/
Автор: Букреев И.Н. Горячев В.И. Мансуров Б.М.
Теги: электротехника общая радиотехника микроэлектроника микросхемы линии связи цифровые устройства
ISBN: 978-5-94836-197-0
Год: 2009
Текст
О
электр
И. БУКРЕЕВ, В. ГОРЯЧЕВ,
Б. МАНСУРОВ
Микро-
электронные
схемы
цифровых
устройств
R
С
D
S
ики
LF----
ТЕХНОСФЕРА
И. БУКРЕЕВ, В. ГОРЯЧЕВ,
Б. МАНСУРОВ
Микроэлектронные
схемы цифровых
устройств
Издание 4-е, переработанное
и дополненное
ТЕХНОСФЕРА
Москва
2009
УДК 621.3.049.77.037.372
Б90
ББК 32.841.1
Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М.
Б90 Микроэлектронные схемы цифровых устройств. - 4-е изд., перераб. и доп.
Москва:
Техносфера, 2009. - 712 с. ISBN 978-5-94836-197-0
Книга содержит большой объем оригинального материала по вопросам
функционального и схемотехнического проектирования цифровых уст-
ройств на микросхемах. В отличие от третьего издания (1990 г.) расширен
материал по триггерным схемам и схемам счетчиков, по импульсным уст-
ройствам на цифровых ИС. Введен новый материал по источникам вто-
ричного питания и линиям связи, реализованным с применением цифро-
вых ИС.
Книга предназначена для инженеров-разработчиков цифровой аппара-
туры, содержащей в своем составе вторичные источники питания и
устройства приема и передачи цифровой информации по проводным
линиям связи, проектировщиков БИС и СБИС, а также будет полезна сту-
дентам и аспирантам вузов соответствующих специальностей.
ББК 32.841.1
© 2008, Букреев И.Н., Горячев В.И., Мансуров Б.М.
© 2009, ЗАО «РИЦ «Техносфера»,
оригинал-макет, оформление
ISBN 978-5-94836-197-0
Содержание
Предисловие.........................................................9
Список принятых сокращений........................................ 10
Глава 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ МИКРОЭЛЕКТРОННЫХ
УСТРОЙСТВ НА ЦИФРОВЫХ МИКРОСХЕМАХ................................. 12
1.1. Основы алгебры логики..................................... 12
1.1.1. Основные аксиомы и тождества алгебры логики.......... 16
1.1.2. Аналитическая форма представления булевых функций.... 18
1.1.3. Упрощение (минимизация) булевых функций...............20
1.2. Основные положения и определения теории конечных автоматов.29
Глава 2. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ................32
2.1. Система параметров.........................................32
2.2. Интегральные элементы одноступенчатой логики...............37
2.2.1. Резистивно-транзисторные ИМС (RTL)....................38
2.2.2. Диодно-транзисторные ИМС (DTL)........................40
2.2.3. Интегральные микросхемы с эмиттерными связями (ECL)...41
2.2.4. Интегральные элементы инжекционной логики (И2Л).......43
2.3. Интегральные элементы двухступенчатой логики...............47
2.3.1. Диодно-транзисторные ИМС (DTL-2)......................47
2.3.2. Транзисторно-транзисторные ИМС (TTL)..................47
2.3.3. Транзистор-транзисторно-транзисторные ИМС (T-TTL).....49
2.4. Логические элементы на полевых транзисторах................51
2.4.1. Логические элементы на одноканальных МДП-структурах...55
2.4.2. Логические элементы на дополняющих МДП-транзисторах...57
2.4.3. Логические элементы с нагрузочным КМДП-транзистором...59
2.5. Логические элементы с вентильным и блокирующим
КМДП-транзисторами..............................................59
2.6. Динамические элементы на МДП-транзисторах..................63
2.7. Схемы согласования логических элементов
(преобразователи уровней)........................................70
2.7.1. Преобразователи логических сигналов TTL, T-TTL-элементов
в сигналы МДП-элементов......................................71
2.7.2. Преобразователи логических сигналов TTL-элементов
в сигналы ECL-элементов, сигналов ECL-элементов
в сигналы TTL-элементов.....................................72
Содержание
2.7.3. Преобразователи логических сигналов TTL-элементов
в сигналы И2Л-элементов, сигналов И2Л-элементов
в сигналы TTL-элементов..................................73
2.7.4. Логические элементы с тремя состояниями................75
2.8. Схемотехнические особенности логических элементов, реализуемых
в составе БИС....................................................76
Глава 3. ТРИГГЕРНЫЕ УСТРОЙСТВА ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ .....................81
3.1. Классификация триггерных устройств..........................81
3.2. Требования и параметры, характеризующие триггерные устройства.86
3.3. Статические триггеры........................................90
3.3.1. Триггеры с управлением записью вида L, L.................91
3.3.2. Триггеры с управлением записью вида [F].............. 104
3.3.3. Триггеры, в которых прием и фиксация информации
разнесены во времени....................................... 114
3.4. Импульсно-статические триггеры............................ 130
3.4.1. Триггеры видов F, F.................................. 130
3.5. Триггеры на МДП- и КМДП-элементах......................... 134
3.5.1. Статические триггеры................................. 134
3.5.2. Динамические триггеры................................ 137
3.6. Квазистатические триггеры................................. 138
3.7. Логические методы синтеза триггерных структур............. 143
Глава 4. РЕГИСТРЫ ................................................ 150
4.1. Параллельные регистры..................................... 150
4.1.1. Однофазные параллельные регистры двухтактного действия... 151
4.1.2. Однофазные параллельные регистры однотактного действия... 151
4.1.3. Парафазные параллельные регистры..................... 152
4.2. Сдвигающие (последовательные) регистры и их классификация..... 153
4.3. Сдвигающие регистры многотактного действия ............... 154
4.4. Сдвигающие регистры однотактного действия................. 157
4.4.1. Сдвигающие регистры на триггерах вида LF............. 157
4.4.2. Сдвигающие регистры на триггерах вида LF............. 160
4.4.3. Сдвигающие регистры на триггерах вида F, Ft.......... 161
4.4.4. Сдвигающие регистры на многотактных триггерах........ 162
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия....... 165
4.6. Однотактные ПСР на основе многотактных триггеров.......... 180
Глава 5. СЧЕТЧИКИ................................................. 183
5.1. Классификация счетчиков................................... 183
5.2. Счетчики на основе триггерных устройств................... 185
5.3. Счетчики с переносом...................................... 190
5.3.1. Счетчики с последовательным (сквозным) переносом .... 190
5.3.2. Счетчики с параллельным переносом................... 193
5.3.3. Счетчик с параллельно-последовательным переносом .... 194
5.3.4. Счетчики на триггерах F, F, LF-типа.................. 195
Содержание 5
5.3.5. Вычитающие счетчики................................ 199
5.3.6. Работа счетчика, фиксирующего информацию по фронту Г,
в режиме фиксации по фронту F.............................200
5.4. Реверсивные счетчики.....................................201
5.5. Счетчики с произвольным коэффициентом счета..............203
5.5.1. Счетчики с естественным порядком счета..............204
5.5.1.1. Счетчики с Ксч * 2п, использующие /?-входы.. 208
5.5.2. Счетчики с произвольным порядком счета..............212
5.5.3. Счетчики с принудительным насчетом..................213
5.5.4. Счетчики с начальной установкой кода................214
5.5.5. Адресные счетчики...................................215
5.6. Логические методы синтеза счетчиков......................215
5.7. Безвентильные счетчики...................................225
5.8. Сдвигающие счетчики......................................228
5.8.1. Счетчики на кольцевых сдвигающих регистрах..........229
5.8.2. Счетчики с постоянно взвешенными кодами ............229
5.8.3. Счетчики на регистрах с перекрестными связями.......230
5.8.4. Сдвигающие счетчики на совмещенных схемах...........232
5.8.5. Полиномиальные счетчики.............................233
5.9. Счетчики, построенные по схеме регистр—сумматор..........234
5.10. Сдвигающие счетчики на основе специальных кольцевых схем.....234
Глава 6. СЧЕТЧИКИ НА ОСНОВЕ МНОГОСТАБИЛЬНЫХ
ПЕРЕСЧЕТНЫХ СХЕМ.................................................235
6.1. Многостабильные схемы....................................235
6.2. Многостабильные триггеры.................................239
6.2.1. Однофазные многостабильные триггеры.................241
6.2.2. Многофазные многостабильные триггеры.....................247
6.3. Многоустойчивые пересчетные схемы........................248
6.4. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу M-S.255
6.5. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ
и коммутирующих триггеров.....................................264
6.6. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ
и запоминающего регистра......................................272
6.7. Многостабильные пересчетные схемы, построенные на полусчетных
кольцах.......................................................274
6.8. Реверсивные многостабильные пересчетные схемы............278
6.9. Многоразрядные счетчики на многостабильных пересчетных схемах.279
6.10. Реверсивные счетчики на многостабильных пересчетных схемах...285
6.11. Синтез счетчиков без избыточных кодовых комбинаций на основе
многостабильных пересчетных схем..............................286
Глава 7. ДЕШИФРАТОРЫ, КОММУТАТОРЫ, ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОДА
И СХЕМЫ СРАВНЕНИЯ ...............................................291
7.1. Линейные дешифраторы.....................................292
7.2. Прямоугольные или матричные дешифраторы .................293
7.3. Пирамидальные дешифраторы................................296
Содержание
7.4. Логические коммутаторы (мультиплексоры)...................301
7.5. Преобразователи (шифраторы) кода..........................302
7.6. Устройства сравнения и контроля нечетности................305
Глава 8. СУММАТОРЫ................................................307
8.1. Одноразрядные сумматоры...................................308
8.2. Последовательные сумматоры................................312
8.3. Параллельные сумматоры....................................313
8.3.1. Параллельные сумматоры с последовательным переносом...314
8.3.2. Сумматоры с параллельным переносом...................314
8.3.3. Сумматоры с групповым переносом......................317
8.4. Накапливающие сумматоры...................................319
8.5. Двоично-десятичные сумматоры..............................321
Глава 9. РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ СИГНАЛОВ..................................326
9.1. Параметры и классификация распределителей сигналов........326
9.2. Распределители, построенные по схеме счетчик—дешифратор....328
9.2.1. Распределители на регистрах с перекрестными связями..328
9.2.2. Распределители на двоичных счетчиках с дешифратором...331
9.2.3. Распределители на многостабильных пересчетных схемах..334
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов..................335
9.3.1. Распределители на кольцевых схемах...................335
9.3.2. Бездешифраторные распределители сигналов на основе
счетчика Джонсона...........................................340
9.3.3. Бездешифраторные распределители на основе многостабильных
триггеров и пересчетных схем............................... 348
9.4. Сравнительная оценка экономичности различных вариантов
распределителей сигналов.......................................351
Глава 10. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА...................................355
10.1. Устройства выделения одиночного импульса из серии........355
10.2. Устройства выделения фронтов.............................357
10.3. «Укорачивающие» цепи.....................................360
10.4. Устройства расширения импульсов..........................362
10.5. Устройства увеличения крутизны фронтов...................363
10.6. Устройства задержки сигналов.............................363
10.7. Устройства формирования одиночных импульсов при замыкании
контактов......................................................365
10.8. Устройства обнуления при включении питания...............366
10.9. Устройство формирования пакета импульсов.................367
10.10. Одновибраторы...........................................368
10.11. Импульсные генераторы...................................377
10.11.1. Общие сведения, показатели качества, схемы
RC-, £ С-генераторов........................................377
10.11.2. Кварцевые генераторы...............................390
10.11.3. Устройство контроля работы генератора..............394
10.12. Регулируемая линия задержки.............................395
10.13. Деление на числа N = п + 0,5............................397
Содержание 1
10.14. Получение меандра при делении на числа 2п + 1................402
10.15. Формирование «привязанных» тактовых импульсов................403
10.16. Прием цифровой информации....................................407
10.17. Схема привязки синхроимпульсов к сигналам «Пуск».............410
10.18. Выделение фронтов /, F цифровым методом......................411
10.19. Увеличение крутизны фронтов триггером Шмитта.................415
10.20. Схема обнуления на триггере Шмитта...........................416
10.21. Расширение импульсов триггером Шмитта........................417
10.22. ШИМ для управления силовыми ключами преобразователя .........418
10.23. Каскады управления силовыми ключами преобразователя ВИП.........424
10.24. Восстановление длительности импульсов в последовательности
передаваемых цифровых сигналов.....................................426
10.25. Удвоение частоты................................................427
10.26. Переключение тактирующих импульсов, формируемых
генератором.......................................................429
Глава 11. ВТОРИЧНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ..................................430
11.1. Общие сведения, блок-схема ВИП................................430
11.2. Функциональное назначение узлов ВИП...........................432
11.3. Работа блок-схемы ВИП.........................................432
11.4. Функциональные узлы ВИП, схемная реализация, описание......434
11.5. Преобразователь напряжения....................................440
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях......443
11.6.1. Транзистор в стадии «включен» .........................443
11.6.2. Транзистор в стадии «выключен».........................448
11.6.2.1. Запирание транзистора подачей на базу отрицательного
напряжения С/бэ < 0.....................................449
11.6.2.2. Запирание транзистора отключением базового вывода
(режим «плавающей», оборванной базы)....................450
11.6.2.3. Запирание транзистора соединением базы с эмиттером.450
11.6.2.4. Запирание транзистора включением резистора между базой
и эмиттером............................... .............450
11.6.3. Транзистор в активном режиме...........................451
11.6.4. Транзистор в переходном режиме «выключен—включен».459
11.6.5. Транзистор в переходном режиме «включен—выключен».464
11.6.6. Выбор транзистора......................................467
11.7. Работа преобразователя........................................467
11.8. Трансформатор.................................................471
11.8.1. Общие сведения, основные уравнения, эквивалентная схема...471
11.8.2. Требования к трансформатору, процессы в магнитопроводе,
потери в трансформаторе, переходные процессы, кпд
трансформатора...............................................484
11.9. Расчет трансформатора.........................................510
11.10. Сглаживающий фильтр..........................................537
11.10.1. Общие сведения .......................................537
11.10.2. Схемы фильтров........................................540
11.10.3. Реактивное сопротивление, физический смысл............541
11.10.4. Показатели качества...................................547
Содержание
11.10.5. Работа с сигналами напряжения прямоугольной формы.......551
11.10.6. Выбор элементов фильтра, выводы....................555
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП).................574
11.11.1. ВИП без обратной связи.............................574
11.11.2. Регулировка ВИП....................................582
11.11.3. Схемы ВИП с обратной связью........................583
11.11.4. Регулировка ВИП с обратной связью..................598
11.12. Сервисные схемы ВИП .....................................600
11.12.1. Защита ВИП от повышенного входного напряжения..........601
11.12.2. Защита ВИП от пониженного входного напряжения..........605
11.12.3. Защита потребителя от повышенного напряжения
на выходе ВИП..............................................607
11.12.4. Ограничение тока включения........................608
11.12.5. Последовательность включения и выключения вторичных
номиналов ВИП..............................................609
11.12.6. Защита ВИП от перегрузок по току и короткого замыкания..610
11.12.7. Управление включением и отключением ВИП ...........614
11.12.8. Защита ВИП при плавном (медленном) нарастании
первичного напряжения.......................................616
11.13. Экономичный ВИП с дополнительными функциями..............618
11.14. Схемы управления ВИП без обратной связи..................624
11.15. ВИП с двойным управляющим воздействием на наклон
пилы ШИМа........................................................635
Глава 12. ПЕРЕДАЧА И ПРИЕМ ИНФОРМАЦИИ ПО ПРОВОДНЫМ
ЛИНИЯМ СВЯЗИ........................................................641
12.1. Блок-схема канала связи...................................641
12.1.1. Линия связи..........................................641
12.2. Схемная реализация длинной линии на основе э.в.п..........654
12.2.1. Защита линии связи от помех..........................654
12.3. Кодирование информации....................................665
12.3.1. Передача и прием информации в импульсном (типа F)
униполярном коде.............................„...............666
12.3.2. Кодирование информации импульсами F и F..............671
12.4. Передача и прием информации в коде Манчестер-!! фронтами F, F .674
12.4.1. Приемное устройство (декодер)........................677
12.5. Передача информации и синхрочастоты по одной ЛС способом
раздельного кодирования нулей и единиц...........................681
Глава 13. РАЗРАБОТКА СХЕМЫ ЦИФРОВОГО УСТРОЙСТВА И ВЫБОР
ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ.....................................................688
13.1. Основные параметры элементной базы ИС.....................688
13.2. Организация шин заземления и напряжения питания в цифровых
устройствах .....................................................698
13.3. Разработка электрической схемы цифрового устройства.......700
13.4. Выбор элементной базы.....................................703
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ...................................................705
Предисловие
Нарастающий интерес к микроэлектронике, вновь появившийся за после-
дние 5 лет, побудил авторов к переизданию книги «Микроэлектронные схемы
цифровых устройств», которая, по отзывам читателей, представляет прак-
тический интерес для разработчиков цифровой аппаратуры.
Основной материал книги не претерпел изменений, за исключением
нескольких параграфов.
Заново переписан разд. 3.4 «Импульсно-статические триггеры» как наи-
более экономичные по числу ИС.
В гл. 5 «Счетчики» введены подразделы:
• подразд. 5.3.4 «Счетчики на триггерах F-, F-, LF-типов»;
• подразд. 5.3.5 «Вычитающие счетчики»;
• подразд. 5.5.11 «Счетчики с Ксч * 2п, использующие 7?-входы».
Существенно расширена гл. 10 «Импульсные устройства» за счет введе-
ния в ее состав ряда новых схем по обработке информации (14 схем).
Заново переписан и значительно расширен разд. 10.11 «Импульсные
генераторы».
Опыт работы авторов в области разработки цифровой аппаратуры пока-
зал, что разработчик такой аппаратуры постоянно сталкивается с вопроса-
ми, связанными с передачей информации между блоками и со вторичными
источниками питания, знание которых расширяет кругозор разработчика и
существенно помогает при проектировании цифровых комплексов.
Поэтому авторы решили отразить эти вопросы в новом издании книги.
В состав книги введены две новые главы:
• гл. 11 «Вторичные источники питания (ВИП)»;
• гл. 12 «Передача и прием информации по проводным линиям связи».
В гл. 11 приводится описание узлов ВИП, описание и расчет трансфор-
матора, дросселя фильтра, а также рассмотрены особенности работы тран-
зистора в составе преобразователя.
Схемная часть представленных материалов отражает опыт авторов в дан-
ных областях, публикуется впервые и будет полезна инженерам и студен-
там соответствующих специальностей.
Главы 1, 2, 7 и 8 написаны И.Н. Букреевым, Б.М. Мансуровым и
В.И. Горячевым совместно; гл. 3—5 и 9 — В.И. Горячевым и Б.М. Мансу-
ровым совместно; гл 6, 10—13 — В.И. Горячевым.
Список принятых сокращений
АГ—МП — арсенидо-галлиевый металл—полупроводник
АМЗ — аппаратно-мощностные затраты
БИС — большая интегральная схема
БС — блок синхронизации
ВИП — вторичный источник питания
ВКЛ — включение
ВП — выпрямитель
ВТ — вентильный транзистор
ВЧ — высокая частота
ГИ — генератор импульсов
ГН — генератор
ДС — двоичный счетчик
ДСНФ — дизъюнктивная совершенная нормальная форма
ДТ — динамический триггер
ДШ — дешифратор
ИМС — интегральная микросхема
ИП — источник помех
ИПЗ — импульс параллельной записи
ИС — интегральная схема
ИСТ — импульсно-статический триггер
ИТ — источник тока
КД — квазистатический триггер
КЗ — короткое замыкание
КлС — ключевой стабилизатор
КМДП — комплиментарный металл—диэлектрик—полупроводни
КПД — коэффициент полезного действия
КС — кольцевая схема
КСНФ — конъюнктивная совершенная нормальная форма
КТ — квазистатический триггер
КЭ — коммутирующий элемент
ЛД — линейный дешифратор
ЛС — линия связи
ЛЭ — логический элемент
МДП — металл—диэлектрик—полупроводник
МДС — магнитодвижущая сила
Список принятых сокращений
МПС — многостабильная пересчетная схема
МС — многостабильная схема
МТ — многостабильный триггер
МТМУ — многостабильный триггер многовходового управления
МТОУ — многостабильный триггер одновходового управления
МТУ — многостабильное триггерное устройство
МЭТ — многоэмиттерный транзистор
Нач. уст. — начальная установка
ОВ — одновибратор
ОС — обратная связь
ОТКЛ — отключение
ОУ — операционный усилитель
ОФПН — основной функциональный полный набор
ОШ — общая шина
ОЭП — область эффективного применения
ПК — полусчетное кольцо
ПП — приемник помех
ПрД — передатчик
ПрМ — приемник
ПрН — преобразователь напряжения
ПСР — протяженный сдвигающий регистр
ПУ — преобразователь уровня
РИ — распределитель импульсов
PC — распределитель сигналов
РУ — распределитель уровней
СБИС — сверхбольшая интегральная схема
СВФ — схема выделения фронта
СД — счетчик Джонсона
СИ — синхронизирующий импульс
СИС — схема средней степени интеграции
ССБИС - суперСБИС
СУ — схема управления
СФИ — схема формирования фазных импульсов
Тг — триггер
ТИ — тактирующий импульс
ТК — точка Кюри
УЦ — укорачивающая цепочка
XX — холостой ход
ШИМ — широтно-импульсный модулятор
ЭВП — экранированная витая пара
ЭДС — электродвижущая сила
ГЛАВА 1
ОСНОВЫ ТЕОРИИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
МИКРОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
НА ЦИФРОВЫХ МИКРОСХЕМАХ
1.1. Основы алгебры логики
Как известно, алгебра логики (булева алгебра), в отличие от обычной ал-
гебры, оперирует всего двумя переменными, причем эти переменные могут
принимать только два значения типа да—нет, включено—выключено и т. п.
При этом для удобства математического описания эти переменные принято
обозначать 1 и 0.
Булева алгебра наиболее эффективна для описания функционирования
различных электронных устройств, которые в силу специфики работы мо-
гут находиться в состоянии либо «включено», либо «выключено». Основ-
ным понятием булевой алгебры является понятие переключательной функ-
ции. Переключательной (булевой, двоичной) функцией называют функцию
вида f(Xv ..., JQ1, которая, как и ее переменные (аргументы) Х1 ..., Хп, может
принимать два значения: 0 или 1. Как и всякая функция, булева функция
имеет область определения. Поскольку аргументы переключательной фун-
кции могут принимать только два значения, то область определения буле-
вой функции выражается совокупностью комбинаций этих переменных и,
следовательно, она всегда конечна. В свою очередь, каждую совокупность
комбинаций аргументов называют набором. В итоге для любой переключа-
тельной функции от п переменных существует 2п различных наборов. На-
боры аргументов нумеруют двоичными числами, разрядами которых явля-
ются сами аргументы переключательных функций. В качестве примера в
табл. 1.1 и 1.2 представлены всевозможные наборы переключательных фун-
кций от одного и двух переменных.
Таблица 1.1 Таблица 1.2
Номер набора Аргумент
0 0
I I
Номер набора Аргумент
хг
0 0 0
I 0 1
2 1 0
3 1 1
Аргументы функций часто обозначаются буквами Х2, Хп, а, Ь, или К, Z и т. д.
7. 7. Основы алгебры логики
Поскольку любая булева функция определена на 2" наборах и сама при-
нимает только два значения (0 или 1), то число булевых функций от п
переменных равно 2Г. Например, при п = 1 (т. е. для булевой функции от
одной переменной) существуют 22 = 4 различных булевых функций, каждая
из которых определена на 21 наборах (см. табл. 1.1).
Булевы функции от одной переменной {сингулярные функции), а также
их условное обозначение и название приведены в табл. 1.3. Действительно,
как следует из табл. 1.3, существуют всего четыре сингулярные функции от
одной переменной X: константа 0, переменная X, инверсия X, константа 1.
Функции константа 0 и константа 1 названы так по той причине, что любо-
му из двух ее наборов аргументов X = 0 и X = 1 ставится в соответствие
постоянное значение функции, равное 0 для функции константа 0 и 1 для
функции константа 1.
Таблица 1.3
Функция X (аргумент) Условное обозначение Название функции
0 1
т 0 0 0 Константа 0
w 0 1 X Переменная X
т 1 0 X Инверсия X
1 1 1 Константа 1
Функция f}(X) — переменная X на одном наборе X = 0 равна 0, а на
другом наборе Х = 1 равна 1, т. е. повторяет переменную X. Функция f2(X)
принимает значение 1 на наборе X = 0 и значение 0 на наборе X = 1.
Функция, выполняющая такую операцию над аргументом, носит название
отрицания, или инверсии, и является одной из основных функций булевой
алгебры. При п = 2, т. е. для булевых функций от двух переменных Х1 и Х2
(бинарные функции), существуют 24 = 16 различных функций, каждая из
которых определена на четырех наборах (см. табл. 1.2). Булевы функции
двух переменных, их условное обозначение и название даются в табл. 1.4.
Заметим, что среди этих 16 функций фактически бинарными являются 10,
а остальные зависят от двух переменных формально и являются либо кон-
стантами (/q и /15), либо сингулярными, т. е. повторениями переменных (f2 и
/5) и их отрицаниями (fn и /10). К наиболее часто встречающимся булевым
функциям от двух переменных относятся функции J\ (конъюнкция),(дизъ-
юнкция) и /6 (логическая неравнозначность, Исключающее ИЛИ, сложение по
модулю 2).
Из табл. 1.4 следует, что, например, функция принимает значение 1
только на одном из четырех возможных наборов переменных, а именно на
наборе Хх = 1 и Х2 = 1. На всех остальных наборах ее значение равно 0.
Применительно к преобразованию сигналов это означает, что сигнал на
выходе устройства, имеющего два входа (Хх и %2), появится только тогда,
когда сигнал 1 будет одновременно присутствовать на двух входах. Эле-
Глава 1. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
Таблица 1.4
Функция Наборы Обозначение функции Название функции
0 0 1 1
*1 0 1 0 1
Ж’ х1) 0 0 0 0 0 Константа 0
Ж, *2) 0 0 0 1 хгх2, Х,ЛХ2 Конъюнкция (логическая операция И)
/Д„ х2) 0 0 1 0 Х{ А х2 Запрет по Х? (отрицание импликации)
f3(X{, Х2) 0 0 1 1 X, Переменная Xt
f4(Xt, Х2) 0 1 0 0 х2 А х1 Запрет по Х1
0 1 0 1 Х2 Переменная Х2
Ж- х2) 0 1 1 0 х{ ® х2 Сумма по модулю 2
f7(Xt, Х2) 0 1 1 1 х, + х2, х^х2 Дизъюнкция (логическая операция ИЛИ)
f^Xv х2) 1 0 0 0 X, г х2 Стрелка Пирса (отрицание дизъюнкции)
f9(Xt, Х2) 1 0 0 1 xt~x2 Эквивалентность
Х2) 1 0 1 0 X, Отрицание Х2 (функция НЕ)
fn(X„X2) 1 0 1 1 Х2 -э Х} Импликация от Х2 к Х{
/Ж, х2) 1 1 0 0 X, Отрицание Xi
/Ж„ Х2) 1 1 0 1 х,^х2 Импликация от Х1 к Х2
ШЛ2) 1 1 1 0 Х,/Х2 Штрих Шеффера (отрицание конъюнкции)
/Жг *2> 1 1 1 1 1 Константа 1
1. 7. Основы алгебры логики
мент, реализующий эту функцию, носит название схемы И (логическое
умножение).
Функция принимает значение 1 на всех наборах переменных, кроме
одного = 0 и Х2 = 0. Применительно к преобразованию сигналов это
означает, что сигнал на выходе устройства, имеющего два входа и JQ,
появится только тогда, когда сигнал 1 будет присутствовать хотя бы на
одном из входов. Элемент, реализующий эту функцию, носит название схе-
мы ИЛИ (логическое сложение).
Из остальных функций табл. 1.4 выделим функцию/]2. Элемент, реали-
зующей ее, носит название схемы НЕ. Применительно к преобразованию
сигналов данная функция означает, что сигнал на выходе устройства, име-
ющего один вход Х} (или Х2 для /10), появится только в том случае, если
сигнал 1 на входе отсутствует. При наличии сигнала 1 на входе на выходе
схемы НЕ будет действовать сигнал 0.
Некоторые из приведенных в табл. 1.4 функций могут быть распростра-
нены и на большее число независимых переменных. К таким функциям
можно отнести, например,/р /8,/10, и др.; их можно записать в виде2
fx = Хх-Х2... Хп = Х{/\ Х2/\ ... л Хп;
/7 = У, + Х2 + ... + Хп = Хх V Х2 V ... V Хп;
д = х|+х2+... + ;гл = X, vX2v...vJf„.
Применительно к преобразованию сигналов, например, функция fx от п
переменных означает, что сигнал 1 на выходе устройства (в данном случае
уже имеющего п входов) появится только при его присутствии одновремен-
но на всех входах. Физическая реализация этой функции, как и функции fx
от двух переменных, носит название схемы И. Обращаясь к табл. 1.4, заме-
чаем, что некоторые из приведенных функций получаются посредством
декомпозиции или перенумерации аргументов булевых функций. Так, фун-
кция /13 может быть получена из функции /и, если поменять местами аргу-
менты Х1 и Х2. Функция /14 (штрих Шеффера) может быть получена из
функции /12 посредством замены значений аргумента Х1 значениями функ-
ции /г В общем случае операция замены аргументов одной функции други-
ми функциями носит название суперпозиции. Например, если
f = f{Yv Г2), a Yx = Y\Xx. Х2) hY2= Y2(X3. %4),
то очевидно, что
/=Д, Х2.Х3.Х4).
Последнее показывает, что многократное применение метода суперпози-
ции позволяет получить более сложные булевы функции. При этом возни-
кает вопрос, возможен ли набор таких простых булевых функций, на осно-
ве которых можно получить любую сколь угодно сложную функцию. Этот
вопрос связан с одним из основных понятий булевой алгебры — понятием
функциональной полноты системы булевых функций. Система булевых функ-
ций будет называться полной, если на ее основе можно получить любую
2 В последующих выражениях будет применяться знак умножения «•».
16 Глава 1. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
функцию, используя лишь операцию суперпозиции. Можно привести не-
сколько систем булевых функций, обладающих функциональной полнотой.
Одной из таких систем является система А. Эта система состоит из трех
булевых функций и носит название основного функционально полного
набора (ОФПН):
fx = Хх • Х2 — коньюнкция;
/7 = Хх + Х2 — дизьюнкция;
/]2 = X — отрицание.
В общем случае одна из приведенных в этой системе функций, а именно
дизъюнкция или конъюнкция, является лишней, поскольку ее исключение
не приводит к нарушению функциональной полноты системы. Действи-
тельно, кроме этой системы функциональной полнотой будут обладать си-
стемы булевых функций вида В и С, включающие всего две функции:
/7 = хх + %2;
/12 = *•
/,=А\-%2;
/12 =
Системы В и С будут функционально полными в силу того, что опера-
цию конъюнкции, отсутствующую в системе В, и операцию дизъюнкции,
отсутствующую в системе С, можно получить на основе имеющихся двух
функций в соответствии с правилами алгебры логики. Наконец, можно при-
вести несколько систем, состоящих всего из одной функции, которые также
обладают функциональной полнотой. Примером такой функции являются
функция /14 = Хх • Х2 (отрицание конъюнкции) и функция /8 = Хх + Х2
(отрицание дизъюнкции). Недостающие функции дизъюнкции, конъюнк-
ции и отрицания для этих систем можно получить на основе известных
правил алгебры логики. Можно привести и другие функционально полные
системы, например, систему, состоящую из функций запрета (функция
f2 = Хх • Х2) и константы единицы, запрета и инверсии и т. п.
1.1.1. Основные аксиомы и тождества алгебры логики
Булева алгебра позволяет не только математически описывать переключа-
тельные функции, но и преобразовывать их, давая возможность реализовы-
вать эти функции на различных функционально полных системах. Поскольку
переключательные функции в конечном счете отражают определенные ло-
гические связи между различными узлами цифровых устройств, то тем са-
мым булева алгебра позволяет преобразовывать эти связи и, следовательно,
она является аппаратом, позволяющим разработчику осуществлять выбор
оптимального варианта. В настоящее время наиболее полно разработаны
методы преобразования выражений, которые содержат переключательные
функции ОФПН. Применительно к такому набору булева алгебра распола-
гает рядом законов, основные из которых приводятся ниже.
Законы дизъюнкции:
0 + 0 = 0;
1+0=1;
/. 1. Основы алгебры логики
• 14-1 = 1;
• 0 + X — X — закон сложения с 0;
• 1 + X = 1 — закон сложения с 1;
• X + X = X — закон тождества для сложения;
• Х + Х+ ... + Х = X;
• X + X = 1 — закон исключенного третьего;
• Х+ Y= Y + X— переместительный (коммутативный) закон для сложения;
• Х+ Y+ Z = (Х+ Y)+Z=Xi(YiZ)~ сочетательный (ассоциативный)
закон для сложения.
Законы конъюнкции:
• 00 = 0;
• 10 = 0;
• 11 = 1;
• 0 • X = 0 — закон умножения на 0;
• 1 X = X — закон умножения на 1;
X Х = Х, 1
X -Х...Х = х\
— законы тождества для умножения;
• X • X = 0 — закон противоречия;
• X' Y= Y X — переместительный (коммутативный) закон для умножения;
• X YZ = X- (Y Z) = (X- Y) Z— сочетательный (ассоциативный) закон для
умножения.
Законы инверсии:
• 0 = 1; Т = 0;
• X = X — закон двойного отрицания.
Законы преобразования выражений, содержащих операции конъюнкции,
дизъюнкции и отрицания:
1. Законы поглощения:
• Х + X Y = X;
• X •(% + Г) = X.
2. Законы склеивания:
• X Y + X Y = X;
• (X + Y)-(X + Y) = X.
3. Операции обобщенного склеивания:
• XY + XZ + YZ = XY + XZ;
• (X+ r)(x + z)(r + Z) = (X + Y)(X + Z).
X + X Y = X + Y,
4. / - x
X • (X + r) = X • Y.
5. Законы двойственности (формулы де Моргана):
• Х{+Х2 = ХГХ2;
• Xt -Х2 = Xt+X2.
Законы двойственности можно записать и в более общем виде:
. xl+x2+... + x„ = йдtxp = х,-х2 ...хп = пХр-
18 Глава 1. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
. х, х2...х„ = п;=1хР = xl + x2 +... + Хп = V^Xp-
6. Закон действия со скобками:
• Хх • Х2 + Х} • Х3 = (%2 + Х3).
Перечисленные формулы приводятся без доказательств, но читатель
может легко убедиться в их справедливости, подставив в правые и левые
части равенств значения переменных 0 и 1. Эти формулы далеко не исчер-
пывают возможных булевых равенств, однако они являются основными, и
их знание необходимо для овладения техникой преобразования булевых
функций.
1.1.2. Аналитическая форма представления
булевых функций
При решении конкретных технических задач булевы функции, отражаю-
щие логические связи, наиболее часто задаются в табличной форме. Од-
нако такая форма задания функции, при всей ее наглядности, не позволя-
ет ответить на вопрос: каким же образом реализовать и если можно, то
упростить данную функцию? Для реализации и последующего упрощения
булеву функцию следует представить в аналитической форме в одном из
функционально полных наборов. Поскольку в настоящее время методы
представления и минимизации функций наиболее полно разработаны в
базисе ОФПН, то именно этот базис в дальнейшем и будет рассматри-
ваться.
Допустим, что в ходе решения задачи требуется реализовать пере-
ключательную функцию, заданную табл. 1.5. Как видно из таблицы, фун-
кция должна принимать значение 1 только на 3-м, 6-м и 7-м наборах. На
всех остальных наборах ее значение равно 0. Возникает вопрос, каким
образом записать эту функцию аналитически, т. е. представить в виде
формулы. Применительно к основному базису, содержащему элементы
дизъюнкции, конъюнкции и отрицания, доказано, что любая переклю-
чательная функция, предварительно заданная в табличной форме, может
быть записана аналитически в двух формах, получивших название кано-
нических {нормальных)'. в дизъюнктивной совершенной нормальной фор-
ме (ДСНФ) и в конъюнктивной совершенной нормальной форме (КСНФ).
Аналитическая запись функций в виде ДСНФ и КСНФ предполагает
представление этих функций посредством суперпозиции специально вво-
димых вспомогательных функций: минтермов и макстермов. Минтермы
часто называют конституентами единицы, а макстермы — конституента-
ми нуля. Минтермом называют булево произведение (конъюнкцию) от п
переменных, в котором каждая переменная входит один раз в прямой
или инверсной форме. Макстермом называют булеву сумму от п пере-
менных, в которой каждая переменная входит один раз в прямой или
инверсной форме. Из сказанного следует, что переключательная функ-
ция от п переменных имеет число минтермов и макстермов, равное чис-
лу наборов, на которых она определена, т. е. 2" минтермов и макстермов.
В качестве примера в табл. 1.6 и 1.7 даются минтермы и макстермы двух
переменных Х1 и Х2.
1.1. Основы алгебры логики
Таблица 1.5
Номер набора Аргументы Значение функции на /-м наборе (/) Номер набора Аргументы Значение функции на /-м наборе (/)
*1 *2 x3 *2 *з
0 0 0 0 0 4 1 0 0 0
1 0 0 1 0 5 1 0 1 0
2 0 1 0 0 6 1 1 0 1
3 0 1 1 1 7 1 1 1 1
Таблица 1.6
Аргументы Минтермы
*2 да0 т, /и2 тз
0 0 1 0 0 0
0 1 0 1 0 0
1 0 0 0 1 0
1 1 0 0 0 1
Таблица 1.7
Аргументы Макстермы
*2 ч Ч Ч Мз
0 0 0 1 1 1
0 1 1 0 1 1
1 0 1 1 0 1
1 1 1 1 1 0
Согласно приведенным определениям минтермы и макстермы двух ар-
гументов выражаются формулами:
mQ = Х{ • Х2; т2 = X] • Х2;
in । — X । • X — X । ’ X ,
MQ =Х{ + Х2; М2 = Х} + Х2;
М1 =Х] + Х2; М3 = Х, + Х2.
Запись переключательной функции в виде ДСНФ означает, что любая
переключательная функция, заданная табличным способом, может быть
представлена в виде логической суммы конъюнктивных членов. При этом
каждый из этих членов представляет собой произведение значения функ-
ции на /-м наборе на z-й минтерм. Поскольку переключательная функция
имеет Т минтермов, то аналитическая запись функции в ДСНФ имеет вид
/о • т<> + /г т\ + - + /2„_, •
Таким образом, функция, заданная таблицей состояний (см. табл. 1.5),
запишется аналитически следующим образом:
f = 0 • mQ + 0 • + 0 • tn2 + 1 • m3 + 0 • azz4 + 0 • m5 + 1 • mh + 1 • m1 =
— + ftl-j — X i • X -y • X 2 + X । ' X "у • X 2 + X । • X 2 • X J .
Глава 1. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
Из сказанного становятся понятны отдельные термины сокращенного
представления функции в виде ДСНФ. В частности, термин «дизъюнкция»
указывает на то, что внешней функцией разложения является дизъюнкция,
а внутренней — конъюнкция. Термин «совершенная» указывает на то, что
дизъюнктивные члены формируются из всех аргументов ... Хп, т. е. на
основе минтермов. Термин «нормальная» указывает на то, что форма запи-
си является двухуровневой, т. е. дизъюнкция конъюнкций. Аналитическая
запись функции в виде КСНФ означает, что переключательная функция,
заданная табличным способом, может быть представлена в виде логическо-
го произведения (конъюнкцией) дизъюнктивных членов. При этом каждый
из этих членов представляет собой сумму значений функции на /-м наборе
и /-го макстерма. Поскольку от п аргументов существует Т макстермов, то
аналитическая запись функции в КСНФ имеет вид
=п,2:0-'(л+м,).
В итоге, для рассматриваемого примера (см. табл. 1.5)
/ = п2:0-'(/;. + м,.) =
= (О+Мо)-(О + М|)-(О + М2)-(1 + М3)-(О + М4)-(О + М5)-(1 + Л/6)-(1 + Л/7) =
= м0 • м, • м2 • м4 • м5
или
f = (У, + У2 + У3) • (У, + У2 + У3) • (*, + Х2 + У3) X
х(У, +Х2 + У3)-(У, +х2 + У3).
Сопоставление двух форм записи одной и той же переключательной
функции показывает, что запись функции в виде КСНФ более громоздкая,
так как содержит большее число членов. Последнее объясняется тем, что
число наборов, на которых переключательная функция равна 0, значитель-
но больше числа наборов, на которых она равна 1. Для случая, когда число
наборов, на которых функция равна 0, было бы меньше числа наборов, на
которых функция равна 1, более предпочтительным оказывается представ-
ление функции в виде КСНФ. Из сказанного следует, что обе формы пред-
ставления функций фактически эквивалентны. Однако при минимизации
функций более удобной оказывается запись их в виде ДСНФ. Поэтому в
дальнейшем будут рассматриваться только такие формы.
1.1.3. Упрощение (минимизация) булевых функций
Как было показано выше, аналитическая запись рассматриваемой функ-
ции, представленной в ДСНФ, имеет вид
/(У,,У2,У3) = У, • У2 У3 + У, • У2 • У3 + У, • У2 • У3. (••!)
Для реализации этой функции (рис. 1.1) потребуются три элемента И, один
элемент ИЛИ и два элемента НЕ. Возникает вопрос, можно ли эту функ-
7.7. Основы алгебры логики
цию, предварительно задан-
ную в ДСНФ, представить в
более компактном виде, что-
бы выполнялась та же функ-
ция, но при ее реализации
требовалось бы меньшее чис-
ло элементов. Процесс нахож-
дения выражений, выполняю-
щих ту же логическую функ-
цию, что и первоначально
заданная, но для реализации
которых требуется меньшее
число элементов, и составляет
сущность процесса минимизации. Попытаемся это сделать для приведенной
выше функции (1.1). Приняв во внимание равенство X + X = X, добавим к
этому выражению еще один конъюнктивный член Х} • Х2 • Х3:
/(х{,х2,х3) = х} -х2-х3 + х}-х2-х3 + хГх2.х3+х} х2 х3.
Теперь преобразуем полученное выражение, используя приведенные выше
формулы:
f (X,, Х2, Х3) = Х2 • Х3. (X, + X,) + X, . Х2 • (Х3 + Х3) =
= Х2 Х3 +%1 -Х2 = Х2-(У) + х3).
Реализация уже этой функции потребует значительно меньшего числа эле-
ментов (рис. 1.2), что подчеркивает неэкономичность реализации функций
алгебры логики, представленных в виде ДСНФ.
Как видно из рис. 1.1 и 1.2, одна и та же функция реализуется далеко
неоднозначно по аппаратурным затратам. Это говорит о том, что, по-види-
мому, существует такая форма представления функции, которая выполня-
ется с наименьшими аппаратурными затратами. Применительно к рассмат-
риваемой функции такой формой является представление ее в виде скобоч-
ной формулы f= Х2 • (Х{ + Х3).
В наиболее общем виде задачей минимизации является получение схем
минимальной стоимости. Однако в такой постановке задача чрезвычайно
Рис. 1.2. Примеры реализации простых
(минимизированных) функций:
а — до преобразования; б — после преобразо-
вания
Глава 1. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
сложна, и в настоящее время общие методы ее решения отсутствуют [2].
Последнее в значительной степени объясняется тем, что при решении та-
кой задачи необходимо иметь в виду, что всякая логическая операция реа-
лизуется на логических элементах (ЛЭ), параметры которых имеют опреде-
ленные ограничения по числу входов, нагрузочной способности, быстро-
действию, потребляемой мощности и т. п. Поэтому наиболее часто процесс
минимизации рассматривается в более упрощенной постановке, а именно:
в отыскании дизъюнктивных форм функций, содержащих по возможности
меньшее число букв. В настоящее время известно достаточно большое чис-
ло методов минимизации [4, 5]. Все они базируются на тождественных пре-
образованиях логических выражений и подразделяются на систематичес-
кие и несистематические методы минимизации.
Примером несистематического метода минимизации является метод
расчленения и проб. В соответствии с этим методом функции упрощают до
минимальной только на основании аксиом и тождеств алгебры логики. Этот
метод преобразования функций по существу аналогичен преобразованию
выражений в традиционной алгебре и требует от разработчика знания не
только возможно большего числа тождеств и аксиом алгебры логики, но и
значительной изобретательности (эвристичности) и опыта. Основным не-
достатком такого метода является то, что зачастую трудно определить, яв-
ляется ли полученное выражение минимальным или имеются пути его даль-
нейшего упрощения. В силу указанных причин данный метод не получил
широкого распространения и его полностью вытеснили систематические
методы. Достоинством таких методов является то, что они описываются
строгими алгоритмами, т. е. являются формализованными, и, следователь-
но, здесь имеется возможность применения ЭВМ, что особенно важно при
минимизации функций с большим числом переменных.
К наиболее широко распространенным систематизированным методам
следует отнести метод Квайна—Маккласки. Этот метод достаточно подроб-
но рассмотрен в ряде источников [2, 5, 8], поэтому здесь мы остановимся
на рассмотрении нескольких основных его этапов и определений, которые
потребуются в дальнейшем при рассмотрении других методов. Нахождение
минимальной формы по этому методу осуществляется в три этапа. На пер-
вом этапе исследуется вид задания функции. И если она задана произволь-
ной формой в булевой алгебре, например:
f (Х^Х-^Х^ = Х2 Х3 + Х{ Х2-Х3, (1.3)
то с помощью тождественных соотношений, рассмотренных выше, она дол-
жна быть развернута в виде ДСНФ. В частности, применив к выражению
(1.3) правило де Моргана, получим
/(X, Л2,%3) = Х^3 ХГХ2-Х3 = (Х2 + Х3)(Х} + Х2 + Х3) =
= Х1-Х2 + Х1-Х3+Х2-Х2 + Х2-Х3+Х2-Х3 + Х3-Х3 = (1.4)
= X, • х2 + х1 • х3 + х2 х3 + х2 • х3.
Полученное в результате преобразований выражение представляет собой
запись функции в дизъюнктивной нормальной форме — ДНФ. Для за-
7.7. Основы алгебры логики
писи функции в виде ДСНФ, т. е. суммы минтермов, необходимо прове-
сти операцию развертывания, которая заключается в умножении на вы-
ражение Х + Х = 1 членов функции, не являющихся минтермами. По-
скольку в выражении (1.4) ни один из членов не является минтермом, то
для записи функции в виде ДСНФ необходимо умножить первый член
на выражение Jf3 + Jf3 = 1, — второй на Х2 + Х2 = 1, а третий и четвертый —
на X, = 1:
х2, Х3)= Х}-Х2(Х3 + Х3) + Х1-Х3-[Х2 + Х2) +
+ Х2-Х3-(Х1+Х1) + Х2- Х3 -(^ +%1) = xt-x2-x3+xl-x2-x3 + xl-x2-x3 +
+xi-x2-x3 + xi-x2-x3 + xi-x2-x3+xl-x2-x3 +
+х}-х2-х3 = xi-x2-x3 + xl-x2-x3 + xi-x2-x3 + xl-x2-x3 + xl-x2- х3.
Второй этап заключается в нахождении сокращенной ДНФ (СДНФ). Про-
иллюстрируем его конкретным примером. Найдем СДНФ функции:
f(X{, х2. х3) = ХГХ2-Х3 + ХГХ2-Х3+ХГХ2-Х3+ХГХ2-Х3.
Функция уже задана в виде ДСНФ, т. е. необходимость выполнения пер-
вого этапа отпадает. Далее осуществляются операции склеивания и по-
глощения. Проведем операцию склеивания в следующей последователь-
ности:
• выполним всевозможные склеивания 1-го члена Х} Х2 Х3 с остальными;
• выполним всевозможные склеивания 2-го члена -Х2 • Х3 с остальными,
кроме первого;
• выполним всевозможные склеивания третьего члена Х1 • Х2 • Х3 с осталь-
ными, кроме первого и второго. Напомним, что операция склеивания
осуществляется по формуле
Х{ • Х2 + Хх • х2
= xx\x2 + x2} = xv
Результат склеивания запишем в виде
Как видно из этих выражений, склеиваются всегда два минтерма, отличаю-
щиеся друг от друга только одним аргументом, и только таким, который
обязательно в один минтерм входит в прямой, а в другой — в инверсной
форме. Такие минтермы принято называть смежными, а конъюнкции, по-
лучаемые от их склеивания, — импликантами.
После операции склеивания проводится операция поглощения, которая
выполняется с помощью формулы
Х\ • х2 + х2 = х2.
24 Глава 1. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
Для проведения операции поглощения необходимо заданную функцию
представить в виде
Х2,
4-Хх • Х2 • Х3 + Хх • Х2 • Х3 + Хх . х2 • х3,
где первые три члена получены от проведения операции склеивания. В этом
выражении произведение Хх • Х3 поглощает члены Хх • Х2 • Х3 и Хх • Х2 • Х3,
произведение Х2 • Х3 поглощает члены Хх • Х2 Х3 и Хх Х2 - Х3, и произве-
дение Хх • Х2 поглощает члены Хх • Х2 • Х3 и Хх • Х2 • Х3. Таким образом, в
результате операции поглощения все минтермы функции оказались погло-
щены импликантами, что позволяет записать исходную функцию теперь
уже в виде3
/(%,, У2, Х3\ = Хх-Х3+Х2-Х3+Хх-Х2. (1.5)
К полученной формуле повторно применяют операции склеивания и
последующего поглощения, и эта процедура выполняется до получения
простых импликант. В рассматриваемом примере ни одно из произведе-
ний-импликант не склеивается между собой. Такие импликанты называют
простыми, а функцию (1.5), состоящую из дизъюнкции простых импли-
кант, — сокращенной ДНФ (СДНФ).
Однако СДНФ — еще не минимальная форма записи функции. Поэто-
му дальнейший этап минимизации связан с упрощением СДНФ и заключа-
ется в устранении избыточных простых импликант из СДНФ. Функции,
полученные в результате устранения из сокращенной ДНФ избыточных им-
пликант, принято называть тупиковыми ДНФ. Наиболее распространен-
ным методом получения тупиковых форм является метод импликантных
матриц [1, 8]. Импликантная матрица представляет собой таблицу, включа-
ющую в себя все минтермы, расположенные горизонтально, и все простые
импликанты, расположенные вертикально. Для рассматриваемого при-
мера такая матрица показана в табл. 1.8. Для каждой импликанты нахо-
дят минтермы, которые ими поглощаются, и против каждого поглощен-
ного минтерма ставят знак V. Например, импликанта Хх • Х3 поглощает
минтермы Х1 • Х2 • Х3 и Хх • Х2 • Х3, и против каждого из них ставят знак V.
Чтобы найти тупиковые формулы, необходимо в импликантной матрице
найти минимальное число импликант, которые поглощают знаком V все
минтермы.
Для матрицы (см. табл. 1.8) такими импликантами будут произведе-
ния Хх • Х3 и Хх • Х2, причем первое из них поглощает минтермы Х1 • Х2 • Х3
и Хх • Х2 • Х3, а второе — остальные два минтерма Хх • Х2 Х3 и Хх • Х2 • Х3.
В результате, тупиковая форма рассматриваемой функции запишется в
виде
f(X„ Х2, Х2) = Хх-Х,+Хх-Х2.
3 Если в результате операции поглощения некоторые минтермы оказались непоглощен-
ными, то они через операцию дизъюнкция включаются в выражение (1.5).
7.7. Основы алгебры логики
Таблица 1.8
Простые импликанты Минтермы
W Хз х{ • х2 х2 Хх . х2 • х3 X, • Х2 . х3
V V
Х2 ’*3 V V
V V
Поскольку в нашем примере имеется всего одна тупиковая форма, то
она и будет минимальной. В общем случае переключательная функция мо-
жет иметь не одну, а несколько тупиковых форм, и тогда искомой мини-
мальной ДНФ будет та, которая содержит наименьшее число букв.
Следует отметить, что рассмотренный метод наиболее эффективен при
числе переменных больше шести. Для функций с числом переменных до
шести (такие функции являются наиболее распространенными) минимиза-
ция обычно осуществляется по табличному методу Вейча—Карно. Этот ме-
тод, первоначально предложенный Вейчем и затем усовершенствованный
Карно, в отличие от рассмотренного выше, не требует первоначального
представления функции в виде ДСНФ. Особенностью этого метода являет-
ся также то, что в его основу положена табличная запись членов миними-
зируемого выражения, представляемого в виде ДНФ. Карты Карно пред-
ставляют собой прямоугольные таблицы, составленные из ячеек, число ко-
торых равно числу минтермов минимизируемого выражения. Хотя метод
Вейча—Карно и является табличным, однако и здесь упрощение осуществ-
ляется за счет все тех же операций склеивания и поглощения. Правда, в
данном случае это достигается благодаря такой записи минтермов в ячейки
таблицы, когда каждую ячейку со всех сторон окружают ячейки со смежны-
ми минтермами.
Один из способов записи минтермов по методу Вейча—Карно показан
на рис. 1.3. В качестве примера здесь показана карта Карно для функций от
четырех аргументов: Х}, %2, %3, JQ. Нетрудно видеть, что любой из 16 мин-
Глава I. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
термов находится как бы в окружении со всех четырех его сторон смежны-
ми минтермами, расположенными в соседних (смежных) ячейках. Напри-
мер, смежными ячейками (клетками) для минтерма будут клетки m12, w9,
m0, и m10, так как каждый из минтермов, записанных в этих клетках, отли-
чается от минтерма формой вхождения только одного аргумента (под
формой вхождения понимают запись аргумента в прямом или инверсном
виде).
Процесс минимизации по картам Вейча—Карно фактически состо-
ит из двух этапов: нанесения функции на карту Карно и считывания
упрощенных форм. Рассмотрим этап нанесения на карту Вейча—Карно
функции4:
1 2 3 4
Каждый минтерм заданной функции на карте Вейча—Карно обознача-
ется 1, помещенной в клетку соответствующего минтерма. В рассматривае-
мом примере имеется лишь один минтерм, а именно минтерм Х1 Х2 Х3 • Х4,
обозначенный цифрой 1. Таким образом, дня нанесения его на карту достаточ-
но записать 1 в клетку, в которую входят все символы минтерма Х{ • Х2 • Х3 • Х4
(рис. 1.4).
Чтобы нанести на карту выражение Х1 • Х3 • Х4, обозначенное цифрой 2,
которое не является минтермом, следует вписать единицы в клетки карты,
относящиеся к символам Xf • Х3 • Х4. Как видно из рис. 1.4, таких единиц,
удовлетворяющих выражению • Х3 • Х4, можно поставить две. На рис. 1.4
эти единицы отмечены цифрой 2 в кружке.
Чтобы нанести на карту выражение Х2 • Х4, отмеченное цифрой 3, необ-
ходимо поставить 1 теперь уже в четыре ячейки карты (см. рис. 1.4), причем
одна 1 попадет в ячейку, в которой уже была записана 1 от выражения 2
(эти клетки на рис. 1.4 обозначены цифрой 3) в кружке. Однако независи-
мо от того, сколько единиц окажет-
ся в одной клетке (две или более),
считается, что клетка отмечена
только один раз, т. е. всегда ставит-
ся одна единица. Очевидно, что для
нанесения выражения Х{ на карту
Карно необходимо вписать уже во-
семь единиц (см. рис. 1.4), часть из
Рис. 1.4. Карта Карно с минимизаци-
ей минтермов
4 Перед этапом нанесения необходимо иметь в виду, что на рис. 1.4 скобками обозначены
ячейки таблицы, в которые аргументы обязательно должны входить с прямой формой вхож-
дения. Аргументы с инверсной формой вхождения при такой маркировке расположения аргу-
ментов, как правило, скобками не обозначаются.
/. 7. Основы алгебры логики
которых попадет в ранее отмеченные ячейки. Из рассмотренного примера
становится понятно отсутствие необходимости первоначального представ-
ления функции в виде ДСНФ, поскольку карта Карно, по существу, авто-
матически обеспечивает развертывание выражения, записанного в ДНФ, в
форму ДСНФ.
Кроме рассмотренного широко применяется еще один способ марки-
ровки расположения минтермов на карте Карно. В соответствии с этим
способом аргументы разбиваются на две группы. Например, для функции
четырех переменных такими являются группы Х{ Х2 и Х3 Х4, для трех
переменных — Х1 и Хг Х3 или Х1 • Х? и Х3. Наборы аргументов каждой
группы используются для обозначения столбцов и строк карты Карно.
При этом порядок чередования этих наборов при переходе от одного стол-
бца к другому или от одной строки к следующей соответствует переста-
новке двоичных цифр в циклическом коде. На рис. 1.5 и 1.6 приведены
примеры записи функций от четырех и пяти аргументов соответственно.
Порядок нанесения функции на карты Карно практически не отличается
от ранее рассмотренного. В качестве примера на рис. 1.5 показана запись
на карту функции
f = X, . Х2 • Х3 . Х4 + X! . Х2. х3 • х4 +
а на рис. 1.6 функции
Y = Х} • Х2 • Х3 • Х4 • Х5 + Х} • Х2 • Х3 • Х4 • Х5 +
+ Х{ . Х2 • Х3 • Х4 . Х5 + Х} • Х2 . х3 • х4 • х5.
После нанесения выражения на карту начинается этап считывания упро-
щенных форм.
Здесь следует отметить, что этот этап не отличается однозначностью,
поскольку выражение с карты Карно можно прочитать различным обра-
зом. Считывание упрощенных форм достигается путем склеивания мин-
термов, отмеченных на карте 1. При этом склеиваемые минтермы охваты-
00 01 И 10
ХГХ2 х{х2 ХГХ2 Х{-Х2
00 •V, X,
01 1 I
и л,л4 1 I
10 X ^4
Рис. 1.5. Карта Карно для функции от
четырех аргументов
Y = 1>? ° 1И 01 -Х-х II 10 X X
000
001
он 1 1
010 1 1
но
111
101
100
х„ х. А4
Рис. 1.6. Карта Карно для функции от
пяти аргументов
Глава Г Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
ваются замкнутыми контурами, если они находятся не в крайних ячейках,
и незамкнутыми, как в последнем случае. Поскольку одна и та же функция
считывается неоднозначно, то поиск минимальных форм происходит пу-
тем переборов различных вариантов и их последующего сравнения по числу
букв. Считается, что тупиковой ДНФ соответствуют такие склеивания,
когда каждый минтерм не содержит лишних покрытий, а минимальной
ДНФ — склеивания с таким распределением поглощений, когда склеивает-
ся наибольшее число минтермов. Получаемая в результате функция реали-
зуется с наименьшими аппаратурными затратами.
Этап считывания упрощенных форм с карт Карно рассмотрим на рис. 1.7,
где представлена функция от трех переменных со скобочной формой мар-
кирования минтермов. Здесь наглядно иллюстрируется неоднозначность
считываемых упрощенных форм. Считывание с рис. 1.7, а—в приводит к
тупиковым формам, содержащим по четыре импликанты:
f = Хх • Х2 + Хх . Х3 + Х1 . Х2 + Хх • Х3\
f = XrX3+X2-X3 + Xx-X2 + X2-X3-
f = Х\-Х3+Х2-Х3 + Хх-Х3+Х\-Х3.
Рис. 1.7. Упрощенные формы кар-
ты Карно
1.2. Основные положения и определения теории конечных автоматов
Рис. 1.8. Карты Карно с формирова-
нием минтермов
При считывании на рис. 1.7, г, д поглощения минтермов осуществляют-
ся наиболее удачно, поскольку они приводят к минимальным формам, со-
держащим по три им пл и канты:
f = X\-X3+X{-X2 + X2-X3\
f = Х^Х2 + Х2-Х3+Х^Х3.
Примеры считывания с карт Карно с формой маркирования минтер-
мов, приведенной на рис. 1.5 и 1.6, показаны на рис. 1.8, а, б соответствен-
но. Сопоставляя методы Квайна и Карно, можно видеть, что последний
особенно эффективен при минимизации переключательных функций с чис-
лом аргументов не более шести. Однако, в отличие от метода Квайна, метод
Карно не является систематическим. При числе аргументов более шести
минимизация, как правило, ведется с применением вычислительных ма-
шин, и здесь систематические методы минимизации по существу являются
единственно возможными.
1.2. Основные положения и определения
теории конечных автоматов
Цифровыми (конечными) автоматами называют устройства, предназначен-
ные для обработки информации, заданной цифровыми кодами.
Применительно к ЭВМ (в зависимости от способа обработки цифровой
информации) различают два класса цифровых автоматов: комбинационные
и последовательностные. Здесь под способом обработки понимается пре-
образование входной информации по определенному закону и выдача этой
информации в требуемом виде. Комбинационными автоматами (или комби-
национными схемами) называют такие устройства, в которых значения
выходных сигналов в дискретный момент времени определяются значени-
ями входных сигналов. Простейшим примером комбинационных автома-
тов (КА) могут служить логические элементы, выполняющие функции И,
И-НЕ, ИЛИ-HE и др. К более сложным комбинационным автоматам мож-
но отнести, например, комбинационные сумматоры и дешифраторы. В от-
личие от комбинационных, в последовательностных автоматах значения
выходных сигналов в данный момент времени зависят не только от значе-
ний входных сигналов в этот же момент времени, но и от значений вход-
ных сигналов в предыдущие моменты времени. Из этого следует, что пос-
ледовательностные автоматы выполняют преобразование информации не
между отдельными значениями входных переменных, а между их последо-
Глава 7. Основы теории проектирования микроэлектронных устройств
Рис. 1.9. Структурная схема после-
довательностного автомата
вательностями, т. е. их работа должна рассматриваться во времени. Однако
чтобы значения выходных сигналов зависели не только от текущих значе-
ний входных сигналов, но и от их предыдущих значений, последовательно-
стному автомату необходима память, в которой должна храниться инфор-
мация от предыдущих воздействий.
Один из вариантов структурной схемы последовательностного автомата
показан на рис. 1.9. Автомат имеет п входов, на которые поступают сигналы
Х} ... Хп, к выходов, с которых снимаются сигналы Yx ... Yk, и та элементов
памяти. Выходные состояния являются внутренними состояниями автома-
та и обозначаются Ql ... Qm. Для задания цифрового автомата необходимо
знать число входных переменных, число выходных переменных и число
внутренних состояний, т. е. объем памяти автомата. Последний, в случае
применения традиционных триггеров, определяем из выражения
та = [log2Ma]',
где Ма — число внутренних состояний автомата.
Для ^-входных и £-выходных переменных соответственно может быть 2"
состояний входа и 2к состояний выхода при условии, что входные, внутрен-
ние и выходные сигналы автомата являются двоичными сигналами. Так как
множество входных, внутренних и выходных состояний конечно, то циф-
ровые последовательностные автоматы часто называют конечными автома-
тами. Кроме множества входных, выходных и внутренних состояний для
формального задания автомата необходимо задать функции переходов и
выходов, определенные на этих множествах. В свою очередь, для задания
функций переходов необходимо указать зависимости, существующие меж-
ду внутренними переменными в моменты времени / + 1 со значениями
входных и выходных переменных в момент времени Г. Аналитически эта
зависимость записывается в виде
0/ + |=/(Л', X'; Q!, Q'm), (1.6)
где 7 — выход z-ro элемента памяти.
Для задания функций выхода необходимо задать формулировку связи
выходных переменных в момент времени t(Yf) со значениями входных Х‘ и
внутренних Qr переменных в тот же момент времени. Аналитически эта
зависимость имеет вид
Y' ..., Х'„\ Q[, Q'm\ (1.7)
Кроме аналитической записи функции переходов и выходов могут зада-
ваться в виде таблиц, которые носят название таблиц выходов и переходов.
Если функции переходов и выходов заданы на всем множестве комбинаций
значений аргументов Хи Q, то такие автоматы называют полностью опреде-
ленными, или полными. В том случае, когда значения функций переходов и
выходов на некоторых комбинациях переменных не заданы, такие автома-
1.2. Основные положения и определения теории конечных автоматов
ты называют недоопределенными или неполными. Если автомат работает та-
ким образом, что его выходной сигнал зависит не только от внутреннего
состояния, в котором он находится, но и от сигнала на его входах, то такой
автомат называют автоматом Мили. Поведение автомата Мили описывает-
ся уравнениями (1.6) и (17). Кроме автомата Мили на практике широкое
применение находят так называемые автоматы Мура. Отличительной осо-
бенностью таких автоматов является то, что выходной сигнал в момент
дискретного времени зависит только от внутреннего состояния автомата в
этот момент и не зависит от входного сигнала. Поведение автомата Мура
описывается уравнениями вида
0, =/(%.', Х'п- Q!, Q'm),
(1.8)
Y'=<p{Q'\, Q'm).
Из уравнений (1.8) следует, что выходными сигналами автомата Мура
являются внутренние состояния, т. е. сигналы с выходов элементов памяти.
Такие автоматы называют автоматами без выхода, и для них не требуется
задание функции выходов. Примерами подобных автоматов являются триг-
геры (или элементарные автоматы), счетчики, накапливающие сумматоры,
регистры и др.
Процесс логического проектирования цифровых автоматов принято
подразделять на два этапа: абстрактного и структурного синтеза. В ходе
абстрактного синтеза на основе словесного описания условий работы уста-
навливается число входных, выходных переменных, тип автомата, число
внутренних переменных, а также производится задание функций переходов
и выходов либо в аналитической, либо в табличной форме. Здесь же произ-
водится кодирование внутренних состояний. Следует отметить, что от это-
го этапа в значительной степени зависит сложность построенного в резуль-
тате синтеза автомата. В процессе структурного синтеза осуществляется выбор
функционально полной системы элементов и типов элементов памяти. Ос-
новной задачей этого этапа является синтез КА, реализующих функции пе-
реходов и выходов с учетом выбранных элементов памяти, и минимизация
схемного решения комбинационного автомата (схемы). Этап структурного
синтеза заканчивается построением функциональной схемы автомата, вы-
полненного на выбранном базисе логических элементов.
Перечисленные выше автоматы без выхода находят самое широкое при-
менение в устройствах ЭВМ, и именно им будет уделено основное внима-
ние в последующих главах.
ГЛАВА 2
ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
В ряду существующих логических элементов (потенциальное, импульсные,
импульсно-потенциальные) потенциальные ЛЭ и схемы представляют со-
бой обширный класс. Основным отличительным признаком ЛЭ и схем по-
тенциального типа от импульсных и импульсно-потенциальных является
наличие связи по постоянному току между их входами и выходами. Другим
отличительным признаком является то, что они могут управляться и управ-
лять другими схемами с помощью сигналов как ограниченной (импульсные
сигналы), так и неограниченной (потенциальные сигналы) длительности.
В общем случае не исключается возможность применения в таких схе-
мах реактивных компонентов, т. е. индуктивностей и емкостей. Последние,
как правило, играют вспомогательную роль. Однако именно принципиаль-
ная возможность построения ИМС различной сложности без реактивных
компонентов выгодно отличает этот класс устройств от остальных, поскольку
процесс их изготовления наилучшим образом соответствует возможностям
микроэлектронной технологии.
Интегральные микросхемы потенциального типа наиболее распростра-
ненные. Непрерывно возрастает степень интеграции ИМС и сложность
выполняемых ими функций. Схемотехническая реализация ИМС потенци-
ального типа осуществляется на основе ряда типовых, базовых функцио-
нальных элементов.
2.1. Система параметров
К параметрам, характеризующим логические и схемотехнические возмож-
ности ЛЭ микросхем и больших интегральных схем (БИС), относятся:
• реализуемая логическая функция;
• нагрузочная способность п, характеризующая возможность подключения
определенного числа идентичных ЛЭ;
• коэффициент объединения по входу т (ти — для реализации логической
функции И; — для реализации логической функции ИЛИ);
• средняя задержка передачи сигнала гср (полусумма времени задержек пе-
редачи сигналов 1 и 0 со входа ЛЭ на его выход);
• предельная рабочая частота f (частота переключения триггера, составлен-
ного из рассматриваемых ЛЭ);
• помехоустойчивость;
• потребляемая мощность.
По виду реализуемой логической функции ЛЭ условно могут быть разби-
ты на два класса. К первому классу относятся функциональные элементы
2.7. Система параметров
одноступенчатой логики. Это простейшие ЛЭ, реализующие функции И,
ИЛИ, НЕ, И-НЕ, ИЛИ-HE. Ко второму классу относятся функциональные
элементы двухступенчатой логики, реализующие более сложные функции:
И-ИЛИ, ИЛИ-И, НЕ-И-ИЛИ, И-ИЛИ-НЕ, И-ИЛИ-И и др.
Нагрузочная способность ЛЭ п определяет число входов идентичных эле-
ментов, которое может быть подключено к выходу каждого из них. При
этом обеспечивается неискаженная передача двоичных символов 0 и 1 в
цифровом устройстве по цепи из произвольного числа последовательно
включенных элементов при наихудших сочетаниях дестабилизирующих
факторов. Дестабилизирующими факторами могут быть изменение питаю-
щих напряжений, разброс параметров компонентов, изменение температу-
ры и т. п.
Часто нагрузочная способность п называется коэффициентом развет-
вления элементов по выходу и выражается целым положительным числом
(п = 4, 5, 7, 10 и т. д.). Чем выше нагрузочная способность ЛЭ, тем шире их
логические возможности и тем меньше затраты при построении цифрового
устройства. Однако увеличение параметра п возможно до определенных
пределов, поскольку при этом ухудшаются другие параметры ЛЭ: снижает-
ся быстродействие, ухудшается помехоустойчивость и увеличивается по-
требляемая мощность. По этой причине в состав одной серии ИМС часто
входят ЛЭ с различной нагрузочной способностью: основные ЛЭ с п = 4—10
и буферные элементы — так называемые усилители мощности с п = 20—50.
Это позволяет более гибко проектировать цифровые устройства, достигая
оптимальных показателей по потребляемой мощности и числу ЛЭ.
Буферные элементы, как правило, выполняются со сложным транзис-
торным выходом, обеспечивающим коммутацию больших токов нагрузки.
В зависимости от электрической схемы базовые функциональные элемен-
ты в основном работают в режиме, когда нагрузочные входы потребляют
ток с выхода элемента или когда выход элемента забирает ток от нагрузоч-
ных входов последующих элементов. Существуют ЛЭ, которые в одном
логическом состоянии отдают ток в нагрузку, а в другом получают его от
нагрузки.
Функциональные элементы интегральных МДП-микросхем, имеющих
высокое входное сопротивление (Авх > 1012 Ом), в статическом режиме прак-
тически не отдают ток в нагрузку и не забирают его из нагрузки. Их нагру-
зочная способность высока (п > 10), и ее увеличение ограничивается только
ухудшением динамических параметров ИМС за счет роста постоянных вре-
мени заряда и разряда паразитной нагрузочной емкости Сн при больших п,
так как С = Сп + С. где С — емкость входа одного ЛЭ; С iv — емкость
Н Вл ВЫХ' Вл ВЫл
выхода ЛЭ, включая линию связи.
В зависимости от частного диапазона работы логических МДП-микро-
схем их нагрузочная способность может изменяться в широких пределах
(п = 10-100).
Коэффициент объединения по входу т характеризует максимальное чис-
ло логических входов функционального элемента. С увеличением парамет-
ра т расширяются логические возможности микросхемы за счет выполне-
ния функций с большим числом аргументов на одном типовом элементе
И-НЕ, ИЛИ-HE и т. п. Однако при увеличении числа входов, как правило,
34 Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
ухудшаются другие параметры функционального элемента, такие как быст-
родействие, помехоустойчивость и нагрузочная способность.
С точки зрения возможности увеличения коэффициента объединения
по входу И или по входу ИЛИ логические схемы существенно отличаются
друг от друга. Например, в ИМС, где функция первой логической ступени
выполняется на диодах или эмиттерных переходах многоэмиттерного тран-
зистора, увеличение числа входов не требует существенных дополнитель-
ных затрат площади кристалла. В ИМС, где функция первой логической
ступени выполняется на транзисторах, увеличение параметра т требует зна-
чительного увеличения числа компонентов ЛЭ и роста площади кристалла
ИМС. Особенно большие сложности вызывает увеличение параметра
или ^или в ЛЭ на комплементарных МДП-транзисторах (КМДП-ИМС).
В существующих сериях интегральных микросхем основные логичес-
кие элементы выполняются, как правило, с небольшим числом входов
(аии = 2—6, ^или = 2—4). Увеличение числа входов т обеспечивается за
счет введения в серию ЛЭ специального логического расширителя, под-
ключение которого к основной ИМС дает возможность увеличить или
тили до Ю и более. Увеличение числа входов ЛЭ в составе БИС также не
реализуется методом запараллеливания транзисторов или их последователь-
ного (ярусного) включения, так как это снижает динамические параметры
и ухудшает показатели потребляемой мощности.
В технологии БИС чаще применяют методику реализации функций по
многоступенчатой логической схеме И-ИЛИ, так как в этом случае первые
ступени имеют малую нагрузку (п = 1, 2), а выходная логическая ступень
выполняется на простом инверторе с высокой нагрузочной способностью.
Это позволяет экономить площадь кристалла БИС и обеспечить высокое
быстродействие передачи информации за счет небольших размеров транзи-
сторов первых логических ступеней и низкой межэлементной емкости на-
грузки.
К основным динамическим параметрам логического элемента относятся:
Гф1 — фронт формирования уровня логической 1, гф0 — фронт формирова-
ния уровня логического 0, т10 — задержка переключения из состояния 1
в состояние 0, г01 — задержка переключения из состояния 0 в состояние 1,
ти — длительность импульса,/р — рабочая частота.
Определение этих параметров обеспечивается при сравнении сигналов
на входе и выходе ЛЭ, т. е. при рассмотрении процесса передачи информа-
ции через ЛЭ.
На рис. 2.1 приведены характеристики сигналов на входе и выходе ин-
вертора и показаны уровни отсчета, относительно которых определяются
динамические параметры ЛЭ. Уровнями отсчета динамических параметров
ЛЭ являются (рассматривается положительная логика) максимальный уро-
вень логического 0 и минимальный уровень логической 1. Задержка пере-
ключения г10 определяется как временной интервал между уровнем 1 фрон-
та нарастания входного импульса (положительный импульс) и уровнем 0
фронта спада выходного импульса (отрицательный импульс). Задержка пе-
реключения т01 определяется как временной интервал между уровнем 0
фронта спада входного импульса и уровнем 1 фронта нарастания выходно-
го импульса. Фронты импульса, определяемые между уровнями 1 и 0 спада
2. /. Система параметров
Рис. 2.1. К определению динами-
ческих параметров логического
элемента (инвертора)
импульса, обозначаются /ф0, между уровнями 0 и 1 нарастания импульса —
/ф1. Длительность импульса на выходе элемента определяется временным
интервалом между фронтами Гф0 и ,ф1 на уровне 1.
Средняя задержка г р логического элемента определяется как полусумма
задержек Г10 и Г01 и служит усредненным параметром быстродействия, ис-
пользуемым при расчете временных характеристик многоэлементных пос-
ледовательно включенных логических микросхем.
Параметр гср проводится в технических условиях или руководящем ма-
териале по применению интегральных микросхем. Для упрощения процес-
са расчета временных характеристик сложных логических цепей часто счи-
тают сигналы прямоугольными, т. е. Гф0 = /ф1 = 0. В последующих главах это
упрощение введено при иллюстрации быстродействия триггеров, регистров
и пересчетных схем.
Помехоустойчивость. Базовый элемент интегральной микросхемы в ста-
тическом режиме может находиться в одном из двух устойчивых состояний
(0 или 1). По этой причине различают статическую помехоустойчивость ЛЭ
по уровню 0 (f/n0) и по уровню 1 (t/nl). Статическая помехоустойчивость
базовых элементов ИМС определяется значением напряжения, которое
может быть подано на вход ИМС относительно уровня 0 или 1, не вызывая
ее ложного срабатывания (например, переход из состояния 1 в состояние 0
или наоборот).
Значения параметров f/n0 и f/nl определяют из анализа семейства пере-
даточных характеристик функциональных элементов ИМС. На рис. 2.2 при-
ведены передаточные характеристики элемента (ПХЭ), выполняющего фун-
кцию инверсии НЕ, и показаны точки, относительно которых определяется
статическая помехоустойчивость ИМС по уровню 0 (f/n0) и по уровню 1
(6/п1). Параметр £/п0 определяется как разность напряжений точки Л, соот-
ветствующей месту перегиба нижней огибающей ПХЭ в зоне уровня логи-
ческой 1, и максимального уровня 0 (Ц>тах). Параметр f/nl определяется как
разность напряжений минимального уровня 1 (Ux min) и точки В, соответ-
ствующей месту перегиба верхней огибающей ПХЭ в зоне уровня логичес-
кого 0.
Верхняя и нижняя огибающие ПХЭ являются огибающими семейства
передаточных характеристик инвертирующего элемента, полученных с уче-
том наихудших условий его работы (при изменении температуры, питающих
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.2. Передаточные характеристики
логического элемента (инвертора)
Рис. 2.3. Характеристики динами
ческой помехоустойчивости логи
ческих элементов
напряжений, нагрузки и т. п.). Однако статическая помехоустойчивость не
дает полной информации об устойчивой работе ЛЭ в устройстве, так как не
характеризует помехоустойчивость в динамическом режиме работы ИМС.
Динамическая помехоустойчивость в общем случае зависит от длительнос-
ти, мощности и формы сигнала помехи, а также от уровня статической поме-
хоустойчивости и скорости переключения базового функционального эле-
мента. Однако высокая статическая помехоустойчивость не всегда определя-
ет высокую динамическую помехоустойчивость функционального элемента.
Анализ динамической помехоустойчивости ЛЭ должен происходить с
применением запоминающего элемента — триггера, построенного на основе
базовых функциональных элементов, поскольку триггер, в конечном счете,
фиксирует превращение помехи в ложную информацию, т. е. запоминает
сигнал помехи. Изменяя амплитуду и длительность импульсных помех, воз-
действующих на входы триггера, и добиваясь его срабатывания, можно по-
лучить границы динамической помехоустойчивости функциональных эле-
ментов при воздействии различных форм импульсных помех. В результате
анализа поведения триггера может быть графически определена зона дина-
мической помехоустойчивости функциональных элементов. Пример такого
графика, построенного для элементов высокого (кривая 7) и низкого (кривая
2) быстродействия, приведен на рис. 2.3. По оси абсцисс откладывается дли-
тельность импульса помехи, а по оси ординат — его амплитуда. При больших
длительностях импульсов помехи зона динамической помехоустойчивости
определяемся статическим уровнем помехоустойчивости элемента.
Критической длительностью импульса помехи гк можно назвать такую,
при которой амплитуда импульса соответствует уровню статической поме-
хоустойчивости элемента. Для импульсных помех различной формы (сину-
соидальной, прямоугольной и др.) значение г, различно для одного и того
же элемента. Функциональные элементы низкого быстродействия, как пра-
вило, имеют критическую длительность импульса помехи, значительно боль-
шую, чем элементы высокого быстродействия.
Как видно из характеристик динамической помехоустойчивости, при-
веденных на рис. 2.3, справа от точки М пересечения характеристик быст-
родействующий элемент обеспечивает более устойчивую работу устройства,
2.2. Интегральные элементы одноступенчатой логики
а слева от точки М уже медленнодействующий элемент обеспечивает более
устойчивую работу устройства.
Сложность получения семейства характеристик динамической помехо-
устойчивости элементов не позволяет в настоящее время приводить их в
качестве основного или справочного материала в технических условиях на
микросхемы.
Потребляемая мощность. При работе в реальном устройстве каждый ЛЭ
может находиться в следующих состояниях: в состоянии «выключено»; в
стадии включения; в состоянии «включено»; в стадии выключения. В каж-
дом состоянии элемент потребляет от источника питания различную мощ-
ность. При этом некоторые ЛЭ большую мощность потребляют в статичес-
ких состояниях («включено», «выключено») и сравнительно незначитель-
ную — во время переходного процесса из состояния «включено» в состояние
«выключено» и наоборот. Другие многочисленные и широко применяемые
ЛЭ характеризуются большой потребляемой мощностью во времени пере-
ходных процессов и относительно невысокой — в статических состояниях.
Первые ЛЭ характеризуются так называемой средней потребляемой мощ-
ностью, которая определяется из выражения
Рср = (Р0 + Л)/2,
где — мощность, потребляемая микросхемой в состоянии «Включено»;
Ро — мощность, потребляемая микросхемой в состоянии «выключено».
Микросхемы другого класса, кроме средней потребляемой мощности,
характеризуются еще и средней мощностью, потребляемой при максималь-
ной частоте переключения элемента. Дополнительный учет потребляемой
мощности в этих микросхемах необходим ввиду того, что во время перехо-
да из одного состояния в другое резко возрастают токи в цепях питания и,
следовательно, увеличивается потребляемая мощность. Такие микросхемы
характеризуются параметром динамической потребляемой мощности Рд.
К микросхемам, потребляемая мощность которых зависит от частоты, в
первую очередь относятся биполярные ИМС с симметричным транзистор-
ным выходом, а также логические ИМС на дополняющих МДП-транзисто-
рах (КМОП-ИМС). Увеличение потребления в динамическом режиме ра-
боты таких микросхем (резкое превышение динамической мощности над
статической мощностью) происходит из-за возникновения значительных
сквозных импульсных токов по цепи источника питания еще не закрытого,
а также уже открытого транзисторов во время действия фронтов переклю-
чающих импульсов. Такие импульсные токи на фронтах сигналов увеличи-
вают потребляемую мощность в динамических режимах на высокой частоте
у биполярных элементов на один-два порядка, а в КМОП-элементах — на
два-три порядка [1, 10, 12].
2.2. Интегральные элементы
одноступенчатой логики
Логические элементы микросхем потенциального типа с одноступенчатой
логикой по схемотехнической реализации и организации межэлементных
связей делятся на следующие типы:
38 Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
• резисторно-транзисторные (RTL);
• транзисторные с непосредственной связью (DCTL);
• транзисторные с резистивными связями (TRL);
• транзисторные с резистивно-конденсаторными связями (RCTL);
• комплементарные с транзисторно-резистивной логикой (CRTL);
• диодно-транзисторные (DTL);
• транзисторные с эмиттерными связями (ECL);
• транзисторные с инжекционной логикой (И2Л).
2.2.1. Резистивно-транзисторные ИМС (RTL)
Микросхемы этого типа появились одними из первых. Относительная про-
стота технологической реализации позволила выполнять ИМС средней слож-
ности при сравнительно невысоком уровне развития технологии в начале
60-х годов.
На рис. 2.4 показаны электрическая и функциональная схемы логичес-
кого элемента ИС типа RTL, реализующего функцию ИЛИ-HE. Операция
ИЛИ осуществляется на резистивной сборке, а транзистор выполняет роль
усилителя-инвертора. Необходимо отметить, что ЛЭ может работать в двух
логических режимах. При высоком уровне сигнала, принятом за логичес-
кую 1, осуществляется так называемая положительная логика работы эле-
мента. Если за логическую 1 принять низкий уровень, то имеет место отри-
цательная логика. В этом случае ЛЭ реализует операцию И-НЕ. Такое пре-
образование логики работы элементов в зависимости от принятой полярности
сигнала логической 1 характерно и для всех других типов потенциальных
микросхем.
Транзисторные ИМС с непосредственной, резистивной и резистивно-емко-
стной связью (DCTL, TRL, RCTL). Транзисторные ИМС с непосредствен-
ной связью являются одним из основных схемотехнических направлений.
Наиболее широко эта схемотехника применяется в ИМС на основе МДП-
структур. Возможна также реализация транзисторных ИМС с непосред-
ственными связями на основе биполярных транзисторов (рис. 2.5).
Дальнейшее улучшение характеристик транзисторных логических эле-
ментов в середине 1960-х гг. пошло по пути создания ИМС с компенсиро-
ванными связями между элементами TRL- и RCTL-ИМС. Включение ком-
пенсирующих резисторов в базовые цепи транзисторов ЛЭ (рис. 2.5, а, б)
позволило значительно снизить рабочие токи и потребляемую мощность в
TRL-ИМС. На основе элементов TRL были разработаны серии микромощ-
Рис. 2.4. Электрическая схема (а) и функцио-
нальное обозначение (б) логического элемен-
та RTL
2.2. Интегральные элементы одноступенчатой логики
них ИМС с Рср < 100 мкВт/вентиль. Однако включение компенсирующих
резисторов существенно снизило предельное быстродействие микросхем
до 1 МГц, но в то же время обеспечило высокое значение параметров п и т
(п > 4 и т > 8). Для повышения быстродействия элементов TRL параллель-
но базовому резистору были включены форсирующие конденсаторы (рис.
2.5, в). Микросхемы такого типа получили название транзисторных ИМС с
резистивно-конденсаторными связями (RCTL). Предельное быстродействие
элементов такого типа повысилось до 5 МГц при сохранении значений
параметров п и т.
Несмотря на очевидные преимущества RCTL-ИМС не получили рас-
пространения из-за сложности их изготовления, так как создание идентич-
ных и стабильных емкостей методами интегральной технологии является
сложной задачей. Конденсаторы, выполненные на основе короткозамкну-
тых р-п переходов, занимают большую площадь и имеют значительный раз-
брос характеристик, что снижает степень интеграции и процент выхода год-
ных ИМС в производстве.
Расширение функциональных возможностей ИМС. Функциональные воз-
можности ИМС, как было показано выше, определяются выполняемой ло-
гической функцией, коэффициентом объединения и нагрузочной способ-
ностью элемента. Для транзисторной логики наиболее высокая нагрузоч-
ная способность достигается у TRL-ИМС (т = 8—12 и п = 4—5). Однако
часто при синтезе конкретных цифровых устройств требуется увеличение
параметра п у отдельных ИМС до 16—20, а параметр т может изменяться в
пределах 1 — 12.
Подключение к основной логической схеме расширителей позволяет
увеличивать емкость нагрузки ИМС (точка К на рис. 2.5, г), но приводит к
снижению их быстродействия.
Для увеличения нагрузочной способности в состав серии микросхем
включаются буферные ИМС, представляющие собой усилители мощности.
Для обеспечения высокого быстродействия буферного усилителя, соответ-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
ствующего быстродействию основных микросхем серии, применяется сим-
метричный транзисторный выход. Буферные усилители обеспечивают на-
грузочную способность п > 20 и работают при нагрузках Сн > 100 пФ (допусти-
мая емкостная нагрузка на основную вентильную схему обычно не превы-
шает 30 пФ). Буферная ИМС может выполнять не только усилительные, но
и логические функции за счет параллельного включения ^-транзисторов
на входе и выходе.
2.2.2. Диодно-транзисторные ИМС (DTL)
Базовые функциональные элементы (рис. 2.6) диодно-транзисторных ИМС
реализуют типовую логическую функцию И-НЕ (для положительной логи-
ки). При этом функцию И выполняют диодные группы, а функцию усили-
теля-инвертора — транзисторные схемы.
Известны две наиболее распространенные разновидности DTL-ИМС: в
первую входят ИМС с однотранзисторным усилителем на выходе, во вто-
рую — с усилителем на составном транзисторе (усилитель Дарлингтона).
Базовые элементы И-НЕ для двух указанных групп DTL-ИМС приведены
на рис. 2.6, а, б соответственно. Применение усилителя на составном тран-
зисторе позволяет снизить требования к коэффициенту усиления интег-
ральных транзисторов, а также расширить температурный диапазон работы
DTL-ИМС второй разновидности. Модифицированные DTL-ИМС со сво-
бодным коллектором позволяют простым способом реализовать двухсту-
пенчатую логическую функцию И-ИЛИ-НЕ за счет объединения коллекто-
ров выходных транзисторов.
Общим свойством описанных микросхем является использование не-
линейного режима работы активных элементов. Усилители логических схем
характеризуются надежным запиранием транзисторов в одном логическом
состоянии и насыщением транзисторов — в другом.
Режим насыщения не позволяет полностью использовать высокие час-
тотные свойства транзисторов в микросхеме, так как основная задержка
определяется длительным рассасыванием заряда при выключении насы-
Рис. 2.6. Диодно-транзисторные логические элементы DTL:
а — с усилителем на одном транзисторе; б — с усилителем на составном
транзисторе; в — функциональное обозначение элемента И-НЕ
2.2. Интегральные элементы одноступенчатой логики 41
[ценного транзистора. В связи с требованиями разработчиков цифровой
аппаратуры четвертого и пятого поколений ЭВМ остро встал вопрос о со-
здании ИМС с быстродействием более 50 МГц. Этим высоким требовани-
ям удовлетворяют ИМС с эмиттерными связями (ECL-ИМС), также разра-
ботанные в середине 1960-х гг. и имеющие высокие динамические пара-
метры [8, 13].
2.2.3. Интегральные микросхемы
с эмиттерными связями (ECL)
Особенностью микросхем транзисторной логики с эмиттерными связями
(ECL) является ненасыщенный режим работы транзисторов, что обеспечи-
вает их высокое быстродействие. Вентильная ECL-ИМС выполняется на
двух переключателях тока. Один из них, нормально открытый, реализован
на транзисторе, на базу которого подано отпирающее напряжение (/0. Уро-
вень t/0 ниже минимального уровня логической 1. Второй переключатель
тока состоит из т (по числу логических входов) транзисторов, имеющих
общие коллекторы и эмиттеры, что обеспечивает реализацию функции ИЛИ.
При отпирании любого транзистора второго переключателя тока повыша-
ется уровень напряжения на общем эмиттерном резисторе /?0 и обеспечива-
ется запирание первого переключателя тока, что приводит к формирова-
нию на выходе ^высокого уровня (логическая 1), в то время как на выходе
Y формируется низкий уровень (логический 0).
Выполнение выходных каскадов логической схемы на эмиттерных по-
вторителях (выходное сопротивление 30—50 Ом) обеспечивает большую
нагрузочную способность базового элемента (п > 10). Кроме того, при на-
личии эмиттерных повторителей смещается выходной уровень 1 элемента
на величину падения напряжения на переходе кремниевого планарного тран-
зистора ((/БЭ = 0,7—0,8 В), создавая условия для ненасыщенного режима
работы транзисторов последующей логической группы. Транзисторы вы-
ходных эмиттерных повторителей работают в ненасыщенном режиме, так
как напряжение на коллекторе всегда выше напряжения на базе и переходы
коллектор-база никогда не оказываются смещенными в прямом направле-
нии. Перепад напряжений логических уровней 1 и 0, как правило, находит-
ся в пределах 0,7—0,8 В, а помехоустойчивость составляет 0,15—0,2 В. За
счет низкого выходного сопротивления уровень помех в линиях связи меж-
ду элементами невысок, а постоянная токовая нагрузка элемента не вызы-
вает всплесков напряжения в цепях питания. Наличие двух парафазных
логических выходов в ECL-ИМС обеспечивает большую гибкость при про-
ектировании цифровых устройств (рис. 2.7).
Увеличение коэффициента объединения по входам ИЛИ осуществляет-
ся за счет подключения к базовой ECL-ИМС логического расширителя.
Однако разработчики таких микросхем стремятся избежать применения
логических расширителей, подключение которых существенно снижает
быстродействие ИМС из-за значительных паразитных емкостей, что огра-
ничивает параметр т в ECL-СИС и БИС.
Для обеспечения высокой нагрузочной способности в состав серий ECL-
ИМС включаются микросхемы с мощным выходом (рис. 2.8), обеспечива-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.7. Логический элемент с эмиттерными связями (ECL):
а — схема ИЛИ, ИЛИ-HE; б — функциональное обозначение; в — расши-
ритель функции ИЛИ
а б — функциональное обозначение
ющие п > 30 при Сн > 100 пФ. Возможна реализация ECL-ИМС, выходной
каскад которой выполнен в виде повторителя со свободным эмиттером.
Такая реализация выхода позволяет подключать в качестве нагрузки мик-
росхемы с различными входными сопротивлениями. Это обеспечивает рас-
ширение логических возможностей по ИЛИ за счет объединения выходов
ИМС без применения логических расширителей [1, 13].
В качестве ЛЭ, дополняющих функциональные возможности типовых
ECL-ИМС, ряд фирм применяют ИМС эмиттерной функциональной ло-
гики (EFL). Их особенностью является применение многоэмиттерных тран-
зисторов, реализующих безынверсную функцию (рис. 2.9). Применение в
качестве выходного каскада элемента многоэмиттерного транзистора по-
зволяет осуществлять соединение типа проводное ИЛИ и обеспечивает рас-
параллеливание нагрузки.
Комбинация элементов EFL (функции И) с элементами ECL (функции
ИЛИ-HE), которые хорошо согласуются в кристалле технологически и элек-
трически, позволяет создавать узлы БИС с минимумом активных компо-
нентов и более высоким функциональным быстродействием [13].
Большая потребляемая мощность элементов ECL является главным пре-
пятствием к росту степени интеграции ECL-БИС, которая практически не
может превысить 1000 вентилей в кристалле. При этом мощность рассеива-
2.2. Интегральные элементы одноступенчатой логики
Рис. 2.9. Логический элемент EFL:
а — схема элемента И; б — функциональ-
ное обозначение
Уз-4—н-г2
У] =у].у2.у3= у2
б
ния на кристалле может достигнуть 5—10 Вт, что потребует применения
специальных конструктивных решений и систем охлаждения аппаратуры.
Такими решениями могут быть теплоотводящие платы, радиаторы, охлаж-
дающие жидкости и вентиляторы обдува, что значительно снизит эффект
микроминиатюризации от внедрения БИС. Небольшой перепад логичес-
ких уровней, требование коротких фронтов сигналов в ECL-ИМС обуслов-
ливают необходимость согласования волновых сопротивлений линий ме-
жэлементных связей и нагрузок на элементы в зависимости от числа под-
ключенных входов путем включения дополнительных резисторов на выходах
ECL-ИМС.
Важнейшее преимущество ECL-ИМС — наибольшее быстродействие по
сравнению со всеми другими видами микросхем, а также высокая помехоза-
щищенность благодаря значительным рабочим токам в цепях передачи ин-
формации определяют повсеместное применение ИМС и СИС в процессо-
рах суперЭВМ с быстродействием до 100 млн. операций/с и более [13, 14].
2.2.4. Интегральные элементы
инжекционной логики (И2Л)
Логические элементы инжекционной логики реализуются на основе тран-
зисторных структур р-п-р-п. Базовые элементы инжекционной или совме-
щенной транзисторной логики (Integrated Injection Logic), обозначаемые
И2Л, характеризуются наличием общей центральной области в полупровод-
нике и постоянной связью через заряд между током и напряжением в лю-
бом узле инжекционной схемы [3, 10]. Типовой И2Л-вентиль содержит
транзисторную структуру п-р-п, включенную по схеме с общим эмитте-
ром и выполняющую роль выходного инвертирующего усилителя, а также
дополняющую транзисторную структуру р-п-р, включенную по схеме с
общей базой и служащую для инжекции тока в базу выходного усилителя
(рис. 2.10). Эти транзисторы в многоступенчатой логической схеме совме-
щаются в объеме полупроводника, причем база транзистора р-п-р есть эмит-
тер транзистора п-р-п, а коллекторы транзисторов р-п-р есть базовые обла-
сти транзисторов п-р-п.
В отличие от TTL- и ECL-ИМС, где эпитаксиальная пленка является
коллекторной областью отдельных транзисторов, в И2Л-ИМС эпитакси-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.10. Логические элементы инжек-
ционной логики (И2Л):
а, б — схема инвертора и ее функциональное
обозначение; в, г — схема ИЛИ-HE и ее фун-
кциональное обозначение; д, е — схема И-НЕ
и ее функциональное обозначение
2.2. Интегральные элементы одноступенчатой логики
альная пленка /2-слоя (с //-подложкой или скрытым //-слоем в //-подложке)
служит общим эмиттером всех инвертируемых транзисторных усилителей
инжекционной БИС. Поэтому многоэмиттерные транзисторы в И2Л-ИМС
включены инверсно, работают в режимах слабых токов и осуществляют
необходимое разветвление инжектируемого тока между вентилями, так как
вход каждого последующего каскада схемы связан с одним коллекторным
выходом предыдущего инвертирующего усилителя. Это достигается за счет
применения в И2Л-ИМС многоколлекторных инвертирующих усилителей.
Все эти факторы являются одной из важнейших причин высокой плотнос-
ти упаковки элементов инжекционных микросхем на кристалле и низкой
удельной мощности на вентиль.
Типовые многовходовые И2Л-вентили с логикой ИЛИ-HE и И-НЕ при-
ведены на рис. 2.10, в—е. Функция ИЛИ организуется объединением кол-
лекторов выходных инвертирующих транзисторов, а функция И — подачей
инверсных управляющих сигналов на входе и подключением дополнитель-
ного инвертирующего усилителя на выходе логической схемы.
Работа инжекционной микросхемы может быть рассмотрена на основе
логического вентиля ИЛИ-HE (рис. 2.10, в, г). При уровнях логического 0
на входах X,, Х2 ток инжектора через многоколлекторный транзистор VT3 не
сможет поступить в базы транзисторов VT\ VT2 они останутся запертыми,
что приведет к формированию на выходе вентиля (и К) уровня 1. При
поступлении логической 1 на любой из входов (это соответствует режиму
запирания транзистора предшествующего каскада) инжектируемый ток че-
рез соответствующий коллектор транзистора VT. поступит в базу транзи-
стора схемы ИЛИ-HE (при Х2 = 1 ток поступит в базу транзистора VTJ)
и откроет его, что приведет к формированию логического 0 на выходах
Yx = Y2 = 0. Логика работы схемы И-НЕ (рис. 2.10, д, е) может быть рас-
смотрена читателем самостоятельно.
Быстродействие переключения инжекционных микросхем определяется
в первую очередь током инжектора, увеличение которого до определенного
значения позволяет уменьшить задержку срабатывания вентиля. Однако при
значительном увеличении тока инжектора из-за накопления больших избы-
точных зарядов в активных областях и, в основном, в эпитаксиальном слое
(общие эмиттеры инвертирующих, логических транзисторов) задержка сра-
батывания резко возрастает.
При малых токах инжектора быстродействие в большей мере зависит от
паразитных емкостей и емкостей транзисторных переходов И2Л-микросхе-
мы, а фактор качества микросхем (произведение мощности на задержку)
является постоянной величиной:
Ргср= иСнЬи/а„,
где Р — мощность вентиля; тср — задержка срабатывания вентиля; U ~
напряжение питания; Сн — емкость нагрузки; ДС/ — перепад логических
уровней; аи — коэффициент усиления инжекторного транзистора.
Пути повышения быстродействия реализуются при уменьшении гео-
метрических размеров транзисторов, повышении их качества — увеличе-
нии коэффициентов усиления, а также при создании И2Л-ИМС с неболь-
шими логическими перепадами уровней сигналов. Последнее обеспечива-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.П. Схема быстродей-
ствующего элемента И2Л с
диодами Шотки (функция И-
НЕ) (а) и его функциональное
обозначение (6)
ется за счет применения диодов Шотки, включенных последовательно между
выходом одного логического каскада и входом другого, что позволяет сни-
зить логический перепад в 2—3 раза. С диодами Шотки инвертирующий
усилительный транзистор может быть выполнен с одним коллектором, так
как выходные аноды диодов Шотки с общим катодом будут выполнять фун-
кцию многоколлекторного развязывающего транзистора. Вариант включе-
ния диодов Шотки приведен на примере инвертора (рис. 2.11).
Одним из эффективных путей повышения быстродействия И2Л-ИМС
является применение диодов Шотки для шунтирования коллекторных пе-
реходов инвертирующих и усилительных п-р-п транзисторов (C3L). Инжек-
ционные ИМС с шунтирующими и развязывающими диодами Шотки на-
зывают комплементарными логическими микросхемами с переключением по-
стоянного тока. Совместное применение И2Л- и С3Ь-логических вентилей
в составе БИС позволяет добиться высокого быстродействия в критических
узлах (схемы формирования переноса в АЛУ, дешифраторы ЗУ и т. п.) и
малой площади за счет применения конструктивно простых И2Л-вентилей
в основной массе узлов БИС. При этом обеспечивается простота электри-
ческого и топологического сопряжения И2Л- и С3Ь-вентилей в одном кри-
сталле |3, 13].
Важной проблемой проектирования БИС на инжекционных элементах
является обеспечение необходимой помехоустойчивости. Типовые И2Л-вен-
тили имеют низкую помехоустойчивость к запирающим помехам (менее
0,1 В), что и предопределило их использование преимущественно во внут-
ренних узлах БИС. Для повышения помехоустойчивости во входных каска-
дах БИС успешно применяют вентили с несколькими включенными после-
довательно базовыми диодами Шотки (помехоустойчивость к запирающим
помехам увеличивается в 2—3 раза).
Инжекционные элементы допускают практически наивысшую плотность
компоновки биполярных БИС (СБИС), позволяют применять двухуровне-
вую и одноуровневую металлизацию и достаточно простые схемы согласо-
вания с TTL- и ECL-вентилями в пределах одного кристалла. Особенности
построения схем согласования И2Л-вентилей с другими логическими эле-
ментами биполярной, МДП- и КМОП-логики будут подробно рассмотре-
ны ниже.
Разновидность биполярных ИМС инжекционной логики представляет
большой интерес для разработки микропроцессорных БИС. Если первые
такие БИС фирмы «Texas» серии SBP-0400 содержали около 1500 эквивален-
тных вентилей на 4-разрядный процессор, работали на частоте около 1 МГц
при средней задержке на вентиль порядка 40 нс, то последующие реали-
зации 16-разрядных БИС по инжекционной технологии той же фирмы
2.3. Интегральные элементы двухступенчатой логики
(микро-ЭВМ TMS 9445) и фирмы «Fairchild» содержат в одном кристалле
до 6 тыс. эквивалентных вентилей, работают на частотах до 5 МГц при
средней задержке на И2Л-вентиль примерно 6 не [13, 14, 16].
2.3. Интегральные элементы
двухступенчатой логики
По схемотехнической реализации ЛЭ двухступенчатой логики, выполняе-
мые на биполярных транзисторах, подразделяются на диодно-транзисторные
(DTL-2); транзисторно-транзисторные (TTL); транзисторно-транзисторные
с диодами Шотки (TTL-S); транзистор-транзисторно-транзисторные (T-TTL).
2.3.1. Диодно-транзисторные ИМС (DTL-2)
На рис. 2.12 приведена схема функционального элемента диодно-транзис-
торной логики, реализующая двухступенчатую функцию И-ИЛИ-НЕ. Реа-
лизация логической операции И и ИЛИ в микросхемах DTL-2 осуществля-
ется на диодах, а операция НЕ выполняется на транзисторном усилителе-
инверторе. Для увеличения логических возможностей по входам И и ИЛИ
применяются специальные расширители функций И и ИЛИ.
На смену диодно-транзисторным пришли более совершенные ИМС тран-
зисторно-транзисторной логики.
Рис. 2.12. Элемент двухступенчатой логики (DTL = 2):
а — схема элемента И-ИЛИ-НЕ; б — функциональное обозначение
2.3.2. Транзисторно-транзисторные ИМС (TTL)
Разработка технологии изготовления многоэмиттерного транзистора (МЭТ)
послужила определяющим фактором в создании ряда серий ИМС транзис-
торно-транзисторной логики. Многоэмиттерный транзистор представляет
собой интегральный элемент, объединяющий преимущества диодных логи-
ческих схем и транзисторного усилителя.
Повторяя структуру диодно-транзисторных ИМС, транзисторно-тран-
зисторные (рис. 2.13) позволили значительно увеличить быстродействие
(до 20 МГц), повысить уровень помехоустойчивости ([/ = 0,7 В), снизить
потребляемую мощность.
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
б
Рис. 2.13. Транзисторно-транзистор-
ный логический элемент (TTL):
а — схема элемента И-ИЛ И-НЕ; б — функ-
циональное обозначение
Выходные усилители TTL-микросхем с симметричным транзисторным
выходом обеспечивают высокую нагрузочную способность базовой схемы
{п = 10) при значительных емкостях нагрузки (Сн = 100 пФ). При проекти-
ровании аппаратуры на TTL-микросхемах необходимо учитывать, что их
выходные каскады в динамическом режиме потребляют мощность в 2—3 раза
больше, чем в статическом режиме. Это объясняется появлением значи-
тельных импульсных токов на фронтах сигналов.
В состав существующих серий TTL-ИМС входит широкий функцио-
нальный набор микросхем. Разработка и выпуск TTL-ИМС осуществляют-
ся практически во всех странах, освоивших производство микросхем, с на-
чала 1970-х гг. до настоящего времени. Большой интерес разработчиков к
этой серии приводит к постоянной модернизации TTL-ИМС за счет при-
менения схемотехнических и технологических усовершенствований.
Одним из наиболее важных достижений в технологии изготовления TTL-
ИМС явилось применение диодов Шотки, включение которых между ба-
зой и коллектором транзисторов позволило резко повысить быстродействие
за счет устранения режима насыщения транзисторов. Диод Шотки имеет
простую технологическую реализацию, так как образуется в месте контакта
кремния л-типа с металлизацией (к коллекторной области транзистора) и
имеет небольшие размеры. Обычно структуру диода Шотки со связанными
с ним коллектором и базой транзистора называют транзистором Шотки.
Схема типового TTL-вентиля приведена на рис. 2.14, а, она практически
полностью повторяет конфигурацию TTL-вентиля, но имеет в 2—3 раза
большее быстродействие.
Дальнейшее совершенствование схемотехники TTL с диодами Шотки
привело к созданию разработчиками фирмы «Texas» модификации диодно-
транзисторных маломощных ИМС с транзисторами Шотки и логическими
диодами Шотки на входе. Схема такого элемента И-НЕ, получившего на-
звание маломощного TTL-элемента с транзисторами Шотки, приведена на
рис. 2.14, б. Ее особенность состоит в том, что за счет применения быстро-
действующих диодов Шотки с малым падением напряжения на переходе в
открытом состоянии входные многоэмиттерные транзисторы традиционных
TTL-ИМС заменены диодными вентильными сборниками, что позволило
уменьшить площадь вентиля на кристалле при сохранении высокого быстро-
действия. Потребляемая мощность таких вентилей в 5—10 раз меньше. Этот
фактор обеспечил широкое применение маломощных TTL-элементов с дио-
дами Шотки в целом ряде БИС фирм «Texas» и «Fairchild» [8, 13, 14].
2.3. Интегральные элементы двухступенчатой логики
Рис. 2.14. Быстродействующие TTL-элементы с диода-
ми Шотки:
а — типовая схема элемента И-НЕ (TTLUI); б — схема мало-
мощного элемента И-НЕ (TTLLLI) со свободным коллектором;
в — функциональное обозначение
Совершенствование технологических приемов, размеров транзисторов
и методов проектирования позволили достигнуть для ТТЬШ-ИМС задерж-
ку 1—2 нс на вентиль, что соответствует уровню ECL-ИМС при меньшей в
2—3 раза потребляемой мощности на вентиль.
2.3.3. Транзистор-транзисторно-транзисторные ИМС
(T-TTL)
Микросхемы транзистор-транзисторно-транзисторной логики относятся к
разряду логических микросхем, выполненных на основе модернизации ти-
повых TTL-ИМС. На рис. 2.15 приведена базовая схема элемента T-TTL,
реализующая двухступенчатую логическую функцию с запретом НЕ, И-ИЛИ.
Логическая операция И с запретом выполняется на транзисторах,
управляемых по базе и эмиттеру, а функция ИЛИ реализуется на МЭТ.
В схемах с большим числом входов ИЛИ увеличивается число эмиттеров у
Рис. 2.15. Базовый логический
элемент T-TTL:
а — схема элемента НЕ, И-ИЛИ;
б — функциональное обозначение
50 Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
МЭТ, но число МЭТ не изменяется. Это создает определенные технологи-
ческие преимущества T-TTL-элементов перед сложными TTL-элементами,
у которых числа МЭТ всегда равно числу входов ИЛИ. Наличие запрещаю-
щего входа по эмиттеру в схеме И открывает новые возможности при пост-
роении цифровых устройств на основе совместного использования T-TTL-
и TTL-элементов, которые имеют электрическое согласование.
В ряде случаев T-TTL-элементы полностью заменяют TTL, позволяя
более экономично реализовать сложные функциональные узлы. Например,
функция суммы полного одноразрядного сумматора выполняется на двух
базовых элементах НЕ, И-ИЛИ на два входа, так как каждая из них выпол-
няет функцию ИЛИ-ИЛИ.
Существование прямых и инверсных входов в T-TTL-элементы позво-
ляет увеличить их нагрузочную способность за счет одновременной работы
на группы входов разного вида. Действительно, прямые входы (базы тран-
зисторов) являются потребителями тока, а инверсные входы — источника-
ми тока для выходного усилителя T-TTL-элемента (см. рис. 2.15). Поэтому
в состоянии логической 1 (высокий уровень на выходе) схема будет отда-
вать ток, а в состоянии логического 0 — потреблять ток от нагрузки. По-
скольку ток одного прямого входа в /? раз меньше тока, потребляемого от
инверсного входа, то суммарный ток нагрузки выхода в состоянии логичес-
кой 1 мал и не снижает высокого уровня на выходе T-TTL-элемента.
Недостатками T-TTL-элементов считают низкий уровень статической
помехоустойчивости и увеличенное время задержки переключения при уп-
равлении по прямому (базовому) входу элемента НЕ, И.
Существует другая модификация T-TTL-элементов без использования
базовых входов. В качестве примера на рис. 2.16 приведена схема элемента,
выполняющего функцию И-ИЛИ. Особенность схемы — выполнение фун-
кций как ИЛИ, так и И на многоэмиттерных транзисторах. Поступление
логической 1 на все входы МЭТ схемы И (например, на входы Х2) при-
ведет к отпиранию коммутирующего транзистора VT2. Транзистор УТ5 бу-
дет отперт, а выходной усилитель заперт, и на выходе Yсформирован уро-
вень логической 1. При запирании ИГ4 отпирается коммутирующий тран-
зистор УТ. и вновь на выходе Y будет уровень логической 1. Управление
элементами по входу ИЛИ осуществляется сигналом с уровнем логическо-
го 0. Диоды в эмиттерных цепях коммутирующих транзисторов обеспечи-
нальное обозначение
2.4. Логические элементы на полевых транзисторах
вают необходимый уровень помехоустойчивости по входам И. Потребляе-
мая мощность схемы И модифицированного элемента T-TTL-M1 в несколько
раз меньше мощности схемы И элемента TTL, имеющего аналогичный
выходной усилитель.
На основе элемента T-TTL-M1, выполняющего функцию И-ИЛИ, удобно
реализуется операция формирования переноса в сумматоре
Р = АБ+ВС + АС.
Для этой цели потребуется один элемент T-TTL-M1, выполняющий функцию
2И-ЗИЛИ, вместо одного элемента 2И-ЗИЛИ-НЕ и одного инвертора TTL.
Упрощенная схема элемента T-TTL-M1, выполняющая функцию И, в
которой имеется МЭТ схемы И с одним коммутирующим транзистором и
отсутствует МЭТ схемы ИЛИ, позволяет строить дешифраторы без приме-
нения дополнительных инвертирующих элементов, как это имеет место в
схемах И-НЕ (TTL). Выполнение схемы И на основе МЭТ позволяет также
увеличить число логических входов путем увеличения числа эмиттеров, что
выгодно отличает элемент T-TTL-M1 от T-TTL.
Совместное применение МЭТ для схем И, а также транзисторных схем
НЕ, И, имеющих прямой и запрещающий входы, т. е. сочетание логичес-
ких возможностей элементов T-TTL и T-TTL-M1, позволяет создавать дру-
гие модификации элемента, выполняющего функцию НЕ, И-ИЛИ [1].
На основе элемента T-TTL может быть выполнена экономичная схема
однофазного D-триггера с прямой записью кода.
Элементы T-TTL совместно с элементами TTL обеспечивают высокую
гибкость проектирования и построение экономичных схем цифровых узлов.
В заключение отметим основные положительные качества элементов T-TTL:
• наличие прямых и инверсных входов позволяет исключить ряд проме-
жуточных инверторов при реализации сложных функций;
• простота реализации триггеров однофазного типа, которые обеспечивают
уменьшение числа входов, выходов и коммутационных связей при созда-
нии БИС (см. гл. 3);
• обеспечивается двойная нагрузочная способность при работе на прямые и
инверсные входы схем НЕ, И-ИЛИ одновременно;
• существенное снижение потребляемой мощности в схемах НЕ, И-ИЛИ с
большим числом входов по ИЛИ;
• обеспечивается электрическое согласование с элементами TTL-ИМС и
создание экономичных цифровых узлов при совместном использовании
TTL- и T-TTL-ИМС;
• значительно снижается потребляемая мощность T-TTL-элементов и по-
вышается быстродействие при использовании диодов Шотки.
2.4. Логические элементы
на полевых транзисторах
Полевые транзисторы обеспечили в начале 1970-х гг. создание БИС и СБИС.
Известны полевые транзисторы с МДП-структурой и управляющими р-п-пе-
реходами [8, 9]. Широкое практическое применение при разработке логи-
ческих схем получили полевые транзисторы с МДП-структурой. Основу
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
МДП-транзистора составляет пластина полупроводника p-типа (для «-ка-
нального транзистора), в которой созданы две сильнолегированные «+-об-
ласти, снабженные металлическим контактом. Один из этих контактов име-
нуется истоком, а другой (к которому текут электроны) — стоком. На по-
верхности пластины находится слой изолятора, покрытый металлической
пленкой (контакт затвора). Если в такой конструкции менять напряжение
между затвором и стоком, то проводимость канала между двумя «+-облас-
тями будет меняться, и, следовательно, будет меняться и величина тока при
условии, что подано напряжение на сток.
Таким образом, аббревиатура МДП означает, что канал между истоком
и стоком образован с помощью структуры металл—диэлектрик—полупро-
водник. Наиболее распространенным диэлектриком (изолятором) является
оксид кремния. Поэтому вместо МДП часто применяют другое название:
МОП-транзистор (металл—оксид—полупроводник, на английском языке —
MOS). МДП-транзистор также называют полевым транзистором с изоли-
рованным затвором.
Различают два типа МДП-транзисторов: со встроенным и индуциро-
ванным каналами.
Отличительной особенностью первых является то, что в них ток между
стоком и истоком может протекать при нулевом напряжении между затво-
ром и истоком, т. е. проводящий канал существует и при £/и = 0. Тогда при
> 0 ток возрастает, а при £/зи < 0, т. е. при отрицательном напряжении на
затворе относительно истока, ток через транзистор уменьшается. В резуль-
тате, при определенном напряжении между затвором и истоком транзистор
запирается, и ток через него практически не течет (канал проводимости
практически отсутствует). О таких транзисторах говорят, что они могут ра-
ботать в двух режимах: в режиме обогащения и в режиме обеднения канала
носителями (в первом случае число носителей увеличивается, во втором —
уменьшается). Данные МДП-транзисторы, наряду с полевыми транзисто-
рами с управляемым ^-«-переходом, наиболее удобны для применения в
схемах аналогового типа, например, в схемах, работающих в линейном (уси-
лительном) режиме. В МДП-транзисторах с индуцированным каналом ток
между истоком и стоком отсутствует при £/зи = 0. И для того чтобы транзи-
стор открыть (отпереть), на его затвор необходимо подать определенное
напряжение £/зи > £/иор, где £/пор — напряжение порога, т. е. такое напряже-
ние, при котором между истоком и стоком возникает проводящий канал.
При дальнейшем увеличении напряжения UM сопротивление проводящего
канала уменьшается, и ток через транзистор увеличивается. Проводящий
канал возникает вследствие того, что под затвором, т. е. на поверхности
полупроводника p-типа, при Ци > Цюр возникает индуцированный, т. е.
наведенный электрическим полем слой (инверсионный слой) с проводи-
мостью п типа. Последний соединяет две «+-области (образуется проводя-
щий канал), и между стоком и истоком потечет ток, при условии, что на
сток подано положительное напряжение относительно истока. Пользуясь
терминологией обогащения или обеднения канала носителями, можно ска-
зать, что МДП-транзисторы с индуцированным каналом могут работать
только в режиме обогащения канала носителями. Согласно описанной ло-
гике работы МДП-транзисторы с индуцированным каналом более удобны
2.4. Логические элементы на полевых транзисторах
для применения в импульсных схемах и в цифровых ИС, т. е. в схемах,
работающих по принципу «Включено» и «Выключено» (режим ключа). По-
этому все дальнейшее внимание будет уделено только МДП-транзисторам с
индуцированным каналом. Следует отметить, что МДП-транзисторы со встро-
енным и с индуцированным каналом имеют и разное схемное обозначение,
кстати, более неудобное в начертании для МДП-транзисторов с индуциро-
ванным каналом. И особенно это неудобство проявляется при прорисовке
сложных схем в составе книги, где требуется компактная реализация ри-
сунка. В связи с этим в данной книге, с учетом упрощения исполнения
рисунков схем, за основу МДП-транзистора с индуцированным каналом
принято обозначение МДП-транзистора со встроенным каналом как более
простое в начертании5.
В отличие от биполярных транзисторов, управляемых током, полевые
транзисторы по принципу действия являются аналогами электронных ламп,
так как управляются напряжением. На рис. 2.17, я, б приведено условное
графическое обозначение МДП-транзистора. Как правило, исток служит
точкой, относительно которой измеряются потенциалы других точек при-
бора. Исток можно считать аналогом эмиттера в биполярном транзисторе,
затвор является точкой приложения управляющего напряжения (аналог базы
в биполярном транзисторе или сетки в электронной лампе), а сток является
выходом прибора (аналог коллектора биполярного транзистора или анода в
лампе).
Подавая на затвор МДП-транзистора напряжение различного уровня,
можно модулировать сопротивление канала сток-исток, т. е. изменять зна-
чения тока в канале при постоянном напряжении на стоке. Различают
МДП-транзисторы двух типов проводимости: р- и «-типа. МДП-транзисто-
ры p-типа отпираются при отрицательном, а «-типа — при положительном
смещении напряжения затвора относительно истока.
Логические схемы на МДП-транзисторах p-типа с заземленным исто-
ком требуют отрицательного напряжения питания (схемы отрицательной
логики). Логические схемы на МДП-транзисторах «-типа с заземлением
требуют положительного питающего напряжения (схемы положительной
логики). При построении логических элементов на основе дополняющих
МДП-транзисторов с каналами р- и «-типов (КМДП-ИМС) возможно со-
здание схем как положительной, так и отрицательной логики.
Сток Сток Сток Сток
Исток Исток Исток Исток
а б в г
Рис. 2.17. Условное графическое обозначение МДП-транзисторов:
а — p-типа и б — я-типа (встроенный канал); в — p-типа и г — я-типа
(индуцированный канал)
5 Авторы считают, что в книге такое отступление в прорисовке транзисторов допустимо,
поскольку известны литературные источники с аналогичным подходом [95].
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
а б в г
Рис. 2.18. Схемы инверторов на МДП-транзисторах:
а — я-типа; б — p-типа; в, г — р- и /7-типа
На рис. 2.18 приведены четыре варианта выполнения простейших
элементов — инверторов на МДП-транзисторах: «-типа (рис. 2.18, а), р-типа
(рис. 2.18, б) и на дополняющих транзисторах (рис. 2.18, в, г). Для схем
на дополняющих транзисторах полярность логики зависит от последова-
тельности включения транзисторов р- и «-типов. Если транзистор «-типа
непосредственно подключен к общей шине, а транзистор р-типа — к ис-
точнику питания (см. рис. 2.18, г), то элемент работает в режиме поло-
жительной логики (уровню логической 1 соответствует U, а уровню ло-
гического 0 соответствует 0 источника питания). Если транзистор р-типа
непосредственно подключен к общей шине, а транзистор «-типа — к ис-
точнику питания, то элемент работает в режиме отрицательной логики (уров-
ню логической 1 соответствует — £/, а уровню логического 0 соответствует
О источника питания).
В логических схемах на МДП-транзисторах одного типа проводимости
нагрузкой является нормально открытый МДП-транзистор6 *. В этом случае
затвор транзистора-нагрузки подключается к источнику напряжения сме-
щения С/см, который, как правило, имеет более высокий (по абсолютной
величине) уровень напряжения, чем коммутируемое напряжение логичес-
кой схемы. Однако возможно подключение затвора непосредственно к ис-
точнику питания логической схемы.
В дальнейшем для простоты описания логических схем на МДП-тран-
зисторах будем рассматривать схемы с одним источником питания.
Известны три разновидности схем на МДП-транзисторах: статического,
квазистатического и динамического действия.
Необходимо отметить, что схемы квазистатического и динамического
действия, использующие специфические свойства МДП-транзисторов —
сверхвысокое входное сопротивление (Лвх > 1012 Ом) и способность пара-
зитной емкости затвора длительное время сохранять заряд и уровень на-
пряжения на затворе, наиболее широко используются при построении триг-
герных схем для регистровых и счетных устройств.
Ниже будут подробно рассмотрены схемы логических элементов стати-
ческого и динамического действия на МДП-транзисторах «-типа и на до-
полняющих транзисторах. Схемы квазистатического действия подробно будут
рассмотрены при описании триггеров (см. гл. 3).
6 МПД-транзистор в таком режиме выполняет роль резистора. Это делается по техничес-
ким соображениям.
2.4. Логические элементы на полевых транзисторах
2.4.1. Логические элементы
на одноканальных МДП-структурах
В конце 1970-х гг. был практически полностью осуществлен переход на
применение «-канальных МДП-структур для проектирования БИС и СБИС
при использовании транзисторов одной структуры.
Первые достижения микроэлектроники при создании МДП-ИМС и БИС
связаны с развитием р-канальной технологии, где уже к середине 1970-х гг.
был достигнут уровень интеграции до 104 транзисторов в кристалле. Одна-
ко с распространением р-МДП-ИМС и БИС резче стали проявляться
недостатки р-канальных схем: высокие (по модулю) напряжения питания
(—12---27 В), невысокое быстродействие (менее 1 МГц); значительная
потребляемая мощность в статическом режиме (5—10 мВт/вентиль) и слож-
ность согласования с биполярными ИМС, где типовые напряжения пита-
ния +3 — +5 В. По этой причине интенсивное совершенствование МДП-
технологии шло в направлении создания «-канальных и КМДП-элементов.
Логические элементы на полевых МДП-транзисторах «-типа, обладая
более высоким быстродействием и крутизной передаточной характеристи-
ки, позволяют обеспечить единый номинал питающего напряжения +5 В,
как у биполярных TTL- и TTLUI-элементов. По этой причине все основ-
ные разновидности логических МДП-элементов статического, квазистати-
ческого и динамического действия будут рассмотрены на одноканальных
МДП-транзисторах «-типа.
Основные принципы построения логических схем статического действия
на МДП-транзисторах одной структуры во многом соответствуют принци-
пам построения транзисторных логических схем с непосредственными свя-
зями (DCTL). Так, для построения многовходового вентиля ИЛИ-HE к
одному нагрузочному МДП-транзистору подключаются стоки т логичес-
ких транзисторов, а их истоки — к общей шине. На рис. 2.19, а приведена
схема вентильного элемента ИЛИ-HE на два входа, содержащая один на-
грузочный транзистор и два логических. Ограничение параметра «*или (ко-
эффициент объединения по входу) такой схемы определяется снижением
уровня логической 1 на входе за счет падения напряжения на нагрузке от
суммарного тока утечки /0 цепи сток-исток всех т входных МДП-транзис-
торов. Поскольку ток /0 МДП-транзисторов достаточно мал, то параметр т
логической схемы может достигать 10 и выше.
Обладая сверхвысоким входным сопротивлением по затвору, МДП-тран-
зистор обеспечивает построение ЛЭ с очень высокой нагрузочной способ-
ностью (« > 20). Нагрузочная способность МДП-ИМС «-типа ограничива-
ется лишь снижением быстродействия с ростом числа нагрузок, так как
увеличивается постоянная времени заряда паразитной емкости нагрузки Сн
током, протекающим через нагрузочный МДП-транзистор.
Интегральная технология МДП-структур позволяет использовать пос-
ледовательное (ярусное) включение МДП-транзисторов, когда в цепь меж-
ду нагрузкой и общей шиной включен не один, а два, три или четыре
МДП-транзистора по схеме И. В этом случае исток нижнего логического
МДП-транзистора подключается к общей шине, а его сток — к истоку
вышестоящего и т. д.
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.19. Логические эле-
менты на транзисторах
л-типа:
а — схема элемента ИЛИ-НЕ;
б — схема элемента И-НЕ
Путь току через нагрузку к общей шине открывается лишь в том случае,
если будут открыты МДП-транзисторы всех ярусов. На рис. 2.19, а, бдвухвхо-
довые схемы И-НЕ и ИЛИ-HE имеют высокую нагрузочную способность п,
но параметр значительно уступает параметру «?И1И (обычно тИ < 4).
Это объясняется тем, что при увеличении числа ярусов схемы И требуются
МДП-транзисторы с более высокой крутизной, чем в схемах ИЛИ-HE, для
сохранения одинакового суммарного сопротивления последовательно вклю-
ченных транзисторов. Кроме того, ярусное включение транзисторов услож-
няет топологию и снижает степень интеграции МДП-ИМС и-типа. Вместе с
тем ярусное включение позволяет создавать ЛЭ, обладающие большей гиб-
костью, чем биполярные, при построении сложных функциональных узлов.
Для получения высокой нагрузочной способности сложных МДП-ИМС
в схемы вводятся специальные буферные усилители на мощных МДП-тран-
зисторах, обеспечивающие работу на большую емкостную нагрузку. Буфер-
ные усилители реализованы так, что выход микросхемы выполнен аналогич-
но симметричному выходу транзисторно-транзисторных ИМС. В таких ИМС
перезаряд емкости осуществляется всегда через открытый МДП-транзистор.
На рис. 2.20 приводятся варианты w-канальных МДП-ИМС, выполняю-
щих двухступенчатые логические функции типа И-ИЛИ-НЕ. Эти ИМС за
счет ярусного и параллельного включения транзисторов имеют только одну
ступень задержки тр на преобразование информации, что соответствует
биполярным элементам одноступенчатой логики. Таким образом, за счет
У=(%1 + У>)-(Л3 +%4) Y=XrX2 + X3 Y= ХГ(Х2 +Х4) + Х3
а б в
Рис. 2.20. Элементы двухступенчатой логики на транзисторах «-типа
2.4. Логические элементы на полевых транзисторах
гибкости проектирования сложных логических структур на МДП-транзис-
торах обеспечивается более высокое функциональное быстродействие (число
каскадов задержки сигнала на функцию) по сравнению с ЛЭ на биполяр-
ных транзисторах.
С ростом степени интеграции транзисторов в МДП-ИМС встал вопрос
о снижении потребляемой мощности на вентиль, которая у МДП-ИМС на
транзисторах /7-типа довольно значительная (1 — 10 мВт/вентиль). Сниже-
ние мощности за счет увеличения сопротивлений МДП-транзисторов в цепях
нагрузки приводит к снижению быстродействия (до 50—100 кГц) и сужает
область применения МДП-БИС. Значительное уменьшение потребляемой
мощности при высоком быстродействии достигается в ИМС на дополня-
ющих (комплементарных) МДП-транзисторах. Логические элементы на
/7-МДП-транзисторах динамического действия рассмотрены в разд. 2.6.
2.4.2. Логические элементы
на дополняющих МДП-транзисторах
Основные свойства ЛЭ на дополняющих МДП-транзисторах (КМДП-ИМС),
выгодно отличающие их от ИМС на МДП-транзисторах /г-типа:
• малая потребляемая мощность в статическом режиме (микроватты);
• высокое быстродействие;
• высокая помехоустойчивость за счет большого перепада уровней сигна-
лов логических 1 и 0;
• новые логические возможности за счет взаимодополняющих структур;
• высокая нагрузочная способность (п > 20).
Логические КМДП-элементы отличаются тем, что для каждого логичес-
кого входа необходимо применять транзистор /7-типа и связанный с ним по
затвору транзистор //-типа.
На основе КМДП могут быть построены элементы ИЛИ-HE положи-
тельной логики при параллельном включении транзисторов /7-типа и пос-
ледовательном включении транзисторов //-типа и элементы ИЛИ-HE отри-
цательной логики при параллельном включении транзисторов p-типа и пос-
ледовательном включении транзисторов /7-типа.
Для построения элемента ИЛИ-HE на т входов потребуется последова-
тельное (ярусное) включение т транзисторов p-типа и параллельное вклю-
чение т транзисторов /7-типа (положительная логика). Обычно коэффици-
ент объединения по входу т < 4. Соответственно, для выполнения элемента
И-НЕ на /и-входов потребуется ярусное включение т-транзисторов п-типа
и параллельное включение /и-транзисторов //-типа (положительная логика).
На рис. 2.21 приведены двухвходовые элементы ИЛИ-HE и И-НЕ по-
ложительной логики на КМДП. Рассмотрим подробнее работу элемента
ИЛИ-НЕ.
При поступлении на вход Х1 логической 1 (напряжение, близкое к +(/)
открывается транзистор /7-типа, а связанный с ним по затвору транзистор
//-типа запирается. На выходе формируется уровень логического 0, близкий
к потенциалу общей шины. Когда на входы Х} и Х2 поданы одинаковые
уровни логического 0, то оба транзистора /7-типа запираются, и отпираются
оба транзистора //-типа, что приводит к формированию на выходе уровня
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Y=X{ + X2 Y=XxX2
а б
Рис. 2.21. Логические элементы на комплементарных МДП-транзисторах:
а — схема элемента ИЛИ-HE; б — схема элемента И-НЕ
логической 1, близкого к +1/. Так как в состоянии У= 0 открыт транзистор
«-типа, а в состоянии Y = 1 открыты транзисторы p-типа, перезаряд емко-
сти нагрузки всегда осуществляется через открытый МДП-транзистор.
Поскольку в статическом состоянии транзисторы п- и p-типов не могут
быть отперты одновременно, статическая мощность равна напряжению ис-
точника питания, умноженному на ток утечки закрытого прибора. Эта мощ-
ность составляет 0,1 — 1 мкВт/вентиль. Динамическая мощность КМДП-БИС
значительно больше, но это имеет место лишь при перезаряде паразитных
емкостей нагрузки во время действия фронта импульса. Динамическая мощ-
ность ИМС может быть определена как
Л = 2CH/pt/2,
где Сн — емкость нагрузки;^ — рабочая частота; U — напряжение источни-
ка питания.
Для снижения динамической мощности необходимо уменьшать пара-
зитные емкости затворов в составе БИС, т. е. переходить на субмикронные
размеры МДП-транзисторов.
Поскольку пороговое напряжение р-канального прибора f/0 выше, чем у
«-канального (/Ол, напряжение питания должно быть выше £/0 . В этом случае
обеспечивается высокая помехоустойчивость ЛЭ и хорошее быстродействие.
Типовые значения мощности, потребляемой в динамическом режиме
отдельными КМДП-ИМС при различных частотах, находятся в пределах
50—100 мкВт/вентиль при 100 кГц; 200—400 мкВт/ вентиль при 400 кГц;
500—1000 мкВт/вентиль при 1 МГц. В составе БИС эти значения уменьша-
ются еще на один-два порядка.
Указанные значения мощности в 5—10 раз ниже, чем у вентилей, вы-
полненных на основе МДП-транзисторов одной структуры.
Построение ЛЭ на основе КМДП отличается высокой гибкостью. На-
пример, на четырех транзисторах p-типа и четырех транзисторах «-типа
путем изменения схемы соединения могут быть получены девять видов эле-
ментов, выполняющих различные логические функции.
Наряду с технологическими трудностями сравнительно большое число
компонентов на функцию создает дополнительные ограничения для созда-
ния КМДП-БИС по сравнению с МДП-БИС «-типа. Однако сверхмалая
2.5. Логические элементы с вентильным и блокирующим КМДП-транзисторами
мощность КМДП-ИМС и высокое быстродействие обеспечили широкие
перспективы в разработках ИМС сверхвысокой степени интеграции (БИС
и СБИС) на комплементарных МДП-структурах [12—16].
2.4.3. Логические элементы
с нагрузочным КМДП-транзистором
Интересные возможности в построении экономичных по числу компонен-
тов ИМС дает применение дополняющих МДП-транзисторов с нагрузоч-
ным транзистором. Такой класс микросхем можно условно обозначить
КМДПН-ИМС.
Для схем положительной логики нагрузочным будет являться транзистор
/г-типа, а для схем отрицательной логики — транзистор «-типа. На рис. 2.22
приведены примеры выполнения логического элемента ИЛИ исключительно
для положительной и отрицательной логики на КМДПН-ИМС. Задержка
переключения равна г .
Y= Х} . Х2 + ХГХ2 Y = Х{-Х2 + Х}- Х2
а б
Рис. 2.22. Логические элементы равнозначности с нагрузочным КМДП-тран-
зистором:
а — для положительной логики; б — для отрицательной логики
По сравнению с элементом ИЛИ-ИЛИ-НЕ на МДП-транзисторах «-типа
КМДПН-ИМС содержат на два МДП-транзистора меньше и имеют в 2 раза
меньшую потребляемую мощность и задержку за счет исключения второго
логического каскада.
2.5. Логические элементы с вентильным
и блокирующим КМДП-транзисторами
Логические элементы этой разновидности построены с учетом положитель-
ных вентильных свойств МДП-транзисторов (эти свойства широко исполь-
зуются в МДП-ИМС динамического и квазистатического действия, в эле-
ментах МДП-ЗУ и др.). В каждом двухвходовом ЛЭ с вентильным и блоки-
рующим КМДП-транзисторами (КМДП с ВБ) имеется один собственно
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
вентилирующий МДП-транзистор «-типа (или p-типа) и связанный с ним
второй, блокирующий МДП-транзистор p-типа (или «-типа). Объединен-
ные затворы вентильного и блокирующего транзисторов (ВТ и БТ) во всех
случаях являются одним из логических входов ЛЭ, сток ВТ — вторым логи-
ческим входом, а объединенные истоки ВТ и БТ — выходом ЛЭ. Роль ВТ
может выполнять транзистор «- или p-типа, а БТ может быть подключен
своим стоком либо к источнику питания, либо к общему проводу. Во всех
вариантах включения ВТ и БТ выполняется функция И с запретом (НЕ, И)
с инверсией или без инверсии по выходу.
На рис. 2.23 показаны четыре возможных варианта включения ВТ и БТ.
Как уже указывалось, в дальнейшем будем рассматривать логические схе-
мы и устройства, работающие в положительной логике, так как ЛЭ отрица-
тельной логики работают аналогично.
На рис. 2.23, а показана схема ЛЭ, выполняющего функцию НЕ, И-НЕ,
где в качестве ВТ использован транзистор p-типа, а в качестве БТ — транзис-
тор «-типа, подключаемый к источнику + £/. В схеме ЛЭ, выполняющего
функцию НЕ, И (рис. 2.23, б), в качестве ВТ использован транзистор р-
типа, а в качестве БТ — транзистор «-типа, подключаемый к общей шине.
Кратко проанализируем его работу.
При сочетании сигналов на входах ^=1,^=1 будет открыт БТ и на
выходе Yпотенциал общей шины (У = 0). При сочетании сигналов Хх = 0,
Х2 = 1 вновь открыт БТ и Y= 0.
При сочетании сигналов Xj = 0, Х2 = 0 открыт уже ВТ, но так как Х} = 0,
то и на выходе Убудет потенциал общей шины (У = 0). Лишь при сочета-
нии сигналов Х1 = 1, Х2 = 0 вентильный транзистор /?-типа будет открыт и
передаст на выход У сигнал 1 (У = 1). Таким образом, ЛЭ на рис. 2.23, г
читатель может проверить самостоятельно.
Особенностью ЛЭ на КМДП с ВБ является то, что при запертом ВТ
выход элемента надежно подключается через открытый БТ либо к источни-
Рис. 2.23. Варианты включения вентильных и блокирующих транзисторов:
а, б — для положительной логики; в, г — для отрицательной логики
2.5. Логические элементы с вентильным и блокирующим КМДП-транзисторами
ку питания [/, либо к общей шине, что обеспечивает высокую помехоус-
тойчивость рассматриваемых ИМС, как это имеет место у традиционных
КМДП-ИМС.
Большие функциональные возможности открываются перед разработ-
чиками цифровых устройств при совместном применении ИМС на КМДП
с ВБ, выполняющих функции НЕ, И и НЕ, И-НЕ, с КМДП-ИМС, выпол-
няющих функции И-НЕ и ИЛИ-HE. На рис. 2.24 приведена схема ЛЭ,
выполняющего функцию 4И-НЕ, причем два входа этой схемы являются
инверсными, что обеспечивается за счет подключения двух схем НЕ, И на
КМДП с ВБ к традиционной двухвходовой схеме И-НЕ. Если вместо схе-
мы И-НЕ применить двухвходовую схему ИЛИ-HE, то на тех же восьми до-
полняющих МДП-транзисторах будет реализована функция НЕ, И-ИЛИ-НЕ
(рис. 2.25).
Необходимо отметить, что в традиционных ИМС на КМДП для такой
функции потребуется 12 дополняющих МДП-транзисторов. Если же ко входу
традиционной схемы И-НЕ подключить две схемы НЕ, И-НЕ на КМДП
с ВБ, то будет получена функция НЕ, И-ИЛИ на восьми дополняющих
МДП-транзисторах. При подключении двух схем НЕ, И-НЕ ко входам тра-
Рис. 2.24. Логический элемент НЕ, И-НЕ на КМДП с ВБ:
а — схема элемента 4НЕ, И-ИЛИ, б — функциональное обозначение
Рис. 2.25. Логический элемент на КМДП с ВБ:
а — схема элемента НЕ, И-ИЛИ-НЕ; б — функциональное обозначение
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
диционной схемы ИЛИ-HE будет получена схема, выполняющая функцию
4И, у которой имеются два инверсных входа.
Более сложные схемы, выполняющие функции НЕ, И-ЗИЛИ и НЕ,
И-ЗИЛИ-НЕ, могут быть получены на восьми дополняющих МДП-тран-
зисторах, если к одному из входов схем И-НЕ (ИЛИ-HE) подключить
схему НЕ, И, а к другому — схему НЕ, И-НЕ. Такие схемы встречаются
в узлах управления цифровых устройств и требуют до 16 дополняющих
МДП-транзисторов при использовании традиционных схемотехнических
приемов.
На рис. 2.26 приведен другой вариант схемы НЕ, И-ИЛИ-НЕ с приме-
нением КМДП с ВБ, где лишь одна из двух схем И имеет запрещающий
вход и выполнена на ВТ p-типа и БТ л-типа. Число входов НЕ, И может
быть увеличено за счет ярусного включения транзисторов л-типа и под-
ключения к объединенным затворам пар этих транзисторов дополняющей
пары из ВТ и БТ. В качестве примера на рис. 2.27 показана такая схема, реали-
зующая функцию НЕ, И-ЗИЛИ-НЕ. Анализируя схемы на рис. 2.24—2.27,
Рис. 2.26. Логический элемент на КМДП с ВБ:
а — схема элемента И-ИЛИ-НЕ; б — функциональное обозначение
Рис. 2.27. Многовходовой элемент на КМДП с ВБ:
а — схема элемента И-ИЛИ-НЕ; б — функциональное обозначение (вход
Х2 инверсный)
2.6. Динамические элементы на МДП-транзисторах
можно обнаружить, что схемы на КМДП с ВБ реализуют все функции,
присущие элементам T-TTL. Применяя сочетания схем НЕ, И и НЕ, И-НЕ
на КМДП с ВБ, подключаемых ко входам традиционных схем И-НЕ, ИЛИ-
НЕ и И-ИЛИ-НЕ, можно получить новые виды реализуемых функций,
которые позволяют построить экономичные схемы сумматоров, дешифра-
торов, сравнения по модулю 2 и др.
Особый интерес представляет применение схем на КМДП с ВБ для про-
ектирования триггерных устройств D-, Т-, TD-типов, которые являются
триггерами статического действия, но реализуются с применением неболь-
шого числа транзисторов, что присуще триггерам на МДП-ИМС квазиста-
тического действия [1, 9, 12]. Ряд экономичных триггерных устройств на
КМДП с ВБ будет рассмотрен в гл. 3.
2.6. Динамические элементы
на МДП-транзисторах
Динамические МДП-элементы наиболее экономичны по числу МДП-транзи-
сторов, поскольку используют естественную способность паразитных
емкостей Сн на МДП-ИМС хранить определенное время информацию
(в виде заряда) на затворах транзисторов, имеющих сверхвысокое вход-
ное сопротивление (7?вх > 1012 Ом). Число транзисторов в динамических
МДП-элементах на бит информации в 2—4 раза меньше, чем у статических
МДП-элементов. Кроме того, в динамических МДП-элементах достигается
уменьшение потребляемой мощности за счет того, что мощность расходу-
ется лишь кратковременно в период действия синхроимпульса, открываю-
щего нагрузочный транзистор. Далее будут приведены различные виды ди-
намических МДП-ИМС на основе полевых транзисторов и-типа как наи-
более распространенных.
Основными и наиболее распространенными динамическими МДП-ИМС
являются двухфазные схемы с «отношением», двухфазные схемы «без отно-
шения» и четырехфазные схемы «без отношения». Особенностью схем «с
отношением» является то обстоятельство, что в одном из логических состо-
яний на входе при поступлении синхроимпульса (фазового импульса) об-
разуется цепь тока от источника питания через открытый
нагрузочный транзистор схемы и логический транзистор
к общей шине. При этом надежность формирования ло-
гических уровней 1 и 0 на паразитных, запоминающих
емкостях элементов (на затворах транзисторов) зависит
от отношения сопротивлений нагрузочного и логического
транзисторов с учетом длительности фазового импульса.
Схема простейшего динамического МДП-элемента —
инвертора «с отношением» показана на рис. 2.28; инвер-
тор характеризуется однотактным (Ф}) динамическим ре-
жимом работы.
Рис. 2.28. Схема инвертора динамического действия «с отноше-
нием»
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Если на логический вход X подан сигнал 1, то логический транзистор
ИГ3 открыт. Поступающий тактирующий импульс Фр отпирая транзисторы
VT\ и ИТ2, не может обеспечить заряд Сн до высокого уровня, так как сум-
марное сопротивление открытых транзисторов VT2 и КЛ меньше, чем со-
противление открытого транзистора V7\ (это обеспечивается на этапе про-
ектирования и изготовления ИМС). Таким образом, на выходе Сн будет
зафиксирован низкий уровень логического 0.
Если на вход X подан низкий уровень, то транзистор VT3 заперт. Импульс
Фр отпирая ИГр обеспечивает заряд Сн от источника питания до высокого
уровня логической 1. После окончания импульса Фу транзисторы VT} и ИТ2
запираются. Емкость Сн сохраняет определенное время заряд (логическую 1
на выходе инвертора), но чтобы сохранить это состояние, необходимо пери-
одически повторять подачу тактирующего импульса Фу Это обеспечит под-
заряд емкости Сн до высокого уровня и сохранение 1 на выходе инвертора. В
противном случае через сопротивления утечки произойдет разряд запомина-
ющих емкостей элементов и, следовательно, потеря информации.
На рис. 2.29 показана схема двухфазного динамического элемента ИЛИ-
НЕ, выполненного на МДП-транзисторах «без отношения». Фазовый импульс
Фу обеспечивает формирование логического состояния на первой ступени схемы
(транзисторы HTj—ИГ5), а фазовый импульс Ф2 отпирает проходной транзис-
тор VT5 и передает логическое состояние первой ступени (зафиксированное
уровнем на емкости С3) на вход второй логической ступени.
С выхода второй логической ступени передача состояния вновь будет
обеспечена фазовым импульсом Фг Таким образом, поочередно меняя фа-
зовые импульсы Фу и Ф2, можно обеспечить передачу информации во всей
дискретной системе.
Сама процедура формирования логического состояния на примере дей-
ствия первой логической ступени происходит следующим образом. Посту-
пивший импульс Ф1 отпирает проходные (передаточные) транзисторы VTv
VT2 и транзистор ИТ5, запирая логические транзисторы VT3 и VT4. Логичес-
кие состояния входов Ху и Х2 запоминаются на емкостях Су и С2, а выходная
Рис. 2.29. Двухфазный логический элемент динамического действия «без от-
ношения»:
а — принципиальная схема; б — диаграмма фаз; Л — логический узел
2.6. Динамические элементы на МДП-транзисторах
емкость С3 заряжается от источника Фх через транзистор VT5. После окон-
чания Ф} до поступления Ф2 в зависимости от запомненных логических
уровней Х{ и Х2 транзисторы ИТ3 и ИГ4 будут либо заперты (Х} = Х2 = 0),
либо открыты (Х{ = 1 или Х2 = 1). При запертых транзисторах VT3 и ИТ4
емкость С3 сохранит заряд, т. е. состояние логической 1. Поступающий
импульс Ф2 отпирает проходной транзистор ИТ6 и передает 1 на вход логи-
ческих транзисторов второй ступени.
Если любой из транзисторов VI\ или VT4 будет открыт уровнем Х} или Х2,
равным 1, то до поступления Ф2 запоминающая емкость С3 разрядится че-
рез VT3 или VT4 и сформирует уровень логического 0, который будет пере-
дан поступившим синхроимпульсом Ф2 через транзисторы VT6 на вторую
логическую ступень.
Как и в схемах «с отношением», здесь также необходимо периодически
подавать синхроимпульсы Ф{ и Ф2 на все логические ступени дискретного
устройства для сохранения зарядов (информации) на емкостях затворов,
обеспечивая динамический принцип действия элементов как в процессе
преобразования, так и в процессе сохранения информации.
Существуют и другие модификации двухфазных схем «без отноше-
ния», характеризующиеся применением большего числа транзисторов на
функцию.
Преимущества схем «без отношения» заключаются в уменьшении по-
требляемой мощности на функцию и возможности уменьшения размеров
МДП-транзисторов по сравнению с динамическими МДП-элементами «с
отношением», что эффективно с точки зрения уменьшения площади крис-
таллов БИС и СБИС.
Преимущества схем «с отношением» заключаются в снижении требова-
ний к источникам синхроимпульсов Ф{ и Ф2, нагрузка на которые значи-
тельно меньше, а также меньшей чувствительности к помехам и характе-
ру нагрузки, что сильно влияет на работу динамических МДП-элементов
«с отношением» [26].
В качестве дальнейшего усовершенствования МДП-элементов «без от-
ношения» были разработаны четырехфазные динамические элементы «без
отношения». Основная цель их разработки — повышение быстродействия
за счет устранения эффекта распределения заряда между входными и вы-
ходными емкостями логических ступеней, имеющего место в двухфазных ди-
намических элементах «без отношения» (это наглядно показано на рис. 2.29 на
примере цепочки ИТ5, С3, КГ6, С4). Кроме того, в четырехфазных динами-
ческих элементах отсутствуют передаточные транзисторы, что повышает их
быстродействие.
Различают до пяти различных модификаций включения транзисторов в
четырехфазных элементах, в каждой из которых можно выделить четыре
типа МДП-транзисторов, включающихся одной из четырех фаз синхроим-
пульсов Ф}—Ф4 в процессе действия которых обеспечивается преобразова-
ние и передача информации.
Рассмотрим две наиболее экономичные (по числу МДП-транзисторов
на функцию) модификации четырехфазных схем включения, отличающих-
ся временными диаграммами синхроимпульсов. На рис. 2.30, а показано
включение МДП-транзисторов четырехфазных схем с симметричной диаг-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
а
<Л_I----1____________I---1___
ф2------1 I------------------
ф3----------1 I--------------
ф4--------------1 I----------
б
Рис. 2.30. Четырехфазный логический элемент «без отношения»:
а — принципиальная схема; б — диаграмма симметричных фазовых им-
пульсов
раммой синхроимпульсов Ф}—когда длительности фазовых импульсов
одинаковы в пределах полного периода синхроимпульсов Тф (рис. 2.30, б) и
сдвинуты друг относительно друга на длительность синхроимпульса, рав-
ную четверти полного периода. Каждый логический каскад схемы обслу-
живается своей парой фазовых импульсов, создавая четыре типовых их со-
четания: Ф— Ф2, Ф2—Ф3, Ф3—Ф4 и Ф4—Фг Порядок записи и сохранения
информации на паразитных емкостях МДП-транзисторов достаточно про-
сто анализируется самостоятельно, на базе ранее описанного анализа пере-
ключения двухфазных динамических МДП-элементов «без отношения».
На рис. 2.31 показано включение МДП-транзисторов четырехфазных
схем «без отношения» с попарно симметричной диаграммой синхроимпуль-
сов. Фазовые импульсы Ф] и Ф3 имеют длительность, равную четверти пол-
ного периода синхроимпульсов, а широкие фазовые импульсы Ф2 и Ф4 имеют
длительность, равную половине периода синхроимпульсов. Из анализа схе-
мы нетрудно понять, что усложнение диаграммы фазовых импульсов по-
зволяет уменьшить число транзисторов в каждой из четных ступеней четы-
рехфазной логической схемы. Это уменьшает площадь, занимаемую диск-
ретным устройством на кристалле при создании его в виде БИС.
Схема содержит основные логические каскады (первый и третий) и уп-
рощенные зависимые каскады (второй и четвертый), отличающиеся тем,
что в них не содержатся транзисторы опроса. В основных логических кас-
кадах функции транзисторов опроса выполняют МДП-транзисторы, откры-
вающиеся фазовыми импульсами Ф2 и Ф4 (транзисторы VT2 и ИГ7).
Важной особенностью применения четырехфазных динамических схем
данной модификации является то обстоятельство, что достоверная инфор-
мация на выходах зависимых логических каскадов формируется только после
окончания широких фазовых импульсов Ф2 и Ф4. В логических узлах каж-
2.6. Динамические элементы на МДП-транзисторах
Рис. 2.31. Четырехфазный логический элемент «без отношения» с попарно
симметричной диаграммой фазовых импульсов:
а — принципиальная схема; б — диаграмма фазовых импульсов
дого каскада может быть реализована функция И или ИЛИ за счет парал-
лельного и последовательного включения МДП-транзисторов. Однако чис-
ло входов И, т. е. последовательно соединенных транзисторов, резко огра-
ничено требованиями быстродействия, которое усугубляется меньшим вре-
менем (четверть периода синхроимпульсов), отводимым на заряд и разряд
емкостей в четырехфазной схеме по сравнению с двухфазными схемами
«без отношения».
Основные проблемы, возникающие при проектировании БИС на динами-
ческих МДП-элементах, имеющих меньшую стабильность по сравнению со ста-
тическими МДП-элементами, можно сформулировать следующим образом:
• разброс параметров паразитных емкостей МДП-транзисторов в различ-
ных частях БИС требует ограничения частоты подачи синхроимпульсов
(фазовых импульсов) с целью гарантированного заряда и разряда всех
емкостей, запоминающих информацию;
• многофазное питание от шин синхросигналов всех динамических МДП-
элементов усложняет топологию БИС и требует дополнительной площа-
ди для выполнения соединений элементов с фазовыми шинами;
• необходимо применение специальных мощных генераторов синхроим-
пульсов в дискретной системе на динамических МДП-БИС, что требует
специальных средств защиты от импульсных помех;
• при высокой частоте синхроимпульсов увеличивается и потребляемая мощ-
ность динамических МДП-ИМС, которая пропорциональна паразитной
емкости, квадрату напряжения источника синхроимпульсов и частоте син-
хроимпульсов, т. е. Рд = СU2f.
Свойство сохранения заряда (информации) на емкости затвора МДП-
транзисторов в динамическом режиме позволило создать целое семейство
динамических МДП-элементов для запоминающих устройств (ЗУ). Имен-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.32. Схема триггерного запоминаю-
щего элемента динамического действия на
МДП-транзисторах л-типа
но в этой области были достигнуты
наибольшие успехи, приведшие к со-
зданию БИС и СБИС динамических ЗУ
с информационной емкостью до 106 бит
в кристалле.
Одна из типовых динамических ячеек триггерного типа на МДП-тран-
зисторах показана на рис. 2.32. Триггерная транзисторная пара VT3 и ИТ4,
как и в динамических элементах «без отношения», позволяет не иметь МДП-
транзисторов, выполняющих функцию нагрузки. Сигнал выборки ячеек ЗУ
поступает на адресную шину ША и отпирает проходные транзисторы VT\ и
ИТ2, обеспечивая запись данных с информационных шин Р и Р в ячейку
(заряд запоминающей емкости С} или С2). При считывании информации
на адресную шину поступает также импульс разрешения, и потребитель, под-
ключенный к информационным шинам, считывает состояние триггера ячей-
ки ЗУ через открытые проходные транзисторы. Для сохранения информации
(заряда на емкостях триггерной ячейки) необходимо организовать периоди-
чески повторяющуюся процедуру записи с помощью общих хронирующих
импульсов, поступающих на ЗУ.
Разновидности более экономичных трехтранзисторных и л-канальных
динамических МДП-элементов ЗУ показаны на рис. 2.33. Первая ячейка
(рис. 2.33, а) имеет, как и рассмотренная выше, единую адресную ША для
записи и считывания информации, вторая (рис, 2.33, б) — раздельные шины
разрешения записи Р3 и считывания информации Рсч с раздельными вхо-
дом и выходом информации. Третья ячейка (рис. 2.33, в) имеет объединен-
ную информационную шину, что сказывается на особенностях организа-
ции и управления ЗУ. Все три ячейки сохраняют информацию на емкости
затвора инвертирующего транзистора КТ2, а запись информации (заряд и
разряд запоминающей емкости ячейки) осуществляется через отпирающийся
Рис. 2.33. Схемы динамических запоминающих элементов на МДП-транзис-
торах л-типа:
а — с единой адресной шиной; б — с раздельными шинами записи и счи-
тывания; в — с раздельным управлением записью и считыванием
2.7. Схемы согласования логических элементов (преобразователи уровней)
транзистор VTX при подаче импульсного сигнала на шину адреса или шину
разрешения записи.
Для сохранения и восстановления информации динамических ячеек не-
обходимо периодически подавать импульсные сигналы подзаряда запоми-
нающих емкостей Сп что усложняет организацию ЗУ. Необходимо отме-
тить неэффективность применения динамических элементов на КМДП-
транзисторах из-за ухудшения одного из основных показателей БИС, ради
которого применяются динамические МДП-ИМС на полевых транзисторах
и-типа.
Комплементарные МДП-ИМС, обладая сверхнизкой потребляемой мощ-
ностью в статическом режиме (1 — 10 нВт/вентиль), резко увеличивают по-
требление при переключении транзисторов, т. е. в динамическом режиме
(102—103 раз). По этой причине имевший место бум в разработке динами-
ческих ИМС на МДП-транзисторах в середине 1970-х гг. вызвал появление
динамических КМДП-ИМС (в частности, регистров) в ряде фирм США
(фирмы «SSS» и «SST»), но это в большей мере произошло по инерции
вслед за выпуском динамических МДП-ИМС на полевых транзисторах. Уже
к концу 70-х годов разработка и использование динамических КМДП-ИМС
были резко ограничены, а в части КМДП-БИС полностью исключены, так
как возможности значительного увеличения функциональной сложности
БИС с ростом их степени интеграции (105—107 КМДП-транзисторов в кри-
сталле) полностью перечеркивались резким повышением мощности потреб-
ления в динамическом режиме работы КМДП-ИМС.
Некоторые экзотические модификации многофазных динамических
ИМС на одноканальных МДП-транзисторах периодически появлялись в
разработках отдельных фирм (например, трех- или шестифазные динами-
ческие МДП-ИМС, схемы с перекрывающимися фазовыми импульсами или
оригинальными межкаскадными соединениями), но не получили достаточно-
го распространения из-за чрезмерной сложности и отсутствия преимуществ
перед отработанными двух- и четырехфазными динамическими МДП-ИМС,
которые были подробно рассмотрены выше.
Таблица 2.1. Сравнительные характеристики типовых элементов БИС
биполярной и МДП-технологий
Тип ИМС Относительная плотность упаковки1 Удельная мощность, мВт/вентиль Достижимая задержка на вентиль, нс
TTL-LU 6 6 1
TTL-Ш М 7 3 3
И2Л 10 2 2
ЕСЛ 1 20 0,3
л-МДП 10 3 3
КМДП 8 0,01 1
1 За единицу взята площадь размещения на кристалле ECL-вентиля [13].
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Оценивая все многообразие реализаций ЛЭ интегральных микросхем,
необходимо выделить ряд наиболее приемлемых для технологии БИС и СБИС,
получивших наиболее широкое применение к концу 1980-х гг. К таким тех-
нологиям относятся биполярные и маломощные TTL-микросхемы с диода-
ми Шотки, инжекционные логические микросхемы (И2Л), микросхемы
эмиттерно-связанной логики (ECL) и в части МДП-технологии микросхе-
мы на полевых транзисторах. Сравнительные характеристики логических
элементов БИС для этих технологий приведены в табл. 2.1, где в большей
мере отражены относительные величины важнейших параметров.
Перспективные схемотехнические решения логических элементов СБИС
и особенности перспективных технологий их изготовления будут рассмот-
рены в заключительной части данной главы.
2.7. Схемы согласования логических элементов
(преобразователи уровней)
Проблема согласования электрических характеристик разнотипных логи-
ческих элементов ИМС возникает всякий раз при проектировании микро-
электронной аппаратуры на основе различных серий ИМС, а также при
создании функционально сложных БИС с высокой плотностью упаковки
элементов и минимально возможной потребляемой мощностью.
Исходя из рассмотренных разновидностей базовых логических элемен-
тов ИМС и БИС, перспективы развития и широкого использования кото-
рых в биполярной и МОП-технологиях достаточно ясно определяются, ос-
тановимся подробно на схемотехнических проблемах согласования ТТЛ-,
ТТЛ-М-, ЭСЛ-, И2Л-, р-МДП-, л-МДП- и КМДП-элементов |6, 13, 15, 17|.
Первой проблемой согласования ЛЭ различного типа является обеспе-
чение их статических характеристик, т. е. уровней логических 0 и 1 на вхо-
де, входных втекающих и вытекающих токов, выходных втекающих и выте-
кающих токов и обеспечение заданных уровней помехоустойчивости для
передаваемых логических сигналов.
Типовые электрические параметры базовых ЛЭ приведены в табл. 2.2.
Основные из них следующие:
Таблица 2.2. Электрические параметры базовых логических элементов
Тип ЛЭ U'BX, в /‘ых, мА t/°x, В Лых, мА ^вх’ мА /в°х, мА
TTL 2,5...4 0,5...! <0,4 <20 <0,15 <2 +5
TTL-M 2,5...4 0,1...0,2 <0,35 <2 <0,05 <0,2 +5
И2Л 0,7...0,9 0 <0,1 <0,02 0 <0,05 + 1,5
ECL -0,75...0,95 5...20 -1,5...-1,8 <0,2 <0,2 0 -5,2
р-МДП -1 2 >—8 <3 ю-3 10 3 -12 -27
л-МДП >8 3 <1 <5 10 3 10 3 + 12 +20
КМДП >0,95 2 <0,5 <3 10 3 10 3 5...15
2.7. Схемы согласования логических элементов (преобразователи уровней) 71
• — входное напряжение высокого уровня;
• Свх — входное напряжение низкого уровня;
• t/u — напряжение питания;
• /*х — входной ток высокого уровня;
• /вх — входной ток низкого уровня;
• ^вых— выходной ток высокого уровня, который может быть отдан в нагрузку;
• /^ых — выходной ток низкого уровня, который может быть взят от нагрузки.
2 .7.1. Преобразователи логических сигналов
TTL, T-TTL-элементов в сигналы
МДП-элементов
Основное назначение преобразователя TTL-уровня в МДП — обеспечить
формирование на его выходе напряжения с высоким абсолютным значением
сигнала логической 1, необходимым для управления по затвору входом МДП-
элемента. Типовое значение напряжения питания ТТЛ-,
Т-ТТЛ-элементов не превышает +5 В, а питающее напряжение р-МДП-эле-
ментов достигает —27 В, ^-МДП-элементов +20 В, КМДП-элементов +15 В.
На рис. 2.34, а, б показаны простейшие схемы преобразователей уровня
ПУ типа TTL-л-МДП и TTL-КМДП. Выходной транзистор п-р-п в запер-
том состоянии (на входах Х1 или Х2 уровень 0) обеспечивает передачу на
выход Ууровня, близкого к напряжению питания {Д. Этот источник обес-
печивает питание от последующей и-МДП-микросхемы, сопрягаемой через
рассматриваемый ПУ с ТТЛ-элементом.
Представляет интерес схема преобразователя уровней TTL в КМДП,
выполненная полностью на КМДП-транзисторах, у которой входные кас-
кады питаются от источника напряжения соответствующего ТТЛ-
элементам, а выходные каскады — от источника напряжения U2, соответ-
ствующего КМДП-элементам. Схема такого ПУ приведена на рис. 2.34, б,
где организован парафазный выход сигналов (У и Y). Первый транзис-
тор, сток которого подключен к источнику подложка связана с ис-
а б
Рис. 2.34. Схемы преобразователей уровня:
а - ТТЛ в л-МДП; б - TTL в КМДП
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
точником Щ а исток является входом ПУ, постоянно открыт (так как
U2 > t/]) и выполняет функцию резистора. Этот резистор обеспечивает
повышение уровня логической 1 ТТЛ-элемента, работающего на вход
данного ПУ, примерно до напряжения питания Ux что создает надеж-
ный режим включения первого инвертирующего каскада при поступле-
нии сигнала Х= 1. Второй и третий каскады ПУ реализуют по существу
схему /?-5-триггера.
Выход второго каскада является инверсным выходом ПУ (У), а выход
третьего каскада — прямым (У).
2 .7.2. Преобразователи логических сигналов
TTL-элементов в сигналы ECL-элементов,
сигналов ECL-элементов в сигналы
TTL-элементов
Достаточно простой реализацией преобразователя сигнала ТТЛ-уровня в
сигналы ЭСЛ-уровня является схема на рис. 2.35, а, где входной каскад уже
преобразован как эмиттерный повторитель, нагрузкой которого является
резистивный делитель напряжения. Выход усилителя должен иметь потен-
циал логической 1 больше опорного напряжения t/or] ECL-элемента, а по-
тенциал логического 0 должен быть ниже опорного напряжения ECL-эле-
мента. Отсюда и расчет делителя первого каскада схемы преобразователя
должен состоять в обеспечении указанного минимального перепада уров-
ней, между значениями которых должен находиться потенциал £/ что
позволит реализовать высокое быстродействие переключения ИМС.
Несложно проследить по схеме, что сигнал 1 на входе преобразователя
отпирает входной транзистор и за счет переключения дифференциальной
пары отпирает также выходной транзистор схемы преобразователя, т. е.
формирует высокий уровень на выходе (Y = 1). Таким образом, преобразо-
ватель обеспечивает безынверсную передачу логического сигнала TTL-уровня
на входе в сигнал ЭСЛ-уровня на выходе (У = X).
Рис. 2.35. Схемы преобразователей уровней:
а - TTL в ЭСЛ; б - ЭСЛ в TTL
2 7. Схемы согласования логических элементов (преобразователи уровней)
Типичной является схема преобразователя сигналов ЭСЛ-элементов
в сигналы ТТЛ-элементов с двумя опорными источниками напряжения
(рис. 2.35, б),
Вход такого преобразователя является типичным для ECL-элемента со
стабилизированным током за счет постоянно отпертого транзистора, на базу
которого подано опорное напряжение t/on, и нагрузочного резистора в цепи
эмиттера транзисторов первого каскада. Эмиттерные повторители второго
каскада с резистивными делителями позволяют организовать двухтранзис-
торные каскады парафазных выходов (Y и У) схемы преобразователя по
аналогии со схемой Дарлингтона. Резисторы эмиттерного повторителя вто-
рого каскада должны обеспечить режим надежного отпирания нижнего тран-
зистора выходного каскада при необходимом значении тока в цепи откры-
того эмиттерного повторителя (/э/?2 > £/БЭ) и запирания нижнего транзис-
тора выходного каскада при необходимом значении тока закрытого
транзистора эмиттерного повторителя (/КЭОЯ2 < ^ьэ)- Источником питания
выходного каскада преобразователя является напряжение питания TTL-эле-
ментов U} = 5 В, что обеспечивает непосредственное сопряжение выходных
уровней преобразователя с TTL-нагрузкой.
2 .7.3. Преобразователи логических сигналов
TTL-элементов в сигналы И2Л-элементов,
сигналов И2Л-элементов в сигналы
TTL-элементов
Непосредственное согласование выхода TTL-элемента с И2Л-элементом
обеспечивает схема, выходной каскад которой выполнен на транзисторе со
свободным коллектором. Такую схему согласования целесообразно выпол-
нять непосредственно в кристалле с И2Л-элементами, чтобы исключить
работу транзистора со свободным коллектором на длинную линию с боль-
шой емкостью, что ухудшает быстродействие передачи сигнала от TTL к
И2Л-ИМС. Показанная на рис. 2.36, а схема согласования содержит во вто-
ром каскаде ненасыщенный транзистор VTv работающий в режиме эмит-
терного повторителя и обеспечивающий большой ток для отпирания вы-
Рис. 2.36. Схемы преобразователей уровней:
а - TTL в И2Л; б - И2Л в TTL
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
ходного транзистора И2Л-элемента. Сопротивление резистора на выходе
И2Л-элемента при этом может быть небольшим и позволяет выполнять часть
TTL-элементов преобразователя отдельно от части И “Л-эле ментов, т. е. ра-
ботать на протяженную линию с большой емкостной нагрузкой.
Основная задача преобразования И2Л-уровня в TTL состоит в обеспе-
чении достаточного тока для управления входом TTL-элемента, так как
выходные токи отдельных И2Л-элементов не превышают десятка микро-
ампер, а входные токи TTL-элементов составляют сотни микроампер. По
этой причине в схеме преобразователя на рис. 2.36, б реализуется после-
довательное включение И2Л-элементов для усиления входного тока ин-
жектора /инж до значения тока включения ТТЛ-элемента (/ВК1). Число кас-
кадов И2Л-элементов зависит от отношения /вкл//инж- С учетом коэффи-
циента передачи тока И2Л-ступени число требуемых каскадов
определяется по формуле
где К — число коллекторов; (3 — коэффициент передачи тока транзистора.
При /в(с1 = 200 мкА, /инж = 10 мкА, /0=2, К= 3 получим число каскадов
Z= 2.
Выходным каскадом преобразователя является типовой усилитель с сим-
метричным транзисторным выходом, формирующим ТТЛ-уровни [6|.
Преобразователь сигнала КМДП-элемента в сигнал ECL-элемента содер-
жит в своем составе достаточно несложный входной каскад на МДП-тран-
зисторе л-типа и сложную последующую схему привязки логических уров-
ней, учитывающую особенности управления ECL-элементов [6, 15].
Преобразователь сигнала И2Л-элемента в сигнал КМДП-элемента (п-
МДП) имеет структуру ранее рассмотренных схем ПУ для преобразования
сигнала И2Л-элемента в сигнал TTL-элемента. При этом снижаются тре-
бования к выходному току ПУ, т. е. уже нет необходимости обеспечивать
значительный ток TTL-входов из-за работы на затворы МДП-транзисто-
ров. Усиление тока необходимо осуществить за счет каскадного включе-
ния И2Л-элементов для повышения скорости заряда емкости нагрузки на
выходе ПУ. Необходимый перепад логических уровней достаточно легко
обеспечить при помощи резистивного делителя напряжения на выходе
ПУ; роль резистора может выполнять нормально открытый МДП-транзи-
стор (рис. 2.37).
Преобразование сигнала КМДП-элемента (и-МДП) в сигнал И2Л-элемен-
та достаточно просто обеспечивается выходным транзисторным усилите-
лем со свободным коллектором.
Рис. 2.37. Схемы преобразо-
вателей уровней:
а — И2Л в л-МДП; б — И2Л в
КМДП
2. 7. Схемы согласования логических элементов (преобразователи уровней)
2.7.4. Логические элементы с тремя состояниями
Идея создания режима работы элементов с тремя выходными состояниями
(логический 0, логическая 1 или высокое выходное сопротивление) воз-
никла при организации дискретных систем с общими шинами (ОШ) обме-
на данными между устройствами, входящими в систему. Организация ОШ
упрощает процедуру информационного обмена, наращивание устройств в
системе и стандартизирует методику управления отдельными модулями
дискретной системы при их настройке на режим приема и выдачи инфор-
мации через ОШ любому модулю, подключенному к единой общей шине.
В качестве примера на рис. 2.38 приведена
схема TTL-элемента, имеющего три состояния.
Здесь организация состояния высокого выход-
ного сопротивления обеспечивается за счет спе-
циального входа управления, через «диод зап-
рета» VDX подключенный к базе выходного
транзистора. Пока на входе управления действу-
ет разрешающий уровень Z= 1, логический эле-
мент выполняет типовую функцию И-НЕ. При
Рис. 2.38. Схема TTL-эле-
мента с тремя выходными
состояниями
поступлении уровня запрета (логический 0) на
вход управления запирается транзистор Vl\
первого каскада усилителя и связанный с ним
по эмиттеру выходной транзистор VT2. За счет
низкого уровня напряжения на коллекторе VTv создаваемого открытым
диодом запрета, не происходит отпирания выходного транзистора КС (паде-
ние напряжения на открытом VD} ниже необходимого напряжения отпира-
ния двух переходов: VT3 и диода смещения выходного транзисторного уси-
лителя). Таким образом, режим запирания транзисторов VT2 и УТ3 создает
условие высокого выходного сопротивления на выходе TTL-элемента.
Информационные модули дискретной системы, снабженные рассмот-
ренными ТТЛ-элементами с тремя состояниями на выходе, могут подклю-
чаться к ОШ и поочередно обеспечивать передачу данных через нее потре-
бителю. Несколько вариантов схем элементов с тремя состояниями на МДП-
транзисторах приведены на рис. 2.39, 6, в.
а б
Рис. 2.39. Схемы логических элементов с третьим состоянием на МДП-тран-
зисторах:
а — с управляемым транзистором л-типа; б — с раздельными входами уп-
равления; в — с выходным ключом на КМДП-транзисторах
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
В схеме на рис. 2.39, а, собранной на полевых транзисторах //-типа,
состояние высокого выходного сопротивления организуется за счет вклю-
чения на выходе управляемого по затвору проходного МДП-транзистора.
Разрешающий уровень Z = 1 отпирает проходной транзистор ИГ3 и позво-
ляет элементу выполнять функцию инвертора. Запрещающий уровень на
входе управления Z = 0 запирает И7? и отключает вывод Хот инвертора,
т. е. создает высокое выходное сопротивление.
Схема элемента на рис. 2.39, б выполнена на КМДП-транзисторах с
раздельными входами управления на полевых транзисторах п- и р-типов.
По этой причине в режиме запирания транзистора //-типа уровнем Х} = 1 и
уровнем = 0 транзистора //-типа выход Yимеет высокое выходное сопро-
тивление, и тем самым обеспечивается работа элемента на общую шину.
Схема элемента на КМДП-транзисторе, показанная на рис. 2.39, в,
также позволяет организовать третье состояние за счет включения про-
ходной (ключевой) пары транзисторов р- и //-типов, управляемых одно-
временно по затворам от входа Z. Разрешающий уровень Z= 1 позволяет
работать элементу как инвертору, а запрещающий уровень Z = 0 непос-
редственно запирает транзистор /i-типа и через инвертирующий элемент
управления запирает транзистор //-типа. Таким образом, точка Y схемы
будет иметь состояние высокого выходного сопротивления. При органи-
зации работы на общую шину часто возникает необходимость подключе-
б
Рис. 2.40. Схемы логических
элементов на МДП-транзис-
торах:
а — с активным низким уровнем;
б — с активным высоким уровнем
ния элементов с приоритетом поддержания вы-
ходного уровня логической 1 или 0. Это озна-
чает, что в первом случае активным является
низкий уровень, а во втором — высокий.
Схема МДП-элемента с активным низким
уровнем приведена на рис. 2.40, а, с активным
высоким уровнем — на рис. 2.40, б.
Как правило, таким выходом с тремя со-
стояниями и активным уровнем снабжается
один центральный блок системы, организован-
ной с подключением всех устройств на общую
шину (например, БИС центрального процес-
сора), а остальные устройства системы имеют
выходные элементы с тремя состояниями.
2.8. Схемотехнические особенности
логических элементов,
реализуемых в составе БИС
Рассмотренные выше типовые схемы логических элементов TTL-, T-TTL-,
ECL-, И2Л-типов характеризуются универсальностью, так как предназна-
чены для автономного применения в цифровых устройствах, при котором
должно быть обеспечено высокое быстродействие передачи сигналов при
хорошей помехоустойчивости и сравнительно высокой нагрузочной спо-
собности (типовые значения п = 5—10). Однако использование этих эле-
ментов в составе кристалла БИС, где внутрисхемные связи имеют невысо-
2.8. Схемотехнические особенности логических элементов
кую протяженность, сравнительно небольшую нагрузку (за исключением
выходных элементов, работающих на внешнего потребителя информации)
и, следовательно, имеют низкую помехоустойчивость, позволяет упрос-
тить их конфигурацию и резко увеличить плотность упаковки ЛЭ в крис-
талле БИС. Упрощение схем ЛЭ позволяет значительно уменьшить число
компонентов на реализацию вентилей И-НЕ, ИЛИ-HE, уменьшить по-
требляемую мощность и обеспечить качественный скачок при создании
СБИС большой функциональной сложности. При этом основная масса
элементов в составе БИС имеет упрощенную («примитивную») конфигу-
рацию, и только входные и выходные каскады реализуются в виде слож-
ных логических схем с высокими помехоустойчивостью и нагрузочной
способностью, характерными для ИМС низкой степени интеграции. Со-
отношение между «примитивными» и сложными элементами в составе
БИС (СБИС) может достигать 1/1000 до 1/100 000. Впервые примеры та-
кого подхода к применению «примитивных» и сложных элементов в со-
ставе кристалла успешно реализованы на серийных TTL-СИС фирмы Texas
(серия SN74).
На рис. 2.41 приведена схема разряда регистра на TTL-элементах с ма-
лой потребляемой мощностью и упрощенной конфигурацией внутреннего
разряда. Выходной разряд выполняется по классической схеме TTL-эле-
мента с выходным каскадом — усилителем Дарлингтона. Значительное уп-
рощение триггерной ячейки, которая может быть использована при созда-
нии TTL-БИС, обеспечивается применением T-TTL-элементов [1, 8]. Это
наглядно показано на рис. 2.42, где приведена схема маломощной универсаль-
ной и триггерной ячейки с применением «примитивных» T-TTL-элементов.
Число компонентов в триггерной ячейке с применением T-TTL-элементов на
30 % меньше, чем в ячейке на TTL-элементах.
Другим вариантом упрощенной схемы TTL-элемента с малой потребля-
емой мощностью и высоким быстродействием переключения, эффективно
Рис. 2.41. Разряд регистра на маломощ-
ных TTL-элементах
Рис. 2.42. Разряд регистра на эконо-
мичных TTL-элементах
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.43. Схемы упрощенных логических элементов БИС:
а — маломощного вентиля со свободным коллектором; б — низковольтно-
го быстродействующего элемента с диодами Шотки
применяемой в БИС разработчиками фирмы IBM, является низковольт-
ный TTL-вентиль (рис. 2.43, а) и вентиль с фиксирующими диодами Шот-
ки (рис. 2.43, 6). Такой TTL-элемент, выполняющий функцию И-НЕ, име-
ет низкую помехоустойчивость и применяется во внутренних узлах БИС,
но за счет небольших перепадов логических уровней, работы на короткие
внутренние цепи и совершенных технологических процессов, позволяющих
получать сверхмалые размеры компонентов (МЭТ, транзисторов и диодов
Шотки), достигается высокое быстродействие при низкой потребляемой
мощности. Фирма IBM применила такую схему в базовой БИС 700-вентиль-
ной матрице [14, 16].
Следующим вариантом упрощенной схемы ECL-элемента, применяе-
мого в базовой БИС 1500-вентилыюй матрицы фирмы IBM, является схема
на рис. 2.44, а. Здесь при упрощенной реализации схемы для типовой фун-
кции ECL-элемента ИЛИ-HE обеспечивается ограничение перепада логи-
ческих уровней за счет ограничительных диодов Шотки, шунтирующих
нагрузочные резисторы схемы. Одним из схемотехнических приемов, обес-
печивающих высокое быстродействие упрощенных ECL-элементов, явля-
ется использование положительной обратной связи за счет применения
выходных дополнительных транзисторов, объединенных по эмиттеру с эмит-
терами входных логических транзисторов (рис. 2.44, б). В результате дости-
Рис. 2.44. Схемы упрощенных быстродействующих ЭСЛ-элементов БИС:
а — с ограничительными диодами Шотки; б — с положительной обратной
связью
2.8. Схемотехнические особенности логических элементов
гается крутой подъем передаточной характеристики t/BbIX/t/BX при минималь-
ном перепаде логических уровней Д{/ог <0,1 В, что создает условия умень-
шения задержки переключения элементов БИС.
Существенное снижение потребляемой мощности биполярных БИС
достигается за счет применения в качестве нагрузочных резисторов оми-
ческих р-л-/?-переходов. Такого вида быстродействующая ячейка с управля-
ющими входами через диоды Шотки в режиме хранения потребляет не бо-
лее 1 мкА, а при выборке импульсный ток достигает сотен микроампер;
при этом обеспечивается высокая скорость записи информации. На базе
подобной ячейки фирмой IBM реализована БИС ЗУ с произвольной вы-
боркой для микропроцессорного комплекта СБИС серии 4300. Практичес-
ки предельно возможная плотность упаковки в кристалле обеспечивается
при реализации схемы ячейки с инжекционной связью.
Высокая плотность упаковки достигается за счет единой области для
нескольких р-инжекторов ячейки. Применение такой компактной схемы
обеспечивает время выборки ЗУ не более 25 нс. Потребляемая мощность
кристалла ЗУ емкостью 64 К, разработанного фирмой IBM, в режиме хра-
нения составляет около 10 мкВт, а в режиме записи—считывания — не
более 270 мВт с циклом обращения не более 50 нс [14].
Усовершенствование И 2Л-технологии путем создания самосовмещен-
ных доликремниевых структур позволит создать СБИС на базе вентиль-
ных матриц и заказные БИС с функциональной плотностью до 1000 и
даже 3000 вентилей на миллиметр соответственно при задержках на вен-
тиль 0,1—0,5 нс [16].
Одной из перспективных технологий производства быстродействующих
ИМС, способной превысить характеристики ECL-ИМС, представляется
технология на основе арсенида галлия. При такой технологии используется
на порядок более высокая подвижность электронов в подложке из арсенида
галлия по сравнению с кремниевой подложкой, что позволяет создать на
подложке структуры полевых транзисторов арсенид галлия — металл —
полупроводник (транзистор АГ-МП).
В качестве логических входов интегральных элементов на арсениде гал-
лия применяют сборки из быстродействующих диодов Шотки, а выходны-
ми каскадами являются инверторы на транзисторах АГ-МП. При этом ло-
гические возможности увеличиваются за счет формирования транзистор-
ных структур с двумя затворами.
На рис. 2.45 показана логическая схема ИЛИ-И-НЕ на основе арсенида
галлия, особенностью которой является применение двух источников пи-
тания (как и в EGL-ИМС). Быстродействие, достижимое в ИМС на арсе-
ниде галлия, составляет 0,05—0,1 нс/вентиль, что лучше, чем в ЭСЛ-ИМС,
при этом показатель произведения задержки на мощность в 100—1000 раз
лучше, чем у ЭСЛ-элементов [13].
Интегральные микросхемы на транзисторах АГ-МП имеют меньшие зна-
чения паразитных емкостей затвора по сравнению с л-МДП- и КМДП-струк-
турами, а также лучшее значение произведения мощности на быстродействие.
Динамика совершенствования технологии БИС с последовательным
приближением к компонентам с наномикронными размерами заставляет
уже в ближайшей перспективе учитывать физические явления взаимодей-
Глава 2. Логические элементы интегральных микросхем
Рис. 2.45. Схема логического элемента
И-ИЛИ-НЕ с транзисторами на арсе-
ниде галлия
ствия элементов в полупроводнике из-за их сверхблизкого взаимного рас-
положения.
Богатейшие возможности электронно-лучевой, ионной и рентгеновской
литографии при производстве полупроводниковых СБИС открывают ре-
альные перспективы создания элементов с разрешением 3—5 нм. При та-
ких размерах ярко проявляется эффект миграции электронов из-за значи-
тельного увеличения плотности тока. В качестве одной из мер предотвра-
щения миграции электронов применяют специальные схемные решения
логических образований с режимами импульсных токов вместо постоян-
ных. В этом случае возможно применение для сверхмалых элементов и
сверхузких линий внутренних связей с шириной 10—100 нм. Расчеты пока-
зывают, что минимально допустимый размер канала МДП-транзистора со-
ставляет 0,25 х 0,25 х 0,01 мкм при толщине окисла 14 нм, а максимальное
значение поля вблизи стока должно быть не более 100 кВ/см 116].
Уже предложены некоторые субмикронные конструкции полупровод-
никовых приборов (транзистор с проницаемой базой, баллистический тран-
зистор и др.). Сложным аспектом субмикронных элементов является нару-
шение надежной взаимной изоляции активных элементов, что требует со-
здания новых нелинейных моделей исследования таких структур.
Важным выводом из такой перспективы создания ультрабольших ИМС
(УБИС) является переход к простым, регулярным логическим структурам с
параллельной обработкой информации.
ГЛАВА 3
ТРИГГЕРНЫЕ УСТРОЙСТВА
ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ
Триггерные устройства являются наиболее распространенными функциональ-
ными элементами цифровых систем. Наибольшее применение триггеры на-
ходят в счетчиках, регистрах, элементах памяти (ЭП), распределителях сиг-
налов, накапливающих сумматорах и др. Триггеры имеют и самостоятельное
применение, например, в устройствах управления, выполняя важные фун-
кции логического преобразования и хранения информации.
3.1. Классификация триггерных устройств
Как известно, триггерами (триггерными устройствами, системами) называют
большой класс электронных устройств, обладающих двумя и более7 устойчи-
выми состояниями электрического равновесия, способных под действием вне-
шних (управляющих, переключающих) сигналов переключаться в любое из
этих состояний и находиться в них сколь угодно долго после прекращения их
действия. Если таких устойчивых состояний два, то триггеры называются би-
стабильными. при этом каждое состояние легко различимо по уровням напря-
жений на его выходах. Бистабильные триггеры, как правило, имеют два выхо-
да (плеча), хотя о состоянии триггера можно судить по одному из них, который
является прямым выходом и обозначается Q\ второй выход называется инверсным
и обозначается Q. О состоянии триггера достаточно судить по уровню сигнала
на одном из его выходов. Последнее обстоятельство привело к разработке ряда
триггеров с одним выходом, которые в отличие от парафазных, т. е. триггеров
с двумя выходами, называются однофазными.
Приняв одно из состояний триггера за 1 (т. е. Q = 1), второе за 0 (т. е.
Q = 0), можно считать, что триггер хранит (помнит) один бит информации,
записанной в двоичном коде. При этом в зависимости оттого, какая форма
сигнала принимается за 1 и 0, т. е. в зависимости от способа кодирования
(представления) состояний, все триггеры подразделяются на триггеры с
потенциальным и импульсным кодированием. Отличительной особеннос-
тью первых является то, что каждому состоянию триггера ставится в соот-
ветствие наличие сигнала постоянной амплитуды высокого (близкого к
напряжению питания) и низкого (близкого к нулю) логических уровней.
При этом если сигнал на выходе триггера Q соответствует высокому уров-
ню напряжения, говорят, что триггер находится в состоянии 1 (Q = 1), а если
низкого, то в состоянии 0(0=0).
7 Триггеры с числом состояний больше двух называются многостабильными и рассматри-
ваются отдельно в гл. 6.
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.1. Обобщенная структурная схема
триггера
Триггер с импульсным кодировани-
ем состояния8 характеризуется наличи-
ем импульсов определенной амплиту-
ды и длительности, если он находится
в состоянии 1, и отсутствием импуль-
сов, если он находится в состоянии 0.
Триггеры с импульсным кодиро-
ванием широко применялись на на-
чальном этапе развития вычислитель-
ной техники, когда электронные лампы, а затем транзисторы были основ-
ными компонентами электронных устройств. В настоящее время они не
находят применения, и поэтому все внимание будет уделено триггерам с
потенциальным кодированием, обобщенная структурная схема которых
показана на рис. 3.1. Схема триггера состоит из элемента памяти (как пра-
вило, собственно триггера с двумя устойчивыми состояниями) и схемы уп-
равления с рядом входов А}— Ап. С.
Схема управления преобразует поступающую на ее входы А}— Ап инфор-
мацию в одну из комбинаций сигналов 00, 01, 10, II, действующих непос-
редственно на входы а2 собственно триггера. Входы Я)—на которые
поступает записываемая информация, называют информационными, или ло-
гическими. Кроме логических схема триггера может иметь тактовые входы
или входы синхронизации (Cj — Ср, разрешающие входы V\—Vk, а также
входы Sd, Rd непосредственной установки триггера. Назначение всех этих
входов будет рассмотрено ниже. Следует подчеркнуть, что все многообра-
зие применяемых триггеров определяется организацией схемы управления,
которая сама может содержать дополнительные элементы памяти, и ее свя-
зями с выходами триггера Q и Q.
Как будет показано ниже, возможны и более простые схемы триггерных
устройств, например, такие, в которых отсутствуют разрешающие V или
тактовые входы С, исключено устройство управления либо отсутствуют связи
с выходов Q. Q на входы устройства управления. При этом в качестве эле-
ментов памяти, кроме триггеров (статическая память), могут применяться
и другие их разновидности, например, динамические элементы памяти, в
качестве которых наиболее часто используются паразитные емкости затво-
ров МДП-транзисторов. Если же учесть, что введение или исключение свя-
зей, входов, изменение типов элементов памяти, как правило, приводит к
появлению триггера, который будет отличаться от других рядом признаков
(например, выходной диаграммой, способом хранения информации, вы-
полняемой функцией и т. п.), то приведенная структурная схема дает на-
глядное представление о большом многообразии триггеров.
Одним из условий эффективного проектирования цифровых устройств
является знание разработчиком возможно большего числа разновидностей триг-
8 В литературе такие триггеры иногда называются динамическими. Однако в настоящее
время этот термин применяется к триггерам с потенциальным кодированием.
3.1. Классификация триггерных устройств
геров и умелого их применения в аппаратуре. Для этого необходимо четко
представить себе назначение триггера, его функциональные возможности, осо-
бенности работы, диапазон применения, т. е. нужна классификация триггер-
ных устройств. Очевидно, что такая классификация должна учитывать наибо-
лее важные признаки, позволяющие различать триггеры по их функциональ-
ным и эксплуатационным возможностям, и тем самым помочь разработчику
правильно ориентироваться при их выборе. Классификация триггерных уст-
ройств показана на рис. 3.2. В основу классификации положены следующие
признаки: способ схемной реализации, функциональный признак, способ за-
писи информации в триггер, способ управления записью информации.
Способ схемной реализации. Согласно этому признаку учитываются сле-
дующие основные особенности триггерных устройств:
• тип используемого элемента памяти (статический, динамический или оба
одновременно);
• вид управляющего сигнала, с которым может работать триггер (импульс-
ный, т. е. сигнал ограниченной длительности; потенциальный, т. е. сиг-
нал неограниченной длительности, либо тот и другой); наличие или от-
сутствие в структурной схеме узлов, преобразующих потенциальные вход-
ные сигналы в импульсные. В соответствии с этим признаком все триггеры
подразделяются на статические, импулъсно-статические, динамические, ква-
зистатические.
Функциональный признак предполагает деление триггеров по виду ха-
рактеристического уравнения, описывающего их поведение (функциони-
рование). Это уравнение в общем случае записывается в виде
Qn+] =f(Qn, А", А"2, А"п)
и отражает состояние выхода триггера в момент t" + 1 (Q{n+ °) в зависимости
от комбинации сигналов, действующих на входах триггера А}—Ап, и его
состояния Q” в момент t". Другими словами, характеристическое уравне-
ние описывает реакцию триггера на комбинацию сигналов, поданных на
Рис. 3.2. Обобщенная классификация триггерных устройств
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
его входы в момент предшествующий моменту tn ' I В соответствии с
функциональным признаком различают триггеры RS, D, JK, Т, Е, RST, R, S
и других типов, т. е. по функциональному признаку присваивается назва-
ние триггеру. Причем название триггера обычно дается по обозначению его
информационных входов, которым вместо символов А}—Ап на обобщенной
структурой схеме рис. 3.1 присваиваются символы /?, 5, J, К, Т и т. д. На-
пример, /?5-триггер имеет два информационных (логических) входа (/? и 5),
из которых вход R эквивалентен входу А} а вход S — входу Л2. Однако в
некоторых случаях триггеры обозначаются одной буквой и имеют два и
более информационных входа (например, триггер Е-типа [1|).
Способ записи информации в триггер. В соответствии с этим признаком
триггеры классифицируются по времени обновления информации с учетом
ее привязки к тактовой (синхронизирующей) частоте, действующей в уст-
ройстве. По этому признаку триггеры подразделяются на асинхронные и син-
хронные (тактируемые). К асинхронным относятся триггеры, которые име-
ют только информационные входы. Запись информации в такие триггеры
осуществляется асинхронно, т. е. в произвольные моменты времени отно-
сительно частоты синхронизирующих импульсов, а именно: в момент по-
ступления управляющих сигналов на информационные входы.
В отличие от асинхронных, синхронные триггеры, кроме информаци-
онных, имеют дополнительные синхронизирующие (тактирующие) входы С.
Запись информации в такие триггеры осуществляется только в момент дей-
ствия тактирующего импульса (ТИ) на входе С. В свою очередь, синхрон-
ные триггеры подразделяются на триггеры однотактного и многотактного
действия. Многотактные (л-тактные, п = 2, 3, 4) триггеры характеризуются
тем, что запись информации в триггер завершается с поступлением л-го
тактирующего импульса.
Термины «асинхронные» и «синхронные триггеры» нельзя путать с по-
нятием «асинхронный» и «синхронный режимы работы триггера», так как
асинхронные триггеры могут работать в синхронном, а синхронные тригге-
ры — в асинхронном режимах. Так, асинхронный триггер будет работать в
синхронном режиме, если поступающая на его входы информация «привя-
зана» к синхронизирующей частоте, и, наоборот, синхронный триггер бу-
дет работать в асинхронном режиме, если сигналы на тактовом входе С не
«привязаны» к синхронизирующей частоте.
Способ управления записью информации в триггер. В ряду классификаци-
онных признаков этот признак следует считать важнейшим, так как он по-
зволяет учесть основные моменты в работе триггера, а именно:
• какие части (фрагменты) сигнала (фронты, уровни, их комбинации) ис-
пользуются для записи (приема) информации в схему управления;
• реакцию триггера на смену информации в процессе ее записи;
• момент времени, когда записываемая информация появляется (фиксиру-
ется) на выходах триггера.
Можно выделить две группы триггеров, различаемых по способам уп-
равления записью информации:
• триггеры, у которых прием и фиксация информации совмещены во вре-
мени;
• триггеры, у которых прием и фиксация информации разнесены во времени.
3.1. Классификация триггерных устройств
Рис. 3.3. Обозначение фраг-
ментов сигнала
К первой группе относятся триггеры, у которых для приема и фиксации
информации используется только один фрагмент сигнала: уровень либо
фронт. Обозначим, как это показано на рис. 3.3, уровни символами L, L
(от слова level — уровень), а фронты символами F, F (от слова front —
фронт). В соответствии с принятыми обозначениями триггеры, принимаю-
щие и фиксирующие информацию по уровням и фронтам, называются триг-
герами L- и F-типов (видов).
Ко второй группе относятся триггеры, у которых для приема и фикса-
ции информации используются как минимум две части сигнала, например,
уровень и срез, уровень и фронт, фронт и срез и т. д. Такие триггеры будем
обозначать двумя символами (первый указывает на интервал приема, а вто-
рой — на момент фиксации), например, триггер LF-типа, принимающий
информацию по уровню L с фиксацией на выходах по фронту F (фронт 10).
Возможны и другие разновидности триггеров этой группы, например, триг-
гер LF-типа, принимающий информацию в схему управления по уровню L
(уровень 0) с фиксацией на выходе по фронту F (01); триггер ZF-типа,
принимающий информацию в схему управления по уровню L с фиксацией
на выходе по фронту F, триггер FF-типа, принимающий информацию по
фронту F с фиксацией по фронту F, и т. д.
Объединив все классификационные признаки, получим обобщенное
(символьное) обозначение (запись) триггера, позволяющее судить не толь-
ко о выполняемой триггером функции, но и алгоритме его работы. Ниже на
примерах статических триггеров RS-, D- и /Л-типов приводятся варианты
такого объединения при символьном обозначении триггера: CLRS — такти-
руемый Л5-триггер вида £, переключаемый по входам R и 5 сигналами
высокого уровня (уровень L на рис. 3.3). Учитывая, что по входам R и 5
триггер управляется потенциальными сигналами уровня L, тот же триггер
можно записать иначе: CLRLSL = (CRS)L. Все записи равноценны:
• C^RS — тактируемый /?5-триггер вида Z, управляемый по входам R и 5
сигналами низкого уровня (уровень £). Этот же триггер можно записать
иначе: (CRS)-L = C-LRTS-L = C-LRS;
• CfRS — тактируемый ЛУ-триггер вида F, принимающий и фиксирующий
информацию по фронту F(т. е. в течение небольшого интервала времени
практически совпадающего с длительностью фронта);
• ClfRS — тактируемый /?5-триггер вида LF, принимающий информацию
по уровню L с фиксацией на выходах по фронту F;
• C[FJK — тактируемый JX-триггер вида ZF, управляемый по входам JK
сигналами с уровнем логического 0;
• CffD — тактируемый D-триггер вида FF;
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
• RI - SL = (R-S)l — асинхронный /?5-триггер вида £;
• RT - Sj- = (R-S)l — асинхронный /?5-триггер вида £;
• RF — Sf = (R-S)f — асинхронный /?5-триггер вида F;
• RTf -SlF = (R-S)Tf — асинхронный /?5-триггер вида LF. Символ |£] вклю-
чает в себя триггеры видов £, £; символ [£] включает в себя триггеры
видов F, F, /, /, символ [£F] включает в себя триггеры видов LF, LF, Lf
и т. д.);
• RS — триггер Л5-типа без указания классификационных признаков, учиты-
вающих способы управления и записи (аналогично JR, D и других типов);
• CRS — тактируемый /?5-триггер без указания классификационных при-
знаков, учитывающих способ управления записью (аналогично CD, CJKи
других типов);
• R-S — асинхронный /?5-триггер без указания способа управления.
Приведенные примеры не охватывают всего многообразия символьной
записи триггерных устройств, и более детально этот вопрос будет рассмот-
рен ниже при описании особенностей их работы.
Говоря об индексной классификации, необходимо подчеркнуть, что ее
введение позволит существенно упростить процедуру выбора и эффектив-
ного применения триггерных устройств, поскольку такая классификация
позволяет по существу не только знать алгоритм работы триггера, но и
представлять себе его выходную диаграмму, не знакомясь с его принципи-
альной схемой. Последнее является важным моментом в схемотехнике триг-
герных устройств, поскольку известно, что триггеры одного функциональ-
ного типа, но различаемые по способам управления записью информации,
имеют различные выходные диаграммы при идентичной входной.
3.2. Требования и параметры,
характеризующие триггерные
устройства
Триггер, как и любое другое электронное устройство, характеризуется ря-
дом параметров и требований, предъявляемых к нему. Всю совокупность
этих параметров и требований можно разбить на две группы: функциональ-
ные и схемотехнические. К функциональным будем относить те требова-
ния и параметры, которым должен удовлетворять триггер при его конкрет-
ном применении. К их числу можно отнести:
• функциональный тип триггера;
• способ записи информации в триггер;
• способ управления записью информации в триггер;
• число тактирующих, информационных, разрешающих и установочных
входов;
• эквивалент нагрузки триггера по тактовому входу пс;
• нагрузочную способность триггера по выходу
• быстродействие триггера;
• функциональную надежность триггера.
3.2. Требования и параметры, характеризующие триггерные устройства
К схемотехническим будем относить параметры, которые являются зави-
симыми от схемного решения триггера при условии выполнения последним
всех функциональных требований и параметров. К ним можно отнести:
• число корпусов ИМС или аппаратурные затраты (Лзт);
• потребляемую мощность.
Функциональный тип триггера. Предполагается выбор готового или раз-
работка нового триггера, характеристическое уравнение которого должно
удовлетворять необходимым требованиям по логике действия. Следует от-
метить, что в некоторых случаях одна и та же логическая функция может
выполняться триггерами различного типа, например, функцию счетного триг-
гера (триггер Т-типа) могут выполнять триггеры C^RS, CLfD, ClfJK, CfD
и других типов.
Способ записи информации в триггер. Предполагается выбор асинхрон-
ного или тактируемого варианта триггера. При этом учитывается, в каком
режиме он может работать. Например, выбирается асинхронный триггер,
работающий в синхронном режиме, или наоборот.
Способ управления записью информации. Предполагается выбор одного
из типов триггеров £, LF, F, LF и др., который требуется по логике рабо-
ты в конкретном случае.
Вид переходного состояния триггера. Триггеры, имеющие парафазные
выходы Q и Q, при своем переключении могут кратковременно находиться
либо в состоянии Q = Q = 0, либо Q = Q = I. Длительность такого состоя-
ния, которое определяется переходными (регенеративными) процессами в
триггере, весьма незначительна и зависит от его элементной базы. Однако
учет такого состояния в некоторых случаях оказывается важным, особенно
при проектировании схем распределителей и сдвигающих регистров.
Число установочных, информационных, синхронизирующих и разрешаю-
щих входов. Триггер всегда выполняется с определенным числом перечис-
ленных входов, которое определяется конкретным его применением. В об-
щем случае триггер может содержать либо весь перечень входов, приведен-
ный на рис. 3.1, либо, в простейшем случае, только один или два
информационных входа.
При включении питания на какое-либо устройство часто требуется, чтобы
все либо часть его триггеров находились в определенном состоянии. Это
достигается подачей импульсных сигналов, вырабатываемых специальны-
ми схемами, на установочные входы триггера, называемые входами непос-
редственной установки Sd, Rd. Кроме установочных триггер может иметь
разрешающие входы (см. рис. 3.1), которые позволяют заносить информа-
цию в триггер только при наличии на нем разрешающего сигнала. При
отсутствии такого сигнала триггер не воспринимает входную информацию.
Из сказанного следует, что по логике работы разрешающие входы анало-
гичны тактовым входам С и, как правило, могут их заменить. Назначение
синхронизирующих и информационных входов рассмотрено выше.
Эквивалент нагрузки триггера по тактовому входу пс. Этот параметр пока-
зывает, какое число триггеров со стороны тактового входа С может быть
подключено к типовому элементу без нарушения его работоспособности.
Учет этого параметра особенно важен при проектировании сдвигающих
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
регистров и пересчетных устройств. Для триггеров, выполненных на типо-
вых ЛЭ, параметр пс определяется числом связей 5. тактового входа С с
остальными элементами триггера.
Нагрузочная способность триггера по выходу nQ. В реальных устройствах
выходы триггера нагружены, т. е. подключены к входам других ЛЭ. Число
таких элементов (нагрузок) всегда известно и не может превышать опреде-
ленного числа nQ, называемого нагрузочной способностью триггера. Параметр
Пд показывает, какое число элементов можно подключить к выходу триггера,
не вызывая отклонения выходных напряжений от установленных логических
уровней. Этот параметр зависит от нагрузочной способности элементов пэ
числа связей выхода триггера Q с остальными элементами триггера и при
выполнении последнего на типовых ЛЭ определяется из выражения
nQ= П>~ SQ,
где SQ — число связей выходного плеча триггера.
Быстродействие триггера оценивается максимальной частотой следова-
ния входных сигналов/тах, при которой триггер полностью выполняет свои
функции. Максимальная частота зависит от задержек выполнения логичес-
ких операций элементами триггера. В общем случае Утах любого триггера
можно рассчитать по формуле
mdX г • + Т t
* и min 1 * п min р
где ти min — минимальная длительность сигнала (информационного или так-
тирующего), при которой не нарушается работа триггера; тп min — мини-
мальная длительность паузы между сигналами записи информации, обес-
печивающая нормальную работу триггера.
Иногда параметр/тах оценивается через параметр /р = г min + г min —
минимальный временной интервал между двумя переключающими импуль-
сами или разрешающее время триггера.
Требование функциональной надежности. Это требование предполагает
схемную реализацию триггера, в котором отсутствуют опасные состязания.
Считается, что схема функционально надежна, если она свободна от пос-
ледних. При их наличии функциональную надежность оценивают с помо-
щью параметра Д, именуемого относительной длиной состязающихся цепей,
в (67] показано, что для некоторых видов состязаний триггер функцио-
нально надежен, если выполняется условие
_ д > max
з min
где С, G' — число элементов в состязающихся цепях; тзтах и r3min — времен-
ной разброс задержек выполнения логической операции элементами.
Аппаратурные затраты Этот параметр позволяет оценить суммарные
затраты по числу корпусов ИМС, пользуясь формулой
п
/ = 1
где — число корпусов ИМС /'-го типа.
3.2. Требования и параметры, характеризующие триггерные устройства
Число логических элементов в триггере лэт. Этот параметр, который опре-
деляется суммарным числом ЛЭ в триггере, относится к разряду важней-
ших, так как позволяет оценить мощностные затраты триггера.
Учитывая, что в двоичных триггерах, как правило, число элементов,
находящихся в состоянии 0, примерно равно числу элементов, находящих-
ся в состоянии 1, и само число элементов сравнительно невелико, мощ-
ность, потребляемую триггером в статическом состоянии (Рст), можно дос-
таточно точно подсчитать по формуле
Р = п Р ,
ст эт с э’
где Рс э = (РОэ + Лэ)/2 — средняя мощность, потребляемая элементом;
РОэ — мощность, потребляемая элементом в состоянии 0; Р1э — мощность,
потребляемая элементом в состоянии 1.
Число переключаемых за период элементов 0т. Учет параметра 0т при
выборе оптимального варианта триггера необходим в том случае, когда триг-
гер проектируется на элементах, потребляющих в момент переключения
заметно большую мощность, чем в статическом состоянии. К последним
можно отнести ТТЛ- и особенно КМОП-элементы.
Повышенный расход мощности в момент переключения является при-
чиной не только увеличения средней мощности, потребляемой триггером,
но и возникновения значительных импульсных помех в цепи питания. По-
этому уменьшение числа переключаемых элементов имеет важное значение
для снижения как потребляемой мощности, так и уровня генерируемых
помех. У традиционных, т. е. двоичных триггеров, особенно триггеров ти-
пов Z), Г, JK и RS, в стадии переключения участвуют практически все эле-
менты. Поэтому для таких триггеров параметр 0у можно считать примерно
равным числу его элементов, т. е. 0у = пэГ По числу переключаемых за
период элементов можно определить дополнительную мощность ДРт, по-
требляемую триггером в динамическом режиме:
ДРТ = f ДРд/0,,
/=1
где ДРд . — дополнительный прирост потребляемой мощности элементом
/-го типа за счет работы в динамическом режиме при переключении; 0. —
число переключаемых за период элементов /-го типа; / — число типов эле-
ментов, различаемых по потребляемой мощности.
В свою очередь, мощность ДРд/. можно определить из выражения
\Р = Р - Р
Д. / Д. Э / С Э I ’
где Рд э / — средняя динамическая мощность элемента z-го типа на рабочей
частоте f (определяется из технических условий на элемент); Рс э/. — сред-
няя статическая мощность элемента z-го типа.
Из сказанного следует, что с увеличением прироста динамической
мощности, которая резко увеличивается с ростом частоты, должна уве-
личиваться и общая, т. е. динамическая мощность Рдт, потребляемая триггером.
В итоге, с учетом параметра ДРт полная или динамическая мощность триг-
гера будет определяться из выражения
Р = Р + ДР.
дт ст т
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Потребляемая мощность и аппаратурные затраты являются важными
характеристиками, поскольку именно на их основе проводится сравнение и
выбор схемного решения триггера при условии выполнения им функцио-
нальных требований.
Триггер можно характеризовать и рядом дополнительных параметров, к
которым можно отнести, например, число связей 5св. Этот параметр харак-
теризуется суммарным числом связей, которые необходимо выполнить между
элементами, входящими в триггер:
/=/
sCB =
/=1
где ni — число элементов /-го типа, различаемых по числу входов; mi —
число задействованных входов элемента /-го типа.
Как уже отмечалось, схемотехнические параметры являются именно теми
параметрами, на основе которых производится выбор оптимального вари-
анта триггера. Сам процесс выбора здесь не рассматривается, но можно
отметить, что выбор типа триггера необходимо осуществлять по всей сово-
купности схемотехнических параметров с учетом их степени важности при-
менительно к конкретному устройству.
3.3. Статические триггеры
К статическим будем относить триггеры, характеризующиеся следующими
признаками.
1. Триггеры управляются как импульсными, так и потенциальными сиг-
налами.
2. В качестве элементов памяти используются только бистабильные триг-
геры, позволяющие хранить информацию сколь угодно долго (статические
элементы памяти).
3. Триггеры выполняются на потенциальных ЛЭ, их структурная схема
не содержит в своем составе элементов, преобразующих входные потенци-
альные сигналы в импульсные (элементы типа РЭУ9, дифференцирующие
цепи, схемы выделения фронтов).
В ряду триггерных устройств статические триггеры представляют собой
самый обширный класс. Причина такого широкого применения статичес-
ких триггеров заключается в том, что они удобны в эксплуатации, надежны
в работе, легко изготовляются в интегральном исполнении и к тому же
обладают самым широким диапазоном в части получения схем с любым
заданным способом управления записью информации.
На рис. 3.2 приведена классификационная таблица статических тригге-
ров. Важно отметить, что все типы триггеров, различаемые по видам управ-
ления записью, реализуются именно в статическом исполнении.
Последующее изложение материала начнем с рассмотрения триггеров,
управляемых уровнем, т. е. триггеров вида £, L.
РЭУ — разностный элемент управления [5].
3.3. Статические триггеры 91
3.3.1. Триггеры с управлением записью вида L, L
Как уже отмечалось, триггеры видов L. L относятся к разряду устройств, в
которых прием и фиксация информации совмещены во времени. Последнее
означает, что информация на выходах таких триггеров появляется практи-
чески одновременно с ее поступлением на информационные входы для асин-
хронных и с поступлением ТИ на тактирующий вход С для синхронных триг-
геров. Термин «управление по уровню», как, впрочем, и любой другой спо-
соб управления записью, необходимо связывать с реакцией триггера на смену
информации в процессе ее записи. Применительно к тактируемым тригге-
рам этот термин означает, что если, например, во время действия ТИ будет
изменяться информация на логических входах, то это изменение будет не-
прерывно фиксироваться и на его выходах в течение всей длительности ТИ.
Реагируют на смену информации и асинхронные триггеры, поскольку
тактируемые триггеры при постоянном разрешающем уровне на входе С
становятся асинхронными. Другими словами, триггеры вида L реагируют
на смену информации в процессе ее записи, что является спецификой их
работы, и это обстоятельство должно учитываться при их применении.
Рассмотрение триггеров вида £, L важно по той причине, что они кро-
ме того, что имеют достаточно большое самостоятельное применение, яв-
ляются, по существу, основными (базовыми) ячейками всех триггерных
устройств, выполняя в них функции собственно триггеров определенного
функционального типа. Забегая вперед, скажем, что наиболее часто в каче-
стве собственно триггера используются асинхронные триггеры (R-S)L и
(Я-5)—типов. Однако применение /?5-триггеров в качестве собственно триг-
гера совершенно не обязательно, так как в качестве последних могут при-
меняться и другие триггеры. Важно только, чтобы эти триггеры удовлетво-
ряли двум требованиям: обладали полной системой переходов и выполня-
лись с возможно меньшим числом элементов (вентилей).
Второе требование вытекает из условия, что собственно триггеры явля-
ются составной частью любого триггерного устройства, и поэтому с целью
сокращения аппаратурных затрат они должны иметь минимальное число
элементов. Обращаясь к обобщенной схеме триггера, можно сказать, что
собственно триггер есть не что иное, как триггерное устройство, у которого
отсутствует устройство управления. В дальнейшем такие триггеры будем
называть элементарными, или простыми.
Требование полноты переходов означает, что для двух устойчивых состо-
яний триггер обязан иметь следующие переходы при воздействии входных
сигналов: 0-»0, 0—> 1, 1—>0, 1-» 1. В частности, переходы 0 —> 0 и 1 —> 1
означают, что при воздействии входных сигналов триггер должен сохранять
свое предыдущее состояние, т. е. Qn+1 = Qn. Требование реализации с мини-
мальными затратами по числу вентилей указывает на то, что триггер должен
представлять собой асинхронный автомат с возможно меньшим числом вхо-
дов. К числу последних принадлежат автоматы с двумя входами10.
10 Среди асинхронных последовательностных автоматов с одним входом, которые могут
использоваться в качестве элементарных триггеров, фактически существует только один авто-
мат — триггер Т-типа. Однако его реализация требует больших аппаратурных затрат.
92 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
В общем случае для п сигналов, каждый из которых принимает два зна-
чения, существует 2п их возможных комбинаций. В результате, если п пред-
ставляет собой число входов триггера, а его выходная функция принимает к
дискретных значений, то формально можно построить к2” триггеров раз-
личного логического типа. Учитывая, что выходная функция триггера мо-
жет принимать пять значений, а именно 0, 1, Q, Q и X (неопределенное
состояние), возможна реализация 52” типов триггеров. Следовательно, при
числе входов 2 (п = 2) формально существует 625 типов триггеров (автома-
тов). Однако большинство из них либо не обладает полной системой пере-
ходов, либо тривиальны, либо просто бессмысленны. Примерами таких
автоматов можно назвать автоматы, которые на всех наборах переменных
принимают постоянные значения 0, 1, Q, Q. или неопределенное значение,
или их комбинацию, например, О, X, Q и X и т. д. Поэтому из 625 можно
назвать сравнительно небольшое число автоматов, которые могут обладать
полной функцией переходов и иметь практический интерес. Законы функ-
ционирования большинства из них приведены в табл. 3.1.
Каждый из этих автоматов может быть исследован на предмет его при-
надлежности к элементарному триггеру. Однако, как будет ясно из последу-
ющего изложения, элементарные триггеры необходимо выбирать среди авто-
матов, в которых отсутствуют состояния типа Q, два Q, поскольку реализа-
ция таких состояний требует наибольших затрат по числу элементов. Заранее
оговоримся, что наибольший интерес для элементарных триггеров представ-
ляют автоматы 7, 2, 3 (см. табл. 3.1). Автомат, поведение которого описы-
вается переходами 1, носит название триггера 7?5-типа. Таким образом,
триггером /?5-типа называют элементарный автомат с двумя устойчивыми
состояниями, имеющий два информационных входа R и 5, такие, что при
R = 1 и S = 0 триггер принимает состояние О (Q = 0), а при S = 1 и R = 0 —
состояние 1 (Q= 1). В соответствии с состоянием, принимаемым триггером,
вход S называют единичным входом триггера, а вход R — нулевым. Закон
функционирования /?5-триггера в развернутом виде приведен в табл. 3.2.
Как следует из приведенных таблиц, состояние /?5-триггера не изменя-
ется (т. е. Qn+[ = Qесли на обоих его входах действуют сигналы с
уровнем 0. При одновременном поступлении на входы R и S сигналов с
уровнем логической 1 триггер принимает неопределенное состояние (X).
Термин «неопределенное состояние» в данном случае означает тот факт,
что если входы R и S одновременно изменяют свое состояние с единичного
на нулевое, то триггер может установиться либо в 0, либо в 1 с равной
вероятностью. Поэтому логические устройства на основе /?5-триггеров дол-
жны проектироваться с учетом исключения комбинаций R = S = 1. Для
нахождения характеристического уравнения /?5-триггера запишем данные
табл. 3.2 на карту Карно (рис. 3.4). Проводя этап
5'
считывания, находим
Q"+] =S" + Q" Rn\ Rn Sn -0. (3.1)
Рис. 3.4. Карта Карно А5-триггера
Таблица 3.1
Входы Выходы триггера Qп +1
а" Я2 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
RS RS RS SR R s DV, CD E JK
0 0 Q" X 0 1 Q” Q" Qn Q" Qn Qn 0 0 0 0 0
0 1 1 0 X Qn 1 1 0 1 0 1 1 1 1 1 Qn
1 0 0 1 Q" X 0 0 Q" 0 Q" 0 Qn Qn Q" Q" Q"
1 0 X Q" 1 0 0 1 1 Q" 1 Qn 0 0 Qn Qn 1
Входы Выходы триггера Qn +1
«г в2 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 Q"
0 1 1 Q" 1 1 Q" Qn Q" 1 1 Qn 1 1 1 X X
1 0 Q" Q" Q" X X 0 1 1 1 1 Q" Qn X 1 1
1 1 Q" 1 X Q" 1 1 1 Q" Qn Qn X X Qn Qn 0
3.3. Статические триггеры
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
выходами,
Рис. 3.5. Схема однофазного (/?-5)л-триггера (а) и его ус-
ловное обозначение (6)
q Непосредственная реализация триггера /?5-типа
[ по уравнениям (3.1) в базисе ОФПН приводит к
5 R триггеру вида (R-S)L (рис. 3.5). Схема такого триг-
’ ' гера имеет один выход, т. е. является однофазной.
6 На практике наиболее часто применяются /?5-триг-
геры, обладающие как прямым, так и инверсным
выполненные на элементах И-НЕ, ИЛИ-HE. Уравнения после-
дних можно получить посредством преобразования характеристического
уравнения /?5-триггера. Применив правило де Моргана к уравнению RS-
триггера, получим
Qn+I =S" + R"Q" = Sn +(Rn +Q"); (3.2)
Q"+' = S” + R”Q” =S” Rn Qn. (3.3)
Схемы /?5-триггеров, построенные по уравнениям (3.2) и (3.3), их обо-
значения, диаграммы работы и карта Карно приведены на рис. 3.6, а—д. Из
диаграммы видно, что смена информации на его входах в процессе записи
(момент /j) отражается и на его выходах (Q = Q = 0), что характеризует схе-
му как триггер вида L.
Кроме триггеров (/?-5)л-типа представляют интерес автоматы, поведе-
ние которых описывается функциями переходов 2 и 3 в табл. 3.1. Закон
функционирования автомата 2 отражен в табл. 3.3.
Характеристическое уравнение такого триггера, составленное по карте
Карно (см. рис. 3.6), записывается следующим образом:
Сл+| = а2" +а2" Qn.
Таблица 3.2
Q" Rn sn gn+l
0 0 0 0
0 0 1 1
0 1 0 0
0 1 1 X
1 0 0 1
1 0 1 1
1 1 0 0
1 1 1 X
Таблица 3.3
Q" «1 «2 ел+|
0 0 0 X
0 0 1 0
0 1 0 1
0 1 1 0
1 0 0 X
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 1
3.3. Статические триггеры
Рис. 3.6. Схемы парафазного (/?-5 )л-триггера на логических элементах
ИЛ И-НЕ (а), И-НЕ (6), условное обозначение триггера (в) и диаг-
рамма работы (г); д — карта Карно
Сопоставляя табл. 3.2 и 3.3, нетрудно заметить, что рассматриваемый
автомат аналогичен триггеру /?5-типа, но в отличие от него управляется
инверсными сигналами. Поэтому такой автомат часто называют триггером
/?5-типа с инверсным управлением (инверсный Я5-триггер) и обозначают
как триггер вида (/?-5)г. Характеристическое уравнение триггера примени-
тельно к входам R и S имеет вид
Q"+[ = Sn + Rn Qn; R" +S" =1. (3.4)
Из табл. 3.3 и уравнений (3.4) следует, что для триггера вида (R-S)L
запрещенной является комбинация из двух логических нулей на входах,
которые обозначаются буквами R и S (рис. 3.7). Причем наличие черты
указывает на тот факт, что триггер по информационным входам управляет-
ся сигналами с уровнем логического 0, т. е. в режиме хранения информа-
ции на входах R и S действуют уровни логической 1. Однофазный вариант
триггера, выполненного в базисе элементов ОФПН по уравнениям (3.4), и
его условное обозначение приведены на рис. 3.7. Парафазный вариант триг-
гера, имеющего прямой и инверсный выходы, получается либо путем ин-
вертирования сигнала Q, либо посредством преобразования уравнений (3.4)
в базисе элементов И-НЕ:
Q"+l =Sn + Rn Qn = Sn (R" Qn). (3.5)
_____щ
L____
Рис. 3.7. Схема однофазного (R-S)i -триггера (а) и
его условное обозначение (б)
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.8. Схема парафазного (/?-5) —
триггера (а) и его условное обозначе-
ние (6)
Рис. 3.9. Схема парафазного RT-SL-
триггера (а) и его условное обозначе-
ние (6)
1 R~
Триггер, построенный в соответствии с уравнением (3.5), и его услов-
ное обозначение показаны на рис. 3.8.
К числу элементарных триггеров можно отнести автомат 3 в табл. 3.1,
функционирование которого описывается уравнением
Q"+[ = S" + Rn Qn. (3.6)
В дальнейшем этот автомат будем называть триггером вида Rr-SL. Для
данного триггера запрещенной является комбинация сигналов R = 0 и 5= 1,
одновременное присутствие которых устанавливает триггер в неопределен-
ное состояние. Однофазный вариант триггера вида R^-SL, построенного по
уравнению (3.6), и его условное обозначение показаны на рис. 3.9. В табл. 3.4
приведен закон функционирования одного из наиболее широко распрост-
раненных триггеров, известного под названием триггера УК-типа. В табл. 3.1
этот триггер имеет номер 10.
Как видно из табл. 3.4, триггер обладает полной системой переходов, и
вместе с тем у него отсутствуют запрещенные комбинации входных сигна-
лов. Из карты Карно (рис. 3.10) находим характеристическое уравнение
триггера
Q"+1 = Jn Q" + К" Q". (3.7)
Построение триггера непосредственно по уравнению (3.7) приводит к схе-
ме асинхронного УК-триггера, показанного на рис. 3.11. Согласно табл. 3.4
Таблица 3.4
Q" J" кп Q"+l
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 1
0 1 1 1
1 0 0 1
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 0
Рис. 3.10. Карта Карно УК-триггера
Рис. 3.11. Схема УК-триггера
3.3. Статические триггеры
такой триггер при J = К = Q может находиться либо в состоянии 0(0 = 0),
либо в состоянии 1 (0 = 1). Действительно, если триггер находится в состо-
янии 1 (0 = 1), то постоянно открыт вентиль В2, удерживающий тем самым
триггер в состоянии 1 (0 = 1). Если 0 = 0, то будут закрыты оба вентиля
и Вэ, подтверждая тем самым через элемент ИЛИ нулевое состояние триг-
гера. При J = 1, К = 0 открыт вентиль В1? и триггер устанавливается в
состояние 1 при условии, что он предварительно находился в состоянии 0
(0 = 0, 0 = 0). Если К = 1, a J = 0, то вентили Вх и В2 закрыты, и триггер
принимает состояние 0. При комбинации сигналов J = К= \ триггер, как
это видно из табл. 3.4, должен переключиться в инверсное состояние. Тог-
да, если, например, 0 = 1, то будут закрыты вентили В{ и В2, и триггер
установится в 0 (0 = 0). Если же триггер находился в состоянии 0(0=0),
то будет открыт вентиль Bv и триггер примет состояние 0 = 1. Из сказан-
ного следует, что в том случае, когда на входах J и К уровень 1 действует
постоянно, то триггер будет находиться в колебательном режиме, пооче-
редно переключаясь из 1 в 0 и из 0 в 1. Для устранения такого недостатка
необходимо, чтобы комбинация сигналов J = К = 1 оканчивалась сразу
после переключения триггера в инверсное состояние. Последнее означает,
что при комбинации сигналов J = К = 1 триггер должен управляться не
потенциальными, а импульсными сигналами, т. е. сигналами ограничен-
ной и в данном случае жестко фиксированной длительности. Поскольку для
выполнения такого требования в состав триггера необходимо дополнительно
ввести схему управления, то схема триггера, приведенная на рис. 3.11, не
является элементарной.
В табл. 3.5 приводится закон функционирования еще одного весьма
распространенного триггера, а именно триггера Г-типа. Этот триггер имеет
один информационный вход Т и поэтому он отсутствует в табл. 3.1. Из
табл. 3.5 видно, что при отсутствии информационного сигнала (Г = 0) триг-
гер Г-типа сохраняет свое исходное состояние 0 или 1, а при подаче инфор-
мационного сигнала всегда переходит в инверсное состояние. Поскольку
смена состояний триггера под действием входных сигналов эквивалентна
счету, то такой триггер как бы осуществляет подсчет сигналов на 2, поэто-
му его часто называют счетным триггером, или триггером со счетным вхо-
дом. Характеристическое уравнение Г-триггера имеет вид
0"+1 =Тп Qn +Qn Т". (3.8)
Непосредственное построение триггера по уравнению (3.8) дает схем-
ное решение Г-триггера, показанное на рис. 3.12.
Таблица 3.5
Q" 'рп + с
0 0 0
0 1 1
1 0 1
1 1
Рис. 3.12. Схема счетного триггера
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Сопоставляя схемы триггеров Т- и /Антипов (см. рис. 3.11 и 3.12), не-
трудно заметить, что триггер Г-типа получается из триггера J/C-типа по-
средством объединения его информационных входов. Следовательно, этот
триггер, как и триггер /ЛГ-типа на рис. 3.11, относится к разряду триггеров,
управляемых импульсными сигналами, и поэтому не может являться эле-
ментарным. На этих двух примерах наглядно видно, что при наличии опе-
рации счета, которая в табл. 3.1 для различных комбинаций входных сигна-
лов и а2 отражена символом Q, синтез триггеров по их характеристичес-
ким уравнениям приводит к асинхронным триггерам, которые, как уже
указывалось, не могут являться элементарными ввиду сложности выполне-
ния требований по длительности входных сигналов. По этой причине отпа-
дает надобность в исследовании на принадлежность к элементарным всех
триггеров, имеющих в таблице истинности операцию счета (триггеры под
номерами 9, 10, 12, 14, 16, 17 и т. д. в табл. 3.1). Процесс выявления элемен-
тарных триггеров можно продолжить и далее. Однако необходимо отметить,
что рассмотренные выше элементарные триггеры реализуются с минималь-
ными затратами по числу типовых элементов и именно они используются
при синтезе более сложных составных триггерных устройств (СТУ).
Тактируемые триггеры
Как отмечалось выше, запись информации в тактируемые триггеры мо-
жет осуществляться только при наличии ТИ. Следовательно, тактируе-
мые триггеры кроме информационных обязаны иметь еще и тактирующий
вход. В тактируемом исполнении может быть выполнен любой из тригге-
ров табл. 3.1. Однако в практике проектирования тактируемых триггеров
наибольшее распространение получили триггеры CRS- и CD-типов. Они
являются по существу базовыми триггерами, на основе которых строятся
более сложные схемы.
Триггеры СдДО-типа. Поведение тактируемого триггера С/?5-типа отраже-
но в табл. 3.6. По карте Карно (рис. 3.13) находим уравнение С/?5-триггера
Q"+1 =Сп ,Q^cn Sn yQn Rn\ R” Sn =0. (3.9)
Таблица 3.6
to 3 Rn sn Q"+l
Cn = 1 C" = 0
0 0 0 0 0
0 0 1 1 0
0 1 0 0 0
0 1 1 X 0
1 0 0 1 1
1 0 1 1 1
1 1 0 0 1
1 1 1 X 1
3.3. Статические триггеры
Рис. 3.14. Схемы триггеров С£/?5-типа на элементах И-НЕ (а), И-ИЛИ-НЕ
(5), условное обозначение триггера (в) и диаграмма работы (г)
Реализация триггера непосредственно по уравнению (3.9) в базисе
ОФПН приводит к однофазному триггеру С£/?5-типа. Однако в таком виде
С£/?5-триггер не находит применения. Наиболее часто С£/?5-триггеры вы-
полняются в базисе элементов И-НЕ и И-ИЛИ-НЕ. Схемы таких триггеров
и их обозначение показаны на рис. 3.14. Обе схемы можно получить по-
средством преобразования уравнения (3.9). В частности, схема триггера на
рис. 3.14, а получается в результате следующих преобразований уравнения:
0"+' = С" • 0" + С" • 5" + 0" Л" = С" • 5" + 0" (С" + Я") =
= Сп • Sn + Qn • С" • R” =Сп Sn +Q" Сп R" = С"-Sn Qn CR".
Для схемы второго триггера уравнение преобразуется следующим образом:
0и+| =Сп-Sn +Qn-(Rn +Сп) = Сп-S" +Qn +(Rn +С") =
= Сп Sn + Qn + R" С.
После инвертирования обеих частей уравнения получим необходи-
мое выражение для реализации триггера (рис. 3.14, б) в базисе элементов
И-ИЛИ-НЕ:
Qn+l = Сп Sn +Qn + Rn Sn.
Обе схемы фиксируют информацию по уровню ТИ при условии, что гти > 2гср
и гти > Зтср для схем на рис. 3.14, б и 3.14, а соответственно.
Из диаграммы на рис. 3.14, г видно, что смена информации на входах
триггера при действии ТИ (моменты tx—/3) отражается на его выходах.
На рис. 3.15 приведены схемы триггеров С£Л5-типа. Триггеры управ-
ляются сигналами с уровнем логического 0, и для них запрещенной явля-
ется комбинация двух 0 на его информационных входах при наличии ТИ
с уровнем О (С = 0). Обе схемы находят широкое применение; при этом
100 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.15. Схемы -триггера на элементах ИЛИ-НЕ (я), И-ИЛИ-НЕ (б)
и его условное обозначение (в)
Q Q
схема на рис. 3.15, а выполняется на четырех элементах ИЛИ-HE, а схема на
рис. 3.15, б — на двух элементах И-ИЛИ-НЕ, т. е. является более экономичной
по числу вентилей, потребляемой мощности и более быстродействующей.
Триггеры QD-типа. Триггером D-типа, известным в литературе под на-
званием триггера задержки, называют элементарный автомат с одним ин-
формационным входом. Закон функционирования триггера D-типа приве-
ден в табл. 3.7 и аналитически описывается уравнением
Qn+X = Dn.
Наличие одного информационного входа в ряде случаев является не-
сомненным преимуществом триггеров D-типа по сравнению с триггерами с
двумя информационными входами, поскольку в 2 раза сокращается число
межкаскадных связей, требуемых для передачи информации. Именно в силу
этого положительного свойства триггеры D-типа весьма широко применя-
ются в интегральной схемотехнике при проектировании цифровых устройств.
Построение триггера по характеристическому уравнению приводит к схе-
ме, представляющей собой вентиль И с одним входом. Поскольку сигнал
на выходе такой схемы отслеживается с некоторой задержкой, то триггер
называют триггером задержки. Действительно, в асинхронном исполнении
D-триггер эквивалентен линии задержки только в том смысле, что передает
логический сигнал на выход с задержкой, определяемой задержкой самого
логического элемента. Однако как
триггер такая схема, естественно, су-
ществовать не может. В качестве триг-
гера схема, описываемая в табл. 3.7,
существует только в тактируемом ва-
рианте. Но в этом случае она представ-
ляет собой один из 625 типов тригге-
ров с двумя входами, а именно триг-
Таблица 3.7
Dn ел+|
0 0
1 1
Таблица 3.8
сп Q" Dn Q»+l
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 1
0 1 1 1
1 0 0 0
1 0 1 1
1 1 0 0
1 1 1 1
3.3. Статические триггеры IОI
Q”'1
Qn Dn
Рис. 3.16. Карта Карно CD-триггера
Рис. 3.17. Схема однофазного CLD-
триггера на элементах И, ИЛИ, НЕ
гер под номером 7 в табл. 3.1. Поведение такого триггера в обобщенном
виде описывается табл. 3.8 и характеристическим уравнением вида
(3.10)
полученным на основе карты Карно (рис. 3.16). Реализация триггера по урав-
нению (3.10) в базисе ОФПН дает однофазный триггер (рис. 3.17). В отсут-
ствие тактирующего сигнала (С = 0) триггер может находиться либо в со-
стоянии 0 (Q = 0), либо в состоянии 1 (Q = 1). Пусть триггер находится в
состоянии Q = 1. В этом случае уровень 1 действует на выходе вентиля В} и,
следовательно, на выходе элемента Z?3, выполняющего функцию ИЛИ. Если
триггер находится в состоянии 0(0 = 0), то закрыты оба вентиля и В2 (на
их выходах уровни 0), и тем самым поддерживается уровень 0 на выходе Q
триггера.
Пусть триггер находится в состоянии Q = 0. Установим его в состоя-
ние Q = 1, для чего на входы подадим комбинацию сигналов С = 1, D = 1.
В этом случае сначала на выходе вентиля Bv а затем и на выходе 0 триггера
формируется уровень 1. Последний поступит на вход вентиля В} и подгото-
вит его к включению по одному входу. В результате при С = 0, т. е. при
съеме тактирующего сигнала, и при D = 1 на выходе вентиля Вх сформиру-
ется уровень 1, который через элемент В3 подтвердит состояние Q = 1 после
съема ТИ. Однако такого подтверждения может не произойти, если после
окончания ТИ вентиль В} не успеет включиться, но уже выключится вен-
тиль Bv т. е. на его выходе сформируется уровень 0 раньше, чем уровень 1
на выходе вентиля В}. Другими словами, мы сталкиваемся с явлением со-
стязаний (гонок) между логическими элементами 54, В} и В2. Говорят, что
элемент В^ выиграет гонку, если сигнал на его выходе появится раньше,
чем на выходе элемента Вг Поэтому здесь необходима проверка триггера
на функциональную надежность. Схема триггера на рис. 3.17 при наличии
состязаний будет считаться функционально надежной, если выполняется
условие rmaxl + rmax4 < rmin2. Это выражение можно записать
в виде 2rmax < rmin. Полученное условие для однотипных |
элементов невыполнимо, так как для них всегда т . < т.
' 1Г11Г1 ГТШл
А это означает, что схема триггера будет функционально на-
Рис. 3.18. Схема однофазного CLD-триггера на одном элементе
T-TTL-типа
102 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
дежна, если в качестве вентиля В} будет применяться элемент другой, ме-
нее быстродействующей серии ИМС, либо триггер реализуется на одном
элементе (рис. 3.18) T-TTL-типа. Различные схемные варианты тригге-
ров D-типа на элементах И-НЕ, И-ИЛИ-НЕ, И-ИЛИ, НЕ приведены на
рис. 3.19, а~в. Поскольку все триггеры вида Л, то необходимо следить за
тем, чтобы во время действия ТИ информация на входе оставалась по-
стоянной (рис. 3.19, г). Анализируя схемы триггеров, приведенные на
рис. 3.19, а~в. нетрудно заметить, что все они выполняют одну и ту же
логическую функцию, описываемую уравнением (3.23), имеют одну и
ту же диаграмму входных и выходных сигналов (рис, 3.19, г), но вместе
с тем реализуются на различном числе элементов. По-видимому, все
эти схемные варианты базовых триггеров могут быть получены посред-
ством преобразования уравнения (3.23). Однако путь преобразования
исходного уравнения для получения той или иной схемы триггера не
очевиден. Например, пусть необходимо построить C^D-триггер на эле-
ментах И-НЕ, работающий по диаграмме рис. 3.19, г посредством пре-
образования уравнения (3.23). Применив правило де Моргана к урав-
нению (3.10), находим
(Г+1 = Сп Dn Сп Qn. (3.11)
Построенная в соответствии с этим выражением, схема триггера отличает-
ся от рассмотренных выше и не является функционально надежной.
В [2] показано, что схему триггера на рис. 3.19, а можно получить, если
выражение (3.11) преобразовать к виду
Qn+X = С" D" +С" Dn Qn, (3.12)
Однако такой путь преобразования опять-таки не очевиден, и, следова-
тельно, само его получение носит эвристический характер. Кроме того,
непосредственное построение CLD-триггера по выражению (3.12) не при-
водит к схеме триггера на рис. 3.19, а. В этом случае применяют искус-
ственный прием, полагая, что выражение (3.12) описывает поведение
/?5-триггера, у которого CD = 5, a CD = R [2]. Все сказанное позволяет
утверждать о наличии эвристического подхода в процессе проектирования
даже весьма несложных триггерных устройств.
Приведенные на рис. 3.17 схемы D-триггеров тактируются сигнала-
ми высокого уровня (С = 1). Однако нередко требуются C^D-триггеры.
Рис. 3.19. Схемы парафазного CLD-триггера (а—в) и диаграмма их работы (г)
3.3. Статические триггеры
Рис. 3.20. Карта Карно Q D-триггера
могут быть построены на
Функционирование последних описывается
табл. 3.9 и характеристическим уравнением
(см. рис. 3.13)
Qn+I =с" Q"+ С" Dn. (3.13)
В схемотехническом плане такие триггеры
основе триггеров рис. 3.19, я, б посредством замены элементов И-НЕ на
элементы ИЛИ-HE. Однако наиболее экономичные по числу вентилей од-
нофазный и парафазный варианты C^D-триггеров приведены на рис. 3.21
(там же показано обозначение СТ D-триггера). Однофазный вариант Ст D-триг-
гера на рис. 3.21, а получается из уравнения (3.13), а парафазный — инвер-
тированием правой и левой его частей, т. е. из выражения
(T+1 = Сп Qn +Сп • Dn.
Обе схемы функционально надежны и работают по низкому уровню ТИ (С = 0).
Здесь необходимо отметить, что применительно к однофазным триггерам
возможны и другие типы триггеров, а именно триггеры CLD- и C^D-типов.
Из этих двух триггеров наибольший интерес представляет первый, функци-
онирование которого описывается табл. 3.10 и уравнением вида
(T+1 = Сп Q” +Сп Ьп. (3.14)
Таблица 3.9 Таблица 3.10
сп Q" Dn ел+1 С" Q" Dn Q"+‘
0 0 0 0 0 0 0 0
0 0 1 1 0 0 1 0
0 1 0 0 0 1 0 1
0 1 1 1 0 1 1 1
1 0 0 0 1 0 0 1
1 0 1 0 1 0 1 0
1 1 0 1 1 1 0 1
1 1 1 1 1 1 1 0
Рис. 3.21. Схемы однофаз-
ного D-триггера (а), па-
рафазного QD-триггера
(б) и их условные обозна-
чения (#)
Q Q
в
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Q Q Q О
CD С2 S = D
а б
Рис. 3.22. Схема однофазного CLD-триг- Рис. 3.23. Схема CLS-RL-триггера
гера на элементе T-TTL-типа
Наиболее эффективно такой триггер реализуется на элементах Т-ТТЛ-
типа. В этом случае он выполняется всего на одном ЛЭ, функция которого
описывается уравнением (3.14) (рис. 3.22).
Кроме триггеров CLRS- и СА/)-типов довольно широко применяются
триггеры с числом информационных и тактирующих входов больше двух, а
также триггеры с совмещенными режимами записи и фиксации информа-
ции. Примером последнего может служить триггер, схема которого показа-
на на рис. 3.23. Триггер имеет два входа R и S (вход R — асинхронный, вход
S — тактирующий). С этих позиций данный триггер следует назвать тригге-
ром CL5-/?А-типа. Иногда такой триггер называют двухтактным триггером
D-типа. Последнее объясняется тем, что рассматриваемый и подобный ему
триггеры работают, как правило, в режиме, требующем двухтактной сетки
синхрочастот THj = С1 и ТИЭ = С?. При этом импульс С1 обнуляет триггер,
а импульс С2 устанавливает его в единичное состояние при условии, что на
входе 5 действует уровень логической 1. В результате при таком режиме
работы для установки триггера в любое из двух состояний достаточно по-
дать информационный сигнал только по одному входу аналогично тригге-
рам О-типа.
3.3.2. Триггеры с управлением записью вида [F]
Триггеры вида как и триггеры вида [L], относятся к разряду устройств,
у которых прием и фиксация информации совмещены во времени. Такие
триггеры могут быть синхронными и асинхронными.
Рассмотрим синхронные триггеры RS-, D- и J/f-типов, получившие наи-
более широкое распространение в интегральной схемотехнике.
В триггерах вида [F] для записи информации используется не весь сиг-
нал, а только его фронт. Такие триггеры имеют следующий алгоритм рабо-
ты. В отсутствие переключающего фронта ТИ информация на логических
входах может принимать любые комбинации. При этом состояние на выхо-
дах триггера не изменяется. При поступлении фронта ТИ осуществляется
запоминание информации внутренней памятью схемы управления и ее
фиксация на выходах триггера. Одновременно схема управления вырабаты-
вает сигнал блокировки (его длительность равна длительности ТИ), кото-
рый блокирует прием информации, и она не воспринимается входными
цепями в течение всей последующей длительности ТИ. Необходимо иметь
в виду, что блокировка входов может быть полной или частичной (после-
дняя только у тактируемых триггеров).
3.3. Статические триггеры
Тактируемые триггеры с полной блокировкой входов характеризуются
тем, что при поступлении фронта ТИ осуществляется запрет на прием ин-
формации для любых комбинаций входных сигналов, включая нейтральную,
т. е. ту, при которой осуществляется режим ее хранения (для /?5-триггера это
комбинация R = S = 0). В триггерах с неполной блокировкой входов воз-
можны комбинации входных сигналов, при которых сигнал блокировки не
вырабатывается. В результате при таких комбинациях триггеры реагируют
на смену информации не только во время действия фронта ТИ, но и во
время действия его уровня. Триггеры, срабатывающие по фронту 01 и 10,
обозначим индексами F и F, если они обладают полной блокировкой вхо-
дов, и индексами f м/, если таковой не обладают. Примеры индексной
записи триггеров: Cz RS, CFD; CfJK, CfRS и т. п.
Триггеры с управлением записью вида [F] имеют более сложную схему
по сравнению с триггерами вида [Л], но обладают более высокой помехо-
устойчивостью, поскольку сигнал помехи в такие триггеры может записы-
ваться только в очень короткий интервал времени, практически совпадаю-
щий с длительностью фронта, тогда как в триггерах вида [£] помеха может
приниматься триггером в течение всей длительности сигнала ТИ.
Рассмотрение триггеров вида [F] начнем с триггера C^D-типа, получив-
шего широкое применение в интегральной схемотехнике. Схема триггера
приведена на рис. 3.24, там же показано ее обозначение, временная диаг-
рамма работы. Предположим, что триггер находится в состоянии Q = 0, а
на входе D уровень логической 1 (Z) = 1). В этом случае имеет место следу-
ющее распределение потенциалов на выходах вентилей схемы управления
триггера: Вх = В2 = В3 = 1, В4 = 0. В результате только вентиль В2 оказыва-
ется подготовленным к переключению, так как на одном из его входов
присутствует уровень 1 с выхода вентиля ВГ При поступлении ТИ на вход
С на входе элемента В2 сформируется сигнал с уровнем 0, под действием
которого триггер установится в состояние Q = 1. Одновременно этот сиг-
нал, поступая на входы вентилей Bf и В3, принудительно удерживает их в
состоянии 1 в течение всей длительности ТИ, и тем самым смена информа-
ции на входе D не отразится на состоянии триггера. Последнее наглядно
иллюстрируется диаграммой, приведенной на рис. 3.24, в. В момент /3 про-
изошла смена информации на входе D с 1 на 0. Однако триггер остался в
Рис. 3.24. Схема Q Z)-триггера
(а), его условное обозначение (б)
и диаграмма работы (в)
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
состоянии Q = 1. В момент /4 на вход D поступил сигнал помехи, но и в
этом случае триггер не изменил своего состояния. Триггер установится в О
(D = 0) в момент /5, поскольку к моменту поступления фронта ТИ на входе
Dдействовал уровень О (D = 0). И опять смена информации на входе De 0
на 1 в момент /6 не отразится на выходе триггера, поскольку сигнал блоки-
ровки, теперь уже снимаемый с выхода В3 (В3 = 0), будет удерживать вен-
тиль В4 в состоянии 1 (В. = 1). Таким образом, триггер работает в соответ-
ствии с уравнением Q" + 1 = D” и является CFD-триггером. Важной особен-
ностью работы триггера является то, что при смене уровня ТИ, т. е. при его
тактировании сигналами с уровнем логического 0, он также будет фикси-
ровать информацию по фронту F. Такой режим называют работой с внут-
ренней задержкой, поскольку информация на выходе триггера появляется
после окончания ТИ.
Триггеры, обладающие свойством работать в режиме с внутренней за-
держкой, в литературе обозначаются индексом t (D(, RSf. Т(. JKt и др.) [1|.
Этим индексом удобно пользоваться, когда важен сам факт работы тригге-
ра в режиме с внутренней задержкой, а не способы управления записью
видов [F], [£F], [FF| и другие, позволяющие проектировать триггеры с
внутренней задержкой. Другими словами, индекс t характеризует одно об-
щее свойство триггеров с различными видами управления записью, а имен-
но: возможность фиксации информации после окончания тактирующего
или информационного сигнала. Таким образом, например, запись Ct RS
обозначает, что триггер /?5-типа может быть выполнен с одним из видов
управления £F, FF, F, f и др. (в данном случае неважно каким) и фикси-
рует информацию после окончания ТИ (аналогично C{D. CtJK и др.)
В асинхронных триггерах режим с внутренней задержкой также харак-
теризуется индексом t. например, записи (/?—5)z, Rf—St означают, что по
входам R и S информация на выходах фиксируется после окончания ин-
формационного сигнала без учета того, каким образом это осуществляется
в схемотехническом плане (аналогично Fz, Jt—Kt
На рис. 3.25 показана схема С/?5-триггера с управлением записью F.
Предположим, что триггер находится в состоянии 1 (Q = 1), а на его входах
действует комбинация сигналов S = 0, R = 1. В этом случае имеет место
Рис. 3.25. Схема CfRS-триг-
гера (а), его условное обо-
значение (б) и диаграмма
работы (#)
Q Q
R С S
3.3. Статические триггеры
следующее распределение потенциалов на выходах вентилей В{—В4: В4 = О,
В\—В3 = 1. В результате вентиль В2 окажется подготовленным к переключе-
нию, так как на двух его входах из трех действует уровень 1. При поступле-
нии ТИ (момент t{ на диаграмме рис. 3.25, в) на выходе вентиля В2 сформи-
руется сигнал с уровнем 0, под действием которого триггер установится в
состоянии Q = 0, и одновременно этот сигнал будет удерживать вентили В}
и В3 в состоянии 1, запрещая тем самым прием информации в схему управ-
ления. Последнее означает, что с момента появления сигнала на выходе
вентиля В2 информация на входах R и S триггера может принимать любые
значения (моменты /2, Г3), но это изменение не будет влиять на состояние
триггера в целом, т. е. он останется в состоянии Q = 0. В момент /5 сигнал
с уровнем 0 теперь уже сформируется на выходе вентиля Z?3, так как к мо-
менту поступления фронта F очередного ТИ именно этот вентиль будет
подготовлен к переключению. В результате триггер установится в состоя-
ние Q = 1 и будет запрещен прием информации в схему управления, т. е.
триггер останется в состоящий Q = 1, хотя на его входах информация будет
изменяться (момент /6, /7).
В момент /8 приходит сигнал помехи по входу /?, но триггер не срабаты-
вает, так как отсутствует ТИ на входе С. В момент Г9 снова сформируется
сигнал на выходе вентиля Z?3, и триггер подтвердит свое единичное состоя-
ние. К моменту /10 на входах R и S будет действовать уровень 0, и, по логике
работы триггера F, он не должен реагировать на смену информации на его
входах после прихода фронта F. Как видно из диаграммы, в момент /п на
вход R поступает сигнал помехи, но тем не менее триггер устанавливается в
состояние Q = 0, хотя входной сигнал поступил после прихода фронта ТИ.
Последнее означает, что данный триггер является триггером С^ЛУ-типа, так
как не обладает полной блокировкой входов, поскольку существует одна
комбинация входных сигналов S= R = 0, при которой триггер реагирует на
смену информации на его входах после поступления фронта ТИ. Следует
отметить, что данный триггер, как и триггер С£ D-типа, может работать от
сигналов ТИ с уровнем логического 0, т. е. в режиме с внутренней задерж-
кой (С( /?5-триггер).
Вариант схемы триггера, обладающего полной блокировкой входов,
т. е. триггера СЛ /?5-типа, показан на рис. 3.26. Как видно из диаграммы
(рис. 3.26, в), такой триггер после поступления на вход С фронта ТИ не
реагирует на смену информации на его входах при любых комбинациях
входных сигналов, в том числе и при R= S = 0 (момент /и). Это достигается
за счет введения в состав триггера дополнительного устройства, выпол-
ненного на вентилях В} — Bv и связей с выходов вентилей Z?4, В5 на вход
вентиля В\ и с выхода В3 на входы вентилей Z?4, В5. При всех комбинациях
входных сигналов (кроме комбинации R = S = 0) такой триггер работает
аналогично триггеру, схема которого показана на рис. 3.25. Пусть триггер
находится в состоянии Q = 1, на его входе R действует уровень 1, а на входе
С — уровень 0 (момент /0 на рис. 3.26, в). В этом случае имеет место следующее
распределение уровней на выходах вентилей: В{ = В3 = В5 = Be = В7 = = 1,
В2 = В4 = Вд = 0, т. е. только вентиль В7 оказывается подготовленным к
переключению. В результате с приходом ТИ (момент /]) сформируется блоки-
рующий сигнал на выходе вентиля Z?7, триггер установится в состояние Q = 0
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
и не будет реагировать на смену информации на его входах. Аналогично
при комбинации сигналов S = 1, R = 0 (момент /2) триггер установится в
состояние Q = 1. При комбинации сигналов R = S = 0 и С = 1 на выходе
вентиля В. сформируется сигнал с уровнем 0, блокирующий прием инфор-
мации через вентили В4 и В5. В результате смена информации на входах
триггера не будет влиять на его работу (момент Гн).
Кроме триггера Су/?5-типа широко применяются триггеры СуЯ5-типа,
которые выполняются по схеме на рис. 3.25 путем замены элементов И-НЕ
на ИЛИ-НЕ.
Кроме рассмотренных триггеров CFRS- и С^/Э-типов широко приме-
няются триггеры CFJK- и CyV/C-типов. Один из вариантов такого триггера,
а именно CFJ/C-триггер, приведен на рис. 3.27. Он выполнен на основе
CF £)-триггера и работает следующим образом. Пусть триггер находится в
состоянии Q = 0, а на входах J и К действует комбинация сигналов J = 1,
К = 0. В этом случае на выходе вентиля В} действует уровень 1, и с поступ-
лением фронта ТИ триггер установится в
состояние Q = 1. При комбинации сигна-
лов J = 0, К = 1 на выходе вентиля В} уро-
вень 0 и при поступлении фронта ТИ триг-
гер установится в состояние Q = 0. При
комбинации сигналов J = К= 0 на выходе
вентиля В} будет действовать уровень 0, если
Q Q
Рис. 3.27. Схема CFJK-триггера (а)
и его условное обозначение (6)
R С S
3.3. Статические триггеры 109
триггер находился в состоянии Q = 0, и уровень 1, если триггер находился в
состоянии Q = 1. В результате при поступлении фронта ТИ триггер будет
подтверждать свое состояние. При комбинации сигналов J = К = 1 триггер
устанавливается в инверсное состояние, т. е. функционирует в соответ-
ствии с таблицей истинности «//Г-триггера. При всех комбинациях входных
сигналов смена информации на входах триггера после поступления фронта
ТИ не будет влиять на его состояние, иначе говоря, рассмотренная схема
обладает полной блокировкой входов.
Как указывалось выше, триггеры вида F должны фиксировать на своих
выходах только ту информацию, которая действует на его входах в момент
поступления фронта ТИ. А это означает, что триггеры не должны запоми-
нать информацию, действующую на его входах при отсутствии ТИ. Приме-
нительно к любому функциональному типу триггера сказанное означает,
что в отсутствие ТИ информация на его входах может изменяться по любо-
му закону, и если к моменту поступления фронта ТИ на его входах окажет-
ся нейтральная комбинация сигналов, при которой триггер находится в
режиме хранения (для «//Г-триггера это «/= К= 0), то с поступлением фрон-
та ТИ триггер должен подтвердить свое состояние, т. е. остаться в состоя-
нии Q п. Для схемы, приведенной на рис. 3.27, это условие выполняется
автоматически, поскольку элемент В} не является триггером и, следова-
тельно, не запоминает информацию, действующую на его входах J и К.
Схема триггера рис. 3.27 удовлетворяет обоим условиям управления вида F
и, следовательно, является CF«//Г-триггером.
Наряду с «//Г-триггерами представляют интерес и другие типы триггеров,
для которых отсутствуют комбинации входных сигналов, при которых триг-
гер принимает неопределенное состояние. К их числу относятся триггеры
CFR~, CfS~, CfR~, СfS-типов, т. е. R- и 5-триггеры с прямым и инверсным
управлением по информационным входам.
Схема CF /^-триггера приведена на рис. 3.28. Она построена на основе
CfD-триггера и работает в соответствии с таблицей истинности /?-триггера
(табл. 3.11). При поступлении сигналов R2 = 1, R} = 0 и R} R2 = 1 на выходе
вентиля В2 уровень 0 и, следовательно, с поступлением фронта ТИ триггер
по входу R2 = I устанавливается в
состояние Q = 0. При этом из-за на-
личия сигнала блокировки (В5 = 0)
смена информации на входах тригге-
ра не будет влиять на его состояние
0=0. При комбинации сигналов
= 1, R2 = 0 на входе В2 уровень 1
и, следовательно, с поступлением
ТИ триггер установится в состояние
Q = \. При комбинации сигналов
R\ = R2 = 0 триггер должен находить-
Рис. 3.28. Схема С^Д/^-триггера (а) и
его условное обозначение (б)
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Таблица 3.11
— а а еч (О а +
0 0 Q"
0 1 1
1 0 0
1 1 0
Таблица 3.12
si ^2 о а +
0 0 Q"
0 1 1
1 0 0
1 1 1
ся в состоянии Q"+ 1 = т. е. с приходом фронта ТИ подтверждать свое
состояние.
Пусть триггер находится в состоянии 0(2 = 0). В этом случае В} = 1, а
В, = 0, т. е. с поступлением ТИ триггер подтвердит состояние Q = 0. Если
Q = 1, то В} = 0, а так как R2 = 0, то на выходе В2 будет действовать уровень 1,
и, следовательно, с поступлением фронта ТИ триггер установится в состо-
яние Q= I. Поскольку в нашей схеме вентили Вх и В2 входят в состав схемы
управления триггера, то необходимо убедиться в том, что схема управления
не запоминает входную информацию в отсутствие ТИ (ТИ = 0). Для этого
достаточно на входы триггера подать нейтральную комбинацию (для Л-триг-
гера комбинация сигналов Rx = Л, = 0) и убедиться, что при Q = 0 и при Q = 1
на выходе вентиля В2 должны действовать уровни 0 и 1 соответственно.
Пусть Q = 0; в этом случае на выходе В} уровень 1 и, следовательно, на выходе
В2 уровень 0. Пусть Q = 1; в этом случае Вх = 0, т. е. В2 = 1. Таким образом,
триггер не реагирует на смену информации после поступления фронта ТИ и
не запоминает входную информацию в отсутствие ТИ, работает в соответ-
ствии с таблицей истинности /^-триггера, т. е. является триггером СЛ/?-типа.
На рис. 3.29 показана схема CF5-триггера, работающего в соответствии
с таблицей истинности 5-триггера (табл. 3.12) и отвечающего всем требова-
ниям CF 5-триггера.
Нейтральной для данного триггера является комбинация сигналов
5] = 52 = 0, так как именно при этой комбинации = Qn.
На рис. 3.30, а. б приведены структурные схемы CFR~. С^-триггеров,
функционирование которых описывается табл. 3.13 и 3.14 соответственно.
Выше были рассмотрены наиболее
распространенные типы тактируемых
триггеров, срабатывающих по фронту.
Кроме тактируемых находят примене-
ние и асинхронные триггеры, среди
которых наиболее широко используют-
ся триггеры TF- и 7^-типов, т. е.
триггеры с одним информационным
входом, срабатывающие по фронту 01
и 10 соответственно.
Рис. 3.29. Схема CF5]52-Tpnrrepa (а) и его
условное обозначение (б)
3.3. Статические триггеры
Рис. 3.30. Схемы триггеров CFRXR2 (л), CFSXS2 (в) и их условные обозначе-
ния (б, г)
Таблица 3.13
« — s: го а +
0 0 0
0 1 0
1 0 1
1 1 О)
Таблица 3.14
s” *5 го а +
0 0 1
0 1 0
1 0 1
1 1 Q”
Триггером Т-типа, или счетным триггером, называют такой триггер,
который под действием каждого входного сигнала переключается в инвер-
сное состояние, т. е. функционирует в соответствии с уравнением
(Г+1 = Тп Qn + Тп Qn.
Триггеры Г-типа находят исключительно широкое применение в интег-
ральной схемотехнике, и поэтому всегда возникал вопрос об их проектирова-
нии с минимальным числом вентилей. Применительно к элементам односту-
пенчатой логики, т. е. элементам типа И-НЕ, ИЛИ-HE, наиболее экономич-
ными по числу вентилей являются триггеры TF- и TF-типов, построенные
на основе CFD- и CF D-триггеров.
В качестве примера на рис. 3.31 показана схема триггера 7^-типа, пост-
роенного на базе CF D-триггера. Для реализации такого триггера достаточно
выход Q подключить к входу триггера D. Следует отметить, что выполнение
TF -триггера на основе CF D-триггера возможно по той причине, что CFD-
триггер не реагирует на смену информации в процессе ее записи. И если,
например, попытаться выполнить аналогичную связь в триггере CLD-типа,
то полученный таким образом триггер перейдет в колебательный режим,
поскольку он реагирует на смену информации.
Диаграмма работы TF -триггера, построенного на базе CF D-триггера,
приведена на рис. 3.31, в. Работа /^-триггера полностью соответствует ра-
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
а
Рис. 3.31. Схема /^-триггера (а), его условное обозначение (6) и диаграмма
работы (в)
боте С£/)-триггера, рассмотренного выше, при условии, что входной явля-
ется информация, снимаемая с выхода своего же плеча Q. Если, например,
в момент /0 на входе D действует уровень 1 (Q = 1), то в момент триггер
устанавливается в состояние Q = 1. Аналогично в момент t2 D = 0 и,
следовательно, с приходом следующего фронта ТИ триггер устанавлива-
ется в состояние Q = 0. Анализируя работу схемы в качестве Г-триггера,
можно видеть, что при съеме информации с выходов Q(Q) схема работает
в качестве /^-триггера, а при съеме с выходов вентилей В3, В7 — в качестве
TlP-триггера, поскольку информация фиксируется на вентилях Bv В7 по
фронту 10, а ее прием в схему управления осуществляется по фронту 01
входного сигнала, поступающего на вход Т. Другими словами, в последнем
случае схема работает в качестве триггера, у которого прием и фиксация
информации разнесены во времени. Такие триггеры более подробно будут
рассмотрены ниже. Здесь же остановимся на особенностях их работы, па-
раметрах и применении.
Обращаясь к диаграмме на рис. 3.31, в, можно видеть, что триггер делит
частоту на два, формирует на выходах вентилей В4 и В5 дополнительные
разнесенные во времени сигналы «перенос» и «заем». Причем сигнал «пе-
ренос» образуется при переходе триггера из состояния Q = 1 в состояние
Q = 0, а сигнал «заем», наоборот, при переходе триггера из 0 в 1. Указанные
сигналы расширяют функциональные возможности триггера, благодаря чему
он находит широкое применение не только в качестве счетного триггера,
но и в качестве устройства, распределяющего входные импульсы на четные
и нечетные, т. е. в качестве распределителя импульсов11 на два канала. При
управлении триггером сигналами высокого уровня (т. е. в отсутствие по-
следних на входе Тдолжен быть уровень 0) он довольно просто устанавли-
вается в исходное состояние. Для этой цели (при Т = 0) достаточно на
входы Sd или Rd подать сигналы с уровнем 0, и триггер установится в со-
стояние Q = 1 или Q = 0 соответственно. Однако такой триггер часто ис-
Подробно распределители импульсов рассмотрены в гл. 9.
3.3. Статические триггеры
пользуется для подсчета сигналов с уровнем 0, т. е. когда в исходном состо-
янии на его входе Тдействует сигнал 1. В этом случае установка триггера в
исходное состояние усложняется, так как наличие сигналов на входах Rd и Sd
оказывается недостаточным для правильной установки триггера. Последнее
объясняется тем, что при Т = 1 на выходах вентилей В4 или В5 всегда дей-
ствует уровень 0 и эти вентили также необходимо блокировать (на рис. 3.31
показано штриховыми линиями). Однако и этого оказывается недостаточ-
но, поскольку после съема установочного сигнала на входе Тбудет продол-
жать действовать высокий уровень, который является входным, и триггер
перейдет в инверсное состояние12. В результате при подаче сигнала Sd = О
триггер после его съема установится в состояние Q = 0, а при подаче сигна-
ла Rd = 0 и после его съема установится в состояние (Q = 1). Таким обра-
зом, если при наличии на входе Туровня 1 требуется установить триггер в
состояние 0, то необходимо подать сигнал Sd = 0, и, наоборот, для его пред-
варительной установки в состояние Q = 1 необходимо подать управляю-
щий сигнал на вход Rd (Rd = 0). В режиме Т-триггера устройство обладает
следующими параметрами:
/тах=|/6гср; Гит|п = 3гср; «с = 2; «0 = «э-1;
nQ = пэ - 2; = 5;
= 6гср — время переключения триггера.
На рис. 3.32, а показана схема /^-триггера, выполненная на базе CfRS-
триггера. Из диаграммы на рис. 3.32, в видно, что триггер формирует сигна-
лы «Перенос» и «Заем», но в отличие от триггера рис. 3.31 он не может
использоваться в качестве 7^-триггера. Параметры триггера имеют следу-
ющие значения:
f — 1/5г ; т — Ът \ п = 2; в = 5;
nQ = nQ = пэ - 2-
Триггер Тутипа может быть получен и на основе CF «//^-триггера, для
чего необходимо на его входы J и К подать сигнал с уровнем 1, а входной
сигнал подать на вход С, который в этом случае будет являться информаци-
онным входом счетного TF-триггера. Однако такой триггер будет уступать
рассмотренным практически по всем параметрам, исключая параметр nQ,
который в данном случае будет иметь значение nQ = пэ — 1.
Кроме триггеров //-типа находят широкое применение и триггеры вида
Тр, которые выполняются по приведенным выше схемам посредством про-
стой замены элементов И-НЕ элементами ИЛИ-HE в CFD- и С^Яб’-триггерах.
Среди асинхронных триггеров Г-триггеры по существу являются един-
ственным видом триггера с управлением записью вида [F]. Однако, прини-
мая во внимание преимущества триггеров вида [F] (они не реагируют на
смену информации после поступления фронта ТИ), представляет интерес
12 При условии, что длительность импульса на входе Убудет достаточна для срабатывания
триггера.
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.32. Схема TF-триггера на основе CfRS-триггера (а), его условное обо-
значение (б) и диаграмма работы (в)
Рис. 3.33. Схема RF-SF-триггера (а), его условное обозначение (б) и диаграм-
ма работы (в)
разработка асинхронных триггеров других типов с управлением вида [F|.
На рис. 3.33 на примере /^-5^-триггера показан один из вариантов постро-
ения таких триггеров. Основу схемы составляет С^/?5-триггер, информаци-
онные входы которого через элемент ИЛИ подключены к тактовому входу.
Работа такого триггера наглядно иллюстрируется диаграммой на рис. 3.33, в,
из которой видно, что смена информации на входах триггера (моменты /4)
в процессе ее записи не отражается на его выходах. Заменив в этой схеме
С^ЛА’-триггер на другой тип триггера, например, CFJK, CFR, можно постро-
ить, соответственно, разновидности таких асинхронных триггеров. В отли-
чие от тактируемых и асинхронных триггеров видов TF, TF. где независимо
от полярности (уровня) ТИ или сигнала Т-триггеры всегда работают по
фронту F, в таких триггерах смена полярности недопустима. В частности,
схема триггера, приведенная на рис. 3.33, управляется сигналом высокого
уровня, т. е. в исходном состоянии на входах R и S действуют уровни 0.
3.3.3. Триггеры, в которых прием и фиксация
информации разнесены во времени
К рассматриваемым триггерам относятся триггеры, у которых для приема и
фиксации информации используются как минимум два фрагмента сигнала.
Такими фрагментами сигнала могут быть уровень и фронт нарастания, уро-
3.3. Статические триггеры
вень и срез, фронт и срез. В табл. 3.15 приведены возможные виды тригге-
ров, различаемых по способам управления записью, индексное обозначе-
ние которых включает только прописные буквы. Как будет показано ниже,
в составе рассматриваемых триггеров встречаются триггеры, индексная
запись которых содержит и строчные буквы аналогично триггерам вида f
В итоге число триггеров, различаемых по способам управления, будет зна-
чительно больше, чем указано в табл. 3.15.
Таблица 3.15
Индексное обозначение управления записью Способ записи
LF Асинхронный, тактируемый
LF
LF Тактируемый
LF
FF Асинхронный, тактируемый
FF
LLF-TF Тактируемый
LLF-TF
Триггеры с управлением записью вида LF. Такие триггеры работают по
следующему алгоритму: принимают информацию схемой управления по
уровню сигнала аналогичного триггерам вида L с одновременным ее запо-
минанием, а на выходах фиксируют по фронту F информационного или
тактирующего сигнала. Поскольку триггеры принимают информацию по
уровню, а фиксируют по фронту, то при правильной работе триггера смена
информации на его входах отразится и на его выходах, но после окончания
переключающего фронта.
Необходимо иметь в виду, что находят применение и триггеры, в кото-
рых нарушается приведенный алгоритм работы при некоторых комбинаци-
ях входных сигналов. В таких триггерах при смене информации в ходе за-
писи последняя может зафиксироваться на выходах еще до поступления
фронта Г, что должно учитываться разработчиком при конкретном приме-
нении триггера. В дальнейшем такие триггеры будем называть триггерами с
неполной блокировкой выходов и обозначать индексом Lf.
Триггеры с управлением записью вида LF применяются при проекти-
ровании счетчиков, сдвигающих регистров и относятся к разряду наиболее
широко распространенных устройств, выпускаемых промышленностью в
интегральном исполнении.
В схемотехническом плане рассматриваемые триггеры выполняются по
способу Master-Slave (сокращенно М-S). В соответствии с этим способом
триггеры реализуются на двух тактируемых триггерах — основном М и вспо-
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
могательном S по схеме, показанной на рис. 3.34, где в качестве основных
всегда используются триггеры требуемого функционального типа, а в каче-
стве вспомогательных — триггеры CLRS- или Cz D-типа.
В практике проектирования триггерных устройств встречается довольно
большое многообразие схемотехнических вариантов их построения, кото-
рые отличаются лишь организацией узла блокировки. Очевидно, что такое
многообразие триггеров, выполненных одним и тем же способом, требует
введения дополнительной классификации, присваивающей определенное
название триггеру. В дальнейшем условимся названия триггерам давать по
схемному решению узла блокировки. Например, если узел блокировки вы-
полняется на одном инверторе, то триггер будет называться Л/-5-триггером
с блокирующим инвертором.
Кроме Л/-5-триггеров с блокирующим инвертором широко применяют-
ся следующие разновидности триггеров:
• М-5-триггеры с двумя блокирующими инверторами;
• Л/-5-триггеры с внутренними запрещающими связями;
• Л/-5-триггеры с разнополярным тактированием;
• Л/-5-триггеры с коммутирующими транзисторами.
По-видимому, возможны и другие схемотехнические решения узла бло-
кировки. Однако все они имеют одну и ту же цель — разрешить передачу
информации из триггера М в триггер S во время отсутствия ТИ и запретить,
т. е. блокировать, передачу состояния триггера М в триггер S при действии
ТИ. При этом для надежной работы устройства необходимо, чтобы процесс
записи и блокировки передачи информации между триггерами происходил
в последовательности, показанной на рис. 3.34, в\
а) в момент tx осуществляется запрет (блокировка) на передачу инфор-
мации из триггера М в триггер 5;
б) в момент Л разрешается запись информации в триггер М\
в) в момент /3 осуществляется запрет на прием информации в триггер М\
г) в момент /4 разрешается передача состояния из триггера М в S.
Другими словами, для надежной работы триггера необходимо опережа-
ющее действие блокировки над процессом записи информации. Каждый из
перечисленных выше Л/-5-триггеров, построенных тем или иным схемо-
техническим приемом, имеет определенные преимущества перед другими,
Рис. 3.34. Варианты схем триггеров, выполненных по способу М-S (а, б), и
диаграмма их работы (в)
3.3. Статические триггеры
и поэтому в дальнейшем они будут рассмотрены более подробно примени-
тельно к триггерам С lP RS-. ClPJK-. ClPD-. Tp -типов, т. е. основным триг-
герам цифровых систем.
УИ-Л’-триггеры с блокирующим инвертором. Особенность построения та-
ких устройств заключается в том, что в тактовую цепь между основным и
вспомогательным триггерами включается инвертор, обеспечивающий бло-
кировку передачи состояния триггера М в S во время действия ТИ. Прин-
цип работы рассмотрим на примере С/7/?Д-триггера, выполненного на эле-
ментах И-ИЛИ-НЕ (рис. 3.35). В исходном положении (ТИ = 0) основной
и вспомогательный триггеры находятся в одинаковом состоянии, посколь-
ку на выходе элемента В5 действует уровень 1, разрешающий передачу ин-
формации из триггера М в S. Допустим, что начальное состояние триггера
соответствует 0 (Q = 0), а на его входы поданы сигналы S = 1 и R = 0. При
поступлении тактирующего сигнала (С = 1) основной триггер по входу S
установится в состояние 1 (Q' = 1), а вспомогательный за счет действия
уровня 0 на выходе инвертора В5 останется в начальном состоянии 0(2=0).
После окончания ТИ (С= 0) на выходе инвертора сформируется уровень 1,
и вспомогательный триггер примет состояние основного.
С учетом задержки инвертора информация на выводах Q и Q сформи-
руется через интервал времени ДГ = Згср после окончания ТИ. Чтобы уста-
новить СlP Я5-триггер в 0 (Q = 0), на его входы необходимо подать ком-
бинацию сигналов R = 1 и 5= 0. Одновременная подача сигналов R = S = 1
во время действия ТИ для триггера на рис. 3.35 недопустима, поскольку
триггер установится в неопределенное состояние после окончания ТИ. Для
такого составного триггерного устройства (СТУ), как и для простых такти-
руемых триггеров, необходимо учитывать, что смена информации на вхо-
дах будет фиксироваться триггером М и, следовательно, после окончания
ТИ отразится и на выходах вспомогательного триггера (на рис. 3.35, в в мо-
мент /0 на вход S поступил сигнал помехи и в момент t{ эта помеха зафикси-
ровалась на выходе триггера). Как это нетрудно видеть, в схеме триггера на
б г
Рис. 3.35. Схема СlP /?5-триггера (а), его условное обозначение (б), диаграмма
работы в режиме TlP (в) и условное обозначение TlP -триггера (г)
I 18 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
рис. 3.35, а возможны состязания, что является одним из недостатков та-
кой организации блокировки. В данном случае элемент В5 состязается с
элементами И-ИЛИ-НЕ основного триггера.
Наличие состязаний является следствием невыполнения п. а) — усло-
вий надежной работы М-5-триггера, сформулированных выше. Следова-
тельно, чтобы убедиться в функциональной надежности триггера, надо вы-
яснить, при каких условиях состязания становятся опасными. Поскольку
переключение триггера М из состояния О (Q = 0) в 1 (Q = 1) и наоборот
всегда осуществляется через переходное состояние Q = Q = 0, то схема
триггера, приведенная на рис. 3.35, а, будет функционально надежна, если
выполняется условие г01 max < 2rcpmin, где rcpmin = (т01 min + rIOmin)/2 - средняя
минимальная задержка переключения элементов И-ИЛИ-НЕ триггера М.
Иначе говоря, уровень 0 на выходе блокирующего инвертора должен сфор-
мироваться раньше, чем триггер Л/переключится в инверсное состояние. В
противном случае во время действия ТИ может произойти смена состояния
во вспомогательном триггере S, что недопустимо, так как устройство должно
работать в режиме С££7?5-триггера. Пользуясь понятием относительной дли-
ны состязающихся цепей S, можно записать, что ЛУ-триггер будет функцио-
нально надежен, если rmax/rmin < 2. При наличии в составе ИМС группы
элементов, отличающихся различным быстродействием, для которых извес-
тны значения величин rmax и rmin, выполнение данного условия не представ-
ляет каких-либо трудностей. В том же случае, когда значения задержек эле-
ментов неизвестны, схему триггера на рис. 3.35, а желательно не применять.
Важной особенностью С££Л5-триггера, выполненного по способу MS,
является то, что он может быть легко преобразован в другие типы тригге-
ров, в частности, TLp-, С££ J/Г-типов. Преобразование С££Л5-триггера в
счетный триггер (его обозначение показано на рис. 3.35, г) осуществляется
коммутацией выходов Q и Q С££/?5-триггера к его входам S и R соответ-
ственно (на рис. 3.35, а эта коммутация показана штриховыми линиями).
При каждом поступлении сигнала Т = 1 счетный триггер должен перехо-
дить в инверсное состояние. Например, если Т-триггер находится в состо-
янии 0 (Q = 0), то тем самым по входу S триггер будет подготовлен к
переключению в состояние Q — 1, в которое он установится по окончании ТИ.
Если /"-триггер находится в состоянии 1, то по входу R он будет подготов-
лен к переключению в состояние Q= 0, которое он примет после оконча-
ния очередного входного импульса. Последний, в свою очередь, может быть
подан на вход триггера не ранее, чем через интервал времени St = т( = Згср
после окончания предыдущего импульса (т( — задержка формирования ин-
формации на выходах триггера Q и Q). В результате с учетом задержки т,
быстродействие /"-триггера определится из выражения
где г — время переключения или разрешающее время триггера. Отсюда
при 4 = Ги min = ЧР имеем:
г = 1/5г .
max ' ср
3.3. Статические триггеры
Остальные параметры триггера имеют следующие значения: nQ = пэ — 2;
пс = Sc = 3; пэ1 = 5; = 5.
Применительно к счетному триггеру запись T[f. можно заменить на 7),
поскольку триггер имеет один информационный вход Гис точки зрения
его работы в качестве счетного триггера индекс L не несет той информа-
ции, которая имеет место для Z-триггеров. Однако запись Т[Р является
более полной, поскольку отражает структурную схему /^-триггера, выпол-
ненного по способу MS, у которого информация на входы R и S поступает
с выходов триггера Q и Q.
Для получения -триггера достаточно к Г-триггеру, полученному
на основе С Lp JK-триггера, добавить два информационных входа J и К, как
это показано на рис. 3.35, а штриховыми линиями. Как отмечалось выше,
если в триггере объединить входы J и К и на этот объединенный вход по-
дать сигнал с уровнем 1, то он будет работать в режиме счетного триггера.
Полученный таким образом триггер можно рассматривать как счетный триг-
гер с дополнительным разрешающим входом или триггер Г//Г-И^-типа.
Триггер ГИ-типа часто называют
синхронным счетным триггером или
триггером СГ-типа, у которого вход
V можно рассматривать как инфор-
мационный, а вход Т — как тактиру-
емый или наоборот. Функциониро-
вание триггера TV-типа описывается
табл. 3.16 и уравнением вида
(Г+1 = (Тп Qn + Тп - Qn\ Vn +Qn - Vn.
Таблица 3.16
Vя ул го а +
0 0 о а
0 1 Q"
1 0 Q"
1 1
Общим недостатком триггеров, построенных по способу М-S с блоки-
рующим инвертором, следует считать наличие явлений состязаний. К дос-
тоинствам таких триггеров можно отнести небольшое число элементов (при
выполнении триггеров на элементах И-ИЛИ-НЕ) и, как следствие этого,
достаточно высокое быстродействие и малое число переключаемых за пе-
риод элементов.
Л/-5-триггеры с двумя блокирующи-
ми инверторами. В таких триггерах узел
блокировки выполняется на двух ин-
верторах, включенных в тактовую цепь
и соединенных последовательно, как
это показано на рис. 3.36 на примере
СLpRS- триггера. Благодаря такому по-
строению идеально выполняются пере-
численные выше условия надежной
работы, и тем самым обеспечивается ее
Рис. 3.36. Схема Си /?5-триггера с двумя
блокирующими инверторами
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
функциональная надежность. При поступлении ТИ сначала формируется
уровень 0 на выходе элемента В} и обеспечивается опережающее действие
блокировки над процессом записи информации в триггер М. Затем форми-
руется уровень 1 на выходе элемента В2, и только после этого разрешается
запись информации в триггер М. По окончании ТИ, наоборот, сначала
будет запрещен прием информации в триггер Л/, а после появления уровня 1
на выходе элемента В} блокировка снимается, и тем самым разрешается
передача состояния из триггера М в триггер S. Параметры схемы в режиме
Т-триггера имеют следующие значения:
/max = ’/7гср; т = Згср; г, = Згср; nQ = пэ - 2;
«эт = 6; 0Т = 6; «с = 3; гт = 7гсР-
М-Л’-триггеры с запрещающими связями. Блокировка передачи состояния
из триггера М в S во время действия ТИ в данных триггерах осуществляется
за счет дополнительных блокирующих связей с выходов вентилей триггера М.
Более подробно принцип работы таких устройств рассмотрим на примере
триггера, схема которого приведена на рис. 3.37, а. В отсутствии ТИ (С= 0)
на входах вентилей В{ и В2 уровни 1 и, следовательно, разрешается передача
состояния из триггера М в S. При поступлении ТИ (С = 1) на выходах
вентилей В{ (при S = 1 и R = 0) или В2 (при R = 1 и 5 = 0) формируется
уровень 0, запрещающий передачу состояния М в S и устанавливающий
триггер М в состояние 1 (Q' = 1) или 0 (Q' = 0). По окончании ТИ (С = 0),
наоборот, сначала запрещается прием кода в триггер М (так как ТИ = 0) и
только затем, т. е. после формирования уровня 1 на выходах вентилей В{ и
В2, разрешается передача состояния триггера М в триггер S. Таким образом,
выполняются условия надежной работы, и тем самым гарантируется функ-
циональная надежность устройства. Однако триггер имеет одну важную осо-
бенность, которую необходимо учитывать в процессе его применения, зак-
лючающуюся в том, что если во время действия ТИ информация на одном
из входов с единичного управляющего уровня сменяется на нулевой, то на
выходах вентилей В1 и В2 сформируется разрешающий сигнал и информа-
ция из триггера М перепишется в триггер 5. Другими словами, смена ин-
Рис. 3.37. Схема CLp /?5-триггера с запрещающими связями (а) и диаграмма
его работы (б)
3.3. Статические триггеры 121
формации на входах триггера приводит к нарушению алгоритма работы,
так как информация на выходах триггера появляется не после окончания
ТИ, а во время его действия, т. е. не осуществляется блокировка выходов во
время действия ТИ. Рассмотренная схема является схемой триггера с не-
полной блокировкой выходов, т. е. является триггером Cjj7?5-типа. Орга-
низация триггеров TLp- и CLp«/А'-типов, построенных на базе 7?5-триг-
гера, показана на рис. 3.37, а штриховыми линиями. В режиме Т-триггера
схема имеет следующие значения параметров:
/max = ’/6rcp; Tt = Згср; nQ = пэ - 2;
пс =2; «эт= 6; =5; гт = 6гсР-
Важной особенностью этой схемы является то, что в режиме Г-триггера
она формирует сигналы «Перенос» и «Заем» (см. рис. 3.37, б). Другой осо-
бенностью Л/-5-триггера является то, что он может работать в качестве асин-
хронных триггеров [R-S}Lp - и (J-K)Lp -типов. Это достигается подачей на
тактовый вход С уровня 1. Следует подчеркнуть, что последним свойством
не обладает ни одна из известных схем, выполненных по способу M-S.
Л/-5-триггеры с разнополярным тактированием. Особенностью построе-
ния триггеров является то, что основной и вспомогательный триггеры так-
тируются взаимно инверсными сигналами. Этим обеспечивается надежная
блокировка передачи информации в триггер S в момент ее записи в основ-
ной, чем и гарантируется высокая функциональная надежность.
Порядок работы триггеров, выполненных по данной схеме, рассмотрим
на примере СLp /?5-триггера (рис. 3.38). Здесь основной и вспомогательный
триггеры реализованы на элементах И-ИЛИ-НЕ, причем основной являет-
ся С1 ЛУ-триггером, а вспомогательный — CpRS-триггером. В отсутствии ТИ
(С = 0) закрыты вентили И2 элемента В3 или В4, и состояние триггера М
постоянно переписывается в триггер 5. Так, если триггер М находится в
состоянии 0' = 0, Q' = 1, то будут закрыты вентили и И2 элемента 54,
т. е. на его выходе уровень 1, и, следовательно, триггер S в этом случае
находится в состоянии 0=0, 0 = 1. При поступлении ТИ (С = 1) откроет-
ся вентиль элемента 53, т. е. триггер S запомнит состояние триггера М.
Одновременно с процессом хранения информации вспомогательным триг-
гером происходит запись информации в триггер М. Однако информация,
записываемая в триггер М во время действия
ТИ, не воспринимается триггером 5, посколь-
ку уровень 0 на выходе 0 удерживает в зак-
рытом состоянии вентили И{ и И2 элемента
Z?4, т. е. осуществляется запрет приема ин-
формации триггером S. По окончании ТИ
запрет снимается (С = 0), и осуществляет-
Рис. 3.38. Схема СLp Я5-триггера с разнополяр-
ным тактированием
Q Q
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
ся прием информации триггером 5, который в переходный период прохо-
дит через состояние Q = Q = 1. Этот триггер, как и все рассмотренные
выше, может быть легко преобразован в триггер TL^- и СLpJK- типов (на
рис. 3.38 показано штриховыми линиями).
Параметры схемы в режиме Т-триггера имеют следующие значения:
/max = ’/4гср; т, = 2тср; пс = 4; nQ = пэ - 4;
= 4; «эт = 4; гт = тср.
Сравнивая данный триггер с рассмотренными выше, важно отметить,
что он обладает минимальным числом элементов и максимальным быстро-
действием, что является преимуществом перед остальными триггерами.
Однако наряду с максимальным быстродействием имеет минимальное зна-
чение параметра nQ и максимальное значение параметра пс, что ограничи-
вает его эксплуатационные возможности при проектировании более слож-
ных цифровых узлов, таких как сдвигающие регистры, счетчики и т. п.
Рассматриваемый триггер также не может быть преобразован в асинхрон-
ный и не имеет сигналов «Перенос» и «Заем», что снижает его функцио-
нальные возможности. Однако благодаря высокому быстродействию и ма-
лому числу элементов он находит достаточно широкое применение. Кроме
рассмотренного возможны и другие варианты схемных решений таких триг-
геров, когда, например, триггер М выполняется на элементах И-НЕ, а вспо-
могательный — на элементах ИЛИ-НЕ.
А/-5-триггеры с блокирующими транзисторами. В таких триггерах органи-
зация блокировки передачи информации из триггера М в 5 во время дей-
ствия ТИ осуществляется за счет дополнительных блокирующих транзис-
торов, включенных между основным и вспомогательным триггерами. Схем-
ная реализация одного из вариантов такого триггера приведена на рис. 3.39.
В отсутствие ТИ (С = 0) открыт один из двух блокирующих транзисторов
VT} или VT2 и притом тот, на базе которого действует уровень 1. Предполо-
жим, что триггер М находится в состоянии Q' = 1, Q' = 0. В этом случае
открыт транзистор ИТ2 т. е. на его кол-
лекторе низкий уровень, и, следователь-
но, на выходе элемента В4 действует уро-
вень 1 (Q = 1), а на выходе В3 — уровень 0
(Q = 0). При поступлении ТИ (С = 1) оба
транзистора оказываются закрытыми высо-
ким уровнем сигнала, действующим на их
эмиттерах, и тем самым обеспечивается со-
хранность информации триггером S и бло-
кировка приема информации от триггера А/,
в который в это же время производится за-
пись информации. По окончании ТИ (С= 0)
блокировка снимается, т. е. на эмиттерных
Рис. 3.39. Схема CL^ /?5-триггера с коммутирую-
щими транзисторами
3.3. Статические триггеры
входах обоих транзисторов действуют уровни 0, и осуществляется передача
состояния триггера М в 5. При этом триггер S устанавливается в новое
состояние через переходное состояние Q = Q = 1.
Параметры схемы в режиме Т-триггера, организация которого совмес-
тно с триггером СLpJK- типа показана штриховыми линиями, имеют прак-
тически такие же значения, как и для триггера, приведенного на рис. 3.38
(за исключением параметра nQ который для данной схемы имеет значение
nQ = пэ — 2). По существу схема триггера на рис. 3.39 представляет собой еще
одну разновидность Л/-5-триггера с разнополярным тактированием, у кото-
рого в качестве триггера S используется триггер С^Л^-типа. По сравнению
со схемой на рис. 3.38 данная схема реализуется с меньшим числом компо-
нентов, что и обусловило ее широкое практическое применение при разра-
ботке интегральных триггеров, входящих в состав серий типовых логичес-
ких ИМС. Однако наличие транзисторов ограничивает возможности проек-
тирования таких схем только теми сериями ИМС, в составе которых наряду
с типовыми элементами имеются и отдельные транзисторы.
Резюмируя изложенное, можно отметить, что, кроме рассмотренных,
возможны и другие схемотехнические приемы организации блокировки в
Л/-5-триггерах. Однако приведенные здесь схемные решения получили наи-
большее распространение в силу их высоких схемотехнических и функци-
ональных возможностей. Сопоставляя рассмотренные схемные решения
триггеров, выполненных по способу Л/-5, нетрудно видеть, что каждый из
них имеет преимущества перед другими, и именно они могут оказаться
решающими при выборе необходимого варианта. Что касается разработчи-
ка, то он должен знать преимущества и недостатки каждого триггера и гра-
мотно их использовать в процессе проектирования.
Ниже приводятся основные преимущества некоторых из рассмотрен-
ных триггеров, выполняемых на типовых ИМС:
• Л/-5-триггеры с двумя блокирующими инверторами обладают наиболь-
шей функциональной надежностью;
• Л/-5-триггеры с запрещающими связями
обладают наибольшей функциональной
гибкостью;
• Л/-5-триггеры с разнополярным такти-
рованием обладают максимальным быс-
тродействием и минимальным числом
элементов.
Кроме рассмотренных выше устройств,
в составе цифровых устройств широко при-
меняются триггеры, характеризуемые совме-
щенными режимами фиксации информа-
ции. Из них наиболее часто применяются
триггеры ClPS-R- и З^-Л-типов, т. е. триг-
геры, фиксирующие информацию по уров-
Рис. 3.40. Схема CL^S-RL -триггера (а) и его ус-
ловное обозначение (б)
Q Q
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
ню сигнала для входов R и после окончания тактирующего и информаци-
онного сигналов для входа S (рис. 3.40).
Тактируемые D-триггеры с управлением записью вида LF. В составе циф-
ровых устройств CD-триггеры имеют такое же функциональное назначе-
ние, как и триггеры CJK- и С/?5-типов, и в основном применяются при
проектировании сдвигающих регистров и счетчиков. Принципиальная воз-
можность принимать информацию по одному входу выгодно отличает их от
триггеров CRS- и CJ/f-типов по числу межкаскадных связей.
Проектирование триггеров С Lp-D-типа осуществляется по обобщенной
схеме Л/-5-триггера, приведенной на рис. 3.34, где в качестве Л/-триггера
необходимо использовать триггер CLD-типа. В данном случае могут исполь-
зоваться те же схемотехнические приемы организации блокировки, что и
для C^RS- триггеров, и здесь нет особой необходимости рассматривать их
вновь. Поэтому в дальнейшем ограничимся рассмотрением одного из них,
а именно Л/-5-триггера с разнополярным тактированием применительно к
однофазным триггерам (рис. 3.41), представляющим практический интерес
(особенно для техники БИС) при условии их выполнения на элементах
T-TTL-типа. В этом случае на реализацию триггера потребуется всего два
элемента. Если учесть, что сам элемент T-TTL-типа реализуется примерно
на таком же числе компонентов, как элемент И-ИЛИ-НЕ, то станет оче-
видной эффективность применения таких схем в составе БИС и особенно
в тех случаях, когда от триггера не требуется наличие одновременно прямо-
го и инверсного выходов. На основе схемы, приведенной на рис. 3.41, а,
невозможно получить триггер Т-типа посредством коммутации выхода на
вход.
Однофазный триггер Г/7 -типа может быть выполнен на основе триггера
СL D-типа, поведение которого без учета тактирующего входа описывается
уравнением вида Qn+[ = Dn. Схема такого триггера показана на рис. 3.41, б.
Поскольку здесь основным является триггер QD-типа, а вспомогатель-
ным — триггер QD-типа, то для получения счетного триггера на основе
схемы рис. 3.41, б достаточно подключить выход триггера Q ко входу D.
Параметры схемы в режиме /'-триггера имеют следующие значения:
/max = !/2гср; 01 = 2; иэт = 2.
Рис. 3.41. Схемы однофазных
СLp D- (а) и Q^D-тригге-
ров (б)
3.3. Статические триггеры I 25
Триггеры с управлением записью вида LF. Такие триггеры работают по
следующему алгоритму: принимают информацию схемой управления по
уровню сигнала аналогично А-тригерам с одновременным ее запоминани-
ем, а фиксируют на выходах по фронту F. Триггеры вида LF. как и вида LF,
выполняются по способу М-S. Если принять во внимание, что в триггерах
вида LF под основным понимают триггер, который принимает информа-
цию по уровню ТИ, то триггеры вида LF можно рассматривать как тригге-
ры вида LF, у которых триггеры М и S как бы поменялись местами.
Из сказанного следует, что для построения IF-триггеров, выполненных
по способу М-S, можно применять те же схемотехнические приемы орга-
низации блокировки, что и для триггеров вида LF. Построенные таким
образом триггеры будут иметь аналогичные им параметры. В качестве при-
мера рассмотрим один из триггеров, а именно: C[F 7?5-триггер с двумя бло-
кирующими инверторами как наиболее удачно выполняющий требования
функциональной надежности (рис. 3.42). При отсутствии ТИ на выходе
элемента действует уровень 1, и в триггер 5 записывается действующая
на его входах информация (см. рис. 3.42, я), в том числе и ложная. Последнее
особенно опасно для триггеров CTf«/Д'-типа, так как их вспомогательный
триггер S в присутствии ТИ будет запоминать помеху, которая по фронту F
зафиксируется на выходах триггера.
J S
Рис. 3.42. Схема C{f Д5-триггера (а), его условное обозначение (б) и диаг-
рамма работы (#); г — диаграмма работы в режиме счетного триг-
гера
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Пусть триггер находится в состоянии Q = О, К = 1, J = 0, т. е. требу-
ется подтвердить его нулевое состояние. В этом случае будет заблокиро-
ван прием информации на вход К через элемент И за счет сигнала Q = О
(см. штриховые линии на рис. 3.42, а). В результате если на вход / поступит
сигнал помехи, то вспомогательный триггер установится в инверсное со-
стояние (в данном случае в состояние Q' = 1, Q' = 0), и при поступлении
ТИ вместо требуемого состояния Q = 0 триггер установится в состояние
Q= 1. Сказанное относится и С/Л/Я-триггерам, рассмотренным выше.
Рассмотрим дальнейший порядок работы. При поступлении ТИ (С = 1)
на выходе элемента В} формируется уровень 0, и тем самым сначала бло-
кируется прием информации в триггер 5, действующей на его входах R и S.
С появлением уровня 1 на выходе элемента В2 будет разрешена передача
информации в триггер Л/, которая зафиксируется на его выходе через ин-
тервал времени ДГ = 4гср с момента поступления ТИ. Из диаграммы работы
на рис. 3.42, в (моменты /2 и Q видно, что после поступления фронта F
информация на его входах R и S в момент действия ТИ может принимать
любые сочетания, даже запрещенное R = S = 1. Однако, несмотря на это,
информация на выходах триггера остается неизменной. По окончании ТИ
блокировка снимается (В} = 1), и триггер S оказывается подготовленным к
приему очередной информации по входам R и S. Аналогично могут быть
построены C[F ЯД-триггеры с другими схемотехническими приемами бло-
кировки, рассмотренные выше.
Важно отметить, что за исключением способа MS с запрещающими свя-
зями все остальные позволяют проектировать Л/-5-триггеры с полной бло-
кировкой выходов. При этом для надежной работы таких триггеров необхо-
димо выполнение следующих условий (рис. 3.43):
• в момент t{ должна осуществляться блокировка (запрет) приема информа-
ции, действующей на входах триггера;
• в момент /2 должна осуществляться фиксация состояния на выходах триг-
гера;
• в интервал t2—t3 информация триггером не должна восприниматься;
• в момент г3 должен осуществляться запрет приема информации в триггер М;
• начиная с момента /4 должен разрешаться прием информации тригге-
ром S.
А, А2 С
а
Рис. 3.43. Структурная схема триггера вида LF, вы-
полненного по способу М-S (а), и диаграмма его
работы (б)
б
3.3. Статические триггеры
Говоря о применении LF- и /^-триггеров, необходимо отметить, что
они могут легко преобразовываться один в другой. Так, преобразование
££-триггера в триггер LF осуществляется подключением инвертора к так-
товому входу LF-триггера, при этом тактирующим входом всего устройства
следует считать вход инвертора. Аналогично осуществляется и преобразо-
вание IF-триггера в триггер LF.
Триггеры вида LF в основном используются при проектировании сдви-
гающих регистров и счетчиков, причем в последнем случае Т/’-триггеры
работают, как правило, в режиме, когда тактирование по входу С осуществ-
ляется сигналом с уровнем 0. При таком режиме информация на выходах
триггера фиксируется после окончания ТИ, т. е. Х/’-триггеры работают в
режиме с внутренней задержкой. В этом режиме £Г-триггер работает ана-
логично триггеру вида LF с той лишь разницей, что в первом случае ин-
формация фиксируется на выходе по окончании ТИ с уровнем 0, а во вто-
ром — по окончании ТИ с уровнем 1.
Кроме тактируемых достаточно широко применяются и асинхронные
триггеры вида LF. Среди последних в основном используются (А-5)^- и
RlF-5-триггеры, применяемые в устройствах управления (рис. 3.44).
Триггеры с управлением записью видов LF, LF. Такие триггеры встреча-
ются только в тактируемом исполнении и работают по следующему алго-
ритму. При отсутствии ТИ осуществляется прием и запоминание информа-
ции схемой управления. При поступлении фронта ТИ осуществляется блоки-
ровка (запрет) приема информации, т. е. с этого момента информация на
логических входах может принимать любые комбинации, но она не будет
восприниматься схемой управления. При этом информация на выходах триг-
гера не изменяется. После окончания ТИ информация фиксируется на вы-
ходах. Реализацию таких триггеров рассмотрим на примере CFF RS-триггера,
Рис. 3.44. Схема (Я-5)lF -триггера
(а) и его условное обозначение (б)
Рис. 3.45. Схема Си /?5-триггера (а) и его
условное обозначение (б)
128 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
схема которого приведена на рис. 3.45. Триггер выполнен по способу трех
тактируемых триггеров, называемому в дальнейшем способом M-2S, т. е.
основного и двух вспомогательных триггеров. В схемотехническом плане
данный триггер можно рассматривать как Л/-5-триггер, к выходам которого
подключен Сг/?5-триггер. При таком построении триггера его входную
диаграмму можно рассматривать как диаграмму CjF /?5-триггера, сдвину-
тую во времени на длительность ТИ. На рис. 3.45 штриховыми линиями
показана организация С^/АГ-триггера.
На основе ClF /?5-триггера возможно построение и счетного триггера.
Триггеры видов LF, //’применяются в основном при проектировании про-
тяженных сдвигающих регистров (ПСР), счетчиков и в схемах управления.
В качестве примера на рис. 3.45 показан C[F /?5-триггер, выполненный по
способу M-2S с двумя блокирующими инверторами. Однако возможны и
другие схемотехнические приемы их построения, аналогичные тем, кото-
рые используются при построении триггеров вида LF, рассмотренные выше.
Кроме рассмотренных возможны и другие разновидности таких тригге-
ров, в частности триггеры С^/7/)-типа, которые наряду с триггерами RS-
типа широко используются в интегральной схемотехнике.
Триггеры с управлением записью вида [/F]. Триггеры вида [FF] для запи-
си информации используют фронт и срез сигнала. Такие триггеры приме-
няются в тактируемом исполнении и работают по следующему алгоритму.
При поступлении управляющего фронта ТИ информация запоминается
схемой управления, и одновременно блокируется ее прием. С поступлени-
ем среза ТИ информация фиксируется на выходах. Среди триггеров вида
[FF] возможны следующие разновидности: FF, fF (с неполной блокиров-
кой входов), FF,fF. На рис. 3.46 приведен вариант триггера -типа,
выполненного на основе CFD- и С£Л5-триггеров. При подключении CfRS-
триггера применен схемотехнический прием, заимствованный из схемотех-
ники триггеров по способу М-S с запрещающими связями. Аналогичные
Q Q
J____L
FF_____
С D
б в
Рис. 3.46. Схема CFFD-триггера (а), его условное обозначение (б) и диаграм-
ма работы (#)
3.3. Статические триггеры
или другие схемотехнические приемы блокировки, рассмотренные для
триггеров вида LF, можно использовать при проектировании триггеров
вида [FF], функциональные типы которых реализуются в виде триггеров |Г].
В частности, по схеме на рис. 3.46, а могут быть легко реализованы тригге-
ры Cff RS~, CfpRS, CFFJK, CFFR, CffS и других типов, функциональные
разновидности которых в виде триггеров [F] были рассмотрены выше. Из
диаграммы на рис. 3.46, б видно, что смена информации на входе триггера
D в процессе ее записи (моменты гр /2) не отражается на его выходах.
Триггер позволяет фиксировать информацию по фронту F(выходы Q')
и фронту F (выходы Q), что расширяет его применение. Триггеры вида [FF]
в практике проектирования цифровых устройств применяются при проек-
тировании ПСР, устройств синхронизации и управления.
Триггеры с управлением записью видов 7F, TF. Данные триггеры суще-
ствуют только в тактируемом варианте и работают по следующему алгорит-
му: в отсутствие и во время действия ТИ информация принимается и запо-
минается внутренней памятью схемы управления. Другими словами, такие
триггеры принимают информацию в течение всей длительности периода, а
фиксируют по срезу ТИ. В дальнейшем эти триггеры будем называть триг-
герами вида TF, где Т — период следования ТИ. Возможны два варианта
таких триггеров: LLF = TF и LLF = TF. Особенности их работы рассмот-
рены на примере CTFD-триггера, схема которого показана на рис. 3.47, а.
Она включает в себя триггеры CLFRS, C^D и элемент ИЛИ. Работа триг-
гера наглядно иллюстрируется диаграммой, приведенной на рис. 3.47, в.
В момент Г) на вход D поступает сигнал с уровнем 1, и так как СтD-триггер
принимает информацию по уровню Z, то в момент триггер установится в
состояние Q' = 1. После окончания ТИ (момент /2) состояние Q= 1 зафик-
сируется и на выходе триггера. Одновременно в момент Г2 на входе D уста-
новится уровень 0, и СтD-триггер примет нулевое состояние (Q' = 0).
К моменту /3 C^D-триггер будет находиться в состоянии 0, и, следова-
тельно, в момент t4 это состояние зафиксируется и на выходе C^D-тригге-
ра (Q = 0). В момент t5 вновь поступает сигнал D = 1. Но теперь Су D-триггер
а б в
Рис. 3.47. Схема CTFD-триггера (а), его условное обозначение (б) и диаграм-
ма работы (#)
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
не принимает эту информацию. В итоге состояние D = 1 через элемент
ИЛИ поступает на вход S С//?/?5-триггера и фиксируется на его выходах
после окончания ТИ (момент Г6). В интегральной схемотехнике применяет-
ся в основном CTpD-триггеры, хотя в практике возможны и другие их фун-
кциональные типы, например, CTF /?5-триггеры.
3.4. Импульсно-статические триггеры
К импульсно-статическим триггерам (ИСТ) будем относить триггеры, ха-
рактеризующиеся следующими признаками:
• память статического типа;
• управление сигналами потенциального типа;
• электрическая схема содержит в своем составе элементы, вырабатываю-
щие сигналы кратковременного (импульсного) воздействия на статичес-
кие элементы памяти (собственно триггер).
По логике работы ИСТ имеют сходство со статическими триггерами
вида Ти У7, но вместе с тем в их работе имеются и определенные различия,
которые необходимо учитывать при их применении. Поэтому в дальней-
шем ИСТ (в отличие от статических триггеров видов F и F) будем характе-
ризовать индексом «/», например CFRS, CpRS, CFD, CFJK и т. д. типов.
3.4.1. Триггеры видов Fp
Такие триггеры работают по следующему алгоритму:
• в отсутствии переключающего фронта ТИ информация на его информа-
ционных входах может принимать любые значения из уровней 0 и 1, при
этом информация на выходах триггера не меняется. При поступлении
фронта ТИ происходит следующее:
• осуществляется опережающая блокировка приема информации над про-
цессом записи информации по информационным входам;
• блокировка осуществляется самим фронтом ТИ;
• на одном из входов собственно триггера формируется импульсный сиг-
нал, под действием которого собственно триггер либо подтверждает свое
состояние, либо переключается в инверсное состояние. В качестве при-
мера на рис. 3.48, а приводится схема CF /?5-триггера. Схема содержит
собственно триггер на элементах В}, В2н две тактирующие схемы форми-
рования фронта Гна элементах В3—510.
Рассмотрим работу схемы. При отсутствии ТИ (С = 0) на выходах эле-
ментов В3 и В4 уровень логической 1 (В3 = В4 =1), и триггер находится в
режиме хранения информации. Пусть на входах триггера действует комби-
нация сигналов S = 1, R = 0. В этом случае В5 = 0, В6 = 1 и, следовательно,
только элемент В4 оказывается подготовленным к переключению. В резуль-
тате с поступлением фронта F сигнала ТИ происходит блокировка приема
информации по входам 5, /?, т. к. на входах элементов ZL и 51() (элементы
3.4. Импульсно-статические триггеры 131
Рис. 3.48. Схемы:
а — СF RS-триггера; б — С F /?5-триггера
2ИЛИ-НЕ) действует уровень логической 1, и только затем, т. е. через одну
задержку элемента В4, на нем сформируется сигнал с уровнем логического О,
переключающий триггер в состояние Q = О (Q = 1). Поскольку блокировка
опережает формирование управляющих сигналов на входах собственно триг-
гера /?*, 5*, то смена информации на его информационных входах 5, R
(которая может иметь место во время действия ТИ) не оказывает никакого
влияния на работу схемы. А это означает, что такой триггер может исполь-
зоваться в качестве разряда сдвигающего регистра однотактного действия
или в качестве разряда счетного триггера. В последнем случае необходимо
выполнить связи с выхода триггера Q на 5-вход и с выхода Q на Л-вход
триггера. Схема чрезвычайно проста, но для ее работы необходимо, чтобы
длительность управляющего сигнала, формируемого на вентилях В4 и В5,
была больше или равна 2тср, что довольно несложно выполнить.
Как видно из рис. 3.48, схема имеет совсем простую организацию вхо-
дов непосредственной установки Sd и Rd. При этом по входам Sd и Rd
триггер устанавливается в соответствующее состояние Q = 1 (Sd = 0) или
Q = 1 (Rd = 0), независимо от состояния на тактовым входе С, что является
важным преимуществом данной схемы триггера, по сравнению с триггером
вида F.
На рис. 3.48, б показана схема Cf А5-триггера. Запись и фиксация ин-
формации в этот триггер происходят по фронту F на входе С.
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Допустим, что Я = 1, 5 = О, С = 1. В этом случае только элемент В4
подготовлен к переключению, поскольку на одном из его входов действует
уровень логического 0 (В6 = 0). При поступлении фронта F сигнала ТИ на
выходе элемента В4 сформируется сигнал логической 1 (В4 = 1), и триггер
устанавливается в состояние Q = 0 (Q = 1).
Важной особенностью триггеров, выполненных по схемам рис. 3.48, а и б,
является тот факт, что они реагирует только на фронт /^или F независимо
от того, какой уровень сигнала 0 или 1 действует на его входе С. Действи-
тельно, рассмотрим это важное свойство на примере схемы рис. 3.48, б.
Пусть на тактовом входе С в исходном состоянии уровень 0. Тогда на
выходах элементов В5 и В6 действуют сигналы с уровнем логической 1 и,
следовательно, на выходах элементов В3 и В4 уровни 0. Если теперь на такто-
вый вход С подать сигнал с уровнем 1 (С= 1), то уровни сигналов на выходах
элементов В3 и В4 не изменяются, т. е. они остаются в состоянии логическо-
го 0. И только после поступления сигнала F на одном из элементов В3, В4
сформируется управляющий импульс с уровнем логической 1. А это говорит о
том, что триггеры, выполненные по схемам рис. 3.48, а, б, могут работать в
режиме с внутренней задержкой, т. е. формировать сигнал по окончании ТИ.
Последнее свойство рассмотренных триггеров говорит о том, что, на-
пример, запись CFRS для триггера рис. 3.48, б указывает, что этот триггер
работает в режиме с внутренней задержкой, т. е. информация на его выхо-
дах фиксируется после окончания ТИ, т. е. по фронту F, а запись CFRS —
что триггер рис. 3.48, а работает в режиме с внутренней задержкой, фикси-
руя информацию по фронту F тактирующего сигнала с уровнем 0, т. е.
после его окончания. Другими словами, запись CF RS и CF RS равноценны,
но во втором случае она показывает, что триггер работает по окончании
фронта тактирующего сигнала с уровнем логического 0 (т. е. в отсутствии
ТИ на входе триггера С действует сигнал логической 1).
На рис. 3.49 показаны схемные реализации триггеров CF D- и Сь Тк-т-
пов. Схемы триггеров, приведенные на рис. 3.48, а, б, можно упростить, ис-
пользуя элементы И-ИЛИ-НЕ (рис. 3.50, я, б). В практике проектирования
цифровых устройств триггеры F - и /;-видов применяются при построении
счетчиков, сдвигающих регистров, а также схем управления, где используются
их важные свойства устанавливаться по входам при любых комбинациях сиг-
налов на тактовом входе триггера. Говоря о применении F- и /^-триггеров,
необходимо отметить, что среди них принципиально отсутствуют триггеры с
неполной блокировкой входов, что также можно отнести к преимуществам
рассматриваемых триггеров по сравнению с триггерами вида Fn F.
Кроме ИСТ в практике проектирования цифровых устройств достаточ-
но широко применяются квазистатические и динамические триггеры. Пос-
леднее объясняется тем, что в данных триггерах используется не только
статический, но и динамический способы хранения информации. Наибо-
лее просто такие триггеры выполняются на базе МДП и КМДП-элементов
(см. разд. 3.5).
3.4. Импульсно-статические триггеры
Рис. 3.49. Схемы:
а — триггера CFD-тт; б — триггера CF JK-типа
Рис. 3.50. Схемы:
а — СF RS-триггера; б — С? /?5-триггера
I 34 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
3.5. Триггеры на МДП- и КМДП-элементах
Рассмотренные выше статические и импульсно-статические триггеры ана-
логично могут быть реализованы на базе МДП-ИМС с использованием
элементов И-НЕ, ИЛИ-HE, И-НЕ-НЕ, И, ИЛИ (см. гл. 2). По этой причине
нет необходимости вновь приводить схемы триггеров видов £, F, LF, FF,
выполняемых на МДП-ИМС. Однако схемотехника таких триггеров имеет
и ряд существенных особенностей, позволяющих по-иному подходить к их
построению. К таким особенностям можно отнести:
• высокое входное сопротивление;
• возможность использования двунаправленных ключей;
• использование вентильных и блокирующих транзисторов;
• использование паразитных емкостей затворов МДП-ИМС.
3.5.1. Статические триггеры
На рис. 3.51 показана схема CLD-триггера, построенного с использованием
двунаправленных ключей Кх К2 и двух инверторов.
В режиме хранения информации ключ закрыт (не проводит), а ключ К2
открыт (замкнут, т. е. между его входом и выходом малое сопротивление).
В результате триггерная связь между элементами и В2 оказывается замк-
нутой через малое сопротивление ключа, и триггер находится в одном из
двух устойчивых состояний. В режиме записи (С = 1) ключ К2 закрывается
(между его входом и выходом большое сопротивление — разрыв в цепи), а
ключ К} открывается (проводит), и на выходах вентилей устанавливается
комбинация сигналов: Вх = 1, В^ = 0 при D = 0 и В{ = О, В2 = 1 при D = 1.
При снятии тактирующего сигнала (С= 0) связь через ключ ГТ замкнет-
ся быстрее, чем изменится логический уровень на выходе ключа Kv и триг-
гер перейдет в режим хранения информации.
На рис. 3.52 показана схема счетного триггера, выполненного с исполь-
зованием двунаправленных ключей на QD-триггерах (инвенторы НЕ{ и НЕ2)
и C^D-триггер (инверторы НЕ} и НЕ2) по способу М-S. В состав С{ D-триг-
гера входят ключи К{ и К2, а С£D-триггера — ключи и К2. При отсут-
ствии счетного импульса (Т = 0) Ф — С = 0, Ф = С = 1. В результате ключи
и К2 будут открыты, а и К2 закрыты. В этом состоянии информация
из триггера C£D переписывается в триггер CLD. При поступлении счетного
импульса (Т = /)Ф=С=\,Ф = С = 0. В итоге ключи и К2 откроются
(проводят), и К2 закроются (не проводят), и триггер CtD переключится в
инверсное состояние, а триггер C^D будет помнить ранее записанную ин-
Рис. 3.51. Схема QD-тригтера на
КМДП-элементах (а) и его услов-
ное обозначение (б)
3.5. Триггеры на МДП- и КМДП-элементах
Рис. 3.52. Схема T[f-триггера
на КМДП-элементах (а) и его
условное обозначение (б)
б
формацию. Таким образом, устройство работает в качестве /^-триггера,
фиксируя информацию на выходах по окончании входного сигнала.
На рис. 3.53 приведена схема однофазного С^Р-триггера, построенного
с использованием вентильных и блокирующих транзисторов. Необходимо
отметить, что ИМС на КМДП с ВБ позволяют строить триггерные устрой-
ства с меньшим числом транзисторов на триггер по сравнению со статичес-
кими триггерами на базе традиционной схемотехники, т. е. с использова-
нием типовых ЛЭ.
Выходом триггера Q является выход схемы И-НЕ, который через обрат-
ную связь (ОС) подключается к объединенным затворам ВТ{ и БТХ. Сток
ВТХ объединен с затворами ВТ2 и БТ2, образуя тактирующий вход С одно-
фазного триггера, а сток ВТ2 является входом D триггера. Рассмотрим ре-
жим хранения информации, когда С = 0. Если в триггере было записано
состояние Q = 1, то будет открыт ВТ} (на его затворе действует высокий
уровень 1), и низкий уровень входа С (С = 0), поступая на затвор левого
транзистора /?-типа схемы И-НЕ, откроет его, подтверждая высокий уро-
вень на выходе однофазного триггера (Q = 1). Для записи в триггер состо-
яния 2 = 0 необходимо на его вход D подать уровень 1 (так как триггер
ведет запись с инверсией кода) и тактирующий импульс С = 1. В этом
случае через ВТ} на левый вход схемы И-НЕ поступит уровень 1 от сигнала
С = 1 (ВТ} открыт по затвору действующим уровнем Q = 1), а через ВТ? на
правый вход схемы И-НЕ поступит уровень 1 от сигнала D = 1 (ВТ2 открыт
по затвору тактирующим сигналом С = 1).
Таким образом, схема И-НЕ сработает, и на выходе Q сформируется
уровень 0, который закроет ВТ} но откроет БТ{ и будет поддерживать уро-
Рис. 3.53. Схема однофазного Cz Р-триггера (а) и его условное обозначение (б)
I 36 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
вень 1 на левом входе схемы И-НЕ. После окончания тактирующего им-
пульса (С — 0) закроется ВГ2, но откроется БТ2, и на правом входе схемы
И-НЕ будет продолжать действовать уровень 1. В результате в триггере бу-
дет записано состояние Q = 0, которое сохранится до нового процесса за-
писи. Теперь если на вход D поступит сигнал 0, то с приходом тактирующе-
го импульса (С = 1) закроется БТ2, а открывающийся В7\ передаст на пра-
вый вход схемы И-НЕ уровень 0 с входа D и откроет правый транзистор
/j-типа схемы И-НЕ, что приведет к формированию уровня Q = 1, т. е. в
триггер запишется состояние 1.
После окончания тактирующего импульса (С = 0) триггер сохранит со-
стояние Q = 1 (режим хранения был описан выше) до нового процесса
записи. Рассмотренная схема рис. 3.53 выполняет функцию однофазного
Сj 5-триггера.
На базе схем НЕ, И-ИЛИ-НЕ на КМДП с ВБ может быть выполнен
однофазный инверсный D-триггер, тактируемый сигналом с уровнем 0.
Парафазный QD-триггер на КМДП с ВБ. На базе схем НЕ, И-ИЛИ-НЕ
на КМДП с ВБ и дополнительного инвертора выполняется парафазный
D-триггер, тактируемый сигналом с уровнем 1, схема которого приведена
на рис. 3.54.
Рассмотрим режим хранения информации в триггере, когда С= 0. Если
Q = 0 (Q = 1), то открытый транзистор ВТ} (на его затворе уровень 0)
передаст уровень 1 на левый вход схемы ИЛИ-HE, что обеспечит открыва-
ние левого транзистора и-типа схемы ИЛИ-HE, и подтвердится состояние
триггера Q = 0.
Для записи 1 на вход D необходимо подать сигнал логической 1. Тогда
при поступлении тактирующего импульса (С = 1) закроется ВТ^ и откроется
БТ}, а БТ2 будет открыт сигналом D = 1, т. е. на оба входа схемы ИЛИ-НЕ
поступят низкие уровни 0. Это приведет к открыванию обоих транзисторов
/7-типа и формированию на плече Q уровня 1 (Q = 0). После окончания
тактирующего импульса (С= 0) открывшийся транзистор ВТ} передаст уро-
вень 0 на левый вход схемы ИЛИ-HE, а на правый вход поступит уровень 0
через открытый БТ^. Теперь если на входе D произойдет смена сигнала на 0
при С = 0, то открытый транзистор ВТ2 передаст уровень 0 на правый вход
схемы ИЛИ-HE, что обеспечит сохранение состояния 1. Запись нового
состояния в триггер произойдет только с поступлением тактирующего им-
Рис. 3.54. Схема парафазного CzD-триггера (а) и его условное обозначение (б)
3.5. Триггеры на МДП- и КМДП-элементах
3.5.2. Динамические триггеры
Динамические триггеры (ДТ) отличаются следующими признаками:
• динамическим (кратковременным) хранением информации (как правило,
для хранения информации используются паразитные емкости затворов
МДП-транзисторов);
• наличием многофазного (многотактного) импульсного управления или
питания;
• управляются сигналами ограниченной длительности, т. е. импульсными
сигналами;
• схема управления содержит устройства для формирования импульсов мно-
гофазного управления.
В настоящее время наибольшее распространение получили ДТ, выпол-
ненные на основе МДП-транзисторов, хотя известны ДТ на основе бипо-
лярных транзисторов. По способам управления записью ДТ являются триг-
герами вида [£] (в отличие от статических триггеров, в дальнейшем такие
триггеры будем обозначать индексом «J»).
В практике проектирования цифровых устройств ДТ в основном пред-
ставлены триггерами C^D-типа, хотя в принципе возможны и другие их
функциональные типы. В качестве примера на рис. 3.55 приведена схема
С7^/)-триггера на КМДП-транзисторах, где под «С» понимается серия из
четырех сдвинутых во времени импульсов. Триггер построен на основе двух
инверторов, один из которых содержит транзисторы VT} — VTv а второй —
транзисторы И/4—УТЬ и управляется серией из четырех сдвинутых во вре-
мени импульсов. Затвор транзистора И£3 первого инвертора является ин-
формационным входом (входом D) триггера, а выход второго инвертора (Q)
является выходом разряда. Рассмотрим процесс записи информации в триггер
(пусть D= 1). При поступлении Ф} открывается транзистор УТ} и происхо-
дит заряд конденсатора Сэ в цепи затвора транзистора УТЬ до уровня 1.
После окончания 01 поступает Фэ, который откроет транзистор VTv а по-
скольку открыт транзистор УТ3 уровнем D = 1, то конденсатор С2 будет
разряжен (С2 = 0). Затем поступает Ф3, открывающий транзистор И£4, через
который заряжается выходной конденсатор Ср являющийся входом следу-
ющего каскада. После окончания Ф3 поступает Ф4, открывающий транзис-
тор УТ5. Поскольку транзистор УТЬ закрыт уровнем Q = 0, то конденсатор С1
останется заряженным до уровня Q = 1.
Таким образом, в результате действия серии из четырех импульсов сиг-
нал с уровнем 1, действующий на его входе, оказался зафиксированным на
выходе триггера, т. е. произошла запись информации. Аналогично триггер
будет установлен в 0 при D = 0. Нетрудно видеть, что если во время дей-
ствия или Ф2 информация на входе будет изменяться, то триггер будет
реагировать на это изменение так же, как триггеры £-типа, поскольку схе-
ма не вырабатывает сигнал блокировки, который бы запрещал прием ин-
формации.
Из описания работы триггера следует, что он не может хранить инфор-
мацию сколь угодно долго, так как ее запоминание осуществляется на ем-
костях затворов, т. е. требуется периодическая подзарядка емкости, что и
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.55. Схема C^D-триггера (а), его условное обозначение (б) и диаграм-
ма тактовых импульсов (в)
достигается серией из четырех импульсов. Этим же обстоятельством объяс-
няется и тот факт, что триггер управляется сигналами ограниченной дли-
тельности. В интегральной схемотехнике ДТ применяется в основном при
проектировании сдвигающих регистров.
3.6. Квазистатические триггеры
Квазистатические триггеры (КТ) характеризуются следующими признаками:
• управлением сигналами ограниченной длительности;
• наличием тактирующих (фазных) импульсов, используемых только для
записи информации (при хранении информации тактирующие импульсы
не требуются);
• наличием двух типов памяти — статической и динамической;
• в составе схемы управления содержатся устройства для формирования
фазных импульсов.
На рис. 3.56, а показана обобщенная схема КТ на примере /?5-триггера.
Схема содержит следующие элементы: статический элемент памяти, схему
формирования фазных импульсов (СФИ), коммутирующий транзистор (
динамический элемент памяти в виде емкости С затвора выходного инвер-
тора, выходной инвертор. Статический элемент памяти выполнен в виде
С^^-триггера. Однако это совсем не обязательно, так как может использо-
ваться любой другой функциональный тип триггера вида [£] или [Г|. Схема
формирования фазных импульсов имеет всего одну связь с затвором ком-
мутирующего транзистора, т. е. роль СФИ выполняет тактирующий им-
пульс. В общем случае эта схема формирует не более трех фазных импуль-
сов, число которых определяется организацией схемы статического тригге-
ра. Коммутирующий транзистор и выходной инвертор выполнены на
КМДП-элементах, хотя это также не обязательно, а роль динамического
элемента памяти выполняет емкость затвора КМДП-транзистора выходно-
го инвертора.
Такой триггер работает следующим образом. При отсутствии ТИ (С = 0)
транзистор VT открыт по затвору. В зависимости от состояния, в котором
3.6. Квазистатические триггеры
Рис. 3.56. Схема 7?5-триггера (а) и
его условное обозначение (6)
находится инверсное плечо CLRS-
триггера, емкость затвора С может
быть либо заряжена, либо разряже-
на, и, следовательно, сигнал на вы-
ходе инвертора повторяет состояние
плеча Q-триггера. В этом состоянии устройство может находиться сколь
угодно долго. При поступлении ТИ осуществляется запись информации в
Cz/?5-Tpnrrep, и одновременно СФИ формирует сигнал такой полярности,
который закрывает коммутирующий транзистор VTv Поскольку емкость
затвора не может быстро разрядиться через сопротивление закрытого тран-
зистора УТ} или зарядиться, если она была предварительно разряжена, то в
течение некоторого времени состояние на выходе триггера будет оставаться
неизменным. Отсюда следует, что если длительность ТИ по входу С будет
достаточно большой, то емкость может либо потерять, либо приобрести
заряд, что приведет к сбою триггера, и, таким образом, становится понят-
ной причина, по которой триггеры управляются сигналами ограниченной
длительности. Это же обстоятельство является причиной того, что в таких
триггерах недопустима смена полярности ТИ.
По способам управления записью информации КТ относятся к тригге-
рам видов LF, LF, хотя возможны и триггеры видов FF, FF. В отличие
статических, данные триггеры будем обозначать дополнительным индек-
сом К, например, C^^RS- С£^ D-триггеры и др.
В интегральной схемотехнике КТ наиболее часто применяются при по-
строении сдвигающих регистров, а среди их функциональных типов — как
правило, CLr D-триггеры. Среди КТ наиболее распространены триггеры
двух- и четырехфазного действия. Схемы КТ выполняются с применением
меньшего числа МДП-транзисторов, чем это необходимо для построения
аналогичных триггеров статического типа. Сравнительная простота по-
строения КТ позволяет успешно их выполнить как на МДП-транзисто-
рах />-типа, так и на дополняющих МДП-транзисторах. Несколько вариан-
тов таких триггеров рассмотрены ниже.
Двухфазные квазистатические CLpK D-триггеры на МДП-транзисторах
л-типа. В состав схемы квазистатического С//7^ D-триггера, приведенной на
рис. 3.57, входят три инвертора НЕ{—НЕ3 и три вентильных МДП-транзис-
тора В\ — Ву Схема формирования фазных импульсов выполнена в виде
инвертора, при этом фаза Ф} совпадает с основным тактирующим импуль-
сом, а фаза Ф2 является его инверсией.
МДП-транзисторы в вентильном включении (транзисторы В — В3) обес-
печивают передачу уровня 1 по цепи сток-исток при поступлении разреша-
ющего уровня 1 на затвор транзистора.
Рассмотрим работу устройства. При отсутствии тактирующего импульса
(С = 0) входной вентиль В} закрыт, так как = 0, а два других вентиля
открыты, так как уровень фазы Ф2 соответствует логической 1. Инверторы
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.57. Схема Р-триггера
на МДП-транзисторах л-типа (а)
и схема формирования фаз (б)
НЕХ и НЕ2 образуют триггер, который хранит записанную информацию сколь
угодно долго. Если в D-триггер записан код Q = 1, то на выходе НЕ2 будет
уровень 0, а на выходе НЕХ — уровень 1. При открытом вентиле В3 уровень
Q соответствует уровню НЕХ.
Запишем в D-триггер состояние Q = 0, для чего на его вход подадим
сигнал 0=1. Тогда при поступлении тактирующего импульса (С= Фх = 1)
откроется входной вентиль Вх и закроются вентили В2 и В3, так как Ф2 будет
иметь уровень 0. В результате будет разорвана внутренняя связь через В2 и
выходной инвертор НЕ3 будет отключен от выхода НЕ2. Поскольку Вх от-
крыт и О = 1, на выходе НЕХ сформируется уровень 0, а на выходе НЕ2 —
уровень 1. Уровень выхода Q во время действия тактирующего импульса
останется прежним (Q = 1), так как заряд паразитной емкости затвора Сн не
изменится. После окончания действия импульса (С = Фх =0) закроются
вентили Вх, В^ и Bv так как будет иметь уровень 1. При этом замкнется
цепь обратной связи, и триггер переключится в состояние Q = 0.
Рассмотренный триггер после окончания тактирующего импульса будет
иметь на выходе Q уровень, инверсный по отношению к уровню на его
входе D (D = 1, a Q = 0).
Исходя из минимально возможного времени заряда Сн через цепь на-
грузки и закрытый транзистор В3, определим минимально допустимую дли-
тельность тактирующего импульса. Если сопротивление закрытого транзи-
стора Лзакр » 10* Ом, а Сн = 1 пФ, то г тах = /?зСн = 100 мкс. Практически
для получения высокого быстродействия длительность тактирующего им-
пульса выбирается в пределах 1 — 10 мкс. Квазистатические триггеры позво-
ляют путем добавления небольшого числа транзисторов увеличивать число
тактирующих входов.
На рис. 3.58 показана схема двухфазного квазистатического C/j? P-триг-
гера с тремя тактируемыми входами: Р, Р', Р". В данной схеме по сравне-
нию со схемой на рис. 3.57 число вентильных входов транзисторов увели-
чилось до трех, а схема управления из инвертора преобразована в трехвхо-
довую схему ИЛИ-HE, т. е. число входов схемы управления соответствует
числу входов D.
Основная часть P-триггера осталась без изменений, и его функциони-
рование осуществляется аналогично описанному выше (см. рис. 3.57).
Многовходовые P-триггеры на МДП-транзисторах обеспечивают пост-
роение экономичных схем регистров.
Двухфазные С£^Р-триггеры на КМДП-элементах. В состав схемы двух-
фазного ClF* P-триггера на КМДП-ИМС (рис. 3.59) входят три инвертора
3.6. Квазистатические триггеры 141
Рис. 3.58. Схема двухфазного трехвходового /2-триггера на МДП-эле-
ментах (а) и схема формирования фаз (б)
на дополняющих транзисторах и три двунаправленных ключа Кх—К3. Так-
тирующие импульсы подаются на вход уровнем 1.
Допустим, в исходном состоянии Q = 1 (при этом уровень на выходе
НЕ{ соответствует 1), а на вход подан сигнал D = \. При поступлении так-
тирующего импульса (Ф} = 1) откроется входной ключ Кх а фаза Ф2 = О
закроет ключи К2 и К3.
Во время действия импульса заряд на паразитной емкости обеспечивает
сохранение уровня Q = 1 на выходе триггера. Сигнал D = 1 откроет ключ Кх
и сформирует на выходе НЕ} уровень 0, который, в свою очередь, сформиру-
ет уровень 1 на выходе инвертора НЕГ После окончания тактирующего им-
пульса уровень Ф} = 0 закроет а уровень Ф2 = 1 откроет К2 и К3. Включит-
ся обратная связь внутреннего триггера, фиксируя состояние НЕХ = О,
НЕ2 = 1. Уровень 1 откроет транзистор и-типа выходного инвертора, т. е. в
триггере запишется состояние Q = 0. В результате после окончания действия
тактирующего импульса произойдет запись инверсной информации в /2-триг-
гер. Если теперь на вход будет подан сигнал D = 0, то поступивший тактиру-
ющий импульс обеспечит переход /2-триггера в состояние Q = 1.
Рассмотренные схемы двухфазных /2-триггеров имеют идентичную струк-
туру и характеризуются одинаковыми динамическими параметрами.
Каждая из схем (см. рис. 3.57—3.59) /2-триггеров может быть преобразо-
вана в счетный триггер путем подключения выхода Q ко входу /2.
Рис. 3.59. Схема двухфазного /2-триггера на КМДП-элементах (а) и его
условное обозначение (б)
и
Ф1
142 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Трехфазные квазистатические D-триггеры. Построение квазистати-
ческого С£^ D-триггера с трехфазным управлением позволяет упростить
схему но сравнению с двухфазным D-триггером, исключив из нее один
инвертор.
На рис. 3.60, а приведена схема трехфазного D-триггера на МДП-тран-
зисторах и-типа, выполненная на двух инверторах (НЕХ и Я£2) и трех вен-
тилях (Bj—В3). Кроме того, на рис. 3.60, б приведена принципиальная схе-
ма формирователя фазных импульсов (Ф}—Ф3). Фаза Ф} совпадает с такто-
вым импульсом, а фазы Ф2 и Ф3 инверсны по отношению к Ф{ причем
фаза Ф2 является «быстрой», а фаза Ф3 — «медленной». Это обеспечивается
за счет большей постоянной времени заряда емкостной нагрузки С2, под-
ключенной к выходу фазы Ф3.
Заряд С2 осуществляется через два нагрузочных транзистора схемы уп-
равления (транзисторы VT} и ИГ2), в то время как заряд емкостной нагруз-
ки фазы Ф2 происходит только через один нагрузочный транзистор VTv
Поэтому формирование уровня 1 на выходе фазы Ф3 происходит всегда
позже формирования уровня 1 на выходе фазы Ф2.
Допустим, что в исходном положении (С = Ф} = 0 и Ф2 = Ф3 = 1)
триггер находится в состоянии Q = 1. Рассмотрим процесс записи сигнала
Q= 0. При поступлении тактирующего импульса (Т= 1) фаза Ф1 = 1 откро-
ет вентиль В} а уровень 0 фаз Ф2 и Ф3 закроет вентили В2 и В3. Поскольку
триггерная связь между инверторами НЕ} и НЕ2 будет разорвана, то на вы-
ходе НЕ} сформируется уровень 1, так как на вход подан уровень 0. Уровень
на выходе НЕ2 останется без изменения (Q = 1), так как паразитная емкость
Сн не будет изменять своего заряда во время действия тактирующего им-
пульса. После окончания действия тактирующего импульса вентиль В} зак-
роется (Ф] = 0), а затем откроется вентиль Z?2, так как сформируется Ф2 = 1
и D-триггер перейдет в состояние Q = 0. Это новое состояние D-триггера
зафиксировано включением обратной связи (вентиль В3 откроется сигна-
лом Ф3 = 1).
Таким образом, рассмотренный трехфазный С£^ D-триггер осуществ-
ляет прямую запись информации, поступающей на вход D. Поэтому схема
на рис. 3.60, а не может быть использована для построения счетного триг-
гера путем подключения выхода Q на вход D. Для построения счетного
триггера на основе трехфазной схемы необходимо подключение дополни-
тельного инвертора к выходу Q.
Рис. 3.60. Схема трехфазного С, Р D-триггера (а) и схема формирования фаз (б)
к
3.7. Логические методы синтеза триггерных структур
Рис. 3.61. Схема трехфазно-
го -триггера на КМДП-
элементах (а) и схема фор-
мирования фаз (б)
Трехфазные 7^ -триггеры на КМДП-элементах. Трехфазный квазиста-
тический счетный триггер на КМДП-элементах выполняется на основе трех
инверторов и трех вентильных транзисторов и-типа (рис. 3.61, а). Схема
управления, формирующая импульсы фаз Ф}—Ф3, выполняется на двух тран-
зисторах p-типа, стоящих в цепи нагрузки, и двух транзисторах и-типа [1].
Для построения многоразрядных счетчиков по схеме на рис, 3.61, а в
цепь обратной связи 7-триггера включен дополнительный вентиль 5, на
затвор которого (7) необходимо подать разрешающий уровень от схем со-
впадения младших разрядов счетчика.
3.7. Логические методы синтеза
триггерных структур
Выше были рассмотрены схемные решения наиболее распространенных
триггеров CRS-, CD- и CJX-типов. Отмечалось, что все они явились резуль-
татом эвристических методов синтеза.
В практике проектирования цифровых устройств нередко возникает
необходимость в разработке новых типов триггеров. Если разработчик встре-
чается с таким типом триггера впервые и, следовательно, у него нет ника-
кого схемного аналога, то эвристические методы синтеза зачастую приво-
дят к неоправданно большим затратам времени. И здесь становится важной
задача разработки формальных методов синтеза, которые позволяют доста-
точно быстро спроектировать требуемый вариант триггера.
Как отмечалось выше, в наиболее общем виде структура триггера пред-
ставляет собой устройство, содержащее элемент памяти с двумя устойчивы-
ми состояниями (собственно триггер) и схему управления. Описываемый
здесь метод учитывает именно такую структуру триггерного устройства и
базируется на нахождении переключательных функций, непосредственно
воздействующих на входы собственно триггера и вызывающих его пере-
ключение в требуемое состояние. Рассмотрим эту методику на конкретных
примерах, предполагая, что в качестве собственно триггера взят элементар-
ный триггер 7?£-5£-типа. Однако последнее не является обязательным, по-
скольку в качестве собственно триггера может использоваться любой из
элементарных триггеров, рассмотренных выше.
Допустим, что необходимо спроектировать триггер, имеющий два ин-
формационных входа и Л2, поведение которого описывается табл. 3.17.
Процедура синтеза начинается с составления обобщенной таблицы состоя-
144 Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Таблица 3.17
Номер строки л; А"г Q"+l
1 0 0 1
2 0 1 0
3 1 0 1
4 1 1 Q"
ний триггера, в которой кроме столб-
ца Q”. А", Я2, имеются столбцы
R' и S' (табл. 3.18). В столбцы Д", А 2
заносятся всевозможные комбинации
входных сигналов при двух состоя-
ниях триггера Q" = 0 (строки 1—4)
и Q" = 1 (строки 5—8). В столбец Q" + 1
записываются те состояния триггера,
в которые он должен устанавливаться
согласно закону его функционирова-
ния, приведенного в табл. 3.17. На-
пример, в соответствии с табл. 3.17 при комбинации сигналов А} = Л2 = О
(строка 1) триггер должен устанавливаться в состояние Q" 1 = 1. Следова-
тельно, в строках 1 и 5 столбца Q"+] (табл. 3.18) записывается 1. При комби-
нации сигналов Л" = Л" = 1 триггер должен переключаться в состояние Qn,
т. е. в состояние, инверсное исходному (см. табл. 3.17). Следовательно, в
строке 4 столбца Qn+ 1 необходимо записать 1, а в строке 8—0 и т. д. При
заполнении строк столбцов R' и S' табл. 3.18 будем полагать, что собствен-
но триггер выполняется на элементах ИЛИ-HE, т. е. его переключение по
входам /?и Sосуществляется сигналами с уровнем 1. Таким образом, чтобы
при комбинации сигналов А" = А" = 0 и исходном состоянии Q" = 0 триггер
установился в состояние 1 (Qn+ 1 = 1), необходимо, чтобы на его входах R' и
S' присутствовала комбинация сигналов R' = 0 и S' = 1. Именно эта комби-
нация и заносится в первую строку столбцов R' и S' табл. 3.18. Если
триггер находится в состоянии Qn = 1 и поступает комбинация сигналов
Л, = Л2 = 0, то триггер должен подтвердить свое исходное состояние. По-
этому в строке 5 столбца R' должен быть записан 0, а в столбце S' этой
строки может стоять либо 0, либо 1. В дальнейшем будем такие ситуации
обозначать знаком * (произвольное состояние). В строке 2 этих же столб-
цов записана комбинация сигналов R' = *, S' = 0, а в строке 6 R' = 1, S' = 0.
Это следует из того, что при такой комбинации сигналов триггер согласно
столбцу Qn+ 1 табл. 3.17 должен принять нулевое состояние. Последующие
строки табл. 3.18 выполняются аналогично.
По данным табл. 3.18 составляются переключательные функции для вхо-
дов R' и S'. Условимся переключательные функции представлять в виде
ДСНФ. Тогда для входов R' и S' можно записать:
R' = Q А} -A* +Q A} Л2 + Q - А{ Д2;
S' = Q tIj • Д2 + Q • А} Л2 + Q • А} А, + Q • А} А * + Q - Ах А *.
Здесь индексы п при переменных Л, 5, Q, А будем опускать. При составле-
нии выражений для входов R' и S' знак * заменен на 1, а соответствующие
минтермы, которые в дальнейшем будем называть избыточными, отмечены
знаком *.
Затем осуществляется минимизация полученных выражений для входов
R' и S'. Для этой цели воспользуемся картами Карно (рис. 3.62). При зане-
сении функций на карты в клетки, соответствующие избыточным минтер-
3. 7. Логические методы синтеза триггерных структур
Таблица 3.18
Номер строки Q" Ani R' S' ол+|
1 0 0 0 0 1 1
2 0 0 1 * 0 0
3 0 1 0 0 1 1
4 0 1 1 0 1 1
5 1 0 0 0 * 1
6 1 0 1 1 0 0
7 1 1 0 0 * 1
8 1 1 1 1 0 0
Рис. 3.62. Карты Кар- q[ (i С ( Л-. х
но синтезируемого -А---- —-j— 1
триггера Аг Л2
мам, будем ставить знак *, а при считывании функций этот знак заменять
на 1 или 0, руководствуясь требованием получения минимального выраже-
ния. С учетом изложенного при считывании выражения для функции R'
необходимо избыточный минтерм заменить на 0, а при считывании выра-
жения для функции S' все избыточные минтермы заменить на 1. В этом
случае функции для R' и S' принимают минимальные формы:
= (2;
S' = Q А} + Л2.
Для тактируемых триггеров в полученные выражения для функций R' и
S' необходимо ввести конъюнктивный член С. В результате для тактируе-
мых триггеров эти выражения запишутся в виде
R'= А2 Q С;
S' = QС + Я2 С.
По полученным выражениям для входов R' и S' строим схему триггера
(рис. 3.63) и проверяем его работоспособность. При комбинации сигналов
А} = = 0 триггер согласно табл. 3.17 обязан установиться в состояние
Q" + 1 = 1. При такой комбинации только вентиль В2 будет подготовлен к
включению. В результате при поступлении ТИ (С= 1) на выходе вентиля В2
сформируется сигнал с уровнем 1, и триггер по входу S' установится в
состояние Q = 1. При комбинации сигналов ylj = О, Л2 = I триггер должен
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
Рис. 3.63. Схема синтезированного триггера вида L
установиться в состояние Qп + 1 = 0. Если
триггер находился в состоянии Q = 1, то
только вентиль В} будет подготовлен к вклю-
чению. В итоге, при поступлении тактирую-
щего сигнала триггер по входу R установится
в состояние Qn+ 1 = 0. При комбинации сиг-
налов Ах = 1, А2 = 0 и при С = 1 триггер через
вентили В2 и В3 установится в состояние Qn+ 1 = 1, при этом вентиль Вх будет
закрыт сигналом Л2 = 0. При комбинации сигналов А1 = А, = 1 триггер должен
переключиться в инверсное состояние.
Пусть триггер находится в состоянии Q = 0. В этом случае только вен-
тиль В3 будет подготовлен к переключению. Следовательно, с приходом
тактирующего сигнала триггер по входу S' установится в состояние Q= 1,
и тем самым к включению будет подготовлен вентиль Вх. В результате, при
достаточно большой длительности тактирующего сигнала триггер может за
один такт переключаться как минимум 2 раза, что недопустимо. Для ис-
ключения последнего необходимо, чтобы на тактовом входе действовал не
потенциальный, а импульсный сигнал, т. е. сигнал, который бы оканчивал-
ся непосредственно после переключения триггера в противоположное со-
стояние. Такие триггеры приведены здесь как схемотехнический пример и,
как уже отмечалось, не находят применения на практике.
Триггер, тактируемый потенциальными сигналами, получается добав-
лением к триггеру, полученному в результате синтеза, второй ступени, как
это показано на рис. 3.64. Другими словами, этот триггер построен по спо-
собу М-S с блокирующим инвертором. Аналогично могут быть построены
триггеры с двумя блокирующими инверторами, с запрещающими связями,
с разнополярным тактированием и др. Все остальные типы триггеров полу-
чаются добавлением к полученному триггеру одного или двух дополнитель-
ных триггеров памяти схемотехническими способами, рассмотренными
выше для триггеров вида LF. Для проверки
методики синтезируем, например, триггер
С£Л5-типа. Как и в первом случае, составля-
ем обобщенную таблицу состояний Л5-триг-
гера (табл. 3.19). В строках 4 и 8 столбцов R' и
S' записаны 1. Это объясняется тем, что при
комбинации входных сигналов R = S = 1 триг-
гер согласно закону его функционирования
(см. табл. 3.19) принимает неопределенное
состояние, что отмечено знаком * в столбце
Qn 1 этих же строк. По результатам таблицы
находим выражения для функций R' и S':
Рис. 3.64. Схема синтезированного триггера вида LF
3.7. Логические методы синтеза триггерных структур
Таблица 3.19
Номер строки Q" Rn sn R' S' Qn+1
1 0 0 0 * 0 0
2 0 0 1 0 1 1
3 0 1 0 * 0 0
4 0 1 1 1 1 *
5 1 0 0 0 * 1
6 1 0 1 0 * 1
7 1 1 0 1 0 0
8 1 1 1 1 1 *
R' = QRS*+QRS*+QRS + QRS + QRS;
S' = QRS + QRS + QRS*+QRS*+QRS.
По картам Карно (рис. 3.65) находим, что функции R' и S' примут
минимальные формы R' = R и S' — S, если не заполнить клетки всего
одного избыточного минтерма, а именно минтерма Q S R для функции R'
и минтерма Q • R • S для функции S'. Следовательно, для тактируемого триг-
гера можно записать:
S' = S С; R' = R- С.
s s
Рис. 3.65. Карты Карно синтезируемого ЛУ-триггера
Схема С7Л5-триггера, построенного по полученным выражениям, при-
ведена на рис. 3.66.
В заключение можно отметить, что рассмат-
риваемые в данном параграфе методы синтеза
триггеров с двумя информационными входами
можно полностью применить для синтеза тригге-
ров практически с любым числом информацион-
ных входов. В качестве примера покажем синтез
триггера с тремя информационными входами, по-
Рис. 3.66. Схема синтези-
ведение которого описывается табл. 3.20. Состав-
ляем обобщенную таблицу состояний триггера
рованного CfRS-триггера
Глава 3. Триггерные устройства цифровых систем
(табл. 3.21). На основе табл. 3.20 записываем выражения для функций
R' и S' и отмечаем избыточные минтермы:
R’ = Q • А, • А2 • А3 + Q -Л, • 4 • А3 + Q • Л, • Л2 • А*3 + Q • А, • Л2 • А*3 +
+0-4 • 4 4 + Q • 4 а2 А3 + Q At -4 -4 + 0-4 4 4 >
2 __ 1 _ _ (3-15)
S' — Q • 4 - А2 • А3 + 0 * Л| • А2 • А3 + Q • 4 ' А2 • А3 + Q • Л] Л2 А3 +
+0 • 4 - 4 - л3‘ + о • л, • л2 • л; + с • 4 • л2 • л; + с • 4 • л2 • 4.
Таблица 3.20
О 3 Л? Аг о 3 +
1 0 0 0 0
2 0 0 1 1
3 0 1 0 0
4 0 1 1 1
5 1 0 0 0
6 1 0 1 1
7 1 1 0 1
8 1 1 1 0
Записав полученные выражения на карты Карно (рис. 3.67) и проведя
этап считывания, получим
R' = А} • Ау + А3 • Ау + А} • Ау • Ау,
S' = Л2 • А3 + /1] • А3 + А\ • • А3.
По результатам выражений (3.16) с учетом их умножения на конъюнк-
тивный член С строим схему триггера (рис. 3.68). Входы Rd и Sd служат для
(3.16)
Рис. 3.67. Карты Карно синтезируемого триггера с тремя информационными
входами
3.7. Логические методы синтеза триггерных структур
Таблица 3.21
Номер строки Q" Al ^3 S' Q" + * 1
1 0 0 0 0 * 0 0
2 0 0 0 1 0 1 1
3 0 0 1 0 * 0 0
4 0 0 1 1 0 1 1
5 0 1 0 0 * 0 0
6 0 1 0 1 0 1 1
7 0 1 1 0 0 1 1
8 0 1 1 1 * 0 0
9 1 0 0 0 1 0 0
10 1 0 0 1 0 * 1
11 1 0 1 0 1 0 0
12 1 0 1 1 0 * 1
13 1 1 0 0 1 0 0
14 1 1 0 1 0 * 1
15 1 1 1 0 0 * 1
16 1 1 1 1 1 0 0
непосредственной установки, и при синтезе
их не учитывают. Построение триггеров ви-
дов LF и LF осуществляется, как и ранее
рассмотренных триггеров, т. е. путем добав-
ления к триггеру, полученному в результате
синтеза, одного или двух триггеров С7?5-типа.
Рис. 3.68. Схема синтезированного триггера вида
L с тремя информационными входами
ГЛАВА 4
РЕГИСТРЫ
Регистрами называются устройства, выполняющие функции приема, хра-
нения и передачи информации. Информация в регистрах хранится в виде
числа (слова), представленного комбинацией сигналов 0 и 1. Каждому раз-
ряду числа, записанному в регистр, соответствует свой разряд, выполнен-
ный на основе триггера CRS-, CD- и С/А'-типов с управлением записью
видов [£], [£Г] и [Г].
На регистрах могут осуществляться операции преобразования информа-
ции из одного вида в другой (последовательного кода в параллельный и т. п.),
а также некоторые логические операции (например, поразрядное логичес-
кое сложение, умножение).
Основным классификационным признаком, по которому различают
регистры, является способ записи информации или кода числа в регистр.
По этому признаку можно выделить регистры трех типов: параллельные;
последовательные; параллельно-последовательные.
В параллельные регистры запись числа осуществляется параллельным
кодом, т. е. во все разряды одновременно. Последовательные регистры ха-
рактеризуются последовательной записью кода числа, начиная с младшего
или старшего разряда, путем последовательного сдвига кода тактирующими
импульсами.
Параллельно-последовательные регистры имеют входы как для параллель-
ной, так и для последовательной записи кода числа. В зависимости от чис-
ла каналов, по которым поступает информация на входы разрядов регист-
ра, различают регистры парафазного и однофазного видов. Парафазные реги-
стры характеризуются тем, что информация на каждый разряд поступает по
двум каналам (прямому и инверсному). В однофазных регистрах информа-
ция поступает на каждый разряд только по одному каналу. Парафазные
регистры выполняются, как правило, с применением триггеров С7?5-типа,
а однофазные — на основе триггеров С£)-типа.
В зависимости от типов триггеров, применяемых при построении реги-
стров, и способа их тактирования различают регистры многотактного и
однотактного действия. Рассмотрим схемы регистров параллельного и пос-
ледовательного типов с многотактным и однотактным режимом работы.
4.1. Параллельные регистры
При построении /V-разрядных параллельных регистров необходимо при-
менить N триггеров, каждый из которых будет иметь число входов, соот-
ветствующее числу источников информации, подключенных к входу ре-
гистра.
4.1. Параллельные регистры
4.1.1. Однофазные параллельные регистры
двухтактного действия
Наиболее экономичными по числу компонентов являются однофазные ре-
гистры двухтактного действия, в качестве разрядов которых используются
триггеры С£5-7?£-типов (двухтактные D-триггеры на рис. 3.23).
На рис. 4.1 приводится схема параллельного регистра двухтактного дей-
ствия с однофазной записью информации для режима записи двух чисел А
и В (регистр на два входа). Входы ах, а2. ..., ап соответствуют входам разря-
дов первого числа, а входы Ь{9 Ь2. ..., Ьп — входам разрядов второго числа.
Первый тактирующий сигнал 7\ осуществляет установку всех разрядных
триггеров в состояние О = Q2 = ... = Qn = 0). Второй сигнал Т2 обеспе-
чивает запись в регистр числа А. а импульс Т2 — запись числа В.
Однофазные параллельные регистры двухтактного действия характери-
зуются наименьшим быстродействием, но вместе с тем и наименьшими
затратами по числу элементов.
4.1.2. Однофазные параллельные регистры
однотактного действия
Для реализации однотактных параллельных однофазных регистров приме-
няются С£Л-триггеры, число входов которых соответствует числу входов
регистра. На рис. 4.2 приведена функциональная схема такого регистра на
два входа. Запись числа А (а{ ..., а^) осуществляется при поступлении им-
пульса Гр а запись числа В (Ьх .... Ьп) — при поступлении импульса Т2 без
предварительной установки разрядов в состояние 0.
Быстродействие данного регистра увеличилось примерно в 2 раза по
сравнению с рис. 4.1, но и аппаратурные затраты на их реализацию уве-
личились, так как реализация CLD-триггера требует большего числа вен-
тилей.
Рис. 4.1. Схема параллельного регист- Рис. 4.2. Схема параллельного регистра на
ра на триггерах С£5-/?£-типа триггерах CLD-типа
152 Глава 4. Регистры
На рис. 4.3 показан один из наиболее экономичных вариантов схем
такого регистра, каждый разряд которого выполнен на QD-триггере с ис-
пользованием элементов НЕ, И-НЕ, И-ИЛИ-НЕ.
В режиме хранения информации, т. е. при отсутствии тактирующих
импульсов = Т"= 1) открыты вентили обратной связи HQ всех триггеров
регистра. При поступлении тактирующего импульса (например, Т{ = 0) за-
крываются вентили Яо, и с задержкой тНЕ открываются вентили записи
кода числа А (вентили Я,). В разрядах регистра а} ..., ап установятся уровни
в соответствии с кодом числа А. Например, при а} = 1 и Т{ = 0 на выходе Q
сформируется уровень 0, а на выходе Q} — уровень 1. После окончания
действия тактирующего импульса = 1) вначале откроются вентили об-
ратных связей всех триггеров, и зафиксируется новый код в его разрядах, а
затем через тНЕ закроются вентили записи числа А. Регистр перейдет в ре-
жим хранения информации.
Схема получила очень широкое распространение при разработке парал-
лельных цифровых ЭВМ благодаря своей экономичности и надежности.
Однако самые экономичные варианты схем рассмотренных регистров по-
лучаются при их реализации на основе элементов T-TTL, когда каждый
разрядный триггер выполняется на одном элементе.
4.1.3. Парафазные параллельные регистры
Парафазные параллельные регистры (ППР) не отличаются столь широким
многообразием, как однофазные. Все ППР по своему принципу действия
являются однотактными и выполняются на триггерах Ct Я5-типа. На рис. 4.4
приведена схема ППР на два входа (для записи чисел А и В).
Код числа поступает на регистр по двум каналам (прямому и инверсно-
му), а тактирующие импульсы Т{ и Т" открывают вентили прямого и ин-
Рис. 4.3. Схема параллельного регист-
ра на триггерах С у Л-типа
Рис. 4.4. Схема параллельного регист-
ра на триггерах Сл/?5-типа
4.2. Сдвигающие (последовательные) регистры и их классификация 153
версного каналов одновременно. Быстродействие ППР полностью опреде-
ляется быстродействием триггеров, используемых в качестве типовых раз-
рядов регистра.
При сравнительной оценке однофазных и парафазных параллель-
ных регистров необходимо отметить, что однофазные являются наибо-
лее эффективными при выполнении на интегральных микросхемах, так
как содержат в 2 раза меньше информационных входов, чем парафаз-
ные регистры. Уменьшение числа входов позволяет сократить число
выводов микросхемы, что создает благоприятные возможности для про-
ектирования БИС.
4.2. Сдвигающие (последовательные) регистры
и их классификация
Сдвигающие регистры (СР) получили свое название от вида одной из наи-
более распространенных операций, выполняемых в ЭВМ, — операции сдвига
кода числа. Операция сдвига — это перемещение (сдвиг) под действием
внешних тактирующих импульсов содержимого регистра на определенное
число разрядов вправо или влево. Чаще всего такое перемещение осуще-
ствляется на один разряд, и эту операцию можно записать в виде
где Q”+} — содержимое /-го (последующего) разряда регистра после цик-
ла сдвига; Q"_x — содержимое (/ — 1)-го (предыдущего) разряда до сдвига;
/ = 2, 3, ..., п — число разрядов регистра сдвига.
Наиболее общим классификационным признаком сдвигающих регист-
ров можно считать способ управления сдвигом кода числа. Этот классифи-
кационный признак предполагает деление регистров по числу тактирую-
щих сигналов Ку, необходимых для выполнения операции сдвига информа-
ции на один разряд. В соответствии с этим числом, которое в дальнейшем
назовем тактовым числом регистра, СР подразделяются на регистры одно-
тактного и многотактного действия. Особенностью первых является то, что
в них сдвиг кода числа на один разряд осуществляется за один такт или с
помощью одного ТИ-сдвига, т. е. /С = 1. В многотактных регистрах сдвиг
кода числа на один разряд осуществляется как минимум за два импульса
сдвига. В свою очередь, каждый из однотактных и многотактных СР можно
классифицировать по следующим признакам:
• по виду электрической связи между разрядами;
• по направлению сдвига;
• по способу приема и выдачи кода числа.
Вид электрической связи между разрядами. По этому признаку СР на
триггерах подразделяются на регистры с однопроводной (однофазной), двух-
проводной (парафазной) и смешанной типами связей. Первые выполняют-
ся на триггерах D-типа, вторые — на триггерах RS- или J/C-типа, а третьи —
совместно, например, на триггерах RS- и D- или JK- и D-типов.
Направление сдвига. В соответствии с этим признаком регистры подраз-
деляются на три вида:
154 Глава 4. Регистры
• регистры, осуществляющие сдвиг кода числа вправо (в сторону младших
разрядов);
• регистры, сдвигающие код числа влево (в сторону старших разрядов);
• регистры, сдвигающие код числа как вправо, так и влево, — реверсивные
регистры сдвига.
Способ приема и выдачи кода числа. По этому признаку регистры под-
разделяются на три вида:
• с последовательным приемом и последовательной выдачей информации;
• с параллельным вводом кода числа и последовательным его выбором;
• с последовательно-параллельным вводом и последовательно-параллель-
ным выводом кода числа.
Последние относятся к разряду наиболее универсальных, так как они
могут применяться в качестве первого и второго типа сдвигающих регист-
ров. Следует отметить, что в основу приведенных выше классификацион-
ных признаков сдвигающих регистров фактически положены функциональ-
ные требования, предъявляемые к ним. А это означает, что при проектиро-
вании СР всегда задаются направление сдвига, способы приема и выдачи
кода числа, представляющие собой функциональные требования для любо-
го СР. Кроме них к функциональным требованиям следует отнести функ-
циональную надежность регистра. Эти требования для регистров (как и для
триггеров) должны быть выполнены безусловно. Применительно к СР тре-
бование функциональной надежности будем характеризовать отсутствием
опасных межкаскадных состязаний при условии выполнения разрядов ре-
гистра на функционально надежных триггерах. К основным функциональ-
ным параметрам регистров сдвига можно отнести разрядность и быстро-
действие.
4.3. Сдвигающие регистры
многотактного действия
Сдвигающие регистры многотактного действия, или просто многотактные
СР, применяются в устройствах, для которых не требуется высокое быстро-
действие, а определяющим является фактор снижения аппаратурно-мощ-
ностных затрат (АМЗ). Среди СР многотактного действия одним из наибо-
лее экономичных по АМЗ является регистр, выполненный на триггерах
СА5-/?£-типа. В качестве примера на рис. 4.5, а показана схема трехразряд-
ного регистра со сдвигом вправо, с последовательным вводом и выводом
информации и однопроводной связью между разрядами.
Сдвиг информации в таком регистре осуществляется последовательной
подачей ТИ (рис. 4.5, б), начиная с младших разрядов, т. е. с триггера Тг}.
Первый ТИ сдвига (С, = О) устанавливает триггер Тг{ в состояние 0 (0j = 0).
Второй ТИ (С2 = 1) переводит триггер в состояние Q} = 1, если предыду-
щий разряд также находится в состоянии 1 (Q2 = 1). Поступающие затем ТИ
С3, С4, С5, С6 осуществят соответственно перепись информации из Тг3 в
Тг2 и запись информации, присутствующей на входе S старшего разряда (53).
Таким образом, для сдвига информации на один разряд или, что то же
4.3. Сдвигающие регистры многотактного действия
Рис. 4.5. Схема последовательного (сдвигающего) регистра на триггерах CLSRT-
типа (а) и диаграмма тактовых импульсов (6)
самое, для записи одного двоичного разряда в таком регистре потребуется
= 2п импульсов сдвига. В итоге для полного сдвига л-разрядного кода
числа потребуется КИ = 2п2 импульсов сдвига, что характеризует подобные
регистры как медленнодействующие, но вместе с тем и наиболее экономич-
ные по АМЗ, поскольку каждый разряд такого триггера выполняется на трех
элементах И-НЕ или одном элементе И-ИЛИ-НЕ и инверторе (рис. 4.3).
Однако последнее справедливо для случая, когда не учитываются аппара-
турные затраты на организацию сетки сдвига (предполагается, что такая
сетка импульсов сдвига уже вырабатывается в составе устройства). Повы-
сить быстродействие СР можно путем замены CLS-R^ -триггеров на тригге -
Рис. 4.6. Схема сдвигающего регистра многотактного действия на триггерах
С7 D-типа
Глава 4. Регистры
ры ClRS- или С£2)-типов, рассмотренных в гл. 3. Сдвиг информации на
один разряд в таких регистрах осуществляется за /С = п тактов. В результате
для записи полного ^-разрядного слова или для сдвига п разрядов потребу-
ется К* = пп = п~ импульсов сдвига.
Дальнейшего повышения быстродействия регистров многотактного дей-
ствия можно достичь посредством разбиения регистра на отдельные груп-
пы и введения в их состав добавочных триггеров по числу групп. Особен-
ность построения таких СР рассмотрим на примере шестиразрядного СР
четырехтактного действия (см. рис. 4.6). Регистр разбит на две группы по
три разряда в каждой, и на каждую группу введен один добавочный триггер
(триггеры Тг{} для первой группы и Тг$ для второй группы). При этом такто-
вые входы триггеров, имеющих одинаковый порядковый номер в группах,
и тактовые входы добавочных триггеров объединяются отдельными шина-
ми, на которые поступают ТИ сдвига. Сдвиг информации на один разряд в
таком регистре осуществляется за четыре ТИ, подаваемых последовательно
на входы Со, С1? С2 и С3. Под действием первого ТИ сдвига (Со = I) осу-
ществляется передача информации из всех младших триггеров каждой груп-
пы в добавочный триггер своей группы. Поступающие затем ТИ сдвига
(С,—С3) последовательно сдвигают информацию в пределах каждой груп-
пы. В результате с приходом четвертого импульса сдвига вся информация в
регистре окажется сдвинутой на один разряд вправо. На рис. 4.6 приведена
схема многотактного СР, в котором в качестве разрядных и добавочных
триггеров используются триггеры однотактного действия вида L. Однако в
качестве этих триггеров могут применяться и CjS-R^-триггеры. В общем
случае для сдвига информации на один разряд в таких регистрах требуется
Ср.Агр+ Сдт (4.1)
тактирующих импульсов сдвига, где лргр — число разрядов в группе; Срт и
С — число тактирующих сигналов для записи информации в разрядный
и добавочный триггеры (Срт и Сдт могут принимать только два значения:
1 или 2).
Из выражения (4.1) следует, что тактовое число КГ регистров сдвига,
построенных по схеме, аналогичной рис. 4.6, зависит от числа триггеров в
группе /?ргр и значений величин Срт и Сдт. Например, трехтактный регистр
сдвига может быть получен с помощью следующих комбинаций:
• при "ргр = 2 и Чт = СД’ = 1;
•при «р,Р= 1 и Чт= •; сд.т = 2;
• при «р.гр = 1 и Чт = 1; ср.т = 2-
Из выражения (4.1) также следует, что наибольшее быстродействие сре-
ди регистров многотактного действия имеет сдвигающий регистр двухтакт-
ного действия при лргр = 1 и Срт = Сдт = 1. В этом случае на один разряд-
ный триггер приходится один добавочный, и собственно разрядный триг-
гер регистра фактически вырождается в СТУ двухтактного действия,
выполненного по способу М-S. Схема такого регистра на триггерах C^RS-
типа приведена на рис. 4.7.
Для этой схемы характерно то обстоятельство, что здесь как бы теряется
смысл в разрядных и добавочных триггерах, поскольку каждая группа со-
4.4. Сдвигающие регистры однотактного действия
Рис. 4.7. Схема сдвига-
ющего регистра двух-
тактного действия на
триггерах С,/?5-типа
стоит из двух триггеров, а информация может сниматься с любого из них.
Применительно к схеме на рис. 4.7, где информация снимается с 5-тригге-
ров, добавочными являются Л/-, а разрядными — 5-триггеры. Такой ре-
гистр работает следующим образом. При поступлении первого ТИ (С2 = 1)
осуществляется передача информации из каждого вспомогательного триг-
гера /-го разряда в основной триггер М следующего (/ + 1)-го разряда и
одновременно запись кода в основной триггер первого разряда. При по-
ступлении второго ТИ (Cj = 1) информация из ЛУ-триггеров передается
5-триггерам, что равносильно ее сдвигу на один разряд вправо.
Общим недостатком СР многотактного действия является невысокое
быстродействие, а также сложность управления сдвигом. Последнее осо-
бенно характерно для регистров с числом ТИ сдвига больше 2. Однако
наличие многотактной сетки вместе с тем является их достоинством, по-
скольку благодаря именно ей в таких регистрах исключается явление меж-
каскадных состязаний и тем самым достигается функциональная надеж-
ность регистра.
4.4. Сдвигающие регистры
однотактного действия
Основным преимуществом СР однотактного действия по сравнению с мно-
готактными является их высокое быстродействие и простота организации
управления сдвигом. Наиболее часто сдвигающие регистры однотактного
действия проектируются на основе триггеров с внутренней задержкой, реа-
лизуемых на триггерах LF и £Г-видов управления. Сказанное особенно
характерно для случая, когда указанные типы триггеров имеются в распо-
ряжении разработчика в виде готовых ИМС. При проектировании СР на
типовых ЛЭ кроме отмеченного подхода часто применяют CLS-RT-тригге-
ры. Как будет показано ниже, такой подход позволяет в некоторых случаях
проектировать более экономичные по АМЗ-схемные решения СР однотак-
тного действия по сравнению с регистрами на триггерах видов LF и LF.
4.4.1. Сдвигающие регистры на триггерах вида LF
Основой построения таких СР являются триггеры CLpRS-, CLpD- и CnJK-
типов. В принципе СР однотактного действия могут быть построены и на
других триггерах, например CLpR- или С/75-типа. Однако реализация по-
158 Глава 4. Регистры
добных сдвигающих регистров требует больших АМЗ по сравнению с реги-
страми на триггерах D- и /АГ-типов. По этой причине они не находят прак-
тического применения и здесь не рассматриваются.
Как отмечается в [2], СР относятся к наиболее простым цифровым автома-
там и при их проектировании не применяют математических методов синтеза.
В самом деле, здесь нет особой необходимости в применении математических
методов, поскольку для построения СР на любом из триггеров Ct RS-, С{ D-
или Ct J/f-типов необходимо выходы /-го разрядного триггера подключить к
информационным входам последующего разряда, а тактовые входы всех триг-
геров объединить одной шиной сдвига. Примеры сдвигающих регистров на
основе триггеров CLP RS-, ClPD- и С lPJ К -типов приведены на рис, 4.8 (ре-
гистры с последовательным вводом и выводом информации).
Поскольку во время действия ТИ информация на выходах триггеров
вида LF не меняется, то в таких регистрах отсутствуют явления межкаскад-
ных состязаний при условии выполнения разрядов регистра на функцио-
нально надежных триггерах. Рассмотрим это явление более подробно в пред-
положении, что разряды регистра выполнены, например, по способу М-S с
коммутирующими транзисторами. При подаче ТИ сдвига (С = 1), который
поступает одновременно на все разряды регистра, осуществляется блоки-
ровка передачи информации из Л/-триггера каждого разряда в его 5-триггер
и вместе с тем разрешается запись информации в M-триггеры каждого раз-
П оследовател ьн ы й
ввод информации
П оследовател ьны й
вывод информации
П ос л ед о вател ь н ы й
вывод информации
П оследовател ьн ы й
вывод информации
Рис. 4.8. Схемы однотактных сдвигающих регистров на триггерах С;/./?5-типа (а),
CLPD-Tuna (б) и С LPJK-типа (в)
4.4. Сдвигающие регистры однотактного действия
ряда из S-триггеров предыдущих разрядов. В результате если при действии
ТИ сдвига обеспечивается опережающее действие блокировки над процес-
сом записи, то во время действия ТИ сдвига полностью исключается воз-
можность ложного срабатывания триггеров за счет двойной записи инфор-
мации в один и тот же разряд. И в этом случае для надежной работы реги-
стра необходимо лишь правильно выбрать длительность ТИ сдвига, следя
за тем, чтобы она была бы не меньше минимально допустимой длительно-
сти для данного типа триггера.
Регистры, схемы которых приведены на рис. 4.8, а—в, осуществляют
сдвиг информации вправо, т. е. в сторону младших разрядов. Проектиро-
вание регистров со сдвигом влево (в сторону старших разрядов) осуществ-
ляется аналогично с той разницей, что входная информация на последую-
Параллельный вывод информации
^2 Параллельный ввод информации
б
Последовательны й
вывод информации
Рис. 4.9. Схемы реверсивных сдвигающих регистров на триггерах С/7/)-типа
(а), на триггерах С lFJK-типа с параллельным вводом и выводом ин-
формации (б)
Глава 4. Регистры
щий триггер передается с выхода младшего разряда, расположенного пра-
вее /-го разряда.
В практике проектирования цифровых узлов часто применяются ревер-
сивные регистры, обладающие возможностью сдвига кода числа, записан-
ного в регистре как вправо, так и влево. Пример организации указанного
регистра на С LFD-триггерах с последовательным вводом и выводом инфор-
мации приведен на рис. 4.9, а. Следует отметить, что при проектировании
реверсивных СР применение С lFD-триггеров оказывается наиболее эффек-
тивным, поскольку примерно в 2 раза сокращается объем логики управле-
ния по сравнению о аналогичными СР на триггерах RS- и J/C-типов. После-
дние в этих случаях обычно преобразуют в триггеры D-типа путем включе-
ния между входами J и К. R и S дополнительных инверторов.
Схема на рис. 4.9, а при Рс = 0 осуществляет последовательный сдвиг
кода числа вправо, а при Рс = 1 — влево. Кроме регистров с последователь-
ным вводом и выводом информации широко применяются регистры, кото-
рые наряду с последовательным вводом и выводом информации обладают
возможностью параллельного ввода и вывода кодов чисел. Пример такого
регистра на триггерах СL jV/l-типа показан на рис. 4.9, б. Режим параллель-
ной записи кода в регистр осуществляется при V2 = 1; Kj = С = 0, режим
параллельного вывода кода числа при V} = 1; К = С = 0 и, наконец, режим
последовательного ввода и вывода информации при И2 = К = 0 и наличии
ТИ сдвига, т. е. при С = 1. Возможны и более сложные регистры в функци-
ональном и схемотехническом плане, например, реверсивные регистры,
обладающие возможностью последовательного и параллельного ввода и
вывода информации, или регистры, принимающие последовательную и
параллельную информацию от нескольких абонентов, и т. п.
4.4.2. Сдвигающие регистры на триггерах вида LF
Проектирование сдвигающих регистров на триггерах вида LF при условии
тактирования всех его разрядов одним и тем же тактирующим сигналом
осуществляется аналогично регистрам на триггерах вида LF. Принцип по-
строения таких регистров показан на рис. 4.10, где в качестве разрядных
триггеров используются ClF D-триггеры.
Рассмотрим особенности работы такого регистра. При отсутствии ТИ
сдвига (ТИ = 0) осуществляется прием информации во все вспомогатель-
ные триггеры: в первый разряд записывается информация, действующая на
его входе D, а во все последующие — с предыдущего разряда.
При поступлении фронта сначала должен заблокироваться прием ин-
формации во все вспомогательные триггеры каждого разряда, и только за-
тем записываемая информация должна фиксироваться на выходах. При
ти
Рис. 4.10. Схема сдвигающего регистра на
триггерах С1г/)-типа
4.4. Сдвигающие регистры однотактного действия
несоблюдении указанного условия возможна двойная запись информации
в один и тот же разряд регистра, т. е. сбой записываемого кода. В качестве
примера на рис. 4.10 показана схема регистра на триггерах ClFD-типа. Ана-
логично проектируются регистры и на триггерах C[FJK и С7/./?5-типов.
4.4.3. Сдвигающие регистры на триггерах вида F, Fj
Особенности проектирования таких СР рассмотрим на примере двухраз-
рядного СР на триггере С^ЛЛ’-типа (рис. 4.11).
Пусть в исходном состоянии Qa = 0, QB = 1, а на входах и R{ действу-
ет информация: = 0, R{ = 1. После поступления ТИ (С= 1) информация
в регистре должна сдвинуться на один разряд вправо, т. е. должен устано-
виться код QA = 1, QB = 1. Однако этого может не произойти, если в момент
действия ТИ информация в триггере QA (элементы /?3, В4) сменится рань-
ше, чем сформируется сигнал с уровнем 0 на выходе элемента В} второго
разряда, запрещающий прием информации по входам S2, R2. До прихода
ТИ сдвига только вентили В{ обоих триггеров оказываются подготовленны-
ми к включению. В результате если задержка включения вентиля В} тригге-
ра Тг2 окажется больше суммарной задержки переключения вентилей В3
триггера то в схеме на рис. 4.11 вместо правильного кода QA = 1, QB = 1
зафиксируется неверный результат QA = 1, QB = 0. Таким образом, в дан-
ном случае имеет место явление состязаний между элементами, принадле-
жащими к разным разрядам регистра (межкаскадные состязания). Следова-
тельно, чтобы эти состязания не оказались опасными, необходимо выпол-
нить следующее условие:
Г10В, 2rcpmin •
Межкаскадные состязания обусловлены тем, что сигнал блокировки,
запрещающий прием информации в схему управления, формируется не
самим фронтом ТИ, а задержанным инверсным сигналом, формируемым с
выходов элементов В{ или Вг В отличие от триггеров вида F, в триггерах
вида F запрет на прием информации осуществляется самим фронтом ТИ
(фронтом F или F). В результате обеспечивается более надежный режим
передачи между разрядами при условии их тактирования одним и тем же
Рис. 4.11. Схема сдвига-
ющего регистра на триг-
герах Cr^S-типа
Глава 4. Регистры
Рис. 4.12. Схема сдвигающего ре-
гистра на триггерах /А^-типа
сигналом по входам С. Пример реализации регистра на CF JK-триггерах
показан на рис. 4.12.
4.4.4. Сдвигающие регистры
на многотактных триггерах
Такие регистры могут быть рекомендованы к применению в том случае,
когда они выполняются на типовых элементах и особенно для тех серий
ИМС, в составе которых имеются элементы И-ИЛИ-НЕ и И-НЕ. Особен-
ность их построения заключается в том, что в качестве разрядных исполь-
зуются триггеры Сл5-7?-типа, а однотактный режим сдвига обеспечивается
за счет введения в состав регистра дополнительной схемы управления.
Наиболее часто в качестве последней применяются асинхронные тригге-
ры D-типа. Схема одного из таких регистров приведена на рис. 4.13, где в
качестве схемы управления используется асинхронный D-триггер, у кото-
рого в переходный момент оба плеча принимают состояние Q = Q = 0.
Регистр работает следующим образом. При отсутствии ТИ сдвига (С = 0)
на выходе Q триггера управления действует уровень 1, а на выходе правого
плеча Q — уровень 0. Поскольку триггеры М и S каждого разряда регистра
тактируются сигналом с уровнем 1 (С = 1), то при отсутствии ТИ сдвига
(С = 0) за счет Q = 1 и Q = 0 обеспечивается передача информации из
триггера М в S каждого разряда регистра. При поступлении ТИ сдвига (С = 1)
сначала сформируется уровень 0 на выходе плеча Q (Q = 0) схемы управле-
ния, и только затем, через интервал времени kt = т01 сформируется уровень 1
на выходе плеча Q, разрешающий запись информации в триггеры М каждо-
го разряда из триггеров S предыдущих разрядов. По окончании ТИ сдвига
Рис. 4.13. Схема сдвигающего регистра однотактного действия на триггерах
С£/?5-типа и асинхронном триггере D-типа
4.4. Сдвигающие регистры однотактного действия
(С= 0), наоборот, сначала формируется уровень 0 на выходе плеча Q схемы
управления (Q = 0), и только после этого сформируется уровень 1 на выхо-
де плеча Q (Q = 1), разрешающий передачу состояния из всех триггеров М
в триггеры 5, обеспечивая таким образом сдвиг информации на один раз-
ряд вправо.
Поскольку и в момент поступления ТИ (С= 1), и после его окончания
(С = 0) триггер управления всегда переходит через состояние Q -Q = 0, а
триггеры М и 5тактируются сигналами с уровнем 1 (С= 1), то здесь всегда
обеспечивается опережающее действие блокировки над процессом записи
информации, и тем самым достигается передача кода без сбоя между разря-
дами в процессе сдвига информации. В регистрах, построенных по рас-
смотренной схеме, возможен съем информации и по окончании ТИ сдвига
(выходы триггера 0, и по его уровню (выходы триггера Л/), а их быстро-
действие определяется из выражения
/ = 1 - 1 - 1
^и.с min + 4тср + 5гср 9гср
где г с min = 4тср — минимальная длительность тактирующего импульса сдвига;
г — длительность паузы между импульсами сдвига.
На рис. 4.14 приведен еще один вариант схемного решения СР на осно-
ве многотактных СТУ. В качестве разрядных СТУ здесь применяются
/)-триггеры трехтактного действия, у которых роль триггера М выполняет
ClS-Rd а роль вспомогательного триггера — CLRS. При отсутствии ТИ
сдвига (С = 0) на выходе плеча Q триггера управления уровень 0, а на
выходе плеча Q — уровень 1. Поскольку триггеры S тактируются сигналом
с уровнем 0, за счет Q = 0 обеспечивается передача состояния из триггеров М
в триггеры S каждого разряда и запрет приема информации в триггеры М
по входу SA, а за счет Q = 1 — хранение информации, зафиксированной в
триггерах М. При поступлении ТИ сдвига (С = 1) сначала формируется
уровень 1 на выходе плеча Q триггера управления (Q = 1). За счет этого
обеспечивается блокировка перезаписи информации из триггеров М в S и
одновременно разрешается запись информации в триггеры М всех разря-
Рис. 4.14. Схема сдвигающего регистра однотактного действия на триггерах
C^RS- и СЛ5-7?£-типа
Глава 4. Регистры
дов. По окончании ТИ сдвига (С= 0) сначала формируется сигнал Q = 1, и
тем самым обеспечивается фиксация информации во всех триггерах М. За-
тем через интервал времени ДГ = 2тср формируется сигнал Q = 0, разрешаю-
щий передачу кода из триггеров М в S и одновременно разрешающий при-
ем информации в триггеры М всех разрядов. Таким образом, после ТИ
сдвига информация оказывается сдвинутой на один разряд вправо.
По сравнению со схемой СР на рис. 4.13 данный регистр выполняется с
меньшим АМЗ, что является его основным преимуществом. К недостаткам
такого СР следует отнести несколько меньшее быстродействие, определяе-
мое из выражения /тах = 1/10гср при тс = 5тср, и неравномерную загрузку
плеч триггера управления (плечо триггера управления Q нагружено в 3 раза
больше, чем плечо Q), что несколько ограничивает «протяженность» реги-
стра по сравнению со схемой на рис. 4.13.
Последний недостаток полностью устранен в схеме регистра на рис. 4.15.
В этой схеме основной и вспомогательный триггеры С£5-7^-типа, а роль
схемы управления выполняет «удлиненный» асинхронный D-триггер. Ин-
тересной особенностью такого триггера является то обстоятельство, что
в переходные моменты на его вентилях кратковременно действуют комби-
нации сигналов двух единиц (вентили Вх В2 и В5, В6) и двух нулей (вентили
В3 и В4). Именно это важное свойство триггера управления положено в
основу идеи построения наиболее экономичной и вместе с тем функцио-
нально надежной схемы СР однотактного действия. Регистр работает сле-
дующим образом. При отсутствии ТИ сдвига (С = 0) в триггере управления
имеет место следующее распределение логических уровней: Вх = В4 = В5 = 1,
В2 = В3 = В6 = 0. В результате обеспечивается разрешение передачи инфор-
мации из всех триггеров М в триггеры S (В4 = 1), сохранность кода в триг-
герах М (Bs= 1) и запрет на прием информации в триггеры М (В3 = 0). При
поступлении ТИ сдвига (С= 1) сначала сформируется уровень 1 на выходе
элемента Вь (Вь = 1), и тем самым будет зафиксирована записанная в триг-
герах S информация. При дальнейшем прохождении сигнала по цепочке из
вентилей /?4, В2, В5, В3, Вх последовательно формируются сигналы В4 = 0,
В5 = 0 и В3 = 1, под действием которых обеспечиваются запрет на передачу
Рис. 4.15. Схема сдвигающего регистра однотактного действия с «удлинен-
ным» асинхронным D-триггером
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
|6Л)
кода из триггеров М в S (В4 = 0) и разрешение на запись информации в
триггеры М (В5 = 0 на запись 0 и В3 = 1 на запись 1).
Пусть, например, DA = 1. В этом случае при В3 = 1 и В4 = 0 триггер М
первого разряда установится в состояние QA = 1, и вместе с тем будет запреще-
на передача кода в триггер 5 за счет сигнала В4 = 0. При DA = 0 в триггер М
первого разряда будет записан код 0, так как В5 = 0. По окончании ТИ
сдвига (С = 0) сигнал с уровнем 0 будет проходить по цепи В5, Bv В{ и далее
через вентили В6, /?4, Вг В результате уровень В3 = 1 обеспечит фиксацию
информации, записанной в триггерах Л/, уровень В3 = 0 запретит прием
информации в триггеры М и, наконец, уровень В4 = 1 разрешит передачу
кода из триггеров М в 5. В итоге если до прихода ТИ сдвига в регистре был
зафиксирован код QA = 0, QB = 1, Qc = 0, то при DA = 1 после ТИ сдвига в
регистре запишется новый, сдвинутый на один разряд вправо, код QA = 1,
QB = o, Qc= i-
В этой схеме, как и во всех рассмотренных выше, полностью отсутству-
ют явления межкаскадных состязаний, что характеризует ее как функцио-
нально надежную. Поскольку в схеме СР на рис. 4.15 каждый вентиль схе-
мы управления нагружен только на один элемент каждого из разрядных
триггеров, то на ее основе можно проектировать регистры, обладающие в
2 раза большей «протяженностью» по сравнению со схемой на рис. 4.13 и в
3 раза большей по сравнению со схемой СР на рис. 4.14. Действительно,
если предположить, что регистры выполняются на элементах с параметром
пэ= 10, то в соответствии со схемами на рис. 4.13—4.15 можно построить
регистры с максимальной «протяженностью» в четыре, три и девять разря-
дов соответственно.
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры
однотактного действия
В практике проектирования цифровых устройств нередко возникает необ-
ходимость в СР, содержащих 50, 100 и более разрядов. Такие протяженные
сдвигающие регистры (ПСР) применяются, например, в устройствах пре-
образования речи в код, системах сбора информации, вычислительных ус-
тройствах, навигационных системах и т. п. Столь протяженные регистры не
могут быть построены способами, показанными на рис. 4.8. Последнее объяс-
няется тем, что здесь приходится объединять одной тактовой шиной значи-
тельное число триггеров. А поскольку ТИ сдвига формируется, как прави-
ло, типовым элементом, то в соответствии со схемами на рис. 4.8 возможно
построение регистров с числом разрядов /V, определяемым из выражения
^р=Кс/«сГ> (4.2)
где пэс — нагрузочная способность элемента, подключенного к шине сдви-
га (элемент Во на рис. 4.8); пс — эквивалент нагрузки триггера по тактовому
входу (см. гл. 3). Так, если предположить, что в составе серии ИМС имеет-
ся элемент, у которого пэс = 20 типовым элементам, а пс = 4 (таким пара-
метром пс обладают наиболее распространенные интегральные триггеры,
выполненные по способу М-S с коммутирующими транзисторами), то со-
166 Глава 4. Регистры
Рис. 4.16. Схема сдвигающего регистра однотактного действия, построенно-
го по способу распараллеливания нагрузки
гласно (4.2) можно построить регистр, содержащий всего пять разрядов:
7Vp = Г20/4]- = 5. И, следовательно, уже для построения СР с числом разря-
дов, равным 6, требуется применение иных схемотехнических способов по-
строения ПСР. Один из таких наиболее широко известных способов пред-
полагает построение ПСР посредством разбиения регистра на звенья с чис-
лом разрядов в звене ирзв, определяемым из выражения (4.2), и введения в
состав регистра дополнительных элементов — размножителей мощности
по числу звеньев. В дальнейшем такой способ назовем способом распаралле-
ливания нагрузки (рис. 4.16). Однако такому способу, несмотря на его про-
стоту и ряд положительных качеств, таких как высокое быстродействие и
слабая зависимость быстродействия от числа разрядов, возможность прак-
тически одновременного (синхронного) съема информации со всех разряд-
ных триггеров, присущ один весьма существенный недостаток. Учитывая,
что инверторы-размножители мощности (Вр В2 и В3) характеризуются нео-
динаковыми значениями задержек включения г10 и выключения г01, то вслед-
ствие их неодновременного срабатывания возможна двойная запись ин-
формации в один и тот же разряд, т. е. сбой кода, что недопустимо. Други-
ми словами, здесь сталкиваемся с явлением межкаскадных состязаний.
Рассмотрим это явление более подробно, предположив, что регистр выпол-
няется на CLpJK-триггерах, построенных по способу М-S с коммутирую-
щими транзисторами (см. рис. 3.39).
При поступлении ТИ сдвига (Тс = 1) происходит перепись информации
из триггера S /-го разряда в триггер М (i + 1)-го разряда. Если инверторы
В2, В3 будут иметь различные задержки выключения г01, то для надежной
записи информации необходимо, чтобы выполнялось следующее условие:
^ис - ^"гпах ^01 max + ^10 max — ^max ^^ср’ (4.3)
где гис — длительность импульса сдвига; г^ах — максимальная задержка
переключения основного триггера. Таким образом, при выполнении усло-
вия (4.3) разброс задержек выключения не влияет на правильную передачу
информации из z-го в (/ + 1)-й разряд любого звена. Рассмотрим теперь
влияние задержек включения г]0 инверторов Я, и В3 на процесс переда-
чи информации. Предположим, что задержка включения инвертора В2 боль-
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
ше, чем задержка включения элементов Bv т. е. можно записать г10Я2 > г10Я1.
Это обстоятельство приводит к тому, что по окончании ТИ сдвига (Г = 0)
на выходе инвертора В2 будет продолжать действовать уровень 1, разрешаю-
щий запись информации из последнего (в данном случае третьего) разрядно-
го триггера (/ — 1)-го звена в основной триггер первого CIfJK-триггера i -го
звена, в то время как на тактовых входах триггеров (/ — 1)-го звена будет уже
действовать уровень 0, разрешающий передачу информации из триггеров М
в S. В итоге если задержка т10 инвертора В2 будет больше, чем время пере-
ключения триггера S выходного разряда (z — 1)-го звена, то в первый триг-
гер z-го звена может произойти двойная запись информации. В общем слу-
чае условие двойной записи можно сформулировать следующим образом:
^10Я2 — ^"min + ^min — ^"/min + ^"min — ^Tmin’ (4*4)
где r^in — минимальная задержка переключения триггера S (J — 1)-го звена;
rmin “ минимальная задержка переключения триггера М первого разряда
z -го звена.
Следует отметить, что для большинства применяемых триггеров в выра-
жении (4.4) вместо задержки переключения триггеров фактически необхо-
димо учитывать только задержки переключения элементов, что увеличива-
ет вероятность сбоя информации. Действительно, для триггеров, выпол-
ненных по схемам на рис. 3.38 и 3.39, уже через интервал времени ЛГ = т01
после появления уровня 0 на тактовом входе на выходах триггера зафикси-
руется состояние Q = Q = 1. Поскольку триггер М тактируется сигналом с
уровнем 1, то, начиная с этого момента и в течение времени ДГ = тср, он
будет работать как триггер вида 7^, так как J = К = 1. В результате, если
уровень 1 на выходе элемента В2 будет задержан на время 2гср по отношению
к уровню 0 на выходе элемента Вх то триггер М первого разряда z-го звена
примет неопределенное состояние, что недопустимо. При более длитель-
ной задержке сигнала 1 на выходе элемента В2 в триггер М (J + 1)-го разряда
начнет записываться новая информация, что также недопустимо. Таким
образом, с учетом переходных процессов, протекающих в триггерах, усло-
вие ложного срабатывания регистра запишется в виде:
^10Z?2 — ^01 min + ^lOmin — ^^cpmin’ (4.5)
где Tolmin — минимальная задержка выключения элемента триггера; T^min —
минимальная задержка включения элементов триггера М.
Поскольку задержки реальных элементов с учетом различных дестаби-
лизирующих факторов могут колебаться в пределах (1...6) т и более, то
формулы (4.4), (4.5) наглядно иллюстрируют возможность сбоя информа-
ции при построении СР по схеме на рис. 4.16.
Один из вариантов схемы СР, в которой разброс в задержках элементов
размножителей мощности не влияет на правильную работу регистра, при-
веден на рис. 4.17. В дальнейшем такой способ построения будем называть
способом последовательного соединения нагрузок. Так же, как и в первом слу-
чае, этот регистр разбивается на звенья с числом разрядов в звене
л = [(^ — 1)/лР] •
р.зв э CJ
(4.6)
168 Глава 4. Регистры
Рис. 4.17. Схема сдвигающего регистра однотактного действия, построенно-
го по способу последовательного соединения нагрузок
Однако здесь связь звеньев между собой осуществляется за счет после-
довательного соединения элементов размножителей мощности. Интерес-
ной особенностью этой схемы является то, что здесь ТИ сдвига распростра-
няется навстречу сдвигаемой информации. Действительно, как видно из
рис. 4.17, информация в регистре сдвигается вправо, тогда как ТИ сдвига
распространяется справа налево. Именно за счет этого обеспечивается пе-
редача информации без сбоев между граничными триггерами звеньев неза-
висимо от разброса задержек элементов размножителей мощности. Досто-
инством такого способа построения ПСР является то, что он позволяет
проектировать регистры теоретически любой протяженности посредством
наращивания звеньев, причем в качестве разрядных триггеров в этой схеме,
как и на рис. 4.16, могут применяться триггеры видов LF и LF. Однако на
практике протяженность регистров, построенных по схеме рис. 4.17, будет
ограничена требованиями быстродействия. Уменьшение скорости, прежде
всего, связано с необходимостью учета изменения формы сигнала при его
прохождении по достаточно протяженной цепи из логических элементов.
Действительно, проходя по такой последовательной цепи, рабочие импуль-
сы могут значительно изменять свою форму, что связано с неидентичнос-
тью импульсных параметров логических элементов. И если такая цепочка
заканчивается триггером, то вследствие изменения формы сигнала триггер
может не переключиться. В [68] показано, что наибольшее уменьшение дли-
тельности рабочего импульса (в данном случае ТИ сдвига) соответствует
такому наихудшему сочетанию ЛЭ, при котором у нечетных элементов вре-
мя задержки включения значительно больше задержки выключения, т. е.
Г10 Г01’
а у четных элементов, наоборот,
Т т
4)1 МО’
Благодаря резкому различию в задержках рабочий импульс укорачива-
ется в каждом нечетном элементе на величину г10, а в каждом четном — на
величину т01. Само же различие в задержках может быть вызвано целым
рядом причин, одной из которых является зависимость задержек от числа
нагрузок. Последнее особенно характерно для ПСР, поскольку здесь, как
это можно видеть из рис. 4.17, в последней цепочке, из инверторов В}
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
имеются элементы с минимальным (Лр Bv В5) и максимальным (Z?2, Z?4, В6)
числом нагрузок. Для схемы на рис. 4.17 это различие в нагрузках имеет
место и для вентилей самих триггеров, нагруженных на сравнительно не-
большое число нагрузок (практически на входы последующего разряда),
особенно для ПСР с последовательной выдачей информации.
Принимая во внимание сказанное, можно заключить, что при прохож-
дении импульса по протяженной цепочке из логических элементов полное
уменьшение длительности импульса А/и в наихудшем случае составит
Ч = (ч + Ог|0 + Лэлто1 = 2нЭ1гср + г|0
для нечетного числа элементов и
Ч = 2л т
И ЭЛ ср
для четного.
Таким образом, для обеспечения надежного переключения триггера дли-
тельность ТИ на его тактовом входе должна удовлетворять условию
т > т + А/ ,
ИС т и’
где гт — время переключения триггера. В итоге для схемы на рис. 4.17,
состоящей из N звеньев, длительность ТИ сдвига и длительность паузы
соответственно составят
^и.с ~ 2rcp7V3B + ^"rnax ’ (4.7)
^лз ~ 2rcpjV3B + т/тах,
где т тах — максимальная задержка переключения триггера после оконча-
ния ТИ. Суммируя выражения (4.7), находим минимальный период следо-
вания между двумя ТИ сдвига
Т = т . + т . ~ 4т N + т.
min и с min п з min ср зв т
Анализируя выражения (4.7), нетрудно видеть, что быстродействие ПСР
с последовательным соединением нагрузок уменьшается с ростом числа
звеньев, что является существенным недостатком такого способа их пост-
роения. Причем наиболее неудачным моментом здесь следует считать зави-
симость длительности ТИ сдвига от числа звеньев.
От последнего недостатка полностью свободны ПСР, построенные спо-
собом, показанным на рис. 4.18 [40]. Как и на рис. 4.17, этот регистр разби-
вается на звенья с числом триггеров в звене, определяемым выражением
(4.6). Однако в отличие от схемы на рис. 4.17 здесь во всех звеньях, кроме
последнего, инверторы-размножители мощности заменены элементами 2И-
НЕ, а в последнем звене применен инвертор. При этом выход каждого
элемента 2И-НЕ и последнего инвертора через дополнительный инвертор
подключен ко входу элемента 2И-НЕ предыдущего звена. При поступлении
ТИ сдвига регистр (рис. 4.18) работает аналогично показанному на рис. 4.16.
Действительно, при Тс = 1 на выходах всех элементов Вп р Вп _2 фор-
мируется уровень 1, и, следовательно, разрешается запись информации од-
новременно во все триггеры М. По окончании ТИ сдвига (Тс = 0) сначала
формируется уровень 0 на выходе инвертора, и тем самым обеспечивается
Глава 4. Регистры
Рис. 4.18. Схема сдвигающего регистра однотактного действия, построенно-
го по способу «обратной волны»
передача информации во вспомогательные триггеры S всех разрядных тригге-
ров только az-го звена. Затем с задержкой 2гср формируется уровень 0 на выхо-
де элемента 2И-НЕ (п — 1)-го звена, а через 4тср на выходе (п — 2)-го звена и
т. д. И, наконец, уровень 0 на выходе первого звена или группы появится
через интервал времени
А/ = N т.
зв ср
Таким образом, несмотря на то, что в схеме на рис. 4.18 ТИ сдвига
поступает одновременно на все разряды, сдвиг информации всегда проис-
ходит по окончании ТИ сдвига, начиная с последнего (л-го) разряда за счет
как бы обратного волнового движения сигнала, сигнала с уровнем 0, «отра-
женного» от инвертора й-го звена. Поэтому такой способ построения ПСР
в дальнейшем называется способом «обратной волны». Поскольку в схеме на
рис. 4.18 входы элементов размножителей мощности объединены и в свою
очередь подключаются к выходу аналогичного элемента, то максимальное
число звеньев разбиения (назовем это число группой) в группе определится
из выражения
N3B = пэс, (4.8)
где пэс — нагрузочная способность элемента, подключенного к шине сдви-
га (элемент BQ на рис. 4.18). Учитывая выражение (4.8), определим макси-
мальное число разрядов в группе:
N =N п = п \п -\}/п}~. (4.9)
р.гр ЗВ р ЗВ э.с L э.с П CJ v 7
Примем, например, что пс = 2, иэс = 10. Тогда согласно (4.9) в соответ-
ствии со схемой на рис. 4.18 можно построить ПСР с числом разрядов в
группе (Vprp = 45. Максимальное быстродействие такого ПСР определится
из выражения
"(2rcp + r"x) + 2rcp^B + rL 2rcp(TV3B + гле т — * 1 < N < п 1 ‘'и.стт ‘'max’ 1 — 1 ’ зв - пэс
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
Из выражения (4.10) следует, что в ПСР, построенных по схеме на
рис. 4.18, длительность ТИ сдвига не зависит от числа звеньев. Кроме того,
такие ПСР по сравнению со схемой на рис. 4.17 обладают примерно в 2 раза
более высоким быстродействием при условии, что в обоих регистрах оди-
наковое число звеньев.
При необходимости построения более протяженных ПСР объединение
следует вести на уровне групп. Один из таких способов объединения групп
приведен на рис. 4.19 (способ «обратной волны» с последовательным соедине-
нием групп). Здесь группы объединяются последовательно таким образом,
что выход элемента размножителя мощности первого звена z-й группы че-
рез дополнительный инвертор подключается к шине сдвига (/ — 1)-й груп-
пы. Такой подход позволяет проектировать ПСР, разрядность которых оп-
ределяется следующим образом:
N = NNn = п\(п р - \)/п] N , (4.11)
р р.гр гр 3.CLV э.с cJ гр’ v 7
где — число групп регистра.
Из выражения (4.11) следует, что в соответствии со схемой на рис. 4.19
можно проектировать регистры любой протяженности. Однако, как и на
рис. 4.18, в действительности разрядность подобных ПСР будет ограничена
требованиями быстродействия и зависимостью длительности ТИ сдвига от
числа групп, которая для данного ПСР имеет вид
т > 2т N + т^
С учетом длительности паузы
т = 2т N N + т$
находим, что максимальное быстродействие ПСР определится из выражения
2гСр^(^в + 1) + гт ’
Сравнение ПСР, построенных по схемам на рис. 4.17 и 4.19, показыва-
ет, что последние обладают примерно в 2 раза более высоким быстродей-
ствием и более слабой зависимостью длительности ТИ сдвига от числа раз-
рядов, что является их преимуществом. От последнего недостатка практи-
(/— 1) группа /группа (/ + 1) группа
Рис. 4.19. Схема сдвигающего регистра, построенного по способу «обратной
волны» с последовательным соединением групп
I 72 Глава 4. Регистры
Рис. 4.20. Схема сдвигающего регистра, построенного по способу «обратной
волны» с параллельным соединением групп
чески полностью свободен ПСР, схема которого приведена на рис. 4.20
[39]. Здесь, как и на рис. 4.19, имеет место разбиение регистра на звенья и
группы. Однако связь между группами осуществляется через параллельно
подключенные между собой дополнительные элементы ИЛИ-HE. При этом
число таких элементов-размножителей мощности равно числу групп, умень-
шенному на единицу, а в последней группе применен инвертор. В дальней-
шем такой способ построения ПСР будем называть способом «обратной вол-
ны» с параллельным соединением групп. В данной схеме сигнал с уровнем
единицы (Гс = 1) поступает одновременно на все группы и, пройдя через
элементы ИЛИ-HE и И-НЕ на все разрядные триггеры ПСР, обеспечивает
параллельную запись информации в триггеры Л/ каждого разряда. По окон-
чании ТИ сдвига (Г = 0) сначала сформируется уровень 1 на выходе эле-
мента Вп последней группы, и с появлением уровня 0 на выходе начнет-
ся сдвиг информации в звеньях последней п-и группы аналогично схе-
ме на рис. 4.19. При этом на выходах всех остальных элементов ИЛИ-НЕ
(в данном случае элементов Вп Х и Вя_2) будет удерживаться уровень 0 за
счет действия уровня 1 с элементов Вх каждой последующей группы на
вторые входы элемента ИЛИ-HE предыдущей. По окончании процесса сдви-
га информации в п-й группе, т. е. когда на выходе ее элемента Вх сформи-
руется уровень 0 и тем самым будет запрещен прием информации в первый
триггер первого звена, на обоих входах элемента Вп j будет действовать
уровень 0. В результате на его выходе сформируется сигнал 1 {Вп j = 1), и
тем самым будет разрешен сдвиг информации в пределах второй группы и
т. д. Для данной схемы ПСР параметр гис не зависит от разрядности и
определяется из выражения
L и.с — L ср ' L max '
Учитывая длительность паузы
т =2т N N + ts
4 п з Д4 ср .m ip ' 4 max ’
находим частоту следования импульсов сдвига для ПСР на рис. 4.20:
гт + 2гср (Wrp/V3B + 1)
(4.13)
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия 173
где
1 < /V < л .
гр э.с
Сравнивая выражения (4.12) и (4.13), нетрудно видеть, что ПСР, пост-
роенные по схеме на рис. 4.20, обладают большим быстродействием по
сравнению с рис. 4.19 при всех значениях N 9 лежащих в пределах
1 < N < п .
гр э.с
При N = 1 обе схемы эквивалентны, поскольку в этом случае имеем
ПСР, состоящий из одной группы. В соответствии со схемой на рис. 4.20
можно проектировать регистры с числом разрядов, определяемым следую-
щим образом:
7Vn = «п = N„К [(«, - 1)/«
р гр зв р.зв гр 3BlV э.с 7/ CJ ’
где 1 < N < пэс.
При = /V.p = пэс такой регистр имеет максимальную протяженность,
которую можно вычислить, пользуясь выражением
Wp = «э.с [(«э.с -ОЛсГ- <4-14)
Например, если пэс = 10 и пс = 2, то согласно выражению (4.14) N = 400.
Говоря о применении ПСР, приведенных на рис. 4.18—4.20, следует отме-
тить, что такие способы их построения рекомендуется применять в том
случае, когда в качестве разрядных используются триггеры вида LF. В прин-
ципе, эти способы построения приемлемы и для регистров, реализуемых на
триггерах вида LF. Для этого достаточно, например, в схеме на рис. 4.18
заменить элементы И-НЕ на ИЛИ-HE. Однако в этом случае уже не дли-
тельность импульса сдвига, а длительность паузы между импульсами сдвига
не будет зависеть от разрядности, что необходимо учитывать при проектиро-
вании ПСР по способу «обратной волны». Последний недостаток этого спо-
соба проектирования ПСР не является столь существенным, поскольку вы-
пускаемые промышленностью триггеры, как правило, выполняются по спо-
собу М-S. А такие триггеры, как отмечалось выше, легко преобразуются один
в другой посредством инвертирования ТИ с 1 на 0 и наоборот. Однако в этом
случае элементы И-НЕ, например, в схеме на рис. 4.18 следует заменить на
элементы ИЛИ-HE, а инвертор BQ заменить на элемент И (рис. 4.21).
Более существенным недостатком ПСР, построенных по способу «обрат-
ной волны», следует считать имеющуюся зависимость их быстродействия
от разрядности. Это обстоятельство особенно важно при проектировании
быстродействующих и достаточно протяженных СР. От отмеченного недо-
статка практически полностью свободны ПСР, построенные по способу
распараллеливания нагрузки с дополнительным триггером вида [£]. Схема
одного из вариантов такого ПСР приведена на рис. 4.22. Здесь, как и во
всех ранее рассмотренных случаях, регистр разбивается на звенья, но связь
между звеньями осуществляется через триггеры С^Л5-типа.
Рассмотрим работу регистра, предположив, что в качестве разрядных
триггеров используются триггеры С При отсутствии ТИ сдвига
(Тс = 0) на выходах элементов-размножителей мощности В2, Bv В4 уровни 0
Глава 4. Регистры
Рис. 4.21. Схема «протяженного» сдвигающего регистра на триггерах СLjJK-
типа, построенного по способу «обратной волны»
Рис. 4.22. Схема «протяженного» сдвигающего регистра, построенного по спо-
собу распараллеливания нагрузки с дополнительным триггером
и, следовательно, информация, действующая на входах разрядных тригге-
ров, ими не воспринимается. При поступлении ТИ сдвига (Г = 1) на выхо-
дах элементов и /?2, Bv В4 последовательно формируются уровни О (В} = 0)
и уровни 1 (В2 = В3 = В4 = 1), разрешающие сначала запись информации в
дополнительные триггеры памяти из последних триггеров каждого звена и
затем с задержкой одного элемента в триггеры М каждого разряда из триг-
геров S предыдущих разрядов. В результате, если длительность ТИ сдвига
удовлетворяет условию
т > 4т ,
и.с ср’
то во время действия ТИ сдвига информация из последнего разряда каждо-
го /-го звена успеет переписаться в дополнительный триггер и затем в триг-
гер М первого разряда следующего (/ 4- 1)-го звена. По окончании ТИ сдви-
га (Гс = 0) сначала формируется уровень 1 на выходе элемента Вх (В} = 1),
и тем самым блокируется прием информации в дополнительные триггеры
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
памяти. Затем формируется уровень 0 на выходах элементов-размножите-
лей мощности (В2, В3, В4), и таким образом осуществляется передача ин-
формации из триггеров М в триггеры S каждого разряда. Поскольку после
окончания ТИ сдвига информация в дополнительных триггерах памяти ос-
тается постоянной, то разброс в задержках элементов-размножителей мощ-
ности (В2, Zt, В4) не влияет на процесс сдвига информации, что характери-
зует схему как надежную в функциональном отношении.
В соответствии с таким способом возможно построение ПСР, протя-
женность которых определяется из выражения
^р.гр — ^р.зв^зв — [«э.с/Лс ] (^э.с — ^с.т)’
где л*т — эквивалент нагрузки по тактовому входу дополнительных триг-
геров.
Из этого выражения следует, что ПСР содержат большее число элемен-
тов в звене, но имеют меньшее число звеньев по сравнению со схемами на
рис. 4.20. Возможны и другие схемные разновидности таких ПСР, когда в
качестве дополнительных запоминающих элементов используются, напри-
мер, триггеры ClRS- или ClD-типа, включая двухтактные. Быстродействие
подобных ПСР в пределах одной группы не зависит от разрядности и опре-
деляется из выражения
т + т + 2т
и.с ~ с max ' ср
где г > 4т .
и.с ср
Для случая, когда длительность импульса сдвига тис = 4тср, т. е. когда
предполагается, что элементы-размножители мощности обладают одинако-
выми задержками, параметр/тах определится следующим образом:
г 1
тах г + 4 г
4 Т Т L Ср
(4.15)
Из выражения (4.15) следует, что быстродействие регистра на рис. 4.22
не зависит от разрядности в пределах одной группы, что является основ-
ным преимуществом такого способа проектирования регистров. Более протя-
женные ПСР с дополнительными элементами памяти могут быть построены
посредством объединения групп, например, аналогично схеме на рис. 4.18
или за счет введения триггеров, но уже между группами. В последнем слу-
чае обеспечивается проектирование достаточно протяженных регистров,
быстродействие которых практически не зависит от числа групп.
На рис. 4.22 показана схема ПСР, выполненная по способу распарал-
леливания нагрузки с дополнительными триггерами на основе триггеров
вида LF. Но этот способ позволяет проектировать ПСР, у которого в каче-
стве разрядных могут применяться и триггеры вида LF. Пример реализа-
ции такого ПСР на триггерах C^JAf-типа показан на рис. 4.23. При отсут-
ствии ТИ сдвига (Тс = 0) на выходе элемента Во уровень 1 (BQ = 1) и тем
самым обеспечивается запись информации в дополнительные триггеры па-
мяти (Тг} и 7г2) и из них в триггеры S первых разрядов следующих звеньев.
Глава 4. Регистры
Рис. 4.23. Схема «протяженного» сдвигающего регистра по способу распа-
раллеливания нагрузки на триггерах С^/А'-типа
При поступлении ТИ сдвига на выходе элемента Z?o формируется уровень 1
(Z?o = 1), и тем самым блокируется прием информации в дополнительные
триггеры памяти. В результате с появлением уровня 1 на выходах инверто-
ров-размножителей мощности (элементы Bv В2) информация во всех раз-
рядах окажется сдвинутой вправо на один разряд. А так как во время дей-
ствия ТИ сдвига информация триггерами памяти не воспринимается, то
тем самым исключается влияние разброса задержек элементов Вр В2 на
процесс сдвига кода.
Основным преимуществом рассматриваемого способа построения ПСР
по сравнению с описанными выше является то, что он позволяет, проекти-
ровать функционально надежные ПСР, быстродействие которых практи-
чески не зависит от разрядности регистра. К недостаткам следует отнести
сравнительно большое число логических элементов, необходимых для орга-
низации ПСР из-за наличия дополнительных триггеров памяти. От после-
днего недостатка практически полностью свободны ПСР, построенные по
способу распараллеливания нагрузки и граничных разрядных триггеров с
двумя информационными входами. Принцип построения таких регистров
рассмотрен на примере схемы на рис. 4.24, где показана организация ПСР
Рис. 4.24. Схема «протяженного» сдвигающего регистра по способу распа-
раллеливания нагрузки с граничными триггерами С LjJ К-типа и
двумя информационными входами
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
из трех звеньев по три разряда в каждом. В каждом звене (кроме младше-
го) первый разряд представляет собой триггер -типа с двумя ин-
формационными входами J и К. такими, что выполняется условие J = JXJ2
\\К= КХК2. Рассмотрим работу этого регистра, предполагая, что каждый
разряд выполнен на СLpJK-триггерах. В исходном положении, т. е. при Г = О,
на выходах инверторов уровни 0 и регистр находится в стадии хранения
кода. При поступлении ТИ сдвига (Гс = 1) с длительностью
^и.с — + ^гпах
на выходах инверторов формируется уровень 1, разрешающий запись ин-
формации в каждый триггер М /-го разряда из триггера S (/ — 1)-го разряда.
Предположим, что по окончании ТИ сдвига 0 сначала сформируется на
выходе левого по схеме (/ — 1)-го инвертора, а на выходе z-го инвертора
вследствие разброса в задержках будет все еще действовать уровень 1. Од-
нако, поскольку 0 с выхода (/ — 1)-го инвертора первого звена одновремен-
но поступает и на входы J2 и К2 первого триггера второго звена, то его
триггер М переходит в режим хранения информации, несмотря на то, что
на его тактовом входе действует тактирующий сигнал и, следовательно, но-
вая информация, которая появляется на выходе последнего триггера первого
звена, не будет восприниматься первым триггером следующего звена. С по-
явлением уровня 0 на выходе /-го инвертора информация второго звена
также окажется сдвинутой вправо на один разряд. Если уровень 0 появится
сначала на выходе /-го инвертора, то прием информации в первый триггер
этого звена будет заблокирован самим сигналом Тс = 0.
Таким образом, в этой схеме исключается влияние разброса задержек
элементов-размножителей мощности на процесс сдвига информации. Сле-
дует отметить, что этот способ позволяет проектировать полностью функ-
ционально надежные ПСР с максимально возможным быстродействием и
меньшим АМЗ по сравнению с описанным выше способом. Быстродей-
ствие и разрядность таких ПСР в пределах одной группы определяются из
выражения
f =____________!___________=______!_____;
(2^ср + ГХх ) + 2тср + Т^ах 4гср + гттах
Nр.гр — ^Э.С [К — ] •
Построение более протяженных регистров в соответствии с этим спосо-
бом осуществляется посредством объединения групп. К некоторым недо-
статкам такого способа построения ПСР следует отнести тот факт, что здесь
необходимы триггеры с несколькими информационными входами, кото-
рые не всегда имеются в распоряжении разработчика. На рис. 4.25 показан
еще один способ, позволяющий проектировать ПСР, быстродействие кото-
рых не зависит от разрядности. В дальнейшем такой способ будем называть
способом распараллеливания нагрузки с граничными триггерами вида LF. Осо-
бенность такого способа построения ПСР заключается в том, что здесь пер-
вые разрядные триггеры каждого звена являются триггерами вида LF. Имен-
178 Глава 4. Регистры
Рис. 4.25. Схема «протяженного» сдвигающего регистра с граничными триг-
герами вида LF
но благодаря такому построению разброс в задержках элементов-размно-
жителей мощности (в данном случае элементы Вх и Z?2) не влияет на работу
регистра и таким образом достигается его функциональная надежность. По
быстродействию подобные ПСР сравнимы со схемами на рис. 4.22, однако
обладают большей протяженностью при одинаковом числе элементов-раз-
множителей мощности. В самом деле, если все разрядные триггеры регис-
тра имеют одинаковые значения параметра лс, то в соответствии со схемой
на рис. 4.25 можно построить ПСР, протяженность которого определяется
из выражения
^р.гр = ^в«р.зВ = «эс[«эс/Яс]’
Более протяженные регистры получаются посредством объединения
групп. Для данных ПСР такое объединение можно вести по наиболее эко-
номичной схеме, приведенной на рис. 4.26. Протяженность такого регистра
определяется из выражения
— ^гр^р.гр — ^э.с^э.с [^э.с/^с] ~ ^э.с/^с*
Основным недостатком ПСР, построенных по рис. 4.25, следует считать
невозможность их реализации на основе типовых интегральных триггеров,
поскольку они не выпускаются промышленностью.
В заключение этого параграфа приведена табл. 4.1, в которой перечисле-
ны основные способы построения ПСР и дается их краткая характеристика.
(7 — 1) группа /группа (7 + 1) группа
Рис. 4.26. Схема «протяженного» сдвигающего регистра с объединением на
уровне групп
4.5. «Протяженные» сдвигающие регистры однотактного действия
Таблица 4.1
Способ построения ПСР Преимущества способа Недостатки способа
Способ рас п арал л ел и ван и я нагрузки Позволяет проектировать ПСР с одним инвертором на звено, обладающее макси- мальным быстродействием, практически не зависимым от разрядности, и макси- мальной протяженностью Возможны сбои информа- ции из-за разброса задержек инвертирующих элементов
Способ последовательного соединения нагрузок Позволяет проектировать функционально надежные ПСР с двумя инверторами на звено Невысокое быстродействие, зависящее от разрядности регистра. Длительность им- пульса сдвига и паузы зави- сит от разрядности ПСР
Способ «обратной волны» Позволяет проектировать функционально надежные ПСР с одним элементом 2И-НЕ (2ИЛИ-НЕ) и одним инвертором на звено Среднее быстродействие, длительность паузы между импульсами сдвига зависит от разрядности. Наиболее эффективен для ПСР на ос- нове триггеров, срабаты- вающих по окончании ТИ
Способ распараллеливания нагрузки с дополни- тельным триггером Позволяет проектировать функционально надежные ПСР, быстродействие кото- рых слабо зависит от разряд- ности Требует наибольших затрат по числу вентилей на орга- низацию ПСР
Способ распараллеливания нагрузки с разряд- ными триггерами с двумя информа- ционными входами Позволяет проектировать функционально надежные ПСР с одним инвертором на звено, обладающее макси- мальным быстродействием, практически не зависимым от разрядности ПСР Способ приемлем для серий ИМС, в составе которых имеются триггеры с двумя информационными входами
Способ рас п арал л ел и ван и я нагрузки с разряд- ными триггерами видов LF, FF Позволяет проектировать наиболее функционально надежные ПСР с одним ин- вертором на звено, обладаю- щие максимальным быстро- действием, практически не зависимым от разрядности ПСР, и максимальной протяженностью Способ не позволяет проек- тировать ПСР, полностью выполняемые на интеграль- ных триггерах
Глава 4. Регистры
4.6. Однотактные ПСР на основе
многотактных триггеров
Как уже отмечалось, при проектировании СР на основе типовых элементов
более экономичными по АМЗ могут оказаться СР однотактного действия
на базе многотактных триггеров. Наиболее эффективные из них с точки
зрения минимальных АМЗ были рассмотрены в подразд. 4.4.4. Однако по
схеме на рис. 4.15 можно проектировать сравнительно непротяженные ре-
гистры. Последнее справедливо для случая, когда все элементы регистра
обладают одинаковой нагрузочной способностью. Если элементы схемы
управления будут обладать большей нагрузочной способностью по сравне-
нию с остальными элементами, то здесь возможно построение достаточно
протяженных регистров. В частности, если предположить, что элементы
триггера управления на рис. 4.15 могут нагружаться на 30 элементов И-НЕ,
И-ИЛИ-НЕ, то можно проектировать регистры с числом разрядов, опреде-
ляемых из выражения N = пэ — 1. В итоге если пэ = 30, то непосредственно
по схеме на рис. 4.15 можно построить регистр протяженностью 29 разря-
дов. Однако такая протяженность не является пределом для данной схемы.
Обращаясь к рис. 4.15, можно заметить, что не все вентили схемы управле-
ния загружены. Это относится к вентилям Вх и Вг Поскольку в переходный
момент Вх и В^ принимают состояние Вх = В^ — 1, то к этим вентилям можно
подключить дополнительно часть разрядов аналогично схеме на рис. 4.14.
Построенную таким образом схему регистра можно рассматривать как зве-
но с числом разрядов, определяемым из выражения
А<рзв- («э- 1) + 1(«э- D/3]-
Дальнейшего увеличения протяженности регистра можно достичь по-
средством объединения звеньев в группу одним из рассмотренных выше
способов. Однако здесь возможен и другой подход к увеличению протя-
женности, а именно за счет увеличения вентильных пар асинхронного
D-триггера, т. е. за счет как бы удлинения самой схемы управления. В даль-
нейшем этот способ построения ПСР будем называть способом удлиненного
D-триггера. Особенность такого подхода проектирования ПСР удобно рас-
смотреть на примере рис. 4.27. В этой схеме удлиненный D-триггер содер-
жит три вентильные пары (Z?p Z?2; В3, В4; В5, В6), а в качестве разрядных
триггеров используются однофазные триггеры CLD-типа, разбитые на зве-
нья, причем в нечетных звеньях (разряды QA, QB, QE, QF) используются
триггеры, тактируемые сигналом с уровнем 0, а в четных — триггеры, так-
тируемые сигналом с уровнем 1. Порядок подключения разрядных тригге-
ров к вентильным парам таков, что при прохождении импульса сдвига че-
рез вентили всегда обеспечивается опережающее действие блокировки пе-
редачи информации между триггерами М и S над процессом записи.
Действительно, в схеме на рис. 4.27 триггеры S подключены к правой
ветви схемы удлиненного D-триггера (вентили /?6, Z?4, Z?2), а триггеры М —
к левой (вентили Д5, Bv Вх). Последнее объясняется тем, что при поступ-
лении ТИ-сдвига (С = 1), он сначала проходит по правой ветви схемы
управления, последовательно формируя сигналы В6 = 1, В4 = 0, В2 = 1,
4.6. Однотактные ПСР на основе многотактных триггеров 181
Рис. 4.27. Схема однотактного «протяженного» сдвигающего регистра на
многотактных триггерах
которые и блокируют прием информации в триггеры 5, переводя их в ре-
жим хранения кода. При прохождении импульса сдвига по левой ветви
схемы управления последовательно формируются сигналы В5 = О, В3 = 1 и
В\ = 0, обеспечивающие запись информации в разрядные триггеры Л/сна-
чала первого, затем второго и, наконец, третьего звена. По окончании ТИ
сдвига (С = 0) уровень 0 сначала распространяется по левой ветви, после-
довательно формируя сигналы В5 = 1, В3 = 0, В{ = 1, под действием которых
блокируется прием информации в триггеры М первого, второго и, наконец,
третьего звена, т. е. эти триггеры также переходят в режим хранения кода.
При дальнейшем прохождении сигнала по правой ветви последовательно
формируются сигналы Вв = 0, В4 = 1 и В2 = 0, под действием которых
информация из триггеров М переписывается в триггеры 5, т. е. осуществля-
ется сдвиг кода на один разряд вправо.
На рис. 4.27 показан случай, когда удлиненный P-триггер содержит три
звена — по одному звену на одну вентильную пару удлиненного P-тригге-
ра. Дальнейшего увеличения числа звеньев и, следовательно, протяженно-
сти регистра можно достичь посредством распараллеливания вентильных
пар удлиненного Р-триггера. Причем общее число вентильных пар должно
быть нечетным в том случае, когда наращивание происходит за счет увели-
чения инверторов, и любым, т. е. нечетным и четным, когда наращивание
происходит с применением схем И. В общем случае по аналогии со схемой
на рис. 4.27 могут быть построены ПСР, протяженность которых определя-
ется из выражения
N = п п ,
р р.зв в.п’
где лвп — число вентильных пар удлиненного Р-триггера.
Из последнего выражения следует, что способ удлиненного Р-триггера
позволяет проектировать регистры любой протяженности посредством на-
ращивания вентильных пар удлиненного Р-триггера. Однако, как и в слу-
чае, показанном на рис. 4.27, на практике разрядность таких ПСР будет огра-
Глава 4. Регистры
ничена требованиями быстродействия. В частности, для схемы на рис. 4.27
быстродействие ПСР будет определяться из выражения
/max — ^"ср^т.у + ^"т ’
— ^"ср^т.у + ^"гпах ’
где лту — число вентилей триггера управления.
Говоря о применении ПСР, построенных по способу удлиненного триг-
гера, следует отметить, что он наиболее эффективен при проектировании
ПСР на основе ЛЭ и, особенно для тех серий ИМС, в составе которых
наряду с элементами типовой нагрузочной способности имеются буферные
элементы с повышенной нагрузочной способностью. В этом случае даже
при небольшом числе вентильных пар удлиненного Р-триггера можно про-
ектировать достаточно протяженные регистры в 50—100 разрядов, облада-
ющие высоким быстродействием. При проектировании ПСР на основе
интегральных триггеров выбор способа проектирования необходимо осу-
ществлять исходя из требований, предъявляемых к регистру, по таким па-
раметрам, как быстродействие, длительность импульса сдвига, АМЗ и фун-
кциональная надежность.
Выше были рассмотрены сдвигающие регистры, построенные на триг-
герах статического типа. Однако в практике проектирования достаточно
широкое распространение получили схемы сдвигающих регистров, постро-
енные на основе квазистатических и динамических МДП-триггеров.
ГЛАВА 5
СЧЕТЧИКИ
Подсчет импульсов является одной из наиболее распространенных опера-
ций, выполняемых в устройствах дискретной обработки информации. Та-
кая операция в цифровых устройствах выполняется с помощью счетчиков.
В общем случае счетчик представляет собой устройство, которое может
переходить из одного состояния в другое под действием входных импуль-
сов, подлежащих счету.
Из сказанного следует, что если счетчик должен считать до 10, то он
обязан иметь как минимум 10 различных состояний. При этом каждый
десятый импульс должен возвращать счетчик в исходное (начальное) со-
стояние, которое, в принципе, может быть любым из них. Число состоя-
ний, которое счетчик должен иметь для подсчета заданного числа импуль-
сов, обычно называют коэффициентом счета, или модулем счета счетчика.
и обозначают соответственно Ксч и М. Примером простейшего счетчика
может служить счетный триггер, осуществляющий подсчет сигналов по мо-
дулю М = 2, так как он имеет два состояния 0 и 1, принимаемые им пооче-
редно под действием входных сигналов.
Таким образом, задача проектирования счетчиков сводится к разработ-
ке цифрового устройства, которое имело бы как минимум равное заданно-
му модулю М число устойчивых состояний и последовательно переходило
из одного состояния в другое под действием поступающих импульсов.
В общем случае устройство подобного вида может быть спроектировано с
помощью формальных методов теории конечных автоматов. Однако следует
отметить, что такие методы проектирования применяются в основном в том
случае, когда требуется, чтобы счетчик работал в специальных кодах или
выполнял переходы, закономерность которых сложно выполнить интуитив-
но. Но все же наиболее часто счетчики работают в двоичном, двоично-деся-
тичном, единичном и других кодах. Понятно, что и эти счетчики могут быть
спроектированы на основе формальных методов. Однако наряду с формаль-
ными применительно к таким счетчикам известен целый ряд не формаль-
ных, а исключительно схемотехнических (эвристических) способов, позволя-
ющих значительно упростить процедуру синтеза счетчика заданного вида по
сравнению с классическими формальными методами. Вполне очевидно, что
разработчик вычислительной аппаратуры должен не только владеть формаль-
ными методами, но хорошо знать схемотехнические способы и умело пользо-
ваться как теми, так и другими при проектировании цифровых устройств.
5.1. Классификация счетчиков
Говоря о самой структуре счетчиков или способах их построения, можно
отметить, что практически любой тип счетчика, многообразие которых в
основном определяется способом кодирования состояний и порядком их
чередования, может быть спроектирован на основе триггеров CtRS~, CtD~,
реализуемых на базе триггеров видов LF, LF, f, /, F, F, Ft,
Однако в некоторых случаях, и особенно для счетчиков со специальными
кодами, при их проектировании широко применяются сдвигающие регист-
ры, многостабильные пересчетные схемы (МПС) и специальные кольцевые
схемы, выполняемые на простых тактируемых триггерах.
В цифровых устройствах применяется большое число типов счетчиков,
различаемых по целому ряду параметров. Все это, естественно, требует рас-
смотрения вопроса их классификации. Отмеченные выше возможные пути
построения счетчиков на базе перечисленных схем, по существу, представ-
ляют собой классификацию счетчиков по способу их структурной реализа-
ции. Однако кроме отмеченного классификационного признака счетчики
классифицируют еще целым рядом признаков, наиболее важные из кото-
рых приведены в табл. 5.1. Рассмотрим каждый из этих признаков.
Таблица 5.1
Структурная реализация Способ кодирования Целевое назначение Способ установки кода
На триггерах Двоичные Суммирующие Асинхронные
На регистрах Троичные Вычитающие Синхронные
На кольцевых схемах Двоично-десятичные Реверсивные
На м н о гостаб и л ьн ы х триггерах код 8421 код 8421 + 3 код 2421 Адресные
На совмещенных схемах Специальные коды: полиноминальные, код Грея, код Баркера, код Либау—Крейга, код Котца, код 1/N
Способ кодирования или представления состояний счетчика. Как уже от-
мечалось, подсчет импульсов есть не что иное, как переход счетчика из
одного состояния в другое. При заданном числе состояний счетчика такой
переход может осуществляться по различным законам, которые определя-
ются конкретным применением счетчика. Таким образом, классификация
счетчиков по способу кодирования представляет собой их классификацию,
определяемую выбранным законом перехода счетчика из /-го в (/ + 1)-е со-
стояние. В соответствии с этой классификацией различают счетчики, рабо-
тающие в двоичных кодах; счетчики, работающие в кодах Грея, Либау—
Крейга, Котца; единичном и других специальных непозиционных кодах.
5.2. Счетчики на основе триггерных устройств 185
Другими словами, названия таких счетчиков даются по виду кодирования
его состояний.
Целевое назначение счетчика. Этот классификационный признак пред-
полагает конкретное использование счетчика в одном из следующих ре-
жимов:
• в режиме суммирования (суммирующие счетчики);
• в режиме вычитания (вычитающие счетчики);
• в реверсивном режиме (реверсивные счетчики, т. е. счетчики, которые
могут работать в режиме суммирования или вычитания импульсов в зави-
симости от сигнала разрешения);
• в режиме занесения адреса и последующего счета (адресные счетчики).
Способ установки кода в счетчике. Этот классификационный признак
учитывает процесс установки кодов в счетчике как функцию времени с
момента поступления входного сигнала. В соответствии с этим признаком
счетчики подразделяются на синхронные и асинхронные. К синхронным
будем относить счетчики, в которых процесс установки любого нового кода
происходит одновременно во всех разрядах, начиная с некоторого момента
времени. В асинхронных счетчиках код устанавливается не одновременно,
а последовательно.
Перечисленные классификационные признаки являются основными,
поскольку присущи каждому счетчику независимо от его схемного реше-
ния. Однако кроме них счетчики могут классифицироваться рядом других
признаков, например, по способу организации связей между разрядами.
Дополнительные классификационные признаки будут приведены отдельно
при рассмотрении конкретных схемных решений счетчиков. При этом вы-
бор того или иного подхода к построению счетчика определяет разработ-
чик, руководствуясь возможностью выполнения счетчика с минимальными
АМЗ и рядом других требований, специфика которых диктуется применяе-
мой серией ИМС при условии выполнения счетчиком функциональных
параметров. К числу последних наряду с отмеченным выше модулем счета
счетчика следует отнести параметр быстродействия (fc4 max). Этот параметр
для всех счетчиков определяется из выражения
/сч max — ~ ~ ’
* сч min min ' min
где 7"C4min — минимальный период следования между двумя счетными им-
пульсами, определяемый условием окончания в счетчике наиболее про-
должительного переходного процесса, связанного с установлением кода;
ти min — минимальная длительность счетного импульса; rn min — минималь-
ная длительность паузы между двумя счетными импульсами.
5.2. Счетчики на основе триггерных устройств
На основе триггерных устройств и, в частности, на триггерах Г-типов стро-
ится наиболее распространенный класс счетчиков, а именно класс двоичных
счетчиков. Двоичными они называются потому, что число поступивших на
вход счетчика импульсов представляется в счетчике эквивалентным числом
Глава 5. Счетчики
в двоичной системе счисления. Так, если на вход счетчика было подано де-
вять импульсов, то в счетчике должен быть зафиксирован код 1001, соответ-
ствующий числу 9, представленному в двоичной системе счисления. Из это-
го частного примера ясно, что подобный счетчик должен иметь разрядную
структуру, состоящую из четырех разрядов, каждый из которых может нахо-
диться в состоянии либо 0, либо 1. В общем случае в таком счетчике число
поступивших на его вход импульсов КИ определяется из выражения
п
КИ = ^а^, (5.1)
/=0
где ai — состояние Z-го разряда счетчика: а е {0, 1}; 2' — вес Z-го разряда
счетчика или число, которое ставится в соответствие каждому разряду счет-
чика (/ = 0, 1, 2, 3, ..., п). В рассматриваемом примере счетчик содержит
четыре разряда (нулевой, первый, второй и третий), поскольку, согласно
выражению (5.1), число 9 можно записать следующим образом:
910 = 10012 = 1 • 23 + 0 22 + 0 21 + 1-2°.
Причем вес нулевого разряда эквивалентен одному импульсу, вес пер-
вого разряда — двум, вес второго и третьего разрядов — четырем и восьми
подсчитанным импульсам соответственно. Ясно, что для того, чтобы счет-
чик, имеющий разрядную структуру, осуществлял подсчет импульсов, его
разряды должны быть определенным образом соединены. В свою очередь,
способ соединения разрядов является одним из дополнительных призна-
ков, по которому классифицируют счетчики. В соответствии с этим при-
знаком различают счетчики:
• с непосредственными межразрядными связями;
• со связью по цепям межразрядного переноса (счетчики с переносом);
• с комбинированными связями.
Все перечисленные разновидности счетчиков находят практическое при-
менение при проектировании цифровых устройств. При этом выбор наи-
более эффективного способа построения двоичного счетчика определяется
в основном требованиями быстродействия и его конкретным назначением.
Счетчики с непосредственными связями
В счетчиках с непосредственными связями, управляющими сигналами для
последующих разрядов счетчика, являются потенциальные сигналы с ин-
формационных выходов предыдущих разрядов. Этот способ соединения
разрядов наиболее наглядно отражает специфику построения счетчиков
на основе ИМС, так как он свойствен только потенциальной схемотехнике.
В зависимости от способа соединения разрядных триггеров счетчики с не-
посредственными связями подразделяются на последовательные, параллель-
ные и параллельно-последовательные.
Последовательные счетчики с непосредственными связями. Схема такого
счетчика, построенного на триггерах вида 7^, приведена на рис. 5.1, а. Счет-
чик выполняется так, что выход плеча Q /-го разряда подключен непосред-
ственно к счетному входу следующего (/ + 1)-го разряда. Рассмотрим рабо-
ту устройства, предположив, что все разряды счетчика выполнены по спо-
5.2. Счетчики на основе триггерных устройств
собу М-S. Пусть счетчик находится в состоянии О (Q{ = Q2 = Q3 = 0). При
поступлении первого счетного импульса (7сч = 1) основной триггер Л/пер-
вого разряда устанавливается в состоянии 1, а его вспомогательный триггер
продолжает оставаться в 0. После окончания первого счетного импульса
(Тсч = 0) на выходе первого разряда установится уровень 1 (Qj = 1), кото-
рый, поступив на счетный вход второго разряда, переключит его основной
триггер в состояние 1. При этом состояние вспомогательного триггера вто-
рого разряда и состояния основных триггеров всех последующих разрядов
не изменятся. После окончания второго счетного импульса (Гсч = 0) пер-
вый разряд установится в исходное состояние Qx = О, и тем самым будет
разрешена передача информации из триггера М в S второго разряда. В ре-
зультате второй разряд установится в состояние Q2 = 1 и подготовит к пере-
ключению в состояние 1 основной триггер третьего разряда счетчика и т. д.
После седьмого импульса (см. рис. 5.1, б) все разряды счетчика установятся
в состояние 1. Восьмым импульсом (с задержкой т( после его окончания)
сначала сформируется уровень 0 на выходе первого разряда. Затем через
интервалы времени т( и 2rz последовательно установится уровень 0 на выхо-
дах второго и третьего разрядов, и счетчик вернется в исходное состояние
Q] = Q2 = Q3 = 0. Поскольку код в счетчике устанавливается последова-
тельно, то такой счетчик относится к разряду асинхронных. Поэтому точ-
нее данный счетчик следует назвать асинхронным последовательным счет-
чиком с непосредственными связями. Быстродействие такого счетчика
где t ст — время установки кода в счетчике.
Для схемы на рис. 5.1 параметр /уст зависит от числа его разрядов п:
t = пт .
уст max t ’
учитывающего максимальную продолжительность переходных процессов. Для
рассматриваемого типа счетчика этот процесс определяется временем пере-
хода счетчика из кода Т~ 1 в код 000...00. С учетом выражения (5.2) получим
1
сч max
и min
188 Глава 5. Счетчики
где ги min — минимальная длительность счетного импульса. В частности, для
рассматриваемого трехразрядного счетчика при выполнении его на тригге-
рах с параметрами ги mjn = 2тср и г, = 2тср имеем Тсч mhl = 8тср. Отсюда
следует, что при параллельном съеме информации с разрядов, т. е. при рабо-
те в режиме счета импульсов, максимальная частота поступления импульсов
/сч тах без учета времени на съем кода не должна превышать/сч = 1 /8г .
С учетом последнего максимальная частота следования входных импульсов
f =----------------
ги+лг,+гск’
где гск — время, необходимое для съема кода. При работе устройства в
режиме деления частоты, т. е. кода, информация снимается только с выхо-
да старшего разряда, предельная частота следования счетных импульсов
будет определяться максимальной частотой переключения счетного тригге-
ра первого разряда, т. е.
1
J сч max _ , _ *
На рис. 5.2 показана схема последовательного счетчика, разрядные триг-
геры которого выполнены на основе ClFD-триггеров, работающих в режи-
ме , -триггера. Такой счетчик имеет особенность: связь между разрядами
осуществляется с выходов плеч Q. Последовательные счетчики с непосред-
ственными связями являются простейшими по схемотехнической реализа-
ции, так как не требуют дополнительных межразрядных элементов для их
построения. Однако вместе с тем они обладают и наименьшим быстродей-
ствием, что является их недостатком. К дополнительным преимуществам
таких счетчиков следует отнести независимость нагрузочной способности
выходов счетчика от его разрядности, малое число межразрядных связей и
независимость эквивалента нагрузочной способности счетчика по входу пл сч
от числа его разрядов. Для схемы на рис. 5.1 параметр лтсч определяется
параметром пс первого его разряда. Счетчики последовательного типа с не-
посредственными связями получили широкое применение в цифровых ус-
тройствах малого и среднего быстродействия, а также при построении де-
лителей частоты.
Параллельные счетчики с непосредственными связями. Параллельные (син-
хронные) счетчики с непосредственными связями характеризуются одно-
временным поступлением счетного импульса на входы всех разрядов счет-
чика и непосредственным подключением информационных выходов млад-
ших разрядов к информационным входам последующих разрядов счетчика.
При построении параллельных счетчиков с
непосредственными связями
Тс
ft ft
ft ft
ft ft
Рис. 5.2. Схема последова-
тельного счетчика с непосред-
ственными связями на триг-
герах Си D-типа
5.2. Счетчики на основе триггерных устройств
применяются многовходовые триггеры в основном CLp JK-типов, работаю-
щих в режиме триггера Г£^И£-типа.
Пример организации такого счетчика на триггерах С^/А'-типа приве-
ден на рис. 5.3. В исходном состоянии (код 0000) только первый разряд
счетчика оказывается подготовленным для работы в режиме Т£7?И£-триггера
(так как J = К= V), а все остальные хранят записанную в них информацию,
работая в режиме триггеров -типов. После окончания первого счет-
ного импульса первый разряд установится в состояние 1 (Q} = 1), и тем
самым для работы в режиме T££V£-Tpnrrepa окажется подготовленным вто-
рой разряд счетчика. При этом третий и четвертый разряды будут продол-
жать работать в режиме триггеров С^/А'-типа. После третьего счетного
импульса в счетчике установится код 11 (Q} = Q? = 1, Q3, (Q4 = 0). В
результате, для работы в режиме триггера TV-типа будет подготовлен тре-
тий разряд счетчика, и теперь только четвертый разряд будет продолжать
хранить свое нулевое состояние, работая в качестве триггера УА'-типа. По-
скольку связь между разрядами осуществляется без дополнительных эле-
ментов, то такие счетчики обладают максимально возможным быстродей-
ствием, определяемым быстродействием одного разряда счетчика
f = 1/г + т,
•'max ' и Г ’
что является их основным преимуществом. Недостатком параллельных счет-
чиков с непосредственными связями является необходимость применения
триггеров с числом информационных входов, определяемым из выражения
т JK = п — 1,
где п — номер разряда счетчика, начиная со второго. Другим недостатком
таких счетчиков следует считать зависимость нагрузочной способности раз-
рядных триггеров по выходам от числа разрядов счетчика. Наиболее нагру-
женным здесь оказывается первый разряд счетчика. Разрядность подобных
счетчиков обычно не превышает четырех, поскольку она ограничивается не
только отсутствием типовых триггеров с большим числом входов, но и на-
грузочной способностью элементов. Все эти факторы необходимо постоян-
но иметь в виду.
Параллельно-последовательные счетчики с непосредственными связями.
В параллельно-последовательных счетчиках все разряды разбиваются на груп-
пы, и применяются два вида межразрядных связей: внутри группы — па-
раллельная связь, а между группами — последовательная. С помощью тако-
го соединения разрядов обеспечивается одновременное (синхронное) сра-
Рис. 5.3. Схема
параллельного счет-
чика с непосред-
ственными связями
а а а а а
Глава 5. Счетчики
Рис. 5.4. Схема парал-
лельно-последователь-
ного счетчика
батывание разрядов в группах и последовательное (асинхронное) срабаты-
вание между группами.
На рис. 5.4 приведена схема четырехразрядного параллельно-последо-
вательного счетчика на CLp JK-триггерах. Счетчик разбит на две группы по
два разряда в каждой. Процесс переключения разрядов в группе соответ-
ствует рассмотренной выше последовательности переключения разрядов
параллельных счетчиков, а процесс срабатывания групп соответствует по-
рядку переключения счетчиков последовательного типа. Быстродействие
параллельно-последовательного счетчика на рис. 5.4 рассчитывается по
формуле
. f 1
/уст ЛгрТ, ’ Jсч max . ’
*и ' 'уст
где л — число групп в счетчике.
5.3. Счетчики с переносом
В счетчиках с переносом для запуска старших разрядов используются сиг-
налы переноса импульсного или потенциального типа, сформированные в
младших разрядах. В зависимости от способа организации сигнала перено-
са различают счетчики с последовательным (сквозным) параллельным и
параллельно-последовательным переносом.
5.3.1. Счетчики с последовательным (сквозным)
переносом
Один из вариантов счетчика со сквозным переносом, выполненного на триг-
герах вида Tf , приведен на рис. 5.5. Параметр /уст для такого счетчика опре-
деляется из выражения
'уст = (« - 'Ко + г,, (5.3)
где гвп — задержка формирования импульса переноса на вентиле И.
Если предположить, что твп = тг, то выражение (5.3) можно переписать
следующим образом:
t — пт — т + т — пт — пт .
уст в.п в.п t в.п t
Таким образом, по сравнению с последовательными счетчиками с не-
посредственными связями этот счетчик будет обладать меньшим значени-
ем параметра Густ при условии, что твп < т{. Последнее возможно, если,
например, схемы переноса выполняются на вентилях И. Если же схемы
5.3. Счетчики с переносом
191
Рис. 5.5. Схема
счетчика со сквоз-
ным переносом
формирования импульса переноса выполняются на элементах И-НЕ, то
значения параметров t ст сравниваемых триггеров практически будут экви-
валентны. Однако по быстродействию, т. е. по параметру/^ тах, счетчики со
сквозным переносом могут уступать счетчикам с последовательным пере-
носом, особенно для счетчиков с большим Ксч. Последнее объясняется тем,
что для таких счетчиков длительность счетного импульса зависит от раз-
рядности счетчика аналогично тому случаю, который имеет место для ПСР
(см. гл. 4). Среди подобных счетчиков наибольшее распространение полу-
чили счетчики со сквозным переносом сигналов потенциального типа.
В качестве примера на рис. 5.6 приведена схема подобного счетчика.
Его быстродействие определяется в основном временем распространения
сигнала переноса потенциального типа через цепочку из вентилей И и рас-
считывается по формуле
сч ги+(л-2)гвп+г,'
Как видно из этого выражения, быстродействие счетчика зависит от раз-
рядности, что является его недостатком. По способу фиксации кода счет-
чик относится к разряду синхронных с параметрами
^уст _ Tt ’ ^пер ~ — 2)гв п,
где Гпер — время распространения сигнала переноса. К дополнительным
преимуществам такого построения счетчика следует отнести независимость
длительности импульса счета от разрядности, постоянную и минималь-
ную загрузку выходов триггера, а также регулярность и простоту межраз-
рядных связей. Однако число разрядов такого счетчика лрсч будет ограни-
чено числом
«р.сч = К/«сГ, (5.4)
что, конечно, является недостатком такого способа его организации.
Рис. 5.6. Схема
счетчика со сквоз-
ным переносом
сигналов потен-
циального типа
192 Глава 5. Счетчики
1 группа
2 группа
Рис. 5.7. Схема многоразрядного синхронного счетчика, построенного по
способу «обратной волны»
Для построения счетчика с большим числом разрядов, чем это следует
из выражения (5.4), можно воспользоваться схемой на рис. 5.7. Счетчик
выполняется на триггерах C^JK-тппа и разбит на две группы, каждая из
которых тактируется от своего вентиля (В} и соответственно). Связь между
группами осуществляется способом «обратной волны», благодаря чему в
схеме устранены межкаскадные состязания, возникающие из-за разброса в
задержках элементов В} и В^. Покажем наличие этих состязаний в данной
схеме. Допустим, что связь между вентилями В^ и В{ отсутствует, т. е. выхо-
ды вентилей В} и непосредственно подключены ко входам С разрядных
триггеров. Рассмотрим случай, когда в счетчике зафиксирован код 1110000
(<?!_, = <?2-1 = @3-1 = •’ @4-1 = @1-2 = @2-2 = @3-2 = °)’ П° ОКОНЧаНИИ
очередного импульса в счетчике должен установиться код 0001000. Пусть
задержка у вентиля В2 будет больше, чем у вентиля В} задержка переключе-
ния ^триггера Тг41 будет меньше задержек переключения остальных триг-
геров, элемент В4 } имеет минимальную задержку по сравнению с элемен-
тами В^ j B3_v В этом случае по окончании входного сигнала на выходе В}
сформируется уровень 0 раньше, чем на выходе А так как триггер 7г4_j
и элемент В4_} отличаются более высоким быстродействием, то на выходе
элемента В4 j может появиться уровень 1 в тот момент, когда элемент В2
также находится в состоянии 1.
В итоге триггер Тг}_2 второй группы по входам J и К может переклю-
чить свой триггер М в состояние 1, которое после появления 0 на выходе В2
зафиксируется и на его выходе. Следовательно, в схеме вместо кода 0001000
установится ложный код 0001100, что недопустимо. Иначе говоря, в данной
схеме возникают те же межгрупповые состязания, что и в рассмотренных
выше схемах ПСР, с той лишь разницей, что здесь связь по входам J и К
осуществляется с выходов элементов, формирующих сигнал «Перенос», а
не с выходов плеч Q, Q разрядных триггеров. Последнее делает появление
ложного кода менее вероятным, но не исключает эту ситуацию. Для исклю-
чения межгрупповых состязаний можно воспользоваться одним из при-
емов, описанных в гл. 4 при построении ПСР.
5.3. Счетчики с переносом
На рис. 5.7 показана организация связей между группами с помощью
метода «обратной волны». Для увеличения быстродействия можно восполь-
зоваться другими способами:
• граничных триггеров вида LF, FF;
• граничных триггеров С LpJK-типа с двумя информационными входами;
• дополнительных межразрядных триггеров памяти.
Для счетчиков, построенных по схеме на рис. 5.7, при подсчете пара-
метра tC4 необходимо дополнительно учитывать и время прохождения сиг-
нала по вентилям «обратной волны».
5.3.2. Счетчики с параллельным переносом
Счетчики с параллельным переносом характеризуются одновременным по-
ступлением сигналов переноса на все его разряды и относятся к категории
наиболее быстродействующих синхронных счетчиков. Схема одного из ва-
риантов такого счетчика приведена на рис. 5.8. Предполагается, что все
разряды счетчика выполнены по способу М-S одним из рассмотренных схе-
мотехнических приемов. Быстродействие счетчика определяется из выра-
жения
/сч= + г,,
где т( = /уст (/ — время установки счетчика).
Рис. 5.8. Схема синхронного
счетчика с параллельным пе-
реносом
На рис. 5.9 приведена схема счетчика с параллельным переносом сигна-
лов потенциального типа, выполненного на CLpJK-триггерах. Такой счет-
чик обладает следующими параметрами быстродействия:
f — \/т + г + т .
•'сч ' и t пер
Обоим счетчикам присущ тот же недостаток, что и ранее рассмотрен-
ным счетчикам с непосредственными связями, а именно: зависимость на-
грузочной способности по выходам от числа разрядов и необходимость
применения многовходовых элементов.
От последнего недостатка свободен счетчик, схема которого приведена
на рис. 5.9, б. В этом счетчике организация межразрядных связей осуществ-
ляется только на двухвходовых элементах. Но, несмотря на это, быстродей-
ствие счетчика не зависит от разрядности. Последнее объясняется тем, что
выходы старших разрядов счетчика подключаются к более удаленным вен-
194 Глава 5. Счетчики
Рис. 5.9. Схемы синхронного счетчика с параллельным переносом сигналов
потенциального типа:
а — перенос на многовходовых элементах; б — перенос на двухвходовых
элементах
тилям переноса (в данном случае вентили В3, В2). Поэтому, когда происхо-
дит заполнение младших разрядов, самые удаленные вентили оказываются
включенными. В результате, к моменту прихода (2я “ ’)-го импульса на вхо-
дах J и К старшего разряда будет действовать уровень 1, т. е. он окажется
подготовленным к работе в режиме счетного триггера.
5.3.3. Счетчик с параллельно-последовательным
переносом
В счетчиках с параллельно-последовательным переносом все разряды раз-
биваются на группы. Внутри каждой группы осуществляется параллельное
формирование переноса, а между группами сигнал переноса распространя-
ется последовательно. Схемы таких счетчиков, состоящих из двух групп,
показаны на рис. 5.10, а, б.
5.3. Счетчики с переносом
Рис. 5.10. Схемы счетчиков с параллельно-последовательным переносом:
а — сигналов импульсного типа; б — сигналов потенциального типа
5.3.4. Счетчики на триггерах F, Fp LF-типа
Выше были рассмотрены способы построения счетчиков на триггерах LF-,
F-типа. Аналогичным образом выполняются счетчики и на триггерах /;-типа.
При проектировании часто возникает необходимость в счетчиках, которые
фиксируют информацию по фронту F. Для этого случая могут использо-
ваться триггеры видов F, F, LF-типов. Пример организации синхронного
суммирующего счетчика на триггерах СТ[ JK-типа и диаграмма его работы
показаны на рис. 5.11, а, б соответственно. Из рис. 5.11, б видно, что после
поступления фронта первого импульса по входу ТИ в счетчике устанавли-
вается код 001 (Qi = 1, Q2 = Q3 = 0), где Q} — младший разряд, a Q3 —
старший.
Действительно, до поступления фронта Fвходного сигнала ТИ на выхо-
де С всех триггеров действует уровень 0. И так как на входах J и К первого
триггера присутствует уровень 1, то он работает в режиме счетного тригге-
ра. У всех остальных триггеров на входах J и К действуют уровни логичес-
кого 0, и, следовательно, они работают в режиме хранения записанной в
них информации. Поскольку первый триггер работает в счетном режиме,
то его вспомогательный (нижний) триггер находится в единичном состоя-
нии, т. е. в состоянии, инверсном основному (верхнему) триггеру13.
13 Предполагается, что триггерные устройства Тгх—Тг3 выполнены по схеме MS (см. гл. 3).
Глава 5. Счетчики
Рис. 5.11. Схемы счетчиков:
а — схема синхронного суммирующего счетчика на триггерах ClF JK-типа;
б — диаграмма работы; в — схема синхронного суммирующего счетчика на
триггерах D-типа; г — суммирующий счетчик с последовательным пе-
реносом на триггерах D-типа; д — схема синхронного суммирующего
счетчика на триггерах CFfD-типа; е — диаграмма работы счетчика на триг-
герах ClF D-типа
5.3. Счетчики с переносом
Рис. 5.11. Схемы счетчиков:
ж — схема вычитающего синх-
ронного счетчика; з — диаграм-
ма работы; и — вычитающий
синхронный счетчик на тригге-
рах ClFJА'-типа; к — диаграм-
ма работы
198 Глава 5. Счетчики
Окончание рис. 5.11
Вспомогательные и основные триггеры всех остальных триггерных уст-
ройств находятся в состоянии логического 0. При поступлении фронта F
первого ТИ на выходе триггера Тгх фиксируется логическая 1 ((^ = 1), и
одновременно фронтом F блокируется прием информации во вспомога-
тельные триггеры всех разрядных триггеров 7г?, Тгу В результате, теперь и
триггер 7гэ будет подготовлен к работе в режиме счетного триггера. После
фронта F второго ТИ в счетчике зафиксируется код 010 и т. д. И наконец,
с поступлением фронта F восьмого импульса счетчик вернется в исходное
нулевое состояние ((?] = Q2 = Q3 = 0).
Аналогичным образом выполняются счетчики и на триггерах CfJK- и
CF JK-типов. На рис. 5.11, в показан способ построения суммирующих счет-
чиков на триггерах СЛ/)-типа, работающих в режиме счетного триггера.
Рассмотрим работу схемы.
Пусть в исходном состоянии все триггеры находятся в состоянии 0
= (К = Q3 = 0). В этом случае только на выходе элемента В} действует
уровень логического 0, и, следовательно, только триггер Тг} подготовлен к
переключению, ожидая поступления фронта F(01). На выходах вентилей В2 и
В3 действует логическая 1, т. е. на тактовых входах С триггеров 7 л и Тг3 дей-
ствует блокирующий сигнал, запрещающий прием информации в схему уп-
равления триггера (см. гл. 3). Другими словами, триггеры Тг2 и Тг3 в данном
случае работают в режиме с внутренней задержкой относительно сигналов с
уровнем логического 0. При поступлении фронта F первого импульса триггер
Тг} установится в единичное состояние (<2j = 1). При этом на выходах венти-
лей и В3 будет действовать уровень логической 1 за счет сигнала ТИ = 1.
После окончания действия первого ТИ теперь уже на выходах двух элемен-
тов, а именно, на элементах В} и В2 действуют сигналы с уровнем логическо-
го 0 (В) = В^ = 0), а на выходе элемента В3 уровень логической 1 т. к. = 1.
5.3. Счетчики с переносом
Теперь подготовленным к включению оказываются триггеры Тг} и 7г2,
ожидая поступления фронта F очередного импульса. При его поступлении
триггер Тг} установиться в О = 0), а триггер Тг2 в единичное состояние
(22 = 1), т. к. до поступления второго импульса ТИ на его входе С присут-
ствовал уровень логического 0. Поскольку триггер Тг} установился в 0
(21 = 1, 2j = 1), то на выходах элементов В2 и В3 будет действовать уровень
логической 1 за счет = 1 и, следовательно, следующим импульсом ТИ
только триггер Тг} установится в состояние логической 1. Таким обра-
зом, в счетчике после поступления трех импульсов ТИ установится код 011
(2) = 22 = Ь 23 = 0)
На рис. 5.11, г приведена схема суммирующего счетчика с последова-
тельным переносом, выполненного на триггерах CFD-типа. Рассмотрим
работу схемы, когда в счетчике зафиксирован код 011 (Qt = Q2 = 1, Q3 = 0),
т. е. триггеры Тг} и Тг2 установлены в состояние логической 1, а триггер Тг3
находится в 0. В этом случае на выходах вентилей В} и В2 в отсутствии ТИ
действуют уровни логического 0, т. е. триггеры Тг} и Тг2 подготовлены к
переключению, ожидая поступление фронта F очередного, т. е. четвертого
по счету ТИ. На входе С триггера Тг3 также действует уровень 0, т. е. и он
подготовлен к переключению в инверсное состояние. В результате, при
поступлении четвертого ТИ он пройдет по цепочке из элементов В2,
переключая своим фронтом F триггеры Тг^ Тг2 и 7г3 в инверсное состоя-
ние, и в счетчике установится код 100 (2j = 22 = 0, Q. = 1), что соответ-
ствует цифре 4 десятичного кода.
Обращаясь к рассмотренным схемам рис. 5.11, я, в и г, можно отметить,
что для построения синхронных суммирующих счетчиков на триггерах CF JK -
типа для образования межразрядных связей используются выходы тригге-
ров 2, а при использовании CF D-триггеров — выходы триггеров Q.
Аналогично выполняются синхронные счетчики на триггерах LF
(рис. 5.11, д, е) и F типов, работающих в режиме счетных триггеров. Други-
ми словами, при построении счетчиков, фиксирующих информацию по
фронту F, применяются те же схемотехнические приемы, что и при постро-
ении счетчиков на триггерах, фиксирующих информацию по фронту F.
Однако в общем случае при построении счетчиков, фиксирующих инфор-
мацию по фронту F, предпочтение следует отдавать счетчикам на триггерах
LF- и FL -типов, поскольку у них блокировка информации осуществляется
самим фронтом F входного сигнала, тогда как у триггеров /-типа эта блоки-
ровка осуществляется с задержкой как минимум на тср после поступления
фронта F входного импульса.
5.3.5. Вычитающие счетчики
Вычитающими называются счетчики, в которых поступление каждого счет-
ного импульса на вход счетчика приводит к уменьшению состояния после-
днего на единицу десятичного кода. Так, если, например, счетчик имеет
три разряда и в нем записан код 1112 (710), то поступление одного импульса
Глава 5. Счетчики
на его вход переведет счетчик в состояние 1102 (610). При этом, если счетчик
выполнен на триггерах LF-типа, то он установится в состояние ПО после
окончания счетного импульса, а если он выполнен на триггерах LF-типа, то
в состоянии 110 он установится по фронту Fвходного сигнала. Если счетчик
находится в состоянии 0002 (010), то поступление счетного импульса пере-
ведет счетчик в состояние 11(710). На рис. 5.11, ж приведен вычитаю-
щий синхронный счетчик, выполненный на триггерах СLpJK-типа. Из
диаграммы рис. 5.11, з видно, что если счетчик находится в состоянии ООО
(С] = Q? = Q3 = 0) , то с поступлением фронта F счетного импульса все
триггеры установятся в состояние Ql = Q2 = Q3 = 1. После окончания
следующего счетного импульса в счетчике зафиксируется код 110 (0] =0,
Q2 = Q3 = 1), после третьего импульса — код 101 (510) и т. д. И, наконец,
восьмым импульсом счетчик вернется в исходное нулевое состояние.
На рис. 5.11, и приведена схема синхронного вычитающего счетчика,
выполненного на триггерах ClFJK-типа и диаграмма его работы для трех
разрядов (рис. 5.11, к). Из диаграммы видно, что по фронту F первого
счетного импульса все разряды счетчика одновременно устанавливаются
в состояние Q = 1 ((^ = Q2 = Q3 = 1), если до его поступления все разряды
счетчика находились в нулевом состоянии (Qj = Q2 = Q3 = 0)- Фронтом F
второго импульса в счетчике установится код НО (Ql = 0, Q2 = Q3 = 1)
и т. д.
5.3.6. Работа счетчика, фиксирующего информацию
по фронту F, в режиме фиксации по фронту F
Отечественная промышленность выпускает два вида счетчиков:
• счетчики, фиксирующие информацию по фронту F;
• счетчики, фиксирующие информацию по фронту F.
Примером первого вида счетчиков является, например, счетчик ИЕ19
серии 533.
Примером второго вида счетчиков является, например, счетчик ИЕ19
серии 1533, 1554. Однако не всегда в распоряжении разработчика имеются
два вида счетчиков. Но это и не обязательно, поскольку, имея один тип
счетчика, другой вид легко получить, используя простой схемотехнический
прием. Рассмотрим, как это можно сделать на примере счетчика, фиксиру-
ющего информацию по фронту F. Допустим , что мы имеем счетчик, фик-
сирующий информацию по фронту F, каждый разряд которого выполнен
на ClFRS-триггерах . Необходимо выполнить счетчик, фиксирующий ин-
формацию по фронту F. На рис. 5.11, л показан синхронный счетчик из
двух разрядов, каждый из которых выполнен на триггерах C// /?F-rnna,
выполненных по схеме М-S основного (Л7) и вспомогательного триггеров
(5) с разнополярным тактированием. Как видно из рис. 5.11, л, схема счетчика
отличается от традиционного, фиксирующего информацию по фронту F,
наличием дополнительного инвертора (50).
Рассмотрим работу схемы.
5.4. Реверсивные счетчики 201
В исходном состоянии, т. е. в отсутствии ТИ на выходе элемента Яо
уровень логической 1 (Z?o = 1). В результате осуществляется запись инфор-
мации в триггеры М из триггеров S. Пусть Тгх и Тг2 находятся в состоянии
логического 0(^=0, Ql = 1, Q2 = 0, Q2 = 1). В результате только триггер
Л/триггерного устройства Тгх будет установлен в состояние логической 1.
На выходе В2 действует уровень логического 0, и, следовательно, триггер
Тг2 находится в режиме хранения информации. При поступлении фронта F
входного сигнала (ТИ = 1) на выходе элемента Во сформируется уровень
логического 0. И так как верхний триггер (триггер 5)14 тактируется сигна-
лом с уровнем логического 0, то информация из триггера М перепишется в
триггер 5, т. е. триггер S установится в состояние логической 1 (Ql = 1).
После окончания ТИ (50 = 1) на выходе В2 сформируется уровень логичес-
кой 1, и, следовательно, теперь в триггер Мтриггерного устройства Тг2 устано-
вится в состояние логической 1. В итоге с поступлением фронта F следующего
ТИ триггер установится в нуль, а Тг2 — в единицу (Q{ = 0, Q2 = 1).
Таким образом, хотя разряды счетчика выполнены на триггерах, фикси-
рующих информацию по фронту F, счетчик в целом, т. е. с учетом венти-
лей Z?o, Bv В2 работает по фронту F (см. рис. 5.11, м).
Из описания работы схемы рис. 5.11, л следует , что типовой счетчик,
фиксирующий информацию по фронту F, будет работать в режиме фикса-
ции по фронту F, если входные сигналы на его тактовый вход подавать
через дополнительный вентиль Яо (см. рис. 5.11, я)15.
5.4. Реверсивные счетчики
Реверсивными называют счетчики, которые могут работать и в режиме сум-
мирования, и в режиме вычитания импульсов, поступающих на вход счет-
чика. В зависимости от требований, предъявляемых к схеме управления,
реверсивные счетчики могут быть двух видов:
1) с одним счетным и двумя управляющими входами;
2) с двумя счетными входами.
Реверсивный счетчик первого типа осуществляет суммирование или
вычитание импульсов в зависимости от разрешающего уровня на управляю-
щих входах. При наличии сигнала разрешения операции сложения (Рс = 1)
происходит суммирование импульсов, а при наличии сигнала разрешения
операции вычитания (Рв = 1) — вычитание. Одновременное действие двух
разрешающих уровней исключается.
В реверсивных счетчиках второго типа по одному входу поступают им-
пульсы для сложения, а по второму — для вычитания, т. е. для них не требу-
14 При условии, что счетчик выполнен по схеме синхронного счетчика, аналогично схеме
рис. 5.11, н.
15 Напомним, что триггерные устройства, выполненные на двух тактируемых триггерах,
кроме способа М-S, именуются триггерами, выполненными по способу ведущего и ведомого
триггеров (способ В.В) или по способу нижнего (Я) и верхнего (Z?) триггеров (способ Н.В).
В триггерах, выполненных по способу М-S, триггером М (ведущим, нижним) обычно называ-
ют тот триггер, информация в который записывается от внешнего источника под действием
ТИ с уровнем логической 1(J"L).
202 Глава 5. Счетчики
Qi Qi Qi Q<
Рис. 5.12. Схема реверсивного счетчика с одним счетным и двумя управляю-
щими входами
ется дополнительных уровней управления. Пример реализации счетчика пер-
вого типа с параллельным переносом приведен на рис. 5.12. Рассмотрим его
работу в режиме вычитания, чему соответствует следующее распределение
уровней на шинах управления: Рв = 1, Рс = 0. Пусть в счетчике записан код
1111, что соответствует цифре 15. В этом случае подготовленным к переклю-
чению окажется только первый триггер. В результате по окончании первого
импульса в счетчике зафиксируется код 1110 (Q} = 0, Q2 = Q3 = 04 = 1),
соответствующий цифре 14. Теперь к моменту поступления следующего им-
пульса будет подготовлен к переключению второй разряд счетчика, так как
на всех входах вентиля И2 кроме одного, действуют высокие уровни 1.
В итоге после окончания следующего импульса в счетчике установится код
1101 (Ql = 1, Q2 = 0, Q3 = Q4 = 1), соответствующий цифре 13 и т. д.
На рис. 5.13 приведена схема реверсивного счетчика со сквозным пере-
носом, имеющая два управляющих входа. В этой схеме при поступлении
счетных импульсов по каналу сложения (Тс) включаются цепи формирова-
ния сигналов переноса (В^ В3. В5), обеспечивающие суммирование им-
пульсов. В самом деле, пусть счетчик находится в состоянии 1101 (Q, = Q2 =
= Q4 = 1, Q3 = 0). В этом случае подготовленными к включению окажутся
вентили В} и Ву В итоге сигнал Тс поступит сначала на первый разряд, и
затем вследствие сквозного переноса пройдет через вентили В{ и В3, и по-
ступит на входы второго и третьего триггеров, т. е. в счетчике установится
код 1100, соответствующий цифре 12 вместо исходного числа 11. При по-
ступлении счетных импульсов по каналу вычитания (Гв) срабатывают вен-
Рис. 5.13. Схема реверсивного счетчика с двумя счетными входами
5.5. Счетчики с произвольным коэффициентом счета
Рис. 5.14. Схема реверсивного счетчика со сквозным переносом и двумя уп-
Рис. 5.15. Схема реверсивного счетчика потенциального типа со сквозным
переносом
тили формирования сигналов заема (вентили В2, 54, В6), и счетчик будет
работать в режиме вычитания, уменьшая свои показания на 1 с приходом
каждого импульса.
На рис. 5.14 приведена схема реверсивного счетчика со сквозным пере-
носом и двумя управляющими входами. Работа счетчика аналогична рас-
смотренному выше на рис. 5.13. В данной схеме элемент И-ИЛИ включен
в первом разряде для защиты от воздействия импульсов, которые могут
случайно поступать на первый разряд счетчика, при Рс = 0.
На рис. 5.15 приведена схема реверсивного синхронного счетчика потен-
циального типа со сквозным переносом. В таком счетчике исключена зави-
симость длительности счетного импульса от разрядности, которая имеет ме-
сто в схеме счетчика на рис. 5.13, и это является одним из его преимуществ.
Кроме рассмотренных схемных решений возможны и другие способы
организации реверсивных счетчиков, например, по схеме обращения кода
[1] или на основе многофункциональных триггеров, имеющих несколько
информационных и тактирующих входов. Однако схемы таких счетчиков
не находят практического применения ввиду их сложности.
5.5. Счетчики с произвольным
коэффициентом счета
Рассмотренные выше счетчики имели коэффициент счета 2Л, где п — число
разрядов счетчика. На практике нередко возникает необходимость в счет-
чиках, коэффициент счета которых отличен от 2". Очень часто применяют-
Глава 5. Счетчики
ся счетчики с Ксч = 3, Ксч = 10, имеющие 3 и 10 устойчивых состояний
соответственно. Наиболее широко известный принцип построения таких
счетчиков основан на исключении избыточных (запрещенных) устойчивых
состояний у счетчика с Ксч = 2п. Число запрещенных состояний Ссч для
любого счетчика можно определить следующим образом:
(7СЧ = 2я - ксч. (5.5)
Так, у счетчика с /Ссч = 3, который выполняется на двух триггерах, и у
счетчика с Ксч = 10, который выполняется на четырех триггерах, число из-
быточных состояний, согласно выражению (5.5), равно 1 и 6 соответствен-
но. В общем случае выбор последовательности устойчивых состояний, ко-
торые может принимать счетчик с /Ссч 2" в процессе счета, зависит от его
назначения. В зависимости от того, какие состояния счетчика выбираются
в качестве рабочих, все счетчики с произвольным коэффициентом счета
можно подразделить на счетчики с естественным и произвольным поряд-
ком счета. Существует целый ряд схемных решений, позволяющих строить
счетчик с /Ссч * 2" первого или второго вида. При этом в некоторых случаях
один и тот же способ построения можно применять для счетчиков как с
естественным, так и с произвольным порядком счета.
5.5.1. Счетчики с естественным порядком счета
Особенностью таких счетчиков является то, что порядок их счета соответ-
ствует порядку обычных суммирующих или вычитающих счетчиков. Разни-
ца заключается лишь в том, что если в суммирующем счетчике счет начи-
нается с 0 и оканчивается числом 2п — 1, то в счетчике с /Ссч * 2п он оканчи-
вается числом Ксч — 1, называемым емкостью счетчика.
Известны различные схемотехнические способы построения счетчиков
с естественным порядком счета. Наиболее распространенным из них яв-
ляется способ, основанный на запрете (блокировке) поступления входно-
го сигнала в разряды счетчика, находящиеся в состоянии 0. Схема одного
из вариантов такого счетчика с параллельным переносом приведена на
рис. 5.16, а. Подсчет импульсов до девятого включительно происходит в
естественном порядке счета 0000, 0001, 0010, ..., 1001, т. е. точно так же, как
в суммирующем счетчике с параллельным переносом. После окончания
Рис. 5.16. Схема десятичного счетчика (а) и диаграмма его работы (б)
5.5. Счетчики с произвольным коэффициентом счета
восьмого импульса в счетчике зафиксируется код 1000 (Ql = Q2 = Q3 = 0,
Q4 = 1), что приведет к закрыванию вентиля Вх уровнем (?4 = 0. После
окончания девятого импульса в счетчике установится код 1001, и вентиль
В4, который до этого был постоянно закрыт сигналом 04 = 0, теперь будет
подготовлен для прохождения десятого импульса. С его приходом в счетчи-
ке должен был бы установиться код 1010 (цифра 10). Однако этого не
произойдет, поскольку вентиль Вх закрыт уровнем 04 = 0 (блокируется
поступление счетного импульса на вход второго триггера), а вентиль В2
закрыт уровнем Q2 = 0. В результате десятый счетный импульс поступает
на входы только первого и четвертого разрядов, т. е. тех разрядов, которые
находятся в состоянии 1. В итоге после окончания десятого импульса счет-
чик установится в состояние 0 (см. рис. 5.16, б). Для организации блоки-
ровки используются выходные сигналы со старших разрядов счетчика на
младшие.
Однако этот способ организации блокировки не является единствен-
ным. На рис. 5.17 показана схема счетчика с Ксч = 12, в которой для органи-
зации блокировки используется дополнительный элемент дешифрации,
имеющий прямой и инверсный сигналы. Данный способ, хотя и требует
дополнительного элемента дешифрации, отличается от первого большей
универсальностью и алгоритмичностью процесса проектирования счетчиков
с любым заданным значением Ксч. Этот счетчик работает следующим обра-
зом. Вплоть до одиннадцатого импульса код 1011 (03 = 0; Ql = Q2 = Q4 = 1);
схема работает в режиме обычного суммирующего счетчика, поскольку на
выходе дешифрирующего элемента В3 действует уровень 1. После оконча-
ния одиннадцатого импульса на выходе вентиля В3 устанавливается уро-
вень 0, а на выходе вентиля В4 — уровень 1, под действием которых будет
закрыт вентиль В{ (В{ = 0) и открыт вентиль В2 (В2 = 1). В итоге двенадца-
тый импульс на входе счетчика поступит только на первый, второй и чет-
вертый разряды, и после его окончания счетчик установится в исходное
нулевое состояние: Ql = Q2 = Q3 = Q4 = 0. В этом случае на выходе элемен-
та В3 сформируется уровень 1, и счетчик вновь будет подготовлен к приему
следующей серии из 12 импульсов. Рассмотренный способ наиболее удобен
при проектировании счетчиков импульсного или потенциального типа с
параллельным или сквозным переносом.
Рис. 5.17. Схема синхронного счетчика с Ксч = 12
206 Глава 5. Счетчики
Сформулируем правила, позволяющие проектировать подобные счет-
чики с естественным порядком счета и /Ссч * Т. Для построения счетчика с
заданным значением /Ссч необходимо:
• пользуясь выражением
«р.сч = llog2*X (5.6)
определить число разрядных триггеров;
• записать десятичное число Ксч — 1 в двоичном коде;
• с помощью дополнительного элемента выполнить дешифрацию двоично-
го кода, соответствующего десятичному числу Ксч — 1;
• прямой выход дополнительного элемента подключить к вентилям, фор-
мирующим сигнал переноса в триггеры, которые согласно числу Ксч — 1,
представленному в двоичном коде, находятся в состоянии 0;
• инверсный выход дополнительного элемента использовать как сигнал раз-
решения для прохождения входного сигнала через операцию ИЛИ на входы
тех разрядов, которые находятся в состоянии 1 согласно числу Асч — 1,
записанному в двоичной форме, и не должны переключаться в состояние 0.
Пользуясь этими правилами, спроектируем синхронный счетчик с Ксч = 11
на триггерах вида Тр с параллельным переносом. Используя выражение
(5.6), находим, что для такого счетчика требуется лрсч = [logj 1]+ = 4 триг-
гера (рис. 5.18, а).
Запишем число Ксч — 1 = 11 — 1 = 10 в двоичной форме: 1010. Строим
схему обычного суммирующего счетчика с параллельным переносом с
Ксч = 24 = 16 и подключаем к нему дополнительный элемент В5, Вь, дешиф-
рирующий состояние 1010 (дешифрация состояний может быть упрощен-
ной, т. е. осуществляться не по всем разрядам кода двоичного числа, соот-
ветствующего десятичному числу Ксч — 1). Из анализа кода 1010, соответ-
ствующего числу Ксч — 1 = 10, находим, что в состоянии 0 находятся первый
и третий разряды счетчика. Следовательно, вентиль переноса В3 третьего
разряда уже удерживается в закрытом состоянии сигналом = 0. Поэтому
выход элемента В5 достаточно подключить ко входу вентиля Bv Так как,
согласно коду 1010, в состоянии 1 находятся четвертый и второй разряды и
они не могут самостоятельно переключиться в состояние 0 от действия
одиннадцатого импульса, то в эти разряды через операцию ИЛИ введены
двухвходовые элементы И, на один из входов которых поступает сигнал с
выхода элемента В6, а на второй — входной и модуль. В результате, с по-
ступлением одиннадцатого импульса только второму и четвертому разря-
дам дано право на переключение в инверсное состояние, и в счетчике по
окончании одиннадцатого импульса установится начальный нулевой код.
Рассмотрим еще один схемотехнический способ построения счетчиков
с /Ссч ф Т' основанный на использовании в составе счетчика дополнитель-
ного асинхронного триггера (/?-5)£-типа. Особенности этого способа рас-
смотрим на примере последовательного счетчика с Ксч = 25 (рис. 5.18, б).
Вплоть до двадцать пятого импульса счетчик работает как обычный сумми-
рующий счетчик последовательного типа с непосредственными связями.
После окончания двадцать пятого импульса установится код 11001 (цифра 25),
и (Я-5)£-триггер переключится в состояние 0(0 = 0, Q = 1). Поскольку
выход Q дополнительного триггера подключен к входам непосредственной
5.5. Счетчики с произвольным коэффициентом счета
установки Rd всех триггеров, то все разряды счетчика будут установлены в 0.
Следующий счетный импульс своим фронтом переключит асинхронный
(Я-5)Л-триггер в состояние 1 (Q = 1, Q = 0), и все разряды счетчика вновь
окажутся подготовленными к подсчету очередной серии импульсов.
Этот способ одинаково пригоден для счетчиков любых типов, отличает-
ся простотой, алгоритмичностью, но требует от разрядных триггеров нали-
чия входов непосредственной установки в 0 (входы Rd}. Заметим, что в тех
случаях, когда в счетчик требуется параллельная запись кода, этот способ
может оказаться менее эффективным по сравнению с рассмотренными ра-
нее, так как потребуется введение дополнительных элементов ИЛИ по вхо-
дам. Однако этому способу присущ еще один недостаток, заключающийся
в том, что в счетчике хотя и кратковременно, но все же появляется состоя-
ние, соответствующее коду числа, равного требуемому числу /fc4. Для схе-
мы на рис. 5.18, б это число соответствует двадцать шестому устойчивому
состоянию, т. е. коду цифры 25 (11001). Для этого случая необходимо иметь
208 Глава 5. Счетчики
в виду, что период сигнала, полученный в результате деления, будет не-
сколько больше за счет того, что сброс триггеров в 0 осуществляется не
сразу после окончания (в данном случае двадцать пятого импульса), а после
формирования и последующей дешифрации кода, соответствующего числу 25,
переключения (R-S)L-триггера и, наконец, с учетом времени переключения
триггеров по входам Rd.
Выше отмечалось, что все счетчики с произвольным значением /Ссч * Т
имеют запрещенные состояния, число которых определяется из выражения
(5.5). Понятно, что для надежной работы счетчика необходимо, чтобы в
процессе счета он не принимал запрещенные состояния, поскольку это
равносильно сбою не только самого счетчика, но и устройства в целом, что
во многих случаях недопустимо. Если же счетчик в процессе счета все же
установится в один из запрещенных кодов, то необходимо, чтобы он само-
стоятельно и, по возможности, быстрей выходил из него. Вероятность уста-
новки счетчика в запрещенное состояние, очевидно, будет тем больше, чем
больше он имеет запрещенных состояний.
Важным достоинством рассмотренных выше способов построения счет-
чиков является то, что они самостоятельно выходят из запрещенных состо-
яний. При этом максимальная длина цикла определяется числом импуль-
сов согласно выражению (5.5). Пусть в счетчике на рис. 5.18, б установился
код 11010 (число 26). В этом случае блокирующий триггер будет находиться
в состоянии 0 = 1, и счетчик, в худшем случае, будет продолжать счет
вплоть до тридцать первого импульса и лишь тридцать вторым импульсом
установится в рабочий код 00000. Следовательно, запрещенный цикл со-
ставит 6 импульсов. Ускорить процесс переключения счетчика в рабочий
код можно, например, за счет введения в его состав дополнительных схем,
регистрирующих запрещенные комбинации и возвращающих счетчик в ра-
бочий код. Однако это приводит к значительному усложнению схемы. Сле-
дует отметить, что для схемы рис. 5.18, б цикл запрещенных кодов будет
меньше максимального. Последнее обусловливается неполной дешифра-
цией требуемого состояния.
Кроме приведенных возможны и другие схемотехнические способы про-
ектирования счетчиков с естественным порядком счета. Однако рассмот-
ренные способы при сравнительно небольших дополнительных затратах
позволяют достаточно легко и быстро проектировать счетчики с Л^сч * 2л,
что является их несомненным преимуществом.
5.5.1.1. Счетчики с Ксч * 2п, использующие R-входы
На рис. 5.19, а приведен еще один вариант построения схемы счетчика с
/Ссч * Т с использованием асинхронного входа счетчика R.
В качестве примера рассмотрен счетчик с = 7. Схема работает следу-
ющим образом. До шестого импульса она работает как обычный суммиру-
ющий счетчик, принимая последовательно состояния 000, 001, 010, ..., 101.
После окончания 6-го импульса в счетчике установится код 110 (03 = 02 = 1,
0, = 0). На выходе вентиля сформируется логическая 1, и триггер 7г4,
фиксирующий информацию по фронту F, будет подготовлен к включению.
С поступлением 7-го импульса триггер Тг4 устанавливается в 1 (04 = 1,
5.5. Счетчики с произвольным коэффициентом счета
(?4 = 0). В результате, после окончания 7-го импульса на выходе вентиля В2
сформируется уровень 1 (т. к. Q. = 0 и ТИ = 0), и счетчик по входу R
сбросится в 0 (0j = Q2 = Q3 = 0). Поскольку сигнал на выходе вентиля В2
(В2= 1) сформируется с задержкой гср после окончания ТИ, то на выходе
счетчика не сможет появиться состояние из всех 1 (хотя и кратковремен-
но), характерное для схемы рис. 5.18, б16.
Одновременно после окончания 7-го ТИ на выходе вентиля В} устанав-
ливается уровень О (В{ = 0), и триггер Тг4 будет подготовлен к переключе-
нию в 0 (04 = 0) по входу D фронтом следующего импульса.
В результате, фронтом 8-го импульса триггер Тг4 сбросится в О (Q4 = О,
Q4 = 1), на выходе вентиля В2 сформируется уровень 0, и тем самым будет
снята блокировка со входов R всех триггеров.
Следовательно, после восьмого импульса счетчик устанавливается в со-
стояние 001 (Qj = 1, Q2 = Q3 = 0), т. е. в первое состояние, и начинается
новый цикл работы.
На рис. 5.19, б показана реализация схемы рис. 5.19, а на основе типо-
вой схемы счетчика ИЕ19 (серия 533) и триггере ТМ2 (серия 1533).
При работе часто возникает необходимость фиксировать информацию
по фронту F. Принцип построения такого счетчика рассмотрим на примере
схемы рис. 5.19, в, где показан счетчик с Ксч = 7. Схема содержит счетчик,
фиксирующий информацию по фронту F, дополнительный триггер СlPD-
типа и два элемента Вх и В2.
Такая схема работает следующим образом. Каждый входной импульс
своим фронтом F переводит счетчик в следующее состояние, т. е. он рабо-
тает в режиме суммирующего счетчика с естественным порядком счета (коды
001, 010, ..., 101, 110). Фронтом F6-ro импульса в счетчике зафиксируется
код 110 ((?! = 0, Q2 = Q3 = 1). При этом триггер Тг} будет оставаться в
состоянии 0 (Q = 0). После окончания 6-го импульса, т. е. фронтом F
этого импульса, триггер Гг} установится в единичное состояние (Ql = 1,
ё, = 0).
В результате вентиль В2 будет подготовлен к переключению. С поступ-
лением фронта F седьмого импульса на выходе вентиля В2 сформируется
логическая 1 (В2 = 1), и счетчик Счх по выходу R сбросится в О (Q} = (F =
= Q3 = 0).
В итоге, счетчик, вместо того чтобы установиться в 7-ое состояние, ус-
тановится в 0. На выходе вентиля В1 сформируется уровень 0, который
поступает на вход D триггера Тгх. Так как триггер Тг{ фиксирует информа-
цию по фронту F, то после окончания 7-го импульса он установится в 0
(Q = О, Q = 1) , и тем самым будет снята блокировка со входа R счетчика
Сч{. В результате фронтом 8-го импульса счетчик установится в единичное
состояние (Ql = 1, Q2 = Q3 = 0), т. е. начнется новый цикл работы схемы.
Рассмотрим случай, когда триггер 7>j случайно установился в 1 (Q = 1,
т. е. произошел сбой), а на его входе D — уровень 0. В результате, первый
16 Время из одной задержки недостаточно для передачи информации из основного во
вспомогательные триггеры всех триггерных устройств СЛ^£)-типа.
210 Глава 5. Счетчики
Рис. 5.19. Счетчики17:
а — с Ксч = 7 на триггерах СLp D-типа; б — с Ксч = 7, фиксирующий инфор-
мацию по фронту F на типовых ИС; в — с Ксч = 7, фиксирующий ин-
формацию по фронту F; г — с Ксч = 7, фиксирующий информацию по фронту F
(J_ — соединение с минусовым выводом источника питания микросхем);
д — диаграмма работы счетчика
приходящий импульс сформирует уровень 1 на выходе вентиля В2 (В2 = 1),
и счетчик обнулится по входу R. И так как на выходе вентиля В{ будет
действовать уровень логического О (В{ = 0), то после окончания первого
импульса триггер 7г1 установится в 0 (Q = 0), и схема будет готова к работе
в нормальном режиме, т. е. сбойная ситуация восстановлена. Допустим,
что в схеме возникает другая сбойная ситуация, когда триггер Тг} устано-
вится в состояние логической 1 (Q = 1) и уровень логической 1 возникает
на выходе вентиля В} еще до поступления 6-го импульса. В этом случае с
поступлением фронта F первого импульса на выходе вентиля В2 сформи-
руется 1 (2?! = 1), и счетчик по входу R установится в 0 (Qj = Q2 = Q3 = 0).
При этом на выходе вентиля В{ сформируется уровень логический 0, и
после окончания первого импульса триггер Тг{ установится в О (Q = 0), т. е.
сбойная ситуация восстановлена.
Общим свойством всех счетчиков с Ксч * 2п. использующих R входы,
является то, что переход в нулевое состояние осуществляется на (2—3)тср
раньше, чем это имеет место в описанных выше счетчиках, не использую-
щих Л-входы. Последнее обусловлено тем, что установка счетчика по входу
R всегда быстрее, чем по тактовому входу С. Последнее обстоятельство
необходимо учитывать при построении синхронных счетчиков, а для асин-
хронных счетчиков этот момент не важен. Общим, хотя и не значительным
недостатком счетчиков с Ксч * 2", выполняемых с использованием входа
установки /?, является наличие дополнительного триггера, что увеличивает
у такого счетчика число запрещенных состояний из-за возможности сбоя
информации в последнем.
17 Буквы ТТозначают, что триггерное устройство выполнено на двух тактируемых тригге-
рах, т. е. по схеме М-S. Стрелка у С-входа (\) означает, что это триггер вида LF, а стрелка (/) —
что это триггер вида L F.
Глава 5. Счетчики
На рис. 5.19, г показана схема счетчика с Ксч * Т, использующая вход
установки /?, но без дополнительного триггера. В ней вместо триггера ис-
пользуется схема выделения фронта F (10) , выполненная на вентилях В2,
Д3, В4 и конденсаторе Сг
Схема Ксч = 7 реализована на счетчике ИЕ19, фиксирующем информа-
цию по фронту F. До прихода 6-го импульса на выходе вентиля действу-
ет уровень О (В] = 0). В результате, на выходе В3 уровень 1 (В3 = I) и,
следовательно, на выходе В4 уровень нуля, и схема работает как обычный
суммирующий счетчик. С поступлением 7-го счетного импульса на выходе
элемента В{ формируется импульсный сигнал (рис. 5.19, д) с уровнем логи-
ческой 1. При этом состояние на выходе элемента В4 остается равным нулю.
На выходе элемента В2 сформируется уровень 0, за счет чего обеспечивает-
ся разряд конденсатора Ср который до этого момента находился в заряжен-
ном состоянии до уровня логической единицы. Уровень логического нуля
будет и на выходе элемента В3 (В3 = 0). После окончания 7-го импульса на
обоих входах элемента В4 действуют уровни логического 0. В результате, на
выходе элемента В4 сформируется логическая единица, которая и устанав-
ливает все разряды счетчика в ноль по входу R.
Длительность импульса, формируемая на выходе вентиля В4, будет оп-
ределяться постоянной времени заряда конденсатора Сг После заряда кон-
денсатора Ср на выходе элемента В3 уровень логической 1. Следовательно,
на входе R счетчика сформируется уровень нуля, и схема будет готова к
приему нового цикла входных импульсов. Для правильной работы схемы
необходимо, чтобы к моменту прихода следующего, т. е. 8-го импульса,
конденсатор успел зарядиться до уровня логической 1. Тогда сигнал на
выходе элемента ВА будет равен логическому нулю и не препятствовать ра-
боте схемы. Схема исключительно проста, и, как видно из рис. 5.19, г, не
требует дополнительного триггера.
В заключение этого параграфа необходимо отметить, что схемы счетчи-
ков с Ксч * 2", проектируемые с использованием входа сброса Л, реализуют-
ся (как правило) с меньшим числом логических элементов по сравнению
со схемами, использующими тактовые входы, и наиболее удобны в проек-
тировании при наличии в составе серии ИС готовых счетчиков (например,
счетчик ИЕ19). При проектировании счетчиков Асч * 2" в составе БИС
предпочтение следует отдать счетчикам, переключаемых по тактовому входу,
(т. е. без использования Л-входов) как более надежным и качественным в
работе.
5.5.2. Счетчики с произвольным порядком счета
Двоичными счетчиками с произвольным порядком счета называются такие
счетчики, которые в процессе счета могут принимать состояния, не соот-
ветствующие их представлению в двоичном коде. Существует множество
способов построения таких счетчиков. Однако на практике наиболее часто
применяются счетчики с принудительным насчетом и с начальной установ-
кой кода. Следует отметить, что счетчики, построенные такими способами,
используются, в основном, в качестве делителей частоты. В общем случае к
5.5. Счетчики с произвольным коэффициентом счета
разряду счетчиков с произвольным порядком счета можно отнести все счет-
чики, работающие в специальных кодах, например, в коде Грея, двоично-
десятичные счетчики в кодах 8421 + 3; 2421 и т. д.
5.5.3. Счетчики с принудительным насчетом
Особенность построения таких счетчиков заключается в том, что в процес-
се счета отдельные разряды принудительно устанавливаются в состояние 1.
Как правило, такие счетчики работают следующим образом. Сначала пока-
зания счетчика изменяются в естественной форме, начиная от 0 и кончая
некоторым числом х < (Ксч — 1). С приходом очередного импульса счетчик
вместо состояния х + 1 принимает состояние (2п — 1). В результате, следу-
ющим входным импульсом счетчик вернется в начальное состояние. Прак-
тически принудительный насчет осуществляется за счет введения обратных
связей со старших разрядов на младшие, под действием которых соответ-
ствующие разряды счетчика, находящиеся в состоянии 0, вне очереди пере-
ключаются в состояние 1. Обратные связки со старших разрядов на млад-
шие, как правило, выполняются на входы ^-разрядных триггеров.
На рис. 5.20 показана схема счетчика с Ксч = 10, построенного на TlP-
триггерах по схеме последовательного счетчика с непосредственными свя-
зями. В этой схеме для исключения шести избыточных состояний введена
обратная связь с выхода вентиля В{ на входы третьего и второго разрядов.
Во время первых восьми импульсов счетчик работает как суммирующий.
С приходом девятого импульса на выходе вентиля В} формируется сигнал 1,
поступающий на входы Sd второго и третьего разрядов соответственно.
В результате, по окончании 9-го импульса все разряды счетчика окажутся в
состоянии 1. Таким образом, счетчик как бы насчитывает лишние шесть
единиц, так как вместо очередного состояния 1001 сразу переходит в состо-
яние 1111. Следующий десятый импульс возвращает счетчик в исходное
состояние. Если в схеме на рис. 5.20 выполнить связь (показана штриховой
линией), а именно с выхода элемента В2 на вход Sd третьего разряда, то
счетчик будет насчитывать лишние четыре единицы, т. е. получим счетчик
с Ксч = 12. В схеме счетчика с Ксч = 10 насчет осуществляется девятым
импульсом, т. е. одновременно с установкой первого разряда в состояние 1.
В связи с этим установка младшего разряда в состояние 1 за счет обратной
связи с выхода старшего разряда, как это показано, на рис. 5.20, оказывает-
ся невозможной. Следовательно, только за счет введения в состав счетчика
на рис. 5.20 одного дополнительного инвертора невозможно построить счет-
Рис. 5.20. Схема последовательного счетчика с Ксч = 10
214 Глава 5. Счетчики
чик с Ксч = 9, 11, 13. Счетчик с указанными коэффициентами счета можно
выполнить, если ввести в его состав дополнительный триггер аналогично
счетчику на рис. 5.19 с той лишь разницей, что здесь выход плеча Q допол-
нительного триггера необходимо подключать ко входам Sd тех триггеров,
которые должны быть установлены в состояние 1.
5.5.4. Счетчики с начальной установкой кода
Этот вид счетчиков, в общем случае, можно отнести к счетчикам с прину-
дительным насчетом, у которых насчет осуществляется не в процессе счета,
а посредством внешней установки счетчика в исходное состояние, соответ-
ствующее числу запрещенных состояний. Принцип построения таких счет-
чиков рассмотрим на примере счетчика с Ксч = 10 (рис. 5.21). В исходном
состоянии по шине «Установка» в счетчике записывается код ОНО, соот-
ветствующий числу запрещенных состояний GC4 = 2п — Ксч. Такая установка
осуществляется подачей сигнала с уровнем 0 на установочные входы Sd
второго, третьего и на входы Rd первого и четвертого разрядов. При поступ-
лении сигналов на вход счетчика его показания будут изменяться от исход-
ного кода 0110 до кода 1111 в порядке возрастания двоичных чисел. После
окончания девятого импульса в счетчике установится код 1111, и на выходе
вентиля В5 сформируется уровень 0, закрывающий вентили В2 и В3 по од-
ному входу. В результате, следующий по счету десятый импульс поступит
только на первый и четвертый разряды, и счетчик установится в начальный
код ОНО. Построим на основе схемы на рис. 5.21 счетчик с Ксч = 9, для
чего, согласно выражению (5.5), необходимо исключить семь избыточных
состояний. Для этого следует выполнить обратную связь со схемы И-НЕ,
дешифрирующей код 1111, на входы вентилей первого, второго и третьего
разрядов и предварительно установить в счетчике код 0111. В общем случае
для построения счетчика с заданным значением Ксч по способу с начальной
установкой кода, равного (?сч, необходимо:
• определить разрядность счетчика с Ксч = 2", на основе которого должен
выполняться счетчик с заданным значением Ксч;
• по выражению G = 2п — Ксч определить число избыточных комбинаций и
записать его в виде и-разрядного двоичного числа;
Рис. 5.21. Схема синхронного счетчика с Ксч = 10 и начальной установкой кода
5.6. Логические методы синтеза счетчиков
• выполнить связи с выхода элемента, дешифрирующего код 2" — 1, через
операцию И на счетные (или разрешающие V) входы тех триггеров, кото-
рые должны находиться в состоянии 1, если в него записать двоичный
код, равный числу (?сч.
Кроме рассмотренных существуют и другие схемотехнические способы
построения счетчиков на основе счетных триггеров. Однако приведенные
способы получили наибольшее распространение, что объясняется просто-
той и алгоритмичностью процедуры синтеза счетчиков на их основе. Кроме
того, счетчики, построенные в соответствии с рассмотренными способами,
самостоятельно возвращаются в рабочий код в случае сбоя.
5.5.5. Адресные счетчики
В устройствах управления вычислительных систем и автоматики часто воз-
никает задача произвольного задания адресов начала выполнения команд с
последующим увеличением (модификаций) адреса команды на единицу.
Такие функции реализуются на адресных счетчиках, которые наряду со счет-
ным входом имеют входы для параллельной записи информации. Схема
одного из вариантов такого счетчика показана на рис. 5.22. Счетчик выпол-
нен на основе СLpD-триггеров, имеющих входы Rd и Sd непосредственной
установки триггера, которые можно использовать для организации адрес-
ных входов счетчика ах—ау Запись кода адреса в счетчик происходит при
подаче импульсного сигнала на вход ТА, при этом на счетном входе сигнал
должен отсутствовать. Так, при коде = 1, а2 = 0, а3 = 1 и при поступлении
сигнала на вход ТА в счетчик запишется код 101. В результате последующий
счет импульсов Тсч, поступающих на вход счетчика, начнется с кода 101.
Рис. 5.22. Схема адресного счет-
чика на триггерах С£^/)-типа
5.6. Логические методы синтеза счетчиков
Логические (формальные) методы синтеза счетчиков так же, как и тригге-
ров, основываются на применении теории конечных автоматов. Понятно,
что с помощью таких методов можно синтезировать любые типы счетчи-
ков, в том числе счетчиков с произвольным коэффициентом счета. Однако
следует отметить, что методы синтеза наиболее эффективны в том случае,
когда требуется счетчик, работающий в специальных кодах, либо кодирова-
216 Глава 5. Счетчики
ние состояний счетчика осуществляется произвольно. В этом случае рас-
смотренные выше схемотехнические способы построения счетчиков при-
емлемы, но требуют значительных временных затрат. Поскольку в наибо-
лее общем случае целью всякого синтеза является не только разработка той
или иной схемы, удовлетворяющей предъявленным к ней требованиям, но
и определение, в некотором смысле, оптимальной ее структуры, то разра-
ботчик должен владеть как схемотехническими, так и логическими метода-
ми синтеза. Умелое применение обоих методов и их сопоставление позво-
лит выбрать оптимальный вариант синтезируемой схемы.
Наиболее широко известный логический метод синтеза счетчиков ос-
нован на совместном решении прикладных уравнений счетчика с характе-
ристическими уравнениями триггеров. Здесь используются, как правило,
триггеры C{RS-, Т-, Ct D- и Cz/Антипов, хотя принципиально возможно
применение и других типов триггеров. В настоящей главе этот метод ил-
люстрируется на триггерах СLpJK-типа по той основной причине, что
они входят в состав практически всех отечественных и зарубежных серий
ИМС. Синтез счетчика, как и триггеров, начинается с этапа абстрактного
синтеза. В данном случае абстрактный синтез включает в себя следующие
пункты:
• определение числа элементов памяти (объем памяти автомата);
• кодирование внутренних и выходных состояний автомата;
• установление связи между входными, внутренними и выходными состоя-
ниями (описывается закон функционирования автомата).
Объем памяти автомата вычисляется по формуле (5.6). Два других пун-
кта включают в себя составление таблицы, в которую заносятся внутренние
состояния счетчика и порядок их изменения, а также состояния, в которые
должен устанавливаться счетчик под воздействием входных сигналов. Про-
цедуру синтеза рассмотрим на ряде конкретных примеров применительно к
синхронным счетчикам.
Пример 1 ------------------------------------------------------
Синтезировать счетчик, считающий в такой последовательности: 0, 2, 4, 6,
7, 5, 3, 1, 0, 2, ...
Счетчик имеет восемь состояний, следовательно, согласно выражению
(5.6) для его построения потребуется три триггера, которые надо соединить
так, чтобы выполнялась заданная последовательность переходов. Обозна-
чим эти триггеры через А, В, С. Предположим, что до прихода входного
сигнала счетчик находится, например, в состоянии 0 (QnA = QnB = Q£ = О).
Тогда при поступлении входного импульса счетчик, в соответствии с задан-
ными состояниями, должен перейти в состояние, соответствующее коду
цифры 2 [Qa =Qc = 0, QB = 1), и т. д. Словесное описание работы счетчика
представим в виде табл. 5.2. Здесь индексами QnA. QB, Q" обозначены со-
стояния счетчика до прихода входного сигнала (внутренние состояния ав-
томата), а индексами QA+l, Qb+\ Qc X ~ состояния счетчика после прихо-
да входного сигнала (выходные состояния автомата). На этом этап абстрак-
тного синтеза заканчивается.
5.6. Логические методы синтеза счетчиков
Таблица 5.2
Состояние счетчика Qa «о йв а а" ег ег* ОТ1
1 0 0 0 0 1 0
2 0 1 0 1 0 0
3 1 0 0 1 1 0
4 1 1 0 1 1 1
5 1 1 1 1 0 1
6 1 0 1 0 1 1
7 0 1 1 0 0 1
8 0 0 1 0 0 0
Этап структурного синтеза включает в себя составление прикладных
уравнений триггеров, их минимизацию, последующее совместное решение
характеристических и прикладных уравнений и собственно составление
функциональной схемы счетчика. Прикладными называют уравнения, ко-
торые описывают поведение каждого триггера в момент tfl' 1 как функцию
переменных всех триггеров в момент tn. Другими словами, это уравнение
записывается в виде
Qr' =f[QnA, QnB, Qc, Qnn)-
Для рассматриваемого примера прикладные уравнения запишутся сле-
дующим образом:
071 - (QA QB Qc+Qa Qb Qc+Qa Qb Qc+Qa Qb Qc)"^
Qb" =(QaQbQc+QaQbQc+QaQbQc+QaQbQc)''^
Qc+' = (QaQbQc + QaQbQc + QaQbQc+QaQbQc)"-
После нанесения полученных уравнений на карты Карно (рис. 5.23, а—в)
проводится этап считывания18. Однако в данном случае считывание будем
выполнять таким образом, чтобы полученное выражение в каждом из логи-
ческих произведений обязательно содержало буквы (в прямом или инверс-
ном виде), имеющие тот же индекс, что и у считываемого выражения. На-
пример, если считывается выражение для 2^+1, то в каждом из его членов
должна присутствовать либо буква QA, либо QA. Смысл такого считывания
18
Здесь индексы «п» при минтермах опущены.
218 Глава 5. Счетчики
Qb Qb Qb
а б в
Рис. 5.23. Карты Карно синтезируемого счетчика на восемь состояний:
а — для триггера А; б — для триггера В, в — для триггера С
будет очевиден из последующего изложения материала. В результате счи-
тывания получим
Qa = Qa'Qb'Qc+QaQb + Qc'Qa~Qa (Qb Qc ) + Qa (Qb + Qc) 5
Qb = Qb ' Qc + Qa ' Qb + Qa ' Qb ' Qc = Qb (Qa + Qc) + Qb (Qa ‘Qc)‘>
Qc+l - Qb ' Qc Qa ' Qc Qa ' Qb ' Qc -Qc (Qa 'Qb) + Qc (Qa + Qb)-
Принимая во внимание, что у любого характеристического уравнения,
описывающего поведение триггера, левая часть записывается в том же виде,
что у прикладного уравнения, то применительно к триггеру /Л'-типа можно
записать следующие системы уравнений:
J а • Qa + КА Qa = Qa (Qb Qc) + Qa(Qb + Qc)’
Jв ' Qb + Kb ’ Qb = Qb (Qb + Qc)+ Qb [Qa ' Qc)’
Jc Qc + Kc Qc = Qc (Qa Qg) + Qc (Qa + Qe).
Методом сравнения коэффициентов при буквах Q и Q правых и левых
частей уравнений находим выражения для входов J и К всех триггеров.
Из первого уравнения
J а = Qb Qc - К а ~ Qb Qc
или
К а = Qb +Qc = Qb Qc-
Из второго уравнения
^в ~ Qa + Qc’
или
J в ~ Qa + Qc ~ Qa Qc ,
К в ~ Qa Qc’
откуда
^в ~ Qa Qc ~ Qa +Qc'
5.6. Логические методы синтеза счетчиков
Рис. 5.24. Схема синте-
зируемого счетчика, ра-
ботающего в заданной
последовательности
Qa Qa Qb Qb Qc Qc
Из третьего уравнения
JC - Qa Qb - ~ Qa + Qb
или
К с ~ Qa + Qb ~ Qa ' Qb-
По полученным уравнениям входов строим схему счетчика (рис. 5.24).
Пример 2 ----------------------------------------------------
Синтезировать счетчик с Ксч = 5, работающий в двоичном коде.
Согласно выражению (5.6) для построения счетчика требуется три
триггера. Порядок переключения состояний счетчика приведен в табл. 5.3.
В таком счетчике возможны три избыточных кода, которым соответствуют
произвольные состояния триггеров, что отмечено знаком «*» в соответству-
ющих строках столбцов Qп + 1.
Таблица 5.3
Состояние счетчика Qa Qb Ql er1 er1
Рабочие 1 0 0 0 0 0 1
2 0 0 1 0 1 0
3 0 1 0 0 1 1
4 0 1 1 1 0 0
5 1 0 0 0 0 0
Избыточные 6 1 0 1 * * *
7 1 1 0 * * *
8 1 1 1 * * *
На рис. 5.25, а—в приведены карты Карно для выражений Qn/\ QnB*{ и
<2c+1.
В результате считывания получаем
QnA+'=QbQcQa\ QnB+l =QbQc + QbQc-, Qc+'=QaQc-
Глава 5. Счетчики
Qb Qb Qb
а б в
Рис. 5.25. Карты Карно двоичного счетчика с К = 5:
а — для триггера А; б — для триггера В, в — для триггера С
Записав систему уравнений
J a Qa + Кд Qa = Qb ' Qc ' Qa + Qa ' 0;
J в 'Qb + К в ' Qb ~ Qb ’ Qc + Qb ' Qc>
Jc ' Qc + «с Qc = Qc ' Qa + Qc ' ®
и приравняв коэффициенты, найдем уравнения входов.
Из первого уравнения, приравняв коэффициенты при переменных QA и
Qa. получим
J а = QB Qc; К = 0 или К = 1.
Из второго и третьего уравнений находим
J в — Qc- Кв — Qc или К в — Qc,
Jc=Qa:Kc=0 или Кс = 1.
Схема, полученная в результате синтеза, приведена на рис. 5.26.
Рис. 5.26. Схема синтезиру-
емого счетчика с Ксч = 5
Пример 3-------------------------------------------------
Синтезировать счетчик с Ксч = 10, работающий в двоично-десятичном
коде.
Проделав аналогичные операции, получим следующие уравнения
входов:
J d ~ К D - 1’ Jc ~ Qd Qa ’ Kc-Qd \
J в = К b = Qc Ja=Qb Qc Qd'> Ka=Qd,
Схема счетчика показана на рис. 5.27.
Рис. 5.27. Схема син-
тезируемого счетчика с
Ксч = 10 (в коде 84211)
В табл. 5.4 приводятся значения уравнений входов для двоичных счет-
чиков с естественным порядком счета, имеющих Ксч = 3—9. Следует отме-
тить, что рассмотренный метод синтеза счетчиков не является единствен-
ным. Ниже приводится еще один метод, получивший название метода
непосредственного синтеза. Сущность его заключается в непосредствен-
ном нахождении уравнений входов триггеров, в результате чего отпадает
необходимость в составлении прикладных уравнений. Синтез по этому
методу, как и в первом случае, начинается с составления таблицы, описы-
вающей поведение счетчика. Однако в эту таблицу, которую в дальней-
шем назовем обобщенной, кроме столбцов Qn и Qn 1 входят столбцы с
обозначением информационных входов используемого триггера. Проце-
дуру синтеза и его возможности проследим на примере синтеза синхрон-
ного счетчика с Ксч = 5, реализуемого на базе триггеров CLPJK- и СlPD-
типов.
Таблица 5.4
Входы триггеров ксч=з *с=4 К^=6 *C4=7 *сч=8 *сч=9
А Qb Qb Qb ‘ Qc Qb ' Qc Qb Qc Qb ’ Qc ' Qd
КА 1 Qb Qc Qb Qb ' Qc 1
J в Qa 1 Qc Qc Qc Qd ' Qc
Кв 1 1 Qc Qa ‘ Qc Qc Qd ’ Qc
Jс 1 Qa ‘ Qb 1 Qo
Кс 1 1 1 Qd
J D Qa
KD 1
Пример 4-----------------------------------------------------
Синтезировать счетчик с естественным порядком счета и Ксч = 5 на CLPJK-
триггерах.
Вначале определяется требуемое число элементов памяти (триггеров)
= [log2 5]+ = 3.
222 Глава 5. Счетчики
Затем составляется обобщенная таблица состояний счетчика (табл. 5.5),
описывающая порядок переключения его состояний. Согласно выражению
Ссч = 2п — Ксч = 3 счетчик имеет три неиспользуемых (избыточных) состо-
яния. Как следует из табл. 5.5, состояния сигналов Qj+1, Q^+1, Qc' на не"
используемых комбинациях обозначены знаком *, т. е. они могут прини-
мать произвольные значения.
После заполнения столбцов с индексами Q” и Qn+ 1 заполняются стол-
бцы, обозначающие названия информационных входов используемых триг-
геров. В свою очередь, их заполнение осуществляется на базе табл. 5.6, в
которой приводятся обобщенные значения входов триггеров JK-, D-, Т- и
/?5-типов, хотя принципиально такая таблица может быть составлена для
любого типа триггера.
Рассмотрим порядок заполнения строк табл. 5.6 на примере CLBJK-
триггера.
Строка 1. Триггер до и после поступления входного сигнала находится
в состоянии 0, т, е. Qn = Qn+ I Это условие может быть выполнено, когда
на входе триггера J присутствует уровень 0, а на входе К — либо 0, либо 1
(произвольное состояние, отмеченное знаком *). Именно эти символы за-
носятся в строку 1 столбцов J и К.
Строка 2. Триггер должен перейти из состояния 0 в состояние 1. Это
может быть выполнено при условии, когда на входе J обязательно дей-
ствует уровень 1. При этом на входе К может быть уровень либо 0, либо 1
(т. е. знак *).
Строка 3. Триггер переключается из состояния 1 в состояние 0. Это
условие выполняется при комбинации сигналов на входах триггера J = * и
К= 1.
Строка 4. Триггер находится в состоянии 1 до и после прихода входного
сигнала. Это условие может быть выполнено при комбинации сигналов J = *
и К = 0. Используя данные табл. 5.6, заполняем столбцы JA, КА. Jв, Кви Jc,
Кс обобщенной табл. 5.5. Порядок заполнения этих столбцов рассмотрим
на примере разряда С (триггер 7гс). Триггер 7гсдо прихода импульса нахо-
Рис. 5.28. Карты Карно для счетчика на CLiJK-триггерах:
а, б — для входов триггера А; в, г — для входов триггера В\ д, е — для входов
триггера С
Таблица 5.5
Состояние Qb & G7’ Q*B" or1 Ъв 7гс
'л Кв Л?
Рабочие 1 0 0 0 0 0 1 0 * 0 * 1 *
2 0 0 1 0 1 0 0 * 1 * * 1
3 0 1 0 0 1 1 0 * * 0 1 *
4 0 1 1 1 0 0 1 * * 1 * 1
5 1 0 0 0 0 0 * 1 0 * 0 *
Избыточные 6 1 0 1 * * * * * * * * *
7 1 1 0 * * * * * * * * *
8 1 1 1 * * * * * * * * *
Таблица 5.6
Номер строки Состояние триггера Тип триггера и его входы
JK D т RS
Q" Q" + 1 JK D т R £
1 0 0 0 * 0 0 * 0
2 0 1 1 * 1 1 0 1
3 1 0 * 1 0 1 1 0
4 1 1 * 0 1 0 0 *
Глава 5. Счетчики
Рис. 5.29. Схема синтезируемо-
го счетчика на триггерах ClFJK-
типа с £сч = 5
дится в состоянии 0, т. е. Q" = 0 (строка 1, столбец Q^). После поступления
входного сигнала триггер Тгс должен переключиться в состояние 1, т. е.
Qc + } = 1 (строка 1, столбец Qc + l)- Следовательно, триггер Тгс переходит из
состояния 0 в состояние 1. В соответствии с табл. 5.6 для этого переходного
состояния вход J = 1, а вход К= *. Именно эти символы заносятся в стол-
бцы Jc и Кс табл. 5.5 (Jc = 1, Кс = * и т. д.). При заполнении столбцов
входов J и К на неиспользуемых комбинациях (избыточные состояния) при-
нято считать, что J и К на этих комбинациях принимают произвольные
значения. Затем составляют карты Карно для определения входов J и К
каждого триггера (рис. 5.28, а—е). В результате считывания имеем следую-
щие уравнения для входов J и К:
Ja=Qb'Qc> Кл ~ U ^b~Qc^ Кв = Qc\ ^c~Qa^ = 1-
По полученным данным строим схему счетчика (рис. 5.29).
Пример 5----------------------------------------------------
Синтезировать счетчик с Ксч = 3 на триггерах D-типа. Для построения счет-
чика требуется m = [log-, Асч]+ = 3 элемента памяти. Последовательность
переключения состояний счетчика приведена в обобщенной табл. 5.7, из
которой видно, что счетчик работает в коде Грея и имеет одну неиспользу-
емую комбинацию 10.
Таблица 5.7
Состояние о; Qb СГ' Qb" ТгЛ Тгв
DB
Рабочие 1 0 0 0 1 0 1
2 0 1 1 1 1 1
3 1 1 0 0 0 0
Избыточные 4 1 0 — — — —
Как и в предыдущем случае, столбцы DA и DB заполняются в соответ-
ствии с обобщенной табл. 5.6.
По данным таблицы составляются карты Карно (рис. 5.30, я, б).
В результате считывания находим уравнения входов:
^а = Qa Qb ’ »в = DA.
5. 7. Безвентильные счетчики
Рис. 5.30. Карты Карно
для счетчика на CL?D-
триггерах с Ксч = 3
Qa Qa Qb Qb
Рис. 5.31. Схемы синтезируемо-
го счетчика на триггерах CLfD-
типа с 1сч = 3
Схема счетчика приведена на рис. 5.31.
Кроме рассмотренных возможны и другие методы синтеза счетчиков и,
в частности, с использованием МПС (см. гл. 6).
5.7. Безвентильные счетчики
Рассмотренные выше способы построения счетчиков с Ксч * Т, как правило,
требуют применения дополнительных межразрядных вентилей. В практике
проектирования применяется так называемый безвентильный способ постро-
ения счетчиков с Лсч * Т. В основе построения таких счетчиков лежит извес-
тный принцип организации счета по произвольному модулю на основе счет-
чиков по модулю Т + 1, позволяющих увеличивать модуль счета на единицу.
Для построения безвентильного счетчика с Ксч * 2п требуемое значение
Ксч необходимо представить в виде произведения сомножителей (групп),
каждый из которых состоит из чисел степени 2 или степени 2 и добавочных
единиц. Например, число 27 можно представить в виде произведения трех
сомножителей, каждый из которых является степенью 2 плюс 1:
27 = (2 + 1)(2 + 1)(2 + 1).
Это же число можно записать в виде двух сомножителей:
27 = (8 + 1) (2 + 1)
или в виде
27 = 2[4(2 + 1) + 1] + 1.
Согласно первому разбиению числа 27 необходимо иметь три счетчика
по модулю Ксч + 1, где Ксч = 2. Во втором случае необходимо иметь два
счетчика по модулю К'сч +1 и Ксч + 1, где К'сч = 8, Ксч = 2. В третьем случае
число 27 представлено в виде произведения двух сомножителей: цифры 2
(Ксч = 2), цифры в квадратных скобках (Ксч = 13) и добавочной единицы.
Прежде чем описать структуру счетчика по модулю 27, рассмотрим
способ увеличения модуля счета на 1 на примере счетчика по модулю 3
на CLp/^-триггерах (рис. 5.32). Исходное состояние счетчика нулевое
Глава 5. Счетчики
Рис. 5.32. Схема счетчика по
модулю 3 на триггерах CLFJK -
типа
(Qj = Q2 = 0)- В результате, первый разряд по
входу J = Q2 = 1 подготовлен к переключению
в состояние 1, а второй по входу К = 1 — к
подтверждению нулевого состояния. После
окончания первого счетного импульса (Гсч = 0)
в счетчике установится код 01 (Q} = 1, Q2 = 0).
После окончания второго импульса в счет-
чике установится код 10 (Q} = 0, Q2 = 1), по-
скольку оба J/C-триггера будут работать в ре-
жиме Г-триггера. Перед приходом третьего
счетного импульса на входах / обоих триггеров присутствует уровень 0, а на
входах К — уровень 1. В результате, после окончания третьего импульса оба
триггера по входам К= I установятся в 0.
Имея счетчик с /Ссч = 3, легко построить счетчик с Ксч = Т1 (рис. 5.33, а—в).
Схемы счетчиков, изображенные на рис. 5.33, а, б, соответствующие перво-
му и второму разбиению числа 27, реализуются на шести Ct J/C-триггерах, а
схема на рис. 5.33, в (третье разбиение числа 27) — на семи. Счетчик с
аналогичным значением Ксч, построенный по одному из описанных выше
способов с применением вентилей, реализуется на пяти триггерах.
Из рис. 5.33, а—в видно, что увеличение модуля счета какой-либо груп-
пы счетчика (промежуточный счетчик) на 1 осуществляется на дополни-
в
Рис. 5.33. Варианты разбиения счетчика с Ксч = 27:
а — 3 х 3 х 3; d - 9x3; в — 26+ 1
5.7. Безвентильные счетчики
Таблица 5.8. Построение безвентильных счетчиков с 32 < Ксч < 60
кеч Число триггеров в безвентильном двоичном счетчике Число триггеров в двоичном счетчике Принцип разбиения на группы
32 5 5 32
33 6 6 32 + 1
34 6 6 2(16 + 1)
35 7 6 (4+ 1)[2(2+ 1)+ 1]
36 8 6 4(2 + 1) (2 + 1) или 4(8+ 1)
37 7 6 4(2 + 1)(2 + 1)+ 1 или 4(8+ 1)+ 1
38 7 6 22(8 + 1) + 1
39 8 6 22(8 + 1) + 1 + 1
40 6 6 8(4 + 1)
41 7 6 8(4 + 1) + 1
42 7 6 2(2 + 1) [2(2 + 1) + 1]
43 8 6 2(2 + 1) [2(2 + 1) + 1] + 1
44 7 6 4[2(4 + 1) + 1]
45 7 6 (2+ 1) (2 + 1) (4 + 1) или (8 + 1) (4 + 1)
46 8 6 2{2[2(4 + 1) + 1] + 1}
47 9 6 2{2[2(4+ 1)+ 1)+ 1] + 1}+ 1
48 6 6 16(2 + 1)
49 7 6 16(2 + 1)+ 1
50 7 6 2(4 + 1) (4 + 1)
51 8 6 2(4 + 1)(4 + 1) + 1
52 7 6 4[4(2 + 1) + 1]
53 8 6 4[4(2 + 1) + 1] + 1
54 7 6 2(8 + 1)(2 + 1)
55 8 6 (4+ 1)2 [(4+ 1)+ 1] или 2 (8+ 1) (2 + 1)+ 1
56 7 6 8[2(2 + 1) + 1]
57 8 6 8[2(2 + 1) + 1] + 1
58 8 6 2{4[(2+ 1)+ 1] + 1}
59 9 6 2{4[2(2 + 1) + 1] + 1} + 1
60 7 6 4(2 + 1)(4+ 1)
Глава 5. Счетчики
тельном (единичном) триггера /АГ-типа. Единичный J/C-триггер, в от-
личие от всех других /^-триггеров своей группы, выполняющих функцию
двоичного счета и имеющих только по одному входу J (вообще говоря,
этими триггерами, за исключением триггера первого, младшего разряда груп-
пы, могут быть и -триггеры), имеет число входов J, равное числу тригге-
ров, предшествующих двоичных разрядов своей группы.
На вход К единичного триггера подается уровень 1, его тактирующий
вход объединяется с тактирующим входом JA^-триггера младшего разряда
своей группы, выходы Q всех двоичных разрядов группы или внутрен-
них групп подключаются к входам J единичного триггера, а выход Q
единичного триггера подключается ко входу триггера младшего разряда
своей группы. Выходом группы является выход Q единичного триггера.
С выхода Q единичного триггера снимается сигнал для запуска следую-
щей группы.
Если единичный триггер служит для увеличения на 1 коэффициента
счета нескольких последовательно включенных групп и отдельных двоич-
ных триггеров, каждый из которых в этом случае условно можно считать
отдельной группой, то у единичного триггера число входов / должно рав-
няться числу всех предшествующих групп и к этим входам необходимо под-
ключить выходы Q всех предшествующих групп счетчика. Остальные связи
единичного /^-триггера в схеме счетчика должны быть аналогичны ранее
описанным. Вариант такого применения единичного триггера показан на
рис. 5.33 для счетчика с Асч = 27.
В табл. 5.8 приведено разбиение на группы многоразрядных безвентиль-
ных счетчиков с Ксч > 32. Анализируя графы 2 и 3, следует отметить, что
число триггеров в безвентильных счетчиках увеличивается лишь на один
или два (исключая схему с Ксч = 59) по сравнению с обычным способом их
построения на счетных триггерах с дополнительными вентилями. В ряде
случаев безвентильные счетчики экономичнее счетчиков с вентилями. На-
пример, счетчики с Ксч = 33, 34, 36, 40 и 48 требуют не менее двух дополни-
тельных вентилей к шести счетным триггерам, в то время как их безвен-
тильное исполнение требует только шесть триггеров Ct J/f-типа.
Несмотря на простоту синтеза счетчиков с Ксч * Т по безвентильному
способу, их недостатки весьма существенны. К ним относятся: недвоичный
порядок счета; последовательное срабатывание разрядов и групп, объясня-
ющее низкое быстродействие безвентильных счетчиков; большее по срав-
нению с двоичным счетчиком число разрядных триггеров на счетчик
для большинства значений А"сч; необходимость применения в ряде случаев
Ct//^-триггеров с различным числом входов J.
5.8. Сдвигающие счетчики
Сдвигающие счетчики могут быть построены на основе сдвигающих регис-
тров, регистров-сумматоров, специальных кольцевых схем.
Отличительная особенность сдвигающих счетчиков в том, что переход
счетчика из одного состояния в другое осуществляется за счет сдвига ин-
формации. Сдвиг информации происходит под действием сдвигающих (счет-
ных) импульсов, поступающих на разряды счетчика.
5.8. Сдвигающие счетчики
5.8.1. Счетчики на кольцевых сдвигающих регистрах
Среди различных видов сдвигающих счетчиков этот класс счетчиков широ-
ко распространен в интегральной схемотехнике.
В зависимости от способа построения можно выделить следующие ос-
новные виды счетчиков на сдвигающих регистрах:
• с постоянно взвешенными кодами;
• на сдвигающих регистрах с перекрестными связями;
• на сдвигающих регистрах и дополнительных пересчетных схемах (совме-
щенных схемах);
• полиномиальные счетчики.
Сдвигающие счетчики находят применение при построении пересчет-
ных схем с небольшим коэффициентом счета, синхронизирующих устройств
и распределителей импульсов.
5.8.2. Счетчики с постоянно взвешенными кодами
Особенностью таких счетчиков является постоянство сочетания единиц и
нулей в разрядах регистра для каждого устойчивого состояния, принимае-
мого счетчиком в процессе счета.
Простейшим счетчиком этого класса является счетчик вида \/N, пост-
роенный на основе кольцевого сдвигающего регистра однотактного дей-
ствия, один из разрядов которого предварительно устанавливается в состо-
яние 1. После каждого счетного импульса осуществляется сдвиг 1 в регис-
тре на один разряд, что характеризует новое состояние счетчика. Такой
счетчик осуществляет подсчет сигналов по модулю N, т. е. Ксч = N. Основ-
ным преимуществом такого счетчика является простота дешифрации его
состояний и высокое быстродействие при выполнении регистра на CtD~.
CtRS- или Ct .//^-триггерах.
Поскольку для TV-разрядного счетчика требуется, соответственно, TV-раз-
рядных триггеров, то в качестве счетчиков такие схемы находят ограничен-
ное применение. Наиболее часто они применяются в качестве распредели-
телей уровней или импульсов на TV-каналов.
Если в исходном состоянии в кольцевой регистр записать две единицы,
то каждое состояние счетчика будет кодироваться двумя единицами (состо-
яния регистра 101000...0,0101...0,00101...О и т. д.), т. е. получим счетчик вида
2/W с = N. При этом в зависимости от того, какие два разряда регистра
предварительно установлены в 1, получим различные последовательности
TV-разрядных кодов. Число таких последовательностей будет конечно и за-
висит от числа разрядов счетчика. Например, для пятиразрядного сдвигаю-
щего регистра возможны две последовательности таких кодов: 01100, 00110,
00011, 10001, 11000 и 01010, 00101, 10010,01001, 10100.
Первая последовательность получается, если в исходном положении в
состояние 1 установить второй и третий разряды регистра и затем подать
серию из пяти счетных (сдвигающих) импульсов. Вторая последователь-
ность получается при установке в состояние 1 второго и четвертого разря-
дов и последующей подаче серии из пяти сдвигающих импульсов.
Поскольку в обеих последовательностях нет ни одного одинакового со-
стояния, то, объединив их в одну, получим 10 устойчивых состояний. Для
230 Глава 5. Счетчики
Рис. 5.34. Схема
сдвигающего счетчи-
ка вида 2/5 с Ксч = 10
такого режима работы необходимо, чтобы регистр из последнего состояния
11000 первой последовательности с приходом пятого сдвигающего импуль-
са перешел в первое состояние 01010 второй последовательности и, наобо-
рот, десятым импульсом сдвига из пятого состояния 10100 второй последо-
вательности перешел в первое состояние первой последовательности, т. е.
выполнил два перехода:
11000
10100
01010,
01100.
—J
Для каждого из этих переходов левая 1 сдвигается нормальным образом,
т. е. из первого разряда переписывается во второй, а правая 1 либо совсем не
сдвигается (2-й переход), либо должна сдвинуться через разряд (1-й переход).
Таким образом, для объединения двух последовательностей необходимо
выполнить специальный сдвиг всякий раз, когда первый разряд находится в
состоянии 1. Когда первый разряд находится в состоянии 0, сдвиг осуществля-
ется обычным образом, т. е. из первого — во второй, из второго — в третий, из
третьего — в четвертый и из пятого — в первый. Такой сдвиг часто называют
«чистым», а схемы кольцевых регистров — регистрами с «чистым» сдвигом.
Схема счетчика 2/5 с Ксч = 10 на С LpD-триггерах показана на рис. 5.34.
Методика его построения может быть распространена на любое число разрядов.
5.8.3. Счетчики на регистрах с перекрестными связями
Этот класс сдвигающих счетчиков находит широкое применение в интег-
ральной схемотехнике, что объясняется простотой их выполнения. Основой
таких счетчиков является кольцевой сдвигающий регистр, у которого имеет-
ся одна перекрестная связь, обеспечивающая инверсную перезапись инфор-
мации в один из разрядов регистра при прямой перезаписи информации во
всех остальных разрядах. При построении таких счетчиков применяются сдви-
гающие регистры как однотактного, так и многотактного действия.
Рассмотрим работу счетчика с Ксц = 6 на регистре с перекрестной связью,
выполненном на CLpRS-триггерах (рис. 5.35, а). Между вторым и первым, а
также третьим и вторым разрядами выполнена прямая связь, а между пер-
вым и третьим разрядами — перекрестная. Следовательно, при поступлении
счетных (сдвигающих) импульсов Гсч на вход счетчика между вторым и пер-
вым, третьим и вторым разрядами будет происходить прямая, а между пер-
вым и третьим разрядами — инверсная перезапись информации.
5.8. Сдвигающие счетчики
Рис. 5.35. Схемы счетчиков на
регистрах с перекрестными свя-
зями с Ксч = 6 (а), Ксч = 9 (б) и
выполненных по совмещенной
схеме (в)
в
Предположим, что в исходном состоянии в счетчике записан код ООО
(Qi = Q2 = Q3 = 0). В этом случае вентили на входах R второго и первого
разрядов будут открыты, а вентили на входах S будут закрыты. У третьего
разряда за счет перекрестной связи будет открыт вентиль на входе S и закрыт
вентиль на входе R. После окончания первого счетного импульса счетчик
перейдет в состояние, соответствующее коду 100 (Q3 = 1, Q2 = Q} = 0). После
окончания второго счетного импульса произойдет очередной сдвиг инфор-
мации на один разряд, и в счетчике установится код ПО. Третий счетный
импульс установит счетчик в состояние 111. Четвертый импульс установит
третий разряд в 0 и подтвердит единичное состояние второго и первого раз-
рядов (код счетчика 011). Пятый импульс установит счетчик в состояние,
соответствующее коду 001. И, наконец, после окончания шестого импульса
счетчик установится в исходное состояние, соответствующее коду 000.
Таким образом, рассмотренная схема имеет шесть устойчивых состояний
и под действием импульсов, поступающих на ее вход, последовательно пере-
ходит из одного состояния в другое, обеспечивая счет импульсов по модулю 6.
Для построения десятичного счетчика потребуется пятиразрядный коль-
цевой регистр с перекрестной связью, который последовательно будет при-
нимать 10 устойчивых состояний: 00000, 10000, 11000, 11100, 11110, 11111,
01111, 00111, 00011, 00001. Такие схемы имеют четный коэффициент счета
К = 2N, где /V — число разрядов сдвигающего регистра. Они наиболее
удобны для построения счетчиков с небольшим коэффициентом счета (4—10).
Сдвигающие счетчики на основе регистров с перекрестной связью позво-
ляют просто реализовать нечетный коэффициент счета, т. е. с Ксч = 2 /V — 1.
Особенности структуры счетчиков с нечетным коэффициентом счета
рассмотрим на примере счетчика с Ксч = 9, построенного на C^D-тригге-
рах (рис. 5.35, б). Нечетный коэффициент счета достигается введением до-
полнительного вентиля И, позволяющего исключить одно избыточное со-
стояние. Вентиль И включен таким образом, что на первый его вход посту-
пает уровень с инверсного выхода Q, младшего разряда схемы, а на второй
вход — уровень с инверсного выхода Q2 второго разряда счетчика. Выход
вентиля И подключен ко входу пятого разряда счетчика. При поступлении
232 Глава 5. Счетчики
счетных импульсов, начиная с исходного кода 00000, счетчик последова-
тельно проходит состояния 10000 (Q5 = 1, 04 =_Q3 — Q3~ Q\ = 0), J Ю00 и
т. д. до кода 11110. При формировании уровня Q2 = 0 закроется вентиль И,
что будет эквивалентно поступлению на вход Z)5 уровня 0. В результате,
дальнейший счет будет характеризоваться последовательностью кодов 01111,
00111, 00011, 00001, и после окончания девятого импульса счетчик устано-
вится в исходное состояние 00000.
Нетрудно обнаружить, что из десяти последовательных состояний, ко-
торые должен был принять счетчик (рис. 5.35, 0, не имеющий вентиля И,
исключено одно, соответствующее коду 11111.
Аналогично могут быть построены счетчики с любым нечетным коэффи-
циентом счета. При этом из счетчика может быть исключено любое состоя-
ние, необязательно соответствующее коду 11111. Последнее достигается вклю-
чением вентильных схем между соответствующими разрядами регистров.
В общем случае однотактные счетчики с нечетным коэффициентом счета
могут быть построены и без применения дополнительного вентиля И, если в
распоряжении разработчика имеются CtD~, CtRS- или Ct ./Л'-триггеры с не-
сколькими информационными входами. Например, счетчик с Ксч - 9 на ос-
нове схемы на рис. 5.35, б можно построить без дополнительного вентиля И,
если у этой схемы пятый разряд будет иметь два информационных входа Z), на
один из которых будет поступать сигнал с плеча 02, а на другой — с плеча Qr
Важным положительным свойством счетчиков на регистрах с перекрестны-
ми связями является их высокое быстродействие и простота дешифрации со-
стояний. Быстродействие определяется временем установки одного разряда, а
дешифрация состояний осуществляется с помощью двухвходовых вентилей И.
5.8.4. Сдвигающие счетчики на совмещенных схемах
Совмещенные схемы сдвигающих счетчиков строятся на основе сдвигаю-
щих регистров и дополнительных пересчетных схем. Простейшими схема-
ми этого вида счетчиков являются схемы удвоения. Один из вариантов та-
кой схемы приведен на рис. 5.35, в. В ее состав входит четырехразрядный
сдвигающий регистр с перекрестной связью и триггер Tt -типа, счетный
вход которого подключен к выходу разряда Qr В результате такого постро-
ения схема осуществляет пересчет сигналов по модулю 16. Особенность ее
работы состоит в том, что во время первых восьми состояний, принимае-
мых в ходе счета, дополнительный счетный триггер находится в состоянии 0,
а во время последующих восьми состояний — в состоянии 1. Таким обра-
зом, схема последовательно принимает 16 устойчивых состояний.
После 16-го счетного импульса счетчик устанавливается в исходное со-
стояние, соответствующее коду 0000,0. При этом коды чисел в счетчике,
одно из которых больше другого на 8, будут отличаться лишь состоянием
пятого дополнительного разряда. Код числа 1 соответствует состоянию 1000,0,
а код числа 9 — состоянию 1000,1; код числа 5 — состоянию 0111,0, а код
числа 13 — состоянию 0111,1 и т. д.
По числу триггеров такие схемы экономичнее счетчиков, выполненных
только на регистрах с перекрестными связями. Если в качестве дополни-
тельного пересчетного устройства использовать счетный триггер по моду-
лям 3 и 4, то получим совмещенные схемы утроения, учетверения и т. д.
5.8. Сдвигающие счетчики 233
5.8.5. Полиномиальные счетчики
В полиномиальных счетчиках устранен основной недостаток, присущий всем
ранее рассмотренным регистровым счетчикам, — относительно малое чис-
ло устойчивых состояний при заданном числе разрядов регистра.
Основой полиномиальных счетчиков являются кольцевые сдвигающие
регистры на CzZ)- и СL?D-триггерах (соответственно многотактный и одно-
тактный варианты счетчика) и схема Исключающее ИЛИ (сложение по
модулю 2). Применение схем Исключающее ИЛИ для передачи и преобра-
зования информации между разрядами является основным отличительным
признаком этого вида сдвигающих счетчиков.
Схема полиномиального счетчика показана на рис. 5.36, где буквами а0,
а2, ..., ап_ , обозначены разрядные триггеры счетчика: знаком © — эле-
мент Исключающее ИЛИ, буквами Со, Ср С2, ..., Сп_ 1 — коэффициенты-
сомножители, принимающие только два значения (0 и 1) и фактически
обозначающие наличие или отсутствие обратной связи на /*-й элемент схе-
мы Исключающее ИЛИ. Последнее означает, что если С = 0, то обратная
связь с выхода ап_ , элемента (триггера) на вход схемы Исключающее ИЛИ,
подключаемой к элементу ai, отключена. Если С = 1, то такая обратная
связь включена. При этом коэффициенты С. являются константами, зада-
ваемыми разработчиком при конструировании счетчика с необходимым
значением Ксч.
Рассмотрим особенности построения полиномиального счетчика на кон-
кретном примере. Пусть число разрядных триггеров N = 3. Зададимся ко-
эффициентами С (/ < 3), Cj = 1, С2 = 0. Схема счетчика, построенного в
соответствии с заданными параметрами, показана на рис. 5.37.
В исходном положении счетчик должен находиться в состоянии 001
(а0 = 0; ах = 0; а2 = 1), т. е. нулевое состояние всех разрядов счетчика являет-
ся запрещенным. Это относится ко всем полиномиальным счетчикам для
любого N. Однако обычно в единичное состояние устанавливается либо пер-
вый (я0 = 1), либо последний (aN = 1) разряд счетчика. Процесс счета начи-
нается с поступления сдвигающих (счетных) импульсов на вход счетчика,
представляющих собой объединение тактовых входов всех триггеров.
После окончания первого счетного импульса счетчик установится в сле-
дующее состояние, соответствующее коду 110. После второго счетного им-
пульса в счетчике зафиксируется код 011 и т. д. Последующие состояния
счетчика: 111, 101, 100, 010, 001.
Счетчик имеет семь устойчивых состояний, т. е. Ксч = 2N~ \
В [1] показано, что независимо от числа N (модифицированный счет-
чик с числом устойчивых состояний в пределах от 2N~ 1 — 1 до 2N~ ° всегда
получается на основе базового счетчика — счетчика с максимальным чис-
лом состояний, равным 2N~ ’) с применением одной схемы совпадения И с
числом входов, равным N.
Рис. 5.36. Схема поли-
номиального счетчика
234 Глава 5. Счетчики
Рис. 5.37. Схема полиномиального
счетчика с Ксч = 7
Рис. 5.38. Счетчик, построенный по
схеме регистр—сумматор
Сдвигающие счетчики, у которых связь между разрядами осуществляет-
ся с применением схемы Исключающее ИЛИ, часто называются линейны-
ми полиномиальными счетчиками. Счетчики, у которых связь между раз-
рядами осуществляется с применением схем Исключающее ИЛИ и вентиля
И, называются нелинейными полиномиальными счетчиками.
Необходимо отметить, что число разрядов полиномиального счетчика
соответствует числу разрядов двоичного счетчика.
5.9. Счетчики, построенные по схеме
регистр—сумматор
В состав схемы такого счетчика входят сдвигающий регистр, сумматор и
датчик единичных импульсов (рис. 5.38). Выход регистра подключается к
одному из входов А сумматора, а к его другому входу В через двухвходовый
вентиль И, на второй вход которого поступают счетные импульсы, подклю-
чается датчик единичных импульсов (+1). Третий вход С сумматора служит
для суммирования переноса (Р) из младших разрядов с кодом старших
разрядов регистра. Выход S (сумма) подключается ко входу сдвигающего
регистра, что обеспечивает режим накопления результата суммирования,
т. е. режим счета импульсов. Начальный код регистра 0—0.
Таким образом, за каждый цикл суммирования происходит увеличение
содержимого регистра на 1, т. е. двоичный счет единиц.
Счетчики, выполненные по схеме регистр—сумматор, находят приме-
нение в универсальных ЭВМ. В качестве регистров применяются как сдви-
гающие, так и параллельные регистры, что требует применения параллель-
ных сумматоров.
5.10. Сдвигающие счетчики на основе
специальных кольцевых схем
Этот вид сдвигающих счетчиков находит ограниченное применение в
схемотехнике пересчетных схем. Наиболее часто такие сдвигающие счетчи-
ки применяются при построении распределительных устройств, устройств
синхронизации. Поэтому более подробно они будут рассмотрены в гл. 9.
ГЛАВА 6
СЧЕТЧИКИ НА ОСНОВЕ
МНОГОСТАБИЛЬНЫХ
ПЕРЕСЧЕТНЫХ СХЕМ
Многостабильные пересчетные схемы (МПС) находят достаточно широкое
применение в цифровой схемотехнике. Это объясняется тем, что в ряде
случаев устройства, построенные с их применением, оказываются более
эффективными с точки зрения быстродействия и АМЗ по сравнению с ус-
тройствами аналогичного назначения на традиционных двоичных тригге-
рах. В первую очередь это относится к пересчетным схемам, делителям
частоты, схемам специального назначения и распределителям сигналов.
6.1. Многостабильные схемы
Пусть имеется N> 3 логических элементов И-НЕ с числом входов т = N — 1.
Соединим выход z-го элемента И-НЕ с одним из входов остальных элемен-
тов. Полученное при этом число связей выхода z-го элемента со входами
остальных элементов обозначим через S. Тогда при N = 3 выход z-го эле-
мента может быть соединен со входами только двух элементов (S = 2), при
А = 4 — со входами трех элементов (S = 3). И, наконец, для случая N
элементов выход z-го элемента окажется соединенным со входами (А — 1)-го
элемента, т. е. S = А — 1. Выбранный способ соединения z-го элемента
распространим на остальные элементы. Для этого необходимо поочередно
присвоить индекс / каждому из оставшихся элементов, а всем последую-
щим — индексы 1, 2, 3, ..., А — 1, начиная от (/ + 1)-го слева направо. Из
соображения регулярности связей очевидно, что необходимы элементы с
числом входов т = N — 1 каждый. Однако выход /-го элемента может быть
соединен со входами остальных элементов и по другому закону, например,
со входами только двух (S = 2), трех (S = 3) и т. д. из А элементов. В этом
случае для каждого А > 3 и выбранного числа связей S общее количество
способов Z, которыми можно соединить выход одного элемента со входами
остальных, можно определить, пользуясь формулой:
z - cs -
5!(У-1-5)!'
(6.1)
Важно отметить, что построенные таким образом схемы могут иметь
либо А устойчивых состояний равновесия (многостабильные схемы), либо
меньше А, либо вообще их не иметь. Естественно, что среди этих трех
разновидностей схем наибольший практический интерес представляют пер-
вые, т. е. многостабильные схемы (МС).
236 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Введем понятие фазности МС. Под этим термином будем понимать наи-
меньшее число логических уровней 0 или 1 (называемых фазными уровня-
ми или фазными элементами), которые удерживают в инверсном состоянии
остальные элементы схемы. Тогда, если фазность МС обозначить через Ф,
можно записать
Ф0=А-А1; (p{=N-NQ, (6.2)
где N — общее число элементов или состояний МС; Фо, Ф) — число фаз-
ных элементов с уровнем 0 и 1 соответственно; Ао, — число элементов,
находящихся в состоянии, инверсном фазным элементам.
В соответствии с фазностью можно выделить однофазные19 МС (для кото-
рых Ф = 1) и многофазные (для которых Ф > 2). Можно показать, что для
заданного N число связей S зависит от фазности МС, т. е. при N = const 5 = f
(Ф). Пусть имеется N элементов И-НЕ с числом входов т = N — 1. Соглас-
но (6.1) для S = N — 1 получим
т. е. в этом случае существует только один способ соединения выхода /-го
элемента со входами всех остальных N — 1 элементов. Этот способ соедине-
ния можно схематически записать в виде
/ 1, 2...(А- 2)(А- 1)
и изобразить графически (рис. 6.1). Схема, построенная по этому способу,
показана на рис. 6.2. Она имеет А устойчивых состояний равновесия, ха-
рактеризуемых кодами 0111...11, 1011...111, 111 1...110, т. е. имеем однофаз-
ную МС с одним нулевым фазным уровнем (Фо = 0). В том, что такая схема
имеет Л" устойчивых состояний, можно убедиться, задавшись уровнем 0 на
выходе любого из N элементов20. В самом деле, пусть уровень 0 действует
на выходе Ql (первый элемент МС). В этом случае на выходах всех осталь-
ных N — 1 элементов И-НЕ действует уровень 1. Атак как выходы всех этих
элементов подключены ко входу первого элемента МС, то на его выходе
будет действовать уровень 0. Таким образом, в однофазных МС каждому
устойчивому состоянию соответствует наличие фазного уровня (в данном
случае уровня 0) только на выходе одного элемента.
Пусть N = 5, a S = т = 2, т. е. имеем элементы И-НЕ с наименьшим
числом входов. Для этого частного случая существует = 6 различных
п п п п
Рис. 6.1. Схема соединения элементов Рис. 6.2. Многостабильная схема
19 Более правильно их называть однофазностные и многофазностные МС. Далее по тек-
сту: однофазные и многофазные МС.
20 В дальнейшем такой код будем обозначать 0/N.
6.1. Многостабильные схемы
способов подключения выхода z-го элемента со входами остальных четырех
элементов (табл. 6.1).
Таблица 6.1
Z 1 2 3 4 5 6
Способы соединения элементов 1 i ъ 1 / чз 1 / Ч4 2 i чз 2 / 4 4 3 / 4 4
Присвоив индекс i поочередно каждому из пяти элементов, построим
эти шесть вариантов МС (рис. 6.3, а—е). Нетрудно убедиться (это можно
сделать, задавшись уровнем 0 на выходах элемента), что только схемы на
рис. 6.3, в, г имеют пять устойчивых состояний, а остальные устойчивых
состояний не имеют. Приведем устойчивые состояния или кодовые после-
довательности этих двух схем:
рис. 6.3, в: рис. 6.3,
01011 00111
10101 10011
НОЮ 11001
01101 11100
10110 01110.
п п л п п л л л л л
а б
д е
Рис. 6.3. Способы соединения элементов
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Из анализа кодовых последовательностей вытекает, что обе схемы яв-
ляются двухфазными и работают в кодах два 0 из 5 (код 2(0)/5). Таким обра-
зом, при N = 5 возможны всего две конфигурации двухфазных МС. В табл. 6.2
приведены законы построения, начальные состояния кодовых последова-
тельностей и число двухфазных МС для случая их выполнения с числом
элементов N = 5—7. В общем случае можно сказать, что в многофазных МС
каждому устойчивому состоянию схемы ставится в соответствие наличие
двух- (двухфазные МС), трех- (трехфазные МС) и т. д. фазных уровней, т. е.
можно записать, что такие схемы работают в кодах 2(O)/7V или 2(1)//V для
N>5 или в кодах 3(O)/7V, 3(1)/7Удля /V> 7 и т. д. Если учесть, что дешифра-
ция состояний всех разновидностей МС с одинаковым числом фазных уров-
ней равноценна, то в дальнейшем ограничимся рассмотрением только тех
МС, у которых фазные уровни для начальной кодовой комбинации пос-
ледовательно занимают номера с 1 по Ф включительно. Другая причина вы-
бора этого кода заключается в следующем. Обратившись к табл. 6.2, можно
заметить, что для таких кодов процесс перехода схем из z-го в (/ + 1)-е состо-
яние сопровождается переключением только двух элементов независимо от
числа Ф, тогда как для остальных МС число переключаемых элементов
равно 2Ф. Поскольку в стадии переключения элементы интегральных мик-
росхем потребляют, как правило, большую мощность, чем в статическом
состоянии, то уменьшение числа переключаемых элементов будет способ-
ствовать снижению потребляемой мощности устройства в целом и сниже-
нию уровня помех для других микросхем.
Таблица 6.2
Число элементов 5 6 7
Организация связей /-го выхода на входы элементов / -> 2, 3 / -> 1,4 / -» 2, 3, 4 /—>3,4, 5 / 2, 3, 4, 5 / -> 1, 2, 5, 6 /-> 1, з, 4, 5
Коды состояний 00111 1001 1 11001 11100 OHIO 01011 10101 11010 01101 101 10 001111 100111 110011 111001 111100 011110 010111 101011 110101 111010 011101 101110 0011111 1001111 1100111 1110011 1111001 1111100 0111110 0110111 1011011 1101101 1110110 0111011 1011101 1101110 0111101 1011110 010111 1 1010111 1101011 1110101 1111010
Число типов МС 2 2 3
Так как закон построения МС уже выбран, найдем соотношение между
числом связей элемента S и фазностью Ф для любого /V > 3. Из выражения
(6.2) можно записать, что число элементов, находящихся в состоянии, ин-
версном фазным элементам, равно
N = /У-Ф.
(6.4)
6.2. Многостабильные триггеры
Поскольку все элементы МС соединяются идентично, а фазные эле-
менты не должны иметь между собой связей типа с выхода на вход, то из
этого следует, что если один фазный элемент, имеющий S связей, удер-
живает в инверсном состоянии Sэлементов, то два фазных элемента (две фазы)
будут удерживать в инверсном состоянии S + 1 элементов, три фазы —
S + 2 элементов и т. д. И, наконец, Ф фаз будут удерживать в инверсном
состоянии S + Ф — 1 элементов. Из приведенных рассуждений следует, что
ДГ = (5 + Ф-1). (6.5)
Приравняв правые части выражений (6.4) и (6.5), получим важное соот-
ношение
5=^_2Ф+1. (6.6)
Выражение (6.6) действительно является важным, так как позволяет оп-
ределить число связей S, которые необходимо выполнить с выхода z-го элемен-
та на входы остальных элементов с тем, чтобы построить МС с любым
заданным числом состояний и фазностью в пределах от Ф = 1 до
Ф =
'N-1"
2
для четных N > 4,
(6.7)
Ф =
для нечетных N > 3.
В заключение следует отметить, что МС сами по себе не находят прак-
тического применения, а являются основой построения многостабильных
триггеров, имеющих больше двух устойчивых состояний.
6.2. Многостабильные триггеры
Многостабильный триггер (МТ) представляет собой МС с дополнительны-
ми входами, с помощью которых обеспечивается возможность переключе-
ния ее в любое из устойчивых состояний. Таким образом, задача построе-
ния МТ сводится к рассмотрению организации способов переключения МС
в z-e состояние. В общем случае TV-стабильную Ф-фазную МС можно уста-
новить в z-e состояние двумя способами: принудительным формированием
на ее выходах Ф-фазных уровней или N-Ф инверсных уровней. Формиро-
вание как Ф-фазных, так и N-Ф инверсных уровней осуществляется управ-
ляющими сигналами, поступающими на информационные входы триггера
Т, число которых равно N(7\—Tn). В зависимости от того, по скольким
входам необходимо подать управляющие сигналы для переключения МТ в
z-e состояние, последние независимо от фазности подразделяются на МТ
одновходового и многовходового управления (сокращенно МТОУ и МТМУ).
Деление МТ на МТОУ и МТМУ по существу представляет собой их класси-
фикацию по способу организации управления переключением в любое из
устойчивых состояний. Как будет показано ниже, знание способов управ-
ления переключением МТ является весьма важным моментом, который
необходимо учитывать при проектировании сложных МТ и, в частности,
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
МПС. Необходимо отметить, что при N = 2 и из приведенного выше опре-
деления МТ и выражения (6.6) вытекает, что триггеры (R-S)L- и (R-S)^-
типа можно рассматривать как частный случай ^стабильного триггера при
А = 2 и Ф = 1. Последнее означает, что, как и в случае двоичных триггеров,
могут быть построены простые и составные МТ, дополнительно различае-
мые по способу записи информации. Другими словами, те признаки, кото-
рые положены в основу классификации двоичных триггеров, справедливы
и для многостабильных триггерных устройств (МТУ). Обобщенная класси-
фикация МТУ приведена в табл. 6.3.
Таблица 6.3. Классификация многостабильных триггерных устройств
Классификационные признаки Наименование МТУ
По схемотехнической реализации Статические
По способу записи информации в триггер Асинхронные; тактируемые
По способу управления записью Видов £, L, LF, LF, F, F
По функциональному признаку А-стабильные триггеры, МПС-многостабильные пересчетные схемы
По способу кодирования состояний Однофазные, многофазные
По способу управления переключением МТ МТОУ с последовательным и произволь- ным порядком переключения, МТМУ
В части схемотехнической реализации в табл. 6.3 указаны только стати-
ческие МТУ, хотя необходимо отметить, что в принципе возможны им-
пульсно-статические и квазистатические триггеры. Однако последние не
нашли применения в интегральной схемотехнике и поэтому здесь не рас-
сматриваются.
По способам записи МТ, как и двухстабильные триггеры, подразделя-
ются на асинхронные и тактируемые.
По способам управления записью наиболее часто используются МТ видов
£, Z, LF, LF. F и F. Возможны МТ видов LF, LF, FF, но они также не
применяются на практике.
Выше было отмечено, что (Л-5)£-, (7?-5)£- и Т-триггеры можно рас-
сматривать как частный случай ^стабильного триггера при N = 2 и Ф = 1.
Обозначив информационные входы многостабильных триггеров через 7}
(/ = 1, 2, 3, ..., N) и пересчетных схем через /7, символьную запись, напри-
мер, (R-S)l-, ClRS-, ClPRS-, CF/{^-триггеров относительно входов МТ
можно представить в виде (Tj-T2)£, CLTXTV СьРТхТъ СрТ{7\ соответственно.
Сохранив выбранный принцип обозначений, представим в символьной
записи трехстабильные триггеры (ЗТ) видов £, LF, F:
(Т]-Т3)£ — асинхронный триггер ЗТвида L или ЗГ£;
— тактируемый триггер ЗТ вида L или CL3T;
6.2. Многостабильные триггеры 241
C£TjT3 — тактируемый триггер ЗТ, управляемый по входам Tt сигналами
с уровнем 0 или С£ЗГ;
СLpT\T3 — тактируемый триггер ЗТвида LF или С££ЗТ;
— тактируемый триггер ЗТ вида F или С£ЗТ;
ЗП= ЗПр — пересчетная схема по модулю 3, фиксирующая информа-
цию по фронту F;
377, — трехстабильная пересчетная схема с внутренней задержкой;
МПС, — многостабильная пересчетная схема с внутренней задержкой.
По функциональному признаку МТУ подразделяются на TV-стабильные
триггерные устройства и МПС. Среди МТУ применяются в основном МТ
видов [Z], [LF], [F].
Многостабильные пересчетные схемы находят наибольшее применение,
и именно им будет уделено основное внимание при последующем рассмот-
рении У-стабильных триггерных устройств.
При проектировании МТУ применяются в основном те же схемотех-
нические способы, что и при проектировании двоичных триггеров. Одна-
ко здесь, как это будет показано ниже, возможны и другие, присущие
только интегральной схемотехнике, способы построения МТУ и МПС на
их основе.
Последние два признака, приведенные в табл. 6.3, свойственны только
У-стабильным триггерам и подробно рассматриваются ниже.
6.2.1. Однофазные многостабильные триггеры
В зависимости от требований, предъявляемых к МТ, и их конкретного
применения последние могут быть выполнены по схеме МТОУ или МТМУ.
В дальнейшем под МТОУ будем понимать такие МТ, переключение кото-
рых в /-е состояние осуществляется управляющим сигналом, действующим
только по одному входу МТ. Под МТМУ будем понимать МТ, переключе-
ние которого в /-е состояние осуществляется комбинацией управляющих
сигналов, действующих как минимум по двум входам. В общем случае сре-
ди МТМУ могут быть МТ двух-, трех-, четырех-, (W — 1)-входового управ-
ления. В ряду МТОУ и МТМУ триггеры (N — 1)-входового управления
наиболее простые, поскольку реализуются на TV-элементах с наименьшим
числом входов m = пТ + т" = 5 + 1, из которых т' = S входов задействова-
ны на построение собственно МС с N состояниями, а оставшийся один
вход т" = 1 идет на организацию информационного входа МС. Пример
реализации такого МТ, работающего в коде О/У, показан на рис. 6.4. Для
установки такого МТ в /-е состояние необходи-
мо на информационные входы всех вентилей
(кроме /-го) подать сигналы с уровнем 0, т. е. в
данном случае сформировать N - Ф = N - 1
Рис. 6.4. Схема многостабильного триггера в коде 0/N
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
инверсных уровней на выходах триггера. Условие установки МТ в z-e со-
стояние можно записать следующим образом:
при
т\ + т2 + ... + т;^ + т;.+ | + ... + т; = о;
т;=1. (6.8)
Следует отметить, что (N — 1)-входовое управление триггером повыша-
ет его помехозащищенность, поскольку делает практически невозможным
случайное переключение триггера от внешних помех. Многостабильные
триггеры, как и традиционные двоичные, имеют запрещенные комбинации
входных сигналов, с появлением которых он принимает неопределенное
состояние. Для схемы МТ на рис. 6.4 такой комбинацией сигналов являет-
ся комбинация с уровнем 0 на входе фазного элемента, в данном случае на
входе 1-го элемента И-НЕ. Естественно, что для устойчивой работы МТ
необходимо исключить подобные комбинации. Однако наряду с простой
схемотехнической реализацией и высокой помехозащищенностью МТ с
(W — 1)-входовым управлением имеют сложную и неудобную организацию
переключения, требующую одновременной подачи сигнала по N — 1 вхо-
дам. Ввиду сложности управления такие МТ практически не находят само-
стоятельного применения, но очень широко используются в качестве базо-
вых ячеек при проектировании МПС.
Наиболее простыми и удобными по управлению являются МТ одновхо-
дового управления. Однако по схемотехнической реализации они относят-
ся к наиболее сложным, поскольку для их построения необходимы элемен-
ты с наибольшим числом входов. К простейшим МТОУ относится асинх-
ронный трехстабильный триггер 3TL. Два варианта схем таких триггеров,
выполненных на элементах И-НЕ и ИЛИ-HE, и их обозначения показаны
на рис. 6.5 и 6.6. Переключение триггеров в любое из трех состояний 011,
101, 110 (рис. 6.5) и 100, 010, 001 (рис. 6.6) осуществляется сигналами 7 = 0
и Ti; = 1 соответственно, где i = 1, 2, 3. Действительно, если триггер ЗТ
(рис. 6.5) находится в состоянии 011, то для переключения его в следующее
состояние 101 необходимо подать комбинацию сигналов Т2 = 0, 1\ = Т3 = 1.
Сигнал Т2 = 0 сформирует уровень 1 на выходе Q, и одновременно под-
твердит уровень 1 на выходе Qy При этом на выходе Q2 сформируется
уровень 0, который, поступая на входы двух элементов, будет удерживать
их в состоянии 1 теперь уже независимо от того, действует ли на входе Т2
уровень 0 или 1. В результате после снятия управляющего сигнала (т. е. при
в Q\ Q2 (Г
Г Г Г
б
1.1.-L
I (0/3) |
Рис. 6.5. Схема трехстабильного триггера
(код 0/3) вида ЗГ£ (а) и его обозначение (б)
6.2. Многостабильные триггеры
а п п п
Т2 Т3
б Q\QiQ,
Рис. 6.6. Схема трехстабильного триггера
(код 1/3) вида 3 TL (а) и его обозначение (6)
Т2 = 1) триггер останется в состоянии 101. При поступлении управляющего
сигнала на вход /3 триггер перейдет в третье состояние 110. В общем случае
для построения Nстабильных однофазных триггеров, выполненных по схе-
мам на рис. 6.5 и 6.6, необходимо иметь N элементов И-НЕ, ИЛИ-НЕ,
каждый с числом входов
m = m' + m ",
(6.9)
из которых m" = N — 1 входов идут на организацию одновходового управ-
ления переключением МТ, a m' = S = N — 1 входов используются для
построения собственно МС.
Рассмотренный способ построения однофазных МТОУ, как это следует
из (6.9), требует наличия элементов с числом входов m = 2(N — 1), что
является его существенным недостатком. Однако возможен и другой под-
ход построения однофазных МТОУ, требующий применения большего числа
элементов, но с меньшим числом входов. Пример реализации такого МТОУ
показан на рис. 6.7. Переключение триггера в /-е состояние, как и триггера
на рис. 6.5, осуществляется сигналом с уровнем 0, действующим только по
одному из входов триггера. Для построения такого МТОУ требуются эле-
менты И-НЕ, обладающие в 2 раза меньшим числом входов по сравнению
со схемой на рис. 6.5. Преимущества этого способа построения МТОУ осо-
бенно резко возрастают при проектировании схем с числом устойчивых
состояний У > 4. В частности, при наличии в составе серии логических
ИМС элемента И—НЕ с числом входов m = 8 в соответствии со схемой на
рис. 6.7 возможно построение МТОУ с числом состояний У= 9. Поскольку
на выходах Ql и Q' мы имеем одинаковую информацию, а выходы Q' на-
гружены всегда на один элемент, то в данном случае нагрузочная способ-
ность по входам 0/ не зависит от числа состояний МТ, что также является
важным достоинством этого способа построения МТОУ.
Рис. 6.7. Схема многостабиль-
ного триггера на элементах
И-НЕ, И
244 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рис. 6.8. Схема многостабильного триггера на
элементах И-НЕ, И
В рассмотренных схемах информация
на выходах триггера появляется во время
действия управляющего сигнала. По ана-
логии с рассмотренными выше двоичны-
ми триггерами по способу фиксирования
информации их можно отнести к разряду
МТ, срабатываемых по уровню входного
сигнала. На рис. 6.8 показан еще один способ построения однофазных
МТОУ, работающих в коде О/Уи реализуемых на элементах И-НЕ, И. Схе-
ма строится таким образом, что выход /-го элемента И-НЕ подключается к
своему элементу И и к(/+ 1)-му элементу И-НЕ, а выход /-го элемента И
подключается ко входам всех элементов И-НЕ, начиная с (/ + 2)-го. В ре-
зультате такого построения обеспечивается возможность сохранения уров-
ня 0 на выходах Q' во время действия управляющего сигнала, что выгодно
отличает эту схему от схемы на рис. 6.7.
Действительно, пусть МТ находится в первом состоянии (ft = Q{ = 0;
Qi = Qi = ft = ft = ft = ft = О- Установим МТ в следующее (второе) со-
стояние, для чего на его входы подадим комбинацию сигналов Т2 = 0,
Т| = Г3 = Т4 = 1. В этом случае на выходе Q{ установится уровень 1, а на
выходе Q' будет продолжать действовать уровень 0. В результате во время
действия сигнала Т2 = 0 на выходах триггера Q'. сформируется код 1011, а
на выходах ft будет действовать код 0011. После съема управляющего сиг-
нала (Т2 = 1) на выходе Q} будет действовать уровень 1, и на выходах ft'
установится код 1011.
Как будет показано ниже, возможность сохранения уровня 0 на выходе
одного из вентилей схемы во время действия управляющего сигнала будет
особенно полезна при построении МПС. Однако следует отметить, что та-
кая возможность обеспечивается только в том случае, когда управляющий
сигнал поступает на вход той схемы И, на выходе которой до его прихода
действовал уровень 0. Если же, например, трехстабильный триггер нахо-
дится в состоянии 0111 (ft = ft' = 0; ft = ft = ft = ft = ft = ft = 1), а уп-
равляющий сигнал поступает на вход ТЛ (Т4 1), то на выходах ft устано-
вится код 1110, а на выходах ft< код 1100, т. е. в данном случае, не обеспе-
чивается сохранение уровня 0 на выходе вентиля В}. Последнее свойство
схемы необходимо учитывать при ее конкретном использовании. Эта схема
МТ, как и схема на рис. 6.7, обладает независимой от числа состояний
нагрузочной способностью по выходам ft, и для ее реализации необходи-
мы элементы И-НЕ с числом входов m = N. В конкретных разработках с
учетом имеющейся номенклатуры ИМС в отдельных случаях могут быть
эффективны однофазные МТ двух-, трех-, (7V— 3)-, (/V — 2)-входового уп-
равления. Элементы для этих МТ по числу дополнительных входов m ",
идущих на организацию переключения МС, занимают промежуточное по-
ложение между элементами МТ с одновходовым и (/V- 1)-входовым управ-
6.2. Многостабильные триггеры
лением. При этом между числом входов элемента, идущих на организацию
переключения МС (т"), и числом входов, на которые необходимо подать
управляющие сигналы (Тс) для переключения МТ в /*-е состояние, суще-
ствуют соотношения, приведенные в табл. 6.4.
Таблица 6.4
Число входов m " элементов МТ 1 2 3 N-2 N- 1
Число управ- ляющих си- гналов Тс для переключе- ния МТ 7V- 1 N —2 N- 3 N-(N-2) = 2
В качестве примера на рис. 6.9 показана схема однофазного триггера
5Tl трехвходового управления. Для упрощения рисунка организация соб-
ственно МС здесь не показана. В любое из пяти состояний (01111, 10111,
11011, 11101, 11110) триггер устанавливается комбинацией управляющих
сигналов 7\ + Ti+{ + Tj+2 = 0 при уровнях 1 на остальных входах, где под ин-
дексом i подразумевается любой из пяти элементов.
При т" = 3 получим МТ двухвходового управления (рис. 6.10), пере-
ключаемый в любое из пяти состояний комбинацией сигналов Т, + Т/ + 1 = 0.
Однофазные МТ на элементах И-НЕ, как это следует из описания рассмот-
ренных выше схем, работают в коде 0/7Уи управляются сигналами логичес-
кого 0. Однако часто требуются МТ, работающие в коде 1/7V. Такие МТ в
логическом базисе И-НЕ можно реализовать путем инвертирования кода
0/7V, т. е. посредством подключения инверторов к выходам МТ. Возможен
и другой подход к построению МТ, работающих в коде 1/W и вместе с тем
управляемых сигналами с уровнем логического 0, а именно на основе эле-
ментов И-ИЛИ-НЕ. Пример реализации такого МТ на три состояния пока-
зан на рис. 6.11. Переключение триггера в любое из трех состояний (100,
010, 001) осуществляется сигналом Г. = 0, где f = 1, 2, 3. Если МТ находит-
ся, например, в состоянии 100 (первое устойчивое состояние), то для пере-
ключения его в следующее состояние 010 необходимо подать комбинацию
Т т2 т3 т4 т5 т. т2 т3 т4 т5
Рис. 6.10. Схема пятистабильного триг-
гера (код 0/5) вида 5ТЕ двухвходового
управления
Рис. 6.9. Схема пятистабильного триг-
гера (код 0/5) вида 5Т{ трехвходового
управления
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рис. 6.11. Схема трехстабильного триг-
гера (код 1/3) вида ЗГ£
Г Т2 Т3
Рис. 6.12. Схема тактируемого трехста-
бильного триггера (код 0/3) вида CL3T
сигналов Т2 = 0, Т{ = Т3 = 1. Сигнал Т2 = 0 установит уровень 1 на выходе
02, который, действуя на входах вентилей И элементов и В3 совместно с
сигналами = Т3 = 1, сформирует на их выходах уровни 0 (Q1 = Q3 = 0).
Последние, поступая на вентили И элемента В2, будут удерживать его в
состоянии 1 (Q2= 1) теперь уже независимо от уровня сигнала на входе Т2.
В результате при снятии управляющего сигнала с входа Т2 (Т2 = 1) триггер
останется в состоянии 010. Поскольку здесь фазным является сигнал с уров-
нем 1, так как именно он удерживает в инверсном состоянии остальные
элементы схемы, то данная схема является примером МТ, переключение
которого осуществляется за счет принудительного формирования фазного
уровня. При реализации однофазных МТ на большее число состояний, по-
строенных по схеме на рис. 6.11, потребуются элементы И-ИЛИ-НЕ, вы-
полняющие функцию 2И — (TV — 1) — ИЛИ-HE, где N — требуемое число
состояний.
По способу записи информации все выше рассмотренные МТ относят-
ся к разряду асинхронных. Для построения МТ с тактируемыми входами
(тактируемые МТ) последовательно с управляющими входами подключа-
ются дополнительные вентили (рис. 6.12). Без дополнительных вентилей
тактируемые МТ выполняются на элементах И-ИЛИ-НЕ. Особенности
построения последних рассмотрим на примере схемы на рис. 6.13, а, где
показан триггер СЬЗТ, работающий в коде 0/3. Этот триггер имеет три со-
стояния (011, 101, НО), в которые устанавливается комбинацией сигналов
7^ С = 1, где /=1,2,3. Предположим, что триггер находится в состоянии 011.
Рис. 6.13. Схема триггера вида С£ЗТ(код 0/3) на элементах И-ИЛИ-НЕ (а) и
его обозначение (б)
б. Qi <2з
6.2. Многостабильные триггеры
В другое состояние (код 101) он переключается комбинацией сигналов
Т2С = 1 и 1\С = Т3С = 0. В этом случае на выходе Q2 устанавливается
уровень 0, который, являясь фазным уровнем, формирует на выходах Q{ и
Q3 уровни 1 (будут закрыты оба вентиля И элементов В{ и В3). Последние,
открывая вентиль И элемента й2, будут удерживать его в состоянии 0 и
после окончания действия ТИ, который по аналогии с двоичными тригге-
рами будем обозначать буквой С.
6.2.2. Многофазные многостабильные триггеры
Основу многофазных триггеров составляют многофазные МС. Как и одно-
фазные, они могут быть построены по схеме МТОУ или МТМУ в асинхрон-
ном или тактируемом варианте. Следует отметить, что поскольку принципы
организации многофазных МТ аналогичны для схем с любой фазностью Ф,
то их удобно рассмотреть на примере двухфазных пятистабильных МС.
Пусть имеется МС, работающая в коде 2(0)/5 (см. рис. 6.3, г). В z-e состо-
яние ее можно установить двумя путями: формированием двухфазных уров-
ней 0 на выходах рядом стоящих элементов и формированием инверсных
уровней 1 на выходах трех рядом стоящих элементов. В качестве примера
на рис. 6.14, а показана схема двухфазного МТ (У-Ф)-входового управле-
ния, работающего в коде 2(0)/5. Переключение двухфазного триггера в любое
из пяти состояний (произвольное управление переключением триггера)
Рис. 6.14. Схемы пятистабильного триггера трехвходового управления в коде
2(0)/5 (а) и одновходового управления в коде 2(1 )/5 (б)
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
осуществляется комбинацией сигналов Т. = Т i+[ = Г/+2 = 0, т. е. в данном
случае переключение триггера осуществляется за счет принудительного
формирования N-Ф инверсных уровней. Однако в данном случае возможен
и другой способ управления переключением триггера, а именно сигналом с
уровнем 0, действующим только по одному из входов. Действительно, если
триггер находится в /-м состоянии, т. е. фазные уровни действуют на выхо-
де /-го и (/+ 1) -го элементов, то такой сигнал должен поступать на вход Т Г
Например, если МТ находится в первом состоянии 00111 (Q} = Q2 = 0,
Q3 = Q4 = Q5 = 1), то для его переключения в следующее состояние 10011
достаточно подать сигнал Т х = 0. Такой режим управления переключением
МТ в дальнейшем назовем режимом последовательного одновходового уп-
равления переключением. В общем случае для построения Ф фазных МТ с
(/У-Ф)-входовым управлением по схеме на рис. 6.14, а потребуется N эле-
ментов И-НЕ с числом входов m = S + 1 каждый.
На рис. 6.14, б показана организация двухфазного МТОУ, работающего
в коде 2(1)/5. Переключение триггера в любое из пяти состояний 11000,
01100, 00110, 00011, 10001 осуществляется сигналом Т { = 0, т. е. в отличие
от схемы на рис. 6.14, а эта схема относится к разряду многофазных МТ
одновходового управления с произвольным порядком переключения. В об-
щем случае по аналогии с однофазными МТ могут быть построены много-
фазные МТ с двух-, трех-, ..., (N-Ф + 1)- и (N-Ф)-входовым управлением.
Тактируемые многофазные МТОУ и МТМУ реализуются либо на основе
асинхронных МТ с включением дополнительных вентилей по числу управ-
ляющих входов, либо на элементах И-ИЛИ-НЕ без введения дополнитель-
ных вентилей.
Наиболее широкое применение многофазные МТ находят при проекти-
ровании МПС, особенности построения которых рассматриваются ниже.
Многостабильные триггеры, как и рассмотренные ранее двоичные тригге-
ры, можно характеризовать функциональными и схемотехническими пара-
метрами. Поскольку эти параметры МТ аналогичны параметрам МПС, то
они будут рассматриваться применительно и к МПС.
6.3. Многоустойчивые пересчетные схемы
В общем случае МПС можно рассматривать как отдельный неделимый эле-
мент, имеющий заданное число устойчивых состояний и способный пере-
ходить из одного устойчивого состояния в другое под действием входных
сигналов. Из сказанного следует, что по принципу работы МПС аналогич-
на триггеру Т-типа, но в отличие от него имеет больше двух устойчивых
состояний. Основой для построения МПС
являются МТ. Для преобразования МТ в
МПС достаточно у МТ организовать счет-
ный вход, объединив выходы МТ через со-
ответствующее устройство с его входами
Рис. 6.15. Структура многостабильной пере-
счетной схемы
6.3. Многоустойчивые пересчетные схемы
так, чтобы с поступлением входного сигнала МТ последовательно перехо-
дил из z-го состояния в (/ + 1)-е. Роль такого объединяющего или связую-
щего устройства в МПС выполняет устройство управления (рис. 6.15).
Допустим, что в качестве МТ на рис. 6.15 используется МТОУ, выпол-
ненный на элементах И-НЕ и работающий в коде 0//V. В этом случае для
организации МПС достаточно, чтобы устройство управления выполняло
следующую функцию:
t;"i' =Q" сп,
где С — входной (счетный) сигнал; Q" — состояние, в котором находился МТ
до прихода входного сигнала. Если в качестве МТ применен, например,
МТ (N — 1)-входового управления, то для переключения МПС в (/ + 1)-е
состояние схема управления должна формировать следующие функции:
= 0Л • Сл = О,
= (21л • Сл = О,
= 0Л • С" = О,
л+| = О". Гл = П
т/Л1 =Q"+i сп=о,
T”+_\ = с;_2сл = о,
ГГ1 = С„и-1сл = о.
Очевидно, что для МТ с (У—х)-входовым управлением, где 1 <х< (TV— 1),
должно быть сформировано такое число управляющих сигналов на информа-
ционных входах МТ, которое необходимо для его переключения. На рис. 6.15
показана организация МПС, которая под действием входного сигнала из
z-го состояния всегда переходит в (/ + 1 )-е, т. е. фазный уровень сдвигается
на один разряд вправо. Однако это условие не обязательно. В принципе
/-й выход МТ через устройство управления может быть подключен не к
(/ + 1)-му входу МТ, а сразу к (/ + 2)-, (/ + 3)-, ..., (/ + х)-му входам. В этом
случае начальная кодовая комбинация, например Oil...111, будет сдвигать-
ся соответственно на 2, 3, ..., х разрядов. Сказанное означает, что вместо
последовательности чередования кодов 0111...И, 1011...И, 1101...11, ...,
11...1110 будем иметь последовательности, соответствующие сдвигу на 2, 3
и N - 1 разрядов соответственно:
0111...11 ОНИ...11 011111...и
1101...11 11101...И 111101...10.
В последнем случае имеем МПС, которая работает в режиме обратного
счета, т. е. в режиме вычитания.
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рассмотрим схемотехнические особенности построения МПС, много-
образие которых фактически обусловливается организацией устройства уп-
равления. Наиболее часто в качестве устройства управления используется
дополнительный МТ. Однако возможны другие варианты МПС, когда в
качестве такого устройства применяются двоичные триггеры либо специ-
альные формирующие элементы памяти типа РЭУ, т. е. по аналогии с дво-
ичными триггерами МПС относятся к разряду составных МТУ (СМТУ).
В настоящее время наибольшее распространение получили следующие
способы построения МПС: способ M-S\ способ МТ и коммутирующих триг-
геров; способ полусчетного кольца и коммутирующего элемента; способ
МТ и запоминающего регистра. Каждый из этих способов может быть реа-
лизован различными схемотехническими приемами (табл. 6.5). Один и тот
же прием может применяться в различных способах. В частности, способ
М-S и способ МТ с запоминающим регистром используют практически
одинаковые приемы. Последнее отмечено звездочками в соответствующих
колонках табл. 6.5.
Таблица 6.5 •
Схемотехнические приемы Способ M-S Способ МТ и запоми- нающего регистра Способ асинхрон- ного МТ и коммути- рующих триггеров Способ полусчетно- го кольца и коммути- рующего элемента
Блокирующий инвертор * * —
Два блокирующих инвертора * *
Сложный блокирующий инвертор * *
Разнополярное тактирование * *
Запрещающие связи * *
Коммутирующие транзисторы *
Коммутирующие /?5-триггеры * *
Коммутирующие триггеры * *
Дополнительный распределитель *
Блокирующий P-триггер * *
6.3. Многоустойчивые пересчетные схемы
Наиболее распространенными являются схемотехнические способы M-S
и МТ и запоминающего регистра. Эти способы применяются для построе-
ния как МПС, так и МТУ видов LF, LF. На их основе возможно также
построение МТУ видов LF и LF.
Способ асинхронного МТ и коммутирующих двоичных триггеров позво-
ляет проектировать МПС и МТУ видов Fu F. Способ полусчетного кольца
и коммутирующего элемента применяется только для построения МПС ви-
дов LF и LF. По аналогии со счетными триггерами в схемах МПС вместо
индексов LF и LF могут соответственно применяться индексы F и F.
Учитывая общность приемов построения, нет необходимости подробно
останавливаться на каждом из них в пределах одного способа. Процесс
выбора МПС (как и в случае двоичных триггеров) начинается с анализа
заданных функциональных требований, предъявляемых к МПС, и после-
дующего сравнения МПС, построенных различными способами и приема-
ми по техническим параметрам.
Основными функциональными параметрами МПС можно считать сле-
дующие:
• фазность МПС;
• число устойчивых состояний МПС;
• наличие дополнительных установочных входов в /-е состояние;
• схемотехническая универсальность МПС;
• нагрузочная способность по выходу nQM\
• быстродействие;
• эквивалент нагрузки МПС по счетному (тактовому для МТУ) входу лмс.
Требование фазности предполагает, что МПС может работать в режиме
однофазной или многофазной МПС. Выбор фазности, прежде всего, опре-
деляется назначением МПС в составе более сложного устройства. Одно-
фазные МПС чаще всего используются при построении распределителей, а
многофазные — при построении пересчетных схем, специальных схем и
делителей частоты.
Число устойчивых состояний МПС определяется требуемым модулем счета.
При построении МПС часто возникает необходимость в предварительной
ее установке в одно или несколько состояний. В этом случае МПС должны
разрабатываться с учетом возможности их установки в заданное состояние.
При проектировании устройств иногда возникает необходимость в такой
МПС, которая кроме функции счета выполняла бы и другие функции:
• применяться в качестве распределителя импульсов или уровней;
• работать одновременно в двух кодах (прямом Ф/TV и инверсном Ф/TV);
• работать в прямом, обратном и реверсивном режимах;
• применяться в качестве разряда сдвигающего регистра.
Отметим, что специфика построения МПС, требующая объединения
элементов, число которых пропорционально модулю счета МПС, приводит
к необходимости более тщательного рассмотрения таких параметров, как
потребляемая мощность, число элементов на состояние и ряда других, ко-
торые применительно к традиционным СТУ, рассмотренных в гл. 3, не
относились к разряду основных. К числу этих параметров будем относить
252 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
нагрузочную способность nQM по выходам, число связей на состояние SM,
число переключаемых за период элементов QM и др.
Нагрузочная способность МПС nQM по выходам. Этот параметр имеет тот
же смысл, что и для двоичных триггеров. Для МПС, выполняемых на осно-
ве МТ с числом элементов, равным числу устойчивых состояний, этот па-
раметр определяется следующим образом:
nQM =Пэ~ SQM =n3~{S+ Sy),
где 5у — число связей /-го выхода МПС с элементами схемы управления.
Следует отметить, что параметр 5у зависит от способа построения МПС
и может принимать значения: 5у = 1; 5у = Ф; 5у = N — Ф, 5у = S и т. д. При
заданных пз и S параметр пQM достигает максимального значения при 5у = 1.
Для таких схем параметр nQM определяется из выражения
(6.10)
Наименьшим значением параметра nQM при заданных пэ и N обладают
однофазные МПС, для которых nQM = пэ — N = пэ — М, где М — модуль
счета МПС. Учитывая, что в реальных устройствах параметр nQM может
принимать значения
1 < nQM < «э’
подставляя минимальное значение nQM= 1 в выражение (6.10), получаем
^тах = "э - L <6 И>
Выражение (6.11) позволяет определить максимальное число устойчи-
вых состояний при однофазных МПС с коэффициентом 5 = 1, построен-
ных на базе TV-стабильного МТ с одним элементом на состояние. Среди
МПС, выполненных на основе МТ с одним элементом на состояние, наи-
большим значением параметру nQM обладают многофазные МПС с коэф-
фициентом 5у = 1 и числом фаз Ф = [N/2]~ для нечетных и Ф = (У/2) - 1
для четных N. Подставив эти значения фаз в выражение (6.10), получим
соответственно
пп„ = п — 3 и пп., = п — 4.
QM э QM э
Следовательно, для таких МПС параметр nQM не зависит от числа состо-
яний МТ, как это имеет место в однофазных МПС. Повысить нагрузочную
способность последних можно, например, за счет построения их на основе
МТ с постоянной нагрузочной способностью по выходам, т. е. на основе
схем МТ на рис. 6.7 и 6.8.
Эквивалент нагрузки по тактовому входу псм. Этот параметр при условии
выполнения схемы на элементах с одинаковой нагрузочной способностью
определяется числом связей тактового (для МТУ) и счетного (для МПС)
входов с остальными элементами схемы. Наиболее часто данный параметр
принимает значение исм = N.
Функциональная надежность работы схемы. Этот параметр, как и для
двоичных триггеров, характеризуется отсутствием критических состояний.
6.3. Многоустойчивые пересчетные схемы
Число элементов на состояние сом. Данный параметр относится к числу
важнейших схемотехнических параметров, характеризующих МПС, и оп-
ределяется из выражения
п
Ым^В^М,
/ = 1
где Bi — вентиль z-го типа; / — число типов элементов, различаемых по
выполняемой функции.
Число связей на состояние SM. Параметр SM характеризует число межэле-
ментных связей, приходящихся на одно состояние. В реальных устройствах,
когда на одной плате размещается большое число ИМС, сокращение числа
межэлементных связей имеет очень важное значение. В этом случае улуч-
шается технологичность конструкции, сокращается трудоемкость изготов-
ления, уменьшаются паразитные емкости и индуктивности, являющиеся
источниками помех, и, следовательно, повышается надежность устройства
в целом. Этот параметр при заданном модуле М зависит от фазности и
способа построения МПС. В общем случае значение параметра SM можно
определить из выражения
= ЪП1т11М ’
/•=1
где ni — число элементов z-го типа, различаемых по числу входов; /и. —
число задействованных входов элемента /-го типа.
Потребляемая мощность Р^. Параметр Р^ характеризует мощность,
потребляемую МПС. В силу специфики работы МПС он требует более
тщательного рассмотрения. Учитывая, что в МТ число фазных элементов
не равно числу инверсных и что во включенном и выключенном состояни-
ях элементы, как правило, потребляют различную мощность, традицион-
ная методика определения мощности через Рср элемента, характерная для
двоичных триггеров, в данном случае будет неточна. Все это требует иного
подхода к определению мощности МПС. В дальнейшем мощность, потреб-
ляемую МПС (как и двоичных триггеров), будем характеризовать следую-
щими параметрами: статической мощностью Р^ и приростом динамичес-
кой мощности \рм. Значение параметра Рс^, характеризующего МПС по
мощности потребления в статическом состоянии, можно определить из
выражения
Л" = f/>(»)",+ <612>
j=\
где Л(0) — мощность элемента у-го типа в состоянии 0; Р (1) — мощность
элемента у-го типа в состоянии 1; j — число типов логических элементов,
различаемых по потребляемой мощности; и. — число элементов у-го типа.
Как уже отмечалось, большинство логических элементов потребляют раз-
личную мощность в состояниях 0 и 1. Известно, что для быстродействую-
щих элементов И-НЕ TTL-типа между Р(0) и Р(1) существует следующее
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
соотношение: Р(0) = ЗР( 1). Принимая во внимание это соотношение, мож-
но заключить, что с целью уменьшения мощности, потребляемой МПС в
статическом состоянии, необходимо стремиться работать в кодах с возмож-
но большим числом состояний, в которых элементы потребляют меньшую
мощность. К числу этих кодов в случае выполнения МПС на элементах
TTL-типа следует отнести однофазный код О/TV. Параметр 0М для МПС
имеет тот же смысл, что и двоичных триггеров, и является необходимой
величиной для подсчета прироста дополнительной мощности за счет
работы схемы в динамическом режиме
ДР/ = £д/0,..
/=1
Этот параметр является весьма важной характеристикой МПС и, как
будет показано ниже, в значительной степени зависит от способа их пост-
роения. Возвращаясь к описанию рассмотренных выше МТ, нетрудно об-
наружить, что при каждом переходе МТ из z-го состояния в (/ + 1)-е пере-
ключается только часть их элементов, тогда как оставшаяся часть только
подтверждает свое состояние, т. е. не участвует в процессе переключения.
При этом число переключающихся элементов зависит от выбранного кода
и организации МПС.
С точки зрения выбранного кода наиболее эффективны коды с фазны-
ми уровнями, занимающими номера от 1 до Ф включительно. После-
днее объясняется тем, что при работе в этих кодах, т. е. при переходе
МТ из z -го состояния в (z + 1)-е, в процессе переключения находится мини-
мальное число элементов. Пусть имеются два асинхронных МТ, работающих
в кодах 2(0)/5 с кодовыми последовательностями (см. рис. 6.3, я, в) вида
00111 10101
10011 ною
11001 01101
11100 юно
OHIO 01011.
Сравнивая эти последовательности, нетрудно обнаружить, что переход
МТ из z-го состояния в (/ + 1)-е в первом случае сопровождается переклю-
чением двух элементов из пяти, а во втором — четырех элементов из пяти.
Так, переход МТ из второго состояния в третье в первой последовательно-
сти связан с переключением в инверсное состояние двух элементов, а имен-
но: второго из 0 в 1 и четвертого из 1 в 0. При этом состояния остальных
элементов МТ не меняются. Что касается второй последовательности, то
здесь только второй элемент останется в прежнем (единичном) состоянии,
тогда как остальные элементы примут инверсное состояние. Таким обра-
зом, в асинхронных МТ, работающих в кодах с фазными уровнями, после-
довательно занимающими номера от 1 до Ф включительно, число пере-
ключаемых элементов в случае перехода МТ на z -го состояния в (/ + 1)-е
не зависит от фазности и равно 2. Для остальных последовательностей
(см. табл. 6.2) параметр 0М зависит от фазности Ф и определяется из выра-
жения 0М = 2Ф в случае выполнения последних на N элементах.
6.4. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу M-S
В тактируемых МТ параметр 0М изменяется в широких пределах в зави-
симости от организации триггера по схеме МТОУ или МТМУ и его элемен-
тной базы. Для тактируемых МТОУ и МТМУ, реализуемых на элементах
И-ИЛИ-НЕ 0М = 2 (см. рис. 6.13, а, б), а на элементах И-НЕ (см. рис. 6.12)
вм = 2 + 0*, где 0* — число переключающихся элементов схемы управле-
ния. В частности, для МТОУ 0* = 1, а для МТ (У — 1)-входового управле-
ния 0* = N — 1.
Таким образом, с целью снижения параметра 0М при проектировании
МПС и составных МТ следует применять МТОУ, обладающие наимень-
шим значением коэффициента 0М. Однако при этом необходимо учиты-
вать, что для их построения требуются элементы с максимальным числом
входов. В итоге с учетом прироста динамической мощности общая или ди-
намическая мощность, потребляемая МПС, определяется следующим об-
разом:
Рам = рм у
где Р™ определяется из выражения (6.12).
Аппаратурные затраты Лзмт. Этот параметр для МПС имеет тот же смысл,
что и для двоичных триггеров, т. е. может быть подсчитан с помощью выра-
жения
п
ЛМТ = 1Х-
/=1
6.4. Многостабильные пересчетные схемы,
построенные по способу M-S
Такие схемы выполняются с применением двух тактируемых МТ: основно-
го Л/ и вспомогательного S. При этом независимо от того, используются ли
в качестве МТ однофазные или многофазные МТОУ или МТМУ, принцип
действия МПС заключается в том, что при поступлении входного (счетного)
сигнала осуществляется переход триггера М из /-го состояния в (/ + 1)-е с
одновременным сохранением (за счет блокировки) его состояний тригге-
ром S. По окончании входного сигнала блокировка снимается, и триггер S
устанавливается в (/ + 1)-е состояние. В зависимости от организации бло-
кировки МПС по способу М-S подразделяются (см. табл. 6.5) на МПС с
блокирующим инвертором, с двумя инверторами, с разно-полярным такти-
рованием, с запрещающими связями, с коммутирующими транзисторами,
с асинхронным коммутирующим D-триггером.
Схема одного из вариантов МПС, построенного по способу М-S с бло-
кирующим инвертором, показана на рис. 6.16, а. Здесь в качестве триггера
М используется Cj3Tодновходового управления, работающий в коде 0/3, а
в качестве триггера S-C^Tдвухвходового управления, работающий в коде
1/3. При отсутствии входного сигнала (Гсч = 0) на выходе блокирующего
инвертора действует уровень 1, и состояние триггера Л/через вентили И
элементов 56 и В1 передается в триггер S. В результате, если триггер М
находится в состоянии 011, то будут открыты вентили И2 элементов В6 и Z?7,
256 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Q\ Qi Qi
ш
PF
б
Q\ Qi Qi
Рис. 6.16. Пересчетная схема
по модулю 3 вида ЗГЛЛ (а), ее
обозначение (6), обозначе-
ние многостабилыного триг-
гера вида CLF3T (в), диа-
грамма работы пересчетной
схемы (г)
закрыт вентиль И2 элемента В5, т. е. в триггере будет зафиксирован код 100
(см. рис. 6.16, г). При поступлении входного сигнала (Гсч = С = 1) триггер
М за счет связи с выхода QJ на вход вентиля И элемента В3 устанавливается
в следующее состояние 101 (0[ = Q3 = 1, 02' = 0), а триггер 5 сохраняет свое
состояние за счет уровня 0 на выходе блокирующего инвертора. По оконча-
нии входного сигнала (Гсч = 0) состояние триггера М через вентили И эле-
ментов В5 и й7 передается триггеру S, и в нем устанавливается код 010.
Таким образом, при съеме информации с выходов Q устройство работает
в режиме трехстабильной пересчетной схемы 3//7, а при съеме с выходов
Q' — в режиме МПС, фиксирующего информацию по фронту F входного
сигнала, т. е. в качестве пересчетной схемы 377^ (рис. 6.16, г).
На рис. 6.16, а приведена схема МПС, осуществляющая подсчет сигна-
лов по модулю М = 3. Аналогично могут быть построены МПС по модулю
М > 3, работающие в однофазных или многофазных кодах. В частно-
сти, при построении МПС по модулю М > 3 в соответствии со схемой
на рис. 6.16, а, работающих в однофазных кодах, потребуются элементы
И-ИЛИ-НЕ, выполняющие функцию 2И-ИЛИ-НЕ для триггера S и функ-
6.4. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу M-S 257
цию 2И-(5 + 1)ИЛИ-НЕ для триггера М. Построенные таким образом МПС
характеризуются следующими параметрами:
/max — V^rnin — — 2^Ср’ ^QM ~ ^QM ~ ~
/?см = М + 1; SM = 2(5 + 1)/М; ^=2 + 1/М.
Многостабильные пересчетные схемы, построенные в соответствии с
рис. 6.16, а, обладают независимым от фазности Ф и модуля счета М чис-
лом переключаемых за период элементов QM = 5, что является важным
достоинством таких схем. Поскольку на рис. 6.16, а основной и вспомога-
тельный МТ являются триггерами с произвольным порядком переключе-
ния, то при отключении выходов Q от входов устройство будет работать в
режиме многостабильного триггера вида СиЗТ и может использоваться в
качестве разряда сдвигающего регистра однотактного действия.
Недостатком рассмотренного схемотехнического способа построения
МПС и СМТУ является необходимость выполнения условия т105| < 2гср,
обеспечивающего функционально надежный режим работы. Как уже отме-
чалось, в соответствии со схемой на рис. 6.16, а возможно проектирование
МПС по модулю М > 3. Однако пересчетные схемы с таким же модулем
счета могут быть выполнены на основе традиционных двоичных триггеров.
В этом случае представляется важной сравнительная оценка пересчетных
схем, выполненных на базе МПС, и триггеров Г-типа. Последнее необхо-
димо для определения области эффективного применения (ОЭП) МПС по
числу вентилей, что особенно важно в технике БИС, где снижение числа
вентилей на кристалл является одной из важнейших задач. Учитывая, что
требуемое число счетных триггеров для организации счетчика по модулю
М = [log2 М\+, можно заключить, что МПС будет более экономична по
числу вентилей при выполнении следующего неравенства:
лэт 1,оё2 М\+ > Ма). (6.13)
Пользуясь выражением (6.13), можно подсчитать выигрыш {M}R в числе
элементов для каждого модуля М:
(Af) r _ Пэт [1°§2 14)
Ма)
Если принять во внимание, что Г-триггер (как и МПС) выполняется
на элементах И-ИЛИ-НЕ с параметром иэт = 5, то, решая неравенство при
а) = 2 + 1/А/, находим, что МПС более экономична по числу вентилей
вплоть до М = 6. При М = 7 обе схемы реализуются на одинаковом числе
элементов. Подставляя различные значения М в выражение (6.14), нахо-
дим, что наибольший выигрыш в числе вентилей, а именно в 1,45 раза
((л/)/?= 1,45), достигается при М= 3. При М> 8 все коэффициенты < 1.
А это означает, что при М > 8 более эффективными по числу элементов
оказываются счетчики на двоичных триггерах. Следует отметить, что МПС,
построенные по схеме на рис. 6.16, я, могут работать и в многофазных
кодах 2(1 )/5, 2(1 )/6 и 3(1 )/7, и, следовательно, для их реализации потребу-
ются элементы с таким же числом входов, что и для построения МПС по
258 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
модулю М = 3. Если же принять во внимание параметр быстродействия и
учесть, что у МПС быстродействие не зависит от модуля М и что для ис-
ключения избыточных состояний в счетчиках на Г-триггерах, как правило,
требуются дополнительные элементы, то может оказаться, что ОЭП для
МПС будет более протяженной, чем это следует из выражения (6.14). Все
эти факторы, естественно, необходимо учитывать при проектировании пе-
ресчетных схем.
На рис. 6.17, а приведена схема МПС, выполненная по способу М-S с
запрещающими связями. Здесь в качестве триггеров М и S применены пя-
тистабильные триггеры СЛ5Гтрехвходового управления, работающие в коде
2(0)/5. Организация блокировки передачи информации из триггера М в
триггер S осуществляется за счет одной запрещающей связи с выхода /-го
управляющего вентиля триггера М на z-й вентиль триггера 5. При отсутствии
входного сигнала (Лч = 0) на выходах вентилей В{—В5 уровни I (блокировка
отсутствует) и состояние триггера М передается триггеру S. Пусть триггер М
находится в состоянии 00111. В этом случае на выходах вентилей В*—В10
Рис. 6.17. Пересчетная схема по модулю 5 (код 2(0)/5) вида 5/7^, выполнен-
ная по способу М-S с запрещающими связями (г/), и диаграмма ее
работы (б)
6.4. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу M-S
уровни 0, т. е. триггер S повторяет состояние триггера М (Q{ = Q3 = 1, Q3 = 0).
При поступлении входного сигнала (Тсч = 1) на выходах вентилей 5]? 54 и
В10 сформируются уровни 0, переключающие триггер М в очередное состо-
яние 10011. При этом состояние триггера S не изменяется, поскольку на
выходах вентилей 56, 59 и 510 сохраняются уровни 1 за счет действия блоки-
рующих связей с выходов вентилей В4 и В5 соответственно, а на выходах
вентилей В7 и В^ за счет уровней 0 с выходов Q'2 и Q3 триггера М. По
окончании входного сигнала (Гсч = 0) блокировка с вентилей В6— /?10 снима-
ется, и триггер S теперь уже через вентили й6, В9, й10 (В6 = В9 = В10 = 0)
устанавливается в следующее состояние 10011 (рис. 6.17, б). Параметры
таких МПС характеризуются следующими значениями: сом = 4;/max = 1 /6тср;
лсм = nQi = лэ - (5 + 1); SM = 2S + 4; вм = 6 + 2(Л/-Ф). В частности, при
М = 5 параметры МПС, которая приведена на рис. 6.17, я, имеют значения:
вм = 12, SM = 10; nQ = пэ — 3; лсм = 5. Сравнивая параметры рассмотренных
выше МПС, можно видеть, что применительно к элементам одноступенча-
той логики МПС с запрещающими связями позволяют проектировать уст-
ройства, наиболее экономичные по параметру со. обладающие, кроме того,
более высоким значением параметра исм.
К недостаткам таких МПС следует отнести обязательное выполнение
триггера М на элементах одноступенчатой логики, что является причиной
относительно высокого значения параметра сом. Существенно меньшим зна-
чением параметра сом обладают МПС, построенные по способу М-S с раз-
нополярным тактированием. Заранее оговоримся, что такие МПС имеют
максимальное быстродействие и фактически минимальное значение пара-
метра со, что делает их особенно перспективными для техники БИС. По
этой причине данный способ построения будет представлен рядом МПС,
работающих в однофазных и многофазных кодах.
На рис. 6.18, а приведена МПС, работающая в коде 0/3 при съеме ин-
формации с выходов Q. (режим 3 /7Л) и в коде 1/3 (режим 3ITF) при съеме
информации с выходов Q' (рис. 6.18, б). Здесь в качестве триггера S ис-
пользуется МТ двухвходового управления, тактируемый сигналом с уров-
нем 0 и работающий в коде 0/3, а в качестве триггера М~МТ двухвходового
управления, тактируемый сигналом с уровнем 1 и работающий в коде 1/3.
Пусть вначале триггер М находится в состоянии 100 (Qf = 1, Q3 = Q3 = 0).
В этом случае будут закрыты обе схемы И элементов В. и Z?6, т. е. в триггере
зафиксируется код ОН (Ql = 0, Q3 = Q3 = 1). При поступлении входного
сигнала (Лч = 1) триггер достанется в состоянии 011 (см. рис. 6.18, б), так
как элемент В4 находится во включенном состоянии (Qj = 0), поскольку
теперь на всех входах его вентиля Их действуют уровни 1. При этом триггер
М через элементы В} и В3 установится в следующее состояние 010. С прихо-
дом второго импульса на выходах триггера М зафиксируется код 001, а пос-
ле его окончания (Гч = 0) окажутся закрытыми вентили В4 и В. триггера S
(В4 = В5 = 1), т. е. на выходах МПС зафиксируется очередной код 110.
И, наконец, после окончания третьего импульса МПС вернется в исходное
состояние ОН (см. рис. 6.18, б).
На рис. 6.19, а показан еще один вариант МПС, выполненной по спо-
собу М-S с разнополярным тактированием и работающей в коде 1/3 при
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рис. 6.18. Пересчетная схема по модулю 3 (код 0/3) вида 3/7IF с разнополяр-
ным тактированием (а) и диаграмма ее работы (6)
съеме информации с выходов Qi (режим 3/7/Л) и в коде 0/3 при съеме
информации с выходов (режим 3ITF). В этой схеме в качестве триггеров М
и S применяются МТОУ, тактируемые сигналами с уровнями 1 и 0 соответ-
ственно. Пусть триггер М находится в состоянии 011 = 0; q2 = q3 = 1).
В этом случае при Гсч = 0 будут закрыты все вентили И элемента Т?4, т. е. в
триггере установится код 100 (см. рис. 6.19, б). При поступлении первого
счетного импульса триггер Л/через элемент В2 установится в состояние 101,
а состояние триггера S не изменится. После окончания счетного импульса
все вентили И элемента В5 будут закрыты, т. е. на выходах триггера устано-
вится очередной код 010 (см. рис. 6.19, б).
По аналогии со схемой на рис. 6.19, а могут быть легко построены МПС,
работающие в многофазных кодах. Важной особенностью схем на рис. 6.18
и 6.19 является то, что при отключении выходов Q. от входов Г все они
могут работать в режиме СМТУ с внутренней задержкой с произвольным
порядком переключения в /-е состояние, что позволяет их использовать в
6.4. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу M-S 261
<?1 ft ft
Рис. 6.19. Пересчетная схема вида
ЪП1Г (код 1/3) с разнополярным так-
тированием (а) и диаграмма ее рабо-
ты (б)
качестве разряда сдвигающего регистра однотактного действия. Действи-
тельно, если в схеме на рис. 6.19, а выходы Qz отключить от входов Г, то
она будет работать в режиме СМТУ с внутренней задержкой, принимая
любое из трех состояний (100, 010, 001), подаваемых на информационные
входы Tt, где / = I, 2, 3.
На рис. 6.20 показана МПС, выполненная по способу М-S с коммутиру-
ющими транзисторами, триггеры М и S которой работают в кодах 0/3. При
отсутствии входного сигнала запрещена запись информации в триггер М, и
Рис. 6.20. Пересчетная схема
вида ЗП1Г (код 0/3) с комму-
тирующими транзисторами
262 Глава 6. Счетчики на основе многостабилъных пересчетных схем
его состояние передается в триггер S. Положим, что триггер М находится в
состоянии 011 (Q]' = 0, Q'2 = Q2 = 1). В этом случае транзисторы ИГ, и VT3
будут открыты, так как на их базах и эмиттерах действуют соответственно
уровни 1 и 0, а транзистор будет закрыт уровнем 0 на его базе. В резуль-
тате элементы В2 и В3 будут выключены (Q2 = Q3 = 1), а элемент В} включен
(2i = 0), т. е. триггер S находится в состоянии ОН. При поступлении
входного сигнала транзисторы V7\~VT3 запираются по эмиттерам сигна-
лом Гсч = 1, сохраняя тем самым состояние 011 триггера 5, а триггер М
через элемент В5 переходит в следующее состояние 101. По окончании вход-
ного сигнала (Гсч = 0) откроются транзисторы V7\ и VT3 и триггер S примет
состояние триггера М. Параметры подобных МПС имеют следующие зна-
чения: шм = 2; /тах = 1/4гср; лсм = 2Л7; 0М = 4; nQ. =n3-2S; SM= 35 + 2.
В частности, для схемы на рис. 6.20, для которой S = М — 2Ф +12,
параметры = 6 и SM = 8.
Рис. 6.21. Пересчетная схема вида 3/7/z (код 1/3) с коммутирующими тран-
зисторами (а) и диаграмма ее работы (б)
6.4. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу M-S
На рис. 6.21, а приведен еще один вариант МПС, выполненной по
способу М-S с коммутирующими транзисторами. В отличие от схемы на
рис. 6.20, эта МПС работает в коде 1/3. Наличие в составе схемы транзис-
торов сокращает число компонентов, что наряду с высоким быстродей-
ствием, независимым от модуля М параметром ^делает подобные схемы
наиболее перспективными применительно к технике БИС. Однако реали-
зация таких схем на традиционных ИМС будет ограничена теми сериями, в
составе которых имеются ИМС, содержащие отдельные транзисторы. Со-
поставляя рассмотренные МПС, можно заметить, что все они обладают
зависимым от модуля М параметром исм, что является их недостатком. Осо-
бенно это имеет место для МПС, выполненных по способу М-S с разнопо-
лярным тактированием.
Рис. 6.22. Пересчетная схема вида 5/7^ (код 2(1 )/5) с асинхронным D-триг-
гером (а) и диаграмма ее работы (б)
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
От этого недостатка свободны МПС, выполненные по способу М-S с
коммутирующим асинхронным D-триггером. Особенности такого схемо-
технического подхода к построению МПС рассмотрим на рис. 6.22, а, где
показана МПС по модулю Л/ = 5, работающая в коде 2(1 )/5 (выходы 0J.
Здесь оба триггера тактируются сигналом с уровнем 1 и построены по схеме
МТ (/V-Ф)-входового управления. Нижний триггер Мработает в коде 2(0)/5,
а верхний S в коде 2( 1)/5. Роль счетного входа Тсч выполняет вход D асин-
хронного D-триггера. При отсутствии входного сигнала (Тсч = 0) D-триггер
находится в состоянии Q = 1, Q = 0. В результате обеспечивается передача
информации в триггер S и запрещается запись информации в триггер М.
Тогда если триггер М находится в состоянии 00111, то по входам 7,— Т-
совместно с сигналом Q = 1 триггер устанавливается в состояние 11000
(21 = 02 = Ь 0з = 04 = 05 = 0)- При поступлении входного сигнала (Тсч = 1)
сначала сформируется 0 на выходе плеча Q асинхронного D-триггера, бло-
кирующего передачу кода из триггера М в S. Затем через интервал времени
Д/ = г01 элемента В2 сформируется уровень 1 на выходе плеча Q асинх-
ронного D-триггера, и нижний по схеме триггер М установится в следую-
щее состояние 10011. По окончании входного сигнала (Гсч = 0), наоборот,
сначала сформируется 0 на выходе плеча 0, и только затем через интервал
времени Д/ = г01 сформируется 1 на выходе плеча 0, и триггер S установит-
ся в следующее состояние 01100 (см. рис. 6.22, б) и т. д.
Таким образом, благодаря тому, что блокирующий D-триггер в момент
переключения всегда переходит через состояние 0=0 = 0, обеспечива-
ется функционально надежный режим работы, характерный для МПС,
построенных по способу М-S с двумя блокирующими инверторами. Од-
нако в отличие от него такой способ построения позволяет проектировать
МПС с меньшим значением параметра SM и независимым от модуля М
параметром лсм. Параметры МПС, построенные по способу М-S с асинх-
ронным D-триггером, имеют следующие значения: сом = 2 + 3/Л/; исм = 2;
/max = !/%; ги = 4гсР; = «э - (5+ 1); 5W = 25 + 4; вм = 7. В рассмотрен-
ной схеме на рис. 6.22, а показан пример организации одного из вариан-
тов МПС, в которой триггеры М и S тактируются сигналами с уровнем 1.
Если же в качестве триггера М и S применяются триггеры, тактируемые
сигналами с уровнем 0, то асинхронный D-триггер в момент переключе-
ния должен переходить через состояние 0=0= 1, т. е. выполняться на
элементах И-НЕ.
6.5. Многостабильные пересчетные схемы,
построенные по способу МТ
и коммутирующих триггеров
Особенность построения таких МПС заключается в совместном использо-
вании асинхронных /V-стабильных МТ и асинхронных двоичных триггеров
по числу состояний МТ. Роль последних заключается в коммутации вход-
ного сигнала на соответствующий управляющий вход МТ и одновремен-
ном сохранении информации о состоянии МТ на время действия входного
6.5. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ
сигнала. В качестве коммутирующих триггеров в таких МПС применяются
триггеры RL-$r и ДРУГИХ типов.
Пример организации МПС, в которой роль коммутирующих триггеров вы-
полняют триггеры -типа, показан на рис. 6.23, а. Схема содержит
МТОУ с произвольным порядком переключения, работающий в коде 0/3, и
три двоичных триггера Л5-типа, подключенные своими выходами к инфор-
мационным входам МТ. При отсутствии входного сигнала (7,ч = 0) на вы-
ходах вентилей (В4— В6) уровни 1 и, следовательно, МТ может находиться в
любом из трех состояний: 011, 101, НО. Пусть МТ находится в состоянии
Oil = 0, Q2 = Q3 = 1), что можно сделать, предварительно подав сигнал
с уровнем 1 на вход Y. В этом случае на выходах вентилей ВТВ9, образую-
щих вторые плечи коммутирующих триггеров Т^-З^-типа, имеет место сле-
дующее распределение логических уровней: В$ = 1; В7 = Вд = 0 (см. рис.
6.23, б). В результате только один из элементов коммутирующих триггеров,
а именно В5 будет подготовлен к включению, поскольку на двух его входах
действуют уровни 1. Это обстоятельство приводит к тому, что при поступ-
лении входного сигнала (Гсч = 0) уровень 0 сформируется только на выходе
элемента В5 (см. рис. 6.23, б). Последний переведет триггер 3/7 в следую-
щее состояние 101 и одновременно за счет связей с выхода В5 на вход
обеспечит сохранность уровня 1 на выходах элементов Вь и Ву во время
действия счетного импульса. При этом на выходах всех остальных комму-
тирующих элементов В7 и В9 будут действовать уровни 1, поскольку в этих
состояниях они продолжают удерживаться сигналами уровня 0 с выходов
элементов IT и В9. Появление уровня 1 на выходе элемента В9, вследствие
перехода 3 7; в следующее состояние 101 во время действия счетного им-
пульса (ГС4 = I), не может привести к включению элемента В6, управляю-
щего очередным входом триггера ЗТ7 , поскольку этот элемент удерживает-
ся в состоянии 1 за счет ранее сформированного сигнала с уровнем 0 с
выхода элемента В5 (см. рис. 6.23, б).
Рис. 6.23. Пересчетная схема вида 377? (код 0/3) с уменьшенным числом свя-
зей (а) и диаграмма ее работы (б)
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Построенные таким образом МПС работают в качестве пересчетной
схемы , а их параметры имеют следующие значения: а>м = 3; /т,1х = 1/
ЧР; К = ЧР; nQ = лэ - (5 + 1); лсч = М, SM = 2(Л/ - 1) + 5; вм = 5; Ч =
3...7 при ,Л%ах = (3,Я = 1,33.
В сравнении с рассмотренными выше схемами, выполненными на эле-
ментах И-НЕ, МПС, построенные в соответствии с рис. 6.23, а, реализуют-
ся с меньшим числом элементов, обладают более высоким быстродействи-
ем и характеризуются независимым от модуля М параметром 0м. Однако
для их реализации принципиально необходимы однофазные МТ одновхо-
дового управления, для выполнения которых, как это следует из выра-
жения (6.9), требуются элементы И —НЕ с максимальным числом входов
т = 2(Л/ — 1). Последнее обстоятельство резко ограничивает область их
использования применительно к типовым ИМС, поскольку уже при М = 4
для реализации таких МПС требуются элементы с числом входов т = 6, что
приводит к значительному увеличению аппаратурных затрат и параметра
SM. Сократить последние применительно к МПС, работающим в однофаз-
ных кодах, можно двумя путями: за счет применения МТ, выполненных на
элементах И, И-НЕ (см. рис. 6.7 и 6.8), или за счет применения МТ одно-
входового управления с последовательным порядком переключения, рабо-
тающих в многофазных кодах.
В соответствии с первым путем МПС выполняются по схеме на рис. 6.23, а
посредством замены МТ на элементах И-НЕ на МТ по схеме на рис. 6.7.
Однако при отсутствии элементов И для реализации таких МПС потребу-
ется пять элементов, а при их наличии требуется четыре элемента на состо-
яние. Более экономичными по числу вентилей являются МПС, построен-
ные на основе МТ в соответствии с рис. 6.8, обладающие возможностью
сохранять фазный уровень на время действия управляющего сигнала. Эф-
фективность таких МПС особенно возрастает для тех серий ИМС, в соста-
ве которых используются элементы И, имеющие одновременно прямой и
инверсный входы (токовые ключи). Пример реализации такой МПС для
случая ее работы в однофазном коде 0/3 показан на рис. 6.24, а. При отсут-
ствии счетного импульса (Тсч = 0) на выходах вентилей В— В3 уровни 1 и
МТ находится в одном из трех состоянии, например, в первом состоянии
011 (Qf = 0, Q'2 = Q'3 = 1) .В этом случае только на выходе Я7 действует уро-
вень 1, который совместно с сигналом В, = 1 подготовляет к включению
элемент ВГ В результате при поступлении входного сигнала (Гсч = 1) на
выходе Вх сформируется сигнал с уровнем 0, под действием которого на
элементах В^—Вь установится код 101 (Qf = Q3 = 1, Q2 =0) (рис. 6.24, б).
При этом за счет связей с выхода элемента Bv на входы элементов В1 и Я,,
обеспечивается сохранность уровня 1 на их выходах во время действия вход-
ного сигнала. По окончании входного сигнала на выходах Q, установится
код 010 (Qf = 0, Q2 = 1, Q3 = 0), и подготовленным к включению окажется
вентиль В2. Параметры построенных таким образом МПС будут характери-
зоваться следующими значениями: а)м = 3;/max = l/5rcp; г = 4rcp; nQ = пэ — 2;
исм = M,SM= М + 5; 6М = 5. Сопоставляя параметры обеих схем, можно
видеть, что МПС, построенные по схеме на рис. 6.24, а, обладают пример-
6.5. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ
Q\ Qi Q3
Рис. 6.24. Пересчетная схема вида 3/7f (код 0/3) (а) и диаграмма ее работы (б)
но в 2 раза меньшим числом связей и независимой от модуля М нагрузоч-
ной способностью по выходам. Поскольку остальное параметры рассмат-
риваемых схем примерно эквивалентны, то можно говорить о более высо-
кой эффективности МПС, построенных по схеме на рис. 6.24, а по сравне-
нию со схемой на рис. 6.23, а.
При отсутствии элементов, имеющих два выхода, подобная схема мо-
жет быть легко реализована на элементах И-НЕ. Пример реализации такой
схемы применительно к МПС по модулю М = 4 показан на рис. 6.25. Эта
схема формирует ту же последовательность уровней и импульсов, что и
схема на рис. 6.24, а, т. е. функционирует в соответствии с диаграммой
сигналов (рис. 6.24, б).
Говоря о применении МПС, приведенных на рис. 6.23—6.25, следует
отметить, что при М > 4 они применяются в основном при проектировании
распределителей уровней. Последнее объясняется тем, что они работают в
однофазных кодах. И их использование в качестве пересчетных схем, дели-
Рис. 6.25. Пересчетная схема на элемен-
тах И-НЕ (код 0/4)
Q\ Qi Q3 Qa
268 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
телей частоты и распределителей импульсов оказывается неэффективным,
поскольку для аналогичных целей лучше применять МПС, работающие в
многофазных кодах, обладающие меньшими АМЗ при фактическом равен-
стве остальных параметров. Один из вариантов такой МПС, выполненной
на базе элементов И-НЕ, И-ИЛИ-НЕ, показан на рис. 6.26, а. Схема содер-
жит двухфазный МТ (А-Ф)-входового управления и коммутирующие триг-
геры на элементах И-НЕ и ИЛИ-HE. Схема формирует последовательность
сигналов, приведенную на рис. 6.26, 5, и работает следующим образом. При
отсутствии входного сигнала (Г = 0) на выходах вентилей В} — В5 действу-
ют сигналы с уровнем 1, и собственно триггер 5TZ находится в одном из
состояний: 00111, 10011, 11001, 11100, 01110. Пусть триггер находится в
состоянии 00111. Тогда только на выходе элемента В6 будет уровень 1 и,
Рис. 6.26. Пересчетная схема вида 5/7л(код 2(0)/5) на элементах И-НЕ, ИЛ И-НЕ
(а) и диаграмма ее работы (б)
6.5. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ 269
следовательно, только элемент В} будет подготовлен к включению. При
поступлении входного сигнала (Гсч = 1) на выходе В} сформируется сигнал
с уровнем 0, который переведет триггер 5TL в следующее состояние 10011,
а за счет связей с выхода В} на входы элементов В2 и В6 обеспечивается
сохранение уровня 1 на их выходах во время переключения МТ.
В общем случае для построения МПС по аналогии со схемой на рис. 6.26
по модулю М > 5 необходимы элементы И-НЕ с числом входов т = S + 1,
т = 3 и элементы И-ИЛИ-НЕ типа 2И-ФИЛИ-НЕ, где Ф > 2. В частности,
для построения МПС по модулю М = 7, работающей соответственно в
кодах 3(0)/7 и 2(0)/7, потребуются элементы И-НЕ с числом входов т = 3
и т = 5 и элементы 2И-ЗИЛИ-НЕ (Ф = 3) и 2И-2ИЛИ-НЕ (Ф = 2) соответ-
ственно.
На рис. 6.27, а показан еще один вариант построения МПС, работаю-
щих в многофазных кодах, который позволяет проектировать МПС с пара-
метром (ом = 3 полностью на однотипных элементах И-НЕ. В качестве при-
мера здесь показана МПС, работающая в коде 2(0)/5. Эта схема содержит
МТ (элементы В} — В5), работающий в режиме МТОУ с последовательным
переключением и коммутирующие двоичные триггеры на элементах И-НЕ
по числу состояний МТ. Рассмотрим работу схемы, предположив, что вначале
МТ находится в состоянии 00111 (0! = Q2 = 0, Q3 = QA = Q5 = 1). В этом
случае только элемент В} будет подготовлен к включению, так как имеет
место следующее распределение уровней: В6 = В7 = 1, В*—7?10 = 0 (рис. 6.27, б).
В результате при поступлении входного импульса формируется сигнал с
уровнем 0 на выходе элемента В}, под действием которого МТ переходит в
следующее состояние 10011. При этом уровень 1, формируемый на выходе
элемента В^ за счет действия уровня Q3 = 0, не сможет включить вентиль
В^, поскольку он удерживается в состоянии 1 ранее сформированным сиг-
налом 0 с выхода вентиля Qx. Данная схема, как, впрочем, и все рассмот-
ренные выше, отличается функциональной надежностью и является наибо-
лее экономичной как по числу вентилей, так и по АМЗ среди МПС, реали-
зуемых на однотипных элементах И—НЕ с параметром сом = 3. В общем
случае в соответствии со схемой на рис. 6.27 могут быть построены МПС
по модулю М > 5, для чего необходимо иметь М элементов И—НЕ с числом
входов т = 2, М элементов с числом входов т = S + 1 и М элементов с
числом входов т = Ф + 2, где Ф > 2 — фазность МТ. Параметры таких
МПС имеют следующие значения: сом = 3; /тах = 1/5тср; nQ = пэ — (5 + 1);
А?см = Л/; SM = М — Ф + 6; вм = 5. Подставив сом = 3 в выражение (6.14),
находим, что ОЭП таких МПС определяется значениями М = 5, 6 при
(V)/?max = (5)/? = Ь2.
Приведенная на рис. 6.28, а схема выполнена на элементах И-НЕ,
ИЛИ-HE и позволяет снимать информацию в коде 1/3 (выходы Q ) и в
коде 0/3 (выходы Q'). При этом при съеме информации с выходов 0. схема
работает в режиме 3/7; обладает независимым от модуля М параметром
Пу = пэ — 2. При отсутствии счетного импульса на выходах вентилей В} — В3
уровни 1 и триггер, выполненный на элементах И-НЕ, находится в одном
из состояний: ОН, 101, ПО. Пусть триггер ЗГ находится в состоянии ОН
(Q! = 0, Q2 = Q3 = 1). В этом случае на выходах вентилей Q2 и Q3 действуют
270 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рис. 6.27. Пересчетная схема вида 5/7f (код 2(0)/5) на элементах И-НЕ (а) и
диаграмма ее работы (б)
уровни 0, а на выходе Ql — уровень 1 за счет связей с выходов Q3 и Q[, т. е.
на выходах Q. зафиксирован код 100. При поступлении входного импульса
(Гсч = 1) на выходе элемента формируется сигнал с уровнем 0, который
удерживает элемент в состоянии 1 и одновременно переводит триггер
37у в состояние 101 (Q{ = Q3 =1, Q'2 = 0). Состояния на выходах элементов
Q2 и Q3 при этом не изменяются: на выходе элемента Q. за счет действия
уровней 1 с выходов элементов Q} и на входы элемента Q2, а на выходе
элемента Q. за счет действия уровней 1 с выходов элементов Q3 и В3. По
6.5. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ 271
Рис. 6.28. Пересчетная схема по модулю 3
(код 0/3, 1/3)
окончании счетного импульса на выходе Вх сформируется вновь уровень 1,
и на выходах МПС установится очередной код 010 (см. рис. 6.28, б).
Параметры аналогичных МПС имеют следующие значения: сом = 3;
/max = 1 /5гср; ги = Згср; nQ = пэ - 2; псы = Л/; 6М = 5; SM = 2(Л/ - 1) + 6.
На рис. 6.29 показана МПС, выполненная на основе многофазного МТ.
Она работает в коде 1/5 при съеме информации с выходов Qj и в коде 2(0)/5
при съеме информации с выходов В6—В10. Основу схемы составляет двух-
фазный МТ, работающий в режиме МТОУ с последовательным порядком
Рис. 6.29. Пересчетная схема по модулю 5 (код 1/5, 2(0)/5)
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
переключения. Коммутирующие двоичные триггеры в этой схеме, как и в
схеме на рис. 6.26, а, реализованы на одном элементе И-НЕ и элементе
И-ИЛИ-НЕ. Пусть МТ находится в состоянии 00111 (В6 = В7 = В* = Вд = 510 = 0).
В этом случае на выходах вентилей В13—В15 действуют уровни 0, а на выхо-
де В] j — уровень 1, так как все его вентили И будут закрыты сигналами 0.
При этом уровень 1 с выхода В{ совместно с сигналом В2 = 1 удерживает
элемент В12 в состоянии 0, т. е. в исходном положении на выходах зафикси-
рован код 10000, и, следовательно, к переключению будет подготовлен только
элемент Ву В результате при поступлении входного импульса формируется
сигнал с уровнем 0 на выходе элемента В} под действием которого МТ
переходит в состояние 10011, и одновременно удерживается уровень 1 на
выходе элемента Вп. По окончании входного сигнала на выходе элемента
В} установится уровень I, и на выходах МПС сформируется очередной код
01000. Параметры такой МПС эквивалентны схеме на рис 6.28, а, за исклю-
чением параметров nQ и SM, определяемых из выражений nQ = пэ — (Ф + 1);
SM = М + 6, где Ф — фазность применяемого в схеме МТ.
Схема на рис. 6.29 имеет модуль М = 5. Сохранив аналогичный характер
связей, можно легко построить МПС по модулю М > 5. При этом для орга-
низации таких схем потребуются элементы И-ИЛИ-НЕ, выполняющие
функцию 2И (Ф + 1) ИЛИ-HE. В отличие от схемы на рис. 6.28, данная
схема не может работать в качестве МТУ. Для этого необходимо заменить
МТОУ с последовательным порядком переключения, выполненный на эле-
ментах В,—В10, на МТОУ с произвольным порядком переключения.
6.6. Многостабильные пересчетные схемы,
построенные по способу МТ
и запоминающего регистра
Особенность такого подхода к построению МПС заключается в совмест-
ном применении МТ и традиционных запоминающих регистров на двоич-
ных триггерах. В качестве последних возможно применение фактически
любых простых тактируемых триггеров. Однако наибольший интерес пред-
ставляют МПС с применением триггеров CLD-типа, особенно однофазных.
Можно выделить следующие основные схемотехнические приемы построе-
ния таких МПС:
• с одним блокирующим инвертором;
• с двумя блокирующими инверторами;
• с разнополярным тактированием;
• с асинхронным коммутирующим D-триггером.
Пересчетные схемы с одним инвертором выполняются на основе МТ и
двоичного регистра памяти, тактируемых сигналами одного логического
уровня. Организация блокировки передачи состояния МТ в регистр при
действии входного сигнала в такой МПС осуществляется за счет допол-
нительного инвертора аналогично МПС по способу М-S с инвертором.
Один из вариантов такой МПС показан на рис. 6.30. В состав схемы
входит МТ, работающий в коде 0/3, и запоминающий регистр на одно-
фазных С, D-триггерах, благодаря которым обеспечивается инверсия кода
6.6. Многостабильные пересчетные схемы, построенные по способу МТ 273
МТ; МПС работает в коде 1/3 при съеме информации с выходов Q. и в коде
0/3 при съеме информации с выходов МТ. Параметры построенных таким
образом МПС для случая выполнения запоминающего регистра на интег-
ральных триггерах имеют следующие значения:
^=2 + 1/М;
+ (^Т + ^ср)
где г — время переключения однофазного триггера псм = (М + 1); SM = S + 2;
Ом = 5-
Этой схеме присущ тот же недостаток, что и МПС на рис. 6.16, а, пост-
роенной по способу М-S с инвертором, а именно наличие явления состяза-
ний. Однако по сравнению со схемой на рис. 6.16, а данная МПС обладает
значительно меньшим числом связей и независимым от модуля Л/парамет-
ром nQ.
От этого недостатка полностью свободны МПС, построенные одним из
перечисленных выше схемотехнических приемов, например, с разнополяр-
ным тактированием. Один из вариантов такой схемы, выполненной на ти-
повых логических элементах, приведен на рис. 6.31. Схема содержит МТ,
работающий в коде 0/3, и запоминающий регистр на С£/)-триггерах, так-
тируемых сигналом с уровнем 0. Поскольку триггеры регистра имеют па-
рафазные выходы, то в этой схеме возможен съем информации в прямом
(1/3 — выходы 0.) и инверсном (0/3 — выходы Qz) кодах. Вентиль, пока-
занный штриховой линией, введен для устранения влияния разброса задер-
жек инвертора на работу схемы, т. е. для исключения явления состязаний.
При отсутствии входного сигнала (Гч = 0) на выходе инвертора устанавли-
вается уровень 1, и тем самым разрешается передача информации из МТ в
регистр. Так, если МТ находится в состоянии 011 = 0, Q'2 = Q'3 = 1), то
на выходах Q. зафиксируется код 100, а на выходах Qt — код 011. При
поступлении входного сигнала (Гч = 1) сначала на выходе инвертора сфор-
мируется уровень 0, блокирующий передачу информации из МТ в регистр,
и только с появлением уровня 1 на выходе блокирующего вентиля будет
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Qi Qi Qi Qi Q. Q
Q. Qi Qi
Рис. 6.31. Пересчетная схема, выполненная по способу МТ и запоминающе-
го регистра с разнополярным тактированием (код 0/3, 1/3)
разрешена запись информации в МТ. В результате МТ установится в следу-
ющее состояние 101. По окончании входного сигнала будет запрещена за-
пись информации в МТ (так как Тсч = 0), и с появлением уровня I на
выходе инвертора в регистре установится код 010 на выходах Q, и код 101
на выходах Qt.
Недостатком такого схемотехнического приема построения МПС сле-
дует считать невысокое значение параметра лсм, определяемого из выра-
жения = 2(Л/ + 1). Устранить этот недостаток можно, например, вы-
полнением МПС с коммутирующим D-триггером (на рис. 6.30 подключе-
ние D-триггера показано штриховыми линиями).
Говоря о применении рассматриваемого способа построения МПС,
можно отметить, что он особенно эффективен для тех серий, в составе
которых имеются ИМС, содержащие простые тактируемые триггеры. В этом
случае МПС, построенные по способу МТ и запоминающего регистра, бу-
дут выполняться со значительно меньшими АМЗ по сравнению с МПС,
построенными по способу М-S или асинхронного МТ и коммутирующих
триггеров, обладая при этом меньшим числом связей, независимым от мо-
дуля М и фазности Ф параметром nQ, и не уступать им по быстродействию.
6.7. Многостабильные пересчетные схемы,
построенные на полусчетных кольцах
Полусчетным кольцом (ПК) называют устройство, имеющее два входа (чет-
ный и нечетный) и работающее так, что при поступлении сигнала на чет-
ный вход устройство переключается в очередное четное состояние при ус-
ловии, что оно предварительно находилось в нечетном состоянии, а при
поступлении сигнала на нечетный вход устройство переключается в оче-
редное нечетное состояние при условии, что оно предварительно находи-
лось в четном состоянии. Основой построения полусчетных колец состав-
ляют МТОУ с последовательным управлением, работающие в однофазных
или многофазных кодах.
6. 7. Многостабильные пересчетные схемы, построенные на полусчетных кольцах 275
Рис. 6.32. Полусчетное кольцо
(код 1/4)
Пример реализации одного из таких колец показан на рис. 6.32, где
приводится ПК, работающее в коде 1/4. Основу этой схемы составляет МТОУ
с последовательным порядком переключения. Для преобразования этой
схемы в ПК необходимо входы МТОУ объединить через один. Полученные
в результате объединения входы Т} и Т2 будут являться счетными входами
ПК. Такая схема работает следующим образом. Пусть в исходном положе-
нии ПК находится в первом, т. е. нечетном, состоянии (код 1000, Ql = 1,
(2? = Q3 = (?4 = 0). В этом случае при поступлении сигнала с уровнем 0 по
входу Т2 (Т2 = 0) на выходе элемента В2 сформируется уровень 1 (на всех
входах элемента В2 присутствуют уровни 0), и ПК установится во второе,
т. е. четное, состояние (код 0100). Если теперь снова подать сигнал с уров-
нем 0 на вход Г2, то состояние ПК не изменится, поскольку на выходе
элемента В6 действует уровень 0 за счет сигнала Qx = 0. Подадим сигнал с
уровнем 0 на нечетный вход (7\ = 0). В этом случае закроется вентиль В7
(В7 = 0), на выходе Q3 сформируется уровень 1 (Q3 = I), и ПК установится
в очередное третье, т. е. нечетное, состояние, характеризуемое кодом 0010
(Q3 = 1, Q2= Ql = (?4 = 0). При повторной подаче сигнала на вход Т2 схема
переключится в четвертое состояние (код 0001) и, наконец, по входу 1\
(Tj = 0), ПК установится в исходное первое состояние. Таким образом, ПК
работает так, что каждый импульс, поступивший на ее четный вход Т2,
переводит схему из нечетного в очередное четное состояние, а каждый им-
пульс, поступающий на нечетный вход Тх, переключает ПК из четного в
очередное нечетное состояние. Сказанное означает, что схема имеет как бы
два счетных входа, информация на которые не должна поступать одновре-
менно. В противном случае кольцо установится в неопределенное состоя-
ние, и, следовательно, такая комбинация сигналов на входах кольца долж-
на исключаться. Это можно осуществить схемным путем, преобразуя ПК с
двумя счетными входами в МПС с одним счетным входом. Для этой цели
существует много схемотехнических приемов, так как со стороны входов 1\
и Т2 ПК можно рассматривать как асинхронный триггер (Я-5)л-типа, кото-
рый по существу является простейшим ПК с двумя состояниями. Это озна-
чает, что все известные схемотехнические приемы построения однотакт-
ных СТУ, рассмотренные в гл. 3, можно распространить и на ПК.
В качестве примера на рис. 6.33 приводится МПС на основе ПК, рабо-
тающего в коде 0/4, построенная по аналогии с триггером Т-типа по спосо-
бу М-S с блокирующим инвертором.
Глава 6. Счетчики на основе многостабилъных пересчетных схем
01 Q2 03 04
Роль триггера S в такой схеме выполняет ПК, а роль триггера М —
триггер С7/?5-типа на элементах В5 и В6. При отсутствии входного сигнала
(Тсч = 0) на выходе инвертора уровень 1 (Во = 1) и собственно ПК может
находиться в одном из четырех состояний (0111, 1011, 1111, 1110) в зависи-
мости от состояния коммутирующего триггера С£Я5-типа. Положим, что при
Тсч = 0 коммутирующий С£7?5-триггер находится в состоянии 1 (Т\ = Q = 1,
/? = Q = 0). В этом случае ПК может находиться либо в первом (код 0111),
либо в третьем (код 1101) нечетном состоянии, так как собственно ПК по
входам Г, и Т2 переключается импульсами с уровнем 1. Пусть ПК находит-
ся в первом состоянии (код 0111, Q} = 0, Q2 = Q3 = Q4 = 1). В этом случае
только вентиль В5 коммутирующего триггера будет подготовлен к переклю-
чению, в результате чего при поступлении счетного импульса коммутирую-
щий триггер установится в состояние = 0, Ql = 1, а ПК за счет уровня 0
на выходе инвертора будет находиться в исходном состоянии 0111. По окон-
чании входного сигнала (Тсч = 0) на всех входах вентиля И элемента В2
будет действовать уровень 1, и на его выходе установится уровень 0,
которым (совместно с сигналом Т7] = 0) запираются все остальные вен-
тили элементов В1 В3 и В4, и полусчетное кольцо установится в следую-
щее состояние 1011. С приходом следующего сигнала коммутирующий
триггер вновь становится в состояние 1\ = 1, Г, = 0, и по окончании
счетного импульса МПС установится в третье состояние 1101. Посколь-
ку информация на выходах схемы фиксируется после окончания входно-
го сигнала, то МПС на рис. 6.33 работает в качестве пересчетной схемы
4/7^. Для работы МПС в качестве 4/7£ входной сигнал с уровнем 1 необхо-
димо подавать на вход Гсч, либо МПС должна считать сигналы с уровнем
0. Такие МПС характеризуются параметрами: сом = 1 + 3/Л/;/тах = 1/5гср;
исм = 3; nQM = пз — 2S; вм — 5.
Основной недостаток МПС, построенной по схеме на рис. 6.33, заклю-
чается в том, что для ее реализации необходимы элементы И-ИЛИ-НЕ,
выполняющие функцию
МИ^
Дилине
(М - 1)И
6.7. Многостабильные пересчетные схемы, построенные на полусчетных кольцах
для собственно ПК и функцию
(М/2 + 1)И
И
Дилине
для коммутирующего триггера, где М — число состояний ПК (четное) или
модуль МПС. Другими словами, такая МПС характеризуется параметром SM,
определяемым из выражения
которое определяет область практического применения подобных МПС
модулем М = 4.
Число межэлементных связей как в самом кольце, так и в коммутирую-
щем триггере можно уменьшить, выполнив МПС на основе многофазного
ПК с применением в качестве коммутирующего устройства счетного триг-
гера [1]. Пример такой МПС, работающей в коде 2(0)/6, в которой соб-
ственно ПК переключается сигналами с уровнем 1, показан на рис. 6.34.
Пусть в момент включения коммутирующий триггер установился в состоя-
ние Q = Т2 = 1, а в ПК зафиксирован код 00111 (первое состояние). В этом
случае на всех входах левого вентиля И элемента В3 сформируется уровень 0,
и ПК принудительно установится во второе, т. е. четное состояние, харак-
теризуемое кодом 100111 (Q{ = 1, Q2 = Q3 = 0, 04 = Q5 = Q6 = 1). С прихо-
дом счетного импульса триггер переключится в состояние 0 (Q = Т2 = 0,
Q = 1\ = 1), а на выходе элемента 54 сформируется уровень 0, и ПК устано-
вится в третье состояние (код 110011) и т. д. Для абсолютно надежной рабо-
ты этой схемы необходимо, чтобы на входах ПК Т} и Т2 одновременно
отсутствовала комбинация из двух 1. Последнее легко выполнить, если в
качестве коммутирующего элемента применить триггер, который в момент
переключения проходит через состояние Q = Q = 0. При выполнении комму-
тирующего триггера на четырех элементах И-ИЛИ-НЕ МПС будет обладать
следующими параметрами: сом = 1 + 4/^;/max = x/6r ; nQM = n3(2S - 1);
SM = 6 + 4/M; 0M = 6; (M)R = 4... 12 при (Л/)Ятах = {6)R = 1,4.
Рис. 6.34. Пересчетная схема, выполненная по способу ПК и счетного триг-
гера (код 2(0)/6)
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Таким образом, МПС, построенные на основе ПК и коммутирующего
триггера, являются наиболее экономичными по числу элементов среди всех
рассмотренных МПС. Данное преимущество таких МПС определяет и
наибольшую область их эффективного применения по числу вентилей,
которая, в частности, для МДС на рис. 6.34 согласно (6.14) лежит в преде-
лах ( "'R = (12,Я при {M}Rmm = <6)Л = 1,4. Но вместе с тем необходимость
применения элементов с большим числом входов, особенно для ПК, рабо-
тающих в однофазных кодах, значительно ограничивает их область исполь-
зования применительно к типовым ИМС.
6.8. Реверсивные многостабильные
пересчетные схемы
Под реверсивными понимают МПС, которые в зависимости от сигнала раз-
решения могут работать в режиме либо прямого (режим сложения), либо
обратного счета (режим вычитания).
Особенности построения реверсивных МПС рассмотрим на примере
схемы на рис. 6.35, выполненной по способу МТ и запоминающего регис-
тра. Режим прямого счета осуществляется при разрешающем сигнале на
шине «сложение» (Р = 1), а режим вычитания — при разрешающем сигна-
ле на шине «вычитание» (Рв = 1). Организация счета в режиме вычитания
осуществляется подключением выходов запоминающего регистра ко вхо-
6.9. Многоразрядные счетчики на многостабильных пересчетных схемах
дам МТ со сдвигом на один элемент влево или, что то же самое, на N — 1 =
4 элементов вправо, где N = 5 — число элементов МТ. Пусть исходное
состояние схемы соответствует коду 10000 (Q{ = 1, Q2 = Q3 = Q4 = Q5 = 0).
Тогда при работе в режиме сложения (Р = 1, // = 0) вентиль И элемента В2
будет подготовлен к включению. При поступлении входного импульса
(Гсч = 1) МТ переходит в состояние 10111. По окончании входного сигнала
(Гсч = 0) на выходах Qi установится код второго состояния 01000. Если
теперь подать сигнал разрешения на шину «вычитание» (Рв = 1, Рс = 0), то
подготовленным к включению будет вентиль И элемента В}. В результате с
поступлением входного сигнала (Гч = 1) МТ переключится в состояние
01111, а по окончании входного сигнала (7/( = 0) на выходах МПС устано-
вится начальный код 10000. При поступлении очередного импульса подго-
товленным к включению окажется вентиль И элемента В5, и МТ установит-
ся в состояние НПО, а по окончании входного сигнала на выходах МПС
зафиксируется код 00001, т. е. содержимое схемы уменьшится на 1.
Рассмотренная реверсивная МПС по модулю М = 5 работает в коде 1/5.
Однако аналогично могут быть построены как однофазные, так и много-
фазные МПС по способу М-S любым из рассмотренных выше схемотехни-
ческих приемов или по способу асинхронного МТ и коммутирующих дво-
ичных триггеров.
6.9. Многоразрядные счетчики
на многостабильных пересчетных
схемах
При проектировании многоразрядных счетчиков на основе МПС применя-
ются те же способы, что и при построении многоразрядных счетчиков на
основе двоичных триггеров Г-типа. В общем случае на основе МПС могут
быть построены счетчики с коэффициентом счета Ксч, определяемым из
выражения
Ксч = МХ[ М22М*3 ...М*п, (6.15)
где Л/ — модуль счета /-й МПС; xv..xn — число разрядов МПС с модулем Л/.
При построении счетчика на МПС с одинаковым модулем Л/общий коэф-
фициент счета Ксч определяется следующим образом: Ксч = Мп, где п —
число каскадов МПС.
Как и на основе счетных триггеров, на базе МПС могут быть построены
счетчики с непосредственными связями, счетчики со связями по цепям
переноса импульсного и потенциального типов и с комбинированными
связями.
Из выражения (6.15) очевидно, что чем больше модуль счета МПС,
тем меньше каскадов потребуется на организацию счетчика с заданным Ксч.
В свою очередь, уменьшение числа каскадов способствует сокращению числа
межкаскадных вентилей и, следовательно, сокращению АМЗ и повышению
его быстродействия. С другой стороны, с увеличением модуля счета услож-
няется сама МПС, которая при определенном модуле Л/, как это следует из
выражения (6.14), уступает в экономичности по числу вентилей счетчикам
280
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
на триггерах Т-типа. Отсюда вытекает необходимость определения наибо-
лее оптимального модуля, который позволил бы проектировать счетчик с
возможно меньшими затратами по числу вентилей. Решение этой задачи
важно применительно к технике БИС и особенно там, где не требуется
работа счетчика в двоичном коде, а необходим сам факт отсчета и фикса-
ции заданного числа импульсов. Определим этот модуль для некоторых
типов последовательных счетчиков с непосредственными связями и счет-
чиков с переносом. Аппаратурные затраты на организацию межкаскадных
связей таких счетчиков будем характеризовать параметром £вп — число вен-
тилей переноса на разряд. Для рассматриваемых счетчиков этот параметр
может принимать следующие значения: £вп = 0 — для последовательных
(асинхронных) счетчиков с непосредственными связями (рис. 6.36, я);
£вп = 1 — для асинхронных счетчиков со сквозным переносом (рис. 6.36, 6);
£вп = 2 — для синхронных счетчиков со сквозным переносом потенциаль-
ного типа (рис. 6.36, в). Допустим, что имеется Алогических элементов
И-НЕ, ИЛИ-HE или И-ИЛИ-НЕ. Тогда, если счетчик построен на основе
МПС по некоторому модулю М, то можно записать
N
ксч = м шМ'е™ ,
(6.16)
Q\ Q2 Qn
I Г--!—
/"МПС (1//V)
I ? I
Л I
Тч
F МПС (1/2V)
I.j 1„ ...
Qi Qn
F МПС (\/N)
\п I
Рис. 6.36. Схема многоразрядных счетчиков на МПС:
а — с непосредственными связями; б — со связями по цепям переноса;
в — со связями потенциального типа
6.9. Многоразрядные счетчики на многостабилъных пересчетных схемах
где соМ2} — число элементов на организацию собственно МПС. Очевидно,
что при заданном числе элементов N оптимальным будет тот модуль, при
котором Ксч имеет максимальное значение. Дифференцируя выражение (6.16)
по Л/, получаем
1 dKC4 1 N , соМ
Ксч dM М соМ + £в п соМ + £в п
Приравнивая производную к нулю, после преобразований имеем
|пЛ/= 1 + £JmM-
Если £*в п = 0, то In М = 1, т. е. М = 2,72.
Таким образом, для асинхронных счетчиков с непосредственными связя-
ми наиболее эффективным является модуль М = 3. В табл. 6.6 приводят-
ся значения Л^, подсчитанные для счетчика на основе МПС по модулю
М = 3...6 при N = 120 и со = 2.
Таблица 6.6
м 2 3 4 5 6
*сч 230 З20 415 512 610
Наибольшее значение Ксч обеспечивается при М= 3. При М = 4 обеспе-
чивается такое же значение Ксч, как и при М = 2. Наименьшее значение Хсч
имеет место при М = 6. Но, с другой стороны, этот модуль обеспечивает
наибольшее быстродействие за счет резкого сокращения числа каскадов (10
против 20 для М = 3) и, следовательно, уменьшения времени установки
счетчика. Наименьшим быстродействием будет обладать двоичный счетчик
(30 каскадов). Если предположить, что оба счетчика (счетчик на триггерах
Т-типа и счетчик на МПС) имеют одинаковый АГСЧ, то число разрядов для
них соответственно равно
И = [log2 AJ+,
пм ~ •
Разделив первое выражение на второе, определим коэффициент
к [10ё2^счГ
[1°ёл/^сч]+’
(6.18)
показывающий, во сколько раз счетчик на МПС превосходит по быстро-
действию двоичный счетчик. Из выражения (6.18) очевидно, что наиболь-
шим значением = [log2 /Ссч]+ и, следовательно, наибольшим быстродей-
ствием будет обладать счетчик на основе МПС по модулю М = Ксч. Таким
образом, с точки зрения сокращения затрат по числу вентилей последова-
тельный счетчик с непосредственными связями должен содержать возмож-
но большее число каскадов с модулем М = 3, Однако в целях увеличения
быстродействия, наоборот, необходимо увеличивать модуль счета с целью
сокращения числа его каскадов и уменьшения времени установки счетчи- 21
21 Здесь и далее вместо а>м используется обозначение а), с целью упрощения.
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
ка. Последнее означает, что в отличие от счетчиков на триггерах Т-типа на
основе МПС возможно проектирование наиболее простых и вместе с тем
быстродействующих счетчиков с непосредственными связями. Эффектив-
ный модуль Л/счетчиков, реализуемых по схемам на рис. 6.36, а, б, опреде-
ляется из выражений, полученных на основе (6.17) при £вп = 1,2:
1 2
1 +---= In Л7; 1+—— = 1пЛ/. (6.19)
СОМ СОМ
Решение этих уравнений для различных значений параметров соМ приведе-
ны в табл. 6.7, из которой следует, что значение М смещается в сторону
увеличения при уменьшении со.
Анализ результатов, приведенных в табл. 6.7, показывает, что наиболь-
шего значения параметр М достигает при cd = 1 + 2/Л/ и со = 1 + 3/Л/, а
наименьшее — при со = 3. Учитывая, что модуль М может принимать толь-
ко целочисленные значения, можно заключить, что для счетчиков с со = 2
наиболее эффективным является модуль М = 4 для всех значений со, кроме
со = 3. В последнем случае более эффективным оказывается модуль М = 3.
Для счетчиков с параметром £вп = 1 более эффективным является модуль
М = 3 для всех значений со. Однако для счетчиков, реализуемых на основе
МПС с параметром со < 2, практически более эффективным опять-таки
является модуль Л/= 4. Последнее объясняется тем, что известные МПС со
значениями параметров со = 1 + 2/Л/ и со= 1 + 3/Л/ выполняются только на
основе ПК с четным числом состояний, большим или равным 4. Для сис-
тем элементов, в которых отсутствуют вентили И, организация цепей пере-
носа осуществляется на элементах И-НЕ. В этом случае для всех счетчиков,
характеризуемых постоянным значением параметра £вп, последний прини-
мает удвоенное значение. В частности, для схем на рис. 6.36, б, в он прини-
мает два значения: £вп = 2и £вп = 4. Подставив £вп = 4 в выражения (6.19),
получим уравнение
1+^- = 1пЛ/, (6.20)
сом
решение которого дано в табл. 6.8.
Из табл. 6.8 видно, что для счетчиков, характеризуемых параметром
£ = 4 и построенных на МПС с параметрами со = 2 и со = 3, наиболее
эффективным является модуль М = 4, а для остальных — модуль М — 5. Из
Таблица 6.7
со *..п = 1
м м
3 3,0 3,35
2 3,2 3,55
1 + 3/Л/ 3,3 3,70
1 + 2/Л/ 3,4 3,80
Таблица 6.8
со £ п = 4 в.п
м
3 3,80
2 4,36
1 + 4/Л/ 4,55
1 + 3/Л/ 4,65
1 + 2/Л/ 4,85
6.9. Многоразрядные счетчики на многостабильных пересчетных схемах
сказанного следует, что в том случае, когда требуемое значение Ксч не явля-
ется целой степенью цифр 3, 4 или 5, то с целью сокращения числа элемен-
тов требуемое значение Ксц счетчиков, характеризуемых постоянными зна-
чениями параметров £вп = О, I, 2, 4, необходимо раскладывать на множите-
ли, каждый из которых является целой степенью цифр 3...5, и если это
необходимо, то и цифры 2.
Представляет интерес оценка эффективного модуля М для наиболее
быстродействующих синхронных счетчиков с параметром ^bi] = реали-
зуемых аналогично двоичным счетчикам (см. рис. 5.11 и 5.12). Для этого
предположим, что разряд счетчика работает в коде 1/W и выполняется на
элементах, число входов которых практически не зависит от модуля Л/раз-
ряда счетчика22.
Введем функцию
/(A/) = 6wA/|logw Ксч]+ +гВ11 [logw Kvl ]+, (6.21)
которая характеризует затраты в числе вентилей на построение счетчика с
данным Л^сч, выполненного на основе МПС.
В выражении (6.21) параметр £вп характеризует среднее число вентилей
на разряды в /7-разрядном счетчике, выполненном на основе МПС, и опре-
деляется следующим образом:
п « = [1оёл/ *ечГ
S в п i ^в.п /
= 1_____ _ i=\___________
п ~ [log/v/^C4]+
(6.22)
где £вш. — число типовых /?7-входовых вентилей И, необходимых на постро-
ение /-входовой схемы И в /-м разряде счетчика, причем / > т. Допустим,
что на основе типовых /и-входовых вентилей И необходимо выполнить схе-
му И с любым числом входов /?и > т. В этом случае на организацию схемы
И с числом входов /?и потребуется ^-входовых вентилей И, где срт опреде-
ляется из выражения
- т
т - 1
<Рт
т - 1
(6.23)
Поскольку в счетчике на рис. 5.12 для организации межразрядного пе-
реноса используются схемы И, число входов каждой из которых практичес-
ки совпадает с порядковым номером разряда счетчика, т. е. /7и = п, то выра-
жение (6.23) позволяет определить число /и-входовых вентилей И в стар-
шем /7-м разряде счетчика. Следовательно, в случае объединения разрядов
счетчика посредством /и-входовых вентилей И в (/? — 1)-,(/? — 2)-, (/? — 3)-м
и т. д. разрядах потребуется соответственно
(/? - 1) - т
т - 1
(/7 - 2) - т
т - 1
+ 1;
(6.24)
f 3 - пГ\
V т - 1)
2 - т
т - 1
вентилей И.
22 Как будет показано ниже, это допущение вполне справедливо, например, при выпол-
нении каскада счетчика на основе распределителей.
284 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Вычитая предыдущий член выражения (6.24) из последующего, нетруд-
но видеть, что члены выражения составляют арифметическую прогрессию
с разностью d = \/(т — 1). Определив сумму членов арифметической про-
грессии 5п и разделив ее на число разрядов п. получим среднее значение
параметра £вп:
где ах = 1 и ап
+1 — соответственно первый и последний члены
арифметической прогрессии.
Подставив значения а{ и ап в выражение (6.25), находим
Учитывая, что п = [log^X^J, после подстановки в (6.26) имеем
/(Л/) = 1оёд, Ксч Lm + 1Оёл/2^Ч-Т^ "]• (6-27)
Дифференцируя функцию (6.27) по М, получаем
10С к
dM 8w сч
1_________1_______
2(w-1) Л/In tfC4 (log^ Л/)2
log^C4 +т-2\ 1
(оМ + -—7?---- -------------у.
2(w"1) )М In tfC4 (log^ Л/)
Приравняв производную к нулю, после преобразований получим
2 ।
Л/ In Ксч (logКсч М) logw Кш- 2^_^-logм Ксч
М In Кт (logA,c4 Л/)2
а)М +
log Л/ Кт+т-2
2 (т -1)
____________1____________
М In Ксч (1оё*сч Л/)2 ’
Так как выражение ----------------у не может равняться нулю, то
Mln*C4(logKc4M)
равно нулю выражение в квадратных скобках, т. е. можно записать
МШ In Л-с„ • log „ (log Л/)! - - О-
6.10. Реверсивные счетчики на многостабильных пересчетных схемах
Рис. 6.37. Зависимость модуля счетчика М
0Т Кс.
Учитывая равенства
logM Кт log^ М = 1;
In М = In Кт log*. ч М,
находим
2(т - 1)йЛ/(1п М - 1) - (21ogwK4 + т
- 2) = 0.
или окончательно
шМ (In Л/ -1) = 2('°ё^ ~ + т. (6.28)
v 7 2(лп-1)
Решение этого уравнения в виде графика приведено на рис. 6.37. Ана-
лиз графика показывает следующее.
1. Для синхронных счетчиков, формирующих сигнал переноса без за-
паздывания, эффективный модуль М возрастает с увеличением коэффици-
ента Ксч.
2. При заданных значениях Ксч и со модуль Л/возрастает с уменьшением
параметра т.
3. При заданных значениях Ксч и т модуль М смещается в сторону уве-
личения при уменьшении параметра со.
4. Учет выражения (6.28) особенно важен при проектировании много-
разрядных счетчиков применительно к технике БИС, где снижение мощ-
ности является первоочередной задачей.
Уравнение (6.28) было выведено без учета нагрузочной способности
элементов и может использоваться для ориентировочного определения эф-
фективного модуля М. С учетом реальной нагрузочной способности эле-
ментов на организацию схем переноса потребуется большее число элемен-
тов, и в этом случае эффективный модуль М будет смещаться в сторону
возрастания. К заметному смещению модуля М в сторону его возрастания
приведет выполнение схем переноса на вентилях И-НЕ, т. е. при отсут-
ствии в составе ИМС элементов И. Это обстоятельство также необходимо
учитывать при определении эффективного модуля Л/многоразрядных счет-
чиков, поскольку уравнение (6.28) было выведено исходя из предположе-
ния, что в составе ИМС имеются конъюнктивные элементы.
6.10. Реверсивные счетчики на многостабильных
пересчетных схемах
При проектировании реверсивных счетчиков на МПС можно применять те
же схемотехнические способы, которые применяются при проектировании
реверсивных двоичных счетчиков. Один из возможных вариантов построе-
286 Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рис. 6.38. Схема реверсивного счетчика на многостабильных пересчетных
схемах
ния таких счетчиков приведен на рис. 6.38. В качестве примера здесь
показана схема трехразрядного синхронного счетчика, каждый разряд ко-
торого представляет собой реверсивную МПС, работающую в коде 1/3.
При наличии разрешения на шине сложения (Pcq = 1) счетчик работает в
режиме суммирования сигналов, увеличивая на 1 свое содержимое с при-
ходом каждого очередного импульса. Допустим, что в счетчике записан
код 001 010 001, что соответствует 2 • 3° + 1 • 31 + 2 • З2 = 23 импульсам,
зафиксированным счетчиком. При поступлении очередного импульса пер-
вый разряд установится в состояние 100, второй — в состояние 001, а
состояние третьего разряда не изменится, так как будет закрыт вентиль И
элемента Ву В итоге в счетчике зафиксируется код 100 001 001, что соот-
ветствует 0 • 3° + 2 • З1 + 2 • З2 = 24 импульсам. Положим, что в счетчике
записан код 100 100 010, т. е. в нем зафиксировано 0 • 3° + 0 • З1 + 1 • З2 = 9
импульсов, а сигнал разрешения присутствует на шине вычитания (Рвч = 1,
Рс1 = 0). В этом случае при поступлении очередного импульса первый и
второй разряды установятся в состояние 001, а в третьем разряде устано-
вится код 100. В результате в счетчике зафиксируется код 001 001 100, что
соответствует 2 • 3° + 2 • З1 + 0 • З3 = 8 импульсам.
6.11. Синтез счетчиков без избыточных
кодовых комбинаций на основе
многостабильных пересчетных схем
Отсутствие избыточных кодовых комбинаций у МПС является весьма важ-
ным положительным свойством, благодаря которому, как будет показано
ниже, появляется возможность проектировать счетчики, работающие прак-
тически в любых кодах без избыточных кодовых комбинаций. Особенности
синтеза таких счетчиков рассмотрим на примере двоичного счетчика (ДС)
с естественным порядком счета. Как известно, ДС с Ксч * 1п, построенные
на основе триггеров Г-типов, обладают избыточными кодовыми комбина-
циями, число которых 6сч определяется из выражения (5.17). Переход счет-
6.11. Синтез счетчиков без избыточных кодовых комбинации
Рис. 6.39. Структурная схема счетчика без избы-
точных кодовых комбинаций
чика в процессе работы в одно из таких со-
стояний равносилен сбою устройства. Поэто-
му, как отмечалось выше, ДС с Ксч * Т, как
правило, проектируются с учетом возвраще-
ния счетчика в рабочий код в случае сбоя.
На рис. 6.39 приведена структурная схема,
позволяющая проектировать ДС с Л^сч = 2", в
которых отсутствуют избыточные кодовые комбинации. Особенность та-
кой схемы заключается в том, что ДС выполняется на основе МПС и пре-
образователя кода (ПК). Поскольку МПС не содержит избыточных кодо-
вых комбинаций, а ПК представляет собой комбинационную схему, то в
таком счетчике в принципе исключаются избыточные кодовые состояния.
Методика синтеза счетчиков по схеме на рис. 6.39 разбивается на два этапа:
выбор МПС и синтез ПК.
Этап выбора МПС по существу сводится к выбору МПС или счетчика
на основе МПС с числом состояний, равным числу состояний требуемого
типа счетчика. Второй этап включает в себя составление таблицы перехо-
дов, учитывающей внутренние состояния МПС и соответствующие им со-
стояния в заданном коде с последующей минимизацией полученных буле-
вых выражений. Рассмотрим методику синтеза на примере ДС с Ксц = 5,
когда в качестве МПС выбрана схема, работающая в коде 2(0)/5 (см. рис. 6.27),
как наиболее экономичная по АМЗ в базисе элементов И-НЕ. Поскольку
МПС выбрана, то можно приступить ко второму этапу. Этот этап синтеза
удобно проследить по табл. 6.9. В левой ее части записываются состояния,
принимаемые МПС в процессе счета, а в правой — соответствующие им
состояния ДС. Поскольку ПК представляет собой комбинационную схе-
му, то синтез ДС по существу сводится к нахождению трех переключа-
тельных функций QA, Qb, Qc от пяти переменных q3, q4, q5 и их
минимизации. Условимся эти переключательные функции записывать в
виде ДСНФ. Тогда для их нахождения можно воспользоваться картами
Карно. Записав значения функций на карты Карно (рис. 6.40, а—в) и про-
ведя этап считывания с учетом доопределения функций на остальных на-
борах, найдем
Qa = ЯQb=<14’ Qc= Wi + ЯзЯд
По результатам полученных выражений строим схему счетчика (рис. 6.41).
Важно отметить, что добавление к схеме на рис. 6.41, полученной в резуль-
тате синтеза, дополнительного счетного триггера позволит получить пере-
счетную декаду, работающую в двоично-десятичном коде. Такие декады,
как не имеющие избыточных кодовых комбинаций, выгодно отличаются от
традиционных декад, выполняемых на четырех триггерах Т-типа, которые,
как известно, широко применяются в различных устройствах автоматики,
телемеханики и вычислительной техники и выпускаются непосредственно
в интегральном исполнении.
Рис. 6.40. Карты Карно синтезируемого счетчика:
а — функции Qa ; б — функции QB; в — функции Qc
б
Таблица 6.9
Выходы МПС Выходы ДС
«1 «2 «3 «4 «5 Qa QB Gc
0 0 1 1 1 0 0 0
1 0 0 1 1 0 0 1
1 1 0 0 1 0 1 0
1 1 1 0 0 0 1 1
0 1 1 1 0 1 0 0
0 0 0 0 1 * * *
0 0 0 1 0 * * *
1 1 1 1 1 * * *
Таблица 6.10
МПС ДС
«1 9г 9з Qa QB
1 0 0 0 0
0 1 0 0 1
0 0 1 1 0
0 0 0 * *
0 1 1 * *
1 1 1 * *
МПС Код 2(0)/5
Рис. 6.41. Схема двоичного
счетчика с Ксч = 5 на основе
пересчетных схем
Рис. 6.42. Карты Карно двоичного счетчика с
Ксч = 3:
а — для выхода QA; б — для выхода QB
б
Проведем синтез ДС с Ксч = 3. Для этого выберем МПС, работающую в
коде 1/3 (табл. 6.10).
В результате считывания с карт Карно (рис. 6.42, а, б) имеем
Qa ~ Яз> Qb ~ Яу
Полученные выражения показывают, что в качестве ДС с Кс = 3
можно использовать любую МПС, работающую в коде 1/3. Для этого
достаточно снимать информацию только со второго и третьего выходов
МПС. Поскольку наиболее экономичные МПС по модулю М = 3 вы-
полняются на девяти элементах ИЛИ-HE или шести элементах И-ИЛИ-НЕ,
то можно считать, что наиболее экономичным по АМЗ двоичным счетчи-
кам с Ксч = 3 является МПС, работающая в коде 1/3 и используемая в
качестве ДС. Последний фактор необходимо всегда учитывать при проек-
тировании ДС с Ксч = 3 • 2", поскольку в таких счетчиках не только будут
отсутствовать избыточные состояния, но они будут к тому же и наиболее
экономичными по АМЗ по сравнению с ДС на традиционных двоичных
триггерах.
Выше была рассмотрена методика синтеза ДС без избыточных кодовых
комбинаций. Однако в соответствии со схемой на рис. 6.39, как уже отме-
чалось выше, можно проектировать счетчики, работающие в любых кодах
без избыточных кодовых комбинаций. В качестве примера рассмотрим синтез
Таблица 6.11
МПС Состояние счетчика
«1 «2 «3 Q. Qb
0 1 1 0 0
1 0 1 1 0
1 1 0 1 1
0 0 0 * *
0 0 1 — —
1 1 1 * *
Глава 6. Счетчики на основе многостабильных пересчетных схем
Рис. 6.43. Карты Карно счетчика в коде Грея с
= 3:
а — для выхода QA; б — для выхода QB
б
МПС (Код 1/3)
Рис. 6.44. Схема двоичного
счетчика с Ксч = 3 на основе
МПС в коде 1/3
счетчика с Ксч = 3, работающего в коде Грея. На основе табл. 6.11 и карт
Карно (рис. 6.43) имеем:
Qa = Q\\ Qb ~ Яз-
По полученным уравнениям строим схему счетчика (рис. 6.44).
ГЛАВА 7
ДЕШИФРАТОРЫ, КОММУТАТОРЫ,
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ КОДА
И СХЕМЫ СРАВНЕНИЯ
Все рассматриваемые в данной главе схемы относятся к классу комбинаци-
онных логических схем.
Дешифраторами называют комбинационные логические структуры, пре-
образующие код числа, поступающий на входы, в управляющий сигнал толь-
ко на одном из выходов. Если на входы дешифратора подается двоичный
код числа, то функционирование двоичного дешифратора можно описать с
помощью выражений
d0 = хт...х2-х}-
.................................. (7.1)
dn = Xт...Х2 X
где Х}, ..., Хт — сигналы на входах дешифратора; J(), ..., dn — сигналы
на выходах дешифратора.
Таким образом, дешифратор представляет собой не что иное, как сово-
купность схем совпадений, формирующих управляющий (рабочий) сигнал
только на одном из выходов, в то время как на остальных выходах управля-
ющий сигнал отсутствует. По этой причине дешифраторы часто называют
избирательными схемами |8].
При дешифрации Л/-разрядного двоичного кода и реализации всех ком-
бинаций этого кода число выходов дешифратора N равно 2м. Число входов
дешифратора т{ зависит от формы входного числа, представленного в од-
нофазном или парафазном виде, и определяется как:
• тл = М — при однофазном входном коде;
• тл = 2М — при парафазном входном коде.
В зависимости от разрядности дешифрируемого кода и функциональ-
ных возможностей ряда логических ИМС, находящихся в распоряжении
разработчика, дешифратор может быть выполнен по одноступенчатой (ли-
нейной) или многоступенчатой схеме дешифрации.
Среди многоступенчатых схем можно выделить прямоугольные (мат-
ричные) и пирамидальные схемы построения дешифраторов.
292 Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
7.1. Линейные дешифраторы
Линейные дешифраторы выполняются прямой схемной реализацией выра-
жений вида (7.1) без какого-либо их логического преобразования, т. е. пред-
ставляют собой по существу N независимых вентилей с числом входом т у
каждого. В качестве простейшего примера на рис. 7.1 приведена схема ли-
нейного дешифратора (ЛД) для двухразрядного слова с четырьмя выходами
(N = 4). Выражения для функции четырех выходов, описывающие работу
ЛД, имеют вид
dQ = Х2-Х^ dl = Х2-Х{;
d2 = Х2 Х}; d3 = Х2 Х}.
Одноступенчатые дешифраторы наиболее эффективны, когда разряд-
ность входного кода М не превышает число входов т схемы И типового
элемента ИМС. Отсюда и наибольшее, по сравнению с другими схемами
дешифрации, быстродействие линейных дешифраторов (ЛД), которое рав-
но средней задержке типового элемента ИМС (т ). Поскольку функция
каждого из выходов ЛД реализуется на одном вентиле, число вентилей (В1Д)
для реализации линейного дешифратора равно числу его выходов:
В = 2м.
ЛД
При реализации дешифраторов в интегральном исполнении для
уменьшения числа выводов ИМС их выполняют с однофазными входами
(%р X,, ..., Хт), организуя инверсию входного сигнала с помощью дополни-
тельных инверторов, предусматриваемых внутри кристалла ИМС. Наибо-
лее типичной ИМС линейных дешифраторов является К155ИД1, имеющая
четыре входа и десять выходов с линей-
ной дешифрацией четырехразрядного дво-
ичного кода. Функциональная схема де-
шифратора на десять выходов приведена
на рис. 7.2. Организация парафазных сиг-
налов внутри самой ИМС позволила не
только уменьшить число входов дешифра-
Рис 7.2. Схема и условные обозначе-
ния типового линейного дешифратора
Рис. 7.1. Схема линейного дешифра-
тора на четыре выхода
на 10 выходов (ИМС типа К155ИД1,
SN7445)
7.2. Прямоугольные или матричные дешифраторы
тора в 2 раза, но и получить эквивалентную нагрузку каждого входа дешиф-
ратора (Oj—С?4), равную 1. Это обеспечивает удобство применения ИМС-
дешифраторов совместно с интегральными регистрами и счетчиками, вы-
ходы которых будут иметь непосредственную связь со входами дешифрато-
ра без применения элементов согласования нагрузки выходов регистров
или счетчиков со входами дешифратора.
Если схему на рис. 7.2 применять только в качестве дешифратора на
восемь выходов, его вход (?4 необходимо подключить к уровню 0, что обес-
печит постоянное запирание вентилей с выходами и d9 и постоянное
отпирание dQ— d-j по входу 4. Интегральная микросхема К155ИД1 удобна
для построения линейного дешифратора на 16 выходов, для чего необходи-
мо применить два кристалла ИМС, объединив их одноименные входы Qx—
Qy а на вход (?4 первого кристалла подать прямое значение четвертого раз-
ряда дешифрируемого кода и на вход Q4 второго кристалла подать инверс-
ное значение четвертого разряда дешифрируемого кода (Q4).
Выходами линейного дешифратора на 16 выходов будут выходы первой
ИМС и выход J0(J8)—J7(J15) второй ИМС. Изучив схему на рис. 7.2, не-
трудно обнаружить, что выходы J8, d9 первой ИМС повторяют состояния
выходов Jo, d} второй ИМС, а выходы J8, d9 второй ИМС — состояния
выходов J(), d} первой ИМС.
В тех случаях, когда разрядность М дешифрируемого кода превышает
максимальное число входов т схемы И типового элемента ИМС, прямая
реализация линейного дешифратора оказывается невозможной и требуется
осуществить каскадное включение схем И. Число вентилей (Вт) с числом
входов т < М для организации одной схемы И с заданным числом входов М
можно определить из выражения
Вт = \(М — т)/(т — 1)Г+ 1. (7.2)
Общее число вентилей, необходимое для организации дешифратора на
W выходов, определяется как
^В = 1)]+ +1].
При выполнении дешифратора на вентилях И-НЕ добавится такое же
число инверторов для реализации функций схем И.
7.2. Прямоугольные или матричные
дешифраторы
Прямоугольный дешифратор содержит первую ступень из нескольких ли-
нейных дешифраторов, на каждом из которых дешифрируется группа раз-
рядов входного слова. Число линейных дешифраторов определяется чис-
лом групп Z, на которое разбивается многоразрядное слово М. Во второй
ступени прямоугольного дешифратора осуществляется совпадение выход-
ных сигналов по матричной схеме на двухвходовых вентилях. Если число
линейных дешифраторов первой ступени нечетно, например Z = 3, то
выходы оставшегося без пары линейного дешифратора первой ступени
294 Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
собираются на двухвходовых вентилях с выходами второй ступени, обра-
зуя третью ступень прямоугольного дешифратора.
Проиллюстрируем процесс построения прямоугольного дешифратора
простым аналитическим расчетом. Допустим, имеется Л/-разрядное слово,
которое разбито на три группы разрядов М2 и Л/3, т. е. М = Мх + Л/2 + Му
Тогда три линейных дешифратора первой ступени будут иметь 2М], Iм-, 2Мз
выходов соответственно. Выходы двух линейных дешифраторов собирают-
ся на второй ступени прямоугольного дешифратора, на схемах И с двумя
входами. У второй ступени уже будет 2м' -2М2 = 2М[ + М2 выходов. Выходы
второй ступени собираются с выходами третьего линейного дешифратора
первой ступени на схемах совпадения третьей ступени, у которой будет
2М1+м2 + л/3 _ 2м выходов.
На рис. 7.3 показана схема построения прямоугольного дешифратора
на 256 выходов. В первой ступени имеются два линейных дешифратора на
восемь выходов каждый (JTflj и ЛД2) и линейный дешифратор на четыре
выхода (ЛД3). Во второй ступени на двухвходовых схемах И выполнен
дешифратор на 64 выхода (МД64), к 16 входам которого подключены вы-
ходы ЛД1 и ЛДЭ. Совпадение сигналов в МД64 выполняется по матричной
схеме, когда каждый из восьми выходов ЛД! подключается к схемам И с
каждым из восьми выходов ЛД2, что обеспечивает 8 • 8 = 64 выхода из
МД64.
В третьей ступени на схемах И выполняется матричный дешифратор на
256 выходов, к 68 входам которого подключены выходы МД64 и четыре
выхода ЛД3. Выходами прямоугольного дешифратора являются 256 выходов
МД256. При реализации дешифраторов всех ступеней на схемах И задерж-
ка формирования сигнала на выходе относительно входа в прямоугольном
дешифраторе (рис. 7.3) составит: Зтср при парафазных входах линейных де-
шифраторов (ЛД! и ЛД2) и 4тср при однофазных входах линейных дешифра-
торов (сигналы X получают с помощью инверторов, установленных в ЛД] и
ЛД2). Выполнение ЛД3 с парафазными или однофазными входами не влия-
Рис. 7.3. Структурная схема прямоугольного дешифратора на 256 выходов
7.2. Прямоугольные или матричные дешифраторы 295
ет на общее быстродействие прямоугольного дешифратора, так как задерж-
ка на инверсию сигнала в ЛД3 будет компенсирована задержкой в вентилях
МД64.
Выведем соотношение, определяющее оптимальное разбиение А/-раз-
рядного слова при выполнении двухступенчатого прямоугольного дешиф-
ратора, при котором требуется минимальное число вентилей у В на схему.
Выражение для общего числа вентилей при реализации двухступенчатого
дешифратора имеет вид
В = 2м + 2* + 2м ~х,
(7.3)
где 2м — число двухвходовых вентилей для матричного дешифратора вто-
рой ступени; 2х — число А^-входовых вентилей для первого линейного де-
шифратора первой ступени; 2м ~ х — число (Л/ — Л^-входовых вентилей для
второго линейного дешифратора первой ступени.
Взяв производную от функции У В по X и приравняв ее к нулю, найдем
значение X, при котором У В минимально:
cT^B/dX = 2Х \п2-\п2 2м~х\
2х — 2^ х
т. е. Х= М/2.
При построении двухступенчатого дешифратора необходимо разбить
его на две равные по числу входов группы (М/2) при М четном или на
две группы, у которых число входов отличается друг от друга на единицу
(М — 1)/2 и (М + 1)/2 при М нечетном. Таким образом, общее число венти-
лей для двухступенчатых прямоугольных дешифраторов, выполненных с
оптимальным разбиением, может быть найдено из выражения
В = 2м + 2 2м/2 — при М четном;
В = 2м + 2{М~ 1)/2 + 2{М+ 1)/2 — при М нечетном.
На основе серийных ИМС на биполярных и МДП-транзисторах, реали-
зующих типовые функции И, И-НЕ, ИЛИ-HE, с учетом рассмотренных
основных принципов построения прямоугольных дешифраторов могут быть
построены дешифраторы на любое число выходов. Однако особенности
МДП-ИМС позволяют получить достаточно экономичные схемы прямоу-
гольных дешифраторов за счет использования специфичного включения
МДП-транзисторов.
Экономичная схема прямоугольного дешифратора на восемь выходов
приведена на рис. 7.4; она выполнена на МДП-транзисторах с дополня-
ющей симметрией. Линейные дешифраторы первой ступени выполнены
на КМДП с ВБ, а матричный дешифратор второй ступени — на вентиль-
ных транзисторах. Функциональной особенностью схемы является на-
личие четвертого входа (С?4), обеспечивающего, как и в схеме на рис. 7.2,
построение дешифратора на 16 выходов из двух дешифраторов на восемь
выходов.
296 Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
Рис. 7.4. Организация прямоугольного дешифратора на МДП-транзисторах
(на восемь выходов)
С учетом установки на выходах схемы дешифратора восьми дополни-
тельных инверторов для обеспечения надежной работы на емкостную на-
грузку общее число МДП-транзисторов равно 42. Реализация линейного
дешифратора на восемь выходов на базе четырехвходовых вентилей потре-
бует 64 дополняющих МДП-транзистора (реализация многовходовых вен-
тилей на КМДП-ИМС подробно описана в гл. 2). Максимальная задержка
схемы, изображенной на рис. 7.4, определяется дешифрацией сигналов для
выходов <74 и и составляет Зтср. Известны и другие разновидности дешиф-
раторов, использующие, например, последовательное включение транзис-
торов по схеме И, которые применяются в качестве встроенных дешифра-
торов интегральных полупроводниковых ЗУ [11].
7.3. Пирамидальные дешифраторы
Пирамидальные дешифраторы, как и прямоугольные, относятся к разряду
многоступенчатых дешифраторов, особенностью которых является приме-
нение во всех ступенях дешифрации двухвходовых вентилей с обязатель-
ным подключением выхода элементов /-й ступени ко входам только двух
элементов (/ + 1)-й ступени. Число ступеней К в пирамидальном дешифра-
торе на единицу меньше разрядности дешифрируемого числа К — М — 1, а
число вентилей в каждой ступени определяется из выражения
Я, = 2'*
где / — номер ступени пирамидального дешифратора. Общее число венти-
лей на дешифратор
к
Х^=£2'+|, / = 1, 2, 3, ... . (7.4)
/ +1
7.3. Пирамидальные дешифраторы
Рис. 7.5. Схема пирамидального дешифра-
тора на 16 выходов
Принцип построения пирамидально-
го дешифратора наглядно виден из при-
мера построения такого дешифратора на
16 выходов, показанного на рис. 7.5.
Сигналы на каждом из 16 выходов де-
шифратора формируются с помощью
трех ступеней, поскольку разрядность
дешифрируемого кода М = 4. Вентили
fij—В4 первой ступени формируют четы-
ре сигнала, являющихся различными
конъюнкциями двух входных перемен-
ных Х^ Х2 и их отрицаний Хг Х2. Аналогично формируются сигналы на
выходах второй ступени с той лишь разницей, что одной из переменных
каждого вентиля второй ступени являются сигналы Х3, X3, а второй пере-
менной — выходные сигналы первой ступени дешифратора. В результате
на выходах второй ступени формируются уже восемь сигналов:
хгх2-хз-, ХГХ2-Х3; Хгх2^хз; ХГХ2-Х3;
Х} Х2 • Х3; Х{ Х2 • Х3; Х{ • Х2 Х3; Х{ Х2 Х3.
И, наконец, вентили третьей ступени объединяют выходные сигналы
второй ступени с сигналами Х4 и Х4 и формируют выходные сигналы пира-
мидального дешифратора dQ—di5.
Учитывая, что первая ступень дешифратора всегда содержит 22 венти-
лей, а в последующих ступенях число вентилей всегда удваивается, можно
записать выражение как функцию от разрядности числа М:
Х5 = 22-(2л/’1 -1).
Недостатком пирамидальных дешифраторов следует считать неравно-
мерную нагрузку на различные входы и большое число ступеней (Л/ — 1),
снижающих быстродействие дешифратора. При реализации пирамидаль-
ного дешифратора на элементах И его быстродействие определяется как
гд= гср(М- 1).
Сравним по числу вентилей пирамидальные и линейные дешифраторы,
предположив, что те и другие реализуются на элементах И с двумя входами
(т = 2). Тогда для ^-входового линейного дешифратора потребуются эле-
менты И с числом входов, равным т. Подставляя в (7.2) значение т = 2,
находим, что для организации вентиля И на т входов потребуется т — 1
двухвходовых вентилей.
Таким образом, для реализации линейного дешифратора с 2Л/-выходами
потребуется 2м (М — 1) вентилей, а для реализации пирамидального дешиф-
Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
ратора с таким числом выходов потребуется 4(2^ 1 — 1) двухвходовых вен-
тилей. Запишем отношение этих двух выражений:
2>ru 2=(2" '-l)'
Проведя простое преобразование, получим видоизмененное отношение:
2А/~2(Л7 — 1)
2м-'-1 ’
При М = 2 параметр F = 1, т. е. линейный и пирамидальный дешифра-
торы требуют одинакового числа двухвходовых элементов. Для М = 3, 4, 5 и
т. д. можно записать, что М — 1 > 21, и благодаря такому допущению полу-
чить упрощенное выражение:
2л/-2 -\
F ~ 2М~Х - 1 ~ 2м-1 - 1 (7.5)
Выражение (7.5) ясно показывает, что во всех случаях, когда разряд-
ность дешифрируемого кода М > 3, параметр F > 1, т. е. пирамидальный
дешифратор эффективнее линейного дешифратора при их реализации на
двухвходовых вентилях. Например, при Л/= 4 параметр F 1,7, т. е. пира-
мидальный дешифратор на 16 выходов требует на 70 % меньше схем И на
два входа, чем линейный дешифратор, реализованный на тех же схемах.
Для полноты сравнения схемных решений дешифраторов рассмотрим ап-
паратурные затраты на реализацию дешифратора на 16 выходов (Л/ = 4) по
прямоугольной и пирамидальной схемам на элементах И.
В первой ступени прямоугольной схемы будут два линейных дешифра-
тора, а во второй ступени — матричный дешифратор на 16 выходов, для
которых согласно выражению (7.3) потребуется 24 двухвходовых элемента И.
Согласно выражению (7.4) для реализации аналогичного дешифратора по
пирамидальной схеме, число ступеней в которой будет равно трем (К= 3),
потребуется 28 элементов И. Как уже указывалось, реализация многосту-
пенчатых дешифраторов только на элементах И-НЕ потребует удвоенного
их числа, подсчитанного согласно выражениям (7.3) и (7.4), так как для
организации схемы И потребуется к выходу каждого элемента И-НЕ под-
ключить дополнительный инвертор. Такая реализация дешифраторов стано-
вится неэффективной с точки зрения быстродействия (Тд возрастает в 2 раза)
и аппаратурных затрат.
В составе наиболее популярных серий TTL, МДП и других ИМС содер-
жатся элементы, выполняющие функции И-НЕ, ИЛИ-HE (И-ИЛИ-НЕ),
что позволяет выполнять экономичные дешифраторы по двуступенчатому
принципу. Совместное применение элементов И-НЕ и ИЛИ-HE обеспечи-
вает реализацию функций для каждого выхода дешифратора согласно вы-
ражению
d = Xr Х2...Хт = Х} . Х2 • Х3 + х4...х,- +
7.3. Пирамидальные дешифраторы
Рис. 7.6. Схема двухступенчатого дешифратора на 16 выходов, реализованно-
го на элементах И-НЕ, ИЛИ-НЕ
На рис. 7.6 приведена функциональная схема дешифратора на 16 выхо-
дов, первая ступень которого содержит два линейных дешифратора с числом
выходов = 4, выполненных на восьми элементах И-НЕ. Во второй
ступени установлен матричный дешифратор на 16 элементах И-ИЛИ-НЕ с
выходами Jo—J15, на которых формируется рабочий сигнал с уровнем 1.
Общее число вентилей И-НЕ и ИЛИ-HE для реализации схемы на рис. 7.6
равно 24 вместо 48 (из них 24 инвертора), которые потребовались бы при
реализации аналогичного дешифратора на схемах И-НЕ.
Надо обратить внимание на особую эффективность применения пря-
моугольных дешифраторов при увеличении числа их выходов, когда раз-
рядность М чисел значительно больше коэффициентов т объединения
вентилей по входу. В этом случае применяются многокаскадные прямоу-
гольные дешифраторы с разбиением кода входного числа в первой ступе-
ни на большое число групп, собираемых по парам. Дешифраторы всех
последующих ступеней, начиная со второй, выполняются по матричной
схеме и вновь собираются по парам на ступенях более высокого ранга,
вплоть до организации матричного дешифратора последней (старшей) сту-
пени на 2 выходов.
На рис. 7.7 приведена схема прямоугольного дешифратора при М = 8 на
256 выходов, выполненная на двухвходовых вентилях И. Схема содержит
три ступени: в первой — четыре линейных дешифратора на четыре выхода
каждый (ЛД4), во второй — два матричных дешифратора на 16 выходов
каждый (МД16) и в третьей ступени — выходной матричный дешифратор
на 256 выходов (МД256). Число необходимых двухвходовых вентилей И для
всей схемы определяется из следующего выражения (для М = 8 с учетом
числа ступеней К = 3):
- 2м + 2м,2 + { + 2м/4+2 = 28 + 25 + 24 = 304.
Таким образом, для организации прямоугольного дешифратора на 256 выхо-
дов потребуется 304 двухвходовых вентиля И, а быстродействие схемы со-
300 Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
Рис. 7.7. Схема трехступенчатого прямоугольного дешифратора на 256 вы-
ходов
ставит Зтср. Подставив значение К = 7 (так как К= М — 1) в выражение
(7.4), получим, что для построения пирамидального дешифратора на 256 вы-
ходов потребуется 508 двухвходовых вентилей, т. е. значительно больше,
чем для прямоугольного дешифратора. Кроме того, пирамидальный дешиф-
ратор имеет низкое быстродействие 7тср, которое в 2,5 раза меньше, чем у
прямоугольного дешифратора. Однако надо иметь в виду, что из-за приме-
нения реальных ИМС с ограниченной нагрузочной способностью (и = 5... 10)
потребуется применение специальных буферных элементов в прямоуголь-
ных дешифраторах для обеспечения высокой нагрузочной способности вен-
тилей (второй и более старших ступеней (при К > 3), работающих на 16, 32
и более нагрузок.
Включение элементов-буферов увеличит аппаратурно-мощностные зат-
раты в прямоугольных дешифраторах и может значительно снизить их бы-
стродействие. Пирамидальные дешифраторы свободны от этого недостат-
ка, так как выходы элементов в каждой из его ступеней имеют только две
нагрузки на вентили старшей ступени. Обеспечение высокой нагрузочной
способности входных цепей для старших каскадов пирамидального дешиф-
ратора (входы Х4 и Х4; Х5 и X5 и т. д.) за счет буферных элементов не
создает значительного увеличения аппаратурных затрат и не влияет на бы-
стродействие схемы в целом. Задержка входных сигналов в таких буферных
элементах компенсируется задержкой сигналов в первых каскадах пирами-
дального дешифратора.
Проектирование дешифраторов и оценка их аппаратурно-мощностных
затрат должны производиться на основе совместного анализа функциональ-
ных возможностей всей номенклатуры элементов серии ИМС и схемотех-
нических особенностей различных способов построения дешифраторов.
Представляет интерес анализ практической реализации вариантов построе-
ния по каждому из рассмотренных способов с их сравнением по таким
техническим характеристикам, как число корпусов типовых ИМС, потреб-
ляемая мощность и быстродействие [1].
7.4. Логические коммутаторы (мультиплексоры) 301
7.4. Логические коммутаторы
(мультиплексоры)
Логические коммутаторы (мультиплексоры) получили достаточно широкое
самостоятельное распространение в качестве узлов, реализуемых в виде
отдельных ИМС, а с развитием технологии БИС перешли в разряд библио-
течных (типовых функциональных узлов БИС и СБИС).
Логические коммутаторы выполняют важные функции при организа-
ции сложных многоабонентных систем с организацией взаимодействия че-
рез общие шины, обеспечивая подключение необходимого информацион-
ного потока одного из К направлений на одну линию. Упрощенно логичес-
кие коммутаторы реализуют функцию многовходовых стробируемых схем
И-ИЛИ, причем часто с наличием управляющего входа, обеспечивающего
отключение выходов коммутатора от линии. Это достигается за счет ис-
пользования на выходе элементов с тремя состояниями, включая состояние
высокого выходного сопротивления, которые достаточно подробно были
рассмотрены в гл. 2. Кроме того, в состав коммутатора повсеместно входят
схемы дешифраторов выбора направления коммутации [16].
Коммутаторы входят в состав практически всех серий ИМС (К 155, К500,
К555 и др.). Наиболее типовые структуры логических коммутаторов вопло-
тились в ИМС К155: КП1 — логический коммутатор 16 каналов на один
канал с управляющим дешифратором и стробирующим входом; КП2 — ло-
гический коммутатор двух четырехканальных групп на два раздельных ка-
нала с единым управляющим дешифратором и раздельными стробирующи-
ми входами (рис. 7.8); КП5 — восьмиканальный коммутатор на один канал
Рис. 7.8. Схема логического коммута-
тора со структурой сдвоенные четыре
канала в один канал (с общим управ-
лением)
Рис. 7.9. Схема логического коммутато-
ра со структурой восемь каналов в один
канал
Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
Рис. 7.10. Схема логического коммутатора с вы-
ходным регистром запоминания информации
с управляющим дешифратором; КП7 — вось-
миканальный коммутатор на один канал с
управляющим дешифратором и управляемым
стробом парафазным выходом (рис. 7.9).
Коммутатор КП 12 аналогичен по струк-
туре КП2, но при запрете выборки обеспе-
чивает отключение выхода от линии, т. е.
высокое выходное сопротивление. Коммута-
тор КП 15 аналогичен по структуре КП7 и
также имеет режим отключения от линии с
высоким выходным сопротивлением, кото-
рый создается в случае запрета включения
(т. е. когда на входе стробирования действу-
ет уровень запрета С = 1).
Мультиплексоры КП 11, КП 14, КП 13 и КП 16 обеспечивают коммута-
цию двух четырехразрядных каналов на четырехканальный выход, причем
КП11 и КП 14 имеют выходы с режимом высокого выходного сопротивле-
ния при запрете. Особенностью КП 13 является наличие на выходе схемы
встроенного параллельного регистра на Л5-триггерах, объединенный син-
хровход которого и является стробирующим входом коммутатора с запоми-
нанием информации (рис. 7.10). В структуре БИС могут быть организова-
ны коммутаторы многоразрядной информации на большое число направ-
лений, что нашло свое наивысшее выражение в создании программируемых
логических матриц (ПЛМ), которые широко применяются в микропро-
цессорных комплектах БИС.
Принципы проектирования коммутаторов достаточно легко формиру-
ются на базе булевой алгебры с использованием законов минимизации, так
как сами мультиплексоры являются чисто комбинационными схемами (при-
менение регистра запоминания, как это имеет место в КП 13, является до-
полнительным и необязательным атрибутом собственно коммутатора). Пра-
вила проектирования комбинационных схем, применения законов алгебры
логики и способов минимизации функций достаточно подробно изложены
в гл. 1 данной книги.
7.5. Преобразователи (шифраторы) кода
Проблема преобразования (шифрации) кода часто возникает в дискретном
устройстве в первую очередь по той причине, что удобство обработки ин-
формации (обычно в двоичном или двоично-десятичном коде) практичес-
ки всегда усложняет проблему ее отображения у потребителя, которая в
большинстве случаев должна быть наглядной и привычной, т. е. десятич-
ной. Кроме того, существуют задачи формирования спецкодов для их за-
щиты от сбоев.
7.5. Преобразователи (шифраторы) кода
Наиболее распространены в системах отображения многосегментные
индикаторы. Покажем широкоприменяемые узлы преобразования двоич-
но-десятичного кода видов 8421 и 2421, применяемые в микрокалькулято-
рах, кассовых аппаратах и других счетных устройствах, в семипозицион-
ный двоичный код для управления семисегментным десятичным индикато-
ром. Такие узлы преобразования включаются также в состав серийных
микросхем и являются выходными узлами БИС, входящих в состав микро-
калькуляторов.
Закон преобразования двоично-десятичных кодов в семипозиционный
хорошо отображается таблицами истинности (табл. 7.1) [17|.
Состояние логической 1 на выходах узла преобразователя кода СГ..С7
означает возбуждение («зажигание») соответствующих номеров сегментов
индикатора. Несложно самостоятельно проследить за процедурой форми-
рования десятичных цифр при «зажигании» соответствующих сегментов.
Так, возбуждение сегментов /, 2, 5, 5 и 6 формирует десятичную цифру 5, а
возбуждение сегментов /, 4 и 5 формирует десятичную цифру 7 и т. д.
Реализация преобразователей кодов 8421 и 2421 в семипозиционный
двоичный код наиболее эффективно обеспечивается на логических элемен-
тах И-НЕ совместно с элементами, реализующими функции запрета НЕ,
И; НЕ, И-ИЛИ, которые, как было показано в гл. 2, хорошо организуются
на КМДП с ВБ и T-TTL-ИМС. Это позволяет иметь однофазные входы
двоично-десятичного кода (XV..X4) и уменьшать количество связей в диск-
ретном устройстве за счет передачи только прямых информационных сиг-
налов, формируя их инверсные значения за счет инверсий на входах запре-
та логических микросхем.
Процедуру синтеза преобразователя кода покажем на примере схемы преоб-
разователя кода 8421 в семипозиционный двоичный код. Последовательность
действий при синтезе: запись булевых уравнений в дизъюнктивной нормальной
форме для каждого сегмента; минимизация булевых выражений; приведение
минимизированных уравнений сегментов к виду, удобному для реализации на
реальной элементной базе, и разработка функциональной схемы.
Покажем последовательно все процедуры синтеза для сегментов С) и С7
на основании анализа таблицы истинности (см. табл. 7.1) (код 8421 в се-
мипозиционный). Запись булевых уравнений осуществляется для логичес-
ких 1, т. е в положительной логике:
Cj = Х} • Х2 • Х3 . Х4 + X, . Х2 • Х3 • Х4 + X. • Х2 • Х3 . Х4 + Х4 • Х3 • Х2 Х\ +
+Х} -Х2-Х3-Х4+ХГХ2.Х3-Х4+ХГХ2- Х3 . Х4 + Х{ • Х2 • Х3 • %4;
С7 = Х{ Х2 Х3 . Х4 + X' • Х2 • Х3 . х4 +
+ А7, • Х2 Х3 -Х4 + Л\ -Х2 Х3 • Х4.
Проведя минимизацию логических выражений и воспользуясь правила-
ми преобразования булевой алгебры или картами Вейча (см. гл. 1), получим
компактные выражения для управления сегментами:
С, = Х} Х2 Х3 + Х2-Х3-Х4 + Х}- Х2-Х4+Х}-Х3-Х4;
С7 = ХГХ2-Х3 + Х} Х2 -Х4.
Таблица 7.1. Таблица истинности преобразователей кодов для семисегментного индикатора
Десятичное число Код 8421 Код 2421 Семипозиционный двоичный код
Л, *1 *1 *4 х3 *2 С. С2 С3 cs с6 С7 Сегменты (С-С7)
0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 1 1 1 1 2 4 3 7 5 6
1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0
2 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1
3 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0
4 0 1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 1 0 0
5 0 1 0 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 1 0
6 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1
7 0 1 1 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0
8 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1
9 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0
304 Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
7.6. Устройства сравнения и контроля нечетности
Рис. 7.11. Схема преобразования кода
8421 в семипозиционный код
Рис. 7.12. Схема преобразования кода
2421 в семипозиционный код
Эти выражения преобразуем к виду, удобному к реализации на элементах с
запретом (НЕ, И; НЕ, И-НЕ и НЕ, И-ИЛИ):
С, = X, • Х4. (Х2 + Х3) + • (Jf2 + Jr3);
с7 = х1-х2-(х3-ха+х3-х4).
Функциональные схемы преобразователей кодов 8421 и 2421 в семипо-
зиционный двоичный код приведены на рис. 7.11 и 7.12 соответственно.
Методология синтеза применяемых при проектировании цифровых
микроэлектронных устройств преобразователей кодов Джонсона, Грея и
кода Баркера в двоично-десятичный код 8421 и 2421, а, равно как и в дру-
гой код, аналогична рассмотренной выше.
7.6. Устройства сравнения
и контроля нечетности
Целый ряд схем сравнения кодов и контроля нечетности может быть реа-
лизован на основе базовой схемы Исключительное ИЛИ (полусумматора) с
привлечением простейшей схемы ИЛИ. Так, TV-разрядное устройство равно-
значности для сравнения двух кодов выполняется на Nсхемах Исключитель-
ное ИЛИ и выходной N-входовой схеме ИЛИ. Функция равнозначности яв-
ляется дизъюнкцией пар слагаемых, каждое из которых является конъюн-
кцией прямого и инверсного значений одноименных разрядов сравниваемых
чисел:
^ = («1 Л +«i bl) + - + (an-bn+an-bn).
Глава 7. Дешифраторы, коммутаторы, преобразователи кода и схемы сравнения
Рис. 7.13. Четырехразрядная схема рав-
нозначности
Рис. 7.14. Схема контроля на нечет-
ность
Схема равнозначности для двух четырехразрядных чисел приведена па
рис. 7.13, которая достаточно ясно иллюстрирует принцип построения схем
равнозначности на любое число разрядов. Как правило, выход схемы рав-
нозначности выполняется парафазным, как показано на рис. 7.13.
На основе принципа последовательного включения схем Исключитель-
ное ИЛИ формируется устройство контроля нечетности двоичных разрядов
многоразрядного числа. Число каскадов К последовательно включенных схем
Исключительное ИЛИ для контроля нечетности TV-разрядного кода опре-
деляется числом, частным отделения разрядности кода на два с округлени-
ем в большую сторону, т. е. К= |N/2]+ . Число схем Исключительное ИЛИ
для контроля нечетности TV-разрядного кода определяется из выражения
^ити-или = N — 1. Принцип организации схемы контроля нечетности для
кодов чисел с разрядностью кратной 2 и не кратной 2 достаточно ясно
представлен на примере устройства неравнозначности для пятиразрядно-
го кода >¥]...Х5. Выход F4 является выходом нечетности четырехразрядного
кода Х}...ХА, а выход F5 — выходом нечетности пятиразрядного кода Х}...Х5
(рис. 7.14). При срабатывании схемы нечетности на выходах Сформируется
уровень 1. В составе серий микросхем 531, К155, 564 и других широко
представлены схемы контроля нечетности, схемы сравнения кодов, вклю-
чая сравнение на равно (А = В), больше (А > В) и меньше (А < В).
ГЛАВА 8
СУММАТОРЫ
Пусть в процессе функционирования устройства или выполнения какого-
либо алгоритма возникла необходимость в сложении двух и-разрядных дво-
ичных чисел а и Ь:
а = aQ • 2° + • 21 + а2 • 22 + ... -I- а. • 2J+ ... + ап _ j • 2 п ~
h = />0 • 2° + Ьх • 21 + />2- 22 + ... + hf2j + ... + Ьп _ , • 2 п ~
В результате сложения должно получиться двоичное число 5, равное
сумме двух чисел, т. е.
5= а + Ь = 50-2° + 5, -21 + 52 • 22 + ... + У-2у + ... + Sn_ , -2п~ ’.
Так, если а = 7, b = 5, то в результате сложения должно получиться
число 12, представленное в двоичном коде (табл. 8.1). Подобные операции,
часто встречаемые в практике проектирования цифровых устройств, вы-
полняются с помощью логических устройств, называемых сумматорами.
Таблица 8.1
а 0 1 1 1
b 0 1 0 1
S 1 1 0 0
В рассмотренных примерах суммировались два числа, представленных
в двоичном коде, поэтому такие сумматоры получили название двоичных.
При проектировании цифровых устройств, кроме двоичных, наиболее час-
то применяются двоично-десятичные сумматоры. Встречаются и другие типы
сумматоров, например матричные. Однако они пока не получили широкого
распространения и поэтому здесь не рассматриваются. Обращаясь к рас-
смотренному выше примеру сложения двух чисел, можно задать вопрос:
каким образом происходит операция сложения над двумя числами? В прин-
ципе числа могут складываться поразрядно, начиная с младших разрядов
а0, />0, как мы это делаем при сложении двух десятичных чисел, пользуясь
правилами арифметики. Сумматоры, построенные по этому принципу, по-
лучили название последовательных и характеризуются невысоким быстро-
действием.
Глава 8. Сумматоры
Возможен другой подход к суммированию двух чисел, а именно когда
складываются все разряды одновременно. Такие сумматоры, получившие
название параллельных, обладают высоким быстродействием, но для их ре-
ализации требуются большие аппаратурные затраты. Кроме этих двух типов
сумматоров возможны и другие варианты, сочетающие особенности сумма-
торов обоих типов. Выбор того или иного способа суммирования в первую
очередь определяется требованием быстродействия, и именно быстродей-
ствие является основным параметром сумматоров, определяющим его струк-
туру. Как будет показано ниже, основу всякого двоичного сумматора со-
ставляет одноразрядный сумматор. Поэтому, прежде чем приступить к рас-
смотрению самих сумматоров, остановимся на рассмотрении одноразрядных
сумматоров.
8.1. Одноразрядные сумматоры
В цифровых устройствах применяют одноразрядные сумматоры на два и
три входа, причем первый из них называют полусумматором, или сумма-
тором по модулю два, а второй — полным одноразрядным сумматором.
Работа полусумматора отражается таблицей истинности (табл. 8.2). Здесь
а и b — входы полусумматора, с и d — выходы полусумматора, называемые
полусуммой и частичным переносом соответственно.
Таблица 8.2
а ь с d
0 0 0 0
0 1 1 0
1 0 1 0
1 1 0 1
Как видно из табл. 8.2, полусумматор работает таким образом, что сиг-
нал полусуммы появляется на его выходе в том случае, когда присутствует
высокий уровень только на одном из его входов. Если на обоих входах
полусумматора присутствует уровень 1, то сигнал полусуммы отсутствует,
но появляется сигнал переноса (d = 1). Аналитически функционирование
полусумматора записывается следующим образом:
С = a b + b -a; d = а Ь. (8.1)
На рис. 8.1 приводится схема полусумматора, выполненная в базисе
элементов И, ИЛИ, НЕ.
Представим выражения (8.1) в виде, удобном для его реализации в ба-
зисе элементов И-НЕ и И-ИЛИ-НЕ. Для этого перепишем их:
С = a- b+ b-a=a-b+b-a+a-a+b-b =
= {а + Ь\ (а + b \ = (а + />) • а • Ь.
(8.2)
8.1. Одноразрядные сумматоры
Рис. 8.1. Схема полусумматора на эле-
ментах И, ИЛИ, НЕ
Рис. 8.2. Схема полусумматора на эле-
ментах И-НЕ
Для реализации полусумматора в базисе элементов И-НЕ полученное
выражение преобразуем к виду:
C = (a + b)ab = aab + b- ab = aab-bab. (8.3)
Схема полусумматора, построенная в соответствии с выражением (8.3),
приведена на рис. 8.2. Сигнал полусуммы, или, что то же самое, задержка
формирования полусуммы (задержка полусумматора z;iZ) составит Зтср с
момента подачи сигналов на входы а и b. С целью увеличения быстродей-
ствия полусумматор необходимо проектировать так, чтобы он содержал
минимальное число последовательно соединенных элементов. Этому тре-
бованию наиболее полно удовлетворяют полусумматоры на элементах
И-ИЛИ-НЕ. Для реализации такого полусумматора выражение (8.2) запи-
шем следующим образом:
C = a- b'(a + b') = (a + b')-a-b = d- b- a- b = d- b+ a-b.
Схемная реализация выражения с учетом формирования сигнала пере-
носа d = a+ b показана на рис. 8.3. Сигнал с на выходе такой схемы по-
явится через две задержки, т. е. эта схема является более быстродействую-
щей по сравнению со схемой на рис. 8.2.
В отличие от полусумматоров, полные одноразрядные сумматоры имеют
три входа и предназначены для формирования двух выходных сигналов: сум-
мы S и переноса Р, являющихся результатом сложения сигналов, действую-
щих на входах сумматора а и b и сигнала переноса от предыдущего разряда.
Закон функционирования полного сумматора задается табл. 8.3, где 5 — ре-
зультирующая сумма /-го разряда; Р — результирующий перенос /-го разряда.
На основе карт Карно (рис. 8.4) находим выражения для определения
суммы и переноса:
5, =at -bt Pt_x +ai bj Pj_{ +a b- Pt_x + a b Р^
Pj = at bt + Oj + bt Pj_x. (8-4)
Рис. 8.3. Схема полусумматора на элементах И-ИЛИ-
НЕ, НЕ
310 Глава 8. Сумматоры
Таблица 8.3
ai л
0 0 0 0 0
0 0 1 1 0
0 1 0 1 0
0 1 1 0 1
1 0 0 1 0
1 0 1 0 1
1 1 0 0 1
1 1 1 1 1
Рис. 8.4. Карты Карно одноразрядного сумматора:
a — для суммы; б — для переноса
Пользуясь аксиомами алгебры, логики, можно различными способами
преобразовать выражения (8.4) и получить множество вариантов записи
функций суммы и переноса. Опуская эти преобразования, приведем окон-
чательные и наиболее экономичные варианты полных сумматоров.
В качестве примера на рис. 8.5, а показана схема одноразрядного сум-
матора, выполненного на основе элементов И, ИЛИ, НЕ. Схема полного
сумматора на элементах И-НЕ показана на рис. 8.6. Достоинством такого
сумматора является то, что он выполнен лишь на девяти элементах И-НЕ с
двумя входами, что позволяет отнести его к разряду наиболее экономичных
по аппаратурным затратам. Существенным недостатком сумматора являет-
Рис. 8.5. Схема разряда сум-
матора на элементах И, ИЛИ,
НЕ (б?) и его обозначение (б)
8.1. Одноразрядные сумматоры 3 I I
Рис. 8.7. Схема быстродействующе-
го одноразрядного сумматора на
элементах И-НЕ
P.
a.h, P, S,
Рис. 8.6. Схема разряда сумматора на
элементах И-НЕ
а,Ь, а,Р,
ся большое время задержки образования
суммы = 6гср. Задержка формирования
переноса в разряде сумматора тп = 5гр.
Схема сумматора с большим быстродействием на элементах И-НЕ по-
казана на рис. 8.7. Параметр в такой схеме равен Зтср, однако для реали-
зации сумматора необходимы как прямые, так и инверсные сигналы слага-
емых и переноса. Кроме того, для реализации сумматора необходимы эле-
менты И-НЕ с тремя и четырьмя входами, что потребует больших
аппаратурных затрат. При отсутствии инверсных входных сигналов потре-
буются три дополнительных инвертора. Задержка формирования суммы в
такой схеме составит уже 4т , поэтому более экономичной по АМЗ при
одинаковом быстродействии будет схема на рис. 8.8.
На рис. 8.9 показана схема сумматора, выполненная на элементах И-
ИЛИ-НЕ. Задержка формирования суммы в такой схеме равна Зтср, а пере-
носа — 2тср. Быстродействие сумматора можно повысить, если прямые и
инверсные сигналы суммы и переноса формировать отдельно. Схема тако-
го сумматора, имеющего задержку формирования суммы 2тср, а задержку
формирования переноса тср, показана на рис. 8.10.
Рис. 8.8. Схема одноразрядного сум-
матора на элементах И-НЕ
Рис. 8.9. Схема одноразрядного сум-
матора на элементах И-ИЛИ-НЕ, НЕ
31 2 Глава 8. Сумматоры
Рис. 8.10. Схема одноразрядного сумматора на элементах И-ИЛИ-НЕ
8.2. Последовательные сумматоры
Последовательные сумматоры наиболее часто применяются в тех случаях,
когда возникает необходимость в сложении чисел, записанных в двух сдви-
гающих регистрах. Такое суммирование выполняют с помощью однораз-
рядных сумматоров, а результат суммы заносят в третий сдвигающий ре-
гистр. Функциональная схема подобного устройства приведена на рис. 8.11.
В состав схемы входит триггер СЛ-типа, который запоминает сигнал пе-
реноса, поступающий с выхода полного сумматора. Рассмотрим работу ус-
тройства, предположив, что до прихода очередного импульса сдвига в реги-
страх СР{ и СР2 зафиксированы коды 00...00101 и 00...011, т. е. на входах а
и Ь сумматора действуют уровни 1 {а = b = 1), а на входе Р._ , уровень 0
С££/)-триггер предварительно установлен в 0. В этом случае на входе D
Qa' Qan Q\Qi Qn
-TL «Сдвиг»
Рис. 8.11. Функциональная схема последовательного сумматора
8.3. Параллельные сумматоры 3 13
регистра СР3 и входе D триггера переноса будут действовать уровни 0 и 1
соответственно. В результате по окончании импульса сдвига, поступающе-
го одновременно на шины сдвига регистров СР{—СР2 и тактовый вход СLpD-
триггера, произойдет следующее. Информация в СР{ и СР2 сдвинется на
один разряд вправо, и в них установятся очередные коды 00...010 и 00...001;
в первый разряд СР3 запишется код 0, а С/7 £)-триггер установится в состо-
яние Q = I. Таким образом, к приходу следующего импульса сдвига на
входах сумматора будут действовать сигналы а = 0, b = 1, Р j = 1, т. е. на
входе D третьего регистра будет действовать уровень 0. В итоге по оконча-
нии второго импульса сдвига /)-триггер вновь останется в состоянии 1;
первый и второй разряды СР3 окажутся в состоянии 0 = Q2 = 0), а на
входах сумматора установится код а = 1, h = 0, Р j = 1 и т. д. Окончатель-
ный результат суммы в регистр СР3 запишется через п тактов сдвига (л —
разрядность регистров), что характеризует такие сумматоры как наименее
быстродействующие.
8.3. Параллельные сумматоры
Параллельные сумматоры используются в тех случаях, когда последователь-
ные сумматоры не позволяют достичь требуемого быстродействия. Высо-
кое быстродействие параллельных сумматоров обеспечивается за счет од-
новременного суммирования двух многоразрядных чисел. Такой подход к
организации суммирования можно выполнить, если сумматор в своем со-
ставе будет содержать схему формирования и распространения сигнала пе-
реноса, возникающего от сложения двух чисел в предыдущих разрядах и
который должен быть подан на входы последующих разрядов. В наиболее
общем виде структурную схему параллельного «-разрядного сумматора мож-
но представить на рис. 8.12, где я., bj — i-e разряды двух слагаемых чисел;
5-результат, полученный от сложения /-х разрядов.
В зависимости от организации схемы распространения переноса можно
построить множество вариантов параллельных сумматоров, характеризуе-
мых различными способами передачи сигналов переноса от младших раз-
рядов сумматора к старшим и, как следствие этого, различным быстродей-
ствием. При этом выбор того или много варианта сумматора определяется
быстродействием, поскольку именно оно определяет и АМЗ на организа-
цию сумматора.
Рис. 8.12. Функциональная схема параллельного сумматора
Глава 8. Сумматоры
8.3.1. Параллельные сумматоры
с последовательным переносом
Параллельные сумматоры с последовательным переносом относятся к раз-
ряду простейших сумматоров с точки зрения их схемотехнической реализа-
ции. Схема такого сумматора приведена на рис. 8.13. В общем случае для
построения параллельного сумматора с последовательным переносом не-
обходимо иметь п полных сумматоров, при этом выход переноса младшего
разряда сумматора следует подключить на третий вход полного сумматора
следующего, т. е. старшего, разряда. Преимуществом подобных сумматоров
является простота и однотипность соединения разрядов. Последнее обус-
ловлено тем, что на организацию схемы распространения переноса по су-
ществу не тратится никакого оборудования, что и делает данную схему наи-
более экономичной по АМЗ. Однако параллельные сумматоры с последо-
вательным переносом обладают и наименьшим быстродействием, что
является их существенным недостатком. Время суммирования в таких
сумматорах складывается из задержки суммирования в одноразрядном сум-
маторе и максимальной суммарной задержки распространения сигнала
переноса между разрядами. Наибольшая задержка в распространении пере-
носа будет иметь место при сложении двух чисел а и b с кодами: а = 00...000I;
b = 01... 1111. В этом случае сигнал переноса, возникающий в первом (млад-
шем) разряде, последовательно проходит через все разряды сумматора, и в
каждом из них, кроме старшего (л-го), будет формироваться сигнал пере-
носа. В итоге общее время суммирования
Ч = h + («+
где тп — задержка формирования сигнала переноса. Однако, когда требует-
ся более высокое быстродействие, применяются иные способы организа-
ции суммирования, некоторые из которых рассматриваются в следующих
параграфах.
8.3.2. Сумматоры с параллельным переносом
Сумматоры с параллельным переносом характеризуются одновременным
поступлением сигнала переноса на все разряды, в которые он должен по-
ступать по законам сложения двух «-разрядных чисел. Пользуясь ранее
выбранными обозначениями поразрядного переноса J, результирующего
разрядного переноса Р, полусуммы С, результирующей суммы 5, выразим
значения переноса, формируемого в (/ + 1)-м разряде сумматора:
Pi+i =di+l +Ci+] Р^, di+l =ai+]-bi+i;
Cj+i - ai+i bl + i + bi+l -aj+
(8.5)
Рис. 8.13. Схема параллельного сумма-
тора с последовательным переносом
8.3. Параллельные сумматоры
(8.
(8-7)
(8.8)
(8.9)
(8.10)
Составим выражения, аналогичные (8.5) для пяти разрядов сумматора.
Сигнал переноса первого разряда. В этом случае / = 0, а это означает, что
перенос в первый разряд не поступает, т. е. Ро = 0, и, следовательно,
Ро + j — Р] — Ji + CjPq — — a^bv
Сигнал переноса второго разряда (i = 1)
Р2 = d2 + С2Р) = d2 + С2Р{ = d2 + C2dv
Сигнал переноса третьего разряда (J = 2)
Р3 = d3 + С3Р2 = d3+ C3(d2 + C/j) = d3 + d2C3 + d}C2Cy
Сигнал переноса четвертого разряда (i = 3)
P4J4 + C4P3 = J4 + C4(r/3 + d2C3 + JjC2C3) =
= d, + J3C4 + J2C3C4 + J,C2C3C4.
Сигнал переноса пятого разряда (j = 4)
Р5 = d5 + С5Р4 = d5 + ОД + ОД + ОД3С4 + ОД2ОД) =
= d5 + d^C5 + J3C4C5 + б/эС3С4С5 + J]CnC3C4C5.
Анализируя, например, выражение для Р3, можно заключить, что сиг-
нал переноса с выхода третьего на вход четвертого разряда сумматора по-
ступит в том случае, когда d3 = 1 (если а3 и b3 = 1) либо когда d^c3 = 1, т. е.
когда во втором разряде сигнал d2 будет равен 1 и одновременно сигнал
полусуммы в третьем разряде с3 также будет равен 1. И, наконец, сигнал
переноса в четвертый разряд будет сформирован при условии d}c2c3 = 1,
т. е. если возникнет сигнал поразрядного переноса в первом разряде (dx = 1)
и сигнал полусуммы во втором и третьем разрядах. По аналогии с выраже-
ниями (8.6) — (8.10) можно записать выражение для определения сигнала
переноса в любом, например л-м, разряде:
^ = dn + dn_yn + dn^Cn_xCn + ...+
+ J2C3C4...C„ +J,C2C3C4...C„.
Из последнего выражения нетрудно видеть, что значение сигнала пере-
носа, поступающего в следующий разряд, не зависит от значения сигнала
переноса Р, поступающего от предыдущего разряда, а зависит лишь от зна-
чений полусумм с и частичного переноса d предшествующих разрядов. Пос-
леднее означает, что при реализации выражений для Рп сигнал переноса
будет поступать одновременно во все разряды сумматора, формируя в каж-
дом из них значение суммы Sn, определяемое из выражения
+ Рп-\^п'
В качестве примера рассмотрим построение схемы четырехразрядного
сумматора. Для этого необходимы четыре полных сумматора, имеющие
выходы для сигналов полусуммы с и частичного переноса d. В соответствии
3 16 Глава 8. Сумматоры
с выражением (8.11) строим схему организации и распространения сигнала
переноса для каждого разряда сумматора: Л, Р3, Р4 (рис. 8.14). Рассмот-
рим работу сумматора на примере сложения двух чисел а и b с кодами:
а = 0001 (а} = 1; а2 = а3 = а4 = 0);
h = 1111 = b2 = b3 = b4 = 1).
Поскольку на входах а} и Ь} первого сумматора (5Л/}) действуют две
единицы, то на выходах и одновременно с задержкой т = 2гср после
подачи кода на входы сумматора появятся значение частичного переноса
d} = 1 и значение полусуммы = 0. Одновременно с сигналом сх появятся
и сигналы полусуммы на всех остальных разрядах сумматора (с2 = с3 = с4 = 1).
Далее, поскольку с2 = с3 = с4 и d} = 1, то через интервал времени, равный
задержке одного элемента, на выходах вентилей Вх—В4 схемы переноса сфор-
мируются сигналы переноса, которые одновременно поступят на входы Л,
Р3 и Р4 всех разрядов сумматора. В итоге через интервал времени Л/ = 2гр
после появления сигналов Р2, Р3 и Р4 на всех разрядах сумматора устано-
вится результирующий код суммы = S2 = S3 = S4 = 0, а на выходе Р5 будет
сформирован сигнал переноса в следующий разряд. Таким образом, время
задержки суммирования в данном сумматоре не зависит от его разрядности
и определяется временем задержки суммирования одного разряда: = 4ср.
По аналогии со схемой на рис. 8.14 может быть построен сумматор на
элементах И-НЕ, ИЛИ-HE, И-ИЛИ-НЕ и на большее число разрядов, при-
чем число разрядов в таких сумматорах будет ограничено возможностями
логических элементов по числу входов и нагрузочной способностью по
8.3. Параллельные сумматоры
выходам. Кроме того, необходимо учитывать, что с ростом разрядов в таких
сумматорах резко возрастают затраты в числе вентилей, что является их
существенным недостатком.
8.3.3. Сумматоры с групповым переносом
Как уже отмечалось, ограничения, накладываемые на параметры элементов
по числу входов и нагрузочной способности, не позволяют проектировать
сумматоры с параллельным переносом надостаточно большое число разря-
дов. Как правило, разрядность таких сумматоров не превышает пяти. По-
этому если требуются достаточно быстродействующие сумматоры на боль-
шее число разрядов, то их строят по схеме с групповым переносом. Осо-
бенность такого подхода к проектированию заключается в том, что сумматор
разбивается на группы, а связь между группами осуществляется либо пос-
ледовательно, либо параллельно. Возможны сумматоры, в которых в преде-
лах группы перенос распространяется последовательно, а между группами —
параллельно. Одна группа параллельного сумматора, используемого для
построения многоразрядных параллельных сумматоров с последовательным
переносом между группами, показана на рис. 8.15. Из сравнения схем сум-
маторов на рис. 8.14 и 8.15 следует, что группа сумматора с последователь-
ным переносом отличается от сумматора на рис. 8.14 введением одного
конъюнктивного члена в каждом разряде схемы переноса (вентили В} — Вв),
учитывающего наличие сигнала переноса Р от предыдущей группы. В ос-
тальном обе схемы полностью идентичны. Поэтому для построения много-
разрядного сумматора с последовательным переносом между группами не-
Рис. 8.15. Схема параллельного сумматора с групповым переносом
Глава 8. Сумматоры
axb\S\ a4b4S4 asb^Ss a-, b S
Рис. 8.16. Схема сумма-
тора с последовательным
переносом между груп-
пами
обходимо выход переноса предыдущей группы (в данном случае выход Л)
подключить на вход следующей старшей группы (рис. 8.16). Быстродей-
ствие такого сумматора определяется из выражения
ZZ = rnv + (Wrps- l)rrp,
где 7VrpZ — число групп сумматора; тгр — задержка формирования сигнала
переноса в группе без учета времени формирования полусуммы.
Для схемы на рис. 8.15 параметр гср определяется суммарной задержкой
из трех последовательно включенных элементов B5—Bv т. е. ггр = Згср. Дей-
ствительно, если в схеме на рис. 8.16 и, следовательно, в первой группе
сумматора на рис. 8.15 сигнал переноса на выходах вентилей переноса (вен-
тили Вх—В4) формируется одновременно с сигналом полусуммы с, то сиг-
нал переноса Рна выходе второй группы будет формироваться не одновре-
менно с сигналом полусуммы с, а только после того, как появится сигнал
переноса Рс выхода первой группы на вход второй.
Повысить быстродействие сумматоров можно за счет параллельного
объединения групп. Для этой цели можно воспользоваться сигналами Jrp и
с (см. рис. 8.15), которые в дальнейшем будем называть сигналами груп-
повой полусуммы и группового частичного переноса аналогично сигналам
с традиционного полусумматора (см. рис. 8.1). Пример реализации такого
сумматора показан на рис. 8.17. Поскольку сигнал переноса поступает од-
новременно на все группы, то его быстродействие не зависит от числа групп,
но будет уменьшено по сравнению с сумматором на рис. 8.14 на величину
задержки формирования сигнала переноса в вентилях В —В4. Рассматривая
этот 12-разрядный сумматор как отдельную группу с выходами d*p и с*р,
имеющими то же назначение, что и выходы Jrp и с у сумматоров на рис. 8.15,
можно проектировать сумматоры практически с любой разрядностью. Сум-
Рис. 8.17. Схема сумматора с параллельным переносом между группами
8.4. Накапливающие сумматоры 3 19
маторы с параллельным переносом между группами требуют наибольших
аппаратурных затрат на их реализацию, но обладают наибольшим быстро-
действием. С меньшими аппаратурными затратами реализуются многораз-
рядные сумматоры, выполненные по схеме на рис. 8.15, т. е. с последова-
тельным переносом между группами.
Анализируя приведенные схемные решения параллельных сумматоров,
можно заключить следующее.
1. Параллельные сумматоры с последовательным переносом (см. рис. 8.13)
обладают наименьшим быстродействием, но вместе с тем и реализуются
минимальными АМЗ.
2. Параллельные сумматоры с групповым переносом между разрядами
(см. рис. 8.15) обладают максимальным быстродействием, но их реализа-
ция требует наибольших АМЗ.
3. Групповые параллельные сумматоры с последовательным переносом
между группами (см. рис. 8.16) занимают по быстродействию и АМЗ про-
межуточное положение между первыми двумя сумматорами.
4. Групповые параллельные сумматоры с параллельным переносом между
группами (см. рис. 8.17) обладают более высоким и слабо зависимым от
числа групп быстродействием по сравнению с групповыми сумматорами с
последовательным переносом между группами, но для их реализации тре-
буются большие АМЗ.
Выбор конкретной схемы сумматора определяется требуемым быстро-
действием, зависящим от соотношения общего числа разрядов в суммато-
ре, числа разрядов в группе, параметров логических элементов, функцио-
нального ряда типовых элементов, с одной стороны, и ограничениями на
аппаратурные затраты — с другой.
8.4. Накапливающие сумматоры
Рассмотренные выше сумматоры относятся к разряду комбинационных, в
которых, как и в комбинационных схемах, отсутствуют элементы памяти.
Другими словами, в таких сумматорах результирующая сумма на его выходах
действует только в момент присутствия кодов. На практике часто требуются
сумматоры, которые запоминают результат сложения двух чисел и после съе-
ма входных кодов. Такие сумматоры получили название накапливающих,
поскольку они могут накапливать сумму за счет последовательного суммиро-
вания результатов, полученных от сложения первых двух чисел с третьим
числом, а результат этой суммы — с четвертым и т. д. Отсюда и название
накапливающий сумматор.
Необходимость запоминания суммы требует
обязательного введения в состав накапливающих сум- q q
маторов элементов памяти, роль которых выполняют I I I I
различные триггеры. Простейшим накапливающим —-----т!--------—
сумматором является двоичный счетчик (рис. 8.18).
Рис. 8.18. Схема накапливающего сумматора
а b
320 Глава 8. Сумматоры
*2
<?1 ^2^2 *3*3
Рис. 8.19. Схема накапливающего сумматора с последовательным переносом
(ЭЗ элемент задержки)
Такой сумматор имеет два входа и работает следующим образом. До начала
суммирования по входу R счетчик устанавливается в состояние 0. Затем на
первый вход подается столько импульсов, сколько единиц содержится в
цифре первого слагаемого. После этого аналогичная операция проводится
по второму входу. Такой сумматор относится к разряду накапливающих
сумматоров последовательного типа.
На рис. 8.19 показан один из вариантов параллельного накапливающего
сумматора с последовательным переносом между разрядами. Рассмотрим
особенности работы сумматора на примере сложения двух чисел а = 111 и
Ь = 001. Перед началом работы по входу «Сброс» все триггеры сумматора
устанавливаются в 0. Затем на входы а поступает импульсный код первого
числа (а= 111...11) и в сумматоре фиксируется код суммы 5j = S2 = 53 = 1.
После установления суммы на вход b подается код второго числа (Ь = 001).
В этом случае счетный триггер младшего разряда установится в 0 и на его
выходе Р2 сформируется сигнал переноса (Р2 = 1), который через элемент
задержки поступит на счетный вход второго разряда. В результате второй раз-
ряд установится в 0 и на его выходе сформируется сигнал переноса Р3 и т. д.
Рис. 8.20. Схема параллельного накапливающего сумматора
8.5. Двоично-десятичные сумматоры
Результирующая сумма 011...11 на выходе сумматора появится после рас-
пространения сигнала переноса через все элементы задержки, и только после
этого можно подавать очередной код на вход сумматора.
Накапливающие сумматоры с последовательным переносом характери-
зуются низким быстродействием. Существенного увеличения быстродей-
ствия накапливающих сумматоров можно достичь при их организации со
сквозным или параллельным переносом. Необходимость применения эле-
ментов задержки значительно ограничивает область применения таких сум-
маторов, особенно в интегральном исполнении. Поэтому в интегральной
схемотехнике параллельные накапливающие сумматоры наиболее часто
реализуются на основе комбинационных сумматоров посредством подклю-
чения дополнительных регистров слагаемых и регистра суммы ко входам и
выходам комбинационного сумматора (рис. 8.20). Подключение выхода ре-
гистра суммы через схемы ИЛИ ко входам регистра В позволяет суммиро-
вать полученный результат с новым значением числа А. Таким образом, в
схеме на рис. 8.20 может осуществляться суммирование чисел с накоплени-
ем результатов сложения, т. е. эта схема выполняет функцию накапливаю-
щего сумматора.
8.5. Двоично-десятичные сумматоры
В вычислительных машинах, работающих в десятичной системе счисления,
десятичные числа чаще всего изображаются с помощью четырех двоичных
разрядов. Эту четверку двоичных разрядов обычно называют тетрадой. Как
известно, в четырех двоичных разрядах может быть 24 = 16 различных ком-
бинаций. Однако для представления десяти десятичных цифр необходимо
выбрать только десять комбинаций. Следовательно, оставшиеся шесть ком-
бинаций не используются. Отсюда ясно, что существует бесчисленное мно-
жество способов, которыми могут быть представлены десять различных цифр
из четырех двоичных. Однако из всего этого множества на практике ис-
пользуется весьма незначительное число вариантов представления десятич-
ных чисел (не более шести). Одним из таких вариантов является представ-
ление или кодирование десятичных чисел непосредственно в двоичной си-
стеме счисления следующим образом:
Число Код
0 = 0000,
1 = 0001,
2 = 0010,
3 = ООН,
4 = 0100,
Число Код
5 = 0101,
6 = ОНО,
7 = 0111,
8 = 1000,
9 = 1001.
Такой способ двоичного кодирования десятичных цифр всегда называ-
ют способом их представления в коде 8421 (согласно естественным весам
двоичных разрядов).
Основой двоично-десятичных сумматоров являются рассмотренные выше
двоичные сумматоры. Однако при их построении необходимо учитывать
322 Глава 8. Сумматоры
ряд особенностей, которые отсутствовали у двоичных сумматоров. Эти осо-
бенности вытекают из того обстоятельства, что при сложении двух десятич-
ных чисел получаемая сумма может быть больше девяти. Учитывая, что в
коде 8421 не может быть цифры больше девяти, получаемая от сложения
двух тетрад десятичная цифра должна быть соответствующим образом скор-
ректирована для получения правильного результата. Так, если сумма, полу-
чаемая при сложении двух чисел, меньше десяти, то коррекция не требует-
ся. Отсутствует в этом случае и сигнал переноса в следующий разряд.
Если же результат сложения двух чисел равен или больше десяти, то в
следующий разряд формируется сигнал переноса, и здесь требуется проведе-
ние дополнительной коррекции. Эта коррекция заключается в прибавлении
к полученной сумме цифры 6. Смысл коррекции заключается в следующем.
Если к результату, полученному от сложения двух чисел и принимающему
любые значения от 10 до 19 23 (т. е. когда в схеме формируется сигнал
переноса), прибавить число 6 (ОНО), то результирующая цифра всегда бу-
дет иметь пять двоичных разрядов (число 16 = 10000, число 25 = 11001).
Поскольку тетрада имеет всего четыре разряда, то пятый разряд с весом
24 = 16 автоматически вычитается из полученной суммы, и, следовательно,
эта сумма уменьшается на 16. А так как для получения правильного резуль-
тата десятичная сумма должна быть уменьшена не на 16, а только на 10
(перенос в другой разряд), то понятно, что к полученной от сложения двух
слагаемых сумме необходимо прибавить цифру 6.
Один из вариантов десятичного сумматора показан на рис. 8.21. Деся-
тичный сумматор состоит из двух двоичных сумматоров: нижнего (основ-
ного), на котором осуществляется суммирование поступающих на вход сум-
матора слагаемых а и Л, и верхнего — корректирующего сумматора. Рас-
смотрим работу устройства на конкретных примерах. Допустим, что
1-е слагаемое
Рис. 8.21. Схема десятичного сумматора
23 Число 19 получается при сложении двух слагаемых, каждое из которых является циф-
рой 9 и сигнала переноса от следующего разряда.
8.5. Двоично-десятичные сумматоры
необходимо сложить два числа а = 6 (0110) и b = 4 (0100). В результате
сложения на выходе сумматора должна зафиксироваться цифра 0 (0000) и
одновременно сформироваться сигнал переноса в следующий разряд. Пос-
ле первого этапа суммирования на выходе основного сумматора зафикси-
руется двоичное число, равное десятичному числу 10 (код 1010, 5,1 0; = h
531 =0; Л’] = 1). Поскольку 5] = 5^ = 1, то на выходе вентиля сформирует-
ся сигнал переноса, который через схему ИЛИ (вентиль В3) поступит на
входы только второго и третьего разрядов корректирующего сумматора, а
на вторые входы этого сумматора поступит код 1010 с выходов основного
сумматора. Так как наличие двух единиц на входах второго и третьего раз-
рядов корректирующего сумматора равносильно подаче цифры 6 (код 0110),
то на его выходах зафиксируется код 0000. Если после первого этапа сложе-
ния сигнал переноса на выходе вентиля В, будет отсутствовать, то на входах
второго и третьего разрядов корректирующего сумматора будет действовать
уровень 0, и, следовательно, на выходах корректирующего сумматора за-
фиксируется та же сумма, что и на выходах основного сумматора. Кроме
вентиля В{ для формирования сигнала переноса используется и вентиль Ву
На выходе этого вентиля перенос формируется в том случае, когда присут-
ствует сигнал 1 на выходах четвертого и третьего разрядов основного сум-
матора. Последнее имеет место, если сумма на выходах основного суммато-
ра эквивалентна числам 12, 13, 14 и 15. Если же сумма на выходах основно-
го сумматора равна или больше 16 (числа 16, 17, 18 и 19), то в качестве
переноса используется сигнал Пл с выхода четвертого разряда нижнего сум-
матора. Вентиль В} используется для образования сигнала переноса в том
случае, когда сумма двух слагаемых эквивалентна числам 10 и 11.
Как видно из рис. 8.21, в корректирующем сумматоре младший разряд
отсутствует. Последнее объясняется тем, что этот разряд является суммато-
ром на два входа, а так как сигнал коррекции на этот разряд не поступает,
то и надобность в этом разряде отпадает. Мы рассмотрели работу десятич-
ного сумматора, у которого и основной, и вспомогательный сумматоры
выполнены по схеме параллельного сумматора с последовательным пере-
носом между двоичными разрядами. Для увеличения быстродействия эти
сумматоры могут быть выполнены по схеме с параллельным переносом
аналогично схеме на рис. 8.15.
Выше отмечалось, что существует множество вариантов представления
десятичных чисел с помощью четырех двоичных чисел или тетрад. Кроме
записи десятичных цифр в коде 8, 4, 2, 1 широкое распространение полу-
чил способ представления десятичных цифр, известный под названием код
с излишком 3 (8, 4, 2, 1 + 3). В этом коде десятичные цифры записываются
следующим образом:
0-0011,
1 -0100,
2-0101,
3-0110,
4-0111,
5 -1000,
6 - 1001,
7 = 1010,
8- 1011,
9- 1100.
324 Глава 8. Сумматоры
Нетрудно видеть, что каждая десятичная цифра в коде с излишком 3
получается из десятичных цифр, представленных в коде 8421, посредством
добавления к ним по правилам двоичной арифметики цифры 3 (код ООП).
В схемотехническом плане десятичные сумматоры в коде 8421 4- 3, как
и сумматоры в коде 8421, наиболее часто выполняются по схеме основного
и корректирующего двоичных сумматоров. В основном сумматоре осуще-
ствляется суммирование двух десятичных чисел по правилам двоичной ариф-
метики, а в корректирующем сумматоре выполняется операция сложения
полученной суммы с корректирующим числом. Рассмотрим процесс обра-
зования корректирующего числа для такого сумматора. Допустим, что не-
обходимо сложить два одноразрядных десятичных числа а и Ь. Тогда, если
перенос в следующую тетраду отсутствует, то, принимая во внимание, что
результат сложения подобно слагаемым должен быть представлен в коде
8421 + 3, видим, что в сумматоре должно быть зафиксировано число
5= (а + Ь) + 3.
(8.12)
При наличии сигнала переноса, т. е. когда сумма уменьшается на 10, в
сумматоре должно быть число S = (а + Ь — 10) + 3.
Приведенные рассуждения справедливы в том случае, если бы сумматор
непосредственно суммировал десятичные числа. Принимая во внимание,
что сумматор работает по правилам двоичной арифметики над слагаемыми
в коде 8421 + 3, при отсутствии сигнала переноса в нем зафиксируется
число а + Ь -И 6, а при его наличии— число а + b + Ь — 16 = а 4- Ь — 10.
В итоге для получения правильного результата в коде 8421 4- 3 в соответ-
ствии с выражением (8.12) необходимо в первом случае полученную сумму
уменьшить на 3, а во втором — добавить число 3.
Один из вариантов схемы сумматора показан на рис. 8.22. При наличии
сигнала «Перенос» (/74 = 1) сигнал с уровнем 1 поступает на вход только
второго разряда (5Л/2) корректирующего сумматора (на первый разряд кор-
ректирующего сумматора сигнал 1 поступает постоянно), что равносильно
1-е слагаемое
Рис. 8.22. Схема десятичного сумматора в коде 8421 4- 3
8.5. Двоично-десятичные сумматоры
прибавлению цифры 3 (код 0011). При отсутствии сигнала «Перенос» (/74 = 0)
уровень 1 формируется на выходе инвертора что равносильно уменьше-
нию результата корректирующего сумматора на 3. Однако в данном случае
операция вычитания цифры 3 заменена операцией сложения с цифрой 13
(1101). Поскольку, как уже отмечалось, в результате сложения пятый
разряд с весом 16 исключается, то в итоге поправка оказывается равной
—16 + 13 = —3, т. е. прибавление цифры 13 в корректирующем сумматоре
равносильно вычитанию цифры 3.
В схемотехническом плане схему сумматора на рис. 8.22 можно упрос-
тить. В частности, из нее можно исключить сумматор SM{ и заменить его
инвертором. Основным достоинством кода 8421 + 3 является то, что в нем
довольно просто находится дополнение от любой десятичной цифры до 9.
Для этого достаточно в двоичном представлении десятичной цифры заме-
нить все нули единицами, а все единицы нулями. Например, дополнением
цифры 3 до 9 является цифра 6. Заменив в двоичном представлении цифры 3
(0110) все разряды на обратные, получим число 1001, что соответствует
цифре 6 в коде 8421 4- 3. Нахождение дополнения до 9 требуется при преоб-
разовании десятичного числа в дополнительный или обратный код, что
необходимо при выполнении операции вычитания посредством сложения.
Кроме рассмотренных двоично-десятичных сумматоров возможны сум-
маторы, работающие в других кодах. Однако приведенные выше суммато-
ры получили наибольшее распространение.
ГЛАВА 9
РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ
СИГНАЛОВ
Распределители сигналов (PC) являются обязательной составной частью
любого устройства дискретной обработки информации. Основное их на-
значение заключается в формировании сигналов, используемых для управ-
ления остальных узлов, входящих в состав устройства. Применяемые в ин-
тегральной схемотехнике PC, как правило, представляет собой устройства,
преобразующие времяимпульсный код в пространственно-временной. Струк-
турная схема такого устройства приведена на рис. 9.1. Схема имеет один
вход, называемый переключающим (Сп), и ряд выходов К, обычно называ-
емых каналами или выходами PC. На переключающий вход поступает пе-
риодическая последовательность импульсов, которая преобразуется в ряд
последовательностей сигналов, появляющихся на выходах распределителя.
9.1. Параметры и классификация
распределителей сигналов
Распределители сигналов, как и триггеры и МПС, будем характеризовать
функциональными и техническими параметрами. К основным функцио-
нальным параметрам можно отнести:
• вид формируемого сигнала;
• число каналов или выходов PC;
• нагрузочная способность канала пк;
• быстродействие /рс.
к; ... К'п
а
Рис. 9.1. Структурная схема распреде-
лителя сигналов (а) и диаграмма его
работы (6)
9.1. Параметры и классификация распределителей сигналов
К важнейшим техническим параметрам будем относить следующие:
• число вентилей на канал
• число переключаемых за период элементов /9рс;
• число избыточных состояний G
По виду формируемого сигнала практически все PC можно подразде-
лить на распределители импульсов (РИ), распределители уровней (РУ) и
комбинированные распределители.
Распределители уровней характеризуются тем, что рабочий сигнал с уров-
нем 0 или 1 формируется в одном из каналов PC только во время действия
переключающего импульса. Длительность канального сигнала в таких PC
обычно равна длительности входного (переключающего) импульса.
Распределители уровней характеризуются тем, что рабочий сигнал на
выходе одного из его каналов действует постоянно (и при отсутствии пере-
ключающих импульсов). Формирование рабочего уровня в новом канале
РУ происходит либо во время действия переключающего импульса, либо
после его окончания. В распределителях комбинированного типа имеются
как импульсные, так и потенциальные выходы. Каждый из перечисленных
распределителей имеет определенное (заданное) число каналов. На практи-
ке наиболее часто применяются PC с четным числом каналов К. равным 8,
10, 12, 16, 20, 64.
Быстродействие PC будем характеризовать параметром /рс — частотой
следования переключающих импульсов'.
f = 1/Г ,
7 рс ’ п ’
где Тп — период следования импульсов, поступающих на переключающий
вход Сп. Одним из важнейших схемотехнических параметров РС является
В^ — число вентилей на канал. Немаловажное значение для РС имеет па-
раметр G , характеризующий число запрещенных кодовых состояний, в
которые РС может устанавливаться случайно в процессе работы. При уста-
новке РС в такое запрещенное состояние его работа нарушается, поскольку
на его выходах либо исчезают управляющие сигналы, либо появляются до-
полнительные. И в том, и в другом случаях имеет место сбой в работе РС,
т. е. снижается его надежность. Число запрещенных состояний РС опреде-
ляется из выражения
(7 = К* - К.
рс
где К* — общее число возможных кодовых состояний распределителя; К —
заданное число каналов РС.
Таким образом, с целью повышения надежности необходимо проекти-
ровать РС с параметром (7рс = 0 либо с (7рс * 0, но с возможностью восста-
новления рабочего цикла при сбоях. В последнем случае имеют место два
варианта распределителей:
• самовосстанавливающие рабочий цикл в процессе работы;
• не обладающие свойством самовосстановления рабочего цикла.
Во вторых РС восстановление осуществляется за счет внешних сигналов,
периодически устанавливающих РС в рабочий код. Проектирование РС с
параметром 6рс = 0 или с самовосстановлением сбоев особенно важно для
Глава 9. Распределители сигналов
устройств, в которых указанные сигналы отсутствуют. Параметр 0 , как и в
случае МПС, характеризует число переключаемых за период элементов. Этот
параметр в первую очередь необходимо учитывать в том случае, когда PC
постоянно работает в динамическом режиме.
В схемотехническом плане PC наиболее часто выполняются либо по
схеме счетчика с дополнительным дешифратором, либо без него. В послед-
нем случае распределители называют бездешифраторными. Оба подхода к
проектированию PC достаточно широко применяются в интегральной схе-
мотехнике, и рассмотрению именно таких схем будет уделено основное
внимание в дальнейшем.
9.2. Распределители, построенные по схеме
сч етч и к—де ш и ф рато р
Этот способ построения PC относится к наиболее распространенным. Ос-
нову таких PC составляет счетчик, а преобразование времяимпульсного кода
в пространственно-временной здесь осуществляется за счет дополнитель-
ного дешифратора. В таких PC наиболее часто используются следующие
виды счетчиков:
• счетчики на регистрах с перекрестными связями (счетчики Джонсона (СД));
• двоичные счетчики (ДС);
• счетчики на основе МПС.
9.2.1. Распределители на регистрах
с перекрестными связями
При рассмотрении счетчиков на СР с перекрестными связями показыва-
лось, что такие схемы позволяют создавать устройства с 2W устойчивыми
состояниями (W — разрядность регистра). Задача построения PC на их ос-
нове сводится к дешифрации состояний счетчика.
На рис. 9.2 приведена схема PC на шесть выходов. При поступлении
переключающих импульсов PC последовательно принимает шесть устой-
чивых состояний (табл. 9.1). Из анализа таблицы видно, что для дешифра-
ции каждого из этих состояний достаточно иметь информацию о состоя-
нии только двух разрядов.
Важно отметить, что способ дешифрации не изменится и с ростом чис-
ла разрядов, т. е. для ^разрядного счетчика потребуется 2/V двухвходовых
вентилей И.
Устройство на рис. 9.2 работает в качестве РУ, формирующего сигналы
с длительностью, равной периоду следования переключающих импульсов.
Распределитель импульсов на основе рис. 9.2 получается посредством под-
ключения переключающего входа PC к выходам канальных вентилей (штри-
ховые линии на рис. 9.2, а). В этом случае устройство формирует сигналы,
длительность которых равна длительности переключающих импульсов.
Распределители, построенные по схеме на рис. 9.2, получили довольно
широкое распространение, что объясняется рядом их преимуществ, к кото-
рым можно отнести следующие:
9.2. Распределители, построенные по схеме счетчик—дешифратор
Рис. 9.2. Схема распределителя сигналов на основе регистра с перекрестны-
ми связями (а) и диаграмма его работы (6)
Таблица 9.1
Номер состояния Переклю- чающий сигнал Си Триггеры Номер канала
61 Qi <2з
I 0 0 0 0 и О о
2 I 0 0 1 0 0 0 0 К.-Q,- Q,
3 I 0 1 1 0 1 0 0 K^Q,Qy
4 I 0 1 1 1 1 0 1 K.-Q, Q.
5 I 0 1 0 1 1 1 1 О о II
6 I 0 0 0 1 0 1 1 а; -ёё
I I 0 0 0 0 0 1 0 кх - qx ё
Глава 9. Распределители сигналов
• независимость нагрузочной способности выходов разрядных триггеров от
числа каналов РС. Эта особенность схемы позволяет при необходимости
легко увеличивать нагрузочную способность /-го канала. Для этого доста-
точно параллельно требуемому каналу подключить дополнительный ка-
нальный вентиль;
• высокое быстродействие, которое практически определяется быстродей-
ствием разрядного триггера:
где гвк — задержка переключения канального вентиля;
• независимое от числа выходов количество переключаемых за период эле-
ментов. Действительно, в схеме на рис. 9.2 за период в стадии переключе-
ния всегда находятся два триггера регистра и два элемента дешифратора.
Поскольку основу рассматриваемого распределителя составляют сдвига-
ющие регистры, то такие РС наиболее целесообразно применять тогда,
когда в составе ИМС имеются многоразрядные СР. В этом случае будет
достигнут наибольший эффект по АМЗ от их применения. При выполне-
нии РС на основе типовых элементов наиболее экономичной по числу
вентилей на канал является схема РС, приведенная на рис. 9.3. Основу
этой схемы составляет СД, выполненный на триггерах С£Л5-типа. Режим
работы такой схемы, имеющей два входа Г( и и Г2 в качестве распреде-
лителя с одним переключающим входом Сп, осуществляется за счет
введения в ее состав дополнительного коммутирующего триггера Т-
типа аналогично МПС на основе ПК. В соответствии со схемой на рис.
9.3 можно проектировать распределители на четное число каналов с пара-
метром
С = 2 +nJ К.
Схема, приведенная на рис. 9.3, работает в качестве РУ. Для увеличе-
ния надежности ее работы необходимо, чтобы коммутирующий триггер
имел переходное состояние 0 = 0 = 0. При несоблюдении этого условия
возможен сбой в работе. Рассмотрим это явление более подробно. Допус-
тим, что коммутирующий триггер находится в состоянии 0(0 = 1, 0 = 0)
и в счетчике зафиксирован код 1000. При поступлении входного импульса
коммутирующий триггер перейдет в состояние 0 = 1, и в счетчике должен
зафиксироваться код 1100. Однако, если в переходный момент триггер
будет иметь состояние 0 = 0 = 1 в течение интервала времени А/ > Згер, то
в счетчике вместо кода 1100 может зафиксироваться код 1110, что равно-
сильно сбою.
Общим недостатком РС, построенных на основе СД, следует считать
наличие большого числа запрещенных кодовых комбинаций, определяе-
мых из выражения
6 =2*/2-tf. (9.1)
От последнего недостатка в значительной степени свободны РС на ос-
нове ДС с дешифратором.
9.2. Распределители, построенные по схеме счетчик—дешифратор 331
Рис. 9.3. Схема распределителя уровней на восемь каналов (а) и диаграмма
его работы (6)
9.2.2. Распределители на двоичных счетчиках
с дешифратором
Процесс проектирования PC на ДС сводится к двум моментам: выбору и
построению собственно ДС и организации дешифрации его состояний.
В общем случае в качестве ДС могут применяться любые из рассмотренных
выше счетчиков. Однако на практике применяются, как правило, синхрон-
ные счетчики. Асинхронные счетчики применяются реже по той причине,
что при переходе счетчика из одного состояния в другое на выходах дешиф-
ратора возможно появление ложных выбросов. Например, если ДС нахо-
дится в состоянии 111 — 11, то с приходом очередного импульса, вследствие
неодновременного срабатывания разрядов, счетчик последовательно про-
ходит состояния 00—111, 00—111, 000—11 и т. д. Поскольку эти состояния
дешифрируются, т. е. используются как рабочие, то на выходах элементов,
Глава 9. Распределители сигналов
Рис. 9.4. Схема распределителя импульсов на восемь каналов (а) и диаграмма
его работы (6)
дешифрирующих эти состояния, могут появляться кратковременные им-
пульсы, приводящие к ложному включению каналов РС. Следует отметить,
что сказанное относится к РС, построенным на основе счетчиков, фикси-
рующих информацию по фронту нарастания входного сигнала. Для РС,
построенных на счетчиках, фиксирующих информацию по окончании ТИ,
опасность появления ложных выбросов необходимо учитывать только для
распределителей уровней. Для РИ такой опасности можно легко избежать с
помощью стробирования дешифратора самим переключающим импульсом.
В качестве примера на рис. 9.4, а показана схема РИ на восемь каналов,
выполненного на основе ДС с непосредственными связями. Поскольку
информация на выходах счетчика меняется по окончании входного сигна-
ла, то с приходом очередного переключающего импульса рабочий сигнал
появится на выходе только одного из канальных вентилей Кх — К*. Пусть
счетчик находится в состоянии 001. В этом случае к включению будет подго-
товлен вентиль первого канала. В результате с приходом переключающего
импульса управляющий сигнал сформируется только на выходе канала Kv
По окончании переключающего импульса в счетчике установится код 010 и
подготовленным к включению окажется канал Кг Быстродействие такого
распределителя полностью определяется быстродействием счетчика.
На рис. 9.5 показана схема РУ на восемь каналов, выполненного на
основе синхронного ДС с непосредственными связями на триггерах ClTJK-
типа. По аналогии со схемой на рис. 9.5 РС проектируют на сравнительно
небольшое число каналов К в пределах К= 4... 16. Последнее объясняется
сложностью выполнения одноступенчатого дешифратора из-за необходи-
мости применения элементов с большим числом входов. При проектирова-
нии РС на большее число каналов наиболее часто применяются двухсту-
пенчатые дешифраторы.
Рис. 9.5. Схема распределите-
ля уровней на восемь каналов
на основе синхронного счет-
чика
9.2. Распределители, построенные по схеме счетчик—дешифратор
Рис. 9.6. Схема распределителя импуль-
сов на 64 канала
Пример организации PC, со-
держащего в своем составе двухсту-
пенчатый дешифратор, показан на
рис. 9.6. Схема выполняет функцию
РИ на 64 канала и кроме дешифра-
тора содержит счетчик = 64, раз-
битый на две группы по три разря-
да в каждой. К обеим группам счет-
чиков подключен свой
промежуточный дешифратор первой
ступени на восемь каналов, выпол-
няемый на элементах И с числом
входов т = 4 (один вход предназна-
чен для стробирующего импульса). Вторая ступень дешифратора матрично-
го типа на 64 выхода выполнена на двухвходовых ИМС, что позволяет су-
щественно упростить схему PC в целом. Такой PC работает следующим
образом. Допустим, что в исходном положении оба счетчика C4j и Сч^
находятся в первом состоянии (код 001). В этом случае подготовленными к
включению будут только вентили с выходами У1 и Yf дешифраторов ДШ! и
ДШ2. В результате при поступлении входного сигнала управляющий сигнал
сформируется только на выходе элемента И первого канала. По окончании
первого переключающего импульса счетчик Сч1 переключится в состояние
010, а счетчик Сч2 останется в исходном состоянии 001, поскольку он пере-
ключается сигналом переноса с выхода счетчика Сч}. С приходом второго
переключающего импульса включатся второй и первый каналы дешифра-
торов ДШ, и ДШ2 (выходы У2 и yf), и управляющий сигнал появится во
втором канале распределителя. При дальнейшем поступлении входных сиг-
налов управляющие сигналы будут последовательно формироваться на вы-
ходах с третьего по восьмой каналов. После окончания восьмого переклю-
чающего импульса счетчик СЧ] вернется в исходное состояние, а в счетчике
Сч2 установится код 010. В результате к включению будут подготовлены
очередные каналы (с 9-го по 16-й включительно). Поскольку переключаю-
щий импульс поступает одновременно на вход счетчика и на входы дешиф-
ратора, т. е. процесс подготовки к переключению разрядов счетчика и про-
цесс прохождения сигнала через вентили дешифратора происходят одно-
временно, то при небольшом числе ступеней дешифратора (не более двух)
максимальное быстродействие РИ будет практически определяться быст-
родействием самого счетчика. При отключении стробирующего сигнала от
входов дешифраторов ДШ ] и Д 1_Щ устройство будет работать в качестве РУ.
При проектировании PC на основе ДС с дешифратором важное значе-
ние приобретает учет нагрузочной способности элемента дешифратора,
выходов триггера и их неравномерной нагрузки. Сказанное является при-
чиной не только дополнительных АМЗ, но и разброса временных задержек
включения и выключения элементов, что может способствовать появлению
Глава 9. Распределители сигналов
кратковременных ложных выбросов или кратковременного перекрытия уп-
равляющих сигналов на нескольких каналах при их смене. Последнее осо-
бенно характерно для РУ.
Рассмотренные схемы на основе ДС наиболее эффективны при проек-
тировании РС с числом каналов К = Т, поскольку в этом случае не только
упрощается структурная схема счетчика, но и отсутствуют избыточные ко-
довые комбинации, число которых определяется из выражения
Gpc = 2|log2*'1' - К.
(9.2)
Из сравнения выражений (9.1) и (9.2) очевидно, что РС на основе ДС
по сравнению с РС на основе СД при заданном числе каналов К обладают
меньшим числом триггеров и, как следствие этого, значительно меньшим
числом запрещенных кодовых состояний при К > 4, но в отличие от них
требуют более сложного дешифратора. Последние факторы необходимо
учитывать при выборе наиболее экономичной по числу ИМС схемы РС,
удовлетворяющей заданным функциональным требованиям.
9.2.3. Распределители на многостабильных
пересчетных схемах
Задача проектирования РС на МПС, как и РС на ДС, сводится к организа-
ции собственно счетчика с заданным коэффициентом счета, равным числу
каналов, и организации дешифрации его состояний. Последнее, однако, не
исключает возможности применения в качестве разрядов счетчика и счет-
ных триггеров. В общем случае в качестве МПС могут применяться либо
однофазные, либо многофазные МПС. Однако с точки зрения упрощения
дешифратора наиболее эффективными являются однофазные МПС. При-
менение последних приводит к упрощению дешифратора, поскольку в этом
случае дешифратор выполняется на элементах с наименьшим числом вхо-
дов. Число входов элемента дешифратора в случае построения счетчика на
Ф-фазных МПС определяется из выражения
т = <t>|logM KJ’ для РУ
И
т = 0[logM ЯсчГ + 1 для РИ.
Отсюда при Ф = 1 имеем: т = |logM ^сч]+ и т = |logM А'.Д^ + 1 для РУ и
РИ соответственно. Таким образом, общий выигрыш в числе входов Ат на
каждый элемент дешифрации по сравнению с ДС составит
Am = [log2AT - llog^ ЯГ.
Применение в составе дешифратора элементов с меньшим числом вхо-
дов равносильно сокращению АМЗ распределителя в целом. Это сокраще-
ние затрат, которое достигается за счет упрощения дешифраторов, будет
особенно значительным для наиболее быстродействующих одноступенча-
тых дешифраторов. Для многоступенчатых дешифраторов эффект от при-
менения МПС будет значительно ниже, поскольку аппаратурные затраты
распределителя при К > 64 в значительно большей степени определяются
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов
Рис. 9.7. Схема распределителя сигна-
лов на многостабильных пересчетных
схемах
последней ступенью дешифратора.
Это означает, что при достаточно
большом числе каналов, т. е. при
К > 64, РС на МПС и ДС будут
практически эквивалентны по АМЗ
при незначительном преимуществе
первых и при этом обладать мень-
... «>2
шим числом запрещенных состоя-
ний либо вообще их не иметь. В качестве примера на рис. 9.7 показана
схема распределителя на 12 каналов, выполненного с использованием МПС.
9.3. Бездешифраторные распределители
сигналов
К разряду бездешифраторных будем относить распределители сигналов, не
требующие для своего построения специального или явного дешифратора.
Следует отметить, что отсутствие дешифратора в схеме РС способствует
улучшению ряда параметров РС и повышению надежности их работы за
счет исключения возможности появления кратковременных ложных им-
пульсов при смене канала.
Применительно к интегральной схемотехнике бездешифраторные РС
выполняются на кольцевых схемах, на основе СД с дополнительной схемой
управления и на основе МТ и МПС.
9.3.1. Распределители на кольцевых схемах
Под кольцевыми схемами (КС) наиболее часто понимают устройства, в
которых при отсутствии входного сигнала только один из разрядов нахо-
дится в состоянии 1, а все остальные — в состоянии 0. При поступлении
входного сигнала в состояние 1 переключается следующий разряд, а пре-
дыдущий устанавливается в 0. Простейшим примером распределителя на
кольцевых схемах является кольцевой счетчик на основе регистра сдвига
(рис. 9.8, а). Поскольку на канал требуется один триггер, то эта схема обла-
дает максимальным числом запрещенных кодовых состояний, определяе-
мых из выражения
6рс = 2К- К, (9.3)
и, как следствие этого, наибольшей вероятностью перехода в нерабочий
код. Перед началом работы по входу «Уст.», (установка) РС должен быть
предварительно установлен в рабочий код 100—0. При дальнейшем поступ-
лении переключающих импульсов РС последовательно принимает состоя-
ния 01—0, 001—0, 000—01, т. е. функционирует в качестве РУ (рис. 9.8, б).
Глава 9. Распределители сигналов
Рис. 9.8. Схема распределителя на основе кольцевого сдвигающего регистра (а)
и диаграмма его работы (б)
В случае сбоя устройство самостоятельно не возвращается в рабочий код
и может быть снова установлено в него только внешним сигналом по
входу «Уст.». Отмеченный недостаток распределителя устранен в схеме на
рис. 9.9, а, которая самостоятельно возвращается в рабочий код в случае
сбоя. В этой схеме отсутствует традиционная кольцевая связь с выхода пос-
леднего триггера на вход первого, а ее роль выполняет дополнительный
вентиль ВГ входы которого подключены к выходам Q всех триггеров. Такой
распределитель работает следующим образом. Допустим, что в схеме уста-
новился нерабочий код, содержащий две единицы (Q3 = QA = 1, = Q2 = 0).
В этом случае на выходе вентиля действует уровень 0, и с приходом
следующего переключающего импульса в регистре установится код 0001
((Л = Q. = Q3 = 0, Q4 = 1). После очередного входного импульса (С = 1)
все разрядные триггеры установятся в 0, т. е. зафиксируется код 0000
((Л = Q2 = Qy = Q^ = 0)- в результате на выходе вентиля В{ сформируется
уровень 1, и по окончании следующего импульса первый триггер устано-
вится в единичное состояние, так как на его входах действует комбинация
сигналов J = 1, К = 0, т. е. РУ вновь установится в исходный код 1000.
Интересно отметить, что хотя схема имеет четыре триггера, но она может
использоваться в качестве делителя частоты с = 5 (см. рис. 9.9, б). Гово-
ря о применении схемы, следует отметить, что она наиболее эффективна в
качестве РУ и только в том случае, когда в составе серий ИМС имеются
интегральные триггеры или сдвигающие регистры. При отсутствии после-
Рис. 9.9. Схема распределителя на кольцевом регистре (а) и диаграмма его
работы (б)
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов
Рис. 9.10. Схема распределителя на кольцевой схеме с числом каналов К = 3
(а) и диаграмма его работы (б)
дних для подобных РС необходимы триггеры CL^RS-, CLpJK-, С Lp[)-\vi-
пов, что делает их неэффективными при реализации на логических элементах.
Более экономичными по числу вентилей являются РС на специальных КС.
Один из вариантов такого РС на три канала, реализуемого на элементах
И-НЕ, приведен на рис. 9.10, а. Сохраняя аналогичный характер связей,
можно легко построить РС на любое число каналов.
Перед началом работы сигналом 0 по входу «Уст.» триггеры устанавли-
ваются в исходное состояние 100 (Qj = 1, Q2 = Q3 = 0). При отсутствии
переключающего импульса (Сп = 0) только вентиль В{ будет подготовлен к
включению, так как на обоих его входах действуют уровни 1 с выходов
вентилей В3 и В4 (В3 = В4 = 1). При поступлении переключающего импульса
(С = 1) на выходе вентиля В} сформируется уровень 0, который установит
по входу S второй разрядный триггер (элементы В9. B[Q) в состояние 1, а пер-
вый по входу R — в состояние 0. Одновременно этим же сигналом (В{ = 0)
удерживается уровень 1 на выходах вентилей В2 и В4 во время действия
входного сигнала и тем самым предотвращается исчезновение уровня 0 на
выходе вентиля В{ и формирование 0 на выходе элемента В2. Таким обра-
зом, первый переключающий импульс установит триггеры распределителя
в состояние 010 и подготовленным к переключению окажется элемент В2 и
т. д. Как видно из диаграммы, приведенной на рис. 9.10, б, такая схема
относится к разряду комбинированных РС, поскольку она может использо-
ваться в качестве РУ (при съеме информации с выхода Qx — Q3) и в качестве
РИ (при съеме информации с выходов вентилей В— В3). Параметры схе-
мы имеют следующие значения:/рсп1ах = 1/5т ; THmin = Згср; В* = 4; = 5;
= 2К - К; пк = пэ - 1 для РУ и пк = пэ - 4 для РИ.
На рис. 9.11, а приведен еще один вариант РС на элементах И-НЕ.
В отличие от схемы на рис. 9.10, а данная схема реализуется с параметром
В^ = 3 и также может использоваться в качестве комбинированного РС.
Действительно, при съеме информации с выходов вентилей В} —В3 РС фун-
кционирует в качестве РИ, а при съеме с выходов Q разрядных триггеров —
Глава 9. Распределители сигналов
Рис. 9.11. Схема распределителя на кольцевой схеме, формирующего сигна-
лы с перекрытием (а), и диаграмма его работы (б)
в качестве РУ, формирующего сигналы с перекрытием по времени в двух
соседних каналах на величину длительности импульса. Перед началом ра-
боты по входу «Уст.» распределитель устанавливается в исходный код 100
(Q] = 1, (Л = Q3 = 0), тем самым будет подготовлен к включению вентиль
Bi первого канала РС. По первому переключающему импульсу на выходе
вентиля В\ формируется сигнал с уровнем 0, который переключает в состо-
яние 1 второй триггер ((Л = 1) и одновременно блокирует появление уров-
ня 0 на выходе вентиля В2, что предотвращает возможность переключения в
состояние 1 третьего триггера. Уровень 0, появляющийся на выходе Q2,
сформирует уровень 1 на выходе Qv и поскольку сигнал с выхода Вх посту-
пает на вход вентиля Qv то во время действия входного сигнала оба плеча
первого триггера будут находиться в состоянии 1 (Qj = Ql = 1). По оконча-
нии входного сигнала (Сп = 0) на выходе В} появится уровень 1, и первый
триггер установится в состояние 0, т. е. зафиксируется новый код 010. Те-
перь подготовленным к включению окажется вентиль В2, являющийся вы-
ходом второго канала РИ (рис. 9.11, б), и с приходом следующего входного
импульса зафиксируется код 001 и т. д. По параметрам Gpc, брс,/рс эта схема
эквивалентна схеме на рис. 9.10, а.
На рис. 9.12, а показан еще один вариант РС, который формирует сиг-
налы с перекрытием во времени. Схема имеет два входа Т}, Т2 и выполня-
ется на трех элементах И-НЕ на канал, два из которых двухвходовые, а
один трехвходовый. Сохраняя аналогичный порядок связей, можно постро-
ить РС на любое четное число каналов. Рассмотрим работу схемы устрой-
ства, предположив, что вначале РС находится в состоянии 1000 ((9, = 1,
02 = Q3 = Q4 = 0). Тогда по первому входному импульсу, поступающему на
вход Tj (Tj = 1), на выходе вентиля (первый канал РИ) сформируется
уровень 0, который установит второй триггер в состояние Q2 = 1 и одновре-
менно подтвердит нулевое состояние четвертого триггера. Таким образом,
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов
Рис. 9.12. Схема б езде шифратор но го распределителя импульсов на восемь
каналов (а) и диаграмма его работы (б)
после первого переключающего импульса и первый, и второй триггеры
будут находиться в состоянии 1. С приходом первого импульса по входу Т2
(Г, = 1) управляющий сигнал сформируется на выходе элемента В3 (второй
канал РИ), под действием которого установится в состояние 1 третий триг-
гер (Q3 = 1), и этим же сигналом сбросится в 0 первый триггер (рис. 9.12, б)
и т. д. Таким образом, устройство работает в качестве комбинированного
PC, формирующего импульсные (выходы элементов В} — Z?4) и потенциаль-
ные (выходы (2|—(?4) сигналы с перекрытием во времени. Говоря об ис-
пользовании такой схемы, следует отметить, что ее применение наиболее
эффективно в том случае, когда имеется двухтактная сетка переключающих
импульсов Г] и Т2. При их отсутствии распределитель может быть легко
преобразован для работы с переключающими сигналами, поступающими
по одному входу. Это достигается введением в состав PC триггера, форми-
рующего сигналы переноса.
340 Глава 9. Распределители сигналов
Одним из основных недостатков РС на базе КС (см. рис. 9.10—9.12)
следует считать тот факт, что при сбое в запрещенное состояние, число
которых определяется выражением (9.3), они самостоятельно не возвраща-
ются в рабочий код, причем самокоррекция кода сложна, и, кроме того,
здесь необходима коррекция кода из одних нулей. К другим недостаткам
РС на КС следует отнести сравнительно большие затраты по числу венти-
лей на канал. Последнее относится, в основном, к традиционным РС, ра-
ботающим в качестве либо РИ, либо РУ, формирующего потенциальные
сигналы без временного перекрытия, которые, как известно, находят наи-
большее практическое применение. От указанных выше недостатков в зна-
чительной степени свободны бездешифраторные РС на основе СД, рас-
сматриваемые ниже.
9.3.2. Бездешифраторные распределители сигналов
на основе счетчика Джонсона
Особенность построения подобных РС рассмотрим на примере РИ на во-
семь каналов, схема которого показана на рис. 9.13, а. Основу этой схемы,
как и ранее рассмотренной (см. рис. 9.3, а), составляет счетчик Джонсона с
двумя переключающими входами. Однако в отличие от нее здесь введен
ряд обратных связей, а именно: с выходов единичного и нулевого выходов
/-го триггера на входы вентилей записи 0 и 1 (/ — 1)-го триггера соответ-
ственно. Исключение составляет связь между выходами (?4 и Q4 и входами
Рис. 9.13. Схема бездешифратор-
ного распределителя на восемь
каналов (а) и диаграмма его ра-
боты (6)
б
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов
вентилей первого триггера, выполненная инверсно основным выходам.
Введение этих связей позволило обеспечить разовое включение только од-
ного из вентилей записи во время действия переключающих импульсов и
тем самым исключить дешифратор.
Рассмотрим работу РИ, предположив, что до прихода переключающих
импульсов в нем зафиксирован код 0000 (Q} = = Q3 = (?4 = 0). Анализи-
руя значения логических уровней на входах вентилей записи всех триггеров
(вентилей В{ — можно заметить, что только вентиль В} оказывается под-
готовленным к переключению, так как на двух его входах присутствуют
уровни 1 (04 = Q2 = 1). В результате при поступлении первого переключа-
ющего импульса (Сп] = 1) на выходе вентиля В^ образующего первый канал
РИ, сформируется управляющий импульс, под действием которого схема
перейдет в следующее состояние 1000 = 1, Q2 = Q3 = Q4 = 0). Теперь
подготовленным к переключению окажется вентиль В3, и с приходом сле-
дующего импульса по входу Си2 (Сп2 = 1) установится код 1100 (Q} = Q2 = 1,
Q3 = 04 = 0). При последующем поступлении входных сигналов, поочеред-
но подаваемых на входы СП1 и Сп2, будут последовательно включаться кана-
лы, начиная с третьего по восьмой включительно. Однотактный режим ра-
боты такого РИ, как и в рассмотренных выше случаях, достигается за счет
введения в схему дополнительного счетного триггера (см. рис. 9.13, а).
В режиме РИ, который имеет место при подключении выходов триггера
«Перенос» и «Заем» ко входам Сп2 и Сп1, быстродействие РИ определяется
практически быстродействием счетного триггера, поскольку процесс пере-
ключения последнего и разрядных триггеров схемы происходит одновре-
менно. Число переключаемых за период элементов в такой схеме РИ не
зависит от числа каналов и определяется из выражения
е = е + з,
рс т ’
где $ — число переключаемых за период элементов в схеме счетного триг-
гера.
Важным достоинством такой схемы является то, что она легко может
быть преобразована в схему РУ. Это достигается подключением выходов
триггера Q и Q ко входам 7\ и Т2. При этом для более надежной работы
схемы и с целью исключения возможного кратковременного перекрытия
управляющих сигналов на соседних каналах во время их переключения не-
обходимо, чтобы в переходные моменты триггер проходил через состояния
Q = Q = 0. В этом случае обеспечивается разделение во времени сигналов
1\ и Т2, тем самым достигается функционально надежный режим работы.
Следует отметить, что для РУ, содержащих дешифраторы, избежать вре-
менного перекрытия по соседним каналам и кратковременных ложных выб-
росов во время их переключения весьма трудно, а иногда и вообще невоз-
можно. Важно отметить, что по аналогии со схемой на рис. 9.13, а могут
быть построены РС с числом каналов, определяемых из выражения
К= 4и,
где п = 1, 2, 3, ... — натуральные числа. Другими словами, в соответствии со
схемой на рис. 9.13, а могут быть построены РС с числом каналов, кратным
342 Глава 9. Распределители сигналов
четырем: 4, 8, 12, 16 и т. д. На практике часто бывают необходимы PC с
числом каналов К = 2(2и — 1).
Бездешифраторные PC с таким числом каналов имеют существенное
отличие от схемы на рис. 9.13, а. Оно заключается в том, что у PC с числом
каналов К = 6, 10, 14 и т. д. тактирующие шины подключаются не к двум
вентилям всех четных и нечетных разрядных триггеров, а к их разноимен-
ным вентилям. При этом характер остальных межразрядных связей остает-
ся без изменения.
На рис. 9.14 приведена схема РУ на 10 каналов, где видна особенность
организации тактирования разрядных вентилей. Вначале все триггеры и
триггер управления должны находиться в состоянии 0, что обеспечит от-
крывание вентиля и формирование рабочего сигнала с уровнем 0 на его
выходе. Дальнейшую работу схемы несложно проследить самостоятельно.
Как видно из рис. 9.13 и 9.14, оба PC имеют вход предварительной установ-
ки в начальное состояние и возвращения схемы в рабочее состояние при
случайных сбоях, так как рассмотренные PC не обладают способностью
возвращаться в нормальное рабочее состояние при сбоях.
На рис. 9.13, а показан способ восстановления рабочего кода PC за счет
введения всего одной корректирующей связи (показана штриховой лини-
ей), а именно: с выхода вентиля В3 второго триггера на вход вентиля, обра-
зующего нулевое плечо четвертого триггера. В соответствии с выражением
(9.1) PC на рис. 9.13, а имеет восемь запрещенных состояний, характеризу-
емых кодами: 1001; 1101, 0101, 0100, ОНО, 0010, 1010, 1011.
Допустим, что в результате сбоя РИ установится в запрещенное состоя-
ние 1001. В этом случае подготовленными к включению будут вентили В1 и
Ву И если переключающий сигнал сначала появится на входе Сп1, то сфор-
мируется управляющий сигнал на выходе вентиля В1 и тем самым подтвер-
дится запрещенный код 1001. При появлении импульса по входу Сн2 сфор-
мируется управляющий сигнал на выходе вентиля В3, и схема перейдет в
следующее запрещенное состояние 1101. Нетрудно проверить, что при пос-
Рис. 9.14. Схема бездешифраторного распределителя уровней на десять ка-
налов
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов 343
ледующем поступлении переключающих сигналов в схеме будет циркули-
ровать последовательность из запрещенных кодов 0101, 0100, ОНО, 0010,
1010, 1011, 1001 и т. д., приводящая к нарушению заданной последователь-
ности чередования каналов. При наличии корректирующей связи приходя-
щий сигнал по входу Сп2 включит канал К2 и одновременно установит чет-
вертый триггер в состояние 0. В результате вместо очередного запрещенно-
го кода 1101 в распределителе установится рабочий код 1100. Приведенная
связь не является единственной. В частности, той же цели служит связь с
выхода вентиля В2 четвертого триггера на вентиль, образующий единичное
плечо Q2 второго триггера (на рис. 9.13, а показана штриховой линией). Эта
связь переводит распределитель из запрещенного кода 1010 в рабочий код
1111 вместо другого запрещенного кода 1011.
Распределители сигналов, построенные по схемам на рис. 9.13, а и 9.14
без учета триггера управления, выполняются с параметром = 2, т. е.
среди рассмотренных относятся к разряду наиболее экономичных по числу
вентилей. Следует отметить, что два вентиля на канал не является пределом
в схемотехнике бездешифраторных РС. Здесь возможно и дальнейшее со-
кращение параметра В^. Один из таких способов, позволяющих проекти-
ровать РС с В^ < 2, заключается в использовании базового РС для управле-
ния несколькими канальными вентилями. Особенность проектирования РС
в соответствии с этим способом рассмотрим на примере РС на 16 каналов
(рис. 9.15). Основу схемы составляет 8-канальный РС на базе СД без де-
шифратора, а входы каждого канального вентиля основного РС подключе-
ны ко входам дополнительных вентилей. Однако для управления такой схе-
мой требуется коммутирующий РС, имеющий уже не два, как это имело
место при выполнении РС по схеме на рис. 9.13, а, а четыре управляющих
сигнала q}, q2, q3, q4. Положим, что коммутирующий PC, роль которого
здесь выполняет МПС, и собственно регистры находятся в состояниях q} = 1
Рис. 9.15. Схема бездешифраторного распределителя на 16 каналов
344 Глава 9. Распределители сигналов
и Qj = Q_= Q3 = 04- В этом случае только на выходе вентиля Kv образую-
щего первый канал PC, будет действовать рабочий сигнал. После оконча-
ния входного импульса, поступающего на вход МПС, включается второй
канал PC (вентиль К2), и в регистре устанавливается код 100...00. В резуль-
тате подготовится к включению следующая пара канальных вентилей К3 и
К4, срабатывание которых произойдет от сигналов q3 и q4 и т. д. Таким
образом, за счет увеличения числа выходов коммутирующего PC с двух до
четырех удалось увеличить общее число каналов с 8 до 16 и одновременно в
16 раз уменьшить число запрещенных состояний, сократить число вентилей
и в 2 раза поднять нагрузочную способность по выходам q. Действительно,
если в схеме на рис. 9.13, а каждый выход коммутирующей схемы управле-
ния был бы нагружен на четыре триггера, то в данном случае всего на два.
На рис. 9.15 показана схема PC, где в качестве схемы управления ис-
пользуется коммутирующий PC с четным числом выходов. Однако при не-
обходимости возможно построение PC, схема управления которого имеет
нечетное число выходов. Такие схемы могут использоваться при проекти-
ровании PC с нечетным числом каналов, что является важным и принци-
пиальным моментом этого способа проектирования PC. Пример реализа-
ции PC с нечетным числом выходов на основе СД без дешифратора пока-
зан на рис. 9.16, а. Работа этой схемы не имеет принципиального отличия
от приведенной выше и поэтому здесь не рассматривается. В общем случае
в соответствии с данным способом возможно проектирование PC с числом
каналов, определяемым из выражения
К = т’
где q > 2 — число выходов коммутирующей схемы управления; пЛ i — число
двоичных (/?-5)Л-триггеров. Определим методику и выведем условия, по-
зволяющие проектировать такие PC с заданным числом каналов и мини-
мальными затратами по числу вентилей. Суммарное число вентилей на орга-
низацию PC определяется из выражения
h = ЯпЛ.т + 2л1Т + caq,
(9.4)
где qn{[ — число канальных вентилей; 2лдт — число вентилей на организа-
цию /?5-триггеров; coq — число вентилей схемы управления.
Разделив выражение (9.4) на число каналов К = получим
?«л.т + 2«д.т + | , 2
гг Я '
(9.5)
<7«д.т
Как следует из выражения (9.5), параметр представляет собой фун-
кцию, зависящую от двух переменных q и идт, т. е.
«лт).
Следовательно, для нахождения минимального значения функции необходи-
мо исследовать ее на экстремум. Взяв частные производные от этой функции
2 . Э/
а?
лдт = const Я~ 3«л.т
q = const
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов 345
и приравняв их нулю
2«д.т = ая\
получим, что/(идт, q) имеет критические значения при
Я = пи.т<Д/“>’’ «д.т = Яу№- (9.6)
Функция f(q, п ) будет иметь экстремум и притом минимум при вы-
полнении условий
д-^с-й=-4^4—Ко;л-4>о, (W)
Э/7Д.Т dq2
где Д* — дискриминант.
Взяв частные производные второго порядка
а2/ _ 4 . э2/ = 2^. э2/ Q
Э<72 q3 ' дп2л П3а1 ’ Э</Э/?дт
после подстановки их в (9.7) находим, что Д* > 0. А так как
А = ^f/dq2 = 4/q3 > 0,
то функция f(q, л ) имеет минимум в точках
Я = «д.тТ2/® и пДЛ = qyfco/2.
Таким образом, составив систему уравнений
^Д.Т = АГ;
«л.т =
и решив ее, найдем значения параметров
позволяющие проектировать РС с минимальным значением параметра В^
при заданном числе каналов К и выбранном значении со. В частности, при
со = 2 и со = 3 получим соответственно
«дт = q = 4~K (а) = 2); лдт = 71,25/;; q = JO,8K (а) = 3). (9.8)
Очевидно, что самый оптимальный вариант разбиения будет иметь ме-
сто при найденных целых значениях величин идт и q. В том случае, когда
полученные значения лдт и q не являются целыми, окончательный резуль-
тат необходимо искать среди ближайших целых чисел л*т и q\ таких, чтобы
выполнялись условия:
I . _2_ _ п ре
+ * + * ^\min ’
Я «д.т
(9.9)
Глава 9. Распределители сигналов
Допустим, что необходимо спроектировать РС с числом каналов К= 24.
Вычисляя значения и1т и q для со = 2, имеем
идт = q = V24 = 4,86. (9.10)
Ближайшими целыми числами, удовлетворяющими этому условию, бу-
дут числа 4 и 6. Поскольку при со = 2 согласно (9.8) ид г и q должны быть
равны, то здесь требуются дополнительные исследования по условиям (9.9).
Для этого, решая уравнение (9.9) поочередно сначала при лдт = 4 и q = 6, а
затем при ид г = 6 и q = 4, находим, что наиболее оптимальным будет РС, у
которого и = 4, a q = 6. Тот же РС для со = 3 после подстановки в (9.8) дает
л,1Т = 71,25-24 = ТЗО = 5,46, q = 70,8-24 = 719Д = 4,32.
Ближайшими целыми числами будут идт = 6 и q* = 4. В отличие от
первого случая здесь дополнительного исследования не требуется, так как
из выражения (9.6) уже очевидно, что значение q необходимо брать с недо-
статком, а п — с избытком. Для подтверждения правильности получен-
ных выводов проведем сравнительную оценку параметра для К= 24 и
со = 3. Результаты сравнения для всевозможных сочетаний множителей числа
24 приведены в табл. 9.2. Как следует из таблицы, наиболее экономичным
является РС, построенный с учетом найденных уравнений, т. е. РС, у кото-
рого и1т = 6 и q = 4.
Таблица 9.2
Параметры q «д.т q «Д.Т q «Д.Т q «Д.Т q «д.т q «д..
3 8 8 3 6 4 4 6 2 12 12 2
ВТ 2,04 2,25 2,08 2 2,25 2,65
В практике проектирования РС, особенно при их сравнении, возможна
обратная задача, когда по заданному числу вентилей на канал необхо-
димо определить число каналов. Допустим, что необходимо спроектиро-
вать РС по схеме на рис. 9.16 с В^ = 1,5, имеющий управляющий рас-
пределитель с со = 2. Учитывая, что при со = 2, лд t = q, после подстанов-
ки В^ = 1,5 в выражение (9.5) имеем
Отсюда находим, что q = 8, и так как идт = q, то К = n^q = М. Следо-
вательно, параметром В^ = 1,5 будет обладать РС с числом каналов К= 64.
Возвращаясь к выражению (9.5), можно обнаружить, что эффективность
разработанного способа построения РС возрастает с увеличением числа
каналов. Действительно, при достаточно больших q > 10 и п[л > 30 пара-
метр В^ стремится к своему минимально возможному значению В^ = 1.
На рис. 9.16, а показан РС, у которого в качестве схемы управления
используется МПС. В общем случае роль МПС могут выполнять любые
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов
Рис. 9.16. Схема бездешифраторного распределителя сигналов с нечетным
числом каналов К = 9 (а) и диаграмма его работы (Б)
PC, в том числе на КС и СД или на СД без дешифратора. Но такие распре-
делители будут значительно уступать первым по параметру Gpc, который
для PC, использующих в качестве схемы управления МПС, будет опреде-
ляться из выражения
(7рс = 27а' - 2/К и 6рс = 2'^ - 2^/1,25tf
для а) = 2 и со = 3 соответственно и подкоренных выражений, являющихся
степенью 2", или в общем виде
G =2^Т -2п = 2К^* -2п
где w*T определяется из условий (9.9).
Другими положительными качествами данных PC следует считать не-
значительный прирост динамической мощности и, что не менее важно,
348 Глава 9. Распределители сигналов
практическую независимость быстродействия от числа каналов. Действи-
тельно, при каждом переходе на другой канал в стадии переключения все-
гда будет находиться от 0у + 2 до 0 + 4 элементов, где ву — число переклю-
чаемых элементов схемы управления. Что касается быстродействия, то оно
не зависит от числа каналов и практически определяется быстродействием
схемы управления. Учитывая, что для построения подобных РС требуются
в основном элементы И-НЕ с числом входов т = 3, можно заключить, что
они особенно эффективны для серий ИМС, содержащих в своем составе
элементы И-НЕ и ИЛИ-HE с числом входов т = 3.
9.3.3. Бездешифраторные распределители
на основе многостабильных триггеров
и пересчетных схем
Отличительной особенностью РС на МТ и МПС является то, что на их
основе возможно построение РС теоретически на любое число каналов, в
которых отсутствуют запрещенные кодовые комбинации, т. е. Сре = 0. Этим
исключительно важным положительным качеством РС также принципи-
ально отличаются от всех существующих РС на логических ИМС.
Бездешифраторные РС строятся либо непосредственно на однофазных
МПС, либо на основе МТ. Распределители на МПС наиболее эффективны
при числе каналов К = 3...5. При К > 6 более экономичными по АМЗ
являются РС, построенные на основе МТ.
Пример реализации такого РС на восемь каналов показан на рис. 9.17, а,
где используются триггеры М1\ и М7\ в коде 0/4. Устройство в данном
случае работает в качестве РУ, формируя сигналы с уровнем I на выходах
каналов К} — Ку. Если, например, в исходном положении коммутирующий
триггер находится в состоянии Q = 0, а М7\ — в состоянии 0111, то высо-
кий рабочий уровень будет на выходе только одного элемента И-ИЛИ-НЕ,
а именно на выходе После окончания первого переключающего им-
пульса коммутирующий триггер установится в состояние Q = 0. Поскольку
МТ\ также находится в состоянии 0111, то рабочий сигнал с уровнем 1
появится теперь на выходе элемента К2, и МТ} установится в следующее
состояние 1011. В результате подготовленным к включению окажется канал
К2 и т. д. При подключении сигналов «Перенос» и «Заем», формируемых
управляющим триггером, к тактирующим входам обоих МТ РС будет рабо-
тать в режиме РИ, формируя сигналы с длительностью, равной длительно-
сти входных импульсов.
В соответствии со схемой на рис. 9.17, а можно проектировать РС с
числом каналов К = 2N, где А — число состояний МТ, и параметром В^ ~ 2.
Дальнейшего сокращения параметра В^ можно достичь за счет увеличения
числа выходов схемы управления и введения дополнительных вентилей,
как это имело место для РС на базе СД без дешифратора. Пример реализа-
ции такого РС на девять каналов показан на рис. 9.18, а.
Рассмотрим методику проектирования РС с точки зрения минимальных
затрат по числу вентилей на канал. В общем случае на основе двух МТ
возможно построение РС с числом каналов К = qN, где q = N >2.
9.3. Бездешифраторные распределители сигналов
ft ft ft ft
Рис. 9.17. Схема бездешифраторного распределителя на основе многоста-
бильного триггера (а) и диаграмма его работы (б)
Суммарное число вентилей на их организацию определится из выражения
= 2W + + a*?. (9.11)
Разделив выражение (9.11) на число каналов К, получим значение пара-
метра В^.
5кРС=1+| + ^- <912)
350 Глава 9. Распределители сигналов
Рис. 9.18. Схема бездешифратор-
ного распределителя на нечетное
число каналов (а) и диаграмма
его работы (б)
Выражение (9.12) показывает, что значение параметра В^ для PC на
основе МТ зависит от двух переменных — числа выходов схемы управления
q и числа состояний МТ N, т. е. В^ = f(q, ^)- Дифференцируя (9.12) по q
и по N
д/ =_2^. а/
Л'- const Я 3N 4= const N
и приравнивая частные производные нулю 2/V2 = coq\ находим, что функ-
ция f(q, N) имеет экстремум и, в частности, минимум при
q = N = q^/2.
Отсюда при со = 2 и со = 3 имеем q = N и q = 0,87V. Оптимальное соотноше-
ние между величинами q и /Упри заданном К определится из системы урав-
нений
qN = К;
q = Nj2/^,
решая которую, находим
q =
При нецелых значениях подкоренных выражений решения систем урав-
нений необходимо искать среди ближайших целых чисел удовлетворяющих
условиям
qN = К\
1 I 2 _ пре
1V 7ГВ—
9.4. Сравнительная оценка экономичности различных вариантов распределителей
Однако здесь необходимо учитывать, что с ростом числа состояний МТ
увеличивается число входов элементов. Естественно, что в качестве МТ
могут использоваться многофазные МТОУ. Но в этом случае для каналь-
ных вентилей потребуются элементы И-ИЛИ-НЕ, выполняющие функцию
2И (Ф + 1) ИЛИ-HE, что применительно к типовым ИМС связано с увели-
чением аппаратурных затрат. Поэтому с точки зрения не только минималь-
ного параметра 5^, но и минимальных аппаратурных затрат наиболее эф-
фективная область применения таких РС будет иметь место для серий ИМС,
содержащих в своем составе элементы И-ИЛИ-НЕ. В частности, для серии
КР134 область наиболее эффективного применения подобных РС будет
ограничена числом каналов К = 50, т. е. при q = 10 и N = 5. Параметр
<7=10 выбирается исходя из предположения, что схема управления реали-
зуется на базе аналогичного РС, т. е. по схеме на рис. 9.17, а. а параметр
N = 5 — из условия работы МТ в коде 0/5.
Приведенные на рис. 9.17, а и 9.18, а схемы РС предназначены в основ-
ном для формирования управляющих сигналов с уровнем 1. При выполне-
нии МТ на элементах И-НЕ по схеме однофазного или многофазного МТОУ
такие РС могут успешно применяться для проектирования распределите-
лей с параметром = 2, формирующих сигналы с уровнем 0 аналогично
бездешифраторным РС на основе СД. Совместное применение обоих РС
(одного в качестве схемы управления, а другого в качестве основной схе-
мы) позволяет проектировать бездешифраторные РС с любым числом ка-
налов, кроме К. равным простым числам. По быстродействию и числу пе-
реключаемых элементов РС на МТ полностью сравнимы с бездешифратор-
ными РС на основе ДС.
В заключение необходимо отметить, что поскольку бездешифраторные
РС на основе МТ не имеют запрещенных кодовых состояний, то их можно
отнести к разряду МПС, работающих в однофазных кодах.
9.4. Сравнительная оценка экономичности
различных вариантов распределителей
сигналов
Одним из основных параметров, по которому осуществляется выбор того
или иного типа РС, является его экономичность по числу вентилей или по
числу корпусов. Сравнение РС по числу вентилей имеет важное значение
при их проектировании в виде БИС или в том случае, когда РС полностью
выполняются на типовых логических элементах. Поскольку бездешифра-
торные РС на основе СД и МТ выполняются по параметрам < 3, т. е.
они экономичнее РС на КС, то практический интерес представляет их срав-
нение с наиболее распространенными РС на основе ДС с дешифратором.
Минимальную границу эффективного применения РС на СД без де-
шифратора по параметру В^ определим из предположения, что дешифра-
тор выполняется по одноступенчатой схеме, а счетчик реализуется с пара-
метром £вн = 0 на основе элементов И-НЕ (ИЛИ-НЕ) с произвольным
числом входов т и неограниченной нагрузочной способностью. В этом случае
Глава 9. Распределители сигналов
суммарное число вентилей на организацию РС на ДС определится из выра-
жения
В^= К + 6[log2 А]\ (9.13)
где К — число каналов РС.
Разделив выражение (9.13) на Д' и приравняв значения параметров Вк
для обоих РС [см. выражение (9.5)], определим значение К. при котором
эти параметры эквивалентны:
/Г + 6[log2 /Г] . , 2
К Я «д.т
При а) = 2 после преобразований получим
6[log,/(] = - + —.
Я пЛ1
Учитывая, что при а) = 1 q = плл = \1~К, окончательно имеем
6[log2 /Г] = (9.14)
Решая уравнение (9.14), находим, что К » 128. Построение такого РС
требует применения 7-разрядного ДС и 128 выходных канальных вентилей
с числом входов т = 7 каждый, что практически нереально в силу больших
аппаратурных затрат на организацию дешифратора. Однако при реализа-
ции РС на ДС с учетом межкаскадных вентилей переноса и организации
дешифратора по многоступенчатой схеме граница эффективного примене-
ния бездешифраторных РС на основе СД и МТ будет значительно больше.
Для ее оценки предположим, что в составе ИМС имеются элементы И и
ИЛИ. В этом случае появляется возможность организации дешифратора с
наименьшими затратами по числу вентилей. Если предположить, что ДС
выполняется по схеме синхронного счетчика с параметром £нп = 2, а де-
шифратор — по наиболее экономичной двухступенчатой схеме, то с учетом
принятых допущений получим, что для такого РС потребуется число вен-
тилей, определяемое из выражения
|10g2 ^|2 11°ё2 *Т
BY = 6[log2 + 2[log2 Д']* + 2 2 + 2 2 + К =
|iog2x]+ (9.15)
= 8[log2 К]+ + 2 • 2 2 +К,
[log?
где 2-2 2 — число вентилей ИЛИ-HE на организацию первой ступени
дешифратора; К — число вентилей И-НЕ второй ступени дешифратора;
8[log2 — число вентилей на организацию собственно счетчика с учетом
межкаскадных вентилей переноса (£вп = 2).
Разделив выражение (9.16) на число каналов К и приравняв частное к
выражению (9.6), после преобразований получим
г1+ - 2К а)К
8 log, КЧ +2-2 - =----+----.
Я
9.4. Сравнительная оценка экономичности различных вариантов распределителей 353
Учитывая, что при реализации PC на СД без дешифратора с параметра-
ми со = 2, яд т = q = 4К, получаем
|log2^r
8|log2 А']4 + 2 • 2 2 =4Л\ (9.16)
Решая это уравнение, находим К = 2100. Для более наглядной оценки
сравниваемых PC на рис. 9.19 показаны графики, отображающие зависи-
мость параметров от К. которая, в частности, для бездешифраторных
PC при со = 2 имеет вид
Анализ графиков показывает, что наибольший эффект от применения
бездешифраторных PC достигается при числе каналов, лежащем в пределах
8 < К< 32. В этом и, кстати, наиболее широко применяемом диапазоне кана-
лов выигрыш в числе вентилей составляет от 45 до 95 % соответственно.
Таким образом, по числу вентилей на канал, как это следует из выраже-
ния (9.16), бездешифраторные PC экономичнее PC на традиционных ДС с
дешифратором вплоть до К= 2100, что включает в себя практически любой
диапазон каналов, Здесь необходимо еще раз отметить, что выражение
[log2
2-2 2 , входящее в состав уравнения (9.15), было взято из расчета, что в
функциональном ряду ИМС имеются элементы И и ИЛИ. В противном
случае, т. е. при наличии в составе ИМС только элементов И-НЕ или ИЛИ-
НЕ, на организацию первой ступени дешифратора потребовалось бы в 2
раза больше вентилей, что делает практически невозможной реализацию
PC на ДС с меньшим значением параметра В^ по сравнению с бездешиф-
раторными PC на основе СД и МТ (см. рис. 9.19).
4 8 12 16 20 24 28 32 36 40 44 48 52 56 60 64 68 72 76 80 84 88 92 96 100 К
Рис. 9.19. Зависимость параметра В?с от числа каналов К
354 Глава 9. Распределители сигналов
Учитывая такой большой диапазон эффективного применения безде-
шифраторных РС, сравним их по параметру с РС на ДС при условии
выполнения последних на интегральных триггерах. В составе серий имеют-
ся ИМС типа сдвоенный CLf J/f-триггер. Если предположить, что ДС вы-
полняется по схеме синхронного счетчика с параметром £вп, а сам триггер
можно рассматривать как отдельный логический элемент, то на реализа-
цию такого счетчика потребуется
^сч = 0,5[log2 К]++ 2[log2 КГ
вентилей.
С учетом затрат на одноступенчатый дешифратор получим уравнение
|1Оё2 * Г
2,5[log2 А']++ 2 • 2 2 =4^К,
решая которое, находим К = 64.
Таким образом, даже в том случае, когда собственно ДС выполняется на
интегральных триггерах, бездешифраторные РС в определенном диапазоне
оказываются более экономичными по числу вентилей и, следовательно, по
мощностным затратам. Приведенные выше соотношения были выведены
без учета конкретной серии ИМС и таких важных факторов, как число
входов логических ИМС и их нагрузочной способности. С учетом после-
дних граница эффективного применения бездешифраторных РС по числу
вентилей будет отличаться от расчетной и, как правило, смещаться в сторо-
ну расширения области эффективного применения бездешифраторных РС.
Однако по числу корпусов ИМС эффективность применения бездешифра-
торных РС будет заметно ниже. Это объясняется тем, что на организацию
бездешифраторных РС, например, на СД, требуются в основном трехвхо-
довые элементы, тогда как для РС на ДС в последней ступени дешифратора
используются, как правило, двухвходовые вентили. Естественно, что все
эти факторы необходимо учитывать при выборе схемного решения РС, удов-
летворяющего заданным функциональным требованиям, и их конкретного
применения в составе аппаратуры. В частности, экономичность по числу
вентилей и отсутствие запрещенных состояний, высокое быстродействие,
постоянное число переключаемых элементов делают особенно перспектив-
ным применение бездешифраторных РС на основе МТ для устройства с
жесткими требованиями к потребляемой мощности и обладающих высокой
надежностью.
ГЛАВА 10
ИМПУЛЬСНЫЕ
УСТРОЙСТВА
При проектировании цифровых устройств часто приходится решать задачи
из области импульсной техники. К ним можно отнести задачи, связанные с
расширением, укорочением и задержкой импульсов, выделением фронтов
импульсов, формированием одиночных импульсов и их выделением из се-
рии импульсов и т. д. Именно особенностям построения подобных уст-
ройств и будет уделено внимание в настоящей главе.
10.1. Устройства выделения
одиночного импульса из серии
Назначение таких устройств состоит в том, чтобы по сигналу управления
из серии постоянно формируемой последовательности импульсов выделить
один импульс. Одна из схем такого устройства, выполняющего указанные
функции, приведена на рис. 10.1. Основу этой схемы составляют два ClFD-
триггера. При отсутствии управляющего (пускового) сигнала, поступающе-
го на вход D перового триггера, т. е. при = 0, оба триггера под действием
сигналов ТИ и ТИ находятся в состоянии 0 (Ql = Q2 = 0). При поступлении
на вход D сигнала с уровнем 1 первый триггер установится в состояние 1
(0Э = 1), а второй останется в состоянии 0 (Q2 = 0), так как он тактируется
сигналом ТИ. В результате на выходе вентиля будет выделяться одиноч-
Рис. 10.1. Схема устройства выделения
одиночного импульса из серии (а) и
диаграмма его работы (б)
356 Глава 10. Импульсные устройства
ный импульс с длительностью, равной длительности ТИ. По окончании
управляющего сигнала оба триггера устанавливаются в исходное нулевое
состояние, и для получения очередного одиночного импульса вновь требу-
ется подача пускового потенциального сигнала на вход 1)}.
Необходимо отметить, что рассмотренная схема будет выполнять свои
функции только в том случае, когда длительность сигнала «Пуск» превы-
шает длительность периода следования импульса ТИ. При невыполнении
указанного условия первый триггер не сможет установиться в единичное
состояние, и, следовательно, устройство не сформирует рабочий сигнал при
наличии сигнала «Пуск» (рис. 10.1, б, момент /j).
Схема устройства, свободного от указанного недостатка, приведена на
рис. 10.2, а. Основное ее отличие от рассмотренной выше заключается в
том, что здесь первый C/ZD-три пер работает в асинхронном режиме. При
поступлении сигнала «Пуск» первый триггер устанавливается в состоя-
ние Ql = 1, Ql = 0, и тем самым снимается сигнал блокировки с входа R
второго триггера, который удерживал его принудительно в состоянии Q2 = 0.
В итоге при поступлении сигнала ТИ второй триггер установится в состоя-
ние Q2 = 1, т. е. на выходе сформируется рабочий импульс. После оконча-
ния сигнала ТИ на выходе элемента В{ сформируется сигнал 1, и первый
триггер установится в исходное состояние Qx = 1. Сигнал = 1, поступая
на вход R второго триггера, сбросит его в нулевое состояние, завершая тем
самым формирование длительности выходного (рабочего) импульса.
Приведенные схемы выполняются на D-триггерах видов LF и LF, но
могут выполняться и на JK- и /?5-триггерах с такими же видами управления
или на триггерах вида FF.
При проектировании цифровых устройств часто возникает задача вы-
деления из серии импульса с длительностью, равной периоду их следова-
ния. Схема подобного устройства и диаграмма его работы приведены на
рис. 10.3, а. б. Поскольку второй триггер установится в состояние Q = 1
только фронтом следующего тактирующего импульса, то на выходе вентиля
в течение периода будет действовать сигнал с уровнем 1. Если выход Q2
второго ClFD-триггера подключить ко входу третьего, а выходы Q} первого
и Q2 третьего триггеров подать на схему И, то на выходе этой схемы сфор-
мируется сигнал, длительность которого будет равна длительности двух пе-
риодов следования входных импульсов (рис. 10.3, в).
Рис. 10.2. Схема устройства выделения оди-
ночного импульса из серии (а) и диаграм-
ма его работы (б)
б
Рис. 10.3. Схемы устройств выделения одиночного импульса из серии дли-
тельностью, равной периоду следования импульсов (а) двум перио-
дам следования (<?); б — диаграмма работы устройства на рисунке (а)
10.2. Устройства выделения фронтов
Устройства предназначены для формирования импульсных сигналов из
потенциальных сигналов, изменяющихся от низкого уровня к высокому
(выделение фронта F или фронта нарастания) и, наоборот, от высокого
уровня к низкому (выделение фронта или среза F).
Схема устройства, выделяющего фронт F потенциального сигнала, по-
казана на рис. 10.4, а. Она выполнена на логических элементах И-НЕ и
работает следующим образом. При отсутствии исходного сигнала (А = 0) на
выходе вентиля Во (точка В) постоянно действует высокий уровень напря-
жения. При поступлении на вход А сигнала с уровнем единицы на обоих
входах вентиля Во в течение интервала времени, равного прохождению сиг-
нала по цепочке из нечетного числа вентилей, действуют сигналы высокого
уровня. В результате на выходе вентиля Во будет сформирован сигнал с
уровнем 0 (рис. 10.4, 6) и длительностью г, определяемой из выражения
Ги Гср min "I” Г01 min min’
Таким образом, схема на рис. 10.4, а реагирует на перепад входного
потенциального сигнала, изменяющегося от низкого уровня к высокому,
т. е. выделяется его фронт F.
Рис. 10.4. Схема устройства выделения фронта нарастания (а) и диаграмма
его работы (б)
358 Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.5. Схема устройства выделения среза импульса (а) и диаграмма его
работы (б)
На рис. 10.5, а показана схема устройства, реагирующего на изменение
потенциального сигнала от высокого уровня к низкому, т. е. выделяется
фронт F потенциального сигнала.
На рис. 10.6, а приведена схема еще одного устройства, выделяющего
фронт Fпотенциального сигнала. Базовый вариант этой схемы выполняет-
ся всего на трех элементах и позволяет формировать импульсный сигнал с
длительностью ти > 3rcpmin. При отсутствии входного сигнала (А = 0) в точ-
ках В и С действуют уровни 1, а в точке D — уровень 0 (рис. 10.6, б). При
поступлении на вход А сигнала высокого уровня в точке С сформируется
импульс с уровнем 0. Последний, поступая на вход элемента В2, формирует
на его выходе уровень 1 (Z?2 = 1), под действием которого последовательно
Рис. 10.6. Схемы устройств выделения фронта нарастания (а), среза (#) и
диаграммы их работы (б, г)
10.2. Устройства выделения фронтов
формируются сначала уровень 0 на выходе элемента В{ (В{ = 0), а затем
уровень 1 на выходе С. По окончании сигнала, т. е. А = 0, устройство
возвращается в исходное состояние. Длительность формируемого импульса
будет находиться в пределах
3Т < т < Зт
ср max — и — ср min’
Для получения импульсов большей длительности в состав устройства
вводят дополнительные инверторы, которые включаются последовательно
между выходом элемента В3 и входом элемента В2 (показано штриховыми
линиями на рис. 10.6, а), причем в отличие от схемы на рис. 10.4, а здесь
число дополнительных инверторов должно быть четным. В этом случае дли-
тельность импульса можно оценить с помощью выражения
т > и т + 3 Т
и — инв ср min ср min’
где иинв = 2, 4, 6, ... — число дополнительных инверторов.
На рис. 10.6, в показана еще одна схема устройства, выполненного на
элементах ИЛИ-HE. Как видно из диаграммы на рис. 10.6, г, устройство
выделяет фронт F.
Отличительной особенностью рассмотренных схем является то, что
они реагируют на изменение потенциального сигнала только одного
вида: либо от высокого уровня на низкий, либо от низкого уровня на
высокий.
В некоторых случаях необходимы устройства, которые на каждый пере-
пад потенциального сигнала формируют импульсные сигналы. Схема тако-
го устройства приведена на рис. 10.7, а. Она содержит в своем составе це-
почку из нечетного числа инверторов и элемент Исключающее ИЛИ. Когда
на входе устройства действует уровень 0 или 1 (А = 0, А = 1), на входах
элемента Исключающее ИЛИ присутствует комбинация сигналов 0, 1; при
этом на выходе действует уровень 1. При изменении входного сигнала с
высокого уровня на низкий или с низкого на высокий на обоих входах
элемента Исключающее ИЛИ в течение интервала времени, определяемого
задержкой прохождения сигнала по цепочке из вентилей, присутствует ком-
Рис. 10.7. Схемы устройств выделения фронта нарастания и среза (а, в) и
диаграммы их работы (б, г)
Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.8. Схема устройства выделения
фронта нарастания и среза на элементах
И-НЕ (а) и диаграмма его работы (б)
бинация сигналов из двух 0 или двух 1. Следовательно, на выходе элемента
формируется сигнал низкого уровня (рис. 10.7, б). При четном числе вен-
тилей в цепочке (рис. 10.7, в) устройство формирует сигналы с уровнем 1
(рис. 10.7, г).
Схемы, приведенные на рис. 10.7, а. в. особенно эффективны для всех
серий ИМС, в составе которых имеются элементы Исключающее ИЛИ.
При их отсутствии такие схемы могут быть выполнены на базе рассмотрен-
ных ранее схем путем их объединения.
На рис. 10.8, а показана еще одна схема устройства, которое формирует
импульсные сигналы на каждый перепад потенциального сигнала, но в от-
личие от рассмотренной выше распределяет их по двум выходам. Число
инверторов в цепочке нечетное.
10.3. «Укорачивающие» цепи
Такие цепи предназначены для формирования из входных потенциальных
сигналов импульсных сигналов, длительность которых меньше входных. В
качестве «укорачивающих» цепей (УЦ) могут применяться рассмотренные
выше устройства выделения фронтов. Как уже отмечалось, длительность
импульса, формируемая такими устройствами, имеет значительный разброс
вследствие разброса в задержках самих элементов. Поэтому наиболее часто
УЦ выполняются на логических ИМС с совместным использованием емко-
стных и резистивных цепей.
Одна из таких схем приведена на рис. Ю.9, а. При отсутствии входного
сигнала конденсатор С заряжен до уровня логической 1. При поступлении
входного сигнала (А = 1) на выходе элемента В} формируется уровень 0 и
конденсатор С разряжается через элемент Вг Уровень 0 на выходе элемента
В^ будет действовать до тех пор, пока напряжение на конденсаторе С не
снизится до уровня, равного напряжению порога логического 0 ((/юр0) вен-
тиля В2 (рис. 10.9, б). Напомним, что напряжением порога логического 0
называют такое значение входного напряжения, при котором выходное на-
пряжение становится равным максимальному напряжению логического О24.
24 Принимая во внимание, что U п ~ U ., в дальнейшем вместо индексов U п и U, .
1 7 пори nopl пори пор|
будем пользоваться индексами Ц1ор или 6/пер (напряжение переключения).
10.3. «Укорачивающие» цепи 361
Рис. 10.9. Схемы укорочения импуль-
сов (а, в) и диаграммы их работы (б, г)
При дальнейшем уменьшении напряжения на входе В2 и на его выходе
установится уровень 1. Длительность формируемого импульса можно при-
близительно оценить, если воспользоваться формулой, описывающей про-
цесс разряда конденсатора:
ис = иоеч/Гр,
где Uc — напряжение на конденсаторе; t/0 — максимальное напряжение, до
которого заряжен конденсатор; тр — постоянная времени разряда конден-
сатора.
Заменив в данном уравнении величину Uc на t/nop, величину f/0 на Цтах
(поскольку именно до этого напряжения заряжается конденсатор во время
паузы) и решив его относительно t = ти, получим формулу для подсчета
длительности импульса
В частности, для TTL-элементов конденсатор разряжается через откры-
тый насыщенный транзистор, обладающий малым сопротивлением.
Для получения импульсов большей длительности в состав схемы вклю-
чают резистор (рис. 10.9, в), который для более быстрого заряда конденса-
тора С во время паузы шунтируют диодом.
На рис. 10.10, а показана схема, выполненная на логических элемен-
тах, которая может быть использована для укорочения входного сигнала.
Длительность сигнала на выходе уменьшается на величину ДГ ~ пв тср, где
nR = 2, 4, 6, 8, ... — число вентилей в последовательной цепи. Важной
особенностью схемы является то, что она не пропускает на выход сигналы,
длительность которых меньше А/ т. е. может использоваться в качестве
Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.10. Схема укорочения импульса
на элементах НЕ, И (а) и диаграмма
ее работы (б)
Рис. 10.11. Схема симметричного уко-
рочения импульса (а) и диаграмма ее
работы (б)
селектора импульсов по длительности. Такая схема может быть использо-
вана в том случае, когда требуется сравнительно небольшое укорочение
импульса. Как видно на рис. 10.10, б. укорочение осуществляется за счет
отсекания от входного сигнала части длительности, прилегающей к фрон-
ту F.
В практике проектирования цифровых устройств иногда возникает не-
обходимость в укорочении входного сигнала со стороны как фронта F, так
и среза F. Схема подобного устройства и принцип его работы показаны на
рис. 10.11, а. б. Сигнал В, являющийся рабочим сигналом, укорачивается с
фронта и среза.
10.4. Устройства расширения импульсов
Иногда приходится решать задачу, связанную с необходимостью расшире-
ния импульсов. Схема такого устройства приведена на рис. 10.12, а. При
отсутствии входного сигнала (А = 1) конденсатор С разряжен, т. е. в точке
D действует уровень 1, и, следовательно, на выходе удерживается уровень 0.
При поступлении входного сигнала (А = 0) конденсатор С быстро заряжа-
ется через диод (точка В на рис. 10.12, б). По окончании входного сигнала
(А = 1) конденсатор С будет медленно разряжаться через резистор R и
элемент Вр и до тех пор, пока напряжение на конденсаторе не упадет до
(/с = t/ , в точке D будет удерживаться уровень 0, и, следовательно, на
выходе получим увеличенный по длительности сигнал положительной по-
лярности.
10.6. Устройства задержки сигналов
Рис. 10.12. Схема расширения импульса
(о) и диаграмма ее работы (6)
10.5. Устройства увеличения крутизны фронтов
Устройства такого вида преобразуют сигналы с пологими фронтами в им-
пульсные сигналы с более крутыми фронтами. Простейшая схема подобно-
го типа представляет собой асинхронный D-триггер, выполненный на эле-
ментах ИЛИ-НЕ или И-НЕ (рис. 10.13, а). Такая схема обладает формиру-
ющими свойствами за счет триггерной связи, и полученные на ее выходах
сигналы имеют крутизну фронтов типового логического элемента.
Рис. 10.13. Схема увеличения крутизны фронтов импульса (а) и диаграмма ее
работы (6)
10.6. Устройства задержки сигналов
В простейшем варианте роль задержки логических сигналов может выпол-
нять цепочка из последовательно соединенных инверторов (рис. 10.14, а).
Сигнал, поданный на вход такой схемы, появится на ее выходе через ин-
тервал времени А/, определяемый суммой задержек логических элементов.
Для данной схемы задержка фронта сигнала, изменяющегося с 1 на 0 (т10),
практически равна задержке фронта сигнала, изменяющегося с 0 на 1, и
определяется из выражения
Г10 “ Г01 ~ Гср ’ Лв’
где п — число вентилей.
Глава 10. Импульсные устройства
Рис 10.14. Варианты схем задержки сигналов:
а — на логических элементах; в, д — на логичес-
ких элементах с использованием конденсаторов;
б, г — диаграммы работы
Основной недостаток такой схемы заключается в том, что величина за-
держки сигнала линейно зависит от числа инверторов. Поэтому для получе-
ния даже сравнительно небольших задержек требуется значительное число
инверторов. Последнее особенно характерно для схем, реализуемых на быс-
тродействующих элементах, обладающих малыми значениями параметра гр.
На рис. 10.14, в показана схема задержки, выполненная на ИМС с
использованием дополнительных конденсаторов. При отсутствии входно-
го сигнала (А = 1) в точках В и D действуют уровни 0 и 1 соответственно
(рис. 10.14, г). При поступлении входного сигнала (А = 0) происходит заряд
конденсатора С, т. е. напряжение в точке В изменяется по экспоненциаль-
ному закону. Следовательно, до тех пор, пока это напряжение не превысит
значения (/ , в точке D будет действовать уровень 1. По окончании вход-
ного сигнала (А = 1) конденсатор С будет разряжаться. И до тех пор, пока
напряжение в точке В не снизится до (/ , на выходе схемы (точка D) будет
продолжать действовать уровень 0.
Величины задержек фронтов Г(т10) и Г(т01) можно оценить с помощью
формул, описывающих заряд и разряд конденсатора соответственно. Для
схемы на рис. 10.14, а эти задержки различаются незначительно. Для пра-
вильной и надежной работы схемы емкость С выбирают такой, чтобы она
успевала полностью заряжаться и разряжаться во время действия импульса г
и паузы тп.
При необходимости получения более значительных задержек применя-
ют цепочку из последовательно соединенных логических элементов и до-
полнительных емкостей (рис. 10.14, д). Результирующая задержка в такой
схеме будет равна числу звеньев, умноженному на задержку одного звена.
К). 7. Устройства формирования одиночных импульсов при замыкании контактов
Рис. 10.15. Схема задержки сигнала на элементах Исключающее ИЛИ (а) и
диаграмма ее работы (б)
Рис. 10.16. Схема задержки сигнала на основе ClPР-триггера (о) и диаграмма
ее работы (б)
На рис. 10.15, а показана схема, позволяющая задерживать сигнал прак-
тически без изменения его формы. Схема выполнена на элементах Исклю-
чающее ИЛИ.
На рис. 10.16, а показана схема, позволяющая осуществлять задержку
сигнала на величину, равную его длительности. Схема выполнена на основе
С1РР-триггера и работает следующим образом. По окончании ТИ (фронт F)
триггер установится в состояние Q = 1, и начнется заряд конденсатора С.
По достижении на конденсаторе напряжения, равного порогу переключе-
ния элемента из состояния 1 в состояние 0, триггер по входу R сбросится
в 0 (Q = 0), и начнется быстрый разряд конденсатора по цепи диод, выход
триггера, общая точка.
10.7. Устройства формирования
одиночных импульсов
при замыкании контактов
Необходимость в подобных устройствах возникает, например, когда требу-
ется записать код во входные регистры или обнулить некоторые из его ре-
гистров. Схема такого устройства приведена на рис. 10.17, а. В исходном
состоянии переключатель S постоянно замкнут на контакт Кг В результате на
входе элемента В2 действует уровень 0, а на его выходе — уровень 1 (С = 1).
При замыкании переключателя на контакт К2 триггер переключается в со-
стояние 0=1.
Глава К). Импульсные устройства
СВФ1
свф]__£_
Рис. 10.17. Схема устройства формирования
одиночных импульсов при замыкании контак-
тов (а) и диаграмма его работы (б); СВФ — схе-
мы выделения фронтов
Потенциальный сигнал с выхода триггера может использоваться в каче-
стве управляющего для записи необходимых команд. Если теперь переклю-
чатель Sснова установить в положение Кх, то потенциальный сигнал сфор-
мируется на выходе плеча Q. При подключении к выходам триггера Q и Q
схем выделения фронтов, рассмотренных выше, полученное устройство будет
формировать импульсные сигналы при замыкании и размыкании контак-
тов и Кг Однако в указанной схеме вместо схем выделения фронтов
можно использовать схемы выделения одиночного импульса из серии им-
пульсов. Важным достоинством такой схемы является то, что здесь дребезг
контактов, всегда имеющий место при замыкании и размыкании переклю-
чателя, не сказывается на работе устройства.
10.8. Устройства обнуления
при включении питания
Как правило, цифровое устройство проектируется таким образом, что при
включении питания некоторые из его узлов (счетчики, регистры, отдель-
ные триггеры и т. п.) должны предварительно устанавливаться в исходное
состояние. Такая установка обычно осуществляется с помощью одиночно-
го импульса, формируемого специальным устройством, запускаемым от
источника питания. Схема такого устройства приведена на рис. 10.18, а.
Рис. 10.18. Схема устройства обнуления при включении питания (а) и диа-
грамма его работы (б)
10.9. Устройство формирования пакета импульсов
Здесь рассмотрен случай, когда при включении устройства в питающую
сеть напряжение питания, подаваемое на логические цепи, достигает свое-
го максимального значения через определенный интервал времени, назы-
ваемый временем включения источника питания. Подобный случай имеет
место, например, тогда, когда цифровое устройство запитывается от встро-
енного источника вторичного питания.
По мере нарастания напряжения питания потенциал на выходе устрой-
ства удерживается на уровне логического 0, а конденсатор С остается прак-
тически незаряженным. И даже после того как напряжение на источнике
питания и, следовательно, на всех элементах устройства достигнет требуе-
мого значения, потенциал на выходе за счет наличия конденсатора С прак-
тически не изменится, т. е. будет удерживаться в состоянии 0. В дальней-
шем по мере заряда конденсатора С включится элемент Bv т. е. на выходе
элемента сформируется уровень 0, а на выходе В2 — уровень 1. В этом
состоянии устройство будет удерживаться, пока подано напряжение пита-
ния. После снятия напряжения питания конденсатор разрядится, и устрой-
ство вернется в исходное состояние. Поскольку напряжение питания на
элементы устройства подается в момент Z1? а уровень 1 на выходе формиру-
ется в момент г2, то интервал времени At = t2 — можно использовать в
качестве импульса начальной установки густ. Длительность импульса туст бу-
дет тем больше, чем больше постоянная времени заряда С. Сопротивление
резистора Л2 выбирается из условия, что при заряженном конденсаторе С
t/imin < Ur2 < где ~ напряжение на резисторе Rr
10.9. Устройство формирования
пакета импульсов
Такие устройства часто применяются в тех случаях, когда требуется при-
нять или передать информацию из одного блока в другой. Схема такого
устройства, формирующего пакет из пяти импульсов, показана на рис. 10.19, а.
Схема содержит счетчик по модулю 5 (/ft[ = 5), два триггера (триггер пуска
С££.Р-типа и триггер счета (В-5)££-типа) и три вентиля В}—В3. Перед нача-
лом работы по входу установки «Уст.» счетчик и оба триггера устанавлива-
ются в состояние 0. Поскольку триггер пуска находится в состоянии 0, то
ТИ, поступающие на вход вентиля не проходят на вход В2. Для запуска
устройства необходимо подать импульс на вход S триггера пуска. Посколь-
ку импульс «Пуск» не «привязан» к импульсам ТИ, т. е. по отношению к
ним он может поступить в любой момент времени, то сигнал на выходе
вентиля В} может иметь значительно меньшую длительность, чем импульс
ТИ. В частности, на рис. 10.19, а, б рассмотрен случай, когда фронт им-
пульса «Пуск» находится примерно на середине импульса ТИ. При этом
предполагается, что длительность импульса, формируемого на выходе вен-
тиля Bj, достаточна для переключения асинхронного триггера (Л-5)££-типа
в состояние 1. Если длительность ТИ окажется недостаточной для его пере-
ключения, то в состояние 1 он установится следующим импульсом ТИ.
После установки триггера счета в состояние 1 импульсы ТИ будут посту-
368 Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.19. Схема формирования пакета импульсов (а) и диаграмма ее рабо-
ты (б)
пать на вход счетчика, который одновременно является выходом устрой-
ства формирования пакета из пяти импульсов. Пятый импульс, выделяе-
мый вентилем В3, поступает на входы Ли С обоих триггеров и устанавлива-
ет их в 0 по срезу (F) ТИ (рис. 10.19, б). Таким образом, после формирова-
ния пяти импульсов устройство возвращается в исходное состояние и будет
запущено вновь следующим импульсом «Пуск».
10.10. Одновибраторы
Одновибраторы на основе логических ИМС в цифровой схемотехнике при-
меняются для формирования вспомогательных сигналов. В частности, они
могут использоваться для укорочения и расширения импульсов, получения
сигналов заданной длительности. В схемотехническом плане одновибрато-
ры представляют собой устройство, состоящее из триггера и времязадаю-
щей цепи. Запускающим импульсом триггер устанавливается в инверсное
10.10. Одновибраторы 369
состояние. Однако это состояние для триггера является неустойчивым, и
он через некоторое время возвращается в начальное положение.
Длительность нахождения триггера в неустойчивом состоянии опреде-
ляется параметрами времязадающей ЛС-цепи.
В настоящее время известно большое многообразие схемных решений
одновибраторов, реализуемых на основе логических ИМС. В частности,
достаточно широко применяются одновибраторы, выполненные на основе
/?5-триггеров, в которых в качестве времязадающих элементов используют-
ся ЛС-цепи, построенные по схемам дифференцирующих или интегрирую-
щих каскадов. Применяются также одновибраторы на основе CD-триггеров
с использованием интегрирующей цепи в качестве времязадающего эле-
мента, причем времязадающие цепи могут подключаться либо к выходам и
входам логических элементов, либо к источнику питания ИМС. Выбор того
или иного схемного решения одновибратора осуществляется, исходя из тре-
бований, предъявляемых к последнему, определяющих его функциональ-
ные и схемотехнические возможности:
• экономичность по числу элементов;
• требование к длительности запускающего импульса;
• требование к времени восстановления схемы;
• требование к возможности регулирования длительности выходного
сигнала;
• требование к длительности выходного импульса.
Требование к экономичности по числу элементов предполагает реализа-
цию одновибратора с возможно меньшим числом ИМС и дополнительных
компонентов: диодов, резисторов, конденсаторов.
Требование к длительности запускающего импульса предполагает постро-
ение одновибратора, который может запускаться либо только импульсны-
ми, либо импульсными и потенциальными сигналами. Характерной осо-
бенностью одновибраторов, работающих от импульсных сигналов, являет-
ся то, что для их запуска требуются сигналы, длительность которых меньше
длительности выходных. В противном случае одновибратор становится не-
работоспособным, поскольку не выполняет своих функций, заключающих-
ся в выдаче сигнала определенной длительности. Одновибраторы второго
типа сохраняют свою работоспособность при запуске схемы как импульс-
ными, так и потенциальными сигналами, т. е. сигналами, длительность
которых больше длительности выходных сигналов.
Требования к времени восстановления. Данный параметр ZB определяется
интервалом времени, необходимым для подготовки схемы к следующему
запускающему импульсу после того, как схема сформирует рабочий им-
пульс заданной длительности. Параметр /в зависит от длительности пере-
ходных процессов, связанных с разрядом или зарядом времязадающих це-
пей, и является важнейшей характеристикой схемы, определяющей ее ча-
стотные свойства. Чем меньше время восстановления схемы, тем выше
частотные свойства, или при одной и той же частоте запускающих сигна-
лов от одновибратора можно получить выходной импульс большей дли-
тельности.
Применяемые в интегральной схемотехнике одновибраторы по пара-
метру Гв разделяются на две группы:
Глава 10. Импульсные устройства
• одновибраторы, в которых ZB зависит от длительности входного (запуска-
ющего) сигнала;
• одновибраторы, в которых ZB не зависит от длительности входного сигнала.
Зависимость t от длительности запускающего импульса объясняется тем,
что при длительностях входных сигналов, превышающих длительность вы-
ходного сигнала, напряжение на времязадающем конденсаторе может ока-
заться заметно выше порога срабатывания элемента. В результате возраста-
ет длительность переходного процесса, связанного с разрядом конденсато-
ра, и, как следствие этого, увеличивается параметр tR.
В одновибраторах второй группы напряжение на времязадающем кон-
денсаторе при его заряде практически всегда оказывается равным порогу
срабатывания элемента, чем и обеспечивается независимость /в от длитель-
ности входного сигнала.
Требование регулирования длительности предполагает такое схемное ре-
шение одновибратора, которое дает возможность регулировать длительность
выходного импульса под действием управляющего сигнала.
Требование к длительности выходного импульса предполагает построение
одновибраторов, формирующих выходные сигналы, длительность которых
слабо зависит от воздействия различных дестабилизирующих факторов, та-
ких как изменение питающих напряжений и окружающей температуры.
На рис. 10.20, а показана простейшая схема одновибратора, выполнен-
ного на двух элементах И-НЕ, в которой времязадающая ЛС-цепь постро-
ена по схеме дифференцирующего каскада. В исходном состоянии на входе
высокий уровень (А = 1), конденсатор С разряжен, и, следовательно, на
выходе также действует уровень 1. При поступлении на вход А импульсного
Рис. 10.20. Схемы одновибраторов (а, в)
и диаграммы их работы (б, г):
а — на элементах И-НЕ; в — на элементах
ИЛИ-НЕ
10.10. Одновибраторы
сигнала с уровнем О (А = 0) на выходе элемента Вх сформируется уровень 1.
Однако поскольку конденсатор С не может мгновенно зарядиться, то в
первоначальный момент весь перепад напряжения будет приложен к резис-
тору R. В результате на выходе элемента В2 сформируется уровень 0, и,
начиная с этого момента, входной сигнал может снова принять высокий
уровень. По мере заряда конденсатора напряжение в точке В будет умень-
шаться. В тот момент, когда это напряжение достигнет порога переключе-
ния, на выходе элемента В2 сформируется уровень 1. В итоге на выходе
элемента Вх сформируется уровень 0, и конденсатор С начнет разряжаться
через элемент В}. Однако в первоначальный момент в точке В будет дей-
ствовать отрицательный перепад напряжения, ограниченный по амплитуде
параллельно включенным диодом. Наличие отрицательного перепада объяс-
няется тем, что конденсатор не сможет мгновенно разрядиться. А так как в
момент включения элемента Вх на его выходе сформируется уровень 0 и
разность потенциалов между обкладками конденсатора в первоначальный
момент должна оставаться неизменной, то, следовательно, в точке В дол-
жен быть отрицательный перепад напряжения.
Длительность формируемых импульсов будет практически определять-
ся интервалом времени заряда конденсатора от напряжения Uc « 0 до на-
пряжения, при котором происходит переключение элемента В2 из состоя-
ния 0 в состояние 1. Сопротивление резистора обычно берется в пределах
R = 0,2—1,2 кОм. Время восстановления схемы определяется временем раз-
ряда конденсатора по цепи: положительная обкладка конденсатора, откры-
тый транзистор элемента Вх диод, отрицательная обкладка конденсатора.
Данная схема относится к разряду наиболее экономичных по числу эле-
ментов, что является ее преимуществом. Другим преимуществом схемы
является то, что она может формировать рабочие импульсы с длительнос-
тью большей и меньшей длительности запускающего импульса.
Схема имеет сравнительно большое время восстановления, так как раз-
ряд конденсатора происходит через диод, сопротивление которого возрас-
тает при напряжении на конденсаторе меньше 0,66/ . По этой же причине
ограничена частота следования входных импульсов, поскольку входные
сигналы должны подаваться после того, как конденсатор полностью разря-
дится. В противном случае, т. е. из-за наличия на конденсаторе остаточного
напряжения, будет изменяться длительность выходного сигнала. Другим
недостатком схемы является то, что в момент разряда конденсатора на вхо-
де логического элемента появляется сигнал отрицательной полярности около
0,7 В, что для некоторых серий ИМС недопустимо.
В данной схеме параметр /в зависит от длительности запускающего им-
пульса, что также является ее недостатком. Последнее объясняется тем, что
при запуске схемы сигналом, длительность которого превышает длитель-
ность выходного, напряжение на конденсаторе при его заряде будет стре-
миться к напряжению питания, а это означает, что увеличится время разря-
да конденсатора и, следовательно, время восстановления схемы.
На рис. 10.20, б показана аналогичная схема, выполненная на элементах
ИЛИ-HE. В исходном состоянии, т. е. при отсутствии запускающего им-
пульса, на выходе вентиля В2 уровень 0, и так как на входе схемы также
уровень 0, то на выходе В. уровень 1. Конденсатор разряжен. При подаче
372 Глава 10. Импульсные устройства
запускающего импульса с уровнем 1 на выходе В} сформируется 0. И так
как конденсатор С не может зарядиться мгновенно, то уровень 0 поступит
на вход вентиля В2, на выходе которого сформируется уровень 1. После-
дний, поступая на вход В}, замкнет триггерную связь, и, начиная с этого
момента, запускающий импульс может иметь нулевой уровень, т. е. его
можно снять со входа. По мере заряда конденсатора увеличивается раз-
ность потенциалов между его обкладками, причем правая обкладка заряже-
на положительно. По достижении на конденсаторе напряжения равного по-
рога переключения элемента из 1 в 0 на выходе Вэ сформируется уровень 0,
а на выходе В} — уровень 1, если на его входе также будет действовать
уровень 0. Если же к этому моменту на входе В} будет присутствовать вход-
ной сигнал, то напряжение на конденсаторе будет увеличиваться, стремясь
к напряжению 6/п. В результате после снятия входного сигнала на выходе В}
сформируется уровень 1, и так как разность потенциалов на обкладках кон-
денсатора мгновенно измениться не может, то амплитуда сигнала на выхо-
де В} достигнет уровня t/n + 0,7 В.
Анализируя приведенные выше схемы, нетрудно заметить, что они вы-
полняются по аналогии с традиционными одновибраторами на дискретных
элементах, в которых времязадающие каскады выполняются на дифферен-
цирующих /?С-цепях. Однако в интегральной схемотехнике наибольшее
распространение получили одновибраторы, в которых времязадающие эле-
менты выполняются по схеме интегрирующих каскадов. Такой подход к
построению позволяет устранить недостаток рассмотренных выше схем,
проявляющийся в формировании импульсов отрицательной и положитель-
ной полярности повышенных амплитуд в момент перезарядки конденсато-
ров. Пример схемного решения такого одновибратора, выполненного на
элементах И-НЕ, и диаграмма его работы показаны на рис. 10.21, а, б. Из
диаграммы видно, что в исходном состоянии, т. е. при отсутствии входного
сигнала, имеет место следующее распределение потенциалов на элементах
схемы: В} = 0, В2 = В3 = 1. При поступлении входного сигнала на выходе В}
сформируется уровень 1 и начнется заряд конденсатора вытекающим то-
ком элемента В2. В результате до того момента, пока напряжение на кон-
денсаторе не достигнет порога срабатывания элемента В^, на его выходе
будет удерживаться сигнал с уровнем 1, а на выходе В3, который является
Рис. 10.21. Схема одновибратора на трех эле-
ментах И-НЕ (а) и диаграмма его работы (б)
б
10.10. Одновибраторы 373
рабочим выходом схемы, уровень 0 (см. рис. 10.21, б). При Uc = [/ на
выходе В3 уровень 1, и если к этому моменту запускающий сигнал будет
снят, то на выходе сформируется 0, и начнется разряд конденсатора
через диод и элемент После окончания переходных процессов, связан-
ных с разрядом конденсатора, схема вновь будет готова к приему очередно-
го запускающего импульса.
Данная схема, как и рассмотренные выше, может запускаться импульс-
ными и потенциальными сигналами. По сравнению с рассмотренными выше
эта схема обладает большим временем восстановления. Последнее объяс-
няется тем, что при достижении на конденсаторе напряжения Uc < 0,6 В
сопротивление диода будет возрастать, а так как в схеме отсутствует резис-
тор, шунтирующий диод, то конденсатор будет разряжаться через диод, со-
противление которого возрастает по мере уменьшения напряжения на кон-
денсаторе. Время восстановления зависит от длительности входного сигна-
ла, что также является недостатком схемы.
На рис. 10.22, а показана схема одновибратора, в котором время вос-
становления не зависит от длительности входного запускающего сигнала.
Одновибратор построен на основе ClFD-триггера и содержит в своем со-
ставе времязадающую цепочку, выполненную по схеме интегрирующего
каскада.
Рассмотрим работу одновибратора в режиме расширения импуль-
сов. В исходном состоянии на выходе триггера Q уровень 0, и, следова-
тельно, конденсатор С разряжен. При поступлении на вход А импульсно-
го сигнала триггер устанавливается в состояние Q = 1, и начинается заряд
конденсатора С. При достижении на конденсаторе напряжения Uc, рав-
ного порогу переключения элемента Bv на его выходе сформируется уро-
вень 0, и триггер установится в состояние Q = 0. Таким образом, длитель-
ность импульса на выходе триггера определяется временем заряда кон-
денсатора до Uc > £/ . Диод, шунтирующий резистор, выполняет ту же
роль, что и в ранее рассмотренных схемах, т. е. служит для более быстрого
разряда конденсатора С и, следовательно, для уменьшения времени вос-
становления схемы.
Работа одновибратора в режиме укорочения импульса не отличается от
его работы при запуске импульсным сигналом, поскольку триггер устанав-
Рис. 10.22. Схема одновибратора на основе ClFD-триггера (а) и диаграммы
его работы (б)
Глава 10. Импульсные устройства
ливается в состояние Q = 1 по фронту F независимо от длительности вход-
ного сигнала.
На рис. 10.23, а показана схема одновибратора, в котором разряд время-
задающего конденсатора осуществляется непосредственно через открытый
транзистор элемента Z?3, благодаря чему достигается меньшее время восста-
новления по сравнению с ранее рассмотренными схемами. В исходном со-
стоянии конденсатор С разряжен. Следовательно, на выходе В4 уровень 1 и
триггер, выполненный на элементах 52, находится в состоянии = 0,
В2 = 1. При поступлении запускающего сигнала на выходе В} уровень 1, на
выходе В2 уровень 0 (рабочий выходной сигнал), начинается заряд конден-
сатора. При достижении на конденсаторе напряжения, равного порогу сра-
батывания элемента Z?4, на его выходе уровень 0, схема возвращается в со-
стояние 5j = 0, В2 = 1, и начинается разряд конденсатора через элемент Ву
После окончания переходных процессов, связанных с разрядом конденса-
тора, схема вернется в исходное состояние.
Рассмотренная схема может работать в режиме укорочения и расшире-
ния сигналов. Время восстановления хотя и будет зависеть от длительности
входного сигнала, но уже в меньшей степени, чем в ранее рассмотренных
схемах, поскольку разряд конденсатора осуществляется непосредственно
через элемент Ву
Приведенные выше схемы одновибраторов широко применяются в ин-
тегральной схемотехнике в составе тех устройств, где к одновибраторам не
предъявляются достаточно жесткие требования к длительности выходного
сигнала, поскольку она зависит от изменения питающих напряжений и тем-
пературы окружающей среды. Так, допустимые отклонения напряжения на
±10% вызывают изменение длительности выходного сигнала на 13—15 %
того же знака почти по линейному закону. Для устранения зависимости
длительности выходного сигнала от изменения £/п заряд времязадающего
конденсатора осуществляют от источника тока, причем для элементов
TTL-логики этот ток выбирается много больше вытекающего тока логичес-
кого элемента. Режим источника тока осуществляется либо за счет введе-
ния в схему дополнительного источника с напряжением 1ГЛ > Un логических
элементов, либо за счет введения в схему генератора тока.
Рис. 10.23. Схема одновибратора на четырех эле-
ментах И-НЕ (а) и диаграмма его работы (б)
и
Рис. 10.25. Схема одновибратора на
основе триггера
заряжаться постоянным током и
Рис. 10.24. Схема одновибратора на элементах И-НЕ с генератором тока (а)
и диаграмма его работы (б)
Схема одновибратора с генератором25
тока приведена на рис. 10.24, а. Здесь в
качестве элемента В3 используется элемент
И-НЕ с открытым коллектором, нагруз-
кой которого является генератор тока.
Последний может быть выполнен на би-
полярном или полевом транзисторе. По-
скольку заряд конденсатора осуществля-
ется не только от генератора тока /г, но и
вытекающим током элемента 54, необхо-
димо, чтобы ток /г был больше тока эле-
мента. В этом случае конденсатор будет
напряжение на нем будет расти по линейному закону независимо от изме-
нения напряжения питания £/п.
На рис. 10.25 показана схема одновибратора, в котором режим заряда
конденсатора осуществляется постоянным током за счет введения в схему
дополнительного источника с напряжением [/ > £/п. Схема выполнена на
основе СЛ^/)-триггера, и, чтобы конденсатор заряжался постоянным то-
ком, необходимо выполнить условие
U » U и I « U/R.
д п вх д'
25 Более правильно не с генератором, а с источником тока (ИТ). Важно отметить, что
идеальный ИТ — это такой источник, у которого внутреннее сопростивление равно бесконеч-
ности. Именно благодаря этому ток в цепи постоянен и не зависит от нагрузки RH. Последнее
объясняется тем, что RH много меньше внутреннего сопротивления ИТ и, следовательно,
наличие RH в цепи генератора практически не сказывается на величине этого тока. У генера-
тора тока внутреннее сопротивление не равно бесконечности, и, следовательно, ток у такого
генератора зависит от RH тем больше, чем меньше его внутреннее сопротивление.
Заодно напомним, что источник напряжения — это такой источник, у которого внутрен-
нее сопротивление равно нулю. И, следовательно, напряжение на нагрузке у такого источни-
ка не зависит от величины /?н. У генератора напряжения внутреннее сопротивление конечно
и не равно нулю. Последнее означает, что напряжение на его нагрузке RH зависит от величи-
ны последней.
Глава 10. Импульсные устройства
Достоинства схемы:
• время восстановления не зависит от длительности входного сигнала, так
как напряжение на конденсаторе при его заряде незначительно превыша-
ет порог срабатывания логического элемента;
• схема позволяет изменить длительность выходного сигнала за счет изме-
нения напряжения Uy
Зависимость длительности импульса от изменения температуры обус-
ловлена нестабильностью порогов логических элементов. При уменьшении
порога длительность импульса уменьшается, а при увеличении увеличива-
ется, поскольку изменяется время заряда конденсатора — уменьшается в
первом и увеличивается во втором случаях. С целью исключения влияния
температуры в качестве порогового элемента используют не логический
элемент, а компараторы, которые характеризуются высокой стабильностью
порогов срабатывания.
Все рассмотренные схемы одновибраторов (за исключением схемы на
рис. 10.21, а) могут быть реализованы на КМДП-ИМС. Однако примени-
тельно к последним возможны и другие разновидности, использующие
особенности логики КМДП-ИМС и, в частности, ключевых схем. Схема
такого одновибратора приведена на рис. 10.26. Она выполнена на двух
элементах ИЛИ-HE и двух управляемых ключах, соединенных последова-
тельно. В исходном состоянии конденсатор С разряжен и на выходе В{
уровень 1, а на выходе 52 уровень 0. При поступлении входного сигнала с
уровнем 1 на выходе В} сформируется уровень 0, а на выходе В2 — уровень 1
(рабочий выход). Последний, поступая на управляющий вход ключа К} при-
ведет к его отпиранию, а сигнал В} закроет ключ AS,, т. е. в первом случае
сопротивление между входом и выходом ключа будет малым, а во вто-
ром — большим. Начнется заряд конденсатора С. При Uc = t/ элемен-
та В2 на его выходе сформируется уровень 0, а на выходе В} — уровень 1.
Теперь, наоборот, закроется ключ AS}, а откроется ключ AS2, и начнется раз-
ряд конденсатора С через открытый ключ К2.
Важной особенностью схемы является то, что здесь время восстановле-
ния не зависит от длительности входного сигнала аналогично схемам на
С{[ D-триггерах. Последнее объясняется тем, что если В ^ В2 = 0, то оба
ключа закрыты, и напряжение на конденсаторе всегда будет приблизитель-
но равно 6/ /2, т. е. порогу срабатывания логического элемента.
На рис. 10.27, а показана схема одновибратора, выполненного на осно-
ве CTfD-триггера, в котором в качестве порогового элемента используется
компаратор, а заряд конденсатора осуществля-
ется через источник тока. При поступлении
запускающего импульса на вход С триггер уста-
новится в состояние Q = 1, Q = 0. В результате
ключ К будет закрыт, и конденсатор С начнет
заряжаться постоянным током. При достиже-
Рис 10.26. Схема одновибратора на КМДП-микро-
схемах
10.11. Импульсные генераторы
Рис. 10.27. Схема одновибратора на основе ClFD-триггера с использованием
генератора тока и компаратора (а) и диаграмма его работы (6)
нии на конденсаторе С напряжения, равного напряжению на управляю-
щем входе компаратора (U(. = U), на выходе компаратора сформируется
сигнал с уровнем 1, и триггер по входу R установится в 0 независимо от
уровня сигнала на выходе С.
По сравнению с ранее рассмотренными, данная схема позволяет фор-
мировать сигналы, длительность которых в меньшей степени зависит от
разбросов параметров логических элементов и воздействия различных дес-
табилизирующих факторов (изменения окружающей температуры, напря-
жения питания). В этой схеме параметр /в не зависит от длительности за-
пускающего сигнала. Одновибратор может запускаться как импульсными,
так и потенциальными сигналами, позволяет регулировать длительность
выходного сигнала изменением напряжения на управляющем входе и име-
ет малое время восстановления, так как разряд конденсатора осуществляет-
ся через малое сопротивление открытого ключа.
10.11. Импульсные генераторы
10.11.1. Общие сведения, показатели качества,
схемы RC-, LC-генераторов
Генераторы являются составной частью практически любого устройства
цифровой обработки информации. Задача генератора — выдавать сигналы
заданной частоты и определенного соотношения между длительностью им-
пульса и паузы между ними, т. е. определенной скважности Qc или коэф-
фициента заполнения Кз = 1/(2с.
Однако, наиболее часто перед генератором ставят только одну задачу, а
именно: формировать сигналы заданной частоты. И эта частота не должна
зависеть от действия различных дестабилизирующих факторов, основные
из которых — температура окружающей среды и напряжение питания эле-
ментов схемы. Качество работы генератора оценивается рядом параметров,
основными из которых являются:
Глава 10. Импульсные устройства
• частота;
• точность установки частоты;
• стабильность.
В практике проектирования генераторов на основе цифровых ИС наи-
большее распространение получили Л С-генераторы.
Принцип их действия основан на заряде конденсатора через резистор
или источник тока до некоторого порогового значения. Затем конденсатор
разряжается, и цикл повторяется.
Такой подход позволяет создавать генераторы, формирующие прямоу-
гольные импульсы с достаточно крутыми фронтами26.
Параметр стабильность генератора определяется величиной
Г
где f — установочная частота генератора, т. е. частота, которая получилась у
генератора при его изготовлении; Д/ — уход установочной частоты при дей-
ствии на него дестабилизирующих факторов в заданном интервале времени.
Из выражения, определяющего стабильность, следует, что при заданной
частоте генератор тем стабильнее, чем меньше величина Д/ От ЛС-генера-
торов можно добиться стабильности порядка 0,1 % при точности установки
частоты менее 5 %. Простейшая схема /?С-генератора (мультивибратора)27
показана на рис. 10.28. Схема выполнена на двух элементах 2И-НЕ, одном
конденсаторе С1 и двух резисторах и /?2. Такая схема имеет два динами-
ческих состояния. В первом состоянии на выходах вентилей В{ и В2 дей-
ствует комбинация сигналов В{ = 1 и В2 = 0. Во втором динамическом
состоянии наоборот: В} = 0, В2 = 1.
Рассмотрим работу схемы, предположив, что она находится в первом
динамическом состоянии В{ = 1, В2 = 0. В этом случае обеспечивается
заряд конденсатора С\ по цепи: выход элемента резистор /?2, конденса-
тор Ср выход элемента В2 = 0.
По мере заряда конденсатора (рис. 10.28, б) напряжение на его нижней
пластине растет по отношению к уровню логического 0 (В2 = 0). И по-
скольку напряжение приложено ко входу элемента В{, то при [/Cj = t/|iop
на выходе элемента В} формируется логический 0 (В{ = 0), а на выходе
элемента В2 — логическая 1 (В2 = 1), т. е. схема перейдет во второе динами-
ческое состояние. В момент перехода схемы во второе состояние с конден-
сатором произойдет следующее. Поскольку напряжение на конденсаторе
(t/c ) в момент достижения порога равно t/nop, т. е. t7Cj = f/nop и оно не может
мгновенно измениться, а напряжение на его верхней пластине, подключен-
26 Такие генераторы часто называют релаксационными в отличие от гармонических гене-
раторов, формирующих сигналы синусоидальной формы. Крутые фронты получаются вслед-
ствие большой положительной обратной связи, благодаря которой энергия, поступающая в
схему, значительно больше той, которая необходима для создания гармонических (синусои-
дальных) колебаний.
27 Генераторы прямоугольных импульсов часто называют мультивибраторами.
Этот термин предложил голландский физик Поль, чтобы подчеркнуть наличие множе-
ства гармоник в спектре генерируемых колебаний [92].
10.11. Импульсные генераторы
Выход 1
Вход Р
Вход Вх
Выход 2
Рис. 10.28. Схемы:
а — /?С-генератора на двух элементах 2И-НЕ; б —временная диаграмма
его работы; в — генератор на двух элементах, формирующий сигнал, от-
личающийся от меандра
ной к выходу элемента В2, скачком сделалось равным логической 1 (В2 = 1),
то потенциал на его нижней пластине (^нп) будет равен:
& = U } + U .
нп лог 1 пор
При наличии на выходах элементов и В2 защитных диодов этот по-
тенциал будет мало отличаться от напряжения источника питания С/ип,
что и показано на рис. 10.28, б. Видно, что когда В2 = 1, в этот момент
напряжение на конденсаторе Uc ~ £/ип. С этого момента начинается
разряд конденсатора по цепи: нижняя обкладка, резистор Л2, элемент В{
(Z?! = 0), источник питания, открытый транзистор элемента В2 (это либо
транзистор /7-типа проводимости для КМДП-ИС, либо выходной транзи-
стор л-/?-л-типа для ТТЛ-элементов, подключенный своим коллектором к
источнику питания). По мере разряда конденсатора С1 напряжение на входе
элемента В1 уменьшается. И при достижении 1/с = Unop(Un) на выходе
элемента В, сформируется логическая 1, а на выходе элемента В2 — логи-
ческий 0 (В2 = 0), т. е. схема вернулась в первое динамическое состояние.
При этом, напряжение на конденсаторе также изменяется, но теперь в
сторону его уменьшения (см. рис. 10.28, б) и делается отрицательным.
Действительно, до момента перехода во второе динамическое состояние
на нижней обкладке конденсатора действовал потенциал равный [/
(^нп = U ). Поскольку в момент переключения во второе состояние на
выходе элемента В2 скачком сформировался уровень логического 0 (В2 = 0),
а эта обкладка была положительно заряжена относительно его нижней
обкладки, то она и должна остаться положительной в момент переклю-
чения. А это означает, что в момент перехода в первое состояние (В{ = 1,
Глава 10. Импульсные устройства
В2 = 0) на нижней обкладке конденсатора должен сформироваться отри-
цательный потенциал, т. е.
Ф = — U .
4in пор
Однако из-за действия охранного диода величина отрицательного на-
пряжения будет ограничена падением напряжения на диоде, т. е. незначи-
тельно отличается от уровня логического 0, что и показано на рис. 10.28, б.
Если Л] R„ то период колебаний составит:
Г- 1,4/?2 С].
Величина резистора R} выбирается из условия ограничения тока через
охранные диоды (установлены на входе вентиля В{) до безопасной величины.
Обычно величина резистора Л] выбирается из условия Л] > £/ип/5.
Для управления процессами начала и окончания генерации импульс-
ных сигналов используется вход Вхр — вход разрешения. При наличии сиг-
нала Вхр = 0 генерация импульсов прекращается, а при Вхр = 1 генератор
работает в режиме выдачи импульсных сигналов с периодом + Г, и
коэффициентом заполнения К ~ 0,5.
На основе схемы рис. 10.28 можно достаточно простыми средствами
выполнить генератор, формирующий сигнал, отличающийся от меандра.
Пример реализации такой схемы приведен на рис. 10.28, в. Заряд конденса-
тора С] здесь осуществляется по цепи: элемент В} (В} = 1), резистор Rv
диод EDp нижний транзистор элемента В2 (транзистор л-типа), минусовой
вывод источника питания, плюсовой вывод источника питания, открытый
(верхний) транзистор (транзистор p-типа) элемента В}.
Разряд конденсатора осуществляется через резисторы R{ и R2 по цепи: ле-
вая обкладка Ср резисторы /?,, /?2, нижний транзистор элемента В} (В} = 0),
минусовой вывод источника питания, плюсовой вывод источника питания,
открытый верхний транзистор элемента В2. Таким образом, если резисторы
/?! и R2 одинаковы, то постоянная времени разряда конденсатора С\ будет
примерно в два раза больше, т. е. генератор формирует импульсный сигнал,
у которого длительность импульса не равна длительности паузы.
На рис. 10.29 приведена еще одна схема /?С-генератора, которая также
очень широко применяется. Схема выполнена на трех инверторах и содер-
жит два резистора R^ R2 и конденсатор Сг Работа этой схемы также осно-
вана на заряде и разряде конденсатора С, и ничем не отличается от работы
схемы рис. 10.28. Резистор R{ выполняет ту же функцию, что и резистор R}
в схеме рис. 10.28, т. е. для ограничения токов через охранные диоды и
уменьшения нагрузки по току на элемент В2. Если величина /?, значительно
меньше величины резистора /?2, то он не влияет на частоту генерации. Пе-
риод следования импульсных сигналов определяется по формуле:
Т = 1,4/?2Сг
Выход
Рис. 10.29. Схема RС-генератора на трех
элементах
10.11. Импульсные генераторы 381
Рис. 10.30. Управляемый генератор (а), временная диаграмма его работы (6)
Если величины резисторов /?, и /?2 соизмеримы, то частота следования
импульсных сигналов снижается, но незначительно.
Генератор по схеме рис. 10.29 выполнен на нечетном числе элементов,
что обеспечивает ему более надежный режим запуска и кроме того такой
генератор работает более стабильно. Часто от генератора требуется, чтобы в
момент подачи разрешения на запуск схемы и в момент снятия такого раз-
решения генератор выдавал полные импульсы заданной длительности и
причем начало генерации совпадало с фронтом сигнала разрешения.
Схема такого генератора показана на рис. 10.30.
Генерация начинается при низком уровне напряжения на входе Вход Р,
т. е. когда Вход Р равен логическому 0 (Вход Р = 0).
Если длительность сигнала разрешения меньше длительности равной
одному периоду колебаний, то генератор выдает только один импульс, т. е.
будет работать как одновибратор.
При работе часто требуются генераторы с регулируемой скважностью
при постоянной частоте или регулировать отдельно длительность импульса
и паузы. Вариант первой схемы показан на рис. 10.31, а вариант второй —
на рис. 10.32.
В схемах рис. 10.31 и рис. 10.32 диоды участвуют в процессах заряда и
разряда конденсатора. Поскольку параметры последних зависят от темпе-
ратуры, то здесь имеется дополнительный элемент нестабильности.
На рис. 10.33 приведена схема мультивибратора на RS триггере, позво-
ляющая отдельно регулировать длительность импульса и паузы. В этой схе-
Рис. 10.31. Схема генератора на эле-
ментах И-НЕ. Генератор с регулируе-
мой скважностью
Рис. 10.32. Генератор с раздельной
регулировкой длительности импуль-
сов и паузы
Рис. 10.33. Генератор на RС-триггере с независимой регулировкой длитель-
ности импульса и паузы (а), диаграмма работы (б)
ме также имеются диоды, но они поставлены для ускорения разряда кон-
денсатора и практически не участвуют в цепи формирования длительности
импульса28 29.
Действительно, предположим, что схема находится в состоянии = 1,
В2 = 0. В этом случае начинается заряд конденсатора Сх по цепи: выход
элемента Bv резистор конденсатор Сг При достижении на конденсато-
ре напряжения равного порогу переключения элемента Вх (Uc = t/ ) на
выходе элемента В} сформируется логический 0 (В} = 0), и начинается бы-
стрый разряд конденсатора через открытый диод (диод включенный в пря-
мом направлении). Так как на обоих входах элемента В2 теперь действуют
уровни логического 0, то на выходе элемента В2 сформируется логическая 1
(В2 = 1), а на выходе элемента В{ — уровень логического 0 (В} = 0). Теперь
начинается заряд конденсатора С2 (рис. 10.33, б). Одно из достоинств схе-
мы — отсутствие отрицательных напряжений на входах элементов. Это обус-
ловлено тем, что конденсатор подключен одним из своих выводов к шине
«общая» цепи питания, а второй — ко входу элемента.
Рассмотренные выше генераторы (одновибраторы) наиболее часто вы-
полняются на КМДП-ИС. Здесь необходимо отметить, что частота таких
генераторов сравнительно слабо зависит от температуры, но зависит от
изменения напряжения питания, при изменении последнего в широких
пределах. Однако, если это изменение происходит в пределах ±2,5 %, то
оно практически не сказывается на изменении частоты для генераторов,
работающих в составе ВИП, т. е. для генераторов, работающих на часто-
тах до 1 Мгц. Работа на более высоких частотах требует стабильного
29
питания .
28В заряде конденсатора участвует обратный ток диода, величина которого хотя и слабо,
но зависит от температуры, что также можно рассматривать как элемент нестабильности.
29 Наибольшим отклонением частоты генератора от изменения напряжения питания об-
ладает схема рис. 10.36.
10.11. Импульсные генераторы
В качестве примера в табл. 10.1 приводятся данные, которые показыва-
ют, как изменяются частота генератора (см. рис. 10.28) и длительность фор-
мируемого им импульса от изменения напряжения питания.
Таблица 10.1
и , в пит’ f, кГц /и, мкс Т мкс 0с / = /5.5-/5 ¥=/5-Д5
4,00 446 0,942 2,242 2,380 16 кГц 16 кГц
4,25 453,4 0,930 2,207 2,373
4,50 458 0,924 2,180 2,359
4,75 464 0,910 2,155 2,368
5,00 474 0,900 2,109 2,343
5,25 480 0,898 2,083 2,3219
5,50 490 0,890 2,040 2,292
3 410 1,000 2,439 2,439
2 334 1,250 2,994 2,395
1,5 215 1,800 4,651 2,583
Генератор выполнен на элементах КМДП-ИС серии 1554 (элемент
1554ЛАЗ). Из таблицы можно заключить:
• при изменении напряжения питания на ±10 % относительно номинала
+5В частота меняется на 3,3 %;
• длительность импульса (Ги) уменьшается с увеличением частоты, т. е. с
ростом напряжения питания;
• скважность импульса остается сравнительно постоянной.
Стабильность рассмотренных генераторов можно повысить, если пара-
метры времязадающей /?С-цепи выбирать с учетом изменения их номина-
лов от температуры.
Поскольку сопротивление резисторов увеличивается с ростом темпе-
ратуры, то надо применять конденсаторы с отрицательным температур-
ным коэффициентам. На рис. 10.34, 10.35 приведены схемы генераторов,
Рис. 10.34. Генератор на двух элементах (л); зависимость длительности им-
пульса и периода от емкости (б, в)
384 Глава 10. Импульсные устройства
С,
Рис. 10.35. Генератор на двух элемен-
тах, выведенных в линейный режим
Рис. 10.36. Генератор на трех элемен-
тах с широким диапазоном изменения
частоты
которые наиболее часто используются при их реализации на элементах
TTL-типа. Генератор рис. 10.34 выполнен на двух элементах. Первый эле-
мент за счет резистора R} выводится в линейный режим, т. е. его рабочая
точка находится на падающем участке выходной характеристики элемента,
где он обладает большим коэффициентом усиления. Этот элемент создает
колебания в схеме. За счет конденсатора Cj обеспечивается положительная
обратная связь, необходимая для поддержания колебаний. Частота выход-
ного сигнала определяется номиналами Ли С. Генератор устойчиво работа-
ет при сопротивлении резистора R < 510 Ом. На рис. 10.34, б. в приведены
зависимости периода повторения Ги, длительности импульса тот величины
конденсатора С.
В генераторе рис. 10.35 оба элемента выведены в линейный режим с
помощью резисторов R} = R2 = 470 Ом. Положительная обратная связь
через конденсатор Cj поддерживает в схеме импульсные колебания.
Генератор рис. 10.36 выполнен на трех элементах и имеет широкий ди-
апазон изменения частоты в зависимости от номинала конденсатора С.
Выходной сигнал по форме близкий к меандру может иметь частоту от
1 Гц до 1 мГц. Частота генераторов на основе элементов TTL-типа (см.
рис. 10.34—10.36) сравнительно слабо зависит от изменения напряжения
питания, но заметно изменяется от воздействия температуры.
На рис. 10.37 показана схема генератора, которая хорошо себя зареко-
мендовала при ее выполнении как на элементах TTL-типа, так и на элемен-
тах КМДП-ИС.
Элементы В3 и ВА введены в схему для обеспечения мягкого режима
запуска. Благодаря им исключается комбинация сигналов двух логических
0 или двух логических 1 на выходах вентилей В{9 В2. В процессе работы на
выходе элемента В4 постоянно действует
уровень логического 0, т. е. резисторы R} и
/?2 оказываются подключенными практичес-
ки к шине «общая» цепи питания.
При номиналах сопротивлений R} = R2
в пределах 0,3—1,0 кОм и высоком уровне
сигнала на входе «Пуск» генератор выдает
последовательность импульсов с частотой
/= 1/2RC и скважностью равной двум. При
одновременном изменении резисторов R}
и R2 генератор плавно регулирует частоту.
При /?! * R2 генератор формирует последо-
вательность импульсов со скважностью не
Рис. 10.37. Генератор с мягким
режимом запуска
10.11. Импульсные генераторы 385
Рис. 10.38. Генератор
узких импульсов
равной 2. При низком уровне напряжения на входе «Пуск» наблюдается
срыв колебаний. Иногда от генератора требуется, чтобы он формировал
узкие импульсы. Такой генератор можно выполнить, если воспользо-
ваться одной из схем, рассмотренных выше, позволяющих регулировать
скважность, или воспользоваться одновибратором, запуская последний
сигналом от генератора. На рис. 10.38 показана наиболее экономичная
схема, выполняющая заданную функцию. Схема выполнена на основе
генератора рис. 10.28 и работает аналогично схеме выделения фронта
F, поскольку содержит цепочку из нечетного числа вентилей ИЛИ-НЕ:
S], Ву Ву
Конденсатор С2 и резистор /?3 установлены для увеличения длительнос-
ти импульса.
На рис. 10.39 приведен самый экономичный вариант /?С-генератора,
выполненного на интегральных схемах. Генератор реализован всего лишь
на одном элементе, а именно: на элементе триггер Шмитта. Если на входе
«Пуск» сигнал логического 0, то на выходе схемы уровень логической 1, и
конденсатор Cj заряжен до напряжения Uc = Епит. В данном состоянии
схема может находиться до поступления по входу «Пуск» сигнала разреше-
ния с уровнем логической 1. В этом случае на выходе схемы формируется
уровень логического 0 и начинается разряд конденсатора Сг
По мере разряда конденсатора напряжение на нем и, следовательно, на
выходе схемы снижается. И когда напряжение на конденсаторе станет рав-
ным нижнему порогу срабатывания триггера ([/ = t/nl),триггер переклю-
чится в состояние логической 1 (t/Bblx = 1) и начинается заряд конденсатора.
Когда напряжение на конденсаторе достигнет верхнего порога переключе-
ния (Uc = 6/п2), триггер переключится в 0 (£/вых = 0). Важной особенностью
схемы является отсутствие резких бросков тока на начальных участках пе-
резаряда конденсатора, характерных для ранее рассмотренных схем. Если
время заряда и разряда конденсатора одинаково, то схема генератора фор-
мирует сигнал близкий к меандру. На рис. 10.40, а показана схема генера-
Рис. 10.39. Генератор на основе триггера Шмитта (гг); выходная характерис-
тика триггера (6)
386 Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.40. Генератор на триггере Шмитта с
регулируемой скважностью (я); диаграмма
работы (d); на одном элементе триггер
Шмитта (в)
тора на основе триггера Шмитта, формирующая импульсы с большой скваж-
ностью. Достигается такая форма сигнала за счет быстрого разряда конден-
сатора через цепочку из диода VDX и резистора 7^, причем величина /?2 « 7?г
Как видно из рис. 10.40, б, сигналы с уровнем логическая единица форми-
руются на выходе вентиля В2.
Но аналогичный сигнал можно получить и на выходе элемента если
генератор выполнить в соответствии со схемой рис. 10.40, в.
Такая схема работает следующим образом. Предположим, что на выходе
элемента Вх уровень логической 1 (Вх = 1). В этом случае обеспечивается
быстрый заряд емкости по цепи: выход Вх. диод VDX, резистор Rv конден-
сатор Cj. При этом величина резистора Rx много меньше резистора /?2, т. е.
Л] « Rr Как будет показано ниже генераторы, формирующие сигналы с
большой скважностью или то же самое, с малым коэффициентом заполне-
ния К = t^/T, используются при проектировании ВИП.
Часто необходимы генераторы, формирующие сигналы типа нарастаю-
щая «пила». Пример схемы такого генератора показан на рис. 10.41.
Схема содержит источник тока, выполненный на полевом транзисторе
VTp два ключа КЛ] и Кл2, конденсатор Ср триггер Шмитта и инвертор.
Пусть в исходном состоянии конденсатор Cj разряжен (6/ = 0). Тогда на
выходе триггера уровень логической 1, а на выходе вентиля В2 — логичес-
кого 0 (В2 = 0).
При этом ключ Клj будет открыт, т. к. на его управляющем входе уро-
вень логической 1 (У = 1), а на управляющем входе ключа Клэ уровень
10.11. Импульсные генераторы
Рис. 10.41. Генератор нарастающей пилы:
а — на основе триггера Шмитта и источника тока;
б — диаграмма работы; в — со схемой запуска от
генератора
логического 0. В результате конденсатор Cj заряжается постоянным током
по цепи источник питания (6/ип), источник тока, ключ Кл, конденсатор Сг
При Uc = (/пор2 триггер переключается в состояние 0, и ключ Клj закрывает-
ся, но зато открывается ключ Кл2, т. к. В2 = 1. Конденсатор С] разряжается
через ключ Кл0.
При 6/ = 6/ , триггер Шмитта переключается в состояние логической 1,
в результате вновь открывается ключ Кл, и закрывается ключ Кл2.
Постоянный наклон пилы обеспечивается током, величина которого не
должна изменяться от изменения напряжения питания и от температуры.
Если (/ изменяется в допустимых пределах, то это изменение не скажется
на величине тока. Обеспечить постоянство величины тока от температуры
сложнее. Наиболее просто эта задача решается, если в качестве транзис-
тора ИГ] в схеме рис. 10.41, а выбрать транзистор 2П308В (полевой тран-
зистор с управляемым р-л-переходом), у которого величина тока практи-
чески (с достаточной степенью точности для рассматриваемых примене-
ний) не меняется, если она отрегулирована в пределах (0,98—1) мА. В этих
Глава 10. Импульсные устройства
пределах она будет оставаться и при изменении температуры в пределах
—50 — +50 °C. На рис. 10.41, в приведен еще один вариант схемы генера-
тора «пилы». Схема рис. 10.41, в, по существу, повторяет схему ШИМ
(рис. 10.41, а), в которой резистор заменен источником тока, в остальном
функционирование обоих схем совпадает. В общем случае цепи питания
ключей Клj и Кл2 (микросхема серии 765 КТЗ) и полевого транзистора
могут подключаться к различным источникам питания, при этом источник
питания с большим номиналом должен подключаться к транзистору ИГ], а
с меньшим — к ключам Кл, и Кл2.
На рис. 10.41 приведены схемы генераторов, формирующих сигнал типа
нарастающая пила. В состав этих схем включен ключ КТ3. Но такой ключ
отсутствует в функциональном ряду многих серийных ИС, например, в ряду
элементов серии 1554. Однако, поскольку генераторы пилы находят дос-
таточно широкое применение, то для таких серий возникает необходи-
мость в их построении на основе логических ИС. Пример схемы такого
генератора пилы приведен на рис. 10.42, а. Схема содержит /?С-цепь,
два диода и логический элемент 2И-НЕ. Схема работает следующим обра-
зом. В отсутствии входного импульса (t/Bx = 0) происходит заряд емкости С1
по цепи ИП], /?], С]. При ИП] Ип2 (ИП] = 23—34 В, Ип2 = 5 В) и достаточ-
но большом /?] (50 кОм и больше) можно считать, что заряд емкости С]
осуществляется постоянным током, т. е. пила будет нарастать практически
по линейному закону. При поступлении входного импульса конденса-
тор С] разряжается через диод VD} и открытый элемент Вх (на выходе В}
уровень логического 0). Диод VD^ обеспечивает ограничение нарастания
амплитуды пилы практически до уровня Ип2 (рис. 10.42, б) при Ип2 > 23 В.
Диод ИО], включенный в обратном направлении в момент заряда кон-
денсатора С], исключает влияние элемента В} на его заряд, т. е. заряд С1
происходит практически только лишь током от источника питания Ипг
В схеме рис. 10.42, а вместо резистора Rx можно включить источник
тока.
На рис. 10.43 приведена схема генератора с падающей пилой. Если
конденсатор не заряжен, то на выходе триггера уровень логической 1,
ключи Кл, открыты, и начинается быстрый заряд емкости С,. При дос-
тижении (/ = t/no 2 на выходе триггера сформируется логический 0, ключи
КЛ] закрываются, но открывается ключ Кл2, и начинается разряд конденса-
Рис. 10.42. Генератор нарастающей пилы на логических ИС (а); диаграмма
работы (б)
10.11. Импульсные генераторы
тора через источник тока на транзисторе VTv При (/ = (/пор1 ключ Кл2
закрывается, и цикл повторяется.
Диаграмма работы схемы приведена на рис. 10.43, 6. Выше было отме-
чено, что от /?С-генераторов можно добиться стабильности порядка 0,1 %.
Более стабильными являются генераторы £С-типа. От них можно добить-
ся стабильности порядка 0,01 % в течение разумного промежутка времени.
Один из вариантов схемы такого генератора, выполненного на цифро-
вой ИС, приведен на рис. 10.44.
Схема содержит два вентиля И-НЕ В} и В2 и звено линии задержки
(£], С], С2). В схеме обеспечивается «мягкий» режим самовозбуждения за
счет отрицательной обратной связи по постоянному току через индуктив-
ность £г
Рассмотрим работу схемы. При наличии на входе «Пуск» логической 1
сигнал с выхода элемента В} (В} = 0 или В} = 1) проходит через звено
задержки и через время /з (время задержки) поступает на вход этого же
элемента. На выходе элемента В} формируется сигнал инверсный входно-
му, который опять поступает на звено линии задержки и т. д. (рис. 10.44).
Таким образом, за счет циркуляции двоичного сигнала обеспечивается ав-
токолебательный режим с периодом колебаний
Т = 2/з,
где /з — сумма времени задержки £С-звена и логического элемента.
Рис. 10.43. Генератор падающей пилы (а); диаграмма работы (б)
Глава 10. Импульсные устройства
а
Пуск
Вых. В
Рис. 10.44. Генератор АС-типа (я); диаграмма работы (б)
Если временем задержки элемента можно пренебречь, то
Г = 2^,-С1.
Сигнал, формируемый схемой, практически меандр. Емкость конденса-
тора С2 (С2 > Cj) повышает стабильность работы генератора, и она не дол-
жна превышать допустимые емкости нагрузки логического элемента.
10.11.2. Кварцевые генераторы
Более высокой стабильностью по сравнению с £С-генераторами обладают
генераторы с кварцевым резонатором, или кварцевые генераторы. От квар-
цевых генераторов можно легко добиться стабильности Д/// = 10“6—10“7 и
выше. Такой стабильностью кварцевые генераторы полностью обязаны квар-
цевым резонаторам. Последние представляют из себя пластину кварца (дву-
окись кремния), вырезанную определенным образом из куска кварца и за-
тем механически обработанную.
Такую пластину кварца можно сравнить, например, с металлической
пластинкой музыкального инструмента — ксилофона. Если по этой плас-
тине нанести удар молоточком, то она начинает издавать колебания опре-
деленной частоты, что нами воспринимается как звучание определенной
ноты. Высота этого звука определяется геометрическими размерами метал-
лической пластины: чем она меньше, тем выше частота создаваемых ею
колебаний, тем выше и тон звучания.
Пластину кварца тоже можно заставить колебаться. Для этого на нее
необходимо подать напряжение, и она начнет деформироваться (сжимать-
ся, растягиваться). При сжатии на одной из ее поверхностей возникает по-
ложительный электрический заряд (заряд ионов), а на другой — точно та-
кой же отрицательный. При растяжении — наоборот, т. е. кварцевая плас-
тина обладает пьезоэлектрическим эффектом. Другими словами, при
колебаниях кварцевой пластинки на ее поверхности появляется перемен-
ный заряд, изменяющийся по синусоидальному закону с частотой колеба-
ний последней. Заряд можно снять, усилить и опять подвести к пластине.
Возможен и обратный эффект: если пластину сжать или растянуть (т. е.
деформировать), на ее обкладках появится электрический заряд.
Таким образом, если к пластине подвести электрическое напряжение, а
потом его снять или пластину деформировать, а потом эту деформацию снять,
то в пластине возникнут колебания — электрический заряд деформация.
10.11. Импульсные генераторы
Эти колебания будут затухающими, и по истечении некоторого времени
они прекратятся. Следовательно, кварцевая пластина ведет себя анало-
гично колебательному контуру, в котором также возникают колебания оп-
ределенной частоты, но уже по превращению электрической энергии кон-
денсатора в электромагнитную энергию катушки индуктивности и наобо-
рот. Таким образом, в первом и втором случаях имеем дело с колебательной
системой (колебательный контур), которая кроме частоты колебаний ха-
рактеризуется параметром «добротность». Физически этот параметр пока-
зывает, какое количество колебаний совершает колебательный контур (ре-
зонатор) после снятия возмущающего воздействия до их затухания, вернее,
когда амплитуда колебаний составляет 0,1 от первоначальной. Добротность
традиционного колебательного £С-контура составляет 100—200. Тогда как
добротность кварцевого резонатора достигает нескольких сотен тысяч. Эта
одна из причин, почему генераторы с кварцевыми резонаторами отличают-
ся таким высоким коэффициентом стабильности, т. е. высоким постоян-
ством частоты.
Кварцевый резонатор — это механическая колебательная система с рас-
пределенными параметрами, обладающая бесконечным дискретным мно-
жеством собственных частот — механических гармоник. К основным пара-
метрам кварцевого резонатора относят динамическую индуктивность £к,
динамическую емкость С к, статическую емкость Со, эквивалентное сопро-
тивление гк и добротность QK. Динамическая индуктивность £к прямо про-
порциональна его действующий массе. Этот параметр не зависит от номера
гармоники, определяется упругими пьезоэлектрическими константами квар-
ца, геометрическими размерами пьезоэлемента и свойствами наносимой на
поверхность элемента пленки.
Для инженерных расчетов индуктивности используют выражение
£К = Л, ^/5„,
где со — толщина пьезоэлемента; 5п — площадь пьезоэлемента, покрытая
электродной пленкой; kL — экспериментально определяемый коэффициент,
учитывающий константы кристалла и свойства электродного покрытия.
Динамическая емкость Ск является эквивалентом упругости
резонатора как механической колебательной системы:
Ск = К Sn/m\
где п — номер гармоники; кс — экспериментально определяе-
мый коэффициент, учитывающий константы кристалла; гк —
отражает все разновидности потерь энергии колебаний в квар-
цевом резонаторе30.
На рис. 10.45 приведена эквивалентная схема кварцевого
резонатора.
кварцевого
Рис. 10.45. Эквивалентная схема кварцевого резонатора
30 Величина активного сопротивления гк зависит от технологии производства кварцевой
пластины, от конструкции кварцедержателя и точности изготовления. На практике сопротив-
ление г находится измерением.
Глава 10. Импульсные устройства
Качественной характеристикой эквивалентной схемы кварцевого резо-
натора является добротность
qk = <*>Г/гк= Ушгк - Q
гк = \/cd-QK-Ск = a)LJQK.
В кварцевом резонаторе возможны две частоты резонанса — последова-
тельного и параллельного:
1 Ск
Кварцевые пластины чувствительны к изменению температуры, посколь-
ку при изменении последней меняются размеры и, следовательно, меняет-
ся частота. По этой причине мощность, выделяемая на кварце, не должна
превышать (1—2) мВт. Для снижения зависимости частоты кварца от тем-
пературы последний помещают в термостат. В настоящее время относи-
тельную независимость частоты кварца от температуры получают за счет
того, что пластины кварца вырезают особым способом (нулевой или косой
срез). Такой срез дает почти полную независимость частоты от температу-
ры, т. е. отпадает необходимость в термостате. Одной из характеристик
резонатора является отношение рассматриваемых емкостей:
откуда следует, что чем больше емкостное отношение, тем больше разнесе-
ны частоты последовательного и параллельного резонансов. В емкость Со
необходимо добавлять емкость схемы. Среди кварцевых резонаторов пред-
почтение следует отдать кварцевым резонаторам с малым значением гк • Со,
при этом легче выполняются условия самовозбуждения, особенно на гар-
мониках. Здесь необходимо отметить, что генераторы на гармониках рабо-
тают более стабильно. Работает ли резонатор на основной частоте (первая
гармоника) либо на гармониках (3, 5, 7,), указывается в паспортных данных
на резонатор31. Как отмечалось выше, кварцевая пластина имеет несколько
собственных частот. Эти частоты зависят от размеров пластины. Для стаби-
лизации обычно используют колебания по толщине, т. е. колебания, часто-
ты которых зависят от толщины (d). Соответствующая длина волны в мет-
рах определяется по формуле
£м = 120J мм.
31 Буква К (кГц), присутствующая в обозначении кварцевого резонатора, например, РГ —
0514БП-9300К указывает на то, что резонатор работает на колебаниях первого порядка, а
буква М (МГц) — на колебаниях высшего порядка.
10.11. Импульсные генераторы
Например, при d = 0,5 мм L = 120 • 0,5 = 60 м. У разных типов пластин
коэффициент при d может быть равен 100,140. Наиболее сильные незатуха-
ющие колебания можно получить, когда частота внешней переменной э.д.с.,
действующей на кварц, равна его собственной частоте, т. е. в случае резо-
нанса. При небольшой разнице между частотой кварцевой пластины и ча-
стотой э.д.с. амплитуда колебаний пластины совершенно ничтожна, т. е.
кварцевая пластина эквивалентна контуру с очень малым затуханием и очень
стабильной частотой. При этом при использовании кварца на частоте его
основного резонанса можно обойтись без колебательного контура. Пара-
метры 2к, гк, Со эквивалентной схемы определяются только типом кварце-
вого резонатора и практически не зависят от резонансной частоты^ (под^
понимается частота последовательного или параллельного резонанса), ко-
торая может принимать любые значения в пределах указанного диапазона.
Покажем это на примере резонатора РГ-05 (табл. 10.2)
Таблица 10.2
Тип Диапазон частот, МГц Q. гк, Ом Со, пФ /о, МГц £к, Гн ск, пФ
РГ-0,5 5-30 120000 25 5 5 0,10955 0,01061
Параметры £к, Ск, данные в таблице, рассчитаны по формулам
Т _ ‘ .
к ‘2я-/0’
с =-------!----
К (2*-/о)2-<
Рассчитаем параметры LK и Ск для/, = 9,3 мГц
, 120 103 25 300 ААС1„
С =------------г =-----т = 0,051 Гн;
к 6,28-9,3-106 58,4 102
с ----------!—,-------=------!------ 100 - —!— . — о, 0058 пф.
(6,28 9,3.Ю‘): 0,051 3410 0,051 3410 5 34 5 170
Таким образом, принимая во внимание, что эквивалентная схема ре-
зонатора содержит индуктивность и емкость аналогично колебательному
£С-контуру, на ее основе можно создать генератор. Для этого на кварцевый
резонатор необходимо подать напряжение и превратить возникающие в нем
затухающие колебания в незатухающие. Получить незатухающие колебания
можно, если восполнить потери энергии в резонаторе, которые имеют ме-
сто из-за наличия резистора г . В схеме генератора незатухающие колеба-
ния получают за счет положительной обратной связи, компенсирующей
потери энергии в резонаторе. На рис. 10.46 приведена схема генератора,
выполненного на цифровых КМДП-ИС. В этой схеме резистор R} выво-
Глава 10. Импульсные устройства
дит схему в линейный режим, т. е. на падаю-
щий (крутой) участок выходной характерис-
тики элемента (/вых = f(UBX), где этот элемент
обладает очень большим коэффициентом уси-
ления, а через конденсатор С] обеспечивается
положительная обратная связь. В табл. 10.3
приводятся значения номиналов входящих в
него элементов при реализации генератора на
элементах серии 1554 (элемент 1554ЛН1).
Таблица 10.3
Рис. 10.46. Кварцевый гене-
ратор
Тип кварца /, кГц С,, пФ кОм Сп, мкф
РГ-05 9300 68 1 3
В табл. 10.3 в графе Сп32 указан номинал конденсатора (тип К10-17),
который устанавливался по цепи питания элемента (+5 В) в непосредствен-
ной близости от него. При наличии последнего обеспечивалось надежное
функционирование генератора при плавном и скачкообразном изменении
питания в широком диапазоне от 2,8 до 6 В.
Кроме приведенного генератора (см. рис. 10.46) известно большое чис-
ло схемных решений генераторов на цифровых ИС. В частности, кварце-
вые генераторы можно выполнить на основе схем рис. 10.34 и рис. 10.35
при замене в последних конденсатора на кварцевый резонатор.
10.11.3. Устройство контроля работы генератора
Устройства подобного типа предназначены для выработки сигналов опре-
деленного логического уровня при срыве колебаний генератора. В дальней-
шем этот сигнал используется либо для подключения резервного генерато-
ра, либо как сигнал, несущий информацию об отказе генератора. Одна из
таких схем показана на рис. 10.46а. Она содержит два генератора (основной
Г] и резервный Г2, схему выделения фронта (СВФ), счетчик импульсов (Счи)
и коммутирующий элемент (КЭ), выполненный на элементе И-ИЛИ-НЕ.
Схема работает следующим образом. Если основной генератор функцио-
нирует, то на выходе СВФ
формируются импульсы
необходимой длительно-
сти, обеспечивающие об-
нуление счетчика по вхо-
ду R фронтом F каждого
импульса. В этом случае
сигналы от генератора Л,
работающего на частоте
генератора Г}, хотя и бу-
Рис. 10.46а. Схема контроля работы генератора
32 В качестве конденсатора Сп используются два конденсатора 1,5 мкФ каждый, включен-
ные параллельно.
10.12. Регулируемая линия задержки
дут поступать на вход счетчика, не смогут увеличить состояние последнего
более чем на 1,2 импульса. В результате на выходе счетчика Q3 действует
уровень 0 (23 = 0), и коммутационный элемент будет пропускать на выход
сигналы от генератора При срыве колебаний на выходе генератора А
будет действовать либо уровень 0, либо уровень 1. При этом в обоих случа-
ях на выходе СВФ действует уровень 0, и счетчик переходит в режим счета.
При появлении сигнала на выходе Q3, что соответствует поступлению на
счетчик четырех импульсов, дальнейшее прохождение импульсов будет заб-
локировано вентилем ИЛИ-HE, и коммутационный элемент начнет про-
пускать на выход сигналы от генератора Г2.
Рассмотренная схема может использоваться как датчик, несущий ин-
формацию об отказе генератора если для этих целей использовать сиг-
нал с выхода Q3. Однако для такого применения схемы требуется дополни-
тельный генератор Г2, который может работать на частоте, отличной от
частоты генератора А, но выполняться по более простой и надежной схеме.
10.12. Регулируемая линия задержки
При обработке импульсных сигналов иногда возникает необходимость сдвига
одного импульса относительно другого в пределах периода, то есть осуще-
ствить сдвиг по фазе между импульсами.
На рис. 10.47 показана диаграмма сигналов, когда информация Инф2
опережает по фазе информацию Инфг Требуется, чтобы Инф2 совпадала
по фазе с Инф,, т. е. информация Инф2 оказалась совмещенной с инфор-
мацией Инф1 (см. Инф2*).
Для этого необходимо информацию Инф2 сдвинуть таким образом, что-
бы она совпала по фазе с информацией Инфг Такую операцию можно
выполнить, используя регулируемую линию задержки. Принцип построе-
ния такой линии показан на рис. 10.48.
Линия задержки содержит два одно-
вибратора, один из которых запускается
фронтом 01 (F), а другой — фронтом 10
(F). Одновибратор ОВ} выполнен на ос-
нове триггера СГА/)-типа, одновибратор
ОВ2 — на триггере типа ClPD или дру-
гим способом, подробно рассмотренным
в подразд. 10.10.
Рис. 10.48. Регулируемая линия задержки (л);
диаграмма работы (6)
Глава 10. Импульсные устройства
Как видно из рис. 10.48, б, информация Инф2 будет совпадать с инфор-
мацией Инф} по фазе, если длительность импульса (Ги), формируемая одно-
вибратором ОВ} на выходе такова, что фронт спада (F) этого импульса
будет совпадать с фронтом F сигнала Инфг При этом одновибратор ОВ2,
запускаемый фронтом F с выхода Q одновибратора OBV сформирует сиг-
нал, длительность которого равна длительности сигнала Инфг
Такая линия задержки может иметь множество применений. Одно из
них рассмотрим ниже. При передаче импульсной информации параллель-
ным кодом между блоками, содержащими 10, а иногда и большее число
разрядов, между информационными разрядами и синхроимпульсами, в со-
провождении которых передается информация, возникает фазовый сдвиг.
Для последующей цифровой обработки требуется одновременная выдача
полученной информации. Такую задачу можно выполнить с помощью ре-
гулируемой ЛЗ. На рис. 10.49 показан пример расхождения принятой ин-
формации относительно СИ.
Входная информация поступает на триггеры и там запоминается. Синх-
роимпульсы СИ поступают на регулируемую ЛЗ. На выходе ОВ} формиру-
ется задержка в виде импульса требуемой длительности /и. На выходе ОВ2
формируется импульс опроса (И ), который поступает одновременно на
все входы вентилей 2И, и таким образом выходная информация одновре-
менно снимается с вентилей 2И, т. е. оказывается выровненной. Импульс
опроса используется в качестве СИ, если это необходимо. Импульс с выхо-
да ОВ3 (см. рис. 10.49, б) используется для обнуления всех триггеров (Иобн),
принимающих входную информацию. Этот импульс должен формировать-
ся до прихода следующего импульса Инфг
Рис. 10.49. Схема выравнивая ин-
формации (я); диаграмма работы (б)
6
10.13. Деление на числа ЫЛ = п + 0,5 397
Рис. 10.50. Схема формирования
частот (я); диаграмма работы (б)
На рис. 10.49 показана ре-
гулируемая ЛЗ, в которой од-
новибраторы выполнены на
однотипных триггерах ClFD-
типа. При этом для запуска
следующего ОВ используется
инверсный выход одновибра-
тора. Регулируемые ЛЗ могут
применяться при построении делителей частоты с любым коэффициентом
деления п > 1, а также для деления на коэффициенты
л+ 0,5 и ” + 0,5 =0,5/7 + 0,25
2
и формирования сеток частот.
Принцип такого деления остается таким же, как и рассмотренный выше,
а именно: первый ОВ} вырабатывает необходимую длительность, а второй
ОВ2 — импульс требуемый длительности. Точность деления будет опреде-
ляться стабильностью номиналов применяемых резисторов, емкостей, их
зависимостью от температуры и стабильностью напряжения питания эле-
ментов ИС. Для формирования сеток частот необходимо выполнить РИ с
непрерывной последовательностью импульсов, как показано на рис. 10.50.
Для введения схемы в работу необходим одиночный импульс «Пуск». Пос-
ледующие импульсы «Пуск» вырабатываются схемой выделения фронта F
из сигнала, формируемого одновибратором О53, как показано на рис. 10.50.
На рис. 10.50 показан пример формирования трех сеток частот, получаемых
на выходах одновибраторов Q}, Q2 и Q3. Как видно из рис. 10.50, d, для
формирования сетки частот не требуются генератор импульсов, счетчик и
дешифратор, т. е. узлы, наличие которых необходимо при формировании
сетки частот с помощью традиционных распределителей.
10.13. Деление на числа Л/д = п + 0,5
Выше (см. гл. 5) были рассмотрены счетчики с произвольным коэффици-
ентом деления, позволяющие делить последовательность входных импуль-
сов на целое число п > 1.
Однако, иногда требуется разделить последовательность импульсов на число
= п + 0,5,
где п = 1, 2, 3, ... — числа натурального ряда.
Глава К). Импульсные устройства
Рис. 10.51. Диаграмма деления на
число Na = 1,5
____Fl
Принцип такого деления рассмотрим на примере рис. 10.51, где показа-
но деление частоты на число N = 1,5, а цифрами 1, 2, 3, 4, 5, 6 обозначены
полупериоды входной частоты. В результате деления должна получиться
последовательность импульсов с периодом
Т = 1’5Гвх>
где TRx — период входной частоты.
Обращаясь к диаграмме рис. 10.51, можно видеть, что сигнал с требуе-
мой частотой можно получить, если объединить по схеме ИЛИ каждый
первый и четвертый полупериоды входной частоты.
Такую задачу можно решить, например, с помощью распределителя
импульсов (РИ), у которого выделяется каждый из полупериодов. Пример
такого РИ на основе МПС по mod 3 показан на рис. 10.52. МПС выполнена
на основе двух тактируемых трехстабильных триггеров (ЗТ), по схеме M-S.
Здесь основной триггер (М) выполнен на элементах И-НЕ, а вспомогатель-
ный ЗТ — на элементах ИЛИ-НЕ.
Верхний ЗТработает в коде 1/3 (100, 010, 001), а нижний ЗТ — в коде 0/3
(011, 101, 110).
В результате, при поступлении входных импульсов на выходах вентилей
В— Вь образуется последовательность импульсов, показанная на рис. 10.52, б.
а на выходе вентиля В7 — частота сигналов с периодом Т = 1,5Твх, т. е.
поделенная на 1,5. Таким образом, можно описать алгоритм, позволяющий
осуществлять деление на дробное число W = п + 0,5.
Для этого необходимо:
1) разделить последовательность входных импульсов на число
W = {п + 0,5)2 = 2п + 1,
где п — целая часть дробного числа;
2) выполнить распределитель импульсов на число выходов (каналов)
лк = (2л + 1)2;
3) в полученном распределителе выделить первый и 2(л + 1) полупери-
оды и затем объединить их по ИЛИ.
В качестве примера рассмотрим построение схемы деления с коэффи-
циентом деления = 3,5.
1. Согласно п. 1 необходимо разделить последовательность входных
импульсов на число
W = 2л+1=23+1 = 7.
10.13. Деление на числа N = п + 0,5
Рис. 10.52. Схема деления на число = 1,5 (а); диаграмма работы схемы (б)
Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.53. Схема деления на число = 3,5 на синхронном счетчике
2. Выполнить РИ с числом выходов
пк = (2п + 1)2 = (2-3+1)2 = 14.
3. Из полученной последовательности выделить первый и
2(л + 1) - 2(3 + 1) - 8
полупериоды и объединить их по ИЛИ.
Схема деления частоты на число N = 3,5 может быть реализована на
двух МТ с числом состояний 7 каждая в соответствии со схемой рис. 10.52
или на основе МТ, работающих в коде 2(0)/5 и 2(1 )/5 (см. гл. 5).
Такая схема будет делить на 3,5, но ее реализация требует сравнительно
больших аппаратурных затрат по числу ИС. Другими словами, схемы деле-
ния на числа /Уд = п + 0,5 на основе МПС эффективны по числу ИС при
делении на /V = 1,5; 2,5 и максимум /Уд =3,5. При необходимости деления
на числа с коэффициентом деления N = 4,5; 5,5; 6,5 и т. д. более эконо-
мичными по числу ИС являются схемы на основе двоичных счетчиков с
дешифратором.
Особенности построения делителя с N = п + 0,5 на счетчике с дешиф-
ратором рассмотрим на примере схемы рис. 10.53, где показан делитель с
коэффициентом деления /Уд = 3,5 и диаграмма его работы (рис. 10.54).
В состав схемы входят: двоичный счетчик с Ксч =7, два элемента дешиф-
рации И], И8 и элемент ИЛИ. Из диаграммы (рис. 10.54) видно, что полу-
Рис. 10.54. Диаграмма деления на число Na = 3,5
10.13. Деление на числа = п + 0,5
ценный сигнал имеет длительность периода Т= т. е. входная частота
поделена на 3,5. При этом в качестве счетчиков необходимо применять
синхронные счетчики с Ксч * 2я, выполненные на триггерах LF-типа (на-
пример, триггер С£/./)-типа), принцип построения которых исключает ис-
пользование /?-входов для установки счетчика в нулевое состояние анало-
гично схеме рис. 5.19, где возможно кратковременное состояние Ксч + 1
(для счетчика с Ксч = 7 это состояние из всех единиц, т. е. цифра 7). Другое
требование, которое предъявляется к синхронному счетчику, — он должен
обладать высоким быстродействием, а точнее, обладать минимальным вре-
менем установки кода на выходах счетчика после окончания тактирующего
(счетного) импульса. Это связано с тем, что опрос вентиля И8, дешифриру-
ющего код четвертого состояния 001 (Qx = Q2 = 0, Q. = 1), осуществляется
сигналом ТИ = 0, т. е. когда счетный импульс отсутствует. И в этом случае
сигнал стробирования, формируемый на выходе вентиля Bv должен посту-
пить на вход вентиля дешифрации И8 только тогда, когда окончится пере-
ходный процесс в счетчике, связанный с установкой кода 001 (Qx = Q2 = 0,
Q3 = 1, цифра 4).
И если этот переходный процесс будет затянут, то и сигнал опроса дол-
жен поступить на вход вентиля И8 позднее, т. е. он должен поступать на
вход вентиля И8 с необходимой задержкой. А это приведет к тому, что
сигнал, соответствующий восьмому полупериоду, будет смещен вправо от-
носительно двух сигналов, соответствующих первым полупериодам, т. е. он
не будет располагаться строго посередине между двумя импульсами первых
полупериодов. Указанный недостаток можно исключить, если выполнить
схему деления на двух счетчиках с Ксч = 7, один из которых срабатывает по
фронту F, а второй — по фронту F (схемы таких счетчиков рассмотрены
выше (см. рис. 5.19, б и рис. 5.19, в). При этом у счетчика, фиксирующего
информацию по фронту F, необходимо выделить импульс, дешифрирую-
щий состояние 000 (Qx = Q2 = Q3) аналогично схеме рис. 10.53 (вентиль
Иj), ay счетчика, фиксирующего информацию по фронту F, выделить им-
пульс, дешифрирующий состояние 011 (цифра 3), и объединить их по ИЛИ
Рис. 10.55. Диаграмма деления на число Ад = 3,5 на двух счетчиках
а — счетчик с Ксч = 7, фиксирующий информацию по фронту F (Ксч = 7);
б — счетчик, фиксирующий информацию по фронту F (Ксч = 7); в — вы-
ходной сигнал с 7Уд = 3,5
Глава 10. Импульсные устройства
(см. диаграмму рис. 10.55). Из диаграммы ри£. 10.55 следует, что если в
схему делителя на 7, работающего по фронту F, подмешать импульс, де-
шифрирующий код 011 (отмечен черным кружком) от делителя, работаю-
щего по фронту F, то получим коэффициент деления на 3,5. Поскольку в
обоих случаях стробируемая дешифрация (опрос состояния счетчиков) осу-
ществляется в тот момент, когда код в счетчиках не меняется, то и деление
будет строго на число N =3,5.
Рассмотренные выше схемы осуществляет деление строго на число
= п 4- 0,5 при условии, что на вход счетчика поступают сигналы типа
меандр. Если входные сигналы не являются таковыми, то сначала эти сигналы
необходимо получить, используя, например, одновибратор, а затем восполь-
зоваться одной из схем, рассмотренных выше. Но в этом случае возмо-
жен и другой подход, а именно: для этих целей можно воспользоваться схе-
мой деления на основе регулируемой ЛЗ. Принцип такого деления на число
/V = л + 0,5 рассмотрен в разд. 10.12 и не требует дополнительных пояснений.
При использовании регулируемой ЛЗ возможно деление и на число
Д'., —
10.14. Получение меандра при делении
на числа 2л + 1
Как известно, меандром называют сигнал, у которого длительность им-
пульса равна длительности паузы, т. е. меандр — это сигнал, имеющий
скважность
Q = T/t„ = 2,
где Т — период следования импульсов; /и — длительность импульса.
Сигналы такой формы часто используются в процессе обработки циф-
ровой информации.
Наиболее просто меандр получается при делении входной частоты с
помощью двоичных счетчиков, т. е. при делении на число 2п. Отсутствуют
какие либо трудности в получении меандра и при делении на числа 2п, где
/7 = 2,3, 4, ... — числа натурального ряда.
Для этого можно воспользоваться счетчиком Джонсона (счетчик, пост-
роенный на регистре с перекрестной связью, см. гл. 5). Однако иногда тре-
буется форма сигнала типа меандр при делении частоты на числа 2п + I,
где п = 1, 2, 3, ... .
Принцип получения сигнала типа меандр при делении на числа 2п + 1
рассмотрим на примере деления частоты на 3.
Допустим, что имеется входной сигнал типа меандр с частотой следова-
ния импульсов /
Требуется получить выходной сигнал типа меандр (рис. 10.56), но уже с
частотой .//3. Как видно из рис. 10.56, такая задача решается в два этапа:
1) входная частота удваивается с помощью схемы выделения фронтов F
и F (с.в.ф.);
10.15. Формирование «привязанных» тактовых импульсов
Рис. 10.56. Схема формирования меандра (л); диаграмма работы (б)
2) удвоенная частота делится на число (2п + 1)2 с помощью счетчика
Джонсона, на выходах которого всегда формируются сигналы типа меандр
(в рассматриваемом случае удвоенная частота делится на 6).
Допустим, что необходимо получить меандр при делении на число
2п + 1 = 7, где п = 3.
В соответствии со схемой рис. 10.56, надо удвоить входную частоту, а
затем удвоенную частоту разделить на 14, для чего потребуется сдвигающий
регистр из 7 разрядов, т. е. число разрядов регистра равно 2п + 1. Таким
образом, в соответствии со схемой рис. 10.56 можно получить сигнал типа
меандр при делении на число 2п + 1, где п = 1, 2, 3, ... . Кроме рассмотрен-
ного возможны и другие схемотехнические решения получения меандра.
Так, например, при необходимости получения меандра при делении на 3,
5, 7, можно воспользоваться МПС на соответствующее число состояний,
на выходах которых, наряду с рабочим кодом, имеются и сигналы типа
меандр (см. гл. 6).
10.15. Формирование «привязанных»
тактовых импульсов
При асинхронном обмене информацией между блоками, т. е. когда инфор-
мация из одного блока передается в другой без сопровождения синхроим-
пульсами (СИ), для приема информации приемным блоком последнему
404 Глава 10. Импульсные устройства
необходима частота, позволяющая записывать входную информацию в при-
емный сдвигающий регистр. Такая синхрочастота должна вырабатываться
самим приемным устройством. При этом частота синхроимпульсов переда-
ющего и частота СИ приемного блоков в идеальном случае должны совпа-
дать, т. е. не расходиться по фазе. Эту задачу выполняет в приемном блоке
схема, именуемая схемой выдачи тактирующих импульсов (ТИ), «привя-
занных» к сетке частоты передающего блока. Качество работы такой схемы
оценивается временем привязки внутреннего сигнала ТИ к внешнему сиг-
налу. Другими словами, время привязки (/ ) показывает, насколько быстро
указанная схема «привязки» начинает формировать свои ТИ относительно
первого асинхронно поступившего сигнала от передающего блока. Один из
вариантов такой схемы показан на рис. 10.57, а. Схема содержит два счет-
чика СЧ] и Сч2, выполненные на регистрах с перекрестной связью, и триг-
геры Trj— Тг4.
Рассмотрим работу схемы. В исходном состоянии триггеры Т^—Тг4 об-
нулены (0] = Q2 = Q3 = Q4 = 0). На входы счетчиков СЧ( и Сч2 поступают
прямые и инверсные сигналы от генератора. Однако счетчики СЧ] и Счэ
удерживаются (блокируются) в нулевом состоянии триггерами Тг3 и Тг4
(Q3 = Q4 = 0). При поступлении первого сигнала по шине «информация» (Инф)
триггеры Тг3 и Тг4 устанавливаются в единичное состояние (Q3 = Q4 = 1), счет-
чики C4j и Сч2 будут подготовлены к приему импульсных сигналов от гене-
ратора Гн, т. к. со входов R счетчиков СЧ] и Сч0 снята блокировка. Пусть
момент съема блокировки по времени совпадает с фронтом F сигнала от
генератора Гн (см. рис. 10.57, б)33. В этом случае первым начнет работать
счетчик Счэ, формируя сигналы типа меандр с частотой /г /4 через интер-
вал времен
'ПР = 0,5 ТГн,
где 7Гн — период импульсов формируемых генератором.
Счетчик СЧ( не включается первым, а остается в нулевом состоя-
нии, поскольку схема управления каждого из его триггерных устройств
(СГ/.7)-типа), представляющая собой триггер QD-типа, просто не успеет
установиться в единичное состояние.
Последнее объясняется тем, что до поступления фронта Fm генератора
импульсов триггер ClFD-типа удерживался в состоянии логического 0, а
при поступлении фронта F и R = 1 осуществляется блокировка приема
информации в QD-триггер и одновременно передача состояния QD-триг-
гера в основной триггер триггерного устройства ClFD-типа.
Таким образом, вместо того, чтобы установиться в состояние 10 (0Н = 1,
(?12 = 0), счетчик C4j останется в нулевом состоянии, и, следовательно,
первый тактирующий импульс с частотой /Гн/4 появляется на выходе пер-
вого триггера счетчика Сч2 (<?21 = 1, Qr = 0). При этом сигнал с его выхода
021 = 0 будет удерживать триггер Тг3 в состоянии Q3 = 0, и счетчик СЧ]
останется в нулевом состоянии.
33 Предполагается, что элементы В{ и В2 триггера Тг3 обладают нулевой задержкой.
10.15. Формирование «привязанных» тактовых импульсов 405
и,
Гн
Гн
а
02!
а
Инф
в
Рис. 10.57. Схема формирования «привязанных» тактовых импульсов (я);
диаграмма работы (б)
406 Глава К). Импульсные устройства
Тактирующие импульсы с выхода элемента В5 поступают на тактовый
вход регистра сдвига, обеспечивая запись информации, действующий на
его информационном входе D. На рис. 10.57, б рассмотрен наихудший слу-
чай, т. е. случай с максимальным временем привязки / = 0,5ТГн.
Так, например, если сигналы по информационным входам поступают с
частотой / = 1 МГц, то частота генератора должна быть равной 4 МГц и
время (/]р) составляет /пр = 125 нс.
Если этого времени не достаточно для надежной записи информации
в регистр, то необходимо увеличить частоту генератора, тогда время при-
вязки сократится. Выше было показано, что если момент снятия блоки-
ровки и фронт F импульсов от генератора, поступающих на тактовый
вход С счетчиков, совпадают, то триггер не успевает переключиться в
инверсное состояние, если разряды счетчиков СЧ( и Сч2 (см. рис. 10.57)
выполнены на ClFD-триггерах. Не успеют они переключиться и в том случае,
если разряды счетчиков будут выполнены на триггерах CfD- и Сг D-типов,
поскольку у них сложная организация входов установки Rd и Sd , а для
триггеров F-типа это возможно. Покажем это на примере схемы рис. 10.58,
выполненной на двух триггерах СЛ Л5-типа, соединенных между собой по
схеме регистра сдвига с обратными связями. В исходном состоянии оба триг-
гера ТГ] и Тг2 удерживаются принудительно в состоянии 0(0, (?2 = 0) по
входу Rd. При этом на входах триггера действует комбинация сигна-
лов = 0, /?] = 0. В результате при поступлении фронта F каждого ТИ от
генератора Гн на выходе элемента 51 должны формироваться сигналы с
уровнем логического 0. Однако этого не происходит, т. к. один из входов
элемента является входом Rd, a Rd = 0. К моменту поступления сигнала
от генератора на выходе элемента В3 действует уровень 1, т. к. (?2 0.
Поскольку при отсутствии ТИ (ТИ = 0) на выходе элемента В7 уровень 1
Рис. 10.58. Счетчик на регистре с перекрестной связью на триггерах Cf RS-
типа (два разряда)
10.16. Прием цифровой информации
(В7 = 1), то в момент снятия блокировки (Rd = 1) и при поступлении
сигнала от генератора (Гн = 1) на выходе сформируется уровень 0, и
триггер ТГ] установится в единичное состояние (Q{ = 1), а Тг2 останется
в О (Q2 = 0). Таким образом, триггер Сг/?5-типа устанавливается в ин-
версное состояние, когда момент поступления фронта F сигнала, посту-
пающего на тактовый вход, совпадает с моментом снятия блокировки со
входа Rd .
Однако применение CF RS -триггера не приведет к заметному уменьше-
нию времени привязки, т. к. если снятие сигнала блокировки произойдет
после поступления фронта F импульсного сигнала от генератора, то пер-
вым срабатывает счетчик Счэ.
Приведенный пример наглядно показывает на необходимость разработ-
чика знать детально преимущества и недостатки применяемых триггеров с
целью достижения наиболее эффективного решения. Однако согласно таб-
лиц функционирования, приводимых в справочниках, триггеры LF, LF
(обозначается как ТТ) и триггеры F.- и F-типов имеют одинаковые таблицы
переходов.
Последнее затрудняет процесс выбора триггера и указывает на необхо-
димость более детального обозначения триггеров, с учетом их особеннос-
тей приема и фиксации информации.
10.16. Прием цифровой информации
При передаче цифровой информации между блоками, работающими на
одной частоте, неизбежно возникает ситуация, когда информация, посту-
пающая на приемный блок, либо опережает, либо отстает по фазе от синх-
рочастоты, поступающей от передающего блока на приемный вместе с ин-
формационными сигналами.
Последнее имеет место всегда, когда информация передается параллель-
ным кодом. На рис. 10.59 показан пример, когда входная информация опе-
режает (а) и отстает (б) от синхроимпульсов СИ. Разброс в задержках воз-
никает из-за различия в величине задержек логических элементов, форми-
рующих узлов передающего блока и из-за искажений сигналов при их
передаче через линию связи (см. гл. 12). Этот разброс всегда оговаривается,
и с учетом его входная схема приемного устройства должна осуществлять
прием информации бит в бит, т. е. без искажений. Приемная схема работа-
ет тем лучше, чем больше разброс между синхроимпульсами и информаци-
ей она допускает. На рис. 10.60 по-
казан один из вариантов схемы при-
ема информации. Рассмотрим си I II 1^
работу схемы для двух случаев: z
---------------------------- Инф a I I t
Рис. 10.59. Сдвиг информации относи- Инф б _| [________
тельно СИ ** 1
Глава 10. Импульсные устройства
Инф
си —t-|c
Лог. О
Lf
Q\
Q\p
Qnp
LF Регистр г»г
~ ~ RG
Рис. 10.60. Схема приема информации (л);
диаграмма работы (б)
СИ
Инф
Инф
е.
Q,
(?|Р
s
D
• входная информация опережает по фазе синхроимпульсы (Инф, а,
рис. 10.60, б);
• входная информация отстает от синхроимпульсов (Инф, б, рис. 10.60, б).
Как видно из рис. 10.60, схема содержит триггер приема СlFD-типа со
входом асинхронной установки S и регистр приема информации RG, рабо-
тающий в режиме с внутренний задержкой и фиксирующий информацию
по фронту F.
Случай А. Информация опережает СИ
Информация поступает на 5-вход триггера, фиксируется на выходе Q}
(Oj = 1) и затем поступает на информационный вход D сдвигающего реги-
стра (RG), принимающего входную информацию. На выходе первого раз-
ряда регистра она зафиксируется после окончания первого СИ, что и пока-
зано на рис. 10.60, б. Если к моменту поступления фронта F второго СИ
входная информация на входе S имеет уровень логического 0 (S= 0), то этим
фронтом триггер Tq устанавливается в состояние логического 0 Щ = 0).
После окончания второго СИ в нулевое состояние установится и первый
разряд регистра (Q}P = 0), его второй разряд окажется в состоянии логичес-
кой 1 (02Р = 1) в результате сдвига информации вправо на один разряд.
Таким образом, если информация опережает СИ, то здесь не возникают
трудности при ее приеме.
Случай Б. Информация отстает от СИ
Информация запишется в первый разряд регистра, если время пере-
крытия информации и СИ (тпрк) составляет как минимум 5тср, (2тср необ-
ходимо для записи информации в триггер по входу 5 и Згср необходи-
мо для записи информации в основной (нижний) триггер триггерного ус-
тройства первого разряда регистра сдвигающего регистра). В этом случае
после окончания первого СИ входная информация зафиксируется в пер-
вом разряде регистра (Qlp = 1), как и показано на рис. 10.60, б. Если время
перекрытия (/ ) окажется меньше 5тср, то информация может просто не
успеть зафиксироваться в первый разряд регистра. Если информация ну-
Рис. 10.61. Схема приема инфор-
мации регистром на триггерах
ClFD-типа (л); диаграмма рабо-
ты одного разряда регистра (6)
а
левая, то фронтом F следующего СИ триггер Trj сбросится в нулевое со-
стояние, а по фронту F этого импульса в нулевое состояние установится
и первый разряд регистра сдвига (QjP = 0). Таким образом, схема рис.
10.60 осуществляет прием информации в первый разряд регистра в обоих
случаях: и когда информация опережает СИ, и когда отстает. Из диаграм-
мы рис. 10.60, б и описания работы схемы следует, что каждый бит ин-
формации пишется в регистр фронтом F импульса СИ без потери после-
днего, т. е., например, восьмиразрядный, последовательный код запишет-
ся в регистр за 8 импульсов СИ.
На рис. 10.61, а приведен еще один вариант схемы приема информации,
в которой все триггеры являются триггерами С/7/)-типа. При этом такти-
рование триггеров регистра осуществляется через дополнительный инвер-
тор. Работа такой схемы полностью аналогична рассмотренной выше, по-
скольку триггеры регистра RG работают в режиме с внутренней задержкой,
т. е. фиксируют информацию по окончании ТИ с уровнем логического
нуля (”lt). Информацию можно подавать и непосредственно на вход D ре-
гистра. Тогда в случае применения ClFD-триггеров и тактирования схемы
сигналами ТИ необходимо следить за тем, чтобы информация на входах
D\—Dn всех триггеров опережала ТИ. Другими словами, к моменту поступ-
ления фронта F первого ТИ входная информация должна быть записана в
память схемы управления каждого триггерного устройства регистра. И только
тогда по фронту F поступающего затем ТИ, она сможет правильно зафик-
сироваться на выходах регистра OjP— QnP.
В случае невыполнения этого условия информация может быть не запи-
сана в регистр, т. е. потеряна. Этот случай показан на рис. 10.61, б на приме-
ре одного разряда регистра. Видно, что если информация отстает от ТИ на
половину такта (импульсы 1, 2, 4), то она не записывается в триггер. И толь-
ко импульс, отмеченный цифрой 3, зафиксирован триггером. Аналогично,
в случае применения триггеров С//7/)-типа информация должна отставать
от ТИ, т. е. в данном случае должно быть обеспечено совпадение информа-
Глава 10. Импульсные устройства
ции с сигналом ТИ, т. е. выполнялось условие ТИ • Инф = 1. Понятно, что
запись информации в регистр с использованием дополнительного триггера
CTfD-типа является более надежной, т. к. позволяет осуществлять прием
информации, которая может быть сдвинута относительно ТИ (СИ) в обе
стороны, т. е. и в сторону опережения, и в сторону отставания от ТИ.
10.17. Схема привязки синхроимпульсов
к сигналам «Пуск»
Задача такой схемы — выдавать синхроимпульсы (СИ), «привязанные» по
фазе к внутренней сетке частот тактирующих импульсов (ТИ) после по-
ступления внешнего сигнала «Пуск» потенциального типа.
Поскольку команда «Пуск» поступает асинхронно, т. е. в любой момент
времени относительно внутренней тактовой частоты тактирующих импуль-
сов, то здесь возникает опасность искажения длительности первого им-
пульса, что может привести к сбою устройства.
Пример схемы привязки, не дающей искажения первого импульса, по-
казан на рис. 10.62.
В исходном состоянии триггер принудительно удерживается в со-
стоянии 0 = 0 сигналом «Пуск» с уровнем логического нуля. При этом
триггер TYj является триггером СL^D-типа, т. е. информация на его выходе
появляется после окончания фронта 10 (F) сигнала по входу С. При по-
ступлении сигнала «Пуск» (пуск = 1) снимается блокировка со входа R
триггера ТГ], и он по входу С устанавливается в состояние Q = 1, если
длительность импульса на выходе элемента окажется достаточной для
срабатывания триггера. Если эта длительность недостаточна, то триггер сра-
батывает от следующего синхросигнала, что и показано на рис. 10.62, 6.
Рис. 10.62. Схема привязки на триггере С/Л/)-типа (а); диаграмма работы (6)
10.18. Выделение фронтов F, F цифровым методом
Рис. 10.63. Схема привязки на триггере C[FD-типа (я); диаграмма работы (6)
Таким образом, синхросигналы на выходе элемента В? будут «привяза-
ны» к входным ТИ и иметь длительность, равную длительности тактирую-
щих импульсов. На рис. 10.63 приведена схема привязки, выполненная с
использованием триггера С7/ й-гипа. Последний в этой схеме работает в
режиме триггера с внутренней задержкой, т. е. триггера, фиксирующего
информацию по фронту F, для тактирующих сигналов с уровнем логичес-
кого 0.
Таким образом, в основе схем рис. 10.62, 10.63 лежит принцип исполь-
зования триггера в режиме с внутренней задержкой независимо от того,
фиксирует ли он информацию по фронту Гили Г. Главное, чтобы инфор-
мация на выходе триггера фиксировалась после окончания тактирующего
импульса с уровнем логической 1 (триггеры СLFD~. Ср D-типа) либо с уров-
нем логического 0 (триггеры ClFD~, Cf D-типа).
10.18. Выделение фронтов F, F
цифровым методом
Для схемы рис. 10.8, а иногда очень важно, чтобы импульсы, формируемые
на выходах элементов Си D, имели практически одинаковую длительность.
В схеме рис. 10.8, а это можно выполнить, если все инверторы будут при-
надлежать одной микросхеме, например, применить микросхему, содержа-
щую шесть инверторов. При этом пять из инверторов установить в цепоч-
ку, а шестой подключить к входу элемента 2И-НЕ (элемент D). Элементы
2И-НЕ также необходимо использовать из одной микросхемы. Однако та-
кая цепочка формирует импульс, длительность которого определяется за-
держками элементов, что для многих областей применения недопустимо по
трем причинам:
412 Глава 10. Импульсные устройства
>6 МГЦ ЛЛЛЛЛЛЛЛЛШ1ППШШПЛШ1ПЛЛЛ__
тов Fn F (б); схема выделения фронтов Fw F и их рас-
пределения по двум каналам (<?)
10.18. Выделение фронтов F, F цифровым методом
Рис. 10.65. Схема выделения фрон-
тов F и F(a); диаграмма работы (б)
1) малая длительность и для ее увеличения требуется большое число
инверторов;
2) длительность импульса зависит от температуры, т. к. от температуры
зависят задержки распространения элементов гр;
3) при прохождении по цепочке из последовательно включенных
элементов длительность на выходе может изменяться по величине (как в
сторону ее увеличения, так и снижения) из-за различия в задержках эле-
ментов т01, т1().
Здесь необходимо отметить, что схема формирования фронтов Ги F из
информационного сигнала имеет достаточно широкое применение в прак-
тике проектирования различных устройств цифровой техники. Поэтому же-
лательно иметь такую схему, которая бы не имела недостатков, отмеченных
выше. Один из способов построения такой схемы, реализованной на циф-
ровых ИС, рассмотрен ниже.
Допустим, что имеется генератор и синхронный счетчик, сигналы на
выходах которого фиксируются по фронту Г(рис. 10.64, а. б). Необходимо
сформировать импульсные сигналы, совпадающие с фронтами F и F сиг-
нала (?4 счетчика.
Поставленная задача решается схемой, приведенной на рис. 10.65.
Последняя содержит две схемы выделения одиночного импульса из се-
рии (см. рис. 10.1). Тактовые входы обоих схем объединены и подключены
к сетке ТИ, формирующей заданную длительность импульса. На информа-
ционные D-входы обоих схем выделения фронта Глодаются прямая и ин-
версная серии сигналов, из которых требуется выделить фронты Г
В рассматриваемом случае на входы D-триггеров подаются сигналы 04
и 04. Каждая из двух схем выделения одиночного импульса из серии вы-
полнена на двух триггерах. При этом триггеры Тг, и Тг3 являются триггера-
ми С/Л D-типа, а триггеры Тг2 и Тг4 — триггерами С ^D-типа. Обе схемы
работают в режиме выделения фронта Г При этом первая схема выделяет
фронт Г из сигнала 04, а вторая — из сигнала Q4. Сигналы Q4 и Q4 не
обязательно меандр (может, например, использоваться последовательность
сигналов кода Манчестер-!!, см. гл. 12).
В качестве триггеров Тг,—Тг4 могут использоваться, например, одно-
типные триггеры C[FD-типа, но при этом они должны работать в режиме
триггера с внутренней задержкой, т. е. фиксировать информацию после
Глава 10. Импульсные устройства
окончания ТИ. Последний режим достигается подачей ТИ ко второму триг-
геру Тг2 через инвертор (см. рис. 10.1).
Работа схемы наглядно иллюстрируется диаграммами, приведенными
на рис. 10.64, б.
Из рис. 10.64, б видно, что сигналы на рабочих выходах А и Б формиру-
ются не строго по фронтам F и F, а со сдвигом на один тактирующий
импульс. Такими импульсами являются импульсы, отмеченные цифрами 2
на рис. 10.64, б. Это связано с тем, что на выходах 0-триггеров CTt D-типа
формируется та информация, которая присутствовала на его D-входе до
поступления ТИ. Поскольку ТИ (сигнал 0]) и информация 04 или 04 фор-
мируются практически одновременно (счетчик синхронный), то триггеры
ТГ] или Тг3 не успевают установиться в единичное состояние. А к моменту
поступления ТИ, отмеченных цифрой 2, на входах D-триггеров Т^ и Тг3
действует логическая 1, и, следовательно, именно этим ТИ триггеры Trt и
Тг3 установятся в единичное состояние, формируя сигналы F и F на
выходах А и Б с длительностью, равной длительности ТИ соответственно.
В схеме рис. 10.64, в в качестве триггеров Т^—Тг4 можно использовать
триггеры CfD- и Cr.D-, C^D- и D-типов.
Таким образом, в соответствии со схемой рис. 10.64, в можно формиро-
вать разнесенные по двум выходам импульсы, соответствующие фронтам F
и F информационного сигнала, длительность которых не зависит от раз-
броса задержек элементов.
Длительность импульса можно менять дискретно в широком диапазоне,
изменяя частоту генератора и выбирая в качестве ТИ различные выходы
счетчика. Для схемы рис. 10.64, в в качестве ТИ кроме сигнала можно
использовать сигналы 02 и импульсы от генератора или сигналы Ql и 02.
На рис. 10.65, а приведен вариант схемы выделения фронтов Fh F из
входного сигнала. Схема содержит два CTFD-триггера, соединенных по схе-
ме сдвигающего регистра, и элемент Исключающее ИЛИ, подключенный
своими входами к выходам 0] и 02 регистра. При поступлении входного
сигнала (Вх = 1) на вход D первого разряда регистра, по фронту Fтакти-
рующего сигнала, первый разряд регистра примет состояние логической 1
(0 = 1). И поскольку 02 = 0, то на выходе схемы Исключающее ИЛИ
сформируется уровень логической 1:
p = 0,-02 + ei£2 =>•
Вторым импульсом ТИ второй разряд устанавливается в состояние логи-
ческой 1. В результате
Р = 0, 02+C> С2=0,
т. е. на входе схемы сформировался единичный импульс на перепад F= 1
(см. рис. 10.65, б).
По окончании входного импульса D = 0. Тогда первым ТИ первый раз-
ряд регистра установится в 0 (0j = 0). И так как 02 = 1, то
P = Qi Q1+& Q1 =1.
10.19. Увеличение крутизны фронтов триггером Шмитта
Вторым импульсом ТИ второй разряд установится в состояние логического 0 и
P = Q\ Q2+Q, е2=0.
Таким образом на перепад входного сигнала F на выходе схемы Ис-
ключающее ИЛИ сформировался единичный импульс. По логике работы,
схемы рис. 10.64, в. 10.65 можно отнести к разряду детектора, фиксирую-
щего изменения входного сигнала с 0 на 1 (F) и с 1 на 0 (F).
10.19 . Увеличение крутизны фронтов
триггером Шмитта
Схема рис. 10.13 может быть рекомендована, когда продолжительность фрон-
тов нарастания сравнительно небольшая (менее 0,5 мкс) и в основном для
элементов ТТЛ-типа. При более продолжительных фронтах правильнее
применять триггеры Шмитта, которые для этих целей и предназначены.
Триггер Шмитта представляет собой элемент с одним входом и одним вы-
ходом, имеющий два порога переключения:
[/ ] = (/п ] — нижний порог переключения;
[/пор2 = 2 — верхний порог переключения.
На рис. 10.66 показана характеристика триггера Шмитта, представляю-
щая собой зависимость выходного напряжения (/ых от входного Uqx. Имен-
но наличие двух порогов переключения отличает триггер Шмитта от обыч-
ного элемента, имеющего всего один порог переключения, который со-
ставляет 1,3—1,4 В для ТТЛ-элементов и примерно [/пит/2 для КМДП-ИС,
где [/пит — напряжение питания элемента.
Из рис. 10.66 следует, что элемент переключается в состояние логи-
ческого 0 при некотором напряжении t/x = t/n2, который больше величи-
ны Un = [/ , представляющей собой порог переключения логического эле-
мента, а устанавливается в состояние логической 1 напряжением t/x = Un р
при этом (7п । < Un 2 (рис. 10.67).
Триггеры Шмитта содержатся в составе функционального ряда многих
серийных ИС (например, элемент ТЛ1 серий 1554, 1533, 561, 564). Однако
все они имеют фиксированные пороги переключения, т. е. их нельзя регу-
лировать.
Однако иногда требуется получение триггера Шмитта с регулируемым
порогом переключения. Такой триггер можно получить на основе неинвер-
Рис. 10.66. Характеристика
триггера Шмитта
Рис. 10.67. Триггер Шмитта (а); диаграмма ра-
боты (б)
Глава 10. Импульсные устройства
Вход
Я, = 51 кОм
Выход
Рис. 10.68. Триггер Шмитта на двух инверторах
Рис. 10.69. Триггер Шмитта на
элементе «исключающее ИЛИ»
тирующих или двух инвертирующих логических ИС, охватывая их поло-
жительной обратной связью через резистор. Пример триггера Шмитта на
двух инвертирующих элементах приведен на рис 10.68, а на одном неин-
зертирующим элементе — на рис. 10.69. Для КМДП-ИС, для которых обыч-
но ^пор ~ Ц]ит/234> напряжение включения элемента, т. е. и выключения
Un ! определяются из выражений:
II ( R А
1+-1- ; (10.1)
2 /<2 J
U ( R А
^ = ^1=-^р-т- • (10-2)
При этом ширина петли гистерезиса Ur (разность порогов включения и
выключения) не зависит от напряжения порога [/ц и определяется выраже-
нием
иг=и
(10.3)
10.20 . Схема обнуления на триггере Шмитта
На рис. 10.70, а приведена схема обнуления при включении питания, вы-
полненная на триггере Шмитта. Такая схема допускает более пологие фронты
на своем входе по сравнению со схемой рис. 10.18, а. Данная схема эконо-
мичнее по сравнению со схемой рис. 10.18, а и может быть рекомендована
к применению для тех серий ИС, в составе которых имеются триггеры
Ш митта. Схема работает следующим образом.
Выход
Нач. уст.
Рис. 10.70. Схема обнуления на триггере Шмитта (а)\ диаграмма работы (б)
34 В действительности разброс параметра U составляет от 0,33 4/ до 0,67 (/ .
10.21. Расширение импульсов триггером Шмитта
При включении питания напряжение на входе триггера Шмитта прак-
тически повторяет напряжение источника питания. Это обусловлено тем,
что конденсатор в первоначальный момент не может мгновенно зарядиться
и, следовательно, его можно рассматривать как короткозамкнутый резис-
тор. Поэтому на выходе триггера Шмитта действует сигнал с уровнем логи-
ческого 0. По мере заряда конденсатора С1 напряжение на входе триггера
уменьшается в соответствии с выражением
^вх.ш — ^пит ’
где [/вхш — напряжение на входе триггера Шмитта; Uc — напряжение на кон-
денсаторе Сг При этом сам конденсатор заряжается с постоянной времени
7?! сг
И как только напряжение на входе триггера Шмитта достигнет нижне-
го порога переключения (/п (, на выходе триггера сформируется сигнал с
уровнем логической 1. При этом сигнал с уровнем логического 0, дей-
ствующий на выходе триггера до появления логической 1, является рабо-
чим сигналом, который используется в качестве сигнала начальной уста-
новки (см. рис. 10.70, б) или обнуления схем, содержащих триггерные уст-
ройства, при включении питания.
10.21 . Расширение импульсов
триггером Шмитта
Расширить импульс можно либо одновибратором, либо с помощью схемы
на рис. 10.12.
Однако наиболее просто расширить импульс можно с помощью схемы,
показанной на рис. 10.71. Схема содержит входной вентиль Вр время зада-
ющую /?С-цепь и триггер Шмитта. Работа схемы наглядно иллюстрируется
диаграммой, приведенной на рис. 10.71, б. В отсутствии входного импульса
на выходе элемента уровень логической 1, конденсатор С\ заряжен до
напряжения Uc = (/пит, а на выходе триггера Шмитта уровень логического 0.
При поступлении входного импульса конденсатор С} будет разряжаться через
вентиль 5]. И как только напряжение на конденсаторе достигнет напря-
жения нижнего порога срабатывания триггера Шмитта, на его выходе сфор-
Рис. 10.71. Расширитель импульсов на
триггере Шмитта (а); диаграмма рабо-
ты (б)
Глава 10. Импульсные устройства
мируется логическая 1 (52 = 1). После окончания действия входного сигна-
ла начнется заряд конденсатора. И когда напряжение на конденсаторе дос-
тигнет верхнего порога переключения триггера Шмитта (Uc = Un 2), на
выходе вентиля В2 сформируется уровень логического 0 (см. рис. 10.71, б),
т. е. формирование длительности импульса завершится.
Здесь необходимо отметить, что триггер Шмитта формирует импульсы с
крутыми фронтами (строго прямоугольной формы) из входных сигналов лю-
бого вида (пила, синусоида и т. д.), что является их важным преимуществом.
10.22 . ШИМ для управления силовыми ключами
преобразователя
На рис. 10.72, а приведена схема ШИМ [58], применяемого при управлении
силовыми ключами преобразователя напряжения вторичных источников
питания (ВИП, см. гл. 11). Схема содержит ключи Kjij и Кл2, зарядную RC-
цепь, схему ограничения напряжения «пилы» (вентили В3), вентиль ог-
раничения длительности формируемого импульса (54), распределитель им-
пульсов на два канала. Распределитель импульсов выполнен на СГ/?£)-триг-
гере, работающем в режиме счетного триггера, вентилях В5 и В6 и элементах
Br Bv обеспечивающих получение необходимых токов для управления клю-
чевыми схемами преобразователя. Задача такого ШИМ заключается в фор-
мировании сигналов, длительность которых (/иш) изменяется в зависимости
от напряжения f/BX преобразователя ВИП в соответствии с законом:
Чх • U = const- (10.5)
Из выражения (10.5) следует, что при минимальном входном напряжении
х min длительность импульса /иш должна быть максимальной, а при 6/х тах
длительность z минимальна. Рассмотрим работу схемы, предположив, что
напряжение 6/х изменяется в пределах £/х = 20—40 В. Пусть 6/вх = 20 В, а на
вход ШИМ поступают импульсы от генератора /иг с параметрами: ги1 = 200 нс,
Т = 2 мкс, т. е. импульсы с коэффициентом заполнения
При нулевом уровне сигнала на входе (Гн = 0), на выходе вентиля В}
уровень логической 1, т. к. на обоих его входах уровни логического 0 и,
следовательно, происходит заряд конденсатора С} по цепи 6/вх, резистор
открытый ключ КЛ], конденсатор Сг До того момента, пока напряжение на
конденсаторе не достигает напряжения Uc = t/nop на выходах элементов В} и
В2, действуют уровни логической 1, ана й4 логического 0, т. е. рабочий
сигнал.
При поступлении от генератора (Гн) импульса ключ КЛ] закрывается
(т. к. Вх = 0), и конденсатор Сх разряжается через открытый ключ Кл2 (см.
рис. 10.72, б). Напряжение на конденсаторе (Uc) определяется из выражения
Uc=-\i(t)dt. (10.6)
о
10.22. ШИМ для управления силовыми ключами преобразователя
Рис. 10.72. Схема ШИМ для управления силовыми ключами (я); диаграмма
работы (б)
При этом, если конденсатор С} заряжается током, не зависящим от времени г,
т. е. постоянным током, то
(Ю.7)
Если ток заряда конденсатора Сх постоянный, то его можно определить
из выражения:
U -Ur U - U
Л Л ' <|0'8)
Учитывая, что напряжение порога логического элемента t/op « Чх = 20 в,
выражение (10.8) можно переписать в виде
(10.9)
Глава 10. Импульсные устройства
Ток заряда конденсатора С} можно считать постоянным, если величина
резистора R} будет больше 100 кОм.
Выбирая /?] = 150 кОм, получим:
, 20 В л .
/ =--------= 0,133 мА.
150 кОм
Принимая во внимание, что
Е
U = ^ = 2,5 в
С| пор 2 ’
и подставляя U в выражении (10.7), определим значения емкости С}:
It 0,133 мА • t
1 и.
(10.10)
2,5
При [/вх min = 20 В длительность импульса:
Гиш = Т- Гиг = 2000 - 200 = 1800 нс - 1,8 мкс.
После подставки значения /иш в выражение (10.10) находим значе-
ние емкости конденсатора С} в схеме рис. 10.72 для рассматриваемого
случая:
„ 0, 33 1,8 IO12 nz .
С, = -Н— -----7- = 96 пФ.
1 103 2,5 106
При Ubx = URx max = 40 В величина тока заряда максимальна и составит:
, 40 В п к
/тах = = °, 27 мА.
тах 150 кОм
Определим величину импульса, формируемого ШИМ при Um = f/|ixmax:
2,5-96.10'2
иш I 0 27-103
* max v, z. / iv
Таким образом, выражение (10.5) выполняется т. к.
20 В • 1,8 мкс = 40 В • 0,9 мкс = 36 В • мкс.
На рис. 10.72 длительность импульса /иш, соответствующая = 40 В,
заштрихована.
За счет связи с выхода вентиля В3 на вход вентиля обеспечивается
постоянная величина напряжения на конденсаторе Uc^ = f/nop35, независимо
от напряжения (/вх, что сокращает время разряда конденсатора С1 через
ключ Кл2 при поступлении импульса от генератора.
35 В действительности напряжение на конденсаторе Uc > Опор за счет того, что ключ Кл(
закрывается не в момент достижения 4/с = 4/пор, а через интервал времени, равный задержкам
трех элементов В,, Я,, Ву В итоге напряжение на Uc будет больше напряжения 4/пор, т. к.
конденсатор будет продолжать заряжаться в течении Зг р после достижения на нем напряже-
ния ис=и^.
10.22. ШИМ для управления силовыми ключами преобразователя 421
Наличие очень важной связи с выхода вентиля В, на В4 обеспечивает
ограничение длительности импульса ШИМ на максимальном значении,
равном
t = Т- t (10.11)
при напряжении t/x < t/xmax. За счет этой связи обеспечивается наличие
паузы между импульсами на выходах А и Б, вследствие чего исключается
вероятность их одновременного появления. В отсутствии этой связи им-
пульсы на выходах А и Б могут перекрываться по длительности при UBX < 20 В,
что приведет к одновременному включению ключевых схем, управляемых с
выходов А и Б и, следовательно, к отказу последних. Диод VD} обеспечива-
ет постоянный уровень напряжения на входе ключа Кл, на уровне
(10.12)
когда ключ Клj закрыт, где (/внп — напряжение внутреннего источника пи-
тания; U — нападение напряжения на диоде VDv
Поскольку ток через диод VD} ограничен резистором Rx = 150 кОм,
то он весьма мал, и, следовательно, напряжение на диоде не превышает
0,1-0,2 В.
Регулировка ШИМ, приведенного на рис. 10.72.
При минимальном входном напряжении, регулируя величину резистора
/?р добиваются максимальной длительности импульса /иш с уровнем логи-
ческого 0 в точке М (рис. 10.72, б). Тогда, при (/вх = (/вхтах эта длительность
будет минимальна. При увеличении резистора R} наклон «пилы» уменьша-
ется, а при уменьшении — увеличивается, т. к. в первом случае ток заряда
конденсатора С} уменьшается, а во втором — увеличивается.
Схема, приведенная на рис. 10.72, используется при разработке ВИП,
работающих на постоянную нагрузку с небольшими отклонениями от но-
минала порядка ±10 %. В таких ВИП, как правило, отсутствует обратная
связь с нагрузки на ШИМ, которая обеспечивает изменение длительности
/ин1 от тока нагрузки (см. гл. 11).
Схема ШИМ, обладающая возможностью регулировать длительность
импульса /иш с учетом действия обратной связи, приведена на рис. 10.73.
Все элементы схемы рис. 10.73 полностью соответствуют элементам схемы
рис. 10.72, кроме двух, а именно: вместо инвертора В4 в данной схеме ис-
пользуется компаратор и введен новый элемент — источник тока, выпол-
ненный на полевом транзисторе V7\ и резисторах /?2, Ry При этом резистор
/?3 зашунтирован фотодиодом — элементом диодной оптопары (например,
ЗОД120), вторая часть этого элемента — светодиод электрически связан с
нагрузкой.
Схема работает следующим образом. До тех пор пока напряжение «пилы»
на конденсаторе Cj не достигнет напряжения порога срабатывания компа-
ратора Спо , на его выходе уровень логической 1 и, следовательно, на выхо-
де вентиля В3 уровень логического 0, т. е. рабочий сигнал. Как только на-
пряжение «пилы», подаваемой на минусовый вход компаратора, превысит
напряжение порога Спор, на выходе компаратора формируется уровень ло-
гического 0, а на выходе элемента В3 — уровень 1 (В3 = 1), т. е. заканчива-
ется формирование рабочего уровня.
422 Глава 10. Импульсные устройства
fl •
10.22. ШИМ для управления силовыми ключами преобразователя
Рис. 10.73. Схема ШИМ для управления силовыми ключами (я); диаграмма
работы (б)
Пусть в процессе работы ток через светодиод увеличился, т. е. измени-
лась величина обратной связи по току. В этом случае изменяется освещен-
ность фотодиода, и тем самым меняется общее сопротивление пары (рези-
стор /?3 и фотодиод) — оно уменьшается. Поскольку ток в цепи (транзистор
ИТр резисторы и 7?3) остается постоянным (транзистор VT{ работает в
режиме источника тока), то напряжение на резисторе R3 и, следовательно,
на плюсовом входе компаратора уменьшается. В результате уровень порога
уменьшится, т. е. он сместится ниже по «пиле». Если входное напряжение
не изменилось, то наклон «пилы» останется прежним, и так как уро-
вень порога сместился ниже своего прежнего положения, то «пила» пе-
ресечет его раньше, что приведет к уменьшению длительности импуль-
са (см. рис. 10.73, б М2, А2).
Если теперь освещенность фотодиода снова уменьшится, то напряже-
ние на резисторе R3 возрастет и длительность импульса, формируемого
ШИМ, увеличится. Таким образом ШИМ (рис. 10.73) отрабатывает воздей-
ствие обратной связи. Если освещенность фотодиода будет постоянной, а
изменяется напряжение t/Bx, то длительность импульса /иш, как и в схеме
рис. 10.72, будет меняться за счет изменения наклона «пилы». При одно-
временном воздействии обоих факторов, т. е. при изменениях 6/вх и напря-
жения порога t/nop, ШИМ выдает сигнал, длительность которого соответ-
ствует суммарному воздействию обоих возмущений. Таким образом, дан-
ный ШИМ позволяет регулировать длительность выходного сигнала как за
счет изменения наклона «пилы» (отработка t/Bx), так и за счет смещения
напряжения порога 6/ относительно «пилы» вверх или вниз (отработка
обратной связи).
В схемах рис. 10.72, 10.73 вентиль В2 и ключ Кл j можно исключить. При
этом резистор R{ подключается непосредственно к конденсатору Ср а второй
Глава 10. Импульсные устройства
вход элемента надо подключить ко входу генератора. В этом случае напря-
жение на конденсаторе превышает напряжение порога и при [/вх > t/BX max
стремится к величине Uc = t/BHn + t/д, что необходимо учитывать при раз-
работке схемы. Регулировка ШИМ начинается с установки напряжения
порога для компаратора.
Резистор /?3 должен быть достаточно высокоомным — 100—150 кОм, в
противном случае шунтирующее действие фотодиода будет слабым. Под-
стройка тока в цепи, источника тока осуществляется резистором /?2, вклю-
ченным между затвором и источником полевого транзистора VT}. В каче-
стве последнего можно, например, использовать транзистор 2П 308В (по-
левой транзистор с управляемым р-л-переходом).
10.23 . Каскады управления силовыми ключами
преобразователя ВИП
Обращаясь к схеме ШИМ рис. 10.72, можно видеть, что в состав схемы
входит каскад, выполненный на транзисторах п-р-п- и р-л-р-типа (транзи-
сторы VTX и ИГ2). Как будет показано ниже (гл. 12), такой каскад использу-
ется для управления базовыми цепями силовых транзисторов (ключей) пре-
образователя вторичного источника питания (ВИП). Однако часто возни-
кает необходимость в каскаде, реализованном на транзисторах одного типа
проводимости. Примером такого каскада может служить выходной каскад
элементов ТТЛ-типа, который можно отнести к разряду наиболее удачных
среди каскадов аналогичного назначения. Но в данном каскаде при его
переключении возникает «сквозной» ток, протекающий через верхний и
нижний транзисторы л-р-л-типа. На рис. 10.74 приведен каскад на одно-
типных транзисторах, в котором такой ток отсутствует.
В основу построения каскада заложен принцип разнесения во времени
процессов выключения одного транзистора и включения другого. Схема
работает таким образом, что всегда сначала выключается работающий тран-
Лрт,
Выход
зистор, а затем включается тот, ко-
торый был выключен. Указанный ал-
горитм переключения транзисторов
обеспечивает «удлиненный» D-триг-
гер (см. гл. 4), выполненный на эле-
ментах ИЛИ-HE (для транзисторов
р-л-р-типа — на элементах И-НЕ).
Рассмотрим работу схемы рис. 10.74.
Пусть в исходном состоянии на вхо-
де каскада действует сигнал с уров-
нем логического 0 (Вх = 0). В этом
случае на базе транзистора VT2 дей-
ствует управляющий потенциал, и
Вход
о-
Рис. 10.74. Каскад на транзисторах р-л-р-типа и «уд-
линенном» D-триггере
10.23. Каскады управления силовыми ключами преобразователя ВИП 425
Рис. 10.75. Каскад на однотипных полевых транзисторах с ин- ЦП1Т
дуцированным каналом «-типа36 О
ИТ,
транзистор VT2 будет включен, а
транзистор V7\ выключен, т. к. на
его базе — уровень 0. При поступ-
лении сигнала на вход (Вх = 1) на
выходе элемента В, сформируется
логический 0 (В3 = 0), что приве-
дет к запиранию включенного ра-
нее транзистора VT2. Затем сфор-
мируется сигнал с уровнем логи-
ческой 1 на выходе элемента В4, и
ранее выключенный транзистор
VT{ включается.
Пусть теперь на вход каскада по-
ступает сигнал с уровнем логичес-
кого 0 (Вх = 0). В этом случае сначала формируется сигнал с уровнем логи-
ческого 0 на выходе элемента (В2 = 0) и ранее включенный транзистор
V7\ выключается. Затем с задержкой 2тср сформируется сигнал с уровнем
логической 1 на выходе элемента В}(В} = 1) и ранее выключенный транзис-
тор VT2 включается.
Элементы В{ и В2 обеспечивают
необходимый ток в базы транзисто-
ров ИТ, и ИТ,.
На рис. 10.75 приведен вариант
схемы каскада на однотипных по-
левых транзисторах проводимостью
л-типа. Данная схема работает ана-
логично схеме рис. 10.74.
На рис. 10.76 показан инвертор
с «удлиненным» D-триггером, позво-
ляющий включать и выключать раз-
нополярные транзисторы по описан-
ному выше алгоритму.
Здесь следует отметить, что в
традиционном каскаде (инверторе),
т. е. каскаде без «удлиненного /)-триг-
гера имеет место «сквозной» ток при
эр на полевых транзисторах с индуци-
проводимостью р- (ИТ,) и «-типа (ИТ,)
36 В схеме рис. 10.75 транзистор ИТ, работает в режиме истокового повторителя. Это
означает, что напряжение на выходе (£/вых) будет равно £/пит при условии, что напряжение на
затворе ИТ, будет больше £/|Иг на величину напряжения порога включения. В противном слу-
чае UBhix будет меньше напряжения затвора на величину порога включения транзистора.
Глава 10. Импульсные устройства
переключении инвертора из одного состояния в другое. При этом из-за
кратковременного протекания «сквозного» тока через оба транзистора ре-
альная потребляемая мощность возрастает на 10—20 % по сравнению с рас-
четной определяемой по формуле:
р = с„ t/2n/r = /-cll-г/и2п,
где f — частота следования импульсов; Сн — емкость нагрузки; (/ип — на-
пряжение источника питания.
«Удлиненный» D-триггер на схеме рис. 10.76 может быть выполнен и в
несимметричном исполнении, т. е. одно плечо такого триггера может со-
держать большее, а другое — меньшее число элементов. В частности, из
схемы «удлиненного» D-триггера рис. 10.76 можно исключить элементы В4
и В5. При этом выход элемента В6 будет подключен ко входу элемента В} и
к базе транзистора VT2.
Приведенные схемы управления переключением транзисторов наибо-
лее эффективны при их реализации в кристалле БИС.
10.24 . Восстановление длительности импульсов
в последовательности передаваемых
цифровых сигналов
При работе с цифровыми сигналами может возникнуть ситуация, когда
длительность импульса в процессе обработки может отличаться от дли-
тельности тактирующих импульсов. Такой результат, например, может по-
лучиться вследствие прохождения последовательности по цепочке из эле-
ментов, которые обладают различными задержками включения и выклю-
чения (тю и r0l). Возможны и другие причины искажения длительности
импульсов.
На рис. 10.77 показан пример искажения длительности импульсов, фор-
мируемых на выходе некоторого устройства (Инф), в составе которого
имеются две непрерывные последовательности импульсов ТИ/2 и ТИ. Из
рис. 10.77 видно, что длительности первого, четвертого и седьмого импуль-
сов имеют меньшую длительность, а второй и пятый — большую по сравне-
Рис. 10.77. Диаграмма сигналов
10.25. Удвоение частоты
D С
Q (Вых.)
ИНФ
Выход
ИНФ
Рис. 10.78. Схема восстановления дли-
тельности импульсов
Рис. 10.79. Схема восстановления дли-
тельности импульсов одновибратором
(ОВ)
нию с ТИ/2. При передаче информации в другое устройство желательно,
чтобы все передаваемые импульсы имели одинаковую длительность. В не-
которых случаях, особенно при работе на максимальных частотах для ис-
пользуемой серии ИС, такое искажение импульсов может быть недопусти-
мым. Последнее особенно актуально, когда информация передается в дру-
гое устройство через элементы гальванической развязки (см. гл. 12). Поэтому
до передачи в другое устройство длительности передаваемых импульсов
должны быть восстановлены до одинаковой величины равной длитель-
ности тактирующих импульсов ТИ/2. Схема восстановления показана на
рис. 10.78. Как видно из рис. 10.78, она довольно проста и представляет
собой С£7?/)-триггер и работает следующим образом.
Восстанавливаемая информация (Инф) поступает на /)-вход триггера, а
на тактовый вход триггера С поступает удвоенная тактовая частота ТИ.
Поскольку информация на выходе Q триггера Trj фиксируется после окон-
чания импульса ТИ (фронт F), то на выходе триггера Q она будет иметь
длительность, равную длительности ТИ/2 независимо от того, имеет ли она
укороченную или расширенную длительность (см. рис. 10.77). При этом
длительность импульса будет всегда восстанавливаться при условии, что
длительность укороченного импульса не менее длительности импульса ТИ,
расширенного при условии, что она не больше ТИ/2. В этом случае фронт F
сигнала ТИ/2 совпадает с информацией (Инф) и она будет восстановлена
по длительности (см. рис. 10.77, пунктир).
В отсутствии двойной частоты восстановить длительность импульса до
определенной величины можно одновибратором, как показано на рис. 10.79.
При этом одновибратор должен формировать постоянную длительность, не
зависимо от ее длительности на входе.
10.25 . Удвоение частоты
При разработке цифровых устройств иногда требуется сформировать час-
тоту 2/ из имеющейся частоты /, т. е. удвоить частоту. Такое требование,
например, возникает, когда приходится работать в манчестерском коде
(см. гл. 12).
При работе с цифровыми сигналами удвоенную частоту можно полу-
чить из сигнала типа меандр выделением фронтов /и F и последующего
их сложения по схеме ИЛИ.
Глава 10. Импульсные устройства
Рис. 10.80. Схема удвоения частоты (л);
диаграмма работы (б)
Если сигнал типа меандр отсутствует, то его можно сформировать, на-
пример, одновибратором. На рис. 10.80 показан один из вариантов схемы
удвоения частоты. Как видно из рис. 10.80, схема содержит два одновибра-
тора ОВ} и ОВ2 и элемент ИЛИ на два входа. На вход схемы подается сиг-
нал типа меандр.
При этом одновибратор ОВ} срабатывает от фронта F, а одновибратор
ОВ2 — от фронта F (см. рис. 10.80).
Длительность импульсов, формируемых одновибраторам, равна 0,5 Г, где
Т — период следования входной частоты.
Приведенная схема наиболее эффективна для тех серий ИС, в соста-
ве которых имеются одновибраторы (например, серий 1533, 533, микро-
схема АГЗ).
На рис. 10.81 приведена схема удвоения, выполненная с использовани-
ем элемента Исключающее ИЛИ.
Схема содержит элемент задержки (ЭЗ) и элемент Исключающее ИЛИ.
В качестве ЭЗ может использоваться любой элемент, позволяющий осу-
ществлять сдвиг входного сигнала на 0,25Г
В частности, в качестве ЭЗ можно применять интегрирующую /?С-цепь
с триггером Шмитта или без него либо регулируемую ЛЗ. (см. гл. 10).
Сигнал на выходе схемы будет иметь форму меандр, при условии, что
сдвиг входного импульса составляет 0,25Г. В противном случае длитель-
ность выходного сигнала будет отличаться от меандра, и для его восста-
новления потребуется подключить к выходу схемы одновибратор. В неко-
торых случаях наиболее удачной может оказаться схема удвоения, приве-
денная на рис 10.82. Последняя включает в себя схему выделения фронтов
F, F (см. рис. 10.8, а), элемент И-НЕ (Д}) и одновибратор, подключенный
к выходу элемента (В}\ Работа схемы показана на рис. 10.82, 6.
Рис. 10.81. Схема удвоения частоты (я); диаграмма работы (б)
10.26. Переключение тактирующих импульсов, формируемых генератором 429^)
10.26 . Переключение тактирующих импульсов,
формируемых генератором
В процессе работы, часто, по команде «Управление» (УПР), требуется от-
ключить ТИ, формируемые генератором без его отключения. Для этой цели
можно, например, использовать двухвходовый вентиль 2И. Если сигнал уп-
равления не синхронизирован с тактирующими импульсами, т. е. поступает
асинхронно относительно ТИ, то длительность импульса на выходе венти-
ля 2И не определена: она может быть равна длительности ТИ, а может быть
и значительно меньше последней. На рис. 10.83 приведена схема, которая
позволяет избежать этого недостатка. Схема содержит ClFD-триггер, эле-
мент 2И (Z?j) и элемент 2ИЛИ-НЕ (52). Если УПР = 1 , то первым ТИ
триггер примет состояние = 1 и, следовательно, ТИ' = 1. Если задержка
включения триггера мала, то можно считать, что длительность первого ТИ'
равна длительности ТИ. Если УПР = 0 и ТИ = 0, на выходе сформиру-
ется логическая 1, и триггер по входу R сбросится в 0 (Ql = 0).
Рис. 10.83. Схема переключения ТИ, формируемых генератором (а); диаг-
рамма работы (б)
Таким образом, как видно из рис. 10.83, 5, при наличии команды «УПР»
(УПР = 1) схема выдает сигналы ТИ ', а при УПР = 0, сигналы ТИ ' —
отсутствуют. При этом генератор не отключается.
ГЛАВА 11
ВТОРИЧНЫЕ ИСТОЧНИКИ
ПИТАНИЯ
11.1. Общие сведения, блок-схема ВИП
Данная глава не ставит целью рассмотрения различных способов проекти-
рования вторичных источников питания (ВИП), рассмотренных в литера-
туре, а отражает опыт автора в разработке ВИП, применяемых в бортовой
аппаратуре. Главной отличительной особенностью таких ВИП является то,
что к ним предъявляются весьма жесткие требования к объемно-весовым
показателям при одновременном выполнении источником не менее жест-
ких требований к надежности, стабильности, кпд, амплитуде пульсаций
выходных номиналов в условиях воздействия на ВИП дестабилизирующих
факторов. К числу последних следует отнести температуру окружающей
среды, ток нагрузки и входное напряжение, изменяемые в широком диапа-
зоне.
Обычно диапазон изменения входного (первичного) напряжения лежит
в пределах 23—34 В при номинальном напряжении 27 В. Температурный
диапазон, как правило , находится в пределах —50 — +50 °C, хотя возможны
отклонения как в одну, так и в другую стороны. Что касается изменения
тока нагрузки по выходным (вторичным) номиналам напряжений, то эти
изменения могут находиться в широком диапазоне, включая так называе-
мый холостой ход, т. е. когда ток нагрузки составляет 3—5 % от максималь-
ного тока или практически равен нулю. Дальнейшее описание начнем с рас-
смотрения ВИП, блок-схема которого приведена на рис. 11.1.1, а. В состав
блок-схемы входят следующие узлы:
Фвх — фильтр входной;
ИвнП — источник внутреннего питания;
ГИ — генератор импульсов;
ШИМ — широтно-импульсный модулятор;
РИ — распределитель импульсов;
ПрН — преобразователь напряжения;
ВП — выпрямитель;
Фсг — сглаживающий фильтр;
ОС — обратная связь;
Фвых — выходной фильтр.
11.1. Общие сведения, блок-схема ВИП 431
- 23 В
= 23 В
Ц)
Глава 11. Вторичные источники питания
11.2. Функциональное назначение
узлов ВИП
Узел Фвх выполняет двойное назначение:
1) защищает бортовую сеть от воздействия на нее импульсных помех,
возникающих в процессе работы преобразователя ВИП на шинах питания
+27 и -27 В;
2) ослабляет импульсные помехи со стороны бортовой сети на узлы
источника питания, такие как ИвнП, ШИМ, ПрН.
Узел ИвнП — выполняет функцию внутреннего источника электропита-
ния узлов ВИП.
Наиболее часто для внутреннего питания используется напряжение
+5 В.
ГИ — формирует импульсные сигналы прямоугольной формы.
ШИМ — этот узел формирует импульсы, длительность которых меняет-
ся от величины первичного напряжения и от тока нагрузки.
РИ — распределяет поступающие на его вход импульсы по двум кана-
лам (выходам).
ПрН — задача этого узла заключается в преобразовании постоянного
входного напряжения 27 В в переменное напряжение.
ВП — преобразует поступающие на его вход прямоугольные двуполяр-
ные импульсы в однополярные.
Узел Фсг — выполняет функцию фильтра нижних частот, т. е. его зада-
чей является выделение постоянной составляющей из импульсных сигна-
лов, поступающих на его вход.
ОС — за счет этого узла осуществляется стабилизация выходного на-
пряжения при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды.
Узел Фвых — защищает выходную цепь потребителя от действия на нее
импульсных помех.
11.3. Работа блок-схемы ВИП
Первичное напряжение 27 В, поданное на ВИП, после прохождения филь-
тра Фвх одновременно поступает на три узла: ИвнП, ШИМ и ПрН.
На выходе узла ИвнП формируется напряжение +5 В, которое использу-
ется для питания узлов схемы управления: ГИ, ШИМ, РИ.
Генератор формирует прямоугольные импульсы длительностью ти и ко-
эффициентом заполнения
^=К/Т,
где Т — период следования импульсных сигналов.
Здесь необходимо отметить, что выбор частоты генератора связан с
частотой преобразования, от выбора которой, в свою очередь, зависят не
только габариты наиболее объемных деталей ВИП, таких как дроссели и
трансформаторы, но и кпд источника питания в целом. Заранее огово-
римся, в рассматриваемых здесь ВИП частота генератора выбиралась в
пределах 400—500 кГц, а длительность импульса — в пределах 200—250 нс.
11.3. Работа блок-схемы ВИП 433
Импульсы от генератора поступают на вход ШИМ, на выходе которого
формируются сигналы, длительность которых меняется в зависимости от
амплитуды входного напряжения и от тока нагрузки. При увеличении тока
нагрузки длительность импульса увеличивается, а при уменьшении — умень-
шается. При изменении входного напряжения длительность импульса (/иш)
изменяется в соответствии с выражением
t max ' ^вх min /11 1 1 \
'иш “ TJ • ^11.1.1;
ВХ
Откуда при t/Bx = t/Bxmin длительность Гиш = Гитах, т. е. максимальна, а при
f/BX = i/BX max она минимальна. Если предположить, что t/Bx min = 23 В, а
f/Bx max = 34 В, то длительность импульса
t -23
'иш = Ит34' =°’676/и- (И.1.1а)
Сигналы с выхода ШИМ поступают на вход РИ, на двух выходах кото-
рого (1/С 2К) формируются импульсы с длительностью, равной длительно-
сти /иш, но смещенные по времени на 180° (рис. 11.1.1, б).
Сигналы с выходов первого и второго каналов РИ поступают на пре-
образователь, который выполнен по двухтактной схеме. Как видно из
рис. 11.1.1, б (см. точки Ми Р), ПрН преобразует поступающие на его вход
однополярные сигналы от РИ (1/Г, 2К) в двуполярные. Другая задача ПрН
заключается в осуществлении гальванической развязки между первичным
и вторичным номиналами напряжений, т. е. в обеспечении между ними
необходимого сопротивления изоляции, составляющего десятки мегом. Галь-
ваническая развязка обеспечивается за счет трансформатора, входящего в
состав ПрН. Более подробно ПрН и его работа рассмотрены ниже. Двупо-
лярные сигналы со вторичной обмотки трансформатора поступают на двух-
тактный выпрямитель, на выходе которого формируются однополярные
импульсы с частотой генератора (см. рис. 11.1.1, б, ВП^. Однополярные
импульсы с выхода ВП] поступают на вход Г-образного £С-фильтра, на
выходе которого формируется постоянное напряжение заданной амплиту-
ды (/вых и требуемой величины напряжения пульсаций (см. рис. 11.1.1, б,
Фс11). Обратная связь, включенная параллельно нагрузке, обеспечивает ста-
билизацию выходного напряжения при изменении тока нагрузки и измене-
нии температуры окружающей среды за счет воздействия на второй вход
ШИМа. Более подробно действие ОС рассмотрено в подразд. 11.11.3.
Как видно из блок схемы рис. 11.1.1, а, кроме основного канала имеется
еще один канал, содержащий трансформатор Тр2, выпрямитель ВП2 и фильтр
Фсг2, причем первичная обмотка трансформатора Тр2 подключена парал-
лельно трансформатору Трг Напряжение, получаемое на выходе фильтра
Фсг2, используется в качестве внутреннего источника вместо ИвнП, который
работает только в первоначальный момент, т. е. до появления напряжения
на выходе фильтра Фсг?. Затем источник ИвнП отключается, что увеличива-
ет кпд источника питания37.
37 Как будет показано ниже в рассматриваемых ВИП, Ивн П отключается частично, но
возможно и полное отключение.
Глава 11. Вторичные источники питания
11.4. Функциональные узлы ВИП,
схемная реализация, описание
Как отмечалось выше, в бортовых ВИП предъявляются весьма жесткие тре-
бования к объемно весовым показателям и кпд. С целью повышения кпд
источников питания при их разработке необходимо применять элементы с
малой потребляемой мощностью и с малыми потерями.
Применительно к логическим элементам такими элементами являются
КМДП-ИС, а применительно к моточным изделиям (трансформаторы, дрос-
сели) — ферриты. Снижение объемно-весовых показателей достигается за
счет выполнения схемной части ВИП на бескорпусных элементах, которые
по сравнению с корпусными имеют значительно меньшие габариты и вес.
При этом применение бескорпусных элементов (транзисторов, диодов,
интегральных схем) в составе ВИП требует иных технологий их установки
на носителях, в качестве которых используются поликоровые подложки
толщиной 0,5; 1 мм, хорошо проводящие тепло.
Часть узлов ВИП, такие как ГИ, ШИМ, РИ, выполненные с примене-
нием логических элементов, были подробно рассмотрены выше (см. гл. 10).
Поэтому в данном разделе остановимся на рассмотрении остальных уз-
лов ВИП, а именно: фильтр входной (Фпх), источник внутреннего питания
(ИвнП), преобразователь (ПрН), выпрямитель (ВП) и обратная связь (ОС),
приведенные в составе блок-схемы ВИП (см. рис. 11.1.1).
Фильтр входной (Фвх). При работе ВИП его основной узел ПрН излуча-
ет высокочастотные шумы (радиопомехи). Последние возникают в процес-
се переключения силовых транзисторов. Причем уровень шумов в значи-
тельной степени определяется скоростью переключения транзисторов. При
невысокой скорости переключения последних уровень шумов невелик, а
при быстром переключении (крутые фронты) уровень шумов резко возрас-
тает. Это связано с тем, что спектр излучаемого сигнала в этом случае со-
держит большее число гармонических составляющих (ширина полосы час-
тотной спектра увеличивается, см. гл. 12).
В частности, спектр повторяющихся импульсов содержит частоты, на-
ходящиеся в диапазоне от частоты повторения до частоты
J max т ’
где Л — длительность фронта [85].
Приведенное выражение дает примерную оценку содержащихся в спек-
тре частот. Фактически частотный спектр импульса зависит от его формы.
При работе преобразователя им могут излучаться электромагнитные поме-
хи в диапазоне от 1 до 100 МГц и выше. Источниками помех могут являться
также и кратковременные пусковые токи и всплески напряжения, имею-
щие место при переходных процессах38. Другими словами, можно сказать,
38 Основное назначение входного фильтра — это фильтрация коммутационных помех и
их гармоник из входной линии энергосбережения.
/1.4. Функциональные узлы ВИП, схемная реализация, описание 435
что шумы создаются везде, где наблюдаются быстрые перепады в сигналах
напряжения или тока.
Так как ПрН генерирует ВЧ (высокочастотные) шумы в виде электро-
магнитного излучения (э.м.и.), то они могут наводиться на любом проводе
источника питания, включая входы и выходы.
Наводиться помехи могут как через паразитные емкости, так и за счет
наведения э.д.с. в замкнутых контурах. Здесь важно отметить, что уровень
э.м.и. от преобразователя заметно снижается при использовании в нем
тороидальных сердечников в трансформаторе. Последнее объясняется тем,
что тороидальный сердечник обеспечивает замыкание магнитного поля
внутри сердечника, т. е. это поле практически не рассеивается вне сердеч-
ника и, следовательно, не наводит электромагнитных помех. Понятно,
что помехи (шумы) существенно осложняют работу ВИП, но они не дол-
жны сказываться на потребителе. Чтобы помехи не попали на входные и
выходные клеммы ВИП, они должны быть отфильтрованы. Причем филь-
трация помех на входе преобразователя должна быть выполнена так же
тщательно, как и на его выходе. Для решения этой задачи применяются
дроссели на магнитном сердечнике, обеспечивающие подавление указан-
ных помех. Такой дроссель выполняется на неразрезанном ферритовом
кольце, на котором помещаются две обмотки одна напротив другой. Дан-
ный способ намотки увеличивает индуктивность рассеяния, что повыша-
ет способность дросселя подавлять ВЧ-помехи. Благодаря тому, что об-
мотки включаются встречно, токи через них равны и противоположно
направлены. Поэтому они создают магнитные потоки, которые взаимно
компенсируют друг друга.
В результате, если паразитные электромагнитные излучения наво-
дятся одновременно на обе обмотки, то они взаимно компенсируются
и не поступают на вход преобразователя. Общие требования к такому
дросселю:
• дроссель должен иметь достаточно большую индуктивность каждой об-
мотки, т. е. сердечники таких дросселей должны выполняться на ферри-
тах с высокой магнитной проницаемостью (//г = 5000—15 000);
• дроссель должен иметь минимально возможную межвитковую емкость,
т. е. он должен иметь сравнительно небольшое число витков (не бо-
лее 10);
• дроссель должен обладать как можно большой индуктивностью рассеяния
при выбранном сердечнике (достигается конструкцией дросселя и разме-
щением обмоток);
• дроссель должен обладать минимально возможным сопротивлением.
Фильтр Фвх кроме дросселя включает в себя два последовательно вклю-
ченных конденсатора С1 и Сэ, общая точка которых подключена на корпус
(см. рис. 11.11.1). Наличие этих конденсаторов повышает эффективность
фильтрации шумов преобразователя. Такой фильтр подавляет несиммет-
ричные помехи, т. е. помехи, которые распространяются по одному прово-
ду (плюсовому или минусовому), и замыкается на корпус. Емкость таких
конденсаторов должна быть относительно небольшой и лежит в пределах
нанофарад, а сами конденсаторы фильтра должны быть безвыводные, кера-
мические.
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.4.1. Узел внутреннего питания
ВИП
Схема «подхвата»
т. е. после появления
ние на выходе схемы
выражением
Дроссель Lx и конденсаторы С15,
Cj и С2 образуют фильтр, который
называют фильтром защиты от ра-
диопомех (ф.р.п.) [25]39.
Узел ИвнП (рис. 11.4.1) содержит
параметрический стабилизатор на-
пряжения (элементы: VI) v VD2; ре-
зисторы: Я2, Я3; транзисторы:
РТр КГ2) и схему «подхвата» напря-
жения внутреннего питания (эле-
менты: И/>>3, ИР4; трансформатор
Трэ, дроссель конденсатор Cj).
включается в работу после выхода ВИП на режим,
выходного напряжения. До этого момента напряже-
«подхвата» (эмиттер транзистора ИГ2) определяется
(/ВНП2 = £/ст -2(/бэ +£/д = +6/бэ, (11.4.1)
где Ucy — напряжение стабилитрона ИРр — напряжение на диоде ИР2;
(/бэ — напряжение база-эмиттер транзисторов VTv VT2.
После выхода ВИП на режим транзистор V7\ должен быть надежно за-
перт, т. е. напряжение на его эмиттере должно быть больше напряжения на
его базе на 0,2—0,3 В. В этом случае ток, необходимый для питания узлов
схемы ВИП, будет отбираться не из цепи 27 В, а от напряжения, формиру-
емого схемой «подхвата». Это напряжение, за счет схемы «подхвата», содер-
39 В некоторых случаях такой фильтр в схеме ВИП отсутствует. Это обусловлено с тем,
что большинство потребителей не испытывают необходимости в таких фильтрах и не желают
платить за то, в чем не нуждаются. Более того, требование заказчика к фильтрации помех и
э.м.и. могут быть столь различными, что их необходимо учитывать индивидуально.
Большое значение для снижения э.м.и. имеет правильная организация размещения эле-
ментов на плате (подложке) и подводящих к ним электрических проводников (дорожек). Пос-
леднее обусловлено тем, что любая дорожка на плате может выступать в качестве антенны.
При этом длина и ширина дорожки влияют на уровень излучаемых помех, поскольку от фор-
мы токовой дорожки зависит ее индуктивность и сопротивление, а именно: индуктивность и
сопротивление дорожки прямо пропорциональны ее длине. Поэтому для снижения э.м.и.
токопроводящие дорожки следует выполнять наиболее короткими и широкими.
В общем, чем больше длина дорожки, тем ниже частота, которую эта дорожка может
принять и передать [88]. Сама же печатная плата или подложка должны выполняться с боль-
шим наполнением металла (медью), т. е. на ней не должно быть больших областей без покры-
тия. При наличии последних дорожки, подводящие питание и заземление, необходимо делать
наиболее широкими.
В этом случае:
• преобразователь лучше излучает тепло;
• большие медные площадки лучше поглощают, рассеивают радиочастотную энергию, т. к.
создают условия для вихревых токов.
С целью дополнительного снижения уровня электромагнитного излучения ПрН заклю-
чают в металлический корпус, который, являясь экраном, препятствует э.м.и., при условии,
что ПрН экранирован полностью, т. е. с шести сторон.
/ /. 4. Функциональные узлы ВИП, схемная реализация, описание
жащей понижающий трансформатор, выпрямитель и сглаживающий фильтр,
будет определяться выражением
- ^эУТг - U3V7\ +0,3 В,
(11.4.2)
что заметно ниже 27 В и приводит к увеличению кпд источника. Как будет
показано далее, напряжение с эмиттера VT2 используется для питания си-
ловых цепей ВИП, а напряжение с эмиттера V7\ (И^П^ — для питания
цепей схемы управления. Смысл такого разделения цепей питания станет
очевиден из дальнейшего описания схемы. Поскольку в процессе работы
транзистор VT2 отключается, то из параметрического стабилизатора его сле-
дует исключить, и напряжение на выходе VTX определяется выражением
иэ^ =^ВНП, = U„-U^ + (/,=(/„, (11.4.3)
при условии, ЧТО f/CT >> (7бэ.
Такая схема работает следующим образом. При возрастании, по каким
либо причинам, напряжения U3VT уменьшается напряжение 6/бэ транзисто-
ра VTX (т. к. на базе оно постоянно за счет (/ст, а на эмиттере возросло), в
результате уменьшаются базовый и коллекторный токи через транзистор.
А поскольку сумма тока базы и тока коллектора равны току эмиттера, то
последний также уменьшается, и, следовательно, напряжение U3VT^ практи-
чески останется прежним. Следует отметить, что напряжение U3 транзисто-
ра VTX остается практически постоянным, начиная с момента включения,
тогда как напряжение на эмиттере VT2 изменяется в процессе работы при-
мерно на один вольт (практически скачком). И именно по этой причине
напряжение с эмиттера VTX используется для питания узлов схемы управле-
ния (генератор, ШИМ, компаратор), требующих относительно более ста-
бильного питания по сравнению с силовыми узлами преобразователя. В
свою очередь, стабильность напряжения на эмиттере транзистора VTX зави-
сит от стабилитрона и его правильного выбора, а для этого необходимо
знать параметры стабилитрона, основные из которых приведены ниже.
Напряжение стабилизации UCT — определяется напряжением на стаби-
литроне при протекании через него заданного тока стабилизации.
Минимальный ток стабилизации /ст — ток, при котором полностью
сохраняется работоспособность стабилитрона.
Максимальный ток стабилизации /сттах — ток, величина которого огра-
ничена значением максимально допустимой рассеиваемой мощностью Ртах
с учетом температуры окружающей среды.
Дифференциальное сопротивление 7?диф — величина, определяемая отно-
шением изменения напряжения стабилизации к вызвавшему его измене-
нию тока:
*диф=-Т7^ (11.4.4)
ZA/ ст
Из выражения (11.4.4) следует, что чем меньше Адиф, тем лучшими стабили-
зирующими свойствами обладает стабилитрон.
Минимальное значение 7?диф имеют стабилитроны с напряжением
(/ст = 7—8 В. С увеличением t/CT дифференциальное сопротивление растет
438 Глава 11. Вторичные источники питания
почти линейно. Отсюда следует вывод, что при стабилизации напряжений
t/ci > 14—16 В для уменьшения /?диф вместо одного высоковольтного стаби-
литрона целесообразно установить два или более последовательно вклю-
ченных низковольтных стабилитронов.
Температурный коэффициент напряжения стабилизации аст определяется
отношением относительного изменения напряжения
---— к абсолютно-
му изменению температуры окружающей среды (ЛГ) при постоянном токе
стабилизации. Величина аС1 выражается в процентах на градус Цельсия
и определяется формулой:
At/CT 100
f/CT AT ’
(11.4.5)
где Д(/ст = i/c -i/CT) — разность напряжений стабилизации, измеренных
при температурах Т2 и Тх соответственно;
\Т = Т2 -Тх.
Из определения параметра асг следует, что чем он меньше, тем лучшими
стабилизирующими свойствами обладает стабилитрон. Зная параметр аС1
из выражения (11.4.5), можно определить изменение напряжения на стаби-
литроне (Л(/ст) при изменении температуры на 1 °C:
А(/ = аст ,^т ' ‘. (11.4.6)
С1 )00 /
Необходимо отметить, что параметр аст может иметь отрицательные,
положительные и нулевые значения. В частности, к последним относятся
стабилитроны с параметром (/ст ~ 5,5 В. У стабилитронов с большими зна-
чениями параметра (/ст температурный коэффициент стабилизации имеет
положительные значения, а с меньшими — отрицательные.
Диоды и стабилитроны, включенные в прямом направлении, имеют от-
рицательный сгет, линейно изменяющийся с температурой и сравнительно
мало зависящий от тока.
В схеме рис. 11.4.1 нагрузкой стабилитрона является эмиттерный повто-
ритель на составном транзисторе 2Т630Б. Известно, что переход база эмит-
тер транзистора при постоянном токе коллектора имеет отрицательный тем-
пературный коэффициент, примерно равный —2 мВ на градус, т. е. при
нагреве на один градус напряжение (/бэ уменьшается на 2,0 мВ. При темпе-
ратурном диапазоне от —50 — +50 °C напряжение [/бэ уменьшается на вели-
чину, равную 100 х (2,0) мВ = 200 мВ, и, следовательно, это изменение
должно быть скомпенсировано.
В схеме рис. 11.1 такая компенсация осуществляется цепочкой из ста-
билитрона 2С156 и последовательно включенного с ним диода, имеющего
отрицательный аст, примерно равный —2 мВ на градус. При этом диод за-
шунтирован резистором. Это позволяет менять ток через диод и, следова-
тельно, в небольших пределах изменять аст и величину напряжения t/ci на
базе транзистора VTv
11.4. Функциональные узлы ВИП, схемная реализация, описание
Температурная компенсация осуществляется следующим образом. Если
предположить, что напряжение на базе транзистора УТХ постоянно и не зави-
сит от температуры, то при нагреве на 1 °C напряжение на эмиттере V7\ возра-
стет на 2 мВ40. Поскольку напряжение на диоде уменьшается также на 2 мВ, то
напряжение на эмиттере транзистора VTX остается примерно постоянным.
Параметры /ст min и /ст тах для стабилитрона 2С156 имеют значения
4т min = 1 мА’ 4т max = 9 мА'
Резистор Rx в схеме рис. 11.4.1 является токозадающим. Величина рези-
стора Rx определяется, исходя из требуемого входного напряжения, при
котором должно появляться напряжение внутреннего питания и с учетом
того, чтобы протекающий через него ток был не меньше суммы токов, про-
текающих через нагрузку и минимального тока стабилизации, т. е.
1 ст 1 — 1 н ' 1 ст min 5
т _ ^вх ^ст > т . т
1 r — 7 н 7 ст min ’
где /н — ток нагрузки стабилитрона.
Откуда
(11.4.7)
(11.4.8)
(11.4.9)
п ^вх ст
' ~ I +1
н ст min
Нагрузкой стабилитрона VDX является эмиттерный повторитель, имею-
щий большое входное сопротивление, определяемое выражением
^.эп = ^ (11.4.10)
где В - — — статический коэффициент усиления транзистора, определяемый
Ц
как отношение постоянного тока коллектора /к к постоянному току базы /б, в
схеме с общим эмиттером; Ry — сопротивление нагрузки транзистора VTX.
Как уже отмечалось, напряжение с выхода эмиттера VTX используется
в качестве внутреннего напряжения питания элементов схемы управле-
ния. И если ток, отбираемый от эмиттера ИТр составляет, например, 5 мА,
то это равносильно тому, что в цепи эмиттера транзистора VTX находится
резистор с сопротивлением
d 5 В , о
R3 = ~г = т—г = 1 кОм-
1Э 5 мА
Для транзистора с параметром В, равным, например, 100, входное со-
противление эмиттерного повторителя /?вхэп ~ 100 кОм.
Следовательно, в выражении (11.4.9) током нагрузки можно пренебречь
и для определения сопротивления Rx можно воспользоваться формулой
U* -U
п вх ст
(11.4.11)
ст min
40 Вследствие уменьшения напряжения (/бэ на 2 мВ при нагреве транзистора на 1 °C.
Глава 11. Вторичные источники питания
где С7*х — входное напряжение, начиная с которого формируется внутрен-
нее напряжение питания. Если предположить, что С7*х = 16 В, то
„ (16-5,6) В
Л < — = 10 кОм.
1 1 мА
Резистор R2 в схеме рис. 11.4.1 установлен, чтобы снизить мощность,
рассеиваемую на коллекторах транзисторов VTX, VT2 за счет уменьшения
напряжения на коллекторах транзисторов.
Поскольку транзисторы VTX, VT2 работают в активном режиме (см. под-
разд. 11.6.3), то напряжение на коллекторе определяется выражением
UK = (/вх - /КЯК,
где /к — суммарный ток, протекающий через резистор R2 = /?к. Пока тран-
зистор работает в активном режиме, ток /, не зависит от величины Лк, и,
следовательно, часть напряжения 6/вх падает на Лк. Поэтому напряжение на
коллекторе транзисторов снижается, и, таким образом, уменьшается мощ-
ность, рассеиваемая на их коллекторах.
Обращаясь к схеме ИвнП (рис. 11.4.1), следует отметить, что запитка
генератора и ШИМ от эмиттера VTX приводит к некоторому снижению
кпд источника питания т. к. в этом случае отбор тока и, следовательно,
мощности осуществляется от цепи +27 В. Но поскольку по этой цепи ток
не превышает 5—6 мА, то эти потери сравнительно незначительны. В прин-
ципе, все элементы ВИП, включая генератор и ШИМ, могут запитывать-
ся от эмиттера VT?. Но при этом необходимо учитывать возможное изме-
нение частоты генератора и скважности вследствие скачкообразного из-
менения напряжения на эмиттере примерно на 1 В. В случае малой
мощности ВИП транзистор можно исключить и элементы ВИП запи-
тывать от эмиттера и подключенной к нему схемы «подхвата». При
этом для надежного запирания транзистора VTX на его эмиттере должно
быть напряжение
U3^ >t/CT+0,3 В. (11.4.12)
Однако в этом случае все элементы ВИП будут запитываться от повы-
шенного напряжения, определяемого выражением (11.4.12), что в случае
выполнения преобразователя на биполярных транзисторах может не приве-
сти к увеличению кпд, по сравнению с запиткой от двух источников внут-
реннего питания ИвнП! и ИвнП2.
11.5. Преобразователь напряжения
Как отмечалось выше, основная задача ПрН заключается в преобразовании
постоянного входного напряжения в переменное. Преобразователи, преоб-
разующие энергию постоянного тока в энергию переменного тока, называ-
ются инверторами, а процесс преобразования энергии постоянного тока в
энергию переменного тока — инвертированием. Одной из составных час-
тей ПрН является трансформатор, предназначенный для формирования
переменного напряжения и преобразования его величины. Один из прин-
71.5. Преобразователь напряжения 441
ципов преобразования заключается в изменении направления тока через
первичную обмотку трансформатора. Существует три схемотехнических
способа, позволяющих осуществлять изменение направления тока через
трансформатор. Один из них предполагает применять трансформатор со
средней точкой, т. е. трансформатор, в котором первичная обмотка состоит
из двух полуобмоток с одинаковым числом витков, соединенных таким
образом, что конец одной из полуобмоток соединен с началом другой. Об-
щая точка соединения полуобмоток называется средней точкой (рис. 11.5.1).
При этом начало одной полуобмотки и конец второй подключены к
коллекторам транзисторов, а первичное напряжение ±27 В (t/Bx) подается
на среднюю точку трансформатора. Схема такого преобразователя получи-
ла название двухтактной со средней точкой. На рис. 11.5.1 приведена схема
преобразователя, применяемая в рассмотренных ниже ВИП. Кроме приве-
денной схемы возможностью менять направление тока через первичную
обмотку трансформатора обладают двухтактные мостовые и полумостовые
схемы. Однако, последние более сложны схемотехнически и эффективны
при разработке ВИП большой мощности и, поэтому, здесь не рассматрива-
ются. Что касается двухтактных ПрН со средней точкой, то они достаточно
просты схемотехнически и, вместе с тем, позволяют проектировать ВИП с
высоким качеством выходных параметров, включая такие параметры, как
стабильность выходных номиналов напряжений и уровня пульсаций. Для
изменения направления тока кроме трансформатора в схеме ПрН необхо-
димы переключающие устройства (устройства коммутации). Роль после-
дних в схеме ПрН выполняют транзисторы.
В частности, в схеме рис. 11.5.1 — это транзисторы УТ5 и ИТ6, в качестве
которых используются транзисторы 2Т630Б. В базовые цепи транзисторов
U
Вых. 1
Вых. 2
Рис. 11.5.1. Схема двухтактного преобразователя на-
пряжения (а); диаграмма сигналов на вторичной об-
мотке трансформатора относительно точки «Общ.» (б)
б
Глава 1 /. Вторичные источники питания
УТ5 и VTh включены цепочки, состоящие из резисторов (/?,, /?2, /?3, /?4),
диодов (VDv ИЛ2), конденсаторов (Ср С2), микросхем (Dx р Z)12), транзис-
торов (УТХ— ИТ4), создающих необходимые электрические режимы для на-
дежного функционирования схемы.
Каким образом ПрН осуществляет изменение направления тока и, сле-
довательно, формирование выходного переменного напряжения из посто-
янного входного, показано на рис. 11.1.1, б для случая, когда f/x = 23 В.
Пусть сигнал управления транзистором УТ5 (выход первого канала Ри, 1 К)
поступает на вход элемента , (элемент ПУ4). Тогда на базе транзистора
VT5 действует отпирающий сигнал (рис. 11.1.1, б, точка ^бэИг5)- При этом
сигнал на базе транзистора кГ6, наоборот, отрицательной полярности,
т. е. запирающий. В итоге по цепи +27 В, первичная обмотка трансформа-
тора Трр коллектор — эмиттер транзистора У1\, течет ток, транзистор УТ5
входит в режим насыщения, и напряжение на его коллекторе стремится к
нулю Окэ ~ 0,2 В. При этом напряжение на коллекторе закрытого транзис-
тора УТ6 равно двойному напряжению UBX. Это связано с тем, что ток, про-
текающий через транзистор УТ\ и, следовательно, через первичную полуоб-
мотку трансформатора Трр создает магнитный поток, который наводит в
ней э.д.с. с напряжением, примерно равным [/вх. Но этот же самый магнит-
ный поток наводит точно такую же э.д.с. во второй полуобмотке, имеющей
одинаковое число витков с первой полуобмоткой. Поэтому на ней так же
возникает напряжение, равное t/BX, но уже по отношению к напряжению на
средней точке (+27 В). В итоге напряжение на коллекторе закрытого тран-
зистора, например УТЬ, будет равно удвоенному входному. При U = 34 В
на коллекторе закрытого транзистора напряжение составит 68 В. Следова-
тельно, транзисторы преобразователя в схеме со средней точкой должны
иметь запас по напряжению. В частности, у транзистора 2Т630Б напряже-
ние (/кэ = 120 В, что заметно больше 2(/вх = 68 В.
При поступлении отпирающего сигнала в цепь базы транзистора УТ6 че-
рез него потечет такой же ток, как и в первом случае, но уже в другом на-
правлении, а именно: по цепи +27 В, коллектор — эмиттер транзистора УТЬ.
И теперь уже напряжение на коллекторе УТ6 станет равным нулю (£/кэ = 0,2 В),
а напряжение на коллекторе УТ5 будет равно 2[/вх (см. рис. 11.1, б). Как
видно из рис. 11.1, б. напряжение на коллекторах транзисторов УТ5, УТЬ
не переменное, а постоянное (вернее, пульсирующие, изменяется по от-
ношению к общей точке — 27 В в одном направлении). Но на вторичной
обмотке по отношению к общей точке выходного напряжения оно пере-
менное. Таким образом, меняя направление тока через полуобмотки транс-
форматора с помощью транзисторов, управляемых по базам сигналами,
смещенными по времени на 180°, получили переменное напряжение из
постоянного. При этом амплитуда переменного напряжения на вторич-
ной обмотке будет определяться коэффициентом трансформации транс-
форматора
%= "Wp
где — и JK2 число витков первичной и вторичной полуобмоток транс-
форматора.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях
Однако кроме как преобразовывать постоянное напряжение в перемен-
ное перед ПрН стоит еще одна важная задача, а именно: выполнять свои
функции с минимальными потерями мощности. При этом следует отме-
тить, что величина этих потерь складывается из потерь в транзисторах и
потерь в трансформаторе, и величина этих потерь может быть существен-
ной при неправильно выбранных режимах работы последних и, наоборот,
не столь существенной, когда режимы оптимальны. Более подробно транс-
форматор и потери в нем рассмотрены в разд. 11.8.
В данной главе рассмотрим потери в транзисторах ПрН и способы их
снижения.
В процессе работы транзисторы преобразователя могут находиться в
четырех стадиях (состояниях, режимах):
1) в стадии «включен»;
2) в стадии «выключен»;
3) в стадии перехода из состояния «включен» в состояние «выключен»;
4) в стадии перехода из состояния «выключен» в состояние «включен».
В каждом из этих состояний транзистор потребляет различную мощ-
ность, величина которой должна быть, по возможности, минимальна, так
как эта мощность есть не что иное, как потери, приводящие к его нагреву.
Из сказанного следует, что для того, чтобы уменьшить потери, необхо-
димо знать, каким образом их сократить. А для этого надо знать особенно-
сти работы транзистора. Поэтому, дальнейшее описание ПрН имеет смысл
приостановить и вернуться к нему после рассмотрения особенностей пове-
дения транзистора в каждой из перечисленных стадий.
11.6. Транзистор и особенности его работы
в различных стадиях
11.6.1. Транзистор в стадии «включен»
Чтобы транзистор во включенном состоянии потреблял минимальную мощ-
ность, он должен работать в режиме ключа41 с определенной степенью или
коэффициентом насыщения 5 . Режим насыщения имеет место, когда тран-
зистор находится во включенном состоянии при условии, что оба его пере-
хода, эмиттерный и коллекторный, смещены в прямом направлении.
Для транзистора л-/?-л-типа сказанное можно записать в виде двух ус-
ловий:
1) (/бэ > 0 — т. е. когда напряжение на базе имеет более высокий потен-
циал по отношению к эмиттеру;
2) £/6к > 0 — т. е. когда напряжение на базе более положительно по
отношению к коллектору относительно эмиттера.
Для транзисторов л-р-л-типа, когда на его базе и коллекторе присут-
ствует положительное напряжение по отношению к эмиттеру, второе усло-
41 Во включенном состоянии транзистор может работать в двух режимах:
• в режиме ключа;
• в активном (усилительном, линейном) режиме.
444 Глава 11. Вторичные источники питания
вие будет обеспечено только в том случае, когда [/бэ > £/кэ. Следовательно, в
схеме с общим эмиттером, которая имеет место в рассматриваемом случае,
напряжение на базе насыщенного транзистора (относительно эмиттера)
больше напряжения на его коллекторе.
При этом транзистор как бы стянут в точку (эквивалентен короткозам-
кнутому элементу), т. к. напряжения {/бэ (i/63 = 0,7 В) и 6/кэ (£/кэ = 0,2 В)
незначительны и примерно равны нулю. В этом случае ток через транзис-
тор /кн (ток коллектора в режиме насыщения) определяется выражением:
Е
'кн (11-6.1)
К к
где Ек — напряжение питания схемы; /?к — сопротивление нагрузки в цепи
коллектора.
Ток /кн практически не зависит от температуры, т. к. температурный
коэффициент коллекторного напряжения t/KH (напряжение на коллекторе
насыщенного транзистора) составляет 0,1—0,2 мВ на градус, что является
существенным достоинством режима насыщения42. Другое важное преиму-
щество режима насыщения заключается в том, что в этом режиме наиболее
просто достигается высокая помехоустойчивость ключа в замкнутом (вклю-
ченном) состоянии. Это связано с тем, что транзистор — инерционный
прибор, в силу чего для вывода транзистора из насыщения сигнал помехи
должен действовать не менее некоторого времени, зависящего от амплиту-
ды импульса и степени насыщения транзистора.
Однако длительности импульсов помех, возникающих (наводимых) бла-
годаря паразитным связям базовой цепи транзистора с цепями «общая» и
другими цепями, относительно малы. Поэтому при надлежащем выборе
параметра 5н > 1 они не в состоянии вывести транзистор из насыщения.
В процессе работы транзистора в составе ПрН возможны три варианта
режимов его работы, в которых он должен быть всегда в насыщенном со-
стоянии:
1) напряжение £/вх(£к) и сопротивление нагрузки постоянны;
2) напряжение 6/ постоянно, сопротивление нагрузки меняется;
3) напряжение UQX меняется, сопротивление нагрузки постоянно.
Возможны и сочетания этих вариантов. При этом на вход базы транзи-
стора всегда подается напряжение одинаковой амплитуды, но различной
длительности. Выше было отмечено, что насыщение транзистора характе-
ризуется параметром 5н, т. е. степенью насыщения транзистора. В свою
очередь, для определения параметра 5н необходимо знать значение тока
базы на границе насыщения, обозначаемого как /бн.
На рис. 11.6.1 показано семейство выходных (коллекторных) характеристик
транзистора с нагрузочной прямой, соответствующей нагрузке RK (рис. 11.6.2).
При любом режиме работы транзистора (режим насыщения, активный
режим, режим отсечки) коллекторное напряжение транзистора UK и ток
коллектора /к связаны уравнением Кирхгофа
UK = Ек - 7кЯк.
12 Этот режим работы транзистора часто называют работой транзистора в режиме ключа.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях 445
Рис. 11.6.1. Семейство коллекторных харак-
теристик транзистора с нагрузочной прямой
Рис. 11.6.2. Схема транзисторно-
го ключа
Это линейное уравнение именуется нагрузочной прямой. Такая прямая
строится по двум точкам:
• полагая, что 6/. = 0, находят точку М}
• полагая /к = 0, находят точку Л/2
U = Е.
к к
Точка пересечения этой прямой с функцией вида /к = /(t/K) ПРИ 4 = 4н
(точка Л/о) и есть точка, соответствующая границе насыщения. При даль-
нейшем увеличении тока базы ток коллектора остается почти неизменным.
Следовательно, в режиме насыщения ток базы не управляет током коллектора
и его при заданном Лк и напряжении питания Еп = Ек можно определить
следующим образом:
/б>/бн, (Н.6.2)
где /бн — ток базы на границе режима насыщения; В — статический коэф-
фициент усиления; /кн — ток коллектора в режиме насыщения. Чем на
большую величину ток /б превышает значение тока /бн, тем в более глубо-
ком насыщении находится транзистор. Количественно глубину насыщения
оценивают степенью насыщения
5н=А>1; (11.6.4)
* бн
дг = 7б - -Сбн (11.6.5)
* бн
446 Глава 1/. Вторичные источники питания
Как уже отмечалось, в режиме насыщения и эмиттерный и коллектор-
ный /7-и-переходы смещены в прямом направлении. А это означает, что
сопротивление коллекторного перехода резко падает, и теперь уже коллек-
торный переход, наряду с эмиттерным, начинает инжектировать в базу нео-
сновные носители (носители и-типа для транзистора я-р-и-типа). При этом,
хотя коллекторный переход смещен в прямом направлении (на базе дей-
ствует положительное напряжение, по отношению к коллектору), но, тем
не менее, инжектированные эмиттером неосновные43 носители и-типа бу-
дут захватываться полем коллектора, т. е. коллекторный переход, смещенный
в прямом направлении, не препятствует протеканию тока коллектора. После-
днее происходит по следующим причинам. Когда коллекторный переход
смещен в обратном направлении, то поле потенциального барьера коллек-
торного перехода складывается с полем источника питания и вектор ре-
зультирующего поля направлен от коллектора к эмиттеру. Если коллектор-
ный переход смещается в прямом направлении, то поле, создаваемое на-
пряжением прямого смещения (напряжение на базе больше, чем напряжение
на коллекторном переходе, примерно, на 0,4—0,5 В), направлено против
поля потенциального барьера, но всегда меньше последнего. В результате,
электрическое поле в коллекторном переходе ослабляется, но не мешает
прохождению коллекторного тока. При токе базы /б > /бн число неосновных
носителей, пришедших к коллекторному переходу, будет превышать то число,
которое коллекторный переход может пропустить (в коллекторный переход
включен резистор /?к, ограничивающий прохождение электронов, т. е. тока
на уровне E^/R*). В результате, после входа транзистора в насыщение у
коллекторного перехода будет повышенная концентрация неосновных и
основных носителей.
И эта концентрация практически не меняется, что соответствует посто-
янству тока /к = /кн. В остальных частях базы этот градиент из-за влияния
тока базы возрастает тем значительнее, чем сильнее выполняется неравен-
ство /б > /бн. От величины степени насыщения зависят остаточное напряже-
ние 6/ и, следовательно, мощность, рассеиваемая на коллекторе транзис-
тора (Рк), которая уменьшается с уменьшением 6/кэ:
Р = 1 U . (11.6.6)
Однако, при 5н > 2—3 напряжение £/кэ практически не изменяется44. По
этой причине очень глубокое насыщение не желательно, поскольку с рос-
том параметра 5 растет ток базы, и, следовательно, мощность, рассеивае-
мая в цепи базы транзистора, и ухудшаются динамические параметры тран-
зисторного ключа.
В процессе работы ключа может меняться сопротивление нагрузки или
напряжение питания. В этом случае будет меняться положение нагрузоч-
43 Для базы, у которой основные носители являются носителями p-типа, инжектирован-
ные носители «-типа являются неосновными.
44 Линия насыщения ОН (см. рис. 11.6.1) представляет собой не прямую, а узкую область,
состоящую из множества линий. Причем линия, которой соответствует больший ток базы,
располагается ближе к оси ординат (ось /к). В результате при постоянном напряжении на
коллекторе большему току базы будет соответствовать меньшее напряжение т. е. с увели-
чением степени насыщения 5н, напряжение UKJ будет зависеть от тока /6, хотя и очень слабо.
/1.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях
ной прямой. Так, например, при постоянном напряжении питания и умень-
шении сопротивления нагрузки /?к изменяется наклон нагрузочной прямой
(он увеличивается).
И для этого случая потребуется уже другой ток /б, чтобы ввести транзистор
в насыщение. Он должен быть больше, чем в первом случае (см. рис. 11.6.1,
прямая М2М'3). При увеличении или уменьшении напряжения питания £.
прямая будет располагаться выше или ниже прямой МХМГ И в этом случае
также потребуется менять ток базы /б, чтобы ввести транзистор в насыще-
ние. При этом при любом расположении нагрузочной прямой последняя
обязательно пересечет линию насыщения ОН — линию (вернее, очень уз-
кая область, сжатая в линию), в которой практически пересекаются все
зависимости /к =/(i/K) при различных /б.
Таким образом, ток базы для введения транзистора в насыщение необ-
ходимо выбирать с учетом изменения сопротивления нагрузки, напряже-
ния питания и температуры окружающей среды. Другими словами, макси-
мальная величина тока базы определяется из выражения:
F 1
j _ к max _ к max /11 г 74
'бтах “ D . D ~ D ‘ Щ 1.0./;
D min Актт ^min
При выборе параметра В необходимо принимать во внимание, что этот
параметр зависит не только от величины тока (уменьшается с ростом тока),
частоты (уменьшается с ростом частоты), температуры (растет с увеличени-
ем температуры)45, но и от напряжения на коллекторе.
Особенно важно это для транзистора, работающего в режиме насыще-
ния. Минимальное значение параметра В (приводятся в справочнике при
—60 °C) равно 30 (транзистор 2Т630Б). Однако этот коэффициент приво-
дится без учета работы транзистора в режиме насыщения. С учетом после-
днего, когда напряжение на коллекторе составляет 0,2 В, коэффициент В
следует брать не более 2046 (из опыта работы). В пользу последнего говорит
и тот факт, что промышленностью выпускался бескорпусной транзистор
2Т630В, у которого В = 30 при /к = 100 мА. Но такой транзистор получают
специальным отбором. Следовательно, для надежной работы ключа необ-
ходимо обеспечить режим насыщения во всем интервале температур и при
наихудшем сочетании параметров, т. е.
Кроме параметра степень насыщения 5н при работе с ключевой схемой
иногда требуется знание и других параметров, таких как выходное и вход-
ное сопротивление ключа в режиме насыщения.
Выходным сопротивлением ключевой схемы в режиме насыщения яв-
ляется сопротивление коллекторного перехода насыщенного ключа (гки).
Оно весьма мало (единицы Ом) и определяется крутизной линии насыще-
ния ОН (см. рис. 11.6.1). Каждой точке линии ОН (например, Л/о) соот-
45 Коэффициент В увеличивается на 1 % при повышении температуры на один градус.
46 Для других транзисторов параметр В в режиме насыщения может быть меньше 20.
Вторичные источники питания
Рис. 11.6.3. Входная характеристика транзистора при
£/к = о
ветствует некоторое значение напряжения U = £/кн
и тока /. = /кн. Эти величины связаны линейным
уравнением
(Н.6.9)
Откуда
кн
(11.6.10)
Так как гкн «С /?к, то выходное сопротивление ключевой схемы в режиме
насыщения
И-г... <11.6.11)
т. е. является минимально возможным.
Входное сопротивление ключевой схемы в режиме насыщения в общем
случае определяют из входной характеристики транзистора при коллектор-
ном напряжении (/кн. Но такие характеристики в справочниках не приво-
дятся. Поэтому можно говорить только о приемлемой оценке входного со-
противления, определяемого из выражения
где гбн — объемное сопротивление базы насыщенного транзистора. Величи-
на гбн близка к дифференциальному значению входного сопротивления на-
сыщенного транзистора, определяемого из входной характеристики (при UK
= 0) на линейном ее участке (рис. 11.6.3).
Таким образом, можно выделить следующие основные моменты работы
транзистора в стадии «включен» в режиме насыщения:
• ток базы не управляет током коллектора;
• напряжение на коллекторе составляет порядка 0,1—0,3 В, и, как следствие
этого, резко падает коэффициент В;
• напряжение на коллекторном переходе слабо зависит от температуры и
составляет 0,2 мВ на градус;
• ток коллектора и ток базы практически не зависят от температуры;
• у коллекторного перехода наблюдается повышенная концентрация ос-
новных и неосновных носителей, зависящая от степени насыщения тран-
зистора.
11.6.2. Транзистор в стадии «выключен»
Другой статический режим, который необходимо обеспечить для надежной
работы транзистора с учетом наихудших сочетаний, это режим «выключе-
но» (режим отсечки). В этом состоянии надо обеспечить протекание мини-
7 7.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях
мольного тока через транзистор, и тогда на нем будет рассеиваться мини-
мальная мощность, определяемая выражением:
Рк = 4А = 4’ (11.6.13)
где /к — ток коллекторного перехода запертого транзистора. Величина тока /к
зависит от способа запирания перехода база — эмиттер транзистора.
11.6.2.1. Запирание транзистора подачей на базу
отрицательного напряжения ибэ < О
В этом случае эмиттерный и коллекторный переходы смещены в обратном
направлении. Через транзистор течет ток /ко — обратный ток коллектор-
ного перехода. Ток /ко часто называется током /кбо, т. е. ток коллектор-
база с отключенным эмиттером. Ток /ко представляет собой неуправляе-
мый (паразитный) ток, который имеет место в транзисторе в силу наличия
в базе транзистора, имеющей проводимость p-типа, электронов, т. е. носи-
телей и-типа. Но для этих электронов коллекторный переход открыт в пря-
мом направлении (электроны притягиваются положительным потенциалом
коллектора), и поэтому имеет место ток /ко, текущий от коллектора в базу,
минуя эмиттер. Таким образом, для базы он является вытекающим током.
Ток /ко в транзисторе течет всегда и от него нельзя избавиться, поскольку
он является следствием несовершенства технологии изготовления полу-
проводников. Как бы «чисто» не изготавливался материал полупроводни-
ка /7-типа, в нем всегда найдется несколько электронов, которые и будут
создавать этот ток. Кроме сказанного, следует отметить, что величина этого
тока зависит от температуры (ток /ко растет с увеличением температуры)
вследствие генерации носителей в объеме полупроводника. Для кремние-
вых транзисторов при увеличении температуры на пять градусов ток /ко
удваивается. Обратный ток коллекторного перехода течет от вывода «плюс»
источника питания через резистор /?к, коллекторный /7-л-переход и базо-
вый вывод на клемму «минус» источника базового напряжения. Для базы
транзистора он является вытекающим, т. е. отрицательным, в то время
как для коллектора — втекающим, т. е. положительным. Обратный ток
течет и через эмиттерный переход, но его не учитывают, поскольку он
незначителен. Последнее связано с тем, что площадь эмиттерного перехо-
да заметно меньше площади коллекторного перехода, т. е. транзистор по
своей конструкции (геометрическим размерам) является несимметричным
прибором. Это делается для лучшего улавливания неосновных носителей,
находящихся в области базы. В общем, /ко — очень важный параметр,
сразу указывающий, является ли транзистор работающим или повреж-
денным, стабильным или нестабильным во времени. Другими словами,
ток / — это мера качества транзистора. Этот ток является минимально
возможным для транзистора и его нельзя уменьшить никаким запиранием
последнего. При рассмотренном способе запирания транзистора на его
коллекторе рассеивается минимальная мощность
^='ко (Н.6.14)
Глава 11. Вторичные источники питания
11.6.2.2. Запирание транзистора отключением базового
вывода (режим «плавающей», оборванной базы)
Такой способ запирания транзистора крайне не выгоден, т. к. в этом случае
через транзистор течет ток
4=*4о> (11.6.15)
т. е. максимально возможный.
В режиме оборванной базы ток /ко не течет через базовую цепь, как в
рассмотренном случае, а замыкается через открытый эмиттерный переход.
Другими словами, для эмиттерного перехода этот ток является прямым, и,
следовательно, он будет усиливаться точно так, как и любой другой базо-
вый ток той же величины, т. е. в /?раз. Ток протекающий через транзистор
с оборванной базой, именуется током /кэоб — ток коллектор эмиттер с от-
крытой базой. Из формулы (11.6.15) следует, что ток /кэоб будет значитель-
ным для транзисторов с большими значениями /ко и В.
Если транзистор оставить под напряжением в режиме с оборванной ба-
зой (особенно, если на коллекторе присутствует значительное напряжение),
начнется нагрев коллекторного перехода (в нем рассеивается значительная
мощность), что дополнительно приведет к увеличению тока /ко. Поэтому
схемы, содержащие транзисторы, должны проектироваться таким образом,
чтобы в них был исключен режим плавающей базы.
11.6.2.3. Запирание транзистора
соединением базы с эмиттером
Ток, протекающий через транзистор, в этом случае называется начальным
током коллектора и обозначается /кнач.
Величина тока
4нач = 2/ко. (11.6.16)
К такому режиму работы транзистора близок случай соединения тран-
зистора в интегральных схемах, когда коллекторный выход одного транзи-
стора, находящегося в режиме насыщения, соединяется непосредственно с
базой другого транзистора, вызывая выключение последнего.
11.6.2.4. Запирание транзистора включением резистора
между базой и эмиттером
Этот режим запирания транзистора является промежуточным между вто-
рым и третьем. ПРИ Яд — оо ( режим оборванной базы)
4 =
а при Яб = О (режим соединения базы с эмиттером)
4 = 24о-
Таким образом, в данном случае можно записать, что
K=KI^ (Н.6.17)
где коэффициент К имеет значение от 1 до В.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях 451
Выше было отмечено, что глубокое насыщение ухудшает динамические
параметры транзистора, которые связанны с процессами его включения и
выключения и, следовательно, с мощностью, рассеиваемой транзистором в
эти моменты времени. Мощность, рассеиваемую транзистором в режиме
включения и выключения, можно определить из выражения
Ук (?Ф+?с) . Е2К ('ф+'с)
6 Т 6RK Т
(11.6.18)
где /ф — длительность фронта (время, за которое осуществляется переход
транзистора из запертого состояния в режим насыщения); /с — длитель-
ность спада (время, в течение которого осуществляется переход транзисто-
ра из насыщенного состояния — при условии, что коллекторный переход
сместился в обратное направление — до момента установления минималь-
ного значения коллекторного тока); Т — период следования управляющих
сигналов на базе транзистора.
Из выражения (11.6.18) следует, что при выбранном периоде Гдля умень-
шения мощности, рассеиваемой транзистором, необходимо сокращать дли-
тельность /ф и /с.
Необходимо отметить, что время перехода транзистора из режима «вык-
лючен» (отсечка) в режим насыщения и из режима насыщения в режим
отсечки определяется не его статическими характеристиками, а свойствами
транзистора в активной области. И именно в этой области находится тран-
зистор при переходе из одного состояния в другое, пробегая эту область,
находясь в переходном активном режиме. Учитывая, что основная мощ-
ность в транзисторе рассеивается в момент переключения, следует более
детально рассмотреть этот режим и физические процессы, лежащие в его
основе.
11.6.3. Транзистор в активном режиме
В активном режиме эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а
коллекторный в обратном, т. е. переходы смещены в нормальном направле-
нии. Но нормальное смещение переходов транзистора, при его работе в
составе ПрН, имеет место только в кратковременный промежуток времени,
т. е. когда транзистор переходит из одного стационарного состояния в дру-
гое. Биполярный транзистор является инерционным прибором. Его инерци-
онность определяется конечным временем пролета (диффузии) неосновных
носителей через базу транзистора, т. е. параметром та. Последнее означает,
что если в базу поступает ток, то коллекторный ток появляется с запаздывани-
ем относительно тока базы, и это запаздывание определяется параметром та.
По существу, ^является основным параметром транзистора, определяющим
его усилительные и частотные (наряду с емкостями Скэ и Скб) свойства, по-
этому его следует рассмотреть более подробно. Транзистор геометрически
выполнен таким образом, что его эмиттерная область содержит гораздо боль-
шее число основных носителей, чем область базы. Если обозначить число
носителей (концентрацию) через N, то можно записать, что
^эн» ^бр,
Глава Н. Вторичные источники питания
где Аэн — число основных носителей (электронов) в эмиттере, a Абр —
число основных носителей (дырок) в базе.
Это означает, что сопротивление эмиттерной области во много раз мень-
ше базовой. В исходном состоянии, т. е. когда на транзистор не подается
внешнее напряжение на границах //-//-переходов существуют электрически
заряженные области, обедненные основными носителями. Такие области
возникают вследствие диффузии основных носителей из /7-области в об-
ласть р и наоборот. Диффундировать или переходить заряды из одной обла-
сти в другую заставляет различная степень их концентрации у //-//-перехо-
дов. Заряды всегда перемещаются из стороны с большей концентрацией в
сторону с меньшей, т. е. там, где существует градиент (перепад) концентра-
ций. Носители перемещаются в сторону, где их меньше по той причине,
что там существует меньшая вероятность их столкновения друг с другом.
Поэтому носитель (например, электрон), совершая хаотическое тепловое
движение, будет отклоняться туда, где будет испытывать меньше столкно-
вений, т. е. он будет двигаться в направлении с меньшей концентрацией.
Однако, как только электроны попадают в //-область, они начинают реком-
бинировать с дырками, основными носителями //-области, и концентрация
электронов быстро убывает по мере их продвижения вглубь. Аналогично
происходит и с дырками из //-области. Последние диффундируют в //-об-
ласть и там рекомбинируют. При этом, если электроны уходят из //-облас-
ти, то там остается нескомпенсированный положительный заряд ионизи-
рованных доноров47, а когда уходят из //-области дырки, то там остается
нескомпенсированный отрицательный заряд ионизированных акцепторов48.
В результате на границе областей образуются два слоя зарядов положи-
тельных и отрицательных, т. е. противоположных по знаку.
При этом, поскольку область пространственного заряда обедняется сво-
бодными носителями, то ее сопротивление будет выше, чем сопротивле-
ние объема полупроводника. Наличие зарядов на границе областей при-
водит к возникновению электрического поля, направленного от положи-
тельного заряда к отрицательному49, т. е. от //-области к области р. Между
//- и //-областями устанавливается разность потенциалов, которая именует-
ся контактной.
И поскольку электрическое поле препятствует диффузии основных но-
сителей в соседнюю область, то считают, что между р- и //-областями уста-
навливается потенциальный барьер, преодолеть который могут лишь те
носители, тепловая энергия которых достаточна для преодоления этого ба-
рьера. Выше было отмечено, что статические характеристики транзистора
не определяют его поведение в переходном (активном) режиме, но они
позволяют установить связь между токами базы и коллектора транзистора
во включенном (замкнутом) состоянии. В активной области кривые семей-
47 Для транзисторов и-р-и-типа доноры — это атомы примесей (например, пятивалент-
ный фосфор), которые вводятся в материал полупроводника (например, четырехвалентный
кремний, германий) с целью получения областей, обогащенных носителями и-типа.
48 Акцепторы — это атомы примесей (например, трехвалентный индий), которые вводятся
в материал полупроводника с целью получения областей, обогащенных носителями р-типа.
49 За направление поля принимается направление силы, действующей на единичный по-
ложительный заряд, т. е. от плюса к минусу.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях
45£)
ства выходных характеристик транзистора близки к линейным, что говорит
о том, что ток транзистора практически не зависит от напряжения на кол-
лекторе.
И в этой области он определяется из соотношения
1=B(L + I) + 1 =B(L + I)50, (11.6.19)
К ' б ко7 ко v б ко7 ’ v 7
где В — статический коэффициент усиления по току в схеме с общим эмит-
тером.
Для точки Мо (см. рис. 11.6.1) можно записать
I = В(Т + / ) = ВТ . (11.6.20)
КН v бн ко7 бн v 7
В последнем выражении предполагается, что /бн /ко, что справедливо
для кремниевых транзисторов. Из выражения (11.6.18) следует, что для умень-
шения мощности рассеяния необходимо быстро включать и выключать тран-
зистор. Максимальное время включения имеет место, когда транзистор не
достигает режима насыщения. В этом случае ток коллектора нарастает в
обычном усилительном режиме до значения EK/RK за время
0,45
?ф - 4
(11.6.21)
где fa — частота, при которой величина коэффициента передачи транзисто-
ра по току (а) в схеме с общей базой (ОБ) уменьшается на 2 дБ (примерно
в 1,4 раза) по сравнению с его значением на низкой частоте.
Такое снижение коэффициента а объясняется тем, что при высокой
частоте следования импульсов за время действия последнего ток коллекто-
ра не успевает дорасти до максимального значения, и с ростом частоты
амплитуда импульсов убывают. Носители, вследствие инерционности про-
цессов диффузии, просто не успевают достичь коллекторного перехода, как
уже происходит смена сигналов в базе. Другими словами, за счет инерци-
50 Для транзистора справедливо соотношение
Т = аТ + Ло’ (11.6.19а)
где /э — ток эмиттера.
С учетом выражения
/э=/к + /6, (11.6.196)
получим:
(1,'619В)
ИЛИ
4 = «4 + 4») + 4о-
Поскольку /б /ко, то выражение (11.6.19) часто записывается в виде
4 = В!ъ + /ко = В1Ъ. (11.6.19г)
Из последнего выражения следует, что ток коллектора состоит из неуправляемого обрат-
ного тока /ко и управляемого тока /?/б, который также является обратным, т. к. создается
неосновными носителями в базе как и /ко. Таким образом, можно заключить, что принцип
работы транзистора основан на управлении обратным током коллекторного перехода за счет
введения в запирающий слой этого перехода неосновных носителей, поступающих из эмит-
терного перехода.
Глава 11. Вторичные источники питания
онности процессов, происходящих в базе, приращение выходного тока за-
паздывает по фазе относительно приращения входного тока.
При поступлении тока в базу коллекторный ток нарастает согласно вы-
ражению:
/к (Ц.6.22)
В
где тв =-------постоянная времени транзистора или время жизни нео-
сновных носителей в активном режиме.
Между параметрами zf>) и fa существует соотношение
Т =В-^- = Вта, (11.6.23)
1 ЖЖ
где та =-------время диффузии или время пролета неосновных носителей
через базу транзистора. Параметр та, который еще именуется как постоян-
ная времени экспоненциального нарастания тока коллектора в схеме с об-
щий базой, зависит от физических свойств транзистора:
W2
(11.6.24)
где W — толщина базы транзистора; D — коэффициент диффузии, инжек-
тированных эмиттером носителей.
Принимая во внимание, что
1
можно записать
1 _ И/2
2V„ ’ 2D ’
Откуда находим
Л =7^-- (11.6.24а)
W~7l
Из формул (11.6.24) и (11.6.24а) следует, что для увеличения/^, умень-
шения времени пролета и, следовательно, для сокращения времени /ф не-
обходимо делать базу как можно уже. Однако это справедливо только для
определенного предела, поскольку с уменьшением толщины базы увеличи-
вается сопротивление базы, что приводит к ухудшению частотных свойств
транзистора.
Подставив в выражение (11.6.21) значение
1
— = ,
Л
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях
получим значение /ф, выраженное через параметр В
/ф = 2,5т^. (11.6.25)
Если в базу транзистора при том же резисторе 7?к подать ток в два раза
больший, чем в первом случае, то коллекторный ток будет стремиться к
величине /кн = 2/б„ • В.
Но это тоже самое, как если бы он стремился к величине
2F
/кн =^- = 2/кн = 2/б В.
Кп Т) кн ин
И в этом случае время включения транзистора резко уменьшается
(рис. 11.6.4, интервал /2). Однако, такое быстрое включение достигается за
счет подачи в базу тока, соответствующего степени насыщения 5н = 2. Дли-
тельность фронта при идеальном входном импульсе можно определить из
выражения
(11.6.26)
(11.6.27)
При 5н = 1, /ф = оо и в этом случае можно говорить об активной длитель-
ности фронта
При 5н = 2 получим
2
ГФ = ТР 1П 2^Т = ,п2 " 0,63'Тр'
При 5н » I (практически при 5н > 5):
- ~ ТР В
Ф ~ 2nfaSH
(11.6.28)
(11.6.29)
(11.6.30)
Таким образом, время включения транзистора резко сокращается с уве-
личением степени насыщения 5н или при постоянном токе коллектора с
возрастанием тока базы. Из вышеприведенных выражений следует, что при
заданной степени насыщения 5н предпочтительнее применять транзисторы
с большим значением параметра fa. При этом требуемая величина тока
базы будет тем меньше, чем больше В. Однако быстрое включение транзи-
стора за счет увеличения степени насыщения, как было отмечено выше,
приводит к двум нежелательным моментам:
• повышенному расходу мощности в базовой цепи;
• ухудшению динамических свойств.
Рассмотрим первый из них. Для снижения
мощности рассеяния в цепи базы транзистор надо
включать таким образом, чтобы повышенный ток
Рис. 11.6.4. Сокращение длительности фронта нарас-
тания /к от степени насыщения
Глава 11. Вторичные источники питания
втекал в базу только в момент формирования фронта (обеспечить бросок
тока), а затем степень насыщения снижалось, и в базу втекал ток, соответ-
ствующий границе насыщения, т. е. ток /бн.
В схеме рис. 11.5.1 необходимый бросок тока в базу транзистора дости-
гается за счет шунтирования резистора конденсатором (Ср С2 — форсиру-
ющие емкости). Конденсатор должен успеть зарядиться за время действия
фронта броском тока, значение которого определяется из выражения:
где U3ll — напряжение на выходе эмиттерного повторителя (эмиттеры тран-
зисторов ИТр ИТ2 (см. рис. 11.5.1)); — выходное сопротивление эмит-
терного повторителя; 7?бн — объемное сопротивление базы насыщенного
транзистора.
Ток в базы транзисторов VT5 и ИГ6 преобразователя поступает от эмит-
терного повторителя, обладающего малым выходным сопротивлением, и,
следовательно, он позволяет отдавать большой ток практически без изме-
нения его выходного напряжения (/п.
Кроме основных уравнений (11.6.20), (11.6.22) и параметров та, , В,
описывающих поведение транзистора в активной области, полезно, а иног-
да и необходимо знать и другие соотношения, и параметры, используемые
при работе с транзисторами. Одним из таких параметров является динами-
ческий (дифференциальный) коэффициент усиления Д, определяемый из
выражения:
Из выражения (11.6.32) можно записать
д/к = дд/б.
(11.6.33)
Однако указанная пропорциональность, как и выражение /к = Д/б, име-
ет место только в ограниченной области тока, так как В зависит от тока /к.
Зависимости величин В и Дот тока /к, для маломощных транзисторов, при-
ведены на рис. 11.6.5. Из рис. 11.6.5 следует, что параметры В и Днезначи-
тельно отличаются друг от друга. У мощных транзисторов максимум коэф-
фициента усиления соответствует диапазону токов, измеряемых в амперах,
а абсолютное его значение значительно ниже, чем у маломощных. В част-
ности, транзистор 2Т630Б имеет максимальное значение В при /к = 120 мА.
На рис. 11.6.6, 11.6.7 приведены входная
/б = /(/бэ и передаточная /к = fUd3 характе-
ристики транзистора. Сравнивая их, мож-
но видеть, что при одном и том же напря-
300
200
100
10 5 10’4 10 3 10 2 10 1 /к, А
Рис. П.6.5. Зависимость динамического и стати-
ческого коэффициентов В от /к для маломощных
транзисторов
12-
10-
8-
6 -
4- /
2-----------J
0 1---1----------1-----
О 0,2 0,4 0,6 0,8 (/бэ
Рис. 11.6.6. Входная характеристика
Рис. 11.6.7. Передаточная характерис-
тика
Ц, мА
жении (/бэ коллекторный ток заметно больше тока базы. Так, например,
при (/бэ = 0,6 В
I, = 2 мА;
4 = 200 мА.
Выведем зависимость (11.6.33), пользуясь такими параметрами транзи-
стора, как крутизна 5к и входное сопротивление гвх. Изменение коллектор-
ного тока от напряжения база—эмиттер характеризуется крутизной, т. е.
Д/к мА
"в“
(11.6.34)
Для описания входной цепи транзистора как нагрузки, соединенной с
входным источником напряжения, вводят понятие «входное сопротивле-
ние транзистора в активной области»
г
вх Л/б
(11.6.35)
Тогда
_ АЛ
кГвх ~ Д£/бэ
(11.6.36)
(11.6.37)
(11.6.38)
А^бэ. = р
Запишем выражение для приращения тока Д/к в виде
Д/к =5К •'•вх A^ 'A/6 =^-Д/б-
кк хг Л/7
'вх A U бэ
В выражении (11.6.34) крутизна определяется через приращения по гра-
фику /к = f Ud3. Однако крутизну 5к можно определить как
с —
К ’ dU,3
т. е. посредством дифференцирования уравнения, описывающего пове-
дение тока коллектора транзистора в зависимости от напряжения база-
эмиттер,
/к =/о(е^-1)=/насК6Э>Г-’),
(11.6.39)
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. П.6.8. Выходные характеристи-
ки транзистора
рактерная для транзисторов данной
(1,60- 10-'9 Кл).
где срТ =----термический (тем-
Ч
пературный) потенциал, равный
25,5 мВ при комнатной темпера-
туре 20 °C; Т — абсолютная темпе-
ратура в Кельвинах (К = 273,16 °C);
/051 — постоянная величина, ха-
технологии; q — заряд электрона
В результате дифференцирования получим
ж иЬэ!<РТ J
5К = = (11.6.40)
<Рт <Рт
Таким образом, крутизна пропорциональна коллекторному току и не
зависит от индивидуальных свойств транзистора. Поэтому для ее определе-
ния не требуется измерений.
На рис. 11.6.8 приведены выходные характеристики транзистора / = f(U)
при постоянных токах базы (/б = const). Эти характеристики обладают дву-
мя важными особенностями:
1) расходятся под малым углом наклона;
2) располагаются примерно на одинаковом расстоянии друг от друга
при токах базы, отличающихся на одинаковую величину.
Первая особенность указывает на то, что транзисторы обладают боль-
шим выходным сопротивлением, и, следовательно, коллекторный ток тран-
зистора мало изменяется после достижения коллектором определенного
напряжения. Из рис. 11.6.8 видно, что при (/кэ > 1 В ток коллектора /
мало изменяется. Это связано с тем, что при (/кэ > 1 В коллекторный
переход смещен в обратном направлении, и, следовательно, он обладает
огромным сопротивлением (сотни килоом). Поэтому включение нагру-
зочного резистора в цепь коллектора, имеющего, как правило, несколько
килоом, не приведет к изменению тока. Следовательно, транзистор, рабо-
тающий в активной области характеристик, можно рассматривать как ис-
51 Величину /о называют током насыщения (/нас), или током обратно смещенного эмит-
терного перехода (/эо):
______ ко
1 - aN • а1
(11.6.39а)
где aN < 1 — коэффициент передачи эмиттерного тока (индекс N означает нормальное вклю-
чение транзистора); а{ < 1 — коэффициент передачи коллекторного тока в инверсном вклю-
чении транзистора (индекс / означает инверсное включение); коэффициенты aN и а/ различа-
ются незначительно [26], при этом aN > аг
В широко используемой формуле
< = Ч +
с целью ее упрощения индекс N при коэффициенте а опускается.
точник тока. Выходное сопротивление транзистора можно определить по
характери сти кам:
= А(/кэ
Гвых АЛ
(11.6.41)
^бэ = const
Из рис. 11.6.8 видно, что гвых уменьшается с увеличением коллекторного
тока, так как увеличивается наклон характеристик. С высокой точностью
сопротивление гвых обратно пропорционально коллекторному току, т. е.
иэР
г — ——.
' ВЫХ А т >
где U — коэффициент пропорциональности, именуемый напряжением
Эрли. Для транзисторов и-/?-и-типа значение коэффициента (/ лежит в
пределах 80—200 В.
Сущность эффекта Эрли заключается в изменении эффективной шири-
ны базы от напряжения коллектор—эмиттер. Это приводит к тому, что на-
пряжение (/бэ хоть в слабой мере, но зависит от UK3 при постоянном токе
коллектора. Из этого следует, что эффект Эрли накладывает ограничения
на выходную характеристику транзистора как источника тока (см. выраже-
ние (11.6.39)).
Из выходных характеристик транзистора рис. 11.6.8 видно, что базово-
му току /б = —/ко соответствует нижняя характеристика семейства выход-
ных характеристик, где /к = /ко. Ток коллектора /к = /к0 является мини-
мально возможным. Характеристика транзистора при Л = 0 соответствует
случаю, когда базовый выход отключен и, как отмечалось выше, в этом
случае /к = В/ко.
В транзисторе нельзя получить напряжение меньше 6/кн, так же как и
нельзя получить ток меньше /ко при запирании транзистора.
11.6.4. Транзистор в переходном режиме
«выключен—включен»
Выше было отмечено, что при работе транзистора в активном (линей-
ном) режиме его эмиттерный переход включен в прямом, а коллекторный в
обратном направлении. В отсутствии отпирающего напряжения в эмиттер-
ном переходе имеется потенциальный барьер, препятствующий прохожде-
нию носителей из эмиттера в базу транзистора. При этом поле этого потен-
циального барьера направлено от эмиттера к базе. При включении эмит-
терного перехода в прямом направлении, т. е. когда на базу поступает сигнал
положительной полярности по отношению к эмиттеру, в эмиттерном пере-
ходе возникает поле, направленное от базы к эмиттеру. В результате ре-
зультирующие поле потенциального барьера ослабляется, и эмиттер ин-
жектирует в базу неосновные носители — электроны. Около эмиттерного
перехода возникает повышенная концентрация неосновных носителей (элек-
тронов), т. е. возникает перепад (градиент) неосновных носителей. Под
действием этого градиента неосновные носители диффундируют к коллек-
торному переходу. Число неосновных носителей, возникающих у эмиттерного
Глава 11. Вторичные источники питания
перехода, пропорционально приложенному к базе напряжению, т. е. чем
больше напряжение на базе по отношению к эмиттеру, тем больше нео-
сновных носителей у перехода. Поскольку база должна быть нейтральной,
то в базу войдет такое же число дырок. Последние поступают через базовый
вывод сразу после включения транзистора (введение дырок в базу равно-
сильно уходу электронов в базовый вывод).
Электроны, появившиеся у эмиттерного перехода в результате ин-
жекции, под действием градиента концентрации будут перемещаться к
коллекторному /7-л-переходу52. На место электронов, ушедших от эмит-
терного перехода, поступят новые инжектированные электроны и рав-
ное им число дырок из вывода базы. По мере движения электронов к
коллекторному переходу в базе будет происходить накопление зарядов
дырок и электронов. Коллекторный ток появится только спустя некото-
рое время, равное пролету электронов через базу, т. е. через та. И так как
в первоначальный, т. е. переходный момент ток коллектора равен нулю,
то ток эмиттера будет равен току базы. Причем ток базы будет являться
током дырок, идущим на компенсацию неосновных инжектированных
зарядов — электронов. Первые и наиболее быстрые электроны, дошед-
шие до коллекторного /7-л-перехода, будут втянуты полем коллектора.
Последнее связано с тем, что коллекторный переход включен в обрат-
ном направлении и поле этого перехода, направленное от коллектора к
базе (коллектор подключен к плюсовому выводу источника, а эмиттер —
к минусовому), будет способствовать движению электронов к коллекто-
ру и препятствовать прохождению дырок (поле коллектора будет как бы
отталкивать положительно заряженные дырки и притягивать отрицательно
заряженные электроны).
Если бы все инжектированные электроны обладали одинаковой скоро-
стью и имели одинаковые траектории движения, то все они подошли бы к
коллекторному переходу одновременно, и ток коллектора имел бы крутой
фронт нарастания. Однако поскольку это не так, то фронт нарастания тока
будет размыт, и коллекторный ток нарастает с пологим фронтом. Здесь
необходимо отметить, что не все электроны, инжектированные эмиттером,
доходят до коллектора. Малая часть из них рекомбинирует с дырками, на-
ходящимися в базе и, следовательно, не доходит до коллектора. В результа-
те рекомбинации исчезает пара электрон—дырка.
Поскольку электроны поступают в базу непрерывно, то в момент ре-
комбинации в базе будет больше электронов, чем дырок. И так как база
всегда должна быть нейтральной, то в базу войдет необходимое число
52 Скорость диффузии (перемещения) электронов невелика и составляет примерно 40 м/с.
Здесь необходимо напомнить, что скорость направленного движения электронов в проводни-
ках зависит от плотности тока. Например, по накаленной нити электрической лампочки
электроны движутся со скоростью 1—2 см/с, в то время как скорость в шнурах и кабелях не
превышает 2—3 мм/с. Сам же электрический ток распространяется по проводникам около
300 000 километров в секунду, т. е. со скоростью распространения электрического поля. Это
связано с тем, что, распространяясь в проводнике со скоростью 300 000 км/с, электрическое
поле фактически одновременно действует как на близкие, так и на самые удаленные электро-
ны проводника, приводя их в движение практически одновременно.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях 461
дырок для компенсации исчезнувших в результате рекомбинации дырок.
И такой ток, идущий на пополнение исчезнувших дырок, будет называться
током рекомбинации.
Описанное явление можно рассмотреть на конкретном примере.
Если ток коллектора постоянный и рекомбинация отсутствует, то число
уходящих в коллектор электронов равно числу поступающих, и в базе их
число постоянно. Пусть в базе находятся 10 00053 электронов, и в базе в
результате рекомбинации исчезло 100 электронов и дырок.
Значит, в следующий момент в базу снова войдет 10 000 электронов и
уйдет 9900 к коллектору. И так как дырки из базы ни куда не уходят (им
некуда уходить), то их число остается прежним, т. е. равным 9900.
Следовательно, в этом случае в базе окажется на 100 электронов боль-
ше, чем дырок.
Поскольку база должна быть нейтральной, то в нее войдет 100 дырок
через базовой вывод. В итоге можно сказать, что при постоянном токе че-
рез коллектор ток базы является током рекомбинации. И в этом смысле
можно сказать, что транзистор является токовым прибором, поскольку для
его работы принципиально необходим ток рекомбинации54.
Как уже говорилось, ток базы состоит из двух составляющих:
• тока рекомбинации (при постоянном токе коллектора);
• тока компенсации неосновных носителей (ток в переходный момент и в
момент, связанный с изменением напряжения в базе).
Следовательно, можно записать
/б= —+ ^Г’ (11.6.42)
dt
Q с dQ
где —---ток рекомбинации в стационарном режиме; —----ток переходно-
Гр dt
го процесса, связанный с поставкой в базу основных носителей для нейтра-
лизации увеличенного количества неосновных носителей; — время жиз-
ни неосновных носителей (постоянная времени транзистора).
Выше было отмечено, что транзистор является инерционным прибо-
ром. Его инерционность связана не только с временем пролета носителей
через базу, но и с временем накопления зарядов в базе. Ток коллектора
транзистора определяется выражением
/к = 5/б(1-е’^). (11.6.43)
53 В действительности число электронов в базе неизмеримо больше. Напомним, что 1 Кл
электричества содержит 6,3 • 1018 электронов, а сила тока в 1 А — это такой ток, когда через
поперечное сечение проводника за 1 с протекает 1 Кл электричества:
, 1 кулон
1 ампер = --------.
1 секунда
54 В отличие от полевых транзисторов, управляемых напряжением, для которых ток ну-
жен только для заряда емкости затвора. После заряда емкости затвора транзистора ток для его
управления не требуется.
Глава 11. Вторичные источники питания
Подставив в выражение (11.6.43) вместо / величину та, найдем величину
тока в коллекторе
г(х A f
Тр =вц 1-е
Та
В Та
7
4 =ВЦ 1-е
( --П ( 1
= ВЦ 1-е » = BI6 1-J.
I J V
При В= 20 величина 2>]е = 1,05. Следовательно, через интервал времени
t = та ток коллектора
4 =В15[1-у^У^5ВЦ. (11.6.43а)
После рассмотрения физических процессов, происходящих в транзис-
торе при подаче в его базу отпирающего напряжения, рассмотрим дальней-
шую работу транзистора с учетом электрических процессов, т. е. изменений
в нем токов и напряжений. При поступлении в базу импульсного сигнала
положительной полярности ток базы начинает расти.
Рабочая точка перемещается вверх по нагрузочной прямой (см. рис. 11.6.1),
так как растет напряжение на базе транзистора, и, следовательно, растет
базовый ток. Другими словами, рабочая точка быстро пробегает путь от
точки М2 до точки Л/о на нагрузочной прямой.
В этом случае зависимость коллекторного тока от напряжения базы име-
ет вид:
I = 1О • - 1 = 7 • - 1.
В активной области /к » /о и, следовательно, в выражении (11.6.39)
единица может не учитываться, т. е. можно записать:
/к = /о/6э/”4 (Ц.6.44)
Из формулы (11.6.44) следует, что напряжение база—эмиттер управляет
током транзистора, т. е. в транзисторе коллекторный ток зависит от на-
пряжения между базой и эмиттером, а не от тока базы. Вычислим, на-
сколько нужно увеличить напряжение С/бэ, чтобы ток коллектора увели-
чился в 10 раз. Запишем уравнение (11.6.44) в виде:
I к Ufa/VT
т 1 •
После логарифмирования обоих частей выражения получим
откуда
КТ I
£/бэ=^-1п-^. (11.6.45)
Я 4
При постоянном токе коллектора напряжение £/бэ имеет отрицательный
температурный коэффициент, равный примерно минус (2—2,1 мВ)/1 °C.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях 463
Рассмотрим, на какую величину изменяется напряжение база—эмиттер
транзистора при увеличении тока коллектора в 10 раз. При токе 10/к напря-
жение на базе увеличится и составит:
И и КТТ КТ 1 10 Л
^бэ10 =^бэ+Д^бэ =
Ч * о
Вычитая из L/6 величину С/бэ, получим:
п ли п KT(i 10Л . М
т \ ‘ о * О )
т. е.
КТ ( I т \ кт
ДС/бэ = — In 10 + In - In= — In 10 =
q Iq Iq' q (11.6.46)
= 25,5 мВ • In 10 = 60 мВ.
Таким образом, увеличение напряжения между базой и эмиттером на
60 мВ приводит к увеличению коллекторного тока в 10 раз, т. е. малого
изменения напряжения база—эмиттер оказывается достаточно для того, что-
бы вызвать относительно большое изменение коллекторного тока. Следо-
вательно, напряжение база—эмиттер управляет током коллектора.
При этом между током базы и током коллектора существует соотношение
А/к = ВА/6.
При дальнейшем росте тока базы напряжение на коллекторе уменьша-
ется в соответствии с выражением:
^к= £к- 4^= ^вх- 4^-
И когда ток базы достигнет значения /б = /бн, транзистор будет нахо-
диться на границе насыщения. Последующее увеличение тока базы перево-
дит транзистор в режим насыщения, его коллекторный переход смещается
в прямом направлении, и сопротивление коллекторного перехода резко па-
дает. Коллектор, как и эмиттер, начинает инжектировать в базу неоснов-
ные носители л-типа.
Таким образом, можно сформулировать основные особенности работы
транзистора в активной области.
1. Коллекторный ток является кратным базовому току /б, т. е. /к = 5/б.
2. Малого изменения входного напряжения £/бэ оказывается достаточ-
ным для того, чтобы вызвать относительно большое изменение коллектор-
ного тока. Увеличение напряжение С/бэ на 60 мВ приводит к увеличению
тока коллектора в 10 раз.
3. Коллекторный ток слабо зависит от напряжения коллектор—эмиттер.
4. При постоянном токе коллектора ток базы является током рекомби-
нации.
5. При изменении напряжения £/бэ ток базы состоит из тока рекомбина-
ции и тока компенсации из основных носителей (носители //-типа для тран-
зистора /7-р-/7-типа).
464 Глава 11. Вторичные источники питания
6. Напряжение [/бэ при постоянном токе /к имеет отрицательный темпе-
ратурный коэффициент, равный примерно -2 мВ/°С. Это связано с тем,
что ток транзистора /о = /нас зависит от температуры.
7. Работа транзистора в качестве источника тока хотя и слабо, но зави-
сит от коэффициента Эрли. Изменение напряжения [/бэ зависит не только
от температуры, но и от напряжения коллектор—эмиттер. Эта зависимость
описывается следующей приблизительной формулой:
At/63 = -O,OOlAt/K3. (11.6.47)
Выражение (11.6.47) удобно записать в виде:
Д{/6э =0,001^2- АЛ =-0,001 гк Д/к
бэ Д/к к к
и, следовательно, легко вычислить по графику (см. рис. 11.6.8).
8. При работе транзистора в активной области на нем рассеивается наи-
большая мощность. Частотные свойства транзистора в активной области
определяются параметрами:
f 1 = В
Ja’ Ta~2nfa’ Tp~2rtfa
11.6.5. Транзистор в переходном режиме
«включен—выключен»
Теперь предстоит задача выключить транзистор. И с целью сокращения
потерь в транзисторе сделать это надо как можно быстрее. Однако необхо-
димо иметь в виду, что в базе транзистора находится избыточный заряд
электронов (неосновные носители) и дырок (основные носители) вслед-
ствие работы транзистора в режиме насыщения. И этот заряд будет тем
больше, чем больше степень насыщения транзистора. И как в конденсаторе
заряд не может мгновенно исчезнуть, при его разряде, так он не может
мгновенно исчезнуть и из базы транзистора. Поэтому, чтобы быстро вык-
лючить транзистор, из его базы необходимо удалить эти избыточные заря-
ды. Сделать это можно, если в базу транзистора подать запирающий им-
пульс отрицательной полярности. В этом случае и коллекторный и, те-
перь уже, эмиттерный переходы будут включены в обратном направлении.
В результате начнется удаление зарядов, накопленных в базе. Удаление за-
рядов будет происходить по следующим направлениям:
• через коллекторный переход будут уходить неосновные носители (электро-
ны) точно так, как они уходили и до этого (электроны вытягиваются полем
коллектора, т. е. притягиваются положительным потенциалом коллектора);
• через базовый переход будут уходить основные положительно заряжен-
ные носители, т. е. дырки, они как бы будут отсасываться отрицательным
потенциалом на базе;
• через эмиттерный переход будут уходить электроны, поскольку он сме-
щен в обратном направлении и, следовательно, будет работать как кол-
лектор;
• заряды будут убывать и за счет их рекомбинации в базе.
11.6. Транзистор и особенности его работы в различных стадиях
При этом в результате перечисленных процессоров база должна оста-
ваться нейтральной, как это имело место при инжекции носителей в базу в
момент его включения.
И до тех пор, пока величина заряда электронов у коллекторного перехо-
да не достигнет величины заряда, равного току /бн, ток коллектора /к не
меняется. Процесс уменьшения заряда в базе называется процессом расса-
сывания избыточного заряда и характеризуется временем рассасывания /
Процесс рассасывания заканчивается, когда заряд у коллекторного перехо-
да сделается равным заряду, характерному для тока
Другими словами, параметр /рас показывает, сколь долго ток коллектора
остается неизменным после поступления в базу запирающего сигнала, т. е.
определяет задержку тока коллектора. Параметр /рас является специфичным
и важным параметром ключевого режима транзистора и определяется из
выражения
'рас = Тн In = Тн . Щ (11.6.48)
* бн * бс ' к'с
где 5с = /бс — запирающий ток базы; тн — время (жизни) накопле-
ния в базе носителей (в режиме насыщения тн ~ т^).
Из формулы (11.6.48) видно, что задержка пропорциональна посто-
янной гн, причем коэффициент пропорциональности зависит от соот-
ношения величин 5н и 5с. Из формулы следует, что при 5с = 0 длитель-
ность трас наиболее сильно зависит от степени насыщения 5н. Но уже при
5н = 1,5 и 5С = 0 эта зависимость из-за логарифмического характера не
столь сильна. При 5С = 5н (типичный случай) получим трас < 0,7тн. После
выхода из насыщения транзистор входит в активную область, и ток кол-
лектора спадает по экспоненциальному закону с постоянной времени
от начального тока /кн.
Если при этом в базе будет отсутствовать запирающий сигнал, то время
выключения (время формирования фронта спада /с) можно определить по
приближенной формуле
tc = (2-3) • (11.6.49)
Коллекторное напряжение при закрывании транзистора изменяется от
^кн ДО Д< = 4о • Лк-
При наличии в цепи базы запирающего сигнала выключение транзисто-
ра будет происходить заметно быстрее в соответствии с выражением
Из формулы (11.6.50) следует, что при 5с = 0 длительность Гс = «>. В этом
случае можно говорить об активной длительности фронта спада (среза)
4 = 2,2-г.. (11.6.51)
и Р
Глава 11. Вторичные источники питания
При |5с | > 4 практически можно считать
(11.6.52)
Таким образом, время выключения транзистора определяется как сумма
времен на рассасывание носителей в базе и на сам процесс выключения
(фронт спада), т. е.
Т =t +t. (11.6.53)
Здесь необходимо отметить, что приведенные выше формулы по нахож-
дению длительности фронтов нарастания и спада выводились без учета ем-
костей коллекторного перехода и емкости нагрузки. И если в статическом
состоянии, т. е. когда транзистор находится в состоянии «включен» либо
«выключен», учет этих емкостей не требуется (транзистор уже «включен»,
или «выключен»), то в переходный момент, т. е. когда транзистор перехо-
дит из одного статического состояния в другое, учет этих емкостей необхо-
дим. Это вызвано тем, что в процессе переключения происходит изменение
тока коллектора и, как следствие, изменение коллекторного напряжения в
соответствии с выражением
£ = £ - /к Як.
И при наличии емкости коллекторного перехода нарастание коллектор-
ного напряжения будет происходить медленнее, т. к. часть тока пойдет на
заряд емкости С , т. е. появляется ток через емкость коллекторного перехо-
да, отсутствующий при UK= Ек = const.
Точно такое же влияние оказывает и емкость нагрузки Сн. Поэтому для
учета влияний этих емкостей в формулах (11.6.27), (11.6.30), (11.6.49—11.6.52)
необходимо заменить на
г' (11.6.54)
где q = (В + 1)СК + Сн.
Первый член правой части формулы (11.6.54) отражает влияние ко-
нечной скорости диффузии неосновных носителей в базе транзистора,
второй — дополнительное увеличение инерционности вследствие обра-
зования цепи RK • Cz55, имеющей конечную постоянную времени. Приве-
денные соотношения позволяют выбрать режим и параметры элементов
ключевой схемы. В заключение отметим характерные моменты в работе
транзистора в переходной стадии «включен—выключен».
1. В базе транзистора находится избыточный заряд основных и нео-
сновных носителей. Величина заряда тем больше, чем больше степень на-
сыщения транзистора.
2. Для ускорения вывода избыточного заряда в его базу необходимо по-
давать запирающий потенциал относительно эмиттера (минусовой потен-
циал для я-р-я-транзистора). В этом случае удаление (рассасывание) носи-
55 Так как в режиме насыщения влияние емкостей на транзисторный ключ не проявляет-
ся, то формула (11.6.48) сохраняет свое значение и при наличии емкостей в схеме.
/1.7. Работа преобразователя
телей происходит через базовый вывод (дырки), через коллекторный и эмит-
терный (электроны) и за счет рекомбинации.
3. У транзистора появляется специфичный параметр — время рассасыва-
ния, обусловленный наличием у него двух видов носителей — электронов и
дырок, т. е. транзистор является биполярным полупроводниковым прибором.
11.6.6. Выбор транзистора
Выбор транзистора необходимо производить с учетом того, чтобы его пара-
метры /к, t/K, Рк не превышали допустимых, указанных в справочнике. При
этом с целью повышения надежности их выбирают с некоторым запасом,
который равен или меньше 0,7 для /к, UK и не более 0,5 по мощности.
Так, например, допустимое напряжение UK по справочнику составляет 120 В.
С учетом параметра 0,7 напряжение на коллекторе не должно превышать
120 0,7 = 84 В.
Для двухтактной схемы со средней точкой это означает, что [/вх < 42 В
при условии выполнения ПрН на транзисторах 2Т630Б. При этом необхо-
димо иметь в виду, что транзистор лучше «ведет» себя, когда он работает с
меньшими запасами по току (т. е. более нагружен по току), нежели чем по
напряжению. Другим важным параметром, на который необходимо обра-
тить внимание при выборе транзистора, это его частотные свойства.
Частотные свойства транзистора должны обеспечить необходимое быс-
тродействие. При использовании ускоряющей емкости запирание и отпи-
рание транзистора происходят сильным сигналом.
Поэтому
2я/а
должна быть того же порядка, что и допустимое время включения и выклю-
чения ключевой схем. Для того, чтобы инерционные свойства транзистора
не оказывали существенного влияния на фронт нарастания и спада, необ-
ходимо, чтобы
> 1?5В
Ja - .
ч
При степени насыщения 5н = 2 время включения транзистора
0,15
Ч " f *
11.7. Работа преобразователя
После рассмотрения работы транзистора в различных стадиях вернемся к
рассмотрению работы преобразователя на рис. 11.5.1, теперь уже зная, как
построить ПрН с минимальными потерями мощности в силовых транзис-
торах ИТ5, ИТ6.
Глава 11. Вторичные источники питания
Для этого необходимо:
• надежно запереть транзистор в состоянии «выключено»;
• выбрать степень насыщения транзистора 5н в стадии «включено»;
• быстро включать и выключать транзистор с целью сокращения времени
нахождения транзистора в переходном режиме, где он расходует наиболь-
шую мощность.
Средняя мощность, рассеиваемая в коллекторе за период времени Г,
определяется из выражения
W
Рк = (11.7.1)
где W — энергия, расходуемая в коллекторной цепи транзистора.
Полная энергия складывается из энергии, потребляемой транзистором
в режиме «выключен» в режиме «включен» (режим насыщения) РИ2 и за
время включения и выключения транзистора и
'ф ГС
= /к Е (Т - ) + UKH • 7 • /и + [ /к • UK dt + f /к U dt ,
14 Q 14 \ И / 14П 14П г! J 14 14 J 14 14
0 0
где /ф, /с — длительность фронта нарастания и спада импульса; ги
тельность импульса без учета и /с.
Полагая, для простоты, что коллекторный ток и напряжение
лекторе UK меняются во время фронта нарастания и спада линейно,
получим:
( II А 1 F~
W = E \I t + + -•—кь+И, (11.7.2a)
к| Ко з о I g yrj \*ф *c/’ V 7
где r0, t — открытое и закрытое состояния транзистора.
Мощность, рассеиваемая на коллекторе
(11.7.2)
— дли-
на кол-
При большой частоте переключения основные потери за счет W. и И^.
И в этом случае основная мощность будет определяться выражением:
Р 1 + = 1 ’ ^кн (*ф + Zc) , | 1 7
к 6 RK Т 6 Т
К этой энергии необходимо добавить энергию, расходуемую в базовой цепи
транзистора.
Таким образом, чтобы транзистор рассеивал меньшую мощность, его
необходимо быстро включать и выключать, т. е. сокращать фронты нарас-
тания (/ф) и спада (Гс). В схеме на рис. 11.5.1 быстрое включение достигается
за счет конденсатора С1? обеспечивающего необходимый бросок тока в цепь
базы в первоначальный момент.
(11.7.5)
В момент поступления входного сигнала U от эмиттерного повтори-
теля в цепи базы будет мгновенный емкостной ток:
^вх - ^бэ ^вх
• DA р| V/чЭ Пл pi
'б| = +явх ’
эпвых ° эпвых вх
где /?вх — входное сопротивление транзистора в режиме насыщения (см.
(11.6.12)); Л, — выходное сопротивление эмиттерного повторителя;
/?5 — объемное сопротивление базы транзистора (сопротивление расте-
кания).
Выходное сопротивление эмиттерного повторителя определяется из
выражения:
Яэп =—,
эп вых Д
где Rv — внутреннее сопротивление источника входного сигнала эмиттер-
ного повторителя.
Роль последнего в схеме рис. 11.5.1 исполняет выходное сопротивление
элемента ПУ4 серии 765, выполненного на КМДП-ИС.
При малых токах потребления КМДП инвертор ведет себя как резистор
в несколько сотен ом, подключенный к шине общая или к шине питания
£„. По мере заряда конденсатора (тзС1) ток базы спадает по экспонен-
циальному закону с постоянной времени
т ~ С
зС* { R3n + RBX
Jn вых вх
(11.7.6)
и стремится к уровню
z6
(11.7.7)
(11.7.8)
£/ВХи -2£/бэ
^ЭП +
J1,BblX 1
Величину емкости конденсатора С, можно определить из выражения
с /ф
Учитывая, что во время переключения амплитуда входного импульса
практически не меняется, выражение (11.7.8) можно переписать в виде:
_ А/§ •
=
(11.7.9)
где А/б = /б1 - /бн; /ф — необходимая (требуемая) длительность фронта вклю-
чения.
В свою очередь, параметр /ф должен выбираться с учетом параметра
транзистора fa, определяющего его частотные свойства:
> ,?55
470 Глава 11. Вторичные источники питания
При степени насыщения 5н = 2
_ 0,1Я
_ г
Уф
Если выбрать частотные параметры транзистора из условия
гр = /зма<^
то растягивание фронта за счет транзистора будет незначительным. Для
быстрого выключения транзистора в его базу необходимо подавать запира-
ющее напряжение. Для транзистора л-/?-л-типа это напряжение отрицатель-
ной полярности относительно эмиттера.
В схеме рис. 11.5.1 это отрицательное напряжение создается за счет все
той же форсирующей емкости С\ (рис. 11.1.1, б).
Рассмотрим формирование отрицательного напряжения на базе тран-
зистора. В установившемся режиме напряжение на конденсаторе Cj со-
ставит:
t/C| = I6n-Rl+Ut,
(11.7.10)
где t/ — падение напряжения на диоде EDj (ИД).
При этом левая обкладка конденсатора С\ будет иметь более высокий
потенциал, чем правая, а именно: потенциал правой обкладки (<р6) равен
потенциалу базы открытого транзистора, т. е. ~ 0,7 В, а потенциал левой
обкладки (pa = Uc + 0,7 В, т. е.
<Р = (Д + 0,7) В.
(11.7.11)
Когда напряжение на выходе эмиттерного повторителя становится рав-
ным нулю (т. е. в момент окончания действия сигнала на выходе ШИМ), то
потенциал левой обкладки конденсатора тоже становится равным нулю.
А поскольку напряжение на конденсаторе С\ не может мгновенно изме-
ниться и потенциал левой обкладки должен остаться положительным, то
потенциал (pR будет равен минус Uc. Действительно, если
-<РВ =UCi,
то при (ра = 0, ~(pR = UС] и, следовательно, (рв = -Uc .
Под действием этого отрицательного напряжения и происходит «отсос»
основных носителей из базы транзисторов VT} и VT2 преобразователя. Как
показано на рис. 11.1.1, б, разряд этой емкости происходит по экспоненте.
Длительность этой экспоненты выбирается такой, чтобы при максималь-
ной длительности импульса, формируемого ШИМ, который имеет место
при [/ = 6/Bxmin, конденсатор Ц успел разрядиться, т. е. к моменту поступ-
ления следующего сигнала потенциал на базе транзистора должен быть рав-
ным нулю. Конденсатор Ц первоначально разряжается через резистор R} с
постоянной т~ R{ • Cr
Когда напряжение на конденсаторе достигнет напряжения примерно
равного напряжению на диоде (т. е. Uc = 0,7 В), разряд конденсатора будет
происходить по цепи: транзистор И7?, сопротивление база—эмиттер Ry
Таким образом, обеспечивается быстрое включение, быстрое выключение
11.8. Трансформатор
471
и надежное запирание транзистора в момент его нахождения в стадии «вык-
лючено». Считается, что оптимальное значение конденсатора С} имеет ме-
сто, когда
С] ~ тр ,
(11.7.12)
где т'р определяется выражением (11.6.54).
11.8. Трансформатор
11.8.1. Общие сведения, основные уравнения,
эквивалентная схема
Трансформатором56 называют электромагнитное устройство, имеющее две
(или более) индуктивно связанные обмотки, предназначенное для преобра-
зования одной (первичной) системы переменного тока в другую (вторич-
ную) аналогичную систему. Преобразование осуществляется посредством
электромагнитной индукции. В общем случае вторичная система пере-
менного тока может отличаться от первичной любыми параметрами: зна-
чениями напряжения и тока, числом фаз, формой кривой напряжения
(тока). В устройствах ВИП бортового назначения наиболее широкое при-
менение получили силовые трансформаторы, посредством которых изме-
няют величину напряжения. Простейший силовой трансформатор состоит
из магнитопровода (сердечника) и двух обмоток, расположенных на сер-
дечнике.
Первичная обмотка трансформатора подключается к источнику пере-
менного или однополярного импульсного напряжения, а ко вторичной под-
ключается потребитель. Обе обмотки трансформатора не имеют между со-
56 Трансформатор (от лат. transformo) — устройство для преобразования энергии. А зачем
нужно преобразовать энергию, т. е. зачем нужен трансформатор?
Простейший пример использования трансформатора — это получение переменного на-
пряжения, отличающегося от напряжения сети, т. е. получение напряжения выше или ниже
сетевого. Известно, что если в кольцевую катушку из провода вдвигать магнитный стержень,
то на концах катушки возникает э.д.с., величина которой пропорциональна числу витков,
сечению стержня (более мощный магнитный поток) и скорости его перемещения (частота).
Таким образом, меняя, например, число витков, можно менять величину напряжения. Но
именно это и нужно потребителю. Другими словами, потребитель должен иметь в своем рас-
поряжении устройство, позволяющее получать требуемое ему напряжение простыми сред-
ствами, например, меняя число витков, т. е. он должен иметь трансформатор.
Следовательно, чтобы получить трансформатор, надо иметь катушку с определенным чис-
лом витков и изменяемый во времени магнитный поток, который, пересекая витки этой катуш-
ки, в соответствии с законом электромагнитной индукции, наводил бы в них э.д.с. Понятно, что
трансформатор, в котором изменение магнитного потока осуществляется за счет механических
действий, в электротехнике (электронике) не применим. Поэтому в реальных трансформаторах
роль механического устройства, изменяющего магнитный поток, выполняет дополнительная (пер-
вичная) обмотка, на которую подается переменное напряжение, например, от сети. При этом
вторичная обмотка, т. е. обмотка, с которой снимается напряжение, как правило, наматывается
на первичную. Под действием переменного напряжения в первичной обмотке протекает пере-
менный ток, который и создает изменяющейся во времени магнитный поток, аналогично тому,
как это имеет место при механическом способе. А для усиления магнитного потока внутрь карка-
са (катушка, кольцо и др.), равносильно стержню большого сечения при механическом воздей-
ствии (см. ниже), вводятся ферромагнитные предметы (стержни, кольца и т. д.).
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.8.1. Схема идеализированного
трансформатора (я); б — эквивалентная
схема трансформатора; в — эквивалент-
ная схема трансформатора, с учетом тока
холостого хода (/о = /хх)
бой электрической57 связи, и мощность из первичной обмотки во вторич-
ную передается электромагнитным путем. При этом первичная и вторич-
ная обмотки включаются встречно58 (рис. 11.8.1).
Магнитопровод, на котором расположены обмотки, служит для усиле-
ния индуктивной связи между ними.
Важно отметить, что в составе вторичных источников питания (ВИП),
как правило, используются не традиционные трансформаторы, работаю-
щие от сигналов синусоидальной формы, а, фактически59, импульсные —
т. е. трансформаторы, работающие с импульсными сигналами прямоуголь-
ной формы. Причем форма прямоугольных импульсов может меняться как
по амплитуде, так и по длительности. Особенности работы такого транс-
форматора удобно рассмотреть на примере трансформатора, управляемого
однополярными импульсами. Работа трансформатора, управляемого дву-
полярными импульсами, практически мало отличается от первого вариан-
та, т. к. такой трансформатор можно представить как два трансформатора,
управляемых однополярными импульсами, сдвинутыми по фазе на 180°,
работающих на одну нагрузку.
Итак, пусть на первичную обмотку трансформатора поступает импульс
длительностью г и амплитудой = UBx (для схемы ВИП, показанной на
рис. 11.1.1, а, амплитуда UBX = 22—34 В, а длительность импульса г опреде-
ляется длительностью, формируемой схемой ШИМ). Под действием им-
пульса Ц = U3X через первичную обмотку трансформатора потечет ток, созда-
57 Более правильно — гальванической связи.
58 Это такое включение обмоток, когда ток в первичной обмотке течет от начала обмотки
к ее концу, а во вторичной наоборот, т. е. от конца к началу. Начало обмоток на рис. 11.8.1, а
отмечено знаком точка (•). Эти точки обозначают «+» ЭДС, приложенных к обмоткам или
возникающих в них.
59 Слово «фактически» означает, что к трансформаторам, работающим в составе ВИП, не
предъявляются столь жесткие требования, которые предъявляются к действительно импульс-
ным трансформаторам (ИТ), основная задача которых заключается в передаче импульсных
сигналов без искажений, что достигается специальными мерами.
11.8. Трансформатор
ющий магнитное поле напряженностью H6Q. Если обмотка (катушка) транс-
форматора намотана на кольцевой сердечник60 61, то она будет представлять
собой тороид62.
Преимущество такой катушки в том, что при протекании по ней тока
внутри нее создается магнитное поле, которое расположено только внутри
катушки и практически не рассеивается в окружающем пространстве.
При этом поле внутри катушки практически однородно, и его напря-
женность определяется выражением:
iW
Н = у~, (11.8.1)
^ср
где / — ток через обмотку, A; W — число витков обмотки; /ср — средняя
длина силовой линии магнитопровода, м; Я63 — напряженность поля, из-
меряемая в амперах на метр (А/м), или в эрстедах (Э):
/1 . А А А
1 Э = |-я 103 — = 80 —.
V4 м) м
Стоящая в числителе формулы (11.8.1) величина носит название магни-
тодвижущей или намагничивающей силы F, и формулу (11.8.1) можно за-
писать в виде:
F iW
Н=-Г = ~1^- (|1-8-2)
Ср Ср
Именно магнитодвижущая сила (м.д.с.) создает в сердечнике магнит-
ный поток Ф при его внесении в катушку64. Величина потока определяет-
60 Известно, что вокруг проводника с током существует магнитное поле, изменяемое с
изменением силы тока. Понятно, что в зависимости от величины тока это поле может быть
более или менее сильным. А раз так, то его необходимо каким-либо образом оценить. Принято
величину (силу) магнитного поля оценивать с помощью напряженности магнитного поля Н.
Таким образом, напряженность магнитного поля Н — это силовая характеристика магнитного
поля, которая, являясь векторной величиной, определяется только конфигурацией проводников
с током, и она не зависит от свойств среды, в которой создается это поле. Последнее означает,
что для того, чтобы определить величину напряженности магнитного поля, в котором кроме
проводника с током, создающего это поле, присутствуют другие предметы (например, магнито-
проводы, сердечники и т. д.) последние необходимо удалить и измерить силу, действующую на
единичный элемент тока (/Д/ = 1), расположенный перпендикулярно к направлению поля.
61 Кольцевые сердечники позволяют при минимальных габаритах получать наибольшую
индуктивность, другими словами, требуют меньших токов при намагничивании.
62 Идеальный тороид имеет в сечении круг.
63 А/м — это напряженность магнитного поля, создаваемого прямолинейным бесконечно
длинным проводником с током в 4лЯ на расстоянии в два метра от него.
64 Если в магнитное поле, созданное в воздухе или в безвоздушном пространстве, с помо-
щью электрического тока или магнита поместить какое-либо тело, то поле будет меняться.
Но при изменении поля меняется и магнитный поток в данном теле, поскольку поле
пронизывает это тело, т. е. пронизывает его площадь (магнитное поле, пронизывающее ка-
кую-либо площадь, называется магнитным потоком [78]). В некоторых телах (веществах) маг-
нитный поток усиливается по сравнению с магнитным потоком в окружающем пространстве,
т. е. вещество намагничивается. В других веществах магнитный поток ослабляется. К числу
первых относятся ферромагнитные вещества.
Итак, при внесении ферромагнитного вещества в пространство, в котором существует
магнитное поле, это вещество намагничивается. При этом поле внутри вещества будет замет-
но сильнее, чем внешнее поле. Значительное увеличение магнитного потока в ферромагнит-
ных телах объясняется тем, что такие тела под действием внешнего магнитного поля намаг-
ничиваются, т. е. создают собственное магнитное поле. Оно складывается с намагничиваю-
щим полем и результирующее поле становится более сильным.
474 Глава 11. Вторичные источники питания
ся формулой Гопкинса (иногда ее называют законом Ома для магнитной
цепи):
ф = F = = (11.8.3)
/? R R
мм м
где /?м65 — магнитное сопротивление магнитопровода, измеряется в
Гн1 = ।— (генри в -1-й степени); Ф — измеряется в веберах (вольт-
Ом с
секундах).
С другой стороны, магнитный поток Ф определяется произведением
магнитной индукции В на площадь сечения магнитопровода 5М, т. е.
Ф= BSM. (11.8.4)
Откуда
ф 66
В = — (11.8.4а)
— индукция или поток магнитной индукции в намагниченном веществе,
~ В с
измеряется в теслах, Тл 1 Тл = —=-
V м
Поскольку обе величины В и Н используются для характеристики силы
магнитного поля, то между ними существует связь
В = ^Н = (11.8.5)
где /za — абсолютная магнитная проницаемость вещества магнитопровода
(характеризует магнитные свойства вещества, т. е. способность вещества
намагничиваться под действием внешнего поля, или, что то же самое, под-
держивать определенную плотность магнитного потока), Гн/м; //0 — абсо-
лютная магнитная проницаемость вакуума (воздуха), ее называют магнит-
ной постоянной и она равна
= 4л-• 10“7 Ом • с/м = 1,257 • 10 '6 Гн/м =
= 1,257- КГ9 Гн/см;
65 Представление о магнитном сопротивлении является условным, т. к. в магнитном ма-
териале отсутствует движение каких-либо частиц.
66 Магнитная индукция характеризует силовое действие магнитного поля на ток, т. е. на
движущиеся электрические заряды. Магнитная индукция — это векторная физическая вели-
чина, совпадающая по направлению с магнитным полем. Она, так же как и напряженность
магнитного поля, является силовой характеристикой магнитного поля в данной точке про-
странства, но уже с учетом токов, создающих поле и свойства среды. Магнитная индукция по
модулю равна силе, с которой действует магнитное поле на единичный элемент тока /Д/ = 1,
где /— сила тока, А; Д/ — малая элементарная длина проводника, м. В системе СИ единицей
индукции является тесла (Тл). 1 Тл — это магнитная индукция такого поля, которое действует
на единичный элемент тока 1 А • м, расположенный перпендикулярно вектору индукции, с
силой в один ньютон (Н).
11.8. Трансформатор
67 Ат
цг = —----относительная магнитная проницаемость вещества, показыва-
ло
ющая, во сколько раз магнитная проницаемость вещества больше магнит-
ной проницаемости вакуума (//г — величина безразмерная и часто обозна-
чается как //).
В формуле (11.8.5) величина /аг характеризует наличие вещества, в дан-
ном случае сердечника. В отсутствии сердечника, т. е. просто в вакууме
(воздухе), цг = 1 и, следовательно, В = BQ = jUQ Н, т. е. получим индукцию
поля в вакууме, которую обозначим как BQ. Тогда выражение (11.8.5) можно
записать в виде
B = jurBQ. (11.8.5а)
Теперь понятно, что характеризует магнитная проницаемость. Она по-
казывает, во сколько раз усиливается магнитный поток (индукция) в веще-
стве, по сравнению с вакуумом.
Из выражения В{} = следует, что индукция магнитного поля в ваку-
уме называется напряженностью магнитного поля [93].
Возникающий в сердечнике, изменяющийся во времени магнитный поток
Ф, пересекая витки первичной обмотки (согласно закону электромагнит-
ной индукции), наводит в ней э.д.с. ер которая уравновешивает приложен-
ное напряжение £/вх, т. е.:
{/,=^=£,=^^ = ^5^, (11.8.6)
где ^Ф — приращение магнитного потока в сердечнике за время A/; dB —
приращение магнитной индукции в сердечнике за время А/.
67 Другими словами, рг — это коэффициент, показывающий, во сколько раз магнитный
поток в данном веществе отличается от магнитного потока в воздухе, при условии, что маг-
нитные потоки проходят через одинаковые площади. Или, если у вещества pr » 1, то можно
сказать, что р — это коэффициент, показывающий, во сколько раз увеличивается индукция в
веществе по сравнению с воздухом (вакуумом).
Для парамагнитных веществ (хром, литий, натрий, уран...) pr> 1, а для диамагнитных
веществ (медь, латунь серебро, золото, цинк и т. д.) pr < 1.
У большинства парамагнитных и диамагнитных веществ рг незначительно отличается от
единицы.
У ферромагнетиков (железо, никель, кобальт, электротехнические стали, пермаллои),
магнитодиэлектриков (альсиферы, карбонильное железо...) pr >> 1 и у них собственное (внут-
ренние) магнитное поле во много раз превосходит вызвавшее его внешнее магнитное поле.
Важно отметить, рг не является линейной функцией от напряженности поля //, т. е. рг
не является постоянной величиной, а представляет собой величину, которая зависит от Н
(см. рис. 11.8.3, г).
В общем случае все ферромагнетики (магнитные материалы или, что то же самое, веще-
ства) подразделяются на три группы: металлические (железо и его сплавы), порошкообразные
(магнитодиэлектрики), неметаллические (ферриты).
Можно выделить общие особенности для всех ферромагнетиков:
• ферромагнитные вещества в слабых полях имеют большое значение р^
• ферромагнитные вещества сохраняют состояние намагниченности после снятия внешнего
магнитного поля;
• р не является величиной постоянной, а зависит от напряжённости внешнего поля //;
• зависимость индукции В от Н является неоднозначной функцией (явление гистерезиса).
Для каждого ферромагнетика существует критическое значение температуры Гк (темпе-
ратура Кюри), выше которой ферромагнитные свойства вещества пропадают (ферромагнетик
превращается в обычное парамагнитное вещество).
Глава 11. Вторичные источники питания
Замыкаясь в магнитопроводе, магнитный поток пересекает витки
вторичной обмотки и наводит в ней э.д.с.:
^2 . (11.8.7)
При подключении нагрузки к выводам вторичной обмотки трансфор-
матора под действием э.д.с. (е2) в цепи этой обмотки протекает ток /2, и на
нагрузке создается напряжение U2 (рис. 11.8.1).
При этом, если U2 > то трансформатор называют повышающим, а
при U2 < U} — понижающим. Пользуясь уравнением (11.8.6), можно опре-
делить приращение потока ДФ и приращение индукции AS в магнитопро-
воде (сердечнике):
<iL8's)
о
(11.8.9)
где /и — длительность входного импульса.
Из формулы (11.8.9) следует, что приращение индукции в сердечнике не
зависит от его магнитных свойств, но зависит от длительности импульса и
приложенного к первичной обмотке напряжения.
Приращение индукции влияет на величину намагничивающего тока,
протекающего через первичную обмотку трансформатора. Этот ток называ-
ется током намагничивания z и именно он создает магнитный поток в сер-
дечнике.
Величину этого тока можно определить следующим образом.
Из выражений (11.8.1), (11.8.3), (11.8.4) можно записать
Ф = (11.8.10)
‘ср
В этом выражении поток Ф и ток намагничивания зависят от времени
(при импульсном воздействии напряжением £/вх они возрастают).
Дифференцируя правые и левые части выражения (11.8.10), получим
dt /ср 1 dt •
Умножим обе части уравнения на W\
1 dt /ср 1 dt ’
(11.8.10а)
(11.8.11)
Для любого индуктивного элемента, в том числе и для индуктивности
первичной обмотки трансформатора, можно записать
е, =£-^. (11.8.12)
11.8. Трансформатор
Из уравнения (11.8.12) , с учетом выражений (11.8.6), (11.8.11), получим
£ = (11.8.13)
ср
где L = Lu — индуктивность намагничивания первичной обмотки транс-
форматора;
*м=-^ (11.8.13а)
— магнитное сопротивление.
Выражение (11.8.12) можно переписать в виде
e{dt = Ldi. (11.8.14)
Так как = £/вх, то после интегрирования обеих частей выражения
(11.8.14) можно записать
\Umdt = \Ldi^.
Учитывая, что {/вх не зависит от времени /, a L от /, получим
= (11.8.15)
Откуда находим
(11.8.15а)
т. е. при постоянном входном напряжении (6/вх = const) ток намагничивания i
растет линейно с увеличением t при условии, что L = const. Последнее озна-
чает, что если L = const, то магнитная проницаемость ]иг постоянна, а это
говорит о том, что зависимость В от Н — линейная функция68.
Другими словами, i — это ток, который будет иметь место в индуктив-
ности в момент окончания импульса. Часто этот ток называют током при-
ращения за время действия импульса и обозначают как Д^. Если начальное
значение тока z^(0) равно нулю, то
~ •
Обращаясь к формулам (11.8.10), (11.8.13а), можно отметить, что при по-
стоянном токе намагничивания магнитный поток будет тем сильнее, чем
меньше магнитное сопротивление магнитопровода R^. Из этого следует, что
при прочих равных условиях (объем магнитопровода, мощность трансфор-
матора) необходимо выбирать магнитопровод с минимальной длинной / .
Подставив в выражение (11.8.10) значение тока / , найдем максималь-
ный магнитный поток при импульсном намагничивании
итм\ UBKt
"V R ’
*7^
(11.8.16)
где t = /и — длительность входного импульса.
68 Считается , что функция В от Н линейна, если магнитопровод имеет зазор или работа
осуществляется в слабых магнитных полях (В < 0,05 Тл).
Глава 1L Вторичные источники питания
Однако не весь магнитный поток замыкается в магнитопроводе. Незна-
чительная его часть в виде потока рассеяния (Ф ) проходит вне сердечника
69 Р
и замыкается через воздух .
Наличие в трансформаторе потока рассеяния Фр учитывается с помо-
щью индуктивности рассеяния £р:
где щ = ФрИ^ потокосцепление.
Индуктивность рассеяния £р является нежелательным (паразитным)
параметром трансформатора, которую всегда стараются уменьшить.
Из выражения (11.8.16) следует, что значение основного магнитного по-
тока Ф (потока, который замыкается только через магнитопровод) факти-
чески не зависит от нагрузки трансформатора, т. к. напряжение (/вх посто-
янно. Действительно, при наличии тока во вторичной обмотке в ней воз-
никает м.д.с., равная направленная встречно основному потоку. Это
встречное воздействие на основной магнитный поток можно объяснить с
помощью правила Ленца. В соответствии с этим правилом наведенная в
обмотке э.д.с. создает в этой обмотке такой ток, который своим магнитным
воздействием направлен против причины, вызвавшей появление этой э.д.с.
Причиной наведения э.д.с. во вторичной обмотке трансформатора является
основной магнитный поток Ф, который и создает ток во вторичной обмот-
ке. В свою очередь, ток во вторичной обмотке создает м.д.с., равную z2 Ж,,
направленную встречно потоку Ф, т. е. эта м.д.с. стремится ослабить основ-
ной поток Ф. Однако магнитный поток в сердечнике при заданном законе
t/Bx(r) должен оставаться таким же, как и при холостом ходе69 70.
69 Существует два потока рассеяния, а именно: ФР1 и Фр/
Поток рассеяния Фр[ — это тот поток, который, проходя по воздуху (замыкаясь через
воздух), сцепляется только с витками первичной обмотки.
Поток рассеяния Фр2 — это тот поток, который, проходя через воздух, сцепляется только
с витками вторичной обмотки. Величина потока рассеяния, прежде всего, зависит от конст-
рукции трансформатора. Чтобы достичь наименьшего значения индуктивности рассеяния Lp
в тороидальных трансформаторах, нужно уложить его первичную и вторичную обмотки по
всей поверхности магнитопровода одна на другую.
70 Важно отметить, что магнитный поток в магнитопроводе, а следовательно, индукция в
нем при работе трансформаторов под нагрузкой и при холостом ходе (х.х.) будет хоть незна-
чительно, но отличаться. Причем в режиме х.х. магнитный поток и, следовательно, магнитная
индукция в сердечнике больше, чем в режиме с нагрузкой. Это различие имеет место в силу
того, что при работе под нагрузкой возрастает падение напряжения на обмотках, которое
приводит к снижению магнитного потока и индукции. Действительно, если в режиме х.х. ток
через первичную обмотку течет под действием напряжения Ul = в (см. выражение (11.8.6)), то
при работе на нагрузку ток через первичную обмотку протекает под действием напряжения
Щ - £/, - р где ДЦ — падение напряжения на первичной обмотке, т. е. этот ток будет
меньше, чем при х.х. Но минимальному току будет соответствовать и меньший магнитный
поток и, следовательно, меньшая индукция. Обозначим индукцию в магнитопроводе при ра-
боте трансформатора в режиме х.х. как /?хх, а при нагрузке — Вт. Тогда можно записать
где /?хх — индукция при работе трансформатора в режиме х.х.; Вт — индукция при работе
трансформатора под нагрузкой; ДЦ — падение напряжения на первичной обмотке, выражен-
ное в процентах [88].
11.8. Трансформатор 479
Следовательно, для компенсации размагничивающего поля, создавае-
мого током /2, ток в первичной обмотке должен возрасти на величину Д/р
удовлетворяющую равенству:
Д/^ = i2W2. (11.8.18)
Тогда можно записать:
= ifl\+i2W2. (11.8.19)
В результате, если /2 = 0, то = i W\ и = / , т. е. ток первичной
обмотки равен току намагничивания.
Разделив выражение (11.8.19) на число витков JTp получим:
W
= (11.8.20)
ИЛИ
/] = 'А+'2'> (11.8.21)
где лтр = — коэффициент трансформации; /2' = лтр/2 — ток нагрузки,
приведенный к числу витков первичной обмотки.
Из выражения (11.8.21) следует, что ток первичной обмотки /j можно
рассматривать как сумму двух составляющих:
составляющую / , создающую м.д.с. И^, необходимую для наведения в
магнитопроводе основного магнитного потока Ф и составляющую /2, кото-
рая, создавая м.д.с. /2 W\, компенсирует м.д.с. вторичной обмотки i2W2 транс-
форматора. Такое действие составляющих первичного тока приводит к тому,
что любое изменение тока нагрузки /2 (рабочего тока) сопровождается мгно-
венным изменением первичного тока /р так что основной магнитный по-
ток остается практически постоянным (см. (11.8.18а)).
Допустим, что через вторичную обмотку течет ток z = 2 А и в результате
резкого изменения сопротивления нагрузки ток во вторичной обмотке воз-
71 Учитывая, что /2 — это размагничивающий ток (ток создающий размагничивающее
поле) и, следовательно, он должен браться со знаком минус (-/2), выражение (11.8.20) пра-
вильнее написать в виде:
A =iu +"Тр|'2|=Ч +"тр72’ (11.8.20а)
где /2 = const (ток через нагрузку: |/2| = /2 = |--^-|); или
Z, +/;, (11.8.21а)
где Ц = п^12.
Символы /, w, е обозначают мгновенные значения тока, напряжения, э.д.с., т. е. значения
тока, напряжения э.д.с. в различные моменты времени.
Символы !т, Um, Ет обозначают амплитудные значения переменного тока, напряжения,
э.д.с.
/ U Е
Символы / = —^', U - Е -—р2 — это действующие (эффективные, среднеквадра-
х/2 V2 V2
тичные) значения переменного тока, напряжения, э.д.с.
Эти же символы (/, U, Е) используются для обозначения постоянных значений тока,
напряжения, э.д.с.
480 Глава 11. Вторичные источники питания
рос до 3 А, т. е. увеличился на один ампер. Если предположить, что коэф-
фициент трансформации и = 1, т. е. W\ = то ток в первичной обмотке
мгновенно увеличивается на один ампер и будет определяться выражением
'1 = 'а + «тр'н = ('а + 3) А’
т. е. ток первичной обмотки будет отличаться от тока вторичной обмотки
на величину тока намагничивания / . Из сказанного следует, что, в отличие
от обычной индуктивности, ток в трансформаторе может меняться скачком.
Но это относится только к току нагрузки, т. е. рабочему току. Что касается
тока намагничивания, то он мгновенно измениться не может, т. е. он ведет
себя как ток через обычную индуктивность, а именно: стремится сохранить
его неизменным. На рис. 11.1.1, а показана схема трансформатора, соответ-
ствующая выражению (11.8.21). В этой схеме даются приведенные к пер-
вичной обмотке значения тока /2 = лтр/2 и напряжения
^тр
Здесь ток /‘zz протекает через эквивалентную индуктивность намагничи-
вания Lu (формула (11.8.13)), а ток /2 протекает через приведенное к пер-
вичной обмотке сопротивление нагрузки /?':
_ ^2 _ *н
'2 «tp«tpZ2 Ятр
(11.8.22)
где Ян — сопротивление нагрузки вторичной обмотки трансформатора.
Формула (11.8.22) показывает, что если трансформатор нагружен на со-
противление нагрузки /?н, то для первичной цепи это сопротивление транс-
формируется в величину -у-. Последнее указывает на то, что если, напри-
/?тр
мер, имеем понижающий трансформатор с коэффициентом трансформа-
ции итр = 1/2, то его можно заменить схемой, показанной на рис. 11.8.1, а.
где в качестве 7?' необходимо поставить сопротивление
= -А< =4ЯН.
(1/2)2
Соответственно, для повышающего трансформатора с коэффициентом
трансформации п = 2 сопротивление R'H составит величину, равную
п/ = =
н 22 4 ’
72 Из формулы (11.8.22) и рис. 11.8.1, а следует, что если увеличить (уменьшить) входное
напряжение, то увеличится (уменьшится) и ток через трансформатор. А это означает, что
входное напряжение и ток в трансформаторе находятся в фазе (растут или уменьшаются од-
новременно), хотя он и содержит индуктивный элемент L^.
Другими словами, если трансформатор нагружен на активную нагрузку, то его можно рас-
сматривать как активный элемент, несмотря на наличие в нём индуктивности. В связи с этим
важно подчеркнуть, что в индуктивности ток и напряжение сдвинуты на четверть периода.
11.8. Трансформатор 481
Рис. 11.8.2. Форма тока в идеализированном транс-
форматоре
Для расчета схем, содержащих трансфор-
матор, часто пользуются приближенными фор-
мулами для идеального73 трансформатора, т. е.
такого, в котором отсутствуют потоки рассея-
ния первичной и вторичной обмоток, а намаг-
ничивающая м.д.с.
-i2W2 =0, (11.8.23)
т. к. = 0.
С учетом этих условий для идеального
трансформатора можно записать:
и, W. ’ h W\ ’
2 2 21 (1 1.8.24)
Р, = t/,Z, = t/2z2 = P2,
где P{ и P2 мощность первичной и вторичной обмоток.
Из выражения (11.8.24) следует, что повышение напряжения на вторич-
ной обмотке сопровождается уменьшением тока этой обмотки и, наоборот,
уменьшение напряжения U2 сопровождается увеличением тока вторичной
обмотки. Это вытекает из равенства мощностей первичной и вторичной
обмоток в идеальном трансформаторе. В реальном трансформаторе они также
практически равны, поскольку потери энергии в трансформаторе незначи-
тельны (см. далее).
Обращаясь к выражениям (11.8.15а), (11.8.16), можно видеть, что ток
намагничивания основной поток Ф и магнитная индукция (В) растут
линейно от времени (рис. 11.8.2). Однако такой линейный рост будет иметь
место в пределах длительности входного импульса и при условии, что ин-
дукция меньше индукции насыщения Bs.
Такое значение индукции выбирается с тем, чтобы предотвратить насы-
щение сердечника трансформатора, поскольку в противном случае транс-
форматор перестает выполнять свои функции, т. к. его обмотка превраща-
ется в короткозамкнутый виток (вернее, виток, сопротивление которого
73 В идеальном трансформаторе, в отличие от идеализированного трансформатора
рис. 11.8.1, i = 0. А это означает, что в идеальном трансформаторе индуктивность первичной
и вторичной обмоток равна бесконечности (°°), поскольку только в этом случае ток, протека-
с . Ut _ и/
ющеи через первичную обмотку = —, будет равен нулю. Но если L = <*>, то магнитное
сопротивление магнитопровода должно равняться нулю = 0), что возможно при условии,
что магнитная проницаемость рг = <*>. Из выражения W = Н/ср при i = 0 получим, что и
напряженность поля Н, создаваемая током намагничивания, равна 0 (Н = 0). Но если Н = 0,
то и намагничивать нечего, т. е. это означает, что в идеальном трансформаторе отсутствует
магнитопровод. И тогда реальный трансформатор можно представить как идеальный, в кото-
ром параллельно первичной обмотке идеального трансформатора подключена первичная об-
мотка реального трансформатора, обладающая индуктивностью .
Именно ток i создает в магнитопроводе напряженность поля Я, вернее, магнитодвижу-
щую силу = Н /ср, необходимую для намагничивания магнитопровода реального транс-
форматора, у которого R^ ф 0, т. е. создания в нем потока магнитной индукции В = Ф/S.
Глава 11. Вторичные источники питания
равно сопротивлению провода первичной обмотки для постоянного тока).
Действительно, обращаясь к выражению (11.8.6), можно заметить, что оно
составлено без учета сопротивления первичной обмотки rv
С учетом сопротивления это выражение можно переписать в виде:
^вх = 7. + (11.8.25)
at at
Откуда
тт _ ту тт . jy
вх * 1 dt _ вх м dt
*i — —
(11.8.25а)
гт 74 {
При заходе магнитопровода в насыщение поток не изменяется Iи
dB
— равны нулю), т. е. отсутствует приращение потока индукции.
dt
Это означает, что из уравнения (11.8.25а) исключается составляющая
напряжения
dO) sdB
dt dt '
которая уравновешивает входное напряжение. Ток через первичную обмот-
ку трансформатора резко возрастает
и трансформатор может выйти из строя (просто выгореть).
Аналогичный процесс будет иметь место, если на трансформатор по-
дать напряжение с меньшей частотой при условии, что длительность им-
пульса обеспечивает заход в насыщение В . Эту длительность можно опре-
делить из выражения:
(11.8.26)
>
t/вх
При подаче на вход трансформатора напряжения большей величины,
t/Ф
чем та величина, на которую он рассчитан, составляющая W\ не смо-
74 При насыщении сердечника резко снижается параметр рг. Это приводит к уменьшению
индуктивности трансформатора и согласно (11.8.15а) резкому возрастанию тока через него.
Действительно, из выражений
di . б/ Ф
Е = L— и Е = L-—
dt dt
можно записать:
L - di = S dB или L = S(11.8.2а)
di
Поскольку при насыщении сердечника приращение индукции dB = 0, то из (11.8.2а)
следует, что = 0. В действительности при dB = 0 индуктивность будет стремиться не к
нулю, а к величине индуктивности катушки (тора), в которой р = 1.
11.8. Трансформатор 483
жет полностью скомпенсировать входное напряжение (величина м.д с., рав-
ная / W\, не достаточна для создания необходимого магнитного потока),
что приведет к росту тока и насыщению сердечника. При коротком замы-
кании резко возрастает ток вторичной обмотки и, следовательно, компен-
сирующий его ток первичной обмотки, что также приведет к отказу транс-
форматора из-за перегрева. Говоря о передаче импульсных сигналов через
трансформатор, необходимо отметить, что трансформатор будет передавать
сигналы с минимальными искажениями при условии, что он обладает ми-
нимальными значениями индуктивности рассеяния £р, тока намагничива-
ния / , межвитковой и межобмоточной емкостями. Это связано с тем, что
именно они влияют на форму передаваемого сигнала, искажая последнюю.
В заключение этого параграфа отметим основные моменты в работе
трансформатора.
I. Приращение магнитной индукции в магнитопроводе (сердечнике) не
зависит от магнитных свойств материала магнитопровода.
2. Основной магнитный поток Ф, создаваемый током намагничивания,
остается постоянным независимо от того, работает ли трансформатор на
холостом ходу или под нагрузкой.
3. При наличии тока во вторичной цепи создается размагничивающий
поток, направленный против основного потока.
4. Для компенсации размагничивающего потока ток в первичной цепи
увеличивается на такую величину, которая обеспечивает восстановление
основного потока.
5. Сопротивление нагрузки во вторичной цепи 7?н пересчитывается в
первичную с номиналом
где /?тр = — коэффициент трансформации.
6. Ток вторичной обмотки /2 и напряжение вторичной обмотки t/2 пере-
считываются в первичную цепь
(Д
Z2 = Z2 ’ ^ТР; ^1 = ^2 = ~ ’
^тр
7. Для неискаженной передачи сигнала необходимо, чтобы трансформа-
тор обладал минимальными значениями индуктивности рассеяния L , тока
намагничивания / , межвитковыми и межобмоточными емкостями малой
величины.
8. Кольцевые сердечники позволяют при минимальных габаритах полу-
чать наибольшую индуктивность, другими словами, требуют меньших то-
ков намагничивания.
9. Представление о магнитном сопротивлении 7?м является условным,
т. к. в магнитном материале отсутствует движение каких-либо частиц.
10. Считается, что функция В от Я линейна, если магнитопровод имеет
немагнитный зазор.
11. Формула для определения тока намагничивания
Ut
Глава 11. Вторичные источники питания
справедлива при условии, что Lu = const, т. е. когда функция В от //ли-
нейна.
12. Излучение магнитного потока за пределы трансформатора (на коль-
цевом сердечнике) практически отсутствует.
11.8.2. Требования к трансформатору, процессы
в магнитопроводе, потери в трансформаторе,
переходные процессы, кпд трансформатора
Трансформатор, предназначенный для работы в ВИП, не должен создавать
электромагнитных помех и иметь:
• малые потери в магнитопроводе и проводах обмоток;
• небольшую величину тока намагничивания (тока холостого хода);
• малую величину индуктивности рассеяния;
• малые межвитковые и межобмоточные емкости;
• минимально возможные объемно-весовые показатели.
Перечисленные выше требования — это, по существу, те требования,
которые характеризуют оптимальный трансформатор, т. е. трансформатор с
минимальным объемом, минимальным весом и минимальными потерями.
При частотах преобразования выше 30 кГц в качестве магнитопровода
используются ферриты, которые в этом случае обладают явными преиму-
ществами по сравнению со всеми другими видами ферромагнетиков (элек-
тротехнические стали, пермаллои, магнитодиэлектрики), основное из ко-
торых — малые потери в магнитопроводе.
При выборе провода для намотки исходят из того факта, что чем мень-
ше диаметр провода, тем лучше используется медь. Но в этом случае в
качестве проводов необходимо применять литцендрат или многожильный
провод. Многожильный намоточный провод создает меньшее сопротивле-
ние переменному току, чем аналогичный по сечению одножильный про-
вод. Многожильный провод, или литцендрат эквивалентны, однако лит-
цендрат скручен и в нем более равномерно распределяется ток, но он более
дорогой. Намотка многожильным проводом выгодна еще и потому, что в
этом случае облегчается сам процесс намотки, т. к. такой провод более
гибкий, чем сплошной провод того же сечения.
Для высокочастотных преобразователей трансформаторы наиболее ра-
ционально выполнять на тороидальных сердечниках из феррита [ 101 ]75.
Одно из основных преимуществ магнитопроводов на тороидальных сер-
дечниках заключается в том, что трансформаторы, изготовленные с их
применением, практически не чувствительны к внешним магнитным по-
лям и почти не имеют внешнего магнитного поля рассеяния. Второе —
это то, что тороидальные (кольцевые) сердечники позволяют при мини-
75 Однако, если механические нагрузки и температурные режимы не позволяют использо-
вать феррит, то тороидальные сердечники для трансформаторов выполняются из ленточного
пермаллоя толщиной 10—20 мкм [101].
Недостатки ферритов: низкая магнитная проницаемость и индукция насыщения, сравни-
тельно высокая зависимость магнитных параметров от температуры, механических воздей-
ствий, например, ударов.
11.8. Трансформатор 485
мольных габаритах получать наибольшую индуктивность. Другими слова-
ми, требуют меньших токов при намагничивании. Последнее связано с
тем, что такие магнитопроводы обладают наименьшей величиной /ср при
прочих равных условиях, т. е. обладают меньшей величиной магнитного
сопротивления (см. (11.8.31а)) и, следовательно, наибольшим магнитным
потоком индукции.
Кольцевая форма магнитопровода позволяет легко увеличивать высоту
последнего за счет наращивания колец.
И, наконец, если необходимо иметь трансформаторы с минимальными
величинами индуктивности рассеяния и собственной емкости, то приме-
няют тороидальные магнитопроводы.
Поскольку рассматриваемые здесь ВИП работают на частотах преобра-
зования 200—250 кГц, то выбор материала для магнитопровода сделан —
это феррит, а в качестве магнитопровода выбран кольцевой сердечник (тор).
Ферриты76 относятся к разряду полупроводников, т. е. они обладают
высоким значением удельного объемного электрического сопротивления,
превышающего сопротивление сталей и сплавов в 50 раз и более. Для маг-
нитопроводов трансформаторов наиболее часто используются магнитомяг-
кие77 Мп—Zn, Ni—Zn ферриты. Среди них предпочтение отдают первым,
т. е. Мп—Zn ферритам. У них более высокое значение точки Кюри (темпе-
ратура, при которой теряются магнитные свойства феррита), что позволяет
допускать заметно большие перегревы магнитопровода по сравнению с
Ni—Zn ферритами. Среди Мп—Zn ферритов наибольшее распространение
получили термостабильные ферриты: 2000 НМЗ, 2000 НМ1, 1500 НМЗ.
Цифры перед буквами марки феррита соответствуют номинальному зна-
чению начальной магнитной проницаемости; первая буква указывает, обыч-
но, рабочий диапазон частот феррита (Н — низкочастотный, В — высоко-
частотный >2 Мгц), вторая буква Н обозначает никель — цинковый фер-
рит, М — марганец цинковый, буква С обозначает, что феррит предназначен
для работы в сильных полях (2000НМС-3).
В качестве примера в табл. 11.8.1 приведены параметры наиболее широ-
ко применяемых ферритов марок 2000НМС-3, 2500НМС-1, 2500НМС-2,
гдеЛР — критическая частота, т. е. верхняя частота использования матери-
ала (частота, при которой tg 6 = 0,1); tg 8 — безразмерный параметр харак-
теризует потери в феррите (потери на гистерезис, вихревые токи); Bs —
индукция насыщения (рис. 11.8.3, d); т. К. — точка Кюри.
76 Ферриты — это неметаллические (керамические, многокомпонентные) материалы на
основе магнетика Fe3O4, в кристаллической решетке которого один из трех атомов железа
заменен другим двухвалентным металлом: никелем, марганцем, цинком, магнием и т. д.
Ферриты относятся к разряду ферримагнетиков. Ферримагнетик внешне ведет себя по-
добно ферромагнетику, однако зависимость спонтанной намагниченности его от температу-
ры является более сложной, чем у ферритов. Ферриты изготавливаются путем прессовки и
последующего спекания порошкообразного вещества при температурах 1000—1300 °C. По-
скольку ферриты и ферримагнетики ведут себя практически одинаково, в дальнейшем в тек-
сте будет использован только один более широко распространенный термин — ферромагне-
тик, предполагая, что в этот термин включен и феррит.
77 Магнитомягкие ферриты — это ферриты, которые обладают малой коэрцитивной си-
лой, относительно пологой кривой намагничивания и имеют малые потери на перемагничи-
вание.
486 Глава И. Вторичные источники питания
11.8. Трансформатор
Рис. 11.8.3. Ферромагнитное вещество в магнитном поле (а)\ направление
магнитных полей доменов в ферромагнитном веществе (/ — при
отсутствии внешнего поля, Н = 0; 2 — при наличии внешнего
поля, Н = Н\ 3 — при магнитном насыщении, Нх > Н) (0; кри-
вая первого намагничивания (в); кривая магнитной проницае-
мости (г); кривая намагничивания с пологой петлей гистерезиса
(ф; потери в магнитопроводе (е)
Таблица 11.8.1
Марка феррита /кр. кГЧ Тангенс угла магнитных потерь tg 8 Bs т. к.
2ОООНМС-3 400 о,1 0,44 200
2500HMC-I 340 0,1 0,45 200
2500НМС-2 500 0,1 0,46 200
Сердечники из этих ферритов имеют максимальное значение маг-
нитной проницаемости при индукции 0,1—0,2 Тл, как следствие, обла-
дают в данном диапазоне индукций минимальными потерями на рабо-
чей частоте.
Лучшим из этой группы является феррит марки 2500НМС-2, у которо-
го начальная магнитная проницаемость //н = 2500, Bs = 0,46,/= 500 кГц,
t = -60 + 135 °C.
Здесь следует отметить, что //н78 — это важнейший параметр феррита,
характеризующий его способность намагничиваться в слабых магнитных
полях, т. е. полях, в которых Вт < 0,05 Тл, где Z?w79 — выбранное (рабочее)
значение индукции.
Процесс намагничивания предмета сопровождается увеличением пото-
ка индукции. Магнитная индукция результирующего поля (2?рез) в намагни-
ченном предмете является суммой индукции внешнего намагничивающего
поля (Z?BHUI) и индукции внутреннего поля (2?внт), возникающего под дей-
ствием внешнего поля:
В = В + В .
рез внш внт
На рис. 11.8.3, а показано изменение магнитного поля, когда в него
помещен ферромагнитный предмет. Силовые линии поля втягиваются в
этот предмет, и в нем получается более сильный магнитный поток, чем в
окружающем пространстве.
Ферриты имеют доменную структуру. Домены — это кристаллы веще-
ства, имеющие размеры 10-2—10-3 см. В каждом домене магнитные поля
атомов расположены в определенном порядке, т. е. имеют одинаковые на-
78 Ферриты с большой начальной проницаемостью имеют сравнительно низкую предель-
ную рабочую температуру, уменьшающуюся с ростом магнитной проницаемости. В связи с
этим ферриты с проницаемостью 3000 и выше применяются редко.
79 В тексте используются символы В и Вт — они равнозначны, т. к. характеризуют выб-
ранную индукцию <Bs.
488 Глава 11. Вторичные источники питания
правления. В ненамагниченном образце (Н = 0) магнитные поля доменов
имеют различные направления (рис. 11.8.3, б). Под действием внешнего
магнитного поля Я магнитные поля атомов доменов ориентируются по внеш-
нему полю, т. е. стремятся совпасть с ним по направлению.
В результате, чем сильнее внешнее намагничивающее поле, тем более
строгий порядок наблюдается в расположении элементарных магнитных
полей доменов и тем сильнее общий магнитный поток, т. е. индукция.
И при достаточно сильном внешнем поле (Я, > Я) магнитные поля всех
доменов принимают одинаковые направления (рис. 11.8.3, б). Дальнейшее
намагничивание не приводит к увеличению магнитного потока, поскольку
все они уже ориентированы по внешнему полю. И это состояние ферромаг-
нитного материала (феррита) называют магнитным насыщением.
Процесс намагничивания ферромагнитного вещества наглядно отража-
ет кривая первого намагничивания (основная кривая намагничивания)80,
которая показывает, что индукция В изменяется не пропорционально Я
(рис. 11.8.3, в). Действительно, при увеличении Я индукция возрастает сна-
чала медленно (участок I), затем очень быстро (участок II). Наконец, при
дальнейшем возрастании Я, рост индукции замедляется (участок III), и
кривая намагничивания постепенно переходит в область насыщения (учас-
ток IV). Из рассмотрения кривой намагничивания можно сделать вывод,
что магнитная проницаемость81 не является постоянной, а зависит от Я.
Действительно, магнитная проницаемость
могла бы оставаться постоянной при условии, что величина В изменялась бы
пропорционально Я, т. е. если бы кривая намагничивания представляла со-
бой прямую линию, проходящую через начало координат. Другими слова-
ми, можно сказать, что зависимость //г от Я не является постоянной вели-
чиной, а является функцией, зависимой от Я. Вид этой функции приведен на
рис. 11.8.3, г. Видно, что при возрастании Я сначала остается постоянной,
затем растет, а при переходе к магнитному насыщению проницаемость снижа-
ется. Начальная проницаемость //н определяется наклоном прямой /, а макси-
мальная магнитная проницаемость //тах — наклоном прямой 2 (рис. 11.8.3, в) и
соответствует «колену» кривой намагничивания (точка М на рис. 11.8.3, в).
Если ферромагнитный предмет намагничивать с помощью внешнего маг-
нитного поля, а затем уменьшать напряженность этого поля до нуля, то об-
разец размагничивается не полностью. В нем обнаруживается остаточный
80 Основная кривая намагничивания незначительно отличается от кривой первого намагни-
чивания и практически совпадает с ней. Кривая первого намагничивания — это такая кривая,
которая получается только при первом намагничивании материала, предварительно полностью
размагниченного. Основная кривая намагничивания — кривая, которая представляет собой гео-
метрическое место вершин симметричных частных петель магнитного гистерезиса, получаемых
при последовательно возрастающих максимальных значениях напряженности магнитного поля.
81 Из рассмотрения процесса намагничивания вытекает, что магнитную проницаемость
вещества можно рассматривать как некую способность доменов данного вещества к переори-
ентации.
Можно сказать, что чем выше эта способность, тем выше р и тем легче материал намаг-
ничивается, т. е. для его намагничивания требуется меньшие намагничивающие токи.
11.8. Трансформатор 489
магнетизм82, который можно показать с помощью кривой намагничивания
(рис. 11.8.3, d). Если вначале образец не был намагничен, то при возрастании
Н магнитный поток (или индукция) изменяется по кривой ОМ. Пусть теперь
поле //уменьшается. Тогда магнитный поток Ф будет изменяться не по пер-
вой кривой О Л/, а по линии МВг, которая расположена выше ОМ. Изменение
индукции отстает от изменений намагничивающего поля. Другими словами,
индукция В зависит не только от напряженности поля Н, но и от предше-
ствующего состояния ферромагнетика, т. е. от его истории. Это явление,
связанное с отставанием индукции В от напряженности поля //, называется
магнитным гистерезисом (от англ, history — история).
При уменьшении Н до нуля сохраняется некоторый остаточный поток Фг
и соответствующая ему остаточная индукция Вг, которая и характеризует
остаточный магнетизм. Чтобы предмет полностью размагнитить, т. е. до-
биться, чтобы магнитный поток в нем был равен О (Ф = 0), необходимо
приложить внешнее магнитное поле обратного направления. Тогда, при
некотором отрицательном значении //' получим Ф = 0 (В = 0). Величину Нс
(отрезок 0//') называют задерживающей или коэрцитивной силой. Если
продолжать намагничивать предмет, то можно довести его до насыщения
(точка S'), а при уменьшении Я опять имеет место гистерезис, т. к. кривая
размагничивания S'B'r не совпадает с кривой намагничивания H'CS'.
При Я = 0 снова наблюдается остаточный магнетизм (отрезок 0В'), и
для его устранения потребуется напряженность поля обратного направле-
ния, соответствующая отрезку 0Яс.
Таким образом, перемагничивание, т. е. намагничивание и размагничи-
вание, будет происходить по кривой S, Br, Н'с, S', B'r, Нс, S, которую на-
зывают петлей гистерезиса. Форма и размер этой кривой различны для раз-
ных ферромагнитных материалов. В частности, для магнитомягких матери-
алов петля имеет узкую и относительно пологую форму, т. е. форму,
характеризуемую малыми значениями Яс и Вг. Это указывает на то, что
материал легко намагничивается и размагничивается.
Для магнитотвердых материалов петля гистерезиса имеет широкую форму,
т. е. форму, характеризуемую большими значениями Яс и Вг. Последнее
указывает на то, что такие материалы трудно намагнитить и также трудно
размагнитить. На кривой гистерезиса кроме точек Вг, В', Нс, Н'с можно
выделить точки М, Вм, Нм, S, Hs, BS(M', В'м, Н'м, S', H's, B's).
Точка Ми соответствующая ей индукция Вм, т. е. индукция, соответ-
ствующая вершине петли гистерезиса (выше этой точки намагничивание
происходит без гистерезисных явлений)83 84.
Точка Нм — напряженность поля, соответствующая индукции B„.
Точка S’ — точка, которой соответствует индукция насыщения В$.
82 Это явление объясняется тем, что не все домены под влиянием имеющегося в каждом
теле теплового движения возвращаются в исходное беспорядочное состояние.
83 Вм иногда именуется как /?пред (предельная).
84 С ростом температуры значение Bs изменяется. Это изменение различно для разных
материалов. Как правило, для большинства материалов при t = 100 °C следует ожидать паде-
ние Bs на 30 %. Последнее необходимо учитывать при выборе индукции, которая в процессе
работы не должна превышать 70 % от Bs . Однако для некоторых материалов повышение
температуры слабо сказывается на потерях.
Глава 11. Вторичные источники питания
Hs — напряженность поля, соответствующая индукции Bs.
Приведенная на рис. 11.8.3, д кривая носит название предельной85 пет-
ли гистерезиса, т. к. индукция в ней меняется от — Bs (B's ) до + Bs (Bs). При
работе с меньшими токами намагничивания петли гистерезиса будут иметь
меньшие размеры, т. е. они будут вложены внутрь начальной петли, но по
форме полностью повторять предельную петлю гистерезиса. Такие петли
носят название частных86 петель, и именно с ними, как правило, осуществ-
ляется работа трансформатора в составе двухтактного преобразователя ВИП.
Любой магнитный материал, применяемый в качестве магнитопровода
для трансформаторов, в том числе и феррит, должен иметь возможно мень-
шую мощность потерь, т. е. мощность, поглощаемую образцом магнитного
материала и рассеиваемую в виде тепла.
Для трансформаторов ВИП применяются магнитомягкие ферриты, ко-
торые должны:
• легко намагничиваться и размагничиваться;
• обладать узкой и относительно пологой петлей гистерезиса;
• малой коэрцитивной силой и большой магнитной проницаемостью;
• большими значениями //н и //тах и Bs;
• обладать высоким значением точки Кюри87.
Важно отметить, что требование большой магнитной проницаемости
для трансформаторов (в отличие от дросселя) необходимо всегда. Приме-
нение ферритов с перечисленными требованиями в составе трансформато-
ров — это необходимое условие для разработки трансформаторов, облада-
ющих малыми потерями, т. е. трансформаторов с высоким кпд. В общем
случае, для любого ферромагнетика потери в магнитопроводе складывают-
ся из потерь на гистерезис (перемагничивание), потерь на вихревые токи и
потерь на магнитную вязкость.
Для ферритов основные потери — это потери на перемагничивание,
т. к. два других вида потерь для него незначительны.
В частности, малые потери на вихревые токи88 — это одно из основных
преимуществ феррита перед другими ферромагнетиками (например, пер-
маллоями), позволяющее его использовать на высоких частотах.
85 Другими словами, это наибольшая петля, которая может быть получена для данного
ферромагнетика.
86 Частные циклы могут быть симметричными при |+Яот| = |— Нт\ и несимметричными при
I+//J * |— Нт |, где Нт < Hs~ напряженность поля, соответствующая выбранной индукции Вт(В).
87 Максимальная температура, которая определяет выбранную индукцию, должна быть ниже
точки Кюри феррита на 30—40 °C. У ферритов с меньшей магнитной проницаемостью, как
правило, точка Кюри и индукция выше. Так, например, феррит 1500НМ имеет точку Кюри
200 °C, максимальную индукцию 0,155 Тл, а феррит 700НМ 240 °C и 0,225 Тл соответственно.
При выборе магнитопровода необходимо учитывать, что материалы, обладающие большим
значением индукции, позволяют создавать трансформаторы наименьших размеров. Однако мате-
риал магнитопровода, позволяющий получить незначительные размеры трансформатора, может
иметь заметно большие удельные потери и наоборот. Поэтому разработка трансформатора — это
всегда нахождение оптимального компромисса между габаритами и потерями. И, как правило,
выбор делается в пользу минимальных габаритов с приемлемыми показателями по потерям.
88 Потери от вихревых токов вызываются потоками электронов, создаваемых внутри ма-
териала сердечника сильными локальными магнитными полями. Поскольку ферриты облада-
ют большим удельным сопротивлением, то и вихревые токи у них незначительны.
11.8. Трансформатор
491
При перемагничивании магнитный материал не возвращается в исход-
ное состояние, т. е. кривая имеет петлю гистерезиса. Поэтому в каждом
цикле работы сердечник отбирает часть энергии и превращает ее в тепло,
снижая тем самым кпд трансформатора.
Важно отметить, что потери на гистерезис являются свойством данного
материала и уменьшить их нельзя, в отличие от потерь на вихревые токи,
которые могут быть уменьшены за счет повышения удельного сопротивле-
ния материала.
Потери на перемагничивание определяются с помощью гистерезисных
петель (см. рис. 11.8.3, d)89. Площадь гистерезисной петли (она растет с
увеличением частоты) равна потерям в единице объема магнитного матери-
ала за один период. Покажем, что это действительно так.
Как отмечалось выше, потери в магнитном сердечнике при его перемаг-
ничивании вызываются гистерезисом, вихревыми токами и магнитной вяз-
костью. Суммарная величина этих потерь за один цикл перемагничивания
на единицу объема сердечника легко может быть определена по форме пет-
ли гистерезиса. Если перемагничивание сердечника производится током,
протекающим по обмотке сердечника, то, пренебрегая потерями в обмотке,
энергию перемагничивания (£п) можно определить в соответствии с зако-
ном Джоуля—Ленца:
С
Еп = f е(/)./(/)А Дж, (11.8.27)
о
где
— э.д.с., наводимая в обмотке при изменении магнитного потока;
— ток, создающий напряженность поля Н (1); /п — длительность цикла
перемагничивания.
После подстановки получим
С
Еп = 5М -/ср J (11.8.27а)
О
89 Физику возникновения потерь на гистерезис объясняют тем, что при изменении внешне-
го поля происходит перестройка самопроизвольно намагниченных областей ферромагнетика —
доменов. Быстрое изменение магнитного потока, происходящее при перестройке области, со-
провождается местными токами, которые и вызывают в проводящей среде ферромагнетика
потери на гистерезис в виде выделяемого тепла. В средних (0,3 < BM/BS< 0,8) и сильных полях
определение потерь производят по экспериментально снятым петлям гистерезиса.
В общем случае можно сказать, что значимость кривой намагничивания заключается в
том, что эта кривая определяет величину работы, требуемой для переориентации магнитных
доменов внутри магнитного материала в направлении магнитного поля, создаваемого током
намагничивания, протекающего по обмотке. Понятно, что такая работа связана с потерями,
выраженными в нагреве сердечника, которые называются гистерезисными потерями матери-
ала сердечника. И эти потери имеют место в каждом цикле работы трансформатора, т. е.
переменное магнитное поле нагревает сердечник. Следует отметить, что нагрев сердечника на
10—40 °C относительно окружающей среды является вполне нормальным явлением.
Глава 11. Вторичные источники питания
Произведение 5м/ср — это объем сердечника, а определенный интеграл в
правой части — площадь петли гистерезиса.
Обратимся к рис. 11.8.3, е, где показана петля гистерезиса, часть кото-
рой заштрихована. Данная область, заключенная между нижней ветвью кри-
вой намагничивания (на рис. 11.8.3, е она показана стрелками, идущими
вверх) и осью ординат, есть не что иное, как энергия, затраченная на на-
магничивание единицы объема материала сердечника. Размагничивание сер-
дечника идет по другой кривой, которая выше первой (стрелки направлены
вниз). Нетрудно видеть, что площадь ограниченная второй кривой и осью
ординат меньше, чем в первом варианте. Разница между этими площадями
есть энергия потерь в магнитопроводе. Другими словами, энергия потерь
перемагничивания (потери на гистерезис) есть площадь, ограниченная пет-
лей гистерезиса, умноженная на объем сердечника. Эту площадь с достаточ-
ной для практических целей точностью можно принять равной 4//с •
(Я||ре;| = #м На РИС. 11.8.3, d).
Тогда формула (11.8.27а) примет вид
Е = 4И7/ • В .
п с пред
Затраченная энергия выделяется в виде тепла.
Петля гистерезиса, полученная при очень медленном перемагничива-
нии (снятая на постоянном токе), называется статической петлей гистере-
зиса. Петля гистерезиса на переменном токе называется динамической пет-
лей гистерезиса.
Динамическая петля отличается от статической. Это отличие объясня-
ется возникновением в сердечнике вихревых токов, магнитной вязкости90 и
рядом других параметров. С ростом скорости перемагничивания потери
возрастают, вследствие чего площадь динамической петли гистерезиса так-
же возрастает. Возрастает также и величина коэрцитивной силы.
Форма (ширина ) предельного цикла статической петли гистерезиса не
изменяется с ростом амплитуды изменения напряженности поля //тах. Од-
нако ширина динамической петли гистерезиса, наоборот, зависит от амп-
литудного значения Ятах. Поэтому предельного цикла динамической петли
гистерезиса не существует. Статическая петля гистерезиса определяет потери
в сердечнике на единицу объема только на гистерезис.
С помощью динамической петли определяются потери в сердечнике
на единицу объема с учетом всех потерь: потери на гистерезис, вихревые
токи и магнитную вязкость. Из сказанного следует, что чем меньше шири-
на петли, тем меньше и потери в магнитопроводе, которые, как будет отме-
чено ниже, учитываются на эквивалентной схеме трансформатора с помо-
щью резистора потерь /?п (см. рис. 11.8.1, б). Понятно, что ширина петли
гистерезиса зависит от марки материала магнитопровода. А в пределах
выбранной марки она зависит от выбранной разработчиком амплитуды
индукции В (Вт), значение которой, в свою очередь, определяется двумя
факторами:
90 Явление магнитной вязкости заключается в запаздывании во времени, изменении маг-
нитной индукции по отношению к изменению напряженности поля Н.
Другими словами, время перемагничивания ферритов определяется магнитной вязкостью.
11.8. Трансформатор 493
1) схемой преобразования;
2) выбором величины индукции Вт разработчиком трансформатора.
В частности, для сердечников трансформаторов однотактных прямохо-
довых преобразователей индукция может меняться от нуля до амплитудно-
го значения Z?M, а для двухтактных преобразователей еще больше, а именно:
от отрицательного до положительного амплитудного значения, т. е. практи-
чески от — Вм до +Вм (см. рис. 11.8.38). Суммируя вышеизложенное, можно
заключить, что мощность потерь в магнитопроводе силового трансформа-
тора (Рм) зависит от характеристик применяемых материалов, частоты пе-
ремагничивания /, равной частоте преобразования и рабочей индукции в
магнитопроводе B(Bw)91:
Р = Р G , (11.8.28)
м уд м ’ v 7
где Руд — удельные потери в ферромагнитном материале магнитопровода,
Вт/кг; (7М — масса магнитопровода, кг.
Параметр Р можно определить по следующей формуле:
уд
Вт/кг,
(11.8.28а)
где Р' — 25 Вт/кг (феррит марки М2000НМ1-17); а= 2,4; /3= 1; Вто = 0,2 Тл;
/0 = 30 кГц92.
Учитывая, что потери от индукции согласно выражения (11.8.28) растут
в степени а > 2, то большое значение параметра Вт может вызвать недопу-
стимый перегрев магнитопровода93. Следовательно, с точки зрения сниже-
ния потерь в магнитопроводе работать с меньшей индукцией более пред-
почтительно. Но в трансформаторе, кроме потерь в магнитопроводе, суще-
ствуют потери в проводах обмоток (меди), которые в этом случае возрастут
вследствие увеличения числа витков (см. выражение (11.9.4а)). Согласно
выражения (11.8.28) сердечник большего размера должен иметь и большие
потери просто за счет увеличения массы. Но при увеличении сердечника
снижается индукция в материале, что способствует снижению потерь, т. е.
происходит компенсация.
91 Символы В и Вт равнозначны и обозначают выбранную индукцию, которая меньше
индукции Bs.
Обычно Вт составляет 50 % от Bs для частот <100 кГц и 25 % для частот <500 кГц.
92 Основным фактором, определяющим качество магнитного материала, являются его
потери при рабочей частоте и индукции.
93 Для проведения сравнительных оценок довольно часто необходимо просто помнить за-
висимость потерь в магнитопроводе от индукции, т. е. знать формулу для приближенной (каче-
ственной) их оценки. Такую формулу можно получить исходя из следующих соображений.
Зависимость удельных потерь в магнитопроводе можно записать в виде
(11.8.286)
где Z = 2—3; а — числовой коэффициент.
Тогда потери в магнитопроводе
Рм = (11.8.28b)
Откуда можно записать:
Р ~ Bz.
уд
Глава 11. Вторичные источники питания
Как будет показано ниже, с ростом частоты уменьшается габаритный
размер магнитопровода, и, следовательно, уменьшается масса (7м магнито-
провода, т. е. согласно выражения (11.8.28) параметр должен снижаться.
Однако, с ростом частоты величина растет, т. к. увеличивается параметр
Р . В итоге, в целом, выбором марки материала магнитопровода можно для
заданного диапазона рабочих частот обеспечить достаточно высокое значе-
ние и слабую зависимость кпд трансформатора от частоты преобразования.
Среди перечисленных выше требований, предъявляемых к трансформа-
тору при его выборе, осталось рассмотреть такие параметры, как индуктив-
ность рассеяния £р и собственная емкость трансформатора Со. Последняя
включает в себя емкости между витками обмотки, между обмотками и меж-
ду слоями обмотки94. Индуктивность рассеяния £р учитывает несовершен-
ство связи между обмотками95. Вместе с собственной емкостью Со эти два
параметра играют определяющую роль в искажении фронтов сигналов,
формируемых трансформатором. Ввиду последнего параметры £ и С() счи-
таются паразитными и их стараются уменьшить, хотя это и не является
самоцелью. В практике проектирования трансформаторов для ВИП исхо-
дят не столько из уменьшения £р и Со, а из целого ряда других требований,
таких как минимальный объем, наилучший отвод тепла, минимальные поля
рассеяния. И, тем не менее, эти параметры стремятся уменьшить при раз-
работке трансформаторов. Говоря об индуктивности рассеяния, необходи-
мо отметить, что она, в первую очередь, зависит от конструкции трансфор-
матора. И среди трансформаторов, рассчитанных на определенную мощ-
ность, наименьшей индуктивностью рассеяния обладают трансформаторы
на тороидальных сердечниках. С целью снижения £р обмотки в таких транс-
форматорах наматывают одна на другую по всей поверхности тора. При
этом вторичную обмотку располагают поверх первичной. Если число вит-
ков первичной (ГИ)) и вторичной (ИЛ) обмоток примерно одинаково, то
намотку следует осуществлять одновременно в два провода.
К сказанному можно добавить, что сердечник с меньшими значениями
/ср/5м обладает и меньшими значениями индуктивности рассеяния £р.
В тороидальных сердечниках отсутствует немагнитный зазор, что приво-
дит к тому, что магнитный поток полностью замыкается в магнитопроводе.
В результате отсутствует внешнее магнитное поле рассеяния, а сами транс-
форматоры практически не чувствительны к внешним магнитным полям.
Другими словами, такие трансформаторы практически не создают элек-
тромагнитных помех и тем самым улучшают качество работы ВИП96. Именно
94 В частности, межвитковая емкость (inter-turn capacitance) является подобием маленьких
конденсаторов, распределенных между витками внутри обмотки. Межвитковая емкость обра-
зуется двумя смежными витками одной и той же обмотки. Суммарная энергия, накопленная
в межвитковых емкостях, выделяется в виде всплесков во время переходных процессов. Меж-
витковая емкость представляет большую проблему в трансформаторах с большим напряжени-
ем на первичной обмотке.
95 Индуктивность рассеяния £р учитывает несовершенство связи между обмотками. Ее
можно рассматривать как некую индуктивность, включенную последовательно с проводом
обмотки. Индуктивность рассеяния Ар приводит к всплескам на стоке или коллекторе ключа
и на анодах выходных диодов.
96 Степень излучения магнитного потока за пределы трансформатора, который выполнен
на кольцевом сердечнике, практически ничтожна.
11.8. Трансформатор
по причинам, отмеченным выше, в рассматриваемых ВИП выбраны торои-
дальные сердечники. Здесь необходимо отметить, что отсутствие немагнит-
ного зазора, кроме практически отсутствия внешнего излучения, обеспечи-
вает получение минимального магнитного сопротивления по сравнению с
магнитопроводами аналогичного объема, но имеющих немагнитный зазор,
хотя и очень малый.
Минимальное магнитное сопротивление обеспечивает максимальный
магнитный поток в сердечнике.
Для увеличения магнитного потока необходимо, чтобы он по, возмож-
ности, проходил не по воздуху, а по ферриту. Наиболее сильный магнит-
ный поток возникает в замкнутом магнитопроводе. Наличие даже незначи-
тельного зазора резко повышает магнитное сопротивление и, как следствие,
снижает магнитный поток в сердечнике и индуктивность намагничивания
трансформатора.
При наличии немагнитного воздушного зазора индуктивность намагни-
чивания Lu определяется выражением:
Аа • Ао •
где — магнитное сопротивление магнитопровода97;
— магнитное сопротивление воздушного зазора; 8 — толщина воздушного
зазора98.
Из формулы (11.8.29) следует, что индуктивность намагничивания умень-
шается, т. к. в знаменатель добавилось магнитное сопротивление воздуш-
ного зазора толщиной 8, при этом (л а не меняется.
Величину можно записать в виде:
w- W2SV
Sм V Аа Ао ) ч Аа ^ср Ао ,
97 Представление о магнитном сопротивлении является условным, т. к. в магнитном ма-
териале отсутствует движение каких-либо частиц.
98 Наличие зазора приводит к тому, что требуется больший ток через обмотку для созда-
ния индукции насыщения. В этом случае большая часть энергии, хранимой внутри сердечни-
ка, теперь сосредоточена в воздушном зазоре. В результате магнитная индукция в сердечнике
уменьшается, и, следовательно, для поддержания постоянного значения индуктивности тре-
буется большее число витков. Последнее приводит к увеличению габаритов дросселя или
трансформатора, но это необходимо для исключения введения магнитопровода в насыщение.
Глава 11. Вторичные источники питания
где
А = —
4р
— эквивалентная абсолютная магнитная проницаемость магнитопровода с
зазором; fir — относительная магнитная проницаемость.
Разделив //эа на //0, получим эквивалентную относительную магнитную
проницаемость магнитопровода с зазором:
Аэг=—(11.8.31)
Ао \ + ~~
I Zcp 7
Выражение (11.8.31) можно записать в виде:
Аэг = ( + 8цг ’ (11.8.32)
^ср
Учитывая, что для применяемых в настоящее время магнитопроводов и
материалов
получим
и = (11.8.32а)
Аэг 8цг 8
4Р
Из выражения (11.8.32а) следует, что эквивалентная относительная про-
ницаемость fi эг зависит от геометрических размеров и почти на зависит от
магнитной проницаемости. Формула (11.8.32а) справедлива при выполне-
нии следующих требований:
• fi эг много меньше магнитной проницаемости fi
• зазор S много меньше наименьшего из размеров поперечного сечения
сердечника.
Слово «много меньше» предполагает отношение 5—10 раз и более.
Формула (11.8.32а) справедлива для подавляющего большинства прак-
тических случаев.
Принимая во внимание важность параметров £р и Со, можно отметить
общие моменты, влияющие на эти параметры, независимо от типа магни-
топровода.
1. Индуктивность рассеяния £р (так же как и индуктивность намагни-
чивания L ) пропорциональна квадрату числа витков первичной обмотки,
и она практически не зависит от материала магнитопровода, в то время как
L пропорциональна fi а.
11.8. Трансформатор 497
2. Будучи включенной последовательно с индуктивностью £^, индук-
тивность рассеяния £р уменьшает коэффициент трансформации из-за уве-
личения индуктивного сопротивления
XLp
И так как на этом сопротивлении происходит падение напряжения,
то £р влияет (хотя в слабой степени) на кпд трансформатора, уменьшая
последний.
3. Наличие немагнитного зазора в сердечнике не влияет на индуктив-
ность рассеяния £р.
4. Плотность намотки практически не влияет на индуктивность рассея-
ния £р, но влияет на паразитную емкость Со (она уменьшается с увеличени-
ем плотности намотки).
5. Увеличение диаметра провода и наличие изоляционных прокладок
снижает паразитные емкости, но увеличивает индуктивность рассеяния £р.
6. Заливка" трансформатора компаундом снижает индуктивность рас-
сеяния £ но увеличивает паразитную емкость Со в 1,1 — 1,25 раз.
7. Индуктивность рассеяния £р много меньше индуктивности намагни-
чивания £ , т. е. £ £ .
Принимая во внимание, что индуктивность намагничивания £/7 пря-
мо пропорциональна квадрату числа витков и относительной магнит-
ной проницаемости можно заключить, что порядок отношения L^/L^
равен цг » 1.
Другими словами, можно отметить, что индуктивность рассеяния £р
невелика и составляет единицы процентов от £/у99 100. Индуктивность намаг-
ничивания £^ и рассеяния £р можно определить экспериментально.
Если индуктивность первичной обмотки трансформатора (собственная
индуктивность) обозначить как £р то можно записать
£. = £ + £. (11.8.33)
1 ц р 7
Индуктивность £, определяется как индуктивность первичной обмотки
при разомкнутой вторичной.
Индуктивность рассеяния £р определяется как индуктивность первич-
ной обмотки £j при замкнутой вторичной обмотке.
В результате можно записать:
£ = £. — £. (11.8.34)
и 1 р v 7
Выше было отмечено, что трансформаторы должны обладать (по воз-
можности) минимальными значениями параметров £ , Со, / , поскольку
именно они влияют на форму передаваемого сигнала, искажая последнюю.
С емкостными связями необходимо считаться при высоких частотах им-
пульсных воздействий с большой крутизной фронта. Совместно с индук-
тивностями рассеяния емкости обмоток определяют искажения при пере-
даче несинусоидального напряжения и собственные колебания в обмотках.
99 При заливке компаундом и пропитке изменяются магнитные свойства сердечников.
100 Необходимо стремиться к снижению Лр вплоть до десятых долей процента (по сравне-
нию с но без ухудшения других важных параметров трансформатора.
Глава 11. Вторичные источники питания
Важно отметить, что, в отличие от гармонических (синусоидальных), им-
пульсные (в том числе и прямоугольные) сигналы принципиально не могут
передаваться без искажений. Последнее вытекает из того, что любой пери-
одический импульсный сигнал можно разложить в ряд Фурье и предста-
вить его как сумму гармонических колебаний различных частот в зависи-
мости от формы передаваемых сигналов. Но, чтобы импульсный сигнал
передавался без искажений, необходимо, чтобы трансформатор передавал
без искажений все частоты этого ряда, что невозможно.
На рис. 11.8.4, а показана упрощенная эквивалентная схема трансфор-
матора, позволяющая оценить искажения при передаче импульсного сиг-
нала. Здесь конденсатор Со учитывает влияние распределенных межвитко-
вых и межобмоточных емкостей на передачу импульса.
Индуктивность рассеяния Лр учитывает влияние потока рассеяния Фр.
Сопротивление гх учитывает активное сопротивление первичной обмотки.
Сопротивление г2' = ЛтРг2 — приведенное сопротивление вторичной об-
мотки в первичную цепь. Индуктивность намагничивания Lu учитывает
потери м.д.с. на намагничивание сердечника
/1^,-/^ = /^, = ^
где F — м.д.с. в сердечнике трансформатора (магнитодвижущая сила).
В идеальном трансформаторе F= 0, и он передает сигналы без искаже-
ний. В реальном трансформаторе F> 0, к тому же существует поток рас-
сеяния Фр = Ф] — Фэ * 0 и паразитная емкость Со между обмотками. Все
б
Рис. 11.8.4. Эквивалентная схема трансформатора (а); диаграмма выходного
сигнала (б)
11.8. Трансформатор
это приводит к искажению формы импульса. На рис. 11.8.4, б показана
форма выходного сигнала на нагрузке 7?н при подаче на первичную обмот-
ку импульса прямоугольной формы. Видно, что имеется задержка вклю-
чения (интервал О—/,), фронты реального импульса нарастают и спадают
медленнее, плоская вершина имеет скол, а после окончания импульса на-
блюдается отрицательный выброс. Поскольку за время действия фронта
ток намагничивания / изменяется незначительно, то можно сказать, что
во время действия фронта ток / = 0. Действительно, учитывая, что ток
намагничивания
Ut
1,1 ~ L ’
то при / —> 0, > 0.
И эквивалентная схема трансформатора примет вид, показанный на
рис. 11.8.5, где
Я2 = R'H +r' = R'H.
Рассмотрим переходный процесс в схеме рис. 11.8.5 при условии по-
ступления на ее вход сигнала прямоугольной формы.
Для определения прохождения фронта через цепь, показанную на
рис. 11.8.5, воспользуемся законами коммутации через индуктивность и
конденсатор, которые гласят, что ток через индуктивность и напряжение
на емкости не могут возрасти мгновенно. А это означает, что если до пода-
чи входного сигнала ток через индуктивность был равен нулю, то он и
должен оставаться равным нулю и после поступления входного сигнала.
Если напряжение на конденсаторе было равно нулю, то оно останется рав-
ным нулю и после поступления входного сигнала. Другими словами, ин-
дуктивность в момент включения представляет собой бесконечно большое
сопротивление, а конденсатор — бесконечно малое сопротивление, т. е.
короткое замыкание.
В результате, в момент поступления фронта входного сигнала все вход-
ное напряжение упадет на индуктивности рассеяния, а на конденсаторе
оно будет равно нулю, т. е. имеет место задержка в нарастании сигнала.
В дальнейшим через индуктивность Лр начинает протекать ток, который
заряжает конденсатор Со (с некоторой постоянной времени, определяемой
Со и параллельным соединением сопротивлений /?2 и и напряжение на
конденсаторе и, следовательно, на выходе трансформатора будет расти, что
и показано на рис. 11.8.4, б.
Из эквивалентной схемы видно, что если Лр = 0 (т. е. вместо Ар пере-
мычка), то в момент поступления фронта все входное напряжение будет
Рис. 11.8.5. Эквивалентная схема
трансформатора при прохождении
фронта
Глава 11. Вторичные источники питания
приложено к конденсатору Со, и задержка включения исчезнет. Следова-
тельно, чем меньше £р, тем меньше задержка включения сигнала на вы-
ходе трансформатора. Сказанное относится и к емкости Со. Уменьшение
Со приводит к более быстрому нарастанию входного сигнала вследствие
уменьшения постоянной времени заряда Со. Поэтому понятно стремле-
ние разработчика снизить Со и £р трансформатора при его конструиро-
вании.
Такой же результат получим, если рассматривать трансформатор как
частотно зависимый элемент, т. е. элемент, коэффициент передачи101 кото-
рого зависит от частоты.
101 Коэффициент передачи трансформатора
<IL8-36a)
вх I
Откуда
(11.8.366)
Важно отметить, что определение выходного напряжения 6/вых через коэффициент транс-
формации справедливо только в том случае, если индуктивность рассеяния первичной и вто-
ричной обмоток минимальна (в идеале стремятся к нулю). В противном случае, выражение
(11.8.366) приближенно.
Пусть, например, необходимо изготовить двухобмоточный трансформатор на торе. В этом
случае для получения минимальной индуктивности рассеяния необходимо первичную обмот-
ку наматывать равномерно по всему кольцу, вторичную обмотку — поверх первичной и так
же равномерно по всему кольцу. В этом случае формула (11.8.366) даст правильный результат.
Если же трансформатор изготавливать таким образом, что сначала на половине кольца намо-
тать первичную полуобмотку, а на другой половине вторичную, то выходное напряжение,
подсчитанное по той же формуле (11.8.366), будет существенно отличаться от первого вари-
анта в сторону уменьшения. И в этом случае данная формула будет давать значительную
погрешность. Последнее обусловлено тем, что связь через основной магнитный поток между
витками первичной и вторичной обмоток будет заметно слабее из-за индуктивности рассея-
ния. И как результат индуктивности первичной и вторичной обмоток и Lu будут умень-
шены за счет индуктивностей АР| и Lp\
= LI ~ ;
^2 = l2-lPi,
где
, ФрЛ.
^Р| i i '
(11.8.36b)
, Уг.
Рг" "С
L2 — собственные индуктивности первичной и вторичной обмоток трансформатора; ФР(,
фр — потоки рассеяния первичной и вторичной обмоток трансформатора; i//2 — потокос-
цепление первичной и вторичной обмоток.
При этом связь между обмотками через основной магнитный поток Ф реального транс-
форматора определяется через коэффициент взаимной индукции М [ 26 |:
М ~ - Гц(лтр,
(11.8.36г)
11.8. Трансформатор 501
Действительно, рассматривая фронт как действие на вход трансформа-
тора синусоидального сигнала частотой/ получим, что все входное напря-
жение падает на индуктивности рассеяния £ реактивное сопротивление
которой (X L ) будет равно:
= со1^=2л/1^ (11.8.35)
При этом, если /стремится к бесконечности, то и X стремится к беско-
нечности также. Сопротивление конденсатора будет стремиться к нулю т. к.
X - 1 - 1
с» 2я/С0 (ОС. •
(11.8.36)
Прохождение вершины прямоугольного импульса связано с медленны-
ми процессами. На этом этапе определяющим является процесс намагни-
чивания сердечника. При передаче вершины импульса можно считать, что
на входе действует постоянное напряжение, т. е. Ег = const.
В этом случае ток намагничивания растет линейно (т. е. достаточно
медленно), ток через сопротивление А' — постоянный, т. к. Е{ = const.
Следовательно, ток через индуктивность рассеяния £р, равный сумме этих
двух токов, тоже меняется медленно. Но при медленных изменениях на-
пряжений и токов можно полагать, что di/dt -» 0 (производная входного
тока близка к нулю) и напряжение на индуктивности рассеяния £р, опреде-
ляемое выражением
Таким образом, в эквивалентной схеме рис. 11.8.4, а индуктивность £р
можно заменить короткозамкнутым участком.
Поскольку напряжение на конденсаторе постоянно Uс = U L (он заря-
дился во время действия фронта), то изменение напряжения на конденса-
(du duc
торе равно 0 = и’ следовательно, zCo = Со * также равен нулю.
Это означает, что ток через эту цепь не течет и, конденсатор Со можно
исключить из эквивалентной схемы.
101 Для идеального трансформатора, т. е. трансформатора, у которого индуктивность рассе-
яния равна нулю, коэффициент взаимной индукции М(обозначим его Л/') определяется выра-
жением:
M' = jL^T>. (11.8.36д)
Зная М и Л/', можно определить коэффициент связи Ксъ между обмотками:
тогда
^ых= ^Лв- (11.8.36е)
И, следовательно, для идеального трансформатора, у которого Ксъ = 1 (Л/ = М')
U = U и .
вых вх тр
502 Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.8.6. Эквивалентная схема транс-
форматора при прохождении вершины
импульса
К этому результату можно прийти, если рассмотреть трансформатор
как частотно зависимый элемент. Действительно, прохождение верши-
ны прямоугольного импульса связано с медленными процессами, т. е.
низкочастотными сигналами. При передаче низкочастотных сигналов
можно пренебречь падением напряжения на индуктивности рассеяния £р
(в виду малого сопротивления Xz ) и считать, что емкость Со (в виду
большого сопротивления Хс ) не шунтирует сопротивление нагрузки Л'.
В результате, эквивалентная схема для этого случая примет вид, показан-
ный на рис. 11.8.6.
Выше отмечалось, что трансформатор должен иметь небольшой ток
намагничивания по сравнению с током нагрузки. Из схемы рис. 11.8.6
это становится очевидным. При большом токе намагничивания на ре-
зисторе гх будет падать значительная часть напряжения. В результате,
на плоской части выходного сигнала появится скол, как показано на
рис. 1 1.8.4, б. Этот же результат будет иметь место и при большом зна-
чении сопротивления гх первичной обмотки трансформатора. Чем меньше
ток намагничивания / , тем меньше он шунтирует сопротивление на-
грузки и тем эффективнее работает трансформатор, т. е. обладает более
высоким кпд.
Для того, чтобы индуктивность намагничивания практически не влияла
на кпд, необходимо, чтобы выполнялось условие
a)LM > 10Я'. (11.8.37)
После передачи вершины импульса в момент t= /и напряжение URX = Ег
отключается с помощью ключа Кл.
Но ток намагничивания своего значения и направления изменить не
может. Поэтому в момент окончания входного импульса ток
достигает максимального значения.
Прежде чем начать рассматривать процесс, который имеет место
после отключения генератора, следует напомнить, что эквивалентные
схемы, приведенные на рис. 11.8.1 и рис. 11.8.4—11.8.6, — это схемы,
которые заменяют собой трансформатор. Поэтому реально процесс
протекает несколько иначе, чем это следует из эквивалентной схемы,
поскольку ток намагничивания и приведенный ток нагрузки протекает
одновременно по первичной обмотке, т. е. это ток Г на рис. 11.8.1, а.
11.8. Трансформатор
При разрыве цепи, т. е. при отключении Ег, ток через первичную об-
мотку от величины
. . ., Ut
l = l^l2 =-j~ + n>Pl2
резко снижается до величины / т. е. в этом случае составляющая /2 равна
нулю, т. к. £ = 0. И затем именно от величины / он начинает умень-
шаться; напряжения на входе нет (Е = 0), а ток / в цепи будет протекать.
И если раньше он протекал от точки «а» к точке «Ь» (см. рис. 11.8.1, а), то
теперь будет протекать по цепи: точка «/»>, затем точка «с», резистор А',
точка «J» и снова точка «а». Ток / , протекая через /?', создает на нем
падение напряжения обратной полярности
^обр =|/Лн|- <"-8-38)
Действительно, если потенциал точки «Ь» «привязать» к нулю, то потен-
циал точки «с1» будет отрицателен по отношению к точке «Ь».
Для схемы, в том виде, как она показана на рис. 11.8.1, а, длительность
протекания тока (г ), т. е. время восстановления напряжения составит:
=2,3£а/Л' (11.8.39)
при условии, что первичная обмотка не шунтируется резистором /?ш. Если
первичная обмотка таким резисторам шунтируется, что часто имеет место
на практике (рис. 11.8.7), то
т' = 2,3^^н + —) = 2J-Wl + -M = r„fl+-M. (11.8.40)
Из формулы (11.8.40) следует, чем меньше /?ш, тем больше т. е. вре-
мя восстановления напряжения на нагрузке RH трансформатора увеличива-
ется. При /?ш = 0, ток в индуктивности теоретически будет протекать беско-
нечно при отсутствии потерь. В самом деле, если, например, дроссель замк-
Рис. П.8.7. Схема подключения трансформатора к транзистору (а); б — тра-
диционный демпфер; в — диаграмма сигнала
504 Глава 11. Вторичные источники питания
нуть накоротко, то ток / в индуктивности законсервируется102. И, наконец,
при /?ш = оо получим т. е. время восстановления будет минимально
при /?ш = ©о. Таким образом, процесс восстановления выходного напряже-
ния для схемы рис. 11.8.1, а понятен, если ее рассматривать только как
схему, содержащую индуктивность и резистор, а не схему трансформатора.
Но если обратиться к схеме рис. 11.8.7, в ней нет реального сопротивления /?',
подключенного к обмотке И^, а есть обмотка W2, нагруженная на резистор R^.
При выключении транзистора, что соответствует размыканию ключа Кл на
схеме рис. 11.8.1, а, через обмотку продолжает протекать только ток
намагничивания z^, причем в том же направлении, как он протекал рань-
ше. Последний, как отмечалось выше, к моменту отключения транзистора
достигает своего максимального значения. Рассмотрим, почему он проте-
кает. Энергия, накопленная в индуктивности за счет тока / в виде магнит-
ного поля, не может мгновенно исчезнуть. Магнитное поле, сжимаясь (убы-
вая), пересекает витки первичной и вторичной обмоток, наводит в них э.д.с.,
под действием которой и протекает ток / постоянно убывая.
Поскольку ток обязан протекать в том же направлении, как он проте-
кал раньше, а транзистор отключен, то это может быть только в том случае,
когда на коллекторе транзистора будет более высокое напряжение, чем Ек.
Действительно, за счет протекания тока Еи по цепи коллектор транзистора
диод, сопротивление 7^, батарея Ек и снова коллектор транзистора напря-
жение UK на коллекторе транзистора достигает величины:
/\. 7? R'
UK = ЕК + U' = Ек + ш < UK , (11.8.41)
к к оор К п . П' кдоп v '
111 “1" ЛН
где UКдоп — допустимое напряжение на коллекторе транзистора.
Выражение (11.8.41) можно переписать в виде
102 Это то же самое, что и для конденсатора. Если конденсатор зарядить, а потом его
отключить от зарядного устройства, то заряд в нем будет сохраняться в течение некоторого
промежутка времени, определяемого типом конденсатора, качеством его изготовления, окру-
жающей средой (разряд через воздух). В случае индуктивности при 7?ш = 0 постоянная време-
ни т , характеризующая длительность переходного процесса, заметно увеличивается, т. к. в
цепи отсутствуют потери, т. е. практически не тратится мощность на нагрев сопротивления. В
этом случае амплитуда выброса будет незначительной, но зато возрастет длительность проте-
кания тока, т. е. длительность переходного процесса. Напомним, что переходные процессы
возникают в цепях, имеющих элементы, способные запасать энергию, т. е. конденсаторы
индуктивности. Они возникают всегда, когда нарушается стационарный (установившейся)
режим работы электрической цепи, т. е. в следующих случаях:
• при включении и выключении цепи;
• при коротком замыкании отдельных ветвей или элементов цепи;
• при отключении или подключении ветвей или элементов цепи и т. д.
Кроме того, переходные процессы возникают при воздействии на электрические цепи
импульсных сигналов. Каждому стационарному состоянию цепи, имеющей реактивные эле-
менты, соответствует определённый запас энергии электрического и магнитного полей. Пе-
реход к новому стационарному состоянию связан с нарастанием или убыванием энергии этих
полей и сопровождается возникновением переходного процесса, который заканчивается как
только прекращается изменение запаса энергии.
11.8. Трансформатор 505
Откуда следует, что при А' = 7?ш,
/ R'
Uk = Ek+^L, (11.8.43)
а при Яш —> оо (/?ш отсутствует)
UK = Ек + /^7?'.
Таким образом, при наличии 7?ш напряжение на коллекторе транзистора
UK меньше, чем при отсутствии Яш. Но важно то, что при отсутствии 7?п
напряжение UK — ограничено величиной
(/К = ЕК+/А7г' (11.8.44)
при условии, что вторичная обмотка нагружена на сопротивление 7?н.
Рассмотрим два случая.
1. /?ш -» оо и 7?н -> о®, т. е. трансформатор вырождается в катушку индук-
тивности.
Для этого варианта запишем выражение (11.8.41) в следующем виде
+ -j---j- = (Ек + /А/?ш) -> со, (11.8.45)
RH
из которого следует, что напряжение на UK стремится к бесконечности.
И это действительно так, если в коллектор транзистора включена обычная
индуктивность. В этом случае при отключении транзистора ток / никуда
не исчезнет, т. е. он должен быть. Но поскольку в цепи разряда нет 7?ш,
транзистор закрыт, а ток /^должен по величине оставаться таким, каким
он был до отключения транзистора, то это может быть только при одном
условии, а именно: когда напряжение на UK стремится к бесконечности.
Понятно, что такой режим недопустим, т. е. в данном случае необходимо
включить 7?ш.
2. Сопротивление 7?ш присутствует, а 7?н -»оо (реальный случай для пре-
образователей ВИП).
Поскольку при /?н -»о° /?' также стремится к бесконечности, из выраже-
ния (11.8.45) можно записать
и* =
Определяем время восстановления для этого случая, для чего выражение
L (7?' + 7?)
/ /-) 'х Ц \ н Ш /
запишем в виде:
f 1 + ^-"1
г; = 2,ЗЛа (11.8.45а)
Из выражения (11.8.45а) следует, что время восстановления в этом слу-
чае зависит от величины /?ш и при 7?ш = 0, т'ц —> «>.
Глава 11. Вторичные источники питания
Вернемся к рассмотрению процессов во вторичной обмотке после зак-
рытия транзистора. Как отмечалось выше, магнитное поле, запасенное в
индуктивности L сжимаясь, наряду с первичной обмоткой пересекает витки
вторичной обмотки и наводит в них э.д.с., под действием которой в ней
протекает ток, создающий на сопротивлении /?н падение напряжения об-
ратной величины
U г ~U'C п . (11.8.46)
w обр обр '*тр* у 7
Именно это напряжение показано на рис. 11.8.4, б (интервал /3—/4).
Здесь следует отметить, что при рассмотрении процессов, проходящих в
схеме после отключения транзистора, не учитывалось влияние емкости Со
(см. рис. 11.8.4, а). С учетом емкостей эти процессы проходят более слож-
но. Последнее особенно важно для случая, когда /?н = <*>, т. е. случай, кото-
рый, может иметь место в реальных схемах ВИП в процессе их работы.
Схема в таком случае превращается в колебательную систему с достаточно
высокой добротностью, поскольку для этого имеется все необходимое, а
именно: индуктивность и включенный параллельно конденсатор. В этом
случае ток / будет перезаряжать конденсатор, и в схеме возникнут колеба-
ния с резонансной частотой колебательного контура
f 1 (11.8.47)
Р’
Указанный колебательный процесс для схемы нежелателен и его не-
обходимо исключить. Один из путей устранения колебаний — это снизить
добротность контура, т. е. не допускать, чтобы вторичная обмотка была без
нагрузки. Для устранения колебаний иногда в схему вводятся дополнитель-
ные демпфирующие цепочки (демпферы)103. Однако здесь необходимо от-
метить, что они, как правило, применяются в достаточно мощных ВИП,
работающих на высоких частотах преобразования и выходном напряже-
нии больше 50—60 В. После отступлений вернемся к трансформатору.
Рассмотрим его основные эксплуатационные характеристики. При изме-
нении нагрузки трансформатора его вторичное напряжение меняется. За-
висимость вторичного напряжения трансформатора U2 от нагрузки /2 на-
зывают внешней характеристикой. Для трансформатора важно, чтобы при
изменении тока нагрузки от холостого хода до номинального выходное
напряжение изменялось в незначительных пределах.
103 Демпферы (снабберы) представляют собой пассивные цепи, ограничивающие нараста-
ние сигнала напряжения до безопасного уровня. Главной причиной такого всплеска является
энергия, сохраненная в паразитных и фактических магнитных компонентах перед выключе
нием.
Пример традиционного демпфера показан на рис. 11.8.7, б. Такой демпфер позволяет
защищать транзистор от пробоя из-за наличия всплесков напряжения на коллекторе транзи-
стора при размыкании ключа (переходный процесс). Здесь следует отметить, что выбор дем-
пфера базируется больше на эмпирических данных, чем на теоретическом подходе. Это связа-
но с тем, что колебания, на которые должен воздействовать демпфер, по большей части опре-
деляются с учетом существующих в схеме паразитных элементов, которые, как известно,
трудно определить на этапе разработки. Поэтому демпфер следует разрабатывать после физи-
ческой реализации схемы.
11.8. Трансформатор
Напомним, что в силовых трансформаторах за номинальное вторичное
напряжение принимают напряжение на зажимах вторичной обмотки в ре-
жиме холостого хода при номинальном первичном напряжении.
Из сказанного следует, что выходная характеристика трансформатора
является его важнейшей характеристикой и в хорошо рассчитанных транс-
форматорах отклонение вторичного напряжения от номинального напря-
жения при активной нагрузке не более 2—3 %.
Другой важной характеристикой трансформатора являются потери в
трансформаторе и кпд. В процессе трансформирования электрической энер-
гии часть энергии теряется в трансформаторе на покрытие потерь. Потери
в трансформаторе разделяются на электрические и магнитные. Электричес-
кие потери обусловлены нагревом обмоток трансформатора при прохожде-
нии через них электрического тока. Мощность электрических потерь Р про-
порциональна квадрату тока и определяется суммой электрических потерь
в первичной (Рэ) и вторичной (РЭ2) обмотках трансформатора:
Рэ = РЭ| + РЭ2 =/,2г, +/22г2, (11.8.48)
где /р /2 — эффективные значения токов первичной и вторичной обмоток
трансформатора (/] = /j ; /2 = /2эф)-
Магнитные потери в феррите, как уже отмечалось выше, обусловлены
систематическим перемагничиванием магнитопровода магнитным полем.
Лучший вариант — это сначала сделать макетный вариант печатной платы (микросборки)
ВИП, чтобы паразитные элементы были максимально подобны возникающим в конечном
изделии. Процесс эмпирического проектирования традиционного демпфера состоит из сле-
дующих шагов:
1) измерения периода «звона» в недемпфированном сигнале (-?— = /0; см. рис. 11.8.7, а)\
' о
2) размещение высокочастотного конденсатора (керамического или пленочного) на пер-
вичной обмотке трансформатора, выпрямителя или другого элемента, который следует демп-
фировать, например, диоды выпрямителя. Определение емкости конденсатора (С7), дающего
период колебаний в три раза больше исходного периода, который зависит от Со (Cd = ЗС0);
3) приблизительное определение сопротивления резистора, который должен включаться
последовательно с конденсатором:
Rd =
В первом приближении определение емкости Со можно свести к ее измерению прибором
на первичной обмотке трансформатора.
Важно отметить, что существует несколько комбинаций Rd и С 7, дающих удовлетвори-
тельную форму волны. Если необходимо изменить значения Rd и Cd, то имеется в виду, что
большее сопротивления и меньшая емкость обеспечивают меньшие потери. Здесь важно от-
метить, что если демпфер выполнен некорректно, то будет потеряно больше мощности, чем
требуется [881.
Возможен другой подход оценки величины резистора Rd демпфера. Известно, что колеба-
ния в колебательном контуре затухают наиболее быстро, если колебательный контур зашун-
D
тировать резистором, величина которого R = р, где р = —-волновое сопротивление.
V
Таким образом, определив экспериментально параметры Lt и Со, можно определить и
величину резистора Rd. Какой из двух резисторов окажется более эффективным, можно опре-
делить в процессе регулировки схемы.
Глава 11. Вторичные источники питания
Эти потери зависят от частоты, индукции, температуры и объема (мас-
сы) магнитопровода (см. формулу (11.8.27)).
Говоря о магнитных потерях, следует отметить, что при неизменном
первичном напряжении магнитные потери практически постоянны и не
зависят от тока нагрузки трансформатора (см. рис. 11.8.8). Другими слова-
ми, можно сказать, что потери холостого хода — это потери в магнитопроводе.
Для изготовленного трансформатора магнитные потери определяются
опытным путем, измерив мощность холостого хода при номинальном (Цюм)
первичном напряжении.
Напомним, что холостым ходом называют такой режим работы транс-
форматора, когда отсутствует нагрузка во вторичной цепи (/?н = ©о, /2 =0).
Так как полезная мощность при работе трансформатора на холостом ходу
равна нулю, то подводимая к трансформатору мощность расходуется на
потери в магнитопроводе и потери в обмотке. Однако, ввиду того что поте-
ри в проводе (меди) незначительны, можно считать, что вся мощность при
холостом ходе представляет собой мощность магнитных потерь. Поэтому
магнитные потери в трансформаторе принято называть потерями холостого
хода.
На рис. 11.8.8 показан график зависимости мощности в трансформато-
ре от коэффициента нагрузки
Л=Л/Л > (11.8.49)
Г' н z/ zHOM
где /2 — эффективный ток вторичной обмотки; 12 — номинальный (эф-
фективный) ток вторичной обмотки, т. е. ток, на который рассчитана вто-
ричная обмотка трансформатора. Считается, что максимальное значение
кпд соответствует такой нагрузке, при которой потери в феррите равны
электрическим потерям104.
Обычно кпд трансформатора имеет максимальное значение при /3}[ =
= 0,6—0,7. Таким образом, мощность, подводимая к первичной обмотке
трансформатора Рх, частично расходуется на электрические потери в пер-
вичной обмотке Д и на магнитные Р
Э| X
в магнитопроводе. Оставшаяся мощ-
ность называется электромагнитной
мощностью Рэм. Именно эта мощ-
ность и передается во вторичную
обмотку
Рэм =Д-РЭ1 -Рм, (11.8.50)
где частично расходуется на элект-
рические потери во вторичной об-
мотке (РЭ2).
Рис. 11.8.8. Зависимость мощности по-
терь в трансформаторе от коэффициента
нагрузки
104 Справедливо для трансформаторов, работающих на частотах 50 Гц. На высоких часто-
тах (сотни килогерц) оптимальный трансформатор может быть получен при других величинах
потерь, значительно отличающихся одна от другой.
11.8. Трансформатор
Мощность, поступившая в нагрузку трансформатора (Рн^ = Рвьа^'.
= (11.8.51)
где = Рэ, + Л>2 + Л< ~ суммарные потери в трансформаторе. Таким
образом, кпд трансформатора определяется как отношение мощности в
нагрузке к мощности на входе первичной обмотки, т. е.
г] = кпд = РНтр/Л = Рпы^/Р\, (11.8.52)
где
UA — падение напряжения на диоде выпрямителя (выпрямитель со средней
точкой); Д£/д — падение напряжения на дросселе; UH — напряжение на на-
грузке ВИП; /н — ток в нагрузке.
Краткие выводы
1. При частотах преобразования выше 30 кГц в качестве магнитопрово-
дов используются ферриты.
2. Малые потери на вихревые токи — одно из главных преимуществ
феррита по сравнению с остальными ферромагнетиками.
3. При выборе магнитного материала сердечника трансформатора не-
обходимо учитывать его частотные характеристики, важнейшей из кото-
рых являются удельные потери на рабочей частоте и индукция насыщения
(Bs = 0,3-0,5 Тл).
4. Трансформаторы на тороидальных сердечниках без зазора практичес-
ки не создают электромагнитных помех, и сами они практически не чув-
ствительны к внешним магнитным полям.
5. Чем меньше площадь петли гистерезиса, тем меньше потери в феррите.
6. Статическая петля гистерезиса характеризует потери в единице объе-
ма материала, но только на гистерезис.
7. Динамическая петля характеризует все потери в феррите: потери на
гистерезис, на вихревые токи и на магнитную вязкость.
8. Эквивалентная относительная магнитная проницаемость сердечника
с зазором зависит от геометрических размеров и почти не зависит от маг-
нитной проницаемости вещества
9. Трансформаторы должны обладать (по возможности) минимальными
значениями £р и Со, поскольку именно они влияют на форму передаваемо-
го сигнала, искажая последнюю.
10. Для трансформаторов, рассчитанных на определенную мощность,
наименьшей £р обладают трансформаторы на тороидальных сердечниках.
Глава 1 /. Вторичные источники питания
11. Суммарные потери в трансформаторе складываются из потерь в маг-
нитопроводе и потерь в обмотках трансформатора.
12. Магнитные потери в трансформаторе — это потери холостого хода.
13. Считается, что максимальное значение кпд соответствует той на-
грузке, при которой потери в феррите равны электрическим потерям. На
высоких частотах (сотни килогерц) оптимальный трансформатор может быть
получен при других величинах потерь, значительно отличающихся одна от
другой.
11.9. Расчет трансформатора
Трансформатор содержит в своем составе всего два основных электричес-
ких компонента:
1) сердечник (магнитопровод);
2) провод (для намотки первичной и вторичной обмоток).
Но какие габаритные размеры должен иметь магнитопровод и какие
диаметры проводов обмоток необходимо выбрать — это и есть те основные
вопросы, на которые необходимо ответить в процессе расчета трансформа-
тора.
Таким образом, можно заключить, что расчет трансформатора, предназ-
наченного для ВИП, по существу, сводится к следующему:
• выбору магнитопровода;
• нахождению габаритных размеров магнитопровода;
• определению числа витков первичной и вторичной обмоток;
• нахождению сечения (диаметра) проводов первичной и вторичной обмоток;
• нахождению потерь мощности в трансформаторе с целью определения
температурного режима, обеспечивающего надежное функционирование
трансформатора в процессе эксплуатации.
Выбор сердечника сводится к выбору его типа (броневой, стержневой,
тор) и выбору материала магнитопровода (феррит, пермаллой). Поскольку
выбор магнитопровода произведен выше (феррит, тор), то теперь необхо-
димо найти габариты магнитопровода, т. е. определить сечение магнито-
провода 5м и площадь окна тора — 5о.
В общем случае габариты магнитопровода трансформатора определяют-
ся по формуле:
Р
С С > ____ I аб__
° м ’ 10 2-57^о/’
(11.9.1)
где В — индукция, Тл; j — плотность тока, А/мм2; К — коэффициент за-
полнения окна магнитопровода медью обмотки; f — частота сигналов, по-
даваемых на первичную обмотку трансформатора, кГц; Т] — коэффициент
полезного действия трансформатора; 5м — сечение магнитопровода, см2;
5о — площадь окна магнитопровода, см2; Ргаб — габаритная мощность сило-
вого трансформатора, Вт.
Здесь важно отметить, что параметр Раб — это не электрическая мощ-
ность трансформатора, т. е. мощность, которую он должен иметь на выходе
(Рых ), а некая другая величина, превышающая мощность Рвых 1р и которая
связывает электрическую мощность трансформатора с габаритами сердеч-
/ /. 9. Расчет трансформатора 51 I
ника. При этом, насколько Ргаб должна быть больше Рвых гр, зависит от вы-
полнения трансформатора105 по одной из четырех схем:
1) первичная и вторичная обмотки трансформатора выполнены без сред-
ней точки;
2) вторичная обмотка трансформатора выполнена со средней точкой,
первичная — без средней точки;
3) первичная обмотка выполнена со средней точкой, вторичная — без
средней точки;
4) первичная и вторичная обмотки трансформатора выполнены со сред-
ней точкой.
Следует отметить, что мощность на выходе трансформатора превышает
мощность на нагрузки Рн и определяется выражением:
Р ~ Р + п Р 106, (11.9.2)
вых тр н да’ \ ' •‘-j
где Ру — мощность выделяемая на диодах выпрямителя; пл — число диодов.
Поскольку Рвы незначительно отличается от Рн, то при определе-
нии Ргаб можно считать Рвыхтр = Рн.
Наименьшей Ргаб среди четырех схем обладает первая, т. е. схема, в кото-
рой трансформатор реализуется без средних точек. Последнее означает,
что для реализации данного трансформатора требуются всего две обмот-
ки — первичная с числом витков и вторичная с числом витков Wr
Для такого трансформатора, работающего в режиме сигналов пря-
моугольной формы с изменяемой скважностью, Ргаб незначительно превы-
шает Рн, т. е. можно считать, что Рвых « Рн.
В трансформаторах по схемам 2 и 3 Ргаб « 1,25Р , т. е. больше, чем у
первой схемы. Последнее объясняется тем, что эти трансформаторы имеют
уже 3 обмотки, а не две как в первой схеме, и, следовательно, для их разме-
щения требуется большая площадь. Наибольшей Ргаб обладает схема транс-
форматора четвертого исполнения. Она содержит 4 обмотки, две из кото-
рых с числом витков И^, а две остальных — с числом витков ИС,, т. е. таким
же числом витков, как и в первом варианте. Для такой схемы Р1аб = 1,5РН.
Казалось бы, что если у трансформатора 4 обмотки, а не две, как у первой
схемы, то его габаритная мощность должна быть не 1,5РН, а 2Рн. Но это не
так, так как в понятие Ргаб входит не только число обмоток, но и диаметр
провода, которым эти обмотки наматываются. Двум обмоткам трансформа-
тора со средней точкой требуется более тонкий провод, чем для трансформа-
тора без средней точки. Это объясняется тем, что обмотки трансформатора
со средней точкой работают по очереди, т. е. когда через одну протекает ток,
то через вторую — нет, и она как бы отдыхает и, следовательно, меньше
нагревается. Это и позволяет выполнять такие трансформаторы более тон-
ким проводом. В обмотках трансформатора без средней точки ток протекает
постоянно, т. е. один период в одну сторону, другой — в обратную. Следова-
тельно, они нагреваются сильнее и для них требуется более толстый провод,
обладающий меньшим сопротивлением. Другим словами, в трансформато-
105 Предполагается, что трансформатор имеет две обмотки — входную (первичную) и
выходную (вторичную).
106 пл = \ — для двухтактной (двухполупериодной) схемы с выводом средней точки; пл = 2 —
для мостовой схемы выпрямителя.
512 Глава 1 /. Вторичные источники питания
рах со средней точкой эффективное значение тока, т. е. тока, от которого
зависит диаметр провода, меньше, чем эффективное значение тока в транс-
форматорах без средней точки при прочих равных условиях (выходная
мощность, температура перегрева, частота, плотность тока). В частности,
Ргаб трансформатора, выполненного по схеме 2 в случае переменного напря-
жения прямоугольной формы с переменной скважностью, нагруженного на
выпрямитель с ЛС-фильтром, определяется из выражения |77]:
1 + К
К.
Р У»1»
/Габ 2
где t/H, /н — напряжение и ток нагрузки выпрямителя (резистивная нагруз-
ка); Кз = /fmax — коэффициент заполнения при С/вх = t/Bxmin.
При Кз = 0,9 (рассматриваемый случай) Ргаб = 1,22Рн.
При Кз = 0,8, Ргаб = 1,25РН, а при Кз < 0,8 практически не работают.
Можно отметить, что габариты магнитопровода трансформатора, вы-
полненного по схеме 2, определяются по формуле [77]:
(11.9.3)
(11.9.3а)
С С > габ \ з
° м ’10.2.5У^о/’
т. е. множитель уменьшает произведение в числителе. В итоге, при
Кз = 0,9 в числителе вместо Ргаб = 1,22Рн будет величина Р'аб = 1,16РИ, что
незначительно отличается от Ргаб для трансформатора первой схемы, в ко-
тором отсутствуют средние точки. В рассмотренной выше схеме ВИП ис-
пользуются трансформаторы по схеме 4, т. е. трансформаторы, в роторых и
первичная, и вторичная обмотки выполнены со средней точкой . И для
определения произведения 5о 5м использовалось выражение
о V W
(11.9.36)
° м 10-2-ВjrjKj’
W ^габ =
Как будет отмечено ниже, чисто теоретически трансформатор любой мощ-
ности можно выполнить на магнитопроводе сколь угодно малых габаритов.
Поэтому в качестве Ргаб можно выбрать величину Ргаб = Рн источника
питания, поскольку все, в конечном счете, определяется отводом тепла от
трансформатора при условии выполнения последним заданных техничес-
ких требований в минимальном объеме.
Из закона электромагнитной индукции известно, что для трансформа-
торов, работающих от сигналов прямоугольной формы, напряжение на пер-
вичной обмотке трансформатора определяется формулой
(/, =4_/В5мИ/,
(11.9.4)
откуда число витков
Ж, = и' ,
' 4fBSM *
(11.9.4а)
107 Обмотку трансформатора, имеющего среднюю точку и состоящую из двух полуобмо-
ток, необходимо выполнять в два провода одновременно для исключения несимметрии в работе
трансформатора.
7 7.9. Расчет трансформатора 513
где (/j — амплитудное значение напряжения на входе первичной обмот-
ки108, В;/— частота сигнала, Гц; — площадь поперечного сечения маг-
нитопровода, м2; В — индукция, Тл.
Выражение (11.9.4а) можно записать в виде
Для сигнала типа меандр период
где Ги — длительность импульса; /п — длительность паузы.
После подстановки величины Т в формулу (11.9.46), получим
Удобно /и выразить в мкс, В — в Тл, 5м — в см2. Тогда выражение (11.9.4в)
примет вид
200 55м
(11.9.4г)
где Ц = t/min, /и = tK max.
Откуда, зная число витков W\, можно найти В :
200^5 200^5
(Н.9.4д)
Обращаясь к формуле (11.9.36), определяющей габаритные размеры
трансформатора, можно отметить, что в ней только параметр Рн является
заданным.
Все остальные величины либо расчетные (5м, 5О), либо задаются разра-
ботчиком, исходя из опыта и экспериментальных данных (/, Ко, В. у).
Из формулы (11.9.36) следует, что при заданном параметре Рн габарит-
ный размер трансформатора (5м5о) может меняться в широких пределах в
зависимости от выбора каждой величины, входящей в знаменатель.
При этом параметры В, Ко, т] имеют конечные значения, в то время как
остальные величины /, j (чисто теоретически) могут принимать любые зна-
чения. Рассмотрим каждый из параметров, входящих в формулу (11.9.36) с
учетом их влияния на габаритные размеры трансформатора.
Параметр В — индукция. Этот параметр не может быть больше индукции
насыщения В& т. е. В < Bs. Для маломощных трансформаторов (до 20 Вт)
он выбирается в пределах 0,12—0,20 Тл.
При этом необходимо иметь в виду, что с увеличением индукции В
увеличиваются потери в магнитопроводе, т. к. растут удельные потери в
соответствии с выражением (11.8.28а).
108 Для сигналов прямоугольной формы с постоянной длительностью амплитудное значе-
ние равно действующему (эффективному) значению.
514 Глава 11. Вторичные источники питания
rj — кпд трансформатора. Это основной параметр трансформатора, ко-
торый стремятся увеличить всегда, т. е. практически в любых условиях его
применения. Для маломощных трансформаторов, обычно, не менее 0,94—
0,97.
Частота преобразования. С увеличением этого параметра уменьшается
произведение 5о -5м и снижается число витков трансформатора. В самом
деле, из формул (11.9.1), (11.9.3) следует, что за счет частоты можно полу-
чить сколь угодно малые габариты трансформатора. Или, что то же самое,
на любом сколь угодно малом по габаритам магнитопроводе (например,
кольце) можно (теоретически) получить трансформатор любой мощности.
Но это было бы верно при условии независимости потерь в феррите и
проводе от частоты. Но для феррита существует критическая частота, при
превышении которой дальнейшее повышение частоты бессмысленно, по-
скольку это приводит к резкому росту потерь. Что касается потерь в прово-
де, то они также растут с ростом частоты из-за скин-эффекта, да и сам
провод обладает сопротивлением, которое увеличивается с уменьшением
диаметра.
При выборе частоты можно руководствоваться эмпирической формулой
/ = — МГц, (11.9.5)
Ан
где — начальная магнитная проницаемость материала, магнитопровода.
Параметр j — плотность тока. От выбора этого параметра зависят диа-
метр проводов обмоток и, следовательно, габариты трансформатора. Но
этот параметр, как и частоту, нельзя увеличивать беспредельно, поскольку
с его увеличением уменьшается сечение провода и, следовательно, увели-
чиваются потери в нем. При выбранной плотности тока j диаметр провода
определяется:
где /j , /2 “ эффективные значения токов первичной и вторичной обмо-
эф эф
ток, A; j — А/мм2.
Для трансформаторов со средней точкой
/2эф =0,7/нтах'°9; (11.9.6а)
/, =Л Лтр, (11.9.66)
1эф ^эф
где л/тр — коэффициент трансформации; /н — ток нагрузки. 109
109 Общепринятые символы /2, также обозначают эффективные (действующие) значе-
ния, поэтому, например, запись /2 и /2 равнозначны. Однако запись /эф (£/ф) обычно ис-
пользуется при обозначении эффективных значений импульсных величин токов (напряже-
ний), изменяемых только в одном направлении (постоянный ток, напряжение). Здесь следует
отметить, что при определении эффективного значения импульсной величины тока или на-
пряжения используется та же формула, что и при определении действующей величины
переменного напряжения (тока):
11.9. Расчет трансформатора
По выбранному диаметру из выражения
77 Л2
5 = —— = 0,785Т)2 (11.9.7)
4
находят сечение проводов, мм2. Из выражений (11.9.4), (11.9.5) следует, что
с увеличением плотности тока уменьшается сечение проводов обмоток. А
это означает, что с увеличением плотности тока обмотки трансформатора
наматываются более тонким проводом. Последнее, с одной стороны, приво-
дит к уменьшению габаритов трансформатора, но, с другой — ведет к росту
потерь в проводах из-за увеличения сопротивления проводов обмоток.
Из изложенного следует, что для уменьшения потерь в проводах необ-
ходимо снижать плотность тока, т. е. увеличивать поперечное сечение прово-
дов первичной и вторичной обмоток. Но это потребует применения кольца с
большей площадью окна 5о. Однако, поскольку выбранная индукция должна
оставаться постоянной, т. е. площадь сечения магнитопровода = const, то
потребуется использовать кольцо большего диаметра. Но это приведет к
увеличению массы кольца и, следовательно, к увеличению потерь в магни-
топроводе (Рм).
Таким образом, снижение потерь в обмотках (Роб) приводит к увеличе-
нию потерь в магнитопроводе. И, наоборот, снижение индукции приводит
к увеличению числа витков и, следовательно, к увеличению потерь в меди
(в обмотках — Роб). Представляет интерес оценка зависимости потерь Роб от
индукции В.
Потери мощности в проводах первичной (Роб) и вторичной (Роб2) об-
мотки трансформатора:
лб1 =PWl
(11.9.8)
где Я2 — сопротивление провода постоянному току.
Для определения величины R необходимо знать длину провода обмот-
ки. Длину проводов обмоток и можно определить из выражений:
='cpS1
=/СРв2
(11.9.9)
\ 7 } и2л = J? ! u'dt + | J u'dt’
No V 0
где U — амплитуда напряжения, В (не зависит от времени, для импульсной величины); Ги —
длительность импульса; /п — длительность паузы, где U = 0.
Пусть, например, напряжение в интервале действия /и равно 10 В, а в интервале от /и до Т
равно нулю. Определим эффективное значение напряжения:
£Лф=^фо2л = < = io^,
где Кз — коэффициент заполнения.
516 Глава 11. Вторичные источники питания
где и — длина провода первичной и вторичной обмоток соответ-
ственно; / и /ср^2 — средняя длина витка при намотке первичной и вто-
ричной обмоток соответственно.
В свою очередь, /ср^ пропорциональна числу витков, т. е. чем больше
число витков, тем больше величина / . Следовательно, можно записать:
(II.9.9а)
/с0 =в2И/2,
Срд2 2. Z*
где в2 — числовые коэффициенты.
После подстановки (11.9.9а) в (11.9.9) и учета коэффициента трансфор-
мации лт = получим:
V, =в1И/|2;
(11.9.96)
V2 =в2(ЛтИ/|)2 •
Принимая во внимание, что сопротивления Rt и Я, пропорциональны
и 1^, после подстановки (11.9.96) в (11.9.8) имеем:
Р0. = Р^ +/’об2~И/,2- (11.9.9в)
Из формулы (11.9.4г) можно записать:
Из выражений (11.9.4в) и (11.9.4г) следует, что
т. е. чем больше выбранная индукция, тем меньше потери в обмотках.
При расчете сопротивлений Т?2 необходимо учитывать, что номина-
лы последних увеличиваются с ростом частоты и температуры. Увеличение
сопротивления от температуры:
R, = Я[| + 0,004(ТДОП-Т0)], (11.9.10)
где Гдоп — максимально допустимая температура материала сердечника, а
Го = 15 °C.
Формула расчета сопротивления медного проводника круглого сечения
на частоте
Rf = KfR, (11.9.11)
где Rf— сопротивление проводника с учетом частоты (поверхностного эф-
фекта)110; R — сопротивление проводника постоянному току; коэффи-
циент поправки на влияние частоты.
110 В проводнике, по которому протекает переменный ток, последний, вследствие повер-
хностного эффекта, вытесняется в периферийные области. В результате сечение, по которому
протекает ток, уменьшается и сопротивление проводника возрастает.
11.9. Расчет трансформатора
В табл. 11.9.1 приводятся значения Kf для ряда частот и диаметров про-
вода [73].
Параметры Kf выше жирной линии считаются равными 1, т. е. Kf= 1.
Таблица 11.9.1
Частота /, кГц Значение коэффициента поправки Kf проводников диаметром DM (мм), равным
0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8
20 1,014
50 1,065
75 КГ1 1,06 1,097 1,24
100 1,025 1,08 1,24 1,3
150 1,072 1,Н 1,28 1,41
200 1,03 1,083 1,2 1,27 1,43 1,6
250 1,034 1,1 1,23 1,38 1,57 1,76
300 1,06 1,14 1,3 1,48 1,7 1,9
400 1,085 1,21 1,46 1,67 1,93 2,16
500 1,026 1,13 1,32 1,59 1,85 2,12 2,37
Для определения значений Kf, расположенных ниже жирной линии,
можно воспользоваться формулой:
=0,14Dm77, (11.9.12)
где £>м — диаметр меди проводника, мм;/— частота, кГц.
Таким образом, с учетом влияния частоты сопротивление Rf первичной
и вторичной обмотки:
Rf[ =Kfl Л; (11.9.13)
Rf2 =Kh'R^ (11.9.14)
где R} и R2 — сопротивления первичной и вторичной обмоток постоянному
току, Ом; Kf}, Kf2 — значение коэффициентов, взятое из табл. 11.9.1, для
разных диаметров проводов обмоток.
Следовательно, полное сопротивление провода Rn:
Rn + + (11.9.15)
где
R&T ~ Rf R\
R&f ~ Rf ~ R-
018 Глава 11. Вторичные источники питания
В итоге выражения (11.9.8), (11.9.9) можно записать в виде:
Ли = Л2„А: <11.9.16>
Ли, -'t Л.. (11.9.17)
где 7?1п, /?2[1 — полное сопротивление проводов первичной и вторичной
обмоток.
Важно отметить, что выбор параметра j (плотность тока) зависит от спо-
соба установки трансформатора на плате, т. е. от способа отвода тепла от
трансформатора.
В рассматриваемых ВИП трансформаторы устанавливаются на полико-
ровую подложку толщиной 0,5 мм. Крепление трансформатора к подложке
осуществляется с помощью теплопроводящего клея.
При этом сама поликоровая подложка монтируется на металлическую
основу с помощью тонкого слоя клея (< 0,2 мм) с металлическим наполни-
телем. При таком монтаже обеспечивается достаточно хороший отвод теп-
ла от трансформатора, и по этой причине и, исходя из опыта, параметр
плотность тока j выбирался в пределах 10—20. Этот параметр может быть и
больше 20 А/мм2, так как, в конечном счете, все определяется способом
отвода тепла от трансформатора.
Параметр Ко — коэффициент заполнения окна магнитопровода. Пара-
метр Ко, даже при полном заполнении окна, не может быть больше еди-
ницы. Величина этого параметра зависит от диаметра провода, от плотно-
сти намотки, от наличия или отсутствия пропитки обмоток, квалифика-
ции рабочего.
В частности, Ко растет с уменьшением диаметра провода, с увеличением
плотности намотки и увеличивается при отсутствии пропитки. Для транс-
форматора, выполненном на торе, при отсутствии пропитки параметр Ко
может достигнуть значения 0,63. В качестве примера ниже приведен вари-
ант намотки для кольца 7 х 4 х 2 с коэффициентом заполнения Ко = 0,63
(табл. 11.9.1а).
Таблица 11.9.1а
^2 , мм *из d2 ъ мм хиз
2x42 2 х 14 0,22 0,46 0,785 0,125 0,63
Важно напомнить, что при плотной намотке, т. е. при сильном натя-
жении в процессе намотки феррит может быть «замят», что, в свою оче-
редь, может явиться причиной уменьшения индуктивности обмоток. Зна-
чение этого параметра также зависит от способа отвода тепла, и при хоро-
шем отводе тепла окно может заполняться практически полностью111 (см.
табл. 11.9.1а).
111 На высоких частотах заполнение, например, на 75 % может оказаться более эффектив-
ным с точки зрения отвода тепла от трансформатора.
11.9. Расчет трансформатора
Параметр Ко определяется из выражения
5 +S2
Ко=^= % \ (11.9.18)
где — суммарная площадь поперечного сечения (см2), занимаемая в окне
сердечника проводниками первичной и вторичной обмоток:
5. -Ж
*2 из 1
— площадь поперечного сечения, занимаемая первичной обмоткой;
5, =5, W,
^2 2ИЗ 2
— площадь поперечного сечения занимаемая вторичной обмоткой; 5о —
площадь окна, см2; 5из — площадь поперечного сечения моточного прово-
да, покрытого изоляционным материалом.
Выбор магнитопровода трансформатора осуществляется по вычислен-
ному значению произведения 5О • 5м из стандартного ряда типоразмеров
ферритовых сердечников.
После выбора типоразмера и нахождения числа витков необходимо по
формуле (11.9.18) проверить размещение обмоток в окне магнитопровода.
И если по результатам расчета получается, что обмотки не укладываются в
окне, то необходимо либо изменить плотность тока, либо выбрать сердеч-
ник с большей площадью окна и, возможно, заново пересчитать трансфор-
матор, задаваясь другими значениями перечисленных выше параметров. Если
в результате расчета площадь окна останется достаточно свободной, то можно
увеличить диаметр проводов обмоток, что приведет к уменьшению потерь в
них (в меди). В процессе работы трансформатор нагревается, и его темпе-
ратура будет превышать температуру окружающей среды на величину Л7 —
температура перегрева относительно окружающей среды.
Если трансформатор устанавливается на подложку с постоянной темпе-
ратурой (Гподл), то температура трансформатора (Г ) будет отличаться от
температуры этой подложки на величину А7и составит:
TTp = Tno^+\T = Tno^+R,Pnrp, (11.9.19)
где R( — тепловое сопротивление среды между трансформатором и подлож-
кой, град/Вт; Тполл — температура подложки; — потери в трансформато-
ре, Вт.
Величина Rt определяется формулой:
где <5С — толщина среды, м (теплопроводящий изоляционный клей); Л —
теплопроводность среды, Вт/м град; 5О}с1 — площадь охлаждения, м2.
Следовательно, перегрев трансформатора относительно места крепле-
ния (поликоровая подложка) будет определяться тепловым сопротивлени-
ем Rt. И этот перегрев тем меньше, чем меньше R(. Для уменьшения R(
необходимо применять материалы с высокой теплопроводностью и мень-
шей толщиной <5с (при постоянной площади охлаждения) либо увеличить
520 Глава 11. Вторичные источники питания
площадь охлаждения при постоянных параметрах Л и Jc, т. е. применять
радиатор.
Определив температуру перегрева и прибавив к ней температуру окру-
жающей среды, получим температуру проводов обмоток.
И эта температура не должна превышать рабочую, на которую рассчита-
на изоляция провода (как правило, 130 °C). При этом вычисленный пере-
грев не должен превышать и допустимую температуру на сердечник, при
которой гарантируются его магнитные свойства.
Для ферритов, например, марки М2000НМ1-17 она составляет 120 °C.
Отсюда следует, что, например, при температуре внутри блока 65 °C
перегрев Л Г должен быть меньше 45 °C, а при температуре 70 °C перегрев
должен быть меньше 40 °C.
Как уже отмечалось, при расчете трансформатора часть параметров tjJ,
/, Ко выбирается разработчиком, исходя из опыта.
Последнее означает, что оптимальный, т. е. трансформатор с минималь-
ным объемом, массой и минимальными потерями в данном случае можно
и не получить. Необходимо отметить, что трансформатор, полученный в
результате расчета, должен нагреваться, не превышая, при этом, допусти-
мых температур на феррит и провод112.
Если в результате расчета трансформатор нагревается слабо, то он рас-
считан с большими запасами, т. е. не является оптимальным, и такой транс-
форматор будет соответственно иметь и больший объем. В общем случае
расчет оптимального трансформатора представляет собой весьма сложную
математическую задачу. Последнее можно проследить на таком примере.
Часто задачу уменьшения объема и массы трансформатора пытаются ре-
шать за счет увеличения частоты. Но до каких значений можно увеличивать
частоту и как оптимально выбрать другой параметр трансформатора — ин-
дукцию, формулы (11.9.1) и (11.9.4) не дают.
Расчет трансформатора с учетом оптимальных значений индукции, пе-
регрева, кпд, т. е. расчет, когда основные параметры в формулах определя-
ются не эмпирически, аналитически приведен в литературе [74].
Ниже приводятся основные формулы такого расчета. При расчете транс-
форматора важно правильно определить верхнюю границу частотного диа-
пазона, выход за пределы которого практически не приводит к уменьше-
нию объема трансформатора. Объем магнитопровода трансформатора Им,
на котором может быть реализована заданная мощность Р при заданной
частоте /, можно определить из выражения:
V = 1,5 ---(11.9.21)
К
где /j = \/Т частота основной гармоники напряжения; Ко — коэффициент
заполнения медью; А — коэффициент, учитывающий потери в единице
объема (см3) при f= 1 Гц и индукции
В = \ В с ем’2 = ю4 Тл = Ю4 (11.9.22)
V см м )
112 При условии, что его кпд меньше 100 %, который, понятно, недостижим.
11.9. Расчет трансформатора
В табл. 11.9.2 приведены значения параметра А для некоторых типов
ферритов и магнитодиэлектриков [74].
Таблица 11.9.2
Марка Частота /, Гц Индукция, 5-i£ io 4 СМ А, ю * Вс12
Феррит 1500НМЗ 20000 0,1 82
0,2 98
0,3 108
2500НМС-1 0,1 92
0,2 72
0,3 63
0,4 57
2500НМС-2 0,1 128
0,2 101
0,3 88
0,4 80
Магнито- диэлектрики МП-140 20000 0,1 634
0,2 1180
МП-60 0,1 1600
0,2 2990
Значение магнитной индукции определяется, исходя из мощности на
первой гармонике (/>)
<"-9 23»
где
P^Ul/R'n- (11.9.24)
U t — действующие значение первой гармоники напряжения; — приве-
денное значение сопротивления нагрузки.
Граничная (/^р) частота или критическая (/кр) частота:
3 98• 107 [\Т
/rp=AP=^^^ (11.9.25)
где Рр — мощность трансформатора, Вт; АГ — перегрев °C.
Глава 11. Вторичные источники питания
Число витков первичной обмотки:
W, =Uh/^fySMBv. (11.9.26)
Плотность тока в первичной обмотке определяется из условия равенства
мощности потерь в обмотках (Роб) и в магнитопроводе (Рм), т. е. Роб = Рм:
р. f
IV^pK.K^K,]
(11.9.27)
где Лдоб = 2 учитывает потери в проводнике за счет поверхностного эффек-
та на высокой частоте; К{ = 1,4 — коэффициент, учитывающий увеличение
сопротивления проводника вследствие нагрева; р — удельное электричес-
кое сопротивление провода обмотки, Ом • см.
При этом между И и • 5о существует соотношение:
/—гнз
SM-50 =0,13^Км4 . (11.9.28)
Приведем расчет трансформатора для ВИП с выходной мощностью
10 Вт.
Исходные данные для расчета:
е min = 21 В (напряжение на входе первичной обмотки), /итах = 1,8 мкс,
(/н = 5В, /н = 2 А, Я = 0,17Тл;
• материал магнитопровода — феррит марки М2000НМ1-17.
1. Находим габаритную мощность трансформатора (11.9.36)
ргаб =1,5 РН = 1,5 5 2 = 15 Вт.
2. Находим произведение • 5о (11.9.36):
15
„ -м - =0,0036 см4,
° м 10 • 2 0,17 • 250 • 0,4 • 12 0,97
где Ко = 0,4; j = 12 А/мм2 "4; г] = 0,97; В = 0,17 Тл;/= 250 кГц.
Из табл. 11.9.4 выбираем ближайший типоразмер, у которого 5о =
= 0,0038 см4,т. е. кольцо 7 х 4 х 2 мм с параметрами: 5О = 0,125 см2;
5М = 0,03 см2; /ср = 1,73 см.
3. По формуле (11.9.4) находим число витков первичной полуобмотки
ц/ _ ^1 min^n max
' 200 AS
211,8
200 0,17 0,03
= 37 вит.
Принимаем число витков = 36"5.
4. Определяем число витков вторичной полуобмотки Wr
113 Выражение (11.9.28) справедливо для магнитопроводов типа Ш, ШЛ, П, ПЛ нормаль-
ного исполнения [74].
114 Плотность тока может быть больше или меньше 10 А/мм2, т. к. все определяется тем-
пературой перегрева трансформатора, т. е. способом отвода тепла от последнего.
115 Как правило, число витков первичной обмотки выбирается в сторону увеличения, а
коэффициент трансформации лт — целое число.
IL9. Расчет трансформатора 523
Для этого находим амплитудное значение напряжения на выходе вто-
ричной обмотки трансформатора t/2min, необходимое для получения требу-
емого выходного напряжения на нагрузке Un при t/x = t/х min:
и^т=-^, (11.9.29)
Лзтах
где U' = (/н + Д(/др + (/д: UH — напряжение на нагрузке; Д(/ — падение
напряжения на сопротивлении дросселя (задается разработчиком); (/ —
падение напряжения на диоде выпрямителя.
Принимаем Д(/др = 0,15 В; (/д = 0,6 В; (/н = 5 В; Кзтт = 0,9.
После подстановки получим:
U' = 5 + 0,6 + 0,15 = 5,75 В.
Находим U2 min:
5 75
^min~ = 6,4B.
Таким образом, чтобы напряжение на нагрузке было равно 5 В при
Цзх ВИП “ *4х min “ ^2 В,
необходимо, чтобы на выходе вторичной полуобмотки оно было равно 6,4 В,
т. е. (/2min = 6,4 В.
Из соотношения:
t/2 W2
находим W2.
где Ux = (/х — Д(/ = 22 — 1 = 21 В, Д£/ = 1 В — падение напряжения на
входных цепях схемы ВИП и на переходе коллектор—эмиттер транзистора
преобразователя.
После подстановки получим:
36-6,4
ИЛ =------= 10,9 витка.
2 21
Принимаем число витков вторичной полуобмотки = 12.
В этом случае коэффициент трансформации
"тр " И" " 36 " 3 ’
При этом коэффициенте трансформации и при (/вх = 21 В напряжение
на выходе вторичной полуобмотки
21
^=у = 7В,
что на 0,4 В больше напряжения, необходимого для получения 1/вых = 1/н = 5 В.
524 Глава 11. Вторичные источники питания
5. По формулам (11.9.6) находим эффективные значения токов первич-
ной и вторичной полуобмоток:
Л = = 0,7/ = 0,7-2 = 1,4 А;
~Э(Ь У П lllClA у
/.=/. = Д Лт„ = 1,4-1 = 0,466 = 0,47 А.
1 эф 2эф ТР 3
По выбранной ранее плотности тока j = 12 А/мм2 по формулам (11.9.6),
находим диаметры проводов первичной и вторичной обмоток:
DW] = 1,13^/0,47/12 = 0,222 мм;
Dw~ = 1,1371,4/12 = 0,385 мм.
6. Сечение провода, каждой из полуобмоток вторичной цепи трансфор-
матора можно определить из следующей формулы
После подстановки получим
Из формулы
находим диаметр провода
--------= 0,118 мм *.
1,41 12
.5= 0,7857)2
0,118
V°,785 U,JOU1V11V1,
Как видим, диаметры проводов, подсчитанные по формулам (11.9.6) и
(11.9.30), практически совпали.
Другого и не могло быть, поскольку формулы идентичны т. к.
,р— = Д = 1,13.
\о,785 Ул
Находим сечение провода первичной полуобмотки:
Snp=^ = ^ = 2^ = 0,040 мм2.
Диаметр провода
п /0,04 п _
Dw - J-------= 0,23 мм.
V 0,785
Таким образом, в результате расчета получили диаметры проводов
DW} = 0,230 мм, Dw^ = 0,388 мм. Однако проводов с таким сечением может
11.9. Расчет трансформатора
не оказаться в ряду стандартного ряда. Выбираем ближайшие по диаметру
провода DWx =0,23 мм, DWi =0,38 мм.
Диаметры проводов с изоляцией:
Dw =0,28 мм;
•из
Dw = 0,44 мм.
2из
Расчеты показали, что провода обмоток с такими диаметрами должны
размещаться в кольце с > 0,63, что практически невозможно.
Выбираем провода с изоляцией следующих диаметров:
Dw =0,25 мм, ZX =0,21 мм;
•из °ИЗ
Dw = 0,44 мм, ZX = 0,38 мм.
-из °из
7. Находим площадь сечения проводов с изоляцией:
= 0,785 0*, = 0,785 0,252 = 0,0491 мм2;
1 И i 1 из
Sw = 0,785 О2, = 0,785 0,442 = 0,152 мм2.
“ИЗ “ИЗ
8. Суммарная площадь 72 проводов первичных полуобмоток:
5. = 72 0,0491 мм2 = 0,0353 см2.
Суммарная площадь 24 проводов вторичных полуобмоток составляет:
S7 = 24 0,152 мм2 = 0,0365 см2.
9. Общая площадь проводов первичной и вторичной обмоток:
Sy=S, +S7 =0,0353 см2 +0,0365 см2 = 0,0781 см2.
Площадь окна 5o кольца 7x4x2 мм:
5 = 0,125 см2.
10. Находим коэффициент заполнения:
г 0,0718
^’“оЖ ’
Такой коэффициент заполнения окна возможен (см. табл. 11.9.1а).
11. Определим потери в магнитопроводе:
р _ ЛА
м 1000 ’
где (7 — масса сердечника трансформатора, г;
/ \а , хВ
В I f \
Ру. = Р* ’ f ВТ/КГ;
х "тоJ \Jо/
Р’ = 25 Вт/кг;
феррит марки М2000НМ1-17; а = 2,4; (3= 1; Вто = 0,2 Тл;/= 30 кГц.
Глава 11. Вторичные источники питания
Находим величину Р :
уд
(0 17А2,49 (750V
А= 25РЦ- • — = 25-0,892 -0,92/5-8,3' = 159 Вт/кг.
уд 0,2 J < 30 J '
Определяем потери в магнитопроводе
12. Определяем потери в проводах обмоток. Для этого найдем длину
проводов первичной (Z^) и вторичной (Z^ ) полуобмоток:
=1еРВ1 И^/100 м;
(11.9.30а)
/^=^^2/100 м,
где Z — средняя длина витка при намотке определяется из выражений:
1сРв. =°’12(/)внш -°вн + 2Л) см;
(11.9.306)
/сРв2 = 0,14(Z>BHII1 - Dm + 2h) см116,
где £>внш — внешний диаметр кольца — 7 мм; Z)BH — внутренний диаметр
кольца — 4 мм; h — высота кольца — 2 мм.
Находим
Откуда
= 0,12(7-4 + 2-2) = 0,84 см;
= 0,14(7-4 + 2 2) = 0,98 см.
0,84-36
= —------= 0,30 м;
100
ns
°,9812 П117
——— = 0,117 м.
13. Сопротивление постоянному току проводов первичной и вторичной
полуобмоток:
116 Выше отмечалось, что / зависит от числа витков, т. е. зависит от степени заполнения
сРв
окна 5о медью. Однако из формулы (11.9.306) этого не следует, поскольку в данном случае
предполагалось, что окно магнитопровода заполняется полностью. В случае неполного за-
полнения окна для оценки /ср„ можно воспользоваться формулой [90]:
4₽, =2^,нШ-ДВн +/,j + o,7(nBH-<).
где dK — внутренний канал обмотки.
Пусть dK = 0, т. е. окно заполняется полностью. Подсчитаем Z из формулы (11.9.306):
<7-4
/ср^ - 21 —у—+ 2 I + 0,7-4 = 9,8 мм,
т. е. результаты совпали.
11.9, Расчет трансформатора
/?об( = = 0,30 м -0,520 Ом/м = 0,156 Ом;
/?об = Rt lw = 0,117 м 0,152 Ом/м =0,0178 Ом,
где Rj — сопротивление одного метра провода (табл. 11.9.3).
Таблица 11.9.3. Справочные данные обмоточных проводов ПЭТВ
Диаметр меди провода мм Площадь сечения меди провода мм2 Диаметр провода с изоляцией (ПЭТВ) Duf мм Сопротивление постоянному току Rt, Ом/м
0,06 0,00283 0,09 6,367
0,08 0,00503 0,11 3,580
0,10 0,00785 0,213 2,291
0,11 0,00950 0,14 1,895
0,12 0,01131 0,15 1,591
0,13 0,01327 0,16 1,356
0,14 0,01539 0,17 1,169
0,15 0,01767 0,19 1,018
0,16 0,02011 0,20 0,895
0,17 0,02270 0,21 0,793
0,18 0,02545 0,22 0,707
0,19 0,01835 0,22 0,635
0,20 0,03142 0,24 0,572
0,21 0,03464 0,25 0,520
0,25 0,04155 0,28 0,433
0,25 0,04909 0,30 0,366
0,27 0,05726 0,32 0,315
0,29 0,06605 0,34 0,296
0,31 0,07548 0,36 0,239
0,33 0,08553 0,38 0,210
0,35 0,09621 0,41 0,187
0,38 0,1134 0,44 0,152
Глава 11. Вторичные источники питания
Окончание табл. 11.9.3
Диаметр меди провода Рм, мм Площадь сечения меди провода SM, мм2 Диаметр провода с изоляцией (ПЭТВ) Риз, мм Сопротивление постоянному току Ом/м
0,41 0,1320 0,47 0,13
0,44 0,1521 0,50 0,113
0,47 0,1735 0,53 0,0903
0,49 0,1886 0,55 0,0914
0,51 0,2043 0,58 0,0840
0,53 0,2206 0,60 0,0781
0,56 0,237 0,62 0,0725
0,53 0,256 0,64 0,0675
0,59 0,274 0,66 0,063
0,62 0,3019 0,69 0,057
0,64 0,322 0,72 0,0538
0,67 0,3526 0,75 0,0488
0,69 0,375 0,77 0,0461
С учетом нагрева проводника
А/об= Аоб[1+0,004(Тдоп-Го)];
Тдоп = 120 °C (феррит марки М2000НМ1-17),
находим
R,об1 = 0,15б[1 + 0,004 (120 -15)] = 0,156 1,42 = 0,221 Ом;
Я,О6 = 0,0178[1 + 0,004 (120 - 15)] = 0,0178 • 1,42 = 0,0252 Ом.
14. По табл. 11.9.1 находим значение коэффициента А^.при/= 250 кГц
и диаметрах проводов D] = 0,23 мм и D2 = 0,38 мм:
КЛ =1,03; АГЛ=1,1.
Ввиду малых значений коэффициентов А, их можно не учитывать.
В итоге можно записать:
АП1 =0,221 Ом; ЯП1 =0,0252 Ом.
11.9. Расчет трансформатора
15. Потери мощности в проводах первичной и вторичной полуобмоток:
Pw = /,2 Яп = 0,472 0,221 Ом = 0,0488 Вт;
”4 1 эф 111
Pw = I2, -R = 1,42 0,0252 Ом = 0,0493 Вт.
-эф п2
Суммарные потери мощности:
р = Р^ = Рм +2^Ри/| = 0,051+ 2 °’0488 + 0,0493 =0,191 Вт.
И”1 1 Л 1,41
16. Определяем кпд трансформатора:
рвых^ (5 + 0,6 + 0,15) -2 100 по(у
+Рп (5 + 0,6 + 0,15)-2 + 0,191
где UH = 5 В; = 0,6 В; Д(/др - 0,15 В.
Мощность, выделяемая в трансформаторе, приводит к его нагреву, и
эта мощность должна быть рассеяна трансформатором.
Таким образом, под мощностью рассеяния понимают мощность, кото-
рая в трансформаторе преобразуется в тепло. Перегрев трансформатора от-
носительно места крепления (в нашем случае, поликоровая подложка) оп-
ределяется тепловым сопротивлением Rt. И этот перегрев, при постоянной
площади охлаждения, будет тем меньше, чем меньше R(. Таким образом, R(
показывает, на сколько градусов повышается температура трансформатора
относительно подложки при рассеянии на трансформаторе заданной мощ-
ности (град/Вт).
В соответствии с расчетными данными, приведенными выше, транс-
форматор должен рассеять 0,191 Вт.
17. Из выражения (11.9.19) можно записать
р 120-50
Птр R, ’ ’ /?,
ГПОЛ1 = 50 °C.
Откуда
п 120-50 70 _ /о
R, =--------=-------= 366 град/Вт.
1 0,191 0,191 7
Таким образом, для того чтобы температура трансформатора не превы-
шала допустимую (120°C), тепловое сопротивление /^должно быть не больше
или равно 366 град/Вт.
18. Из выражения (11.9.20) определим площадь охлаждения, при кото-
рой температура трансформатора не превысит допустимую:
^=^7- (11.9.30b)
К{Л
Толщина теплопроводящего клея обычно не превышает 0,2 мм,
2
104 J
м.
Глава 11. Вторичные источники питания
Трансформатор крепится на подложку с помощью клея с параметром
Л = 0,4 —.
м • град
19. Подставив эти значения в выражение (11.9.30в), получим требуемую
величину площади охлаждения:
5ОХЛ = —2— -------= 1,4 10’6 м2 = 1,4 мм2.
охл 104 -366-0,4
Таким образом, если площадь охлаждения трансформатора будет > 1,4 мм2,
то температура трансформатора не превысит 120 °C.
Отвод тепла от трансформатора осуществляется, практически, через
площадь его крепления к подложке, т. е. через площадь круга с диаметром
П = (ЛВНШ+РВНТ). (11.9.31)
Принимая во внимание, что площадь круга
'7Г D
5 = —— = 0,785Z)2,
4
получим:
50Ь1 = 0,785(7 + 4)2 = 95 мм2 "7,
что заметно больше 1,4 мм2.
20. Зная площадь охлаждения 5ОХ1, подсчитаем R( между трансформато-
ром и подложкой:
_ 8 0,2 мм - S S град
95 мм2-0,4 ---—-----10"3 Вт
мм • град
Определяем температуру трансформатора, если температура подложки
Т =50 °C:
подл
Гтр = Людл + = 50 + 5,5 • 0,191 = 51,1 °C.
Таким образом, перегрев трансформатора относительно подложки со-
ставляет 1,1 °C, что определяется относительно малым сопротивлением Rt.
21. Определяем температуру перегрева Д/"трансформатора при естествен-
ной конвекции:
117 При использовании блока в герметичном варианте и его работе в условиях невесомо-
сти объем блока заполняется сухим азотом. В этом случае охлаждение элементов, находящих-
ся внутри блока, за счет конвекции не происходит. И основной отвод тепла имеет место за
счет кондукции, т. е. за счет передачи тепла от более нагретых частей к менее нагретым через
теплопроводящую среду (теплопроводящий клей, припой, металлические рамки, теплопрово-
дящие изоляционные прокладки, например, ситал, поликор, полиимид и т. д.). Отдача тепла
происходит и за счет излучения, но оно незначительно по сравнению с кондуктивной переда-
чей тепла. За счет излучения рассеивается лишь 3 % производимого элементом тепла.
11.9. Расчет трансформатора
где А"т = 1,2 • 10-3 Вт/см2 • °C — коэффициент теплопередачи, 5, полная
поверхность охлаждения трансформатора (5т ~ 340 мм2, при h = 4 мм).
Находим ДТ:
0,191
1,2 10 3 -340 10"2
= 46,6 °C.
Таким образом, температура перегрева поверхности трансформатора
в случае охлаждения за счет естественной конвекции значительно боль-
ше, чем при принудительном отводе тепла от трансформатора за счет
кондукции.
В заключение этого параграфа рассмотрим ряд вопросов, которые прак-
тически не были отражены выше. Они, по существу, не относятся к разряду
основных но, тем не менее, их следует принимать во внимание.
Сказанное относится к таким вопросам, как ток холостого хода реаль-
ного трансформатора, индуктивность первичной обмотки, проверка транс-
форматора на возможность вхождения в режим насыщения.
При описании трансформатора предполагалось, что ток намагничива-
ния — это тот ток, который протекает через индуктивность намагничива-
ния £/2, как это следует из схемы рис. 11.8.1, а, идеализированного транс-
форматора, который не учитывает потери в магнитопроводе. Наличие по-
терь в сердечнике в процессе перемагничивания указывает на то, что ток
намагничивания кроме реактивной составляющей должен содержать ак-
тивную в виде резистора потерь Лп (см. рис. 11.9.1, б). Последнее объясня-
ется тем, что только на резисторе может безвозвратно выделяться энергия в
виде тепла при условии, что активное сопротивление провода индуктивно-
сти намагничивания Л/7 таковым не обладает. Таким образом, цепь проте-
кания тока намагничивания включает в себя резистор (в виде резистора
потерь Лп) и индуктивность. Но, как известно, для цепи, содержащий ак-
тивную и реактивную составляющие, ток определяется не алгебраической,
а геометрической суммой двух составляющих. В результате, ток намагни-
чивания трансформатора, который часто называют током холостого хода
(/^ = /0), определяется следующий формулой:
^ = ^о = Х+Ч’ (1|-9-33)
где /0 — действующее (эффективное значение тока намагничивания);
/Оа, /0 — эффективные значения активной и реактивной составляющей
тока 1хх.
И именно активная составляющая /0 ответственна за потери в магни-
топроводе, приводящие к нагреву последнего.
Величину тока можно определить из выражения
Я/со
(11.9.34)
где Н — напряженность поля на рабочей частоте, на которой определяется
величина [99], А/м; / , м.
Таблица 11.9.4. Справочные данные ферритовых сердечников
Типоразмер сердечника Число сердечников Площадь сече- ния сердечника см2 Средняя длина магнитной силовой линии 4р, см Площадь окна S0,CM2 Масса, г $м • so, см4
К5 х2 х 1,5 1 0,0225 1,1 0,031 0,14 0,0007
К5 х 3 х 1,5 1 0,015 1,26 0,07 0,12 0,001
К5 х 2 х 3 2 0,045 1,1 0,031 0,28 0,0014
К5 х 3 х 3 2 0,03 1,26 0,07 0,24 0,002
К7 х 4 х 1,5 1 0,0225 1,73 0,125 0,24 0,0028
К5 х 3 х 4,5 3 0,045 2,26 0,07 0,36 0,003
К7 х 4 х 2 1 0,03 1,73 0,125 0,32 0,0038
К7 х 4 х 3 2 0,045 1,73 0,125 0,48 0,0056
К7 х 4 х 4 2 0,06 1,73 0,125 0,64 0,0076
К10х6х2 1 0,04 2,51 0,282 0,59 0,0112
КЮхб х 3 1 0,06 2,51 0,282 0,86 0,017
КЮхб х4 2 0,08 2,51 0,282 1,08 0,0224
К10х6х4,5 1 0,09 2,51 0,282 1,3 0,025
К12х8хЗ 1 0,06 3,14 0,502 1,12 0,03
КЮхбхб 2 0,12 2,51 0,282 1,72 0,034
К12х5х5,5 1 0,192 2,67 0,196 2,83 0,038
532 Глава 11. Вторичные источники питания
11.9. Расчет трансформатора 533
Принимая во внимание, что такая информация, как правило, у разра-
ботчика отсутствует, то можно определить, если будет известны состав-
ляющие и .
иа ир
Величину тока /Оа можно определить, если знать мощность, выделяе-
мую на резисторе Лп. Но мощность, выделяемая на резисторе Лп, — это не
что иное, как мощность потерь в магнитопроводе, т. е. Рм.
В итоге, составляющую тока 70 можно найти следующим образом:
4=7^, (11.9.35)
1эф
где l/j — эффективное значение;
^Лэф — min X max
при К,-0,9 и t/lml„ = 2l В, (/,„=19,9 В.
Определяем ток /0 для рассмотренного выше трансформатора, у которого
Рм = 51 мВт.
Подставляя значение Рм в (11.9.35), находим:
I 51 34 л
7оа =Т^ = 2’6мА-
Реактивная составляющая тока /0 — это тот ток, который протекает
через индуктивность намагничивания (см. рис. 11.9.1, б). Следовательно,
для его определения необходимо знать величину индуктивности намагни-
чивания, т. е. индуктивность первичной обмотки трансформатора. Говоря
о трансформаторах, предназначенных для ВИП, следует отметить, они, как
правило, должны иметь сравнительно большое число витков в первичной
обмотке, т. е. должны иметь достаточно большую индуктивность намагни-
чивания L . Это необходимо для того, чтобы получить относительно малый
ток намагничивания, который для трансформаторов малой и средней мощ-
ности не превышает 2—5 % от рабочего тока первичной обмотки118. Други-
ми словами, чем больше индуктивность первичной обмотки, тем меньше
индуктивность намагничивания шунтирует ток нагрузки. При этом умень-
шается ток через силовой транзистор, что приводит к уменьшению потерь,
но не только в трансформаторе, но и преобразователе в целом. Зная число
витков и параметры магнитопровода / и 5м, можно определить индуктив-
ность первичной обмотки, т. е. L
= Ао - Ан—мкГн,
zcp
где до = 1,257 • 10“3 мкГн/мм, 5м, мм2.
118 Для маломощных трансформаторов, работающих на частоте 50 Гц, реактивная состав-
ляющая тока холостого хода составляет 50 % и более от тока
При повышенных частотах с увеличением мощности трансформатора значение тока хо-
лостого хода и его реактивной составляющей снижается [101].
534 Глава 11. Вторичные источники питания
После подстановки получим:
, 1,257 10“3 362 3 2000 _
=---------^2----------= 565 мкГн-
Зная индуктивность Z , можно определить приращение тока намагни-
чивания Az :
А
Л* US
» L
Амплитуда тока намагничивания / :
(П-936)
* 2
Однако формула для определения Az справедлива только в том случае,
если = const, т. е. когда функция В от Н линейна, о чем говорилась
выше. Считается, что В от Н линейна, если магнитопровод выполнен с
зазором или работает в слабых магнитных полях, где магнитная проницае-
мость jur ~ В противном случае, формулу можно использовать для при-
близительной оценки тока намагничивания, и то для материалов с относи-
тельно пологой и узкой петлей гистерезиса, поскольку чем уже петля, тем
более линейной ее можно считать (в пределе узкая петля вырождается в
линию основной кривой намагничивания).
Оценим величину приращения тока намагничивания для рассмотрен-
ного выше трансформатора (феррит марки М2000НМ1-17 имеет сравни-
тельно узкую петлю гистерезиса, а с учетом Вт = 0,175 Тл, т. е. в связи с
работой по частному симметричному циклу, эта петля будет еще уже):
л- 211’8 л
4'« - -565" ‘ 67 МА-
Из выражения (11.9.36) находим амплитудное значение тока намагни-
чивания
iu = — = 33,5 мА.
а 2
Поскольку в процессе расчета число витков в первичной обмотке было
изменено и вместо расчетного (37) было выбрано меньшее число витков,
возникает необходимость в проверке сердечника на возможность его вхож-
дения в насыщение. Для этого воспользуемся формулой (11.9.4д), в кото-
рой расчетное число витков необходимо заменить на выбранное. После
подстановки получим:
D 211>8 Т
Я =--------------= 175 мТ,
т 200-36 0,03
что заметно меньше индукции насыщения Bs = 0,38 Тл119. Учитывая, что
практически для всех ферритов величина индукции не должна превышать
119 Малая величина индукции насыщения является одним из недостатков ферритов по
сравнению с ферромагнетиками, например, пермаллоем.
11.9. Расчет трансформатора 535
0,3 Тл, в рассматриваемом случае имеется достаточный запас по индукции.
Принимая во внимание уточненное значение величины индукции Вт, оп-
ределим величину тока намагничивания / из формулы
После подстановки находим:
0,175 17,3 __ .
=---------=---------33,5 мА
А 1,257 10 3 -2000-36
Таким образом, получили, что ток намагничивания / составляет поло-
вину тока Д/ , как и отмечалось выше (см. выражение (fl.9.36)).
Если в формулу (11.9.37) вместо величины индукции Вт подставить
приращение индукции, т. е. ДВ = 2Вт (полный размах индукции от — Вт до
+ Вт), то получим величину приращения тока Д/ . Действительно, подстав-
ляя величину \В вместо Вт, находим:
л- ЛВ/ср 0,35 17,3 А
Д/„ =----=------------—=— ------= 67 мА.
А 1,257 -Ю’3 -2000-36
(11.9.38)
Величину тока /Ор можно определить из выражения
_ U _ V
Ор~ XL~ 2лfL'
которое справедливо, если на вход трансформатора подается синусоидаль-
ное напряжение частоты /[88].
В случае сигналов напряжения прямоугольной формы величину /0 можно
оценить, если в формуле (11.9.38) в качестве частоты /взять первую гармо-
нику, которая присутствует во входном сигнале.
После подстановки получим:
/0 =--------------т------г = 20 мА.
” 2-3,14-565-Ю’6-250-Ю3
Таким образом, можно определить эффективное значение тока холос-
того хода:
= Дб2 +202 = 20 мА.
Действующее значение тока холостого хода можно определить из фор-
мулы [101]:
г т Uy
^=1^= ~ , (11.9.39)
£A27«i3/n
где пх = 2 для трансформаторов со средней точкой;/^ — частота преобразо-
вания; — индуктивность намагничивания.
После подстановки находим:
=----------------т=------------ ~ 15 мА
565 -Ю"6 -2л/б -250 -Ю3
Глава 11. Вторичные источники питания
Таким образом, обе величины отличаются незначительно, что подтвер-
ждает правильность подхода при определении по вышеприведенной ме-
тодике.
Знание величины тока 1^ необходимо для следующего:
• ток можно задавать в качестве контролируемого параметра при изго-
товлении трансформатора;
• ток необходим для уточненной оценки сечения провода первичной
обмотки.
Сечение провода первичной обмотки выбиралось, исходя из рабочего,
т. е. тока первичной обмотки (см. выражение (11.9.6в)), без учета тока /*.
Счетом последнего эффективное значение тока первичной обмотки
можно определить более точно из формулы [75]:
Л ж = лИЛ „Лтр? + Г* = J(0,7/HnTP)2 + /i. (11.9.40)
После подстановки находим
Н 4А2 ~
I = +0,022 = 0,467 А.
1эФ 3 )
Таким образом, ввиду малого значения величины тока получили,
что /j практически равно эффективному рабочему току первичной об-
мотки, т. е.
/1 ~ I Лтп •
*эф ^эф Ф
Следовательно, расчет сечения провода первичных полуобмоток, про-
веденный выше, был выполнен с запасом, поскольку это сечение вычисля-
лось из величины тока 0,47 А, которая больше 0,467 А.
Амплитудное значение тока холостого хода необходимо учитывать при
расчете базовых цепей силовых транзисторов преобразователя.
При наличии динамической петли гистерезиса, снятой при рабочей ча-
стоте, полные потери можно определить вычислением этой площади. В
частности, мощность, выделяемая в сердечнике при перемагничивании сер-
дечника с частотой f импульсами прямоугольной формы, определяют про-
изведением энергии на частоту f:
Рм=4ГЯ^/Вт. (11.9.41)
Краткие выводы
1. Габаритная мощность (Ргаб) — это мощность, которая связывает выход-
ную электрическую мощность трансформатора с габаритами сердечника.
2. Наименьшей габаритной мощностью при прочих равных условиях
обладают трансформаторы, выполненные без средних точек.
3. Выходная электрическая мощность трансформатора превышает мощ-
ность на нагрузке ВИП.
4. В трансформаторе со средней точкой эффективное значение тока
меньше, чем эффективное значение тока в трансформаторе без средней
точки.
11.10. Сглаживающий фильтр
5. У трансформатора существует критическая частота, при превышении
которой дальнейшее увеличение частоты бессмысленно, поскольку это при-
водит к резкому росту потерь.
6. Трансформаторы ВИП, как правило, должны иметь относительно
большое число витков.
7. Ток холостого хода трансформатора содержит активную и реактив-
ную составляющие.
8. Активная составляющая приводит к нагреву магнитопровода.
9. Ток первичной обмотки трансформатора, работающего на нагрузку,
содержит активную и реактивную составляющие.
11.10. Сглаживающий фильтр
11.10.1. Общие сведения
На выходе выпрямителя (см. рис. 11.1.1, а) формируются однополярные
импульсы напряжения. Напряжение такой формы именуется пульсиру-
ющим, и оно содержит постоянную и переменную составляющие. Пере-
менная составляющая называется пульсацией, и она столь значительна,
что непосредственно питание нагрузки от выпрямителя возможно толь-
ко для такого потребителя энергии, который не чувствителен к перемен-
ной составляющей выпрямленного напряжения (например, заряд акку-
муляторных батарей, питание цепей сигнализации и т. п.). Практически,
во всех остальных случаях питание аппаратуры от такого напряжения
делается невозможным, поскольку оно нарушает работу устройств. Та-
ким образом, чтобы питаемое устройство надежно работало, на него не-
обходимо подавать напряжение, в котором переменная составляющая
либо вообще отсутствует (что практически невозможно), либо ее ампли-
туда такова, что она не отражается на качестве работы питаемого устрой-
ства, т. е. потребителя. Задачу «очищения» выпрямленного напряжения
от переменной составляющей выполняет устройство, называемое сгла-
живающим фильтром.
Переменная составляющая выпрямленного напряжения, в общем слу-
чае, представляет собой совокупность ряда гармоник (синусоид) с различ-
ными амплитудами, сдвинутыми по фазе по отношению к первой гармони-
ке на разные углы. Так, если переменная составляющая выпрямленного
напряжения имеет периодический характер, то она может быть представле-
на в виде суммы гармонических (синусоидальных) составляющих. После-
днее имеет место, например, при выпрямлении напряжения сети, частота
которой составляет 50 Гц.
В случае двухтактного выпрямителя (ВП) на выходе последнего форма
сигнала имеет вид половинок синусоид, т. е. представляет собой периоди-
ческую последовательность (рис. 11.10.1).
Такая форма сигнала содержит постоянную и переменные составляю-
щие, первые пять из которых приведены в табл. 11.10.1. Там же приводятся
относительные (вычисленные относительно постоянной составляющей t/0)
амплитуды i/j, ..., U5 первых пяти гармонических составляющих выпрям-
ленного напряжения [86].
Рис. 11.10.1. Форма сигнала
при двухтактном выпрямле-
нии напряжения сети
Таблица 11.10.1
Схема В.П. fv Гц ц fr Гц и2 Л’ Гц Л» Гц и. Л’ Гц и»
Двухполу- периодная 100 0,667 200 0,133 300 0,057 400 0,032 500 0,02 0Л2(/тах 0-64(/тах
Из таблицы видно, что первая гармоника выпрямленного сетевого на-
пряжения имеет удвоенную частоту (100 Гц), а амплитудные значения гар-
монических составляющих в зависимости от номера гармоники довольно
быстро затухают. По существу, в табл. 11.10.1 приводятся коэффициенты
пульсаций (Кп ) для двухполупериодной схемы (см. подразд. 11.10.4):
**вх
6/т о 426/
<Гб4бГ = 0’67’ (1110Л)
О и” V max
где U — амплитуда первой гармоники; i/0 — амплитуда постоянной со-
ставляющей; i/max — максимальное значение амплитуды выпрямленного
напряжения. Постоянная составляющая выпрямленного напряжения UQ
(среднее значение) является полезной составляющей, и величина этой со-
ставляющей определяется из выражения
6/() = 26/тах/я = O,6366/max = 0,646/тах.
Это соотношение можно приближенно получить, если разбить полупе-
риод, например, на 10 равных частей, каждая из которых будет соответ-
ствовать sinl8°, и найти среднее значение синуса (рис. 11.10.2).
Рис. 11.10.2. График для определе-
ния среднего значения синуса за по-
лупериод
sin (l)t
0 18 36 54 72 90° 108 144 180° (Dt
11.10. Сглаживающий фильтр 539
Значение sin 18° = 0,31; sin 36° = 0,59; sin 54° = 0,81; sin 72° = 0,95; sin 0° = 0;
sin 90° = 1.
Складывая все эти значения с учетом того, что все они, кроме sin 0 и sin 90°,
встречаются дважды, и, разделив на 10, получим величину:
0 + 2 0,31 + 2 0,59 + 2 0,81 +2 0,95 + 1 п
= U, о32, ( 11.1U.2)
10-------------------------------------------------7
которая незначительно отличается от точного значения 0,636. Величину
амплитуды переменной составляющей первой гармоники можно прибли-
зительно оценить, если от максимальной амплитуды выпрямленного на-
пряжения t/max вычесть значение постоянной составляющей, т. е.
= ^тах " ^0 = max -0,632t/max - 0,4t/max.
ГПаЛ V ГП ал 1 ГПал 1 ГПал
Переменная составляющая является «вредной» частью выпрямленного
напряжения, и сглаживающий фильтр должен уменьшить эту первую гар-
монику. Сглаживающий фильтр работает тем эффективнее, чем он в боль-
шей степени ее ослабляет. Поэтому, если фильтр в нужной степени ослабит
первую гармонику пульсаций, то вторая, третья и более высокие гармоники
подавляются в еще большей степени. Поскольку остальные гармоники по
амплитуде меньше первой, то практически о борьбе с ними можно не забо-
титься. При поступлении на вход фильтра сигналов прямоугольной формы,
амплитуда и длительность которых меняются, говорить об их периодичес-
ком характере можно только тогда, когда амплитуда и длительность им-
пульсов постоянны. В этом случае периодическая функция может быть раз-
ложена в ряд, содержащий постоянную и переменные составляющие (гар-
моники). При этом первая гармоника будет иметь частоту, равную частоте
поступления импульсов на вход фильтра. Такую же частоту будет иметь
первая гармоника и в случае, если сигналы, поступающие на вход фильтра, не
будут представлять периодическую функцию. Так, если частота преобразова-
ния составляет 250 кГц, то первая гармоника будет иметь частоту 500 кГц120.
Следовательно, задача фильтра в этом случае заключается в том, чтобы
выделить постоянную составляющую и как можно сильнее ослабить пер-
вую гармонику. Амплитуда постоянной составляющей определяется как
среднее значение от входной функции, т. е.
(11.10.3)
7 о
где Т — период следования входных сигналов; /и — длительность сигнала.
В частности, для сигналов прямоугольной формы i/BX не зависит от вре-
мени (/) и, следовательно,
и.=^ = ит-К3, (11.10.4)
где К3 = у; — коэффициент заполнения.
Поскольку задача, которую выполняет фильтр ясна, то теперь необхо-
димо выбрать электрическую схему последнего.
120 В случае двухтактного выпрямителя.
Глава 17. Вторичные источники питания
11.10.2. Схемы фильтров
Существуют следующие схемы сглаживающих фильтров:
• фильтры из одной емкости или одной индуктивности;
• фильтры из двух элементов (Г-образные);
• индуктивно-емкостные и резистивно-емкостные;
• фильтры П-образные (CLC, CRC) и многозвенные (£С, /?С);
• резонансные фильтры.
Фильтры, выполненные на элементах Z, С, Л, получили название пас-
сивных. Пассивные сглаживающие фильтры, у которых индуктивность ка-
тушки L и емкость конденсатора С выбираются из условия получения та-
кой величины собственной частоты /0 = \/2лу1ьС, которая ниже частоты
пульсаций выпрямленного напряжения б9п, называются нерезонансными.
Если же одним из элементов пассивного сглаживающего фильтра является
£С-контур, собственная частота которого равна или кратна частоте пульса-
ций выпрямленного напряжения, то фильтр носит название резонансного.
Резонансные фильтры сложны в настройке и эффективны лишь при неиз-
менной нагрузке.
Сглаживающие фильтры из одной индуктивности не находят практи-
ческого применения. Резистивно-емкостные фильтры применяются в вып-
рямительных устройствах малой мощности. Наибольшее применение среди
перечисленных фильтров получили Г-образные £С-фильтры, поскольку толь-
ко на их основе можно получить наиболее высокий кпд импульсного пре-
образователя. Схема Г-образного £С-фильтра приведена на рис. 11.10.3.
Как видно из рис. 11.10.3, схема фильтра содержит индуктивность и ем-
кость, и именно такая схема обеспечивает выделение на нагрузке 7?н посто-
янной составляющей напряжения 7/0 из входного напряжения и подавление
. r 1
основной гармоники с частотой f = — и всех остальных гармоник спектра.
Схема работает следующим образом. Индуктивное сопротивление дросселя
для постоянного тока равно нулю, а емкостное сопротивление конденсато-
ра С равно бесконечности.
В установившемся состоянии постоянная составляющая напряжения 7/0
окажется на сопротивлении Ян за вычетом падения напряжения на сопро-
тивлении дросселя. В итоге можно записать
7/н=[/о-/др/гДр = {/о-{/др,
(11.10.5)
где
UH — напряжение на нагрузке.
Следовательно, дроссель уменыиа-
I ет постоянную составляющую на ве-
С0 [К --------------------------------------
Рис. 11.10.3. Схема Г-образного LC-
---- фильтра
11.10. Сглаживающий фильтр 541
личину (/ . И здесь необходимо отметить, что чем меньше степень умень-
шения постоянной составляющей при неизменном ослаблении перемен-
ной составляющей, тем качественнее фильтр. Для гармоник переменного
напряжения дроссель представляет сопротивление Х[9 величина которого
увеличивается с ростом частоты, т. е.
XL = coL = 2xfL. (11.10.7)
Величина емкостного сопротивления XQ конденсатора С уменьшается с
ростом частоты, т. е.
(11.10.8)
X = 1
с 2VC’
В результате, большая часть амплитуды переменной составляющей пер-
вой гармоники (и всех других более высоких гармоник) упадет на индук-
тивности дросселя £, а оставшаяся часть этого напряжения будет зашунти-
рована малым сопротивлением конденсатора С. Следовательно, на резис-
торе Ян, величина переменной составляющей первой гармоники будет тем
меньше, чем больше индуктивность дросселя L и емкость конденсатора С.
Другими словами, в идеальном сглаживающем фильтре падение напряже-
ния постоянного тока равно 0, а падение напряжения переменного тока
близко к бесконечно большой величине. Эффект сглаживания достигается
за счет подавления переменной составляющей с помощью реактивного со-
противления XL большой величины либо за счет ее шунтирования реактив-
ным сопротивлением Хс очень малой величины.
Таким образом, можно заключить, что для сглаживания пульсации
£С-фильтром необходимо, чтобы емкостное сопротивление конденсатора
для низшей частоты пульсации (первая гармоника) было много меньше
сопротивления нагрузки, т. е. Хс /?н, а сопротивление XL » Ян.
В заключение этого параграфа важно отметить, что пульсации на выхо-
де фильтра — это следствие заряда и разряда конденсатора фильтра в про-
цессе каждого цикла преобразования. Ну а если это так, то очевидно, что
эти пульсации будут тем больше, чем меньше сопротивление нагрузки филь-
тра Ян, поскольку за один и тот же интервал времени конденсатор фильтра
разрядится тем заметнее, чем меньше сопротивление нагрузки /?н.
11.10.3. Реактивное сопротивление,
физический смысл
Индуктивное сопротивление дросселя и емкостное сопротивление конден-
сатора называют реактивными сопротивлениями. Существуют два момен-
та, позволяющих отличить реактивное сопротивление от активного.
1. Реактивное сопротивление (индуктивное, емкостное) проявляет себя
как сопротивление, т. е. элемент, ограничивающий ток в цепи, только при
определенных условиях, тогда как активное сопротивление ограничивает
ток всегда без всяких условий.
2. На реактивном сопротивлении не расходуется энергия, т. е. если,
например, емкость или индуктивность включить в сеть переменного тока,
то они не будут нагреваться, хотя через них протекает ток. Последнее свя-
зано с тем, что ток и напряжение на реактивном сопротивлении не со-
542 Глава 11. Вторичные источники питания
впадают по фазе, т. е. максимум тока и максимум напряжения не совпада-
ют по времени, а разнесены на некоторый временной интервал. Это приво-
дит к тому, что в одну четверть периода энергия потребляется реактивным
сопротивлением, а во вторую отдается обратно в сеть, т. е. между реактив-
ным элементом и сетью существует обмен энергией. В результате средняя
энергия потребления равна нулю.
В активном сопротивлении ток и напряжение всегда в фазе, т. е. макси-
мум (минимум) тока совпадает с максимумом (минимумом) напряжения.
В результате, подводимая к нему энергия расходуется в тепло безвозвратно,
т. к. отсутствует обмен энергией. Выше было отмечено, что реактивное
сопротивление проявляет себя как ограничитель тока при определенных
условиях. Таким условием для индуктивности является изменение тока че-
рез нее по какой-либо причине. Допустим, что имеется цепь, содержащая
индуктивность и последовательно включенный с ней резистор. Пусть через
цепь протекает постоянный ток, т. е. отсутствует условие для проявления
индуктивности в качестве резистора. Другими словами, в данном случае
индуктивное сопротивление индуктивности равно нулю, и можно считать,
что этой индуктивности в цепи нет, а сила тока определяется последова-
тельно включенным резистором.
Предположим, что ток в цепи стал возрастать, т. е. появилось внешнее
воздействие (уменьшился резистор, увеличилась внешняя э.д.с.). И в этом
случае индуктивность начинает действовать как ограничитель тока, т. е.
проявляет себя как индуктивное сопротивление, которое препятствует на-
растанию тока, стремясь удерживать его на прежнем уровне. Роль такого
ограничителя тока выполняет э.д.с. самоиндукции, которая возникает в
любом проводнике (а тем более в катушке индуктивности) при всяком из-
менении тока в нем. Возникающая э.д.с. самоиндукции имеет такое на-
правление, которое стремится уменьшить ток, т. е. по своему действию
подобна сопротивлению, но не вызывает дополнительного безвозвратного
расхода энергии. Другими словами, в рассматриваемом случае э.д.с. само-
индукции можно представить как некую батарею с мгновенной э.д.с., рав-
ной э.д.с. самоиндукции (Ес), включенной встречно с внешней э.д.с. (£в). В
результате ток в цепи (z) будет ограничен, т. к. он будет протекать под
действием результирующего напряжения
ир = Еъ-Ес,
(11.10.9)
-4-
Пусть, например, внешняя э.д.с. увеличилась на величину ДЕв и Д£в = Ев.
Тогда внешняя э.д.с. увеличится в два раза, и без э.д.с. самоиндукции ток в
цепи должен возрасти также в два раза. Однако, поскольку из-за наличия
индуктивности ток в цепи в первоначальный момент должен остаться та-
ким, каким он был до увеличения внешней э.д.с. (£в), то величина э.д.с.
самоиндукции Ес в этом случае окажется равной Ев, т. е. Ес = Ев.
И только в этом случае ток в цепи в первоначальный момент останется
неизменным, т. е.
i = 4 = - £в = 4.. (11.10.96)
R R R
11.10. Сглаживающий фильтр 543
Таким образом, индуктивное сопротивление — это реакция или обрат-
ное действие (противодействие) на изменение тока, т. е. на каждое измене-
ние тока индуктивность отвечает (реагирует) броском напряжения. Поэто-
му индуктивное сопротивление называют реактивным (от слова react —
реагировать, воздействовать, reactive — возвратный, реагирующий). Согласно
выражения (11.10.7) индуктивное сопротивление возрастает с увеличением
частоты возмущающего воздействия. Другими словами, чем выше частота
переменного тока (возмущающего воздействия), т. е. чем быстрее изменя-
ется ток, тем сильнее противодействует самоиндукция этим изменениям и
тем больше индуктивное сопротивление.
Величину активного сопротивления можно определить, зная величи-
ну тока, протекающего через него, и падение напряжения на резисторе,
т. е. R = U/I. Точно также, зная величину э.д.с. самоиндукции можно опре-
делить и индуктивное сопротивление. Действительно, выражение для э.д.с.
самоиндукции
UL = L — L dt M (11.10.10)
можно записать в виде UL = (11.10.11)
где XL=^= L^= Lf- (11.10.12)
Д/ Д/
Следовательно, чем меньше Д/, тем выше частота Л т. к. f = —, т. е.
J
индуктивное сопротивление растет с увеличением частоты.
Другими словами, индуктивное сопротивление — это сопротивление,
которое работает по принципу: сопротивляюсь, когда оказывают воздей-
ствие, и не сопротивляюсь, если этого воздействия нет (постоянный ток,
XL = 0). Для переменного тока величина индуктивного сопротивления
X L = coL = L.
Рассмотрим, каким образом можно получить это выражение.
На рис. 11.10.4 приведены графики UL
и iL для одной четверти периода. Из гра-
фика видно, что для небольшого промежут-
ка времени, составляющего десятую часть
четверти периода, т. е. 7/40, что соответ-
ствует фазовому углу 9° (360/40 = 9), мож-
но считать, что напряжение практически
постоянно и равно Um, а ток z изменяется
от нуля до величины z = Im sin 9° 121. Так
как sin 9° = 0,1564, то Д/ = 0,15641т .
Рис. 11.10.4. Ток и напряжение
на индуктивности
121 Переменный ток записывается математически с помощью выражения:
Z = Im sin cot,
где 1т — амплитудное значение тока; Z — мгновенное значение тока, т. е. значение перемен-
ного тока в различные моменты времени.
544 Глава 1L Вторичные источники питания
Принимая во внимание, что
U =Ul~L—,
т L
после подстановки получим
ТТ т 0,1561m 6,25ZIm
Um ~ L—— -----= —-------= 6,25/ZIm.
m T/40 T
Откуда
— = = 6,25/7 = ® 7.
1 tn
К числу реактивных сопротивлений относится и емкостное сопротив-
ление Хс. В отличие от индуктивного, емкостное сопротивление уменьша-
ется с ростом частоты согласно выражения
X = * = 1
с а)С Inf С ’
И если индуктивное сопротивление направлено на поддержание тока в
цепи, той величины, который протекал в ней до возмущающего воздей-
ствия, то емкостное сопротивление направлено на поддержание постоян-
ства напряжения на конденсаторе, при изменении напряжения в цепи.
Физический смысл емкостного сопротивления состоит в том, что, заря-
жаясь, конденсатор создает напряжение, которое противодействует внеш-
ней э.д.с. заряжающего генератора или батареи питания. И в этом случае
это напряжение влияет на ток, что равносильно включению в цепь сопро-
тивления, но такого, на котором не тратится мощность. Если на конденса-
торе падает напряжение при протекании зарядного тока, то отношение на-
пряжения на конденсаторе к току и будет представлять собой емкостное
сопротивление.
Напряжение на конденсаторе:
Uc=J-\iWdt. (11.10.13)
о
После дифференцирования получим
7(/c=z(£)i22 (11.10.14)
dt С
Для бесконечно малого промежутка времени можно считать, что ток
постоянен.
Тогда выражение (11.10.14) записывается в виде
dUc I dt " С~ I ДГ С' (11.10.15)
Откуда можно записать
Д(/с / - Az ~~С (11.10.15а)
122 Дифференциал от интеграла равен подинтегральному выражению.
11.10. Сглаживающий фильтр 545
Выше отмечалось, что емкостное сопротивление зависит от частоты,
уменьшаясь с ее увеличением.
Но отношение , имеющее размерность сопротивления (Ом), и есть
емкостное сопротивление Хс. Тогда можно записать
At/C v \t 1 1
/ с~ С ’ 1 "С/’
С — J
(11.10.16)
т. е. с увеличением частоты емкостное сопротивление уменьшается.
Этому выражению можно дать следующее объяснение. С ростом часто-
ты конденсатор заряжается до меньшей величины напряжения, т. к. посто-
янная времени заряда (разряда) конденсатора от частоты не зависит, и,
следовательно, за малый промежуток времени конденсатор просто не успе-
вает зарядиться до заметной величины. Следовательно, на высоких часто-
тах напряжение на Uc ничтожно (стремится к нулю), и оно как бы не вли-
яет на величину тока заряда. Но если стремится к нулю напряжение на
конденсаторе Uc, то к нулю стремится и емкостное сопротивление. По
этой же причине емкостное сопротивление уменьшается с увеличением
емкости конденсатора С. Чем больше емкость конденсатора С, тем на мень-
шую величину заряжается (разряжается) конденсатор за один и тот же про-
межуток времени, и, следовательно, такой конденсатор оказывает меньшее
противодействие (сопротивление) внешнему источнику э.д.с. Последнее при-
водит к возрастанию тока в цепи, что равносильно уменьшению сопротивле-
ния Хс.
Пользуясь приемом, описанным для индуктивного сопротивления (см.
рис. 11.10.4), можно аналогично определить и емкостное сопротивление
для конденсатора в цепи переменного тока. На рис. 11.10.5 приведены гра-
фики Uc и /с для одной четверти периода. Для промежутка времени 7/40
(фазовый угол 360:40 = 9°) ток почти постоянен и равен приближенно 1т.
При этом напряжение изменяется от 0 до значения Um sin 9°. Так как
sin 9° = 0,1564, то MJC = 0,1564^.
Следовательно, можно записать (см. (11.10.15))
Im = С0,15у4^ = 6,25a/,n = 6,25/СС/.
Т/40 Т ’ J "
Откуда
^- = Х - 1 =. 1
Im с 6,25/с соС
Активное сопротивление ограничивает
ток за счет того, что свободные электроны,
перемещаясь по проводнику под действи-
ем сил электрического поля, сталкиваясь с
атомами и молекулами провода, тормозят-
ся, т. е. они испытывают противодействие
Рис. П.10.5. Ток и напряжение
на конденсаторе
546 Глава 11. Вторичные источники питания
своему движению вдоль провода. Это противодействие и называют актив-
ным сопротивлением провода. При этом электроны, сталкиваясь с атомами
(молекулами), отдают им свою энергию, отчего и происходит нагревание
провода123. В реактивном сопротивлении нет никаких столкновений, т. е. в
реактивном сопротивлении тепло не выделяется. Однако ограничение тока
в цепи, тем не менее, происходит. И осуществляется оно за счет э.д.с. само-
индукции или напряжения на конденсаторе вследствие его заряда, кото-
рые, воздействуя на внешние э.д.с.(складываясь или вычитаясь с ним), вли-
яют на ток.
Но поскольку на индуктивности L и конденсаторе С падает напряже-
ние, то это напряжение можно всегда представить как
UL = IX L и Uc = 1ХС. (11.10.17)
И тогда Хс и XL есть не что иное, как коэффициент пропорционально-
сти между током и напряжением на реактивном элементе, тогда как актив-
ное сопротивление определяется выражением:
R-pLs-
(11.10.18)
где р — удельное сопротивление, (Ом • мм2 )/м; / — длина проводника, м;
S — поперечное сечение, мм2.
Выше отмечалось, что на реактивном сопротивлении не расходуется
мощность. Рассмотрим это на примере емкостного сопротивления.
Рис. 11.10.6. График тока и на-
пряжения на конденсаторе
В идеальном конденсаторе, включенном
в цепь переменного тока, энергия не расхо-
дуется, поскольку угол сдвига фаз между то-
ком и напряжением составляет 90°. Это оз-
начает, что максимумы тока и напряжения
не совпадают по времени, т. е. когда ток /с
максимален, напряжение 6/ = 0 (точка Ц на
рис. 11.10.6) и, наоборот, когда {/ максималь-
но, ток ic = 0 (точка Л на рис. 11.10.6). Из
рис. 11.10.6 видно, что в первой четверти пе-
риода (участок /]—Л) ток и напряжение по-
ложительны, т. е. мощность на конденсаторе
Р= UI положительна. Это означает, что конденсатор в этот промежуток вре-
мени принимает энергию от сети, т. е. он заряжается.
В интервале времени t2—13 напряжение положительно, а ток отрицате-
лен, т. е. мощность отрицательна. Это означает, что в эту часть периода
конденсатор разряжается и отдает накопленную в нем энергию обратно в
сеть. В интервале времени /3—/4 напряжение и ток отрицательны, но мощ-
ность положительна, т. е. конденсатор заряжается. На участке r4—15 ток по-
ложителен, а напряжение отрицательно, т. е. мощность отрицательна, и
конденсатор разряжается.
123 Более правильно считать, что при движении свободные электроны сталкиваются с
ионами кристаллической решетки. При этом направление их движения, скорость и кинети-
ческая энергия изменяются.
11.10. Сглаживающий фильтр
В итоге, средняя мощность равна нулю, и конденсатор не нагревается,
т. е. мощность в конденсаторе реактивная.
Если конденсатор включить в сеть переменного тока (например, 50 Гц),
то через него будет протекать ток величиной
где U — 220 В — действующее напряжение сети (U = 0,7Um);
Хс =-С
соС
— емкостное сопротивление конденсатора.
Но при этом конденсатор будет оставаться холодным, а диск электро-
счетчика неподвижен. Причина этого явления в том, что конденсатор —
это реактивное сопротивление.
11.10.4. Показатели качества
I/ _____ 11 их
сп кп
пн
(11.10.19)
Основным показателем качества сглаживающих фильтров является коэф-
фициент сглаживания пульсации (Асп). Такой параметр характеризует сте-
пень выполнения фильтром своей основной задачи, а именно: снижение
пульсаций выпрямленного напряжения.
Параметр Асп определяется выражением:
“ вх
К,,
"вых
где Кп^ — коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения на входе
фильтра; АгПн = ^Пвых — коэффициент пульсаций на выходе, т. е. на нагруз-
ке фильтра.
Функциональное назначение фильтра определяется требованиями, ко-
торые предъявляются к идеальным сглаживающим фильтрам. Таких требо-
ваний, по существу, два:
1) падение напряжения переменного тока в фильтре должно быть очень
большим;
2) падение напряжения постоянного тока должно стремиться к нулю.
Степень выполнения первого требования характеризуется показателем
качества, называемым коэффициентом фильтрации Кф. Степень выполне-
ния второго требования характеризуется коэффициентом передачи Кп .
Коэффициент фильтрации Кф определяется выражением:
т\вх
~й~
•вых
где U— амплитуда первой гармоники переменной составляющей вып-
рямленного напряжения на входе фильтра; U = U — амплитуда пер-
1 н *вых
вой гармоники на выходе фильтра, т. е. на нагрузке.
Um
Ф=^Г
/И]
*н
(11.10.20)
Глава П. Вторичные источники питания
Коэффициент передачи К определяется следующим выражением:
К = —ии
пер и0
VBX
(11.10.21)
^он + А^о ’
где UQ — постоянная составляющая выпрямленного напряжения на выхо-
де (нагрузке) фильтра; t/Oex ~ постоянная составляющая выпрямленного
напряжения на входе фильтра; £/др = \ UQ — величина падения напряжения
постоянного тока на дросселе фильтра (см. (11.10.5)).
Представляет интерес рассмотрение произведения
‘вх
‘вых
где АГИ| , АГП| — коэффициент пульсации на первой гармонике на входе и
выходе фильтра (на нагрузке).
Сравнивая выражение (11.10.21а) с выражением (11.10.19), можно ви-
деть, что произведение Кф • Л” равно коэффициенту сглаживания пульса-
ций, т. е.
*ф'*пер
______‘вх
U „
/И 1
‘вых
и0 а,
VH _ _________‘вх / 1
1 вых / 1
(/0
ивх
вх
^•АГпер:
*П)
= -77^. (11.10.21а)
‘н
Я. -К=К. (11.10.22)
ф пер сп v '
Для идеального сглаживающего фильтра ^пер = 1 и тогда Лсп = К^, т. е.
и
W|BX
iK _ V _ W1BX
ЛСП - АФ - гг
,Л7|вых
Для £С-фильтра можно пренебречь активным сопротивлением дроссе-
ля и сопротивлением нагрузки /?н, которое всегда во много раз больше ем-
костного сопротивления Хс конденсатора С. Тогда можно считать, что на-
пряжение пульсаций распределяется между последовательно соединенны-
ми сопротивлениями XL дросселя L и сопротивления Хс емкости С. Но для
последовательной цепи (рис. 11.10.7) напряжения пропорциональны со-
противлениям XL и Хс. Тогда можно записать:
^1вх (XL-XC)_XL х±
Um Хс Хс Хс
т j с с с
‘вых
(11.10.226)
(11.10.23)
*ф =
Или
V _ Л L
= <o2nLC = ^2f2LC = 40/п2£С, (11.10.23а)
i/^nC
где/п — частота переменной составляющей вып-
рямленного напряжения (частота пульсации).
Обычно коэффициент фильтрации рассчи-
тывается по первой гармонике переменной со-
Рис. 11.10.7. Последовательная цепь L и С
7 7.10. Сглаживающий фильтр
ставляющей выпрямленного напряжения, имеющей наибольшую амплиту-
ду (см. табл. 11.10.1).
Так, например, при двухполупериодном выпрямлении переменная со-
ставляющая выпрямленного напряжения имеет удвоенную частоту по срав-
нению с частотой сетиу\
Как уже отмечалось выше, переменная составляющая выпрямленного
напряжения содержит в своем составе постоянную составляющую (t/0) и
переменные составляющие частотой 100 Гц, 200 Гц и т. д. (см. табл. 11.10.1)
при 7^ = 50 Гц.
Рассмотрим пример.
Требуется найти значение пульсации напряжения на выходе фильтра
(на нагрузке), имеющего С = 20 мкФ, L = 20 Гн, если на выходе выпрями-
теля (входе фильтра) максимальное значение амплитуды выпрямленного
напряжения 7/тах = 25 В,^ = 100 Гц.
Амплитуда первой гармоники выпрямленного напряжения
Um = 0,427/
т । вх " max
(см. табл. 11.10.1).
Коэффициент фильтрации фильтра
= 40•1002-20-20•10-6 = 160.
Из выражения (11.10.20) находим значение переменной составляющей
первой гармоники на выходе фильтра:
Поскольку в состав фильтра входят индуктивность L и емкость С, то
такая система может рассматриваться как колебательный контур с резонан-
сной частотой (собственная частота)^, определяемой формулой
<"-10-236’
Формулу (11.10.236) можно записать в виде:
LC =----(11.10.23b)
(2*/о)2
После подстановки (11.10.23в) в выражение (11.10.23а) получим:
/2
(11.10.24)
/о /о
Из выражения (11.10.24) следует, что коэффициент фильтрации (сгла-
живания) пульсаций у Г-образного £С-фильтра зависит от отношения часто-
ты^ к собственной частоте^. Или, другими словами, чем выше частота/п по
отношению к собственной частоте тем качественнее фильтр выполняет
свои функции.
Собственную частоту фильтра часто называют частотой среза фильтра.
Опыт показывает, что во избежание переходных процессов резонансная
частота фильтра должна быть, по крайней мере, в два раза ниже частоты
Глава 1Г Вторичные источники питания
низшей, т. е. первой гармоники переменной составляющей, которая подав-
ляется фильтром124. Из выражения (11.10.24) следует, что коэффициент сгла-
живания пульсаций для Г-образного £С-фильтра, оказывается, не зависит
от нагрузки /?н. Поэтому этот фильтр является достаточно универсальным и
находит самое широкое применение при Кф = 40—50.
С помощью выражений (11.10.23) при заданном Кф = Ксп можно опреде-
лить произведение £С-фильтра.
Значения входящих в это произведение индуктивности £ и конденсато-
ра С находятся из соотношений:
<УП^> Лн и Лн »-^7-
При проектировании фильтра необходимо обеспечить такое соотноше-
ние реактивных сопротивлений дросселя £ и конденсатора С, при котором
не возникают резонансные явления на частоте изменения тока нагрузки.
Если ток нагрузки изменяется с частотой сон, то условие отсутствия резо-
нанса можно записать:
a)Q < (oJ2 или /н > 2/0, (11.10.24а)
где /н — частота изменения тока нагрузки.
Следовательно, резонанс будет отсутствовать, если частота изменения
тока нагрузки будет превышать собственную частоту фильтра как минимум
в два раза.
Как отмечалось выше, из выражений (11.10.23), задаваясь коэффициен-
том А^ф, можно определить произведение £С. Но для того, чтобы опреде-
лить параметры фильтра, надо, зная произведения £С, выбрать каждый из
параметров £ и С отдельно по какому-либо условию. Таким условием явля-
ется, например, непрерывность тока через дроссель после снятия сигнала
со входа фильтра. Это означает, что ток через дроссель во время паузы
между входными сигналами не должен спадать до нуля, а вернее, до неко-
торого значения, превышающего нулевое значение. Только в этом случае
обеспечивается выделение фильтром постоянной составляющей (среднего
124 При совпадении частоты преобразования с собственной частотой фильтра в последнем
может возникнуть последовательный резонанс напряжений, поскольку сигнал на входе филь-
тра можно рассматривать как внешнее воздействие на колебательный контур, содержащей в
своем составе L и С. Но при частоте внешнего воздействия, близкой к собственной частоте
контура, отклик контура максимален, и переменное напряжение на конденсаторе фильтра
имеет амплитуду, намного большую амплитуды внешней э.д.с., а именно в QK раз, где
xL~ хс
— добротность контура, нагруженного на резистор 7?н; XL = Хс — индуктивное и емкостное
сопротивление контура соответственно (при резонансе XL = Хс\
Рассматриваемый фильтр является фильтром нижних частот, поскольку все частоты, на-
чиная от постоянной составляющей до резонансной частоты, пропускаются фильтром прак-
тически без ослабления, а более высокие ослабляются. Но амплитудно-частотная характе-
ристика такого фильтра соответствует резонансной кривой контура с добротностью контура
QK = 1. Однако, если это так, то параметры фильтра можно оценить из выражения:
/?н Вн
т;=а7= ’
где RH — сопротивление при минимальном токе нагрузки /н min (как правило /н min = 0,1 /н тах).
11.10. Сглаживающий фильтр 551
значения) из входного сигнала, при этом неразрывность тока дросселя дол-
жна обеспечиваться для наихудшего случая, когда пауза между входными
сигналами имеет максимальную длительность.
Индуктивность, при которой обеспечивается неразрывность тока через
дроссель, называется критической £кр.
При £др < £кр ток в дросселе прерывистый, при £др > £кр ток в дросселе
непрерывен, а при £др = £кр амплитуда тока дросселя равна его постоянной
составляющей.
При £др > £кр обеспечивается индуктивный характер нагрузки на вып-
рямитель даже при наличии емкости на его выходе при условии
£ »/?н при Л » 7? и У? » 1/<д С, (11.10.25)
где соп — частота пульсаций первой гармоники; RL — сопротивление дросселя.
Индуктивный характер нагрузки (индуктивная реакция на выпрямитель)
необходим для большей стабильности внешней характеристики выпрями-
теля. Кроме этого, при индуктивной реакции фильтра меньше действую-
щие значения токов в выпрямительных диодах и обмотках трансформато-
ра, а также меньше габаритная мощность трансформатора. Гармонический
состав переменной составляющей выпрямительного напряжения зависит
от характера нагрузки: при индуктивной нагрузке импульсы выпрямленно-
го тока имеют форму, близкую к прямоугольной. Минимальная индуктив-
ность дросселя, при которой обеспечивается непрерывность тока дросселя,
когда на вход фильтра поступает выпрямленное синусоидальное напряже-
ние, можно вычислить по формуле:
2 R
bjpmin = ^P = z (11.10.26)
где т = 2 — для двухтактных выпрямителей со средней точкой.
После преобразований получим:
Г = 2 Дах- = 0,05 (11.10.27)
кр 3-2-2л-/ f ’
где f — частота первой гармоники фильтруемого напряжения. Определив
£кр и выбрав £j > £кр, можно найти значение емкости фильтра С1? задаваясь
коэффициентом фильтрации Кф.
11.10.5. Работа с сигналами напряжения
прямоугольной формы
При работе с сигналами прямоугольной формы (рис. 11.10.8) стремятся дей-
ствовать таким образом, чтобы пульсации в дросселе были практически ли-
нейными. В этом случае обеспечивается максимальный кпд импульсных пре-
образователей, и величина £кр определяется из этого условия. Обратимся к
рис. 11.10.8, а, на котором показана форма напряжения на входе фильтра (точ-
ка А на схемах рис. 11.10.8). Под действием импульсного сигнала, действую-
щего в точке Л, через дроссель £ потечет ток, изменяющийся, как показано на
рис. 11.10.8, б, по линейному закону. При этом в точке А схемы будет более
высокий потенциал, а в точке Б более низкий по отношению к точке В.
Рис. 11.10.8. Схема выпрямителя с ZC-фильтром (я); диаграмма работы (6)
После окончания сигнала ток через дроссель не может исчезнуть125, по-
этому он будет продолжать протекать в том же направлении т. е. от точки Б
к точке В (шина «общая») через диоды и И/)2 к точке А схемы по линей-
ному закону. При этом поскольку аноды диодов VI)} и VD2 подсоединены к
шине общая (точка В), на катодах диодов VD{ и VD2 будет отрицательный
потенциал по отношению к точке В. Поскольку падение напряжение на
диодах VDX и VD2 не превышает 0,6 В (диоды Шоттки 2Д222В), то можно
считать, что потенциал в точке А в этот момент равен потенциалу в точке В.
Но это означает, что полярность напряжения на дросселе поменяется, т. е.
теперь уже более высокий потенциал (т. е. плюс) будет в точке Б (на схеме
этот момент отмечен знаком (+), а падение напряжения на дросселе будет
равно падению напряжения на сопротивлении /?н. Таким образом, падение
« II ~ т di l
напряжения на дросселе, с одной стороны, равно — с/н, а с другой — за
счет тока, протекающего через дроссель после снятия сигнала.
125 Магнитное поле, сокращаясь, пересекает витки обмотки дросселя и наводит в них
э.д.с. самоиндукции такого направления, которое стремится поддерживать ток в дросселе в
том же направлении, в котором он протекал раньше, т. е. до исчезновения входного сигнала.
11.10. Сглаживающий фильтр 553
Следовательно, можно составить уравнение
г тг di U fj
L—^ = -UH или —- =---—.
dt н dt L
Выражение (11.10.28) можно записать через приращения
ML=-^LAt = -^-tn,
Lj l
где tn — время паузы.
Следовательно, во время отсутствия импульса на входе фильтра ток дрос-
селя убывает по линейному закону т. к. приращение тока имеет отрица-
тельный знак. При наличии импульса на входе дросселя можно записать
(11.10.30)
и, = и - и,
L вх н’
где UL — напряжение на дросселе.
Но согласно закону электромагнитной индукции
ul = L^.
dt
После подстановки в выражение (11.10.30) получим
L^ = Um-U„
dt вх н
(11.10.28)
(11.10.29)
(11.10.31)
или
,, Г^вх-^нЪ, «Л Г^вх
di, = —525--- \dt; Д1, = ——- А/,
\ L ) \ L )
т. е. во время действия входного импульса ток дросселя возрастает по ли-
нейному закону, т. к. его приращение имеет положительный знак.
В установившемся состоянии изменение тока через дроссель во время
действия импульса /и = kt (прирост тока) равно изменению тока во время
паузы (убыль тока).
Поэтому, приравняв выражения (11.10.29) и (11.10.32), получим
{ит-ипК и Л
L ’
(11.10.32)
L
где t — время действия импульса.
Умножим обе части уравнения (11.10.33) на Л и разделим на t/H:
(^вх _f =(UB* Л
ин “П’К Г'
После преобразований:
(11.10.33)
^ВХ _ f _ f
п
(11.10.34)
или
^°х-и.. = t +1 =Т
TJ ’ *11 1 •
Н
(11.10.35)
554 Глава 1L Вторичные источники питания
Откуда
= (11.10.36)
где
Следовательно, напряжение t/H, т. е. на выходе фильтра прямо пропор-
ционально коэффициенту заполнения Кз и не зависит от тока нагрузки,
пока ток через дроссель неразрывен. Ток через открытый диод (VDX или
КО2) равен сумме токов нагрузки /н и тока заряда конденсатора. Отношение
a = ILmJIH (11.10.37)
будет тем больше, чем меньше величина индуктивности дросселя L.
Для определения величины индуктивности дросселя L рассмотрим со-
отношение, очевидное из рис. 11.10.8, б
/, = I + (11.10.38)
Преобразуем выражение (11.10.37), подставив в него (11.10.38):
а/н =/н + ^пх~^?и; (11.10.39)
и н 2L
(^х~^н)^_ НК J
2/И(а-1) ’ 2/н(«-1)
'и
VH \ 3/ и _
2(а-1)АГ3
(11.10.40)
И
где RH = RH max — величина сопротивления нагрузки, при /н = /н т|п.
Как следует из формулы (11.10.40), величина индуктивности L зависит
от параметра а.
Пусть а = 2, тогда
(11.10.41)
» _ *н max (1
2/
Подставив а = 2 в выражение (11.10.37) и учитывая выражение (11.10.38),
получим:
, /н+0,5Д/£
Откуда находим
^ = /,
2
где Л = 4 т.п
Рис. 11.10.9. Форма тока в дросселе
ПРИ 4 = 4min
На рис. 11.10.9 приведена
диаграмма сигналов для рассмат-
риваемого случая.
Из рис. 11.10.9 можно за-
ключить, что до тех пор, пока
ток в дросселе неразрывен, напряжение на выходе фильтра пропорцио-
нально коэффициенту заполнения Кз и не зависит от тока нагрузки. Други-
ми словами, величина индуктивности £, определяемая выражением
(11.10.41), является критической индуктивностью, т. е. L = £кр.
Из выражения (11.10.40) следует, что с увеличением а уменьшается ин-
дуктивность и согласно (11.10.38) растет ток /£тах через силовой транзистор
преобразователя. Чтобы не завышать требований по току, параметр а сле-
дует ограничивать величиной а = 1,2. Из выражения (11.10.41) следует, что
при RH = °° (холостой ход) индуктивность дросселя тоже стремится к беско-
нечности. Поскольку такую индуктивность изготовить невозможно, то при
высокоомных резистивных нагрузках будет нарушаться режим непрерыв-
ности тока через дроссель. И в этом случае формула (11.10.36) не работает,
т. к. напряжение на выходе фильтра стремится не к среднему, а к амплитуд-
ному значению напряжения, которое действует на входе фильтра, т. е. на
дросселе фильтра. На практике, обычно, величину тока нагрузки ограничи-
вают величиной 0,1 от максимального тока. В этом случае можно сохранить
непрерывность тока через дроссель, и напряжение на выходе фильтра будет
определяться средним значением выходного напряжения.
В общем случае, индуктивность дросселя L зависит от тока, протекающе-
го через дроссель. Чтобы этого избежать, в сглаживающих фильтрах приме-
няют дроссели, индуктивность которых не зависит от тока. Если дроссели
изготавливаются на ферритовых кольцах, то они должны иметь немагнит-
ный зазор. Индуктивность такого дросселя практически не зависит от тока.
Если же используются готовые дроссели, например, типа D13 (на феррито-
вых стержнях) или дроссели на основе магнитодиэлектриков типа МП-140
или других аналогичных материалах (карбонильное железо, альсиферы), то
для них не требуется никаких зазоров, т. е. они готовы к применению.
11.10.6. Выбор элементов фильтра, выводы
Для того чтобы выбрать дроссель, необходимо знать параметры, по кото-
рым он выбирается:
• индуктивность дросселя;
• частота;
• ток, протекающий через дроссель;
• величина эффективного переменного напряжения на дросселе.
Глава 11. Вторичные источники питания
Из перечисленных параметров три параметра известны, а именно: ми-
нимальная индуктивность дросселя (11.10.40), частота и ток, протекающий
через дроссель (это практически ток нагрузки). Для определения величины
эффективного (действующего, среднеквадратичного) напряжения на дрос-
селе можно воспользоваться формулой:
С/Эф= Тр2(/)Л. (11.10.42)
V1 о
Выше было отмечено, что напряжение на дросселе
U - U - U
др вх н
при действии импульса и
U - -U
др н
при отсутствии входного сигнала. Следовательно, выражение (11.10.42) под
интегралом можно представить в виде
о
и
|(£/н)2Л = (г/н)2(Г-/и). (11.10.43)
После подстановки в выражение (11.10.42) получим
и эф = -Сн)2^ + и2н = Мх-^н)2^+^н(1-^з)- ( I 1.10.44)
В качестве параметра Кз необходимо брать Кз min, т. е. коэффициент
заполнения, соответствующий максимальному напряжению на входе пре-
образователя. В итоге выражение (11.10.44) можно записать в виде
^эф = ^-UHfK3min+U2H(l-K3min), (11.10.45)
где UBX = UBX — максимальное входное напряжение на входе фильтра (^ВХф)-
Пусть С/ = 11 В; UH = 5 В, Ar3min = 0,5, что соответствует максимально-
му напряжению на первичной обмотке трансформатора 33 В (^ВХвип ~ 34 В),
напряжению на вторичной 11 В (понижающий трансформатор с коэффи-
циентом трансформации лтр = W2/W= 1/3) и K,mjn ~ 0,5.
После подстановки приведенных данных в выражение (11.10.45) получим
Jp5.516 в.
эф V 2 2 V 2 2
Пусть на входе преобразователя (первичная обмотка трансформатора)
f/Bxmin =21 В (if =22 В).
вхтт у ВХВИП /
11.10. Сглаживающий фильтр
Тогда напряжение на входе фильтра
^вхА = Нг-°’6 =6’4 В’
вхф 3 j
где 0,6 — падение напряжения на диоде выпрямителя.
Для данного случая К3 = ^зтах = 0,9. После подстановки получим:
= ^(6,4-5)2 0,9 + 52 -0,1 = 2,06.
Таким образом, эффективное значение напряжения на дросселе при
минимальном входном напряжении, т. е. при t/Bx = £/Bxmin существенно мень-
ше, чем при UQx = t/Bx max.
Следовательно, все параметры для выбора дросселя известны, вклю-
чая Тдр min. При выборе дросселя необходимо учитывать, что индуктив-
ность дросселя зависит от частоты, от рабочей температуры, и эти зави-
симости, как правило, приводятся в технических условиях. Величину дрос-
селя следует выбирать с учетом всех перечисленных факторов, выбирая
последний с допуском в сторону увеличения индуктивности. Увеличе-
ние индуктивности дросселя по сравнению с минимально необходимой
допустимо и желательно в тех случаях, когда из-за ее увеличения дости-
гается уменьшение пульсации тока и уменьшение потерь в силовых це-
пях. Дроссель меньших габаритных размеров из имеющегося ряда при-
менять можно, но при этом необходимо иметь в виду, что улучшение
параметров преобразователя достигается только при увеличении индук-
тивности и габаритной мощности силового дросселя. При этом частота
преобразования или частота поступления сигналов на вход дросселя дол-
жна быть меньше или равна рабочей частоте дросселя, а индуктивность
выбранного дросселя больше Лкр. Максимальный ток подмагничивания,
выбранного дросселя, больше или равен /н тах. Если нет возможности
использовать типовой дроссель, то его можно изготовить на кольцевом
сердечнике с зазором.
В последнем случае необходимо знать произведение 5о • 5м сердечника,
число витков дросселя И^р, диаметр провода и величину зазора.
Произведение 5о • 5м для дросселя, работающего в режиме с подмагни-
чиванием, можно определить по формуле
s s
L /2
^др max
j v /
др np max
В К
m о
(11.10.46)
где WL — энергия, накопленная в дросселе фильтра.
Все величины — в системе СИ, т. е. 5о • 5м имеет размерность м4; /тах — А;
j — А/м2; Вт — Тл; 5пр (сечение провода) — м2.
Ниже приводится вывод формулы (11.10.46).
Энергия WL, которую может накопить дроссель в любой момент вре-
мени
/2
W - L —
УУ L ~ пр 2 ’
(11.10.47)
Глава 11. Вторичные источники питания
а ее максимальное значение
Г
^тах=^дР^, (11.10.47а)
где /тах — максимальное значение тока за время его действия.
Число витков РИр, которое можно вместить в окно магнитопровода:
IV т =^o_ = S.oKoj (11.10.48)
др С J ’ v 7
пр 7 н
где
5 = (11.10.48а)
j J
— сечение провода, м2; /н — ток нагрузки; / — действующее (эффектив-
ное /эф) значение тока; j — плотность тока, А/м2; 5о — площадь окна, м2;
Ко — коэффициент заполнения окна.
Если через цепь протекает ток, имеющий постоянную и переменную
составляющие, т. е. протекает пульсирующий ток, то действующее значе-
ние этого пульсирующего тока
/2 = /2 + /2, (11.10.486)
где /о — постоянная составляющая тока; /~ 0,71m — действующее значение
переменной составляющей.
Если предположить, что пульсирующей ток содержит постоянную со-
ставляющую /о и переменную составляющую в виде синусоиды (а не
треугольной формы, как на рис. 11.10.8), то можно приближенно счи-
тать, что
/ = 0,7 1m = 0,7 • —.
2
Тогда действующие значение можно оценить следующей формулой
/о2+[°,7-уХ
(1 1.10.48b)
у/ А/ /
Учитывая, что величина — (амплитудное значение пульсирующей со-
ставляющей, задается разработчиком) много меньше величины /о
А/ <J_/
2 “ 107°’
то / ~ /о = /н, где /н — ток нагрузки.
Выражение (11.10.48в) можно преобразовать к виду
/ = J/2 = //2 +^1—
л \ ° (2/0,7/ \ ° 8,0
которое более удобно в работе.
(11.10.48г)
11.10. Сглаживающий фильтр
Из формулы (11.10.48) находим 5пр:
SOKO 1005Ло
ПР ’ ^др - ^др
где 5о измеряется в см2; 5пр — в мм2.
Преобразуем выражение (11.10.486) к виду
(11.10.48д)
S (11.10.48е)
пр ц/ с ’ v '
" дрлм
где 5м — сечение магнитопровода.
Находим 5о • 5м из (11.10.48е)
5'о - 5М = 5,1РУм . (11.10.49)
Из формулы
й = (Н.10.50)
^др .м
определяем
1ГЛП5И = . (11.10.50а)
ДР м П v '
После подстановки pSM в (11.10.49) получим:
с т т /2 /
о о _ пр др тах _ max др
°’ м = КоВт = jKoBm
Произведение 5о • 5м удобно выразить в см4, а плотность тока j — в А/мм2.
Для этого случая выражение (11.10.46) примет вид
(11.10.46)
ЮОУтах
jKoBm
(11.10.506)
Проверим размерность формулы (11.10.506)
А2 с с _ • Ом • с В с А 1
° 4 А _ Вс А Вс 1
ММ 2 м2 м 2 ’ 2 ММ м 2 2 ММ • м
= мм2•м 2 _ 1 СМ2 104 см2 _ 100 см4.
100
Поскольку при заданных £, /тах величины Вт и Ко имеют конечные значе-
ния, то уменьшить произведение 5о • 5м можно только за счет плотности тока j.
С увеличением плотности тока уменьшается сечение провода, возраста-
ет его сопротивление, и, следовательно, увеличивается температура пере-
грева дросселя относительно окружающей температуры.
Но, в конечном счете, все определяется способом отвода тепла от дросселя.
Дроссель фильтра ВИП работает в магнитном поле, содержащем посто-
янную (Во) и переменную (В) составляющие потока индукции.
Глава 11. Вторичные источники питания
При этом составляющая Во образуется за счет постоянного тока (/о),
протекающего через дроссель, в случае работы последнего в режиме без
разрыва тока. И этим подмагничивающим током является, по существу,
ток нагрузки, т. е. /о « /н. Переменная составляющая В значительно мень-
ше 5о, т. е. 5о » В. Величины Во и В можно определить из выражений:
I W
во=»г-»о-^-™2 Тл;
СР (11.10.51)
А/ИС >
В.=цгцо—^\& Тл,
^ср
где / выражается в см; //о = 4я- 10-7 Гн/м; Д/ — пульсация тока, задается
разработчиком, А; //.относительная магнитная проницаемость (приближенно
можно считать //г = //н).
Поэтому, чтобы дроссель не входил в насыщение, необходимо, чтобы
сумматорное значение индукции
Вт = Во + В~ (11.10.52)
не превышало индукции насыщения Bsc некоторым запасом. Если в качестве
магнитопровода выбран феррит, то величину Вт выбирают не более 0,3 Тл.
Принимая в качестве значения Вт величину В = 0,3 Тл, из выражения
(11.10.46) определяется произведение 5о • 5м, и по табл. 11.9.4 находится
ближайший типоразмер сердечника.
Работа дросселя с подмагничиванием резко увеличивает вероятность
насыщения магнитопровода, что для большинства ВИП крайне нежела-
тельно. Заход магнитопровода в насыщение, в отличие от трансформатора,
может и не вызвать отказ преобразователя, но приводит к нежелательным
последствиям для большинства ВИП. В случае насыщения резко уменьша-
ется относительная магнитная проницаемость, что влечет за собой столь же
резкое уменьшение индуктивности со всеми вытекающими отсюда нега-
тивными последствиями.
Если магнитопровод насыщен, то можно считать, что дросселя в схеме
нет, т. е. нет элемента, который бы препятствовал изменению тока в цепи.
А это приводит к ускоренному нарастанию тока через дроссель, что, в свою
очередь, вызывает резкий рост тока через ключевые транзисторы, переход
их в активный режим работы, как следствие, отказ.
Если силовые транзисторы преобразователя не выдут из строя, то схема
в целом будет работать с малым к.п.д. в силу резкого возрастания потерь.
И все это приведет к таким условиям функционирования элементов
схемы ВИП (транзисторы, диоды, конденсаторы), когда они будут работать
с большим перегревом и тем самым создавать дополнительные наводки и
помехи на малосигнальные цепи ВИП и другие приборы126.
Работа магнитопровода в режиме с подмагничиванием накладывает оп-
ределенные требования и к материалу магнитопровода.
126 Заметим, что работа с перегревом резко снижает надежность аппаратуры (надежность
аппаратуры снижается вдвое при увеличении температуры на каждые 10°).
11.10. Сглаживающий фильтр 56
Так, например, требование высокой магнитной проницаемости, кото-
рое является обязательным для трансформаторов, в данном случае таковым
не является, поскольку в противном случае сердечник легко войдет в насы-
щение. Наиболее употребительным для дросселя ВИП является сердечник
с низкой проницаемостью (в пределах 50—200), тогда как для трансформа-
торов с проницаемость не менее 1000. Обычно для дросселей используют те
же ферритовые материалы, что и для трансформаторов. Последнее особен-
но характерно при работе на повышенных частотах преобразования, где
материалы из магнитодиэлектриков (например альсиферы, пресспермы типа
МП-140, МП-100 и т. д.) имеют высокие потери. Более того, если, напри-
мер, в качестве магнитопроводов трансформаторов используются феррито-
вые кольца, то, как правило, те же самые кольца используются и для дрос-
селей фильтра.
Поскольку последнее легко ввести в насыщение ввиду наличия подмаг-
ничивания, то в магнитопровод вводят зазор127, благодаря которому:
• уменьшается возможность насыщения магнитопровода дросселя в силу
резкого снижения проницаемости;
• снижается зависимость индуктивности дросселя от тока;
• обеспечивается практически линейное нарастание индукции магнитопро-
вода вплоть до индукции Вт;
• уменьшается намагничивающее влияние постоянной оставляющий тока.
После определения габаритного размера дросселя, т. е. произведения
5о • 5м, определяются остальные параметры дросселя.
Зная площадь окна, находим
W
др
число витков:
_ 1005о^оУ
(11.10.53)
где / — ток нагрузки; j — заданная плотность тока.
Если известна индуктивность дросселя, то число витков можно также
определить из выражения:
FKap=¥TL’ (11.10.54)
КЛ
где 1тах /н + 2 , 2
амплитуда пульсаций тока дросселя (см. рис. 11.10.8);
Вт — задается разработчиком, Вт < 0,3 Тл (как правило).
Подсчитаем индукцию Во по формуле (11.10.51).
Если согласно (11.10.51) магнитопровод насыщается, то в него необходимо
ввести зазор, с тем чтобы уменьшить магнитную проницаемость. В этом слу-
чае необходимо определить эквивалентную магнитную проницаемость магни-
топровода с зазором //гэ, при которой он не будет входить в насыщение.
127 Как отмечалось выше (см. разд. 11.8), введение зазора в магнитопровод приводит к
значительному снижению эквивалентной магнитной проницаемости ргз. Однако здесь важно
отметить, что возможен такой зазор, при котором снижение параметра ргз будет незначитель-
ным (меньше одного порядка). Такой зазор получил название оптимального, причем величи-
на его составляет сотые доли миллиметра. Понятно, что выполнение такого зазора сопряжено
со значительными трудностями, да и температурная зависимость у него невелика. Последнее
связано с тем, что при нагреве (охлаждении) геометрические размеры сердечника и, следова-
тельно, зазора будут меняться.
562 Глава 1L Вторичные источники питания
Для этого воспользуемся формулой (11.10.51), в которой Во = Вт, а
= Агэ:
и 1 W
“о1 нгг др
(11.10.55)
где Вт < 0,3 Тл; цгэ — эквивалентная магнитная проницаемость магнито-
провода с зазором.
Зная величину //гэ, по формуле
8~^-
№гз
находим величину зазора.
Величину зазора можно также определить из выражения:
и I W I W
3 = . ™ах др (Ц.Ю.55а)
796 Вт
где //о = 1,25 • 10"6 Гн/м; 5т выражается в Тл; I — в А.
Уточнить, окончательно, число витков можно по формуле
^др = 10\ь др/се > (11.10.56)
где / выражается в см, 5м — в см2; L — в мГн.
По известным значениям WQ , 5идм можно вычислить и индуктивность
дросселя:
L = zVyfL мкГн, (11.10.56а)
где цо ~ 1,25 • 10"3 мкГн/мм; 5М выражается в мм2, 8 — в мм.
По формулам (11.10.51), (11.10.51а) определяются постоянная и пере-
менная составляющие индукции Во и S. в сердечнике. При этом суммарное
значение индукции
Вт=Во+В. <0,3 Тл.
Величина индукции /?_ необходима для определения удельных потерь в
магнитопроводе, поскольку именно В~ ответственна за потери.
Величина удельных потерь определяется по формуле [26]:
?;д = 275/Д.+0,114/2ДЗ, (11.10.57)
где /выражается в кГц, В — в Тл.
Потери в сердечнике
Р = Р* G 10“3
1 м 1 удим
где (7м — масса сердечника, г; Р*д — удельные потери, Вт/кг.
Приведенные выше формулы позволяют рассчитывать параметры с точ-
ностью 25—35 %, что в большинстве случаев достаточно для практических
целей.
Окончательные величины рассчитанных параметров все равно проверя-
ются на практике и только после этого берутся за основу.
Приведем расчет дросселя фильтра для источника со следующими
параметрами: I = 2 А, I . = 0,2 A, U = 5 В, частота на входе фильтра
Н Н ГП1П н 1 1
/ = 500 кГц,
— = 0,2 А.
2
1. Определяем критическую индуктивность дросселя
R 1\ К \ /<Ч1-0,6)106
4Р = —- 3min = -_____,---= 10 мкГн.
2/ 2 500-Ю3
2. Определяем габаритные размеры дросселя
о
100£др/- = 192...1О1О~6 А22 = 0,0036 см4,
BJK0 0,3 10 0,4
где Вт = 0,3 Тл; j = 10 А/мм2; Ко = 0,4.
По табл. 11.9.4 выбираем типоразмер магнитопровода:
S S = 0,0038 см4, S =0,125 см2, S = 0,03 см2, / =1,73 см
(кольцо 7x4x2 мм).
3. Подсчитаем число витков дросселя
IJZ W0SojKo 100 0,125 0,4 10
И^р =---f—е- =--------------= 25 вит,
7 д
где
т г2 /п2 0,42 _ Л
4. Определяем число витков дросселя по формуле
ZJ 10 10-6-2,2
Ж.п =-----=--------------------T = 26 ВИТ,
др В SM 0,28 0,03 IO-4
где В = 0,28 Тл, 5м = 0,03 • 10-4 м2.
5. Определяем величину Во
D ЛЛдр 1,25 -Ю 6-2000 2 26 _ . „
В=ц-/ли ——— =------------------z-----= 7,5 Тл.
° 0 н /ср 1,73-Ю’2
ср 7
Таким образом, Во 0,38 Тл, следовательно, в магнитопровод необхо-
димо ввести зазор.
Определяем величину магнитной проницаемости, при которой магни-
топровод не будет насыщаться.
564 Глава 11. Вторичные источники питания
6. Из формулы
= = 0,30 1,73 10~2 = 79
АгЭ АоДЛдр 1,25-10-6 2 26
где Вт = 0,3 Тл.
7. Определяем величину зазора 8
8 = -^ = Щ = 0,22 мм,
Агэ 79
где / выражается в мм.
8. Подсчитаем величину магнитного зазора по формуле (11.10.55а):
я 2,2-26
J = 0,24 мм.
796 Вт 796 0,3
9. По формуле (11.10.56а) определяем £ согласно подсчитанным пара-
метрам:
. fioS4W2 1,25-10 3-0,3-262 in< г
z, = ---= -1-----------------= 10,5 мкГн.
др О С\ Л
8 0,24
10. Определяем индуктивность дросселя при максимальном числе вит-
ков 26 и минимальной величине 8 = 0,22 мм:
, 1,25 10 3 0,3 262 11С
Г = —-----------------= 11,5 мкГн.
др гх
о,22
Выбираем индуктивность дросселя L = 12 мкГн и число витков 26,
8= 0,22 мм.
11. Определяем величину Во:
D 1,25 IO 6 79 2 26 _0_ _
° ° ™ /ср 1,73 10’2
Полученное значение Во практически равно 0,3 Тл, а еще нужно учиты-
вать В.
12. Определяем величину Во для 26 вит, 8 = 0,24 мм.
Для этого случая находим новое значение /лгэ:
- ,7’3 -7Э
0,24
13. Находим BQ\
Во
12,5 ДО’6 -12 -2 -26 ___ „
—--------------z-----= 270 мТ.
1,73 10’2
14. Находим В\
D |2,5Ю<72-0,2-26 ... „
В = —-----------\----= 13,5 мТ.
2-1,73 10’2
11.10. Сглаживающий фильтр 565
15. Определяем максимальное значение индукции в дросселе:
Вт = Во 4- В~ = 270 + 13,5 = 283,5 мТ < 0,3 Тл.
16. Принимая во внимание, что Во В, можно считать, что потери в
магнитопроводе Рм будут незначительны.
17. Определяем Р*д по формуле
( 1 з 5 л2’6
Р* = 275/йЗ’6 + 0,114/2Вг = 275-500 +
уд LioooJ
( 1 з 5 Л2
+ 0,114 • 5002 • —=5,3 Вт/кг.
UoooJ 7
18. Определяем потери в магнитопроводе
s з о з?
Рм = Ю-3 = ’ = 2 мВт.
м УД М 1000
19. Определяем сечение провода
/ / 9
,$’ = — = — = — = 0,182 мм2.
J j 11
20. По данному сечению находим диаметр провода без изоляции
Рбиз = 1,13^0,182 = 0,49 мм.
21. По таблице находим диаметр провода с изоляцией (£>из) и его сече-
НИе 5из:
Dm = 0,55 мм;
5ИЗ =0,785 0,552 = 0,237 мм2.
22. Находим суммарную площадь 26 проводов
= 0,237 мм2 • 26 = 61 мм2 = 0,061 см2.
23. Проверяем размещение 25 проводников в окне магнитопровода
= 0106£ =
0 0,125
С таким коэффициентом Ко размещение 26 проводов возможно.
Зная число витков lFp, сечение провода 5пр и длину средней линии
магнитопровода / по формулам, приведенным в разд. 11.9, определяем
длина провода, подсчитываем потери в меди и в магнитопроводе, прово-
дим тепловой расчет. Если в результате расчетов не будет получена требуе-
мая индуктивность £др > £кр или перегрев в дросселе превышает допусти-
мый, то проводится следующая итерация при других значениях параметров
j, Ко, АЯ, Приведенные параметры дросселя практически совпали с
данными реального дросселя, применяемого в описанных выше ВИП, а,
именно: ИС = 24, L п = 13, 8 = 0,23 мм.
др ’др ’ ’
Глава 1 /. Вторичные источники питания
После нахождения параметров дросселя фильтра можно перейти к оп-
ределению величины емкости конденсатора фильтра.
При конечной величине емкости конденсатора на нагрузке будут иметь
место пульсации напряжения, величина которых определяется из выра-
жения:
тт и(\-КЛ
(11.10.58)
п 8£С/2 V
где At/n — амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке (см. рис. 11.10.8);
L — выбранная величина индуктивности дросселя;/— частота сигналов на
входе дросселя фильтра; С — емкость конденсатора фильтра, которую не-
обходимо определить; t/H — напряжение на нагрузке.
Последнюю можно вычислить, если в формулу (11.10.58) подставить
требуемое значение амплитуды пульсаций, т. е.:
с М-*з)
8£С/2Д(/П ’
Из формулы следует, что чем меньше величина пульсаций, тем боль-
шую емкость должен иметь фильтр.
Обращаясь к приведенным выше формулам, описывающим сглаживаю-
щий фильтр при работе с сигналами напряжения прямоугольной формы,
можно видеть, что при их выводе не использовались такие традиционные
параметры фильтра, как коэффициент фильтрации (коэффициент пуль-
саций по входу фильтра (КП^) и по выходу (Л^Пвь1Х) фильтра. Ниже приво-
дятся формулы, позволяющие рассчитывать сглаживающий фильтр с ис-
пользованием этих традиционных параметров [73].
1. Относительное значение 1-й гармоники (в процентах) на входе фильтра
*пвх =^-^-sin[90(/r3mirl)].Cos[90(^min)]. (11.10.59)
Я ^3min
2. Коэффициент пульсаций (в процентах) на выходе фильтра
6/„_ -100
П ВЫХ Э IJ ’
(11.10.59а)
где -----амплитуда переменной составляющей на выходе фильтра (зада-
ется при расчете).
3. Коэффициент подавления (сглаживания) пульсаций фильтром
4. Минимальная индуктивность (в микрогенри) дросселя фильтра при
условии сохранения непрерывности тока через дроссель
^Pmin = ^'103F0,-sin[90°(^mJ], (11.10.59b)
J 1 н minЛзmin
где /н min обычно составляет 0,1 /н тах; / —в килогерцах.
11.10. Сглаживающий фильтр
Подсчитаем величину индуктивности дросселя фильтра по формуле
(11.10.59в) для тех же данных, что и для дросселя, рассчитанного по форму-
ле (11.10.41):
'др min
5 103 0,4
500 0,2 0,61
sin 54° « 25 мкГн.
Таким образом, величина £др min, подсчитанная по формуле (11.10.59),
примерно в 2,5 раза превышает величину £дрт1п, подсчитанную в соответ-
ствии с выражением (11.10.41).
Но такую же величину Адр « 25 мкГн можно получить и из выражения
(11.10.40) при условии, что а= 1,45. Здесь важно отметить, что выражение
(11.10.41) получено при а = 2, т. е. из условия, что амплитуда тока
равна минимальному току нагрузки
. Но при уменьшении а,
приращение тока Д/£ будет меньше, чем при а = 2, т. к. растет величина
индуктивности (при а= 1,45, £др = 25 мкГн). Последнее означает, что при
а = 1,45/£ будет неразрывен, но он не достигнет нуля, как это имеет место
при а = 2. Напомним, зачем нужен неразрывный ток в дросселе фильтра.
Он нужен затем, чтобы обеспечить индуктивный характер нагрузки, при
котором достигается сравнительно облегченный режим работы транзистор-
ных ключей преобразователя. Но индуктивный характер нагрузки, при на-
личии емкости в составе фильтра, можно обеспечить только при условии
неразрывности тока в цепи дросселя. Как отмечалось выше, увеличение Лдр
приводит к более благоприятным условиям работы ключей, но пр>и этом
растут габариты дросселя и потери в нем. Определим величину Адр min, ис-
ходя из следующих соображений. Во время паузы (Zn) нагрузка получает
энергию Е = Ptnm дросселя.
Тогда можно записать
Pt» =
(11.10.59г)
где /д — действующее значение тока дросселя.
Для рассмотренного выше случая когда Кз = 0,6, находим /и и tn:
= 0,6-2 = 1,2 мкс;
tn = T-t„ =2-1,2 = 0,8 мкс.
Через дроссель течет пульсирующий ток, который содержит постоян-
ную /0 = /н min = 0,2 А и переменную составляющие.
Следовательно, для этого случая действующее значение тока определя-
ется из выражения (11.10.48г):
. _ Г 2 Д/2 ~ 0 22 + 0,42
+-Г~г +-Г
= 0,25 А.
568 Глава 1L Вторичные источники питания
После подстановки в (11.10.59г) находим:
5 В 0,2 А 0,8 • 10“6 = £ • 10“6 мкГн (0,25)2 А;
5 0,2 0,8 10~6
0,252 Ю’6
= 12,8 мкГн.
Таким образом, величина £др, подсчитанная, по формуле (11.10.59г),
практически совпала с формулой (11.10.41). Поэтому в дальнейшем будем
пользоваться формулой (11.10.41), которая, к тому же, более удобна в рабо-
те, поскольку не требует подсчета действующего значения тока. Зная вели-
чину £др, можно приступить к определению емкости фильтра.
Емкость (в микрофарадах) конденсатора фильтра:
(*>i)io‘
* (W)2 ' L, ’
(11.10.59д)
где f выражается в килогерцах; £ф > £др min — в микрогенри.
При окончательном выборе конденсатора необходимо иметь в виду, что
параметры последнего в значительной степени зависят от рабочей частоты
и температуры окружающей среды. В процессе расчета можно воспользо-
ваться зависимостями, обеспечивающими хорошее приближение в области
допустимых рабочих частот и температур:
С = 24,2Сн/77, (11.10.60)
где Сн — номинальная емкость конденсатора.
Выбирая конденсатор, необходимо знать допустимую переменную со-
ставляющую, которая приводится в технических условиях, и не допускать
на конденсаторе величину пульсаций выше указанной нормы. Следовательно,
емкости конденсаторов в формулах (11.10.58а), (11.10.59г) должны выби-
раться такой величины, при которой полученная пульсация не должна быть
выше допустимой с определенным запасом.
Конденсаторы — это исключительно важные элементы узлов ВИП128.
Ниже приводятся основные параметры конденсаторов, знание которых не-
обходимо для выбора конденсатора, поскольку от правильности выбора пос-
леднего во многом зависит качество работы ВИП.
Электрическая емкость С
Под этим параметром понимается способность конденсатора накапливать на
своих обкладках электрические заряды под воздействием электрического поля
С= Q/U, (11.10.61)
где С — емкость конденсатора, Ф; Q — электрический заряд, К (кулон);
U — приложенное напряжение, В.
128 Конденсаторы не являются значительными источниками потерь в составе ВИП, хотя
могут существенно влиять на его эксплуатационную долговечность. Так, например, некор-
ректно выбранные конденсаторы входных и выходных фильтров могут привести к тому, что
источник питания будет вести себя так, как будто его КПД ниже реального значения.
11.10. Сглаживающий фильтр
Номинальная емкость — емкость, обозначенная на конденсаторе.
Фактическая емкость конденсатора может отличаться от обозначенной
номинальной емкости на величину, не превышающую допустимого откло-
нения, соответствующего определенному ряду, к которому может принад-
лежать конденсатор (ряду Е24 — допустимое отклонение ±5 %; Е12 — допу-
стимое отклонение ±10 %; Е6 — допустимое отклонение ±20%).
Номинальное напряжение Un — максимально допустимое постоянное
напряжение (или сумма постоянной составляющей и амплитуды перемен-
ной составляющей или однополярного импульсного напряжения), при ко-
тором конденсатор может надежно работать в течение гарантируемого сро-
ка службы при максимально допустимой рабочей температуре. Переменное
(действующее) напряжение на конденсаторе должно быть в 1,5—2 раза мень-
ше установленного напряжения постоянного тока.
Номинальное напряжение не допускается превышать во время работы.
В противном случае наступает пробой диэлектрика и отказ конденсатора.
Величина номинального напряжения зависит от качества и толщины ди-
электрика, примененного в конденсаторе. Чем толще диэлектрик, тем выше
номинальное (рабочее) напряжение.
Температурный коэффициент емкости (ТКЕ)
ТКЕ — показывает как изменяется емкость от изменения температуры:
ТКЕ = (С2 - C{)/[C{(t2 - Zj)], (11.10.62)
где С1 — емкость конденсатора при температуре tx (обычно 25 ± 10 °C);
С2 — емкость конденсатора при температуре t2 (верхний или нижний пре-
дел рабочий температуры конденсатора).
Изменение величины емкости конденсатора под воздействием темпера-
туры происходит вследствие изменения габаритных размеров конденсатора
(изменяются размеры обкладок, расстояние между ними) и значения вели-
чины диэлектрической проницаемости вещества между обкладками (при
изменении диэлектрической проницаемости меняется степень поляриза-
ции диэлектрика и как, следствие, величина емкости конденсатора). Тем-
пературный коэффициент емкости может быть положительным, отрица-
тельным или близким к нулю. Для обозначения ТКЕ используются буквы,
показывающие знак ТКЕ (М — минус, П — плюс, МП — близкое к нулю).
Тангенс угла потерь
В идеальном конденсаторе, включенном в цепь переменного тока, энергия
не расходуется, т. е. мощность конденсатора реактивная (Рр)129. Это обус-
ловлено тем, что угол сдвига фаз между током и напряжением составляет
129 Реактивная мощность, или обменная мощность определяется выражением
Рр =£/22я/С, (11.10.64а)
где Ua — действующее значение переменного напряжения В; f — частота синусоидального
напряжения, Гц; С — емкость, Ф.
Реактивная мощность конденсаторов определяется их объемом и потерями в диэлектрике.
Для идеальных конденсаторов на определенное номинальное напряжение она равна бес-
конечности, поскольку в них отсутствуют потери. Однако для реальных конденсаторов она
относительна невелика (окончание см. стр. 570).
Глава 11. Вторичные источники питания
90° (ток опережает напряжение на 90°; см. рис. 11.10.6). В реальном конден-
саторе часть энергии рассеивается в диэлектрике (процесс поляризации со-
провождается потреблением энергии) и на активном сопротивлении обкла-
док, вследствие чего угол сдвига фаз уменьшается. Энергию, рассеиваемую
в конденсаторе, выражают тангенсом угла потерь J130, определяемым из
выражения
tg 8 = = гксоС = гк2я/С, (11.10.63)
где f — частота переменного тока, Гц; С — емкость конденсатора, Ф;
гк — эквивалентное последовательное сопротивление потерь конден-
сатора, Ом.
Зная tg 8 конденсатора, можно вычислить активную мощность Ра, рас-
сеиваемую в конденсаторе и вызывающую нагрев последнего:
Ра =Pptg<J = 6/22^/CtgJ, (11.10.64)
где t/ — действующие значение напряжения переменного тока, т. е. напря-
жение пульсаций.
Чтобы конденсатор не нагревался выше допустимой температуры, не-
обходимо соблюдать тепловое равновесие, условием которого является со-
отношение:
Pa =U^2nfC^3 = aJSm{TK-T0), (11.10.65)
где — коэффициент теплоотдачи с поверхности конденсатора, Вт/(см2 • град);
5ох — поверхность охлаждения конденсатора, см2; То — температура окру-
жающей среды, °C; Тк — установившаяся температура поверхности конден-
сатора, °C:
г, = р,/<«Л,)+г.. (ii.io.66)
Для ориентировочных расчетов ат = 1 • 10-3 Вт/(см2 • град).
С целью исключения недопустимого перегрева конденсатора с боль-
шими величинами tg 8 (конденсаторы с большими потерями) задают
верхний предел диапазона частот и предельно допустимые амплитуды
напряжения переменной составляющей. Зная реактивную мощность кон-
денсатора (приводится в технических условиях), по формуле рассчиты-
\29 {окончание) Допустимые пульсяции керямических конденсяторов определяются их допус-
тимой реяктивной мощностью (см. дялее). В чястности, для керямических конденсяторов типя
К10-17в с номиняльным няпряжением 50 В оня не превышяет 40 ВАр для групп М47, Ml500
и 2 ВАр для группы Н50, Н90 (номинялы емкостей 0,015, 0,039 мкФ — для группы М47,
М1500 и 0,47 мкФ — группы Н50).
Глявняя зядячя при проектировянии конденсяторов фильтров зяключяется в обеспечении
поддержяния внутреннего нягревяния конденсяторя ня достяточно низком уровне, который
гярянтировял бы зядянную долговечность источникя питяния.
130 Угол потерь предстявляет собой рязность между углом 90° и углом сдвигя фяз (р, т. е.
tg 6 = 90° — (р.
Знячения tg £для всех типов высокочястотных конденсяторов (чястотя измерения f= 106 Гц,
темперятуря 85—155 °C):
tg£= 0,001-0,0015 при t= 20 °C;
tg£= 0,0015-0,0025 при t= rmax [71].
11.10. Сглаживающий фильтр 571
вают предельное действующее значение напряжения переменного тока
частоты f:
действ = (11.10.67)
у 2#/С
где Р выражается в ВАр; С — в Ф; f — в Гц.
Потери на высоких частотах у конденсаторов возникают из-за несо-
вершенства изоляционных свойств диэлектрика, вследствие чего он на-
гревается. Потери в диэлектрике можно выразить сопротивлением потерь,
подключенным параллельно конденсатору. В конденсаторе высшего ка-
чества сопротивление потерь даже на высоких частотах имеет значение
порядка 100—1000 МОм и более. И в этом случае оно не оказывает вли-
яния на работу конденсатора. В конденсаторах невысокого качества со-
противление потерь резко падает с ростом частоты и составляет пример-
но 1000-10 000 Ом.
В последнем случае это сопротивление шунтирует конденсатор, ухуд-
шая работу последнего, изменяя свойства цепи. К числу конденсаторов с
большими потерями можно отнести электролитические конденсаторы, ко-
торые пригодны для работы на низких частотах, поскольку с ростом часто-
ты у них резко уменьшается сопротивление потерь. Примером конденсато-
ров с малыми потерями являются керамические конденсаторы. В них диэ-
лектриком является специальная керамика, имеющая малые потери на
высоких частотах.
Индуктивность конденсаторов, полное сопротивление,
резонансная частота
Применяя конденсаторы на высоких частотах (105—106) Гц, необходимо
иметь в виду, что последние обладает некоторым активным сопротивлени-
ем Ла и индуктивностью L. Конденсатор можно представить в виде цепи из
последовательно соединенных С, £, и 7?а.
Полное сопротивление такой цепи Z определяется выражением
Z = №+(Xc-Xl)2 = - o>Lj . (11.10.68)
При увеличении частоты емкостное сопротивление Хс уменьшается, а
индуктивное XL — увеличивается. Минимальное полное сопротивление
Zmin = Ла имеет место, когда XL = Хс, т. е. при резонансе.
Из выражения
X^X^^-^L
cot
находим
f3=----J=. (11.10.69)
На частоте выше резонансной сопротивление конденсатора имеет ин-
дуктивный характер, вследствие чего конденсатор теряет свои емкостные
Глава IГ Вторичные источники питания
свойства, а это означает, что эффективное использование конденсатора
может быть только на частотах ниже резонансной131. Из сказанного следу-
ет, что при выборе конденсатора фильтра необходимо учитывать все наи-
худшие условия, в которых он будет работать, включая электрический ре-
жим (постоянное напряжение, переменное напряжение, частота), темпера-
туру окружающей среды и влажность воздуха132.
После выбора конденсатора фильтра необходимо проверить выполне-
ние условия Хс « Ян, где Ян = RH mjn.
Если нагрузка на выходе фильтра непостоянна, можно определить ем-
кость Ср задавшись допустимым выбросом напряжения на выходе фильтра
С01 при скачкообразным уменьшении тока нагрузки:
д/oVZc, (|||0 70)
ACoi
где Д/о — изменение тока нагрузки на выходе фильтра; ДС01 — допустимый
выброс напряжения на выходе фильтра.
Следовательно, с учетом изменения тока нагрузки выбранная емкость
фильтра должна быть равна или больше емкости Сг
Таким образом, определив величину индуктивности L и величину емко-
сти С, тем самым определим параметры фильтра.
В заключение приведем упрощенные (оценочные) формулы для опреде-
ления величин £ и С дросселя фильтра.
Выше отмечалось, что для того, чтобы фильтр качественно выполнял
свои функции, требуется, чтобы индуктивные сопротивления дросселя XL
было много больше сопротивления нагрузки /?н, Ян много больше Хс, т. е.
Х{ Ян, /?н » Хс. Много больше в данном случае означает в 10 и более раз.
Пусть это будет в 15 раз. Тогда можно записать:
XL = (oL = \5R„,
(11.10.70а)
у — —
с соС 15 *
Для рассмотренного выше случая /?н = 2,5 Ом (£/н = 5 В, /н = 2 А).
При частоте импульсных сигналов на входе фильтра f= 500 кГц первая
гармоника будет иметь такую же частоту, т. е. 500 кГц.
131 Для увеличения резонансной частоты электрического конденсатора параллельно ему
подключается керамический конденсатор небольшой емкости, имеющий значительно боль-
шую резонансную частоту. Пульсации на выходе такой пары конденсаторов уменьшаются в
5—10 раз по сравнению с включением только одного электролитического конденсатора. Умень-
шить полное сопротивление конденсатора можно за счет снижения индуктивности конденса-
тора L. Это достигается за счет выполнения конденсаторов с контактными площадками, т. е.
без выводов, наличие, которых увеличивает индуктивность конденсатора (К 10-17, К10-47).
Здесь следует отметить, что сопротивление Ra зависит от температуры, оно повышается при
снижении температуры и уменьшается при увеличении. Это является одной из причин повы-
шения пульсации на выходе сглаживающих фильтров при пониженной температуре окружаю-
щей среды.
132 При увеличении относительной влажности воздуха возрастает tg д'и снижается сопро-
тивление изоляции.
11.10. Сглаживающий фильтр
После подстановки получим:
<уЛ = 2,5 • 15 = 37,5 Ом;
1
соС
2 5
-у- = 0,166 Ом.
Откуда
37,5-Ю6
2л- 500 • 103
= 12 мкГн;
С =
1 106
2л- 500 103 0,166
= 2 мкФ.
Определим величину пульсации по формуле (11.10.58):
п 812Ю’6-210~6 500-103 500 103
при (/вх = 34 В,
п 8 • 12 • 10-62 • 10~6•500•103•500 103
при UBx = 23 В.
Полученные результаты практически совпали с расчетными, приведен-
ными выше.
Учитывая, что окончательные значения величин L и С выбираются пос-
ле результатов макетирования, их вычисление по формулам (11.10.70а)
(11.10.706) вполне допустимо.
Краткие выводы
1. Фильтр выполняет функции выделения постоянной составляющей из
выпрямленного напряжения и ослабления первой и последующих гармо-
ник переменного напряжения.
2. Среди различных типов фильтров, используемых для выделения по-
стоянной составляющей из выпрямленного напряжения, наибольшее рас-
пространение получили Г-образные £С-фильтры.
3. Эффект сглаживания достигается за счет подавления переменной со-
ставляющей с помощью реактивного сопротивления XL большей величины
либо за счет ее шунтирования реактивным сопротивлением Хс очень малой
величины: XL 7^, Хс « R^.
4. Качество работы фильтра оценивается параметром Кф — коэффици-
ентом фильтрации, показывающим, во сколько раз амплитуда переменной
составляющей на входе фильтра больше амплитуды переменной составля-
ющей первой гармоники на выходе фильтра:
574 Глава 11. Вторичные источники питания
5. Постоянная составляющая (или среднее значение) напряжения вы-
деляется фильтром при условии неразрывности тока дросселя или когда
индуктивность дросселя L больше или равна критической величине, т. е.
L = L .
др кр
6. Фильтр должен обеспечивать индуктивный характер нагрузки для
выпрямителя даже при условии наличия емкости фильтра С.
7. При подаче на вход £С-фильтра выпрямленного напряжения синусо-
идальной формы коэффициент фильтрации последнего не зависит от на-
грузки и определяется выражением:
Ф г
-1,
где f — фильтруемая частота; fo — резонансная частота фильтра.
8. При использовании в качестве дросселя ферритового кольца после-
дний изготавливают с зазором, с тем чтобы исключить зависимость ин-
дуктивности дросселя от тока нагрузки и предотвратить насыщение дрос-
селя.
9. Минимальная индуктивность дросселя для фильтров, работающих от
прямоугольных импульсов, определяется выражением
“ ^кр
2/
10. Напряжение пульсаций на выходе £С-фильтра, работающего от пря-
моугольных импульсов, определяется формулой
п 8/2АС
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП)
11.11.1. ВИП без обратной связи
Как было отмечено выше (см. разд. 11.1), обратная связь (ОС) отслеживает
изменение напряжения на выходе источника (t/BbIX) посредством воздей-
ствия на ШИМ.
Результат этого воздействия — стабильное выходное напряжение, т. е.
такое напряжение, которое практически не зависит от изменения темпера-
туры и тока нагрузки. В зависимости от организации ОС выходное напря-
жение может отличаться от номинала на милливольты. Во многих случаях
такое незначительное отклонение не требуется, т. к. достаточно его иметь в
пределах (5—10 %) от номинала. Однако, ОС значительно усложняет схему
ВИП, делая ее менее надежной. При этом усложняется и процесс ее регу-
лировки в связи с наличием в схеме контуров регулирования обратной свя-
зи133. В случае отсутствия обратной связи схема ВИП заметно упрощается.
133 При наличии контуров ОС необходимо применять меры для обеспечения их устойчивости.
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП) 575
Можно сказать, что источники без ОС отличаются наибольшей простотой,
т. к. выполняются на минимальном числе элементов (по сравнению с ВИП
имеющих ОС). Они легко регулируются и находят применение в тех случа-
ях, когда, по условиям работы, определяющим требованием для ВИП явля-
ется высокая надежность. Наиболее часто требование повышенной надеж-
ности предъявляют к так называемым заказным ВИП, т. е. источникам,
выполняющим только те функции (требования), которые необходимы за-
казчику.Примером таких требований может являться требование включе-
ния и выключения ВИП по определенному алгоритму или такое специфич-
ное требование, как реализация ВИП на бескорпусной элементной базе и
т. д.134
Но кроме перечисленных преимуществ данные ВИП обладают недо-
статком, а именно: выходное напряжение и, следовательно, стабильность у
них зависят от нагрузки и температуры в более значительной степени, чем
у ВИП с ОС. И здесь уже приходится говорить о приемлемой величине
стабильности в сравнительно ограниченном диапазоне температур и опре-
деленных пределах сброса нагрузки (не более 0,9/н тах). При изменении
температуры напряжение на выходе (С/вых) будет меняться, т. к. диоды вып-
рямителя имеют отрицательный температурный коэффициент, равный при-
мерно 2 мВ на градус. Следовательно, при увеличении температуры [/вых
будет возрастать, а при снижении — уменьшаться. При изменении нагруз-
ки напряжение С/ых также будет меняться в силу того, что изменяется
падение напряжения на диодах выпрямителя, дросселе фильтра, транзис-
торах. А при холостом ходе напряжение (7вых становится равным амплитуд-
ному значению сигнала на входе фильтра (см. подразд. 11.11.10). Другими
словами, рассматриваемые ВИП наиболее эффективны при работе в облег-
ченном диапазоне температур и не со 100 % сбросом нагрузки. Пусть необ-
ходимо выполнить ВИП со следующими требованиями заказчика.
1. Входное напряжение 22—34 В.
2. Изменение тока нагрузки в пределах (0,8— 1)/н тах.
3. Изменение выходного напряжения ±10 % от номинального.
4. Амплитуда пульсаций выходного напряжения t/n < ±20 мВ.
5. Защита от короткого замыкания (КЗ) должна обязательно действо-
вать на этапе регулировки, а в дальнейшем может отключаться. Защита
может автоматически не восстанавливаться после снятия КЗ.
6. К.п.д. источника при С7вх = 27 В не ниже 73 % (для ВИП с Рвых > 10 Вт,
£/вых > 5 В). С понижением входного напряжения к.п.д. не должен снижать-
ся, а по возможности возрастать. Другими словами, ВИП должен обладать
максимальным к.п.д. при
U = U . .
вх вх min
134 Понятно, что требования заказчика могут выполнять типовые, т. е. более универсаль-
ные ВИП. Но они, кроме заданных требований, могут выполнять и ряд других, которые не
нужны заказчику. Это, например, относится к выполнению различных функций по защите
ВИП от повышенного, пониженного входного напряжения, защиту от повышенного выход-
ного напряжения, защита от КЗ и т. д. (см. разд. 11.12). Все эти дополнительные функции
заметно усложняют схемное решение ВИП, снижают его надежность и для бортовых ВИП
чаще всего не оправданы. Последнее тем более справедливо для ВИП, предназначенных для
устройств с относительно непродолжительным сроком функционирования.
Глава 11. Вторичные источники питания
7. Температура окружающей среды —10 — +45 °C.
8. Источник должен быть реализован на отечественной бескорпусной
элементной базе и обладать повышенной надежностью. Последнее однознач-
но предполагает реализацию ВИП на минимальном числе элементов, рабо-
тающих в облегченном электрическом режиме по мощности, току, напря-
жению.
Небольшой сброс нагрузки по току (20 % от /н = /н тах) и малый темпе-
ратурный диапазон окружающей среды показывают, что такой ВИП может
быть выполнен по схеме без обратной связи с надлежащим выбором эле-
ментов дросселя фильтра £С-типа. Сказанное означает, что при токе на-
грузки /н = 0,8/н тах дроссель должен работать без разрыва тока и иметь
индуктивность больше критической величины, т. е. £др > £кр. Схема ВИП,
выполненная в соответствии с перечисленными требованиями, приведена
на рис. 11.11.1.
Требование реализации ВИП на бескорпусной элементной базе пред-
полагает выполнение логической части ВИП на КМДП-ИС серии 765.
В качестве транзисторов ИТ1? ИТ2, ИТ4, И76, VT1 используются транзисторы
2Т630Б, а в качестве транзисторов VT3, VT5 — транзисторы р-л-/>-типа 2Т364:
• ИР2, VD3, VD4 - диоды 2Д907Б;
• И£>5, И£>6 — диоды 2Д222В (обратное напряжение 40 В);
• VD{ — стабилитрон 2С156В;
• VD7 — диодная оптопара ЗОД120А.
Все перечисленные элементы бескорпусные.
В качестве конденсаторов используются керамические конденсаторы
типов К-10-47 (Ср С2, С8) и К10-17 (остальные).
Трансформаторы и дроссели выполнены на ферритовых кольцах
М2000НМ1-17.
В качестве резисторов используются напыленные резисторы и резисто-
ры типа Р-12.
Узел внутреннего питания выполнен на резисторе Rv стабилитроне VD} и
транзисторе VT{.
Генератор выполнен на микросхеме D{ (элемент 2ИЛИ-НЕ), резисторах
/?6 (/?6_р Л6_2), Я8 и конденсаторах С6, С7.
ШИМ выполнен на микросхемах £>2 (элемент КТЗ) £>31, £>41, £>43, кон-
денсаторе С9, резисторах Я7, /?8, диоде И£>4.
Распределитель импульсов выполнен на микросхеме D6 j (ТВ9, триггер
CTfУ/Г-типа), микросхеме £>3 (£>33, £>34) и микросхеме D5 (ПУ4).
Преобразователь выполнен на транзисторах РТ2—ИГ5, ИГ6, ИТ7, резис-
торах /?2—/?5, конденсаторах С4, С5, трансформаторе Трг
Выпрямитель реализован на диодах И£>5, И£>6. Фильтр £С-типа содержит
дроссель £2 и конденсатор С10.
Узел защиты от КЗ выполнен на резисторах Яи, 7^, /?10, конденсаторе
Сн, диодной оптопаре VDv элементах £>32 (2ИЛИ-НЕ) и D5] (ПУ4).
Такая схема работает следующим образом. Постоянная времени цепи
защиты тзащ = СИЛ1О выбирается больше времени, требуемого для включе-
ния вторичного напряжения. В результате, при подаче входного напряже-
ния на одном из входов элемента £>32 действует уровень логической 1, т. к.
конденсатор Сп не успевает заметно зарядиться. Следовательно, на выхо-
де элемента £>3 2 будет действовать уровень логического 0, который разре-
шает работу ШИМ. После появления напряжения на выходе ВИП свето-
диод засвечивается, и, следовательно, на выходе элемента D5} формирует-
ся уровень логической 1, который, поступая на второй вход элемента £>32
(ИЛИ-HE), будет удерживать его в состоянии логического 0 и после за-
ряда конденсатора Си до напряжения внутреннего питания. При нали-
чии КЗ свечение светодиода прекращается. На выходе элемента D5 j вновь
сформируется уровень логического 0, а на выходах элементов D32 и /)4 ] -
уровни логической 1.
Последние, поступая на входы элементов £>33, £>34, сформируют на их
выходах уровни логического 0, и, следовательно, работа преобразователя
будет заблокирована.
При снятии КЗ источник питания будет находиться в выключенном
состоянии, т. к. конденсатор Сп заряжен и на выходе D32 продолжает дей-
ствовать уровень логической 1. Для приведения схемы в исходное состоя-
ние необходимо снять напряжение 27 В и затем повторно его включить.
При снятии входного напряжения произойдет разряд конденсатора Си че-
рез резисторы /?10, /?3, и при повторном включении 27 В на выходе элемента
D3 2 снова сформируется сигнал с уровнем логического 0. Здесь необходимо
отметить, что напряжение на выходе схемы ВИП формируется не позднее
150—200 мкс с момента подачи входного напряжения.
Фильтры (Фвх, Фвых) препятствуют проникновению сигналов наводок в
первичную и вторичную цепи ВИП (см. разд. 11.4)135. Они выполнены на
дросселях £1? £3 и конденсаторах С\, С2, С12, С13 соответственно.
Из вышеизложенного следует, что работа схемы ВИП в целом исключи-
тельно проста и не требует дополнительных пояснений136. В заключение
можно еще раз напомнить основной принцип работы схемы: постоянное
напряжение на выходе ВИП равно среднему значению импульсного напря-
жения на входе фильтра, т. е.
^вых ~ ^вх.ф^з?
где К3 — коэффициент заполнения; 1/вхф — амплитуда импульсного напря-
жения на входе фильтра, при условии, что ток через дроссель неразрывен,
т. е. £др > £кр для минимального тока нагрузки.
Поскольку в этих условиях произведение
^вхсЬ^з const,
то и выходное напряжение будет практически постоянным. Отклонение
выходного напряжения от номинала будет определяться относительным
изменением потерь в дросселе £2, выпрямительных диодах И£>5, И£>6 при
изменении тока нагрузки, окружающей температуры и, главное, степенью
стабильности работы генератора. В перечисленных выше требованиях нет
конкретных значений параметров выходного напряжения и тока нагрузки.
135 Импульсный характер тока, потребляемый от первичной цепи, является причиной
появления импульсных помех на шинах питания. Эти помехи могут нарушить работоспособ-
ность аппаратуры, подключенной к первичному источнику напряжения.
136 Работа узлов ВИП, включая генератор, РИ, ШИМ подробно рассмотрена выше
(см. гл. 10 и разд. 11.3, 11.4).
578 Глава II. Вторичные источники питания
и п
©
£
©
Рис. 11.11.1. Схема ВИП без обратной связи (а); б — ключе-
вой стабилизатор напряжения; в — диаграмма напряжений и
токов импульсного (ключевого) стабилизатора
©
©
2
R
S
©
з:
§
ее
580 Глава 11. Вторичные источники питания
Это связано с тем, что в соответствии со схемой рис. 11.11.1 можно выпол-
нять ВИП с различными значениями указанных параметров.
Для построения ВИП с повышенными требованиями к надежности не-
обходимо не только сокращать число элементов, но и стремиться к тому,
чтобы эти элементы работали в облегченном режиме относительно требо-
ваний, указанных в технических условиях (ТУ). Так, например, транзистор
2Т630Б, согласно ТУ, имеет допустимое напряжение (/кэ = 120 В. Но при
таком режиме работы транзистора сокращается его срок безотказной рабо-
ты, т. е. увеличивается интенсивность отказов элементов, входящих в со-
став ВИП137.
С целью повышения надежности транзистор должен работать с запасом
по напряжению и току. В схеме преобразователя со средней точкой если
один транзистор включен и напряжение на его коллекторе приблизительно
равно нулю, то другой транзистор выключен, и напряжение (/кэ данного
транзистора составляет 2f/x, и при (/х = 34 В оно будет равно 68 В.
Следовательно, транзистор работает с большим запасом по напряже-
нию, что повышает вероятность его безотказной работы.
Поскольку в составе ИвнП отсутствуют схема «подхвата», то практи-
чески основные потери в схеме ВИП будут в источнике внутреннего
питания. И с целью их сокращения необходимо уменьшать число эле-
ментов. В частности, в качестве генератора, который в схеме рис. 11.11.1
выполнен на четырех элементах, можно использовать генератор на од-
ном элементе — триггер Шмитта (см. рис. 10.40). В итоге, вся логичес-
кая часть схемы будет потреблять не более 1 мА при напряжении пита-
ния 5 В (6/внП = 5 В).
И в случае выполнения ИТ6, ИГ7 на полевых транзисторах такой ВИП
будет обладать достаточно высоким кпд при исключительно простой схем-
ной реализации. Поскольку в логической части сокращать практически
нечего138, то дальнейшее снижение потерь можно достичь за счет реализа-
ции ИвнП на схеме ключевого стабилизатора рис. 11.11.1, а. Последняя схе-
ма несколько сложнее схемы ИвнП, выполненной на резисторе диоде
KDj и транзисторе VT{ (см. рис. 11.11.1).
Но она позволит, как минимум, на 50 % снизить потери в схеме ИвнП по
сравнению со схемой ИвнП рис. 11.11.1 и тем самым заметно поднять к.п.д.
источника питания в целом. Таким образом, если перед разработчиком
стоит задача в построении ВИП с повышенной надежностью и при этом
нет достаточно жестких требований к кпд, то можно воспользоваться схе-
мой рис. 11.11.1. В противном случае можно воспользоваться схемой, в
которой ИвнП реализован по схеме рис. 11.11.1, а или использовать ИвнП со
схемой «подхвата». Схема ключевого стабилизатора, приведенная на рис.
11.11.1, а, работает следующим образом. При включении напряжения пита-
ния включается транзистор ИГр т. к. цепь, состоящая из резистора Rv ста-
билитрона VD} и транзистора представляет собой обычный параметри-
137 При увеличении температуры на 10 °C интенсивность отказов элементов увеличивает-
ся в два раза.
138 Из схемы можно исключить элемент D5 (ПУ4), если, например, использовать в каче-
стве D3 более мощный элемент 2ИЛИ-НЕ серии 1554.
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП) 581
ческий стабилизатор. Ток, протекая через резистор Л2, понижает потенциал
базы транзистора V7\ до величины, необходимой для его отпирания. В ре-
зультате транзистор VT2 открывается, коллекторный ток транзистора VT2
течет через индуктивность Lx в нагрузку, заряжая конденсатор С2.
Через конденсатор С1 осуществляется положительная обратная связь,
т. е. при включении транзистора VT2 часть энергии из коллекторной цепи
транзистора УТ2 передается в базу VTv что приводит к увеличению тока
через него, дальнейшему снижению потенциала на базе VT2 и, следователь-
но, росту его коллекторного тока. Когда напряжение на конденсаторе С2
достигнет величины (/ст = 0,3 В, транзистор VTX закроется, и, следователь-
но, закроется транзистор VT2, т. к. напряжение t/6 этого транзистора при-
мерно равно нулю. В результате, энергия, накопленная в дросселе, будет
подаваться в нагрузку, т. е. ток через дроссель Lx теперь будет протекать
через сопротивление /?н и диод VD2. Напряжение на конденсаторе С2 сни-
жается, что вновь приведет к отпиранию транзистора VTX и т. д.
Изменение напряжения на конденсаторе С2 — это пульсации. И их
наличие — это не помеха, а параметр, определяющий работу схемы. Ис-
точником пульсаций является линейно изменяющийся ток через дрос-
сель, так как ток коллектора открытого транзистора идет в нагрузку и на
заряд конденсатора С2. При выключении транзистора VT2 ток дросселя
продолжает протекать в том же направлении, но теперь уже через диод
VD2, заряжая конденсатор С2. Напряжение на конденсаторе будет расти до
тех пор, пока ток дросселя не станет равным току нагрузки /н (при расчете
схемы максимальный ток дросселя выбирается в пределах 1,1 —1,4/н). При
дальнейшем снижении тока дросселя, он становится меньше тока /н. И в
этом случае ток дросселя, уже не идет на заряд конденсатора С2, а посту-
пает только в Лн. Туда же теперь поступает и ток от конденсатора С2,
который, в данном случае, разряжается и тем самым поддерживает низ-
кий уровень пульсаций на 7?н139.
Другими словами, можно сказать, что амплитуда пульсаций растет, ког-
да ток дросселя превышает /н (см. рис. 11.11.1, б), и снижается, когда ток
дросселя становится меньше /н. При этом следует отметить, что форма на-
пряжения пульсаций при линейном токе через дроссель отличается от ли-
нейной, а ближе к синусоиде. Последнее как раз и объясняется линейным
характером тока. Дроссель в момент выключения (условно) можно рас-
139 В момент выключения транзистора VT2 ток в нагрузку поступает за счет энергии,
запасенной в индуктивности. И если предположить, что конденсатора С2 нет, то напряжение
на /?н будет уменьшаться, поскольку уменьшается ток дросселя (энергия в дросселе убывает).
Чтобы напряжение на нагрузке /?н осталось постоянным, надо в нагрузку добавить недостаю-
щий ток, т. е. скомпенсировать убыль тока дросселя. Этот недостающий ток берется от кон-
денсатора С2 в виде части его заряда Д£?. В результате, чем больше величина емкости С2, тем
большим зарядом он обладает (Q = СС), и, следовательно, тем меньше он «почувствует»
убыль части своего заряда. В итоге, если до разряда напряжения на конденсаторе С2 было Uc ,
то после убыли части заряда напряжение на Uсоставит:
С1 с
т. е. чем больше величина заряда конденсатора Q, тем меньше отличается от Uc, т. е.
меньше величина пульсаций.
Глава 11. Вторичные источники питания
сматривать как источник тока. Но тогда напряжение на конденсаторе С2
должно расти по линейному закону, так как только при постоянном токе
ис =
Однако ток дросселя не может быть постоянным, поскольку он меняется
по линейному закону. И если промежуток времени, когда, например, ток
дросселя спадает (см. промежуток t}—ty рис. 11.11.1, б), разбить на неболь-
шие интервалы времени, в каждом из которых ток дросселя можно считать
постоянным, то напряжение на конденсаторе С2 будет расти линейно в пре-
делах каждого интервала. Причем величина прироста напряжения в каждом
следующем интервале, вследствие уменьшения тока, будет меньше предыду-
щей, что приближает форму напряжения на к синусоидальной.
При работающей схеме на коллекторе транзистора VT2 формируются
импульсные сигналы частотой F, амплитуда которых примерно равна на-
пряжению t/Dx. Выбор частоты сравнительно произволен, но здесь необхо-
димо иметь в виду, что с увеличением частоты уменьшаются объемно-весо-
вые показатели и С2, но при этом накладываются ограничения на частот-
ные свойства транзисторов, диода и увеличиваются потери в последних.
Частота F определяется из выражения:
f =—5,
^ВКЛ + ^откл
где /в|с1 — время включенного состояния транзисторов (в этот промежуток
времени ток через дроссель растет по линейному закону); /от|с1 — время,
когда транзисторы закрыты (в этот промежуток времени ток через дроссель
снижается по линейному закону).
Частота F обычно выбирается в пределах 50—70 кГц. Для качествен-
ной работы схемы величины и С2 должны быть достаточно большими
(£) — сотни микрогенри, С2 — микрофарады), и для их вычисления можно
воспользоваться формулами для сглаживающего фильтра (см. разд. 11.10).
11.11.2. Регулировка ВИП
Регулировка рассмотренного ВИП достаточна проста и осуществляется сле-
дующим образом.
Резистором Л6* регулируется частота генератора, а резистором —
длительность импульса. Резистором /?7, меняя угол наклона пилы, доби-
ваются максимальной длительности импульса с уровнем логического нуля
на тактовом входе С триггера Z)6 р при t/Bx = t/BX min = 22 В. В этом случае
напряжение t/Bblx должно соответствовать номинальному напряжению, т. е.
(/ = ^ном- Если t/Bbix будет превышать величину t/HOM, то, увеличивая вели-
чину резистора /?7, получаем требуемое значение выходного напряжения.
Методику регулировки можно упростить, если контролировать сразу выход-
ное напряжение, предварительно установив 6/х = t/xmin = 22 В и /?н = min,
т. е. сопротивление, соответствующее максимальному току нагрузки.
При работе ВИП ток нагрузки может меняться в пределах от /н = /н тах
ДО А, = где /Hmin = 5-10% от /1|П1ах либо /НП1(П = 0 (режим холостого
11.11. Схемы вторичных источников питания
хода), а окружающая температура — в пределах от —50 до +55 °C. По-
нятно, что в этом случае требование по отклонению выходного напря-
жения, например, в пределах ±5 % от номинала для ВИП рис. 11.1.1 не
будет выполнено.
Для данного случая потребуется иной подход к проектированию ВИП.
Такой источник можно спроектировать следующими способами:
• к выходу ВИП (рис. 11.11.1) подключить линейный стабилизатор;
• к выходу ВИП (рис. 11.11.1) подключить ключевой стабилизатор (напри-
мер, аналогичный рис. 11.11.1, а или другой);
• ввести в схему рис. 11.11.1 обратную связь.
Источники, построенные в соответствии с первым способом, просты и
находят применение в практике проектирования маломощных ВИП (<5 Вт)
с повышенными требованиями к массогабаритным показателям и надеж-
ности. Последнее из которых, по существу, является основным.
Кпд таких ВИП заметно возрастает с увеличением выходного напряже-
ния, начиная с (/Ь1Х = 12 В и выше.
Источники выполненные в соответствии со вторым способом, при на-
личии у разработчика эффективных ключевых стабилизаторов, обладаю-
щих высоким кпд, могут оказаться наиболее перспективными в практике
проектирования ВИП.
Дополнительным и важным преимуществом таких ВИП является про-
стота организации многоканальных выходов, что так часто требуется по-
требителю.
Источники, выполненные в соответствии с третьим способом, рассмот-
рены ниже.
11.11.3. Схемы ВИП с обратной связью
Применение ОС позволяет осуществлять проектирование ВИП с более
высоким кпд и высокими требованиями к стабильности, пульсациям, тем-
пературному диапазону, сбросу нагрузки (практически холостой ход).
Здесь необходимо отметить, что ОС в источниках, реализованных в со-
ответствии со схемой рис. 11.11.1, отслеживает изменение выходного на-
пряжения фактически при холостом ходе, поскольку изменение входного
напряжения отслеживает ШИМ, что является преимуществом таких ВИП.
При холостом ходе напряжение на выходе стремится не к среднему значе-
нию, а к амплитудному, которое превышает среднее.
Это связано с тем, что при токе нагрузки /н = /н min = 0 индуктивность
дросселя, согласно выражению (11.10.40), должна равняться бесконечнос-
ти. Другими словами, можно считать, что при токе /н = 0 индуктивность
дросселя как бы отсутствует (вследствие ее конечной величины) и выпря-
митель оказывается нагруженным на емкость. Но в этом случае напряже-
ние на выходе ВИП будет стремиться к амплитудному значению напряже-
ния, действующему на входе фильтра, т. к. отсутствует цепь разряда кон-
денсатора фильтра (/?н = оо). Обратная связь, воздействуя на ШИМ,
уменьшает длительность импульса, формируемого последним и, таким об-
разом, стабилизирует выходное напряжение. Один из вариантов схемы ВИП
с обратной связью приведен на рис. 11.11.2.
Рис. 11.11.2. Схема ВИП с обратной связью
584 Глава 11. Вторичные источники питания
11.1L Схемы вторичных источников питания
Узел обратной связи в данной схеме выполнен на стабилитроне ИЛ4,
резисторе транзисторе УТ2 и диодной оптопаре VD5. Этот узел можно
рассматривать как стабилизатор напряжения с оптронной развязкой. На-
пряжение на выходе такого стабилизатора
^ст=^4+^бЭрТ2 =^ВЫХ- (11.11.1)
Рассмотрим работу схемы.
При увеличении напряжения на выходе напряжение на стабилитроне
VD4 остается неизменным, и поэтому увеличивается напряжение на резис-
торе Т?7, т. е. на базе транзистора УТ2 относительно его эмиттера. Следова-
тельно, увеличивается ток через светодиод элемента VD5 (УО5}). Поскольку
фотодиод элемента УП5 (УО52) подключен параллельно резистору Л4, то
часть тока от источника тока, выполненного на полевом транзисторе У7\
(2П308В), будет ответвляться в фотодиод. При этом, чем выше освещен-
ность фотодиода И05 2, тем большая часть постоянного тока от источника
тока уходит в фотодиод. В результате, величина тока протекающего через
резистор R4 снижается, что приводит к уменьшению падения напряжения
на резисторе R4. Следовательно, уровень опорного напряжения смещается
вниз относительно напряжения пилы, что приводит к снижению длитель-
ности импульса, формируемого ШИМ и, таким образом, к уменьшению
напряжения на выходе ВИП, т. е. к стабилизации выходного напряжения.
Поскольку переход база—эмиттер транзистора УТ2 имеет отрицатель-
ный температурный коэффициент, то напряжение на выходе будет изме-
няться с изменением температуры — уменьшаться при увеличении темпе-
ратуры и увеличиваться при снижении140.
Для перехода база—эмиттер это изменение составит минус 2 мВ на гра-
дус. Для компенсации данного явления необходимо, чтобы стабилитрон
УИ4 имел положительный температурный коэффициент, т. е. при увеличе-
нии температуры напряжение на нем возрастало, а при снижении умень-
шалось примерно на такую же величину, т. е. на 2 мВ на градус. Тогда
сумма напряжений UVD* + ^бэИГ2 будет оставаться практически постоянной.
Но такая компенсация возможна для стабилитронов с напряжением ста-
билизации UC1 > 5,6 В, поскольку они обладают положительным темпера-
турным коэффициентом. В противном случае, в соответствии со схемой
рис. 11.11.2, можно изготавливать ВИПы, которые не столь критичны к
изменению выходного напряжения от температуры либо для ВИП, работа-
ющих в сравнительно небольшом температурном диапазоне. На рис. 11.11.3
приведен пример выполнения регулируемого стабилизатора с оптронной раз-
вязкой. Поскольку напряжение в точке «а» схемы практически постоянно
ср ~ U + 21L , (11.11.2)
ст бэ’ v '
то, регулируя величину резистора /?2, можно менять напряжение стабилиза-
ции, т. е. напряжение на выходе (t/BbIX). Эта схема требует температурной
стабилизации уже двух транзисторов У7\ и УТ2. Последнюю можно осуще-
ствить, если в эмиттер транзистора установить стабилитрон с положитель-
ным температурным коэффициентом.
140 При увеличении температуры, например, на Г напряжение U$3 транзистора VT2 сни-
зится на 2 мВ и напряжение £/вых также уменьшится (см. выражение (11.11.1)).
586 Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.11.3. Регулируемый стабилизатор с оптронной развязкой
Роль последнего, кроме стабилитрона, может, например, выполнять схема
на основе токового зеркала. Принцип такой стабилизации рассмотрим на
примере схемы рис. 11.11.4
Главной особенностью схемы токового зеркала, выполненного на тран-
зисторах VTX j— УТ} 3, является то, что напряжение на резисторах /?2, Л3 (U Ri,
U^з) имеют положительный температурный коэффициент, тогда как база-
эмиттерный переход транзистора имеет отрицательный температурный ко-
эффициент.
Это важное свойство схемы токового зеркала, позволяющее компенси-
ровать отрицательный температурный коэффициент транзистора УТХ 3 и
транзистора VTv возможно только при условии, что транзисторы УТХ р УТХ 2
и VTX 3 обладают идентичными характеристиками. Выше было отмечено,
что напряжение U R^ имеет положительный температурный коэффициент.
Рис. 11.11.4. Регулируемый стабилизатор на токовом зеркале с оптронной
развязкой
Покажем, что это действительно так. Для база-эмиттерных ((/бэ , (7бэ ) пе-
реходов транзисторов ИТ,, и VT} 2 можно записать
^бэ, =^бэ2+М3. (11.11.3)
Откуда
(/бЭ1-(/бЭ2=Д£/бэ|4|=/2Я3. (Ц.11.4)
Принимая во внимание, что
КТ т
и5э=------In-^y (11.11.5)
Я 1О
можно записать:
А„ КТ /, КТ /2
=—“In-г------—1п -г- =
(11.11.6)
КТ
Я
кт
In-— — In —=— ln^--^
°i
Поскольку транзисторы VT}, и VTX 2
ние (11.11.6) можно записать в виде:
идентичны, то / = / и выраже-
^63
/ГТ. /К1
=-----1П---
Я ^к2
К|
(11.11.7)
я
Принимая во внимание, что
К|
- ^бэ
эГТз ОЭУТ
(11.11.8)
3VT2 UЪэут{ 3
после подстановки в (11.11.7) получим,
А т, КТ. К
At/fo=—-|п^.
Я R\
При достаточно большом параметре В транзистора ИТ, 2 ток
2 - к2
(11.11.9)
(11.11.10)
Откуда
к2 'э2 1 R2 •
(11.11.11)
^бЭ, ^бэ2 A(7g3
(11.11.12)
141 Здесь необходимо отметить, что Д^/бэ — это не температурный коэффициент транзис-
тора, а разность напряжений база—эмиттер между двумя транзисторами, работающими при
разных токах, но при одинаковой температуре.
142 /о = /нас — ток обратно смещенного эмиттерного перехода (см. подразд. 11.6.3).
588 Глава 11. Вторичные источники питания
Учитывая выражение (11.11.10), получим
“ln^ Т- (11.11.13)
Напряжение на резисторе /?2
(/ =/ /? = —1пф- = ьи5э^-, (11.11.14)
"2 К2 2 q R} R3 бэ R3
т. е. напряжение на резисторе /?2 линейно зависит от температуры.
Дифференцируя выражения (11.11.7), (11.11.10), по Т найдем темпера-
турный коэффициент U
dT
dURi К. /К| КТ /К| <рт .
—-Л = — In —L = In —L = — In L
dT q IK2 Tq /К2 T /K2
= ^ln^.
*1
(11.11.15)
T
Если, например, /К2 =— /К) или R2/R{ = 10, то
In—= 25,51п 10 = 60 мВ, (11.11.16)
R\
т. к. (ру при комнатной температуре равен 25,5 мВ.
При комнатной температуре
Т= 273 + 25,5 - 300 °К.
После подстановки в (11.11.15) получим
J JT63 = 6<300В " 0,2 мВ/ОА:- (11.11.17)
Таким образом, = UR3 имеет положительный температурный ко-
эффициент, равный 0,2 мВ/°К.
Так как база транзистора V7\ 3 подключена к коллектору транзистора
VT} 2, то коллектор этого транзистора будет иметь отрицательный темпера-
турный коэффициент, равный —2 мВ/°. Для того, чтобы напряжение на
эмиттере транзистора ИТ3 не зависело от температуры, необходимо, чтобы
напряжение на резисторе Л2 имело положительный температурный коэф-
фициент, равный 2 мВ/°. Если в качестве резистора Л3 установить резистор
с номиналом 600 Ом, то для того, чтобы напряжение на резисторе имело
положительный температурный коэффициент, равный 2 мВ/°, сопротивле-
ние этого резистора должно быть в 10 раз больше, чем сопротивление рези-
стора Ry Действительно, поскольку ток через коллектор транзистора УТХ 2
практически не зависит от сопротивления в коллекторе (транзистор VTX 2
работает в активном режиме, а на его базе постоянный потенциал) и он
равен току эмитттера транзистора VT\ 2, то напряжение на резисторе Л2
будет иметь тот же температурный коэффициент, что и напряжение на ре-
зисторе Ry т. е. 0,2 мВ/°.
Но поскольку сопротивление резистора Л2 больше резистора Л3 в 10 раз,
то и его температурный коэффициент будет в 10 раз больше и составит
10 0,2 мВ - 2 мВ/°.
77.77. Схемы вторичных источников питания (ВИП)
Если резистор /?2 установить номиналом в 12 кОм, то тем самым будет
скомпенсирован температурный коэффициент транзистора VTv и, следо-
вательно, напряжение в точке А практически не будет зависеть от темпера-
туры в широком диапазоне изменения последней143.
Физический смысл того, что база-эмиттерный переход транзистора об-
ладает отрицательным температурным коэффициентом, объясняется зави-
симостью тока /нас = /о от температуры, который растет с ее увеличением.
Поэтому в формуле (11.11.5) величина In— при
постоянном токе коллек-
тора будет уменьшаться тем сильнее, чем больше ток /нас = /о. При этом,
транзистор, через который протекает меньший ток /к, при постоянном токе
/о обладает большим по модулю температурным коэффициентом.
Последнее означает, что в транзисторе с меньшим коллекторным током
при нагреве на один градус потенциал эмиттера становится как бы «ближе»
к потенциалу базы144, чем в транзисторе с большим током. Или можно
сказать, что при нагреве на Г разность напряжений между базой и эмитте-
ром будет меньше у того транзистора, у которого меньше коллекторный
ток. И только в этом случае возможен положительный температурный ко-
эффициент напряжения на резисторе 7?3, т. е. U R^. Положительный темпе-
ратурный коэффициент Uозначает, что при нагреве на Г напряжение на
7?3 должно возрасти, а 7/бэ — уменьшиться145. Но UR?> возрастет при условии,
что через него будет протекать больший ток. Для рассмотренного случая
можно сказать, что если до нагрева ток через резистор 7?3 протекал под
действием напряжения
т _ А^бэ
то после нагрева на Г он будет протекать под действием напряжения
(AtZfo+0,2) мВ
Пусть, например, = 0,7 Ви ток ZK| = 10ZK,. Тогда У5Эут = 0,64 В,
т. к. при увеличении напряжения U53 на 60 мВ ток коллектора увеличива-
ется в 10 раз. При нагреве на Г С6э составит 700 — 2 = 698 мВ, т. е.
С/6э = 698 мВ.
оэКГ| 1
У транзистора ИГ12 при нагреве на один градус разность напряжений
между базой и эмиттером:
LC = 640-2,2 = 637,8 мВ.
бЭ^1.2
143 При условии, что напряжение £/бэ транзистора РТ3, скомпенсировано за счет стабилит-
рона И7)г
144 Термин «ближе» означает, что если, например, температурный коэффициент состав-
ляет —2 мВ/°, то при нагреве на каждый градус потенциал эмиттера возрастет по отношению
к базе на 2 мВ, т. е. стремится к напряжению базы со скоростью 2 мВ/’. При малых токах
коллектора эта скорость может составлять 2,2, 2,5 и более мВ/’.
145 При условии, что напряжение на базе транзистора У7\ 2 постоянно.
Глава 11. Вторичные источники питания
Подсчитаем ток через резистор до нагрева:
_ 700-640 _ 60 мВ
’=~К, '
Подсчитаем ток через резистор 7?3 после нагрева на Г:
_ 698-637,8 _ 60,2 мВ
3= Ъ =~
Во втором случае ток через R3 будет больше, т. к. /3 > /3 и, следователь-
но, Uимеет положительный температурный коэффициент.
Если предположить, что температурный коэффициент транзистора У1\ 2,
работающего при меньшем коллекторном токе, чем транзистор VT{ р также
равен —2 мВ, то ток через резистор R3 составит:
_ 698-638 _ 60 мВ
Л3
Следовательно, температурный коэффициент Д£/д , в этом случае, ра-
вен нулю, т. к. /3 = /3, но он положителен и равен 0,2 мВ/°. А это означает,
что при меньшем токе /к температурный коэффициент транзистора ИТ12
имеет большую по модулю величину, о чем говорилось выше.
Таким образом, если температурный коэффициент (обозначим его как
Д£/бэт146) одного транзистора отрицателен, то разность температурных ко-
эффициентов двух транзисторов VT{ j и VTX 2 (см. рис. 11.11.4), работающих
с разными коллекторными токами, положительна, т. е. Л^бэ1т “А^бэ2 > 0.
Действительно, если, например, Д £/бэ = -2 мВ, a Д(/б = -2,2 мВ, то
•т 2Т
Af/63|i -Af/64 =-2-(-2,2) = 0,2 мВ/’.
Выше отмечалось, что температурный коэффициент может по модулю
принимать значения больше 2 мВ/° при определенном соотношении токов
/к и /о. Пусть, например, ток /к = 10 мА, а ток
/0 =/КО147 = 10 нА.
Определим величину U6 транзистора при указанных токах и Т= ЗОО’К
(/ = 27 °C):
гт 1 ЗЯ 300
Ur„ = —InlO6 = ’—_22Г|ПЮ6 = 25,875 13,812 = 357,385 мВ.
бЭг q 1,6 1019
146 Напомним, что температурный коэффициент, т. е. Д(/бэ — это коэффициент, который
определяется как разность двух напряжений (/бэ одного транзистора при постоянном токе кол-
лектора, получаемых при его нагреве на Г и до его нагрева соответственно, т. е.
=^бэ(1 + 1) -^бэ.-
147 Из формулы (11.6.40а) следует, что при aN = /о = /ко.
11. II. Схемы вторичных источников питания (ВИП) 591
Принимая во внимание, что для кремниевых транзисторов увеличение
температуры на 5° приводит к увеличению тока /ко примерно в два раза,
оценим транзистора при Т = 305 °К:
тт 1,38 • 10“23 • 305 . 106 .. ... .... ...... _
^бэ(г+5) =—~ 6 10-i9—In —= 26,306 13,13 = 345,397 мВ.
Температурный коэффициент транзистора Лб/бЭ/ при увеличении тем-
пературы на один градус:
= = 1345.397^ 357,3851 = mR
т. е. больше 2 мВ.
Пусть теперь ток транзистора /к = 1 мА, т. е. в 10 раз меньше, чем в
первом случае, а ток /о имеет то же значение, т. е. 10 нА.
Находим
С7бЭт = । 6 |0-19 InЮ5 = 25,875 11,512 = 297,873 мВ.
Определим
1 38 30S
= —_3VJ]n5 104 =26,306 10,819 = 284,604 мВ.
бэ<г*5> 1,6 1019
Температурный коэффициент при меньшем токе:
тт 1284,604-297,8731 . „
ДС7бЭг = J--------------- = |2,654| мВ.
Таким образом, оценочным расчетом показано, что температурный ко-
эффициент может принимать значение больше 2 мВ/°, причем при мень-
шем токе коллектора (при /0 = const) потенциал эмиттера приближается к
потенциалу базы с большей скоростью.
Действительно, если в первом примере, т. е. при токе /к = 10 мА ско-
рость нарастания составляет —2,397 мВ, то при токе 1 мА она возросла и
составила -2,654 мВ/°.
В приведенном выше примере было показано, что при соотношении
токов у1- = 106 ибэ = 0,34 В, т. е. транзистор приоткрыт. Определим, при
* о
каком соотношении токов составит примерно —2 мВ/°. Как было от-
мечено выше, при соотношении токов 7*- = 106 параметр Л£/бЭг составил —
2,39 мВ/°. Следовательно, для получения = —2мВ соотношение токов
должно превышать величину 106. Пусть эта величина составляет = 109.
592 Глава 11. Вторичные источники питания
Определим
Рис. 11.11.5. Узел обратной связи с оптронной развязкой на основе токового
зеркала
и для такого соотношения токов:
бэ(Г+5)
ибэ = 25,876 In 109 = 536,078 мВ;
ОЭ^ “ ’ 7
109
и6э = 26,306 In —= 526,8 мВ.
0Э(Г+5) 2
Находим
526,8-536,078 , ос D
бэг =------j------= -1,85 мВ.
На рис. 11.11.5 показан еще один вариант схемы с оптронной развяз-
кой, выполненной на основе токового зеркала и широко используемой в
ШИМ в качестве узла обратной связи148. Схема содержит токовое зеркало,
на транзисторах VT} р VT\2 и усилительные каскады на транзисторах И/7
и ИГ4.
Схема работает следующим образом.
При увеличении напряжения UBых увеличивается потенциал на коллек-
торе транзистора VT\ 2, который поступает на базу транзистора ИГ22 и затем
на базы транзисторов VT4 и Vl\ 2.
Это приводит к увеличению тока через транзистор VT4 и, следователь-
но, через светодиод VDv Последний, воздействуя на фотодиод, вызывает
уменьшение длительности импульса, формируемого ШИМ, и тем самым
достигается стабилизация выходного напряжения. Конструктивно схема
рис. 11.11.5 выполнена в виде микросборки на поликоровой подложке
(7 х 11 х 0,5) мм с напыленными резисторами.
До установки в ВИП микросборка настраивается отдельно с исполь-
зованием камеры тепла и холода или на специальном стенде, обеспечи-
вающем нагрев и охлаждение микросборки. Подгонкой резисторов /??
добиваются постоянства £/вых в широком диапазоне температур от —60 до
148 Схема узла обратной связи разработана Щелоковым B.M.
015 14С 016 130 017 12С 018 ПС 019 ЮС 020 9С 021 8С гО22 7< 4о23 6С 1-024 5С 025 4С 026 ЗС -•-0 27 2С 1-028 К Общ. о 15 1 л Общ.
1 "1 1 1 Заш. л 1 4 1 0 --- Кат. (ОС) 4J 1 J 14 ЧЛП ХЧ 1 £ МА
V 1 0 1j Л 17 17 л Анод (ОС) —10 1 j w Ж“ z\ 17 17 лД
v 1 / 1 Z +5 В 1 / 1 Z
► Кол 1 <-> 1 0 11 V— Кол 2 1 0 11 О"! 1 Q 1 А Л А
>— > О1У “KJOW 020 90| luvy Лп7П ОП-Л-
1-021 80
+27 В " U21 б Ст-
ъ .. +5 В.1 • 022" “70 • L-O23 60-1 <> пи с л__ Кол 1 у 022 7 U • 1-023 6О-* _П 74 5 П
+5 В.1 Z4 j WI о 7 5 л п-Х> pV Z4 J ЧЛ~"
Кол 2 —VIZJ 4-4/^“ г. 74 7 nJ La 76i 7t%—
V? ZO эчл^ гО27 20-1 rO27 2O-i ^^"v7.4 i^l
”W4zZ6 ]-vrW“ TVZo 1 1V—'
+5 В (Вых.)
Общ. (Вых.)
Рис. 11.11.6. Схема ВИП на трех микросборках с выходной мощностью 10 Вт
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП) 593
Таблица 11.11.1
ит 1° /Н,2А /н, 1,45 А /н, 100 мА
и»» 1/,ых
5,00 5,01 5,03
5,00 5,01 5,03
НУ 4,99 5,01 5,02
22 В
+50 ——50 5,00 5,01 5,02
5,02 5,02 5,04
5,01 5,01 5,03
5,00 5,01 5,03
5,00 5,01 5,03
НУ 4,99 5,01 5,03
27 В +50--50 5,00 5,01 5,03
5,01 5,02 5,04
5,00 5,01 5,03
5,00 5,01 5,03
5,00 5,01 5,03
НУ 4,99 5,01 5,03
34 В +50--50 5,00 5,01 5,03
5,01 5,02 5,04
5,00 5,01 5,04
+60 °C, а подгонкой резисторов /?4 — требуемый выходной номинал на-
пряжения.
При тщательной подгонке резисторов /?2 и /?4 достигается постоянство
выходного напряжения в широком диапазоне температур с точностью до
четвертого знака, т. е. до десятых долей милливольт. Схема может быть
отрегулирована на любое напряжение (например, 6,543 В) в диапазоне от
4,5 до 12 В. На рис. 11.11.6 приведена схема ВИП с выходным напряжени-
ем 5 В и выходной мощностью 10 Вт.
Ток нагрузки: от /н тах = 2 А до /н = / in = /хх, Um = 22-34 В. ВИП
выполнен на трех микросборках Лр А2, А3, соединенных встык, т. е. кон-
такты одной микросборки соединены короткими перемычками (<1,5 мм) с
контактами другой микросборки.
149 Габариты микросборок: Л,, Л2 24 х 30 х 1 мм, Л3 30 х 35 х 1 мм, материал — поликор.
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП)
На микросборке размещены генератор (см. рис. 10.38), узел внутрен-
него питания со схемой «подхвата» (см. рис. 11.4.1) и схемой защиты (см.
рис. 11.11.1). На микросборке Л2 размещены ШИМ (см. рис. 10.73) и сило-
вые транзисторы преобразователя (транзисторы 2Т630Б). На микросборке
А3 установлены трансформатор, выпрямитель с ЛС-фильтром и узел обрат-
ной связи (см. рис. 11.11.5).
Трансформатор выполнен на ферритовом кольце (7x4x2) мм. Мате-
риал кольца — феррит М2000НМ1-17.
Дроссель фильтра выполнен на том же кольце, что и трансформатор.
Кольцо имеет зазор толщиной 8 = 0,2 мм.
В состав схемы ВИП входят два фильтра — входной и выходной, выпол-
ненных на ферритовых кольцах 5 х 3 х 1,5 мм.
Параметры ВИП приведены в табл. 11.11.1.
Л, а2
Цепь Конт
+27 В
-27 В
Защ. А
Защ. К
Б,
б2
Кол 1
Кол 2
^пит!
^пит2
ОС (А)
ОС (Б)
Вкл./Откл.
Цепь Конт
+27 В 1
2
-27 В 1 ж 4.Э7 R
5
Б, W г Z / D 2 R
6
б2
9
ОС (А)
• Z / D з
10
ОС (Б)
3
+5 Выход
4
—5 Выход W г J D ОЫХОД 4 А —S R Rkivon
7
Сток 1
8
Сток 2
W О О DI Лид
® Вкл./Откл.
Рис. 11.11.7. Схема ВИП на двух микросборках Л, и А2
27 В
596 Глава 11. Вторичные источники питания
a
11.11. Схемы вторичных источников питания (ВИП)
Кпд источника 74 % при /н = /н тах = 2 А и t/x = 25 В.
Конструктивно ВИП выполнен в металлическом герметизированном
корпусе с габаритами 100 х 50 х 11,5 мм, 23 В, Т] = 74,5 %.
На рис. 11.11.6 приведена схема ВИП на один номинал выходного на-
пряжения. Если необходим ВИП, например, с двумя номиналами выход-
ных напряжений и при этом второй номинал (например, 10 В) имеет 100 %
сброс нагрузки, то его можно получить, если к микросборке Ах подключить
еще две микросборки аналогично микросборкам А1 и А3. В том случае, ког-
да у второго номинала сброс нагрузки составляет 50—60 %, его можно
получить, подключая дополнительно микросборку Л4 аналогично микро-
сборке Л3. При этом в микросборке А4 элемент обратной связи не требует-
ся. В заключение можно отметить следующее: источники питания, выпол-
ненные в соответствии со схемами, приведенными выше, были разработа-
ны в начале 1980-х годов и нашли широкое применение в составе аппаратуры
бортового назначения.
На рис. 11.11.7 приведен вариант схемы ВИП более позднего испол-
нения. Этот ВИП выполнен на двух микросборках А} и Л2 (материал —
поликор).
На микросборке А} (рис. 11.11.8, а) размещены генератор, источник внут-
реннего питания, ШИМ и схема защиты от КЗ, т. е. данную микросборку
можно рассматривать как управляющую. На микросборке Л2 (рис. 11.11.8, б)
размещены силовые транзисторы преобразователя, выпрямитель, £С-фильтр
и схема обратной связи (см. рис. 11.11.5), т. е. данную микросборку можно
рассматривать как силовую часть ВИП.
Рис. 11.11.8. Электрическая схема микросборки А{ (а); электрическая схема
микросборки Л2 (б)
Глава 11. Вторичные источники питания
Конструктивно данный ВИП выполнен в герметичном металлическом
стандартном корпусе с габаритами 39 х 59 х 7,5 мм, масса 46 г.
Параметры этого ВИП аналогичны ВИП рис. 11.11.6 (см. табл. 11.1.1),
кпд = 80 %. Внешний вид приведен на рис. 11.11.7, а. 6.
11.11.4. Регулировка ВИП с обратной связью
Перед регулировкой ВИП должны быть отрегулированы микросборки А}, А2.
На микросборке А} с помощью резистора R3 устанавливаются: требуемая
частота генератора/ген = 480 ± 10 кГц, длительность импульса ги = 210 ± 10 нс,
(резистор /?5) и максимальная длительность импульса при t/Bx = t/Bxmin = 23 В
(ги = 1,7—1,8 мкс). Регулирующие элементы: резистор Т?7 (регулирует на-
клон пилы); резистор R9 (регулирует ток через полевой транзистор); резис-
тор /?10 (регулирует уровень порога компаратора t/nop = 1,9—2 В).
В микросборке А2 регулируемым элементом является элемент обратной свя-
зи (микросборка (см. рис. 11.11.5)), который устанавливается на микросборку Л2
уже отрегулированным на требуемый номинал выходного напряжения.
Собственно процесс регулировки сводится к следующему.
1. Отключается обратная связь.
2. ВИП должен быть нагружен на максимальную токовую нагрузку
Л _ max — 2 А.
3. На вход ВИП подается минимальное входное напряжение Ubx = f/xmin =
= 2 В.
4. Резистором R7 (установлен на микросборке А}), регулируя наклон пилы,
добиваются выходного напряжения £/вых = 5,2—5,4 В.
5. Подключается обратная связь, и контролируется выходное напря-
жение.
За счет конденсаторов С6, С7 (установлены на микросборке А}) обеспе-
чивается плавный пуск, т. е. плавное нарастание выходного напряжения
(без перерегулирования) до заданного номинала при подаче входного на-
пряжения 27 В. При снижении входного напряжения ниже 20 В ВИП про-
должает работать, но при этом выходное напряжение плавно уменьшается.
Параметры ВИП приведены в табл. 11.1.1.
Выше отмечалось, что в рассматриваемых ВИП схема защиты от КЗ
наиболее часто используется при настройке и регулировке как самого ВИП,
так и блока, в составе которого этот ВИП применяется. В дальнейшем схе-
ма защиты может отключаться.
Узел защиты от КЗ в схеме рис. 11.37 расположен на микросборке А{ и
выполнен на элементах: VDv R2, /?4, Z)32, Z)33 и Du. Этот узел будет
отключен, если контактную площадку 29 соединить с шиной внутреннего
питания ЕП = 5 В.
Если контакт 29 соединить с шиной «б» (шина -27 В), то он будет
включен. При срабатывании схемы защиты на выходе 10 элемента £>3 3 фор-
мируется логическая 1, которая, поступая одновременно на R и S входы
триггера Z)4?, формирует на его выходах Q и Q уровни логической 1. При
этом на выходах Б} и формируется сигнал с уровнем логического 0, что
приводит к запиранию силовых ключей преобразователя, расположенных
на микросборке А7.
11.11. Схемы вторичных источников питания
Одновременно сигнал с выхода 10 элемента Z>3 3 поступает на триггер Z>4 j
и элемент Z)24, обеспечивая разряд конденсатора С5 и конденсаторов С6, Сг
При срабатывании схемы защиты мощность, потребляемая схемой ВИП,
незначительна, поскольку все элементы схемы будут находиться в стати-
ческом состоянии за исключением генератора, выполненного на элементах
^1.1 И ^1.2*
Здесь необходимо отметить, что для многих устройств специального
назначения применение в составе ВИП схем защиты от КЗ практически не
оправдано. Последнее, особенно, относится к схемам защиты с самовос-
становлением, т. е. таким схемам, которые обеспечивают восстановление
работоспособности ВИП при самопроизвольном исчезновении КЗ без до-
полнительного вмешательства. Это связано с тем, что данные схемы защи-
ты достаточно сложны схемотехнически, поскольку содержит в своем со-
ставе такие узлы, как компаратор, источник опорного напряжения транс-
форматор тока и другие компоненты. Все это заметно осложняет схему ВИП
в целом и, естественно, снижает ее надежность. Именно по этой причине в
схемах ВИП на рис. 11.11.7, 11.11.8 применена не восстанавливаемая схема
защиты, которая работает только при настройке ВИП и изделия, в котором
этот ВИП применяется, а в дальнейшем схема защиты может отключаться
по желанию заказчика.
Дальнейшего и притом резкого сокращения объемно-весовых показате-
лей ВИП, выполненных по схеме рис. 11.11.8, можно достичь если:
• реализовать микросборку на одном кристалле (за исключением эле-
ментов схемы источника внутреннего питания);
• в качестве силовых транзисторов преобразователя использовать полевые
транзисторы.
На рис. 11.11.9 представлен один из вариантов блок-схемы такого кри-
сталла.
200 нс
Рис. 11.11.9. Блок-схема кристалла управления
Глава II. Вторичные источники питания
В состав кристалла входит генератор (ГИ), работающий на частоте f= 5 мГц,
счетный триггер (Тг^, МПС по mod5, ШИМ, РИ и элементы ЛНГ На
выходе триггера Trj формируются сигналы типа меандр с длительнос-
тью импульса ги = 200 нс. Сигналы с выхода триггера Trj поступают на
вход МПС по mod5, на выходе которой формируются импульсы с дли-
тельностью ги = 200 нс и периодом Т = 2 мкс. Применение МПС по-
зволяет исключить из схемы рис. 11.11.9 одновибратор, т. е. удалить
один регулирующий элемент и тем самым упростить процесс регули-
ровки схемы ВИП.
Сигналы с выхода МПС поступают на вход РИ на два канала.
К выходам РИ подключены элементы ЛНр нагрузкой которых являют-
ся затворы полевых транзисторов преобразователя. Другими словами, эле-
менты ЛН, должны обеспечить необходимый ток для включения полевых
транзисторов, т. е. для быстрого заряда емкости затвора.
11.12. Сервисные схемы ВИП
К сервисным схемам ВИП относятся схемы, которые выполняют дополни-
тельные функции, не связанные с процессом формирования выходных номи-
налов. К числу таких схем можно, например, отнести схему защиты от
КЗ, схему включения и отключения ВИП по командам управления и т. д.
В рассмотренных выше ВИП была представлена только одна из них, а
именно схема защиты от КЗ. Кроме перечисленных наиболее часто в со-
став ВИП вводят следующие сервисные схемы:
• схема защиты от повышенного напряжения по входу;
• схема защиты от пониженного напряжения по входу;
• схема ограничения броска тока при включении ВИП;
• схема последовательности включения и отключения вторичных номина-
лов по команде;
• схема защиты вторичного номинала от повышенного напряжения;
• схема защиты ВИП при плавном (медленном) нарастании первичного
напряжения.
В зависимости от требований заказчика ВИП может быть выполнен как
с максимальным, так и минимальным набором сервисных услуг (опций)
либо вообще без них, если требуется от источника повышенная надеж-
ность, т. е. безотказная работа в пределах сравнительно небольшого интер-
вала времени. Последнее особенно очевидно в случае выполнения ВИП с
перечисленными опциями на типовых элементах, как это описано выше.
При выполнении схемы управления ВИП совместно с сервисными схема-
ми в одном кристалле надежность ВИП возрастет, но она, тем не менее, не
сможет повышать надежность ВИП, выполненного без опций. Последнее
вытекает из того факта, что каждая из перечисленных схем достаточно сложна
и ее введение в состав ВИП приводит к заметному увеличению числа элек-
трических компонентов, каждый из которых может отказать и тем самым
вызвать отказ ВИП. Поэтому бортовые ВИП выполняются, как правило, с
минимальным набором опций либо вообще без них. Наибольшим набором
опций обладает ВИП с доступом оператора.
7 /. 12. Сервисные схемы ВИП 601
11.12.1. Защита ВИП от повышенного
входного напряжения
Можно выделить два вида схем, позволяющих защитить ВИП от повышен-
ного входного напряжения.
1. Схемы защиты, которые при повышенном входном напряжении от-
ключают ВИП от сети. Такие схемы можно применять тогда, когда имеется
доступ оператора к блоку, в составе которого используется ВИП.
2. Схемы защиты, которые при наличии повышенного напряжения на
входе ВИП отключают выходные номиналы, а сам ВИП при этом остается
под напряжением. Такие схемы применяются в тех случаях, когда отсут-
ствует доступ оператора к блоку, например, в бортовых устройствах.
В данном параграфе рассмотрим схемы второго типа. В общем случае
можно сказать, что повышенное напряжение — это такое напряжение t/BX,
которое больше некоторого напряжения, именуемого напряжением порога
защиты (f/n3aui). Тогда при 7/вх > (/пзащ происходит отключение вторичных
номиналов. Невыполнение этого условия может привести к отказу силовых
ключей преобразователя. Это связано с тем, что при 7/х > Ц13ащ транзисто-
ры преобразователя могут выйти из насыщения, что приведет к повышен-
ному расходу мощности в цепи коллектора и, как следствие, к выходу тран-
зисторов из строя.
При выключении транзисторов через них будет протекать ток /ко, т. е.
мощность на коллекторах транзисторов преобразователя будет заметно сни-
жена, и это не приведет к отказу транзистора при условии, что
U > U < U ,
вх — п.защ к. доп’
где (/к — допустимое напряжение на коллекторе транзистора, приведен-
ное в технических условиях.
Пример реализации схемы защиты от повышенного напряжения приве-
ден на рис. 11.12.1, а. В состав схемы входят два делителя, выполненные на
резисторах Яр /?2, /?3, Л4, компаратор, резисторы Я5, /?6.
(/вхп
-<> о
П*6
ШИМ
Рис. 11.12.1. Схема защиты ВИП от повышен-
ного входного напряжения:
а — на основе компаратора; б — на триггере Шмитта
602 Глава 11. Вторичные источники питания
Схема рис. 11.12.1, а работает следующим образом. Напряжение на ре-
зисторе /?2 выбирается такой величины, что оно всегда меньше напряжения
на резисторе /?4, при условии, что t/x < {/пзащ.
При (/вх > (/пзащ напряжение на резисторе Т?2 превышает напряжение на
резисторе /?4, и на выходе компаратора формируется сигнал с уровнем ло-
гического 0, который блокирует работу ШИМ, выключая транзисторы пре-
образователя. Например, на схеме рис. 11.11.8, я такой сигнал блокировки,
но только при срабатывании схемы защиты от КЗ, поступает на входы R и
S триггера Л42, на вход S триггера Д41 и на вход управления элемента Л24,
на вход S триггера О41 и на вход управления элемента Z)24 (вход 6). В ре-
зультате обеспечивается разряд конденсаторов С6, С7, конденсатора С5 и
формирование сигналов с уровнем логического 0 на выходах и Б2, т. е.
происходит отключение силовых транзисторов. Сигнал блокировки на вы-
ходе компаратора схемы рис. 11.12.1, а будет присутствовать до тех пор,
пока на входе схемы ВИП действует напряжение £/вх > £/пзащ. При сниже-
нии (/вх до величины 6/вх < t/n3a источник питания включается, и на его
выходе сформируется требуемый номинал вторичного напряжения.
В схеме на рис. 11.12.1, а резистор /?6 является нагрузочным резистором,
а резистор R5 выполняет функцию резистора обратной связи. В связи с тем,
что выходной транзистор компаратора работает в режиме ключа, строгих
требований к величине сопротивления Л6 не предъявляют. Обычно величи-
ну /?6 выбирают в диапазоне от нескольких сотен ом до 10 кОм. Меньшие
величины сопротивлений обеспечивают большую скорость переключения
и повышают помехоустойчивость, но при этом потребляется большая мощ-
ность. Резистор R5 — резистор положительной обратной связи150 выбирает-
ся в пределах 100 кОм — 1 МОм. Схема рис. 11.12.1 может работать и без
резистора /?5. Но в этом случае на выходе компаратора может возникнуть
дребезг (многократное переключение), когда напряжение на инвертирую-
щем входе проходит порог переключения, определяемый делителем Л3, Л4.
Введение резистора Л5 обеспечивает в схеме два порога переключения.
Другими словами, за счет резистора /?5 обеспечивается включение ком-
паратора при напряжении большем, чем без него, а выключение при
меньшем, т. е. обеспечивается гистерезис. Действительно, пусть, напри-
мер, Л3 = 20 кОм, Л4 = 10 кОм, £/ип = 5 В. В этом случае напряжение на
плюсовом входе компаратора
f/ = U^R^ = 2J0 = j 66 в
+ Я4 30
Рассчитаем Uс учетом сопротивления обратной связи /?5 = 200 кОм, а
Л6 = 1 кОм. Поскольку Л6 подключен к коллектору выходного транзистора
и этот транзистор закрыт, то можно считать, что резистор R = R6 + Л5
подключен параллельно резистору Л3. В итоге общее сопротивление, обо-
значим его 7?3, составит
Я3' =
Я3(Я6 + Я5) _ 20-201
Я3 + (7^ + Т?5) " 20 + 201
= 18,2 кОм.
150 В компараторах отрицательная обратная связь не применяется.
11.12. Сервисные схемы ВИП 603
Находим величину напряжения на резисторе Л3:
и = = = 1 77 в.
R} Я' + Я4 18,2 + 10
Следовательно, компаратор срабатывает, когда напряжение на минусо-
вом входе превышает 1,77 В, что на 0,11 В больше, чем при отсутствии
сопротивления Л5. При нулевом выходе компаратора можно считать, что
резистор /?5 включен параллельно /?4. В итоге общее сопротивление (обо-
значим его 7?^) составит:
_ Т?4/?5
я4 + я5
10 200
10 + 200
= 9,52 кОм.
Напряжение на Л4
R
я4
/?3 + Л'
5-9,52
9,52 + 20
= 1,6 В,
что меньше 1,66 В.
Следовательно, компаратор установится в состояние логической 1, ког-
да напряжение на Л2 станет меньше величины 1,6 В.
Другими словами, можно сказать, что из-за наличия гистерезиса (он
может быть увеличен подбором резисторов) понизится вероятность того,
что шумовой сигнал, который может присутствовать на входе компаратора,
вызовет его многократное срабатывание.
На рис. 11.12.1, б приведена схема защиты от повышенного входного
напряжения с одним резистивным делителем. Схема содержит делитель
напряжения на резисторах Л2 и триггер Шмитта (элемент В^. Делитель
напряжения рассчитывается таким образом, что при (/вх > t/n3aui напряже-
ние на резисторе Л2 больше напряжения порога включения С7Пэ. В итоге
при UR > Un2 на выходе формируется сигнал с уровнем логического 0,
который блокирует работу ШИМ. При снижении входного напряжения до
величины (/вх < £/пзащ блокировка снимается и происходит включение ВИП.
Возможность изменения длительности импульса ШИМ от входного на-
пряжения в рассмотренных выше ВИП позволяет реализовать схему защи-
ты исключительно на цифровых ИС, т. е. без использования компараторов,
резистивных делителей и триггеров Шмитта. Принцип построения такой
схемы заключается в следующем: если на вход R счетчика подать сигнал от
ШИМ, а на его счетный вход подать частоту от генератора, то количество
импульсов, подсчитанное счетчиком, будет тем больше, чем меньше дли-
тельность импульса формируемого ШИМ, т. е. чем больше величина (/вх.
Очевидно, что в этом счетчике можно найти число, которое будет больше
числа соответствующего (/вх < £/пза , и это число после дешифрации долж-
но выдать сигнал блокировки ШИМ и выключить ВИП. Пример схемы
защиты ВИП от повышенного напряжения, выполненной на цифровых ИС,
приведен на рис. 11.12.2. Здесь элемент В{ конденсатор резисторы Л2
входят в состав ШИМ.
При 6/вх = £/BXmin максимальное число импульсов, которое может быть
зафиксировано в счетчике, не превысит одного. Если предположить, что
Глава II. Вторичные источники питания
Рис. 11.12.2 Схема защиты от повышенного напряжения на цифровых ИС
Цзх min = 20 В, то при [/вх = 40 В длительность импульса на выходе элемента
В2 составит примерно половину от длительности при (/вх = 6/вх min.
Следовательно, в этом случае счетчик СЧ] может зафиксировать макси-
мум 5 импульсов. При 6/вх > 40 В число импульсов будет увеличиваться,
приближаясь к максимальному числу, равному 9 импульсам. Если предпо-
ложить, что Un защ > 40 В, то надо дешифрировать пятое состояние счетчика.
Сигнал с выхода элемента В3 установит триггер в единичное состояние
(Trj = 1) и тем самым заблокирует работу ШИМ, отключая ВИП. Для его
последующего включения необходимо установить триггер Trj в нулевое
состояние. Для сброса триггера в состояние 0 используется схема, со-
стоящая из счетчика Сч2 и вентилей В4 и В5. Счетчик Сч2 начинает работать
после установки триггера Trt в единичное состояние. Отсчитав заданное
количество импульсов, на выходе вентиля В5 формируется сигнал логичес-
кой 1 (В5 = 1), и триггер Тг, по входу S устанавливается в 0.
Если к этому моменту входное напряжение придет в норму, то произой-
дет включение ВИП. В противном случае процесс повторяется.
Здесь следует отметить, что точность срабатывания схемы будет зави-
сеть от числа импульсов, содержащихся в интервале преобразователя. Дру-
гими словами, чем больше импульсов размещено в интервале, тем точнее
работает схема. В рассмотренном примере интервал преобразования 2 мкс
разбит на 10 импульсов, при этом генератор работает на частоте 5 мГц
(5 мГц: 10 = 500 кГц, т. е. Т = 2 мкс).
11.12. Сервисные схемы ВИП 605
При частоте генератора 10 мГц в интервале преобразования Г = 2 мкс
будут размещаться 20 импульсов, а при частоте генератора 20 мГц — 40 им-
пульсов и т. д.
В итоге схема работает более точнее, т. к. с увеличением числа импуль-
сов (ли) увеличивается отношение числа импульсов к разности напряжений
[/вх max - i/BX min.
Пусть, например, t/х min = 20 В, a t/х max = 40 В. Тогда при ли = 20 это
отношение составит 1 импульс на вольт, а при п* = 40 это отношение будет
равно 2 имп./В и т. д.
11.12.2. Защита ВИП от пониженного
входного напряжения
При входном напряжении 6/вх < f/Bxmin напряжение на выходе ВИП умень-
шается и становится меньше номинального вторичного напряжения (t/H0M).
Иногда возникает требование заказчика, которое предполагает отклю-
чение ВИП при снижении входного напряжения ниже определенного уровня.
Один из вариантов такой схемы защиты приведен на рис. 11.12.3. Схема
содержит два делителя на резисторах Л2; Л3, /?4, компаратор, резистор
обратной связи /?5 и резистор нагрузки Л6, т. е. по своей реализации данная
схема подобна схеме рис. 11.12.1, а.
В рабочем состоянии, т. е. при £/х > f/BX min напряжение на резисторе Л2
должно превышать напряжение на резисторе Л4. При снижении входного
напряжения до величины t/n напряжение на резисторе /?4 окажется выше,
чем напряжение на резисторе Л2, и на выходе компаратора сформируется
сигнал логического 0, блокирующий ШИМ аналогично схеме рис. 11.12.1, а.
При возрастании входного напряжения до величины f/Bx > 6/пзащ ВИП
включается. На рис. 11.12.3, а приведена схема защиты от пониженного
напряжения на основе ИС триггера Шмитта. В рабочем состоянии, т. е.
при 6/ > f/xmin триггер Шмитта включен, на выходе В2 уровень логической 1
и разрешена работа ВИП. При f/BX < f/Bxmin = £/пзащ триггер Шмитта выклю-
Рис. 11.12.3. Схема защиты ВИП от пони-
женного входного напряжения
а — на основе компаратора; б — с триггером
Шмитта
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.12.4. Схема защиты от пониженного напряжения на цифровых ИС
чен, на выходе элемента В2 уровень логического 0, т. е. осуществляется
блокировка ШИМ и отключение ВИП.
Схема защиты ВИП от пониженного входного напряжения, выполнен-
ная на логических ИС, приведена на рис. 11.12.4. При £/вх < in на выхо-
де вентиля В2 действует постоянный уровень логической 1 , и счетчик
считает максимальное число импульсов.
Длительность импульса ШИМ максимальна:
/ — Т — t
иш и’
где Т — период следования входных импульсов; /и — длительность входного
импульса.
В результате, при Цх < £/пза на выходе вентиля В2 будет действовать
уровень логического 0 (напряжение на входе вентиля В} при UBX < Un защ
не успевает достичь порога переключения элемента), и в счетчике СЧ]
зафиксируется максимальное число импульсов. После дешифрации этого
состояния вентилем В, включается триггер Тгр и последующая работа схемы
полностью повторяет работу схемы рис. 11.12.3. При повышении входно-
го напряжения т. е. при £/вх > £/пзащ, на выходе вентиля В2 сформируется
логическая 1, и счетчик C4j уже не может фиксировать максимальное чис-
ло импульсов, что приведет к включению ВИП.
151 Постоянный уровень напряжения действует и на выходе компаратора, если уровень
пилы ниже уровня порога.
11.12. Сервисные схемы ВИП
11.12.3. Защита потребителя от повышенного
напряжения на выходе ВИП
При отказе ВИП на его выходе может появиться повышенное напряжение,
которое может повредить аппаратуру потребителя. Учитывая возможность
возникновения такой ситуации, иногда предъявляют требование отключе-
ния ВИП при повышенном напряжении на его выходе. Пример реализации
такой схемы показан на рис. 11.12.5. Как видно из рис. 11.12.5, транзистор
VTX, инвертор Вх и триггер Тг} запитываются от внутреннего источника
питания. При этом триггер по входу Л должен устанавливаться в ноль (Q = 0)
сигналом «начальная установка» (нач. уст). Последний вырабатывается схе-
мой управления ВИП при его включении.
Схема работает следующим образом.
При напряжении
вых > ^п.защ ~ ^cimin^l’
где /CTmin равен току свечения диода, включается стабилитрон, засвечивает-
ся светодиод. На коллекторе транзистора VTX сформируется уровень логи-
ческого 0, который через элемент Вх включает триггер, сигнал с выхода
которого заблокирует ШИМ и отключит вторичные номиналы ВИП. В схе-
ме рис. 11.12.5, а желательно использовать стабилитроны с крутой вольтам-
перной характеристикой, т. е. такой, когда пробой стабилитрона происхо-
дит практически в момент /CTmin. Это, как правило, стабилитроны с напря-
жением стабилизации порядка 9 В и выше.
б
608 Глава 11, Вторичные источники питания
Если по условиям работы требуется более точно определить момент
возникновения повышенного напряжения, то можно воспользоваться схе-
мой, приведенной на рис. 11.12.5, б. В состав схемы входит компаратор D},
источник тока (транзистор VTX, резисторы Л3, Л4) и делитель на резисторах
Я2. Источник тока обеспечивает получение опорного напряжения (6/ ),
которое подается на положительный вход компаратора D}. В результате,
при нормальном режиме работы схемы на выходе компаратора уровень ло-
гической 1, на выходе Вх уровень логического 0, и диод VDX обесточен. При
(/вх = Ц1заш напРяжение на ^2 превышает [/оп, на выходе Z), уровень логичес-
кого 0, на выходе Вх уровень логической 1. Диод VDX засвечивается, вклю-
чается триггер Тг, и блокируется работа ШИМ.
11.12.4. Ограничение тока включения
Подача напряжения на вход ВИП сопровождается повышенным током по-
требления (бросок тока) по цепи питания в первоначальный момент. Бро-
сок тока обусловлен зарядом емкостей, установленных на входе ВИП, ко-
торые, как известно, в первоначальный момент представляют короткое за-
мыкание для питающей цепи. Отсюда следует, что амплитуда такого броска
будет определяться сопротивлением подводящих проводов и выходным со-
противлением источника питающей цепи.
Другими словами, можно сказать, что амплитуда броска тока теорети-
чески не зависит от величины емкости, но зато заметно влияет на длитель-
ность действия броска. Таким образом, с целью снижения входного броска
тока необходимо снижать величину емкости, что не всегда возможно из-за
наличия входного фильтра. При большом числе источников питания, под-
ключаемых к сети, величина и длительность такого броска могут оказаться
значительными и в этом случае его необходимо ограничить. Идея такого
ограничения заключается в заряде емкости через дополнительный резистор
Лд с последующим его шунтированием, например, с помощью полевого
транзистора, обладающего малым сопротивлением исток-сток, во включен-
ном состоянии.
Пример реализации такой схемы с использованием полевого транзисто-
ра проводимостью />-типа показан на рис. 11.12.6. Схема работает следую-
щим образом. В момент поступления входного напряжения разность по-
тенциалов между 6/вх и затвором транзистора VTX, из-за наличия конденса-
тора С1? равна 0, и транзистор VTX закрыт.
В результате конденсатор Свх заряжается через резистор 7?д.
Рис. 11.12.6. Схема ограничения
тока включения на полевом тран-
зисторе с индуцированным кана-
лом проводимостью р-типа
11.12. Сервисные схемы ВИП
Когда конденсатор С, зарядится, то потенциал затвора будет отрицате-
лен по отношению к t/x, транзистор VTX включится, и резистор Лд окажется
зашунтированным через малое сопротивление исток-сток и транзистора VT},
составляющее десятые и сотые доли ом. В качестве транзистора ИГ, можно
использовать биполярный транзистор />-л-/>-типа. Однако такая схема будет
менее эффективна по сравнению со схемой рис. 11.12.6.
11.12.5. Последовательность включения и выключения
вторичных номиналов ВИП
При проектировании ВИП часто возникает потребность в определенной
последовательности включения и выключения выходных номиналов (на-
пряжений) ВИП. Пусть, например, источник имеет два независимых вы-
ходных номинала +5 и +10 В, ток нагрузки каждого из которых меняется в
пределах от /н = /н тах до /н = /х х (холостой ход).
Требуется, чтобы выполнялась следующая последовательность их вклю-
чения и выключения:
• сначала включается номинал +5 В, а затем +10 В;
• при выключении — наоборот, а именно: сначала выключается номинал +10
В, а затем номинал +5 В.
Очевидно, что такой ВИП должен содержать в своем составе 2 ШИМа,
один из которых (ШИМ,) управляет преобразователем Прн (+5 В) и ис-
пользуется для получения выходного сигнала +5 В, а другой (ШИМ2) — для
получения выходного номинала +10 В.
Заданную последовательность включения и выключения можно осуще-
ствить, если воспользоваться схемой, показанной на рис. 11.12.7. Схема
содержит «удлиненный» D-триггер (см. гл. 4) на элементах Bx—Bv резисто-
рах /?,, R2 и конденсаторах С,, С2. В состав схемы входят два триггера Тг, и
Тг2, на входы которых поступают сигналы от ШИМ, и ШИМ2. Команда
управления с выхода элемента В4 (К. УПР1 (+10 В) поступает на входы
элементов 5,0, Я,,, а команда управления с выхода Вв (К. УПР2 (5 В) — на
вход вентилей В8, В9. Рассмотрим работу схемы с момента, когда сигнал
включения ВИП (Вкл) отсутствует, т. е. он равен логическому 0 (Вкл = 0).В
этом случае на выходах вентилей управления В4 и Вв действует сигнал с
уровнем логической 1 (В4 = Be = 1) и, следовательно, на выходах вентилей
В*—Вхх уровни логического 0, т. е. на входах базовых цепей силовых тран-
зисторов управляющие сигналы отсутствуют.
При поступлении команды «Вкл.» («Вкл.» = 1) сначала формируется
сигнал управления на выходе вентиля В6 (Вв = 0), разрешающий работу
преобразователя Прн (+5 В). Затем с задержкой, обусловленной прохожде-
нием сигнала по цепи вентили В7, В2, В3, резистор 7?,, конденсатор С, и
элемент Z?4, сформируется сигнал с уровнем логического 0 на выходе эле-
мента В4, и вступит в работу преобразователь канала +10 В (Прн + 10 В).
Рассмотрим порядок выключения ВИП.
Для этого на его вход «Вкл.» необходимо подать сигнал с уровнем логи-
ческого 0 («Вкл.» = 0). В этом случае сигнал с уровнем логической 1 снача-
ла сформируется на выходе элемента В4 (В4 = 1), и номинал +10 В будет
отключен. Затем, с задержкой, обусловленной прохождением сигнала по
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.12.7. Схема определения последовательности «Вкл.» и «Откл.» вы-
ходных номиналов ВИП
цепи элемент В5, время задающая цепь из Я2, С2, элемент Вь. сформируется
сигнал логической 1 на выходе элемента В6 (В6 = 1), и тем самым отключа-
ется номинал +5 В. Таким образом, с помощью «удлиненного» /)-триггера
удалось достаточно простыми средствами осуществить заданную последо-
вательность включения и выключения выходных номиналов ВИП. Задерж-
ку включения и отключения можно регулировать время задающими цепя-
ми, число которых можно менять и устанавливать их в различные точки
«удлиненного» D-триггера. Вместо элементов и В7 лучше использовать
триггеры Шмитта.
11.12.6. Защита ВИП от перегрузок по току
и короткого замыкания
При коротком замыкании нагрузки или при превышении тока нагрузки
через транзисторы преобразователя протекает ток, величина которого пре-
вышает ток, на который они рассчитаны. Это приводит к выходу транзис-
торов преобразователя из режима насыщения и, как следствие, к их воз-
можному отказу из-за перегрева вследствие повышенного расхода мощнос-
ти в цепи коллектора. При наличии схемы защиты последняя срабатывает
раньше, чем транзисторы успевают отказать, предотвращая, тем самым, их
возможный выход из строя.
По принципу действия все схемы защиты можно разделить на два вида:
• обратимые;
• необратимые.
7 7.72. Сервисные схемы ВИП 61 I
Обратимые — схемы, которые автоматически восстанавливают работу
ВИП после снятия КЗ без вмешательства оператора.
Необратимые схемы, в случае срабатывания, требуют отключения ВИП
и последующего его включения с целью повторного введения в строй схе-
мы защиты, т. е. такие схемы требуют вмешательства оператора, а сама
аппаратура, в которой используется ВИП, является, как правило, обслужи-
ваемой.
Пример необратимой схемы защиты был рассмотрен выше на примере
схем ВИП рис. 11.11.1 и рис. 11.11.8.
В частности, схема рис. 11.11.8, а может быть преобразована в обратимую
(рис. 11.12.8) за счет введения в ее состав одновибратора (см. рис. 11.12.8).
Такая схема работает следующим образом.
При наличии КЗ свечение светодиода VD} прекращается, и т. к. конден-
сатор Cj заряжен, то на обоих входах элемента В} действует логическая 1, и
на его выходе сформируется сигнал, фиксирующий наличие КЗ. Этот сиг-
нал поступает на вход одновибратора (ОВ), на выходе которого формирует-
ся сигнал с уровнем логической 1. Последний, поступая на управляющей
вход ключа В3 (ключ КТЗ), обеспечивает разряд конденсатора Сг По мере
разряда конденсатора С, на выходе элемента В2 действует уровень логичес-
кого 0, и схема ВИП будет пытаться выключиться. Чтобы этого не про-
изошло, необходимо выход одновибратора (ОВ) через схему ИЛИ (элемент
В4) подключить к ШИМ.
Если к моменту окончания сигнала, формируемого одновибратором ОВ,
короткое замыкание устранится, то произойдет повторное включение ВИП.
Действительно, в этом случае конденсатор Cj будет разряжен, на выходе
элемента В2 действует уровень логического О (В2 = 0), который снимает
блокировку ШИМ и тем самым разрешает включение ВИП.
Если короткое замыкание остается, то схема защиты отключит ВИП,
при этом транзисторы преобразователя подвергаются перегрузкам на время
включения, т. е. на время выхода его на режим.
Для схем, рассмотренных выше, время выхода составляет менее 100 мкс.
Поэтому, чтобы такая довольно простая схема защиты и при том реализо-
ванная практически на цифровых ИС, работала надежно, необходимо, что-
бы транзисторы преобразователя обладали запасами по рассеиваемой мощ-
ности и имели хороший теплоотвод. Здесь необходимо отметить, что во
В4
Рис. 11.12.8. Схема защиты по выходному напряжению
612 Глава 7 7. Вторичные источники питания
всех схемах защиты транзисторы подвергаются перегрузкам. Отличие толь-
ко лишь в том, что длительность этих перегрузок различна для разных схем,
обеспечивающих защиту ВИП от короткого замыкания или перегрузок.
Очевидно, что чем меньше длительность таких перегрузок, тем эффектив-
нее работает схема. Следует отметить, что схема защиты рис. 11.12.8 начнет
действовать раньше, чем напряжение на нагрузке упадет до нуля, что умень-
шает действие перегрузок на силовые транзисторы преобразователя152.
Если из схемы рис. 11.12.8 исключить одновибратор, то она перейдет в
разряд необратимых, и для ее включения потребуется выключить ВИП, а
затем его снова включить.
На рис. 11Д2.9 приведена обратимая схема защиты, выполненная на
основе трансформатора тока, который включен в цепь эмиттеров ключей
преобразователя. При коротком замыкании возрастает ток через первич-
ную обмотку. При этом ток вторичной обмотки возрастает на величину Д/.
В результате напряжение на резисторе R3 возрастает на величину Дб/= А/- /?3.
Резисторы 7?! и Т?2 вводятся для увеличения напряжения на плюсовом входе
компаратора.
Увеличение напряжения на резисторе 7?3 приведет к увеличению напряже-
ния на резисторе 7^, к срабатыванию компаратора и, следовательно, к выклю-
чению ВИП. Вместо резистора R} можно включить источник тока. Для увели-
чения точности трансформатор тока должен иметь один виток на первичной
обмотке и 100 витков — во вторичной. Резистор 7?3 порядка 20—24 Ом. Тогда,
если через первичную обмотку протекает ток 1 А, то во вторичной он будет
равен 0,01 А, и на резисторе 7?3 напряжение увеличится на 0,2 В, т. е. чувстви-
Рис. 11.12.9. Схема защиты с трансформатором тока
152 Здесь важно отметить, что силовые полевые транзисторы выдерживают значительные
импульсные токи, оставаясь при этом работоспособными. Одной из причин этого является
то, что у МОП-транзисторов полностью отсутствет вторичный пробой и связанный с ним
саморазогрев транзистора. Так как ток стока МОП-транзистора падает с увеличением темпе-
ратуры, то здесь область безопасной работы ограничена только предельно допустимой мощ-
ностью рассеяния.
11.12. Сервисные схемы ВИП 613
Рис. 11.12.10. Схема защиты на ре-
зистивном датчике тока и компа-
раторе
тельность составляет 0,2 В на 1
А. Чтобы трансформатор не на-
сыщался, его необходимо изго-
тавливать на кольцах большего
диаметра и сечения.
Введение трансформатора тока ухудшает массо-габаритные показатели
ВИП, что можно отнести к недостаткам схемы рис. 11.12.9. На рис. 11.12.10
приведена схема защиты, в которой в эмиттерные цепи транзисторов вклю-
чен резистор 7?т (датчик тока). При перегрузках или при наличии короткого
замыкания увеличивается падение напряжения на 7^, что фиксируется ком-
паратором и происходит отключение вторичных номиналов ВИП, анало-
гично ранее рассмотренным схемам. С целью повышения кпд резистор 7?т
должен быть низкоомным. Он также должен быть высокостабильным и
термостабильным. Компаратор должен при одном питании иметь малый порог
срабатывания (меньше 0,1—0,2 В).
Для схем рис. 11.11.6, 11.11.7 возможен иной способ выполнения схемы
защиты, вытекающий из принципа работы ШИМ, в котором уровень поро-
га срабатывания компаратора перемещается по пиле в зависимости от тока
нагрузки. Как отмечалось выше, при малых токах нагрузки порог срабаты-
вания смещается вниз по пиле и длительность импульса на выходе ШИМ
уменьшается. При больших токах нагрузки порог смещается вверх по пиле.
И это свойство схем рис. 11.11.6 и рис. 11.11.7 можно использовать для
построения схем защиты.
При коротком замыкании или при повышенном потреблении тока схе-
му можно отрегулировать таким образом, что порог срабатывания за счет
действия обратной связи окажется выше уровня опоры. И если теперь на
плюсовой вход дополнительного компаратора защиты подать сигнал обрат-
ной связи (точка £>29 рис. 11.11.8, а), а на второй, т. е. минусовой вход
подать напряжение опоры (см. рис. 11.12.11), то на выходе компаратора
защиты сформируется логическая 1, которая заблокирует ШИМ и отклю-
чит ВИП.
На рис. 11.12.12 приве-
дена схема защиты на осно-
ве операционного усилите-
ля (ОУ) и датчика тока Я.
По принципу работы дан-
ная схема повторяет схему
Рис. 11.12.11. Схема защиты с
обратной связью по току на-
грузки
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.12.12. Схема защиты на
резистивном датчике тока и опе-
рационном усилителе
рис. 11.12.10, однако, в отличие
от нее, она не содержит узел
опорного напряжения.
Схема позволяет регулиро-
вать коэффициент усиления ОУ
за счет отрицательной обратной
связи, выполненной на резис-
торах R{ и Rr Это дает возможность использовать в качестве 7?г весьма
малые номиналы сопротивлений порядка 0,03—0,01 Ом и меньше, что можно
отнести к достоинствам схемы. Поскольку на выходе ОУ, в отличие от ком-
паратора, сигнал присутствует всегда, но меньшей амплитуды, чем при КЗ
или выбранном токе защиты, для более надежной работы схемы между ОУ
и одновибратором можно включить триггер Шмитта.
11.12.7. Управление включением и отключением ВИП
По способу управления включением и выключением можно выделить два
типа ВИП.
1. Источники, в которых для включения и выключения ВИП использу-
ются две команды, а именно команды «Вкл.» и «Откл.».
2. Источники, в которых для управления включением и отключением
используется одна команда «Вкл.» либо «Откл.».
Источники первого типа работают по следующему алгоритму.
При подаче первичного напряжения напряжение на выходе ВИП отсут-
ствует, т. е. t/BbIX = 0.
Для включения ВИП, т. е. для формирования на его выходах требуемых
номиналов, используется импульсная (кратковременная) команда «Вкл.».
Для выключения ВИП используется импульсная команда «Откл.». От-
личительной особенностью таких ВИП является то, что в них, при наличии
входного напряжения и отсутствии команды «Вкл.», работает внутренний
источник питания, и все элементы управления находятся под напряжени-
ем. При этом ШИМ и генератор не работают. Другими словами, все эле-
менты управления ВИП находятся в статическом режиме и, при условии
выполнения элементов схемы управления на КМДП-ИС, схема в целом
потребляет незначительную мощность.
Пример реализации схемы управления ВИП с двумя командами с ис-
пользованием элементов гальванической развязки показан на рис. 11.12.13.
Такая схема работает следующим образом.
При подаче входного напряжения по цепи начальная установка (нач.
уст), триггер Trj (триггер Ял-5£-типа) устанавливается в состояние Q = 1.
При этом генератор импульсов ГИ и ШИМ заблокированы, т. е. не форми-
руют рабочих сигналов, и схема находится в состоянии ожидания команды
«Вкл.», потребляя при этом минимальную мощность. При поступлении ко-
11.12. Сервисные схемы ВИП
(/внп
манды «Вкл.» (например, замыкается контакт реле и катод светодиода VD{
будет подключен к клемме — f/Bx входного напряжения) по цепи клемма
+ f/BX, Яр VDv клемма — £/вх протекает импульс тока. В результате засвечива-
ется светодиод KZ)p на выходе (например, элемент ПУ4 серии 765) фор-
мируется потенциал, близкий к напряжению внутреннего питания, и триг-
гер Trj установится в состояние Q = 1. Блокировка с генератора и ШИМ
снимается, и происходит включение ВИП.
Для отключения ВИП точно такую же команду необходимо подать на вход
«Откл.». В результате триггер Trj устанавливается в состояние Q = 1, и проис-
ходит отключение ВИП. Примеры выполнения схемы управления включени-
ем и отключением ВИП с одной командой приведены на рис. 11.12.14—11.12.16.
На рис. 11.12.14 приведена схема управления одной командой «Откл.».
При наличии f/Bx и отсутствии команды «Откл.», транзистор Vl\ закрыт, на
выходе транзистора VT2 формируется напряжение внутреннего питания и,
следовательно, ВИП включен. При поступлении команды «Откл.»153 тран-
зистор KTj включается, что приводит к отключению напряжения внутрен-
него питания и, следовательно,
к выключению ВИП.
На рис. 11.12.15 приведена
схема управления одной коман-
дой «Вкл.». При отсутствии ко-
манды «Вкл.» (вход «Вкл.» на-
Рис. И.12.14. Схема управления
включением и отключением ВИП
одной командой «Откл.»
153 Команда «Откл.» подается положительным напряжением +6/ относительно — £/вх.
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.12.16. Схема управления включени-
ем и отключением ВИП одной командой
«Откл.», с использованием элемента галь-
Рис. 11.12.15. Схема управле-
ния включением и отключени-
ем и отключением ВИП одной
командой «Вкл.»
ванической развязки
_(/ Откл.
ходится в «воздухе»), транзистор VT{ включен, напряжение внутреннего пи-
тания отсутствует, и, следовательно, ВИП выключен. Для включения ВИП
вход «Вкл.» необходимо подключить к клемме — UBx.
В этом случае транзистор VTX будет выключен (ток в базу транзистора
VT{ не втекает, т. к. он теперь течет по цепи + f/Bx, VDX, клемма — t/BX), и,
следовательно, на эмиттере VT2 сформируется напряжение внутреннего
питания, т. е. произойдет включение ВИП.
На рис. 11.12.16 приведена схема управления включением и отключени-
ем ВИП одной командой «Откл.» с использованием элемента гальваничес-
кой развязки, а именно транзисторной оптопары.
Для отключения ВИП необходимо пропустить ток по цепи клемма [/,
/?р диод VDX, клемма — 6/вх.
В этом случае на базе УТХ будет действовать напряжение порядка 0,1 В
относительно клемма «1» (—t/BX), что приводит к отключению внутреннего
напряжения питания и, следовательно, к отключению ВИП.
Кроме рассмотренных возможны и другие схемотехнические способы
организации управления включением и отключением ВИП.
Однако, общим для всех таких схем остается требование минимального
потребления мощности при выключенном ВИП.
11.12.8. Защита ВИП при плавном (медленном)
нарастании первичного напряжения
Медленное нарастание входного напряжения может стать причиной не
включения ВИП, а в худшем случае привести к его отказу. Это связано с
тем, что при плавном нарастании первичного напряжения вторичное на-
пряжение так же нарастает плавно154. В самом деле, если, например, в
состав ЯвнП входит параметрический стабилизатор, содержащий стаби-
литрон, то напряжение внутреннего источника питания практически от-
слеживает вольтамперную характеристику стабилитрона, т. е. нарастает
сравнительно медленно до момента выхода стабилитрона на режим (про-
бой стабилитрона). Последнее объясняется тем, что до наступления про-
боя стабилитрон можно рассматривать как диод, включенный в обратном
(запертом) направлении.
А поскольку сопротивление обратно включенного диода велико (сотни
килоом), то оно намного больше сопротивления последовательно включен-
ного токозадающего резистора, и все входное напряжение t/Bx < t/CT падает
на стабилитроне.
И здесь могут иметь место определенные трудности по включению
ВИП (выход на режим), поскольку в этот промежуток времени элементы
ВИП запитываются от пониженного напряжения, т. е. такого напряже-
ния, при котором не гарантируется работа элементов согласно техничес-
ким условиям155. В частности, при пониженном напряжении питания
уменьшается частота генератора (см. гл. 10), что при достаточно медлен-
ном нарастании входного напряжения может привести к насыщению транс-
форматора.
Поэтому, чтобы элементы схемы управления ВИП работали при номи-
нальном напряжении, необходимо на момент нарастания входного напря-
жения заблокировать работу ШИМ и отключить ключи преобразователя.
После того, как входное напряжение дорастет до величины, при которой
напряжение ЯвнП достигает номинального значения, блокировка снима-
ется. Пример схемы, работающей по указанному алгоритму включения
ВИП, приведен на рис. 11.12.17. В схеме рис. 11.12.17 постоянная време-
ни цепочки 7?! • С\ выбирается заметно больше, чем время нарастания вход-
ного напряжения и, следовательно, напряжения, ЯвнП. В результате в те-
чение всего промежутка времени, когда происходит нарастание входного
напряжения, на базе транзистора V7\ действует напряжение, равное //внП,
т. к. конденсатор не успевает заметно зарядиться в силу большой по-
стоянной времени.
Транзистор VT\ будет включен и, следовательно, на его коллекторе дей-
ствует уровень 0, используемый для блокировки включения ВИП. После
заряда конденсатора С1 до напряжения 7/ = ЯвнП транзистор VT{ выключа-
ется, на его выходе формируется высокий уровень напряжения, равный
ИвнП, и блокировка включения ВИП снимается. Напряжение на коллекто-
ре VT2 инверсно напряжению на коллекторе VT{ и оно может использовать-
ся для блокировки узлов схемы управления ВИП.
154 Для бортовых ВИП проблема медленного (плавного) нарастания входного напряже-
ния практически отсутствует по следующим причинам:
1) входное напряжение изменяется в сравнительно небольших пределах 0—34 В;
2) уже при 15 В напряжение внутреннего источника питания достигает номинала;
3) в бортовых ВИП входное напряжение от нуля до 34 В практически нарастает скачком,
т. е. менее чем за 10 мс.
155 Так, например, элементы серии 1554 функционирует от 2 до 6 В, а статические и
динамические характеристики ИС гарантируются в диапазоне напряжений от 3 до 5,5 В.
618 Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.12.17. Схема блокировки
включения ВИП при медленном на-
растании входного напряжения
Рис. 11.12.18. Схема блокировки вклю-
чения ВИП при медленном нарастании
входного напряжения на основе стаби-
литрона
В схеме рис. 11.12.18 время задающая цепь отсутствует, но здесь ис-
пользуется стабилитрон VDv напряжение стабилизации которого меньше
напряжения
t/ст < t/внП = ЯВНП.
Например, если ЯвнП = 5 В, то [/ст = 3,3 В.
В результате, до тех пор пока ЯВНП < напряжение на стабилитро-
не практически равно ЯвнП. При включении стабилитрона, т. е. когда через
него протекает минимальный ток стабилизации, база эмиттера V1\ оказы-
вается под меньшим потенциалом относительно эмиттера, включается тран-
зистор КТр и напряжение на Т?4 (Uстановится практически равным ЯвнП.
Таким образом, до тех пор пока транзистор не включен, напряжение с вы-
хода коллектора V7\ используется для блокировки включения ВИП. На-
пряжение на коллекторе VT2 инверсно напряжению ИТР и оно также ис-
пользуется для блокировки включения ВИП во время плавного нарастания
входного напряжения. Схема рис. 11.12.18 может использоваться в качестве
схемы блокировки выключения ВИП при повышенном напряжении на его
выходе. Для этого в коллектор транзистора VT2 необходимо включить све-
тодиод (см. рис. 11.12.5, а). Она же может использоваться и в качестве
схемы, вырабатывающей сигнал обнуления при включении питания.
11.13. Экономичный ВИП с дополнительными
функциями
Ниже приводится ВИП (рис. 11.13.1), содержащий в своем составе ряд схем,
реализующих дополнительные функции, которые заказчик требует наибо-
лее часто.
К числу этих схем можно отнести:
• схему управления отключением и включением ВИП;
• схему выдачи сигнала обнуления;
• схему защиты ВИП от плавного нарастания входного напряжения;
• схему защиты ВИП от повышенного входного напряжения;
Рис. 11.13.1. ВИП с дополнительными функциями и отключаемым ЯвнП по команде «Откл.»
11.13. Экономичный ВИП с дополнительными функциями 619
620 Глава 11. Вторичные источники питания
• схему защиты ВИП от КЗ;
• схему защиты ВИП от пониженного входного напряжения.
Включение ВИП (рис. 11.13.1) осуществляет подачей первичного на-
пряжения ±27 В на его вход. Схема, состоящая из резистора /??, конденса-
тора С2 и элемента 2 (триггер Шмитта), обеспечивает задержку включе-
ния ВЙП при медленном нарастании £/вх. До тех пор, пока напряжение на
конденсаторе С2 ниже порога срабатывания элемента Dx э, на его выходе
уровень логического 0. Последний, поступая на вход элемента £>42, форми-
рует на его выходе уровень логической 1, который блокирует работу ШИМа.
Действительно, 1 = 1 открывает ключ £>3 р и конденсатор С4 оказыва-
ется зашунтированным малым сопротивлением открытого ключа £>31. Вы-
ход элемента D2 j = 0 через элемент Z>43 (Z>43 = 1) блокирует работу транзи-
сторов VT2 и VT2 (на их затворах уровень логического 0).
При достижении на входе элемента D{ 2 напряжения, равного порогу С/,
имеет место следующее распределение потенциалов: DX2 = 1, £>42 = 0. В этом
случае блокировка с генератора и ШИМ снимается, и начинается работа
ВИП. Интервал действия напряжения 2 = 0 может использоваться в ка-
честве сигнала начальная установка (Нач.уст.) относительно цепи —27 В, а
переход напряжения из «0» в «1» на выходе элемента D{ 2 в качестве сигна-
ла, показывающего, что внутреннее напряжение ВИП достигло номиналь-
ного значения (иногда такое требование выдвигается заказчиком). Чтобы
выключить ВИП, в базу транзистора ИГ4 необходимо задать ток, обеспечи-
вающий его вхождение в режим насыщения.
В схему рис. 11.13.1 введен диод наличие которого обеспечивает
«привязку» входа элемента Dx 4 (при отключенном ЯвнП) практически к
нулю (0 В), т. к. сопротивление /?20 выбирается в пределах 200 кОм и более,
а номиналы резисторов = 150 кОм, Л|9 = 2 кОм.
Как отмечалось выше, элемент £>14 (совместно с резисторами /?20 и /?21)
обеспечивает защиту ВИП от повышенного напряжения на входе. При этом
выбор элементов резисторов /?20 и осуществляется следующим образом.
Пусть, например, резистор /?21 = 20 кОм156, а напряжение порога переклю-
чения элемента £>14 в состояние логического 0 равно 3 В157 (С/П1 З В) при
Епит = 5 В
Определим ток через резистор Л21:
/„ =± = 0,15 мА.
л, 20
При этом необходимо иметь в виду, что напряжение порога переключе-
ния [/1И = 3 В достигается только при (/вх > £/вхтах. Примем, что элемент 4
должен срабатывать при превышении [/вх над (/вх тах на 4 В. Тогда, если
6/ = Чх max = В, то схема защиты ВИП от повышенного напряжения
должна срабатывать при URx = 38 В.
156 Для элементов 765 серии между информационным входом и общим выводом питания
рекомендуется устанавливать сопротивление номиналом 24 кОм (для случая, когда вход эле-
мента не подключен к выходу аналогичного элемента).
157 Например, для элемента триггер Шмитта серии 561 (561ТЛ1) U = 3,2 В, 1.9 В
при ЕП = 5,1 В; Un> = 3,7 В, Uщ = 2,4 В при £„ = 6,1 В.
/ /. 13. Экономичный ВИП с дополнительными функциями
Определим величину резистора /?20. Так как ток через резистор /?20 прак-
тически равен току через Л21 (входное сопротивление элемента £>14 десятки
мегом и более), то величину /?20 можно определить из выражения:
j? ^вх — ^п2 38 — 3
/?7П =-------- =-----= 237 кОм.
IR 0,15
я21 ’
Источник должен снова включиться при снижении входного напряже-
ния до величины t/BX = f/max = 34 В.
Определим величину напряжения порога переключения элемента из
состояния логического 0 в состояние логической 1, т. е. величину tf для
рассматриваемого случая:
U
п
1
Um ' R2' = 34 20 = 2,65 В.
R20 + T?2i 237 + 20
Если tf будет иметь меньшую величину, то источник включится при
Uax < 34 В, что необходимо учитывать при выборе элемента триггер Шмитта.
И если разность между порогами tf и tf такова, что включение источ-
ника будет происходить при напряжении t/BX недопустимо меньшим, чем
Ц)х = ^вх max’ ТО НСОбхОДИМО:
• либо повысить порог входного напряжения t/BX, при котором происходит
отключение ВИП;
• либо элемент триггер Шмитта, с необходимыми порогами, выполнить на
типовых логических ИС (см. гл. 10).
Схема защиты ВИП от КЗ выполнена на элементах /?5, И/)2, R6, R^, D} 3,
Z>32, С3. В состав схемы входит одновибратор на триггере D5] и элементах
Лр, С6, И/)4. С введением одновибратора в схему защиты от КЗ последняя
становится восстанавливаемой. При наличии КЗ на выходе элемента D{ 3
формируется сигнал с уровнем логического 0. Последний, поступая на вход
£>43, формирует на его выходе логическая 1 (Z>23 = 1), что приводит к от-
ключению ВИП. Одновременно 3 = 0 включает одновибратор (Q = 1),
обеспечивая тем самым разряд конденсатора С3 через открытый ключ £>32.
Длительность действия сигнала Q = 1 должна быть больше времени, необ-
ходимого для разряда С3. При появлении уровня логического 0 на управля-
ющем входе элемента Р32 (Q = 0), на выходе Dx 3 логической 1 (Z>3 j = 1),
которая разрешает включение ВИП. И если к моменту времени, когда на-
пряжение на конденсаторе С3 достигнет напряжения порога срабатывания
элемента Dx 3, КЗ не устраняется, то вновь включается одновибратор, и
цикл повторяется.
Фильтр защиты от радиопомех (дроссель конденсаторы Си, С12, С10
и С7, С8) выполнен по типовой однозвенной158 схеме и такого звена оказы-
вается достаточно для маломощных ВИП при самых жестких требованиях
на радиопомехи.
Иногда при отключении ВИП требуется, чтобы внутреннее напряжение
питания оставалось, а выходные номиналы отсутствовали (1/вых = 0). При 152 * *
152 Типовое звено образуют конденсаторы С1Р С12, дроссель и конденсатор С10. Кон-
денсаторы С7, С8 вводятся для более качественного подавления помех, и они могут отсут-
ствовать.
(^622 Глава 11. Вторичные источники питания
этом элементы схемы потребляли минимальную мощность. Пример выпол-
нения такой схемы показан на рис. 11.13.2. Для отключения схемы необхо-
димо на вход «Откл.» подать сигнал с уровнем логического 0. В этом случае
все элементы схемы (кроме элемента j — генератор) находятся в стати-
ческом состоянии и, следовательно, потребляют минимальную мощность
(мВт). В источнике применен элемент триггер Шмитта, что позволило ре-
ализовать схему управления ВИП всего на 5 элементах. При этом схема
рис. 11.13.2 (дополнительно) выполняет защиту ВИП от пониженного на-
пряжения на входе (элемент О14—Нн). Диод VD* обеспечивает привязку
входа элемента О14 к напряжению внутреннего питания в случае, если на-
пряжение на входе элемента D} 4 окажется больше напряжения внутреннего
питания. Такой случай в работе схемы возможен, когда защита ВИП от
повышенного напряжения происходит при достаточно большем входном
напряжении UBX.
В качестве драйвера в схеме рис. 11.13.2 используется эмиттерный по-
вторитель на транзисторах двух типов проводимостей.
Так, например, при использовании бескорпусных элементов в качестве
транзистора и-р-и-типа может использоваться транзистор 2Т630Б, а в каче-
стве /?-А7-/?-транзистор 2Т629. Оба транзистора обеспечивают достаточно
большие токи, необходимые для быстрого заряда и разряда емкости затвор-
исток полевого транзистораИГ5, которая, как правило, составляет единицы
тысяч пикофарад 2—5 нФ. При этом элемент D3 должен задавать достаточ-
но большой ток в драйвер и в качестве него можно использовать, напри-
мер, микросхему серии 1554 (1554ЛЕ1).
В состав схемы ВИП рис. 11.13.2 включен выходной фильтр радиопомех
(ФРП). Особенность выходных радиопомех заключается в том, что они
появляются в более высокочастотном диапазоне по сравнению с входными.
Конструкция дросселя £4 зависит от мощности преобразователя, и при боль-
ших выходных токах обмотки дросселя могут содержать по 2—3 витка и
даже по 1 витку [26]. С точки зрения лучшего подавления помех важно,
чтобы комплексные сопротивления элементов фильтра(£ и С) в наимень-
шей степени зависели от частоты. Другими словами, ФРП требуют приме-
нения качественных элементов фильтра, т. е. таких, эквивалентные схемы
которых не содержали бы в своем составе последовательных резисторов,
конденсаторов (межвитковая параллельная емкость для дросселя) и индук-
тивностей (для конденсатора)159.
Наличие последних приводит к появлению резонанса на частотной ха-
рактеристике. В частности, чем выше резонансная частота дросселя, т. е. чем
меньше его межвитковая емкость, тем шире диапазон частот, в котором дрос-
сель ведет себя как индуктивность. То же самое и для конденсаторов, т. е.
чем меньше его паразитная индуктивность, тем шире диапазон частот, в ко-
тором конденсатор ведет себя как конденсатор (см. выражение (11.10.68)).
Для более качественного выполнения своих функций ФРП необходимо
правильно расположить на плате, в противном случае эффект от примене-
ния ФРП будет заметно снижен. Элементы входного ФРП должны устанав-
159 Напомним, например, что конденсаторы без выводов (чипы) обладают меньшей пара-
зитной индуктивностью, чем с выводами, а частотные свойства конденсатора, в основном,
зависят от типа диэлектрика.
Рис. 11.13.2. ВИП с дополнительными функциями и неотключаемым ЯВНП по команде «Откл.»
11.13. Экономичный ВИП с дополнительными функциями 623
624 Глава 11. Вторичные источники питания
ливаться компактно и располагаться как можно ближе к входным контак-
там, а элементы выходного ФРП также компактно должны располагаться в
непосредственной близости от выходных контактов.
Важно отметить, что схема защиты от КЗ, применяемая в ВИП на
рис. 11.13.1, может использоваться и в качестве схемы защиты ВИП от
пониженного входного напряжения. При t/BX < t/Dxmin снижается и напряже-
ние на выходе ВИП.
В результате, подбором резистора /?5 можно добиться прекращения све-
чения фотодиода, срабатывания схемы защиты и отключения ВИП.
Обращаясь, например, к рис. 11.13.1, нетрудно видеть, что схема управ-
ления ВИП с учетом перечисленных дополнительных функций (6 функ-
ций) реализуется на семи ИС, из которых одна аналоговая (компаратор),
а остальные логические. Последнее позволяет отнести ее (как и схему,
рис. 11.13.2) к разряду наиболее экономичных по числу ИС среди двухтак-
тных ВИП.
11.14. Схемы управления ВИП
без обратной связи
В этом параграфе рассмотрим несколько схем управления для ВИП с
ключевым (импульсным) или линейным (для маломощных ВИП) стабили-
затором.
Как отмечалось выше, в таких ВИП отпадает необходимость в органи-
зации ОС по току нагрузки на вход компаратора ШИМ. А если это так, то
в данных ВИП можно обойтись и без компаратора, т. е. заметно упростить
схему управления ВИП.
Один из вариантов схем управления приведен на рис. 11.14.1.
Схема реализована на четырех ИС и выполняет следующие функции:
• защиту ВИП от повышенного напряжения на входе (элемент 2, Вн);
• защиту ВИП от пониженного напряжения на входе (элемент D2 р Нн);
• защиту ВИП от КЗ (элементы D} 3, Z>42);
• функцию отключения ВИП (вход «Откл.»);
• формирование гальванически развязанного сигнала обнуления (Обн.) или,
что то же самое, начальной установки (элемент Z>14 Нач. уст.);
• формирование сигнала о работоспособности ВИП.
Последних два пункта иногда требует заказчик, особенно в бортовых
ВИП. В схеме рис. 11.14.1 сигнал обнуления формируется элементом О14.
Сигнал о работоспособности должен поступить потребителю после выхода
ВИП на режим. Поэтому в данной схеме конденсатор С4 начинает заря-
жаться только после того, как сформируется логическая 1 на выходе эле-
мента D22, При этом к элементу D} 4 предъявляются следующие требования:
• элемент должен обеспечивать необходимый ток для засвечивания свето-
диода;
• плавное нарастание напряжения на его входе не должно отразиться на
работоспособности элемента.
В схеме отсутствует цепочка, обеспечивающая задержку включения ВИП
при плавном нарастании входного напряжения (например, цепочка Я,, С2 в
11.14. Схемы управления ВИП без обратной связи
Рис. 11.14.1. Схема управления ВИП на четырех ИС с триггером СЛ/?£>-типа
схеме рис. 11.13.2). Однако здесь следует отметить, что при наличии в со-
ставе ВИП-схемы защиты от пониженного напряжения, при условии, что
это напряжение приближается к минимальному входному напряжению, не-
обходимость в такой цепочке отпадает.
Поскольку конденсатор С2 разряжен до включения генератора (эле-
мент /)31), то тем самым обеспечивается плавный пуск включения ВИП.
Схема управления рис. 11.14.1 в сравнении со схемой управления рис. 11.13.2
более экономична по числу ИС (4 вместо 5), но вместе с тем выполняет
еще одну функцию: выдает гальванически развязанный сигнал обнуления
(элемент Z)14). В обеих схемах имеется дополнительный вход (Д. вх.), кото-
рый может быть задействован, например, под датчик температуры, фик-
сирующий перегрев ВИП, или под любой другой сигнал, защищающий
ВИП, или аппаратуру заказчика от повреждения. Понятно, что этот вход
может быть расширен по ИЛИ. В схеме рис. 11.14.1 использованы тригге-
ры С/7./)-типа, т. е. триггеры, фиксирующие информацию по фронту F,
что и позволило заметно упростить схему управления, доведя ее реализа-
626 Глава 11. Вторичные источники питания
цию на трех двухвходовых элементах и триггере. Последнее является иллю-
страцией того, что знание особенностей работы триггерных схем способ-
ствует снижению аппаратурных затрат устройства, т. е. числа ИС.
Для построения полной схемы ВИП рассмотренную схему управле-
ния необходимо дополнить узлами, приведенными, например, в схеме
рис. 11.13.2, исключив из нее узел ОС (микросборка А}) и добавив ключе-
вой стабилизатор.
На рис. 11.14.2 приведен вариант схемы управления ВИП, выполнен-
ный на пяти ИС. В этой схеме формирование сигнала запрета при повы-
шенном входном напряжении выполняется триггером Шмитта, реализо-
ванном на двух элементах и О12 (см. гл. 10). В результате появилась
возможность:
• плавно регулировать пороги переключения триггера Шмитта;
• выбирать необходимый уровень входного напряжения, при котором про-
исходит срабатывание схемы защиты от повышенного напряжения.
Здесь еще раз необходимо напомнить, что у типовых микросхем триггер
Шмитта гистерезис составляет примерно 1 В. И при таком большом гисте-
резисе входное напряжение, при котором происходит срабатывание схемы
защиты, может превышать f4xmax более чем на *5 В. Так, например, если
ВИП работает в пределах t/Bxmin = 18 В и t/Bxmax = 36 В, то при гистерезисе
1 В входное повышенное напряжение, при котором срабатывает схема за-
щиты, составит примерно 51 В. Большая величина гистерезиса имеет и
свои преимущества, и недостатки. Преимущества в том, что во входной
сети могут быть выбросы напряжения, заметно превышающие t/BX max. И в
этом случае схема защиты не будет на них реагировать. Недостаток заклю-
чается в том, что к транзисторам предъявляются более жесткие требования
по напряжению коллектор—эмиттер для биполярных или исток-сток для
полевых транзисторов. При этом биполярные транзисторы не должны вы-
ходить из насыщения. В итоге, если эти требования выполняются, то недо-
статка в сравнительно большой величине гистерезиса нет, поскольку в этом
случае ВИП будет работать в пределах t/BXmin = 18 В и t/Bxmax = 51 В. Сигнал
защиты от пониженного напряжения (Нн) реализован на типовом эле-
менте D2 j, у которого отсутствует гистерезис. Последний и не требуется
при условии, что t/HH < t/BX min, что практически всегда выполняется. Если
необходим гистерезис, то его можно осуществить, выполнив триггер Шмитта
на двух элементах аналогично триггеру на элементах D} р £>12. В качестве
второго элемента можно задействовать свободный элемент 2И-НЕ (£>22).
Гальванически развязанный сигнал обнуления (обн.) выполняется элемента-
ми Z)44 и ГТ)8. И здесь важно, чтобы в состоянии логической 1 элемент Л44
обеспечивал ток, требуемый для засветки светодиода. Для определения ве-
личины резистора /?15 можно воспользоваться формулой
Еп - ^сл
/?15 ~ —(11.14.1)
СД
где (/ — напряжение на светодиоде (например, для светодиода оптопары
30Д120А-1, t/ ~ 1,2 В при токе свечения 7,4 мА); /сд — ток через светодиод.
Однако формула (11.14.1) справедлива, если элемент в состоянии логи-
ческой 1 обеспечивает выходной ток больше тока, необходимого для засве-
77.14. Схемы управления ВИП без обратной связи
628 Глава 11. Вторичные источники питания
чивания светодиода. При этом на выходе элемента должен быть уровень
логической 1. Такими элементами могут быть, например, элементы серии
1554, обеспечивающие в состоянии логической 1 ток 24 мА.
Пусть /сд = 8 мА, тогда при £ = 5 В получим
5-12
Т?15=—^- = 475 Ом.
О
Преимущество такой схемы формирования сигнала обнуления в том,
что она потребляет ток только в момент заряда конденсатора С3. После
заряда конденсатора С3 до уровня логической 1 на выходе элемента Z>44
уровень логического 0 и ток элементом не потребляется. Недостаток в том,
что в состоянии логической 1 далеко не все элементы типовых ИС могут
обеспечивать необходимый ток для засвечивания. К последним можно от-
нести, например, элементы бескорпусной 765 серии ИС. На рис. 11.14.3
приведена схема управления ВИП на пяти ИС, выполненная с использова-
нием ключевых элементов типа КТЗ. Ключ типа КТЗ (765КТЗ) допускает
заметно большие и одинаковые токи в состоянии логического 0 и логичес-
кой 1 по сравнению с типовыми элементами 2И-НЕ, 2ИЛИ-НЕ той же
серии. В состоянии логического 0 элементы, как правило, позволяют про-
пускать заметно больший ток (втекающий ток), чем отдавать в состоянии
логической 1 (вытекающий ток). На рис. 11.14.4 показан вариант схемы
управления включением светодиода, с учетом такого варианта включения
элемента. После заряда конденсатора С1 до уровня логической 1 на выходе
элемента В} формируется логический 0, и протекает ток засветки светоди-
ода. При этом, как и в рассмотренном выше случае, ток, втекающий в
элемент, должен быть больше тока, необходимого для засвечивания свето-
диода, т. е. на выходе элемента должен действовать уровень логического 0 в
соответствии с ТУ на элемент.
Тогда для определения величины можно воспользоваться формулой
(11.14.1). При нахождении /?2 необходимо исходить из того, что ток в цепи
фотодиода при его освещении должен быть намного больше (в сотни раз)
темнового тока, т. е. тока, который течет в цепи фотодиода, когда после-
дний не освещен160. А это означает, что величина резистора /?2 не может
быть достаточно большой (мегомы), поскольку напряжение на резисторе /?2
в этом случае может составить, например, половину напряжения (/вых и
меньше. Последнее недопустимо поскольку, если фотодиод не засвечивает-
ся, то напряжение на /?2 (UR^) должно быть близко к нулю (уровень логи-
ческого 0). Таким образом, чтобы этого не произошло, нужно правильно
выбирать ток фотодиода. Ток через фотодиод, определяется как часть от
тока, который течет через светодиод. Обычно эта часть составляет не более
1—3 % от тока светодиода. Пусть, например, ток через светодиод равен 10 мА.
Тогда ток через фотодиод составит 0,1—0,3 мА. Причем величина этого
160 Фотодиод, когда не освещен, можно рассматривать как обычный диод, включенный в
обратном направлении. Но при таком включении через него течет обратный ток, величина
которого, в основном, определяется неосновными носителями в р- и «-областях диода. Этот
обратный ток по существу и составляет темновой ток фотодиода. Последний, как правило, не
превышает 1 мкА, и величина этого тока практически не зависит от обратного напряжения на
р-п-переходе фотодиода.
Рис. 11.14.3. Схема управления ВИП на пяти ИС с ключевыми элементами КТЗ
11,14. Схемы управления ВИП без обратной связи 629
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.14.4. Схема включения диодной оптопары
тока практически не зависит от обратного напряжения, а зависит только от
степени освещенности фотодиода: чем больше ток через светодиод, тем
больше ток через фотодиод и наоборот: меньшему току светодиода соответ-
ствует и меньший ток через фотодиод.
Последнее означает, что если у освещенного фотодиода замкнуть катод
и анод (режим КЗ), то в этой замкнутой цепи будет протекать фототок (/фд)
короткого замыкания (/кз), величина которого составляет 1—3 % от тока
светодиода. Величина этого тока (/фд = /кз) определяется потоком неравно-
весных161 неосновных носителей, возникающих в /?-л-переходе под действием
света. При этом между анодом и катодом фотодиода действует напряжение
меньше 0,01 В (практически ноль). Измерим напряжение на разомкнутых
контактах фотодиода (холостой ход — t/J. Величина этого напряжения
(фотоЭДС) будет зависеть от освещенности фотодиода, увеличиваясь с уве-
личением последней. При малых световых потоках, т. е. при
I /I 162 < 1
7 фд / 7 о с Ь
161 Напомним, что равновесной концентрацией носителей называют концентрацию ос-
новных и неосновных носителей в р- и «-областях полупроводникового прибора при отсут-
ствии внешних воздействий, т. е. обусловленную его тепловым состоянием. Тогда под не-
равновесной концентрацией основных и неосновных носителей понимают их концентрацию
в р- и «-областях, включая ^-«-переход, возникающую под влиянием внешнего воздействия,
например, электрического поля от внешней ЭДС или под влиянием светового потока, как в
данном случае.
162 Ток /о называют тепловым обратным током в соответствии с механизмом его образова-
ния и сильной зависимостью от температуры. Температурная зависимость теплового тока
вызвана главным образом изменением концентрации неосновных носителей.
Тепловой ток резко снижается с ростом ширины запрещенной зоны. Для кремния он
меньше, чем для германия, в 106 раз. Тепловой ток входит в состав обратного тока диода (/обр).
Ток /обр кремневого диода определяется в основном током генерации носителей в переходе и
током утечки. Он удваивается при увеличении температуры на 8—12 °C.
Ток /обр германиевого диода определяется тепловым током /о, который удваивается при
изменении температур на 8—10 °C. Обратные токи кремниевых диодов примерно на два по-
рядка меньше, чем у германиевых, хотя тепловой ток /о у кремниевых диодов меньше, чем у
германиевых, в 106 раз [91].
11.14. Схемы управления ВИП без обратной связи
где /о — тепловой обратный ток диода; /фд — фототок; фотоЭДС = t/xx
пропорциональна световому потоку.
При больших световых потоках, т. е. при /фд /о напряжение t/xx увели-
чивается по логарифмическому закону.
Так, например, у диодной оптопары 30Д120А-1 t/xx = 0,431 В при токе
через светодиод / = 7,4 мА и (/н = 0,434 В при / = 11,2 мА.
В практике применения диодной оптопары режим использования фото-
диода без источника питания именуется вентильным режимом. В этом режи-
ме фотодиод используется в качестве генератора фотоЭДС (фЭДС), равной
падению напряжения на сопротивлении, включенном между анодам и ка-
тодом. ФотоЭДС создается на сопротивлении, при протекании через него
фототока. Величина этой ЭДС зависит от величины включенного сопротив-
ления, но не превышает контактной разности потенциалов, примерно рав-
ной напряжению отпирания диода (t/oTn163). В качестве примера в табл. 11.14.1
показаны величины потенциала фотоЭДС при изменении сопротивления,
включенного между анодом и катодом фотодиода для случая, когда ток
через светодиод оптопары 30Д120А-1 равен 7,4 мА.
Таблица 11.14.1
R, кОм КЗ 0,077 0,202 0,988 2,04 10,21 15,88 35,7 94 195
ФЭДС, в <0,01 0,016 0,041 0,193 0,329 0,415 0,420 0,425 0,430 0,430
/Фд>мкА 208 207 202 195 161 44 26 12 4,5 2,2
Из таблицы видно, что при достаточно больших сопротивлениях фото-
ЭДС на резисторе приближается к фотоЭДС в разомкнутом состоянии рав-
ной 0,431 В.
Действительно, разомкнутое состояние можно рассматривать как под-
ключение к фотодиоду бесконечно большего сопротивления. Как уже от-
мечалось, рассмотренный режим работы фотодиода называют вентильным.
Однако нас интересует другой режим, когда на фотодиод подается обратное
напряжение питания, а сам фотодиод освещен. Этот режим работы называ-
ют фотодиодным. В этом режиме величина тока через фотодиод практичес-
ки не зависит от величины обратного напряжения, а зависит только от
величины освещенности последнего. В данном режиме фотодиод можно
рассматривать как обычный диод, включенный в обратном направлении, у
которого величина обратного тока зависит от освещенности.
Под действием света в р- и /7-областях фотодиода генерируются нео-
сновные носители, которые и являются причиной повышенного обратного
тока, поскольку для этих носителей включение диода в обратном направле-
нии является прямым. Так как величина тока в этом случае определяется
неосновными носителями, то понятно, что этот ток практически не зави-
сит от приложенного обратного напряжения164.
163 Uoin = U* — 0,1 В, где U* — падение напряжения на открытом диоде. Для кремниевых
диодов U* = 0,65 В.
164 Этот режим аналогичен работе транзистора в активном режиме, когда ток через тран-
зистор определяется неосновными носителями и он практически не зависит от напряжения
на коллекторе.
Глава 11. Вторичные источники питания
В табл. 11.14.2 приведены значения тока через фотодиод (/обр) при пода-
че на него обратного напряжения при условии, что / = 3,87 мА (элемент
ЗОД120А-1). Видно, что величина тока через фотодиод остается практичес-
ки неизменной во всем диапазоне изменения напряжений.
Таблица 11.14.2
и., В обр’ КЗ 0,5 1 2 3 4 5 6
'обр, МкА 100 101 101 101 101 101 101 101
Как отмечалось выше, ток через фотодиод составляет 1—3 % от тока
светодиода. Причем величина этого тока практически не зависит от того,
работает ли фотодиод в фотодиодном или вентильном режимах165.
Отсюда можно определить величину резистора /?, в цепи фотодиода:
(11.14.2)
где U — обратное напряжение на диоде, равное напряжению источника
питания; /кз = /фд — фототок через фотодиод при выбранной величине тока
светодиода /
Для рассмотренного выше случая применительно к ЗОД120А-1 /фд = 208 мкА.
При токе через светодиод 7,4 мА находим /?2:
А, = ^- = 25 кОм.
2 0,21
В этом случае напряжение на Т?2 (Uблизко к Е1ит, т. е. равно логичес-
кой 1. Но именно этот сигнал и необходимо получить при освещении фо-
тодиода. Пусть сопротивление Т?2 = 100 кОм. Тогда ток, который может
протекать через фотодиод, составит 50 мкА, т. е. меньше максимального
тока /кз = 208 мкА. Другими словами, происходит ограничение тока фото-
диода: фотодиод готов отдать ток 208 мкА, а его ограничивают до 50 мкА.
Но как следует из табл. 11.14.1, при токах через светодиод, меньших, чем
максимальный фототок /кз, растет напряжение между анодом и катодом
фотодиода, причем напряжение на аноде положительно относительно ка-
тода. В результате напряжение в точке Р в схеме рис. 11.14.4 будет расти
относительно общей точки (— f/Bbix)166. А это приводит к тому, что напряже-
ние на входе элемента В2 будет больше, чем напряжение питания данного
элемента, что необходимо учитывать при выборе Т?2, т. к. не все элементы
допускают напряжение на входе больше, чем напряжение питания167. При
165 В фотодиодном режиме световой поток лишь увеличивает обратный ток (/об ) на вели-
чину фототока [91].
166 Происходит как бы накопление заряда, поскольку сток тока ограничен резистором, т.
е. не все оптически генерируемые носители удаляются из р-и-областей этим током. Поэтому
в переходе возникает фотоЭДС, значение которой меньше напряжения Uxх.
167 Аналогично в схеме, например, на рис. 11.14.3, при большом сопротивлении /?15
напряжение на катоде фотодиода может быть отрицательно по отношению к его аноду (вы-
ход «Нач. уст.»).
11.14. Схемы управления ВИП без обратной связи
ограничении тока напряжение на фотодиоде, т. е. фотоЭДС, складывается
с напряжением источника питания, что и приводит к росту потенциала в
точке Р относительно общий точки. Максимальное значение напряжения в
точке Р, относительно напряжения питания, зависит от величины /?2, но
оно не превышает максимального значения фотоЭДС, равного f/OTn диода.
Пусть сопротивление /?2 равно 10 кОм. Тогда ток через фотодиод составит
500 мкА, т. е. больше максимальной величины фототока. Последнее недо-
пустимо, поскольку если фототок не ограничивать, то он должен оставаться
постоянным и равным 1—3 % от тока светодиода. Тогда, если /фд = 208 мкА,
то U= 10 • 0,208 = 2,08 В, и, следовательно, оставшееся напряжение,
равное 3,02 В (5,1—2,08 В), упадет на фотодиоде. Но напряжение U R = 2,08 В
существенно меньше минимальной логической 1, которая должна быть
на входе элемента. Следовательно, номинал резистора в 10 кОм недоста-
точен для правильного функционирования схемы, и он должен быть уве-
личен.
В табл. 11.14.3 приведены значения напряжения в точке Рв зависимос-
ти от величины резистора Т?2. Из таблицы следует, что вплоть до резистора
Т?2 = 26 кОм ток через фотодиод практически постоянен, т. е. в таком режи-
ме фотодиод можно рассматривать как источник тока, величина которого
строго линейна, зависит от степени его освещенности. Последнее очень
важное свойство фотодиода используется при организации обратной связи
по току на вход ШИМ в источниках, рассмотренных выше.
Таблица 11.14.3
/?2, кОм 0,52 1 6,7 10,1 15,7 18,4 20,3 23,4 26 35 95
в 0,11 0,21 1,41 2,13 3,33 3,88 4,24 4,92 5,29 5,41 5,5
/фЛ, мкА 211 210 210 210 212 210 209 210 203 164 57
Учитывая вышеизложенное, определим порядок нахождения резисто-
ров и Т?2 в схеме рис. 11.14.4.
1. Из ТУ на элемент определим величину темнового тока (/т) фотодио-
да, исходя из наихудших условий эксплуатации, с учетом максимальной
температуры окружающей среды.
2. Из условия /фд » / выбирают ток фотодиода, например, /фд ~ 100Л
Определяем величину резистора R2 по формуле (11.261).
3. Из ТУ на элемент находят коэффициент передачи тока для фотоди-
ода Кг
4. По формуле
= К: = 0,01—0,03
Лл
находят величину /сд.
5. По формуле (11.14.1) определяют величину 7?г
В заключение этого параграфа можно отметить, что несомненное пре-
имущество рассмотренных выше схем управления ВИП — это незначитель-
Глава 11. Вторичные источники питания
Рис. 11.14.15. Схема управления ВИП на четырех ИС с триггером С1г0-типа
ное потребление по цепи внутреннего источника питания вследствие мало-
го числа ИС (4,5).
Подтверждением сказанного может служить схема управления ВИП
рис. 11.14.5, которая так же, как и схема на рис. 11.14.1, выполнена на
четырех ИС, но уже с использованием более распространенных тригге-
ров СГ/г2)-типа. Ток потребления этой схемы при ее реализации на эле-
ментах серии 561 (561ТМ2, 561ЛЕ5, 561ТЛ2, 561ЛА7) составил 1 мА, при
Е ип = 5,3 В и частоте генератора 500 кГц.
В результате при таком малом потреблении по цепи внутреннего источ-
ника питания, практически отпадает необходимость в сложной схеме пос-
леднего. И здесь для его построения можно воспользоваться схемой пара-
метрического стабилизатора, состоящей из резистора, стабилитрона и
транзистора. Это позволит (при незначительном снижении КПД) существен-
но сократить число электронных компонентов, уменьшить объемно весо-
вые показатели ВИП и увеличить его надежность.
11.15. ВИП с двойным управляющим воздействием на наклон пилы ШИМа 635
11.15. ВИП с двойным управляющим
воздействием на наклон пилы ШИМа
Рассмотренные схемы (рис. 11.14.1 — 11.14.3, 11.14.5) являются схемами уп-
равления, которые предназначены для ВИП, работающих без отрицатель-
ной обратной связи (ОС), а в качестве выходного каскада используется
ключевой стабилизатор (КлС). Но такие ВИП будут эффективны, если у
разработчика имеются КлС, реализованные в виде микросхем. В против-
ном случае, придется применять схемы ВИП с ОС, рассмотренные выше,
или какие-либо другие, но обязательно содержащие в своем составе такие
аналоговые узлы, как компараторы и источники тока. Следует отметить,
что все рассмотренные схемы управления с небольшими изменениями мо-
гут использоваться и при проектировании ВИП с ОС. Эти изменения ка-
саются введения в схему управления узла ОС (например, рис. 11.11.5) и спо-
соба подключения фотодиода к элементам схемы управления (см. рис. 11.15.1).
Из рис. 11.15.1 видно, что фотодиод включен непосредственно во входную
цепь формирования пилы, что позволяет менять ее наклон. Такая схема
работает следующим образом. При увеличении напряжения на выходе ВИП,
т. е. на нагрузке, увеличивается освещенность фотодиода VD2, который
шунтирует резистор 7?3. В результате, уменьшается общее сопротивление в
цепи заряда конденсатора Ср увеличивается наклон пилы, уменьшается
длительность импульса на выходе ШИМ (элемент D33). Последнее приво-
дит к снижению напряжения на нагрузке, т. е. к стабилизации выходного
напряжения. Схема управления на рис. 11.15.1 выполнена на пяти ИС, при
этом неиспользуемые элементы могут быть задействованы для организации
дополнительных функций, рассмотренных выше. Если реализация допол-
нительных функций не требуется, то схема управления может быть реали-
зована менее чем на трех ИС (точнее 2,5 ИС), т. е. является самой эконом-
ной по числу ИС схемой управления двухтактным преобразователем ВИП.
В частности, из схемы рис. 11.15.1 можно исключить вентили В31, В32, а
вместо элементов Z)33, D5 j и Z>52 использовать элементы 2ИЛИ. Однако
необходимо иметь в виду, что элементы 2ИЛИ обладают меньшим быстро-
636 Глава 11. Вторичные источники питания
Упр.
Рис. 11.15.2. Схема управления ВИП с элементом ОС в цепи формирования
пилы и элементами 2 ИЛ И
действием, чем элементы 2И-НЕ. Последнее может стать причиной фор-
мирования более пологих фронтов на выходах, чем в случае элементов
2И-НЕ. При этом выходы элементов Dn и D2[ следует непосредственно
подключить по входу элемента Z>33, при условии, что вместо него будет
использоваться элемент 2ИЛИ, который является элементом 2И для сигна-
ла с уровнем логического 0 (см. рис. 11.15.2).
На рис. 11.15.3 приведена схема ВИП, где в качестве элемента ОС ис-
пользуется микросхема TL431C, блок-схема которой и ее обозначение при-
ведены на рис. 11.15.4, а, б соответственно. Микросхема TL431C представ-
ляет собой операционный усилитель, который в данном случае по логике
работы аналогичен компаратору. Поэтому для удобства понимания работы
схемы в дальнейшем будем представлять ее в виде компаратора. Как видно
из рис. 11.15.4, а, микросхема TL431C включает в себя компаратор, на ми-
нусовой вход которого поступает опорное напряжение (t/on = 2,5 В), выра-
батываемое самой схемой, и транзистор, подключенный к выходу компара-
тора. Работу TL431C удобно проследить на схеме рис. 11.15.3, где показана
схема ВИП с (без входного фильтра и источника внутреннего питания)
выходным напряжением {/ых = 10 В. Пока напряжение на плюсовом входе
компаратора (вход Ref, сокращение от Reference — эталон, эталонный, кон-
трольный) меньше 6/оп, на выходе компаратора уровень 0. Поскольку после-
дний поступает на базовый вход транзистора, то он заперт и, следовательно,
напряжение на его коллекторе равно выходному напряжению. В этом случае
ток через транзистор не протекает, и светодиод не засвечивается, т. е. фото-
диод не влияет на работу схемы (шунтирование резистора /?3 практически
отсутствует). Пусть напряжение на выходе ВИП возрастает, т. е. оно пре-
вышает 10 В. В этом случае t/Ref > f/on, транзистор открывается, и через него
протекает ток, который засвечивает светодиод. В результате сопротивление
R3 шунтируется фотодиодом, общее сопротивление в цепи заряда конден-
сатора С] уменьшается. Наклон пилы увеличивается, длительность импуль-
са ШИМ уменьшается, и напряжение на выходе ВИП стабилизируется.
Рис. 11.15.3. Схема ВИП с ОС на основе микросхемы TL431 (142ЕН19)
. ВИП с двойным управляющим воздействием на наклон пилы ШИМа
Глава 11. Вторичные источники питания
Ref
О—
К
о
Ref
Л о
Рис. 11.15.4. Блок-схе-
ма микросхемы TL43I
(а) и ее обозначение (6)
б
А
б
Ток через резисторы /?10 и должен быть много больше втекающего тока
по входу Ref, который для TL431C составляет единицы микроампер.
Выбираем этот ток равным 1 мА, тогда для С/оп = 2,5 В и t/Bbix = 10 В
номиналы резисторов и /?10 составляют соответственно 2,5 и 7,5 кОм.
Находим ток через светодиод. Поскольку при t/Ref > (/оп, т. е. при откры-
том транзисторе можно считать, что напряжение на его коллекторе (точка
К на рис. 11.15.2) равно или больше t/on, то ток через светодиод / можно
определить из выражения
и -(U +U )
J вых V сд оп /
где Ucд ~ 1,2 В — напряжение на светодиоде. При этом ток /сд должен и быть
таким, чтобы фотодиод обеспечивал необходимое шунтирование резистора
/?3. В частности, при R3 ~ 68 кОм Rg выбирается в пределах 1,5—1 кОм, т. е.
резистор R^ подбирается в процессе регулирования ВИП с учетом мини-
мального и максимального тока нагрузки и изменений входного напряже-
ния в заданных пределах. Анализируя схему ВИП, приведенную на
рис.11.15.2, можно отметить, что она является самой экономичной по чис-
лу элементов среди всех рассмотренных выше схем, включая схемы ВИП с
использованием ключевых стабилизаторов, так как последние более слож-
ны в схемотехническом плане, чем микросхемы TL431C или ее отечествен-
ный аналог 142 ЕН 19. В схеме на рис. 11.15.3 вместо диодной можно ис-
пользовать транзисторную оптопару. Однако последняя заметно уступает
по быстродействию первой (примерно на порядок и более), и ее примене-
ние может ухудшить динамические параметры ВИП. В отличие от рассмот-
ренных выше схем ВИП, в которых наклон пилы меняется от одного уп-
равляющего воздействия, в схеме рис. 11.15.3 он меняется под действием
двух управляющих воздействий. Поэтому источники, построенные в соот-
ветствии со схемой рис. 11.15.3, можно охарактеризовать как источники с
двойным управляющим воздействием на наклон пилы ШИМа. В соответ-
ствии со схемой рис. 11.15.3 был выполнен ВИП с выходным напряжением
9,2 В. Параметры ВИП приведены в табл. 11.15.1.
Из табл. 11.15.1 следует, что разброс выходного напряжения при изме-
нении тока нагрузки от / = / . = 16 мА до / = / = 460 мА составил
= 60 мВ.
Учитывая, что в ВИП рис. 11.15.3 схема управления реализована на ло-
гических ИС и ее выполнение не сопровождается какими-либо трудностя-
ми, а схема ОС выполняется также на типовых ИС, то основной узел, на
который следует обратить внимание при проектировании ВИП, — это пре-
образователь и его основной элемент — трансформатор.
77.75. ВИП с двойным управляющим воздействием на наклон пилы ШИМа
Таблица 11.15.1
^вх> В и , В вых’
Ли = 20 Ом = 560 Ом
20 9,22 9,25
30 9,22 9,26
40 9,22 9,26
50 9,22 9,28
Выводы
I. Рассмотрены два способа проектирования ВИП:
а) ВИП, выполненные по схеме управления с обратной связью;
б) ВИП, выполненные по схеме управления без обратной связи.
ВИП, построенные в соответствии с первым способом, наиболее про-
сты в схемотехническом плане и позволяют проектировать источники, от-
личающиеся высокой надежностью. Они практически не требуют регули-
ровки и на их основе легко строить источники с многими выходами (мно-
гоканальные ВИП), с одной схемой управления.
В соответствии с этим способом можно реализовать два типа ВИП:
1) ВИП, использующие в качестве оконечного каскада линейные стаби-
лизаторы;
2) ВИП, использующие ключевые стабилизаторы.
Первые из них позволяют разрабатывать достаточно высококачествен-
ные ВИП, т. е. источники, выходное напряжение которых слабо зависит от
следующих основных дестабилизирующих факторов: входного напряжения
питания, тока нагрузки, температуры окружающей среды, старения эле-
ментов. Их недостаток — невысокий кпд. Поэтому они, как правило, при-
меняются при разработке ВИП с выходной мощностью не более 5 Вт (ма-
ломощные ВИП).
Вторые позволяют проектировать источники с достаточно высоким кпд,
но они эффективны при наличии у разработчика готовых ключевых ста-
билизаторов, выполненных в виде микросхем. Стабильность (более пра-
вильно — нестабильность) выходных номиналов таких ВИП определяется
параметрами входящих в них элементов, т. е. ключевых и линейных ста-
билизаторов.
II. В соответствии со вторым способом рассмотрены два типа ВИП:
а) ВИП с двойным управляющим воздействием на наклон пилы ШИМ;
б) ВИП с управляющим воздействием на наклон пилы и на уровень
порога срабатывания компаратора ШИМ.
Первые из них (а) позволяют проектировать ВИП с достаточно высо-
ким кпд (малые потери в схеме управления), легко регулируются, а их схе-
ма управления реализуется на минимальном числе ИС (таком же, как и для
Глава 11. Вторичные источники питания
ВИП без ОС). Нестабильность < 3 % в таких ВИП вполне достижима, т. е.
качество их выходного напряжения приемлемо для многих применений.
Вторые (б) наиболее сложны в схемотехническом плане (см. рис. 11.11.8),
поскольку их схема управления содержит аналоговые элементы (компара-
торы, источники тока). Но они позволяют проектировать источники, в ко-
торых получение выходного напряжения с нестабильностью менее 1 % лег-
ко выполнимо. В регулировке они наиболее трудоемки, а их кпд практи-
чески сравним с кпд источников вида (а).
ГЛАВА 12
ПЕРЕДАЧА И ПРИЕМ
ИНФОРМАЦИИ
ПО ПРОВОДНЫМ
ЛИНИЯМ СВЯЗИ
12.1. Блок-схема канала связи
Передача и прием информации между двумя удаленными устройствами
осуществляется по схеме, показанной на рис. 12.1.
Такая схема содержит передающее устройство или передатчик (Прд),
линию связи (ЛС) и приемное устройство или приемник (Прм).
Задача Прд заключается в формировании и выдаче потока битов в ЛС в
виде последовательного кода. Причем характеристики этого потока зависят
от особенностей конкретной системы. Задача ЛС заключается в трансля-
ции информационного потока до приемника. Назначение последнего —
принимать поток и восстанавливать на своем выходе информацию, переда-
ваемую передатчиком. Система передатчик, линия связи и приемник в це-
лом должна работать таким образом, чтобы информация, передаваемая от
Прд по битно (т. е. бессбойно бит в бит), была принята Прм.
Решение поставленной задачи зависит от выбора:
• способа кодирования информации на Прд;
• организации линии связи;
• схемного решения Прм.
Линия связи является пассивным элементом в том плане, что она долж-
на передавать все сигналы, поступающие на ее вход со стороны передатчи-
ка. Однако, несмотря на ее пассивность, она играет важную роль во всей
системе в целом, и от ее выполнения во многом зависит бессбойная пере-
дача информации. Поэтому последующее описание схемы, приведенной на
рис. 12.1, начнем с линии связи.
12.1.1. Линия связи
Физическую основу ЛС, т. е. путепровода для прохождения сигнала от од-
ной части системы к другой могут выполнять:
Рис. 12.1. Блок-схема передачи и приема ин-
формации
642 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
• коаксиальный кабель168;
• витая пара проводов;
• плоский кабель;
• оптический световод (оптоволоконные ЛС).
Каждый из перечисленных путепроводов имеет свои преимущества и
недостатки, в соответствии с которыми они имеют свои области примене-
ния, где их использование наиболее эффективно. При определении облас-
ти их использования необходимо учитывать множество требований, к чис-
лу которых можно отнести:
• частота передаваемого сигнала;
• длина линии связи;
• помехозащищенность ЛС;
• электромагнитное излучение;
• вес на единицу длины;
• затухание сигнала в линии;
• требование к механическим воздействиям.
К главным из них в, первую очередь, следует отнести помехозащищен-
ность линии, поскольку основное назначение ЛС заключается в передаче
информации без искажений.
Помехозащищенность линии предполагает ее защиту от воздействия
электрических, магнитных и электромагнитных наводок. По параметру по-
мехозащищенности наиболее эффективными являются оптоволоконные ЛС.
На них перечисленные помехи не влияют и сами они помех не создают.
Однако они нуждаются в хорошей механической защите. Их, как пра-
вило, заключают в гибкий металлический кожух.
Оптоволоконные ЛС применяются для связи на сравнительно большие
расстояния (сотни метров) имеют малый коэффициент затухания и могут
работать на частотах до 150 мГц и выше.
На второе место по параметру защищенности от помех можно поста-
вить витые пары в экране. При правильной организации линии они позво-
ляют ослаблять сигнал помех до 60 дБ169 (1000 раз) и более.
Ослабление электрических помех здесь достигается за счет экранирова-
ния, а электромагнитных за счет свивания проводов. В этом случае э.д.с.,
наведенные внешним магнитным полем в соседних петлях, противофазны,
т. е. полностью компенсируют друг друга, как по знаку, так и по абсолют-
ной величине. Эффективность витой пары возрастает при увеличении чис-
ла витков на метр и при более тщательном (симметричном) выполнении
скрутки. На третье место необходимо поставить коаксиальный кабель.
Электромагнитное поле в коаксиальном кабеле заключено в простран-
стве между внутренним, т. е. центральным проводником, и наружным про-
водником, который называют еще внешним проводником или оболочкой.
168 Это гибкая коаксиальная линия, т. е. линия в которой центральная жила выполнена из
нескольких проводников, а наружный проводник выполнен в виде цилиндрической металли-
ческой оплетки. В коаксиальной линии внутренний проводник сплошной, а наружный имеет
вид металлической трубки.
169 По определению дБ = 201g (А2/А{), где А2 и At амплитуды двух сигналов. Чтобы полу-
чить 60 дБ необходимо, чтобы 1g (A2/At) был равен 3. Но 1g (A2/At) = 3 при условии, что
отношение А2/Ах = 1000, т. к. lg10 1000 = 3.
12.1. Блок-схема канала связи
При передаче по коаксиальному кабелю сигналов по ее проводникам текут
переменные токи, которые благодаря поверхностному эффекту сосредото-
чены в очень тонком слое металла. Таким образом, в коаксиальной линии
высокочастотные токи текут по наружному слою центрального проводника
и по внутреннему слою оболочки. Благодаря этому свойству коаксиальная
линия является полностью экранированной линией передачи электромаг-
нитных волн.
Другими словами, за счет очень хорошего выполнения экрана в них
обеспечивается эффективная защита от электрических наводок. Однако ни
медная, ни алюминиевая оплетки коаксиального кабеля не защищают его
от воздействия низкочастотных магнитных помех. Хорошо защищены от
электрических наводок и плоские кабели.
В таком кабеле сигнальные проводники находятся в непосредственном
окружении двух соседних проводников, каждый из которых соединен со
схемной «землей» блока. За счет этого достигается хорошая защита от элек-
трических помех, поскольку известно, что чем ближе сигнальный провод-
ник находится к шине «земля», тем меньше помех он «хватает».
Последнее связано с тем, что «земля» как бы «глотает « электростати-
ческие пограничные поля, ослабляя в огромной степени электростатичес-
кую связь (связь через паразитные емкости) между проводниками. Но они
слабо защищены от магнитных и электромагнитных помех.
В данной главе остановимся на рассмотрении ЛС на основе витых пар,
которые наиболее часто используются для связи между блоками одной под-
системы.
Расстояния между блоками подсистемы сравнительно небольшие, и длина
ЛС в них не превышает 20—25 м. Сказанное не означает, что блоки друг от
друга находятся на расстоянии 20 м. Они могут находиться как в непосред-
ственной близости, так и на расстоянии 20—25 м. И здесь возникает воп-
рос, является ли эта ЛС длинной линией или нет, т. е. можно ли работать с
ней по правилам длинной линии или по другим правилам.
Простой провод можно использовать в качестве соединительной ли-
нии, если время прохождения сигнала по нему на порядок меньше, чем
время нарастания сигнала. Если длина будет больше, возникают искажения
формы импульса за счет отражения или колебания.
И с таким отрезком уже необходимо работать по правилам длинной
линии, которые требуют установки на конце отрезка согласующего сопро-
тивления для исключения искажений формы импульса и устранения коле-
баний. Понятие длинной линии связывают с конечной скоростью распрос-
транения электромагнитной энергии, которая обусловливает волновой ха-
рактер рассматриваемого процесса. Зависимость токов и напряжений в линии
от пространственных координат есть тот основной признак, который отли-
чает длинные линии от других элементов системы. К числу последних от-
носятся любые цепи с сосредоточенными элементами, т. е. цепи, у которых
независимо от расположения их элементов электромагнитное возмущение
ощущается всеми элементами цепи практически в одно и то же время. Ап-
парат теории длинных линий тесно связан с частотным методом анализа
колебаний в электрических цепях. Сущность критерия, является ли отрезок
длинной линией или нет, сводится к следующему. В составе любого пере-
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
даваемого сигнала всегда имеется гармоническая составляющая наивысшей
частоты. Длина волны такой составляющей определяется выражением
^min=C//max, (12.1)
где /тах — наивысшая частота'гармонического колебания; С — скорость
света, ЗЮ8 м/с.
Допустим теперь, что длина линии превышает или имеет один порядок
с длиной волны максимальной частоты /тах. Это означает, что в разных
точках линии колебания составляющей с частотой /тах будут иметь раз-
личную фазу. Следовательно, будут различными в один и тот же момент
времени мгновенные значения токов и напряжений в различных точках
линии. В противном случае, когда длина волны наивысшей частоты боль-
ше длины линии, то во всех точках линии колебания всех гармонических
составляющих сложного сигнала находятся практически в фазе. Поэтому
такая линия может быть заменена эквивалентной ей цепью из сосредото-
ченных элементов и не является длиной линией. Так, например, для любых
сигналов, передаваемых по современным линиям систем связи, отрезок
кабеля длиной 0,3 м не является длинной линией. Действительно, если
наивысшая частота составляющих сложного сигнала равна 8,5 мГц (переда-
ча телевизионных сигналов), то
4™ =-7~= 310\ = 35 м » 0,3 м.
/тах 8,5 Ю6
В то же время, если этот же отрезок кабеля используется как элемент
системы связи, работающей в области дециметровых волн, то его уже необ-
ходимо рассматривать как длинную линию. Применительно к системам
цифровой обработки информации линия считается электрически длинной
или просто длинной, если выполняется условие
(12.2)
где / — длина линии, м: /ф — длительность фронта сигнала передаваемого в
линию, нс.
В противном случае линию называют электрически короткой или про-
сто короткой. Таким образом, понятие длинной линии зависит от быстро-
действия схем, работающих на линию.
Например, для ТТЛ-схем, имеющих /ф = 5—10 нс, максимальная длина
короткой, т. е. несогласованной линии составит 0,5 и 1 м соответственно.
Для схем с гф = 1 нс эта длина составит 10 см [68].
Таким образом, если условие (12.2) выполняется, то линия длиной /
является длинной, и она уже должна выполняться в виде витых пар либо
кабелей, в том числе коаксиальных. Одним из основных понятий длинной
линии является понятие волнового сопротивления. Линия в любой форме
имеет волновое сопротивление ZB, означающее, что волна напряжения и тока,
бегущая вдоль линии, имеет отношение напряжения к току, равное ZB. Вол-
новое сопротивление ZB определяется выражением
z-=# "2-3)
где £п, Сп — погонные индуктивность и емкость провода (емкость и индук-
тивность на единицу длины, например, 1 м).
12.1. Блок-схема канала связи
В общем случае, можно сказать, что ZB — это сопротивление, которое
встречает бегущая по линии от генератора к нагрузке электромагнитная
волна.
Из выражения (12.3) следует, что волновое сопротивление линии чисто
активное и не зависит от частоты, а определяется только реактивными па-
раметрами линии. Суммарные индуктивность (£л) и (Сл) линии:
^=lLn\ Сл=1Сп. (12.4)
Скорость распространения волн вдоль линии:
У=~г= м/с. (12.5)
Длинная линия обладает очень важным свойством, а именно: если ее
нагрузить на конце на волновое сопротивление ZB, то она становится чисто
активным элементом с сопротивлением как со стороны входа, так и выхо-
да, равным ZB при всех частотах. При этом важно отметить, что режим
работы генератора, питающего согласованную линию, не изменяется, если в
любой точке линии ее разорвать и вместо отрезанной части линии включить
сопротивление нагрузки, равное волновому сопротивлению ZB, т. е. Ян = ZB.
При этом все процессы, происходящие в линии, останутся точно такими,
как если бы линия была не разрезана. Другими словами, линия и не «по-
чувствует», что от нее отрезали часть ее самой.
Если линия согласована, то можно считать, что эта линия уже не обла-
дает ни емкостью Сл = Сп • /, ни индуктивностью £q = /• £п, и, следователь-
но, линия не может искажать сигналы, поданные на ее вход. И в этом
случае линия выполняет только одну функцию, а именно: задержку сигнала
на величину Тз
Т3.л=у = 1у1с^ = 4^- (12-6)
В согласованных линиях вся мощность, переносимая падающей волной
тока и напряжения, к концу линии будет погашаться нагрузкой. Если ли-
ния не согласована, то, как и любой двухполюсник, она обладает входным
сопротивлением ZBx. При этом под ZBx понимают сосредоточенное сопро-
тивление, которым можно заменить линию вместе с нагрузкой на ее конце,
равное отношению напряжения к току в начале линии
и 170
ZBX=-^ . (12.7)
Свойство линии передавать сигнал без искажений, но с задержкой ис-
пользуется при создании прецизионных линий задержек (ЛЗ). Примером
ЛЗ может служить отрезок коаксиального кабеля, который, по существу,
представляет собой простейшую, но самую широкополосную ЛЗ. Реальные
параметры коаксиальных кабелей таковы, что при ZB = 75—100 Ом для
получения задержки величиной 1 мкс требуемая длина кабеля / = 200 м.
Такая линия не приемлема в силу большой массы и габаритов.
170 В формуле (12.7) £0, /0 комплексные амплитуды напряжения и тока на входных зажимах.
646 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Увеличить задержку можно, если снизить скорость V. Последнюю мож-
но уменьшить, например, за счет увеличения емкости Сп. Емкость Сп мож-
но увеличить, применив более совершенный диэлектрик в кабеле, что при-
ведет к снижению скорости распространения волны в среде и, следователь-
но, к увеличению задержки. Напомним, что скорость распространения волны
в коаксиальном кабеле составляет примерно 2/3 скорости света в вакууме,
т. к. волна проходит по твердому диэлектрику. Но с увеличением емкости Сп
уменьшается волновое сопротивление ZB, что затрудняет процесс согласо-
вания, т. к. от источника сигнала потребуется большая мощность. Поэтому
скорость распространения волны уменьшается за счет увеличения индук-
тивности лини £п, например, за счет спиральной навивки центральной жилы
коаксиального кабеля.
Наиболее часто коаксиальный кабель используется в качестве ЛЗ для
получения прецизионных задержек наносекундного диапазона. Сигнал,
проходя по линии, затухает, и это затухание сигнала определяется коэффи-
циентом а:
“’г.'
(12.8)
где Яп — погонное сопротивление (сопротивление единицы длины, напри-
мер, 1 м провода) характеризует тепловые потери в проводниках.
Выше отмечалось, что линия согласована,
Рис. 12.2. Согласование
сопротивлением на входе
линии
если она нагружена на конце линии на сопро-
тивление, равное волновому сопротивлению ZB.
Однако возможен и другой метод согласования
линии, когда согласующее сопротивление ус-
танавливается последовательно на входе линии
(рис. 12.2). В этом случае величина этого со-
противления устанавливается равной внутрен-
нему сопротивлению источника сигнала (Яи).
Здесь необходимо отметить, что амплитуда вы-
ходного сигнала на конце линии не зависит от
способа согласования и определяется выраже-
нием:
R 171
Свых=ите-а1—^- , (12.9)
Ан + К
н и
где 6/вх — э.д.с. источника входного сигнала.
При этом величина выходного сигнала возрастает с уменьшением отно-
шения:
На практике чаще применяют согласование с помощью резистора /?н = ZB.
Последнее определяется тем, что в процессе работы внутреннее сопротивле-
ние источника t/BX может меняться в значительных пределах.
171 При /?н = const и RH = const выбор способа согласования сопротивлений производится
в зависимости от соотношения величин ZB, RH и /?и.
12.1. Блок-схема канала связи
Из-за наличия на входном и выходном концах линии паразитных емкостей
нельзя полностью избежать отражения волн от концов линии, и в этом случае
иногда осуществляется согласование с обоих концов линии: /^ = /^ = ZB.
При этом амплитуда сигнала на выходе будет примерно в два раза мень-
ше, чем с одним сопротивлением. Выше отмечалось, что линия не искажает
сигнал, если она нагружена на конце на волновое сопротивление линии ZB.
Однако, для действительно неискаженной передачи сигнала в линии для
нее должно выполняться еще два условия.
1. 2*0. = ^ (12.10)
Сп
где Gn — погонная проводимость изоляционного материала характеризует
тепловые потери в изоляции;
2. Погонные параметры /?п, (7п, £п, Сп не должны зависеть от частоты. И
если параметры Сп, £п, <7п172 считают не зависимыми от частоты, то пара-
метр Лп от частоты зависит в силу поверхностного эффекта.
По этой причине условие (12.10) неискаженной передачи не выполня-
ется, и, следовательно, в длинной линии имеет место искажение сигнала в
силу зависимости параметра а = -°- от частоты. В общем случае сопротив-
ление единицы длины провода Rf возрастает пропорционально корню квад-
ратному от частоты колебаний в соответствии с выражением:
4,18^7 10-8 Ом , (12.11)
Г м
где г — радиус провода или жилы кабеля, м; f — составляющая спектра
передаваемого сигнала, Гц.
Искажения будут иметь место в силу того, что для различных составля-
ющих спектра параметр Ап имеет различные значения, т. е. кабель пред-
ставляет собой дисперсионную систему. Дисперсионные свойства кабеля
проявляются в том, что затухание волн в кабеле и, следовательно, модуль
его коэффициента передачи зависят от частоты:
= K(f). (12.12)
В табл. 12.1 приводится затухание на 1 м длины кабеля РК-75-4-11. * 173
Таблица 12.1
/, МГц 1 2 10 50 100 500 1000
<VZ, дБ/м 0,0105 0,0147 0,033 0,074 0,105 0,28 0,46
172 Параметр Сп практически не зависит от частоты. Параметр Ln очень слабо, но все же
зависит от частоты. Параметр <7П зависит от частоты:
Но для упрощения расчетов считают, что от частоты он не зависит.
173 Погрешность не превышает 5 % для нижней границы неравенства rjf > 0,7 и убывает
с усилением неравенства [79].
648 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Произведение 8 выражает затухание (в децибелах) амплитуды гармо-
нических колебаний в отрезке кабеля длиной / (в метрах), т. е.
(12.13)
Из формулы (12.12) можно записать
^вхт = 1 _ еа1
^вых.
1 1 вх т
и al = In-----------
и вых т
Из выражения (12.13) находим:
20 16
(и
вхт
Ч^ВЫХАП ,
Из определения десятичного логарифма запишем:
jq^/Z/20 _ ^вх/и
Uвых т
После подстановки в (12.13а) получим:
^.ЮЛ7//20
ИЛИ
al = ^1п 10.
20
Учитывая, что In 10 = 2,3, имеем:
2 3
al = ^-8 z7.
20 7
(12.13а)
(12.136)
(12.13в)
(12.13г)
Пусть, например, длина кабеля РК-75-4-11 1 = 100 м.
Тогда при f = 10 МГц затухание 8 tl = 0,033 • 100 = 3,3 дБ, откуда
al = (2,3/20) • 3,3 = 0,38 и tfnep = е"0’38 = 0,68.
Для импульсов, форма которых близка к прямоугольной (/ф < 0,2/и),
приближенно можно полагать, что затухание импульса примерно равно за-
туханию гармонических колебаний с периодом Т = \/f= /и [80].
Здесь необходимо отметить, что при передаче импульсов прямоуголь-
ной формы число гармонических составляющих спектра, содержащихся в
передаваемом импульсе, будет уменьшаться с ростом частоты следования
импульсов и увеличиваться с уменьшением длительности передаваемого
импульса.
Как известно, периодическую последовательность a(t) импульсов про-
извольной формы можно представить в виде постоянной составляющей и
суммы бесконечно большого числа гармонических колебаний с частотами,
кратными частоте/д, т. е. частоте повторения импульсов:
a(t) = Яо +/l,(cos<w0 / - + Л2 cos (2<у0-1-<р2) +
+ А3 cos(3ft>0 t - <р3) +... + А„ cos(«<y0/ - <р„),
12.1. Блок-схема канала связи
где 6УО = а (рх, (р2, (pv ... — начальные фазы отдельных гармоник; Ао —
амплитуда постоянной составляющей; Ах, Л2, ..., Ап — амплитудные значе-
ния гармонических составляющих.
Для импульсов прямоугольной формы постоянная составляющая
А0=А^-, (12.15)
7 О
где А — амплитуда импульса, а амплитуда л-й гармоники определяется фор-
мулой:
ЭЛ . .
Л=— Sin(^/OZM) . (12.15а)
лп1 1
Как следует из выражения (12.14), спектр содержит бесконечно большое
число гармоник, кратных частоте следования импульсов. Другими словами,
отдельные составляющие спектра отстоят друг от друга на величину часто-
ты повторения, т. е. в спектре содержатся только частоты^, 2f^ 3fQ, ..., nfQ.
Из выражений (12.15), (12.15а) следует, что амплитуда Ао и амплитуды гармоник
пропорциональны амплитуде импульсов, а на частотах п/0 = 1//и, 2//и, 3//и, ...
они обращаются в нуль.
Пусть
1и_ = 1
То 8’
откуда
Определим амплитуду 8-й гармоники, т. е. А8:
. 2 А Г . (о f 1 Y| 2А . п
Ло = — sin 8я—- = —- sin л = О
8 8л-1_ °8/0JJ 8л-
(рис. 12.3, а).
В качестве примера на рис. 12.3 показаны частотные спектры двух после-
довательностей импульсов. Из рис. 12.3, а видно, что при уменьшении часто-
ты повторения (/^ = 1/Т0) интервалы между гармониками сокращаются, т. е.
число гармоник в спектре увеличивается. И, наоборот, при увеличении часто-
ты повторения^, число гармоник снижается, т. е. интервалы между гармони-
ками возрастают. При этом положение нулевых амплитуд остается неизмен-
ным, при условии постоянной длительности импульса. При уменьшении дли-
тельности импульсов нулевые амплитуды спектра смещаются вправо, т. е. в
сторону больших частот, а положение гармоник на частотной оси не меняется.
Следовательно, чем уже импульс, тем шире его спектр174, и наоборот.
174 При работе с повторяющимися импульсными сигналами для оценки спектра частот
часто пользуются практической формулой:
/тах 2тггф’
где т. — длительность фронта импульса.
Таким образом, спектр повторяющихся импульсов содержит все частоты, находящиеся в
диапазоне от частоты повторения до Дах. Спектр одиночного импульса содержит все частоты
от нуля до/тах.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Рис. 12.3. Частотные спектры периодической последовательности импульсов:
а - = 1/8; б-tJTo = 1/4; в - tJTo = 1/2 (меандр),/ = /0 = Г ,/2 = 2/0,
Л = Vo> где /г Л’Л’ ••• частоты первой, второй, третьей и т. д. гармоник
спектра
Реальные устройства, в том числе и линия связи, пропускают ограни-
ченную полосу частот. Поэтому для приемлемой передачи таких импульсов
(т. е. передачи без существенных искажений) эта полоса должна быть дос-
таточно большой. Учитывая, что для прямоугольного импульса в полосе
частот
заключено примерно 95 % всей энергии импульса, то можно сделать вывод,
что полоса пропускания системы (/пп), предназначенной для воспроизведе-
ния импульсов, не должна быть уже чем (1 —2)//и, т. е.
г 1-2
/пп^-—• (12.16)
'и
Пусть / = 100 нс, тогда полоса пропускания частот должна быть не
меньше 10 МГц.
Выше было отмечено, что волновое сопротивление линии ZB является
чисто активным и не зависит от частоты. Но это относится только для
линии, для которой выполняется условие (12.10).
В действительности это не совсем так. По отношению к генератору сиг-
налов линия представляет собой двухполюсную цепь, свойство которой
12.1. Блок-схема канала связи 65 I
определяются ее входным комплексным сопротивлением, которое называ-
ется входным сопротивлением линии, которое определяется выражением:
(12.17)
% _ R + ja)L
в ~\G + jcoC
Однако, в области достаточно высоких частот, когда выполняется усло-
вие cob » R и соС » G, волновое сопротивление линии может считаться
активным и равным
Но именно эта частотная область и имеет значение для большинства
практических применений длинных линий. Таким образом, поскольку ус-
ловие (12.10) неискаженной передачи сигналов произвольной формы не
выполняется, то мы имеем дело с не идеально согласованной линией, в
которой могут возникать искажения. Кроме искажения сигналов, несогла-
сованные линии обладают меньшим быстродействием, и их быстродействие
зависит от длины линии (чем больше длина, тем меньше быстродействие).
В несогласованной линии часть мощности падающей волны будет возвра-
щаться обратно. Поэтому мощность выделяемая в нагрузке будет меньше.
В общем случае несогласованную линию необходимо рассматривать в час-
тотной области, т. е. в несогласованных линиях частотный диапазон огра-
ничен. На низких частотах отсутствует необходимость согласования (длина
волны Z >> /) при условии, что можно обеспечить перезаряд ее емкости
(обычно 50—100 пФ/м).
Другими словами, частота передаваемого сигнала уменьшается с увели-
чением длины линии, что не наблюдается в идеально согласованных лини-
ях, т. е. линиях передающих сигналы без искажений. И, тем не менее, су-
ществуют длинные линии, работающие на частотах до 100 мГц и выше,
передающие импульсную информацию на расстояние более 100 м.
Один из путей, позволяющих приблизить реальную линию к идеальной,
заключается в более строгом выполнении условия:
А ДЕ'”
Gn ’ Сп '
R L
В этом выражении соотношение —- больше, чем (особенно у ка-
Gn Сп
бельных линий). Поэтому для линий стремятся увеличить параметры £п,
например, за счет более совершенного диэлектрика, что одновременно при-
водит к увеличению волнового сопротивления. Возможно увеличение
за счет уменьшения Сп.
175 В телеграфных кабельных линиях через каждые 1,5—2 км устанавливают добавочные
катушки индуктивности (катушки Пупина). В таком кабеле, который называют пупинизиро-
ванным, токи всех частот будут ослабляться в одинаковой мере. В результате речь или музыка
передаются без искажений и на значительно большие расстояния, чем без применения доба-
вочных индуктивностей.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
В частности, волновое сопротивление коаксиальных кабелей составляет
50 и 75 Ом, причем коаксиальные кабели с сопротивлением 50 Ом исполь-
зуются наиболее часто. Последнему есть конкретное объяснение. Как от-
мечалось выше, волновое сопротивление любого, в том числе и коаксиаль-
ного, кабеля определяется из выражения
za
Но для коаксиального кабеля это сопротивление можно определить и
из его геометрических параметров:
„ 138, D
ZB=-771g-7’ (12.17а)
d
где D — внутренний диаметр оболочки кабеля; d — диаметр центрального
проводника; £ — диэлектрическая проницаемость диэлектрика, заполняю-
щего кабель, причем в качестве диэлектрика наиболее часто используется
полиэтилен или фторопласт.
Величина £для этих диэлектриков в зависимости от частоты и марки
может быть равна от 2,1 до 2,8.
Основные источники потерь в коаксиальных кабелях — это погонное
сопротивление 7?п и проводимость 6'п.
Погонное сопротивление /?п характеризует тепловые потери в металли-
ческих проводниках коаксиальной линии.
Погонная проводимость Gn характеризует тепловые потери в диэлект-
рической изоляции между проводниками коаксиальной линии. Еще раз
подчеркнем, что проводимость Gn не является обратной величиной /?п и не
зависит от нее.
Анализ влияния различных факторов на потери показал, что при ис-
пользовании меди для центрального и внешнего проводников коаксиаль-
ного кабеля минимальные потери достигаются при
76,6 76,6 С1 _
-^=- = —— = 51 Ом,
значению 50 Ом, если £ = 2,3 (диэлектрик
При этом
ZB =
т. е. близко к стандартному
полиэтилен). Потери в коаксиальном кабеле имеют минимальное значение
при условии:
RnCn=GnLn.
При этом
аП1|П=^А. (12.176)
12.1. Блок-схема канала связи
Таким образом, чтобы уменьшить потери, надо уменьшить /?п, а для
этого надо увеличить диаметры центрального и наружного проводников,
D
оставляя неизменным отношение —, определяющее волновое сопротив-
а
ление ZB. Следующий путь уменьшения потерь — уменьшение Сп. Этого
можно достигнуть путем уменьшения количества диэлектрика, применяе-
мого для крепления центрального проводника и улучшения его диэлектри-
ческих свойств. Отсюда следует, что при одном и том же диаметре наруж-
ного проводника D диаметр d внутреннего проводника 75-омной линии в
полтора раза меньше диаметра центральной жилы 50-омной линии. Зна-
чит, активное сопротивление и потери в ней больше, чем в 50-омной ли-
нии. По этой причине 50-омные линии получили наибольшее распрост-
ранение.
Волновое сопротивление витых пар определяется числом витков на
метр плюс десять. Так, если, например, число витков на метр равно 100,
то волновое сопротивление витой пары составляет 110 Ом. Витая пара тем
качественнее, чем меньше шаг свивания и более тщательно (симметрично)
выполнена скрутка. Обычно волновое сопротивление витых пар (как и
плоских кабелей) находится в пределах 110—130 Ом. Более точное его
значение может быть получено экспериментальным подбором резистора.
Таким образом, меняя количество витков, можно менять отношение
В свою очередь, параметры £п и Сп зависят от диэлектрика и диаметра
проводов.
В заключение параграфа приведем основные положения теории длин-
ных линий.
1. Линия называется длинной, если выполняется условие
/>0,1/ф[68],
где / — длина линии, м; Гф — фронт сигнала, нс.
В противном случае, линия называется короткой. Простой провод мож-
но использовать в качестве соединительной линии, если время прохожде-
ния сигнала по нему на порядок меньше, чем время нарастания сигнала на
выходе схемы.
2. Линия называется согласованной, если она нагружена на сопротивле-
ние, равное волновому сопротивлению линии
ZB = Ом-
3. Сопротивление согласованной линии в любой ее точке в том числе на
входе и на конце равно ZB и является чисто активным.
Линия не искажает, а только задерживает сигнал без изменения фазы,
если для нее выполняются условия:
а\ = 4i.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
б) параметры /?п, Gn, Ln, Сп не зависят от частоты;
в) линия нагружена на сопротивление, равное волновому.
В этом случае задержка, создаваемая линией, определяется по фор-
муле:
4. При неискаженной передаче коэффициент затухания а не зависит от
частоты и определяется выражением:
Яп
а = —°-.
А
В результате форма импульса при прохождении через линию не меняет-
ся, а меняется только амплитуда сигнала в соответствии с выражением:
U =и е~а1 ———
ки + Ан
5. В реальных линиях параметр /?п и, следовательно, модуль затухания а
зависят от частоты. Следовательно, линия согласована не идеально, и здесь
уже необходимо говорить о степени искажения сигнала в зависимости от
качества согласования (насколько оно близко к идеальному).
6. Режим работы генератора, питающего согласованную линию, не из-
меняется, если в любой точке линии ее разрезать и вместо отрезанной час-
ти линии включить сопротивление /?н = ZB.
7. Скорость распространения сигнала в несогласованной линии мень-
ше, чем в согласованной.
8. В несогласованной линии длина линии зависит от частоты: чем боль-
ше частота, тем меньше длина линии, или чем короче кабель, тем больше
бит можно через него передать.
Для межблочных соединений в пределах одной подсистемы, когда
длина линий связи не превышает 25 м и частота передачи сигналов не бо-
лее 50 мГц, наиболее часто используют линии связи, выполненные в виде
витых пар в экране. Последние обеспечивают наилучшую защиту от низко-
частотных магнитных помех и хорошую защиту от электрических наводок,
действующих на кабель через емкостные связи.
12.2. Схемная реализация длинной линии
на основе э.в.п.
12.2.1. Защита линии связи от помех
Преимущество экранированной витой пары (э.в.п.) реализуется только при
правильном ее включении, что позволяет сделать линию практически не-
восприимчивой к электрическим, магнитным и электромагнитным поме-
хам, т. е. помехам, которые создаются электрическими, магнитными и элек-
тромагнитными полями.
12.2. Схемная реализация длинной линии на основе э.в.п. 655
Электрические помехи — это помехи, которые возникают в линии в ре-
зультате воздействия электрического поля176, созданного проводником цепи
источника помех на проводник цепи приемника помех, через емкостные
связи. Указанные емкостные связи всегда существуют между проводником
источника помех, проводником приемником помех и между указанными
проводниками и землей.
Величина этих связей, а, следовательно, и помех зависит от расстояния
между проводниками, поскольку в этом случае меняется емкостная связь.
Последняя возрастает при сближении проводников и уменьшается при их
разнесении. В частности, для проводников с диаметром 0,75 мм почти
полное исчезновение связи наблюдается при разнесении их на 1 см, т. е.
на 4 диаметра. Помехи от электрических связей можно устранить, если
проводник поместить в экран, а сам экран заземлить. В этом случае помехи
будут наводиться на экран, а поскольку он соединен с землей, то напряже-
ние помех на нем будет также равно потенциалу земли (нуль)177. При этом
с точки зрения лучшей защиты от наводок через емкостные связи экран
необходимо соединить в нескольких точках.
Экранировать надо провод целиком, т. е. и концы провода должны быть
заэкранированы. При этом, если это невозможно выполнить, то надо ми-
нимизировать длину центрального проводника, выходящего за пределы эк-
рана. Лучшим эффектом экранирования обладает сплошной экран. Однако
большинство кабелей имеет экран в виде оплетки, а не сплошного провод-
ника. Но оплетка перекрывает лишь 60—90 % требуемый площади и как
экран менее эффективна, чем сплошной проводник. Наличие отверстий в
оплетке обычно слабо влияет на экранирование электрических полей за
исключением СВЧ-диапазона. Это происходит потому, что с ростом часто-
ты длина волны становится меньше размеров отверстий в оплетке и поэто-
му эффект экранирования снижается.
Магнитные помехи — это помехи, обусловленные взаимодействием маг-
нитного поля, созданного проводником цепи источника помех на провод-
176 В зависимости от места расположения приемника помех (ПП) относительно источни-
ка помех (ИП) пространство вокруг ИП можно разделить на ближнюю (г<Л/2л), промежу-
точную и дальнюю зоны, где г — расстояние до приемника помех, Л — длина волны.
Ближняя зона характеризуется тем, что плотности энергии электрического и магнитного
полей не равны. В зависимости от типа источника помех в ближней зоне преобладает либо
электрическое (Е > Я), либо магнитное поле (Н> Е), где Е и Н напряженности электричес-
кого и магнитного полей соответственно. Если ИП генерирует малый ток и высокое напряже-
ние (Е/Н> 377 Ом), то ближнее поле является электрическим, а если ИП генерирует большой
ток и низкое напряжение (Е/Н < 377 Ом), то ближнее поле является магнитным, поскольку в
нем преобладает магнитная составляющая. Дальняя зона характеризуется тем, что в ней энер-
гия передается электромагнитными волнами, свободно распространяющимися в простран-
стве. Для них свойственно равенство плотностей энергий электрического и магнитного по-
лей, т. е. Е/Н = 377 Ом.
На частотах до 1 МГц почти все наводки внутри электронного оборудования определяют-
ся условиями ближнего поля, поскольку ближнее поле на этих частотах простирается на рас-
стояние до 45 м и более. Отсюда следует, что проблемы помех внутри любого принадлежаще-
го этому условию оборудования следует рассматривать как проблемы ближнего поля.
Таким образом, в ближнем поле электрическое и магнитное поля необходимо рассматри-
вать раздельно, поскольку отношение их напряженностей не является постоянным [85].
177 Имеющиеся емкостные сопротивления между экраном и землей шунтируются малым
сопротивлением проводника.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
ник цепи приемника помех, через индуктивные связи между проводника-
ми, т. е. связи через взаимную индуктивность проводников.
Э.д.с. помех (£/п) в цепи приемника помех пропорциональна значению
потока вектора индукции через поверхность, ограниченную контуром про-
водника приемника помех.
Наиболее эффективный способ ослабления индуктивной связи состоит
в уменьшении площади контура, подверженного воздействию потока маг-
нитного поля, что достигается свиванием проводов, т. е. выполнения ли-
нии в виде витой пары. Скрутка проводов приводит к тому, что э.д.с., наво-
димые внешним магнитным полем в соседних петлях, противофазны и в
значительной степени компенсируют друг друга.
Эффективность витой пары тем выше, чем больше число витков на едини-
цу длины и чем симметричнее выполнена скрутка. При большем числе витков
на единицу длины уменьшается площадь каждого витка, и, следовательно,
уменьшается площадь, на которую могут воздействовать магнитные поля. Сиг-
налы помех, наводимые через магнитные связи, включаются последовательно
с проводниками — приемниками и уменьшение сопротивления цепи прием-
ника не снижает уровня сигнала помех. Наоборот, помехи, наводимые через
емкостные связи, оказываются приложенными между проводниками — при-
емниками и землей, и здесь уменьшение сопротивления в цепи приемника
снижает напряжение наводки. Для исключения наводки от магнитных полей
необходимо избегать контуров заземления или, по крайней мере, стремиться
уменьшить площадь контуров, через которые могут наводиться помехи. Важно
отметить, что, если экран не магнитный, то он слабо защищает цепь от низкоча-
стотных магнитных полей, поскольку такой экран практически не влияет на маг-
нитные свойства-пространства между проводниками. Если оплетка, к тому же,
имеет отверстия, то эффект экранирования от магнитных полей снижается
еще больше. Последнее объясняется тем, что нарушается однородность рас-
пределения тока в экране. На высоких частотах эффективность оплетки еще
больше ухудшается. Это происходит потому, что с повышением частоты длина
волны становится меньше размера отверстий. По защите от магнитных полей
оплетка обычно на 5—30 дБ менее эффективна, чем сплошной экран. При
этом источники помех могут создаваться как различными промышленными
объектами, так и самими элементами схем. Так, например, сильнейшими ис-
точниками всех видов помех являются электросварочные аппараты. Большин-
ство цепей систем зажигания (запуск) двигателей внутреннего сгорания явля-
ются источниками помех электрического типа.
Источником магнитных помех являются силовые трансформаторы се-
тевой частоты. Быстродействующие цифровые логические ИС из-за высо-
кой скорости переключения могут быть источниками магнитных полей,
создающих помехи.
Больше всего шумов генерируют логические схемы TTL-типа. Это свя-
зано с тем, что такие схемы в моменты переключения из закрытого состо-
яния в открытое и наоборот потребляют значительно больший ток, чем в
статическом состоянии. И чем выше скорость их переключения, тем боль-
ше уровень помех. Достаточно большой уровень помех генерируют и эле-
менты на КДМП-ИС, поскольку в момент переключения они, так же как и
элементы TTL-типа, потребляют заметно больший ток, чем в статике.
12.2. Схемная реализация длинной линии на основе э.в.п.
Незначительные помехи генерируют элементы ЭСЛ-типа.
Это связано с тем, что такие элементы потребляют постоянный ток как
в открытом, так и в закрытом состояниях178. В общем случае, говоря о ге-
нерации помех, можно отметить, что источником помех может быть любая
электрическая цепь, в которой происходят частые и резкие изменения тока.
В частности, первичные и вторичные цепи источников питания могут
служить источником импульсных помех при изменениях тока. Выше от-
мечалось, что преимущество э.в.п. реализуется только при правильном ее
включении.
Сказанное означает, что заключить линию, выполненную в виде скрут-
ки, в заземленный экран еще недостаточно для того, чтобы защитить ли-
нию от воздействия помех. Оказывается, что даже в такой линии могут
возникнуть помехи, если ее неправильно подключить» к передающему и
приемному устройствам. Термин «правильно включить» относится к спо-
собу монтажа обратных проводов (проводов, по которым текут возвратные
токи) и оплеток э.в.п. Правильно включить — это значит подсоединить
провода э.в.п. таким образом, чтобы протекающие по ним прямой и обрат-
ный токи были всегда равны по величине и обратны по направлению.
Если это условие не выполняется, то никаким особым преимуществом
такая линия не обладает, хотя и выполнена в виде ВП. Говоря о линии в
целом, здесь необходимо отметить, что уровень помех, наводимый в ли-
нию, зависит от степени симметричности выполнения приемо-передаю-
щей линии в целом. Чем лучше симметрия схемы, тем большее подавление
шумов (помех) можно получить.
Симметричными являются двухпроводные схемы, в которых оба про-
водника и все подключенные к ним цепи имеют одинаковый импеданс
относительно земли и любого другого проводника. Цель симметрирования
состоит в том, чтобы сделать равными шумы, наводимые в обоих провод-
никах; в этом случае они будут представлять собой синфазный сигнал, ко-
торый можно скомпенсировать в нагрузке [98]. Пример несимметричной
схемы для передачи сигналов приведен на рис. 12.4, а. Схема содержит
передающее устройство (элемент В}) и приемное, в качестве которого
используется триггер Шмитта (элемент с гистерезисом) для восстанов-
ления фронтов импульсов. Передающие и приемные схемы запитаны от
различных источников питания, например, 5В-1 и 5В-2. Линия связи
выполнена в виде витой пары. Такая схема относительно восприимчива
к внешним помехам, например, к импульсам напряжения на земляном
(общем 1) проводе.
В самом общем смысле шина земля (нулевая шина) может быть опреде-
лена как эквипотенциальная точка179, или поверхность, потенциал которой
служит для схемы или системы уровнем отсчета напряжений. Этот уровень
отсчета может быть равен потенциалу земли или отличаться от него. Если
нулевая шина подключается к земле (истинная, земляная земля, т. е. почва)
через цепь с малым сопротивлением, то ее можно назвать земляной шиной.
178 Элементы ЭСЛ-типа обладают невысоким запасом по помехоустойчивости (0,2 В).
179 Точка, напряжение которой остается постоянным независимо от того, какой величины
ток втекает в нее или вытекает.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Рис. 12.4. Несимметричная линия
на основе э.в.п. (я); несимметрич-
ная линия на основе э.в.п. (6); не-
симметричная линия на основе
э.в.п. с двойным экраном (#)
б
Здесь следует отметить, что в бортовых устройствах истинная, т. е. в
буквальном смысле земляная земля отсутствует. И в распоряжении разра-
ботчика могут быть две точки, по отношению к которым могут отсчиты-
ваться потенциалы, — это шина общая (минусовой вывод источников пи-
тания) или корпус блоков. При этом шина общая может быть соединена с
корпусом или нет.
В последнем случае между шиной общая и корпусом должна быть галь-
ваническая развязка, т. е. они должны быть изолированы друг от друга (со-
противление между ними составляет сотни мегом). Последний случай ха-
рактерен для устройств бортового назначения. Рассмотрим вариант, когда
земляной (нулевой) шиной является шина общая, т. е. когда соединены
минусовые выводы источников питания. Такие схемы (рис. 12.4, а) доста-
точно широко применяются при передаче информации между блоками од-
ной системы с длиной ЛС < 10 м. Поскольку ЛС выполнена в виде ВП, то
она защищена от магнитных наводок. Однако на ЛС могут действовать на-
водки от электрических полей через емкостные связи, от других проводов и
внешних источников помех.
Для защиты от них ЛС помещают в экран. Но простое помещение ли-
нии в экран приводит лишь к незначительному ослаблению электрическо-
го поля, действующего на ЛС от источника помех. Для более эффективной
защиты необходимо экран соединить с корпусом (системной землей J^).
Такое соединение можно выполнить в одной точке (со стороны передаю-
щей или со стороны приемной схемы) либо в двух и более точках. Соедине-
12.2. Схемная реализация длинной линии на основе э.в.п.
ние экрана в нескольких точках обеспечивает более надежную защиту от
действия электрических наводок. Однако, в этом случае образуются замк-
нутые контуры (через оплетку и системную землю, т. е. корпус ^), в кото-
рых может наводиться ток шумов от действия электромагнитных полей.
Этот ток, протекая по экрану, может по индукции наводить на сигналь-
ные провода неравные напряжения (в силу несимметрии схемы) и служить
источником помех. При соединении экрана в одной точке контур не обра-
зуется и ЛС оказывается защищенной от электрических полей, т. к. теперь
эти поля будут замкнуты на системную землю (^)- Но такое соединение
будет менее эффективно, чем в первом случае при защите от электрических
наводок, особенно при протяженных линиях. В этом случае линию можно
разбить на две части, одну из которых подсоединить к системной земле со
стороны передающей схемы, а вторую — в одной точки со стороны прием-
ной. А в месте их соприкосновения обеспечить соединение внахлест через
изолированную прокладку.
Здесь следует отметить, что соединение экрана в одной точке наиболее
эффективно, когда по линии передаются низкочастотные сигналы, т. е.
сигналы с частотой меньше 1 МГц. Но на частотах выше 1 МГц или когда
длина линии (кабеля) превышает 1/20 длины волны, часто бывает необхо-
димо заземлить (в данном случае соединить с корпусом) экран более чем в
одной точке, что, как было сказано выше, приводит к образованию нежела-
тельного контура через корпус изделия, и экраном ВП (рис. 12.4, б, контур
aecdd). Для защиты Л С от воздействия разного рода помех и при передаче
через нее низкочастотных и высокочастотных сигналов можно воспользо-
ваться схемой, показанной на рис. 12.4, в.
Здесь первый (внутренний) экран ВП соединен с системной землей (Д,)
только с одного конца, а второй (внешний) экран, изолированный от пер-
вого, соединен с системной землей (^) изделия с двух концов180.
При отсутствии истинной, т. е. земляной земли, такая схема обеспечи-
вает наилучшую защиту от всех видов помех (емкостные наводки, низкоча-
стотные магнитные поля, высокочастотные электромагнитные поля).
На рис. 12.5 приведен еще один вариант реализации ЛС, в которой пе-
редающий элемент имеет парафазный выход, а в качестве приемного эле-
мента используется дифференциальный каскад.
Такая схема называется симметричной, но она трехпроводная и, сле-
довательно, по определению, приведенному выше, таковой, по существу,
не является, т. е. ее можно отнести к условно симметричной. В схемах
рис. 12.4 и 12.5 имеются общие элементы: это резистор, общие участки в
цепи заземления, т. е. между ними имеется гальваническая связь, которая,
как известно, является одной из существенных причин возникновения по-
мех в ЛС. В частности, помехи могут наводиться в общих соединительных
проводниках внешним электромагнитным полем или под влиянием внут-
реннего электромагнитного поля из-за резкого изменения режима энерго-
потребления при включении мощной токовой нагрузки и переходных про-
180 В бортовых изделиях корпуса всех блоков объединены, а системной землей может
быть и схемная земля (±).
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Рис. 12.5. Симметричная
линия
цессов. Увеличение симметрии в схеме рис. 12.5 достигается за счет приме-
нения элемента с парафазным выходом (элемент и дифференциального
каскада (элемент Z?2). Поскольку приемная схема, т. е. дифференциальный
каскад, выделяет только разностный сигнал, то здесь достигается значи-
тельное ослабление помех. При отсутствии элемента с парафазным выхо-
дом формирование последнего можно осуществлять за счет введения до-
полнительного инвертора. При этом при формировании парафазного вы-
хода необходимо исключить возможность возникновения временного сдвига
обоих сигналов относительно друг друга. Для защиты линии в схеме рис.
12.5 от воздействия различного рода помех можно воспользоваться рас-
смотренным выше способом организации экранирования ЛС. Пример пол-
ностью симметричной двухпроводной линии показан на рис. 12.6. Линия
содержит два импульсных трансформатора: один на передающем, второй
на приемном концах линии.
Трансформаторы разрывают все контуры заземления, устраняя тем са-
мым помехи из-за наличия разности потенциалов источника и нагрузки.
Преимущества такой линии:
• в проводах витой пары текут одинаковые и противоположно направлен-
ные токи, т. е. / = zo6P’
• передающие и приемные части схемы «развязаны» по постоянному току
(гальваническая развязка), что исключает помехи, связанные с перепада-
ми напряжения на общей «земле», а также падением напряжения в пере-
дающих проводах;
• линия не чувствительна к синфазным помехам, наводимым в обоих про-
водах.
На рис. 12.6 показан пример построения симметричной ЛС на основе
витой пары без экрана. И здесь важно подчеркнуть, что использование ви-
той пары в симметричных схемах может обеспечивать защиту как от маг-
нитных, так и от электрических полей без экранирования проводов.
В симметричной ЛС под воздействием внешних помех также могут воз-
никать токи помех. Но если схема полностью симметрична, то результи-
5 Я, 5Я2
Рис. 12.6. Симметричная
линия с трансформатор-
ной развязкой. J_ — со-
единение с минусовым
(общим) выводом источ-
ника питания (—5 В)
12.2. Схемная реализация длинной линии на основе э.в.п.
661
Рис. 12.7. Симметричная линия с трансформаторной развязкой:
а — на основе э.в.п. с двойным экраном; б — экран выполнен внахлест
рующий ток помех равен нулю. Таким образом, независимо от характера
связи (емкостная или индуктивная) степень защиты от действия помех
определяется только отличием схемы от полностью симметричной и прак-
тически может быть около 60—80 дБ [98]. Принимая во внимание, что
совершенной симметрии достичь трудно, желательно все же применять
экраны. На рис. 12.7, а приведен вариант исполнения симметричной ЛС на
основе э.в.п. с двойным экраном.
Связь с корпусом должна быть как можно короче и выполнена, жела-
тельно, плоским181 проводником максимального сечения допустимого по
условиям работы с тем, чтобы обеспечить минимальную индуктивность
проводника. На рис. 12.7 показана одноканальная схема ЛС. Однако на
практике часто требуется передавать информацию одновременно по мно-
гим каналом. Это имеет место, например, при передаче информации па-
раллельным кодом. В таком случае линия связи уже будет содержать не
один, а 8, 10, 24 иногда и более каналов.
В этом случае одноканальные линии объединяются в жгуты. И здесь воз-
никают уже свои трудности, связанные с организацией этих жгутов. В соста-
ве жгутов могут иметь место перекрестные помехи от соседних каналов.
И здесь самый наихудший случай возникает, когда все каналы работают
одновременно, а один канал информацию не передает. Перекрестные по-
мехи в жгутах возникает из-за наличия емкостных связей между отдельны-
181 Проводник с прямоугольным сечением оказывает переменному току меньшее сопро-
тивление, чем круглый проводник с той же площадью поперечного сечения, поскольку его
поверхность на единицу площади поперечного сечения больше. Поэтому в качестве заземля-
ющих проводников, даже в сравнительно низкочастотных цепях, обычно применяют ленты и
оплетки.
(662
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
ми линиями. Для их исключения отдельные линии необходимо помещать в
экран, т. е. применять э.в.п., как показано на рис. 12.7, б, т. к. перекрест-
ные помехи за счет емкостных связей отсутствуют в экранированных про-
водах и коаксиальных кабелях. При этом в составе жгута должно быть не
более 10 линий связи. Жгут заключают в изолирующую оболочку, на кото-
рую помещают внешнюю экранированную оболочку, соединенную с обоих
концов с системной землей, т. е. с корпусом.
В общем случае помехи в правильно согласованных длинных линиях,
как правило, не возникают. Они могут возникнуть только, если линия рас-
согласована на концах. На практике возникают помехи и в согласованных
линиях, когда они неоднородны подлине. Такая неоднородность возникает
при переходе через разъемы, особенно, когда такой разъем находится в
самой линии, например, на ее середине. Разъемы вносят дополнительные
помехи, и для их снижения необходимо, чтобы разъем имел число контак-
тов, равное числу витых пар, и, чтобы каждая витая пара проходила через
разъем, который бы для нее являлся продолжением данной линии с таким
же волновым сопротивлением (рис. 12.8). Но это в идеальном случае, по-
Рис. 12.8. Передача сигналов через
разъемы:
а — наилучший вариант передачи сиг-
нала; б — передача сигналов с ограни-
ченным числом контактов
Разъемы (в сочлененном виде)
Планка
б
12.2. Схемная реализация длинной линии на основе э.в.п. 663
скольку реально не всегда волновое сопротивление контактов разъема рав-
но волновому сопротивлению линии. В общем случае, волновое сопротив-
ление сигнального контакта разъема зависит от расстояния до окружающих
его заземленных контактов и числа последних. Подбором числа заземлен-
ных контактов и расстояний достигается волновое сопротивление, близкое
к требуемому. Для уменьшения помех в разъемах уменьшают длину контак-
тов и увеличивают их плотность расположения. На рис. 12.8 показан наи-
лучший вариант передачи сигналов через разъем. Здесь фронт бегущего по
линии импульса почти не «чувствует» разъема, так как вносимая в линию
неоднородность незначительна. Однако, при этом требуется занять 50 %
контактов разъема под «земляные» выводы. Если это условие по каким-
либо причинам невыполнимо, то можно, в ущерб помехозащищенности,
принять другой вариант распайки, показанной на рис. 12.9. Этот вариант
требует меньшего числа контактов под «земли». Здесь «земли» перед разъе-
мом распаиваются на металлические пластины, по возможности большего
сечения (например, 5 мм, т. к. чем массивнее земля, тем меньше ее индук-
а
Рис. 12.9. Заземление экрана:
а — пример неправильного заземления экрана; б — пример правильного
заземления экрана при передаче сигнала от удаленного источника с высо-
ким сопротивлением
Поскольку «земли» (, ) источника и приемника сигнала простран-
ственно разнесены, они имеют разный потенциал и обозначены
на схеме по-разному (И — разность потенциалов)
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
тивность). Распайка земляных выводов делается равномерной по длине
планки. Таких земляных выводов должно быть не меньше трех (одна по
средине две остальные по краям).
Ввиду важности вопроса экранирования ЛС в заключение этого пара-
графа рассмотрим схему (см. рис. 12.9, а), которая используется на практи-
ке, но, тем не менее, она не рекомендуется к применению [94]. Нельзя
соединять электростатический экран с «землей» источника и приемника
одновременно, поскольку при этом через экран течет ток, обусловленный
неравенством потенциалов этих земель. Ток, протекающей по экрану, яв-
ляется источником индуктивных наводок на соседних проводах и прово-
дах, находящихся внутри экрана. Поэтому экран нужно «заземлить» только
с одной стороны, причем со стороны сигнала. На рис. 12.9, б приведен
пример схемы с правильным заземлением экрана. В этой схеме емкость CHF
ослабляет высокочастотную составляющую помехи. В результате низкочас-
тотный ток, создающий индуктивную наводку, остается незначительным, а
высокочастотные наводки заземляются через емкость.
Приступая к реализации линии связи, разработчик должен знать, какая
помеха преобладает: индуктивная или емкостная. Как правило, емкостные
наводки преобладают над индуктивными, если источник помехи имеет боль-
шое напряжение. Когда источником помех является мощное оборудование,
потребляющее большой ток, то преобладают индуктивные помехи. Поскольку
для устранения индуктивной наводки носителем сигнала должен быть ток,
т. е. источником сигнала должен быть идеальный источник тока. Это связа-
но с тем, что ток источника тока не зависит от характера нагрузки (по
определению), в том числе от величины наведенной э.д.с. Наоборот, для
снижения емкостной наводки сигнал нужно передавать с помощью идеаль-
ного источника напряжения. В частности, при использовании в качестве
передающего устройства логических элементов, последние можно считать
источниками напряжения. Так, например, выходное сопротивление типо-
вого TTL элемента не превышает 20—30 Ом. Это сопротивление достаточно
мало по сравнению с сопротивлением нагрузки, которое в случае витых пар
составляет примерно (120—130) Ом, и поэтому при анализе импульсных
устройств считается, что элемент TTL типа представляет собой источник
напряжения. Последнее тем более справедливо при параллельном их объеди-
нении (в случае, например, КДМС-ИС). Передающие устройства, выпол-
ненные на основе источников напряжения, т. е., например, логических ИС,
позволяют передавать в линию сигналы с достаточно большой амплитудой,
что позволяет допустить в линии сравнительно большие помехи. Наоборот,
при использовании в качестве передающего устройства источника тока сиг-
налы в линии имеют малую амплитуду, но и уровень возникающих в этом
случае помех так же мал. Так что выбор типа передающего устройства, как
уже отмечалось выше, зависит от условий, в которых работает линия.
Достаточно хорошо защищенными от помех всех видов считаются ли-
нии, в которых в качестве источников сигналов используются источники с
дифференциальным токовым выходом и приемников с низкоомным (токо-
вым) дифференциальным входом. В них индуктивная наводка мала, по-
скольку информация передается в форме тока, а емкостная наводка также
мала, поскольку при хорошей симметрии линии связи она является синфаз-
12.3. Кодирование информации 665
ной и подавляется входным дифференциальным приемником. Понятно, что
для качественной передачи информации линия должна быть заэкранирована
и выполнена в виде витой пары с высокой степенью симметрии исполнения
последней. Насколько важно экранировать линию, подтверждено экспери-
ментом в [94], где показано, что отказ от экранирования увеличивает амп-
литуду помех в 4 раза. Линии с дифференциальными передающими и при-
емными элементами эффективны в том случае, если эти элементы имеются
в интегральном исполнении, в виде микросхем, аналогично логическим
ИС. В противном случае их реализация на типовых элементах (за исключе-
нием линий на основе оптопар) не оправдана. Поэтому основное внимание
в дальнейшем будет уделено симметричным ЛС с трансформаторной раз-
вязкой, в которых в качестве передающих устройств используются источ-
ники напряжения на типовых логических ИС.
12.3. Кодирование информации
Как уже отмечалось, передача информации между двумя удаленными уст-
ройствами требует представления ее в виде последовательного потока би-
тов. Однако, прежде чем попасть на передатчик, этот поток битов опреде-
ленным образом кодируется. При этом от выбранного способа кодирова-
ния во многом зависят мощность передающего устройства и достоверный
прием информации приемным устройством.
Среди многочисленных способов кодирования информации наиболь-
шее распространение получили два:
• представление информации в виде униполярного кода182;
• представление информации в коде Манчестер-!!.
В первом случае единичная информация представляется наличием им-
пульса напряжения (как правило, близкого к напряжению питания логи-
ческого элемента), а нули — отсутствием импульса (как правило, уровнем
логического нуля (рис. 12.10)).
Во втором случае ноль кодируется фронтом спада напряжения (фрон-
том F) в середине битового интервала, а единица — фронтом нарастания
(фронтом F) в середине битового интервала или наоборот.
В соответствии с первым способом кодирования информации и ее при-
ема приемным устройством последнему нужна сетка частоты (синхросет-
ка). Поэтому эта сетка либо передается передатчиком по отдельной линии
(синхронный прием информации), либо эта сетка вырабатывается самим
приемным устройством по поступлении первого информационного импульса
(асинхронный прием информации).
В последнем случае, т. е. асинхронном183, сетка частот для приемного
устройства не требуется. Но зато в приемнике должно быть специальное
устройство фазовой автоподстройки, которое обязано вырабатывать внут-
182 В литературе этот код называют униполярным NRZ (NON Return to Zero) кодом или
кодом БВН — без возвращения к нулю.
183 При такой схеме обмена необходимо учитывать временное расхождение частот и фаз
генераторов приемника и передатчика либо иметь фазовую автоподстройку.
Асинхронный прием применяется в основном в устройствах, в которых обмен информа-
цией осуществляется по одной линии связи.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
1,0, 1,0, О, О, 0, 1,0,0, 1, 1,1.0. 1
। । । । । । । । । । । । । ।
। । । । । । । । । । । । । ।
Рис. 12.10. Униполярный код
реннюю синхросетку тактирующих импульсов (ТИ), «привязанную» по фазе,
как можно ближе, к первому импульсу, поступающему от передатчика. Та-
кое устройство достаточно сложно и требует в простейшем его исполнении
применения кварцевого генератора и делителя частоты. При этом частота
генератора должна быть во много раз выше синхрочастоты (тем выше час-
тота кварцевого генератора, тем точнее привязка). Один из вариантов схе-
мы такой привязки был рассмотрен в гл. 10.
Основное достоинство кода Манчестер-!! в том, что он позволяет на
приемном устройстве из самой передаваемой информации получить синх-
рочастоту и информацию.
Другими словами, при таком способе кодирования передача информа-
ции осуществляется без сопровождения ее сеткой из синхроимпульсов.
Выделенная на приемном устройстве информация тактируется побитно, на
каждый бит принятой информации вырабатывается свой тактирующий
импульс.
12.3.1. Передача и прием информации
в импульсном (типа F) униполярном коде.
В некоторых работах говорится о значительных недостатках и неудобствах,
имеющих место при работе в униполярном коде, если передавать информа-
цию в таком виде, как она непосредственно кодировалась (см. рис. 12.10).
В этом случае, действительно, весьма затруднительно использование транс-
форматоров при передаче такой информации. На рис. 12.11 показана схема
передающего устройства, которая позволяет работать в униполярном (им-
пульсном типа F) коде. Такая схема позволяет использовать для передачи
информации симметричные линии с трансформаторной развязкой. Отли-
чие этой схемы от схемы традиционного кодирования в том, что здесь еди-
ничная информация передается фронтом нарастания (F) сигнала, а нуле-
вая — отсутствием фронта, т. е. логическим нулем.
Схема содержит сдвигающий регистр, в котором хранится передаваемая
информация, схему выделения фронта (F), распределитель на два выхода на
основе счетного триггера (Тг^, выходные вентили (В4, В5) и передающий
импульсный трансформатор Трг Такая схема работает следующим образом.
Тактирующие импульсы поступают на тактовый вход сдвигающего ре-
гистра, осуществляя сдвиг записанной информации вправо. Одновременно
ТИ поступают и на вентиль В}9 второй вход которого подключен к старше-
му разряду регистра Qn. При этом триггерные схемы регистра работают в
режиме триггеров с внутренней задержкой, т. е. информация на выходе
регистра сменяется после окончания ТИ, поступающего на вход С. В ре-
зультате, если в разряде Qn записана единица, то единица формируется и на
12.3. Кодирование информации
б
Рис. 12.11. Схема Прд в униполярном коде F-типа (а); диаграмма работы (б)
входе вентиля В}, но уже с длительностью, равной длительности ТИ. Ин-
формация с выхода вентиля поступает на схему выделения фронта F, на
выходе который формируется укороченный импульс длительностью /и, не-
обходимый для работы импульсного трансформатора. Эта длительность
определяется из выражения
t/BX/„<A (12.18)
где А — число, представляющее собой произведение вольт на секунду для
данного типа трансформатора; (/вх — напряжение на входе трансформатора, В.
На рис. 12.11,6? показан вариант реализации схемы на основе элементов
серии 1554, для которой напряжение f/BX равно, фактически, напряжению
питания. Сигнал с выхода цепочки выделения фронта F поступает на вход
распределителя, на выходе которого получаем две последовательности им-
пульсов с уровнем логического 0, сдвинутые во времени на период входной
частоты (см. рис. 12.11, б). Эта же последовательность импульсов формиру-
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
ется и на выходе вентилей В4, В5 , но только уже сигналами с уровнем
логической единицы. К выходам вентилей В4, В5 подключена первичная
обмотка трансформатора, вторичная обмотка которого нагружена на сим-
метричную линию связи. Такая схема работает следующим образом. Допу-
стим, что на выходе элемента Я4 уровень 1, тогда на выходе элемента В5
действует уровень логического О (В5 = 0). В итоге, по цепи источник пита-
ния, вентиль В4, первичная обмотка трансформатора, вентиль В5 течет ток,
где — ток намагничивания первичной обмотки; /н — ток нагрузки, практичес-
ки равный току через согласующее сопротивление равное волновому сопро-
тивлению линии (коэффициент трансформации трансформатора л = 1).
Если сигнал с уровнем логической единицы действует на выходе эле-
мента В5 (В5 = 1), то на выходе элемента В4 уровень логического 0 (В4 = 0).
В результате, ток через трансформатор течет в другую сторону, тем самым
размагничивая магнитопровод. При этом в линии формируются разнопо-
лярные импульсы одинаковой амплитуды и длительности, т. е. обеспечива-
ются идеальные условия для работы трансформатора. Поскольку линия
нагружена на сопротивление нагрузки /?н = Z в, а ток намагничивания им-
пульсных трансформаторов весьма мал, то можно считать, что трансформа-
тор нагружен на чисто активную нагрузку. Один из вариантов схемы при-
емного устройства такой линии связи показан на рис. 12.12, а.
Приемник, по существу, выполнен по схеме двухтактного выпрямителя
с активной нагрузкой. Форма сигналов на контрольных точках схемы пока-
зана на рис. 12.12, б. Видно, что фронт спада сравнительно затянут и опре-
деляется постоянной времени разряда входной емкости элемента Вх (г ),
определяемой из выражения
^"раз ~ ^вх ’
где Свх — входная емкость элемента Вх и емкость монтажа.
Рис. 12.12. Схема при-
емного устройства (я);
диаграмма работы (6);
схема Прм повышенно-
го быстродействия (#)
(± — соединение с ми-
нусовым выводом внут-
реннего источника пи-
тания)
12.3. Кодирование информации 669
Фронт нарастания крутой, т. к. заряд конденсатора Свх происходит до-
вольно быстро, поскольку постоянная времени заряда конденсатора Свх
определяется параллельным включением прямого сопротивления диода /?д
и резистора
„ RiR\
т — С —-——
зар BXR^R{
Величина сопротивления R{ порядка 470 Ом. Она может быть больше
или меньше указанной величины в зависимости от частоты передаваемого
сигнала и элемента Вг В качестве элемента могут использоваться ИС
серии TTL, КМДП-ИС или компаратор.
Длина линии ограничивается величиной напряжения на входе вентиля Bv
которая должна быть не меньше минимальной логической единицы для
логических элементов или превышать пороговое напряжение на компара-
торе. При использовании элементов TTL-типа необходимо учитывать выте-
кающий ток при отсутствии сигнала в линии. И здесь более предпочтитель-
ны элементы с малым вытекающим током (например, элементы серии 1533).
На рис. 12.12, в показан вариант схемы приемного устройства, когда каж-
дый диод нагружен на свой резистор.
В этой схеме каждый из входных элементов В}9 В2 работает на частоте,
в два раза меньшей, чем в схеме рис. 12.12, а, что, в конечном счете,
позволяет схеме работать на повышенной частоте по сравнению со схе-
мой рис. 12.12, а.
При этом диоды находятся и под меньшим обратным напряжением
^обр = Чх’ тогДа как в первой схеме t/o6p = 2UBK.
Анализируя работу линии в целом, можно отметить следующее:
• ток через трансформатор протекает только в момент действия ТИ-сдвига
длительностью ги;
• длительность импульса, по существу, ограничивается требованиями к транс-
форматорам и полосой пропускания ЛС;
• работа с постоянной длительностью импульса сдвига, равной ги, позволя-
ет обойтись всего лишь одним типом трансформатора, удовлетворяющего
условию (12.18), независимо от частоты передаваемых синхроимпульсов
или информации.
На рис. 12.11 показан вариант передатчика, когда схема выделения фрон-
та F управляется с выхода вентиля Вх. Более правильно, если эта схема
будет установлена непосредственно по тактовому входу регистра и уже сам
регистр тактировать укороченными импульсами сдвига. В этом случае и
регистр будет потреблять меньшую мощность (среднюю). Более того, в мно-
гоканальной системе, когда один тактовый импульс подается на все регис-
тры, это позволит обойтись всего лишь одной схемой выделения фронта F
и уменьшить величину разброса сдвига импульсов информации относи-
тельно ТИ, поскольку последние могут как опережать, так и отставать от
ТИ. Следует отметить, что, например, в схеме рис. 12.11 этот сдвиг будет
весьма мал и определяется относительным разбросом задержек трех эле-
ментов Вр В2, В4 или Вр В3, В5 относительно таких же элементов других
каналов и разбросом задержек в линиях связи.
а
670 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Рис. 12.13. Схема приемного многоканального устройства (а);
диаграмма сигналов приемо-передающего устройства (б)
12.3. Кодирование информации 671
На рис. 12.13, а приведен пример построения многоканальной приемо-
передающей линии и диаграмма ее работы на примере двух каналов, один
из которых информационный, а другой канал для передачи тактирующих
импульсов (ТИ). Для правильного приема информации необходимо, чтобы
сигнал ТИ на выходе элемента В2 запаздывал относительно сигнала, фор-
мируемого на выходе элемента В} j (см. рис. 12.13) или совпадал с ним по
фронтам, т. е. фронт /сигнала совпадал с фронтом /'сигнала, формиру-
емого на выходе элемента В2.
Как видно из рис. 12.13, б, прием единичной информации в сдвигаю-
щий регистр каждого из каналов осуществляется по асинхронному 5-входу,
а по входу D первый разряд регистра сбрасывается в ноль, если на входе 5
информационный сигнал отсутствует, т. е. 5= 1.
12.3.2. Кодирование информации импульсами F и F
При таком способе кодирования импульс напряжения, соответствующий
единичной информации, кодируется двумя импульсами, совпадающими с
его фронтами /(01) и F (10). При этом двумя укороченными импульсами
кодируются как сама единичная информация, так и тактирующие (синхро-
низирующие) импульсы, формируемые постоянно.
На рис. 12.14, а показана схема передающего устройства с указанным
способом кодирования. Как видно из рис. 12.14, б, каждый импульс, фор-
Рис. 12.14. Линия связи с кодиро-
ванием информации вида F, F (а);
диаграмма работы (б)
6
672 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
мируемый на выходе вентиля Вр кодируется двумя укороченными импуль-
сами FhF.
В линию всегда поступает четное количество импульсов. При этом сиг-
налы в линии двухполярные. На рис. 12.15, а показан один из вариантов
схемы приемного устройства для данного способа кодирования. Передава-
емая в линию информация на приемном конце восстанавливается асинх-
ронным триггером (R-S )7-типа. Как и в схеме рис. 12.13, длина линии
ограничивается уровнем минимальной логической единицы на входах эле-
ментов В} и В2.
Длину линии можно увеличить, если после диодов установить компара-
торы с необходимым напряжением порога срабатывания
1 В < U < Е .
II пит
/?s = 75 кОм
Рис. 12.15. Схема Прм, принимающего информацию, кодируемую фронтами
F, F (а); диаграмма работы (5); схема приемного устройства на
компараторе (в)
12.3. Кодирование информации 673
На рис. 12.15, в показан вариант схемы приемного устройства, в кото-
ром отсутствуют выпрямительные диоды. Функцию триггера здесь выпол-
няет компаратор, требующий для работы плюсового и минусового источ-
ников питания.
Схема работает следующим образом. При поступлении импульса по-
ложительной полярности в точку 1 схемы в точке 2 схемы будет действо-
вать импульс отрицательной полярности. В результате на выходе компа-
ратора 3 сформируется сигнал с уровнем логической единицы. При исчез-
новении входного сигнала уровень логической 1 на выходе компаратора 3
будет удерживаться за счет положительной обратной связи через резистор
/?5. Аналогично, при поступлении импульса положительной полярности в
точку 2 в точке 1 будет импульс отрицательной полярности относительно
общей точки схемного питания. В результате, уровень логической 1 сфор-
мируется на выходе компаратора Q, а на выходе Q будет уровень 0, т. е.
триггер сформирует передаваемую длительность импульса аналогично схеме
рис. 12.15. За счет обратной связи через резистор 7?6 это состояние будет
удерживаться триггером до прихода следующей пары укороченных им-
пульсов.
На рис. 12.16 приведена схема многоканального приемного устройства
на примере одного информационного канала и канала ТИ.
Для правильного приема информации сдвигающий регистр должен ра-
ботать в режиме с внутренней задержкой (см. гл. 10, разд. 10.16).
В заключение этого параграфа следует отметить, что в соответствии со
схемами рис. 12.14 и рис. 12.15, в была разработана приемо-передающая
линия, содержащая 24 канала (включая канал СИ) с частотой синхроим-
Рис. 12.16. Канал приемного устройства при кодировании информации им-
пульсами F, F
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
пульсов 2,4 и 8 мГц и длинной линии 60 м. В качестве компараторов ис-
пользуется компаратор 597СА2, в качестве линии связи — витая пара в
экране с волновым сопротивлением ZB = 130 Ом. Длительность импульсов
в линии 25 нс.
12.4. Передача и прием информации
в коде Манчестер-Il фронтами F, F
Выше отмечались достоинства кода Манчестер-!!, самое главное из кото-
рых — самосинхронизация, т. е. информация, которая заключена в этом
коде, содержит и информацию, и синхрочастоту для ее приема. Схема фор-
мирования кода Манчестер-!! показана на рис. 12.17, а.
Такое кодирование информации позволило:
• уменьшить число каналов связи за счет исключения канала для передачи
синхрочастоты;
• автоматически решить вопрос по разбросу задержек между информаци-
онным каналам и каналом СИ, который здесь просто отсутствует.
Столь важными достоинствами код Манчестер-!I обязан способу ко-
дирования информации на передающем устройстве, позволяющему на
приемной стороне (относительно простыми средствами) восстановить
информацию и синхрочастоту. Здесь необходимо отметить, что при пе-
редаче информации традиционным способом, т. е. когда информация в
линии связи передается непосредственно в коде Манчестер-!I, здесь
сталкиваются с рядом технических трудностей, имеющих место в про-
цессе передачи и особенно в процессе приема при выделении инфор-
мации и СИ.
Трудности эти заметно возрастают, когда возникает необходимость пе-
редавать информацию через трансформаторные линии связи (т. е. с гальва-
нической развязкой), когда код Манчестер-!! используется наиболее широ-
ко. В данном параграфе рассмотрен иной подход к построению канала свя-
зи, работающего в коде Манчестер-!!. Суть этого подхода заключается в
том, что в линию связи передается не сама информация в виде кода Манче-
стер-П, а фронты его информационных сигналов Fu F. Как будет показано
ниже, такой подход позволит заметно упростить процесс передачи и приема
информации во всех ее стадиях, а именно: передача информации, прием
информации, выделение СИ, выделение информации, запись информации
в приемный регистр.
Особенность такого подхода к построению канала связи рассмотрим на
примере схем рис. 12.17, где показаны: схема передающего устройства (ко-
дер рис. 12.17, а), схема приемного устройства (декодер, рис. 12.17, б) и
совмещенная диаграмма сигналов для Прд и Прм (рис. 12.17, в). Работу
схемы начнем с рассмотрения передающего устройства. Как видно из
рис. 12.17, а, схема Прд включает в себя:
• передающий регистр информации RG^ выполненный на триггерах LF-,
F.-типов (триггеры C.^D-, C^D-, CTJK-типов);
• Li Г Г у Г i
• схему исключающее ИЛИ на элементе В};
12.4. Передача и прием информации в коде Манчестер-II фронтами F, F
Рис. 12.17. Передающее устройство кода Манчестер-!! (я); приемное уст-
ройство кода Манчестер-!! (декодер) (0; диаграмма работа
Прд и Прм в коде Манчестер-II, передаваемого в Л С фронта-
ми F и F (в)
• триггер Тгх для формирования кода Манчестер-!!, свободного от узких им-
пульсов и провалов, имеющих место на выходе элемента (рис. 12.17, в);
• схему выделения фронтов F и F (СВФ);
• элементы В2, 53, обеспечивающие работу схемы на линию связи.
На диаграмме рис. 12.17, в рассмотрен случай, когда в линию передает-
ся код 011101, записанный в регистр информации RG{.
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Задача канала связи — передать и принять указанный код. Как видно из
рис. 12.17, в, код Манчестер-!! получается на выходе элемента на один
из входов которого подается сетка частоты СИ/2, а на другой — информа-
ция с выхода разряда 01р регистра информации. Таким образом, для фор-
мирования кода Манчестер-!I необходимо выполнить операцию логичес-
кого сложения над информацией и синхрочастотой. Обращаясь к рис. 12.17, в,
можно видеть, что уровень логической 1 информационного сигнала коди-
руется перепадом из 0 в 1 (фронт F) в середине бита информации, а уро-
вень нуля — перепадом из 1 в 0 (фронт F) также в середине нулевого бита.
При этом в полученном коде могут наблюдаться либо узкие провалы, либо
узкие импульсы (пички). Такое искажение информации дает элемент В}
как результат действия фронтов нарастания и спада двух сигналов при их
логическом сложении184.
Один из методов исключения такого явления показан на рис. 12.17, б.
Метод довольно прост. Для этого необходимо иметь двойную частоту, т. е.
частоту СИ и триггер С£^/)-типа. При этом информация кода Манчестер
поступает на информационный P-вход триггера Тг1? а удвоенная частота
СИ — на его тактовый вход С, и на выходе триггера Ql формируется код
Манчестер-!!, свободный от узких импульсов и провалов («чистый» Ман-
184 Узкие импульсы помех возникают из-за неидеального совпадения фронтов сигналов
СИ/2 и информации.
12.4. Передача и прием информации в коде Манчестер-II фронтами F, F
честер-П). Это происходит потому, что информация в основной триггер
Л/-триггерного устройства СLpD-типа пишется тогда, когда этих помех на
его D-входе нет (эти моменты времени показаны тонкими линиями). Тогда
как фиксация информации на выходе триггера Qx происходит после окон-
чания импульса удвоенной частоты, т. е. по фронту F синхроимпульсов
(СИ). Возможны и другие способы устранения этих провалов и выбросов,
например, за счет установки /?С-фильтров, но на высоких частотах они
просто не приемлемы, хотя в этом случае не требуются двойная частота и
дополнительный триггер. Сигналы кода Манчестер-!! с выхода триггера Tq
поступают на схему выделения фронтов F и F и через элементы В2, В3 и
трансформатор Трj в линию связи. Таким образом, в линию связи вместо
кода Манчестер поступают двухполярные укороченные сигналы Ги Г, как
показано на рис. 12.17, в. Преимущества такого способа кодирования были
рассмотрены выше, и в этом плане Прд-схемы рис. 12.17 ничем не отлича-
ется от аналогичной схемы рис. 12.14.
12.4.1. Приемное устройство (декодер)
Как видно из рис. 12.17, б, схема декодера довольно проста и отличается от
ранее рассмотренной схемы Прм введением дополнительного каскада, выпол-
ненного на элементах Г9, В10, Z?H, резисторе /?3, конденсаторе Cj и диоде VDy
Этот каскад выполняет самую важную функцию, а именно: осуществляет
выделение синхрочастоты (СИ), необходимой для приема информации в
регистр RGr
Поскольку на вход элемента В6 поступают сигналы F-кода Манчестер-!!,
а на вход элемента В7 — сигналы фронта F, то код Манчестер-!I получает-
ся автоматически на выходе Q2 триггера Тг2. Выделенная информация кода
Манчестер-!! поступает на информационный вход D регистра RGy осу-
ществляющего прием передаваемой информации. Но чтобы принять инфор-
мацию, на тактовый вход регистра С должна поступать синхрочастота СИД,
т. е. частота, соответствующая частоте сдвига информации в регистре RG1
передающего устройства. Такая частота на вход С регистра RG2 поступает с
выхода элемента Вд схемы выделения синхроимпульсов (СИД). Рассмот-
рим работу этой важной схемы. Обращаясь к диаграмме сигналов рис. 12.17, в
можно заметить, что на выходе элемента Г8 формируется последователь-
ность импульсов, совпадающая с фронтами Ги Г передаваемого кода Ман-
честер-! I. И если из этой последовательности, каким-либо способом, уда-
лить сигналы, окрашенные черным цветом, то оставшиеся сигналы и будут
представлять из себя синхрочастоту, необходимую для работы сдвигающего
регистра RG2. Сигналы Г и Г с выхода Bg поступают на вход элемента В9.
Следовательно, нежелательный сигнал не пройдет на выход элемента Г9,
если в момент его поступления на вход элемента Г9, на втором входе В9
будет действовать уровень логического 0 с выхода элемента Вц. Таким обра-
зом, задача будет решена, если после прекращения действия любого из сиг-
налов Г и Г, формируемого на выходах элемента Г8, на выходе элемента Вп
678 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
сформируется сигнал с уровнем логического 0 длительностью /и, определя-
емой выражением
0,5Т</и< Г-/ивх, (12.19)
где Т — период частоты СИД; /и вх — длительность сигнала с уровнем логи-
ческой 1, формируемого на выходе элемента 58.
Рассмотрим, как это условие выполняет схема выделения синхроим-
пульсов (синхрочастоты). Пусть в исходном состоянии на выходе элемента В8
сигналы Fm F отсутствуют, т. е. на выходе элемента В* уровень логическо-
го О (В^ = 0). В этом случае имеет место следующее распределение логичес-
ких уровней на выходах элементов В9, BiQ, В}]:
В9 — B]Q — 0, 5ц — 1.
Следовательно, конденсатор С1 разряжен, а элемент В9 подготовлен к
включению т. к. на одном из его входов действует логическая 1 с выхода
элемента Вц. При поступлении сигнала с выхода элемента В* (В8 = 1), соот-
ветствующего фронту Л'кода Манчестер, на выходе В9 сформируется сигнал
с уровнем логического 0. Последний поступит на вход элемента Ви и будет
удерживать на его выходе сигнал с уровнем логической 1 до момента его
окончания. Сигнал В9 = 0 одновременно поступает и на вход элемента 510.
На выходе 510 формируется сигнал с уровнем логической 1 (510 = 1), и начи-
нается быстрый заряд конденсатора С1 через диод VDy При этом необходи-
мо, чтобы за время действия сигнала 510 = 1 конденсатор Сх успел зарядиться
до напряжения, близкого к напряжению питания логического элемента.
После прекращения действия входного сигнала на выходе В9 сформиру-
ется логическая 1 {В9 = 1), т. к. на выходе В* будет действовать сигнал с
уровнем логического 0 (В8 = 0).
Поскольку конденсатор Сх заряжен до уровня Uc = ЕПИТ, то на выходе
элемента В[{ сформируется сигнал с уровнем логического 0 (Ви = 0), кото-
рый поступит на вход элемента В9 и будет удерживать его в состоянии логи-
ческой 1 и даже в тот момент, когда на его вход поступит сигнал с уровнем
логической 1, выделенный на рис. 12.17, в темным цветом. Другими слова-
ми, сигналы Fh F, удаленные друг от друга на расстояние Т= СИ/2, будут
восприниматься схемой как синхроимпульсы, а сигналы, удаленные друг
от друга на длительность Т = СИ, схемой не воспринимаются. При этом
для правильного функционирования схемы необходимо, чтобы к моменту
поступления фронта F синхрочастоты, формируемой на выходе элемента
В9, информация, действующая на входе D регистра RG2, должна записаться
в нижний185 триггер триггерного устройства первого разряда регистра сдви-
га RG2. Если предположить, что для записи информации требуется время
Згр, то длительность импульса с уровнем логического 0, формируемого на
выходе В9, должна быть больше Зтср и составлять (5—6) тр.
В свою очередь, длительность импульса блокировки приема входного
сигнала, формируемого на выходе элемента Вн, будет определяться посто-
185 Нижний, или вспомогательный (slave) триггер триггерного устройства С;/£)-типа,
выполненного по схеме М-S.
12.4. Передача и прием информации в коде Манчестер-II фронтами F, F
янной времени разряда конденсатора Cj через резистор /?3 и элемент 510,
когда на его выходе действует сигнал с уровнем логического О (Z?10 = 0).
И к моменту поступления следующего импульса СИ/2 конденсатор должен
разрядиться.
Таким образом, минимальная длительность импульса, передаваемая в
ЛС, будет ограничена временем записи информации в нижний (вспомога-
тельный) триггер триггерного устройства сдвигающего регистра /?С2, фик-
сирующего информацию по фронту F-сигнала, поступающего на его такто-
вый вход С (триггеры LF-, F-, F-типов). Сказанное выше справедливо при
условии, что указанную длительность пропускают трансформатор и линия
связи. В противном случае, длительность импульсов, формируемых схемой
выделения фронта на передающем устройстве, должна быть увеличена.
Фиксация информации на первом разряде Q. регистра RG2 фронтом F
синхросигнала, формируемого на выходе элемента Д, показана на рис. 12.17, в
пунктиром. Видно, что если, например, на информационном входе D реги-
стра RG2 действовал сигнал с уровнем логической 1 (02 = 1), то в состояние
логической 1 устанавливается и первый разряд (?1р регистра RG2 в момент
поступления фронта ^сихросигнала с выхода элемента В9.
Из рис. 12.17, в видно, что фронтом F первого синхроимпульса первый
разряд регистра RG2 устанавливается в состояние логической 1, вторым
фронтом F — в ноль, третьим — снова в единицу и т. д. И, наконец, фрон-
том F шестого синхроимпульса первый разряд установится в 0, а в резуль-
тате сдвига информации вправо в регистре RG2 установится код 011101.
Таким образом, произошло полное восстановление информации, передан-
ной от передающего устройства. На рис. 12.18 показан еще один вариант
схемы выделения синхроимпульсов. Это схема более универсальна т. к. фор-
мирует СИ на двух элементах: на выходе элемента В2 формируются СИ с
уровнем логического 0 аналогично схеме рис. 12.17 (элемент В9), а на выходе
элемента В3 — сигналы с уровнем логической 1 и регулируемой длительно-
стью. В исходном состоянии, т. е. в отсутствии импульсов Fu F на выходе
элемента Z?,, имеет место следующее распределение уровней: В} = 0, В2 = 1,
В3 = 0, В5 = 1, 54 = 1. При этом конденсатор Cj заряжен до напряжения С/с
= Епит. При поступлении сигнала на вход элемента В2 с уровнем логической
1 на его выходе сформируется уровень логического 0 и, следовательно, на
В3 уровень 1 (В3 = 1). Так как конденсатор С/ заряжен, то на выходе В4
сформируется блокирующий сигнал с уровнем логического 0 (Z?4 = 0), кото-
Рис. 12.18. Схема фор-
мирования синхроим-
пульсов
680 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
Рис. 12.19. Приемное устройство кода Манчестер-II на цифровых ИС
рый, поступая на вход элемента В2, будет удерживать его в состоянии логи-
ческой 1 (В2 = 1) аналогично схеме рис. 12.17, б. Длительность импульса,
формируемого на выходе элемента В3, будет определяться постоянной вре-
мени разряда конденсатора Cj через резистор R{ и элемент В5, на выходе
которого действует сигнал с уровнем логического 0. Эта длительность не
зависит от длительности управляющего сигнала с уровнем логического 0,
поступающего на вход В3 и, следовательно, может регулироваться. Схемы
выделения синхроимпульсов, приведенные на рис. 12.17, в и рис. 12.18,
достаточно просты, но для их реализации требуются диоды, резисторы, кон-
денсаторы, что делает практически невозможной их реализацию на цифро-
вых ИС. На рис. 12.19 показано приемное устройство кода Манчестер-!!,
полностью реализованное на цифровых ИС. Схема содержит триггер выде-
ления кода Манчестер-!! Тгр элемент выделения сигналов Fm F В3, прием-
ный регистр RGV генератор импульсов и схему выделения синхроимпульсов.
В состав последней входит асинхронный триггер (Я-Л^-типа186 Тг2, счетчик
Счр дешифратор на элементе В7, вентили 54, В5, 56, В*.
Триггер Trj и элемент В3 в этой схеме выполняют те же функции, что
и аналогичные элементы в ранее рассмотренных схемах рис. 12.17, б и
186 (R-S)f асинхронный триггер с внутренней задержкой по S- и R- входам, в данном
случае триггер (/?-5)/Л-типа (см. гл. 3).
12.5. Передача информации и синхрочастоты по одной Л С 681
рис. 12.18. В исходном состоянии триггер Тг2 и счетчик C4j обнулены. И так
как инверсный выход триггера Тг2 (Q2 = 1) подключен ко входу элемента 54,
то первый импульсный сигнал F поступает на тактовый выход регистра RGV
фиксируя в нем информацию, действующую на его D-входе.
Одновременно сигнал с выхода элемента Bv поступая на 5-вход тригге-
ра Тг2, переведет его в единичное состояние (Q2 = 1) после окончания им-
пульса (триггер 7^-5,-типа).
Сигнал Q2 = 1 дает разрешение на прохождение частоты от генератора
на счетный вход Сч,. Сигнал с выхода элемента дешифрации В7 сбросит
триггер Тг2 в нулевое состояние (Q2 = 1), если временной интервал между
импульсами удовлетворяет условию (12.19), но с учетом времени привязки
работы счетчика относительно сигнала разрешения Q2 = 1. Чем выше час-
тота генератора, тем меньше время привязки и тем, следовательно, точнее
работает схема. При этом каждый синхросигнал, формируемый на выходе
элемента 55, сбрасывает счетчик в нулевое состояние, подготавливая его
тем самым к очередному циклу работы.
В заключение этого параграфа можно отметить, что кодирование кода
Манчестер-!! импульсами F, ^позволяет:
• заметно упростить схемную реализацию приемных и передающих уст-
ройств;
• снизить среднюю мощность потребления;
• реализовать приемные и передающие устройства кода Манчестер-II дос-
таточно простыми средствами на логических ИС;
• применить симметричные трансформаторные линии связи;
• работать в коде Манчестер-!! на частотах до 30 мГц с длиной линии по-
рядка 50 м и более, используя логические ИС, например, серии 1554.
12.5. Передача информации и синхрочастоты
по одной ЛС способом раздельного
кодирования нулей и единиц
При раздельном кодировании единичная и нулевая информации кодиру-
ются сигналами с уровнем логической 1. И здесь возможны два способа
передачи информации по линии:
• единичная и нулевая информации передаются раздельно, т. е. каждая по
своей ЛС;
• единичная и нулевая информации передаются по одной ЛС.
В соответствии с первым способом каждый информационный сигнал
передается по двум линиям. В результате в два раза увеличивается число
ЛС, и это практически однозначно ограничивает область применения тако-
го способа одним каналом информации.
Поскольку информация передается по двум каналом, то здесь имеет
место разброс в задержках на приемный стороне аналогично тому, который
наблюдается при синхронном способе передачи информации, рассмотрен-
ном выше. В соответствии со вторым способом для передачи нулевой и
единичной информации используется одна ЛС. Благодаря этому сокраща-
682 Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
ется в два раза число ЛС и устраняется разброс в задержках на приемной
стороне, обусловленный линией связи.
Пример построения канала связи с указанным способом передачи и
приема информации приведен на рис. 12.20, а. Схема содержит передаю-
щее устройство, собственно ЛС и приемное устройство.
В состав Прд входят:
• регистр информации RG^
• вентили и В2 и элементы Z?3, Z?4, обеспечивающие работу на линию
связи.
Линия связи выполнена в виде витой пары и нагружена на конце на
сопротивление /?н, равное волновому сопротивлению ЛС.
В состав приемного устройства входят:
• элементы, принимающие входную информацию (55, 56);
• элемент выделении синхрочастоты (Л7);
Рис. 12.20. Канал связи с раздельным кодированием (а); диаграмма работы (б)
12.5. Передача информации и синхрочастоты по одной Л С
• триггер приема информации (Тг^;
• регистр приема информации RG2.
Рассмотрим работу схемы на примере передачи и приема кода 111010,
записанного в регистре RGV Как видно из рис. 12.20, тактирующие импуль-
сы сдвига типа F поступают на тактовый вход регистра RGV выполненного
на триггерах СЛ^/)-типа.
В результате, если первый разряд регистра RGX находится в состоянии
логической 1 = 1), то в линию поступают сигналы с выхода элемента В3,
а если в состоянии логического 0 (Q = 1), то в линию поступают сигналы с
выхода элемента Z?4. Из рис. 12.20, б видно, что для выбранного кода 111010
в линию поступают последовательно три импульса с выхода элемента 53,
один импульс с выхода элемента В4 и затем по одному импульсу с выходов
элементов 53 и 54 соответственно. Сигнал, формируемый на выходе эле-
мента Z?3, проходит по ЛС, через резистор Rn и элемент В4, на выходе кото-
рого в этот момент действует уровень логического 0. Аналогично проходят
сигналы с выхода элемента В4, но уже через элемент Л3, который будет
находиться в состоянии логического 0, когда на выходе 54 действует сигнал
с уровнем логической 1.
Передающее и приемное устройства не имеют гальванической развяз-
ки, и их элементы, подключенные к шине «общая», соединены дополни-
тельным проводом, в качестве которого может использоваться экранирую-
щая оплетка витой пары. Сигналы с уровнем логического 0, формируемые на
выходах элементов В5 и В6, поступают непосредственно на входы S- и /?-триг-
гера Тгр фиксируя на нем поступающую информацию (рис. 12.20, б). На
выходе элемента В7 операцией ИЛИ для сигналов с уровнем логического 0
формируется синхрочастота, или, что то же самое, тактирующие импульсы.
Последние поступают на вход D регистра RG2, фиксируя на нем инфор-
мацию после окончания ТИ187. Как видно из рис. 12.20, передаваемая и
принимаемая информация полностью совпали. Приведенная выше схема
канала связи чрезвычайно проста, не требует сложных схем кодирования,
декодирования, характерных для линий, работающих в коде Манчестер-!!.
Приемное устройство в схеме рис. 12.20, по существу, состоит из одного
элемента В7, формирующего сетку синхроимпульсов, так как элементы В5 и
В6 можно исключить из схемы, если вместо триггера Тгр фиксирующего
информацию по уровню логического 0 (триггер (Л-5)^-типа), применить
триггер (/?-5)£-типа. Более того, при работе на короткую линию (до 10 м)
из схемы рис. 12.20 можно исключить элементы В3, В4 и элементы В5, В6,
если передавать в линию сигналы с уровнем логического 0, т. е. если линия
связи будет непосредственно подключена к элементам Bt и В2. Частотный
предел такой линии по существу ограничен быстродействием применяемых
элементов и способностью ЛС передавать импульсные сигналы высокой
частоты. В соответствии со схемой рис. 12.20 был выполнен канал связи с
длинной ЛС, равный 35 м, через который передавался сигнал длительное -
187 В отсутствии FG2, фиксирующего информацию по окончании ТИ, в качестве него
может использоваться регистр, фиксирующий информацию по фронту F, т. е. регистр на
триггерах LF-типа. В этом случае последовательно с элементом необходимо включить
инвертор либо в качестве В7 использовать схему совпадения на 2 входа (элемент 2И).
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
тью 10 нс и частотой 25 и 10 мГц. В качестве ЛС использовалась витая пара
в экране МСЭ16-13 2 х 0,12, а в качестве элементов — логические элементы
серии 1554. Элементы В3 и Я4 — это микросхема 1554 ЛН1, у которой циф-
рой 7 обозначен общий вывод цепи питания.
Для повышения помехозащищенности вместо элементов В5 и Вь в схеме
рис. 12.20 целесообразнее использовать триггеры Шмита (элемент 1554 ТЛ).
Канал связи надежно работал при изменении напряжения питания ло-
гических элементов от 3 до 6 В, что соответственно ниже и выше допусти-
мых номиналов на элементы по техническим условиям.
На рис. 12.21 показан пример организации приема — передающего ка-
нала с раздельным кодированием информации с использованием транс-
форматорной линии связи. Схема содержит два двухвходовых вентиля В{ и
й2, на входы которых поступает информация из 0 и 1, а на объединенный
вход — укороченные тактирующие импульсы с выхода одновибратора ОВ{.
Вентили й3, Z?4 как усилители мощности обеспечивают работу на ли-
нию связи требуемой длины. На конце линия нагружена на сопротивле-
ние RH = z,.
На приемной стороне устройством Прм обеспечивается выделение ин-
формации и сетки тактирующих импульсов одним из способов, рассмот-
ренным выше. На рис. 12.22 приведен пример выполнения конкретного
канала связи с раздельным кодированием с использованием трансформа-
торной линии связи.
Канал связи применялся для передачи и приема информации, поступа-
ющей на вход Прд в сопровождении ТИ с частотой 500 Гц.
Длина линии связи 35 м. В качестве ЛС использовалась витая пара в
экране МСЭ-16-13 2 0,12 ТУ 16-5 5-083-78. В качестве элементов, работаю-
щих на линию (элементы Л2_р В2_2), — элементы АПЗ серии 1554.
Как показали испытания, канал связи способен передавать и прини-
мать последовательность информационных сообщений неограниченной
длины, состоящей из одних нулей или единиц. Для схемы это наиболее
напряженный режим работы, поскольку в этом случае трансформатор ра-
ботает при одностороннем намагничивании. В качестве трансформаторов
Тр, и Тр2 используются трансформаторы БТИ6-60В. Сопротивление на-
грузки Ян = 130 Ом. Длительность импульса, формируемого одновибрато-
*2-1
Рис. 12.21. Принцип построения канала связи с раздельным кодированием с
трансформаторной гальванической развязкой
Рис. 12.22. Канал связи с раздельным кодированием с трансформаторной развязкой
12.5. Передача информации и синхрочастоты по одной Л С 685
Глава 12. Передача и прием информации по проводным линиям связям
ром ОВр равна 140 нс. При (/пит = 5 В произведение 5 • 140 = 700 В • с, что
меньше 800 В • с (вольт • секунда), приводимого в ТУ на трансформатор.
Приемник информации и схема выделения тактирующих импульсов вы-
полнены на элементах TTL-типа серии 1533.
Минимальное напряжение источников питания Прм и Прд, при кото-
ром канал связи работал устойчиво, — 3,6 В. Устойчивость работы прове-
рялась при передаче сообщений из одних нулей и одних единиц отдельно,
при этом нарушений в работе схемы не наблюдалось.
Гальваническая развязка может быть реализована другим способом, в
частности, при использовании оптоволоконных линий связи или за счет
применения оптоэлектронных приборов, например, транзисторных опто-
пар. Пример выполнения каналов связи с использованием транзисторных
Рис. 12.23. Канал связи с транзисторной оптопарой:
а — согласующий резистор на конце линии; б — согласующий резистор в
начале линии
12.5. Передача информации и синхрочастоты по одной Л С
оптопар приведен на рис. 12.23, а и рис. 12.23, б. Реализация канала связи
в соответствии со схемой рис. 12.23, а требует применения трех источников
питания Еп1, Еп2, Еп3. Элементы Bv В2 запитываются от источника Еп1,
установленном на стороне передающего устройства, элементы В3, Z?4 — от
источника Еп2, элементы Л5, Л6, триггер TYj и регистр RG— от источника Еп
3. При этом источники Еп2 и Еп3 установлены на стороне приемного уст-
ройства. В принципе, при короткой ЛС элементы Л3 и В4 могут запитывать-
ся от источника Еп1. На рис. 12.23, б приведена схема канала связи, у кото-
рой согласующие резисторы установлены на стороне передающего устрой-
ства. В этом случае для работы канала связи требуются два источника
питания: один на стороне передающего устройства — Еп1, а другой на сторо-
не приемного —ЕпГ
В заключение этого параграфа можно отметить:
• каналы связи с раздельным кодированием нулей и единиц позволяют пере-
давать и принимать информацию и синхрочастоту по одной линии связи;
• реализация каналов связи с раздельным кодированием осуществляется
минимальными аппаратурными затратами;
• канал связи с раздельным кодированием может быть полностью реализо-
ван на цифровых ИС;
• канал связи с раздельным кодированием может быть реализован с ис-
пользованием элементов гальванической развязки: трансформаторов, оп-
тоэлетронных элементов, оптоволоконных линий связи.
ГЛАВА 13
РАЗРАБОТКА СХЕМЫ
ЦИФРОВОГО УСТРОЙСТВА
И ВЫБОР ЭЛЕМЕНТНОЙ
БАЗЫ
В данной главе приведен пример схемы цифрового устройства, содержаще-
го в своем составе узлы, часть из которых рассмотрена выше. В качестве
такого устройства рассмотрена схема преобразования параллельного дво-
ичного кода в последовательный. Такое устройство не отличается сложно-
стью реализации, но на его основе можно рассмотреть подход к выбору
элементной базы.
13.1. Основные параметры элементной базы ИС
Первым, с чем сталкивается разработчик при проектировании схемы цифро-
вого устройства, — это выбор элементной базы, т. е. логической серии ИС,
на основе которой изготавливается устройство. Выбор базы необходимо осу-
ществлять, исходя из заданных требований, предъявляемых к цифровому ус-
тройству, основными из которых являются потребляемая мощность, объем-
но-весовые показатели, стоимость, при условии выполнения устройством
заданных функциональных требований. Можно считать, что схема устрой-
ства оптимально спроектирована на выбранной базе логических ИС, если
при выполнении заданных функциональных требований она будет реализо-
вана с минимальными аппаратурно-мощностными затратами и стоимостью.
Выделим основные параметры, на которые следует обратить особое вни-
мание при выборе элементной базы:
• быстродействие;
• потребляемая мощность;
• помехоустойчивость;
• функциональный ряд;
• стоимость.
Быстродействие
Быстродействие цифровых ИС зависит:
• от времени переключения ИС, т. е. от задержки, необходимой для перехо-
да выходного сигнала с уровня логической 1 на уровень логического О
(фронт спада — F) и наоборот (фронт нарастания — F);
• от задержки появления выходного сигнала (главным образом).
13.1. Основные параметры элементной базы ИС
В идеальном случае, т. е. при скачкообразном изменении входных и вы-
ходных уровней, задержка выходного сигнала определяется как время, кото-
рое пройдет с момента скачкообразного изменения сигнала на входе схемы
до момента появления скачкообразного изменения сигнала на ее выходе.
Как отмечалось в гл. 2, при определении быстродействия пользуются
параметрами:
/ф1 = /ф1 — фронт нарастания (или просто фронт);
4° = ^Фо — фронт спада (или срез);
/10 = т10 = т10 — задержка переключения из состояния логической 1 в
состояние логического 0;
/01 = т01 = т01 — задержка переключения из состояния логического 0 в
состояние логической 1.
Однако наиболее часто для определения быстродействия пользуются
одним параметром,
г10 +/01
_ *ЗД.р Т *зд,р / ] о ] X
'зд.р.ср 2
— средняя задержка распространения.
В формуле (13.1) в параметр /здрср входят две величины:
р — задержка распространения сигнала при переходе выхода элемента
из состояния логической 1 в состояние логического 0;
Г3°др — задержка распространения сигнала при переходе выхода элемента
из состояния логического 0 в состояние логической 1.
Каждая из величин г]др и гзод р, входящих в выражение (13.1), определяет-
ся по уровню 0,5 входного и выходного сигналов, как показано на рис. 13.1.
Разработчику необходимо помнить, что величина задержки распростра-
нения зависит от изменения напряжения питания, температуры окружаю-
щей среды и, главным образом, от емкостной нагрузки выхода. В наиболь-
шей степени изменение напряжения питания сказывается для логических
ИС на основе КМДП транзисторов. Быстродействие таких схем увеличива-
ется в связи с тем, что с ростом (/ип растет ток насыщения /нас (см. формулу
(13.2)), который пропорционален (С/ип - (/пор)2:
/10 - 0’ 8 Х Х ^ИП у Г10.
*ЗД.р “ Т Х ч
1 нас
(13.2)
zoi _ 0,8хСн хС7ип Qi
Чд Р - т Х '
* нас
где Сн — емкость нагрузки; /нас — ток насыщения; К,° = А',01 = 1,2—1,6, если
U = 0,1—0,5(/ [721.
В пределах (/ип = 2—15 В величина /здрср изменяется от 6 до 0,4 нс.
Для элементов TTL-типа с номинальным напряжением £/ип = 5 В ± 10 %
быстродействие также увеличивается с увеличением UMn. Однако увеличе-
ние быстродействия невелико и достигается ценой несоразмерного увели-
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
Рис. 13.1. Нахождение задержки распространения Z™p, для инвертиро-
ванного (а) и неивертированного выходного сигнала (б)
чения потребляемой мощности. Увеличение быстродействия происходит за
счет снижения Гздрср. При этом снижается как сама задержка (гздр, гзод’р), так
и время переключения (/£’, Гф), т. е. фронты (рис. 13.2), где
^р.ср=о,5-«>^+^+^) = гср;
_ Г01 + Г10
*ср 2
— средняя задержка элемента (см. гл. 2).
(13.3)
Рис. 13.2. Определение
С С С 'ф ирн идеаль-
ном входном сигнале
13.1. Основные параметры элементной базы ИС
691
Рис. 13.3. Передаточная характеристика
элемента
Лог. 1
Выходлог. 1 !!:
----------- \|"1 Л°г- О
Рис. 13.4. Наведение помехи при
входном импульсе с большой длитель-
ностью фронта
Важно отметить, что изменение в широких пределах длительности фрон-
тов входного сигнала (/вх почти не влияет на длительность фронтов выход-
ного сигнала, поскольку Ux « U2 (рис. 13.3). Однако необходимо учитывать
(о чем сообщалось выше), что снижение крутизны фронтов приводит к
повышенному потреблению мощности, особенно для КМДП-ИС (растут
сквозные токи). Кроме того, уменьшение крутизны фронтов приводит к
снижению помехозащищенности ИС, т. к. при пологих фронтах наведен-
ная помеха может стать причиной ошибочной работы схемы, как показано
на рис. 13.4.
В частности, для КМДП-ИС при длительности переключающего фрон-
та менее 20 нс можно считать, что мощность потребления за счет сквозных
токов равна нулю. Как уже отмечалась выше, время переключения и задер-
жки сигналов зависит от рабочих условий схемы, и прежде всего, от емко-
стной нагрузки выхода. Емкостную нагрузку представляют сами входы сле-
дующих схем, подключенных к выходу. Каждый вход нагружает выход ем-
костью, величина которой колеблется от 1 до нескольких пикофарад. При
полной нагрузке общая емкость может достигать значительной величины,
увеличивая тем самым задержку и время переключения выходного сигнала.
Последнее связано с тем, что в этом случае увеличивается постоянная вре-
мени заряда и разряда нагрузочной емкости, т. е. изменяется форма выход-
ного сигнала188 (рис. 13.5). Из рис. 13.5 видно, что при числе нагрузок п =
10 параметры /‘°р, ^д‘р, 4', 4° увеличены.
188 При работе с ЛЭ возможны случаи, когда не все его входные выводы оказываются
подключенными к сигнальным выходам других элементов, т. е. остаются незадейственные
выводы. Все эти выводы можно объединить как один вывод и подключить к сигнальному
выходу рабочего элемента. Это удобно, но возрастет емкостная нагрузка на данный элемент.
Чтобы этого избежать, необходимо незадейственные выводы подключить либо к логическому 0,
либо к логической 1. В качестве логического 0, как правило, используют вывод «общий»
источника питания, а в качестве логической 1 либо непосредственно плюсовой вывод источ-
ника питания (для КМДП-ИС), либо резистор, соединенный одним выводом со входом эле-
мента, а другим — с плюсом источника питания (для ТТЛ элемента), либо вывод аналогично-
го элемента, вход которого соединен с выводом «общий» источника питания. При этом необ-
ходимо помнить, что незадейственные выводы в КМДМ-ИС нельзя оставлять в «подвешенном»
состоянии, т. к. при этом возрастает неопределенная логическая ситуация: из-за высокого
входного сопротивления (~1012 Ом) входное напряжение может самопроизвольно переходить
с низкого уровня на высокий и наоборот. С логическим 0 соединяют незадейственные входы
элементов ИЛИ-НЕ, а входы элементов И-НЕ — с логической 1. При этом важно иметь в
виду, что соединение незадействованных входов с логическим 0 приводит к повышению на-
грузочной способности элемента ИЛИ-HE по втекающему току. Это объясняется тем, что
Рис. 13.5. Напряжение на выходе схемы при различном числе нагрузок
при таком включении в проводящем состоянии окажется большее число нижних транзисто-
ров (транзисторов л-типа проводимости), соединенных параллельно.
В результате, их общее сопротивление уменьшается, и КДМП элемент сможет пропускать
больший ток на общий вывод (земля), не нарушая требований к величине уровня логического 0.
Аналогичное повышение нагрузочной способности, но теперь уже по вытекающему току, полу-
чим для элементов И-НЕ, если его незадейственные выводы подсоединить к плюсовому выво-
ду источника питания, поскольку теперь будут открыты его верхние транзисторы (транзисторы
p-типа). Нагрузочная способность по вытекающему и по втекающему току возрастет, если объе-
динить все входы элемента и подключить их к выходу другого элемента. Но при этом, как уже
говорилось, возрастет емкостная нагрузка на рабочий элемент.
В общем случае нагрузочную способность КМДП элементов можно увеличивать, вклю-
чая соответствующие их входы и выходы параллельно. Если два элемента (например, инвер-
тора) включены параллельно, то нагрузочная способность такой пары практически удвоится в
обоих направлениях.
13.1. Основные параметры элементной базы ИС
Заметно большее влияние на величину задержки оказывают линии свя-
зи, работающие в режиме холостого хода и представляющие собой емкост-
ную нагрузку, что необходимо учитывать разработчику аппаратуры. В об-
щем случае, при заданных параметрах транзисторов среднюю задержку можно
уменьшить в определенных пределах, увеличив токи, потребляемые от ис-
точника питания, уменьшив тем самым время перезарядки нагрузочных
емкостей. Однако необходимо иметь в виду, что в этом случае возрастает
потребляемая мощность. Таким образом, между средней задержкой и по-
требляемой мощностью логического элемента существует зависимость: чем
меньше средняя задержка, тем больше потребляемая мощность. Поэтому
для сравнения элементов различных типов ИС вводят параметр — работа
переключения:
Лер — ^ср^зд.р.ср’ (13.4)
Чем выше качество разработки элемента, тем меньше работа переклю-
чения.
Для элементов микросхем малой и средней степени интеграции
Лер = 1-Ю пДж, для логических элементов БИС и СБИС Лпер = 0,01 — 1 пДж.
Быстродействие логических элементов (ЛЭ) зависит и от температуры
окружающей среды. Последнее связано с тем, что от температуры меняют-
ся параметры и номиналы входящих в элемент компонентов, а именно:
резисторов, конденсаторов, диодов, транзисторов.
В связи с этим для микросхем всегда задается диапазон рабочих темпера-
тур, в котором значения параметров не выходят за определенные границы.
Проследить изменение задержки при изменении температуры окружающей
среды можно на примере TTL-схем. Как известно, в состав этих ЛЭ входят
резисторы, сопротивление которых возрастает с ростом температуры.
Это приводит к уменьшению токов и, следовательно, к увеличению гд рср.
К числу элементов, задержка которых сравнительно слабо зависит от тем-
пературы, можно отнести ЛЭ на основе КМДП-транзисторов.
Потребляемая мощность
Потребляемая мощность — параметр исключительно важный по следую-
щим причинам: из-за очень большого числа логических ИС в цифровых
устройствах, большой объемной плотности тепловыделяющих источников
в составе ИС, при малых поверхностях охлаждения. Этот параметр особен-
но важен для изделий с ограниченным потреблением энергии, т. е. для
энергосберегающие систем. Можно выделить по крайней мере две причи-
ны, ограничивающих снижение мощности потребления ЛЭ:
• существенное снижение коэффициента усиления транзисторов при ма-
лых токах;
• снижение быстродействия из-за увеличения роли паразитных емкостей
транзисторов и других элементов при малых токах.
При определении потребляемой мощности наиболее часто пользуются
понятием средней потребляемой мощностью в статическом состоянии
(Ро + Л)
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
где Ро, Pj — мощность, потребляемая элементом в состоянии логического О
и логической 1 соответственно.
При подсчете мощности, потребляемой устройством, реализованном на
цифровых ИС, необходимо:
• учитывать динамическую мощность, т. е. мощность с учетом частоты пе-
реключения;
• принимать во внимание, что на потребляемую мощность влияют напря-
жение питания и температура окружающей среды.
Наименьшей статической мощностью потребления обладают ИС на ос-
нове КМДП-транзисторов.
Однако они обладают повышенной мощностью потребления при пере-
ключении и тем самым создают импульсные помехи по шинам питания и,
следовательно, динамическую нагрузку на ВИП. Заметной динамической
мощностью обладают и быстродействующие элементы TTL-типа. В систе-
мах с большим быстродействием, реализованных на TTL-элементах, по-
требляемая мощность возрастает на несколько десятых МВт/МГц. С точки
зрения создания помех при переключении по цепям питания наиболее эф-
фективны элементы ЭСЛ-типа. Такие элементы практически не генериру-
ют помехи в цепях питания, поскольку они потребляют одинаковый ток в
любом из состояний.
Помехоустойчивость
Помехоустойчивость характеризует способность ЛЭ сохранять работос-
пособность в условиях действия помех, длительность которых существенно
превышает длительность переходных процессов. Помехи могут иметь место
в результате падения напряжения на шинах питания и «земля». Как уже
отмечалось, помехоустойчивость ЛЭ определяется величиной напряжения,
которое может быть подано на вход элемента относительно уровня логи-
ческого 0 или логической 1, не вызывая срабатывания элемента. Различают
помехоустойчивость к отпирающим помехам С/°™ = 6/по и к запирающим
^пом = ^п,- Понятно, что эти величины зависят от напряжений покоя на
входах ЛЭ (UQ max, (/Omin, max, Ux min) и от границ, разделяющих оба состоя-
ния с учетом дестабилизирующих факторов. Граница, разделяющая эти со-
стояния, — это напряжение порога переключения. На рис. 13.6 показан
принцип определения и U™ для передаточной характеристики, у ко-
торой напряжение порога 6/ не меняется (идеализированная характерис-
тика). Допустим, что ЛЭ находится в состоянии логической 1, а на его
входе действует уровень максималь-
ного логического 0 (f/Omax — наихуд-
ший случай), т. е. элемент закрыт.
Рис. 13.6. Определение помехоустойчи-
вости (идеализированная передаточная
характеристика)
13.1. Основные параметры элементной базы ИС
И для того, чтобы его открыть (включить, отпереть), на его вход необходи-
мо подать напряжение (см. рис. 13.6)
ив^ипор-ийт^=и™. (13.5)
Тогда на выходе элемента сформируется логический 0 (f/Omax — рассмат-
риваем наихудший случай), т. е. элемент включится.
Пусть элемент включен и на его входе уровень логической 1 (t/lmin —
наихудший случай).
Требуется выключить элемент, т. е. сформировать на его выходе уро-
вень логической 1.
Из рис. 13.6 видно, что для этого необходимо, чтобы на входе элемента
действовало напряжение t/BX < t/op.
Следовательно, для того чтобы запереть (выключить) элемент, его вход-
ное напряжение должно изменяться от (/вх = Ц min до t/x = (/пор. Таким
образом, величину помехи запирания можно определить из выражения
^naonM=^lmin-^nop- (13.6)
Из выражений (13.5) и (13.6) следует, что при U = const помехоустойчи-
вость будет максимальна при Uo = £/Omax = tfOmin = О, (/, = Цтах = Цт1п = f/n,
т. е. когда уровень логического 0 стремится к нулю, а уровень логичес-
кой 1 — к напряжению питания (/ип. Именно, практически, такой характе-
ристикой обладает КМДП-инвертор (см. рис. 13.6). Учитывая, что у этих
элементов передаточная характеристика практически не зависит от темпе-
ратуры, можно сказать, что для таких ЛЭ помехоустойчивость максимальна
и примерно близка к С/ип/2189. Столь высокие значения помехоустойчивос-
189 Здесь следует отметить, что у элементов КМДП-ИС напряжение порога не равно t/n/2,
а может изменяться в пределах от U„op ~ 0,3£/ип до U"op = 0,7(/ип от одного элемента к друго-
му. Последнее означает, что в процессе работы могут встречаться элементы с t/nop = t/'op,
элементы с £/пор = t/"op и элементы с U = £/ип /2 (последние наиболее часто, из опыта рабо-
ты), так же как элементы с порогом, находящимся в пределах от t/nop Д° ^пор- Учитывая, что
при определении помехоустойчивости необходимо исходить из худшего случая, помехозащи-
щенность для КМОП-ИС можно определить по формулам (13.7), где t/"op = t/nopmin « 0,3£/ип,
^пор — ^портах ~ ^^ип*
Рассчитаем, например, помехоустойчивость логических ИС для элементов серии 1554
ПРИ иИ„ = 5 В, для которых (/Оп1Ю = 0,1 В, t/lmax = 4,9 В.
Для этого определим напряжение порогов переключения:
U . == 0,3-5 = 1,5 В; U = 0,7-5 = 3,5 В.
пор min ’ ’ ’ портах ’ ’
Определяем величины t/°™? ^пом:
t/nZ=t/n0pmin-t/om»=’.5-0)l = l,4B;
- Сортах = 4,9 - 3,5 = 1,4 В.
Таким образом, даже для наихудшего случая помехоустойчивость элементов велика и
выше, чем у TTL-элементов.
Помехоустойчивость определялась без учета влияния температуры, т. е. при /окр = 25 °C.
С увеличением последний до 80 °C она несколько снижается, так как величины t/Omax, Цтах,
хотя слабо, но все же зависят от температуры, а именно: t/Omax — увеличится примерно на 0,15 В,
а Цтах — уменьшится на такую же величину, при максимальном токе нагрузки, т. е. при /н = /нтах.
При /н < /нтах отклонение будет меньше.
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
Рис. 13.7. Определение помехоустой-
чивости (реальная характеристика)
ти не достигаются в инверторах
других типов ИС, в том числе и
у элементов TTL-типа. После-
днее связано с тем, что, как пра-
вило, у TTL-элементов (А =
0,3 В, t/Omin = 2,3 в, ипор = и в
(при Г = 25 °C) и кроме того пе-
редаточная характеристика не столь идеальна, как показано на рис. 13.6, а
переход из одного логического состояния в другое логическое состояние бо-
лее пологий (рис. 13.7). И для такой характеристики параметры и
определяются так, как показано на рис. 13.7, т. е. эти величины будут меньше:
//ОТП = 7Г// _ IJ
пом пор 0 max ’
(13.7)
Z/зап _ if _ [j,
пом 1 min пор ’
В реальных условиях и имеют еще меньшие значения, по-
скольку величина U зависит от температуры (рис. 13.8).
В табл. 13.1 приводятся значения коэффициентов статической помехо-
устойчивости К~) и относительного логического перепада для трех
схем TTL-типа, отличающихся схемой реализаций выходного каскада [68]
при / = 20 °C и Unn — 5 В.
Таблица 13.1
Тип схемы к
а* 0,36 0,6 0,50
б 0,26 0,71 0,70
в 0,24 0,74 0,84
Примечание. * Наиболее распространенная схема TTL-элемента.
В табл. 13.1
^отп и +
IX + _ ПОМ _ 11 .
п " \U ~ AU’
U*n JJ-
IX - _ ПОМ _ 11 .
п " \и ~ \и'
(13.8)
13.1. Основные параметры элементной базы ИС
где Ку — величина относительного логического перепада; MJ — логический
перепад, В (см. рис. 13.6).
Определяем значение и ^пом Для схемы (а) (см. рис. 2.13) табл. 13.1:
0,5 = -^-; bU = 2,5 В;
U™ = • Л£7 = 0,36 • 2,5 = 0,9 В;
U™ =К~ АСЛ = 0,6 2,5 = 1,5 В.
(13.9)
(13.10)
С учетом температуры значения величин и U™ существенно сни-
зятся из-за зависимости напряжения порога от температуры (рис. 13.8).
Очевидно, что элемент с большей помехоустойчивостью более предпоч-
тителен, чем элемент с меньшей помехоустойчивостью, поскольку в пер-
вом случае возможно проектирование устройств с более высокой надежно-
стью. Для увеличения помехоустойчивости необходимо:
• увеличивать логический перепад АС/(см. рис. 13.6);
• увеличивать величину входного напряжения порога 6/ (см. рис. 13.6);
• уменьшить ширину области переключения С/пер = 6/'ор - 6/''ор (см. рис. 13.7)
• создавать передаточную характеристику, близкой к симметричной, отно-
сительно середины области переключения;
• уменьшить зависимость пороговых напряжений от режима работы схемы;
• повышать технологическую точность методов изготовления схем и ужес-
точать нормы на величины пороговых напряжений при отборе схем.
Однако необходимо иметь в виду:
• увеличение логического перепада А(/ связано с ростом напряжения пита-
ния, что, в свою очередь, приводит к повышенному расходу мощности,
т. к. для большинства логических схем
P~U
2 .
ип ’
(13.11)
• увеличение пороговых напряжений приводит к росту средней задержки.
В сложном цифровом устройстве можно считать, что отпирающие и
запирающие помехи приблизительно равновероятны и имеют одинаковую
величину. В связи с этим идеальная пере-
даточная характеристика, для которой по-
мехоустойчивость максимальна, должна со-
ответствовать условиям,
^пор=^пор=^ип/2190;
(13.12)
Рис. 13.8. Зависимость передаточной характри-
стики от температуры
190 Это выражение определяет предельно допустимые значения помехоустойчивости для
логических схем потенциального типа без внутренней положительной обратной связи.
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
Как уже отмечалось, передаточную характеристику, близкую к идеаль-
ной, имеют инверторы на КДМП-транзисторах.
Импульсная (динамическая) помехоустойчивость
Импульсная (динамическая) помехоустойчивость характеризуется длитель-
ностью и амплитудой импульса помехи, которая гарантированно не приво-
дит ЛЭ в состояние, инверсное требуемому.
Как отмечалось выше, импульсную помехоустойчивость оценивают ве-
личиной импульса помехи, которая гарантированно не переводит триггер в
инверсное состояние.
Здесь необходимо добавить, что одна и та же импульсная помеха может
привести к срабатыванию более быстродействующего элемента, в то время
как более медленный элемент не среагирует на нее.
Сказанное означает, что при разработке цифрового устройства не все-
гда оправдано применение более быстродействующих схем там, где можно
применять схемы с меньшим быстродействием.
Стоимость
Стоимость — этот параметр может оказаться определяющим, если к циф-
ровому устройству не предъявляют достаточно жестких требований по бы-
стродействию, потребляемой мощности и объемно-весовым показателям.
Функциональный ряд
Каждая серия содержит в своем составе некоторый набор ИС, выполня-
ющих определенные функции. Этот набор ИС именуется функциональным
рядом. В функциональный ряд могут входить ИС, выполняющие как самые
простые логические функции (НЕ, И, И-НЕ, ИЛИ, ...), так и более слож-
ные (счетчики, регистры, сумматоры, делители, одновибраторы, дешифра-
торы и т. д.). В принципе любое сколь угодно сложное цифровое устрой-
ство можно реализовать всего лишь на одном элементе 2И-НЕ или на од-
ном элементе 2ИЛИ-НЕ. Но такое устройство будет неэффективным по
всем основным параметрам, включая потребляемую мощность, объем, вес,
быстродействие и стоимость. Поэтому, чем большее число ИС содержится
в составе функционального ряда, тем более гибкой является данная систе-
ма ИС, и, следовательно, она обеспечивает разработчику более широкие
возможности при проектировании.
13.2. Организация шин заземления
и напряжения питания в цифровых
устройствах
Выше отмечалось, что помехи могут иметь место в результате падения на-
пряжения на шинах питания и «земля» (шина общая, логическая земля).
Такое падение напряжения может быть по двум причинам:
1) источник напряжения имеет большое внутреннее сопротивление;
2) плохая организация шины напряжения питания и «земля».
13.2. Организация шин заземления и напряжения питания в цифровых устройствах
Рассмотрим каждую из причин.
При анализе различных электронных схем исходят из того, что для их
питания используются идеальные источники напряжения питания, т. е.
источники, у которых внутреннее сопротивление (7?вн) равно нулю. Пос-
леднее означает, что, если, например, источник напряжения нагружен на
сопротивление а затем на сопротивление Т?2 ф Rv то напряжение на
зажимах источника не изменится. Пусть, например, мы имеем источник с
напряжением 10 В. Нагрузим его сначала на сопротивление Rx = 2 Ом, а
затем на сопротивление Т?2 = 5 Ом. Спрашивается: как изменится напря-
жение на его зажимах (выводах), если источник является идеальным ис-
точником напряжения? Ответ: напряжение на выводах источника не из-
менится. Однако реальные источники отличаются от идеальных тем, что
обладают некоторым внутренним сопротивлением, которое можно опре-
делить из формулы:
я _и:-и,_ьи <|3|3>
вн /2 -\Г
где /2, U2 — ток и напряжение при сопротивлении R2; Ц — ток и напря-
жение при сопротивлении при этом R2 < Rv
Следовательно, при резком изменении тока нагрузки напряжение на
выводах источника будет тем меньше, чем больше /?вн. Но снижение напря-
жения приводит к уменьшению уровня логической 1 и, как следствие, к
понижению помехоустойчивости элемента к запирающим помехам, т. к.
f/зап =и
пом v 1 min пор
Таким образом, источник питания с большем 7?вн может сам рассматри-
ваться как источник помех, т. к. за счет него снижается помехоустойчи-
вость логических элементов. Другим источником помех может являться шина
«земля» (общая) и шина напряжения питания. Шина общая любой элект-
ронной схемы должна быть выполнена в виде эквипотенциального провод-
ника, т. е. проводника, у которого активное, емкостное и индуктивное со-
противления равны нулю (т. е. с нулевым импедансом). Однако в реальных
схемах это условие не выполняется. На рис. 13.9 приведена схема, поясня-
ющая, к каким последствиям может привести плохо организованная шина
заземления, т. е. шина, обладающая, например, паразитной индуктивнос-
тью. В схеме рис. 13.9 имеются два
переключателя, один из которых (52)
постоянно замкнут. Элемент В2 че-
рез переключатель S2 подключен к
шине общая. При замыкании пере-
ключателя 5, через него потечет ток
Iv И если шина обладает индуктив-
ностью, то потенциал в точке 5^ воз-
Рис. 13.9. Формирование помех на шине
заземления (общая)
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
растет за счет э.д.с. самоиндукции. Причем величина этого потенциала (U5)
определяется выражением
Us = Е = L-.
51 dt
В результате, даже при незначительной величине индуктивности £, но
при достаточно большой скорости переключения величина потенциала Us
может оказаться достаточной для срабатывания вентиля Вг т. к. этот самый
потенциал будет приложен и к его входу191.
При размыкании ключа возникает сигнал помехи отрицательной
полярности, который будет также приложен ко входу вентиля Bv Следу-
ет отметить, что ситуация, характерная для шины общая, справедлива и
для шины питания, если последняя обладает паразитной индуктивнос-
тью. Поэтому к шине питания предъявляется такое же требование в ча-
сти импеданса, как и для шины заземления. На практике шины питания
и заземления для логических схем изготавливаются как можно более
низкоомыми.
Основным способом решения проблем возникновения помех на шинах
является развязка напряжения питания переключающий схемы.
Развязка осуществляется за счет включения развязывающих конденса-
торов между выводами питания и шина общая. Причем их установка долж-
на осуществляться в непосредственной близости от указанных контактов.
13.3. Разработка электрической схемы
цифрового устройства
В данном параграфе на примере схемы преобразования параллельного кода
в последовательный рассмотрен процесс ее разработки. Подобная схема
применяется в том случае, когда имеется один канал для передачи инфор-
мации потребителю.
Итак, требуется разработать схему преобразования параллельного кода
в последовательный по следующим данным.
I. Информация параллельного кода передается от блока, формирующе-
го параллельный код (блок Bj).
2. Число разрядов параллельного кода — 8.
3. Преобразование начинается по команде «Пуск», поступающей от
блока Бг
4. В процессе преобразования блок, формирующий последовательный
код (блок Бэ), выдает команду г.с.к. (готовь следующий код) блоку Бг По
191 Так, например, логический вентиль TTL потребляет в состоянии логического 0 ток
порядка 5 мА, а в выключенном состоянии (логическая 1) — 1 мА. Изменение тока составляет
всего 4 мА, но оно происходит за 5 нс. Если провод обладает индуктивностью 0,5 мкГ, то
величина помехи Uсоставит:
Us = Е = L— = 0,5 10~б410 * =0,4 В.
1 Л 5 10"9
И это только один элемент.
13.3. Разработка электрической схемы цифрового устройства
70Р)
получении сигнала г.с.к. блок обязан выдавать следующий 8-разрядный
код до начала следующего цикла преобразования.
5. Информация и команды передаются уровнями элементов TTL-логики.
6. Преобразование заканчивается при снятии команды «Пуск» (на входе
«Пуск» уровень логического 0).
7. Длительность сигнала г.с.к. 60—70 нс.
8. Последовательный код, преобразованный в код Манчестер-!!, пере-
дается в согласованную трансформаторную линию связи.
Требования к блоку.
1. Блок должен быть реализован на серийных ИС с напряжением пита-
ния 6/ип = 5 В ± 5 %.
2. Число ИС и потребляемая мощность минимальны.
Процесс разработки электрической схемы начинается с изучения ис-
ходных данных.
По результатам выпускается блок-схема и диаграмма функциониро-
вания. Из исходных данных следует, что в состав устройства входят бло-
ки Бр Б?.
Каждый из блоков может как принимать, так и выдавать сигналы, т. е.
осуществлять обмен информацией и командами согласно исходным данным.
Так, например, блок Bj должен:
• выдавать 8-разрядный параллельный код;
• выдавать команду «Пуск»;
• принимать сигнал г.с.к. от блока Б2.
Блок Б2 должен:
• принимать 8-разрядный код;
• принимать команду «Пуск»;
• выдавать сигнал г.с.к.;
• выдавать обработанную информацию в линию связи.
Блок схема устройства и диаграмма функционирования схемы преоб-
разования параллельного кода в последовательный приведены соответ-
ственно на рис. 13.10 и рис. 13.11. Последняя практически однозначно
определяет состав узлов схемы, что и требуется для решения задачи. Как
видно из рис. 13.10, работа начинается с подачи от блока Б] сигнала «Пуск»
уровнем логической 1. По этой команде блок Б2 формирует сигнал г.с.к.,
получив который, блок Ej должен подготовить следующий 8-разрядный код
и подать его на вход блока Б2 раньше, чем сформируется импульс парал-
лельной записи (и.п.з.).
Согласно рис. 13.10 и.п.з. формируется по фронту F каждого 8-го им-
пульса. Длительность и.п.з. должна быть меньше длительности импульсов,
формируемых генератором Гн,
но такой, чтобы она оказалось достаточной для записи кода в приемный регистр. Схема пре- образования параллельного кода Рис. 13.10. Блок-схема преобразо- вания кода Б. 1Р Инф ( Б2 ЛС л
8Р /
(ГСК) _пл_ ।— Пуск
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
в последовательный вместе со схемой передачи информации в линию связи
показана на рис. 13.12. Как видно из рис. 13.12, собственно схема преобра-
зования содержит регистр RGV счетчик C4j (mod 8), одновибратор OBV
срабатывающий по фронту F, триггеры Тгр Тг2 (триггеры С£^/)-типа), вен-
тили В8—Вп и вентили параллельной записи кода BQ—Br
В отсутствии сигнала «Пуск» счетчик Сч1? регистр RGX и триггеры Тгр
Тг2 принудительно удерживаются в состоянии логического 0 по входу R .При
поступлении сигнала «Пуск» с уровнем логической 1 блокировка с них сни-
мается, и начинается работа схемы. На триггере Trj и элементах В8 и В9
собран узел привязки к сигналу «Пуск» (см. гл. 10). В результате на выходе
элемента В9 формируются импульсы «привязанные» к сигналу «Пуск», дли-
тельность которых равна длительности импульсов, формируемых генерато-
ром Гн. Эти импульсы одновременно поступают на счетчики C4j и на так-
товый вход Cj регистра RGV обеспечивающего сдвиг информации вправо.
По окончании 8-го импульса (выход Ви) на выходе одновибратора OBj
формируется и.п.з., и триггер Тг2 устанавливается в состояние логической 1
«?2= 1).
И.п.з., поступая на вход С2 регистра RG} (вход записи кода), осуществ-
ляет запись информации, действующей на входах вентилей Во—В7, в ре-
гистр, а сигнал Q2 = 1 разрешает прохождение импульсов сдвига на вход С,
регистра RG}. Последующий цикл из 8 импульсов осуществляет сдвиг ин-
формации вправо. В процессе сдвига на входе вентиля Вю формируется
импульс г.с.к., который поступает на блок Бг Получив этот импульс, блок
Б] должен выставить очередной 8-разрядный код, который запишется в
12 3 4 Гн I II || || II 5678123456781 2
Пуск । ; ; ; ; II II гск п п L—
1 II II
1 1 II
1Я 0 2Р о 1 1 1 1 1 1 1 1 1 о ! о ; 1 ;i 1 1 1 1 1 1 1 ! 1
। । । । । । । ।
7Р 0 1 « 1 । о ! о
। । । । । । । । ।
SP 1 ипз 1 ; 1 । । । । h ; 0 1 0 1 1 1 1 1 i п
Рис. 13.11. Диаграмма работы устройства преобразования параллельного кода
в последовательный
13.4. Выбор элементной базы
регистр следующим и.п.з. При снятии команды «Пуск» (уровень логическо-
го 0) работа завершается, и схема находится в режиме ожидания очередного
сигнала Пуск.
Вентили В13, fi|4, В15 и одновибраторы ОВ2, ОВ3, трансформатор Тр,
используются для преобразования последовательного двоичного кода в код
«Манчестер-П» и передачи информации в линию связи (см. гл. 12).
13.4. Выбор элементной базы
Выбор элементной базы ИС целесообразно производить после детальной
разработки электрической схемы устройства.
Обращаясь к схеме рис. 13.11, можно выделить наиболее сложные узлы,
входящие в ее состав, — это регистр /?С19 счетчик Сч1? одновибраторы
OBj—ОВ3. Поскольку к устройству в целом предъявляется требование ре-
ализации с минимальным числом ИС, то при выборе серии необходимо
учитывать, чтобы она содержала в своем составе указанные узлы в виде
микросхем.
Но эти микросхемы должны удовлетворять и другому требованию, а
именно: малой потребляемой мощности. Если максимальная частота сдви-
га составляет 2 МГц, то требование к быстродействию не столь критично, и
Рис. 13.12. Схема преобразования параллельного кода в последовательный,
нагруженная на ЛС
(L04
Глава 13. Разработка схемы цифрового устройства и выбор элементной базы
для этих целей могут использоваться ИС со средним быстродействием. При-
менять, в данном случае, ИС, работающие на частотах 50—60 МГц, не со-
всем целесообразно по двум причинам:
1) такие логические ИС обладают (как правило) более высокой мощно-
стью потребления;
2) обладают меньшей импульсной помехоустойчивостью.
Если предположить, что осуществляется преобразование 64-разрядного
параллельного кода, то регистр и счетчик в схеме рис. 13.12 должны рабо-
тать на частоте 16 МГц, и здесь, практически, быстродействие, уже будет
определяющим параметром среди серийных ИС, которые могли бы исполь-
зоваться в этом случае. Можно выбрать серии 1533 и 1554, как содержащие
в своем составе перечисленные выше узлы, так и обладающие малой по-
требляемой мощностью. При этом элементы серии 1554 (КМДП-ИС), как
обладающие практически идеальной передаточной характеристикой, обла-
дают наибольшей помехоустойчивостью. Однако здесь необходимо иметь в
виду, что такие элементы сами создают помехи по цепям «питания» и «зем-
ля» в момент переключения, т. к. в статическом состоянии они потребляют
ничтожно малую мощность. Но данная схема с момента подачи команды
«Пуск» постоянно работает в динамическом режиме и, следовательно, по-
требляет практически постоянную мощность. Если в распоряжении раз-
работчика имеются несколько серий, позволяющих реализовать устройство
с практически одинаковыми показателями по числу ИС и потребляемой
мощности, то следующим параметром в их выборе является меньшая сто-
имость.
Список литературы
1. Букреев И.Н., Мансуров Б.М., Горячев В.И. Микроэлектронные схемы циф-
ровых устройств. — М,: Сов. радио, 1990. 415 с.
2. Проектирование радиоэлектронных устройств на интегральных микросхе-
мах / Под ред. С.Я. Шаца. — М.: Сов. радио, 1976. 297 с.
3. Фурсин ГН. Функциональные элементы инжекционной логики // Микро-
электроника. Т. 6. Вып. 2. 1977. 254 с.
4. Агаханян Т.М., Плеханов С.П. Интегральные триггеры устройств автомати-
ки. — М.: Машиностроение, 1978. 324 с.
5. Алексенко А.Г, Шагурин И.И. Микросхемотехника. — М.: Радио и связь,
1982. 316 с.
6. Мкртчан С.О. Преобразователи уровней логических элементов. — М.: Ра-
дио и связь, 1982. 96 с.
7. Горячев В.И., Мансуров Б.М. Современные проблемы расширения классифи-
кации интегральных триггерных устройств // Электронная техника. Сер. 10. Вып. 5.
1984. С. 3-7.
8. Янсен И. Курс цифровой электроники: В 4-х т. Т. 4. Пер. с голланд. — М.:
Мир, 1987.
9. Караханян Э.Р., Шилин В.А. Динамические ИС с МДП-структурой. — М.:
Радио и связь, 1984. 282 с.
10. Петросян К.О., Шагурин И.И. Проектирование цифровых микросхем ин-
жекционной логики. — М.: Радио и связь, 1984. 242 с.
11. Гольденберг Л.М. Импульсные устройства. — М.: Радио и связь, 1984. 248 с.
12. Ланцов А.Л., Зворыкин Л.Н., Осипов Н.Ф. Цифровые устройства на КМДП —
микросхемах. — М.: Радио и связь. 1985. 294 с.
13. Мурога С. Системное проектирование СБИС. Пер. с англ. / Под ред.
В.М. Кисельникова Т. 2. — М.: Мир, 1985. 228 с.
14. Видман С. Успехи в области схемотехники и технологии СБИС. Пер. с англ. /
Экспресс-информация. Электроника, 1985. № 16. С. 1 — 10.
15. Брейтман В. Методы сопряжения КМДП-ИС. Пер. с англ. // Экспресс ин-
формация. Вычислительная техника, 1987. № 28. С. 15—17.
16. Физические ограничения повышения уровня интеграции. Пер. с англ. /
Экспресс-информация. Электроника, 1987. № 1. С. 1—5.
17. Применения интегральных микросхем. Справочник / Под ред. Б.Н. Файзу-
лаева и Б. В. Тарабрина. — М.: Радио и связь, 1987. 384 с.
18. Источники электропитания р.э.а. / Под. ред. Г.С. Найвельта. — М.: Радио и
связь, 1985. 576 с.
19. Изюмова Г.И., Свиридов В. Г. Волноводы коаксиальные и полосковые линии. —
М.: Энергия, 1975. 113 с.
20. Проектирование радиоэлектронных устройств на интегральных микросхе-
мах — М. Советское радио, 1976. 310 с.
21. Кацман М.М. Электрические машины. — М.: Высшая школа, 1990. 463 с.
22. Воронков Э.Н., Овечкин Ю.А. Основы проектирования усилительных и им-
пульсных схем на транзисторах. — М.: Машиностроение, 1967. 238 с.
706 Список литературы
23. Вересов Г.П., Смуряков Ю.Л. Стабилизированные источники питания радио-
аппаратуры. — М.: Энергия, 1978. 191 с.
24. Демин Э.А., Чиненков Л.А. Магнитные коммутационные элементы радио-
электроники. — М.: Машиностроение, 1986. 422 с.
25. Поляков В.Т. Посвящение в радио-электронику. — М. Радио и связь, 1988. 352 с.
26. Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. — М.: Техносфе-
ра, 2005. 632 с.
27. Гребен А.Б. Проектирование аналоговых интегральных схем. — М.: Энергия,
1976. 256 с.
28. Шац С.Я. Транзисторы в импульсной технике. — Л., 1963. 252 с.
29. А.с. 350176 СССР. М. Кл. НОЗК 19/08. Логический элемент / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев, Р.Г. Талибов и др. — Опубл. 1974 Бюл. № 26.
30. А. с. 455488 СССР. М. Кл. НОЗК 17/60. Ключевой элемент на МДП-транзис-
торах / М.Ф. Поликанов, Б.М. Мансуров, М.М. Жеребцова и др. — Опубл. 1976.
Бюл. № 48.
31. А. с. 362351 СССР. М. Кл. НОЗК 11/40. Счетный триггер / Б.М. Мансуров,
В.И. Горячев, М.А. Кочаров и др. — Опубл. 1974. Бюл. № 2.
32. А. с. 395971 СССР. М. Кл. НОЗК 3/286. Парафазный D-триггер / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев, Р.Г. Талибов и др. — Опубл. 1975. Бюл. № 35.
33. А. с. 526078 СССР. М. Кл. НОЗК 21/00. Счетный триггер / Б.М. Мансуров,
В.И. Горячев. — Опубл. 1976. Бюл. № 31.
34. А. с. 572900 СССР. М. Кл. НОЗК 3/286. Триггер ЛГ-типа / Б.М. Мансуров,
В.И. Горячев, М.А. Лаврикова. — Опубл. 1977. Бюл. № 34.
35. А. с. 476668 СССР. М. Кл. НОЗК 3/29. Многостабильный триггер / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев, Ю.Ф. Алексеев. — Опубл. 1975. Бюл. № 25.
36. А. с. 515161 СССР. М. Кл. НОЗК 11/56. Многостабильный триггер /
В.И. Горячев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1976. Бюл. № 10.
37. А. с. 597068 СССР. М. Кл. НОЗК 3/286. Однофазный инверсный триггер /
Б.М. Мансуров, В.И. Горячев, Р.Г. Талибов. — Опубл. 1978. Бюл. № 9.
38. А. с. 610178 СССР. М. Кл. НОЗК 19/00. Сдвигающий регистр / В.И. Горя-
чев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1978. Бюл. № 21.
39. А. с. 616653 СССР. М. Кл. НОЗК 19/00. Регистр протяженный / В.И. Горя-
чев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1978. Бюл. № 27.
40. А. с. 661806 СССР. М. Кл. НОЗК 21/32. Многоразрядный регистр / В.И. Горя-
чев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1979. Бюл. № 17.
41. А. с. 805415 СССР. М. Кл. НОЗК 19/00. Регистр сдвига / В.И. Горячев,
Б.М. Мансуров, — Опубл. 1981. Бюл. № 6.
42. А. с. 480196 СССР. М. Кл. НОЗК 29/00. Пересчетное устройство / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев, Ю.Ф. Алексеев. — Опубл. 1975. Бюл. № 29.
43. А. с. 507945 СССР. М. Кл. НОЗК 29/00. Многостабильная схема / В.И. Горя-
чев, Б.М. Мансуров, Ю.Ф. Алексеев. — Опубл. 1976. Бюл. № 11.
44. Бекмуратов Т.Ф., Мансуров Б.М., Аринджанов М.К. Эвристические методы
синтеза цифровых узлов БИС. — Ташкент: Труд, 1987. 152 с.
45. А. с. 530460 СССР. М. Кл. НОЗК 31/06. Полусчетное кольцо / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев — Опубл. 1976. Бюл. № 36.
46. А. с. 635625 СССР. М. Кл. НОЗК 29/00. Многостабильная пересчетная схе-
ма / В.И. Горячев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1978. Бюл. № 44.
47. А. с. 733108 СССР. М. Кл. НОЗК 29/00. Пересчетное устройство по модулю М. /
В.И. Горячев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1980. Бюл. № 17.
48. А. с. 374740 СССР. М. Кл. НОЗК 17/02. Распределитель / Б.М. Мансуров,
В.И. Горячев. — Опубл. 1974. Бюл. № 15.
49. А. с. 514442 СССР. М. Кл. НОЗК 23/00. Распределитель сигналов / Б.М. Ман-
суров, В.И. Горячев. — Опубл. 1976. Бюл. № 18.
Список литературы
50. А. с. 534867 СССР. М. Кл. НОЗК 17/02. Распределитель уровней / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев, М.А. Лаврикова. — Опубл. 1976. Бюл. № 41.
51. А. с. 538488 СССР. М. Кл. НОЗК 17/02. Распределитель сигналов / Б.М. Мансу-
ров, В.И. Горячев. — Опубл. 1977. Бюл. № 45.
52. А. с. 699517 СССР. М. Кл. НОЗК 17/02. Распределитель импульсов /
В.И. Горячев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1979. Бюл. № 43.
53. А. с. 1277377 СССР. М. Кл. НОЗК 17/62. Распределитель троичный / Б.М. Мансу-
ров, А.А. Зуев, Т.Б. Мансуров. — Опубл. 1986. Бюл. № 46.
54. А. с. 333555 СССР. М. Кл. НОЗК 19/20. Одноразрядный сумматор / Б.М. Мансу-
ров, Р.Г. Талибов, В.И. Горячев. — Опубл. 1974. Бюл. № 11.
55. А. с. 600734 СССР. М. Кл. НОЗК 19/20. Полусумматор на МДП-транзисто-
рах / Б.М. Мансуров, В.И. Горячев. — Опубл. 1977. Бюл. № 12.
56. А. с. 882401 СССР. М. Кл. НОЗК 17/20. Резервированный генератор /
В.И. Горячев, В.М. Щелоков, А.П. Спирин. — Опубл. 1981. Бюл. № 29.
57. А. с. 1136167 СССР. М. Кл. НОЗК 17/20. Многоканальный генератор /
В.И. Горячев, И.Ю. Негри, В.А. Максимов. — Опубл. 1985. Бюл. № 3.
58. А. с. 1167706 СССР. М. Кл. НОЗК 17/14. Одновибратор / В.И. Горячев,
В.М. Щелоков. — Опубл. 1985. Бюл. № 26.
59. А. с. 1266443 СССР. М. Кл. НОЗК 17/18. Импульсный модулятор / В.М. Щело-
ков, В.И. Горячев, О.П. Лушов. — Опубл. 1986. Бюл. № 32.
60. А. с. 938425 СССР. М. Кл. НОЗК 17/20. Резервированный генератор /
В.И. Горячев, В.М. Щелоков. — Опубл. 1982. Бюл. № 23.
61. А. с. 790347 СССР. М. Кл. НОЗК 23/02. Синхронный счетчик / В.И. Горя-
чев. — Опубл. 1980. Бюл. № 47.
62. А. с. 738181 СССР. М. Кл. НОЗК 23/02. Десятичный счетчик / В.И. Горячев. -
Опубл. 1980. Бюл. № 20.
63. А. с. 851786 СССР. М. Кл. НОЗК 29/00. Многостабильный триггер / В.И. Горя-
чев. — Опубл. 1981. Бюл. № 28.
64. А. с. 394922 СССР. М. Кл. НОЗК 3/29. А-стабильный асинхронный триггер /
В.И. Горячев, Б.М. Мансуров, Ю.Ф. Алексеев. — Опубл. 1974. Бюл. № 34.
65. А. с. 515161 СССР. М. Кл. НОЗК 3/29. Многостабильный триггер / В.И. Горя-
чев, Б.М. Мансуров. — Опубл. 1976. Бюл. № 19.
66. А. с. 416882 СССР. М. Кл. НОЗК 21/00. Счетчик по модулю 5 / В.И. Горя-
чев, Б.М. Мансуров.— Опубл. 1974. Бюл. № 7.
67. Проектирование микроэлектронных цифровых устройств /.Под. ред. С.А. Май-
орова. — М.: Сов. радио, 1977. 216 с.
68. Наумов Ю.Е., Аваев Н.А., Бедриковский М.А. Помехоустойчивость устройств
на интегральных логических схемах. — М.: Сов. радио, 1975. 215 с.
69. Полупроводниковые запоминающие устройства и их применение / В.П. Ан-
дреев, В.И. Горячев, А.Ю. Гордонов и др. / Под ред. А.Ю. Гордонова. — М.: Радио
и связь, 1981. 344 с.
70. Высокочастотные транзисторные преобразователи. — М: Радио и связь, 1988.
288 с.
71. Горячева ГА., Добромыслов Е.Р. Конденсаторы. — М.: Радио и связь, 1984. 89 с.
72. Аваев Н.А., Наумов Ю.Е., Фролкин В.Т. Основы микроэлектроники. — М.:
Радио и связь, 1991. 288 с.
73. Эраносян С.А. Сетевые блоки питания с высокочастотными преобразовате-
лями. — Л.: Энергоатомиздат, 1991. 175 с.
74. Горский А.Н., Русин Ю.С., Иванов Н.Р., Сергеева Л.А. Расчет электромагнит-
ных элементов источников вторичного электропитания. — М.: Радио и связь, 1988.
174 с.
75. Китаев В.Е., Бокуняев А.А., Колпаков М.Ф. Расчет источников электропита-
ния устройств связи. — М.: Радио и связь, 1993. 229 с.
708 Список литературы
76. Электропитание устройств связи. — М.: Радио и связь, 1981. 320 с.
77. Ромаш Э.М. Источник вторичного электропитания радиоэлектронной аппа-
ратуры. — М: Радио и связь, 1981. 224 с.
78. Жеребцов И.П. Электрические и магнитные цепи. — Л.: Энергоатомиздат,
1987. 256 с.
79. Белецкий А. Ф. Основы теории линейных электрических цепей. — М.: Связь,
1967. 608 с.
80. Ицхоки Я.С., Овчинников Н.И. Импульсные и цифровые устройства. — М.:
Советское радио, 1973. 591 с.
81. Ерофеев Ю.Н. Импульсная техника. — М.: Высшая школа, 1984. 391 с.
82. Титце У, Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. — М.: Мир, 1982.
441 с.
83. Импульсные элементы автоматики и вычислительной техники. — Л.: Энер-
гия, 1977. 248 с.
84. Шевкопляс Б.В. Микропроцессорные структуры. — М.: Радио и связь, 1986.
264 с.
85. Готт Г. Методы подавления шумов и помех в электронных системах. — М.:
Мир, 1979. 317 с.
86. Бушуев В.М. Электропитание устройств связи. — М.: Радио и связь, 1986.
240 с.
87. Петровский В.И., Седельников Ю.Е. Электромагнитная совместимость ра-
диоэлектронных средств. — М.: Радио и связь, 1986. 216 с.
88. Марти Браун. Источники питания. — К.: МК-Пресс, 2005.
89. Фрумкин Г.В. Расчет и конструирование радиоаппаратуры. — М.: Выс. шк.,
1968.
90. Источники вторичного электропитания / Под ред. Ю.И. Конева. — М.: Ра-
дио и связь, 1990.
91. Электронные приборы / Под ред. проф. Г.Г. Шишкина. — М.: Энергоиздат,
1989.
92. Захаров В.К., Лыпарь Ю.И. Электронные устройства автоматики и телемеха-
ники. — Л.: Энергоатомиздат. Ленинградское отделение, 1984.
93. Кошкин Н.И., Ширкевич М.Г. Справочник по элементарной физике. — М.
1964 г.
94. Денисенко В., Халявко А. Защита от помех датчиков и соединительных про-
водов систем промышленной автоматизации. Современные технологии автомати-
зации. Вып. 1 2001. 3 с.
КНИГИ ИЗДАТЕЛЬСТВА "ТЕХНОСФЕРА" МОЖНО ПРИОБРЕСТИ:
в магазинах:
“ г. Москва
Торговый дом "Библио-Глобус", м. Лубянка, ул. Мясницкая, д.6
тел.: 781-19-00, 624-46-80
"Московский дом книги", м. Арбатская, ул. Новый Арбат, д.8
тел.: 789-35-91
"Дом технической книги", м. Ленинский проспект, Ленинский пр-т, д.40
тел.: 789-35-91
"Молодая гвардия", м. Полянка, ул. Б. Полянка, д.28
тел.: 238-50-01
"Дом книги на Ладожской", м. Бауманская, ул. Ладожская, д.8, стр.1
тел.: 267-03-01
"Дом Медицинской Книги", Комсомольский проспект, д.25
тел.: 789-35-91
ДК Фолиант, Ш. Энтузиастов, д. 60, к.1
тел.: 789-35-91
ДК Студент, Калужская пл., д.1, стр.1
тел.: 789-35-91
ДК Новый, Ш. Энтузиастов, д.24/43
тел.: 789-35-91
в городах России:
1“ г. Санкт-Петербург
"Санкт-Петербургский дом книги", Невский пр., д.62
"Дом технической книги", Пушкинская пл., д.2
"Новая техническая книга", Измайловский пр., д.29
“ г. Екатеринбург
сеть магазинов "Дом Книги" http://www.domknigi-online.ru
г. Новосибирск
сеть магазинов "Топ книга" www.top-kniga.ru
г. Ростов-на-Дону
сеть магазинов "Магистр" http://www.booka.ru
наложенным платежом:
(заказы принимаются по e-mail, по почте)
по безналичному расчету:
(заказы принимаются по e-mail,
по факсу с указанием полных реквизитов юридического лица)
ИНФОРМАЦИЯ О НОВИНКАХ: www.tecl
гмюзрлэАьги
Тел.: (495) 234-0110, факс: (495) 956-3
_________ '
1РИЦ "ТЕХНОСФЕРА
НОВЫЕ КНИГИ
ИЗДАТЕЛЬСТВА "ТЕХНОСФЕРА"
Под ред. У. Кестера
Аналого-цифровое преобразование
Переводное издание
2007. - 1016с., ISBN 978-5-94836-146-8,
формат 70x100/16, обложка
Книга написана для инженеров-конструкторов,
которые используют преобразователи данных
и связанные с ними вспомогательные схемы.
Текст содержит много практических советов.
Большая часть материала была взята -
с необходимыми обновлениями - из предыдущих
популярных выпусков книг для семинаров Analog
Devices. Многие разделы подверглись переработке для того, чтобы материал был
изложен более точно и ясно. Различные технические специалисты Analog Devices
внесли свой вклад в книгу и их имена упоминаются в начале каждой большой
секции.
Содержание:
Глава 1. История преобразователей
Глава 2. Основы считывания данных в аналогово-цифровых системах
Глава 3. Архитектуры преобразователей
Глава 4. Технология преобразователей
Глава 5. Тестирование преобразователей данных
Глава 6. Интерфейсы преобразователей данных
Глава 7. Схемы поддержки преобразователей данных
Глава 8. Применение преобразователей данных
Глава 9. Методы проектирования аппаратуры
ИНФОРМАЦИЮ О НОВИНКАХ СМОТРИТЕ НА САЙТЕ:
www.technosphera.ru
Как заказать наши книги?
По почте: 125319 Москва, а/я 91
По факсу: (495) 9563346
E-mail: knigi@technosphera.ru
sales@technosphera.ru
((SjiH О В Ы Е КНИГИ
ИЗДАТЕЛЬСТВА "ТЕХНОСФЕРА"
Под ред. У. Кестера
Проектирование смешанных и цифровых
сигналов
Переводное издание
2009. - ок. 400 с., формат 70x100/16,
обложка
Книга посвящена обработке физических сигналов,
выполняемой на основе аналоговых и цифровых
методов. Материал представлен в разделах:
- Дискретные системы
- Аналого-цифровые преобразователи для задач
цифровой обработки сигналов
- Цифро-аналоговые преобразователи для задач
цифровой обработки сигналов
- Быстрое преобразование Фурье
- Цифровые фильтры
- Аппаратура цифровых сигнальных процессоров
- Организация интерфейса с DSP-процессорами
- Применение DSP
- Проектирование аппаратной части
Основательность изложения, большое количество иллюстраций делают книгу
незаменимым справочником для инженеров-конструкторов.
Под ред. X. Зумбалена
Справочник по конструированию
линейной цепи
Переводное издание
2009. - ок. 900 с., формат 70x100/16,
обложка
Книга предоставляет конструкторам возможность
более эффективно вести разработки дискретных
и интегрированных цепей благодаря глубокому
освещению роли аналоговых устройств.
Аналоговые элементы представляют собой основу
функционирования как дискретных, так
и интегрированных цепей, но с точки зрения перспектив разработок понять
функционирование аналоговых компонентов бывает чрезвычайно трудно.
Представленные в книге примеры наглядно демонстрируют функционирование
операционных усилителей, цифро-аналоговых и аналого-цифровых
преобразователей и активных фильтров. Для успешного конструирования цепи
требуется ясное понимание функционирования этих аналоговых устройств и того,
как они влияют на конструкцию цепи.
Заявки на книги присылайте по адресу:
125319 Москва, а/я 91
Издательство «Техносфера»
e-mail: knigi@technosphera.ru
sales@technosphera.ru
факс: (495) 956 33 46
В заявке обязательно указывайте
свой почтовый адрес!
Подробная информация о книгах на сайте
http://www.technosphera.ru
Букреев Игорь Николаевич
Горячев Владимир Иванович
Мансуров Борис Мансурович
Микроэлектронные схемы цифровых устройств
Компьютерная верстка — Н.А. Попова
Дизайн — И.А. Куколева
Дизайн книжных серий — С.Ю. Биричев
Корректор — М.Г. Емельянова
Выпускающий редактор — О.Н. Кулешова
Ответственный за выпуск — О.А. Казанцева
Формат 70x100/16. Печать офсетная.
Гарнитура Ньютон
Печ.л 44,5. Тираж 3000 экз. (1-й завод 1500 экз.) Зак. № В-266
Бумага офсет №1, плотность 65г/м2.
Издательство «Техносфера»
Москва, ул. Краснопролетарская, д. 16
Отпечатано в типографии ОАО ПИК «Идел-Пресс»
420066 г. Казань, ул. Декабристов, 2
мир
электроники
И. БУКРЕЕВ, В. ГОРЯЧЕВ, Б. МАНСУРОВ
Микроэлектронные схемы
цифровых устройств
4~е изд., перераб. и доп.
И.Н. БУКРЕЕВ - К.Т.Н., ПРОФЕССОР,
АКАДЕМИК-СЕКРЕТАРЬ СЕКЦИИ РИА
В.И. ГОРЯЧЕВ - К.Т.Н., АВТОР 5 КНИГ
И БОЛЕЕ 60 ИЗОБРЕТЕНИЙ
Б.М. МАНСУРОВ - К.Т.Н., АВТОР 5 КНИГ
И БОЛЕЕ 60 ИЗОБРЕТЕНИЙ
МЕТОДЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
НА ЦИФРОВЫХ ИС
ТЕХНОСФЕРА