Автор: Чернушенко А.М.
Теги: электротехника электроника строительство инженерия машиностроение свч издательство радио и связь
ISBN: 5-256-00697-5
Год: 1990
Текст
КОНСТРУИРОВАНИЕ
ЭКРАНОВ
И СВЧ-УСТРОЙСТВ
Под редакцией профессора А. М. ЧЕРНУШЕНКО
Допущено Государственным комитетом СССР
по народному образованию
в качестве учебника
для студентов вузов,
обучающихся по специальности
€ Конструирование и технология
радиоэлектронных средств»
Ф
Москва
«Радио и связь»
1990
ББК 32.85
К65
УДК 621.386.6.029.64—758.37@75)
Авторы: А. М. ЧЕРНУШЕНКО, Б. В. ПЕТРОВ, Л. Г. МАЛОРАЦКИИ,
Н. Е. МЕЛАНЧЕНКО, А. С. БАЛЬСЕВИЧ
Рецензенты: кафедра конструирования и производства электрочшо-вычисли-
ггельной аппаратуры МГТУ им. Н. Э. Баумана; член-корр. АН Лит. ССР
Д. Ю. Эйдукас
Редакция литературы по электронике
Конструирование экранов и СВЧ-устройств: Учебник
К65 для вузов/А. М. Чернушенко, Б. В. Петров, Л. Г. Мало-
рацкий и др.; Под ред. А. М. Чернушенко. — М,: Радио
и связь, 1990.— 352 с: ил.
ISBN 5-256-00697-5.
Приводятся основные сведения из теории электромагнитного
поля и теории электрических СВЧ-цепей. На базе этих сведений
рассматриваются физические основы, принципы действия и анали-
аналитические соотношения для расчета СВЧ-устройств и электромаг-
электромагнитных экранов радиоэлектронных средств. Излагаются вопросы
выбора материалов, особенности технологии производства изделий
СВЧ, а также особенности автоматизации проектирования СВЧ-ует-
ройств..
Для студентов вузов, обучающихся по специальности «Кон-
«Конструирование и производство радиоэлектронных средств», может
быть полезна для инженеров и научных работников.
2304000000-055 „ „
v 127-90 ББК 32.85
046@1)-90
ISBN 5-256-00697-5
ПРЕДИСЛОВИЕ
Интенсивное развитие радиоэлектроники ставит задачу качеств
венной подготовки специалистов для работы в этой области^
Данный учебник, написанный для студентов радиотехнически^
факультетов вузов, преследует именно эту цель. Его содержание
соответствует программе курса «Конструирование экранов и СВЧ-
устройств» по специальности «Конструирование и производства
радиоэлектронных средств (РЭС)». Поскольку программа курс^.
предусматривает изучение большого количества вопросов, часто*
составляющих содержание отдельных курсов других радиотехник
ческих специальностей, то из-за ограниченного объёма в учебни-
учебнике рассматриваются только те из них, которые способствуют по-
полиманию физики явлений, происходящих в конструкциях экранов
и СВЧ-устройетв, и правильному выбору конструктивных и тех-
технологических решений.
Изложение курса базируется на теории электромагнитного по-
поля и теории электрических СВЧ-цепей. При этом используется
аппарат векторного анализа, дифференциальных уравнений, тео-
теории комплексных переменных и теории матриц. Практическая
часть курса предполагает наличие у студентов знаний основ ин-
инженерной графики.
При написании книги авторы использовали учебные пособия,
собственные лекции, монографии, статьи и личный опыт работы
в радиоэлектронной промышленности. Материал расположен в та-
такой последовательности, в которой, по мнению авторов, его сле-
следует излагать на лекциях.
Поскольку книга предназначена для студентов, то в список ли-
литературы включены лишь учебники и монографии, которые позво-
позволяют расширить и углубить знания по соответствующим разделам
изучаемого курса.
Введение, гл. 1—3, 6, 7 и 10 написаны А. М. Чернушенко, гл. 4
|| 5 — Н. Е. Меланченко, гл. 8 — Л. Г. Малорацким, гл. 9 — Б. В.
Петровым, гл. 11—А. С. Бальсевичем.
Чернушенко А. М., Петров Б. В.
Малорацкий Л. Г. и лр , 1990
i
ВВЕДЕНИЕ
ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА КОЛЕБАНИЙ СВЧ
Согласно рекомендациям Международного консультативного ко-
комитета по радио к диапазону сверхвысоких частот (СВЧ) отно-
относят сантиметровые волны — от 1 до 10 см C... 30 ГГц). Однако
на практике принято распространять СВЧ-диапазон на более ши-
широкий участок электромагнитного спектра, включающий метро-
метровые, деци- и миллиметровые волны.
Нижняя граница СВЧ определилась переходом к схемам на
пассивных элементах с распределенными параметрами, возмож-
возможностью передачи энергии с помощью полых труб (волноводов) и
конструкциями активных устройств (усилителей, генераторов и
др.) с непосредственным энергетическим обменом между элект-
электронным потоком и электромагнитным полем колебательной сис-
системы.
Верхняя граница СВЧ определилась близостью к тепловому
излучению (длинными инфракрасными волнами), где требуются
существенно иные подходы к генерированию, усилению и пере-
передаче электромагнитной энергии.
Радиоволны СВЧ-диапазона обладают рядом важных физиче-
физических особенностей. Перечислим некоторые из них.
1. Квазиоптический характер распространения, т. е. распро-
распространение волн на расстояние прямой видимости с тем отличием
от оптического диапазона, что, начиная с сантиметровых волн и
длиннее, за счет изменения диэлектрической проницаемости воз-
воздуха с высотой и связанной с этим рефракцией волн (искривле-
(искривление траектории) возможна передача электромагнитной энергии
на расстояния, значительно превышающие прямую видимость.
2. Остронаправленное излучение при сравнительно небольших
геометрических размерах антенн, позволяющее осуществить на-
направленную передачу сигналов, достоинством которой являются
снижение взаимных помех и увеличение дальности действия ра-
радиосистем, скрытность передачи, высокая точность радиолокаци-
радиолокационного определения координат объектов и др.
3. Большая информационная емкость СВЧ-диапазона, позво-
позволяющая осуществлять многоканальные телефонные и телеграф-
телеграфные связи и многоканальную передачу широкополосных телевизи-
телевизионных сигналов с одновременным повышением качества передачи
за счет увеличения полосы частот передаваемых сигналов.
4
4. Малый уровень внешних активных помех, поскольку сум-
суммарное значение спектральной плотности мощности (мощности в
полосе 1 Гц) всех видов этих помех уменьшается с увеличением
частоты. В связи с этим минимальный уровень принимаемых сиг-
сигналов в диапазоне СВЧ практически определяется сравнительно
небольшими помехами, возникающими внутри самих приемных
устройств и обусловленными тепловыми колебаниями во входных
цепях и шумами усилительных каскадов приемников.
5. Проникновение волн части СВЧ-диапазона (приблизительно
3 дм ... 3 см) с малым затуханием сквозь толщу атмосферы Земли.
Это позволяет использовать СВЧ-диапазон для передачи инфор-
информации через спутники, в астрономии и космонавтике.
6. Затухание в атмосфере волн коротковолновой части СВЧ
диапазона (короче 3 см) за счет поглощения водяными парами
и кислородом, а также рассеяния взвешенными в атмосфере час-
частицами, например каплями воды.
Затухание в парах или каплях воды возрастает по мере уве-
увеличения влажности либо размеров капель и их количества в еди-
единице объема. Затухание, обусловленное кислородом, изменяется
почти пропорционально квадрату давления и, ' следовательно,
быстро уменьшается с высотой.
Связанное с указанными причинами затухание быстро возрас-
возрастает с увеличением частоты и становится особенно большим в об-
области миллиметровых волн. Однако и в миллиметровом диапазоне
имеются участки с относительно малым затуханием, так называе-
называемые окна прозрачности (например, вблизи 8 мм), что позволяет
частично использовать и этот диапазон для работы в открытой ат-
атмосфере.
В субмиллиметровом диапазоне окна прозрачности в атмосфере
практически отсутствуют. Это является одной из причин слабого
освоения этого диапазона волн в радиотехнике.
ТЕХНИКА СВЧ И ЕЕ ПРИМЕНЕНИЕ
Техника СВЧ особенно широкое применение находит в радио-
радиосистемах передачи и извлечения информации (радиосвязи, ра-
радиовещании, телевидении, радиолокации, радиоуправлении, ра-
радионавигации, радиоастрономии, космонавтике и др.).
В системе передачи информации данные о происходящем фи-
физическом процессе с помощью электрофизического преобразова-
преобразователя (микрофона, телекамеры и т. п.) преобразуются в электри-
электрический сигнал и подаются на модулятор. К модулятору подводит-
подводится также СВЧ-сигнал несущей частоты. В модуляторе полезный
сигнал (сигнал электрофизического преобразователя) модулиру-
модулирует один из параметров сигнала несущей частоты (амплитуду, фа-
фазу, частоту).
После модулятора СВЧ-сигнал, модулированный сигналом
электрофизического преобразователя (радиосигнал), поступает на
усилитель мощности, проходит через фильтр, отсеивающий побоч-
ные колебания, и с помощью линии передачи подводится к ан-
антенне, которая излучает модулированный сигнал в свободное про-
пространство в виде электромагнитных волн (радиоволн). Излучен-
Излученная радиоволна возбуждает в приемной антенне, часто находя-
находящейся на большом расстоянии, маломощные колебания переда-
передаваемого радиосигнала СВЧ, которые выделяются преселектором
(фильтром СВЧ) среди множества отличающихся по частоте сиг-
сигналов, преобразуются в колебания промежуточной частоты, уси-
усиливаются, детектируются, подвергаются добавочному усилению
усилителем звуковой частоты и поступают на устройства обра-
обработки и отображения информации.
В большинстве радиолокационных систем обзора, относящих-
относящихся к системам извлечения информации, для передачи и приема
радиосигналов используется одна антенна. В этом случае для
разделения приема и передачи применяются антенные переклю-
переключатели. Для обзора, сканирования свободного пространства при-
применяются механизмы вращения или специальные конструкции
антенн.
СВЧ-устройства широко применяются в ядерной физике для
разгона элементарных частиц до скоростей, близких к скорости
света, с помощью электромагнитных полей волноводов.
В настоящее время исследуется проблема (в некоторых слу-
случаях реализуется) передачи энергии в свободном пространстве с
помощью электромагнитных волн СВЧ-диапазона. Широкое при-
применение находит СВЧ-нагрев в пищевой промышлешюсти с целью
ускоренного приготовления пищи, пастеризации, стерилизации и
обезвоживания пищевых продуктов.
Особенно широкое применение волны СВЧ-диапазона получили
в медицине для глубинных локальных нагревов и ускорения лече-
лечения многих заболеваний.
ЭКРАНИРОВАНИЕ В РЭС
В основные задачи радиоконструктора входят обеспечение по-
помехозащищенности создаваемой радиоаппаратуры от внешних и
внутренних помех, создание недопустимых условии для возникно-
возникновения электромагнитных помех другим РЭС.
Практически любое РЭС находится в поле действия нежела-
нежелательных источников электромагнитных помех и слмо излучает
помехи на расположенное рядом электронное оборудование. Обес-
Обеспечение совместной нормальной работы РЭС без потери инфор-
информации и ухудшения их функциональных электрических характе-
характеристик— основная проблема электромагнитной совместимости.
Одним из основных конструктивных средств обеспечения электро-
электромагнитной совместимости является экранирование, предназначен-
предназначенное для значительного уменьшения нежелательной электромаг-
электромагнитной энергии, как излучаемой РЭС, так и проникающей в ап-
аппаратуру.
6
(лава 1 ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ
ЭЛЕКТРОДИНАМИКИ
1.1. МЕТОДЫ ОПИСАНИЯ ФИЗИЧЕСКИХ
ЯВЛЕНИЙ И РАСЧЕТА СВЧ-КОНСТРУКЦИЙ
В диапазоне низких частот физические явления описываются с
помощью понятий тока и напряжения. Понятие электромагнит-
электромагнитного поля при этом носит вспомогательный характер.
В диапазоне СВЧ строгое описание физических явлений про-
проводится на основе теории электромагнитного поля. Наглядным
примером может служить волноводная линия передачи, имею-
имеющая вид металлической трубы, внутри которой распространяется
электромагнитная волна. Здесь обычное представление электри-
электрической цепи с несущими энергию прямым и обратным токами в
проводниках оказывается неприемлемым. Более правильно счи-
считать, что энергия передается электромагнитным полем, находя-
находящимся между проводниками, а не током, текущим по самим про-
проводникам. Проводники при этом выполняют роль устройств, на-
направляющих электромагнитную энергию.
Теоретическое определение электромагнитных полей в линии
передачи сводится к решению уравнений Максвелла (или сле-
следующих из них волновых уравнений) при заданных координатах,
параметрах границ рассматриваемой области и параметрах за-
заполняющей область среды. Это вынуждает прибегать к трудоем-
трудоемкому математическому аппарату теории поля и ведет к повышен-
повышенной сложности описания явлений на СВЧ. Подобный подход к
явлениям на СВЧ оказывается необходимым не только при рас-
рассмотрении полых волноводов, но и многих других видов линий
передач и таких радиотехнических устройств, как различные ко-
колебательные системы, антенны и др.
Вместе с тем в ряде случаев существует возможность упрос-
упростить инженерные расчеты СВЧ-устройств. Она основана на ана-
аналогии между процессами передачи и накопления энергии в СВЧ-
устройств ах и в низкочастотных электрических цепях. Кроме того,
в большинстве случаев необязательно учитывать все происходя-
происходящие физические явления внутри СВЧ-устройств или в их эле-
элементах. Достаточно знать лишь ответную реакцию узла или эле-
элемента на воздействующие внешние СВЧ-колебания, т. е. внешнюю
характеристику узла или элемента. Такой подход к расчету позво-
1
ляет отвлечься от непосредственного оперирования электромаг-
электромагнитными полями и использовать для расчета сложных СВЧ-уст-
ройств рассматриваемые в следующей главе уже разработанные
методы теории низкочастотных цепей с сосредоточенными и рас-
распределенными параметрами, а также методы теории многополюс--
ников (методы эквивалентных схем).
В связи с изложенным значительная часть современной тео-
теории, инженерного анализа и расчета СВЧ-конструкций (СВЧ-
схем) посвящается определению параметров эквивалентных схем.
Применимость метода эквивалентных схем подтверждается тео-
теорией электромагнитного поля и экспериментом при сравнении
внешних характеристик реальной конструкции и эквивалента.
Под электродинамикой будем понимать теорию переменного
электромагнитного поля. Основные законы электродинамики фор-
формулируются в виде уравнений Максвелла, которые позволяют оп-
определить структуру и основные характеристики электромагнитных
полей, понять физику происходящих явлений, предложить методы
и расчетные соотношения для определения конструктивных пара-
параметров и электрических характеристик линейных СВЧ-устройств.
Уравнения Максвелла являются постулатами.
Максвелл сформулировал свои уравнения в 1873 г. путем
обобщения экспериментальных законов полного тока (Ампера),
индукции (Фарадея) и законов Гаусса для электрического и маг-
магнитного полей [1,2].
1.2. ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЕ ПОЛЕ И ЕГО
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Источником электромагнитного поля являются движущиеся
заряды. В случае переменных электромагнитных полей величина
этих зарядов меняется во времени. Электромагнитное поле про-
проявляет себя в виде силового действия на электрические заряды
q. Его принято характеризовать силой, с которой оно действует
на движущийся положительный точечный заряд (Лоренцева си-
сила):
FaM^E + <7[V, B]=F3+FM. A.1)
Ларенцева сила раскладывается на две: электрическую F3 = qE
и магнитную FM=q[V, В]. Первая характеризует электрическое
поле и не зависит от скорости движения заряда. Эта сила явля-
является векторной величиной, называемой напряженностью элект-
электрического поля Е. Напряженность электрического поля опреде-
определяют как силу, с которой электрическое поле в вакууме действу-
действует на точечный положительный единичный заряд.
Вторая, магнитная, сила характеризует магнитное поле и зави-
зависит от скорости движения заряда V. Эта сила является векторной
величиной, называемой индукцией магнитного поля В. Магнит-
Магнитная индукция численно равна силе, с которой магнитное поле в
вакууме действует на единичный точечный положительный заряд,
8
движущийся с единичной скоростью перпендикулярно линиям
иектора В.
Векторы электрического и магнитного полей изображаются
линиями, направление которых определяет направление силового
действия, а их плотность — величину этого действия (величину
пеля). График распределения силовых линий в пространстве на-
называется структурой поля. Если линии поля замкнуты, то такое
поле называется вихревым, а если разомкнуты (имеют начало и
конец) —потенциальным.
Сила действия электромагнитного поля на заряд зависит от
среды. Физически это объясняется поляризацией и намагничи-
намагничиванием среды, в результате которых появляются дополнитель-
дополнительные электрические и магнитные поля, налагающиеся на основные.
Поэтому наличие векторных величин Е и В, вполне определяю-
определяющих электромагнитное поле в вакууме, недостаточно в случае
описания поля в произвольной среде. Для описания электромаг-
электромагнитного поля в материальных средах дополнительно вводятся
вектор электрического смещения (электрической индукции) D и
вектор напряженности магнитного поля Н. Кроме того, для сред
со свободными электрическими зарядами вводится вектор плот-
плотности тока проводимости Jnp. Связь между этими векторами и
векторами Е и В определяется материальными уравнениями, ко-
которые дополняют рассматриваемые ниже уравнения Максвелла.
Вектор электрического смещения равен (первое материальное
>равнение)
D = eaE = .eoeE, A.2)
где Еа — абсолютная диэлектрическая проницаемость среды; ео =
= 8,86-10~12 Ф/м — электрическая постоянная (диэлектрическая
проницаемость вакуума); е — относительная диэлектрическая
проницаемость.
Вектор напряженности магнитного поля (второе материальное
уравнение)
Н = В/Aа=В/цоц, • A.3)
где (Lia — абсолютная магнитная проницаемость; \io= 1,256• 10~в
Гн/м — магнитная постоянная; \х — относительная магнитная про-
проницаемость.
Вектор плотности тока проводимости (третье материальное
уравнение)
()
где а — объемная удельная проводимость среды.
При исследованиях часто пользуются понятием комплексной
диэлектрической проницаемости среды:
8ка = еа—iff/©- A.5)
Вещественная часть комплексной диэлектрической проницае-
проницаемости 8а определяет интенсивность поляризации среды, а мнимая
9
Im
Re
" 711
В соответствии с этой диаграммой
Рис. l.l. Комплексная диэлектрическая проницае-
проницаемость
сг/о) характеризует потери в среде. Комп-
Комплексная диэлектрическая проницаемость
может быть представлена векторной диа-
диаграммой рис. l.l.
cosS
где
A.6)
A.7)
Отметим, что комплексная диэлектрическая проницаемость,
определяемая выражением A.5), не учитывает поляризационных
потерь в диэлектрике, возникающих в результате периодически
изменяющейся поляризации вещества на СВЧ. В справочной ли-
литературе эти потери учитываются в приведенных эксперименталь-
экспериментальных значениях tg6, которому соответствует некоторое эффектив-
эффективное значение проводимости о, отличное от проводимости диэлект-
диэлектриков на постоянном токе.
В зависимости от характера параметров еа, м-а и о среды
можно классифицировать следующим образом.
Среды, обладающие одинаковыми свойствами во всех точках,,
называются однородными. Среды, параметры которых задаются
функциями координат, называются неоднородными. Среды, свой-
свойства которых не зависят от величины поля, называются линей-
линейными. Среды, параметры которых являются функциями напря-
женностей электрического или магнитного поля, называются не-
нелинейными. Среды, свойства которых не зависят от направления:
вектора' напряженности поля Е или Н, назыпаются изотропными,.
Среды, параметры которых меняются в зависимости от изменения
направления векторов магнитного и электрического полей, назы-
называются анизотропными.
Ниже, за исключением специально оговоренных случаев, рас-
рассматриваются явления в однородных, линейных и м.чотропных сре-
средах.
1.3. УРАВНЕНИЯ МАКСВЕЛЛА
И ИХ ФИЗИЧЕСКИЙ СМЫСЛ
В технике СВЧ чаще всего используются рассматриваемые,
ниже уравнения Максвелла для гармонических колебаний [1, 2].
Так же, как и в технике низких частот, в диапазоне СВЧ при
анализе гармонических процессов применяется метод комплекс-
комплексных амплитуд, при котором векторы поля и другие величины, из-
10
меняющиеся во времени по гармоническому
поле
COS
закону, например,
Е (/) =Етх COS
+Emz cos (ayt + ф2) \
заменяется комплексной амплитудой
где EmXi Emyt Emz — амплитуды отдельных составляющих поля,
являющиеся функциями пространственных координат х, у, z\ фж,
<ру, Фг — их фазы: \х, \у, 1г — единичные векторы, направленные
вдоль осей х, у, z соответственно.
Поскольку в книге рассматриваются только гармонические
колебания, то отдельные обозначения для комплексных амплитуд
и величин, связанных с ними, не вводятся. В общем случае в
электродинамике используется четыре уравнения Максвелла, но в
случае гармонических электромагнитных полей система этих урав-
уравнений для комплексных амплитуд сводится к двум первым урав-
уравнениям. Два других уравнения, представляющие собой обобщение
законов Гаусса для электрического и магнитного .полей, в случае
гармонических колебаний вытекают из двух предыдущих.
Первое уравнение Максвелла является обобщением закона
полного тока (Ампера), согласно которому циркуляция вектора
напряженности магнитного поля Н по замкнутому контуру / рав-
равна току I, пронизывающему данный контур,
До Максвелла под током / понимался только ток проводимо-
мости. Максвелл предположил, что изменяющееся во времени
электрическое поле, например, поле между обкладками конден-
конденсатора (рис. 1.2), также способно подобно току проводимости
создавать магнитное поле. Для качественной оценки этого эф-
эффекта Максвелл ввел понятие тока смещения и установил, что
плотность тока смещения равна
A.8)
-см -ajf-
Рис. 1.2. Ток и электромагнитное поле в конденсаторе
11
Ток смещения состоит из двух составляющих: первая (sodEfdt}
соответствует только изменению электрического поля (ток Сме-
Смещения в вакууме); вторая (dP/dt) обусловлена движением свя-
связанных в атомах зарядов в результате их поляризации перемен-
переменным током (поляризационный ток).
Таким образом, рассматривая среду, в которой может рас-
распространяться электромагнитная энергия, Максвелл пришел к вы-
выводу, что полный ток, создаваемый переменным электрическим
полем, в этой среде должен включать в себя как ток проводимо-
проводимости /пр, так и ток смещения /см: /=/пр + /см.
Используя A.4) и П.8), можно определить полную объемную*
плотность токов
Очевидно, что полный ток, проходящий через некоторую поверх-
поверхность S, опирающуюся на контур /, будет равен [2]
8 s
где dS — вектор, перпендикулярный поверхности S, равный бес-
бесконечно малой площади, образующий правовинтовую систему с
направлением обхода S.
Учитывая предположения Максвелла, закон полного тока
можно представить уравнением
<fHdl = J*(ea^-+oEW A.9)
/ s \ ot )
которое принято называть первым уравнением Максвелла в ин-
интегральной форме.
Используя теорему Стокса, известную из векторного анализа,
это уравнение можно представить в следующем виде:
JioHUS-jU-f-
s s\dt
Поскольку площадь S выбрана произвольно, то из этого следует
равенство подынтегральных величин , что позволяет получить
первое уравнение Максвелла в дифференциальной форме, которое
для случая гармонических колебаний имеет следующий вид [2]:
rot Н = сгЕ + 1|(оеаЕ = га)8каЕ. A-Ю)
Первое уравнение Максвелла утверждает: если в некоторой
точке пространства существует переменное электрическое поле,
создающее токи проводимости и смещения, то в окрестности этой
точки возникает переменное вихревое магнитное поле, создавае-
создаваемое этими токами.
Электрическое поле и создаваемое им магнитное поле образу-
образуют правовинтовую систему (рис. 1.3).
Второе уравнение Максвелла является обобщением закона
индукции Фарадея. Фарадей установил, что если через поверх-
12
1'пс. 1.3. К первому
\ равнению Максвелла
(С
Рис. 1.4. Ко второму
уравнению Максвелла
J)
ностьЗ, ограниченную проводящим контуром /, проходит меня-
меняющийся во времени магнитный поток, то в замкнутом контуре /
возникает электродвижущая сила индукции е, равная
е = —дФ/д1. A.11)
До Максвелла считалось, что это уравнение справедливо толь-
только для случая проводящего контура. Максвелл предположил, что
оно справедливо также и в том случае, если среда не обладает
проводимостью, т. е. всякое изменение магнитного поля во вре-
времени вызывает (независимо от параметров среды) появление
электрического поля.
Электродвижущую силу, наводимую в замкнутом контуре,
можно представить как циркуляцию вектора Е по этому контуру:
i
а связь магнитного потока с вектором В определить соотношени-
соотношением
Это позволяет представить уравнение A.11) в следующем виде:
которое называется вторым уравнением 'Максвелла в интеграла*
ной форме.
Используя теорему Стокса, с помощью тех же преобразова-
преобразований, как и в предыдущем случае, получим уравнение для гармо-
гармонических колебаний [2]:
. A.12)
Второе уравнение Максвелла утверждает: если в некоторой
точке пространства существует переменное магнитное поле, то в
окрестности этой точки возникает переменное вихревое электриче-
электрическое поле. Магнитное поле и создаваемое им электрическое поле
образуют левовинтовую систему (рис. 1.4).
Особо отметим, что электрическое поле может быть также по-
потенциальным.
EI
Таким образом, гармоническое электрическое поле может бщть
вихревым, потенциальным или представлять собой суперпозицию
потенциального и вихревого полей, в то время как магнитное по-
поле всегда вихревое. J
Заключения по первому и второму уравнениям Максвелла по-
позволяют сделать 'вывод о тесной связи электрической и магнитной
составляющих в переменном электромагнитном поле. Эта взаимо-
взаимосвязь выражается в том, что созданное сторонними источниками
меняющееся во времени электромагнитное поле может существо-
существовать вне этого источника за счет собственной энергии, т. е. пре-
преобразования энергии электрического поля в энергию магнитного
поля и обратно.
Третье уравнение Максвелла является обобщением закона
Гаусса для электрического поля. Оно связывает поток вектора
электрического смещения через произвольную замкнутую поверх-
поверхность 5 с зарядом Q внутри этой поверхности:
Максвелл предложил использовать его в случае переменных
полей, полагая, что заряд Q может быть произвольно распреде-
распределен внутри поверхности S. Поэтому в общем случае
§DdS = $
s v
— третье уравнение Максвелла в интегральной форме.
Перейти к дифференциальной форме этого уравнения, исполь-
используемой при гармонических колебаниях, можно, применив теорему
Остроградского — Гаусса, известную из векторного анализа. При
этом его можно представить в следующем виде:
SdivDdV= SpdV.
V V
Это равенство удовлетворяется при любом объеме V, что воз-
возможно при
div D = p.
В случае гармонических колебаний соответпнующее движение
зарядвв в диэлектриках отсутствует, поэтому принимают р = 0,
divD=0 A.13)
— третье уравнение Максвелла для гармонических колебаний.
Из третьего уравнения Максвелла следует, что дивергенция (из-
(изменение) вектора D отлична от нуля в тех точках пространства,
где имеются свободные заряды. В таких точках линии вектора D
имеют начало (исток) или конец (сток). Линии вектора D начи-
начинаются на положительных зарядах и заканчиваются на отрица-
отрицательных.
Четвертое уравнение Максвелла является обобщением закона
Гаусса для магнитного поля. В интегральной форме оно совпада-
14
от \ соответствующим уравнением, выражающим закон Гаусса
а том же основании, что и в предшествующем случае, мож-
можно перейти к записи этого уравнения в следующем виде:
dil/B = 0, A-14)
являющимся четвертым уравнением Максвелла для гармониче-
гармонических колебаний. Оно показывает, что в природе отсутствуют маг-
магнитное заряды и силовые линии магнитного поля всегда замкну-
замкнуты (непрерывны).
П|ри решении конкретных задач систему уравнений Максвел-
Максвелла необходимо дополнить материальными уравнениями A.2),
A.4), которые характеризуют влияние среды на протекающие в
в ней электромагнитные процессы.
1.4. ГРАНИЧНЫЕ УСЛОВИЯ
Граничными условиями называются соотношения, устанавли-
устанавливающие связь между векторами электромагнитного поля в раз-
различных средах у границы раздела. Используя граничные усло-
условия на поверхности, ограничивающей внутренний объем СВЧ-уст-
ройства, с помощью уравнений Максвелла можно рассчитать по-
поле внутри этого объема, а затем, зная электрические характерис-
характеристики используемых материалов, можно определить основные элек-
электрические характеристики СВЧ-устройства.
Граничные условия удобно формулируются для тангенциаль-
тангенциальных Ет и Нх и нормальных Еп и Нп составляющих электромаг-
электромагнитного поля. Можно показать [2], что граничные условия в ком-
комплексной форме для нормальных составляющих поля будут удов-
удовлетворены, если выполняются граничные условия для танген-
тангенциальных составляющих поля. Последние на границе раздела
произвольных сред имеют вид
Е1т = Е2г- #1т=#2т. ¦ A.15)
Тангенциальные составляющие векторов напряженности элек-
электрического и магнитного полей на границе раздела двух сред
непрерывны.
При изучении переменного электромагнитного поля вне метал-
металлических проводников, на границе раздела с металлом, проводни-
проводники часто заменяются идеально проводящей средой, которая ха-
характеризуется значением а = оо. Эта замена основана на том об-
обстоятельстве, что идеально проводящая среда достаточно пра-
правильно воспроизводит влияние реальных металлических провод-
проводников на электромагнитное поле вне их.
Внутри идеального проводника E=Jnp/a=0, т. е. электриче-
электрическое поле внутри идеального проводника всегда равно нулю. Из
второго уравнения Максвелла A.12) следует, что при Е = 0,
15
db/dt=Q и В = const, т. е. только переменное магнитное поле в
проводнике равно нулю, а постоянная составляющая может быть
отличной от нуля. Таким образом, переменное электромагнитное
поле внутри идеального проводника равно нулю.
Граничные условия для поверхности идеального проводника
имеют следующий вид: /
?it = O; H1X = JS.
I
На поверхности идеального проводника тангенциальная состав-
составляющая вектора напряженности электрического поля Е\т эавна
нулю, а тангенциальная составляющая вектора напряженности
магнитного поля Н\х по величине равна плотности поверхностно-
поверхностного тока и направлена перпендикулярно направлению Js.
1.5. ВОЛНОВЫЕ УРАВНЕНИЯ
Определить структуру и другие характеристики поля непосред-
непосредственно из уравнений Максвелла затруднительно, поэтому урав-
уравнения A.10) и A.12) преобразуют [2] и приводят к следующему
виду:
0; A.17)
0; A.18)
где
A.19)
— волновое число.
Уравнения A.17) и A.18) известны как однородные уравнения
Гельмгольца, или однородные волновые уравнения. Уравнения
Гельмгольца описывают распространение волн в пространстве и
являются доказательством того, что изменение во времени элект-
электрических и магнитных полей приводит к распространению элект-
электромагнитных волн в пространстве.
Доказательство волнового характера распространения элект-
электромагнитной энергии является одним из важнейших результатов
теории Максвелла.
В декартовой системе координат волновые уравнения для со-
составляющих поля по осям х, у и z имеют одинаковую форму.
Например, уравнения для составляющих электромагнитного поля
по оси распространения z имеют вид
z2 + k2Ez = 0; A.20)
.dz2 + k2Hz=0. , A.21)
Это позволяет ограничиться рассмотрением однородного уравне-
уравнения для-какой-либо-одной составляющей, например Ez.
16
1.6. ЭНЕРГИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ПОЛЯ
При исследовании гармонических электромагнитных полей в
установившемся режиме пользуются средним за период колеба-
колебаний вначением энергетических величин [2].
Из уравнений Максвелла следует, что энергия электромагнит-
электромагнитного! поля Wcp, заключенная внутри объема V, складывается из
суммы энергий электрического W3.Cp и магнитного lFM.cp полей:
Щср=^э.ср + №м.ср, A.22)
где
.ср
4 v
— электрическая энергия;
4 *'
A.23)
— магнитная энергия.
На основании общих физических представлений можно пред-
предположить, что энергия электромагнитного поля расходуется на
тепловые потери и рассеивается в окружающее пространство:
Пользуясь уравнениями Максвелла, можно найти следующие
количественные соотношения этих величин:
п.ср
= — $о ШУ
2 v
A.24)
—средняя мощность джоулевых потерь, где * обозначает комп-
комплексно-сопряженную величину;
/>2cp=*ReIldS A.25)
s
— средний поток энергии, излучаемой через замкнутую поверх-
поверхность S, ограничивающую объем V, где
= 0,5[Е, Н]
A.26)
— комплексный вектор Пойнтинга, определяющий количество
энергии, протекающей в единицу времени через единичную пло-
площадку, перпендикулярную направлению потока энергии. Направ-
Направление П определяется направлением движения буравчика, руко-
рукоятка которого вращается от Е к Н. Вектор Пойнтинга характери-
характеризует интенсивность излучения электромагнитной энергии; средняя
за период плотность мощности излучения
= 0,5Re[E, HI.
A.27)
Г7
1.7. ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЕ ПОЛЕ
В ДИЭЛЕКТРИКАХ И ПРОВОДНИКАХ
Рассмотрим электромагнитное поле плоской однородной /вол-
/волны, распространяющейся в неограниченной однородной изотроп-
изотропной среде, которую создает любой источник электромагнитного
излучения на достаточно большом расстоянии на ограниченной
поверхности. I
Тип волны (плоская, сферическая, цилиндрическая и дрЛ оп-
определяется формой волнового фронта. Волновым фронтом назы-
называется поверхность равных фаз электромагнитной волны. Если
поверхности равных фаз и равных амплитуд совпадают, то та-
такие волны называются однородными. В соответствии со сказан-
сказанным, плоской однородной электромагнитной волной называется
волна, у которой поверхности равных фаз и амплитуд являются
одной и той же плоскостью.
Выберем декартову систему координат с направлением оси г,
совпадающим с направлением распространения волны. Волновое
уравнение A.18) для составляющей Ех в рассматриваемом слу-
случае примет вид
d2EJdz2 + k2E^=0. A.28)
Решение этого уравнения для неограниченной среды, в которой
возбуждена бегущая волна (волна, распространяющаяся в на-
направлении оси г), будет следующим:
Ex(z) = Emxe-v>*. A.29)
Аналогично для магнитной составляющей
Hy(z) = Hmye-v>*, A.30)
где 71 = а+ф — коэффициент распространения.
Запишем решение волновых уравнений A.29) и A.30) для
среды без потерь в тригонометрической форме
Ex(z, t) =E
На рис. 1.5 приведены графики, соответствующие последним
уравнениям. Эти графики представляют собой картину распре-
распределения электромагнитного поля плоской однородной волны при
t== const для случая, когда в среде отсутствуют потери (а = 0).
Е
р
Если в среде имеются потери
theorist
(а=т^0), то амплитуды волн
Е и Н будут уменьшаться
по экспоненциальному закону
и между ними появится фазо-
фазовый сдвиг.
Рис. 1.5. Распределение составляющих
поля вдоль оси Z в плоской одно-
однородной волне
Пользуясь известными аналитическими соотношениями, запи-
запишем уравнения Максвелла A.10) и A.12) в декартовой системе
координат [2]:
dHjdy
=i(u ек
A-31)
dHyjdx ~ dHjdy = i соека Ez
¦— первое уравнение;
dEjdy + kxEy= -i tu|wa Hx,
-k1Ex-dEjdx= -ia>ixaHy, 0-32)
дЕу/дх — dEjdy = — i <ojxa Hz
— второе уравнение.
В этих уравнениях производные по координате z заменены мно-
множителем— k[, так как для всех направленных волн, в том числе
и плоских A.29) и A.30), зависимости составляющих поля по
этой координате определяются 'Множителем e~kiZ.
Поскольку в однородной плоской волне Е(х, у) = const и Н(х,
*/)=const, то dEx[dx=dEvfdy = dHxjdx=dHy/dy = O. Анализируя
A.31) и A.32), можно утверждать, что в плоской однородной
волне отсутствуют продольные, составляющие поля Hz=0 и Ez =
— 0, а векторы поперечных составляющих электрического и маг-
магнитного полей взаимно перпендикулярны.
Поляризация электромагнитного поля. В принятом на рис. 1.5
расположении координатных осей вектор Е всегда колеблется в
плоскости xOz. При этом конец вектора Е в плоскости, перпенди-
перпендикулярной направлению распространения и неподвижной относи-
относительно его самого, описывает прямую линию. Волна, обладаю-
обладающая этими свойствами, называется линейно поляризованной. Пло-
Плоскость xOz называется плоскостью поляризации.
Предположим, что волна возбуждается двумя когерентными
источниками с взаимно перпендикулярными по направлению и
одинаковыми по величине векторами, Е% в зависимости от фазо-
фазового угла ф между составляющими векторами будет описывать
прямую при <р = 0, эллипс при ф=т^=0 (рис.- 1.6,а) и окружность при
Ф = 90о (рис. 1.6,6). Аналогично и волны называются с линейной,
эллиптической и круговой поляризацией. В зависимости от на-
направления вращения вектора Е2 различают волны с правой (век-
(вектор Е2 вращается по часовой
стрелке) или левой (вектор Es
вращается против часовой
стрелки) поляризацией. В обо-
их случаях для определения
направления вращения необхо-
димо смотреть навстречу волне.
Рис. 1.6. Поляризация поля плоских
однородных волн:
а — эллиптическая; б — круговая
г-
\
а)
19
Заметим, что любую волну с вращающейся плоскостью поля-
поляризации можно представить как суперпозицию двух сдвинутых /ho
фазе и в пространстве линейно поляризованных волн. /
Основные характеристики электромагнитного поля. К основ-
основным характеристикам электромагнитного поля относятся сле-
следующие:
1. Коэффициент распространения — характеризует изменение
амплитуды и фазы бегущей электромагнитной волны. Под бегу-
бегущей волной будем понимать электромагнитную волну определен-
определенного типа, распространяющуюся в линии передачи только в од-
одном направлении. Коэффициент распространения находится путем
подстановки решения однородного волнового уравнения A.29) в
волновое A.28):
y2iEx + k2Ex=0 или G21+&2)?х=0.
Эти уравнения удовлетворяются при условии
\ = 0,
т. е. Yi = ik = mV^K- A.33)
Из A.33) следует, что коэффициент распространения явля-
является комплексной величиной и для плоских однородных волн на
заданной частоте определяется только параметрами среды ека, \Ла.
2. Коэффициент затухания — определяет уменьшение ампли-
амплитуды электромагнитной волны при прохождении одного метра пу-
пути и при размерности в децибелах на метр (дБ/м) равен дейст-
действительной части коэффициента распространения, умноженной на
8,68:
ае = 8,68 а VKJy^s'm F/2) = 8,68 со ]/ea ^/cos 6/sin F/2). A.34)
3. Коэффициент фазы — показывает изменение фазы волны
при прохождении одного метра пути. Коэффициент фазы в ради-
радианах на метр (рад/м) равен мнимой части коэффициента распро-
распространения
os F/2) = ю /eafia/cos6cos F/2). A.35)
4. Фазовая скорость — скорость перемещения фронта гармони-
гармонической волны. Гармоническая волна описывается уравнением
A.29) или
Ех(г, t) = Emxe-™Cos(«>t-$z + q>). A.36)
Волновой фронт этой волны, как плоскость постоянных фаз,
не меняющихся при движении, должен удовлетворять уравнению
cot—[32=const. Для бесконечно малых изменений t и z cadt—
—fidz=0 или a>dt = $dz. Пользуясь обычным определением скоро-
скорости, найдем, что фазовая скорость плоской волны
1>фо = ^г/?#=со/р. A.37)
С учетом A.35) можно записать f
УфО= Ml^a Ha/COS 6'COS F/2)]. A.38)
20
5. Длина волны — расстояние, пройденное волной за период ко-
колебания. Используя соотношения Г = 2я/ш, A.37) и A.38), полу-
чаем
A.39)
I = 2я/ [© Vk Ha/cos б'cos E/2) 3 • (
6. Групповая скорость — скорость распространения огибающей
сложного сигнала. Понятие групповой скорости вводится в слу-
случаях дисперсной системы передачи и сложных сигналов, состоя-
состоящих из колебаний нескольких частот, когда понятие фазовой ско-
скорости неприменимо.
Рассмотрим сигнал, состоящий из двух колебаний с близко-
близкорасположенными частотами и одинаковыми амплитудами
fco,f—v'z „ l<att—y"z
Для упрощения примем, что волны распространяются без затуха-
затухания vi = ip. В этом случае уравнение для суммарного поля
Е = E
= Ы2—coi и
= fb—Pi являются
Далее будем полагать, что
величинами достаточно малыми.
Рассмотрим скорость, с которой перемещается в направлении
распространения какая-либо точка на огибающей электромагнит-
электромагнитной волны. Эта точка должна удовлетворять уравнению Дсо?—
—Aj32 = const. Для бесконечно малых t и z получим kadi—A$dz =
= 0. Отсюда скорость распространения какой-либо точки на оги-
огибающей волны сложного сигнала, т. е. групповая скорость, будет
равна
vTp=dz/dt=&&/&$.
Если рассматривать непрерывный частотный спектр модулиро-
модулированного колебания, то в пределе можно полагать
A.41)
и со = 2я;УфоД, то
Если произведем замену переменных р =
после несложных преобразований получим [2]
d
«фо
—-1
—1
фо
dl
Уравнение A.42) показывает, что в случае изменения фазо-
фазовой скорости от частоты (длины волны) групповая скорость не
равна фазовой скорости. Зависимость фазовой скорости волны
от частоты (длины волны) называется дисперсией.
7. Характеристическое сопротивление волны — это отношение-
поперечной составляющей напряженности электрического поля к
поперечной составляющей напряженности магнитного поля бе-
бегущей волны.
21
Найдем это отношение для плоской однородной волны. Для
этого воспользуемся вторым уравнением Максвелла A.32), от-
откуда «следует, что для плоской однородной 'волны
Из этого выражения следует, что для плоской волны отноше-
отношение электрической Ех и магнитной Ну составляющих поля для
данной среды есть величина постоянная. Это отношение, равное
« = У Ца/е«а - К(*а cos ЫЧ [cos 6/2 + i sin 6/2], A.43)
имеет размерность сопротивления.
Диэлектрики с большими потерями (tg6~l). Свойствами
диэлектриков с большими потерями обладают питьевая и мор-
морская вода, оксиды металлов и др. Для расчета основных характе-
характеристик электромагнитного поля в этих средах пользуются соот-
соотношениями A.33) — A.35), A.38), A.40), A.42), A.43) без из-
изменений. Их анализ позволяет сделать следующие заключения:
диэлектрики с большими потерями являются диспергирующи-
диспергирующими средами;
все основные характеристики волны в этих диэлектриках зави-
зависят от частоты;
коэффициент затухания имеет большое значение и его не-
необходимо учитывать во всех практических расчетах;
характеристическое сопротивление имеет комплексный харак-
характер, при этом вектор Н опаздывает по фазе относительно векто-
вектора Е на угол 6/2.
Диэлектрики без потерь (tg6~0, a = 0). Свойствами диэлект-
диэлектрика без потерь обладает вакуум. Соотношения для расчета ос-
основных характеристик электромагнитного поля приводятся к
виду;
A.45)
A.46)
A.47)
где j30 — коэффициент фазы в вакууме; Zc0 = 377 Ом — характе-
характеристическое сопротивление плоской волны в вакууме; с=
= 1/]^еоМо = 3-108 м/с—скорость плоской волны (света) в ва-
вакууме: Яо — длина волны в вакууме.
Пользуясь этими уравнениями, установим следующие харак-
характерные свойства плоских однородных волн в диэлектрике без по-
потерь:
отсутствие затухания;
независимость скорости распространения от частоты (нет дис-
дисперсии) ;
равенство скоростей распространения волны и света;
22
независимость характеристического сопротивления от частоты;
отсутствие временного фазового сдвига между составляющи-
составляющими поля Ех, Ну.
Диэлектрики с малыми потерями (tg6<10~2). Свойствами
диэлектриков с малыми потерями обладают все диэлектрики, ис-
используемые в технике СВЧ (полиэтилен, фторопласт, керамика и.
др.). Для расчета основных характеристик электромагнитного
поля в этих средах пользуются соотношениями A.44) — A-47).
Поскольку tgb — конечная величина, то во многих расчетах необ-
необходимо учитывать потери в этих средах. Коэффициент затухания
в этом случае, согласно A.34), при \i=\
ae=27,3yTtg6A0. A.48)
Важно отметить, что диэлектрики, используемые в СВЧ-уст-
ройствах, не являются диспергирующими средами, так как их па-
параметры 8а и \1а слабо зависят от частоты.
Металлы (tg6^1). Для расчета основных характеристик
электромагнитного поля, используя A.33), можно получить сле-
следующие соотношения:
' A.49)
A.51)
A.52)
A.53)
Сравним параметры плоских волн в металле и вакууме на час-
частоте 1 ГГц:
в вакууме: в металле (меди):
Zc0 = 377 Ом Zc=l,16-10-2 Ом
ао = О а = 4,75-105 Нп/м
Ро=21 рад/м .р = 4,75-105 рад/м
А,о = 0,3 м A,= l,32-10-5 м
уф = 3-108 м/с уф0= 1,32-104 м/с
Анализируя A.49) — A.53), можно сделать следующие выводы
относительно основных свойств электромагнитного поля в метал-
металлах:
коэффициенты фазы и затухания равны между собой;
реактивная и активная составляющие характеристического-
сопротивления равны между собой;
вектор Н отстает по фазе от вектора Е на угол, равный 45°;
основные характеристики по абсолютной величине на несколь-
несколько порядков отличаются от соответствующих характеристик в ди-
диэлектриках (характеристическое сопротивление, фазовая скорость
и длина волны уменьшаются, коэффициент затухания возрас-
возрастает);
23
амплитуды боли вдоль направления распространения быстро
уменьшаются.
Последнее свойство металлов принято оценивать глубиной
проникновения. Под глубиной проникновения бс следует понимать
расстояние, при прохождении которого электрическое поле ослабе-
ослабевает в е=2,72 раз, т. е.
Из этого соотношения следует а(г + бс—z)=\, т. е.
/
/Иаа. A.54)
Глубина проникновения определяется как величина, обратная
коэффициенту затухания. Как видно из A.54), 6С зависит от час-
частоты: чем больше частота, тем меньше глубина проникновения.
На СВЧ глубина проникновения в металлах незначительна и
тем меньше, чем больше их проводимость и магнитная проницае-
проницаемость.
1.8. ПОВЕРХНОСТНЫЙ ЭФФЕКТ
В предыдущем параграфе было показано, что переменное
электромагнитное поле внутри металла, а следовательно, и плот-
плотность токов проводимости (Jup = gE) быстро убывают по мере
удаления от поверхности. Это создает концентрацию токов СВЧ
у поверхности металла. Анализ этого явления [2], называемого
поверхностным эффектом, или скин-эффектом, позволяет прийти
к следующим полезным для практики выводам:
1) поверхностное сопротивление металла Zs равно его харак-
характеристическому сопротивлению Zc, т. е.
Z,-Zc»(l+0 1/^/]^=A+0/(абс); A.55)
2) активная составляющая поверхностного сопротивления Rs
равна реактивной составляющей Х$\
3) активная составляющая поверхностного сопротивления
R, = Vnf\iJ<J=l/o8c A.56)
при толщине пластины (пленки), превышающей 5С, не зависит от
самой толщины и равна сопротивлению аналогичной пластины
(пленки) толщиной 6С на постоянном токе;
4) поверхностный эффект уменьшает эффективное сечение
проводника, являясь причиной увеличения его активного сопро-
сопротивления и затухания;
5) поверхностное сопротивление fis увеличивается, а внутрен-
внутренняя индуктивность
A.57)
уменьшается с увеличением частоты;
24
6) на поверхности реального проводника существует не равная
пулю касательная составляющая электрического поля
Ex=Zc2Hx = Zc22Hnun. A.58)
Соотношение A.58) принято называть условием Леонтовича—
Щукина.
¦1.9. ВОЛНЫ НА ПОВЕРХНОСТИ РАЗДЕЛА
ДВУХ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СРЕД
Нормальное падение волны. Рассмотрим случай, когда волна
переходит из диэлектрической среды с параметрами еаь. fxai, gi =
— О A на рис. 1.7) в диэлектрическую среду с параметрами еэ?,
Маг, О2 = 0 B на рис. 1.7). При переходе волн из одной среды в
другую можно, естественно, предполагать существование трех ти-
типов волн: падающей Ппад, отраженной ПОтр и преломленной ПяР.
На практике принято выражать комплексную амплитуду от-
отраженной волны через комплексный коэффициент отражения
¦I к = -С'Отр/-С11ад> A.ЭУ)
а комплексную амплитуд преломленной волны- через комплек-
комплексный коэффициент преломления
Тк=ЕпР!Епая. A.60)
Для определения Гк и Тк пользуются условиями A.15).
Необходимые при этих расчетах значения тангенциальных со-
составляющих на границах раздела определяются соотношениями
F — F -\- F • F — F
т — ^пад i -^отр » -^2т ^пр »
11lx ^7пад ^7отр1 ^72т — '¦'пр-
Перед Я0Тр знак минус определяется изменением направления
движения отраженной волны на противоположное по отношению
к падающей. В соответствии с граничными условиями
'2Т »
'пр
или
¦^пад Т
Я1Т =
или
^"пад
Zci
¦ГКЕ
^2Т.
Г
Т
пад— * к
Япад~
?"пад
zcl
Е апд',
" "отр == **щ
гр Япад
7
4Е по
ы
отр
¦отр
отр
Рис. 1.7 Нормальное падение волны
на границу раздела двух сред
¦пр
¦пр
^р
25
Используя эти уравнения, определим
Г
Гк = {ZC2—
TK = 2Zc2f(Zc2+Zcl). A.61)
Как следует из этих соотношений, величины Гк и Тк опреде-
определяются параметрами граничащих сред.
Падение волны под произвольным углом. При падении волны
под произвольным углом коэффициенты отражения и преломле-
преломления зависят как от угла падения и преломления, так и от поляри-
поляризации падающей волны [2].
Здесь важно отметить два крайних случая:
1. Падение волны с перпендикулярной поляризацией (рис.
1.8,а, вектор Енад перпендикулярен плоскости падения). В этом
случае изменяются значения тангенциальных магнитных состав-
составляющих поля, которые станут равными, #i т =//падСОБ ф—#OTpCos 'p
м H2T = HUpCos\jp. Учитывая эти зависимости, получим
¦р Zc2 cos ф — ZC1 cos \p
Zc2 cos ф + Zcl cos ij;
(Zc2 cos ф -f- Zx cos г|))
2. Падение волны с параллельной поляризацией (рис- 1.8,6,
вектор Ецад параллелен плоскости падения). В этом случае изме-
изменяются значения тангенциальных электрических составляющих
поля, которые станут равными E\x=EaaAcos ф + forpcos ф и Е2х —
~Enpcosty. При этих условиях
Г — -Zf 1 COS ф — ZC2 COS Яр
ZC1 cos ф -f Zc2 cos яр
T — 2 Zc2 cos ф A.63)
Zcl cos ф -\- Zc2 cos яр
\нпад
Ппад\
?«2 E
21
нотр /
5^ГЕотр
7 л.
/патр ?«/
\ У
к
Рис. 1.8. Падение волны на границу "раздела под произвольным углом:
а — перпендикулярная поляризация; б — параллельная поляризация
26
Для рассмотренных случаев справедливы законы геометриче-
геометрической оптики. Сформулируем их:
1) векторы Пойнтинга падающей, отраженной и преломленной
ноли лежат в одной плоскости, называемой плоскостью падения;
2) угол падения ф равен углу отражения ф';
3) отношение синуса угла падения ф к синусу угла преломле-
преломления г|э есть величина постоянная для двух данных сред:
si:r^/sinij) = rt2//2i=/z, A.64)
где П\~ V^eaifXai, ^2= V^а2Ца2 — абсолютные показатели прелом-
преломлений; /г= V"8a2]Aa2/eai|iai — относительный показатель преломле-
преломления.
Используя эти законы и формулы A.60) — A.63), можш уста-
установить два практически важных случая:
а) для обычных диэлектриков с га\Фъ&2 и \1а\=^&2=щ суще-
существует угол (угол Брюстера), определяемый из A.63)
<pB = arctg>^7i7, A.65)
при котором вся энергия проходит параллельно поляризованной
волне из первой среды во вторую (Гк = 0);
б) если волна приходит из оптически более плотной среды в
оптически менее плотную П\>п2, то согласно A.62)^— A.64) при
угле падения, больше чем фПо = агс81п(/г2/«1), она полностью отра-
отражается от поверхности (раздела этих сред (Гк = 0, фПо = 90°).
1.10. ВОЛНЫ НА ПОВЕРХНОСТИ РАЗДЕЛА
ДИЭЛЕКТРИК — ПРОВОДНИК
Рассмотрим случай, когда волна, движущаяся в диэлектричес-
диэлектрической среде с параметрами еаь ^ai и ai = 0, встречает на своем пути
идеальную проводящую поверхность с а2 = °°. Будем полагать, что
поверхность раздела находится в плоскости хОу. Направление рас-
распространения падающей волны соответствует положительному на-
направлению оси z.
Характеристическое сопротивление идеально проводящей по-
поверхности равно нулю. Поэтому при падении плоской волны из ди-
диэлектрика на идеально проводящую поверхность надо принять
ZC2 = 0. Тогда коэффициент отражения для волн с нормальным па-
падением и для волн, падающих под углом с перпендикулярной по-
поляризацией, будет равен минус единице, а для волн, падающих
под углом, но с параллельной поляризацией — плюс единице
[см. формулы A.61) —A.63)].
В случае отрицательного коэффициента отражения электриче-
электрическое поле падающей и отраженной волн на поверхности проводни-
проводника вычитается и общее поле равно нулю Ех =0, а магнитное, нао-
наоборот, складывается и удваивается Нх =Япад + Яотр = 2Япад. По-
Поверхностный ток Js при этом протекает в направлении Епад, а его
амплитуда, согласно A.16), равна удвоенной амплитуде магнит-
магнитного поля падающей волны JS = #T =2#пад.
27
Если плоская электромагнитная волна падает из воздуха под
углом ф на плоскую металлическую поверхность с большой, но
конечной проводимостью, то из A.64) следует, что при jj,ai = (ia2
показатель преломления я—К 8ка2/«о = У^ агЛ'юео >> 1, а угол пре-
преломления -ф будет очень малым. Другими словами, при любом
угле падения волна входит внутрь металла почти по нормали к
поверхности.
1.11. НАПРАВЛЯЕМЫЕ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ
ВОЛНЫ
Направляемые волны имеют место в линиях передачи. Знание
их свойств позволяет выявить основные характеристики устройств,
конструируемых на базе их отрезков.
Свойства направляемых волн определяются их структурой и
свойствами среды, в которой они распространяются. Структура
электромагнитного поля обычно находится следующим образом.
Вначале решается волновое уравнение Гельмгольца для одной из
продольных составляющих электромагнитного поля. Затем, ис-
используя уравнения Максвелла, через продольные составляющие
выражают поперечные составляющие [2J.
Примем декартову систему координат и предположим, что вол-
волны распространяются вдоль положительного направления оси г.
При принятом условии в решение волнового уравнения A.20) для
продольной координаты будет входить множитель e~YiZ, т. е.
где у\ — продольный коэффициент распространения, называемый
в дальнейшем коэффициентом распространения.
Воспользуемся этой зависимостью и перепишем волновое
уравнен/ие A.20) в следующем виде:
д*Е1д* д2Е
где
— поперечный коэффициент распространения.
Решая волновое уравнение A.66) методом разделения
менных [2], получаем
Ez (х, у, г) = [Ег sin (у2х х) + Е2 cos (у2х х)] х
X [Е3 sin (y2i,z/)+?4 cos {yw y)] e-v<*.
Аналогичное решение можно получить для составляющей
Hz (*> У, z)«[Нг sin (yZx х) + #з cos (y2x x)\ X
X [Н3 sin (у» у) + Я4 cos {y2J у)] e-vt*.
где
ylx + yle = ?2 или у2 = V у\
28
A.66)
A.67)
пере-
переA.68)
Яг:
A.69),
A.70)
Ey=
Ей Е2, Ег, Еа, Hi, Я2, Н3г Я4 — постоянные, определяемые из гра-
граничных и начальных условий.
Из решения волновых уравнений видно, что продольная сос-
составляющая электромагнитного поля в плоскости поперечного се-
сечения изменяется по синусам и косинусам. Постоянные уг* и у2у
определяют период изменения (вариации) поля в плоскости попе-
поперечного сечения и называются поперечными волновыми числами.
Каждой паре этих чисел соответствует своя структура поля нап-
направленных волн (свой тип волны).
Используя уравнения A.31) и A.32), определяем зависимость
поперечных составляющих Ех, Еу, Нх, Ну от координат через про-
продольные составляющие Ez, Hz:
Ex=\-klyh) fywidHJdy+yidEJdx); A.71)
A.72)
A.73)
^y = (~i/y22) {vuiidEzldx+yidHz/ду). A.74)
Многообразие конструкций линии передачи и большое количе-
количество возможных значений у2 говорят о наличии множества типов
волн электромагнитного поля в линиях передачи. Это многообра-
многообразие типов волн в реальных линиях передачи можно разделить на
четыре основные типа: поперечные электромагнитные Т-волны,
электрические Н-волны, магнитные Н-волны и гибридные (сме-
(смешанные) НЕ-волны.
Т-волной называется электромагнитная волна, векторы напря-
напряженности электрического и магнитного полей которой лежат в
плоскости, перпендикулярной направлению (распространения (Е2 =
= 0; Hz = 0).
Е-волной называется электромагнитная волна, вектор напря-
напряженности электрического поля которой имеет поперечную и про-
продольную составляющие, а вектор напряженности магнитного поля
лежит в плоскости, перпендикулярной направлению распростра-
распространения (#г=0).
Н-волной называется электромагнитная волна, вектор напря-
напряженности магнитного поля которой имеет поперечную и продоль-
продольную составляющие, а вектор напряженности электрического поля
лежит в плоскости, перпендикулярной направлению распростране-
распространения (Ez = 0).
НЕ-волной называется электромагнитная волна, векторы элект-
электрического и магнитного полей которой имеют отличные от нуля
поперечные и продольные составляющие. Эти волны могут рас-
рассматриваться как суперпозиция Е- и Н-волн.
Заметим, что приведенные здесь соотношения, выведенные для
линий без потерь, справедливы для реальных линий, имеющих не-
небольшие потери.
Рассмотрим основные характеристики различных типов на-
направляемых волн без учета влияния направляющих устройств.
Это влияние будет учтено при рассмотрении конкретных конструк-
конструкций с направляемыми волнами.
29
1.12. ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОПЕРЕЧНЫХ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН
Для Т-волны характерно EZ — HZ = Q. В соответствии с A.71)
и A.74)
у22Ех = у\Еу = у22Нх = у22Ну = 0.
Поскольку волны существуют и поля не равны нулю, то, оче-
очевидно,
. да1в- A.75)
Таким образом, коэффициент распространения Т-волны yi так
же, как и коэффициент распространения плоской однородной вол-
волны, равен волновому числу к. Следовательно, все характеристики
электромагнитного поля этих волн будут определяться теми же
соотношениями, что и соответствующие характеристики плоских
однородных волн (см. § ,1.7). В табл. 1.1 приведены формулы
для расчета основных характеристик Т-волн для наиболее распро-
распространенных в практике случаев использования диэлектриков с ма-
малыми потерями. Анализируя эти формулы и уравнения Максвелла
A.31) и A.32) при Е2 = Н2 = 0, можно сделать следующие выводы:
1) Т-волны не являются дисперсионными;
2) поперечные составляющие электрического и магнитного по-
полей взаимно перпендикулярны;
Таблица Л Л. Формулы для расчета характеристик направляемых «волн
Наименование характеристики
Коэффициент распростра
/<в V?aMa = Фо Veil
' Р° Ve(i —(А0ДКр)8
Коэффициент фазы р
о Уе}1 ~ (Л0/ЯКрJ
Коэффициент затухания
за счет диэлектрических по
27,3 Уе tgd/X0
Фазовая скорость
3-IOV Т/ер,-(Х0ДКр)>
К/ Уе ц - (Х0ДКр)а
Групповая скорость v
1 / Vea."a = 3-108/ Veil
Характеристическое со-
=377/ц/е <?н = ZT/ j/j _
противление Zthe
i
3) структура поля Т-волн в поперечном сечении направляющей
системы не зависит от частоты электромагнитных колебаний и
одинакова со структурой полей, создаваемых неподвижными за-
зарядами и постоянными токами. Это, в свою очередь, позволяет
сделать вывод, что в тех линиях, в которых возбуждаются Т-вол-
Т-волны, возможна передача анергии на любой частоте, начиная от
постоянного тока. Очевидно, конструкция таких линий должна со-
состоять как минимум из двух раздельных проводов.
1.13. ХАРАКТЕРИСТИКИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
И МАГНИТНЫХ ВОЛН
1. Критическая длина волны. Используя A.71) — A.74) и усло-
условие Нгф0, нетрудно убедиться, что для Е- и Н-волн 722=T2i +
4-к2ф0, а это означает, что продольный коэффициент распрост-
распространения yi, его составляющие а и [3, а также производные пара-
параметры (фазовая и групповая скорости, длина волны) должны за-
зависеть от поперечного коэффициента распространения у2 и свя-
связанных с ним параметров. Одним из наиболее важных парамет-
параметров, зависящих от 72, является критическая длина волны.
Будем полагать, что в реальных линиях передачи потери от-
отсутствуют. При этом допущении волновое число A.19)
к = (о /8^= 2 л/к =
я коэффициент распространения
уравнением
согласно A.67) определяется
-k2. A.77)
Задаваясь различными значениями k, рассмотрим три наибо-
наиболее характерных режима передачи направляемых волн:
уэ>&; Yi — вещественное число, поле в направлении оси быст-
быстро затухает;
y±<.k; yi — мнимое число, распространение энергии происхо-
происходит без затухания;
yz = k\ yi равно нулю, критический режим.
Таким образом можно сделать вывод, что в линии передачи
возможно распространение энергии Е- и Н-волн только при у2<.
<С BлДо) Ve\i, т. е. при длинах волн возбуждающих колебаний
(л.о^2л;]/?ц,/72). Введя соответствующий критическому режиму
параметр А,кр, связанный с у2 соотношением
или Хкр=2п1у2, A-78)
можно записать
Параметр ^кр называется критической длиной волны, которая
соответствует максимальной длине волны возбуждающих электро-
электромагнитных колебаний, способных распространяться в линии пере-
передачи с воздушным заполнением. В той же линии передачи, за-
заполненной диэлектриком с гф\ и [хф1, максимальная длина
31
волны возбуждающих колебаний А/Кр превышает Якр в Y е1*> Раз-
В качестве характеристики критического режима используется
также понятие критической частоты
/кр = УфО|ДкР = 3.108ДКр- A.79)
Она соответствует минимальной частоте электромагнитных ко-
колебаний, способных распространяться в линии с воздушным запол-
заполнением.
В той же линии передачи, заполненной диэлектриком с еф\
и \хф\, минимальная частота распространяющихся электромаг-
электромагнитных колебаний /'КР в У^ец раз меньше /КР, т. е. /'кр=/кр/j/EfT
Характеристики критического режима /кР, Ккр, как и у2, однознач-
однозначно определяются конструкцией линии передачи и типом волны.
2. Коэффициент распространения. Согласно A.76)—A.78) ко-
коэффициент распространения Е- и Н-волн
Уг
-V У* -k2 = ik Vl - {y2lkf = ik V\ -
A.80)
Из A.80), следует, что соотношения параметров направляемых
Е- и Н-воля могут быть получены из соответствующих соотноше-
соотношений для плоских однородных волн умножением на j-^l—(оАр)
Умножение на этот множитель, зависимый от частоты, говорит о
том, что Е- и Н-волны являются дисперсионными. Зависимости
фазовой и групповой скоростей Е- и Н-волн от частоты показаны
на рис. 1.9. Фазовая скорость равна бесконечности на критичес-
критической частоте и всегда больше скорости света в соответствующей
среде; групповая скорость равна нулю на критической частоте и
всегда меньше скорости света в соответствующей среде. При зна-
значительном увеличении частоты по сравнению с критической час-
частотой фазовая и групповая скорости приближаются к скорости
света в соответствующей среде.
Смешанные НЕ-волны также характеризуются дисперсионны-
дисперсионными свойствами. Их существование в линиях передачи и СВЧ-уст-
ройствах, как правило, является нежелательным.
3. Характеристическое сопротивление. Первое уравнение Мак-
Максвелла A.31) в случае Е-волн с учетом Hz=0 принимает вид
A-81)
у. A-82)
Эти уравнения позволяют сделать вывод о том, что в Е-волне
поперечные составляющие электрического и магнитного полей
взаимно перпендикулярны, а характеристическое сопротивление
ZE =
= - EVIHX =
Ze ]Л - {fjff,
или
32
A.83)
I'm. 1.9. Зависимость фазовой и труп-
ч'чюй скорости направленных волн
i частоты:
- область практической работы; 2 —
мррость плоской волны; 3 — область боль-
шмго затухания
Из этих формул в свою
очередь следует, что характе-
характеристическое сопротивление Е-
чолны меньше характеристиче-
характеристического сопротивления плоской
однородной волны; при Яо=
/ //')
кр
; р
(/=/'кр) оно стремится к нулю, а при Я0<Я'кр (/>ГкР)
приближается к значению характеристического сопротивления
плоской одно!родной волны.
Второе уравнение Максвелла A.32) для Н-волн с учетом Ez —
= 0 принимает вид
A-84)
A.85)
Из этих уравнений следует, что в Н-волне поперечные состав-
составляющие электрического и магнитного полей взаимно перпендику-
перпендикулярны, а характеристическое сопротивление
ZH = EJHV = - ЕУ1НХ = i
или
-(Я-оДкрJ. A.86)
Характеристическое сопротивление Н-волны больше характе-
характеристического сопротивления плоской однородной волны; при Хо=
= Х'кр (f=f\p) оно стремится к бесконечности, а при Хо-С&'кр
(f^fxp) приближается к значению характеристического сопро-
сопротивления плоской однородной волны.
Зависимость характеристического сопротивления Е- и Н-волн
от частоты показана на рис. 1.10.
Характеристическое сопротивление всех дисперсионных типов
волн в реальных линиях передачи зависит от свойств заполняю-
заполняющей среды и отношения частоты возбуждающих колебаний / к
критической частоте /'Кр.
В табл. 1.1 приведены формулы для расчета основных харак-
характеристик Е- и Н-волн.
Концепция парциальных волн. Распространение направляемых
электромагнитных волн приобретает простую физическую интер-
интерпретацию, если представить поля в виде суммы парциальных
волн, многократно отражающихся от стенок направляющей систе-
системы. Под парциальной волной будем понимать достаточно малую
часть плоской однородной волны.
2—79 33
Рис. 1.11. Распространение Н-волн
между двумя пластинами
Рассмотрим рис. 1.11, где
показано распространение Н-
волн между двумя параллель-
параллельными пластинами. В этом слу-
случае волну, распространяющую-
распространяющуюся вдоль оси z, можно пред-
представить как результат много-
многократного отражения от металлических стенок парциальных волн,
условием распространения которых является [2]
Рис. 1.10. Зависимость характеристичес-
характеристического сопротивления направленных воли
от частоты (заштрихована область боль-
большого затухания)
= 0, 1, 2, 3...
A.87)
При угле 6 = 0 волны, отражаясь от противоположных стенок,
прекращают свое движение вдоль оси г. Согласно A.87) при за-
заданном размере а существуют критические длины волн, опреде-
определяемые при условии 6 = 0, cos6=1, т. е. Хкр = 2а!п. При такой ин-
интерпретации процессов распространения волн можно получить
[2] уравнения для определения основных характеристик волн
(уф, ZCt I, p), не отличающиеся от тех, которые были получены
выше методами электродинамики.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Перечислите и дайте физическую интерпретацию электромагнитных свойств
сред.
2. Запишите уравнения Максвелла для гармонических колебаний и поясните их
происхождение.
3. Поясните физический смысл уравнений Максвелла.
4< Запишите граничные условия для векторов электромагнитного поля и пояс-
поясните их применение.
5. Из каких составляющих состоит и на что расходуется энергия электромаг-
электромагнитного поля?
6. Запишите волновые уравнения и поясните их применение при расчетах СВЧ-
¦устройств.
7. Опишите основные характеристики и структуру электромагнитного поля плос-
плоской однородной волны.
8. Каковы свойства электромагнитных волн в различных диэлектриках и ме-
металлах, используемых в СВЧ-конструкциях?
9. Что происходит с электромагнитными волнами на границе раздела сред с
различыми электромагнитными свойствами?
10. Перечислите и опишите основные характеристики направленных волн раз-
различных типов.
11. В чем состоит концепция парциальных волн?
34
Глава 2 ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ЦЕПЕЙ
2.1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
11од электрическими цепями СВЧ будем понимать радиотехниче-
радиотехнические цепи, которые по своим электрическим свойствам в доста-
i очной мере адекватны соответствующим СВЧ-устройствам. Ис-
Использование радиотехнических цепей для описания свойств СВЧ-
устройств в достаточной мере справедливо лишь для устройств с
t-волнами. Однако, если в практических исследованиях и расче-
расчетах можно ограничиться рассмотрением только внешних характе-
характеристик, то теория цепей, особенно теория цепей с распределенны-
распределенными параметрами, эффективно применяется и для устройств с Е- и
Н-волнами. При этом не будет полного внутреннего сходства, в
связи с чем не может быть оправдано простое механическое пе-
перемещение законов для обычных цепей с распределенными пара-
параметрами на устройства СВЧ.
2.2. ОСНОВНЫЕ УРАВНЕНИЯ ПЕРЕДАЧИ
Под цепями с распределенными параметрами будем подразу-
подразумевать длинные линии передачи. Предположим, что по линии пе-
передачи распространяется гармоническое колебание, описываемое
уравнением U{t)—Utiat. Линия передачи не меняет формы и раз-
размеров сечения (регулярна), заполнена однородной средой (одно-
(однородна) и характеризуется на единицу длины сопротивлением R>
индуктивностью L, емкостью С и проводимостью утечки G.
Рассмотрим малый элемент Az линии, изображенной на рис.
2.1. Уменьшение напряжения на элементе Az равно
Аналогично запишем уменьшение тока:
Преобразуя эти уравнения и переходя к пределам, получаем
Рис. 2.1. К выводу уравнений д
передачи
2*
35
новки0^6 дифФеренЦйР°вания по 2 и соответствующей подста-
{G+mC)=y\U-y
где
B.1)
B.2)
B.3)
— 'коэффициент распространения.
Уравнения B.1) и B.2) являются волновыми уравнениями
Гельмгольца, утверждающими, что в этом случае осуществляется
волновой процесс передачи электромагнитной энергии. Отличие
этих уравнений от волновых уравнений электродинамики состоит
в том, что последние имеют вторые производные по всем трем ко-
координатам, а в качестве переменных выступают параметры элект-
электромагнитного поля, а не тока и напряжения. Решения волновых
уравнений B.1) и B.2) имеют следующий вид:
U (г) = Л e-vi* -f В &?** и / (г) - С e~^z + D е?«г.
Если в качестве граничных условий выбрать напряжение Uo, ток
/о и их производные в начале линии, которые с учетом z=0
то при совместном решении полученных уравнений найдем
Л гж ^° ^" ^° ^В ' R = ^0 — ^0 Z-g m q _^ Up~\- Iq Zb U П =
2ZB
Используя значения найденных коэффициентов, можем пере-
переписать решения волновых уравнений B.1) и B.2) в следующем
виде:
U {г) - [(Uo + /e ZB)/2J e-v* + [(Uo - /0 ZB)/2] ет»»; B.4)
/ (г) - Г(е/0 + /о ^в)/2 Zb] e-v^ - [(?/0 - /0 ZB)/2 ZB] el».*, B.5)
где первые члены правой части описывают падающие волны, а
вторые — отраженные волны тока и напряжения;
ZB = y(R + ia>L)J(G + i<uC) B.6)
— волновое сопротивление линии передачи.
Для линий СВЧ справедливы неравенства
что позволяет полагать
ZB= У LjC,
и при вычислениях, не связанных с учетом потерь,
36
B.7)
B.8)
I
Уравнения передачи B.4) и B.5) при малых потерях прини-
млют вид:
а) для любой точки линии через напряжение и ток в начале
чинии
U (z) =U0 cos (,pz) —iZJo sin (ipe); B.9)
/(z) «/ocosfps)—*(?/o/ZB)sm(ftz); B.10)
б) для любой точки линии через напряжение ?/(/) и ток /(/)
и конце линии
U(z) = U(t)cos($z)+LZBI(t)sm{pz); B.11)
/(z) =/(/)cos(pz) +t(X/(/)/ZB)sin(pz). . B.12)
2.3. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНИИ
ПЕРЕДАЧИ
1. Коэффициент распространения yi имеет такой же физичес-
физический смысл, как и в случае электромагнитных волн. Формула B.3)
для его определения с достаточной степенью точности может быть
переписана в следующем виде: yt= VC\jL(RI2)-\- УL/C(G/2) +
-\-mVLC.
2. Коэффициент фазы, равный мнимой части коэффициента
распространения, будет
Р = ©]/1С. B.13)
3. Коэффициент затухания, равный действительной части ко-
коэффициента распространения, определяется формулой
а - (Я/2) Veil + (G/2) \ГЩ= olr + as, B.14)
где
aR=(R/2)VC/L B.15)
— коэффициент затухания, обусловленный тепловыми потерями
в проводниках;
о, = (G/2) YTJC ' B.16)
— коэффициент затухания, обусловленный потерями в диэлект-
диэлектрике (изоляции).
Заметим, что ниже рассматриваются процессы в линиях без
потерь. Это оправдано достаточно малыми потерями в линиях
передачи СВЧ.
4. Длина волны определяется с помощью A.39):
Яв = 2 л/р = B л/со УТС). B.17)
5. Фазовая скорость волны выражается с помощью A.37):
Оф-ю/Р-1/KZC. B.18)
6. Волновое сопротивление обычно определяется по B.7).
37
2.4. СТОЯЧИЕ ВОЛНЫ
Под стоячей волной принято понимать периодическое измене-
изменение амплитуды напряженности электрического поля (напряжения)
и амплитуды напряженности магнитного поля (тока), вызванное
интерференцией падающей и отраженной волн в линии передачи.
В рассматриваемом случае это можно представить следующим
образом. Допустим, что в регулярной линии без потерь распрост-
распространяются падающая ?/пад и отраженная Uorp волны напряжения
одинаковой амплитуды, т. е.
иаал{г, *) = */«cos(<»*—P'z); B.19)
Uo?j>{z, t) = Umcos((ut+$z). B.20)
В результате интерференции этих волн образуется стоячая
волна напряжения, описываемая уравнением
U{г, f)=,[/na*(z, t) + U0TP{z, *)=2?/mCos(©*)cos(pz), B.21)
и аналогично стоячая волна тока, описываемая уравнением
/ (z, t) =/пад {z, t) — /отр(z, t) = 2Im sin {Ы) sin (,pz). B.22)
Рассмотренные стоячие волны в реальных условиях возникают
при нагрузке линии на реактивное сопротивление, коротком за-
замыкании или полном размыкании линии. Во всех этих случаях
волна напряжения отражается с противоположным знаком по от-
отношению к волне тока, чем объясняется знак минус в B.22). На
рис. 2.2 показано распределение напряжения вдоль оси z в стоя-
стоячей волне. Анализируя график рис. 2.2 и уравнение B.21), можно
сделать следующие выводы о свойствах стоячей волны напря-
напряжения:
1) амплитуда напряжения 2?/mcos(?z) стоячей волны вдоль
линии меняется по гармоническому закону;
-2U,
Рис. 2.2. Распределение напряжения Рис. 2.3. Частично стоячая волна в ли-
стоячей волны в линии нии:
а — распределение характерных точек (отсче-
(отсчета и отражения); б — распределение напря-
напряжения
38
2) в точках, где pz= Bл—1)я/2, амплитуда напряжения равна
нулю; эти точки называются узлами',
3) в точках, где fj2 = mt, амплитуда напряжения максимальна
и равна 2Um\ эти точки принято называть пучностями',
4) расстояние между соседними пучностями и соседними узла-
узлами равно половине длины волны передаваемых колебаний.
Аналогичные выводы можно сделать и относительно стоячей
полны тока.
2.5. ЧАСТИЧНО СТОЯЧИЕ ВОЛНЫ
И КОЭФФИЦИЕНТ ОТРАЖЕНИЯ
Под частично стоячей волной следует понимать суммарную
волну, образующуюся в результате интерференции отраженной и
падающей волн неравных амплитуд.
Рассмотрим длинную линию без потерь и отражений на кон-
конце. Допустим, что в некоторой точке Q имеется нерегулярность
(рис. 2.3,а), отражающая часть энергии падающей волны. В этом
случае в сторону источника сигнала направится отраженная вол-
волна по амплитуде меньше падающей. При этом условии слева, от
точки Q (рис. 2.3,6) установится частично стоячая волна. Частично
стоячие волны принято оценивать с помощью коэффициента отра-
отражения по напряжению (напряженности электрического поля) Гк
или с помощью коэффициента стоячей волны /Сет. Первый пред-
представляет собой отношение комплексных амплитуд напряжения
(напряженности электрического поля) отраженной и падающей
волн в заданной точке линии передачи:
{/отр/?/„.д, B-23)
а второй — отношение напряжений (напряженностей электриче-
электрического поля) в максимуме и минимуме частично стоячей волны
(см. рис. 2.3,6), т. е.
К
ст
1—Г
B.24)
Такое определение Гк и Кет правильно, если точка отражения
определена однозначно. В диапазоне СВЧ понятие «точка отра-
отражения» неоднозначно, так как обычно имеется область искажения
поля, вызванная наличием неоднородностей. Однако вдали от
места искажения появившиеся отраженные волны и вся физиче-
физическая картина явлений подобны тому, когда эти отражения про-
происходят в определенной плоскости (точке) сечения линии, что
позволяет использовать приведенное выше понятие коэффициента
отражения на СВЧ.
Выразим коэффициент отражения в любой точке линии через
коэффициент отражения в начале линии, представив последний
соотношением
ГК0 —
39
УВемиченив 2
Рис. 2.4. Векторная диаграмма напря-
напряжений в длинной линии
где ?/0(отр) и ?/о(пад) — напря-
напряжения отраженной и падаю-
падающей волн в начале линии.
Запишем напряжения па-
падающей и отраженной волн в
произвольной точке Р (см.
рис. 2.3,а) через соответствую-
соответствующие напряжения падающей и
отраженной волн в начале ли-
линии:
тт г/ о—гбг. (О 9^4
'-'Над—и О(пад)^- , y&.ZtOj
1>отр = 'U 0(отр)егРг. \2.2Ь)
перепишем уравнения B.23) для
Используя эти соотношения, рм ураения B.23) для
комплексного значения коэффициента отражения в любой точке
линии в следующем виде:
Учитывая, что коэффициент отражения в начале линии Гко =
= Гое^°, получаем
J1 _ Т1 gf<p =; Р р!'(фо-1-2рг) /q 97\
К 0 • \6.ZI)
Это означает, что
Г = Г0 и ф = фО + 2р,г. B.28)
Используя понятие коэффициента отражения, можно запи-
записать величину напряжения в любой точке линии в следующем
виде;
U= (/Пад+ UOTp= [/пад+ ?/naArei(tP°+2Pz). B.29)
Это выражение может быть представлено векторной диаграм-
диаграммой, изображенной на рис. 2.4.
Из основного уравнения передачи B.4) напряжения падающей
и отраженной волн на сопротивлении нагрузки линии длиной t
могут быть представлены уравнениями
?^пад = 'Г'?/(О "Z 1AI/2' ' С? *ЧОЧ
UOTp=[U(l)-ZJ AI/2. B.31)
Следовательно, коэффициент отражения нагрузки линии равен
B.32)
Зная, что U{l)=I{t)ZB,
ГКн=^н—ZB)/(ZH+ZB). B.33)
Рассматривая ('2,33), можно выделить три характерных случая:
1) ZH=ZB, ГКн=0, т. е. в линии без потерь, нагруженной на со-
сопротивление, равное волновому, отраженные волны отсутствуют;
40
2) ZH='O, ГКн=—1, т- е. при коротком замыкании отраженная
полна напряжения по амплитуде равна падающей и находится в
иротивофазе с ней, а коэффициент отражения равен минус еди-
единице;
3) ZH=oo, гКн=1, т. е. при разомкнутой линии отраженная
;юлна наиряжения синфазна и также по амплитуде равна падаю-
падающей, а коэффициент отражения равен единице.
2.6. ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ ЛИНИИ
БЕЗ ПОТЕРЬ
Для определения входного сопротивления линии без потерь
(ZBX) длиной I воспользуемся соотношениями B.11) и B.12):
_ и (/) cos
/0 / (I) cos
Полагая ZH = U{l)/I(l), получаем
7 - ^о _7 1 +1 (ZJZU) tg (р i)
sin
sin
B.34)
/0 " l + iBH/2B)tg(p/) ' B'35)
Найдем зависимости входного сопротивления линии от харак-
характера нагрузки на ее конце:
1. Короткозамкнутая линия (ZH=0, (/(/)=0):
ZBX = tZBtg(p/). B.36)
Входное сопротивление короткозамкнутой линии является чисто
мнимой величиной при любой частоте. С физической точки зре-
зрения это обусловлено отсутствием потерь в линии и нагрузке.
Зависимость входного сопротивления короткозамкнутой линии
от ее длины показана на рис. 2.5. Из данного графика видно, что
с помощью короткозамкнутой линии можно воспроизвести любое
реактивное сопротивление. Короткозамкнутая линия функцио(ниру-
T
T
Рис. 2.5. Зависимость входного со-
сопротивления короткозамкнутой линии
без потерь от ее длины
Рис. 2.6. Зависимость входного со-
сопротивления разомкнутой линии без
потерь от ее длины
41
ет как последовательный резонансный контур при 1=(Кв/2)п и как
параллельный резонансный контур при /= (А,в/4) B/г—1).
2. Разомкнутая линия (ZH=°°, /(/)=0):
ZBX = -tZBctg(p/). B.37)
Зависимость входного сопротивления разомкнутой линии от ее-
длины показана на рис. 2.6. С помощью разомкнутой линии, так
же как и с помощью замкнутой линии, можно воспроизвести лю-
любое реактивное сопротивление. Разомкнутая линия функциониру-
функционирует как параллельный резонансный контур при 1={Х^2)п и как по-
последовательный резонансный контур при /= (Яв/4) ('2/г—1).
3. Линия без потерь, нагруженная на реактивное сопротивле-
сопротивление. Входное сопротивление линии, нагруженной на индуктивное
сопротивление, в зависимости от ее длины меняется так, как по-
показано на рис. 2.7. Из рис. 2.7 видно, что индуктивность L, нагру-
нагружающая линию, может быть заменена короткозамкнутым отрез-
отрезком, удлиняющим линию на величину /0, которую можно опреде-
определить из уравнения
ZBtg(p7o)=u>L. B.38)
Для случая емкостной нагрузки линии без потерь ее входное-
сопротивление меняется так, как показано на рис. 2.8. Из рис. 2.8
видно, что линия без потерь при емкостной нагрузке эквивалент-
эквивалентна разомкнутой линии, удлиненной на величину /0. Величину /о
можно найти из уравнения
B.39)
Таким образом, по входному сопротивлению линию без потерь,,
нагруженную на чисто реактивную нагрузку, можно рассматри-
рассматривать как короткозамкнутую или разомкнутую линию без потерь,,
удлиненную на соответствующую величину /0-
4. Входное сопротивление линии, нагруженной на активное со-
сопротивление. Воспользовавшись B.35), определим входное сопро-
сопротивление линии, нагруженной на активное сопротивление Ян'
Анализ этого уравнения при различных значениях RH позво-
позволяет сделать следующие выводы:
1) сопротивление нагрузки равно волновому сопротивлению
(i/?H = ZB). Входное сопротивление регулярной однородной линии,
нагруженной на активное сопротивление, равное волновому, будет
равно сопротивлению нагрузки ZBX=Rn = ZB;
2) сопротивление нагрузки больше волнового сопротивления
(i?H>ZB). В этом случае из B.33) следует, что Гн положительный
и фн = 0. Следовательно, на нагрузке падающая и отраженная вол-
волны находятся в фазе, и у нагрузки будет максимум стоячей вол-
волны. В точках максимума, отстоящих от нагрузки на /= (Яв/2)лР
входное сопротивление равно сопротивлению нагрузки ZBX=^max =
42
Рис. 2.7. Зависимость входного со- Рис. 2.8. Зависимость входного сопро-
противления линии без потерь, на- тивления линии без потерь, нагружен-
груженной на индуктивное сопротив- ной на емкостное сопротивление, от
ление, от ее длины ее длины
=1#н. В точках минимума, отстоящих от нагрузки на /= (Яв/4) X
X B«—1), входное сопротивление
ZBx = #min=Z2BARH. С2-40)
График зависимости активной и реактивной составляющих
полного входного сопротивления линии от ее длины при Rh>Z9
показан на рис. 2.9;
3) сопротивление нагрузки меньше волнового сопротивления
(i?H<ZB). При условии, что #h<Zb, согласно B.33) Гн — отри-
отрицательный и фн=л. Следовательно, на нагрузке падающая и от-
отраженная волны находятся в противофазе, и у нагрузки будет
минимум стоячей волны. В точках минимума, отстоящих от на-
нагрузки на /=(Яв|/2)л, входное сопротивление линии равно сопро-
сопротивлению нагрузки: ZBX=i/?min = -#H. В точках максимума, отстоя-
отстоящих от нагрузки на /= (Лв/4)|Bя—1), входное сопротивление
Z2B/i/?H. B.41)
График зависимости активной и реактивной составляющих
полного входного сопротивления линии от ее длины при #<Z
показан на рис. 2.10.
1 li 1, ',
#Вх
Рис. 2.9. Зависимость активной и ре- Рис. 2.10. Зависимость активной и
активной составляющих входного реактивной составляющих входного
сопротивления линии без потерь, на- сопротивления линии без потерь, на-
нагруженной сопротивлением RB~>Zt, груженной сопротивлением R<iZ
•от ее длины от ее длины
43
Рис. 2.11. К определению зависимости
входного сопротивления линии без по-
потерь от коэффициента отражения
Рассмотрим зависимость вход-
входного сопротивления регулярной
линии передачи от коэффициен-
коэффициента отражения. Обратимся к рис.
2.11. Здесь часть линии, расположенная вправо от сечения Л—А>
является нагрузкой для ее левой части. При нагрузке, согласно
B.27) и B.33), коэффициент отражения левой части линии
Гк - Ге' (<p*-2ei) = (ZM - ZB)/(ZBI + ZB).
Из этого уравнения найдем
v 2ВA+ГК) „ \ + Т^*~т
1-Г
1-Ге
г(Фя-2Эп
где минус перед 20/ определился запаздыванием отраженной вол-
волны относительно падающей.
Это соотношение позволяет сделать вывод, что входное соп-
сопротивление линий передачи ZBX зависит от волнового сопротивле-
сопротивления линии ZBt расстояния до места отражения I и величины
отражения Г.
В заключение отметим, что возможность широкого применения
теории цепей с распределенными параметрами для понимания фи-
физики процессов и расчетов СВЧ-устройств определилась сходст-
сходством основных положений электродинамики и теории длинных ли-
линий. Например, в обоих случаях процесс передачи энергии носит
волновой характер, весьма близки понятия падающих и отражен-
отраженных волн, нет различий в коэффициентах распространения, ос-
основные характеристики определяются сходными уравнениями, в.
которых ]Ыа аналогично L, еа — С, о— 1/R и др.
2.7. МАТРИЧНОЕ ОПИСАНИЕ
СВЧ-УСТРОИСТВ
Любое СВЧ-устройство можно представить в виде «черного ящика», под-
подразумевая под этим многополюсник с неизвестным внутренним содержанием.
Для расчетов СВЧ-могогголюсников (рис. 2.12) чаще всего используют волно-
волновые матрицы рассеяния и передачи, связывающие приведенные напряжения па-
падающих и отраженных волн на входах и выходах (плечах) многополюсника.
Под приведенным напряжением V следует понимать истинное значение Ur
деленное на ]/ZB линии, к которой это напряжение относится. Если учесть, что
ijU/y Z3J=P, то U'=UyZB = yrPt т. е. приведенное напряжение характеризу-
характеризует энергетические соотношения сигналов в плечах.
44
Используя элементы волновых матриц рассеяния E-параметры), связь меж-
приведенными напряжениями падающих и отраженных волн можно предста-
i. в следующем виде:
'ппад '
B.42)
= °П1 ^ 1 Пад "Т* "П2 v 2пад~1~... ~г ^пп
В матричной форме эти зависимости приобретают вид
2отр
_rtr tx отр _
=
S
°С
, где
rS
=
B.43)
и являются матрицей рассеяния.
Физический смысл элементов матрицы может быть выяснен из проведения
следующего эксперимента. К одному из плеч многополюсника, изображенного на
рис. 2.12, (например i-му) подсоединим генератор, согласованный с линией пе-
передачи этого плечи; нагрузим все остальные плечи на нагрузки, согласованные
с линиями передачи этих плеч, что обеспечит отсутствие падающих волн (?/'пад =
= 0) в этих плечах. Определим приведенное напряжение падающей волны от
генератора С/'гпад и приведенные напряжения Е/'отр на каждой из нагрузок (на-
(например, в k-м. плече) и. обращаясь к системе уравнения B.42), вычислим
B.44)
Ui пад
— коэффициент отражения ?-го плеча.
Uk отр/ v Znk
^шад
B.45)
— коэффициент передачи из i-го, например, в k-e плечо.
Следовательно, элементы матрицы
Sii, .... 5nn представляют собой коэффи-
коэффициенты отражения в обычном опреде-
определении этого термина (Г<) и при i+k
Ski являются коэффициентами передачи
по приведенным напряжениям, которые
совпадают со значениями коэффициен-
коэффициентов передачи по истинным напряжениям
Кы в случае равенства волновых соп-
сопротивлений соответствующих плеч (Zh =
=Zi). В обозначении Shi первый ин-
индекс определяет номер входа, к которому
подключена согласованная нагрузка, а
второй —¦ HOiMep входа, к которому под-
подключен генератор.
отр
р
вход п
Рис. 2.12. СВЧ-многополюсник
45
К рассмотренным вопросам по матрицам рассеяния необходимо сделать сле-
следующие замечания.
Элементы матрицы рассеяния не зависят от того, какие в дальнейшем внеш-
внешние нагрузки и источники сигналов будут подключаться к плечам. Поэтому, если
«S-матрица устройства известна, то можно считать, что оно полностью описано.
Со сменой типа волны (структуры поля) меняются значения элементов матри-
матрицы, т. е. меняется матрица.
Если линии передачи соответствующих плеч не обладают потерями, то при
изменении плоскости отсчета элементы матрицы меняются по фазе, оставаясь
неизменными по модулю.
Во взаимных устройствах с линейными изотропными средами матрица рас-
рассеяния симметрична: Sih=Ski.
При разработке нового устройства необходимо сначала, исходя из его на-
назначения, определить требуемую матрицу рассеяния и уже затем синтезировать
схему, имеющую заданную матрицу рассеяния.
В технике СВЧ широко распространены двухплечие устройства (четырехпо-
(четырехполюсники), которым соответствует матрица рассеяния
\S\ =
B.46)
Элементы этой матрицы (S-параметры) принято называть: Sn — коэффициент
отражения от входа; S22— коэффициент отражения от выхода; SJ2— коэффи-
коэффициент обратной передачи; Sai —коэффициент прямой передачи.
Если четырехполюсник является взаимным, содержит только линейные изо-
изотропные элементы и не обладает активными потерями (состоит из реактивных
элементов) то ему соответствует следующая связь между S-параметрами.
lSn| = |S22|; S,2=S2l = ±iy 1—|S22p=±i|/l-|Sn|2. B.47)
Из B.47), следует, что для определения всех элементов матрицы такого четы-
четырехполюсника достаточно определить только один 5-параметр.
Приведенные напряжения на входе и выходе четырехполюсника в случае
волновых матриц передачи связаны уравнениями:
B.48)
B.49)
2па* »
ИЛИ
отр J
где
(Л =
— матрица передачи.
46
B.50)
B.51)
Элементы матрицы передачи прямого физического смысла не имеют. Их
можно определить с помощью соотношений
^1 = ^'1пад/^2отР ПРИ ^2пад = 0'' B'52>
7^21 = Ux oTp/f/г отр при(/2Пад = 0; B.53)
Ti2 = Ux Пад/Уа пад при ?/а Отр = О". B-54)
^22 = Ui отр/^2 пад при [/3 отр = 0- B.55)
При расчетах каскадного соединения четырехполюсников с матрицами пе-
передачи [Ti], [Гг], ..., [Тп] результирующая матрица передачи равна произве-
произведению их матриц передачи:
1
J
n отр
i отр J L Un пад
Матрицы передачи можно вычислить с помощью следующих зависимостей меж-
между волновыми матрицами [S] и [Т]:
где
L'2l
И-[Iй
LO2x
11 — i 21
S21 — Su • S22
Тол — T2i-T12/T
]»
S12 = 7*2
1
J
B.57)
B.58)
- S22/S2i;
T2i = 5xi/S21", T1^ = S21 — SnS2i/S2l> B.59)
При расчетах, как правило, любой СВЧ-четырехполюсник сложной струк-
структуры может быть представлен каскадным соединением элементарных четырех-
четырехполюсников с известными матрицами передачи. Результирующая матрица пере-
передачи каскадного соединения четырехполюсников равна произведению матриц пе-
передачи составляющих четырехполюсников, причем, перемножение матриц ведется
по направлению к нагрузке). Затем матрицу рассеяния устройства и значение
ее элементов можно вычислить, используя B.59), Во многих случаях СВЧ-уст-
ройства имеют сложную структуру, являясь шести-, восьмиполюсниками и т. д.
Их расчет может проводиться путем расчленения (декомпозиции) сложного ус-
устройства на простые элементы, электрические характеристики которых либо
известны из электродинамического анализа, либо -определены экспериментально.
Далее, по алгоритмам, описанным в гл. 11, определяют харакеристики устрой-
устройства в целом.
Рис. 2.13, Элементы СВЧ-схемы:
а — отрезок однородной линии; б — соединение двух линий; в — последовательное сопро-
сопротивление; г — параллельное сопротивление; д — пар ал лельно-последовательное сопротив-
сопротивление
47
На рис. 2.13 приведены примеры простых элементов, СВЧ-схем матрицы
рассеяния которых имеют следующий вид [1; 5J:
5ц=522=0; S;a=S2I=e-Y.?, рис. 2.13,а;
SS/~~
где R=
рис.
/ZBi, рис.
где A=
рис. 2.13,г;
где
]; I252I2^ZVA, где A=Z'8(
Z'n=Zn/Zai(/i«=l, 2, 3), рис. 2.13Д
Для определения элементов матриц передачи с помощью этих же элемен-
элементов необходимо воспользоваться формулами B,59).
2.8. АНАЛИЗ СИММЕТРИЧНЫХ
ВОСЬМИПОЛЮСНИКОВ МЕТОДАМИ
СИНФАЗНОГО И ПРОТИВОФАЗНОГО
ВОЗБУЖДЕНИЯ
Рассмотрим восьмиполюсник (рис. 2.14,а), возбуждаемый со стороны ллеча
1 волной амплитудой UinaR. Допустим, что все входы согласованы. Подведем
ко входам 1 и 3 одинаковые по амплитуде и синфазные волны U+inaK = U+3uan =
= ?/пад/2 («четные волны»). В силу симметрии максимум напряжения будет в
плоскости Ри т. е. распределение напряжений таково, как если бы плоскость
Р\ была размыкающей (рис. 2.14,6). В этом случае четные волны, отражен-
отраженные от входов 1, 4, соответственно будут связаны соотношениями
^'"'отр = Ь'"зотг»:=*5"'"п^цад/2 И и~Ь~2отр~ ?/"*~4отр = 5"'21/пад/2.
Если же к входам 1 и 3 подвести одинаковые по амплитуде, но сдвинутые
по фазе на 180° волны, т. е. ?/~1пад =—?/~зпад = ?/пад/2 («нечетные волны»), то
в плоскости Pj зарегистрируем нуль напряжения, и распределение напряжения
будет таким же, как если бы плоскость Pi была короткозамыкающей (рис.
^7 отр
хгп
JZorp ^/пад
JZ пад
и и
'/пои
п п
2
^2 ОТр
отр
Рис. 2.14. Восьмиполюсник:
а — возбуждение со стороны одного плеча I; б —синфазное возбуждение со стороны плеч
1 н 3; в — противофазное возбуждение со стороны плеч 1 и 3
48
li.d). Волны, отраженные от входов 1—4, соответственно оудут связаны со-
'| ношениями
1отр ^Зотр
2 отр
Решение определится в виде суперпозиции частных решений для четного и
к'четного случаев:
1 пад =
Uiотр —
и% отр ==
и3отр =
+2 + 5]-2) f/B
= 5U ?/
пвд;
+ ^Готр = Efi -
^пад/2 — 513 f/цад*»
4- ^4отр =
/4 отр — ^4отр 4- ^4отр = EЛ ~" 51 г) ^пад/2 = Su ?/пад.
Из этих соотношений следует, что между элементами матрицы рассеяния вось-
восьмиполюсника (рис. 2.14,а) и элементами матрицы рассеяния четырехполюсников
(рис. 2.14,6 и в) существуют следующие зависимости:
I/2(Sft+Sn) = 5li; 1/2E+ +Sf2) = S12, B.60)
1/2E+ -5П) = 5Н; l/2(S+2-S73) = S14. B.61)
Если восьмиполюсник возбуждается со стороны плеча 2, то аналогично
1/2E++S-3)=522, B.62)
1/2E+-5^3) = 534. B.63)
Таким образом, расчет рассматриваемого восьмиполюсника, возбуждаемого
со стороны плеча I и согласованного со стороны всех входов, может быть за-
заменен расчетом восьмиполюсника с четным и нечетным видами возбуждения,
что в свою очередь позволит свести вычисление к расчету соответствующих че-
четырехполюсников.
Опишем последовательность расчета рабочих параметров симметричного
восьмиполюсника:
1) определить матрицы передачи четьсрехлолюсников, образующихся при
синфазном и противофазном видах возбуждения 'восьмиполюсника:
2) рассчитать элемент 5ц [см. B,59)] матрицы рассеяния восьмиполюс-
восьмиполюсника, характеризующий согласование со стороны первой пары полюсов. Для
некоторых устройств параметр согласования не является первостепенным, в
этом случае следует рассчитывать в первую очередь соответствующие элемен-
элементы матрицы Smn(ni?=n);
3) из условия идеальности выбранного первостепенным рабочего параметра
(например идеального согласования Sn = 0) установить связь между проводи-
мостями (или сопротивлениями) плеч восьмиполюсника;
4) рассчитать остальные элементы матрицы рассеяния с учетом найден-
найденных соотношений между проводимостями;
5) вычислить рабочие параметры восьмиполюсника.
В настоящее время расчет, анализ и синтез сложных микросхем СВЧ про-
проводятся как правило с использованием ЭВМ. Известно, что при массовом про-
49
изводстве микросхем СВЧ стоимость их изготовления сравнительно мала,.
Однако при экспериментальном производстве стоимость и затраты времени на
конструирование отдельных образцов очень велики. Если для конструирования
экспериментальных образцов использовать ЭВМ, то стоимость и время разра-
разработки значительно сократятся. На начальном этапе проектирования с помощью
ЭВМ можно провести детальный анализ характеристик микросхем СВЧ, Кроме
того, можно учесть влияние многих параметров, например, допусков, темпера-
температурных воздействий и пр.
Применение ЭВМ позволяет производить оптимизацию характеристик про-
проектируемого устройства. Уже сейчас стало реальным машинное проектирование
микросхем СВЧ, техническая сторона которого состоит в том, что при опреде-
определенных исходных данных (электрических, конструкторских, схемных) на выходе
системы должна быть получена конструкторская документация на проектируе-
проектируемое изделие.
2.9. ПРИМЕР ИСПОЛЬЗОВАНИЯ МАТРИЦЫ
РАССЕЯНИЯ
Рассмотрим восьмиполюсник (рис. 2.14,а). Допустим такой восьмиполюсник
обладает зависимостями между падающими и отраженными приведенными вол-
волнами напряжения, которые в матричной форме определяются соотношением
[отр
2 отр
Зотр
4отр _
1
У2
011 "
0 0 1—1
110 0
1—10 0
2 пад
^
Зпад
и
Зпад
+
B.64)
Это соотношение гоответствует идеальным конструкциям двойных тройников,
которые подробно рассматриваются в § 5.7 и 8.4. Входящая в B.64) матрица
рассеяния для реальных конструкций обычно определяется экспериментально и
реже расчетным путем.
Определим свойства восьмиполюсника, которому соответствует матрица рас-
рассеяния, входящая з B.64).
1. ЕСЛИ С//1пад=^/2пад=^/411ад=0, ТО ?/'юТр = ^/2отр= ( l/J/T) t/'зпад, ?/'3отр =
= Uf4отр = 0, т. е. сигнал, поданный в плечо 3, делится на две равные ч.асти и
без отражений синфазно попадает в плечи 1 и 2. В плечо 4 сигнал не проходит.
2. ЕСЛИ С^,пад=^/2пад = Узпад = 0, ТО U'l0*v = — ^2oTp = A/V2) ?/'4пад,
^/зотр=1^'4отр = 0, т. е. сигнал поданный в плечо 4, делится на две равные час-
части и противофазно проходит в плечи 1 и 2. В плечо 3 сигнал не проходит.
3. ЕСЛИ U зпад= l/ 4пад И U [над = ?'/2пад = 0, ТО U 1отр—Т/ 2с/'зпад, U 2oip-r=
=if//3oTp = f/'4oTp = 0, т. е. два сигнла, поданные синфазно в плечи 3 и 4, сум-
суммируясь, без отражений проходят в плечо 1. В плечо 2 сигналы не проходят.
4. ЕСЛИ ?/'3пад = — ?/'4пад И Е/'щад "= У/2пад = 0, ТО ?/'8отр =Т/2?/'зпад, ?/'10тр«
— ^'з1>тр = ^4отр=0, т. е. два сигнала, поданные противофазно в плечи 3 и.4,
суммируясь, без отражений проходят в тслечо 2. В плечо 1 сигнал не проходит.
5. ЕСЛИ ?/2'Пад = ^'з11ад = ?/'4пад = 0, ТО ?/'3отр = ?/%отр- (ЬУ?) Ущад, tf'ioip-
= ^/2отр=0, т, е. сигнал, поданный в плечо 1, делится на две равные части и
50
'.<¦! отражений синфазно проходит в плечи 3 и 4. В плечо 2 сигнал не проходит,
Г>. ЕСЛИ ?/'1„вд = С/'зпад=1/'4пад-0, ТО С/'зотр = U\otj>= A/УЩ У'впад, ?Лотр=*
I отР=0, т. е. сигнал, поданный в плечо % делится на две равные части и
г.<-1 отражений синфазно попадает в плечи 3 и 4. В плечо 1 сигнал не попа-
иет.
7. ЕСЛИ и'1Ыж = УГ2пла И У'зпад = У'4аад = 0, ТО f/'зотр = У^^пад, У'ютр-
L//2OTp = C/'4oTp=0, т. е. сигнал, поданный синфазно в плечи 1 и 2, суммиру-
и ь, без отражений попадает в плечо 3. В плечо 4 сигнал не проходит.
8. ЕСЛИ гУ'шад-— С/'апад И ?//3аад=У/4пад=0, ТО ?/'4отр = V2 ^'шад, f/'loTp =
^?/'2отр=Сзотр=0, т, е. сигнал, поданный противофазно в плечи 1 и 2, сумми-
суммируясь, без отражеьий попадает в плечо 4. В плечо 3 сигнал не проходит.
9. Если в плече 3 сигнал f/'зпад, а в плоскостях отсчета фаз плеч 1, 2 и 4
коэффициенты отражения в сторону нагрузок соответственно Гь Гг и Гч,
ТО ^'1пад = Г1^/'ютр, С/'гпад^ГаС/'готр И С/'йпад—Гд^отр.
Подставив значения ?/'Пад в B,64), получим
Ч отр'
отр = (J /У2 ) Щ пад - A /У2) Г4 U'4 отр;
»' М^УЮГ^р+О/УЮГ,^;
B.65)
. J
Эти уравнения можно привести к следующему виду:
У Щ отр + ° + 0 - Г4 ^ отр = Щ пад!
О + У 2 ^ отр + 0 + Г4 U'4 отр = и, пад;
\ - Г2 U'2 отр + УГС/; отр + 0 = 0;
= 0.
отр
2 отр
B.66)
~ Гх f/J отр + Г2 ^ отр + 0 + 1/2U[ отр
Неизвестными в уравнениях B.66) являются t/'ютр, С^'готр, t/'зотр, С/^отр.
Чтобы найти значения этих неизвестных, необходимо составить два определи-
определителя и поделить их друг на [Д^уга. Один из определителей представляет собой
матрицу рассеяния [S] системы уравнений B.66),. а другой — ту же матрицу
[S], в которой столбец, содержащий элемент ври искомом неизвестном, заменен
правой частью уравнений E2.66). Например, определим неизвестное ?/'ютр:
^Зпад
^Зпад
0
0
V2"
0
0
У2"
-г,
г2
0
У2
-г,
г2
0
0
У2-
0
0
0
У2"
0
-г4
г4
0
У2"
-г4
г4
0
ут
= V2
2 - Г4
Г2)
3 пад'
51
Проделав аналогичные вычисления, получим
^2 отр —
2 - Г4 (Гх + Г»)
зотр
Зпад;
Вычисленные величины U'l0TP, ?/'2Отр, ^'зотр, С^отр определяют свойства
восьмиполюсника при несогласованных нагрузках плеч. Напомним, что элементы
5-матрицы определяются при согласованных нагрузках всех плеч восьмиполюс-
восьмиполюсника.
Мощность, поглощаемая в каждом плече, равна разности .между мощно-
мощностью, падающей на соответствующую нагрузку, и мощностью, отраженной от
этой нагрузки:
-г2г4 ,
V2";
2-Г4
Г2)
2 - Г4 (Гх + Г,)
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Выведите уравнения длинной линии.
2. Перечислите н опишите основные характеристики длинной линии. Опишите
свойства стоячих волн.
3. Определите входное сопротивление длинной линии с различными видами на-
нагрузки на конце, включая короткое замыкание и размыкание.
4. Запишите волновые матрицы, применяемые при определении СВЧ-конструк-
ций, и поясните физический смысл их элементов.
5. Приведите примеры возможного применения волновых матриц.
Глава 3 ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ СВЧ
3.1. ТРЕБОВАНИЯ К ЛИНИЯМ ПЕРЕДАЧИ
Линией передачи называется устройство, направляющее поток
электромагнитной энергии в заданном направлении. Линии пере-
передачи служат для передачи электромагнитной энергии от источни-
источника к потребителю, например от передатчика к антенне и от ан-
52
кчшы к приемному устройству, а также для соединения отдель-
отдельных частей и узлов радиоаппаратуры. На базе отрезков линий
передачи конструируются многие СВЧ-элементы и узлы радиоап-
радиоаппаратуры [1—6].
К линиям передачи предъявляются следующие требования:
1) незначительные паразитные излучения при приеме энергии,
так как возникающие паразитные связи нарушают правильное
функционирование радиоаппаратуры и радиосистем в целом;
2) минимальные амплитудно- и фазочастотные искажения;
3) минимальные потери энергии, уменьшающие дальность
действия радиосистем й ухудшающие электрические характерис-
характеристики элементов и узлов радиоаппаратуры, конструируемых на ба-
базе линий передачи;
4) высокая электрическая прочность, необходимая для пере-
передачи большой мощности, а также для конструирования элементов
и узлов радиоаппаратуры;
5) высокая механическая прочность, обеспечивающая высокую
надежность, длительный срок службы и устойчивость к механи-
механическим воздействиям;
6) большая ширО'Кополосность, допускающая -одновременную
работу нескольких каналов радиосистем и передачу сложных сиг-
сигналов с широким спектром частот;
7) передача энергии волной одного типа. Использование не-
нескольких типов волн приводит к понижению КПД возбуждающих
устройств на входе линии, к возрастанию потерь из-за увеличе-
увеличения затухания на паразитных типах волн и увеличению отраже-
отражений на приемном конце линии из-за повышенного коэффициента
отражения паразитных типов волн. Кроме того, различным типам
волн соответствуют различные групповые скорости, что в свою
очередь является причиной искажения передаваемого сообщения;
один и тот же сигнал приходит в точку приема в виде нескольких
сигналов, смещенных во времени.
Используемые на практике линии передачи можно разделить
на два класса: открытые линии передачи_ и волноводы. В откры-
открытых линиях передачи электромагнитное поле сообщается с про-
пространством, окружающим линию. В волноводах электромагнитное
поле сосредоточено в пространстве, экранированном от внешней
среды металлической оболочкой.
3.2. ПРЯМОУГОЛЬНЫЕ И КРУГЛЫЕ
ВОЛНОВОДЫ
Прямоугольные и круглые волноводы (рис. 3.1,а, б) выполня-
выполняются в виде труб прямоугольного и круглого сечений. Преимуще-
Преимуществами этих волноводов являются простота и жесткость конструк-
конструкции, высокая электрическая прочность и малые потери. Применя-
Применяются они в деци-, санти- и миллиметровом диапазонах волн. Ос-
Основными недостатками прямоугольных и круглых волноводов яв-
являются узкополосность (ширина полосы не более ±20% средней
53
J
}
Л
f
/
/
/
/
/
/
/
/
/
/
/
/
/
/
a)
z Рис. 3.1, Полые волно-
волноводы:
a — прямоугольный; б —
круглый
ю
частоты), наличие дисперсии, большие масса, габариты для волн
длиннее 20 см и сложность при изготовлении для волн короче
5 мм.
Структура электромагнитного поля в прямоугольных волново-
волноводах. В прямоугольных волноводах возбуждаются дисперсионные
волны Е- и Н-типов. Основные характеристики этих волн можно
вычислить с помощью формул, помещенных в табл. 1.1, но для
этого необходимо знать критическую длину волны, которая в за-
заданном волноводе зависит от структуры поля (типа волны). Рас-
Рассмотрим Е-волны, предполагая Е2ф0 и Hz=0.
Для определения составляющей поля Ez воспользуемся урав-
уравнением A.68). Определим постоянные этого уравнения, используя
граничное условие A.15), согласно которому можно полагать, что
на металлических стенках волновода тангенциальные составляю-
составляющие электрического поля равны нулю, т. е.
1) Ez = 0 при х = 0, у = 0;
2) Ez=0 при х=а, у=Ь.
Из условия 1 следует обращение в нуль коэффициентов при ко-
синусоидальных слагаемых уравнения A.68), т. е. ?12=^4 = 0.
Обозначим произведение остальных коэффициентов этого уравне-
уравнения через Ео и перепишем его в следующем виде:
Ег = Ео sin {y2xx) sin {у2уу) e~yiZ. C-*)
Из граничного условия 2 следует
sinG2x«)=0; sin(Y2tfb) =0. C.2)
Тождественное выполнение этих равенств возможно лишь при
условии
у2х=тп!а; y2V = njbj.D, C.3)
тип — любые целые положительные числа, определяющие
тип волны >Ет„.
Отметим, что для Е-волн ни одно из этих чисел не может быть
равно нулю, в противном случае составляющая поля Ez=0, а сле-
следовательно, и все другие составляющие электромагнитного поля
обратятся в нуль, т. е. волн Eon и ЕОт не существует. "Итак, окон-
окончательно
Ег = EQ sin (т ях/а) sin (n л y/b)
C.4)
54
Существование Н-волн предполагает Нгф0, Е2=0. Преобра-
решения волнового уравнения A.69), используя эти условия.
Н соответствии с A.31) граничное условие A.15) примет вид
дНг/ду — 0 при у=0, у=Ь\
dHzjdx = 0 при х—0, х=а.
Найдя производные дНг/ду и дН^/дх, так же, как и в предыду-
'цем случае, получим
Нг = Но cos (тлх/а) cos {nny/b) e~w. C.5)
Составляющие поля Нх, Ну, Ех и Еу для Е- и Н-волн опреде-
определяются с помощью формул перехода A.71) — A.74) при подста-
подстановке в них для Е-волн //z=0 и Ег по C.4), для Н-волн ?z=0 и Hz
по C.5).
Критическая длина волны. Уравнения A.70) и C.3) позволя-
позволяют определить поперечный коэффициент распространения в пря-
прямоугольном волноводе:
у2 = У(тл/аJ + (пл/ЬJ. C.6)
Подставив значение уг в A.78), получим соотношение для оп-
определения критических длин Н- и Е-волн в прямоугольном вол-
волноводе через геометрические размеры волновода:
Kv = W{mlaY + {nlb)\ C.7)
Анализируя вышеизложенное, можно сделать следующие вы-
выводы и замечания.
Каждой паре чисел т и п в конкретной конструкции волново-
волновода (заданы величины а и Ь) соответствуют определенная струк-
структура электромагнитного поля и значение ЯКр. Электрические и
магнитные волны данного типа обозначаются Етп и Нтп соответ-
соответственно. Числа т, п называются индексами данного типа колеба-
колебаний. Физически они соответствуют числу стоячих полуволн, суще-
существующих в поперечном сечении вдоль координатных осей х и у.
Поскольку индексы могут быть любыми, то в прямоугольном ме-
металлическом волноводе возможно существование сколь угодно
большого числа Н- и Е-волн.
В табл. 3.1 показана структура электромагнитного поля и при-
приведены формулы, определяющие основные характеристики неко-
некоторых типов волн в прямоугольном волноводе.
У высших типов волн структура поля волн Еп, Н10 и Нц пов-
повторяется, образуя более сложную картину поля. При этом изобра-
изображенные в табл. 3.1 распределения следует повторить по той или
иной координатной оси такое число раз, которое равно значению
индексов тип требуемого типа волн. Поскольку зависимости со-
составляющих электрического и магнитного полей от координат
описываются гармоническими функциями, направление силовых
линий должно чередоваться.
Магнитные силовые линии Е-волны лежат в плоскости попе-
поперечного сечения и являются замкнутыми кривыми. Электрические
55
о
S
И
a.
в
ft
¦t-rt
i
it.)*
in
it a
n 11
IV*/ |
1
:4->
:?'
:»¦
1
+4
—1-
f I
iui
-
«X^< 1С
. .^. *
I"?
* о
>> о
Ilo
ca
я
4
t(
w
га ч
о »
О
X
CJ
О
со
со
волны
со
Z7
5 <м
'w'
а.-
D
Он
X
Ч
. иловые линии этой волны лежат в плоскости продольного сече-
сечения, представляя собой замкнутые и разомкнутые кривые с на-
началом и концом на поверхности металлических стенок волновода.
Рассматривая структуру поля Н-волн, следует отметить, что
электрические силовые линии лежат в плоскости поперечного се-
[сния и являются либо замкнутыми кривыми, либо разомкнуты-
разомкнутыми кривыми с началом и концом на поверхности металлических
тенок волновода, а магнитные силовые линии представляют со-
бой замкнутые кривые, лежащие в плоскости продольного сече-
сечения.
На рис. 3.2 приведены распределения критических длин волн
для волновода квадратного (рис. 3.2,а) и прямоугольного (рис.
3.2,6) сечений. Из сравнения графиков видно, что с увеличением
высоты волноводов b растет количество типов волн, возбужда-
возбуждаемых в волноводе. Это является одной из причин преимуществен-
преимущественного применения волноводов с высотой b^.0,5a. Рассматривая
график, относящийся к волноводу с & = 0,5а, можно сделать сле-
следующие выводы:
а) чем меньше длина волны возбуждающих колебаний, тем
больше типов волн она может возбудить в данном волноводе;
б) наибольшую критическую длину волны в прямоугольном
волноводе имеет волна Ню. Эта волна называется низшим или
основным типом волны в прямоугольном волноводе. Все другие
типы волн, имеющие меньшие критические длины волн, называ-
называются высшими типами;
в) в волноводе могут существовать волны с различным рас-
распределением поля, но одинаковой критической частотой (Ец—Ни,
E2ie-H2i и др.). Эти волны называются вырожденными;
т) в области, границы которой определяются критическими
длинами волн Ню и Нго, устойчиво возбуждается только один тип
волны — Ню.
Структура поля в круглых волноводах. Решения волновых
уравнений для круглого волновода радиусом Я позволили опреде-
определить основные характеристики направляемых волн в круглом вол-
I Wot I Но/
Ho/
_ Н ?? I Н и I Н»
I Ё 11 I Eft
I Н20
2a/\/S a a//Z 2a
a)
Za//5
2a
56
Рис. З.2. Распределение критических длин волн в прямоугольных волноводах
(заштрихована область отсечки)
а — для сечения Ъ = а; б — для сечения b—Q,5a
57
я
о.
СО
а
к
ч
58
X
X
и"
w
a
4
о
m
q
Д
ПОЛЯ В
еречного
гура
и поп
Струк-
плоскост
сечения
! O-k"
'JU,**'
(tffit!1
,:
:
;
:
ilfrf
rj- г
J У
n'l ¦
If
I:
V ¦
r-
:¦
• -
f
Ш
ПОЛЯ В
дольного
гура
и про
И (J p;
4 t
со"
CO
Of
3
25
: длина
о .
Крити1
волны Л,
а
X
о
1
>
о
II
II
ю
•<
Ь1 В ВОЛНО-
1
со s
с
Ti -
о
ю
(Я
«:
о
<<
т
г^
со"
^
II
X
ч
"а
к
О
—1
^о
со
II
и
N
; Я
К)
герист
ление
п
S
Е-|
а, о
а,
So
X „
о
О
к С;
с< _
Тс
II р^^
8 Of
~^
X
<
X
"в
о
О
^.
II ^
а
к
о
1
1
>
S
>
||
в
т затуха-
ициен
Нп/м
•в» о
g'S
s
X
о:
о
О)
X
С*
?|
мощность
тьная
а,
G S
Q.
a
X
с<
a
1
1
X
'"&
X
<<
О
^;
X
гиг. 3.3. Распределение критических Wff <M1f tHrt iH77 i H^ | H,
¦ичш волн в круглом волноводе (за- gg/|Ео/!Едг |ё0? | ?gf |
hi i nuYnnsun nfirra^T». ЛТГ"«»П1ГН1 "ff rii —ГП—^т;
1,22R 1,49R1,64R2,06R 2,62R 3,41 R
(рихована область отсечки)
поводе. Результаты этих рас-
расчетов сведены в табл. 3.2, где
показана структура полей наи-
наиболее часто встречающихся
полн типа Eoi, Еп, Ноь Нц и
приведены формулы, определя-
определяющие основные их характери-
характеристики. На рис. 3.3 показаны
распределения критических длин волн для круглого волновода.
Из рассмотрения структуры полей этих волн и графика рис. 3.3
следует:
1) низшим типом волны в круглом волноводе является волна
типа Нп;
2) волна Нц в круглом волноводе сходна с волной низшего
типа Ню в прямоугольном волноводе. Волну Нп можно предста-
представить в виде суммы двух взаимно перпендикулярных волн (рис.
3.4). Обе волны имеют одинаковый коэффициент распространения
и являются вырожденными. При наличии неоднородности, в том
числе небольшой эллиптичности или другого нарушения формы
поперечного сечения круглого волновода, амплитуды и фазовые
скорости двух волн становятся не равными, что приводит к по-
повороту плоскости поляризации суммарной волны. Контроль плос-
плоскости поляризации труден, поэтому волны Нц в круглом волново-
волноводе редко используются для передачи энергии;
3) простейшее по строению азимутально однородное поле вол-
волны Hoi, <как и поля других волн Но™ в круглом волноводе, инте-
интересно тем, что на стенках волновода составляющая #ф отсутст-
отсутствует и существует только продольный компонент вектора Н. Пос-
Последний также стремится к нулю при %b{R-+0, следовательно, в
пределе у стенок поле отсутствует и ток по стенкам не течет. Это
объясняет малое затухание волн Hoi(HOn) в круглом волноводе;
4) волна Eoi в круглом волноводе обладает круговой симмет-
симметрией. Благодаря этому она используется во вращающихся соеди-
соединениях антенных устройств. Кроме того, наличие продольной со-
составляющей электрического поля, сконцентрированного вдоль оси
волновода, позволяет применять 'Круглые волноводы на волне Eoi
в линейных электронных ускорителях;
Рис. 3.4. Представление волны
Нц в виде суммы двух линейно-
поляризованных взаимно перпен-
перпендикулярных волн
59
5) при передаче энергии выгодно использовать круглый волно-
волновод на волне Hoi, отличающийся малым затуханием. Основная
трудность использования волны Hoi в круглом волноводе связана
с тем, что эта волна не является низшим типом колебаний. При
передаче энергии на волне HOi могут возбуждаться волны Ни,
Еоь Ей, H2i. Поэтому любые неоднородности (изгибы, скрутки,
несовпадение и овальность сечений и т. д.) приводят к преобра-
преобразованию типов волн, искажению сигналов и увеличению потерь
энергии, что обусловливает повышенные требования к точности
изготовления волноводов и устройств на их основе.
3.3. ВОЛНА Н10 В ПРЯМОУГОЛЬНОМ
ВОЛНОВОДЕ
В технике СВЧ для направленной передачи большой мощно-
мощности чаще всего применяются прямоугольные волноводы. Преиму-
Преимущество прямоугольных волноводов объясняется положительными
свойствами волны Ню, среди которых:
устойчивость плоскости поляризации;
отсутствие высших типов волн в широком диапазоне частот;
независимость критической частоты от одного из размеров (вы-
(высоты волновода);
малое затухание из-за потерь в стенках волновода;
высокая электрическая прочность.
В соответствии с определениями для волны Ню имеем ?"z =
= 0; лг=1; я=0; у2—л/а. При этих условиях C.5) принимает
вид
Hz = Я0 cos (л х/а) e-Y'Z. C.8)
Подставив C.8) в формулы перехода A.77) —A.80), получим [2]:
Ey=z
Нх = f Yi — Яо sin —
n а
C.9)
(ЗЛО)
Эпюры электрического и магнитного полей в поперечном и про-
продольном сечениях прямоугольного волновода на волне Ню при-
приведены на рис. 3.5.
Полученная с помощью уравнений структура поля водны Ню
показана в табл. 3.1. В таблице приведены выражения для рас-
расчета основных характеристик этой волны. Рассматривая выра-
выражение для характеристического сопротивления волны Ню, при-
приходим к выводу, что оно не позволяет правильно решать зада-
задачи согласования, так как в него не входит высота волновода, а
при соединении двух волноводов различной высоты наблюдаются
большие отражения. Естественно обратиться к параметру, назы-
называемому волновым сопротивлением линии передачи ZB. Для его
60
у> х ) z (J рис з.5. Распределение электри-
электрического и магнитного полей в по-
поперечном и продольном сечениях
прямоугольного волновода на
волне Ню
определения необходимо знать ток и напряжение в линии, кото-
которые в случае многих волноводов (прямоугольных, круглых и др.)
теряют смысл. При определении эквивалента волнового сопротив-
сопротивления прямоугольного волновода на волне Ню можно использо-
нать формулу
z =—
(ЗЛ1)
которая позволяет получать удовлетворительные результаты при
решении задач согласования.
В волноводах текут два вида токов: токи смещения — между
стенками волноводов и токи проводимости — по внутренним по-
поверхностям металлических стенок волновода. Система токов сме-
смещения и проводимости определяется структурой поля в волно-
волноводе.
Токи смещения в прямоугольном волноводе на волне Ню про-
проходят между широкими стенками вдоль линий электрического
поля. Вектор плотности этих токов согласно A.9) равен JCmp =
= EadEy/dt и может быть вычислен с помощью C.9). Величина
поверхностных токов проводимости определяется из граничного
Рис. 3.6. Распределение плотностей токов смещения и проводимости в прямо-
прямоугольных волноводах на волне Ню:
а — в продольном сечении; б — в поперечном сечении; в — общая картина
61
условия A.16), в соответствии с которым плотность тока на по-
поверхности проводника численно равна тангенциальной составля-
составляющей напряженности магнитного поля у этой поверхности. В со-
соответствии с этим, используя C.8) и (ЗЛО), можно вычис-
вычислить плотность токов проводимости, текущих вдоль широ-
широких стенок волновода Jnpz—#ж, поперек широких стенок Jnpx—
— #г|у=0;у=Ь, ВДОЛЬ УЗКИХ СТеНОК /прг = ^з:|ж=0; ж=а==О И ПОПе-
рек УЗКИХ СТеНОК /npy = #z|a:=0; ж==о.
Картину распределения токов в волноводе можно представить
как два вида замкнутых линий, одни из которых располагаются
в продольном сечении волновода в плоскости yOz (рис. 3.6,а), а
другие в поперечном сечении в плоскости уОх (рис. 3.6,6). Об-
Общая картина распределения токов в прямоугольном волноводе на
волне Ню показана на рис. 3.6,в.
3.4. ЗАТУХАНИЕ ВОЛН В КРУГЛЫХ
И ПРЯМОУГОЛЬНЫХ ВОЛНОВОДАХ
Затухание волн в волноводах уменьшает КПД системы пере-
передачи, увеличивает тепловые шумы и этим снижает чувствитель-
чувствительность приемной части радиосистемы, ухудшает электрические ха-
характеристики элементов и узлов радиоаппаратуры, основанных
на использовании отрезков линий передачи.
Выше было отмечено, что затухание волн в волноводах в ос-
основном определяется тепловыми потерями в диэлектрике, запол-
заполняющем линию передачи (если такое заполнение имеется) и по-
потерями в металлических стенках волновода. Коэффициент затуха-
затухания за счет тепловых потерь в диэлектрике определяется уравне-
уравнением A.48), которое справедливо для всех реальных линий переда-
передачи со сплошным заполнением при делении результата в случае
дисперсионных линий (полых жкшоводо'в) на V 1—(ХсАкрJ.
Потери в металлических стенках волновода аи можно опреде-
определить следующим образом. Будем полагать, что волновод не за-
заполнен диэлектриком. Средняя мощность, передаваемая вдоль
оси волновода, согласно A.25) и A.26)
Учитывая, что Ну и Ех взаимно перпендикулярны и в падаю-
падающей волне синфазны, используя A.83) и A.86), можно записать
1 CP * U l_y— 7
где Pocp=O,SZEiHJ \Hox\2ds — средняя мощность в начале ли-
нии; 2Е,н — характеристическое сопротивление Е- «ли Н-волны
в зависимости от типа волны в линии передачи. Разность между
мощностями в точке z и точке (z-\-Az) за счет потерь в стенках
иолновода
АРП=рср (г) _рср, {z+Az).
Разделив обе части на Az и устремив Az к нулю, получим
Рп = ^f « Mm [РСр (г) - ^ср (г + Дг)]/Дг = дР/dz - 2аРср.
Из этого уравнения следует а=Рп/2РСр-.
В случае Е-волны Ze,h=Ze и магнитное поле полностью на-
находится в поперечной плоскости и, следовательно, по стенкам вол-
волновода течет лишь продольная составляющая тока проводимости
плотностью Jnp{z)=Hx(xt у). Мощность потерь в волноводе
Pn = 0,5Rs§\Jnp(z)\*dl=0,5Rs§Ht(x, y)dl,
где интеграл берется по периметру волновода /; Нх(х, у)—тан-
у)—тангенциальная составляющая магнитного поля по периметру сече-
сечения волновода.
Таким образом, коэффициент затухания за счет потерь в стен-
стенках волновода для Е-волны определится соотношением
C.12)
2ZE& \Hx\*dS
Если по волноводу распространяется Н-волна ZEiH = ZH, ток про-
проводимости на стенках волновода имеет две составляющие: про-
продольную /Пр(г) = Я, (х, у) и поперечную Jnp(x, г/)=Ят(г). Сле-
Следовательно, коэффициент затухания для Н-волны
C.13)
2ZH§\Hx\*dS
s
62
Как следует из C.12) и C.13), коэффициент затухания за
счет тепловых потерь в металлических стенках волноводов зави-
зависит от структуры электромагнитного поля (от распределения Нх
на поверхности металла) и поверхностного сопротивления. Ре-
Решение C.12) и C.13) с учетом структуры поля позволяет найти
формулы для определения коэффициента затухания, которые для
прямоугольного волновода приведены в табл. 3.1, а для кругло-
круглого — в табл. 3.2.
На рис. 3.7 показана частотная зависимость затухания для не-
незаполненных волноводов. На частотах ниже критической «зату-
«затухание» определяется возвратом значительной части энергии к
источнику. Как 'было установлено в § 1.13, в этом случае коэф-
коэффициент распространения у\ является действительной величиной,
63
Ж
W10 б прямоугольном долнободе
- а=2,3 см
W1f В прямоугольном Волнододе
В круглом волнододе
О О Z 4 6 8 10 12 14 Г,ГГц '
Рис. 3.7. Частотная зависимость коэффициента затухания для заполнения вол-
волноводов
определяющей затухание волновода (в дБ) в этой области час-
частот, которое согласно A.80)
а- 8,68Yl = 8,68 Bл/^р) \Г\ - (^нрА0J. C.14)
Кривые затухания (см. рис. 3.7) из этой области плавно пе-
переходят в область частот больше критической (/>/кр), где зату-
затухание определяется потерями в стенках волновода (штриховой
линией обозначен ход теоретических кривых).
Быстрый рост активных потерь в волноводах при частотах,
близких к критической, обусловлен колебаниями энергии в по-
поперечном сечении волновода и уменьшением скорости передачи
энергии (групповой скорости). Резкое увеличение затухания вбли-
вблизи критической длины волны ограничивает длинноволновую часть
рабочего диапазона волновода примерно до 0,8А/Кр. С увеличе-
увеличением частоты (/>-/Кр) коэффициент затухания сначала быстро
уменьшается, но затем, пройдя через минимум, снова начинает
увеличиваться из-за явления скин-эффекта. Аномальными свой-
свойствами обладают волны типа Hoi, затухание которых уменьшает-
уменьшается по мере удаления от критической частоты, не проходя через
минимум. Относительно затухания волны в волноводах необхо-
необходимо сделать следующие общие замечания:
1. Затухание растет при уменьшении сечения волновода (табл.
3.3), поэтому на волнах длиной 1 см и короче прямоугольные вол-
волноводы применяются в виде коротких отрезков.
2. На частотах значительно ниже критической (Хо^^кр) ко-
коэффициент затухания практически не зависит от частоты и сог-
согласно с C.14) может быть принят равным а—8,68Bя/ЯКр). '
3. Затухание в круглых волноводах на основной волне Нц
меньше, чем затухание в прямоугольных волноводах на основной
волне Ню.
64
1 б л иц а
чшие канала
нолновода,
axb, мм
3,6x1,8
7,2X3,4
16x8
23x10
35x15
40x20
72x34
110x55
130x65
3.3
Характеристики
Рабочий
ГТИЯПЯЯОН
0,396.
0,792.
1,76.
2,52.
3,85.
4,40.
7,92.
12,1.
14,2.
.0,575
.1,15
.2,56
.3,70
.5,60
.6,40
.11,5
.17,6
.20,8
прямоугольных волноводов
Коэффициент затухания а, дБ/м
медь
1,61
1,695
0,17
0,11
0,059
0,043
0,022
0,0096
0,0074
латунь
3,16
1,36
0,333
0,215
0,115
0,0845
0,043
0,0188
0,0145
алюминий
2,1
** * *
0,9
0,22
0,143
0,076
0,066
0,0286
0,0125
0,0096
ршах* кВт
29
108
560
990
2360
3680
10860
27180
36600
4. Заметное увеличение затухания вызывают швы внутри вол-
поводов, поэтому предпочтительнее применять цельнотянутые вол-
[Iсводные трубы.
5. При заполнении волновода диэлектриком его затухание за-
заметно возрастает. Увеличение затухания вызывается как тепло-
тепловыми потерями в самом диэлектрике, так и ростом потерь в стен-
стенках волновода из-за уменьшения размеров его поперечного сече-
сечения в V& раз.
3.5. ПРЕДЕЛЬНЫЕ МОЩНОСТИ
в прямоугольном и круглом
ВОЛНОВОДАХ
Предельной мощностью РПР называется мощность, при кото-
которой в режиме бегущей волны напряженность электрического поля
в линии достигает значения Епр, вызывающего электрический
пробой.
Проблема электрического пробоя в прямоугольном и круглом
волноводах обычно возникает в импульсном режиме, поскольку
в этом режиме мощность от источников СВЧ-энергии может зна-
значительно превысить предельные мощности стандартных волно-
волноводов.
Рассмотрим метод расчета предельной мощности на примере
прямоугольного волновода, работающего на волне Ню. Мощность,,
передаваемая этим волноводом, может быть определена с помо-
помощью соотношения A.25). Принимая во внимание, что попереч-
поперечные составляющие магнитного и электрического полей соответ-
соответственно равны HT=HX=ET/ZH, Ет=Еу=Ео sm (nxfa)t можно»
определить
н
3-79
65
где Ео — амплитуда электрического поля в центре волновода. По-
После интегрирования получим
Pcp=E20ab!4ZH.
Амплитуда электрического поля в центре волновода
Полагая Ео равной пробивной напряженности Еир и исполь-
используя A.92), можно вычислить предельную мощность
Для волновода, заполненного воздухом, ?пр=30 кВ/см, а
Рпр ~ 597 аЬ /1-(Я0ДкрJ, C.17)
где размерность Рпр — кВт, а и Ь — см.
На рис. 3.8 показана зависимость предельной мощности от от-
отношения ЛсДкр=Яо/2#. На этом рисунке рабочая область не за-
заштрихована (выбор ее обоснован в следующем параграфе).
При использовании волноводов в летательных аппаратах из-за
увеличения степени ионизации и уменьшения давления воздуха с
высотой пробивная напряженность сильно снижается. Предель-
Предельная мощность Р (%) с высотой h (км) изменяется соответствен-
соответственно: Л=0; 3; 6; 9; 12; 15; Р=100;«50; 27; 13; 5; 2.
Для сохранения предельной мощности волноводов их герме-
герметизируют. В наземных установках с большим уровнем выходной
мощности (десятки мегаватт) для повышения электрической проч-
прочности используют герметизированные волноводы с повышенным
давлением воздуха. При давлении, близком к атмосферному, пре-
предельная пиковая мощность растет пропорционально давлению.
При давлении р&т^Ь... 6 атм. этот рост увеличивается и соот-
соответствует уравнению
Р'ар/Рпр~Ргт*'*.
Плохое качество обработки внутренних поверхностей и нали-
наличие выступов создают ионизацию воздуха и заметно снижают
электрическую прочность волновода. Неоднородные участки вол-
новодных трактов (переходы, соединения, повороты и др.) уве-
увеличивают отражения волн в волно-
волноводе и напряженности электричес-
электрических полей в местах пучностей, сни-
снижая максимальную мощность, пе-
передаваемую по волноводу.
Для повышения электрической
прочности волновода следует
Рис. 3.8. Зависимость предельной мощности
в прямоугольном волноводе от отношения
длины волны возбуждающих колебаний *
к критической длине волны Янр
66
\.1учшать качество обработки внутренней поверхности, избегать
и ведения во внутреннюю область волновода конструктивных неод-
породностей, а если необходимо, то закруглять выступы и острые
1лы и размещать их в местах минимума электрического поля,
фемиться к получению однородной гладкой структуры внутрен-
внутренней полости волновода, герметизировать волноводы, предохраняя
>ix от попадания пыли и грязи, заполнять волноводы воздухом
пли инертным газом под повышенным давлением.
Расчет волноводов ведется на допустимую мощность РА0П.
Допустимой мощностью называют предельную мощность, умно-
умноженную на коэффициент запаса электрической прочности. Для
<бычных волноводов коэффициент запаса равен 0,2... 0,3. Ко-
/ффициент запаса должен учитывать неоднородности, вызывающие
местные концентрации электрического поля, климатические фак-
юры, наличие стоячей волны, конструкцию линии передачи, элек-
[рическую прочность элементов крепления и др.
Максимальные значения мощностей для некоторых прямо-
прямоугольных волноводов с воздушным заполнением на волне Ню
приведены в табл. 3.3.
Заполнение волновода диэлектриком, как правило, не повы-
повышает его электрической прочности из-за уменьшения размеров по-
поперечного сечения. Кроме того, сильное влияние на уменьшение
.'лектрической прочности заполненных волноводов оказывают не-
небольшие воздушные промежутки между поверхностями металли-
металлических стенок и диэлектриком. Последнее можно устранить, если
изготавливать волновод в виде диэлектрического бруска (стерж-
(стержня), покрытого слоем металла.
3.6. ОПРЕДЕЛЕНИЕ РАЗМЕРОВ
ПОПЕРЕЧНОГО СЕЧЕНИЯ
ПРЯМОУГОЛЬНОГО И КРУГЛОГО
ВОЛНОВОДОВ
Основными требованиями при выборе сечения волноводов яв-
являются стабильность типа волны, минимальные масса и габарит-
габаритные размеры. Обеспечение стабильности типа волны (структуры
электрического поля) без принятия дополнительных мер возмож-
возможно только при работе волноводов на низшем типе волны.
Учитывая последнее, из рис. 3.2 и 3.3 находим, что для пря-
прямоугольного волновода рабочие длины волны (ЯР) должны быть
и пределах а<ЯР<2а, а для круглого волновода 2,62#<ЛР<
<.3,4\R. Поскольку вблизи критической длины волны затухание
¦чгльно возрастает, то максимальная длина волны в волноводах
принимается: а) для прямоугольного волновода А,тах==1,6а;
г>) для круглого волновода Ятах=3,2#.
Необходимость обеспечения «чистоты волн» путем увеличения
¦лтухания высших типов требует увеличения минимальной дли-
длины волны — рабочего диапазона: а) для прямоугольного волново-
i.'i Wi=l,la; б) для круглого — %min=2,72R.
67
Если диапазон рабочих длин волн известен, то в соответствии
с вышесказанным размеры широкой стенки прямоугольного вол-
волновода выбирают в следующих пределах:
Ягаах/1,6а<а^Яш1п/1,1. (ЗЛ8)
Стремление сохранить полосу, уменьшить массу и габаритные
размеры волновода и компромиссно решить задачу уменьшения
потерь и увеличения электрической прочности волновода являет-
является причиной выбора нормализованной высоты с таким расчетом,
чтобы критические частоты высших типов волн Hoi и Н2о были
равными 2Ь = а, т. е. Ь=а}2.
Размеры радиуса круглого волновода ограничены пределами
^max/3,2^#<^min/2,72. C.19)
3.7. ВОЛНОВОДЫ МИЛЛИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНА
В технике миллиметровых волн в основном используются пря-
прямоугольные волноводы на волне Ню и круглые на волне Не-
Нестандартные сечения волноводов для миллиметровых волн
очень малы. При этом уменьшается максимальная передаваемая
мощность, увеличиваются потери и усложняется технология их
изготовления. Поэтому для передачи больших мощностей или пе-
передачи на большие расстояния используются волноводы увеличен-
увеличенных размеров.
Допускается увеличение размеров стенок прямоугольных вол-
волноводов в 2—3 раза по сравнению со стандартными. Дальнейшее
увеличение значительно затрудняет борьбу с высшими типами
волн и не приводит к уменьшению затухания. Увеличивая разме-
размеры прямоугольного волновода, можно на порядок уменьшить за-
затухание по сравнению с затуханием волновода стандартного се-
сечения. Для уменьшения количества высших (паразитных) типов
волн волновод расширенного сечения следует возбуждать длин-
длинным переходом (до 20Яв) и использовать фильтры типов волн.
Круглые волноводы расширенного сечения на волне HOi об-
обладают относительно небольшим затуханием, позволяют пропус-
пропускать достаточно высокий уровень мощности и технологически бо-
более просты, чем прямоугольные волноводы. Однако здесь возни-
возникают значительные трудности по предотвращению появления мно-
многочисленных высших типов волн.
Для борьбы с высшими типами волн рекомендуется покры-
покрывать внутреннюю поверхность круглого волновода слоем диэлек-
диэлектрика (лака), позволяющего существенно повысить затухание па-
паразитных волн. Слой диэлектрика должен быть достаточно тон-
тонким, чтобы не вызывать сильного затухания волны НОь В вол-
волноводе диаметром 50 мм в слое диэлектрика толщиной 0,1 мм при
Я,0=4 мм можно получить затухание 1 дБ/км для волны Hoi и
порядка 1000 дБ/км для волн Нц и Н2ь
68
Другим методом борьбы с паразитными типами волн при при-
применении круглых волноводов на волне HOi может быть изготовле-
изготовление круглого волновода из чередующихся металлических и диэлек-
фических колец. В этом случае нарушение продольной проводи-
проводимости волновода не препятствует распространению волны НОь
<ю создает значительное препятствие для возникновения волн с
продольными составляющими токов проводимости.
3.8. КОАКСИАЛЬНЫЕ ВОЛНОВОДЫ
Коаксиальные волноводы (рис. 3.9) состоят из металлического
цилиндра и круглого металлического провода, располагаемого
вдоль оси цилиндра. Сечение коаксиальных волноводов может
быть и другой формы, например прямоугольной. Основными до-
достоинствами коаксиальных волноводов являются широкополое -
ность, отсутствие паразитного излучения и возможность изготов-
изготовления в виде гибких коаксиальных кабелей. К числу основных
недостатков относятся большое затухание, малая электрическая
прочность и сложность конструкции. Коаксиальные волноводы
чаще всего применяются в виде коаксиальных кабелей для сое-
соединения узлов и блоков радиоаппаратуры. Жесткие конструкции
коаксиальных волноводов применяются для передачи больших
мощностей в метровом диапазоне волн, где они могут иметь до-
достаточно большие размеры поперечного сечения и обеспечивать
необходимую электрическую прочность. Коаксиальные волноводы
и элементы коаксиального типа используются на частотах не вы-
выше 20 ГГц. В некоторых специальных случаях они могут приме-
применяться и на более высоких частотах, при этом обычно использу-
используются только короткие отрезки коаксиального кабеля из-за боль-
большого затухания (более 1 дБ/м).
Существуют гибкие (коаксиальные кабели) и жесткие конст-
конструкции коаксиальных волноводов. Коаксиальные кабели запол-
S/Z d/2 0 d/2 Л/2 к
Рис. 3.9. Коаксиаль-
Коаксиальный волновод:
а — структура поля Т-
волны; б — структура
поля волны Нц
69
няются гибким диэлектриком, внешний проводник выполняется
из оплетки, изготовленной из медной проволоки, а внутренний про-
проводник из медной проволоки или нескольких сплетенных прово-
проволок. В жестких конструкциях внешний и внутренний проводники
изготавливаются из латуни и биметалла (стальная трубка или
проволока, покрытые слоем меди).
Коаксиальное расположение внутреннего и внешнего провод-
проводников фиксируется изолирующими шайбами, стержнями и др.
Известно, что по коаксиальному волноводу может передавать-
передаваться электрическая энергия на любых частотах, включая частоту
постоянного тока. Последнее означает, что в коаксиальной линии
могут возбуждаться статические поля, отличительной особенно-
особенностью которых является отсутствие продольных составляющих,
т. е. поля Т-волн. Структура этих полей относится к низшим (ра-
(рабочим) волнам в коаксиальной линии.
Структура поля. Рассматривая уравнения Максвелла в цилин-
цилиндрических координатах [2] при Ez—H2~0, можно установить,
что магнитное поле коаксиального волновода содержит лишь од-
одну составляющую ЯФ. Магнитные силовые линии располагаются
концентрически вокруг внутреннего провода (вокруг оси z).
Электрическое поле имеет также только одну составляющую Ег,
направленную по радиусам поперечного сечения волновода. Струк-
Структура поля Т-волны в поперечном сечении коаксиального волново-
волновода показана на рис. 3.9,а.
Используя закон полного тока, найдем, что
Я ф = //2яг, Er = ZcHv = C77/У7) G/2яг)
или
?Р«.-60//(/?>). C.20)
Рабочий диапазон частот коаксиальных волноводов ограничи-
ограничивается только со стороны высоких частот возможным возбужде-
возбуждением высших типов волн. Ближайшим высшим типом волн, воз-
возбуждаемых в коаксиальном волноводе, является волна Ни, сход-
сходная с волной Ни в круглом волноводе. Структура поля волны Ни
в плоскости поперечного сечения приведена на рио. 3.9,6. Крити-
Критическая длина волны типа Ни определяется формулой
C-21)
Таким образом, высшие типы волн в коаксиальном волноводе
появляются тогда, когда длина волны возбуждающих колебаний
становится меньше полусуммы периметров проводников.
Из C.21) следует, что поперечные размеры коаксиальной ли-
линии необходимо выбирать так, чтобы при заданной минимальной
длине волны рабочего диапазона Яшш удовлетворялось условие
(З
Уменьшение размеров поперечного сечения коаксиального вол-
волновода, необходимое для расширения частотного диапазона, ог-
70
шичивается увеличением тепловых потерь, уменьшением элек-
||шческой прочности и усложнением технологии изготовления.
Волновое сопротивление рассчитывается в соответствии с те-
'1>пей длинных линий как отношение напряжения к току ZE=
UII в линии без потерь и отражений. Напряжение в коаксиаль-
">м волноводе может быть определено интегрированием напря-
напряженности электрического поля Ег вдоль радиуса поперечного се-
ц'мия коаксиального волновода:
?>/2 D/2 cqt fi0/ n
U = J Erdr~ J ——dr = -— In—; C.23)
d/2 d/2 yer у г а
U 60 , D
Пробивное напряжение. Пробой коаксиального волновода на-
тупает при таком напряжении, когда максимальная напряжен-
напряженность электрического поля в линии достигает значения Епр. На-
Напряженность электрического поля в коаксиальном волноводе мак-
максимальна у поверхности внутреннего проводника и согласно C.20)
равна Ed—l20I/(d)/~E). Следовательно ток при пробое равен
Inp=Enpd]/е/120. Исходя из величины тока, пробивное напряже-
напряжение определится соотношением
Unp=InpZB= (Eupd/2) In (Dfd). C.24)
Для коаксиального волновода с воздушным заполнением (Епр =
= 30 кВ/см) напряжение пробоя
UuP = \5-l03d\n{DJd), C.25)
Максимум пробивного напряжения наступает при Dld—e=
= 2,718. Это соответствует волновому сопротивлению 2В=6О Ом.
Предельная мощность, передаваемая по коаксиальному вол-
волноводу, может быть вычислена по формуле
Т* In (D/d)/480.
C.26)
Максимум этой зависимости наступае-т при Dld — 1,65, что
составляет ZB=30 Ом. Если коаксиальная линия заполнена ди-
диэлектриком, но не принято специальных мер к удалению воздуш-
воздушных включений, разряд начинается в тонкой воздушной пленке
на границе между диэлектриком и внутренних^ проводником, где
пробивная напряженность поля снижается в /е раз.
Затухание коаксиальных линий, работающих на Т-волне, за
счет тепловых потерь в проводниках ад может быть вычислено
с помощью B.15), а за счет потерь в диэлектрике ае —с помо-
помощью A.48). Используя B.15), можно определить, что для коакси-
коаксиальной линии с медными проводниками
- 1 >^8' *04 Ув~ УГA + D/d)
R Din (D/d) ' К&-Щ
размерность ал — дБ/м.
71
Минимальному значению затухания в коаксиальной линии со-
ответствует D/d=3,6, при этом ZB=77 Ом.
Из вышеизложенного видно, что оптимальные параметры ко-
коаксиальных волноводов находятся вблизи волнового сопротивле-
сопротивления ZB=50 Ом, которое принято государственным стандартом.
Кроме того широко используются коаксиальные волноводы и ко-
коаксиальные кабели с волновым сопротивлением 75 Ом, что объ-
объясняется применением в антенных устройствах симметричных по-
полуволновых вибраторов, имеющих входное сопротивление 75 Ом.
При питании вибраторов через 75-омный коаксиальный волновод
не требуются дополнительные согласующие устройства. Однако
более тонкий внутренний провод 75-омного волновода затрудня-
затрудняет создание надежных соединителей и внутренних проводов без
прогибов.
3.9. ЛИНИИ ПОВЕРХНОСТНОЙ ВОЛНЫ
К линиям поверхностной волны относятся однопроводные и ди-
диэлектрические линии [2].
Однопроводная линия (рис. 3.10,а) представляет собой метал-
металлический провод чаще всего круглой формы сечения, покрытый
тонким слоем диэлектрика. Существенная зависимость парамет-
параметров линии от атмосферных условий и расположенных вблизи ли-
линии проводящих тел не позволяет широко использовать эту ли-
линию на практике.
Линии
5)
поверхностной
Рис. ЗЛО.
волны:
а — однопроводная; б — диэлектрическая
Рис. 3.11. Пояснение принципа об-
образования поверхностной волны:
а — отражение парциальных волн от по-
поверхности раздела; б — распределение ам-
плнтуды поверхностной волны вдоль оси,
перпендикулярной поверхности раздела
72
Диэлектрическая линия (рис. 3.10,6) представляет собой стер-
i <иь различной формы поперечного сечения из диэлектрика с
¦< большими потерями и большей диэлектрической проницаемо-
i ыо, чем у окружающей среды. Диэлектрическая линия в основ-
основам применяется для коротковолновой части миллиметрового и
¦ ^миллиметрового диапазона волн, где другие типы линий пере-
переучи обладают значительным затуханием и их изготовление свя-
:.пю с большими техническими трудностями.
С физической точки зрения распространение волн вдоль по-
( рхности проводника (однопроводная линия, рис. 3.10,а) и внут-
• н диэлектрического стержня (диэлектрическая линия, рис. 3.10,6)
•бусловлено полным отражением от поверхности проводника и
юлным внутренним отражением, происходящим при наклонном
¦тдении волны на поверхность раздела двух диэлектриков со
троны среды, имеющей более высокую диэлектрическую прони-
¦пемость.
Не проводя полный и строгий анализ, рассмотрим основные
Ьизические процессы, происходящие при образовании и распро-
распространении поверхностных электромагнитных волн, используя кон-
чентпацию парциальных волн (см. § 1.13).
Допустим, что плоская однородная волна падает под углом
Т^>фкр на неограниченную плоскую поверхность раздела двух ди-
диэлектрических сред A, 2 на рис. 3.11,а). Фронт волны проходит
по линии NN'. В каждой точке фронта плоской волны парциаль-
парциальная волна описывается уравнением
Парциальная волна в точке О отразится от поверхности раз-
раздела и в некоторой точке С сложится с такой же парциальной
волной. Их суперпозиция создает электрическое поле
Е — Е — Е — Fp-'P'. — Ee-W*
CZ™-^пад сотр —се се i
где li — BC — путь, пройденный падающей парциальной волной;
U = OC—путь, пройденный отраженной парциальной волной.
Длины отрезков U и U, определяющие разность фаз интерфе-
интерферирующих волн, могут быть выражены через х, z м угол падения
Ф следующими уравнениями:
/i = z sin ф—
что позволяет записать уравнение для суммарной волны в сле-
следующем виде:
Ет = Е' е-№пч* „ ?' e-ip'Z> C.28)
где p'=psir^ — коэффициенты фазы поверхностной волны; ?'=
= ??8т([5л;со5ф) — комплексная амплитуда поверхностной
волны.
Таким образом, падающая и отраженная парциальные вол-
волны, складываясь, образуют электромагнитную волну, распростра-
распространяющуюся вдоль поверхности раздела с фазовой скоростью и'ф=
— со/р'= Уф/sin ф. Изменение составляющих векторов Е и Н в
73
первой среде в направлении, параллельном оси х (перпендику-
(перпендикулярно поверхности раздела), имеет характер стоячей волны (рис.
3.11,6). Энергия распространяется только вдоль оси z, т. е. вдоль
поверхности раздела, а в направлении оси х существует только
реактивный поток энергии, образующий стоячую волну.
Во второй среде амплитуда поля экспоненциально убывает в
направлении, перпендикулярном поверхности раздела (см. рис.
3.11,6), а коэффициент затухания.
а = УЩ=Ц. C.29)
Если а имеет большое значение, то во второй среде волна бы-
быстро затухает и существует лишь в тонком поверхностном слое,
примыкающем к поверхности раздела.
Сделанные выводы справедливы и в том случае, когда первая
среда представляет собой диэлектрик, а вторая — идеальный про-
проводник, с тем основным отличием, что полное отражение будет
при любом угле ф, во второй среде поле равно нулю.
Электромагнитное поле, находящееся над поверхностью про-
проводника и распространяющееся вдоль этой поверхности, являет-
является источником помех. Поэтому при передаче энергии поверхност-
поверхностной волной необходимо увеличивать концентрацию энергии вбли-
вблизи поверхности проводника. Для увеличения концентрации СВЧ-
энергии у металлической поверхности ее покрывают слоем диэлек-
диэлектрика. В этом случае значительная часть энергии распространя-
распространяется в самом диэлектрике. Распространение энергии в диэлектри-
диэлектрике можно рассматривать как результат последовательного отра-
отражения волн от границ раздела диэлектрик—металл и диэлек-
диэлектрик— воздух (рис. 3.12). Для увеличения концентрации энергии
в диэлектрике необходимо увеличивать толщину и диэлектричес-
диэлектрическую проницаемость диэлектрика.
Однопроводная линия передачи (см. рис. З.Ю.а) представля-
представляет собой проводник круглого сечения, радиусом много большим
глубины проникновения поля в проводник, покрываемый тонким
слоем диэлектрика, (доли миллиметра). Физические процессы,
происходящие при образовании и распространении поверхностной
волны в 'однопроводной линии, примерно те же, что в выше рас-
рассмотренном случае плоской металлической поверхности, покры-
покрытой слоем диэлектрика, поскольку цилиндрическую форму поверх-
поверхности можно себе представить как соответствующим образом сог-
согнутую плоскость. Для передачи электромагнитной энергии наи-
наибольший практический интерес представляет волна Eoi, структу-
/1
Воздушная среда
Рис. 3.12. Распространение элек-
электромагнитной волны вдоль ме-
металлической поверхности (I), по-
покрытой диэлектриком B)
74
['не. 3.13. Возбуждение поверхностной волны EOi в однородной линии
ра поля которой показана на рис. 3.13,6. Линии электрического
моля этой волны лежат в продольной плоскости, расположенной
)'.доль направления распространения (вдоль оси z), и имеют ра-
шальную Ег и продольную Ez составляющие.
Линии магнитного поля имеют только составляющую Яф, ле-
лежащую в плоскости, перпендикулярной направлению волны. Кри-
[ическая частота этой волны равна нулю, т. е. по однопроводной
линии могут распространяться волны с любой частотой колеба-
колебаний. Токи проводимости, текущие по проводнику, замыкаются то-
токами смещения в пространстве, окружающем проводник. Потери
ii однопроводной линии определяются потерями в проводнике и
диэлектрике. Потери в проводнике уменьшаются с увеличением
радиуса провода R. Потери в диэлектрике увеличиваются с уве-
увеличением толщины диэлектрического покрытия.
На рис. 3.13,а показан переход с коаксиального волновода на
однопроводную линию. Здесь внешний проводник линии перехо-
переходит в рупор. Длина рупора и радиус раскрыва должны быть до-
достаточно большими, чтобы позволить сформироваться волне Eoi.
Наиболее целесообразно однопроводную линию использовать
в дециметровом диапазоне волн. Затухание в таких линиях в не-
несколько раз меньше, чем в прямоугольном волноводе. Основны-
Основными ее недостатками являются подверженность внешним помехам
и влиянию внешних метеорологических условий, опасность воз-
возникновения потерь из-за рассеяния волн на окружающих пред-
предметах и вследствие излучения, вызванного непрямолинейностью
се оси.
В диэлектрической линии (рис. 3.10,6) распространение волн
можно представить себе как результат последовательного отра-
отражения парциальных волн от противоположных поверхностей ди-
диэлектрического стержня (границ раздела диэлектрик — воздух),
подобно тому, как показано на рис. 3.12. На достаточно высоких
частотах почти вся энергия этих волн концентрируется внутри
диэлектрического стержня и коэффициент фазы приближается к
Р=(й|/^еа1^а1, где Eai и -jxai характеризуют материал диэлектриче-
диэлектрического стержня.
По мере уменьшения частоты энергия в стержне и коэффици-
коэффициент фазы уменьшаются.
На рис. 3.14,а показан переход с круглого металлического вол-
волновода с волной Нц на круглую диэлектрическую линию с поверх-
75
Рис. 3.14. Возбуждение волны НЕц в диэлектрической линии
ностной волной НЕц (рис. 3.14,6). В этом случае диэлектричес-
диэлектрический волновод со скошенным концом вставляется в металличес-
металлический волновод. Волна типа НЕц имеет бесконечно большую кри-
критическую длину волны и, в принципе, может существовать на лю-
любой частоте. Для работы на одной волне НЕц диаметр d диэлек-
диэлектрического стержня должен быть достаточно малым, чтобы не до-
допустить существования ближайшего высшего типа волны с кри-
критической длиной Якр« \,3d Yei—62.
Свойства диэлектрического волновода можно охарактеризо-
охарактеризовать следующим образом. Если размеры сечения волновода при-
примерно равны длине волны, то значительная доля энергии распро-
распространяющейся вдоль него волны сосредоточена в диэлектрике. При
этом волновод может подвергаться изгибам радиусом 10... 20
длин волн без появления заметного излучения; на основе такого
волновода легко выполнить разнообразные узлы СВЧ-схем (резо-
(резонаторы, фазовращатели, аттенюаторы и др.). При использовании
диэлектриков типа фторопласт затухание на длине волны около
1 см оказывается таким же, а на длине волны 1 мм в несколько
раз меньше, по сравнению с затуханием в соответствующих полых
металлических волноводах.
Если размеры сечения линии в несколько раз меньше длины
волны, то большая часть энергии, распространяющаяся вдоль ее
волны, сосредоточена во внешнем пространстве. При этом зату-
затухание может быть получено в несколько десятков раз меньше,
чем в стандартных полых металлических волноводах. В этом слу-
случае волноводы не могут подвергаться изгибам и из них трудно
создавать узлы СВЧ-схем.
Общими недостатками диэлектрических волноводов являются
потенциальная возможность излучения при наличии нерегуляр-
ностей и трудности получения опор.
Диэлектрический волновод особенно важен для нижней части
миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов волн, где по-
полые металлические волноводы обладают значительным коэффи-
коэффициентом затухания и имеют малые размеры сечения.
ЗЛО. ПОЛОСКОВЫЕ ЛИНИИ
Важными достоинствами полосковых линий являются широко-
полосность, малые массы и габаритные размеры, возможность
76
.фименения печатного монтажа и легко осуществляемая автома-
шзация процесса производства. Все это послужило причиной ши-
широкого использования полосковых линий при микроминиатюри-
..:ции СВЧ-устройств в производстве интегральных СВЧ-схем.
Основные конструкции полосковых СВЧ-линий передачи пока-
:.шы на рис. 3.15. Все они состоят из диэлектрической пластины,
па поверхности которой нанесены проводники в виде полосок или
лоя металлизации.
Волны в полосковых линиях. Если диэлектрическая пластина
покрыта с обеих сторон сплошными слоями металлизации и меж-
iy этими слоями нет других проводников, то в образованном вол-
юводе могут одновременно распространяться Т-, Е- и Н-волны
различной структуры. В такой же пластине, но покрытой сплош-
сплошным слоем металлизации с одной стороны, могут распространять-
распространяться поверхностные Е- и Н-волны. Если в первом случае между
слоями металлизации (рис. 3.15,а), а во втором случае на по-
поверхности пластины (рис. 3.15,6) поместить полосковый провод-
проводник полоски, то структура полей изменится за счет появления
дополнительных волн, энергия которых локализуется вблизи по-
полосок. То же можно сказать и относительно линий, образован-
образованных прорезанием щелей в слое металлизации (рис. 3.15,s и ж),
а также относительно линий, образованных краями двух проти-
противоположных слоев металлизации (рис. 3.15,д).
Сказанное говорит о том, что в общем случае в полосковых
линиях можно возбудить большое количество волн различного ти-
типа. Возможность возбуждения того или иного типа волн зависит
пс а
э
1
*—
d)
У\
Рис. 3.15. Конструкции полосковых линий и структуры электромагнитного поля
в них:
а — симметричная полосковая; б — несимметричная полосковая; в, г — симметричная щеле-
щелевая; д, е — несимметричная щелевая; ж — копланарная с Т-волной; з, и — копланарная с
Н-волной
77
от конструкции возбуждающего устройства, конструкции самой
линии передачи, а также наличия потерь и неоднородностей. В
качестве рабочих стремятся использовать волны, меньше всего
склонные к излучению. Чтобы в рабочем диапазоне частот сох-
сохранить только рабочий тип волны и устранить излучение из уст-
устройств, созданных на базе полосковых линий, в интегральных схе-
схемах (ИС) СВЧ широко применяется экранирование.
Металлический экран полосковых линий, чаще всего прямо-
прямоугольного сечения, может рассматриваться как прямоугольный
волновод, низшими типами волн в котором являются волны Hoi
и Ню. Чтобы исключить возбуждение этих волн, необходимо выб-
выбрать размер экрана, ширину а^.Хв/2 и высоту Ь^Хъ/2. Теорети-
Теоретических ограничений для применения полосковых линий в области
низких частот не существует. Практически, поскольку размеры по-
полосковых резонансных элементов на очень низких частотах ста-
становятся значительными, рекомендуется применять полосковые ли-
линии на частотах выше 100 МГц. На высоких частотах применение
полосковых линий ограничено требованием жестких допусков на
размеры при изготовлении, увеличением потерь и возникновени-
возникновением волн паразитных типов.
Основными характеристиками полосковых линий являются вол-
волновое сопротивление ZB, коэффициент затухания а, предельная
частота /Кр и эффективная диэлектрическая проницаемость еЭф.
Введение еЭф, вместо ранее используемого е, связано с тем, что
полосковые линии в большинстве случаев имеют неоднородную
диэлектрическую среду. Кроме того, используются такие произ-
производные характеристики как фазовая скорость ^ф и длина вол-
волны Яв.
Волновое сопротивление полосковых линий, как отношение на-
напряжения к току падающей волны, определяется для конструкций
со значительным преобладанием в структуре поля Т-волны. В
этом случае можно воспользоваться вычислением или измерени-
измерением погонной емкости С и еЭф с последующим вычислением с по-
помощью формулы
zs = 1 А>ф С --= Кё^ДЗ • 108С), C.30)
которую можно получить, используя B.7) и B.18).
Коэффициент затухания полосковой линии определяется как
сумма, состоящая из: коэффициента ал B.15), обусловленного теп-
тепловыми потерями в проводниках и зависящего от типа линии, ее
геометрических размеров, формы поперечного сечения и матери-
материала проводников; коэффициента ае A.48), определяемого теп-
тепловыми потерями в диэлектрике
8 — **'1& у Е lg 0/ло» (O.ol)
и коэффициента затухания а^, определяемого излучением.
При экспериментальных исследованиях для определения ко-
коэффициента затухания а часто пользуются параметром, называ-
78
'¦мым собственной добротностью линии Qo, которая обратно про-
пропорциональна коэффициенту затухания
C.32)
<»iкуда ^
a=27,3/A,Qo, \ C.33)
где размерность a — 1дБ/м; Qo — добротность полуволнового ре-
юнатора, выполненного из отрезка линии, замкнутого с обоих
концов. )
Эффективная диэлектрическая проницаемость теоретически оп-
определяется лишь для шиний с Т-волной. Экспериментально еЭф
находится с помощью измерения длины волны в исследуемой ли-
линии Хв и вычисляется пр формуле A.46)
2, / C-34)
где принято [л=1.
Симметричная полосковая линия (СПЛ) (рис. 3.15,а) по
сравнению с другими' конструкциями мало изучена и может ис-
использоваться без дополнительных экранов. Элементы и узлы
СВЧ-схем, изготовленные на базе СПЛ, сложны в настройке и
производстве [1].
Критическая частота ближайшего высшего типа колебаний,
являющаяся одновременно предельной частотой для данной по-
полосковой линии, определяется из приближенного соотношения
/ир « Ж/У7[Ш + пЬ/2], C.35)
где W и Ь выражены в мм, /Кр — в ГГц.
Для подавления паразитных волн и увеличения предельной
частоты СПЛ используется соединение металлическими штырями
противоположных металлизированных слоев вблизи полоски.
Волновое сопротивление СПЛ с малой толщиной полоски
(/<&) и при Wy&<0,5 достаточно точно для многих практичес-
практических расчетов может быть найдено с помощью соотношения [1]:
ZB « 200/у7( 1 + 2W7&), . C.36)
где е — диэлектрическая проницаемость подложки.
При расчетах конструкций обычно задаются ZB, e, Ь и, соглас-
согласно C.36), определяется
Коэффициент затухания, дБ/м, обусловленный потерями в
диэлектрике, определяется по C.31) и за счет потерь в провод-
проводниках приближенно равен [1]
Z*W. C.37)
Потерями на излучение в СПЛ можно пренебречь.
Симметричная полосковая линия на базе диэлектрической пла-
пластины с 8=2,5; Ь—4 мм при 2в=50 Ом имеет в дециметровом
79
1
(^
I
г
-^
/
/
w
a
—\7
4
1
3
>*•
X
Рис. 3.16. Распределение напряженности
электрического поля/и тока в микрополос-
ковой линии: /
1 — у внутренней
внешней поверхност
рованного слоя; 4
лизированном слое
верхности полоски; 2 — у
полоски; 3 — у металлизи-
металлизина полоске; 5 — на метал-
металдиапазоне погонные потери при*
мерно 1,2... 1,7 дБ/м, добротность
250... 350. j
Как следует из вышеизложенно-
вышеизложенного, характеристика СПЛ (критиче-
(критическая частота!, волновое сопротивле-
сопротивление, затухание) зависят от конст-
конструктивных размеров, высоты линии
Ь, ширины пйлоски W. Кроме того,
следует отметить, что для поддер-
поддержания «чистой» Т-волны (отсутст-
(отсутствия высших типов волн) Ь и W дол-
должны быть меньше Яв/2. Ширина основания выбирается из условия
a^W-h2b, при котором электрическое поле у кромки основания
незначительно.
Микрополосковая линия (МПЛ) (рис. 3.15,6) наиболее про-
проста в изготовлении печатным методом. На рис. 3.16 приведены
графики распределения электрического поля в поперечном сече-
сечении МПЛ. Напряженность электрического поля достигает мак-
максимального значения вблизи края полоски A, 2, на рис. 3.16), что
обусловлено повышенной концентрацией электрических зарядов
в этом месте. При удалении от краев полоски напряженность
электрического поля уменьшается и стремится к нулю. В центре
слоя металлизации и внутренней поверхности полоски A, 3 на
рис. 3.16) она достигает напряженности поля плоского конден-
конденсатора E=U/h; на внешней поверхности полоски B на рис. 3.16),
в центре, Е практически равно нулю.
Характеристики линии рассчитываются, как правило, в пред-
предположении о распространении квази Т-волны. Квази Т-волна —
гибридная волна, которая на низких частотах по структуре и
свойствам не отличается от Т-волны, но при достаточно большом
увеличении частоты появляются предельные составляющие Ez и
Hz, а с ними дисперсия, т. е. возникает зависимость параметров
линии (ZB, Уф и др.) от частоты.
В реальных МПЛ дисперсия почти не проявляется на частотах
до 3 ГГц, при этом основные характеристики линии определяют-
определяются в квазистатическом приближении.
Верхний предел рабочего диапазона частот МПЛ определяет-
определяется условием интенсивного возбуждения паразитных поверхно-
поверхностных волн. Частота интенсивного возбуждения таких волн, яв-
80
ляющаяся верхней предельной частотой использования МПЛ,
находится из соотношения
/нр = 75/ЛК(^1), C.38)
где /Кр — выражено в ГГц, h—в мм.
С погрешностью Не более 0,6% [5] ZB МПЛ можно опреде-
определить по формуле:
при W/h<2 ;.
Ve3(b ifi/l
W i
C.39)
при И7/Л>2
z-=yfe mn [т.Н1п {I7-08 (?+°;92)}]" ¦ <3-40)
Эффективная диэлектрическая проницаемость подложки МПЛ
приближенно вычисляется по формуле [10]
бз* = -^ + , в~] C.41)
Эта формула справедлива для достаточно малых частот, на
которых дисперсия слабо выражена. На более высоких частотах
зависимости волнового сопротивления и эффективной диэлектри-
диэлектрической проницаемости МПЛ от геометрических "размеров W и h
подложки, рассчитанные по более точным формулам, приведены
в [8].
Возникновение дисперсии на высоких частотах в МПЛ объяс-
объясняется увеличением еЭф с ростом / из-за увеличения концентрации
электромагнитного поля в диэлектрической подложке.
Размеры МПЛ по заданному ZB определяются по формулам
согласно [5]j_
при ZhI/8**^132
Wfh=lfr—2 [In (я/r—21п2) + 1]/я, C.42)
при ZB УТ^ 132
^/Я=8е-2^, C.43)
где /¦=ZB"|^e7l20jt.
Наиболее противоречивыми являются факторы, которыми дол-
должен руководствоваться конструктор при выборе толщины под-
подложки. Уменьшение толщины подложки обеспечивает малые по-
потери на излучение, снижение вероятности возбуждения поверх-
поверхностных волн, увеличение плотности монтажа. Однако при прочих
равных условиях для сохранения постоянного волнового сопро-
сопротивления необходимо уменьшать W, что в свою очередь приво-
приводит к увеличению потерь в проводниках. Кроме того, при малых
h и W требуемые технологические допуски для обеспечения удов-
удовлетворительных электрических характеристик могут оказаться
трудно реализуемыми. Компромиссным решением для выбора h
81
является принятый ряд стандартных толщин подложек для МПЛ:
/г=0,25; 0,5; 1 мм.
Итак, между размерами W и h существует тесная связь, под-
поддерживаемая, в частности, заданным волногёым сопротивлением
ZB. Интегральное изменение этих двух размеров можно оценить
следующим образом [1]: .
где Wp, hp и Wn, hn — соответственно расчетные и практически
полученные значения ширины проводника и высоты подложки.
При наличии реального конструктивного допуска A{W/h) име-
имеет место отклонение волнового сопротивления AZB относительно
расчетного значения. В свою очередь, изменение волнового соп-
сопротивления приводит к рассогласованию МПЛ, характеризуемо-
характеризуемому величиной Кет'.
»для AZB^>0[A(W/h) <сО];
JZB для AZB<0[A(W/h)>Q].
Очевидно, что производственные допуски на геометрические
размеры (W, h) МПЛ должны быть обоснованы, что с одной
стороны позволит получить требуемые электрические характери-
характеристики (Кет и др.), а с другой — избежать неоправданного услож-
усложнения технологии изготовления и повышения стоимости.
В МПЛ, как правило, используются высококачественные под-
подложки с низкими диэлектрическими потерями. Поэтому затухание
в основном определяется потерями в проводниках и может быть
найдено из приближенного соотношения
Он = о,ОШ<?з/^в уу. (о.44)
Зависимость затухания МПЛ примерно в два раза сильнее,
чем СПЛ„
Микрополосковая линия с е=10, h=\ mm, ZB = 50 Ом имеет в
дециметровом диапазоне погонные потери 2,64 ...4,58 дБ/м, до-
добротность 150...260.
В реальных МПЛ затухание повышается из-за шероховатости
подложки, конечной толщины адгезионного подслоя между про-
проводником и подложкой.
В режиме непрерывных колебаний потери в МПЛ, а также ин-
интенсивность отвода тепла от подложки определяют предельную
мощность. Ориентировочные значения предельной средней мощ-
мощности для линии с сапфировой подложкой составляют 80... 100 Вт,
а предельной импульсной мощности (при скважности сигнала бо-
более 50) — несколько киловатт.
Рассмотрим еще один геометрический размер МПЛ — толщину
проводника. Ток в проводнике МПЛ протекает в основном по сто:
роне проводника, обращенной к подложке, и концентрируется в
слое, толщина которого равна примерно толщине скин-слоя бс.
Для обеспечения малых потерь в проводнике необходимо, чтобы
82
I'm-. 3.17. Характеристики симметрич- Zb,0n
поп щелевой линии
толщина проводника и зазем-
заземленной пластины составляла 240
примерно 3..5 толщин скин-
слоя.
Z20
0,01 0,02 0,03 0,04- 0,05 0,05 0,07 Л/А
Симметричная щелевая ли-
линия (СЩЛ) (рис.3.15,б) пред-
представляет собой узкую щель, /во
прорезанную в тонком прово-
проводящем слое, выполненном на
одной стороне диэлектрической 140
подложки с большим значени-
значением 8 (е>5). 120
Поскольку в ее структуре
поля имеется большая про-
продольная составляющая магнит-
магнитного поля Hz (рис. 3.15,г), то
принято считать, что в СЩЛ 60
основной тип волны — Н-вол-
на. Поскольку Нх и Hz сдви-
сдвинуты по фазе на 90°, магнит-
магнитное поле эллиптически поляризовано, что широко используется
при создании невзаимных ферритовых устройств.
На рис. 3.17 показаны зависимости волнового сопротивления
и величины, обратной замедлению я^'Кеэф, от длины волны воз-
возбуждающих колебаний, толщины подложки и ширины щели для
диэлектрической проницаемости подложки 8 = 9,8 [5]. Частотная
зависимость волнового сопротивления имеет экстремум (см. рис.
3-17), поскольку, с одной стороны, она должна падать из-за по-
повышенной концентрации поля в диэлектрике, а с другой — долж-
должна расти, так как с ростом частоты повышается концентрация
поля в зазоре.
По сравнению с МПЛ в СЩЛ:1) более сильно проявляется
дисперсия, т. е. ZB и v$ сильнее зависят" от частоты; 2) больше
ZB при одинаковых отношениях Wfh; 3) удобнее монтаж навес-
навесных компонентов; 4) значительно ниже потери, так как ток в
СЩЛ распределен по большей поверхности.
Максимум тока находится на краях щели и по экспоненте
спадает по мере удаления от края щели.
Несимметричная щелевая линия (НЩЛ) (рис. 3.15,д) образу-
образуется полуплоскостями, нанесенными на противоположных поверх-
поверхностях диэлектрической подложки или в разных слоях плоско-
плоскопараллельных диэлектрических подложек. Форма магнитных и
электрических силовых линий в поперечной и продольной плос-
плоскостях показана на рис. 3.15,E и е.
В зависимости от взаимного расположения полуплоскостей от-
относительно друг друга возможны различные модификации не-
83
симметричных щелевых линий: линии с перекрытием, линии без
перекрытия, а также линии с нулевым перекрытием полуплоско-
полуплоскостей. Ограничения на волновое сопротивление накладываются на-
наличием излучения при больших волновых сопротивлениях (боль-
(большое расстояние между полуплоскостями), а при малых — воз-
возможностью возникновения поверхностных волн.
Этот тип линии находит широкое применение в конструкциях,
ферритовых устройств.
Копланарная линия (КЛ) (рис. 3.15,ж) образуется узкой по-
полоской и двумя полубесконечными слоями металла, расположен-
расположенными на одной стороне диэлектрической подложки.
Формы магнитных и электрических силовых линий КЛ приве-
приведены на рис. 3.15,ж—и. В КЛ основной является волна квази-Т
(рис. ЗЛЬ,ж). Кроме того, в ней возможны волны высшего типа
(рис. 3.15,з, и). Для уменьшения интенсивности возбуждения выс-
высших типов волн в КЛ металлизированные слои по обе стороны
полоски соединяются проводником.
Уменьшение ширины металлизированного слоя d (см. рис.
3.15,з) приводит к небольшому увеличению ZB, например, при 8
подложки, равном 5, изменение d от сю до W увеличивает ZB на
10%.
При t/h = O d=oo, a ZB определяется по следующей формуле:
ZB = (l/VI+~l) ШКЛЬ), C.45)
где К — эллиптическая функция, приближенные значения кото-
которой можно вычислить по формуле [5]:
In [2
- УТ)]/я.
Кг (k)
при
Кг (к) = я/In [2 A +Vk')l(\ - Vk')],
C.46)
C.47)
taz k= {\+2SIW)-\ k' =V\— k*.
Эффективная диэлектричеокая проницаемость может быть най-
найдена по приближенной формуле еЭф~ (e+'l)i/2.
При проведении расчетов задается ZB и затем, пользуясь
C.45), определяется /Ci(^), по значению которого в соответствии
с C.46) и C.47) вычисляют k:
для 1^/Ci^oo
C.48)
C.49)
для ^
k = У\ _
- 2)/(е«к» + 2)]4,
что позволяет вычислить
SJW=(№— IJ. C.50)
При сравнительно малом зазоре 5, узкой полоске W и при
Wfh<zl основная доля потерь определяется потерями в полоске!
При 8>9 h>S; толщина подложки практически не влияет на
характеристики КЛ. Рекомендуется выбирать h~>2S.
84
3.11. МАТЕРИАЛЫ ДЛЯ ВОЛНОВОДНЫХ
УСТРОЙСТВ
Проводниковые материалы. В конструкциях СВЧ-устройств токи протека-
протекают лишь по поверхности металла, обращенной к СВЧ-полю (рис. 3.18). Таким
образом лишь тонкий слой используемого в конструкции материала влияет на
иектрические свойства устройств. Активная составляющая сопротивления этого
' лоя создает заметные тепловые потери в элементах металлических стенок коа-
• грукций СВЧ-устройств. Возникающее по этой причине затухание возрастает
I" увеличением частоты колебаний и в диапазоне СВЧ может иметь значения,
которыми нельзя пренебрегать в большинстве расчетов. Из A.56) видно, что
поверхностное сопротивление металла пропорционально квадратному корню из
отношения магнитной проницаемости к проводимости материала. По этой при*
чине необходимо избегать использования в качестве проводников металлов с
высокой магнитной проницаемостью и плохой проводимостью, таких, жак, на-
например, сталь, предпочитая такие материалы, как медь, латунь, серебро и алю-
алюминий.
Значения электрических параметров проводниковых материалов (металлов),
часто используемых в конструкциях СВЧ-устройств, приведены в табл. 3.4.
Серебро, как правило, используется для нанесения покрытий, обладающих
высокой электропроводностью, оно также входит в состав многих припоев, ис-
используемых для пайки высокочастотных устройств. Обычно серебро наносится
электролитическим способом.
Золото также используется для создания покрытий токонесущих слоев.
Слой золота толщиной всего в несколько микрометров, нанесенный электролити-
электролитически на поверхность легко окисляющихся металлов, практически непроницаем
для кислорода.
Медь отличается высокой электро- и теплопроводностью, хорошей тепло-
теплостойкостью, относительной дешевизной. Однако при выборе проводникового ма-
материала следует учитывать, что на воздухе поверхность медного проводника
быстро покрывается слоем оксида, имеющим достаточно высокое удельное со-
сопротивление и увеличивающим тепловые поте-
потери в СВЧ-конструкциях. Латунь по сравнению
с медью имеет повышенную механическую
прочность, хорошо обрабатывается и штампу-
штампуется. Бескислородная медь обладает высокой
вязкостью и пластичностью.
Алюминий обладает высокой пластично-
пластичностью и стойкостью против коррозии. Примене-
Применение алюминия значительно удешевляет и уп-
упрощает процесс изготовления волноводных
устройств.
Промышленность поставляет материалы в
виде слитков, лент, прутков, плит, листов,
Электромаг^
нитная волна
Области
концентра
ции тока
Рис. 3.18. Концентрация токов на поверхности
металла из-за поверхностного эффекта (б —¦
глубина поверхностного слоя)
85
Таблица 3.4. Основные характеристики металлов
Металл
Серебро
Медь
Золото
Алюминий
Бериллий
Латунь
Бронза
Инвар
Вольфрам
Никель
Олово
Тантал
Ванадий
Хром
Титан
Проводимость
а 10' См/м
6,6
5,9
4,4
3,81
2,43
1,57
0,89
0,121
1,81
1,28
0,90
0,81
0,42
0,77
0,21
Толщина скин-слоя ас, мкм, на частотах.
0.2
4,5
4,9
5,55
5,82
6,82
—
—¦
—
8,4
10,0
12,5
14,3
18,7
13,0
24,8
0.5
2,88
2,98
3,53
3,7
4,3
—
—
—
5,27
6,3
7,87
9
11,26
8,15
15,6
]
1 | 2
2,03
2,09
2,49
2,61
3,04
—i
—,
—
3,74
4,48
5,57
6,36
7,0
5,75
11,1
1,44
1,48
1,75
1,85
2,15
—
—
—.
2,65
3,18
3,95
4,5
5,65
4,1
7,8
4
1,02
1,05
1,24
1,3
1,52
—,
—
—
1,88
2,25
2,8
3,2
4,0
2,9
5,54
ГГЦ
10
0,64
0,66
0,79
0,83
0,96
—,
,
—
1,18
1,41
1,78
2,02
2,52
1,82
3,48
труб, из которых с помощью соответствующего технологического процесса мож-
можно изготавливать элементы и устройства СВЧ.
Трубы из меди, латуни, алюминия и его сплавов, выпускаемые промыш-
промышленностью, соответствуют принятым стандартным сечениям волноводов
НО.206.002.
Конструкционные материалы. Как указывалось выше, лишь тонкий слой
используемого в конструкции материала влияет на электрические параметры
СВЧ-устройств, а основная масса материала обеспечивает механическую проч-
прочность и надежность.
К этой конструкционной части материала предъявляют требования высокой
механической прочности, формоустойчивости, малой плотности, немагнитности,
возможности изготовления деталей сложной формы, низкой стоимости.
В качестве конструкционных материалов могут быть выбраны любые ме-
металлы, допускающие обработку поверхности по высокому классу точности и
доследующее покрытие металлами с высокой проводимостью.
В последние годы в связи с развитием методов гальванопластики для из-
изготовления волновода стали широко использоваться различные пресс-материа-
пресс-материалы и эпоксидные смолы, с внутренней стороны покрытые слоем материала с
высокой проводимостью.
Диэлектрические материалы. К диэлектрическим материалам, используемым
при изготовлении высокочастотных волноводных устройств, предъявляются тре-
требования малых диэлектрических потерь, высокой механической прочности,, вы-
высокой допустимой рабочей температуры, формоустойчивости, хорошей обрабаты-
обрабатываемости, пригодности для соединения с другими диэлектриками и металлами
высокой теплопроводности.
Наиболее широчо в волноводной технике СВЧ применяются такие диэлек-
диэлектрики, как: полиэтилен, полистирол и фторопласт, обладающие малыми диэлек-
диэлектрическими потерями вплоть до диапазона миллиметровых волн, достаточно вы-
сокой электрической прочностью и легко обрабатываемые: различные типы вы-
высокочастотной керамики, имеющей малый температурный коэффициент линейно-
86
Таблица 3.5. Основные электрические параметры диэлектриков
Наименование диэлектрика
Полиэтилен
Полистирол
Фторопласт-4
Брокерит (.керамика) 9
Стекло
Ситал
Поликор
Сапфир
Сапфирит
Относительная диэле-
диэлектрическая проницае-
проницаемость
2,3...2,4
2,5...2,6
1,9...2,2
6,6
4,0
10
9,6...9,8
11,4...13,2
9,3...10,1
Тангенс угла диэлек-
диэлектрических потерь tg б
на частоте 10 ГГц
D... 5) 10-'
C...4I0-<
B...3I0-^
<2...4I0-<
15-10-^
3,5.10-^
@,2...0,5I0-'
1 ,Ю—*
A...1.1) I0-*
Электрическая
прочность, кВ/мм
40
20
40
10
—
40
20...25
40
40
го расширения, высокую термостойкость, большую электрическую прочность и
малые диэлектрические потери; стекло, отличающееся высокой термостойкостью
и стабильностью диэлектрических свойств с изменением температуры; конструк-
конструкционные пластмассы, обладающие высокой противокоррозионной и химической
стойкостью, пресс-материалы, обладающие высокой механической прочностью,
природная и синтетическая слюда и др.
Основные свойства некоторых диэлектриков в диапазоне СВЧ приведены
в табл. 3.5.
Антикоррозионные покрытия. Значительное влияние на затухание волно-
волноводов оказывает коррозия металлических стенок. Оксиды, образующиеся на по-
поверхности металлов и имеющие малую удельную проводимость, увеличивают
тепловые потери. Чтобы избежать этого, на внутренние стенки волновода нано-
наносят тонкий слой лака, предохраняющего металл от коррозии, или осаждают
электролитическим методом слой серебра, достаточно стойкий к окислению.
Важно, чтобы лак имел малые диэлектрические потери (tg6<10~3). Поверхно-
Поверхностное сопротивление электролитически осажденного серебра несколько больше,
чем чистый слой меди (из-за пористости). Поэтому толщину серебряного по-
покрытия медных стенок следует делать меньше глубины проникновения тока в
серебро или применять методы механического уплотнения. В отдельных случаях
в качестве антикоррозийного покрытия применяется золото.
¦3.12. МАТЕРИАЛЫ ДЛЯ'ИНТЕГРАЛЬНЫХ
СХЕМ
Подложки. Изготавливаются подложки в основном из диэлектриков, в неко-
некоторых конструкциях СВЧ-устройств — из ферритов, а в монолитных микросхе-
микросхемах— из полупроводников. К ним предъявляются следующие основные требо-
требования: хорошая обрабатываемость механическим способом, химическая стой-
стойкость, высокая теплопроводность, низкая пористость, согласование температур-
температурного коэффициента линейного расширения (ТКЛР) с ТКЛР материалов нано-
наносимых пленок, высокая стабильность электрических параметров, малый тан-
тангенс угла потерь и низкая себестоимость.
Диэлектрики (табл. 3.5) применяются в качестве подложек в абсолютном
большинстве рассматриваемых конструкций ИС. Для повышения степени ин-
интеграции ИС желательно применять подложки с высоким г. При этом снижа-
87
ются потери на излучение, поскольку большая часть электрического поля кон-
концентрируется под проводником МПЛ. Однако при высоких значениях е в конст-
конструкциях микросхем СВЧ легко возбуждаются поверхностные волны, сильно воз-
возрастают требования к допускам. Это вынуждает выбирать для подложек ди-
диэлектрики с 8 = 8.. 10, к которым относятся ситэл, поликор, сапфир, сапфирит
(см. табл. 3.5) и др. [6].
При создании 'ликросхем большое значение имеет шероховатость и размеры
поверхностных дефектов. Связано это в основном с тем, что проводящие слои,
наносимые на подложку, принимают форму ее поверхности и возникающие при
этом неровности проводника увеличивают активные потери, из-за увеличения пу-
путей токов, приводят к возникновению поверхностных аволн и увеличению потерь
на излучение из-за изменения структуры поля, а также уменьшают электричес-
электрическую прочность линии передачи или устройств, создаваемых на их базе.
Величина малого tg6 является непременным условием применения диэлек-
диэлектрика в ИС СВЧ.
Ферриты, полирующиеся так же, как диэлектрики, до высокого класса шеро-
шероховатости поверхности A2,- 13-й класс), должны выдерживать все этапы тех-
технологических процессов изготовления СВЧ-микросхем. Основным недостатком
¦существующих ферритов является их невысокая механическая прочность.
Полупроводники из кремния и арсенида галлия в основном используются
при создании монолитных схем, включающих активные элементы, изучение ко-
которых выходит за пределы данного учебника.
Проводники (см. табл. 3.4). В ИС СВЧ структура проводников в большин-
большинстве случаев многослойная. Первый (от диэлектрического основания) слой про-
проводника— высокоомный материал с хорошим адгезионным свойством (хром,
яихром, ванадий и тантал), второй — с высокой проводимостью (медь, алюми-
алюминий, золото) третий — обеспечивает защиту от внешней среды и лужение час-
части проводника для проведения монтажных операций (серебро, золото). Хоро-
Хорошие электрические характеристики (малые потери) обеспечивают второй слой,
толщина которого единицы и десятки микрометров, толщина подслоя примерно
н-а два порядка меньше. В однослойных конструкциях рекомендуется приме-
применять алюминий, в двухслойной—'материалы с хорошей адгезией и золото.
Резистивные материалы используются для соединения резисторов. Основными
требованиями являются большое поверхностное сопротивление и малый ТКС.
В качестве резистивных материалов наиболее широкое распространение получи-
получили чистые металлы (хром, тантал), сплавы (нихром), керметы (твердые раство-
растворы серебра, хрома, двуокиси кремния, например, карбид титана, силицид тан-
тантала, карбид хрома), полупроводниковые пленки (диоксид олова), резистивные
пасты для толстопленочной технологии.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Перечислите основные требования к линиям передачи.
2. При каких структурах полей и где принято применять круглые, прямоуголь-
прямоугольные и коаксиальные волноводы?
3. Нарисуйте графики распределения критических длин волн в волноводах.
4. Как правильно выбрать поперечные размеры волноводов?
5. Нарисуйте графики частотной зависимости затухания для волноводов раз-
различных типов.
6. Чем определяется пробивная прочность волноводов?
7. Перечислите основные конструкции полосковых линий и их свойства.
8. Охарактеризуйте линии поверхностных волн и их свойства.
9. Какие требования предъявляются к материалам, используемым в конструк-
конструкциях волноводных и полосковых линий передачи?
Глава 4 ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ
ВОЛНОВОДНЫХ СВЧ-ТРАКТОВ
4.1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
В радиосистемах для передачи энергии от передатчика к антенне
и от антенны к приемнику используется совокупность устройств,
называемых СВЧ-трактом. Эта совокупность включает в себя как
регулярные отрезки линий передачи, так и нерегулярности, необ-
необходимые для соединения отдельных регулярных отрезков, их из-
изгиба, поворота плоскости поляризации, согласования тракта с
передатчиком, антенной и приемником.
К регулярным отрезкам линий передачи относятся рассмот-
рассмотренные в предыдущей главе отрезки линий передачи с неизмен-
неизменным сечением в продольном направлении и постоянными электри-
электрическими свойствами заполняющей среды. К элементам и узлам,
нарушающим регулярность тракта, относятся реактивные элемен-
элементы согласующих устройств, соединения, переходы, изгибы, скрут-
скрутки и др.
4.2. ПОНЯТИЕ ОБ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ
СХЕМАХ НЕРЕГУЛЯРНОСТЕЙ
Электромагнитное поле в сечении линии с нарушенной регу-
регулярностью искажается и может быть представлено в виде суммы
полей (рис. 4.1,а) падающей Япад, отраженной Ротр волн и проходя-
проходящей Р'пад волны низшего (рабочего) типа, а также волн высше-
высшего типа Р'ъ и Р"ъ, возникающих вблизи нерегулярности и обра-
образующих так называемое местное поле, создающее дополнительный
запас реактивной энергии. Напряженность местного поля убывает
по мере удаления от нерегулярности, поскольку критические дли-
Рис. 4.1. Нерегулярность в волноводе:
а — изменение структуры поля; б — эквивалентная схема для сосредоточенной нерегуляр-
нерегулярности; в—эквивалентная схема для распределенной нерегулярности
89
ны его волн малы, и на расстоянии, сравнимом с длиной волны,
его влиянием можно пренебречь, однако у самой нерегулярности
амплитуда напряженности местного поля может быть сравнима с
амплитудой падающей волны.
Влияние нерегулярного участка тракта на процессы передачи
и отражения волн основного типа в линии может быть отобра-
отображено схемой замещения (эквивалентной схемой, рис. 4.1,6, в).
Вид эквивалентной схемы и значения составляющих ее эле-
элементов зависят от частоты сигнала, характера нерегулярного уча-
участка, а также от выбора плоскости его представления, т. е. места
включения эквивалентной схемы в линию передачи. Если длина
нерегулярного участка вдоль волновода мала по сравнению с
длиной волны, то отсчетная плоскость устанавливается посереди-
посередине участка. При малой длине нерегулярного участка эквивалент-
эквивалентная схема имеет вид простейших цепей, состоящих из элементов
с сосредоточенными параметрами (рис. 4.1,6). При большой дли-
длине нерегулярного участка эквивалентная схема в большинстве
случаев может быть представлена в виде П- или Т-образной цепи,
также состоящей из элементов с сосредоточенными параметрами
(рис. 4.1,0).
Представление нерегулярности в виде эквивалентной схемы
справедливо в узком интервале частот для удаленных друг от
друга нерегулярностей, которые не связаны друг с другом мест-
местными полями. При составлении эквивалентных схем близко рас-
расположенных нерегуляриостей необходимо учитывать их взаимное
влияние.
Входящие в эквивалентные схемы реактивности строго опреде-
определяются с помощью электродинамических расчетов. Однако слож-
сложность решения подобных задач приводит к необходимости их экс-
экспериментальной проверки, а в ряде практических случаев — ис-
использования экспериментальных данных, имеющихся в литера--
туре в виде графиков и эмпирических формул.
4.3. РЕАКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ВОЛНОВОДНЫХ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ
Роль реактивностей в волноводных линиях передачи выполня-
выполняют нерегулярности и короткозамкнутые и разомкнутые отрезки
лин.ий передачи.
Штыри в волноводе. Короткий металлический штырь в одной
из широких стенок волновода (рис. 4.2,а), направленный вдоль
линий электрического поля, увеличивает местное электрическое
поле и действует как эквивалентная емкость. Нормированное зна-
значение проводимости Ъ' штыря зависит от его длины I, радиуса г
и места расположения на широкой стенке h [1]:
V
2nl\
A — cosp/)*
ая Ъ In {2ljr) sin 2р/ — р B/х — г) B + cos 20/)
DЛ)
90
Ю б;
Рис. 4.2. Штыри в волноводе:
а — с регулируемой проводимостью; б — индуктивные; в—емкостные
При этом предполагается, что расстояние Ъ—/ от торца штыря
до противоположной стенки значительно больше диаметра шты-
штыря 2г.
Пробивная прочность волновода при введении такого штыря
падает, область максимальной концентрации поля совпадает с
вершиной штыря. С целью некоторого увеличения пробивной проч-
прочности в устройствах высокого уровня мощности рекомендуется то-
торец штыря закруглять.
Соединение штыря с волноводом выполняется резьбовым, пая-
паяно-резьбовым или дроссельным методом. При резьбовом соедине-
соединении штырь закрепляется контргайкой с последующей защитой
крепления краской или лаком. К соединению предъявляются тре-
требования малого электрического сопротивления, постоянства точки
электрического контакта, механической прочности и герметич-
герметичности.
По мере увеличения глубины погружения штыря в волновод
все более сказывается индуктивный характер проводимости шты-
штыря и при
1-1 ~ —-
I — (п />"'
—г
D.2)
4 2 In B/j/r)
проводимость принимает бесконечно большое значение, что рав-
равносильно параллельному включению в волновод последователь-
последовательного резонансного контура. Штырь длиной /р называется резо-
резонансным. При увеличении длины штыря l->tP в шунтирующей це-
п« преобладает индуктивная проводимость.
Штырь, полностью перемыкающий волновод и соединяющий
его противоположные стенки (рис. 4.2,6), является индуктивным.
Энергия местного поля такого штыря определяется протекающим
по нему током, т. е. является энергией магнитного поля. Нормиро-
Нормированное значение его эквивалентной индуктивности определяется
формулой [2]:
b'= -
, /2а\ яЬ . Шг Р*аз\ „ „/ t 2я*1 3
In - | sin—L—sin2—4 2+-— 1+P2/? — *n —- +-Г-
\nr a a \ ^ я* У* !V a ^ 2
D.3)
91
где обозначения аналогичны значениям, показанным на рис. 4.2,а.
Индуктивные штыри в меньшей степени по сравнению с ем-
емкостными влияют на пробивную мощность волновода и являются
одним из основных средств создания реактивной проводимости в
трактах высокого уровня мощности.
Помимо штырей, направленных вдоль линий электрического
поля, применяются штыри, лежащие перпендикулярно линиям
электрического поля (рис. 4.2,б). Такой штырь играет роль ем-
емкости, шунтирующей линию передачи, и называется емкостным.
Конструкция такой реактивности обладает повышенной электри-
электрической прочностью.
Диафрагмы — тонкие металлические пластины, частично пе-
перекрывающие поперечное сечение волновода. Их толщина выбира-
выбирается значительно меньше длины волны и ограничивается лишь
механической прочностью.
Конструкции диафрагм в прямоугольном волноводе и их эк-
эквивалентные схемы приведены на рис. 4.3.
Емкостные диафрагмы образованы пластинами, свободные
края которых перпендикулярны линиям электрического поля (рис.
4.3,а). Концентрация зарядов на краях такой диафрагмы приво-
приводит к накоплению энергии электрического поля, что аналогично
действию конденсатора, шунтирующего линию передачи. Емкост-
Емкостные диафрагмы уменьшают электрическую прочность волновода
и не рекомендуются к применению в трактах высокого уровня
мощности.
Приближенно (без учета толщины) эквивалентная нормиро-
нормированная емкостная проводимость диафрагмы может быть опреде-
определена по формуле
^ )D.4)
V = JL in ( cosec ^-
cosec
Ь )
Индуктивные диафрагмы образованы пластинами, свободные
края которых параллельны линиям электрического поля основно-
основного типа волны (рис. 4.3,6). Действие такой диафрагмы основано
на концентрации магнитного поля, что эквивалентно индуктивно-
индуктивности, шунтирующей линию передачи.
Индуктивные диафрагмы незначительно снижают пробивную
прочность волноводов. Эквивалентная нормированная индуктив-
индуктивная проводимость диафрагмы определяется следующим прибли-
приближенным выражением:
J«L COSec ^Y-ll D.5)
Сочетание индуктивной и емкостной диафрагм позволяет осу-
осуществить резонансную диафрагму, эквивалентная схема которой
представляет собой параллельный колебательный контур (рис.
4.3,в). Резонанс определяется условием . •
D.6)
Рис. 4.3. Диафрагмы в волноводе:
а — емкостная; б — индуктивная; в — резонансная
При этом волна Ню проходит через диафрагму без отражений,
так как отраженные волны компенсируют друг друга. Изменение
размеров резонансного о.кна влияет на величину нагруженной до-
добротности диафрагмы, которая возрастает по мере уменьшения
размеров окна.
Окно резонансной диафрагмы может иметь форму, отличную
от прямоугольной, например П-образную, в виде гантели и т. д.
Широкое применение резонансные окна находят в конструкциях
электровакуумных СВЧ-приборов, резонансных разрядниках, при
герметизации СВЧ-трактов. Диафрагма при этом выполняет роль
металлической рамки, в которую впаяна тонкая диэлектрическая
пластина из материала с малыми потерями. Условие D.6) для
окна, заполненного диэлектриком, примет вид
К
D.7)
где е и ii — относительные диэлектрическая и магнитная прони-
проницаемости диэлектрика, который впаивается в окно.
Реактивные шлейфы представляют собой короткозамкнутые
или разомкнутые отрезки линий передачи различной длины. Как
показано в § 2.6, меняя длину шлейфа от, 0 до Хв/2, можно полу-
получить реактивности любого значения (см. рис. 2.5 и 2.6) и знака.
¦92
Рис. 4.4. Коаксиальный (а) и волноводный (б) реактивные шлейфы:
/ — внешний проводник; 2 — внутренний проводник коаксиальной линии; 3 — короткозамы-
кающнй поршень; 4 — прямоугольный волновод
93
Конструктивно короткозамкнутые реактивные шлейфы (рис.
4.4) представляют собой жесткое механическое соединение под
углом 90° двух отрезков волноводных линий передачи, один из
которых замкнут подвижным короткозамкнутым поршнем, обес-
обеспечивающим возможность получения переменных значений вход-
входной реактивности, а другой обеспечивает возможность включения
шлейфа в СВЧ-тракт. Перемещение поршня осуществляется, как
правило, с помощью микрометрического винта. Конструкции порш-
поршней будут рассмотрены в § 4.8.
4.4. СОЕДИНИТЕЛИ ВОЛНОВОДНЫХ
ТРАКТОВ
Конструкция соединительных устройств отдельных узлов СВЧ-
трактов зависит от типа линии, условий эксплуатации и требова-
требований к качествам соединения. Так, при большой протяженности
линии передачи, входящей в стационарную аппаратуру, может
оказаться целесообразным жесткое соединение отдельных участ-
участков линии сваркой или пайкой. Если же соединение участков ли-
линии является временным либо должны выполняться требования
ремонтопригодности, то необходимы соединительные устройства,
позволяющие легко монтировать и демонтировать тракт.
Качество соединительных устройств оценивается электрически-
электрическими и механическими параметрами, а также требованиями к на-
надежности, долговечности, сохранности и климатическим условиям.
От качества электрического контакта зависят такие важные
характеристики РЭА, как потери мощности, помехи, диапазон ра-
рабочих частот, электрическая прочность, /Сст и др.
Механические параметры соединителей определяют их рабо-
работоспособность в течение заданного срока службы, высокую изно-
износоустойчивость, механическую прочность, стабильность контактно-
контактного усиления и общую герметичность СВЧ-тракта, которая особенно
важна при повышенном давлении внутри тракта (для увеличения
пробивной прочности) и пр'И пониженном внешнем давлении (при
работе трактов на больших высотах), а также при работе в ус-
условиях повышенной влажности.
Соединения прямоугольных и круглых волноводов должно обе-
обеспечить малое сопротивление для продольных токов, текущих по
внутренним стенкам волновода. Рассмотрение распределения то-
токов в стенках прямоугольного волновода на волне Ню (см. рис.
3.6) позволяет сделать вывод, что наиболее важно обеспечить
контакт в середине широких стенок волновода, где амплитуда
продольного тока максимальна. Так, для волновода с воздушным
заполнением сечением 23X10 мм при передаче мощности в 500
кВт полный продольный ток, протекающий через стык широких
стенок, приблизительно равен 60 А. При большом переходном
сопротивлении контакта это может привести к выгоранию кон-
контактных площадок и выходу из строя соединителя.
94
В настоящее время используются два основных типа соедине-
соединения волноводов: контактный и дроссельный. Контактное соедине-
соединение может быть неразъемным и разъемным.
Неразъемное соединение можно осуществить, например, с по-
помощью муфт. Внешние муфты надевают на место соединения и
припаивают. Высокое качество пайки достигается при использо-
использовании припоев ПСр40 и ПСр45 (ГОСТ 19746—74). При удовлет-
удовлетворительном выполнении подобное соединение обладает малым
и стабильным переходным сопротивлением, а /Сст не превышает
1,005. Неразъемные соединения получаются герметичными и меха-
механически прочными. Неразъемные соединения обеспечивают элект-
электрогерметичность не менее 120 дБ. Примером неразъемного соеди-
соединения является стыковка круглых волноводов с помощью холод-
холодной сварки.
Разъемное контактное соединение выполняется с помощью
контактных фланцев. Плоские контактные фланцы за счет сопри-
соприкосновения торцовых поверхностей обеспечивают непосредствен-
непосредственный электрический контакт между соединяемыми волноводами
(рис. 4.5,а). Контактные поверхности фланцев стягивают болта-
болтами и струбцинами. Высокие требования к электрическим пара-
параметрам соединений обусловливают жесткие требования к точно-
точности выполнения контактных фланцев: перпендикулярности поверх-
поверхности фланца к оси волновода, плоскостности контактной поверх-
поверхности, ее качеству и точности расположения базирующих элемен-
элементов. При проектировании контактных соединителей необходимо
выбирать материалы и покрытия прилегающих друг к другу по-
поверхностей с минимальной разностью электродных потенциалов
с тем, чтобы не образовывалось гальванических пар и, как след-
следствие, не появлялась коррозия. Например, по ОСТ 4.ГО.206.013
для покрытия контактных поверхностей латунных фланцев предус-
предусматривается многослойное серебрение с подслоем меди, а для
случая контакта латуни с алюминием рекомендуется кадмирова-
ние.
а;
Рис. 4.5. Пример конструкции плоского контактного фланца для прямоугольно-
прямоугольного волновода;
а — конструкция фланца; б — контактная прокладка
95
В настоящее время на практике широко применяются плоские
фланцы с упругими контактными прокладками (рис. 4.5,6). Про-
Прокладки выполняются из материала, обладающего хорошими пру-
пружинящими свойствами (например из листовой бронзы БрБ2М
толщиной 0,12... 0,25 мм в зависимости от сечения волновода).
Прокладка имеет лепестки по внутреннему периметру поперечного
сечения волновода, которые либо разведены в противоположные
стороны, либо слегка скручены вокруг оси так, что при соедине-
соединении фланцев между стенками волновода образуется надежный
электрический контакт. Для повышения механической надежно-
надежности разрезы между лепестками заканчиваются круглыми отвер-
отверстиями, снижающими концентрацию механических напряжений в
углах разрезов. Общая длина разреза должна быть не меньше
четверти длины волны. Прокладка строго фиксируется относи-
относительно канала волновода с помощью шрифтов или установочных
болтов. С целью повышения герметичности соединения применяют
уплотняющую резиновую прокладку в виде кольца, уложенную
в специальную канавку на фланце. В качестве материала для гер-
герметизирующих прокладок используется резина типа ИРП-1267.
Технические требования к герметизирующим прокладкам огова-
оговариваются в специальной нормативной документации (ОСТ
4.ГО.206.015).
Контактные фланцы, сконструированные в соответствии со
стандартом на волноводы, обеспечивают во всем рабочем диапа-
диапазоне волновода электрические параметры, приведенные в ОСТ
4.ГО.206.013.
Для характеристики электрической прочности элементов и уз-
узлов СВЧ пользуются величиной относительной мощности Р пр,
равной отношению пробивной мощности устройства Рпр.Устр к про-
пробивной мощности регуляторного волновода
г пр = ¦fnp.y
г-г
пр.рег. {**•)
Для контактных фланцев в зависимости от частотного диапазо-
диапазона значение Р'пр меняется от 20 до 75%.
Преимуществом контактных фланцевых соединений является
возможность их использования без частотных ограничений. Однако
контактные соединения обладают рядом недостатков. Качество
контакта значительно ухудшается при деформации фланца от мно-
многократных соединений, при окислении, вибрации, выгорании при
передаче большой мощности и т. д.
Дроссельное соединение, свободное в значительной степени от
вышеуказанных недостатков, используется в СВЧ-трактах, узлы
которых часто подвергаются разборке.
В дроссельном соединении (рис. 4.6) используются два флан-
фланца, один из которых плоский 1, а другой — дроссельный 2, имею-
имеющий в торцовой части выборку Д и кольцевую канавку глубиной
U приблизительно в четверть длины волны в свободном простран-
пространстве. Радиальное расстояние между канавкой и серединой широ-
широкой стенки прямоугольного волновода 12 также равно примерно
96
А-Д 5"
\
f--M
9
г
Рис. 4 6 Дроссельные волноводные фланцы:
а — с кольцевой канавкой; б — с секторной канавкой
четверти длины волны. Таким образом, надежный электрический
контакт осуществляется с помощью последовательно включенной
в основной тракт дополнительной короткозамкнутой полуволновой
линии — дросселя. Отрезки четвертьволновых линий, образующих
дроссель, различны по типу. Это четвертьволновая коаксиальная
линия (дроссельная канавка 3) и четвертьволновая радиальная
линия (зазор между плоскостями стыкуемых фланцев 4). Распре-
Распределение напряжений и токов в дроссельном соединении показано
на рис. 4.7. Через RK обозначено сопротивление контакта, имею-
имеющееся в месте механического соединения двух фланцев, там, где
находится узел тока. При этом несовершенство контакта мало
влияет на качество соединения. Вместе с тем просачивание высо-
высокочастотной энергии будет минимальным, так как на резисторе
RK выделяется очень малая мощность. Электрический контакт осу-
осуществляется в точках Л Л\ где находится пучность тока, так как
входное сопротивление замкнутой на конце полуволновой линии
равно нулю, что и требуется для обеспечения контакта между со-
соединяемыми волноводами. При необходимости увеличить меха-
механическую прочность дроссельного фланца применяется секторная
канавка 5^ (см. рис. 4.6,6), также обеспечивающая надежный эле-
электрический контакт в середине широкой стенки волновода.
К/4
а)
Рис. 4.7. Распределение напряжений (а) и токов (б) в дроссельном фланце
4-79 97
Герметизация дроссельных соединений достигается с помощью
уплотнительных резиновых прокладок, которые укладываются в
кольцевую канавку 6 (см. рис. 4.6,6), проточенную на торце флан-
фланца за дроссельной канавкой. При работе тракта на высоких уров-
уровнях мощности с целью уменьшения излучения уплотнительная
прокладка изготовляется из мягкого металла.
Дроссельные волноводные фланцы изготавливаются либо на
металлообрабатывающих станках, либо с применением штамповки
жидкого металла или горячей штамповки. В качестве материалов
применяются латуни марок ЛС59-1, Л62 и алюминий марок АК.6,
Д1.
Правильно сконструированные дроссельные фланцы обеспечи-
обеспечивают в полосе частот 15% /0 (в длинноволновой части сантимет-
сантиметрового диапазона) и 6% f0 (в коротковолновой части сантиметро-
сантиметрового диапазона) значение Кет, не превышающее 1,05, а электро-
герметичность до 100 дБ. Средняя по диапазону относительная
пробивная мощность Р'пр составляет 25%.
Основными достоинствами дроссельных соединений являются
надежность, нечувствительность к небольшим перекосам, загряз-
загрязнениям, шероховатостям поверхности и неплотности прилегания.
Недостатки дроссельных соединений — сложность их конструкции
и зависимость электрических параметров от частоты.
Соединение коаксиальных волноводов. Соединение гибких и
жестких коаксиальных волноводов производится с помощью спе-
специальных соединителей, большая часть которых в настоящее вре-
время стандартизирована (ГОСТ 20265—74) и серийно выпускается
промышленностью.
4.5. СОГЛАСОВАНИЕ В СВЧ-ТРАКТАХ
Под согласованием принято понимать условия, при которых по-
поступает максимальная мощность от генератора в нагрузку через
передающий тракт. При этом полагают, что потери в линиях пе-
передачи малы и не влияют на согласование.
Полная передача энергии генератора с помощью линии (ZB)
в нагрузку (ZH) возможна при условии (см. § 2.5)
где Zr — выходное сопротивление генератора. В этом случае отсут-
отсутствует отраженная волна.
Наличие отраженной волны в линии приводит к потерям мощ-
мощности на отражение, уменьшению максимально допустимой мощ-
мощности, передаваемой в нагрузку, уменьшению полосы частот, пе-
передаваемых по линии передачи и т. д.
Потери мощности на отражение. При отсутствии отражений
мощность Рн, передаваемая в нагрузку, имеет максимальное зна-
значение и равна падающей мощности Рпад. При несогласованной
98
нагрузке выделяемая на ней мощность Р'н уменьшается на значе-
значение отраженной мощности РОтР:
"п
Ui
Рн =Р —Р — паД __ °тр _ ^пад ,
н 1 пад 1 отр — ~ — I -I —
2Z
и
пад
D.10)
Уменьшение максимально допустимой величины мощности
Рнтах, передаваемой в нагрузку,
Рнтах=?/ пр/-<^в — г Пр, С*« *¦ *¦)
где Рпр — пробивная мощность в линии.
Для несогласованной линии напряжение в пучности волны
(см. § 2.5) f/max = ^пад A + |Г|). При этом максимальная мощ-
мощность в линии, при которой возникает пробой при наличии отра-
отражений,
Р/пад = ^пр/A + |Г|J- D.12)
Таким образом, максимально возможное значение мощности,
выделяемой на рассогласованной нагрузке, с учетом потерь на
отражение равно
/"пр = Р/падA-|Г|2)=Р„рA-|Г|2)/(Ц-|Г|J =
= Рпр/Ксг. D.13)
Выражение D.13) необходимо учитывать при расчете пробивной
прочности волноводов.
Уменьшение широкополосности передающего тракта. Входное
сопротивление несогласованной линии на основании B.33) опре-
определяется выражением [1]
гп = г9A + \Г\не-1Ф)/A-\Г\нг-т*). D.14)
Анализируя D.14), нетрудно убедиться в следующем: чем
больше коэффициент отражения, тем больше пределы изменения
ZBX, а следовательно, больше частотная чувствительность СВЧ-
тракта и уже его полоса; чем длиннее линия, тем больше скорость
изменения фазового угла коэффициента отражения, поскольку с
учетом B.28)
Ф = 2р/+фн = 4п1///Оф + фн. D.15)
Изменение фазового угла с частотой приводит к изменению
входного сопротивления линии, что, как и в предыдущем случае,
приводит к сужению полосы рабочих частот линии передачи.
Для получения согласования произвольной нагрузки ZH с линией
передачи вблизи от нагрузки должно быть включено согласую-
согласующее устройство, назначением которого является обеспечение ре-
режима бегущей волны в линии до места его включения.
Рассмотрим наиболее распространенные методы согласования.
1. Метод создания компенсирующих отражений основан на соз-
создании дополнительных отражений, суммарная амплитуда которых
4* 99
?7'отр рав.на амплитуде отраженной волны от согласуемого устрой-
устройства ?/"отр, а фаза отличается на 180°. При этом условии общее
отражение U0TV= ?/'отР—t/"OTP = 0. Устройства, с помощью кото-
которых реализуется этот метод, называются согласующими транс-
трансформаторами.
2. Метод поглощения отраженной волны основан на включе-
включении перед согласуемым устройством поглощающего четырехполюс-
четырехполюсника, не вносящего дополнительных отражений.
3. Метод плавных переходов основан на использовании для
согласования волновых сопротивлений двух линий Zx и Z2 отрезка
нерегулярной линии передачи, размеры поперечного сечения кото-
которой изменяются небольшими скачками или плавно вдоль ее
длины.
В энергетическом отношении предпочтительным являются пер-
первый и третий методы согласования, позволяющие создать устрой-
устройства, обладающие свойствами идеального трансформатора (без
внесения активных потерь).
Второй метод согласования имеет преимущества при нагрузке
переменного характера, либо когда согласование осуществляется
в широкой полосе частот.
4.6. СОГЛАСУЮЩИЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ
Принцип действия согласующих трансформаторов с компенси-
компенсирующей реактивностью иллюстрируется рис. 4.8. В этом случае
роль согласующего элемента сводится только к компенсации ре-
реактивной составляющей входного сопротивления в том сечении
линии, где активная составляющая входного сопротивления равна
волновому сопротивлению линии. Слева от реактивности (в сторо-
сторону к генератору Г) в линии устанавливается режим бегущей вол-
волны A), справа от реактивности (в сторону к нагрузке Н) в ли-
линии сохраняется режим смешанных волн B).
В качестве согласующих реактив'ностей широко используются
шлейфы (короткозамкнутые или разомкнутые отрезки линий пе-
передачи различной длины), шты-
zbx=R+iX ри, диафрагмы и другие нерегу-
f?=zb ^ лярности.
Наиболее распространены кон-
конструкции трансформаторов с ре-
регулируемыми параметрами (регу-
(регулируемые трансформаторы), дей-
действие которых основано на изло-
изложенном выше принципе. На рис.
4.9,а показан трансформатор ти-
типа передвижной регулируе-
iX=-t'XK
Линия передачи
Распределение поля
д линии
Рис. 4.8. Пояснение принципа согласо-
согласования с помощью компенсирующей ре-
реактивности
tn^inl
100
8)
Рис. 4.9. Регулируемые согласующие трансформаторы с компенсирующей реак-
реактивностью
мой реактивной проводимости, на рис. 4.9,6 — трансформатор
с регулируемой неперемещаемой реактивностью и фазовраща-
фазовращателем, позволяющим изменять электрическую длину линии, на
рис. 4.9,0 — трансформатор с двумя регулируемыми непереме-
щаемыми реактивностями, расположенными на расстоянии, рав-
равном нечетному числу А,в/8, на рис. 4.9,г — двухвтулочный транс-
трансформатор с нерегулируемыми перемещаемыми неоднородностями.
Недостатком конструкции рис. 4.9,в является невозможность
согласования любых значений сопротивлений (наличие «недося-
«недосягаемой зоны»). Этот (Недостаток может быть устранен применени-
применением трех регулируемых реактивностей, расположенных на расстоя-
расстоянии, кратшж нечетному числу четвертей длины волны.
Общим недостатком трансформаторов с компенсирующей ре-
реактивностью является их узкополосность и снижение электричес-
электрической прочности передающего тракта.
Четвертьволновой согласующий трансформатор представляет
собой отрезок линии передачи с волновым сопротивлением ZTP и
длиной Яв/4, включенный между согласуемыми линиями переда-
передачи с разными волновыми сопротивлениями, (ZBi и ZB2) или между
линией передачи и нагрузкой (ZBi и ZH). Волновое сопротивление
трансформатора подбирается таким, чтобы создавались два рав-
равные по амплитуде отражения на его входе и выходе. Поскольку
длина трансформатора Яв/4, то отражения на входе компенсиру-
компенсируются отражениями, возникающими на выходе.
Для определения волнового сопротивления трансформатора
воспользуемся формулой B.33), которая позволяет найти коэффи-
коэффициенты отражения на входе Гвх= (ZBi—ZTP)/(ZBi + ZTp) и выходе
трансформатора ГВЫх= (ZB2—Ztp)i/(Zb2 + Ztp). Если уравнять эти
коэффициенты с противоположными знаками, то получим вывод,
который следовало ожидать. Согласно B.40), входное сопротив-
сопротивление четвертьволнового отрезка линии, нагруженного на сопро-
сопротивление ZB2, равно
Zbx = Z2tP/Zb2 = Zbi, D.16)
101
следовательно,
^тр = У ?ц1 ^в2>
для случая согласования двух линий и
D.17)
для случая согласования линии с произвольной поглощающей
(активной) нагрузкой ZH. Если нагрузка четвертьволнового транс-
трансформатора имеет реактивную составляющую, то для ее компен-
компенсации необходимо изменить длину четвертьволно(вого отрезка по
принципу, описанному в § 2.6.
В реальных линиях передачи нерегулярности, имеющие место
на входе и выходе трансформатора, искажают структуру поля в
этих местах и создают реактивности емкостного характера. Для
компенсации этих емкостей несколько укорачивают длину транс-
трансформатора по сравнению с длиной Яв/4.
Полоса рабочих частот четвертьволнового трансформатора, в
которой сохраняется приемлемое согласование, зависит от скачка
трансформируемых сопротивлений. Чем меньше скачок п сопро-
сопротивлений, тем шире полоса (рис. 4.10).
Сужение полосы частот при значительных скачках сопротив-
сопротивлений привело к тому, что, как правило, четвертьволновые тран-
трансформаторы применяются для согласования однотипных линий
передачи с малым отличием волновых сопротивлений.
4.7. ПЕРЕХОДЫ
Для решения задачи широкополосного согласования активных
сопротивлений применяют ступенчатые переходы (трансформато-
(трансформаторы), представляющие собой каскадное соединение четвертьволно-
четвертьволновых трансформаторов (ступенек) с различными волновыми сопро-
сопротивлениями ZBi, ZB2, ..., ZBn+i (рис. 4.11,a).
Для улучшения характеристик ступенчатого перехода скачки
волновых сопротивлений отдельных ступенек делаются различны-
различными. Наибольшее распространение получили переходы, у которых
скачки волновых сопротивлений меняются пропорционально коэф-
коэффициентам бинома Ньютона (биномиальные переходы) или про-
пропорционально полиномам Чебышева (чебышевские переходы). В
первом случае переход имеет максимально плоскую характерис-
характеристику A на рис. 4.11,6), во втором случае характеристика носит
колебательный характер в полосе пропускания перехода B рис.
4.11,6). Сравнительный анализ характеристик показывает, что че-
бышевский переход имеет большую крутизну фронтов частотной
характеристики затухания при такой же длине, однако уступает
биномиальному переходу в линейности фазочастотной характерис-
характеристики.
В плавном переходе, в отличие от ступенчатого, волновое соп-
сопротивление меняется не скачками, а непрерывно вдоль всей линии,
т. е. плавный переход, по существу, является нерегулярной ли-
102
-At f0
Рис. 4.10. Зависимость частотной ха-
характеристики четвертьволнового
трансформатора от скачка волновых
сопротивлений
0,6
0,4
0.2
0,5 1ft 1,5
Ю
Рис. 4.П. Ступенчатые переходы:
а — конструкция; б — частотные характе-
характеристики биномиального (I) и чебышевско-
го ступенчатого перехода B)
нией, в которой волновое сопротивление является функцией про-
продольной координаты. Плавные переходы могут рассматриваться
как предельный случай ступенчатого перехода, у которого число
ступенек стремится к бесконечности, а длина каждой ступень-
ступеньки — к нулю.
От чебышевского и биномиального переходов можно перейти
к соответствующим плавным переходам, при этом чебышевский
плавный переход будет иметь наименьшую длину из всех типов
плавных переходов при одинаковых требованиях к коэффициенту
отражения.
Одной из часто используемых разновидностей плавных пере-
переходов является экспоненциальный переход, у которого волновое
сопротивление изменяется вдоль оси по экспоненциальному за-
закону.
Малых значений коэффициента отражения можно достигнуть
в экспоненциальных переходах лишь при длине /=B...3)ЯВ, од-
однако, вследствие простоты изготовления, а также большей про-
пробивной прочности, чем у ступенчатых переходов, они находят дос-
достаточно широкое применение.
Переходы с одного типа волновода на другой создаются по
принципу возбуждения одной линии другой с помощью возбуж-
возбуждающих устройств (щелей, отверстий, штырей и др.) или по прин-
принципу постепенного изменения структуры поля и создания усло-
условий для быстрого затухания трансформируемого типа волны. Хо-
Хорошее согласование переходов достигается в ограниченном диа-
диапазоне частот и при отклонении частоты от расчетной ухудшает-
ухудшается за счет нарушения правильной трансформации волн и появле-
появления реактивной составляющей входной проводимости перехода.
103
Рис. 4.12. Примеры Конст-
Конструкций коаксиально-вол-
новодных переходов
Характеризуются переходы типом, размерами и волновым сопро-
сопротивлением соединяемых линий передачи, типом волн в линиях,
минимальным /Сст в рабочей полосе частот, допустимым изменени-
изменением фазы сигнала, минимальными потерями рабочего типа волны,
допустимой мощностью и др.
Одним из наиболее распространенных переходов является ко-
аксиально-волноводный переход, примеры конструкций которого
показаны на рис. 4.12. Они применяются для подключения к вол-
новодным устройствам коаксиальных кабелей или других коакси-
коаксиальных устройств, во вращающихся соединениях и т. д.
Действие этих переходов основано на возбуждении отрезка
волновода электрическим или магнитным излучателем, служащим
элементом связи между коаксиальным и прямоугольным волно-
волноводами. При этом Т-волна в коаксиальном волноводе трансфор-
трансформируется в волну типа Ню в прямоугольном волноводе. Для обес-
обеспечения минимального значения /Сст перехода в его конструкции
предусматриваются согласующие элементы.
Эквивалентная схема перехода показана на рис. 4.13. Для со-
согласования перехода необходимо уравнять активную составляю-
составляющую сопротивления перехода Rn и волновое сопротивление линии
ZB, а также компенсировать реактивную составляющую сопротив-
сопротивления перехода Хп. В конструкциях переходов согласование осу-
осуществляется с помощью выбора места расположения и геометри-
геометрических размеров возбуждающего устройства и с помощью согла-
согласующих элементов в виде короткозамкнутых настраиваемых или
ненастраиваемых отрезков линий (см. рис. 4.12,а—в), ступенча-
ступенчатых переходов (ом. рис. 4.12,г, д) и др.
Рис. 4.13. Эквивалентная схема пере-
перехода
Рис. 4.14. Настраиваемый
коаксиально - волноводный
переход:
/ — волновод; 2 — электриче-
электрический зоид; 3 — короткозамы-
кающий поршень; 4 — диэлек-
диэлектрическая втулка; 5 — коакси-
коаксиальный соединитель
Следует отметить, что все рассмотренные выше переходы яв-
являются взаимными устройствами. На рис. 4.14 в качестве приме-
примера приведен чертеж коажиально-волнового перехода.
Более широкую полосу рабочих частот имеют переходы, у кото-
которых проводник излучателя соединен с емкостным штырем (см.
рис. 4.12,в), а также переходы, у которых снижение волнового
сопротивления прямоугольного волновода до уровня сопротивле-
сопротивления коаксиальной линии достигается с помощью вкладыша, пре-
преобразующего прямоугольный волновод в низкоомный П- или Н-
волновод (см. рис. 4.1'2,г, д).
Различные типы переходов прямоугольного волновода на круг-
круглый показаны на рис. 4.15. Переход волны Ню (Н2о) в прямо-
прямоугольном волноводе к волноводу кругло.го сечения с волной Нц
(Hoi) осуществляется плавным изменением (деформацией) фор-
формы и размеров поперечного сечения, приводящим к постепенно-
постепенному изменению структуры электромагнитного поля. Если длина
перехода равна 2... 3 длинам волн, то /Сст в рабочей полосе вол-
волновода не превышает 1,1.
Преобразование волны Ню в прямоугольном волноводе в вол-
волну Е01 в круглом волноводе, как это используется в конструкции,
104
Рис. 4.15. Переходы с прямоугольного волновода на круглый:
а — прямоугольного волновода с волной Н]о на круглый волновод с волной Н,г б — пря-
прямоугольного волновода с волной Н2о на круглый волновод с волной Н01
105
Рис. 4.16 Вращающийся переход:
/ — обычные переходы; 2 — вращающаяся секция;
3 — дроссельное соединение
приведенной на рис. 4.16, происхо-
происходит с помощью штыревого излуча-
2 теля, закрепленного в прямоуголь-
прямоугольном волноводе и входящего в круг-
||яв/« Лый волновод вдоль его оси.
В тех случаях, когда тип транс-
трансформируемых волн не является
1 низшим (например, волны Еоь HOi
и другие в круглом волноводе), не-
необходимо в конструкциях перехо-
переходов предусматривать фильтры для
нежелательных типов волн. В каче-
качестве фильтров могут быть исполь-
использованы короткозамкнутые шлейфы,
проводящие решетки, направление проводников у которых совпа-
совпадает с направлением вектора электрического поля нежелательно-
нежелательного типа волны, и т. д.
Вращающийся переход (рис. 4.16) используется для передачи
энергии электромагнитных волн по волноводу, когда одна его
часть, соединяемая с приемником или передатчиком, неподвижна,
а другая, соединяемая с вращающейся антенной, вращается. В
рассматриваемом случае вращающийся переход состоит из двух
обычных переходов, круглого волновода и дроссельного соедине-
соединения, обеспечивающего подвижный электрический контакт в месте
вращения. Обычные переходы преобразуют волну, распростра-
распространяющуюся в линии передачи, в волну с аксиально-симметричным
типом колебаний. Аксиально-симметричную структуру поля име-
имеют, например, круглые волноводы, работающие на волне EOi, ис-
используемые в конструкции, представленной на рис. 4.16, и коак-
коаксиальное волноводы, работающие на основной Т-волне.
4.8. ИЗГИБЫ И СКРУТКИ
Изгибы используются для изменен/и я направления потока энер-
энергии в линии передачи. Прямоугольные волноводы могут быть изог-
изогнуты в плоскости электрического (изгиб в плоскости Е, рис.
4.17) и магнитного (изгиб в плоскости Н) полей волны Ню. Та-
Такие волноводы обладают протяженной нерегулярностью, оказы-
оказывающей влияние на отражение и затухание волн в волноводах.
У плавных изгибов (рис. 4.17,а) область нерегулярности начи-
начинается с места искривления оси волновода и может быть сущест-
существенно уменьшена, если длина средней линии изгиба кратна вели-
величине /СР = пЯв/2, где /г=1, 2, 3. >
Для уменьшения нерегулярности, вносимой изгибом, необхо-
необходимо обеспечить постоянство геометрических размеров внутрен-
106
Рис. 4.17. Изгибы в плоскости Е:
а — плавный; б — уголковый
Рис. 4.18. Волноводные скрутки в
прямоугольном (а) и круглом (б)
волноводах
него сечения волновода и высокую чистоту токонесущих поверх-
поверхностей по всей длине изгиба.
Для уменьшения габаритных размеров волноводных устройств
вместо плавных изгибов могут быть использованы уголковые из-
изгибы (рис. 4.17,6). Для компенсации нерегулярности, вносимой
уголком, применяют двойной поворот со средней длиной проме-
промежуточного участка, равной примерно четверти длины волны в вол-
волноводе, а также вводят подстроенные штыри (рис. 4.17,6).
Для изменения плоскости поляризации волмы Ню, передавае-
передаваемой по волноводной линии передачи, используют отрезки скру-
скрученных волноводов — скрутки (рис. 4.18,а). При этом направле-
направление продольной оси волновода остается постоянным, а его попе-
поперечное сечение плавно изменяет свое положение. Для получения
минимальных отражений в широкой полосе частот длина скручен-
скрученного волновода при повороте на 90° должна быть не меньше
2...3Хв.
В круглых волноводах для изменения плоскости поляризации
волны типа Нц размещают по диаметру тонкую металлическую
пластину, скрученную вдоль оси волновода (рис. 4.18,6). Требо-
Требования к выбору длины скрученной части а'налотичвы требованиям
к скруткам в прямоугольных волноводах.
4.9. КОРОТКОЗАМЫКАЮЩИЕ ПОРШНИ
В ВОЛНОВОДНЫХ ТРАКТАХ
Короткоза мыкающие поршни используются для изменения дли-
длины отрезков линий передачи, а также для настройки резонаторов.
Основным требованием, предъявляемым к поршню, является по-
получение чисто стоячей волны в волноводе. В связи с этим поршень
должен иметь минимальные потери, не зависящие от его переме-
перемещения. Из других наиболее важных требований к поршням сле-
следует отметить необходимость постоянства положения плоскости
короткого замыкания, неизменность сопротивления контакта в про-
107
ющий поршень:
/-волновод; 2 -механизм перемещения- з-
контактные пружины
цессе эксплуатации, отсутствие
искрений в контактах между
поршнем и волноводом при
работе на больших уровнях
мощности.
Недостатки простого меха-
механического контакта очевидны:
это чрезвычайно жесткие тре-
требования к допускам на разме-
Рис. 4.19. Волноводный короткозамыка- ?" " шероховатость поверх-
й ности и быстрое срабатывание
КОНТаКТИруЮЩИХ ПЛОСКОСТвЙ.
ВвЯДу ТруДНОСТИ ОбеСПвЧе-
ния хорошего механического
контакта по всему периметру поршня, как и в случае соединения
волноводов (см. §4.3), широкое распространение получили дрос-
дроссельные бесконтактные поршни. В конструкции, показанной на
рис. 4.20,а, поршень имеет механический контакт в минимуме про-
продольного тока (точка С), поэтому качество контакта не сказыва-
сказывается на работе поршня. Входное сопротивление в точках Л, В
равно нулю, так как они находятся на расстоянии Яв/2 от плос-
плоскости короткого замыкания внутренней полости поршня.
Волноводный поршень, показанный на рис. 4.20,6, образован
двумя четвертьволновыми отрезками линий. Входное сопротивле-
сопротивление ZA в- плоскости короткого замыкания АА согласно D.16)
равно Za = Z2bsi/Zb2, где ZBi и ZB2 — волновые сопротивления вол-
волноводов, образованных поршнем и стенками волноводов. Следо-
Следовательно для получения минимального ZA необходимо так подби-
подбирать геометрические размеры дроссельных зазоров, чтобы сопро-
сопротивление ZB2 было значительно больше ZBb
A
tt1Q
~Э
A
4L
в
4z
k/4
-^-^
С
it.
w
5)
И о,
А
А\
К/4
е)
Рис. 4.20. Бесконтактные поршни в волноводах:
а-в - для круглый и прямоугольных волноводов; г—е - для коаксиальных волноводов
108
Изложенные принципы полностью распространяются на конст-
конструктивнее выполнение короткозамкнутых поршней в коаксиальном
волноводе (рис. 4.20,г—е). Одной из разновидностей бесконтакт-
бесконтактных поршней является Z-обраэный поршень (рис. 4.20,г). Преиму-
Преимуществом поршня такой конструкции является отсутствие механи-
механического контакта с внутренним проводником коаксиального вол-
волновода.
К недостаткам дроссельных поршней следует отнести частот-
частотную селективность (рабочая полоса дроссельного поршня состав-
составляет примерно ±15%fob сложность в изготовлении, требования
к тщательности центровки при малых зазорах между поршнем и
волноводом.
Технологически более проста конструкция емкостного поршня
(рис. 4.20,д), в котором гальванический контакт заменен доста-
достаточно большой емкостью между поршнем и стенками волновода.
В тех случаях, когда в волноводах продольные токи равны
нулю (например в круглом волноводе с волной Hoi), необходи-
необходимость в дросселях отпадает, и короткозамыкающий поршень мо-
может иметь конструкцию в виде диска (рис. 4.20,в), не касающего-
касающегося стенок волновода.
4.10. ДОПУСКИ НА РАЗМЕРЫ ВОЛНОВОДОВ
В СТЫКОВКУ ВОЛНОВОДНЫХ ТРАКТОВ
Значения параметров сконструированных СВЧ-трактов, а также элементов
и узлов, входящих в тракт, должны находиться в некоторых заранее установ-
установленных пределах (допусках), являющихся мерой точности изготовления указан-
указанных изделий. Совокупность механических, электрических, эксплуатационных и
ремонтных допусков на параметры СВЧ-трактов определяет точность работы
всего комплекса радиоэлектронной аппаратуры (РЭА), включающей СВЧ-тракт.
При определении допусков на конструктивные размеры стыкуемых элемен-
элементов и узлов волноводных трактов обычно исходят из допустимого коэффициен-
коэффициента отражения Г или коэффициента стоячей волны Д"ст. Появление отражении
объясняется изменением волнового сопротивления в месте появления нерегуляр-
нерегулярности.
При стыке двух соединяемых волноводов согласно B.24), B.23) и C.11)
значение Кет вычисляется по формуле
К^ = 1,1гг = а^\а,Ъг. D.19)
Максимальному К-т соответствует случай, когда размер а2 одного волновода
больше размера а\ другого, а размер Ь2 меньше, чем Ь{. Технологический про-
процесс производства обеспечивает, как правило, равный по абсолютному значению
разброс размеров а н Ь. Это позволяет полагать a2 = ai + Aa и Ьг = Ь{—АЬ. Прч
небольших значениях модуля коэффициента отражения Г согласно B.24), /ССт~
~1+|Г|. Учитывая сделанные замечания и принимая а—%\1 и b=KjA, с помо-
помощью D.19) найдем
Да =
D.20)
109
4.11. КОНСТРУКТИВНО-ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ
ОСОБЕННОСТИ ВОЛНОВОДНЫХ ТРАСТОВ
Компоновка СВЧ-трактов в зависимости от объекта его установки, условий
эксплуатации и особенностей целевого назначения выполняется в соответствии
с электрической схемой путем выбора оптимального варианта пространственного
расположения элементов и устройств в тракте с учетом механической жесткости,
вибро- и влагостойкости, надежности, объема, маосы и т. д.
В большинстве практических случаев компоновка СВЧ-трактов должна
удовлетворять следующим основным требованиям радиотехнического характера:
1. Длина отрежов линий передачи, соединяющих элементы и узлы СВЧ-
тракта, должна быть минимальной, чтобы свести к минимуму вносимые потери
и частотную зависимость параметров этих элементов и узлов в целом, Извест-
Известно, что частотная зависимость входного сопротивления отрезка линии, нагружен-
нагруженного на некоторое комплексное сопротивление, тем сильнее, чем больше элек-
электрическая длина этого отрезка.
2. Тракт СВЧ должен обладать высокой электрогерметичностью, т. е. высо-
высокой степенью развязки электромагнитных полей внутри и вне его. При этом
число соединений в СВЧ-тракте должно быть минимальным, а выбор их тех-
технической реализации (неразъемное, контактное, дроссельное и др.) должен удо-
удовлетворять требованиям электрогерметичности. Например, в волноводе 34X72
мм2 на частоте 3000 МГц для фланцев, соединяющихся шестью болтами с кон-
контактным давлением 0 2 МПа, электрогерметичность составляет 140 дБ.
3. Все вспомогательные компоновочные элементы тракта (уголки, повороты,
скрутки и т. д.) должны быть сконструированы таким образом, чтобы суммар-
суммарное значение /ССт на входе тракта и уменьшение суммарной электрогерметич-
электрогерметичности были минимальными.
Важным вопросом, который приходится решать при конструировании СВЧ-
трактов на основе любого типа линий передачи, является обеспечение защиты
от внешних воздействий. В большинстве случаев конструкция СВЧ-тракта долж-
должна быть механически прочной и жесткой, обеспечивающей высокую виброустой-
виброустойчивость при механических воздействиях. Для удовлетворения этим требованиям
в СВЧ-тракте или на отдельных его узлах применяют амортизацию либо соот-
соответствующие элементы крепления тракта и др.
Существенное влияние на стабильность параметров СВЧ-тракта оказывает
температура окружающей среды. При работе тракта в значительном темпера-
температурном диапазоне изменяются линейные размеры элементов и устройств трак-
тракта, их взаимное пространственное расположение, физико-химические свойства
материалов и т. д. Эти причины приводят к изменению электрических парамет-
параметров тракта, таких как суммарные потери и электрогерметичность. Для стабили-
стабилизации температурного режима тракта применяются различные системы охлаж-
охлаждения или подогрс.за, а в некоторых случаях и термостатирование. Для компен-
компенсации возможных деформаций тракта при изменении температуры, а также ком-
компенсации неточностей монтажа, в конструкцию тракта включают дополнитель-
дополнительные изгибы — компенсаторы.
Значительные изменения параметров СВЧ-тракта могут произойти под воз-
воздействием влаги. Влага оказывает влияние как на металлы, так и на диэлектри-
диэлектрические материалы. Коррозия металлов увеличивает коэффициент затухания элек-
электромагнитных волн, а в некоторых случаях может полностью разрушить метал-
110
лические покрытия и проводники малых сечений. Окислы металлов, возникаю-
возникающие при коррозии, являются нелинейными элементами и приводят к искажению
сигналов, передаваемых по тракту. Поглощение воды диэлектриками приводит к
увеличению \их диэлектрической проницаемости, тангенса угла диэлектрических
потерь, снижнию электрической прочности. Для защиты СВЧ-трактов от влаги
применяются\либо герметизирующие секции, либо полная герметизация тракта с
поддержанием избыточного давления сухого воздуха 0,2 ... 0,5-105 Па. К герме-
герметизирующим секциям предъявляются следующие требования: хорошее согласова-
согласование с трактом' {К'.т^ 1,02), минимальное затухание в диэлектрическом матери-
материале. При установке герметизирующих секций в СВЧ-тракт не должны возбуж-
возбуждаться волны высших типов и изменяться плоскость поляризации электромаг-
электромагнитной волны.
Простейшей герметизирующей секцией может быть резонансная диафрагма
из ковара (сплава железа, никеля и кобальта), размещенная между двумя дрос-
дроссельными фланцами, в отверстие которой впаяно кварцевое стекло, имеющее
такой же коэффициент линейного расширения, как ковар.
Более сложные герметизирующие секции содержат водосливные каналы, на-
нагревательные элемечты и др. В качестве диэлектрических перегородок может при-
применяться пленочный: материал, например, макралон, представляющий собой тер-
термопластический поликарбонат (е —3, tg6 = 10~2), практически не поглощающий
влаги.
Электрогерметичность волноводных устройств. В реальных конструкциях
металлических волноводов толщина металлической стенки настолько велика, что
электрогерметичность всегда обеспечена. При изготовлении волноводов из пресс-
материалов толщина внутреннего металлического покрытия должна более чем
в 3 раза превышать глубину поверхностного слоя используемого материала.
Обычно волноводные устройства имеют входы, выходы, ответвления, эле-
элементы связи и др. Через щели и отверстия, имеющие место в этих случаях,
электромагнитная энергия проникает с внутренней части рабочего объема зо
внешнюю среду и наоборот, т. е. их электрогерметичность, как правило, наруша-
нарушается. Поэтому вопросы экранирования в основном относятся к получению высо-
высокой электрогерметичности соединений, щелей и отверстий в стенках волновод-
волноводных устройств. Заметим, что в случае низкочастотных полей волноводы не про-
пропускают электрических составляющих, но пропускают магнитные составляющие
электромагнитного поля. Поэтому в тех случаях, .когда на базе волноводов кон-
конструируются детекгоры, смесители, усилители и другие устройства, вопросы эк-
экранирования от низкочастотных магнитных полей должны быть рассмотрены
отдельно.
Качество обработки поверхности СВЧ-устройств. Небольшая глубина по-
поверхностного слоя приводит к тому, что поверхностное сопротивление, а следо-
следовательно, и потери в проводнике в значительной степени зависят от чистоты об-
обработки (шероховатости) поверхности. Из рис. 3.18,а видно, что если неровности
поверхности велики, то высокочастотные токи будут проходить большие расстоя-
расстояния. При высоте ынкронеровностей, равной половине поверхностного слоя, зату-
затухание возрастает примерно в 1,2 раза; при высоте, равной глубине поверхност-
поверхностного слоя — в 1,6 раза. Выбор шероховатости поверхности необходимо произво-
производить с учетом технологических возможностей и стоимости изделий. При отсутст-
отсутствии необходимости не следует стремиться к минимальной шероховатости. Ше-
111
роховатость поверхности [21] устанавливается без учета дефектов поверхности
(царапин и т. д.). Самые высокие классы соответствуют неровности Поверхнос-
Поверхности: Л13—0,04 ... 0,1 мкм и АН—0,025 ...0,05 мкм.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Начертите конструкции основных элементов волноводных трактов, поясните
принцип их действия и назначение. /
2. Какие факторы вызывают снижение электрической прочности волноводов?
3. Рассмотрите основные методы согласования и основные конструкции согласу-
согласующих трансформаторов.
4. Начертите основные конструкции переходов и поясните принципы их дейст-
действия.
5. Начертите конструкции короткозамыкающих поршней и поясните принцип их
действия.
Глава 5 ВОЛНОВОДНЫЕ СВЧ-УСТРОЙСТВА
5.1. НАЗНАЧЕНИЕ СВЧ-УСТРОЙСТВ
И ФАКТОРЫ, ОПРЕДЕЛЯЮЩИЕ ИХ
КОНСТРУКЦИИ
Рассмотрим назначение наиболее характерных и типичных СВЧ-
устройств на примере краткого изложения принципов работы
СВЧ-передатчика и приемника.
Передатчиком называется устройство, выполняющее функцию
генерирования колебаний несущей частоты, их модуляцию в соот-
соответствии с законом передаваемого сигнала и создающее в свобод-
свободном пространстве совместно с антенной излучение электромагнит-
электромагнитных волн. На рис. 5.1 приведена упрощенная структурная схема
передатчика РЛС, включающая только СВЧ-устройства. Элект-
Электрические требования к СВЧ-узлам (рис. 5.1) определяются сле-
следующими основными требованиями к передатчику: заданной вы-
выходной мощностью; стабильностью несущей частоты; высоким ко-
коэффициентом полезного действия; заданной модуляционной ха-
характеристикой; допустимым уровнем внеполосного излучения; вну-
внутренней электромагнитной совместимостью (обеспечивается экра-
экранами) ; развязкой отдельных функциональных узлов. В качестве
задающего генератора, обеспечивающего получение высокоста-
высокостабильных колебаний несущей частоты, используются отражатель-
отражательные клистроны, лампы обратной волны (ЛОВ), магнетронные
генераторы, кварцоеанные генераторы на транзисторах с умноже-
умножением частоты, генераторы на диодах и др. Модулятор изменяет
один из параметров (амплитуду, частоту или фазу) гармонических
колебаний несущей частоты по закону изменения передаваемого
сигнала (информации). .
Усилители мощности обеспечивают увеличение амплитуды пе-
передаваемого сигнала до величины, соответствующей заданной
П2
1
I
>
А
i
2
\
3
К приемнику к
7
6
\
А
\
5
7
\ \
. 5
\
*
¦
8
\
га
1
\
Z
3
4
| 4~
i
i—*i
5
6 I
\АПЧ
Выход
К антенне
Рис. 5.1. Упрощенная структурная схема
передатчика радиолокационной станции:
/ — задающий генератор СВЧ; 2 — модулятор;
3 — развязывающее устройство; 4 — усилитель
мощности; 5 — фильтр СВЧ; 6 — антенный пере-
переключатель; 7 — эквивалент антенны; 8 — измери-
измерительное устройство
Рис. 5.2. Упрощенная структурная схема
СВЧ-приемннка;
/ — усилитель СВЧ; 2 — устройство подавления
зеркального канала; 3 — смеситель сигнала; 4 —
гетеродин; 5 — управляющее устройство; 6 —
частотный детектор; 7—автоматическая регули-
регулировка усиления; 8 — усилитель промежуточной
частоты; 9 — детектор; 10 — усилитель низких ча-
частот
дальности действия станции. В усилителях используются прямо-
пролетные клистроны, амплитроны, лампы бегущей волны (ЛБВ)
и др. Развязывающие устройства уменьшают взаимное влияние
функциональных узлов друг на друга и обеспечивают устойчивую
работу передатчика. В качестве развязывающих устройств приме-
применяются ферритавые вентили, циркуляторы, аттенюаторы и др.
Фильтры ограничивают спектр частот передатчика и не пропуска-
пропускают внеполосные колебания в СВЧ-тракт.
Для согласования устройств, входящих в схему передатчика,
применяются реактивные элементы, переходы, трансформаторы
и др. Измерительные устройства используются для контроля ре-
режимов работы передатчика. Выходная мощность передатчика оп-
определяется оконечным каскадом, нагрузкой которого является ан-
тенно-фидерный тракт с антенным переключателем.
Радиоприемником называется устройство, выделяющее из мно-
многочисленных радиосигналов различных несущих частот, улавли-
улавливаемых антенной, радиосигнал с заданной несущей частотой, со-
содержащий необходимую информацию, и затем ведущее обработку
этого радиосигнала с целью извлечения передаваемой информа-
информации. Пример структурной схемы приемника показан на рис. 5.2.
Характерными особенностями СВЧ-приемников является: пре-
преобладание собственных помех (шумов входной части) над внеш-
внешними; большая разница между частотой несущей /с и промежу-
промежуточной частотой /пр. Как следствие этого является необходимость
установки на входе приемщика малошумящих усилителей СВЧ и
ИЗ
системы автоматической подстройки частоты (АПЧ) гетеродина
/г, которая должна соответствовать fr=/c+/np или fr = ft /пр.
Электрические требования к СВЧ узлам (рис. 5.2) обусловли-
обусловливаются следующими основными требованиями к приемнику: вы-
высокой чувствительностью (определяется шумами входного усили-
усилителя СВЧ, смесителя и гетеродина) и высокой избирательностью
по зеркальному каналу (определяется устройствами подавления
зеркального канала). В качестве усилителя СВЧ используются
малошумящие лампы бегущей волны, параметрические усилители,
усилители на полевых транзисторах и другие устройства, обеспе-
обеспечивающие необходимую чувствительность приемника. Устройство
подавления зеркального канала представляет собой полосовой
фильтр СВЧ, настраиваемый на полосу принимаемых радиосиг-
радиосигналов. Смеситель — устройство, содержащее нелинейный элемент
(диод) и элементы связи с выходом режекторного фильтра и ге-
гетеродина, преобразующее радиосигнал в сигнал более низкой
(промежуточной) частоты fnv = fc±fr. Напомним, что в случае при-
принимаемого сигнала fc = fT—fnP сигнал зеркального канала имеет
частоту /3 =/г-bfпР и наоборот при /с = /г+/пр, !з = !т—/пР. Сигнал
промежуточной частоты фильтруется и усиливается усилителем
промежуточной частоты (УПЧ). Для стабилизации промежуточ-
промежуточной частоты к выходу УПЧ подключается частотный дискримина-
дискриминатор, выход которого подводится ко входу устройства, управляюще-
управляющего частотой гетеродина. В качестве гетеродина используются от-
отражательные клистроны, лампы обратной волны и генераторы на
полупроводниковых электронных приборах. Все эти генераторы
отличаются возможностью электронной или электрической пере-
перестройки.
5.2. НАГРУЗКИ
Устройство, частично или полностью поглощающее подводимую
к нему высокочастотную мощность, называется СВЧ-нагрузкой
и характеризуется /ССт, фазой коэффициента отражения, рабочим
диапазоном частот, допустимой мощностью рассеяния, а также
геометрическими размерами, типом и волновым сопротивлением
волноводного тракта.
Под рабочим диапазоном частот здесь и далее будем понимать
интервал частот, в котором заданные параметры и характеристики
СВЧ-устройств сохраняются в установленных пределах.
Нагрузка СВЧ, у которой /Сст меньше или равен заданному
значению, близкому к единице, называется согласованной.
Нагрузки применяются в качестве эквивалентов антенн, в пе-
переключателях и цир'куляторах, в балансных смесителях и дели-
делителях мощности, в направленных ответвителях, СВЧ-мостах и для
многих других целей. ;
Для указанных областей применения нагрузок необходимо,
чтобы их /Сст в рабочей полосе частот не превышал 1,02... 1,05
114
и не изменялся в зависимости от температуры, влажности и ста-
старения.
В зависимости от величины поглощаемой мощности обычно
различают нагрузки высокого уровня мощности (от десятков ватт
и выше) и нагрузки низкого уровня мощности (до десятков ватт).
Волновсдные нагрузки низкого уровня мощности представля-
представляют собой, как правило, отрезки коротказамкнутых волноводов с
помещенными внутрь поглотителями (СВЧ-резисторами). В погло-
поглотителях происходит преобразование электромагнитной энергии в
тепло. В СВЧ диапазоне такое преобразование может происходить
на поверхности проводника за счет токов проводимости и в тол-
толще диэлектрика с большими потерями. В соответствии с этим
резисторы бывают двух типов — пленочные и объемные.
Поглотитель на основе пленочного резистора представляет со-
собой диэлектрическую пластину (например, из гетинакса, керами-
керамики, слюды), покрытую тонким слоем проводящего материала. В
качестве последнего используют нихром, платину и другие мате-
материалы, наносимые способом распыления металла в вакууме, при-
причем толщина пленки делается меньше глубины проникновения
то»ка в металл. С целью защиты от воздействия окружающей сре-
среды пленку можно покрыть тонким слоем лака. Необходимо отме-
отметить, что нихромовая пленка отличается высокой стабильностью
электрического сопротивления на протяжении длительного време-
времени эксплуатации и при изменении в широких пределах окружаю-
окружающей температуры.
Используемые на практике пленочные резисторы имеют по-
поверхностнее сопротивление поглощающего слоя Rs в пределах
100...400 Ом/П.
Уменьшение отражений от пластины достигается приданием ей
специальной клиновидной формы (рис. 5.3,6). Длина клина бе-
берется, как правило, больше половины длины волны в волноводе.
Для получения максимального поглощения пластина устанавли-
устанавливается в волновод параллельно вектору Е поглощаемой волны,
что и обусловливает наличие в поглощающем слое токов прово-
проводимости.
Для получения Ксг нагрузки, не превышающего 1,05, затухание
электромагнитных волн в поглотителе должно быть не менее
32+0,05
Рис. 5.З. Согласованная волноводная нагрузка с поверхностным поглотителем:
а — эскиз конструкции; б — чертеж поглощающей пластины (I)
По
23 дБ. Обеспечение заданного затухания осуществляется с помо-
помощью нескольких параллельных пластан (рис. 5.3,а).
В качестве твердых объем,ных поглотителей используются сме-
смеси полупроводящих окислов или мелкодисперсного карбонильного
железа с твердеющими наполнителями (полистирол, эпоксидная
смола) [1], а также различные керамики с примесью проводящих
веществ, например, алюмоокоидная керамика и др.
На рис. 5.4 приведена конструкция волноеодной нагрузки с
объемным поглотителем, выполненным из ферроэпоксида. Интер-
Интервал рабочих температур такой нагрузки от —60 до +150° С. Ма-
Малая длина поглощающего клина достигается благодаря исполь-
использованию экспоненциального профиля клина в плоскости Е. Расчет
экспоненциального профиля h (рис. 5.4) при заданной длине кли-
клина производится по формуле
/i = e('/win(fto+i)_ij E.1)
где / — текущая координата, ho = b — высота волновода.
В волноводных нагрузках высокого уровня мощности поглоти-
поглотитель (твердый или жидкий) заполняет часть объема волновода
(рис. 5.5). Тепло отводится обычщыми способами охлаждения с
помощью ребристых радиаторов (см. рис. 5.5), принудительным
жидкостным или воздушным и т. д.
В качестве твердых поглотителей высокого уровня мощности
применяются керамика на основе карбида кремния, окиси берил-
бериллия или компаунды на основе окиси алюминия. Требования к фор-
форме поглотителей аналогичны рассмотренным выше. Разработка
а-а
Рис. 5.4. Согласованная волноводная
нагрузка с объемным поглотителем:
а — эскиз конструкции; б — чертеж погло-
поглощающей пластины
116
Рис. 5.5. Еолноводная нагрузка на высо-
высокий уровень мощности с воздушным ох-
охлаждением:
1 — поглотитель; 2 — волновод; 3 — радиаторы
Вход
доды
Рис. 5.6. Волноводная нагрузка на высо- Рис. 5.7. Согласованная нагрузка для
кий уровень мощности с водяным ох-
охлаждением:
/, 3 — составные детали корпуса нагрузки;
2 — стеклянный корпус объемного водяного
поглотителя
коаксиального волновода:
1 — цилиндрическая часть корпуса; 2 —
согласующий экспоненциальный корпус;
3 — стандартный резистор
нагрузок на уровни мощности в сотни ватт и выше сопряжена
с рядом конструктивных и технологических трудностей, связан-
связанных с местными пробоями между поглотителями и стенками вол-
волновода и с сильными локальными нагревами, приводящими к рас-
растрескиванию поглотителей. Для диэлектрического заполнения
обязательным является отсутствие воздушных включений и зазо-
зазоров между диэлектриками и металлическими стенками волново-
волновода. Такой зазор уменьшает допустимую мощность в е2 раз. Устра-
Устранить указанные недостатки можно, обеспечив хороший контакт
между поглотителем и волноводом путем герметичного впаивания
поглотителей в волновод либо гальваническим наращиванием
волноводнаго кожуха на поглотитель. При этом следует иметь в
виду, что форма поглотителя помимо требования высокого каче-
качества согласования должна соответствовать требованиям равномер-
равномерности нагрева.
Принцип действия водяной нагруяки основан на поглощении
жидкостью выделяемого тепла (рис. 5.6).
Рассмотренные типы нагрузок обеспечивают получение Кст =
= 1,1... 1,2 в полосе частот порядка 20... 30%/о-
Пример конструкции нагрузки для коаксиального волновода
приведен на рис. 5.7.
5.3. АТТЕНЮАТОРЫ
Устройства, предназначенные для ослабления и регулировки
мощности сигнала, проходящего по СВЧ-тракту, называются ат-
аттенюаторами. Аттенюаторы применяются в схемах СВЧ-приемни-
ков для установки уровня сигнала в смесителе путем регулирова-
регулирования мощности гетеродина, в измерительной технике — для соз-
создания необходимого уровня сигнала в различных измерительных
приборах, для согласования СВЧ-устройств и т. д.
Аттенюатор является четырехполюсником, коэффициент пере-
передачи которого меньше единицы, а ослабление (в децибелах) меж-
между входом и выходом Ai2= 101g(PBX/PBbix). При этом желатель-
желательно, чтобы изменение фазы проходящего сигнала было постоянным.
117
В данном параграфе будут рассматриваться только взаимные ат-
аттенюаторы, для которых 5i2 = 52i.
К числу основных характеристик аттенюаторов относятся:
вносимое ослабление, пределы регулировки ослабления, /Сст входа
и выхода, допустимая мощность рассеивания, точность калибров-
калибровки ослабления, тип и геометрические размеры основного тракта.
По принципу действия различают аттенюаторы предельного
типа и поглощающие. По характеру вносимого ослабления —
постоянные и переменные. В зависимости от типа рабочего трак-
тракта применяются аттенюаторы для прямоугольных, круглых, коак-
коаксиальных волноводов и других типов линий передачи.
Предельные аттенюаторы. Принцип их действия основан на
затухании электромагнитных волн в запредельном волноводе. Они
выполняются в виде отрезков волноводов, геометрические разме-
размеры которых меньше критических для данного типа волны. При
этих условиях распространения волн не происходит, и амплитуда
местного поля убывает по экспоненциальному закону с коэффи-
коэффициентом затухания, определяемым соотношением C.13).
Поскольку режим работы предельных аттенюаторов характери-
характеризуется условием л>А,кр, то используется выражение а^8,68х
ХBлДкр).
Наиболее распространены конструкции предельных аттенюа-
аттенюаторов (рис. 5.8) н.а основе отрезков круглых волноводов (фикси-
(фиксированных или изменяющейся длины), через которые осуществля-
осуществляется емкостная или индуктивная связь с коаксиальными волно-
волноводами.
В случае возбуждения в круглом волноводе вол-н типа Е01 ис-
используют емкостную связь (рис. 5.8,а) с помощью дисков, рас-
расстояние между которыми / можно, как правило, изменить, осу-
осуществляя тем самым регулировку вносимого ослабления.' Для
круглого волновода при волне типа EOi критическая длина вол-
волны ЯКр = 2,627?, где R — радиус запредельного волновода.
Затухание аттенюатора (в децибелах) (рис. 5.8,а) при
определяется выражением C/14)
{Eil> = 8,68 Bл /Дки) = 20,81/R.
E.2)
Проводя аналогичные преобразования для круглого волновода
с волной типа Н,ь критическая длина волны которой ЯКР = 3,/?
\
\
f-.S S J Л
~> >
6)
Рис. 5.8. Предельные аттенюаторы:
а — с емкостной связью; б — с индуктивной связью
118
а индуктивная связь (рис. 5.8,6) осуществляется с помощью пе-
петель, получаем выражение для ослабления
Л12(Н11) = 1ВД. E.3)
Поскольку ослабление в предельных аттенюаторах не связано
с поглощением энергии, а обусловлено отражением волн, необхо-
необходимо на входе и выходе аттенюатора включать для согласования
шайбовые или цилиндрические поглотители (рис. 5.8, сопротивле-
сопротивления г), улучшающие его /Сст- Наличие этих поглотителей не позво-
позволяет получать нижний предел затухания меньше 20 дБ. Верхний
предел затухания может достигать 120... 160 дБ и ограничен труд-
трудностями экранирования аттенюатора. Погрешность вносимого ос-
ослабления в зависимости от конструкции аттенюатора не превы-
превышает ±0,1... 1 дБ.
Поглощающие аттенюаторы. По принцицу действия они ана-
аналогичны волноводным поглощающим нагрузкам. Простейшими
фиксированными аттенюаторами для коаксиальных волноводов мо-
могут служить отрезки коаксиальных кабелей, затухание которых в
зависимости от диапазона частот и диэлектрического заполнения
составляет 0,5 ... 3 дБ/м.
Разновидностью фиксированных аттенюаторов для коаксиаль-
коаксиальных волноводов является аттенюатор на основе стандартных по-
поверхностных резисторов типа УНУ и УНУШ, выключенных по схе-
схеме симметричного Т-образного четырехполюсника. Конструкция
такого аттенюатора приведена на рис. 5.9,а. В параллельную ветвь
включается шайбовый резистор R2, а в последовательные — ци-
цилиндрические Rb Расчет резисторов проводится исходя из равен-
равенства входного и выходного сопротивлений аттенюатора волновому
сопротивлению используемого отрезка линий ZBX=ZBblx. = ZB, задан-
заданного ослабления Ах2, допустимого Кст и у роен я рабочей мощнос-
мощности. Аттенюаторы такого типа применяются на частотах 10...6000
МГц и имеют затухание 10... 30 дБ.
Рис. 5.9. Фиксированный аттенюатор
для коаксиального волновода:
а — конструкция; б — эквивалентная схема
119
Рис. 5.11. Аттенюатор на
высокий уровень мощности
вход
Рис. 5.10. Переменный поглощающий аттенюатор:
/ — волновод; 2 — поглощающая пластина; 3 — механизм перемещения
Пример конструкции переменного поглощающего аттенюатора
в прямоугольном волноводе приведен на рис. 5.10. В этой конст-
конструкции используются пластины, выполненные из поверхностных
поглотителей на основе пленочных резисторов. Пластины помеща-
помещают параллельно вектору Е (параллельно узкой стенке волново-
волновода). Регулировка вносимого ослабления осуществляется следую-
следующими способами:
1) перемещение пластины от узкой стенки волновода, где ос-
ослабление близко к нулю, к центру волновода, где оно максималь-
максимально. Изменение ослабления в этом случае является функцией рас-
распределения напряженности электрического поля Е в поперечном
сечении волновода (см. рис. 3.5), создающим ток проводимости
в поверхностном слое поглотителя;
2) введением поглотителя параллельно вектору Е через узкую
продольную неизлучающую щель в середине широкой стенки вол-
волновода (аттенюаторы ножевого типа). Изменение величины ос-
ослабления достигается изменением глубины погружения поглоти-
поглотителя;
3) использованием регулируемых направленных ответьителей,.
На рис. 5.11 изображена конструкция аттенюатора, на высокий
уровень мощности, использующего регулируемый направленный
ответвитель, состоящий из двух щелевых мостов (см. § 5 7) и фа-
фазовращателя (см. § 5.4). Изменяя разность фаз между входными
120
сигналами второго моста, можно регулировать ослабление от дуля
до очень большого значения. При регулировке не нарушается со-
согласование, так как избыточная мощность поглощается в нагруз-
нагрузке. Большое ослабление можно получить, если фазовращатель
дает фазовый сдвиг ф=180° и малое при <р = 0°. Нагрузка необхо-
необходима для поглощения мощности, создающейся за счет несовер-
несовершенства мостовых соединений и устройства в целом.
Для уменьшения /(ст входа аттенюаторов поглотители изготав-
изготавливаются с плавными переходами в виде скосов. У таких аттенюа-
аттенюаторов /Сст не должен превышать значения 1,2 в полосе рабочих
частот волновода, что определяется длиной скоса, который должен-
быть кратным Яв(/2. В реальных конструкциях длина скоса C/2) ав
позволяет получить /(ст^1,2.
Существенным недостатком этих конструкций аттенюаторов
является зависимость фазового сдвига от места положения плас-
пластины.
5.4. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ
Фазовращателем называется устройство, используемое для из-
изменения фазы проходящей через него волны и представляющее
собой четырехполюсник, коэффициент передачи которого близок
к единице, а разность фаз имеет некоторое постоянное значение
или меняется в определенных пределах.
Фазовращатели находят широкое применение в измерительной,
технике при согласовании высокочастотных трактов, в антенной
технике при формировании диаграмм направленности антенных
решеток и т. д. К числу основных характеристик фазовращателей
относятся: пределы изменения фазы, /(ст входа и выхода, уровень
допустимой мощности, точность отсчета фазы.
По принципу действия различают фазовращатели, основанные
на изменении геометрической длины линии /, и фазовращатели,
основанные на изменении параметров заполняющей среды, длины
волны в волноводе Хв. По характеру вносимого фазового сдвига
фазовращатели делятся на фиксированные и регулируемые (диск-
(дискретные и плавные). По конструктивному оформлению различают
фазовращатели для прямоугольных, круглых и коаксиальных вол-
волноводов.
Существуют многочисленные конструкции фазовращателей, ос-
основанных на принципе изменения длины пути, проходимого сиг-
сигналом от входа до выхода устройства. Наиболее распространены
121
Рис. 5.12. Фазовращатели с изменением длины линии:
а — отражательный; б — телескопический
отражательный (рис. 5.12,а) и телескопический (рис. 5.12,6) фа-
фазовращатели.
Конструкции фазовращателей, основанных на изменении пара-
параметров заполняющей волновод среды (диэлектрических фазовра-
фазовращателей), ничем не отличаются от конструкции поглощающих ат-
тенюаторО'В (см. рис. 5.10), только на диэлектрических пластинах
отсутствует поглощающий слой, а в качестве диэлектрика выбира-
выбираются материалы с малым tg 6 и большим е. Принцип действия та-
таких фазовращателей основам на изменении фазовой скорости ра-
рабочего типа волны при прохождении волновода с изменяющимся
диэлектрическим заполнением. Фазосдвигающая пластина распо-
располагается параллельно вектору Е рабочего типа волны.
Диэлектрические фазовращатели обеспечивают получение фа-
фазового сдвига волны до нескольких сотен градусов.
5.5. РАЗВЕТВИТЕЛИ
Для распределения высокочастотной энергии по волноводным
каналам в заданном отношении используют различного рода раз-
ветвители. Простейшая конструкция разветвителя представляет
собой отрезок волновода с помещенной параллельно широкой
стенке проводящей пластиной (рис. 5.13,а). При это'м образуется
разветвление с делением мощности пропорционально высотам
вновь образованных волноводов Ь3 и Ь2.
Одним из наиболее широко встречающихся видов разветвите-
лей является так называемое Т-образное разветвление или вол-
новодный тройник. Если плоскость разветвления совпадает с плос-
плоскостью, в которой лежат силовые линии вектора Е основного типа
волны Ню, то такой тройник называется Е-тройником (рис.
5.13,6, г), в случае разветвления в плоскости магнитных силовых
линий — Н-тройником (рис. 5.13,6, д). В зависимости от угла, под
которым происходит разветвление волноводов, различают 90-
градусные (рис. 5.13,6, в) и 120-градусные Y-тройники (рис.
5.13,2. д).
Используя упрощенные эквивалентные схемы тройников (рис.
5.13,е, ж), рассмотрим основные свойства тройников на "волне Ню
при условии, если плечи 1 и 2 нагружены на согласованные на-
122
120
t
z .
0 1
z
¦> с
E
>3
2
W
Z
<? 93
Рис. 5.13. Волноволные разветвители:
а — с перегородкой в волноводе; 6, г — Е-тройннки; в, д—Н-тройники; е, ж — эквивалент-
эквивалентные схемы
грузки. Волна поступает в плечо 3 Е-тройни<ка (рис. 5.13,е). В
сторону плеч 1 и 2 будут распространяться волны, равные по
амплитуде и противоположные по фазе. Если волна поступает в
плечо 3 Н-тройнижа (рис. 5АЗ,ж), то, как и ,в предыдущем слу-
случае, будут распространяться равные по амплитуде, но синфазные
волны.
Т-образные разветвители обладают свойствами взаимной связи,
если к плечам 1 и 2 Е-тройника подключены противофазные ге-
генераторы, то в плече 3 выделится энергия суммарной волны, для
выделения энергии в плече 3 Н-тройни,ка .необходимо подключить
к плечам 1 и 2 синфазные генераторы.
Если в Е- и Н-плечи тройников ввести подвижные коротко-
замьпкающие поршни, то они могут играть роль переменных реак-
реактивных сопротивлений, включенных параллельно либо последова-
последовательно в такт. Е- и Н-тройники являются_ несогласованными уст-
устройствами, и для их согласования используются методы и устрой-
устройства, описанные в § 4.4 и 4.5.
5.6. НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ
Направленными ответвителями (НО) 'называются восьмиполюс-
восьмиполюсники, предназначенные для направленного ответвления СВЧ-знер-
гии. В частности, они могут использоваться для раздельного от-
ответвления из линии передачи энергии падающей и отраженной
волн.
Используются направленные ответвители в схемах измерения
коэффициентов отражения, смешения и разделения сигналов,
контроля параметров сигналов, мощности, частоты, а также пере-
переключателей, фазовращателей и т. д.
Линия передачи НО, по которой передается основная мощ-
мощность, называется первичной, или основной, а линия, в которую
ответвляется часть мощности, — вторичной, или вспомогатель-
вспомогательной. Как правило, НО является устройством взаимным, хотя су-
существуют и невзаимные направленные ответвители, у которых
связь линий передачи осуществляется через намагниченный фер-
феррит.
Основными характеристиками НО являются переходное ослаб-
ослабление, направленность, развязка, /(ст первичной и вторичной ли-
линий.
На рис. 5.14 представлено схематичное изображение НО с при-
принятой в дальнейшем нумерацией плеч. Рассмотрим основные свой-
свойства НО при условии подачи сигнала в плечо 1 и согласованных
нагрузках в остальных плечах.
Переходное ослабление представляет собой выраженное в де-
децибелах отношение входной мощности основной линии к мощ-
мощности, ответвленной в pa6oi4ee плечо 4 вспомогательной линии:
/li4 = 101gPi/JP4. E.4)
Величина переходного ослабления в 10 дБ принята за границу
сильной и слабой связи. Для взаимных НО переходное ослабле-
ослабление не зависит от направления сигнала Л14 = Л2з-
Направленность представляет собой выраженное в децибелах
отношение мощностей на выходе раболего 4 и нерабочего 3 плеч
вторичной линии
A43 = \0\gP4[P3 E-5)
и характеризует просачивание мощности в нерабочее плечо за
счет неидеальности свойств НО.
Развязкой называется выраженное в децибелах отношение
мощности на входе первичной линии к мощности в нерабочем
плече вторичной линии
.4i3 = 101gPi/P3. E.6)
Коэффициент Кет первичной линии характеризует отражения, вно-
вносимые НО в СВЧ-тракт, и определяется со стороны входного
плеча при наличии согласованных нагрузок в остальных плечах.
Выход нерабочего плеча вторичной линии всегда нагружается
на согласованную нагрузку, значение /Сст которой существенно
влияет на параметры НО. В волноводных конструкциях НО эта
нагрузка конструктивно объединена со вторичной линией.
Все рассмотренные выше параметры НО зависят от конструк-
конструктивно-технологических факторов, наличия неоднородностей и по-
124
p
Основная
Вспомоаат.
линия
*-
линия
1
4
р
Рис. 5.14. Схема направленного ответ-
ответвителя
герь в линиях передачи, а также качества соединительных эле-
элементов. Ответвители с равным энергораспределением, т. е. с от-
ответвлением во вторичную линию половины мощности, распростра-
распространяющейся по первичной линии, получили название гибридных со-
соединений.
Матрица рассеяния идеального направленного ответвителя (ко-
(коэффициенты отражения рааны нулю, .направленность — бесконеч-
бесконечности) имеет вид
0
V\-k
0
iK
V
2
1-
0
0
К2
V
0
iK
0
r\~K2
iK
о
E.7)
где /C=,S14 = S41 = S23 = S32; Аи=А^=А2г = А32 = 20 lg \/K [дБ].
Элементы связи волноводных направленных ответвителей. При
конструировании волноводных НО наиболее широко применяются
элементы в форме круглых отверстий, щелей (продольных и по-
поперечных), крестов, Т-О'бразных щелей и шлейфов.
Направленные ответвители с одним элементом связи. Наибо-
Наиболее распространенной конструкцией одноэлементного НО являет-
является ответвитель Бете, показанный на рис. 5.15,а. В качестве эле-
элемента связи здесь используется круглое отверстие посередине ши-
широкой стенки волновода. Электрическое поле (рис. 5.15,6) основ-
основного волновода возбуждает во вспомогательном волноводе две
равные по амплитуде синфазные волны, направленные в разные
стороны
i — .Cog — *-'r
4ЯГ
E.8)
Магнитное поле (рис. 5.15,в) возбуждает во вспомогательном
волноводе также две волны, равные по амплитуде, но противофаз-
противофазные
'пад i
E.9)
где г — радиус элемента связи; Fe(A) и /7н(А) — функциональ-
функциональные зависимости ослабления от толщины стенки волновода Д
для Е- и Н-составляющих поля.
в)
Рис. 5.15. Ответвитель Бете:
а —эскиз конструкции; б —распределение электрического поля в области связи; в—рас-
в—распределение магнитного поля в области связи: / — основной волновод; 2 — поглотитель
125
Электромагнитные волны, возбуждаемые во вспомогательном
волноводе полем основного волновода, ,в одном направлении скла-
складываются (E/23-\-E/2M = Ei), а в другом вычитаются (Епчэ—?"гм=
= ?"з). Поскольку магнитная связь зависит от взаимного распо-
расположения волноводов (угла 0, рис. 5.15,а), то, поворачивая волно-
соды относительно друг друга (меняя угол 0), можно уракнять
амплитуды волн Е/2э=Е/21Л и Е//2э = Ем и таким образом осуще-
осуществить направленное возбуждение волноводов.
Направленные ответвители с двумя элементами связи. Нап-
Направленный ответвителъ можно сконструировать на базе ненаправ-
ненаправленных элементов связи, какими являются, например отверстия
в узкой стенке прямоугольного волновода, связь через которые
осуществляется за счет тангенциальной составляющей магнитного
поля. Два таких отверстия, расположенных на расстоянии / =
= W4 друг от друга, обеспечивают направленную связь. Направ-
Направленность достигается за счет интерференции электромагнитных
волн, возбужденных во вторичном волноводе.
Рисунок 5.16,а иллюстрирует принцип работы НО с двумя
элементами связи. Пусть волна Н[о поступает в плечо 1 основ-
основного волновода. Каждое отверстие связи возбуждает во вспомо-
вспомогательном волноводе две волны, равные по амплитуде и противо-
противоположные по фазе. В плечо 3 приходят две волны, фазовый сдвиг
между которыми составляет Дф = 2C/ = я, при этом волны вычи-
вычитаются. В плечо 4 приходят также две волны, фазовый сдвиг
между которыми Аср = О, при этом волны складываются. Переход-
Переходное ослабление таких НО велико и составляет не менее 20 дБ,
что позволяет их рекомендовать для работы на высоких уровнях
мощности.
Другой простейшей конструкцией НО является ответвитель со
взаимно перпендикулярными волноводами, приведенный на рис.
5.16,6. В качестве элементов связи используются как круглые, так
и крестообразные отверстия (рис. 5.16,е), расположенные по диа-
диагонали общей части широких стенок. В области расположения
отверстий магнитное поле имеет противоположно направленную
поляризацию. В результате этого отверстия создают во вспомога-
Ч f
1 /
Волновод
Элементы
связи
а)
Рис. 5.16. Двухэлементный направленный ответвитель (а); НО — со связью по
широкой стенке (б); крестообразный элемент связи (в)
126
тельном волноводе противоположно направленные волны, которые
вычитаются в направлении плеча 3 и складываются в напра!вле-
нии плеча 2, так как в нем волна, создаваемая верхним отверсти-
отверстием в этом направлении (см. рис. 5.16,6), имеет дополнительный
сдвиг на угол я из-за удлинения пройденного пути на Яв/2. По-
Поскольку элементы связи располагаются в местах с относительно
слабым электрическим полем, то НО имеет повышенную электри-
электрическую прочность и рекомендуется для использования на высоких
уроенях .мощности.
Многоэлементные направленные ответвители. Для расширения
полосы частот, в которой сохраняются заданные значения направ-
направленности и переходного ослабления, применяют многоэлементные
НО. В таких ответвителях могут быть использованы как элементы
связи, обладающие направленностью, так и ненаправленные эле-
элементы. Расстояние между элементами связи не обязательно долж-
должно быть равно четверти длины волны. Однако четвертьволновые
расстояния обеспечивают максимальную направленность и широ-
кополосность НО.
Значительного увеличения широкополосности НО можно дос-
достичь, используя такой выбор размеров элементов связи, при ко-
котором амплитуда возбуждаемой во вторичной линии волны меня-
меняется от отверстия к отверстию по законам биномиального или
чебышевского разложения и зависит от размеров, числа и типа
элементов связи.
На рис. 5.17 показан многоэлементный направленный ответви-
ответвитель, имеющие переходное ослабление 10 дБ. Подобный НО обес-
обеспечивает направленность не менее 35 дБ, перепад переходного
ослабления не более 0,6 дБ в рабочем диапазоне частот волно-
волновода.
При изготовлении элементов связи НО наиболее широко при-
применяется метод прецизионной электроискровой обработки, поз-
позволяющей получить все отверстия связи одновременно по 7—10
классу шероховатости поверхности. Точность размеров элементов
связи обеспечивается до сотых долей миллиметра.
Направленные ответвители на основе коаксиальных волново-
волноводов. На рис. 5.18 представлена конструкция НО с меняющейся
распределенной связью, где путем выбора закона изменения свя-
связи по длине линий, конструкции поглотителя и с помощью наст-
Согласованная
нагрузка
з /
Рис. 5.17. Многоэлементный направленный ответвитель
127
A-A
Рис. 5.18. Коаксиальный на-
направленный ответвитель:
/ — корпус; 2 — основная линия;
3 — вспомогательная линия; 4 —
поглотитель; 5 — элемент настройки
раив'ающего элемента удается в широком диапазоне частот урав-
уравнять амплитуды волн во вспомогательной линии, возбуждаемых
электрическим и магнитным полями основной. Ответвитель отли-
отличается большой широкополосноетью A,0... 18 ГГц), направлен-
направленность в этой полосе не менее 20 дБ.
Зависимость основных параметров этих НО от частоты опре-
определяется изменением относительных амплитуд волн, возбуждае-
возбуждаемых во вторичной линии двумя видами связей: электрической и
магнитной.
Для этого ответвителя переходное ослабление и направлен-
направленность определяются формулами [1]
E.10)
E.11)
— коэффициент магнитной связи;
где KL = L
= С]2/ У CiC2 — коэффициент электрической связи; Си С2, Lu
L2—¦ собственные емкости и индуктивности одной линии в при-
присутствии другой на единицу длины; C\2i Li2 — взаимные погонные
емкости и индуктивности связанных линий, р — постоянная рас-
распространения, / — длина области связи.
5.7. МОСТОВЫЕ СОЕДИНЕНИЯ
Мостовые соединения (рис. 5.19) — разветвители, обладающие
свойствами, сходными со свойствами обычного низкочастотного
моста (при равенстве сопротивлений в плечах 1 и 3 сигнал, по-
н-плечо
Рис. 5.19. Мостовые соединения:
а — кольцевой мост; б — двойной волноводный тройник; в — щелевой мост
128
данный в плечо 4, не попадает в плечо 2). Используются они в
циркуляторах, смесителях, модуляторах, делителях, сумматорах
мощности, измерительной техники и т. д. Мостовое соединение яв-
является взаимным восьмиполюсником.
Основными характеристиками мостовых соединений являются
коэффициент стоячей волны каждого из плеч при наличии согла-
согласованных нагрузок в остальных плечах, неравномерность деления
мощности, развязка и фазовые соотношения волн в выходных
плечах.
Если мощность, поступающая на вход моста, не делится по-
поровну между выходными плечами, т. е. ЛцфАпФЗ дБ, то от-
отклонение переходного ослабления моста от 3 дБ характеризует
неравномерность деления мощности.
Развязка характеризуется отношением мощности, подводимой
к мосту, к мощности в развязанном плече:
4,3 = 101g(/yP3)='101g(l(/|Sai|3). E.12)
Наиболее широкое распространение получили волноводные
конструкции таких мостовых соединений, как кольцевой мост,
двойные тройники и щелевые мосты.
Волноводный кольцевой мост (рис. 5.19,а) технологически
удобно выполнять в виде кольца с разветвлениями в плоскости
Е, где каждое из разветвлений можно представить в виде после-
последовательного подсоединения двухпроводных линий к кольцу. Рас-
Расстояния между плоскостями разветвления выбраны так, чтобы,
мощность, поданная ,в одно из плеч, делилась поровну, попадала
в соседние плечи и не проходила в противоположное плечо. На-
Например, если генератор подключен к плечу 4, то сигнал, разветв-
разветвляясь на две равные части, к плечу 2 подходит с фазовым сдви-
сдвигом, и энергия туда ответвляться не будет. В то же время энер-
энергия будет делиться поровну между плечами 3 и 2, к которым
волны приходят с фазовым сдвигом 2я. Если волновые сопротив-
сопротивления всех плеч одинаковы и равны Z\, то для согласования мос-
моста, согласно D.18), кольцо должно иметь волновое сопротивление
V
Двойной волноводный тройник (рис. 5.19,6) образуется путем
соединения в единое симметричное устройство разветвителей в
плоскостях Е и Н (Е- и Н-тройников). Свойства рассматриваемого
двойного тройника совпадают со свойствами восьмиполюсника в
(§ 2.9), при той нумерации плеч, которая принята «а рис. 5.19,6.
Существенным недостатком двойного волноводного тройника
является появление волн высших типов в области разветвления л,
как следствие, рассогласованность его плеч с сопротивлением под-
подводящих линий. Поэтому для обеспечения нормальной работы
Т-моста необходимо его согласовать. В качестве элементов согла-
согласования используются односторонние диафрагмы, штыри и др.
Реальные конструкции двойных волноводных тройников имеют
/Сст=1, 2 в полосе частот 10... 15%/0, при этом полоса частот оп-
определяется полосой используемых согласующих элементов.
г>-79 129
К недостаткам двойных волноводных тройников следует также
отнести и пониженный уровень пробивной мощности.
Пр« конструировании и изготовлении двойных волноводных
тройников необходимо предусмотреть высокие точности в отноше-
отношении их симметрии и равенства длин плеч, однако неизбежная
асимметрия тройников не позволяет получить развязки плеч бо-
более чем 30... 50 дБ.
Из технологических методов, обеспечивающих требуемую точ-
точность изготовления, распространение получили пайка и сварка
предварительно подготовленных и отъюстированных волноводных
труб (для больших сечений волноводов), гальванопластика (для
волноводов малых сечений; отличается высокой стоимостью и не
позволяет создавать высокопрочные конструкции), точное литье
(применяется в массовом производстве, обеспечивает чистоту то-
токонесущих поверхностей в пределах 5—6 классов шероховатос-
шероховатости).
Волноводный щелевой мост (рис. 5.19,е) состоит из двух оди-
одинаковых прямоугольных волноводов, имеющих общую узкую стен-
стенку, часть которой вырезается, образуя щель (областьсвязи).Уча-
(областьсвязи).Участок соединенных волноводов без узкой стенки образует отрезок
широкого прямоугольного волновода с размерами широкой стен-
стенки, равной 2а. При определенной длине щели / и согласовании
щелевого моста мощность волны Ню, поступающая на вход 1, де-
делится поровну между плечами 3 и 4 с отставанием по фазе в пле-
плече 4 по отношению к плечу 3 на я/2, при этом мощность в плечо
2 не проходит.
Поступившая ,на вход плеча 1 волна Ню, достигнув начала ще-
щели I, возбудит в области связи волноводов волны различных ти-
типов, в том числе и волны Ню и Н20.
Размеры волновода в области щели (/') позволяют распрост-
распространяться как волнам Ню, так и волнам Нго. Все другие типы
волн являются затухающими. Распределение полей таково, что со
стороны плеча 1 обе волны находятся в фазе, а со стороны пле-
плеча 2 — в противофазе, т. е. волна в плече 2 распространяться не
будет.
В области овязи волны Н10 и Н20 одинаковой амплитуды рас-
распространяются с разными фазовыми скоростями и на длине щели
/ претерпевают различную фазовую задержку. Преобразование
волн в начале области связи и обратное преобразование в конце
этой области сопровождается отражениями. Для компенсации
этих отражений в центре щели помещают согласующий элемент
(как правило, подстроечный винт).
Для обеспечения нормальной работы щелевого моста необхо-
необходимо устранить возможность возникновения и распространения в
области овязи волн высших типов. Ближайшим высшим типом по
значению критической длины волны является волна Нзо,- для ко-
которой Якр —2Г/3 может оказаться в рабочем диапазоне частот.
Чтобы такой опасности не возникало, ширину общего волновода
Г делают несколько меньше 2а и с таким расчетом, чтобы значе-
130
ние ЯКр было меньше минимальной рабочей длины волны. Для
этого в конструкции щелевого моста предусматривают специаль-
специальные вставки с плавными скосами в области щели.
Хорошо согласованный волноводный щелевой мост позволяет
получать развязку плеч более 20 дБ в полосе частот 15... 20% h
при неравномерности распределения мощности, не превышающей
0,3 ...0,5 дБ и /Сст^1,'15... 1,3.
Идеальный волноводный щелевой мост имеет следующую мат-
матрицу рассеяния:
1
1
E.13)
Используя эту матрицу аналогично тому, как было показано в
§ 2.9, можно определить полный комплекс свойств этого восьми-
восьмиполюсника.
Обобщенные данные теоретических и экспериментальных ис-
исследований по щелевым мостам позволяют рекомендовать простые
соотношения для определенных размеров / и Г:
/'=A,32—1,38) Л,ср E.14)
/ = 0,7/'. EЛ5)
Диаметр емкостного винта обычно равен ?/=@,18...0,26)/'. Для
повышения электрической прочности щелевого моста торец винта
выполняется в виде полусферы.
5.8. ОБЪЕМНЫЕ РЕЗОНАТОРЫ
Объемным резонатором называется колебательная электро-
электромагнитная система, представляющая собой область, ограниченную
металлической поверхностью либо поверхностью, соприкасающей-
соприкасающейся с менее плотной электромагнитной средой. В соответствии с
данным определением возможны два вида -объемных резонаторов:
полый металлический и диэлектрический.
В технике СВЧ резонаторы используются в качестве колеба-
колебательных систем электронных приборов, в фильтрах различного
назначения, измерительных приборах и т. д.
При существовании электромагнитного поля во внутренней по-
полости резонатора происходит непрерывный обмен между элект-
электрической и магнитной составляющими этого поля подобно тому,
как в колебательном контуре происходит обмен энергией между
электрическим полем конденсатора и магнитным полем индуктив-
индуктивности.
При изменении частоты возбуждающих колебаний в резона-
резонаторе могут образовываться самые различные структуры электро-
электромагнитного поля, определяя этим большое количество резонанс-
резонансных частот. Структура поля, которой соответствует минимальная
5* 131
частота, называется низшим типом колебаний. Если резонансные
частоты двух или более видов колебаний с различной структурой
полей совпадут, то такие колебания называются вырожденными.
Полная эквивалентная схема резонатора с учетом многовол-
многоволнового режима работы может быть представлена в виде беско-
бесконечного числа связанных резонансных контуров. На практике ис-
используются резонаторы, возбуждаемые на одном определенном
типе колебаний. В этом случае в пределах возбуждения только
данного типа колебаний эквивалентная схема представляет собой
обычный параллельный резонансный контур, характеризующийся
эквивалентными активным сопротивлением R, эквивалентной ем-
емкостью С, эквивалентной индуктивностью L. Однако целесообраз-
целесообразно рассматривать те эквивалентные параметры резонатора, кото-
которые могут быть непосредственно измерены. В качестве основных
параметров, определяющих свойства резонаторов, приняты сле-
следующие:
резонансная частота (fp) — частота, на которой при прочих
равных условиях амплитуда колебаний достигает наибольшей ве-
величины;
добротность (Q), характеризующая ширину полосы резонанс-
резонансной характеристики на уровне половинной мощности
E.16)
где 2Д/ — полоса пропускания резонатора.
Разделение видов колебаний характеризуется частотным ин-
интервалом между резонансной частотой рабочего и ближайшего
наиболее интенсивного нерабочего вида колебаний.
Коэффициент связи (Ксв) — это отношение мощности, пере-
передаваемой резонатором во внешнюю цепь (Рн), к мощности, теряе-
теряемой в резонаторе на резонансной частоте (Рро):
E.17)
Резонансные частоты объемных резонаторов. Условие резонан-
резонанса в резонаторе определяется равенством, накапливаемой в нем
на данной частоте электрической и магнитной энергии:
Из этого равенства с учетом первого уравнения Максвелла A.10)
следует, что собственная частота колебаний резонатора может
быть определена выражением
1
еоЦа
f \ntHm\*dV
V
E.19)
V
Анализ этого уравнения показывает, что резонансная частота
зависит от размеров резонатора, параметров заполняющей среды
и структуры электромагнитного поля. Таким образом, перестрой-
132
ку резонансной частоты резонатора можно осуществить изменени-
изменением длины резонатора, его объема (помещая внутрь полости ме-
металлическое тело) либо изменением параметров среды (исполь-
(используя диэлектрическое тело).
Собственная добротность резонаторов. Для расчета собствен-
собственной добротности резонатора воспользуемся энергетическим опре-
определением, согласно которому
д0 = 2яГз/ГПОТ(Г) = Соо^з/Рпот, E.20)
где W3 — энергия, запасенная в резонаторе; Wa0T{T) — энергия,
теряемая в резонаторе за один период колебаний; йH = 2л/71 —
резонансная круговая частота резонатора; Рпот — мощность по-
потерь в резонаторе.
Рассмотрим резонатор без диэлектрического заполнения. Зна-
Значение запасенной энергии определим для момента времени, ког-
когда магнитное поле проходит через максимум:
=^1 \Hm\*dV.
E.21)
Средняя мощность тепловых потерь находится по формуле
Р —
* пот
J
E.22)
где Нх — тангенциальная составляющая напряженности магнит-
магнитного поля у поверхности металлической оболочки резонатора;
«S — поверхность внутренней полости резонатора; Rs — сопротив-
сопротивление единицы поверхности оболочки резонатора.
Полная энергия, теряемая в резонаторе за период колебаний,
равна
^пот<п=Р„от^ = [772о6с1; \Hx\*dS. E.23)
s
Полагая, что материал оболочки резонатора не обладает маг-
магнитными свойствами, перепишем E.20) с учетом E.21) — E.23)
и A.56):
6с
E.24)
Качественная оценка зависимости добротности от геометриче-
геометрических размеров резонатора позволяет сделать вывод, что в первом
приближении добротность пропорциональна отношению объема
резонатора к его поверхности и обратно пропорциональна глуби-
глубине проникновения Qo~ B/бс) (VIS).
Используя для .изготовления оболочки резонатора хорошо про-
проводящий металл, можно получить резонаторы с добротностью по-
порядка 105. Возможность получения высокой добротности — одно
из важнейших достоинств объемных резонаторов.
133
|Рис. 5.20. Схема резонатора на
отрезке линии передачи:
1 — возбуждение колебаний; 2 — пов-
повторное отражение
\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\^
Рис. 5.21. Четверть-
Четвертьволновый резонатор
Конструкции резонаторов на отрезках линий передачи. Резо-
Резонансные свойства отрезка линии передачи проявляются в тех слу-
случаях, когда потери при отражениях волн от его концов достаточ-
достаточно малы и на длине отрезка происходит сложение многократно
отраженных волн (рис. 5.20). Последнее возможно при условии
Ф + я + 2р./Рез = ф + я + Dя/Лв) /рез = 2лр, E.25)
где р=\, 2, 3, ... — число вариаций поля вдоль линии; ф — фаза
коэффициента отражения от нагруженного конца линии; f$ =
= 2лДв — фазо-вая постоянная.
Из условия резонанса имеем
U»= 2^-*-* К- E.26)
При выборе длины резонатора следует иметь в виду, что при
1 уменьшается добротность резонатора из-за роста потерь.
Рассмотрим резонатор, короткозамкнутый на обоих концах
= я). Для этого случая E.26) примет вид
2 = p'W2, E.27)
где р= 1,2,3,...
Короткозамкнутые резонаторы, у которых р'—1, получили на-
название полуволновых.
В случае разомкнутого (открытого) второго конца линии (ф —
= 0) E.26) примет вид
/рез=Bр—1)W4. , ' E-28)
Резонаторы, закороченные с одного конца и разомкнутые с
другого, у которых р=1, получили название четвертьволновых
134
Рис. 5.22. Коаксиаль-
Коаксиальные резонаторы:
а — полуволновый; б —
с укорачивающей емко-
емкостью: 1 — настраивающий
поршень; 2 — петля свя-
связи; 3 —внутренний про-
провод
{рис. 5.21). Четвертьволновые резонаторы не изготавливаются на
основе полых волноводов из-за трудностей создания разомкнуто-
разомкнутого неизлучающего конца.
Резонаторы на отрезках линий передачи широко используются
в качестве волномеров, отличающихся простотой конструкции.
Коаксиальные резонаторы. Основные конструкции коаксиаль-
коаксиальных резонаторов показаны на рис. 5.22. Резонатор рис. 5.22,6
имеет на разомкнутом конце конструктивную емкость, позволяю-
позволяющую уменьшить длину резонатора (см. § 2.6), что особенно необ-
необходимо в длинноволновой части СВЧ-диапазона, где длина резо-
резонатора может быть чрезмерно большой.
Поперечные размеры коаксиального резонатора, так же как и
размеры коаксиального волновода, выбираются в соответствии с
условием C.22) (D + d) ^XmiJ 1,57, где D и d — диаметры на-
наружного и внутреннего проводников коаксиального волновода.
Значения диаметров D и d определяют потери в проводниках
и, следовательно, влияют на добротность резонатора Qo. Наи-
Наибольшей Qq соответствует отношение диаметров Z>/cf=3,6; при
этом можно получить в ненастраиваемом резонаторе А.р=10 см
Qo^5-103 и в настраиваемом Qo= B ... 3) • 103.
Резонаторы |на основе прямоугольных и круглых волноводов.
Этот класс резонаторов представляет собой отрезки прямоуголь-
прямоугольных и круглых волноводов, замкнутые с двух сторон поперечны-
поперечными металлическими стенками. В этом случае справедливо общее
условие резонанса E.27)
/Рез = рЯв/2, * E.29)
где Ав=Яо /Vl —
Если длина резонатора / задана, то его резонансные частоты
= крез согласно E.29) можно определить, используя формулу
". E.30)
Если р=0, т. е. вариаций поля вдоль оси нет, в соответствии
с E.30) получим Арез = АКр. Таким образом, в тех случаях, когда
поле не имеет вариаций вдоль оси волновода, резонансы воз-
возможны на критических частотах в поперечных плоскостях. На
рис. 5.23 приведены конструкции перестраиваемых резонаторов
на отрезках круглых волноводов.
Резонатор рис. 5.23,а при выведенном настраивающем поршне
работает на волне Е010 (т=0; п=\; р=0; Якр = 2,62 jfl). Посколь-
135
Вход выход
Вход 6)
Рис. 5.23. Структуры полей и конструкции круглых полых резонаторов на волне:
а—Еош; б — Нш; в — Ноц
ку его длина /<Ав/2 (р=0), он резонирует на критической дли-
длине волны. По мере перемещения поршня во внутреннюю полость
резонатора резонансная длина волны укорачивается, начинает
преобладать структура поля коаксиального резонатора (Г-вол-
на), и при достижении поршнем противоположной стенки Хр =
= ?Wnin —2/.
Рекомендуется Д]г = 2,5 ... 3,6; 1= (\ ...Q,7b)R. Возможная соб-
собственная добротность такого резонатора при Я,р= 10 см Qo^lO4.
Резонаторы на рис. 5.23,6 ив — полуволновые. Первый (рис.
5.23,6) работает на волне Яш (т=1; п=\; р=\; Хкр = 3,41 Я);
возможный диапазон перестройки равен рабочему диапазону
круглого волновода (Ятах=3,2Я; Xmin = 2,7R)\ Q0^l,5-103 при
Ар—10 см. Второй (рис. 5.23,0) работает на волне ЯОц {т=0;
п=\; р=\; Л.Кр=1,64#); возможный диапазон перестройки очень
небольшой из-за трудностей борьбы с паразитными типами волн;
Qo^4O-lO3 при Яр—10 см, В этом случае плохой контакт поршня
со стенками волновода мало влияет на его добротность, но
ухудшает условия возбуждения паразитных типов волн. Послед-
Последнему способствует также метод возбуждения и вывода энергии
резонатора.
Требования к обработке поверхностей резонаторов. Все при-
приведенные выше соотношения для расчета собственной добротности
резонаторов, активных потерь и так далее справедливы для иде-
идеальных поверхностей. Реальные токопроводящие поверхности со-
содержат шероховатости и различные отклонения в структуре ме-
металла, вызванные несовершенством гальванических покрытий и
механической обработки.
Наличие шероховатостей может привести к удлинению пути
СВЧ-токов по поверхности, что увеличивает потери. Это и опре-
определяет требование к чистоте поверхности: высота шероховато-
шероховатостей должна быть существенно меньше глубины скин-слоя. Что-
136
бы достигнуть требуемой шероховатости поверхности A0—11
класс до покрытия металлом с высокой электропроводностью),
прибегают к его шлифованию, причем, полирование иногда про-
проводят дважды — до и по^ле покрытия. Следует, однако, иметь в
виду, что при механическом полировании может несколько сни-
снизиться электрическая проводимость материала за счет проникно-
проникновения частиц полирующего состава, а также образования на по-
поверхности тонкого слоя аморфного металла. Это также приводит
к снижению добротности резонаторов. Поэтому для изготовления
высокодобротных систем рекомендуется использовать электроис-
электроискровое или электрохимическое шлифование и полирование.
Элементы связи объемных резонаторов с внешними цепями.
Связь объемных резонаторов с внешними цепями осуществляется
с помощью штыря, петли или отверстия. Штырь располагается
вдоль электрических силовых линий возбуждаемого типа колеба-
колебаний. Для размещения штыря в корпусе резонатора просверливают
небольшое отверстие, диаметр которого значительно меньше
длины волны в резонаторе. Петля располагается перпендикуляр-
перпендикулярно магнитным силовым линиям. Для размещения петли в корпусе
резонатора фрезеруют щель, геометрические размеры которой
должны быть значительно меньше длины волны.
В коротковолновой части СВЧ-диапазона осуществляется не-
непосредственная связь резонатора с волноводом через небольшое
отверстие в общей стенке. Размеры отверстия выбирают такими,
чтобы оно обладало нерезонансными свойствами и имело на ра-
рабочей частоте индуктивную проводимость. Резонатор должен быть
так ориентирован относительно волновода, чтобы направления
лелей в области отверстия связи и резонаторе совпадали.
Помимо рассмотренных конструкций резонаторов в технике
СВЧ находят применение ряд резонаторов других типов. В пер-
первую очередь к ним следует отнести диэлектрические и феррито-
¦вые резонаторы, конструкции которых в микроминиатюрном ис-
исполнении будут рассмотрены в гл. 8.
Особый класс колебательных электромагнитных систем состав-
составляют открытые резонаторы (рис. 5.24). Разработка их была вы-
вызвана необходимостью создания высокодобротных колебательных
систем для миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов.
Резонатор представляет собой систему из двух металлических
зеркал, плоских (рис. 5.24,а) или сферических (рис. 5.24,6). Ус-
1
й)
Рис. 5.24. Открытые резонаторы:
л—с плоским зеркалом; б—со сферическим зеркалом
137
ловием резонанса является целое число полуволн, укладывающих-
укладывающихся на длине 1=рХ0/2. Потери в таком резонаторе определяются
лишь поглощением в зеркалах и частичным излучением через
открытые боковые поверхности за счет дифракции волн. При по-
поперечных размерах зеркал, значительно превышающих рабочую*
длину волны, собственная добротность открытого резонатора мо-
может достигать в миллиметровом диапазоне волн 104... 105.
5.9. ФИЛЬТРЫ
Фильтр — четырехполюсник, затухание которого мало в задан-
заданной полосе (полоса пропускания) и велико на всех других час-
частотах вне этой полосы (полоса заграждения). Большое затуха-
затухание в полосе заграждения создается за счет поглощения и отра-
отражения энергии подводимых сигналов.
По взаимному расположению полос пропускания и заграж-
заграждения фильтры делятся на фильтры нижних частот (ФНЧ), т.е.
фильтры, пропускающие частоты ниже заданной и подавляющие
сигналы на других частотах; верхних частот (ФВЧ), пропускаю-
пропускающие сигналы на частотах выше заданной и подавляющие сигналы
вне этой полосы; полосовые (ПФ), пропускающие сигналы в пре-
пределах заданной частоты и подавляющие сигналы вне этой поло-
полосы; режекторные (РФ), подавляющие сигналы на частотах в
пределах заданной полосы. Частотные характеристики фильтров
приведены на рис. 5.25.
К числу основных параметров фильтров относятся полоса про-
пропускания, полоса заграждения, средняя частота, коэффициент-
затухания в полосе пропускания, коэффициент затухания в поло-
полосе заграждения, крутизна частотной характеристики, коэффици-
коэффициент отражения от входа и выхода, форма и размеры сечения ли-
линии передачи, в которую включается фильтр.
Синтез фильтров СВЧ сводится к синтезу эквивалентной схе-
схемы (низкочастотного прототипа), удовлетворяющей заданной час-
частотной характеристике, и замене сосредоточенных элементов схе-
схемы соответствующими эквивалентами на СВЧ.
Эквивалентность каждого звена фильтра СВЧ звену прототи-
прототипа приводит к тому, что обе системы имеют подобные частотные
характеристики. Последовательность операций синтеза прототипа
состоит в следующем. Синтез эквивалентной схемы ведут по схе-
О
ФНЧ
П6>„
о
a
tT о
ССп
Рис. 5.25. Частотные характеристики фильтров
138
Рис. 5.26. Схемы четырехполюсников:
а—П-образная; б — Т-образная
ме П- и Т-образных четырехполюсников (рис. 5.26). Условие про-
прозрачности таких четырехполюсников определяется неравенством
E-31)
При этом предполагается, что все элементы имеют реактивный
характер, знаки Хх и Х2 различны и абсолютное значение Х2 боль-
больше Х\. Для расчета задаются граничными частотами, которые
определяются соотношениями
Х1/4Х2= — \; Xil4X2 = 0 E.32)
и волновым сопротивлением, которое принимается равным сопро-
сопротивлению нагрузки фильтра:
ZB = ZH = 1/T/C, E.33)
где L и С — эквивалентные индуктивности и емкости элементов
схемы фильтра.
Для улучшения частотных характеристик СВЧ-фильтров их
делают из нескольких однотипных звеньев.
При реализации СВЧ-фильтров в качестве элементов, соответ-
соответствующих емкостям, индуктивностям и резонансным контурам,
используют диафрагмы, штыри, резонаторы, отрезки линий пере-
передачи различной длины и др. При этом необходимо учитывать сле-
следующие особенности СВЧ-элементов:
1) зависимость параметров реактивных элементов от частоты.
Например, короткозамкнутый отрезок линии передачи длиной
¦1<СкD эквивалентен индуктивности, на более высоких частотах
длина этого отрезка становится />л/4, что эквивалентно емкости.
Это приводит к тому, что в диапазоне частот эквивалентная схе-
схема фильтра может измениться;
2) в местах соединения реактивных элементов с линией пере-
передачи или элементов друг с другом за счет появления волн выс-
высшего порядка образуются дополнительные реактивности, которые
могут изменять параметры фильтра.
В наиболее распространенных конструкциях фильтров на ос-
основе коаксиальных волноводов для реализации последователь-
последовательных индуктивностей применяются короткие высокоомные отрезки
линий передачи, нагруженные на сопротивления значительно
меньше волнового. Роль малого сопротивления выполняют утол-
утолщения центрального проводника коаксиала, одновременно явля-
являющиеся параллельной емкостью.
На рис. 5.27 приведен пример возможной реализации ФНЧ, ис-
использование которого возможно на частотах от 500 МГц до
10 ГГц. Отрезки коаксиального волновода с большим и малым
139
Рис. 5.27. Фильтр нижних
частот на основе коакси-
коаксиального волновода:
а — эквивалентная схема; в —¦
эскиз конструкции
сопротивлением подбирают так, чтобы их длина не превышала
1/8 длины волны на граничной частоте.
В рассматриваемом случае ^i=o>Li; X2=l/<aCi. Используя
E.32) найдем граничные частоты фильтра cdi гр = 0, ©ггр =
= 2/}^LiCi, задаваясь значениями о>2гр, ZH. Используя E.33)
найдем необходимые параметры прототипа фильтра Li = 2ZH/o)rp;
Ci=2/ZH@rp. По длине отрезков линий /<СА,в/8 можно принять
a)L1=Zcitgp;^Zcip/; l/u)Ci^ZC2/'P/. Поскольку р = а)/Уф, то со-
соотношения, связывающие параметры прототипа с длиной отрезков,
линий и их электрическими параметрами, приобретают вид:
L\ =¦ L'x + L2 =
C\ ~ C'\ +
где U и С и ^ф1 — параметры высокоомного отрезка линии, выпол-
выполняющего функцию индуктивности; L2, C2, Уф2 — параметры низ-
коомного отрезка линии, выполняющего функцию емкости фильт-
фильтра; Cf — паразитная емкость низкоомного отрезка линии. Рассмот-
Рассмотренный метод перехода от заданных параметров фильтра к па-
параметрам его конструктивной реализации может быть исполь-
i f Ф1
С/2
С/2 С/2
a) S)
Рис. 5.28. Фильтр верхних частот на основе коаксиального волновода:
а — эквивалентная схема; б — эскиз конструкции
140
Т~Л1\ ,1 ,l\
Одна
по А-А
1
a _
-С)
\
Рис. 5.29. Фильтры нижних частот на основе прямо-
прямоугольного волновода:
а — рифленый; б — вафельный
зован и в других типах фильтров, основанных на отрезках линий
передачи.
При реализации ФВЧ (рис. 5.28) на основе коаксиальных вол-
волноводов роль параллельных индуктивностей выполняют коротко-
замкнутые отрезки высокоомных линий, ответвляемые под пря-
прямым углом от основной линии. Последовательные емкости получа-
получаются в результате разрыва центрального проводника коаксиально-
коаксиального волновода.
Фильтры верхних частот на основе прямоугольных волноводов,
как правило, специально не конструируются, так как волновод сам
Рис. 5.30. Полосовые фильтры и их прототипы:
а, б — одиночный резонатор; в, г — резонаторы с непосредственными связями; в, е — ре-
резонаторы, связанные отрезком линии передачи
141
\
Рис. 5.31. Возможные варианты инвертирующих свойств четвертьволновых отрез-
отрезков линий передачи
является ФВЧ с граничной частотой, равной критической частоте.
При желании сместить граничную частоту волновод сужают по ши-
широкой стенке.
Фильтры нижних частот на базе прямоугольных волноводов
создают в виде рифленых (рис. 5.29,а) волноводов с поперечны-
поперечными канавками в широкой стенке или вафельных (рис. 5.29,6)
еолноводов с дополнительными канавками вдоль широкой стенки.
В качестве полосовых фильтров используют отдельные резо-
резонаторы (рис. 5.30,а,б) или каскадное соединение нескольких ре-
резонаторов. В последнем случае связь резонаторов может быть не-
непосредственной (рис. 5.30,в,г) или осуществляться через отрезки
линий передачи (рис. 5.30,E, е).
При конструировании волноводных фильтров широко исполь-
используются трансформирующие свойства четвертьволновых отрезков
линий передачи. В теории фильтров четвертьволновый отрезок на-
называют инвертором сопротивлений. На рис. 5.31 приведены наи-
наиболее распространенные типы возможных инвертирований сопро-
сопротивлений, где согласно D.16) L' = Z2rC и C/=L/Z2T.
Применение четвертьволновых связей позволяет создать
фильтры на однотипных элементах.
Рис, 5.32. Волноводный полосовой
фильтр: ;
а — конструкция; б — прототип: 1 —
настроечные емкостные штыри
Рис. 5.33\ Режектор-
ный фильхр:
а — конструкция; б —
прототип ^
а)
вход О
180 -*
J
Выход
Рис. 5.34. Пример конструктивной реализации полосно-пропускающего фильтри
(ППФ) высокого уровня мощности
На рис. 5.32,а приведена конструкция полосового фильтра,
выполненного на основе прямоугольного волновода с использо-
использованием четвертьволновых связей. Параллельный колебательный
контур схемы прототипа (рис. 5.32,6) образован системой ин-
индуктивных штырей с емкостным подстроечным винтом, после-
последовательный резонансный контур образуется за счет четверть-
четвертьволновых связей. Такой фильтр позволяет пропускать значитель-
значительные уровни мощности и чрезвычайно прост в настройке. Недо-
Недостатком его является значительная длина из-за соединительных
отрезков.
В конструкциях режекторных фильтров целесообразно ис-
использовать последовательное соединение резонаторов с помощью
отрезков длиной, кратной четверти длины волны (рис. 5.33).
Фильтры высокого уровня мощности (рис. 5.34), устанавли-
устанавливаемые на выходе передатчика, предназначаются для подавле-
подавления паразитного излучения и подключения к одной антенне не-
нескольких передатчиков, работающих на различных частотах.
Особенности конструкций фильтров высокого уровня мощно-
мощности связаны с возможностью их перегрева и электрического про-
пробоя. Повышенный нагрев фильтров требует принудительного ох-
охлаждения или создания конструкций с сильно развитой наруж-
наружной поверхностью (ребристые поверхности). Для увеличения
электрической прочности применяют те же меры, что и в лини-
линиях передачи. Особое внимание следует обращать на выступы и
острые углы токонесущих поверхностей. Для уменьшения кон-
концентрации электрического поля эти места необходимо округ-
округлять.
5.10. ФЕРРИТОВЫЕ УСТРОЙСТВА
Ферриты представляют собой твердые тела или монокристал-
монокристаллы, образованные спеканием порошка окиси железа с соедине-
соединениями какого-либо двухвалентного металла, например никеля,
143
марганца, магния и т. д. Характерным свойством ферритов яз-
ляется сочетание магнитных свойств ферромагнетика и/электри-
и/электрических свойств диэлектрика (на СВЧ ферриты имеют/е = 5 ... 20,
В постоянном магнитном поле феррит является адизотропной
средой. Эта особенность ферритов позволяет использовать их в
технике СВЧ для создания невзаимных устройств. /
Свойства ферритов на СВЧ проявляются при взаимодействии
собственного магнитного момента электрона с внешним полем
постоянного и переменного магнитных полей. Под действием по-
постоянного магнитного поля Но (рис. 5.35) спины электронов стре-
стремятся ориентироваться по направлению приложенного поля,
прецессируя подобно гироскопу вокруг оси, совпадающей по на-
направлению с вектором Но и образуя с ним правовинтовую систе-
систему. Частота свободной прецессии со0 = уН0, где у=2,2\-\№ м/
А-с — гиромагнитное отношение.
Наличие магнитных потерь приводит к тому, что угол т|) (см.
рис. 5.35) быстро уменьшается, векторы магнитных моментов всех
атомов ориентируются по направлению приложенного постоянно-
постоянного магнитного поля Но и феррит намагничивается до насыщения.
Рассмотрим случай воздействия на намагниченный феррит вы-
высокочастотного магнитного поля с круговой поляризацией (ори-
(ориентированного перпендикулярно постоянному полю Но), круговая
частота которого со близка к частоте прецессии со0 (см. рис. 5.35).
Если направление вращения вектора Н^) совпадает с прецес-
прецессией магнитного момента М, то угол о|) увеличивается. Возраста-
Возрастание угла а|) ограничивается магнитными потерями. В результате
наступает режим a|) = const, при котором энергия высокочастотно-
высокочастотного магнитного поля рассеивается в виде тепла в кристаллической
Рис. 5.35. Прецессия магнитно-
магнитного момента электрона в посто-
постоянном магнитном поле
Рис. 5 36. Характер зависимости ак-
активной и реактивной составляющих
магнитной проницаемости феррита
для волн с левой и правой .круговой
поляризациями от напряженности
магнитного поля
144
решетке феррита. Если частоты ш и шо не совпадают, то эффект
взаимодействия уменьшается и потери в феррите снижаются. В
случае противоположных направлений вращения вектора Н^ и
магнитного момента М поглощения энергии в феррите практиче-
практически не происходит. Величина магнитной проницаемости комплек-
комплексна: A+=ц'+—iji"+, ц_ = ц'_—*у_.
На рис. 5.36 показано изменение относительной магнитной
проницаемости феррита для волн круговой поляризации правого
(положительного) \i+ и левого (отрицательного) ц,- направлений
вращения в зависимости от напряженности постоянного магнитно-
магнитного поля #о при неизменной частоте со. Из рис. 5.36 видно, что зна-
значение мнимой части магнитной проницаемости \i+ для волн с поло-
положительным направлением вращения в точке Н0 = Нрез резко возрас-
возрастает, что указывает на увеличение потерь энергии в феррите. За-
Зависимость потерь от #о носит резонансный характер, в связи с чем
рассмотренное явление называют ферромагнитным резонансом.
Значение действительной части магнитной проницаемости для волн
положительного направления вращения (см. рис. 5.36) также пре-
претерпевает сильные изменения.
Если переменное магнитное поле имеет линейную поляризацию,
то его можно представить как сумму двух полей левой и правой
круговой поляризации. При отсутствии в волноводе феррита волны
левой и правой круговой поляризации распространяются с раз-
разными фазовыми скоростями и в сумме дают волну с неизменным
положением плоскости поляризации. Если же в волноводе рас-
расположить ферритовый стержень, намагниченный в продольном
направлении постоянным магнитным полем Но, то при Н0<сНрез
волны круговой поляризации правого направления вращения бу-
будут распространяться с большей фазовой скоростью, чем левого:
уф+ = с/ Ущ+; уф_ = с\Ущ~ .
При этом происходит поворот плоскости поляризации волны. Эф-
Эффект вращения плоскости поляризации электромагнитной волны,
проходящей через диэлектрик (в рассматриваемом случае — фер-
феррит) при наличии постоянного магнитного поля, носит название
эффекта Фарадея.
Благодаря этим свойствам ферриты используются для созда-
создания широкого класса невзаимных устройств СВЧ, т. е. устройств,
обладающих невзаимными потерями, вращением плоскости поля-
поляризации, фазовым сдвигом и т. д. Зависимость параметров фер-
ферритов от напряженности внешнего магнитного поля позволяет со-
создавать на их основе управляемые СВЧ-устройства — переключа-
переключатели, модуляторы, перестраиваемые фильтры, регулируемые фа-
фазовращатели, аттенюатооы и т. д.
Ферритовый вентиль. Волноводное устройство, вносимое зату-
затухание которого зависит от направления движения волны через
него, принято называть ферритовым вентилем. Основными харак-
характеристиками ферритового вентиля являются: затухание волн в
прямом и обратном направлениях, полоса рабочих частот, допус-
145
тимый уровень мощности, Кет, тип и размеры волноводн/го трак-
тракта. / г
Резонансный вентиль. Ё прямоугольном волноводе/ работаю-
работающем на волне Ню, существуют две продольные плоскости, парал-
параллельные узкой стенке волновода, где магнитное поле имеет кру-
круговую поляризацию. Эти плоскости находятся на расстоянии
а Д
а l
х= — arctg
я 2а
от узких стенок волновода.
Направление вращения вектора Н в каждом из указанных
продольных плоскостей взаимно противоположно и зависит от
направления движения волны по волноводу. Поместим в волно-
волноводе в одной из двух указанных плоскостей ферритовую пластин-
пластинку, намагниченную перпендикулярно широкой стенке волновода
(рис. 5.37) при Я0 = Яре3. В этом случае феррит будет поглощать
мощность волны, создающей правополяризованное высокочастот-
высокочастотное магнитное поле. Волна, распространяющаяся вдоль волново-
волновода в противоположном направлении, испытывает малое затуха-
затухание. Серийно выпускаемые ферритовые вентили в полосе частот
10... 15% /о обеспечивают в прямом направлении затухание не
более 0,5 дБ, в обратном направлении 20 дБ и /Сст=1,08... 1,1.
Вентиль со смещением поля. Для получения вентиля, основан-
основанного на эффекте смещения поля (рис. 5.38), к поверхности фер-
феррита приклеивают пленку из поглощающего материала, в которой
происходит поглощение волны одного направления (допустим, от-
отраженной). Феррит работает в режиме, когда Я0<Ярез. При
этом происходит вытеснение из
феррита поля падающей волны и
концентрация в феррите поля отра-
отраженной волны. На поверхности фер-
феррита напряженность электрического
поля падающей волны близка к ну-
нулю, а отраженной волны имеет
-Рис. 5.37. Эскиз конструкции резонансно-
резонансного вентиля
Рис. 5.38. Вентиль со смещением поля:
а — эскиз конструкции; б — распределение напряженности электрического поля: 1 — погло»*
титель; 2 — феррит; 3 — диэлектрик; 4 — обратная волна; 5 — прямая волна
146
большое значение. Затухание в вентиле волн обратного направле-
направления зависит от параметров поглощающего материала. Преимуще-
Преимуществами этого вентиля по сравнению с резонансным являются мень-
меньшие значения намагничивающего поля Яо (что уменьшает габари-
габариты и массу устройства) и более широкая полоса рабочих частот,
которая достигает 20...25% /о-
Устройство без поглощающей пленки является невзаимным фа-
фазовращателем, поскольку волны в волноводе в двух противопо-
противоположных направлениях будут иметь различные постоянные распро-
распространения, а следовательно, различные фазовые сдвиги.
Вентиль, основанный на эффекте Фарадея (рис. 5.39), пред-
представляет собой круглый волновод, вдоль оси которого расположен
тонкий ферритовый стержень, намагниченный в продольном на-
направлении постоянным магнитным полем Но. Напряженность маг-
магнитного поля Яо ниже резонансной Ярез. На входе вентиля рас-
расположена поглощающая пластина. Если в волноводе распростра-
распространяется волна типа Нп с поляризацией, показанной на рис. 5.39,а,
поглощающая пластина создаст минимальные потери для волны,
поступающей со стороны входа вентиля. За счет эффекта Фара-
Фарадея плоскость поляризации волны на выходе вентиля поворачива-
поворачивается на 45° (при соответствующем подборе длины и диаметра
ферритового стержня). Плоскость поляризации волны обратного
направления поворачивается в ту же сторону еще на 45°. В ре-
результате электрическое поле отраженной волны (рис. 5.39,6) ока-
оказывается параллельным плоскости поглощающей пластины. Отра-
Отраженная волна практически полностью поглощается.
Достоинством ферритовых устройств, основанных на использо-
использовании эффекта Фарадея, является малая величина намагничиваю-
намагничивающего поля Яо. Полоса рабочих частот таких устройств составляет
15... 20% /о. Недостатки — сложность и громоздкость конструк-
конструкции.
Коаксиальные вентили. Особенностью конструкций вентилей
для коаксиальных волноводов является необходимость искажения
Т-волны таким образом, чтобы в ней наряду с поперечной состав-
составляющей появилась продольная составляющая магнитного поля
Нг и результирующий вектор Н был бы поляризован по кругу.
пад
7
45*
а)
Ю
Рис. 5.39. Вентиль на эффекте Фарадея:
•а — элементы конструкции; б — распределение электрического поля на входе вентиля-
J — поглощающая пластина; 2 — феррит; 3 — намагничивающая обмотка
147
Рис. 5.40. Поперечное сечение коаксиального вен-
вентиля:
/ — диэлектрик; 2 — феррит
Для этого коаксиальный волновод частично
заполняют диэлектриком (рис. 5.40). Под-
Подбором размеров и формы диэлектрического
вкладыша и его диэлектрической проницае-
проницаемости удается получить область круговой
поляризации магнитного поля, где и распо-
располагается ферритовая пластина. Направление постоянного тока Но
должно быть перпендикулярно плоскости, в которой вращается
вектор Н, а величина Но соответствовать области ферромагнит-
ферромагнитного резонанса. В коаксиальных ферритовых вентилях затухание
волн прямого направления составляет 1... 1,5 дБ, волн обратного
направления 15... 20 дБ и полоса рабочих частот определяется
шириной области ферромагнитного резонанса.
Ферритовые циркуляторы. Ферритовым циркулятором называ-
называют многополюсник, у которого электромагнитные волны распро-
распространяются из одного плеча в другое только в определенной по-
последовательности. В частности, такие устройства могут быть ис-
использованы как вентили, быстродействующие переключатели и
т. д. Существует большое число различных конструкций цирку ля-
торов: поляризационные, фазовые, Y-циркуляторы и т. д. В на-
настоящем разделе рассмотрим две из них.
Y-циркулятор представляет собой симметричный тройник в
плоскости Н с намагниченным ферритовым вкладышем в его
центре (рис. 5.41,а). Намагничивающее поле Но значительно
меньше резонансного. Действие У-циркулятора можно объяснить
следующим образом. Волна типа Я10, поступающая в плечо Ц
возбуждает на ферритовом цилиндрическом вкладыше равные по
амплитуде поверхностные волны, огибающие феррит в противо-
противоположных направлениях. Взаимодействие этих поверхностных
волн с намагниченным ферритом характеризуется различными зна-
значениями магнитной проницаемости. При этом фазовые скорости
поверхностных волн оказываются разными. Подбирая диаметр
Магнит
Н-плечо
Феррит
Рис. 5.41. Ферритоьые циркуляторы:
~ — Y-циркулятор; б — фазовый ферритовый циркулятор
л о
а
148
ферритового цилиндра и значение намагничивающего поля Н9>
можно при сложении поверхностных волн получить пучность на-
напряженности электрического поля в центре плеча 2, а узел на-
напряженности электрического поля в центре плеча 3. При этом
энергия из плеча 1 поступит в плечо 2 и не поступит в плечо 3.
Если энергия подается со стороны плеча 2, то она передается в
плечо 3 и не поступает в плечо 1. В реальных конструкциях Y-
циркуляторов имеет место просачивание мощности из плеча 1 а
плечо 3. Рассматривая подачу энергии в другие плечи, можно
установить, что циркуляция энергии происходит по схеме 1->-2->-
->3-И. Поэтому для характеристики Y-циркуляторов использу-
используются такие параметры, как развязка между плечами А\ъ=\%Р\!
Р3 и прямые потери -4i2=lgPi/P2.
Y-циркуляторы чувствительны к колебаниям окружающей тем-
температуры, величине магнитного поля, размерам ферритов и т. д.
Для устранения этого феррит помещают в диэлектрическую втул-
втулку, которая может являться своеобразным элементом настройки
циркулятора, так как подбором ее диаметра можно регулировать
ширину рабочей полосы. Y-циркуляторы имеют прямые потери
порядка 0,1 дБ, развязку между плечами 30 дБ и /Сст'^1,04.
Принцип действия фазовых циркуляторов основан на свойстве
невзаимного фазового сдвига в феррите. На рис. 5.41,6 схемати-
схематически изображен фазовый ферритовый циркулятор, который со-
состоит из двух двойных волноводных тройников и одного невзаим-
невзаимного фазовращателя с фазовым сдвигом л. Энергия, поступающая
в плечо 1, делится поровну в двойном тройнике и синфазно выхо-
выходит из плеч 2 и 4. Две волны, приходящие ко второму двойному
тройнику, оказываются в противофазе ввиду сдвига в феррите на
к. Передача энергии в этом случае возможна только в плечо 9.
Аналогично можно доказать, что циркуляция энергии происходит
по схеме 1-v2-v3—»4-э~1.
Фазовый циркулятор может выполнять функции переключате-
переключателя, поскольку изменение направления намагничивающего поля Ну
меняет направление невзаимного фазового сдвига ферритов. В
рассмотренном случае изменение направления Но приведет к пе-
передаче мощности из плеча 1 в плечо 4. Для современных управ-
управляемых устройств, содержащих ферриты, быстродействие состав-
составляет A—0,05)-Ю-6 с.
5.11. ДЕТЕКТОРЫ И СМЕСИТЕЛИ
Детекторы предназначены для преобразования (детектирова-
(детектирования) амплитудно-модулированного радиосигнала в низкочастот-
низкочастотный сигнал, несущий первоначальную информацию. Детектирова-
Детектирование основано на применении нелинейных устройств, функции ко-
которых на СВЧ выполняют полупроводниковые диоды.
Конструкции детекторов, используемых на СВЧ, принято на-
называть детекторными головками (рис. 5.42). Они представляют
собой отрезки линии передачи, содержащие элементы ввода энер-
149
свч
Вход
щ
i , V/,
'''
/ ^
2
— 5
а)
3
Выход
*
Рис. 5.42. Детекторные головки:
а—коаксиальная; б — коаксиальная для связи с волноводом; в — волноводная:
1 — СВЧ-соединение; 2 — детектор; 3 -¦ конденсатор; 4—низкочастотный соединитель; 5 —
согласующий элемент
гии (коаксиальный соединитель или фланец), включения детек-
детектора (полупроводниковый диод), настройки или согласования, а
также низкочастотный соединитель. Конструкция детектора дот-
жна обеспечить замкнутый путь для высокочастотных токов (на-
(наличие конденсатора) и выпрямленного тока (наличие замкнутой
гальванической цепи).
Если ограничиться квадратичной характеристикой диода, то
при подведении к детектору радиосигнала U=U(t)cos со/ ток оп-
определяется зависимостью
/д=70+ SlU^S2U2=I0 + SlU{t)cos(Mt + S2U2(t)cos2ait.
Последний член этой зависимости
S2U2 (t) cosW = S2U2 (t) @,5 + 0,5 cos at)
содержит составляющую тока 0,5S2?/2(/b которая выделяется на
нагрузке детектора и представляет собой результат амплитудного
детектирования радиосигнала. Высокочастотные сос-гавляющне
тока детектора фильтруются с помощью конденсаторов. Постоян-
Постоянные составляющие тока диода замыкаются через элементы на-
J50
стройки, основная функция которых — согласование входного со-
сопротивления детектора (см. § 4.5).
Основными параметрами детекторов являются полоса рабочих
частот, чувствительность по току, /Сст, коэффициент шума.
Чувствительность детектора по току
/Сд=/д//>С,
где /д — выходной ток детектора; Рс — мощность входного СВЧ-
сигнала, составляющая для современных реальных конструкций
от 1 до 15-10~6 Вт. Увеличить чувствительность можно путем ис-
использования прямого смещения на диоде; при этом следует иметь
в виду, что шумы детектора возрастают. Величина Кат харак-
характеризует качество согласования детектора со стороны СВЧ-вхо-
да с учетом согласования выходного сопротивления детектора с
сопротивлением нагрузки, подключенной к его низкочастотному
выходу. Коэффициент шума детектора определяется в основном
низкочастотными шумами диода.
Для малых мощностей, подводимых к детектору (вплоть до
5-10~5 Вт), детектирование можно считать квадратичным. При
росте входной мощности выше указанного значения наблюдается
отклонение от квадратичности в сторону уменьшения показателя
степени.
Смесители используются для преобразования принимаемого
СВЧ-сигнала в сигнал промежуточной частоты.
Основные параметры смесителя:
1) потери преобразования An, определяемые соотношением
A 10\P
где Рс — мощность преобразуемого сигнала; Рпр — мощность вы-
выходного сигнала промежуточной частоты;
2) коэффициент шума, определяющий чувствительность при-
приемника
ш.вх
p
ш.вых
где Ли.вх, Рш.вых — мощность шумов на входе и выходе смесителя
со стороны входного преобразуемого сигнала;
3) рабочая частота и ширина рабочих частот;
4) динамический диапазон (относится к линейному участку
амплитудной характеристики смесителя)
где Ртах — максимальная мощность входного сигнала, не вызы-
вызывающая разрушения диода и не приводящая к амплитудному ис-
искажению сигнала; Рт{П — минимальная мощность подводимого-
сигнала, различаемая на уровне шумов (определяет пороговую-
чувствительность смесителя).
В зависимости от принципиальной схемы смесители делятся"
на небалансные (НБС) (рис. 5.43) и балансные (БС) (рис. 5.44).
151
>„,Ж
Рис. 5.43. Небалансные смесители:
а—связь с гетеродином с помощью штыря; б — связь с гетеродином с помощью направ-
направленного ответвителя
Конструктивно НБС представляют собой детекторную головку с
дополнительным элементом связи с гетеродином, к которой подво-
подводится преобразуемый сигнал Рс и сигнал гетеродина Рт; элемент
связи с гетеродином выполняется в виде штыря, тройника, на-
направленного ответвителя и др. Детекторная головка имеет два
входа для СВЧ-сигналов (см. рис. 5.43). На один из входов по-
подается радиосигнал Uc — U(t)cosa)ct, на другой сигнал гетеродина
Ur=UmTcos (Ort. Если ограничиться квадратичной характеристикой
диода, то ток на выходе детектора при подаче на его вход суммы
сигналов Uc + Ur будет равен
I Я = Iq + S\[U (t) COS d)ct + UmrCOS (Ort] +5j [U (t) COS toct +
+ f/mrCOS (Or/]2.
Если возвести в квадрат последний член, то после несложных
преобразований получим составляющую тока промежуточной час-
частоты
преобразо-
преобразоа другой—
называется
)c—(i>v)t При О)с>СОг ИЛИ
1д(пр)=52 V (t)mr COS ((Or—(dc)t При СОг>'Сйс.
Таким образом, в промежуточную частоту могут
ваться два радиосигнала, один — с частотой (ос—«г,
—сог—сое. Один из них всегда является помехой и
зеркальным. Для его подавления в СВЧ-приемниках (см. рис.
5.2) используются устройства подавления зеркального канала
(фильтры). Для облегчения задачи подавления зеркального ка-
канала необходимо выбирать значение о)Пр по возможности больше,
в связи с чем с целью обеспечения высокой селективности по со-
соседнему каналу возникает необходимость повторного преобразо-
преобразования частоты в более низкую "промежуточную частоту..
Основным недостатком НБС является возрастание коэффици-
коэффициента шума приемника из-за шумов гетеродина Рш.г- Этого недо-
152
Рис. 5.44. Балансный смеси-
смеситель (балансный модулятор)
I/,
Г МОД|
статка лишена конструкция БС (см. рис. 5.44), обеспечивающая
вычитание шумов гетеродина при соответствующем включении
диодов. В качестве элементов связи в конструкциях БС исполь-
используются мостовые соединения. Помимо указанного достоинства
схемы БС имеют и другие преимущества: возможность использо-
использования маломощных гетеродинов, повышенную помехоустойчи-
помехоустойчивость, повышенную надежность защиты приемника от импульса
просачивающейся мощности и др.
На рис. 5.44 показано однополярное включение диодов; при
разнополярном включении необходимость использования транс-
трансформатора Т для сложения сигналов отпадает. В рассматривае-
рассматриваемом случае радиосигнал разветвляется в плечи 1 и 2 в противо-
фазе, поэтому если после детектора Д1 фаза сигнала промежу-
промежуточной частоты равна <опр^, то после детектора Дг—(Unpt—я.
Этот сигнал в трансформаторе Т складывается. Шумы гетероди-
гетеродина разветвляются в плечи 1 и 2 в фазе. Образованный ими сиг-
сигнал помехи на промежуточной частоте после детекторов Д1 и Д2
также будет в фазе и в трансформаторе Т он вычитается.
Для балансных смесителей выпускаются одно- или разнопо-
лярные подобранные пары диодов с минимальным относительным
разбросом параметров.
5.12. ЭЛЕКТРИЧЕСКИ УПРАВЛЯЕМЫЕ
УСТРОЙСТВА
В последние годы в технике СВЧ широкое распространение
получили электрически управляемые устройства на ферритах и
диодах. Основными достоинствами этих устройств является воз-
возможность автоматического управления амплитудой и фазой про-
проходящего сигнала, а также решения коммутационных и логиче-
логических задач.
К положительным характеристикам этих устройств на диодах
следует отнести малую управляющую мощность (от долей мик-
микроватт до 1 Вт), высокое быстродействие A0~3... 10~10 с), значи-
153
Рис. 5.45. Эквивалентная схема р—i—я-диода:
а — в открытом состоянии; б — в закрытом состоя-
тельный срок службы, высокую надежность
и возможность работы на высоких уровнях
мощности (импульсная мощность может до-
достигать десятков киловатт, средняя мощ-
мощность — сотен ватт). Рабочая полоса частот
регулирующих СВЧ-устройств на полупро-
полупроводниковых диодах соизмерима с полосой частот волновода. К
таким устройствам относятся модуляторы, аттенюаторы, выклю-
выключатели, фазовращатели, ограничители и др.
Диодный выключатель. Применяемые для этого диоды (эк-
(эквивалентная схема рис. 5.45), отличаются тем, что при прямом
смещении имеют очень малое сопротивление (г~1 Ом), а при
обратном смещении — очень большое (гд= 104 Ом). Недостатком
является малое быстродействие (несколько сот тысяч переключе-
переключений в секунду). Значительно большим быстродействием обладают
диоды с барьером Шотки, но они имеют более высокую стоимость
и худший коэффициент качества.
В соответствии с рассмотренными выше применениями p~i—
«-диодов наиболее важным их параметром является коэффициент
качества, определяемый отношением большого сопротивления
диода в открытом состоянии (параллельный резонанс) к малому
сопротивлению диода в закрытом (последовательный резонанс). В
соответствии с эквивалентной схемой диода для открытого состоя-
состояния (рис. 5.45,а) его сопротивление на частоте параллельного ре-
резонанса
где соРо — резонансная частота; г0 — сопротивление потерь откры-
открытого диода; Ср — емкость корпуса диода.
Сопротивление диода в закрытом состоянии на частоте после-
последовательного резонанса cuP3 = 1/ У Ь8Сг (Le — индуктивность вы-
выводов диода; С* — емкость перехода, рис. 5.45,6), Z^ = rs. Следо-
Следовательно, коэффициент качества диода определится соотношением
Ka=ZJZ^= l/co2poCV0r3. E.34)
Различные типы переключающих диодов на сантиметровых и
миллиметровых волнах имеют /Сд = 150... 2000.
В качестве обобщенного параметра диодов используют значе-
значение критической частоты, при которой /Сд=1:
fKp=l/2nCp/vr~ E.35)
Простейшие конструкции диодных выключателей не ,-содержат
настраиваемых элементов: оба резонанса обеспечиваются пара-
параметрами самого диода. При этом подбирают диод таким обра-
образом, чтобы частота параллельного резонанса открытого диода рав-
154
нялась рабочей частоте: соро=1/ ]/LSCP. Последовательный ре-
резонанс закрытого диода й)рз = 1/ V LsCi обеспечивают путем вы-
выбора напряжения смещения, изменяющего емкость диода Си В
случае значительного отличия рабочей и резонансной частоты дио-
диода вводят элементы подстройки, заметно усложняющие конст-
конструкцию диодного выключателя.
Емкость перехода Сг в сантиметровом диапазоне составляет
от сотых до десятых долей пикофарад, индуктивность выводов
диода Ls = 0,2 нГн, паразитная емкость корпуса диода для совре-
современных миниатюрных диодов Ср=0,2... 0,4 пФ. Для исключения
реактивностей Ls и Ср некоторые типы диодов выпускаются без
корпуса.
Параметры данного выключателя (широкополосность и поте-
потери) могут быть значительно улучшены, если использовать не-
несколько диодов, расположенных вдоль волновода.
Диодные выключатели на р—i—я-диодах применяются в схемах
балансных антенных переключателей на импульсных мощностях
до 100 кВт. Диодные выключатели на диодах с р—«-переходом
используются на импульсных мощностях до 1 кВт. Недостатком
диодных выключателей является отсутствие защиты от внешних
помех, несинхронных с управляющим сигналом выключателя.
На рис. 5.46,а показана конструкция диодного выключателя,
которая является типичной для таких регулирующих устройств,
как аттенюатор, фазовращатель и модулятор. Конструкция пред-
представляет собой отрезок волновода, в средней части которого по-
помещен диод, согласованный с обеих сторон ступенчатым перехо-
переходом.
2|
отр
Ключ \ Наерузка
j., Упрадлякни, ие
о) сигналы
Упрадляющие сигналы
5) Упрадлянзщие
сизналы
Рис. 5.46. Диодные электрически управляемые устройства:
а — конструкция выключателя; б — эквивалентная схема выключателя; в—схема аттенюа-
аттенюатора; г—схема фазовращателя
155
Выключатели в состоянии «выключено» отражают поступаю-
поступающую к ним энергию. В это время диод закрыт и имеет место по-
последовательный резонанс диода, обеспечивающий малое сопротив-
сопротивление и большое отражение от места включения диода. В состоя-
состоянии «Включено» диод открыт, имеет место параллельный резо-
резонанс, что обеспечивает большое сопротивление диода и отсутствие
отражений (сигнал проходит через выключатель).
Основными параметрами выключателя являются его коэффи-
коэффициенты передачи в состоянии «Выключено» и «Включено», коэф-
коэффициент отражения в состоянии «включено» и полоса пропуска-
пропускания.
Коэффициент передачи определяется следующим образом. В
соответствии с B.33) и эквивалентной схемой выключателя (рис.
5.46,6) коэффициент отражения от входа выключателя
re=-ZB/(ZB + 2Za). E.36)
При этом коэффициент передачи
= 1-Z
E.37)
При вычислении коэффициента передачи в состоянии «Вклю-
«Включено» в E.37) подставляется ZR^Za0. При вычислении коэффици-
коэффициента передачи для состояния «Выключено» подставляется ?д—
= Zfl3.
Приближенно полоса выключателя может быть определена из
уравнений
Д f = UQ; Q =
a f =
E-38)
Аттенюаторы на полупроводниковых диодах (рис. 5.46,в) рабо-
работают в режиме дискретного или плавного изменения затухания,
которое регулируется дискретно или плавно управляющим сиг-
сигналом. В обоих режимах диоды должны представлять собой пре-
преимущественно активное сопротивление. Чем больше диодов, тем
легче решить задачу широкополосного согласования, так как
каждый диод может иметь большое сопротивление и при прочих
равных условиях создает меньше отражения, а располагая их на
расстояниях %ъ/4, можно взаимно компенсировать отражения от
отдельных диодов и получить достаточно хорошее согласование
(малый Кет входов) без применения дополнительных согласую-
согласующих устройств. Выбор типа диода определяется диапазоном ра-
рабочих частот аттенюатора, типом используемой линии передачи,
количеством диодов и их характеристиками. Конструкция вводов
управляющих сигналов и согласующих устройств может быть ре-
решена так, как показано на рис. 5.46,а.
Электрически управляемые аттенюаторы на высокий уровень
мощности можно выполнить в виде конструкции, показанной на
рис. 5.11, используя при этом электрически управляемые фазо-
фазовращатели. ¦
Фазовращатели на полупроводниковых диодах (рис. 5.46,г)
представляют собой комбинацию моста (щелевой мост) с корот-
156
козамкнутыми отрезками волновода, внутри которых устанавли-
устанавливают несколько полупроводниковых выключателей на диодах,
подключающих короткозамкнутые линии различной длины к пле-
плечам 2 и 4 моста. Подобная конструкция фазовращателя может
быть создана на двойном тройнике, трехдецибельном направлен-
направленном ответвителе и других устройствах. Значительные трудности
в создании хорошо согласованного фазовращателя подобной кон-
конструкции представляет требование идентичности электрических
характеристик пар диодов A—6, 2—7 и т. д.).
Амплитудные модуляторы бывают трех видов: обычные, на
входе которых имеются все три составляющие спектра модулиро-
модулированного сигнала (несущая и две боковые частоты); балансные,
на выходе которых отсутствует несущая частота, и однополосные
балансные, на выходе которых отсутствуют одна боковая и несу-
несущая частоты. Обычные амплитудные модуляторы конструируют
на основе электрически управляемых аттенюаторов или модули-
модулируемых генераторов и усилителей, в которых модуляция осущест-
осуществляется путем изменения режимов их питания.
Балансные модуляторы конструируют на базе мостовых соеди-
соединений, в частности, на базе двойного тройника (см. рис. 5.44), где
модулируемая несущая Ua= Umcos со J подается в плечо 3, а мо-
модулирующий сигнал в противофазе UU/IOA=Ulmcosa}Mt и С/2мод=
= ^2mCos((oM?+jt) на детекторы 1 и 2 соответственно. Модули-
Модулирующие сигналы меняют сопротивление диодов, что приводит к
изменению коэффициентов отражения в плече 1 (Г^ГоСоэсомО и
в плече 2 (r2=roCOs(coM? + :n;)). В данном случае предполагает-
предполагается, что характеристики диодов идентичны и их сопротивление
меняется пропорционально приложенному напряжению. Посколь-
Поскольку Fi и Гг имеют разные знаки, то в области разветвления при-
приходят противофазные волны, которые суммируются в плече 4 (см.
§5.7)
= Го cos
Го cos шм t
Um Го cos coc t cos uHt =
m Го
_ ГрСЛп
[COS К + G)M) t + COS (<D0 - G)M) t] .
Таким образом, при модуляции несущей балансным модулятором
в плечо 4 поступают соответствующие спектра с боковыми час-
частотами сое—(Ом и а>с + й)м, а несущая поглощается в диодах. Сте-
Степень подавления несущей зависит от симметрии моста и иден-
идентичности характеристик диодов.
Однополосный балансный модулятор отличается от приведен-
приведенного на рис. 5.44 тем, что отрезок линии в плече 2 короче отрез-
отрезка линии в плече 1 на Хв/8 и модулирующие напряжения, пода-
157
ваемые на диоды 1 и 2, не противофазны, а сдвинуты по фазе
относительно друг друга на 90°. В этом случае
r2=Vr0cos (сом^ + 90°) = i
Если на вход плеча 3 подан сигнал несущей 1)ш=ите{асг, то
разветвившись в плечи 1 и 2 и отразившись от диодов Д1 и Д:?>
он образует в плече 4 сигнал
который представляет собой однополосный радиосигнал с верхней
боковой частотой (а)сЧ-сом). Аналогично в плече 3 образуется
сигнал
JJ" = Г1 + Га и = Го^т ei(»c-coM)/
нм 2 Н 2
нижней боковой частоты (сос—сом), который направляется в пле-
плечо 3 и поглощается в согласованном выходе источника несущей
UH. Часть мощности сигнала несущей UH поглощается диодами
Д] и Д2.
Ограничители на диодах (рис. 5.47) рассчитываются так, что-
чтобы на малых уровнях мощности сопротивление закрытого диода
было большим (не менее 1 кОм), а на больших уровнях мощ-
мощности— малым (не более 1 Ом). В приведенной конструкции с
помощью короткозамкнутого шлейфа добиваются последователь-
последовательного резонанса диода на резонансной частоте при низком уровне
мощности. В этом случае малое сопротивление диода с помощью
отрезка линии /2=W4 трансформируется в большое сопротивле-
сопротивление в месте соединения. Емкостным винтом устанавливается С\,
так, чтобы наступил параллельный резонанс диода на рабочей
частоте при высоком уровне мощности, что приводит к росту
сопротивления диода, которое трансформируется в малое сопро-
сопротивление в месте соединения.
Подобные конструкции диодных ограничителей обеспечивают
в сантиметровом диапазоне затухание в режиме ограничения по-
порядка 20 дБ. При необходимости увеличить затухание использу-
используют два последовательно включенных ограничителя.
Включение полупроводниковых элементов в прямоугольный
волновод. Элементы типа р—i—/г-диодов включаются в волновод
с помощью штырей либо выступов, являющихся эквивалентными
индуктивностями, которые соединяются в линию последователь-
последовательно с емкостью полупроводниковой структуры. Разновидностью
включения р—i—я-диода является использование в месте включе-
включения ннзкоомных Н-образных волноводов, что обеспечивает по-
получение индуктивности примерно 0,12 нГн. Широкое распростра-
158
Рис. 5.47. Диодный ограничитель:
а — конструкция; б—эквивалентная схема:
/ — винт для настройки параллельного резонанса; 2 — устройство настройки последова-
последовательного резонанса; 3 — диод; 4 — волновод
нение получил способ включения полупроводникового элемента в
центре резонансной диафрагмы, что позволяет на резонансной
частоте полностью скомпенсировать емкость р—i—л-элемента.
Ферритовые управляющие устройства создаются на базе кон-
конструкций вентилей и циркуляторов (см. § 5.10). В вентилях уп-
управление осуществляется за счет изменения напряженности на-
намагничивающего магнитного поля #о. В фазовращателях отсут-
отсутствуют потери, поэтому феррит работает в дорезонансной обла-
области при малых значениях Яо (см. рис. 5.36) и ведет себя как ди-
диэлектрик с меняющейся диэлектрической проницаемостью при
изменении Яо. В аттенюаторах феррит используют в области фер-
ферромагнитного резонанса (см. рис. 5.36), а также в дорезонансной
области, если его действие основано на принципе смещения поля
(см. рис. 5.38) или эффекта Фарадея (см. рис. 5.39). Циркулято-
ры (см. рис. 5.41) эффективно используют как переключатели
(для переключения выходов необходимо изменить направление
намагничивающего поля на обратное).
159
5.13. КОНСТРУКТОРСКО-ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ
ОСОБЕННОСТИ ВОЛНОВОДНЫХ
СВЧ-УСТРОЙСТВ
Соизмеримость геометрических размеров конструкций элементов и узлов ра-
радиоаппаратуры с длинами волн СВЧ-диапазонов приводит к существенным из-
изменениям в происходящих физических явлениях и значительным количественным
и качественным изменениям электрических свойств используемых радиоматериа-
радиоматериалов. Это обусловливает ряд особенностей конструкций СВЧ-устройств, среди ко-
которых:
1) размеры конструкций СВЧ-устройств определяются с учетом полураспре-
полураспределенных и распределенных параметров;
2) параметры элементов и узлов определяются структурой электромагнитно-
электромагнитного поля, что требует от конструкций выполнения условий, обеспечивающих ста-
стабильное возбуждение нужной структуры поля;
3) основные характеристики находятся в прямой зависимости от геометри-
геометрических размеров конструкций, что является причиной применения жестких до-
допусков при изготовлении;
4) ряд важных характеристик улучшается при высоком качестве обработки
и соответствующем покрытии поверхностей, соприкасающихся с электромагнит-
электромагнитным полем. Эти мероприятия требуют проведения сложных и дорогостоящих
операций полирования,, серебрения, покрытия специальными лаками и другой
обработки труднодоступных внутренних поверхностей.
5) способность к интенсивному излучению, вредное биологическое влияние
вызывают необходимость предъявления особо жестких требований к электрогер-
электрогерметичности;
6) протекание токов по тонкому слою металлической поверхности позволяет
изготавливать СВЧ-устройств а из дешевых неметаллических материалов с пос-
последующей металлизацией поверхностей, соприкасающихся с электромагнитным
полем;
7) в конструкциях приемников усиление и обработка сигналов выполняют-
выполняются в основном на промежуточных и низких частотах, поэтому СВЧ-узлы входят
лишь во входную часть приемника до преобразования или детектирования пер-
первоначального сигнала;
8) в передатчике почти все основные функции выполняются на СВЧ-уст-
ройствах, и основной тракт передатчика состоит преимущественно из СВЧ-уз-
лов;
9) антенно-фидерыые устройства полностью комплектуются из узлов, пред-
представляющих собой конструкции, характерные для СВЧ-диапазона.
Как и для любого блока РЭА, конструкции СВЧ-устройств определяются
следующими факторами:
объектом, на котором размещаются СВЧ-устройства, определяющим клима-
климатические и механические воздействия, требования к массе, конфигурации, вы-
выбору материалов, размещению блоков, ремонтопригодности;
электрическими характеристиками, особенно такими, как уровень мощности,
частота, стабильность частоты, внутренняя электромагнитная совместимость, ко-
которые всегда требуют принятия специальных мер конструкторского характера
для их удовлетворения;
технологией и масштабом производства;
160
технико-экономическими показателями;
учетом случайного изменения параметров, т. е. учетом отклонений и до-
допусков. ,
В основном рассматриваемые устройства по категории размещения и клима--
тическому исполнению относятся к наземной (передвижной либо стационарной,
работающей в помещениях или на открытом воздухе), а также судовой (кора-
(корабельной) и бортовой (самолетной, космической, ракетной) аппаратуре. Для ап-
аппаратуры всех перечисленных типов разработаны граничные значения возмуща-
возмущающих факторов, характеризующихся степенью жесткости.
При выборе конструкции устройства и конструкционных материалов (обес-
(обеспечивающих необходимую механическую прочность, коррозионную стойкость,
стойкость к солнечной и космической радиации) климатические условия (темпе-
(температура, влага, давление, микробиологическое воздействие) и механические паря-
метры (вибрация, удары) являются решающими. Примером влияния параметров
окружающей среды на электрические характеристики СВЧ-устройств может слу-
служить резонатор. Изменение влажности приводит к изменению диэлектрической
проницаемости среды, заполняющей объем резонатора, а отклонение температу-
температуры вызывает варьирование его размеров, а следовательно, и частоты собствен-
собственных колебаний. Для устранения влияния атмосферных факторов на собственную
частоту резонатора его обычно вакуумируют. Для снижения влияния изменений
температуры на резонансную частоту высокостабильные резонаторы изготовля-
изготовляют из материала г очень малым коэффициентом линейного расширения: из ин-
инвара 36Н (коэффициент линейного расширения 1,5-10~6) или суперинварз
32НКД (коэффициент линейного расширения менее Ы0~6).
Кроме перечисленных общих факторов, влияющих на качество функциониро-
функционирования СВЧ-аппаратуры, учитывают следующие специфические требования к кон-
конструкциям:
высокая точность изготовления, обусловленная зависимостью электрических
параметров устройств от их геометрических размеров;
высокое качество обработки токонесущих поверхностей, связанное с получе-
получением минимальных активных потерь. Наличие шероховатостей может привести
к удлинению пути СВЧ-токов на поверхности и соответственно росту потерь;
отсутствие на тонконесущих поверхностях окислов и загрязнений, приводя-
приводящих к росту диэлегстрических потерь;
применение металлов с высокой проводимостью, обеспечивающих минималь-
минимальные потери;
использование диэлектрических материалов с высокой стабильностью элек-
электрических параметров, способствующих сохранению стабильности характерис-
характеристик СВЧ-устройств.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Начертите функциональную схему СВЧ-передатчика и поясните назначение
ее отдельных функциональных узлов.
2. Начертите функциональную схему СВЧ-приемника и поясните назначение ее
функциональных узлов.
3. Начертите наиболее распространенные конструкции аттенюаторов, нагрузок и
фазовращателей.
4. Начертите основные конструкции направленных ответвителей и поясните прин-
принцип их действия.
6—79
161
5. Объясните процессы, происходящие в ферритовых циркуляторах и вентилях.
6. Рассмотрите основные конструкции объемных резонаторов.
7, Опишите основные этапы проектирования фильтров.
8, Рассмотрите основные конструкции и особенности детекторов, смесителей и
электрически управляемых устройств.
Глава 6 ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ СВЧ
6.1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Электронные приборы СВЧ в радиоаппартуре выполняют функ-
функции генераторов, усилителей, детекторов, умножителей частоты,
смесителей СВЧ-сигналов и др. При значительном увеличении
частоты электронных колебаний электрические параметры и ха-
характеристики обычных электронных приборов (диодов, триодов,
пентодов, транзисторов) существенно ухудшаются, что ограничи-
ограничивает применение этих приборов в высокочастотной области. Ос-
Основные причины этих ухудшений следующие:
инерция электронов, определяющая их конечное время проле-
пролета и затрудняющая управление электронным потоком в приборе;
паразитные емкости и индуктивности элементов конструкций,
влияющие на входные, проходные и выходные сопротивления, и
в итоге на максимальную частоту и полосу рабочих частот при-
прибора;
увеличение потерь энергии в элементах конструкций за счет
скин-эффекта и излучения, которые уменьшают коэффициент уси-
усиления и КПД прибора.
Преодолевая возникающие затруднения, развитие электрова-
электровакуумных приборов происходило в основном по пути разработки
новых принципов и конструкций ламп, которые исключали при-
причины частотных ограничений, имеющиеся в обычных лампах. Так,
были разработаны специфичные для диапазона СВЧ-приборы,
использующие эффекты конечного времени пролета электронов
для непосредственной передачи энергии электронного пучка элек-
электромагнитному полю колебательной системы. Среди них: лампы
бегущей волны (ЛБВ), лампы обратной волны (ЛОВ), клистро-
клистроны, магнетроны и др. Электровакуумные приборы СВЧ подразде-
подразделяются на две основные группы, различающиеся направлением и
назначением постоянного (магнитного поля. К первой группе так
называемых приборов типа О относятся лампы, в которых элек-
электроны движутся вдоль статического электрического поля; маг-
магнитное поле или не используется совсем, или применяется только
для фокусировки электронного потока и принципиального значе-
значения для процесса энергообмена не имеет. Вторая группа ламп
называется приборами типа 1М « отличается тем, что электроны
движутся во взаимноперпендикулярных (скрещенных) постоян-
постоянных электрических и магнитных полях по сложным траекториям.
162
Новые исследования в области физики полупроводников и раз-
развитие технологии способствовали созданию СВЧ-транзисторов,
диодов Ганна, варакторных диодов, р—i—я-диодов и лавинно-про-
летных диодов, что позволило создать в диапазоне СВЧ ряд кон-
конструкций транзисторных усилителей и генераторов, параметриче-
параметрических усилителей и генераторов, преобразователей частоты, пере-
переключателей, генераторов и усилителей, использующих эффект от-
отрицательного сопротивления и др.
6.2. ПРИНЦИПЫ ДЕЙСТВИЯ
ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ ПРИБОРОВ СВЧ
Принцип действия электровакуумных приборов СВЧ основан
на создании электронного пучка необходимой формы и плотно-'
сти, ускорении электронного пучка с целью приобретения необ-
необходимой энергии, модуляции электронного пучка по плотности и
передаче энергии ускоренного и модулированного по плотности
пучка электронов колебательной системы [8].
Обратимся к рис. 6.1. Для ускорения электронов пучка ис-
используются статические электрические поля, возникающие При
приложении между катодом и ускоряющим электр'одом напряже-
напряжения Uо источника постоянного тока. Это напряжение.создает ме-
между электродами 1—3 электрическое поле с напряженностью Ео =
= Uo/d. Если принять заряд электрона е, то поле будет действо-
действовать на электрон с силой Fo=eEo. Под действием этой силы элек-
электроны увеличивают свою скорость ve, приобретая дополнительную
кинетическую энергию
mov2e/2=eUo, F.1)
где т0 — масса электрона. Подставив в это уравнение значения^
то=9,1Ы0~31 кг и е=1,6-10-19 Кл, найдем скорость электронов
ve = 5,95-105 j/Tv F.2)
Важным параметром ускоренных электронов, характеризую-
характеризующим влияние инерции электронов на работу прибора, является
угол пролета 0, определяемый произведением 2я радиан на отно-
Рис 6.1. Схема ускоре- Рис. 6.2. Модуляция электронного пучка по плотно-
ния электронного пучка: сти при кратковременном взаимодействии электронов
с СВЧ-полем:
/ — катод; 2 — электрон-
электронный пучок; 3 — ускоряю-
ускоряющий электрод
/ — электронный пучок; 2 — зазор модулирующего устрой-
устройства; 3— пространство группирования
163
шение времени пролета i=dfve между двумя электродами с рас-
расстоянием d к периоду колебаний Т и показывающий изменение
фазы напряжения, приложенного между электродами, за счет
движения электрона между этими электродами. Пользуясь этим
определением и уравнением FЛ), найдем
Q = 2 лх/Т = о) d/ve = ©d/E,95 • Ю5 УЩ. F.3)
Модуляция электронного пучка по плотности осуществляется
посредством модуляции скорости электронов с последующим или
одновременным преобразованием модуляции по скорости в моду-
модуляцию по плотности.
Наиболее распространены два метода модуляции электронно-
электронного пучка по плотности. Первый из них основан на кратковремен-
кратковременном взаимодействии электронов с СВЧ-полем. Схема, поясняющая
этот метод, показана на рис. 6.2. Ускоренный электронный пучок
входит в зазор между двумя металлическими сетками. К зазору
подводится высокочастотное напряжение, создающее переменное
электрическое поле, составляющая вектора напряженности кото-
которого Ez в течение одной половины периода противоположна на-
направлению вектора скорости электронов ve, а в течение второй
половины периода совпадает с ним. В соответствии с этим элек-
электроны, попавшие в зазор во время первого полупериода, ускоря-
ускоряются и увеличивают свою скорость, а во время второго полупе-
риода, наоборот, тормозятся и уменьшают свою скорость. При
выходе из зазора и дальнейшем движении (дрейфе) в простран-
пространстве группирования электроны, летящие впереди, отстают, а по-
последующие их догоняют, группируясь в сгустки вокруг электро-
электронов, скорость которых при прохождении зазора не меняется. Дли-
Длина пространства группирования выбирается оптимальной для обес-
обеспечения максимальной глубины модуляции электронного пучка
по плотности.
Рис. 6.3. Модуляция электронного пучка по плотности при длительном взаимо-
взаимодействии электронов с СВЧ-полем:
а — электронный пучок; б — распределение продольной электрической составляющей поля
замедляющей системы
164
Второй метод использует длительное взаимодействие электро-
электронов с СВЧ-полем. Схема, поясняющая этот метод, показана на
рис. 6.3. В этом случае электронный поток (рис. 6.3,а) движется
совместно с электромагнитным полем бегущей волны. Распреде-
Распределение продольной электрической составляющей этого поля Ez в
направлении распространения показано на рис. 6.3,6. Напомним,
что направление вектора электрического поля Ez и направление
силы Fz, с которой действует это поле на электрон, противополож-
противоположны. Будем полагать, что скорость движения электронного пучка
ve и фазовая скорость волны Уф одинаковы. При данном условии
поле и пучок можно рассматривать неподвижными относительно
друг друга. В соответствии с этим в сечениях 3—3' (рис. 6.3,а),
где поле равно нулю, взаимодействие между полем и электрона-
электронами пучка отсутствует.
Электроны, находящиеся под воздействием положительной по-
полуволны, ускоряясь, приближаются к плоскости 3—3' слева, а
электроны, оказавшиеся в поле отрицательной полуволны, замед-
замедляясь, приближаются к этой же плоскости справа. Другими сло-
словами, электроны, двигаясь совместно с электромагнитной волной,
группируются в тех плоскостях, где проходит изменение знака
Ех с положительного на отрицательный.
Отбор энергии от модулированного по плотности электронно-
электронного пучка осуществляется теми же устройствами, что и модуляция
пучка по плотности. На рис. 6.4 показана схема, поясняющая при-
применение метода кратковременного взаимодействия при отборе
энергии от сгустков электронов. В данном случае к зазору, че-
через который пролетают сгустки электронов, подключается актив-
активное сопротивление нагрузки Ra. При прохождении сгустков элек-
электронов через зазор во внешней цепи возникает наведенный ток.
Проходя по Як, наведенный ток создает на нем падение напря-
напряжения с полярностью, обозначенной на рис. 6.4. Электрод, по на-
направлению к которому двигаются электронные сгустки, оказыва-
оказывается под отрицательным потенциалом. Внутри зазора в момент
прохождения электрона или сгустка автоматически создается тор-
Рис. 6.4. Отбор энергии от элек- Рис. 6.5. Отбор энергии от электронов при
тронов при кратковременном вза- длительном взаимодействии:
ИМОДеЙСТВИи ИХ С СВЧ полем: а — электронный пучок; б — распределение про-
1 — электронный пучок; 2, 3 — зазор дольной электрической составляющей СВЧ-поля
устройства отбора энергии; 4 — кол-
коллектор
163
мозящее электрическое поле. Скорость электронов уменьшается
¦и часть высвободившейся кинетической энергии электронов сгуст-
сгустка преобразуется в энергию, выделяемую на нагрузке J?H. После
прохождения зазора электроны попадают на коллектор, где ос-
остаток их кинетической энергии превращается в тепло.
На рис. 6.5 показана схема, поясняющая применение метода
длительного взаимодействия при отборе энергии от сгустков элек-
электронов. В этом случае для эффективного взаимодействия с энер-
энергией электронного пучка электромагнитному полю необходимо,
чтобы фазовая скорость v$ электромагнитной волны была нес-
несколько меньше скорости ve электронного потока. При этом усло-
условии сгусток электронов попадает в область тормозящего поля бе-
бегущей волны. В результате торможения сгустка происходит пере-
передача его энергии высокочастотному полю. После того как скоро-
скорости поля и сгустков сравняются, электроны попадают на коллек-
коллектор К, где остаток их кинетической энергии преобразуется в теп-
тепло, нагревающее коллектор.
6.3. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
Колебательными системами в электронных приборах СВЧ при-
принято называть устройства, предназначенные для преобразования
энергии электронного потока в энергию СВЧ-колебаний.
К, основным типам колебательных систем электровакуумных
приборов СВЧ относятся резонаторы и замедляющие системы.
Последние могут быть широкополосными (согласованные с обо-
обоих концов) и узкополосными (свернутые в кольцо и замкнутые
на себя).
Резонаторы используются в приборах, основанных на кратковре-
кратковременном взаимодействии электронов с СВЧ-полем. Для осуществ-
осуществления этого взаимодействия в конструкции резонатора должен
быть зазор, в котором сосредоточено электрическое поле электро-
электромагнитных колебаний резонатора. Этим условиям удовлетворя-
удовлетворяют конструкции цилиндрических, тороидальных и коаксиальных
резонаторов, показанные на рис. 6.6. Возможность многократно-
многократного
1 1 /
ч
ТТЛ
Illli
II1 1
1 11 1 !
1 1 М 1
\ 1 1
J
л * т
чип/
ч
V
6)
II
м mi
•в)
Рис. 6.6. Резонаторы электронных приборов СВЧ:
а — цилиндрический; б — тороидальный; в — коаксиальный (штриховыми стрелками показан
электронный пучок)
166
Рис, 6.7. Широкополосные замедляющие системы электронных приборов СВЧ:
а—спираль; б — гребенка; в — встречные штыри
го увеличения амплитуды электрического поля в резонаторе за
счет резонанса позволяет осуществить достаточно эффективное
взаимодействие между полем и электронным потоком, несмотря
на кратковременность этого взаимодействия.
Замедляющие системы 'используются в приборах с длительным
взаимодействием электронов с СВЧ-полем. Основными требова-
требованиями, предъявляемыми к замедляющим системам, являются
уменьшение скорости распространения электромагнитной волны
до скорости электронов и создание продольной составляющей
электрического поля, способной взаимодействовать с электрон-
электронным потоком. При реально используемых ускоряющих напряже-
напряжениях ?/о порядка сотен или тысяч вольт скорость движения элек-
электронов ve не превышает сотых или десятых долей скорости све-
света с. Поэтому коэффициент замедления системы Кз = с/иф должен
быть равен примерно 5... 50.
Для работы в приборах с длительным взаимодействием чаще
всего используются широкополосные (рис. 6.7), и узкополосные
(рис. 6.8) замедляющие системы. Спираль (рис. 6.7,а) можно рас-
рассматривать как коаксиальный волновод с внутренним спираль-
спиральным приводом. Известно, что электромагнитная волна распрост-
распространяется в коаксиальной линии с прямолинейным центральным
проводником со скоростью света с. Если центральный проводник
изготовить не прямолинейным, а в виде спирали, то электромаг-
электромагнитная волна, распространяясь со скоростью света вдоль про-
проводника, будет последователь-
последовательно обходить витки спирали.
При таком движении электро-
электромагнитной волны ее скорость
распространения вдоль оси
спирали будет меньше скорос-
скорости света во столько раз, во
сколько общая длина спирали
меньше длины проводника, из
которого она изготовлена.
Внутри спирали имеется элек-
электрическая составляющая СВЧ-
Рис. 6.8. Узкополосные замедляющие
системы электронных приборов СВЧ:
а — щелевые; б — щель-отверстие; в — ло-
наточные
поля, направленная вдоль оси. Обычно эта составляющая исполь-
используется для взаимодействия с электронным потоком, движущимся
также вдоль оси спирали.
Гр_ебенку (рис. 6.7,6) я встречные штыри (рис. 6.7,е) в пер-
первом приближении можно рассматривать как двухпроводные ли-
линии. Электромагнитные волны, распространяясь по изгибам та-
таких линий, удлиняют свой путь, и скорость распространения элек- _
тронной волны вдоль оси системы уменьшается.
Замкнутые узкополосные замедляющие системы (рис. 6.8)
представляют собой систему резонаторов, возбуждаемую на тех
частотах, на которых по окружности резонансной системы укла-
укладывается целое число длин волн. В системах рис. 6.7,6,в и 6.8
продольные составляющие электрического поля имеются у краев
вырезов (выступов), рядом с которыми проходит электронный
поток.
6.4. ПРОЛЕТНЫЕ КЛИСТРОНЫ
Пролетный клистрон — электровакуумный прибор, работаю-
работающий по принципу кратковременного взаимодействия электронов
с электрическим полем двух и более резонаторов.
На рис. 6.9 показаны устройство и схема питания двухрезо-
наторного пролетного клистрона. Входной резонатор клистрона
служит для -модуляции скорости электронного пучка, а выходной
резонатор забирает высокочастотную энергию электронного пуч-
пучка, имеющего модуляцию по плотности.
Между резонаторами располагается труба дрейфа, в которой
происходит группирование и модуляция по плотности модулиро-
модулированного по скорости электронного пучка. Металлическая труба
дрейфа экранирует пространство дрейфа от внешних электриче-
электрических полей. На рабочей частоте труба дрейфа обладает свойст-
свойствами запредельного волновода и
препятствует установлению обрат-
обратной связи между выходом и входом
клистрона.
Максимально достижимая глу-
^ина модуляции в двухрезона-
торном клистроне ограничена
явлением электростатического рас-
расталкивания электронов в пучке.
Используя три и более резона-
резонаторов с небольшой расстройкой
можно добиться значительного уве-
личения глубины модуляции пучка
Рис. 6.9. Двухрезонаторный! пролетный
клистрон:
1 — катод; 2 — входной резонатор; 3 — электрон-
электронный пучок; 4 — трубка дрейфа; 5 — выходной ре-
резонатор; 6 — коллектор
Рис. 6.10. Трехрезонаторный пролетный клистрон на большую мощность:
1—катод; 2, 3, 4 — входной, промежуточный и выходной резонаторы; 5 — коллектор; 6 —
пролетные трубы; 7 — выходное окно; 8 —механизм настройки; 9 — керамическая труба;
10—входное окно
по плотности и тем самым увеличить усиление, КПД и полосу
рабочих частот клистрона.
На рис. 6.10 приведен общий вид трехрезонаторного пролетно-
пролетного клистрона. Выходной резонатор всегда настраивается на ча-
частоту выходного сигнала. Если клистрон усилительный, то час-
частоты настройки входного и выходного резонаторов одинаковы. В
умножительных клистронах выходной резонатор настраивается на
частоту заданной гармоники входного сигнала.
Чтобы клистрон работал в режиме генератора с самовозбуж-
самовозбуждением, создается внутренняя или внешняя цепь обратной связи.
Внешняя цепь обратной связи обычно состоит из фазовращателя
для создания условий баланса фаз и аттенюатора для подбора
баланса амплитуд. В цепь обратной связи нередко включается
резонатор, настроенный на рабочую частоту клистрона и способ-
способствующий повышению стабильности частоты генерируемого сиг-
сигнала.
Рассмотрим основные параметры и характеристики пролетных
клистронов.
Коэффициент усиления двухрезонаторного клистрона удается
получить не более 10... 15 дБ. Ориентировочно максимальный
коэффициент усиления (в децибелах) для N-резонаторного кли-
клистрона
/Су = 15 + 20 (ЛГ—2). ГF.4)
Получить коэффициент усиления многорезонаторного клистро-
клистрона более 60 дБ трудно из-за паразитных обратных связей и са-
самовозбуждения колебаний. На рис. 6.11,а приведена амплитуд-
амплитудная характеристика клистрона, из которой видно, что при малых
сигналах (область I) клистрон представляет собой линейное уст-
устройство, в области II наступает насыщение, коэффициент усиле-
усиления уменьшается (рис. 6.11,6), а выходная мощность продолжа-
продолжает расти.
Выходная мощность зависит от тока электронного пучка, ус-
ускоряющего напряжения, мощности входного сигнала и настройки
резонаторов. Ускоряющее напряжение подбирается таким, чтобы
169
Рис. 6.11. Амплитудные характеристики про-
пролетного двухрезонаторного клистрона
обеспечить оптимальное группирова-
группирование электронного пучка в области вы-
выходного резонатора.
Максимум характеристики рис.
6.11,а соответствует оптимальным ус-
условиям группирования. Дальнейшее
увеличение входной мощности приво-
приводит к тому, что в области выходного
резонатора происходит разгруппиров-
ка электронов, и мощность на выходе
падает. Выходная мощность многорезонаторных клистронов в
режиме непрерывного генерирования доходит до 100 кВт, а в им-
импульсном режиме — до десятков мегаватт.
Полоса рабочих частот в двухрезонаторном клистроне зави-
зависит главным образом от полосы пропускания резонаторов и сос-
составляет менее 1%. В многорезонаторных клистронах при взаим-
взаимной расстройке резонаторов полоса пропускания достигает 10%»
В этом случае выходной резонатор также настраивается на ча-
частоту усиливаемых колебаний. Если предшествующие резонато-
резонаторы обеспечивают полосу 5... 10%, то QH нагруженная добротность
выходного резонатора должна быть не более 10 ... 20.
В меньшей степени полоса пропускания пролетного клистрона
зависит от ускоряющего напряжения, расстояния между резона-
резонаторами и амплитуды входного сигнала.
Фазочастотная характеристика зависит от взаимной расстрой-
расстройки резонаторов. Соответствующей расстройкой резонаторов мож-
можно добиться достаточно линейной фазочастотной характеристики
клистрона. Пульсации ускоряющего напряжения приводят к па-
паразитной фазовой модуляции выходного сигнала.
Электронный КПД клистрона представляет собой отношение
выходной мощности к мощности, расходуемой источником уско-
ускоряющего напряжения. Электронный КПД двухрезонаторного кли-
клистрона не превышает 59%, в многорезонаторных клистронах он
может быть больше. В табл. 6.1 приведены параметры типичных
усилительных прямопролетных клистронов.
Таблица 6.1. Усредненные параметры пролетных
Вид клистрона
Двухрезонаторный непре-
непрерывного режима
Четырехрезонаторный не-
непрерывного режима
Пятирезонаторный непре-
непрерывного режима
Диапазон
частот, МГц
5965...6385
10 000... 11 000
2650...3950
Выходная
мощность.
кВт
0,004
20
500
клистронов
Ut, кВ
0,6
21
63
U, А
0,16
3,1'
140
Коэффициент
усиления, дБ
7...10
57
56
170
Пролетные клистроны в основном применяются в качестве
выходных усилителей радиолокационных и телевизионных пере-
передатчиков. Импульсные клистроны большой мощности использу-
используются для питания линейных ускорителей.
Частотно-умножительные клистроны используются главным
образом в тех случаях, когда требуется получить СВЧ-колебания
высокой стабильности. Возбудителем умножителя частоты служит
стабилизированный кварцем генератор метрового диапазона. При
коэффициенте умножения я=10 и более на выходе умножителя
могут быть получены высокостабильные колебания дециметрово-
дециметрового и сантиметрового диапазонов.
6.5. ОТРАЖАТЕЛЬНЫЕ КЛИСТРОНЫ
Отражательный клистрон — электровакуумный прибор, рабо-
работающий по принципу кратковременного взаимодействия электро-
электронов с электрическим полем одного резонатора, в котором электро-
электроны, пролетев в одном направлении, возвращаются тормозящим
полем отражателя и вторично пролетают в другом направлении.
На рис. 6.12 показано устройство и схема питания отража-
отражательного клистрона. Работу отражательного клистрона можно
пояснить следующим образом. Электроны, ускоренные напряже-
напряжением Uo, попадают в резонатор, где .модулируются по скорости
колебаниями высокочастотного электрического поля. Пролетев
резонатор, электроны попадают в пространство между резонато-
резонатором и отражателем. Последний, имея отрицательный потенциал,
тормозит электроны и возвращает их обратно в резонатор. При
торможении и возврате электроны формируются в сгустки.
Рассмотрим процесс группирования электронов в сгустки (рис.
6.13). Электроны пучка влетают в резонатор с одинаковой ско-
скоростью ve и в разное время L Электрон 1, вылетевший из резо-
резонатора в момент времени U и пролетевший зазор резонатора в
т,
Рис. 6.12. Отражательный клистрон: Рис. 6.13. Группирование электронов
1 — катод; 2 — электронный пучок; 3 — резо- В сгустки В отражательном КЛИСТрОНв
натор; 4 — отражатель; 5 — источник ускоря-
ускоряющего напряжения; 6 — источник напряжения
отражателя
171
ускоряющем СВЧ-поле Uu увеличивает свою скорость (ve\*>ve)r
Электрон 2, влетевший в резонатор несколько позже (момент
времени ^) и пролетевший зазор в тот момент, когда высокоча-
высокочастотное поле было равно нулю, не изменяет свою скорость (ve2 =
= ve). Электрон 3, влетевший в резонатор еще позже (момент
времени tz) и пролетевший резонатор в тормозящем СВЧ-поле,
уменьшает свою скорость {v2e<.ve). Как показано на рис. 6.13,
электроны 1, 2, 3 в зависимости от времени вылета пройдут раз-
разные пути z и затратят на это разное время, но при определенном
напряжении на отражателе могут возвратиться в резонатор в од-
одно и то же время tn.
Для того чтобы клистрон мог генерировать незатухающие
СВЧ-колебания, сгустки электронов при обратном движении дол-
должны проходить через резонатор, когда в нем имеется тормозящее
высокочастотное поле. Этому режиму соответствуют оптималь-
оптимальное время пролета /ОПт электронов в пространстве группирования
и оптимальный угол пролета:
еопт=/опт'@=C/2)я. F.5)
Изменение угла пролета приводит к уменьшению времени эф-
эффективного взаимодействия возвращающихся электронов с СВЧ-
полем резонатора и, как следствие, уменьшению амплитуды ко-
колебаний и, наконец, срыву генерации. Естественно, что измене-
изменение угла пролета на 2я снова восстанавливает оптимальное ус-
условие генерации. Таким образом оптимальный угол пролета
F-6)
Эопт = ^опт>со= C/2)jt-r-2jm,
где /2=1, 2, 3;... — целое число, называемое номером зоны гене-
генерации. Угол пролета меняется регулированием напряжения UOJP
на отражателе.
Рассмотрим основные параметры и характеристики отража-
отражательных клистронов.
Выходная мощность отражательных клистронов не превышает
нескольких ватт. На рис. 6.14,а показана зависимость этой мощ-
мощности от напряжения на отражателе в разных зонах генерации.
Из рисунка видно, что чем выше номер зоны, т. е. чем меньше
напряжение на отражателе, тем меньше выходная мощность кли-
клистрона. Объясняется это уменьшением модуляции пучка по плот-
плотности из-за взаимного расталкивания
пр? электронов. Отражательные клистро-
п=2 /\ / N ны имеют малый КПД A...3%), по-
П=(\ А / \ / ^ этому не могут разрабатываться на
1\ I \ LJ—i !—»- большие мощности.
лг
'отр
и.
Отр
Частота колебаний клистрона мо-
может меняться в широких пределах
Рис. 6.14. Характеристики отражательного
клистрона:
а — изменение мощности в зоне генерации; б — из-
изменение частоты в зоне генерации
172
Таблица 6.2. Усредненные параметры отражательных клистронов
Генерируемая
мощность, мВт
80.
20.
2.
15.
.140
.30
.700
.30
Рабочий
часто-
1,15,
8,5.
3,5.
48.
диапазон
г, ГГц
..3,75
..9,6
..4,3
..60
300
300
750
600
/ , мА
а
30
25
80
25
и
отр
по...
130...
800
150...
, в
230
185
450
Диапазон эле-
электрической на-
настройки, МГц
20
55
20
60...180
механической перестройкой резонатора и в узком диапзоне
частот в пределах зоны генерации путем изменения напряже-
напряжения на отражательном электроде (рис. 6.14,6). Отклонения ча-
частоты генерации клистрона при изменении напряжения на отра-
отражателе объясняется изменением реактивной составляющей про-
проводимости, вносимой электронным пучком в резонатор клистрона.
Выпускаемые промышленностью клистроны имеют диапазон
электронной перестройки Af^ 10... 20 МГц на волнах Хо=1О см
и Л/=20 ... 50 МГц на волнах Ло = 3 см. Диапазон механической
перестройки частоты в пределах одной зоны генерации не пре-
превышает ±25% средней частоты. При изменении зоны генерации
диапазон механической перестройки частоты можно увеличить до
октавы и более. В табл. 6.2 приведены параметры типичных от-
отражательных клистронов.
Отражательные клистроны применяются в качестве гетероди-
гетеродинов СВЧ-приемников, задающих генераторов передатчиков, ма-
маломощных однокаскадных генераторов передатчиков и в измери-
измерительной технике.
Возможность электронной перестройки частоты клистрона поз-
позволяет относительно просто решать задачи автоматической под-
подстройки частоты гетеродина и стабилизации частоты задающего
генератора передатчика.
Отражательные клистроны могут быть выполнены в металли-
металлическом оформлении с внутренним резонатором (см. рис. 6.12) и
в стеклянном баллоне с внешним резонатором. Чаще всего ис-
используются внешние резонаторы тороидальной формы (см.
рис. 6.6,6).
6.6. ЛАМПЫ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
Лампой бегущей волны (ЛБВ) называется электровакуумный
прибор, работающий по принципу длительного взаимодействия
электронного потока с бегущей прямой замедленной электромаг-
электромагнитной волной [8]. В конструкции ЛБВ, приведенной на рис. 6.15,
источником электронов является электронная пушка, образован-
образованная катодом, управляющим электродом, первым и вторым ано-
анодами. Электронная пушка обеспечивает необходимую скорость,
начальную фокусировку и регулировку тока электронного пучка.
Регулировка тока пучка осуществляется с помощью управляюще-
173
Bxod
Выход
3 i 6
Рис. 6.15. Лампа бегущей волны: Рис. 6.16. Амплитудные характерно-
I — катод: 2 — управляющий электрод; 3 —первый ТИКИ лампы бегущей ВОЛНЫ
«вод; 4 — второй анод; Б — входной волновод; б —
согласующий переход; 7 — спиральная замедляющая
система; 8 — локальный поглотитель; 9 —выходной
волновод; 10 — коллектор; 11—устройство согласо-
согласования; 12 — фокусирующая система
го напряжения Uy. Скорость пучка определяется ускоряющим на-
напряжением Uq.
Форма электродов пушки, их взаимное расположение и по-
потенциалы на них относительно катода в совокупности действу-
действуют как электронная линза, фокусирующая электронный пучок.
Для фокусировки электронного пучка при его движении внутри
спирали используется магнитное поле. Для создания магнитного
поля применяется соленоид или кольцевые магниты фокусирую-
фокусирующей системы (пакетированные ЛВБ), которые не требуют источ-
источника питания и позволяют получить лучшее качество фокусиров-
фокусировки пучка. В качестве колебательной системы ЛБВ используется
спираль, которая вместе с кожухом составляет спиральную за-
замедляющую систему. Электронный пучок, проходя внутри спи-
спирали в направлении распространения электромагнитной волны,
вначале модулируется по плотности продольной составляющей
СВЧ-поля этой волне, а затем отдает часть энергии своих элек-
электронов этой же волны, что приводит к усилению входного сигна-
сигнала. Согласующий переход является элементом спиральной за-
замедляющей системы с входным и выходным волноводами. К вход-
входному волноводу подводится усиливаемый сигнал, а усиленный от-
отводится выходным волноводом. Для подстройки согласования
входного и выходного волноводов с замедляющей системой пре-
предусмотрены подстроечные элементы устройства согласования. Для
развязки выхода и входа ЛБВ, а также предотвращения само-
самовозбуждения на систему крепления спирали (керамические или
кварцевые стержни) наносят слой поглотителя (локальный пог-
поглотитель). Поглотитель располагают на достаточном удалении
от входа, чтобы обеспечить хорошее группирование электронов,
и на достаточном удалении от выхода, чтобы обеспечить .макси-
.максимальную передачу энергии пучка СВЧ-полю (получить' большой
коэффициент усиления).
174
Рассмотрим основные параметры и характеристики ЛБВ. Ха-
Характер зависимости выходной мощности от мощности входного
сигнала (амплитудная характеристика) и коэффициента усиления
приведены на рис. 6.16. Линейный режим работы лампы сохра-
сохраняется до тех пор, пока все электроны сгустков находятся в те-
течение всего времени взаимодействия в тормозящем СВЧ-поле.
При дальнейшем увеличении амплитуды поля часть электронов
в конце интервала взаимодействия попадает в ускоряющее СВЧ-
поле, что приводит к уменьшению коэффициента усиления. (Мак-
(Максимальная выходная мощность ЛБВ соответствует режиму на-
насыщения. При значительном увеличении входной мощности вы-
выходная мощность может уменьшаться, но затем опять увеличи-
увеличиваться за счет прямого прохождения входного сигнала. В послед-
последнем режиме лампа работает как ослабитель (аттенюатор).
В зависимости от входной мощности ЛБВ могут быть малой
мощности (Рвых в режиме насыщения не превышает 1 Вт), сред-
средней МОЩНОСТИ (Рвых=1 - 100 Вт), бОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ (Рвых>
>100 Вт) и сверхмощные (/W>100 кВт).
Коэффициент усиления ЛБВ зависит от входной мощности, ча-
частоты сигнала, режимов питания, нагрузки, а также других фак-
факторов. Коэффициент усиления (в децибелах) в линейном режи-
режиме работы ЛБВ определяется уравнением
/Су=—9,54+47,3/эСу—а„, .F.7)
где параметр усиления
F.8)
/0 — ток электронного пучка; Uq — ускоряющее напряжение; RCB —
сопротивление связи (величина, определяющая эффективность
связи электронного пучка с СВЧ-полем замедляющей системы);
/Э=/Дзам — электрическая длина замедляющей системы; / —
геометрическая длина замедляющей системы; ап — затухание
локального поглотителя.
Из приведенных формул и анализа принципа действия отно-
относительно линейного режима работы ЛБВ необходимо сделать
следующие заключения:
а) усиление растет с увеличением тока пучка /о, так как уве-
увеличивается количество электронов, взаимодействующих с элек-
электромагнитной волной;
б) усиление растет с увеличением электрической длины U за-
замедляющей системы, поскольку увеличивается время взаимодей-
взаимодействия электронов с электромагнитной волной. Обычно /=A0...
... 30)Язам. При дальнейшем увеличении /э возникает нелинейная
зависимость, и коэффициент усиления не возрастает;
в) локальный поглотитель уменьшает усиление. Однако это
уменьшение легко компенсируется увеличением длины спирали и
отсутствие угрозы самовозбуждения лампы позволяет, наоборот,
повысить коэффициент усиления;
175
г) изменение ускоряющего напряжения вызывает «рассинхро-
низацию» пучка и волны и приводит к уменьшению коэффици-
коэффициента усиления (рис. 6.17). Различные типы ЛБВ имеют коэффи-
коэффициент усиления в пределах 15 ... 60 дБ.
Частотная характеристика лампы бегущей волны приведена
на рис. 6.18. Частотные свойства ЛБВ определяются свойствами
замедляющей системы, качеством согласования выводов и ло-
локального поглотителя, режимом питания и др. Качество частот-
частотной характеристики оценивается неравномерностью усиления в
диапазоне частот. У широкополосных ЛБВ (полоса около одной
октавы) разница между максимальным и минимальным усиле-
усилением достигает 6... 8 дБ. Диапазон рабочих частот ЛБВ обычно
отсчитывается на заданном уровне минимального усиления ЛБВ.
Фазовая характеристика зависит от ускоряющего напряжения,
качества согласования входа и выхода ЛБВ и входной мощности.
Изменение фазы выходного напряжения при изменении ускоря-
ускоряющего напряжения AUq приблизительно выражается формулой
Дф=_1О5/э(Д?/оД/о). F.9)
Изменение входной мощности ЛБВ изменяет кинетическую
энергию электронов и этим вызывает фазовый сдвиг выходного
сигнала. Поэтому при усилении амплитудно-модулированного сиг-
сигнала с помощью ЛБВ возникает небольшая фазовая паразитная
модуляция.
Шумы ЛБВ вызываются флуктуацией скорости электронов,
изменением токораспределения, ионизацией, вторичной электрон-
электронной эмиссией и тепловыми шумами. Шумы ЛБВ можно умень-
уменьшить выбором электрического режима работы (в основном умень-
уменьшением тока пучка), улучшением согласования на входе и выхо-
выходе и улучшением фокусировки пучка.
Шумы ЛБВ имеют особое значение при использовании их в
качестве входных усилителей радиоприемников. Лампы бегущей
волны подобного применения называются малошумящими. Их
коэффициент шума находится в пределах 4 ... 20 дБ.
Широкое распространение получили малошумящие ЛБВ в ка-
качестве входных усилителей высокой частоты приемников, что поз-
Uo = const
JO опт
Рис. 6.17. Зависимость коэффициен-
коэффициента усиления лампы бегущей волны
от ускоряющего напряжения
176
Рис. 6.18. Частотная . характери-
характеристика лампы бегущей волны
блица 6.3. Усредненные параметры ЛБВ
Вид ЛБВ
Коэффици-
Коэффициент пере-
перекрытия ди-
диапазона
Коэффици-
Коэффициент шума,
ДБ
Коэффици-
Коэффициент усиле-
усиления, дБ
Выходная
мощность, Вт
Напряжение
питания, В
Малошумящие
Промежуточные
Малой мощности
Средней мощности
Большой мощности
1,1
1,1.
1,5.
1,5.
4...10
10...30
20...30
1,5...2
15...35
25...60
20...60
25...35
13...30
Ю-3... 10-2
Ю-2.. .1,0
1,0...10
10...102
102
250.
6С0.
103.,
1,5-Ю3.
.1200
.2000
-4-I03
.4-Ю3
2-10s...2-104
воляет на 10... 20 дБ увеличить чувствительность приемника и
защитить детектор смесителя от выгорания.
Лампы бегущей волны средней и большой мощности применя-
применяются в качестве промежуточных, а иногда и оконечных каскадов
усилителей мощности передатчика. Отличительной особенностью
таких усилителей является широкополосность и большое усиле-
усиление на каскад. В табл. 6.3 приведены усредненные электрические
параметры ЛБВ, а на рис. 6.15 показана одна из ее конструкций.
6.7. ЛАМПЫ ОБРАТНОЙ ВОЛНЫ-
Лампой обратной волны (ЛОВ) называется электровакуумный
прибор, основанный на принципе длительного взаимодействия
электронов с СВЧ-полем волны, движущейся в обратном направ-
направлении по отношению к электронному потоку [7]. В качестве ко-
колебательной системы ЛОВ используются широкополосные замед-
замедляющие системы.
Устройство ЛОВ показано на рис. 6.19. Электронный пучок
формируется пушкой, состоящей из катода, фокусирующего элек-
электрода первого и второго анодов. Сфокусированный электронный
пучок проходит вдоль замедляющей системы типа «встречные
штыри» и попадает на коллектор. Фокусировка электронов в про-
процессе их движения вдоль замедляющей системы осуществляется
Рис. 6.19. Лампа обратной волны:
I — катод; 2 — фокусирующий электрод; 3 — первый
¦ ишд; 4 — второй анод; 5 — замедляющая система;
d — коллектор; 7 — нагрузка замедляющей системы;
Я — вывод энергии; 9 — фокусирующая система
Рис. 6.20. Зависимость выход-
выходной мощности и коэффициента
усиления лампы обратной вол-
волны от тока пучка
177
как в ЛБВ, соленоидом или кольцевыми магнитами (пакетирован-
(пакетированная ЛОВ). Вывод СВЧ-энергии через ступенчатый переход элек-
электрически соединен с концом замедляющей системы, находящим-
находящимся вблизи электронной пушки, а противоположный ее конец на-
нагружен на согласованное сопротивление (поглотитель). Согла-
Согласованное сопротивление устраняет паразитную обратную связь
в ЛОВ, возникающую за счет повторных отражений.
Флуктуации электронного потока вызывают в замедляющей
системе ЛОВ слабые электромагнитные колебания самых различ-
различных частот, распространяющиеся в сторону вывода энергии (об-
(обратные волны). Продольная электрическая составляющая поля
этих колебаний в замедляющей системе может быть представле-
представлена суммой пространственных гармоник, фазовая скорость одной
из которых может иметь то же направление и примерно то же
значение, что и скорость электронного потока, удовлетворяя этим
условиям синхронизации. В ЛОВ путем выбора параметров за-
замедляющей системы и электрического режима создаются усло-
условия синхронизации для первой гармоники обратной волны, отли-
отличающейся тем, что направление ее групповой скорости (направ-
(направление распространения энергии) противоположно фазовой скоро-
скорости. Характерной особенностью использования этой волны ЛОВ
является то, что условия синхронизации сохраняются в узком ди-
диапазоне частот. Для изменения частоты необходимо подбирать
новые условия синхронизма и менять скорость пучка путем из-
изменения ускоряющего напряжения.
Обратная связь в генераторе на ЛОВ создается за счет про-
противоположных направлений фазовой и групповой скоростей при
условии совпадения направления скорости электронов и фазовой
скорости волны. При этом электронный поток несет СВЧ-энер-
гию от пушки к коллектору, а волна — в обратном направлении.
При наличии обратной связи для возбуждения генератора не-
необходимо удовлетворение условий баланса фаз и амплитуд. Для
обеспечения самовозбуждения сумма фазовых углов при обходе
по контуру автогенератора должна быть равна целому числу 2л.
Поэтому условие фазового баланса для ЛОВ запишется .в виде
^1 F.10)
где й)//0ф(п — изменение фазы волны при ее движении вдоль за-
замедляющей системы; (aljve — набег фазы для сигнала, переноси-
переносимого электронным потоком на том же пути; / — длина замедляю^
щей системы; u<j>(i) — фазовая скорость первой пространственной
гармоники обратной волны; п — смещение электронного сгустка
относительно волны при их совместном движении; я=0, 1, 2, 3,...
Из F.10) следует, что ЛОВ имеет несколько зон генерации,
характеризуемых различными значениями п. Возбуждение коле-
колебаний в той или иной зоне зависит от тока пучка (рис. 6.20). Ток
пучка, при котором начинается возбуждение ЛОВ, называется
пусковым током /пуск- При токах меньше пускового условие ба-
178
ланса амплитуд не удовлетворяется, и ЛОВ работает как узко-
узкополосный усилитель.
В качестве рабочего вида колебания ЛОВ выбирается основ-
основной вид л=0. Для того чтобы обеспечить уверенный режим гене-
генерации при л=0, рабочий ток /Раб (см. рис. 6.20) выбирают в 2—5
раз больше пускового тока рабочего вида колебания ЛОВ п=0,
но меньше пускового тока первой зоны.
Уравнение баланса фаз F.10) используется для расчета ча-
частоты колебаний, генерируемых ЛОВ. Очевидно, что частота бу-
будет зависеть от ускоряющего напряжения С/о, поскольку послед-
последнее определяет скорость электронов ve. Увеличение Uo увеличи-
увеличивает частоту.
Рассмотрим основные характеристики и параметры ЛОВ.
Выходная мощность ЛОВ в основном зависит от меняющихся
при перестройке ускоряющего напряжения и согласования. Зави-
Зависимость выходной мощности ЛОВ от ускоряющего напряжения
показана на рис. 6.21. Основной причиной неравномерности и из-
резанности этой кривой является плохое согласование из-за от-
отражения электромагнитной волны от нагрузки и выходного кон-
конца замедляющей системы. Волна, отраженная от выхода, идет
к коллектору и ее поле не взаимодействует с электронным пото-
потоком. При плохом согласовании поглотителя у коллекторного кон-
конца замедляющей системы пришедшая волна снова отражается и
направляется к выходному концу, на этот раз взаимодействуя
с электронным потоком. Если при этом фазы прямых и отражен-
отраженных волн совпадают, то выходная мощность растет, если проти-
противоположны — то уменьшается. Так как сдвиг фаз зависит от ча-
частоты, то должно наблюдаться колебание выходной мощности при
перестройке ЛОВ.
Степень неравномерности кривой выходной мощности в диа-
диапазоне перестройки оценивается перепадом мощности
бм=10^(Ртах/Рт1п), F.11)
где Ртах и Pmin — максимальное и минимальное значения выход-
выходной мощности в диапазоне электронной перестройки.
г
'mi n
f
Рис. 6.21. Зависимость выходной
мощности лампы обратной волны от
ускоряющего напряжения
Рис. 6,22. Характеристика электрон-
электронной перестройки лампы обратной
волны
179
В современных ЛОВ перепады мощности не превышают 5 дБ.
Для уменьшения перепадов мощности ЛОВ прибегают к ее ста-
стабилизации. Стабилизацию можно осуществить за счет отрица-
отрицательной обратной связи с регулировкой мощности за счет измене-
изменения тока пучка напряжением на фокусирующем электроде. Недо-
Недостатком этого метода является искажение характеристики элек-
электронной перестройки из-за изменения тока пучка. Лучшие, но бо-
более сложные методы стабилизации мощности основываются на
использовании управляемых ограничителей и аттенюаторов, ав-
автоматически регулируемых по цепи обратной связи.
Лампы обратной волны являются маломощными генератора-
генераторами, их выходная мощность не превышает нескольких сот мил-
милливатт.
Диапазон электронной перестройки характеризуется коэффи-
коэффициентом перекрытия диапазона
Ад^/тах//тш,
где /max и /min — максимальная и минимальная граничные часто-
частоты диапазона перестройки.
Коэффициент перестройки ЛОВ с коаксиальными выводами
энергии /Сд = 2, а с волноводными выводами КАж 1,5—1,6.
Характеристика электронной перестройки представляет собой
зависимость частоты от напряжения на замедляющей системе.
Характеристика электронной перестройки показана на рис. 6.22.
Волнистость этой характеристики объясняется теми же отраже-
отражениями, что и выходной мощности (см. рис. 6.21). Степень иска-
искажения характеристики электронной перестройки оценивается пе-
перепадом крутизны относительно усредненной кривой (штриховая
линия на рис. 6.22) —
3 min, F.12)
где 5Этах и 5Э гшп — максимальное и минимальное значения кру-
крутизны электронной перестройки в рабочем диапазоне частот. Кру-
Крутизна электронной перестройки частоты уменьшается с ростом
Uo. Для ЛОВ сантиметрового диапазона она составляет несколь-
несколько мегагерц на вольт, в миллиметровом диапазоне — десятки ме-
мегагерц на вольт.
Спектр генерируемых колебаний, создаваемых в ЛОВ, как и
колебания большинства генераторов, не являются монохромати-
монохроматическими. Их спектр расширен за счет амплитудной и частотной
модуляции выходного сигнала, которую можно объяснить пло-
плохим вакуумом, дискретным характером тока электронного пучка
и эффектами распределения тока между отдельными электрода-
электродами и элементами замедляющей системы.
У современных ЛОВ уровень боковых (паразитных) составля-
составляющих спектра по сравнению с уровнем несущей частоты снижен,
до 60 дБ. Уровень боковых составляющих можно снизить улуч-
улучшением фокусировки пучка, уменьшением тока пучка и хорошей
фильтрацией питающих напряжений.
180
Таблица 6.4. Усредненные параметры ЛОВ
Рабочий диапазон частот,
ГГЧг
ГГц
Ускоряющее напряжение,
кВ
Ток пучка, мА
Генерируемая
мощность, мВт
2,4...4,8
14,0...15,0
48,5...61,5
0,17...1,4
3,3 ...4,6
2 ...4
40
45
50
50...500
5
1... 7
Лампы обратной волны применяются в качестве гетеродинов
приемников, задающих генераторов передатчиков и в измеритель-
измерительной технике в качестве свипируемых генераторов.
Применение ЛОВ в качестве гетеродинов совместно с ЛБВ,
используемыми в качестве усилителя высокой частоты на входе
приемника, позволяет создать приемники с широким диапазоном
быстрой электронной перестройки. В этом случае большое значе-
значение имеет монохроматичность сигналов ЛОВ, так как расширение
спектра проявляется на выходе приемника в виде частотных и
амплитудных шумов. Недостатками гетеродинов на ЛОВ явля-
является высокий уровень шумов и высоковольтные питающие напря-
напряжения.
Применение ЛОВ в качестве свипируемых генераторов спо-
способствовало развитию автоматизации измерений, в частности, па-
панорамных измерительных устройств для измерения Кет, затуха-
затухания и др. В этом случае серьезным недостатком ЛОВ является
большое непостоянство выходной мощности по диапазону при
электронной перестройке, требующее применения специальных
мер для ее стабилизации.
В табл. 6.4 приведены основные усредненные электрические
параметры ЛОВ.
6.8. МАГНЕТРОНЫ
Магнетроном называется генераторный прибор М-типа, в ко-
котором анод и катод являются коаксиальными цилиндрами, маг-
магнитное поле аксиально, а замедляющая система является резо-
резонансной [8].
Принцип действия многорезонаторного магнетрона основыва-
основывается на сочетании методов кратковременного и длительного вза-
взаимодействия электронов с высокочастотным электрическим полем
системы резонаторов, образующих замкнутую на себя узкополос-
узкополосную замедляющую систему. Устройство многорезонаторного маг-
магнетрона показано на рис. 6.23,а.
Конструктивно магнетрон представляет собой диод (рис.
6.23,а), состоящий из анодного блока (анода) и катода. Анодный
блок — основной конструктивный элемент магнетрона, содержа-
содержащий замедляющую систему и служащий для подсоединения дру-
181
ю
Рис. 6.23. Многоре.зонаторный магнетрон:
а —принцип устройстваг 1 — анодный блок; 2 —катод; 3 —резонатор: 4 — пространство
взаимодействия; 5 — вывод энергии;
б — форма электронного потока
гих элементов конструкции (выходного устройства, катода и др.).
Замедляющая система состоит из связанных, замкнутых в коль-
кольцо резонаторов.
Катод магнетрона имеет цилиндрическую форму и располага-
располагается вдоль оси анодного блока. Пространство между катодом и
анодным блоком называется пространством взаимодействия, в
котором происходит обмен энергией между электронами и СВЧ-
полем. Поле СВЧ в пространстве взаимодействия образуется за
счет «провисания» поля щели. Энергия выводится с помощью пет-
петли, находящейся в одном из резонаторов. Петля и отрезок линии
передачи (коаксиальный или полый волновод) образуют вывод
энергии.
Электрическое поле Ет в магнетроне создается источником
анодного напряжения Ua, отрицательный полюс которого подклю-
подключен к катоду, а положительный к заземленному аноду. Магнит-
Магнитное поле создается постоянным магнитом или электромагнитом,
полюса которого находятся вблизи торцевых поверхностей анод-
анодного блока. Электрическое поле в магнетроне направлено вдоль
радиусов цилиндра, а магнитное поле перпендикулярно ему и на-
направлено параллельно оси цилиндра.
Если магнитное поле отсутствует, то траектория электронов сов-
совпадает с направлением силовых линий электрического поля. Дви-
Движение электронов под действием магнитного и электрического по-
полей описывается уравнением Лоренца A.1) и в магнетроне проис-
происходит по эпициклоидам, т. е. по кривым, которые описывает точ-
точка окружности, катящейся по поверхности катода. Средняя пере-'
носная скорость движения электронов определяется отношением
напряженностей электрического и магнитного полей.
182
Флуктуации вращающегося вокруг катода электронного об-
облака вызывают в резонаторах СВЧ-колебания, под действием ко-
которых электронное облако модулируется по плотности, образуя
электронные «спицы», имеющие форму, показанную на рис. 6.23,6.
Условием резонанса анодного блока магнетрона так же, как
и обычного кольцевого резонатора, является целое число длин
волны, укладывающихся по окружности кольца. Если обозначить
длину волны в замедляющей системе Азам, то условием резонанса
анодного блока магнетрона будет
= ЯЯ3ам. F.13)
Это же условие можно выразить через разность фаз колебаний
Ф в любых двух соседних резонаторах:
q>N=2nn, F.14)
где га —¦ внутренний радиус анодного блока магнетрона; N —
число резонаторов; п = 0, 1, 2, 3, ... Из F.14) видно, что разность
фаз колебаний в резонаторах может принимать только дискрет-
дискретные значения: q>=2nn/N.
Виды колебаний анодного блока обозначаются числом (номе-
(номером) или величиной фазового сдвига ср. Многорезонаторные маг-
нетро«ы, как правило, работают на колебаниях n=Nj2, или я-ви-
да (ф=180°), так как при этом виде колебаний обеспечиваются
лучшие электрические характеристики генератора. Работа на it-
виде требует четного числа резонаторов. У колебаний я-вида чис-
число спиц равно половине числа резонаторов. Подбирая значение
анодного напряжения (напряженности электрического поля), мож-
можно установить такую скорость вращения спиц, что будет выпол-
выполняться условие синхронизма между изменением полярности вы-
высокочастотного поля в резонаторах и положением спиц, а элек-
электронные спицы будут проходить у щели резонатора в момент тор-
тормозящего электрического поля, отдавая свою энергию электро-
электромагнитному полю колебательной системы. Это приводит к увели-
увеличению амплитуды колебаний в резонаторах и к самовозбуждению
магнетрона.
Рассмотрим основные характеристики и параметры магнет-
магнетронов.
К рабочим характеристикам относятся постоянная мощность,
вольт-амперная характеристика и КПД прибора. Рабочие харак-
характеристики магнетрона (см. рис. 6.24) построены для фиксирован-
фиксированных значений индукции магнитного поля В при заданном Kci
нагрузки. Из рабочих характеристик видно, что при малых анод-
анодных напряжениях анодный ток в магнетроне отсутствует, т. е.
почти все электроны, вылетевшие из катода, возвращаются обрат-
обратно на катод. При некотором значении анодного напряжения, ког-
когда выполняется условие синхронизма ve=v<s>, в магнетроне воз-
возбуждаются интенсивные колебания. В этой области при незначи-
незначительном увеличении анодного напряжения резко возрастает анод-
анодный ток. При увеличении напряженности магнитного поля интен-
183
12 18 20 24 28 32 LA
60
150
180
Рис. 6.24. Рабочие характеристики
магнетрона:
сплошная линия — вольт-амперная; штри-
штриховая — постоянного КПД; штрихпунк-
тирная — постоянной мощности
Рис. 6.25. Нагрузочные характерис-
характеристики магнетрона:
1 — при постоянной мощности; 2 — при
постоянной частоте
сивные колебания в магнетроне возбуждаются при более высоком
анодном напряжении.
При очень малых и очень больших значениях анодного тока
работа магнетрона неустойчива. В областях малых токов проис-
происходят скачкообразные изменения (перескоки) частоты рабочего
вида колебаний на частоты других видов колебаний, токи возбуж-
возбуждения которых меньше токов возбуждения рабочего вида коле-
колебаний. В области больших токов возникают искрения внутри
магнетронов (пробои), приводящие к разрушению активной по-
поверхности катода, а также могут наблюдаться срывы (пропуски
импульсов) СВЧ-колебаний. Коэффициент полезного действия воз-
возрастает с увеличением напряженности магнитного поля, что объ-
объясняется улучшением условия взаимодействия электронов с СВЧ-
полем.
К нагрузочным характеристикам относятся постоянные мощ-
мощность и частота. Нагрузочные характеристики, приведенные на
рис. 6.25, построены на плоскости комплексного значения коэф-
коэффициента отражения (круговой диаграмме) для фиксированных
Таблица 6.5. Усредненные параметры магнетронов
Рабочий диапазон частот,
МГц
2720...2820
9375
8500...9600
3000
Максимальная генериру-
генерируемая мощность в импуль-
импульсе, кВт
1100
280
60
5000
Анодное нап-
напряжение, кВ
27
22
14,3
48
Анодный
ток, А
65
27
14 f
250
кпд, %
63
36
30
42
,
184
значений анодного тока и напряженности магнитного поля. В за-
заштрихованной области магнетрон работает неустойчиво.
Магнетроны отличаются простотой конструкции, высоким КПД
и большой генерируемой мощностью. Особенно широкое приме-
применение магнетроны находят в радиолокации как генераторы мощ-
мощных (до десятков мегаватт) прямоугольных СВЧ-импульсов, а
также в промышленности, медицине и быту как генераторы не-
непрерывных сигналов мощностью от десятков ватт до десятков ки-
киловатт. В табл. 6.5 приведены значения основных усредненных па-
параметров импульсных магнетронов.
6.9. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ СВЧ
Наиболее широкое применение в СВЧ радиоэлектронной ап-
аппаратуре находят полупроводниковые приборы (диоды и тран-
транзисторы) в схемах детекторов, смесителей, фазовращателей, ог-
ограничителей, переключателей, усилителей, генераторов и др.
Устройства на полупроводниковых приборах при удовлетво-
удовлетворительных электрических параметрах отличаются весьма малыми
габаритами и массой, низковольтным питанием, высокой механи-
механической прочностью, большой долговечностью и повышенной на-
надежностью. Использование полупроводниковых приборов открыло
широкие возможности для успешного решения задач миниатюри-
миниатюризации РЭА.
Эквивалентная схема СВЧ-диода показана на рис. 6.26, где
штриховой линией выделена полупроводниковая пластина. Отли-
Отличие эквивалентных схем различных типов диодов в основном оп-
определяется характером, емкостью и сопротивлением перехода. Ем-
Емкость перехода С* может быть постоянной или переменной, ме-
меняясь в зависимости от приложенных постоянных и переменных
напряжений; сопротивление перехода Ri может быть положитель-
положительным или отрицательным и также может меняться от приложен-
приложенных постоянных и переменных напряжений.
К основным параметрам диода относя-тся параметры эквива-
эквивалентной схемы рис. 6.26 и некоторые другие общие параметры,
к которым можно отнести: чувствительность по току (отношение
выпрямленного тока к подводимой мощности), выходное сопро-
сопротивление (дифференциальное сопротивление в рабочем режиме),
допустимую мощность, обратное напряжение и диапазон ра-
рабочих частот. Кроме этого диоды характеризуются специальны-
специальными параметрами, связанными с их
применением.
Конструктивное оформление
СВЧ-диодов предполагает сведе-
сведение к минимуму паразитной
емкости корпуса Ср, индуктивности
Рис. 6.26. Экгивалентная схема СВЧ-диода
185
выводов Ls и удобное включение в коаксиальные, волноводные и
полосковые конструкции СВЧ-устройств. Наиболее употребитель-
употребительные конструкции диодов содержат полупроводниковый элемент,
заключенный в металлокерамический или металлостеклянный кор-
корпус патронного или таблеточного типа. В бескорпусной конструк-
конструкции диодов поверхность полупроводника защищена пленкой ок-
оксидов и имеет золоченые контакты для включения в цепь СВЧ.
Бескорпусные конструкции в основном применяются при микро-
микроминиатюризации СВЧ-устройств и имеют габаритные размеры, не
превышающие 50X250X250 мкм.
Диоды с барьером Шотки имеют плоский нелинейный контакт
металл — полупроводник, образованный напыленным слоем ме-
металла на поверхность полупроводника. Такой контакт обладает
свойствами р—л-перехода. В отличие от диодов с р—я-перехода-
ми у диодов с барьером Шотки отсутствуют время обратного bog-
становления и емкость накопленных зарядов, что приводит к
улучшению импульсных и частотных свойств. Кроме того вольт-
амперная характеристика диода с барьером Шотки A на рис.
6.27) в отличие от характеристики диода с р—л-переходом B на
рис. 6.27) имеет более крутую прямую ветвь и очень малый ток
при обратном включении напряжения. Диоды с барьером Шот-
Шотки широко применяются в схемах переключателей, ограничите-
ограничителей, детекторов и смесителей.
Лавинно-п'ролетные диоды в отличие от туннельных имеют
вольт-амперную характеристику (рис. 6.28), которая похожа на
характеристику обычного р—л-перехода (без спадающего учас-
участка с отрицательным сопротивлением). При повышении обратно-
обратного -напряжения до нескольких десятков вольт происходит процесс
лавинного пробоя запирающего слоя. Если не принять мер для
ff,
I ,мА
1,5
1,0
0,5
-д -7-1,0-0,5
\ S
¦//
/
/
0 0,5
1
и,в
пр
Рис. 6.27. Вольт-амперные характе-
характеристики диодов:
1 — с барьером Шотки; 2 — с р—л-пере-
ходом
186
Рис. 6.28. Вольт-амперная характери-
характеристика лавинно-пролетного диода
ограничения тока, то лавинный пробой перейдет в тепловой и ди-
диод выйдет из строя. Допустим, что такой диод включен в цепь
резонатора, в котором из-за тепловых флуктуации или других
причин существуют установившиеся колебания U(t). Если к
р—л-переходу кроме этого напряжения приложено постоянное
напряжение начала лавинного пробоя Unp, то в связи с сильной
зависимостью тока диода от приложенного напряжения в цепи
диода возникают импульсы тока I{t) (см. рис. 6.28). Синфазность
импульсов тока с ускоряющим полупериодом переменного напря-
напряжения наблюдается на относительно низких частотах. Посколь-
Поскольку на образование лавины требуется некоторое время, то на до-
достаточно высокой частоте импульс тока в полупроводнике отста-
отстает на четверть периода от вызвавшего его положительного (ус-
(ускоряющего) полупериода переменного напряжения. За счет ко-
конечного времени пролета носителей заряда в р—я-переходе им-
импульс тока отстает от приложенного напряжения еще на чет-
четверть периода. В этом случае будет наблюдаться эффект отри-
отрицательного сопротивления, поскольку образовавшийся сгусток
свободных зарядов будет тормозиться изменившим свое направ-
направление переменным электрическим полем, отдавая в цепь резона-
резонатора часть энергии. Если потери в резонаторе окажутся доста-
достаточно малыми, то возникнут незатухающие колебания, т. е. уст-
устройство превратится в генератор. При неполной компенсации по-
потерь возбужденные в резонаторе колебания, как в усилителе, бу-
будут увеличены по амплитуде.
При существенном отклонении от угла я/2 усиление и генера-
генерация невозможны. А это означает, что эффект отрицательного
сопротивления у таких диодов возможен только в некотором (уз-
(узком) диапазоне СВЧ.
Диоды Ганна имеют однородную полупроводниковую структу-
структуру (без перехода) с невыпрямляющими контактами выводов.
Вольт-амперная характеристика диода Ганна, снятая на посто-
постоянном токе, в начальной стадии подобна характеристике обычно-
обычного резистора. На СВЧ диод Ганна обладает отрицательным со-
сопротивлением. Появление отрицательного1 сопротивления на оп-
определенных частотах СВЧ-диапазона обусловлено объемными эф-
эффектами, возникающими при высокой напряженности электриче-
электрического поля в некоторых полупроводниковых материалах (арсе-
нид галлия). Упомянутые эффекты были обнаружены в 1963 г.
английским физиком Д. Ганном, установившим, что при прило-
приложении электрического поля, превышающего некоторое критичес-
критическое значение, к произвольно ориентированным однородным об-
образцам с двумя омическими контактами во внешней цепи возни-
возникают колебания тока. Период колебаний приближенно равнялся
времени пролета электронов от катода к аноду, и для использо-
использованных Ганном образцов частота колебаний лежала в СВЧ-ди-
апазоне. Полученные впоследствии объяснения этого эффекта го-
говорят о том, что колебания в полупроводнике и отрицательное со-
сопротивление диода определяются возбуждением высоким напря-
187
жением носителей, которые переходят из низколежащей долины
(зоны проводимости), где их подвижность велика, в обычно не-
незаполненную долину, где их подвижность мала.
Главным достоинством диода Ганна является то, что в нем
в отличие от других диодов и транзисторов работает весь объем
а не узкая часть р—/г-перехода. Благодаря этому на базе диодов
Ганна имеется возможность создания наиболее эффективных и
мощных усилителей и генераторов СВЧ на твердом "теле 'обес-
'обеспечивающих выходную мощность до нескольких киловатт "в им-
импульсе или несколько ватт в непрерывном режиме.
Р i—n-диоды внутри р—л-перехода имеют большой толщи-
толщины обедненный i-слой (до 0,5 мм). Сопротивление р—t—л-диода
почти полностью определяется проводимостью i-слоя, которая при
обратном включении носит в основном емкостный характер а
при прямом —чисто активный. Емкость р—i— n-диода вследствие
большой толщины i-слоя очень -мала и не зависит от приложен-
приложенного напряжения. Прямое сопротивление так же, как и у обыч-
обычных диодов, обратно пропорционально прямому току. Большая
толщина i-слоя позволяет получать высокие пробивные напряже-
напряжения. Р—i—/2-диоды применяются для коммутации, стабилизации,
регулируемого ослабления, модуляции и ограничения мощности
СВЧ-сигналов.
Параметрический (варакторный) диод является полупровод-
полупроводниковым прибором, который используется как элемент цепи с
переменным реактивным сопротивлением (емкостным) По своей
структуре параметрические диоды разделяются на диоды с р—п-
переходом и контактами металл — полупроводник (диоды с барь-
барьером Шотки). Наиболее перспективными являются последние
Изменение реактивного сопротивления обусловлено тем, что ем-
емкость р—л-перехода, или барьерная емкость контакта металл —
полупроводник, изменяется под воздействием приложенного на-
напряжения. Это позволяет использовать параметрические диоды
для модуляции или переключения СВЧ-сигналов, генерирования
гармоник управляющего сигнала, усиления СВЧ-колебаний, пре-
преобразования частоты одного из двух подводимых сигналов. Па-
Параметрические диоды используются в режиме обратного смещения.
Малый обратный ток параметрического диода в рабочем режиме
позволяет получить очень малый коэффициент шума параметри-
параметрических усилителей на этих диодах.
Транзисторы. В настоящее время разработаны конструкции
полевых и биполярных транзисторов, работающих в схемах ге-
генераторов и усилителей на частотах более 30 ГГц.
На рис. 6.29 представлена эквивалентная схема транзистора,
аналогичная схеме, используемой для низкочастотных транзи-
транзисторов, но с той лишь разницей, что в нее дополнительно вклю-
включены элементы, не оказывающие существенного влияния 'на ра- '
ооту транзистора на более низких частотах. Элементы схемы
внутри штриховой линии (см. рис. 6.29) относятся к полупровод-
полупроводнику, а вне ее —к корпусу. Индексы «э» означает эмиттер, «к»—
188
Коллектор
Эмиттер
Рис. 6 29 Эквивалентная схема транзистора
коллектор «б» — базу, «/»— внутренняя часть выводов и «О» —
внешняя часть выводов. Для получения хороших характеристик
транзистора в СВЧ-диапазоне необходимо сильно сократить раз-
размеры его активной области (особенно базы) и одновременно мак-
максимально уменьшить паразитные емкости и индуктивности р—п-
перехода, корпуса и выводов. Все это связано с большими тех-
технологическими трудностями, усложняющими производство тран-
транзисторов для высоких частот и больших выходных мощностей.
6.10. УСИЛИТЕЛИ НА
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
Наиболее распространенными из полупроводниковых приборов
для усиления колебаний являются входные усилители высокой ча-
частоты в приемниках, в которых основными электрическими тре-
требованиями являются малый коэффициент шума при достаточно
большом коэффициенте усиления и широкий диапазон перест-
перестройки.
Регенеративные усилители на диодах. Регенеративными уси-
усилителями называются устройства, в которых эффект усиления
получается за счет введения в колебательный контур отрицатель-
189
.Вход
о
Выход
|Выход
а) и)
Рис. 6.30. Регенеративный усилитель на лавинно-пролетном диоде:
а — конструкция: 1 — резонатор; 2 — диод; 3 — блокирующая емкость; 4 — подключение
напряжения смещения; ««мтеи»
б — эквивалентная схема
ного сопротивления. Как было установлено выше, эффектом от-
отрицательного сопротивления обладают лавинно-пролетные диоды
и диоды Ганна. Кроме этого эффект отрицательного сопротивле-
сопротивления может быть создан с помощью параметрического диода пу-
путем изменения его емкости под действием напряжения высокой
частоты. Для устойчивой работы усилителя необходимо, чтобы от-
отрицательное сопротивление р—л-перехода Ri по своему абсолют-
абсолютному значению было меньше общего сопротивления потерь
!#г1<#пот. При нарушении этого условия, т. е. при |^г|>^пот,
такой усилитель превращается в генератор. В усилителе на лавин-
лавинно-пролетном диоде с отрицательным сопротивлением (рис. 6.30)
увеличение амплитуды колебаний получается за счет энергии ис-
источника смещения (постоянного тока).
Усилитель, показанный на рис. 6.31, является параметричес-
параметрическим. Его особенностью является наличие изменяющейся во вре-
времени реактивности, функции которой в приведенной конструкции
выполняет закрытый обратным смещением параметрический ди-
диод с меняющейся емкостью перехода С*. Поскольку в этом ре-
режиме в диоде практически отсутствует ток, обусловленный дви-
двиВыход
Рис. 6.31. Регенеративный усилитель на параметрическом диоде:
а — конструкция; б — эквивалентная схема
190
жением носителей зарядов через р—л-переход, то отсутствуют и
шумы, вносимые в усиливаемый сигнал активным элементом. В
силу этих обстоятельств параметрические усилители являются ма-
лошумящими. Емкость параметрического диода С* меняется с
изменением подводимого к ней высокочастотного напряжения от
генератора, называемого генератором накачки. Усиление сигнала
происходит за счет преобразования энергии генератора накачки с
помощью частоты fH в энергию полезного выходного сигнала. При
изменении емкости диода в схеме кроме электрических колеба-
колебаний с частотой подводимых сигналов /с и /н существуют и коле-
колебания ряда комбинационных частот. На практике в качестве вы-
выходных используются сигналы с частотой усиливаемого сигнала
fc либо с суммарной комбинационной частотой fc+'/н, либо с раз-
разностной комбинационной частотой fc—fH.
Усилители с повышением частоты /с+/н более устойчивы (не
проявляют склонности к самовозбуждению), не реагируют на шу-
шумы нагрузки и могут работать без специальной развязки (цирку-
лятора). Величина усиления такого усилителя пропорциональна
отношению (fc+M/fc, поэтому большое усиление возможно лишь
при большом повышении частоты.
Усилители на разностной частоте fc—/н, как правило, имеют
два контура: один настраивается на частоту сигнала, а другой
на разностную частоту. В зависимости от того, к какому контуру
подключено сопротивление нагрузки, двухконтурный усилитель
может работать на частоте сигнала fc или на разностной часто-
частоте /н—fc
Если усилители рис. 6.30 и 6.31 имеют частоту выходного сиг-
сигнала, равную частоте входного, то, как и в других подобных, ког-
когда входы и выходы совмещены, шум, генерируемый выходной
цепью, поступает в усилитель и усиливается так же, как и полез-
полезный входной сигнал. Это приводит к увеличению общего коэффи-
коэффициента шума усилителей. Чтобы избежать увеличения коэффици-
коэффициента шума, развязывают входы и выходы усилителей с помощью
ферритовых вентилей и циркуляторов (рис. 6.32).
Усилители на транзисторах. В диапазоне СВЧ так же, как и
наиболее низких частотах, в усилителях используются три схемы
включения транзистора: с
Вентили Резонатор Вентиль Приемник
А 1
общим эмиттером, с общей
базой и с общим коллек-
коллектором. Усиление на кас-
каскад, как правило, получа-
получается малым, поэтому ис-
используются многокаскадные
Рис. 6.32. Регенеративный усили-
усилитель на параметрическом диоде с
развязкой входа и выхода:
о — с помощью вентилей; б — с по-
помощью циркулятора
>-В-
Вход
Согласобанная
нагрузка
Ццркцмятор
Выход
Приемник
Усилитель на
параметрическом
дд
191
Таблица 6.6. Усредненные параметры усилителей на полупроводниковых
приборах
Наименование параметра
Диапазон рабочих
частот, ГГц
Рабочая полоса, %
Коэффициент усиле-
усиления, дБ
Коэффициент шума, д!
на тунне-
туннельном
диоде
0,5.-.18
15 ...100
10 ...20
4 ...7
на лавиино-
пролетном
диоде
4...60
5...10
10...20
15...30
Усилитель
на диоде
Ганна
3.
15.
5.
7.
.20
.100
ш
.30
.25
на параметри-
параметрическом
0,5.
5.
15.
0,3.
дноде
.35
.15
.40
.3
на транзи-
транзисторе
0,5.
10.
15.
2.
.10
.70
.45
.20
схемы. Выполняются усилители в гибридно-интегральных конст-
конструкциях. ; ^
Важным достоинством усилителей на транзисторах является
устойчивость работы, широкая полоса пропускания и возможность
работы без циркуляторов и вентилей. Напротив, регенеративные
усилители при большом усилении неустойчивы, их полоса пропус-
пропускания значительно уже, малый коэффициент шума реализуется
только при использовании вентилей и циркуляторов. Следует от-
отметить, что реализация усилителей на транзисторах для частот
выше 10 ГГц представляет значительные трудности, в то время
как регенеративный усилитель может быть сделан практически
на любую частоту. К тому же габариты циркуляторов на этих ча-
частотах невелики. Поэтому усилители на транзисторах чаще всего
используются на частотах ниже 10 ГГц, а усилители на диодах с
отрицательным сопротивлением — на верхних частотах децимет-
дециметрового диапазона, в сантиметровом и миллиметровом диапазонах
волн. Усредненные значения параметров современных усилителей
на полупроводниковых приборах приведены в табл. 6.6.
6.11. ГЕНЕРАТОРЫ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
Генераторы на полупроводниковых приборах в настоящее вре-
время наиболее широко используются как местные гетеродины при-
приемников и в измерительной технике. Они могут быть изготовлены
как на фиксированные частоты, так и с возможностью перестрой-
перестройки (механической и электрической) частоты. При электрической
перестройке частоты применяются железо-иттриевые гранаты и
параметрические (варакторные) диоды.
Для получения генерации диод, как отрицательное сопротив-
сопротивление, включается в схему резонатора параллельно.
На рис. 6.33 приведен пример конструкции генератора непре-
непрерывного генерирования на лавинно-пролетном диоде. В этой кон-
конструкции диод помещен в резонатор; для подачи смещения на
диод предусмотрен вывод, заблокированной СВЧ-дросселем; час-
частота генерации перестраивается винтом, меняющим резонансную
192
Рис. 6.33. Генератор на лавинно-пролетном ди-
диоде:
1 ступенчатый трансформатор; 2 — окно связи; 3 —
винт для изменения коэффициента связи; 4 — диод;
5 — винт для перестройки частоты генерации; 6 —
резонатор; 7 — дроссель источника смещения; 8 —
подключение источника смещения
частоту резонатора; энергия выводит-
выводится через окно связи; коэффициент
связи окна меняется винтом; согла-
согласование генератора с линией переда-
передачи осуществляется с помощью ступен-
ступенчатого трансформатора.
В схему генератора на транзисто-
транзисторах кроме самого транзистора входят
резонатор и схема положительной
обратной связи. Обратная связь осу-
осуществляется как с помощью внеш-
внешних цепей, так и благодаря внутренним процессам в тран-
транзисторе.
Усредненные значения параметров генераторов на полупровод-
полупроводниковых приборах приведены в табл. 6.7.
Таблица 6.7. Усредненные параметры генераторов на полупроводниковых
приборах
Наименование параметра
Диапазон частот, ГГц
Диапазон перестрой-
перестройки, %
Выходная мощность, Вт
Коэффициент полезного
действия, %
на туннельном
диоде
0,5.
15.
0,01.
.18
.100
.0,05
Генератор
на лавинно-
пролетном
диоде
1,5...70
5...20
0,01...2
0,5.-.7
на диоде
1,3..
15..
0,01..
0,1..
Ганна
.40
.100
.1
.8
на транзисторе
0,5.
10.
0,01.
.18
.70
.5
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Приведите аналитические соотношения и опишите методы фокусировки и
ускорения электронного пучка.
2. Перечислите методы и устройства, осуществляющие взаимодействие электро-,
нов с электрическим СВЧ-полем в электровакуумных приборах СВЧ.
3. Поясните устройство, принцип действия и назовите возможные области при-*
менения пролетных клистронов.
4. Поясните устройство, принцип действия и назовите возможные области при-
применения отражательных клистронов.
5. Поясните устройство, принцип действия и назовите возможные области при-
применения ламп бегущей волны.
6. Поясните устройство, принцип действия и назовите возможные области при-
применения ламп обратной волны.
7. Поясните устройство, принцип действия и назовите возможные области при-
применения магнетронов.
7-79 , 193
Глава 7 АНТЕННЫ
7.1 ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Антенной называется устройство, предназначенное для излучения
в свободное пространство и приема из свободного пространства
энергии электромагнитных волн [9].
Первоисточником электромагнитного излучения (электромаг-
(электромагнитных волн) являются движущиеся заряды (переменные токи
проводимости), поэтому излучать электромагнитную энергию в
свободное пространство при определенных условиях может любой
проводник. Система передающая антенна — свободное пространст-
пространство— приемная антенна обычно является взаимной системой, а
основные параметры в режиме передачи и приема являются одни-
одними и теми же.
В технике СВЧ для приема и передачи часто применяются оди-
одинаковые антенны. Нередко в приемопередающем устройстве ис-
используется одна и та же антенна. Следует подчеркнуть, что ан-
антенна не только выполняет функции излучения и приема электро-
электромагнитной энергии, но и обеспечивает требуемое распределение
плотности излучения в пространстве (направленность), решая
при этом ряд технических задач, связанных с увеличением дально-
дальности действия, обеспечением электромагнитной совместимости, уве-
увеличением информационной способности и улучшением других важ-
важнейших характеристик радиосистем.
7.2. КЛАССИФИКАЦИЯ АНТЕНН
Антенны классифицируются по диапазону радиоволн, приме-
применению, общности отдельных характеристик (полосы пропускания,
диаграммы направленности и т. д.) и принципу действия. Наибо-
Наиболее целесообразно антенны классифицировать по принципу дей-
действия, который во многом определяет форму, основные характе-
характеристики и применение антенн. В соответствии с этим антенны
можно разделить на три группы:
1. Линейная антенна — излучающая система с поперечными
размерами значительно меньше длины волны и переменными то-
токами, текущими вдоль оси системы. К линейным антеннам, при-
применяемым в диапазоне СВЧ, относятся вибраторы.
2. Антенная решетка — система однотипных излучателей, рас-
расположенных определенным образом и возбуждаемых одним гене-
генератором или несколькими когерентными генераторами. Типичны-
Типичными антенными решетками являются директорная антенна, щеле-
щелевая антенна, поверхностные антенны из полуволновых симметрич-
симметричных вибраторов и др.
3. Апературная антенна — устройство, отличающееся тем,
что его выход можно представить как некоторую поверхность, че-
194
рез которую проходит весь поток излучаемой (принимаемой) элек-
электромагнитной энергии. Эта поверхность, называемая апертурной,
или раскрывом, обычно больше длины вшшы. К апертурным ан-
антеннам относятся системы акустического типа (рупоры), оптиче-
оптического типа (зеркала и линзы), а также антенны поверхностной
волны.
7.3. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ (
И ХАРАКТЕРИСТИКИ АНТЕНН
1. Под диаграммой направленности будем понимать зависи-
зависимость амплитуды напряженности электрического поля ?, созда-
создаваемого антенной в точке наблюдения, от направления на эту
точку (угловых координат 8, ф) при постоянном расстоянии точ-
точки наблюдения до антенны (r = const). Для наглядности и про-
простоты графического наблюдения ДН чаще всего изображаются в
виде двух плоских кривых в полярной системе координат. Одна
из этих кривых — диаграмма направленности в горизонтальной
плоскости — представляет собой распределение напряженностей
электрического поля 'излучения на описанной в горизонтальной
плоскости вокруг антенны окружности и является "функцией угла
(азимута) в горизонтальной плоскости ?<р. Другая кривая — ди-
диаграмма направленности в вертикальной плоскости — представ-
представляет собой распределение напряженностей электрического поля
излучения на описанной в вертикальной плоскости вокруг антен-
антенны окружности и является функцией угла в вертикальной плос-
плоскости (угла места) ?е . На рис. 7.1 приведены наиболее распро-
распространенные формы диаграммы направленности: игольчатая, ко-
которая применяется на радиорелейных линиях, в радиолокации,
радиоуправлении, и веерная, имеющая хорошую направленность
в горизонтальной плоскости и малую в вертикальной, что облег-
облегчает поиск целей в радиолокационных системах.
2. Ширина главного лепестка. Диаграмма направленности мо-
может иметь несколько направлений максимального излучения (не-
0,6 0,2 0 0,2 0,6 tO
I'мс 7.1. Диаграмма направленности:
a — игольчатая в горизонтальной и вертикальной плоскостях; б — веерная в вертикальной
плоскости
195
сколько лепестков). Один из них, имеющий наибольшую величи-
величину, называется главным. Ширина главного лепестка, являющегося
рабочим, характеризует ширину диаграммы направленности. Ши-
Ширина главного лепестка определяется как угловая величина 260>5,
2фо,5 по точкам половинного (?тах/К2) спадания мощности от-
относительно вершины Етах (см. рис. 7.1,6). У направленных ан-
антенн ширина главного лепестка бывает от нескольких десятков
градусов до единиц минут (например у радиоастрономических
антенн).
3. Эффективная площадь характеризует размер площади, че-
через которую приемная антенна собирает энергию: Sg=KnS, где
Яи<С1 — коэффициент использования поверхности раскрыва; S —
поверхность раскрыва антенны.
4. Коэффициент направленного действия (КНД) — отноше-
отношение мощностей излучения направленной и ненаправленной антенн,
создающих в данном направлении на одном и том же расстоя-
расстоянии одинаковую напряженность поля. Таким образом КНД по-
показывает, какой энергетический выигрыш дает применение нап-
направленной антенны по сравнению с ненаправленной. Обычно КНД
определяется в направлении максимума диаграммы направлен-
направленности антенны.
Вычисляют КНД антенны по формуле
GЛ)
Оценивают КНД по формуле
КНД«41253/ф0е0,
где <ро и во — ширина главного лепестка по точкам нулевой мощ-
мощности.
Иногда вместо КНД удобнее использовать коэффициент уси-
усиления (КУ) антенны, который представляет собой произведение
КНД на КПД антенны. Так как КПД антенны близок к единице,
то без большой ошибки можно считать, что КНД и КУ равны
между собой.
5. Поляризационная характеристика — это зависимость ампли-
амплитуды сигнала в приемной антенне с линейной поляризацией, при-
принимающей электромагнитные волны от рассматриваемой переда-
передающей антенны, от угла поворота этой антенны в плоскости, пер-
перпендикулярной излучению. Поляризационная характеристика оп-
определяется видом поляризации волны. При этом различают ли-
линейную, круговую и эллиптическую поляризации.
6. Входное сопротивление антенны (Za) является эквивалент-
эквивалентной величиной, определяющей согласование антенны с СВЧ-трак-
том. В общем случае Za=Ra-\-iXa, где Ra=Rn-\-Rz — активная
составляющая; Ru — сопротивление потерь, характеризующее теп-
тепловые потери; R% — сопротивление излучения, характеризующее
эффект излучения; Ха — реактивная составляющая, характеризу-
характеризующая отражение от антенны. Обычно коэффициент стоячей вол-
волны антенны iCcT^'1,5. При этом условии Ха<Яа и входное соп-
196
ротивление антенны примерно равно волновому сопротивлению
питающего тракта Za~ZB.
7. Коэффициент полезного действия (КПД) вычисляют как
отношение излучаемой мощности Ps к полной мощности, подво-
подводимой к антенне Pa = P\P:
— ^
где Рп — мощность тепловых потерь в антенне.
8. Рабочий диапазон частот антенны характеризуется интер-
интервалом частот от /max до /min, в котором значения всех парамет-
параметров антенны не выходят за пределы заданных. Чаще всего кри-
критерием для определения полосы частот является входное сопро-
сопротивление.
9. Характеристики управления лучом антенны вытекают из
требований к характеристикам сканирования (сектор обзора, ско-
скорость обзора, непрерывный либо дискретный обзор и т. д.) и ха-
характеризуются допустимым изменением КНД в различных режи-
режимах работы (обнаружение или сопровождение), временем пере-
переключения с одного луча на другой, временем переключения с пе-
передачи на прием. В антенне с механическим сканированием луча
заданные характеристики управления лучом определяют необхо-
необходимые механизмы вращения антенны и не связаны непосредст-
непосредственно с расчетом антенны.
10. К энергетическим характеристикам относится максималь-
максимально допустимая без пробоя и перегрева антенны мощность излу-
излучения, а также мощность управления положением луча (при ме-
механическом сканировании эта мощность определяется конструк-
конструкцией антенны и ее электроприводом, а при электрическом — за-
затратами мощности на управление фазовращателями в цепи от-
отдельных излучателей антенны).
11. Климатические и механические характеристики определя-
определяются местом их установки — на космических кораблях, ракетах,
самолетах, вертолетах, морских и речных судах, автомашинах,
с ганках, наземных РЛС и станциях радиолиний, переносных
РЛС и пр.
12. К эксплуатационным характеристикам относятся масса,
кчбаритные размеры, удобство и простота обслуживания, пери-
периодичность регламентных работ антенн. Требования к ним зависят
о г назначения СВЧ-устройств и условий их применения.
13. К экономическим характеристикам относятся стоимость и
|.т[раты на эксплуатацию. В зависимости от назначения антенн
их стоимость меняется от единиц рублей для простейшей штырь-
кипой антенны до миллионов рублей для радиоастрономических
• питии либо антенн станций слежения за спутниками.
197
7.4. ИЗЛУЧЕНИЕ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН
Любую излучающую антенну можно рассматривать как сос-
состоящую из множества элементарных излучателей. Это позволя-
позволяет воспользоваться принципом суперпозиции и определить поле
антенны как сумму полей элементарных излучателей. Поля самих
элементарных излучателей находятся по заданному распределе-
распределению тока с помощью решения уравнений Максвелла. Обычно по-
полагают, что ток не меняется вдоль длины элементарного вибра-
вибратора. К элементарным излучателям относятся элементарный элек-
электрический вибратор (диполь Герца), элементарная электричес-
электрическая рамка (магнитный диполь), элементарная щель и излучатель
Гюйгенса.
Элементарный электрический вибратор (диполь Герца) (рис.
7.2,а) представляет собой тонкий проводник с шарами на кон-
концах. Шары создают емкость, которая позволяет получить посто-
постоянную амплитуду тока вдоль проводника.
Решение уравнений Максвелла для элементарного поля дипо-
диполя Герца позволяет получить следующие уравнения [9]:
G.2)
G.3)
G.4)
где / — амплитуда возбуждающего тока вибратора; / — длина
вибратора; к==шУгга1Ла — волновое число или коэффициент рас-
распространения плоской волны; г — расстояние от излучателя до
точки наблюдения.
Из G.2) — G.4) следует, что вектор напряженности электри-
электрического поля диполя Герца имеет две составляющие Ет и Ев, ко-
которые лежат в плоскости, проходящей через его ось, а вектор на-
EEL
—ikr
tL-tr-lVrX
б).
Рис. 7.2. Поле диполя Герца:
с —в ближней зоне; б - электрическое в дальней зояе; а-магнитное в дальней зоне
198
лряженности магнитного поля — одну составляющую Яф, кото-
которая лежит в плоскости, перпендикулярной его оси. Характеристи-
Характеристики антенн определяются, как правило, для дальней зоны, кото-
которой соответствует расстояние г^$>Хо/2л. При этом условии в урав-
уравнениях G.2)—G.4) можно пренебречь (l/krJ и A/krK, перепи-
переписав их в следующем виде:
2Яог "с
ill
Ze sin G е-'*г;
2Ког
sin 8 е-'*г.
G.5)
G.6)
Таким образом в любой точке пространства вектор электри-
:еского поля вибратора Герца имеет одну составляющую Ее,
^.ежащую в меридиональной плоскости (плоскости, проходящей
через ось вибратора). В любой точке пространства вектор маг-
читного поля имеет также одну составляющую Яф, лежащую в
азимутальной плоскости (плоскости, перпендикулярной оси виб-
вибратора). В силу независимости составляющих поля от угла <р
структура поля остается одинаковой в любой плоскости, прохо-
тчщей через ось вибратора.
Структура поля вибратора Герца в дальней зоне (рис. 7.2,6,в)
соответствует структуре поля сферической волны, где поверхно-
поверхности равных фаз образуют концентрические сферы с центром в
начале координат (в середине вибратора); Ев и Яф взаимно
.^рпендикулярны; отношение EQ!Hy равно характеристическому
¦'^противлению волны Zc.
Из G.5) следует, что приведенная ДН вибратора Герца в ме-
мдиональной плоскости
01(e) = ?e/^mas = sin0 G.7)
представляет собой две касательные окружности, центры которых
(сжат на прямой, перпендикулярной оси вибратора и проходящей
и рез его середину (рис. 7.3,а). В азимутальной плоскости напря-
напряженность электрического поля не зависит от угла ф, следователь-
следовательно ф{ (ф) —Еф/Етах = 1 и ДН представляет собой окружность с
.(гнтром на середине вибратора (рис. 7.3,6). Пространственное
&
Г*
й> Ю Ф
|'|ь 7.3. Диаграмма направленности диполя Герца:
• - II плоскости вибратора; б — в плоскости, перпендикулярной вибратору; в — простран-
. "тили форма
199
изображение ДН элементарного электрического вибратора дано
на рис. 7.3,0.
Средняя за период плотность потока энергии согласно A.27)
ncp=-LRe[EHl= J-
где >Ц обозначает комплексно-сопряженную величину. Из этого
уравнения следует, что излучение электромагнитной энергии мак-
максимально в направлениях, перпендикулярных оси вибратора @=
= я/2), и не зависит от угла <р. Вдоль своей оси ('9 = 0 или 9 =
= 180°) вибратор не излучает.
Мощность, излучаемая элементарным электрическим вибра-
вибратором,
2 2Я Я
7 f* (* **ifi3 Г\ j4 f\ j4
о о
Выполняя вычисления и принимая Ze=l2Qn, получаем
G.8)
Эта же мощность, выраженная через сопротивление излучения,
равна Рх =0,5/2i?s. Сравнивая это выражение с предыдущим,
можно определить сопротивление излучения
Я2 =8Ол2<(/ДоJ. G.9)
Элементарный магнитный вибратор. Физическую модель эле-
элементарного магнитного вибратора (рис. 7.4,а) можно получить,
если взять стержень из материала с магнитной проницаемостью
значительно больше магнитной проницаемости окружающей сре-
среды, например из феррита. В качестве возбуждающего устройства
можно использовать петлю, обтекаемую током проводимости. По-
Постоянство вектора магнитной индукции В вдоль стержня обеспе-
обеспечивается с помощью шаров на его концах.
На основании инвариантности уравнений Максвелла можно
утверждать [9], что элементарный магнитный вибратор отлича-
отличается по структуре поля от элементарного электрического вибра-
вибратора только местами векторов Е и Н. Выражение для составля-
составляющих поля элементарного магнитного вибратора в дальней зоне
Рис. 7.4. Элекентарный маг-
магнитный вибратор:
а — физическая модель; б — эле.
ментарная рамка
совпадает с G.5) и G.6) с заменой ? на Я, Я на — Еу / на /м и
Еа на \ia:
Jiinee-'*'; G.10)
UI
sin 9 е-'*1*,
GЛ1)
2лог2с
где /м — амплитуда магнитного тока, представляющая собой про-
произведение тангенциальной составляющей напряженности электри-
электрического поля у поверхности вибратора Е х на его периметр по-
поперечного сечения. Структура поля элементарного магнитного виб-
вибратора совпадает со структурой поля вибратора Герца с той лишь
разницей, что линии вектора Е, образуя концентрические окруж-
окружности с осью вибратора, лежат в азимутальной плоскости, а ли-
линии вектора Н лежат в меридиональной плоскости. Форма диаг-
диаграммы направленности и характеристики направленности эле-
элементарного электрического и магнитного вибраторов одинаковы.
Мощность излучения, полученная так же, как и в предыдущем
случае, определяется выражением
Поскольку магнитный ток имеет размерность напряжения, то
излучаемую мощность удобно определять через проводимость
Р2 =0,5Gs/2m. Сравнивая последнее с G.12), получаем'
г 2п ( I
Uj =
6 ?с \ Ао
Свойства элементарного магнитного вибратора реализуются в
элементарной электрической рамке (петле) и элементарной излу-
излучающей щели.
Элементарная рамка (рис. 7.4,6) создает электромагнитное
поле, линии магнитной составляющей которого проходят перпен-
перпендикулярно через плоскость петли, а линии электрического поля
лежат в плоскости петли или параллельно. Магнитный ток рам-
рамки /м равен подводимому к ней напряжению. Структура поля
рамки с размерами во много раз меньше Яо и ее направленные
свойства одинаковы со структурой поля и направленными свой-
свойствами элементарного электрического и магнитного вибраторов.
Излучаемая мощность и сопротивление излучения рамки опре-
определяются уравнениями G.12) и G.13) с заменой / на действую-
действующую высоту рамки /1д=2л5До, где S — площадь рамки.
Элементарный щелевой вибратор (рис. 7.5,а) можно предста-
представить как бесконечно тонкую металлическую пластинку безгранич-
безграничных размеров, в которой прорезана щель длиной / и шириной А,
где Д</<Хо.
Электромагнитное поле элементарного щелевого вибратора по
своей структуре совпадает с полем элементарного магнитного
вибратора с тем отличием, что линии электрического поля в по-
чупространстве I направлены навстречу линиям Е в полупрост-
201
200
Рис. 7.5. Элементарный ще-
щелевой вибратор:
а — общий вид; б — струк^
тура поля
ранстве II (рис. 7.5,6). Это различие несущественно, так как оба
полупространства независимы. 1Магнитный ток в щели равен уд-
удвоенному напряжению между краями щели /м=2?Лц. Мощность
излучения щели определяется уравнением G.12). Если выразить
эту же мощность через проводимость излучения, то Р 2 =
=0,5GzU\. Сравнивая G.12) и последнее уравнение, находим
G.14)
и для свободного пространства, где Zc=120n,
Щ
Элементарный излучатель Гюйгенса может быть представлен
как элемент фронта плоской волны, магнитное поле которого
Нп = Но'?ш можно заменить эквивалентным электрическим током
I = HqAx, а электрическое поле En=EQti<ut — эквивалентным
магнитным током /м=—Е0Ау. Пусть элемент плоской волны име-
имеет прямоугольную форму площадью AS=AyAx. Расположим эле-
элемент и векторы Е и Н относительно координатных осей так, как
показано на рис. 7.6,а. Поле, создаваемое таким элементом, рав-
равно сумме полей, создаваемых расположенными перпендикулярно-
друг Другу элементарным электрическим вибратором с током /
и элементарным магнитным вибратором с током /м. Комплексные
амплитуды напряженностей электрических полей, создаваемых
каждым из вибраторов, можно вычислить с помощью G.5) — G.10)
соответственно. Суммируя эти поля [9], можно найти абсолютное
значение вектора
(l+cos9).
G.16)
'1
1
?
У
/"
i i
и
i
Рис. 7.6. Элементарный из-
излучатель Гюйгенеа:
а — расположение относитель-
относительно координатной системы; б—
диаграмма направленности
202
Из этой формулы следует, что элемент Гюйгенса обладает на-
направленными свойствами. Его ДН (рис. 7.6,6) имеет максимум,
направленный вдоль оси z, перепендикулярной площадке AS.
Из G.16) также следует, что ДН элементарного излучателя Гюй-
Гюйгенса является кардиоидой и определяется соотношением
G.17)
7.5. ВИБРАТОРНЫЕ АНТЕННЫ
Вибраторные антенны относятся к числу наиболее простых ти-
типов антенн. В СВЧ-диапазоне они используются как возбудители
антенных устройств или как элементы сложных устройств, с дис-
дискретными излучателями (антенных решеток). Вибраторы в ка-
качестве антенн чаще всего используются в длинно-, средне- и ко-
коротковолновых частях радиодиапазона.
К наиболее распространенным конструкциям вибраторных ан-
антенн относятся электрические (рис. 7.7,а,б) и магнитные (рис.
7.7,е,г) четверть- и полуволновые вибраторы. Принципы их ра-
работы и основные свойства полностью соответствуют ранее описан-
описанным элементарным вибраторам. Полу- и четвертьволновые элек-
электрические вибраторы можно рассматривать как разомкнутую ли-
линию передачи со свойственным для нее распределением токов и
напряжений. Частотная зависимость входного сопротивления виб-
вибратора имеет форму резонансной характеристики. Резонансная
длина симметричного вибратора равна ко/2, а несимметрично-
несимметричного — W4.
Поле излучения вибраторов можно найти суммированием по-
полей его отдельных элементарных участков, представляющих со-
собой элементарные вибраторы, '[9]:
Mejer'*., G.18)
где
G.19)
А 20 40
Рис. 7.7. Конструкции вибраторов:
,, _ несимметричного электрического; б — симметричного электрического; в — несимметрич-
loro магнитного; г — симметричного магнитного
203
— амплитуда поля в направлении максимального излучения (9 =
= 90°); е-^1** — фазовый множитель;
cos
8) — cos kl
sine
G.20)
— диаграмма направленности вибратора в меридиональной плос-
плоскости.
В азимутальной плоскости рассматриваемые вибраторы не
имеют направленности, т. е. <Di(<p) = l. Это объясняется отсутст-
отсутствием зависимости составляющих электромагнитного поля в эле-
элементарном электрическом вибраторе от азимутального угла. Ана-
Анализируя G.20), можно сделать следующие выводы:
а) при 2 / < Я0/2 cos kl = 1 - k212/2;
sin 0,
т. е. короткий вибратор имеет такую же направленность, как и
вибратор Герца;
б) при увеличении длины антенны /;>А,0/2 в диаграмме на-
направленности появляются побочные лепестки, затем главный ле-
лепесток расщепляется, при этом чем больше отношение 1/к0, тем
больше число лепестков. Изменение формы диаграммы направ-
направленности с увеличением длины вибратора показано на рис. 7.8..
Напряженность электрического поля, создаваемого полувол-
полуволновым вибратором, согласно G.18) — G.20) равна
?е = i
cos [(я/2) cos 8] e_tk
sin 0
G.21)
27ff\
180° 150° 120°
1/ко«О,25
45
•45
270°
180°
Рис. 7.8. Зависимость диаграммы направленности электрического вибратора от
его длины
204
Из G.21) следует, что ДН симметричного полуволнового виб-
вибратора соответствует следующее уравнение:
ф @) = cos [я/2 cos 6] ^ {722)
sin 6
Электрический симметричный полуволновый вибратор имеет
КНД=1,74; Sa=0,2U2; i?s =73,1 Ом. Магнитный полуволно-
полуволновый вибратор имеет КНД=1,64; Sa=0,21X2; #2=292 Ом.
7.6. АНТЕННЫ ИЗ ДВУХ ВИБРАТОРОВ
Рассмотрим диаграмму направленности двух одинаковых и
одинаково ориентированных полуволновых вибраторов, располо-
расположенных параллельно оси z на расстоянии d друг от друга (рис.
7.9). Обозначим напряженность поля, создаваемого в точке на-
наблюдения М первым вибратором, через ?\ (рис. 7.9,а). В даль-
дальней зоне при достаточно малых d влиянием разности расстояний
Ar = dsin9 на амплитуду поля можно пренебречь, поэтому
?2^= ЕХК^Ш^'е1* ,
где —&dsin9 — пространственный сдвиг фаз полей из-за разно-
разности расстояний; К& — отношение амплитуд токов в вибраторах;
-ф — временной фазовый сдвиг между токами в вибраторах.
Суммарное поле вибраторов определяется соотношением
EQ = Ех + Е2 = Ег [1 + К& ё^-kdsinB)^ G>23)
Амплитуда напряженности суммарного поля на основании
G-21)
r0
sin 0
cos(г|)-Msin8).
Из этого уравнения следует, что приведенная ДН двух по-
полуволновых вибраторов в меридиональной плоскости xOz (плос-
(плоскости Е на рис. 7.9,а) выражается соотношением
8 ф^е)
ф2F) =
cos
cos 8]
(в).
а)
Рис. 7.9. Сложение поля двух вибраторов:
и, б — в плоскости Е; в — в плоскости Я
205
В этом уравнении первый множитель представляет собой ДН
отдельного симметричного полуволнового вибратора G.22). Вто-
Второй множитель называется множителем системы и равен
Фс F) = Kl + AJ + ^cosft-ftdsine).
G.24)
Множитель системы из двух вибраторов зависит от расстоя-
расстояния 'между вибраторами d, отношения амплитуд токов в вибра-
вибраторах /Са и сдвига фаз токов ф.
В азимутальной плоскости уОх (плоскость Н на рис. 7.9,6)
одиночные вибраторы не обладают направленностью, т. е. Ф1 (ф) =
= 1. Произведя сложение полей двух вибраторов в плоскости
уОх, нетрудно убедиться, что множитель и ДН системы из двух
вибраторов в плоскости Н определяется уравнением G.24).
Соотношение Ф2@)=Ф1(8)ФС(Э) является математическим
выражением теоремы умножения ДН, формулируемой следующим
образом: ДН системы идентичных и одинаково ориентированных
в пространстве излучателей есть произведение диаграммы направ-
направленности одиночного излучателя, входящего в систему, и мно-
множителя системы, представляющего собой ДН такой же системы,
но состоящей из ненаправленных излучателей.
На рис. 7.10 приведены ДН в плоскости Н для двух полувол-
полуволновых вибраторов, находящихся на расстоянии d=XoJ4, при ус-
условии равенства амплитуд возбуждающих токов К& = \. В слу-
случае однонаправленного излучения (г|?=90°) ДН определяется
уравнением Ф2(ф)=соз(±45°—45° sin <p), описывающим карди-
кардиоиду. Напряженность поля в направлении q>=90° удваивается по
сравнению с полем одиночного вибратора, а в направлении <р=
=270° она равна нулю. При •§ = —90° напряженность поля удва-
удваивается в направлении ф=270° и равна нулю при ф=90°.
Таким образом, в зависимости от разности фаз между тока-
токами, питающими два параллельных вибратора, излучение может
усиливаться или ослабляться в направлении друг к другу. Это
позволяет обеспечить их однонаправленное действие. Отметим,
что напряженность поля уси-
<р=90° ливается в направлении виб-
вибратора с отстающей фазой
возбуждающего тока.
Вибратор, усиливающий
излучение в направлении на
другой вибратор, называется
рефлектором. Вибратор, ослаб-
ослабляющий излучение в направ-
направлении на другой вибратор и
усиливающий излучение в про-
противоположном направлении,
270°
270
Рис. 7.10. Диаграмма направленности
антенны из двух вибраторов:
а — $=0"; б — t=90°; в — t|J = 180e
206
Рис. 7.11. Сложение полей активного
и пассивного вибраторов:
а — пассивный рефлектор; б — пассивный
директор
называется директором. Необ-
Необходимость обеспечения опре-
определенных сдвигов фаз между
токами, питающими вибрато-
вибраторы, усложняют конструкцию
а)
5)
антенны. Поэтому в большинстве случаев вибраторы, выполняю-
выполняющие роль рефлекторов или директоров, не содержат источников
питания, т. е. являются пассивными. Они возбуждаются электро-
электромагнитным полем питаемого (активного) вибратора. Заметим, что
в конструкциях с пассивными вибраторами не удается получить
равенства амплитуд токов в вибраторах и обеспечить полную од-
однонаправленность.
Чтобы пассивный вибратор работал как рефлектор, необходи-
необходимо возбуждать в нем ток /Р, сдвинутый по фазе относительно то-
тока /а в активном в>ибратор<е в сторону опережения на 90°. В этом
случае электромагнитные волны, излучаемые вибраторами, сло-
сложатся в направлении активного и вычтутся в направлении пас-
пассивного вибратора. Опережающий сдвиг по фазе в пассивном
вибраторе можно получить путем выбора его длины больше Яо/2
(сопротивление вибратора индуктивное), что видно из рассмот-
рассмотрения векторной диаграммы рис. 7.11,а.
Начальный вектор тока в активном вибраторе /а. Непосред-
Непосредственно у активного вибратора напряженность магнитного поля
излучения в сторону рефлектора Яа совпадает по фазе с током
/а. Достигнув рефлектора, поле Н\ отстает по фазе от тока в ак-
активном вибраторе на 90°, т. е. на время распространения волны
от активного вибратора к рефлектору. Это поле (#'а) наводит в
рефлекторе ЭДС взаимоиндукции Ер, которая отстает от создаю-
создающего ее поля на 90°. Под действием этой ЭДС в рефлекторе про-
протекает ток /р. Так как рефлектор длиннее Яо/2, то его сопротив-
сопротивление имеет индуктивный характер и ток в рефлекторе отстает
от наведенной ЭДС примерно на 90°. Магнитное поле #р, соз-
созданное этим током, в плоскости активного вибратора #'Р отста-
отстает на 90° и находится в фазе с Нг. Чтобы пассивный вибратор
был директором, необходимо возбуждать в нем ток, сдвинутый
по фазе в сторону отставания на 90° относительно тока в актив-
активном вибраторе. На рис. 7.11,6 показана векторная диаграмма, из
которой видно, что необходимый сдвиг по фазе тока в директоре
/д может быть получен при его укорочении по сравнению с Хо/2
(сопротивление емкостное).
7.7. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
Многовибраторные антенны называются антенными решетка-
решетками. Вибраторы в антенной решетке располагаются определенным
образом относительно друг друга и питаются по заданному за-
207
кону от общего или когерентных источников сигнала. Заметим,
что в качестве излучателей могут использоваться не только рас-
рассмотренные вибраторы, но и рупоры, диэлектрические, спираль-
спиральные и другие антенны. В зависимости от расположения излуча-
излучателей (вибраторов) различают линейные (одномерные) и поверх-
поверхностные (двумерные) решетки. Поле, создаваемое решетками,
представляет собой результат суперпозиции волн, возбуждаемых
каждым излучателем в отдельности.
Линейная решетка (рис. 7.12) представляет собой ряд полу-
полуволновых вибраторов, расположенных вдоль прямой линии на оди-
одинаковом расстоянии d друг от друга. Предположим, что ампли-
амплитуды токов в вибраторах одинаковы и фазовый сдвиг токов в
соседних вибраторах также одинаков и равен \р. Напряженность
поля в произвольной точке М такой решетки [9]
Е = i
Фг (в, Ф)
sin[0,5(?dsinen —-ф)]
где 0i (9, ф) — диаграмма направленности одного излучателя в
плоскости Е как функция угла 9 или в плоскости Н как функция
угла ф; Го — расстояние от среднего излучателя до точки наблю-
наблюдения; г|?о — фаза тока (поля) в среднем излучателе.
Из последнего соотношения следует, что ДН антенны опре-
определяется уравнением
G.25)
sin [0,5 (kd sin 0n — 'ф) I
множитель системы линейной решетки имеет вид
ф m ч sin [0,5ft (foj sin 6П — г]?)]
sin [0,5 (Ы sin Вп — \|0] '
G.26)
,м
У ///
У //
/
/
/
Уг
/
У<
' /
/ /
/ /
/
/
/
/
1
Рис. 7.12. К расчету диаграм-
диаграммы направленности линейной
решетки
Рис. 7.13. Диаграмма .'Направ-
.'Направленности множителя линейной
синфазной решетки (ip = 0)
208
На основании G.25) можем сделать вывод, что в линейной ре-
решетке из п вибраторов следует ожидать более высокой направлен-
направленности, чем в случае одного вибратора. При большом числе виб-
вибраторов множитель системы с изменением угла 9П меняется зна-
значительно быстрее, чем множитель Ф(9, ф), так как 0,5я%/ значи-
значительно больше Ы. Множитель системы при изменении угла 8П
от 0 до 360° может многократно обращаться в нуль, что говорит
о многолепестковом характере диаграммы направленности. Фор-
Формой и направлением главного лепестка множителя решетки можно
управлять, меняя фазы i|? питающих токов. Воспользовавшись
G.26), можно показать [9], что в случае синфазной решетки (ty =
= 0) пространственная диаграмма множителя системы выглядит
так, как показано на рис. 7.13. При появлении фазового сдвига
¦ф='ф1 токов в вибраторах пространственная диаграмма множи-
множителя принимает форму воронки (рис. 7.14). Угол раскрыва во-
воронки т)р уменьшается с увеличением фазовгоо угла ty. Толщина
«стенок» воронки уменьшается с увеличением длины антенны.
При г|) —Ы диаграмма направленности множителя системы при-
принимает игольчатую форму, показанную на рис. 7.15.
Поверхностная антенная решетка создается с целью получе-
получения управляемой игольчатой диаграммы направленности. Рас-
Рассмотрим эквидистантную прямоугольную антенную решетку (рис.
7.16), состоящую 'из т рядов, параллельных оси у, и п столбцов,
параллельных оси х. Предположим, что все излучатели возбуж-
возбуждаются токами / одинаковой амплитуды; фазы токов изменяют-
изменяются по рядам и столбцам по линейному закону; т и п — число из-
излучателей в столбцах и рядах; dx и dy — расстояния между со-
соседними излучателями по оси х и у; углы 9Ж и 0У отсчитываются
н плоскости xOz и yOz соответственно. Заменим каждую строку
пли каждый столбец одним эквивалентным излучателем и перей-
перейдем от двумерной поверхности решетки к эквидистантной линей-
линейной решетке идентичных излучателей, расположенных вдоль оси
//. Очевидно, что ДН каждого эквивалентного излучателя опреде-
определяется уравнением G.25), а множитель линейной решетки, со-
состоящей из эквивалентных вибраторов, — уравнением G.26). Сле-
Рис. 7.14. Диаграмма направленности
множителя линейной решетки со
сдвигом фаз питающих токов (i|)=i|)i)
Рис. 7.15. Диаграмма направленности
множителя линейной решетки со
сдвигом фаз питающих токов (i!p=kd
209
< i-
Рис. 7,16. Поверхностная антенная ре- Рис. 7.17. Антенная решетка с час-
шетка тотным сканированием
довательно диаграмма направленности поверхностной решетки
описывается уравнением
n
[0,
X
sin [0,5га (kdy sin 9g — t|)g)]
G.27)
sin [0,5 (kdy sin 9^ —
Используя это уравнение, можно установить:
1. Ширина ДН по нулевой мощности при фиксированном рас-
расстоянии между излучателями определяется числом вибраторов в
соответствующем сечении:
G-28)
в плоскости xOz;
— в плоскости yOz.
2, КНД пропорционален числу вибраторов. Действительно, ис-
используя G.1) можно показать, что
КНД
G.30)
3. Углы наклона втх и Qmy главного лепестка ДН относи-
относительно осей определяются фазовыми сдвигами 1|эх и о|зу токов:
Qmx = arcsin MxfZn dx) G.31)
— в плоскости xOz;
Qmy = arcsin (Я,о %/2п dy) G.32)
— в плоскости yOz.
Таким образом, поверхностная антенная решетка позволяет
управлять диаграммой направленности изменением фазовых сдви-
сдвигов между токами, питающими вибраторы. Это достигается либо
изменением рабочей частоты, либо с помощью электрически уп-
210
Рис. 7.18. Антенная решетка с фазовым сканированием:
а — последовательным; б — параллельным; в — смешанным
равляемых фазовращателей. В соответствии с этим различают два
метода электрического сканирования: частотный (рис. 7.17) и фа-
фазовый (рис. 7.18). В первом случае фаза меняется за счет изме-
изменения электрической длины отрезков линии передачи, а во вто-
втором — за счет регулируемого фазового сдвига в фазовращателях.
Антенные решетки с электрическим управлением положением глав-
главного лепестка называются фазированными антенными решетка-
решетками (ФАР).
Однонаправленное излучение поверхностных решеток получа-
получается с помощью металлических экранов или системы рефлекторов
(рис. 7.19,а), которые обычно располагают на расстоянии hp=
—А.о/4 от поверхности решетки. Конструктивно экраны чаще вы-
выполняют в виде металлической сетки с размером ячеек не больше
W8. Увеличение размера ячеек увеличивает излучение через эк-
экран. При расчете антенны с рефлекторами в G.27) вместо
Ф1 (Qx, Qy) необходимо подставить выражение для системы из двух
вибраторов G.23). Диаграмма направленности однонаправлен-
однонаправленной решетки показана на рис. 7.19,6.
ж
а)
Рис. 7.19. Однонаправленная решетка:
п — конструкция; б — диаграмма направленности
211
7.8. ДИРЕКТОРНЫЕ АНТЕННЫ
Директорная антенна представляет собой линейную решетку
полуволновых вибраторов. Ее конструкция и ДН показаны на
рис. 7.20. Директорная антенна состоит из одного активного и
нескольких пассивных вибраторов. Вибраторы крепят на метал-
металлическом стержне. Такая конструкция допустима в связи с тем,
что в месте крепления находится узел электрического поля, и
сам крепящий стержень перпендикулярен к плоскости поляриза-
поляризации излучателей.
Взаимное влияние вибраторов уменьшает входное сопротив-
сопротивление антенны, поэтому в качестве активного вибратора выбира-
выбирают петлевой вибратор, который крепят в центре петли к стержню.
Рядом с активным вибратором на расстоянии Яо/4 (со стороны,
противоположной излучению) помещают пассивный вибратор, вы-
выполняющий функцию рефлектора. Индуктивное сопротивление
рефлектора обеспечивается за счет увеличения его длины по
сравнению с длиной активного вибратора до 1Р — @,51 ... 0,52) V
Для получения емкостного сопротивления директора его длину
укорачивают до /д= @,35 ...0,44).
Так как рефлектор усиливает поле в направлении активного
вибратора и ослабляет его в обратном направлении, применение
нескольких рефлекторов не имеет смысла, поскольку все рефлек-
рефлекторы, следующие за первым, будут возбуждаться очень слабо. Эф-
Эффект концентрации электромагнитной энергии в направлении 'из-
'излучения усиливается с увеличением числа директоров. Однако на
практике применяется не более 5... 7 директоров. Это объясня-
объясняется малым увеличением КНД при дальнейшем увеличении чис-
числа вибраторов и удлинении антенны. Коэффициент направленно-
направленного действия антенны невысок и приближенно вычисляется по фор-
формуле
*а/аА0, G.33)
где /а — общая длина антенны; /Са~E... 7)—коэффициент, за-
зависящий от длины антенны (убывает с увеличением длины).
Рис. 7.20 Директорная антенна:
а — конструкция; б —диаграмма направленности:
1 — рефлектор; 2 —директор; 3 — активный вибратор
212
Директорные антенны применяются в метровом и дециметро-
дециметровом диапазонах волн, их рабочая полоса частот 5... 15%, диаг-
диаграмма направленности имеет ширину 15...40° и зависит от числа
вибраторов и качества настройки.
7.9. ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВЫЕ АНТЕННЫ
Волноводно-щелевые антенны, используемые в качестве излу-
излучателя, имеют несколько щелевых вибраторов, прорезанных в вол-
волноводе (рис. 7.21). Щель, как и вибраторы антенны, обладает ре-
резонансными свойствами. Резонансная длина щели приблизитель-
приблизительно равна 2/~W2. Прорезанная в волноводе щель, естественно-
имеет однонаправленное излучение. Она может быть прорезана
в широкой и узкой стенках волновода. При этом продольная щель-
в широкой и узкой стенках эквивалентна параллельно включен-
включенному в линию резистору, поперечная щель в широкой стенке —
последовательно встроенному.
Сопротивление щели зависит от места расположения в вол-
волноводе. В тех случаях, когда необходимо обеспечить согласова-
согласование антенны с трактом, меняют месторасположение щели или по-
ьорачивают ее. Например, продольная щель в центре широкой
стенки волновода почти не излучает; если же ее поворачивать
или смещать в сторону боковых стенок, то излучение увеличива-
увеличивается; поперечная щель в узкой стенке волновода также почти не
излучает, но при ее повороте излучение увеличивается. Ширина
d<kb
П Q Q3
\
A\\\
н
I'iic. 7.21. Волноводно-щелевые антенны:
¦ J. б — резонансные; в—е — нерезонансные:
i — короткозамыкающий поршень; 2 — нагрузка
213
щели определяется из условия электрической прочности. Увели-
Увеличение ширины щели увеличивает ее электрическую прочность и
уменьшает резонансную длину, которая становится меньше W2.
Для получения узкой диаграммы направленности применяют мно-
многоэлементные волноводно-щелевые антенны.
Если антенны состоят из \N продольных щелей, расположен-
расположенных на расстоянии Яв/2, то для достижения полного согласования
сопротивление каждой щели должно быть больше волнового со-
сопротивления волновода в N раз. Аналогично этому сопротивле-
сопротивление поперечной щели должно быть меньше волнового сопротив-
сопротивления волновода в N раз. Если щели возбуждены синфазно, то
максимум главного лепестка будет ориентирован перпендикуляр-
перпендикулярно плоскости расположения щелей, причем в плоскости, перпен-
перпендикулярной продольной оси волновода, ДН будет широкой, а в
плоскости, содержащей ось волновода, — узкой и тем уже, чем
больше длина антенны.
Достигнуть синфазного возбуждения антенны можно двумя
способами: выбором расстояния между соседними щелями, рав-
равным Хв (рис. 7.21,а) либо выбором расстояния, равным А,в/2. При
этом дополнительный сдвиг фаз на я можно реализовать за счет
неидентичного расположения щелей, как это сделано на рис.
7.21,6, где поперечная составляющая тока на разные стороны
осевой линии имеет разные направления. Синфазные антенны
обычно работают в режиме стоячей волны, для обеспечения ко-
которого в конце антенны устанавливают короткозамыкающий пор-
поршень. Расстояние между поршнем и последней щелью должно
быть таким, чтобы щели находились в пучности стоячей волны
в волноводе. Синфазные многощелевые антенны являются резо-
резонансными (узкополосными).
Лучшими диапазонными свойствами обладают нерезонансные
антенны (рис. 7.21,в,г), в которых щели расположены на рассто-
расстояниях несколько больше или меньше Яв. В связи с тем, что в
волноводе имеет место бегущая волна, к нему для устранения
отражения от короткозамкнутого конца антенны подключают на-
нагрузку (поглотитель).
Волноводно-щелевые антенны применяются в сантиметровом
и миллиметровом диапазонах волн.
В качестве примера приведем параметры волноводно-щелевой
антенны, использующей волновод 7x3,5 мм и работающей на ча-
частоте 36 ГГц; длина — 2,6 м, 432 наклонные щели, уровень боко-
боковых лепестков — 25 дБ, /Сст=1,08, полоса пропускания 12%, ши-
ширина главного лепестка 14°.
7.10. ИЗЛУЧЕНИЕ АПЕРТУРНЫХ АНТЕНН
Представим раскрыв апертурной антенны как некоторую пло-.
скую поверхность размерами а и Ъ (рис. 7.22), на которой рас-
распределены взаимно перпендикулярные векторы Е и Н, имеющие
одинаковые амплитуды и фазы.
214
Рис. 7.22. К определению диаграммы на-
направленности апертурных антенн
Отметим, что синфазность в этом
случае, как и в случае поверхност-
поверхностной решетки, является необходимым
условием получения узкой ДН. Для
расчета ДН возбужденной поверх-
поверхности воспользуемся методом супер-
суперпозиции полей элементарных излу-
излучателей Гюйгенса, которые состав-
составляют рассматриваемую поверхность.
В результате расчета получены [9] диаграмма направленности для
плоскости Е (плоскость xOz)
rh /о ^ 1 4- cos9»sin @,5febsine*) {- o4n
x/ 2 0,5 &> sin Qx
и диаграмма направленности для плоскости Н (плоскость yOz)
rr\ /q \ 14-C0S6>b sin@,5?asin8,,) n Q[-\
Ц/ff (Vjj) = ~ . \i .Од/
2 0,5 ka, sin By
Аналогично случаю антенной решетки первый сомножитель
представляет собой диаграмму направленности элементарного из-
излучателя Гюйгенса G.17), а второй сомножитель — ДН непре-
непрерывной системы излучателей в соответствующей плоскости.
Для плоской поверхности согласно G.1)
КНД=4яаВД. G.36)
Ширина ДН по нулевой мощности определяется по формулам:
290а.= 115° \/Ь G.37)
— в плоскости {xOz),
on 1 ICO i /_ /7 1Q\
2v0y = Ilo Aq/a {/.oof
— в плоскости (yOz).
Формулы G.36) — G.38) используются для определения ха-
характеристик направленности всех апертурных антенн с плоским
фронтом в раскрыве. В зависимости от формы апертуры и типа
возбуждающего устройства в эти формулы вводятся поправоч-
поправочные коэффициенты (множители) Кщ называемые коэффициента-
коэффициентами использования поверхности антенны.
Из приведенных соотношений можно сделать следующие вы-
поды: 1) характеристика направленности максимальна в направ-
направлении нормали к излучающей поверхности 0ж—0У=О; 2) диаг-
диаграмма направленности ДН тем уже, чем больше размеры плос-
плоскости; 3) ширина ДН в данной плоскости не зависит от размеров,
перпендикулярных этой плоскости; 4) характеристики направлен-
направленности плоской поверхности соответствуют характеристикам на-
направленности поверхностной решетки, состоящей из большого чи-
* .in дискретных излучателей.
215
7.11. РУПОРНЫЕ АНТЕННЫ
Открытый конец волновода можно рассматривать как прос-
простейшую антенну СВЧ, но такие излучатели являются слабона-
слабонаправленными. Кроме того открытый конец волновода отражает
заметную часть СВЧ-энергии, не излучая ее в свободное прост-
пространство. Коэффициент отражения открытого волновода равен
0,25... 0,3.
Расширение волновода, образующее рупор, улучшает направ-
направленность и уменьшает отражение. Коэффициент отражения ис-
используемых рупоров близок к нулю.
Если волновод расширен по одной из сторон, образуется сек-
секторный Е- или Н-рупор (рис. 7.23,а, б). Рупор, расширенный по
обеим плоскостям, называется пирамидальным (рис. 7.23,<з).
Секторный рупор образует веерообразную диаграмму. Рупор,
расходящийся в магнитной плоскости (//-рупор), имеет меньше
побочного излучения, чем рупор, расходящийся в электрической
плоскости (?"-рупор), и поэтому предпочтительнее.
В раскрыве рупора образуется электромагнитное поле со вза-
взаимно перпендикулярными векторами Е и Н, Поверхность равных
фаз этих векторов не плоская, а имеет сферическую или цилин-
цилиндрическую форму, что ухудшает характеристики направленности
антенны по сравнению с характеристиками направленности излу-
излучающей плоской поверхности.
В рупорных антеннах синфазная поверхность выравнивается
с увеличением отношения длины рупора к длине волны /До. При
некотором отношении /До имеет место оптимум. При секторном
рупоре в плоскости Е
/oDT = (l/2)&2mAo; 2Q0x = 56°X0/bm, G.39)
а в плоскости Я
/опт = A/3) <Л0;
ьой
%у = 80° Я0/ат. G.40)
Если необходимо получить максимальный КНД от рупора дан-
длины /, то используют пирамидальные рупоры. В случае
а)
Рис. 7.23. Рупорные антенны:
л—секторный Я-рупор; б —секторный Я-рупор; в — пирамидальный рупор
516
пирамидального рупора КНД пропорционален КНД двух секто-
секторных рупоров соответствующих раскрывов. Коэффициент непре-
непрерывного действия оптимальных Е- и //-рупоров можно рассчитать
по формуле G.1), которая в этом случае примет вид
КНДя = КН Дя = 4л 0.645Д2, G.41)
где S — площадь раскрыва рупора; /Си = SgjS = 0,64 — коэффи-
коэффициент использования поверхности раскрыва, учитывающий нерав-
неравномерность и несинфазность ее возбуждения.
Основным недостатком рупорной антенны является громозд-
громоздкость. Этого недостатка стараются избежать, применяя линзы,
выравнивающие поверхность равных фаз в раскрыве рупора.
Рупорные антенны используют в дециметровом и сантиметро-
сантиметровом диапазонах волн для формирования относительно широких
ДН (примерно Эож=6оу= 10... 20°) при небольших КНД (не бо-
более 20 дБ). Кроме того их применяют как элементы антенных ре-
решеток, а также как облучатели зеркальных и линзовых антенн.
7.12. ЛИНЗОВЫЕ АНТЕННЫ
Линзовые антенны состоят из слабонаправленной антенны (об-
(облучателя) и линзы. Облучатели, создающие сферические или
цилиндрические волны, направляют их на линзу. Линза преобра-
преобразует волны со сферическим или цилиндрическим фронтом в вол-
волны с плоским фронтом. Для преобразования сферических волн
используют осесимметричные линзы. Для облучения осесиммет-
ричных линз используют пирамидальные рупоры, вибраторы с
рефлектором и др. Цилиндрические волны преобразуются с по-
помощью цилиндрических линз. В этом случае в качестве облучате-
облучателей используют щелевые антенны, линейные решетки и др.
Формирование плоского фронта волны с помощью линзы про-
производится путем преломления электромагнитной волны на по-
г.срхностях линзы. Условием фокусировки является равенство оп-
оптических путей всех лучей от облучателя до плоскости раскрыва.
Это условие можно удовлетворить, увеличивая оптическую длину
пути центральных лучей в большей мере чем периферийных либо
уменьшая оптическую длину периферийных лучей в большей ме-
мере чем центральных. Первый способ реализуется в замедляющих
линзах (рис. 7.24,а), второй — в ускоряющих линзах (рис. 7.25,а).
Замедляющие линзы изготавливают из диэлектрика. Диэлектри-
Диэлектрические линзы ничем не отличаются от оптических. В целях повы-
повышения КПД диэлектрические линзы изготавливают из материалов
с малым тангенсом угла потерь (tgf6-<10~3) и небольшим е (е<
<2,5). Первое обеспечивает малые тепловые потери, а второе —
малые потери на отражение. Наиболее подходящим материалом
чпляется полистирол.
Если линза получается слишком толстой, применяют зонирова-
зонирование, состоящее в том, что линзу разбивают на зоны с электричес-
электрическими длинами путей, отличающимися скачками на целое число
217
Плоский
фронт
Рис. 7.24. Замедляющие
осесимметричные линзы:
а — обычная; б — зонирован»
ная
волн. При этом закон распределения фаз поля не меняется. Зо-
низованная линза показана на рис. 7.24,6.
Для уменьшения массы и потерь линзу часто выполняют из
искусственного диэлектрика. Искусственный диэлектрик пред-
представляет собой среду, состоящую из металлических частиц, изо-
изолированных друг от друга пенопластом. Размеры частиц малы по
сравнению с длиной волны. При воздействии электрического по-
поля на металлодиэлектрик происходит явление, аналогичное по-
поляризации диэлектрика. Имеющиеся в металле свободные элек-
электроны смещаются в направлении, противоположном вектору Е
внешнего поля, и металлические частицы превращаются в элек-
электрические диполи, создающие вторичное поле, направленное про-
против внешнего поля. Таким образом напряженность результирую-
результирующего электрического поля в такой среде уменьшается, что экви-
эквивалентно увеличению диэлектрической проницаемости. Коэффи-
Коэффициент преломления искусственного диэлектрика зависит от фор-
формы, размеров и количества частиц в единице объема. Обычно час-
частицы имеют форму узких тонких лент, шариков или дисков.
Ускоряющие линзы конструируют на базе прямоугольных вол-
волноводов, которые обычно представляют собой металлические пла-
пластины, параллельные электрическому вектору СВЧ-поля (рис.
Сферический
Плоский фронт
а)
Рис. 7.25. Ускоряющая линзовая антенна
а — принцип устройства; б — металлоплзстинчатая (волноводная) конструкция
218
7.25,6). Пространство между пластинами действует как волновод
с размером широкой стенки, равным расстоянию между пласти-
пластинами а. В таком волноводе образуется волна Яю, фазовая ско-
скорость которой больше скорости света и равна Ьф — с/У 1—(Хо/2аJ.
Линзовые антенны применяются в основном в диапазоне сан-
сантиметровых волн. При помощи линзовых антенн можно получить
весьма узкие диаграммы направленности (шириной до долей гра-
градусов).
У линзовой антенны КНД определяется по G.1) в случае из-
излучающей поверхности с коэффициентом использования поверх-
поверхности /Си=0,5... 0,65.
Для линзы с круглым раскрывом диаметром Da и облучателем
в виде полуволнового вибратора с рефлектором ширина диаграм-
диаграммы направленности в плоскости Е (вектор Е направлен вдоль
оси х)
OxVa
и в плоскости Н (вектор Н направлен вдоль оси у)
где /Сяи = 0,65 и /Сни=0,56.
Приведенные формулы аналогичны G.37) и G.38).
Изготовление антенн-линз требует большой точности, сложно
и дорого. Поэтому несмотря на то, что эти антенны обладают хо-
хорошими направленными свойствами, они применяются редко.
7.13. ЗЕРКАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ
Зеркальная антенна состоит из слабонаправленной антенны
(облучателя) и металлического зеркала. Функции и конструкции
облучателей примерно те же, что и у линзовых антенн. Зеркало
формирует диаграмму направленности антенны. При падении
электромагнитной волны на металлическую поверхность зерка-
зеркала на последнем возникают поверхностные токи, создающие вто-
вторичное электромагнитное поле. Это поле создает электромагнит-
электромагнитную волну с плоским фронтом в раскрыв'е. В качестве антенн ис-
используются металлические поверхности специальной формы, сре-
среди них параболические, сферические, плоские и угловые зеркала.
Наиболее распространены первые. На рис. 7.26 приведены ос-
основные конструкции зеркальных антенн.
Параболические отражатели могут выполняться в виде пара-
Полоида; части цилиндра с параболическим поперечным сечени-
сечением; сектора, вырезанного из параболоида и др. Источник возбуж-
возбуждения зеркала антенны — облучатель — помещается в фокус. По
iя конам геометрической оптики точечный источник, помещенный
п фокусе параболического зеркала, создает отраженные лучи,
параллельные друг другу. В рассматриваемом случае эта концеп-
мпя не полностью приемлема из-за того, что размеры облучателя
in бесконечно малы по сравнению с радиусом кривизны зеркала,
219
Вход
а)
'Вход
5)
Рис. 7.26. Зеркальные антенны:
а — с параболоидом; б — с параболическим цилиндром и линейным облучателем; в—с
угловым зеркалом::
I — зеркало; 2 — облучатель; 3 — рефлектор
что приводит к рассеянному отражению электромагнитных волн.
Поэтому, строго говоря, формируемая зеркалом электромагнит-
электромагнитная волна не является плоской, и диаграмму направленности
нельзя определить методами геометрической оптики. Однако на
практике с некоторым приближением полагают, что параболичес-
параболическое зеркало преобразует сферический волновой фронт облучате-
облучателя в плоский волновой фронт (плоскую волну). Форму зеркала
характеризуют отношением Ro/2f. Зеркало называется длиннофо-
длиннофокусным (мелким), если i?o/2f-<l, короткофокусным (глубоким),
если Roffi~>l, где f — фокусное расстояние, Ro — радиус раскры-
ва параболоида.
Если важен КНД, а боковые лепестки и потери мощности не
играют большой роли, то целесообразно использовать относи-
относительно плоский параболоид (длиннофокусное зеркало). Если важ-
важно уменьшить боковые лепестки и теряемую мощность, то целе-
целесообразно использовать более глубокий параболоид (короткофо-
(короткофокусное зеркало). Диаграмма направленности облучателя не дол-
должна быть слишком широкой, так как при этом часть энергии бу-
будет излучаться за пределы зеркала. С этой целью у облучателя
ставится рефлектор, исключающий излучение энергии в сторону,
противоположную зеркалу.
Для параболической антенны КНД определяется формулой
G.1) с максимальным коэффициентом использования поверхно-
поверхности Кк=0,5... 0,6.
Если при заданной форме зеркала расширять ДН облучателя,
то облучение зеркала становится более равномерным, /Си растет,
что ведет к увеличению КНД. Однако вместе с тем увеличивает-
увеличивается доля энергии, проходящая мимо зеркала, что, в свою очередь,
уменьшает /Си и КНД. В связи с этим существует условие опти-
оптимального облучения зеркала. Очевидно, что при заданной диаг-
диаграмме направленности облучателя имеется оптимальная величи-
220
i.i Ro/2f, определяющая максимальный результирующий /Си и
максимальный КНД.
Для параболического зеркала можно управлять диаграммой
направленности с помощью смещения облучателя в направлении,
перпендикулярном оси зеркала. В этом случае диаграмма направ-
1енности смещается в сторону, противоположную смещению об-
облучателя. Практически обычно облучатель перемещается не пер-
перпендикулярно оси z, а по дуге, радиус которой равен фокусному
расстоянию. Использовать большие 'отклонения (углы поворота)
нельзя из-за появления искажений ДН вследствие фазовой ошиб-
ошибки, вызывающей уменьшение основного и увеличение боковых ле-
лепестков. Обычно место установки облучателя выбирается экспе-
экспериментально. Неточности выполнения поверхности зеркала и ус-
^новки облучателя в фокусе, «затемнение» раскрыва зеркала об-
чучателем и элементами его крепления, деформации поверхности
и другое вызывают искажение диаграммы направленности.
Зеркальные антенны широко применяются во всех областях
радиотехники из-за простоты конструкции, большого коэффици-
коэффициента усиления, широкой полосы пропускания и т. д. Конструкции
зеркальных антенн создаются в диапазонах от десятков метров
до миллиметров.
7.14. ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СТЕРЖНЕВЫЕ
АНТЕННЫ
Диэлектрическая антенна (рис. 7.27) представляет собой ко-
конусный диэлектрический стержень (отрезок диэлектрического вол-
повода), который излучает электромагнитные волны в направле-
направлении продольной оси z. При конструировании антенны с помощью
перехода в ней стремятся возбудить волну низшего типа НЕц,
структура поля которой показана на рис. 3.14. Эта волна не име-
(ч критической частоты, т. е. может распространяться вдоль ди-
ъчектрического стержня на всех частотах и при любом диаметре
¦[ержня. Значение фазовой скорости распространения волны в
диэлектрическом волноводе лежит между -значениями распростра-
распространения фазовой скорости этой же волны в диэлектрике, из кото-
которого сделан волновод. Уменьшая диаметр стержня, приближают
фазовую скорость волны диэлектрического волновода к скорости
1'itc 7.27. Диэлектрическая
¦ н'ржневая антенна:
! — конусный диэлектрический
; 2 — переход
221
Т-волны в воздухе. Равенство этих скоростей обеспечивает отсут-
отсутствие отражений (полное излучение энергии). Оно наступает при
диаметре конца антенны, равном
Для получения хорошей формы ДН важно, чтобы вдоль стер-
стержня не распространялись высшие типы волн. Анализ показывает,
что для этой цели максимальный диаметр стержня должен удов-
удовлетворять неравенству c?max^0,5Wl^e—1.
Длина диэлектрической антенны обычно не превышает /^
^(б... 7)Аю, при этом ширина главного лепестка ДН равна 24...
...25°, а КНД 15 ...20 дБ. Диэлектрические антенны чаще всего
применяются как облучатели линз и зеркал, а также как излуча-
излучающие элементы антенных решеток.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Перечислите основные типы антенн и их характеристики.
2. Опишите процессы излучения электромагнитных волн различными типами из-
излучателей. ;
3. Как зависят характеристики направленности вибраторных антенн от их
длины?
4. Изобразите эскизы конструкций рупорных, линзовых, зеркальных и диэлект-
диэлектрических антенн и поясните принципы их действия.
5. Как зависят характеристики направленности антенных решеток от количест-
количества вибраторов?
Глава 8 .ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ СВЧ
8.1. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАЧЕСТВА
И ЭТАПЫ РАЗРАБОТКИ СВЧ-МИКРОСХЕМ
Одной из основных тенденций развития СВЧ-техники является
микроминиатюризация РЭА на базе интегральных схем (ИС). Ис-
Использование ИС СВЧ позволяет уменьшить габаритные размеры
и массу, повысить надежность, уменьшить экономические затра-
затраты, улучшить ряд электрических характеристик СВЧ-узлов.
Начальный период миниатюризации СВЧ-узлов был связан с
уменьшением геометрических размеров волноводных и коаксиаль-
коаксиальных устройств. Интенсивная разработка микроминиатюрных схем
СВЧ стала возможной благодаря успехам в области технологии,
материалов, конструкторской и схемотехнической разработок. Сов-
Современная технология изготовления ИС СВЧ позволяет получить
большую точность изготовления при очень малых размерах и,
следовательно, способствует повышению уровня интеграции.
Не менее важной является задача повышения надежности ИС
СВЧ, которая достигается за счет улучшения надежности всех
222
компонентов системы, возможности резервирования, уменьшения
числа соединений и совершенствования технологии.
Уменьшение экономических затрат, особенно при серийном вы:
пуске ИС СВЧ, обусловлено высокой технологичностью и значи-
значительным сокращением регулировочных и ремонтно-профилактиче-
ских работ. Существенное снижение стоимости возможно при ав-
автоматизации всех технологических процессов изготовления и кон-
контроля, что как правило, реализуется при большом выпуске ИС
СВЧ.
Наиболее заметно снижается стоимость сложных систем с
большим числом идентичных схемных элементов (например, фа-
фазированных антенных решеток).
При оценке электрических характеристик ИС СВЧ следует
проявлять некоторую осторожность. Наряду с увеличением бы-
быстродействия, широкополосное™ и стабильности не следует забы-
забывать, что в ИС СВЧ используются сравнительно низкодобротные
печатные линии передачи, что приводит к увеличению потерь ИС
по сравнению со схемами на основе высокодобротных объемных
линий передачи.
Прогресс, достигнутый в области изготовления интегральных
низкочастотных схем в основном для вычислительной техники,
позволил успешно осуществить переход ИС в диапазон СВЧ. Од-
Однако спецификой СВЧ-электроники является ярко выраженный
индивидуальный характер. Такие параметры СВЧ-схем, .как дли-
длина волны, ширина полосы пропускания, мощность и другие, не
поддаются стандартизации и унификации. В отличие от вычисли-
вычислительной техники номенклатура ИС СВЧ может быть очень ши-
широкой, а выпуски весьма небольшими. В связи с этим подавляю-
подавляющее большинство ИС СВЧ является схемами частного приме-
применения.
Рассмотрим стандартный цикл разработки ИС. Следует от-
отметить, что основу любого этапа проектирования составляют функ-
функциональные требования и технологические ограничения микро-
микроэлектроники. Укрупненно процесс разработки ИС СВЧ включает
три основных этапа.
Первый этап, проектирование ИС СВЧ, включает в себя фор-
формулировку требований к ИС в целом, оценку возможностей реа-
реализации поставленных требований и составление функциональ-
функциональной схемы, выбор и определение параметров узлов схемы, опре-
определение и расчет элементов, соответствующих выбранным узлам,
составление топологии схемы, расчет характеристики схемы в со-
соответствии с поставленными требованиями, макетирование, про-
проверка работоспособности макетов.
Второй этап состоит из изготовления ИС СВЧ и является на-
наиболее трудоемким процессом. В связи с этим необходим обосно-
обоснованный выбор технологического процесса изготовления с учетом
стоимости, требуемой точности, основных электрических пара-
параметров, наличия оборудования и др.
223
На третьем этапе разработки ИС СВЧ проводится испытание
готовой ИС, отбраковка негодных схем, проверка электрических
характеристик и прочие контрольные операции.
8.2. ПРИНЦИПЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ
Модульный принцип конструирования. В РЭА модулем называют типовой
функциональный >зел, предназначенный для сборки в общую компоновку, име-
имеющий габаритные и присоединительные размеры, обеспечивающие взаимозаме-
взаимозаменяемость модулей данного типа. Модульная конструкция обеспечивает доста-
достаточную механическую прочность, электромагнитную экранировку и защиту ог
воздействия окружающей среды.
Конструктору необходимо решить, сколько функций должен выполнять мо-
модуль. Исходя из принципов миниатюризации и увеличения степени интеграции,
топологию схемы модуля целесообразно выполнять на одной диэлектрической
подложке. В таком многофункциональном модуле уменьшается число соединений
отдельных узлов, что упрощает технологию изготовления и увеличивает надеж-
надежность. Однако недостатками многофункциональных модулей являются:
низкая преемственность разработок, поскольку возможности стандартизации
в этом случае ограничены;
испытания, настройка элементов схемы и выявление причин брака сущест-
существенно осложняются из-за трудностей измерения параметров отдельных элемен-
элементов, входящих в сложную ИС СВЧ;
размещение на одной подложке большого числа элементов, что приводит к
многочисленным паразитным связям, а из-за большой площади подложки воз-
возрастают размеры корпуса, что увеличивает вероятность паразитных резонансоз
корпуса;
изготовление крупных керамических подложек и фотолитография по боль-
большим площадям обычно дают пониженный выход годных изделий.
Для решения вышеуказанных проблем часто используют компромиссный
метод конструирования. Конструкция сложной ИС при этом представляет со-
собой сборку из ряда функциональных модулей или отдельных плат, установлен-
установленных в смежных отсеках корпуса, разделенных экранирующими перегородками.
Такое разделение схемы на отдельные узлы позволяет проводить испытания я
наладку их перед сборкой модуля. При этом возможна стандартизация отдель-
отдельных узлов, используемых в схеме. Часто с целью уменьшения габаритных
размеров, стоимости и повышения надежности за счет устранения ряда соеди-
соединителей в состав СВЧ, модуля вводятся секции, работающие в низкочастотном
диапазоне. Например, в один модуль может быть включен СВЧ балансный сме-
смеситель н секция усилителя промежуточной частоты.
Основные типы конструкций ИС СВЧ. Микросхемы СВЧ разделяются на
гибридные и полупроводниковые.
Основу гибридной ИС СВЧ (ГИС СВЧ) составляет диэлектрическая или
ферритовая подложка, на которой методами тонко- или толстопленочной техно-
технологии формируют пассивные элементы, а также монтируют различные компо-
компоненты [6].
В полупроводниковых или, как их часто называют, монолитных ИС СВЧ
все элементы схемы реализуются на поверхности или в объеме [10]. Абсолютное
224
большинство ИС ИСВЧ создается на базе микрополосковых линий (см. § ЗЛО
и 3.12).
Корпуса микросхем СВЧ. Корпус ИС СВЧ предназначен для предохранения
микросхем от воздействия окружающей среды (влаги, пыли и др.), экраниров-
экранировки от внешних электромагнитных полей, теплоотвода, а также крепления под-
подложки, соединителей и дискретных элементов. Конструкция корпуса представ-
представляет собой металлический короб. Его дно, крышка и стенки чаще всего имеют
прямоугольную форму, что обусловлено конфигурацией стандартных подложек
и удобством присоединения переходов. По типу конструкции корпуса подразде-
подразделяют на рамочные, коробчатые, пенальные.
Корпус рамочного типа (рис. 8.1,а) представляет собой замкнутую рамку
1 прямоугольной формы, закрываемую с двух сторон крышками 2. Крепление
платы в корпусе производится путем установки ее на уступы вдоль стенок рам-
рамки с последующей пайкой по периметру платы. На стенках корпуса (рамки)
удобно располагать коаксиальные переходы. Рамочные корпуса являются техно-
технологичными и дешезыми, просты в сборке, удобны для крепления навесных эле-
элементов с обеих сторон платы.
В коробчатой конструкции корпуса (рис. 8,1,6) крепление платы осуществ-
осуществляется либо механическим придавливанием ее ко дну корпуса 1, либо припай-
припайкой экранной стороны платы ко дну корпуса непосредственно или через термо-
компенсирующие прокладки в виде металлической сетки. Такой корпус сложен
при сборке, контроле и ремонте микросхемы обычно применяется, когда требу-
требуется хороший теплоотвод от микросхемы на дно корпуса.
Корпус пенального типа (рис. 8.1,в) состоит из основания 1, поддона 2,
пенала 3, двух торцевых стенок 4. Плату предварительно устанавливают на ос-
основание, а затем вдвигают в пенал, после чего крепят основание к пеналу. Пе-
Переходы СВЧ можно крепить только к двум боковым стенкам. Конструкция поз-
Рис. 8.1. Конструкции корпусов:
а — рамочная; б—коробчатая; в — пенальная
8—79
225
воляет осуществлять предварительный контроль и подстройку микросхемы перед
установкой ее в пенальном корпусе.
Размеры основания корпуса в основном определяются топологией ИС, -л
также возможностью возникновения паразитных типов волн. Наиболее сложным
оказывается выбор высоты Я верхней крышки (экрана) корпуса относительно
подложки толщиной h. Результаты расчетов влияния экрана на параметры мик-
рополосковой линии показывают, что влияние верхней экранирующей крышки
становится заметным при Я/Я^5. Кроме того, следует учитывать резонансные
явления, которые могут возникнуть во внутренней полости корпуса, играющего
в данном случае роль волноводного резонатора, частично заполненного диэлек-
диэлектриком (подложкой). Возникновение резонансов в таком резонаторе возмож-
возможно, если его длина 1=(РХв)/2, где Р—1, 2, ... — число полуволн, укладываю-
укладывающихся по длине резонатора.
При выборе материала экранирующего корпуса конструктор должен руко-
руководствоваться требованиям-и уменьшения массы, снижения стоимости изготов-
изготовления, соответствия ТКЛР материала корпуса и подложки, возможностью пай-
пайки и хорошей теплопроводности и т. д. Для корпусов ИС СВЧ применяют ла-
латунь, алюминий, титан, ковар, металлизированные керамику и пластмассу.
Наиболее предпочтительными являются титановые и коваровые корпуса,
ТКЛР которых близок к ТКЛР материалов подложек. Корпуса из алюминиевых
сплавов позволяют применять производительный метод формообразования —
литье под давлением, который позволяет изготавливать корпуса, обладающие
большой жесткостью, малой массой, развитой поверхностью для отвода тепла.
Пластмассовые корпуса изготавливают методом горячего прессования из пласт-
пластмассы АГ4 и, если требуется, армируют металлическими втулками коаксиально-
полосковых переходов. Керамические корпуса изготавливают из сравнительно
дешевой керамики 22ХС.
Герметизация модулей СВЧ. Большинство модулей СВЧ выполняют в виде
герметичной конструкции для защиты микросхем от внешних воздействий, из
которых наиболее опасным является влажность. Герметизация особенно необ-
необходима для микросхем, включающих бескорпусные полупроводниковые элементы.
Для создания герметичной конструкции, как правило, использует корпус ИС
СВЧ, который имеет две области герметизации: у выводов и в области соеди-
соединительного шва крышки с корпусом. Герметизация выводов может быть метал-
лостеклянной, металлокерамической или металлополимерной. Для герметизации
широко используют такие неорганические материалы, как слюда, кварц, кера-
керамика, стекло.
Герметическое соединение крышки и корпуса производится сваркой, пайкой
или склеиванием в зависимости от материала и конструкции корпуса, располо-
расположения выводов, серийности производства и т. д Так, пластмассовые корпуса
подвергают химическому никелированию с последующим гальваническим по-
крытием олово-висмут или герметизируют спаиваемыми по корпусу металличес-
металлическими крышками. Керамические корпуса герметизируют клеевыми композициями
на основе эпоксидио-полиамидного клея или низкотемпературными стеклоцемен-
тами.
Широкое распространение получила герметизация корпуса (см. рис. 8.1,а,б)
путем спайки крышки с корпусом по контуру с применением резиновой проклад-
прокладки 3 и стальной луженой проволоки 4. Закладка проволоки позволяет вскры-
226
вать корпуса при проведении ремонтных работ, а резиновая прокладка препят-
препятствует попаданию припоя и флюса внутрь корпуса.
При .приведении герметизации воздух из корпуса микросхемы откачивают
через металлическую трубку, а затем через эту же трубку под избыточным дав-
давлением вводят сухую смесь, содержащую гелий (например, 95% азота и 5% ге-
гелия), после чего отверстие трубки запаивают. Контроль герметичности осущест-
осуществляется с помощью галиевого течеискателя, который настроен на регистрацию
гелия в газовой смеси, утечка которой происходит из-за разности давления
внутри и снаружи vopnyca.
Сборка микросхем. Внутренний монтаж ИС СВЧ включает установку и за-
закрепление микросхемы в корпусе, соединение плат и выполнение внутренних
электрических соединений. Для соединений применяют термокомпрессионную, кон-
контактную, ультразвуковую, электронно-лучевую и лазерную сварку, пайку, склей-
склейку, а также механическое соединение. В табл. 8.1 приведены сравнительные ха-
характеристики различных методов контактирования при монтаже ИС.
Полупроводниковые приборы (см. § 6.9) по сравнению с линией передачи
(см. § 8.9) могут монтироваться параллельно или последовательно. При парал-
параллельном монтаже выводы элемента соединяют с заземленным основанием с
одной стороны и с проводником лилии — с другой. При последовательном сое-
соединении элемент встраивают в разрыв проводника линии и соединяют со свобод-
свободными концами проводника. Как правило, параллельное соединение полупровод-
полупроводниковых элементов осуществляется, при необходимости хорошего охлаждения.
Способ монтажа активных приборов зависит от мощности рассеяния. Если
мощность рассеяния прибора превышает 0,5 Вт, то для лучшего теплоотвода
целесообразно полупроводниковые приборы крепить непосредственно к металли-
металлическому основанию корпуса схемы. Контакт с проводником на подложке осуще-
осуществляется при помощи коротких отрезков проволоки или полоскового провод-
проводника. В ряде случаев полупроводниковые приборы монтируют на дополнитель-
дополнительных теплоотводах или радиаторах, которые крепят к корпусу.
Монтаж полупроводниковых приборов во многом определяется их конст-
конструкцией. Наиболее перспективными для ИС СВЧ являются бескорпусные при-
Таблица 8.1. Сравнительные характеристики методов контактирования
Метод контакти-
контактирования
Термоком-
прессионная
сварка
Контактная
сварка
Ультразвуко-
Ультразвуковая сварка
Электронно-
Электроннолучевая и ла-
лазерная сварка
Пайка
Механиче-
Механическое соедине-
соединение
Прочность
Высокая
Очень
высокая
Высокая
Очень
высокая
Средняя
—
Площадь
контакта
Очень ма-
маленькая
Малень-
Маленькая
Очень
малень-
КЗ Я
Мялень-
кая
Средняя
Большая
Требуемая
чистота
поверхности
Очень вы-
высокая
Высокая
Нормальная
Нормальная
Высокая
Высокая
Выбор
материала
Очень огра-
ограниченный
Практически
не ограничен
Практически
не ограничен
Практически
не ограничен
Ограничен
Давление
Незначи-
Незначительное
Высокое
Незначи-
Незначительное
Высокая
|Темпера-
тура
Высокая
Высокая
Нормаль-
Нормальная
Очень
высокая
Выгпкяя
8*
227
боры, имеющие ряд специфических особенностей. Во-первых, эти приборы, не
являясь герметичными, предназначены для использования в герметичном корпу-
корпусе ИС, поэтому большое значение приобретает использование бескорпусных при-
приборов в схемах. Во-вторых, качество проведения технологических операций сбор-
сборки (пайка, сварка и т. д.) определяет надежность работы и устойчивость при-
прибора к внешним воздействиям.
Бескорпусные приборы имеют различные конструкции выводов (рис. 8.2).
Балочные выводы (рис. 8.2,а) имеют форму стержней (балок) из золота, кото-
которые выступают за кромку кристалла. Монтаж полупроводниковых приборов с
балочными выводами осуществляется с помощью прецизионной сварки выводов,
причем для дополнительного крепления к подложке используют различные клеи.
Приборы с балочными выводами характеризуются высокой надежностью соеди-
соединения, возможностью унификации, низкой паразитной емкостью и индуктивно-
индуктивностью выводов.
Другая конструкция, называемая «безвыводный перевернутый прибор»
(рис. 8.2,6), содержит активный элемент, смонтированный на держателе .из кера-
керамики, который может быть выполнен в форме «кроватки». С помощью металли-
металлизированных площадок на ножках «кроватки» прибор крепится за один цикл
пайки, что позволяет легко автоматизировать технологический процесс сборки.
На рис. 8.2,в показана другая конструкция полупроводникового элемента,
называемая «перевернутый кристалл», у которого контакты кристалла выполне-
выполнены в виде шариков или столбиков, непосредственно соединяемых с выводами
линии с помощью ультразвуковой, термокомпрессионной сварки или пайки. Та-
Такое соединение обеспечивает малую индуктивность выводов и высокую степень
интеграции.
Рассмотренные конструкции бескорпусных приборов имеют плохой тепло-
отвод и не обеспечивают герметизацию элементов. Для устранения этих недо-
недостатков дискретные элементы помещают в специальный герметичный корпус с
хорошим теплоотводом. Однако такая конструкция имеет значительную реак-
реактивность выводов и сравнительно высокую стоимость.
Важным вопросом при сборке микросхем СВЧ является крепление подлож-
подложки к корпусу. Эта операция .может проводиться с помощью пайти по периметру
(по ширине около 2 мм) или по всей площади металлизированной экранной
плоскости подложки, а также приклеивания токопроводящими массами. При
таких соединениях необходимо учитывать разность ТКЛР подложки и метал-
металла корпуса, которая может привести к возникновению трещин, изгибов подлож-
6)
Рис. 8.2. Конструкции полупроводниковых элементов для ИС СВЧ:
а — с балочными выводами; б — «безвыводной перевернутый прибор>; в — «перевернутый
кристалл>:
\—балочные выводы; 2 — кристалл; 3 — МПЛ с зазором; 4 — металлизированные площад-
кн; 5 — керамический держатель; 6 — контакты
228
ки и разрыву проводников. Иногда используют промежуточное металлическое
основание из ковара или титана, на которое устанавливают керамическую под-
подложку, а затем сборку крепят к основанию корпуса с помощью, например, ми-
миниатюрных винтов.
8.3. ПЕРЕХОДЫ
Переходы необходимы для соединения СВЧ-модулей с други-
другими СВЧ-устройствами, низкочастотными схемами, измерительной
аппаратурой и т. д. К переходам предъявляются следующие ос-
основные требования: хорошее согласование, малые потери, универ-
универсальность, быстрое и надежное соединение, малые габариты, низ-
низкая стоимость [10].
Соединение коаксиальной линии с полосковой возможно либо
с помощью непосредственного соединения центральной жилы ко-
коаксиального кабеля с полосковым проводником, либо через ко-
аксиально-полосковый переход (рис. 8.3,а). В первом случае, ког-
когда осуществляют прямой кабельный ввод, центральную жилу
кабеля припаивают к проводнику печатной линии, а экран кабе-
кабеля соединяют с корпусом или заземленным основанием линии.
При воздействии механических нагрузок усилие от наружной ча-
части кабеля передается к его центральной жиле, что может при-
привести к ее отрыву от полоскового проводника. Для повышения
S 4
Рис. 8.3. Коаксиально-полосковые переходы:
а —кабельный на микрополосковую линию; б — кабельный на копланарную линию- в —
кабельный на щелевую линию; г — коаксиально-микрополосковый- д — герметичный 'коак-
сиально-полосковый:
/ —коэксиал; 2 — переход; 3-МПЛ; 4 — подложка; 5 — корпус; 6 — металлостеклянная
вставка
229
надежности соединения используют полужесткий кабель (типа
РК-50-2-25, РК-50-1—5-25 и т. д.), а также дополнительную гиб-
гибкую перемычку из фольги, которая соединяет центральную жи-
жилу коаксиала с проводником полосковой линии.
Аналогично осуществляется соединение коаксиальной и копла-
нарной линий (рис. 8.3,6). Гальванический контакт внешнего про-
проводника коаксиала с боковыми эквипотенциальными проводящи-
проводящими поверхностями копланарной линии реализуется с помощью
металлических перемычек, которые должны быть расположены
как можно ближе к краям зазоров копланарной линии, расстоя-
расстояние между которыми равно диаметру внутренней поверхности
внешнего проводника коаксиала.
При непосредственном соединении коаксиальной и щелевой
линий (рис. 8.3,в) внешняя экранная оболочка кабеля соединяет-
соединяется с краем одной стороны щелевой линии, а центральный провод-
проводник кабеля — с другой. Конфигурация центральной жилы кабе-
кабеля, зависающей над щелью, повторяет изгиб (с радиусом г) си-
силовых линий электрического поля. С целью уменьшения потерь
на излучение разомкнутый конец щелевой линии выполняется в
виде круга радиусом R, вырезанного в слое металла.
Соосный коаксиально-полосковый переход с микрополосковой
линии на коаксиальную (рис. 8.3,г,д) получил широкое распрост-
распространение, так как из-за одинаковости структуры поля в соединя-
соединяемых линиях позволяет реализовать хорошее согласование в ши-
широкой полосе частот. Наилучшие параметры перехода достигают-
достигаются при равенстве высоты подложки микрополосковой линии ради-
радиусу диэлектрика коаксиала и при ширине печатного проводника
несколько большей диаметра внутреннего проводника коаксиала.
В ИС СВЧ, изготовленных на подложках толщиной 0,5 и 1 мм,
удобно использовать коаксиально-полосковые переходы с сече-
сечением коаксиала,^равным 1,75/0,75 или 3,5/1,5 мм. Соединение цен-
центральной жилы коаксиала с проводником полосковой линии в та-
таком переходе осуществляется с помощью пайки, сварки или ме-
механического прижима. На рис. 8.3,5 приведена конструкция гер-
герметичного соосного коаксиально-полоскового перехода, в кото-
котором герметизация достигается за счет использования металлостек-
лянной вставки, представляющей собой спай согласующихся по
ТКЛР материалов центральной жилы, корпуса и диэлектрическо-
диэлектрического заполнения, например ковар-кварцевое стекло. Корпус впаи-
впаивается в СВЧ-модуль.
При измерениях параметров некорпусированных СВЧ-микро-
схем используется, как правило, стандартная измерительная ап-
аппаратура с измерительным трактом на основе коаксиального вол-
волновода стандартного сечения, что требует применения дополни-
дополнительного перехода. Такой переход может быть плавным или сту-
ступенчатым (см. § 4.7) и должен с одной стороны оканчиваться
стандартным коаксиальным соединителем, а с другой — контак-
контактом для присоединения к полосковому проводнику.
230
Значительно реже чем соосные используются перпендикуляр-
перпендикулярные коаксиально-полосковые переходы, в которых ось коаксиала
перпендикулярна плоскостям полоскового проводника и зазем-
заземленного -проводника полосковой линии. Из-за необходимости свер-
сверления отверстий в заземленной и диэлектрической пластинах пер-
перпендикулярный переход оказывается неуниверсальным, сложным
при изготовлении и сборке.
При переходе со стандартного прямоугольного волновода на
полосковую линию (рис. 8.4) происходит преобразование волны
Ню волновода в Т-волну полосковой линии. Данная трансформа-
трансформация волн осуществляется с помощью П-образного ступенчатого
или плавного перехода. Воздушный зазор между широкой стен-
стенкой волновода и вставкой равен толщине подложки МПЛ. Край
выступа гальванически соединен металлической перемычкой с
проводником МПЛ.
Одно из направлений повышения плотности интеграции СВЧ-
микросхем связано с применением многослойных структур, в ко-
которых используются межслойные переходы. На рис. 8.5 представ-
представлены переходы между различными типами полосковых линий.
Межслойные переходы реализуются с помощью щелевых окон
(резонаторов), шлейфных переходов, сквозных отверстий с про-
проводящими штырями, проходящими через диэлектрическую под-
подложку полосково-ленточных переходов.
На рис. 8.5,а показано соединение двух микрополосковых ли-
линий с помощью полуволнового щелевого резонатора, выполненно-
выполненного в общем слое металлизации этих линий, зеркально располо-
расположенных относительно друг друга. Резонансная щель размещена
в пучности магнитных полей соединяемых линий. Проводники ли-
Рис. 8.4. Соосный волноводно-микрополосковый Рис. 8.5. Конструкции пе-
переход: реходов на микрополос-
микрополоса—общий вид; б — ступенчатый трансформатор к про- КОвую ЛИНИЮ:
воднику микрополосковой линии; а _ от микрополосковой ли-
I —волновод; 2 — трансформатор; 3 — подложка; 4— нни. б _ от щелевой линии
линия; 5 — контакт; 6 — земляной контакт; 7 — основание
231
кий перпендикулярны оси щели и заканчиваются разомкнутыми
четвертьволновыми шлейфами. Связь линий осуществляется по
составляющим магнитных полей, направленным вдоль щелевого
резонатора. Такие щелевые переходы обладают свойствами поло-
полосового фильтра с полосой пропускания рабочих частот до 10%.
В шлейфных переходах выравнивание потенциалов в провод-
проводниках соединяемых линий осуществляется с помощью разомкну-
разомкнутых и короткозамкнутых шлейфов. Примером такого соединения
является переход от щелевой к микрополосковой линии передачи
(рис. 8.5,6). Эти две взаимно перпендикулярные линий, располо-
расположенные по разные стороны подложки, пересекаются в пучностях
магнитных полей. За точкой пересечения щелевая линия закан-
заканчивается четвертьволновым короткозамкнутым шлейфом, а МПЛ —
четвертьволновым разомкнутым шлейфом. С помощью этих шлей-
шлейфов проводится выравнивание потенциалов соединяемых линий.
В полосе пропускания 30% /СсТ^1,1, потери менее 0,2 дБ.
8.4. ЭЛЕМЕНТЫ СВЧ-МИКРОСХЕМ
Элементы СВЧ-микросхем в зависимости от геометрических
размеров могут иметь распределенную или сосредоточенную
структуру [5]. Элементы с сосредоточенными параметрами в от-
отличие от элементов с распределенными параметрами имеют ли-
линейные размеры значительно меньше длины волны, определяемой
в соответствующей линии передачи, т. е. /<ЯВ/Ю.
Преимуществом применения сосредоточенных элементов в ИС
СВЧ по сравнению с распределенными является независимость
параметров от частоты, малые габаритные размеры, а существен-
существенными недостатками являются большие потери и в некоторых кон-
конструкциях— усложнение технологии производства.
Конденсаторы. Наиболее распространенные конструкции пле-
пленочных емкостных элементов приведены в табл. 8.2. В зависимо-
зависимости от вида электростатической связи их можно разделить на две
основные группы: со слабой боковой связью между двумя и более
проводниками, расположенными в одной плоскости и разделен-
разделенными узким зазором (рис. 1,а,б; 2,6 табл. 8.2), и с сильной лице-
лицевой связью между двумя и более проводящими плоскостями, рас-
расположенными друг над другом и отделенными слоем диэлектри-
диэлектрика (рис. \,8,г; 2,а табл. 8.2).
Конденсаторы первой группы просты в реализации (не тре-
требуют дополнительных технологических операций). Однако в кон-
конденсаторах с боковой связью заряд и максимальная плотность то-
тока сконцентрированы вблизи зазора между проводниками, что
приводит к уменьшению добротности, значение которой не пре-
превышает 50 на частоте 10 ГГц. Кроме того, емкость таких планар-
ных конструкций ограничена технологическими возможностями
получения малых зазоров S и не превышает десятых долей пико-
фарады. Некоторое увеличение емкости (до 1 пФ) достигается
во встречно-штыревых конденсаторах (рис. 16, 26 табл. 8.2). Для
232
Таблица 8.2. Пленочные емкости и индуктивности
Название и схема
элемента
Конструкция элемента
формулы для расчета
1. Последовательная
емкость
С
zb ?Ь
о о
Дискретные
перемычки
Перемычка
2. Параллельная ем-
емкость
2 = 0,775t/BN— 1) (t+S) +0,408;
jV — число секций;
h — толщина подложки; С — е
пф/ед. длины;
С = 0,0885еШ/А;
С — в пФ, W, I, h — в см
С-вФ; с —3-Ю11 мм/с;
/¦—в mm;Zi — в Ом;
233
Окончание табл. 8.2
Название и схема
элемента
3. Последовательная
индуктивность
4. Параллельная ин-
индуктивность
Конструкция элемента
Формулы для расчета
L — в Гн; с=3-1011 мм/с; / — в
мм;
Zj — в Ом;
{|
—1,76};
/ — периметр в мм;
W — в мм; t — толщина в мм;
L — в нГн
L--=0,lb[in\nBa/W)—Cn],
п — число элементов меандровой
линии длиной Ь; Сп~1,5«;
L — в нГн; a, b, W — в мм;
L — в нГн; a, b— в мм;
i—внутренний радиус в мм;
R2 — внешний радиус в мм;
N— число витков;
L — в нГн; S — площадь в см2
234
сосредоточенных структур таких конденсаторов с относительно
высокой добротностью и хорошими частотными свойствами они
должны иметь малую ширину зазора S (около 5 мкм) и большое
число относительно широких и коротких штырей (для снижения
паразитной индуктивности). в
В конденсаторах второй группы, представляющих собой мно-
многослойную пленочную структуру (рис. 1,в,г, 2а табл. 8.2), содер-
содержащую металлические обкладки и слои диэлектрика между ни-
ними, емкость на единицу занимаемой площади значительно выше,
что обеспечивает большие значения номиналов емкостей (десят-
(десятки пикофарад). Для увеличения емкости применяют диэлектри-
диэлектрики с большим е и малой толщиной h. Минимальная толщина оп-
определяет допустимую электрическую прочность конструкции. Точ-
Точность выполнения номинала емкости таких конденсаторов состав-
составляет 10... 15%. Если необходима более высокая точность, приме-
применяется подстройка с помощью соединения изолированных друг от
друга подстроечных площадок верхней обкладки (рис. 1,г табл.
8.2); соединение осуществляется проводящими перемычками.
В полупроводниковых микросхемах применяют также конден-
конденсаторы, емкость которых определяется емкостью обратносмещен-
ного диода Шотки. Добротность этих конденсаторов низкая, од-
однако их емкость может изменяться в зависимости от напряжения
смещения, что в ряде случаев является существенным достоинст-
достоинством (в электрически перестраиваемых генераторах и усилите-
усилителях).
Индуктивности. Простейшая последовательная индуктивность
представляет собой высокоомный отрезок полосковой линии ма-
малой длины /<W8 (рис. 3,а табл. 8.2). Однослойные сосредоточен-
сосредоточенные индуктивные элементы могут быть реализованы также в ви-
виде одного плоского витка (рис. 3,6 табл. 8.2) или проводника ме-
меандровой формы (рис. 3,в табл. 8.2).
В индуктивностях спиральной формы центральный вывод спи-
спирали пропускается над катушкой и изолируется от нее диэлектри-
диэлектрической пленкой. Реализация такой трехслойной конструкции пред-
представляет определенные конструктивно-технологические сложно-
сложности. Круглые и прямоугольные спирали, а также меандровые ли-
линии позволяют получить большие значения индуктивности. Так,
типичные значения индуктивности прямолинейных полосковых ли-
линий и одновитковых катушек лежат в пределах 0,2... 1 нГн, а
¦многовитковых спиралей — в пределах десятков и сотен нано-
генри. Квадратные спирали по сравнению с круглыми имеют боль-
большую индуктивность на единицу площади, но меньшую доброт-
добротность. Индуктивность и добротность катушки зависят от ее гео-
геометрических размеров и расстояния до заземляющей плоскости.
При расчете индуктивности влиянием заземленного основания
можно пренебречь, если высота подложки более чем в 20 раз пре-
превышает ширину проводника спирали. Изменение индуктивности
за счет близости соседних проводников в плоскости катушки ста-
становится несущественным, если она расположена на расстоянии,
235
превышающем ширину полоски в 4... 5 раз. Увеличение ширины
полоски повышает добротность катушки. Однако следует помнить,
что длина спирали должна быть гораздо меньше длины волны в
линии передачи. Учитывая вышесказанное и соотношения табл.
8.2, максимальная добротность спирали реализуется при R2/Ri&
Параллельная индуктивность может быть выполнена в виде
короткозамкнутого параллельного шлейфа длиной 1<кв/8 (рис 4
табл. 8.2).
LC-структуры представляют собой плоские конденсаторы, у
которых одна из обкладок заменена плоской спиралью. Такие
структуры используются на частотах от 10 МГц до 6 ГГц и выше.
Резисторы. Пленочные резисторы используются в качестве со-
согласованных нагрузоку в СВЧ-сумматорах и делителях мощности,
аттенюаторах, в цепях управления и питания.
Сосредоточенные резисторы, как правило, имеют прямоуголь-
прямоугольную форму (рис. 1, 2, 3 табл. 8.3). Сопротивление такого пленоч-
пленочного резистора равно
где /р и Wp — длина и ширина пленочного резистора; n=<l/W —
коэффициент формы, указывающий на степень отличия формы от
квадрата. Данное соотношение показывает, что сопротивление ре-
резистора не зависит от площади, а определяется его формой.
Поверхностное сопротивление пленочного резистора (или со-
сопротивление квадрата пленки), Ом/О, равно
Rs=\/otp.
Для уменьшения размеров резистора необходимо увеличивать
Rs за счет уменьшения толщины резистивной пленки /. Однако
при этом у тонких пленок появляется неоднородность по химиче-
химическому составу и структуре, что приводит к уменьшению выхода
годных элементов на начальных операциях изготовления и к не-
нестабильности их во времени; кроме того, существует оптималь-
оптимальное значение толщины, определяемое температурным коэффици-
коэффициентом сопротивления.
Уменьшение ширины ограничено предельными возможностя-
возможностями технологического процесса и требуемой максимально допусти-
допустимой рассеиваемой мощностью. Считается допустимым в резистив-
резистивной пленке рассеивать на подложке из поликора мощность до
20 Вт/см2. Поэтому в сосредоточенных пленочных резисторах мо-
можно рассеивать мощность примерно до 0,3" Вт. При больших мощ-
мощностях используются распределенные резисторы в виде линий с
большими потерями.
После выбора ширины резистивного слоя, исходя из требу-
требуемого числа квадратов (для реализации заданного R) определя-
определяют длину резистора, учитывая при этом некоторую поправку (уд-
(удлинение) на необходимые перекрытия с подводящими проводнн-
2Л6
Таблица 8.3. Резисторы
Тип резистора
Формулы для расчета
1. Прямоугольный резистор с заземлением
через отверстие в подложке
R=R8lp/Wp, где Яв в Ом
2. Резисторы с четвертьволновыми разомк-
разомкнутыми шлейфами
да
>, Ом;
где k = fz!li\ fi и U — граничные
частоты полосы пропускания; Z —
в Ом
3. Резистор в форме сектора
где R — в Ом
237
Окончание табл. 8.3
Тип резистора
4. Резистор в форме трапеции
5. Резистор в форме полуокружности
6. Распределенные резисторы
Формулы для расчета
—W)]\n(dvIW),
где R — в Ом
R=Rsn/ln(r2!ri), где R — в Ом
Модуль коэффициента отражения
\T\=0,008RsXB/ZBW
Погонное затухание, дБ/ед. длины,
ас = 8,7Rs!ZBW
ками. При реализации сопротивлений 25... 500 Ом перекрытие из-
изменяется соответственно от 0,7 до 0,2 мм.
В СВЧ-резисторе имеет место распределенная шунтирующая
емкость, которая снижает полное сопротивление резистора на вы-
высоких частотах по сравнению с сопротивлением на постоянном
токе. Для устранения этого недостатка слой металлизации под
резистором удаляют.
В согласованных СВЧ-нагрузках сосредоточенный резистор (с
сопротивлением, равным волновому сопротивлению линии) вклю-
включается между подводящей линией передачи и короткозамыкате-
лем (элементом заземления).
Короткозамыкатели служат для осуществления электрическо-
электрического контакта между полосковыми проводниками (в данном слу-
случае резистором), расположенными на лицевой стороне, с метал-
металлизированной обратной стороной подложки. Соединения выполня-
выполняются через отверстия в подложке металлизацией отверстий (рис.
\,а табл. 8.3) с помощью проводников в виде металлической проб-
238
ки (рис. 1,6 табл. 8.3) или лепестка (рис. 1,в табл. 8.3). В случае
одинаковых диаметров отверстий в подложке короткозамыкатель
с металлизированным отверстием имеет наименьшую паразитную
индуктивность, которая составляет 0,2... 0,5 нГн при диаметре
отверстия 1 ... 2 мм и толщине подложки 1 мм. Такие реализа-
реализации часто оказываются сложными. Поэтому в ряде случаев при-
прибегают к следующему искусственному приему: к выходу резисто-
резистора подключают разомкнутый на конце отрезок линии длиной /i =
= Хв,/4, заземляющий резистор по СВЧ (рис. 2 табл. 8.3). Парал-
Параллельное включение в одно сечение двух и более разомкнутых
шлейфов (рис. 2 табл. 8.3) с различными длинами, несколько
отличающимися от длины %Во /4, соответствующей центральной
частоте, позволяет расширить рабочую полосу частот (полосу хо-
хорошего заземления по СВЧ).
В широкополосной пленочной нагрузке (рис. 2 табл. 8.3) в
зависимости от требуемой полосы пропускания выбирается фор-
форма пленочного резистора, длина, форма и число шлейфов; длины
шлейфов h, h,..., In отличаются друг от друга, но близки к Хв/4,
где Хв — длина волны, изменяющаяся в пределах рабочего диапа-
диапазона частот.
Резисторы с мощностью рассеяния до 0,5 Вт обычно выполня-
выполняются в виде сосредоточенных пленочных конструкций (рис. 1, 2
табл. 8.3), а при более высокой мощности рассеяния использу-
используются конструкции, имеющие большую площадь, в форме сектора,
трапеции, полуокружности (рис. 3—5 табл. 8.3).
Микрополосковые пленочные распределенные нагрузки (рис.
6 табл. 8.3) выполняются на основе МПЛ с высоким значением
вносимого затухания, у которой верхний проводник имеет поверх-
поверхностное сопротивление Rs значительно большее, чем поверхност-
поверхностное сопротивление заземленного основания. Для реализации боль-
большого значения Rs толщину верхнего проводника tp выбирают
много меньше глубины скин-слоя или же используют материал
верхнего проводника с низкой электропроводностью. С целью по-
получения больших значений затуханий и хорошего согласования
при ограниченных габаритных размерах микросхемы проводник
нагрузки «свертывают» в спираль или меандровую линию.
Подстройка номинала пленочного резистора производится пу-
путем изменения его формы с помощью подрезки резцом, лазерным
или электронным лучом, а также за счет уменьшения толщины
резистивного слоя путем абразивной подгонки или формирования
оксидной пленки.
Помимо пленочных резисторов в ИС СВЧ используются раз-
различные типы малогабаритных навесных резисторов: ниточной кон-
конструкции (С2-12, СЗ-3 и т. д.), таблеточные (СЗ-2) и др.
Неоднородности. К основным типам неоднородностей, встре-
встречающихся в микроэлектронных устройствах СВЧ, относятся изги-
изгибы, скачкообразное изменение волнового сопротивления линий,
разомкнутые и замкнутые концы линий, Т-образное соединение,
пересечение линий, зазор в линии.
239
Такие неоднородности, как зазор в линии, вводятся специ-
специально для достижения определенных функций устройства (рис.
1,а,б табл. 8.2). Другие неоднородности называют паразитными,
так как они не вводятся намеренно, и их пытаются снизить или
скомпенсировать. Паразитные неоднородности вызывают отраже-
отражения основной волны, являются источниками высших типов волн
и паразитного излучения. Их влияние на электрические характе-
характеристики микросхем СВЧ усиливается с повышением рабочей ча-
частоты, когда геометрические размеры неоднородностей становят-
становятся соизмеримыми с длиной волны в линии передачи. Присущая
всем неоднородностям резкая вариация формы полосковой линии
приводит к искажению электрического и магнитного полей в ее
объеме, что мшкет быть учтено в эквивалентной схеме неоднород-
неоднородности соответственно дополнительной емкостью и индуктивностью.
Когда размеры неоднородностей очень малы по сравнению с дли-
длиной волны в линии передачи, их эквивалентные схемы состоят
только из одного реактивного сопротивления, расположенного в
точке неоднородности. Если ж<е неоднородность имеет большую
протяженность, то эквивалентная схема обычно представляется
четырехполюсником П- или Т-типа.
Неоднородность в виде изгиба (рис. 8.6,а,б) микрополосковой
линии имеет эквивалентную схему (рис. 8.6,6?), в которой парал-
параллельная емкость С обусловлена накоплением заряда, а последо-
Ъ г2
| L/2 L/2 I
| -г-? I
t Л \
Рис. 8.6. Неоднородности в виде прямоугольного изгиба:
а — некомпенсированного; б — компенсированного; в — эквивалентная схема
S)
т
Рис. 8.7. Неоднородность в виде скачкообразного изменения волнового
тивления:
а, б — топологии; в — эквивалентная схема
240
сопро-
вательная индуктивность L/2 — искажением магнитного поля в
изгибе. С целью уменьшения отражений от изгиба (уменьшения
значений,С и L) последний следует выполнять со скосом (рис.
8.6,6). Скос {XJd) зависит от частоты, угла изгиба, типа и пара-
параметров линии передачи.
Неоднородность в виде скачкообразного изменения волнового
сопротивления линии (рис. 8.7,а) часто встречается в согласу-
согласующих трансформаторах, фильтрах соединительных элементах и
т. д. Эквивалентная схема такой неоднородности представлена
на рис. 8.7,в. Для неоднородности на микрополосковой линии
имеем:
X 1F2/Wl_ 12,61ge-3J3 для е<10; 1,5 <W2/W1&
ЦК - 40,5 (W^WX - 1,0) - 75 lg (Яуй^) + 0,2 (W2/Wt - IJ.
Неоднородности в виде разомкнутого (рис. 8.8,а,б) и замкну-
замкнутого (рис. 8.8,г,д) концов линий имеют место в согласующих це-
цепях СВЧ, резонаторах, фильтрах и т. д. Эти неоднородности мо-
могут быть представлены в случае разомкнутого конца эквивалент-
эквивалентной схемой рис. 8.8,6, а для короткозамкнутого конца — схемой
рис. 8.8,?, где R учитывает излучение, а С и L — накопление энер-
энергии на концах линий. Увеличение реактивной энергии разомкну-
мпл
а)
5)
б)
S)
д)
Рис. 8.8. Неоднородности в виде разомкнутого (а—в) и замкнутого [г—е) кон-
концов линий
ZM
Рис. 8.9. Неоднородность в виде Т-образного соединения:
в—Т-соединеиие; б — эквивалентная схема
241
того конца полосковой линии может быть представлено как экви-
эквивалентное увеличение ее электрической длины Л/. На рис. 8.8,ж
в качестве примера приведен график зависимости относительного
увеличения длины разомкнутого конца МПЛ (Al/h) от основных
параметров линии.
Неоднородность в виде Т-образного соединения (рис. 8.9,а)
часто встречается в согла'сующих цепях, кольцевых и шлейфных
направленных ответвителях, делителях и сумматорах мощности.
На рис. 8.9,6 показана эквивалентная схема Т-соединения на ос-
основе МПЛ.
8.5. РЕЗОНАТОРЫ
В интегральных схемах СВЧ-фильтров, генераторов, усилите-
усилителей используются печатные и объемные резонаторы (табл. 8.4).
Печатные резонаторы чаще всего выполняют в виде отрезков
полосковой линии передачи длиной Яв/4, Кв/2 или Яв, разомкну-
разомкнутых (рис. 2 табл. 8.4) или короткозамкнутых (рис. 1 табл. 8.4)
на конце. Короткозамкнутый резонатор обладает более высокой
добротностью и значительно меньшим концевым излучением по
сравнению с разомкнутым резонатором. Так, 50-омный разомк-
разомкнутый на конце микрополосковый резонатор на подложке из по-
поликора толщиной 1 мм в 10-сантиметровом диапазоне волн име-
имеет добротность 185, а аналогичный короткозамкнутый резона-
резонатор— добротность 480. Наиболее серьезным недостатком корот-
короткозамкнутых резонаторов является необходимость замыкания про-
проводника на основание с помощью специальных короткозамыкате-
лей (см. рис. 1,а,б,в табл. 8.3), что значительно усложняет техно-
технологический процесс их изготовления.
В конструкциях фильтров часто используют резонаторы из по-
последовательно (рис. 3 табл. 8.4) или параллельно (рис. 4 табл.
8.4) соединенных между собой индуктивных и емкостных элемен-
элементов, которые к линии передачи подключают параллельно.
В конструкциях печатных резонаторов, выполненных в виде
кольца или прямоугольника (квадрата) (рис. 5, 6 табл. 8.4) дли-
длиной ть'Къ, краевой эффект устраняется. Если толщина диэлектри-
диэлектрической подложки мала (h^.0,2 см; h/R^.0,\), то в кольцевом ре-
резонаторе (рис. 5 табл. 8.4) возможно существование колебаний
типа квази-Е (Етю), при которых практически отсутствует за-
зависимость полей от координаты z, перпендикулярной плоскости
подложки. Чем шире кольцо, тем более высокие типы колебаний
могут возбудиться и поддерживаться в данных структурах. При
ширине кольца больше W2 в резонаторе возникают высшие типы
колебаний Emn0 (п>1). При увеличении ширины W кольцевой
резонатор в пределе (WJR-+1) преобразуется в дисковый (рис. 7
табл. 8.4). Чем больше радиус диска, тем более высокие типы ко-
колебаний возбуждаются и поддерживаются в резонаторе. При ма-
малой толщине подложки распределение вектора электрического ¦по-
242
Таблица 8.4. Резонаторы
п/п
Топология резонатора
Длина
Эквивалентная схема
формулы для расчета
= Яв/4
-О-
o—JL
33,3 ,-
'<z2; z?>zB\ Cm 1{V&\
L= —— t2~\/e ; /—в см;
z—в Ом; С—в пФ; L—в нГн
z1<s:z2; z2>zB; С;
33-3
С—в пФ; L—в нГн;
кеаф
"; a»w>
эф = f(d,h); йт<п—функция
Бесселя л-го порядка
243
Окончание табл. 8.4
п/п
Топология резонатора
Длина
Эквивалентная схема
Формулы для расчета
\ЬЭф
Г lwncflh -л4 .
^эФ = —',—«. чп/— •
l_-tg \" > '*¦ j "J ^ O^m J
[гв(Ь, Л, е) V^A
, где Ли
В—постоянные коэффициен-
коэффициенты, определяемые экспери-
экспериментально; e=h/D
ля вдоль оси z близко к равномерному; при этом имеют место
колебания квази-Етпо-
Связь резонаторов с полосковой линией может быть реализо-
реализована, например, за счет регулярных полосковых линий (рис. 5
табл. 8.4), диаметрально подключенных к кольцевому резонато-
резонатору через зазоры связи. Зазор S выбирается таким, чтобы, с од-
одной стороны, не искажалось поле резонатора, а с другой — обес-
обеспечивалась необходимая величина связи.
При проведении расчетов следует иметь в виду, что при опре-
определенных условиях структуры (рис. 5 — 8 табл. 8.4) могут прев-
превратиться из резонаторов в излучатели (см. § 8.15).
Объемные резонаторы имеют форму диска (рис. 9 табл. 8.4),
параллелепипеда, стержня или сферы из диэлектрика или фер-
феррита с высокими значениями е и \х. Принцип действия диэлектри-
диэлектрического резонатора (ДР) основан на явлении полного внутрен-
внутреннего отражения от границы раздела диэлектрик — воздух. При
этом электромагнитное поле концентрируется в объеме резонато-
резонатора и потери на излучение оказываются небольшими.
Достоинством ДР являются малые габаритные размеры и по-
потери, что обеспечивается использованием диэлектрика с высоким
е^ЗО и малым tg6<10~3. Нагруженная добротность резонатора
зависит от диэлектрических потерь QH—1/tgd и при tg6=(l...
... 2) 10—4 лежит в пределах 5000 ... 10 000, что соизмеримо с доб-
добротностью полых волноводных резонаторов. По сравнению с вол-
новодными диэлектрические резонаторы имеют гораздо меньшие
244
размеры. Например, фильтр на диэлектрических резонаторах из
TiO2 (е«85) в экранирующем корпусе имеет в 3—5 раз меньший
объем rfo сравнению с аналогичным волноводным фильтром.
К недостаткам ДР следует отнести необходимость экраниро-
экранирования резонатора, что увеличивает массогабаритные параметры,
а также наличие чувствительности к колебаниям температуры ок-
окружающей среды. Последний недостаток в значительной степени
устраняется за счет комбинированного применения материалов
с добавками, имеющими различные температурные коэффициен-
коэффициенты расширения.
Широкое применение находят объемные резонаторы из моно-
монокристаллов железо-иттриевого феррит-граната (ЖИГ), чаще все-
всего сферической формы, имеющие узкую резонансную кривую, вы-
высокую нагруженную добротность (порядка нескольких тысяч)
при малых геометрических размерах. Собственная частота коле-
колебаний в феррите связана линейной зависимостью с напряженно-
напряженностью поля подмагничивания, что позволяет осуществить электри-
электрическую перестройку частоты резонатора.
8.6. ФИЛЬТРЫ
Интегральные схемы СВЧ-фильтров чаще всего конструируют-
конструируются на основе МПЛ (см. § 3.10) и вышеописанных простейших эле-
элементов (см. §§ 8.4 и 8.5). Как известно, МПЛ в отличие от полых
волноводов не имеют нижней частоты отсечки, а потому на их ос-
основе могут быть реализованы практически все типы фильтров,
включая фильтры нижних частот [5, 10].
Фильтры нижних частот (ФНЧ) используются в схемах де-
детекторов и смесителей, в цепях питания ИС СВЧ и др. Одна из
схем ФНЧ на элементах с распределенными параметрами пред-
представлена на рис. 8.10,а, где так же, как в коаксиальном фильтре
(си. рис. 5.27), отрезки линий с 'высоким волновым сопротивле-
сопротивлением ZBl эквивалентны последовательной индуктивности, а чере-
чередующиеся с ними отрезки линий с низким волновым сопротивле-
сопротивлением ZBs —параллельной емкости; при этом значения ZBl долж-
должны быть по возможности большими, a ZB — как можно меньши-
Рис. 8.10. Фильтры нижних частот на элементах:
о—с распределенными параметрами; б —с сосредоточенными параметрами
245
ми. Отрезки однородных линий передачи должны быть более ко-
короткими (/<Amin/8) по сравнению с наименьшей длиной волны
Xmin в полосе пропускания. Это позволяет избежать частотной за-
зависимости параметров отдельных элементов фильтра, усложняю-
усложняющей расчеты и затрудняющей создание фильтров с нужными ха-
характеристиками. Из-за краевых эффектов возможны связи по
электрическому полю двух соседних отрезков линий с малыми
волновыми сопротивлениями, поэтому минимальная длина отрез-
отрезков линий с большим волновым сопротивлением ограничена зна-
значением, при котором эта связь оказывается допустимой.
Уменьшение волнового сопротивления ZB лимитировано мак-
максимально возможной шириной проводника, при которой еще не
возникают высшие типы волн (W<zXBf2)t а увеличение осложне-
осложнено технологическими ограничениями получения тонких проводни-
проводников. Так, для МПЛ при /i=l мм, е=10 и граничной частоте по-
полосы пропускания фильтра 1 ГГц возможны значения волновых
СОПрОТИВЛеНИЙ: ZBmax^ 125 ОМ, ZBmin~20 ОМ.
Меньшие габаритные размеры имеют ФНЧ с сосредоточенны-
сосредоточенными параметрами. Простейший трехэлементный фильтр (рис.
8.10,6), выполненный по Т-образной схеме на двух одновитковых
индуктивностях (L = l,9 нГ) и емкости встречно-штыревой струк-
структуры (С=\,5 пФ), имеет частоту среза 4 ГГц на уровне 3 дБ,
а при частоте 9 ГГц — затухание 20 дБ. Фильтр вместе с 50-ом-
ными выводами размещается на квадратной пластинке размером
6X12 мм.
Фильтры верхних частот (ФВЧ) (рис. 8.11) аналогично коак-
коаксиальному фильтру (см. рис. 5.28) выполняются с помощью сое-
соединения параллельных индуктивностей в виде полосковых корот-
козамкнутых шлейфов с высоким волновым сопротивлением, име-
имеющих малую длину (/<ЯВ max/8), и последовательных емкостей
(см. табл. 8.2).
Из-за трудности реализации надежного короткого замыкания
на высокочастотных участках СВЧ-диапазона применяют широко-
широкополосные полосовые фильтры, называемые фильтрами псевдоверх-
псевдоверхних частот.
Полосовые фильтры (ПФ) могут быть реализованы на осно-
основе микрополосковых резонаторов, связанных между собой опре-
определенным способом. Подобный ПФ, имеющий последовательные
связи полуволновых резонаторов через торцевые емкости, пока-
показан на рис. 8.12,а. Расстояние между центрами зазоров равно
Хво/2, а величина зазора определяет полосу пропускания фильт-
фильтра. Для получения широкой полосы пропускания соседние резо-
Г77777/777Л 777/
I
7777Х V77
Рис. 8.11. Фильтр верхних частот
246
наторы должны быть сильно связаны между собой, что возмож-
возможно при больших емкостях в зазорах (очень малых S). Ввиду тех-
технологических ограничений на зазор реализуемые полосы пропус-
пропускания не превосходят 20%. Длина такого фильтра получается
очень большой.
Более компактная конструкция ПФ со связью полуволновых по-
полосковых резонаторов через боковые поверхности показана на
рис. 8.12,6. Достоинством таких фильтров на параллельно связан-
связанных резонаторах являются малые габаритные размеры, относи-
относительно большие расстояния между резонаторами, что облегчает
их производство и повышает электрическую прочность, крутые
скаты частотной характеристики.
Полосовые фильтры на связанных резонаторах весьма чувст-
чувствительны к технологическим допускам. Так, отклонение толщи-
толщины подложки h от расчетной вызывает возрастание вносимых по-
потерь и изменение ширины полосы пропускания, а изменение ди-
диэлектрической проницаемости подложки приводит к изменению
центральной частоты фильтра относительно расчетного значения.
Указанная чувствительность к допускам повышается при умень-
уменьшении полосы пропускания фильтра.
Затухание фильтра в полосе пропускания тем меньше, чем вы-
выше собственная добротность и чем меньше число звеньев. Крутиз-
Крутизна частотной характеристики фильтра тем выше, чем больше чи-
число звеньев и выше собственная добротность резонаторов. Длина
каждого звена фильтра должна быть соответствующим образом
скорректирована (укорочена) из-за влияния емкости раз'омкну-
тых концов (см. § 8.4).
Фильтр на встречных стержнях (рис. 8.12,в) состоит из полос-
полосковых четвертьволновых резонаторов, короткозамкнутых на од-
S)
Рис. 8.12. Полосовые фильтры:
а —на линии с зазорами; б — на связанных линиях; в — на встречных стержнях; г —с
диэлектрическими резонаторами высокой добротности
247
ном конце и разомкнутых на другом, причем короткозамкнутые
концы чередуются. Фильтры на встречных стержнях имеют малые
габаритные размеры и потери, широкие пределы полосы пропус-
пропускания A ... 60%). Однако выполнение такого фильтра в печатном
исполнении связано с трудностями обеспечения надежного корот-
короткого замыкания резонаторов.
Одна из основных проблем полосковых фильтров, обусловлен-
обусловленная ограниченной добротностью печатных резонаторов, состоит
в получении малых потерь и узкой полосы пропускания. Поис-
Поиски путей решения этой задачи привели к разработке фильтров с
использованием объемных высокодобротных диэлектрических и
ферритовых резонаторов (см. § 8.5). При увеличении числа пос-
последовательно включенных в полосковую линию объемных резо-
резонаторов возможно расширение полосы пропускания и повышение
крутизны скатов частотной характеристики; при этом для исклю-
исключения нежелательных провалов в частотной характеристике цен-
центральные частоты резонаторов должны отличаться не более, чем
на половину ширины их индивидуальных полос пропускания. Фор-
Форма частотной характеристики фильтра зависит от степени связи
резонаторов с полосковой линией и конструкции области связи.
Поскольку добротность диэлектрических резонаторов примерно на
порядок выше добротности микрополосковых резонаторов, фильт-
фильтры с такими объемными резонаторами могут иметь крутые ска-
скаты частотных характеристик и узкие полосы пропускания.
Одна из конструкций полосового фильтра на последовательно
включенных диэлектрических резонаторах представлена на рис.
8.12,г. Основание каждого дискового резонатора, выполненного
из материала с высоким 8, крепится на подложке МПЛ.
При использовании ферритовых резонаторов в виде сферичес-
сферических образцов из монокристаллического железо-иттриевого грана-
граната (ЖИГ-сферы) появляется возможность создания перестраива-
перестраиваемого в широкой полосе полосового фильтра за счет изменения
напряженности специально формируемого для этих целей маг-
магнитного поля. Наилучшей конфигурацией ЖИГ-резонатора явля-
является сфера, поскольку ее относительно несложно ориентировать в
магнитном поле, а резонансное поле несильно зависит от ориен-
ориентации сферы. Обычно диаметр сферы составляет 0,4 ... 1,0 мм.
Еще одной разновидностью являются полосовые фильтры на
поверхностных акустических волнах (ПАВ). При распростране-
распространении поверхностных волн вдоль поверхности кристаллических твер-
твердых тел эти волны имеют малые потери на распространение, ста-
стабильные параметры и низкую скорость распространения (что обес-
обеспечивает малые габаритные размеры фильтров, реализуемых на
ПАВ). Кроме того, ПАВ .могут быть недиоперсионными-—скорость
их распространения и другие параметры не зависят от частоты.
Важнейшим элементом фильтра на ПАВ является пьезоэлек-
пьезоэлектрический преобразователь, представляющий штыревую структу-
структуру (рис. 8.13,0,6), расположенную на поверхности пьезоподлож-
ки (например, кварцевой). Данная структура создает электриче-
248
Рис. 8.13. Фильтры на поверхностных акустических волнах:
а — однофазный преобразователь; б — двухфазный преобразователь; в — структура фильтра
ское поле, которое за счет явления пьезоэффекта вызывает упру-
упругие деформации, распространяющиеся от преобразователя в виде
ПАВ. Наиболее распространенная конструкция фильтров на ПАВ
содержит выходные встречно-штыревые преобразователи, симмет-
симметрично расположенные относительно входного (рис. 8.13,в). Вход-
Входной преобразователь задаст полосу пропускания, а выходные ши-
широкополосные преобразователи содержат небольшое число шты-
штыревых электродов.
Фильтры на ПАВ могут изготавливаться с центральными час-
частотами от 2 МГц до 2 ГГц; на более низких частотах размеры
кристаллов могут быть достаточно большими, а на более высо-
высоких частотах они имеют малые размеры, уменьшается выход год-
годных после фотолитографических процессов изготовления.
Режекторные фильтры (РФ) (рис. 8.14) строятся по тому же
принципу, что и фильтры, описанные в гл. 5 (см. рис. 5.33). В
соответствии с этим принципом для создания полосковых фильт-
фильтров используются устройства с последовательным резонансом,
подключаемым к линии передачи на расстояниях А,во/4. В качес-
качестве резонансных устройств могут быть использованы цепи с полу-
полусосредоточенными (рис. 8.14,а) и распределенными параметра-
параметрами (рис. 8.14,6).
Режекторные фильтры, подобно полосовым, могут быть реа-
реализованы на основе ферритовых и диэлектрических резонаторов.
5)
Рис. 8.14. Режекторный фильтр:
а — на полусосредоточенных элементах; С— на элементах с распределенными параметрами
249
В этом случае резонаторы устанавливаются на некотором рас-
расстоянии от полоскового проводника линии или накладываются на
него, забирая при этом энергию с линии при резонансе. При сбли-
сближении резонатора с проводником ослабление в полосе пропуска-
пропускания растет.
8.7. ДЕЛИТЕЛИ И СУММАТОРЫ МОЩНОСТИ
Полосковыо делители и сумматоры мощности находят широкое
применение в схемах сложения мощностей генераторов, усилите-
усилителях, фазовращателях, частотно-разделительных устройствах, фа-
фазированных антенных решетках и др. Поскольку сумматор выпол-
выполняет функцию, обратную делителю, то делителем и сумматором
может быть одно и то же обратимое устройство.
Делитель в зависимости от его схемы обеспечивает равное и
неравное деление мощности на два и более каналов. Простейшим
двухканальным делителем является разветвитель трех полосковых
линий, являющийся аналогом коаксиальных и волноводных трой-
тройников (см. § 5.5). Тройники могут быть с последовательным
(рис. 8.15,а) и параллельным (рис. 8.15,6) подключением двух ли-
линий к третьей; причем в последовательном тройнике сигнал делит-
\l II
>
Zf
1
1 1
Ю
б)
Ь)
•шж
П
ш
3)
Рис. 8.15. Полосковые тройники:
а, в, д, ж, и — последовательные; б, г, е, з, к — параллельные
250
ся противофазно, а в параллельном — синфазно. Примеры их кон-
конструкций показаны на рис. 8Л5,в,д,ж,и и 8.15,г, е, з, к.
Для последовательного тройника (рис. 8,15,в,д) условия согла-
согласования плеча 1 имеют вид Zi=Z2+Z3 при Z2=i^3 = Z; Z — Z\f2, a
для параллельного (рис. 8.21,г,е) Zi = Z2Z^(Z2-\-Zz) при Z2=:Zz —
= Z; Z = 2Zb
С целью уменьшения искажения структуры электромагнитного
поля( улучшения условий согласования) соединение линий в трой-
тройнике выполняется под углами 120° (рис. 8.15Де). Такие разветв-
разветвления называют У-тройниками. Широкое применение находят трой-
тройники, в которых соединяемые линии имеют одинаковые волновые
сопротивления (рис. 8Л5,ж—к). Согласование в таких тройниках
осуществляется с помощью четвертьволновых трансформаторов.
Согласно D.18) волновое сопротивление трансформаторов, изобра-
изображенных на рис. 8.15,з,и, равно
ZB = ZI/|/2, (8.1)
а для трансформаторов, изображенных на рис. 8.\5,ж,к,
(8.2)
Наряду с очевидной простотой тройники имеют два существен-
существенных недостатка: отсутствие развязки между выходными плечами
и невозможность хорошего согласования со стороны всех трех
плеч. От указанных недостатков свободны рассмотренные ниже
схемы делителей мощности.
Полосковые кольцевые делители мощности (рис. 8.16,а,б) со-
состоят из двух четвертьволновых отрезков линий передачи, которые
с одной стороны соединены между собой и подключены к входной
линии, а с другой — связаны через активное сопротивление R и
подключены каждый к своей подводящей линии. Рассмотрим прин-
принцип действия делителя. Если возбудить плечо 3, то сигнал делит-
делится поровну между плечами 1 и 2. При этом в силу симметрии точ-
точки Б и В эквипотенциальны, следовательно, на сопротивлении R
мощность не рассеивается. Теперь предположим, что сигнал подво-
Рис. 8.16. Балансные синфазные и противофазные делители:
а — на щелевой линии; б — на микрополосковой линии; в, г — с дополнительным отрезком
251
дится к плечу 1. В точку В волны напряжения приходят по двум
путям: через сосредоточенное сопротивление R и через два чет-
четвертьволновых отрезка; в результате в точке В обеспечивается
противофазность двух сигналов. При определенном выборе сопро-
сопротивления R и волновых сопротивлений четвертьволновых отрезков
Z{ относительно волновых сопротивлений подводящих линий Za
можно обеспечить равенство по амплитуде двух указанных сигна-
сигналов и, следовательно, полную компенсацию энергии в точке В де-
делителя. Таким образом, плечи 1 и 2 будут развязаны. При этом
половина мощности поступает в плечо 3, а половина рассеивается
на сопротивлении R.
Наилучшее согласование трех плеч делителя и наибольшая
развязка плеч 1 и 2 имеют место при условиях: Z1=ZB|/2, R =
= 2ZB—для параллельного соединения (рис. 8.16,6) и Zi = ZB/ ]/2,
R = ZB/2— для последовательного соединения (рис. 8.16,а).
В коротковолновой части СВЧ-диапазона (К 10 см) для
уменьшения паразитных связей между отдельными частями коль-
кольца его удлиняют на АБ (см. рис. 8.16,е,г), подключая сопротивле-
сопротивление R через дополнительные полуволновые отрезки линий пере-
передачи.
На рис. 8.17 приведены примеры конструкций делителей на
разнотипных линиях.
Рабочие характеристики реальных кольцевых делителей отлича-
отличаются от теоретических из-за допусков на длину U, ширину Wi про-
проводников, е и h подложки, наличия неоднородностей в местах раз-
разветвления, рассогласования подключаемых нагрузок.
Многоканальные делители состоят из простейших двухканаль-
ных и могут быть параллельного, последовательного или смешан-
смешанного типа (рис. 8.18,а—в). На рис. 8.18,г показана схема четырех-
канального бинарного делителя, состоящая из трех кольцевых де-
делителей мощности, соединенных между собой полуволновыми от-
отрезками линий. Переходное затухание такого делителя равно уд-
удвоенному переходному затуханию одиночного кольцевого делителя,
а развязка между выходными плечами разных кольцевых делите-
сш,л кл сщл
а)
кл сщл
5)
Рис. 8.17. Балансные делители на разнотипных линиях:
а, б — с длиной кольца Х/2; в — с длиной кольца C/2)ЯВ
252
Рис, 8.18. Многоканальные делители:
а — параллельный; б — последовательный; в — смешанный; г — топологическая схема че-
тырехканального делителя
лей (С24 = С>25 = С>з4:=С>з5) равна сумме развязки между выходными
плечами одиночного делителя и переходного затухания соедине-
соединения Ci2.
Многоканальные делители мощности широко используются в
фазированных антенных решетках в виде диаграммообразующих
матриц.
8.8. МОСТОВЫЕ СОЕДИНЕНИЯ
И НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ
Мостовые соединения (МС) и направленные ответвители (НО)
используются в смесителях, модуляторах, усилителях, фазовраща-
фазовращателях, делителях, сумматорах мощности и т. д.
Мостовые соединения. К конструкциям МС, широко использу-
используемым в ИС СВЧ, относятся кольцевые мосты (рис. 8.19) и двой-
двойные тройники (рис. 8.20). Принцип действия подобных уст-
устройств, их характеристики и параметры соответствуют тем, кото-
которые описаны в § 5.7 для волноводных аналогов. Разные конструк-
конструкции и разные структуры электромагнитных полей приводят к
разным количественным соотношениям в диапазоне частот. Мосто-
Мостовое соединение (рис. 8.19,а,б) представляет собой параллельное
соединение линий с одинаковым волновым сопротивлением и
кольца. В схеме рис. 8.19,6, используемой в длинноволновой части
СВЧ-диапазона, в целях миниатюризации видоизменяется форма
отрезков линий кольца. В этих конструкциях МС согласно (8.1)
для получения согласования необходимо, чтобы линия, образую-
образующая кольцо, имела волновое сопротивление ZK = ZY~2. Существен-
Существенным недостатком рассмотренной конструкции МС является узко-
полосность из-за наличия отрезка кольца длиной C/4),ЯВ. Не-
Несколько большую широкополосность имеют мосты на разнотипных
линиях (рис. Я. 19,б—е), так как здесь наиболее длинные отрезки
253
мпл
-СШ,Л
МПЛ
кл
С Hi Л --~
мпл сщл
ЩЛ
кл
сщл
Рис. 8.19. Кольцевые мосты:
а, б—на однотипных линиях; в—е — на разнотипных линиях
кольца имеют длину Ав/2. Волновые сопротивления линий, образу-
образующих кольцо, выбираются по (8.1) или (8.2) в зависимости от схе-
схемы подсоединения линий (последовательной или параллельной).
Соотношения (8.1) и (8.2) справедливы для идеальных коль-
кольцевых МС. На практике в ИС СВЧ эти устройства работают с не-
неидеально согласованными нагрузками, а также при наличии неод-
нородностей и потерь в печатной линии передачи. Кроме того, име-
имеется определенный конструкторско-технологический разброс гео-
геометрических размеров печатной схемы и диэлектрических парамет-
параметров подложки. Все эти причины в совокупности приводят к ухуд-
ухудшению основных характеристик схемы (различие реальных и иде-
идеальных параметров).
Рассмотренный в § 5.7 двойной волноводный тройник наиболее
просто реализуется на основе комбинаций щелевых и копланар-
ных (рис. 8.20,а,б), щелевых и микрополосковых (рис. 8.20,в,г)
линий передачи.
В устройствах, изображенных на рис. 8.20,а,б, при возбужде-
возбуждении плеча 1 на щелевой линии (сплошные стрелки) сигнал делит-
делится противофазнона равные части между поперечными линиями 2, 3,
,\ ,„/
s ¦ ¦¦
/
1\
-1
у
1
¦1
}
]
]
\
Рис. 8.20. Двойные тройники
254
\
б)
2 3
г;
а противоположное плечо 4 не возбуждается, так как на него по-
поступают сигналы в противофазе. При возбуждении копланарной
линии 4 сигнал делится на равные части и синфазно поступает п
поперечные щелевые линии (штриховые стрелки), а противополож-
противоположное плечо 1 на щелевой линии не возбуждается, так как проводни-
проводники этой линии имеют одинаковые потенциалы.
В устройствах, изображенных на рис. 8.20, в,г, щелевые линии 1
расположены на одной стороне подложки 2, а микрополосковые ли-
линии 3 — на другой. Для улучшения согласования Т-соединение за-
заканчивается короткозамыкателем 4, выполненным в виде разомк-
разомкнутого четвертьволнового шлейфа МПЛ (рис. 8.20,г), и коротко-
замкнутым четвертьволновым шлейфом щелевой линии (рис.
8.20,в). При возбуждении линии 1 сигнал поступает в поперечные
щели (рис. 8.20,г) противофазно, а при возбуждении МПЛ — син-
синфазно. Противоположные плечи развязаны между собой.
Шлейфные направленные ответвители (НО) (рис. 8.21) состо-
состоят из двух отрезков полосковых линий передачи, соединенных ме-
между собой с помощью двух и более шлейфов, длины и расстояния
Рис. 8.21. Шлейфные направленные ответвители:
а—в виде квадрата; б —в виде кольца; в—на разнотипных линиях передачи
255
между которыми равны четверти длины волны, определенной з
полосковой линии передачи.
С увеличением числа шлейфов направленность и диапазонные
характеристик?; шлейфового НО улучшаются. Однако при числе
шлейфов более трех их волновые сопротивления становятся на*
столько большими, что практически не могут быть реализованы
в печатном исполнении. В связи с этим в ИС СВЧ наибольшее
распространение получили двух- и трехшлейфные НО.
Расчет симметричного двухшлейфного ответвителя (рис. 8.21,а)
проводится методом синфазного и противофазного возбуждения;
(см. § 2.8). При этом схема разбивается по оси АА' на две пары
эквивалентных четырехполюсников (см. рис. 2.14). Для облегче-
облегчения расчетов каждый из четырехполюсников представляется в ви-
виде каскадного соединения следующих элементарных устройств с
известными матрицами передачи (см. рис. 2.13):
1. Два параллельных отрезка линий длиной лв/8 с волновой
проводимостью 7i (один на входе, другой на выходе), матрицами
передачи для синфазного [Ti]+ и противофазного возбуждения
[Тг]~. При синфазном возбуждении отрезки разомкнуты на конце,
а при противофазном ¦— замкнуты.
2. Четвертьволновый отрезок линии с волновой проводимос-
проводимостью У2, матрицами передачи для синфазного [Т2]+ и противофаз-
противофазного возбуждения [Т2]~. Заметим, что в данном случае [Т2]~ =
= [Т2]+. Рассматриваемые элементы образуют каскадное соедине-
соединение. Их матрицы передачи перемножают и находят результирую-
результирующие матрицы, по которым, используя B.59), определяют матрицы
рассеяния синфазного [5]+ и противофазного[5]- возбуждения.
Далее, используя соотношения B.50) —B.63), находят элементы
матрицы рассеяния восьмиполюсника. Условия идеального согла-
согласования восьмиполюсника предполагают 5ц = 522 = 5зз:=544 = 0, при
этом
У?-У|-1, (8-3>
где Yi и У2 — нормированные волновые проводимости шлейфа и
соединительных линий, т. е. их истинное значение делится на Уо.
При выполнении этого условия матрица рассеяния ответвителя
имеет вид
О 0 i Уг
0 0 Yx i
[5]=-
1
о о
(8.4)
откуда определится рабочие параметры двухшлейфного НО и,
в частности, между плечами 1 и 3
/ТТЛ (8.5)
(8.6)
и переходное ослабление между плечами 1 и 4
256
В случае равного деления мощности между плечами 3 и 4 с
учетом ¦(8.3) и (8.4) имеем Yi = l, Y2 = yr 2. Приведенные соотноше-
соотношения справедливы для идеального двухшлейфного ответвителя. В
реальных же условиях имеют место такие же дестабилизирующие
факторы, как и для кольцевого НО, однако степень их влияния
на рабочие параметры ответвителей может быть разной. Напри-
Например, при работе ответвителей на рассогласованные нагрузки раз-
развязка в кольцевом НО оказывается лучше, а согласование входа
хуже, чем в шлейфном НО. Анализ влияния неоднородностей, воз-
возникающих в местах подключения подводящих линий (Т-соедине-
ний), показывает, что рабочие параметры двухшлейфного НО бо-
более критичны к ним, нежели характеристики кольцевого НО. В
коротковолновой части СВЧ-диапазона рекомендуется применять
топологии в виде кольца (рис. 8.21,6). Это улучшает характерис-
характеристики НО за счет уменьшения непосредственной связи между ли-
линиями (помимо шлейфов). С целью расширения полосы НО при
малых габаритных размерах следует использовать конструкции
на разнотипных линиях, показанные на рис. 8.21,в, где применены
микрополосковая 1, симметричная щелевая 2, несимметричная ще-
щелевая 3, копланарная 4 линии. Для создания разомкнутого конца
в щелевой линии используют круглый вырез 5, а для замыкания
полосок на слой металлизации — закорачивающую перемычку 6. В
этом случае расширение полосы достигается устранением четверть-
четвертьволнового отрезка линии между шлейфами, так как линии шлей-
шлейфов подбирают с таким расчетом, что одна из них возбуждает во
вторичной линии синфазные, а другая — противофазные волны.
Это приводит к тому, что в одном из направлений сигналы склады-
складываются, а в другом вычитаются. Если правильно подобраны волно-
волновые сопротивления шлейфов, то можно получить необходимое в
НО полное отсутствие передачи энергии в том направлении вто-
вторичной линии, в котором сигналы вычитаются.
Ответвители на связанных линиях. Полосковая конструкция от-
ответвителя на связанных линиях (рис. 8.22) состоит из параллель-
параллельных отрезков линий, связанных равномерно по длине электричес-
электрической и магнитной связями, причем длина области связи составля-
составляет нечетное число четвертей длин волн, определенных в данных
отрезках линий. В зависимости от расположения линий различают
НО с боковой (рис. 8.22,а) и лицевой связью (рис. 8.22,6). Энер-
Энергия, проходящая r определенном направлении по первичной линии,
ответвляется во вторичную и распространяется по ней в противопо-
противоположном направлении. Принцип действия НО совпадает с принци-
принципом действия коаксиальных НО (см. рис. 5.18). Это совпадение
имеет место только в пределах возбуждения Т-волн в обеих конст-
конструкциях. Направленные ответвители на микрополосовых линиях име-
имеют ряд специфических особенностей, связанных с тем, что часть
энергии распространяется над диэлектрической подложкой, а дру-
другая— большая часть — в диэлектрической подложке с высоким
значением е. В связи с этим появляется разность коэффициентов
распространения колебаний в подложке и над ней, которая уве-
9-79 257
СПИ на
СПЛ
СПЛ на
СПЛ
мпл на
МПЛ
Рис. 8.22, Направленные ответвители на связанных линиях:
а — с боковой связью; б — с лицевой связью; в — с дополнительным диэлектрическим по-
покрытием; г—с дополнительным проводником свободного потенциала
личивается с усилением связи, в результате чего возникают до-
дополнительные частотно-зависимые фазовые сдвиги между сигна-
сигналами во вторичной линии, что ухудшает характеристики ответви-
теля на связанных линиях.
С целью устранения указанного недостатка применяют специ-
специальные конструкции ответвителей, одна из которых показана на
рис. 8.22,0. Здесь для выравнивания фазовых скоростей колеба-
колебаний используется дополнительное диэлектрическое покрытие; при
этом почти вся энергия над подложкой концентрируется в диэлек-
диэлектрике. Еще большее выравнивание двух фазовых скоростей дости-
достигается за счет использования дополнительного проводника свобод-
свободного потенциала (рис. 8.22,г), расположенного над связанными
линиями и отделенного от последних слоем диэлектрика. Длина
этого проводника равна длине области связи.
Уменьшение переходного ослабления с одновременным увеличе-
увеличением ширины полосы НО можно получить в конструкциях, приве-
приведенных на рис. 8.23.
В ступенчатом НО (рис. 8.23,а) используется каскадное вклю-
включение звеньев на связанных линиях равной электрической длины
8. По мере увеличения числа ступенек в симметричном ступенча-
ступенчатом НО растет рабочая полоса частот и одновременно — необхо-
необходимая степень связи среднего звена, а, значит, достижимая широ-
кополосность ограничена конструктивно-технологическими воз-
возможностями получения сильной связи.
258
/ 2
Рис. 8.23. Широкополосные направленные ответвители с малым переходным ос-
ослаблением:
а — ступенчатый; б, в — многосвязанные; г —с каскадным соединением
Проблема создания ответвителей с сильной связью (в частнос-
частности, 3-децибелыюго НО) очень актуальна, так как во многих ИС
СВЧ применяются гибридные соединения. Для реализации пере-
переходного ослабления, равного 3 дБ, в НО на связанных планарных
МПЛ требуется зазор между проводниками менее 10 мкм, что
практически невыполнимо. Поэтому были предложены широко-
широкополосные многогвязанные и тандемные соединения.
Многосвязанные НО выполняются на основе трех, четырех и
более связанных линий. Наиболее широко распространенными яв-
являются многосвязанные НО (рис. 8.23Дв), известные под названи-
названием ответвителей Ланже. Такая конструкция представляет собой
встречно-штыревой ответвитель, у которого определенные отрезки
полосковых линий соединены проволочными перемычками. Для
уменьшения паразитной индуктивности перекрестное соединение
выполняется в виде пучка из трех проводов (рис. 8.23,б,в). Трех-
децибельный ответвитель (рис. 8.23,6), выполненный на подложке
из поликора толщиной 1 мм, имеет октавную полосу пропускания
и зазор между проводниками 70 мкм, что может быть реализова-
вано на практике. Из-за малых зазоров электрическая прочность
таких ответвителей невысока (менее 10 Вт средней мощности).
Большие зазоры при сильной связи можно обеспечить при кас-
каскадном соединении НО (рис. 8.23,г). Каскадное соединение позво-
9* 259
ляет увеличить зазоры и ширину проводников в области связи, что
повышает технологичность и воспроизводимость, снижает требова-
требования к допускам. Поскольку в этом случае соединяются широкие
проводники, при создании перемычек вместо тонких проводов воз-
возможно применение фольги шириной 200 мкм, что обеспечивает
большую механическую прочность и меньшую паразитную индук-
индуктивность.
8.9. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
К устройствам управления сигналами относят модуляторы, вы-
выключатели, ограничители, переключатели, аттенюаторы и фазовра-
фазовращатели. Основные вопросы принципов действия этих устройств из-
изложены в § 5.12.
На рис. 8.24 приведены два вида наиболее употребительных
модуляторов: небалансный и балансный. В первом случае (рис.
8.24,а) при подаче модулирующего напряжения VMOA = C/'mcos Ш
на диод меняется сопротивление МПЛ в точке А, что приводит к
изменению амплитуды несущей UBx=Um cos cat, подаваемой на
вход модулятора по закону модулирующего напряжения
^вых = Um(l-\-macosQ t) cos to t,
где /na — коэффициент амплитудной модуляции, определяемый
пределами изменения сопротивления в точке А.
Во втором случае (рис. 8.24,6) используется кольцевой мост на
микрополосковой и щелевой линиях. В местах подключения боко-
боковых плеч моста включены диоды 1 и 2, на которые подается мо-
модулирующее напряжение. Модуляция сигналов происходит проти-
вофазно, и в результате сложения противофазных сигналов на вы-
выходе щелевой линии получаем
^вых = Um (! + tna cos Q t) cos со t + Um A — ma cos Q t) cos (<o t — n) =
= 2ma Um cos Qtcos(ot = maUm cos (со + Q) t + ma Um cos (© — Q) tt
где нет составляющей несущей частоты.
На рис. 8.25,а показана топологическая схема микрополосково-
го выключателя на малый уровень мощности, где 1 — диод, ук-
свч
свч
it
а)
Рис. 8.24. Модуляторы:
а — небалансный; б — балансный: 1,2 — диоды
260
СВЧ
^9nPv
*
7
1
4
ч
4
свч ° \^i-
В)
Рис. 8.25. Выключатели на малый уровень мощности:
^Гр°ИГаТт^^^ выключателя: б - его электрическая схема;
репленный на перемычке 3, соединяющей входную и выходную
части МПЛ; 2 — подсоединенный через диод к МПЛ разомкнутый
на конце низкоомный четвертьволновый шлейф, создающий ре-
режим короткого замыкания в МПЛ при открытом диоде 1; 6 — вы-
сокоомный четвертьволновый отрезок линии, выполняющий функ-
функцию дросселя в цепи сигнала управления работой выключателя:
7 —низкоомный четвертьволновый отрезок разомкнутой линии,
выполняющий функцию блокировочного конденсатора в цепи упра-
управления выключателем (диодом); 4 — высокоомный четвертьволно-
вый^ отрезок линии, закороченный на металлизированный слой ус-
устройством 5, необходимый для создания замкнутой цепи тока че-
через диод 1.
На рис. 8.25,6 дана принципиальная электрическая схема это-
этого выключателя. Режим «Включено» в выключателе создается
при закрытом диоде 1, при открытом диоде реализуется режим
«Выключено» путем закорачивания линии через диод 1 и конден-
конденсатор 2. Другие варианты выключателей приведены на рис.
8.25,0—е. В некоторые из этих схем дополнительно введены разде-
разделительные конденсаторы 8 и четвертьволновые трансформаторы 9
Назначение этих элементов очевидно. В схеме рис. 8.25,е связь
между входными линиями СВЧ осуществляется с помощью резо-
резонатора 10 на СЩЛ. Элементы топологической схемы выключате-
выключателей могут быть такими, как на рисунках, или любыми из тех ко-
которые представлены в табл. 8.2. В схемах необходимо использо-
использовать р—i—/z-диоды, а при большом быстродействии — переключа-
переключатели (более 2-105 переключений в секунду), в высокочастотной
261
ШШЖШа
тшжш
XJ4
Вход
свч свч^
^ыход Вход о
*—1|-
- 2.
%Ь/4
V \1
±1
СВЧ
о Выход
/
ю
Рис. 8.26. Выключатель на большой уровень мощности:
а — топологическая схема; б — принципиальная электрическая схема
части СВЧ-диапазона желательно применять диоды с барьером
Шотки.
На рис. 8.26,а приведена топологическая схема, а на рис.
8,26,6 — принципиальная электрическая схема выключателя на
большой уровень мощности, где управляющее напряжение подает-
подается на металлизированные слои, ограниченные щелевыми линиями.
Если диоды находятся в состоянии «Открыто», в области А воз-
возникает разрыв МПЛ и СВЧ-сигнал не проходит.
Ограничители используются для автоматического регулирова-
регулирования сигналов СВЧ на некотором минимальном (наперед заданном)
уровне. В частности, они используются для защиты входных це-
цепей приемников СВЧ от опасных сигналов большого уровня мощ-
мощности. Ограничители могут находиться в двух состояниях: «Выклю-
«Выключено»— ПрИ малых уровнях мощности и «Включено» — при боль-
больших уровнях мощности. Их конструкции и схемы соответствуют
конструкциям и схемам выключателей рис. 8.25 с той лишь разни-
разницей, что для управления используется постоянное напряжение илч
выпрямленное напряжение, полученное от ограничиваемого сиг-
сигнала с помощью дополнительного детектора, подключенного к
входу ограничителя.
Переключатели на два канала (рис. 8.27) являются основой
двух-и многоканальных коммутаторов. Создаются они на базе со-
согласованных полосковых тройников (см. рис. 8.15). Переключение
вход
Вход
Вход
Вход
Вых.1
о ¦ |<
Вых.2 дых. 1
Вых. 2 дых. 1
Вых. 2 Вых. 1
Вых.2
\
\7
м
-о о
Ю .
-о о-
б)
Вы
Х>\ •
"Г"
Рис. 8.27. Двухканальные переключатели:
о —последовательный; б —параллельный; в — последовательно-параллельный
262
производится с помощью подачи управляющих (запирающих или
открывающих) напряжений на диоды. Многоканальные коммута-
коммутаторы компонуются путем последовательного (см. рис. 8.18,6) и
параллельного (см. рис. 8.18,а) соединений двухканальных пере-
переключателей.
8.10. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ
Фазовращатели ИС СВЧ конструируются на основе полупро-
полупроводниковых приборов и ферромагнитных устройств. Среди полу-
полупроводниковых различают проходные и отражательные фазовра-
фазовращатели. Фазовращатель отражательного типа состоит из развязы-
развязывающего устройства и отражательных ячеек. Развязывающее ус-
устройство, функцию которого может выполнять циркулятор, 3-деци-
бельный НО или мостовое соединение, предназначено для разде-
разделения падающей и отраженной волны от отражательной ячейки.
Последняя представляет собой линейный согласованный по входу
двухполюсник, в котором воздействие управляющего сигнала на
ключи (р—i—/г-диоды) приводит к дискретному изменению фазы
отраженной электромагнитной волны. В данном случае ключ, ко-
который последовательно или параллельно включен в полосковую
линию передачи, представляют собой выключатель, имеющий два
различных состояния, в одном из которых он является пропускаю-
пропускающим, а во втором отражающим.
На рис. 8.28,а приведена топологическая схема полоскового
фазовращателя отражательного типа. Для разделения падающей и
отраженных волн в нем использован кольцевой мост. Входной
сигнал, поступающий в плечо 4, отражаясь от плеч 2 и 3 (либо от
плоскости включения диодов, либо от заземленных плоскостей в
зависимости от состояния переключающих диодов — режима «За-
«Запирания» или «Пропускания»), проходит в плечо 1. При измене-
изменении состояния диодов JXi и Д2 под действием управляющего сигна-
сигнала фазовый сдвиг выходного сигнала изменяется дискретно на
Рис. 8.28. Фазовращатели отражательного типа:
а —на базе мостового соединении; б — на базе 3-децибельных направленных ответвнтелей
263
значение, соответствующее удвоенной длине /2. Дополнительный
отрезок Яв/4 в плече 2 обеспечивает синфазность отраженных сиг-
сигналов в плечах 2 и 3 и суммирование их в плече 1. Напряжение
смещения к диодам подводится через фильтр, состоящий из по-
полуволновой линии /3 с большим сопротивлением A00 Ом), и чет-
четвертьволновые линии U с малым волновым сопротивлением A0
Ом), обеспечивающие малое сопротивление в области подключения
диодов Д1 и Д'2. По-существу, диоды работают как выключатели,
а изменение фазы определяется различием в расположении фак-
фактического короткозамыкателя в линии и короткого замыкания в
области диода.
Фазовращатель на несколько фазовых состояний можно реа-
реализовать путем цепочечного соединения фазовращателей рассмат-
рассматриваемого выше типа. На рис. 8.28,6 представлена схема фазовра-
фазовращателя с использованием двухшлейфных 3-децибельных НО. Дли-
Длины короткозамхнутых шлейфов k и 12 выбраны из условия 180° и
90° фазовых сдвигов. В фазовращателе изменяются плоскости от-
отражения в зависимости от того, какая пара диодов работает в ре-
режиме «Пропускания» или «Запирания»; при этом обеспечиваются
дискретные изменения 0°—90°—180°—270°.
Как было видно, в отражательных фазовращателях сигнал, фа-
фазу которого меняют, проходит часть цепей два раза: туда и обрат-
обратно. В проходных же фазовращателях сигнал проходит все цепи
только один раз (в прямом направлении). В фазовращателе про-
проходного типа (рис. 8.29,а) с помощью р—i—я-диодов переключа-
переключаются отрезки линий передачи. Когда открыта одна пара диодов
Дь Д2 и закрыта вторая Дз, Д4, электромагнитная волна распро-
распространяется по линии длиной 1\. При изменении смещения ?/упр на
"СШ.Л
Рис. 8.29. Фазовращатели проходного
типа:
о — с четырьмя диодами; б, в — с двумя дно»
да ми; г — на феррнтовой подложке
264
четырех диодах на противоположное электромагнитная волна бу-
будет распространяться по линии длиной /2 так, что фазовый сдвиг
равен Дф =02—^01 = 2я|Дв(^2—^i). Использование четырех диодов в
одном разряде фазовращателя вместо двух является основным не-
недостатком такой схемы.
Проходной фазовращатель с меньшим числом диодов схемати-
схематически представлен на рис. 8.29,6. Длина канала задержки А выбира-
выбирается из условия получения требуемого изменения фазы Д<р. Напри-
мёр, для Дф=180° /i=W2 — длина короткозамкнутого шлейфа /2
равна нулю. Когда диоды Ri и Д2 открыты, СВЧ-сигнал распрост-
распространяется по опорному каналу, а канал задержки образует два ко-
роткозамкнутых четвертьволновых шлейфа, не влияющих на про-
прохождение сигнала по опорному каналу. Когда диоды Д] и Д2 за-
заперты, СВЧ-сигнал распространяется по каналу задержки.
Особый класс представляют объемные интегральные фазовра-
фазовращатели, построенные на комбинации микрополосковой и щелевой
линий. Принцип работы таких устройств основан на изменении
фазы СВЧ-сигнала на 180° за счет изменения поляризации на об-
обратную при возбуждении щелевой линии. На рис. 8.29,в приведена
такая схема фазовращателя, в которой используется кольцо на
МПЛ. Щелевая линия выполняется на обратной стороне подлож-
подложки, в слое металлизации МПЛ. Если р—i—я-диод Д] закрыт, Д2
открыт и СВЧ-сигнал проходит через плечо, в котором находится
закрытый диод. При смене состояния фазовращателя (Д1 — от-
открыт, Д2 — закрыт) направление магнитьых силовых линий в мес-
месте возбуждения щелевой линии меняется на противоположное, чем
достигается изменение фазы на 180°.
Ферритовые фазовращатели характеризуются большой мощно-
мощностью рассеяния. Они могут быть взаимными и невзаимными. На
рис. 8.29,г представлена схема фазовращателя с использованием
микрополосковой меандровой линии на ферритовой подложке. С
целью обеспечения невзаимного фазового сдвига необходимо вы-
выполнить два условия: в ферритовой подложке должна существо-
существовать область с круговой поляризацией и магнитный момент ферри-
феррита должен лежать в плоскости, ортогональной плоскости круговой
поляризации. Для создания области круговой поляризации длина
одного плеча змейки выбирается равной четверти длины волны в
линии передачи. Расстояние между смежными плечами равно или
меньше толщины подложки, так что между ними существует силь-
сильная связь. Через отверстия 1—1 в подложке пропущен проводник,
плоскость петли, которого перпендикулярна плоскости подложки
так, что вектор намагниченности в подложке перпендикулярен пе-
переменному магнитному полю между плечами змейки. При пере-
переключении тока в проводнике ферритовая подложка перемагничива-
<ется, при этом происходит невзаимное изменение фазы выходного
сигнала. Во взаимном фазовращателе длина плеча змейки произ-
произвольна, а расстояние между смежными плечами должно быть та-
таким, чтобы электрическая связь между ними отсутствовала. Через
отверстия 1 —1,2—2 в подложке пропущены провода с током, на-
265
магничивающим подложку вдоль или поперек плеча змейки. С из-
изменением направления намагничивания меняется скорость рас-
распространения волны в линии.
8.11. ЦИРКУЛЯТОРЫ И ВЕНТИЛИ
Циркуляторы в ИС СВЧ используются в качестве развязок или
переключателей. В случае использования их в виде переключате-
переключателей предусматривается возможность изменения направления по-
постоянного магнитного поля. На рис. 8.30 представлены наиболее
распространенные полосковые конструкции циркуляторов, называ-
называемые Y — циркуляторами [11]. У-циркуляторы обладают свойства-
свойствами низкодобротного резонатора, в котором электрическое поле пер-
перпендикулярно поверхности диска, а магнитное —параллельно ей.
Последнее имеет круговую поляризацию, что обеспечивает его эф-
эффективное взаимодействие с ферритом.
По периметру ферритового резонатора укладывается одна вол-
волна СВЧ-поля. ГГри возбуждении резонатора входной линией в нем
образуются две волны равной амплитуды, распространяющиеся по-
его периметру в противоположных направлениях с разными фазо-
фазовыми скоростями. Различие фазовых скоростей объясняется ани-
анизотропными свойствами намагниченного феррита (см. § 5.10). При
сложении этих голн образуется стоячая волна. Из-за различия фа-
фазовых скоростей узлы в пучности стоячей волны располагаются
асимметрично по периметру резонатора. Эту асимметричность соз-
мпл
мпл
а)
Рис. 8.30. Полосковые циркуляторы:
о—в —на никрополосковых линиях; г —на щелевых линиях; а—на копланарных линиях
266
дают так, что один из узлов стоячей волны располагается в обла-
области плеча 3, а пучности — в области выходного 2 и входного 1
плеч. Поскольку в области плеча 3 находится узел напряженнос-
напряженности электрического поля, то энергия в это плечо не поступает, т. е.
плечо является развязанным. При смене направления постоянного
магнитного поля развязанным плечом окажется плечо .2, а подво-
подводимая к плечу 1 энергия поступит в плечо 3. Для улучшения со-
согласования внешних линий с циркулятором используют трансфор-
трансформаторы Т (рис. 8.30,а) или шлейфы Ш (рис. 8.30,г). Чтобы умень-
уменьшить габаритные размеры циркуляторов в дециметровом диапазо-
диапазоне волн, область разветвления линий выполняют в виде замедляю-
замедляющей системы (рис. 8.30, б,в).
Одним из важных вопросов при конструировании циркуляторов
является выбор подложки. Сплошные ферритовые подложки при-
применяются в микрсхемах сантиметрового и коротковолноовой части
дециметрового диапазона волн. Используемый при этом феррито-
вый материал должен иметь малые потери в ненамагниченном со-
состоянии, так как большая часть подложки, в том числе и в облас-
области с полосковыми проводниками, остается ненамагниченной. В де-
дециметровом диапазоне волн используются ферритодиэлектрические
(комбинированные) подложки. Их изготавливают путем встраива-
встраивания ферритовых дисков в диэлектрические ,подложки путем на-
нанесения на подложки толстых ферритовых пленок или же горячего
прессования ферритодиэлектрических композиций. Встраивание
ферритовых дисков в отверстие подложки осуществляется пайкой
или приклеиванием к корпусу ИС. Такие конструкции обладают
рядом недостатков: необходимо сверление отверстий в подложках,
на стыке ферритового вкладыша и подложки имеются щели, вы-
вызывающие появление нерегулярностей и дополнительных потерь.
Перспективным методом является нанесение на подложки тол-
толстых ферритовых пленок, получаемых, например методом плазмен-
плазменного напыления. Ферритодиэлектрические композиции, изготавли-
изготавливаемые методом горячего прессования, получают совместным прес-
прессованием керамической и ферритовой шихты.
В качестве магнитных систем используют, как правило, по-
постоянные магниты в виде дисков, прямоугольных призм или под-
подков. Габаритные размеры и масса К-циркуляторов определяются в
основном их магнитной системой, характеристики которой зависят
от параметров феррита, режима циркуляции и конструкции арма-
арматуры.
На основе Г-циркуляторов могут быть построены компактные
вентили. Для этого в развязанное плечо циркулятора включают со-
согласованную нагрузку, изготавливаемую в едином технологическом
цикле со всей схемой.
Вентили могут быть резонансного типа и со смещением СВЧ-
поля. В вентилях, как и в циркуляторах, необходимо обеспечить об-
область круговой поляризации магнитной составляющей СВЧ-поля. В
щелевых линиях эта область находится в пределах щели, и ее не
надо специально создавать. В микрополосковых и симметричных
267
полосковых линиях эта область отсутствует, и для ее реализации
требуются специальные схемы и конструкции. Примеры таких кон-
конструкций показаны на рис. 8.31. В резонансном вентиле (рис.
8.31,а) к проводнику печатной линии присоединен шлейф длиной
/i = W8, подобранный так, что ток в шлейфе и ток в основной ли-
линии равны и сдзинуты по фазе на 90°, при этом в месте разветв-
разветвления образуется область с круговой поляризацией магнитной со-
составляющей СВЧ-поля. В эту область помещается ферритовый
вкладыш F. Для компенсации реактивности этого шлейфа исполь-
используется еще один шлейф длиной C/8) Яв. Диаметр ферритового
вкладыша d выбирается примерно равным B ... 3) W.
Резонансный вентиль с гребенчатой замедляющей системой
(рис. 8.31,6) состоит из двух прямоугольных ферритовых пластин
2, которые крепятся к заземленным платам 1 симметричной поло-
сковой линии, и центрального проводника 3 с «гребенкой» разомк-
разомкнутых на концах шлейфов. Для обеспечения широкополосного со-
согласования (примерно 20%—40%) шлейфы выполняются с плав-
плавно изменяющейся длиной: от нулевой до 0,1 кв. Круговая поляри-
поляризация (реализуется в плоскости, отстоящей от разветвления на рас-
расстоянии б1~0,02Яв, с которой совмещаются ферритовые пласти-
пластины 2.
Вентиль на эффекте смещения СВЧ-поля (рис. 8.31,в) состоит
из отрезка полооковой линии с увеличенной шириной проводника
1 по сравнению с ширимой входной и выходной линий, в области
которого располагается по перечло намагниченная магнитом 4 фер-
ритовая пластина 2. При прохождении прямой волны максимум
н
2 '"
Рис. 8.31. Полосковые вентили:
а, б — резонансные; в — со смещением СВЧ-поля
268
электрического поля смещается к одному (левому) краю полоски,
а при прохождении обратной волны — к другому (правому) краю
полоски, у которого размещается поглотитель 3, обеспечивающий
затухание только обратной волны и, следовательно, вентильный
эффект. Основным условием работоспособности такого вентиля
является достаточно большой перепад амплитуд электрического
поля от одного края полоски к другому, что достигается примене-
применением широкой полоски и подложки с выраженными гиромагнит-
гиромагнитными свойствами. Полосковые вентили со смещением поля отли-
отличаются малыми габаритными размерами и большой широкополос-
ностью (перекрытие по частотному диапазону может доходить до
5:1).
8.12. СМЕСИТЕЛИ
Принцип действия и назначение смесителей на печатных лини-
линиях передачи такие же, как и для волноводных конструкций (см.
§ 5.11), поэтому рассмотрим лишь их наиболее характерные топо-
топологические схемы.
На рис. 8.32,а приведена топологическая схема небалансного
смесителя, которая содержит направленный фильтр с кольцевым
резонатором 1 для развязки входов полезного сигнала и сигнала
гетеродина, диод 2, фильтр промежуточной частоты 3 для выде-
выделения сигнала промежуточной частоты, режекторный фильтр 4
для подавления зеркального канала. На рис. 8.32,6 показана топо-
топологическая схема балансного смесителя, в которой четвертьвол-
четвертьволновая секция, включенная перед диодом Дь обеспечивает син-
фазность сигналов, поступающих на диоды Д1 и Д2, и повышен-
повышенную развязку между сигнальным и гетеродинным входами. Посто-
Постоянная составляющая тока диода заземляется через цепочку, со-
пр
Рис. 8.32. Смесители:
а — небалансный с подавлением зеркального ка«
нала; 6 — балансный; в — двойной балансный
269
стоящую из двух высокоомных четвертьволновых отрезков L2, ?Lj,
соединенных четвертьволновым параллельным низкоомным шлей-
шлейфом. Преобразованные сигналы проходят через фильтры нижних
частот Li, Си С« на общий выход. /
При очень высоких требованиях к развязке между вхЬдами
сигнала и гетеродина и к подавлению в выходном спектре ,' всех
гармоник, комбинационных частот и зеркального канала цсполь-
зуются двойные балансные смесители (ДБС). В этом случае по-
подавление зеркального канала имеет особое значение, так /как по-
последний увеличивает шумы смесителя и создает возможность про-
проникновения помех большой амплитуды от радиосистем, работаю-
работающих на частотах этого канала.
В схеме ДБС (рис. 8.32,б) направленный ответвитель 1 делит
входные сигналы на две равные части с фазовым сдвигом я/2
радиан. Одна часть этих сигналов подводится к балансному сме-
смесителю 2, а другая через фазовращатель 4 идет на балансный
смеситель 3. Фазовращатель 4, используемый только при необходи-
необходимости подавления зеркального канала, поворачивает фазу полезного
сигнала относительно фазы сигнала зеркального канала на угол
я радиан. Сигнал гетеродина подается на смесители через развег-
витель 5. В результате фазовых сдвигов сигналов в схеме ДБС
сигнал промежуточной частоты, полученный от преобразования
полезного сигнала, в гибридном направлении ответвителя 6 на
выходе А складываются, а сигналы зеркального канала на этом
выходе — вычитаются. На выходе В, наоборот, полезные сигналы
вычитаются, а сигналы зеркального канала складываются. Это г
выход нагружается на согласованную нагрузку.
Двойной балансный смеситель обеспечивает: уменьшение плот-
плотности гармоник входных сигналов и комбинационных частот в вы-
выходном спектре; увеличение динамического диапазона и макси-
максимально допустимой мощности; снижение требований к напряже-
напряжению пробоя диодов; исключение или ограничение требований к
фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов. Не-
Недостатками ДБС являются возрастание требуемой мощности гете-
гетеродина на 3 дБ по сравнению с балансными смесителями, неудоб-
неудобное расположение диодов, трудность реализации в интегральном
исполнении.
8.13. УСИЛИТЕЛИ
Полосковые усилители СВЧ используются на входе приемни-
приемников для повышения их чувствительности за счет увеличения отно-
отношения сигнала к шуму, повышения избирательности за счет огра-
ограничения полосы усиливаемых частот, понижения обратного излу-
излучения приемника, обусловленного проникновением сигнала гете-
гетеродина в антенну, понижения опасности выгорания детектора сме-
смесителя сильной помехой. В передающих устройствах полосковые
усилители СВЧ используются в устройствах умножителей частоты
270
или йыполняют функции усилителей мощности в маломощных пе-
передатчиках и активных антенных решетках.
К колосковым усилителям, используемым на входе приемни-
приемников, предъявляются следующие требования: малый коэффициент
шума при коэффициенте усиления ^15 дБ; большая широкопо-
лосность; большая мощность насыщения, обеспечивающая широ-
широкий динамический диапазон; малое время восстановления при дей-
действии мощных сигналов; высокая температурная стабильность.
К основным видам полосковых усилителей относятся: параме-
метрические усилители; регенеративные усилители, усилители на
транзисторах.
Полосковые параметрические усилители (ППУ) принципиально
ничем не) отличаются от волноводных, рассмотренных в § 6.10.
Среди вс^х типов полосковых усилителей СВЧ они имеют самый
малый коэффициент шума благодаря тому, что активный элемент
(варактор) работает при отсутствии тока (нет переноса заряда) и,
следовательно, при отсутствии дробовых шумов.
В настоящее время в ППУ без охлаждения в диапазоне СВЧ
получены следующие параметры: коэффициент шума B.... 6) дБ;
коэффициент усиления ^18 дБ; рабочая полоса ^15%; выход-
выходная мощность 5г:10~5 Вт.
В качестве примера конструкции полосковых усилителей рас-
рассмотрим топологическую схему регенеративного усилителя на ла-
винно-пролетном диоде (рис. 8.33). В схеме усилителя использова-
использованы циркулятор, разделяющий входной и выходной сигналы; раз-
разделительный конденсатор для предотвращения попадания посто-
постоянного напряжения смещения диода (UCM) в устройства, подклю-
подключаемые к входу и выходу усилителя; трансформатор для согласо-
согласования входа и выхода усилителя; резонатор на микрополосковой
линии с подстроечными элементами; фильтр для подачи напряже-
напряжения смещения на диод.
Усиление входного сигнала в таком усилителе получается за
счет отрицательного сопротивления диода, которое приводит к
увеличению энергии СВЧ-колебаний в резонаторе за счет энергии
источника смещения диода. i
JBbixod
Рис. 8.33. Полосковый регенеративный
усилитель:
1 — циркулятор; 2 — разделительный конден-
конденсатор; 3 — трансформатор; 4 —диод; 5 — ре-
резонатор; 6 — подстроечные емкости; 7 — фильтр
питания
Рис. 8.34. Схема транзисторного уси-
усилителя:
1 — согласующие цепи; 2 — транзистор
271
Полосковые усилители на транзисторах (ТУ) создаются с/при-
с/применением как полевых, так и биполярных транзисторов, расчет
усилителей основывается на определении S-параметров транзисто-
транзистора как четырехполюсника. Параметры транзистора измеряются
в стандартных 50-омных трактах при согласованной нагрузке50Ом
и согласованном генераторе (внутреннее сопротивление 50 Ом).
В общем случае ТУ может быть представлен структурнойГ схемой
рис. 8.34. При нагрузке усилителя на активную нагрузк
1С
(\ —
Если вход и выход усилителя согласованы
tr I гч I о А 1
= Г2 = 0),/то
где /Со — коэффициент усиления при полном согласовании: Ki и
К2 характеризуют уменьшение коэффициентов усиления за счет от-
отражений. Условия устойчивости ТУ при произвольных нагрузках
имеют вид
iS2i$i2l<i-ISiil2;
|521512|<1-|522Г.
По способу построения ТУ можно разделить на однотактные,
балансные и комбинированные. Однотактные усилители отличаются
малыми размерами, меньшим числом транзисторов. Преимущества-
Преимуществами балансных усилителей являются более широкий динамический
диапазон, высокая надежность, меньшие шумы, лучшая линей-
линейность фазовых характеристик, меньшая чувствительность к изме-
изменению параметров транзисторов. Комбинированные усилители, вы-
выполненные путем соединения однотактных и балансных каскадов,
работают на более мощных транзисторах.
Микроэлектронные ТУ СВЧ представляют собой диэлектриче-
диэлектрическую плату, на которой реализована топология пассивной части
схемы и припаяны или приварены навесные элементы. Усилитель
помещают в индивидуальный корпус или же вместе с другими
элементами монтируют в общий корпус модуля.
В микрополосковой схеме малошумящего ТУ СВЧ, представ-
представленной на рис. 8.35,а, используется гальваническая связь между
транзисторами 1, а также параллельная (R2, Rs) и последователь-
последовательная (/?3) отрицательные обратные связи для стабилизации пара-
параметров усилителей. Низкочастотные резисторы Ri... /?5 выполне-
выполнены с пассивной СВЧ-частью схемы в едином технологическом цик-
цикле. Проходные конденсаторы (С = 70 пФ) соединяют на СВЧ за-
заземленную сторону платы с лицевой стороны через просверлен-
просверленные в керамике отверстия. На входе и выходе усилителя имеются
конденсаторы d и С3 встречно-штыревой структуры. За исключе-
исключением транзисторов в данной схеме отсутствуют навесные элемен-
элементы, что обеспечивает достаточно высокую надежность схемы.
272
Рис. 8.35. Транзисторные двухкаскадные
усилители:
а — с гальванической связью между транзистора-
транзисторами; б, в — с ответвнтелями Ланже
На рис. 8.35,6,0, представлены электрическая и топологическая
схемы микрополоскового балансного транзисторного усилителя с
ответвителями Ланже, Как в предыдущей схеме, резисторы 3
изготавливаются с пассивной СВЧ-частью схемы в едином техно-
технологическом цикле. Конденсаторы 2 являются навесными, припаи-
припаиваемыми к пассивной части схемы. В балансной схеме использо-
использованы два 3-децибельных НО: первый ответвитель работает в режи-
режиме деления, второй в режиме суммирования. В балансной схеме
обеспечивается дополнительное подавление собственных шумов
усилителей, которые выделяются в нагрузках #б- Для увеличения
коэффициента усиления к выходам балансного усилителя можно
подключить входы аналогичного балансного усилителя. Такой че-
тырехкаскадный усилитель, состоящий из идентичных каскадов,
обладает усилением 18 дБ в полосе 3 ... 4 ГГц с неравномерностью
0,5 дБ при коэффициенте шума не хуже 6 дБ и /Сет^1,4.
8.14. ГЕНЕРАТОРЫ
В СВЧ-генераторах широко используются биполярные и поле-
полевые транзисторы, а также диоды с отрицательным сопротивлени-
сопротивлением. К числу применяемых генераторных диодов СВЧ относятся ди-
диоды Ганна и лавинно-пролетные диоды (ЛПД).
На практике часто требуется перестройка частоты генераторов.
Электрическая перестройка осуществляется введением в контур
генератора дополнительных управляемых реактивных элементов,
в качестве которых используются варикапы или сферы из моно-
монокристаллического железо-иттриевого граната (см. § 8.9). По срав-
сравнению с варикапами ЖИГ-сферы позволяют осуществить перест-
перестройку в более широкой полосе частот, однако при этом потребля-
потребляют значительную мощность в цепи перестройки.
Транзисторные генераторы имеют хорошую стабильность ха-
характеристики, высокий КПД. В настоящее время наиболее перс-
перспективным электронным прибором для СВЧ-автогенераторов яв-
является полевой транзистор с затвором Шотки. Диодные генерато-
генераторы составляют конкуренцию транзисторам в высокочастотной
части СВЧ-диапазона (выше 10 ГГц).
На рис. 8.36,а приведена топологическая схема перестраивае-
перестраиваемого генератора на диоде Ганна. В резонансный контур» образую-
образующий колебательную систему, входит диод Ганна 1, разделитель-
разделительный конденсатор 2, варактор 3, отрезок МПЛ 4 и подстроечные
конденсаторы 5. Питающие и управляющие напряжения ?/см пода-
подаются через фильтры 6. Колебания СВЧ, возникающие в колеба-
колебательной системе, с помощью диода Ганна, при изменении напря-
напряжения на варЕкторе от 1,2 до 40 В меняют свою частоту от 11,6
до 18 ГГц, при этом мощность на выходе 4... 30 мВ. Частоту гене-
генератора также можно варьировать путем изменения напряжения
(от 5 до 7 В) на диоде Ганна, но при этом заметно колеблется вы-
выходная мощность генератора. Вывод энергии от генератора осуще-
осуществляется с помощью МПЛ 7, связанной распределенной связью с
резонатором. Регулируя длину области связи двух линий и зазор
между ними, можно установить оптимальный коэффициент связи.
Резонансная частота определяется из уравнения
ХАГ + ЬВЯ&- l/coCpB-ZBctg(<o//ig =0,
где Хлг — реактивное сопротивление диода Ганна; Ср.в — общая
/ 2
Зо/хрд
Выход
Рис. 8.36. Генераторы: >
а — на диоде Ганна; б — на л а винно-пролетном диоде
274
емкость последовательно соединенных разделительного конденса-
конденсатора и варактора; ZB и / — волновое сопротивление и длина отрез-
отрезка линии 4; t/ф — фазовая скорость в линии 4.
На рис. 8.36,6 приведена топологическая схема диодного гене-
генератора, использующая в качестве активного элемента ЛПД. В ре-
резонансный контур, образующий колебательную систему, входят
диод 1, вывод диода 2, отрезок МПЛ 3 и подстроечные конденса-
конденсаторы 4. Колебания в системе возникают за счет последовательно
включенного в колебательный контур отрицательного сопротивле-
сопротивления ЛПД.
Напряжение питания подается на диод через стабилизирую-
стабилизирующий резистор и фильтр 7. Связь колебательной системы с нагруз-
нагрузкой осуществляется через разделительный конденсатор 5 и плав-
плавный переход 6. В диапазоне 5... 10 ГГц мощность, отдаваемая в
нагрузку подобным генератором, достигает 0,5 Вт при КПД=10...
...18%. "
8.15. ПОЛОСКОВЫЕ АНТЕННЫ
Полосковые антенны (ПА) представляют собой отдельные виб-
вибраторы или группы вибраторов, образующих фазированные антен-
антенные решетки (ФАР), подобные тем, которые описаны в § 7.7.
Основными достоинствами ПА являются малые масса и габа-
габаритные размеры, возможность жесткого соединения (приклеива-
(приклеивания) с поверхностью аппаратов и объектов, устойчивость к боль-
большим перегрузкам, возможность изготовления печатным методом,
что значительно упрощает и удешевляет их производство. Общий
недостаток ПА — ухудшенная диаграмма направленности отдель-
отдельных вибраторов по сравнению с обычными проволочными вибра-
вибраторами (см. § 7.5), что в свою очередь вызывает определенные
трудности при создании антенных решеток с хорошей диаграммой
направленности. Основной причиной этого является возбуждение
поверхностных волн в диэлектрической подложке антенны, созда-
создающих паразитные электромагнитные связи и излучение и ухудшаю-
ющих характеристики направленности как отдельных вибраторов,
так и ФАР, конструируемых на их базе. На рис. 8.37 показаны
конструкции наиболее распространенных типов полосковых вибра-
вибраторов, которые представляют собой резонаторы, описанные в § 8.5.
В качестве примера диаграмм направленности на рис. 8.37Д в
показаны диаграммы направленности микрополосковых излучате-
излучателей в меридианальной и азимутальной плоскостях.
Основные отличия конструкций вибраторов от соответствую-
соответствующих резонаторов связаны с требованиями полного излучения энер-
энергии СВЧ-колебаний при хорошей диаграмме направленности и
хорошем согласовании с линиями, подводящими сигналы.
Для получения необходимого согласования вибраторов с лини-
линиями выбирается место подключения последней к вибратору. Как
правило, это место не совпадает с центром вибраторов, где их со-
сопротивление значительно отличается от волнового сопротивления
275
ж)
Рис. 8.37. Полосковые вибраторы:
а — мнкрополосковый; б, в — диаграммы направленности вибратора; г — щелевой; д — пря*
моугольный; е — копланарный; ж — дисковый
практически используемых линий. Диаграммы направленности ви-
браторов зависят от типа используемого полоскового вибратора
(резонатора), толщины подложки (И.) и материала подложки (в).
Среди приведенных на рис. 8.37,г,е конструкций вибраторов
щелевой и копланарный являются двусторонними излучателями. В
этих случаях для создания однонаправленного излучения исполь-
используются дополнительные экраны. Коэффициент направленного дей-
действия однонаправленной щелевой антенны примерно равен 3 дБ,
Вибраторы рис. 8.37Де, являются двумерными полосковыми из-
излучателями, возбуждающими две ортогональные волны, соответ-
соответствующие двум взаимно перпендикулярным щелевым линиям, об-
образующим эти излучатели. Это обстоятельство часто использует-
используется для создания электромагнитных волн с круговой поляризацией.
Например прямоугольный вибратор (рис. 8.37,5) возбуждается со
стороны одного из углов, что приводит к возникновению двух ор-
ортогональных волн. Если при этом одну сторону, допустим сторону
а, принять меньше Я/2, а другую (Ь) — больше к/2, то в первом слу-
случае обеспечивается емкостной, а во втором — индуктивный харак-
характер сопротивления излучателя. Уравняв эти характеристики, мож-
можно получить чисто активное входное сопротивление вибратора и
круговую поляризацию суммарной излучаемой электромагнитной
волны, поскольку она создается двумя ортогональными волнами,
сдвинутыми по фазе на 90°.
В дисковом вибраторе рис. 8.37,ж при возбуждении от коакси-
коаксиальной линии (ZB = 50 Ом) центральная точка 1, в которой элект-
276
рическое поле и сопротивление равны нулю, соединяется с экра-
экраном, а внутренний провод коаксиала, подводящий возбуждающий
сигнал,—-вблизи центральной точки (точка 2), где входное сопро-
сопротивление вибратора равно 50 Ом. При толщине подложки этого
вибратора /i=l,5 мм, е = 2,6 и диаметре диска 3,8 см на частоте
f = 3 ГГц ширина диаграммы направленности по уровню 6 дБ со-
составляет примерно 130°.
Полосковые антенны отличаются узкополосностью. Полоса про-
пропускания ограничена изменением значения ZB на входе антенны.
Выше отмечалось, что одним из применений полосковых излу-
излучателей является создание на их базе ФАР. В этом случае в ка-
качестве излучателей чаще всего используют микрополосковые (рис.
8.37,а) или щелевые (рис. 8.37,г) вибраторы.
При создании антенны необходимо учитывать взаимосвязь со-
соседних элементов антенны, существенно затрудняющую их согла-
согласование и фазировку, в результате чего возрастает уровень боко-
боковых лепестков. Кроме того длина подводящей печатной линии для
ФАР приблизительно равна сумме половины длины и половины
ширины решетки; при этом возникает дополнительное затухание,
обусловленное погонными потерями печатной линии, а это сни-
снижает усиление антенны.
В активных фазированных антенных решетках (АФАР) к
каждому излучателю подключают приемопередающий модуль, со-
содержащий циркулятор, автогенератор, усилитель, фазовращатель,
смеситель и др. При конструировании модулей АФАР элементы
модулей целесообразно выполнять единым блоком.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Каковы принципы конструирования и основные показатели качества полоско-
полосковых ис свч?
2. Рассмотрите основные конструкции переходов и элементов полосковых ИС
СВЧ.
3. От чего зависит добротность основных типов полосковых резонаторов?
4. Из каких соображений должны выбираться элементы полосковых фильтров?
5. Начертите топологические схемы выключателей, переключателей, фазовраща~
телей и поясните принцип их работы.
6. Каковы особенности конструкций полосковых направленных ответвителей и
мостовых устройств?
7. Начертите топологические схемы устройств управления сигналами и поясните
особенности их проектирования.
8. Начертите основные конструкции ферритовых устройств (циркуляторов и
вентилей) и поясните, какими факторами определяются их электрические
характеристики.
9. Начертите основные конструкции полосковых антенн и поясните основные
особенности их проектирования.
277
Глава 9 КОНСТРУИРОВАНИЕ ЭКРАНОВ
9.1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Надежность передачи, приема и обработки сигналов, несущих ин-
информацию в РЭА, зависит от степени ее помехозащищенности и
определяется в заданных условиях эксплуатации действием элек-
электромагнитных помех. Электромагнитными помехами называются
электрические и магнитные процессы, созданные любым источни-
источником в пространстве, которые нежелательно влияют на полезный
сигнал или могут создать такое влияние. В этой связи под электро-
электромагнитной совместимостью радиоэлектронных устройств понима-
понимается их свойство функционировать с требуемым качеством в ре-
реальных условиях эксплуатации одновременно с другими радиотех-
радиотехническими, электронными и электротехническими средствами при
воздействии непреднамеренных электромагнитных помех, не соз-
создавая недопустимых электромагнитных помех другим радиотех-
радиотехническим и электронным средствам. Приведенное понятие электро-
электромагнитной совместимости РЭС является общим и может быть так-
также использовано при рассмотрении ИС, микросборок, функцио-
функциональных узлов, блоков и устройств РЭА [22].
При оценке электромагнитных помех на любом иерархическом
уровне аппаратуры необходимо рассматривать следующие элемен-
элементы: источник помех; среду распространения помех; рецептор помех,
т. е. устройство, изменяющее значения своих параметров под вли-
влиянием постоянного электромагнитного возмущения.
Для характеристики рецептора вводят представление об его
восприимчивости, под которым понимается реакция устройства на
электромагнитные помехи, являющиеся по отношению к нему вне-
внешними.
Количественно восприимчивость может быть выражена через
отношение полезный сигнал — внешняя помеха. При анализе элек-
электромагнитной совместимости необходимо использовать именно это
понятие, так как известное представление о чувствительности от-
относится к реакции устройства на полезный сигнал и количественно
характеризуется отношением сигнал — собственный шум устрой-
устройства при отсутствии внешних помех.
Электромагнитные помехи могут образовываться как внутри
РЭА (внутрисистемные помехи), так и между РЭС (межсистемные
помехи).
Источник помех может воздействовать на рецептор помех по
электромагнитному полю и кондуктивным (гальваническим) пу-
путем (по шасси, корпусу, системе заземления, общим шинам, пе-
печатным проводникам, проводам, кабелям). При проектировании
любой функциональный узел РЭА, а также РЭС в целом следует
рассматривать как потенциальный источник и потенциальный ре-
рецептор помех. Наиболее вероятными источниками помех являют-
278
ся устройства с большими уровнями импульсных напряжений и
токов, а рецепторами помех — устройства с высокой чувствитель-
чувствительностью. Пример возможной классификации источников и рецеп-
рецепторов электромагнитных помех, имеющих естественное и искусст-
искусственное происхождение, приведен на рис. 9.1.
К группе естественных источников относятся земные и внезем-
внеземные источники. Земные источники образуют помехи в атмосфере
за счет электрических разрядов во время гроз, а также из-за нако-
накопления электрических зарядов в осадках и последующих корон-
коронных разрядов, электрических пробоев на элементах антенн, зазем-
заземления или вблизи антенн. Внеземные источники создают помехи
за счет излучения Галактики, Солнца, вспышек звезд и т. д. К ис-
-космические
- солнечные
-радиозвезды
L атмосфер
ные
^-разряды
в осадках
Радиоэлек-
Радиоэлектронные
. радиовеща-
ние'. ,
¦телевидение
¦радиорелей-
¦радиорелейная связь
•навигация
¦РЛС
¦связные
системы
Источники
электроэнергии
-генераторы
электроэнергии
-преобразователи
-линии и средства
передачи
электроэнергии
h средства
распределения
энерзии
[Отдельные функциональные
уэлы, ячейки, блоки,
Устройства рассматрива—
емых систем
Оборудование, машины,
аппаратура промышлен-
щя и широкого примен-ия\
¦ промышленное
оборудование ЭВМ
¦системы контроля и
управления
¦средства
оргтехники
¦ бионедицинское
оборудование
\- радиовещательная и
телевизионная
аппаратура
tдвuзomeлu,mpaнcпop -
тные средства
осветительные
устройства
<- бытовые
электроприборы
Аппаратура про-
промышленная и ши-
оокозо применения
-радиовещание
[-телевидение
[-радиорелейная
связь
^навигация
'-связные
системы
-системы контроля
и управления
- биомедицинское
оборудование
¦радиовещательная
и телевизионная
аппаратура
¦ средства
отображения
информации
<-датчики
[-усилители высокой,
промежуточной,
звуковой частоты^
Г логические устройства'
счетчики,регистры
сдвиза, дешифраторы,
преобразователи кодов
L- микропроцессоры
Рис. 9.1. Источники (а) и рецепторы (б) электромагнитных помех
279
кусственным источникам относятся приборы, аппаратура, оборудо-
оборудование, которые могут находиться как на Земле, так и над ее по-
поверхностью (на самолетах, искусственных спутниках, космичес-
космических кораблях). Такими источниками помех могут являться систе-
системы радиовещания и телевидения, радиорелейные, спутниковые ли-
линии связи, линии ионосферного и тропосферного рассеяния, нави-
навигационные, радиолокационные и подвижные наземные службы.
Особую группу составляют источники индустриальных помех: ли-
линии электропередачи, транспортные средства, промышленное обо-
оборудование, ЭВМ, системы контроля и управления производством,
телевизионная, радиовещательная и электробытовая аппаратура
и т. д. [23].
Следует отметить особую важность проблемы охраны человека
и окружающей среды, являющихся по приведенной классификации
естественными рецепторами электромагнитных помех. Отрицатель-
Отрицательное воздействие электромагнитных полей на человека заключается
в возможности вызывать различные функциональные изменения «
организме, которые могут стать необратимыми при больших интен-
сивностях облучения или при систематическом облучении малыми,
но выше предельно допустимых, дозами. В связи с этим, например
для защиты персонала, обслуживающего передатчики высоких
уровней мощности, должны применяться специальные средства
безопасности (экранирование поглощающими и отражающими вы-
высокочастотную энергию материалами).
Для снижения уровня помех с целью обеспечения электромаг-
электромагнитной совместимости РЭС применяются следующие основные ме-
методы: рациональная компоновка (пространственное размещение и
ориентация), экранирование, фильтрация, заземление и компенса-
компенсация.
Необходимость экранирования должна быть обоснована и рас-
рассматриваться только после того, как полностью исчерпаны конст-
конструктивные рекомендации по оптимальной компоновке проектируе-
проектируемой РЭА. Экранирование является конструктивным средством ло-
локализации электромагнитного поля помех в пределах определен-
определенного пространства и предназначено для обеспечения электромаг-
электромагнитной совместимости РЭА, средств и систем. Экранирование при-
применяется как для отдельных элементов, функциональных узлов,
блоков РЭА, так и радиоэлектронных устройств в целом, которые
могут быть либо источниками, либо рецепторами помех.
Помимо обеспечения заданной эффективности, к экрану могут
предъявляться дополнительные конструктивные требования, свя-
связанные с особенностями проектируемых РЭС:
1) экран является внешним кожухом аппаратуры и исходя из
общего технического задания при его проектировании должны учи-
учитываться требования обеспечения нормального теплового режима,
пыле- и влагозащищенности, устойчивости к вибрационным и удар-
ударным воздействиям, эргономики, технологичности РЭС и т. д.;
2) экранируются отдельные элементы и узлы аппаратуры, фор-
форма и размеры которых определяют конструкцию экрана. При этом
280
экран должен компоноваться в общем устройстве и обеспечивать
минимальную реакцию на экранируемый объект, а также нормаль-
нормальный тепловой режим элементов и узлов РЭС, ремонтопригодность
и т. д.; .
3) экран проектируется как самостоятельное сооружение в
случае, если он предназначен для защиты от внешних электромаг-
электромагнитных полей или локализации излучений целого радиоэлектронно-
радиоэлектронного комплекса; проведения специальных радиотехнических измере-
измерений в условиях, близких к условиям свободного пространства, а
также для настройки и регулировки аппаратуры.
Отметим, что экранирование является одним из эффективных
средств защиты и повышения стойкости РЭС и аппаратуры к дей-
действию мощного электромагнитного импульса, возникающего при
атомных и термоядерных взрывах, а также при грозовых разря-
разрядах.
Эффективность экранирования характеризуется коэффициентом
экранирования Кэ, являющимся отношением напряженности
электрического Ех или магнитного #i поля в какой-либо точке эк-
экранированного пространства к напряженности поля Е2 или Нг в
той же точке при отсутствии экрана:
K3 = KsE=ElfE2 или Кэ = Кэв = Н1/Н2. (9.1 У
На практике действие экрана принято оценивать эффективно-
эффективностью экранирования в децибелах:
i4 = 201g|l//C8|. (9.2)
Для электромагнитного экрана как линейной системы справед-
справедлив принцип взаимности, согласно которому эффективность экра-
экранирования остается неизменной независимо от расположения
помехонесущего поля внутри или вне экрана. Это позволяет при
определении эффективности экранирования ограничиться вариан-
вариантом расположения источника поля внутри экрана.
Следует отметить, что электромагнитный экран одновременно
с выполнением основной функции — ослабления помех — оказы-
оказывает воздействие на собственные параметры цепей экранируемого
объекта, что связано с перераспределением электромагнитного по-
поля внутри экрана. Относительные изменения параметров экраниру-
экранируемых элементов учитываются с помощью коэффициентов реакции
экрана.
Номинальная эффективность экранирования рассчитывается
исходя из требуемого подавления электромагнитных помех и до-
допустимых пределов изменений параметров экранируемых элемен-
элементов. При этом необходимо иметь в виду, что эффективность экра-
экранирования сильно зависит от неоднородностей и разрывов экрана,
возникающих за счет сварных швов, соединений и отверстий.
281
9.2. СТРУКТУРА ПОМЕХОНЕСУЩИХ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПОЛЕЙ
В общем случае функциональные узлы РЭС можно представить
в виде совокупности элементарных электрических и магнитных из-
излучателей. При этом электрическими излучателями являются це-
цепи аппаратуры с высоким напряжением и малым током, а магнит-
магнитными излучателями — цепи с большим током и малой разностью
потенциалов. Практически токи, протекающие по этим элементар-
элементарным излучателям, могут иметь сложную зависимость от времени.
Однако на основании принципа суперпозиции будем считать, что
излучатели возбуждаются синусоидальными токами, являющими-
являющимися гармониками общего тока, и действие каждой гармоники допу-
допустимо рассматриватьотдельно.
Помехонесущие электромагнитные поля создаются токами сме-
смещения (см. § 1 3), возникающими за счет разности потенциалов
между элементами конструкции (электрический вибратор) и
токами проводимости, текущими по этим элементам (магнитный
вибратор). Амплитуды этих полей пропорциональны разности по-
потенциалов и токам проводимости и в окружающем пространстве
складываются с учетом фаз и направлений.
Как показано в § 7.4, на расстоянии от места излучения, боль-
большем Яо (дальняя зона), образуется плоская однородная волна (см.
§ 1.7), у которой в любой точке пространства векторы напряжен-
напряженности Е и Н синфазны, перпендикулярны друг другу и направле-
направлению излучения, а отношение Е/Н равно характеристическому со-
сопротивлению среды (воздуха) Zco=12On. Интенсивность этого поля
при гармонических колебаниях увеличивается пропорционально
частоте и уменьшается обратно пропорционально расстоянию до
места излучения (г).
На расстоянии г<А,о/2я (ближняя зона) заметно увеличивают-
увеличиваются относистельно других составляющих радиальные составляющие
электрического поля Ег (электрический вибратор) и магнитного
поля Нг (магнитный вибратор), в связи с чем структура поля
сильно меняется и начинает напоминать структуру статического
электрического и магнитного полей соответственно. Анализируя
уравнения для элементарного электрического вибратора G.2) —
G.4) и магнитного вибратора G.10) и G.11), можно сделать сле-
следующие выводы:
1) поля ближней зоны элементарного электрического и магнит-
магнитного излучателей существенно неравномерны, а их интенсивность
быстро убывает с расстоянием (обратно пропорционально кубу и
квадрату расстояния);
2) составляющие напряженности электрического и магнитного
полей в ближней зоне сдвинуты по фазе на 90°. Поэтому вектор
Пойнтинга оказывается чисто мнимой величиной со средним зна-
значением, равным нулю, и, следовательно, рассматриваемые поля яв-
являются реактивными. В результате перенос помех в ближней зо-
282
не происходит за счет явлений электрической и магнитной индук-
индукции;
3) вблизи элементарного электрического излучателя создается
. электромагнитное поле, основная энергия которого сосредоточена
в электрической составляющей (электрическое поле);
4) характеристическое сопротивление среды в ближней зоне
элементарного электрического излучателя согласно G.2) и G.4)
ZE — Eq/Ну as l/i Ю8а г; (9.3)
5) вблизи элементарного магнитного излучателя создается
электромагнитное поле, основная энергия которого сосредоточена
в магнитной составляющей (магнитное поле);
6) характеристическое сопротивление среды в ближней зоне
элементарного магнитного излучателя [2]
ZH = Ev/He=-iG>nar; (9.4)
7) характеристическое сопротивление среды для электрического
излучателя ZE с увеличением расстояния от него уменьшается, а
характеристическое сопротивление среды для магнитного излуча-
излучателя ZH увеличивается, и оба стремятся к значению Zc0 = 120 л,
достигая его в дальней зоне при г>?1о/2л, где структура полей пре-
преобразуется в структуру поля плоской волны. График зависимости
ZE и ZH от расстояния показан на рис. 9.2.
В соответствии с рассмотренными особенностями электромаг-
электромагнитного поля в дальней и ближней зонах экраны, предназначен-
предназначенные для его ослабления, делятся на электромагнитные, электро-
электростатические и магнитостатические. При этом не происходит како-
какого-либо противопоставления отдельных видов экранирования, по-
подобно тому как электро- и магнитостатические поля являются
частными случаями электромагнитного поля.
При расчете электромагнитных экранов используется теория
электромагнитного поля, основанная на решении уравнений Макс-
Максвелла. Особенностью анализа экранов, предназначенных для ос-
Zc,Om
/О 000
3 000
1 000,
377 \-
300
100
0,05 t,Z 0,4 0,6
<*.
ЁЛЫЖ1-
*
г .
н 1
г'"
яя .
Е ~
i
•
1_
ia
±
г
г
Да
Zr
J!bh
Е~
ЯЯ Z
к"
от
г
?
Рис. 9.2. Зависимость характеристического сопро-
сопротивления среды от расстояния до излучателя
283
лабления в ближней зоне практически существующих отдельно
электрических и магнитных полей, является возможность примене-
применения более простых методов теории цепей с использованием соот-
соответственно представлений о взаимных емкостях и индуктивностях
между экранируемыми друг от друга элементами [12].
При конструировании РЭС в пределах одного устройства в
большинстве случаев выполняется условие ближней зоны r<CXo/2n,
что позволяет оценивать перенос помех между элементами аппа-
аппаратуры, подверженными влиянию, и эффективность экранирова-
экранирования с помощью эквивалентных схем с сосредоточенными парамет-
параметрами.
9.3. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ЭКРАНОВ ДЛЯ ПОМЕХОНЕСУЩИХ ПОЛЕЙ
РАЗЛИЧНОЙ СТРУКТУРЫ
Квазистатические магнитные поля способны возбудить в ме-
металлическом экране большие токи, которые при толщине экрана
меньше глубины проникновения поля в данный металл бс создают
магнитные поля по обе стороны металлической поверхности экра-
экрана, что способствует передаче энергии этого поля через металли-
металлическую стенку экрана. Это требует специальных подходов при со-
создании экранов для квазистатических полей.
Экранирование квазистатических электрических полей обеспе-
обеспечивается металлическим экраном с jx = 1 и толщиной б?<С6с, что
объясняется шунтирующим действием металлов, обладающих
большой проводимостью а, при которой согласно A.4) электричес-
электрическое поле E = Jnp/o на металлических стенках экрана практически
отсутствует и энергия этого поля не передается через металличес-
металлические стенки экранов. В этом случае любая конструкция замкнутого
металлического экрана удовлетворяет основным электрическим
требованиям и практически определяющими могут оказаться тре-
требования жесткости и устойчивос-
устойчивости к механическим воздействиям,
стойкости против коррозии, тех-
технологичности конструкций и т. д.
Рассмотрим процесс экрани-
экранирования электромагнитного поля
дальней зоны (плоской волны)
при нормальном (наиболее поме-
хообразующем) ее падении на
металлическую пластину толщи-
толщиной d бесконечно большой протя-
протяженности (рис. 9.3).
В § 1.7 и 1.10 отмечалось, что
при падении плоской волны на
Рис. 9.3. Экранирование электромагнит-
электромагнитного поля пластиной
поверхность металлической пластины основная энергия отразится
от ее поверхности, и лишь очень небольшая часть пройдет внутри
металла, распространяясь в нем с большим коэффициентом зату-
затухания. Та часть энергии, которая достигает противоположной по-
поверхности пластины, повторно отразится в противоположном на-
направлении; такие отражения (см. рис. 9.3) внутри пластины будут
многократными. Общая эффективность экранирования металличе-
металлической пластиной (рис. 9.3) Ао является суммой экранирования за
счет поглощения энергии в толщине d материала экрана [11]
(9.5)
j. = 8,69a d = 8,69d/6e =
n / ца о
двух первых отражений
Ю lg [Рп
д - Ротр)] = 20 lg [ 1/A _P]=
(9-6)
а также многократных последующих отражений
(Zn-Zc
, = 201g[l
-2erf|, (9.7)
где a, Zci, Zc2, бс определяется соответственно с помощью A.50),
A.47), A.53) и A.54). Чаще всего внутри экрана и вне его на-
находится воздушная среда с Zci = 377 Ом. Металлические экраны
имеют Zc2<CZci. В этом случае
= 201g (94,25/
(9.8)
Если воспользоваться формулой A.54), то (9.8) можно привести
к следующему виду:
42 = 201gF76o). (9.9)
Пример. Определим эффективность экранирования алюминиевой пластины
толщиной d>8c. Расчеты проведем с использованием для бс табл. 6.4; для
Zc2 — формулы A.55); для At — формулы (9.5); для Лг — формулы (9.9) и для
А) — формулы (9.7).
Анализируя результаты вычисления эффективности экранирования электро-
электромагнитных полей плоской металлической пластиной (табл. 9.1), можно придти к
следующим выводам:
1. Металлические экраны при практически приемлемых толщинах обеспе-
обеспечивают хорошую эффективность экранирования на всех частотах радиодиапазо-
радиодиапазона, в том числе и на нижних частотах радиовещания.
Таблица 9.1. Эффективность экранирования плоской алюминиевой пластины
f. Гц
101"
10»
10е
10*
102
fle. мкм
0,826
8,26
82,6
826
8260
*С2. Ом
0,45-10-1
0,45-10-2
0,45-Ю-3
0,45-10-!
0,45-Ю-6
Ai, ДБ
10,5
10,5
10,5
10,5
10,5
Аг, дБ
66
86
106
126
146
А„, дБ
76,5
96 5
116,5
136,5
156,5
A, МКМ
1
10
100
1000
10000
285
2. Эффективность экранирования увеличивается с увеличением частоты, маг-
магнитной проницаемости |х, проводимости о и толщины экрана d.
3. В диапазонах СВЧ толщина металлического экрана может иметь не-
несколько микрометров и выполняться в виде тонкой металлической пленки A = 1,
нанесенной на экранируемое изделие.
4. При толщине экранов d<6c основная часть эффективности экранирова-
экранирования Ао металлических экранов определяется первыми двумя отражения-
отражениями от их поверхностей; при d^Sc, имеющем место в диапазонах СВЧ,
сильно возрастает ,40 из-за потерь в толщине экрана.
5. Повторные отражения в металлической толще экрана практически не уве-
увеличивают общую эффективность экранирования и А3 можно не учитывать при
проведении расчетов.
6. Большое значение общей эффективности экранирования Аь=А\+Аъ допу-
допускает уменьшение толщины экрана для низких частот примерно на порядок по
сравнению с глубиной проникновения. Это приводит к уменьшению затухания
экрана At и снижению ZC2, а следовательно, к повышению затухания за счет
отражений Ач. Однако последнее остается достаточно большим для того, чтобы
обеспечить необходимую эффективность экранирования во многих практических
применениях.
7. В рассматриваемых случаях было принято нормальное падение волны на
поверхность экрана, но с изменением поляризации и угла падения будут ме-
меняться коэффициент отражения (увеличиваться) и коэффициент преломления
(уменьшаться), а следовательно, изменится Ао (см. § 1.10).
9.4. ОДНОСЛОЙНЫЕ ЭКРАНЫ
Прямоугольные и цилиндрические экраны. Основные конструк-
конструкции однослойных экранов приведены на рис. 9.4. Форма этих эк-
экранов влияет на коэффициент экранирования, поскольку от нее
зависят коэффициенты преломления и отражения волн на грани-
границах раздела двух сред (см. § 1.10).
Эффективность экранирования экранов, Нп, можно определить
с помощью формул [13]
А„ =
для
—+ lnf -?=—1 для d>8c,
(9.10)
где т=\ для прямоугольных экранов (рис. 9.4,а) и т = 2 для ци-
цилиндрических экранов (рис. 9.4,6); D — расстояние между стенка-
стенками экрана на рис 9.4,а и диаметр экрана на рис. 9.4,6. Из приве-
дрнных формул следует, что во всех случаях эффективность экра-
экранирования больше в плоской конструкции экрана по сравнению с
ип.шпдрической и эффективность экранирования сильно возраста-
1 I !! оГимСТИ й?>6с.
Р. практических задачах часто требуется определить толщину
mi ' : 1к, чтобы экран при заданных частоте и размере обес-
Рис. 9.4. Конструкция однослойных экранов:
а — прямоугольный; б — цилиндрический
печивал необходимую эффективность экранирования. Согласно
(9.10):
[a,-
1п
ZT для
•'?>
(9.11)
для
2V2 (I/Пбс
При определении d расчет необходимо начать с выбора мате-
материала, затем определить бс, задаться величиной D и в зависимос-
зависимости от того, какой будет величина (d^6c), выбрать для расчета од-
одну из формул. Заметим, что приведеынне формулы справедливы
при d<^.D, что на практике всегда имеет место.
При конструировании экранов следует учитывать возможность
возникновения резонансных явлений в экране (см. § 5.8). Любой
электромагнитный экран, как объемный резонатор, обладает ря-
рядом резонансных частот, которым соответствует длина волны
Хр=(//2)я, где п=\, 2, 3, ...; I — размер внутренней области экра-
экрана в одном из направлений. Кроме этого, значение резонансных ча-
частот зависит от компоновки, размеров и материала, размещаемых
внутри экрана элементов и узлов аппаратуры. Если частота элек-
электромагнитного поля помехи совпадает с одной из резонансных ча-
частот экрана или близка к ней, то напряженность электромагнитно-
электромагнитного поля в экранируемой области возрастает пропорционально доб-
добротности экрана и, следовательно, эффективность экранирования
резко снижается.
Прямоугольный экран рис. 9.5,а из ферромагнитного материала
используется для экранирования квазистатических магнитных по-
полей. При этом происходит шунтирование магнитного поля экраном
вследствие его малого магнитного сопротивления. Величина маг-
магнитного сопротивления RK, оказываемого магнитопроводом с маг-
магнитной проницаемостью ца, длиной I вдоль линии магнитной ин-
индукции и поперечным сечением S, определяется соотношением
Ям = %а5. (9.12)
287
Рис. 9.5. Экранирование магнитостатического поля:
а — прямоугольный экран из ферромагнитного материала; б — схема замещения для ра-
расчета эффективности экранирования при отсутствии экрана; в — то же, с применением
экрана: 1 — экранированная область
Эффективность экранирования для экрана, приведенного на
рис. 9.5,а, может быть определена с помощью формул, полученных
из анализа схем замещения (рис. 9.5,б,в), где RB1 и R3 — магнит-
магнитное сопротивление областей пространства соответственно без эк-
экрана и с экраном. Эффективность экранирования определяется от-
отношением магнитного потока в экранируемой области и в отсутст-
отсутствия экрана Ф2 к магнитному потоку в этой же области при нали-
наличии экрана Ф2э. В рассматриваемом случае поперечное сечение эк-
экранируемой области обозначено S2, а поперечное сечение магни-
топровода — Si. Учитывая, что распределение магнитного потока
обратно пропорционально магнитному сопротивлению, обращаясь
к эквивалентным схемам рис. 9.5,б,в, находим
Ло = 20 lg -?l =
+ S2)/S] « 20 lg ( 1 +
(9.13)
где S=«Si + S2.
Цилиндрический экран (рис. 9.6), применяемый при экраниро-
экранировании высокочастотных магнитных полей, помещают так, чтобы на-
направление его оси совпадало с направ-
направлением линий магнитной индукции.
В этом случае в нем, как в короткозам-
кнутом витке, согласно закону электро-
электромагнитной индукции, наводится ЭДС,
создающая ток, магнитное поле которо-
которого направлено внутри цилиндра встреч-
встречно, а за его пределами — в ту же сто-
сторону, что и возбуждающее поле (рис.
9.6,а). Результирующее поле оказывается
Рнс. 9.6. Экранирование высокочастотного маг-
магнитного поля помех магнитным полем цилиндри-
цилиндрического экрана:
а — внешнее поле Н н поле экрана Н'; б — суммарное
поле Но
ослабленным внутри экрана и усиленным вне его (рис. 9.6,6), что
определяет эффективность экранирования.
Расчет' эффективности экранирования цилиндрического экрана,
выполненного из немагнитного материала с большой проводимос-
проводимостью (меди), можно осуществить, используя следующие физические
и аналитические выводы. Основными причинами неполной компен-
компенсации полей внутри экранируемой области является, во-первых, на-
наличие активных потерь энергии в экране (Яэ^0), что не позволяет
наведенному в экране вихревому току /э полностью компенсиро-
компенсировать помехообразующий поток своим противонаправленным по-
потоком, и, во-вторых, наличие краевых эффектов, по-разному иска-
искажающих структуру компенсируемого и компенсирующего полей
на краях экрана. Если длина экрана / выбрана достаточно боль-
большой, то краевыми эффектами можно пренебречь и предположить,
что коэффициент экранирования определяется только активными
потерями электромагнитной энергии в экране:
A, = 201ge,/?/3, (9.14)
где еэ = —dO/dt— наведенная в экране ЭДС; U3 — падение напря-
напряжения на активной составляющей сопротивления экрана;
Ra = 2nr/(adl) (9.15)
— активное сопротивление экрана;
L9 = n0S/l (9.16)
— индуктивность экрана; S = nr2 — площадь поперечного сечения;
г — радиус экрана; d — толщина экрана.
Учитывая сделанные замечания, а также (9.15) и (9.16), мож-
можно прийти к следующей расчетной формуле: ,
Л = 10 lg [ 1 + (<оц0 ar rf/2Jl. (9.17)
Экранирующее действие за счет вытеснения магнитного поля
полем вихревых токов в экране, изготовленном из любого метал-
металла, в значительной степени характеризуется произведением \ia. В
результате сталь дает больший экранирующий эффект, чем немаг-
немагнитные металлы. Однако применение стального экрана возможно
в тех редких случаях, когда вносимые потери не сказываются на
работоспособности экранируемых узлов и элементов РЭА. ,
Например, сталь не применяется для экранов высокочастотных
контуров аппаратуры из-за больших вносимых потерь за счет ма-
малой электропроводности и потерь на гистерезис при перемагничи-
вании. Стыки и швы должны располагаться в направлении вихре-
вихревых токов в экране, протекающих в плоскости, перпендикулярной
направлению помехонесущего магнитного поля. При этом обеспе-
обеспечивается меньшее сопротивление вихревым токам, определяющим
эффект экранирования.
Основные рекомендации по конструированию однослойных эк-
экранов для высокочастотных магнитных полей можно сформулиро-
сформулировать следующим образом:
10—79 289
1) для изготовления экранов желательно применять металлы с
большой проводимостью, поэтому чаще всего высокочастотные
экраны изготавливают из алюминия, меди, латуни.
2) увеличение толщины стенок экрана d приводит к повыше-
повышению эффективности экранирования, однако при этом следует при-
принимать во внимание ограничения по массе и габаритам;
3) стыки, разрезы и швы в экране должны размещаться перпен-
перпендикулярно линиям магнитной индукции помехонесущего поля.
Сетчатые экраны. Действие сетчатого однослойного экрана на
помехонесущее магнитное поле, как и сплошного экрана, основано
на возбуждении токов, наводимых магнитной составляющей по-
поля в направлении, перпендикулярном линиям магнитной индук-
индукции. В результате проволоки, расположенные в направлении по-
помехонесущего поля, практически не оказывают влияния на эффек-
эффективность экранирования сетчатого экрана. Магнитное поле возбу-
возбуждаемых токов вблизи перпендикулярно ориентированных прово-
проволок существенно отличается от однородного магнитного поля, соз-
создаваемого током, равномерно распределенным по сечению сплош-
сплошного экрана. Однако на расстоянии, превышающем шаг сетки, это
различие уменьшается и при дальнейшем его увеличении перестает
сказываться. Проведенные исследования эффективности экраниро-
экранирования сетчатых экранов позволили выявить следующие общие за-
закономерности:
1) при шаге сетки b — const и одном и том же материале сетки
из толстой проволоки радиусом г0 эффективнее сетки из тонкой
проволоки как в области низких (бс>2г0), так и высоких (бс<
<2г0) частот;
2) при Ь/го = const редкие сетки из однородного металла на низ-
низких частотах более эффективны, а на высоких частотах менее эф-
фективлы, чем густые. Это объясняется тем, что на низких часто-
частотах основное влияние оказывает активное сопротивление проволо-
проволоки, а на высоких частотах — индуктивность, которая мало зависит
от г0;
3) при одинаковых Ъ и г0 в области низких частот медные сет-
сетки эффективнее стальных за счет более высокой удельной прово-
проводимости меди, однако с повышением частоты это различие умень-
уменьшается;
4) для нормальной работы экрана следует обеспечивать надеж-
надежный электрический контакт в местах соединений отдельных час-
частей сетки.
9.5. МНОГОСЛОЙНЫЕ ЭКРАНЫ
Многослойные комбинированные конструкции экранов, состоя-
состоящие из последовательно чередующихся немагнитных (медь, алю-
алюминий, латунь) и магнитных (сталь, пермаллой) слоев, применя-
применяются для получения высокой эффективности экранирования в ши-
широком частотном диапазоне, включая область низких частот, и
обеспечения малых вносимых потерь в экранируемые цепи радио-
290
электронной аппаратуры. При рассмотрении принципа работы од-
однородного электромагнитного экрана ранее показано, что экрани-
экранирующий эффект определяется совместным ослаблением энергии за
счет поглощения в толще металла и отражения, обусловленного
различными значениями характеристических сопротивлений среды
на границах внешняя среда — металл и металл — экранируемая
область. С уменьшением частоты коэффициент затухания в метал-
металле уменьшается, и эффективность экранирования за счет погло-
поглощения падает, поэтому экран, состоящий из нескольких тонких
слоев различных металлов, в низкочастотной области за счет уве-
увеличения отражений обладает большим экранирующим действием
по сравнению с однородным экраном той же толщины.
Эффективность экранирования многослойного экрана зависит
от применяемых материалов, их расположения и соотношения
толщин. Например, сочетание сталь — медь — алюминий обеспе-
чивает меньшую эффективность экранирования, чем медь —
сталь — алюминий. Кроме того, за счет внутреннего слоя экрана,
выполненного из немагнитного металла, уменьшаются вносимые
потери в экранируемые цепи аппаратуры по сравнению со сплош-
сплошным магнитным экраном такой же толщины. Многослойная конст-
конструкция экрана оказывается особенно эффективной при экраниро-
вании квазистатических магнитных полей большой напряженности.
В случае однослойного магнитного экрана при большом значении
напряженности магнитной составляющей поля материал экрана
входит в насыщение и магнитная проницаемость его резко сни-
снижается. Чтобы исключить насыщение, первый слой составного
двухслойного экрана, обращенный к источнику магнитного поля,
выполняется из магнитного материала с низкой магнитной прони-
проницаемостью, имеющего высокий уровень насыщения, или немагнит-
немагнитного металла, а второй слой — из материала с высокой магнитной
проницаемостью и низким уровнем насыщения. При этом первый
слой экрана уменьшает напряженность магнитного поля до вели-
величины, не вызывающей насыщение второго слоя, который обеспе-
обеспечивает в основном экранирование.
Рассмотрим процессы отражения и преломления электромагнит-
электромагнитной волны на примере плоского двухслойного экрана, у которого
толщины слоев d\ и di (рис. 9.7). Выразив составляющие электро-
электромагнитного поля через коэффициенты экранирования К\э и К.2э,
которые можно определить, используя (9.2), (9.5) и (9.9), и учи-
учитывая коэффициенты отражения слоев экрана, согласно A.60),
получим, что в экранируемой области пространства суммарная
амплитуда прошедших через экран волн равна
К23 Е 2
«-' = К19 К2а Е1{\ - Г, Г2).
(9.18)
п=1
Следовательно, коэффициент экранирования двухслойного эк-
экрана Кэ\2 определяется коэффициентами экранирования и отра-
отражения отдельных слоев экрана:
^ ^3^/A-^^). (9.19)
10*
291
Пербый
слой ZcZ
Второй
слой Zcj
Экранируемая
бсть iZ
Рис. 9.7. Прохождение электромагнитной волны через двуслойный металличес-
металлический экран
Таким образом, коэффициент экранирования двухслойного эк-
экрана больше, чем произведение коэффициентов экранирования двух
однородных экранов, что связано с дополнительным проникновени-
проникновением электромагнитного поля в экранируемую область за счет отра-
отражений между слоями составного экрана.
Аналогично могут быть получены расчетные выражения для
определения коэффициента экранирования комбинированных эк-
экранов с тремя а более слоями. Для трехслойного составного эк-
экрана коэффициент экранирования Клгъ определяется выражением
#12зэ = Кгэ Къ «О -1\ Гг) A - Г2 Г8) - Г2 Г3 ^,1. (9.20)
На практике наиболее широко применяются трехслойные экра-
экраны с одинаковыми наружными слоями К\э = Кзэ и Г1 = Гз- В этом
случае согласно D.20) коэффициент экранирования
tfua. = *?,**/[(! - 1\Г,)«-A\*„)«]. (9.21)
На основании приведенных расчетных выражений можно сфор-
сформулировать основные рекомендации по проектированию многослой-
многослойных комбинированных экранов.
1. Внутренние слои многослойного экрана для обеспечения
большего экранирующего действия и достижения минимальных по-
потерь, вносимых в экранируемые узлы РЭА, следует выполнять из
немагнитных металлов. Наилучшие результаты дает экран с со-
292
четанием слоев ив немагнитных и магнитных материалов (напри-
(например, медь — сталь, медь — сталь — медь и т.д.). Это связано с тем,
что наибольшая эффективность экранирования обеспечивается за
счет высокой отражательной способности меди и поглощатель-
ной — стали.
2. Применение диэлектрических прокладок (пластмассы, кар-
картона, бумаги) или воздушных зазоров между металлическими
слоями комбинированного экрана может приводить к повышению
эффективности экранирования в случае, если их толщина значи-
значительно превышает толщину металлических слоев. Поэтому такие
составные экраны могут использоваться, если по условиям проек-
проектирования допускается некоторое увеличение их габаритов и
массы.
3. При выборе оптимального соотношения толщин слоев в эк-
экране медь — сталь для наиболее сложно обеспечиваемого экрани-
экранирования магнитных полей следует рассматривать следующие ха-
характерные частотные области:
а) 0... 0,5 кГц; наибольшая эффективность экранирования
обеспечивается однородным стальным экраном;
б) 0,5... 10 кГц; наибольшая эффективность экранирования
обеспечивается при раиной толщине медного и стального слоев;
в) 10 ...50 кГц; наибольшая эффективность экранирования
достигается при уменьшающейся толщине медного слоя экрана
и увеличивающейся толщине стального;
г) свыше 50 кГц; применение составного экрана нецелесооб-
нецелесообразно, так как достаточно большая эффективность экранирования
обеспечивается однородным металлическим экраном из меди, алю-
алюминия или латуни.
Необходимо отметить, что конструктивно составные комбини-
комбинированные экраны сложны и громоздки. Поэтому при проектиро-
проектировании следует рассмотреть взоможные способы изменения компо'-
ноаки аппаратуры для снижения влияния помехонесущего элект-
электромагнитного поля с целью обеспечения необходимой эффектив-
эффективности экранирования с помощью однослойного экрана.
9.6. ПЕРФОРИРОВАННЫЕ ЭКРАНЫ
Эффективность экранирования замкнутого металлического эк-
экрана может быть получена сколь угодно высокой. Однако практи-
практически полностью сплошными экраны не бывают из-за наличия
крышек для доступа к узлам РЭА, жалюзей для отвода тепла,
швов, отверстий для выводов и вводов сигналов, окон для разме-
размещения измерительных приборов, переключателей, вентиляции и
др. Все это заметно снижает эффективность экранирования эк-
экранов.
В § 5.6 рассмотрен пример возбуждения электромагнитного
поля отверстием в волноводе. Очевидно, аналогичные результаты
будут и в случае отверстия в экране. Согласно зависимостям
E.8) и E.9) поле, возбуждаемое отверстием, пропорционально
293
отношению г3До, где г — радиус отверстия; Ко — длина волны
возбуждающего поля. Из этих зависимостей можно сделать вы-
вывод, что при прочих равных условиях проникновение полей помех
через отверстие пропорционально кубу его радиуса. Отверстие
является электрическим и магнитным излучателем. Сильнее воз-
возбуждает та составляющая поля, которая в месте расположения
отверстия имеет большую амплитуду. Для уменьшения излучения
отверстий их необходимо располагать в местах слабых электри-
электрических и магнитных составляющих электромагнитного поля.
Излучение щелью подробно рассмотрено в § 7.4. Щель явля-
является магнитным излучателем. Излучение щели пропорционально
отношению 1/К0, где I — длина щели. Щель не излучает, если
она располагается вдоль линий тока в экране, перпендикулярно
тангенциальной составляющей магнитного поля Нг у поверхности
экрана. Сказанное относится к узкой щели, ширина которой зна-
значительно меньше длины волны возбуждающих колебаний. С уве-
увеличением ширины щели она начинает реагировать и на электри-
электрическую составляющую поля и возбуждается электрической сос-
составляющей поля так же, как любое отверстие.
Излучение из отверстий растет примерно пропорционально их
числу. Поскольку излучение одного отверстия пропорционально
г3, то замена одного большого отверстия п малыми с той же об-
общей площадью приводит к ослаблению поля, проникающего в
экранируемую область, в Уп раз.
Заметим, что излучение отверстий и щелей размерами, близ-
близкими к %/2, сильно возрастает из-за резонансных явлений (см.
§ 4.2 и 7.9), поэтому большие отверстия и щели необходимо
снабжать перемычками.
Эффективным средством ослабления электромагнитного СВЧ-
поля, хорошо проникающего через отверстия в экране, является их
конструктивное выполнение в виде запредельного волновода. Эф-
Эффективность экранирования подобных волноводов зависит от
радиуса R, длины и определяется с помощью E.13) для электри-
электрической составляющей и E.14) для магнитной составляющей поля.
2R
i
"Л
\
1
г
Рис. 9.8. Углубление отверстия
за счет его вытяжки
294
Рис. 9.9. Экран типа сотовой
решетки
Рассмотренные способы повышения эффективности экраниро-
экранирования в зависимости от конкретных условий проектирования мо-
могут быть' реализованы различно: углублением отверстий за счет
вытяжки (рис. 9.8), применением патрубков, насаженных на от-
отверстия, или перфорированных вставок, изготовленных из метал-
металла с большей толщиной чем экран. Для больших по размерам
корпусов РЭА могут применяться сотовые металлические экраны
{рис. 9.9).
Таким образом, для повышения эффективности экранирования
экранов с отверстиями рекомендуется:
1) располагать отверстия в зонах со слабыми электромагнит-
электромагнитными полями;
2) при заданной площади перфорации исходя из конструкции
уменьшать диаметр отверстий, увеличивая их количество;
3) щелевые отверстия располагать вдоль линий токов, наво-
наводимых в стенках экрана (перпендикулярно силовым линиям маг-
магнитного поля);
4) выполнять отверстия в виде запредельных волноводов.
В выводах напряжений источников питания следует использо-
использовать блокировочные конденсаторы, катушки индуктивности и дрос-
дроссели, образующие фильтры нижних частот. Примеры конструк-
конструкций подобных выводов из корпуса 1 приведены на рис. 9.10. Ис-
Используется блокировочный конденсатор 2, сосредоточенная ин-
индуктивность, выполненная в виде провода, на который надет ци-
цилиндр из феррита 4 с большим ц. На рис. 9.10,в индуктивности,
выполнены в виде дросселя, представляющего собой короткозамк-
нутую линию 3 длиной Кв/4, включенную последовательно во
внешний провод коаксиального вывода. В фильтрах вводов источ-
источников питания мощных передатчиков желательно, чтобы фильтр
был поглощающий. Для этого в конструкции фильтра необходимо
использовать твердые объемные поглотители (см. § 5.2). Удобной
конструкцией является коаксиальный фильтр, рассмотренный в
§ 5.9. Поглотитель в нем следует располагать в области тонких
внутренних проводников, реализующих индуктивности фильтра.
Х/4
S)
Рис. 9.10. Выводы источников питания:
а — с блокировочным конденсатором; б — фильтром на элементах с сосредоточенными па»
раметрами; в — фильтром с распределенной индуктивностью
295
При экранировании больших каркасов мощных передатчиков и
помещений необходимо использовать многослойные сетчатые или
цельнометаллические экраны. Следует иметь в виду, что с уве-
увеличением экранируемой области вероятность возникновения резо-
резонансных явлений в объеме экрана возрастает. Эффективность эк-
экранирования снижается пропорционально росту добротности ре-
резонатора, образованного экраном, которая в свою очередь растет
с увеличением его объема и уменьшением потерь в стенках. По-
Поэтому внутренние поверхности экранов больших размеров (кор-
(корпусов, помещений и др.) рекомендуется обклеивать материалами
с большими потерями.
9.7. МАТЕРИАЛЫ ДЛЯ ЭКРАНОВ
Выбор материала экрана проводится исходя из обеспечения заданной эф-
эффективности экранирования в рабочем диапазоне частот с учетом влияния на
экранируемый объект, массогабаритных параметров, устойчивости против кор-
коррозии, обеспечения механической прочности, технологичности конструкции и т. д.
Металлические материалы, применяемые при экранировании, выпускаются в
виде листов и сеток (сталь, медь, алюминий, латунь) и фольги (алюминий, ла-
латунь, цинк). Требованию устойчивости против коррозии удовлетворяют все на-
названные металлы при использовании соответствующих защитных покрытий. На-
Наиболее технологичными являются конструкции экранов из стали, так как при
их изготовлении и монтаже можно широко использовать сварку. Толщина стали
выбирается как правило, исходя из назначения конструкции экрана и условий
его сборки, а также возможности обеспечения сплошных сварных швов при
изготовлении. При толщине экрана 1,5... 2 мм сварку выполняют на перемен-
переменном токе, при толщине 1 мм — на постоянном токе и при толщине 0,8 мм при-
применяют газовую сварку. Преимущества стали теряются при экранировании эле-
элементов и узлов РЭА, критичных к вносимым в них потерям.
Экраны из сеточных материалов легки, проще в изготовлении, удобны при
сборке и эксплуатации, светопроницаемы и обеспечивают облегченный тепловой
режим РЭА. Однако к недостаткам сеточных материалов следует отнести мень-
меньшую эффективность экранирования по сравнению с листовыми материалами, а
также невысокую механическую прочность. Зля защиты от коррозии сеточные
экраны следует покрывать антикоррозийным лаком
Фольговые материалы изготавливают толщиной 0,01 . 0,05 мм. Монтаж
фольговых материалов достаточно прост, так как крепят фольгу к экрану с
помощью клея.
Проводящие пластмассы обеспечивают экранирование за счет введения про-
проводящего наполнителя Преимущества применения проводящих пластмасс по
сравнению с металлизированными пластмассами объясняются отсутствием тре-
трещин, коррозии и отслаивания поверхностного слоя, влияющих на качество эк-
экранирования и долговечность изделия. В качестве наполнителей используются
смеси графита с кчрбоволокном, алюминия с углеродом, никеля с графитом,
проводящая стеклоткань и т. д. Основой для изготовления подобных пластмасс
являются термопластичные полимеры типа пропилена, полистирола и т. д. Для
защиты изделий от статического электричества широко применяются в качестве
проводящего покрытия карбоновые пластины — графит.
296
Следует иметь в виду, что свойства пластмассовых кожухов с высокой элек-
электропроводностью приближаются к свойствам металлических, так как теряется
характерная 'для пластмасс электроизоляционность, ,
Металлизация поверхностей для экранирования изделий из таких материа-
материалов, как пластмасса, текстолит, картон, ткань, дерево, получает широкое распро-
распространение из-за высокой производительности способов нанесения покрытий, на-
наиболее универсальным из которых является метод распыления, Качество покры-
покрытия определяется в основном шероховатостью материала — подложки, которая
для лучшей адгезии обрабатывается пескоструйным методом. Металлизацнонный
слой держится прочно в пределах тех механических нагрузок н деформаций,
при которых не происходит разрушение подложки; при этом толщина нанесен-
нанесенного слоя практически не зависит от вида наносимого металла и определяется
свойствами подложки. Наиболее технологично цинковое покрытие, обеспечиваю-
обеспечивающее сравнительно высокую эффективность экранирования и обладающее доста-
достаточной механической прочностью. Менее технологичное алюминиевое покрытие
имеет большую эффективность экранирования. Металлизация поверхности может
применяться для экранирования отдельных отсеков РЭА при неметаллических
несущих конструкциях, пластмассовых корпусах аппаратуры, кабин, помещений
и т. д. К металлизированным поверхностям можно припаивать контакты и клем-
клеммы для заземлени i и подключения различных цепей РЭА.
Стекла с токопроводящим покрытием должны обеспечивать необходимую
эффективность экранирования при ухудшении их оптических свойств. Наиболь-
Наибольшее распространение получили пленки из окиси олова, которые являются хими-
химически устойчивыми, механически прочными и имеют хорошую адгезию со стек-
ляной подложкой. Выпускаемые промышленностью стекла с токопроводящим
покрытием имеют поверхностное сопротивление не менее 6 Ом, зависящее от
толщины пленки, при ухудшении прозрачности не более чем на 20%. Стекла с
токопроводящим покрытием предназначены для установки индикаторных изме-
измерительных приборов, в смотровых окнах и шкальных системах РЭА, в экраниро-
экранированных камерах для обеспечения освещенности и т. д. Отметим, что для этих же
целей может применяться оптически прозрачная тонкая проволочная сетка, обе-
обеспечивающая лучшее экранирование, особенно на частоте выше 30 МГц.
Специальные ткани, содержащие металлическую нить, отражают электро-
электромагнитные волны и предназначены для изготовления специальных костюмов для
индивидуальной биологической защиты. Ткань типа РТ изготавливается из кап-
капроновых нитей, скрученных с расплющенной и посеребренной медной проволокой
диаметром 35... 50 мкм. В ткани артикула 4381, предназначенной для защиты от
электромагнитного поля в диапазоне СВЧ, нитка переплетена с эмалированным
микропроводом ПЭЛ-0,06.
Радиопоглощающие материалы предназначены для уменьшения отражения
радиоволн внутри экранируемых объектов (производственных помещений, экра-
экранированных камер, каркасов передатчиков и др.). Существенное поглощение
электромагнитной энергии радиопоглощающим материалом в значительной сте-
пени устраняет возникновение диффузного поля, ослабляет реакцию экрана на
экранируемые элементы, облегчают обеспечение биологической защиты. Радио-
поглощающие материалы могут применяться для покрытия производственны:!
помещений с целью проведения испытаний РЭА в условиях, приближающихся
к свободному пространству, а также для обеспечения электрогерметичности РЭА,
например путем покрытия воздуховодов системы охлаждения аппаратуры. Ра-
297
диопоглощающие материалы реализуют в виде тонких резиновых ковриков, гиб-
гибких или жестких листов из поролона или древесных волокон, пропитанных соот-
соответствующими составами, а также тонких ферритовых пластин. Эти материалы
можно приклеивать или крепить к экрану специальными скрепками. Основные
справочные сведения о некоторых радиопоглощающих материалах приведены в
табл. 9.2.
Токопроводящие краски позволяют изготавливать экраны на любой основе,
а также могут облегчать монтаж сложной конструкции экрана при соединении
его листов и элементов между собой. Токопроводящие краски создают на основе
диэлектрического пленкообразующего материала с добавлением в него проводя-
проводящих составляющих, пластификатора и отвердителя. В качестве токопроводящих
пигментов используют графит, сажу, коллоидное серебро, оксиды металлов, по-
порошковую медь, алюминий. При этом наиболее технологичен способ нанесения
краски, изготовленной на основе токопроводящего пигмента из ацетиленовой
сажи или графита.
Хорошими свойствами обладает токопроводящая краска на основе компо-
композиции лака 9-32 (ТУ МХП-3219-52) и 300%-го карандашного графита марки
КТБ (ГОСТ 4404—58). Такая краска обладает поверхностным сопротивлением
7... 7,5 Ом при толщине покрытия A,5 ... 1,7) -Ю-4 м и 5... 6 Ом при толщине
покрытия B ... 2,1) -10—4 м, имеет хорошую адгезию к металлу, дереву, тексто-
текстолиту, фанере и оштукатуренным поверхностям.
Композиции токопроводящие, поглощающие полимерные покрытия и элек-
электропроводные клеи предназначены соответственно для создания электропрово-
электропроводящих и поглощающих соединений и покрытий, а также для получения неразъ-
неразъемных соединений. К ним относятся контактолы К-136, К-12; композиции
ТПК-1 ... ТПК-4; токопроводящие эмали ХС-928, ХС-5141, АС-588; смолы токо-
токопроводящие Р-2М-70, Р-2М-50, Р-2М-35. Р-2М-12, клеи ЭНКС-2, Д-03 и т, д.
Шовное соединение, крепление контактных систем и различных элементов экра-
Таблица 9.2. Характеристики радиопоглощающих материалов
Марка материалов
Ферритовые пластины
СВЧ-068
Древесные пластины
«Луч»
Шиловидные резино-
резиновые коврики:
В2Ф2
В2ФЗ
ВКФ-1
Поролоновые покры-
покрытия «Болото»
Магнитодиэлектричес-
кие пластины:
ХВ-0,8...
ХВ-10,6
Характеристики материалов
диапазон рабочих
волн, см
15...200
15...150
0,8...2
0,8...4
0,8...100
0,8...10,6
отраженная
мощность, %
3
1...3
2
4
1...2
2
толщина, мм
4
И...14
Включая высоту
шипа
8...U
1...3
298
нов, заполнение щелей и отверстий, монтаж экрана на несущую конструкцию
могут быть выполнены с помощью электропроводных клеев, способствующих вы-
высокой эффективности экранирования и сокращению трудоемкости сборочных ра-
работ. Электропроводный клей, созданный на основе эпоксидной смолы, заполня-
заполняемой тонкодисперсиониыми металлическими порошками (железо, никель, ко-
кобальт), обладает высокой прочностью на отрыв (до 50 МПа), удельной элек-
электропроводностью до 10~6 См/м, химической стойкостью к влаге и разнлчным
агрессивным средам и обеспечивает незначительную усадку после отвердения,
9.8. КОНТАКТНЫЕ УСТРОЙСТВА ЭКРАНОВ
И КОНСТРУКЦИОННЫХ СОЕДИНЕНИЙ
В составных экранах и контактных элементах, предназначен-
предназначенных для соединения экранов, крышек, панелей, кронштейнов, об-
образуются неоднородные структуры, электрическое сопротивление
которых должно быть минимальным и стабильным. Это требова-
требование также должно быть выполнено для несущих конструкций и
монтажа РЭА, образующих общие участки для протекающих в
них токов сигнальных и силовых цепей. Влияние нежелательной
кондуктивной (гальванической) связи особенно сказывается в вы-
высокочастотной аппаратуре (десятки мегагерц и выше) из-за уве-
увеличения поверхностного сопротивления [ом. B.53)]. Поэтому в
качестве материала шасси для высокочастотной РЭА следует ис-
использовать медь и латунь с антикоррозийным серебряным или
оловянным покрытием.
В разъемных соединениях для повышения эффективности экра-
экранирования аппаратуры следует применять уплотняющие проклад-
прокладки, которые должны обеспечивать непрерывность соединения для
того, чтобы исключить образование щелей. В связи с этим необ-
необходимое сопряжение соединяемых деталей определяется из усло-
условия создания низкоомного стабильного контактного сопротивле-
сопротивления с учетом шероховатости соединяемых поверхностей, возмож-
возможности образования на них оксидных пленок и упругости прокла-
прокладок.
Известны следующие конструкции электромагнитных уплот-
уплотняющих прокладок: плетеные проволочные; из диэлектрика, ар-
армированного проволокой; из мягкого металла (свинец, медь и др.);
из проводящей пластмассы и эластомеров; гребенчатые. Плетеные
проволочные прокладки являются наиболее распространенным ти-
типом электромагнитных уплотнителей и так же, как оплетка коак-
коаксиальных кабелей и экранированных проводов, изготавливаются
из тонкой металлической проволоки (монель, алюминий, посере-
бреная латунь, луженая омедненая сталь и т. д.). Они могут вы-
выпускаться в виде лент прямоугольного и круглого сечений (рис.
9.11,а), а также самостоятельных прокладок различного типораз-
типоразмера (рис. 9.11,6). Плетеные прокладки могут быть пустотелыми
(рис. 9.11,а, б), заполненными для повышения гибкости эласто-
эластомером (резина, неопрен, силикон) (рис. 9.11,в) или иметь метал-
металлическую основу (рис. 9.11,г).
299
Рис. 9.11. Плетеные проволочные уплотняющие прокладки
Усложненные конструкции плетеных прокладок позволяют ре-
реализовать дополнительные требования, связанные с обеспечением
пылевлагозащиты, герметизации от перепадов давления или по-
повышенной жесткости соединения.
Прокладки из диэлектрика, армированного монелевой или
алюминиевой проволокой, а также из проводящей пластмассы и
эластомеров могут выпускаться в виде полос и пластин с необ-
необходимыми отверстиями и вырезами. Применение рассматривае-
рассматриваемых прокладок обеспечивает как электромагнитную, так и меха-
механическую герметизацию.
Гребенчатые прокладки различной конфигурации (см., напри-
например рис. 4.5,6), изготавливают штамповкой из бериллиевой
бронзы.
При монтаже электромагнитные прокладки устанавливают в
пазы, приклеивают или крепят с помощью болтов и винтов (рис.
9.12). Материал прокладок должен быть совместим с контакти-
контактирующими поверхностями. При установке эластичной прокладки
в паз следует предусматривать гарантированный зазор, обеспе-
обеспечивающий возможность ее усадки по ширине (рис. 9.12,а). Уста-
Установка плетеных проволочных прокладок на металлической осно-
основе выполняется с помощью точечной сварки или клепки. Крепле-
Крепление прокладок следует выполнять так, чтобы соединяемые поверх-
поверхности не скользили, а сдавливались для обеспечения большей
электрогерметичности аппаратуры и износостойкости уплотнения.
Непрадильна
Неприбыльно
Правильна
S)
Правильно
Рис. 9.12. Методы монтажа электромагнитных прокладок:
а — установка эластичных прокладок; б — крепление винтами
300
9 9 ЭКРАНИРОВАНИЕ ОТДЕЛЬНЫХ УЗЛОВ
РЭА И ИХ СОЕДИНЕНИЙ
S=55S||
ни магнитный поток рассеяния, составляющий небольшую
S основного потока, выходит за пределы трансформатора или
Росселя! замыкаясь по воздуху. Магнитный поток рассеяния ин
Зтирует напряжение помех в катушках индуктивности, а также
SkhvtLx контурах цепей, расположенных в ортогональной
плоской™ Например, помехи от трансформатора питания могут
воздействовать на низкочастотные трансформаторы в усилителях
с высокГ чувствительностью. Потенциально источниками наи-
наиболее интенсивных помехонесущих магнитных полей являются
дроссели фильтров питания при наличии воздушных зазоров в сер,
дочниках, вводимых для предотвращения на™™- °^™
восприимчивы к магнитному полю Рассе™ИЯ *Л™^°™°*Ги!к1
тоубки Влияние поля может проявляться в геометрических иска
жениях телевизионного изображения, появлении яростного фона,
нарушении фокусировки и т. д. В порядке возрастания полей рас-
рассеяния в зависимости от используемого магнитопровода транс
форматоры располагаются в следующей последовательности: торо-
тороидальные стержневые, броневые. Интенсивность полей рассеяния
"Лсех ™овеРт"ансфо махров растет с Увеличением мощности с
уменьшением сечения магнитопроводов и высоты катушек а так
же с ухудшением магнитных свойств магнитопроводов В этой
?вязи для снижения интенсивности поля Р^^™^
тора питания следует применять высококачественные
материалы для магнитопровода, а также уменьшать в нем воз-
воздушные зазоры. С этой же целью в тороидальных трансформато-
трансформаторах обмотки следует распределять по всей длине сердечника рав-
равномерно независимо от числа витков. „ИЧКо-
При совместной компоновке трансформатора питания и низко
частотного трансформатора их следует располагать на возможно
большем расстоянии с ориентировкой магнитных полей под углом
90° Эффективное снижение магнитных полей рассеяния транфор-
маторов и дросселей достигается экранированием.^ТГоТьзv
конструкции дросселя фильтра с воздушным зазором использу
ют многослойный экран, состоящий из короткозамкнутого алю-
алюминиевого или сварного медного витка и внешнего экрана из маг-
магнитного материала (рис. 9.13). „„„л^мятп-
В трансформаторах питания и низкочастотных трансформато
pax для устранения емкостной связи между первичной и вторич-
вторичной обмотками устанавливается разомкнутый виток из медной
фольги с перекрытием, прокладываемой между обмотками по
?сей длине катушки трансформатора. Виток соединяется с кор-
корпусом аппаратуры и выполняет роль электростатического экрана.
Применение заземленной с одного конца однослойной экранирую
v 301
Рис. 9.13. Многослойное экранирование дрос-
дросселя фильтра: /
1 — экран из магнитного материала; 2 — экран из
немагнитного металла; 3 — воздушный зазор в сер.
дечнике '
щей обмотки, второй конец которой
изолирован, неэффективно из-за иш-
дуктивного характера рассматривае-
рассматриваемого экрана и его большей электри-
электрической проницаемости по сравнению
со сплошным витком. Эффективным
средством подавления помех в совре-
современных импульсных источниках пита-
питания является применение двух элек-
электростатических экранов в разделительном трансформаторе, кото-
которые присоединяются соответственно к двум различным кондуктив-
но (гальванически) развязанным опорным точкам.
Высокочастотные катушки и контуры. При экранировании вы-
высокочастотных катушек индуктивности или контуров аппаратуры
следует учитывать возможность ухудшения их основных электри-
электрических параметров: уменьшение индуктивности, увеличение соп-
сопротивления и собственной емкости. Вносимые экраном потери воз-
возрастают с уменьшением проводимости материала и расстояния
между экраном и катушкой. Поскольку эквивалентное затухание
контура определяется затуханием катушки и должно быть доста-
достаточно малым, то в качестве материала экрана следует применять
немагнитные металлы (медь, латунь, алюминий), а размеры эк-
экрана, исходя из конструктивных соображений, выбирать по воз-
возможности большими.
На практике экраны высокочастотных катушек и контуров вы-
выполняют цилиндрической и прямоугольной формы, выбирая зазор
между экраном и катушкой не менее половины диаметра катуш-
катушки. При конструировании экранов следует располагать стыки,
швы, щели в направлении вихревых токов, определяющих экрани-
экранирующий эффект. Экранирование электрического поля при этом
легко О1беспечивается в случае надежного электрического контак-
контакта с корпусом аппаратуры. Следует учитывать, что применение
заземленного экрана приводит к увеличению собственной емкос-
емкости катушки за счет добавления к ней емкости экрана.
Транзисторы и ИС. Общий вывод транзисторов и ИС в ме-
металлическом или металлостеклянном корпусе должен соединяться
с общим корпусом аппаратуры. При этом корпус выполняет роль
экрана и одновременно служит теплоотводом для активных эле-
элементов, предназначенных для работы в выходных каскадах и уз-
узлах питания аппаратуры. В случае, если пластмассовое или кера-
керамическое основание прикрывается одной или двумя металличес-
металлическими крышками, не имеющими соединения с общей точкой внут-
внутренних частей ИС, а также вывода для подключения к печатной
плате, это может привести к увеличению емкостной связи внутри
302
\ микросхемы и между соседними микросхемами. При размещении
Хтонко'пленочной или полупроводниковой ИС на одной стороне
Аодложки электропроводная пленка, нанесенная >на другую сто-
сторону, может выполнять роль экрана и присоединяться к выводу
ИС для дальнейшего подключения к корпусу устройства. Таким
скюсобом могут экранироваться друг от друга рядом расположен-
расположенные ИС, которые оказываются также защищенными от воздейст-
воздействия внешних помехшесущих электромагнитных полей.
Транзисторы и ИС в пластмассовых корпусах при необходи-
необходимости могут быть экранированы внешними металлическими кол-
колпачками или перегородками, соединенными с общим корпусом
РЭА. Другой метод экранирования заключается в нанесении на
пластмассовый или керамический корпус транзистора или ИС про-
проводящего покрытия с последующим его заземлением.
Соединительные линии применяются для передачи сигналов к
отдельным функциональным узлам, блокам, радиотехническим уст-
устройствам. Для аппаратуры, работающей в диапазонах длинных,
коротких и иногда метровых волн, в основном используется про-
проводной и печатный монтаж. В диапазонах метровых и дециметро-
дециметровых волн наибольшее применение получили радиочастотные коак-
коаксиальные кабели, обладающие высокой помехозащищенностью и
обеспечивающие малые потери в широком диапазоне частот.
При применении экранированных проводов одноточечное при-
присоединение оплетки к корпусу аппаратуры, исключая влияние
электрического поля помех, не защищает от магнитного поля (рис.
9.14,а). Для подавления магнитного поля помех весь обратный
7777////////
'Обр
'обр
77777777777/////////'
Рис. 9.14. Экранирование линии связи:
а — одноточечное заземление оболочки на корпусе; б — полное экранирование электричес-
электрического и магнитного полей (без учета влияния общей «землн»); в — снижение эффектив-
эффективности магнитного экранирования за счет разветвления обратного тока; г — применение
экранированной внтой пары
303
ток экранируемой цепи следует направить через экранирующую/
оплетку провода (рис. 9.14,6). На практике экранирующие оп/
летки монтажных проводов длиной свыше 100 мм заземляют с
обоих концов. При этом следует учитывать возможность ухудше?
ния магнитного экранирования из-за появления дополнительной
ветви обратного тока, нарушающей компенсацию магнитных полей
прямого и обратного токов (рис. 9.14,е). В этом случае также
появляется петля-контур, образованный экранирующей оплеткой
и землей, на который может воздействовать внешнее магнитное
помехонесущее поле, а также кондуктивные (гальванические) пр-
мехи, определяемые конечным сопротивлением корпуса или шас-
шасси аппаратуры. На высоких частотах" из-за наличия взаимной ин-
индуктивности между экраном и центральным проводником экран
создает цепь возврата тока с более низкой индуктивностью, чем
цепь заземления, в результате чего эффективность экранирования
повышается.
Высокая эффективность ослабления помех обеспечивается при
использовании двойных экранов, а также витой пары, защищенной
экранирующей оболочкой (рис. 9.14,г). Недостатком применения
экранирующей оболочки является увеличение паразитной емкос-
емкости соединения. Длина экрана (рис. 9.14,г) должна быть значи-
значительно меньше четверти длины самой короткой волны передавае-
передаваемого сигнала. Если указанное условие не выполняется, то экрани-
экранированный провод следует рассматривать как длинную линию, ко-
которая должна быть на концах нагружена на согласованное соп-
сопротивление.
С целью уменьшения возможных нежелательных электромаг-
электромагнитных связей между проводами монтажа следует связывать в
жгут и экранировать провода с токами низких частот, например
провода сети питания, цепей управления и т. д. Для уменьшения
взаимного влияния высокочастотных цепей рекомендуется выби-
выбирать длину соединительных проводов наименьшей, для чего эле-
элементы высокочастотных схем, связанные между собой, необходи-
необходимо располагать в непосредственной близости, а пересечение про-
проводов выполнять под прямым углом. При параллельном располо-
расположении такие провода должны быть максимально удалены друг от
друга или разделены экранами.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Объясните, что такое эффективность экранирования.
2. Рассмотрите основные структуры помехонесущих полей.
3. Опишите особенности проектирования экранов для помехонесущих полей раз-
различной структуры.
4. Начертите конструкции одно- и многослойных экранов, сравните их свойства
и объясните рекомендуемое применение.
5. Какими свойствами должны обладать материалы для экранов?
304
'лава 10
МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ
И ПРОИЗВОДСТВЕННОГО
КОНТРОЛЯ ПАРАМЕТРОВ
СВЧ-УСТРОЙСТВ И ЭКРАНОВ
1 10.1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Требования, предъявляемые к СВЧ-устройствам и экранам, обыч-
обычно выражаются в виде комплекса параметров и характеристик,
достаточно полно определяющих их реакцию на заданные элект-
электрические сигналы при заданных механических, климатических и
температурных условиях.
Наиболее полный комплекс измерений заключается в опреде-
определении распределения электрической составляющей поля с целью
установления типа, а иногда и амплитуд колебаний электромаг-
электромагнитного поля, а также реакции измеряемого устройства на элект-
электрические сигналы. Последнее в случае пассивных элементов и
устройств в основном сводится к измерению внешних характерис-
характеристик, к которым относятся комплексные коэффициенты отражения
от всех выводов (входов и выходов), полные сопротивления на
всех выводах и комплексные коэффициенты передачи между по-
попарно взятыми выводами. В случае активных устройств эти изме-
измерения дополняются измерением параметров генерируемых и уси-
усиливаемых сигналов [16, 17].
10.2. ИЗМЕРЕНИЕ СТРУКТУРЫ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ПОЛЯ
Измерение структуры электромагнитного поля позволяет уста-
установить тип колебаний, определить относительные амплитуды no-
noлей, оценить влияние неоднородностей на структуру поля, рассчи-
тать состав пространственных гармоник поля, выявить и затем
устранить многие дефекты производства. При измерении струк-
туры поля используются зондовые методы и методы электролити-
ческих ванн. Зондовые методы можно разделить на методы ак-
тивного и реактивного зондов [1, 16].
Метод активного зонда. При этом методе (рис. 10.1) в изме-
измеряемом устройстве с помощью генератора стандартных сигналов
(ГСС) возбуждаются электромагнитные колебания. В область
гсс
Развязывающий
аттенюатор
Зонд
'мое /-L.
Измеряв! __
устройство Т
^Индикатор
Рис 10 1 Измерение структуры поля методом активного зонда
305
измерения помещается электрический зонд. На зонде наводится
СВЧ-сигнал, значение которого пропорционально значению амп-
амплитуды составляющей электрического поля, направленной вдоЛь
зонда. Наведенный СВЧ-сигнал детектируется детектором, и За-
Затем его значение регистрируется индикатором. В качестве инди-
индикатора могут применяться гальванометры, микроамперметры, чув-
чувствительные ламповые вольтметры и др. В обсуждаемой схеме,
как и во многих других, между измеряемым устройством и ГСС
включается развязывающий аттенюатор с затуханием 10... 15 дБ,
который, кроме функции развязки, согласует соединительную /ли-
/линию измеряемого устройства со стороны генератора, обеспечивая
отсутствие повторных отражений и искажений результатов изме-
измерений. Кроме того он обеспечивает активный характер нагрузоч-
нагрузочного сопротивления и согласование нагрузки ГСС, что является
необходимым условием для обеспечения стабильности его работы.
Зонд, представляющий собой отрезок тонкой проволоки длиной
меньше длины волны исследуемых колебаний, вводится во внут-
внутреннюю полость измеряемого устройства через отверстия или
щель. Размеры зонда и дополнительно прорезанных отверстий и
щелей должны быть такими, чтобы структура измеряемого поля
не искажалась и дополнительные потери и реактивности, вносимые
в измеряемое устройство, были пренебрежимо малыми.
Метод реактивного зонда. При измерениях методом реактив-
реактивного зонда (рис. 10.2) выводы измеряемого устройства закорачи-
закорачивают и оно превращается в резонатор (резонансный макет). Для
того чтобы поле такого резонатора соответствовало полю уст-
устройства в рабочем режиме, необходимо, чтобы он имел достаточ-
достаточно большую электрическую длину (несколько длин волн). Этому
условию, как правило, легко удовлетворяют замедляющие систе-
системы электровакуумных приборов СВЧ, при исследовании которых
данный метод чаще всего применяется.
Короткое замыкание
\ Сущность метода реактивного зонда сводится к тому, что при
'. введении в резонансный макет, возбужденный на резонансной
частоте, металлического или диэлектрического тела меняется его
резонансная частота. Изменение резонансной частоты пропорцио-
пропорционально квадрату напряженности электрического поля в измеряе-
измеряемой области:
Рис. 10.2. Измерение структуры поля методом реактивного зонда
306
где WCp — средний запас энергии в резонансном макете за один
период колебаний; К3 — коэффициент, зависящий от геометрии,
ориентации относительно направления поля и электрических па-
параметров материала зонда.
Чтобы не нарушать структуру измеряемого поля и получать
необходимую разрешающую способность, реактивный зонд дол-
должен иметь геометрические размеры значительно меньшие длины
волны и сферическую (шарик) или цилиндрическую (стержень)
форму.
При измерениях резонатор возбуждается с помощью слабо
связанного элемента связи. Конструкция и размещение элемента
связи должны обеспечивать преимущественное возбуждение элект-
электромагнитной волны нужного типа. С помощью другого элемента
связи, также слабо связанного с резонатором и реагирующего
преимущественно на волну нужного типа, СВЧ-колебания снима-
снимаются с резонатора и подводятся к детектору. Во время измере-
измерений реактивный зонд с помощью тонкой нити и механического
приспособления перемещают внутри резонатора, что вызывает из-
изменение его резонансной частоты. В каждом новом положении
зонда ГСС настраивается на новую резонансную частоту иссле-
исследуемого макета. С помощью волномера измеряют изменение ре-
резонансной частоты относительно резонансной частоты макета при
отсутствии зонда. Полагая, что постоянная Кз не меняется при
измерениях, л поддерживая мощность генератора неизменной, по
смещению резонансной частоты с помощью A0.1) определяют ве-
величину, пропорциональную напряженности электрического поля в
измеряемой точке. Затем по измеренным точкам строят эпюр
распределения электрической составляющей поля вдоль направ-
направления перемещения зонда.
Метод электролитической ванны (рис. 10.3) используется для
исследования распределения статических и квазистатических по-
полей. В диапазоне СВЧ этим методом исследуется структура поля
волны, являющейся квазистатической. В этом случае, измерив
распределение статического поля в СВЧ-устройстве, можно ут-
утверждать, что структура этого поля будет одинаковой со струк-
структурой поля Т-волны в этом же устройстве.
Измерительная установка состоит из диэлектрической ванны,
обычно заполненной водой. В вашу опущены металлические эле-
электроды, пропорциональные по размерам и одинаковые по форме
с металлическими поверхностями сечения измеряемого устройст-
устройства. Допустим, это будет поперечное сечение прямоугольной коак-
307
ЗонЕ —i
Измеряемое
устройство
Рис. 10 3. Измерение структуры поля методом электролитической ваниы:
а — схема измерения; б — измеренная структура поля
сиальной линии (ом. рис. 10.3). К электродам подключен источ-
источник постоянного или низкочастотного переменного напряжения.
Измерение сводится к определению и вычерчиванию формы экви-
эквипотенциальных линий электрического поля между электродами.
Для измерения потенциалов используют ламповый вольтметр V
с большим входным сопротивлением. Построив линию эквипо-
эквипотенциальных поверхностей, нетрудно нарисовать структуру элект-
электромагнитного поля, поскольку электрические силовые линии пер-
перпендикулярны эквипотенциальным поверхностям, а магнитные
совпадают с ними. Обычно этот процесс автоматизируется.
10.3. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОВ
ОТРАЖЕНИЯ И ПЕРЕДАЧИ
Измерение коэффициента отражения. Наиболее простые и до-
доступные методы измерения коэффициента отражения основаны
на применении измерительной линии, представляющей собой от-
отрезок линии передачи с узкой щелью, прорезанной вдоль ее оси.
Через щель внутрь волновода помещен электрический зонд, сое-
соединенный с детектором и передвигаемый вдоль щели, с помощью
каретки,.
Промышленностью выпускаются измерительные линии коакси-
коаксиальной, прямоугольной и симметрично-полоековой конструкций.
Для проведения калибровки и ряда измерений комплект содержит
короткозамыкатель и согласованную нагрузку. Коаксиальные изме-
измерительные линии, используемые на частотах 10... 10 000 МГц,
имеют собственный /Сет =1,04... 1,06 и погрешность измерения
/Сст = 2... 3 >не более 10%. Волноводные измерительные линии име-
имеют прямоугольное сечение, используются на частотах 1000 МГц
и выше, имеют собственный /Сет = 1,01... 1,03 и погрешность изме-
измерения /Сст = 2...3 не более 7%. Фактически диапазон /Сет, изме-
измеряемых с помощью приведенных измерительных линий, значитель-
308
но шире указываемых в паспорте на линию. Измерение малых
/Сет ограничено глубиной погружения зонда при движении карет-
каретки собственным /Сет измерительной линии. Измерение больших
/Сет связано с трудностями измерения большого диапазона амп-
амплитуд электрического поля, а также с отражениями от зонда, ко-
которые малы в минимуме, но велики в точках максимума. При
работе с линией следует использовать чувствительные индикато-
индикаторы (микроамперметры и измерительные усилители). В этих усло-
условиях обеспечивается квадрэтичность характеристики детектора и
исключаются трудности, связанные с ее учетом.
При измерениях коэффициента отражения измерительная ли-
линия включается в состав стенда (рис. 10.4,а). В процессе изме-
измерений, передвигая зонд, снимают картину распределения электри-
электрического поля вдоль линии (рис. 10.4,6). Перемещение зонда из-
измерительной линии калибровано, и его положение отсчитывается
с помощью специальной линейки или микрометрического устрой-
устройства. Расстояние между двумя соседними минимумами (рис. 10.4,6)
равно половине длины волны в используемой измерительной ли-
линии. Положение минимумов определяет фазу коэффициента отра-
отражения измеряемого устройства, а отношение максимума к мини-
минимуму электрического поля определяет коэффициент стоячей вол-
волны: /Сст = Emax/Emln-
С помощью /Сет определяют модуль коэффициента отражения,
поскольку в соответствии с B.24) он равен
Заметим, что на практике больше принято использовать не модуль
коэффициента отражения, а коэффициент стоячей волны. Объясня-
Объясняется это отсутствием дополнительных расчетов, более удобными
числовыми величинами, непосредственной связью с физическим
представлением о стоячей волне и, наконец, давно укоренившими-
укоренившимися традициями.
Измерение коэффициента стоячей волны (модуля коэффициен-
коэффициента отражения). Величины /ССТ) указанные в паспорте на измери-
измерительную линию, определяют непосредственным измерением мини-
Измерительная
линия
а)
Согласованная
нагрузка
hHHZZI
Короткозамы-
Короткозамыкатель "*т
Рис. 10.4. Измерение коэффициента отражения методом измерительной линии
309
мального Amin и максимального ЛШах показаний индикатора при
перемещении каретки вдоль линии и вычисляют по формуле
— У "
A0.3)
При измерении больших Кет реюжендуется использовать метод
удвоенного минимума, основанный на измерении ширины кривой
распределения напряженности электрической составляющей поля
вблизи минимума стоячей волны в линии. Применение метода ил-
иллюстрируется рис. 10.4,6 где показана огибающая стоячей волны
вблизи минимума. Порядок намерения следующий: определяют
отклонение индикатора при помещении зонда измерительной ли-
линии в минимуме Amin, а затем измеряют интервал смещения зон-
зонда 2А1 между теми его соседними положениями, в которых откло-
отклонение индикатора равно 2Лтш, а коэффициент Кет вычисляется
по формуле
#ст = Яв/2лД/. A0.4)
Измерение фазы коэффициента отражения. Фазу коэффициента
отражения определяют измерением положения минимума стоячей
волны электрического поля. Если за плоскость измерений (начало
отсчета) принять вход в нагрузку, то согласно B.28) фаза в ми-
минимуме стоячей волны в линии вычисляется ПО' уравнению
Фтш= - Bл - 1) я = ф„ - 4л /т1п/Яв. A0.5)
Решая это уравнение относительно фазы в плоскости измере-
измерения ф0, получаем
Фо = 4л/ПIпДв-Bп-1)л) A0.6)
где Imin — расстояние от плоскости измерения до минимума; п —
порядковый номер минимума, начиная от плоскости измерения.
Таким образом, задача измерения фазы заключается в опреде-
определении длины волны в измерительном тракте Хв, равной удвоенно-
удвоенному расстоянию между соседними минимумами, в вычислении рас-
расстояния от минимума до нагрузки lmin и нахождении порядкового
номера минимума п. Последний определяется как целая часть
числа, полученного из уравнения n=l + 2lminfXB-
Измерение модуля коэффициента передачи. Модуль и фаза
(аргумент) коэффициента передачи имеют самостоятельное зна-
значение и измеряются отдельно. В случае уменьшения амплитуды
волны модуль коэффициента передачи определяет затухание и в
случае увеличения амплитуды волны — усиление. Аргумент коэф-
коэффициента передачи определяет изменение фазы волны при про-
прохождении ее через измеряемое устройство и используется для
оценки фазовых характеристик СВЧ-устройств [8].
Измерение модуля коэффициента передачи можно проводить
следующими наиболее распространенными методами: измеритель-
измерительной линии, резонатора, отношения мощностей, замещения и ком-
компенсационным.
310
Метод измерительной линии используется для измерения ма-
малых затуханий (порядка нескольких децибел) и основан на из-
измерении четырехполюсника, короткозамкнутого на выходном кон-
конце. Измерив Кет, можно вычислить затухание четырехполюсника
cc = 8,68arctgl/A:cT. A0.7)
Это соотношение справедливо, если затухание в самой измери-
измерительной линии меньше затухания в измеряемом четырехполюсни-
четырехполюснике и нет отражений от входа последнего.
Метод резонатора удобен для определения затуханий менее
1 дБ в небольших отрезках линий передачи. Линию достаточной
длины закорачивают с обоих концов или сворачивают в кольцо
с таким расчетом, чтобы образовать резонатор, и тогда измеряют
собственную добротность полученного резонатора. По результатам
измерения добротности Qo вычисляется коэффициент затухания
линии передачи, который с достаточной степенью точности можно
определить соотношением a = 27,3/Qo^B-
Эта формула справедлива лишь для резонаторов небольшой
электрической длины (например полволны) с малыми потерями в
местах короткого замыкания и при слабой связи во время изме-
измерений с генератором и индикатором.
Метод отношения мощностей основан на измерении мощности
на входе Рвх и выходе Рвых измеряемого устройства и вычислении
модуля коэффициента передачи (затухания или усиления)
«=Ю1ё(Рвх/Рвых). A0.8)
Функциональная схема измерения затухания методом замеще-
замещения показана на рис. 10.5. В методе используется точный образ-
образцовый аттенюатор, включенный между генератором и выходным
индикатором. Аттенюатор первоначально устанавливается на не-
некоторый удобный уровень, принимаемый в качестве опорного.
После включения измеряемого четырехполюсника затухание атте-
аттенюатора изменяется до тех пор, пока детектируемый сигнал не
достигает первоначального значения.
По изменению показаний аттенюатора определяют модуль ко-
коэффициента передачи (затухание или усиление) четырехполюсни-
четырехполюсника. Оба последних метода используются при измерениях затуха-
затухания больше 'нескольких децибел.
Измерение фазы коэффициента передачи. Фазовый угол коэф-
коэффициента передачи обычно находят как изменение фазы (фазо-
(фазовый сдвиг) сигнала на выходе по сравнению с фазой сигнала на
ГСС
Отрезок
волновода \
Ы
ОВр.азцо-
\вый атте-
аттенюатор
Индика
тор
Измеряе-
Измеряемое .уст-
.устройство
Рис. 10.5. Измерение модуля коэффициента передачи методом замещения
311
входе измеряемого устройства. Измерение фазовых сдвигов ра-
радиоустройства является сложной задачей, которой уделено много
внимания в специальной литературе [16]. Большинство измери-
измерительных устройств используют метод замещения по СВЧ и про-
промежуточной частоте, компенсационный метод или метод фазовых
детекторов.
На рис. 10.6 приведена функциональная схема для измерения
комплексного значения коэффициента передачи компенсационным
методом. Отсчет по шкалам аттенюатора и фазовращателя дает
значения модуля и фазового угла комплексного коэффициента пе-
передачи измеряемого устройства. Отсчет начинают после того, как
с помощью регулировки аттенюатора и фазовращателя индика-
индикатор покажет нуль, что соответствует равенству амплитуд и фаз
выходных сигналов в обеих параллельных ветвях.
Автоматизация измерений коэффициентов отражения и пере-
передачи. Автоматизированные и автоматические измерители коэффи-
коэффициентов отражения и передачи делятся на две группы. К первой
группе относятся панорамные измерители модулей коэффициентов
отражения и передачи, а ко второй — измерители S-параметров.
Под S-параметрами следует понимать комплексные значения ко-
коэффициентов отражения и передачи (см. гл. 2).
Более широкое применение находят панорамные измерители,
так как в большинстве случаев СВЧ-устройства достаточно полно
характеризуются значениями модуля коэффициента отражения,
который принято представлять через коэффициент стоячей волны.
Наиболее общая функциональная схема панорамного измерителя
показана на рис. 10.7. В качестве основного измерительного уст-
устройства здесь применяются рефлектометры (два направленных от-
ветвителя с детекторными головками).
При измерении коэффициента отражения к измерителю отно-
отношений подводят выходные сигналы рефлектометра, один из кото-
которых пропорционален мощности падающей волны, а другой —
мощности отраженной волны. Это позволяет получить на выходе
измерителя отношений сигнал, пропорциональный модулю коэф-
коэффициента отражения. При измерении коэффициента передачи к
выходу измеряемого устройства вместо согласованной нагрузки
подключают широкополосную детекторную головку, выходной сиг-
сигнал которой подается на вход измерителя отношений вместо сиг-
сигнала направленного ответвителя обратной волны. В данном слу-
случае сигнал на выходе измерителя отношений пропорционален мо-
1-
Образцовый
аттенюа-
аттенюатор
—
Измеряв
остро
ствс
Образцовый
фазоора -
ш,атель
мое
1
(
Индика-
Индикатор
Рис. 10.6. Измерение модуля и фазы коэффициента передачи компенсационным
методом
312
Направленные
пбители
Рис. 10.7. Панорамный изме-
измеритель модулей коэффициентов
отражения
'Частотная метки
дулю коэффициента передачи. Выходной сигнал измерителя отно-
отношений подается на вертикально отклоняющие пластины осцилло-
осциллографа. Для калибровки вертикальной оси используются образцо-
образцовые нагрузки и аттенюаторы. В схеме рис. 10.7 сигнал направ-
направленного ответвителя падающей волны используется для автома-
автоматической регулировки (стабилизации) мощности свипируемого
генератора. Для формирования напряжения развертки от свипи-
свипируемого генератора поступает сигнал перестройки частоты. С
целью калибровки оси частот (горизонтальной) сигнал (импульс)
с. выхода волномера после соответствующей обработки (сужения)
подается на модулирующий электрод ооциллографической трубки
для подсвета экрана в. момент совладения частоты настройки вол-
волномера и частоты генератора.
Измерители S-параметров являются установками, построенны-
построенными на несколько иных принципах и, как правило, включающими
электронную вычислительную машину. Последнее позволяет по-
повысить точность и степень автоматизации измерений, а также
улучшить форму представления и осуществить запоминание ин-
информации [8].
10.4. ИЗМЕРЕНИЕ ПОЛНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ
Комплексное значение коэффициента отражения часто исполь-
используется для определения полного сопротивления СВЧ-элементов и
устройств. Звание этой характеристики позволяет с большим по-
пониманием физики явлений подойти к решению многих задач по
конструированию СВЧ-устройств. Под полным сопротивлением
обычно понимают коэффициент пропорциональности между воз-
313
действием (приложенным напряжением) и реакцией электричес-
электрической цепи на это воздействие (возникшим током). В цепях СВЧ-
диапазона приходится иметь дело с распространением электро-
электромагнитных волн, где полное сопротивление является чисто внеш-
внешней характеристикой тракта и устройств, включенных в него. По
реакции на электромагнитную волну (отражение, поглощение и
передача) оио эквивалентно реакции обычного полного сопротив-
сопротивления с сосредоточенными параметрами на низкочастотную волну
напряжения и тока, распространяющуюся, например, в двухпро-
двухпроводной линии. В диапазоне СВЧ определение абсолютного значе-
значения полного сопротивления часто не играет существенной роли, и
полное сопротивление D.14) выражается в нормированной форме
(Z') путем сравнения с волновым сопротивлением передающего
тракта, используемого при измерениях, и называется приведенным
полным сопротивлением
' + iX',
A0.9)
где R'=fi(T) — нормированная активная составляющая входно-
входного сопротивления; Х'=/г(Г) — нормированная реактивная сос-
составляющая входного сопротивления.
Эти зависимости, нанесенные на плоскость комплексного коэф-
коэффициента отражения Г = J Г| ei(P, имеют форму ортогональных ок-
Рис. 10.8. Круговая диаграмма в полярных координатах:
а — окружности постоянных активных сопротивлений; б — окружности постоянных
тнвных сопротивлений; в — полная круговая диаграмма
314
реак-
ружностей i?'=i/i(r) и X' = f${T), в совокупности образующих ко-
координатную сетку круговой диаграммы (рис. 10.8), где по внеш-
внешней окружности (Г=1) откладывается угол ф, а по горизонталь-
горизонтальной оси |Г| или Дет {Kcr=R' при Х'=0). Используя эту диаграм-
диаграмму, по данным измерения модуля коэффициента отражения
|Г|(Дст) и фазы коэффициента отражения <р находят точку А,
координаты которой соответствуют полному входному сопротив-
сопротивлению Z' = R' + iX' устройства, подключаемому к концу измери-
измерительного тракта. Проводимости этого же устройства Y' = G' +
+ iB' соответствуют координатам точки В с зеркальным располо-
расположением относительно точки А.
Автоматизация измерений полных сопротивлений осуществляет-
осуществляется с помощью многозондовой измерительной линии, которая пред-
представляет собой отрезок волновода с продольной щелью, как в
обычной измерительной линии, но с четырьмя неподвижными зон-
зондами, располагаемыми на расстоянии tai/8 друг от друга; бли-
ближайший к измеряемому устройству зонд располагается также на
расстоянии ta/8 от входа в измеряемое устройство (рис. 10.9). На-
Наводимые на зондах сигналы после детектирования усиливаются,
вычитаются в комбинации (Ui—U3), (?/4—?/г) и, соответственно,
подводятся к отклоняющим пластинам электронно-лучевой осцил-
лографической трубки. При постоянной выходной мощности сви-
пируемого генератора и одинаковых частотных характеристиках
всех четырех зондов радиальное отклонение луча от центра ос-
циллографичеокой трубки в таком устройстве пропорционально
модулю коэффициента отражения, а угол между горизонтальной
Сдипирие-
мыа
генератор
А/8 I А/8 I Л/8 I Я/3
I
\Усилитель и
дычитатвль
Формирова -
твль
частотной
метки
Измеряемое
устройстдо
Усилитель и
бычшпатель
I*
На модулятор
Осциллограф
Рис. 10.9. Автоматический измеритель полных сопротивлений
315
осью и вектором, проведенным через светящуюся точку отклонен-
отклоненного луча и центр осциллограммы, равен фазе коэффициента от-
отражения. Если на экране осциллографа нарисовать круглую ди-
диаграмму полных сопротивлений, то при соответствующей кали-
калибровке это позволит производить визуальный отсчет комплексного
коэффициента отражения устройства, подсоединенного к выходу
четырехзондовой линии.
Необходимость соблюдения условия Хв/8 требует перестройки
зондов при измерении в широком диапазоне частот.
Измерители полных сопротивлений в режиме панорамного из-
измерения (автоматической перестройки частоты) в полосе ±'10%
имеют, погрешность определения модуля ±4% и фазы ±2%.
10.5. ИЗМЕРЕНИЕ ПЕРЕДАЮЩЕГО ТРАКТА
Измерение согласования передающего тракта ведется с целью
нахождения величины и места отражений от идеальных неодно-
родностей в тракте для уменьшения их до значения, не превы-
превышающего заданного. При большой длине передающего тракта
(несколько десятков метров и более) эффективными являются им-
импульсные радиолокационные методы с использованием импульсов
наносекундной длительности [17]. Однако сложность измеритель-
измерительной аппаратуры накладывает большие ограничения на их приме-
применение. Поэтому на практике при выполнении согласования трак-
трактов большой длины исследуют отдельные его элементы, узлы и
отрезки линий передачи, имеющие небольшую длину. В этом
случае основными измеряемыми параметрами являются комплекс-
комплексные коэффициенты отражения и передачи, их составляющие и
производные.
При определении согласования СВЧ-трактов, как правило, ис-
используют измерители полных сопротивлений и панорамные изме-
измерители коэффициентов отражения, которые удобны тем, что поз-
позволяют видеть на экране осциллографа действие органов регули-
регулировки при настрО'йке тракта. Тракт одним концом подключают не-
непосредственно к входу измерителя, а вторым — к согласованной
нагрузке. Необходимо иметь в виду, что коэффициент отражения
нагрузки суммируется с коэффициентом отражения измеряемого
устройства и не должен превышать значения Г = 0,05.
Измерение потерь в тракте чаще всего производится методами
измерительной линии и резонансными методами, описанными в
§ 10.3.
Измерению электрической прочности в тракте подлежат узлы,
внутри которых помещены неоднородности, ослабляющие элект-
электрическую прочность тракта. При испытаниях на электрическую
прочность используют мощные импульсные генераторы.
Измерение паразитного излучения тракта проводится теми же
методами, что и описываемое ниже измерение поля при опреде-
определении характеристики направленности антенн.
316
10.6. ИЗМЕРЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК АНТЕНН
При измерении антенн чаще всего ограничиваются измерением
входного сопротивления и основных характеристик излучения, к
которым относятся диаграмма направленности, коэффициент уси-
усиления и поляризации поля излучаемых радиоволн (поляризацион-
(поляризационная характеристика).
Входное сопротивление измеряется с целью согласования пе-
передающего тракта с антенной. Методы его измерения описаны в
¦§ 10.4. Характеристики излучения антенны определяются напря-
напряженностью электромагнитного поля, создаваемого антенной в
дальней зоне. В неограниченном пространстве (вакууме или воз-
воздухе) между электрической и магнитной составляющими электро-
электромагнитного поля существует следующая связь: ? = 377#. Это поз-
позволяет ограничить измерение электромагнитного поля определени-
определением одной его составляющей — .напряженности электрического по-
поля. Поскольку вектор напряженности электрического поля опре-
определяется тремя параметрами — амплитудой, фазой и поляриза-
поляризацией, то, очевидно, задача измерений будет состоять в определе-
определении этих параметров.
Измерение относительного значения амплитуды поля. Для из-
измерения относительного значения амплитуды поля может быть ис-
использовано устройство, схема которого показана на рис. 10.10. В
диапазоне СВЧ измерительное устройство состоит из рупорной ан-
антенны, нагруженной на согласованную детекторную головку, и
подключенного к ней индикатора. В случае слабых полей в ка-
качестве индикатора необходимо использовать чувствительный из-
измерительный усилитель, а при сильных полях — достаточно чув-
чувствительный гальванометр.
Измерение абсолютного значения амплитуды поля. Измерите-
Измерители абсолютного значения амплитуды поля называются компара-
компараторами. В компараторах для измерения амплитуды электромаг-
электромагнитного поля используют методы замещения и сравнения. Ком-
парирование может производиться по генератору стандартных
сигналов и по эталонному полю. Функциональная схема компа-
компаратора показана на рис. 10.11. Принцип работы такого прибора
основан на сравнении измеряемого сигнала, принятого антенной,
с калиброванным по мощности сигналом генератора стандартных
сигналов. После измерения принятой антенной мощности сигнала
Ризм напряженность поля можно вычислять, используя зависи-
зависимость
Ад. A0.10)
где 5Д — действующая эффективная площадь раскрыва антенн.
Функциональная схема компаратора с компарированием по
эталонному полю показана на рис. 10.12. Здесь измеряемое поле
сравнивается с эталонным полем, создаваемым эталонной антен-
антенной, возбужденной генератором стандартных сигналов. Поле эта-
317
Измеряв - ^
мое
поле
Индика-
Индикатор
Рис. 10.10. Измерение относительного Рис. 10.11. Компаратор с компариро-
значения амплитуды поля ванием по ГСС
лонной антенны заранее рассчитывается. По этому полю калибру-
калибруется индикатор выхода СВЧ-приемника.
Измерение фазы поля. Для измерения фазы поля используют
обычные фазометры. Процесс измерения заключается в сравне-
сравнении фазы опорного электрического сигнала с фазой поля в задан-
заданных точках пространства. В качестве опорного сигнала исполь-
используется сигнал ГСС, питающего антенну. На рис. 10.13 показана
функциональная схема фазометра с применением пассивного от-
отражающего зонда. Пассивный зонд представляет собой металли-
металлическое тело, отражающее падающую на него волну. В схеме ис-
использованы два направленных ответвителя, из которых один реа-
реагирует на прямую волну, а другой — на отраженную. Фаза от-
отраженной зондом волны зависит от фазы поля, в котором нахо-
находится зонд. Перемещая пассивный зонд по раскрыву антенны и
измеряя фазу отраженной зондом волны относительно фазы опор-
опорного сигнала, можно получить фазовую характеристику диаграм-
диаграммы направленности антенны.
Измерение поляризации поля радиоволн. Для измерения поля-
поляризации поля радиоволн применяют ту же аппаратуру, что и для
измерения относительного значения амплитуды (см. рис. 10.10).
При измерении поляризации поля вспомогательная антенна
остается -неподвижной, а испытуемая вращается вокруг направле-
направления прихода волн. В качестве вспомогательной применяют амтен-
ну с линейной поляризацией (например рупор прямоугольного се-
сечения). Плоскость раскрыва вспомогательной антенны ориентиру-
ориентируется перпендикулярно направлению распространения измеряемой
волны. Измерения сводятся к снятию показаний индикатора от
угла поворота испытуемой антенны. Если измеренная кривая име-
имеет два симметрично расположенных нуля, то поле линейно поля-
поляризовано; при наличии точек минимума буд'ет эллиптическая по-
поляризация; если показания индикатора не зависят от угла поворо-
поворота испытуемой антенны, то поляризация круговая.
Направленные
отоетвители
Измеряемая
анте-ihc
Рис. 10.12. Компаратор с компариро-
ванием по эталонному полю
318
Рис. 10.13. Измерение
лучаемого антенной
Пассив-
Пассивный зонд
Отраженно/й
сиенал
азы поля, из-
Измерение диаграммы направленности. Диаграммы направлен-
направленности обычно снимают для двух взаимно перпендикулярных плос-
плоскостей и вычерчивают в полярных или декартовых координатах.
Процесс снятия диаграммы направленности состоит в измерении
на одном и том же расстоянии от испытуемой антенны га ампли-
амплитуды поля, создаваемого этой антенной в дальней зоне. При вы-
выполнении измерений всегда желательно выбирать небольшое рас-
расстояние га. Однако следует понимать, что существует минимальное
расстояние, удовлетворяющее условию дальней зоны, которое оп-
определяется уравнением
'min =(?!+#№ A0.11)
где D\ и D2 — размеры исследуемой и используемой при изме-
измерениях (вспомогательной) антенн. Уменьшение расстояния по
сравнению с rmin приводит к заметным ошибкам измерений.
При снятии диаграммы направленности можно перемещать по
кругу вокруг испытуемой антенны вспомогательную антенну и
индикатор или, наоборот, оставить вспомогательную антенну и
индикатор неподвижными и вращать вокруг своей оси испытуе-
испытуемую антенну. Снять диаграмму направленности можно как назем-
наземными измерениями, при которых вспомогательная антенна нахо-
находится на поверхности земли, так и с помощью летательных ап-
аппаратов, когда вспомогательная антенна располагается на само-
самолете или вертолете. При наземных измерениях трудно избежать
искажений диаграммы направленности, связанных с влиянием
предметов и земли.
Измерение коэффициентов усиления. На практике коэффици-
коэффициент усиления антенны /Су обычно определяют сопоставлением с
коэффициентом усиления эталонной, чаще всего рупорной антен-
антенны. Коэффициент усиления рупорной антенны Кур достаточно точ-
точно рассчитывают с помощью формулы G.41). Схема для изме-
измерения коэффициента усиления показана на рис. 10.14. При квад-
квадратичной характеристике детекторов ?>i и D2 коэффициент уси-
усиления измеряемой антенны
где U\ и U2 — показания индикаторов при подключении к изме-
измеряемой и эталонной антеннам соответственно.
Эталонная
антенна
ГСС
Излучающая
антенна
Индика-
Индикатор
Измеряемая
антенна
Рис, 10.14. Измерение коэффициента усиления антенны
319
10.7. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ
ЭКРАНИРОВАНИЯ
Экранирование РЭА является одним из средств уменьшения
паразитного излучения, улучшения характеристик радиоаппарату-
радиоаппаратуры в отношении ее восприимчивости к помехам и уменьшения
внутренних паразитных связей между отдельными элементами и
узлами РЭА. В соответствии с этим для определения экраниро-
экранирования необходимо измерить:
абсолютный уровень помех, излучаемых испытываемым уст-
устройством;
абсолютный уровень помех, воздействующих на РЭА при оп-
определении ее восприимчивости к помехам;
степень уменьшения помех с помощью экранов.
Экранироваться могут целые здания и отдельные помещения,
в которых работает РЭА. Как правило, экранируются отдельные
радиоустройства и их блоки, часто отдельные функциональные
узлы, а иногда и их элементы. Экранирование зданий, отдельных
помещений и радиоустройств обеспечивает биологические нормы
излучения, отсутствие вредного влияния электромагнитных коле-
колебаний на человеческий организм, а также улучшение электромаг-
электромагнитной совместимости и радиомаскировки аппаратуры и радио-
радиосистем в целом. Измерения в этом случае ведутся в дальней
зоне, т. е. в зоне, где поле носит характер плоской волны. Изме-
Измеряются абсолютные значения полей или абсолютные значения
плотности потока энергии. При этом используется та же аппа-
аппаратура и те же методы, которые применяются при вышеописан-
вышеописанных исследованиях и испытаниях антенн. Наиболее употребитель-
употребительным является метод с использованием антенны, к выходу кото-
которой подсоединяется селетивный вольтметр, измерительный прием-
приемник или измеритель малой мощности. На частотах ниже 1 ГГц
используются штыревые антенны, а в более высокочастотных диа-
диапазонах предпочтительны рупорные. Если измерения проводятся с
помощью рупорной антенны и используется измеритель малой
мощности, то по показаниям последнего Ризм определяется плот-
плотность потока мощности Яср = РНзм/5д. На практике чаще интере-
интересуются не величиной Яср, а амплитудой напряженности электри-
электрического поля, которая вычисляется с помощью A0.10).
Пр« измерениях внутри здания следует обращать внимание
на возможность образования стоячих волн и измерения проводить
в местах максимума стоячей волны. При исследованиях радио-
радиоустройств (передатчиков, СВЧ-трактов, приемников и др.), их от-
отдельных блоков, узлов и элементов измерения проводят в непо-
непосредственной близости от мест, где вероятнее всего следует ожи-
ожидать утечку энергии. Примерами таких мест, где наиболее веро-
вероятно нарушение экранировки (электрогерметичности), могут быть
соединения отдельных элементов и узлов, вентиляционные отвер-
отверстия, места установки измерительных приборов, непропаяные ще-
щели и др. Главной особенностью измерений в непосредственной
320
близости от излучателя, или в ближней зоне, является то, что
магнитное и электрическое поле не связаны такой простой вре-
временной, пространственной и амплитудой зависимостями, как в
дальней зоне, где они синфазны, их векторы перпендикулярны
друг другу, а амплитуды связаны так называемым характеристи-
характеристическим сопротивлением волны в свободном пространстве, равным
377 Ом. Поэтому строго говоря, при определении абсолютных
значений напряженностей полей в ближней зоне следовало бы
измерять раздельно как электрические, так и магнитные состав-
составляющие поля.
На практике, как правило, ограничиваются измерением либо
электрического, либо магнитного поля. При измерениях электри-
электрического поля используют штыревые антенны, а при измерениях
магнитного поля — рамки. Используют рамки в двух случаях.
Прежде всего, это, когда необходимо измерить именно магнитное
поле (например, экранирование электронно-лучевых трубок), а
также в случае измерения достаточно низких частот, когда шты-
штыревые антенны имеют большие размеры. Увеличивая число вит-
витков рамки и, более того, применяя сердечники из ферромагнитно-
ферромагнитного материала, можно получить малые размеры и большую чувст-
чувствительность антенного устройства. Рамки используют всегда с
электростатическим экраном, чтобы избежать действия электриче-
электрического поля. На рис. 10.15 приведены примеры измерения эффек-
эффективности экранирования коаксиального кабеля по электрическому
и магнитному полям. Измерения проводятся в два этапа. Внача-
Вначале определяют поля #i и Ei неэкранированного провода (рис.
10.15,а и е), затем поля коаксиального кабеля Н2, Е2 (рис.
Экран
Lj ^ U
\Коаксиальн.ка5ель I
j Продод I
UaSEU
^Коаксиальный '"'
кабель
Рис 10 15. Определение эффективности экранирования:
а, в — измерение иеэкранированного провода; б, г — измерение коаксиального кабеля
1179
11—79
321
10.15,6 и г). Эффективность экранирования по электрическому
полю равна
а эффективность экранирования по магнитному полю
Cu{H) = 20\g(H1/H2).
Если измерения СщЕ) и Ci2<h) проводят в одном и том же
месте, то эти величины равны, поскольку электрическое и маг-
магнитное поля связаны через постоянный множитель.
Правила определения эффективности экранирования требуют,
чтобы аппаратура, входящая в состав измерительного комплек-
комплекса, не создавала дополнительных излучений и не имела побочных
каналов приема помех, не относящихся к проводимым измере-
измерениям. Поэтому вся аппаратура измерительного стенда (см. рис.
10.15) имеет дополнительную экранировку и размещается на за-
заземленном металлическом листе.
Часто возникает вопрос о точности, которая требуется при
определении эффективности экранирования. Однако очевидно, что
высокая точность совершенно не оправдана, даже если она дос-
достижима, поскольку существует много неопределенностей в мето-
методах, условиях измерений и сами измеряемые величины сильно
меняются от образца к образцу. Поэтому погрешности в десятки
процентов вполне допустимы.
10.8. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
РАДИОМАТЕРИАЛОВ
Свойства радиоматериалов в диапазоне СВЧ можно охаракте-
охарактеризовать тремя скалярными константами. Этими константами яв-
являются абсолютная диэлектрическая проницаемость еа, абсолют-
абсолютная магнитная проницаемость ца и объемная проводимость
c(tg6), которые измеряются резонансными и нерезонансными ме-
методами [17].
В качестве примеров реализации этих методов рассмотрим не-
некоторые методы измерения параметров диэлектриков. Наиболее
доступные и распространенные нерезонансные методы измерения
параметров диэлектриков основываются на определении изменяю-
изменяющегося комплексного коэффициента передачи отрезка линии при
заполнении его исследуемым диэлектриком. Методы подобных из-
измерений были рассмотрены в § 10.3.
При использовании нерезоиананых методов следует хорошо со-
согласовывать входные и выходные концы заполненного диэлектри-
диэлектриком волновода. Такое согласование удобно выполнять путем плав-
плавных срезов диэлектрического заполнения. Срезы необходимо учи-
учитывать как уменьшение длины образца (/). Для уменьшения свя-
связанной с этим относительной ошибки измерения, длина регуляр-
регулярной части образца должна быть как можно больше. Диэлектриче-
Диэлектрическую проницаемость можно определить, сопоставив длину волны
322
в незаполненной волноводной линии Хв и заполненной исследуе-
исследуемым диэлектриком ЯВе:
«W~»-(V*»)' + (VM'. A0л2)
Измерив разность затухания незаполненной и заполненной ди-
диэлектриком линий ДЛ = а /е и применив соотношения табл. 3.1,
можно найти
A0.13)
+г._ *о У в - (Ар АкрJ АЛ
Хёй~~ 27,3-8 /
При использовании резонансных методов резонатор образу-
образуется как короткозамкнутый с обоих концов отрезок линии переда-
передачи. В этом случае необходимость в срезах отпадает. Заполнение
резонатора диэлектриком приводит к уменьшению его резонанс-
резонансной частоты fp на величину Af из-за увеличения диэлектрической
постоянной заполнения и уменьшению его добротности Qo на AQ
из-за потерь в диэлектрике. По измеренным параметрам резона-
резонаторов можно вычислить параметры диэлектрика. Если резонатор
выполнен в виде короткозамкнутого с обоих концов отрезка ли-
линии передачи, то, измерив резонансную частоту до заполнения fp
и после заполнения /'р, определим относительную диэлектричес-
диэлектрическую проницаемость
а тангенс угла диэлектрических потерь
С помощью этого метода измеряют параметры диэлектриков с
малыми потерями.
В линиях передачи, частично заполненных диэлектриком, осо-
особенно в полосковых линиях, значительный интерес представляет
эффективная диэлектрическая проницаемость. На рис. 10.16 пока-
показан пример определения эффективной диэлектрической проница-
проницаемости МПЛ с помощью кольцевого резонатора. Средний диа-
диаметр кольца dcp выбирается по возможности большим, чтобы из-
избежать погрешностей измерений, обусловленных кривизной резо-
резонатора и возникающим при этом взаимодействием полей между
его соседними участками. Элементы связи должны иметь настоль-
настолько малый коэффициент связи с резонатором, чтобы не влиять на
его резонансную частоту.
Если установлено, что по длине резонатора укладывается не-
некоторое число длин волн
п = л 4
Рис. 10.16. Измерение эффективной
диэлектрической проницаемости
\ГСС [-H-1ZZ3-H-
323
то, замерив значение резонансной длины волны, найдем
е.Ф = [пЯ,0/(р)]2- A0.15)
Коэффициент затухания линии (дБ/м), на базе которой скон-
сконструирован резонатор, определяют путем измерения собственной
добротности резонатора по формуле
а = 27,3 V^/iQo К) = «е + «« • A0.16)
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Какие основные методы используются для измерения структуры электромаг-
электромагнитных полей?
2. Какие методы и измерительные средства используются для определения коэф-
коэффициентов отражения и передачи?
3, Объясните принцип работы устройств, используемых для измерения полного
сопротивления.
4, Рассмотрите основные методы измерения характеристик антени.
5( Как измерить эффективность экранирования?
6, Какими методами и с помощью каких средств измеряют основные свойства
радиоматериалов?
Глава 11 АВТОМАТИЗАЦИЯ
ПРОЕКТИРОВАНИЯ СВЧ УСТРОЙСТВ
11.1. ПРОЦЕСС АВТОМАТИЗИРОВАННОГО
ПРОЕКТИРОВАНИЯ СВЧ-УСТРОИСТВ
Процесс автоматизированного проектирования устройств СВЧ,
как и других радиоэлектронных устройств, может быть условно
разбит на пять основных этапов: 1 — постановка задачи; 2 —
структурный синтез; 3 — моделирование и анализ; 4 — парамет-
параметрическая оптимизация; 5 — конструирование.
Рассматриваемый процесс носит итерационный характер и за-
заключается в последовательном приближении к оптимальному по
определенным критериям варианту. Так, после синтеза исходного
варианта структуры (этап 2) для него составляется модель, рас-
рассчитываются исходные значения ее параметров и проводится ана-
анализ (этап 3). Если удовлетворительный (по выбранным крите-
критериям) результат не достигнут, то возможно улучшение характе-
характеристик объекта путем изменения значений параметров — пара-
параметрической оптимизации (этап 4). Если и этот путь не позволя-
позволяет достичь желаемого результата, то необходимо изменение струк-
структуры проектируемого объекта (этап 2). Естественно, что для каж-
каждого нового варианта структуры должна быть построена и про-
проанализирована модель, а также выполнена процедура параметри-
параметрической оптимизации.
324
Специфика автоматизации проектирования СВЧ-устройств
обусловливается необходимостью комплексного решения вопро-
вопросов разработки структуры, схемы, конструкции, технологии изго-
. товления и заключается в обеспечении системы гибких и глубо-
глубоких взаимных связей между выделенными этапами процесса. Так,
при постановке задачи и на этапе структурного синтеза необхо-
необходимы привязка к определенному конструктивному варианту ис-
исполнения проектируемого СВЧ-устройства и ориентация на опре-
определенный технологический процесс его изготовления, которые во
многом предопределяют выбор возможной структуры. В свою оче-
очередь изменение взаимного расположения отдельных элементов
устройства при компоновке на этапе конструирования может при-
привести к значительному ухудшению характеристик всего СВЧ-уст-
СВЧ-устройства (за счет 'Изменения конфигурации и длины, а следова-
следовательно, и электродинамических параметров отрезков коммутирую-
коммутирующих линий) и поэтому должно быть учтено на этапе моделирова-
моделирования при анализе. Только при таком подходе, несмотря на то, что
намного усложняется и без того трудоемкий процесс поиска опти-
оптимального решения, обеспечивается возможность получения высо-
высококачественных характеристик проектируемой СВЧ-системы.
Рассмотрим каждый из этапов процесса автоматизированного
проектирования СВЧ-устройсгв [14].
1. Постановка задачи автоматизированного проектирования
СВЧ-устройств включает в себя рассмотрение следующих основ-
основных вопросов:
анализ технического задания (ТЗ) с точки зрения обеспече-
обеспечения всех указанных в нем характеристик, условий, ограничений;
выработка наиболее существенных решений относительно воз-
возможных путей реализации требований ТЗ с учетом современных
достижений науки и техники;
выбор основных критериев для оценки качества проектируе-
проектируемого объекта.
В ТЗ на разработку формулируют требования к электричес-
электрическим, частотным, массогабаритным, надежностным и другим харак-
характеристикам СВЧ-устройства, оговаривают его конструктивные
особенности, устойчивость к механическим и климатическим воз-
воздействиям и др. Только на основе учета всех требований, условий
и ограничений, оговоренных в ТЗ, можно приступить к следую-
следующему этапу проектирования.
2. Структурный синтез представляет собой процесс поиска оп-
оптимального по выбранным критериям состава элементов, обра-
образующих СВЧ-устройство, и структуры их взаимного объединения.
В зависимости от функционального уровня и конкретных особен-
особенностей проектируемого устройства в качестве составляющих его
элементов (базовых элементов) могут рассматриваться как различ-
различные неоднородности СВЧ-тракта (разветвления, изгибы и отрезки
линий передачи, элементы связи и др.), так и функциональные
узлы, выполняющие определенную обработку СВЧ-сигнала.
325
Большое значение при постановке задачи структурного синте-
синтеза имеет вопрос физической реализуемости: может ли в прин-
принципе существовать СВЧ-устройство, обладающее заданными ха-
характеристиками? Однако значительный и постоянно расширяю-
расширяющийся объем элементной базы СВЧ-техниюи приводит к неодно-
неоднозначности решения задачи структурного синтеза, т. е. проектируе-
проектируемое устройство может быть реализовано на различных элемен-
элементах, соединенных между собой, в общем случае, по различным
схемам [3]. В связи с этим задача структурного синтеза на СВЧ
формализуется с большим трудом и успешное ее решение в зна-
значительной степени определяется практическим опытом и научной
интуицией разработчика. Средства вычислительной техники на
данном этапе используются в основном для поиска необходимой
информации об аналогичных и ранее спроектированных СВЧ-уст-
ройствах, просмотра вариантов решений, принимаемых разработ-
разработчиком, и выбора из них наилучшего.
3. Моделирование и анализ. Задачи на данном этапе заклю-
заключаются в определении свойств СВЧ-устройства при заданной
структуре соединения образующих его элементов и состоят в по-
построении математической модели и расчете необходимых харак-
характеристик проектируемого изделия.
От эффективности выбора рациональной математической мо-
модели и алгоритма ее расчета во многом зависит как трудоемкость
всего процесса проектирования в связи с необходимостью много-
многократного выполнения процедуры анализа СВЧ-объекта, так, в ко-
конечном счете, и качество разработанного изделия. Построение
математической модели СВЧ-устройства, удовлетворяющей проти-
противоречивым требованиям экономичности и точности, является ос-
основной и наиболее ответственной задачей этапа. В общем случае
на стадии численных расчетов решаются также задачи анализа
чувствительности характеристик исследуемого СВЧ-устройства к
изменениям значений параметров составляющих его элементов
и статистического анализа, в результате которого определяется,
например вероятность работоспособности проектируемого объекта
в соответствии с требованиями ТЗ. Кроме этого, на данном этапе
могут быть оценены адекватность построенной математической
модели и предельные возможности анализируемой структуры
СВЧ-устройства.
4. Параметрическая оптимизация. При постановке задачи оп-
оптимизации требуется преобразовать физические представления о
качестве функционирования СВЧ-устройства в математическую
формулировку экстремальной задачи, т. е. нужно сформулировать
цель оптимизации и формализовать понятие оптимальности. Цель
оптимизации выражается в критерии оптимальности — правилах
предпочтения сравниваемых вариантов. Основу критерия опти-
оптимальности составляет целевая функция, которая формируется та-
таким образом, чтобы по ее значениям можно было определить сте-
степень достижения цели. Аргументами целевой функции являются
варьируемые параметры, которые составляют отобранную по оп-
326
ределенным соображениям часть внутренних параметров матема-
математической модели оптимизируемого объекта. Далее задача сводит-
сводится к минимизации (или максимизации) целевой функции на до-
допустимом множестве значений вектора варьируемых параметров.
Ограничения на значения компонентов вектора варьируемых па-
параметров обусловливаются необходимостью учета физических,
технологических или иных (например, возможностью использова-
использования определенной математической модели) соображений.
Большинство методов параметрической оптимизации основано
на некотором целенаправленном переборе допустимых значений
вектора варьируемых параметров и решении при каждом из них
задачи анализа. Трудоемкость выполнения процедуры анализа
СВЧ-устройств, обусловливаемая сложностью их математического
описания, накладывает серьезные ограничения на эффективность
применяемых методов оптимизации с точки зрения числа обраще-
обращений к расчетной модели объекта, необходимых для достижения
требуемой точности решения. Для уменьшения затрат на поиск
оптимального варианта целесообразно на начальных итерациях,
когда высокой точности не требуется, применять наиболее прос-
простые и экономичные модели. На последних же итерациях должна
использоваться уточненная модель, обеспечивающая коррекцию
значений параметров и позволяющая получить достоверные оцен-
оценки работоспособности проектируемого объекта.
Особенностью СВЧ-устройств являются, как правило, повышен-
повышенные требования к точности реализации геометрических размеров
конструктивных элементов, которые из-за технологических огра-
ограничений не всегда могут быть удовлетворены с требуемым допус-
допуском. В связи с этим возникает необходимость включения в про-
процесс параметрической оптимизации СВЧ-устройств процедуры оп-
оптимизации допусков, которая заключается в определении номи-
номинальных значений вектора внутренних параметров объекта, мак-
максимально удаленных от границ области работоспособности. Есте-
Естественно, что в этом случае требования ТЗ на проектирование
СВЧ-устройства будут удовлетворены даже при несколько боль-
больших погрешностях изготовления. Таким образом, путем оптималь-
оптимального задания номинальных значений параметров СВЧ-устройства
можно уменьшить стоимость его изготовления (за счет возмож-
возможности задания менее жестких допусков) и увеличить вероятность
выхода годных изделий в процессе производства.
5. Конструирование. Исходными данными являются, как пра-
правило, электродинамические параметры СВЧ-устройства (электри-
(электрические длины и волновые сопротивления отрезков линий, коэф-
коэффициенты связи и др.), полученные на этапе оптимизации. Эти
параметры могут быть реализованы в весьма разнообразных
конструктивно-технологических исполнениях, поэтому при конст-
конструировании конкретного СВЧ-устройства необходимо решить воп-
вопросы, связанные с выбором типов линий передачи, расчетом гео-
геометрических размеров элементов, определением допусков на них
и некоторые другие.
327
1
Улучшение качества функционирования СВЧ-устройств требу-
требует более тесного взаимодействия теоретических проблем процесса
автоматизированного проектирования с вопросами конструирова-
конструирования и создания оптимальных технологических процессов, т. е.
ключевые вопросы конструктивной реализации СВЧ-устройства и
технологии его изготовления должны решаться на ранних этапах
проектирования совместно с вопросами выбора элементной базы,
разработки структуры и т. д. С этой точки зрения наиболее це-
целесообразно применение так называемого «конструктивного син-
синтеза», когда результатом параметрической оптимизации являют-
являются конструктивные параметры проектируемого СВЧ-устройства,
описывающие геометрические размеры его элементов. Такой под-
подход, несмотря «а значительно большую его трудоемкость (взаи-
(взаимосвязь геометрических и электродинамических параметров даже
простых СВЧ-элементов является весьма сложной), дает возмож-
возможность учитывать ограничения конструктивно-технологического ха-
характера и создавать действительно оптимальные конструкции
СВЧ-устройств. В данном случае на этапе конструирования про-
проводятся лишь проработка деталей полученного конструктивного
варианта и выпуск необходимой технической документации.
Процесс изготовления СВЧ-устройств является сложным и до-
дорогостоящим, особенно в условиях мелкосерийного производства.
В связи с этим 'необходимо максимально полно учитывать ре-
результаты экспериментального исследования реализованного уст-
устройства, анализ которых может привести к необходимости значи-
значительной коррекции решений, принимаемых при проектировании.
Информация о каждом спроектированном СВЧ-устройстве, удов-
удовлетворяющем определенным техническим требованиям, должна
быть занесена в библиотеку разработанных модулей для возмож-
возможности ее использования в последующих разработках.
Заканчивая рассмотрение основных задач, решаемых в про-
процессе автоматизированного проектирования СВЧ-устройств, необ-
необходимо подчеркнуть, что совершенствование элементной базы и
технологических средств ее 'реализации, все более широкое ис-
использование вычислительной техники при проектировании, произ-
производстве и экспериментальном исследовании приводят к перерас-
перераспределению некоторых функций, относительных нагрузок, измене-
изменению связей между выделенными этапами. Однако в любом слу-
случае наиболее ответственным и специфичным, как отмечалось, ос-
остается этап математического моделирования СВЧ-устройств.
11.2. МАТЕМАТИЧЕСКОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ
СВЧ-УСТРОЙСТВ
Современные СВЧ-устройства отличаются значительной раз-
ветвленностью структуры и большим числом составляющих эле-
элементов. Такие устройства невыгодно или чаще даже невозможна
анализировать как единое целое, поэтому методы расчета много-
многоэлементных СВЧ-устройств основаны на расчленении — декомпо-
328
Рис. 11.1. Декомпозиция фрагмента по-
лоскового устройства на базовые эле-
элементы:
1 — участок связи; 2 — отрезки регулярных
линий; 3 — Т-образные соединения; 4 — ра- _-
зомкнутый конец линии; 5 — разрыв полоска; /
6 — скачок ширины полоска; 7 — согласован- 1775
иый поворот на 90° "*
зиции сложного объекта на отдельные более простые, каждый из
который можно анализировать независимо. Структура СВЧ-уст-
СВЧ-устройств благоприятствует подобному расчленению, так как она
образуется из относительно простых базовых элементов, соеди-
соединяемых друг с другом, как правило, отрезками регулярных линий
передачи (рис. 11.1). Декомпозиционный подход не накладывает
никаких ограничений на конфигурацию и размеры выделяемых
элементов, а также математические методы их анализа, что дела-
делает его наиболее универсальным и удобным при автоматизирован-
автоматизированном расчете электрических характеристик СВЧ-устройств. Основ-
Основным критерием при определении уровня декомпозиции, т. е. ве-
величины и формы выделяемых элементов, является возможность
расчета электрических характеристик каждого элемента с доста-
достаточной для преследуемых целей точностью. Под электрическими
характеристиками понимаются, как правило, коэффициенты вол-
волновых матриц рассеяния (S-матриц).
Расчет S-матрицы СВЧ-устройства в целом по известным S-
матрицам образующих его элементов с учетом граничных условий
в местах их соединений выполняется по достаточно простым пра-
правилам рекомпозиции, сводящим задачу к решению системы линей-
линейных алгебраических уравнений или определенным матричным опе-
операциям. В общем случае объединяемые элементы являются мно-
многополюсниками, причем число плеч у каждого из которых может
быть весьма значительным.
Один из возможных путей реализации рекомпозиционного про-
процесса основан на построении и решении системы линейных алге-
алгебраических уравнений или эквивалентных матричных преобразо-
преобразованиях [5] (рис. 11.2,а). Исходная система соотношений, выра-
выражающих связь амплитуд падающих [?/пад] и отраженных [?/ОтР]
волн во всех плечах анализируемого устройства, формируется в
предположении, что соединения базовых элементов не произве-
произведены:
[Saa]
A1.1)
Деление векторов [[/пад], [t/0Tp] и матрицы [5] в A1.1) на бло-
блоки соответствует разделению плеч объединяемых многополюсных
329
/ Ввод исходных данных /
Рис. 11.2. Схема рекомпозиционного алго-
алгоритма одновременного преобразования мат-
матриц рассеяния базовых элементов СВЧ-уст-
ройства (а); структурная схема трехэле-
трехэлементного СВЧ-устройства, состоящего из
восьмиполюсника В и двухполюсника А
и С (б)
Формирование исходной
системы соотношений
S-матрииь/ устройства
Преооразование полученных.
I матричных соотношений
/ВыОоо' результата расчета /
/ ^-матрицы устройства /
элементов на свободные (внешние), не участвующие в соедине-
соединении, и связанные (внутренние), попарно соединяемые между
собой согласно схеме СВЧ-устройства. Далее формируется мат-
матрица соединений базовых элементов [Е], ненулевыми элементами
которой являются единицы, стоящие на пересечении строк и стол-
столбцов, соответствующих парам соединяемых плеч, и с ее помощью
записываются соотношения, выражающие непрерывность волн в
соединяемых плечах:
[^тр] = [?Н^а„]. О 1-2)
Совместное решение уравнений A1.1) и A1.2) позволяет ис-
исключить векторы падающих [?/рпад] и отраженных [Е/РОтр] волн
внутренних плеч и установить связь между векторами падающих
[?/апад] и отраженных [[/аотр] волн во внешних, т. е. рабочих пле-
плечах СВЧ-устройств в целом:
[^TP] = [S21[^J- ("-з>
Искомая матрица рассеяния СВЧ-устройства [S2] может быть
также получена путем матричных преобразований через блоки
матрицы [S] из A1.1):
[SaP] ([?] - [Spp])
A1.4)
Процедуру формирования исходных соотношений для данно-
данного рекомпозиционного алгоритма рассмотрим на примере трех-
трехэлементного устройства, приведенного на рис. 11.2,6. Исходная
330
система соотношений A1.1) формируется после нумерации всех
плеч элементов устройства, начиная со свободных:
U2
отр
и3
"-'отр
"-'отр
U5
отр
II6
<?в sB '
^11 °12
sf, sf2
sf, sf2
ев ев
?41 42
0 0
0 0
Sf3
3Вз
5f3
5?3
0
i 0
Sf4
5f4
S?4
0
0
0
0
0
0
Sis
0
0
0
0
0
0
_1ис„_
Соотношения A1.2), выражающие непрерывность волн в сое-
соединяемых плечах, запишутся как
Г U3 '
1 отр
отр
,,6
^отр
0 10"
0 0 0 1
10 0 0
0 10 0
Искомые соотношения A1.3) между падающими и отражен-
отраженными волнами в рабочих плечах СВЧ-устройства в целом будут
получены в следующем виде:
отр
(Уотр
S21 S22
] Г пад I гца ,
J L падЛ»
Рассмотренный пример наглядно демонстрирует, что основным
недостатком данного способа рекомпозиции является 'необходи-
'необходимость наличия в памяти ЭВМ перед началом преобразований ко-
коэффициентов матриц рассеяния всех базовых элементов СВЧ-уст-
СВЧ-устройства, что существенным образом ограничивает порядок ре-
решаемых задач. Частичное расширение пределов применимости
этого алгоритма при заданных ресурсах ЭВМ возможно за счет
учета разреженности матриц и использования упакованных форм
их хранения, так как значительная часть коэффициентов, как
правило, равна нулю. Применение рассмотренного алгоритма ре-
рекомпозиции целесообразно при решении задач макромоделирова-
макромоделирования СВЧ-устройств, анализа чувствительности и других, где не-
необходимо рассмотрение и преобразование полной системы линей-
линейных алгебраических уравнений, описывающих волновые процессы
331
на всех входах (внутренних и внешних) объединяемых базовых
элементов.
Другой способ рекомпозиции заключается в организации ре-
рекуррентного процесса попарного объединения 5-матриц базовых
элементов [3] (рис. 11.3,а). На каждом шаге этого процесса долж-
должна быть вычислена 5-матрица объединения двух многополюсни-
многополюсников: многополюсника, полученного на предыдущем шаге, и оче-
очередного базового элемента. Таким образом, данный рекомпози-
ционный алгоритм заключается в многократном (по числу базо-
базовых элементов СВЧ-устройства) применении процедуры объедине-
объединения 5-матриц двух многополюсников, что позволяет устранить
недостатки вышерассмотренного алгоритма рекомпозиции, хотя
число шагов рекуррентного процесса может быть в некоторых
случаях весьма значительным.
Представим 5-матрицы двух объединяемых многополюсников
А я В (рис. 11.3,6) в следующей блочной форме:
J'
A1.5)
Деление матриц на блоки соответствует разделению плеч мно-
многополюсников «а свободные и связанные на данном шаге процес-
процесса. Так, группу р образуют L связанных плеч, а группы а и у —
/ Ввод исходных данных /
Формирование S-матрицы
многополюсника А
°асчет S-матрицы очередного
Разового элемента
Формирование S-матрицы
многополюсника в
°асчет 5-матрицы объединения
многополюсников Айв
/ Выбоа результата расчета 7
/ 5-матрииш устройства /
Рис. 11 3. Схема рекомпозиционного алгоритма поочередного объединения матриц
рассеяния базовых элементов СВЧ-устройства (а); схема соединения двух про-
произвольных многополюсников А и В (б)
332
К и М свободных плеч многополюсников А и В соответственно.
С помощью блоков матриц [SA] и [SB] можно получить соотноше-
соотношения между векторами падающих и отраженных волн во всех
трех группах плеч (в группе плеч р используются обозначения
[[/^ав] и [[/&Ва] для вектора волн, распространяющихся от мно-
многополюсника В к многополюснику А и, соответственно, в обрат-
обратную сторону, так как в соединяемых плечах нельзя по смыслу
разделить волны на падающие и отраженные):
I^OTPJ I' W' L ПЯЛ - .. ,. ..„„^
Исключая из системы матричных уравнений A1.6) векторы
вол« группы внутренних плеч р, получаем систему уравнений, оп-
определяющую блочную матрицу рассеяния объединенного много-
многополюсника:
A1.7)
где
([I] -
[Say] =
а [/] — единичная матрица порядка L.
Таким образом, искомая матрица рассеяния объединения двух
многополюсников может быть определена через блоки S-матриц
соединяемых многополюсников A1.5).
Рассмотренные рекомпозиционные алгоритмы и их возможные
модификации справедливы для линейных пассивных базовых эле-
элементов, а также при условии, что попарно соединяемые плечи
представляют собой плоскости отсчета фаз, принадлежащие од-
одной и той же линии передачи. Однако сформулированные требо-
требования практически не ограничивают класса решаемых задач. Так,
требования линейности и пассивности не исключают возможности
анализа устройств, содержащих линейные усилители, а также и
нелинейных устройств, так как большая часть работы по их про-
проектированию может быть сведена к расчету СВЧ-трактов, рабо-
работающих в линейном режиме, а условие взаимного соединения
плеч лишь упрощает запись алгоритмов. Эти соображения пока-
показывают большую роль линейного подхода к проектированию и
оправдывают ориентацию современных САПР на линейные СВЧ-
устройства.
333
Основу математического обеспечения САПР СВЧ-устройств со-
составляет совокупность вычислительных методов расчета 5-мат-
риц базовых элементов и рекомпозиционные алгоритмы их объ-
объединения. От того, насколько точно известны характеристики
каждого базового элемента, зависит конечный итог проектирова-
проектирования — характеристики устройства в целом и документация на
него. Если при разработке методов и алгоритмов численного рас-
расчета, предназначенных для единичного функционального узла,
точность 10... 15% может быть признана удовлетворительной, то
в данном случае с некоторой наперед заданной 'точностью долж-
должно быть рассчитано СВЧ-устройство, состоящее из многих базо-
базовых элементов, т. е. точность расчета каждого элемента должна
быть достаточно высокой. Это тем более важно, что общее число
элементов в современных СВЧ-устройствах достигает тысячи и
более.
Идеальным было бы положение, при котором оказалось бы
возможным описывать базовый элемент на основе полной систе-
системы уравнений Максвелла при соответствующих граничных усло-
условиях. Однако если строгая постановка такой задачи теоретически
возможна, то ее практическое решение связано со значительными
вычислительными трудностями, а в ряде случаев ограничено ре-
ресурсами (быстродействием, объемом памяти) современных ЭВМ.
Поэтому в каждом конкретном случае необходимо думать о дос-
достаточно хорошей математической модели реального объекта, эко-
экономичной по затратам машинных ресурсов и с требуемой сте-
степенью точности описывающей его свойства. Естественно, что при-
принимаемое решение должно быть компромиссным, так как превы-
превышение требуемой степени точности экономически нецелесообраз-
нецелесообразно. В связи с этим возникает еще один вопрос, представляющий
большой практический интерес при автоматизированном проекти-
проектировании СВЧ-устройств: какую точность расчета должна обеспе-
обеспечить математическая модель каждого базового элемента, чтобы
расчет всего устройства был выполнен с допустимой для пресле-
преследуемых целей погрешностью?
Сложность математических моделей в значительной степени
определяется тем, для какой части СВЧ-диапазона проектируется
устройство. И хотя выделение таких частей зависит также от
конкретных особенностей анализируемых СВЧ-структур и потому
весьма условно, очевидно, что увеличение рабочих частот СВЧ-
устройств приводит к значительному усложнению их математи-
математических моделей.
Наиболее простыми и поэтому экономичными являются мате-
математические модели, строящиеся в приближении теории длинных
линий на основе традиционного подхода, который, как известно,
предусматривает замену каждого базового элемента некоторой
схемой замещения, состоящей из сосредоточенных /?, L и С эле-
элементов, а также отрезков длинных линий, и их последующую ре-
композицию с целью получения полной эквивалентной схемы
СВЧ-устройства. Преимуществами такого подхода являются уни-
334
версальность, схожесть с теорией низкочастотных цепей, а также
наглядность представлений о функционировании сложных СВЧ-
устройств, достигаемая путем разумной идеализации эквивалент-
эквивалентных схем. К недостаткам следует отнести потерю точности при
использовании упрощенных схем замещения базовых элементов и
трудности количественной оценки погрешности расчета. Область
применения данного подхода, как правило, ограничена длинно-
длинноволновой частью сантиметрового диапазона (примерно 2 ... 5 ГГц)
и распространяется в основном на устройства с Т-волнами.
Устранение указанных недостатков традиционного подхода к
построению -математических моделей СВЧ-устройств возможно пу-
путем использования при определении схем замещения базовых эле-
элементов численных методов решения соответствующих электродина-
электродинамических задай. В рассматриваемом случае электродинамические
расчеты ряда базовых элементов, наиболее часто встречающихся
в СВЧ-устройствах данного класса, выполняются заблаговремен-
заблаговременно, а результаты представляются в виде определенных соотноше-
соотношений, устанавливающих связь элементов определенной схемы за-
замещения с геометрическими размерами, электрофизическими и
другими параметрами базовых элементов. Использование таким
образом построенных математических моделей СВЧ-устройств ог-
ограничено допущениями о возможности описания свойств базовых
элементов в рамках одноволновых моделей и об отсутствии влия-
влияния соседних базовых элементов друг на друга посредством волн
высших типов. В результате такой комбинированный подход поз-
позволяет значительно поднять частотный предел применимости од-
одноволновых математических моделей базовых элементов в САПР
СВЧ-устройств вплоть до коротковолновой части сантиметрового
диапазона (примерно до 10... 18 ГГц) без значительного увели-
увеличения затрат на выполнение процедуры анализа в процессе про-
проектирования.
Традиционное развитие техники СВЧ идет по пути продвиже-
продвижения в область все более высоких частот, где все более ненадеж-
ненадежными становятся одноволновые способы математического модели-
моделирования. Для высокочастотных областей (более 15... 18 ГГц) не-
необходим поиск и применение строгих электродинамических подхо-
подходов, так как только такие подходы к моделированию базовых
элементов СВЧ-устройств, несмотря на потерю наглядности и уни-
универсальности анализа, а также значительную трудоемкость, позво-
позволяют выполнить расчет с любой требуемой точностью.
Наиболее перспективен в этом плане электродинамический
подход, заключающийся в дальнейшей (т. е. вторичной) декомпо-
декомпозиции выделенных базовых элементов СВЧ-устройства на так на-
называемые «автономные блоки» в виде некоторых геометрических
конфигураций, допускающих численное определение 5-матриц пу-
путем решения уравнений Максвелла при заданных граничных усло-
условиях [4]. Последующее нахождение S-матрицы базового элемен-
элемента в целом осуществляется по точно таким же правилам рекомпо-
зиции, как и в вышераеомотренных алгоритмах объединения 5-
335
матриц базовых элементов. Отличие заключается лишь в необхо-
необходимости учета М'ноговолнового режима взаимодействия между ав-
автономными блоками ввиду их непосредственного (т. е. длина со-
соединительных линий бесконечно мала) взаимного объединения.
В общей проблеме создания эффективных САПР СВЧ-уст-
ройств особое место занимают вопросы математического модели-
моделирования активных полупроводниковых приборов СВЧ различных
применений. Это р—I—и-диоды, варакторы, диоды Шотки, лавин-
но-пролетные диоды, СВЧ-транзисторы и др. Положение здесь ха-
характеризуется несовершенством существующих описаний чрезвы-
чрезвычайно сложной физической картины, а также, и в значительной
степени, несовершенством технологии изготовления, которое в
свою очередь приводит к большому разбросу параметров полу-
полупроводниковых элементов. Наиболее рациональным поэтому в на-
настоящее время является экспериментальное исследование необхо-
необходимых характристик полупроводникового прибора, с помощью ко-
которых он может быть представлен в виде схемы замещения, со-
состоящей из элементов с сосредоточенными параметрами, «ли не-
непосредственно в виде S-чматрицы некоторого многополюсника.
Следует отметить, что данные принципы построения математичес-
математических моделей полупроводниковых приборов удовлетворяют требо-
требованиям декомпозиционного подхода к анализу СВЧ-устройств и
вместе с этим органично сочетаются с рассмотренными принци-
принципами математического моделирования пассивных СВЧ-элементов.
11.3. АВТОМАТИЗИРОВАННЫЙ АНАЛИЗ
И КОНСТРУИРОВАНИЕ ВОЛНОВОДНЫХ
СВЧ-УСТРОЙСТВ
Рассмотрим особенности наиболее характерных этапов процес-
процесса автоматизированного проектироваия СВЧ-устройств и исполь-
использования при этом средств САПР на примере разработки волно-
водной конструкции трехканального мультиплексора СВЧ (рис.
11.4). Мультиплексоры, как известно, предназначены для разделе-
разделения широкополосного частотного канала на несколько (в данном
случае на три) уэкополосных или для обратной операции объеди-
объединения нескольких частотных каналов без потерь энергии. При не-
непосредственном соединении каналов такие потери могут иметь
место за счет паразитного перераспределения сигналов между сум-
суммируемыми каналами. В общем случае мультиплексор представ-
представляет собой необходимое число определенным образом соединен-
соединенных полосно-дропускающих фильтров.
Технические требования к разрабатываемой конструкции
СВЧ-устройства устанавливают на системном уровне. Далее, в
идеальном случае, просматривают библиотеку ранее разработан-
разработанных модулей аналогичных устройств, и в том случае, если обна-
обнаруживается модуль, соответствующий требованиям новой систе-
системы, его конструкция немедленно может быть включена в разра-
336
Рис. 11.4. Трехканальиый волноводный мультиплексор СВЧ:
а декомпозиция иа базовые элементы; б — эквивалентная схема; в — частотные харак-
характеристики коэффициентов передачи каналов
337
батываемое изделие. Во многих случаях для выполнения уста-
установленных технических требований может оказаться достаточным-
модифицировать уже существующий модуль путем, например его
параметрической оптимизации. Если же принимают решение о це-
целесообразности проектирования новой конструкции устройства, то-
разработчик может просмотреть библиотеку исходных структур с
целью выбора .наилучшим образом обеспечивающей выполнение
требований ТЗ.
Пусть частотные каналы проектируемого мультиплексора узкие
(единицы процентов) и между ними имеются защитные полосы»
в несколько раз превышающие полосы пропускания отдельных
фильтров. Это позволяет относительно простыми способами обес-
обеспечить достаточное ослабление паразитного взаимодействия меж-
между каналами и применить для реализации такого мультиплексора
следующую структуру."
В прямоугольном волноводе (рис. 11.4,а), работающем на вол-
волне Ню, расположены три полоено-пропускающих фильтра, выпол-
выполненных на двух разнесенных в линии передачи реактивностях (ин-
(индуктивных диафрагмах D), один из которых реализован в основ-
основном волноводе, а два других — в Т-образных Н-плоскостных от-
ответвлениях. Вследствие относительной узкополосности фильтров
мультиплексора, частота f&, соответствующая полосе пропускания
правого фильтра (плечо 3), окажется для других фильтров в по-
полосе заграждения и резонаторы верхнего и нижнего фильтров
будут слабо связаны с основным волноводом, т. е. практически
не исказят характеристику правого фильтра. Для уменьшения
влияния реактивных параметров входной диафрагмы правого
фильтра на характеристики верхнего (плечо 4) и нижнего (пле-
(плечо 2) фильтров они размещаются от нее на расстоянии четверти
длины волны, на частотах fc и fa соответственно (отрезки Вьс и
Qab на рис. IIА,а). В этом случае правый фильтр представляет
собой в плоскости входных диафрагм верхнего и нижнего фильт-
фильтров разомкнутую цепь и его влияние на характеристики этих
фильтров будет незначительным. Для улучшения частотных харак-
характеристик данной структуры мультиплексора возможно применение
двух и более резонаторных фильтров.
При стремлении реактивной проводности индуктивных диаф-
диафрагм резонаторов, используемых в рассматриваемом мультиплек-
мультиплексоре, к бесконечности (т. е. уменьшении окна связи в диафраг-
диафрагмах до нуля), получается закороченный с двух сторон полуволно-
вый резонансный отрезок волновода. Степень связи такого резо-
резонатора с подводящими линиями, а следовательно, и полоса про-
пропускания регулируются подбором реактивной проводимости диаф-
диафрагм. При этом, однако, изменяется и необходимое для резонанса
расстояние между реактивными элементами Fа, вь и 6С на рис.
П Ад).
После выбора структуры СВЧ-уетройства разработчик обра-
обращается к библиотеке моделей, используемой САПР с целью по-
построения, например эквивалентной схемы устройства в целом.
338
Для этого в структуре устройства выделяют базовые элементы и
для каждого из них выбирают необходимую схему замещения
или соответствующую ей матрицу рассеяния. Таким образом, в
анализируемой структуре мультиплексора могут быть выделены
следующие базовые элементы (рис. 11.4,а): индуктивная диаф-
диафрагма (элементы 1—4); Т-образное соединение волноводов со
связью через индуктивное окно (элементы 5 и 6); отрезок регу-
регулярного прямоугольного волновода (элементы 7—11).
Эквивалентная схема мультиплексора в соответствии со схе-
схемами замещения нерегулярных базовых элементов, заимствован-
заимствованными из [15], приведена на рис. 11.4,6. Необходимо помнить, что
схемы замещения являются удобной формой представления ре-
результатов электродинамического анализа базовых элементов, и
поэтому они справедливы при строго определенном положении
плоскостей отсчета фаз и заданных ограничениях на значения
параметров этих элементов. Длины регулярных отрезков линий
передачи измеряют между плоскостями отсчета фаз нерегулярных
базовых элементов, соединяемых этими отрезками, как показано
на рис. 11.4,а и б.
После выбора сечения прямоугольного волновода, обеспечи-
обеспечивающего работу в заданном диапазоне частот на основном типе
волны, и других основных размеров принятой конструктивной
реализации, могут быть определены значения элементов эквива-
эквивалентной схемы мультиплексора, а после проведения рекомнози-
ции (см. § 11.2) в ряде точек полосы рабочих частот могут быть
рассчитаны необходимые частотные характеристики, например
коэффициенты передачи каналов (рис. 11.4,в). Учет дисперсии
в отрезках длинных линий эквивалентной схемы мультиплексора,
а также практически полное отсутствие взаимодействия нерегу-
нерегулярных базовых элементов на высших типах волн из-за значи-
значительной протяженности соединяющих отрезков регулярных линий,
позволяют получить высокую степень адекватности построенной
f одноволновой модели.
I С целью обеспечения требуемых ТЗ на разработку мульти-
| плексора частотных характеристик всех каналов при минималь-
I ном уровне их взаимного влияния используют процедуру парамет-
параметрической оптимизации. В качестве варьируемых параметров це-
| лесообразно выбрать длины регулярных отрезков волновода Fа,
I 6ь, 6с, Ваь, бьс), а также размеры индуктивных окон во всех ди-
диафрагмах. Процесс параметрической оптимизации проводится
под наблюдением разработчика, для удобства работы которого
САПР «должна обеспечивать» интерактивный режим с графиче-
ческой формой представления информации.
Успешное решение задачи параметрической оптимизации поз-
позволяет перейти к процедуре оптимизации допусков для опреде-
определения номинальных значений основных параметров устройства и
задания максимально допустимых отклонений, при которых вы-
выполняются требования ТЗ. В некоторых случаях, например при
невозможности обеспечения требуемой точности математической
339
модели СВЧ-устройства, необходимо введение определенных эле-
элементов регулировки, причем диапазон их перестройки должен пе-
перекрывать возможную погрешность расчета.
На заключительной стадии процесса проектирования проводят
коррекцию конструктивных параметров компонентов и создание
эскиза СВЧ-устройства с учетом ограничений, залисанных в биб-
библиотеке правил конструирования. После окончательного заверше-
завершения проработки конструкции средствами САПР осуществляется
выпуск необходимой технической документации, управляющих
программ для технологического оборудования, и спроектирован-
спроектированное устройство может быть запущено в производство.
11.4. ОСОБЕННОСТИ АВТОМАТИЗАЦИИ
ПРОЕКТИРОВАНИЯ ИС СВЧ
Полосковые устройства СВЧ представляют собой достаточно
сложный объект проектирования. Интегральные конструкции
СВЧ-устройств практически не допускают подстройки и регули-
регулировки параметров после того, как схема технологически выполне-
выполнена. Высокая технологичность полосковых устройств в полной мере
реализуется лишь при автоматизации весьма трудоемкого этапа
изготовления фотошаблона. Только комплексный подход к проек-
проектированию позволяет учесть характерную для полосковых схем
зависимость электрических характеристик устройства от взаимно-
взаимного расположения его элементов на подложке. Особое значение в
связи с этим приобретает выбор рационального способа математи-
математического моделирования элементов, образующих основу для проек-
проектирования полосковых СВЧ-устройств.
Сложность моделирования базовых элементов ИС СВЧ объяс-
объясняется открытым характером полосковых структур, наличием ку-
кусочной неоднородности диэлектрического заполнения и, как след-
следствие, сложной зависимостью параметров даже регулярных полос-
полосковых линий от геометрических размеров, диэлектрической прони-
проницаемости и частоты. В результате упрощенные модели базовых
элементов, построенные в приближении теории длинных линий, в
большинстве практических случаев не обеспечивают необходимой
точности проектирования и могут быть использованы лишь для
оценки потенциальных возможностей анализируемого объекта и
определения исходных значений параметров элементов. Построе-
Построение же точных моделей на основе строгого электродинамического
подхода требует решения трехмерных векторных задач для слож-
сложных границ системы, что практически нереализуемо в современ-,
ных САПР.
Наиболее значительные результаты в этом плане были получе-
получены с помощью метода построения формальных электродинамичес-
электродинамических моделей полосковых структур, основанного на идеях Олинера
[4]. В соответствии с этим методом на некотором расстоянии от
полоскового проводника анализируемого базового элемента распо-
располагают вертикальные магнитные стенки и таким образом перехо-
340
дят к закрытой модели реального физического объекта. Сохранение
наиболее существенных черт исходной структуры достигается за
счет обеспечения эквивалентности фазовых скоростей, волновых
сопротивлений и структуры полей рабочего типа волны в модели
и ее прототипе. Далее полученная электродинамическая модель
может быть рассчитана методами, разработанными для закрытых
волноведущих систем,а результат анализа представлен в виде оп-
определенной схемы замещения. Так, для Т-образного соединения
полосковых линий (рис. 11.5,а) может быть получена схема за-
замещения (рис. 11.5,6), параметры которой в указанных плоскос-
плоскостях отсчета фаз Т и Т' однозначно связаны аналитическими со-
соотношениями с геометрическими размерами, электрофизическими
и другими параметрами анализируемой структуры [4].
Метод электродинамического моделирования позволяет анали-
анализировать не только наиболее часто встречающиеся в составе про-
проектируемых ИС СВЧ базовые элементы, выполненные на полос-
полосковых линиях, но и элементы на щелевых, а также взаимных со-
сочетаниях различных типов миниатюрных линий передачи [10].
Таким образом, метод электродинамического моделирования
позволяет значительно сократить трудоемкость этапа анализа ИС
СВЧ, сделать его во многом схожим с анализом волноводных уст-
устройств и значительно поднять частотный предел применимости
одноволновых расчетных моделей базовых элементов ИС СВЧ в
современных САПР. Кроме этого, благодаря такому подходу к
проектированию разработчик получает возможность описывать
проектируемую ИС в привычных для него элементах и терминах,
имеющих определенный инженерный и физический смысл. При-
этом обеспечивается также экономичность самого описания, так
как каждому базовому элементу соответствует запись в закоди-
закодированном виде геометрической структуры (топологии) этого эле-
элемента, разворачиваемая в элемент фотошаблона в заданном мес-
месте полосковой платы, а также математическая модель элемента,
позволяющая получить матрицу рассеяния в указанном диапазоне
частот.
Рассмотрим особенности процесса проектирования ИС СВЧ на-
примере автоматизированного анализа и конструирования кольце-
Рис. 11.5. Электродинамическое моделирование Т-соедииения полосковых линий:
а — геометрия задачи; б — схема замещения
0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 f/f
s) 4/
Рис. 11.6. Полосковый кольцевой балансный делитель мощности:
а — декомпозиция иа базовые элементы; 6 — эквивалентная схема в приближении теории
длинных линий; в — уточненная эквивалентная схема; г — частотные характеристики Ксти
входа и развязки выходных плеч
вого балансного делителя мощности (рис. 11.6), широко используе-
используемого в устройствах распределения СВЧ-сигнала. Исходные значе-
значения параметров делителя (см. § 8.7): волновое сопротивление по-
полосковых линий (Zo и ZK), электрическая длина кольца BЭК), ба-
балансное сопротивелние (Re) (а затем и соответствующие им гео-
геометрические размеры полосковой конструкции на заданной рабо-
рабочей частоте) могут быть определены расчетом его упрощенной эк-
эквивалентной схемы, построенной в приближении теории длинных
линий (рис. 11.6,6). Декомпозиция анализируемой структуры де-
делителя мощности на базовые элементы следующая (рис. 11.6,с):
Т-соедияение (элементы 1—3), отрезки регулярных полосковых
линий {элементы 4, 5) и последовательно включенное в линию
активное сопротивление (элемент 6). На рис. 11.6,6 представлена
уточненная эквивалентная схема, полученная путем использования
результатов электродинамического моделирования Т-соединения
лолосковых линий (см. рис. 11.5).
Сравнение результатов расчета частотных характеристик со-
согласования входа Хстиз и развязки выходных плеч Л]2 балансно-
балансного делителя мощности (рис. 11.6,г), полученных при рекомпозиции
упрощенной (сплошные линии) и уточненной (штриховые линии)
эквивалентных схем, показывает, что резонансная частота спроек-
спроектированной без учета неоднородности Т-соединений конструкции
не будет совпадать с заданной ТЗ рабочей частотой. Это объясня-
.342
ется дополнительным фазовым набегом, приобретаемым сигналом
на неоднородности (реактивных элементах схемы замещения) Т-
соединенйя. Уточненная эквивалентная схема позволяет скоррек-
скорректировать длины регулярных отрезков полосковых линий (несколь-
(несколько их уменьшить) на этапе параметрической оптимизации, что да-
дает возможность сконструировать рассматриваемый делитель мощ-
мощности на заданную рабочую частоту.
На этапе конструирования после выбора конкретных материа-
материалов и уточнения конструктивных параметров осуществляется то-
топологическая компоновка схемы. Появившиеся в результате этого-
неоднородности коммутирующих линий (изгибы полоскового про-
проводника) , а также их длина могут быть учтены при проведении
поверочного электрического расчета проектируемого СВЧ-устрой-
ства. В заключение разработанный полосковый делитель может
быть записан в библиотеку базовых элементов и использован в
последующих разработках для построения более сложных уст-
устройств на его основе, например многоканальных делителей мощ-
мощности.
Рассмотрим автоматизированный анализ полосковых устройств-
с полупроводниковыми приборами на примере проектирования
180°-го фазового манипулятора. Принципы построения таких схем
даны в § 8.9. Используемые для переключения р—i—л-диоды
(см. § 6.9) имеют в этом случае по два набора значений элемен-
элементов матрицы рассеяния, соответствующие состояниям «Включено»
и «Выключено».
Рассматриваемая конструкция фазоманипулятора выполнена
на сочетании щелевой и полосковой линий и представлена на
рис. 11.7,с. Входное плечо 1 устройства изготовлено вместе с коль-
IT
0)
Рис. 11.7. 180°-й фазоманипулятор на сочетании полосковой и щелевой
а — декомпозиция на базовые элементы; б — эквивалентная схема; в — частотн
теристики Ксти входа и потерь
линии:
ые харак-
343-
цом полуволновой длины на щелевой линии. Выходное плечо 2
реализовано на полосковой линии и включено посредством чет-
четвертьволнового разомкнутого шлейфа диаметрально противополож-
противоположно входному плечу. Диоды включены в кольцо в непосредствен-
непосредственной близости от входного плеча 1 и работают в ключевом режи-
режиме, поочередно шунтируя соответствующие плечи Т-соединения на
щелевой линии. Управляющий сигнал подается между точками а
и b (рис. 11.7,а) в виде двуполярного меандра. В данной схеме
я-манипулятора используется принцип противофазного деления
сигнала в плечах последовательного Т-соединения на щелевой
линии, и поэтому полоса рабочих частот ограничивается лишь до-
допустимым уровнем рассогласования (или потерь).
Используя для описания данной структуры эквивалентную схе-
схему в приближении теории длинных линий и простейшие схемы
замещения диодов в состояниях «Включено» Y+ и «Выключено»
Y~ (рис. 11.7,6), можно рассчитать необходимые частотные ха-
характеристики согласования (Кстт) и потерь (Aj2) проектируемо-
проектируемого устройства (рис. 11.7,в) и определить полосу рабочих частот
фазового манипулятора по допустимому уровню, например Кстии
Кроме этого, на стадии анализа устройства могут быть найдены
допустимые границы неидентичности параметров диодов, обеспе-
обеспечивающие требуемый допуск на противофазность сигналов, так
как нарушение симметрии схемы относительно продольной оси
«вход — выход» вызовет погрешность установки фазы, а также
паразитную амплитудную модуляцию сигнала на выходе. На эта-
этапе параметрической оптимизации осуществляют коррекцию пара-
параметров схемы (например, волновых сопротивлений отрезков линий
я их электрических длин) для обеспечения, например максималь-
максимальной широкополосности манипулятора фазы.
Использование данной конструкции на более высоких частотах
потребует при автоматизированном анализе использования уточ-
уточненной эквивалентной схемы, которая может быть получена мето-
методом электродинамического моделирования [10].
Рассмотренные примеры показывают, что эффективность проек-
проектирования СВЧ-устройств в САПР значительно повышается за счет
быстрого получения всех необходимых данных, машинного анали-
анализа и оптимизации, дополняющих инженерное творчество, автома-
автоматизированного документирования результатов, непосредственно ис-
используемых в производстве, и, как следствие, высокого качества
проектируемых СВЧ-устройств.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Каковы особенности процесса автоматизированного проектирования СВЧ-уст-
СВЧ-устройств?
2. Сформулируйте основные принципы декомпозиционного подхода к анализу
СВЧ-устройств.
3. Запишите блочные матрицы многополюсников А и В согласно A1.5), для трех-
трехэлементного устпойства, приведенного на рис. 11,2,6, в случае попарного объ-
объединения элементов А и В, а затем (А, В) н С.
344
4. Какие основные моменты можно выделить при моделировании базовых эле-
элементов волноводных и полосковых СВЧ-устройств?
5. Выполните декомпозицию на базовые элементы и составьте эквивалентную
схему, полосковой конструкции шлейфного направленного ответвителя.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1 Конструирование СВЧ-устройств и экранов/А. М. Чернушенков, Н. Е. Ме-
ланченко, Л. Г. Малорацкий, Б. В. Петров; Под ред. А. М. Чернушенко. —
М.: Радио и связь, 1983.— 400 с.
2. Фальковский О. И. Техническая электродинамика. — М.: Связь, 1978.—
429 с.
3 Сазонов Д. М., Гридин А. Н., Мишустин Б. А. Устройства СВЧ. — М:
Высшая школа, 1981. — 295 с.
4. Нефедов Е. И., Фиалковский А. Т. Полосковые линии передачи: электро-
электродинамические основы автоматизированного проектирования интегральных
схем СВЧ. — М.: Наука, 1980.— 312 с.
5. Справочник по расчету и конструированию полосковых устройств/С. И.
Захаров, В. И. Вольман, Ю. Н. Либ и др.; Под ред. В. И. Вольмана —
М.: Радно и связь, 1982. — 328 с.
6. Конструкторско-технологические основы проектирования полосковых микро-
микросхем/И. П. Бушминский, А. Г. Гулкое, В. Ф. Дергачев и др.; Под ред,
И. П. Бушминского. — М.: Радио и связь, — 270 с.
7. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. — М.: Высшая школа, 1972. — Ч.
II — 374 с.
8. Федосов Н. Д. Электронные и квантовые приборы СВЧ. — М.: Атомиздат,
1974. —250 с.
9. Лавров А. С, Резников Г. Б. Антенно-фидерные устройства. — М,: Сов. ра-
радио, 1974. —367 с.
10. Гвоздев В. И., Нефедов Е. И. Объемные интегральные схемы СВЧ.—М.:
Наука, 1985.— 260 с.
11. Вамберский М. В., Казанцев В. И., Шелухин С. А. Передающие устрой-
устройства СВЧ; Под ред. М. В. Вамберского. — М.: Высшая школа, 1984. —
440 с.
12. Полонский Н. Б. Конструирование электромагнитных экранов для радио-
радиоэлектронной аппаратуры. — М.: Сов. радио, 1979 — 216 с.
13. Каден Г. Электромагнитные экраны в высокочастотной технике электро-
электросвязи: Пер. с англ. — Л.: Государственное энергетическое издательство,
1957. —367 с.
14. Кац Б. М., Мещанси В. П., Фельдштейн А. Л. Оптимальный синтез уст-
устройств СВЧ с Т-волнами. — М.: Радио и связь, 1984 — 286 с.
15. Гупта К., Гардж Р., Чадха Р. Машинное проектирование СВЧ-устройств:
Пер. с англ. — М.: Радио и связь, 1987.— 428 с
16. Чернушенко А. М., Майбородии А. В. Измерение параметров электронных
приборов дециметрового и сантиметрового диапазонов волн/Под ред.
А. М. Чернушенко.—М.: Радио и связь, 1986. — 336 с.
17. Фрайдин А. 3., Рыжов Е. В. Измерения параметров антенно-фндерных
устройств. — М.: Связь, 1972. —430 с.
18. ГОСТ 18238—72. Линии передачи СВЧ. Термины и определения.
19. ГОСТ 23221—78. Модули СВЧ. Термины, определения и буквенные обо-
обозначения.
20. ОСТ 4.Г0.206.015. Волноводы прямоугольные латунные. Соединения флан-
фланцевые дроссельные.
21. ОСТ. 4.Г0.206.13. Волноводы прямоугольные латунные. Соединения фланце-
фланцевые контактные.
22. ГОСТ 23282—78. Решетки антенные Термины и определения
23. ГОСТ 2789—73. Шероховатоегь i 'рхиостм.
24. ГОСТ 23221—76. Устройства СВЧ, полосковые линии. Термины и опре-
определения.
25. ГОСТ 23611—79. Электромапшпми еонместнмость радиоэлектронных
средств. Термины и определения
345
26. ГОСТ 11001—69. Радиопомехи индустриальные. Измерение радиопомех
Технические требования.
27. ГОСТ 20271.0—81. Изделия электронные СВЧ. Методы измерения элект-
электрических параметров.
28. ГОСТ 13317—80. Приборы электромагнитные и измерительные СВЧ. Эле-
Элементы присоединения. Основные понятия.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Антенна 194
— апертурная 214, 217, 219
— вибраторная 203
— линейная 208
— линзовая 217
— печатная 275
— щелевая 201, 213
Антенная решетка 207
Антикоррозионные покрытия 87
Аттенюатор поглощающий 119
переменный 120
фиксированный 119
— полупроводниковый 156
— предельный 118
Базовый элемент 325
Вектор электрического смещения 9
— плотности тока проводимости 9
Вентиль на эффекте Фарадея 147,
267
смещения поля 146, 207
— резонансный 146
Вибратор магнитный 200
— щелевой 201
— электрический 198
Волна бегущая 38
— высшего типа 55, 57
— основного типа 57
— отраженная 38
— падающая 38
Волновая матрица рассеяния 44
передачи 47
Волновод 53
— коаксиальный 69
— круглый 53
¦—¦ миллиметрового диапазона 68
— прямоугольный 53
Волноводный соединитель неразъем-
неразъемный 95
разъемный 95
Волноводный тройник 122
Волновое сопротивление 37, 78
— число 16
Волновой фронт 18
Восприимчивость рецептора nOiMex 278
Входное сопротивление 41
Вырожденные волны 57
Генератор 192, 273
Герметизация модулей СВЧ 226
346
Гибридные соединения 125
Глубина проникновения 24
Групповая скорость 21, 32
Делители мощности 250
Детекторная головка 149
Длина волны 21
Двойной волноводный тройник 129
Диаграмма направленности 195
Диафрагма емкостная 92
— индуктивная 92
— резонансная 92
Диод 185
— Ганна 187
— с барьером Шотки 186
— туннельный 186
— параметрический 188
Диодный выключатель 154, 261
—• ограничитель 158
Директор 207
Дисперсия в линии передачи 21, 32
Диэлектрические материалы 22, 86,
297
Диэлектрическая проницаемость 9
абсолютная 9
комплексная 9
относительная 9
Длина волны 37
критическая 55
Добротность 79, 132
— собственная 79, 133, 136
Допустимая мощность 67
Дроссельное соединение 96
Замедляющая система 166
гребенчатая 168
— — спиральная 167
Затухание волн 62, 71
Зонирование 217
Изгибы 106, 240
Измерение коэффициента отражения
308, 312
¦ передачи 310
стоячей волны 309
— полного сопротивления 313, 315
— структуры электромагнитного по-
поля 305
— фазы коэффициента отражения
310
310
— характеристик антенн 317
— эффективности экранирования 320
Измернтельнаи линия 309
Индуктивность ИС СВЧ 235
Индукция магнитного поля 8
Источник помех 278, 280
Клистрои отражательный 171
— пролетный 168, 170
Колебательные системы 131, Д66
Кольцевой мост 253
Конденсаторы ИС СВЧ 232
Конструктивный синтез 328
Конструкционные материалы 86, 296
Корпус ИС СВЧ 225
Коэффициент затухания 20, 78
— направленного действия 196
— отражения 39
— распространения 20
— стоячей волны 39
— усиления 169, 175
— фазы 20
— экраинровання 281
Критическая длина волны 31, 55
— частота 32
Круговая диаграмма 314
Лампа бегущей волны 173
— обратной волны 177
Линия передачи 52
— диэлектрическая 73, 75
копланарная 84
микрополосковая 89
однопроводная 72, 74
полосковая 76
— ¦— поверхностной волны 72
щелевая 83
— — — несимметричная 83
симметричная 83
Магнетрон 181
Математическая модель 334
Матрица рассеяния 45
Металлы 85, 88, 96
Методы согласования 99
Микрополосковый генератор 273
— усилитель 270
Моделирование 326
— электродинамическое 340
Модульная конструкция 224
Модулятор 5
— амплитудный 157
— балансный 157
Модуляция электронного пучка 164
Мостовые соединения 128, 253
Мультиплексор 336
Мощность допустимая 67
— предельная 96, 65, 71
— пробивная 96
Направленность 124
Направленный ответвитель 126, 253
многоэлементный 127
на связанных линиях 257
одноэлементный 125
шлейфный 255
Напряженность магнитного поля 9
— электрического поля 8
Нагрузка согласованная 114
волноводная 115
коаксиальная 117
Нерегулярность 89
Низший тип волны 57
Нормирование напряжений 44
Объемный резонатор 131
Однородные среды 9
Основной тип волны 57
Пассивный многополюсник 45
Первичная линия 124
Переходное ослабление 124
Переходы вращающиеся 106
— плавные 102, 105
— ступенчатые 103
— с одного типа волны на другой
103, 229
— шлейфные 232
Плоскость поляризации 19
Поглотитель объемный 115
— пленочный 115
Подложки ИС СВЧ 87
Покрытия антикоррозийные 87
Поверхностный эффект 24
Поперечное волновое число 29
Поршни в волноводах 108
Пробивное напряжение 71
Проводниковые материалы 85, 88
Поперечные электромагнитные волны
29
Поляризационная характеристика
196
Поляризация электромагнитного по-
поля 19
круговая 19
линейная 19
— ¦— — эллиптическая 19
— параллельная 26
— перпендикулярная 26
Предельная мощность 56. 65, 71
Пучность стоячей волны 39
Рабочий диапазон частот 70
Реактивные шлейфы 93, 114
Резонансная частота 132
Резонаторы 131, 242
— волноводные 135
—¦ коаксиальные 135
—¦ полосковые 235
Резонанс при экранировании 288
Резистнвные материалы 88
Резисторы ИС СВЧ 236
Рекомпозицнонный алгоритм 329
матриц рассеяния 332
347
одновременного преобразова-
преобразования 329
попарного объединения 332
Рефлектор 206
Рецептор помех
Сборка микросхем 227
Скин-эффект 64
Скрутки 107
Смеситель 149, 269
— двойной балансный 270
Собственная добротность 133
Согласующий трансформатор 100
с компенсирующей реактив-
реактивностью 100
четвертьволновый 101
Стоичая волна 38
Структура поля 9, 54, 70, 57
Структурный синтез 325
Среды анизотропные 10
— изотропные 10
— линейные 10
— нелинейные 10
Токи в прямоугольном волноводе 61
Угол Брюстера 27
Узел стоячей волны 39
Уравнения Максвелла 10
— передачи 35
Усилители 189
— на транзисторах 191, 272
— полосковые 271
параметрические 191, 272
однотактные 272
— — комбинированные 272
— регенеративные 189
Устройства управления сигналами
260
Фазовая скорость 20
Фазовращатели отражательного типа
263
— ферритовые 265
Фильтры верхних частот 245
—• нижних частот 245
— полосовые 246
— режекхорные 249
Характеристическое сопротивление
волны 21
Частично стоячая волна 39
Штырь 90
— емкостной 91
— индуктивный 91
Шумы ЛБВ 176
Щелевой мост 130
Электродинамика 8
Элементы волновой матрицы 46
— связи резонаторов с внешними це-
цепями 137
Экранирование 6, 280
Экраны 290
— многослойные 293
— перфорированные 278
— сетчатые 290
Электромагнитная помеха 278
— совместимость 278
Электрогерметичность 111
Эффективная диэлектрическая прони-
проницаемость 79
— площадь 196
Эффективность экранирования 281,
285, 292
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие . . , .,....., 3
Введение 4
Основные свойства колебаний СВЧ .....,.,.. 4
Техника СВЧ и ее применение , , . 5
Экранирование в РЭС 6
Глава 1. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ ЭЛЕКТРОДИНАМИКИ . 7
1.1. Методы описания физических явлений и расчета СВЧ-конструкций 7
1.2. Электромагнитное поле и его характеристики ....... 8
1.3. Уравнения Максвелла и их физический смысл 10
1.4. Граничные условия 15
1.5. Волновые уравнения 16
1.6. Энергия электромагнитного поля 17
1.7. Электромагнитное поле в диэлектриках и проводниках .... 18
1.8. Поверхностный эффект 24
1.9. Волны на поверхности раздела двух диэлектрических сред ... 25
1.10. Волны на поверхности раздела диэлектрик — проводник .... 27
1.11. Направляемые электромагнитные волны 28
1.12. Характеристики поперечных электромагнитных волн 30
1.13. Характеристики электрических и магнитных волн 31
Вопросы для самопроверки 34
Глава '2. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ СВЧ 35
2.1. Общие замечания 35
2.2. Основные уравнения передачи 35
2.3. Основные характеристики линий передачи 37
2.4. Стоячие волны 38
2.5. Частично стоячие волны и коэффициент отражения 39
2.6. Входное сопротивление линии без потерь 41
2.7. Матричное описание СВЧ-устройств 44
2.8. Анализ симметричных восьмиполюсников методами синфазного и про-
противофазного возбуждения 48
2.9. Пример использования матрицы рассеяния 50
Вопросы для самопроверки 52
Глава 3. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ СВЧ 52
3.1. Требования к линиям передачи 52
3.2. Прямоугольные н круглые волноводы 53
3.3. Волна Ню в прямоугольном волноводе 60
3.4. Затухание волн в круглых и прямоугольных волноводах ... 62
3.5. .Предельные мощности в прямоугольном и круглом волноводах . . 65
3.6. Определение размеров поперечного сечення прямоугольного и круг-
круглого волноводов 67
3.7. Волноводы миллиметрового диапазона 68
3.8. Коаксиальные волноводы 69
3.9. Линии поверхностной волны 72
3.10. Полосковые линии 76
3.11. Материалы для волноводных устройств 85
3.12. Материалы для интегральных схем 87
Вопросы для самопроверки 88
349
Глава 4. ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ ВОЛНОВОДНЫХ СВЧ-ТРАК-
ТОВ 89
4.1. Общие замечания 89
4.2. Понятие об эквивалентных схемах нерелулярностей 89
4.3. Реактивные элементы волноводных линий передаии 90
4.4. Соединители воиноводных трактов 94
4.5. Согласование в СВЧ-трактах 98
4.6. Согласующие трансформаторы _. 100
4.7. Переходы У 102
4.8. Изгибы и скрутки 106
4.9. Короткозамыкающие поршни в волноводных трактах .... 107
4.ГО. Допуски на размеры волноводов и стыковку волноводных трактов 109
4.11. Конструктивно-технологические особенности волноводных трактов . ПО
Вопросы для самопроверки 112
Глава 5. ВОЛНОВОДНЫЕ СВЧ-УСТРОИСТВА 112
5.1. Назначение СВЧ-устройств и факторы, определяющие их конструкции 112
5.2. Нагрузки . . - 114
5.3. Аттенюаторы 117
5.4. Фазовращатели 121
5.5. Разветвители 122
5.6. Направленные ответвители 123
5.7. Мостовые соединения 128
5.8. Объемные резонаторы 131
5.9. Фильтры 138
5.10. Ферритовые устройства 143
5.11. Детекторы и смесители 149
5.12. Электрически управляемые устройства 153
5.13. Коясгрукторско-технологические особенности волноводных СВЧ-уст-
СВЧ-устройств 160
Вопросы для самопроверки 161
Глава 6. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ СВЧ 162
6.1. Общие замечания 162
6.2. Принципы действия электровакуумных приборов СВЧ .... 163
6.3. (Колебательные системы 166
6А Пролетные клистроны 168
6.5. Отражательные клистроны 171
6.6. Лампы бегущей волны 173
6.7. Лампы обратной волны 177
6.8. Магнетроны 181
6;9. Полупроводниковые приборы СВЧ 185
6.10. Усилители на полупроводниковых приборах 189
6.11. Генераторы на полупроводниковых приборах 192
Вопросы для самопроверки 193
Глава 7. АНТЕННЫ 194
7.1. Определения 194
7.2. Классификация антенн 194
7.3. Основные параметры и характеристики антенн ...... 195
7.4. Излучение электромагнитных волн 198
7.5. Вибраторные антенны 203
7.6. Антенны из двух вибраторов 205
7.7. Антенные решетки 207
7.8. Директорные антенны 212
7.9. Волноводно-щелевые антенны 213
7.10. Излучение апертурных антенн 214
7.11. Рупорные антенны 216
7.12. Линзовые антенны 217
7.13. Зеркальные антенны 219
350
7.14. Диэлектрические стержневые антенны 221
Вопросы для самопроверки 222
Г л а в а 8. , ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ СВЧ 222
.8.1. Основные показатели качества и этапы разработки СВЧ-микросхем 222
8.2. Принципы конструирования 224
¦8.3. Переходы < ... 229
8.4. Элементы СВЧ-микросхем 232
8.5. Резонаторы 242
«.6, Фильтры 245
8.7. Делителя и сумматоры мощности 250
8.8. Мостовые соединения и направленные ответвители 253
8.9. Устройства управления сигналами 260
$.10. Фазовращатели 263
3.11. Цчркуляторы и вентили 266
8.12. Смесители 269
8.13. Усилители 270
8ЛА. Генераторы 273
8.15. Полосковые антенны 275
Вопросы для самопроверки 277
Глава 9. КОНСТРУИРОВАНИЕ ЭКРАНОВ 278
"9.1. Общие замечания 278
9.2. Структура помехонесущих электромагнитных полей 282
9.3. Особенности проектирования экранов для помехонесущих полей раз-
различной структуры 284
'9.4. Однослойные экраны 286
9.5. Многослойные экраны 290
"9 6. Перфорированные экраны 293
"9.7. Материалы для экранов 296
9 8. Контактные устройства экранов н конструкционных соединений . . 299
9.9. Экранирование отдельных |узлов РЭА и их соединений .... 301
Вопросы для самопроверки 304
Глава 10 МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ И ПРОИЗВОДСТВЕН-
ПРОИЗВОДСТВЕННОГО КОНТРОЛЯ ПАРАМЕТРОВ СВЧ-УСТРОИСТВ
И ЭКРАНОВ 305
10.1. Общие замечания 305
10 2. Измерение структуры электромагнитного поля 305
10.3. Измерение коэффициентов отражения и передачи 308
10.4. Измерение полного сопротивления 313
10.5. Измерение передающего тракта 316
10.6. Измерение характеристик антенн 317
10.7. Определение эффективности экранирования 320
10.8. Измерение параметров радиоматериалов 322
Вопросы для самопроверки . 324
Глава 11 АВТОМАТИЗАЦИЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СВЧ-УСТ-
СВЧ-УСТРОИСТВ 324
11.1. Процесс автоматизированного проектирования СВЧ-усгройств . . 324
11.2. Математическое моделирование СВЧ-устройств 328
11.3. Автоматизированный анализ и конструирование волноводных СВЧ-
устройств 336
11.4. Особенности автоматизации проектирования ИС СВЧ .... 340
Вопросы для самопроверки 344
Предметный указатель 346
i
Учебное издание
Чернушенко Анатолий Максимович, Петров Борис Викторович,
Малорацкий Лев Германович, Меланченко Наталия Евгеньев-
Евгеньевна, Бальсевич Андрей Станиславович
КОНСТРУИРОВАНИЕ ЭКРАНОВ И СВЧ-УСТРОИСТВ
Учебник
Заведующий редакцией Ю. Н. Рысев. Редактор Я. К. Калинина.
Переплет художника В. Я. Виганта. Художественный редактор А. С. Широков.
Технический редактор О. Л. Гришкина. Корректор Т. В. Дземидович.
ИБ № 1825
Сдано в набор 13.09.89 Подписано в печать 16.01.90
Т-06815 Формат 60Х90'Лв Бумага тип. № 2 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 22,0 Усл. кр.-отт. 22,0 Уч.-изд. л. 23,98
Тираж 10 000 экз. Изд. № 22378 Зак. № 79 Цена 1 р. 10 к.
Издательство «Радио и связь>. 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Типография издательства «Радио и связь». 101000 Москва, ул. Кирова, д. 40