. Поскольку плотность распределения мгновенных значений
квантуемого сигнала является четной функцией своего аргумен-
та, то средняя мощность шума ограничения может быть опреде-
лена известным образом:
р,11Мр=2 J(fl- Ла) da.
и
огр
(7.13)
Рис. 7 9 Зависимость ошибки ограничения
от значения входного сигнала
331
При гауссовской плотности распределения мгновенных зна-
чений кодируемого сигнала после ряда преобразований получаем
ршоп>=рс[1 + ^7 еХР <- * /2) 2 ф (<4
(7.14)
где х = POIV/PC = U^/u^ Ф(<х)= f exp (-Г2/2)Л~ интеграл
о
вероятностей; ис - действующее значение напряжения сигнала.
Зависимость защищенности сигнала от шумов ограничения,
полученная по формуле (7.14), приведена на рис. 7.10. Эта зави-
симость имеет характер быстро возрастающей с ростом х функ-
ции. Уменьшение мощности сигнала вдвое приводит к уменьше-
нию мощности шумов ограничения более чем в 4000 раз. Еще
более резкий характер имеет эта зависимость для сигналов, огра-
ниченных по амплитуде, например гармонических или сигналов
вешания.
Спектральное распределение шумов ограничения в режиме
максимальной загрузки тракта равномерно в полосе частот от
нуля до 0,5^.
Защищенность сигнала от собственных шумов, включающих
шумы квантования и ограничения, как функция нормированной
мощности преобразуемого сигнала с нормальным распределени-
ем мгновенных значений показана на рис. 7.11. Максимальная
защищенность при т = 7 равна 35,1 дБ и достигается]при lOlgx =
= -11,2 дБ. При т = 8 она равна 40,5 дБ для lOlgx = -12 дБ, а
при т = 9 она равна 46,3 дБ и соответствует lOlgx = -12,1 дБ.
10 tg (Рс/Ршогр)>
-18 -16 -П -12 mgi
Рис. 7 Ю Защищенность
сигнала от шумов ограниче-
ния
101д(Рс/РСоб)^Б
Рис. 7.11 Зависимость защищен-
ности сигнала от собственных
шумов:
/соб — мощность собственных шумов
332
Из рис. 7.11 видно, что динамический диапазон квантователя
с линейной шкалой квантования очень узок, хотя иногда и обес-
печивается достаточно высокая помехозащищенность сигнала.
В тех случаях, когда сигнал на входе тракта ИКМ отсутствует,
па его выходе может иметь место так называемый шум молчания.
Появление этого шума обусловлено тем, что квантующая харак-
теристика ИКМ тракта обычно медленно и незначительно меня-
ется во времени из-за разного рода нестабильностей элементов
кодера и декодера, а также изменения напряжения источников
питания. Если характеристика расположена в центральной зоне
(рис. 7.12, в), то малейшие шумы на входе тракта приведут к по-
явлению на его выходе клиппированного шума с амплитудой
§ 2/2 и мощностью 82/4.
Если характеристика имеет такое положение, как показано на
рис 7.12, а, то незначительные флуктуации во входных цепях не
приведут к появлению на выходе тракта каких-либо шумов. В
случае, когда характеристика занимает промежуточное положе-
ние (рис. 7.12, б), на выходе тракта могут возникать импульсы с
амплитудой 5 при значительной их скважности.
Таким образом, максимальная мощность шумов в режиме
молчания (Ршм) определяется величиной 82/4 и может превышать
мощность шумов квантования не более чем в 3 раза, т. е.
р < ЗР
Ш М--Ill кв
Определение необходимого числа шагов для линейной шкалы
квантования
Найдем значение 8 или М, при которых обеспечивается за-
данная помехозащищенность сигнала Лздоп.
Уровень средней мощности речевых сигналов подчиняется
нормальному закону распределения со средним значением р0 =
=~13.6 дБ и среднеквадратическим отклонением стс=5 дБ. Допус-
кая превышение уровня средней мощности в активном канале с
вероятностью не более 0,001 для максимального и минимального
его значений, получаем рп:ах = р0 + Зсе и ртп = р0- Зос.
Рис. 7.12. Возможные положения квантующей характеристи-
ки относительно начала координат
333
Следовательно, динамический диапазон уровней сигнала
Р ~ Ртах ~ Pmin —
Принимая во внимание, что пик-фактор речевого сигнала
v=12 дБ, определяем уровень сигнала, вероятность появления
которого не превышает 0,001:
Р<^ = Ртах+ 12 = ро + 3ас+ 12.
Таким образом, диапазон уровней, в пределах которого все реа-
лизации речевого сигнала находятся с вероятностью 0,999, соста-
вит
Pt = Акр + Pmin = D + 12 = 6ос + 12,
где D — динамический диапазон уровня сигнала. Необходимое
число уровней квантования следует определять из условия вы-
полнения норм по помехозащищенности. Помехозащищенность
сигнала на выходе канала ТЧ в соответствии с рекомендациями
МККТТ должна быть не менее 32,5 дБ, что соответствует усред-
ненной мощности сигнала 32 мкВт и допустимой псофометри-
ческой мощности помех 10000 пВт в точке нулевого относитель-
ного уровня.
Помехозащищенность по шумам квантования
(7.15)
Л 3 кв = 10 1g (Л^и/Т’ц, кв) Л Э ДОП,
где Pcmi = Ю°’'Рт"~ средняя мощность, соответствующая мини-
мальному уровню сигнала; Рш кв = 82/12R - мощность шума кван-
тования, рассеиваемая на нагрузочном сопротивлении R.
Если вся область допустимых мгновенных значений сигнала в
пределах { - t/oip, Uorp } разделена на М уровней квантования, то
2£/О1.р = М 8. Отсюда 8=2t/orp/A/, а мощность шума квантования
соответственно
А.кВ=^А=|0°'ч,р/злЛ
ЗЛ/
Подстановка Рст1П и Ршкв в (7.15) приводит к результату
= - D- v+ 6т + 4,77,
где т = log М - число разрядов двоичных кодовых комбинации,
с помощью которых можно закодировать М уровней квантова-
ния. Из полученного уравнения определяем
m = (^n+0 + v-4,77)/5*12, (7-,6)
или М = 4096.
Таким образом, если предположить, что все квантований
уровни сигнала передаются безошибочно, то на выходе канал
334
СП с квантованной АИМ требуемая по МККТТ помехозащи-
щенность сигнала 32,5 дБ будет обеспечиваться при числе уров-
ней квантования М = 4096.
Вероятность ошибочной регистрации любого передаваемого
уровня может быть легко определена с помощью известного со-
отношения
рош = 2
Ъ/2
1 2/ 2
где w(E,)=-т==е ^/2с - плотность распределения гауссовского
ч2л
шума в групповом тракте передачи с квантованной АИМ; о -
среднеквадратическое значение шума. Поскольку
8 = 2 U^M, a t/orp = 0,7751О°’°5МОо<)5(Ч + v4U = ис Ю005'4 + vA"5o\
то вероятность ошибочной регистрации передаваемого уровня
квантования
(7.17)
На рис. 7.13 приведена зависимость вероятности ошибки от
числа уровней М при отношении сигнал-помеха, равном 20 дБ.
Экспериментально установлено, что качество передачи непре-
рывных сигналов методом квантованной АИМ будет удовлетво-
рительным, если вероятность ошибочной регистрации передавае-
мого уровня не превышает 10 на весь тракт. Ошибки, возни-
Рис. 7.13. Зависимость вероятности
ошибки от числа уровней квантова
Ния
335
кающие в каждом пункте регенерации, практически можно счи-
тать независимыми. Поэтому при числе регенераторов в тракте
равном К, вероятность ошибки на каждый регенератор нет долж-
на превышать 10 /К. Например, при К — 100 она должна быть
не выше 10 .
Из рис. 7.13 следует, что обеспечить такую вероятность ошиб-
ки в случае идеальных характеристик тракта можно только при
М< 32, но тогда, естественно, будут большие шумы квантования.
Если же в тракте передачи есть АЧИ и ФЧИ, то даже при любых
малых их значениях вероятность ошибки не будет равна нулю в
отсутствие помех в тракте. Следовательно, устранить эффект на-
капливания помех в тракте за счет передачи сигналов методом
квантованной АИМ невозможно.
7.3. ЦИФРОВЫЕ ВИДЫ МОДУЛЯЦИИ
Принципы формирования ИКМ сигналов
В процессе формирования ИКМ сигналов квантования уров-
ни отсчетов непрерывных сигналов преобразуются в кодовые
комбинации. При аналого-цифровом преобразовании (АЦП) в
системах с ИКМ используются равномерные двоичные коды, в
которых число кодовых символов или разрядов кодовых комби-
наций равно т, а каждый символ может принимать значение О
или 1. Применяются следующие равномерные двоичные коды:
натуральный; симметричный; рефлексный.
При натуральном двоичном кодировании структура кодовой
труппы определяется номером шага квантования, записанным в
двоичной системе исчисления с помощью полинома
т 1
акв = ]Еа/2'-
/=0
где а; - кодовый символ, принимающий значение 0 или 1. Нату-
ральный двоичный код применяется для кодирования униполяр-
ных импульсов. Кодовая таблица для натурального двоичного
четырехразрядного кода приведена на рис. 7.14, а.
Недостаток натурального двоичного кода состоит в том, что
кодовые группы, соответствующие соседним шагам квантования,
могут различаться во многих разрядах кода. Поэтому при изме-
нении значения отсчета во время кодирования может произойти
переход от одного шага квантования к другому, сильно отличаю-
щемуся от него. Такой переход наиболее вероятен в центрально^
части амплитудной характеристики. Например, если после нача
336
Рис. 7.14. Разновидности двоичных равномерных кодов
ла кодирования седьмого уровня отсчетное значение выросло до
восьмого, то вместо кодовой группы 0111 будет передана группа
0000, что будет соответствовать передаче нулевого уровня.
Двухполярным сигналам (речевым, групповым телефонным)
свойственна максимальная плотность вероятности малых мгно-
венных значений напряжения. Для таких сигналов разряды кодо-
вых групп соседних уровней в центре амплитудной характеристи-
ки квантования должны отличаться в минимальном числе разря-
дов. С этой целью применяют симметричные двоичные коды двух
разновидностей, отличающиеся расположением амплитудной ха-
рактеристики квантования относительно начала координат. Осо-
бенность первого из них (рис. 7.14, б) состоит в том, что сигнал
или шумы амплитудой, меньшей 5/2, не передаются (ограниче-
ние по минимуму). Для второго кода (рис. 7.14, в) шум малого
Уровня в отсутствие сигнала приводит к случайным переходам
между состояниями - 6/2 и 5/2 и передается на выход системы,
что приводит к так называемым "шумам незанятого канала” или
Шумам молчания”.
При кодировании симметричными кодами символ первого
Разряда определяется знаком отсчета, а символы остальных раз-
рядов - абсолютным значением отсчета, выраженным в двоич-
ной системе исчисления. Для групповых телефонных и широко-
полосных телевизионных сигналов различие символов в большом
Числе разрядов кодовых групп соседних уровней квантования не-
337
желательно, так как в этих случаях ошибки кодирования особен,
но опасны. Поэтому для их кодирования используется рефдекс.
ный двоичный код (код Грея), в котором кодовые группы сосед,
них уровней квантования отличаются лишь в одном разряде кода
(рис. 7.14, г).
На приемном конце принятые кодовые группы декодируются
в результате чего восстанавливаются отсчетные значения переда-
ваемого сигнала. Затем последовательность импульсов цифровой
АИМ-П демодулируется с помощью ФНЧ. Кодеры и декодеры
предназначенные для АЦП и ЦАП. в совокупности называют ко-
деками.
Полоса частот группового ИКМ сигнала
В цифровой СП с ИКМ каждый отсчет непрерывного сигна-
ла кодируется с помощью m-разрядной кодовой комбинации.
Поэтому в отличие от СП с цифровой АИМ здесь за время Д/АИМ
требуется передать т импульсов. Если элементы цифрового
ИКМ сигнала имеют прямоугольную форму, то ширина его
спектра будет, естественно, бесконечной. Минимально необходи-
мая ширина полосы частот группового А-каналыюго ИКМ сиг-
нала может быть определена в случае, когда единичные элементы
цифрового сигнала имеют вид sin х/х, т. е. когда спектр каждого
элемента сигнала строго ограничен.
Поскольку отводимое для передачи одного разряда кодовой
комбинации ИКМ время Д/икм = ДГАИМ//я, минимально необходи-
мая полоса часто'! группового сигнала ИКМ будет определяться
в виде
A/hkm = W^ (7-18)
Таким образом, ширина полосы частот группового сигнала
ИКМ в т раз шире, чем при ЦАИМ. но она все же существенно
уже, чем при ЦФИМ и ЦШИМ, и определяется только числом
разрядов кодовых комбинаций.
Из (7.18) следует, что при обеспечении требуемой нормы по
помехозащищенности (32,5 дБ) полосу частот группового ИКМ
сигнала необходимо расширить в 12 раз по сравнению с система-
ми передачи с ЧРК и ОБП или ВРК и АИМ. В свою очередь
число разрядов кодовых комбинаций, как это следует из (7.16)-
при заданных пик-факторе сигнала и требуемой помехозащи-
щенности зависит еще от динамического диапазона сигнала.
Уменьшить динамический диапазон сигнала можно за счет вве-
дения переменного шага квантования.
338
Шумы квантования в системах передачи с ИКМ и нелинейной
шкалой квантования
Если потребовать постоянства помехозащищенности в задан-
ном динамическом диапазоне входных уровней, то можно легко
определить зависимость шага квантования от мгновенного значе-
ния кодируемого напряжения:
8, = ит 7Ё2Ю'А05\
Следовательно, для выравнивания величины защищенности
при изменении уровня сигнала в широких пределах нужно при-
менять неравномерое квантование, при котором шаг квантования
имеет минимальное значение для слабых сигналов и увеличива-
ется с увеличением уровня сигнала.
Нелинейная шкала квантования в СП с ИКМ может быть ре-
ализована следующими способами:
1) сжатием с помощью компрессора динамического диапазо-
на сигнала перед кодированием его в кодере с линейной шкалой
квантования и последующим его расширением экспандером
после декодирования;
2) нелинейным кодированием и декодированием;
3) цифровым компандированием.
Все три способа практически равноценны, однако они отли-
чаются не только схемными решениями, но и эксплуатационны-
ми характеристиками. Нелинейные кодеки и цифровые компан-
деры обеспечивают лучшую стабильность характеристик канала.
Им не свойственны недостатки, имеющие место при несогласо-
ванной работе компрессора и экспандера.
Для определения характеристики квантователя-сжимателя по-
ложим, что выходной сигнал компрессора поступает на линей-
ный квантователь с шагом 8. Тогда отношение шагов квантова-
ния на выходе (8) и входе (8,) компрессора будет связано соотно-
шением
как
б/81=А«в1>н/А"Вх,
1де Лмвх’А1/вьгх ~ соответствующие друг другу приращения напря-
жения на входе и выходе компрессора. Но так
А"вык 1/вх<12
I Переходя к бесконечно малым величинам, получаем
, s io00’4 Чир 1
339
Интегрируя обе части, имеем
где С - постоянная интегрирования.
Обозначив 8 10005>,/Я2 = Ct , получим
ивых ~ СП (I ивх I = С‘П (I «ВХ I£р =
= С,In (| ит |/t/oip)+C, In [exp (С/С,)).
При = С01р, UBba = Согр. Тогда С01р = С, [in + С/С,)].
Отсюда С = С01р, СВЬ1Х = С,1п (ц | ит |/СО1р), где ц=ехр (С/С,) - ко-
эффициент сжатия компрессора.
Поскольку функция иВЬ1Х при иш = 0 имеет разрыв, то без мо-
дификации ее невозможно применять на практике. Поэтому вы-
берем следующую аппроксимацию:
Коэффициенты С2 и b можно найти исходя из условий иВЬ1Х - О
при ии = 0 и ивь1х = Согр при мвх = Uorp.
С2 In
1% = о|
%
= 0.
Если С2*0, то In Л-0 или b = 1. Откуда
СОф=С21п [МСоп/СО1р+ 1]
или C2=Corp/ln (1 + |i). Следовательно,
Я
+ ь
«вых=Л
' ln (р|Ивх|/%/--1)- sign (и )
orP In(l + H) ё ( вх)'
Мощность шума квантования на выходе канала с нелинейной
характеристикой шкалы квантования определяется суммой мош*
ностей в каждой зоне квантования:
Ли кв 2 22
к= 1
где — к-й шаг квантования; рк — вероятность попадания сит на
ла в к-й шаг квантования; R - сопротивление в точке опреде-1е
ния мощности шума.
340
du _
Но б^б/-^ ; 8=2Uorp/2 . С учетом этого имеем
^^BX 2
Рш кв = 2 X т Л W <“вхР Л“вх* '
*=1 124 R (duBaf/dum)
При достаточно большом т сумму можно заменить интегра-
лом:
Так как
P ^._du
ШКВ 34”Л %^“вЬ1х/^“в/ “
In (ц|ию!/%+!)
“вых Corp ln (1 + ц)
то
р
ш КВ
7 7 U
ГОП)1П (1+и) W
3-4Wp2/? и I
огр
I г?
I “вх! I
+ Ц77— Ъ'(“вх>г/“вх-
иогр )
Выполнив интегрирование с учетом сделанных замечаний,
после несложных преобразований получим
РОф1п2(1 + р)
' ш кв т 2
3 4 п
Теперь вычислим помехозащищенность сигнала по шумам
квантования:
Д„ = 10 1g (Рс/Рш J = р-р^ + 4,77 + 6т + 20 1g [р In (1 + р)] -
-201g(l+p^77Q.
Для больших р справедливо 1 + м ^Рс/Роц> к р ^Л/Л>ф- Следо-
вательно,
А,кв = 6/п + 4,77 - 20 lg [In (1 + р)|-
Если р=250 , то для т = 7 имеем А,кв = 32 дБ, а при т — 8 со-
ответственно 4,ет - 38 дБ.
Кроме ^-характеристики на практике применяют Л-характе-
Рчстику компрессии
'^«вх/^оф
1 + In А ’
I + In (AuBX/UorJ
I + 1пЛ
0 < | х | < 1/4,
1/4<|х|<1: x=uax/UorF-, Л = 87,6.
341
Дтя этой характеристики значения Лзкв находятся примерно в
тех же пределах.
Таким образом, введение нелинейной шкалы квантования по-
зволяет в достаточно широком динамическом диапазоне уровней
входного сигнала обеспечить требуемую помехозащищенность на
выходе канала при уменьшении числа разрядов кодовых комби-
наций в 1,5 раза по сравнению с линейной шкалой квантования.
Соответственно этому требуемая полоса частот группового сиг-
нала ИКМ сужается также в 1,5 раза, т. е. она становится равной
А./ЙкМ ~ fmax'
Дельта-модуляция
Кроме рассмотренного цифрового метода передачи отсчетов
непрерывных сигналов существуют методы, основанные на пере-
даче приращений сигнала, когда в цифровом виде передается ин-
формация о приращении данного отсчета по отношению к
предыдущему. Подобные методы передачи называются относи-
тельными или дифференциальными. Наиболее простым дифферен-
циальным методом цифровой модуляции является линейная дель-
та-модуляция (ДМ). При линейной ДМ непрерывный сигнал
сначала аппроксимируется ступенчатой функцией с постоянным
шагом приращения (рис. 7.15, а), а затем эта функция преобразу-
ется в последовательность импульсов, каждый из которых имеет
информацию лишь о знаке ее приращения. На приемном конце
при известной уже величине предыдущего отсчета и априорно
заданном шаге приращения определяется уровень переданного
Рис. 7.15. К понятию принципа форм11
рования сигналов дельта-модуляция
342
отсчета и таким образом, воспроизводится аппроксимирующая
сигнал ступенчатая функция, после сглаживания которой на вы-
ходе ФНЧ получают исходный аналоговый сигнал.
На рис. 7.16 приведена структурная схема системы передачи с
линейной ДМ. Модулятор содержит двухуровневое решающее
устройство (РУ), управляемое последовательностью двоичных
импульсов тактовой частоты fr Если на вход РУ подается поло-
жительное напряжение (и > 0,) то на его выходе в тактовые мо-
менты времени /А7ДМ, где А /дм = 1 /fv формируется кодовый
импульс положительной полярности. При и < 0 на выходе РУ
появляется импульс отрицательной полярности.
В цепь обратной связи модулятора включен интегратор. Вре-
менная функция на выходе интегратора после каждого поступив-
шего на его вход импульса получает одинаковое приращение со
знаком, соответствующим полярности импульса (см. рис. 7.15, б). В
результате на выходе интегратора формируется ступенчатая
функция аппроксимирующая передаваемый аналоговый
сигнал (см. рис. 7.15, а). Затем эта функция сравнивается в схеме
вычитания с аналоговым сигналом u(t) и разностный сигнал ир(/)=
= и(/> - «кв(/) (см. рис. 7.15, в) подается на вход РУ. В соответст-
вии с указанным выше алгоритмом работы РУ формируется по-
ложительный импульс, если в момент подачи тактового импульса
ир>0 . и отрицательный, если в этот момент wp < 0 . Таким обра-
зом, линейной ДМ соответствует двухуровневое (+1 или — 1)
одноразрядное кодирование.
Декодером на приемном конце служит интегратор, после ко-
торого ступенчатая функция сглаживается и происходит восста-
новление переданного аналогового сигнала.
При рассмотренной выше аппроксимации на тех участках, где
резко изменяется крутизна сигнала, ступенчатая функция, имею-
щая одинаковый шаг приращения, не ’’успевавает следить” за
изменением сигнала. В результате на этих участках возникает
перегрузка модулятора (см. рис. 7.15, в) — ошибка аппроксима-
ции, а следовательно, резко возрастает шум. Принципиальное
отличие ДМ от других видов цифровой модуляции состоит в том,
что при ДМ ограничивается допустимая скорость изменения ис-
одного сигнала, а не его амплитуда.
Рис. 7.16. Структурная схема системы передачи с
дельта-модуляпией
343
Определим минимально необходимую полосу частот группового
сигнала ДМ в предположении, что помехозащищенность сигнала
удовлетворяет нормам МККТТ, т. е. она не хуже, чем при других
рассмотренных цифровых видах модуляции. Характеристики СП с
ДМ будем определять для канала общего вида, когда его передаточ-
ная функция имеет вид прмоугольника шириной fmaX.
Универсальной характеристикой канала связи является его
импульсная характеристика или функция включения. В каналах с
ДМ удобнее воспользоваться функцией включения, поскольку
именно от нее зависит скорость изменения сигнала на выходе
частотно-ограниченного канала связи. Отклик канала с идеаль-
ной АЧХ на функцию включения с амплитудой, равной £/огр, оп-
ределяется известным соотношением
«О
Ц}тах
2 г sin*
вых ~ иогр _ J х
о
dx.
Скорость изменения сигнала на выходе канала с ДМ должна
быть не меньше, чем скорость изменения и(/)вых на выходе анало-
гового канала. Но скорость изменения функции ы(Г)вых равна ее
производной, т. е.
Г / А _ 1 ?вых___________О
“ W вых dt d t
Поскольку производная от определенного интеграла по верх-
нему пределу равна значению предынтегральной функции при
аргументе, равном верхнему пределу, умноженному на производ-
ную от верхнего предела, то
, d U<f) вь|х 2Цогр sinillmM t
и «вых" dt - л <°тах
Максимальная скорость изменения и' (0вь1х будет при t = 0, и
она должна быть не выше, чем скорость изменения аппроксимя
руюшей функции дельта-модулятора 6/Д/лм. Поэтому
21/о
s - U (^вых max ~ ~ ^тах ’
где S — шаг приращения аппроксимирующей функции; Д{дм
тактовый интервал. I
Так же как и при квантовании /КИМ, шаг кваптованй
можно выразить через пиковое напряжение сигнала:
6 = 2^/Л/
344
ИЛИ
А/Дм = л/<о тах М= 1 /2fmax М.
Отсюда минимально необходимая полоса частот одного сигнала
дМ Д/ам=ЛОтК- В TV-канальной системе с ДМ при передаче отдель-
ных импульсов цифрового сигнала в виде функций sin х/х ширина
полосы частот группового сигнала lxf^-М TVЕсли шаг кванто-
вания 8 в системе с ДМ такой же, что и в системе с цифровой
АИМ, то требуемая полоса частот будет точно такой же, что и при
ЦфИМ или ЦШИМ. Путем соответствующего выбора амплитуды
импульсов сигнала ДМ можно свести вероятность ошибки при
принятии решений до сколь угодно малого значения и тем самым
устранить эффект накапливания помех в тракте.
В СП с ДМ интервалы между соседними отсчетами гораздо
меньше и, следовательно, частота дискретизации гораздо выше,
чем в системе с цифровой АИМ (ЦАИМ). За время относитель-
но небольших интервалов между отсчетами при ДМ мгновенное
напряжение сигнала не успевает измениться настолько, чтобы
последовательные отсчеты были независимыми. При расчете не-
обходимой полосы частот корреляционные связи не учитыва-
лись. Практически же ошибка квантования за счет корреляцион-
ных связей соседних отсчетов уменьшается, так как ошибка для
данного отсчета зависит от величины и знака ошибки для
предыдущего отсчета, благодаря чему имеет место их частичная
компенсация. Кроме того, следует учитывать и то, что спектраль-
ная плотность мощности речевого сигнала на верхних частотах
существенно меньше, чем в середине частотного диапазона. Учет
этих факторов позволяет уменьшить требуемую частоту дискре-
тизации до 150...200 кГц.
Тактовая частота в СП с ДМ может быть существенно умень-
шена, если во избежание перегрузки шаг квантования менять с
изменением крутизны или огибающей аналогового сигнала. Раз-
личают следующие виды компаундирования при ДМ: инерцион-
ное по огибающей сигнала (слоговое); мгновенное и по структу-
ре Цифрового сигнала на выходе модулятора.
Компаундирование позволяет не только уменьшить тактовую
Д7т°ту, но и поддержать постоянство отношения сигнал-шум
антования при изменении средней мощности сигнала в доста-
но широких пределах и тем самым расширить динамический
иапазон сигнала.
Вь компандирование применяют при передаче рече-
Мен СИгналов. Шаг квантования в данном случае меняется с из-
панением уровня средней мощности сигнала. При слоговом ком-
с )0^*Р°вании инерционные сжиматель и расширитель включают
Убийственно на входе модулятора и выходе демодулятора, как
345
это делается в каналах ТЧ и вещания СП с ЧРК, с целью п0.
вышения помехозащищенности и расширения динамического
диапазона. Так же как и в СП с ЧРК, при большой степени сжа-
тия возникают искажения из-за несогласованности характерис-
тик сжимателя и расширителя. Чтобы исключить это, применяют
инерционные сжиматели и расширители с коэффициентами сжа-
тия усж=0,5 и расширения ур=2. Динамический диапазон при
таком компандировании расширяется примерно на 15 дБ.
При мгновенном компандировании шаг квантования адаптиру-
ется в соответствии с крутизной передаваемого сигнала. Подоб-
ная адаптивная ДМ отличается тем, что в цепь обратной связи
как модулятора, так и демодулятора вводится схема управления
работой интегратора, которая управляет величиной шага кванто-
вания формируемого интегратором ступенчатого напряжения.
При компандировании по структуре цифрового потока цифро-
вой сигнал, как показано на рис. 7.17, с выхода модулятора через
анализатор плотности единиц подается на интегратор 2, вклю-
ченный в цепь дополнительной обратной связи схемы модулято-
ра. Сигнал с выхода интегратора 2 с помощью модулятора им-
пульсов (МИ) управляет амплитудой импульсов, подаваемых на
вход интегратора 1 основной цепи обратной связи, что приводит
к изменению шага квантования
Мгновенное компандирование и компандирование по цифро-
вому потоку целесообразно применять при передаче сигналов
изображения, когда необходимо считаться с возможностью рез-
ких изменений напряжения входного сигнала. В этих условиях
компандирование по цифровому сигналу обеспечивает более точ-
ную согласованность характеристик передающего и приемного
оборудования при перестройке шага квантования.
7.4. ПЕРЕДАЧА ДАННЫХ ПО КАНАЛАМ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
С ИКМ
Особенности передачи сигналов данных
Под передачей данных (ПД) понимают область электросвязи,
охватывающую передачу цифровой информации. Качество пере*
Рис. 7.17. Структурная схе»г
дельта-модулятора с компан-'11*'
рованием по структуре ниФР0'
вого потока
346
дачи такой информации в основном определяется числом оши-
бок, т. е. верностью передачи. Сейчас системы ПД чаше всего
используются в информационных системах, включающих в себя
также аппаратуру обработки данных, в том числе цифровые
ЭВМ. Подобного рода системы налагают условие высокой вер-
ности передаваемой цифровой информации.
Системы ПД, разработанные до настоящего времени, в боль-
шинстве случаев используют тракты передачи и каналы телефон-
ной и телеграфной сетей. В таких системах ПД (называемых ана-
логовыми) применяются так называемые модемы, которые со-
держат схемы модуляции и демодуляции, преобразующие двоич-
ный сигнал ПД в такую форму, чтобы во время передачи в
телефонном или телеграфном канале он как можно меньше под-
вергался искажениям. Это достигается путем тщательного согла-
сования характеристик модема с соответствующими характерис-
тиками используемых линий передачи и применения высокодоб-
ротных фильтров на приеме и передаче. Стоимость этих уст-
ройств достаточно высока; они не обеспечивают, в общем,
необходимой величины коэффициента ошибок в канале ПД и
требуют применения отдельных устройств, повышающих вер-
ность передачи.
Устройства повышения верности, называемые также устрой-
ствами защиты от ошибок, вносят в последовательность переда-
ваемых цифровых сигналов избыточные символы, что снижает
эффективную скорость передачи, но позволяет обнаружить и ис-
правлять ошибки, возникающие в тракте передачи. Использова-
ние в этих устройствах соответствующих защитных кодов обеспе-
чивает очень высокое качество передачи. Таким образом, приме-
нение модемов в системах ПД является следствием широкого
распространения аналоговых каналов.
Появление цифровых каналов в системах связи (в основном с
ИК.М) позволяет исключить в системах ПД дорогостоящие про-
цессы модуляции и демодуляции двоичных сигналов. Кроме
того, оконечная аппаратура систем с И КМ, созданная на основе
Принципов построения цифровых устройств, дает возможность
Ходить цифровые сигналы в СП без преобразования. Это явля-
ется существенным преимуществом цифровых систем, доказыва-
вшим целесообразность интеграции на их основе различных
“Цдов связи. Однако следует помнить, что аппаратура СП с
КМ создавалась для передачи речевых сигналов (аналогового
Что ()11Ределило многие технические решения, в частности
ВУ°Р частоты дискретизации и числа символов в кодовых ком-
паниях.
передаче данных существен не столько уровень передава-
г° сигнала, сколько верность определения его значащих мо-
347
ментов (ЗМ), т. е. моментов и направления перехода от одного
символа к другому (из состояния 1 в состояние 0 или наоборот)
От параметров системы с ИКМ, в которой организуются каналы
ПД, зависят качественные характеристики этих каналов. Кодо-
вые комбинации, полученные в результате преобразования сиг-
налов ПД, отличаются от телефонных сигналов как числом сим-
волов в кодовых комбинациях, так и частотой дискретизации.
Обычно требуется, чтобы длительность самого короткого им-
пульса ПД была больше периода стробирования входного сигна-
ла. Принцип передачи цифровых сигналов, включая сигналы
ПД, путем формирования информации о моменте изменения зна-
чащего состояния цифрового сигнала и направления этого измене-
ния позволяет организовать ’’прозрачные” системы ПД, т. е. систе-
мы, не налагающие требований на применяемый для сигналов ПД
код, скорость модуляции этих сигналов и способ синхронизации.
Отметим основные показатели, характеризующие эффектив-
ность и качество передачи двоичных сигналов по цифровым
трактам:
1. Скорость модуляции, определяющая максимальное число
единичных элементов, которое можно передать в течение одной
секунды:
В=1/т,
где В — скорость модуляции, Бод; т - длительность единичного
элемента, с.
2. Коэффициент использования пропускной способности цифро-
вого тракта:
^исп ^тах/^о
где Втах - максимальная скорость модуляции цифрового сигнала;
Вг - скорость модуляции линейного сигнала в цифровом тракте.
Номинальная скорость модуляции Во, исходя из краевых искаже-
ний на входе цифрового тракта, должна быть меньше Втах (обыч-
но В(1 = 0,5 Вта).
3. Коэффициент ошибок, определяющий отношение числа
принятых с ошибкой элементов (знаков, блоков) к числу всех
переданных элементов. Величина этого коэффициента, опреде-
ляющая верность реред^чи, в современных системах ПД дости-
гает значений 10 ...10 .
4. Коэффициент размножения ошибок, определяемый для оди-
ночных ошибок выражением
где р№ — вероятность ошибки для двоичного сигнала; рс - вероят*
ность ошибки для линейного цифрового сигнала.
348
5. Коэффициент краевых искажений, характеризующий рас-
хождение между ЗМ в переданном и принятом сигналах:
8о=АгЛо,
где Ат ~ ошибка между ЗМ в двоичном сигнале и моментом его
передачи в цифровом тракте; x0=l/fi0.
Методы передачи данных
Ввод и передача сигналов ПД через оконечные устройства
систем с ИКМ могут быть осуществлены путем либо непосредст-
венного стробирования сигналов ПД и передачи информации об
уровне этих сигналов (простое наложение), либо опознавания
моментов изменений уровня и передачи кодированной информа-
ции о них. Эти методы отличаются друг от друга особенностями
передачи и конструктивными решениями.
Метод простого наложения. Данный метод является наиболее
очевидным методом ввода сигнала ПД в каналы системы с
ИКМ. При этом методе сигналы ПД (рис. 7.18, а) подаются на
канальные входы оконечных устройств систем с ИКМ и
стробируются последовательностью стробирующих импульсов
(рис. 7.18, б). Результирующий сигнал, состоящий из последова-
тельностей стробирующих импульсов, соответствующих состоянию
”1” двоичного сигнала, вводится в линейный тракт (рис. 7.18, в).
В приемном оборудовании переданный сигнал восстанавлива-
ется по огибающей, принятой импульсной последовательности
(рис. 7.18, г). При рассматриваемом методе передачи стробирую-
щие импульсы не синхронизированы с сигналом ПД. Это приво-
дит к тому, что ЗМ модуляции передаются с ошибкой, которая
меньше периода повторения стробирующих импульсов Тс. Коэф-
фициент краевых искажений
80= / ^0’
где То — длительность единичного элемента сигнала ПД.
Дтя получения хорошей верности передачи в системе с про-
стым наложением требуется большое число стробирующих им-
а)
ЩИ11Ц111111111111Н11111111111111111111111111Н
б)
1ШШ11111111Н..................III1IIIIIL...
в)
Рис. 7.18. К пояснению метола
простого наложения
349
пульсов. Требуемую частоту стробирования можно определить
для заданного Тс и ожидаемой величины краевых искажений в
случае каналов ПД с малой скоростью модуляции эта часгота
значительно меньше частоты дискретизации (8 кГц), используе-
мой в СП с ИКМ. Поэтому для полного использования емкости
телефонного канала СП с ИКМ в нем образуется несколько ка-
налов ПД, число которых равно
где/ —частота стробирования. Например, при скорости модуля-
ции 50 Бод, допустимых краевых искажений 5 % и частоте стро-
бирования 8 кГц можно организовать восемь каналов ПД с этой
скоростью.
При регистрации принимаемых сигналов ошибка в двоичном
сигнале появится только тогда, когда момент ошибочного при-
ема импульса из цифрового тракта попадет в середину единично-
го элемента сигнала ПД (см. рис. 7.18, в, г). Коэффициент раз-
множения ошибок а=1, если число ошибок в двоичном сигнале
в Т0/Тс раз меньше числа ошибок в цифровом тракте.
Метод простого наложения не пригоден для систем ПД с вы-
сокой скоростью модуляции ввиду малой степени использования
пропускной способности цифрового канала. Он применяется для
передачи сигналов со скоростью модуляции до 1200 Бол. При
частоте стробирования 64 кГц и коэффициента краевых искаже-
ний 2 % пропускная способность цифрового канала используется
лишь на 2 %.
Метод скользящего индекса. Данный метод основан на прин-
ципе кодовой передачи информации о наличии перехода в сиг-
нале ПД и его положении в интервале времени между следую-
щими друг за другом тактовыми импульсами. Эта информация
содержится в кодовых комбинациях, состоящих из п > 3 симво-
лов. Первый символ кодовой комбинации несет информацию о
наличии или отсутствии изменений состояния двоичного сигна-
ла, следующий или последующий символ - о направлении этого
изменения, остальные и - 2 символа определяют положение мо-
мента изменения состояния двоичного сигнала по отношению к
тактовым импульсам считывания.
Процесс формирования кодовых комбинаций представлен на
рис. 7.19. Интервал времени между двумя последовательными
тактовыми импульсами цифровой СП с помощью стробируюШИ*
импульсов делится на 2" 2 подынтервала. Краевые искажения в
такой системе составляют
50=t;/2"-2t0,
т. е. в 2й-2 раза меньше, чем при методе простого наложения пР|(
той же частоте стробирования и скорости передачи сигнала ПД-
350
a)
Jllinilllllllllllllllllllllllinillllllllllllll
Рис. 7.19. Формирование кодо-
вых комбинаций методом
скользящего индекса:
а - передаваемый сигнал ПД, б ~ строби-
рующие импульсы; в - импульсы считыва-
ния; г-линейный сигнал; д- принятый
сигнал ПД
Номер подынтервала, в котором наблюдается переход в сиг-
нале ПД, передается двоичным колом. Начало передачи номера
определяется стартовым символом, всегда являющимся ”1” (им-
пульс 5 на рис. 7.19, г). Положение этого импульса не синхрони-
зировано с последовательностью импульсов цифрового тракта,
что вызывает скольжение стартового импульса по временной оси
(отсюда название метода).
При длительном отсутствии переходов в сигнале ПД в цифро-
вой тракт посылаются 0 (направление последнего перехода не
подтверждается). В случае возникновения единичной ошибки
(ложный импульс) в цифровом тракте (см. рис. 7.19, г) приемная
аппаратура может интерпретировать ее как стартовый импульс
следующей кодовой комбинации. Ложный прием сигнала ПД
будет продолжаться до момента прихода очередной кодовой ком-
бинации, возвращающей согласование принятого и переданного
состояний, что на рис. 7.19, д представлено заштрихованной об-
ластью принимаемого сигнала. Это происходит потому, что в
принимаемом двоичном сигнале возникает больше ошибок, чем
единичных ложных импульсов в цифровом тракте. Коэффициент
размножения единичных ошибок а, рассчитанный для средней
длительности импульса ПД тср=4л/Дс, которой соответствует
передача в цифровом канале 4п кодовых импульсов, а также при
Допущении одинаковой вероятности ошибок для 0 и 1 в цифро-
вом тракте, составляет а=л + 3.
Размножения ошибок, свойственного этому методу, можно
избежать, если объединить методы скользящего импульса и про-
жоге наложения, которые используются для подтверждения со-
стояния сигнала ПД. При такой модификации метода передачи
стробирующие импульсы полаются в цифровой тракт тогда,
к°гда элемент сигнала ПД представляет собой состояние 1. По-
яВление перехода в сигнале ПД приводит к тому, что первый
Имвол на выходе кодера принимает значение (состояние), про-
тивоположное значению предшествующего символа, и играет
Родь стартового импульса кодовой комбинации, определяющей
*°Мент изменения состояния по отношению к последователь-
ности цифрового тракта. В данном случае коэффициент исполь-
351
зования цифрового тракта выше, чем при методе без подтверж-
дения, благодаря содержащейся в одном символе двоичной ин-
формации о наличии перехода и его направлении. При этом ко-
эффициент краевых искажений уменьшается:
5'0='Гс/2я-,7;.
Коэффициент размножения ошибок также уменьшается:
а ' = л + (1/2 я ’),
где 1/2" 1 — вероятность появления после стартового импульса
п — 1 нулей единиц.
Метод фиксированного индекса. От описанных выше методов
он отличается принципом передачи информации о ЗМ сигнала
ПД и направлении изменения полярности импульсов в фиксиро-
ванные моменты времени. Фиксирование частоты повторения
опорных импульсов приводит к тому, что при реализации данно-
го метода не требуются стартовые символы в отдельных кодовых
комбинациях. Однако недостатком метода является ограничение
пропускной способности канала по сравнению с метолом сколь-
зящего индекса при использовании одинакового числа кодовых
импульсов.
Преобразование сигнала по методу фиксированного индекса
показано на рис. 7.20. Значащие моменты сигнала ПД характери-
зуются дополнительной комбинацией из п — 1 символов, опреде-
ляющей их положение относительно опорных импульсов. Пери-
од повторений Т опорных импульсов выбирается так, чтобы при
самом коротком единичном элементе ПД между последователь-
Рис. 7.20. Преобразование сигнала по методу фиксированного индекса:
а - передаваемый сигнал ПД: б опорные импульсы; в - стробирующие импульсы; г - импульсы счигыв3
ния; д- линейный сигнал; е~ принятым сигнал ПД
352
кыми опорными импульсами наблюдалось не более одного пере-
ход3 в Двоичном сигнале. Стробирующие импульсы, с заданной
Точностью определяющие положение ЗМ, делят интервал Т на
2“ '-1 подынтервалов. Вся «-элементная кодовая комбинация
аолжна поместиться между следующими друг за другом опорны-
ми импульсами. Исходя из этого скорость модуляции линейного
сигнала должна быть Вс = пТ. Частота импульсов считывания в
данном случае будет равна тактовой частоте в цифровом тракте.
Зависящий от частоты стробирующих импульсов коэффициент
краевых искажений
80=77(2"-'-1) Т0=пТс/(2п *-1) т0.
где Тс = 1//?с. Коэффициент размножения ошибок при этом методе
меньше, чем при методе скользящего индекса, поскольку при иска-
жении одного символа кодовой комбинации в цифровом тракте
ложному декодированию подвергается не более одной кодовой
комбинации, несущей информацию о состоянии сигнала ПД.
Возможны и другие методы передачи данных по каналам
ЦСП. Например, для передачи состояния 0 сигнала ПД исполь-
зуется последовательность 01010..., а для передачи состояния 1 —
последовательность 10101... Изменение состояния двоичного сиг-
нала вызывает нарушение регулярности чередования символов в
цифровом тракте. При этом информация о положении ЗМ между
двумя последующими импульсами цифрового тракта с достаточ-
ной степенью точности может передаваться с помощью комбина-
ции из п - 1 элементов. Данный метод обеспечивает то же каче-
ство передачи, что и метод скользящего индекса с подтверждени-
ем, но требует организации дополнительных цепей для синхро-
низации линейных сигналов с целью исключения инверсии
принятого сигнала.
Для одновременной передачи по цифровому тракту двоич-
ных сигналов от нескольких независимых источников применя-
ется адресно-кодовый метод с адресной организацией обмена.
При этом методе изменения ЗМ в сигнале от отдельных источ-
ников преобразуются в «-элементные адресно-кодовые комбина-
ЦИИ. Первый символ такой комбинации означает наличие пере-
”5Да в двоичном сигнале, последний - состояние сигнала после
ПеРехода, остальные « — 2 символа образуют адресную комбина-
цию источника. При такой организации обмена изменения дво-
ичного состояния могут одновременно появиться в нескольких
Иналах. В связи с этим требуется регистрация информации от
/Цельных источников и организация ожидания (очереди) для
^Редачи. Числд каналов W определяется числом кодовых эле-
еНтов: /V = 2' . Вероятность ошибки в любом канале в данном
11 *477, 353
случае значительно больше вероятности ошибки в цифровом
тракте. Однако благодаря простоте реализации и гибкости ис-
пользуемых каналов рассматриваемый метод широко применяет-
ся в многоадресных системах при дистанционном введении дан-
ных в ЭВМ.
В системах ИКМ передача сигналов по линейному тракту и в
каждом канале осуществляется синхронным способом. Сигналы
ПД от устройств с низкими и средними скоростями модуляции,
составляющих около 80 % работающих в настоящее время систем
ПД. по своей природе являются асинхронными. Для передачи по
каналам ИКМ они преобразуются в синхронные последователь-
ности. Поэтому системы ПД, работающие по каналам такого
типа, должны быть снабжены устройствами двух видов:
каналообразующей аппаратурой (мультиплексором), синхро-
низирующей ввод сигналов ПД в цифровой канал при выделе-
нии из сигнала ИКМ тактовой частоты канала 64 кБит/с;
устройством стыка между каналообразующей аппаратурой и
линией, обеспечивающей ввод многоканального сигнала данных
в соответствующий временной интервал линейного сигнала. Ка-
налообразующая аппаратура, обеспечивающая ввод сигналов ПД
в каналы ИКМ, должна давать возможность объединять сигналы
с разной скоростью модуляции на принципе временного группо-
образован ия.
Основой для проектирования магистральных линий ПД на
базе систем ИКМ должны служить Рекомендации Х.50 и Х.51
МККТТ. Они касаются основных параметров оборудования,
предназначенного для организации международного стыка между
синхронными сетями ПД. В частности, этими рекомендациями
для магистральных линий таких сетей установлена скорость
передачи группового сигнала данных 64 кбит/с и определена
структура составных сигналов, состоящих из восьми (шести ин-
формационных, двух служебных) или десяти (восемь информа-
ционных, два служебных) символов.
Аппаратура линейного тракта ИКМ (регенераторы) чувствИ’
тельна к появлению в линейном сигнале данных последователь
ностей одинаковых символов. В асинхронных системах ПД ДД1’
ные последовательности 0 могут появляться на выходе прео Р
зователя кода оконечного оборудования. Это можно предотвР
тить, используя соответствующие линейные коды (см. гл.
7.5. ИЕРАРХИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Цифровые СП, используемые на сетях связи, СООТВГот^1
определенной иерархической структуре, которая должна У 1
вать следующие основные требования:
354
возможность передачи всех видов аналоговых и дискретных
сигналов;
выбор параметров СП с учетом характеристик существующих
и перспективных линий связи;
возможность достаточно простого объединения, разделения и
Транзита передаваемых сигналов;
выбор стандартизированных скоростей передачи с учетом ис-
пользования оборудования как АЦП, так и временного группо-
образования сигналов;
возможность взаимодействия ЦСП с АСП и различными сис-
темами коммутации.
Иерархический принцип построения ЦСП позволяет унифи-
цировать каналообразующее оборудование, упростить процессы
изготовления, внедрения и технической эксплуатации соответст-
вующего оборудования, т. е. в целом повысить технико-экономи-
ческие показатели этих систем.
В настоящее время наибольшее распространение получили
два типа иерархий ЦСП: европейская и североамериканская
(рис. 7.21).
Европейская иерархия основывается на первичной ЦСП типа
ИКМ-30, в которой с помощью аналого-цифрового оборудова-
ния образуются 30 каналов с пропускной способностью 64 кбит/с
каждый (применяется восьмиразрядная компандирован-
ная ИКМ). Скорость передачи группового сигнала составляет
Первичная ЦСП Вторичная ЦСП Третичная ЦСП Четвертичная ЦСП Пятеричная ЦСП
6)
Рис. 7.21. Типы иерархий ЦСП
355
2048 кбит/с. При формировании групповых сигналов ЦСП более
высокого уровня используется принцип временного объединения
(группообразования) цифровых потоков, сформированных в обо-
рудовании ЦСП более низкого уровня. Как видно из рис. 7.21, а
коэффициент объединения для всех ступеней иерархии принят
равным четырем.
Аналогичным образом строится и североамериканская иерар-
хия, однако в качестве первичной ЦСП выбрана система типа
ИКМ-24, а коэффициенты объединения на всех ступенях иерар-
хии различны (рис. 7.21, б).
Практическое применение нашел и японский вариант иерар-
хии, совпадающий на двух первых уровнях с североамериканским
стандартом.
Все отмеченные выше типы иерархий относятся к так назы-
ваемой плезиохронной цифровой иерархии (ПЦИ), в которой при
временном группообразовании используются асинхронные мето-
ды объединения цифровых потоков, скорости которых могут не-
значительно отличаться друг от друга. В этом случае необходимо
осуществлять согласование скоростей объединяемых (компонент-
ных) потоков. В гл. 9 подробно описываются методы временного
группообразования, применяемые в ПЦИ, и принципы реализа-
ции соответствующего оборудования, а в гл. 11 приводятся ос-
новные технические данные ЦСП, эксплуатируемых на сети
связи России.
В последние годы происходит бурное внедрение высокоэф-
фективных систем, относящихся к так называемой синхронной
цифровой иерархии (СИИ). Это во многом связано с рядом су-
щественных недостатков, присущих ПЦИ. Один из них. на-
пример, заключается в том, что нарушение синхронизма в
групповом сигнале ЦСП более высокого уровня приводит к
нарушению синхронизма во всех компонентных потоках более
низкого уровня, а восстановление синхронизма при эТ0"
должно производиться последовательно от высших к низши
ступеням иерархии, что потребует относительно большого вре
мени (см. § 8.6).
Другой недостаток ПЦИ состоит в том, что организация
невозможна без выделения (и ввода) из цифровых потоков
ставляющих, относящихся к более низким ступеням исРа.Р'иН.
для целей ответвления, транзита или доступа к служебно'!
формации. При использовании ПЦИ это обычно осуществи
путем последовательного расформирования группового сИ н3
что приводит к необходимости применения в пунктах выде' uBbi-
и транзита громоздкого оконечного оборудования. Проблем "Г
деления некоторых составляющих цифрового потока eLue
усложнится при реализации на современных сетях г.’У
356
автоматизации функций контроля, управления и обслуживания,
что потребует выделения в циклах ЦСП дополнительных специ-
альных позиций и введения в состав станционного оборудования
соответствующих интерфейсных, контрольных и исполнительных
устройств.
Кроме того, следует учитывать, что к настоящему времени
сложились три варианта иерархии ПЦИ, отличающиеся номи-
нальными значениями скоростей передачи на различных уров-
нях’ европейский (2048 - 8448 - 34368 - 139264 кбит/с), североа-
мериканский (1544 - 6312 - 44736- 274176 кбит/с) и японский
(1544 - 6312 ~ 32064 - 97728 кбит/с). Эго приводит к соответст-
вующим затруднениям при организации цифровой международ-
ной связи.
Возникающие проблемы Moiyr быть эффективно разрешены в
рамках СЦИ, которая выступает в ранге новой единой цифровой
иерархии и является качественно новым этапом развития цифро-
вой сети связи, создаваемой с учетом новейших достижений в
схемотехнике, технике сетей ЭВМ и технологии.
К основным достоинствам СЦИ следует отнести:
упрощение процессов объединения/разъединения цифровых
потоков;
прямой доступ к компонентам с меньшими скоростями без
необходимости объединения/раздечения всего высокоскоростно-
госигнала;
существенное расширение возможностей эксплуатации и тех-
нического обслуживания;
легкий переход к более высоким скоростям передачи по мере
Развития техники и др.
Передача коммерческой информации в СЦИ рассматривается
процесс перемещения информации, т. е. ее транспортирова-
ния. При этом СЦИ реализуется таким образом, что предусмат-
ривается возможность транспортирования сигналов не только
ч°вых широкополосных служб, но и сформированных с помо-
"•Ь|° оборудования ПЦИ. Исходные сигналы посредством проне-
jWbi временного группообразования преобразуются в синхрон-
транспортный модуль (СТМ) соответствующего уровня,
тавляюший собой блочную циклическую структуру Ско-
передачи СТМ первого уровня (СТМ-1) установлена рав-
ЦгТ1,^52() Зит/с, что выше скорости передачи четверичной
, европейской ПЦИ (139264 кбит/с). Для СТМ более высо-
уР°вня предусматривается увеличение скорости в N раз,
arZ^ N принимает значения 4, 16, 64 (очевидно, что в N раз
1И<2лается и скорость передачи по сравнению со скоростью
Более подробную информацию о СЦИ можно
ГЧИ1ь в специальной литературе.
357
ГЛАВА 8. ОБОРУДОВАНИЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ ЦЦф.
РОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ИКМ
8.1. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ
Структурная схема оконечной станции первичных СП с ИКМ
для одного направления передачи показана на рис. 8.1
Исходные сигналы u,(t), ы2(г), ..., «ДО, от 1,2,..., N абонентов
через ФНЧ поступают на канальные амплитудно-импульсные
модуляторы (М), функцию которых выполняют электронные
ключи. С помощью модуляторов осуществляется дискретизация
передаваемых сигналов во времени (см. § 7.1). Сигналы с выхо-
дов модуляторов объединяются в групповой АИМ сигнал (Гр,
АИМ11ер). Управляют работой модуляторов канальные импульс-
ные последовательности, поступающие от ГО передачи. При
этом импульсы подаются на модуляторы каналов поочередно (со
сдвигом по времени), что и обеспечивает правильное формиро-
вание группового АИМ сигнала. Длительность каждого импульса
в этих последовательностях составляет примерно 125/2/V мкс, что
определяет длительность одного отсчета АИМ импульса канала, а
период следования составляет 125 мкс, что соответствует частоте
дискретизации fa = 8 кГц. Групповой АИМ сигнал поступает на
кодирующее устройство — кодер, который одновременно осу-
ществляет операции квантования по уровню и кодированию (см.
§ 7.2, 7.3).
Сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по
телефонным каналам для управления приборами АТС, поступают в
передатчик Пер. СУВ, где они дискретизируются с помощью им-
пульсных последовательностей, формируемых в ГОпер, и объединя-
ются. В результате формируется групповой сигнал Гр. СУВ.
В устройстве объединения (УО) кодовые группы каналов с
выхода кодера, т. е. групповой ИКМ сигнал, кодированные сиг-
налы СУВ и кодовая группа синхросигнала от передатчика син-
хросигнала (Пер. СС) объединяются, образуя циклы и сверхцик^
Соответствующими управляющими импульсами от ГОгер в
обеспечивается правильный порядок следования циклов в свер
цикле и кодовых групп в цикле передачи. Принципы построен^
временной диаграммы цикла и сверхцикла показаны на рис. •
Циклы Ци Ц2, ..., Ц,, каждый длительностью 125 мкс, o6^'j(k1
няются в сверхциклы, следующие друг за другом. Каждый
состоит из информационных канальных интервалов КИР ^И?'Л1Я
КИЛ и дополнительных канальных интервалов, необходимы |(
передачи синхросигнала (СС) цикловой синхронизации. нь1е
других вспомогательных сигналов. На рис. 8.2 дополните т
КП выделены соответствующими обозначениями.
358
Сверхцикл
Рис. 8.2. Временные диаграммы цикла и сверхцикла
Каждый КИ представляет собой /и-разрядную кодовую труп-
пу, в разрядах Р,, Р2, Рт которой передается закодированная
информация соответствующего канала, а в дополнительных КИ
- кодовые группы СС цикловой синхронизации и СУВ. Обычно
за один цикл передаются СУВ одного или двух каналов. Таким
образом, для передачи СУВ всех N каналов потребуется соответ-
ственно W или N/2 циклов, объединенных в сверхцикл. Такое
объединение циклов в сверхцикл необходимо для организации
нужного числа каналов передачи СУВ и правильного распределе-
ния этих сигналов на приеме. В первом цикле сверхцикла обыч-
но передается СС сверхцикловой синхронизации, а СУВ не пере-
даются. Таким образом, общее число циклов в сверхцикле S на
один больше, чем требуется для передачи СУВ всех каналов.
Скорость передачи группового ИКМ сигнала определяется так-
товой частотой системы: £ = mNofn, где No — общее число каналь-
ных интервалов в цикле, включая канальные интервалы для пере-
дачи СУВ, СС и других служебных сигналов. Так, для системы
передачи И КМ-30, где используется 8-разрядный код, цикл содер-
жит 32 канальных интервала, а / = 8 кГц, получим / — 8-32-8 '
= 2048 кГц. Необходимая скорость и последовательность работы
передающих устройств СП обеспечиваются устройствами ГОпер-
Сформированный ИКМ сигнал представляет собой набор
однополярных двоичных символов, импульсы которых всегд
имеют только одну, например положительную, полярность. 1*Р
передаче по линии такой сигнал подвержен значительным нс
жениям и затуханию. Поэтому перед передачей в линию одн° я
лярный ИКМ сигнал преобразуется в биполярный, удобный
передачи по линейному тракту. Это происходит в преобразова ।
ле кода передачи (ПК1|Ср).
360
В процессе передачи по линии ИКМ сигнал периодически
восстанавливается (регенерируется) с помощью линейных реге-
нераторов.
На приемной станции ИКМ сигнал восстанавливается стаци-
онарным регенератором (РС) и поступает в преобразователь кода
приема (ПК„С), где биполярный сигнал вновь преобразуется в
однополярный. Устройство выделения тактовой частоты (ВТЧ)
выделяет из этого сигнала тактовую частоту, которая использует-
ся для работы ГО1|р. Этим обеспечивается синхронная и синфаз-
ная работа ГО„ер и ГО|1р, причем правильное декодирование и
распределение сигналов по соответствующим телефонным кана-
лам и каналам передачи СУВ обеспечиваются приемником син-
хросигналов (Пр. СС). Устройство разделения (УР) разделяет ко-
довые группы телефонных каналов и каналов СУВ. Приемник
групповых сигналов управления и взаимодействия (Пр. СУВ),
управляемый импульсными последовательностями, поступающи-
ми от ГОпр, распределяет СУВ по своим каналам, а декодер пре-
образует групповой ИКМ сигнал в групповой АИМ сигнал. Ка-
нальные импульсные последовательности, поступающие от ГО||р,
поочередно открывают временные селекторы (ВС) каналов, обес-
печивая выделение отсчетов каждого из каналов из группового
АИМ сигнала. Восстановление исходного (непрерывного) сигна-
ла из последовательности его АИМ отсчетов производится с по-
мощью ФНЧ (см.§ 7.1).
Передача сигналов в обратном направленизз осуществляется
аназогично.
8.2. АМПЛИТУДНО-ИМПУЛЬСНЫЕ модуляторы и временные се-
лекторы
Амплитудно-импульсные модуляторы ЦСП осуществляют дис-
кретизацию аналоговых сигналов в тракте передачи, а временные
селекторы (ВС) распределяют на приеме импульсы группового
АИМ сигнала. В качестве таких устройств применяются быстро-
"-иствующие электронные ключи, управляемые импульсным на-
пряжением. Параметры модуляторов и временных селекторов во
Многом определяют параметры СП в целом и оказывают боль-
шое влияние на уровень шумов.
Проникновение импульсного управляющего напряжения или
•статка на выход модулятора приводит к смещению произволь-
а 1м образом амплитуды импульса АИМ сигнала на входе кодера
<цУВеличению погрешности при выполнении операций квантова-
я и кодирования, что вызывает возрастание шумов в канале.
С врИченик) шумов в канале способствует также проникновение
I на вход ФНЧ тракта приема остатков управляющих им-
361
Рис. 8.3. Последовательно-балансная схема моду,
лятора
пульсов. Мощность остатков управляющих импульсов не должна
превышать 0,001 пикового значения мощности сигнала. Это до-
стигается применением балансовых схем модуляторов и ВС. Тре-
бования к балансировке ВС могут быть несколько снижены, так
как затухание ФНЧ-3,4 в тракте приема на частоте 8 кГц доста-
точно велико.
К амплитудно-импульсным модуляторам и временном селек-
торам предъявляют весьма высокие требования по быстродейст-
вию и линейности амплитудной характеристики в широком диа-
пазоне частот и входных сигналов. От их быстродействия зависит
уровень переходной помехи между каналами, а от линейности
амплитудной характеристики — нелинейных искажений. Если
учесть, что к модуляторам и ВС предъявляются практически оди-
наковые требования, становится понятным, что они не отлича-
ются по схемной реализации.
В качестве электронного ключа можно использовать диодный
мост. Такой диодный мост из VDf, .... VD4 изображен на рис. 8.3.
Управление работой диодов осуществляется с помощью напря-
жения импульсной несущей £/нес. Эта схема является одной из
разновидностей балансных схем модуляторов. Она наиболее
удобна для применения, гак как не требует дифференциальных
трансформаторов. Для обеспечения баланса моста, что исключает
проникновение на выход схемы ключа остатков управляющего
напряжения, необходим подбор диодов по параметрам. На прак-
тике используются интегральные сборки, в которых диолы вы-
полнены на одном кристалле и обладают практически одинако-
выми параметрами.
Рассмотрим другие схемы модуляторов. На рис. 8.4, а прел-
ставлена схема несбалансированного ключа, собранного на тран-
зисторе. При отсутствии управляющего напряжения Ц. транзис-
тор VT закрыт и на сопротивлении нагрузки модулятора Я,, 0
сутствует ток сигнала /с. Появление положительного управ-пЯ^
шего напряжения приводит к снижению внутренн1-
сопротивления транзистора. В результате в нагрузке появляе
ток, вызванный напряжением Uc. В то же время напряжение <
приложенное к базе VT, приводит к появлению в эмиттер
цепи и нагрузке тока импульсной несущей / значительной в» 1
чины.
362
Рис. 8.4. Принципиальные схемы модуляторов на транзисторах
6)
Этот недостаток устранен в схеме сбалансированного ключа
(рис. 8.4, б). Управляющее импульсное напряжение Uy поступает
одновременно на базы VT, и VT2, при этом токи эмиттерных
цепей /у, и /у2 в нагрузке противофазны. Таким образом, в случае
идентичности параметров транзисторов суммарный ток импульс-
ной несущей будет равен нулю. Практически же из-за отличия
параметров VT, и VT2 удается добиться лишь частичного подав-
ления импульсной несущей. Наилучшие результаты достигаются
при единой технологии изготовления VT, и VT2 на одном крис-
талле микросхемы. Поэтому в типовой аппаратуре в качестве ак-
тивных элементов модуляторов и ВС чаще всего используют ин-
тегральные транзисторные сборки.
Сопротивление ключа в открытом состоянии определяется
управляющим током базы /Bv и имеет ярко выраженный мини-
мум. Поэтому резисторами А, и Т?2 (или R3) подбирают такой ток
базы, чтобы обеспечивалось минимально возможное затухание
ключа.
Для выполнения последующих операций квантования и коди-
рования необходимо преобразовать сигнал АИМ-I в АИМ-П,
нри этом длительность последнего должна быть достаточной для
проведения этих операций. В цифровых СП наибольшее распро-
странение получила схема, в которой сигналы АИМ-I всех кана-
лов объединяются в групповой сигнал АИМ-I и преобразование
сигналов АИМ-I в АИМ-П происходит в групповом тракте,
груктурная схема преобразования сигналов АИМ-I в АИМ-П в
РУП новом тракте приведена на рис. 8.5, о, а на рис. 8.5, б приве-
сйь! временные диаграммы, поясняющие работу схемы.
Са,,/'Хема содержит электронные ключи, накопительный конден-
усилители. Ключи Кл, на входе являются
лми модуляторами каналов и включаются
равно числу каналов). Ключ Кл2 работает
И опеРаИ1,онНЬ1е
„^итудно -импульсш
Передне (их число
363
Рис. 8.5. Структурная схема группового АИМ тракта (а) и временные диа-
граммы, поясняющие ее работу (б)
одновременно с Кл, и подключает на короткое время заряда т
накопительный конденсатор С, который заряжается до уровня
амплитуды АИМ сигнала. Ключ Кл2 работает под управлением
напряжения Ц,. Для уменьшения времени заряда конденсатора
усилитель Ус, имеет достаточно малое выходное сопротивление.
Далее ключи Кл, и Кл2 размыкаются. Благодаря высокому
входному сопротивлению усилителя Ус2 обеспечивается практи-
чески постоянное напряжение заряда конденсатора на весь пери-
од квантования и кодирования сигнала. Для подготовки накопи-
тельного конденсатора к следующему отсчету сигнала АИМ-1 он
разряжается на землю. Это производится подачей напряжения Ц,
на Кл,. Длительность импульса АИМ-П будет определяться как
тлим-п=1/(Л^), где fa - частота дискретизации; N ~ число каналов
Реальное время кодирования гкм < гАИМ „ - т,-тр.
Функциональная схема группового тракта АИМ сигнала по-
казана на рис. 8.6. Распределитель канальный (РК), входящий в
состав ГОпер, формирует импульсы управления работой ключей.
В схеме имеется дополнительный ключ Кл4, выполненный на
транзисторной сборке, для разряда на землю элементов группо-
вого тракта сигналов АИМ-1. Он работает одновременно с клю-
чом Кл, разряда накопительного конденсатора. На выходе схемы
два инвертирующих усилителя Ус, и Ус, включены последова-
тельно для получения симметричного сигнала относитетьй
земли. Это позволяет значительно уменьшить влияние помех, и
водимых на вход кодера, и в 2 раза увеличить амплитуду сиин^
Подобная схема используется в системе передачи И КМ-15,
импульсы имеют следующие параметры:
Таим 1=2-5 МКС’ т =1,5 мкс, т=1 мкс, тАИМ „=7,8 мкс. В нек
рых случаях ключ Кл3, показанный на рис. 8.5, а и 8.6 не пр
няется. Это возможно, если время заряда накопительною ° *
денсатора достаточно для полной его перезарядки r ‘"J
364
Рис. 8.6. Функциональная схема группового АИМ тракта
предыдущего сигнала до уровня последующего. Такая схема ис-
пользуется в системе И КМ-30.
8.3. КОДИРУЮЩИЕ И ДЕКОДИРУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Кодеки с линейной шкалой квантования
Кодер с линейной шкалой квантования называется линейным, а
с нелинейной - нелинейным. Аналогичное определение относится и
к декодерам. В цифровых СП с ИКМ применяются кодеры и де-
кодеры (кодеки) с нелинейной шкалой, однако они строятся на
базе кодеков с линейной шкалой квантования. Поэтому рассмот-
рим вначале принцип построения и работу последних.
По принципам действия кодеры делятся на три основные
Фуппы: счетного типа, взвешивающего типа и матричные.
Схема кодера счетного типа показана на рис.8.7, а. Он состо-
ит из преобразователя АИМ - ШИМ, генератора тактовых им-
пульсов (ГТИ), схемы И и двоичного счетчика. Временные диа-
'раммы работы кодера для контрольных точек, указанных на рис.
7’ а, показаны на рис. 8.7, б.
Входной АИМ сигнал поступает на вход преобразователя
ИМ - ШИМ, где отсчеты сигнала преобразуются в последова-
''-тьность импульсов одинаковой амплитуды, но различной лли-
'Ьности (2). Сигнал ШИМ и последовательность коротких им-
• 1Ьс°в от ГТИ (3) поступают на схему И. на выходе которой
ручаются пачки импульсов тактовой частоты (4), причем их
сЛ10 в пачке пропорционально длительности импульсов ШИМ,
ймц ,!ательн°. амплитуд отсчета кодируемого сигнала. Пачки
^Ульсов поступают на двоичный счетчик, который определяет
° импульсов, входящих в пачку. На рис. 8.7, а показан четы-
365
Рис. 8.7. Функциональная схема (а) и временные диаграммы работы (б, в)
кодера счетного типа
рехразрядый счетчик. Результат подсчета устанавливается на ко-
довых выходах счетчика, что и является кодовой комбинацией.
Импульсы сброса (5) возвращают счетчик в исходное состояние
после формирования каждой кодовой группы. Считывание дво-
ичной последовательности происходит в параллельном коде.
Временные диаграммы работы счетчика показаны на рис. 8.7, в
при поступлении на вход счетчика последовательности из 13 им-
пульсов. Первый триггер после окончания счета остается в со-
стоянии 1; второй триггер, запускаемый спадами импульсов, по-
ступающих с первого триггера, - в состоянии 0. По окончании
счета выходы (?3 и (?4 третьего и четвертого триггеров остаются в
состоянии 1, выход Q4 четвертого триггера является старшим
разрядом. Результирующая двоичная комбинация, считываемая
со счетчика, имеет вид 1101, что является двоичным кодом числа
13, так как 13= 1-2° + 0 21 + 1-22 + 1-23.
Основная погрешность работы кодера счетного типа обуслов-
лена нелинейностью преобразования АИМ — ШИМ и частотой
ГТИ. Быстродействие кодера данного типа ограничивается ско-
ростью работы двоичного счетчика, поэтому они применяются
редко.
Наиболее просто двоичное кодирование осуществляется в
дерах взвешивающего типа. Принцип работы таких кодеров за
ключается в уравновешивании кодируемых отсчетов эталонны'
токами или просто эталонами с определенными весами (знач
366
ниями). Кодирование в этом случае можно представить как про-
цесс поэтапного взвешивания на чашечных весах, снабженных
указателями ’’больше - меньше”. На одну чашу весов помещает-
ся кодируемый отсчет, а на другую последовательно устанавлива-
ют эталоны (гири), начиная с эталона наибольшего веса. На
каждом из этапов (тактов) взвешивания по указателю ’’больше —
меньше” принимают соответствующее решение: если отсчет тя-
желее эталона, то последний оставляют на чаше весов и добавля-
ют эталон следующего меньшего веса. В противном случае пер-
вый эталон снимают и устанавливают эталон меньшего веса.
Очевидно, что по окончании взвешивания отсчет будет уравнове-
шен эталонами, сумма которых с точностью до эталона наимень-
шего веса будет равна ’’весу” отсчета. Значение эталона наимень-
шего веса и будет максимально возможной ошибкой квантова-
ния Если результат каждого из этапов взвешивания записать, от-
мечая единицей оставления эталона на чаше весов, а нулем его
снятие, то после взвешивания получим запись ’’веса” отсчета в
двоичном коде.
Процесс декодирования (восстановление передаваемой амп-
литуды отсчета) при этом может быть представлен как суммиро-
вание эталонов "гирь” с весовыми значениями тех разрядов, где
в кодовой комбинации имеются единицы.
Принцип построения кодера с линейной характеристикой
квантования показан на рис. 8.8. Для упрощения работы рас-
смотрим кодирование однополярных положительных импульсов
при использовании 7-разрядного кода. Кодер содержит компара-
тор (К), генератор эталонных токов (ГЭТ), логическое устройст-
во (Л У), преобразователь кода (ПК).
Компаратор (указатель "больше - меньше”) определяет знак
ности 4
где /с - амплитуда тока колируемого сигнала
Вх.АИМ сигнал
ис. 8.8 Струк-
»Ная схема ли-
тейного кодера
п'вшивающего
тля олнопо-
“н°го сигнала
367
(отсчета); /эт - сумма эталонных токов. Если в момент такта ко-
дирования эта разность положительная, т. е. /с > /1Т, то на выходе
компаратора (точка 3) формируется 0 (пробел), в противном слу-
чае, т. е. при /с</эт, формируется 1 (импульс).
Логическое устройство служит для записи решений компара-
тора после каждого такта кодирования и управления работой
ключей Кл, - Кл7. Преобразователь кода преобразует параллель-
ный код в последовательный, формируя выходной ИКМ сигнал
Управление работой узлов кодера осуществляется сигналами, по-
ступающими от ГОпер
Примем шаг линейного квантования 6, тогда значение эта-
лонных токов будет 6, 26, 48,2”’18, где т — разность кодовой
комбинации. Структура кодовой группы формируется на выходах
/, 2, т ЛУ. На рис. 8.8 показано формирование кодовой груп-
пы при т = 7. Перед началом кодирования все выходы ЛУ уста-
навливаются в состояние 0. В моменты, предшествующие такту
кодирования, выходы Л У последовательно, начиная с первого,
переводятся в состояние 1. Компаратор это состояние сохраняет^
если в момент такта кодирования на его выходе формируется О,
если на выходе компаратора формируется 1, выход ЛУ перево-
дится в 0. Состояние выхода Л У, отмеченное как 1, означает за-
мыкание соответствующего ключа или подключение эталонного
тока определенного веса в точку суммирования эталонных токов
(вход 2 компаратора). Состояние 1 первого выхода ЛУ замыкает
Кл,, второго выхода — Кл2, ..., седьмого выхода — Кл7.
Работу кодера можно пояснить на примере кодирования по-
ложительного отсчета с амплитудой /с = 105,38. Использование
7-разрядной кодовой группы позволяет закодировать до 128
уровней. Для этого используется семь эталонных токов с услов-
ными весами 8, 28, 48, ..., 648 (см. рис. 8.8).
Кодируемый отсчет /с подается на первый вход (/) компара-
тора, цикл кодирования начинается с установки первого выхода
ЛУ в состоянии 1 или замыкания ключа Кл,. Поскольку разность
/с/л>0, то в первом такте кодирования на выходе компаратор3
формируется 0, состояние 1 первого выхода ЛУ сохраняется и в
него переводится второй выход ЛУ. В результате суммарное зна-
чение эталонных токов перед началом второго такта становится
равным 968. Несмотря на увеличение эталонного тока, неравен
ство /с>/эт сохраняется. Поэтому во втором такте на вых0-3
компаратора опять будет сформирован 0, состояние второго вЫ
хода ЛУ сохранится, а третий выход ЛУ будет переведен в С°Я
яние 1. В результате суммарное значение эталонных токов пер^
началом третьего такта станет равным 112 8. Это превысит зн'
368
ние амплитуды кодируемого отсчета /с-/эт < 0. и в третьем такте
кодирования на выходе компаратора будет сформирован 1 При
записи в ЛУ состояние третьего выхода изменится с I до 0, разо-
мкнется ключ Кл3 и отключит ток 16 5. а выход 4 переведет в со-
стояние 1. Теперь сумма эталонных токов равна 104
6(64 + 32 + 8), что меньше значения /с, т. е. в четвертом такте на
выходе компаратора будет сформирован 0. В пятом — седьмом
тактах кодирования будут последовательно подключаться эталон-
ные токи 45, 25, 5 . Последовательность решений компаратора в
процессе кодирования /с представлена на рис. 8.8 комбинацией
двоичных символов 0010110.
По окончании седьмого такта кодирования на выходах Л У
формируется комбинация 1101001, представляющая в параллель-
ном 7-разрядном двоичном коде величину кодируемого отсчета
105 5. Как легко определить, ошибка квантования в этом случае
будет равна 0,3 5. По мере формирования кодовой комбинации
ПК преобразует ее в последовательность двоичных символов,
представляющих собой выходной сигнал кодера. После кодиро-
вания сигналы, поступающие от ГОпер переводят узлы кодера в
исходное состояние, подготавливая его к кодированию следую-
щего отсчета.
Рис. 8.9. Структурная схема линейного кодера взвешивающего
типа для двухполярного сигнала
369
Рассмотрим построение кодера при кодировании двухполяр-
ных сигналов (рис. 8.9). В этом случае потребуется ГЭТ, форми-
рующий эталонные токи для кодирования как положительных,
так и отрицательных значений амплитуды отсчета. При необхо-
димости кодирования 128 положительных и 128 отрицательных
уровней потребуется 8-разрядная кодовая комбинация, причем
первый разряд будет кодировать полярность сигнала.
При той же логике работы компаратора, что и в случае коди-
рования однополярных сигналов, возникает следующая ситуация.
Кодируя /с = 105,38 и сравнивая с первым эталоном 648, получа-
ем 105,38 - 648 > 0. Данный эталон остается включенным. Срав-
нивая теперь /с = - 105,38 с первым эталоном -648, получа-
ем - 105,38 - (- 648) < 0. Эталон при этом выключается. Для уст-
ранения указанного недостатка при кодировании отрицательных
значений амплитуды отсчетов на выходе компаратора включается
инвертор DD1, и значения сигналов на выходе компаратора
будут инвертироваться.
Для примера рассмотрим работу кодера при кодировании от-
счета с отрицательной амплитудой 1С = - 105,38. Кодируемый
отсчет подается на первый вход (/) компаратора, а цикл начина-
ется с установки первого выхода ЛУ в состояние 1. В этом случае
замыкается ключ Кл+ источника положительных эталонных
токов (напомним, что выходы 2—8 ЛУ находятся в состоянии О,
т. е. Кл, - Кл7 и Кл, - Кл7 разомкнуты, на втором входе компа-
ратора имеем = 0). Поскольку отсчет имеет отрицательную
полярность, т. е. /с < 0, то в первом такте кодирования на выходе
компаратора будет сформирована 1 и первый выход ЛУ перейдет
в состояние 0. При этом Кл разомкнется, а через инвертор DD2
включится Кл и изменится положение ключа Кл.К на выходе
компаратора, т. е. к выходу компаратора подключится инвертор
DD1.
Таким образом, согласно полярности амплитуды входного
сигнала включен ГЭТ отрицательных эталонных токов и схема
готова к следующим этапам кодирования, для чего переводится в
состояние 1 второй выход ЛУ. На этом первый этап определени
и кодирования полярности отсчета заканчивается.
Перевод в состояние I второго выхода ЛУ обеспечивает по
ключение через Кл/ эталонного тока -648 в точку суммирова
этапов (Вх.2 компаратора). Во втором такте кодирования KoM^g
ратор определяет знак разности между 1С = - 105,38 и !„ = '
Поскольку /с-/эт< 0. то на выходе компаратора формируется ’
на выходе инвертора DD1 будет 0 и эталонный ток -648 ос я
включенным. Аналогично пройдут и другие этапы кодиров а
Последовательность решений компаратора в процессе кодг Р 1
370
Вх ИКМ сигнал
Рис. 8.10. Структурная схема линейного декодера
ния /с представлена на рис. 8.9 в точке 4 комбинацией двоичных
символов 10010110 (напомним, что левый символ 1 этой комби-
нации прошел с выхода компаратора до включения инвертора).
По окончании восьмого этапа кодирования на выходах ЛУ будет
сформулирована комбинация 01101001, представляющая в 8-раз-
рядном симметричном двоичном коде значение амплитуды от-
счета - 1058. Управляют работой кодера импульсы, поступающие
от ГО .
лер*
Принцип построения линейного декодера для восстановления
пвухполярного сигнала показан на рис. 8.10.
Декодирование ведется в порядке, обратном процессу коди-
рования. Вначале 8-разрядная кодовая группа принятого ИКМ
'-игнала с помощью ПК преобразуется в параллельную кодовую
группу символов, которая формируется на выходах /- 8 ПК. В
соответствии с принятой кодовой комбинацией ЛУ вырабатывает
ИЕНФ1Ь1 управления, включающие ключи эталонных токов соот-
**ствующих разрядов. Включаются ключи тех разрядов, где на
ходе Л У имеется I. В симметричном двоичном коде первый
3Ряд определяет полярность источника эталонных токов. В
случае 1 включает положительный источник эталонных
оц +£ а q через инверГОр включает отрицательный источник
’«иных токов — Е.
в(1Ц[ а РИс- 8.10 показан пример декодирования кодовой комби-
01101001 При кодировании замыкаются ключи Кл , Кл(,
и Кл7 и формируется суммарный эталонный ток отрица-
°ii полярности величиной 1058.
371
Рис. 8.11. Амплитудная ха-
рактеристика квантования
линейного кодека
Кодеры и декодеры с равномерным шагом квантования
имеют реальную характеристику квантования, показанную на
рис. 8.11. Можно отметить неравномерность характеристики в
начале координат, точнее на первых ступеньках в положительной
и отрицательной областях характеристики. Это приводит к от-
клонению реальной характеристики от идеальной, представляю-
щей собой прямую линию, проходящую через начало координат.
Обработка сигнала с такой характеристикой квантования вызы-
вает его дополнительные искажения. Для уменьшения этих иска-
жений при декодировании значение амплитуды отсчета положи-
тельной и отрицательной полярностей увеличивается дополни-
тельно на половину шага квантования. Для этого в реальных де-
кодерах используются дополнительные эталонные токи со
значениями 0,58 и -0,5 8, что равносильно смещению характе-
ристики в положительной области вверх, а в отрицательной об-
ласти — вниз на половину шага квантования.
Кодеки с нелинейной шкалой квантования
Необходимое качество передачи сигналов, как отмечалось в
§ 7.2, достигается при выполнении квантования с неравномерно1*
шкалой. Построение такой квантующей характеристики может
осуществляться различными методами. Один из них - это при*
менение аналогового компандера в сочетании с линейным к<”^
ром и декодером. В СП с ИКМ вместо плавной амплитудной ха-
рактеристики, которую имеют аналоговые компандеры. HP”*
няются сегментные характеристики. Они представляют собой ю
сочно-ломаную аппроксимацию плавных характеристик.
372
АдЫХ
l/ntix
Рис. 8.12. Характеристика компрессии типа А-87,6/13
которой изменение крутизны происходит дискретными ступеня-
ми Наибольшее распространение получила сегментная характе-
р (стика типа А-87,6/13, где аппроксимация ло!арифмической ха-
рактеристики компрессирования производится по так называе-
мому A-закону, соответствующему выражениям
I lw/I/пах I । • ,, ....
— 1М при I '/»;
-------------- при \/А
здесь А - 87,6 - коэффициент компрессии, а сама характеристи-
* строится из 13 cei ментов. Такая характеристика показана на
₽Ис 8.12. Она содержит в положительной области cei менты С, -
находящиеся между точками (узлами) 0-1, 1 - 2, , 7 - 8.
Аналогичным образом строится характеристика для отрица-
^ьнои области значений входного сигнала. Четыре централь-
сегмента (два в положительной и два в отрицательной об-
объединяются в один центральный сегмент поэтому
Ха-.ее число сегментов на двухполярной характеристике равно 13.
С*ЛЬ1И ит 16 сегментов характеристики сотержит по 16 шагов
Неи) квантования, а общее число уровней равно 256, из них
р Положительных и 128 отрицательных.
373
Каждый сегмент начинается с определенного эталона, назы-
ваемого основным. Эти эталоны на рис. 8.12 указаны в начале
каждого сегмента. Шаг квантования внутри каждого сегмента
равномерный, а при переходе от одного к другому сегменту из-
меняется в 2 раза, начиная с центрального сегмента, куда входят
С, и С2. Значения основных и дополнительных эталонов шагов
квантования даны в табл. 8.1.
Табл и ца 8.1
Номер сег- мента Кодовая комбинация номера сегмента Эталонные сигналы 1 Шаг квантования Эталонные сигналы коррекции
основной дополнительные
1 ООО — 8 4 2 1 1 0,5
2 001 16 8 4 2 1 1 0,5
3 010 32 16 8 4 2 2 1
4 он 64 32 16 8 4 4 2
5 100 128 64 32 16 8 8 4
6 101 256 128 64 32 16 16 8
7 но 512 256 128 64 32 32 16
8 111 1024 512 256 128 64 64 32 L_J
Все эталонные значения в табл. 8.1 приведены в условных
единицах по отношению к минимальному шагу квантования. Со-
четание дополнительных эталонов позволяет получить любой из
16 уровней квантования в данном сегменте. При изменении шага
квантования изменяется крутизна характеристики. Изменение
крутизны происходит в точках (узлах) характеристики. Четыре
центральных сегмента (два в положительной и два в отрицатель-
ной областях характеристики) имеют одинаковую крутизну и
равные шаги квантования. При таком построении характеристи*
ки минимальный шаг квантования 8тй будет в сегментах С, и Ч>
а максимальный 8ти - в сегменте С8. Причем отношение 8т1ОА*
составляет 26 или 64. Это значение примерно характеризует пара
метр сжатия для сегментной характеристики компандировано
или параметр А. Точное значение данного параметра для неПр я
рывной характеристики типа А определяется из выра*е
А/(1 + 1пЛ) = 2" где ис-число сегментов; при числе сегМеН
тов пс = 8 имеем А = 87,6. Qlie-
Эффективность рассмотренной характеристики можно и
нить визуально, если обратить внимание на то, что 112 УР° 1
374
из 128 используются для квантования сигналов, амплитуда кото-
рых не превышает половины максимальной, 64 уровня - для
квантования сигналов, амплитуда которых не превышает 6,2 %
максимальной.
Рассмотрим особенности этапов кодирования и декодирования
ситалов при нелинейной характеристике квантования. В случае
сегментной характеристики компрессии типа А-87,6/13 для кодиро-
вания абсолютных величиноот^чеуов(необходимо 11 эталонов с ус-
ловными весами, равным 2 , 2 , 2 , 2 , 2 усл. ед., или 1, 2, 4, 8,
.... 1024 усл. ед. При линейном кодировании такая характеристика
эквивалентна характеристике квантования с 2048 уровнями. Для
кодирования 2048 положительных и 2048 отрицательных уровней
потребуется 12-разрядная кодовая группа. При нелинейном коди-
ровании для обеспечения такой же защищенности А ы > 25 дБ по-
требуются 128 положительных и 128 отрицательных уровней, а ко-
довая группа должна быть 8-разрядной.
Кодирование осуществляется за восемь тактов и включает три
основных этапа, на которых определяется и кодируется:
полярность входного сигнала;
номер сегмента, в котором заключен кодируемый отсчет;
номер уровня квантования сегмента, в зоне которого заклю-
чена амплитуда кодируемого отсчета.
Первый этап кодирования осуществляется за первый такт,
второй этап - за второй — четвертый такты, третий этап — за
пятый - восьмой такты кодирования.
Работа кодера на первом этапе при определении и кодирова-
нии полярности отсчета не отличается от работы линейного ко-
дера. На втором этапе определяется и кодируется узел характе-
ристики, определяющей начало сегмента, в котором находится
амплитуда кодируемого отсчета, например: узла 0, если отсчет
находится в сегменте /; узла /, если отсчет находится в сегменте
узла 2, если отсчет находится в сегменте 3, и т. д. Для этого
выбирается алгоритм работы, обеспечивающий определение узла
'арактеристики за три такта кодирования. В первом такте коди-
рования амплитуда отсчета /с сравнивается с эталонным током
Если /t > то это означает, что /с находится в сегментах
~ характеристики, и вместо тока /эт4 включается ток 7^. Если
.Ри сравнении окажется, что /с < /эг4, то это означает нахождение
|₽ сегментах 1-4 характеристики, и вместо тока /зг4 включает-
рцт°к Ari- Далее в зависимости от результата сравнения на вто-
этапе кодирования включается, если /с > 7^, ток 7л7 или,
4 < Art’ - ток 7эт5. Аналогично подбираются эталоны, если
к «Ром этапе был включен 7эт2. Результат сравнения в третьем
Ж. Кже кодирования позволяет окончательно выбрать номер
375
узла характеристики, определяющий начало сегмента. Результат
представляется двоичной кодовой комбинацией, занимающей
разряды 2 — 4 кодовой группы. Кодовые комбинации номера сег-
мента даны в табл. 8.1.
На третьем этапе определяется и кодируется номер уровня
квантования внутри выбранного сегмента, в зоне которого нахо-
дится амплитуда кодируемого отсчета. Необходимо напомнить,
что число шагов квантования внутри сегмента равно 16, шаг
квантования равномерный и равен 8С, причем для каждого сег-
мента свой. Третий этап осуществляется за четыре такта методом
линейного кодирования. При кодировании в дополнение к ос-
новному эталону, определяющему начало сегмента, подключают-
ся дополнительные эталоны с весами 88С,48С,28С,8С (см. табл. 8.1).
В результате сравнения определяется номер уровня квантования,
в зоне которого находится амплитуда отсчета.
Итак, после выполнения указанных операций получается 8-
разрядная кодовая комбинация двоичных символов, 1-й разряд
которой указывает полярность кодируемого отсчета, (2 - 4)-й
разряды - номер сегмента узла характеристики компрессии; (5 -
8)-й разряды — номер шага квантования внутри того сегмента, в
зоне которого заключена амплитуда кодируемого отсчета. Напри-
мер, кодовая комбинация двоичных символов ИОНОЮ означает,
что кодированию подлежит отсчет положительной полярности,
амплитуда которого находится в сегменте 6 и заключена в зоне
10-го уровня квантования этого сегмента, на характеристике
компрессии соответствует сигналу с амплитудой в зоне 90-го
уровня квантования.
При декодировании осуществляется обратное цифро-аналого-
вое преобразование. Характеристика экспандирования нелиней-
ного декодера должна быть обратной характеристике компрессии
нелинейного кодера (рис. 8.13).
Входным сигналом декодера является 8-разрядная кодовая
группа, несущая информацию о полярности и величине отсчета.
В соответствии со структурой принятой кодовой комбинаии
цифровые ЛУ выбирают основной эталцн, соответствующий на-
чалу сегмента, и необходимые дополнительные эталоны, суммаР
ный ток которых определяет величину кодируемого АИМ сИГЯ
ла. Например, при декодировании комбинации двоичных сим®4
лов 11011010 будут включены источник эталонных токов
жительной полярности и эталонные токи с весами, РавНВу и
основному эталону узла 6, который равен 256 усл. ед., ^Р0'
четвертому дополнительным эталонам сегмента 6, что в СГ I
составит 256 + 128 + 32 = 416 усл. ед. 1)СТц
Учитывая особенности построения нелинейной характер м
ки квантования декодера, которая аналогична рассмотр j
376
0,125
пгт №62
0
Iвыкатах
1,0
0,5
C7
0,25
10206
5126
16 32 i/8 69 ВО 96 112 128
Уровни декодера
Рис. 8.13. Характеристика экспандирования типа А-87,6/13
ранее характеристикам линейного декодера (см. рис. 8.11), для
уменьшения искажений при декодировании используется еще
один 12-й эталон. Значение этого эталона для каждого сегмента
свое и равно половине шага квантования в данном сегменте.
Эталоны коррекции приведены в табл. 8.1.
Принцип построения нелинейного кодера взвешивающего
™па с цифровой компрессией эталонов ясен из рис. 8.14. Кодер
‘^Держит компаратор (К), блок выбора и коммутации эталонных
Й0В (БКЭ), генератор положительных (ГЭТ,) и отрицательных
ЭТ2) эталонных токов, компрессирующих логику (КЛ), цифро-
I De РегистР (UP) и преобразователь кода (ПК). Компаратор оп-
Раделяет знак разности между амплитудами токов кодируемого
Чета /с и эталона /эт. Принцип работы компаратора при оцен-
I т*,Мпульсов положительной и отрицательной полярностей опи-
Ранее. Генератор эталонов формирует полярность и значения
I ’’мь Н0П’ постРоению он аналогичен ГЭТ линейного кодера,
I Число формируемых эталонов равно 11, а значения этих
I Нов Равны 1, 2, 4, ..., 1024 усл. ед. Цифровой регистр слу-
Iзаписи решений компаратора после каждого такта коди-
I **)ст11Ия и Формирования структуры кодовой группы. В зависи-
t От решений компаратора ЦР выбирает полярность ГЭТ и
377
0’ ronep or гопер
Рис. 8.14. Структурная схема нели-
нейного кодера
управляет работой КЛ. По мере образования кодовой комбина-
ции формирователь считывает состояние выходов 1—8 ЦР, пре-
образует параллельный код в последовательный. Работой узлов
кодера управляет устройство ГО .
Принцип работы нелинейного кодера во многом аналогичен
работе линейного. Поясним работу нелинейного кодера на при-
мере кодирования отсчета положительной полярности с амплиту-
дой, равной 0,2 1т, что равно примерно 410 уел. ед.
В исходном положении выходы 1-8 ЦР находятся в состоя-
нии 0, ГЭТ отключены и /эт = 0. Кодируемый отсчет /с подается
на вход / компаратора. В момент, предшествующий первому
такту кодирования, выход / ЦР переводится в состояние 1, чем
включается ГЭТ, положительной полярности. Ток /Э1 = 0, а /с > 0.
поэтому на выходе компаратора (точка 3) в первом такте кодиро-
вания будет сформирован 0, и состояние 1 первого выхода ЦР
сохранится. На этом заканчивается первый этап, в котором уста-
навливается и кодируется полярность отсчета.
Второй этап кодирования - определение и кодирование но-
мера сегмента, в котором заключена амплитуда отсчета, начина-
ется с того, что в состояние 1 переводится выход 2 ЦР и на вход
2 компаратора подается /л4 величиной 128 уел. ед. (узел 4 харак-
теристики компрессии). Поскольку в этом случае /с> 1„, в° вт0"
ром такте кодирования на выходе компаратора будет сформиро
ван 0, и состояние 1 второго выхода ЦР сохранится Далее эт
лон 128 усл. ел. снимается и в состояние 1 переводится выход
ЦР, в результате чего на вход 2 компаратора вместо /л пода*5*
величиной 512 усл. ед. В этом случае IL < /эт, поэтому в Т|К
378
тьем такте кодирования на выходе компаратора будет сформиро-
вана 1, которая изменит состояние выхода 3 ЦР с 1 на 0. В со-
стояние 1 переводится выход 4 ЦР и на вход 4 компаратора
вместо /эт6 подается /эт5 величиной 256 усл. ед. Так как /с> /,т5, то
в четвертом такте кодирования на выходе компаратора будет 0, и
состояние выхода 4 ЦР сохранится. Итак, по окончании второго
этапа кодирования выходы 2—4 ЦР будут отмечены состоянием
101 соответственно, что в двоичном коде определяет номер узла
(сегмента), в пределах которого находится амплитуда кодируемо-
го отсчета - узел 5 (сегмента С5).
Третий этап кодирования - определение и кодирование номе-
ра уровня квантования сегмента, в пределах которого находится
амплитуда отсчета /с. Таких уровней квантования в пределах
каждого сегмента 16, и все они могут быть получены с помощью
дополнительных эталонных значений (см. табл. 8.1).
Для данного примера, когда /с находится в сегменте С6, ис-
пользуются дополнительные эталонные значения 128, 64, 32, 16
усл. ед., а шаг квантования равен 16 усл. ед. В начале третьего
этапа кодирования в состояние 1 переводится выход 5 ЦР и к
эталонному току 256 усл. ед. добавляется эталонный ток 128 усл.
ед. Суммарный ток на входе 2 компаратора в этом случае соста-
вит 384 усл. ед. Поскольку при этом /с > /эт, в пятом такте коди-
рования на выходе компаратора будет 0 и состояние 1 на выходе
5 ЦР сохранится.
В состояние 1 переводится выход 6 ЦР. и к эталонным токам
384 усл. ед. прибавляется эталонный ток 64 усл. ед. Суммарное
значение эталонного тока на входе 2 компаратора составит 448
Усл. ед., что больше /с. Решение компаратора в шестом такте ко-
дирования будет 1, и состояние выхода 6 ЦР изменится с 1 на 0,
что означает отключение эталонного тока 64 усл. ед. В состояние
1 переводится выход 7 ЦР и к эталонному току 384 усл. ед. доба-
вится эталонный ток 32 усл. ед. Суммарное значение эталонного
тока на входе 2 компаратора станет равным 416 усл. ед., что
больше /с. Поэтому в седьмом такте кодирования на выходе ком-
ПаРатора будет 1 и состояние выхода 7 ЦР изменится с 1 на 0. т. е.
отключится эталонный ток 32 усл. ед. Наконец, в состояние 1
ерейдет выход 8 ЦР и к эталонному току 384 усл. ед. добавится
^алойный ток 16 усл. ед. Суммарное значение эталонного тока
входе 2 компаратора станет равным 400 усл. ед. Очевидно, что
*Дением компаратора в восьмом такте кодирования будет 0 и
треТояНие * выхода 8 сохранится. Таким образом, по окончании
А|сУГ° этапа кодирования выходы 5 — 8 ЦР будут иметь состоя-
1001, что в двоичном коде указывает на 9-й уровень кванто-
И5), находящийся в сегменте С6.
379
Итак, отсчет с амплитудой 0,2 /„, (410 усл. ед.) закодирован 8-
разрядной кодовой комбинацией 11011001, указывающей, что
кодируемый отсчет имеет положительную полярность, находится
в зоне 89-го уровня квантования и имеет вес 400 усл. ел. Нетруд,
но заметить, что в данном случае ошибка квантования составила
10 усл. ед. По мере завершения тактов кодирования ПК считыва-
ет состояние выходов 1-8 ЦР, преобразуя параллельный код в
последовател ьн ы й.
Декодер осуществляет цифро-аналоговое преобразование
кодовых групп сигнала ИКМ в АИМ сигнал, т. е. в отсчеты
нужной полярности и амплитуды. Принцип построения нели-
нейного декодера взвешивающего типа с цифровым экспанди-
рованием эталонов ясен из рис. 8.15. Декодер содержит циф-
ровой регистр (ЦР), блок экспандирующей логики (ЭЛ), блок
выбора и коммутации эталонных токов (БКЭ) и два генератора
эталонных токов положительной (ГЭТ|) и отрицательной
(ГЭТ2) полярностей.
Восьмиразрядная кодовая группа принятою ИКМ сигнала за-
писывается в ЦР, формируясь на его выходах 1 — 8 в виде па-
раллельного 8-разрядного двоичного кода. Первый разряд этой
кодовой комбинации определяет полярность включаемого ГЭТ, а
(2 - 8)-й разряды — номер сегмента и уровень квантования на ха-
рактеристике экспандирования. В соответствии с принятой кодо-
вой комбинацией включаются соответствующие эталоны, от сум-
марного тока которых зависит величина (амплитуда) декодиро-
ванного отсчета АИМ сигнала. Так, при декодировании кодовой
комбинации 11011001 включаются ГЭТ( и ключи эталонных
токов 256, 128, 16 с суммарным значением 400 усл. ед.
Рис К15. Структурная схема
него декодера
нел
380
Как отмечалось ранее, для уменьшения искажений при деко-
дировании используется еще 12-й корректирующий эталон, рав-
ный значению 0,5 шага квантования сегмента. Для данного при-
мера корректирующий эталонный ток равен 8 усл. ед. и общее
суммарное значение токов составит 408 усл. ед.
8.4. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ
Общие принципы построения генераторного оборудования
Генераторное оборудование ЦСП вырабатывает определенный
набор импульсных последовательностей, которые используются для
управления функциональными узлами аппаратуры и синхрониза-
ции соответствующих узлов оконечных и промежуточных станций,
а также определяют порядок и скорость обработки сигналов в трак-
тах передачи и приема. Структурная схема ГО во многом зависит
от принципов формирования группового ИКМ сигнала и места
конкретной системы в типовой иерархии ЦСП.
Рассмотрим построение ГО первичной ЦСП (рис. 8.16).
Структура управляющих сигналов, вырабатываемых ГО, опреде-
ляется структурами цикла и сверхцикла передачи. Принцип фор-
мирования цикла и сверхцикла описан в §8.1, где показано, что
тактовая частота первичной ЦСП / = 2048 кГц. Так как каждый
символ цифрового потока занимает половину тактового интерва-
ia. то нужна последовательность импульсов с частотой следова-
ния / и скважностью q = 2. Все остальные управляющие им-
пульсные последовательности могут быть сформированы путем
Мления тактовой частоты.
На выходе задающего генератора (ЗГ) формируется гармони-
ческий высокосгабильный сигнал с частотой, обычно равной или
кратной fv Формирователь тактовой последовательности (ФТП)
'Срабатывает основную импульсную последовательность с часто-
следования /г. Импульсы тактовой последовательности ис-
пользуются при выполнении операций кодирования и декодиро-
«ния, формировании и обработке линейного сигнала.
«Установка по сверхциклу>
Рис. 8.16. Структурная схема ГО первичной ЦСП
381
Распределитель разрядный (РР) формирует т импульсных пос-
ледовательностей (Р|, Р2, ..., Рт). Число разрядных импульсов,
формируемых РР, равно числу разрядов в кодовой комбинации^
а частота их следования (при т = 8) fp = fjm = 256 кГц. Эти им-
пульсные последовательности используются для правильного оп-
ределения каждого разряда комбинации, при выполнении опера-
ций кодирования и декодирования, а также при формировании
группового цифрового сигнала, когда необходимо выделить вре-
менные интервалы для передачи соответствующих позиций син-
хроимпульса, СУВ, служебных сигналов.
Распределитель канальный (РК) формирует управляющие ка-
нальные импульсные последовательности КИ0, КИР ..., КИЛ, где
No — общее число канальных интервалов в цикле. Частота следо-
вания КИ равна частоте дискретизации. При числе КИ, равном
32, /к = fp/N0 = 8 кГц. Если импульсы применяются для фикса-
ции КИ в групповом ИКМ сигнале, то их длительность должна
равняться длительности КИ. При использовании этих импульсов
дня управления ключевыми устройствами, формирующими АИМ
сигнал на передаче, и распределения группового АИМ сигнала
по каналам на приеме их длительность должна быть меньше.
Распределитель цикловой (РЦ) служит для формирования цик-
ловых импульсных последовательностей Цо, 1Ц, ..., Us-i где
число циклов в сверхцикле. При s = 16 частота следования одно-
именных цикловых импульсов/, = fjs = 8000/16 = 500 Гц.
С целью обеспечения синхронной и синфазной работы пере-
дающей и приемной станций в ГО приемной станции вместо ЗГ
используется ВТЧ системы устройств тактовой синхронизации.
Для подстройки ГОпр по циклам и сверхциклам используются
сигналы "Установка по циклу” и ’’Установка по сверхциклу”- В
ГОпр по сигналу ’’Установка по циклу” РР начинает работать с
первого разряда, РК - с первого КИ, а по сигналу ’’Установка по
сверхциклу” РЦ начинает работать с нулевого цикла.
Временные диаграммы, представленные на рис. 8.17, поясня-
ют формирование импульсных последовательностей на выходах
РР, РК, РЦ (см. рис. 8.16). В данном случае имеем 8-разряднь|И
код, No канальных интервалов в цикле и s циклов в сверхцикле-
На вход РР тактовые импульсы поступают с частотой fr
пределитель формирует восемь разрядных импульсов Р
Каждый разрядный импульс сдвинут относительно следую111^
на тактовый интервал. Интервал следования одноименных Р _
рядных импульсов 7р = 8Тт. На рис. 8.17, а показано положе
импульсных последовательностей Рх — Р* относительно таКТ^оР.
Из любой последовательности Р„, (например, Р,) можно сф
382
Рис. 8.17. Временные диаграммы формирования импульсных последова-
тельностей на выходах ГО
'Ровать управляющие последовательности КИ0, КИ,, КИ2, ...,
, определяющие границы КИ и их временное положение. Рас-
"^жение КИ относительно Р, - Рк и / также видно из рис. 8.17, а.
'Ии”а РИС‘ S-'S’ 6 показано расположение импульсов управляю-
ПослеДовательносзей Ц, и Ц1 относительно последователь-
' Гей КИ(|, .... KHV, а на рис. 8.17, в - взаимное расположение
* «... Ц
ч «-у .
383
Задающие генераторы
К задающим генераторам ЦСП не предъявляются такие высо-
кие требования по стабильное™ частоты и форме выходного
сигнала, как к ЗГ аналоговых СП. В то же время они должны
иметь возможность перестраивать частоту в определенных преде-
лах. Выполнение противоречивых требований обеспечения ста-
бильности частоты ЗГ (в режиме автогенератора) и реализации
определенной перестройки учитывается при выборе соответст-
вующей схемы ЗГ. В соответствии с рекомендациями МККТТ
относительная нестабильность частоты ЗГ должна быть не хуже
10 5, поэтому в ЗГ используется кварцевая стабилизация частоты.
В низкоскоростных ЦСП с целью упрощения схемы ЗГ не
применяют перестраиваемые автогенераторы. В таких случаях
схема ЗГ легко реализуется на основе логических инверторов
(рис. 8.18). Резистор R обеспечивает перевод элементов DD„
DD2 в активный режим, ФТП - формирование прямоугольных
импульсов с частотой следования, равной тактовой, конденсатор
С, включенный последовательно с кварцем Q, — подстройку час-
тоты. При внешней синхронизации ГО тактовая последователь-
ность от внешнего источника поступает в схему ГО через пере-
ключатель 5, при этом собственный ЗГ отключается.
Учитывая, что ЗГ должен работать в режиме как автогенера-
ции, так и внешнего управления частотой в схеме предусматри-
вается возможность переключения режимов. На рис. 8.19 пред-
ставлена схема ЗГ, состоящая из автогенератора с кварцевым ре-
зонатором и схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), в
которую входят фазовый детектор (ФД), ФНЧ и усилитель по-
стоянного тока (УПТ), формирующий ток управления частотой
ЗГ. В режиме автогенерации устанавливаются перемычки 1 — 2, 4 —
6, а в режиме внешней подстройки частоты - перемычки 2 - 3, 4 -
6, 7 — 8, при этом в работу включается схема ФАПЧ, которая
сравнивает фазы внешней частоты синхронизации и собственную
частоту ЗГ. Если имеется расхождение фаз этих частот, то выра-
батывается соответствующий управляющий сигнал и частота ЗГ
подстраивается под частоту синхронизации. В режиме использо-
вания внешнего генератора устанавливается перемычка 5 — 6.
! внешний
генератор
Рис. 8.18. Функциональна»
схема ЗГ на основе инверторов
384
Рис. 8.19. Схема ЗГ с фазовой авто-
подстройкой частоты
Рис. 8.20. Упрошенная принципиальная
схема ЗГ на транзисторах
При построении перестраиваемых ЗГ на интегральных схемах
для обеспечения управления частотой ЗГ требуется сложная
схема подстройки. Поэтому ЗГ первичных ЦСП и более высоких
порядков строят в основном на дискретных элементах. Рассмот-
рим типичный пример реализации ЗГ на дискретных элементах.
Упрощенная принципиальная схема такого ЗГ представлена на
рис. 8.20. Это двухкаскадный усилитель с положительной обрат-
ной связью. Режим по постоянному току первого каскада обес-
печивается резисторами /?, - /?3, второго - резисторами - /?,. В
цепи прямой связи между каскадами включены кварцевый резо-
натор Q и подстроечный элемент VD,. Положительная обратная
связь осуществляется через контур L2, С3, /?,. Резонансные свой-
ства первого каскада обеспечиваются £„ С2. Амплитуда перемен-
ного напряжения, приложенного к базе VT2, ограничивается ди-
одным ограничителем VD2, VD3. Этим достигается стабилизация
амплитуды выходного сигнала ЗГ. Смещающее напряжение £см,
приложенное к варикапу, может изменяться потенциометром /?4
или регулироваться напряжением с выхода ФАПЧ при работе в
Режиме внешней синхронизации ЗГ.
Распределители
Распределители генераторного оборудования ЦСП предназна-
ены для формирования определенного числа импульсных пос-
мювательностей с одинаковыми частотой следования и длитель-
ЬйСтью импульсов, причем импульсы разных последовательное-
Дол>КИЬ| быть сдвинуты относительно друг друга на опреде-
' Чный интервал времени.
Один из способов построения распределителя, который одно-
еМснно с распределением импульсов по разным выходам обес-
•Н
385
„Установка О"
□ ййй
1111
Вых1 Вых 2 ВыхЗ Вых 4
а)
Рис. 8.21. Принципиальная схема распределителя на четыре разряда, выпол-
ненного на основе двоичного счетчика и дешифратора (а) и временные диа-
граммы его работы (б)
печивает деление частоты следования импульсов, - это каскад-
ное включение двоичного счетчика и дешифратора. На рис. 8.21, а
представлен простой пример такого построения распределителя на
четыре разряда. Двухразрядньгй счетчик собран на D триггерах (Тгр
Тг2), дешифратор с четырьмя выходами собран на схемах И. Вре-
менные диаграммы работы распределителя показаны на рис. 8.21, б.
Перед запуском распределителя сигналом ^Установка 0” оба
триггера устанавливаются в состояние 0 = 0, Q= 1. Первый так-
товый импульс изменит состояние триггеров, второй - вернет Тг,
в исходное состояние и т. д. Подключив соответствующие выхо-
ды триггеров к схемам, можно получить на выходах последова-
тельность четырех импульсов одинаковой длительности, сдвину-
тых относительно друг друга на определенный интервал времени
и следующих с одинаковой частотой. Частота следования им-
пульсов на каждом выходе определяется частотой следования
входных импульсов и коэффициентом деления счетчика. При
числе триггеров в счетчике п и входной частоте следования А»
частота следования выходных импульсов ^ых = fm/ 2п.
Распределители могут быть выполнены на основе однотав
ного регистра сдвига с обратной связью. Схема такого распре
лителя на четыре разряда показана на рис. 8.22, а, а временны
диаграммы его работы — на рис. 8.22, б.
8.5. УСТРОЙСТВА ТАКТОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ
Устройства тактовой синхронизации (УТС) °бес1К р. 1
синхронную работу ГО приемной и передающей частей
также устройств регенерации. Только в этом случае Г О„г
386
Вых 1 Вых 2 Вых 3 Вых k
Вх Р Р а)
пппппппппп?
Рис. 8.22. Принципиальная схема распределителя на че-
тыре разряда, выполненного на основе однотактного
регистра сдвига с обратной связью (а) и временные
диаграммы его работы (6)
вырабатывать управляющие сигналы, совпадающие по частоте и
времени с импульсными последовательностями, поступающими
в оконечную станцию ЦСП из линейного тракта, обеспечивая
тем самым правильное распределение принимаемых импульсов
по канальным интервалам и циклам и соответственно правиль-
ное декодирование кодовых комбинаций. Следовательно, основ-
ная задача УТС - исключить или сделать минимальным расхож-
lenne частот ГО передачи и приема. Как известно, в АСП для
JTnx целей применяют в основном технические решения, позво-
ляющие стабилизировать частоты ЗГ приемной и передающей
аппаратуры (например, кварцевая стабилизация). Рассмотрим,
^статочно ли применения принципа стабилизации частоты ЗГ
q Предположим, что частота ЗГ первичной ЦСП fn^f= 2,048 МГц.
, реДедим максимально допустимую относительную нестабиль-
Частоты ЗГ: £ = /зг тах / /зг н, где /зг н - номинальное значе-
Нв.1 1Г’ а Лг тах~ максимальное отклонение частоты ЗГ от номи-
•UnH°r° значения. Очевидно, что в предельном случае управ-
распределительный импульс может не совпадать по врс-
положению с регистрируемым на величину, равную
ельцости одного символа, т. е. на половину тактового интер-
387
вала 7/2 (при этом говорят о несинхронное™ передающего и
приемного оборудования по символам). В наихудшем случае при
отклонении частот ЗГ в. разные стороны ог/5. н на величину
взаимное положение регистрируемого и управляющего импуль
сов должно отличаться на Д/< T/l= При этом период /
не должен изменяться больше чем на 7/4.
Предположим, что в момент включения системы частоты ЗГ
передающей и приемных частей первичной ЦСП одинаковы и в
дальнейшем расходятся. Определим, за какой промежуток време-
ни г„с при относительной нестабильности к частот ЗГ будет до-
стигнуто состояние несинхронное™ по символам (пропадание
синхронизма). Так как tnc = Т/(4к) - 1/(4//:), то, следовательно,
к = 1/(4Ае) « 1/(8 10V
Если принять, что система выходит из состояния синхро-
низма каждый час (а это будет очень плохая система, посколь-
ку выход из состояния синхронизма по символам приводит
к прекращению связи), то требуемая в данном случае отно-
сительная нестабильность частоты ЗГ составит
к <= 1/В - 10* - 3,6 105» 3,7 - 10 ", что недостижимо по техничес-
ким и экономическим соображениям.
Из вышеприведенных расчетов можно сделать вывод, что реа
лизания современных ЦСП без устройств тактовой синхрониза-
ции (фазирования по посылкам) невозможна.
К устройствам тактовой синхронизации ЦСП предъявляются
следующие требования:
высокая точность подстройки частоты и фазы управляющего
сигнала ЗГ приемной части;
малое время вхождения в синхронизм;
сохранение состояния синхронизма при кратковременных
перерывах связи.
Различают две группы УТС, отличающихся методом исполь-
зования синхросигналов. К первой группе относятся устройстве
с синхронизацией по специальному синхросигналу. Этот метод ус-
ложняет построение линейного тракта ЦСП и генераторного
оборудования, к тому же точность установки фазы управляющих
сигналов в большой степени связана с нелинейными искажения-
ми и неравномерностью частотных характеристик .линейного
тракта. Ко второй группе относятся УТС с подстройкой фазы
равняющих импульсов под основной принимаемый сигнал. TaKJ J
подстройку можно осуществить либо по специальным синхро”’**
пульсам, либо по рабочим (информационным) импульсам (ЭЛ "
ментам кодовых комбинаций цикла). Применение специальй-“
синхроимпульсов снижает пропускную способность смете»
поэтому на практике реализуется метод тактовой синхрон”331
388
по рабочим импульсам. Эту группу УТС можно разделить на две
Врдгруппы. отличающиеся способом выделения тактовой частоты.
I В ЦСП с невысокой скоростью передачи в основном исполь-
*ются УТС с резонансной схемой выделения тактовой частоты.
Достоинства резонансных схем - простота реализаиии и. как
Бедствие, улучшение экономических показателей системы - яв-
^ются определяющими для ЦСП местных и зоновых сетей. Не-
Бктатки УТС такого типа: быстрое пропадание тактовой частоты
(ри перерывах связи или появлении в принимаемом сигнвле
(Линии.lx серий пробелов (нулей); зависимость стабильности вы-
веденной тактовой частоты (а следовательно, и точности фазиро-
вания) от длины серии нулей (характера кодовых комбинаций) и
двебцльности параметров фильтров, выделителя тактовой часто-
ты, а также от скорости передачи.
V Более сложным является метод синхронизации с применением
устройств автоподстройки частоты генераторов тактовой час-
щты приемного оборудования, лишенный недостатков первого
«кгода Иначе эти два метода называют соответственно методами
Вшивной и активной фильтрации частоты. Устройства тактовой
Синхронизации с активной фильтрацией получают все большее
распространение в ЦСП благодаря своим достоинствам и про-
стоте реализации на основе совершенной элементной базы, обес-
|ечгшаемой развитием микроэлектроники.
^Рассмотрим метод пассивной фильтрации тактовой частоты,
оацносп, которого состоит в том. что из входного цифрового
гигнала с помощью полосовых фильтров, резонансных контуров
ли избирательных усилителей выделяется тактовая частота.
Чкто УТС, обеспечивающая выполнение этих функций, называ-
гнв выделите гем тактовой частоты (ВТЧ).
jfc Известно, что энергетический спектр случайной последова-
Д1ьности импульсов со скважностью q> I содержит как непре-
®ную Gn(A так и дискретную (?,(/) составляющую (рис. 8.23, а).
®ксретная часть энергетического спектра представляет собой
Ямчу гармоник, кратных /г (частоте следования импульсов),
вывод можно сделать, не применяя сложных математичес-
выкладок, если представить случайный двоичный сигнал u{t)
•••Це суммы регулярной однополярной последовательности им-
•Мксов ut(f) и случайной двухлолярной последовательности им-
**<1 »в и At) (рис. 8.23, б).
известно, регулярная последовательность импульсов с
ой ft имеет дискретный (линейчатый) спектр G,(/>, в со-
которого в качестве первой гармоники выступает состав-
с частотой, равной тактовой. Попутно отметим, что слу-
двухполярнвя последовательность импульсов, как видно
нка, не может быть, в свою очередь, получена как сумма
389
J
Рис. К.23. Принцип выделения тактовой частоты из спектра случайного циф-
рового сигнала
случайной и регулярной составляющих и, следовательно, ciKtciji]
такой последовательности нс содержит дискретных составляю-
щих. Очевидно, что превращение двухлолярной последователь*]
ности в однополярную (например, применение выпрями гелып®
устройств) позволяет восстановить дискретную часть спектра. J
Следует обратить внимание на то, что если линейный сигна» j
представляет собой случайную последовательность имя, 1ьс» |
£/(/) с частотойи q = I, то энергетический спектр такою сИП*|
ла вообще не содержит дискретной части спектра. СказаИНД
можно проследить по рис. 8.24, на котором показано, что ее?*
?-> 1, то регулярная последовательность импульсов и,(/) "слив®
ется’’ в постоянную составляющую. Для получения тактовой час
тоты в этом случае приходится применять более сложный мс-»
нелинейною преобразования, чем выпрямление, например мет!
выделения фронтов, позволяющий увеличить скважность лвовя
ной последовательности импульсов и тем самым ввести в сп«*
преобразованного сж нала дискретную составляют} ю.
На рис. 8.25 показан принцип выделения фронтов LlllHt Л
скважностью q = 1. С этой целью формируется вспомогатедая
последовательность импульсов (рис. 8.25, б), полученная из
ной (рис. 8.25. а) сдвигом на половину тактового интервал**,
метание из первой послсдоватеи>ности «порой привозит ।
мированию случайной двухлолярной последовательност» у
Тпп
*i I |~' ' I IT~T '
r-WFL '
-ПЛ____П___rUULJUl
2;
Гис. • ?4. Расположение noc.iejona-
Kj^iocih HMiiy ibcoa, "затянутых на
^К*»ый интервал", на периоди-
и случайную составляющие
Рис 8.25. Получение тактовой час-
тоты из послвдонательпости им-
пульсов. "затянуты* на тактовый
интервал'
важностью q = 2 (рис. 8.25, в) и тактовой частотой. равной,
как видно из рисунка, тактовой частоте входной последователь-
Ц£ти. В результате выпрямления двухполярной последователь
н«»ти формируется однополярный сигнал с тактовой частотой,
докой, тактовой частоте входной случайной последовательности
пульсов. и скважностью q = 2 > 1 (рис. 8.25, г). В спектре этой
^Ьсдовательноста содержится дискретная составляющая с час-
ранной тактовой. Аналогичных результатов можно достиг-
ать. иеппчьзуя для выделения фронтов дифференцирующие це-
В практических случаях на вход ВТЧ двоичный сигнал нрихо-
искаженным. с ’’заваленными фронтами”, а иногда устройст-
«И линейного тракта специально формируется сигнал в виде
Жирообразных импульсов (рис. 8.26. а). Формирование им-
ьсной последовательности со скважностью д>1 при зтом
•виэжно путем одно- или двухстороннею 'ограничения, что и
Шиано на рис. 8.26, б.
конечной приемной аппаратуре при резонансном методе
'«^мвой синхронизации в качестве ЗГ, как правило, использует -
? ЫЧ. благодаря чему обеспечивается жесткое фазирование уп-
“• ик'п 1х импульсных последовательностей приемной части
Ичвтельно управляющих импульсных последовательностей
ШВйющей части системы. Выделенный гармонический сигнал
**той частоты обычно преобразуется в основную управляю
Рис 8 26. Принцип формировании
импульсной последовательности,
содержащей тактовую частоту, из
последовательности колою сооб-
разных импульсов
391
a) g) 1—I
Рис. 8.27 Структурные схемы устройства активном
фильтрации тактовой частоты
тую импульсную последовательность с частотой, равной /„ Н]
которой в ГО формируют другие управляющие сигналы,
формирования тактовых импульсов используются специальные]
устройства формирования синхроимпульсов.
Рассмотрим более подробно УТС с активной фильтрацией.
Устройства активной фильтрации тактовой частоты могут быть с I
непосредственным воздействием на местный ЗГ тактовой часто- !
гы и с воздействием на промежуточный преобразователь (ПП)
тактовой последовательности.
Структурные схемы УТС с активной фильтрацией представим
ны на рис. 8.27.
В схеме с непосредственным воздействием на ЗГ (рис. 8.274 4
подстройка тактовой частоты под частоту принимаемых импу
сов осуществляется по управляющему напряжению Ц. снимав]
мому с фазового дискриминатора (ФД), значение и знак когоро J
го зависят от значений и знака разности фаз входных сигнала•
ФД. Так как напряжение Ut на выходе ФД имеет дискретный кг
рактер, непрерывное регулирование частоты ЗГ можно осу;и«в
вить, пропуская напряжение Ц, через интегратор (сглаживающуаи
цепочку).
В схеме на рис. 8.27, б тактовая частота изменяется и «Л
изменения числа импульсов, поступающих на вход делитс-Ы ча.
тоты (ДЧ) через схему управления (СУ). Управление осущестаИД
ется сигналом с выхода ФД, прошедшим через цифровой интег-
ратор, выполненный на основе реверсивного счетчика .1
На рис. 8.28 представлена схема ВТЧ. исполыуемая i 1
пассивной фильтрацией. Биполярный линейный сигнал f мПР й
ляется схемой двухполупериодного выпрямителя на диодах » *
VD2 с одновременным ограничением по минимуму, лоси-' (
за счет подачи на диолы обратного напряжения смешеник^^и
Порог ограничения определяется напряжением Ftu и сопр°
нием резистора /?2.
Эмиттерный повторитель на транзисторе VT, имеет
входное сопротивление, что исключает шунтирукмиес
источника сигнала, вызывающее снижение добротное"1 j
392
Рис. 8.28. Принципиальная схема ВТЧ
1, с2 выделяющего из последовательности входных импульсов
первую гармонику тактовой частоты. Фильтрующее действие
».снтура основано на принципе ударного возбуждения. Для полу-
чения максимальной амплитуды возбуждаемого в контуре коле-
кния частота следования импульсов должна быть равна резо-
рной частоте контура, а длительность импульсов на входе
тура не превышать половину периода следования Г/2.
Шейывигелыю, из теории электрических цепей известно, что
мент поступления импульса на вход контура начинается
[конденсатора. продолжающийся 1/4 периода собственных
аний контура, затем конденсатор разряжается в течение 1/4
гда через индуктивность, причем в конце интервала Г/2 ток
|индуктивность достигает максимального значения. Если в
ркомент импульс на входе контура заканчивается, т. е. с вм-
яв контура снимается напряжение, в контуре возникает ЭДС,
живаюшая гок через индуктивность и вызывающая пере-
рсонденсатора до максимального значения напряжения об-
полярности. Если же длительность импульса будет боль-
J2. процесс перезаряда будет определяться свободными ко-
пиями в контуре, затухающими вследствие потерь, и ампли-
1двд отрицательного полупериода окажется меньше, чем при
|КГ) ьности импульса 7/2.
1дно, границы тактовых интервалов должны определять-
Мниентами перехода напряжения тактовой частоты через нуль.
П1 Моменты времени формируются управляющие импульсы с
г’1 ;'й следования, равной тактовой. Положение тактовых
IX*i* 1рис. 8.29, а) зависит от положения фронтов импучьсов,
| ^fcfiiio сигнала УТС и имеет случайный характер. Амплитуда
»,М,‘ На выходе контура зависит от числа следующих подряд
убывая по экспоненциальному закону при появлении
длинной серии нулей (рис. 8.29, /5). Сигнал на выходе
является в полной мере гармоническим, поэтому его
Квазигармоническим.
^^'Л'иство формирования синхроимпульса УТС обладает не-
sg5F-'4 порогом чувствительности А^п*0 (см. рис. 8.29, 6), на-
'орого также приводит к смещению тактовых точек от
393
Рис. 8 29. Влияние длинных серий нулей на амплитуду та»
твой частоты и фазовые флуктуации
идеального местоположения на величину А 7', зависящую от амп-
литуды выходного сигнала контура (рис. 8.29, в). Используя вы-
сокодобротный контур, можно уменьшить фазовые смешения
(флуктуацию) тактовых точек, вызванные уменьшением амплиту-
ды сигнала на выходе контура при длинных сериях нулей. В то
же время увеличение добротности Q контура приводит к увели-
чению избирательности, что ужесточает требования к стабщИ
ности положений фронтов импульсов, поступающих на ке«тур,
так как изменение положения фронтов приводит к изменению |
тактовой частоты сигнала.
Для уменьшения нестабильности тактовой частоты, вызван-
ной рассмотренными выше двумя причинами, необходимо ин
полнение двух противоречивых требований, предьяшяемых Д
добротности Q контура. Рели ограничить специальными мсраЩ
число следующих подряд нулей в сигнале на входе УТС величв
ной 10, добротность контура может нс превышать Q = ЮР
Дополнительная подстройка фазы тактового напряжения •
практических случаях может быть осуществлена схемой Ф- ювр*
шателя, выполненною на элементах С,, /?,, а фаы 1акго*
частоты обычно изменяется подбором емкости конденсатора М
(см. рис. 8.28).
ВЛ. УСТРОЙСТВА ЦИКЛОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ
Принципы работы приемников циклового синхросигнала j
Система цикловой синхронизации предназначена дтя
новления и удержания состояния циклового синхронизм»
передающей и приемной частями ЦСП. Она включает мг
передатчик и приемник синхросигнала (СС). Передатчик р я
394 1
рует в передающей части кодовую группу определенной структу-
Я>1. расположенную в начале цикла передачи. В приемнике осу-
ществляется опознавание кодовых групп, структура которых со-
зпалет со структурой СС, и вырабатывается информация о при-
Ииплсжности опознанных кодовых групп передаваемому СС. При
обнаружении циклового СС производится фазирование ГО при-
»мцой части.
Н Необходимо, чтобы восстановление состояния синхронизма
происходило как можно быстрее, а затем удерживалось как
можно дольше. Противоречивость этих требований заключается
в том, что высокая помехоустойчивость системы цикловой син-
|лронизации (определяемая длительностью удержания состояния
синхронизма) достигается включением накопительных устройств,
которые замедляют процесс восстановления синхронизма. Сле-
цквательно. чем выше помехоустойчивость системы цикловой
синхронизации, тем дольше длится процесс восстановления син-
Бюнизма. Поэтому в системах синхронизации выбирается мини-
щпьная емкость накопительных устройств, обеспечивающая тре-
t-гемую помехоустойчивость.
По принципу действия приемники циклового СС могут быть
разделены па неадаптивные и адаптивные. В неадаппшвных при-
евшках емкости накопительных устройств соответствуют црел-
урвагаемой заранее вероятности ошибок в линейном тракте и не
вменяются в процессе работы. В адаптивных приемниках емкос-
накопительных устройств изменяются в соответствии с изме-
•:чием реальных значений этой вероятности.
Ж* Структурная схема неадаптивного приемника СС иредставле-
•• на рис. 8.30. Групповой цифровой поток поступает на аход
;.%уВнаватсля СС, состоящего из регистра сдвига (РС) и дешиф-
Г*Ц>ра (Дш). Каждая комбинация символов, аналогичная син-
Шнизирующей, вызывает формирование ситнвла на выходе де-
“•♦ратора. Если система передачи находится в состоянии син-
ИЬизма, то сигнал с выхода олознавателя совпадает по времени
дргнало’ с выхода ГО. При этом на выходе логического эле-
‘"Та НЕ Г, соединенного с накопителем по выходу из синхро-
«bwa, сигнал отсутствует, а на выходе логического элемента И,,
^^Венного с накопителем по входу в синхронизм, формирует-
?<*1П|ал, соответствующий моменту опознавания синхрокомби-
г 'йи. в результате накопитель по входу в синхронизм (рассчи-
PfWfl обычно на два ipn следующих по.чрнл импульса) ока
заполненным, а накопитель по выходу из синхронизма
^ританный на четыре - шесть следующих подряд импульсов) -
Ионным до нулевого состояния. Ложные синхрогруппы,
Я?*РУемыс в групповом сигнвле, вследствие случайного соче
1 и 0 не совпадают по времени с сиг налом на выходе ГО, а
®атедьно и не участвуют в процессе накопления.
395
Рис 8 30. Слруктурнал схема неадаптивного приемника син-
хросигнала
При кратковременных искажениях СС, возникающих либо
при сбоях синхронизации в системах более высокого порядка,
либо под воздействием помех, сигнал с выхода ГО проходит
через логический элемент НЕТ на вход накопителя по выходу из
синхронизма. Однако если накопитель не успеет заполниться, то
сбоя синхронизации не происходит и по первому же сигпапу с
выхода накопителя по входу в синхронизм осуществляется сброс
в нулевое состояние накопителя по выходу из синхронизма.
При отсутствии СС в г, следующих подряд циклах (г, - |иоф-
фициент накопления в накопителе по выходу из синхронизм?
логический элемент И, открывается и первый же импульс, сфор
мировавшийся на выходе опознавателя из ложной синхрогруппы
переведет ГО и накопитель по входу в синхронизм в нулевое ci*-
стояние, а накопитель по выходу из синхронизма - в состоя™
соответствующее г, - 1 импульсам на его входе.
Если ложная синхрогруппа сформируется на одних и tlx>
позициях в цикле меньше чем г2 раз подряд (г2 коэффиннЧ
накопления накопителя по входу в синхронизм), накопитель п
выходу из синхронизма окажется заполненным и прочесе оп«
знания группового сигнала продолжится до момента формиРЧ
ния следующей ложной синхрогруппы. Соответствующий ей си
нал с выхода опознавателя, пройдя через открытый иогичесм
элемент И2, установит ГО в новое состояние. Этот пронес
ся до тех пор. пока не будет найдена истинная синхро»рУЧг
Если же ложная синхрогруппа сформируется на одних и
позициях в цикле г2 или более раз подряд, накопитель по
из синхронизма перейдет в нулевое состояние и процесс
вания группового сигнала прекратится до тех пор. пока '01
заполнится накопитель по выходу нз синхронизма. Огсюла
396
.уст, что емкость накопителя по входу в синхронизм должна
быть выбрана таким образом, чтобы практически в течение всего
времени поиска состояния синхронизма накопитель по выходу из
синхронизма оставался заполненным. При этом не будет происхо-
ди гь существенного замедления процесса поиска синхронизма
При обнаружении истинного СС накопитель по входу в син-
хронизм заполняется и сбрасывает накопитель по выходу из син-
[хронизма в нулевое состояние, в результате этого обеспечивается
достаточная инерционность системы цикловой синхронизации в
режиме удержания синхронизма. Таким образом, как видно из
рис 8.31, а, в неадаптивном приемнике СС время восстановле-
ния синхронизма /„ складывается из времени накопления по вы-
ходу из синхронизма вых, времени накопления по входу t„ „ и
времени поиска СС гп.
В Недостатки такого способа построения приемника циклового
СС определяются прежде всего тем, что значения емкости нако-
пителей по выходу из синхронизма и по входу в синхронизм
ЬЬиксчроваиы. Действительно, при увеличении вероятности оши-
бок в линейном тракте время удержания состояния синхронизма
•сказывается меньше требуемого значения, а при уменьшении ве-
роятное™ ошибок имеет место запас по времени удержания енн-
цюнизма и, следовательно, необоснованное увеличение времени
•восстановления синхронизма. Поскольку' значение вероятное™
искажения символов в линейном тракте в течение всего времени
габоты никогда нс может быть точно установлено заранее, в не-
^Кптивных приемниках циклового СС практически никогда не
•чуг быть достигнуты оптимальные параметры времени восста-
Ниотення синхронизма и помехоустойчивости.
S Указанный недостаток становится особенно важным, когда
Кредача группового потока осуществляется не по отдельной
Шаровой системе, а по нескольким ЦСП, которые к тому же
уг быть организованы не только по кабельным, но и по ра-
Мкюяейным и спутниковым линиям связи. При этом если пере-
,J ч По кабельным линиям осуществляется обычно с достаточно
'••кой вероятностью ошибок (10 1 и ниже), то на радиорелейных
* спутниковых линиях, характеризующихся наличием замира
возможно временное повышение вероятности ошибок
10 . Поэтому при последовательном включении ЦСП с
JjWKoij и низкой вероятностями ошибок в линейном тракте
•ст оказаться, что в ЦСП с низкой вероятностью ошибок ем-
1.ТЬ накопительных устройств приемника СС должна соответ-
ц, Вать режиму работы с высокой вероятностью ошибок. Оче-
В^10, что это требование не может быть реализовано при фик-
jS*aH,ibi4 значениях емкости накопителей. Кроме того, рас-
ширенный способ характеризуется сравнительно большим
тех пор, пока на анализируемой позиции не сформируется ком-
бинация символов, отличающаяся от синхронизирующей. Сле-
дующий ложный СС вновь установит ДЧ и Тг в нулевые состоя.
ния. Таким образом, процесс поиска СС осуществляется незави-
симо от состояния накопителя по выходу из синхронизма.
При обнаружении истинного СС накопитель по входу в син-
хронизм заполняется и вырабатывает разрешающий сигнал на
входе логического элемента И,. Если к этому моменту накопи-
тель по выходу из синхронизма уже заполнен, сигнал с выхода
ДЧ устанавливает ГО в нулевое состояние. При длительном ис-
кажении СС состояние циклового сихронизма удерживается
сколь угодно долго благодаря отсутствию разрешающего сигнала
из цепи поиска, что равносильно увеличению емкости накопите-
ля по выходу из синхронизма. Естественно, что заполнение на-
копителя по входу в синхронизм ложными СС приводит в этом
случае к сбою синхронизаиии.
В рассмотренном приемнике СС процессы накопления но
выходу из синхронизма и поиска СС протекают параллельно (см
рис. 8.31,6) При этом
. + ПРИ '..вы, гп *'..«
Ии вых »РИ ‘нвых^, %..
Из рисунка видно, что такой приемник СС адаптивен толы® I
к повышению вероятност и ошибок в линейном тракте. Действи-
тельно, при длительном поиске СС (см. рис. 8.31, 6), соответст- 1
вующем режиму работы с высокой вероятностью ошибок, ГО не
устанавливается в новое состояние, пока не будет найден истин- .
ный СС, что эквивалентно увеличению емкости накопителя по
выходу из синхронизма (показано штрих-пунктирной линией).
При непродолжительном поиске синхросигнала (см рис. 8.31, в),
что соответствует режиму работы с низкой вероятностью оши-
бок, емкость накопителя по выходу из синхронизма не уменьши- .
ется. что эквивалентно увеличению емкости накопителя по вхо.Т
в синхронизм. Это приводит к неоправданному росту времени
восстановления синхронизма -
На рис. 8.33 приведена структурная схема приемника 9
адаптивного как к повышению, так и к понижению вероятие
ошибок в линейном тракте. Эта схема отличается от пзобра»
ной на рис. 8.32 тем, что выходы накопителей подключены Я
гическому элементу И, не прямо, а через сумматор и порой,
устройство (ПУ). В этим случае сброс ГО осуществляется при
снижении суммарной емкостью накопителей уровня, устаноч
ного ПУ. СОЛ
Суммирование производится с учетом коэффициентов-
встствуюших весу сигналов с выходов накопителей. Напр
400
МрР Струкгурпая схема полностью адапгипного приемника синхросигнала
три вероятное™ ошибок в линейном тракте р 10'3 и 10-сим-
Мпчном СС (p,L = (1/2)“ = 10 3) коэффициенты суммирования
А А, - I. При р = |0 и рЛ = 10 3 коэффициент суммирова-
уу 11я накопителя по выходу из синхронизма А, = 1, для нако-
Оеш по входу в синхронизм К, = 0.5. В полностью адаптивном
уемнике СС обеспечивается сокращение времени восстановлс-
'**? синхронизма на t, за счет того, что в режиме работы с низ-
М^роятностью ошибок уменьшается емкость накопителя по
из синхронизма (см. рис. 8.31, г), а в режиме работы с
-Wmoii вероятностью ошибок уменьшается емкость накопителя
Шщу В синхронизм.
Иплнос<ью адаптивный приемник СС используется практи-
№по исех разработанных в последнее время отечественных
^•иьнсишее уменьшение времени поиска СС может быть до
^ЯзГГ(1 за счет увеличения числа цепей контроля группового
’ или изменения последовательности контроля позиции
|* контролируются позиции, расположенные в зоне СС, а
°с™ь,,ь>е позиции в цикле передачи), что оказывается
^эффективным при искажении сигнала согласования ско-
р ’ t-П высших порядков (см. гт. 9).
401
Выбор структуры синхросигнала
Определение оптимальной структуры СС заключается в выбо-
ре в качестве синхронизирующей такой комбинации символов,
которая при фиксированной длительности цикла обеспечивает
минимальное время поиска СС. При равной вероятности форми-
рования 1 и 0 в групповом сигнале вероятность формирования
кодовых групп любой структуры одинакова, а следовательно,
одинаково их среднее число в рассматриваемом отрезке группо-
вого сигнала. Однако среднее время поиска СС при использова-
нии в качестве синхронизирующих кодовых групп различной
структуры весьма различно.
Это объясняется тем, что кодовые группы различной структу-
ры по-разному группируются в случайном цифровом потоке
Так, кодовые группы вида 111...! и ООО...О группируются в паке
ты наибольшей длительности, а кодовые группы, например, вила
1000...0 или 0111...! - в пакеты наименьшей длительности. Дей.
ствительно, если сформировалась кодовая группа Hl...I или
000...0, то вероятность формирования второй такой же колово»
группы непосредственно вслед за первой равна 1/2 независима
от длительности, в то время как вторая кодовая группа виде
0! 1!...! может быть сформирована не ранее чем через b символе»
с вероятностью 1/2. Равенство в цифровом потоке среднем
числа кодовых групп любой структуры позволяет сделать вывод »
том, что пакеты кодовых групп наибольшей длительности фор
мируются в импульсном потоке в соответствующее число ра •
реже, чем пакеты наименьшей длительности.
Процесс поиска СС, как уже было показано раньше. -<икл1С-
чается в том, что после опознания ложного СС следующее оп^Й
навание производится на тех же временных позициях в очеред-
ном цикле. В результате из пачки СС анализируется только пер-
вая, а остальные отбрасываются. Это обеспечивает относи
быстрый анализ цифрового потока в зоне случайного сигна»в<
при использовании в качестве синхронизирующих кодовых грут* •
вида 111...I и 000...0, но при этом в зоне СС анализ цифро00
потока существенно замедляется.
Наоборот, при использовании в качестве синхронн ш|
кодовых групп, например, вида 011...1 анализ цифрового п
в тоне случайного сигнала относительно замедляется, ,
этом в зоне СС анализ цифрового потока существенно yv
ется. Поэтому при выборе структуры СС необходимо ou 1
суммарное время его поиска’
Л/(Гг),
402
где М (/„) и М(ГД. среднее время поиска СС в зонах случай-
ною сигнала и самого СС соответственно.
I Наиболее удачная классификация различных кодовых групп ос-
нована на понятии критических точек. В соответствии с этим по-
утисм кодовая группа длиной b имеет критические точки после
Ьсх же первых j сггмволов, которые оказываются идентичными пос-
цаним .'символам. Тогда наименьшее число критических точек в
пдгвых группах - одна (например, в кодовой ipynne О11...|-на
ослепнем символе), наибольшее Л (в кодовой группе 1II...I - на 1,
3.....*-м символах). Кодовая группа, например, 0I01...01 имеет в
Ьоем составе Л/2 критических точек на всех символах.
I Сравним среднее время поиска СС при использовании в ка-
Jcth- синхронизирующих кодовых групп с одной и Ь критичес-
ким" точками. Среднее время поиска СС в зоне случайного сиг-
нала определяется выражением
1>Г1*
(8.1)
ГК .1 - число информационных символов в цикле; d - число
Символов от начала кодовой группы до j-й критической точки; к -
число критических точек; Тп - период следования циклов. Тогда
при использовании кодовых групп с одной критической точкой
9гв критическими точками
м"цля -w-л+ -* — г,
1.
том случае, когда поиск ведется в зоне самого СС и в каче-
РИнхронизируюших выбраны кодовые 1руппы с одной кри
«Ой точкой, вероятность формирования ложного СС равна
1 а время поиска синхросигнала в этой зоне равно ее дли-
йсти. т. е.
Водовых группах с h критическими точками среднее время
u в зоне СС можно определить по формуле
403
Тогда общее время поиска СС при использовании в качестве
синхронизирующих кодовых групп с одной критической точкой
составит
а при кодовых группах с b критическими точками
(2 1>
Рассмотрим в качестве примера цикл вторичной ЦСП, имею-
щий следующие параметры: число информационных позиций в
цикле а = 1048, число синхросимволов b - 8, Ти ~ 0,125 мс. В
этом случае М' (fn) = (1041/255 + 1055/1056) 0,125 = 0,625 мс,
ЛГ (О - (1041/2 255+ 1055/1056 + 3,2)0,125=0,775 мс, т. е. приме-
нение в качестве синхронизирующих кодовых групп с одной
критической точкой обеспечивает меньшее время восстанодге-
ния синхронизма. При более длинных циклах кодовые группы,
имеющие в своем составе Ь критических точек, оказываются
более эффективными.
На рис. 8.34 показана зависимость среднего времени поиска
СС (выраженного в числе циклов) от длительности цикла при
использовании в качестве синхронизирующих кодовых групп
различной длительности с одной (сплошные линии) в b (штрихо-
вые линии) критическими точками. Эти же графики позволяют
решать и обратную задачу: по заданному среднему' времени поис-
ка СС и фиксированной длительности цикла находить соответст-
вующую им минимальную длительность СС.
Рис- 8.34. Зависимость среднего времени поис-
ка синхросигнала (в циклах) от числа импульс-
ных ПОЗИЦИЙ и цикле
•мы
I Увеличивая длительность цикла и соответственно длину СС
l|i> результате коэффициент использования группового тракта по
Кропускной способности остается без изменения), можно значи-
Ксльно сократить длительность процесса поиска СС. Например,
видно из графиков, минимальное время поиска СС при а =
= 1000 и b = 6 составляет 12 циклов, а при b ~~ 9 и а = 1500 -
Jp.ii.KO 3.9 цикла. Эго объясняется тем, что при линейном увели-
Кении числа информационных и синхронизирующих символов в
цикле среднее время поиска СС уменьшается экспоненциально.
(; шако увеличение числа указанных символов в цикле связано с
гашением других параметров ЦСП, а именно: увеличением
Объема буферной памяти, ростом остаточных флуктуаций, а
ш» >е усложнением ГО
При необходимости создания цикла большой длительности
последний разбивается на несколько равных частей. В этом слу-
чае цикл превращается в сверхцикл и отмечается сверхдикловым
(или маркерным) СС, а его части (циклы) отмечаются цикловым
СС. что позволяет уменьшить длительность того и другого син-
хросигнала. При этом поиск состояния синхронизма разбивается
на «за этапа: сначала осуществляется поиск циклового синхро-
низма. а затем - сверхциклового.
Выбор коэффициентов накопления в приемниках СС
I Накопители по выходу из синхронизма и входу в синхронизм
являются, по сути дела, решающими устройствами, вырабатыва-
ющими информацию о наличии или отсутствии состояния син-
Нонизма В соответствии с этой информацией в неадаптивных
приемниках СС осуществляется переход от режима поиска син-
хронизма к режиму его удержания и от режима удержания к ре-
жиму поиска. В адаптивных приемниках СС реализуется переход
от режима удержания прежнего состояния синхронизма к режи-
му удержания его нового состояния (поиск синхронизма произ-
водится параллельно в дополнительной цепи). Рассмотрим тре-
бования. предъявляемые к каждому из этих накопителей.
В неадаптивных приемниках СС решение о переходе от режи-
ма удержания к режиму поиска принимается при отсутствии СС
на анализируемых позициях. Отсутствие СС может объясняться
и* только потерей синхронизма, но и искажением синхросигнала
'•д действием помех или сбоем синхронизма в системах более
••cokoi о порядка.
Уменьшение вероятности ошибочного решения о потере син-
^Онизма связано с увеличением коэффициента накопления г в
чИкопителе по выходу из синхронизма. Однако с увеличением
л’Го коэффициента возрастает и среднее время восстановления
405
синхронизма, поскольку процессу поиска СС при потере синхро
иизма должно предшествовать его отсутствие на г подряд следу,
юших анализируемых позициях. Поэтому расчет накопителя по
выходу из синхронизма заключается в определении минимально-
го значения коэффициента накопления г, при котором можно
практически не считаться с вероятностью ложного сбоя синхро
низацни. При этом необходимо выполнение двух условий:
1) вероятность искажения символов из-за сбоев синхрони-
зации, вызванных искажениями СС, должна быть на два - трИ
порядка меньше вероятности искажения символов из-за воздей-
ствия помех, т. е.
_ M(t«>
"(Q « М(^п
«10*-. ЮЭ)РИ.
где МЦ№)„ - среднее время между двумя сбоями синхронизации,
вызванными воздействием помех (т. е. время удержания синхро-
низма);
2) вероятность того, что время восстановления синхронизма в
СП более высокого порядка превысит время накопления нако-
пителем по выходу из .синхронизма в СП более низкого порядка,
должна составлять 10 ...10
Сбой синхронизации из-за воздействия помех происходи?
после г следующих подряд искажений СС. В данном случве сред-
нее время между двумя соседними сбоями определяется выраже-
нием, характеризующим среднее время достижения первого ус-
пеха, заключающегося в формировании г импульсов подряд на
входе накопителя по выходу из синхронизма. Каждому импульсу
соответствует прием искаженного СС с вероятностью Рнс. При
этом
')г' ,6Я
где Pw = 1 - (1 - Pv)b. Поскольку М(Q/(M(tB) + М(Q„ )~
= М а также с учетом того, что при Рис I Рмс = ЬР*
из (8.2) получаем
||g(103 . IOJ)PHTU/W(y
>« р
где А|Xi - округленное до большего целого значения х. Так. ЧРР
T/M(Q < 5 10 '2 и 6 = 8 получаем rt = 3.
Для выполнения второго условия необходимо по интегрлзь*
ной функции распределения времени восстановления синхроНИ»
ма в ЦСП я-го порядка определить такое значение времени
406
изнонления синхронизма вероятность превышения которого
Жрставляег 10 ...10 . В этом случае
г, •Л|477^”|. (8.4)
I еде 7^" “ период следования СС в ПСП (л - I )-го порядка.
Как правило, для выполнения условия (8.4) требуется боль-
шее значение коэффициента накопления, чем для реализации
усовия (8.2). Обычно г, = 4...6. При использовании адаптивного
| прь мника СС условие (8.2) имеет еще меньшее значение, по-
I ско ьку сбой синхронизации из-за воздействия помех происхо-
ди! ! данном случае после г, следующих подряд искажений СС и
Кормирования к лому моменту г} подряд ложных синхро!рупн.
Н Среднее время удлинения процесса восстановления синхро-
низма за счет включения накопителя по выходу из синхронизма
определяется выражением, аналогичным (8.3) и отличающимся
ем, что появление I на входе накопителя происходит при отсут-
Бтвии ложною синхросигнала, вероятность чего равна I - 1/2.
Гог;1-’
[ Обычно цикловой СС не защищается от искажений, поэтому
искажение любого его символа равносильно полному' искажению
всего сигнала. При передаче СС помехоустойчивыми кодовыми
тру., нами резко возрастает вероятность формирования ложных син-
iJVoipynn, что, в свою очередь, вызывает значительное увеличение
среднего времени восстановления синхронизма. Действительно, за-
пита от q ошибок fr-разрядной кодовой группы влечет за собой по-
Вцдение s кодовых групп, соответствующих синхронизирующей:
-if.
Отсюда сяедует, что зашита, например, восьмиразрядного СС от
Двух ошибок приводит к увеличению времени его поиска почти в
ЭД раз, в то время как достижение аналогичной помехоустойчи-
вости системы синхронизации с помощью накопителя по выходу
Из синхронизма вызывает увеличение времени восстаноиления
д^хронизма ]в соответствии с (8.5)1 всего лишь на два периода
•едования СС. Кроме того, время восстановления синхронизма
^Ьличивается из-за замедления процесса заполнения накопителя
выходу из синхронизма Вероятность формирования I на вы-
EjBg ' 4
накопителя в этом случае равна 1- £ С"/2. При этом
407
M'tfJ -1—I----------------i] (8.6)
1
Таким образом, включение устройства защиты от ошибок неце-
лесообразно.
Решение о переходе от режима поиска синхронизма к режиму
его удержания принимается только после гг следующих подряд
повторений СС на анализируемых позициях, после чего по сиг-
налу из накопителя по входу в синхронизм накопитель по выходу
из синхронизма переходит в нулевое состояние. С уменьшением
коэффициента накопления по входу в синхронизм возрастает ве-
роятность перехода в режим удержания состояния ложного син-
хронизма. В то же время с увеличением коэффициента накопле-
ния возрастает вероятность того, что после обнаружения состоя-
ния синхронизма первое же искажение СС вызовет начало про-
цесса поиска синхронизма. Поэтому выбор коэффициента
накопления по входу в синхронизм заключается в минимизации
времени восстановления синхронизма.
Обычно коэффициент накопления по входу в синхронизм вы-
бирается равным 2.. 3. При таком коэффициенте обеспечиваются
достаточно малые вероятности как повторного поиска состояния
синхронизма, так и ложной фиксации состояния синхронизма, ко-
торая при b = 8 и г2 = I, например, составляет 1 - 10*
ГЛАВА 9. ВРЕМЕННОЕ IРУППООБРАЗОВАНИЕ В ЦИФРО-
ВЫХ СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ С ИКМ
9.1. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ОБЪЕДИНЕНИЯ ЦИФРОВЫХ потоков
При временном группообразовании в передающей части око-
нечной станции ЦСП более высокого уровня осуществляете*
объединение цифровых потоков, сформированных в ЦСП бол
низкого порядка, а в приемной части - разделение группой
цифровой) потока на компонентные потоки. Объединяемые
токи формируются в ЦСП. задающие тенераторы которых моег^
быть синхронизированы или несинхронизированы с зал-к’ &
генератором аппаратуры временной) группообразования
соответствии с этим производится синхронное или
объединение цифровых потоков. Основное внимание в Д;‘ 1
главе уделено вопросам асинхронного объединения ЦИФР0 j
408
потоков, используемого в плезиохронной цифровой иерархии
(см. § 7.5). Синхронное объединение является частным случаем
асинхронного с априорно известным соотношением частот объ-
единяемого и группового потоков.
Объединение цифровых потоков осуществляется путем их за-
писи в запоминающее устройство (ЗУ) с частотой f и считыва-
ния с частотой^,,, кратной тактовой частоте группового сигнала'
(9.1)
«4 \ (9.2)
где f, — номинальные значения частот записи и считыва-
ния; — относительная нестабильность частот записи и счи-
тывания. Из-за различия частот записи и считывания временной
[интервал (ВИ) между моментами записи и считывания изменяет-
ся после каждого считывания на Дг= Т, - кТсч, где Tt — \/f;, Tt4 =
- к = - округленное до ближайшего целого значение
отношения периода записи к периоду считывания.
I Если Д/<0, то ВИ между моментами записи и считывания
увеличивается до тех пор, пока не достигнет максимального зна-
•ения, которое находится в пределах от 7^,-Д/ до Тсч. При сле-
дующем считывании этот интервал окажется минимальным (в
'Пределах от 0 до ДО, а в считанной импульсной последователь-
ности произойдет отрицательный временной сдвиг, равный пе-
риоде следования считывающих импульсов, после чего вновь на-
чнет- < процесс увеличения ВИ. При отсутствии временного
щвига интервал между считанными символами составляет кТсч,
при наличии сдвига этот интервал оказывается равным (к —1)7^,,.
Если Д/>0, то ВИ между моментами записи и считывания
Уменьшается до тех пор, пока не достигнет минимального значения
ил д/ до 0). При следующем считывании интервал между момента-
ми записи и считывания окажется максимальным (от 7^, - А/ до
= ^.1. а в считанной импульсной последовательности произойдет по-
^Рркитемный временной сдвиг, также равный периоду следования
^ртыдающих импульсов, после чего вновь начнется процесс
ЩШЫпения этого интервала. При положительном сдвиге интервал
•Жду считанными символами равен (к + 1)7^,.
Очевидно, что частота формирования временных сдвигов за-
—сит от соотношения частот записи и считывания. При пом
информационных символов, передаваемых между двумя
»*’11ними временными сдвигами, определяется выражением
F*1 71У(7'1 - Гсч) |, а период возникновения сдвигов
409
Г€-(Я+1)Т„ (9.3)
Если 7^/(Tj _ 7^,)-целое число, то считанная импульсная
последовательность представляет собой однородную последова-
тельность, характеризующуюся равным числом информационных
символов, передаваемых между соседними временными сдвига-
ми. Если 7^/( 7, - Тс,) - дробное число, то в считанной импульс-
ной последовательности возникают неоднородности, выражаю-
щиеся в изменении интервала между соседними сдвигами в сто-
рону уменьшения или увеличения на один период частоты счи-
тывания. Эти неоднородности возникают с периодичностью,
определяемой разностью
r„/(r,-7-„)-|T„Z(T,-TJh±n/l (941
где / - число временных сдвигов, составляющих цикл возникно-
вения неоднородностей; п - число неоднородностей в этом
цикле.
Знак разности в (9.4) показывает направление изменения врс
менного интервала между сдвигами при возникновении неодно
родности: при положительной разности происходит увеличение
интервала между временными сдвигами, а при отрицательной -
его уменьшение.
На рис. 9-1 показан механизм появления временных сдвигов
и неоднородностей для случая, когда Т^/Т, = 13/16. В <_чиганн~м
импульсной последовательности (рис. 9.1, в) возникают полол
тельные временные сдвиги с периодом, равным 5 7^.,, с ци -«
неоднородностей, равным 16 Та1 и включающим три времени
сдвига, из которых один с неоднородностью.
Здесь и далее реальный сигнал от источника информации,
стоящий из единиц и нулей, для упрощения заменен сигнал
состоящим только из единиц.
ерсманийо сдыам
Рис. 9.1 Временные диаграммы, поясняющие принцип воэникно|>е,,ия
менпых *;“вигов и неоднородностей
410
Величина временных сдвигов, возникающих в считанной им-
пульсной последовательности, равна периоду следования считы-
вающих импульсов. Если допустимая величина сдвигов на выхо-
де оборудования разделения цифровых потоков не должна пре-
вышать |//я периода следования информационных символов, то
необходимо либо выбирать частоту считывания в т раз выше
астоты записи (но при этом т раз ухудшается использование
пропускной способности группового тракта), либо принимать
Специальные меры для коррекции временных сдвигов.
В системах асинхронного сопряжения высокоскоростных
1ифровых потоков недопустимы значительные потери в исполь-
рвании пропускной способности группового тракта. Поэтому в
itaKiix системах нашел широкое применение способ, при котором
лота считывания лишь незначительно (на 1—4%) превышает
тоту записи, а временные сдвиги формируются на строго оп-
(.еленпых положениях в цикле передачи и корректируются в
иемном устройстве.
МЕТОДЫ АСИНХРОННОГО СОПРЯЖЕНИЯ ЦИФРОВЫХ ПОТОКОВ
При сопряжении цифровых потоков частота считывания вы-
мется всегда выше частоты записи. Это объясняется необходи-
мостью передачи дополнительной служебной информации (сигна-
лов цикловой синхронизации, служебной связи, контроля и др.).
Поэтому f^=fC4K+fct, где - частота считывания информацион-
ных символов; - частота следования служебных символов.
^Служебные символы должны передаваться на позициях вре-
менных сдвигов в считанной импульсной последовательности.
При этом необходимо, чтобы сдвиги формировались на строго
«Пределе! ihj>ix позициях в цикле передачи. Для того чтобы не-
••мэродносчи, возникающие при асинхронном сопряжении ци-
Мдоых потоков, не изменяли положения временных сдвигов в
передачи, необходимо в передающем оборудовании ком-
‘2»гировац, моменты возникновения неоднородностей чибо вве-
•**ем дополнительной позиции в считанную последователь-
'ь> либо исключением одной позиции из считанной последо-
Дуьности в зависимости от знака разности в выражении (9.4).
уНрмация о таких изменениях в считанной последователънос-
^ИДРЕДаекя в приемную часть, глс в соответствии с ней осу-
Д ЪЙеТся воссгановление исходного сигнала.
|( ия обозначения позиций, компенсирующих влияние не
^^J*®H<icieii на периодичность формирования временных
^иа. в литературе широко использовался термин стиффинг.
41!
которым в настоящее время заменен термином согласование ско-
ростей. Различают системы с односторонним (положительным
или отрицательным) и двусторонним (положительно-отрицатель-
ным) согласованием скоростей.
В системах с односторонним согласованием скоростей часто
та/,1и выбирается (в зависимости от знака согласования скорое
тей) заведомо большей или меньшей f. При этом в системах v
положительным согласованием скоростей выполняется условие
При возникновении неоднородности в считанную последовав; ть-
ность вводится дополнительная неинформационная импульсная
позиция (запретом одного импульса считывания), которая в при-
емной части исключается по соответствующей команде согласо-
вания скоростей.
В системах с отрицательным согласованием скоростей реализ-
уется условие
Лчи.1+ЛЧ««6/„</.к-ЛН6Г (9.6|
В случае появления неоднородности в этих системах нз инфор-
мационной последовательности в передающей части изымается
один информационный символ (дополнительным считыванием),
который передается по дополнительному каналу, а в приемной
части по команде согласования скоростей он снова вводится в
информационную последовательность.
В системах с двусторонним согласованием скоростей частота
/,1иН выбирается равной При этом могут выполняться условия
(9 5). (9.6) или
Л.и^Л.н..8/=Х..±А..6Л-
В зависимости от знака разности частот/; и/,, при возникно-
вении неоднородности необходимо либо вводить в счипннук
последовательность дополнительную импульсную позицию.
передавать информационный символ по дополнительному ка>»‘
лу. В передающей части АВГ необходимо формировать инфоР™*]
цию о проведении согласования скоростей и знаке этого соглу
соваиия, а в приемной части в соответствии с этой информ»’11
либо исключать дополнительную импульсную позицию.
вводить информационный символ в передаваемую последа
тельность.
В АВГ в качестве неоднородностей воспринимаются
временные сдвиги, вызванные разностью частот/, и/ч„- а
ги. вызванные дополнительным повышением частоты счи
412
Ния на воспринимаются как нормированные, не требующие
редачи информации о согласовании скоростей.
Определим частоту формирования сигналов согласования
тей fc. Пусть заведомое превышение частоты считывания
над частотой записи в системах с положительным согласованием
тей и частоты записи над частотой считывания в системах
отрицательным согласованием скоростей равна fC4A, т. е.
Тогда в соответствии с (9.1) -(9 3) и с учетом
•ого, что/^мн=/н-/;, в системах с положительным согласовани-
ем скоростей
₽ 7>
। це \ 44
И В системах с отрицательным согласованием скоростей
т)
К В системах с двусторонним согласованием скоростей _£ч, - О
'огда
/"+д/f(&fc4 + Л/** *
5л^л<ЛЛч А/> (99)
К.» видно из (9.7) - (9.9). частота передачи команд согласо-
*1Ия скоростей определяется относительной нестабильностью
записи и считывания и имеет весьма малые значения. Это
I "5кЛяет ВЫ-ПСЛЯ1Ъ Д-',я передачи команд согласования скоростей
^^^Кропускной способности групповою тракта. Такой способ
И®>ьзуется но всех ЦСП. осуществляющих сопряжение асин-
Ц|’ФРОВЬ1Х потоков: вторичных (ИКМ-120), третичных
четверичных (ИКМ 1920) и др Поскольку практи-
Распространение получили системы как с односторонним
и ным, так и с двусторонним со» .тасованием скоростей.
И^отрим далее особенности реализации систем обоих видов.
413
9.3. ОБОРУДОВАНИЕ ВРЕМЕННОГО ГРУППООЬРАЗОВАНИЯ С АСИН-
ХРОННЫМ СОПРЯЖЕНИЕМ ЦИФРОВЫХ потоков
Структурная схема оборудования временного группообразования
На рис. 9.2 представлена структурная схема АВГ с двусторон-
ним согласованием скоростей.
Цифровые потоки от q источников поступают на входы соот-
ветствующих приемных преобразователей кода (ПК„р|-ПК р,
осуществляющих преобразование чиненных кодов в двоичные и
формирование импульсных последовательностей с частотой fv
равной тактовой частоте входных цифровых потоков. Сигналы с
выходов ПК11р1-ПКпр(г подаются в блоки асинхронного сопряже-
ния передающей части (БАСпер]-БАС,1ср9). В БАС цифровой поток
записывается в запоминающее устройство (ЗУ) и считывается
сигналом, поступающим с соответствующего выхода генератор-
ного оборудования. Процессом записи управляет импульсная
последовательность с частотой fr Сигналы считывания и управ-
ления записью поступают на вход временного детектора (ВД), в
котором определяются моменты возникновения и вид (знак) не-
однородности.
По сигналу о наличии неоднородности того или иного виза,
когда изменение временного интервала между последовательное®
тями записи и считывания достшает периода считывания, выр-
абатывается соответствующая команда согласования скоростей.
При этом положительное согласование скоростей осуществляется
запретом с помощью логического элемента НЕТ одного импуль-
са считывания, а отрицательное - дополнительным считывание»
которое производится через логический элемент ИЛИ. Естест-
венно, что в системах с односторонним согласованием скоростей |
имеется только одна цепь согласования скоростей. Сигналы •
выходов БАС|КгГБАС11СИ и передатчика синхросигнала чер< 1
схему объединения поступают в передающий преобразоватгя»
кода группового сигнала (ПК^).
Используя временные диаграммы (рис. 9.3). рассмотрим хар-
актер процессов, происходящих в передающей части. для CJnjN
когда частота считывания превосходит частоту записи. На Р '
9.3, а показано изменение ВИ между импульсными посла!
тельностями записи и считывания для случая, когда согла9
ние скоростей обеспечивается при изменении ВИ на вели
превосходящую один период считывания (мдИ
Tf, 2Т\, ЗТр .... i7'1). Однако в реальных системах coi
скоростей может производиться только в строго опр •
моменты времени, соответствующие сигналам с выход°в 1
414
415
far Щ
I 1 I 1*1 Г| I I I I I I I L 1
7y 2Ty JTj б) ьТ2
7-сЛ
1 dj t
Рис 9 .3 Временные диаграммы работы передающей части АВГ
рвяна воемсни ожидания .•
и I т>»ВД1<мя с nu-ju арсмс. кидания
нераторного оборудования (моменты Т2, 2Т2. ЗТ2. .... iT, на рис
9-3, б). Очевидно, что Т2 должно быть меньше 7\.
Моменты, в которые происходит согласование скоростей, д«
терминированы. Поэтому после того, как ВИ изменится на nepjr-
од считывания, приходится ожидать момента согласования ск<г
ростей. Время ожидания равно длительности импульсов, изобрв* ;
женных на рис. 9.3, в. Торможение процесса считывания про»
зводится в моменты времени, показанные на рис. 9 3, ?. Я
изменение ВИ между моментами считывания и записи с учете*
времени ожидания имеет вид, показанный на рис. 9 3, д.
В приемной части импульсные последовательности с выход"»
ГО открывают поочередно логические элементы И| — И4 канал*
ного распределителя, обеспечивая правильное распределен
группового сигнала между приемными БАС (БАСЛ||, - БАС,
которых восстанавливается первоначальная скорость перед
го цифрового потока. Восстановление производится путем
си цифрового потока в ЗУ и считывания с частотой, ?а
средней частоте записи, вырабатываемой устройством Фл
автоподстройки частоты (ФАПЧ). Устройство ФАПЧ вкл*""^И
себя генератор, управляемый напряжением (ГУН), схему .
ления (СУ) и временной детектор (ВД), на выходе которо^
мируется сигнал, соответствующий текуще-MV значеШ
между моментами записи и считывания.
416
Процессом записи управляет импульсная последовательность
( соответствующего выхода ГО. По сигналу о необходимости по-
ложительного согласования скоростей, вырабатываемому прием-
ником команд согласования скоростей, осуществляется запрет
записи информации в ЗУ. Временное положение сигнала запрета
Ерответствует моменту согласования скоростей в передающем ус-
тройстве.
| По сигналу о необходимости отрицательного со!ласования
«оросгей с помощью логического элемента ИЛИ, открывается
Камент И канального распределителя и в передаваемый сигнал
вводится дополнительный символ. Одновременно дополнитель-
ный импульс через элемент ИЛИ, вводится в сигнал управления
записью. Частота ГУН управляется напряжением, соответствую-
щим постоянной состаачяющей сигнала на выходе ВД. Характер
изменения сигнала на выходе ВД показан на рис. 9.3. д.
I Переменные составляющие сигнала, управляющего работой
ГУН. вызывают временные флуктуации считывающей последова-
игьности. а следовательно, и выходного сигнала. Поэтому сте-
»гнь переменных составляющих в управляющем напряжении
определяет величину временных флуктуаций выходного сигнала.
В Рассмотрим более подробно принцип работы основных узлов,
щщящих в блоки асинхронного сопряжения.
Запоминающие устройства
В запоминающем устройстве информационные символы за-
вкываются последовательно в ячейки памяти Я, - Я, (рис. 9.4).
Пюиессом записи управляют логические элементы И, - HL. от-
Жрваемые поочередно сигналами с соответствующих выходов
^Ькделителя записи (РЗ), на вход которого поступает им-
jRk-ная последовательность с частотой /г Считывание осущсст-
Ркзгся импульсными последовательностями с соответствующих
Дудов распределителя считывания (РС). Сигналы с одноимен
выходов РЗ и РС подаются на вход ВД. Информация. счи-
Рис. 9.4. Структурная схема ЗУ
тайная с ячеек Я, -Яо объединяется элементом ИЛИ. на выход
которого формируется считанная импульсная последователь-
ность
Число ячеек памяти выбирается таким образом, чтобы мо-
мент считывания никогда не совпадал с моментом записи (точ-
нее. чтобы момент считывания всегда отставал от момента запи-
си). Минимальное число ячеек памяти определяется выражением
+ <9 10'.
где Л[х| - округленное до большего целого значение х. Рассмо
трим каждое из слагаемых, входящих в (9.10).
1. Слагаемое L, - число следующих подряд служебных симво
лов в цикле передачи, относящихся к одному цифровому нотою
Передача служебных символов осуществляется на импульсных
позициях временных сдвигов, которые, в свою очередь, органи-
зуются путем запрета считывания в соответствующие моменты
времени. Однако информационные символы продолжают посту-
пать на вход ЗУ. При этом должно быть предусмотрено соответ-,
ствующее число дополнительных ячеек памяти. Для минимиза-
ции объема ЗУ желательно, чтобы служебные символы были ра-
вномерно рассредоточены в цикле передачи. Но в большинстве
случаев (например, при передаче синхросигнала) такое распред-
еление служебных символов не обеспечивает требуемых харак-
теристик ЦСП (времени восстановления синхронизма), в ре*
льтате чего прибегают к формированию сосредоточенных с.<у-,
жебных символов. Так. в ЦСП высших порядков формируются’
подряд два-три служебных символа на каждый цифровой лот®
(во вторичной ЦСП формируются восемь служебных симво.’’® (
подряд — по два на каждый цифровой поток, а в третичнойМ
четверичной ЦСП 12 служебных символов - по три на Г’ЖДЫЙ '
цифровой поток).
На рнс. 9.5. а показано изменение временного интервалам
между моментами записи и считывания при передаче двух •:Л‘
жебных символов подряд, когда В начале цикла за вр61*- :
передачи служебных символов временной интервал меллУ
ментами записи и считывания достигает значения 2ТЧ- (|1иЯД
за счет того, что частота считывания превосходит частоту iJl'
наД, к концу никла дТ^О. При этом выполняется соотпо’1’1 I
где а. Ь- число информационных и служебных С,,М,‘С'Й^Д
цикле передачи соответственно. Тогда каждое счиз ыван»е
Рис 9.5. Диаграмма изменения ВИ между моментами записи и
считывания при/, =/,(с) и /</«„ (б)
»вет ВИ между моментами записи и считывания на время
'hf-bT^/a. Поскольку в цикле передачи производится а считы-
ваний, в выражении (9.10) Lt = b.
2. Слагаемое £, - число видов согласования в АВГ. Согласо-
вание скоростей производится после возникновения неоднород-
ности. выражающейся в том, что ВИ между импульсными после-
»вательностями записи и считывания отличается от номиналь-
ной величины на период считывания (рис. 9.5, б). Следователь-
но, в ЗУ необходимо предусмотреть по одной ячейке памяти на
•аждый вид согласования скоростей. Поэтому в АВГ с двустор-
онним согласованием скоростей £2=2.
Н_3- Слагаемое L, - относительное значение времени ожидания.
М)ис. 93, б видно, что максимальный интервал между мо-
4 формирования сигнала согласования скоростей и воз-
;ния неоднородности равен периоду следования команд
вания скоростей Тск. В течение этого времени продолжает
1ть (или убывать, в зависимости от знака согласования
ей) ВИ между моментами записи и считывания, что тре-
ртветствуюшего увеличения объема памяти. Таким обра-
***• = Т, к/Тс,т.п, где Тсг„,п~ минимальный период формирова-
сигналов согласования скоростей. В системах с односгорон-
^ИЮгласованием скоростей, где из-за заведомого неравенства
гУ*1 записи и считывания период формирования сигналов со-
-Я|?,вания скоростей относительно мал. Ц достигает 0,5. В смс-
кс двусторонним согласованием скоростей, характеризую-
IB относительно большим периодом формирования сигналов
Г-* пвания скоростей. L, обычно не превосходит 0,03.
г Слагаемое /м - относительное значение временных флук-
Iе®’«одного потока. Временные флуктуации цифрового по
’«оде ЗУ в БАС|1ср (Г,) складываются из флуктуаций,
риых как оборудованием асинхронного объединения (радде-
419
ления) цифровых потоков, так и оборудованием чиненного трак-
та ЦСП более низких ступеней. Амплитуда и частота этих флук-
туаций нормированы МККТТ для цифровых потоков со скорос-
тями 2048, 8448 и 34368 кбит/с. Дополнительный объем ЗУ,
предназначенный для компенсации временных флуктуаций вход-
ного потока, определяется изменением временного интервала
между моментами записи и считывания за период следования
команд согласования скоростей. Тогда L\ = Тф/Тск. где - амп
лигула временных фчуктуапий.
Временные флуктуации цифрового потока на входе ЗУ в
БАС1|р (£,) определяются только оборудованием линейного фрах-
та данной ЦСП. При этом если в БАСпр осуществляется полное
подавление временных флуктуации, вносимых оборудованием
линейного тракта, то L" в 7ф/ Г,.
В реальных системах из-за неполного подавления временных
флуктуаций входного потока L" может быть выбрана нескольку
меньшей, чем Тф/Тг Обычно £4<0.01 и £/'<1,5. т. е. мини-
мальные объемы памяти ЗУ передающего и приемного устройст-
ва не равны между собой.
5. Слагаемое £, — дополнительное время ожидания, вызван-
ное соотношением числа символов в цикле передачи и объемом
памяти ЗУ.
Как видно из рис. 9.5. а, при /,=/„„ значение Л7’=0 только
на последней позиции цикла. Поэтому безошибочное определе-
ние временных соотношений между последовательностями мнн-
си и считывания производится только на данной позиции Для
этого необходимо, чтобы последний информационный (а-й!
символ в цикле считывался с последней (£-й) ячейки памяти
входы которой (см. рис. 9.4) связаны с ВД. Однако в зависимое-.
ти от соотношения числа ячеек памяти ЗУ и числа информаик*
онны.х бит момент определения временных соотношений
сместиться на любую из £—1 последних позиций цикла. * Ф” J
этом происходит соответственное смешение момента согласвж
ния скоростей относительно истинного значения, что приводит .
возникновению дополнительного времени ожидания. При
момент определения ВИ между последовательностями завис
считывания смещается в каждом цикле на / позиций, где
/ = £(1+[а/£])-д; (1 £>.
Здесь [х| — целая часть числа х. ।
Рассмотрим характер перемещений момента опредете,,и
при различных соотношениях а и L.
420
I Отношение a/L — целое число. При этом (a/L] - a/L и / - L В
этом случае (рис. 9.6) определение временного интервала будет
происходить в каждом цикле на одной и той же позиции до тех
лор, пока не произойдет согласования скоростей. При положи-
Кпьном согласовании скоростей (когда происходит запрет счи-
Бвания с ЗУ одною информационного символа) момент опре-
ктення ВИ смещается на одну позицию к концу никла до тех
вор. пока не перейдет с последней о-й позиции в (а - £)-ю. В
Бответствии с этим ошибка в нахождении ВИ между последова-
Б-ьносгями записи и считывания при переходе из (а - £)-й по-
KiiiHi в а-ю уменьшается при каждом согласовании скоростей от
Кксимального значения, равного (£- 1)г, до нуля, а при пере-
ходе из ой позиции в (а - Д)-ю скачкообразно возрастает до
Ьксгмального значения.
При отрицательном согласовании скоростей (когда происхо-
дит дополнительное считывание информационного символа) mo-
wchi определения ВИ смещается на одну позицию к началу
цикла до тех пор, пока не перейдет с (а - £)-н позиции в а-ю.
При этом ошибка в нахождении ВИ при каждом согласовании
Вфостей возрастает при переходе из а-й позиции в (а — £)-ю от
Мя до максимального значения, а при переходе из (о — L)-ti
мизмции в а-ю уменьшается до нуля.
^^Максимальная ошибка дГош-(£ 1)АГ./а, а дополнительный
•гьем памяти, предназначенный для компенсации лополнитель-
I wo времени ожидания, составляет
L, = (L-\)b/a. (9.13)
Пои L=*9 и Ь/а={/У1 получаем £5=0.2.
^Временной интервал между моментами записи и считывания
•Ибняется в соответствии с пилообразной кривой (спады соот-
WI»’.iot моментам согласования скоростей), модулированной
ft<c. 9.6. Перемещение момента опред< гния ВИ между пос-
Шваателъностями записи и считывания для случая, когда
a/L — целое число
421
другой пилообразной кривой, частота которой в L раз менъще
частоты согласования скоростей. Это указывает на наличие R
спектре сигнала на выходе ВД дополнительных низкочастотны^
составляющих.
Отношение a/L - несократимая дробь. В этом случае (рис. 9 7-
момент определения ВИ между последовательностями записи и
считывания смешается в каждом цикле на / позиций, перемеща-
ясь за L циклов но всем L последним позициям цикла. Характер
смещений моментов определения ВИ. вызванных согласованием
скоростей, тот же, что и в рассмотренном выше случае. Условия
определения ВИ на этих позициях цикла неодинаковы. При по-
ложительном согласовании скоростей ВИ последовательностями
записи и считывания достигает максимального значения на пос-
ледней а-й позиции цикла, а при отрицательном согласовании
скоростей - на (а - £)-й позиции. Поэтому если частота согласо-
вания скоростей такова, что изменение ВИ за время одного
цикла Д/1( не превосходит А/ [см. (9.12)]. то момент согласования
скоростей будет фиксироваться при положительном согласова-
нии скоростей всегда на последней позиции цикла, а при отр-
ицательном согласовании - на (о - £)-й позиции.
Поскольку Ми = ТиТ^/Тс, где Ти - длительность цикла, то
сформулированное выше условие (A ta > АО можно записать сле-
дующим образом:
(9.14)
Х<(Иг
В ЦСП с двусторонним согласованием скоростей данное ус-
ловие уверенно выполняется. При этом
1V = (L-I)AFU = (£- 1)7Х/Те; (9.15)
L>(£ -l)Ta/Tc.
(9.16»
Из сравнения (9.16) и (9.13) видно, что t, в отличие от L, зави-
сит от частоты согласования скоростей и для приведенных
условий может принимать значения от 0 (при 7’ = сг) до 0,1.
В системах с односторонним согласованием скоростей усло-
вие (9.14) обычно не выполняется. При этом слагаемое А, опрв'
деляется выражением (9-13).
Отношение a/L — сократимая дробь Этот случай отличаете
от описанного выше тем, что перемещение момента опрелел^’,1“
ВИ при отсутствии со] тасования скорсхлей осуществляется не 1
каждой из L последних позиций цикла, а только по
ям (где г - общий множитель в дроби a/L). Методика нахоЖЯ®’
ния слагаемого Z.s в этом случае аналогична описанной выше-
422
□т распред мпис
Рис. 9.8. Цифровой временной
детектор
Ри. 9.7. Перемещение момента
прслсления ВИ между последова-
[тельностями записи и считывания
идя случая, когда a/L — несократи-
мая дробь
I 6. Величины Q, и 0сч - скважность сигналов записи и считы-
вания соответственно. Увеличение объема ЗУ на величину
(1/С»)+<1/0сч)=0.5—I необходимо для устранения возможности
взаимного перекрытия импульсов записи и считывания.
Обычно Lnln составляет от пяти до восьми ячеек памяти. В
сис’-ма\ с двусторонним согласованием скоростей при £2=1
объем ЗУ при прочих равных условиях оказывается меньшим,
чем и системах с односторонним согласованием скоростей, бла-
годаря меньшему времени ожидания.
Временной детектор
Временной детектор предназначен для контроля ВИ между
рментами записи и считывания. В оборудовании временного
группообразования используются цифровой и аналоговый ВД.
//медовой детектор применяется в передающей части для
фгделения момента возникновения неоднородности. В систе-
мах с двусторонним согласованием скоростей ВД должен не
Фпько обнаруживать моменты возникновения неоднородности,
|,0'и устанавливать ее знак. В цифровом ВД одноименные выхо-
РЗ и РС подключены к раздельным входам триггера (Тг) (рис.
ч- Выходы Тг соединены с логическими элементами И, и И„
V Другие входы которых подаются контрольные импульсные
1М|1еловательности с РЗ. Временное положение контрольных
уМвдователыюстей выбирается таким образом, что, когда ин-
^^ол между импульсными последовательностями записи и счи-
|Ция достигает величины, достаточной для согтасования
остей, на входе одного из элементов Й (в зависимости от
а согласования) происходит совпадение положительного им-
ел е выхода Тг и контрольного импульса.
Рис. 9.9. Временные диаграммы работы цифро-
вого ВД при отсутствии согласования скорос-
тей (о), отрицательном согласовании скоростей
(б) и положительном согласовании скоростей (в)
На рис. 9.9 показаны временные диаграммы в контрольны
точках схемы ВД (см. рис. 9.8). Триггер управляется сигналами i
выходов 4 РЗ и РС (Z=4), а контрольные последовательное)!
снимаются с выходов / и 3 РЗ (нумерация выходов РЗ и PC Н
рис. 9.9 указана над соответствующими импульсными последов®
тельностями).
При отсутствии согласования скоростей (рис. 9.9, а) имлутм
ная последовательность с выхода 1 распределителя соответств)
по времени нулевому состоянию первого плеча Тг. а импульс*
последовательность с выхода 3 распределителя - нулевому сое I
янию второго плеча Тг. В результате на выходах элементов И
И, имеем нулевой сигнал.
При отрицательном согласовании скоростей (рис. 9.9, и) *
пульсная последовательность с выхода 3 РЗ совпадает с
ным состоянием второго плеча Тг, в результате чего формир
сигнал на выходе элемента И,.
424
। При положительном со1ласовании скоростей (рис. 9.9, в) им-
пульсная последовательность с выхода / РЗ совпадает с единич-
I ным состоянием первого плеча Тг и формируется сигнал на вы-
I холе элемента И,
В системах с односторонним согласованием скоростей пре-
Кусматривается одна схема совпадения.
I Аналоговый детектор используется в приемной части для
I определения текущего значения ВИ между моментами записи и
учитывания В аналоговом ВД, как и в цифровом, импульсные
последовательности с одноименных выходов РЗ и РС подаются
| ia раздельные входы Тг (рис. 9.10), скважность сигнала на выхо-
де которого характеризует взаимное временное положение им-
I пульсов записи и считывания. Сигнал с выхода Тг подается на
I код ФНЧ. На выходе последнего вырабатывается напряжение.
так и величина которого определяются разностью длительнос-
I ай положительных и отрицательных импульсов на выходе Тг.
К Если ВИ между моментами записи и счиз ывания равен требу-
емому значению, скважность сигнала на выходе Тг utj=2
Ьаис 9.11, о), а напряжение на выходе ФНЧ иФНЧ=0. Если ВИ
Б|ежду моментами записи и считывания отклоняется от требуе-
мого значения. ии уменьшается или увеличивается (в зависимос-
ти от знака изменения временного интервала) и на выходе ВД
вырабатывается сигнал (рис. 9.11, б,в), характеризующий величи-
ну и знак этого отклонения.
к 9.10. Структурная схема
К аналогового ВД
Рис. 9 11. Диаграмма работы
аналогового пстектора
425
Передатчик и приемник команд согласования
Рассмотрим особенности работы передатчика и приемника
команд согласования скоростей. Особенностью ПСП с асин-
хронным объединением цифровых потоков является возмож-
ность снижения верности передачи информации при искажении
команд согласования скоростей. По своей информационной цен-
ности команды согласования скоростей соответствуют цикловому
СС. Действительно, искажение команды согласования скоростей
вызывает сбой цикловой синхронизации в соответствующей дан-
ной команде компонентной ПСП более низкого порядка. Это
объясняется тем. что ошибка при опознавании команды согласо-
вания скоростей в ЦСП л-го порядка равносильна изменению на
один такт длительности цикла передачи (в ту или иную сторону в
зависимости от вида ошибки) в цифровом потоке компонентной
системы (л - 1 )-го порядка. В свою очередь, сбой цикловой син-
хронизации в системе передачи (л — 1 )-то порядка может вызвать
сбой синхронизации во всех компонентных системах (п - 2)-го
порядка и т. д.
В соответствии с этим можно следующим образом сформу-
лировать требование к помехоустойчивости команд согласования
скоростей:
= (91Л
где Л/ (г)"с - среднее время между двумя искажениями команд
согласования скоростей в ПСП л-го порядка; Л/(г)^1'— средн»
время удержания циклового синхронизма в ПСП (л - 1)-го по
рядка.
Помехоустойчивость команд согласования скоростей должна
быть практически такой же, как циклового СС в СП более низ-
кого порядка. Однако между СС и командами согласования I
скоростей есть существенная разница, которая заключается в
том. что первые несут в себе информацию о длительном состоя-
нии передающего устройства, формирующего цикл передачи,
тогда как вторые содержат информацию об однократных измене* j
ниях этого состояния. Поэтому помехоустойчивость СС обесдаГ
чивается методом накопления, а помехоустойчивость командеq
гласования скоростей - кодами, исправляющими ошибки-
Всроятность искажения команды согласования скоростей i
л.=> ZOic-W
где т - число символов в кодовой группе; pv — вероятноС’Ч
искажения символа; г — число корректируемых ошибок. Тогй ।
426 I
M^t = Tc/p^~Tt/[\~Y Ck„p\{\ PJ^}. (9.18)
! Сбой системы цикловой синхронизации происходит при ис-
кажении v подряд передаваемых синхросигналов (v - коэффици-
ент накопления по выходу из синхронизма). Следовательно,
среднее время удержания циклового синхронизма определяется
[выражением, характеризующим среднее время достижения пер-
[вого успеха, заключающегося в формировании v подряд иска-
женных СС:
<919'
А,«(>-/»Исх)
где рц t ~ вероятность искажения СС; Тсх — период следования
СС.
I Подставляя (9.19) и (9.18) в (9.17), а также учитывая, что
Г*Та и 171е ~ число символов СС. получаем
1 1 п-о-рГ "и (920
-р“>" * <|-₽Г’>‘11-<‘ рГ Vf
i В системах с односторонним согласованием скоростей необхо-
дгмо передавать информацию о двух состояниях передающего ус-
тройства: отсутствии и наличии согласования скоростей. Для пере-
дачи этой информации достаточно одного двоичного разряда В
лэм случае для зашиты ог г ошибок информация должна переда-
ваться кодовой группой, состоящей из m = 2r + 1 символов.
^Подставляя в (9.20) значения вероятности искажения симво-
лов в ЦСП я- и (л - 1)-го порядков, а также параметры системы
Шиловой синхронизации, определяем наименьшее целое значе-
•1е г (а следовательно, и т). Зависимость числа символов в ко-
**и!де согласования скоростей от требуемой помехоустойчивости
Мтчески изображена на рис. 9.12. Как показывают расчеты, в
высших порядков команды согласования скоростей долж-
состоять из пяти символов, что обеспечивает их защиту oi
^Южений двух символов. Однако команды такой длительности
Пользуются только в четверичной системе (Рекомендация
W5l МККТТ). Во вторичной и третичной системах (Рекомецда-
Ни U742, G.751 МККТТ) используются команды, состоящие из
символов. При этом обеспечивается гашита только от оди-
ошибок и не достигается помехоустойчивость, соответст-
Wr*4aa выражению (9.20).
^^Реличение длины команды согласования скоростей без из-
информационной емкости канала согласования скорое
„ 427
Рис. 9.12. Зависимость числа симво-
лов в команде согласования скорос-
тей от требуемой помехоустойчи-
вости (Ь - 7, v - 4):
слаанисм скорости
тей связано с удлинением цикла передачи, что, в свою очередь,
увеличивает как среднее время восстановления циклового син-
хронизма, так и время ожидания. Увеличение последнего iif «во-
дит к существенному росту временных флуктуаций сигнала на
выходе СП с односторонним согласованием скоростей.
В приемнике команд согласования скоростей осуществляется
опознавание вида принимаемых команд. При этом корректиру-
ются неправильно переданные символы. Обычно в качестве ко-
манд согласования скоростей используются кодовые группы вида
000—0 и 111...I для передачи информации соответственно об от-
сутствии и наличии согласования скоростей. В этом случае при-
емник команд согласования скоростей представляет собой счет-
чик числа единиц. Если число единиц меньше половины общем
числа символов в команде, то принимается решение о том. что
передана кодовая группа 000...0, если больше половины - кодо-
вая группа 111 — 1. При этом опознавание команды согласовано*
скоростей будет правильным, если число искаженных символе
не превышает половины числа символов в команде.
В системах с двусторонним согласованием скоростей bvoowi
пимо передать информацию о грех возможных состояниях nef*
дающего устройства: отсутствии, наличии положительного ий
отрицательного согласования скоростей. Рост объема персЗ
мой информации (по сравнению с системам» с односторо
согласованием скоростей) требует увеличения числа сими
предназначенных для передачи этой информации. Так. заи»
однократных искажений в данном случае обеспечивают пя
зрядные кодовые группы от двукратных - семиразрядные и
428
Это приводит к увеличению времени восстановления синхрониз-
ма и величины вносимых временных флуктуаций.
Число символов в команде согласования скоростей может быть
уменьшено без снижения исправляющей способности этих команд
при двухкомандной их передаче. При этом состояние "отсутствие
согласования скоростей" исключается, и по числу возможных со-
стояний передающего устройства системы с двусторонним согласо-
ванием скоростей становятся идентичными системам с одностор-
онним согласованием. Для этого в ВД устанавливается нулевой
порог срабатывания. В результате и при нулевом временном сдвиге
между импульсными последовательностями записи и считывания
вырабатывается команда согласования скоростей того или иного
знака. По этой команде согласуются скорости и корректируется
Временное положение импульсов в ЗУ. При следующем сравнении
временных положений последовательностей записи и считывания
вы раба! ывается команда согласования скоростей противоположно-
го знака. Чередование команд происходит до тех пор. пока ВИ не
превысит (рис. 9.13), после чего формируются подряд две ко-
манаы одного знака.
В данном случае информационные символы, считываемые с
ЗУ по командам об отрицательном согласовании скоростей, с
{роятностью, близкой к 0,5, занимают специально выделяемую
гя них импульсную позицию в цикле передачи, тогда как при
|ечкомандной передаче команд согласования скоростей эта по-
рция с вероятностью, близкой к I. свободна и может совместно
такими же позициями других потоков использоваться для пере-
дачи служебных сигналов (например, сигналов контроля, слу-
жебной связи и др.). Кроме гого, периодическое ускорение и
рможение процесса считывания требуют увеличения объема ЗУ
<а одну ячейку памяти.
Указанные недостатки устраняются, если при формировании
вредуюшихся команд не производить коррекцию временного
Временные диаграммы работы формирователя твухкомамдного сигнала
сог тасован ия скоростей:
429
положения импульсов считывания, а осуществлять коррекцию
только при нарушении периодичности чередования команд со-
гласования скоростей (при формировании сдвоенных команд
одного знака). При этом ВД устанавливается порог срабатыва-
ния, равный периоду считывания. Если интервал между им-
пульсными последовательностями записи и считывания не пре-
восходит 7'сч, нулевой сигнал на выходе детектора преобразуется
в чередующиеся команды согласования скоростей. Если ВЦ
между импульсными последовательностями записи и считывания
превзойдет Т£ч. осуществляется формирование сдвоенных команд
согласования скоростей соответствующего знака.
Этот способ позволяет не только обеспечить такую же, как в
системах с односторонним согласованием скоростей, исправляю-
щую способность команд согласования скоростей без увеличения
их длительности, но и достигнуть значительного увеличения по-
мехоустойчивости этих команд. Для пояснения принципа по-
вышения помехоустойчивости рассмотрим структуру двухкоманд
него сигнала согласования скоростей.
На рис. 9.14, а показано изменение ВИ между моментами за
писи и считывания в передающем блоке асинхронного сопряже-
ния, а на рис. 9.14, б представлена структура команд согласова-
ния скоростей. Пока ВИ не достиг периода считывания, на вы-
ходе формирователя вырабатываются чередующиеся (пассивные.!
команды: + - + - и т. д. Когда ВИ достигает периода считыва-
ния, вырабатываются две идентичные (активные) команды: + х
или - — (в зависимости от знака изменения интервала).
При искажении одной из чередующихся команд (на рис. 9.14, в~е
искаженные команды выделены) образуется последовательность
из трех команд одного знака: при искажении отрицательной ко-
манды (рис. 9.14, в) образуется последовательность из трех поло-
жительных команд, а при искажении положительной команды
Рис 9.14. Диаграммы поясняющие принцип кор-
рекции команд сен ласоиания cKopociert
430
(рис. 9.14, г) - последовательность из трех отрицательных ко-
манд. В неискаженном сигнале согласования скоростей строен-
ные команды одного знака отсутствуют. Анализируя сигнал со-
гласования скоростей по этому признаку, можно обнаружить и
скоррек гировать практически любое искажение чередующихся
команд.
I При искажении одной из сдвоенных команд формируется
сдвоенная команда противоположного знака (рис. 9.14, д, е), ко-
торая в общем случае не может быть опознана как ложная. Ол-
дос системы с двухсторонним согласованием скоростей харак-
ризуются медленным изменением ВИ между сигналами записи
считывания, поэтому структура сигнала согласования скорос-
!Й характеризуется длительным чередованием команд противо-
Ложного знака и редким повторением команд одного знака,
^юда следует, что большинство искажений команд согласова-
я скоростей может быть скорректировано в приемнике сиг-
ла согласования скоростей. При этом помехоустойчивость
манд согласования скоростей возрастает в fKK/fs раз. Напри-
р. для вторичной ЦСП, у которой /сч =2048 кГц,
= 3-10 . 5f =2-10 , _4«_8 кГц, задаваясь нормальным законом
тределения получаем j£K^=360 с вероятностью 0,9 и
Г=200 с вероятностью 0.97.
Структурная схема приемника сигнала согласования скорос-
в системах с двусторонним согласованием скоростей и двух-
индным управлением представлена на рис. 9.15. Команды со-
гласования скоростей поступают на вход опознавателя, выходы
которого соединены с входами анализирующего устройства, вы-
рабатывающего сигнал о наличии двух следующих подряд ко-
манд одного знака, и корректора ошибок, фиксирующего три
последовательные команды ”+” или
Если зафиксированы три последовательные команды или
что свидетельствует соответственно об искажении команды
” или то на выходе счетчика числа команд формируется
сигнал коррекции ошибки.
Указанным способом можно произвести коррекцию двух,
трех и более ошибок. В системах с трехкомандным сигналом со-
гласования скоростей коррекция, основанная на анализе струк-
туры передаваемых команд, невозможна.
Дальнейшее увеличение помехоустойчивости команд согласо-
вания скоростей достигается при коррекции искажений сдвоен-
ных (активных) команд. Такая коррекция может осуществляться,
если в передающем устройстве фиксировать знак изменения
(характер) ВИ между сигналами записи и считывания и переда-
вать информацию об этом знаке в приемное устройство с часто-
той, значительно превышающей частоту формирования активных
команд согласования скоростей. Поскольку частота формирова-
ния активных команд мала, требуется и малая пропускная спо-
собность канала, предназначенного для передачи информации о
знаке изменения ВИ.
При использовании данного способа коррекции каждая сдво-
енная команда несет в себе информацию только о наличии со-
гласования скоростей, в то время как решение о знаке этого со-
гласования принимается на основе многократно передаваемой
информации о знаке изменения ВИ между сигналами записи и
считывания. Структурная схема приемника, обеспечивающего
коррекцию одиночных искажений как пассивных, так и актив-
ных команд, приведена на рис. 9.16. Однако, как видно из рис.
9.14, при одиночном искажении активной команды, заключаю-
щемся в трансформации последовательности ”++” в последова-
тельность ”---” или последовательности ”--” в последователь-
ность ”++”, возникает сдвиг момента опознания активной ко-
манды на время Тс к. В течение этого времени соответствуют3
компонентная СП более низкого порядка находится в состояни
отсутствия синхронизма. При искажении первой из двух иле
тичных команд (см. рис. 9.14, д) сигнал о наличии согласован^
скоростей вырабатывается раньше, а при искажении второй
манды (см. рис. 9.14, е) позже, чем происходит согласова
скоростей. Наличие такого сдвига может быть обнаружено 1,0 й
соответствию информации о знаке согласования скоро
переданной по отдельному каналу, виду сдвоенной команды-
432
Наличие Знак
соглас. соглас.
Рис. 9.16. Приемник сигнала согласования скоростей с коррекцией
пассивных и активных команд
осуществляется в устройстве сравнения (УС), показанном на рис.
9.16 штриховой линией. При этом ложное согласование скоростей
будет осуществляться только в том случае, если искажены две или
более команд подряд. Тогда по аналогии с (9.15) получим
I 1 - 2 7
2 ис Тс=-± (9.21)
ВД Л и с( 1 с) Р и с
Сравнение (9.21) и (9.18), показывает, что помехоустойчи-
вость приемников команд согласования скоростей в системах с
Двусторонним согласованием в 1/ри с раз выше, чем в системах с
односторонним согласованием. На рис. 9.12 сплошными линия-
• в показана зависимость числа символов в команде согласова-
на скоростей от требуемой помехоустойчивости при использо-
-лнии приемников с коррекцией пассивных и активных команд.
^счеты показывают, что в системах с двусторонним согласова-
|С?|М скоростей всех ступеней иерархии команды согласования
Ростеи могут состоять не более чем их трех символов (г- 1).
Устройство фазовой автоподстройки частоты
у
Йл ДРоиство фазовой автоподстройки частоты включает в себя
СУ, ГУН (рис. 9.2).
433
В СУ выделяется постоянная составляющая сигнала с выхода
ВД. Спектр этого сигнала (рис. 9.3, д) определяется выражением
F(t) = 5' А п - —- У —sin (т 2 nf t - т Sn) -
4 т -О
Л I
~~^SX Е ysinn[2(m/c-r/CK)Z-(n>5-Л|,
(9.22)
где S=fjfc к — коэффициент согласования; fc — частота согласова-
ния скоростей; fc к — частота команд согласования скоростей; А-
величина скачка в изменении ВИ между сигналами записи и
считывания, вызванного согласованием скоростей (обычно
А, = 2л); Ао - постоянный временной сдвиг, соответствующий
синхронному режиму работы (5=0).
Спектр сигнала на выходе ВД состоит их трех слагаемых: пер-
вое представляет собой постоянную составляющую, соответст-
вующую случаю идеального усреднения, второе обусловлено на-
личием разности частот записи и считывания в передающем ус-
тройстве, а третье - наличием времени ожидания. Следователь-
но, подавление составляющих сигнала на выходе ВД,
определяемых двумя последними слагаемыми в выражении
(9.22), обеспечивает идеальное восстановление первоначальной
скорости цифрового потока. Для выполнения данного условия в
схеме управления необходимо использовать ФНЧ с бесконечно
малой полосой пропускания. Однако при этом не обеспечивается
необходимая полоса захвата устройства ФАПЧ, которая не может
быть меньше максимального расхождения частоты записи в
передающем устройстве /3 пер и частоты считывания в приемном
устройстве Д пр, т. е.
А Лрнч > ft пер bf +Лчпр$/ ’
r 'шер г 'счпр
где АГфиц-полоса пропускания ФНЧ. Так, в аппаратуре ИКМ-120-
в которой/; =/сч = 2048 кГц, 6, = = 310 5, ДГФНЧ>120 Га
Составляющие сигнала с выхода ВД, попадающие в полос)
АГФНЧ, проходят на вход управляемого генератора, что приводит
к временным флуктуациям передаваемого цифрового потока.
Системы с односторонним согласованием скоростей хаРа
теризуются большими значениями fc. Поэтому составляют 1
обусловленные наличием разности частот записи и считыва»
являются достаточно высокочастотными и могут быть подав- (
ФНЧ, а составляющие, обусловленные наличием времени
Дания, при определенных значениях т и г могут быть сколь У
434
но низкочастотными из-за относительно большого значения 5, а
следовательно, достаточно существенными.
Системы с двусторонним согласованием скоростей характери-
зуются малыми значениями fc. Поэтому составляющие, обуслов-
ленные наличием разности частот записи и считывания, оказы-
ваются достаточно низкочастотными и не могут быть подавлены
ФНЧ, в то время как составляющие, обусловленные наличием
времени ожидания, из-за малой величины S’ оказываются незна-
чительными.
Таким образом, в системах с односторонним согласованием
скоростей основным источником низкочастотных составляющих
управляющего сигнала (а следовательно, и флуктуаций сигнала
на выходе аппаратуры сопряжения) является время ожидания, а
в системах с двусторонним согласованием — разность частот за-
писи и считывания.
Характер распределения амплитуд временных флуктуаций для
случаев 5=0, 5=1/2 и 5=1/3 иллюстрируется рис. 9.17 (сплошные
линии). Как видно из рисунка, при использовании в схеме
управления простого ФНЧ в системах с двусторонним согласова-
нием скоростей, у которых 5=0, временные флуктуации дости-
гаю! периода тактовой частоты передаваемых цифровых потоков
(>4=100 %). В системах с односторонним согласованием скорос-
тей максимальное значение временных флуктуаций существенно
меньше. Например, в ИКМ-120, соответствующей Рекомендации
G.742 МККТТ, 5=0,4242 и /1=15 %.
Известен способ уменьшения временных флуктуаций, осно-
ванный на компенсации низкочастотных составляющих в сигна-
Рис. 9.17. Распределение амплитуд временных флуктуации
435
ле на выходе ГУН. Этот способ заключается в том, что из после-
довательности импульсов, соответствующих моментам согласова-
ния скоростей (см. рис. 9.3), на выходе ГУН формируется ком-
пенсирующий сигнал, содержащий те же низкочастотные состав-
ляющие, что и сигнал на выходе ВД в передающем устройстве,
но противоположный по фазе. Компенсирующий сигнал фор-
мируется с помощью интегратора и инвертора (рис. 9.18). На вы-
ходе интегратора в спектре компенсирующего сигнала будет со-
держаться постоянная составляющая, равная составляющей сиг-
нала управления на выходе ВД. Тогда на выходе сумматора (Сум)
будут подавляться не только низкочастотные составляющие сш-
нала с выхода ВД, но и постоянная составляющая этого сигнала,
что недопустимо.
Постоянная составляющая в спектре компенсирующего сиг-
нала подавляется с помощью разделительной цепочки (РЦ),
включенной на входе интегратора. Ширина полосы подавления
ДГП определяет границу частот в спектре сигнала на выходе ВД,
ниже которой компенсация не производится. Выбрать Afn сколь
угодно малой нельзя, поскольку при этом из сигнала управления
будут вычитаться и сверхчастотные составляющие, определяемые
кратковременными нестабильностями частот записи в передаю-
щем устройстве 8'г и считывания в приемном устройстве 8'f
Апер
Следовательно, необходимо, чтобы ДГП >/пср8+^чпр8; • На-
пример, в аппаратуре ИКМ-120, в которой 8\ =8' =3-107,
'пео
получаем Д/Гп> 1,2 Гц. Таким образом, эффективную компенса-
цию можно осуществлять для частот выше 1,2 Гц.
Рассмотренный способ уменьшения временных флуктуаций
обеспечивает в управляющем устройстве снижение полосы про-
Zj пер Ач пр /
пускания ФНЧ в п = _,—----—.--раз по сравнению с
Апер^+Лчпр^
простым ФНЧ. В частности, для ИКМ-120 д=100.
Зависимость амплитуды временных флуктуаций от частоты
согласования скоростей при использовании устройства ФАПЧ с
компенсацией низкочастотных составляющих управляющего сиг-
нала показана на рис. 9.17 штриховой линией. Несмотря на зна-
Рис. 9.18. Устройство ФАПЧ с комП«н
сацией высокочастотных составляют11
управляющего сигнала
чительное уменьшение амплитуды временных флуктуаций в об-
ласти частот свыше единиц герц, максимальные значения этих
флуктуаций остаются неизменными.
Существенное уменьшение амплитуды временных флуктуа-
ций во всем диапазоне частот достигается при передаче в прием-
ное устройство информации об изменениях ВИ между момента-
ми записи и считывания на величину, значительно меньшую
периода считывания. Для этого в передающем устройстве ис-
пользуется дополнительный ВД, формирующий сигналы о про-
межуточных значениях ВИ между моментами записи и считыва-
ния, соответствующих изменению этого интервала на величину
ДТпр, значительно меньшую 7СЧ. В приемном устройстве в соот-
ветствии с данной информацией в цепи передачи сигнала записи
вводится или выводится (в зависимости от знака изменения ВИ)
задержка, равная ДТпр. В результате ВИ между последовательнос-
тями записи и считывания в приемном устройстве не превосхо-
дит ДТпр, что приводит к соответствующему уменьшению вре-
менных флуктуаций передаваемого сигнала.
Способ формирования и приема информации о промежуточ-
ных значениях временного сдвига между сигналами записи и
считывания поясняет рис. 9.19. На рис. 9.19, а показано измене-
ние ВИ между сигналами записи и считывания, когда и и
Ь~2. При этом в соответствии с выражением (9.12) ДТ достигает
величины Гст в момент формирования позиции цикла а/2. Если
/, <^чи (рис. 9.19, б), то ДГ достигает Гсч сначала на позиции
цикла а/2, а затем на позициях (с/2)+1, (а/2)+2 и т. д. Если
/>£„„ (рис. 9.19, в), то ДГдостигает величины 7L сначала на по-
Рис 9 19. Диаграммы изменения ВИ между момен-
тами записи и считывания
437
Рис. 9.20. Временной детектор с фиксацией промежуточ-
ных значений ВИ между моментами записи и считывания
зиции цикла а/2, а затем последовательно на позициях (а/2)-1,
(а/2)-2 и т. д. Таким образом, переход момента совпадения ВИ
между сигналами записи и считывания с одной позиции на дру-
гую свидетельствует об изменении этого интервала на ЬТсч/а.
Структурная схема ВД, построенного по рассмотренному
принципу, изображена на рис. 9.20. Она включает в себя детек-
тор моментов согласования скоростей, аналогичный изображен-
ному на рис. 9.8, и детектор промежуточных значений ВИ между
сигналами записи и считывания, состоящий из счетчика импуль-
сов и логических элементов И3, И4.
Каждый сигнал согласования скоростей через элемент ИЛИ
устанавливает счетчик в исходное состояние, при котором сигнал
на выходе счетчика соответствует позиции цикла а/b. При этом
ВИ между последовательностями записи и считывания равен Тсч
и на выходе элементов И3, И4 вырабатывается нулевой сигнал.
При изменении ВИ (в сторону увеличения или уменьшения) на
ЬТсч/а на выходе соответствующего элемента (И3 или И4) выраба-
тывается сигнал, свидетельствующий о достижении ВИ первого
промежуточного значения (ТСЦ±^Т^) и сдвигающий в соответст-
вующую сторону временное положение сигнала с выхода счетчи-
ка. В результате сигнал с выхода счетчика будет сфазирован ли °
с [(а/й)+1]-й, либо 1(а/Ь)~ 1]-й позицией цикла до тех пор, пок
ВИ между последовательностями записи и считывания не Д
стигнет величины Тсч± 2ДГпр, после чего производится фазиров
ние счетчика со следующей позицией цикла [(а/Ь)+2 и (а/®
и т. д.
438
Рис. 9.21. Устройство ФАПЧ с
передачей промежуточных значе-
ний ВИ между моментами записи
и считывания
В устройстве ФАПЧ, структурная схема которого приведена
на рис. 9.21, по каждому сигналу о достижении ВИ промежуточ-
ного порогового значения осуществляется увеличение или умень-
шение (в зависимости от знака согласования скоростей) компен-
сирующего напряжения (рис. 9.22). Компенсирующий сигнал,
вырабатываемый цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП),
вычитается из сигнала с выхода ВД, в результате чего формиру-
ется сигнал, управляющий работой ГУН. Естественно, что Гпр не
может быть меньше максимального изменения ВИ между сигна-
лами записи и считывания за период передачи команд о дости-
жении промежуточных значений Т . Поскольку обычно /]р=7ск,
число промежуточных значений ВИ, информация о которых
может передаваться в приемное устройство, п < Тстах/ Тск = 1/5
В системах с односторонним согласованием скоростей, харак-
теризующихся высокой частотой согласования, применение та-
кого способа практически невозможно. Этот способ весьма эф-
фективен в системах с двусторонним согласованием скоростей,
характеризующихся чрезвычайно низкой частотой согласования
(7;»Тск). Действительно, при 5 <0,01 число передаваемых про-
|[Межуточных значений, а следовательно, и ДТпр определяется
практически только разрешающей способностью детектора про-
межуточных значений. Так, в аппаратуре ИКМ-120 с двусторон-
Pl*
9.22. Временные диаграммы сигналов в устройстве ФАПЧ с передачей про-
межуточных значений:
ал о промежуточных значениях временного сдвига; б вспомогательный сигнал: в - сигнал на выхо-
де ВД; г ~ сигнал, улрааляюший работой Г> Н
439
ним согласованием скоростей ЬТсч/а= Тсч/32, т. е. л=32. При
этом амплитуда вносимых временных флуктуаций не превосхо-
дит 3 % периода тактовой частоты передаваемого цифрового по-
тока (см. рис. 9.17, штрих-пунктирная кривая).
Передача промежуточных значений ВИ между сигналами за-
писи и считывания приводит к изменению спектрального соста-
ва управляющего напряжения. Анализируя рис. 9.22, в, г, можно
видеть, что при сохранении пилообразного характера управляю-
щего напряжения его частота увеличивается в п раз. Это обеспе-
чивает более полное подавление переменных составляющих
управляющего напряжения.
9.4. ПОСТРОЕНИЕ ЦИКЛА ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
С ВРЕМЕННЫМ ГРУППООБРАЗОВАНИЕМ
Структура цикла передачи ЦСП с временным группообразо-
ванием должна удовлетворять следующим требованиям:
1. Соотношение числа информационных и служебных символов
должно быть таким, чтобы обеспечивались требуемые параметры
ЦСП. Под служебными понимаются сигналы: команды согласова-
ния скоростей, число символов в которых (w) должно соответство-
вать требуемой помехоустойчивости этих сигналов; цикловой
(сверхцикловой) синхронизации, длительность которых (Ь) должна
обеспечивать требуемое время восстановления синхронизма; слу-
жебной связи, передаваемые со скоростью 16...32 кбит/с на dit по-
зициях цикла. Кроме того, в цикле обычно предусматриваются по-
зиции, предназначенные для передачи сигналов контроля и сигнали-
зации </к, непосредственного ввода сигналов дискретной информации
da, а также передачи информационных символов, формируемых при
отрицательном согласовании скоростей (в системах с двусторонним
согласованием скоростей) d„.
Соотношение числа информационных и служебных символов в
цикле передачи для каждого входного потока определяется из (9.11)-
<9-23)
где а]/Ь] - несократимая дробь; о, и bt определяют минимальное
число соответственно информационных и служебных символов
цикле передачи, приходящееся на один входной поток. Тогда q \
и qb„ где q - число объединяемых потоков, — соответственно м
нимальное число информационных и служебных символов
цикле передачи. Общее число информационных (/1) и слу*е£|Нм11
(В) символов в цикле передачи определяется выражения^
A = iqax\ B-iqbv где /—1, 2, 3, ... . Минимальное значение ' I
бирается из условия
440
i = | (qm + b + + dy + d:i + d„)/qbx | + 1.
2. При построении цикла передачи следует стремиться к
тому, чтобы число следующих подряд служебных символов было
минимальным, а их распределение в цикле - равномерным. Вы-
полнение первого условия обеспечивает минимизацию объема
памяти ЗУ, входящих в блоки асинхронного сопряжения цифро-
вых потоков, а реализация второго условия — лучшее подавление
временных флуктуаций в устройстве ФАПЧ, вызванных неравно-
мерностью передачи информационных символов. Действительно,
временные флуктуации подавляются эффективно, когда
f = цД > АГФНЧ, где Л ~ частота следования неравномерностей в
групповом потоке; q — число групп информационных символов в
цикле передачи с одинаковой степенью неравномерности. При
q=l, когда служебные символы распределены неравномерно в
цикле передачи, получаем значение /н, наиболее приближающее-
ся к AFOH4.
3. Распределение символов синхросигнала и команд согласо-
вания скоростей в цикле передачи должно обеспечивать мини-
мальное время восстановления синхронизма и максимальную по-
мехоустойчивость команд согласования скоростей. Обычно фор-
мируют сосредоточенный синхросигнал, поскольку время восста-
новления синхронизма при этом значительно меньше, чем при
использовании распределенного синхросигнала. Команды согла-
сования скоростей, напротив, как правило, распределяют рав-
номерно в цикле передачи для уменьшения вероятности их иска-
жения сосредоточенными помехами.
4. Структура цикла должна обеспечивать возможность прос-
того перехода от асинхронного режима работы к синхронному и
наоборот. В системах с двусторонним согласованием скоростей
такой переход не требует каких-либо изменений в структуре
Никла. При переходе от асинхронного режима к синхронному
перестают вырабатываться команды согласования скоростей.
В системах с односторонним согласованием скоростей для
перехода на синхронный режим работы значение fQ4UH необходи-
мо уменьшить или увеличить (в зависимости от знака согласова-
нИя скоростей), чтобы fc4 и, =f} Для сохранения прежнего значе-
ния частоты группового цифрового потока нужно, чтобы Д „ н+
К -const. Такое изменение Д м н в системах с положительным
Тасованием скоростей осуществляется переводом информаци-
онных импульсных позиций в разряд служебных, а в системах с
1,тРицательным согласованием скоростей - соответствующим
И1 441
увеличением числа информационных импульсных позиций. При
этомД и н должна быть кратна частоте цикла.
5. Длительность цикла должна быть по возможности мини-
мальной, что позволит уменьшить время восстановления синхро-
низма и временные флуктуации цифрового потока на выходе
оборудования сопряжения, а также упростить генераторное
оборудование и систему цикловой синхронизации.
Рассмотрим в качестве примера структуру цикла оборудова-
ния вторичного временного группобразования с двусторонним
согласованием скоростей при следующих исходных данных:
Тактовая частота группового сигнала, кГц . 8448
Тактовая частота входного сигнала, кГц. 2048
Число сопрягаемых потоков. . 4
Число корректируемых искаженных символов команды согласова-
ния скоростей....... I
Среднее время поиска синхросигнала, мс, не более . . 1,0
В системе с двусторонним согласованием скоростей соотно-
шение числа информационных и служебных символов в цикле
передачи на каждый входной поток в соответствии с (9.23) со-
ставляет al/6t=2048/[(8448/4)-2048]=32/l. Отсюда находим ^,=4;
#й|=128; ^(а|+Л|)=132. Поскольку /п=3, получаем <7^=12.
Сигналы контроля могут передаваться на позициях, предна-
значенных для передачи информационных символов, формиру-
емых при отрицательном согласовании скоростей (в моменты,
когда отрицательное согласование не производится), поэтому
dK=J„=4. Выбирая b=dc~d=4, находим fi=28(/=7), а
Л=7-4-32=896. Минимизируя число следующих подряд служебных
символов и равномерно распределяя их между информационны-
ми символами, определяем: число импульсных позиций в цикле
132-7=924; частота следования циклов 8448/924=9,1 кГц; частота
следования групп 8448/132=64 кГц; частота следования служеб-
ных символов в расчете на один входной поток 64-1=64 кГц!
б=/сч-41-/1н = 2112-64-2048 = 0.
При такой структуре цикла среднее время поиска СС, вь,чИ
ленное в соответствии с (8.1), составляет 6,3 мс, что значитель
превосходит требуемое значение. Поэтому необходимо увеличу
длину СС. Увеличив на единицу значение i (i =8), получим р ' ’
Zf=32, /1=1024. При этом число следующих подряд служеон^
символов, приходящихся на один цифровой поток, равно 2.
приводит к соответствующему возрастанию объема памяти
Равномерно распределяя служебные символы, получаем след,
щую структуру цикла передачи (табл. 9.1).
442
Таблица9.1
Вид передаваемой информации Номера позиции в цикле Номер группы в цикле
Синхросигнал 1 -8 I
Информационные символы 9-264
Первые символы команды согласования скоростей 1 -4 11
Символы служебной связи 5-8
Информационные символы 9-264
Вторые символы команды согласования скоростей 1 -4 III
Символы дискретной информации 5-8
Информационные символы 9-264
Третьи символы команды согласования скоростей 1 -4 IV
Информационные символы, формируемые при отрицательном согласовании скоростей, сигналы контроля сигнализации 5-8
Информационные символы 9-264
В цикле, представленном данными табл. 9.1, число импульс-
ных позиций в цикле составляет 1056; частота следования цик-
лов 8448/1056=8 кГц; частота следования групп 8448/264=32 кГц,
Частота следования служебных символов в расчете на один вход-
н°й поток 32-2=64 кГц; 5 =/счн „ "Лн = 2112 - 64 - 2048 = 0;
среднее время поиска синхросигнала 0,625 мс.
443
9.5. СРАВНЕНИЕ АВЕ С ОДНО- И ДВУСТОРОННИМ СОГЛАСОВАНИЕМ
СКОРОСТЕЙ
Сравним функциональные возможности и основные параме-
тры АВГ с одно- и двусторонним согласованием скоростей.
Возможность работы в синхронном режиме. Предполагается,
что разветвленная цифровая сеть связи будет представлять собой
совокупность несинхронизированных между собой синхронных
зон. В соотвезствии с этим АВГ должно обеспечивать возмож-
ность работы как в асинхронном, так и в синхронном режиме.
Это требование полностью удовлетворяется в АВГ с двусторон-
ним согласованием скоростей, в котором синхронный режим яв-
ляется частным случаем асинхронного при нулевом значении ра-
зности частоз записи и считывания. В синхронном режиме не
вырабатываются команды согласования скоростей, благодаря
чему повышается пропускная способность канала связи и возр-
астает помехоустойчивость СП из-за отсутствия искажений этих
команд. Кроме того, в синхронном режиме АВГ не вносит вре-
менные флуктуации в передаваемые цифровые потоки.
Важным является также обеспечение возможности совмест-
ной работы на сети связи АВГ с аппаратурой АЦП или цифро-
вой коммутации. Такая возможность может быть реализована
только при синхронном режиме работы АВГ
В АВГ с односторонним согласованием скоростей синхрон-
ный режим работы принципиально невозможен из-за заведомого
превышения (при положизельном согласовании скоростей) час-
тоты считывания над частотой записи. Поэтому, если даже пос-
ледовательности записи и считывания синхронизированы между
собой (квазисинхронный режим работы), в аппаратуре сопряже-
ния с соотвезсзвующей периодичностью формируются команды
согласования скоростей, для передачи которых требуется такая
же пропускная способность, как и при асинхронном режиме.
Кроме того, передача этих команд снижает помехоустойчивость
аппаратуры сопряжения.
Помехоустойчивость приемников команд согласования скорос-
тей. Аппаратура группообразования с двусторонним согласовани-
ем скоростей характеризуется значительно меньшей частотен
следования моментов согласования скоростей, чем оборудование
с односторонним согласованием. Поэтому длительность команд
согласования в АВГ с двусторонним согласованием может быть
выбрана практически сколь угодно большой (что обеспечивает
практически неограниченную помехоустойчивость приемнике
этих команд), тогда как в АВГ с односторонним согласование
возможности увеличения длительности команд согласования с-
щественно ограничены. Так, в АВГ с дву- и односторонним с
444
гласованием скоростей, соответствующим Рекомендациям G.745
и G.742 МККТТ, при практически равных длительностях цикла
передачи минимальный интервал между моментами согласования
скоростей в первом случае составляет более 100 циклов, а во
втором - два.
В АВГ с двусторонним согласованием скоростей, как было
показано выше, помехоустойчивость приемников команд согла-
сования скоростей может быть повышена путем анализа струк-
туры команд согласования без увеличения их длительности. При
соответствующем усложнении приемников команд согласования
скоростей могут исправляться не только одиночные, но и сдво-
енные, строенные и т. д. искажения этих команд.
Таким образом, отличительной чертой АВГ с двусторонним
согласованием скоростей является возможность практически не-
ограниченного повышения помехоустойчивости команд согласо-
вания скоростей.
Устойчивость к ’’размножениям” сбоев цикловой синхронизации.
При сбое цикловой синхронизации в ЦСП п-й ступени иерархии
на вход приемников команд согласования скоростей этой систе-
мы поступают случайные последовательности символов, вызы-
вающие ложные согласования скоростей. Последние приводят к
сбоям цикловой синхронизации в компонентных ЦСП (« - 1)-го
порядка. Таким образом происходит ’’размножение” сбоев цик-
ловой синхронизации.
Предотвращение размножения сбоев из-за ложных коррекций
длительности цикла в системах с двусторонним согласованием
скоростей может быть обеспечено блокировкой приемников ко-
манд согласования скоростей на время сбоя цикловой синхрони-
иции, в результате чего ложная коррекция не производится. Од-
нако и в данном случае возможно размножение сбоя синхрони-
Иции, если во время сбоя в передающем устройстве осуществля-
ется согласование скоростей. В системах с двусторонним
согласованием за время сбоя синхронизации может быть сфор-
мировано не более одной команды согласования скоростей. При
’том информация об однократном согласовании может быть по-
ручена в приемном устройстве на основе анализа структуры ко-
манд согласования скоростей, аналогичного используемому для
повышения помехоустойчивости этих команд.
В системах с односторонним согласованием осуществление
Подобной коррекции невозможно из-за того, что за время сбоя
^Инхронизации формируется достаточно большое число команд
“>гласования скоростей, которое практически не может быть
°Чно определено в приемном устройстве.
Вносимые временные флуктуации. При использовании в ус-
йстве ФАПЧ в качестве выделителя напряжения, подаваемого
445
на вход ГУН, простого ФНЧ величина временных флуктуаций,
вносимых аппаратурой с двусторонним согласованием скоростей,
значительно больше, чем в аппаратуре с односторонним согласо-
ванием скоростей. Однако в аппаратуре с двусторонним согласо-
ванием скоростей при передаче в приемное устройство информа-
ции о промежуточных значениях ВИ между последовательностя-
ми записи и считывания обеспечивается значительно меньшее,
чем в оборудовании с односторонним согласованием скоростей,
значение вносимых временных флуктуаций (около 1...3 % от так-
тового интервала).
Эффективность использования пропускной способности группо-
вого тракта. В ЦСП с односторонним согласованием в связи с
высокой частотой формирования активных команд согласования
скоростей необходима большая пропускная способность канала
передачи этих команд, чем в системах с двусторонним согласова-
нием. При равных пропускных способностях каналов коэффици-
енты их загрузки существенно различаются. Так, если в системах
с односторонним согласованием скоростей коэффициент загруз-
ки составляет примерно 0,5, то в системах с двусторонним согла-
сованием он не превышает 0,02. Эта избыточная пропускная
способность канала передачи команд согласования скоростей в
системах с двусторонним согласованием может использоваться,
как уже было показано, для повышения помехоустойчивости
этих команд, уменьшения вносимых временных флуктуаций или
для работы при значительной нестабильности тактовых частот
объединяемых потоков. Кроме того, в ЦСП с положительным
односторонним согласованием из-за большего значения частоты
считывания, чем в ЦСП с двусторонним согласованием, эффек-
тивность использования пропускной способности группового
тракта уменьшается.
В системах с двусторонним согласованием необходимо пре-
дусмотреть возможность передачи дополнительных информаци-
онных символов, формируемых при отрицательном согласовании
скоростей. Однако пропускная способность канала, необходимая
для передачи этих символов, весьма незначительна. Так, во втор-
ичной ЦСП, соответствующей Рекомендации (7.745 МККТТ, она
составляет 0,1 кбит/с, а в третичной ЦСП, соответствующей Ре'
комендании (7.753 МККТТ, 0,3 кбит/с.
Объем аппаратуры. При идентичном построении цикла пере_
дачи (примерно одинаковом числе бит в цикле и равном чи^
следующих подряд служебных символов) большинство узлов Ар,
с одно- и двусторонним согласованием скоростей практическ
идентичны (ЗУ, ГО, система цикловой синхронизации, преооР
зователи кодов в приемном и передающем устройствах, устрой
446
ва контроля и сигнализации, питающие устройства и т. д.). Раз-
личаются лишь формирователи и приемники команд согласова-
ния скоростей, которые оказываются более сложными в системах
с двусторонним согласованием. Однако в отличие от систем с
односторонним согласованием эти устройства могут реализова-
ться как групповые для всех объединяемых потоков.
9.6. ОСОБЕННОСТИ АВГ С СИНХРОННЫМ СОПРЯЖЕНИЕМ
ЦИФРОВЫХ ПОТОКОВ
Сопряжение синхронных цифровых потоков представляет
собой частный случай сопряжения асинхронных цифровых пото-
ков, при котором частота считывания кратна частоте записи.
При этом импульсные позиции временных сдвигов можно пол-
ностью использовать для передачи служебных сигналов, сигналов
дискретной информации и др.
Представленная на рис. 9.23 структурная схема аппаратуры
сопряжения синхронных цифровых потоков включает в себя q
передающих и q приемных блоков синхронного сопряжения
(БССпср1 - БССпер(?) и (БССпр1 - БССПМ), в каждом БССпср осу-
Рис 9.23. Структурная схема ОВГ для одного направления передачи
при синхронном сопряжении цифровых потоков
447
ществляются запись входного потока в ЗУ и считывание сигна-
лов с соответствующего выхода ГО. Процессом записи управляет
импульсная последовательность, вырабатываемая преобразовате-
лем кода приема (ПКпр).
Взаимное временное положение сигналов записи и считыва-
ния контролируется ВД. Начальная установка сигнала считыва-
ния относительно сигнала записи производится таким образом,
чтобы импульсы считывания никогда не совпадали с импульсами
записи. Считанные импульсные последовательности с выходов
БССпер1 - БСС|1ем, а также синхрокомбинация с выхода передат-
чика СС через схему объединения и преобразователь кода пере-
дачи (ПКпер) вводятся в линейный тракт.
Приемное устройство распределяет символы многоканального
сигнала между соответствующими БССпр и восстанавливает пер-
воначальную скорость информационного сигнала путем записи
его в ЗУ и считывания с частотой, равной частоте этого сигнала
на входе аппаратуры объединения. При этом осуществляется ра-
вномерное распределение временных сдвигов, сформированных
в передающем устройстве.
Отличительные особенности систем синхронного сопряжения
цифровых потоков заключаются в следующем. При синхронном
режиме работы взаимодействующих систем должна быть введена
цепь синхронизации, связывающая задающие генераторы этих сис-
тем. Естественно, что в данном случае отпадает необходимость в
использовании устройства ФАПЧ в приемном оборудовании. Уста-
новка начального временного положения считывающей последова-
тельности относительно сигналов записи производится только при
включении аппаратуры или сбоях ГО. Поэтому временное положе-
ние считывающей последовательности может изменяться всегда в
одну и ту же сторону, а возможным удлинением процесса установ-
ки начального положения можно пренебречь.
В связи с тем, что в процессе работы аппаратуры синхронно-
го сопряжения временное положение считывающей импульсном
последовательности не корректируется, в ЗУ должны быть вклю-
чены дополнительные ячейки памяти, предназначенные для ком-
пенсаций максимально возможных временных флуктуаций вход-
ного цифрового потока.
ГЛАВА 10. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
10.1. ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕДАЧИ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
В цифровых линейных трактах (ЦЛТ) сигнал передается
импульсном виде. Форма импульсов может быть различно! •
448
Рис. 10.1. Прямоугольный импульс (а) и его энергетический спектр (6)
простейшем случае могут использоваться прямоугольные им-
пульсы (рис. 10.1, а). Энергетический спектр, соответствующий
прямоугольному импульсу, представлен на рис. 10.1, б и описы-
вается выражением
/'(со) = T(sinco 7/2)/(и 7/2), (10.1)
I где со = 2л/- круговая частота; Т-длительность импульса.
Оказывается, что в пределах спектра до первого нуля на час-
тоте /= 1/7’ содержится около 90 % энергии сигнала. Следова-
тельно, полоса сигнала может быть ограничена значением \/Т и,
несмотря на это, идеальная форма сигнала будет хорошо аппрок-
симироваться. Согласно теории, если необходимо сохранить
только значения отсчетов сигнала в середине каждого тактового
интервала, то полосу частот можно сократить до 1/27'. При этом
максимальная скорость передачи сигнала, достижимая в неко-
торой полосе частот при отсутствии межсимвольной интерферен-
ции, численно в 2 раза больше ширины полосы. Эту скорость
передачи иногда называют скоростью передачи по Найквисту и
обозначают Rmax.
Хотя дискретные прямоугольные импульсы наиболее просты
Для визуального представления, они требуют широкой полосы и
поэтому нежелательны.
Обычно в цифровую линию подаются прямоугольные им-
Пульсы (или их модулированные эквиваленты), но сочетание
Фильтров, ограничивающих полосу, и самой среды передачи
Приводит к реакции, показанной на рис. 10.2. Колебания по обе
/фороны от основной части импульса являются неизбежным
СлеДствием ограниченной полосы частот канала.
Важным свойством импульсной реакции (см. рис. 10.2) явля-
йся то, что, несмотря на наличие колебаний, импульсы могут
449
передаваться каждые Геи приниматься без помех от соседних
импульсов. Очевидно, что моменты принятия решения должны
совпадать с моментами пересечения нуля соседними импульса-
ми. Подобные импульсные реакции можно получить и в канале с
полосой частот, приближающейся к минимальной по Найквисту
и численно равной половине скорости передачи сигнала.
По мере приближения скорости передачи сигнала в ЦЛТ к
максимальной для данной полосы частот все более критичными
становятся положения моментов принятия решения и все более
жесткими требования, предъявляемые к каналу. Небольшие от-
клонения в реакции канала или в положениях моментов приня-
тия решения приводят к перекрытию импульсов в эти моменты,
называемому межсимвольной интерференцией. К основным при-
чинам возникновения межсимвольной интерференции относят-
ся: неточности хронирования, недостаточная ширина полосы,
амплитудные искажения, фазовые искажения.
Неточности хронирования на передаче или приеме создают
межсимвольные искажения. Поскольку в приемнике хрониру-
ющее колебание извлекается из принимаемого сигнала, подвер-
женного шумам и, возможно, искажениям, неточности в положе-
ниях моментов принятия решения здесь более вероятны, чем не-
точности хронирования в передатчике. Если скорость передачи
существенно ниже Rmax, чувствительность к ошибкам хронирова-
ния мала.
Частота колебаний, которой соответствует зависимость на
рис. 10.2, точно равна теоретически минимальной ширине поло-
сы частот канала. Если ширину полосы уменьшать и далее, час-
тота колебаний снижается и неизбежно возникает межсимволь-
ная интерференция. В некоторых СП сигнал преднамеренно
передают со скоростью, превышающей Rmax, но это делается при
заранее предусмотренных значениях межсимвольной интерфер-
енции, на которую рассчитывается приемник. Обычно такие сис-
темы называют системами с частичным откликом (название свя-
зано с тем, что канал не успевает полностью отреагировать на
входной сигнал за время одиночного импульса).
Рис 10.2. Типичная импульсная реакция канала
с о!раниченной полосой частот
В ЦСП всегда требуются фильтры для ограничения полос
частот передаваемых сигналов, а также шумов и помех в прием-
никах. В общем случае фильтры рассчитаны на получение опре-
деленной импульсной реакции. Если используется среда переда-
чи с заранее известными характеристиками, последние могут
быть включены в общий расчет фильтра. Однако частотная хар-
актеристика канала не всегда может быть предсказана с доста-
точной точностью. Отклонение частотной характеристики от тре-
буемой приводит к искажениям импульсов во временной облас-
ти. Компенсацию неоднородностей частотной характеристики
канала называют частотной коррекцией.
В частотной области импульс представляет собой суперпози-
цию частотных составляющих с определенными амплитудными и
фазовыми соотношениями. Изменение относительных амплитуд
частотных составляющих приводит к АЧИ, которые уже рассм-
атривались. При изменении фазовых соотношений между состав-
ляющими появляются ФЧИ. В основном ФЧИ возникают, если
частотные составляющие сигнала задерживаются в линии переда-
чи на различное время.
При выборе кода передачи, т. е. кода, используемого в ЦЛТ,
помимо требований к тактовой синхронизации необходимо
также учитывать спектр кода и имеющуюся в распоряжении по-
лосу частот (особенно в области низких частот), уровни шумов и
помех, длительность вхождения в синхронизм, возможности кон-
троля за ошибками и требования к технической реализации ус-
тройств преобразования кодов.
10.2. ПРИНЦИПЫ ФОРМИРОВАНИЯ И ХАРАКТЕРИСТИКИ КОДОВ
ПЕРЕДАЧИ
Код без возвращения к нулю
В вычислительных системах наиболее общей формой кода яв-
ляется код типа ДА/HET (включено/выключено), использующий
-'ровень 3 В для символа ”1” и примерно 0 В для символа ”0”.
Однако в линии передачи целесообразнее с точки зрения эффек-
!ивной реализации мощности передавать двоичный сигнал экви-
11щ1ентной разницей в уровнях, симметрично сбалансированной
"•Носительно 0 В. Например, средняя мощность, необходимая
'1я передачи двоичного сигнала с равной вероятностью формир-
1*?ния уровней +3 В и 0 В, составляет 4,5 Вт (на сопротивлении
Ом). При использовании уровней +1,5 В и -1,5 В та же самая
'’Мехозащищенность достигается при снижении требуемой мощ-
°еги вдвое (2,25 Вт).
451
Цифровой сигнал
t
а)
Рис. 10.3. Одно- (а) и двухполярный (б) коды
передачи
Инженеры-связисты обычно называют код с несбалансиро-
ванными значениями напряжения однополярным, а код со сба-
лансированными значениями - двухполярным. Примеры последо-
вательности двоичного сигнала и его отображения в одно- и
двухполярном кодах представлены на рис. 10.3. Поскольку уро-
вень каждого сигнала поддерживается в течение длительности
тактового интервала, такой двоичный код называют кодом без
возвращения к нулю (БВН).
Как следует из рис. 10.3, код БВН не содержит переходов для
длинных последовательностей 1 и 0. Он соответствует системе
передачи, в которой импульсы (перед фильтрацией) затянуты на
длительность тактового интервала Т. Отсюда спектр кода (в
предположении о случайном характере цифрового сигнала) явля-
ется спектром вида (sin х) /х, показанным на рис. 10.2. Энергети-
ческий спектр кода БВН на нулевой частоте (постоянном токе)
существенно отличается от нуля. Однако большинство провод-
ных линий передачи не пропускает сигналы постоянного тока,
поскольку они подключаются к станционному оборудованию с
помощью трансформаторов или разделительных конденсаторов.
Кроме того, в некоторых случаях из сигнала специально удаляют
постоянную составляющую с тем, чтобы обеспечить возможность
дистанционного питания регенераторов. Устранение низкочас-
тотных (и постоянной) составляющих из сигнала приводит к
тому, что в длинных последовательностях 1 или 0 амплитуда по-
степенно уменьшается. Следовательно, в течение этих последова-
тельностей приемник потеряет не только хронирующую инфор*
мацию, но и свой эталон амплитуды для оптимального различу
ения уровней 1 и 0. Эффект среза низких частот, называемым
плаванием постоянной составляющей для типичной последова-
тельности на передаче, показан на рис. 10.4. Отметим, что пос-пе
длительной последовательности 1 сигнал на выходе линии таков-
что более вероятно появление ошибок, при которых 1 переход*1
452
Рис. 10.4. Плавание постоянной составляющей в коде БВН
в 0, чем ошибок, при которых 0 трансформируется в 1. Анало-
гично этому длинная последовательность 0 увеличивает вероят-
ность ошибочного перехода 0 в 1.
Эта проблема возникает не только для длинных последова-
тельностей I или 0, но и во всех случаях несбалансированности
числа 1 и 0. Следовательно, наличие периодических хрониру-
ющих импульсов недостаточно для устранения плавания посто-
янной составляющей, что существенно ограничивает область
применения кода БВН.
Плавание постоянной составляющей характерно не только
для ЦСП. Наличие низких частот в случайном сигнале данных
является основной причиной того, что для передачи данных
через аналоговую телефонную сеть требуются модемы (аналого-
вые каналы ТЧ также не пропускают постоянного тока). С этим
явлением приходится бороться также в телевизионных и радио-
локационных приемниках, детекторах радиации и др.
Одним из эффективных способов борьбы с плаванием посто-
янной составляющей является использование решающей обрат-
ной связи, называемой также корректированием посредством
квантованной ОС. При квантованной ОС плавание постоянной
составляющей компенсируется формированием на приемной
стороне низкочастотной реакции и добавлением ее к принимае-
мому сигналу. После этого восстанавливается исходный цифро-
вой поток. Как показано на рис. 10.5, восстановленный цифро-
вой поток в цепи ОС проходит через ФНЧ, на выходе которого
формируется сигнал, имеющий вид импульса последействия в
Кандте. Сигнал ОС, добавляемый к принимаемому сигналу, уда-
ляет последействие (межсимвольную интерференцию). Реакция
Цепи ОС в частотной области является дополняющей к реакции
канала.
Рис 10.5. Восстановление исходного сигнала с помо-
- шью квантованной обратной связи
453
Рис. 10.6. Кол с чередованием полярности импульсов
Код с чередованием полярности импульсов
При рассмотренном выше способе восстановления постоян-
ной составляющей обнаружение импульсов упрощается за счет
создания в приемнике низкочастотной реакции на импульс. Од-
нако имеется ряд кодов передачи, которые формируются таким
образом, что не содержат энергии постоянного тока, поэтому не-
чувствительны к удалению постоянной составляющей. При би-
полярном преобразовании кода проблема плавания постоянной
составляющей решается применением трех уровней кодирования
двоичного цифрового сигнала, а именно: логический 0 передаст-
ся нулевым напряжением, в то время как логическая 1 передает-
ся попеременно положительным и отрицательным напряжения-
ми. Таким образом, для устранения составляющих постоянного
тока из спектра сигнала средний уровень напряжения поддержи-
вается равным нулю.
Поскольку в биполярном коде передача логических I осу-
ществляется импульсами чередующейся полярности, его называ-
ют кодом с чередованием полярности импульсов (ЧПИ) или кодом
AMI. Для передачи каждой логической 1 обычно используются
импульсы с длительностью, равной половине тактового интерва-
ла (рис. 10.6). Такие импульсы были выбраны для упрощения
выделения хронирующего сигнала в регенераторах. Энергетичес-
кий спектр биполярного кода описывается выражением
5(<о) = 2р(1 -р)| G(o)|/r--l_cos^2--------- (10.2)
1 2 (2/j I) cos о T+ (2 р- 1)
Здесь р - вероятность появления единиц; 6(<в) — спектр одиноч-
ного импульса. Для импульсов с длительностью, равной 50 %
длительности тактового интервала, т. е. со скважностью, равной
двум, G(o>) = (Г/2) sin (ш7'/4)/(соТ/4) . На рис. 10.7 показан
вид 5(со) для различных значений р (для случайного цифрового
сигнала р=1/2).
Биполярный сигнал в чистом виде не содержит хронирующей
компоненты. Поэтому в регенераторах перед выделением *Р°'
пирующего колебания производится двухполупериодное выпряМ'
ление сигнала, т. е. получение однополярных импульсов вместо
биполярного сигнала.
454
5*
р-0,6
/ 0,5
у о, о
0 --------1-------Рис. 10.7. Энергетический спектр
0,5/Т 1/Т f кода ЧП И
По существу, биполярное преобразование кода базируется на
пространстве троичного кода, но с использованием только двух
уровней в течение каждого конкретного тактового интервала.
Следовательно, при таком преобразовании плавание постоянной
составляющей устраняется за счет неэффективного и избыточно-
го использования кодового пространства. Избыточность в сигна-
ле дает также и другие преимущества. Наиболее важное из них
состоит в возможности контролировать качество передачи путем
подсчета ошибок, не имея информации о характере передавае-
мых сигналов. Поскольку полярности импульсов в линии долж-
ны чередоваться, обнаружение двух последовательных импульсов
одной полярности означает появление ошибки. Это появление
ошибки известно как нарушение биполярности.
При каждой одиночной ошибке обязательно происходит нар-
ушение биполярности. Следовательно, биполярный код по своему
существу представляет форму кодирования с проверкой на чет-
ность. Если обнаружено нарушение биполярности, то ошибка про-
изошла в одном из битов в интервале между импульсами, указыва-
ющими на это нарушение (включая и сами импульсы): либо какой-
то импульс должен был быть 0, либо какой-то из принятых 0 дол-
жен был быть импульсом противоположной полярности.
Если более внимательно оценивать текущие значения отсче-
тов импульсов, то можно принять решение о том, где с наиболь-
шей вероятностью произошла ошибка. Бит со значением отсчета,
наиболее близким к порогу решения, скорее всего, и содержит
ошибку. Данный способ принадлежит к общему классу алгорит-
мов решения для сигналов с избыточностью, называемых алго-
ритмами максимального правдоподобия или декодированием по Ви-
терби. Отметим, что при использовании этого метода исправле-
ния ошибок требуется запоминание амплитуд импульсов. Если
*е величины запоминаются только после операции решения, ис-
править ошибки нельзя (можно только их обнаружить). В насто-
ящее время высокая стоимость реализации данных алгоритмов
^правления ошибок препятствует их широкому использованию.
Кроме того, избыточность, возникающая при биполярном
преобразовании, может использоваться для преднамеренного
455
введения нарушений биполярности с целью обозначения специ-
альных ситуаций (таких, как введение метки циклового синхро-
сигнала при временном группообразовании) и аварийных состоя-
ний. Специальные же кодовые комбинации позволяют увеличи-
вать содержание хронирующей составляющей в сигналах линии.
Поскольку в источнике сигнала биполярность обычно не нару-
шается, то эти особые ситуации можно легко распознать. Конеч-
но, если нарушения биполярности происходят по указанным
причинам, а не в результате ошибок в канале, возможность кон-
троля качества передачи усложняется.
Коды с замещением серий нулей
Основным недостатком кода ЧПИ является возможность по-
явления в цифровом сигнале длинных серий 0, что затрудняет
поддержание хронирования в регенераторах. Биполярный код
усовершенствуется путем замещения (по установленным прави-
лам) всех последовательностей из N двоичных нулей специаль-
ной кодовой комбинацией длиной в /V тактовых интервалов, со-
держащей определенное число двоичных единиц. В результате
этого плотность импульсов в коде передачи увеличивается (по
сравнению с исходной двоичной последовательностью). В при-
емном оконечном устройстве происходят распознавание замеща-
ющих комбинаций и их замена последовательностями.
В качестве примера опишем алгоритм замены трех нулей, используемый в
коде B3ZS.
Каждая последовательность из трех нулей (ООО) в цифровом сигнале источни-
ка заменяется либо на 00 К либо на ВОК Комбинация вида 00 И содержит два так-
товых интервала без импульсов (00), за которыми следует импульс, представляю-
щий нарушение биполярности (Г)- Комбинация вида 50V содержит одиночный
импульс, соответствующий правильной последовательности биполярного кода
(5), за которым следует пауза (0), и заканчивается импульсом с нарушением би-
полярности (Г). При каждой замене трех нулей специальной комбинацией нару-
шение биполярности происходит в последней позиции, поэтому место замены
легко обнаруживается.
Решение о замене 000 на 00 И или ЛОЙ принимается исходя из того, что число
импульсов типа В (без нарушения биполярности) между нарушениями (Й) долж-
но быть нечетным. Следовательно, если после последней замены было передано
нечетное число единиц, то для замены трех нулей выбирается комбинация вида
00 И Если число промежуточных единиц четное, выбирается 50 И Таким образом,
между всеми умышленными нарушениями биполярности содержится нечетное
число биполярных импульсов. При этом и нарушения биполярности меняют по-
очередно свою полярность, что предотвращает плавание постоянной составляю-
щей. Четное число биполярных импульсов появляется только в результате оши-
бок в канале. Кроме того, перед каждым умышленным нарушением передается
нуль. При этом в коде остается значительная избыточность для того, чтобы спо-
собствовать контролю за качеством передачи. Правила замен в коде 53Z5 в зави-
симости от числа биполярных импульсов (единиц) после последней замены пре4
ставлены в табл. 10.1.
456
Таблица 10 I
Полярность предыдущего импульса V Вил комбинации для числа импучьсов В посче последней замены
нечетного четного
00- + 0 +
+ 00 + -о-
Еще один код с замещением серий нулей, рекомендованный
МККТТ, называется кодом с высокой плотностью (К.ВП) единиц
или кодом НОВ. В обычно используемом варианте такого кода
последовательности из четырех нулей заменяются последователь-
ностями, содержащими нарушения биполярности на позиции
последнего бита. Поскольку этот формат преобразования предот-
вращает появление последовательностей нулей, число которых
превышает три, его называют преобразованием вида КВП-3 или
НВ В-3. Правила проведения замен в коде НВ В-3 в зависимости
от числа биполярных импульсов (единиц) после последней заме-
ны (табл. 10.2) в основном такие же, как и для кода B3ZS. Отме-
тим только, что замены вводят нарушения только на позиции
четвертого бита, а при последовательных заменах создаются на-
рушения с чередующимися полярностями.
Парноселективный троичный код
Алгоритмы замен вида BNZS, описанные выше, представляют
собой примеры выбора кодов в троичном кодовом пространстве
с целью увеличения содержания хронирующей составляющей
двоичного сигнала. Еще одним примером кодов, использующих
троичное кодовое пространство, является парноселективный тро-
ичный код (PST).
Процесс преобразования к коду вида PST начинается с разде-
ления входного двоичного цифрового сигнала на пары битов с
Целью последующего формирования последовательностей кодо-
вых комбинаций из двух видов (мод). Затем каждая из этих пар
битов преобразуется для передачи в два троичных символа. По-
скольку число двухсимвольных троичных кодовых комбинаций
равно девяти, а число двухсимвольных двоичных кодовых комби-
наций только четырем, возможна значительная гибкость в выбо-
ре способа преобразования в код передачи. Один из возможных
Форматов преобразования приведен в табл. 10.3. Этот конкрет-
ный формат не только гарантирует наличие значительной хрони-
457
руюшей составляющей, но и предотвращает плавание постоян-
ной составляющей за счет переключения мод для сохранения ба-
ланса между положительными и отрицательными импульсами.
Кодовые операции выбираются из одного столбца до тех пор,
пока не будет передан одиночный импульс. В этот момент моды
в преобразователе кодов переключаются и кодовые комбинации
выбираются из другого столбца до тех пор, пока не будет передан
другой одиночный импульс (противоположной полярности).
ООО
00
1МИЧНЫЙ пхоаиой
Потенциальный недостаток алгоритма преобразования к колу
PST состоит в том, что двоичный цифровой сигнал должен быть
разделен на пары. Следовательно, на приеме при преобразовании
кода PST в исходный двоичный необходимо выделять границы
пар. Распознавание границ не представляет труда, если перелает-
ся случайный цифровой сигнал, поскольку при неправильном
разбиении на пары в конце концов неизбежно образуются недо-
пустимые кодовые комбинации (00, + Кроме того,
структура циклов для временного группообразования обычно
обеспечивает автоматическое получение синхронизма по кодо-
вым комбинациям и парам.
Энергетический спектр кода PST при равных вероятностях
появления единиц и нулей представлен на рис. 10.8. Здесь
для сравнения представлены энергетические спектры коде”
B3ZB и AMI.
458
Рис. II) 8 Спектры коп*5в:
l-MUl *"J BJZS
На рис. 10.8 следует обратить особое внимание на то, что би-
полярный код и коды, полученные на его основе, требуют рав-
ных полос. Их единственное отличие сосгоит в том, что у кодов
BiZS и PST более высокие уровни энергии, что связано с
большими плотностями импульсов. Повышенные уровни экер-
ши имеют и нежелательный эффект, состоящий в увеличении
переходных помех в многопарных кабелях. Однако ухудшения от
увеличенных переходных помех в некоторой степени компенси-
руются повышенной точностью восстановления колебаний так-
товой частоты.
Троичные коды
Биполярные коды и код PST для передачи двоичного сигнала
используют пространство троичного кода, что, очевидно, неэф-
фективно. Например, в кодовой комбинации троичного кода из
восьми символов можно образовать Зк=6561 различных комбина-
пий. в то время как восемь битов двоичного цифрового сигнала
создают только 2-256 различных кодовых комбинаций.
I Описанные выше коды передачи не реализуют преимущества
повышенного информационного содержания троичных кодов -
их выбирают исходя из содержания хронирующей информации и
игектральных свойств си1 нала в линии
| Одна из процедур преобразования в троичный код состоит в
отображении четырех двоичных символов в три троичных (код
4S.1 Г). Поскольку двоичные комбинации из четырех битов требу-
ют только 16 из 27 возможных троичных трехсимвольных комби-
ций. существует значительная гибкость в выборе троичных
лов. В табл. 10.4 предстадчен один из возможных алгоритмов
рмирования троичного кода. Троичные комбинации в среднем
злбце сбалансированы по величине постоянной составляющей,
тонне комбинации из второго и четвертого столбцов для под-
рл.мния баланса постоянной составляющей выбираются пооче-
Дно. Если было передано больше положительных импульсов,
м отрицательных, выбирается второй столбец. Когда расхожде-
ie между числом положительных и огрииательныч импульсов
тяется на обратное, выбирается четвертый столбец. Кодовая
459
Таблица 10.4
Пвоичям кодомя комби
Троичнм ксщоми кспЛннациа (шкоплеиный небаланс)
0000
0001
оою
ООН
0100
0101
оно
01Н
1000
1001
1010
1011
ноо
1101
ню
НИ
комбинация из одних нулей не используется. Следовательно, со-
храняется значительная тфонируюшая составляющая.
Биимпульсные коды
В биполярном коде и его модификациях (BNZS и PST) лм
получения желаемых свойств, таких как достаточное число хро-
нирующих переходов, отсутствие плавания постоянной сост:
ляюшей и возможность контроля характеристик, использую’
дополнительные уровни. Отметим, что указанные свойства по:
чены за счет увеличения кодового пространства, а не расшм!
ния полосы. Первый нуль в спектрах всех рассмотренных до с
пор кодов, включая БВН, лежит в точке I/T, численно соотй
ствуюшей скорости передачи.
Однако существует большое число кодов передачи, ко
обеспечивают получение значительной хронирующей составЗЯ^
щей и отсутствие плавания постоянной составляющей за
расширения полосы сигнала при использовании только ЛЗ
уровней для двоичного цифрового сигнала. Одним из наи*у
460
Рис. 10.9 Абсолютный биимпульсный кол
известных колов такого типа является абсолютный биимпульсный
I код, который называют также манчестерским кодом.
। В абсолютном биимпульсном коде один период прямоуголь-
ного колебания в определенной фазе используется для передачи
единицы (рис. 10.9, о) и другой период в противоположной фа-
зе—для передачи нуля (рис. 10.9, б). Пример последовательнос-
ти, преобразованной к абсолютному биимпульсному коду, пред-
ставлен на рис. 10.9, в. Отмстим, что в середине каждого такто-
вого интервала имеется переход, поэтому в спектре содержатся
-ильные хронирующие составляющие. Кроме того, в сигналах
этических нуля и единицы импульсы отрицательной и положи-
Ьльной полярностей занимают одинаковые плошали. Вследствие
того нет плавания постоянной составляющей. Однако абсолют-
ный биимпульсный сигнал не содержит избыточности для кон-
воля качества передачи и в случае необходимости такого кон-
|роля приходится либо вводить в цифровой сигнал биты для
-^рэоверки на четность, либо контролировать качество приема им-
< thльсов (более детально контроль качества передачи рассматри-
вая в последующих разделах данной главы).
. . Спектр абсолютного биимпульсного сигнала представлен
м рис. 10.10 (кривая /), где его можно сопоставить со спектром
। <иа БВН (кривая 2). Отметим, что первый нуль в спектре абсо-
у*тного биимпульсного сигнала приходится на точку 2/Т. Сле-
^Нтельно, дополнительные переходы для хронирования и уст-
। Мнение постоянной составляющей получаются за счет использо-
I ия более высоких частот в сигнале. Однако абсолютный би-
Энергетический
спектр абсолк »ного биимлульс-
ного сигнала
J О | 1 ( t 0 I 0 I 0 * ' ,
Рис IO. 11. Относительный биимлульсный К 4
импульсный сигнал имеет по сравнению с трехуровневыми бипо-
зярными сигналами меньшую вероятность ошибок при равном
отношении сигнал-шум.
В абсолютном биимпульсном коде сигнал, соответствующий
единице, является негативной копией сигнала, представляющего
нуль. Однако во многих средах передачи может оказаться невоз-
можным определение абсолютной полярности или эталона абсо-
лютной фазы. Следовательно, декодер может представить все
единицы нулями, а нее нули — единицами.
Для устранения этого недостатка можно применить относи-
тельный биимпу и>сный код. в котором единица кодируется изме-
нением предыдущего состояния, а нуль - сохранением состояния
(рис. 10. II). Таким образом, для декодирования такого сигнала
абсолютный эталон не является необходимым. При обратней
преобразовании просто определяется состояние сигнала в кал-
дом тактовом интервале и сравнивается с состоянием в предыду-
щем интервале: если произошло изменение, то фиксируется 1. и
в противоположном случае фиксируется 0.
Все сигналы, представленные в относительном биимпульсном
коде, содержат переходы в середине тактового интервала. н<«
только нули имеют переходы и в начале интервала. При относи-
тельном преобразовании спектр преобразованного случайного
цифрового сигнала (при равной вероятности нулей и единиц
отсутствие корреляции между ними) не изменяется, но bj
увеличивается коэффициент ошибок Если приемник ошиба
в оценке состояния в одном интервале, он также делает ош»
н в следующем интервале.
Разработан ряд кодов передачи, подобных абсолютному
импульсному коду, описанному выше. Один из таких колов,
коменлованный МККТТ, называют кодом с инверсией токе
посылок (СМ! - Coded Mark Inversion). В коде СМ! единицы •
образуются в импульсы БВН с полярностью, противоподо*
полярности импульса, который соответствовал предыдущем
нице. а нули пределактяются биимпульсным сигналом в
ленной фазе (рис. 10.12). В таком коде не содержнгся
постоянного тока и имеется достаточное число переходов, таж
как и в абсолютном биимпульсном сигнале. Кроме того, о»-
вует неопределенность при различении единиц и нулей »е1
Рис. 10.12 Код с инверсией токовых посылок
ние этой неопределенности приводит фактически к основному
I недостатку кода СМ/: его чувствительность к ошибкам больше
। (на 3 дБ), чем абсолютного биимпульсного кода.
I Код СМ/ согласно рекомендации МККТТ используется на
цифровом стыке для сигналов четвертого уровня иерархии со
скоростью передачи 139,264 Мбит/с.
Многоуровневые коды
Для кодов передачи, рассматриваемых до сих пор. лредпола-
I галась передача двухуровневых сигналов. В тех случаях, когда по-
лоса ограничена, но желательно иметь повышенные скорости
передачи двоичных сигналов, можно увеличить число уровней. В
многоуровневой системе скорость передачи двоичных сигналов
К = (log 2£) / Г, где L - число уровней, из которых можно произ-
мить выбор в каждом тактовом интервале: Т~ длительность
ктового интервала.
Скорость передачи сигналов, численно равную l/Г, часто на-
вают скоростью передачи символов и измеряют в бодах. Среди
ециалистов в области передачи данных слов "бод” обычно
1ИНЯТО использовать как синоним скорости передачи двоичных
мволов. Однако, строго говоря, скорость передачи двоичных
шопов равна скорости передачи в бодах только в том случае,
гда осуществляется передача двоичного сигнала (I бит на так-
Вый интервал). На рис. 10.13 показан пример восьмиуровнево-
|СИгнала, при котором достигается передача трех битов на так-
|ЫЙ интервал (т. е. трех битов на бод).
010
011
001
ООО
100
1D1 -
100 [001 | 011 | 111
110
010 I 000 [ ООО | ПО | 101
Рис 10 13. Многоуровневая передача с тремя битами на
тактовый интервал
4«
(.MCVKMW С 1 '< if МНОГСЛ ронневы?! <*МП1ШН* <ФССЯМЧИНМЛ
- • ' ИЛИ...... ' 7 .......
u.ui-xiiil па лисы, нп траЛаип cyiikcf neil»*.GG 11*1ЧГНЮШ .ПИ.-
1:*Ч сигнал ЧМ I I- MHiu ...................... 1'1 • . I и.
ПЩСМ* М1КНП\рОМ1Н-‘ШЪ СВННК.1ОШ HlSlUMUMtU-UCi. Du примX»
ИОН ПМЧИИ fl- 11Я us ш «I НН-1 (••' Hl" • г •’•! •••HI•«.•!’
UwprBcM lino Ом (МЪмютъ рвснцмппры ft я» же пл^ма,
^.шжя регаирвгары рвснапчаены друг к лруп- ям иммше пи-
омия и ежлипдтельнц, *i»4i «1мн» ужмтвпя uuiptvn, передачи
Я 4мин>н|1мо смпши FaicKM гЛрягхш. «вмижния ЛВИЯЯ «ИМ
Н" ..-а . •- ^л1К,,'рпМ I - 1-.1») ЦП агнч ul)«.ii|Hi- • Н. Hi
*а_к (Jiua>u «_клмл. 'пи ачлоЛы пцмавчм миогоурлаясом»
I -iM6n.tM нри&кккгельнм дан (Шмкжосям itiw «rpe.u
• .1 и ин I । । . и. и-, t и ill >• -финтш vcm. i c 1 - i.’ii1,'. г it|
шлипчн цдааниИ niL*XW
10 МЕТОДЫ ITFPF 1.АЧИ ЦИФРОВЫХ СИ ГН MOB С ЧАСТИЧНЫМ
ОТКЛИКОМ
ф.. • । ............. ,. ..«в ЦСП -.111'1111
1иК>1 так, «Т.ци К1* •!!’• *1 Г.III. in: O’WTI ПС1ПО -VTItlJi
iMiMtuM мем 7Я>М fMMiiti (ааиинфемпм шлслйимх при
кпаприч niwHuar пнмои «и» 1лктп»«н» -xvitaK* йт*р*ь«н.
Шмкп tuacxToii p<i чеяша» "К ре лани UWiJ<»Mwifti ctanuja |.п»
бика|нв in: up t р» .................
ми урдммщ пе|Ш0Ч» с чдетагчачыч нгкгнклм ч лр1. пря рч4Я*
шнм tuHupux уыышисаню —яти п а -aipttet iMatuiu меммм*
№НЫ««« НН1«|м|«ДС1МНИ. WOMVM WI МН«ЧМЛ |tt«9v4l«IUtMkH Utn*
ни. 1.1 <’ • 'lioaw PQ чрнон
Нм pML 10 i4 npOllMKtMl HMUajIMliiM pOBKlilU » M»»l« u
II'IH A- ,' >b- It* »-•»!.. Ik I r II • I— -• I IIWII) - 1 I '
le-«IP<lljat ). i<j КопаАЬНЫе llMLILIOU Cl’t 1ТИГ. c
' .......... J " • III ' I. I«»|I I -.-• ,r«. I • - I t '
<рм reieniBH»- интервала и ”aM.iu asaomoaui uaiueiw n мспнмга
up M I'll •<•.-. ~ •Irt-TB. ПрИЧИ1--« 11Ц11 Л. II. 1.Н». irpuin--! ’ I,.. "•
НЫЙ if 1. Illi- .111) -untH 12П1Щ 11-tillll III! I- ,V-'X. )II I. ....
-«•JiBeivjayv hi ». । । «ичтве auiuoTyaw nuMiiurv сип • •
H юн случат юн® вочл и ячпмым fiMnywc»1** iiicntM»
......I HMP’.’lbv .:i^o.' At .u ............ .Ill' < ’ 1
>lW.*.rUMRliUrA
изменяется таким образом, чтобы уровень на входе решающего
устройства в приемнике непосредственно показывал исходный
цифровой сигнал без сравнения с величиной предыдущего отсче-
та. В двоичной системе, например, единица преобразуется в им-
пульс той же полярности, что и предыдущий импульс. Следова-
тельно, логические единицы на приеме проявляются как отсчеты
со значением тибо +1, либо -J. Передача нуля соответствует им-
пульсу противоположной полярности по отношению к последне-
му импульсу. Следовательно, логические нули проявляются на
приеме как сигналы с нулевым уровнем. Подобные же способы
предварительного преобразования существуют и для многоуров-
невых систем.
Рассмотренный способ передачи сигнала в системе с частичным
откликом представляет собой фактически особый случай более об-
щего класса способов передачи сигнала, называемого преобразова-
нием кода с коррелированными уровнями. Чтобы описать свойства
обобщенных систем с частичным откликом или с коррелированны-
ми уровнями, удобно ввести оператор задержки D для обозначения
задержки, равной длительности одного тактового интервала Т. За-
держка на два интервала реализуется с помощью двух линцй за-
держки, включенных последовательно, и обозначается как D. Ис-
пользование этого обозначения позволяет назвать описанную сис-
тему системой с частичным откликом вида J+ft выходной сигнал
представляет собой сумму входного сигнала и этого же сигнала. но
«держанного на один тактовый интервал.
Возможны и другие формы перекрытия. В этих системах
перекрытие импульсов формируется не обязательно за счет
слишком большого сокращения полосы входного сигнала При
другом подходе перекрытие и сложение импульсов осуществля-
ются непосредственно в процессе преобразования кода (отсюда^
термин "преобразование кода с коррелированными уровнями").
Интересен особый случай преобразования кода с коррелирован-
ными уровнями в системе с частичным откликом вида I - D
Длитыь- Пере-
пасть крытиес
одного соседним
тм ти
о9 6)
Рис 10 17 Отдельные элементы кода виза 1 - De коррелированными УР°яН
466
Pml. 10.18. Пример кода вида I De коррелиро-
ванными уровнями
При преобразовании кода вила 1 D (рис. 10.17) для каждого
бита используется один период прямоугольного колебания, охва-
тывающий два тактовых интервала (ТИ). Дпя демонстрации эф-
фекта перекрытия импульсов на рис. 10.18 приведена последова-
тельность символов в этом коде. Поскольку ни один из двух эле-
Центов кода не содержит энергии постоянного тока, в преобра-
юванном сигнале нет плавания постоянной составляющей.
Кроме того. положительные и отрицательные уровни составного
Сигнала чередуются так, что это напоминает биполярное преоб-
разование. И действительно, если используется относительное
преобразование (т. с. если нуль представляется той же фазой, как
и в предыдущем интервале, а единица - противоположной
[фазой), то эта форма преобразования идентична биполярному
Преобразованию (в предположении, что уровни заменены им
шульсами, занимающими 50 % тактового интервала) В соответст-
вии с этим код с коррелированными уровнями вида 1 - D при-
вняется скорее для формирования спектра а не дня ограниче
нИЯ полосы.
Спектры неотфильтрованных кодов вида 1+D. 1 - D и I Z7
1»Л-«давлены на рис. 10.19. Особый интерес представляет спектр сиг-
•»*ла вида I - D. Оц не содержит постоянной составляющей. а верх-
ам граница его находится в точке 1/2 У— в той же точке, что и верх-
•йя граница для кода БВН. когда полоса сигнала в максимальной
с**пени ограничена, но межсимвольной интерференции еще нет.
^Поскольку во всех системах с коррелированными уровнями
-тычется больше уровней, чем необходимо для преобразова-
уя Цифрового сигнала, они уступают в отношении числа оши-
В. системам без корреляции или с полным откликом.
10.4. РЕГЕНЕРАЦИЯ ЦИФРОВОГО СИГНАЛА
Принципы работы регенератора
^генерация цифрового си шила заключается в восстановле-
* на конце регенерационного участка цифрового сигнала
467
S(ai),BS
Рис 10.19. Спекпры кодов с коррелированными уровнями
точно в таком виде, в каком он был введен в линию (отчичие
может быть в сдвиге по времени на некоторую величину ГД
Передаваемый по линии цифровой сигнал искажается и подпер
гается воздействию шумов, в результате чего в процессе регене
рации могут появляться ошибки в некоторых символах. При этом
число ошибок, выраженное посредством коэффициента ошибок
Кт1 ~ м<и/п <пы> ~ число ошибочно принятых символов; п - общее
число переданных символов), зависит от отношения сигнал-шум в
момент принятия решения регенератора После регенерации вы-
ходной цифровой сигнал может иметь еще отклонения временна \
положений импульсов относительно идеальных положений.
отклонения называются фазовыми дрожаниями. Величина фазовых
дрожаний зависит от шумов, возникающих в линии, от статисти-
ческих свойств передаваемого сигнала и свойств схемы выделения
хронирующего сигнала, входящего в состав регенератора. Коэффи-
циент ошибок и фазовые дрожания для линии с заданным отноше •
нием сигнал-шум зависят от применяемого линейного кода и к «
нической реализации регенератора.
Структурная схема регенератора, предназначенного для Pc,c’j
нералии наиболее часто используемого троичного кода, при*-
ставлена на рис. 10.20. Регенератор состоит из предварительно»^
усилителя (ПУ), схемы выделения хронирующего сигнала. £ *
схемы выделения тактовой частоты (ВТЧ), схем решения (Ст,
СР,), выходных каскадов (В, и В,), схемы АРУ и схемы питанЧЦ
(Пит). Регенератор цифрового сигнала с другим числом УРОВ*’
имеет те же блоки, причем число узлов СР и В на единицу мС
ше числа уровней.
Регенерационны) участок
Рис. 10.20. Структурная схема регенератора для трехуровневого ли-
нейного сигнала
Одним из основных блоков регенератора является ПУ, задача
которого заключается в таком формировании выходного сигнала
чтобы он создавая минимальные межсимвольные влияния и
имел максимальную ограниченную полосу частот. Передаточная
функция предусилителя /fa) определяет отношение сигнал-шум
а входе решающего устройства.
i К выходу ПУ подключена схема ВТЧ, которая в регенерато-
»ах. предназначенных для симметричных линейных кодов типа
рПИ, предстааляет собой выпрямительную схему, преобразую-
щею биполярный код в однополярный, спектр которого содер-
ит дискретные составляющие тактовой частоты. Преобразован-
ий таким образом сигнал чаще всего вводится в резонансный
рЬнтур с добротностью Q- 100... 1000. Периодическое возбужде-
ние контура приводит к появлению на его выходе сигнала, час-
тота которого определяется тактовой частотой линейного сигна-
[и- Поскольку данный сигнал имеет форму затухающей синусои-
ды, ™ч подается на схему ограничения и формирования, которая
^ндист хронирующему сигналу требуемую форму. Чаще всего
_*Тот сигнал предстааляет собой последовательность прямоуголь-
[импульсов с коэффициентом заполнения 50 % (меандр). В
ее старых технических решениях применялась схема для диф-
нцирования сигнала с целью получения узких тактовых им-
•сов, устанаачивающих моменты принятия решения и дли-
gioc-гь импульсов на выходе регенератора.
Р момент принятия решения, определяемого хронирующими
Йрьсами. напряжение выходного сигнала ПУ сравнивается в
Пороговым напряжением, и по результату принимается pe-
te о значении символов (0 или I). которые должны форми-
схемой В на соответствующих тактовых интервалах
464
Форма выходного сигнала определяется выходной цепью ре-
генератора. При линейных сигналах, имеющих форму прямо-
угольных импульсов, выходная цепь реализуется в виде ключе-
вых схем, отпираемых выходными импульсами решающего уст-
ройства и выключаемых по истечении определенного времени
непосредственно хронирующими импульсами.
Для уменьшения влияния температурных изменений затухания
кабельной пары, а также изменения длины участка за счет различ-
ного размещения регенерационных участков в схеме регенератора
используется автоматическая регулировка порога или. в новь1х ре-
шениях, автоматическая регулировка усиления ПУ. Последний
метод обеспечивает постоянство амплитуды импульсов на выходе
ПУ, и пороги решения имеют постоянную величину.
Критерием, используемым для регулирования, является изме-
нение амплитуды импульсов на выходе ПУ. Изменение амплиту-
ды импульсов используется также для регулировки корректора.
Благодаря этому на его выходе как амплитуда, так и форма им-
пульсов сохраняются практически постоянными при изменении
затухания линии в пределах 10...20 дБ. При этом, очевидно,
может ухудшаться отношение сигнал-шум для наиболее длинных
регенерационных участков, однако при правильном проектиро-
вании оно будет находиться в допустимых пределах.
Электропитание промежуточных регенераторов производится
дистанционно из обслуживаемых регенерационных пунктов
(ОРП) стабилизированным током. Питание регенераторов на
симметричных кабелях осуществляется по фантомной цени, ор-
ганизуемой по парам, по которым передается цифровой сигнал
данной ЦСП (см. рис. 10.20). В случае использования коаксиаль-
ных кабелей электропитание производится по внутренним про-
водникам коаксиальных пар.
Устройства электропитания регенераторов ряда регенерацион
ных станций включаются последовательно в цепь ДП создаваемую
отдельно вля каждой СП. В устройстве ДП регенераторов (в блоке
Пит) используются полупроводниковые стабилитроны, обеспечи-
вающие стабилизацию напряжения питания, а также предусматри-
ваются соответствующие зажимы, позволяющие закоротить цепь
питания (образовать шлейф в последнем из дистанционно питае-
мых регенерационных пунктов). Помимо этого, в промсжуточггых
регенерационных пунктах имеются устройства дистанционного об-
наружения неисправных регенераторов и обрывов цепей ДП
Вероятность ошибки регенератора
В предыдущих разделах этой главы основное внимание уделя-
юсь вопросам хронирования и энергетическому спектру разли4'
ных кодов передачи. Другим важным вопросом при выборе кода
передачи является сю помехоустойчивость. За исключением ог-
носительно коротких гиний, 1ле шумы могут быть невелики,
[требования помехоустойчивости могут оказать существенное
влияние на стоимость системы. Если нормируется определенная
минимальная вероятность ошибок, то те схемы, которые обеспе-
чивают ее требуемое значение при меньших отношениях сигнал-
шум, допускают размещение регенераторов на больших расстоя-
ниях друг от Друза. что уменьшает стоимость установки и экс-
плуатации. Расстояние между регенераторами является важным
экономическим фактором для передачи сигналов как по провод-
ным линиям, так и по магистральным радиолиниям.
Оценим вероятность ошибок для различных случаев передачи
ифровых сигналов при наличии белого гауссовского шума, ко-
ррый представляет собой наиболее общую форму шумов. В дей-
гвитеяыюсти. особенно на существующей телефонной сети об-
Ьсю пользования, могут преобладать импульсные шумы. Поэто-
му проводимая ниже оценка вероятности ошибок в некоторых
/чаях не будет полной
Во входных цепях приемника цифровых сигналов (в регене-
горе) ветла производится обработка входного сигнала с целью
енки его значения на каждом тактовом интервале. Как прави-
о, это осуществляется путем взятия отсчетов откорректирован-
•ло входного сигнала. В зависимости от формы сигнала и тре-
|емых характеристик можно использовать и более сложные спо-
ры обработки. Во всяком случае в результате окончательной
кнки двоичного сигнала создается один уровень напряжения
м единицы и другой - для нуля. Решение о том. какой сигнал
й передан, принимается на основе сравнения полученного
пинала (в соответствующий момент времени) с пороговым зна-
мением, расположенным посредине между этими номинальными
напряжениями. Естественно, вероятность ошибки зависит от
раз| щы между этими напряжениями и флуктуациями, обуслов-
!Нными шумами.
' Гауссовский шум характеризуется тем, что он имеет равно-
Врный спектр в произвольно большой полосе частот и распре-
Ьгение амплитуд, соответствующее нормальному закону распре-
Кения вероятностей. Параметр Gp обычно характеризует спект-
тьпую плотность мощности белого шума. т. е. представляет
юй мощность, измеренную в полосе 1 Гц. Отсюда среднеквад-
гическое значение мощности белого шума на выходе фильтра с
Косой Аги равно Gp- Аш.
—-Чтобы установить значение мощности шума на входе решаю-
регрв устройства, необходимо определить Gn и эффективную по-
“У входной цепи приемника. Если эффективную шумовую по-
471
Вер№Г’’нсст1
ошибки
Рис 10.21 Вероятность ошибки при
ипвр/1Ьш х передаче двоичного сигнала
лесу приемника обозначить как Дю’, то мощность шума в момент
принятия решения регенератора составит G1(Aco'.
Ошибка в решении происходит в том случае, если в момент
его принятия шум приволш к переходу за порог между двумя
номинальными напряжениями (уровнями) решающего устройст-
ва. Для гауссовского шума
где t/MC₽ — пороговое напряжение; а * = Gu А со’ - мощность шума
в момент принятия решения
Из рис. 10.21 видно, что выражение (10.3) характеризует веро-
ятность ошибки как вероятность превышения Glinp/c1B стандарт-
ных отклонений в нормальном распределении р(х) с нулевым
средним и единичной дисперсией, т. е. вероятность ошибки пол-
ностью определяется величиной Ump/<3W. представляющей собой
отношение сигнал-шум (ОСШ) в момент принятия решения.
Обычно важнее выразить вероятность ошибки в зависимости
от ОСШ на входе приемника. На рис. 10.22 изображена модель
канала и приемника, где указаны отношения ОСШ на входе
приемника и в точке принятия решения (на входе решающею
устройства регенератора). Наиболее подходящим выражением
для ОСШ на входе приемника при сопоставлении кодов переда-
чи является выражение, учитывающее отношение энергии сигна-
ла на бит Eh к плотности шума Gc:
ПЛОТНОСТЬЮ Go
Рис. 10 22. Модель приема сингала
472
(10.4)
осш-^^o/p
Go Д<о‘
где d - плотность импульсов; log,/. - число битов на символ (/. -
число уровней в коде передачи); 1/Г-скорость передачи сигна-
лов в линии.
При определении мощности сигнала в (10.4) учитывается
(плотность импульсов d. Для кода БВН она равна I, но для мно-
гих других кодов передачи ее значение зависит от вида цифрово-
го си| нала и алгоритмов их формирования. В некоторых случаях
увеличение плотности импульсов может привести к увеличению
вероятности ошибки, например если переходные помехи между
парами в кабеле оказывают существенное влияние (мощность
^гаких помех прямо пропорциональна мощности сигнала).
I Рассмотрим зависимость вероятности ошибок рош от ОСШ и
отношения Eb/G0 для различных кодов передачи.
I Наилучшие результаты получаются при двоичных кодах, н ко-
торых для передачи символов I и 0 используются протииополож-
|ные сигналы. Это относится, например, к двухполярному (см.
1рис. 10.3, б) и биимпульсному (см. рис. 10.9) кодам. Здесь разни-
ца между ближайшими уровнями в коде, определяющая во
[многом помехозащищенность кода, максимальна. Порог приня-
тия решения для таких кодов целесообразно выбирать равным
|улю. На рис. 10.23 показана зависимость рт1 для двухполярного
'ода (кривая 5), которая может быть принята в качестве своеоб-
|азного эталона для сравнения с другими кодами.
। Для кодов с несимметричными относительно нуля уровнями,
цшример однополярного кода (см. рис. (0.3, а), применяется тот
хе приемник, что и для кодов с симметричными уровнями,
таинственное отличие заключается в том, что порог принятия
игшения необходимо сдвинуть с нутя на напряжение, равное по-
ловине амплитуды сигнала, соответствующего единице. Чтобы
при этом поддержать ту же помехозащищенность, мощность сиг-
нала на передающей стороне должна быть увеличена вдвое.
Вследствие этого для сохранения значений рО1:1 при использова-
нии однополярного кода потребуется увеличение ОСШ на 3 дБ
1ПО сравнению с двухполярным кодом), что показано на рис.
110.23 (кривая 7).
В отношении вероятности ошибки передача биполярных
юдов (например, кода ЧП И) в основном идентична передаче
Однополярных кодов. В течение каждого тактового интервала
(риемник должен сделать выбор между одним из двух возмож-
ных уровней: нулем или импульсом соответствующей полярное
ти Следовательно, порог принятия решения для конкретного
ювого интервала располагается посредине между нулем и
473
Рис 10.23. Зависимости вероят-
ности ошибки лля одно-. ЛКъ 11-
ПОЛ яркого и биполярного ксл»
передачи
уровнем амплитуды импульса разрешенной полярности. Вследст
вне этого зависимость, показанная на рис. 10.23 для однополяр-
ного кода, может быть использована для определения теореги-
ческих значений вероятности ошибки и лля биполярного кода
Однако следует иметь в виду следующее обстоятельство, относя-
щееся к биполярному колу и приводящее к некоторому увеличе-
нию вероятности ошибки: при передаче сигнала с нулевым уров-
нем ошибочное пересечение порога может вызвать шум как с по-
ложительной, так и с отрицатезьной амплитудой В отличие от
этого при однополярном коде и передаче сигнача с нижним
уровнем на данный сигнал оказывает воздействие шум только с
положительным значением напряжения, а при передаче сигнала
с верхним уровнем - шум только с отрицательным шачением
напряжения. Ести приемник биполярного сигнала воспринимает
ошибочный импульс как единицу (несмотря на нарушение бипо-
лярности), то в случае равной вероятности передачи нулей и ели
ниц общая вероятность ошибки при передаче нулей удваивается
Поэтому вероятность ошибки увеличивается на 50 %, однако из-
за большой крутизны кривой это не приводит к существенному
ухудшению характеристики. Например, если вероятность ошибки
возрастает от 1-Ю4’ до 1,5-10 , го для уменьшения ло первона
чалыюго значения I-ГО4 необходимо увеличить мощность си1 на
474
Рис 10.24 Зависимость вероятное
ти ошибки от Et^Gi) ДЛЯ многоуров-
невых кодов со значениями уров-
ней. симметричными относите |ьно
Ч/Ы6
ле. передаваемого в линию, всего лишь в 0.2 дБ. Для более высо-
ких значений вероятности ошибки ухудшение характеристики
дольше, так как крутизна кривой не столь велика. Этот эффект
показан на рис. 10.23, где характеристику для биполярного кода
(кривая 2) при 50 % нулей можно сопоставить с характеристикой
для однополярного кода (кривая /).
Г Тот факт, что при биполярном коде характеристика ухудшает-
• я примерно на 3.2 дБ (при вероятности ошибки Ю-*) по сравне-
нию с двухлолярными кодами (кривая J. рис. 10.23). показывает,
•гго проблемы хронирования и плавания постоянной составляю-
»ней решены за счет увеличения числа уровней сигнала.
I В системах с передачей многоуровневых сигналов, т. е. колон
Б большим числом уровней, может быть дости 1нуто существен-
ное увеличение скорости передачи цифрового сигнала, которое,
вднако. обеспечивается ценой соответствующего увеличения
мощности сигнала, требуемой лля получения заданной вероят-
ности ошибки. Например, средняя мощность в системе с вось-
иуровневым кодом (см. рис. 10.13), должна быть на 8.7 дБ
Выше средней мощности в системе с симметричным двухуровне-
вым кодом при сохранении той же помехозащищенности. Более
Ого, в тех системах, где ограничивающим фактором является
ковая мощность, проигрыш по мощности восьмиуровневого
^|1Ца по сравнению с двухуровневым составляет 12,4 дБ. Зависи-
Рис. 10.25. Зависимость вероятное
ти ошибки от Ед/бс для систем с
частичным откликом вида I + D:
мости вероятности ошибки от Eb/G0 для многоуровневых систем
представлены на рис. 10.24 (л - число уровней).
Зависимости вероятности ошибки от Eb/G0 для системы с
частичным откликом вида 1+0 представлены на рис. 10.25. Они
получены в предположении, что используется раздельный прием
каждого бита.
Зная требования к ОСШ, а следовательно, и к вероятности
ошибки, можно определить требования к параметрам предусили-
теля. Обычно сигнал Sp(t) иа выходе ПУ следует выбирать так,
чтобы межсимвольные помехи были минимальными. Кроме
того, спектр сигнала должен быть по возможности более узким,
при этом ограничивается полоса частот ПУ и уменьшается влия-
ние шумов, действующих на его входе. Типичная форма импуль-
са на выходе предусилителя показана на рис. 10.26.
Рис. 10.26. Типичная форма сигнала
на выходе предусилителя
476
Фазовые дрожания
Хронирующий сигнал оказывает решающее влияние на рабо-
ту регенератора. Выделение хронирующего сигнала в соответст-
вии с принятым принципом производится из сигнала, получае-
лого на выходе предусилителя, с помощью резонансного контура
см. гл. 8). Из этого следует, что параметры хронирующего сиг-
:ала зависят от структуры передаваемого линейного сигнала, а
нкже от шумов и помех. В конечном итоге указанная зависи-
мость выражается в изменениях временных положений импуль-
юв хронирующего сигнала относительно их номинальных поло-
жений. Такие искажения, названные фазовым дрожанием, при-
цедят к тому, что решения в регенераторе принимаются в момен-
ты времени, когда помехи велики, и символы сигнала на выходе
1кже появляются с фазовой ошибкой, которая вызвана хрониру-
щим сигналом.
Цепь выделения хронирующего сигнала должна обладать не-
эторыми свойствами подавления фазового дрожания. Зависи-
зсть величины фазового дрожания на выходе регенератора
ьк(р) от фазового дрожания на его входе в^О7) в операторной
ррме можно выразить следующим образом:
де - 2л//20, а 0 — добротность резонансного контура. Из
того выражения следует, что низкочастотное фазовое дрожание
инейного сигнала подавляется мало и необходимо по возмож-
ности устранять медленные изменения последовательностей ли-
ейного си। нала. Очевидно, что частота этих изменений в основ-
ном связана с частотой передаваемого аналоговою сигнала. Од-
шко использование кода HDB-3 в качестве линейного сущсст-
Исяно влияет па изменение последовательности сигнала.
игзбуждаюшего резонансный контур, и обеспечивает уменьше-
ние фазового дрожания.
Основное влияние фазового дрожания проявляется в процес-
принятия решения. Если момент решения, определенный
1ыо хронирования, не совпадает с моментом пояаления мак-
мального значения сигнала на выходе предусилителя, то отно-
:ние сигнал-шум уменьшается. Это особенно опасно при появ-
нии
двух соседних
импульсов противоположных полярностей.
:кольку они вызывают укорочение находящегося между ними
пульса. Примем, что импульс на выходе предусилителя имеет
|д, не дающий межеимвольньгх помех:
5/0 = V05^'-
477
Соседние импульсы соответственно имеют вид
2<0т
5^//) = -Apcos^-(Z-7),
W° = Acos2<4 (z+7)’
где hp - нормированная амплитуда импульса на выходе ПУ,
сот = 2л/г. Тогда вблизи момента решения /=0 импульс
2<°т
5p(r) hpcos yt.
Если порог решения имеет значение Лр/2, то допустимое фа-
2 ( 1 \
зовое дрожание может лежать в пределах от —2/Зтг до -л ±-Л,
причем уже не остается запаса на шумы и межсимвольные помехи.
При наличии шумов и межсимвольных помех фазовое дрожа-
ние величиной 6 дополнительно ухудшает отношение сигнал-
шум в к0 раз, при этом £0 = (l-2cose/2). Величина 0 определяет
разность между моментами наблюдения наибольшей амплитуды
сигнала Sp(t) и решением, заданным хронирующим сигналом.
Если необходимо, чтобы хронирующий сигнал ослаблял фа-
зовое дрожание сигнала, то последнее не должно быть слишком
большим. Если фазовое дрожание является низкочастотным и
имеет значительную амплитуду, то для обеспечения регенерации
без ошибок фаза хронирующего сигнала не должна отставать от
фазы передаваемого цифрового сигнала. С этой же целью в при-
емном устройстве цифрового сигнала на конце линейного тракта
предусматривается схема выделения хронирующего сигнала того
же типа, что и в регенераторе. Для эффективного подавления
фазового дрожания цифрового сигнала следует использовать спе-
циальные схемы с регистрами параллельной записи, считывание
цифрового сигнала из которых осуществляется сигналом такто-
вой частоты, получаемым из схемы выделения хронирующего
сигнала с высокодобротным фильтром. Число ячеек в регистре
должно быть равно по меньшей мере числу символов, в которых
имеется фазовое дрожание.
10.5. ВЫДЕЛЕНИЕ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ
При передаче группового цифрового потока по линейному
тракту может возникнуть необходимость выделения части этого
потока (канальных сигналов или компонентных потоков) в про
межуточных пунктах (пунктах выделения) и ввода на освободив
Пункт А Промежуточные пункты Пункт Б
Из п.А К п.Б
К п А Из п Б
Рис. 10.27. Схема организации связи с выделением потоков
шиеся временные позиции цикла передачи цифровых потоков,
сформированных в данных пунктах.
На рис. 10.27 показано, что в передающей части оконечной
станции, расположенной в пункте А, путем асинхронного или
синхронного объединения компонентных цифровых потоков
формируется цифровой поток. Из q потоков q — i предназначены
для передачи на оконечную станцию, расположенную в пункте
Б, a i потоков — для выделения в промежуточных пунктах. Точно
так же на оконечной станции, расположенной в пункте Б, фор-
мируются q — i цифровых потоков для передачи в пункт А и i по-
токов для передачи в промежуточные пункты. Таким образом, в
приемном оборудовании (Пр) промежуточных пунктов выделя-
ются i цифровых потоков, сформированных в пункте А, а также i
потоков, сформированных в пункте Б, и на освободившиеся вре-
менные позиции в передающем оборудовании (Пер) вводится
такое же число цифровых потоков для передачи соответственно в
пункты Б и А.
Если в каждом компонентном цифровом потоке содержится
информация, соответствующая N каналам ТЧ, то общее число
Каналов, которое может быть организовано на линии связи
Между пунктами А и Б, составит
М- (q-i)N+2iN = (q+i)N,
I е число организуемых каналов ТЧ по сравнению со случаем
Передачи информации без выделения цифровых потоков возрас-
тет на iN.
479
1 к
Рис. 10.28. Структурная схема аппаратуры выделения
ЗГ - задающий генератор: ГО - генераторное оборудование; ПК11р,
Цифровые потоки могут выделяться как на обслуживаемых,
так и на необслуживаемых пунктах. На обслуживаемых пунктах
устанавливается стационарное оборудование выделения цифро-
вых потоков, а на необслуживаемых оборудование выделения
подключается лишь для оперативного обмена информацией с
оконечными станциями или другими пунктами выделения.
Оборудование выделения подключается на обслуживаемых
пунктах к станционному регенератору, а на необслуживаемых - к
линейному регенератору.
Рассмотрим способы построения оборудования выделения
цифровых потоков. Наиболее просто выделение и ввод цифро-
вых потоков могут быть организованы с помощью аппаратуры
временного группообразования (АВГ), аналогичного устанавли-
ваемому на оконечных станциях (см. гл. 9). Структурная схема
такой аппаратуры для выделения одного направления передачи
представлена на рис. 10.28. Как видно из рисунка, групповой
цифровой поток разделяется на q компонентных цифровых пото-
ков, из которых к потоков через соответствующие блоки сопря-
жения (асинхронного или синхронного) БСпр поступают на
выход аппаратуры выделения, а остальные q~ к цифровых пото-
ков совместно с к потоками, поступающими на вход аппаратуры
выделения, через соответствующие БСпер объединяются в группо-
вой поток. Таким образом в аппаратуре выделения для q — к не^
выделяемых потоков осуществляется транзит по более низкой
скорости передачи.
При рассмотренном способе выделения цифровых потоков
аппаратура выделения включается последовательно в линейным
тракт. Поэтому в пункте выделения должна содержаться цепь об-
хода аппаратуры выделения групповым цифровым потоком, на
которую переключается линейный тракт при аварии в этой аппа-
480
ратуре. Правильность работы аппаратуры выделения контролиру-
ется устройством контроля путем сравнения невыделяемых пото-
I ков (или части этих потоков) на входе и выходе аппаратуры вы-
деления. В случае несовпадения сравниваемых символов в уст-
ройстве контроля вырабатывается сигнал, отключающий с помо-
I щью логического элемента НЕТ оборудование выделения и
включающий посредством логического элемента И цепь обхода.
Для реализации данного способа выделения цифровых пото-
ков не требуется специальная аппаратура выделения. Однако при
I этом объем аппаратуры выделения равен удвоенному объему ап-
паратуры оконечной станции. Кроме того, транзит невыделяемых
цифровых потоков по более низкой скорости вносит в эти пото-
ки дополнительные временные флуктуации и перерывы связи
из-за сбоев системы цикловой синхронизации и приемников ко-
манд согласования скоростей в оборудовании выделения.
Существенное сокращение объема аппаратуры и устранение
некоторых видов искажений передаваемых сигналов могут быть
1 Достигнуты при использовании специализированной аппаратуры
I выделения цифровых потоков. Структурная схема такой аппара-
туры представлена на рис. 10.29. В этой аппаратуре выделяемые
Цифровые потоки поступают на вход схемы объединения непо-
средственно с выхода схемы распределения. В результате этого
потоки не подвергаются операции восстановления первоначаль-
ной скорости в приемной части оборудования выделения и по-
вторного преобразования скорости в передающей части указан-
ного оборудования. Естественно, что соответствующие управ-
ляющие импульсные последовательности, генерируемые в пере-
дающей и приемной частях аппаратуры выделения, должны
совпадать по частоте и временному положению. Это обеспечива-
16
*ик. 1771
481
Рис. 10.29. Структурная схема специализированного оборудования выделения
цифровых потоков, включаемого последовательно в линейный тракт
ется введением специальных синхронизирующих цепей. Следова-
тельно, при таком способе построения аппаратуры выделения
исключается транзит невыделяемых цифровых потоков по более
низкой скорости, а значит, не возникают дополнительные вре-
менные флуктуации и дополнительные перерывы связи из-за
сбоев премников команд согласования скоростей при работе
оконечных станций в асинхронном режиме. Выделяемые и вво-
димые цифровые потоки подвергаются тем же преобразованиям,
что и при рассмотренном выше способе. К недостаткам такого
способа следует отнести наличие дополнительных перерывов
связи между оконечными станциями из-за сбоев системы цикло-
вой синхронизации в аппаратуре выделения; необходимость раз-
деления и объединения выделяемых потоков усложняет аппара-
туру выделения.
Способ построения аппаратуры выделения, свободный от
перечисленных недостатков, заключается в том (рис. 10.30), что в
линейный тракт последовательно включаются лишь преобразова-
тели кодов ПК1|р, ПК1]ср и логические элементы НЕТ и ИЛИ. Ос-
тальная часть аппаратуры выделения подключается параллельно
к линейному тракту в точках, расположенных на выходе ПКпр и
входе ПКлер. В приемнике синхросигнала определяется вре-
менное положение позиций, соответствующих выделяемому (а
следовательно, и вводимому) цифровому потоку. С помощью ло-
гического элемента НЕТ передача информации на этих позициях
запрещается, а информация, передаваемая на других позициях,
транслируется непосредственно к станции Б. С помощью логи-
482
Рис. 10.30. Структурная схема специализированного оборудования выделения
цифровых потоков, подключаемого параллельно линейному тракту
ческого элемента ИЛИ осуществляется объединение невыделяе-
мого и вводимого цифрового потоков.
В результате за счет отсутствия процесса разделения и объ-
единения невыделяемых цифровых потоков существенно сокра-
щается (по сравнению с описанными выше способами) объем
выделения и практически устраняются дополнительные переры-
вы связи между оконечными станциями при сбоях цикловой
синхронизации в этом оборудовании. За счет параллельного под-
ключения оборудования выделения к линейному тракту оно
может использоваться как на обслуживаемых, так и необслужи-
ваемых пунктах выделения.
ГЛАВА 11. АППАРАТУРА ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ
ПЕРЕДАЧИ С ИКМ
11.1. ПЕРВИЧНЫЕ ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
На общегосударственной первичной сети применяются 30-канальные первич-
ные ЦСП с ИКМ, отвечающие рекомендациям МККТТ для систем первой ступе-
ни европейской иерархии. К ним относятся системы ИКМ-30. предназначенная
для создания пучков соединительных линий между городскими и пригородными
АТС и между АТС и АМТС, и ИКМ-ЗОс, используемая на сетях сельской связи.
Общие принципы построения этих систем одинаковы, поэтому вначале относи-
тельно подробно рассмотрим ИКМ-30, а затем отметим особенности ИКМ-ЗОс.
Система передачи ИКМ-30 позволяет организовать по парам низкочастот-
ных кабелей с бумажной и полиэтиленовой изоляцией 30 каналов ТЧ с исполь-
зованием одно- или двухкабельного варианта работы. При однокабельном ва-
рианте пары, предназначенные для организации встречных направлений пере
дачи, должны иметь достаточно высокое переходное затухание, поэтому удается
уплотнить не более 1/3 всех кабельных пар. При двухкабельном варианте могут
быть задействованы почти все пары, что равноценно увеличению емкости кабе-
16*
483
ля примерно в 13-14 раз (некоторые пары используются для передачи служеб-
ной информации).
В системе И КМ-30 для каждого канала ТЧ организуются по два выделенных
сигнальных канала СК, и СК2 для передачи сигналов взаимодействия и управле-
ния (СУВ), обеспечивающих функционирование устройств коммутации сети. В
системе предусмотрена организация канала звукового вещания второго класса
вместо четырех каналов ТЧ, а также восьми каналов передачи дискретной инфор-
мации со скоростью 8 кбит/с вместо одного канала ТЧ. Девятый канал передачи
дискретной информации, действующий постоянно, организуется непосредствен-
но в групповом тракте.
На рис. 11.1 приведена структура системы ИКМ-30, а в табл. 11.1 указаны
длины регенерационного участка (Z^), секции дистанционного питания (/дппшх) и
переприемного участка по ТЧ (/. для разных типов кабелей.
Таблица 11.1
Тип кабеля /уч’ КМ (цптсх’ КМ />,ах’КМ
Т-0,5 0,35-1,5 25 50
Т-0,6 0,52-2,3 36 72
Т-0,7 0,59-2,6 41 82
ТПП-0,5 0,47-2,0 28 56
ТПП-0,7 0,62-2,7 43 86
Примечание. Ма перекрываемое реге ксимальное затухани нератором, равно 36 е участка на полутак дБ. товой частоте,
На рис. 11.1 приняты следующие обозначения: СУ - согласующие устройст-
ва, обеспечивающие подключение входов каналов ТЧ ЦСП к городским АТС;
АЦО — аналого-цифровое оборудование, формирующее из аналоговых сигналов
ТЧ и сигналов СУВ типовой первичный цифровой поток со скоростью передачи
2048 кбит/с и преобразующее этот поток на приеме в соответствующие сигналы
ТЧ и СУВ; ОЛТ - оборудование линейного тракта, обеспечивающее регенерацию
принимаемых цифровых сигналов, ввод в кабель тока ДП необслуживаемых реге-
нерационных пунктов (НРП), телеконтроль линейного тракта, контроль ошибок
в линейном сигнале, защиту станционных устройств от опасных напряжений,
возникающих в кабеле, и организацию служебной связи (СС); НРП — необслужи-
484
ваемые регенерационные пункты, восстанавливающие линейные сигналы после
прохождения ими соответствующих кабельных участков и располагающиеся в ка-
бельных колодцах; ОРП - обслуживаемый регенерационный пункт, функции ко-
торого практически совпадают с ОЛТ оконечных станций. Телеконтроль линей-
ного тракта и служебная связь осуществляются по отдельным парам кабеля.
Аналого-цифровое оборудование подробно рассмотрено в § 8.2, 8.3. На пере-
даче в АЦО осуществляется амплитудно-импульсная модуляция (АИМ) аналого-
вых сигналов ТЧ, после чего они объединяются в групповой АИМ сигнал. Пос-
ледний кодируется групповым кодером с нелинейным квантованием (амплитуд-
ная характеристика колера построена по квазилогарифмическому закону
А=86,7/13) в восьмиразрядные кодовые комбинации, которые объединяются с
СУВ и сервисными сигналами, обеспечивающими работоспособность данной
ЦСП, в типовой первичный цифровой поток Параметры этого потока в точке
сетевого стыка (ТС)) отвечают рекомендациям МККТТ, что позволяет использо-
вать ИКМ 30 не только для построения ЦСП следующих ступеней иерархии, но
и для совместной работы с другим типовым оборудованием, например с оборудо-
ванием радиорелейных и волоконно-оптических линейных трактов.
К ТС. вместо АЦО может подключаться типовая аппаратура звукового веща-
ния (АЦВ), которая позволяет организовывать четыре канала ЗВ высшего класса,
или два стереоканала ЗВ, или восемь репортерских каналов на базе первичного
цифрового группового тракта (ЦГТ1).
В ТС| предусматривается использование кода с чередованием полярности
импульсов (ЧПИ). Линейный сигнал ИКМ-30 имеет такой же код, поэтому обо-
рудование линейного тракта не содержит преобразователя кодов.
Линейный сигнал системы построен на основе сверхциклов, циклов, каналь-
ных и тактовых интервалов (см. §8.1, 8.2) На рис. 11.2 показан полный вре-
менной спектр системы (обозначение 0/1 на рисунке соответствует передаче в
данном тактовом интервале случайного сигнала). Сверхцикл передачи (СЦ) соот-
1ветствует минимальному интервалу времени, за который передается по одному
отсчету каждого из 60-сипгальных каналов (СК), используемых для передачи сиг-
налов управления и взаимодействия (СУВ). и каналов передачи аварийной сигна-
лизации (потери сверхцикловой или цикловой синхронизации). Длительность
I сверхцикла Гсц=2 мс. Сверхцикл состоит из 16 циклов передачи (с Цц по И15).
Длительность цикла Тц=125 мкс и соответствует интервалу дискретизации сигна-
ла ТЧ с частотой 8 кГц. Каждый цикл подразделяется на 32 канальных интервала
(КИ) длительностью 7'ки=3,906 мкс, из которых 30 отводятся под передачу сигна-
1лов ТЧ (КИр..., КИ|5 и КИр,..., КИ31), а два под передачу служебной инфор-
мации (КИ0 и КИ.6). Каждый канальный интервал состоит из восьми разрядных
интервалов (Р] . Рв), длительности которых Тр-488 нс Половина разрядного ин-
тервала может быть занята прямоугольным импульсом при передаче в данном
разряде единицы (при передаче нуля импульс в разрядном интервале отсутствует).
Интервалы К Иц в четных циклах предназначаются для передачи циклового
синхросигнала (ЦСС), имеющего вид 0011011 и занимающего разряды Р2,...,Р8. В
интервале Р| всех циклов передаются сигналы постоянно действующего канала
передачи дискретной информации (ДИ) В нечетных циклах интервалы Р3 и Р6
КИ0 используются для передачи информации о потере цикловой синхронизации
(Авар ЦС) и о снижении остаточного затухания (ОЗ) каналов до значения, при
котором в них может возникнуть самовозбуждение. Интервалы Р4, Р5, Р7, Р„ яв-
ляются свободными, их занимают единичными сигналами для улучшения работы
выделителей тактовой частоты регенераторов В интервале КИ,, нулевого цикла
Цц передается сверхникловой синхросигнал (СЦС) вида 0000 (Р|,...,Р4), а также
Сигнал о потере сверхцикловой синхронизации (Р6 — Авар. СЦС). Остальные три
разрядных интервала свободны. В КИ|6 остальных циклов (Ц|,...,Ц,5) организу-
ются СК] и СК,, причем в Ц, передаются СУВ для 1-го (интервалы Р, и Р2) и 16-
. г« (интервалы Р5 и Р6) каналов ТЧ, в Ц2 - для 2-го и 17-го каналов ТЧ и т. д.
I Интервалы Р3, Р4, Р7 и Pg свободны, но в системе ИКМ-ЗОс, где для каждого ка-
нала ТЧ организуется большее число СК. они используются для организации до-
полнительных СК.
485
Рис. 11.2. Временной спектр ЦСП ИКМ-30
486
Линейный тракт
Рис. 11.3. Структура ЦСП ИКМ-30-4:
СИ согласующие устройства исходящие; СВ - согласующие устройства входящие; КЛТ - комплекты ли-
нейного тракта
В настоящее время серийно выпускается СП четвертого поколения ИКМ-30-
4, которая должна постепенно заменить И КМ-30. Эта система выполнена на со-
временной элементной базе, а ее сервисные устройства соответствуют самому вы-
сокому мировому уровню. Системы ИКМ-30-4 и ИКМ-30 полностью совмести-
мы. Основными особенностями ИКМ-30-4 являются следующие (рис. 11.3):
1. В ИКМ-30-4 СУВ объединяются в оборудовании согласования межстанци-
онных линий АТС (ОСА) в общий канал сигнализации (ОКС). Точка стыка этого
канала между ОСА и АНО соответствует типовому противонаправленному стыку
основного цифрового канала ОЦК со скоростью передачи 64 кбит/с, что позволя-
ет использовать ОКС самостоятельно.
2. За счет повышения КПД линейных регенераторов почти вдвое увеличены
секция ДП и максимальная дальность связи. Так, для кабелей типа Т-0,5 эти ве-
личины составляют соответственно 40 и 80 км вместо 25 и 50 км для ИКМ-30.
3. Если линейный тракт организован по двухкабельной схеме на 10-парном
кабеле ТПП-0,7, в ИКМ-30-4 предусмотрена возможность увеличения регенера-
ционного участка на 44 % по сравнению с участком ИКМ-30.
Как уже отмечалось, система ИКМ-30-4 имеет современное сервисное обору-
дование (см. рис 11 3) Блок унифицированного сервисного оборудования (УСО)
осуществляет обмен информацией между входящим в его состав пультом опера-
тора. платами контроля и сигнализации (КС), установленными в станционном
оборудовании, и блоком телесигнализации и служебной связи (ТСО). К нему
также подключен рядовой транспарант сигнализации (TCP). Один комплект сер-
висного оборудования позволяет контролировать работу до 100 блоков аппарату-
ры как в дежурном режиме, так и по командам оператора. Количество различных
команд — 15, на табло оператора может быть отображено до 12 различных состоя-
ний каналов, до 21 различных нарушений в их работе и до 20 различных неис-
правностей блоков аппаратуры По командам сервисное оборудование посредст-
вом плат контроля регенераторов (КР) может контролировать любой НРП, а в
нем любой линейный регенератор (ДР). Число контролируемых НРП может до-
стигать 99, а число ЛР в каждом из них - 12.
Сервисное оборудование позволяет организовывать низкочастотную служеб-
ную связь в двух направлениях, станционную служебную связь и служебную связь
по цифровому каналу со скоростью передачи 32 кбит/с Последний может ис-
пользоваться и для передачи дискретной информации Сервисное оборудование
487
Рис. 11.4. Работа станций разветвления (СР) в режимах ’’квадрат” (а) и ’’треуголь-
ник” (6)
надежно защищено от неисправностей; его функции по команде оператора могут
быть переданы ЭВМ центра технического обслуживания (ЦТО) станции, которая
в этом случае будет управлять системой передачи по заданной программе и фик-
сировать все состояния и неисправности аппаратуры.
Система передачи ИКМ-ЗОс предназначена для организации линий передачи
на кабелях типа КСПП-1х4х1,2 или КСПП-1х4х0,9 по однокабельной схеме. По-
мимо возможностей системы ИКМ-30 здесь, как и в И КМ-30-4, можно органи-
зовать дополнительно ОКС со скоростью передачи 64 кбит/с, а также произвести
выделение части каналов ТЧ и разделение группового потока. Выделение каналов
и разветвление группового потока осуществляются с использованием станций
разветвления (СР). В одной системе возможно осуществить связь центральной
станции (ЦС) не более чем с семью оконечными станциями (ОС) с помощью
трех СР. При этом каждая СР может работать или в режиме ’’квадрат” (рис. 11.4,
а), или в режиме ’’треугольник” (рис. 11.4. 6).
В режиме ’’квадрат” возможно перераспределение каналов в количествах к,
т, п, причем к+т+п=30. В режиме ’’треугольник” осуществляется перераспреде-
ление между направлениями групп по 15 каналов. Каждая из станций ЦС, СР и
ОС может быть питающей. Расстояние между станциями может достигать 90 км
(для кабеля с диаметром жил 0,9 мм) или 110 км (для кабеля с жилами 1,2 мм).
Число НРП между станциями не должно быть более 28.
Система ИКМ-ЗОс может работать совместно с ИКМ-30 и ИКМ-30-4, по-
скольку в этих системах унифицированы параметры точки сетевого стыка СС|
устройств АЦО и ОЛТ, принята единая структура временного спектра и выбран
одинаковый код линейных сигналов.
11.2. ВТОРИЧНЫЕ ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Вторичной ЦСП с ИКМ, отвечающей рекомендациям МККТТ по европей-
ской иерархии, является серийная система ИКМ-120у. Она предназначена для
организации каналов на местных и зоновых участках первичной сети по кабелям
типов ЗКПАП и МКС. Основным узлом системы ИКМ-120у является устройство
образования типового вторичного цифрового потока со скоростью передачи 8448
кбит/с из четырех первичных со скоростями передачи 2048 кбит/с (рис. 11.5).
При использовании четырех комплектов АЦО-ЗО первичной ЦСП можно полу-
чить 120 каналов ТЧ, при этом, как и в первичных ЦСП, сохраняются все вари-
анты организации вместо каналов ТЧ каналов ПДИ, ЗВ и т. д.
С помощью вторичной ЦСП можно организовать аналоговый вторичный се-
тевой тракт (60-канальный). Для этого используется АЦО преобразования вто-
ричной группы каналов, сформированной методом ЧРК (АЦО ЧРКВ), в котором
488
Оконечная станция А
Рис. 11.5. Структура ЦСП ИКМ-120
аналоговый групповой сигнал со спектром 312...552 кГц преобразуется в три ти-
повых первичных цифровых потока, которые и полаются на оборудование обра-
зования вторичной временной группы (ВВГ). При этом четвертый поток по-
прежнему поступает от АЦО-30. Очевидно, что в данном случае емкость органи-
зуемого пучка каналов ТЧ снижается со 120 до 90. В АЦО ЧРКВ спектр группо-
вого сигнала 312...552 кГц вначале перемещается в диапазон 12...252 кГц, затем
1 | 2 | 3 [ 4 | 5 | 6 | 7 | 8 9 |Ю| 11112 |13 114|l5|l6 |17| |263|264
1110 0 1 10 Цикловой синхросигнал I II III IV I II III 1IV I III IV
№ позиций
I субцикл
1I2I3H 5 | 6 ] 7 | 8 9|10| [263|264
I II III IV Первые символы ксс Служебная связь I II III IV
№ позиций
II субцикл
Рис 11.6. Временной спектр ЦСП ИКМ-120
489
сигнал дискретизируется с частотой 512 кГц и кодируется II-разрядным кодом.
Кодер имеет квазилогарифмическую характеристику, соответствующую закону А
5,4/5. Полученные цифровые потоки синфазно-синхронны, в них введены слу-
жебные символы (синхронизации, служебной связи, аварийных сигналов) - по
одному на каждую 11-разрядную информационную комбинацию.
Линейный тракт организуется по двухкабельной схеме, но на местных участ-
ках сети допускается и однокабельная. Номинальная схема кабельного участка
/уч—5 км, максимальная длина секции дистанционного питания /д|1тах=200 км.
Максимальная длина переприемного участка ТЧ Lmax—(iOO км, что соответствует
максимальной протяженности зонового участка первичной сети.
Цифровой поток в точке сетевого стыка СС2 между ВВГ и ОЛТ системы
ИКМ-120у имеет параметры, соответствующие рекомендациям МККТТ, и пото-
му может использоваться для организации связи посредством типовой аппарату-
ры по РРЛ и ВОЛС.
Вторичный цифровой поток разделяется на циклы длительностью 7^=125
мкс, состоящие из 1056 разрядных интервалов. Цикл подразделяется на четыре
одинаковых по длительности субцикла (рис. 11.6). Первые восемь позиций 1 суб-
цикла заняты синхросигналом объединенного потока (111001100), а остальные
256 позиций (с 9-й по 264-ю включительно) - информацией посимвольно объ-
единенных исходных (четырех) потоков. На рисунке на соответствующих позици-
ях отмечены номера символов исходных потоков. Первые четыре позиции 11 суб-
цикла заняты первыми символами команд согласования скоростей (КСС), а сле-
дующие четыре позиции — сигналами СС. Вторые и третьи символы КСС (ко-
манда положительного согласования имеет вид 111, а отрицательного — 000)
занимают первые четыре позиции 111 и IV субциклов.
Распределение символов КСС позволяет защитить команды от воздействия
пакетов импульсных помех. Позиции 5,..., 8 субцикла III используются для пере-
дачи сигналов ДИ (две позиции), аварийных сигналов (одна позиция) и вызова
служебной связи (одна позиция). В IV субцикле на позициях 5,..., 8 передается
информация объединяемых потоков при отрицательном согласовании скоростей.
При положительном согласовании скоростей исключается передача информации
на позициях 9,..., 12 IV субцикла. Таким образом, общее число информационных
символов в цикле 1024±4. Поскольку операция согласования скоростей произво-
дится не чаше чем через 78 циклов, позиции 5,..., 8 субцикла IV занимаются
очень редко, и поэтому их используют для передачи информации о промежуточ-
ных значениях и характере изменения скоростей объединяемых потоков.
11.3. ТРЕТИЧНЫЕ ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Рекомендациями МККТТ на третичные ЦСП европейской иерархии отвеча-
ют 480-канальные системы (ИКМ-480), которые предназначаются для использо-
Рис. 11.7. Структура ЦСП ИКМ-480
490
вания на внутризоновых и магистральных участках первичной сети. С помощью
комплекса аппаратуры ИКМ-480 организуются пучки каналов по кабелям типа
МКТ-4 с коаксиальными парами малого диаметра (1,2/4,6 мм).
Структурная схема ЦСП типа ИКМ-480 показана на рис. 11.7. На входы обо-
рудования третичной временной группы (ТВГ) — точки сетевых стыков СС2 — по-
ступают четыре типовых вторичных потока со скоростями передачи 8448 кбит/с,
которые объединяются в типовой третичный поток со скоростью передачи 34368
кбит/с. В точке СС3 оборудования ТВГ и ОЛТ параметры третичного цифрового
потока соответствуют рекомендациям МККТТ, что позволяет использовать обо-
рудование ТВГ для образования как ЦСП следующей ступени иерархии (четве-
ричной), так и линейных трактов на ВОЛ С.
Временной спектр линейного сигнала системы ИКМ-480 показан на рис.
11.8. Он разделен на циклы длительностью Ти=62,5 мкс, что в 2 раза меньше пе-
риода дискретизации сигналов ТЧ. Цикл состоит из трех равных по времени суб-
циклов (а не четырех, как в других ЦСП с временным группообразованием), в
каждом из которых содержится по 716 разрядных интервала, причем первые 12 из
них занимаются служебными сигналами (цикловым синхросигналом, сигналами
КСС и т. д.), а остальные - информацией посимвольно объединенных четырех
вторичных потоков. Общее число позиций в цикле равно 2148, из них информа-
ционных - 2112±4. Такая структура цикла и его длительность предопределены не-
обходимостью относительно частого повторения циклового синхросигнала.
Система ИКМ-480 может устанавливаться не только на вновь прокладывае-
мых магистралях, но и заменять аналоговую аппаратуру К-300 на существующих.
Однако замена требует большого объема работ по установке НРП: регенерацион-
ный участок ИКМ-480 равен 3 км, что вдвое короче усилительного участка К-
300, а увеличение пучка каналов относительно невелико (с 600 до 960 на кабеле
КМБ-4). Кроме того, укороченная секггия дистанционного питания (200 км у
Г|2|з]4|5|б|7|в|9 110|l1112 13 |l4 [ 15,16117 р!81 |715|716 № позиций
Цикловой синхросигнал 1 II III IV 1 II III IV 1 субцикл
11213 I4 б| б 7|в 9 |l0111112 13|14|l5|тб| |715|716
1 II III IV Первые символы КСС Служебная связь Контр, и сигнализ. I II III IV Вторые символы КСС 1 II III IV III IV
l|2|3|4 5 | 6 | 7 | 8 9 (1011l|l2 13 ]l4 1is| 16 п| |715|71б
1 II III IV Третьи символы КСС ПДИ I II III IV Дополнит, инф. при отрицат. СС 1 II III IV Вставки при положит. СС 1 III IV
Информация посимвольно объединенных четырех вторичных потоков Тц/ 3 - 62.5/3 мкс
№ позиций
III субцикл
Рис. 11.8. Временной спектр ЦСП ИКМ-480
491
ИКМ-480 против 246 км у К-300) может потребовать при замене смешения об-
служиваемых пунктов.
Для повышения эффективности аппаратуры был разработан вариант системы
ИКМ-480*2, в котором два третичных цифровых потока (34368 кбит/с) объединя-
ются. а затем кодируются кодом FOMOT. Последний относится к блочным
кодам типа 4ВЗТ, в которых исходный цифровой поток, состоящий из бинарных
импульсов (+1, 0), разбивается на группы по четыре символа, каждая из которых
заменяется трехсимвольной группой троичного кода (+1, — 1.0). При этом такто-
вая частота снижается в 4/3 раза. Поскольку при объединении двух потоков так-
товая частота удваивается, то в данном случае имеет место ее увеличение лишь в
1,5 раза, что в сочетании с некоторым усовершенствованием регенераторов по-
зволяет сохранить длину регенерационного участка 3 км.
Создание линейных трактов на одномодовых оптических волокнах с малым
километрическим загуханием существенно повышает эффективность третичных
ЦСП. В частности, применение волоконно-оптических вставок в линии передачи
на кабелях с металлическими парами позволяет уже сейчас увеличить длину сек-
ции ДП третичной ЦСП до 246 км и, следовательно, осуществлять замену дейст-
вующих систем К-300 на ИКМ-480 и ИКМ-480х2 при сохранении мест располо-
жения обслуживаемых промежуточных пунктов.
Помимо указанных вариантов третичных ЦСП была разработана аппаратура
ИКМ-480с и ИКМ-480р. Первая из них предназначается для использования на
симметричных кабелях с целью замены действующей аналоговой аппаратуры К-
60п. Второй в настоящее время заменяется распределительная аппаратура К-ЗООр
на комбинированном кабеле типа КМ-8/6.
11.4. ЧЕТВЕРИЧНЫЕ ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Четверичные ЦСП - это системы, в которых четыре третичных потока со
скоростями передачи 34368 кбит/с объединяются в четверичный - 139264 кбит/с,
т. е. создаются пучки каналов ТЧ емкостью 480x4=1920. Разработанная система
передачи ИКМ-1920 предполагает использование коаксиальных пар среднего диа-
метра (2,6/9,5 мм) кабелей типов КМ-4 и КМ-8/6. Номинальная длина регенера-
ционного участка такой системы составляет 3 км, а максимальная протяженность
секции ДП - 240 км. Система позволяет получить простой канал ТЧ протяжен-
ностью 2500 км, а при наличии четырех переприемов по ТЧ - 12 500 км, что со-
ответствует протяженности магистрального участка канала ТЧ первичной сети. В
ИКМ-1920 предусмотрено использование оборудования АЦО-ТВ, позволяющего
преобразовывать сигналы телевизионного вещания (ТВ) и сигналы двух каналов
звукового сопровождения (или одного стерео) в три типовых третичных цифро-
вых потока.
Линейный сигнал системы ИКМ-1920 разделяется на никлы, следующие с
частотой 64 кГц (Ти= 15,625 мкс). Цикл, в свою очередь, подразделяется на четы-
ре субцикла, структура которых ясна из рис. 11.9. Общее число позиций в цикле
равно 2176. из них информационных — 2148+4.
Сравнение параметров линейного тракта ИКМ-1920 с параметрами линейных
трактов широко используемой МСП с ЧРК К-3600 и разработанной К-5400, ко-
торые имеют ту же длину номинального кабельного участка 3 км, но позволяют
организовать по тому же кабелю пучки каналов ТЧ в 2 и 3 раза больше, говорит о
неэффективности внедрения ЦСП ИКМ-1920. Поэтому в настоящее время нала-
жен выпуск модифицированной системы ИКМ-1920х2, в которой удвоение числа
каналов ТЧ достигается объединением двух четверичных цифровых потоков.
Скорость передачи объединенного потока понижается в 2 раза благодаря приме-
нению специального (дуобинарного) кода. Это позволяет для данной системы со-
хранить прежнюю длину кабельного участка, равную 3 км, резко повышает ее
рентабельность и конкурентоспособность с системами МСП с ЧРК. Оборудова-
ние четверичной временной группы системы ИКМ-1920 используется в составе
492
N? позиций
I субцикл
№ позиций
Л субцикл
№ позиций
III субцикл
N: позиций
IV субцикл
Рис. 11.9. Временной спектр ЦСП ИКМ-1920
четверичной ЦСП "Сопка-4”, предназначенной для работы по волоконно-опти
вескому кабелю.
11.5. СУБПЕРВИЧНЫЕ ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
К субпервичным ЦСП принадлежат широко используемые в настоящее
время системы передачи ИКМ-15 и ЗОНА-15. Система передачи ИКМ-15 пред-
назначена для организации соединительных линий между сельскими АТС по ка-
белям типа КСПП и ВТСП и позволяет получить 15 каналов ТЧ. Для каждого ка-
нала ТЧ предусматривается до трех выделенных СК, вместо двух каналов ТЧ
может быть организован один канал ЗВ второго класса, а вместо одного канала
ТЧ - канал ПДИ со скоростью 64 кбит/с.
Помимо каналов ТЧ могут быть организованы четыре канала ПДИ со ско-
ростью 100 бит/с или два - со скоростью 200 бит/с.
Групповой сигнал ИКМ-15 передается со скоростью 1024 кбит/с, что дает
возможность объединить цифровые потоки от двух систем и получить типовой
первичный цифровой поток со скоростью 1024x2=2048 кбит/с. Это обеспечивает
совместимость системы ИКМ-15 с системами, образующими рекомендованную
МККТТ европейскую иерархию ЦСП.
На рис. 11.10 приведена структурная схема системы передачи ИКМ-15.
Длина участка регенерации /уч выбирается в пределах 4.. 7,2 км для кабелей с диа-
493
Рис. 11.10. Структура ЦСП ИКМ-15
метром жил 0,9 мм и 4,4...7,4 км - с диаметром жил 1,2 мм, что соответствует
пределам затухания участка на нолутактовой частоте 512 кГц от 26 до 46 дБ. Мак-
симальная протяженность линейного тракта Lmo=50 км; возможно использова-
ние одной промежуточной станции, что позволяет увеличить Lmax до 100 км. На
секции ДП длиной 1иптах возможна установка до семи НРП. Иногда с целью по-
вышения защищенности регенераторов участков, примыкающих к АТС, их уко-
рачивают до 1 км, что требует применения искусственных линий, дополняющих
длину укороченного участка до минимально корректируемой длины. Комплекты
искусственных линий входят в состав оконечных и обслуживаемых станций.
В состав оконечной станции входят следующие функциональные блоки:
БУК - блок уплотнения и кодирования, предназначенный для аналого-циф-
рового и цифро-аналогового преобразований сигналов, временного объединения
и разделения каналов, входящих в 15-канальную группу, а также организации СК
и канала ЗВ.
В зависимости от потребного числа СК и наличия канала ЗВ блок выпускает-
ся в различных модификациях (15 каналов ТЧ и 15 СК, 13 каналов ТЧ. 13 СК и
один ЗВ и т. д.). В блоке применен кодер с квазилогарифмической амплитудной
характеристикой А-87,6/13, осуществляющий кодирование мгновенных значений
сигналов в каналах ТЧ восьмиразрядным кодом. Это также обеспечивает совмес-
тимость системы передачи ИКМ-15 с системой ИКМ-30, поскольку в последней
используется кодер с такими же параметрами;
КНО - блок, состоящий из 15 комплектов низкочастотных окончаний, обес-
печивающих сопряжение каналов ТЧ с АТС (переключение канала ТЧ при необ-
ходимости с четырехпроводного окончания на двухпроводное и т. д.);
БС - блок сигнализации, посредством которого вводится питающее напряже-
ние на все блоки станции и осуществляется формирование аварийных сигналов
при повреждении любого блока оконечной станции;
СО — блок сервисного оборудования, предназначенный для организации слу-
жебной связи и испытания каналов;
СТУ — блок согласующих телеграфных устройств, обеспечивающих ввод низ-
коскоростных телеграфных сигналов в групповой сигнал системы ИКМ-15;
БОЛТ - блок окончания линейного тракта, содержащий регенератор прини-
маемых сигналов, устройства ДП, кабельный ввод и устройства зашиты станци-
онных устройств от опасных напряжений на линии. В нем также содержится при-
емник тонального вызова служебной связи.
Групповой сигнал системы ИКМ-15 (рис. 11.11) построен аналогично группо-
вому сигналу ИКМ-30. Он состоит из сверхниклов длительностью 7СЦ=2 мс. Каж-
дый СЦ содержит 16 циклов длительностью Тц=125 мс, что соответствует частоте
дискретизации исходных сигналов 8 кГц, поскольку в цикле передается одна кодо-
вая комбинация, соответствующая одному мгновенному значению сигнала в каж-
дом из 15 каналов ТЧ (канальные интервалы КИ.... КИ|6). Нулевой канальный
494
Рис. 11.11. Временной спектр ЦСП ИКМ-15
интервал (КИ0) занят под передачу сигналов синхронизации, сигналов аварийной
информации и ситалов ДИ. Структура интервала КИ0 ясна из рисунка.
Линейный сигнал представляет собой последовательность униполярных им-
пульсов длительностью в полный разрядный интервал 7р=980 нс. соответствую-
щих единицам, и пауз, соответствующих нулям, т. е. код БВН (см. § 10.2). По
сравнению с кодом ЧПИ. используемым в первичных системах, он обеспечивает
более высокую помехозащищенность регенераторов, но содержит постоянную со-
ставляющую, которая подавляется линейными трансформаторами, а потому
должна восстанавливаться на входах регенераторов. Следует отметить, что устрой-
ство восстановления постоянной составляющей относительно несложно.
Система передачи ИКМ-15 совместно с системой ЗОНА-15, о которой будет
сказано ниже, и ИКМ-ЗОс позволяет создавать сети, отвечающие всем современ-
ным требованиям, предъявляемым к сетям сельской связи.
Система ЗОНА 15 так же, как и ИКМ-15, предназначается для организации
пучков соединительных линий между сельскими АТС по кабелям типов КСПП и
ВТСП и строится с использованием ряда функциональных блоков ИКМ-15. На
рис. 11.12 приведена упрошенная структурная схема оконечной станции ЗОНА-
15. из которой видно, что станция содержит оборудование КНО и БУК, анало-
гичное оборудованию ИКМ-15. После БУК два цифровых потока, имеющие ско-
рости передачи 1024 кбит/с и соответствующие 15 каналам ТЧ, направляются на
блок временного группообразования ВГ 15x2. Объединение потоков синфазно-
синхронное, структура объединенного потока соответствует структуре потока пер-
495
Рис. 11.12. Структурная схема оконечной станции ЗОНА-15
вичной ЦСП. Следовательно, система ЗОНА-15 может быть совмещена с систе-
мой ИКМ-ЗОс. Точка стыка СС, между блоками ВГ 15x2 и БОЛТ (оборудования
линейного тракта) отвечает рекомендациям МККТТ, что увеличивает гибкость
сети, позволяя подсоединять данное оборудование к соответствующему СС любо-
го другого типового оборудования.
В линейном тракте системы ЗОНА-15 используется ЧПИ, а длины регенера
ционных участков устанавливаются исходя из типа применяемого кабеля и воз-
можности регенераторов перекрывать затухание на полутактовой частоте (1024
кГц) от 9 до 36 дБ и равны 1...4,3 км.
В состав аппаратуры ЗОНА-15 может входить также блок цифрового транзита
каналов, который используется на сетевых узлах в качестве оборудования гранзи
та как отдельных каналов ТЧ, так и 15-канальных временных групп. При этом
из-за отсутствия ЦАП не происходит ухудшения параметров каналов, и прежде
всего в них не снижается защищенность сигналов от шумов квантования.
К субпервичным ПСП относятся серийно выпускаемые в настоящее время
двух- и четырехканальные системы четвертого поколения ИКМ-2-4 и ИКМ-4-4.
которые используются на абонентских линиях АТС. Так, ИКМ-4-4 позволяет ор-
ганизовать по абонентскому тракту четыре типовых канала ТЧ с двух- или четы-
рехпроволным окончанием. Передача СУВ осуществляется по выделенным СК
(по два на каждый канал ТЧ). Вместо канала ТЧ абоненту может быть предостав-
лен канал передачи данных со скоростью 64 кбит/с при работе в синхронном ре-
жиме или до 19 кбит/с при работе в асинхронном. Эта ЦСП может применяться
на абонентских линиях практически с любыми используемыми на них типами ка-
белей. Максимальная длина линии может достигать 3 км при диаметре жил кабе-
ля 0,4 мм и 8 км при диаметре 0,7 мм. Комплект аппаратуры ИКМ-4-4, устанав
ливаемый на станции, питается от первичного источника -60В, а комплект, раз-
мещаемый на абонентском конце, — дистанционно по фантомным цепям.
В настоящее время разрабатывается 15-канальная ЦСП для абонентских
линий, с помощью которой предполагается решать проблему телефонизации на
базе уже сложившихся кабельных сетей крупных городов.
ГЛАВА 12. ТИПОВЫЕ КАНАЛЫ И ТРАКТЫ
12.1. ОБРАЗОВАНИЕ СЕТЕВЫХ ТРАКТОВ И ШИРОКОПОЛОСНЫХ КАНА-
ЛОВ МСП С ЧРК
Основой общегосударственной первичной сети связи являют-
ся сетевые тракты, которые организуются между двумя сетевы-
ми станциями (узлами) и непосредственно используются на этих
станциях или предоставляются во вторичные сети. Сетевые трак-
ты являются типовыми и организуются по единым правилам.
496
Сетевые тракты образуются на базе групповых трактов МСП
с ЧРК, которые, в свою очередь, создаются с помощью типового
оборудования первичных, вторичных, третичных групп и групп
более высокого порядка, а также оборудования сопряжения. Се-
тевые тракты могут быть получены из трактов более высоких по-
рядков несколькими способами.
Один из способов связан с использованием типового преоб-
разовательного оборудования. При этом тракт более высокого
порядка разделяется на тракты данного порядка, часть из кото-
рых и предоставляется на этой станции потребителю, а остав-
шиеся включаются в транзитное оборудование станции для даль-
нейшей передачи по сети. Этот способ эффективен лишь при ор-
ганизации достаточно большого числа трактов, так как требует
установки на станции относительно большого количества допол-
нительного оборудования преобразования и получения несущих
частот, оборудования транзита, а также оборудования организа-
ции тракта более высокого порядка, который будет оканчиваться
на этой станции.
Второй способ основан на том, что сетевой тракт любого вида
может быть получен посредством оборудования выделения из
линейных трактов. Чаше всего этот способ используется на ОУП
при выделении вторичных групповых трактов из линейного трак-
та распределительной системы передачи К-ЗООр, которое осу-
ществляется без потерь спектра.
Третий способ состоит в получении сетевых трактов с помо-
щью аппаратуры выделения из трактов высшего порядка. Дан-
ный способ используется на узлах, где потребность в каналах и
трактах небольшая.
Организация сетевого тракта из группового достигается под-
ключением к его окончаниям специального оконечного оборудова-
ния (комплектов образования трактов КОТ). В передающей части
КОТ предусматриваются развязывающие устройства для ввода в
тракт группового и вспомогательных контрольных сигналов, а
также для подключения измерительных приборов. Кроме того, в
передающую часть включены заграждающий фильтр, ’’подчищаю-
щий” участок спектра под групповой контрольный сигнал, и регу-
лирующие аттенюаторы. В приемную часть КОТ входят развязы-
вающие устройства для вывода группового и вспомогательных кон-
трольных сигналов и подключения измерительных приборов, за-
граждающий фильтр, препятствующий попаданию группового
контрольного сигнала на выход тракта, регулирующие аттенюаторы
и, главное, амплитудный, а при необходимости и фазовый коррек-
торы, совмещаемые обычно с усилителями.
Сетевой тракт, образованный между соседними станциями
(узлами), называется простым. Если тракт проходит через узлы.
497
где осуществляется его ВЧ транзит без преобразования частот, то
он называется составным, а с преобразованием частот — слож-
ным. Сетевые тракты могут предоставляться непосредственно по-
требителям только при условии наличия у них типового канало-
образующего оборудования. В общем случае потребителю предо-
ставляются широкополосные каналы, оборудованнные на базе со-
ответствующих сетевых трактов.
Широкополосные каналы получаются подключением к окон-
чаниям сетевых трактов каналоформирующего оборудования
(КФО), в состав которого входят полосовые фильтры для форми-
рования канала, заграждающие фильтры для подавления широ-
кополосного сигнала в полосе частот приемников группового
контрольного сигнала и частот сетевого контроля, устройства
амплитудного ограничения и амплитудно-частотной коррекции,
регулирующий аттенюатор. Каналоформирующее оборудование
является единым при передаче по широкополосному каналу сиг-
налов различных сообщений.
Широкополосные каналы формируются, как правило, из двух
однотипных односторонних каналов противоположных направле-
ний передачи, которые могут использоваться одновременно. В
некоторых случаях, например при циркулярной передаче газет-
ных полос, допускается формирование широкополосного канала
из неоднотипных односторонних каналов противоположных на-
правлений. При этом канал с фазовой коррекцией используется
для передачи газетных полос, а канал без фазовой коррекции -
для передачи сигналов телеуправления и телесигнализации. Для
передачи информации по разветвляющимся направлениям в ши-
рокополосные каналы включаются специальные развязывающие
устройства.
Широкополосные каналы с каждой стороны имеют четырех-
проводное окончание. Измерительные уровни в данных точках
должны быть равны измерительным уровням в точках переклю-
чений сетевых трактов, на основе которых эти каналы образова-
ны. Номинальная цепь широкополосного канала тождественна
номинальной цепи базового сетевого тракта. Транзит широкопо-
лосных каналов не допускается.
12.2. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ СЕТЕВЫХ ТРАКТОВ И КАНАЛОВ
Основные параметры сетевых трактов и широкополосных
каналов МСП с ЧРК
Параметры, приведенные в этом разделе, относятся к каналам
и трактам, организованным с помощью кабельных, ралиорелей-
498
ных и спутниковых СП. Как правило, приводимые числовые
значения параметров соответствуют эксплуатационным нормам
на СП, выпускаемым после 1980 г. Следует иметь в виду, что
нормы на параметры постоянно уточняются и изменяются, поэ-
тому их следует воспринимать как ориентировочные.
Рабочие полосы частот сетевых трактов и каналов приведены
в табл. 12.1. Полосы частот широкополосных каналов несколько
уже за счет полосовых фильтров КФО; внутри рабочих полос
имеются области "всплесков” затухания и фазы из-за содержа-
щихся в КОТ и КФО заграждающих фильтров на частотах кон-
трольных сигналов.
Таблица 12.1
Вид канала или тракта Рабочая полоса. кГц Полоса ’’всплеска" кГц ! затухания фазы
Первичный тракт канал 60,6... 107,7 65... 103 83.7...84.6 83.7...84.6 82...86
Вторичный тракт канал 312,3-551,4 330...530 411,7...412,3 411,7.-412,3 405...4I9
Третичный тракт канал 812,6...2043,7 900... 1900 1547,7...1556,6 1547,7-1556,6 1527...I577
Предгрупповой тракг 12,3-23,4 *-
Измерительные уровни в точках переключения трактов долж-
ны быть —36 дБм на входах и —23 дБм на выходах ( —14 дБм на
выходе предгрупнового тракта).
Первичные тракты и образованные на их базе каналы имеют
симметричные вход и выход с номинальным сопротивлением 150
Ом. Затухание асимметрии по входу и выходу должно быть более
43 дБ. Вторичные и третичные тракты и соответствующие им ка-
налы имеют несимметричные вход и выход с номинальным со-
противлением 75 Ом. Коэффициент несогласованности по входу
и выходу для всех видов трактов и каналов (за исключением
499
полос ’’всплесков” затухания и фазы) должен быть менее 10%.
Предгрупповой тракт имеет симметричные вход и выход (затуха-
ние асимметрии более 43 дБ) с номинальным сопротивлением
600 Ом (коэффициент несогласованности менее 15%). Номи-
нальное значение остаточного усиления каналов и трактов 13 дБ
(21 дБ у предгруппового тракта); погрешность его установки не
должна превышать 0,1 дБ (0,5 дБ у предгруппового тракта). Раз-
ность между средним и номинальным значениями остаточного
усиления для всех трактов, а также его среднеквадратическое от-
клонение во воемени не движим превышать 0.5 иБ (0.7 дБ —
среднеквадратическое отклонение для предгруппового тракта).
Отметим, что установка и контроль остаточного усиления осу-
ществляются соответственно в предгрупповом, первичном, вто-
ричном и третичном трактах на частотах 18, 82, 420 и 1545 кГц.
Отклонения АЧХ в рабочем диапазоне частот, за исключением
полосы "всплеска” затухания по отношению к значениям, уста-
новленным на вышеуказанных частотах, не должны превышать:
для предгруппового и первичного трактов ±1,6 дБ, а для вторич-
ного и третичного ±2,0 дБ. Для широкополосных каналов всех
видов названные отклонения должны быть не более ±1,0 дБ.
В настоящее время в простых сетевых трактах нормируется
отклонение группового времени прохождения (ГВП) сигнала
Л /гип на краях рабочего диапазона от номинального значения
ГВП в рабочем диапазоне частот, за исключением полосы
"всплеска” фазы. Эти величины приведены в табл. 12.2. Там же
даны значения 6 /гвп, на которые увеличивается допустимое от-
клонение А Ггвп при включении в тракт транзитного фильтра. Эти
нормы не распространяются на тракты, полученные посредством
их выделения из линейного тракта фильтрами, а также на трак-
ты, соседние по спектру с выделяемыми.
Таблица 122
Тракт Контролируемый диапазон, кГц Л frBn, МКС 6 /ГВП. мкс
Предгрупповой 12...23 80 80
Первичный 65... 103 60 100
Вторичный 33O...53O 30 20
Третичный 900...1900 24 8
В перспективе предполагается нормировать величину моно-
тонной и колебательной составляющих неравномерности ГВП
Сетевые тракты должны обеспечивать передачу однородных по
500
спектру сигналов со средними мощностями, приведенными в
табл. 12.3.
Таблица 123
Тракт
Мощность, мВтО
Предгрупповой Первичный Вторичный Третичный
Среднечасовая 2,7 3 8 15
Среднеминутная 4 11 19
Амплитудная характеристика (АХ) простого сетевого тракта
должна быть квазилинейной (с точностью до ±0,3 дБ) при пре-
вышении входным сигналом измерительного уровня на 18,2, 24,
26, 28 дБм для предгруппового, первичного, вторичного и тре-
тичного трактов соответственно. При дальнейшем увеличении
уровня входного сигнала никаких требований к АХ не предъяв-
ляется. Амплитудная характеристика измеряется на частотах, яв-
ляющихся установочными для остаточного усиления (18, 82, 420
и 1545 кГц для соответствующих трактов).
Классификация, нормирование и расчет помех подробно рас-
сматриваются в соответствующих разделах. Здесь ограничимся
лишь среднечасовыми значениями уровней невзвешенного шума
в ТНОУ простых трактов (табл. 12.4).
Таблица 12.4
Тракт (2500 км) Предгрупповой Первичный Вторичный Третичный
р„, дБмО -41 -35 -29 -21
Основные параметры цифровых трактов и каналов
В ЦСП не предусмотрено специальное оборудование для ор-
ганизации сетевых трактов. Групповой цифровой поток, сформи-
рованный на данной ступени иерархии, направляется либо на
следующую ступень временного объединения потоков, либо на
оборудование линейного тракта. Точки соединения оборудования
двух смежных ступеней иерархии называют сетевыми стыками
(СС). Параметры СС являются типовыми. В табл. 12.5 приведе-
ны основные из этих параметров.
501
Следует отметить, что рекомендации МККТТ существуют
только для СС первичных, вторичных и третичных цифровых
групповых трактов (ЦГТ). Значения затуханий соединительных
линий, приведенные в таблице, определяются на полутактовой
частоте. Предполагается, что они зависят от частоты пропорцио-
нально корню квадратному из частоты.
Форма номинальных импульсов в СС прямоугольная Форма
действительного сигнала должна укладываться в шаблон
МККТТ, приведенный на рис. 12.1, где Г-номинальная дли-
тельность импульса, a U - его номинальная амплитуда.
На базе указанных ЦГТ образуются типовые цифровые кана-
лы передачи: основной (ОЦК) со скоростью передачи 64(1±5О*
•10 6) кбит/с, субпервичный (СЦК) со скоростью передачи
480( 1±50-10 ) кбит/с, а также первичный, вторичный, третичный
и четверичный каналы с соответствующими скоростями. Кроме
того, на базе данных цифровых каналов и трактов должны обра-
зовываться следующие типовые аналоговые каналы и тракты:
канал ТЧ (на базе ОЦК), канал ЗВ (на базе СЦК), вторичный
групповой тракт (на базе трех первичных ЦГТ) и, наконец, канал
ТВ со звуковым сопровождением (на базе трех третичных ЦГТ).
В сетевых стыках должна осуществляться передача не только
информационных (ИС), но и тактовых (ТС) сигналов, обеспечи-
вающих тактовую синхронизацию регенераторов и приемного ге-
нераторного оборудования оконечных станций. Имеющиеся в
составе цифровых потоков служебные символы (цикловой и
сверхцикловой синхронизации) обеспечивают доступ к составля-
+i
* Вход симметричный.
’’ Вход несимметричный.
Рис. 12.1. Шаблон, в который долж-
на укладываться форма сигнала
ющим цифровых потоков низших ступеней иерархии. Исключе-
ние составляет ОЦК, в котором таких символов нет. По этой
причине в него вводят октетный сигнал (ОС), позволяющий раз-
делять восьмиразрядные кодовые группы. Таким образом, в СС
ОЦК осуществляется обмен не только ИС и ТС, но и ОС. При
этом СС ОЦК должен обеспечивать соединение в режимах сона-
правленного стыка, при котором ТС и ОС всегда вводятся в
одном направлении с ИС, и противонаправленного стыка, при
котором ТС и ОС поступают на передаче в разных направлениях
с ИС, а на приеме - в одном.
12. 3. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ КАНАЛА ТЧ
Канал ТЧ является основным на первичной сети. Он служит
единицей при определении емкости СП и предназначен для пере-
дачи телефонных, телеграфных, фототелеграфных сигналов и сиг-
налов передачи данных между станциями и узлами первичной сети
связи. Каналы ТЧ образуются с помощью как СП с ЧРК, так и
ЦСП с ИКМ. В соответствии со специфическими особенностями
этих систем некоторые параметры образуемых ими каналов ТЧ
также различны, что ниже будет специально отмечаться.
Канал ТЧ имеет двухпроводное окончание с измерительными
уровнями на передаче 0 дБм и на приеме -7 дБм на частоте 800
Гц (1020 Гц для каналов, образованных ЦСП). В четырехпровод-
ной части канала измерительные уровни равны —13 дБм на пере-
даче и +4 дБм на приеме. Эффективно передаваемая полоса час-
тот канала 0,3...3,4 кГц. В этой полосе коэффициент несогласо-
ванности по входу и выходу канала должен быть не более 10 %
по отношению к номинальному сопротивлению 600 Ом, а затуха-
ние асимметрии - не менее 43 дБ. Средняя длительная мощность
сигналов, передаваемых по каналу ТЧ, должна быть не более 32
мкВтО, а максимальная, определенная с вероятностью превыше-
ния 10 ', -1250 мкВтО. Интервал времени, на котором определя-
ется указанная мощность, равен 1 с, но эта величина подлежит
уточнению.
Максимальная протяженность канала ТЧ на первичной сети со-
ставляет 13 900 км, при этом допускается до 11 транзитов по ТЧ,
т. е. канал максимальной протяженности может состоять из 12 про-
стых каналов. Магистральный участок канала ТЧ может достигать
протяженносги 12 500 км при четырех транзитах по ТЧ.
Номинальное значение остаточного затухания канала
дБ при двухпроводном и Ат- - 17 дБ при четырехлроводном
окончаниях. Погрешность установки остаточного затухания на
частоте 800 Гц (1020 Гц для каналов ЦСП) не должна быть более
504
-0°5
----7777777777777777777777777777777777777777777777.^
Рис. 12.2. Пределы допустимой неравномерности частот-
ной характеристики остаточного затухания каналов ТЧ
МСП с ЧРК (кривая /) и ЦСП с ИКМ (кривая 2)
± 0,5 дБ для каналов МСП с ЧРК и ± 0,2 дБ для каналов ЦСП. Мак-
симальное отклонение установленного остаточного затухания в про-
стом канале ТЧ МСП с ЧРК составляет ± 2,2 дБ (с вероятностью
0,95), ЦСП с ИКМ ±0,2 дБ за любые 10 мин, ± 0,5 дБ за один год и
± 1,0 дБ за весь срок службы. Для сложных каналов эти нормы уве-
личиваются в \гп раз, где п — число простых каналов.
Рис. 12.3. Допустимая неравномерность частотной характеристики ГВП для кана-
лов ТЧ МСП с ЧРК (о) и ЦСП с ИКМ (б)
505
Неравномерность частотной характеристики остаточного зату-
хания можно нормировать с помощью шаблона, показан-
ного на рис. 12.2 (кривые 1 относятся к каналу ТЧ МСП с ЧРК,
кривые 2-к каналу ТЧ ЦСП с ИКМ). Измеренная частотная
характеристика должна укладываться в пространство между верх-
ней и нижней линиями соответствующего шаблона. Шаблоны
даны для каналов максимальной протяженности.
Максимальное абсолютное значение ГВП сигнала в каналах
ТЧ между наиболее удаленными узлами магистральной сети не
должно превышать 90 мс, а на связях через искусственные спут-
ники земли - 390 мс. Допустимая неравномерность частотной
характеристики ГВП определяется для простых каналов шабло-
нами, показанными на рис. 12.3.
На рис. 12.4, а и б приведены шаблоны, нормирующие АХ
простого канала ТЧ соответственно МСП с ЧРК и ЦСП с ИКМ.
Шаблон на рис. 12.4, б относится к случаю измерения характе-
Рис. 12.4. Пределы допустимых отклонений
амплитудной характеристики каналов ТЧ
МСП с ЧРК (а) и ЦСП с ИКМ (6)
506
ристики гармоническим сигналом. Во входной части каналов ТЧ
МСП с ЧРК устанавливается ограничитель амплитуд, защищаю-
щий групповой тракт от аварийных перегрузок. В связи с этим
для них нормируется достаточно быстрое нарастание остаточного
затухания при превышении входным сигналом уровня +3,5 дБмО.
Для каналов ЦСП в левой части АХ допускается существенная
неравномерность из-за ошибок квантования. При входных уров-
нях свыше +3 дБм имеет место перегрузка кодера, поэтому АХ
для этих уровней не нормируется.
Помехи в каналах ТЧ подробно рассмотрены в соответствую-
щих разделах. В табл. 12.6 приводятся только нормы средней (за
длительный период) мощности невзвешенной помехи на выходе
канала ТЧ МСП с ЧРК той или иной протяженности.
Таблица 12.6
Длина кана- ла, км 200...2500 2500...5000 5000...7500 7500... 10000 10000... 12500
Мощность помехи, пВтО 17800 35600 44500 50600 56400
В каналах ТЧ ЦСП с ИКМ основными помехами являются
помехи от квантования уровней сигнала. На рис. 12.5 приведены
рекомендованные МККТТ шаблоны для зависимости защищен-
Рис. 12.5. Рекомендованные шаблоны
для зависимостей защищенности от
шумов квантования для различных зна-
чений рвх при измерениях:
а - гармоническим сигналом; б — шумоподобным
сигналом
507
ности сигнала от уровня шумов квантования /1ко при различных
значениях входных уровней.
В этом разделе не был указан ряд параметров, нормируемых в
каналах и трактах, например взаимные влияния между каналами и
трактами, нормы на гармонические и импульсные помехи, измене-
ние частоты передаваемого сигнала и ряд других, которые приво-
дятся в специальной литературе и документах (см., например,
ГОСТ 21655-87, Рекомендации МККТТ 6-221, 6-222, 6226, G-
232, 6-241, 6-242, Л/.410, Л/.460, 6-711. 6-712, 6-732 и др.).
ГЛАВА 13. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ
13.1. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Проектирование линий передачи так же, как и других соору-
жений, производится исходя из проектного поручения, которое
передается заказчиком (министерством, ведомством и т. д.) про-
ектной организации. В качестве последней чаще всего выступает
один из государственных институтов по изысканию и проектиро-
ванию сооружений связи (Гипросвязь), хотя могут привлекаться
и другие специализированные проектные организации или про-
ектные отделы предприятий связи.
Проектное поручение является основанием для составления
проектного задания, которое осуществляется заказчиком проекта
с привлечением проектной организации (генерального проекти-
ровщика). Целью проектного задания является установление тех-
нической возможности и экономической целесообразности стро-
ительства проектируемой линии передачи.
Проектное задание содержит схему организации связи, техни-
ческие решения по всем видам сооружений (выбор системы
передачи, типа и емкости линейных сооружений, обоснование
строительства технических и вспомогательных зданий, сетей
тепло- и электроснабжения с указанием его источников, опреде-
ление видов и объема информации, подлежащей передаче),
сроки начала и конца строительства, предварительные сведения
о местных условиях строительства (сейсмичности, наличие веч-
ной мерзлоты, группе грунтов) и т. д. Основой решения этих во-
просов является технико-экономическое обоснование целесооб-
разности, хозяйственной, социальной и оборонной необходимос-
ти строительства, его очередности. При этом выполняются необ-
ходимые топографические, геологические, гидрологические и
другие изыскания для выбора трассы линии передачи, определе-
ния мест расположения промежуточных станций (усилительных
508
и регенеративных) и решения других вопросов, определяющих
стоимость строительства и экономическую эффективность капи-
тальных вложений, а также вопросов экологии.
Выбор окончательных проектных решений осуществляется на
основе сравнения технико-экономических показателей несколь-
ких вариантов.
Важнейшими направлениями в проектировании должны быть
типизация планировочных, конструктивных и технологических
проектных решений и широкое применение типовых проектов.
Проектирование сооружений связи, в частности линий пере-
дачи, осуществляется в одну стадию при использовании типовых
и повторно применяемых проектов или в две стадии для крупных
и сложных объектов строительства. При одностадийном проекти-
ровании разрабатывается рабочий проект со сводной сметной до-
кументацией, при двухстадийном - проект со сводным сметным
расчетом стоимости и рабочая документация со сметами.
В процессе проектирования необходимо реализовывать дости-
жения науки, техники и передового отечественного и зарубежно-
го опытов с тем, чтобы ко времени ввода построенной линии
передачи в эксплуатацию обеспечивались высокие качественные
показатели каналов передачи за счет применения наиболее со-
вершенных современных МСП. При этом должна учитываться
возможность увеличения пучка каналов передачи в данном на-
правлении по мере необходимости при минимальных капиталь-
ных вложениях.
Качественные показатели каналов проектируемой линии
передачи определяются в ходе электрических расчетов, которые
проводятся после выбора трассы, системы передачи и типа ли-
нейных сооружений и разработки схемы организации связи.
Электрические расчеты включают в себя размещение промеж-
уточных усилительных (регенерационных) пунктов, расчет диа-
граммы уровней (при использовании АСП), расчет допустимой и
ожидаемой помехозащищенности каналов передачи, определение
ожидаемой вероятности ошибки и сравнение ее с допустимыми
значениями (для ЦСП), разработку схемы ДП необслуживаемых
промежуточных станций и расчет цепей ДП. Материалы с ука-
занными выше расчетами в состав проектно-сметной документа-
ции не включаются, заказчику не передаются и хранятся в про-
ектной организации.
Принимаемые в процессе проектирования линий передачи
решения должны быть оптимальными относительно выбранного
критерия оптимальности. С математической точки зрения линию
передачи можно рассматривать как сложную систему, проектиро-
вание которой должно основываться на сис темном подходе. Сис-
темный подход предполагает изучение системы и ее функциони-
509
рования как единого объекта с взаимоувязанными частями (под-
системами), который выполняет определенные функции для до-
стижения некоторых конечных целей. При системном подходе
осуществляется оптимизация системы в целом, так как оптими-
зация по частям не всегда приводит к желаемому результату, и
определяется (в математической форме) единственный критерий
оптимальности (целевая функция) и оптимизируемые параметры.
При этом возникает необходимость разработки математической
модели системы, т. е. установление аналитических соотношений
между внешними параметрами системы (помехоустойчивостью,
числом каналов, надежностью и т. и.) и внутренними параметра-
ми (видом модуляции, числом ступеней преобразования, приме-
няемым кодом и т. п.).
Наиболее важной задачей процесса оптимизации является со-
ставление целевой функции, зависящей от внешних параметров.
Оптимизация по составленной целевой функции наиболее эф-
фективно реализуется в системе автоматизированного проекти-
рования (САПР), которая содержит комплекс средств автомати-
зации процесса проектирования в виде методического, математи-
ческого, программного, информационного, технического и орга-
низационного обеспечения. Составными частями САПР
являются проектирующие и обслуживающие подсистемы. Пер-
вые выполняют проектные операции, а вторые поддерживают ра-
ботоспособность первых, осуществляя информационный поиск,
документирование и т. п. Неотъемлемой частью САПР являются
ЭВМ, широко используемые на всех этапах проектирования.
Они обеспечивают формализацию задачи проектирования, фор-
мулируют техническое задание на систему в целом и ее отдель-
ные узлы, осуществляют окончательный выбор варианта и разра-
батывают конструкторскую и технологическую документации.
Применение САПР существенно повышает качество проект-
ных решений и сокращает время проектирования.
13.2. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ АНАЛОГОВЫХ
СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Выбор трассы, системы передачи и типа линейных сооружений
Трасса проектируемой линии передачи должна быть возможно
короче и проходить вдоль шоссейных и железных дорог, что обес-
печивает возможность транспортировки строительных материалов
при прокладке кабеля и передвижения обслуживающего персонала
при эксплуатации. При выборе трассы необходимо также учиты-
вать возможности подачи электропитания на питающие пункты,
расположенные на линии передачи, например на ОУП.
Выбор СП определяется числом каналов, организуемых на
данном направлении, видами передаваемой информации, требо-
ваниями к качественным показателям каналов передачи и сооб-
ражениями экономической эффективности. Как правило, суще-
ствуют несколько вариантов выбора СП и предпочтение отдается
такой системе, которая обеспечивает возможность качественной
передачи требуемого объема информации и одновременно требу-
ет меньших затрат на строительство и последующую эксплуата-
цию. Выбор наиболее рациональной системы определяется тех-
нико-экономическим сравнением вариантов. При этом следует
также учитывать возможность использования существующих со-
оружений связи.
Выбор типа линейных сооружений практически однозначно
определяется применяемой СП, а также специфическими усло-
виями на трассе проектируемой линии передачи - степенью аг-
рессивности грунтов, наличием вечной мерзлоты, электрофици
рованных железных дорог и т. п. Кроме того, выбор типа и ем-
кости линейных сооружений существенно зависит от результатов
технико-экономического сравнения вариантов.
Размещение усилительных пунктов
Размещение усилительных пунктов обычно начинают с ОУП,
которые устанавливаются на концах секции ОП — ОУП или
ОУП - ОУП. Для каждой СП определена максимальная длина
секции, которая ограничена возможностями подачи ДП на НУП,
размещенные внутри данной секции, а также регулирующими
способностями устройств АРУ, установленных на данном ОУП.
В пределах указанной максимальной длины секции ОУП распо-
лагаются в населенных пунктах, обеспеченных гарантированным
электроснабжением и водоснабжением, а также во всех пунктах,
где осуществляются выделение и ввод групп каналов. Учитывая
относительную сложность оборудования ОУП и значительные
эксплуатационные расходы, при проектировании линий передачи
число ОУП следует выбирать минимальным, что улучшает эко-
номические показатели проектируемой магистрали.
В системе передачи К-60П, работающей по многочетверочно-
му симметричному кабелю, различают ОУП с двух- и трехчастот-
ной АРУ. Последние устанавливаются через 500...600 км, а также
в пунктах выделения и ввода групп каналов. Это необходимо для
выравнивания диаграммы уровней, уменьшения перепадов уров-
ней передачи на средних частотах линейного спектра и, следова-
тельно, уменьшения взаимных влияний между одноименными
каналами в этой части спектра параллельно работающих СП. В
системах, работающих по коаксиальному кабелю, используются,
как правило, ОУП одного типа.
511
Необслуживаемые усилительные пункты размещаются внутри
секции ОУП — ОУП по возможности равномерно и так, чтобы
длина усилительного участка (УУ) между НУП была равна неко-
торой номинальной длине /ном, при которой обеспечиваются тре-
буемая величина защищенности от помех при всех значениях
температуры грунта и допустимых значениях неточности коррек-
ции и одновременно высокие экономические показатели линии
передачи. Для каждой СП установлено значение номинальной
длины (или номинального затухания) УУ, которое приводится в
справочных данных этой системы [8]. Однако, практически обес-
печить равномерное размещение НУП часто не представляется
возможным из-за рельефа местности, по которой проходит трас-
са проектируемой линии передачи, а также потому, что в секции
ОУП - ОУП не укладывается целое число УУ номинальной
длины. Тогда появляются участки с длиной больше (удлиненные)
или меньше (укороченные) номинальной. Поэтому в каждой СП
предусматривается возможность варьирования длины УУ в неко-
торых пределах: / тш > I уу > / тт.
Величины Iи I тп определяются регулирующей и корректи-
рующей способностями усилителя НУП и либо указываются в
паспорте системы передачи, либо вычисляются. Например, для
СП, работающих по коаксиальному кабелю, эти величины при-
водятся в справочных данных, а для системы К-60П вычисляют-
ся по формулам
^ = (5т/и-2Лтп)/а, ;/ий, = (5т, -2Лтп)/а. , (13.1)
max х max тр/ / 7 пип ' пип тр/ г ’ ' '
г max min
где S min, S ти- минимальное и максимальное усиления НУП со-
ответственно; A1V - затухание линейного трансформатора; а , ,
a, - коэффициент затухания кабеля при минимальной и мак-
симальной температурах соответственно.
Кроме /т|Я, определяемой по формуле (13.1), следует рассчи-
тать также /т1пкор, определяемую корректирующей способностью
усилительной станции, т. е. возможностью устранения АЧИ
предшествующего участка линии с помощью контура начального
наклона (КНН) в цепи ООС усилителя и линейного корректора
(ЛК), включенного на входе усилителя:
^тт кор = (А КНН + А 411к) / 1а /2 “ а /3’ П ^.2)
где А кнн, 4пК - разность затуханий КНН и ЛК соответственно на
крайних частотах линейного спектра СП (17 и 247 кГц); af и
коэффициент затухания кабеля на этих частотах при минималь-
512
ной температуре грунта. За минимальную длину УУ принимается
наибольшее из значений lmjn и /,„,икор.
Применения удлиненных участков следует избегать, так как
это приводит к увеличению мощности помех на выходе секции
ОУП-ОУП. В тех случаях, когда такие участки (но не более /т<в)
имеются, необходимо наличие и укороченных участков. Для не-
которых СП удлиненные участки вообще недопустимы.
При укороченном участке длиной / < 1тт в него следует
включать искусствешгую линию (ИЛ) с тем, чтобы
и^ук + 'ил)^- (13.3)
Здесь /ил — электрическая длина ИЛ, т. е. длина участка линии,
затухание которого равно затуханию ИЛ. В каждой СП имеется
набор ИЛ с разными электрическими длинами. Включаемая в
укороченный участок на входе усилителя ИЛ должна выбираться
из этого набора. Поскольку включение ИЛ уменьшает помехоза-
щищенность от собственных помех, то всегда следует стремиться
обойтись без ИЛ или использовать ИЛ с минимальной электри-
ческой длиной.
В некоторых СП, работающих по коаксиальному кабелю,
организуются НУП разных типов, различающихся видом приме-
няемой АРУ. Например, в системах К-1920П, К-3600 в основном
используются НУП без АРУ, которые компенсируют затухания
предшествующих им участков при средней температуре грунта.
При изменениях температуры относительно средней возникает
погрешность коррекции, которая компенсируется регулирующ-
ими НУП (НУП-Р), содержащими устройства АРУ по КЧ, осу-
ществляющие послерегулировку, и АРУ по температуре грунта,
обеспечивающие предрегулировку (см, § 4.2). Установка НУП-Р
производится примерно через три-четыре НУП без АРУ.
В системе передачи К-3600, кроме того, используются корр-
ектирующие НУП (НУП-К), которые устанавливаются примерно
на каждом 20-м усилительном пункте и устраняют накапливаю-
щиеся регулярные АЧИ. В состав НУП-К также входят устройст-
ва АРУ по КЧ и АРУ по температуре грунта.
В системе передачи К-300 применяются НУП трех типов: с
АРУ по температуре грунта, с АРУ по КЧ и корректирующие. В
ряде систем (К-1020С, К-5400) организуются только НУП с АРУ
по КЧ.
После размещения усилительных пунктов на линии передачи
производят электрический расчет каналов передачи, который
включает в себя расчет диаграммы уровней и определение допус-
тимой и ожидаемой мощностей помех.
17 Зак. 1771
513
Расчет диаграммы уровней
При расчете диаграммы уровней определяются относительные
уровни на входе и выходе каждого линейного усилителя. Расчет
проводится для самого верхнего по спектру канала СП при мак-
симальной температуре грунта, т. е. лля канала, находящегося в
наихудших условиях. По диаграмме уровней устанавливается
усиление усилителей при настроечных работах на линии переда-
чи и рассчитывается мощность помех.
На входе /-го усилителя уровень приема
Аф^Рперм-Лу.’ (,3-4>
где Д nepi । ~ уровень передачи на выходе предыдущего усилите-
ля, а
Л> = °. (13.5)
J J max J
Здесь a, - километрическое затухание кабеля при максималь-
ной температуре грунта; Zw, - длина /-го усилительного участка;
Лг = 2Атр + Лк + + 24дп <13-6>
- затухание станционных устройств, включающее в себя затуха-
ния двух линейных трансформаторов (Апр), магистрального корр-
ектора (Лмк). искусственной линии (Д,,) и двух фильтров дистан-
ционного питания (ЛфДП)- На тех усилительных участках, где эти
устройства отсутствуют, их затухания принимаются равными
нулю. В СП, работающих по коаксиальному кабелю, затухание
линейных трансформаторов учитывается в затухании фильтров
ДП. Необходимые данные приводятся в справочных данных со-
ответствующей системы передачи.
Уровень передачи на выходе /-го усилителя
/’Пер, = /’ПР. + Л (,3-7>
где 5’ — усиление /-го усилителя, определяемое по формуле
5=5уст, + Д\. (13.8)
В этом выражении 5^, - установочное усиление /-го усилите-
ля, а д5х - изменение усиления, вызванное работой АРУ. Уста-
новочное усиление обеспечивается ручной регулировкой обычно
в цепи ООС усилителя и должно быть равно:
для СП. работающих по симметричному кабелю (К.-60П),
<13-9>
514
для СП, работающих по коаксиальному кабелю,
^еТ-4Уср- (13.Ю)
Здесь Д.ут,„ и /4^ср - затухание УУ при минимальной и средней
температурах соответственно. Следует при этом иметь в виду, что
установочное усиление может изменяться обычно ступенями
через Д5усг, поэтому равенства (13.9) и (13.10) являются прибли-
женными. Например, в К-60П Д5усг = 0,5 дБ, а в К-1920П
Д5уст = 0,7 дБ. В связи с этим величины, рассчитанные по (13.9) и
(13.10), округляются до ближайшего допустимого значения.
Для определения километрического затухания при темпера-
туре грунта t используется соотношение
а,= а+2О[1-аи(2О-/)], (13.11)
где аа — температурный коэффициент километрического затуха-
ния, который приводится в справочной литературе; а+20 — кило-
метрическое затухание при Г =+20 °C, значения которого также
имеются в справочниках.
Для усилителей с АРУ по температуре грунта, имеющей пре-
делы регулирования А5 ,
= (’3.12)
где Д/~ перепад температуры грунта, на который рассчитан тер-
модатчик АРУ, °C; z0 — средняя температура грунта, при которой
Д5у = 0. Значение Zo для разных СП приведено в справочной ли-
тературе, например в [8]. Отклонение уровня передачи на выходе
усилителя с АРУ по температуре грунта от номинального значе-
ния не должно превышать значения Дро = + О,5 дБ. Если такое
превышение имеет место, то следует изменить установочное уси-
ление этого усилителя.
Как отмечалось выше, НУП-Р систем К-1920П и К-3600 со-
держат устройства как АРУ по КЧ, так и температурную АРУ.
Первые осуществляют послерегулирование и доводят уровень
передачи до номинального значения, а вторые обеспечивают
предрегулирование и изменяют уровень передачи относительно
номинального. Уровень передачи на выходе таких усилителей
Alep ” Атер 0 + ^тах ~ V’ (13.13)
Если НУП-Р расположен непосредственно перед ОУП (ОП), то
температурная АРУ в этом НУП выключается и рпер = р[1ер0. В уси-
лителях без АРУ А5Х = 0.
17*
515
Расчет мощности помех в каналах передачи
Расчет мощности помех в каналах передачи на проектируемой
магистрали производится при существенном разбросе длин УУ
относительно номинальной длины, а также в тех случаях, когда
при проектировании и строительстве линии передачи невозмож-
но выполнить все нормы на параметры СП. Цель расчета - опре-
деление допустимых и ожидаемых значений мощностей помех в
канале ТЧ, для которого была построена диаграмма уровней.
Сравнение этих значений между собой позволяет сделать вывод
о допустимости принятого при проектировании и строительстве
порядка размещения усилительных пунктов и качестве каналов
передачи.
В СП, работающих по симметричному кабелю, при расчете
учитываются помехи от линейных переходов, собственные и не-
линейные помехи, а в СП, работающих по коаксиальному кабе-
лю, — собственные и нелинейные помехи.
Суммарная псофометрическая мощность помех, пВт пс, от
линейных переходов в ТНОУ на выходе канала ТЧ при наличии
в линейном тракте п усилительных участков
Р^к^тп- 10°^- 10 109. (13.14)
Здесь - уровень средней мощности канального сигнала в
ТНОУ; А }1 — защищенность от помех на дальнем конце; т-
число активных влияющих пар в кабеле, которое зависит от
числа СП, работающих по одному кабелю. При этом предполага-
ется двухкабельный режим работы линии передачи. Расчет вели-
чины т производится на основе теории вероятности (см. гл. 3). В
табл. 13.1 приведены значения т для различного числа N систем
передачи, работающих по одному кабелю, при вероятности пре-
вышения 0,01.
Таблица 13.1
N 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
т 1 2 3 3 4 4 4 5 5 6 6 7 7 ]
В справочной литературе приводятся допустимые значения
защищенности на дальнем конце для 20 % комбинаций пар кабе-
ля (Л з/|) и 80 % этих комбинаций (А ,/2). Например, для кабеля
МКС А з11 - 71 дБ; А з12 = 13,8 дБ. Поэтому в формуле (13.14)
10'ом’'= 0,2 -10 о й''1+0,8 10 ом”’. (13.15)
516
Уровень средней мощности канального телефонного сигнала на
активном участке разговора принимается равным р¥Я = - 10,6 дБ.
Суммарная псофометрическая мощность собственных помех,
пВт псоф, как было показано в гл. 3, на выходе линейного трак-
та, содержащего п усилительных участков, в ТНОУ равна
п
PC11OI = к Lpo0 4-*5;‘р^ • 109, (13.16)
i 1
где рсппр, ~ уровень собственных помех, приведенных ко входу
усилителя; — усиление z-го усилителя; рпср1 — относительный
уровень передачи на выходе этого усилителя. При этом следует
учитывать, что величина />сппр, для усилителей ОУП и НУП
может быть различной. Если не учитывать собственные помехи,
возникающие в аппаратуре сопряжения и преобразовательном
оборудовании, то на выходе канала мощность помех будет также
определяться выражением (13.16). Величины S- и р t находятся
по диаграмме уровней канала передачи, для которого эта диа-
грамма рассчитана.
Выражение (13.16) не учитывает влияние на величину мощ-
ности собственных помех погрешностей работы АРУ, компен-
сирующих температурные изменения затухания УУ. В самом не-
благоприятном случае эти погрешности суммируются и приводят
либо к снижению уровней передачи на выходах усилителей, что
увеличивает мощность собственных помех, либо к росту уровней,
что повышает мощность нелинейных помех. Если принять по-
грешность АРУ по температуре грунта равной + Л5п|р, а АРУ по
КЧ ± Д5пКЧ, то для у-й секции регулирования (части линии пере-
дачи между двумя усилителями с АРУ по КЧ), содержащей
усилителей с АРУ по температуре грунта, суммарная мощность
собственных помех, создаваемых этой секцией в ТНОУ, будет
п.
Pcnj0 = 10°-1д5”-£ рсп^ • ю°“‘ ,,ЛЧ (13.17)
к 1
где
Рспк0 = С 109; (13.18)
к — номер усилительного участка в у-й секции регулирования.
Если на т-м усилителе устройство АРУ по температуре грунта
выключено, то в (13.17) при к = т принимают д5пгр = 0.
Суммарная псофометрическая мощность собственных помех
в ТНОУ на выходе канала рассчитывается по формуле
517
N
где N- число секций регулирования на линии передачи.
Для расчета суммарной мощности нелинейных помех 2-го и
3-го порядков можно использовать соотношения (3.70) и (3.71).
При работе СП с перекосом уровней эти соотношения можно
переписать в следующем виде:
для мощности нелинейных помех 2-го порядка в ТНОУ на
выходе /-го усилителя в верхнем по спектру канале ТЧ
/,2H0, = 4'tnc^- lO0'1'2^0^' /,,20> /у2п(П Ю9, (13.20)
где рмсм0 - уровень максимальной среднеминутной мощности
группового сигнала в ТНОУ; р11еруровень передачи на верхней
частоте линейного спектра на выходе z-ro усилителя;
г=(1 - 10 ° 1Лр)/0,23Др; Ар - величина перекоса уровней; у2п(1) -
нормированная спектральная плотность нелинейных помех 2-го
порядка в случае введения перекоса уровней при <т=1, опреде-
ляемая выражением (3.62) или из таблиц [4];
для мощности нелинейных помех 3-го порядка 1-го рода в
ТНОУ в том же канале ТЧ
Р3н0,.= 24А *с 10°J<V-o + ’О’ Л31п(1) Ю9. (13.21)
Величина р|1ер, определяется из диаграммы уровней. Затухания не-
линейности Д20 и Л13о определяются из справочных данных соот-
ветствующей СП, где они указываются для номинального значе-
ния усиления, т. е. для номинальной длины УУ. При изменении
усиления относительно номинального значения на величину Л5,
затухания нелинейности изменяются на эту же величину, если
полагать, что регулировка усиления осуществляется в цепи ООС.
Очевидно, что
Д3 = а, (/„-/), (13.22)
мат
где /н - номинальная длина УУ.
С учетом накопления помех 2-го порядка по мощности на
выходе канала ТЧ суммарная мощность нелинейных помех 2-го
порядка в ТНОУ
р |0О-"Чем0-Л2(?х
Г2н()Е пс Д/
хЛ2п(1)-109.£
(13.23)
518
Здесь п — число усилительных пунктов на проектируемой линии
передачи.
Помехи 3-го порядка 1-го рода суммируются в соответствии с
принятым правилом на секции ОУП-ОУП (ОП-ОУП) по на-
пряжению, а от секции к секции по мощности. Отсюда
О 1Л12 |Л01<ЧсМ0 -W 3 /к in9
^„01 24ЛП— 10 ““° гу31п(1) 10 к
(13.24)
Z Л
_ п
ТП j
£ 3/100,"₽^'-%?«’'-”
j 1 l«=l
Здесь т — число секции ОУП—ОУП, а — число УУ ву-й секции.
При расчете мощности нелинейных помех 3-го порядка по-
мехами 2-го рода обычно можно пренебречь ввиду их относи-
тельно небольшой мощности.
Рассчитанные значения псофометрической мощности помех
сравниваются с допустимыми значениями, которые определяют-
ся нормами, приведенными в гл. 3. При этом допустимое значе-
ние общей мощности помех распределяется между помехами раз-
ных видов следующим образом (см. § 3.1):
на линиях передачи симметричного многочетверочного кабе-
ля на помехи от линейных переходов отводится половина всей
допустимой мощности, а на собственные и нелинейные помехи —
по 25% этой мощности (соотношение 2:1:1);
на линиях передачи симметричного одночетверочного кабеля
допустимая мощность распределяется между собственными, не-
линейными помехами и помехами от линейных переходов поров-
ну (соотношение 1:1:1);
на линиях передачи коаксиального кабеля в диапазоне частот
до 8 МГц поровну между собственными и нелинейными помеха-
ми (соотношение 1:1);
на линиях передачи коаксиального кабеля в диапазоне частот
свыше 8 МГц (К-1920П, К-3600, К-5400) на мощность собствен-
ных помех отводится 2/3 общей допустимой мощности (соотно-
шение 2:1). На нелинейные помехи 3-го порядка 1-го рода отво-
дится до 75% допустимой мощности нелинейных помех.
Если ожидаемые значения мощностей помех не превышают
допустимых значений, можно считать, что размещение усили-
тельных пунктов на линии передачи произведено правильно.
519
13.3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ
ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Принципы нормирования коэффициента ошибок
на различных участках сети связи
Нормирование характеристик и параметров СП является
одной из важнейших задач техники многоканальной связи. Из
основного принципа развития взаимоувязанной сети связи
(ВСС) России - создания цифровой первичной сети, ее совмес-
тимости и сосуществования с аналоговой первичной сетью -
следует основополагающий принцип нормирования параметров
ЦСП. Он заключается в предъявлении таких требований к каче-
ству каналов и групповых трактов цифровой первичной сети, ко-
торые обеспечивают выполнение норм, принятых в аналоговой
сети, и сохраняют структуру номинальных цепей. Данный прин-
цип приводит к возможности постепенного внедрения ЦСП в
существующую сеть. Конфигурация номинальных цепей канала
ТЧ и основного цифрового канала (ОЦК) совпадает, причем в
последнем случае отсутствуют жесткие ограничения на число
транзитов, поскольку транзит сигналов в цифровой форме не
снижает качество передачи информации.
Максимальная протяженность номинальной цепи ОЦК ВСС
составляет 13 900 км (рис. 13.1). В ее состав входит участок маги-
стральной первичной сети, а также участки местной и внутризо-
новой первичных сетей. Номинальная цепь ОЦК при организа-
ции международного соединения представлена на рис. 13.2, где
СС - сетевая станция, а МС — международная станция. Для ка-
чественной передачи информации при организации международ-
ной связи (рис. 13.3) вероятность ошибки между двумя абонента-
ми не должна превышать 10 (при использовании компандиро-
В— Индивидуальное оборудование
преобразования
Рис. 13.1. Номинальная цепь ОЦК ВСС
520
Рис. 13.2. Номинальная цепь ОЦК при организации международно-
го соединения
ванной ИКМ с восьмиразрядным кодированием). При этом на
национальном участке требуемый коэффициент ошибок состав-
ляет 0,4 10 . Если эту норму равномерно распределить между
участками номинальной национальной сети, то допустимое зна-
чение коэффициента ошибок на каждом участке составит 10 7
(см. рис. 13.2). Учитывая, что в ЦСП ошибки суммируются (на-
капливаются), можно получить условное значение допустимой
вероятности ошибки в расчете на 1 км линейного тракта:
для магистрального участка р'маг = 10 7/10000 = 10
для внутризонового участка р'вн = 10 7/600 =1,67-10 10;
для местного участка р'мест =10 /100 = 10 9
Зная эти величины, можно определить требования к коэффи-
циенту ошибок одиночного регенератора (с учетом участка сети,
на котором он используется): рх= р 7, где /р — длина участка ре-
генерации. При известном значении р} нетрудно установить до-
пустимую защищенность на входе решающего устройства регене-
ратора Ллоп. Для этого можно воспользоваться результатами, при-
веденными в гл. 10.
Следует иметь в виду, что при использовании в линейном
тракте многоуровневых кодов с числом уровней тч > 2 необходи-
мо повысить значение Лдоп на величину 20 1g (ту - 1) дБ по срав-
нению со значением, полученным для случая ту = 2.
А б ос > О— (с Национальный участок 0.4 106 С fJ 5) (( Международный участок 25000 км £ ОС 4 э) о Национальный участок 0.4Юе б
0.2-10®
10‘6
Рис. 13.3. Требования к вероятности ошибок при международном
соединении
521
МККТТ рекомендует несколько иные принципы нормирова-
ния коэффициента ошибок, а следовательно, и качества переда-
чи информации по ОЦК. Эти принципы изложены в Рекоменда-
ции G.821 МККТТ и состоят в следующем.
Для оценки ошибок в ОЦК, который может предоставляться
для международного соединения, вводятся три параметра (условно
обозначим их буквами А, Б и В), характеризующих его качество:
А — при оценках в одноминутных интервалах число ошибок
не менее чем в 90% измерений должно быть не более 4;
Б - при оценках в односекундных интервалах число ошибок
не менее чем в 99,8% измерений должно быть не более 64;
В - при оценках в односекундных интервалах ошибки долж-
ны отсутствовать не менее чем в 92% измерений.
Общее время оценки качества (предположительно один
месяц) делится на время, в течение которого соединение счита-
ется доступным (при выполнении указанных требований) либо
недоступным (аварийное состояние) абонентам. При этом ошиб-
ки анализируются в односекундных интервалах, а затем из обще-
го числа измерений исключаются измерения, содержащие более
64 ошибок. Результаты остальных измерений последовательно
группируются в пакеты по 60 с и относятся к одноминутным ин-
тервалам измерений.
Международное соединение ОЦК, т. е. канала с пропускной
способностью 64 кбит/с, максимальной протяженностью 27500
км предлагается рассматривать состоящим из участков низшего,
среднего и высшего качества (рис. 13.4). При распределении
норм между любыми участками соединения предлагается делить
время измерений с заданным числом ошибок, выраженное в
процентах (рис. 13.4).
Если принять указанное распределение норм за основу, то
при переходе от международного соединения к номинальной
цепи ОЦК ВСС получим следующее распределение параметров
качества: на номинальную цепь магистральной первичной сети
(протяженность 12500 км), входящую в состав участка высшего
класса качества международного соединения, отводится 20%
общих норм; на участок внутризоновой первичной сети (протя-
27500км
Участок Участок 25000 км Участок среднего качества Участок низшего качества \ - г
низшего качества среднего качества Участок высшего качества Ч . А
L ,5% 15% J 111 1 - т 40% 15% __ 15%
Рис. 13.4. Распределение норм параметров качества на международном соедине-
нии
522
Рис 13.5. Распределение норм параметров качества на номинальной цепи ОЦК
ВСС
женность 600 км), соответствующий участку среднего класса ка-
чества, — 15%, а на участок низшего класса качества, состоящий
из участка местной первичной сети и абонентского участка мест-
ной вторичной сети, — 15% (по 7,5% на каждый из указанных
участков). Указанное распределение норм параметров качества
на различных участках номинальной цепи ОЦК ВСС показано
на рис. 13.5.
С учетом сказанного нетрудно получить требуемые значения
каждого из параметров качества К'к (А, Б и В) на отдельных
участках номинальной цепи ОЦК ВСС, воспользовавшись выра-
жением К'к> 100-(100 - К к) а/100, где ^-допустимое значе-
ние соответствующего параметра качества, указанное в Рекомен-
дации G.821 МККТТ, %; ак - часть общих норм на параметры
качества, отведенная на данный участок номинальной цепи ОЦК
ВСС, %:
на участке магистральной сети
К\(А) > 100 - (100 - 90)20/100 = 98 %,
К\(Б) > 100 - (100 - 99,8)20/100 = 99,96 %,
К\(В)> 100-(100-92)20/100 = 98,4 %;
на участке внутризоновой сети
К'к(А) > 100 - (100 - 90)15/100 = 98,5 %,
К'к(Б) > 100 - (100 - 99,8)15/100 = 99,97 %,
К'к(В}> 100 -(100-92)15/100 = 98,8 %;
на участке местной сети
К'к(А) > 100 - (100-90)7.5/100 = 99,25 %,
К'к(Б)> 100 -(100 -99,8)7,5/100 = 99,985 %,
К'к(В) > 100 - (100 - 92)7,5/100 = 99,4 %.
Значения соответствующих параметров качества для всей номи-
нальной цепи ОЦК ВСС могут быть определены по формуле
^>100-(Л/Маг + 2Л/ю + 2Л/честн),
523
где Л-/м.„, Мвз, Л/местн - параметры, определяемые соответственно
для магистрального, внутризонового и местного участков первич-
ной сети согласно соотношению М= (100 - К к)ак/100 %. Напри-
мер, значение параметра А для номинальной цепи ОЦК ВСС
равно К'к(А) = 100 - (2 + 2 х 1,5 + 2 х 0,75) = 93,5 %.
Результаты всех расчетов приведены в табл. 13.2.
Таблица 13.2
Номинальная цепь Значение параметра, %
А Б В
Международное соединение (27 500 км) 90 99,8 92
Номинальная цепь ОЦК ВСС (13 900 км) 93,5 99,87. 94,8
Участок магистральной сети (12 500 км) 98 99,96 98,4
Участок внутризоновой сети (600 км) 98,5 99,97 98,8
Участок местной сети (100 км) 99,25 99,985 99,4
Если известны значения параметров качества на различных
номинальных участках сети К'к, можно определить значения со-
ответствующих параметров качества для конкретной линии про-
тяженностью /, отличной от номинальной протяженности L для
данного участка сети, используя соотношение
К"к> 100-(100- К,) 1/L. Например, параметры А, Б и В для ма-
гистральной линии протяженностью 5200 км соответственно
будут иметь следующие значения:
К"к(А) > 100- (100- 98)5 200/12 500 = 99,168 %,
К"к(Б) > 100 - (100 - 99, 96)5 200/12 500 - 99,9834 %,
К"к(В) > 100- (100- 98,4)5 200/12 500 = 99,3344 %.
Таким образом, в соответствии с Рекомендацией 6.821
МККТТ нормируется процент измерений, в которых число оши-
бок не должно превышать некоторое заданное пороговое значе-
ние. Для оценки состояния канала требуется проведение боль-
шого числа измерений (число односекундных интервалов в меся-
це составляет 2,6 10 ), что усложняет процесс обработки резуль-
татов измерений и затрудняет экспресс-оценку состояния канала.
Очевидно, параметры А и В можно отнести к одиночным
ошибкам, возникающим в процессе регенерации, а параметр Б-
к пакетам ошибок. Процесс пакетирования описать статистичес-
ки затруднительно (особенно, если ошибки вызваны внешними
524
электромагнитными воздействиями), в то время как для одиноч-
ных независимых ошибок характерен равномерный закон появ-
ления ошибок. Если при этом предположить, что нормы, соот-
ветствующие параметру В, внутри участков номинальной цепи
распределены равномерно, то можно установить условные кило-
метрические нормы на относительное число односекундных ин-
тервалов, в которых может содержаться хотя бы одна ошибка: на
магистральном участке сети (1 — 0,984)/12 500 = 1,28-10 ; на
внутризоновом участке (1 - 0,988)/600 = 2 10 ; на местном-
(1 — 0,994)/100 = 6 10 км . Использование параметра В указан-
ным способом позволяет относительно простыми техническими
средствами установить отсутствие серьезных ухудшений качества
передачи информации в течение относительно коротких экс-
пресс-оценок.
При известных требованиях к коэффициенту ошибок, как от-
мечалось в предыдущих разделах, нетрудно определить допусти-
мое значение защищенности на входе решающего устройства ре-
генератора, исходя из которого устанавливается предельно дости-
жимая длина участка регенерации.
Расчет длины участка регенерации при работе ЦСП
по симметричным кабелям
В цифровых линейных трактах, организованных на симмет-
ричном кабеле, преобладающим видом помех являются переход-
ные на ближнем (при однокабельной системе) и дальнем (при
двухкабельной системе) концах. При этом расчет длины участка
регенерации для ЦСП, работающих по низкочастотным и высо-
кочастотным кабелям, имеет свои особенности.
Особенности расчета длины участка регенерации (Q для
ЦСП, работающих по многопарным симметричным кабелям ГТС
типов ТГ и ТПП с повивной и пучковой скрутками, связаны с
невысокими параметрами передачи этих кабелей. Требуемая по-
мехозащищенность на входе регенератора в данном случае обес-
печивается в основном за счет правильного выбора пар кабеля
для организации цифровых трактов.
Наибольшие трудности возникают при организации однока-
бельного варианта работы, который является наиболее эконо-
мичным. Для каждого типа кабеля определяется процент пар,
пригодных для использования, и формулируются конкретные ре-
комендации по их выбору. Например, для кабеля с повивной
скруткой емкостью 200x2 для использования пригодны 23 % пар
и рекомендуется для одного направления передачи выбирать
пары из 7-го повива, а для обратного направления - из цент-
рального повива или из первых трех повивов (в этом случае
525
число экранирующих повивов оказывается не менее трех). В то
же время для кабеля с пучковой скруткой той же емкости при
системе скрутки 4а (50x2) для использования пригодны 20% пар
и рекомендуется выбирать пары для различных направлений
передачи через один главный пучок.
После того как намечены пары кабеля, закрепляемые за каж-
дой из проектируемых систем, в зависимости от взаимного рас-
положения пар передачи и приема по соответствующим табли-
цам |12| (или путем соответствующих измерений) определяются
среднее значение переходного затухания на ближнем конце Д|(.р
и стандартное отклонение переходного затухания на ближнем
конце аОср. Эти параметры находятся на полутактовой частоте
ЦСП (для ИКМ-30 1024 кГц). В кабелях с пучковой скруткой
указанные параметры для пар. расположенных внутри главного
пучка, составляют Л()ср- 75 дБ и стОср = 12 дБ, а для пар. располо-
женных в смежных главных пучках, - = 93 дБ и стОср = 6 дБ.
В кабелях с повивной скруткой для пар, расположенных через
три повива, Д)ср = 78 дБ и о0ср = 8 дБ.
Расчетная длина регенерационного участка в данном случае
определяется по формуле
/„<4,/а = (4^-^- 101g/V-4Bn)/a, (13.25)
где /V —число одновременно работающих ЦСП; a — коэффици-
ент затухания кабеля на полутактовой частоте; 4тап - запас поме-
хозащищенности, обычно принимаемый равным 24,7 дБ.
Если проектируемое число СП по кабелю ТГ больше макси-
мального числа N, то расчетное значение затухания регенераци-
онного участка А^ рекомендуется определять по номограмме,
приведенной на рис. 13.6. Для этого по оси ординат откладыва-
ется проектируемое число N и отмечается точка А, из которой
проводится прямая, параллельная оси абсцисс, до пересечения с
падающей кривой, обозначенной числом пар в используемом ка-
беле (точка Б). При этом восходящая кривая, проведенная через
данную точку, дает значение затухания регенерационного участ-
ка, а перпендикуляр, опущенный из нее на ось абсцисс, укажет
число повивов п, которое должно разделять пары встречных на-
правлений передачи. Например, если N — 60. а емкость кабеля
300x2, то расчетное значение затухания участка AVI = 23 дБ, а
число повивов между парами различных направлений передачи
должно составлять не менее трех (см. рис. 13.6).
Если проектируемое число СП, работающих по кабелю ТПП.
больше максимального числа для кабеля данной емкости, то по
намеченному расположению пар встречных направлений опреде-
526
Рис. 13.6. Номограмма для определения затухания участка
регенерации
ляются минимальные значения параметров Ло ср и а(кр, которые и
подставляются в формулу (13.25).
В ситуации, при которой затруднены выбор пар кабеля и
оценка параметров Д, ср и о0ср, пары выбираются произвольно, но
длина участка регенерации сокращается по сравнению с номи-
нальным значением в 1,5 раза при числе систем до 100 и в 2 раза
при числе систем свыше 100. Сокращение длины участка регене-
рации в 2 раза рекомендуется также для участков, прилегающих
527
к ОРП или ОП, что обеспечивает защиту станционных регенера-
торов от импульсных помех.
При использовании двухкабельной СП отпадает необходи-
мость отбора пар кабеля при установке до 100 систем, если эти
пары удовлетворяют нормам для низкочастотных линий. При ус-
тановке свыше 100 систем отбор пар должен производиться по
значениям переходного затухания на дальнем конце А /ср, которое
должно удовлетворять условию А ,ср > 55 + 10 lg (N- 1), где /V-
число проектируемых систем.
Расчет длины участка регенерации для ЦСП, работающих по
симметричным высокочастотным кабелям, осуществляется сле-
дующим образом.
Поскольку основным видом помех, от которых зависит длина
участка регенерации, в данном случае являются помехи от ли-
нейных переходов, для определения длины участка регенерации
можно пользоваться следующими соотношениями:
для однокабельной системы
/р<(Я00гр)-Ядоп-/11И-АЛзап)/аагр); (13.26)
для двухкабельной системы
/р < (А - А доп - А и - АЛ Mn)/a(£), (13.27)
где А 0(/р) , А //) - переходные затухания на ближнем и дальнем
концах соответственно, определенные на расчетной частоте /,;
Лоп ~ допустимое значение защищенности на входе решающего
устройства регенератора; Аш — величина, учитывающая влияние
СП, работающих по параллельным цепям; ЛА ип - необходимый
запас помехозащищенности, учитывающий влияние ухудшающих
факторов, неидеальность узлов регенератора, технологический
разброс параметров кабеля и т. п.; а(/) - коэффициент затухания
кабеля на расчетной частоте.
При оценке параметров А 0(/р, A и «(/) следует иметь в
виду следующее. Переходное затухание на ближнем конце A
при длине кабеля свыше нескольких сотен метров практически
остается постоянным, т. е. при расчетах можно использовать зна-
чение AG(f^ на строительную длину кабеля (обычно =
=825 или 1000 м). В то же время с ростом частоты величина Ад
уменьшается со скоростью примерно 4,5 дБ/окт., т. е.
>l0(0 = >lo(A)-151g(/p/Z),
где A 0(/j) - переходное затухание на ближнем конце, определен-
ное на частоте / (обычно/ выбирается равной 0,25 МГц, так как
528
на этой частоте измеряется и нормируется защищенность цепей
строительных длин симметричных кабелей). Для приближенных
расчетов можно принять А^\) = 60 дБ.
Переходное затухание на дальнем конце A существенно
зависит от длины линии. Если, например, задано переходное за-
тухание для строительной длины кабеля А (0рстр, то A будет
определяться как
л АЛр) = >! X4U - 10 'g (W + <ZP - О-
С ростом частоты величина А, уменьшается со скоростью при-
мерно 6 дБ/октава, т. е.
A^ = A/ifi)-20\g(fp/fl).
Для приближенных расчетов можно принять А //,)„₽= ^0 дБ.
Коэффициент затухания кабеля для приближенных расчетов
можно определять по аналитическим выражениям, приведенным
в табл. 13.3.
Таблица 13.3
Марка кабеля a(fl, дБ/км
МКСБ 4 х4 5,239 x7+ 0,149/
МКСА 4x4 4,737х/+0,217/
МКСБ 7x4 5,074^7+0,159/
ЭК, КСПП 1x4 5,222^7+0,208/
КСПП 1x4x0,9 9х/
В приведенных соотношениях f выражается в мегагерцах, а в
качестве расчетной частоты выбирается полутактовая частота,
т. е./р = 0,5/т.
При более точных расчетах следует воспользоваться справоч-
ными данными по параметрам кабелей и учесть среднеквадрати-
ческие отклонения параметров от средних значений.
При малом числе влияющих СП (Nc » 2...4) переходные поме-
хи могут складываться по напряжению и величину А^, входящую
в (13.26), с некоторым запасом можно определять как
А м = 201g 7VC, а при большом числе влияющих систем помехи
будут складываться по мощности и А = 101g/V .
Величина АЛ^, входящая в (13.26), в зависимости от кон-
кретных условий выбирается в пределах 5... 15 дБ. Значение Л1ЮП
18 Зак.1771
529
определяется исходя из требований к коэффициенту ошибок
одиночного регенератора.
Длину регенерационных участков, прилегающих к станцион-
ным сооружениям и подверженных дополнительным влияниям,
рекомендуется сокращать вдвое по сравнению с величиной, по-
лученной в соответствии с (13.26) или (13.27).
Расчет длины участка регенерации при работе ЦСП по
коаксиальным кабелям
Благодаря своей конструкции коаксиальные кабели достаточно
хорошо защищены от внешних помех, особенно в высокочастотной
части спектра. Уже на частотах порядка 100 кГц переходное затуха-
ние превышает 100 дБ и увеличивается пропорционально квадрат-
ному корню из частоты. Это позволяет применять однокабельную
систему организации цифровых линейных трактов.
Основным фактором, ограничивающим длину участка регене-
рации, в данном случае являются собственные помехи (тепловые
шумы линии и узлов аппаратуры и собственные шумы корректи-
рующего усилителя). Значение защищенности от собственных
помех А., сп может быть определено с помощью соотношений
(при условии, что ЛТИКМ ~ fr)
А зсп = 10 1g [₽РС/(2ЛГ/Т Flu ехр₽)|, (13.28)
Р = 0,23а(/р)/р<<4,
где Рс - мощность сигнала, Вт; к — постоянная Больцмана, рав-
ная 1,38 10 23 Втс/К; Т— абсолютная температура по шкале
Кельвина; Fm — коэффициент шума корректирующего усилителя;
£ — тактовая частота, Гц.
Принимая А, сп = Аад,, и решая это уравнение относительно /р,
можно найти расчетное значение длины участка регенерации.
При этом величина Рс может быть определена как Рс = U m/Zл,
где Um — амплитуда единичного импульса в линейном тракте, В,
а 2Л - волновое сопротивление линии (обычно Zn = 75 Ом).
Для приближенных расчетов а(/) можно воспользоваться сле-
дующими соотношениями:
для коаксиальной пары 2,6/9,4 мм (кабели КМ-4, КМ-8/6)
«(/) = 0,014 + 2,46 <f+ 0,006/;
для коаксиальной пары 1,2/4,6 мм (кабель МКТ-4)
а(/) = 0,07+ 5,26#+0,015/.
530
В приведенных соотношениях частота выражается в мега-
герцах.
Расчет длины участка регенерации при работе ЦСП по оптическим
кабелям
Длина регенерационного участка ВОСП в основном опреде-
ляется двумя параметрами: суммарным затуханием регенерацион-
ного участка и дисперсией оптического кабеля (ОК).
Если учитывать только затухание, т. е. потери в ОК, устройст-
вах ввода-вывода оптического излучения, разъемных и неразъем-
ных соединителях, то длина участка регенерации может быть оп-
ределена по формуле
/Р * (3, - - AIKnm - Азап)/а, (13.29)
где Эп - энергетический потенциал ВОСП, определяемый как
= /’nep — Aip и указываемый в технических характеристиках
ВОСП; пнс, — число неразъемных и разъемных соединителей
соответственно; Лнс, А^ - потери в неразъемных и разъемных со-
единителях соответственно; Аюп — запас на возможное увеличе-
ние затухания участка за счет температурных изменений затуха-
ния оптического волокна (ОВ), ухудшения характеристик компо-
нентов участка во времени и т. п.; а — коэффициент затухания
кабеля.
С учетом дисперсионных свойств ОВ длина участка регенера-
ции не должна превышать значения, определяемого из соотно-
шения
/р < 0,25/сгВ, (13.30)
где В — требуемая скорость передачи информации, бит/с; о —
среднеквадратическое значение дисперсии ОВ, с/км. Для много-
модовых волокон о = 0,25/Д/ где Д/~ коэффициент широкопо-
лосное™ волокна, указываемый в паспортных данных кабеля,
Гц км. Для одномодовых волокон о= 10 12ДЛстн, где он - норми-
рованная среднеквадратическая дисперсия, указываемая в пас-
портных данных кабеля, нс/(нм км); АЛ. — ширина полосы опти-
ческого излучения, указываемая в паспортных данных соответст-
вующего источника излучения, нм.
В качестве окончательного значения длины участка регенера-
ции выбирается наименьшее значение из полученных по соотно-
шениям (13.29) и (13.30). Таким образом, длина участка регене-
рации ВОСП определяется энергетическим потенциалом систе-
мы Эп, коэффициентом затухания а и дисперсией а ОК, а также
потерями в разъемных и неразъемных соединителях.
18*
531
Правильность выбора ОК может быть также оценена путем
расчета быстродействия системы и сравнения его с допустимым
значением (быстродействие системы характеризует способность
ее компонентов обеспечивать заданную скорость передачи ин-
формации). Допустимое быстродействие ВОСП зависит от типа
используемого кода в линейном тракте и скорости передачи ин-
формации: /д0П = р/Д, где Р - коэффициент, учитывающий тип
кода и равный 0,7 для кода без возвращения к нулю (NRZ) и 0,35
для всех других кодов. Ожидаемое быстродействие определяется
по формуле гож = МН^р + 'пр + 'ов, nie tmp - быстродействие
передающего оптического модуля, зависящее от скорости пере-
дачи информации и типа источника излучения, нс; /,,р - быстро-
действие приемного оптического модуля, определяемое скорос-
тью передачи и типом фотоприемника, нс; /О8 = ст/р - уширение
импульса на длине регенерационного участка.
Если /ож < Гдог, то выбор типа ОК и длины участка регенерации
сделан верно. Если при этом запас по быстродействию, равный
гдоп - /ож, оказывается большим, то можно ослабить требования к
компонентам ВОСП. Если /ож > /доп, то необходимо либо сокра-
тить длину участка регенерации, либо использовать более качест-
венные компоненты ВОСП.
13.4. ОСОБЕННОСТИ СОВМЕСТНОЙ РАБОТЫ АНАЛОГОВЫХ И
ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
На ВСС России, как и в большинстве развитых стран, принят
и реализуется курс на цифровизацию сети связи. Однако пред-
стоит достаточно длительный период сосуществования на сети
аналоговой и цифровой техники связи. Значительное число со-
единений будет устанавливаться с использованием обоих видов
техники. Для того чтобы в этих условиях обеспечить заданные
характеристики каналов и трактов, принципы проектирования
ЦСП и АСП передач должны быть совместимы. Это в первую
очередь касается структуры номинальных эталонных цепей, норм
на суммарную мощность помех, возможности совместной работы
на сети и т. п.
Сопряжение цифровой первичной сети с существующей ана-
логовой первичной сетью должно обеспечиваться за счет:
образования аналоговых каналов передачи и групповых трак-
тов в цифровой первичной сети;
образования цифровых каналов и групповых трактов в анало-
говой первичной сети;
использования общей среды распространения для передачи
сигналов АСП и ЦСП.
532
При анализе возможностей совместной работы АСП и ЦСП
следует учитывать показатели, которые связаны с совместным
использованием линейных трактов и станционных помещений и
определяют электромагнитную совместимость соответствующих
сигналов, а также особенности эксплуатационно-технического
обслуживания. Важным, например, является требование равенст-
ва или кратности длины усилительных участков / и участков ре-
генерации /р, а также длин секций ДП и обслуживания, так как
при этом существенно облегчаются реконструкция и обслужива-
ние магистралей. Данное требование в основном выполняется:
для систем передачи К-3600 и ИКМ-1920 й = 1у/1р = 1. а для сис-
тем К-60П и ИКМ-120 й = 4.
Организация в ЦСП каналов и трактов, широко используе-
мых в АСП, возможна за счет аналого-цифрового преобразова-
ния групповых телефонных сигналов (ИКМ-ЧРК). Большое вни-
мание уделяется применению трансмультиплексоров различного
типа, которые, обеспечивая взаимные преобразования групповых
аналоговых и цифровых сигналов, способствуют решению про-
блемы сопряжения цифровых и аналоговых каналов и трактов.
Например, с помощью трансмультиплексора два цифровых сиг-
нала с тактовой частотой 2048 кбит/с можно преобразовать в
сигнал вторичной группы частот, занимающей полосу 312...552
кГц, и ввести его в тракт СП с ЧРК. Трансмультиплексор может
обеспечить преобразование сигнала, соответствующего стандарт-
ной вторичной группе частот, в два первичных цифровых потока
с тактовой частотой 2048 кбит/с.
Проблема электромагнитной совместимости АСП и ЦСП
может возникнуть при их работе по параллельным цепям одного
симметричного кабеля (в коаксиальных кабелях взаимными вли-
яниями между параллельными цепями можно пренебречь, учи-
тывая, что скорость передачи цифровых сигналов составляет не
менее 30 Мбит/с). В этом случае между АСП и ЦСП возникают
взаимные электромагнитные влияния, которые могут привести, с
одной стороны, к увеличению мощности несовпадающих помех в
каналах ТЧ АСП, а с другой стороны, к возрастанию вероятнос-
ти ошибки в регенераторе ЦСП.
Эквивалентная схема взаимного влияния АСП и ЦСП пред-
ставлена на рис. 13.7. На этом рисунке учтено, что, как правило,
/ > / и через и обозначены суммарные переходные зату-
хания на ближнем и дальнем концах соответственно с учетом не-
скольких влияющих цепей.
Как видно из рис. 13.7, наибольшему влиянию будет подвер-
жен первый участок регенерации, прилегающий к усилительному
пункту АСП, так как вход соответствующего линейного регене-
533
ратора (РЛ) оказывается вблизи выходных зажимов усилителя, на
которых уровень сигнала (в данном случае влияющего) оказыва-
ется максимальным. Влияние АСП на ЦСП осуществляется за
счет перехода энергии как на дальнем, так и на ближнем конце и
последующего ее отражения в точках подключения предыдущего
РЛ к линии. Теоретические расчеты и экспериментальные испы-
тания показали, что в наихудшем случае защищенность от пере-
ходных помех на входе РЛ составляет не менее 40 дБ, что прак-
тически не приводит к какому-либо заметному увеличению веро-
ятности ошибки. Таким образом, влиянием АСП на ЦСП в
большинстве случаев можно пренебречь.
Отрицательное влияние цифровых сигналов на качество переда-
чи информации по каналам АСП проявляется в увеличении уровня
помех в каналах ТЧ из-за попадания в них спектральных составля-
ющих цифрового сигнала. Влияние ЦСП на АСП происходит за
счет перехода энергии на дальнем конце (см. рис. 13.7), причем ос-
новная доля мощности переходной помехи обусловлена влиянием
последнего (прилегающего к усилительному пункту АСП) участка
регенерации. Мощность переходных помех будет наибольшей в
верхних по спектру каналах АСП. Это хорошо видно из рис. 13.8,
на котором показан примерный энергетический спектр G(f) для
квазитроичньгх кодов и отмечены верхняя fK и нижняя частоты
линейного спектра АСП. Численные расчеты и экспериментальные
испытания показали, что за счет влияния ЦСП на АСП в верхних
по спектру каналах ТЧ возможно заметное увеличение мощности
помех, для уменьшения которой можно:
использовать в линейном тракте коды, имеющие минимум
спектральной плотности в области нижних частот, которая со-
Рис. 13.8. К возникновению
помех в каналах АСП за счет
влияния ЦСП
534
впадает с линейным спектром АСП (в этом плане оптимальным
является биимпульсный сигнал);
снизить амплитуду импульсов в линейном тракте ЦСП;
симметрировать кабель в диапазоне частот АСП на участках
регенерации, прилегающих к усилительным пунктам,
уменьшить длину УУ и др.
Рассмотренная ситуация может возникнуть на сети при рабо-
те АСП типов КРР, КАМА, К-60П и ЦСП типов ЙКМ-15,
ИКМ-30 и ИКМ-120.
ГЛАВА 14. ОСНОВЫ ЭКСПЛУАТАЦИИ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
14.1. ЛИНЕЙНО-АППАРАТНЫЙ ЦЕХ
Линейно-аппаратные цехи (ЛАЦ) и службы предназначаются для организа-
ции и технической эксплуатации линейных и сетевых трактов, широкополосных
каналов, каналов ТЧ и ОЦК, а закже для их распределения по различным вто-
ричным сетям и другим потребителям.
Классификация ЛАЦ весьма разнообразна, но в основном их различают по
местоположению в ВСС, функциональному назначению и емкости. Например, по
двум первым признакам различают ЛАЦ: территориальных сетевых узлов (ТСУ-
I); сетевых узлов переключения и выделения (СУП-1, СУВ-1); сетевых узлов
внутризоновых первичных сетей (СУП-2, СУВ-2) и внутризоновых сетевых стан-
ций; магистральных сетевых станций (МСС) и территориальных сетевых узлов
(ТСУ-2). организуемых в республиканских, краевых и областных центрах, и др.
При этом МСС и ТСУ-2 входят в состав оконечной междугородной станции
(ОМС)*.
Крупные ЛАЦ ОМС подразделяются на службу трактов (СТ) с выделенной
секцией технического обслуживания и информационно-исполнительным пунктом
(СТО-ИП) и службу каналов (СК). Организация в ЛАЦ двух самостоятельных
служб обеспечивает улучшение условий эксплуатации сетей и систем связи, более
рациональное размещение и использование оборудования. В некоторых случаях
организуется общий ЛАЦ без деления на службы СТ и СК, но с выделенной сек-
цией СТО-ИП.
Служба трактов ЛАЦ предназначена для организации, обслуживания и рас-
пределения линейных и сетевых трактов СП и широкополосных каналов, а закже
для установки аппаратуры автоматизированной системы технической эксплуата-
ции (АСТЭ).
Служба каналов ЛАЦ предназначена для образования, обслуживания и рас-
пределения каналов ТЧ и ОЦК. Кроме того, СК ЛАЦ обеспечивает организацию
каналов ЗВ по объединенным каналам ТЧ, а также необходима для установки и
обслуживания аппаратуры малоканальных систем, в которых аппаратура каналь-
ного преобразования неотделима от аппаратуры сопряжения и линейного тракта.
В СК ЛАЦ также может устанавливаться аппаратура резервирования каналов ТЧ.
Секция технического обслуживания и информационно-исполнительный пункт се-
тевого узла (станции) предназначены для оперативно-технического обслуживания
контролируемых объектов сетевого узла (станции) и оперативно-технического уп-
равления участком сети в зоне технического обслуживания сетевого узла (стан
ции). В СТО-ИП поступают сигналы о состоянии аппаратуры и других служб
1 Для удобства ЛАЦ МСС и ТСУ-2 обозначают как ЛАЦ ОМС
535
объекта (электропитающих установок, жизнеобеспечения и др.), а также от уст-
ройств пожарной и охранной сигнализации.
На крупных ЛАЦ СТО-ИП состоит из двух помещений - помещения аппа-
ратной и помещения оператора. В ЛАЦ ТСУ-1, СУП-1 и ОМС предусматривают-
ся также следующие службы, имеющие отдельные помещения: измерительная,
учета и переключения, станционно-ремонтная.
Помимо аппаратуры, входящей непосредственно в тракт каналов связи, в
ЛАЦ устанавливается токораспределительная, вспомогательная и измерительная
аппаратура. Токораспределительная аппаратура предназначена для распределения
и регулирования напряжений, подаваемых на аппаратуру, а также для стабилиза-
ции напряжений, переключения и защиты цепей дистанционного питания НУП.
Вспомогательная аппаратура необходима для организации нормальной эксплуата-
ции цепей и каналов связи. К ней, в частности, относится оборудование служеб-
ной связи, телеобслуживания, телесигнализации, автоматического переключения
групповых трактов и т. п. Например, для переключения низкочастотных цепей и
каналов, взаимного соединения отдельных узлов аппаратуры в низкочастотном
спектре, а также для организации постоянного и планового транзита по каналам
ТЧ предусматривается промежуточная стойка переключений (ПСП), представ-
ляющая металлический каркас, на котором смонтированы гребенки с контактны-
ми штифтами.
В СТ ЛАЦ устанавливаются следующие основные виды аппаратуры:
а) однотипная для АСП и ЦСП: вводно-кабельная; оконечная линейного
тракта; дистанционного электропитания; телемеханики; линейной и сетевой слу-
жебной связи; переключения сетевых трактов; распределительных систем переда-
чи, организованных по симметричным парам коаксиальных кабелей, и др.;
б) только для АСП: получения токов несущих, контрольных и управляющих
частот; сопряжения; преобразования стандартных групп; образования сетевых
трактов; транзита и выделения групповых трактов: формирования широкополос-
ных каналов и др.;
в) только для ЦСП: аналого-цифрового преобразования широкополосных
сигналов; временного группообразования и др.
В СК ЛАЦ размещается аппаратура канального преобразования; аналого-циф-
ровою канального преобразования; контрольно-испытательная; звукового вешания
по объединенным каналам ТЧ; транзита каналов ТЧ; получения токов несущих час-
тот для канального преобразования; малоканальных систем передачи и др.
В СТО-ИП устанавливаются следующие технические средства: управляющий
вычислительный комплекс (УВК); рабочее место оператора с устройствами УВК
и пультами служебной связи; контрольно-измерительный комплекс; пульт управ-
ления аппаратурой автоматического резервирования каналов ТЧ и автоматичес-
кого переключения сетевых трактов и др.
Площадь СТ ЛАЦ определяется с учетом перспективы развития на 15-20
лет умножением удельной площади, занимаемой одной стойкой, на число стоек
оборудования СП, планируемых к установке в СТ ЛАЦ. Для определения площа-
ди СТ ЛАЦ при общем числе стоек свыше 100 принимают, что удельная площадь
для стоек шириной 680 мм и глубиной 225 мм составляет 0,92 м , а для стоек ши-
риной 120 мм и глубиной 225 мм ("узкие” стойки) - 0,16 м . При общем числе
стоек менее 100 площадь СТ ЛАЦ определяется по графику, приведенному на
рис. 14.1. Площадь СК ЛАЦ с учетом перспективы развития зависит от расчетно-
го числа организуемых каналов ТЧ или ОЦК (табл. 14.1).
Рис. 14.1. График для определения площа-
ди СТ ЛАЦ при числе стоек менее 100
536
Таблица 14.1
Число каналов 1000 2000 3000 4000 5000 6000 8000 8500
„ 2 Площадь, м 28,4 38 57,4 65,2 89,6 — 101 110,9 141
Расположение служб ЛАЦ и размещение аппаратуры должно обеспечивать: ми-
нимальные протяженности кабелей от их ввода в здание ЛАЦ до вводно-кабельного
оборудования ЛАЦ и станционного, а также удобство эксплуатационно-техническо-
го обслуживания оборудования ЛАЦ.
В зависимости от типа помещения ЛАЦ может применяться одно- (при ши-
рине помещения до 12 м) или двустороннее (при ширине помещения более 12 м)
размещение оборудования. Аппаратура располагается в помещениях ЛАЦ рядами
перпендикулярно главному проходу. Наименования эксплуатационных проходов
между рядами и их размеры устанавливаются соответствующими нормами (на-
пример, главный проход при двухстороннем расположении рядов аппаратуры
должен быть не менее 1600 мм). Аппаратура, эксплуатационное обслуживание ко-
торой осуществляется только с лицевой стороны, должна, как правило, устанав-
ливаться сдвоенными рядами, тыльными сторонами друг к другу.
В СТ ЛАЦ оборудование размещается по секционно-функциональному призна-
ку с организацией секций линейных трактов, групповых сетевых трактов, секций
сопряжения и технического обслуживания. Оборудование СК ЛАЦ располагается
по секционному принципу. Секцию составляет аппаратура канального преобразова-
ния и аппаразура испытания и контроля образованных каналов. Примерный план
размещения оборудования в ЛАЦ сетевой станции приведен на рис. 14.2.
В ЛАЦ различного типа и назначения должны проектироваться следующие
виды электрической проводки:
линейная, обеспечивающая соединение между собой аппаратуры СП для по-
лучения типовых сетевых трактов, каналов ТЧ и ОЦК, широкополосных каналов,
их переключения, испытания, контроля и распределения по потребителям;
сигнальная - для оптической и акустической сигнализации о неисправностях
в оборудовании СП, приема вызова по служебным линиям связи;
питающая, обеспечивающая подачу от элекгропитающих установок напряже-
ний всех номиналов, требующихся для электропитания аппаратуры.
Прокладка различного вида проводок осуществляется специальными кабеля-
ми с соблюдением соответствующих норм. Например, при монтаже цепей НЧ (до
10 кГц) для линейной проводки используется однопарный экранированный ка-
бель типа РВЧС-60, а для монтажа ВЧ цепей (до 252 кГц) - однопарные экрани-
рованные кабели типа РВЧС-160 или ПВЧС-250.
Схема линейной проводки отражает прохождение цепей различного назначе-
ния, позволяющих проследить соединение установленной в ЛАЦ аппаратуры между
собой и службами ЛАЦ. На рис. 14.3 в качестве примера приведена схема прохож-
дения цепей в СТ ЛАЦ системы передачи К-60П, а на рис. 14.4 — схема прохожде-
ния цепей в СК ЛАЦ каналов ТЧ при использовании оборудования СИП-60.
Схемы прохождения цепей в СК ЛАЦ практически идентичны лля всех систем
передачи, кроме работающих по ВЛС, и отличаются только емкостью индивидуаль-
ного оборудования и числом выходов каналов к потребителю, а схемы прохождения
цепей в СТ ЛАЦ отражают структуру построения каждой системы в отдельности.
На основе структурных схем прохождения каналов и трактов в службах ЛАЦ,
сигнальной и питающей проводок составляются таблицы межстоечного монтажа
линейной и станционной проводок, кроссировочные таблицы и кабель-план то-
кораспределительной сети ЛАЦ и его служб.
Для эксплуатационно-технического обслуживания линий связи организуются
оперативные телефонные связи, объединяемые в единую систему служебной
связи технического персонала станционной и линейной служб, а также службы
537
управления. Всего на магистралях организуются четыре вида служебной связи:
магистральная (МСС), постанционная (ПСС), участковая (УСС) и сетевая (ССС).
При этом МСС организуется для связи между оконечными переприемными стан-
циями и станциями выделения групп каналов с использованием каналов ТЧ сис-
тем передачи, ПСС—для обслуживания линейных трактов систем передачи и
связи между оконечными и обслуживаемыми станциями, УСС - для связи необ-
служиваемых промежуточных станций с прилегающими обслуживаемыми или
оконечными станциями, а ССС - для связи служб управления между собой, а
также для связи техперсонала ЛАЦ сетевых узлов и ЛАЦ оконечных магистраль-
ных станций.
Важное место при проектировании ЛАЦ занимают вопросы охраны труда,
техники безопасности и экологии. В ЛАЦ должны быть выполнены санитарно-
гигиенические нормы условий труда, исключена возможность поражения элект-
рическим током и обеспечена пожарная безопасность. Температура воздуха в по-
мещении ЛАЦ поддерживается с учетом годовых колебаний внешней земперату-
Рис. 14.2. Примерный план размещения
ИС - испытательные стойки; ПОТУ - пульт оперативно-технического управле
тельная торцевая; СОТ - стойка образования трактов; СППГ, СПВГ, СПТГ -
вых трактов; СГУЧ - стойка генераторов управляющих частот; СЛУК - стойка
ССС - стойка служебной связи; СТМ - стойка телемеханики; СТО ~ секция тех
538
ры в пределах 16...30° С при относительной влажности воздуха 45...75%. Для этого
ЛАЦ оборудуется приточно-вытяжной вентиляцией с обменом воздуха не менее
20 м /ч на каждого работающего. Естественное и искусственное освещение уста-
навливается исходя из принятых норм освещенности.
14.2. НАДЕЖНОСТЬ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Многоканальные СП с позиций теории надежности представляют сложные
динамические системы, т. е. совокупность большого числа технических уст-
ройств, взаимодействующих в процессе выполнения производственных задач на
основе сложных функциональных взаимосвязей.
оборудования в ЛАЦ сетевой станции:
ния; СИП — стойка индивидуального преобразования; СВТ - стойка вспомога-
стойки образования и переключения первичных, вторичных и третичных группо-
линейных усилителей и корректоров; СДП - стойка дистанционного питания;
нического обслуживания
539
скп-1
суго
СКВТ-1
Тип
кабеля
СГП К-60 п
Тип
кабеля
СЛУК-ОП
Тип
кабеля
свко
Низкий
уровень
Высокий
уровень
Кабельная
муфта
Пер 1 ПГ -39Д5/135 Ом
—<ох
ПВЧС-
-250
ПВЧС-
-250
ДП
НЧ
8.
ПВЧС-
-250
&=
S. t
Б
А
А
+ 19,5 дБ
О дБ
КЧ 16, 112, 248
РК-75-4-16
РК-75-4-16
РК-75-4-16
ПВЧС-250
—3,5 дБ
+21,3 дБ
-36 дБ
1350м
пвчс-
-250
«->>-
> «»
РК-75-
-3-15
РК-75-
-3-15
РК-75-
-3-15
РК-75-
-3-15
пвчс-
-250
Пер 5 ПГ
--«-»-
Вх ВГ пер
--«-»-
Вых ВГ пер
--«-»- .
Вх ВГ пр
—чох
Вых ВГ пр
Пр 1ПГ
Пр 5ПГ
Б
г23£Е
135 0м1
-сох-
564(396)
пвчс-
-250
<о>-
135 0м
КЧ 411,86 кГц 444(612)
564-II |
420(252), 468(300), 516(348)
Рис 14.3. Схема прохождения цепей в СТ ЛАЦ системы передачи К-60П:
СКП - стойка коммутации первичных групп; СУГО - стойка унифицированного группового обору-
дования; СКВТ - стойка коммутации вторичных и третичных групп; СГП - стойка групповых преоб-
разователей; СВКО - стойка вводно-кабельного оборудования; ДП - дистанционное питание
Рис. 14.4. Схема прохождения цепей в СК ЛАЦ при использовании СИП-60;
ПСП - промежуточная стойка переключений; МИ - машинный индуктор; ПИВ — приемник индуктор-
ного вызова; ДС - дифсистема; СТВ - ДС - стойка тонального вызова и дифсистем; ГТВ - генератор
тонального вызова; ПТНВ - приемник тонального набора и вызова; ИП - индивидуальный преобразо-
ватель
Под надежностью СП понимается свойство обеспечивать передачу информа-
ции между абонентами с сохранением во времени параметров каналов и трактов
в пределах, установленных нормативно-технической документацией (НТД).
Все системы, рассматриваемые в теории надежности, делятся на восстанавли-
ваемые, в которых после возникновения отказа происходит замена отказавшего
элемента, и невосстанавливаемые, которые в случае отказа не подлежат или не
поддаются восстановлению по экономическим либо техническим соображениям.
Системы передачи относятся к восстанавливаемым системам.
Системы передачи и их элементы (стойки, блоки, панели, узлы и т. п.) могут
находиться в исправном шли неисправном состояниях. Исправность — это такое
состояние системы, при котором она соответствует всем требованиям, установ-
ленным НТД, а неисправность — это состояние, при котором система не соответ-
ствует хотя бы одному из требований НТД. Неисправность не означает невозмож-
ность выполнения системой заданных функций. С этой точки зрения системы ха-
рактеризуются работоспособностью, т. е. таким состоянием, при котором выпол-
няются заданные функции по передаче информации с сохранением значений
основных параметров каналов и трактов в пределах, установленных НТД. Таким
образом, работоспособная система может быть неисправной (например, при ме-
ханических повреждениях стоек, неисправности сигнальных цепей и т. п.).
С точки зрения теории надежности важными являются понятия повреждения
и отказа.
Повреждение — это событие, заключающееся в нарушении исправности обо-
рудования системы при сохранении его работоспособности, а отказ — событие,
заключающееся в нарушении работоспособности системы. Следует иметь в виду,
что под отказом следует понимать не только полное или частичное нарушение
работоспособности системы, но и ухудшение ее основных качественных показа-
телей до уровня ниже установленных пределов. Например, снижение остаточного
затухания канала связи ниже установленного НТД предела является отказом, хотя
канал формально может продолжать работать.
Отказы могут быть внезапными и постепенными. Внезапные отказы возника-
ют в результате резкого скачкообразного изменения основных параметров систе-
мы под воздействием различных случайных факторов (внутренние дефекты эле-
ментов, нарушение рабочих-режимов и т. п.), а постепенные отказы характеризу-
ются плавным ухудшением параметров в результате изнашивания и старения эле-
ментов.
В зависимости от причины возникновения различают отказы:
конструкционный, т. е. отказ, возникающий вследствие ошибок конструктора
или несовершенства методов конструирования, нарушений установленных правил
и норм проектирования и т. п.;
производственный, т. е. отказ, обусловленный нарушением или несовершенст-
вом технологического процесса изготовления аппаратуры систем передачи или
комплектующих изделий;
эксплуатационный, т. е, отказ, возникающий вследствие нарушения установ-
ленных правил эксплуатации или влияния непредусмотренных внешних воздей-
ствий.
В целом надежность можно рассматривать как совокупность трех свойств:
безотказности, восстанавливаемости и долговечности.
Безотказность — это свойство системы непрерывно сохранять работоспособ-
ность в течение заданного времени в определенных условиях эксплуатации. Она
характеризуется закономерностями возникновения отказов.
Под восстанавливаемостью понимают приспособленность системы к обнару-
жению и устранению отказов с учетом качества технического обслуживания. Она
характеризуется закономерностями устранения отказов.
Долговечность - это свойство системы длительно сохранять работоспособ-
ность в определенных условиях, что количественно может характеризоваться про-
должительностью периода практического использования системы от начала экс-
плуатации до момента технической или экономической нецелесообразности ее
дальнейшей эксплуатации (с учетом перерывов для технического обслуживания и
ремонта, установленных НТД).
542
Совокупность технических характеристик, количественным образом определяю-
щих свойства системы, характеризующих ее надежность, называется показателями
надежности. Для показателей надежности применяются две формы представления:
вероятностная и статистическая. Первая более удобна при априорных аналитичес-
ких расчетах показателей надежности на этапе ее проектирования, а вторая - при
экспериментальных исследованиях или в процессе технической эксплуатации.
В сложных системах, к которым относятся и системы передачи, результирую-
щий поток отказов равен сумме потоков отдельных их составляющих. При этом
потоки отказов радиотехнических комплексов обычно считают простейшими,
т. е. удовлетворяющими условиям:
ординарности - вероятность появления двух и более отказов в один и тот же
момент времени пренебрежимо мала;
стационарности — вероятность появления ровно п отказов не зависит от вре-
мени, а является функцией длительности интервала Л/ и и;
отсутствия последействия — для двух непересекающихся интервалов времени
Д и iVj число отказов в одном из них не зависит от числа отказов, появивших-
ся в другом.
К показателям надежности, характеризующим безотказность, относятся: ве-
роятность безотказной работы; частота и интенсивность отказов; среднее время
безотказной работы и наработка на отказ. К показателям надежности, характери-
зующим восстанавливаемость, относятся: вероятность восстановления; среднее
время восстановления; интенсивность восстановления. К показателям надежнос-
ти, характеризующим процесс эксплуатационно-технического обслуживания, от-
носятся: среднее время восстановления; коэффициенты использования, готовнос-
ти, простоя и др.
Надежность СП обычно оценивается вероятностью безотказной раболы p(f)
для заданного интервала времени непрерывной работы, средним временем нара-
ботки на отказ Т и коэффициентом готовности Кг.
Под вероятностью безотказной работы pit) понимается вероятность того, что
за заданный интервал времени 0.../ не произойдет ни одного отказа, т. е.
p(t) = p(Tt> t) = \ - F(t), где 7j - случайное время работы системы до наступле-
ния отказа; F(t) - функция распределения случайной величины Г,. Естествен-
но, что чем больше заданный промежуток времени, для которого определяется
параметр надежности, тем меньше значение pit) и наоборот. Функция р(0, кото-
рую иногда называют функцией надежности, обладает следующими свойствами
(рис. 14.5):
р(0) = 1, т. е. полагают, что в начальный момент времени система находится
в исправном состоянии;
pit) является невозрастающей функцией времени, т. е. она либо монотонно
убывает, либо на отдельных участках может оставаться постоянной;
pit) -> 0 при t -> оо, т. е. при возрастании времени работы системы вероят-
ность ее безотказной работы уменьшается и в пределе стремится к нулю.
Очевидно, что вероятность отказа системы £?(/)= 1 - pit)- F(f).
Величина pit) может быть определена статистическим путем на основе экспе-
риментальных данных. Если разделить интервал времени исследования на т рав-
ных отрезков Д tp то вероятность безотказной работы системы будет определяться
m
как р(0 =-1 - (£ nyN, где W - число исправных элементов, входящих в состав
t= I
системы в начальный момент t = 0: и,- - число элементов, отказавших в течение
т
интервала Д/(. В этом случае вероятность отказа Qif) = 1 - pit) - (£ п.) N.
i- 1
Интенсивность отказов X (/) является одним из наиболее удобных показателей
надежности и представляет собой условную плотность вероятности отказа эле-
мента в момент времени t при условии, что до этого момента отказ системы не
543
Рис. 14.5. Зависимость веро- Рис. 14.6. Зависимость интенсив-
ятности безотказной работы ности отказов от времени рабо-
от времени ты СП
произошел, т. е. этот показатель характеризует степень надежности системы в
каждый данный момент времени. В соответствии с этим
___1_
W 1-F(0 dt p(f)'
где f(f) = - dp (t)/d t — плотность распределения времени безотказной работы.
(
„ , 1 dp(t)
Следовательно. X (0 = - —— - ~,,, а р (Z) = е (,
р (0 а ‘
Интенсивность отказов элементов некоторого типа может быть определена
статистически на основе экспериментальных исследований следующим образом:
и(М Д/)-и(р = А и (<, А /)
где N(t) - число исправных элементов к моменту г. n(f) — число отказавших эле-
ментов к моменту г, Ал — число отказавших элементов в интервал времени
/...(/ +ДО.
Типичная зависимость интенсивности отказов от времени работы системы
представлена на рис. 14.6. Участок I соответствует начальному периоду приработ-
ки аппаратуры, когда наблюдается повышенное число отказов за счет различных
производственных недостатков и выхода из строя элементов со скрытыми дефек-
тами. Продолжительность этого периода зависит от типа аппаратуры и может со-
ставлять от нескольких десятков до нескольких сотен часов. Период нормальной
эксплуатации (участок II) характеризуется пониженным уровнем и примерным
постоянством интенсивности отказов. Продолжительность данного периода
может составлять от нескольких тысяч до нескольких десятков тысяч часов. Учас-
ток III обусловлен износом и старением элементов системы и характеризуется
значительным ростом числа отказов. С наступлением этого периода дальнейшая
эксплуатация системы нецелесообразна.
Весьма важным параметром надежности для восстанавливаемых систем явля-
ется среднее время наработки на отказ Тн. Статистически эта величина при испы-
тании п однотипных элементов определяется как
где г(- - время исправной работы Z-ro элемента между двумя последовательными
отказами. Таким образом, величина Тн характеризует среднее число часов работы
между двумя соседними отказами.
544
Коэффициент готовности Kt представляет собой вероятность нахождения сис-
темы в работоспособном состоянии в любой момент времени и определяется как
^ТН/(ТН+ТВ),
где Т„ ~ среднее время восстановления работоспособности системы. Статистичес-
ки этот параметр определяется как Kr = Na No, где — общее число работоспо-
собных элементов в начальный момент времени; /V*. — число работоспособных
элементов в произвольный достаточно удаленный момент времени.
Для простейшего потока отказов, свойства которого отмечены выше, поток
отказов подчиняется экспоненциальному закону и в период нормальной эксплуа-
тации системы можно пользоваться более простыми соотношениями:
Х(0 = Х,р(/) exp(-X/), Гн = 1/X.
Расчет параметров надежности СП осуществляется на всех этапах, начиная от
проектирования и кончая эксплуатацией. При этом может быть принят следую-
щий порядок расчета:
на первом этапе оцениваются показатели надежности для отдельных блоков,
панелей и других конструктивных элементов, входящих в состав стоек аппарату-
ры (исходными данными в этом случае являются принципиальные и монтажные
схемы соответствующих устройств и интенсивности отказов элементов, на кото-
рых они реализованы), причем в первую очередь рассчитывается суммарная ин-
тенсивность отказа для блока, а затем по вышеприведенным формулам определя-
ются другие интересующие параметры надежности;
на втором этапе на основе результатов первого этапа производится оценка
параметров надежности для отдельных стоек;
на третьем этапе на основе предыдущих расчетов оцениваются параметры на-
дежности для оконечных и промежуточных станций СП и всей магистрали в
целом с учетом параметров надежности направляющей системы.
Следует иметь в виду, что при проведении указанных расчетов необходимо
учитывать интенсивности отказов паек, межблочных и межстоечных соединений,
а также конкретные условия работы и эксплуатации устройств (если они отлича-
ются от номинальных условий).
При оценке КГ среднее время восстановления Тв может быть принято равным
0,5 ч при устранении отказа, возникшего в станционном оборудовании оконеч-
ных и обслуживаемых промежуточных станций, 4 ч при устранении отказов в
оборудовании необслуживаемых промежуточных станций и 10 ч при повреждении
линейно-кабельных сооружений.
Требуемые показатели надежности оборудования систем обеспечиваются раз-
личными путями, среди которых можно выделить следующие:
непрерывное повышение надежности элементов и узлов систем передачи на
этапах ее разработки, изготовления и эксплуатации;
совершенствование методов технической эксплуатации систем передачи;
резервирование трактов и каналов.
На этапе разработки аппаратуры основными метолами обеспечения надеж-
ности ее узлов являются: выбор высоконадежных комплектующих элементов, об-
легченные режимы работы элементов в электрических схемах; доступность к эле-
ментам на платах, блоках и панелях, позволяющая быстро и высококачественно
проводить их ремонт; стандартизация и унификация узлов и блоков и др.
На этапе изготовления систем передачи важное значение имеют строгое со-
блюдение технологии, постоянный контроль качества комплектующих изделий
("входящий” контроль) и производимого оборудования, включая контроль монта-
жа и межблочных соединений ("исходящий” контроль).
На этапе технической эксплуатации оборудования СП повышение надежнос-
ти может быть достигнуто за счет: совершенствования комплекса профилактичес-
ких мероприятий; выбора оптимального комплекта запасных частей и их рацио-
нального распределения по магистрали; внедрения автоматизированных систем
технической эксплуатации; систематического повышения квалификации обслу-
живающего персонала и др.
545
Одним из наиболее эффективных методов повышения надежности оборудо-
вания СП, каналов и трактов является их резервирование, т. е. введение допол-
нительных элементов и функциональных возможностей сверх минимально необ-
ходимых для их нормального функционирования. Из всего многообразия методов
резервирования в технике многоканальной связи наибольшее применение нашли:
общее резервирование, при котором резервируется объект в целом (резервный
тракт; генераторное оборудование и т. п.), и раздельное резервирование, при кото-
ром резервируются отдельные элементы системы (например, резервный усили-
тель).
В зависимости от режима работы резервных элементов различают нагружен-
ный, облегченный и ненагруженный резервы. При нагруженном резерве резерв-
ный элемент находится в том же режиме, что и основной, при облегченном резер-
ве - в менее нагруженном режиме, при ненагруженном резерве - без нагрузки.
Резервирование, кратность которого равна единице, называется дублировани-
ем и является основным методом резервирования в технике многоканальных сис-
тем передачи.
Рассмотрим более подробно методы раздельного и общего резервирования.
Для простоты будем считать, что система состоит из последовательно включен-
ных однотипных устройств. В случае применения раздельного резервирования
(рис. 14.7, а) к каждому устройству параллельно подключается (т - 1) резервных
элементов. В случае применения общего резервирования дополнительно органи-
зуется еще (т - 1) резервных систем (рис. 14.7, б).
Полагая, что все устройства системы равнонадежны, т. е. вероятности отказа
любого из элементов схемы, приведенной на рис. 14.7, а, равны cf, вероятность
отказа любого устройства
а вероятность безотказной работы всей системы с учетом резервирования
р'(0 = (1-«'Т 04.1)
При п q ’ т « 1 вероятность безотказной работы системы р '(f) = 1 - nq'm, а веро-
ятность отказа системы
Q(f)« nq'
(14.2)
В то же время, если система не имеет резерва, нетрудно получить
Рис. 14.7. Схема раздельного (а) и общего (б) резервирования
546
Q(l)~nq. (14.4)
Сравнивая выражения (14.2) и (14.4) и считая надежность элементов в обоих
случаях одинаковой (<f - q). получаем
Q'(t)=Q(t)qm ' (14.5)
т. е. вероятность отказа системы с раздельным резервированием уменьшается в
т 1 „
\/ q раз. В то же время при заданной вероятности отказа системы, т. е. при
выполнении условия Q'(f) Q (f), имеем
nq = nq'm, q' = \q. (14.6)
Из (14.6) следует, что при резервировании допустимая вероятность отказа эле-
ментов повышается (<f > q)
Таким образом, раздельное резервирование позволяет резко повысить надеж-
ность системы при заданной вероятности отказа элементов или использовать
менее надежные, а следовательно, более дешевые элементы при обеспечении за-
данной надежности системы.
Рассмотрим случай применения общего резервирования (рис. 14.7, б).
Обозначим вероятность отказа каждого из элементов через </’. вероятность
отказа любой из т цепей через C’/O, а вероятность отказа всей системы с учетом
резерва через £>'(/)..Очевидно, что
Q ",(/)= 1 (1 -q")”, (14.7)
0"(/) = |l-(l-<7")"lm (14.8)
Если, как и ранее, полагать nq" « 1, то выражения (14.7) и (14.8) приобретают
вид
Q'\(f)*nq", (14.9)
Q"(f)*(nq")m (14.10)
Сравним между собой выражения (14.2) и (14.10). При необходимости обес-
печения заданной надежности системы независимо от способа резервирования,
т. е. при Q '(f) = Q "(f), можно записать
m . m . т\Гт Г ,...
nq' = (nq ) ;q " = <// ’Л (14.11)
Из (14.11) следует, что качество элементов при общем резервировании должно
быть существенно выше, чем при раздельном резервировании. В то же время
если в обоих случаях применять элементы с равной надежностью (q' - q то
0'(1)=0,(1)/пт ' (14.12)
Из (14.12) следует, что при использовании равнонадежных элементов раз-
дельное резервирование обеспечивает меньшую вероятность отказа всей системы.
Из соотношений (14.2) и (14.10) при заданных вероятностях отказа системы и
элементов можно определить необходимое число резервных испей (включая рабо-
чую):
при раздельном резервировании
|lg (?'(0 1g «I 1g?';
при общем резервировании
547
т = 1g Q "(f)/l 1g n + 1g q "].
При этом нужно иметь в виду, что при оценке надежности параметров каналов и
трактов на реальной сети в качестве элементов общего резервирования можно
рассматривать различного рода обходные пути.
14.3. ОСНОВЫ ТЕХНИЧЕСКОЙ ЭКСПЛУАТАЦИИ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Этапы эксплуатации, включающие в себя хранение, транспортирование, мон-
таж и настройку оборудования, техническое обслуживание и ремонт СП, называ-
ют технической эксплуатацией. При этом техническое обслуживание представляет
собой комплекс операций по поддержанию исправности системы или ее элемен-
тов при использовании их по назначению, а ремонт - комплекс операций по вос-
становлению исправности системы или ее элементов.
Для осуществления технической эксплуатации требуются соответствующие
средства, называемые средствами эксплуатации. К ним относятся сооружения,
технические устройства, контрольно-измерительная аппаратура, запасные блоки
и ухты аппаратуры, эксплуатационные материалы и инструменты, необходимые
для эксплуатации СП. Лица, осуществляющие эксплуатационные операции, на-
зываются техническим персоналом.
Единство объекта эксплуатации, средств эксплуатации и технического персо-
нала с учетом документации, устанавливающей правила их взаимодействия, обра-
зует систему технической эксплуатации. Главной особенностью СП как объекта
эксплуатации является рассредоточенность элементов на расстояния, исчисляе-
мые десятками, сотнями и тысячами километров.
Важнейшими для системы технической эксплуатации являются понятия кон-
троля и измерения. Под контролем понимается процесс установления соответст-
вия между состоянием объекта контроля и заранее заданной нормой, а под изме-
рением - нахождение значения некоторой физической величины (параметра)
опытным путем с помощью специальных технических средств (измерительных
приборов или комплексов).
Пригодность и эффективность использования СП определяются ее эксплуа-
тационными характеристиками, основными из которых являются надежность (см.
п. 14.2), эксплуатационная технологичность, экономичность эксплуатации и т. п.
В СП, относящихся к категории систем непрерывного использования, про-
стои в условиях эксплуатации могут возникать в результате отказа, проведения
операций технического обслуживания с закрытием связи и по организационным
причинам. Для количественной оценки приспособленности системы к эксплуата-
ции может быть использован комплексный показатель, называемый коэффициен-
том технического использования'.
^™=7н/(Гн+Тто+Гр).
где Гн - средняя наработка на отказ; Тт - среднее время технического обслужи-
вания; Гр — среднее время ремонта (восстановления).
При определении Кти время простоя по организационным причинам не учи-
тывается. Очевидно, что следует стремиться к повышению значения (А^, <1 ).
Для опенки долговечности и сохраняемости СП и их элементов применяют
следующие показатели: средний, назначенный и гамма-пропентный ресурсы,
сроки службы и сроки сохраняемости. При этом ресурсом называется наработка
системы (или элемента) от начала ее эксплуатации до достижения предельного
состояния или капитального (среднего) ремонта либо от начала эксплуатации
после ремонта до следующего ремонта или достижения предельного состояния,
т. е. состояния, при котором имеет место неустранимый выход ее параметров за
допустимые пределы (признаки предельного состояния обычно устанавливаются
разработчиками системы). Сроком службы называется календарная продолжитель-
548
ность эксплуатации объекта от ее начала или возобновления после капитального
или среднего ремонта до наступления предельного состояния.
Средний ресурс R определяется как математическое ожидание ресурса и при
статистической опенке рассчитывается по формуле
N
Му,. ,
г= ।
где г( — ресурс i-ro объекта.
Назначенный ресурс — это суммарная наработка объекта, при достижении кото-
рой эксплуатация должна быть прекращена независимо от его состояния. Этот по-
казатель может использоваться при планировании сроков замены системы или ее
элементов, что особенно важно лля объектов, отказ которых может привести к дли-
тельной потере связи. Очевидно, что вероятность безотказной работы объекта в те-
чение времени, равного назначенному ресурсу, должна быть близка к единице.
Гамма-процентный ресурс R.f - наработка, в течение которой объект не достиг-
нет предельного состояния с заданной вероятностью у, выражаемой в процентах.
Величина у находится из уравнения
X
у/100 = f И7Я) dR,
где Щ;/?) — плотность распределения величины ресурса. Этот показатель исполь-
зуют для оценки вероятности наступления предельного состояния в течение за-
данной наработки на отказ в процессе эксплуатации.
Показатели сохраняемости, как правило, применяются для оценки состояния
запасных элементов и узлов, которые могут храниться долгое время.
Комплексная характеристика, показывающая степень приспособленности
оборудования системы к проведению мероприятий по контролю технического со-
стояния и проведению технического обслуживания и ремонта, называется эксплу-
атационной технологичностью и характеризуется такими показателями, как ре-
монтопригодность, контролируемость, доступность и т. п.
Среди показателей экономичности эксплуатации можно отметить среднюю и
максимальную стоимость эксплуатации, стоимости отдельных мероприятий по
техническому обслуживанию и ремонту и др.
Знание эксплуатационных показателей СП позволяет контролировать качест-
во и эффективность технической эксплуатации, осуществлять сравнительную
оценку работы различной аппаратуры, оптимальное планирование эксплуатаци-
онных мероприятий и устанавливать обоснованные нормы на проведение различ-
ных операций технического обслуживания и ремонта. В процессе технического
обслуживания СП основными видами проводимых операций и работ являются:
технические осмотры: контрольно-проверочные работы; регулировочные и на-
строечные работы; профилактические работы; ремонтные работы и др.
На разных этапах развития техники связи использовались различные методы
технического обслуживания: восстановительный, профилактический и контроль-
но-корректировочный.
Восстановительный метод обслуживания основан на принципе немедленного
приступления к устранению возникшего отказа и в настоящее вр-'мя в чистом
виде практически не используется, так как обладает рядом существенных недо-
статков (большие трудозатраты технического персонала при организации кругло-
суточного дежурства на станциях, большая продолжительность времени устране-
ния отказов в линейном тракте и др ).
Профилактический метод обслуживания является более прогрессивным и ос-
нован на проведении комплекса мероприятий, направленных на предупреждение
отказов и продление времени безотказной работы СП. Одной из главных задач
профилактического обслуживания является анализ причин, привозящих к появ-
лению отказов. На основе использования элементов прогнозирования возможно
549
предотвращение постепенных отказов. Хотя число таких отказов примерно в 2
раза меньше числа внезапных отказов, суммарная длительность простоев каналов
при постепенных отказах составляет около 40% общего времени простоя. Опыт
применения профилактического метола обслуживания показал, что на проведе-
ние работ по техническому обслуживанию затрачивается до 3% времени работы
СП. требуются относительно большие затраты ручного труда и не обеспечивают-
ся необходимые темпы роста производительности труда технического персонала.
Более прогрессивным с экономических позиций и с точки зрения повышения
производительности труда является контрольно-корректировочный метод обслужи-
вания. Внедрение этого метода требует применения автоматических и автоматизи-
рованных контрольно-измерительных средств, которые способны дать техничес-
кому персоналу оперативную информацию о состоянии СП и ее основных узлов
с локализацией места и причин возникновения отказов и повреждений. При этом
предполагаются организация систематического контроля качественного состоя-
ния системы и ее элементов с помощью автоматизированных средств и вмеша-
тельство технического персонала в работу системы только в крайних случаях. Для
обработки и анализа сигналов контроля широко используются средства вычисли-
тельной техники, в первую очередь микропроцессоры, мини-микроЭВМ.
При составлении планов и расчете объема работ при организации техничес-
кого обслуживания целесообразно пользоваться методами сетевого планирования,
которые позволяют наглядно представить взаимосвязь между выполняемыми опе-
рациями; четко установить объем и последовательность выполнения каждой опе-
рации; определить наиболее напряженные периоды работ и принять решения о
перераспределении сил и средств; осуществить оперативный контроль за ходом
выполнения плана.
Высоких показателей технической эксплуатации на современном этапе
можно добиться за счет автоматизации технического обслуживания СП. На про-
тяжении ряда лет проводятся работы по созданию автоматизированной системы
технической эксплуатации (АСТЭ), в состав которой входят автоматизированная
система оперативно-технического обслуживания (АСОТО) и автоматизированная
система оперативно-технического управления (АСОТУ).
Автоматизированная система технической эксплуатации представляет собой
совокупность методов, алгоритмов, комплекса технических средств, эксплуатаци-
онного персонала, необходимых для обслуживания и управления трактами, кана-
лами передачи и обслуживания сооружений и аппаратуры первичной сети. Ос-
новные тенденции развития АСТЭ базируются на разумной централизации и
автоматизации процессов технической эксплуатации с помощью системных мето-
дов и вычислительной техники. Главными задачами АСТЭ являются:
обеспечение эффективного функционирования первичной сети при заданном
качестве и эксплуатационной надежности трактов и каналов передачи путем авто-
матизации технологических процессов обслуживания и управления перестройкой
сети;
повышение надежности и живучести первичной сети за счет автоматизации
процессов оперативно-технического управления;
обеспечение развития первичной сети и реконструкции узлов, станций и
линий передачи для удовлетворения потребностей народного хозяйства и населе-
ния при снижении трудозатрат на техническое обслуживание и управление;
совершенствование технической эксплуатации, улучшение характеристик ап-
паратуры, оборудования, трактов и каналов передачи, повышение экономических
показателей за счет перевода сетевых узлов в необслуживаемый или ограниченно
обслуживаемый режим работы и т. п.
При построении АСТЭ особое внимание уделяется автоматизации процессов
технического обслуживания, особенно процессов контроля и измерения парамет-
ров каналов и трактов передачи. Автоматизация процессов контроля и настройки
элементов СП при необходимом быстродействии устройств и высокой точности
измерений позволит исключить субъективные ошибки и повысить достоверность
контроля. При этом появляется возможность полностью решить задачи съема,
преобразования и обработки данных о состоянии контролируемых объектов, a
также сформировать решение - оценить состояние объектов и выработать реко-
550
мендации по регулировке (настройке) параметров объекта или по организации
обходных путей, переключению на резервное оборудование и т. п.
Автоматизация процессов технического обслуживания в целом позволяет ре-
шить следующие задачи:
повысить скорость выполнения операции по техническому обслуживанию и
тем самым сократить время простоя каналов и трактов, что способствует по-
вышению коэффициента готовности системы;
сократить численность технического персонала за счет повышения произво-
дительности труда;
исключить влияние субъективных факторов технического персонала на ре-
зультаты работы и повысить его ответственность вследствие автоматизации доку-
ментирования состояния каналов и трактов передачи;
создать оперативное централизованное управление процессами технического
обслуживания при широком использовании ЭВМ и др.
Из этих задач одной из наиболее сложных является определение оптималь-
ной степени автоматизации. С одной стороны, высокая степень автоматизации
процессов технического обслуживания позволяет решить отмеченные выше зада-
чи, а с другой стороны, стремление к более полной степени автоматизации по-
требует применения более сложных, громоздких и дорогостоящих средств, что
может осложнить проблемы обеспечения требуемой надежности и высокой досто-
верности функционирования этих средств. Решение данных вопросов должно вы-
полняться с использованием критериев технико-экономической эффективности.
Система технической эксплуатации строится по территориально-иерархичес-
кому принципу и соответствует административному делению и подчинению, при-
нятому на ВСС России. Техническая эксплуатация оборудования систем и линий
передачи первичной сети осуществляется через систему взаимоувязанных центров
управления, территориальных узлов управления и коммутации, сетевых узлов и
сетевых станций различного типа и назначения. Например, на магистральной
первичной сети техническая эксплуатация осуществляется через главный центр
управления междугородными связями и телевидением (ГЦУМС) Министерства
связи РФ и подчиненный ему Государственный концерн ’’Ростелеком" с его фи-
лиалами в виде территориальных центров управления междугородными связями и
телевидением (ТЦУМС). На следующем, более низком уровне иерархии создают-
ся ТУСМ, ТСУ, СУС и т. д. Более подробную информацию об организации тех-
нической эксплуатации можно получить в |6|.
14.4. КОНТРОЛЬ ТЕХНИЧЕСКОГО СОСТОЯНИЯ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Контроль технического состояния рассматривается как процесс получения и
анализа соответствующей информации и принятия на ее основе решения о при-
годности СП (или ее элементов) к дальнейшей эксплуатации, о необходимости ее
технического обслуживания или ремонта. Таким образом, главной задачей кон-
троля является установление объективной оценки технического состояния кана-
лов и трактов СП.
Для оценки технического состояния объектов контроля определяются их ка-
чественные и количественные характеристики, которые называются контролируе-
мыми параметрами.
Классификация видов контроля весьма разнообразна. Например, в зависи-
мости от решаемой задачи различают контроль:
функционирования, при котором осуществляется качественная оценка выпол-
нения объектом контроля своих основных функций;
работоспособности, при котором дается количественная оценка параметров
объекта, определяющих качество его работы;
диагностический, в процессе которого устанавливается причина и место воз-
никающей неисправности;
прогнозирующий, в процессе которого осуществляется предсказание техничес-
кого состояния объекта в будущем:
551
профилактический, в процессе которого определяются и заменяются элемен-
ты, параметры которых достигли предельно допустимых значений;
самоконтроль, при котором обеспечивается оценка качества работы средств
контроля, и др.
По характеру времени проведения контроля различают контроль:
непрерывный, обеспечивающий непрерывное получение информации о кон-
тролируемых параметрах обьекта;
периодический, позволяющий получить информацию о контролируемых
параметрах по определенному плану;
эпизодический, осуществляемый при необходимости (например, при возник-
новении неисправностей или отказов), и др.
По порядку анализа контролируемых параметров различают контроль:
выборочный (контроль параметров по желанию технического персонала);
последовательный (последовательная оценка контролируемых параметров);
параллельный (одновременная оценка нескольких параметров);
комбинированный и др.
По виду реализации различают контроль:
ручной, осуществляемый техническим персоналом;
автоматизированный, частично выполняемый техническим персоналом;
автоматический, производимый без непосредственного участия технического
персонала.
В зависимости от организации различают контроль:
программный, т. е. реализуемый ио специальной программе;
схемный, т. е. осуществляемый с помощью встроенных в объект устройств
контроля;
дистанционный, т. е. производимый на расстоянии;
с полным или частичным выводом объекта из эксплуатации, при проведении
которого полностью или частично прекращается его эксплуатация;
без вывода объекта из эксплуатации и др.
Каждый вид контроля имеет свои специфические особенности и область
применения.
Для количественной опенки качества процесса контроля используются сле-
дующие показатели:
коэффициент полноты контроля (Лц), показывающий, какая часть аппарату-
ры охвачена контролем, и определяемый отношением числа элементов NK, охва-
ченных контролем, к общему числу элементов N аппаратуры (под элементом
можно понимать отдельные функциональные узлы, блоки, панели и т. п.), т. е.
КП = NK/N;
коэффициент глубины контроля (К1Л), определяемый по формуле Кгл =
= MJM, где Мк — контролируемое число параметров; М- максимальное число
параметров, характеризующих состояние системы;
время контроля, представляющее собой сумму следующих слагаемых: = +
+ ти + та + t где /п - время, необходимое для подготовки средств контроля; —
время измерений (оценки) параметров; /а - время считывания и анализа результа-
тов контроля; t — время принятия решений по результатам контроля.
Таким образом, значение tK зависит от контролепригодности объекта, методов
контроля, степени автоматизации процессов контроля и квалификации техническо-
го персонала. Время контроля является случайной величиной и может быть охарак-
теризовано законом распределения и его числовыми характеристиками.
Среди других показателей следует отметить достоверность контроля, эффек-
тивность контроля и информационную емкость системы контроля. Достоверность
контроля - показатель, определяющий степень доверия к результатам контроля,
которые зависят от точности измерений параметров, полноты и глубины контро-
ля. влияния помех на работу устройств контроля, способов накопления и отобра-
жения результатов контроля, уровня квалификации обслуживающего персонала,
технического состояния самих устройств контроля и других факторов, т. е. этот
показатель может рассматриваться как обобщенный интегральный критерий
оценки качества процесса контроля в целом. Эффективность контроля — обоб-
щенный показатель полезности применения контроля, количественно определяе-
552
мый отношением эффективности работы системы при наличии и отсутствии кон-
троля (в качестве критерия эффективности могут использовал вся показатели на-
дежности или экономические показатели). Информационная емкость системы
контроля характеризуется количеством информации, получаемой в результате
контроля параметров системы.
При организации контроля технического состояния СП большое значение
придается выбору контролируемых параметров, которые можно классифициро-
вать по различным признакам. По способу определения различают параметры:
1) выраженные электрическими величинами и контролируемые прямыми из-
мерениями (например, уровень сигнала, мощность помех и др.);
2) измеряемые косвенным путем (например, остаточное затухание);
3) неэлектрических величин, измерения которых и передача на расстояние
требуют соответствующих предварительных преобразований (например, избыточ-
ное давление газа в кабеле).
Большинство контролируемых параметров СП относится к первой группе.
По своей значимости контролируемые параметры делятся на определяющие,
прогнозирующие и аварийные. Общее число контролируемых параметров должно
быть минимально необходимым для обеспечения основных функций системы
контроля. Для этого необходимо иметь в виду, что:
контролируемые параметры должны в достаточно полной степени отражать
техническое состояние системы;
целесообразно контролировать параметры, изменения которых могут привес-
ти к частичным или полным отказам системы либо к изменениям других опреде-
ляющих параметров системы;
целесообразно контролировать параметры, изменения которых наиболее
часты (эти сведения могут быть извлечены из опыта эксплуатации известных ана-
логичных систем), и т, п.
Таким образом, выбор контролируемых параметров осуществляется в резуль-
тате проведения соответствующих теоретических и экспериментальных исследо-
ваний.
Рассмотрим особенности применения некоторых видов и методов контроля.
Основная цель диагностического контроля заключается в отыскании неис-
правностей и установлении причин их возникновения. При этом необходимо
обеспечить максимальную вероятность правильного диагностирования; мини-
мальное время диагностирования; минимальную стоимость и трудоемкость диа-
пюстирования.
Диагностический контроль осуществляется с использованием аппаратурных и
программных способов и средств реализации и алгоритмов диагностирования,
т. е. создаются программно-аппаратурные средства диагностического контроля. К
наиболее простым методам поиска неисправностей (с точки зрения технической
реализации) относятся методы последовательных поэлементных и групповых про-
верок.
В первом случае если все элементы системы являются равнонадежными, а
средняя длительность их проверки различна, то с целью минимизации среднего
времени поиска неисправности целесообразно начинать проверку с элементов,
требующих меньшего времени проверки их работоспособности. Если же длитель-
ности проверки каждого из элементов системы одинаковы, а вероятности их от-
казов различны, то с целью минимизации среднего времени поиска неисправнос-
ти проверку следует начинать с элементов, имеющих наибольшую вероятность
отказов. Метод поэлементных проверок применим дтя систем любой структуры,
но требует большого числа проверок, что определяет достаточно большую дли-
тельность поиска неисправностей.
Во втором случае, т. е. при использовании метода последовательных группо-
вых проверок, аппаратура разбивается на отдельные группы элементов, затем
путем измерений выявляется группа, в которой имеется неисправный элемент.
После этого данная группа элементов разбивается на подгруппы и выявляется
подгруппа, в которой находится неисправный элемент, и так далее до тех пор,
пока не будет определен неисправный элемент. При этом в зависимости от кон-
кретной ситуации возможны три варианта разбиения контролируемой системы на
553
группы элементов: по критерию половинного разбиения по числу элементов в
группе, половинного разбиения по равной вероятности отказа каждой из групп,
половинного разбиения по принципу равенства среднего времени проверок каж-
дой группы.
В случае диагностирования сложной аппаратуры с разветвленной структурой
построения чаше используется комбинационный метод поиска неисправностей,
при котором анализ состояния системы и принятие решения производятся после
контроля полной группы параметров, обеспечивающих однозначное выявление
неисправного участка системы. Наибольшая эффективность диагностирования
может быть получена при комбинированном использовании нескольких методов:
например, комбинационный метод используется для определения отказавшего
участка системы передачи, метод групповых проверок —для выявления неисправ-
ного узла, а метод поэлементных проверок — для отыскания отказавшего элемен-
та в данном узле.
Современные СП, как правило, оборудуются мощными программно-аппарат-
ными средствами диагностического контроля, часто встроенными в оборудование
системы, что позволяет оперативно и в автоматическом режиме определить отка-
завший элемент.
Прогнозирующий контроль используется для уменьшения числа возникающих
отказов. Знание закономерностей изменения контролируемых параметров систе-
мы дает возможность определить вероятный момент появления отказа и принять
меры по его предупреждению (замена элементов, проведение регулировочных и
подстроечных работ и т. д.). К настоящему времени разработаны различные мето-
ды прогноза и способы их осуществления. Для прогнозирования, технического
состояния СП в основном применяются статистические методы, относящиеся к
методам многофакторного анализа и моделирования. Эти методы могут быть раз-
делены на две большие группы: аналитические методы, использующие детерми-
нированный подход к решению задач прогнозирования, и стохастические мето-
ды, учитывающие случайный характер изменения контролируемых параметров
под воздействием различных факторов. Для количественной оценки качества
прогнозирования используются такие показатели, как точность, достоверность,
эффективность и стоимость прогноза.
Дистанционный контроль оборудования линейного тракта СП осуществляется
с помощью системы телеуправления (ТУ) и телеконтроля (ТК), которая обеспе-
чивает:
дистанционный контроль в каждом НУП или НРП за состоянием усилитель-
ных или регенерационных устройств, устройств ДП, а также контейнеров и цис-
терн, в которых устанавливается оборудование необслуживаемых станций;
дистанционное управление переключением рабочих трактов на резерв, ком-
мутацию каналов контроля, подключение контрольных генераторов и др.;
передачу сигналов ТУ (команд) на НУП или НРП и ТК (извещений) на ОУП
или ОРП с последующей их обработкой.
К системе ТУ-ТК предъявляются следующие основные требования:
высокая надежность работы при изменении условий эксплуатации в задан-
ных пределах (повышение уровня помех или коэффициента ошибок, изменение
температуры, колебания питающих напряжений);
достаточное быстродействие;
отсутствие влияния на информационные сигналы, передаваемые по каналам
и трактам СП;
наличие ответной сигнализации (квитирующего сигнала) при выполнении
команд (сигналов ТУ);
малая вероятность пропадания сигналов извещения (сигналов ТК) о состоя-
нии НУП или НРП;
малое потребление электроэнергии от устройств ДП и др.
По принципу построения и модуляции сигналов различают системы ТУ-ТК:
частотные, в которых используется принцип ЧРК;
частотно-кодовые, в которых сигналы управления и контроля передаются с
помощью комбинаций токов различных частот;
554
импульсно-временные, реализующие распределительный метол выбора объ-
ектов контроля;
импульсно-кодовые, в которых применяется принцип ВРК-ИКМ;
системы, работающие по комбинациям сигнальных жил, и др.
В состав систем ТУ-ТК входят разнообразные датчики, генераторы, фильтры,
распределители, исполнительные устройства, индикаторы и другие устройства, а
для передачи сигналов ТУ-ТК могут использоваться специально выделенные
цепи, фантомные цепи или рабочие пары кабеля (передача информационных сиг-
налов и сигналов системы ТУ-ТК осуществляется по одним и тем же цепям с ис-
пользованием принципов ЧРК или ВРК).
Автоматизация процессов контроля, в том числе и дистанционного, обеспе-
чивает снижение интенсивности отказов системы, уменьшение среднего времени
восстановления работоспособности системы и улучшение качества передачи сиг-
налов по каналам и трактам, а в результате — повышение технико-экономических
показателей СП в целом.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. 3ингеренко А. М., Баева Н. Н., Тверецкий М, С. Системы многоканальной
связи. — М.: Связь, 1980. - 439 с.
2. Баева И. И. Многоканальная связь и РРЛ. - М.: Радио и связь, 1988?— 312 с.
3. Цифровые и аналоговые системы передачи/В. И. Иванов, В. Н. Гордиенко,
Г. Н. Попов и др.; Под ред. В. И. Иванова. - М.: Радио и связь, 1995. — 232 с.
4. Фарбер Ю. Д., Шадрина С. Ю. Системы передачи с частотным разделением
каналов. - М.: Связь, 1979. - 280 с.
5. Усилительные устройства/В. А. Андреев, Г. В. Войшвилло, О. В. Головин и
др.; Пол ред. О. В. Головина. - М.: Радио и связь, 1993. - 352 с.
6. Берганов И. Р., Гордиенко В. И., Крухмалев В. В, Проектирование и техничес-
кая эксплуатация систем передачи. — М.: Радио и связь, 1989. — 272 с.
7. Многоканальная электросвязь и РРЛ/Н. Н. Баева, И. К. Бобровская, В. А.
Брескин, Е. Л. Федорова. — М.: Радио и связь, 1984. — 216 с.
8. Аппаратура сетей связи/М. И. Шляхтер, Э. Н. Дурбанова, М. И. Полякова,
Ш. Г. Галиуллин; Под ред. М. И. Шляхтера. — М.: Связь, 1980. — 440 с.
9. Левин Л. С., Плоткин М, А. Цифровые системы передачи информации. — М.:
Радио и связь, 1987. - 216 с.
10. Гитлиц М. В., Лев А. Ю. Теоретические основы многоканальной связи. - М.:
Радио и связь, 1985. — 245 с.
11. Беллами Дж. Цифровая телефония: Пер. с англ. М.: Радио и связь, 1986. -
544 с.
12. Аппаратура ИКМ-30/А. Н. Голубев, Ю. П. Иванов, Л. С. Левин и др.: Пол
ред. Ю. П. Иванова и Л. С. Левина. — М.: Радио и связь, 1983. 184 с.
13. Аппаратура ИКМ-120/А. Н. Голубев, Ю. П. Иванов. Л. С. Левин и др.; Под
ред. Л. С. Левина. — М.: Радио и связь, 1989. — 256 с.
14. Скалин Ю. В., Бернштейн А. Г., Финкевич А. Д. Цифровые системы передачи.
— М.: Радио и связь, 1988. - 272 с.
555
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие...................................................... 3
Введение........................................................... 4
Глава I. Основы построения многоканальных систем передачи. 8
1.1. Основные понятия и определения. . ............................ 8
1.2. Принципы построения сети связи............................... 10
1.3. Сигналы электросвязи и методы их описания . . 13
Уровни передачи............................................. 13
Параметры и характеристики сигналов . 15
Первичные сигналы электросвязи................................ 18
1.4. Принципы разделения канальных сигналов . 25
Структурная схема МСП......................................... 25
Простейшие методы разделения сигналов......................... 26
Линейное разделение сигналов.................................. 28
Условие линейного разделения сигналов......................... 29
Максимальное число линейно разделимых сигналов в А'-мерном
линейном пространстве........................................ 31
Формирование группового сигнала.............................. 32
Ортогональные переносчики. Разделение ортогональных сигналов 33
Разделение линейно независимых сигналов....................... 34
Разделение сигналов с конечной энергией....................... 35
Разделение сигналов с конечной мощностью..........;........... 36
Многоканальная передача сигналов амплитудной модуляции с
двумя боковыми полосами частот............................... 38
Многоканальная передача сигналов с разделением по фазе... 39
Многоканальная передача сигналов амплитудной модуляции с
одной боковой полосой частот................................. 40
Метод временного разделения каналов . ...................... 44
Сравнение ортогональных и линейно независимых сигналов 48
1.5. Построение каналов двухстороннего действия. . 49
Канал тональной частоты....................................... 49
Дифференциальная система...................................... 51
Устойчивость двухсторонних каналов............................ 56
Глава 2. Многоканальные системы передачи с ЧРК. . . 66
2.1. Построение многоканальных систем передачи с ЧРК.............. 66
2.2. Формирование канальных сигналов в многоканальных системах
передачи с ЧРК ................................................... 67
Методы передачи AM сигналов................................... 67
Методы формирования ОБП....................................... 75
2.3. Методы построения многоканальных систем передачи............. 80
Общие сведения................................................ 80
Группообразование в многоканальных системах передачи...... 86
Методы формирования спектров групп каналов.................. 87
556
Линейные спектры частот многоканальных систем передачи с ЧРК 92
2.4. Построение линейных трактов многоканальных систем передачи
с ЧРК............................................................ 94
Глава 3. Помехи в линейных трактах и каналах многоканальных систем
передачи с ЧРК................................................... 96
3.1. Классификация помех.......................................... 96
3.2. Оценка и нормирование помех . 97
3.3. Собственные помехи. . .......... 101
3.4. Атмосферные и промышленные шумы....... 105
3.5. Импульсные помехи.................................. . 107
3.6. Накопление собственных и атмосферных помех. Размешегше
усилителей...................................................... 108
Накопление собственных и атмосферных помех при равномерном
размещении усилителей...................................... 108
Влияние размещения усилителей в линейном тракте на помехоза-
щищенность ............................................... 109
Оптимальная длина усилительных участков 111
3.7. Помехи от линейных переходов .... Ill
3.8. Помехи нелинейного происхождения............................ 115
Возникновение помех нелинейного происхождения................ 115
Расчет мощности продуктов нелинейности на выходе усилителя. . 116
Спектральное распределение продуктов нелинейности...... 119
Групповой сигнал и его статистические характеристики 126
Накопление помех нелинейного происхождения. . 129
Средняя мощность помех, вносимых линейным трактом 131
Глава 4. Линейные искажения в каналах и трактах систем передачи. Ме-
тоды коррекции искажений........................................ 135
4.1. Условия неискаженной передачи............................... 135
4.2. Амплитудно-частотные искажения и их коррекция............... 138
Причины возникновения амплитудно-частотных искажений. . 138
Формирование частотных характеристик усиления....... 141
4.3. Коррекция фазочастотных искажений........................... 146
4.4. Схема амплитудных и фазовых корректоров .... 148
Постоянные амплитудные и фазовые корректоры... 148
Переменные амплитудные корректоры . 149
Корректоры случайных искажений............................... 157
Влияние погрешности коррекции на помехозащищенность каналов.
Предкоррекция.............................................. 163
4.5. Автоматическое регулирование уровней.. 166
Общие принципы работы устройств АРУ . 166
Параметры устройств АРУ...................................... 171
Одиночное устройство АРУ по КЧ 173
Регуляторы устройства АРУ.................................... 178
Динамика работы цепи последовательно включенных устройств АРУ 187
Влияние неточности регулирования на помехозащищенность каналь-
ных сигналов............................................ 194
Глава 5. Аппаратура многоканальных систем передачи с ЧРК......... 199
5.1. Стандартная каналообразуюшая аппаратура..... . . 199
5.2. Аппаратура сопряжения и линейного тракта СП, работающих по
коаксиальному кабелю............................................ 205
5.3. Аппаратура сопряжения и линейного тракта СП, работающих по
симметричному кабелю. .................. ...
557
5.4. Аппаратура сопряжения и линейного тракта СП, работающих по ВЛС 220
5.5. Особенности многоканальных СП, работающих по местным линиям 223
5.6. Транзитные соединения и выделение каналов. . . 228
5.7. Организация канала звукового вешания . . ....... 232
Требования к характеристикам канала звукового вещания 232
Аппаратура передачи сигналов ЗВ. . 235
Глава 6. Основные функциональные узлы аппаратуры многоканальных
систем передачи с ЧРК.................................. 237
6.1. Усилители многоканальных систем передачи 237
Назначение и типы усилителей................................ 237
Основные показатели усилителей ............................. 240
Общие принципы построения усилительных схем. 246
Применение обратной связи в усилителях...................... 255
Особенности построения усилителей на интегральных схемах 265
Специальные типы усилителей 269
6.2. Преобразователи частоты ... 274
Требования и классификация....... 274
Балансные диодные преобразователи . 275
Пассивные транзисторные преобразователи 282
Активные преобразователи.................................... 284
Эксплуатационные особенности работы преобразователей . 286
6.3. Электрические фильтры . 289
Общие определения . 289
Канальные фильтры 291
Направляющие фильтры........................................ 294
Линейные фильтры........................................... 297
Параллельная работа фильтров................................ 297
6.4. Генераторное оборудование... 300
Требования к генераторному оборудованию 300
Структура генераторного оборудования. . 302
Задающий генератор . . . . 304
Генераторы гармоник . . 308
Делители частоты............................................ 312
Глава 7. Принципы построения многоканальных систем передачи с ВРК . 318
7.1. Амплитудно-импульсная модуляция........................... 318
Основные свойства амплитудно-модулированных сигналов. ... 318
Групповой сигнал в многоканальных системах передачи с ВРК
и АИМ............................................... • • • 326
Помехозащищенность сигналов в многоканальных системах пе-
редачи с ВРК и АИМ.......................................... 326
7.2. Квантование сигназов по уровню............................ 328
Квантование отсчетов непрерывных сигналов. . 328
Средняя мощность шумов квантования...... 329
Средняя мощность шумов ограничения......................... 331
Определение необходимого числа шагов для линейной шкалы
квантования............................................... 333
7.3. Цифровые виды модуляции .................................. 336
Принципы формирования ИКМ сигналов 336
Полоса частот группового ИКМ сигнала....................... 338
Шумы квантования в системах передачи с ИКМ и нелинейной
шкалой квантования. . . . 339
Дельта-модуляция................................. • 342
7.4. Передача данных по каналам цифровых систем передачи с ИКМ 346
558
Особенности передачи сигналов данных . 346
Методы передачи данных ...................................... 349
7.5. Иерархия цифровых систем передачи . 354
Глава 8. Оборудование оконечных станций цифровых систем передачи с ИКМ 358
8.1 . Структурная схема оконечной станции . . ... 358
8.2 . Амплитудно-импульсные модуляторы и временные селекторы 361
8.3 Колирующие и декодирующие устройства 365
Кодеки с линейной шкалой квантования 365
Кодеки с нелинейной шкалой квантования. 372
8.4 . Генераторное оборудование................................ 381
Общие принципы построения генераторного оборудования 381
Задающие генераторы ... 384
Распределители............................................... 385
8 5 Устройства тактовой синхронизации 386
8 6 Устройства цикловой синхронизации ... . 394
Принципы работы приемников циклового синхросигнала 394
Выбор структуры синхросигнала. 402
Выбор коэффициентов накопления в приемниках синхросигнала. 405
Глава 9. Временное группообразование в цифровых системах передачи с ИКМ 408
9.1 Общие принципы объединения цифровых потоков. . 408
9.2 Методы асинхронного сопряжения цифровых потоков 411
9 3. Оборудование временного группообразования с асинхронным со-
пряжением цифровых потоков . ... .... 414
Структурная схема оборудования временного группообразования. 414
Запоминающие устройства . 417
Временной детектор . 423
Передатчик и приемник команд согласования. . . 426
Устройство фазовой автоподстройки частоты..........— 433
9 4 Построение цикла передачи цифровых систем передачи с времен-
ным группообразованием .... ............................ 440
9.5. Сравнение АВГ с одно- и двухсторонним согласованием скоростей 444
9.6. Особенности АВГ с синхронным сопряжением цифровых потоков 447
Глава 10. Цифровой линейный тракт................................. 448
10 1. Особенности передачи импульсных сигналов.................... 448
10 2 Принципы формирования и характеристики кодов передачи 451
Код без возвращения к нулю. . . 451
Код с чередованием полярности импульсов 454
Коды с замещением серий нулей . . 456
Парноселективный троичный код . . 457
Троичные коды . . . 459
Биимульсные коды 460
Многоуровневые коды . . . 463
10.3. Методы передачи цифровых сигналов с частичным откликом . 464
10 4 Регенерация цифрового сигнала 467
Принципы работы регенератора ... 46
Вероятность ошибки регенератора 470
Фазовые дрожания......... 477
10.5. Выделение цифровых сигналов ... 478
Глава 11. Аппаратура цифровых систем передачи с ИКМ............... 483
11.1. Первичные цифровые системы передачи. . . 483
559
11.2. Вторичные цифровые системы передачи... ............. . •
11.3. Третичные цифровые системы передачи .
1 ] .4. Четверичные цифровые системы передачи . .
11 .5. Субпервичные цифровые системы передачи . .
Глава 12. Типовые каналы и тракты.............................
12.1. Образование сетевых трактов и широкополосных каналов МСП
с ЧРК........................................................
12.2. Основные параметры сетевых трактов и каналов............
Основные параметры сетевых трактов и широкополосных каналов
МСП с ЧРК......................................
Основные параметры цифровых трактов и каналов. .
12.3. Основные параметры и характеристики канала ТЧ...........
Глава 13. Проектирование линий передачи.......................
13.1. Общие вопросы проектирования. . . ...................
13.2. Проектирование линий передачи аналоговых систем передачи. .
Выбор трассы, системы передачи и типа линейных сооружений .
Размещение усилительных пунктов....
Расчет диаграммы уровней.................................
Расчет мощности помех в каналах передачи....... .........
13.3. Проектирование линий передачи цифровых систем передачи ....
Принципы нормирования коэффициента ошибок на различных
участках сети связи.............................. ......
Расчет длины участка регенерации при работе ЦСП по симметрич-
ным кабелям................... ..........................
Расчет длины участка регенерации при работе ЦСП по коаксиаль-
ным кабелям . . . ...........................
Расчет длины участка регенерации при работе ЦСП по оптическим
кабелям..................................................
13.4. Особенности совместной работы аналоговых и цифровых систем
передачи ....................................................
Глава 14. Основы эксплуатации систем передачи.................
14.1. Линейно-аппаратный цех..................................
14.2. Надежность многоканальных систем передачи...............
14.3. Основы технической эксплуатации систем передачи.
14.4. Контроль технического состояния систем передачи .
Список литературы
488
490
492
493
496
496
498
498
501
504
508
508
510
510
511
514
516
520
520
525
530
531
532
535
535
539
548
551
556