/
Текст
ММЙНАЯ
СВЯ1В1Б
на железно-
дорожном
ТРАНСПОРТ6
В.Г БОДИЛОВСКИЙ. ААУСТИНСКИЙ
J
ВГБОДИЛОВСКИЙ
ААУСТИНСКИЙ
шю
Р6ЯЕЙНМ1
CBlRIBIb
на железно-
дорожном
ТРАНСПОРТЕ
ИЗДАНИЕ ЧЕТВЕРТОЕ,
ПЕРЕРАБОТАННОЕ И ДОПОЛНЕННОЕ
Утверждено
Главным управлением
учебными заведениями МПС
в качестве учебника для техникумов
железнодорожного транспорта
МОСКВА «ТРАНСПОРТ» 1984
VAW
УДК 656.254.16 : 621.396.4(075.32)
Бодиловский В. Г., Устинский А. А. Радиорелейная связь
на железнодорожном транспорте: Учебник для техникумов
ж.-д. трансп. — 4-е изд., перераб. и доп. — М.: Транспорт,
1984. — 359 с.
Изложены принципы построения линий, аналоговой и
дискретной аппаратуры радиорелейной связи. Основное вни-
мание уделено системам малой и средней емкости, получив-
шим наибольшее применение для организации магистральных
и технологических связей железнодорожного транспорта.
3-е издание вышло в 1977 г.
Материал настоящего издания учебника значительно об-
новлен или написан заново: расширены сведения по новым
системам связи отечественного и зарубежного производств на
интегральных элементах за счет сокращения или исключения
сведений о системах первого поколения.
Предназначена в качестве учебника для техникумов же-
лезнодорожного транспорта, а также может быть использо-
вана лицами, связанными с эксплуатацией РРЛ.
Ил. 265, табл. 16, библиогр. 11 назв.
Книгу написали: главы 1—3, 6—7, 9—17 и 19 —
В. Г. Бодиловский; введение и главы 4—5, 8, 18, 20—22 —
А. А. Устинский.
Рецензент — начальник отдела МПС Н. Е. Доценко
Заведующий редакцией В. П. Репнева
Редактор Н. Л. Немцова
_ 3602040000-169 _ _
Б ~~129(01)-84 129’84
© Издательство «Транспорт» 1984
ВВЕДЕНИЕ
За последние годы техника радиорелейной связи получила значи-
тельное развитие: освоены новые диапазоны волн, нашли широкое рас-
пространение радиорелейные линии связи прямой видимости, внедрены
дальние тропосферные линии связи, совершенствовались спутниковые
линии связи, которые широко используются для передачи сигналов
многоканальной телефонии, телевидения, звукового вещания, теле-
графа, фототелеграфа, изображений газетных полос, передачи данных,
для технологических нужд железнодорожного транспорта.
Начало развития техники радиорелейной связи было положено со-
зданием в ряде стран перед началом второй мировой войны линий
связи, работавших в диапазоне метровых и дециметровых волн на
сравнительно небольшое расстояние.
В Советском Союзе радиорелейные линии (РРЛ) начали развивать-
ся после Великой Отечественной войны. В 1953 г. была создана аппа-
ратура радиорелейной связи «Стрела М» на 24 телефонных канала.
Первая РРЛ с этой аппаратурой на железнодорожном транспорте
(она же является и первой в Советском Союзе), построенная в 1956 г.
на участке Москва—Рязань, послужила началом внедрения РРЛ в
этой отрасли народного хозяйства. В начальный период строительства
примерно до 1965 г. на РРЛ применялась отечественная малоканаль-
ная аппаратура с временным разделением РТА-24 и аппаратура РМ-24
и РМ-28 Венгерской Народной Республики.
Основным назначением РРЛ была организация каналов дорожных
и отделенческих связей. К 1965 г. было построено на железнодорож-
ном транспорте около 6500 км РРЛ со 150 радиорелейными пунктами.
В период 1966—1970 гг. на железнодорожном транспорте внедрялись
РРЛ с частотным разделением каналов в диапазоне 2 и 4 ГГц. Использо-
валась аппаратура РРЛ отечественного производства Р-60/120, Р-600
и ее модификации, а также финского производства ФМ-120/8000.
В 1971—1978 гг. РРЛ на железнодорожном транспорте развивались
с использованием аппаратуры второго поколения. Применение аппара-
турьн работающей в полосе частот 8 ГГц, значительно повысило ка-
чество и надежность работы дорожных связей.
Известно, что объем информации возрастает приблизительно про-
порционально квадрату увеличения объема перевозок.
В настоящее время широкое развитие получила автоматизирован-
ная система управления железнодорожным транспортом (АСУЖТ), в
которой сети передачи данных (СПД) и вычислительные центры (ВЦ)
представляют единую систему, обеспечивающую автоматизацию уп-
равления движением поездов. Цифровые системы РРЛ решают одну
из главных задач создания помехоустойчивых каналов связи, позволяю-
щих передавать с мест накопления в ВЦ информацию с высокой ско-
ростью и требуемой достоверностью.
Системы с временным разделением каналов и импульсно-кодовой
модуляцией (ИКМ) и ЭВМ строятся на одинаковых принципах и еди-
ной элементной базе, что упрощает ввод и вывод информации из канала
связи в ЭВМ, обработку ее, вывод в канал связи, передачу результа-
тов обработки потребителю.
На магистральных РРЛ в основном применяются аналоговые сис-
темы с частотным разделением каналов. За последние годы серьезным
конкурентом этих систем передачи стали цифровые системы, в которых
все сигналы преобразуются в цифровую форму и передаются по линии
методом временного разделения. Технический процесс в развитии
электросвязи предусматривает построение единой автоматизированной
сети связи ЕАСС, позволяющей по унифицированным каналам переда-
вать все виды информации. Создается общегосударственная система
передачи данных (ОГСПД).
АСУЖТ является одной из отраслевых систем управления, входя-
щих в общегосударственную систему. Для развития ЕАСС отечествен-
ная промышленность выпускает унифицированную радиорелейную ап-
паратуру КУРС, работающую в полосе частот от 2 до 8 ГГц.
Автоматизация управления работой железнодорожного транспорта
обусловила появление новых видов технологических связей, обеспе-
чивающих прежде всего передачу цифровой информации, содержащей
сведения о техническом состоянии поездов на подходах к станциям и
их составе на сортировочных горках, о свободности мест в пассажирс-
ких поездах, телеуправлении локомотивом и др. В настоящее время на
железнодорожном транспорте имеется более 20 видов телефонных, те-
леграфных и других СПД, и потребность в них непрерывно растет.
Продолжается дальнейшее усовершенствование систем, которое
предполагает повышение эффективности использования РРЛ, увели-
чение дальности, повышение качества и надежности связи. Однако в
связи с увеличением дальности и числа каналов систем передачи воз-
никают проблемы, связанные с применением очень большого числа
последовательно включенных усилителей, что приводит к накоплению
помех и увеличению искажений.
Линии связи, использующие дальнее тропосферное распростра-
нение, имеют специфику, заключающуюся в том, что с увеличением
расстояния между станциями напряженность поля в месте приема быст-
ро уменьшается, а искажения передаваемого сигнала увеличиваются,
что ограничивает пропускную способность линий. Поэтому дальние
тропосферные РРЛ не могут заменить в полной мере РРЛ прямой
видимости. Они являются незаменимыми в труднодоступных и мало-
населенных районах.
Запуск в Советском Союзе 23 апреля 1965 г. спутника связи «Мол-
ния 1», предназначенного для двусторонней телефонно-телеграфной
связи между Москвой и Дальним Востоком, положил начало созданию
сети наземных станций «Орбита» для передачи центральных телевизи-
онных программ на значительные расстояния при запуске спутни-
ков связи «Молния-3», «Радуга» и «Экран».
4
РАЗДЕЛ I
ПРИНЦИПЫ ОРГАНИЗАЦИИ
РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
Глава 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
1.1. Диапазоны частот радиорелейных линий
В соответствии с Регламентом радиосвязи, принятым Международ-
ным союзом электросвязи (МСЭ), для радиорелейной связи выделены
лишь отдельные участки метровых, дециметровых, сантиметровых и
миллиметровых диапазонов радиочастот (табл. 1.1).
Использование для радиорелейной связи этих диапазонов обуслов-
лено их техническими особенностями. В них можно получить широкую
полосу частот пропускания радиопередающих и радиоприемных уст-
ройств. В широкой полосе частот обеспечивается передача большого ко-
личества информации (телефонных сообщений, программ радиовещания
и телевидения и др.). В УВЧ и СВЧ диапазонах проще обеспечить
высокую направленность действия антенн в заданном направлении.
Направленность D антенны пропорциональна отношению ее дейст-
вующей поверхности 5Д к рабочей длине волны X, т. е. D = Зд/Х.
Очевидно, с уменьшением рабочей длины волны направленность излу-
чения сигнала повышается, что позволяет при малых размерах излу-
чающей поверхности антенн Зд и небольшой мощности передатчиков
(единицы ватт) обеспечить уверенный прием радиосигнала у корреспон-
дента.
Связь в УВЧ и СВЧ диапазонах отличается слабой метеорологи-
ческой зависимостью. При этом обеспечивается постоянство уровня
сигнала на входе приемных устройств и, как следствие, высокая устой-
чивость и надежность связи.
Цо физическим и техническим особенностям электромагнитные
волны метрового (ОВЧ), дециметрового (УВЧ) и сантиметрового (СВЧ)
диапазонов имеют различные свойства, что предопределяет их исполь-
зование. Волны метрового диапазона способны огибать небольшие
препятствия и применяются для передачи телевидения и УКВ ЧМ ве-
щания и систем дальней радиосвязи, использующей рассеяние радио-
волн от неоднородностей ионосферы. На РРЛ эти волны нашли приме-
нение в основном для связей на закрытых трассах линий небольшой
протяженности с малым (4—12) числом телефонных передач. Деци-
метровый и сантиметровый диапазоны волн широко используются для
5
Таблица 11
11омер полосы частотного спектра Диапазон частот, включая верхнюю и исключая ниж- нюю частоты Метрическое подразделение Метрическое наименование диапазона волн и обозначение полосы
4 3—30 кГц 100—10 км Мириаметровые (ОНЧ)
5 30—300 кГц 10—1 км Километровые (НЧ)
6 300—3000 кГц 1000—100 м Гектометровые (СЧ)
7 3—30 МГц 100—10 м Декаметровые (ВЧ)
8 30—300 МГц 10—1 м Метровые (ОВЧ)
9 300—3000 МГц 100—10 см Дециметровые (УВЧ)
10 3—30^ ГГц 10—1 см Сантиметровые (СВЧ)
11 30—300 ГГц 10—1 мм Миллиметровые (КВЧ)
12 300-3000 ГГц 1—0,1 мм Децимиллиметровые
Примечание. ОНЧ — очень низкие, НЧ — низкие , СЧ — средние, ВЧ — высокие,
ОВЧ — очень высокие, УВЧ — ультравысокие, СВЧ — сверхвысокие, КВЧ — крайне высокие
частоты.
создания радиорелейных, тропосферных и спутниковых широкополос-
ных систем радиосвязи. Применение для наземных связей большой
протяженности волн миллиметрового диапазона ограничивается воз-
можностью поглощения их энергии при метеорологических осадках.
Однако освоение для радиосвязи более высоких частот продолжается.
В настоящее время загрузка диапазона радиочастот до 11 ГГц вели-
ка. Средства радиосвязи вынуждены работать в совмещенных диапа-
зонах частот. Кроме этого, в этих диапазонах работают средства ра-
диолокации, радионавигации, радиотелеметрии. Возникает сложная
пръблема электромагнитной совместимости различных радиосредств.
Для устранения помех между отдельными радиослужбами и полу-
чения возможности сопряжения РРЛ различных стран Международным
консультативным комитетом по радиосвязи (МККР) регламентируются
полосы частот для радиорелейной связи прямой видимости.
Обозначение
диапазона, ГГц . 0,4 2 4 6 8 11
Полоса частот 0,39— 1,55— 3,4- 5,67— 7,9— 10,7—
для РРЛ, ГГц Число радиокана- 0,47 2,1 3,9 6,17 8,4 Н,7
лов 2 14 16 16 16 24
В настоящее время верхняя граница диапазона частот, используе-
мого для РРЛ, превышает 11 ГГц. Идет освоение диапазона и децимил-
лиметровых волн.
1.2. Принципы построения РРЛ связи
Построение РРЛ прямой видимости. При всех своих преимуществах
радиосвязь в дециметровом и сантиметровом диапазонах имеет сущест-
венное ограничение. Волны этих диапазонов распространяются в
пределах прямой видимости между антеннами станций. Вне пределов
6
прямой видимости уровень сигнала с увеличением расстояния умень-
шается. Интервал прямой видимости, км, определяется кривизной
Земли и высотой подъема антенн:
^лр ~ 3,57 (*|/hA 4-”|//z2 )»
где /ц и h2 — высоты подъема антенн на радиорелейных станциях.
На РРЛ железнодорожного транспорта высота подъема антенны не
превышает 85 м. При таких высотах с учетом возможных препятствий
на трассе протяженность интервалов составляет 40—60 км. Для орга-
низации связи на расстояниях, превышающих прямую видимость, на
трассе (с интервалом 40—60 км) устанавливают промежуточные стан-
ции (рис. 1.1). При сложном рельефе местности, а также на подходах
к населенным пунктам интервал между станциями РРЛ может быть
меньше 40 км.
На промежуточных станциях (ПС) сигнал, передаваемый с оконечной
станции (ОС), усиливается и переизлучается в сторону другой око-
нечной станции. Такая цепочка из двух ОС и нескольких приемно-пе-
редающих ПС образует радиорелейную линию связи. Термин «радио-
релейная» происходит от латинского слова radio, что означает излучать,
и английского relay — заменять, сменять. Этот термин отражает
принцип радиорелейной связи, заключающийся в замене слабого
принимаемого сигнала сильным, направляемым к следующей станции
линии.
Процесс приема, усиления и передачи сигналов называется рет-
рансляцией, а промежуточные станции иногда называют ретрансляцион-
ными (о латинского translatio, что означает передачу, а приставка
«ре» — повторность действия). Цепочка приемно-передающих ретранс-
ляционных станций, оборудованных усилительной аппаратурой и
антенно-фидерными устройствами, представляет собой РРЛ связи.
Радиорелейные станции, на которых осуществляется усиление
сигнала, относят к активным ретрансляционным. Если между актив-
ными ретрансляционными станциями имеется препятствие, на трассе
устанавливают пассивные ретрансляторы, на которых отсутствует ра-
диотехническая аппаратура. На пассивных ретрансляционных стан-
циях изменяют направление распространения радиоволн в обход пре-
пятствия переизлучением принятой энергии.
На железнодорожном транспорте РРЛ строят вдоль железнодо-
рожных магистралей. Радиорелейные станции этих линий преимущест-
Рис. 1.1. Схема РРЛ
7
Рис. 1.2. Структурная схема трехствольной РРЛ
вс-нко располагают на железнодорожных станциях. Протяженность
интервалов определяется расстоянием между железнодорожными
станциями и колеблется от 20 до 60 км.
Структура построения РРЛ. Радиоаппаратура радиорелейных стан-
цуй работает в широкой полосе частот. Для увеличения эффективности
эксплуатации радиооборудования станций его используют для органи-
зации нескольких телефонно-телеграфных связей, а также передачи
программ радиовещания и телевидения.
Для осуществления такой передачи на оконечных станциях ОС-А
и ОС-Б (рис. 1.2) устанавливают аппаратуру разделения каналов АРК,
куда заводят абонентские линии Аб.Л. Аппаратура разделения обеспе-
чивает двустороннюю передачу и прием телефонных сообщений (раз-
говоров). В передающем тракте АРК разговорные токи преобразуются
в сложный групповой сигнал /гр, который поступает на вход радиопе-
редатчика Прд ОС-А и модулирует его СВЧ колебания. С выхода пе-
редатчика сигнал проходит разделительный фильтр РФ и устройства
сложения УС сигналов приема и передачи на фиксированной частоте
Л и излучается антенной Ант в сторону промежуточной рентрансля-
ционной станции.
На промежуточных станциях радиосигнал с антённы Ант про-
ходит устройство сложения УС, разделительный фильтр РФ, преобра-
зуется по частоте, усиливается приемником Прм и без участия оператора
управляет передатчиком Прд того же направления. Этот сигнал про-
ходит РФ, УС и на другой фиксированной частоте f2 излучается в сто-
рону следующей ПС и т. д. Каждая ПС для двух направлений переда-
чи имеет по два Прд и Прм. Передача и прием ведутся на разных ча-
стотах, чем облегчается подавление РФ приемника помех от своего пе-
редатчика. Для передачи и приема используются общие антенны, хотя
в ряде случаев они могут быть раздельными.
8
На некоторых ПС, кроме приемно-передающей радиоаппаратуры,
устанавливают аппаратуру выделения каналов связи АВ. Такие ПС
называют узловыми. К ним могут подходить и новые РРЛ как линии
ответвления.
На противоположной оконечной станции ОС-Б принятый сигнал в
приемнике Прм преобразуется в исходный групповой сигнал /Рр и
п оступает в тракт приема аппаратуры АРК, где преобразуется в раз-
говорные токи абонентов. Для получения дуплексной (двусторонней)
передачи предусматривается аналогичная передача сигнала в обратном
-направлении. Совокупность линейных и станционных устройств,
осуществляющих двустороннюю передачу сигнала от источника ин-
формации к приемнику на другом конце линии, образует канал связи.
По каналу связи можно передавать различные виды информации:
телефонную (речевой сигнал), телеграфную (дискретная передача то-
ковых посылок), телевизионное или звуковое радиовещание, теле-
метрия и т. д. В зависимости от вида передаваемой информации канал
должен удовлетворять различным требованиям.
Сигналы телефонии, радиовещания, телевидения непрерывные
(аналоговые). Они характеризуются полосой пропускания, динамичес-
ким диапазоном. Например, канал для передачи речевых телефонных
сигналов имеет ширину полосы частот 3100 Гц, а для передачи сигналов
звукового вещания — порядка 10—15 кГц. Телеграфные сигналы,
а также информация с цифровых электронных вычислительных машин
(ЭВМ) и устройств телеметрии дискретные (прерывистые по времени).
Дискретные сигналы характеризуются скоростью передачи (едини-
цами информации двоичного кода в секунду, т. е. бит/с).
Совокупность средств, используемых для преобразования и пере-
дачи сигнала (информации) из одной точки пространства, приема и
обратного преобразования его в другой, составляет систему связи.
В соответствии с видом сигналов различают аналоговые и дискретные
системы передачи.
Понятие о стволах РРЛ. Аппаратура разделения каналов в соче-
тании с приемно-передающей радиоаппаратурой РРЛ образует ши-
рокополосный тракт, или ствол связи, по которому передается группо-
вой сигнал, сформированный в аппаратуре разделения. Для увеличе-
ния пропускной способности РРЛ и повышения их экономической
эффективности на линиях организуют несколько параллельно рабо-
тающих радиостволов (см. рис. 1.2), оборудованных однотипной прием-
но-передающей радиоаппаратурой. Аппаратура смежных стволов ра-
ботает на различных несущих частотах, но на общие антенны. Подклю-
чают аппаратуру к антеннам через систему разделительных фильтров.
На современных линиях организуют до шести — восьми стволов, ис-
пользуемых для многоканальной телефонной связи, телевидения, ре-
зервирования и т. д. Емкость телефонного ствола выбирается от 24 до
1920 каналов.
По схеме рис. 1.2 для передачи сигналов многоканальной телефонии
организуются телефонные стволы I и II. Телевизионная программа
ТВ (видеосигнал и сигнал звукового сопровождения) передаются в
. специальном телевизионном стволе III. Эти сигналы могут передаваться
9
с телецентра ТЦ совместно в одном телевизионном стволе ТВ или раз-
дельно, в последнем случае сигналы звукового сопровождения пере-
даются в одном из телефонных стволов. На ПС ТВ сигнал трансли-
руется трансляционными станциями ТС.
Тропосферные линии связи. Дальнюю радиосвязь, организуе-
мую с помощью радиорелейных станций, использующих рассеяние от
неоднородностей тропосферы, относят к тропосферной. Образование
неоднородностей в нижних слоях ионосферы обусловлено турбулент-
ным движением воздуха из-за неравномерного его нагрева, перемеще-
ния и образования вихрей. Вследствие этого неодинакова плотность и
неоднородна диэлектрическая проницаемость тропосферы. Это приводит
к рассеянию энергии радиоволн и возникновению электромагнитного
поля на расстоянии в 300—400 км от передающих устройств (рис. 1.3,а)
Для обеспечения постоянной интенсивности поля на тропосферных
линиях мощность передающих устройств увеличивают до десяти и
более киловатт, устанавливают высокочувствительные радиоприемные
устройства, применяют антенны с большой рабочей поверхностью.
Строительство таких линий целесообразно лишь в малонаселенных и
труднодоступных районах страны (через горные и таежные массивы,
водные преграды и пр.).
Спутниковые РРЛ связи. Дальность связи между наземными стан-
циями можно увеличить до нескольких тысяч километров, установив
ретранслятор на борту искусственного спутника Земли (ИСЗ) (рис.
1.3,6). Космическая связь с ретрансляцией через ИСЗ обеспечивает
передачу программ телевидения с удаленными районами (по системам
«Орбита» и «Экран»), многоканальную связь, международную связь с
использованием системы «Интерспутник» и др. Дальнейшее развитие
спутниковых систем связи позволит увеличить число каналов, ретранс-
лируемых через бортовой ретранслятор, и создать многоствольные сис-
темы телевизионного и радиовещания с борта ИСЗ на коллективные
приемные устройства.
Оборудование станций РРЛ. К основному оборудованию радиоре-
лейных станций относят приемно-передающую радиоаппаратуру, ан-
тенно-фидерные устройства, аппаратуру разделения каналов и электро-
питания, к вспомогательному оборудованию — устройства служебной
связи, контроля и измерений, телеуправления и телесигнализации
Рис. 1.3. Тропосферная (а) и спутниковая {б) РРЛ;
10
Аппаратуру радиорелейных
станций РРС устанавливают в
аппаратной технического зда-
ния, а антенны — на башнях
(рис. 1.4, а) или свободно стоя-
щих мачтах (рис. 1.4,6). Высота
подвеса антенн выбирается в за-
висимости от рельефа местности
(должна обеспечиваться прямая
видимость между антеннами) и
достигает 80 м и более.
Для уменьшения длины вы-
сокочастотных антенных фиде-
ров между радиоаппаратурой и
антенной приемно-передающее
оборудование размещают в верх-
нем этаже монолитной железо-
бетонной башни, антенные уст-
ройства — на смотровых пло-
щадках (см. рис. 1.4, а), энерго-
силовое оборудование — в ниж-
них этажах башни. Некоторые
этажи занимают под жилые по-
мещения обслуживающего пер-
сонала.
Рис. 1.4. Антенные башни РРЛ
Современные системы радиорелейной связи допускают эксплуата-
цию промежуточных станций без обслуживающего персонала. Управле-
ние и контроль за их работой осуществляют дистанционно с оконечных
и узловых станций по каналам телеуправления.
1.3. Виды связи и область применения РРЛ
на железнодорожном транспорте
Структура железных дорог. Вся сеть железных дорог СССР делит-
ся на отдельные дороги, являющиеся самостоятельными административ-
но-хозяйственными единицами, с руководящим органом в виде управле-
ния дороги, а в пределах дорог — на отделения, которые в своих гра-
ницах осуществляют оперативное и хозяйственное руководство ра-
ботой всех железнодорожных станций и служб. Министерство путей
сообщения (МПС) руководит работой всех дорог сети, а управления
дорог — работой входящих в их круг отделений.
Виды связи. Различные подразделения железнодорожного транс-
порта, рассредоточенные на огромной территории Советского Союза,
средствами связи объединяются в единую четко действующую транс-
портную систему. Сеть связи железнодорожного транспорта включает
в себя магистральную, дорожную и отделенческую связь. Магистраль-
ная связь организуется между МПС и управлениями дорог, а также меж-
ду смежными управлениями дорог, дорожная связь — между управле-
ниями дорог и отделениями, а также между смежными отделениями и
крупными (распорядительными) станциями, отделенческая связь —
между отделенческими и распорядительными станциями, участковыми
и местными промежуточными станциями и разъездами.
В зависимости от рода передаваемой информации и назначения раз-
личают магистральную телефонную и телеграфную связь, связь сове-
щаний и передачи данных. Существует дорожная телефонная и теле-
графная связь с отделениями, распорядительная связь, телефонная
связь совещаний с отделениями, сортировочными, участковыми, гру-
зовыми и пассажирскими станциями и местная телефонная связь.
Отделенческая связь включает в себя телефонную и телеграфную
связь отделения со смежными отделениями дорог и все виды оператив-
но-технологической связи (поездную диспетчерскую, постанционную,
энергодиспетчерскую, линейно-путевую, вагонную диспетчерскую, би-
летную диспетчерскую и др.).
Для организации телефонно-телеграфной связи необходимо (ориен-
тировочно) следующее число каналов:
Магистральная связь:
МПС с управлениями дорог . . ..................... 8—10
между смежными управлениями дорог.............................4—6
Дорожная связь:
управление дорог с отделениями . ..............................4—в
между смежными управлениями дорог...................... ♦ . 2—4
оргасвязь . . . 2—3
Отделенческая связь:
диспетчерская.................................................. 2—4
постанционная и линейно-путевая..............................8—8
межстанционная . ..............................1—2
каналы диспетчерской централизации . . ,.................2—4
каналы телеуправления и телесигнализации ....... 2
Каналы связи необходимы для комплексной автоматизации про-
изводственных процессов железнодорожного транспорта, автоматиза-
ции интервального регулирования движения поездов «на перегоне и на
всем участке, а также при организации связи пассажиров движущихся
поездов с абонентами крупных городов.
Область применения РРЛ. Потребности в надежных, высокока-
чественных каналах для производственной и служебной связи могут
быть удовлетворены при организации связи по РРЛ. В первую очередь
РРЛ перспективны на участках дорог, электрифицированных на пе-
ременном токе, где невозможна эксплуатация воздушных линий из-
за опасных и мешающих влияний устройств электрической тяги.
Радиорелейной связью оборудуют также грузонапряженные участки
дорог с тепловозной тягой. В настоящее время по каналам связи, орга-
низуемым по РРЛ, дистанционно передается информация с линейных
подразделений в вычислительные центры дорог.
12
1.4. Технико-экономические показатели
радиорелейной связи
Технико-экономическое сравнение достоинств и недостатков воз-
душных, кабельных и радиорелейных линий связи позволяет выбрать
оптимальный вариант организации связи. Основным стоимостным
показателем экономической эффективности рассматриваемых вариан-
тов являются удельные затраты строительства и эксплуатации (ка-
питальные вложения и годовые эксплуатационные расходы), отнесен-
ные на 1 канало-км.
Удельные затраты на строительство отечественных многоканальных
линий проводной и радиорелейной связей значительно снижаются
при увеличении числа каналов. На РРЛ число каналов можно увели-
чить дополнительной установкой аппаратуры новых стволов при преж-
них основных сооружениях (технических зданиях, антенных башнях,
устройствах электроснабжения). В табл. 1.2 приведены сравнительные
данные годового экономического эффекта от внедрения проводных и
РРЛ.
Современные более совершенные радиорелейные системы передачи
(на интегральных элементах) по удельным стоимостным показателям
не уступают аналогам на линиях симметричного кабеля. Удельные
затраты их ниже, чем у кабельных систем, при несколько больших
Таблица 1.2
Линии связи Системы передачи Усредненные затраты на 1 000 км трассы, тыс. руб Затраты на 1 канал-км. руб.
Капиталь- ные вло- жения Годовые эксплуата- ционные расходы Капиталь- ные вло- жения Годовые эксплуата- ционные расходы
Воздушная линия трех- траверсного профиля с числом цепей 12—14, из ко- торых четыре цветных, и общим числом каналов свя- зи 84—92 - В-12-3; В-3-3 8 072— —13 230 3 220— —5 340 96,1 — —143,8 38,5— —58,1
Двухкабельная линия К-60П 12 500— 1 149— 34,7— 2,68—
симметричного кабеля МКПАБ 7X4X1,05 с 240— 360 ^аналами ТЧ при 26— 30 каналах НЧ на неуплот- ненных цепях (4—6 комп- лектов) -17 НО —1 331 —63,1 —4,26
Линия однокоаксиального кабеля ВКП АШ-1-2,1/9,7 К-120 (120 каналов) 2 040— —2 500 264—306 34,8— —42,5 3,66— —4,25
Линия коаксиального кабеля МКТП-4 с общим числом каналов 300—600 К-300 (1—2 комплекта) 7 760- —8 239 624—714 В,7- —25,8 1,19— —2,08
Радиорелейная система КУРС-8 с одним-двумя стволами и числом каналов 300—600 17 622— —18 101 1862— —1925 30,2— —58,8 3,21 — —6,22
13
Таблица 1
Линия связи Системы передачи Число уп- лотняемых цепей Число ка- налов ТЧ-1-НЧ Расход цветных ме- таллов на 1 канало- км, кг
медь алюминий
Воздушная линия В-3-3; В-12-3 1 15 + 1 14
Двухкабельная линия симметричного кабеля МКПАБ 7X4 КО-60П 12 360 +26 1.34 2,12
Линия однокоаксиаль- цого кабеля ВКПАШ-1-2,1- 9,7 К-120 1 120 0,267 0,834
Линия однокоаксиаль- ного кабеля МКТП-4 к-зоо 2 300+5 0,445 —
Радиорелейная система КУРС-8 с одним-двумя стволами 300—600 0,05—0,1
удельных эксплуатационных расходах. Вместе с этим имеются воз-
можности дальнейшего снижения стоимости радиорелейной аппара-
туры связи.
Вторым важным критерием оценки технико-экономической эффек-
тивности линий связи являются натуральные показатели: расход элек-
троэнергии; занятость производственных площадей; повышение про-
изводительности труда, оцениваемое числом канало-километров, об-
служиваемых одним работником; расход цветных металлов и дефи-
цитных материалов (табл. 1.3); степень использования (уплотнения)
цепей связи, в конечном итоге означающую экономию цветных метал-
лов цепей связи.
Как видно из табл. 1.3, существенное достоинство РРЛ по сравне-
нию с проводными заключается в меньшем расходе дефицитных цвет-
ных металлов.
При выборе оптимального варианта системы, кроме стоимостных
и натуральных, учитывают также их качественные показатели: на-
дежность, устойчивость действия, достоверность и скорость передачи
информации, облегчение и повышение культуры труда. Достоверность
и скорость передачи информации учитывается в первую очередь при
передаче данных в вычислительные центры.
РРЛ благодаря многоствольности и наличию резервирования имеют
высокую надежность и устойчивость в работе, обеспечивают высокую
достоверность передачи информации:
к=Лош/Лобщ > 1-Ю~9Г
где пош —• среднее число неправильно принятых знаков;
п общ — общее число переданных знаков.
Современная аппаратура PPG на новой элементной базе (интеграль-
ных схемах) имеет малые габаритные размеры и массу, для нее харак-
терна экономия расхода материалов и электроэнергии.
14
Наряду с лучшими технико-эксплуатационными параметрами ра-
диорелейные системы связи имеют большую эксплуатационную гиб-
кость. На РРЛ лучше решены вопросы резервирования каналов и
стволов, позволяющие обеспечить их взаимозаменяемость при повре-
ждениях. РРЛ можно построить быстрее, чем кабельные. Радиорелей-
ная связь может быть организована в местах, где трудно или невозмож-
но проложить кабельные линии. Важным качественным показателем
РРЛ является их перспективность с точки зрения возможности даль-
нейшего увеличения числа каналов связи за счет открытия новых ство-
лов на действующей линии.
1.5. Схемы организации связи
Развитие и совершенствование средств связи на транспорте идет по
пути модернизации существующих систем и строительства новых радио-
релейных и кабельных линий связи. При реконструкции и строи-
тельстве новых линий учитывают степень соответствия каждого ва-
рианта условиям железнодорожного транспорта.
При наличии экономических преимуществ РРЛ не отвечают ряду
требований, предъявляемых к системам железнодорожной связи. На
них затруднено вхождение в связь в любом пункте железнодорожного
пути и частое ответвление каналов от пучка. Кроме того, устройства
железнодорожной сигнализации, автоблокировки и телемеханики, раз-
мещенные по всей трассе рельсового пути, рассчитаны на использова-
ние двухпроводных, часто ответвляющихся физических цепей. В этих
условиях на транспорте экономически и эксплуатационно целесооб-
разно комбинированное сочетание радиорелейных и проводных линий.
Условные обозначения станций^
отечная
промежуточная
@ узловая
кисельной линии: о усилительный пункт
Рис. 1.5. Схема комплексной связи
15
Для магистральных и дорожных связей целесообразно применение
радиорелейной связи, а для отделенческих (участковых и перегонных,
цепей сигнализации и автоматики) — кабелей малой емкости. Эти
кабели упрощенной конструкции без специального экрана допускают
частые ответвления цепей.
Схема организации такой комплексной железнодорожной связи
(рис. 1,5,а и б, I вариант) предпочтительна на электрифицированных
участках и обеспечивает надежное резервирование кабеля РРЛ. При
наличии радиорелейной аппаратуры, удовлетворяющей требованиям
отделенческой связи, более перспективен II вариант схемы (рис. 1,5,в
г и б), при котором один ствол РРЛ (см. рис. 1,5,в) используется для
магистральной связи, другой (см. рис. 1,5,а) —для дорожной и от-
деленческой, а для перегонных связей, цепей сигнализации и автома-
тики— обычный кабель (см. рис. 1,5,5).
Дальнейшее развитие II варианта схемы связи возможно оборудо-
ванием дороги трехствольной РРЛ, один ствол которой используется
для магистральной связи, а второй и третий — для дорожной и от-
деленческой. Трехствольная линия может обеспечить надежную связь
без резервирования аппаратуры каждого из стволов. В случае выхода
из строя какого-либо ствола связь на поврежденном участке восста-
навливается по обходным каналам других действующих стволов.
В перспективе может потребоваться четвертый ствол для телевизионного
обзора путей и парков железнодорожных станций из диспетчерского
пункта отделения дороги.
Для магистральной связи необходима аппаратура емкостью 60—
120 каналов, для дорожной и отделенческой — 4, 6, 12, 24 каналов в
стволе, допускающая выделение их на промежуточных станциях. Наи-
большие затруднения возникают при организации связи с объектами,
находящимися на небольшом (до 10 км) расстоянии от места уста-
новки аппаратуры РРЛ.
Для этих целей предполагается использование УВЧ радиостан-
ций, питаемых от химических источников, а также кабелей неболь-
шой емкости.
Кроме рассмотренных вариантов, возможны и другие. Выбор
варианта определяется технико-экономическими расчетами при про-
ектировании для заданных условий.
Классификация РРЛ. По используемому виду распространения
радиоволн РРЛ делят на линии прямой видимости, когда обеспечива-
ется прямая видимость между антеннами станций, и тропосферные,
когда нет указанной видимости. По пропускной способности различа-
ют радиорелейные системы большой емкости с числом каналов то-
нальной частоты (ТЧ) в стволе от 600 до 2700, средней емкости с числом
кагатов ТЧ в стволе от 60 до 600 и малоканальные с числом каналов в
стволе от 6 до 60.
Малоканальные радиорелейные линии РРЛ получили преимуще-
ственное распространение для технологических связей на железно-
дорожном транспорте, газопроводах, линиях электропередачи (ЛЭП).
16
Глава 2
ОРГАНИЗАЦИЯ ПЕРЕДАЧИ ПО РРЛ СИГНАЛОВ
МНОГОКАНАЛЬНОЙ телефонии и телевидения
2.1. Характеристика основных видов сигналов
Информация, поступающая на вход системы электрической связи,
представляет первичный электрический сигнал. Превращение инфор-
мации в первичный электрический сигнал осуществляется преобразо-
вателями. В качестве преобразователей служат микрофоны (при пере-
даче речевых сигналов), передатчики телеграфных аппаратов, электро-
оптические устройства в телевидении, датчики сигналов в системах
телеизмерения и т. д.
Поступающие сигналы связи и соответственно каналы радиосвязи
делятся на непрерывные (аналоговые) и дискретные. Примером анало-
говых сигналов являются телефонные речевые и телевизионные сиг-
налы, а дискретных — телеграфные сигналы (точки—тире), информа-
ция, поступающая из ЭВМ и АСУ. Аналоговый сигнал в интервале вре-
мени может принимать в заданных пределах любые значения вели-
чины, определяющей сигнал (напряжения, тока, яркости элемента
изображения, звукового давления). Дискретный сигнал характери-
зуется только установленными (разрешенными) для него значениями
величины, определяющей сигнал (напряжения, тока, частоты, фазы и
т. д.). Это принципиальное отличие аналоговых сигналов от дискретных
определяет их свойства и область применения в системах связи.
Дискретный сигнал позволяет отделить сигнал от помех, так как
можно легко обнаружить отличие принимаемого сигнала от его разре-
шенного значения. Эта особенность дискретных сигналов определяет
их технико-экономические преимущества: возможность работать в
условиях с относительно высоким уровнем шума в каналах и большим
числом ретрансляций сигнала, осуществляя на каждой станции его
регенерацию (восстановление); малая чувствительность к нелинейным
искажениям, возникающим в тракте передачи; повышенная помехо-
устойчивость (за счет применения корректирующих кодов); возмож-
ность осуществлять многоканальную передачу посылкой сигналов не-
скольких дискретных каналов связи (временное разделение), а также
выделять и вновь вводить каналы на промежуточных ретрансляци-
онных, станциях.
По дискретным каналам связи можно передавать аналоговые сиг-
налы, предварительно подвергая их дискретизации (преобразованию
аналог — цифра, т. е. осуществляя импульсно-кодовую модуляцию —
ИКМ). На приемной станции производят обратное преобразование
(цифра—аналог). Дискретным путем могут передаваться сигналы радио-
связи во всех диапазонах частот. В нашей стране создается Единая
автоматизированная сеть связи (ЕАСС), которая должна обеспечить
автоматическое соединение абонентов телефонно-телеграфных станций,
вычислительных центров, а также передачу программ звукового и
17
телевизионного вещаний. Для удовлетворения этих потребностей
наряду с аналоговыми системами передачи весьма перспективно и внед-
рение дискретных многоканальных систем.
2.2. Структурные схемы оконечного оборудования
Структурная схема оконечного оборудования телефонного ствола.
В основе ЕАСС лежит аналоговый телефонный канал тональных ча-
стот ТЧ с полосой от 0,3 до 3,4 кГц. Для многоканальной передачи
служит аппаратура частотного (ЧРК) или временного (ВРК) разде-
ления каналов. Для передачи в одном стволе большого числа каналов
ТЧ ЕАСС используются частотные и временное методы образования и
разделения каналов. При частотном разделении применяется типовая
(общая для проводных, радиорелейных и спутниковых систем радио-
связи) аппаратура каналообразования.
По • абонентским линиям Аб.Л (рис. 2.1) речевой сигнал ТЧ про-
ходит междугородную телефонную станцию М.ТС и поступает на
аппаратуру каналообразования АЧРК, где формируется многоканаль-
ный групповой сигнал Д/гр. С АЧРК групповой сигнал по соединитель-
ной линии подается на аттенюатор Ат, обеспечивающий установку
его уровня, затем проходит групповой усилитель ГУ и поступает
на суммирующее устройство СУ. В СУ осуществляется сложение мно-
гоканального сигнала, сигнала контрольной «частоты — пилот-сигна-
ла (ПС) и вспомогательных служебных сигналов, в результате чего
образуется линейный сигнал телефонного ствола. Пилот-сигнал ис-
пользуется для контроля работы стволов и системы резервирования.
В линейном спектре телефонного ствола служебные сигналы распола-
гаются в области нижних, а пилот-сигнал — в области верхних частот
(рис. 2.2). Образованный линейный сигнал поступает на радиопере-
датчик (см. рис. 2.1), содержащий частотный модулятор ЧМд, который
управляет колебаниями радиочастотного генератора тракта передачи.
Энергия радиочастотных колебаний передатчика антенной Ант из-
лучается в тракт распространения радиоволн, который на РРЛ пред-
ставляет цепочку ретрансляционных станций, усиливающих и регене-
рирующих сигналы.
На приемной стороне в оконечном оборудовании телефонного ство-
ла на выходе частотного демодулятора ЧДм радиоаппаратуры выде-
ляется исходный сигнал и разветвляется в устройстве разделения УР
на многоканальный групповой сигнал Д/гр, служебной связи и пилот-
Рис. 2.1. Структурная схема оконечного оборудования ТФ ствола
18
Служебные
сигналы
Многоканальный
сигнал
Пило^гигнал
Рис. 2.2. Линейный спектр ТФ ствола
сигнал. Групповой сигнал проходит фильтр нижних частот ФНЧ, не
пропускающий пилот-сигнал, и через аттенюатор установки уровня
Ат поступает по соединительной линии в аппаратуру частотного раз-
деления каналов АЧРК и через МТС к абонентам.
Наряду с многоканальной аппаратурой частотного разделения
АЧРК в настоящее время внедряется аппаратура дискретных много-
канальных систем с импульсно-кодовой модуляцией ИКМ. Дискрет-
ные стволы связи систем ИКМ могут занимать меньшие полосы ча-
стот, чем системы с частотной модуляцией ЧМ.
Рис. 2.3. Структурная схема оконечного оборудования ТВ ствола
Структурная схема оконечного оборудования телевизионного ствола.
В современных радиорелейных системах сигналы изображения и зву-
кового сопровождения передаются в одном телевизионном стволе.
Сигнал изображения, поступающий из аппаратной телецентра ТЦ
(рис. 2.3), проходит аттенюатор Ат установки уровня и поступает в
суммирующее устройство СУ. Сигнал звукового сопровождения пере-
дается с помощью поднесущей частоты, значение которой выбирается
выше верхней частоты видеосигнала (рис. 2.4,а). Сигнал звукового
сопровождения в модуляторе поднесущей МдП (см. рис. 2.3) модулирует
по частоте сигнал поднесущей, который затем поступает в суммирующее
устройство СУ. В нем происходит сложение видеосигнала, модулиро-
ванного сигнала звукового сопровождения и пилот-сигнала ПС. По-
О) Поднесущая
4 здукобого канала.
Видеосигнал I сигнал
•fr Я I I I 1 1 I I I I I I
50Гц 1 I 3 Ц 5 6 1 8 9 f,ffrn
Видеосигнал
50 Гц 6
Пилот-
сигнал
3 Шц
Рис. 2.4. Линейный спектр ТВ ствола
19
лученный линейный сигнал поступает на вход модулятора ЧМд пе-
редатчика телевизионного ствола. На приемной стороне на выходе
частотного детектора ЧДм приемника выделяется исходный сигнал,
который затем в разделяющем устройстве РУ разделяется на видео-
сигнал/ пилот-сигнал ПС и сигналы поднесущих частот. Последние
затем демодулируются в демодуляторе поднесущих ДмП.
В некоторых радиорелейных системах генерируют несколько
(до четырех) сигналов поднесущих частот (рис. 2.4,6), модулируя ко-
торые, можно в одном стволе, помимо сигнала звукового сопровожде-
ния телевидения, передавать и сигналы звукового вещания.
2.3. Выбор и распределение частот на РРЛ
Вследствие близости антенн приема и передачи радиосигналов
на промежуточных станциях (ПС) РРЛ возможна нежелательная
связь между ними. Для ослабления этих связей при симплексной
(односторонней) передаче сигнала по одному стволу ’ необходимо ис-
пользовать две частоты. Для передачи сигналов в обратном направле-
нии можно использовать те же или две другие частоты. В соответствии
с этим выбором частот для одного ствола при дуплексной (двусторон-
ней) связи предусматривается двух- или четырехчастотное распреде-
ление рабочих частот на станциях линии.
При двухчастотной системе (рис. 2.5,я) оба передатчика каждой
ПС работают на одной частоте, а оба приемника — на другой. Посколь-
ку частота приема с разных направлений одинакова, то в приемник
одного направления возможно попадание сигнала с противоположного
направления. Чтобы устранить этот недостаток, на линиях используют
антенны с высоким защитным действием, ослабляющие сигнал с проти-
воположного направления на 60—70 дБ. Двухчастотная система эко-
номична, так как позволяет занимать сравнительно узкий диапазон
частот, что обусловило применение ее на многоствольных линиях.
При четырехчастотной системе (рис. 2.5,6) частоты передачи и
приема на каждой станции разные, поэтому переход сигнала с одного
направления на другое исключается, что допускает использование бо-
лее простых и дешевых антенных систем. Однако эта система менее
Рис. 2.5. Двух- (а) и четырехчастотная (6) схемы распределриия рабочих
частот
20
Рис. 2.6. Схема размещения стан-
ций на трассе РРЛ
экономична в занятии диапазона, поэтому в основном используется в
диапазоне 2 ГГц на линиях с небольшим числом рабочих стволов.
В одном радиостволе частоты передачи и приема чередуются от
станции к станции. Станции, на которых частота приема расположена
в нижней половине рабочей полосы, а передачи — в верхней, обозна-
чают символом НВ, а станции с обратным расположением частот прие-
ма и передачи — ВН. Рабочие частоты передатчиков и приемников РРЛ
повторяются через интервал. При отсутствии прямой видимости меж-
ду антеннами это допустимо, так как ослабление сигнала между антен-
нами станций, расположенных через три интервала, велико. Однако
при некоторых условиях распространения радиоволн, например при
повышенной рефракции, на станциях линии возможен прием сигнала
через три интервала (см. рис. 2.5,а,б). В этих условиях возможны ис-
кажения передаваемых сигналов. Во избежание этого явления трассу
линии выбирают непрямолинейной, так чтобы угол 0 (рис. 2.6) между
направлением на соседнюю станцию Б и отстоящую на три интервала
станцию Г был больше ширины диаграммы направленности антенны.
Планы распределения рабочих частот. Чтобы лучше использовать
отведенный диапазон частот и свести к минимуму взаимные влияния
между радиоканалами, разработаны планы распределения рабочих
частот. Они предусматривают частотный сдвиг (разнос) между сосед-
ними стволами с разной поляризацией 28 МГц в диапазонах 2, 4, 6,
8 ГГц и 40 МГц в диапазоне 11 ГГц.
Все рабочие частоты радиоканалов формируют от одного опорного
кварцевого генератора частотой F = 7 МГц для диапазона 2 ГГц и
F= 14 МГц—для диапазонов 4, 6, 8 ГГц. Частотный интервал
между смежными радиоканалами выбран равным 2F.
Каждый диапазон имеет разную ширину полосы, поэтому различны
планы распределения частот в них.
В диапазоне 0,4 ГГц (0,39—0,47 ГГц) для работы от-
ведена полоса частот 80МГц. Этот интервал частот разбит на 48 фик-
сированных частот, с помощью которых можно организовать 48 радио-
каналов с рабочей полосой 0,5 МГц. Сдвиг частот между радиоканалами
1,45 МГц. При четырехчастотном плане из 48 радиоканалов можно
организовать 12 дуплексных высокочастотных (ВЧ) стволов.
В Диапазоне 2 Г Г ц в полосе 1700—2100 МГц шириной
400 МГц размещается 12 радиоканалов (рис. 2.7,я). Разнос частот
между смежными радиоканалами в одной (четной или нечетной) груп-
пе 29 МГц. Номинальная (средняя) частота каждого радиоканала в
нижней или верхней половине диапазона соответственно
^H = fo-2O8+29n и frtB = f0+5+29n,
где /о = 1903 МГц — средняя частота диапазона;
п e 1, 2, 3, ... — номера радиоканала.
21
a)
гм
69 МГЦ
29 МГц
213 МГц
Ч—
2100
1\МГц
S)
Рис. 2.7. План распределения частот в диапазонах 2, 4, 6 и 8 ГГц
При двухчастотном плане распределения частот (при разной поля-
ризации сигналов четной и нечетной групп стволов) в диапазоне 2 ГГц
можно разместить шесть дуплексных стволов. При четырехчастотном
плане распределения совместную работу шести стволов можно обеспе-
чить, используя дополнительный план, в котором средняя частота
= 1888,5 МГц, а частоты каналов смещены на 14,5 МГц относительно
основного плана.
В диапазоне 4, 6, 8 ГГц (рис. 2.7,6) каждому диапазону
отведена полоса 500 МГц. Номинальные частоты f0 выбраны соответ-
ственно 3653,5; 5920 и 8157 МГц; частотный интервал F = 14 МГц;
разнос между несущими частотами смежных радиоканалов 2F —
= 28 МГц; сдвиг между частотами радиоканалов в одной (четной или
нечетной) группе 4Г = 56МГц. Разнос частот приема и передачи
одного радиоканала 19F = 266 МГц. Интервал между частотами ниж-
ней и верхней групп 5F = 70 МГц.
При двухчастотной системе в отведенной полосе размещается 16 ра-
диоканалов, которые позволяют открыть восемь дуплексных стволов
(по четыре ствола в четной и нечетной группах с разной поляризацией
сигналов). Средняя частота радиоканала, МГц, для нижней и верхней
половины полосы соответственно:
fnR—fo—2594~28n; fnB = fo_l~7-{-28n,
где п = 1, ..., 8 — номера радиоканалов.
На ответвлениях от магистральных линий используется сдвину-
тый план распределения частот, в котором несущие частоты радиока-
налов смещены на F = 14 МГц по отношению к частотам основных ра-
диоканалов.
В диапазоне 11 Г Г ц для работы РРЛ отведена полоса
частот шириной 1000 МГц (от 10,7 до 11,7 ГГц). В этой полосе размеща-
ются 24 радиоканала. Сдвиг частот между соседними радиоканалами
40 МГц, между ближайшими приемным и передающим радиоканалами —
90 МГц. Средняя частота диапазона /0 = 11,2 ГГц, каждого радиока-
нала нижней половины полосы, МГц, fn = f0 — 525 + 40п, верхней
полосы, МГц, fn = fQ + 5 + 40п, где п = 1, 2, 3, 12 —номер радио-
канала.
22
Глава 3
ФОРМИРОВАНИЕ ГРУППОВЫХ СИГНАЛОВ
В АППАРАТУРЕ С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ
3.1. Принцип частотного разделения каналов (ЧРК)
Частотное разделение каналов позволяет осуществить многока-
нальную передачу по РРЛ. При разделении по частоте каждый речевой
сигнал переносится в отведенную для него область на шкале частот
(рис. 3.1). Спектры частот речевых сигналов отделены друг от друга
защитным интервалом А/3, обеспечивающим их разделение при при-
еме.
На структурной схеме многоканальной передачи с ЧРК (рис. 3.2)
для упрощения приведена линия связи, состоящая лишь из двух
оконечных станций. От телефонного аппарата ТА1 абонента первич-
ный электрический низкочастотный (НЧ) сигнал частотой Fc прохо-
дит дифференциальную систему ДС1 и поступает в канальный модуля-
тор КМд1. На его второй вход подводятся колебания поднесущей ча-
стоты /пн1 от генератора Г1. В КМд1 колебания поднесущей частоты
модулируются по амплитуде сигналом Fc звуковой частоты данного
канала.
Вследствие амплитудной модуляции (AM) частотный спектр
сигнала на выходе КМд1 содержит поднесущую /Пн1 и комбинацион-
ные частоты вида /пн1 + Fc и /пн1 — Fc (рис. 3.2,6).
В системах многоканальной связи при AM применяется однополо-
сная передача (ОБП — одна боковая полоса), при которой токи под-
несущей частоты /пн1 компенсируются (подавляются) самой схемой
КМдЦ а токи одной из боковых частот (например, верхней /пн1 +
+ Fc) — полосовым фильтром ПФ1, включаемым на его выходе. Токи
другой боковой полосы частот (оставшейся нижней /пн1 — 7%) по-
ступают в групповой усилитель ГУ.
Аналогичное преобразование токов звуковых частот Fc происходит
во втором, третьем и других телефонных каналах. Поднесущая часто-
та /пн2 второго КМ.д2 выбирается больше поднесущей fUH1 первого.
Вследствие этого нижняя боковая полоса частот /Ш12 — Fc второго
канала расположится выше нижней боковой /пн1 — Fc первого канала
(рис. 3.2, в). Подобно этому располагаются нижние боковые полосы
частот,других каналов. Полученный таким образом общий спектр ча-
стот efcex каналов образует групповой сигнал.
Колебания группового сигнала после усиления ГУ подаются на
частотно-модулированный генератор передатчика ЧМГ и модулируют
Номера
сигналов
Рис. 3.1. К разделению сигналов по частоте
23
Рис. 3.2. Структурная схема многоканальной передачи с ЧРК («)*, спектр пере-
дачи с двумя (б) и одной (в) боковыми частотами
СВЧ колебания несущей /н. Обычно в радиорелейных системах
с разделением каналов по частоте вторая ступень модуляции колеба-
ний несущей частоты происходит по частоте (частотная модуляция ЧМ),
имеющая большую помехоустойчивость.
На приемной станции частотно-модулированный сигнал с антенны
поступает в радиоприемник, где демодулируется частотным детектором
ЧД в исходный амплитудно-модулированный групповой сигнал. Ча-
стотный спектр группового сигнала усиливается ГУ и подается на
полосовые фильтры ПФ1, ПФ2, .... Каждый фильтр выделяет из груп-
пового спектра только одну боковую полосу частот своего канала.
Выделенные колебания первого канала поступают в канальный демо-
дулятор КДм1, на второй вход которого подаются токи такой же,
что и на передаче, поднесущей частоты /пн1. В результате демодуляции
на выходе КДм1 среди прочих токов возникают токи исходных зву-
ковых частот /пн1 — (/пн1 — Го) = Гс и (fnH1 + Fc) — fnal == Fo.
Токи звуковых частот отделяются от других составляющих фильт-
ром нижних частот ФНЧ1 и через дифференциальную систему ДС1.
подаются в телефонный аппарат ТАГ абонента принимающей станции.
Звуковые частоты по другим каналам принимаются аналогично.
Из изложенного следует, что при ЧРК звуковые частоты Fc, пере-
даваемые по каждому каналу, с помощью поднесущих /пн и несущих
частот /н переносятся в область более высоких частот спектра, а затем
в приемном тракте аппаратуры оконечной станции осуществляется
обратное преобразование сигнала. Во избежание искажений переда-
24
ваемого сигнала поднесущие частоты модулятора передающей и демо-
дулятора приемной станции должны быть синхронизированы (равны).
Так как частоты токов, передаваемых по каналу, выше частоты
исходного первичного сигнала, то организуемые таким образом теле-
фонные каналы получили название высокочастотных (ВЧ). При час-
тотном разделении всех каналов сигналы в групповом тракте пере-
даются одновременно; в аппаратуре имеют место две ступени модуля-
ции: AM колебаний поднесущих в тракте формирования группового
сигнала и ЧМ колебаний несущей частоты радиопередатчика
Достоинства однополосной передачи. В современных системах
многоканальной связи с ЧРК используется однополосная передача
сигнала с подавлением поднесущих частот. По сравнению с ранее при-
менявшейся двухполосной передачей она имеет ряд преимуществ. Во-
первых, позволяет вдвое уменьшить ширину полосы частот, занимаемую
одним каналом, что дает возможность разместить вдвое большее число
каналов в том же спектре. Во-вторых, устраняется загрузка тракта
током поднесущей частоты, вследствие чего снижается уровень пере-
ходных помех между каналами. В-третьих, из-за отсутствия колебаний
поднесущих частот уменьшается уровень группового сигнала, а так-
же вероятность появления пикового уровня (равного арифметической
сумме пиковых уровней всех каналов), так как не по всем каналам
одновременно ведутся разговоры, а средние их уровни в каналах не-
одинаковы. При этом повышается помехоустойчивость системы, так
как при ЧМ несущей передатчика групповым сигналом девиацию на
канал можно принять больше пиковой.
3.2. Модуляция при частотном разделении каналов
Виды модуляции. При частотном разделении каналов в радиорелей-
ной связи используются две ступени модуляции: однополосная ампли-
тудная модуляция (ОAM), применяемая при образовании группового
многоканального сигнала, и частотная модуляция ЧМ колебаний радио-
передатчика. Системы с ЧРК и ОАМ в первой ступени и ЧМ во второй
получили наибольшее распространение. Помехоустойчивость и другие
показатели РРЛ, оборудованных этими системами, в основном опре-
деляются второй ступенью модуляции, т. е. ЧМ. Частотная модуляция
отличается высокой помехоустойчивостью, позволяет обеспечить по-
стоянство выходных уровней каналов связи.
Частотный спектр ЧМ колебания. ЧМ несущей частоты передат-
чика осуществляется групповым (линейным) спектром частот, посту-
пающим из аппаратуры с ЧРК. Частота колебаний несущей передат-
чика
и (t) — U cos <р (0 (3.1)
изменяется по закону модулирующего (группового) сигнала
= uq cos й/ ’
где Uq, <р (/) — соответственно амплитуда и фаза колебаний несущей.
25
Изменение несущей частоты со0 при ЧМ, вызванное действием моду-
лирующего сигнала, происходит по закону передаваемого сигнала
^q(0 = cosQ/ с частотой Q:
со (t) = соо+Асот (^ = соо+Ао)т cos Q/,
где А®т = 2лА/т — девиация частоты (максимальное отклонение несущей час
тоты от ее среднего значения со0).
Учитывая, что частота есть производная по времени от фазы
с/ср (О »'
at
то изменение фазы cp(f) колебаний несущей
t t
ср (/) = С со (t) dt= J (coo+Acom cos QO=®0 Н-Sin Q/4-фо» (3.2}
о о
где <Po — начальная фаза колебаний несущей.
Подставляя в уравнение (3.1) значение фазы из (3.2), получим
уравнение модулированных по частоте Q колебаний несущей
Цчм (0 = ^ cos Ф cos + s*n ^ + фо^ •
Отношение девиации Дсо?п к модулирующей частоте Q = 2nF есть
индекс частотной модуляции ну, т. е.
Acom/Q= A/m/F. (3.3
С учетом значения ну и приняв <р0 = 0, уравнение модулированных
колебаний примет следующий вид:
w4M (0 = ^ cos (со0 sin Ш). (3.4)
Ширина спектра ЧМ колебания. Уравнение модулированных коле-
баний (3.4) представляет сложную косинусоидальную функцию (с
аргументом соо£ + ну sinQ<). Такую функцию можно представить в
виде ряда Фурье, содержащего теоретически бесконечное число ампли-
туд боковых составляющих частот (компонент). Спектр зависит от
индекса модуляции и формы модулирующего напряжения. При моду-
ляции синусоидальным сигналом спектр амплитуд ЧМ сигнала симмет-
ричен. При модуляции более сложным (несинусоидальным) сигналом
спектр несимметричен. При индексах модуляции mt 0,5 боковые
компоненты весьма малы, спектр сужается (рис. 3.3,а). Такую ЧМ
относят к узкополосной и используют в системах средне- и многоканаль-
ных РРЛ с числом каналов N 120. При ЧМ с индексом mt> 0,5 при-
ходится считаться с большим числом компонентов, при этом спектр
расширяется, а модуляция считается широкополосной. Она предпочти-
тельна в системах малоканальных РРЛ (с N <1 60).
Амплитуды боковых компонентов спектра могут принимать положи-
тельные, отрицательные и нулевые значения. Спектр ЧМ колебания бес-
конечен. Тракт связи обычно рассчитывают на пропускание более уз-
кого спектра. На практике спектр ограничивают составляющими,
25
11111 II I ,
Рис. 3.3. Спектр амплитуд частот при ЧМ с различными индексами модуляции
(а); ограничение спектра (б)
амплитуды которых превышают некоторое минимально заданное зна-
чение Uхт, составляющее q = Uxm/Um, %, от амплитуды несущей
Um при отсутствии модуляции (рис. 3.3,6).
Если спектр ограничить компонентами, амплитуда которых пре-
вышает Uxm > 0,01 t/m, т. е. 9=1%, то полоса частот, занимаемая
ЧМ колебанием,
Д/С = 2,25ту F+6F=2,25 Д/Ш+6Р,
а при q = 10 % уменьшается:
Д/ = 2,14т/ F+4F = 2,14A/m4-4F.
Иногда пользуются несколько иным выражением для определения
ширины полосы частот, занимаемой ЧМ колебанием при q = 1 %;
при синусоидальном модулирующем сигнале
Д/с — 2F (l + my+V^);
в случае модуляции сигналом прямоугольной формы
= 1/(200/л) .
Очевидно, при модуляции несинусоидальным видеосигналом шири-
на полосы частот ЧМ колебания значительно расширяется.
Выбор ширины полосы определяется допустимыми линейными и
нелинейными искажениями, которые возникают при прохождении
сигнала с ограниченным спектром через элементы аппаратуры с задан-
ными частотой и фазовой характеристиками. Линейные искажения за-
метно проявляются при передаче телевизионных сигналов. Для их
уменьшения частотная характеристика в полосе частот от fc mln =*
= со0 — Qmax до /с тах = <оо + йтах должна быть плоской, а фазо-
вая— линейной (нелинейные искажения будут рассмотрены в гл. 11).
27
Нами рассмотрены ЧМ колебания при модуляции одним синусои-
дальным сигналом. В радиорелейных системах связи модуляция осу-
ществляется более сложным (групповым) сигналом, содержащим моду-
лирующие частоты •••> В этом случае изменение несущей
частоты при ЧМ
со (Z) = со0Асох cos (Qj t + <рг) + Дсо2 cos (Ф> + • • • + Cos ^ + <Рд).
Спектр частот такого колебания, промодулироваиного групповым сиг-
налом, будет содержать большое число боковых и комбинационных
частот. Однако при модуляции групповым сигналом ширина полосы
будет того же порядка, что и при модуляции одной частотой, если обес-
печить при них равнозначные максимальные индексы модуляции.
3.3. Принцип построения
многоканальной аппаратуры с ЧРК
Аппаратура с ЧРК состоит из индивидуальных и групповых уст-
ройств. Индивидуальные устройства принадлежат лишь одному ка-
налу и их число в аппаратуре равно числу каналов. К ним относятся
элементы, включенные на передаче до групповых усилителей ГУ, а
на приеме—после ГУ (см. рис. 3.2,а). Индивидуальные устройства
каналов отличаются поднесущими частотами /пн канальных модемов
КМд и КДм и полосой пропускания полосовых фильтров ПФ, вклю-
ченных на выходе КМд и входе КДм. Для уменьшения числа требуе-
мых поднесущих частот и типов ПФ групповой сигнал формируют в
многоканальной системе объединением первичных стандартных 12-ка-
нальных групп. Первичная группа содержит индивидуальные устрой-
ства тракта передачи и приема 12 телефонных каналов. -
Индивидуальный тракт передачи канала. В каждом канале теле-
фонный (речевой) сигнал абонента проходит (рис. 3.4,а) дифференци-
альную систему ДС, которая разделяет тракты передачи и приема ка-
нала. В тракте передачи после ДС сигнал через коммутационные гнезда
Гн ЧК, предназначенные для контроля и измерений уровней сигнала,
поступает на ограничитель амплитуд ОА. Он исключает перегрузку
канальных преобразователей КМд и усилителей тракта передачи пи-
ками напряжений телефонного (речевого) сигнала. Ограниченный по
уровню сигнал затем поступает на вход канального модулятора КМд,
на другой его вход подается поднесущая частота/Пн- Значения ее выби-
рают такими, чтобы облегчалось изготовление ПФ, включенных на вы-
ходе КМд, а спектры боковых частот каналов занимали смежные по-
лосы. Обычно значения поднесущих кратны 4 кГц: /Пн1=Ю8 кГц в пер-
вом канале, /пн2 = 104 — во втором, ..., 64 кГц — в 12-м (рис. 3.4,6).
В КМд осуществляется амплитудная модуляция поднесущей телефон-
ным сигналом и преобразование частоты. Из всех продуктов преобра-
зования на выходе КМд полосовыми фильтрами ПФ выделяются токи
нижней боковой полосы частот.
Телефонные сигналы абонентов в других каналах проходят через
аналогичные устройства. На рис. 3.4,а стрелками показано место под-
28
со
Of
f- 5100 Гц L-
ВУ
ZEZ
птв
К резервному
17ГыГдГ\ оборудованию
12к 60 6Jb _____передача
11 К Stf-SS Ч
’ $5-103
Tptl
ГМ31
501-552^
656-50^
k08~^56^
360-608У
312-360*
гнзг
Вкч ' 16
112
2Ь8
ГТв
ГН Нв 1 К 10^-168
5ПН1 = 103
Тпиг-’М
fnn
ГИЧД унч
Примечание’.
Цифры на чертеже-
частота в кГц
JI
о,э)зд' Г водов
Спектр Г 8Й?
тональных
частот
каналов
1К 10^-108
вДм
11К 6^68
12К50-61
[ Индивидуальное оборудо-
вание канала
г)
ГУЛрд
12-252.
к ВКУ^
Гг^56^
Д-555
fгия’515 (т}
5 S
Л к Гц
Спектр частот
основной первичной
12-к ан, группы
J L2^d 312-552.
гл^р
л
ГЛ1
Г, к Г и,
Спектр частот основной вторич-
ной 60-кан. группы
ГПФ Д-552 Р 1^252 КПП
Гр 0 д-115 ГД И г
И
60'108
К резервному
оборудованию
приема
Ггнг’Ш
I § ty
1
ДЖ
252 312 вДЪДкГ^
Линейный спектр
частот 60-как. систем^
812-860
860- kOB —
1^56-50^^—
50^-552^—
812-558 ГДмб
2М
16
Tl2
' Групповое оборудование системы
ГВПрм
12-252
~ ^^уопГвк У
Рис. 3.4. Схема, поясняющая принцип построения аппаратуры с ЧРК (а) и диаграммы преобразования частот (б г)
ключения этих каналов. На выходе ПФ сигналы 12 каналов объеди-
няют в первичную группу, занимающую спектр частот 60—108 кГц. Та-
кой спектр частот в первичной группе является оптимальным при из-
готовлении кварцевых или магнитострикционных ПФ.
При образовании первичной группы объединяют выходы ПФ всех
каналов. Для компенсации взаимного влияния параллельно включен-
ных ПФ на их частотные характеристики в схему вводят компенси-
рующий контур КК. С выхода первичной группы сигнал проходит
трансформатор ТрП, который согласовывает выходное сопротивле-
ние 12-канального блока (600 Ом) с входным сопротивлением (135 Ом)
последующего группового тракта, а также подключает резервное груп-
повое оборудование. Из первичных 12-канальных групп групповым
преобразованием их спектров частот строится аппаратура на большое
число каналов. Тракт, в котором объединяют первичные группы, яв-
ляется групповым. Рассмотрим образование вторичной группы.
Групповой тракт передачи. Вторичная группа обычно содержит
60 каналов. Для получения 60-канальной группы объединяют пять
12-канальных первичных групп. Спектр частот 60—108 кГц каждой
первичной группы подается навход группового преобразователя ГМд1,
надругой его вход — групповая поднесущая /гп1. Значения группо-
вых поднесущих частот вторичной 60-канальной группы выбирают,
начиная с 420 кГц, через 48 кГц, чтобы на выходе ГП спектры 12-ка-
нальных групп располагались смежно fruii = 420 + 48п, где п =
=> 0, 1, 2, 8, 4.
На выходе ГМд1 устанавливают соответствующий групповой поло-
совой фильтр ГПФ, который выделяет лишь нижнюю боковую полосу
частот. Вследствие преобразования и выделения ГПФ полоса первой
12-канальной группы сместится в область 312—360 кГц, второй —
360—408, ..., пятой — 504—552 кГц (рис. 3.4,в). В результате объеди-
нения пяти первичных 12-канальных групп получают одну вторичную
60-канальную группу со спектром частот 312—552 кГц.
Рассмотренный принцип объединения первичных 12-канальных
групп лежит в основе построения отечественной аппаратуры К-60.
В отличие от рассмотренного варианта в системе К-60 в групповом
преобразователе пятой 12-канальной группы вместо несущей 612 кГц
используется частота 444 кГц и на его выходе выделяется верхняя бо-
ковая полоса частот, равная 444 + (60 — 108) 504 — 552 кГц.
Благодаря этому после дополнительного преобразования линейный
спектр пятой первичной группы совпадает с линейным спектром пя-
той группы 24-канальной аппаратуры, что позволяет выделить из
аппаратуры К-60 две нижние 12-канальные группы.
Линейный спектр. Для получения линейного спектра частот, пере-
даваемого по физической, например кабельной, цепи, в многоканальных
системах связи смещают групповой спектр частот в сторону более низ-
ких частот. При этом уменьшается затухание сигнала в кабельной це-
пи, чго позволяет увеличить расстояние между усилительными стан-
циями кабельной линии. Кроме того, на более низких частотах пе-
редачи возрастает переходное затухание между физическими парами
жил симметричных кабелей, следовательно, снижается взаимное
зо
влияние между системами связи, работающими по парам жил одного
кабеля.
Выбирать линейные частоты ниже 10 кГц в симметричных и ниже
60 кГц в коаксиальных кабелях нежелательно, потому что в этой
области частот из-за нелинейности частотных характеристик затуха-
ния и волнового сопротивления затрудняются коррекция искажений и
согласование входных сопротивлений аппаратуры и кабеля. Кроме
того, при малом значении нижней граничной частоты увеличивается
относительная ширина линейного спектра (отношение верхней и ниж-
ней граничных частот), вследствие чего усложняется изготовление вы-
сококачественных усилителей.
Исходя из сказанного, в многоканальных системах, предназна-
ченных для работы по симметричным кабелям, нижняя граничная
частота /н = 12 кГц, а верхняя, кГц, /в = /н + 4ЛГ, где N — число
каналов системы.
В системе К-60 для получения линейного спектра с граничными
частотами /н = 12 кГц и /в = (12 + 4 • 60) = 252 кГц спектр вто-
ричной 60-канальной группы 312—552 кГц подвергают второму груп-
повому преобразованию в групповом преобразователе и ГМд2 с несу-
щей частотой /гН2 = 564 кГц (рис. 3.4,г). Фильтр нижних частот Д-252,
включенный на выходе ГМд2, выделяет нижнюю боковую полосу ча-
стот 564 — (312 — 552) = 12 — 252 кГц, которая усиливается груп-
повым усилителем передачи ГУПрд и через вводно-коммутационное
устройство (ВКУ) поступает в кабельную цепь.
Усиление группового усилителя в трактах передачи и приема
может быть частотнозависимым или одинаковым для всех каналов.
Введение частотнозависимого усиления вызывается неодинаковым
(большим на верхних и меньшим на нижних частотах) затуханием сиг-
нала в частотном спектре и позволяет повысить помехозащищенность
верхних каналов.
Аппаратура К-60 снабжена трехчастотной автоматической регу-
лировкой усиления (АРУ). С этой целью в тракт передачи вводят
токи контрольных частот: 16, 112, 248 кГц для управления соответ-
ственно наклонной, криволинейной и плоской регулировками (см.
рис. 3.4,а). Работу 12-канальных групп контролируют токами конт-
рольных частот 84 и 14 кГц, которые вводят в тракт передачи на выходе
каждой первичной группы (на схеме не показано).
Линейный и групповой тракты приема. Токи линейного спектра
частот 12—252 кГц аппаратуры К-60 из кабельной цепи проходят ввод-
но-коммутационные устройства ВКУ, с помощью которых осуществля-
ется согласование волновых сопротивлений кабельной цепи (150—•
170 Ом) и входного и выходного аппаратуры (135 0м), а также ком-
мутация линии с аппаратурой. Затем линейный сигнал усиливается
групповым усилителем приема ГУПрм, компенсирующим затухание
кабельной цепи, проходит контур предварительного наклона КПП.
Последний компенсирует частотные искажения, которые возникают
при введении частотнозависимого усиления ГУПрд в тракте передачи.
Токи контрольных частот 16, 112, 248 кГц с выхода поступают в
приемник ПКЧ и управляют устройствами наклонной, криволинейной
31
и плоской АРУ, включенными в цепь обратной связи усилителя
ГУПрм.
Фильтр нижних частот Д-252 защищает тракт приема от помех,
проникающих по зеркальному каналу в полосе 876—1116 кГц. Эти
частоты возникают в тракте передачи на выходе ГМд2 с несущей
564 кГц. После преобразования в ГМд2 они могут попасть в рабочую
полосу приема 312—552 кГц.
В групповом преобразователе приема ГДм2 линейный спектр
частот 12—252 кГц с помощью несущей частоты /гн2 = 564 кГц пре-
образуется в спектр с полосой 564 — (12 — 252) = 312 — 552 кГц.
Этот спектр выделяется фильтром нижних частот Д-252, после чего
поступают в тракт приема вторичной 60-каналъной группы.
Токи каждой первичной 12-канальной группы здесь выделяются
групповыми* полосовыми фильтрами ГПФ и поступают на групповые
преобразователи приема ГДм1 вторичной группы. На их другие входы
подаются групповые поднесущие частоты /гп1 с теми же значениями,
что и в тракте передачи. С выхода ГДм! вторичной 60-канальной
группы фильтром Д-115 выделяется спектр 60—108 кГц первичных
12-канальнЫх групп и через согласующий трансформатор ТрП по-
ступает в индивидуальный тракт первичной группы.
Индивидуальный тракт приема первичных групп. В тракт приема
каждой первичной 12-канальной группы поступают частоты с гранич-
ной полосой 60 — 108 кГц. Полосовыми фильтрами выделяются соот-
ветствующие частоты каждого канала и подаются на канальный демо-
дулятор КДм. Токи исходного телефонного сигнала, возникающие на
выходе каждого демодулятора, отделяются от побочных продуктов
демодуляции фильтром низкой частоты Д-3,4, затем усиливаются
усилителем низких частот УНЧ и через гнезда ГнЧК и ДС посту-
пают к абоненту.
Посылка и прием вызова. Вызывной сигнал местной телефонной
сети частотой 20—50 кГц принимает вызывное устройство ВУ, вклю-
ченное на входе ДС канала, и подключает к тракту передачи генератор
тонального вызова ГТ В с частотой f =« 2100 Гц. Частота вызывного
тока лежит в полосе частот телефонного канала (300—3400 Гц), поэто-
му сигнал вызова проходит весь тракт передачи одной и приема другой
оконечных станций аналогично разговорному сигналу. На оконечной
станции приема сигнал вызова 2100 Гц принимается приемником то-
нального вызова ПТ В, генератор индукторного вызова ГИВ посылает
в цепь местной телефонной сети исходный сигнал вызова (20—50 Гц).
Принцип образования 300-канальных групп. Третичная 300-ка-
нальная группа образуется объединением пяти вторичных 60-каналь-
ных групп (рис. 3.5). Спектр 312—552 кГц каждой 60-канальной груп-
пы с помощью второй ступени группового преобразования в преоб-
разователях ГПЗ смещается в область частот 812—2044 кГц.
Групповые несущие /гнз « (1364 + 248п), где п =» 0, 1,2, 3,4, что
обеспечивает защитный интервал между 60-канальными группами в
8 кГц. Преобразуя спектр 812—2044 кГц третичной 300-канальной
группы, получают линейный спектр системы К-300. Граничные частоты
линейного спектра для работы по коаксиальному кабелю 60 кГц
32
и 1300 кГц. Выбор верхней
граничной частоты /в > (/н+4п)=
« (60+4 • 300) == 1260 кГц объяс-
няется введением защитных час-
тотных полос шириной 8 кГц меж-
ду вторичными 60-канальными
группами. Такие интервалы облег-
чают выделение части каналов на
промежуточных стадиях магист-
ральной линии.
Системы связи с числом кана-
лов N > 300 строят объединением
в сверхгруппу стандартных 60- и
300-канальных групп. Так, в си-
стеме К-1920 объединяются две
60-канальные группы с полосой 312
312-552 кГИг^^ 812-20^КГц
312 552 812
го if if-
Рис. 3.5. Схема, поясняющая прин-
цип образования третичной 300-ка-
нальной группы
—804 кГц (интервал между группами 12 кГц) и шесть 300-каналь-
ных групп с полосой 812—8524 кГц (интервал между группами 64 кГц).
Как видим, в основу построения всех многоканальных систем связи
с ЧРК положен принцип многократного преобразования частот.
3.4. Элементы аппаратуры ЧРК
Опустив рассмотрение таких широко применяемых в радиотехни-
ческих устройствах элементов, как усилители, ограничители, генера-
торы, фильтры, здесь мы рассмотрим лишь некоторые специфичные
для системы с ЧРК устройства — дифференциальные системы, модемы,
преобразователи частоты и некоторые особенности генераторных уст-
ройств и АРУ.
Дифференциальная система. В аппаратуре ЧРК дифференциальная
система ДС обеспечивает переход от двухпроводной абонентской линии
к четырехпроводной схеме канала (см. рис. 3.2). Однако при включении
ДС в канал на оконечных станциях возникает замкнутая цепь для
речевого сигнала низкой частоты между оконечными станциями: ДС,
передающая часть аппаратуры ЧРК одной оконечной станции, линия
связи, приемная часть аппаратуры ЧРК, ДС другой оконечной станции
и аналогичный тракт в обратном направлении. По этой цепи сигнал из
тракта приема аппаратуры оконечных станций может попасть в тракт
передачи и вызвать генерацию (самовозбуждение) канала. Чтобы
исключить генерацию и повысить устойчивость связи, ДС должны со-
здавать максимальное затухание сигналу из тракта приема (от зажи-
мов 3-3, рис. 3.6, а) в тракт передачи (к зажимам 2-2). Ослабление
(затухание) сигнала между абонентскими телефонными аппаратами
оконечных станций должно быть возможно меньшим, поэтому ДС
должны вносить малое затухание в тракте передачи речи (между зажи-
мами 1-1 и 2-2) и тракте приема (между зажимами 3-3 и 1-1).
Трансформаторная схема (см. рис. 3.6,а) содержит
дифференциальный трансформатор ДТр с выведенной средней точкой
2 Зак. 1834 33
Рис. 3.6. Дифференциальные системы
и балансный контур БК, состоящий из конденсаторов и резисторов.
Эту схему можно представить в виде моста (рис. 3.6,6), где два плеча
образованы симметричными полуобмотками трансформатора, а два
других — сопротивлением абонентской линии 2Л и воспроизводящего
ее балансного контура Z6. Напряжение сигнала, поступающего с трак-
та приема аппаратуры, подается в одну диагональ моста (на зажимы
3-3), а с другой диагонали (с зажимов 2-2) снимают напряжение пере-
даваемого абонентского сигнала. Для развязывания передающего и
приемного трактов аппаратуры, т. е. создания большого затухания
токам из тракта приема в тракт передачи, мост должен быть сбалан-
сирован на всех частотах. Для этого сопротивление балансного контура
Zq подбирают равным ^ли близким сопротивлению линии, т. е. Z6 ж
ж Zn, При этих условиях обеспечивается равенство разветвляющих-
ся в полуобмотках трансформатора токов принимаемого сигнала (на
рис. 3.6,а токи показаны штриховой линией), вследствие чего их маг-
нитные поля компенсируются и во вторичной обмотке ДТр практически
не наводится э.д.с., следовательно, принимаемый сигнал не попадает
в тракт передачи.
Переходное затухание, создаваемое ДС, для токов из тракта приема
в тракт передачи и наоборот
«з-2 = а2-з=20 U 2+20 [(Za+Z6)/(2fl-26)]. (3.5)
Из формулы (3.5) следует, что при полной балансировке ДС, т. е.
при Zjj = Z6, переходное затухание а3.2 = я2.3 ->оо, а в холостом
режиме (ZJ1 = oo) и при коротком замыкании = 0) — к 6 дБ.
Практически Z.^ — комплексная величина, зависящая от частоты,
поэтому полной балансировки ДС достичь не удается, вследствие
чего переходное затухание имеет конечное значение и будет тем больше,
чем ближе Z6 kZjj.
Для устранения отражений сигнала при двусторонней передаче
энергии должны быть согласованы входные сопротивления ДС с вход-
ным на передаче (зажимы 2-2) и выходным сопротивлением на прие-
ме (зажимы 3-3) аппаратуры ЧРК. Из рис. 3.6,а следует, что в урав-
новешенной ДС Zjj = Z6.
Входное сопротивление ДС на приеме
2зпр = ^л/2
34
и выходное на передаче
22л
z2npn- (WW=2n* Z„,
где п — коэффициент трансформации ДТр.
Мощность Рпрм, поступающая из тракта приема аппаратуры ЧРК»
распределяется поровну между 7Л и Z6 и Рл = 0,5Рпрм, поэтому
затухание в тракте приема
= а1-з= Ю 1g ^прм/Рл— Ю 1g ^прм/0,5Рпрм — 101g 2 = 3 дБ.
Аналогично затухание в тракте передачи аг.2 = а2Ч = 3 дБ. С уче-
том потерь в трансформаторе затухание, вносимое ДС, составляет
3,5—4,5 дБ.
Дифференциальная система на резисторах
(рис. 3.6,в) обеспечивает развязку лишь между зажимами 3 и 2. Баланс
моста в системе достигается при R1 = R2 = Zn = Z6. При этом обес-
печивается высокое переходное затухание из тракта приема в тракт
передачи и наоборот (я3_а = а2.3 == оо).
Преобразователи частоты. В многоканальных системах связи пре-
образование частоты осуществляется в индивидуальном [канальных
модуляторах и демодуляторах (см. рис. 3.4)] и в групповом тракте.
Для преобразования частоты используются мостовые и балансные
схемы преобразователей, обеспечивающие на их выходе минимальное
число побочных (ненужных) составляющих колебаний.
В мостовой схеме преобразователя (рис. 3.7,а)
через трансформатор Тр1 к точкам /-/, а следовательно, к диагонали
А Б диодного моста подводится напряжение преобразуемого сигнала
частотой Fc. Ко второй диагонали ВГ моста через трансформатор Тр2
Рис. 3.7. Мостовая схема преобразователя (а—в) и ее диаграммы (г—ж)
2* 35
поступает поднесущая частота /пн, обычно превышающая частоту
сигнала (/пн> Бс) и имеющая более высокий уровень (^/цн>
При положительной полуволне напряжения несущей частоты
(рис. 3.7, г) диоды Д1—Д4 (см. рис. 3.7, а) имеют незначительное со-
противление прямому току (₽г ~ 0), вследствие чего цепь подачи
преобразуемого сигнала Fc замыкается накоротко (рис. 3.7,6) и ток 1п
(рис. 3.7,е) в нагрузку (на выход схемы) не проходит. При отрицатель-
ной полуволне /пн (см. рис. 3.7, г) диоды имеют высокое сопротивление
(7?г обр ->°°), что эквивалентно обрыву цепи в местах их подключения
(рис. 3.7,в), и ток £н (см. рис. 3.7,е) поступает на выход схемы и замы-
кается через нагрузку Ru (см. рис. 3.7, а).
В результате действия напряжения поднесущей /пн (см. рис.
3.7,6) мост действует как ключ, попеременно подключая между его
вершинами в точках Л Б то малое (/?гпр), то очень большое (#гобр) со-
противление. В таком режиме работы моста ток в нагрузке /н имеет
импульсный характер (см. рис. 3.7,е).
Аппроксимируя нелинейные вольт-амперные характеристики дио-
дов и анализируя состав импульсного тока такой формы,- можно пока-
зать, что выходной ток содержит большое число составляющих с
частотами
/пн i пч fпн i Fс,
где пп и тн = 1,3, 5, ... — любые нечетные целые числа;
пч = 0 2 4, ...— любые четные целые числа, включая 0.
Достоинством мостовой схемы является компенсация в ней подне-
сущей, так как в уравновешенной схеме моста при подаче напряжения
поднесущей частоты в диагональ В Г (см. рис. 3.7,а) разность потен-
циалов в точках А Б диагонали равна нулю и на выход схемы подне-
сущая не поступает. Полезными на выходе преобразователя являются
токи частотами /пн ± Fc, амплитуды которых линейно отображают
амплитуду тока передаваемого сигнала. Эти частоты располагаются
симметрично по бокам поднесущей /пн (рис. 3.7,ж), поэтому и назы-
ваются боковыми. Поскольку речевой сигнал занимает спектр от Fc
до FCmax, то на диаграмме изображены два боковых спектра, симметрич-
но расположенных относительно поднесущей. Другие составляющие
преобразованного тока являются побочными продуктами преобразова-
ния и во избежание нелинейных искажений и роста шумов в каналах
должны компенсироваться схемой или подавляться фильтрами.
Параллельно-балансные преобразователи
содержат дифференциальные трансформаторы Тр1, Тр2 и диоды Д/,
Д2 (рис. 3.8,а). В течение одного полупериода напряжения поднесу-
щей частоты /пн (рис. 3.8,в) сопротивления диодов малы, поэтому сиг-
налу Fc (рис. 3.8,6), приложенному к точкам 1-1, открывается путь к
выходу (к точкам 2-2). В последующий полупериод полярность на-
пряжения меняется на обратную, диоды закрываются и сигнал- на
выход не поступает. В результате сигнал на выходе принимает форму
Импульсов тока (рис. 3.8,г), аппроксимация и аналйз характеристик
36
Рис. 3.8. Схема параллельно-балансного преобразователя (а) и ее диаграммы
(б-д) .
которого показывает, что в нем, помимо спектра исходного сигнала Fc,
будут два боковых спектра, симметрично расположенных относитель-
но подавленной поднесущей /пн (рис. 3.8,5).
Двойной (кольцевой) балансный преобразователь частоты (рис. 3.9,а)
содержит диоды Д1—Д4, включенные последовательно по кольцу.
Он работает аналогично параллельно-балансному преобразователю.
Под действием напряжения поднесущей U/ (рис. 3.9,3), 'значительно
превышающего напряжение преобразуемой, частоты сигнала Uc (рис.
3.9гг), изменяются сопротивления диодов в проводящем и обратном
Рис. 39 Кольцевой преобразователь (а—б) и диаграммы его работы (г—ж)
37
направлениях. При положительном полупериоде напряжения подне-
сущей частоты электропроводки диоды продольных ветвей (рис. 3.9,6),
а при отрицательном — поперечных (рис. 3.9,в). В результате в такт
с изменением направления напряжения поднесущей частоты токи
преобразуемого сигнала проходят то через одну, то (в противо-
положной фазе по отношению к первому полупериоду) через другую
пару диодов (рис. 3.9,е).
В выходном импульсном токе преобразователя содержатся комби-
национные частоты вида пн/пп + пг^Рс. Поднесущая частота в тракт
передачи не попадает (рис. 3.9,ж), так как токи этой частоты проходят
по полуобмоткам выходного трансформатора Тр2 (см. рис. 3.9,а) в
противоположных направлениях и их магнитные потоки взаимно
компенсируются.
Кольцевые преобразователи вносят в тракт передачи сигн’ала отно-
сительно небольшое (порядка 4 дБ) затухание, тогда как в мостовых
схемах оно около 10 дБ. Малое затухание позволяет использовать
кольцевые преобразователи в цепях с низким уровнем преобразуемого
сигнала. Кроме того, они имеют меньше побочных частот преобразова-
ния, вызывающих помехи в каналах. Применяются кольцевые пре-
образователи для группового преобразования частот передающих и
приемных трактов аппаратуры ЧРК.
Полосовые фильтры. В аппаратуре ЧРК применяют двухзвенные
пьезоэлектрические или магнитострикционные полосовые фильтры
(рис. 3.10,а, б). Для устранения помех между каналами фильтры долж-
ны на 50—60 дБ ослаблять побочные продукты преобразования и иметь
равномерную частотную характеристику в полосе пропускания (рис.
3.10,в). Эти требования реализуются применением пьезоэлектрических
резонаторов, основу которых составляют кварцевые пластины, способ-
ные колебаться под действием переменного напряжения, проявляя
себя как контур с высокой (порядка 10 тыс. и более) добротностью.
Пьезорезонаторы имеют стабильные параметры, высокую избира-
тельность и очень крутые характеристики затухания. Размеры пластин
пьезорезонатора определяются значением резонансных частот. Раз-
меры кварцевых пластин оптимальные и они удобны для изготовления
в диапазоне 50—120 кГц, что и предопределило выбор диапазона 60-
Рис. 3.10. Звено полосового фильтра (а), его эквивалентная схема (б) и
характеристика (в)
38
108 кГц для первичной 12-каналь-
ной группы аппаратуры ЧРК.
Полосу пропускания фильтров
расширяют, включая в схему до-
полнительно катушки индуктивно-
сти и конденсаторы. Для устране-
ния влияния потерь в катушках
индуктивности на крутизну подъе-
ма затухания их выносят за преде-
лы схемы каждого звена фильтра.
Точная настройка фильтра дости-
гается
конденсаторов.
Рис. 3.11. Структурная схема генера-
торных устройств аппаратуры с ЧРК
керамических
подключением к пьезорезонаторам переменных
Генераторные устройства. В аппаратуре ЧРК используется боль-,
шое число поднесущих частот для питания индивидуальных и груп-
повых преобразователей частоты, а также контрольных частот для
управления устройствами АРУ. Эти частоты должны иметь высокую
стабильность частоты и амплитуды колебаний.
Все частоты в аппаратуре получают как гармоники одной основной
частоты. В многоканальных системах основная частота принята 4 кГц.
Выбор этой частоты обусловлен тем, что эффективно передаваемая
полоса частот канала принята 300—3400 Гц, что соответствует ширине
полосы AFC *= 3400 — 300 = 3100 Гц, а минимальная ширина частот-
ного промежутка между линейными спектрами смежных каналов при
современных полосовых фильтрах составляет 600—900 Гц. В этих
условиях ширина полосы частот для каждого канала принята AFK =
= 3100 + 900 = 4000 Гц, а поднесущие — кратными частоте 4 кГц.
Основную частоту получают от стабилизированного кварцевым
резонатором задающего генератора ЗГ с частотой 60 кГц (рис. 3.11),
которая двумя ступенями деления в делителе частоты ДЧ (60 : 3 =
= 20 кГц, 20 : 4 = 5 кГц) преобразуется в основную частоту генерато-
ра гармоник ГГ 4 кГц. Синусоидальные колебания тока этой частоты
превращаются в генераторе в колебания пикообразной формы с боль-
шим числом гармоник, которые выделяются узкополосными кварце-
выми фильтрами ФУП, усиливаются и подаются к канальным и груп-
повым преобразователям в качестве поднесущих частот.
Стабильность частоты при таком способе получения поднесущих
зависит только от стабильности частоты основного генератора. Оче-
видно, если его частота F отклонится на значение величины AF, то
поднесущая изменится на А/пн = &AF, где k — номер используемой
гармоники. Если изменение поднесущих на передающей А/ПНпрд и
приемной А/пн станциях, то изменение частоты каждой составляю-
щей передаваемого спектра А/ = Д/пндрц — ^пнпрм’ что вызовет
искажения передаваемого сообщения. Расхождение частот генера-
торов в пунктах передачи и приема допускается не более 2 Гц. Стабиль-
ность 3F, а следовательно, и всех поднесущих 2 • 10_6 Гц. Постоянст-
во уровня токов контрольных частот во времени должно быть около
±15 дБ, а поднесущих ±0,5 дБ.
39
Устройства АРУ. Громкость
принимаемого сигнала определяет-
ся значением остаточного затуха-
ния ач, равного разности между
суммой всех затуханий Sa, дейст-
вующих в канале, и суммой всех
усилений Ss, введенных в него, т. е.
ач= S а — S s.
Температурные изменения остаточ-
ного затухания в каналах устра-
няют автоматической регулировкой
усиления АРУ в тракте приема
сигнала. Управляют АРУ токами контрольной частоты. Эти токи с
постоянным уровнем вводят на передающей оконечной станции в тракт
передачи (см. рис. 3.3). На промежуточных и оконечной станциях их
выделяют на выходе усилителей приема ГУПрм узкополосными фильт-
рами и управляют системой АРУ этих усилителей.
Обычно токи контрольных частот вводят в цепь отрицательной
обратной связи усилителей. Температурные изменения затухания ка-
бельной цепи приводят к отклонению уровня контрольных токов,
а следовательно, к изменениям глубины обратной связи и результи-
рующего усиления усилителей.
Затухание кабельной цепи на разных частотах неодинаково, поэто-
му токи контрольных частот вводят в начале, середине и конце линей-
ного спектра частот, контролируя, таким образом, уровни по всей
рабочей полосе частот. Например, в 60-канальной аппаратуре с линей-
ным спектром 12—252 кГц частота контрольных токов выбрана 16,
112 и 248 кГц. Ток частотой 16 кГц управляет наклонной (рис. 3.12,
кривая 7), ток 112 кГц криволинейной (кривая 5), а ток 248 кГц—
плоской АРУ (кривая 2), обеспечивая точную коррекцию частотных
искажений в линейном спектре. При использовании аппаратуры ЧРК
для формирования группового сигнала РРЛ потребность в частотно-
зависимой АРУ отпадает из-за небольшой длины кабельной цепи.
3.5. Использование аппаратуры ЧРК для РРЛ
Состав оборудования аппаратуры ЧРК для РРЛ. Аппаратура ЧРК
используется в качестве оконечного устройства телефонного ствола.
В ней формируется многоканальный групповой сигнал, управляющий
колебаниями радиопередатчика на оконечной передающей станции.
На оконечной принимающей станции выделенный радиоприемником
групповой сигнал многократно преобразуется в тракте приема аппа-
ратуры ЧРК, в результате чего формируется исходный телефонный
сигнал.
Ствол РРЛ, рассчитанный на передачу 120 телефонных каналов,
можно занять групповым сигналом, получаемым от двух комплектов
оконечного оборудования системы К-60. Линейный спектр частот .12—
252 кГц одного комплекта этой аппаратуры объединяется с групповым
спектром 312—552 кГц второго комплекта, и полученный групповой
сигнал в спектре 12—552 кГц подается на радиопередатчик РРЛ.
Аналогично занимают ствол РРЛ, рассчитанный на.передачу 600 те-
лефонных каналов, групповым сигналом в спектре 60—2596 кГц,
сформированным в аппаратуре ЧРК в третичных 300-канальных груп-
пах.
Оборудование многоканальных систем с ЧРК в настоящее время
унифицировано и выпускается в виде стоек индивидуального оборудо-
вания на 60 каналов СИП-60; унифицированных стоек первичного
группового преобразования УСПП, содержащих до пяти вторичных
(60-канальных) групп; унифицированных стоек вторичного группового
преобразования УСВП, содержащих (каждая) до трех третичных
300-канальных групп; унифицированных стоек генераторного обору-
дования СУГО. Этими стойками можно комплектовать оконечные уст-
ройства аппаратуры ЧРК для телефонных стволов РРЛ требуемой
ёмкости.
Вторичное ЧРК. При передаче телеграфных сигналов по РРЛ ис-
пользуется вторичное ЧРК. Дискретный телеграфный сигнал состоит
из конечного числа элементов, передаваемых в виде кода, отображаю-
щего передаваемую информацию.
Для одновременной передачи нескольких телеграфных сигналов по
одному телефонному каналу можно использовать их частотное разде-
ление. При этом полосу частот телефонного канала 300—3400 Гц делят
узкополосными фильтрами на несколько каналов (рис. 3.13,6—г), по
которым передаются телеграфные посылки методом амплитудной или
частотной манипуляции тонального колебания. Число телеграфных
сигналов, которые можно передать по одному телефонному каналу,
зависит от скорости передачи. Она оценивается числом передаваемых
элементов сигнала за секунду и выражается в бодах;
1>т=1/т0,
где т0 — длительность посылки.
Если передается периодическая последовательность посылок и
пауз равной длительности т0 (рис. 3.13,а), то для правильного восста-
Рис. 3.13, Диаграммы, поясняющие принцип вторичного деления ТФ канала дм
тонального ТГ
41
Рис. 3.14. Схема соединения АЧРК с РА
новления таких посылок достаточно принять первую гармонику этой
последовательности, имеющую частоту FM. Предположим, что частота
тонального генератора изменяется по синусоидальному закону с ча-
стотой манипуляции. При передаче телеграфных сигналов методом
частотного телеграфирования (ЧТ) используется узкополосная ЧМ,
при которой индекс mf = &fm/F < 0,5 (см. § 3.2), следовательно,
спектр ЧМ колебаний будет узким (см. рис. 3.3, б). Он содержит несу-
щую и две боковые составляющие; другие составляющие малы и ими
можно пренебречь. В этих условиях ширина полосы частот передавае-
мого сигнала будет равна 2FM. Ширину полосы пропускания фильтра
ДГФ, выделяющего сигнал, во избежание искажений передаваемых
посылок берут несколько больше:
ДГФ=1,4 (2FM),
где FM — частота манипуляции, численно равная частоте первой гармоники пе-
риодической последовательности двоичных посылок (см. рис. 3.13, ав
пунктирная линия), т. е. FM = 1/(2т0) = 0,5 Ут.
Следовательно, ширина полосы
Д/^ф=1,4 (2FM) = 1,4 f2 0,5VT]= 1,4VT.
Для выделения телеграфных сигналов при ЧТ со скоростями VT
= 50; 100 и 200 Бод ширина полосы пропускания фильтров соответ-
ственно составит: Д/^ = 1,4 • 50 = 70 Гц; Д^ф = 1,4 • 100 = 140 Гц
и ДГф = 1,4 . 200 = 280 Гц. С учетом нестабильности частот тональ-
ных генераторов оборудования аппаратуры ЧРК в аппаратуре тональ-
ного телеграфирования ширина полосы телеграфных каналов принята
80, 160, 320 Гц для скоростей передачи соответственно 50, 100, 200 Бод.
При таких значениях ширины телеграфных каналов в полосе частот
телефонного канала можно организовать 24, 12 и 6 телеграфных
каналов (N), обеспечивающих одновременную передачу телеграфных
сигналов (см. рис. 3.13,6—г).
Наряду с делением каналов в системах связи предусматривается
возможность объединения трех телефонных каналов для передачи про-
грамм центрального радиовещания или звукового сопровождения теле-
видения.
Соединение аппаратуры ЧРК с радиоаппаратурой РРЛ РА осу-
ществляется кабельной линией К Л (рис. 3.14). Протяженность линии
определяется конкретными условиями размещения аппаратуры ЧРК
(АЧРК) и радиорелейных станций.
42
При соединении АЧРК с РА необходимо согласовать их входные
сопротивления и уровни приема и передачи. Согласование волнового
сопротивления кабельной линии с входным сопротивлением аппарату-
ры достигается линейными трансформаторами ЛТр. При согласовании
уровней для компенсации затухания длинной кабельной линии исполь-
зуют групповые усилители ГУ промежуточных станций. Иногда в
тракт приема группового сигнала включают режекторные фильтры,
исключающие попадание токов контрольной частоты радиоаппаратуры
в тракт приема АЧРК. На вводных панелях РА устанавливают до-
полнительно симметрирующие трансформаторы, согласовывающие сим-
метричный выход АЧРК с несимметричным входом РА,
Глава 4
ВРЕМЕННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ РРЛ
4.1. Принципы временного разделения каналов (ВРИ].
Импульсные сигналы и их параметры
Принципы временного разделения каналов. В системах с ВРК
общий (групповой) тракт связи предоставляется поочередно каждому
абоненту на время Тк, называемое канальным интервалом. Каждый
абонент подключается к тракту связи периодически с периодом Tt и
посылает в общий тракт свой канальный сигнал длительностью Тк <Z
<, Т\. Если групповой канал уплотнен N каналами связи (КС), то
Тк TJN. Таким образом, общий канал поочередно коммутируется
от одного абонента КС1 (рис. 4.1) к другому КС2 и т. д. до KCN,
после чего вновь передаются сигналы первого и последующих ка-
налов, т. е. процесс повторяется периодически. На передающем
конце линии связи непрерывные сигналы, поступающие от каждого
абонента, преобразуются в импульсные (дискретные по времени), а
на приемном конце РРЛ с помощью синхронной системы коммутации
происходит разделение сигналов по каналам связи (так как они не пере-
крываются во времени) и восстановление (интерполяция) исходного
непрерывного сигнала по принятой последовательности дискретных
сигналов каждого абонента. Таким образом, в системах ВРК передача
осуществляется циклами длительностью Tit каждый из которых содер-
жит N канальных интервалов и интервал Т' для передачи сигналов
цикловой синхронизации (ЦС) и служебной связи (CQ.
Рис. 4.1. Схема, поясняющая принцип временного разделения каналов
43
На структурной схеме РРЛ с ВРК (рис. 4.2), кроме передатчика
Прд и приемника Прм, показана аппаратура разделения передающей
АР Прд и приемной АР Прм частей, дифференциальные системм ДС.
Аппаратура разделения содержит общеканальные и канальные
элементы. К общеканальным элементам передающей части относятся
импульсный генератор ИГ, распределитель каналов РК и датчик
импульсов синхронизации ИС, а приемной части — распределитель
каналов РК' и селектор импульсов синхронизации СС. К канальным
элементам передающей части относятся канальные модуляторы КМд,
а приемной части — демодуляторы КДм. Дифференциальная систе-
ма ДС входит в абонентский комплект и относится также к канальным
элементам.
РРЛ с ВРК работают следующим образом. Импульсы с частотой
следования, превышающей более чем в 2 раза максимальную частоту
спектра передаваемого сигнала (рис. 4.3,а), поступают от ИГ в РК,
где они сдвигаются по времени друг относительно друга (рис. 4.3,6).
Одна из последовательностей импульсов поступает на ИС, где выра-
батываются импульсы синхронизации, отличные от рабочих импульсов,
например расширенные (рис. 4.3,в). Остальные последовательности
импульсов приходят на КМд1—КМдЗ и модулируются по амплитуде
(АИМ), фазе (ФИМ) или другому параметру низкочастотным сигналом,
Рис. 4.2. Структурная схема РРЛ с ВРК
44
Рис. 4.3. Диаграммы, поясняющие принцип образования группового сигнала
с ВРК
поступающим от абонента через ДС (рис. 4.3,а). Последовательности
модулированных импульсов всех каналов (рис. 4.3,(3) затем объединя-
ются и подаются на вход модулятора передатчика.
Высокочастотные импульсы на следующей станции РРЛ прини-
маются приемником, детектируются и в виде видеоимпульсов поступают
в приемную часть аппаратуры уплотнения (см. рис. 4.2). В СС выделяет-
ся синхроимпульс и поступает на РК, на выходах которого или в пер-
вых каскадах КДм образуются импульсы-подставки большей длитель-
ности (рис. 4.3,а). С их помощью в КДм из общей последовательности
импульсов всех каналов выделяются импульсы данного канала. На
рис. 4.3,ж пунктирной линией показан порог ограничения, на уровне
которого срезается импульс-подставка. Из ограниченных импульсов
далее выделяется низкочастотное модулирующее напряжение и посту-
пает через ДС к абоненту приемной станции. В обратном направлении
передача осуществляется аналогично.
В РРЛ с ВРК, так же как и в РРЛ с ЧРК, имеют место две ступени
модуляции и демодуляции. Если на первой ступени выполняется мо-
дуляция периодической последовательности видеоимпульсов по ампли-
туде, а на второй — модуляция несущего колебания передатчика тоже
по амплитуде, то мы имеем дело с системой АИМ-ВРК-АМ. Широкое
распространение на железнодорожном транспорте также получили РРЛ
с ФИМ-ВРК-ЧМ и другие системы.
Импульсные сигналы и их параметры. В РРЛ-ВРК непрерывные
сигналы передаются в виде дискретных значений периодически через
интервалы времени Ть называемые тактовыми интервалами, а пре-
образование сигнала называется дискретизацией. Возможность пере-
дачи непрерывных (аналоговых) сигналов периодически повторяющи-
мися импульсами, отображающими значение сигнала в момент их
появления, промодулированных, например, по амплитуде, вытекает
из теоремы В. А. Котельникова: если сигнал s(t) ограничен в полосе
45
Рис. 4.4. Дискретизация непрерывно-
го сигнала
частот максимальной частотой
Fmax, то он полностью определяет-
ся рядом дискретных точек, от-
стающих друг от друга на время
Ti == l/2Fmax.
Основное содержание этой тео-
ремы состоит в том, что если тре-
буется передать непрерывную функ-
цию s(t) с ограниченным спектром,
то не обязательно передавать всю
функцию, достаточно передать лишь ее отдельные мгновенные значе-
ния, отсчитанные через интервалы времени Tt (рис. 4.4). Мгновенные
значения, соответствующие моментам времени 17^, 27\, 37^ и т. д.,
называемые тактовыми точками, полностью определяют ход непре-
рывной функции s(t). Дискретные значения сигнала соответствуют
вертикальным линиям s(17\), s(27\), s(37\-) и т. д.
В РРЛ-ВРК широко используются импульсы прямоугольной
(рис. 4.5,а), экспоненциальной (рис. 4.5,6), описываемые уравнением
у = g-af, колокольной (у = e~af!), косинусо-квадратичной (рис. 4.5,в)
(у = cos2n/) и пилообразной формы (рис. 4.5,а). Импульсы независимо
от формы характеризуются амплитудой импульса U, периодом повто-
рения 7\, частотой следования f = \/Ть длительностью /и и скваж-
ностью 0 = Тt/tN; обратная величина у = tJTt < 1 называется ко-
эффициентом заполнения. Интервал между импульсами Т = Tt —
Возможны импульсы положительной и отрицательной полярности.
Реальные импульсы отличаются от идеальных тем, что нарастание
(фронт) и спадание (срез) величины происходят не мгновенно (рис. 4.6),
а в течение времени, которое называется длительностью фронта или
среза импульса.
Рис. 4.5. Формы импульсов
46
Активная длительность фронта оп-
ределяется временем нарастания
сигнала от 0,1 до 0,9 его ампли-
тудного значения А:
*фа = ^о,9— ^0,1»'
где /0>1 и ^о,э — моменты времени, в те-
чение которых значение
импульса на фронте рав-
но 0,1 и 0,9 А.
Активная длительность среза
^са = ^о,1 ^0,9*
Рис. 4.6. Параметры реальных им-
пульсов
Активную длительность импульса /иа любой формы определяют на
уровне 0,5 его максимального значения.
4.2. Спектры импульсных сигналов. Воздействие импульсов
прямоугольной формы на колебательный контур
Спектры немодулированных сигналов. Изучение процессов в цепях
при воздействии последовательности импульсов оказывается более
сложным, чем при воздействии гармонических сигналов u(t) = t/M X
X cos (QZ + <p), для которых детально разработаны методы анализа.
При воздействии импульсов напряжения на линейные цепи (усилитель,
фильтр, линия задержки) можно использовать обычные законы пере-
менного тока и принцип суперпозиции (наложения). Для этого после-
довательность импульсов представляют в виде суммы мгновенных зна-
чений ряда тригонометрических функций (синусоид и косинусоид),
используя теорему Фурье: последовательность периодически повторяю-
щихся импульсов можно разложить на постоянную и ряд переменных
составляющих с кратными частотами (гармониками)
и (О=О,5£/о+^1 cos (Q! /+<Pi) + t/2 cos (Q2 *+фг)+..о
или и (/) — 0,5(/0+ cos (Qn ^+фп)> (4-1)
п — 1
где 0,5^ Uo — постоянная составляющая.
Частота первой гармоники определяется периодом Тг повторения
импульсов:
Q1 = 2n/7\==2jiF1.
Все последующие гармоники кратны первой:
Qg == 2Q^, Оз = ЗЙ1,
Выражение (4.1) показывает, что периодическая последовательность
импульсов имеет линейный спектр (рис. 4.7,а). В нем отсутствуют
составляющие с частотами, отличными от где п — целое число.
47
Рис. 4.7. Спектр импульсных сигналов
Промежутки между гармониками не заполнены, и каждая из них
имеет свою собственную начальную фазу <рп. Это означает, что гармони-
ка, выражаемая косинусоидой с амплитудой (7П, при t = 0 не проходит
через начало координат (рис. 4.7,6); каждую из составляющих можно
представить в виде суммы косинусоиды и синусоиды:
Un cos (Qn / + фп) = £/п cos cos t—Un sin фп sin Qn t.
Здесь (7ncoscpn и Un sincpn не зависят от времени, поэтому их обозна-
чают как амплитуды косинусоидальных Uc и синусоидальных со-
ставляющих:
Un cos (Qn ^ + фп) = ^с cos t—Us sin Qn t.
Число членов ряда Фурье бесконечно. Однако гармониками выс-
ших порядков с. относительно малыми амплитудами можно прене-
бречь и представить импульсы рядом с ограниченным числом членов.
Последовательность симметричных импульсов представляют рядом
косинусоидальных или синусоидальных гармонических составляю-
щих в зависимости от выбора начала координат. Амплитуды гармоник
спектральных составляющих
т
Ucn = ^/^ [ и (t) cos Qn tdt\
'о
т
Usn=2/n J и (/) sin Qn tdt.
о
Амплитуды и начальные фазы гармонических составляющих опре-
деляются однозначно параметрами заданной последовательности им-
пульсов.
Для прямоугольных импульсов на участке интегрирования u(t) =*
== (/, поэтому
2U
---—7-Sin $ Fntu.
ЛГл Т
Умножая числитель и знаменатель на /и, получим
Sinn/^Tl/r;» S 1 П X
исП = 2U (tn/T) --= 2С/Т----------------,
ЭТ1 л t ц х>
х = яРп ta — nnFltv[ = nii (t^/T) = .
48
При Fn==0 (sin x)x= 1, поэтому Ucn = UQ = 2Uy,
где Uo — постоянная составляющая напряжения при разложении прямоуголь-
ной импульсной последовательности в ряд Фурье,
Таким образом, последовательность прямоугольных импульсов
по теореме Фурье может быть представлена суммой членов тригоно-
метрического ряда при Q = 2nFn:
00
v, sin плу
и (/) = Uy + 2Uy У ------ cos nQt, (4.2)
, nny
n = 1
При разработке аппаратуры радиорелейной линии важно знать
ширину спектра &Fcni занимаемую последовательностью импульсов.
Если сигнал занимает ограниченную полосу частот от Fmln до fmax,
то ширина его спектра AFcn = Fmax — Fmln. В импульсных сиг-
налах гармоники с наибольшей амплитудой группируются около ну-
левой частоты. По мере удаления от нее интенсивность составляющих
уменьшается, поэтому пользуются понятием «активной ширины
спектра». Она определяется полосой частот, охватывающих наиболее
интенсивные гармоники, в пределах которой содержится 95 % энер-
гии всего сигнала.
Геометрический смысл определения членов ряда поясняется рис. 4.8,
из которого видно, что гармоники по амплитудам и начальным фазам
должны быть такими, чтобы при их сложении получились импульсы на
заданных интервалах оси времени, а на других интервалах вычитались,
давая нуль напряжения. На рис. 4.8,а показано разложение импульсов
на постоянную составляющую и0 и гармоники ^г/з^и w7, на рис. 4.8,6—
результат суммирования постоянной составляющей и гармоник, а
также влияние числа гармоник на форму импульса, на рис. 4.8,в —
частотные спектры импульса на различной стадии его формирования.
Если последовательность импульсов прямоугольной формы и
интервал между ними равен длительности Тп = (см. рис. 4.8,а),
то коэффициент заполнения у = 0,5. В этом случае все четные гар-
моники приходятся на нулевые точки, так как в нуль обращаются
амплитуды тех гармоник, для которых аргумент синуса ппу = Мп;,
где N = 1, 2, 3 — целые числа. При у = 0,5 этому соответствует
п = 2, 4, 6 и т. д. Следовательно, спектр такой последовательности
импульсов содержит только постоянную составляющую и нечетные
гармоники с амплитудами:
г wo = O,5(7; ulm = 0,637(7; u3m— —0,213(7;
u5m = 0 ,V27U; u7rn~ —0,0916'.
Спектры модулированных импульсных сигналов. Анализ частотных
спектров модулированных импульсов позволяет определить оптималь-
ный способ выделения из этого спектра составляющих модулирующего
напряжения при демодуляции, выбрать тактовую частоту импульсов
канала и оптимальную полосу радиоствола.
Основной амплитудно-частотный спектр ^смодулированной после-
довательности импульсов (рис. 4.9,а) можно описать выражением (4.2).
49
Рис. 4.9. Спектры последовательности импульсов немодулированной (а), моду-
лированной АИМ (б), ШИМ с модуляцией переднего фронта (в), ФИМ (г)
50
«(0 =
Для нахождения амплитудно-частотного спектра последователь-
ности модулированных импульсов можно воспользоваться также рядом
Фурье только при условии
sin (л/2) Ft £и « (л/2) Fi tn.
Практически это условие всегда выполняется в радиорелейной связи,
так как при у =» 0,01(л/2)Г^и == 0,005л достаточно мало.
Если импульсная последовательность промодулирована по амплиту-
де синусоидальным напряжением с угловой частотой Q, то аналити-
ческое выражение амплитудно-импульсной модуляции (АИМ)
^АИМ (0= 2 Р+тАИМ S*n (^ + ^)] И (i — kTi) ,
k = — 00
где и (t) — функция, описывающая отдельный импульс. Для импульсов прямо*
угольной формы
Uo при — О,5^о < t < 0,5 Zo>
0 при — 0,5/о> t > О,5/о;
kTi — момент тактовой точки k-го импульса.
Следовательно, полагая 0 = 0 и подставляя в (4.2) вместо Uo при
АИМ значение (70(1 + тАим sinQO. получим
з
«ОСН (t) = uo у (-1+«АИМ sin SW)+2t/0 Y 2 О+'Ядим sin Qz) cos z =
n== 1
3
= Ua y + ua sin Q< + 2(/0 T 2 {cos n z+
n — 1
+0,5тАИМ [sin (ncof + Q) Z + sin (nco^ —Q) /]}.
Из сравнения основной части спектра ^смодулированной последо-
вательности видеоимпульсов (см. рис. 4.9,а) с основными частями спект-
ров модулированных видеоимпульсов (рис. 4.9,6—г) можно прийти к
следующим выводам: постоянные составляющие и амплитуды гармоник
тактовой частоты во всех видах модуляции имеют одно и то же значение
иоу-
В основной части спектров последовательности видеоимпульсов»
модулированных по амплитуде АИМ, кроме постоянной составляющей
UQy и составляющих с амплитудами 2£70у, частоты которых кратны
тактовой частоте Ft (см. рис. 4.9, 6), имеются составляющие с частотой
модуляции 2Ff, 3Ff, ..., nFt и составляющие боковых частот Ft ±
±F, 2Ft ± Г, ..., nFi ± F с амплитудами (/0?тАим, расположенными
по обе стороны от гармоники тактовой частоты. Для неискаженной
передачи модулирующего сигнала при АИМ необходимо, чтобы такто-
вая частота Ft была не менее чем в 2 раза выше максимальной частоты
модулирующего сигнала. В противном случае нижняя боковая часто-
та Ft — Р будет ниже F и попадет на стороне приема в полосу про-
пускания фильтра нижних частот ФНЧ, что вызовет значительные
искажения. При модуляции несколькими частотами (например, поло-
сой звуковых частот 300—3400 Гц) частотный спектр при ШИМ отли-
• 51
Рис. 4.10. Импульсные радиосигналы
чается от спектра при модуляции
одной частотой тем, что на выходе
ФНЧ появляется также полоса
частот модулирующего сигнала
Fmln — Fmax, которая не содержит
комбинационных частот.
Импульсные радиосигналы. Им-
пульсная последовательность всех
каналов РРЛ является управляю-
щим сигналом для СВЧ передатчи-
ка. ВЧ напряжение (ток), один из
параметров которого (амплитуда,
частота или фаза) изменяется по закону управляющего (модулирую-
щего) сигнала (рис. 4.10), называется радиосигналом. Импульсные
радиосигналы представляют собой частный случай амплитудно-мо-
дулированных колебаний
U (0 = ^т (/) COS G)H
где Um (/) — закон изменения огибающей колебания ВЧ.
Если известен спектральный состав управляющего сигнала, то
можно определить спектр радиосигнала, манипулированного (модули-
рованного) по амплитуде. Каждая составляющая напряжения уп-
равляющего сигнала модулирует ток несущей частоты передатчика.
Следовательно, ток радиосигнала при воздействии последовательности
импульсов
/ — j (] cos Q, /+т2 cos Q2 / + ... ) sin g>h /,
где и т2 — коэффициенты модуляции на частотах Qi = Q2 = 23tF2 и
т. д. Значение их зависит от амплитуды соответствующей состав-
ляющей напряжения управляющего сигнала.
После тригонометрических преобразований получим
/ —/^о sin (DH /4-0,5/nj / Sin (wH ± Qx) ^4~0,5/n2 X
n
X lm sin (<BH ± Q2) = sin (OH «+0,5/mo 2 mk sin (“н ± ^1) i,
ft = 1
где k — номер гармоники;
n — номер высшей из гармоник, еще способной заметно повлиять на форму
управляющего импульса.
Знаки «±» свидетельствуют о существовании членов суммарной
и разностной частот. Следовательно, каждая синусоидальная составляю-
щая спектра управляющего сигнала в процессе модуляции порождает
две боковые частоты в радиосигнале (рис. 4.11). Таким образом, спектр
амплитудно-модулированного сигнала получается из спектра огибаю-
щей четным продолжением его влево от начала координат (т. в. зер-
кальным отображением его относительно вертикальной прямой, про-
ходящей через точку /н), делением амплитуд пополам и смещением
всего спектра по оси частот вправо на значение несущей частоты /н
радиосигнала. Изменения значения управляющего импульса равны
изменениям амплитуды радиоколебаний.
52
»(ПГ 5(F),
Рис. 4.11. Спектр АИМ радиосигнала
Спектр радиосигнала можно найти по спектру управляющего
сигнала только при условии, если /н > Fmax, где /н — несущая ча-
стота; Лпах — максимальная частота спектра управляющего сигнала,
равная активной ширине спектра этого сигнала, т. е. Fmax 3 (А^с не-
обычно (AFcn)a имеет значение порядка 1//и, поэтому указанное усло-
вие
/н 1/^и или
Импульсные РРЛ с ДМ колебаний, излучаемых СВЧ передатчиком,
подвержены воздействию помех во время пауз. Значительно большую
помехозащищенность имеют РРЛ с ЧМ. Чаще применяется фазовая
модуляция ФМХ видеоимпульсов звуковыми частотами и ЧМ радио
сигнала видеоимпульсами. При ЧМ видеоимпульс и пауза передаются
изменением частоты колебаний СВЧ передатчика (рис. 4.12, а).
Видеоимпульсу соответствует радиочастота f2) а паузе — Спектр
ЧМ колебаний, представляющий собой сумму спектров двух незави-
симых AM колебаний с несущими частотами и /2, показан на
рис. 4.12,6.
Переход с /2 на fi равноценен паузе для частоты /2, и наоборот.
Воздействие радиоимпульсов прямоугольной формы на колебатель-
ный контур. Допустим, что на последовательный колебательный кон-
тур (рис. 4.13,а) воздействует радиоимпульс uBX(Z) с огибающей пря-
моугольной формы и несущей частотой, равной резонансной частоте
контура (рис. 4.13,6):
fH = l/2n VTC .
Если параметры цепи выбраны так, что активная часть спектра сигна-
ла AFCn укладывается в пределах полосы пропускания цепи Afn,
т. е. ес^и А/п > Afcn, то сигнал при прохождении через цепь иска-
Рис. 4.12. Управляющие и радиосигналы с частотной модуляцией СВЧ пере-
датчика
53
Рис. 4.13. Воздействие радиоимпульсов на колебательный контур
жается незначительно. Активная ширина спектра радиоимпульса в
2 раза больше активной ширины спектра соответствующего управляю-
щего импульса:
(А/сп) Ярс= 2 (А^сп) а==2 (2//и)е
Поэтому если ширина полосы пропускания контура равна активной
ширине спектра радиоимпульса (Д/сп)арс = 4//и, то форма импульса,
на выходе контура несколько искажена. Из-за инерционности контура
амплитуда колебаний напряжения на выходе постепенно возрастает в
начале входного импульса и спадает по окончании его. Длительность
нарастания (спадания) характеризуется активной длительностью фрон-
та /фа (среза /са) огибающей радиоимпульса. Она определяется пара-
метрами контура (ширина полосы пропускания Д/п = fQ/Q), от которых
зависит переходный процесс при воздействии на него гармонического
напряжения
COS (DH
Напряжение на выходе контура
«вых=^т Q (1—e“z/T ) sin w01,
где Q = ($qL/R — добротность;
2L 2Q Q 1
т = ^“= = постоянная времени.
Если т мало по сравнению с длительностью входного импульса
/и, то амплитуда напряжения на выходе контура достигает установив-
шегося значения QUm, По окончании входного импульса колебания в
контуре за счет запаса энергии будут затухать по экспоненциальному
закону с т = 1 / (лД/п) (рис. 4.13, в).
Активная длительность фронта (среза) радиоимпульса на выходе
/фа=2,2т = 2,2/(лД/п) ^0,7/(Д/п).
При Д/п=д/сп /фа = 0,175/ф.
С увеличением добротности контура возрастают амплитуда уста-
новившегося тока, коэффициент передачи, а также длительности фрон-
та и среза импульса. В результате этого радиоимпульсы могут запол-
нить паузу. Прием сигналов становится затруднительным, поэтому
54
добротность контура следует выбирать с учетом длительности радио-
импульсов.
Если выбрать полосу пропускания очень узкой, то окажутся по-
давленными боковые составляющие второго и даже первого порядков
и модулированный (манипулированный) сигнал превращается в
незатухающее колебание несущей частоты (рис. 4.13, г).
4.3. Виды аналоговой импульсной модуляции
При аналоговых видах импульсной модуляции проводится только
дискретизация сигнала. Смодулированные видеоимпульсы для про-
стоты примем прямоугольной формы (рис. 4.14,а). Последовательность
этих импульсов характеризуется величиной UQ (амплитудой) импульсов,
длительностью их т0 и положением каждого импульса во времени по
отношению к тактовым точкам, расположенным друг от друга с ин-
тервалом
где Fi — частота следования импульсов при отсутствии модуляции.
Для передачи сигнала какой-либо из указанных параметров им-
пульсов необходимо промодулировать в соответствии с этим сигналом.
В зависимостихот того, какой параметр импульсов модулируется, раз-
личают амплитудно-импульсную модуляцию — АИМ (модулируют
значение импульсов), длительно-
импульсную модуляцию — ДИМ
(модулируют длительность импуль-
сов) и временную импульсную мо-
дуляцию — ВИМ (изменяют вре-
менное положение импульсов отно-
сительно тактовых точек).
Рассмотрим первую ступень од-
ноканальной импульсной модуля-
ции.
При АИМ в соответствии с мо-
дулирующим напряжением (рис.
4.14, б) изменяется значение им-
пульсов Uo (рис. 4.14, в и г), а их
длительность т0 и положение оста-
ются неизменными. Немодулиро-
ванйая периодическая последова-
тельность импульсов
4-00
У.«)= 2 u(t-kTi),
k = — оо
где kT} — момент тактовой точки &-го
импульса;
и (/) — функция отдельного им-
пульса.
U<
Рис. 4.14. Виды аналоговой импульс-
ной модуляции
55
В случае АИМ синусоидальным сигналом функция U(t) аналити-
чески записывается так:
+ °°
1/(0= |1 + ^ sin (Q/ + 6)] и (/-W0,
k — — 00
где Q — угловая частота модуляции;
6 — фазовый сдвиг модулирующего напряжения по отношению к последо-
вательности импульсов;
m == (^max — tfmin)/(^roax + ^min) — коэффициент модуляции.
Существуют две разновидности АИМ: АИМ-I и АИМ-IL При АИМ-1
вершина импульса изменяется в соответствии с модулирующим сигна-
лом (см. рис. 4.14,в), а при АИМ-Н остается плоской (см. рис. 4.14,а).
Длительно-импульсную модуляцию иногда называют широтно-им-
пульсной модуляцией (ШИМ), здесь длительность (ширина) импульсов
изменяется в соответствии с законом модулирующего напряжения
(рис. 4.14,5). При этом значение импульсов 170 и положение их по
отношению к тактовым точкам остаются неизменными. В процессе
модуляции может перемещаться 1срез импульсов на Ат или только
фронт. В этом случае имеем одностороннюю модуляцию по длитель-
ности (ОДИМ). Если при модуляции перемещается и фронт, и срез, то
имеем двустороннюю модуляцию (ДДИМ).
Длительность Л-го импульса при модуляции синусоидальным сиг-
налом
т&=т sin (Q6i4-0)b
где т — Дтт/т — коэффициент модуляции по длительности;
Лтш — максимальное приращение длительности при модуляции (де-
виация).
При ШИМ последовательность импульсов
+ °°
k = — оо
В случае прямоугольной формы
[ UQ при tk < t < t^,
I О при tk< t < Xfc,
где /ft — момент появления переднего фронта;
tk — момент среза.
При модуляции среза
th=kTi—т0/2;
= kTi4-T0/2-j- Aim sin 4“ 0).
При модуляции фронта
kTi Tq/2 Aim sin (Q/^-|~0); tfe = kTf-f~To/2,
Где x0 — длительность импульса при отсутствии модуляции.
56
где uh (t) =
При временной импульсной модуляции (ВИМ) в соответствии с
законом модулирующего напряжения изменяется временное положе-
ние импульсов относительно тактовых точек (рис. 4.14, е), значение
импульсов и0 и их длительность т0 остаются неизменными. ВИМ делят
на фазово-импульсную модуляцию (ФИМ) и частотно-импульсную
модуляцию (ЧИМ). При ФИМ временной сдвиг импульсов относитель-
но тактовых точек не зависит от частоты модулирующего напряжения.
При ЧИМ временной сдвиг импульсов при модуляции обратно пропор-
ционален частоте модулирующего напряжения. Последовательность
прямоугольных импульсов, промодулированных по фазе, аналитически
описывается уравнением
-1-00
^фим (^= 2L
k — — со
</0 при /»,</< Zft + r0;
о при < t < th.
. При модуляции синусоидальным напряжением
ц = АГ»+А/та sin (QZft-|-e),
где &tm — максимальное отклонение импульса.
Временной сдвиг импульса А/, происходящий под воздействием
модулирующегохнапряжения, называется девиацией.
Кроме перечисленных видов модуляции, существуют и другие (на-
пример, интервально-импульсные модуляции (ИИМ), комбинированная
импульсная модуляция и г. д.).
Однако в малоканальных РРЛ, применяемых на железнодорожном
транспорте, практическое использование получила только ФИМ,
имеющая большую помехозащищенность.
АИМ и ОДИМ нашли применение как вспомогательные виды
модуляции при демодуляции последовательности импульсов с ФИМ
и при аналого-цифровом преобразовании (АЦП) сигналов
ШИМ и ФИМ имеют преимущество перед АИМ, заключающееся в
том, что принятые по каналу импульсы могут быть пропущены через
ограничитель амплитуд. Это значительно ослабляет действие линей-
ных помех. К недостаткам АИМ следует отнести также неполное
использование передатчика (при АИМ используется средняя мощность
передатчика, а при ФИМ — максимальная).
Недостатком ШИМ является необходимость передачи по тракту
импульсов разной длительности. При ФИМ длительность импульса
остается неизменной, причем она может быть меньше чем при ШИМ
в отсутствии модуляции. При одинаковой крутизне фронта импульса
искажения, вызванные помехой, имеют одинаковый характер при ШИМ
и ФИМ. При ШИМ СВЧ передатчик излучает в среднем большую мощ-
ность, чем при ФИМ. Поэтому при сохранении средней мощности СВЧ
передатчика переход от ШИМ к ФИМ обеспечивает возможность уве-
личить мощность импульсов, а следовательно, и отношение сигнал/по-
меха. Таким образом, помехоустойчивость системы с ФИМ выше, чем
с ШИМ, и тем более, чем с АИМ. При ШИМ полоса пропускания при-
57
емника определяется прохождением через него наиболее короткого
импульса, поэтому она должна быть шире, чем при средней длитель-
ности. В случае ФИМ длительность импульсов неизменна и полоса
пропускания приемника выбирается оптимальной, при которой воз-
действие шумов будет минимальным. Кроме' того, при ШИМ возника-
ют трудности нормализации искаженных импульсов при приеме или
ретрансляции и составляющая модулирующего напряжения зависит
от частоты модулирующего сигнала, что требует применения соответ-
ствующих цепей для устранения этой зависимости.
ФИМ имеет более высокую помехозащищенность от флуктуаци-
онных шумов и меньшие по сравнению с АИМ и ШИМ взаимные влия-
ния одного канала на другой.
4.4. Групповой сигнал при ВРК. Системы счисления
Групповой сигнал при ВРК. Частота следования импульсов одно-
го телефонного канала при импульсной модуляции согласно теореме
Котельникова Ft = 1/Tt = 2Fmax. При передаче телефонных сообще-
ний по нормам МККТТ Fmax = 3400 Гц, поэтому Ft = 2 • 3400 =«
= 6800 Гц. Для эффективной демодуляции частота следования по
нормам МККР принята равной 8000 Гц, тактовый период в этом слу-
чае Ti = 1/Fi = 1/8000 = 125 мкс. Длительность импульсов обычно
берется от 0,5 до 1 мкс, поэтому в интервале между импульсами одного
сигнала можно разместить импульсы других сигналов и получить
многоканальную систему. Число каналов зависит от вида модуляции,
длительности импульсов и защитного интервала t3 между импульса-
ми соседних каналов, необходимого для устойчивой работы системы
разделения и обеспечения заданного значения переходных помех.
Процесс образования 3-канальной передачи при ФИМ поясняется
рис. 4.15. Пусть напряжение сигнала 1-го канала изменяется по кривой
Л, 2-го канала — по кривой Б и 3-го — по кривой В. Сдвиги по фазе
канальных импульсов в соответствии с мгновенным напряжением сиг-
нала показаны относительно тактовых точек на оси абсцисс. При
положительной полуволне сигнала импульсы сдвинуты вправо, при
отрицательной — влево. На этом рисунке внизу показаны импульсы
всех каналов на выходе модулятора.
Число каналов, которое можно получить при ФИМ, определяется
в соответствии с рис. 4.16 при достаточно малой длительности импуль-
сов из выражения
(2А^+«
где t3 — число каналов;
У — защитный интервал.
Отсюда N = Til.
При заданном числе каналов максимальная девиация
сз
В системах радиорелейной свя-
зи, применяемых на железнодорож-
ном транспорте, защитный интер-
вал примерно равен Д^, поэтому
Л/ 2
l\tm —---->
т 7 N
таким образом, девиация импуль-
сов обратно пропорциональна чис-
лу каналов. В 24-канальных ра-
диорелейных системах, применяе-
мых на железнодорожном транс-
порте, длительность канальных
импульсов составляет 0,5 мкс. Оче-
видно, период следования импуль-
сов всех 24 каналов tn = 125/24 =
= 5,2 мкс, а частота повторения
их /т = 8 • 24 = 192 кГц. Помехо-
устойчивость ФИМ пропорциональ-
на квадрату максимальной девиа-
ции. Поэтому в системах с ФИМ в
первой ступени и AM во второй
обычно ограничиваются 24 канала-
ми, в системах о ФИМ в первой
ступени и ЧМ во второй — 48 кана-
лами. Применяя ряд мер, можно
увеличить число каналов всего
лишь до 60. При увеличении Fmax
уменьшается и, следовательно,
число каналов в системе. Системы
с ВРК могут обеспечить большое
число только узкополосных кана-
лов, позволяющих передавать срав-
нительно узкий спектр частот по
каждому каналу.
Системы счисления. В РРЛ с ИКМ применяется позиционная сис-
тема счисления. Позиционной она называется потому, что значение
каждой входящей в число цифры зависит и меняется от ее положения
Рис. 4.16. Последовательность импульсов при многоканальной передаче с ФИМ
59
в записи числа. В зависимости от основания позиционные системы счис-
ления делятся на десятичные с основанием десять, двоичные с основа-
нием два и т. д.
Для изображения десятичной системы счисления используют цифры
О, 1,2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9. Числа 10 и более являются составными. Каж-
дое десятичное число можно разложить по степеням основания деся-
тичной системы счисления. Например, число 1984,7 можно представить
как полином, каждый член которого является произведением коэффи-
циента на основание системы в определенной степени:
1984,7=Ы03 + 9-102 + 8-101 + 4.10° + 7.10"’1
коэффициенты
Представим десятичное число 21 (ю) в двоичной системе счисления,
раскладывая его по степеням двух:
21 Н(Ь = 1.244-0-23+1 •224-0*21 +1’2°= ЮЮ1/91.
1 ; I - 1 1 (}
1 О 1 0.1
В общем случае в позиционной системе с основанием S любое це-
лое число х может быть представлено в виде полинома от основания S:
х = ссг 5 -р 1 1 . -ф о&з *57 а0 5° -{- ос । S -р • • •, (4.3)
где — коэффициенты, которыми могут стать любые из (S — 1) цифр, использу-
емых в системе счисления;
г — степень и индекс.
Принято представлять числа в виде последовательности соответст-
вующих цифр (4.3): х = аг аг_1 . ..о^о^ао.
Например, в десятичной системе счисления число х — 1983(Ю) в виде
полинома (4.3) будет выглядеть так:
х==1-103+9-102+8-1(Д + 3-1,
1 9 8.3
или х— 1983.
Позиции цифр, отсчитываемые справа налево, называют разрядами,
В позиционной системе счисления значение каждого разряда больше
значения соседнего справа разряда в число раз, равное основанию
S системы. Например, в десятичной системе в первом разряде — еди-
ницы, во втором — десятки, в третьем — сотни и т. д., а в двоичной
системе соответственно единицы, двойки, четверки, восьмерки и т. д. до
2,л-1, где т — разряд числа.
В РРЛ с импульсно-кодовой модуляцией наибольшее1 распростра-
нение получила двоичная система счисления. В этой системе использу-
ются только две (двоичные) цифры: 0 и 1. С двоичной системой наиболее
просто реализовать аппаратуру, так как для фиксации цифр требуют-
ся всего лишь два качества тока. Электромагнитное реле и электронное
реле (триггер) имеют два устойчивых состояния. Ток (напряжение)
имеет два направления (+ и —), легко фиксируется также наличие
и отсутствие тока (напряжения), т. е. 0 и 1.
60
В двоичной системе любое число может быть представлено, как и
в десятичной, последовательностью двоичных цифр:
= Pm—1 ••• 02 01 Ро>
где 0—0 или 1.
Эта запись соответствует сумме степеней числа 2, взятых с указанны-
ми в ней коэффициентами 0:
х=₽т 2т+ 2m-1 + ... + 0i21 + ₽O2° + U_12-I+... (4.4)
Например, двоичное число (1011101)2 может быть разложено по
степеням цифр следующим образом:
(1011101)2= 1-2й+0-25+1.24+Ь23+1-22 4-0-21+1-20.
Приведенное разложение соответствует десятичному числу 64+16-*-
+ 8 + 4 + 1 = 93(Ю), так как 1 -26 — 64 ; 0-25=0 и т. д. Число кодовых
групп (комбинаций), используемых в ИКМ аппаратуре (при двоичном
коде), определяется по формуле М. = 2П, где п = tn + 1 — число раз-
рядов в кодовой группе.
Для передачи 128 уровней квантования потребуется семиразрядная
кодовая группа, а для 256 уровней — восьмиразрядный код (28 =
== 256 комбинаций).
Процесс перевода десятичного числа в двоичное называется коди-
рованием.
Пусть порядковый номер разрешенного уровня квантуемого сиг-
нала в десятичном счислении составляет 75, перевод в двоичную сис-
тему, т. е. кодовая группа, соответствующая мгновенному значению
сигнала в рассматриваемой дискретной точке АИМ, находится так:
Кодовая группа имеет вид 75(1О) = 100101 Ь2).
Таким образом, для перевода целого десятичного числа в двоичное
надо последовательно делить это десятичное число и получаемые ча-
стные (37; 18; 9 и т. д.) на основание двоичной системы, т. е. на 2,
представленное в десятичной системе, до тех пор, пока частное не
станет меньше двух. Старшей цифрой в записи числа в двоичной сис-
теме (кодовой группе) служит последнее частное, а следующие за ней
цифры дают остатки, выписываемые в последовательности, обратной их
получению, т. е. 1001011, как показано стрелкой в примере.
61
Таблица 4.1
В процессе обратного перевода используются веса разрядов каж-
дого из членов полинома. Например, двоичное число 101001(2) может
быть представлено в десятичной системе по формуле (4.4)
1.554-0.2*+1'234-0-22+0-2* + 1 •2° = 41(10).
При переводе можно сразу же определить только веса тех разрядов,
где коэффициенты равны 1, т. е. число
10011(2) = 16+2+1=19(10),
2*00212° = 19(10).
Пользуясь формулой (4.4), можно получить таблицу кодовых групп
для семиразрядного двоичного кода, используемого в ИКМ (табл. 4.1)
Из этой таблицы видно, что семиразрядный двоичный код обеспечи-
вает 127 комбинаций.
4.5. Принцип кодовой модуляции
Аналоговые виды импульсной модуляции обеспечивают передачу
точного значения сигнала в момент дискретизации. Если допустимы
некоторые искажения, то передавать сигнал можно с определенной
погрешностью. Для этого весь диапазон возможных значений сиг-
нала 0— Um разбивают на некоторое число 'q уровней Д£70 и пере-
дают значение сигнала в дискретные моменты времени, округлив их
до ближайшего уровня. Этот процесс преобразования сигнала назы-
вается квантованием, и если он используется при импульсно-кодовой
модуляции ИКМ, то его называют ИКМ преобразованием, а при делЪта-
модуляции — дельта-преобразованием.
62
Процесс ИКМ состоит из двух этапов. Вначале осуществляется
дискретизация сигнала по времени в АИМ (рис. 4.17, а), затем им-
пульсы АИМ превращаются в кодовую комбинацию коротких импуль-
сов, т. е. происходит квантование: непрерывное множество значений
сигнала по уровню заменяется дискретным множеством значений
уровня, разрешенных для передачи, которые называются уровнями
квантования. При этом АИМ импульсы отображаются в кодовой груп-
пе с определенной точностью, зависящей от числауровней q (рис. 4.17,
б). Под каждым дискретным значением амплитудно-модулированного
импульса (АМИ) указаны кодовые группы, соответствующие каждому
уровню АИМ импульса. Кодовая группа представляет собой совокуп-
ность импульсных посылок, выражающих число, например порядко-
вый номер уровня квантования, обычно в двоичной системе счисления.
При приеме происходит обратный процесс: вначале принятые кодовые
комбинации превращаются в АИМ импульсы, из которых выделяется
низкочастотное непрерывное модулирующее напряжение.
Кодовые комбинации составляются следующим образом. Весь
диапазон мгновенных значений модулирующего напряжения разбива-
ется для телефонной связи на 128 или 256 уровней квантования. За
каждым разрешенным уровнем закрепляют определенный номер (число)
в соответствии с его значением. Эти числа в десятичной системе счисле-
ния на рис. 4.17,62 изображены по оси ординат.
На приемном конце РРЛ из этой кодовой группы необходимо полу-
чить амплитудно^модулированный импульс (перевести ИКМ в АИМ).
Это достигается декодированием (переводом) кодовой группы ИКМ из
Рис. 4.17. Диаграммы, поясняющие принцип ИКМ.
63
Рис. 4.18. Числовые зна-
чения импульсов при
икм
двоичной системы счисления в десятичную,
т. е. в порядковый номер разрешенного уров-
ня в десятичной системе счисления. Для
этого используется полином (4.4), в который
подставляются нули и единицы вместо коэффи-
циентов (3 в соответствии со значением двоич-
ных разрядов кодовой группы. Действительно,
декодирование кодовой группы (1001011)2 дает
следующее значение разрешенного уровня:
(1001011)2= 1- 26+0-26+0-2*+Ь 23 + 0-22 +
+ i.2i+1.2o«64+8+2+l«75aO).
Таким образом, в результате декодирования получили исходное зна-
чение напряжения амплитудно-модулированного импульса, соответ-
ствующего порядковому номеру 75 разрешенного уровня.
Если в кодовой группе обозначить нуль пунктирным, а единицу
сплошным импульсом, то рассматриваемую кодовую группу 1001011
можно изобразить так, как показано на рис. 4.18, где под каждым
импульсом кодовой группы указаны, разряды двоичного числа, а над
импульсами — веса или условное значение разрядов.
Таким образом, сумма числовых значений импульсов (24; 19; 13 и
т. д.) кодовой группы определяет ее кодовое значение или тот уровень
модулирующего напряжения, который она передает.
Числовое значение импульсов, как сказано выше, определяется
способом декодирования кодовой группы. Так как декодируется кван-
тованный сигнал, т. е. сигнал, содержащий определенную ошибку по от-
ношению к исходному, то ИКМ свойственны искажения, следствием
которых появляются шумы квантования.
На рис. 4.19,я аналоговый модулирующий сигнал х (/) показан
штриховой линией; дискретизированный во времени АИМ-сигнал
Хаим (0 представлен в виде отсчетов в моменты времени kt (жирные ли-
Рис. 4.19 Сущность аналого-цифро-
вого и цифро-аналогового преобра-
зований
нии), а многоуровневый (цифровой)
сигнал, полученный в результате
замены бесконечного множества
значений амплитуд конечным чис-
лом значений, изображен в виде
заштрихованных столбцов хц(/). Их
амплитуды соответствуют ближай-
шим «разрешенным» значениям
уровней, т. е. импульсный сигнал
Хаим округляется до ближайшего
целого числа. По последовательно-
сти чисел (рис. 4.19, б) характери-
зующих сигнал хц(0, сигнал Хаим(0
в приемнике РРЛ восстанавливает-
ся приближенно, в результате по-
являются искажения, которые оп-
ределяются разностью.
(0 ~*АИМ (0 Хц (0.
64
Если шаг квантования
обозначим через Д, то мак-
симальная ошибка составит
. Д/2 (рис. 4.19,в).
Мощность шумов кван-
тования, выделяемая на
сопротивлении, равном
1 Ом, при равномерном
квантовании с шагом Д
Ркв=Д2/12>
Если сигнал мал, а вели-
чина Д достаточно боль-
шая, то отношение сиг-
нал/шум на выходе кана- Рис. 4.20. Распределение уровней квантова-
ла будет незначительное ния для кодера по законам А-87,6 и А-87,6/13
Для его увеличения при
малых уровнях сигнала необходимо уменьшить Д, т. е. увеличить
число уровней квантования, или ввести компандирование сигнала,
при котором слабые сигналы увеличиваются, а сильные уменьша-
ются. МККТТ рекомендует применять в телефонных каналах с ИКМ-
ВРК восьмиразрядный код при неравномерном квантовании передавае-
мых сообщений, подчиняющихся закону, называемому А-87,6 (рис. 4.20,
штриховая линия). В этом случае шаг квантования Д/ в области малых
значений [/вх много меньше шага квантования в области больших зна-
чений 1/вх. Такое неравномерное квантование технически трудно
реализовать, поэтому его получают с помощью равномерно квантую
щего кодера включением на входе каждого телефонного канала ана
лотового компрессора с нелинейной динамической характеристикой
пропорциональной кривой А-87,6. Компрессирование искажает сигнал
поэтому при приеме он должен быть восстановлен до первоначального
т. е. уровни слабых сигналов должны быть уменьшены, а сильных уве
личены. Такой процесс называется экспандированием. а устройство
его осуществляющее, — экспанде-
ром. Для компенсации нелинейных
искажений, внесенных компрессо-
ром, на выходах декодеров с равно-
мерным квантованием включают
аналоговые экспандеры, характери-
стика которых обратна функции
А-87,6. Искажения, которые могут
появиться при таком преобразова-
нии, могут быть сведены к миниму-
му, если результирующая характе-
ристика последовательно включен-
ных компрессора и экспандера бу-
дет линейной (рис. 4.21).
. В последнее, время получили
распространение кодеры с шагами
3 Зак. 1834
Рис. 4.21. Характеристики компрессо-
ра (кривая /), экспандера (кри-
вая 2) и результирующая характе-
ристика (кривая 3)
65
квантования, распределенными по закону А-87,6/13, который является
аппроксимацией характеристики А-87,6 с помощью хорд (см. рис. 4.20,
линейно-ломаная линия). Здесь шаг квантования кодера постоянен
в пределах каждого сектора и изменяется точно в 2 раза при переходе
к соседнему сектору.
4.6. Принцип построения аппаратуры ВРК
с импульсно-кодовой модуляцией
Комплект аппаратуры состоит из кодера и декодера, которые назы-
вают кодеком. Кодеки могут входить в состав индивидуального обору-
дования каждого канала и даже помещаться внутри микротелефона.
Формирование группового сообщения на стороне передачи и разделение
его на стороне приема (рис. 4.22) осуществляются методом временного
деления (метод ИКМ-ВРК). От абонента А Б k-ro канала непрерывное
во времени и пропорциональное передаваемому сообщению напряжение
uh (/), пройдя дифференциальную систему ДСк, поступает на дискрети-
затор Дис, где преобразуется в последовательность дискретных сигна-
4-00
лов 2 uk например, посредством АИМ. Каждый из полу-
i = —со
ченных дискретных сигналов попадает в кодер Кд, где преобразуется в
цифровой сигнал (кодируется). Эти цифровые сигналы поступают с каж-
дого канала в устройство объединения УО, где формируется общая по-
следовательность цифровых сигналов всех каналов и подается через
нормализатор Н, соединительную линию, регенератор Р и модулятор
Мд на радиопередатчик Прд. На приемной стороне с выхода радио-
приемника Прм сигнал поступает на детектор Дм, на выходе которого
Рис. 4.22. Структурная схема аппаратуры ВРК с ИКМ и индивидуальными
кодеками и дискретизаторами
66
появляется последовательность цифровых сигналов всех каналов.
Эта последовательность, пройдя регенератор Р, соединительную линию
и другой регенератор, поступает в устройство разделения УР, а затем
в декодер Дк каждого канала. Здесь последовательность цифровых
сигналов преобразуется в последовательность дискретных АИМ сигна-
+ °°
лов 2 + Л<)- С выхода Дк сигнал проходит фильтр нижних
I = —оо
частот, которым последовательность дискретных сигналов преобра-
зуется в непрерывное напряжение ufe*(0. Это напряжение через диффе-
ренциальную систему поступает к абоненту.
В аппаратуре ИКМ-24 (рис. 4.23) используются общие для всех
каналов кодер и декодер. Здесь речевые непрерывные сигналы каждого
из 24 абонентов через фильтры ФНЧ поступают на входы канальных
амплитудно-импульсных модуляторов КМддим, в которых непрерыв-
ный сигнал дискретизируется и получается последовательность моду-
лированных по значению импульсов на частоте дискретизации Ft =
= 8 кГц(7\ = 125 мкс). Управление работой модуляторов осуществля-
ется импульсной последовательностью, поступающей с генераторного
оборудования передающей части ГО. Число импульсных последова-
тельностей 8 кГц равно числу каналов в системе, а сдвиг их по времени
друг относительно друга равен 7f/24 = 5,2 мкс. На рис. 4.23 показано
канальное оборудование только первого канала. Выходы всех каналь-
ных модуляторов запараллелены, благодаря чему формируется груп-
повой АИМ сигнал частотой следования 8 • 24 = 192 кГц и периодом
5,2 мкс. Канальные сигналы отсчитываются поочередно: сигналы пер-
вого канала, второго, затем третьего и т. д. до 24-го канала. Затем
вновь отсчитываются сигналы первого канала, второго и т. д., т. е.
передача носит циклический характер.
3* 67
2324
Цш мрввт
f 12 |J » 57 8 9101112 13 14 15 16 171819~ЗМ
\^,2мкс Tl*125mkc
1£3
"*е
Речевой шим
двниноин
Позиции.
]~д,85мкс * СУВ
(J 5,2 мкс
Кодовая группа канала
Рис. 4.24. Распределение позиций в
цикле передачи для ИКМ-24
но формируются семиразрядные
Совокупность сигналов, пере-
даваемых за один период частоты
дискретизации Т t, образует цикл
передачи. Групповой АИМ сигнал
поступает на компрессор Кис его
выхода на вход кодера Кд, где про-
исходит квантование каждого АИМ
импульса и его кодирование. Таким
образом, компрессии, квантованию
и кодированию подвергается груп-
повой многоканальный сигнал. По-
этому на выходе кодера поочеред-
кодовые группы, соответствующие
квантованным отсчетам сигнала каждого канала.
Для передачи сигналов набора, вызова, отбоя и других предусмот-
рен специальный тракт, где сигналы управления и взаимодействия теле-
фонных станций (СУВ) преобразуются в пачки импульсов канальными
передатчиками Прд СУВ, последовательно управляемыми импульсами
генераторного оборудования, и объединяются параллельно.
Групповой ИКМ сигнал с выхода кодера Кд и групповой СУВ, а
также сигнал синхронизации, формируемый передатчиком синхро-
сигнала Прд СС, поступают в устройство объединения УО. Сигналы
цикловой синхронизации и СУВ могут передаваться сосредоточено,
занимая импульсные позиции двух канальных интервалов, или рассре-
доточенным способом, при котором посылки служебной информации
и кодовых групп речевого сигнала распределены равномерно в преде-
лах циклов. Отличительные признаки сигнала синхронизации, приня-
тые в системах ШИМ, АИМ, ФИМ, здесь неприменимы, так как нестан-
дартные импульсы не проходят через регенератор. Принципиальная
особенность этого сигнала в системах с ИКМ состоит в периодичности
его повторения на одних и тех же позициях в каждом цикле или группе
циклов передачи. Групповой импульсно-кодовый сигнал информации
абонентов носит случайный характер и не имеет периодичности.
Цикл делится на канальные интервалы, а последние — на позиции,
т. е. интервалы времени, в течение которых импульс или передается (1),
или не передается (0).
Частота следования позиций в системах с ИКМ называется пгакто-
вой частотой. Канальный интервал длительностью 5,2 мкс содержит
восемь позиций длительностью 0,65 мкс каждая. На первых семи по-
зициях передается кодовая группа, соответствующая квантованной
величине отсчета передаваемого речевого сигнала, на восьмой пози-
ции — СУВ данного канала (рис. 4.24). За период цикла поочередно
передаются сигналы 24 каналов (24 • 8 = 192 импульсных позиций)
и сигнал синхронизации по циклам.
Сигнал цикловой синхронизации занимает последнюю, 193-ю по-
зицию цикла передачи; он представляет собой чередующуюся последо-
вательность единиц и нулей с частотой следования позиций, равной
8 кГц, а импульсов — 4 кГц. Следовательно, тактовая частота передачи
сигналов (позиций) составляет (192+ 1) 8 = 1544 кГц. Задающий ге-
68
йератор генераторного оборудования ГО (см. рис. 4.23) работает на
этой частоте. Сигнал цикловой синхронизации определяет начало
цикла передачи и служит для разделения каналов на приеме, т. е. от
него отсчитываются канальные пачки импульсов. С выхода УО кодо
вые группы проходят регенератор передачи Рпрд, где импульсы нор-
мализуются (калибруются) по форме, амплитуде (значению), длительно-
сти и временному положению, а затем поступают на вход модулятора
радиопередатчика РРЛ или в кабельную линию.
На приемной стороне РРЛ импульсно-кодовый сигнал с выхода
детектора СВЧ приемника проходит регенератор Рпрм, который уст-
раняет возникающие в линии искажения импульсов. Затем в устройст-
ве разделения УР групповые сигналы речевой информации, СУВ и
цикловой синхронизации разделяются по времени и направляются
в соответствующие приемники. Кодовые группы речевой информации в
декодере Дк преобразуются в квантованный АИМ сигнал и через экс-
пандер Э поступают на канальные ключи КД (временные селекторы
ВС). Последние открываются поочередно и пропускают сигналы АИМ
только данного канала. АИМ сигнал демодулируется фильтром нижних
частот ФНЧ, в результате чего выделяется огибающая АИМ сигналов.
Приемной частью аппаратуры разделения каналов управляет гене-
раторное оборудование ГО, Сигнал тактовой частоты 1544 кГц для
синхронизации частот выделяется из спектра общего группового сиг-
нала узкополосным фильтром, который находится в устройстве реге-
нератора РПрм- Устройство цикловой синхронизации Прм СС содер-
жит делители частоты и распределители импульсов, с помощью кото-
рых сигнальные АИМ импульсы «выталкиваются» по соответствующим
каналам. Таким образом, Прм СС декодирует и распределяет речевые
сигналы по соответствующим канальным трактам. В Прм СУВ восста-
навливается исходная форма служебных сигналов управления и взаи-
модействия.
Надежность действия каналов с временным разделением и ИКМ
зависит от устойчивости работы и помехозащищенности устройств син-
хронизации.
Кодирование и декодирование в заданной последовательности и в
строго определенные промежутки времени обеспечиваются устройством
синхронизации. Цикловая синхронизация основана, как уже указы-
валось, на структурных отличиях синхросимволов от последователь-
ности информационных символов, хотя форма и параметры самих им-
пульсов в обоих случаях одинаковы. Нормальная работа аппаратуры
временного разделения достигается применением трех видов синхрони-
зации между передающей и приемной частями; по тактовой частоте,
кодовым группам и циклам.
Синхронизация по тактовой частоте обеспечивает равные скорости
обработки сигналов в трактах передачи и приема. Синхронизация по
кодовым группам необходима для правильного декодирования кодовых
комбинаций. Эта синхронизация происходит автоматически после на-
ступления состояния синхронизма по циклам, последняя нужна для
правильного распределения декодированных АИМ сигналов по соот-
69
ветствующим приемным канальным трактам и осуществляется сов-
мещением времени начала циклов принимаемого и местного сигналов.
Генераторное оборудование передающей части ГО состоит из квар-
цевого задающего генератора ЗГ синусоидальных колебаний частотой
1544 кГц, генератора формирователя импульсов, преобразующего
сунусоидальные колебания в импульсные, и делителей частоты сле-
дования импульсов 192, 96, 8, 4 и 2 кГц, а также регистра сдвига,
которым формируются последовательности импульсов с частотой сле-
дования 8 кГц, сдвинутые во времени на 5,2 мкс. Эти последователь-
ности импульсов необходимы для управления АИМ модуляторами и
передатчиками СУ В.
Сигнал синхронизации, вырабатываемый в Прд СС, представляет
собой, как уже упоминалось, чередующиеся последовательности им-
пульсов и пробелов 101010 ... с частотой следования импульсов 4 кГц,
Генераторное оборудование приемной части ГО идентично генератор-
ному оборудованию передающей части, за исключением того, что
управляется это оборудование синхронизирующим сигналом, выделяе-
мым в приемнике этого сигнала Прм СС. Последний состоит из анали-
затора сигналов синхронизации АСС и решающего устройства РУ
(рис. 4.25). В АСС проверяется совпадение по времени принятого и
местного сигналов синхронизации. Напомним еще раз, что принципиаль-
ная особенность этих сигналов состоит в их периодичности и чередова-
нии единиц и нулей на одних и тех же позициях (193-я позиция) в
каждом цикле. Групповой импульсный сигнал из-за случайного
характера абонентских сигналов периодичности не имеет. Установлению
состояния синхронизма предшествует режим его поиска. При отсутст-
вии совпадения с анализатора АСС через решающее устройство РУ
поступает импульс ошибки и «тормозит» генераторное устройство на
один период тактовой частоты с помощью устройства запрета НЕТ.
Если при сдвиге на один период совпадение опять отсутствует, то
происходит повторное «торможение», и т. д. Процесс сдвига про-
должается до тех пор, пока не наступит совпадение сигналов синхро-
низации, т. е. единиц и нулей. В этом случае передача импульса ошиб-
ки прекращается и наступает синхронизм. Решающее устройство РУ
имеет накопитель импульсов ошибки, с помощью которого предот-
вращает сбои синхронизма при воздействии одиночных, двойных и
тройных ошибок, и только при поступлении подряд четырех и более
Рис. 4.25. Структурная схема тракта
синхронизации в аппаратуре ИМК-24
импульсов ошибок РУ срабатывает
и переводит систему синхрониза-
ции в режим поиска.
Как уже указывалось, каналь-
ные сигналы разделить возможно
не только по рассмотренному выше
временному способу ВД-ИКМ, но
и частотному ЧД-ИКМ.
При частотном делении и импуль-
сно-кодовой модуляции (ЧД-ИКМ)
сначала формируют аналоговое
групповое сообщение с частотным
70
Рис. 4.26. Асинхронный метод ввода информации при передаче дан-
ных и телеграфии
уплотнением, которое затем общим групповым кодером преобразовы-
вают в цифровое групповое сообщение. На приемной стороне сначала
цифровое сообщение декодируют в общем групповом декодере, а затем
полученное аналоговое групповое сообщение разделяют по частоте и
демодулируют.
Кроме 24-канальной аппаратуры с ИКМ, в СССР серийно выпускают
аппаратуру на 12 телефонных и два телеграфных канала (ИКМ-12М),
использующую семиразрядную ИКМ с тактовой частотой 704 кГц, а
также на 30 (ИКМ-30) и 120 телефонных каналов (ИКМ-120). Послед-
нюю получают объединением четырех первичных (30-канальных) сис-
тем, она может быть использована для дорожных связей.
В аппаратуре ИКМ-30 применена восьмиразрядная ИКМ с тактовой
частотой 2048 кГц. В системе ИКМ-120 использована тактовая час-
тота 8448 кГц. Как уже упоминалось, возможно аналого-цифровое
преобразование не только индивидуальных речевых сигналов, но я
группового сигнала с частотным разделением каналов, например в
аппаратуре К-60.
ВД-ИКМ дают возможность объединения цифровых потоков,
поступающих от различных источников, они обеспечивают простое
выделение групп каналов, что весьма важно для организации участ
ковых и дорожных РРЛ, когда требуется частое выделение канало-
на промежуточных пунктах. Цифровые потоки от различных источв
ников можно объединить синхронным и асинхронным методами.-
В первом случае все системы синхронизируются по тактовой частоте,
которая передается от главной станции ко всем остальным. Объедине-
ние может осуществляться поразрядным, посимвольным, поканальным
или поцикловым методами.
Асинхронный метод ввода информации используется для переда-
чи данных и телеграфии (рис. 4.26). Телеграфные импульсы Ти
(рис. 4.26,а) стробируются короткими импульсами с частотой следова-
ния, равной тактовой частоте телефонного канала fK = 8 кГц
(рис. 4.26,6). Полученные стробимпульсы вводятся через устройство
объединения импульсных потоков в групповой цифровой тракт. На
приемном конце после выделения их селектором стробимпульсы рас-
ширяются каждый до значения интервала Тк = \/fK. Максимальное
смещение фронта телеграфного импульса возможно на значение ве-
личины АТ/ = 7\(рис. 4.26,в), поэтому краевые искажения, в %, могут
71
достигать значения 6 = TJTn • 100. Изложенный выше способ уп-
лотнения телефонного канала используется для передачи не только
данных и телеграфии, но и сигналов СУВ.
4.7. Принцип дельта-модуляции
и построение аппаратуры ВРК с дельта-модуляцией
Как уже указывалось, при ИКМ для передачи речевого сигнала с
компандированием необходимо 128 уровней, которые закодированы
семиразрядным двоичным кодом. Благодаря этому различие в ампли-
туде двух соседних АИМ импульсов может быть от нуля до нескольких
градаций (уровней). Это обеспечивает достаточно точное описание
изменения непрерывного модулирующего сигнала АИМ импульсами
при достаточно большом периоде дискретизации (цикловой период).
Для уменьшения числа уровней, а следовательно, и разрядности кода,
очевидно, необходимо уменьшать период дискретизации, так как
значение речевого сигнала изменяется за длительность уменьшенного
периода на меньшее значение. В пределе при уменьшении периода
дискретизации можно перейти к столь малому приращению сигнала, что
будет достаточно элементарного кодирования: при приращении с поло-
жительным знаком передается положительный импульс, с отрицатель-
ным знаком — отрицательный; в этом случае передаваемый непрерыв-
ный сигнал представляется в виде ступенчатой кривой, высота сту-
пеней и их длительность постоянны. В результате получаем дельта-
модуляцию (ДМ), или дельта-преобразование, аналогового сигнала.
Подобные методы алфавитно-цифрового преобразования (АЦП) на-
зывают относительными, или дифференциальными, методами цифро-
вой модуляции. Наиболее простым и первым из предложенных диф-
ференциальных методов цифровой модуляции является линейная дель-
та-модуляция (ДМ).
В схеме дельта-модулятора и дельта-демодулятора (рис. 4.27) на
вычитающий каскад В К подается модулирующее напряжение UQ от
абонента и напряжение Ua с выхода интегрирующего каскада И К.
При поступлении с импульсного модулятора И Мд на вход И К импульса
положительной полярности напряжение на его выходе возрастает на
одну условную единицу, а импульса отрицательной полярности умень-
шается на одну единицу (рис. 4.28, а и г). На выходе интегрирующего
каскада получим ступенчатое аппроксимирующее напряжение
Рис. 4.27. Структурная схема дельта-модулятора и дельтаьдемодулятора
72
4.28. Диаграммы поясняющие принцип дельта-модуляции
а на выходе вычитающего каскада — разностное напряжение [7q —
t/и. Это приращение Д подается на импульсный модулятор, на ко-
торый поступают импульсы от импульсного генератора Г с часто-
той следования, равной цикловой частоте Fn (рис. 4.28, б). При
Ua >Ua на выходе ИМд будут импульсы положительной поляр-
ности, так как дельта положительна, при Uq — отрицатель-
ной полярности (см. рис. 4.28, г). Эти импульсы подаются на инте-
грирующий каскад и одновременно через устройство объединения
на вход СВЧ передатчика РРЛ.
В приемной части РРЛ с выхода СВЧ приемника импульсы раз-
деляются по каналам и после этого подвергаются демодуляции
в Дельта-демодуляторе (см. рис. 4.27), состоящем из интегрирую-
щего каскада ИК (аналогичен интегрирующему каскаду модуля-
тора) и фильтра нижних частот ФНЧ. Как и в модуляторе, в ИК
принятая последовательность импульсов превращается в ступенча-
тое напряжение ии (см. рис. 4.28, а), которое затем сглаживается
ФНЧ, ^а выходе которого получаем аналоговый сигнал U q.
На участках резкого изменения крутизны сигнала ступенчатая
функция с одинаковым шагом приращения не «успевает следить»
за изменением сигнала. На этих участках возникает перегрузка мо-
дулятора, ошибка аппроксимации и, следовательно, резкое возра-
стание шума.
При ДМ имеет место ограничение допустимой скорости изме-
нения (крутизны) исходного сигнала, а при ИКМ — амплитудное
ограничениё сигнала, что является принципиальным отличием этих
видов модуляции.
73
В передающей части аппарату-
ры временного разделения шести
каналов (рис. 4.29) речевые сигна-
лы шести абонентов через низко-
частотные оконечные устройства
НО поступают на дельта-модулято-
ры ДМд (на рисунке показан только
один абонентский комплект инди-
видуального оборудования). ДМд
вырабатывает двоичные последова-
тельности (импульсы и паузы), ото-
бражающие передаваемые сигналы.
Обычно в качестве выходных ис-
пользуются импульсы положитель-
ной полярности (логическая 1), а
Рис. 4.29. Структурная схема аппа- отрицательные импульсы срезаются
ратуры ВРК с дельта-модуляцией ограничителем, на их местах полу-
чается пауза (логический 0). Моду-
ляторы работают под воздействием управляющих импульсов, посту-
пающих с генераторного устройства передающей части Гпрд. Его ча-
стота синхронизирована кварцевым задающим генератором ЗГ. Частота
следования позиций каждого рабочего канала составляет 100 кГц.
Помимо шести рабочих каналов, в аппаратуре предусмотрены
служебный канал и канал для синхронизации. Поэтому частота сле-
дования позиций группового сигнала 100 • 8 = 800 кГц, а интервал
между импульсами соседних каналов 1 • 103/800 = 1,25 мкс.
Сигналы всех рабочих каналов складываются в суммирующем уст-
ройстве S. От модуляторов ДМд на суммирующее устройство поступа-
ют также импульсные сигналы вызова, которые предварительно сум-
мируются в системе сигналов вызова ССВ. Аанлогично импульсам
рабочих каналов проходят импульсы разговорного служебного сигна-
ла и сигнала вызова. Частота следования позиции служебного канала
составляет 50 кГц, остальные позиции этого служебного канала ис-
пользуются для передачи сигналов вызова и контроля. Синхросигналы
от Гпрд поступают на суммирующее устройство.
В приемной части аппаратуры импульсная последовательность груп-
пового сигнала регенерируется в формирующем устройстве ФУ
и подается для синхронизации задающего генератора ЗГ, который
управляет генераторным устройством приемной части Гпрм. Этот гене-
ратор обеспечивает последовательность импульсов частотой следова-
ния 100 кГц (для каждого канала), сдвинутых во времени друг от-
носительно друга на 1,25 мкс. С помощью этих импульсов в дельта-
демодуляторах ДДм сигналы распределяются по каналам и преобра-
зуются в аналоговые сигналы. Эти сигналы через низкочастотные
оконечные устройства НО поступают к абонентам. Импульсы речевых
и вызывных сигналов разделяются в формирующем устройстве ФУ,
управляемом колебанием ЗГ. Дальнейшее разделение вызывных сиг-
налов осуществляется в демодуляторах рабочих и служебного кана-
лов.
74
4.8. Особенности цифровых систем передачи
Передача сигналов в цифровом виде определяет высокую помехо-
устойчивость цифровых систем передачи, так как в этих системах для
увеличения дальности связи применяют регенераторы импульсов с
пороговыми решающими устройствами. Регенератор при /7С/(7П>2
потенциально способен восстановить форму и временные положения
искаженных в линии импульсов и тем самым обеспечить значительное
ослабление эффекта накопления помех и искажений в линейном
тракте.
Интенсивное развитие цифровых систем передачи (ЦСП) объясня-
ется их значительными достоинствами по сравнению с аналоговыми
системами передачи. Представление информации в цифровой форме
(в виде последовательности импульсов с малым числом разрешенных
значений и с детерминированной частотой следования), как уже было
отмечено, позволяет осуществлять регенерацию этих импульсов при
передаче их по линии связи, что резко снижает влияние помех и иска-
жений на качество передачи информации. Цифровые методы передачи
предпочтительны не только в РРЛ, но и при передаче сигналов по
волоконно-оптическим трактам с высоким уровнем дисперсионных
искажений и большой нелинейностью электронно-оптических и опто-
электронных преобразователей.
Благодаря регенерации передаваемых сигналов искажения в пре-
делах регенерационного участка ничтожно малы и качество передачи
не зависит от длины линии связи. Длина регенерационного участка и
оборудование регенератора при передаче информации на большие и
малые расстояния такие же. Транзиты сигналов, осуществляемые в
цифровой форме, также не ухудшают качество передачи, что имеет
особо важное значение при организации оперативно-технологических
связей с использованием РРЛ.
Стабильность таких параметров каналов, как остаточного затуха-
ния, частотной характеристики, нелинейных искажений, определяет-
ся в основном устройствами обработки сигналов в аналоговой форме,
которые составляют незначительную часть аппаратурного комплекса
ЦСП. В цифровых системах с временньш разделением каналов влияние
загрузки системы передачи в целом на параметры отдельного канала
отсутствует.
При временном разделении каналов параметры всех каналов иден-
тичны, в то время как в системах с частотным разделением параметры
каналов зависят от их размещения в линейном спектре.
В цифровых системах передачи значительно выше эффективность
использования пропускной способности при передаче дискретных сиг-
налов, которые могут вводиться непосредственно в групповой тракт; это
позволяет также значительно снизить требования к линейности ампли-
тудной характеристики канала ТЧ, которые являются весьма жесткими
при передаче методами тонального телеграфирования.
Весь аппаратурный комплекс сети связи реализуется на цифровой
основе. В такой сети передача, транзит и коммутация сигналов осу-
ществляются в цифровой форме. При этом параметры каналов нс
75
зависят от структуры сети связи, это обеспечивает возможность по-
строения гибкой разветвленной цифровой сети, что имеет особо важное
значение при организации участковых, дорожных сетей связи, а также
связи совещания железнодорожного транспорта.
Использование в цифровой сети связи однотипного электронного
оборудования, осуществляющего операции каналообразования и ком-
мутации, позволяет повысить надежность и экономическую эффектив-
ность сети связи. Большой удельный вес цифрового оборудования от-
крывает широкие возможности для организации автоматизированного
пооперационного контроля при выпуске аппаратуры ЦСП. Высокая
стабильность параметров каналов устраняет необходимость регули-
ровки узлов аппаратуры (линейного тракта) в процессе эксплуата-
ции. Высокая степень унификации массовых узлов (индивидуального
оборудования и регенераторов) упрощает эксплуатацию систем.
Широкое применение интегральных схем, БИСов и микропроцессоров
резко снижает трудоемкость изготовления оборудования ЦСП, его
стоимость и габаритные размеры.
Возможность передачи различных сигналов в едином цифровом
виде предопределяет универсальность цифрового линейного тракта,
который приспособлен для непосредственной высокоскоростной пере-
дачи данных. Цифровые системы передачи позволяют использовать
интегральные микросхемы цифровой логики, благодаря чему увеличи-
вается их надежность, уменьшаются габаритные размеры аппарату-
ры, ее стоимость и эксплуатационные расходы. Цифровые методы пере-
дачи позволяют применять и цифровые методы коммутации сообщений,
что способствует созданию интегральной цифровой сети связи. Ука-
занная сеть связи позволяет ответвлять и передавать транзитом цифро-
вые потоки без применения устройств аналого-цифровых преобразова-
телей (АЦП) и цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), а следова-
тельно, без искажений, характерных при транзите с переприемом
аналоговых сигналов, что имеет особо важное значение при организа-
ции участковых и дорожных связей, где требуется большое число от-
ветвлений каналов на промежуточных станциях.
Дадим сравнительную оценку ИКМ и дельта-модуляции. Аппарату’
ра временного уплотнения с ИКМ довольно сложна из-за необходимости
кодирования и декодирования дискретизированного сигнала. Дельта-
модуляция свободна от этого недостатка, но сигнал в этом случае
передается менее точно, чем при ИКМ. При некоторых упрощениях от-
ношение сигнала Рс к собственному шуму Ршс при дельта-модуляции
составляет
Рс _ 3 Ft
Ршс 2л» (4-5j
где F — частота модулирующего сигнала;
ДГК — полоса частот фильтра на выходе канала.
Из выражения (4.5) видно, что шумы с ростом частоты модулирую
щего напряжения повышаются (отношение PQIPmQ уменьшается).
76
Динамический диапазон от частоты модулирующего сигнала при
дельта-модуляции определяется зависимостью
Кдин = Л (^/П,
где А — коэффициент пропорциональности.
Нижний уровень динамического диапазона зависит от высоты
ступеньки, так как значение сигнала, меньшее этой ступеньки, переда-
ваться не будет. При дельта-модуляции частотная характеристика
имеет большую неравномерность, происходит «завал» верхних частот
передаваемого сигнала.
Указанные недостатки ДМ присущи первым системам. В настоящее
время появились новые разновидности ДМ, в частности дифференци-
альная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ), в которой эти недостат-
ки значительно уменьшены.
4.9. Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция
(ДИКМ)
В случае ДИКМ передается информация не только о знаке прираще-
ния напряжения сигнала, как это делается при дельта-модуляции, но и
о квантованном значении этого приращения. При ДИКМ кодируются
не квантованнь?е значения отсчетов (АИМ импульсов), а их квантован-
ная разность. Благодаря этому уменьшается число уровней кванто-
вания по сравнению с необходимым числом уровней при квантовании
самих отсчетов, это позволяет уменьшить разрядность кода, тактовую
частоту цифрового потока.
В схеме (рис. 4.30, а) входной сигнал подается через фильтр ниж-
них частот ФНЧ в схему вычитания непосредственно и через линию за-
держки на время, равное периоду дискретизации Т. Разность исходно-
го и задержанного сигналов дискретизируется генератором ГО и затем
квантуется и кодируется в кодере Кд. На приемном конце цифровая по-
следовательность декодируется, т. е. восстанавливается последователь-
ность квантованных приращений (АИМ) сигнала в моменты отсчетов,
Рис. 4.30. Структурные схемы ДИКМ с формированием разностного сиг-
нала в аналоговой форме (а) и после АЦП (6)
77
Рис. 4.31. Типы иерархий ЦСП
после чего с помощью интегратора И последовательным суммированием
эти АИМ импульсы приращения преобразуются в последовательность
квантованных отсчетов сигнала, и проходя через ФНЧ, преобразуются
в исходный аналоговый сигнал.
В схеме рис. 4.30, б разностный сигнал формируется после ана-
лого-цифрового преобразования входного сигнала в цифровую форму
в АЦП, который затем подается в схему вычитания непосредственно и
через линию задержки. На выходе схемы вычитания получается раз-
ность кодированных отсчетов. На приемном конце кодовые группы по-
ступают на первый вход сумматора и с его выхода через линию задерж-
ки через время Т подаются на второй вход сумматора. В результате на
его выходе получаются квантованные значения отсчетов сигнала.
ЦАП и ФНЧ восстанавливают исходный аналоговый сигнал.
ДИКМ целесообразно применять при передаче телевизионных и ви-
деотелефонных сигналов, когда возможны резкие изменения напряже-
ния сигнала, соответствующего границам между темными и яркими
деталями изображения.
Иерархия цифровых систем передачи. Иерархия ЦСП должна обес-
печивать: передачу всех видов аналоговых и дискретных сигналов, ско-
рость передачи информации при этом выбирается с учетом использова-
ния оборудования аналого-цифрового преобразования и временного
группообразования сигналов; объединение, разделение и транзит пере-
даваемых сигналов; наилучшим образом использование пропускной
способности ЦСП; возможность взаимодействия ЦСП с аналоговыми
системами передач.
Параметры ЦСП должны выбираться с учетом характеристик суще-
ствующих и перспективных линий связи. Действуют европейская и
североамериканская иерархии ЦСП. В СССР разработаны ЦСП, со-
ответствующие европейской системе, основанной на первичной ЦСП
ИКМ-30, скорость передачи группового сигнала которой 2048 кбит/с
(рис. 4.31, а). Североамериканская иерархия имеет первичную .си-
стему И КМ-24 и скорость передачи группового сигнала 1544 кбит/с
(рис. 4.31, б).
78
В первичных ЦСП осуществляется восьмиразрядное кодирование
телефонных сигналов. Кроме 30 каналов ТЧ, организовано два служеб-
ных канала для передачи синхросигнала и сигналов управления прибо-
рами АТС, они могут использоваться для оперативно-технологической
связи железнодорожного транспорта.
Модификация первичной системы используется в РРЛ типа ДМ 400/
/32М и ДМ 8000/32 с дельта-модуляцией. Существуют также системы,
осуществляющие цифровую передачу 12-канального группового сигна-
ла с частотным разделением каналов (исходный спектр 60—108 кГц).
Вторичные ЦСП со скоростью группового потока 8448 кбит/с ис-
пользуются для работы по симметричным магистральным и коаксиаль-
ным кабелям 0,7/3,0 и 1,2/4,4 мм, волоконно-оптическим, радиорелей-
ным и спутниковым линиям связи. Виды вторичных систем: с объедине-
нием цифровых сигналов четырех первичных систем для организации
120 каналов ТЧ; с непосредственным кодированием 120 телефонных
сигналов; с кодированием группового 60-канального сигнала с частот-
ным разделением (исходный спектр 312—552 кГц) и совместной переда-
чей этого кодированного сигнала с цифровым потоком первичной сис-
темы.
Сигналы вторичной ЦСП могут передаваться по трактам систем
передачи с ЧРК при использовании многоуровневых кодов.
Третичные ЦСП со скоростью группового потока 34 368 кбит/с
объединяют сигналы четырех вторичных систем и обеспечивают орга-
низацию до 480 каналов ТЧ. По этой системе могут передаваться теле-
визионные вещательные сигналы, преобразованные в цифровую форму.
Разновидностью третичных ЦСП является система, осуществляющая
кодирование и передачу сигналов 300-канальной группы с ЧРК (исход-
ный спектр 812—2048 кГц).
Четверичные ЦСП со скоростью группового потока 139 264 кбит/с
объединяют сигналы четырех третичных систем для организации 1920
телефонных каналов и могут использоваться для передачи сигналов
телевизионного вещания.
Пятеричную ЦСП на 7680 телефонных каналов получают объедине-
нием сигналов нескольких четверичных систем.
Волоконно-оптические кабели являются перспективными линиями
передачи электрических сигналов. Их потенциальные достоинства:
низкое затухание; слабые взаимные влияния между сигналами, пере-
даваемыми по различным волокнам в одном кабеле; малая чувстви-
тельность к внешним электромагнитным полям; небольшие размеры;
малый радиус допустимого изгиба; большая ширина оптического диа-
пазона волн, позволяющая передавать цифровые потоки, соответст-
вующие линейным сигналам ЦСП высших порядков; дешевое исходное
сырье для изготовления кабеля.
В качестве канала распространения здесь используются длин-
ные тонкие нити из плавленного кварц-оптического волокна. Из оп-
тических волокон образуют жгуты, содержащие десятки и сотни
отдельных нитей. Волоконно-оптические кабели изготовляют мно-
гожильными: 6, 12, 18 и более жил в общей оболочке.
75
Глава 5
ЭЛЕМЕНТЫ АППАРАТУРЫ ВРК
5.1. Основы математической логики
и схемы логических элементов
Современная аппаратура ВРК построена на логических элементах
ИЛИ, И, НЕ и элементе единичной задержки т.
Схема операции ИЛИ предполагает появление импульса на выходе
С логического элемента (рис. 5.1, а) при поступлении импульса на
вход А или В или на оба входа.
Схема операции И предполагает появление импульса на выходе С
логического элемента (рис. 5.1,6) при поступлений импульсов и на
вход Л и на вход В одновременно.
Схема операции НЕ предполагает появление импульса на выходе С
логического элемента (рис. 5.1, в), если на входе В есть импульс, а на
входе А его нет. Эта схема используется в качестве клапанов, она име-
ет один запрещающий вход. Второй разновидностью логического эле-
мента НЕ (рис. 5.1, г) является инвертор; он имеет один вход и один вы-
ход. Сигнал на его выходе С противоположен импульсу на входе А (при
подаче на вход 1 на выходе будет 0, и наоборот).
Логические элементы ИЛИ, И могут иметь более двух входов, при
этом условия будут те же. Обозначив истинное суждение, или наличие
сигнала (импульса), 1, а ложное, или отсутствие сигнала, 0, можно
все комбинации функционирования логических элементов ИЛИ, И,
НЕ свести в табл. 5.1.
В импульсных схемах транзистор может находиться в одном из со-
стояний: запертом, активном и насыщенном. Запертый транзистор иг-
рает роль разомкнутого ключа, а насыщенный — замкнутого. В актив-
ный (усилительный) режим транзистор переводится при изменении сво-
его состояния.
Если в схеме ключа с общим эмиттером на транзисторе п-р-п
(рис. 5.2, а) напряжение входного сигнала £7ВХ отрицательно, эмит-
терный и коллекторный переходы заперты, и через них проходят ма-
лые остаточные токи. Такое состояние транзистора соответствует ра-
зомкнутому ключу. При этом через резистор R проходит малый оста-
точный ток Ir = /ост, а напряжение на выходе
^ВЫХ = ^К-^ост В ~ К •
При постепенном увеличении (7ВХ до положительного значения по-
являются базовый /g и коллекторный /к« р/б токи, где Р — коэффи-
Рис. 5.1, Схемы логических элементов ИЛИ, И, НЕ
80
Таблица 5Л
Сигнал на входе Сигнал на выходе С при операции
А в ИЛИ И НЕ
А не В В не А Инвертор для А
0 0 0 0 0 0 1
1 0 1 0 1 0 0
0 1 1 0 0 1 1
1 1 1 1 0 0 0
циент передачи базового тока. Так как сопротивление резистора R бе-
рется небольшим, то коэффициент усиления по току Ki близок р.
С ростом коллекторного тока напряжение (/вых уменьшается до
значения С/ост..,Такое состояние транзистора соответствует замкнутому
ключу. При этом ток через резистор R Ir = э напряжение на
ВЫХОДе С^вых ост'
Для размыкания ключа, собранного по схеме с общим коллектором
(рис. 5.2, б), надо на базу транзистора подать напряжение более отри-
цательное, чем^э, так как иначе нельзя запереть его эмиттерный пере-
ход.
Существуют системы импульсно-потенциальных элементов (СИПЭ)
и системы потенциальных элементов (СПЭ) на биполярных транзисто-
рах и системы элементов на МОП транзисторах. Система СИПЭ исполь-
зует потенциальное и импульсное представления двоичных чисел и в
соответствии с этим гальванические и реактивные связи в цепях пере-
дачи сигналов. При потенциальном кодировании за единицу и нуль
берут два различных уровня напряжения (рис. 5.3, а), а при импульс-
ном — наличие или отсутствие импульса в определенный момент вре-
мени (рис. 5.3, б).
Для системы на транзисторах типа р-гг-р логический 0 при по-
тенциальном кодировании- представляется близким к нулю отрица-
тельным напряжением С7о, а логическая 1 — более отрицательным на-
пряжением t/р При импульсном ко-
дировании логический 0 изобра-
жается отсутствием импульса
(обычно в этом случае наблюдается
лишь малый импульс помехи), а
логическая 1 —отрицательным им-
пульсом.
Для системы СПЭ на транзис-
торах типа п-р-п типично коди-
рование, показанное на рис. 5.3, в.
Рис. 5.2. Принципиальные схемы
транзисторных ключей
81
Важное достоинство СПЭ—их приспособленность к интегральному из-
готовлению, состоящая в отсутствии или малом использовании реак-
тивных элементов.
Обозначим в логической схеме на биполярных транзисторах типа
п-р-п с объединенными коллекторами (рис. 5.4) число входов, на ко-
торые поданы единицы (единичные входы), т, а число входов, на кото-
рые поданы нули (нулевые входы), I. Тогда число входов логической
схемы составит п = т + /, в этом случае возможны следующие режимы
работы схемы:
при т = 0 1—п\
т—\ 1 = п—I;
т = 2 1 = п—2;
т = п / = 0.
Число отличающихся режимов будет п + 1. Полагая, что Uo ~0,
из схемы видно, что при т > 0 напряжение на выходе близко к 0, так
как проводящие триоды единичных входов будут играть роль фикси-
рующих триодов, передавая на выход потенциал t/0CT. Если идеализи-
ровать триоды, пренебрегая остаточным напряжением (70СТ, то при
т >* 0 выходное напряжение можно считать нулевым. Итак, во всех
комбинациях входных величин, кроме т = 0, на выходе схемы напря-
жение соответствует коду логического 0.
При подаче нуля на все входы (первая комбинация) все транзисто-
ры, соединенные параллельно, заперты (ключи разомкнуты) и напряже-
ние на выходе
^ВЫХ ~ Е .
Следовательно, рассматриваемая схема выполняет операцию ИЛИ-
НЕ, так как при единице на любом входе на выходе будет 0 и только
при 0 на всех входах на выходе — 1.
В вычислительной технике и автоматике логические схемы имеют
определенные обозначения (рис. 5.5).
х2
Входы
Рис. 5.4. Ячейка ИЛИ-HE типа ТЛГТ
с переключением эмиттерного тока
fl) 1Г
Рис. 5.3. Потенциальное и импульс-
ное кодирования двоичных сигналов
82
им
и
ИМ-НЕ
®»—Г"1
$2—:—
---
х2—г-
Хп
ъ—
&
Z = XiVXzV...VXa
Z=Xi -Х2'.,гХп
Z-7-1
1
Рис. 5.5. Условные обозначения логических элементов
При всем многообразии и различной степени сложности переключа-
ющих схем любая из них может быть построена на базе простейших
схем, обеспечивающих выполнение элементарных логических, т. е. вы-
полняемых в определенной последовательности, операций (функций):
логических сложения, умножения и инверсии. Операции логического
сложения и умножения отличаются от одноименных арифметических
действий и подчиняются правилам алгебры логики. Результатом ука-
занных логических операций всегда является двоичное число: 0 или 1,
называемое логическими нулем и единицей. Например, замыкание
сложной цепи фиксируется на ее выходе как логическая 1, а ее размы-
кание — как логический 0.
Логическое сложение, умножение и инверсия являются исходными
(базисными) логическими функциями. Логическим сложением, или
дизъюнкцией, независимых переменных хъ х^...хп (п — любое целое
число) называется двоичная переменная //, принимающая значение I
тогда и только тогда, когда хотя бы одно из ее слагаемых равно 1, и зна-
чение 0, когда все ее слагаемые равны 0. Операция логического сло-
жения обозначается у = х1+х2+...+ хп или у — х^ х2\/--Л/ (чи-
тается х1? или х2, или ..., или хп) и, как уже указывалось, называется
функцией ИЛИ. На рис. 5. 6, а показан участок электрической цепи,
поясняющий выполнение этой операции на примере двух независимых
переменных Xj и х2, которыми являются контакты хх и х2. Поступление
сигнала управления и замыкание контакта отмечаются логической 1,а
отсутствие его и разомнутое состояние контакта — логическим 0.
Логическим умножением, или конъюнкцией, переменных хг х2...
хп называется двоичная переменная у, принимающая значение 1 тогда
и только тогда, когда значение всех ее переменных равно 1. Операция
логического умножения обозначается у = х-^.-Хп или у = xL /\ х2Д
Д... Д х„ (читается хь и х2, и ..., ихп) и, как уже указывалось, называ-
ется функцией И (рис. 5.6, б).
Логическим отрицанием, или инверсией, переменной х называется
двоичная переменная у, принимающая значение 1 (или 0) тогда и толь-
ко тогда, когда х равно 0 (или 1). Операция логического отрицания
обозначается у — х (читается не х) и называется функцией НЕ
(рис. 5.6, в).
Логические операции (функции) ИЛИ, И, НЕ лежат в основе логи-
ческой системы, которая называется алгеброй логики (или булевой ал-
83
Ъ хг у Ш
о о В.
о 1
1 1
1 1
у
ООО
1 О О
О 1 О
й?2
х2
х1 х2 у
О О 1
1 о о
О 1 о
1 1 о
y*xrzz
Рис. 5.6. Операции логического сложения, умножения и отрицания И, ИЛИ, НЕ
И-НЕ
.т71—J
геброй). В этой системе любую логическую операцию можно предста-
вить аналитическим выражением (логической функцией), а по нему по-
строить и саму переключающую схему на базе элементов И, ИЛИ,
НЕ. Например, участок электрической цепи (рис. 5.6, г), состояние ко-
торого описывается логической функцией у — хг (х2х3 + х±), можно
представить логической схемой, построенной на элементах И и ИЛИ и
реализующей эту функцию.
Наряду с булевой алгеброй часто используются логические систе-
мы, построенные на базе выполнения других логических операций,
например логических операций вида ИЛИ-HE и И-НЕ, т. е. опера-
ций, обратных логическим операциям соответственно ИЛИ и И.
Логический элемент ИЛИ-HE выполняет логическую операцию
у = Xj + х2 + ... + хп (рис. 5.6, д), а элемент И-НЕ — логическую
операцию у = х1х2... хп (рис. 5.6, е).
К основным логическим элементам также относятся:
эквивалентность (равнозначность) — двоичная переменная у при-
нимает значение 1, если составляющие ее аргументы равноценны или
равнозначны. Функция эквивалентности аргументов х и у обозначает-
ся F = х ~ у (рис. 5.7, а)\
S)
Xi
О
О
1
1
о
1
о
1
1
О
О
1
М2
О
О
1
1
о
1
о
1
О
1
1
о
V X2
н
х у i
ё
X-iQty Xl Xz
?2
Рис. 5.7. Логические элементы эквивалентности, сумматора по модулю 2 и
импликации
84
R
S
а
а
Рис. 5.8. Схема и условное обозначе-
ние триггера
гг
сложение по модулю 2 — опера-
ция, в результате которой логиче-
ская функция будет иметь 1, если
составляющие ее аргументы нерав-
нозначны и неравноценны. Опера-
ция отличается от арифметического
сложения лишь последней строкой
(рис. 5.7, б). Обозначение функции
суммы ПО модулю 2 у = Xj ® х2;
импликация от х}к х2 — логи-
ческая операция, в,результате кото-
рой функция имеет значение 0 только в том случае, когда величина Xi
равна 1, а х2 имеет 0 (рис. 5.7, в), и обозначается у = -> х2.
Перечисленные элементы являются основными логическими эле-
ментами, на базе которых строятся любые переключающие схемы и циф-
ровые устройства, большие интегральные схемы (БИС) и микропроцес-
соры.
В цифровых устройствах триггер играет роль элементарного авто-
мата, способного запоминать один разряд двоичного числа. Одному из
устойчивых состояний триггера приписывается значение 0, другому—1.
Состояние триггера выявляется по уровням напряжения на выходах
схемы. Из двух ячеек ИЛИ-HE, которые обладают логической полно-
той, составляют статический триггер. Рассмотрим асинхронный RS-
триггер на клапанах ИЛИ-HE (рис. 5.8). С выхода первого клапана
сигнал подается на вход второго клапана, а с выхода второго — на вход
первого. Триггер имеет два входа R и S. При подаче единичного
импульса на вход S (set — установка) триггер устанавливается в еди-
ничное состояние, при котором на прямом выходе Q будет сигнал 1, а
на инверсном выходе Q — 0. При подаче единичного импульса на
вход R (reset — сброс) на выходе Q будет 1, а на выходе Q — 0.
Закон функционирования RS-триггера можно представить табли-
цей переходов (табл. 5.2).
Рассмотрим принципиальную схему RS-триггера с резистивными
связями (рис. 5.9). Триггер имеет два устойчивых состояния, так как
насыщение одного из транзисторов Т1 или Т2 приводит к запиранию
другого. Легко заметить, что транзисторы Т1 и ТЗ с резистором
образуют первый логический элемент ИЛИ-HE с входом R и выходом
Таблица 5.2
Сигналы на входах и выходе триггера Примечание
S Q
0 0 (-1) Хранение, т. е. .триггер содержит инфор-
мацию, которая была записана ранее
р 1 1 Установка 1
Г 0 0 Установка 0
1 1 — Запрещено
85
Q, а транзисторы Т2 и Т4 — вто-
рой логический элемент с входом S
и выходом Q. Транзисторы ТЗмТ4
предусмотрены для запуска триг-
гера.
При подаче I на вход транзисто-
ра ТЗ (вход 7?) последний насыщает-
ся и независимо от состояния
транзистора Т1 снижает потенциал
точки а до значения что за-
пирает транзистор Т2. Транзистор
Т4 в это время заперт, так как сиг-
налы установки одновременно по
обоим входам никогда не подаются.
Рис. 5.9. Триггер типа РТЛ1 с уста-
новочными входами
При запертых транзисторах Т2 и Т4 ток через резистор Т?к2 проходит
в цепь базы транзистора Т1, насыщая его. Теперь снятие сигнала за-
пуска уже не изменит состояния триггера. Таким образом, триггер
оказывается установленным в нулевое состояние. При установке триг-
гера в единичное состояние (подача единичного импульса на вход S)
схема работает аналогичным образом.
Рассмотренные логические элементы используют для построения
более сложных схем, называемых узловыми. Типовыми узловыми схе-
мами цифровых устройств являются триггерные и пересчетные устрой-
ства, статические и сдвигающие регистры, распределители, сумматоры,
дешифраторы и шифраторы.
Регистром называется устройство, предназначенное для запомина-
ния слова (числа), а также для выполнения над словами некоторых ло-
гических преобразований. Регистр представляет собой совокупность
триггеров, число которых соответствует числу разрядов в слове и вспо-
могательных схем, обеспечивающих соответствующие операции (логи-
ческое сложение, умножение, поразрядное сложение и др.).
Успешное развитие интегральной микроэлектроники привело к соз-
данию больших интегральных схем (БИС), на основе которых создают-
ся микропроцессоры. БИС — интегральная схема, выполненная на
одном кристалле методами планарной технологии, содержащая свыше
тысячи элементов и реализующая законченное функциональное уст-
ройство. Микропроцессор представляет собой управляющую и обраба-
тывающую часть вычислительного устройства, реализованную метода-
ми МОП (металл, окисел, полупроводник) или биполярной техноло-
гии на одном или нескольких кристаллах БИС. Логика операционного
блока микропроцессора работает под управлением хранимой в запоми-
нающем устройстве программы, которую можно менять в соответствии с
конкретными требованиями, обеспечивая тем самым его гибкость.
Объединение микропроцессора с постоянной или оперативной па-
мятью позволило создать микромашину (микроЭВМ) — вычислитель-
ную машину, выполненную на одном или нескольких кристаллах. Она
используется при обработке аналоговых сигналов в контрольно-изме-
рительных системах и устройствах автоматики, телемеханики, телеиз-
мерения, диагностики неисправностей и отказов РРЛ;
86
5.2. Общие сведения о генераторам тактсоых
и групповых частот аппаратуры ВРК
Генераторы тактовых и групповых частотны рабатывают напряже-
ния, используемые для управления работой функциональных узлов
аппаратуры и устройств обработки сигналов, а также синхронизации
оконечного оборудования передающей и приемной станций. Первичным
источником импульсов является обычно кварцованный генератор си-
нусоидальных колебаний, с высокой стабилизацией частоты. Форми-
рование импульсов из синусоидального колебания, а также отбор их
по амплитуде и полярности осуществляется ограничителями амплитуд и
укорачивающими (дифференцирующими) цепочками. При двусторон-
нем глубоком ограничении гармонического колебания получаются при-
мерно прямоугольные импульсы со скважностью Q = 2. Эта последо-
вательность импульсов дифференцирующими цепочками превращается
в последовательность импульсов с большей скважностью.
Импульсные сигналы по форме, близкой к прямоугольной, можно
также формировать мультивибраторами, которые могут работать в ав-
токолебательном и ждущем (заторможенном) режимах, а также в режи-
ме синхронизации.
Кратковременные прямоугольные импульсы большой скважности
можно получить с помощью блокинг-генератора.
Для получения напряжений тактовой и групповых частот в генера-
торах применяют схемы умножения и деления частот. В схеме с
умножением частоты для ФИМ (рис. 5.10) частота задающего генерато-
ра выбирается равной тактовой частоте, а затем умножается до значе-
ния групповой частоты импульсов. Генераторы с делением частоты по-
зволяют получить более высокую стабильность тактовой и групповых
частот импульсов.
Генераторное оборудование для ИКМ с делением частоты содержит
(рис. 5.11) задающий генератор ЗГ, делитель разрядный ДР, делитель
канальный ДК и делитель цикловой ДЦ. В ЗГ формируется последова-
тельность импульсов тактовой частоты /т с относительной ее стабиль-
ностью 10~5 — 10~б. ДР предназначен для формирования и распреде-
ления разрядных импульсов кодовых групп. Частота их следования
/р = f^/tn, где т — число разрядов в кодовой группе.
В ДД формируются и распределяются канальные импульсы, сле-
дующие с частотой /д = /т /(mN), где N — число каналов. ДЦ форми-
рует импульсные последовательности, используемые для получения
Рис. 5.11. Структурная схема генера-
торного оборудования передающей
части оконечной станции
Рис. 5.10. Структурная схема по-
лучения тактовых и групповых
частот умножением
87
Рис. 5.12. Схема распределителя разрядных импульсов (а) и диаграмма его ра-
боты (б)
сигналов синхронизации по циклам и сверхциклам. В этом же делителе
формируются импульсные последовательности сигналов СУВ.
Для системы ЙКМ-30 /т = 2048 кГц, число разрядов кода т = 8,
частота следования разрядных импульсов /р = 2048/8 = 256 кГц,
частота канальных импульсов (частота дискретизации) /д= 2048/8-32 =
= 2048/256 = 8 кГц, частота сигнала цикловой синхронизации 4 кГц
и сверхцикловой синхронизации 8000/16 = 500 Гц. Делители частоты
выполняются на ячейках цифровой логики.
Рассмотрим схему разрядного делителя и распределителя разряд-
ных импульсов (рис. 5.12). В логический элемент И подаются тактовые
импульсы и сигнал с выхода логического элемента ИЛИ-HE, который
имеет один выход и четыре входа. Эти входы соединены с выходом эле-
мента И и отводами от всех ячеек регистра сдвига. При поступлении на
вход разрядного делителя тактовых импульсов на выходе первого раз-
ряда регистра сдвига появится сигнал 1, а на остальных выходах —
сигнал 0. Объясняется это тем, что тактовый импульс проходит через
схему И и до момента поступления первого тактового импульса на всех
входах схемы ИЛИ-HE были нули, следовательно, на ее выходе будет 1
и схема И пропустит первый тактовый импульс. При появлении на
входе И второго тактового импульса первый импульс пройдет через ли-
нию задержки 2т и поступит на второй вход схемы ИЛИ-HE, поэтому
на ее выходе будет 0 и второй тактовый импульс не пройдет через И, а
первый импульс, пройдя еще одну линию задержки, к моменту поступ-
ления третьего импульса появится на третьем выходе и т. д. до тех пор,
пока не появится сигнал 1 на выходе последнего /n-го разряда, с выхо-
да которого первый импульс не подается на схему ИЛИ-HE, поэтому
на ее выходе будет 1 и схема И вновь пропустит импульс первого такта
и т. д. После этого цикл повторяется.
Генераторное оборудование приемной части оконечной станции
строится аналогично, однако здесь импульсная последовательность
тактовой частоты поступает от генератора, синхронизируемого колеба-
нием тактовой частоты, выделенным из группового цифрового сигнала
выделителем тактовой частоты.
88
5.3. Распределительные устройства
и устройство синхронизации
Распределительные устройства. В аппаратуре с временном разделе-
нием каналов необходимо получение п серий канальных импульсов,
сдвинутых друг относительно друга на время, равное интервалу
между двумя импульсами соседних каналов /и = Ttln^ где п — число
каналов; Tt—тактовый период. Иногда эти серии (рис. 5.13) получают
сдвигом импульсов первого канала линиями задержки. Необходимую
задержку можно получить длинной линией с распределенными посто-
янными (ВЧ кабеля), с помощью фильтров типа к, распределителей фа-
зовращательного типа, магнитных распределительных линий на сер-
дечниках с прямоугольной петлей гистерезиса и на сдвигающих реги-
страх. Линия задержки не должна искажать форму импульса,
для чего необходимо сохранять одинаковое время задержки для всех
синусоидальных составляющих, содержащихся в импульсе длительно-
стью до значения частоты Fq = 1/т, где Fo — граничная частота звена
фильтра. Поэтому для получения необходимой задепжки h — TJn
последовательно включают W звеньев:
N = (л/3)/т= (лТг-)/(/гт).
Линия задержки на фильтрах получается больших габаритов и
сложна в изготовлении.
В современной аппаратуре используются распределительные линии,
выполненные на БИСах.
Схема распределителя импульсов на восемь выходных напряжений
(рис. 5.14) состоит из триггерных делителей частоты с матричными дио-
дными дешифраторами. Такая схема легко может быть выполнена по
интегральной технологии, так как здесь нет индуктивности, которая
весьма трудно реализуется по указанной технологии. Общая последо-
вательность импульсов U'i всех восьми каналов поступает на вход пер-
вого триггера делителя частоты, который состоит из триггеров Т1 — ТЗ.
Эта же последовательность импульсов подается через линию задержки
ЛЗ на первые входы логических схем И, включенных на каждом выходе
распределителя импульсов. Вторые входы схем И соединены с горизон-
тальными шинами матрицы. Вертикальные шины матрицы подсоедине-
ны к прямым и инверсным выходам каждого триггера делителей часто-
ты. Сигналы на выходах и — х3 и х3 соответствующих триггеров
п-й канал
Л
.t
Рис. 5.13. Диаграммы, поясняющие принцип распределения импульсов
89
отличаются частотой и имеют значения соответственно /*У2, Ff/4 п
Л//8, так как частота на выходе каждого триггера в 2 раза ниже, чем
па входе.
К каждой входной (вертикальной) шине матричного дешифратора
подключено по четыре диода: положительные электроды — к одной
вертикальной шине, отрицательные — к различным горизонтальным
выходным шинам. К последним через резисторы R подведено отрица-
тельное напряжение — Е. Если на выходе триггера сигнал 1, соответ-
ствующий напряжению |£i| | — £|, то все четыре диода заперты, так
как напряжения на их электродах равны (или |[7б| < ] — Е|). К каж-
дой горизонтальной шине подключено по три диода, положительные
электроды которых соединены с различными выходами триггеров. По-
этому если на этих трех выходах сигналы 1, то все диоды заперты и на
горизонтальной шине напряжение — Е, которое подается на второй
вход схемы И. В момент совпадения сигналов 1 на обоих входах схемы
И на ее выходе появляется также сигнал 1. Сигнал на первом выходе Ut
будет при сигнале 1 на инверсных выходах всех трех триггеров, а на
прямых выходах 0.
Ко второй горизонтальной шине А1 подключены диоды, соединен-
ные с инверсными выходами первого, второго и прямым выходом треть-
его триггеров, т. е. когда триггеры Т1 и Т2 хранят 1, а триггер ТЗ —0
(на его инверсном выходе 1), следовательно, все три диода заперты и на
выходе U2 схемы И сигнал 1. Если откроется любой из трех диодов (при
0 на его положительном электроде, поступающем с соответствующего
выхода триггера), то горизонтальная шина будет под нулевым потенциа-
Рис. 5.14. Схема распределителя им-
пульсов на восемь выходных напря-
жений (а) и диаграмма ее работы
№
90
лом (заземляется через этот диод), на выходе схемы И сигнал 1 не по-
явится, несмотря на то, .что он поступает через линию задержки ЛЗ на
первый вход схемы И.
Таким образом, каждой комбинации сигналов на выходе (верти-
кальных линиях дешифратора) соответствует появление сигналов на
определенной выходной (горизонтальной) шине АО—А7, иначе для
каждой комбинации входных сигналов матрицы только на одной вы-
ходной шине будет сигнал 1, а на всех других выходных шинах — 0.
Задержка импульсов групповой частоты линией задержки ЛЗ осу-
ществляется на время, необходимое для образования сигнала на вы-
ходных шинах дешифратора. Этим устраняются ложные сигналы на
выходе распределителя импульсов, появившиеся в результате проме-
жуточных состояний триггеров.
В распределителях импульсов могут применяться многоступенча-
тые дешифраторы пирамидального или прямоугольного типа. Распре-
делители частоты могут выполняться по различным схемам на тригге-
рах с параллельным включением или со счетным входом.
Устройство синхронизации. В аппаратуре с ФИМ синхронизация
осуществляется передачей специальных сигналов синхронизации по
отдельному каналу. Устройство синхронизации состоит из генерато-
ра синхронизирующего сигнала в передающей части аппаратуры
и выделения его в приемной. Наибольшее распространение полу-
чил синхросигнал, состоящий из двух импульсов, длительность
которых равна длительности канальных импульсов. В генераторе син-
хроимпульсы чаще всего формируются схемой задержки и логическим
элементом ИЛИ. С одного из выходов (обычно с первого) распределите-
ля импульсов (рис. 5.15) напряжение подается непосредственно на
первый вход схемы ИЛИ, а на второй вход — через линию задерж-
ки с временем задержки тв, которое и определяет расстояние между
двумя импульсами на выходе схемы ИЛИ (рис. 5.15, в).
Сигнал синхронизации на приемном конце выделяется линией за-
держки и логической схемой И (рис.5.16, а, б). На первый вход схемы
И общая последовательность импульсов всех каналов, включая и
синхросигнал, подается непосредственно, а на второй вход — эта же
последовательность через линию задержки. Сигнал на выходе схемы
И появится при совпадении по времени второго импульса сигнала
синхронизации с первым. Как видно из временной диаграммы
рис. 5.16, в, сигнал на выходе появится только тогда, когда триоды
Т1.ъТ2 открыты одновременно (Т1 от второго импульса сигнала синх-
ронизации, а Т2 от первого, задержанного на время тв).
Как ^же указывалось, в системах с ИКМ цикловая синхронизация
основана на структурных отличиях сигналов синхронизации от после-
довательности информационных символов. Форма и параметры самих
импульсов в обоих случаях одинаковы. Нормальная работа системы
с ИКМ обеспечивается при наличии трех видов синхронизации между
передающей и приемной частями: по тактовой частоте, кодовым груп-
пам и циклам. Обычно синхронизация по кодовым группам происходит
автоматически после наступления состояниясинхронизма по циклам.
'Последняя может быть получена различными способами, один из ко-
91
^6b!Xh
Рис. 5.15. Логическая структура (а), принципиальная схема (б) и временные
диаграммы формирователя двухимпульсного сигнала синхронизации (в)
Рис. 5.16. Логическая структура (а), принципиальная схема (б) и вре-
менные диаграммы выделителя сигнала синхронизации (в)
О-)
Рис. 5.17. Схемы, поясняющие принцип формирования сигнала синхрони-
зации
92
торых изложен в § 5.2, второй способ предусматривает распределение
импульсов синхронизирующего кода также в нескольких тактовых
периодах.
Рассмотрим логическую структуру (рис. 5.17, а) передающей час-
ти аппаратуры цикловой синхронизации, в которой импульсы синхро-
низирующего кода распределены в пяти периодах тактовой частоты.
Для формирования такого кода используется делитель частоты сле-
дования. импульсов на пять и логический элемент И. С распределите-
лем импульсов (например, с выхода см. рис. 5.14) сигналы посту-
пают на делитель частоты ДЧ. На его выходе формируется сигнал с пе-
риодом следования, в 5 раз большим тактового, таким образом, что 1
получается в течение трех тактовых периодов, а 0 —в течение двух
(рис. 5.17, б). Этот сигнал поступает на первый вход схемы И, на вто-
рой вход которой подается последовательность тактовых импульсов
через линию задержки. С выхода схемы И снимается синхро-
код 11100.
На приемном конце системы с ИКМ в устройстве синхрониза-
ции используется аналогичный местный генератор синхросигнала, код
которого соответствует принимаемому коду, и дешифратор DC
(рис. 5.18). На один вход дешифратора подается принятая с передаю-
щего конца последовательность канальных импульсов в синхрокод
канала синхронизации, а на другой — от местного генератора синх-
рокодов. На выходе дешифратора появляется сигнал только при на-
личии синхрокода в принятой последовательности импульсов. Этот
сигнал используется для установки фазы импульсов напряжения
на выходе распределителя импульсов приемной части системы с ИКМ.
5.4. Модуляторные и демодуляторные устройства
1
Передающая часть аппаратуры временного разделения канал®
с ИКМ обычно содержит дискретизатор, компрессор, кодер, а пря-
емная часть — декодер, экспандер, демодулятор.
Непрерывный речевой сигнал в системах с ИКМ дискретизируется
амплитудно-импульсной модуляцией АИМ-Il, а не АИМ-I. Объясня-
ется это тем, что при ИКМ кодирование сигнала происходит не мгно-
венно, а на протяжении конечной длительности импульса т0, в тече-
ние которой значение импульса должно оставаться постоянным.
АИМ-П получается удлинением последовательности импульсов, в
03
Рис. 5.19. Схемы АИЛ-1
схеме АИМ-I (рис. 5.19, а) электронный ключ Кл замыкается с пери-
одом дискретизации 7\ на время т0. Кл может быть выполнен на
транзисторах (рис. 5.19, б) или диодах (рис. 5.19, в).
Импульсы управляющего напряжения Uc (см. рис. 5.19, б) пода-
ются через трансформатор Тр, непрерывный речевой сигнал— на кол-
лектор Г/, а дискретный АИМ сигнал снимается с коллектора Т2. При
отсутствии управляющего импульса оба транзистора закрыты, они
открываются только при поступлении положительного управляющего
импульса, при этом на выходе схемы появляется импульс, значение
которого соответствует мгновенному напряжению непрерывного сиг-
нала в момент длительности управляющего импульса тс.
Аналогично (см. рис. 5.19, в) в момент поступления управляющего
импульса мост открывается и на выходе будет импульс АИМ-I. В ин-
тервалах между управляющими импульсами диоды моста заперты на-
пряжением смещения Е3, выделяемым на элементах RC.
Для преобразования АИМ-I в АИМ-П импульсами АИМ-I малой
длительности заряжают конденсатор С (рис. 5.20) и после формирова-
ния вершины импульса конденсатор разряжают с помощью ключа Кл,
который замыкается со сдвигом во времени по отношению к моментам
появления импульсов АИМ-I. Этот сдвиг и определяет длительность
импульсов АИМ-П.
Основным элементом компрессора и экспандера являются два
встречно направленных и параллельно включенных кремниевых эпи-
> таксиальных диода (рис. 5.21, а), у которых
х| центральный участок вольт-амперной харак-
_____ теристики (рис. 5.21, б) совпадает с логариф-
мической кривой, благодаря чему при вклю-
чении их в схему компрессора (рис. 5.21, в)
и в схему экспандера (рис. 5.21, е) можно по-
Рис. 5.20. Преобразова-
ние АИМ-I в АИМ-П
лучить компандер с логарифмической кривой
компандирования, описываемой для компрес-
сора следующим образом:
U вых — zb
Um In [1 zE
In (1 +fi)
94
Рис. 5.21. Схемы компрессора и экспандера
В этом случае знак «+» берется при UBX > 0 и знак «—» при
4/вх < О, Р — параметр компрессии,
Линейные аналого-цифровые преобразователи. По принципу дей-
ствия кодеры делятся на три основные группы: взвешивающие, счет-
ные и матричные.
Основной задачей кодера является выполнение операции кванто-
вания (в результате чего получаем АИМ отсчеты) и кодирование
АИМ сигналов на передаче. Наиболее простое двоичное кодирование
осуществляется в кодерах взвешивающего типа (рис. 5,22), принцип
работы которых заключается в уравновешивании кодируемых отсче-
тов эталонными токами (эталонами с определенными весами). Коди-
рование сводится к процессу поэтапного взвешивания на чашечных
весах. На одну чашу весов (левую) помещается кодируемый отсчет,
а на другую (правую) последовательно устанавливают три эталона,
начиная с эталона наибольшего веса. На каждом из этапов (тактов)
взвешивания по указателю Болыие-Меныие принимают решение, ос-
тавить эталон на чаше весов или нет. Если отсчет тяжелее эталона,то
последний оставляют и устанавливают эталон следующего (мень-
шего) веса. В противном случае первый эталон снимают и устанав-
ливают эталон меньшего веса.
Очевидно, что по окончании взвешивания отсчет будет уравно-
вешен эталонами, сумма весов которых на чаше будет равна «весу»
754
п йрс Риммы этилонов
Набор „гарь ”
(эталонов)
Лобан чаша /\ Правая чаша
Весы
2л ~
EJL
Результат взбе-
м ищваная в два оч-
ном кеде
110 1
»—।—I—*
12 3 4
8Л 4Д 2Л Д
Этапы бзвешабаная
Рис. 5.22. Схема кодирующего устройства. Принцип действия
95
отсчета с точностью до эталона наименьшего веса. Если результат
каждого из этапов (тактов) взвешивания записывать в виде 1 (эталон
оставлен на чаше весов) и 0 (эталон снят с чаши весов), то по оконча-
нии взвешивания получим запись веса отсчета в двоичном коде. На
рис. 5.22 показан процесс взвешивания и кодирование его результа-
тов для отсчета с весом 13 А.
Процесс декодирования (восстановление номера переданного
уровня и амплитуды отсчета) в этом случае может быть представлен
как выставление (и суммирование) эталонов «гирь» с весами разрядов
кодовой комбинации, в которых проставлены 1.
В схеме кодера взвешивающего типа на семиразрядный (семипози-
ционный) иод (рис. 5.23) имеются электронные ключи 7(7 — 7(7, уп-
равляемые логической схемой ЛС, на вход которой подаются управ-
ляющие импульсы 1—7 с частотой следования, равной частоте следова-
ния кодовых позиций. Ключи 7(7—7(7 срабатывают последовательно,
подключая к схеме сравнения СС взвешенные эталонные токи. Значе-
ние их определяется относительным значением взвешивающего рези-
стора, включенного в схему данного ключа. Замыкание первого ключа
дает 64 единицы (26), второго — 32 (25) и седьмого — 1 (2°). Иначе, за-
мыкание первого ключа дает единицу в седьмом разряде кода, второго—
в шестом и т. д., а при всех замкнутых ключах получим (1111111)
значение 1-26+ Ь2б+1-24+1-23+1.-22+И21+1.2о - 127 плюс ну-
левой уровень и всего будет 128 уровней квантования.
На один вход СС подаются импульсы тока, модулированные по ам-
плитуде (АИМ-П), на другой — взвешенный эталонный ток от источни-
ка эталонного напряжения £эт через взвешивающий резистор R.
В СС эти токи сравниваются. Если взвешенный эталонный ток от К1
больше тока АИМ-П импульса, то из СС подается в ЛС сигнал обрат-
ной связи, который возвращает этот ключ в исходное состояние. Зна-
чение тока АИМ-П импульса меньше 26=64 в седьмом разряде, когда
должен стоять 0. С выхода СС 0 выдается также в линию. Если же взве-
шенный эталонный ток меньше тока (высоты) АИМ-П импульса, то
сигнал обратной связи не поступает в ЛС, ключ 7(7 остается в рабочем
состоянии и с выхода СС выдается 1 седьмого разряда кодовой комбина-
ции. Это означает, что амплитуда АИМ-П импульса имеет значение бо-
Рис. 5.23. Структурная схема кодера взвешивающего типа
96
Тактовые импульсы элементов кода
сигнала.
Рис. 5.24. Структурная схема декодера
лее 64 единиц. Поэтому в момент появления второго тактового импульса
к источнику эталонного напряжения подключается ключом /<2 резис-
тор 2R. Если при этом взвешенный ток, поступающий через К1 и Л2,
будет больше тока АИМ-П импульса, то из СС подается в ЛС сигнал,
который возвращает ключ /<2 в исходное состояние. Это означает, что
значение тока АИМ-П импульса меньше 26 + 25= 64 +32 = 96, но
больше 64. Поэтому с выхода СС в линию подается 0. В момент поступ-
ления третьего тактового импульса замкнется ключ КЗ, Если при
этом взвешенный tqk, поступающий через К1 и КЗ, будет меньше тока
АИМ-П импульса, то в ЛС сигнал не поступит от СС и ключ КЗ оста-
нется замкнутым. При этом в линию будет выдаваться 1. Это означает,
что амплитуда АИМ-П сигнала имеет значение более 26 + 24 = 64+
+ 16 = 80.
Таким образом, в моменты, соответствующие появлению следующих
тактовых импульсов, к источнику эталонного напряжения поочередно
подключаются соответствующими ключами взвешивающие резисторы
R, 2R, 4R,.,., 64R. При подключении очередного резистора значение
взвешенного эталонного тока может оказаться больше или меньше зна-
чения АИМ-П импульса.
Такое взвешивание будет продолжаться до тех пор, пока значения
суммы этих токов и АИМ-П импульса не сравняются с точностью до
одного уровня квантования. Если при очередном поступлении
тактового импульса (подключении ключа) значение взвешивающего
тока будет меньше значения АИМ-П импульса, то на выходе СС появит-
ся 1, если больше, то 0. Так, например, если АИМ-П импульс имеет
значение единиц (уровней), то в рабочем состоянии находятся ключи
КК КЗ, К5—К7, что соответствует кодовой группе 1010111, и сумма
взвешенного эталонного тока составит 1 • 26+0-2б+1 *24+0-23+1 • 22 +
+ Ь21+1-2° = 87 единиц.
Декодер может быть выполнен также по взвешивающему принципу
(рис. 5.24). От устройства синхронизации приемной части системы по-
ступают тактовые импульсы /— 7 элементов кода на логическую схему
ЛС, которая имеет также вход ИКМ сигнала. При совпадении по време-
ни тактовых импульсов с единичными тактовыми импульсами кодовой
4 Зак. 1834 97
группы входного сигнала происходит срабатывание ключей и на выход
схемы декодера подключается источник эталонного тока, значение ко-
торого зависит от сопротивления взвешенного резистора. Если такто-
вый импульс поступает в момент прихода 0 в кодовой группе, то ключ
остается разомкнутым. Например, при поступлении на декодер кодовой
группы 1010101 произойдет замыкание ключей К1, КЗ, К5 и 7(7,
сумма взвешенного тока составит 26 + 24 + 22 + 2° = 1-26+0«25 +
+ Ь24+0-23 + ьгч-о.г1 + Ь2° = 64+16+4+1 - 85 единиц.
В современной аппаратуре ВРК-ИКМ кодеры и декодеры выполняют
на БИСах, что значительно сокращает габариты устройств.
В преобразователях счетного типа временная дискретизация анало-
гового сигнала обычно осуществляется в форме широтно-импульсной
модуляции (ШИМ). Двоичным счетчиком фиксируется число импульсов,
формируемых высокочастотным генератором за время импульса
ШИМ. Состояние отдельных ступеней счетчика после окончания счета
соответствует значениям символов кодовой группы двоичного кода.
Построение преобразователей счетного типа требует высокого быстро-
действия отдельных функциональных узлов.
В аналого-цифровых преобразователях АЦП, использующих мат-
ричный метод преобразования, образуется кодовое поле, состоящее из
пространственно разделенных элементов, число которых равно числу
разрешенных для передачи уровней квантования. При кодировании
определяется пространственный элемент, соответствующий уровню
квантования, ближайшему к текущему значению входного сигнала.
Информация о номере этого элемента в виде кодовой группы поступа-
ет на выход преобразователя. Кодовое поле матричного преобразовате-
ля может представлять собой набор пороговых устройств (как правило,
при числе разряда не более пяти) или кодовую маску в специальной
электронно-лучевой кодирующей трубке (при восьми-девяти разрядах).
Линейные цифро-аналоговые преобразователи. В системах с ИКМ
они преобразуют позиционные коды в отсчеты сигнала суммированием
символов кодовой группы с постоянными весами. Для натурального
двоичного кода значение отсчета
ис=Ь 2 а<-2п-‘' , (5.1)
i=l
где 6 — шаг квантования;
ai — кодовый символ;
i — номер разряда,
а для симметричного двоичного кода
п
t/c=(-l)1+a!S 2 ai -2n~' .
i=2
Цифро-аналоговое преобразование может осуществляться последо-
вательной обработкой символов кодовой группы, поступающих на об-
щий вход ЦАП, и параллельным декодированием всех символов кодо-
вой группы, действующих на п входах ЦАП.
Наибольшее распространение в системах с ИКМ получили ЦАП па-
раллельного кода, использующие матричные (лестничные) схемы
98
(рис. 5.25). Матричная схема декодирования двоичного позиционного
кода содержит резисторы R и 2R. Символы кодовой группы управляют
источниками тока ИТ (рис. 5. 25, а) или напряжения ИН (рис. 5.25, б)
соответствующих разрядов. Все разрядные эталонные источники оди-
наковы. Управляемые источники токов ИТ образуются подключением
питающего напряжения к узлам матричной схемы через ключи и рези-
сторы с большим сопротивлением (Лит > Я); управляемые источники
напряжения ИН представляют собой ключи, подключающие парал-
лельные резисторы (сопротивлением 2R) матричной схемы к земле или
напряжению питания в зависимости от значения кодового символа со-
ответствующего разряда. Напряжение на выходе матричной схемы оп-
ределяется выражением (5.1), в котором для схемы рис. 5.25, а
3-2п~2 (2/ЗЯ + /?н) ’
а для схемы рис. 5.25, б
g^ИТ R&
~ 3-2П“1 (2/3/? + ^н)‘
В таких кодерах отсчет выражается суммой определенного набора
эталонных сигналов.
5.5. Устройства нормализации и гашения импульсов
Для нормализации импульсов в системах с ФИМ применяют схемы
с контуром ударного возбуждения, включенным на выходе усилителя
(рис. 5.26). На вход усилителя передающей части аппаратуры подается
модулированная последовательность импульсов всех каналов, сформи-
рованйых в индивидуальных цепях и поэтому отличающихся по ампли-
туде и длительности. Усилитель нормально закрыт и открывается при
поступлении импульса, выходной ток усилителя изменяется скачком
от нуля до /тах.
Под воздействием перепада тока контур получает ударное возбужде-
ние. В нем возникают собственные затухающие колебания частотой,
определяемой индуктивностью L и емкостью С,
fp—1/(2л УГС).
4*
99
Диод Д включен так, что в первый полупериод колебаний, когда на
нижней обкладке конденсатора С минус, а на верхней плюс, он заперт.
В следующий полупериод полярность напряжения на обкладках кон-
денсатора меняется, диод открывается и контур шунтируется сопро-
тивлением резистора R. Запасенная в конденсаторе энергия выделяется
на сопротивление R, и колебательный процесс прекращается. Таким об-
разом, какой бы длительности входные импульсы ни были (но не менее
четверти периода собственных колебаний контура), на контуре получа-
ется импульс (полупериод собственных колебаний) одной и той же дли-
тельности т = л]/ЛС, зависящий только от его резонансной частоты,
т. е. происходит нормализация (калибровка импульсов по длительно-
сти). Затем эти импульсы проходят через двусторонний ограничитель,
на выходе которого получаются импульсы, нормализованные по дли-
тельности и амплитуде, и формой, близкой к прямоугольной.
В качестве нормализаторов импульсов используются также схемы
с одним устойчивым состоянием, например ждущий мультивибратор,
который запускается искаженным импульсом, а возвращается в исход-
ное положение через определенный интервал времени т.
В системах с ИКМ для нормализации импульсов применяется прин-
цип замены последовательности импульсов Л, искаженной шума-
ми и помехами, импульсами, вырабатываемыми местным генератором, В
(рис. 5.27), в качестве которого используются генераторы тактовой и
групповых частот. Сигналы А и В подаются на логический элемент И,
на выходе которого получается нормализованный сигнал С. При зна-
чительных искажениях импульсов Л применяют более сложные схемы
регенераторов.
Схемы регенераторов, применяемые на практике, классифицируются
по способу использования колебаний тактовой частоты. Различают ре-
генераторы с полным и частичным восстановлениями временных поло-
жений импульсов. В первых регенераторах строб-импульсы не форми-
руются, а выделенное выделителем тактовой частоты колебание так-
товой частоты подается на один из входов решающего устройства (на-
пример, схемы И), а на другой — сигнальные импульсы. При полной ре-
Рис. 5.26. Нормализация модулиро-
ванной последовательности с ФИМ
с помощью контура ударного воз-
буждения
Рис. 5.27. Нормализация модулиро-
ванной последовательности с ИКМ
с помощью логического элемента
НЕТ
100
регенерации на выходе выделителя тактовой частоты формируются уз-
кие стробирующие импульсы, которые в несколько раз уже регенери-
руемых.
Синхронизация в системах связи с ИКМ. Согласованная работа уз-
лов генераторного оборудования (ГО — см. рис. 5.11) передающей и
приемной сторон РРЛ обеспечивается устройствами тактовой и цикло-
вой синхронизаций. ГО вырабатывает следующие основные частоты:
тактовую частоту системы /т, частоту следования кодовых групп n
частоту дискретизации или частоту следования циклов /д = /ц, а
также частоту дискретизации каналов передачи СУВ или частоту сле-
дования сверхциклов /дсув = /сцс- В аппаратуре ИКМ-30 указанные
частоты связаны между собой следующими соотношениями;
^т~^сЦС ^к.г = Аг/—
где m — разрядность кода;
2V — число каналов в системе;
k — число циклов в сверхцикле.
В ИКМ-30 m = 8, N = 32, & = 16, /Сцс = 500 Гц и fT = 2048 кГц.
Частоты импульсных последовательностей получаются делением fT
регистрами, на выходах которых формируются разрядные РИ, каналь-
ные КИ и сигнальные СУВ (цикловые Ц) импульсные последователь-
ности. Разрядные импульсы используются для формирования разрядов
кодовых групп, канальные — управления ключами АИМ на передаче
и временньхми селекторами ВС на приеме, а сигнальные — для дискре-
тизации каналов передачи СУВ.
Синхронизация по тактовой частоте обеспечивает равенство скоро-
стей обработки сигналов на передающей и принимающей станциях.
Правильное распределение каналов обеспечивается системой цикловой
синхронизации. В аппаратуре ИКМ-30 в качестве синхросигнала цик-
ловой синхронизации используется семиразрядная кодовая группа со
структурой вида 0011011, которая передается один раз в два цикла,
а в качестве приемника многосимвольного синхросигнала— приемник
со скользящим поиском и одноразрядным сдвигом (рис. 5.28). При-
нятый ИКМ сигнал поступает на выделитель тактовой частоты ВТЧ
и одновременно проходит через опознаватель синхрогрупп. При по-
ступлении синхрогруппы в регистр сдвига PC последний срабатывает
и на выходе схемы И1 появляется сигнал. Анализатор А сравни-
вает мрмент его появления с моментом поступления местного сигнала
контроля, формируемого схемой И2 (на схеме показано, что синхро-
сигнал передается в первом канальном интервале, занимая все его
импульсные позиции). При совпадении сигналов принимается решение
о состоянии синхронизма и анализатор А срабатывает по выходу
Синхронизм, в противном случае формируется сигнал ошибки и ана-
лизатор срабатывает по выходу Ошибка.
Решающее устройство РУ (накопитель) считает сигналы ошибок и
при поступлении четырех ошибок подряд принимает решение о поте-
ре синхронизма, в результате чего подает сигнал запрета на работу
101
Рис. 5.29. Схема, поясняющая прин-
цип дискретизации канала передачи
СУВ
Рис. 5.28. Схема, поясняющая прин-
цип построения приемника цикловой
синхронизации
генераторного оборудования ГО. Работа делителя ГО (см. рис. 5.11) и
декодирование сигналов прекращается, однако ячейки т (ДР) и КИ
(ДК), выходы которых соединены с входом//2, остаются включенными,
а система переходит в режим поиска синхросигнала. В этом режиме по-
разрядная запись ИКМ сигнала в регистр опознавателя продолжается,
и при поступлении синхрогруппы на выходе схемы И1 вновь появляет-
ся сигнал. Анализатор А срабатывает по выходу Синхронизм, а нако-
питель РУ переводится в исходное состояние, снимая сигнал запрета с
работы ГО.
Для передачи сигналов управления и взаимодействия СУВ исполь-
зуются дискретные сигнальные каналы (СК). Для их организации от-
Цикл 125 мкс
СУВ
1 Канальные
интервалы
_____[~П
\ Импульсная позиция
\ для передачи СУВ
< Циклы передачи.
\ (р) ^сВеркцикл
| 4? | ZH |цГ|ЦЗ I IZ/71 j j Д51 «7 1
Импульсная позиция
для передачи СУВ (Р)
Ц1,СК1____________
Ц2, СК2
ЦЗ, СКЗ
Рис. 5.30. Временные диаграммы работы каналов передачи СУВ
t
7
7
t
102
СУВ
водятся специальные импульсные позиции в цикле передачи. СУВ вво-
дятся через устройство объединения непосредственно на импульсные
позиции цикла, предназначенные для их передачи. Дискретизация
СУВ по времени осуществляется импульсными последовательностями
(рис. 5.29), поступающими от генераторного оборудования ГО. На вход
1 схемы И подается СУВ напряжением постоянного тока (график /),
на вход 2 — последовательность импульсов, период дискретизации ко-
торой Тдсув=2,0 мс намного больше периода дискретизации сигналов
телефонных каналов (125 мкс). Это дает возможность организовать не-
сколько дискретных сигнальных каналов на одной импульсной пози-
ции цикла с меньшей скоростью передачи. С этой целью эти несколь-
ко циклов передачи объединяют в сверхцикл. Число циклов в сверх-
цикле определяет то число СК, которое может быть получено на каж-
дой импульсной позиции цикла, отведенной для передачи СУВ. За один
сверхцикл все СК опробуются по одному разу. Счет циклов в сверх-
цикле и распределение СК на приеме достигается системой сверхцик-
ловой синхронизации. Схема рис. 5.30 поясняет принцип организации
всего лишь трех СК, объединенных в сверхцикл, состоящий из трех
циклов передачи (в ИКМ-30 один сверхцикл содержит 16 циклов).
Каналы передачи СУВ могут быть организованы по схеме рис. 5.31.
РАЗДЕЛ 2
РАДИОЧАСТОТНОЕ
ОБОРУДОВАНИЕ РРЛ
Глава 6
АНТЕННЫЕ УСТРОЙСТВА РРЛ
6.1. Параметры антенн РРЛ и требования к ним
Характерная особенность РРЛ состоит в использовании направ-
ленных антенн, позволяющих при меньшей мощности излучающих
хстройств создать в месте приема поле требуемой интенсивности. На-
правленные свойства антенн оценивают следующими параметрами.
Диаграмма направленности (ДН) антенны характеризует угловое
распределение энергии излучения в пространстве. Создаваемое антен-
ной поле характеризуется амплитудой, фазой и поляризацией. На
практике при анализе свойств антенн ограничиваются амплитудой ДН
в горизонтальной и вертикальной плоскостях. Поляризация излучае-
мых волн определяется положением антенны в пространстве. Если
электрические силовые линии электромагнитного поля, созданного ан-
тенной, расположены в горизонтальной (вертикальной) плоскости, то
антенна имеет горизонтальную (вертикальную) поляризацию.
Диаграммы направленности обычно строят в полярной системе ко-
ординат (рис. 6.1, а). Максимальный уровень сигнала на диаграмме
принят за единицу, в направлении радиусов-векторов откладывается
величина Е/Етах, пропорциональная интенсивности сигнала. Антенны
радиорелейных систем связи имеют узкие диаграммы излучения, что
затрудняет их изображение в полярной системе координат. В этих
случаях диаграммы строят в прямоугольной (декартовой) системе ко-
ординат (рис. 6.1, б), откладывая по оси ординат Е/Етах, а по оси аб-
сцисс — угол поворота антенны 0°.
Иногда ДН строят в относительных единицах мощности. Так как
мощность пропорциональна квадрату напряжения, то ДН по мощно-
сти (E/Emax)2 = (1/J/2)2 = 0,5 = - 3 дБ.
Ширина диаграммы излучения оценивается углом раствора глав-
ного лепестка по половинной мощности 20Oi5 и минимуму поля 20о
(по нулям, т. е. основанию лепестка, см. рис. 6.1, б). Под углом раст-
вора диаграммы направленности в данной плоскости понимают угол
главного лепестка, лежащий между направлениями, в которых напря-
жение сигнала снижается до значения Е/Етах = 0,7 или мощность до
значения 0,5. Ширина главного лепестка высокоэффективных антенн
1—2°.
10 4
На РРЛ прямой видимости поле в точке приема в основном созда-
ется прямым лучом. При изменениях атмосферной рефракции (искрив-
ления пути распространения) возможна девиация прямого луча. Для
обеспечения устойчивости связи ширина диаграммы должна быть
больше девиации луча, чтобы луч не выходил за пределы главного
лепестка диаграммы. Практически девиация луча в горизонтальной
плоскости в интервале 50 км составляет 0,25°, а в вертикальной — око-
ло 1°.
Коэффициент направленного действия (КПД) исследуемой переда-
ющей антенны определяется как отношение квадрата напряженности
поля, созданного антенной в заданном (главном) направлении, к сред-
нему по всем направлениям значению квадрата напряженности поля.
Он характеризует способность антенны концентрировать излучение в
главном направлении передачи. КНД приемной антенны оценивают
отношением мощности сигнала на входе приемника при приеме с за-
данного направления к среднему по всем направлениям значению мощ-
ности, поступающей на его вход. Антенны РРЛ обратимы, поэто-
му их КНД не зависит от использования антенны при передаче или
приеме.
Для поверхностных (апертурных) антенн, излучение которых опре-
деляется возбужденной поверхностью, КНД
О = 4лу (Sn/V),
где Зд — площадь апертуры (раскрыва) антенны;
X — длина рабочей волны;
у = 0,6ч-О 8 — коэффициент использования площади антенны, учитывающий
неравномерность распределения амплитуд и фаз поля в ее
раскрыве.
Экспериментально КНД определяют сравнением сигналов от ис-
пытуемой и эталонной антенн.
Между КНД и шириной диаграммы главного лепестка 29 сущест-
вует следующее соотношение:
0^34 000/(20* -20; ),
где 201 и 2 0g — ширина главного лепестка ДН соответственно в горизонтальной
и вертикальной плоскостях.
Рис. 6.1. Диа1раммы направленности в прямоугольной (а) и полярной системах
координат (6)
105
Коэффициент усиления антенны более полно характеризует ев
энергетические свойства, так как учитывает не только ее направлен-
ные свойства, но и к.п.д.:
Ч]~Р п131? иэл/О13 ивл + ^пот)»
где Рп, Р1]5Л. ^пот — мощности соответственно подводимая, излучаемая антен-
ной и омических потерь в элементах антенны.
Относительно изотропного (ненаправленного) излучателя коэффи-
циент усиления антенн оценивают отношением мощности, подводимой
к изотропной антенне с к.п.д., равным единице, к мощности, подво-
димой к исследуемой антенне, при условии одинаковой напряженно-
сти поля в месте приема:
G=x\D,
де G п т] — соответственно коэффициент усиления и к. п. д. антенны.
Для большинства антенн, применяемых на РРЛ, к.п.д. близок к
единице, поэтому коэффициент усиления в относительных единицах и
децибелах
G ж D — (5Д/Х2), или 0=10 1g 4лу5д/Х2.
На РРЛ используются антенны, с площадью раскрыва 2—15 м2.
Коэффициент усиления таких антенн в дециметровом диапазоне со-
ставляет 25—30 дБ, а в сантиметровом — 40—45 дБ. Применение ан-
тенн с таким относительно большим коэффициентом усиления позволя-
ет ограничиться небольшой (около 2 Вт) мощностью колебаний передат-
чика.
Коэффициент защитного действия (КЗИ) антенны в побочных на-
правлениях оценивают отношением ее коэффициента усиления в на-
правлении главного максимума диаграммы направленности G к коэф-
фициенту усиления антенны в рассматриваемом направлении макси-
мума бокового лепестка. На промежуточных станциях РРЛ максимумы
ДН антенн разных направлений смещены на 180°, поэтому КЗД
р,г=О/О180° •
Для получения удовлетворительного защитного действия антенны
р, должно быть равно или больше 65 дБ, что обеспечить технически
сложно. На практике для повышения защитного действия применяют
артогональность поляризаций приема. Снижение уровня боковых
лепестков достигается высокой точностью изготовления зеркала
антенн.
Кросс-поляризационная защита антенны показывает ослабление по-
ля перекрестной поляризации при приеме сигнала с главного и близ-
ких к нему направлений. Она характеризует уровень взаимных помех
между стволами РРЛ. Кросс-поляризационная защита антенн должна
составлять 20—30 дБ. На многоствольных РРЛ антенны желательно
юстировать не по максимуму сигнала, а по минимуму кросс-поляризо-
ванной составляющей.
Антенна должна быть хорошо согласована с фидерным трактом.
Несогласованность последнего с антенной и аппаратурой вызывает
106
появление в фидере отраженных волн или волн другой поляризации,
что увеличивает уровень переходных|шумов в каналах, а при передаче
телевизионных сигналов возникают искажения изображения. Для ли-
ний средней емкости телефонных стволов суммарный коэффициент от-
ражения не должен превышать 2,5—3%.
Полоса пропускания антенны определяется полосой частот, в преде-
лах которой коэффициент бегущей волны (КБВ) антенного фидера (по-
ртдка 0,96—0,98) и коэффициент усиления антенны удовлетворяют
заданным значениям. В многоствольных системах сантиметрового диа-
пазона ширина полосы пропускания должна составлять Д/ = (0,15 4-
4- 0,2) /0, где /0 — средняя частота полосы.
Важным критерием при выборе типа антенной системы является
ее стоимость, сравниваемая со стоимостью радиотехнического оборудо-
вания линии. Технология изготовления самой антенны должна быть
простой и для улучшения характеристик излучения обеспечивать высо-
кую точность изготовления. Антенна должна нормально работать при
изменении климатических условий, иметь устройства ориентации и
контроля.
6.2. Параболические антенны
Однозеркальная антенна. Однозеркальная осесимметричная пара-
болическая антенна (ПА) состоит из отражающего зеркала 1 и облу-
чателя 2 (рис. 6.2). Алюминиевое отражающее зеркало (сплошное, пер-
форированное или решетчатое) выполнено в виде параболоида вра-
щения 1с точностью (0,3—0,5) 1] с фокусом которого совмещен фазовый
центр облучателя. Облучатель излучает сферическую электромагнит-
ную волну, параболоидный отражатель преобразует сферический фронт
волны облучателя в плоский, что даег направленное излучение.
Энергия облучателя, падая на зеркало, возбуждает токи на его по-
верхности. Каждый элемент поверхности можно рассматривать как
элементарный источник (вибратор), который излучает энергию. В на-
правлении оси параболоида все элементы его поверхности создают по-
ля одинаковой фазы.
Синфазность полей, соз-
даваемых всеми возбуж-
денными элементами по-
верхности, обеспечивает
в направлении оси пара-
болоида наибольшую ин-
тенсивность излучения.
В этом отношении ПА
сходна с прожектором,
дающим световой луч с
очень малым углом раст-
вора.
Параболические ан-
тенны с углом раствора
2ф0<я относят к длинно-
107
Рис. 6.2. Однозеркаль-
ная осесимметричная па-
раболическая антенна
фокусным, а с 2ф0 л — к короткофокусным. На РРЛ для получе-
ния большого защитного действия предпочтительны короткофокусные
параболоиды. Иногда для этой цели устанавливается цилиндрический
кольцевой экран 3.
Облучатели. В параболических антеннах РРЛ обычно применяют
рупорные облучатели с волноводным питанием. В диапазоне децимет-
ровых волн иногда используют выбраторные облучатели.
На практике в основном применяют пирамидальные рупорные об-
лучатели (рис. 6.3, а) и конические (рис. 6.3, б). В первом случае они
питаются от волноводов прямоугольного, во втором — круглого сече-
ния. Если рупор облучателя достаточно длинный, расхождение фаз
поля в раскрыве мало (практически меньше 45°), диаграмма направлен-
ности более узк&. При наличии заметной расфазировки в раскрыве
рупора ДН его искажается (расширяется главный лепесток, растет
уровень боковых лепестков, нечетко выражены минимумы поля и т.п.).
Согласование рупорных излучателей определяется отражениями
сигнала от раскрыва и отражениями в области перехода волновода в
рупор. Коэффициент отражения в последнем случае тем меньше, чем
меньше угол раствора рупора и чем больше сечение волновода отлича-
ется от критического (Хкр = 2b, где b — широкая сторона волновода).
Хорошие параметры имеют рупорные излучатели с четвертьволно-
выми канавками (рис. 6.3, в) и рупоры с изломом (рис. 6.3, г), обеспечи-
вающие асимметричность диаграммы при низком уровне боковых ле-
пестков. На рис. 6.4 приведены ДН в плоскости Е обычного коническо-
го рупора (кривая /) и конического рупора с изломом (кривая 2), ис-
пользуемые для облучения зеркал с углом раствора 2хр0 = 32°. Из
рис. 6.4 видно, что рупор с изломом обеспечивает более равномерное
Рис. 6.4. Диаграмма направленности
конического рупора
возбуждение зеркала при меньших
потерях энергии на утечку (область
за штриховой линией).
Вибраторный облу-
чатель (рис. 6.5, а) содержит
излучающий элемент— полуволно-
вой вибратор 2, соединенный с
внутренним и наружным проводни-
ками жесткого коаксиального фи-
дера 5. Перед вибратором на рас-
стоянии 1/4 помещен дисковый
контррефлектор /, который замы-
кает коаксиальный фидер, образуя
«металлический изолятор». Контр
108
Рис. 6.5. Вибраторные облучатели
рефлектор повышает эффективность использования передающей ан-
тенной энергии облучателя, чем обеспечивает большее ее усиление.
Со стороны зеркала антенны к фидеру припаян симметрирующий
трансформатор 3, выполненный в виде замкнутого в основании четверть-
волнового металлического стакана с очень большим входным сопро-
тивлением. Этим самым исключается утечка токов сигнала по внешней
оболочке фидера, соединенной с заземленным корпусом аппаратуры.
Облучатель заключен в диэлектрический полистироловый кожух 4,
который снижает воздействие атмосферных осадков на работу антенны.
Одновибраторные облучатели используются в антеннах, работаю-
щих только на прием или только на передачу сигнала. Если система ра-
ботает и на передачу и на прием, в облучателе предусматривают два
смещенных вдоль оси антенны взаимно перпендикулярных вибратора
2 (рис. 6.5, б) с различной поляризацией поля, дополнительно развя-
занных селективной решеткой 5. Один вибратор соединен с приемни-
ком, а другой — с передатчиком.
Параметры антенны. Коэффициент усиления ПА с вибраторным
облучателем
0=4лу (SoА2) 30 4- 40 дБ,
где So = Jid2/4 — площадь раскрыва параболоида с диаметром раскрыва d;
у — коэффициент использования поверхности КИП, зависящий от
неоднородности поля в излучающем отверстии антенны. КИП
зависит от угла раскрыва 2ф0; при 2ф0 = 140° у = 0,6-?0,8
Ширина главного лепестка ДН с вибраторным облучателем и контр-
рефлектором в плоскости вибратора 6о,5 ~
Коэффициент защитного действия мал. Переходное затухание при
G = 40 дБ и ориентировании антенн в противоположные стороны со-
ставляет 60—70 дБ, а при смежном размещении и ориентировании
в одну рторону 50—60 дБ.
Недостатком ПА является сильная обратная реакция зеркала на
облучатель. Часть энергии, отраженной зеркалом, поглощается облу-
чателем, а часть отражается им обратно, нарушая амплитудные и фа-
зовые соотношения поля в раскрыве. За счет такой реакции зеркала на
облучатель снижается реальный коэффициент усиления антенны, ухуд-
шаются характеристики излучения, возрастает рассогласование антен-
но-фидерного тракта.
Согласование облучателя с фидером улучшают, вынося облучатель
из поля действия отраженных волн, применяя параболические зеркала
109
Рис. 6.6. Антенна с гиперболическим (а) и эллиптическим (б) переизлучателями
с отверстием в центре и поворачивая на 90° плоскость поляризации от-
раженной от зеркала волны. Дополнительное рассогласование ПА мо-
жет возникнуть при появлении атмосферных осадков (снега, льда) на
диэлектрическом кожухе облучателя. Осадки приводят к отражениям
волн, вызывая изменения КБВ фидера.
Достоинствами ПА является простота конструкции, небольшой вес,
невысокая стоимость. ПА используются на линиях небольшой и средней
емкости, работающих по системе четырех рабочих частот в диапазоне
дециметровых и сантиметровых волн.
Двухзеркальные антенны. Антенна с гиперболичес-
ким пере излучателем АДГ (иногда именуется антенной
Кассегрена) состоит (рис. 6.6, а) из параболического’отражателя /, ма-
лого гиперболического зеркала (субрефлектора) 2, один из фокусов ко-
торого F1 совмещен с фокусом параболоида, и конического рупорного
облучателя 3, фазовый центр которого совмещен со вторым фокусом F2
гиперболоида.
Рупорный облучатель облучает малое зеркало субрефлектора,
которое переизлучает энергию на основное параболическое зеркало,
Поле облучателя после отражений от субрефлектора и основного зер-
кала трансформируется в раскрыве антенны в плоскую волну.
Недостатком АДГ является реакция малого зеркала на облучатель,
что затрудняет согласование, обеспечивает невысокий КИП, невозмож-
ность совмещения диапазонов. Эти антенны с диаметром большого зер-
кала 12 м применяются на наземных станциях спутниковых РРЛ.
Осесимметричная антенна с эллиптичес-
ким переизлучателем АДЭ (рис. 6.6, 6) состоит из основно-
го зеркала /, представляющего поверхность, образованную вращением
параболы MN относительно оси антенны АА; вспомогательного зерка-
ла (субрефлектора) 2, имеющего форму конуса и образованного враще-
нием отрезка 2WW эллипса вокруг оси симметрии АА рупорного облу-
чателя 3, фазовый центр которого расположен на оси симметрии антен-
ны. Один из фокусов F1 эллипса совпадает с фокусом параболы, а дру-
110
Рис. 6.7. Рупорно-параболистическая антенна (а,
б) и ее диаграмма (в)
^/////// Плот!
Фронт
Волны
1ВВ°-
210\
150°С/
№ Л0°
гой F2—с фазовым центром рупорного облучателя. При такой конст-
рукции лучи, излучаемые облучателем, отражаются от вспомогатель-
ного зеркала и попадают на основное параболическое зеркало, минуя
рупорный облучатель.
В качестве облучателя используется рупор с изломом (см. рис. 6.3,а)
или расфазированный рупор с углом раствора 90° и постоянной по ши-
рине диаграммой направленности в широком диапазоне частот. Субреф-
лектор крепится V рупорному облучателю заполнением пространства
между ними радиопрозрачным диэлектриком.
Коническое острие субрефлектора ослабляет его реакцию и улучша-
ет согласование антенны. Это позволяет сократить расстояние между
облучателем и субрефлектором и тем самым уменьшить утечку энергии.
Вследствие инверсии лучей обеспечивается большая равномерность ам-
плитудного распределения поля в раскрыве антенны. Высокое естест-
венное согласование в широком диапазоне волн обеспечивает возмож-
ность совмещения в антенне различных диапазонов. Для получения
хороших направленных свойств и высокого защитного действия антенна
выполняется короткофокусной (2 ф0 « 210°) и снабжается специаль-
ными экранами, расположенными на кромке основного зеркала, и диф-
ракционным экраном на тыльной стороне зеркала.
Выпускаются серийно антенны с диаметром 5; 3,5; 2,5; 1 м и др.
для работы в диапазонах 2, 4, 6, 8, 11 ГГц. Антенна с диаметрами ос-
новного 5 м (АДЭ-5) и вспомогательного 0,5 м зеркал используется в
диапазоне 4 ГГц и имеет G = 43 дБ, р = 65 дБ, коэффициент отраже-
ния в питающем фидере 2—3%.
6.3. Рупорно-параболические и перископические антенны
Рупорно-параболическая антенна (РПА). Эта антенна представля-
ет собой комбинацию из части параболоида вращения и пирамидаль-
ного рупора, вершина которого совмещена с фокусом параболоида
(рис. 6.7, а\ РПА (рис. 6.7, б) содержит параболическое зеркало /,
пирамидальный рупор 2 и согласующий рупорный переход 3. Хорошее
согл асование рупора с питающим волноводом достигается применением
перехода длиной I = (44-8) к с плавно меняющимся сечением.
Рупор с оптимальным углом раскрыва 30—40° превращает прихо-
дящую из волновода электромагнитную волну в сферическую, которая,
отражаясь от параболоидального зеркала, трансформируется в плос-
кую и изменяет на 90° направление движения. Облучатель в антенне
вынесен из поля зеркала, поэтому реакция зеркала на облучатель от-
сутствует, что также облегчает согласование антенны с волноводом в
широком диапазоне частот. Коэффициент отражения в полосе частот
10—12 МГц не превышает 1%. Коэффициент усиления антенны на час-
тоте, превышающей 4 ГГц, при площади 6—8 м2
О=4лу (Sa/V) = 40 4- 50 дБ.
Экранирующее действие рупора и зеркала обеспечивает значитель-
ное ослабление боковых лепестков и хорошее (> 70 дБ) защитное дей-
ствие антенны.
Для ориентировки диаграммы направленности (рис. 6.7, в) в про-
странстве в антенне предусмотрено устройство, позволяющее повора-
чивать ее в горизонтальной (до+100) и вертикальной (до +5°) плоско-
стях Для защиты от атмосферных осадков раскрыв антенны закрыт ди-
электриком, а для предотвращения проникновения воды в антенно-
волновой тракт его наполняют воздухом под избыточным давлением.
Антенна может быть использована для работы в нескольких диапа-
зонах частот, отведенных для радиорелейной связи. Она одновременно
работает на прием и передачу при взаимно перпендикулярных поляри-
зациях волн. Развязка по поляризации в главном направлении сос-
тавляет 35—40 дБ на частоте 4 ГГц и 30—35 дБ на частоте 6 ГГц. Не-
смотря на свою громоздкость, РПА широко применяются на многост-
вольных, многоканальных РРЛ в диапазонах 4, 6, 8 ГГц при двухчас-
тотной системе связи.
Перископические антенны. Длинные фидеры, прокладываемые
между аппаратурой и антенной РРС, вызывают потери энергии, сни-
жающие к. п. д. передачи. С меньшими потерями и лучшим согласова-
нием можно передавать энергию перископической антенной Пери-
скопическая антенная система (рис. 6.8, а) содержит остронаправ-
ленное нижнее зеркало НЗ, размещенное у поверхности земли, и верх-
нее зеркало-переизлучатель S3, установленное на вершине башни.
Энергия передатчика направляется рупорным облучателем РО на ниж-
нее зеркало, которое отражает падающие волны на верхнее (обычное
плоское) зеркало. Верхнее зеркало поворачивает главный максимум
диаграммы направленности в горизонтальном направлении в сторону
соседней станции.
Эффективность перископической антенной системы в основном оп-
ределяется к. п. д. передачи энергии между зеркалами и фазовым со-
отношением поля в раскрыве верхнего зеркала. Нижнее зеркало вы-
полняется в виде части поверхности параболоида или эллипсоида вра-
щения. Рупорный облучатель помещают в одном фокусе F1 эллипсо-
ида (рис. 6.8, б), а центр верхнего зеркала совмещают с его вторым фо-
кусом F2. Энергия, отражаемая нижним зеркалом, фокусируется во
112
Рис. 6.8. Перископическая антенна
втором фокусе (в верхнем зеркале), вследствие чего повышается к.п.д.
передачи антенны. Диаграмма направленности перископической ан-
тенны получается сложной, содержит много побочных лепестков, ко-
торые возникают из-за отражения от мачт, а также излучаются нижним
зеркалом.
Коэффициент усиления перископической антенны
G « 4л (SB/Xa) ув qn,
X
где $виув- соответственно площадь и КИП раскрыва верхнего зеркала;
т]п — коэффициент передачи энергии между зеркалами
КИП и коэффициент передачи энергии зависят от распределения
поля в нижнем зеркале, относительных размеров нижнего и верхнего
зеркал и расстояния между ними.
Достоинствами антенны являются малое затухание, высокий к. п. д.,
возможность работы в смежных диапазонах, относительно боль-
шой коэффициент усиления (30—40 дБ), относительная простота уст-
ройства. К недостаткам относят слабое защитное действие (45—55 дБ);
повышенный уровень боковых лепестков в диаграмме направленности;
прием нижним зеркалом сигналов, отраженных от башни, приводя-
щий к появлению нелинейных искажений; повышенные требования к
жесткости антенных опор, так как при отклонении башни на угол а
ось диаграммы поворачивается на 2а, что при малом угле раствора диа-
граммы ведет к замираниям сигнала у корреспондента. Перископичес-
кая антенна применяется на РРЛ малой и средней емкости, работаю-
щих по( четырехчастотному плану.
6.4. Синфазные антенны
Спиральные антенны применяются в длинноволновой части деци-
метрового диапазона (390—470 МГц). На практике в радиорелейных
системах используются цилиндрические регуляторные спиральные ан-
тенны (рис. 6.9, а), у которых геометрические параметры (шаг, радиус,
диаметр провода) постоянны по всей длине. При таком исполнении спи-
113
рали ток распределяется в ней равномерно. Если окружность спирали
становится близкой к длине рабочей волны (2л/? = X, где /? — радиус
спирали), то излучаемое антенной электрическое поле, ортогональное
оси спирали, вращается, принимая эллиптическую или близкую к
круговой поляризацию. Максимум этого поля направлен вдоль оси
спирали.
Спиральные антенны с осевым излучением имеют хорошие диапа-
зонные свойства (коэффициент перекрытия от 1,5 до 10), однонаправ-
ленную диаграмму направленности с шириной 290>5 ж (25-? 180)°.
Коэффициент усиления односпиральной антенны, работающей в ре-
жиме осевого излучения, по отношению к изотропному излучателю
G=15 (Ш)2 п (d/Х) 13 дБ,
где L — длина витка спирали;
К — шаг спирали;
п — число витков;
6 — длина волны.
Для получения большого усиления параллельно включают несколь-
ко синфазно-питаемых спиралей. Усиление двухэлементной антенны
(рис. 6.9, б) 15,5 дБ, защитное действие около 20 дБ.
Антенна «волновой канал» применяется для малоканальных РРЛ
средней части метрового диапазона волн. Рассмотрим две ортогональ-
но расположенные антенны «волновой канал», совмещенные на общей
штанге (рис. 6.10): одна используется для передачи, другая—для
приема сигналов.
Каждая антенна состоит из ряда параллельных металлических виб-
раторов, расположенных в одной плоскости и укрепленных на направ-
ляющей штанге. Один из вибраторов А является активным, крепится
к штанге на изоляторах И и соединяется фидером с входом приемника
или выходом передатчика. Остальные вибраторы являются пассив-
ными и возбуждаются полем активного вибратора. Они крепятся к
штанге без изоляции. Пассивный вибратор Р, расположенный сзади
активного, является рефлектором (отражателем). Вибраторы Д1, Д2,
Рис. 6.9. Спиральные антенны:
1 — спираль; 2 — изометр; 3 — штанга; 4 — рефлектор
114
расположенные перед активным
вибратором» называются директо-
рами.
Расстояние между вибраторами
и их длина (рис. 6.10, а) выбраны
такими, чтобы их поля складыва-
лись по фазе в направлении дирек-
торов, что придает антенне направ-
ленное действие. Активный вибра-
тор антенны соединяется с фиде-
ром через симметрирующее уст-
ройство, выполненное в виде метал-
лической трубки длиной ХсР/4
(рис. 6.10, б). Трубка с оболочкой
фидера образует четвертьволновую
короткозамкнутую линию 4 с очень
высоким выходным сопротивле-
Рис. 6.10. Антенна «волновой ка-
нал»
нием в месте подключения фиде-
ра к активному вибратору /. Благодаря этому ток, подводимый
по фидеру 3 от передатчика к активному вибратору А или от него
к приемнику, не ответвляется во внешнюю оболочку 2 фидера. Сим-
метрирующее устройство размещают внутри направляющей штан-
ги. Обычно вертикальная антенна настроена на более высокие частоты
и имеет меныпую длину симметрирующего устройства. КНД и ширина
главного лепестка диаграммы направленности зависят от отношения
1/К (см. рис. 6. 10, а). Антенна обладает коэффициентом усиления 6 дБ
(по сравнению с полуволновым вибратором) и относительно большим
углом раствора (порядка 20о?5 = (75—80)° в вертикальной и (45 4- 70)°
в горизонтальной плоскостях) главного лепестка диаграммы направ-
ленности. Переходное затухание между горизонтальной и вертикаль-
ной антеннами составляет38 дБ, что позволяет вести одновременную
работу передатчика и приемника без снижения чувствительности
последнего.
Глава 7
ФИДЕРНЫЕ ТРАКТЫ РРЛ
7.1. Фидеры
Назначение и виды фидеров. Фидерный тракт соединяет антенну с
приемно-передающей радиоаппаратурой радиорелейных станций. Он
включает в себя собственно фидеры, а также устройства разделения
стволов, развязки и согласования: разделительные и поляризацион-
ные фильтры, ферритовые вентили, герметизирующие элементы, пово-
ротные секции и др.
115
Выбор типа фидера определяется рабочим диапазоном частот ап-
паратуры, значением передаваемой мощности, назначением и конструк-
цией аппаратуры. В метровом и дециметровом диапазонах волн исполь-
зуются коаксиальные фидеры, в сантиметровом — главным образом
волноводы. Преимуществами волноводов по сравнению с коаксиальны-
ми линиями являются меньшие потери из-за увеличения поверхности
токопрохождения; отсутствие потерь в диэлектрике, что снижает за-
тухание и повышает к. п. д.; пропуск большей мощности при одинако-
вых размерах с коаксиальными линиями, так как в волноводах больше
расстояние между точками возможного электрического пробоя. Недо-
статком волноводов является наличие в них критической частоты, ниже
которой они частоты не пропускают.
Требования к фидерам. Фидеры должны удовлетворять следующим
требованиям: энергия по ним должна передаваться с минимальными
потерями; входные сопротивления линии и источника энергии должны
быть хорошо согласованы в широком диапазоне частот, что обеспечива-
ет максимальную отдачу энергии сигнала в линию и минимальные не-
линейные искажения; линии должны обладать стабильными парамет-
рами, мало зависящими от метеорологических условий — температуры,
влажности, давления воздуха и т. д.; линии должны быть экономичны
и просты в изготовлении и эксплуатации. На практике фидерные сис-
темы не всегда удовлетворяют всем поставленным требованиям, поэто-
му принимают наиболее компромиссные решения.
В фидерах должен устанавливаться режим, близкий к режиму бе-
гущей волны. Степень достижения такого режима оценивают коэффи-
циентом бегущей волны КБВ, определяемым отношением минималь-
ного и максимального значений напряжений (или тока) в фидере:
Если реактивную составляющую сопротивления нагрузки принять
равной нулю, то к. п. д. фидера
где а — затухание фидера;
I — длина фидера.
Максимальный к. п. д. получим при КБВ = 1.
Коэффициент отражения г связан с КБВ соотношением
r=(l—KSB)/(1 +ХБВ).
В перископических антенных системах к.п.д. фидера
ПФп = Пфв Пп>
где т)Фв — к. п. д. внутреннего фидера;
т|п — к.п. д. передачи энергии между зеркалами.
Коаксиальные фидеры. Различают гибкие и жесткие коаксиальные
линии. Гибкие коаксиальные линии (рис. 7.1, а. б) имеют однородную
изоляцию 2 сплошного заполнения (см. рис. 7.1, а) из высококачест-
венных диэлектриков (полиэтилена и др.) или комбинированную (воз-
душно-диэлектрическую) с использованием диэлектрических колпач-
ков 2 (см. рис. 7.1, б), нанизываемых на внутренний проводник 1 (см.
116
и структура их поля (г)
9 Рис. 7.1. Коаксиальные фидеры (а—в)
рис. 7.1, а, б). Его изготовляют одно- или многопроволочным, а наруж-
ный провод 3 — в виде оплетки, а иногда (для повышения коррозион-
ной и механической стойкости) в виде двухслойной оплетки. Гибкие
кабели с однородной изоляцией используются в метровом диапазоне
волн. В дециметровом диапазоне предпочтительны гибкие и жесткие
коаксиальные линии с комбинированной изоляцией.
В жестких коаксиальных линиях (рис. 7.1, в) внутреннюю 1 и внеш-
нюю 3 трубы (проводники) выполняют из алюминия или латуни, кото-
рые для снижения потерь иногда покрывают серебром. Проводники изо-
лируют друг от друга и фиксируют диэлектрическими шайбами 2 или
четвертьволновыми металлическими изоляторами.
Коаксиальная линия работает на основном типе колебания — волне
ТЕМ, которая не имеет критической частоты, что позволяет передавать
по ней все частоты, включая и нулевую (постоянный ток). На рис. 7.1, а
приведена структура электромагнитного поля волны ТЕМ в попереч-
ном сечении коаксиального кабеля, где сплошные линии — силовые
линии электрического, а штриховые — магнитного полей
Параметры. Первичными параметрами, определяющими
электрические свойства коаксиальных линий, являются сопротивление,
индуктивность, емкость и проводимость изоляции, отнесенные к еди-
нице длины.
Сопротивление, Ом/м, коаксиальной пары медных проводников
/?=з,1б- ю-5УТ (УрГ/я +УрГМ),
где f ,— рабочая частота, Гц;
Ра и Рь соответственно радиус внутреннего и наружного проводников, см5
а и b — их удельные сопротивления, Омм.
Индуктивность коаксиальной пары, Гн/м,
fi 1 ь
£ = 0,2-10“6 In —.
а
Емкость коаксиальной пары, Ф/м,
c = 55,5er Ю“12 I In —,
/ а
117
где 8r — относительная диэлектрическая проницаемость материала между про-
водниками, 8Г 2,3 при сплошном полиэтиленовом заполнении, 8Г =
— 1,1 при комбинированной изоляции.
Проводимость изоляции, См/м,
G=®C tg d«10"~3,
где tg 6 — тангенс угла диэлектрических потерь, tg б = (2—5) 10~4 для поли-
этиленового заполнения и tg 6 =(2~4) 10~4 для полистирола на частоте
1 МГц.
Вторичными параметрами коаксиальной линии являются сс вол-
новое сопротивление и постоянная распространения.
Волновое сопротивление
2B=V(^ + ML)/(G + MC);
волновое сопротивление линии без потерь
Постоянная распространения
Тк = 1/(^ + М) (G+ МО = а+/Р,
где а — коэффициент затухания;
Р — фазовая постоянная.
Коэффициент затухания, дБ/м,
<х=-0’-265. 1/77/1 +-М 10-3 + 91/ 1/17tg 610“3 , (7.1)
О \ а /
где f — рабочая частота, МГц;
tg6 — G/ (<оС) — коэффициент потерь в диэлектрике;
u. b — геометрические размеры, см.
Первое слагаемое в формуле (7.1) выражает потери в металле, а
второе — в диэлектрике, преобладающие на высоких частотах.
Для получения малого погонного затухания размеры проводников
коаксиального кабеля лучше выбирать наибольшими. Однако нельзя
применять кабель, размеры которого допускают существование высше-
го типа волны //п, критическая частота которого
fH = с/[л (аН-Ь)],
икр
где с = 3» 1010 — скорость света, см/с.
Условие отсутствия волны типа Нп в коаксиальной линии
/max раб = > 1 ГГц fн •
11л у
Для получения минимального затухания и волнового сопротив-
ления коаксиального кабеля, составляющего 75 Ом-отношение ра-
диусов проводников выбирается b/а = 3,6. Радиус наружного про-
водника кабеля для работы в диапазоне 2 ГГц принимается из соотно-
шения Ь < Х/п + а, при котором исключается возникновение в линии
волн высших порядков (обычно b < 35 мм).
118
Таблица 7.t
Кабель Волновое сопротив- ление хв> Ом Коэффициент затухания а, дБ/м, на частоте, ГГп Диаметр проводника, мм
1,5 2 3 внутрен- него наружного
РК 76-44-51 75 0,035 12,8 44
РК 75-9-13 75 0,26* — 0,522 1,35 12,2
РКК 5/18 70 0,067 0,12 0,104 5 18
РКД 2-9/33 70 0,039 0,052 0,079 9 33
♦ Затухание на частоте 1 ГГц.
В табл, 7.1 приведены конструктивные и электрические параметры
некоторых коаксиальных кабелей.
На частотах дециметрового диапазона предпочтительны кабели с
комбинированной изоляцией (РК 75-44-51, РКК 5/18, РКД 2-9/33 и
др.), вносящие относительно небольшое затухание, а на частотах мет-
рового диапазона—кабели с однородной изоляцией (РК 75-9-13 и др.).
7.2. Волноводы
Типы волноводов. В качестве фидеров радиорелейных систем сан-
тиметрового диапазона используют медные, латунные и биметалличе-
ские волноводы, внутренняя поверхность которых покрыта слоем меди.
Различают волноводы прямоугольного, квадратного, эллиптического
и круглого сечений. Волноводы прямоугольного сечения могут при-
меняться для передачи лишь одной поляризации волн. В волноводах
квадратного и круглого сечений возможна передача сигналов с исполь-
зованием взаимно ортогональной поляризации. Эллиптические гоф-
рированные волноводы служат в качестве переходных элементов от ан-
тенны и аппаратуры к стандартному волноводу прямоугольного сече-
ния.
Типы волн в волноводах. В волноводах нет прямого и обратного пу-
тей движения волны напряжения и тока. Поэтому рассматривают рас-
пределение электрического и магнитного полей, которые могут воз-
буждаться внутри волновода. Распределение поля, которое может
существовать в волноводе, определяется типом волновода. Каждое из
этих распределений именуется типом волны.
В волноводах могут возбуждаться два (ТЕ и ТМ) типа волн. ТЕ-
волны именуют поперечными электрическими, так как их электри-
ческое поле лежит лишь в плоскости, перпендикулярной к оси волново-
да. Магнитное поле этих волн имеет только продольную составляющую,
поэтому этот тип волн называют также магнитными, или Н-волнами.
ТМ-волны именуют поперечными магнитными, их магнитное поле ле-
жит только в плоскости, ортогональной оси волновода. Электрическое
119
Рис. 7.2. Структура электромагнитного поля волноводов
поле этих волн имеет лишь продольную составляющую, поэтому этот
тип волн называют электрическими, или Е-волнами.
В системе обозначений волн используют индексы т и и, например
ТЕтп или Нтп. Для волноводов прямоугольного сечения т указывают
на число полуволн поля, укладывающихся на узкой стороне попереч-
ного сечения волновода, а п — соответственно на широкой стороне.
В технике радиорелейной связи в волноводах прямоугольного и квад-
ратного сечений (рис. 7.2, а и б) используются волны Н01 (ТЕ01), а в
волноводах эллиптического и круглого сечений (рис. 7.2, в и г) — НпХ
х(ТЕп). Индекс 0 указывает на то, что интенсивность поля остается
неизменной вдоль координаты х, а 1 - что поле меняется вдоль коор-
динаты у и что вдоль этой стороны волновода укладывается одна
полуволна напряжения и тока Волноводы круглого сечения предпоч-
тительны, так как при одном и том же периметре имеют меньшее (чем
прямоугольные) затухание и могут быть использованы для одновремен-
ной передачи волн двух взаимно ортогональных поляризаций. Бла-
годаря этому этот волновод заменяет два однополяризационных
волновода.
Распространение волн в волноводах. Если ширина волновода Ь.
высота а ось г направлена вдоль оси волновода (см. рис. 7.2, а), то
у волны /701 изменение составляющей электрического поля Е\ вдоль
оси х
E* = Em sin {пу!Ь} е~'7в г* (7.2Z
где Е... — амплитуда лектора электрического поля в центре волновода при у «
- 6/2;
ув — постоянная распространения для волны Но1.
ув = (а>/С)У 1—(Л/2М2 =(2л/Х> У 1 —(Х/26)2 . (7.3)
гдеХ — рабочая длина волны в свободном пространстве
Из уравнения (7.2) следует, что при у — 0 и у = b электрическое
поле на боковых стенках волновода равно нулю (Ех =- 0) Условия су-
ществования волн в волноводах характеризует постоянная распрост-
ранения ув. Если X < 2ft, ув — величина действительная [см. формулу
(7.3)], множитель e~/v®2 дает уравнение бегущей волны вдоль оси г и в
волноводе возможно распространение волн. При Х> 2ft ув — вели-
120
чийа мнимая и e“/v=2 превращается в экспоненциальный множитель
с действительным показателем степени большого значения.
В этом случае волны быстро затухают и распространение их невозмож-
но. Если Л = 2Ь, то ув= 0. Это критический режим, находящийся на
границе между двумя предыдущими режимами. Предельная (критичес-
кая) длина волны, при которой еще возможно распространение волн
данного типа в волноводе прямоугольного сечения,
или /нрг=зс/Хцр = c/2Z?.
Для волноводов круглого сечения самую низкую критическую
частоту имеет волна 77п, для которой
1А,кр^З,4 г,
где г—радиус поперечного сечения см.
К неоднородности волноводов предъявляются жесткие требования.
Например, такая неоднородность, как эллиптичность поперечного сече-
ния круглого волновода, может привести к трансформации энергии по-
ля одной поляризации в энергию поля другой поляризации (кросс-
поляризация). В местах нарушения однородности волноводов возмож-
но также преобразование электромагнитной энергии основного типа
волны в волну высших типов и обратное преобразование. Эти явления
приводят к образованию попутных потоков энергии в волноводе, росту
затухания, ухудшению качественных показателей каналов связи.
Для возникновения в волноводе лишь основной волны и получения
неискаженной передачи сигналов размеры волновода прямоугольного
сечения выбирают из условий:
2Ь > к > b и 0<о < Х/2,
а радиус волновода круглого сечения
г=Х/3,4 = 0,293%.
Необходимая однородность волноводов круглого сечения обеспечи-
вается применением высокоточных биметаллических труб, высокой
точностью стыковки секций, прямолинейной трассировкой, малой
(до 0,1 мм) эллиптичностью поперечного сечения, конструктивным вы-
полнением герметизирующих секций, переходов и других элементов
волноводного тракта.
Электрические параметры. Фидерный тракт РРЛ, работающих в
диапазонах 4, 6 и 8 ГГц, содержит участки волноводов с максимальной
длиной до 120 м. На участках такой длины сигнал в волноводном трак-
те ослабляется значительно. Погонное затухание, дБ/м, медного вол-
новода круглого сечения для волны основного типа Нп
.. р 4,
т V1-(Л/3,41г)а .
где f — частота, ГГц;
. X — длина волны, см;
г — радиус поперечного сечения волновода, см*
121
Затухание, дБ/м, в волноводе прямоугольного сечения для вол-
ны Н01
1,12 ~|/р (а/b) (2&/%)3/2 + (У2&)|/2
а~ а3/2 (1 + (а/&)2]3/4 У(26/Х)2 — 1
где р — удельное сопротивление материала волновода, Ом* м;
X — длина волны см;
а, b — размеры поперечного сечения волновода, см.
Согласование волноводных секций оценивают коэффициентом от-
ражений от стыков, измеряемым в процентах. Для волноводных сек-
ций с радиусами г и г' = г — к этот коэффициент определяется по
следующей формуле
(1/3,41г)*
1— (1/3,41г)2
0,873
где Л — величина несогласованности (ступеньки).
Высокая точность согласования биметаллических волноводов обес-
печивает малое (около 0,1%) значение коэффициента отражения и соз-
дает хорошие условия передачи сигналов. Потоки энергии, обуслов-
ленные отражениями, будут весьма малы. Для сохранения высоких ка-
чественных показателей передачи сигнала нецелесообразно применять
медные волноводы в диапазонах 6 и 8 ГГц, где коэффициент отражения
от стыков имеет наибольшее значение.
7.3. Схемы фидерных трактов
и их элементы
Схемы фидерных трактов. Рассмотрим схему антенно-волноводного
тракта с рупорно-параболической антенной РПА, работающей в диапа-
зоне 4 ГГц.
Сигнал с РПА 1 (рис. 7, 3, а) проходит согласующий волноводный
переход 2, герметизирующий волновод Зу секцию 4 со штуцером с
отверстием, поглощающий фильтр 5, круглый волновод 6, корректор
эллиптичности поля в круглом волноводе 7, поляризационные селек-
торы 8, эллиптический' волновод 9, герметизирующую вставку 10 и
далее в радиоаппаратуру РА. На нижнем конце тракта включена пог-
лощающая нагрузка И. В волноводе круглого сечения передаются
волны двух взаимно ортогональных поляризаций. Эти волны возбуж-
даются селекторными узлами, представляющими два перехода от пря-
моугольных волноводов (площадью поперечного сечения 58 х 25 мм)
к круглому волноводу (диаметром 70 мм), повернутыми друг отно-
сительно друга на 90°.
Аналогичные элементы проходит сигнал в схеме антенно-волновод-
ного тракта с параболической осесимметричной антенной АДЭ, рабо-
тающей в диапазонах 6 и 8 ГГц (рис. 7.3, б). От антенны 1 сигнал про-
ходит герметизирующую секцию со штуцером с отверстием 2, изгиб
круглого волновода 3, корректор эллиптичности 4, согласующий пере-
ход 5, фильтр 6, биметаллический волновод 7, поляризационный се-
122
лектор <9, эллиптический волновод
9, герметизирующую вставку 10 и
далее в радиоаппаратуру РА.
Волноводы круглого сечения
волноводного тракта этого диапа-
зона в отличие от тракта, исполь-
зуемого в диапазоне 4 ГГц, содер-
жат два волноводных перехода,
обеспечивающих переход от волно-
вода диаметром 70 мм к волноводам
диаметрами 43 и 32 мм соответст-
венно для диапазонов 6 и 8 ГГц и
последующее увеличение сечения
до диаметра 70 мм. Эти переходы
исключают попадание в волновод
круглого сечения высших типов
волн, возбуждаемых антенной и из-
гибом данного волновода.
Волноводные элементы фидер-
ных трактов. Неравенство фазовых
Рис. 7.3. Схема антенно-волноводно-
го тракта с РПА (а) и ПА (б)
скоростей ортогональных составляющих электромагнитного поля в
круглом волноводе приводит к возникновению паразитной кросс-поля-
ризационной волны. Для компенсации сдвига между составляющими
поля в круглый вблновод вводят корректор эллиптичности. Он пред-
ставляет собой отрезок эллиптического волновода с плавными перехо-
дами по концам к круглому сечению. Корректор обеспечивает допол-
нительный фазовый сдвиг составляющих поля, равный по значению,
но противоположный по знаку фазовому сдвигу в круглом волноводе,
что компенсирует нежелательный сдвиг фаз и устраняет кросс-поляри-
зационную волну. Достигается такая компенсация выбором взаимного
расположения эллипсов поперечного сечения корректора и круглого
волновода.
Волноводные изгибы вводят в волноводный тракт при необходимо-
сти повернуть или сместить ось волновода. Основное требование при
установке волноводных изгибов сводится к хорошему согласованию сек-
ций, что достигается выбором радиуса изгиба и тщательной обработ-
кой волновода в месте пайки фланцев.
Волноводные плавные переходы используются для перехода от вол-
новода квадратного сечения к круглому или от круглого волновода од-
ного диаметра к другому. Такие переходы устраивают в местах соеди-
нения круглого волновода с рупорно-параболическими антеннами, по-
ляризационными селекторами и другими элементами. Главное их наз-
начение — обеспечить высокое согласование для снижения уровня воз-
буждения паразитных высших типов волн.
Волноводные скрутки прямоугольного сечения служат для измене-
ния направления плоскости поляризации эллиптического волновода.
Герметизирующие волноводные секции защищают внутренний вол-
новодный объем от попадания атмосферных осадков. Герметизирующие
волноводные вставки круглого или прямоугольного сечения устанав-
123
Рис. 7.4. Поглотитель паразитной
волны
ливают в нижний части тракта в месте соединения волновода с аппара-
турой и в верхней части тракта, если антенна негерметична. В герме-
тизирующей секции антенны предусмотрены сливные отверстия для
удаления влаги из антенны и электронагревательные элементы для
предохранения от обледенения сливных отверстий.
Поглотитель высших типов волн предназначен для уменьшения
уровня паразитных высших волн с продольной составляющей элект-
рического поля вдоль оси круглого волновода. Он представляет собой
пенопластовый вкладыш 2 с коническими концами (рис. 7.4), вдоль
продольной оси которого установлен стеклянный поглощающий стер-
жень /, покрытый окислами металлов, обладающими свойствами полу-
проводника. Продольная составляющая напряженности поля пара-
зитной волны £01 возбуждает в стержне продольный ток, преобразуя
энергию волны в тепло, и рассеивается. Встречаются и другого типа
поглотители.
Волноводная секция со штуцером обеспечивает в круглом волноводе
циркуляцию осушенного воздуха. Она представляет собой отрезок вол-
новода круглого сечения со штуцером для присоединения воздуховода
и отверстиями для подачи в волновод воздуха, который осушается спе-
циальной системой осушки волноводных трактов. Для этого воздух
волновода продувают через слой химических веществ (цеолит), погло-
щающих пары воды из воздуха. Обычно система осушки включается
на I ч в сутки.
Схемы многократного использования антенно-волноводных трак-
тов (АВТ). Для многократного использования данных трактов при-
меняют методы селекции сигналов по частоте, поляризации и на-
правлению. Частотная селекция основывается на различии сигналов
по частоте, поляризационная селекция — на различии направлений
Рис. 7.5. Двухступенчатые схемы
уплотнения АВТ
поляризации поля разных сигна-
лов, селекция по направлению —
на различии фазовых постоянных
волн, распространяющихся в волно-
воде с ферритом в противополож-
ных направлениях.
Схемы высокочастот-
ного уплотнения. Двух-
ступенчатые схемы уплотнения
антенно-волноводных трактов поз-
воляют совместить в одном тракте
сигналы до четырех дуплексных
стволов. В этих схемах используют
поляризационный фильтр ПФ
(рис. 7.5, а) или ферритовый цирку-
лятор ФЦ (рис. 7.5, б).
124
фц
Четная
подгрупп*
РФС
Нечетная
подгруппа
РФС
\рфр\
7.6.
Трехступенчатая схема
АВТ с использование
ФЦ
Рис.
уплотнения
Первая ступень высокочастот-
ного уплотнения этих схем содер-
жит разделительный фильтр сложе-
ния РФС или разделения РФР сиг-
налов с частотной селекцией. Раз-
делительный фильтр содержит до
четырех секций. Основным элемен-
том селекции каждой секции яв-
ляются полосовые или режектор-
ные фильтры, настроенные на ча-
стоту соответствующего ствола.
Разделительный фильтр сложения
позволяет сложить и передать в од-
ном волноводе (прямоугольного или
эллиптического сечения) сигналы
четырех передатчиков. Раздели-
тельный фильтр на стороне приема
разделяет принимаемые сигналы
четырех приемников.
Совмещение приема и передачи осуществляется во второй ступени
уплотнения. Для этой цели служат поляризационные фильтры ПФ (см.
рис. 7.5, а) или ферритовые циркуляторы ФЦ (см. рис. 7.5, б).
Трехступенчатые схемы применяются на РРЛ емкостью более че-
тырех дуплексных стволов (рис. 7.6). Первая ступень уплотнения, как
и в двухступенчатых схемах, содержит разделительные фильтры РФС
и РФР с частотной селекцией. Вторая ступень, совмещающая прием к
передачу, выполнена на ферритовых циркуляторах ФЦ. Треть!
ступень совмещает в одном антенно-волноводном тракте стволы четной*
и нечетной подгрупп в поляризационном фильтре ПФ.
7.4. Поляризационный фильтр,
ферритовые вентили и циркуляторы
Поляризационный фильтр (селектор). Для разделения или объеди-
нения волн с различной поляризацией служит поляризационный
фильтр. Он представляет собой волноводный тройник, выполненный
из отрезков волноводов круглого и
прямоугольного сечений (рис. 7.7).
Предположим, что правое плечо / вол-
новода круглого сечения подключено
к антенне, а левое III — к передат-
чику. Боковое плечо II. выполнен-
ное в виде волновода прямоугольного
сечения, соединено с приемником и
посредством щели связано с волново-
дом круглого сечения.
Для отвода энергии в боковое
плечо (к приемнику) в прямом волни-
Рис. 7.7. Поляризационный фильтр
круглого сечения
125
воде круглого сечения установлена продольная металлическая плас-
тина 2. Вектор электрического поля £2 передатчика перпендикулярен
пластине 2, поэтому энергия передатчика беспрепятственно проходит
по прямому круглому волноводу к антенне (с плеча III в плечо /).
Сигнал, принятый антенной, поступает с плеча / круглого волновода.
Вектор электрического поля этого сигнала Ег параллелен плоскости
пластины 2, поэтому энергия этого поля отражается от пластины и по-
ступает через прямоугольный волновод в приемник.
Согласование плеча I круглого сечения с боковым плечом // прямо-
угольного сечения для волн принимаемого сигнала (вектор напря-
женности электрического поля которого Ех параллелен плоскости плас-
тины 2) обеспечивается подбором положений пластины 2 и индуктивного
стержня 4, а также размера индуктивной диафрагмы 3, Согласование
со стороны плеча / для волн передатчика (вектор напряженности кото-
рых Е2 перпендикулярен плоскости пластины 2) достигается положе-
нием настроечного винта 1 и подбором числа и формы треугольных
продольных пластин, расположенных в начале плеча //.
Электрические параметры: переходное затухание между плечами
II и III 35—40 дБ, коэффициенты отражения 1—2%, потери энергии
0,1 дБ.
При возбуждении двух волн с взаимно ортогональной поляризаци-
ей поля последовательно включают два поляризационных фильтра,
развернутых на 90°.
Ферритовые вентили и циркуляторы. Плохое согласование элемен-
тов основного приемно-передающего, а также антенно-волнового
трактов вызывает рост отраженной энергии сигнала и появление пере-
ходных помех. Улучшения согласования, снижения переходных по-
мех и устранения других нежелательных явлений в диапазоне свыше
3 ГГц достигают введением в тракт приема-передачи сигнала невзаим-
ных устройств, затухание которых зависит от направления передачи
электромагнитной энергии. Действие этих устройств основано на ис-
пользовании особенностей распространения электромагнитных волн
в анизотропных средах, создаваемых ферритами. Ферриты, образуе-
мые оксидами железа (Fe2O3) и других металлов, имеют высокое удель-
ное сопротивление (порядка 106— Ю9Ом-см). Вследствие этого сиг-
налы СВЧ могут проникать в них без значительного поглощения.
При распространении через намагниченный феррит электромагнит-
ные волны взаимодействуют с его электронами. Это взаимодействие
сопровождается поглощением энергии волн (ферромагнитный резонанс),
поворотом поляризации (эффект Фарадея), смещением структуры поля
и др. Указанные явления используют для создания вентильных и пере-
ключающих устройств (ферритовых вентилей, циркуляторов и т. д.).
В радиорелейных системах наибольшее применение нашли феррито-
вые резонансные вентили, в основе работы которых лежит ферромаг-
нитный резонанс, и вентили со смещением структуры поля в волноводе.
Ферритовый резонансный вентиль представ-
ляет собой отрезок волновода 3 (рис. 7.8), в котором параллельно уз-
кой стенке помещена двухслойная пластина, состоящая из пластин из
феррита 1 и диэлектрика 2 с большим значением диэлектрической про-
126
ницаемости. Снаружи волновода находится
постоянный магнит 4, Направление внеш-
него поля показано стрелкой Н. Для улуч-
шения согласования концы ферритодиэлек-
трической пластины выполнены со скосами.
Каждый электрон ферритового образца
имеет собственный механический момент
количества движения (спин) и связанный с
ним магнитный момент. При внесении фер-
ритового образца в постоянное магнитное
поле, создаваемое внешним магнитом, маг-
нитные моменты электронов внутри образ-
ца начинают совершать движение (процес-
сионное) вокруг направления магнитного
поля.
Рис. 7.8. Резонансный фер-
ритовый вентиль
Если в феррите распространяется электромагнитная волна, часто-
та которой равна частоте этого процессионного движения, то происхо-
дит большое поглощение (затухание) электромагнитной энергии волны
(ферромагнитный резонанс). Энергия волн другого направления
распространяется без значительного затухания. Это свойство феррита
создавать большое затухание электромагнитным волнам одного на-
правления и пропускать с относительно малым затуханием волны,
распространяющиеся в противоположном направлении, лежит в ос-
нове работы ферритовых резонансных вентилей.
Введение в волновод диэлектрика усиливает вентильные свойства
волновода с ферритом. Диэлектрик способствует концентрации потока
электромагнитной энергии вблизи феррита, в результате чего очень
мало поглощается энергии поля прямой волны и расширяется рабочая
полоса частот резонансного вентиля.
Параметры резонансных вентилей определяются намагниченностью
ферритовых образцов и их размерами (высотой а и толщиной fc), а так-
же зависят от расположения (расстояния у) ферритовой пластины в вол-
новоде. При выбранных размерах ферритовой пластины напряженность
резонансного поля постоянного магнита пропорциональна частоте. На-
пример, для вентилей 3-сантиметрового диапазона напряженность маг-
нитного поля в 3—5 раз больше, чем для вентилей 10-сантиметрового
диапазона.
Потери резонансных вентилей в 10—15%-ной полосе в прямом на-
правлении япр ^1 дБ, а в обратном аотР = 154-30 дБ. Качество фер-
ритовых вентилей оценивается вентильным отношением, т. е. отноше-
нием затухания обратной (отраженной) волны к затуханию прямой вол-
ны, т. е.
— #отр/#пр 40 4- 50.
Большое значение вентильного отношения можно получить лишь
в узкой полосе частот. КБВ вентилей составляет 0,9—0,95. Обычно в
тракте с низким уровнем мощности используются вентили, в которых
ферритовые пластины расположены параллельно узкой стенке волно-
вода. В тракте с высоким уровнем мощности предпочтительны вентили,
127
Рис. 7.9. Ферритовый
в которых ферритовые пластины по-
мещены на широких стенках волно-
вода. Такое расположение пластин
обеспечивает лучшую теплоотдачу
и удовлетворительный тепловой
режим феррита.
Действие вентилей со смеще-
нием поля (рис. 7.9) основано
на изменении его структуры в вол-
новоде с помощью ферритовой пла-
вентиль со смещением стины, помещенной в постоянное
поля магнитное поле, создаваемое внеш-
ним магнитом 4. Вентиль включает в себя волновод /, внутри которого
вдоль его узкой стороны размещена ферритовая пластина 2 с нанесен-
ной пленкой 3 из поглощающего материала. Направление внешнего
поля показано стрелкой Н. Параметры феррита для волн прямого и
обратного направлений неодинаковы, что вызывает изменение структу-
ры поля в волноводе. Для прямой волны, передаваемой по волново-
ду, интенсивность электрического поля £пр у поверхности ферритовой
пластины мала и электромагнитная энергия этой волны почти не пог-
лощается. Для отраженной волны обратного направления поле с на-
пряженностью £Обр концентрируется в ферритовой пластине и погло-
щается поверхностной пленкой.
Вентили со смещением поля работают при малой напряженности
магнитного поля внешних магнитов (в 2—3 раза меньше резонансных
вентилей), что позволяет на ВЧ уменьшить массу и габаритные разме-
ры магнитов. Прямые потери в вентилях со смещением малы (около
0,3 дБ), вследствие чего велика добротность. Эти вентили нашли при-
менение в трактах с низким уровнем мощности.
Ферритовые циркуляторы. В схемах высокочастотного уплотнения
используются Y-циркуляторы, выполненные в виде волноводного ко-
аксиального тройника (рис. 7.10, а) с ферритовым вкладышем 1 в по-
стоянном магнитном поле магнита 2. Циркуляторы позволяют совме-
стить в волноводе прямоугольного сечения передаваемые и принимае-
мые сигналы радиоаппаратуры (рис. 7.10, б). Так, сигнал, поступаю-
щий в циркулятор через плечо ///, выходит через плечо /, а сигнал,
поступающий в плечо /, выходит из циркулятора через плечо II.
Рис. 7.10. Циркулятор (а), схемы его использования для совмещенных приема
и передачи (б) и поглощения эхо-сигналов (в)
128
Циркулятор также может быть использован в качестве вентил;я
т. е. устройства, обеспечивающего поглощение отраженных сигнал
(рис, 7.10, в).
Основной сигнал с плеча / проходит в плечо /Да отраженный — в
плечо ///, где поглощается балластной нагрузкой.
В волноводном Y-циркуляторе ферритовый вкладыш выполнен в
виде трехгранной призмы и расположен в центре волноводного трой-
ника на металлической или металлодиэлектрической вставке. Постоян-
ное магнитное поле создается двумя внешними магнитами, располо-
женными по обе стороны тройника. Намагничивание феррита обуслов-
ливает невзаимные свойства тройника, которые проявляются в цирку-
ляторном эффекте, за счет которого волна, поступающая в плечо /,
проходит в плечо //, но не проходит в плечо /// и т. д.
Подбором размеров и параметров ферритового вкладыша и вставки,
а также напряженности магнитного поля получают требуемые пара-
метры циркулятора. Например, параметры волноводного Y-циркуля-
тора ФЦВ2-41 в диапазоне 7,9—8,4 ГГц: развязка между плечами 25—
30 дБ; КСВ = 1,1; потери— 0,1 дБ; параметры коаксиального циркуля-
тора ФЦК-82 в диапазоне 1,7—2,1 ГГц: развязка 20—25 дБ; КСВ = 1,2;
потери 0,5 дБ.
Достоинством Y-циркуляторов являются малые габаритные разме-
ры и масса магнитных систем, так как в них для намагничивания фер-
ритов использованы постоянные магниты с малой напряженностью
поля. 4
7.5. Фильтры СВЧ
Общие сведения. Фильтры СВЧ используются для разделения сиг-
налов стволов, устранения взаимного влияния передатчиков и прием-
ников при работе на общие антенны, фильтрации продуктов преобразо-
вания, возникающих в смесителях передатчиков и приемников, и дру-
гих целей. Действие фильтров основано на селективном отражении или
поглощении энергии или частотной избирательности, В фильтрах
радиорелейных систем связи наиболее часто используется явление из-
бирательного отражения.
В аппаратуре радиорелейной связи широко распространены волно-
водные и полосковые полосовые фильтры цепочечного типа. Они ха-
рактеризуются затуханием, которое вносит фильтр вне его полосы про-
пускания; линейностью фазовой характеристики, определяемой нерав-
номерностью группового времени запаздывания ГВЗ сигнала в полосе
пропускания; коэффициентом отражения, определяющим согласование
фильтра; потерями энергии и сигнала в полосе пропускания фильтра.
Фильтр может иметь чебышевскую (рис. 7.11, а) и максимально-плос-
кую (рис. 7.11, б) характеристики. В последнем случае затухание
фильтра, дБ, зависит от числа резонаторов т, допускаемого коэффи-
циента отражения |р0|; ширины полосы 2Д/Ро, в пределах которой ко-
эффициент отражения не превышает допустимого значения р0; расстрой-
ки по частоте Д/:
a=101g[l + |p§|/(l-|pS|)(Af/A/Po)^]. (7 5)
5 Зак. 1834 129
Полосовые фильтры СВЧ. В ап-
паратуре радиорелейной связи на-
иболее широко используются поло-
совые фильтры цепочного (лестнич-
ного) типа (рис. 7.12). При реали-
зации на СВЧ лестничной схемы ис-
пользуют свойство четвертьволно-
вых волноводных линий, позволяю-
щее преобразовывать последова-
Рис. 7.11. Частотная зависимость за- тельные контуры в параллельные и
тухания, вносимого полосовыми обратно. Правомерность такой за-
фильтрами мены вытекает из того, что полная
входная проводимость линии дли-
ной 1/4, нагруженной на последовательную цепь L1C1 и сопротивле-
ние ZH, равное волновому сопротивлению линии длиной 1/4, т. е.
ZH = Рв (рис. 7.13, а), равна полной входной проводимости парал-
лельной цепи L1C1, нагруженной на проводимость 1/рв (рис. 7.13,6).
Это свойство четвертьволновых линий лежит в основе принципа транс-
формации последовательных контуров в параллельные и обратно.
Используя это свойство четвертьволновой линии, можно заменить
линию, состоящую из чередующихся последовательных и параллель-
ных колебательных контуров (см. рис. 7.12), линией только с парал-
лельными резонансными контурами, отстоящими друг от друга на рас-
стояние 1/4 (рис. 7.13, в). Такое преобразование позволяет от схемы
фильтра (см. рис. 7.12) перейти к эквивалентной лестничной схеме
фильтра на СВЧ (см. рис. 7.13, в).
В диапазоне сантиметровых волн параллельные контуры полосо-
вых фильтров выполняют в виде резонансных диафрагм или объемных
резонаторов. Эти резонаторы содержат отрезки волноводов, по концам
которых установлены препятствия из металлических диафрагм или
реактивных стержней.
Стержни обычно располагают в поперечном сечении волновода,
в местах с наибольшей интенсивностью поля, что максимально изменя-
ет его структуру. Реакция стержня зависит от его положения по от-
ношению к электрическому полю. Стержень в волноводе, расположен-
ный параллельно силовым линиям электрического поля (рис. 7.14, а),
эквивалентен индуктивности. Если стержень перпендикулярен сило-
вым линиям поля (рис. 7.14, 6), он действует как емкость.
Реактивные ввинчивающиеся стержни ис-
пользуются при согласовании элементов волноводного тракта и наст-
Рис. 7.12. Лестничная схема ПФ СВЧ
130
Рис. 7.13. Преобразование четвертьволновой линией последовательного контура
(а) в параллельный (6) и схема ПФ (в)
ройке резонаторов. Реакция ввинчивающего штыря зависит от его дли-
ны и диаметра. Если длина штыря, введенного в волновод параллельно
силовым линиям поля, I < Хв/4, то он действует как емкость. При I =
= Хв/4 наступает резонанс напряжений (рис. 7.14, в), при котором об-
щее полное сопротивление в схеме замещения равно нулю, что соответ-
ствует полному отражению волны. При / > Хв/4 штырь действует как
индуктивномь. Однако глубину погружения нельзя брать больше Хв/4
во избежание опасности электрического пробоя между штырем и стен-
кой волновода. Иногда для регулировки фазы отраженной волны штырь
перемещают вдоль оси волновода (по продольной щели вдоль широкой
стенки волновода).
Волноводные диафрагмы представляют собой тонкие
металлические пластины с отверстием, помещенные поперек волновода.
Если ребра диафрагмы перпендикулярны силовым линиям электри-
ческого поля,.то ее эквивалентное сопротивление имеет емкостный ха-
рактер (рис. 7.14, г), а при параллельном расположении — индуктив-
ный (рис. 7.14, д). Комбинация из емкостной и индуктивной диафрагм
представляет резонансную диафрагму (рис. 7.14, е), эквивалентную ре-
зонансному контуру. Устанавливая такие резонансные диафрагмы с
интервалом в 1в/4, можно получить полосовой СВЧ фильтр. Каждая
такая диафрагма эквивалентна параллельной ветви лестничной схемы.
Применение резонансных диафрагм для изготовления полосовых
волноводных фильтров затрудняет их настройку, усложняет обработ-
ку волновода. Поэтому параллельную ветвь лестничной схемы фильтра
выполняют в виде объемного резонатора.
Рис. 7.14. Реактивные стержни и диафрагмы
5*
131
Объемный резонатор является основным элементом
фильтра. Наиболее просто он образуется из отрезков волновода с ус-
тановленными по его концам препятствиями (рис. 7.15, а) в виде стерж-
ней 3 и диафрагм 1 с индуктивным или емкостным характером. Электри-
ческая длина резонатора кратна половине длины волны. Фильтры вы-
полняются с расстоянием между отдельными резонаторами, кратными
нечетному числу четвертей волны (четвертьволновая связь) или с не-
посредственной связью между отдельными резонаторами. Для настрой-
ки всех резонаторов на одну частоту в каждый резонатор (через от-
верстия в широкой стенке волновода) вводят настроечный винт 2.
В радиорелейных системах применяют фильтры с диафрагмами в ви-
де решетки из параллельных стержней. Такая диафрагма представля-
ет собой индуктивную проводимость. Стержни одной диафрагмы имеют
одинаковые диаметры и располагаются на равных расстояниях друг от
друга и узких стенок волновода. Для обеспечения термостабильности
характеристик полосовых волноводных фильтров в каждом резонато-
ре предусмотрены регулируемые термокомпенсаторы, которые автома-
тически подстраивают резонаторы при изменении температуры.
На рис. 7.15, б приведена схема волноводного резонатора с термо-
компенсатором. Термокомпенсирующий элемент 1 выполнен в виде П-
сбразной биометаллической пластины 2, которая эквивалентна стерж-
невой неоднородности. При повышении температуры концы пластины-
сближаются, а при уменьшении расходятся, что изменяет реактивную
проводимость, вносимую в резонатор. При повышении температуры
увеличиваются размеры резонатора и резонансная длина волны. Это
увеличение, компенсируется уменьшением реактивной проводимости
1 ермокомпенсирующего элемента.
Волноводный полосовой фильтр, используемый в аппаратуре, ра-
ботающей в диапазоне 4 ГГц (рис. 7.16) состоит из семи резонаторов 1
с индуктивными диафрагмами 3 и непосредственной связью между ни-
ми, настроечных винтов 4 и термокомпенсаторов 2, Фильтр выполнен
из волновода сечением 25x58 мм. Он имеет чебышевскую характерис-
тику затухания (см. рис. 7.11, а), потери в полосе пропускания состав-
ляют 0,6 дБ при неравномерности 0,1 дБ.
Режекторные фильтры СВЧ. Действие этих фильтров основано на
селективном отражении.
Рис. 7.15. Волноводные резонаторы:
а — обычный; б — с биметаллическим термокомпенсатором
132
Рис. 7.16. Волноводный ПФ с непосредственной связью меж-
ду резонаторами
В аппаратуре РРС используются волноводные и полосковые режек-
торные фильтры цепочечного типа. Фильтры характеризуются затуха-
нием, вносимым ими в полосе режекции (рис. 7.17); линейностью фазо-
вой характеристики коэффициента отражения, определяемой ГВЗ;
коэффициентом отражения в полосе пропускания. Затухание в полосе
режекции фильтра определяется по формуле (7.5), в которой Af/Afp0
заменяется на Д/Ро/ДД где Д/Ро — расстройка, соответствующая часто-
те среза; Д/ — расстройка по частоте; ро — допустимый коэффициент
отражения вне заданной полосы отражения.
Лестничную схему режекторного фильтра (рис. 7.18, а) можно пред-
ставить эквивалентной ей с четвертьволновыми линиями (рис. 7.18, б).
Такая схема реализуется использованием коаксиальных или волновод-
ных резонаторов (рис. 7.18, в), в которых резонансные элементы обра-
зуются горизонтальными 1 и вертикальными 2 стержнями, установлен-
ными с интервалом Ав/4. Горизонтальные стержни 1 с последовательно
включенной с ними емкостью (возникающей между имеющимися на их
концах дисками) образуют последовательные резонансные контуры.
Эти стержни расположены перпендикулярно электрическому полю
волновода и не оказывают влияния на его структуру. Контуры на за-
данную частоту настраивают изменением длины стержней. Связь гори-
зонтальных стержней с электрическим полем проходящей волны осу-
ществляется вертикальными стержнями 2, Регулируя глубину их по-
гружения, изменяют добротность контура. Практически требуемый
коэффициент потерь или отражения можно получить в трехзвенном
фильтре.
Рис. 7.17. Максимально-плоская и чебышевская характеристики
затухания РФ
133
Рис. 7.18. Лестничная схема РФ (а); схема фильтра с Лв/4 линия-
ми (б); конструкция РФ (в)
Волноводные реже к торные фильтры содержат
иепочку внешних резонаторов, связанных с волноводом элементами
связи. Внешние резонаторы выполнены из отрезков волноводной
(рис. 7.19, а) или коаксиальной (рис. 7.19, б) линии. Один конец этого
отрезка короткозамкнут, а другой через элемент связи 2 соединен с
волноводом. Резонатор настраивается винтом 1. Электрическая длина
резонатора кратна половине длины волны в линии V4, расстояние меж-
ду резонаторами — нечетному числу Х/4. Волноводные резонаторы ис-
пользуются в узкополосных, а коаксиальные — в широкополосных с
малой нагруженной добротностью режекторных фильтрах. Четырех-
звенный волноводный режекторный фильтр с четвертьволновой связью
(рис. 7.19, в) используется в диапазоне 4 ГГц.
Фильтр гармоник. В аппаратуре РРС он используется для подавле-
ния гармоник на выходе усилителей передатчиков и гетеродинов при-
емников. Наиболее распространены апериодические фильтры, состоя-
щие из ряда неоднородностей, из-за которых фильтр пропускает сиг-
нал основной частоты и отражает вторую, третью и другие гармоники.
Реактивный отражающий фильтр гармоник (рис. 7.20) состоит из
двух волноводных секций 1 и 2. Секции разделены пополам продоль-
ной металлической пластиной 3, расположенной параллельно широкой
стенке волновода. В каждой секции снизу и сверху находятся решетки
из стержней 4 и 5 квадратного сечения. Длина стержня отпределяет
частоту отражаемых сигналов и близка к 0,25 %г гармоники. Число
стержней и интервал между ними определяют значение затухания, вно-
симого фильтром на частотах гармоник.
Секция 1 отражает сигналы на частотах второй, а секция 2 — на час-
тотах третьей гармоник. Малый коэффициент отражения в рабочем дп-
Рнс. 7.19. Волноводный (а) и коаксиальный (б) резонаторы, РФ (в)
131
4
5
6
Рис. 7.20. Фильтр гармоник
апазоне частот достигается смещением верхнего и нижнего рядов стерж-
ней друг относительно друга (на %во/4 вдоль продольной оси основного
волновода) и настроечными винтами 6.
Устройства разделения и сложения
сигналов стволов
Разделение (сложение) СВЧ сигналов стволов осуществляется уст-
ройствами, селективными элементами которых являются полосовые и
режекторные фильтры.
Разделение (сложение) стволов режекторными фильтрами. Устрой-
ство разделения (сложения) сигналов четырех стволов в диапазойе
4 ГГц на режекторных фильтрах состоит из четырех секций (рис. 7.21, а).
Каждая секция содержит два волноводно-коаксиальных двойных
тройника и два режекторных фильтра. Последние конструктивно вы-
полнены с общей широкой стенкой и сдвинуты друг относительно дру-
га на %в/4.
Коаксиально-волноводный тройник (рис. 7.21, б) яв
ляется волноводным разветвлением. При возбуждении двойного трой-
Рис. 7.21. Устройство разделения стволов
на РФ (а), коаксиально-волноводный трой-
ник (б)
135
Рис. 7.22. Устройство разделения
стволов с ПФ
ника со стороны широкого волново-
да 1 энергия делится пополам меж-
ду двумя волноводными плечами
2 и 3, металлическая пластина 4 в
этом случае не возбуждается и в
коаксиальное плечо 5 энергия не
поступает. При возбуждении двой-
ного тройника со стороны, коак-
сиального плеча 5 волноводы 2 и 3
возбуждаются противофазными сиг-
налами одинаковой амплитуды.
В этом случае энергия в волновод
1 не поступает. При возбуждении
волноводов 2 и 3 в противофазе
энергия поступает в коаксиальное
плечо 5 и не попадает в широкий волновод /.
Разделение сигналов стволов происходит следующим образом.
Сигналы стволов с частотами Д, /2, /3, /4 поступают на вход устрой-
ства. Режекторные фильтры первой секции, настроенные на частоту
первого ствола Д, отражают его. Поскольку режекторные фильтры
смещены на %в/4, то отраженные по двум путям сигналы имеют резуль-
тирующий сдвиг по фазе 2 (%в/4) = 180°, что приводит к возбуждению
и распространению в волноводах 2 и 3 тройника противофазных волн.
При этом энергия сигнала частоты первого ствола выделяется через
коаксиальное плечо 5 тройника и поступает в приемник.
Сигналы частот /2, /з» Л проходят через режекторные фильтры пер-
вой секции и поступают на вход двойного тройника второй секции, где
аналогичным образом выделяется сигнал следующего ствола, и т. д.
Сдвиг по частоте между несущими частотами соседних стволов
56 МГц. Развязка между стволами при расстройке на 56 МГц больше
30 дБ. Коэффициент отражения от разделительного устройства для
каждого ствола в пределах ±15 МГц не превышает 2,5%. Потери для
последнего ствола составляют 0,6 дБ.
Разделение (сложение) стволов полосовыми фильтрами. Устройство
разделения сигналов четырех стволов в диапазонах 2, 4, 6 ГГц—
(рис. 7.22) состоит из ферритовых циркуляторов /—IV, полосовых
фильтров ПФ и балластных нагрузок БН. Селективными элементами
устройства служат семизвенные полосовые фильтры.
Из волновода сигналы частотами ft, f2, /4 проходят согласующий
циркулятор ФЦ с балластной нагрузкой БН и поступают на вход
первого циркулятора /. Здесь сигнал частотой Д проходит полосовой
фильтр ПФ1 и поступает на вход приемника Прм1. Сигналы частота-
ми /2, /3, /4 отражаются полосовыми фильтрами первой ячейки и через
циркулятор направляются к следующей ячейке. Аналогично выде-
ляются сигналы других стволов. Согласование устройства разделения
определяется коэффициентом отражения от первого циркулятора,
используемого в качестве вентиля. Сдвиг по частоте между несущими
частотами смежных стволов составляет 56 МГц, развязка между ство-
лами при расстройке ±28 МГц — 20 дБ, потери — 1—2 дБ.
136
Глава 8
ПРИЕМНО-ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА РРЛ
8.1. Общая характеристика
В связи с тем что в магистральных и дорожных РРЛ последователь-
но включено много каскадов усиления и преобразования сигналов,
а выход из строя хотя бы одного из них приводит к перерыву связи, к
этим устройствам предъявляются высокие требования к надежности,
эффективности систем резервирования и стабильности параметров. При
передаче многоканального телефонного или телевизионного сигнала
ширина полосы приемно-передающей радиорелейной станции достига-
ет 10 МГц с минимальными искажениями, поэтому предъявляют высо-
кие требования к амплитудной; частотной и фазовым характеристикам.
По принципу построения приемно-передающая аппаратура РРЛ
делится на два основных вида: без модуляции и демодуляции сигнала
(рис. 8.1, а)\ с модуляцией и демодуляцией сигнала (рис. 8.1, бив).
В первом случае ретрансляция сигнала на промежуточных станциях
осуществляется по ПЧ, что повышает качественные показатели ствола
РРЛ, так как демодуляция и модуляция сигнала сопровождаются ис-
кажениями. На РРЛ малой протяженности для технологических свя-
зей необходимо частое выделение каналов на промежуточных стан-
циях, поэтому здесь демодуляция и модуляция сигналов осуществ-
ляются на каждой промежуточной станции.
В РРС существуют три типа станций: оконечные ОРС, промежуточ-
ные ПРС и узловые УРС. В пунктах линии, где необходимо выделить
все или часть сообщений и ввести новое сообщение, а также в пунктах
ответвления, где начинается раздаточная система ответвления от маги-
страли, устанавливается УРС.
Оконечные станции монтируют на концах РРЛ, где формируются
спектры группового и видеосигналов. Сигнал многоканальной телефо-
нии объединяется на междугородной телефонной станции (МТС) с сиг-
налами служебной связи и телеобслуживания и подается на модулятор
Рис.-8.1. Компоновка приемно-передающей аппаратуры РРЛ
137
Рис. 8.2. Оконечная
станция РРЛ
Рис. 8.3. Структурные схемы приемно-нереда-
ющей аппаратуры без демодуляции и модуля-
ции сигнала
Л4д(рис. 8.2) телефонного ствола. Видеоканал доуплотняется на ОРС
каналом звукового сопровождения и радиовещания и подаётся на мо-
дулятор Мд телевизионного ствола. В Мд групповой или видеосигнал
модулирует несущую промежуточной частоты, которая через аппара-
туру резервирования АР поступает на вход передатчика Прд, где про-
исходит преобразование ПЧ несущей в СВЧ несущую. В фильтре сло-
жения ФС объединяются СВЧ энергия передатчиков различных ство-
лов в одном антенно-фидерном тракте АФТ, в который включено устрой-
ство селекции УС для развязки между приемниками и передатчи-
ками. Принятый от соседней станции сигнал расфильтровывается по
стволам в разделительном фильтре РФ и поступает в приемник Прм,
где преобразуется в промежуточную частоту, демодулируется в Дм в
групповой сигнал многоканальной телефонии и направляется на меж-
дугородную телефонную станцию МТС, а сигнал изображения — на
телевизионный центр ТЦ.
Промежуточные станции без модуляции и демодуляции сигнала
делятся на станции с общим и отдельными гетеродинами.
В схеме с общим гетеродином (рис. 8.3, а) на вход понижающего час-
тоту (—) смесителя Сжпрм через полосовой фильтр ПФ поступает при-
нимаемый сигнал частотой /прм и сигнал от гетеродина частотой/гпРМ.
На выходе Сл/прм образуется сигнал промежуточной частоты /114 =
=д/прм —/г прм- Согласно рекомендациям МККР /пч принимается рав-
ной 35, 70 или 140 МГц. Сигнал /пч усиливается УПЧпхш и поступает
в передающую часть аппаратуры, где усиливается У/7*/прд и подается
на повышающий частоту (+) смеситель передатчика Сл*ПрД> на кото-
рый также поступает напряжение от гетеродина Г частотой /г прд-
Фильтр боковой полосы ФБП выделяет верхнюю полосу /прд= /г прд+
138
+/пч, которая усиливается усилителем УВЧ. На оконечной станции
к точкам А и Б подключают демодулятор и модулятор.
Преобразование частоты /г ирд в /г прм осуществляется в смесителе
сдвига См Сд, на который подается, кроме /г прд, от генератора сдвига
ГСд частота /сд, равная разности частот приема и передачи в соответст-
вии с планом распределения частот РРЛ. Сигнал частотой гетеродина
/г прм образуется сдвигом по шкале частот вверх или вниз (знак ±
на схеме) частоты /г11рд на значение частоты генератора сдвига /сд-
На промежуточной станции НВ, где частота приема /прм ниже частоты
передачи /прд, узкополосный фильтр УПФ настраивают на частоту
/г прм ~ /г прд /сд*
В этом случае:
/пч=^прм fr прм = /прм — (/гпрд — /сд); /прд=/гпрд+/пЧ==
— fv прд4~/прм (/г прд /сд) = /прм~ь /сд.
Для станций ВН У ПФ настраивают на частоту /г Прм =/г прд+
+ Асд.
В этом случае:
^ПЧ~/прм (/гпрд+/сд);
/прд = /:г прд+^ПЧ^/г прд+/прм (/г прд4"/сд)==^пРм—/ед
Аналогично можно расставить частоты /прм, /г прд и /прд при пре-
вышении частотой гетеродина приемника частоту сигнала (/прм <
< /гпрм)- Во всех вариантах расстановки частот на РРС /Прд отличает-
ся от /прм на значение /сд и, следовательно, нестабильность частоты
/г прд гетеродина передатчика, который работает в СВЧ диапазоне, не
влияет на нестабильность частоты передатчика. Частота /сд значитель-
но ниже частоты передатчика /Прд» поэтому ее нестабильность мало вли-
яет на общую нестабильность частоты передатчика
^Сд//прд-
На участке РРЛ между двумя узловыми (или оконечными) станциями
в соответствии с рекомендациями МККР промежуточная частота не
должна отклоняться от номинального значения более чем на 0,03%.
Это отклонение слагается из отклонений частот от номинального значе-
ния следующих устройств: модулятора (Д/м — средняя частота); ге-
теродина передатчика на передающем конце участка (Д/г прд); гетеро»
дина приемника на приемном конце участка (Д/г прм); генератора сдви-
га на r-й промежуточной станции (Д/сдг);
п
Д% + Д^прд + Д^ПРМ + Д^д/.
Структурная схема пр иемно-передающей аппаратуры с отдельными
гетеродинами (рис. 8.3, б) отличается от предыдущей схемы наличием
отдельных приемного и передающего гетеродинов с кварцевой стабили-
зацией частоты и последующим умножением ее в умножителе Умн.
139
Рис. 8.4. Аппаратура с отражательным клистроном
Рис. 8.5. Структурная схема приемопередатчика с фазовым модулятором
Наличие отдельных гетеродинов позволяет приемнику и передатчику
работать независимо друг от друга, что желательно для оконечных стан-
ций.
Приемнз-передающую аппаратуру с модуляцией и демодуляцией
сигнала применяют на участковых и дорожных РРЛ. Возможность вы-
деления и введения части телефонных каналов на любой промежуточной
станции важна для организации оперативно-технологических связей.
В одной из структурных схем приемопередатчика малоканальной
РРС (рис. 8.4) в качестве передатчика используется отражательный
клистрон Кл, который выполняет функции генератора и частотного мо-
дулятора. Гетеродин приемника построен также на отражательном
клистроне с автоподстройкой частоты гетеродина АПЧ по принимаемо-
му сигналу. Принятый сигнал через полосовой фильтр ПФ поступает
на смеситель См, где преобразуется в сигнал промежуточной частоты
/пч. После усиления усилителем промежуточной частоты УПЧ он де-
модулируется демодулятором Дм, усиливается групповым усилителем
ГУ и поступает на отражательный клистрон Дл, который модулирует
по частоте групповым сигналом генерируемые им колебания.
Рассмотрим схему малоканальной РРЛ с фазовым модулятором
ФМд (рис. 8.5), генератором ЗГ с кварцевой стабилизацией частоты и
частотным корректором ЧК для преобразования фазовой модуляции
в частотную.
С выхода фазового модулятора сигнал поступает на умножитель
частоты Улшпрд, в котором одновременно умножается частота и увели-
чивается ее девиация, так как в фазовом модуляторе трудно получить
большую девиацию фазы, а следовательно, и девиацию частоты.
Приемная часть схемы аналогична схеме рис. 8.3, б, за исключени-
ем демодулятора Дм и группового усилителя ГУ.
140
8.2. Принцип построения схем оконечных и узловых РРС
с частотным разделением каналов и частотной модуляцией.
Модуляторные и демодуляторные устройства
Принцип построения схем оконечных и узловых РРО. Оконечные
РРС состоят из полукомплекта промежуточной РРС и оборудования
модуляторных и демодуляторных устройств, т. е. модемов (см. рис. 8.2).
Структурная схема узловой многоканальной радиорелейной станции
УРС с двумя рабочими ТВ и ТФ и одним резервным стволом с коммута-
цией по ПЧ приведена на рис. 8.6. С УРС, как и с ОРС, проводится
дистанционное наблюдение по системе телеобслуживания за оборудо-
ванием ПРС и управление этим оборудованием.
Рассмотрим структурную схему приемопередатчика малоканальной
РРС, применяемой для оперативно-технологической связи железнодо-
рожного транспорта (рис. 8.7). Здесь в качестве задающе-
го генератора передатчика применен генератор с кварцевой стабили-
зацией частоты Г, работающий на частоте 50—100 МГц. Колебания
от Г подаются на фазовый модулятор ФМд, на другой его
вход поступает групповой сигнал через частотный корректор
VA, коэффициент передачи которого обратно пропорционален
частоте модуляции. Этим достигается преобразование фазовой
модуляции в частотную. Частота модулированного сигнала умножается
умножителем У мн! до 150—200 МГц, усиливается до мощности 15—
20 Вт и вновь умножается Умн2, коэффициент умножения tn опреде-
ляется диапазоном рабочих частот передатчика. Выходной сигнал про-
межуточной частоты приемника ограничивается по амплитуде для уст-
ранения паразитной AM. В демодуляторе Дм происходит частотное
детектирование и выделение группового сигнала, который через груп-
повой усилитель ГУ поступает в групповое оборудование междугород-
ной телефонной станции МТС.
Модуляторные и демодуляторные устройства. Основным требова-
нием, предъявляемым к частотным модуляторам и демодуляторам (мо-
Резербный.
Рис. 8.6. Структурная схема узловой
РРЛ
стволы I—
W ФМд Умн1 У У мн 2
Рис. 8.7. Структурная схема приемо-
передатчика малоканальной РРС
Ml
демам), является высокая линейность модуляционной и демодуляцион-
ной характеристик, обеспечивающая малые линейные искажения,
которые приводят к возникновению переходных помех между кана-
лами. Модемы должны иметь высокую стабильность средней частоты,
малый уровень собственных тепловых шумов и помех от внешних
источников; стабильность крутизны характеристик модулятора и
демодулятора и высокую надежность. В состав модемов входят также
другие элементы, такие как групповые усилители, УПЧ, ограничи-
тели, аттенюаторы и др.
В модеме ПЧ (рис. 8.8) модулирующий сигнал МС корректируется
линейным выравнивателем и доводится до номинального уровня пере-
менным аттенюатором а, а затем поступает на вход модема, где груп-
повой спектр ТИС уплотняется пилот-сигналом ПС. вводимым от специ-
ального генератора Г через вилку фильтров. ПС обычно передается
по РРЛ выше верхней граничной частоты спектра МС. После усиления
видеоусилителем ВУ суммарный сигнал поступает на предыскажающий
контур ПсД, где ослабляется уровень НЧ составляющих спектра ТИС,
и подается на частотный модулятор ЧМд, где осуществляется частот-
ная модуляция и усиление сигнала ПЧ до номинального выходного
напряжения.
На приемной стороне РРС сигнал поступает на вход демодулятора
Дм, где ограничивается по амплитуде, демодулируется частотным де-
тектором ЧД и усиливается видеоусилителем ВУ. Затем сигнал через
восстанавливающий контур ВсД, которым сигнал изменяется таким
образом, что характеристика передачи МС становится равномерной,
поступает на усилитель ВУ, вилку фильтров, с помощью которой отде-
ляется пилот-сигнал. Полезный групповой сигнал через линейный вы-
равниватель а подается на выход модема.
Наиболее распространенным способом получения частотной моду-
ляции является изменение параметров контура автогенератора при по-
мощи реактивной лампы. Однако этот способ не обеспечивает высокую
линейность модуляционной характеристики и стабильность средней
частоты модулятора. Поэтому в современной аппаратуре он не приме-
няется.
Рис. 8.8. Структурная схема модема ПЧ
142
Г2
Рис. 8.9. Структурная схема с двумя
модулированными автогенераторами
Рис. 8.10. Структурная схема генера-
тора, перестраиваемого варикапом
Реактивные параметры контура для частотной модуляции можно
изменять с помощью таких управляемых реактивных элементов, как по-
лупроводниковый диод (варикап), электронная проводимость отража-
тельного клистрона и др. При построении схем ЧМ модулятора стре-
мятся к тому, чтобы крутизна модуляционной характеристики была по
возможности большой (для уменьшения вносимых модулятором шумов)
при высокой линейности.
Непосредственно на ПЧ получить высокую линейность и широкую
полосу частот затруднительно, поэтому применяют схему с двумя моду-
лированными автогенераторами Г/, Г2 (рис. 8.9), работающими на бо-
лее высоких частотах /ох и /ог> которые затем смесителем См преобразу-
ются в сигнал ПЧ /oi — /о2 = /пч. Модулирующий сигнал МС после
усиления разветвляется для управления частотой обоих автогенерато-
ров. Колебание разностной частоты имеет удвоенную девиацию часто-
ты, так как частотная модуляция генераторов осуществляется в про-
тивофазе, для чего варикапы в колебательных контурах включены в
противоположной полярности. Сигнал ПЧ усиливается в УПЧ, его
часть ответвляется в систему автоматической подстройки ПЧ АПЧ.
В одной из таких схем генераторов (рис. 8.10) по отношению к мо-
дулирующему сигналу и обратному смещению (—£в) варикапы Д1 и
Д2 включены параллельно, а в колебательном контуре — последова-
тельно.
В схеме частотного модулятора на отража-
тельных клистронах (рис. 8.11) модулирующий группо-
вой сигнал, усиленный групповым усилителем ГУ, поступает на отра-
жатель клистрона Дл1, работающий в режиме автогенератора, и моду-
лирует его по частоте. ЧМ сигнал подается на вход смесителя См, на
его другой вход поступает смодулированный сигнал от второго клист-
ронного генератора Кл2. Разность /пр между средней частотой Кл1
(А) и частотой Дл2 (/2) составляет 70 МГц. Эта промежуточная частота,
усиленная УПЧ, поступает на выход. Система автоподстройки содержит
опорный частотный детектор ЧД, настроенный на частоту 70 МГц, и
усилитель постоянного тока У ПТ, с выхода которого напряжение по-
стоянного тока подается на отражатель Кл2.
Частотные демодуляторы реализуют помехоустойчивость, свойст-
венную только ЧМ, когда на частотный детектор поступает ВЧ сигнал,
не имеющий паразитной амплитудной модуляции, которая возникает
143
Рис. 8.11. Структурная схема частот-
ного модулятора на отражательных
клистронах
Рис. 8.12. Структурная схема частот-
ного демодулятора
из-за наложения на полезный сигнал шумов приемника и неравномер-
ности амплитудно-частотной характеристики тракта от модулятора
передатчика до демодулятора приемника. Для подавления паразитной
AM перед частотным детектором включают амплитудный ограничи-
тель Огр (рис. 8.12) и фильтр нижних частот ФНЧ для фильтрации выс-
ших гармоник, возникающих при ограничении сигнала.
Амплитудный ограничитель хорошо подавляет AM, если к его входу
подводится ЧМ колебание, стабилизированное по уровню системой АРУ
приемника. Изменения уровня сигнала, подводимого к ограничителю,
обычно не превышают +1 дБ.
Механизм возникновения паразитной AM из-за неравномерности ам-
плитудно-частотной характеристики АЧХ тракта ВЧ поясняет
рис. 8.13. Если ЧМ сигнал (кривая А) пропустить через тракт с частот-
ной характеристикой (кривая Б), то на выходе тракта получим сигнал,
промодулированный также и по амплитуде (кривая В). Коэффициент
паразитной AM определяется максимальной неравномерностью ча-
стотной характеристики тракта:
^AM=(^niax ^min)/(^max + ^min) •
Амплитудная модуляция синхронна с полезным ЧМ сигналом и имеет i
спектре не только частоту модуляции, но и ее гармоники, что приводи т
к увеличению шумов.
Амплитудный ограничитель представляет собой нелинейный четы-
рехполюсник, коэффициент передачи которого в определенных пре-
равномерности частотной характери-
стики
делах не зависит от амплитуды
подводимого ко входу колебания
(рис. 8.14, а). В качестве нелиней-
ных элементов в аппаратуре РРЛ
часто используют кремниевые полу-
проводниковые диоды с малыми
временем переключения, дифферен-
циальным сопротивлением и ем
костью в закрытом состоянии. Ос
новные требования, предъявляемые
к ограничителям: большой коэффи-
циент подавления AM, не завися-
щий от частоты паразитной моду-
ляции, широкополосность, малый
коэффициент преобразования ам-
плитудной модуляции в фазовую.
144
a)
Рис. 8.14. Характеристика (а) и схема (б) амплитудного ограничителя
Необходимое значение подавления AM достигается последовательным
включением двух ограничителей, а режим работы полупроводниковых
диодов выбирается таким, при котором соблюдается неравенство
2 ВХ^ пор <* 5,
где «ПОр — напряжение порога ограничения.
Рассмотрим схему двустороннего амплитудного
ограничителя (рис. 8.14, б), в которой специально подобран-
ные по параметрам диоды Д1 и Д2 соединены параллельно, а диоды ДЗ
и Д4 — последовательно с цепью передачи ЧМ сигнала. *
'Ограничение амплитуды диода ограничителем параллельного типа
происходит следующим образом.
Пусть на входе действует синусоидальное напряжение ивх =
= UBX COS СОпч
Пока напряжение на контуре меньше напряжения обратного сме-
щения UBX £0, токи диодов равны нулю. Закрытые диоды Д1 и Д2
вносят в контур эквивалентные емкости Сд. Амплитуда напряжения на
выходе параллельного ограничителя (точка А на рис. 8.14, б) [/вых в
этом случае линейно зависит от ивх (режим 1 на рис. 8.14, а), а экви-
валентное сопротивление контура RBC определится из выражения
Х = 5^ЭС ^вх>
где S — крутизна усилительного элемента.
Такая линейная зависимость выходного напряжения сохраняется до
тех пор, пока [7ВХ не превышает значения напряжения, соответствую-
щего порогу ограничения, [/вхпор = Eq/SR3C. При дальнейшем увели-
чении [7ВХ напряжение на выходе становится больше £о, и каждый диод
начинает проводить ток в те моменты времени, когда мгновенные зна-
чения Напряжения на диоде превышают Eq. Дифференциальное сопро-
тивление 7?э открытого диода зашунтирует сопротивление контура
/?эс, тогда сопротивление нагрузки усилительного элемента R =
р р
= в'ВХ1_ пС > при R < R»c возрастание амплитуды на контуре будет не-
АВХ "Г АЭС
значительным.
Чем меньше дифференциальное сопротивление открытых диодов,
тем больше отношение RbC/Rbx и больше степень стабилизации ампли-
туды высокочастотного напряжения на уровне (/BbIxii = Eq на выхо-
де ограничителя.
145
Степень подавления паразитной AM оценивается коэффициентом
подавления
~ I dUBbl%
^АМ г] I г] ’
U BX / ивых
показывающим» во сколько раз изменение амплитуды напряжения на
выходе больше соответствующего изменения амплитуды напряжения на
выходе. Паразитная фазовая модуляция в ограничителях возникает
вследствие емкости диодной пары, на которую поступает паразитное
AM напряжение.
Ограничитель последовательного типа
работает следующим образом. Токи диодов ДЗ и Д4 определяются на-
пряжением, подаваемым через резистор Ro. При отсутствии сигнала
диоды открыты. Диод ДЗ пропускает положительный полупериод вход-
ного напряжения и ограничивает отрицательный на уровне — U3.
Диод Д4 пропускает полученную на резисторе Ro ограниченную отри-
цательную полуволну напряжения, обеспечивая этим ограничение
снизу; он при этом ограничивает на уровне (73 положительный полу-
период напряжения, осуществляя этим ограничение сверху.
Частотный детектор работает по принципу преобразо-
вания ЧМ сигнала в сигнал AM с последующим его детектированием в
амплитудном детекторе. Основное требование, предъявляемое к частот-
ному детектору: высокая линейность демодуляционной характеристики
Цзых ЧД = ^ЧД »
где 5Чд — крутизна характеристики частотного детектора;
А/ — девиация частоты сигнала.
Простейший частотный детектор может быть выполнен в виде уси-
лительного каскада с расстроенным колебательным контуром
(рис. 8.15, а). Расстройка Д/должна быть такой, чтобы номинальное
значение ПЧ находилось на спаде резонансной кривой контура
(рис. 8.15, б). Изменение ПЧ относительно номинального значения при-
водит к изменению амплитуды колебаний. После детектирования ам-
плитудным детектором Д (см. рис. 8.15, а) на его нагрузке 7?я появит-
ся напряжение, пропорциональное (в определенных пределах) откло-
нению ПЧ от номинального значения.
Рис. 8.15. Схема (а) и характеристика (б) частотного дшекч
тора
146
Рис. 8.16. Частотный детектор на расстроенных контурах
В аппаратуре РРЛ широкое распространение получили частотные
детекторы с дискриминатором на двух взаимно расстроенных (относи-
тельно средней частоты) контурах (рис. 8.16, а). Диоды амплитудных
детекторов включают так, чтобы токи, проходящие через них, были
противоположно направлены. Линейность средней части характерис-
тики (рис. 8.16, б) достигается соответствующей расстройкой контуров
(на А/р выше и ниже /пч) и выбором их добротности.
8.3. Принципы построения схем
' РРС с ЧРК и ЧМ и с ВРК
Принцип построения схем РРС с ЧРК и ЧМ. Основным методом пере-
дачи информации в радиорелейной связи является метод частотного
разделения каналов в сочетании с частотной модуляцией несущей ЧРК*
ЧМ, так как при этом обеспечиваются высокие технико-экономичес-
кие показатели РРС, В некоторых современных РРС с ЧРК эффектив-
ность использования спектра частот доходит до 15 кГц на один теле-
фонный канал в одном направлении. Принципы построения схем
промежуточных станций малоканальных и многоканальных РРЛ раз-
личны. На коротких РРЛ с числом каналов до 300 на каждой промежу-
точной станции предусматривается выделение и введение каналов, по-
этому схемы оконечных, промежуточных и узловых РРС построены по
аналогичному принципу. Они состоят из приемопередатчиков, модуля-
торов и демодуляторов, а также устройств формирования группового
сигнала.
В схемах автогенераторов передатчиков и гетеродинов приемников
часто ^применяют отражательные клистроны. В передатчике отража-
тельный клистрон (рис. 8.17) совмещает функции генератора колеба-
ний и частотного модулятора сигналом группового спектра, который
подается с выхода аппаратуры уплотнения на вход генератора Г через
удлинитель Удл, частотный выравниватель ВЧ и групповой усилитель
ГУ
1 # прд-
В приемнике РРС сигнал группового спектра с выхода частотного
демодулятора Дм подается на вход группового усилителя ГУПрм и с
его выхода через выравниватель частотный ВЧ и удлинитель Удя—
на вход аппаратуры уплотнения.
W
Рис. 8.17. Структурная схема оконечной РРС с автогенератором
Промежуточные малоканальные РРС состоят из двух оконечных,
при этом принятый сигнал с одного направления РРЛ подводится ко
входу передатчика другого направления.
Узловые малоканальные РРС также комплектуются тремя оконеч-
ными, в которых уровни приема и передачи сигнала группового спект-
ра устанавливаются в соответствии с применяемой аппаратурой час-
тотного выделения каналов.
На рис. 8.18 даны два варианта схем с применением задающих ге-
нераторов и умножителей. Штриховой линией показан вариант с пре-
образованием частоты (смеситель, генератор, усилитель и умножитель).
Гетеродин имеет кварцевую стабилизацию частоты. Модуляция коле-
баний задающего генератора передатчика по частоте затрудняет при-
менение кварцевой стабилизации, поэтому используется автогенератор
с автоматической подстройкой частоты или фазовая модуляция.
На РРЛ большой протяженности используются в основном про-
межуточные РРС, которые состоят из приемно-передающего усили-
тельного устройства, компенсирующего затухание сигнала на интерва-
ле РРЛ. Это компенсирование затухания может выполняться усилением
сигнала или на принимаемой радиочастоте /, или на промежуточной час-
тоте.
1 ла
Рис. 8.I8. Структурная схема оконечной малоканальной РРС
Рис. 8.19. Структурная схема одно- и двухкаскадного передатчика
Принцип построения схем РРС с ВРК. На железнодорожном тран-
спорте для организации оперативно-технологических связей находит
применение и временное разделение каналов ВРК. Это аналоговые
РРС с ФИМ в сочетании с AM передатчика (ФИМ-АМ) и ФИМ-ЧМ с
числом каналов до 28. Развитие РРС с ВРК связано с освоением цифро-
вых методов передачи, при которых сохраняются преимущества ана-
логовых РРС с ВРК и появляются новые важные качества: возможность
значительного увеличения числа каналов и построения иерархии сис-
тем ВРК по пропускной способности.
К недостаткам аналоговых РРС с ВРК следует отнести малоканаль-
ность и весьма низкую эффективность использования полосы частот»
занимаемой одним стволом; практически на один телефонный канал за-
нимается не менее 1 МГц полосы частот (30 каналов в стволе с полосой
30-40 МГц в диапазоне СВЧ). Переход к цифровым методам модуля-
ции позволяет повысить их эффективность по занимаемой полосе час-
тот на порядок и более.
Несмотря на указанные недостатки, РРС с ФИМ-АМ отличается про-
стотой аппаратуры и в то же время позволяет реализовать целый ряд
преимуществ, которые дает метод ВРК в РРС:
гибкость организации оперативно-технологической сети связи же-
лезнодорожного транспорта, т. е. возможность ответвления на любой
промежуточной станции любого числа каналов с каждого из.направле-
ний связи практически без влияния на характеристики ретранслируе-
мых сигналов;
значительное снижение требований к параметрам радиотракта, гак
как при ВРК сигналы каждого канала передаются поочередно во вре-
мени.
Нелинейность группового тракта, неравномерность частотной
характеристики и группового времени запаздывания не вносят пере-
ходных шумов, если обеспечивается малое взаимодействие между смеж-
ными во времени импульсами.
Указанные особенности РРС с ФИМ-АМ предопределили их при-
менение на железнодорожном транспорте. В РРС с ФИМ-АМ исполь-
зуются передатчики двух типов: одно- (рис. 8.19, а) и двухкаскадные
(рис. 8.19, б). В первом мощный автогенератор СВЧ работает в импульс-
ном режиме, во втором маломощный задающий генератор работает не-
прерывно, а импульсный модулятор управляет мощным усилительным
каскадом СВЧ, который нормально закрыт и открывается лишь на вре-
мя длительности видеоимпульсов. Однокаскадный передатчик
(рис. 8.19, в) состоит из усилителя видеоимпульсов (подманипулятора)
77, манипулятора М, автогенератора ГСВЧ и вспомогательного генера-
149
тора ВГ. Манипулятор М управляет автогенератором ГСВЧ в соответ-
ствии с сигналами (видеоимпульсами), поступающими через усилитель
П на его вход из аппаратуры уплотнения. С выхода ГСВЧ радиоимпуль-
сы поступают в антенну и излучаются.
Однокаскадные передатчики отличаются простотой и малыми габа-
ритными размерами, но имеют малую стабильность частоты из-за силь-
ной связи с нагрузкой (антенной) и неустойчивый режим работы авто-
генератора в процессе манипуляции, что вызывает паразитную ЧМ не-
сущей в течение времени нарастания и спада колебаний СВЧ Поэтому
однокаскадные передатчики используются лишь в дециметровом диапа-
зоне.
При импульсной работе автогенератора СВЧ фронт нарастания ко-
лебаний заметно отстает от фронта управляющего видеоимпульса.
Время установления колебаний зависит от начальных условий в коле-
бательной системе автогенератора перед моментом наступления фронта
видеоимпульса. Эти начальные условия определяются случайными
электрическими флуктуациями (рис. 8.20). Момент появления передне-
го фронта радиоимпульса определяется возникновением напряжения
шумов, имеющихся в этот момент в контурах автогенератора. Время
запаздывания переднего фронта радиоимпульса изменяется по хаоти-
ческому закону от импульса к импульсу, что создает паразитную моду-
ляцию радиоимпульсов по фазе.
На рис. 8.20, а показан момент возникновения переднего фронта
видеоимпульса, когда напряжение шума в контуре автогенератора мак-
симально и момент появления переднего фронта радиоимпульса, опре-
деляемого порогом срабатывания системы (вертикальная штриховая
линия), будет сдвинут на /3. На рис. 8.20, б этот сдвиг t'3 будет большим,
так как видеоимпульс поступил в момент, когда напряжение шума ми-
нимально. При ФИМ эта паразитная модуляция будет создавать допол-
нительные шумы в телефонных каналах. Если вместо шумовых флук-
туаций в качестве начальных условий использовать регулярные коле-
бания, то резко уменьшаются шумы передатчика. В качестве источника
Рис. 8.20. Момент появления
переднего фронта видеоим-
пульса
регулярных начальных колебаний при-
меняют вспомогательный генератор ВГ,
мощность которого превышает шумовые
флуктуации на 40—50 дБ (10—40 мВт)
в диапазоне более длинных волн, а для
подвозбуждения используется пятая или
шестая гармоника, близкая по частоте к
настройке передатчика.
Приемки ки РРС с ФИМ-AM
выполняют по супергетеродинной схеме,
его линейный тракт, включая УПЧ, ана-
логичен по элементам тракту приемни-
ков РРС с ЧРК (рис. 8.21). Амплитудный
детектор АД преобразует радиоимпуль-
сы в видеоимпульсы, которые, пройдя
видеоусилитель ВУ, подаются на дву-
сторонний - ограничитель' Огр, а затем
150
Огр
nF
УФД Реле
— Выход*
" группо-
вого
сигнала
ФИМ
Импульсы
к о нт роля
Рис. 8.21. Приемник РРС с ФИМ-АМ
АРУ
ИС —J
на нелинейный усилитель-формирователь длительности УФД, где
восстанавливается их длительность, амплитуда и форма. После та-
кой регенерации по форме импульсы подаются на передатчик для
дальнейшей ретрансляции по РРЛ. АРУ охватывает видеоусилитель
и тем самым предотвращает перегрузку видеотракта и обеспечивает
оптимальный режим ограничения импульсов, при котором сводятся к
минимуму искажения временного положения импульсов. Индикатор
сигнала ИС контролирует полезный сигнал на выходе приемника, при
его отсутствии вырабатывает сигнал аварии и контактом реле отключа-
ет выход приемника.
Для проверки работоспособности приемника предусматривают
имитатор сигнала, который состоит из манипулируемого контрольного
генератора промежуточной частоты ПЧ КГ и смесителя См1, на кото-
рый подается сигнал от гетеродина.
В приемниках ФИМ-АМ возникают фазовые помехи, которые прояв-
ляются в дополнительной шумовой флуктуации фронтов видеоимпуль-
сов на выходе приемника. Фазовые помехи первого рода возникают из-
за случайного фазового положения колебаний ПЧ относительно огиба-
ющей отдельных импульсов. Изменение фазы заполнения на 180° при
однотактном детектировании (рис. 8.22, а) приведет к сдвигу фронта
видеосигнала на Д/фп = 0,5 Тпч = 0,5//пч, поэтому применяют двух-
тактные детекторы. Кроме того, подавление фазовых помех первого ро.
Рис. 8.22. Фазовые помехи первого рода:
1 — фронт огибающей сигнала ПЧ; 2 — фронт импульса де^кюра;
3 — фронт импульса ПЧ
151
да осуществляется тем же фильтром, которым ограничиваются полосы
видеотракта при расширенной полосе УПЧ (рис. 8.22, б).
Фазовые помехи второго рода возникают в тракте УПЧ и проявля-
ются в паразитной AM радиоимпульсов, которые при конечной кру-
тизне фронта импульсов вызывают флуктуацию фазы видеоимпульсов
детектора. Указанная флуктуация возникает из-за того, что сигнал
передатчика проходит не только по основному, но и зеркальному кана-
лу приемника (рис. 8.23). Разность фаз между этими колебаниями, а
следовательно, и результирующая амплитуда зависят от фазы заполне-
ния импульса передатчика и изменяются от импульса к импульсу. Для
подавления фазовых помех второго рода необходимо увеличить изби-
рательность преселектора и ограничить спектр импульса передатчика
в области частот, отстоящих от несущей на 2/пч-
Перспективы развития РРЛ с цифровыми методами передачи ин-
формации. Сочетание ИКМ-ВРК-ЧМ обеспечивает по сравнению с
ФИМ-ВРК-АМ следующие преимущества:
значительное расширение возможностей многократного преобразо-'
вания группового сигнала;
существенное улучшение показателей электромагнитной совмести-
мости и, следовательно, повышение эффективности использования поло-
сы частот, занимаемой РРС;
возможность построения РРС с ВРК на базе универсальных прием-
но-передающих устройств с ЧМ, пригодных для передачи групповых
сигналов не только с ЧРК, но и ВРК.
Метод относительной фазовой манипуляции ОФМ обеспечивает по
сравнению с ЧМ выигрыш по полосе частот более чем в 2 раза и помехо-
защищенности свыше 3 дБ.
Цифровые РРС (ЦРРС) с ИКМ-ВРК-ОФМ успешно конкурируют с
классическими РРС с одной боковой полосой ОБП-ЧРК-ЧМ. Основным
преимуществом цифровых сигналов по сравнению с аналоговым (вклю-
чая и ФИМ) является возможность полного подавления помехи реге-
нерацией передаваемых символов на каждой промежуточной станции
до их полного сбоя. ЦРРС практически не чувствительны к мешающим
сигналам и помехам, если сигнал превышает их уровень на 20—25 дБ.
В аналоговых РРС с ВРК и ЧРК отношение сигнал/помеха на входе
приемника должно быть значительно больше.
По универсальным цифровым трактам РРС можно передавать груп-
повые сигналы систем с ЧРК (60-канальную группу). В этом случае
сигнал с ЧРК преобразуется аналого-цифровым преобразователем
АЦП в цифровую форму на входе РРС, а на ее выходе — цифро-ана-
логовым преобразователем ЦАП в аналоговую форму. Существующие
стволы РРС с ЧМ легко приспособить для передачи цифровых сигна-
Рис. 8.23. Фазовые помехи второго родаз
1 — основной канал; 2 — огибающая спект-
ральной плотности импульса на выходе пре-
образователя частоты; 3 — зеркальный канал
152
Рис. 8.24. Спектры AM (а), ЧМ (б)
и ОФМ (в) во второй ступени моду-
ляции
Рис. 8.25. Энергетические спектры ко-
лебаний с AM, ЧМ и ОФМ
лов с ВРК и прямого сопряжения РРС с ЧМ с цифровыми кабельными
системами.
При полном занятии ствола РРС с ЧМ цифровой информацией для
сокращения ширины спектра цифрового сигнала на входе модулятора
ЧМ передатчика РРС бинарные импульсы преобразуются в многоуров-
невый сигнал (3-*-8 уровней). Возможна также совместная передача циф-
ровых и аналоговых сигналов в одном стволе. Например, в нижней час-
ти полосы частот может передаваться цифровая, а в верхней — анало-
говая информация с ЧРК.
Ширина полосы пропускания приемного устрой-
ства ЦРРС может быть найдена из энергетического спектра сигнала
(рис. 8.24). На данном рисунке т0— длительность посылок, со —2л/—
девиация частоты при ЧМ. Если модуляция осуществляется перио-
дической последовательностью импульсов, то спектр становится дис-
кретным (штриховая линия на рис. 8.24, а). Полоса пропускания ВЧ
тракта приемника AM сигналов должна быть не уже Д/с = 1/т0.
С учетом нестабильности частоты радиолинии Д/но эта полоса
А/пр = А/с + А/нс = 1 /т0 + А/нс •
Спектр сигнала с ОФМ (рис. 8.24, в) отличается от спектра сигнала
AM только отсутствием несущей частоты, поэтому полоса пропускания
приемника будет такой же, как и при AM сигнала.
Для'ЧМ
AfnP= Afc+2A/+ Д/яо = 1/т0+2Д/+ Д/Нс
За счет переходных процессов в линейной цепи с ограниченной полосой
пропускания каждая из прямоугольных посылок (рис. 8.25, а) искажа-
ется (рис. 8.25, б). Накладываясь друг на друга, они образуют суммар-
ный сигнал (рис. 8.25, в), это приводит к изменению значения и дли-
тельности элементов сигнала (рис. 8.25, г). Амплитудные преоблада-
ния сигнала устраняются двусторонним амплитудным ограничителем
(£j и Е2 — пороги ограничения).
153
Большие временньте изменения А/ и изменения длительности по-
сылок могут привести к ошибкам. Максимальное значение относитель-
ных временньтх преобладаний A£majAo> ПРИ котором еще не возникают
ошибки, называется исправляющей способностью аппаратуры.
Для уменьшения межсимвольных искажений полосу пропускания
приемника расширяют в к раз по сравнению с минимально допустимым
значением А/с. Значение к должно быть равно 2—3, тогда А/пр = к/т0+
+А/НС для AM и А/пр = к/т0 + 2А/ + /нс для ЧМ.
Двухуровневая ЧМ занимает вдвое большую полосу, чем AM и
ОФМ (см. рис. 8.24, б) и по этой причине применяется лишь в системах
малой емкости.
Наиболее перспективным считается метод двукратной ОФМ
(ДОФМ) в сочетании с когерентным детектированием, так как он прак-
тически не уступает по помехозащищенности ОФМ, но требует вдвое
меньшей полосы частот.
По рекомендации МККТТ для передачи телефонных сигналов мето-
дом ИКМ требуется 64 кбит/с на канал, тогда в РРС с ИКМ-ОФТ на
один канал необходимо 96 кГц, т. е. примерно в 6 раз больше, чем в
РРС с ЧРК- Применение ДОФМ сужает полосу в 2 раза—до 48 кГц
на канал. Передача сигналов по двум стволам на одной несущей с
разделением их по поляризации позволяет уменьшить полосу на канал
еще вдвое, т. е. довести ее до 24 кГц на канал. В результате на РРС с
числом каналов менее 200 на телефонный канал ЦРРС занимается при-
мерно такая же полоса, как и в РРС с ЧРК-ЧЛ4, так как малоканаль-
ные РРС с ЧРК-ЧМ имеют меньшую эффективность по частоте, чем
многоканальные. Если сравнить аналоговые и цифровые РРС с ВРК при
одинаковом числе каналов, то переход от аналоговых к цифровым мето-
дам многократно повышает эффективность РРС с ВРК по занимаемому
спектру частот и улучшает их электромагнитную совместимость.
По скорости передачи ЦРРС подразделяются на три класса:
с малой пропускной способностью и скоростью передачи 10 Мбит/с;
со средней пропускной способностью и со скоростью передачи от
10 Мбит/с до 100 Мбит/с;
с большой пропускной способностью и скоростью передачи свыше
100 Мбит/с.
Глава 9
ВСПОМОГАТЕЛЬНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ РРЛ СВЯЗИ
9.1. Служебная связь
Назначение и виды каналов служебной связи. Служебная связь
организуется между всеми станциями РРЛ. Этот вид связи обеспечива-
ет контроль за техническим состоянием аппаратуры станций и нормаль-
ной ее эксплуатацией.
154
-it-J f H H li W H ♦♦ ♦♦ ♦ ♦ If ♦> I I 14
_H_t I if 44 44 14 44 14 14 44 H 44 4 4 44
4__________________________________4
70
4____________________4
____t _f
I • t 14 4 4 4 4 4_44441 I 4
. t . 4 4 t I 4 I I ill I 14 4 v
4 f J 4 | f
f f I f ’
f 4 f } f "
L П П Г"! F“i
__4 4___________________i__________________i 4__
______________________________4 t_4 t_,
Рис. 9.1. Структура каналов служебной связи
Для ведения служебных телефонных переговоров по РРЛ организу-
ются (рис. 9.1):
телефонные каналы районной служебной связи (РСС), по которым
обеспечивается связь всех промежуточных станций на участке между
двумя узловыми станциями;
телефонные каналы постанционной служебной связи (ПСС) для
связи абонентов оконечных и узловых станций;
телефонные каналы магистральной служебной связи (МСС) для
связи между собой абонентов крупных узловых станций.
Каналы нужны также для работы системы телеобслуживания ТО,
контролирующей работу необслуживаемых станций. Система ТО под-
разделяется на систему телесигнализации ТС и телеуправления ТУ.
Система ТС включает в себя оповестительную сигнализацию (ОС)
о нарушении нормальной работы оборудования и собственно телесиг-
нализацию ТС, с помощью которой (в ответ на посылаемый запрос) на
узловой или оконечной станции получают информацию о состоянии
оборудования.
Система ТУ обеспечивает дистанционное управление работой обору-
дования промежуточных станций, работающих в автоматизированном
режиме (например, включение и выключение приемно-передающей ап-
паратуры телевизионного ствола, переключение электропитания и т.п.).
На РРД с поучастковым резервированием между узловыми станциями
(или узловой и оконечной) передаются аварийные сигналы (АС), выде-
ляемые на тех промежуточных станциях, на которых ответвляются те-
левизионные сигналы, предназначенные для передачи сигналов пере-
ключения аппаратуры выделения с рабочих стволов на резервные.
Организация служебной связи при ЧРК. В настоящее время исполь-
зуются два способа организации служебной связи: по отдельному ство-
лу служебной связи и рабочему телефонному стволу. По отдельному уз-
кополосному стволу каналы служебной связи организуются на магист-
155
ральных линиях большой емкости. Такой ствол открывают в том же ди-
апазоне, где размещены основные стволы, или вне его (например, в ди-
апазоне метровых волн при работе основных стволов в сантиметровом
диапазоне). По стволу служебной связи передают сигналы, которые
должны выделяться и вводиться на каждой ПС. Аппаратура ствола слу-
жебной связи работает с другими стволами линии (телефонным, теле-
визионным) по общему антенно-волноводному тракту через систему
разделительных фильтров.
Каналы служебной связи в стволе образуются по принципу частот-
ного разделения с последующей ЧМ радиосигнала. Требования к
качественным показателям каналов служебной связи более низкие, что
облегчает их выделение на всех станциях линии.
Примером организации служебной связи по отдельному узкополос-
ному стволу служит система Р-600М. Рассмотрим упрощенную струк-
турную схему приемно-передающего оборудования одного направле-
ния ствола служебной связи промежуточной станции этой системы
(рис. 9.2). С антенны сигнал проходит тройник Т1 и разветвляется на
стволы рабочего и резервного приемников. Для повышения надежности
аппаратура имеет постанционное резервирование. С этой целью на
станциях установлены рабочий и резервный комплекты приемопередат-
чиков. В основном тракте приемника включены смеситель См с гетеро-
дином Г, УПЧ, дискриминатор Д. К вспомогательным элементам схе-
мы относятся устройства автопоиска и автоподстройки частоты АПЧ,
обеспечивающие автоматическое вхождение в связь при наличии сиг-
нала на входе приемника. На выходе дискриминатора сигнал разветв-
ляется: через групповой усилитель ГУ часть его поступает в переговор-
но-вызывное устройство ПВУ, с помощью которого в полосе 0,3—2 кГц
осуществляется служебная связь по каналу РСС, а в полосе 3,1 —
6,3 кГц — ввод и вывод сигналов ТО; другая часть сигнала через
устройство транзита Транз подается на передатчик Прд, на вход кото-
рого подводится также сигнал ПВУ. Передатчик представляет собой
модулируемый по частоте генератор на отражательном клистроне, с вы-
хода которого модулированный сигнал СВЧ через тройник Т2 поступает
в антенну.
При неисправности рабочего комплекта приемопередатчика включа-
ется резервный. При отсутствии сигнала от предыдущей станции вклю-
Рис. 9.2. Структурная схема ствола
служебной связи
чаются оба комплекта, а приемни-
ки ведут автопоиск. На оконечной
станции используется один (рабо-
чий и резервный) комплект приемо-
передатчиков, а цепь транзита вы-
ключается.
Каналы ПСС (полоса частот 4—
12 кГц) и АС (полоса частот 19,5—
27,5 кГц) в системе Р-600М органи-
зованы в телефонном стволе. Ввод
и вывод сигналов этих каналов осу-
ществляется на узловых станциях
через модемы телефонного ствола.
156
С дых. Прм А
JLFLftih
Р?
ВМ\1
ЛЯ.
КС
Р2
J1TL
УНЧ
дм m
А —- 6
&ДИ 8кГЦ
ТМГлн
Мд
^дс
МТ
—Цгр
ДМ
ЛГСМ х
Ьт—}р3
1_г г пн №
Па вх, Прд Б
мд
фр*
Па Oxt Прд А
=р=!*
J—. р* ____EZZ
КГ J]_rcn
КС
-Чпл.
вен-
С Вых. При ВТ
pzl г=1Э2кгй;
JULftft
н
К
Рис. 9.3. Структурная схема организации канала служебной связи при ВРК
Аналогичная организация каналов служебной связи в отдельном
узкополосном стволе (в полосе 0,3—56 кГц) принята в системах КУРС.
В этой полосе организуется канал РСС, три канала ПСС (два для свя-
зи между всеми узловыми станциями, один для прямой связи между
смежными узловыми станциями), канал для передачи сигналов резер-
вирования СР, канал для передачи сигналов ТО.
При организации служебной связи по рабочему телефонному ство-
лу для каналов служебной связи отводится область частот ниже линей-
ного спектра систем ЧРК (обычно ниже 12 кГц). Этот метод экономи-
чен, так как не требуется отдельного приемно-передающего оборудо-
вания и не занимается служебной связью рабочий диапазон РРЛ.
Примером организации служебной связи в нижней области частот
телефонного ствола служит аппаратура Р-60/120, в которой каналы
служебной связи (с полосой 0,3—2,8 кГц) и ТО (с полосой 3,3—5,9 кГц)
образованы в одном телефонном стволе. Ввод информации по
служебному каналу на промежуточных станциях ПС осуществляет-
ся модуляцией частоты генератора сдвига, а выделение — демодулято-
рами лишь служебного канала, подключенными параллельно основно-
му трасту приема-передачи сигнала.
Организация служебной связи при ВРК. На РРЛ с ВРК для слу-
жебной связи отводится один из рабочих каналов системы. Ввод и вы-
деление импульсов служебного канала из общей последовательности ка-
нальных импульсов проводятся аналогично выделению рабочих кана-
лов на промежуточных станциях.
Рассмотрим схему служебного канала системы ВРК для ретрансля-
ционных станций (рис. 9.3).
Если промежуточная станция находится в режиме дежурного при-
ема (переключатели П1 и П2 в положении Рет), то все каналы систе-
мы на этой станции транслируются по видеотракту. В этом режиме по-
157
следовательность импульсов всех каналов системы с выхода приемни-
ка СВЧ направления А проходит каскад гашения КГ, работающий в
этом случае в режиме усиления, нормализатор Н и поступает на вход
СВЧ передатчика направления Б. Одновременно вся последователь-
ность импульсов поступает в выделитель синхроимпульсов ВСИ\
последние следуют с частотой 8 кГц. С помощью выделенного синхро-
импульса на станции получают управляющие напряжения, позволяю-
щие выделять импульсы служебного канала. Остальные устройства
станции в режиме дежурного приема не используются.
При передаче информации с промежуточной станции в одном или в
обоих направлениях электромеханик нажимает тангеиту Тн, ключ К
переводит в одно из крайних положений. Срабатывают реле РЗ и Р4
и подключают устройства соответствующего направления передачи.
При этом синхроимпульсы маркерного канала, поступающие с выдели-
теля ВСИ, задерживаются каскадом сдвига КС и запускают генератор
стробирующих импульсов ГСИ. Этот генератор вырабатывает импульсы
отрицательной полярности длительностью 5,2 мкс, которые через замк-
нутый контакт реле РЗ поступают на каскад гашения КГ и генератор
пилообразного напряжения ГПН частотой 8 кГц. При наличии строби-
рующих импульсов-подставок в каскаде гашения исключаются из
всей последовательности импульсы служебного канала, а с ГПН пило-
образное напряжение подается.на модулятор Мд служебного канала.
Одновременно на модулятор поступают импульсы частотой 8 кГц с вы-
делителя ВС И и колебания звуковой частоты из микрофона МТ (через
дифференциальную систему ДС и дифференциальный мост ДМ). Моду-
лированные по фазе импульсы с выхода модулятора Мд поступают в КГ
и подмешиваются к общей последовательности канальных импульсов
вместо исключенных из передачи. Затем последовательность импульсов
проходит нормализатор И и поступает на вход передатчика СВЧ соот-
ветствующего направления.
Одновременно устройства служебного канала обеспечивают ретран-
сляцию сигналов служебного канала по низкой частоте. С этой целью
выход демодулятора Дм соединен со входом модулятора Мд, а модуля-
тор Мд и демодулятор Дм через ДМ и УНЧ подключены к громкогово-
рителю Гр. Ретранслируемый по НЧ сигнал воспроизводится на стан-
ции громкоговорителем.
В случае неисправности ВСИ или пропадания канальных импульсов
на выходе приемника устройства служебной связи переводят в оконеч-
ный режим, при котором связь сохраняется с исправной стороны ли-
нии. Для перевода станции в оконечный режим переключатели П1 и
П2 переводят в положение Ок, при этом срабатывают реле Р1 к Р2 к под-
ключают к схеме аварийный датчик импульсов ДИ частотой 8 кГц и
синхроимпульсов ГСИ. Сдатчика ДИ импульсы частотой 8 кГц через
замкнутые контакты реле Р2 подаются на вход КС, а синхроимпульсы
взамен канальных — на КГ.
Работа схемы при приеме последовательности импульсов с другого
направления аналогична рассмотренному для направления А — Б.
Вызов станций линии по служебному каналу осуществляется голосом
и воспроизводится громкоговорителем. При нажатии тангеиты Тн
158
микротелефона переговорно-вызыв-
ного устройства Гр отключается.
Служебный канал в аппаратуре
может использоваться для передачи
сигналов ТУ и ТС системы автома-
тики. Для одновременной передачи
по каналу разговорной речи и сиг-
налов автоматики тракт ВЧ слу-
жебного канала фильтрами делят
на две части (0,3—2,7 кГц для те-
лефонной передачи и 2,8—3,4 кГц
для автоматики).
Диспетчерский канал. В аппара-
туре с ВРК могут быть организова-
ны каналы диспетчерской связи. По
этим каналам обеспечивается воз-
Рис. 9.4. Структурная схема органи-
зации канала диспетчерской связи
можность постоянного параллельного подключения абонентов на каж-
дом промежуточном пункте и ведение двусторонних переговоров по
обоим направлениям связи. Речь, передаваемая с промежуточного
пункта, будет слышна на всех промежуточных и оконечных станциях
между оконечным и любым промежуточным пунктом.
На промежуточных станциях демодуляторы Дм обоих направле-
ний связи в диспетчерских каналах подключены через дифференциаль-
ные системы ДС1 — ДСЗ параллельно на подслушивание с одновре-
менным транзитом импульсов данного канала (рис. 9.4). Для ведения
переговоров с диспетчером на телефонном аппарате ТА промежуточного
пункта нажимают тангенту Тн. Срабатывает реле Р, вследствие чего
разрывается цепь прохождения транзитного импульса с выхода прием-
ника Прм на вход передатчика Прд и осуществляется переприем по
низкой частоте. Через дифференциальную систему ДСЗ к транзитному
сигналу НЧ с ТА подводится на модулятор Мд местная информация.
9.2. Резервирование аппаратуры РРЛ
Магистральные РРЛ прямой видимости содержат большое число
станций. Тракт приемопередачи сигнала на каждой станции имеет
много различных элементов, каждый из которых может выйти из строя
и вызвать нарушение нормальной работы линии связи. Надежность
работы РРЛ во многом определяется безаварийной работой аппарату-
ры, условиями распространения радиоволн на интервалах РРЛ, орга-
низацией технической эксплуатации, квалификацией обслуживающего
персонала и другими факторами. Для повышения надежности работы
на РРЛ применяется две системы автоматического резервирования.
В основу одной из них положен принцип постанционного резервирова-
ния, в основу другой — резервирование по участкам линии.
Постанционное резервирование предусматри-
вает дублирование каждого комплекта приемопередающей аппаратуры
на всех станциях РРЛ. Основное и резервное оборудование рассчитано
159.
Рис. 9.5. Схема постанционного (а) и участкового (б) резервирования
на работу на одних радиочастотах. Дублирующий комплект аппарату-
ры может находиться в состоянии горячего или холодного резерва. В си-
стеме постанционного резервирования (рис. 9.5) принимаемый сигнал
через разделительный фильтр РФ1 и антенный переключатель АП1
поступает на вход рабочего приемника Прм1 и далее на передатчик
Прд1. С его выхода сигнал проходит антенный переключатель АП2,
разделительный фильтр РФ2 и поступает в антенну. Наличие сигнала
на выходе приемника контролируется индикатором несущей ИН1, а
на выходе Прд1 — индикатором мощности И Ml. В нормальном режи-
ме работы рабочего комплекта резервное оборудование отключено от
антенно-фидерного тракта и находится в состоянии горячего резерва.
Система резервирования работает от индикаторных устройств.
Пропадание сигнала на выходе передатчика регистрирует И Ml и при-
водит в действие схему автоматического резервирования АР, переклю-
чающую антенно-фидерный тракт на резервный комплект.
В случае пропадания сигнала с предыдущей станции или поврежде-
ния приемной части работающего комплекта аппаратуры выключается
ИН1 на выходе Прм1. При этом схема автоматики обеспечивает опро-
бование несущей. В рабочем комплекте аппаратуры включается заме-
щающий генератор ЗГ1, который восстанавливает несущую на выходе
передатчика, чем предотвращается срабатывание индикатора И Ml на
выходе передатчика и индикаторов несущей на последующих станциях.
Одновременно к антенне подключается резервный комплект. Если ин-
дикатор ИН2., включенный на выходе резервного комплекта, зафикси-
рует нормальный сигнал, то это указывает на неисправность рабочего
комплекта, и система автоматики завершает переключение на резерв-
ный. Если же приемник Прм2 резервного комплекта не обнаруживает
сигнала, то это указывает на отсутствие несущей частоты с предыдущей
станции, и система возвращается в исходное состояние.
Недостатком этого способа резервирования является низкая эф-
фективность использования резервного оборудования, его громоздкость,
отсутствие защиты от замираний сигнала, относительно большое время
переключения.
Резервирование по участкам линии предпоч-
тительно на многоствольных магистральных РРЛ. При этом способе
160
наряду с рабочими на линии организуют резервные стволы, которые в
нормальных условиях свободны от нагрузки и принимают ее при по-
вреждении любого рабочего ствола. При участковом резервировании
главными станциями линия делится на участки резервирования
(рис. 9.5, б). Это позволяет использовать резервный ствол для одно-
временной замены аварийных стволов на резервных участках.
Достоинством данного способа резервирования является возмож-
ность уменьшить состав оборудования на станциях линии. Замена ра-
бочего ствола резервным, использующим другую частоту, в ряде слу-
чаев обеспечивает восстановление связи при селективном замирании
сигнала на участке.
Более высокую надежность работы РРЛ можно получить по комби-
нированной системе резервирования, совмещающей участковое (пост-
вольное) и постанционное резервирование.
9.3. Надежность работы РРЛ связи
Надежность характеризует способность РРЛ обеспечить передачу
информации в течение определенного времени ее работы. Она обуслов-
лена главным образом безотказностью работы линии. Различают отка-
зы вследствие неисправности аппаратуры, от замираний сигнала на ин-
тервалах, из-за нарушения электропитания, эксплуатационные, выз-
ванные несоблюдением условий технического обслуживания.
Показатели надежности. При количественной оценке надежности
работы РРЛ учитывают время /н, в течение которого рассматривается
её работа; общую продолжительность отказов tQ за этот период време-
ни; наработку Т, под которой понимают общую продолжительность
работы. При работе с перерывами учитывают суммарную наработку
Т = tR — tQ — ta, где tn — время профилактических работ за время tH.
Показателями надежности являются безотказность, ремонтопригод-
ность, коэффициент технического использования. Показателями
безотказности работы оборудования РРЛ являются наработка на
отказ То и вероятность безотказной работы Р (0. Наработка на
отказ (в часах) характеризует среднее значение наработки обо-
рудования между отказами: где п0 — суммарное число
отказов за время tR. Вероятность безотказной работы характеризует
работоспособность линии в нормальных условиях эксплуатации в за-
данном интервале времени /, т. е. Р (t) = Она больше нуля, но
меньше единицы. Уменьшаясь во времени, она изменяется поэкспонен-
циальйому закону. Надежность РРЛ можно оценивать вероятностью
отказа q (t). Так как отказ и безотказная работа — события противо-
положные, то q (0 = 1 — Р (0.
Ремонтопригодность характеризует приспособленность оборудова-
ния РРЛ к восстановлению его работоспособности в заданных услови-
ях эксплуатации. Она оценивается средним временем восстановления
Т* в
Комплексным показателем надежности работы оборудования РРЛ
является коэффициент технического использования. Он характеризует
6 Зак. 1834 1Ы
мп
t
П
полезное время работы и опреде-
ляется как отношение наработки
Т за рассматриваемый период к
сумме этой наработки и времени
всех простоев (/0 + ^п)> т. е.
&ти = Т!(Т 4- + ^п) •
Отказы распределяются во вре-
мени по различным вероятностным
законам, которые характеризуются интенсивностью отказов. Под ин-
Рис. 9.6. График интенсивности отка-
зов аппаратуры
тенсивностью отказов понимают отношение скорости возникновения от-
казов dP к вероятности безотказной работы Р (t), т. е. X (t) =
= d?^p"IP (t)- Интенсивность отказов характеризует надежность
элементов. Для оборудования РРЛ, содержащего большое число эле-
ментов, характерны три периода изменения интенсивности отказов
(рис. 9.6). С момента включения оборудования в интервале 0 — П ин-
тенсивность отказов резко уменьшается. В этом интервале времени про-
исходит приработка оборудования, в процессе которой выходят из
строя элементы с внутренними дефектами. На участке — /2
интенсивность отказов постоянна, что характеризует нормальную ра-
боту оборудования. В интервале t > t2 интенсивность отказов повы-
шается в связи с износом элементов.
Надежность РРЛ без резервирования. Предположим, что РРЛ не
имеет резервирования и состоит из п последовательно включенных эле-
ментов. В качестве элементов могут быть приняты элементы аппарату-
ры (передатчики, приемники) или станция. Линия может работать без
отказа лишь тогда, когда все ее элементы (например, станции) работа-
ют без отказа. В этих условиях вероятность безотказной работы одно-
ствольной РРЛ без резервирования определится по правилу умноже-
ния вероятностей:
где Plt P2t..., Рн — вероятность безотказной работы станций.
При одинаковой надежности всех станций, т. е. Рг = Р2 = ...=
= Рп,
Р^ = РП'
Из этого выражения следует, что при заданной вероятности безотказной
работы станций Р увеличение их числа в линии резко снижает вероят-
ность ее безотказной работы. Например, если на линии действует п—
= 20 станций с вероятностью безотказной работы каждой Р = 0,95,
вероятность безотказной работы линии составит Р(п) = Рп = 0,9520 =
= 0,36.
Станции имеют ограниченную вероятность безотказной работы, по-
этому при заданном значении этого параметра следует уменьшить чис-
ло станций на линии и ее протяженность. Например, если вероятность
безотказной работы линии должна быть Р(п) = 0,95, то при вероят-
ности безотказной работы каждой станции Р = 0,99 их число п на ли-
162
нии не должно превышать Р(п) = Рп, или 0,95 = 0,99", откуда
п ~ 5.
Надежность РРЛ при резервировании. Вероятность безотказной
работы РРЛ можно увеличить резервированием. Различают постан-
ционное, поствольное (участковое) и поблочное резервирования эле-
ментов станций (приемников, передатчиков и т. д.).
При однократном постанционном резервировании связь на линии
будет нарушена, если даже на одной станции одновременно откажет
рабочее и резервное оборудование. Вероятность отказа одной станции
при этом д2, а вероятность безотказной работы всей линии
^ррл = (1-^)п=(1-(1-/>)2Р-
Учитывая, что 1, вероятность безотказной работы линии
рррл — i — /772-
Например, если вероятность безотказной работы одного лишь рабоче-
го элемента линии (например станции) Р = 0,8 при п = 1, то ее общая
вероятность безотказной работы
рррл~1—(i—^)2= i—(i —0»8)а=0»96.
Отсюда следует, что однократное постанционное резервирование дает
значительное повышение вероятности безотказной работы. Оно требует
удвоения приемно-передающей аппаратуры и используется в основном
на малоканальных РРЛ.
При поствольном поучастковом резервировании участки резерви-
рования включают в себя по пять станций на каждой стороне от узло-
вой и на одной стороне от оконечной станции.
Если на участке на k рабочих стволов выделяется один резервный
(система резервирования k + 1), то вероятность безотказной работы
линии, содержащей s участков по г станций в каждом, т. е. при числе
станций п = $г,
~1-(£-Н)зг2 <?2/2.
Этот вид резервирования по системе k + 1 по надежности уступает
постанционному и применяется на многоканальных многоствольных
РРЛ. Каждая РРЛ представляет цепочку последовательно действую-
щих станций, на которых работают последовательно включенные бло-
ки. Все эти элементы могут быть резервированы. Резервирование эле-
ментов станций дает наибольшую вероятность безотказной работы,
однако этот вид резервирования требует значительного увеличения
оборудования на линии и в основном используется для малонадежных
элементов станций спутниковых и тропосферных линий.
9.4. Электропитание радиорелейных станций
Источники электроснабжения. Аппаратура современных станций
РРЛ в основном рассчитана на электропитание от сети переменного
тока. Мощность, потребляемая РРС, зависит от состава оборудования и
составляет 10—50 кВт и более. Энергия расходуется на электропитание
6* 163
аппаратуры, освещение технических зданий, сигнальное освещение ан-
тенных башен и т. д.
Система электропитания должна обладать высокой надежностью,
обеспечивать хорошее качество (стабильность значения и формы) пи-
тающего напряжения, иметь простую схему устройства, быть экономич-
ной в эксплуатации. Надежность электроснабжения повышает устой-
чивость связи и эффективность резервирования аппаратуры.
По условиям надежности электроснабжения оборудование РРС де-
лят на три группы: оборудование особой группы первой категории, а
также оборудование первой и третьей категорий. К особой группе пер-
вой категории (категория 1а) относят приемно-передающие устройст-
ва магистральных линий, аппаратуру кабельных систем передачи, ава-
рийное электроосвещение и др.
Это оборудование не допускает перерывов электропитания, поэто-
му получает электроэнергию через устройства гарантированного пита-
ния. К оборудованию первой категории (категория 16) относят прием-
но-передающие устройства и аппаратуру кабельных систем передачи
внутризоновых (дорожных и отделенческих) РРЛ, контрольно-измери-
тельную аппаратуру, сигнальное освещение антенных опор, аварийное
освещение аппаратных, систему охранной и пожарной сигнализации
и т. д. Эти потребители допускают перерыв в электропитании до 30 с.
Остальные потребители электроэнергии РРС, допускающие более дли-
тельные перерывы в электропитании, относят к третьей категории.
Система электропитания РРС включает в себя внешний (первичный)
и внутренний источники электроэнергии — устройства гарантирован-
ного питания, которые обеспечивают бесперебойное энергоснабжение
радиоаппаратуры.
Первичным источником электроэнергии является внешняя электро-
сеть или ЛЭП, от понижающей подстанции которой до РРС электро-
энергия подается по основному или резервнрму фидеру напряжением
6/10 кВ. Для снижения подводимого напряжения с 6/10 кВ до 220/380 В
на РРС дополнительно устанавливают свою трансформаторную под-
станцию. Высокую надежность электропитания аппаратуры обеспечи-
вают резервированием внешнего источника.
Резервирование внешних источников предусмотрено от дизель-ге-
нераторов и аккумуляторных батарей, автоматически включаемых в ра-
боту при пропадании напряжения внешнего источника.
На станциях, не имеющих внешнего электроснабжения, первичным
источником энергии служат постоянно работающие дизель-генера-
торные установки, также резервируемые вторыми комплектами дизель-
генераторов. В зависимости от значения потребляемой мощности на
РРС применяются дизель-генераторные агрегаты типов ДГА-12М,
ДГД-24М, ДГА-48М с выходной мощностью соответственно 12, 24,
48 кВт. Каждая установка состоит из агрегата (дизеля и электрического
генератора) и щита автоуправления. Аккумуляторные батареи яв-
ляются источниками электропитания, исключающими кратковременные
перерывы в подаче энергии при переходе от внешней сети на дизель и
обратно. Она также служит для развязки аппаратуры от сети при пере-
ходных процессах и толчках напряжения. Емкость батареи выбирает-
' IG4
ся такого значения, чтобы время ее разряда превышало время отказа
внешних источников
Для необслуживаемых ПРС время разряда батареи принимается 5 ч,
на ПРС с автономным питанием от дизельной электростанции с постоян-
ным обслуживанием — 1 ч (а при большом числе ПРС с автономным пи-
танием на линии — до 3 ч), на УРС и ОРС с постоянным обслуживани-
ем — 1 ч.
Унифицированная радиорелейная аппаратура КУРС диапазонов
2, 4, 6, 8 ГГц работает от источника постоянного тока 24 В ± 10%.
Емкость батарей у этих систем рассчитана на постоянное энерго-
обеспечение.
Типовая схема гарантированного питания РРС (рис. 9.7). Основное
внешнее электроснабжение осуществляется по двум рабочим вводам
(вводы 1 и 2). При пропадании напряжения на одном из действующих
вводов нагрузка автоматически переключается на другой. Резервным
источником питания служат автоматизированные дизель-генераторы
ДГА-48М № 1 и 2 со щитами автоматики/
' Помимо этих основных источников энергоснабжения, схема содер-
жит устройства гарантированного питания, состоящие из двух агрега-
тов АГМ-20 со своими щитами управления. Агрегат АГМ-20 включает
В себя асинхронный электродвигатель /И, синхронный бесконтактный
генератор Г и два инерционных маховика, сидящих на одном валу,
один из них постоянно вращается, другой находится в резерве (непод-
вижен, иногда вращается). Эти агрегаты обеспечивают бесперебойность
питания при его переключении с сети на дизель-генератор и обратно,
а также с одного дизель-генератора на другой.
АГМ-20
£ g
АГМ-20
BMN°t ВМ'Н°2 Резервный. источник
л S £'V'W^Z?5 3^389/2208 лга-Ч8М №1 ДГА-ЧЗМ№2
3^ 380/2200
| Нагрузки I——-----------
р категории 3 Нагрузки категории 15
Ст.Н
* < “Т
II
Шкаф эл, питания аппаратной 1 g
1^2200 1^2200 1^2208
Нагрузки категории 1а
Рис. 9.7. Схема гарантированного питания РРС
=5
।
блоки пере-{ §
к точения , Т
ПР-9000 8§
[ 380/2200 | ПР"9000
Шины питания наг-
категории 1&
165
В нормальном режиме (при наличии напряжения переменного тока
на вводах 1 и 2) агрегат АГМ-20 вращается асинхронным двигателем
М. В аварийном режиме (при отсутствии напряжения сети) генератор
агрегата продолжает вращаться в течение 30 с за счет кинетичес-
кой энергии маховика массой около 1 т. За это время автоматически
запускается один из резервных дизель-генераторов ДГА-48М.
Механические агрегаты имеют собственную систему стабилизации
выходного номинального напряжения с точностью ±2%. Из-за боль-
шой энергии маховика влияние толчков напряжения во внешней сети
практически не сказывается на выходном напряжении генератора. При
неисправности агрегатов гарантированного питания стабилизация пере-
менного напряжения, подводимого к нагрузке категории 1а, осуществ-
ляется стабилизатором напряжения СтН.
Система гарантированного питания с аккумуляторными батареями
встречается в двух вариантах. В первом варианте питание аппаратуры
осуществляется переменным током. Агрегат гарантированного питания
содержит преобразователь постоянного напряжения в переменное.
Преобразователь получает питание от аккумуляторной батареи, рабо-
тающей в буферном режиме (с подзарядкой через выпрямитель от сети
переменного тока).
Второй вариант гарантированного питания обеспечивает питание
аппаратуры постоянным током непосредственно от аккумуляторных
батарей, работающих в буферном режиме.
Рассмотренный комплекс электроустановок резервного и гарантиро-
ванного питания размещается в техническом здании РРС.
Глава 10
КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛОВ РРЛ
10.1. Общие сведения об образовании каналов
и эталонных цепях
Качество передачи информации определяется степенью искажений
передаваемого сигнала. Величина искажений сигнала определяется
электрическими характеристиками канала связи, по которому переда-
ется эта информация. Чтобы искажения не превышали допустимых зна-
чений, характеристики каналов должны удовлетворять установленным
требованиям, совокупность которых выражена в нормах на качествен-
ные показатели каналов связи.
РРЛ используются для внутренних и международных связей, поэто-
му качественные показатели каналов и технические характеристики
линий, предназначенных для международных соединений, должны
удовлетворять рекомендациям МККР и МККТТ. Нормы, принятые в
СССР для Единой автоматизированной сети связи (ЕАСС), обычно со-
ответствуют этим рекомендациям.
166
—< рвЗипмоЗулмлор
>— ридиодемодулятор
EBHIFHIP4IHHJJ4>4Dx>“D
П ЦПер8(1ЧН0Ц П ВшорИЧНОО.
преооразмшм:\_1 альныи. Ц группы □ группы
Рис. 10.1. Структура гипотетических эталонных цепей МККР
На РРЛ, оснащенных системами ЧРК, телефонные каналы образуют-
ся с помощью аппаратуры разделения, которая не входит в состав ра-
диорелейного оборудования. При таком способе организации связи
электрические характеристики телефонных каналов зависят от харак-
теристик аппаратуры разделения и радиоаппаратуры РРЛ. Радиоап-
паратура в этом случае образует линейный тракт передачи сигналов
многоканальной телефонии.
Каналы передачи изображения и звукового сопровождения телеви-
дения организуют с помощью устройств, входящих в состав аппаратуры
радиорелейной связи, которая и определяет электрические характе-
ристики этих каналов.
Каналы звукового вещания на РРЛ могут быть образованы объе-
динением двух-трех телефонных каналов или специально организо-
ваны на поднесущих частотах. Электрические характеристики каналов
зависят от протяженности и структуры линии связи, на которой они
образованы. Поэтому характеристики каналов связи нормируют для
номинальных (пли гипотетических эталонных, т. е. предполагаемых)
цепей, имеющих фиксированные протяженность и структуру построе-
ния.
Для РРЛ прямой видимости, предназначенных для передачи те-
лефонных сигналов с частотным разделением и ЧМ, МККР рекоменду-
ет два типа гипотетической эталонной цепи протяженностью 2500 км:
для систем с числом телефонных каналов от 12 до 60 (рис (0.1, а)
и для систем с числом каналов более 60 (рис. 10.1, б). В первом случае
гипотетическая эталонная цепь состоит из шести идентичных секций
равной длины и содержит три пары индивидуальных преобразовате-
лей, шесть пар преобразователей первичных групп и шесть пар преоб-
разователей вторичных групп. Такая нормированная цепь содержит
две станции с переприемом на НЧ (не считая оконечных станций) и
три станции с переприемом по первичным (12-канальным) группам.
Эталонная цепь для систем с числом каналов более 60 состоит из
девяти секций и содержит три пары индивидуальных преобразовате-
лей., шесть пар преобразователей первичных групп и девять пар пос-
образователей вторичных групп.
Для РРЛ с ВРК гипотетическая эталонная цепь (рис, ЮЛ, в)
состоит из шести идентичных секций и содержит пять станций с пере-
приемом по НЧ. Подобным образом МККР установлены нормирован-
ные цепи для каналов вещания и телевидения, внутризоновых и дру-
гих связей.
Эталонными цепями обычно руководствуются при построении и
расчете РРЛ и определении технических требований к параметрам ап-
паратуры. Применительно к эталонным цепям установлены нормы на
качественные показатели каналов связи.
10.2. Электрические характеристики и нормы
качественных показателей ТФ канала
Уровни передачи сигнала в технике связи определяют не абсо-
лютными, а относительными логарифмическими значениями мощно-
стей, напряжений или токов и выражают в децибелах (дБ). Уровни
сигнала по мощности, напряжению или току, дБ:
Рх Ux
₽M = 10lg-“ pH = 201g —; PT=2Olg/x//o. d0.il)
Здесь индекс х относится к величине, действующей в рассмо-
тренной точке цепи, а индекс 0 —к величине, принятой за исходную
(начальную).
Если измеренные конечные значения Р х, U 1 х меньше началь-
ных Ро, Uo, /о, то уровни передачи отрицательные. Такой режим со-
ответствует ослаблению (затуханию) сигнала в рассматриваемой элек-
трической цепи Когда сравниваемые величины Р х, Uх, /х и Ро, (7о,
/о одинаковы, то уровни передачи равны нулю.
В общем случае уровень передачи, определенный по мощности, не
равен уровню передачи, определенному по напряжению или току. При
сравнении этих уровней необходимо равенство сопротивлений нагру-
зок, на которых измеряются напряжения U х и /7о или через которые
протекают токи / х и /0. При сравнении уровней передачи по мощности
с уровнями передачи по напряжению или току при различных сопро-
тивлениях нагрузок пользуются соотношениями:
№= JO 1g -у- = 101g 20 lg-^7 - Ю lg -1—- =рн-101g
, Px Tlzxl fx |ZYI |Z~|
PM=I01g-^- = 101g——-=20 lg-2- + 101g 77T-=Pt+ 101g -L-21
ro 'о I zo | '0 I ^0 I I z0 j
Уровни по мощности можно сравнивать между собой, не указывая
значения сопротивления нагрузки. Различают абсолютный, относи-
тельный и измерительный уровни передачи.
Уровни передачи позволяют определить конкретное значение
мощности напряжения или тока, если одну из величин отношения
(10.1) считать неизменной (эталонной), т. е. если выбрать условный
1Ы8
нулевой уровень. За условный нулевой уровень принята мощность
Ро = 1 мВт, которую можно получить от эталонного генератора с
э. д. с., равной 1,55 В, и внутренним сопротивлением 600 Ом. Такой
генератор в согласованной нагрузке 600 Ом развивает ток /о = VP0/Ra
— VI» 10~3/600 = 1,29 мА и напряжение Uo — yPoRB = Vl-10~3 X
X УбОО = 0,775 В.
Если измеренные значения Рх, U ж, I х сравнивают с эталонными
значениями одноименных им величин Ро — 1 мВт, Uo = 0,775 В,
/о = 1,29 мА, то получают абсолютные уровни передачи, дБм, вы-
численные относительно 1 мВт:
р и ' 7 1 7
(10.2)
у
Рбозначим 10 lg = pz,
' 1 их и
Т0ГДа 20 lg "6" 775~ ==р+рг: 201е Т29"=О-Рг
и абсолютные значения мощности, напряжения и тока
Ря = 67х= 0.775-1OU’U5 (P+Pz)’.
о.05(₽_Рг) <10-3)
lx = 1,29-10 ( г)-
Если сопротивление нагрузки Z = 600 Ом, то второе слагаемое
в (10.2) равно нулю (рг = 0), а уровни по мощности, напряжению и
току равны (рм = Рв = РТ = р) и выражения (10.3) упрощаются.
Относительный уровень получают, если он вычислен по отношению
к мощности, напряжению или току, действующим в начале цепи.
Измерительным уровнем называют абсолютный уровень в данной
точке цепи при условии, чтоб начале цепи подается сигнал с абсолют-
ным ' нулевым уровнем.
Уровни, выраженные в децибелах, обозначают: относительный —
дБО (или латинское dBr)\ абсолютный (относительно 1 мВт) — дБм
(или dBm)-, относительно 1 мВт в точке с нулевым относительным уров-
нем — дБмО (или dBmO).
Пример 10.1. Определить эффективные значения мощности, напряжения
и тока в цепи с сопротивлением 600 Ом, соответствующие абсолютному уровню
—15 дБм'.
Решение, Согласно формулам (10.3) мощность
рх= i.io°*’₽= = io^tf5= io-«-io+o,6=
= Ю“а-3,16=0,0316 мВт=31,6 мкВт.
При сопротивлении нагрузки 600 Ом pz = 0, следовательно, напряженке
и ток:
t^=Q.775-10U’°5(₽+₽Z)=0.775-10°,08<~,8+0)==0,775-10-°'78= 0,138 В]
ix= 1.29-10 —0,75 = 1,29 10-М0+°'28=1,29.10-1-1(78= 0,23 мА.
169
Остаточное затухание аг опре-
деляется разностью между уровнем
передачи на входе канала тональ-
ной частоты ТЧ и уровнем приема
на его выходе или разностью между
суммой всех усилий Ss и затуха-
ний Sa, вводимых в канал, т. е.
dr = Ss—Sa.
Рис. 10.2. Схема „ возникновения об- Уровень на входе канала всегда
ратной связи должен быть больше уровня на его
выходе, т. е. аг — величина поло-
жительная. При несоблюдении этого требования может возникнуть
генерация канала вследствие наличия обратной связи через оконеч-
ные дифференциальные системы (рис. 10.2, i0бР). Появление тока
обратной связи (из тракта приема в тракт передачи) в дифферен-
циальной системе возможно из-за снижения в ней затухания при
1см. формулу (3.5)].
Значение остаточного затухания определяет устойчивость телефон-
ного канала и характеризует громкость приема речи. Численно оста-
точное затухание должно быть 7 дБ на частоте 800 Гц, а изменения во
времени не превышать ±2 дБ. Постоянство остаточного затухания
телефонного канала определяется стабильностью остаточного зату-
хания линейного тракта РРЛ и аппаратуры ЧРК с АРУ.
Частотная характеристика канала ТЧ представляет собой зави-
симость остаточного затухания аг канала от передаваемой по нему
частоты (рис. 10.3, а). При определении частотной характеристики
вместо абсолютной величины аг берут ее относительное изменение от
частоты по отношению к затуханию на частоте 800 Гц. Частотная ха-
рактеристика телефонного канала определяется только аппаратурой
уплотнения. Она характеризует искажения, вносимые каналом в те-
лефонную передачу.
Полоса, ограниченная частотами, на которых аг на 8,7 дБ боль-
ше а г на частоте 800 Гц, называется полосой эффективно передаваемых
частот. В многоканальных системах (N > 12) эта полоса рекомендует-
ся от /т1п = 0,3 до /тах = 3,4 кГц. Для получения неискаженной пе-
Рис. 10.3. Частотная характеристика ТФ канала (а) и ее нормативные отклоне-
ния (б)
170
редачи частотная характеристика
канала должна укладываться меж-
ду линиями, отмеченными на
рис. 10.3, б штриховкой.
Амплитудная характеристика
канала ТЧ представляет собой за-
висимость выходного уровня в
канале /?Вых от уровня на его
входе /?вх (рис. 10.4). Если ха-
рактеристика линейна, то в канале
отсутствуют нелинейные искаже-
ния. Практически в канале всегда
имеются нелинейные искажения.
Они не более допустимых, если
Рис. 10.4. Амплитудная характери-
стика ТФ канала
изменения входного уровня не
превышают критического значения рвх кр- Линейность канала ТЧ
определяется лишь аппаратурой с ЧРК.
Фазовая характеристика канала представляет собой зависимость
фазы сигнала на выходе канала по отношению к фазе сигнала на его
входе от частоты сигнала. Неодинаковый фазовый сдвиг колебаний
различных частот, обусловленный имеющимися в канале реактивны-
ми элементами, приводит к фазовым искажениям.
Фазовые искажения оценивают групповым временем запаздывания
(ГВЗ). Оно является производной от фазовой характеристики по ча-
стоте и характеризует физическое время передачи сигнала по каналу.
Если ГВЗ (/3) больше 50 мс, в канале прослушивается электрическое
эхо. Оно проявляется в том, что разговаривающий абонент слышит с
некоторым опозданием свой разговор. Это возможно за счет отражений
сигнала на приемном конце канала и попадания их в дифференциаль-
ную систему тракта передачи. При 4 > 250 мс теряется чувство кон-
такта между разговаривающими абонентами.
Значение ГВЗ в основном определяется параметрами аппаратуры
ЧРК (главным образом временем пробега сигнала в полосовых каналь-
ных фильтрах) и почти не зависит от радиорелейного оборудования,
где время пробега весьма мало. В полосе рабочих частот канала ГВЗ
сигнала неодинаково. Оно не сказывается на качестве телефонного раз-
говора, но вызывает искажения цифровых сигналов тонального теле-
графирования. Поэтому изменение ГВЗ телефонного канала нормиру-
ют. Абсолютное время запаздывания в канале ТЧ не должно превы-
шать 100 мс.
Расхождение частот в канале. Оно возникает при неравенстве ча-
стот генераторного оборудования в аппаратуре ЧРК двух станций,
между которыми осуществляется связь. Чтобы оно не вызывало иска-
жений передачи, его нормируют. Наиболее жесткие требования к
расхождению частот предъявляют при передаче цифровых сигналов
тонального телеграфирования и звукового вещания. При одном пере-
приеме по ТЧ допускается расхождение частот до 0,5 Гц.
Средняя мощность многоканального сообщения. Многоканальное
сообщение представляет собой сумму преобразованных по частоте от-
171
дельных ТФ сигналов, передаваемых по каналам. Параметрами та-
кого группового сигнала являются его средняя и пиковая мощности.
Эти мощности зависят от загрузки линии ТФ сигналами и имеют раз-
личные значения в течение суток.
Средняя мощность многоканальной передачи Рср в час наиболь-
шей загрузки (ЧНЗ) линии прямо пропорциональна числу ТФ кана-
лов:
^cp = ^icp N >
где Picp — экспериментально определяемая средняя мощность, приходящаяся
на один ТФ канал в ЧНЗ линии.
Загрузку линии характеризуют уровнем, дБ, выраженным по от-
ношению к нулевому измерительному уровню канала мощностью
Ро = I мВт:
Р<р=Ю 1g -^- = Ю lg-%^ + Ю IgW.' (Ю.4)
P P
где 10 Is — 10 1g = p1Gp — уровень загрузки одного ТФ канала
На основе измерений, проведенных в различных странах, МККТТ
и Л1ККР рекомендуют принимать р1ср — — 15 дБм, что соответствует
средней мощности Р1ср = 31,6 мкВт. В связи с тем что по ТФ каналам,
помимо ТФ сообщений, передаются сигналы телеграфий, вещания,
передачи данных и др., в СССР принята р1ср = — 13 дБм (Р1ср =
= 50 мкВт). Уровень загрузки одного ТФ канала, дБм, по рекомен-
дации МККР, при числе ТФ каналов от 12 до 240
Рср = 1 + 4 1g Л/,
а при N > 240
Рср=- 15+lgA\ (10.5)
По нормам ЕАСС, принятым в СССР,
рср=- 13+101gAZ. (10.6)
Средняя мощность многоканального сообщения, мВт, в любой
точке группового тракта линии связи с измерительным уровнем
согласно формуле (10.4)
Рср = 10°’1 (рср+°к).
Спектр многоканального сообщения содержит большое количест-
во гармонических составляющих преобразованных спектров сигна-
лов ТФ каналов. Когда амплитуды колебаний гармонических состав-
ляющих складываются, то амплитуда многоканального сообщения до-
стигает пикового значения. Эти пиковые значения не должны превы-
шать порога перегрузки, соответствующего изгибу амплитудной ха-
рактеристики канала (см. рис. 10.4)
Девиация частоты при передаче многоканального сообщения. При
частотном разделении каналов многоканальное сообщение является
сигналом, модулирующим частоту передатчика. Мгновенное изменение
(сдвиг) частоты передатчика относительно несущей пропорционально
мгновенному значению напряжения многоканального сообщения. Де-
172
виация частоты на соединяемых РРЛ различных стран по ПЧ или ВЧ
должна быть одинаковой. Поэтому при разработке аппаратуры и рас-
чете РРЛ значение девиации частоты Д/к выбирают в соответствии с ре-
комен да ци я м и М К К Р.
Число каналов N . . . 12; 24 60; 120 240; 300; 600; 960 1260
Девиация частоты Д/к,
кГц.................... 35 50; 100; 200 200 140; 200
Ее измеряют при подаче на вход ТФ канала измерительного уровня
(синусоидального сигнала частотой 800 Гц мощностью 1 мВт в точке
с нулевым относительным уровнем). По значению Д/к на канал можно
определить значение эффективной девиации частоты Д/э, которая
соответствует средней мощности многоканального сообщения Рср:
д/э= д/к. ю°’05₽ор=д/к
где Рср — абсолютный уровень средней мощности Рср многоканального сообще-
ния в точке с нулевым относительным уровнем, дБмО.
103. Помехи в телефонных каналах РРЛ
Шумы в каналах ТЧ. Различают два основных вида помех в ка-
налах:' собственные шумы канала и невнятные переходные помехи.
Основной составляющей собственных шумов являются тепловые
(флуктуационные) шумы. Они обусловлены неравномерностью потока
электронов в транзисторах, электронных лампах и хаотическим дви-
жением свободных электронов в резисторах и других токопроводящих
элементах аппаратуры.
Шумы, обусловленные невнятными помехами, возникают из-за
нелинейности характеристик элементов тракта передачи. Нелинейность
тракта приводит к преобразованию частот мешающих сигналов, они
создают невнятные помехи в каналах и часто именуются нелинейными
переходными шумами.
Шумы в канале содержат большое число составляющих, которые
по-разному воздействуют на ухо человека. Чувствительность телефо-
на на разных частотах неодинакова. Мешающее действие составляющих
шума на качество телефонной передачи оценивают по значению псо-
фометрического (взвешенного) напряжения шумов (псофос по-грече-
ски означает шум) на выходе телефонного канала. Под псофометриче-
ским напряжением шума понимают эквивалентное напряжение часто-
той 800 Гц, которое оказывает такое же мешающее действие, как и дей-
ствительный шум со всеми его составляющими.
Шумы в телефонном канале измеряют специальным прибором —
псофометром, представляющим собой квадратичный вольтметр с
включенным на его входе псофометрическим фильтром.Частотная ха-
рактеристика этого фильтра отражает чувствительность уха и теле-
фона к восприятию помех в спектре от 300 до 3400 Гц.
В системах с ЧРК шум в канале ТЧ имеет равномерный спектр.
Псофометрическая мощность шума Рш лс = 0,56Рш, где Рш — мощ-
ность шума, измеренная с включенным псофометрическим фильтром.
173
Уровень псофометрической мощности шума, дБм,
Рм пе=Рм 2,5.
Мешающее действие шумов в канале зависит от соотношения меж-
ду напряжениями полезного сигнала и шума на выходе канала или раз-
ности их уровней. Мощность шума Рш, пВт, в канале определяется
в точке с нулевым относительным уровнем, в которой мощность сигна-
ла Рс — 1 мВт = 10е пВт, поэтому отношение сигнала к псофометриче-
скому шуму, дБ,
Значение псофометрической мощности шума в канале ТЧ в основ-
ном определяется трактом РРЛ и в меньшей степени аппаратурой с
ЧРК. Отношение псофометрического напряжения шумов на выходе
телефонного канала с равномерным частотным спектром к эффектив-
ному напряжению шумов называется псофометрическим коэффициен-
том. Для канала с полосой частот 0,3—3,4кГц псофометрический ко-
эффициент
&п = £Лп пс/^ш эфф — 0,75.
Нормы на шумы в канале ТЧ. Отношение сигнал/шум на выходе
канала РРЛ связи снижается при уменьшении уровня сигнала на вхо-
де приемника. Такие замирания сигнала на интервалах РРЛ носят
случайный характер, поэтому уровень шумов на выходе канала изме-
няется по случайному закону. Эта особенность шумов учитывается ре-
комендациями МККР, нормирующими как среднюю за час мощность
шума, так и допустимый процент времени, в течение которого мощность
шума может превышать допустимое значение.
Нормы на шумы устанавливаются для гипотетической эталонной
цепи, которая служит руководством для разработчиков систем связи
и реальных линий. Нормируется обычно полная мощность шумов,
складывающаяся из тепловых и переходных шумов, хотя изменениям во
времени подвержены лишь тепловые шумы. Значение шумов на вы-
ходе каналов зависит от протяженности линии, количества и вида ис-
пользуемой аппаратуры. В табл. 10.1 приведены нормы на допустимую
мощность шумов в точке с нулевым относительным уровнем ТФ ка-
нала для гипотетической эталонной цепи протяженностью 2500 км,
оборудованной системами с ЧРК ЧМ или ВРК ИМ.
Для систем с ЧРК ЧМ в приведенные в табл. 10.1 нормы не вклю-
чена мощность шумов аппаратуры ЧРК, которая не входит в состав
аппаратуры РРЛ и согласно рекомендациям МККР не должна превы-
шать 2 500 пВт. Аппаратура ВРК входит в состав радиорелейного
оборудования, поэтому нормы на шумы при ВРК ИМ превышают со-
ответствующие нормы для систем ЧРК ЧМ на 2 500 пВт.
Реальные РРЛ отличаются от гипотетических, поэтому МККР
нормирует уровень шумов для реальных линий, протяженность кото-
рых L отличается от 2500 км. Для реальных РРЛ протяженностью
от 280 до 2 500 км и оборудованием, аналогичным оборудованию ги-
174
Таблица 101
Вид нормируемой мощности шумов 1 Допустимая мощность, нВт, при
ЧРК ЧМ ВРК им
Средняя за любой час псофометри- ческая 7 500 10 000
Средняя за минуту псофометриче- ская, которая может превышаться в те- чение не более 20% времени месяца 7 500 10 000
То же в течение не более 0,1 % вре- мени месяца 47 500 50 000
Средняя за 5 мс «невэвешенная» (не псофометрическая), которая может превышаться в течение 0,01% времени месяца с наибольшими замираниями 10® 10е
потетической цепи, по рекомендациям МККР> мощность шумов, пВт,
в точке с нулевым относительным уровнем ТФ канала на конце линии
емкостью более 60 каналов в стволе с ЧРК не должна превышать 3L
псофометрической средней мощности более 20% времени любого ме-
сяца; 47 500 пВт псофометрической средней мощности более чем за
(L/2 500) 0,1 % времени любого месяца. Для линий, структура которых
отличается от гипотетической линии, предельные значения шумов в
ТФ каналах, рекомендуемые МККР, приводятся в [6].
Из норм МККР на шумы, относящимся к 80% времени нормаль-
ной работы линии (Рш = 7 500 пВт при телефонии), исходят при
определении требований на качественные показатели аппаратуры РРЛ.
Мощность шумов Рш = 47 500 пВт, превышаемая в течение 0,1%
времени любого месяца, возникает на интервалах РРЛ, когда проис-
ходят глубокие замирания сигнала. При этих значениях шумов уров-
ни сигнала на интервалах очень незначительные, что может нарушить
работу линии. Поэтому эти нормы являются определяющими при рас-
чете трасс РРЛ с заданным процентом времени устойчивости работы
линии. Практически в этом случае нормируется не допустимая мощ-
ность шумов, а допустимый процент времени (L/2 500) 0,1, в течение
которого мощность шумов может превышать заданное значение.
Внятные переходные помехи. Эти помехи обычно возникают в ап-
паратуре с ЧРК при попадании в канал разговорных токов других
каналов с сохранением их первоначальных частот. Защищенность ка-
нала 0т внятных переходных помех оценивается разностью уровней
полезного рс и мешающего переходного рп сигналов на выходе канала
ТЧ, т. е. Ре — рТ1. Внятные переходные помехи больше мешают раз-
говору, чем собственный шум канала с тем же уровнем, поэтому их
допустимый уровень принимают меньшим допустимого уровня собст-
венных шумов. Согласно рекомендациям МКТТ, значение защищен-
ности от внятного переходного разговора на линии протяженностью
2500 км должно быть 58 дБ для 90% комбинаций влияющих и под-
верженных их влиянию каналов и 52 дБ для 100% комбинаций каналов.
Под комбинацией каналов понимается пара разных каналов, взятых
175
из их общей совокупности на линии связи. Для линии протяженно-
стью L, км, нормы защищенности рс — рш 58 ± 10 1g (12 500/L)
для 90% комбинаций и 52 ± 10 1g (12 500/L) для 100% комбинаций
каналов.
10.4. Электрические характеристики
линейного и высокочастотного трактов РРЛ
Линейный тракт включает в себя радиорелейное оборудо-
вание от входа модулятора до выхода демодулятора (в том числе пре-
дыскажающие и восстанавливающие контуры, усилители линейных
частот и т. п.).
При использовании аппаратуры частотного разделения каналов
А ЧРК, соединяемой с аппаратурой РРЛ кабельной линией, должны
быть согласованы их волновые и входные сопротивления и нормирова-
ны уровни сигнала по линейному спектру на выходе (точка R) и вхо-
де (точка /?') радиоаппаратуры РА и соответственно на входе (точка
Т) и выходе (точка Т') АЧРК (см. рис. 3.14) Значения этих уровней
для линейных трактов РРЛ, предназначенных для передачи сигналов
многоканальной телефонии, для систем различной емкости приводятся
в табл. 10.2.
Уровень всех непрерывно передаваемых сигналов, контрольных
частот, сигналов переключения и других сигналов, передаваемых по
радиорелейной системе или соединительной линии вне полосы теле-
фонных каналов, должно быть ниже — 50 дБмО.
Линейный тракт РРЛ при передаче сигналов многоканальной теле-
фонии оценивается амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ),
уровнями тепловых и нелинейных переходных шумов Неравномер-
ность АЧХ для полосы частот, занятой телефонными каналами, не долж-
на превышать 1,7 дБ на один переприемный участок. Суммарный уро-
Таблица 10 2
Число ТФ каналов Полоса частот ТФ каналов, кГц Граничные частоты линейного тракта, кГц Номиналь- ное полное сопротивле- ние линейно- го тракта, Ом Относительный уровень по мощности на канал, дБО, в точке
R Т ! R
24 12—108 12—108 150 (сим.) —15 —23 —36 -45
60 12—252 12—252 150 (сим.) -15 —23 —36 -45
60—300 60—300 75 (несим.) — 15 —23 -36 —45
120 12—252 12—552 150 (сим.) — 15 —23 -36 -45
60—552 60—552 75 (несим.) — 15 —23 -36 -45
300 60—1300 1 64—1296 J 60-1364 75 (несим.) -18 —23 -36 —42
600 60—2540 1 64—2660 J 60—2792 75 (несим.) —20 —20 —23 —33 -36 -33 —4’5 —20
720 312—3340 . 300-3340 75 (несим.) —28 —33 -33 —37
176
вень тепловых и нелинейных переходных шумов линейного тракта не
должен превышать допустимых значений (см. §. 10.3). Переходные
и тепловые шумы линейных трактов измеряют специальными измери-
телями.
Высокочастотный тракт РРЛ заключен между вхо-
дом (по ПЧ) передатчика и выходом (по ПЧ) приемника. Он характе-
ризуется неравномерностями характеристики группового времени за<
паздывания ГВЗ и характеристик дифференциального усиления и диф-
ференциальной фазы по ПЧ. Эти характеристики нормируются для каж-.
дой системы при ее разработке и определяют качественные показатели
каналов РРЛ при передаче сигналов многоканальной телефонии у
телевидения.
------- РАЗДЕЛ 3 ----
ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ
И ЭЛЕМЕНТЫ РАСЧЕТА РРЛ
Глава 11
ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ РРЛ
11.1. Помехоустойчивость РРЛ к тепловым шумам
при ЧРК ЧМ
Общая характеристика шумов в каналах РРЛ. В диапазоне, ис-
пользуемом для радиорелейной связи, можно пренебречь внешними
(атмосферными и промышленными) помехами. Основными помехами
на выходе телефонного канала РРЛ являются собственные шумы, воз-
никающие в электрических цепях аппаратуры и ее антенно-фидерном
тракте. Среди собственных шумов преобладают тепловые (флуктуа-
ционные) шумы, в основном возникающие в первых каскадах радио-
приемных устройств, и переходные помехи, обусловленные внятными
и невнятными переходными разговорами между каналами. Невнятные
переходные помехи принято суммировать с тепловыми и рассматри-
вать как шумы канала, а внятные учитывать отдельно.
Шумы в каналах влияют на помехоустойчивость линии, под кото-
рой понимают защищенность телефонного канала от помех. Защищен-
ность оценивают отношением сигнала к шуму или мощностью шумов
на выходе телефонного канала Защищенность канала определяется
параметрами аппаратуры и выбором в ней вида модуляции.
Тепловые шумы при ЧРК ЧМ. Тепловые шумы при ЧРК ЧМ име-
ют равномерный спектр в полосе пропускания входных каскадов ра-
диоприемника (рис. 11.1, а) и случайный характер по значению и фа-
зе напряжения шума (рис. 11.1, б). Полезный сигнал UG взаимо-
Рис. 11.1. Напряжение сигнала и
компонентов шума .во входных ка-
скадах приемника
Рис. 11.2. Зависимость напряжения
помех от разности частот сигнала и
шума на выходе ЧД
178
«ействует с составляющими шума (/ш, поэтому результирующий сиг-
ал t/р будет случайно промодулирован по амплитуде (AM) и фазе
(ФМ). AM сигнала снимают в приемных устройствах амплитудными ог-
раничителями, а ФМ остается. Изменения фазы во времени приводят
к изменению мгновенной частоты. При малом значении напряжения
шумов (иш < t/c) фаза ср (t) результирующего сигнала изменя-
ется относительно вектора сигнала UG в небольших пределах. Макси-
мальное изменение фазы колебаний
Фтах ~ tg Фтах ~
Изменение фазы колебаний во времени
Ф (0 ~ Фтах sin 2л (/с—/ш)»
Мгновенная частота сигнала определяется производной его фазы по
времени, поэтому изменение частоты
^Ф (О
(0 = ~Т. ~ фтах 2л (/ с / ш) cos 2зх (fc—/ш) t,
at
Максимальная девиация частоты сигнала составляющей шума
А/тш = Фтах (fc fni) — (^Лп/^с) (fc /ш) •
Очевидно, спектральные составляющие шумов /ш, частоты кото-
рых намного отличаются от частоты сигнала /с, вызовут наибольшую
девиацию и появление на выходе ЧД приемника наибольшего на-
пряжения помех. Вследствие этого на выходе группового усилителя
приемника возникнет возрастающий по амплитуде треугольный спектр
шумов (рис. 11.2).
Псофометрическая мощность тепловых шумов, пВт, на выходе
телефонного канала, вносимых приемником одной станции РРЛ с ЧМ
в точке с нормальным измерительным уровнем сигнала рк, дБ,
D , 0,1р ДЛ^п-'О9 / FK у вм
РШт—Ю р I 1 ат — р
'прм \ а/к / гпрм
(11.1)
где «пт — коэффициент шума приемника;
k = 1,38-10~23 — постоянная Больцмана, Вт/(Гц*град), характе-
ризует энергию теплового возбуждения;
То = 300 К — абсолютная температура, при которой опреде-
ляют шумы;
(A Гк = 3400—300=3100Гц — ширина полосы телефонного канала;
= 0,75 — псофометрический коэффициент для полосы частот
300—3400 Гц;
— средняя частота, Гц, телефонного канала, в кото-
ром определяется мощность тепловых шумов;
Д/к — эффективная девиация частоты, соответствует нор-
мальному измерительному уровню канала (см.
§ 10.2 с. 173;
Рдпм — мощность полезного сигнала на входе приемника,
Вт;
<хт — коэффициент предыскажений для тепловых шу-
мов, учитывает изменение распределения мощности
тепловых шумов по групповому спектру при
введении предыскажений, определяется по кри-
вым рис. 11.3;
179
Ви — постоянный коэффициент, зависит от электрических параметров аппара-
туры, пВт-Вт;
8М= 10и,1₽к «ш kT0 ДЛК ат- 10е (FKi Д/к)2 . (11.2)
Значения Вм некоторых отечественных систем, вычисленные для
верхнего телефонного канала (FK = Fmax) в точке с нулевым относи-
тельным уравнением (рк = 0), приведены ниже.
Система .... P-69/I20 Р-600 Р-600М Р-6002М ГТТ-8000/300
Число каналов 120 240 600 240 300
Значения посто- янного коэффи- циента, пВт-Вт 6,4 Ю5 2,74-10® 16,5 106 1,98-10"6 3,7-10“®
Формула (11.1) справедлива при полезном сигнале, превышающем
пороговое значение ЧМ Рирм = Рпрм пор = (8 4- 10) Рш прм, где
Рщ арм — собственные шумы приемника. Если же уровень сигнала
окажется ниже порогового, шумы в канале значительно возрастают,
и наступает замирание сигнала.
Мощность тепловых шумов в телефонном канале пропорциональна
квадрату средней частоты канала Fl в групповом спектре и его ширине
\Fн- Очевидно, чем выше частоты, занимаемые телефонным каналом
в спектре многоканального сообщения, тем больше в нем уровень теп-
ловых шумов. Учитывая это, параметры аппаратуры и трассы РРЛ
рассчитывают исходя из допустимой мощности тепловых шумов в верх-
нем по частоте канале, для которого F2 = F^^ где Fmax — верх-
няя частота рабочей полосы. Например, для системы емкостью N — 60
каналов Fmax = 12 + 4*60 = 252 кГц. Мощность тепловых шумов
в каналах, занимающих нижнюю часть линейного спектра аппарату-
ры ЧРК, оказывается значительно ниже допустимого значения.
Для выравнивания качественных показателей всех телефонных ка-
налов применяют предыскажения полезного сигнала. На входе частот-
ного модулятора ЧМд в пере-
дающем тракте радиоаппаратуры
(рис. 11.4) включают предыскажаю-
щий контур ПрК. повышающий
уровень верхних частот группового
спектра, вследствие чего сигналы
верхних по частоте каналов пере-
даются с большей девиацией, чем
нижние. На приемном конце линии
на выходе ЧДм включают восста-
навливающий контур ВК, выравни-
вающий уровень полезного сигнала
в каналах.
В результате уровень тепло-
Рис. 11.3. График изменения мощно-
сти шумов при введении предыска-
жений:
а2, ач — для нелинейных шумов 2-го и
3-го порядков; ат — для тепловых шумов
вых шумов снижается в верхних
телефонных каналах и возрастает
в нижних.
180
Рис. 11.4. Структурная схема РРЛ при введении предыскажений
Для точки с нулевым относительным уровнем (рк == 0), учитывая,
что kT0 = 4-Ю-21; £2 = 0,752 = 0,56; AFK = 3,1 -103 Гц, формула
(11.1) примет следующий вид:
Ршт=7.10-9 )Ч?. (113)
. гпрм \ а/к /
где kf = FK/F2 — относительная частота каждого канала, в котором определя-
ется мощность шумов.
Пример 11.1. Рассчитать мощность тепловых шумов в канале РРЛ, обуслов-
ленную ВЧ трактом приемника, для следующих данных: коэффициент шума при-
емника пш = 30 (15 дБ); мощность сигнала на входе приемника PDpM ==
*= 0,3 мкВт;' девиация частоты, соответствующая нулевому измерительному
уровню (рк = 0), Д/к = 200 кГц; граничные частоты группового спектра: Ft =
= 12 кГц; F2 = 252 кГц; среднюю частоту рассчитываемого канала принять
=,Г2— 252 кГц. > ,
Решение. По графикам рис. 11.3 для Гк = 252 кГц (F^F2 —
= 1) коэффициент ат = 0,4, тогда по формуле (11.3)
РШТ = 7.Ю-*
30.0,4
0,3.10“6
/ 252 \а / 252 \
\ 200 / \ 252 )
2
= 0.44 пВт.
В формуле (11.1) множитель 100’1pk.— мощность сигнала, поэто-
му эта формула, по существу, определяет отношение сигнал/шум на
выходе телефонного канала. При ЧМ из-за действия ограничителя по-
лезный сигнал на выходе ЧД не зависит от уровня сигнала на входе
приемника. В этих условиях уменьшение входного сигнала рпрм при
неизменном полезном сигнале рк на выходе ЧД проявляется как уве-
личение уровня шумов на выходе приемника, приводящее к ухудше-
нию отношения сигнал/шум Ри/Ршт. В приемниках AM сигналов оно
проявлятся как уменьшение полезного сигнала Рк на выходе ЧД при
неизменных шумах Ршт
Амплитудная модуляция не дает, выигрыша в отношении сигнал/
шум н'а выходе телефонного канала по отношению ко входу Выигрыш,
получаемый при ЧМ по сравнению с AM, ; ;
(Рк/^шт)чм I &f max У
«ЧМ/АМ = (Рк/ршт)ам Fk Г
Полученная помехоустойчивость РРЛ с ЧМ к тепловым шумам
справедлива при полезном сигнале, значительно превышающем соб-
ственные шумы приемника (Рк Ршт)- При Ршт > Рк результи-
рующее напряжение (7р (см. рис. 11.1, б) имеет глубокую амплитудную
181
модуляцию, устранить которую амплитудным ограничителем не уда-
ется. В этих условиях девиация частоты Д/к результирующего сигнала
определяется не полезным сигналом, а помехой, вследствие чего сни-
жается помехоустойчивость линии. ЧМ, при которой помехоустойчи-
вость обеспечивается лишь до определенного (порогового) значения от-
ношения сигнал/шум (Рк/РШт), относят к модуляции порогового вида.
На рис. 11.5, а показан выигрыш от ЧМ для различных телефон-
ных каналов. Выигрыш тем больше, чем ниже номер телефонного кана-
ла (к = 1). Пороговое значение соответствует отношению (Рк/РШт)вх =
= 10 дБ. Уменьшение уровня сигнала на входе приемника приводит
к большему увеличению шумов в нижних каналах (к = 1) и порог в
них выражен более резко, чем в верхних (к = М).
Помехозащищенность каналов выравнивают, используя метод пре-
дыскажений, для этого значение девиации в каждом канале Д/к ус-
танавливают пропорциональной частоте канала FK:
AfK=C(FK+AFK)
где С — коэффициент пропорциональности.
В этом случае качество каналов будет одинаковым при уровне вход-
ного сигнала приемника, превышающем пороговый, в противном слу-
чае помехозащищенность снижается лишь в каналах с меньшим номе-
ром (рис. 11.5, б). Если предыскажение установить таким, что девиа-
ция в каждом канале Д/к == С ~]/FK + &FKt то помехозащищенность
выровняется (рис. 11.5, в). Для обеспечения устойчивой связи трассу
РРЛ рассчитывают так, чтобы сигнал на входе приемника превышал
пороговое значение.
11.2. Переходные шумы в каналах РРЛ при ЧРК ЧМ
При передаче по тракту РРЛ многоканального сообщения в нем
из-за его нелинейности возникают гармоники основного сигнала и
комбинационные (суммарные и разностные) частоты. Некоторые из
182
этих частот попадают в полосы других каналов, образуя в них шумы.
Эти шумы, обусловленные нелинейностью тракта РРЛ, носят название
шумов нелинейных переходов. Они возникают в элементах группового,
высокочастотного и антенно-фидерного трактов.
Нелинейные шумы в элементах группового тракта. Основной при-
чиной возникновения шумов в элементах группового тракта является
нелинейность модуляционной характеристики частотного модулятора
ЧМд передатчика и демодуляционной характеристики частотного де-
тектора ЧД приемника, а также амплитудных характеристик группо-
вых усилителей, установленных на входе ЧМд и выходе ЧД.
При нелинейности характеристик любого элемента тракта мощ-
ность результирующего сигнала на его выходе складывается из мощ-
ности исходного сигнала и продуктов нелинейности 2-го, 3-го и т. д.
порядков. Учитывают обычно мощность только второй и третьей гар-
моник, пренебрегая остальными из-за их малого значения.
Псофометрическая мощность шумов, пВт, из-за нелинейности
группового тракта на выходе телефонного канала со средней частотой
Fк в точке с измерительным уровнем рк
^шнг = 100’1₽«-109^^£-4.10°'2'’ср.10<,''^2 (а)аг +
1ЛГ
v 4- 24.10°’3'’о₽. 10° ’*азк (ст) а3, (II 4)
где Рср— уровень средней мощности многоканального сообщения, дБ, оп-
ределяемый по формулам (10.4) — (10.6);
ц2к, азк — затухания нелинейности по второй и третьей гармоникам эле-
ментов группового тракта, измеренные при нормальном уровне на
входе канала (ОдБм на двухпроводном входе);
у2 (<*)> Уз Щ) — безразмерные функции, учитывают распределение мощности про-
дуктов нелинейных искажений соответственно по второй и тре-
тьей гармоникам в групповом спектре без учета предыскажений.
Значения безразмерных функций для некоторых значений
Р= Р21Р± приведены на рис. 11.6 через безразмерную коор-
динату о = (FK — — Рд средней частоты телефонного
канала FK; о принимает значения от 0 до 1, если средняя частота
канала FK находится в полосе многоканального сообщения, т. е.
А Рк если линия оснащается аппаратурой с предыс-
кажающими устройствами, функции у2 (о) и у3 (о) заменяются
на #2п (<*) и г/зп(а) и определяют их по графикам рис. 11.6;
а2 и аз — коэффициенты предыскажений соответственно по второй и третьей
гармоникам, учитывают перераспределение шумов по группово-
( му спектру при введении предыскажений. Остальные обозначе-
ния см. в формуле (11.1). Значения а2 и а3 определяют по
графикам рис. 11.3; если в аппаратуре РРЛ предыскажения
отсутствуют, то а2 — а3 = 1.
Пример 11.2. Рассчитать псофометрическую мощность шумов нелинейных
переходов в групповом тракте аппаратуры РРЛ (ее электрические параметры —
см. пример 11.1) Затухание нелинейности при нормальном измерительном уров-
не рк = ОдБм составляет: а2к ~ 65 дБ, азк =75 дБ. Предыскажения от-
сутствуют.
Решение. Уровень средней мощности многоканального сообщения по
формуле (10.5): рор = — 1 + 4 1g 60 = — 1+4Л,78 = 6,12 дБм.1 Для верхнего
183
Рис. 11.6. Функции 1/2(а), уз(о)
телефонного канала при (3 — F2/Ft = 252/12 — 21 и о = (FK — Fi)/(F2 — Fx) =*
“ {F2 — Fi)7 (F2 — Fi) ~ 1 по кривым рис. 11.6 определяем
У2 (<0 = Уз (°) = 0,47.
Псофометр и чес кая мощность нелинейных шумов в групповом тракте по фор-
муле (]1.4>
р — щЦ-ЬО. IA!) 3>1 10»’0-75*.,/4 iqO.26.12 ln-:J.lB5x
^шнг-10 -10 (252_12)103 НЮ 10 х
: . х 0,47-1 4-24-Ю0,3'75-0,47-1)= 252 пВт.
У
Нелинейные шумы в ВЧ тракте. ВЧ тракт аппаратуры включает
в себя, все элементы от выхода ЧМ передатчика и до входа раздели-
тельных фильтров антенно-фидерной системы, а также весь тракт при-
емника, начиная с разделительных фильтров и до входа ЧД.
Особенность ВЧ тракта систем с ЧМ состоит в том, что нелиней-
ность амплитудной характеристики элементов этого тракта не вызы-
вает появления шумов нелинейных переходов. Объясняется это тем, что
частота возникающих гармоник лежит выше полосы пропускания ВЧ
тракта и они не попадают в ЧД приемника.
Возникновение нелинейных шумов в ВЧ тракте обусловлено не-
равномерностью характеристики группового времени запаздывания
ГВЗ ВЧ тракта. Эта неравномернось
в свою очередь определяется нелиней-
ностью фазовых характеристик трак-
та усиления ПЧ и СВЧ полосовых и
разделительных фильтров.
Через ВЧ тракт проходят ЧМ ко-
лебания, в спектре которых содержит-
ся большое количество компонентов
боковых частот. Эти компоненты, про-
ходя тракте неравномерной частотной
и нелинейной фазовой характеристи-
ками, изменяются по амплитуде и фа-
зе, что приводит к изменению мгнове-
>84
Дг-
%
-Af , f0 +Af
2Af
Рис. 11.7. Неравномерность
рактеристики ГВЗ ВЧ тракта от
расстройки частоты
,ха-
иной частоты колебаний на выходе ВЧ тракта по закону другому,
чем на входе. Следствием этих изменений являются нелинейные иска-
жения модулирующего сигнала и появление переходных шумов в
каналах.
Псофометрическая мощность нелинейных шумов, пВт, обусловлен-
ных неравномерностью характеристики ГВЗ сигнала в ВЧ тракте на
выходе телефонного канала со средней частотой FK в точке с измери-
тельным уровнем сигнала рк без учета предыскажений
Д/7 £2 г
РШНВ= Ю°- ₽к-109 --П- й» [о,5-10°’2^ X
X Л/к yt (а)+ v ‘ 10°,3'’°р V? Уз (о) ]. (11.5)
О J
где Йк = 2лГк — средняя угловая частота канала; t
Та и Уз — коэффициенты разложения характеристики. ГВЗ тракта
соответственно с первой и второй степенями расстройки.
Остальные обозначения см. в формуле (11.4).
Если известна зависимость изменения ГВЗ ВЧ тракта от рас-
стройки относительно средней частоты сигнала, то коэффициенты
и уд могут быть определены по кривой рис. 11.7, пользуясь выраже-
ниями:
у2*=(Дг4_ —Дт_)/(2Д/); у3 = (Дт+ +Дт_)/(2ДП.
Приведенный метод применим, если Д/>(б4- 10) Fmax, где 2А/—
полоса пропускания приемно-передающего тракта; Fmax — максималь-
ная частота группового тракта
Из формулы (11.5) следует, что мощность переходных шумов в ВЧ
тракте максимальна в верхнем телефонном канале с частотой F№ и
возрастает с увеличением девиации частоты А/к.
Пример 11.3. Определить псофометрическую мощность нелинейных шумов
в верхнем по частоте телефонном канале для ВЧ тракта аппаратуры, электричес-
кие параметры которой см. в примерах 11.1, 11.2, если известно, что максималь-
ная девиация частоты испытательного сигнала Д/к = 200 кГц, у2 — 1 • Ю~15 с/Гц,
Уз = 2-10~21 с/Гц2.
Решение. Псофометрическая мощность нелинейных шумов ВЧ граюа
для верхнего по частоте канала FK = F2 — 252 кГц по формуле (11.5)
’ н . , 3,1 10*-0,752
Линв = Ю0’1 МО» ---------------(2Л.252.К)3) х
F X Jo,5‘Ю0,2 6’12 (1 • 10~16)2 (200-Ю3)2 0,47 +
ю°.3-6.12 (2-Ю~21)2 (200- 103)*10,471 = 5 3 пВт.
Нелинейные шумы антенно-фидерного тракта. К элементам антен-
но-фидерного тракта относят фидеры и участки распространения волн
между антеннами соседних станций. Источником нелинейных шумов
в этом тракте являются неоднородности в фидере по длине,а также его
несогласованность с антенной и аппаратурой, вызывающие возникно-
183
вение отраженных волн. Появление в фидере отраженных волн, отстаю-
щих по фазе от основного сигнала, приводит к неравномерности ча-
стотной и нелинейности фазовой характеристик фидера и, как следст-
вие, к искажениям модулирующего сигнала и появлению переходных
шумов в каналах.
Аналогичные искажения могут возникнуть между антеннами со-
седних станций на участках трассы из-за интерференции прямых и
отраженных от земли волн. При правильно выбранной трассе разность
хода прямой и отраженной волн мала, и этот вид искажений при расче-
тах шумов можно не учитывать.
Псофометрическая мощность, пВт, от нелинейных переходов, воз-
никающих в антенном фидере из-за отражений от его концов, для верх-
него по частоте канала в точке с относительным уровнем полезно-
го сигнала ри
\F h2
РшВф=10°’1₽к-10» 10°’1₽орг? 10 “0,2“^ ф(А4, х) , (11.6)
где Г1 и г2 — коэффициенты отражения на ближнем и дальнем концах фидера;
а — затухание фидера, дБ/м, см. формулы (7.1) и (7.4):
/ф — длина фидера, м;
М — эффективный индекс модуляции, соответствующий среднему уров-
ню всех телефонных каналов;
Л4 = Ю°’05₽ср ; (11.7)
F 2
Д/к — эффективная девиация частоты, Гц, соответствующая нормаль-
ному измерительному (нулевому) уровню в канале;
Г2 — верхняя граничная частота многоканального сообщения, Гц;
х=2Q2 тф == 2 ^ф>
ТФ ~ ^ф/^гр —'время распространения сигнала в фидере. Здесь огр = (0,64-0,9) с
групповая скорость распространения энергии в фидере (с =
= 3-108 м/с — скорость распространения в вакууме).
Значение функции ф (Л4, х) определяется по графикам (рис. 11.8).
В коротких фидерах при малых значениях х, когда Мх 0,5, преоб-
186
ладают нелинейные искажения второго порядка и шумы, нВт, рассчи-
тываются следующим образом:
РшНф=Ю°'1Ри-10!) -~^п Ql-a.lO0,2^^ ri-10 °’2“'ФЧЧ*) (11.8)
где Q = 2nF2 — средняя угловая частота компонентов продуктов нелинейных ис-
кажений, которые могут попасть в канал;
Дшн = 2лД/к — угловая частота девиации.
Расчеты показывают, что с увеличением длины фидера мощность
переходных шумов возрастает до некоторого предела, после чего не-
значительно снижается вследствие увеличения затухания отраженных
в фидере сигналов.
Полная мощность шумов нелинейных переходов в телефонном ка-
нале на конце РРЛ
?ШНГ“Ь^2 Шнв + ^З ^Шнф ,
где пц — число оконечных и узловых станций с переприемом сигнала по груп-
повому спектру, при этом две оконечные станции (передача-прием) при-
нимаются за одну узловую;
т2 — число промежуточных станций гетеродинного типа без преобразования
сигнала по групповому спектру;
т3 — полное число фидеров на линии одинаковой длины; если фидеры имеют
разную длину, шумы рассчитывают для каждого фидера, а результа-
ты складывают.
Пример. 11.4. Определить мощность нелинейных шумов в коаксиальном
фидерном кабеле на несущей частоте 2 ГГц для верхнего по частоте телефонного
канала (FK — F2 = 252 кГц), возникающих из-за отражений. Условия — см.
примеры 11.1 — 11.3.
Дано: длина кабеля 1ф — 10 м; затухание кабеля на несущей частоте Яф =
= 0,1 дБ/м; коэффициенты отражения от концов кабеля = г2 0,12.
Решение. Предварительно проверим возможность применения формул,
справедливых для расчета коротких фидеров. По формуле (11.7) эффективный
индекс модуляции
Примем групповую скорость угр = 0,9 с = 0,9-3-108 = 2,7* 108 мус, тогда время
пробега
Значения аргумента х = 4л^2Тф — 4л -252« 103-3,7-10“8 = 0,12 и функции Мх=
= 1,6-0,12 = 0,19 < 0,5. Поскольку Мх < 0,5, шумы в фидере рассчитываем по
формуле (11.8):
^шнф = Ю0,1 ° • Ю8 S’^oJof52 (2^-252 • 103)2 2. Ю0'2-6’12 X
X 0,122-0,122-10—°’2‘0,1 ’10 (2л-200-Ю3)2 (3,7-Ю~«)4=0,23 пВт.
187
Глава 12
ВЫБОР И РАСЧЕТ ТРАСС РРЛ
12.1. Энергетические соотношения на РРЛ
Особенности частотных диапазонов, используемых для РРЛ. РРЛ
работают в метровом, дециметровом, сантиметровом и частично мил-
лиметровом диапазонах волн (см. табл. 1.1). Волны этих диапазонов
распространяются в основном в нижних слоях атмосферы (тропосфере).
Исключение составляют лишь волны длинноволновой части метрово-
го диапазона (длиннее 3—4 м), которые при некоторых условиях мо-
гут отражаться от ионизированных слоев атмосферы (ионосферы). По
мере укорочения длины волны на распространение радиоволн оказы-
вают влияния рельеф местности, различного рода препятствия, а также
метеорологические условия. В миллиметровом диапазоне и коротко-
волновой части сантиметрового диапазона волн происходит поглоще-
ние энергии в гидрометеорах (дождь, туман, град, снег) и газах ат-
мосферы (водяные пары, кислород). В реальном процессе.распростра-
нения энергии на трассе интенсивность поля на приеме определяется
прямыми и отраженными от земли дифракционными и тропосферными
волнами. ’ ’
Интенсивность поля в месте приема оценивается напряженностью.
Она определяется мощностью передатчика, а также зависит от диаграм-
мы направленности излучателя, расстояния от него,, параметров сре-
ды, в которой происходит распространение. С увеличением расстояния
от излучателя происходит уменьшение плотности потока излучаемой
энергии, вследствие чего напряженность поля уменьшается. Теоре-
тический и практический .интерес составляет изучение условий рас-
пространения радиоволн в свободном пространстве.
Энергетические соотношения в свободном пространстве. Свобод-
ное пространство представляет идеализированный случай распростра-
нения радиоволн в однородной среде, не вызывающей их поглощения,
отражения или рассеивания, т. е. среде, параметры которой не влияют
на электромагнитное поле. Энергетические соотношения, получаемые
в условиях свободного пространства, являются исходными для расче-
та радиолиний во всех диапазонах частот. •
Мощность сигнала, Вт, в свободном пространстве на входе прием-
ника
^прмо — ^прд ^прд ^прм Пирд Лпрм (12.1)
' где РПрд — мощность передатчика, Вт;
^прд и Сцрм — коэффициенты усиления передающей и приемной антенн (по
мощности) относительно ненаправленного излучателя;
Лпрд и Лщ>м — к. п. д. соответственно передающего и приемного антенн-фидер-
ного трактов;
«о — ослабление энергии радиоволн в свободном пространстве между
ненаправленными антеннами;
а0 = |А'/(4;гт/)|2; (12.2)
А, —рабочая длина волны;
/ — расстояние между антенн передачи и приема.
188
На РРЛ антенны используются для передачи и приема сигналов,
поэтому, приняв Опр» = GDPm = G и т|пРд = тнрм = Ло, получим
^прмо = ^прд ОД По ао = ?прл ОД Но (^/4л/)а. (12.3)
Ослабление энергии радиоволн в свободном пространстве, дБ,
р Г / X \ 23 / А\
lOlg-5£S- = ioig 0Дп? Н— =201g 0д По— • (12.4)
' прмо L \ / J \ 4л/ /
Иногда пользуются понятием затухания (потери передачи) в
свободном пространстве:
РПрд 1 / 4л/ \2 / 4л/ \2
°св= Рпрмо = ПЗ / = \“хо-пГ) • ;]2-5)
Затухание в свободном пространстве, дБ,
Р п ол 4 л/
^=1018-^-^=2016-^^—. (12.0)
гпрмо А *10
Ослабление в свободном пространстве между ненаправленными ан-
теннами может быть определено по номограммам.
12.2. Влияние поверхности земли
v на уровень сигнала
Понятие о множителе ослабления. В реальных условиях на рас-
пространение радиоволн влияют рельеф местности и неоднородное г ь
тропосферы, что учитывают множители ослабления поля свободного
пространства
V =E/Eq или E = VEq,
где Е и Eq — напряженности поля в месте приема при распространении волн
соответственно в реальных условиях и свободном пространстве.
Мощность сигнала на входе приемника Рпрм пропорциональна
квадрату йапряженности поля, следовательно
Лпрм ==^>ирмо V1,
отсюда множитель ослабления, дБ,
17= 101g
< 'прМО
Потери передачи энергии между передатчиком и приемником с учетом
влияния земли и тропосферы 1см. выражение (12.6)1
^ДРД_____^прд _ Дев
р р 1/2 V* ' )
'ПрМ Пр-МО v v
Множитель ослабления является сложной функцией высоты под-
веса антенн, расстояния между ними, рельефа местности, электриче-
ских параметров земной поверхности, тропосферы.
Влияние плоской поверхности земли на уровень сигнала. Для упро-
щения анализа предположим, что тропосфера однородна и расстояние
189
Рис. 12.1. Траектории прямой и отраженной волн (а) и зоны Френеля (б)
между передающей и приемной антеннами относительно невелико, что
позволяет пренебречь кривизной земной поверхности. В этом случае
интенсивность поля в точке приема определяется сложением полей
интерферирующих волн, приходящих по прямому пути и отраженных
от плоской поверхности земли (рис. 12.1, а\ Эффективное значение на-
пряженности суммарного поля можно представить интерференционной
формулой
Е = Ео V = Ео V1+|ФР + 2|Ф|со5Т,
где |Ф| — модуль коэффициента отражений волн;
V— множитель ослабления;
V =1/1 + 1 ф|2 + 2|ф| cosy; ' (12.8)
7 — фазовый сдвиг между прямой и отраженной волнами;
у = (2л/Х) Д/ + <р; (12.9)
Л/ 2hth2/l — разность хода прямой и отраженной волн;
/ij, h2 — высота подвеса соответственно передающей и приемной антенны.
Ф — фаза коэффициента отражения;
Ф и 7 зависят от электрических параметров земли (проводимости, ди-
электрической проницаемости), угла падения 0 волн, длины волн X и
вида поляризации. На реальных РРЛ / >• Л, поэтому угол 0 мал. При
хорошей проводимости почвы, ровной отражающей поверхности и ма-
лом 0 модуль |Ф| близок к единице, а фазовый угол ср — к 180°. При
этом происходит поворот отраженного вектора напряженности поля по
отношению к подающему на 180°, а множитель ослабления согласно
выражениям (12.8) и (12.9)
П > I I 2л /?2 f
V = 2 sin — М = 2 sin —------у-М. (12.10)
Отсюда следует, что множитель ослабления зависит от разности
хода волн Д/ и высоты подвеса антенн hr и Л2. Например, при увеличе-
нии /г2 от 0 и выше угол 0 изменяется от 0 до 90°, a sin (2ji/i1/i2/XZ) —
от 0 до 1 и далее опять к 0 и т. д. При этом 0 V <5 2. Это указывает
на то, что поле в точке приема имеет интерференционный характер по
высоте. При приходе прямой и отраженной волн в фазе V = 2, а в
противофазе V = 0.
190
Аналогично будет изменяться V при изменении разности хода воля
А/ на интервале. Если А/ = Мб, то из выражения (12.10) следует, что
V = 1. При ф = л и А/ = М2; ЗМ2; 5М2, ... множитель ослабления
принимает максимальные значения, соответствующие интерферен-
ционным максимумам поля на трассе:
^тах=1 + |ф|. (12. П)
При ф = л и А/ = X; 2Х; ЗХ ... множитель ослабления принимает
минимальные значения:
Ит1п=1-|Ф|. (12.12)
Модуль коэффициента отражения |Ф| зависит от электрических
параметров и формы отражающей поверхности земли. Для % = 15 4-
4- 25 см эффективное значение коэффициента отражения составляет
в лесистой местности 0,8, в среднепересеченной 0,9, равнинной и пу-
стыннопесчаной 0,95, водной 0,92—0,98. Чем выше |Ф|, тем более
глубокое уменьшение напряженности поля в интерференционных ми-
нимумах (12.12).
Понятие о зонах Френеля. Согласно волновой теории распростра-
нения радиоволн поле в месте приема является результатом интерфе-
ренции бесконечно большого числа элементарных волн, которые про-
ходят в результате отражения из пространства, облучаемого истоф*
ником энергии. Такой отражающей поверхностью является эллипсоид
вращения, фокусы которого размещены в местах установки антенн 4
и В (рис. 12.1, б). Для любой точки его поверхности соблюдается ра*
венство сумм отрезков, соединяющих эту точку с фокусами, т. е. ACf+
+ СХВ = АС2 + С2В = .....Эллипсоид, у которого сумма отрезков
превышает расстояние прямой видимости I на М2, т. е. АС + СВ =*
= I + М2, называется 1-й зоной Френеля, а эллипсоид, у которой^
сумма отрезков АС + СВ = I + 2 (М2), т. е. больше I на 2 (М2),--*
2-й зоной Френеля.
Если сумма отрезков больше I на п (М2), имеем n-ю зону Френеля.
Благодаря тому, что волны приходящие от смежных зон Френеля,
имеют примерно одинаковую интенсивность (так как разность хода
мала), но противоположные фазы, происходит их компенсация. Волны,
приходящие из 2-й зоны в точку приема В, почти полностью компенси-
руются волнами 3~й зоны, а волны 4-й зоны — волнами 5-й зоны и т. д.
В результате совокупное воздействие всех зон сводится к действию
лишь одной 1-й зоны. Если на трассе препятствия не попадают в 1-ю
зону Френеля, то поле в точке приема примерно равно полю, которое
возникает в свободном пространстве. Препятствия в 1-й зоне экрани-
зируют точку приема и ослабляют поле. Препятствия в других зо-
нах Френеля могут вызвать появление в месте приема дополнительно
отраженных волн заметной интенсивности, которые, интерферируя,
создают максимумы или минимумы поля в месте приема, нарушаю-
щие устойчивость связи. При выборе трассы РРЛ связи антенны жела-
тельно располагать так, чтобы разность хода волн А/ = Мб, при этом
V = 1.
191
12.3. Влияние кривизны земли и рельефа местности
на уровень сигнала
На РРЛ при определении интенсивности поля в интервале необ-
ходимо учитывать кривизну земной поверхности к действительный рель-
еф местности, а также влияние метеорологических условий.
Продольный профиль интервала трассы представляет собой верти-
кальный разрез местности между смежными радиорелейными станция-
ми со всеми высотными отметками, включая строения, лес и т.д. Про-
дольные профили строят после предварительного выбора трассы и по
топографическим картам в прямоугольной системе координат с исполь-
зованием разных масштабов по горизонтали и вертикали. Высоты от-
кладывают на профиле по оси ординат в масштабе 1: 1000 (1 см = 10 м)
и отсчитывают от линии кривизны земной поверхности, которую при-
нимают за линию уровня моря или условный нулевой уровень.
Расстояние между станциями откладывают в масштабе 1 : 100 000
(1 см = 1 км) при длине интервала до 40 км или 1 : 200 000 (1 см =
= 2 км) при длине интервала до 60 км по оси абсцисс. По выбранным
масштабам строят продольные профили по точкам линии кривизны
земной поверхности.
Построение линии кривизны земной поверхности. Эти линии строя г
по номограммам или расчетным параметрам.
Ордината линии кривизны земной поверхности
у—k)/2R3,
где у — текущая ордината дуги нулевого уровня, м;
I — протяженность интервала, км;
/1 — расстояние, км, от левого конца интервала до точки, в которой
определяется значение ординаты;
k — lt/l — относительная координата ординат;
R3= 6370 км — радиус земли.
Обычно абсциссы точек дуги lL принимают равными 0,3/; 0,5/;
0,7/ и определяют для них значения ординат у, по которым строят ли-
нию кривизны земной поверхности заданного интервала.
При построении линии кривизны по номограммам в выбранном мас-
штабе расстояний вычерчивается отрезок АБ, равный расстоянию /
между сменными радиорелейными станциями, т. е. длине интервала
(рис. 12.2), и наносят на нем горизонтальные расстояния до точек
В, Г, Д, ..., В'. Затем по номограммам определяют ординаты сначала
точек В (Л3), Д (/i2), М (Лх), а затем точек Г (0,5/iJ, £(8/9^). Анало-
гично определяют ординаты точек правой части кривой В', Г,
Д', Е'. Значения исходных величин hu h2, h% определяются по номо-
грамме исходя из длины интервала/. Соединяя точки плавной линией,
получают параболическую кривизну земной поверхности, которая слу-
жит линией условного горизонта (рис. 12.3, а).
Построение профиля. По трассе, проложенной на топографической
карте, определяют отметки поверхности земли (рис. 12.3, б) и горизон-
тальное расстояние от станции А до высотных отметок, внося их в таб-
лицу (рис. 12.3, в). Месторасположение высотных отметок на интер-
вале удобно указывать нарастающим числом от пункта А (рис. 12.3, г).
192
Рис. 12.2. Номограмма для построения линии кривизны земной поверх-
ности
В эту же таблицу вносят координаты установки радиорелейных стан-
ций. По вертикали от линии условного горизонта в выбранном масштабе
откладывают высотные отметки характерных точек (горизонталей) на
топографическойжарте (см. рис. 12.3, а). Для сокращения вертикальных
размеров чертежа высотные отметки отсчитывают не от уровня моря,
а)
Условный, горизонт 20м
S')
в)
г)
S)
Отметина поверх-
ности земли,, м
Горизонтальное
расстояние, нм
Расстояние нарас-
тающий числом
Характеристика
местности
" в .
Я
Лес
-р- ,д-
20м
Лес
LLf
Т\\\
Рис. 12.3. Построение профиля интервала РРЛ
7 Зак. 1834
193
Рис. 12.4. Отражение радиоволн
указанного на топографической кар-
те, а от линии условного горизонта.
Эту линию поднимают на высоту, со-
ответствующую наиболее низко рас-
положенной отметке на трассе. У нао
она принята равной 20 м.
Полученные высотные отметки сое-
диняют прямыми линиями, совокуп-
ность которых изображает очертание
продольного профиля рассматривае-
мого интервала АВ. Затем над линией
от препятствия профиля наносят препятствия: лес,
отдельные строения. В пределах гра-
ниц каждого препятствия указывается его высота. Если на карте не
показаны высоты препятствий, то высоту леса условно принимают
равной .20 м, а строений в сельской местности — 10 м.
Классификация интервалов. При расчете множителя ослабления
удобно пользоваться не высотами установки антенн, как это учитыва-
лось при плоской поверхности земли [см. формулы (12.8) и (12.9)],
а значением просвета Н между линией прямой видимости, соединяю-
щей центры антенн соседних станций, и наивысшей точкой профиля
трассы (рис. 12.4).
Величина Н считается положительной, если линия прямой види-
мости проходит выше наиболее высокой точки профиля, и отрицатель-
ной при пересечении профиля линией. В зависимости от значения дей-
ствительной величины просвета Н в наиболее высокой точке профиля
различают открытые, полузакрытые и закрытые интервалы РРЛ.
Интервал считают открытым, если просвет Н превышает некоторое
критическое значение Яо (Н > //0), для которого разность хода пря-
мой и отраженной волн от наивысшей точки профиля А/ Х/6 и мно-
житель ослабления V = 1.
Критический просвет
Яо = V(l/3) fkk (1—k),
(12.13)
где I — протяженность интервала;
X — рабочая длина волны;
fc = 1±/12 — относительная координата точки отражения;
/г — расстояние от левого конца интервала трассы до наиболее высокой
точки его профиля.
Если реальный просвет Н меньше критического, но больше нуля,
т. е. HQ> Н > 0, трассу считают полуоткрытой, а при отрицатель-
ном значении просвета (Н < 0) — закрытой. Критический просвет
разграничивает открытые и полузакрытые интервалы на трассе РРЛ.
Пример 12.1. Рассчитать значение критического просвета Яо для интер-
вала I = 50 км и расстояния от передающей станции до наивысшей точки про-
филя поверхности = 20 км. Средняя рабочая частота аппаратуры на РРЛ 2ГГЦ
(К = 15 см).
Решение. Относительная координата наивысшей точки профиля k ==>
= ijl = 20/50 = 0,4.
194
Критический просвет по формуле (12.13)
HQ =V(l/3.50-10M5.10-2-0,4(l —0,4) = 19,3 м/
Затухание радиоволн на различного типа интервалах оценивают
множителем ослабления, рассчитывают который по-разному.
Множитель ослабления открытых трасс с учетом кривизны земли.
На открытых трассах значение просвета достаточно велико, и множи-
тель ослабления рассчитывают по интерференционным формулам, ко-
торые учитывают интерференцию прямой и отраженной волн от по-
верхности земли.
Для открытых интервалов трассы фаза коэффициентов отражения
<р = зх, а разность хода волн
д/=я2/[2/^(1—ед.
С учетом значений ф и А/ [см. формулу (12.9)] множитель ослабле-
ния открытых интервалов
V = Ун-1 Ф I2—2 I ФI cos [л + л//2//и (1 —ед . (12.14)
Интерференционные максимумы поля согласно выражениям (12.11)
и (12.14) на интервале имеют место при просветах
Нт = У(2т —1)/U(1 —£) ,
где т — 1,2,3,... — номер интерференционного максимума.
Интерференционные минимумы поля согласно выражениям (12.12)
п (12.14) прихпросветах
Нп=y2n/U(l —, (12.15)
где п= 1,2, 3... — номер интерференционного минимума.
Множители ослабления Vm и Vn для m-го и n-го интерференцион-
ного максимума и минимума:
Vm=l + |Vm|; l/n = l+|Vn|.
Для получения устойчивой связи на открытых интервалах трассы
просвет Н не должен уменьшаться до значения Нп [см. формулу
(12.15)], при котором возникает интерференционный минимум поля.
Практически это требование удовлетворяется при свободной от пре-
пятствий 1-й зоне Френеля.
На полуоткрытых и закрытых интервалах множитель ослабления
рассчитывают по дифракционным формулам (см. § 12.4).
При расчете просветов интервалы РРЛ в зависимости от поверх-
ности земли иногда делят на I и II типы. К I-му типу относят интерва-
лы, отражениями радиоволн от земли на которых можно пренебречь,
а ко 11-му — интервалы, на которых их следует учитывать.
12.4. Влияние атмосферы на уровень сигнала
Влияние нижних слоев атмосферы на распространение радио-
волн проявляется в виде рефракции (искривления) их траектории,
рассеяния энергии неоднородностями тропосферы и поглощения гид-
рометеорами и газами.
.7* 195
Рис. 12.5. Изменения градиента диэлектрической проницаемости воздуха во
времени (а) и рефракция радиоволн (б)
Рефракция радиоволн. Диэлектрическая проницаемость 8 возду-
ха, а следовательно, и показатель преломления п& = 1/в атмосферы
зависят от атмосферного давления, температуры и влажности возду-
ха. Эти факторы не постоянны в пространстве и во времени, что и
приводит к искривлению траектории радиоволн.
Основное влияние на рефракцию оказывает неоднородность диэлек-
трической проницаемости 8 воздуха в вертикальном направлении. Она
оценивается вертикальным градиентом диэлектрической проницае-
мости g = — , характеризующим скорость ее изменения по высоте»
где h — высота над поверхностью земли. Горизонтальные неоднород-
ности 8 чаще проявляются на границе суши с морем.
Практически 8 изменяется по высоте и длине трассы не по линей-
ному закону, поэтому вводят понятие «эффективного» градиента ди-
электрической проницаемости воздуха ga. Под ga понимают такой по-
стоянный градиент 8, при котором напряженность поля в месте прие-
ма будет такой же, как и при реальном изменении 8 на трассе.
Изменения метеорологических условий на трассе РРЛ носят случай-
ный характер, поэтому глубина и скорость изменения интенсивности
поля могут быть определены статистически путем длительных наблю-
дений за условиями прохождения радиоволн на трассе. На рис. 12.5
представлено статистическое распределение величины ga ддя средней
полосы европейской территории СССР. Для других районов статисти-
ческое распределение ga можно аппроксимировать его средним значе-
нием g и стандартным отклонением о в рассматриваемом климатиче-
ском районе (табл. 12.1).
196
Таблица 12 1
Климатический район Среднее значенне -> 1 0 “ । /м Стандартное отклонение о 10 1 /м
Европейская часть СССР:
север и запад —9 7
центральные области — 12 8
юго-запад —9 7.5
Степные районы Поволжья, Дона, Ставрополь- ского и Краснодарского краев, Крыма —8 8,5
Прикаспийские районы Средней Азии -11 11
Степная полоса Южной Сибири и Казахстана —7 9
Средняя полоса Западной Сибири — 10 9
Восточная Сибирь (Якутия, Красноярский край) —7 9
Приамурье, Приморье, Сахалин —11 8,5
Обычно метеорологические параметры, а следовательно, 8 подвер-
жены сильным изменениям в пространстве и во времени в нижнем
(десятки—сотни метров) слое атмосферы (тропосферы), где преимущест-
венно распространяются волны РРЛ прямой видимости. Если 8 с
увеличением высоты уменьшается, то g<Z0 (величина отрицатель-
ная), а если возрастает, то положительная (g> 0). При линейном из-
менении е с увеличением высоты значение ее вертикального градиента
практически не меняется и влияние атмосферной рефракции учитывают
заменой в расчетах действительного радиуса земли его эквивалентным
при котором траектории радиоволн можно считать прямолинейными:
^э = ^3/(1+0,5^з),
где R3 = 6370 км — геометрический радиус земли.
Если 8 с высотой возрастает (g>0), то 7?э < а траектория
радиоволн искривляется вверх от земли (отрицательная рефракция,
рис. 12.5, б, кривая б). При g == 0, 7?э = 7?3 рефракция отсутствует
(рис. 12.5, б, кривая в).
Если 8 воздуха с высотой уменьшается (g < 0), то 7?э >а
траектория волн изгибается к поверхности земли (положительная ре-
фракция, рис. 12.5, б, кривая г).
Положительная рефракция бывает нормальной (стандартной) в
хорошо перемешенной атмосфере при g =—8* 10“8 1/м и 7?э =
= 8500 км; повышенной при g<Z — 8*10~8 1 /м и /?э > 8500 км;
критической при gKp = — 31,4-10~8 1/м и R9 = оо, в этом случае тра-
ектория распространения радиоволн параллельна земной поверхности
(рис. 12.5, б, кривая б) и УКВ распространяются на расстояния, пре-
вышающие прямую видимость; сверхрефракцией при g<gKp и /?э<
< 7?з, когда радиоволны испытывают в тропосфере полное внутреннее
отражение и возвращаются на поверхность земли (рис. 12.5, б, кри-
вая е), затем, отражаясь от земли, многократно повторяют такую же
траекторию (дальнее распространение за счет тропосферных волново-
дов). Горизонтальная рефракция мала и при расчетах не учитывается.
Множитель ослабления открытых трасс с учетом кривизны земля
и рефракции. Атмосферную рефракцию траектории распространения
радиоволн учитывают эквивалентным радиусом земли При его
197
увеличении (/?э > /?3) кривиз-
на поверхности земли умень-
шается (рис. 12.6, кривая 6)
по сравнению с кривизной при
геометрическом радиусе земли
R3 (рис. 12.6, кривая а). При
этом изменяются координаты
кривизны земной поверхности
(Уэ < У), происходит трансфор-
мация профиля интервала
(рис. 12.6, кривая в), в резуль-
тате чего увеличивается про-
свет Н на трассе до значения
H(g).
Рис. 12.6. Изменение просвета в зависи-
мости от условий рефракции
Для учета изменений просвета в расчетные формулы вместо вели-
чины просвета Н (0) вводят эквивалентную величину просвета Н (g):
H(g)-H(0) + &H(g). <12.16)
Л
Приращение просвета Д/7 (g) при данном значении g
&H(g)=y-y3=-Pgk(l- k)/4f (12.17)
следовательно,
Н (g) = Н — gk —
Разделив обе части уравнения (12.16) на значение критического
просвета Но, находят значение относительного просвета р (g) при
рефракции:
fl(g) Яо Я(0) , А/7 (g) и + „ или Но Но Р (g) ==Р (0) + Др (g). (12.18)
Здесь p(g) = ; Но Н(0) р(О)- ; Ap(g)— Но Atf(g) _ Pgfe(l-fe) (12.19)
Для расчета относительного просвета по формуле (12.18) опреде-
ляют:
HQ — критический просвет по формуле (12.13);
Н (0) — просвет при отсутствии рефракции из профиля интерва-
ла, построенного при g = 0, т. е. при R3 = R3 (при закрытых трас-
сах он имеет отрицательное значение). Значение g следует подставлять
в формулу (12.19) со своим знаком. Отрицательное значение g соот-
ветствует положительной величине Д/7 (g), т.е. увеличению просвета
Н (g), а положительное g—уменьшению Н (g).
Множитель ослабления (см. формулу (12.14)] с учетом рефракции
и отражений от поверхности земли
I/ = 1/1 +Ф2_2^5 COs (Я/3) Р2 (g) ; (12.20)
где Ф — эффективный коэффициент отражения.
198
Эффективный коэффициент отражения зависит от вида и состоя-
ния отражающей поверхности и рабочей длины волны. В табл. 12.2 да-
ны его ориентировочные значения для некоторых типов отражающих
поверхностей и длин волн.
Таблица 12.2
Тип местности Значения коэффициента отражения для волн длиной
8 см ' 1 18 см
Водная поверхность, солончаки ’ Равнина, пойменные луга Равнинные участки среднепересеченной местности 0,95—0,8 0,8-0,6 0,6-0,4 0,95—0,9 0,9-0,8 0,8—0,6
На равнинных участках, покрытых лесом, при X > 10 см Ф = 0,8 -J-
4- 1; при X = 5 4- 8 см Ф = 0,3 4- 0,4.
В зависимости от метеорологических условий изменяется верти-
кальный градиент g и просвет Н (g), а следовательно, и множитель ос-
лабления и уровень сигнала на входе приемника РРЛ, вследствие
чего могут возникнуть замирания сигнала.
При идеальном отражении радиоволн от поверхности земли
Ф = 1 и формула (12.20) принимает вид:
V = 1/2—2 cos (л/3) р2 (g) .
Максимальные значения множителя ослабления Vm (интерферен-
ционные максимумы) будут при cos (л/3) p2(g) — — 1, когда аргумент
косинуса (л/3) p2(g) = л; Зл,..., (2m — 1) л, где т = 1, 2, 3, ... —
номер интерференционного максимума.
Откуда значение относительной величины просвета
Р (§)шах = 1/3 (2m— 1).
Множитель ослабления в m-м интерференционном максимуме
^=1+0™.
гДе Фщ — модуль коэффициента отражения для т-го максимума.
Минимальные значения множителя Vn (интерференционные ми-
нимумы) наблюдаются при cos (л/3) p\g) — 1, когда аргумент косину-
са (л/3) p2(g) = 2n, 4л, 6л, ..., 2лл, где п — 1, 2, 3, ...— номер интер-
ференционного минимума. Значение относительной величины просвета
P(g)min=l/6^. (12.21)
Множитель ослабления в n-м интерференционном минимуме
1/п=1-Фп, (12.22)
где Фп — модуль коэффициента отражения для n-го минимума.
Если участок трассы плоский и его протяженность не меньше зна-
чений, приведенных на с. 200, то значение Фп = 1. Приближенно счи-
тают, что отражения от поверхности земли отсутствуют, т. е. Ф = 0,
если:
199
1) неровности местности (критерий Рэлея)
Д/г > (0,3 4-0,15) Яо/Д/п, (12.23)'
где п — номер интерференционного минимума,
а протяженность пересеченного участка трассы, от которого воз-
можны отражения, не меньше значений, указанных ниже,
Номер интерференционно-
го минимума п . . . . 1 2 3 4 • 5
Протяженность плоского
участка интервала, км . . 0,38/ 0,28/ 0,23/ 0,2/ 0,18/
2) отраженные волны экранируются неровностями рельефа мест-
ности, лесом, строениями (при всех значениях g до его критического
значения g^ = — 31,4-10~8 1/м).
Пример 12.2. Определить значение просвета Н, при котором приемная ан-
тенна попадает в 1-й интерференционный минимум поля. Расстояние между стан*
циями Z = 50 км, расстояние до наивысшей точки профиля /х = 20 км, рабочая
длина волны К — 15 см.
Решение. Согласно формуле (12.21) 1-й интерференционный минимум
(/г = 1) наступает при р (g)mln = н С?)^о = Убп = V6.
Относительная координата наивысшей точки профиля
k = 1гЦ = 20/50 = 0,4.
Значение просвета, при котором наступает 1-й интерференционный минимум,
согласно формуле (12.13)
И (g)mln = Но Уб = У(1/3) -k) Т/б =
= У(1/3) 50-10—3-0,4-15-10—2 (1— 0,4) Уб = 60 м.
Множитель ослабления полузакрытых и закрытых трасс. Полу-
закрытой считается трасса, если просвет Н удовлетворяет неравенству
Hq > Н > 0. Если же линия прямой видимости пересекает профиль
интервала, то трассу относят к закрытой, и< просвет Н принято считать
отрицательной величиной (7/<0).
На полузакрытых и закрытых трассах ослабление зависит от ди-
фракции радиоволн вокруг препятствий на трассе. В место приема
приходят лишь прямые волны, а отраженные экранируются препятст-
вием. Используемые при этом расчете дифракционные формулы учиты-
вают степень затухания радиоволн при огибании препятствия (рис.
12.7), и радиус г аппроксимирующей сферы
г «Zg/(8At/), (12.24)
где /0 — хорда сегмента аппроксимирующей сферы на условном расстоянии &у от
ее вершины.
Множитель ослабления для полузакрытых и закрытых трасс, дБ,
- V=VO[1-P(g)], (12.25)
где Vq — множитель ослабления, дБ, при нулевом просвете (Н == 0), когда ли"
ния прямой видимости касается наивысшей точки препятствия. Значе-
ние определяют по параметру препятствия р, характеризующему его
ширину и расположение относительно концов интервала;
p(g) — относительная величина просвета с учетом рефракции, определяется
формулами (12.18), (12.19).
200
Рис. 12.7. Профиль полузакрытой и закрытой трасс
При полузакрытых (рис. 12.7, а) и слабо закрытых (рис. 12.7, б)
трассах, когда р (g) имеет малое отрицательное значение, приближен-
ное значение параметра препятствия
|л « 2 V ^)ч2//?.
По полученному значению параметра препятствия и графику рис. 12.8
находят 1/0. Относительную координату k = 1ХИ определяют соот-
ветствующим построением на конкретном профиле (см. рис. 12.7).
Расстояние по вертикали \у для построения прямой МУ, параллель-
ной линии прямой видимости АВ, принимают для диапазонов деци-
метровых и сантиметровых волн Ду == HQ, а для диапазона метровых
волн Ду = (0,1 4- 0,5) Но.
На очень закрытых трассах, когда р (g) имеет большое отрица-
тельное значение, параметр препятствия является сложной функци-
ей относительной ширины препятствия b = IJI, относительной коор-
динаты наивысшей точки профиля k = IJI, масштабного коэффициента
а = &у!Нп и определяется по формулам:
Н=фоИ[р(£)]; (12.26)
р,0 = Уб4л а2/3 |<[£(1 —6)/Z>]2^ 2,02 f/W (l-k)2/b2t (12.27)
HP (в) = ¥l-dbp(g) Vl+dp(g)/[l-d^p(g)] j (12.23)
d=6a/[4a6 (1 —й)]; а=Д«//Я0; 6 = /0/Z. (12.29)
Дл'я упрощения расчетов параметр препятствия р0 находят по но-
мограммам (рис. 12.9) в зависимости от a, k и b — 10/1.
Значения рр (g), во многих случаях близки к единице и увеличи-
ваются лишь при больших значениях d и р (g), поэтому множитель ос-
лабления V в первом приближении определяют по графикам рис. 12.10,
приняв р = р0. На левой стороне этого рисунка показаны графики
зависимости модуля множителя ослабления |У|, дБ, от переменной
р (g) при различных значениях р. При Р (g) < 1 (закрытые и полу-
закрытые трассы) V рассчитывают по дифракционной формуле (12.25),
а при р (g) > 1 (открытые трассы) — по интерференционной формуле
201
Рис. 12.9. Номограмма для определения па-
раметров препятствия р,
Рис. 12.8. Зависимость множителя ослаб-
ления Vo при нулевом просвете от парамет-
ра препятствия ц
(12.20). График для ц = оо соответствует интервалу с клиновидным
препятствием, а график для ц = 0 — с идеально плоской трассой.
На каждом интерференционном лепестке значения V повторяют-
ся дважды при нескольких значениях р (g), из которых одно (наимень-
шее) находится в зоне дифракции, остальные — в зоне интерферен-
ции. В зоне дифракции V уменьшается с уменьшением р (g).
Коэффициент расходимости. Если отражающая поверхность имеет
выпуклую форму, то отраженные волны расходятся в разные стороны
Рис. 12.10. Номограмма для определения множителя ослабления;
1 — линия прямой видимости, касается наивысшей точки профиля; 2 — ди-
фракция от гладкой сферической поверхности
202
Рис. 12.11. Профиль трассы при близкорасположенных (а) и разнесенных (б)
препятствиях
и коэффициент отражения уменьшается. Модуль коэффициента отра-
жения от сферической поверхности
|Ф|=Д|ФплЬ (12.30)
где Д — коэффициент расходимости отраженных волн от сферической поверх-
ности .
Когда отражающая поверхность аппроксимируется сферой с ради-
усом г [см. формулу (12.24)], модуль коэффициента расходимости для
интерференционных максимумов
Дт= 1/У1 +32Д(/^ (1—,
где согласно формуле (12.24) А// = /§/ (8г).
Модуль коэффициента расходимости для интерференционных ми-
нимумов
Дп = 1 /К1 + [ 1 з, 1 ай» (1—А)а/(Vn HI {1 + (Р (0)—Убп] d} . (12.31)
Входящие в эту формулу величины а и d определяются по формуле
(12.29); р (0) — по формуле (12.19), а п = 1, 2, 3, ... .
Если за счет изменения g выпуклая поверхность трассы трансфор-
мируется в вогнутую, то отраженные лучи фокусируются (Дп> 1),
а модуль коэффициента отражения Фп можно принять равным I.
График рис. 12.10 построен для трассы с одним препятствием.
При определении V на трассе с несколькими близко расположенными
препятствиями их принимают за одно эквивалентное, а параметры
препятствия /0 и \у определяют по рис. 12.11, а. Соседние препятствия
следует считать разделенными, когда расстояние между точками их
пересечения (рис. 12.11, б) с линией MN, параллельной линии АВ и
отстоящей от нее на расстоянии 0,5"|А/ (малая полуось эллипсоида
вращения, соответствующего 1-й зоне Френеля), больше суммы рас-
стояний между точками пересечения каждого препятствия, т. е.
> *i + х2, х2, з> х2 + хз- Множитель ослабления в этом слу-
чае определяется как сумма ослаблений, вносимых каждым препятст-
вием в отдельности. Если xlt2 < + х2, то соседние препятствия при-
нимают за одно эквивалентное.
203
12.5. Определение минимально допустимого значения
множителя ослабления
Для обеспечения устойчивой связи на линии необходимо, чтобы
при всех возможных изменениях метеорологических условий на трас-
се значение множителя ослабления на каждом интервале не снижалось
ниже минимально допустимого ^П11пдоп» за исключением очень малого
(нормированного рекомендациями МККР) процента времени. При
^т1пдоп полная мощность флуктуационных шумов Р ш в телефонном
канале РРЛ не превышает заданных норм. При передаче по линии сиг-
нала многоканальной телефонии с ЧРК ЧМ полная мощность шума в
телефонном канале (без учета шумов аппаратуры ЧРК)
— ^шт 4“ Р шн»
(12.32)
где РШт и Ршн — соответственно мощности тепловых и нелинейных переходных
шумов.
Мощность нелинейных переходных шумов РША постоянна во време-
ни, не зависит от уровня полезного сигнала на входе приемников про-
межуточных станций и определяется числом интервалов, структурой
построения линии, типом используемой на ней аппаратуры. Мощность
нелинейных переходных шумов может быть рассчитана по методике
§11.2.
Мощность тепловых шумов можно выразить через мощность пере-
датчика РПрд и полное затухание ясв [см. формулу (12.5)] на интерва-
ле. Для' упрощения анализа предположим, что на всех станциях ли-
нии установлены передатчики, приемники и антенны с одинаковыми
параметрами (Рпрд, Спрд = Спрм^ Од). Среднюю длину ин-
тервала примем Zo, а средний к. п. д. антенного фидера — г]0, тогда
псофометрическая мощность тепловых шумов на конце линии, пВт,
содержащей п интервалов, на выходе телефонного канала в точке с ну-
левым относительным уровнем, т. е. при Рк — 0, в соответствии а
формулами (11.1) и (12.7)
Р т01₽к / р \2 Осв
Ртт= 10 к---------------- —--- ат ----в
Рпрд к А/к ) V2
(12.33)
Подставляя численные значения рк = 0; kT0 = 4,Ы0~21; ==
= 0,752 = 0,56; AFK = 3,Ы03 Гц [см. формулу (11.3)] и значение
аов из формулы (12.5), уравнение (12.33) примет вид
Мишо,- / fK V II _ М1\
~ Pnw^G2 \ A/к / (ПоЮ2~ (г)Ю2 *
(12.34)
где М — коэффициент, пВт/km2, зависящий от электрических параметров аппа-
ратуры; при ЧРК ЧМ
Мж 1,1--------------
Рпрд G2
(12.35)
Численные значения М &ля некоторых типов аппаратуры приве-
дены в табл. 12.3.
204
Таблица 12.3
Параметры Значения параметров аппаратуры
Р-600М | Р-6002М ГТТ-4000/600 1 ГТТ-8000/300 1 ФМ-ЗОО/ТВ-ИООО
А1, пВт/км2 1,72-10-8 7-Ю'4 7-Ю-4 2,86 ио-4 7,8-10-8
пВг, ОРС 280/340 260/290 265/— 175/— 150/—
ПРС 130/190 110/140 115/— 125/- 100/—
Для РРЛ с ВРК ИМФ мощность тепловых шумов в каналах ли-
нии, пВт/км2, определяется по формуле (12.34), в которой коэффициент
М будет другой функцией параметров аппаратуры:
М = (6,2пА/ти)/(Ат* Ри Ft V 6|),
где N — число каналов в системе разделения;
тп — длительность импульсов, с;
— девиация импульсов, с;
Ри — мощность сигнала в импульсе, Вт?
Fi — тактовая частота повторения, Гц.
Из выражения (12.34) минимально допустимое значение множителя
ослабления на Z-м интервале
min доп 1/^/]/"^^шттах, (12.36)
где М — коэффициент аппаратуры [см. формулу (12.35)];
Щ = Лгпрд Ргпрм — произведение к. п. д. фидеров передающей и приемной
антенн в интервале;
Airrmax “ — Ршн — максимально допустимая мощность тепловых шумов в
канале в точке с нулевым относительным уровнем [см.
формулу(12.32)].
При передаче сигналов многоканальной телефонии суммарная
мощность шумов в каналах складывается из постоянных шумов аппара-
туры и шумов, обусловленных трактом распространения радиоволн
между радиорелейными станциями. Шумы аппаратуры не зависят от
уровня сигнала на входе приемников. Они обусловлены собственны-
ми тепловыми Ршт и нелинейными переходными шумами. Значения
шумов аппаратуры определяются по ее электрическим параметрам или
паспортным данным. В табл. 12.3 приведена псофометрическая мощ-
ность шумов, пВт, одного комплекта некоторых типов аппаратуры
оконечных ОРС и промежуточных ПРС станций при длине волново-
дов 15F м (числитель) и 75 м (знаменатель).
Рекомендациями МККР для многоканальной телефонии нормиру-
ются несколько значений мощности шума Р ш в каналах, которые мо-
гут превышаться в течение заданных процентов времени (см. табл.
10.1). При расчете трасс РРЛ стремятся выполнить самую жесткую ре-
комендацию МККР, что обеспечивает удовлетворение и других требо-
ваний. Для статистических распределений множителя ослабления
на интервалах РРЛ при передаче сигналов многоканальной телефо-
нии с ЧРК условие 47 500 пВт в течение 0,1% времени месяца
является более жестким, чем Р т > 7500 пВт в течение 20% времени.
205
Поэтоглу для РРЛ протяженностью от 280 до 2500 км это требование
сводится к тому, чтобы Рш> 47 500 пВт в течение Smax = 0,1 (Ы
/2500)% времени. Для коротких РРЛ длиной от 50 до 280 км, которые
являются ответвлениями от магистральных линий, допускается пре-
вышение Рш в течение не более Smax = 0,1 (280/2500) = 0,0112%
времени для любого месяца года.
Из-за неодновременное™ замираний, имеющих место в течение
малых процентов времени, процент времени S, в течение которого
мощность тепловых шумов Ршт превышает максимально допустимое
значение РШтгаах>
= У Tj (Vmin).
г=1
В этой формуле Ti (Vz- mln) — процент времени, в течение которого
значение множителя ослабления на интервале линии меньше мини-
мально допустимого ТбпДпдоп, а минимально допустимое значение
^шттах'
Чтобы качественные показатели каналов удовлетворяли нормам,
мощность шумов аппаратуры при передаче сигналов многоканальной
телефонии согласно рекомендациям МККР для 80% времени ее ра-
боты не должна превышать Рш (8о%) = (РШт + РШн) 7500 пВт.
Исходя из этого максимально допустимое значение мощности РШттах
в формуле (12.32), обусловленное замиранием сигнала на трассе, со-
ставит
РП1ттах==:-^>ш—Рщн = 47 500— 7500 = 40 000 пВт.
К электрическим параметрам аппаратуры иногда относят коэффи-
циент системы, дБ,
к lt? Г0>144.1013Рдрд /_ДМ* 1
Дтф-lOlg —— “
^ТП О&т \ г д / J
связанный с коэффициентом М, Вт/км2, соотношением
Л4= 1,58/(V G2 Ктф).
Множитель ослабления Viraln, дБ, в этом случае
yt =
mIn ^mas
Р прмо
^прд
/<тф >
гдеР0 = 1 мВт — нулевой уровень сигнала в телефонном канале;
Рпрмо/Рпрд— ослабление сигнала между передатчиком и приемником в
свободном пространстве, определяется по формулам (12.4) и
(12.5).
Пример 12.3. Определить коэффициент М аппаратуры РРЛ со следующими
электрическими параметрами:
Рпрд = 2 Вт; пш = 30; X = 8 см; ба = 35 дБ (3500 раз); Рк = = 552 кГц;
Д/н = 200 кГц; ат = 1.
Решение. По формуле (12.35)
М = 1,1
2(8-Ю~2)2(3,5-103)2 \ 200 /
206
На РРЛ с ЧРК ЧМ может использоваться аппаратура, в которой
для определения минимально допустимого значения сигнала на вхо-
де приемника РПрмга1П применены замещающие генераторы, автома-
тически включаемые при уменьшении мощности сигнала ниже зара-
нее установленного значения РПрмзам- В этом елУчае Vi mln доп оп*
ределяют по порогу включения замещающего генератора:
_ 4л/ог Г Рпрмзам ,
!пйпЯ°п СдХ |/ Рпрд|]<
Если в аппаратуре РРЛ с ЧМ минимально допустимое значение
сигнала на входе приемника РПрмт1п определяется нижним порогом
ограничения ограничителя РПрОгр> ниже которого резко возрастают
шумы на выходе приемника, то
= 4л/0£ Г РПрмогр .
'«Нпдоп GaX |/ рпрдТ).
При расчетах может оказаться, что на каком-либо участке РРЛ
оптимальное значение множителя ослабления VminonT < ^т1пДОд>
это значит, что значение Ршт превышает предельно допустимое в за-
данные проценты времени. В этом случае нужно уменьшить длину
интервала или изменить направление трассы на нем, выбрав более оп-
тимальный профиль. Если окажется, что S < Smax, то рекомендации
МККР выполняются. Однако если S < Smax, то линия спроектиро-
вана нерационально (с большим запасом устойчивости). Для более
экономичного построения можно удлинить некоторые интервалы или
уменьшить высоту антенных опор.
Пример 12.4. Определить ^гт|ПдОП при передаче сигналов многоканальной теле-
фонии для интервала — 50 км, если затухание антенно-фидерного тракта
— 10 дБ для системы с М = 1,62 • 10“3 пВт/км2.
Р е ш е н и е. К. п. д. антенно-фидерного тракта = 10~°*1а^ = =
.= 10”1 = 0,1. Множитель ослабления согласно формуле (12,36)
%1П доп = 50 1/1.62-10-»/У0,1-40000= 0,03,
или
ЧнпДОп = 2012°-03=-3() *Б-
г 12.6. Замирания сигнала
на интервалах РРЛ
Причины замираний сигнала. Основной причиной замираний сиг-
нала на интервалах РРЛ является электрическая неоднородность
тропосферы из-за изменения во времени метеорологических условий.
При их изменении в тропосфере возможно появление слоев с резким
изменением диэлектрической проницаемости е, что вызывает не толь-
ко искривление траектории радиоволн, нои их отражение от слоистых
неоднородностей тропосферы.
207
Замирания возможны из-за экранирующего действия препятствий
при увеличении g, когда уменьшается значение просвета и приемная
антенна попадает в область тени; за счет интерференции прямой и от-
раженных от поверхности земли волн; из-за рассеивания и поглоще-
ния волн в гидрометеорах и газах тропосферы.
Исследования показывают, что замирания более вероятны при
безветренной погоде, когда образуются слои воздуха о различной
плотностью и температурой, создающие отражения и преломления ра-
диоволн. Чаще замирания наблюдаются летом, главным образом по-
сле полуночи и до восхода солнца, когда больше суточные колебания
температуры, а воздух содержит больше водяных паров.
Расчет замираний. Замирания радиоволн на трассах РРЛ вызы-
ваются изменениями во времени величины g и отражениями от земной
поверхности и слоистых неоднородностей тропосферы. Различают мед-
ленные и быстрые замирания сигнала.
Метеорологические условия на трассе изменяются медленно, по-
этому сигнал замирает медленно по сезонам года и времени суток и
длится десятки минут и более. Изменения уровня сигнала за счет ин-
терференции прямой и отраженных волн носят быстрый характер
(от 100 мкс до 10—20 мин). Они наиболее вероятны в областях тропо-
сферы с большим отрицательным значением g.
Изменения метеорологических условий по трассе РРЛ носят слу-
чайный характер, поэтому глубина и скорость изменения интенсивно-
сти поля могут быть определены статистически путем длительных на-
блюдений за условиями прохождения радиоволн на трассе или рассчи-
таны вероятностными методами.
Значение статистического распределения глубины замираний оп-
ределяют по интегральным кривым статистического распределения
глубины замираний. Эти кривые характеризуют устойчивость уровня
сигнала, показывая, в течение какого процента времени Ту от об-
щего периода наблюдений значение множителя ослабления V мень-
ше минимально допустимого. Практически протяженность зон с
одинаковыми метеорологическими условиями составляет 150—200 км,
поэтому в течение небольшого интервала времени глубокие замира-
ния наиболее вероятны на двух-трех. интервалах РРЛ.
Интегральное (суммарное) статистическое распределение глубины
замираний ’на интервалах РРЛ, вызванных изменениями метеоро-
логических условий и отражениями, можно представить аналитиче-
ски:
Т (ИпНп)=То (Vmln)+S?n (Ут1п)+Ттр (Ит1п)+Тд (Vmin), (12.37)
п
где 7\)(Vmin) — процент времени, в течение которого множитель ослабления
обусловленный изменением g, меньше допустимого значения*
Vmin за счет экранирующего действия препятствий, когда
Р (g) < 1, т. е. за счет искривления траекторий радиоволн и
изменения значения просвета и точек отражения;
S^n(Vmi п) — процент времени, в течение которого V < Vmin за счет интер’
п
ференции прямой волны и волн, отраженных от поверхности
земли, вследствие попадания точки приема в, область n-го ин-
терференционного минимума, где Р (g) > 1;
208
^Tp(^min) — процент времени, в течение которого V < Иш10 за счет интер-
ференции прямой волны и волн, отраженных от слоистых не-
однородностей тропосферы;
^д(^т!п) — процент времени, в течение которого V < Vmin за счет влияния
гидрометеоров.
Процент времени TQ (Vmln) может быть найден как функция пара-
метра ф по графику рис. 12.12, а:
4>=2,31 Д [р (gj— р (go)] и Л = (1/а) T/A./I/3 А (1 — ft)], (12.38)
где А — вспомогательный параметр, рассчитывают по известным значениям
/, k, к, о (см. табл. 12.1) или определяют по номограмме (рис. 12.13);
p(go) — минимальное значение относительного просвета р (g), при котором
множитель ослабления равен заданному значению Vmin«
Для открытых и полузакрытых трасс при работе РРЛ в сантимет-
ровом и дециметровом диапазонах волн р (g0) можно определить (по
заданному параметру ц = ц0, приняв р \р (g)] = 1) из рис. 12.10
как минимальное значение р (g), при котором V = Уш1п. На закры-
тых трассах и при работе в метровом диапазоне волн при большом зна-
чении d [см. формулу (12.29)] параметр препятствия р зависит отзна-
чения относительного просвета р (g). В этом случае р (g0) можно оп-
ределить по рис. 12.10 лишь при Vmln < 0,1, т. е. при = —20 дБ.
При VmIn 0,1 значение p(g0) определяют по рис. 12.10 (по заданно-
му значению множителя ослабления), а параметр препятствия рассчи-
тывают по формуле
|Л = |Л0р.[Р(0)Ь
где ц [р(0)] = »/I +dpw‘
Здесь d определяется по формуле (12.29), р (0) — (12.19).
Рис. 12.12. Номограммы для определения процегнта времени Г0(У) и значений
функции f[P(g), Л|
209
Величина р (g) представляет собой нормированный зазор, наблю-
даемый в течение 50% времени, и определяется по формуле, аналогич-
ной (12.18):
P(g) =
tf(Q) + Aff(g)
Но
=Р(0)
Pgk(l-k)
где AH(g) — приращение просвета, наблюдаемое в течение 50% времени.
Затем по найденному значению параметра ф по графику рис.
12.12, а определяют То (Ит1п).
Процент времени
srn(ymin)=f[p(g), Л] J/r[V2]in —(1 —[ Ф |)2]/| Ф | 100 %. (12.39)
Значение (Vmln) учитывают лишь до значений VmiD, при
которых подкоренное выражение в формуле (12.39) положительно.
Значение функции f [р (g), А] определяют по номограмме рис. 12.12,6,
а значение | Ф | —по формуле (12.30), в которой коэффициент расхо-
димости Д находят по формуле (12.31) с учетом критерия Рэлея [см.
формулу (12.23)]. Если точка приема находится вблизи интерферен-
ционного минимума (т. е. р (g) = V6 п, то функция f [р (g), X] опре-
деляется не по кривым рис. 12.12, б, а по формуле
Hp(g), Д]« (0,36Л)/п.
Если трасса интервала проходит над гладкой плоской поверх-
ностью, то \Фп| & 1 и формула (12.39) упрощается:
2 Тп (Vmin) = f IP (g) , Л] Vmln 100 % .
п
210
На трассах, покрытых лесом, строениями или с неровностями, высота
которых h ^О,3/7о, отраженные волны экранируются неровностями,
и l^l 0, поэтому
2 O^mln) ~ 0.
п
Процент времени, в течение которого V < Vmln за счет интерфе-
ренции прямой и отраженных от слоистых неоднородностей тропосфе-
ры волн с резким перепадом е воздуха,
V2
7\р (УШ1П) = —*
л
(12.40)
где [Ле<(—К/1) I] — вероятность появления в тропосфере слоистых неодно-
родностей при отклонении диэлектрической проницае-
мости воздуха на величину Де < (—%//) [рис. 12.14].
Ослаблением интенсивности поля за счет влияния гидрометеоров
Тд(Угп1п) на волнах длиннее 5 см обычно пренебрегают.
Интегральное статистическое распределение [см. формулу (12.37)],
обусловленное изменением величины g и отражениями от поверхности
земли и слоистых неоднородностей тропосферы, характеризует устой-
чивость уровня сигнала на интервале РРЛ связи. При расчете линии
связи данные пр устойчивости напряженности поля следует находить
для каждого интервала. Затем определяют суммарный процент вре-
мени для линии с п интервалами
п
S= S Tt (Vmin).
Z=1
(12.41)
в течение которого допустимая мощность тепловых шумов Р шт тах
на конце линии превышает допустимое значение и устойчивость ра-
боты всей линии, %,
^=100—S. (12.42)
Методы борьбы с замиранием сигналов. Устойчивость уровня
сигнала достигается рациональным выбором трасс интервалов линии,
правильным ориентированием антенн, применением сдвоенного про-
странственно-разнесенного или частотно-разнесенного приема.
При разнесенном по высоте приеме одну антенну размещают в
области интерференционного максимума, а другую — в области мини-
мума. При этом снижение уровня сигнала, принимаемого одной ан-
тенной, будет компенсироваться увеличением уровня сигнала, прини-
маемого с другой. Наиболее эффективным методом борьбы с замира-
ниями является частотно-разнесенный прием, т. е. работа на двух ра-
бочих частотах. Осуществляется он поучастковым «горячим» резерви-
рованием стволов, работающих на разных частотах. При этом учиты-
вают слабую корреляцию замираний сигналов в стволах.
Для получения статистически независимых замираний выбирают
частотный сдвиг А/ = (0,01 4- 0,05) /, где f —основная рабочая ча-
стота.
211
Рис. 12.15. Профиль интервала
Рис. 12.14. График определения вероятно-
сти /[Ае<(—К/1] для средней полосы
европейской территории СССР
Пример 12.5. Рассчитать устойчивость сигнала на интервале РРЛ (рис. 12.15).
Трасса проходит в центральном районе европейской части СССР, для которой
g = —12 • 10-8 1/м; о=8« 10~81/м (см. табл. 12.1). Рабочая длина волны X =
= 8 см. Антенно-волноводный тракт аппаратуры выполнен из волноводов круг-
лого сечения.
Р е ш е н и е. По профилю интервала определяем его параметры: протяжен-
ность I = 50 км; просвет между линией прямой видимости АВ и наивысшей точ-
кой профиля Н = 12 м; относительная координата наиболее высокой точки про-
филя
k = IJl = 35/50 = 0,7.
По формуле (12.13) критическое значение просвета, соответствующее полю
свободного пространства,
Нй = V(1/3) 50-108-8-10-а-0,7(1—0,7) = 16,7 м.
Определяем параметры сферы, аппроксимирующей препятствие на трассе.
Примем At/ — = 16,7 м. Проводим линию MN, параллельную линии прямой
видимости АВ, отстоящую от вершины препятствия на Ар = 16, 7 м. По профилю
определяем /0 = 25,7 км. По формуле (12.29)
а = 16,7/16,7 =1; b = 25,7/50 = 0,51.
По номограмме рис, 12.9 или формуле (12.27) определяем параметр препят-
ствия р,0> характеризующий радиус его кривизны:
Ио = 2,021/[1-0,7(1—0,7)а]/0,512= 1,12,
По профилю (см. рис. 12.15) определяем тип трассы. Поверхность интерва-
ла представляет собой покрытую лесом среднепересеченную местность. На таких
трассах (см. табл. 12.2). принимаем Ф = 0,5.
Общая длина антенно-волноводного тракта на волноводах круглого сечения
(см. рис, 12.15)
/фкр=^1+^2 = 40+37 = 77 м»
212
Длину волноводов прямоугольного сечения, соединяющих приемно-пере-
дающую аппаратуру с поляризационным селектором, примем /фпр «8 м.
Затухание, дБ, вносимое элементами антенно-фидерного тракта приемника
и передатчика системы, которой оборудуется линия, определяется затуханием в
элементах волноводного тракта авт и затуханием афкр в волноводах круглого
и аФпр прямоугольного сечений:
аафт = авт “Ь аФкр аФпр •
Затухание в элементах волноводного тракта приемника и передатчика, дБ.*
в герметизирующих вставках 0,3 • 2 = 0,6;
в фильтрах поглощения волны Ео^ 0,5 2 = 1;
во вращателе плоскости поляризации 0,4 2 = 0,8;
в поляризационном селекторе 0,2 • 2 = 0,4;
в ферритовом вентиле 0,6 • 2 = 1,2;
в разделительном фильтре 0,6 • 2 = 1,2;
из-за отражений от стыков 0,1 • 2 = 0,2;
в полосовом фильтре на входе приемника 0,5.
Общее затухание авт = 5,9.
Затухание в волноводе круглого сечения
осфвр = 0,02/фКр == 0,02• 77 «0.15 дБ.
Затухание в волноводе прямоугольного сечения
афпр = 0,045/фпр = 0,045 «8 = 0,36 дБ.
Суммарное затухание антенно-фидерного тракта
«афт = ав'Г+афкр+афпр = 5,9+0,15+0,36 = 6,41 дБ,
или х
100,1“аФт~ ioo-64 = 4,38 раза.
К. п. д. антенно-фидерного тракта
т)=—аафТ=—6,41 дБ, или 10“°’1 *6’41 =0,23 раза.
Минимально допустимое значение множителя ослабления по формуле (12.36)
Vin)in = (z Ум)/]Л]Ршттах = 501/1.72-10-s/l/0,23-40 000=0,02.
Здесь коэффициент аппаратуры М принимается (см. табл. 12.3) для аппаратуры
Р-600М равным 1,72 • 10~3 или рассчитывается по формуле (12,35) (см. при-
мер 12.3).
ИЛИ 20 lg0.02=— 34,1 дБ.
Приращение просвета по формуле (12.17) при заданной рефракции g =
== —12 * 10~8 1/м
Д//(g) = [(—50-103)2 (—12.10-8) 0,7 (1—0,7)]/4= 15,8 м.
(12 ^тн<^сительнь1^ пРосвет на интервале при средней рефракции по формула
Но 16,7
По номограмме рис. 12.10 определяем относительный просвет, при котором
в области тени V = Vnlin = —34,1 дБ, а р. = |10 = 1,12, р (g0) = —1,3.
По заданному значению отклонения а вспомогательный параметр А по фор*
муле (12.38) или номограмме рис. 12.13
А= я ,'л И 1/8-10-2/[(50-10s)3 0,7 (1-0,7)] = 0,68.
о.10~“
213
По формуле (12.38) параметр
ф = 2,31 • 0,68 (1,66 + 1,3) = 4,63*
По номограмме рис. 12.12, а определяем процент времени, в течение кото-
рого y<Vmin из-за ослабления в области тени при отрицательной рефракции:
TQ (Vmln)<0,0002 % «0,
т. е. практически множитель ослабления из-за экранизирующего действия пре*
пятствия не снижается ниже Vmia — —34,1 дБ.
Величину 5Х вычисляем по формуле (12.39) при Ф = 0,5 (см. выше);
п
2 тп (Vmln) = f Ip (g), A] "l/[0,023—(1—0,5)2]/0,5-100 %.
11
Поскольку подкоренное выражение отрицательно, примем
2 Тп (Уmln) ~ 0 •
п
По номограмме рис. 12.14 находим функцию / [As < (—%//)] для —(X//) =
= —8 • 10-2/50 • 103 = —1,6 • 10—6;
t [As < (—1,6 • IO—®)] = 20%.
Процент времени, в течение которого V <Z Vmin из-за влияния тропосферы,
по формуле (12.40)
0 022
7тр (Vmin) = —-- 20 = 0,0025 % .
л
Результирующее значение Т (Vmin) при одинарном приеме
(У min) = (У min) + S ?п У mln) + ^тр (У min) =
= 0+0+0,0025=0,0025 %.
Устойчивость сигнала на заданном интервале по формулам (12.41) и (12,42)
у = ЮО — Т (Vmin) = 100 — 0,0025 = 99,9975%.
12.7. Определение высоты
антенных опор
Высота антенных опор определяется профилем интервала и просве-
том. В настоящее время разработан оптимальный способ проектиро-
вания интервалов РРЛ, обеспечивающий наибольшую устойчивость
связи. Согласно этому способу расчет высоты антенных опор сводится
к определению оптимального значения просвета Н0Пт в интервале,
при котором значение множителя ослабления (при изменении метео-
рологических условий) становится меньше допустимого (V < Ит1п)
в течение наиболее малого процента времени Т (Vmin). Профили трасс
разнообразны, поэтому для каждого интервала учитывают особенно-
сти рельефа и выбирают соответствующий метод расчета.
Рассмотрим высоты подвеса антенн на плоском интервале (рис. 12.16),
где существенно влияние отражений от земли. Для определения //Опф
зададимся несколькими значениями просвета (примерно через 5 м),
214
Рис. 12.16. Профиль интервала трассы
Рис. 12.17. Зависимость
процента времени
T'(Vmin) от просвета Н
начиная от Н — Но — Н (g), и по профилю определим параметры ин-
тервала (см. пример 12.5).
Значения Но определяем по формуле (12.13). Средние значения g
для различных климатических районов приведены в табл. 12.1. Вели-
чину ДЯ (g) вычисляем по формуле (12.17). Для каждого значения вы-
бранного просвета определяем То (^mIn) и (V/mln) (см. пример 12.5)
и их суммарное значение Т (Ут1пГ= То (V*mlJ+ (Vfmln). По
полученным данным строим зависимость T’(Vmin)% = ср (Н) и опре-
деляем 77ОПТ. Оптимальным будет то значение просвета, при котором
окажется минимальным Т (Ут1п) (рис. 12.17).
Зная Нопт при отсутствии рефракции, определяем высоту подвеса
антенн на станциях интервала:
+ “ ^Б + ^опт >
где Иа и hб — высоты от уровня земли до касательной к профилю интервала в
наивысшей точке.
Затем проверим, насколько выбранный просвет Н 0Пт удовлет-
воряет устойчивости работы РРЛ при замираниях сигнала на интер-
вале.
Устойчивость работы интервалов характеризуют статистическими
распределениями глубины замираний (У/ш1п)« Они показывают,
в течение какого процента времени значение множителя ослабления
меньше заданных, рекомендуемых МККР. Определяем Tt (V/ 1п) по
изложенной в § 12.6 и примере 12.5 методике.
Устбйчивость работы интервала рассчитывается по формуле (12.42)
и полученный результат сравнивается с рекомендациями МККР
(см. § 10.3). Если он окажется меньше рекомендуемого значения, не-
обходимо определить новое значение оптимального просвета и прове-
рить, насколько устойчивость работы интервала соответствует реко-
мендациям.
Пример 12.6. Рассчитать относительный просвет и высоту подвеса антенн
на интервале РРЛ (см. рис. 12.16), оборудуемой системой (параметры — см. при-
мер 12.3), которая размещается в техническом здании у основания антенн. Пара-
метры климатического района трассы: g = —9 • 10—* 1/м; а = 7 • 10-8 1/м.
215
Решение. Определяем параметры интервала: протяженность I = 50 км;
относительная координата наивысшей точки профиля k = l-Jl — 16/50 — 0,32.
Просвет, соответствующий полю свободного пространства, по формуле
(12.13)
Яо=У(1/3) 50* 103-8• 10~2-0,32 (1—0,32) = 17 м.
Приращение просвета по формуле (12.17)
А/7 (g) = [—(50 • 103)2 (—9 • 10-8)0,32 (1 — 0,32)]/4 = 12,24 м.
Задаемся несколькими значениями просвета от 5 до 20 м (через 5 м), т. е.
/7—5; 10; 15; 20 м. На профиле интервала между антеннами А и Б проводим
линию на высоте 5 м от высшей точки профиля и определяем высоту подвеса ан-
тенн Ла = Ла + 5 = 28 + 5 = 33 мм и Лв = Лб + 5 = 26 + 5 = 31 м. Ис-
ходя из высот подвеса антенн, общая длина волноводов круглого сечения /фкр =»
= Ла + Лб = 33 + 31 = 64 м. Длину внутренних волноводов прямоуголь-
ного сечения примем /фпр = 10 м.
Потери в элементах волноводного тракта системы (см. пример 12.5)
'Пафт== —аафт = авт4“ аФкр 4“ афпр = —5,9—0,02/фкр—0,045/фпр=?
= —5,9—0,02-64—0,045-10 = 7,23 дБ, или 10-°-1-7’23=0,19 раза.
Минимально допустимое значение Vmina0n 110 формуле (12.36)
Vmin доп=50 V1 >6• 10-8/I/O, 19• 4• Ю4=0,023, или 20 1 g 0,023=—32,8 дБ.
Значение коэффициента аппаратуры М — см. пример 12.3.
Определяем параметры сферы, аппроксимирующей препятствие на интер-
вале. На расстоянии \у = HQ =17 м ниже точки препятствия проводим линию
A1.V, параллельную линии Л5 прямой видимости между антеннами, и определя-
ем ширину препятствия /0 = 30 км.
По формуле (12.29):
а = 17/17 = 1; b = /0// = 30/50 = 0,6.
Параметр, характеризующий радиус кривизны препятствия по формуле
(12.27)
цо = 2,О2 у' 1-0.322 (1—0,32)2/0,62= 1.
Приведем характеристику интервала. Профиль интервала (см. рис. 12.16)
имеет выпуклую поверхность и относительно гладкий рельеф. Коэффициент
расходимости для первого интерференционного минимума (п = 1) согласно фор-
муле (12.31)
Дп=Дт1т = 1 /К 1+113.1-1-0.322 (1-0,32)2/0,62-1] [1 + (0,3—УбП)0,41]0,96« 1,
где
Р (0) = Н (0)/Я0 = 5/17 « 0,3;
d = ft2/ (4ak (1 - k) = 0,62/ [4.1. о,32 (1 — 0,32)] = 0,41.
Коэффициент отражения по формуле (12.30)
Ф = 1 • 1 = 1, следовательно, отражения от земли значительны.
По графикам рис. 12.10 определяем относительный просвет при
^п)1пдоп=—32,8 дБ и |л=»ро«1:
Р(8о) = — 1.
По заданному значению отклонения а вспомогательный параметр по форму-
ле (12.38) или номограмме рис. 12.13
л = -7 ц а V8.10-2/(50-10»)«0,32 (1-0,32)=0,77.
216
Таблица 12.4
Н, м р (g) Ф Г [р (£)> А ТП (vmln), % Т° (Vmin+ X(vmln), % %
5 1 3,56 0,025 0,015 0,036 0,061 0,065
10 1,3 4,1 0,03 0,04 0,045 0,075 0,079
Относительный просвет на интервале по формуле (12.18)
tf(0) + Atf(g) 5+12,24
р(й =-------н.------
По формуле (12.38) параметр
ф = 2,31 A [P(g)~Р (^о)] = 2,31 *0,77 [1 +1) = 3,56.
По номограмме (рис. 12.12) по значению ф = 3,56 определяем процент вре-
мени, в течение которого V < Vmin доп из-за ослабления поля в области тени при
субрефракции TQ (Vrain) — 0,025.
Зная значения р (g) = 1, А — 0,77, по графику рис. 12.12, б определяем
f [р (£), Л] = 0,015.
Согласно формуле (12.39), если трасса проходит над сравнительно равной
местностью, где Ф = 1, процент времени, в .течение которого V < Утшдоп из-за
попадания антенны приема в интерференционные минимумы, составит
s тп (Vmin) = HP (g). Л] Vmin доп-100 % »0,015-0,023• 100 % = 0,036.
II
Такой малый процент времени при выбранном значении просвета Н (g) = 5 м
указывает на то, что в этих условиях глубокие интерференционные замирания
из-за отражений от земли отсутствуют. Это объясняется тем, что интервал (при
выбранном просвете Н (g) = 5 м <С HQ — 17 м) является полузакрытым.
По номограмме рис. 12.14 при отношении (—X/Z) — —(8 • 10~2/50 • 103) =
— —1,6 • 10~6 определяем значение функции t [As < (—VZ)] — 20%.
Процент времени, в течение которого V < УпИпдоп из-за влияния тропо-
сферы, по формуле (12.40)
0,0232
TTp(Vmin)=-------20 = 0,004.
л
Суммарное значение процента времени
т (Vmin) 1= То (Vmln) +2 Тп (Vtnin) +Ттр (Vmln) = 0,025 +0,036 +0,004 « 0,065.
п
Аналогичные расчеты выполняют для других значений просвета Н = 10;
15; 20 м, сведя их в табл. 12.4.
По полученным результатам строят зависимость Т (Vrain) = (р (Я), (см.
рис. 12.17). По графику определяют оптимальный просвет Яопт, при котором
значение Т (Vmin) в интервале минимально. По Яопт определяют высоту подве-
са антенн:
Лд = /1д+ //опт== 28 + //опт; ^B = Zig + // опт — 26 + /70пт.
Устойчивость сигнала в интервале при оптимальном проектировании при
одинарном приеме у = 100 — Т (Vmin) опт»
217
12.8. Расчет уровня сигнала и шумов
на интервалах РРЛ
После выбора высоты антенных опор и проверки устойчивости сиг-
нала рассчитывают средний уровень сигнала на входе приемника каж-
дого интервала, а также проверяют выполнение рекомендаций МККР
на уровень шумов в каналах.
Среднее напряжение сигнала на входе приемника в интервале (при
согласовании волнового сопротивления Z антенно-фидерного тракта
с входным сопротивлением приемника)
^прм=8' 10-2 (Х//)-|/рпрд2СпРд
^прм Лярд Лпрм V — ^прмо V(g), (12.43)
где (/Прмо — напряжение сигнала на входе приемника в свободном пространстве.
При расчете РРЛ наибольший интерес представляют мощность
сигнала на входе приемника PnpMf (80) всех интервалов линии, кото-
рая превышается в течение 80% времени, а также средняя мощность
сигнала РПрмг обусловленная средним значением множителя ослаб-
ления Vi.
Мощность сигнала Рпрм. (80) определяет значение мощности теп-
ловых шумов Ршт. (20) в каналах РРЛ, превышаемую в течение не
более 20% времени, пВт:
Р ШТг (20) = Вм/Рпрм. (80b
В этой формуле
Рпрм. (80) =Рпрмо V2 (80), (12.44)
где Kj(80) — значение множителя ослабления, дБ, превышаемое в течение 80%
времени, определяется по графикам рис. 12.10 по известным зна-
чениям р для данного интервала р (g) (80); значение g (80) см. в
табл. 12.1;
РПрмо — мощность сигнала на входе приемника в свободном пространстве,
определяемая по формуле (12.1);
Вы — параметр аппаратуры [см. формулу (11.2)].
Средняя мощность сигнала в интервале на входе приемника при
среднем значении градиента g
^прм=Рпрмо V2 (g) • (12.45)
Из формул (12.1), (12.2) и (12.45) следует, что ослабление энергии
радиоволн на интервале, дБ,
10 1g £прм= 10 lg Рпрмо V2 (g),^
^прп ^прд
= 10 1 g ^прд ^прм Лпрд Ппрм V2 (g)"| у (12.46)
где V(g) — множитель ослабления в интервале, определяемый по номограмме
(см. рис. 12.10) по известным значениям р (g) [см. формулу (12.19)]
и р [см. формулу (12,26)].
218
Средняя мощность шума на выходе канала при передаче сигналов
многоканальной телефонии (без шумов аппаратуры ЧРК) складывает-
ся [см. формулы (12.32) и (12.34)1 из постоянной для данного типа ап-
паратуры мощности нелинейных переходных шумов Ршн и средней
мощности тепловых шумов аппаратуры Ршт при среднем значении g:
п п п п
Рш= 5 Ршн.+ 2 ^1= 2 5 11/[Ч VI (г)],
/=1 1 1=\ 1 1 = 1 1 4=1
где М — коэффициент, определяемый по формуле (12.35);
п — число интервалов на линии;
Чг = Лпрд/ Нпрм^ — произведение значений к. п. д. передачи и приема в ин-
тервале.
Для определения мощности шумов в каналах РРЛ, превышаемой
в течение 20% времени, необходимо по формуле (12.44) рассчитать мощ-
ность сигнала, превышаемую в течение 80% времени работы РРЛ,
например, за месячный период.
Мощность шумов Рш (20) в телефонных каналах, превышаемая в
течение 20% времени месячного периода,
п п
рш (20)= 2 ршн.+м S *7 (80)1.
Ы 1 Z=1
Статистическое распределение мощности шумов на выходе линии
характеризуется4 средними значениями мощностей Рш и Рш (20),
превышаемыми в течение 20% времени (месячного периода работы),
и значениями максимальной мощности шумов Рш тах, нормируемыми
рекомендациями МККР, которые могут превышаться лишь в течение
п.
S — 2 Л пР°Цент0В времени [см. формулу (12.41)1.
Пример 12.7. Рассчитать средние значения мощности и напряжения сигнала,
а также мощность сигнала, превышаемую в течение 80% времени работы на вхо-
де приемника в интервале, профиль которого см. на рис. 12.15. Параметры аппа-
ратуры: мощность передатчика Рпрд = 2 Вт; коэффициент усиления антенны
G = 35 дБ (10°’1-35 — З5оо раз); длина волны к = 8 см.
Решение. Примем (см. пример 12.5): протяженность интервала I =
= 50 км; к. п. д. антенно-волноводного тракта т]авт =—6,41 дБ (0,23 раза); от-
носительный просвет при средней рефракции р (g) = 1,66; параметр препятст-
вия р = 1,12; коэффициент отражения от земной поверхности Фп = 0,5; просвет
между линией прямой видимости и наивысшей точкой профиля Н — 12 м, кри-
тический просвет Яо = 16,7 м.
Мощность сигнала на входе приемника в свободном пространстве заданного
интервала по формуле (12.3)
Рпрд Од л2 2 (3,5- 10а)^ (0,23)а (8-10—а)а
Рпрмо= (4jiZ)2 = 16зта (50-10»)а “
= 2,1-10-8 Вт=0,021 мкВт.
По известным значениям р (g) — 1,66, р = 1,12 и Фп = 0*5 по номограмме
рис. 12.10 определяем V (g) = 4 дБ (Ю0»1*4 = 1,6 раза).
Средняя мощность сигнала на входе приемника по формуле (12.45)
?прм = 2,1 • IO-2* 1,62 = 0,054 мкВт.
219
Среднее значение напряжения на входе приемника (при согласовании его
входного, сопротивления с волновым сопротивлением фидера Z = 75 Ом)
1/прм = К^прм г = I/O,054 • Ю-«• 75=2• 10-3 в = 2000 мкВ,
Вертикальный градиент диэлектрической проницаемости воздуха, наблю-
даемый в течение 80% времени для европейской части территории СССР, g (80)=
= —8 • 10—3 1/м (см. габл. 12.1).
Приращение просвета при рефракции 80% по формуле (12.17)
kH[g (80)] = t—(50 • 103)2 (—8 • 10-3)0,7 (1 _ 0,7)J/4 = 10,5 м.
Относительный просвет при рефракции 80%
H + Mi[g(8Q)\ 12+10,5
Р [g (80)]> " = —Г = 1,35.
п о 16,7
По полученным значениям р [g (80)] = 1,35, р = 1,12, Фа = 0,5 по номо-
грамме рис. 12.10 определяем
V (80) = +3 дБ (10°-1'3) = 1,4 раза.
Мощность сигнала на входе приемника, превышаемая в течение 80% вре-
мени работы,
РПрм (80)=РпрМ0 V2 (80) = 2,Ь 10-2 (1,4)2 = 0,041 мкВт.
12.9. Выбор трассы и порядок расчета РРЛ
Предварительный расчет. В техническом задании на проектирова-
ние РРЛ указываются направление и основные крупные населенные
пункты, через которые она должна пройти. На первом этапе процесса
проектирования по топографической карте намечают трассу линии и
структуру ее построения, т. е. число, длину секций и интервалов на
них, число и месторасположение узловых и промежуточных станций.
Места расположения промежуточных и узловых станций выбирают
с учетом технико-экономических показателей их строительства и экс-
плуатации, возможности обеспечения устойчивости связи на интерва-
лах линии, наличия узлов связи, где возможно сопряжение проекти-
руемой линии с существующими линиями связи, удобства эксплуатации
(наличия подъездных путей, источников электроэнергии, расположе-
ния технических и жилых домов для обслуживания персонала и т. д.).
Станции располагают так, чтобы отсутствовали неблагоприятные
условия распространения радиоволн (чтобы трасса проходила по пере-
сеченной местности, с лесными массивами, избегая больших водных про-
странств, естественных и искусственных препятствий). Для уменьше-
ния влияния отраженных волн антенные опоры желательно выбирать
разной высоты, а возможные поверхности отражения располагать бли-
же к станциям с низкими антенными опорами.
Для обеспечения устойчивости связи длину интервалов на трассах,
проходящих по среднепересеченной местности, при длине волн X =*
= 15 + 18 см выбирают 50—60 км, а при К — 6 + 10 см — до 45—
50 км.
Узловыми станциями линия делится на секции, каждая из кото-
рых заключает в себе от пяти до десяти промежуточных станций.
220
Для удовлетворения норм на допустимую мощность шумов в каналах
желательно, чтобы магистральные линии строились в соответствии
с эталонной гипотетической цепью (см. рис. 10.1), которая при длине
линии 2500 км и емкости от 12 до 120 каналов содержит шесть секций,
а при большем числе каналов — девять секций. При такой структуре
построения линии средняя протяженность секций
/секц (12—120) = 2500/6 ~ 416 км; /секд (>тоо) ~*-^00/9 ~ 280 км.
В реальных условиях число узловых станций РРЛ определяется
требованиями эксплуатационной работы и может не соответствовать
эталонной цепи.
После предварительного выбора трассы и вычерчивания профи-
лей каждого интервала проводят рекогносцировку на местности,
в процессе которой уточняют профили и места расположения площа-
док для станций, определяют азимуты установки антенн; изучают
возможность использования местных электросетей для питания стан-
ций, уточняют схемы организации служебной связи и соединения
с действующими узлами связи; изучают характер и высоты препятствий
на трассе и пр. На основании полученных сведений уточняют трассу
п разрабатывают техническую документацию на организацию связи.
Далее выполняют электрический расчет линии.
Электрический расчет линии. Для обеспечения устойчивой связи
на РРЛ необходимо, чтобы при любых изменениях метеорологиче-
ских условий на трассе значение множителя ослабления на каждом ин-
тервале в течение всего времени работы не снижалось ниже минималь-
но допустимого значения VmInaon, за исключением очень малого
(нормированного рекомендациями МККР) процента времени. Одной
из задач электрического расчета является определение для каждого
интервала линии 1/га1ПД0Ш характеризующего допустимое ослабле-
ние интенсивности поля в месте приема (см. § 12.5).
Следующий этап расчета РРЛ сводится к определению высоты ан-
тенных опор и проверке устойчивости связи (см. § 12.7). В заключение
определяют уровень сигнала на входе приемника каждого интервала.
221
РАЗДЕЛ 4
АППАРАТУРА
РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
Глава 13
АППАРАТУРА РРС-1М
13.1. Основные технические данные аппаратуры
и режимы работы
Основные технические данные аппаратуры. Назначение.
Радиорелейная станция РРС-1М может быть использована для орга-
низации внутридорожной связи, устройства вставок в неуплотненные
проводные линии связи, дистанционного управления коротковолно-
выми передатчиками магистральной связи и ответвления каналов от
многоканальных РРЛ. Станция допускает сопряжение с радиолиниями
других классов.
Диапазон частот. Станция работает в диапазоне метро-
вых волн на частотах 60—69,975 МГц (А, = 5 4- 4,29 м). Этот диапазон
разбит на 134 фиксированные частоты с интервалом 75 кГц. Нумерация
фиксированных частот начинается с 21 (соответствует 60 МГц) и за-
канчивается 154 (69,975 МГц). Плавная установка рабочих частот про-
водится шкально-верньерными устройствами приемника и передатчика.
Дальность связи. На среднепересеченной лесистой и
степной местности при работе на стационарные антенны обеспечивает-
ся дальность связи до 45 км в одном интервале и до 120 км с примене-
нием двух промежуточных станций. При установке на линии проме-
жуточных станций возрастает уровень шумов в каналах, что требует
увеличения уровня ВЧ сигнала на входе приемников и сокращения
протяженности каждого интервала, отчего уменьшается общая даль-
ность связи. На открытых трассах с прямой видимостью между антен-
нами связь обеспечивается на большие расстояния. При включении до-
полнительного блока усиления мощности (БУМ) длина интервала
возрастает до 60—70 км или обеспечивается заданная дальность связи
при пониженной высоте антенн.
Виды работы. Радиорелейную станцию выпускают в двух ва-
риантах: РРС-1М и РРС-1МС. Станция РРС-1М обеспечивает одно-
временную дуплексную работу по двум телефонным и двум телеграф-
ным каналам. Станция РРС-1МС допускает работу лишь по телефон-
ным каналам, которые могут включаться по двух- или четырехпровод-
ной схеме (с разделением тракта приема и передачи) с прохождением
индукторного вызова в обоих направлениях. По телефонным каналам
222
можно передавать неподвижные изображения фототелеграфными ап-
паратами. Первый телефонный канал допускаег вторичное уплотнение
телеграфными каналами специальной аппаратуры проводной связи.
Телефонные каналы имеют систему тонального вызова.
Телефонные каналы обеспечивают одно- и двухполюсную работу
буквопечатающих аппаратов (СТ-35, П-100).
Разделение каналов по частоте осуществляется с помощью спе-
циальной внешней или собственной аппаратуры разделения. Во втором
варианте разделения на промежуточных станциях линии возможно
ответвление любого канала. Выходы ТФ каналов допускают сопряже-
ние с телефонными каналами аппаратуры проводной и радиорелейной
связи.
Параметры каналов. Полоса передаваемых частот по
первому каналу ТФ — 3000—3400 Гц, по второму — 300—2700 Гц.
Входные и выходные сопротивления каналов ТФ 600 Ом. Уровень шу-
мов в каналах не превышает 5 мВ. Максимальная скорость телеграфи-
рования до 70 Бод.
Параметры приемопередатчика. Мощность, от-
даваемая передатчиком в фидер антенны, в номинальном режиме
2,5 Вт, а при работе с БУМ—25 Вт. Чувствительность приемника, ха-
рактеризуемая минимально необходимым уровнем входного сигнала
при девиации частоты сигнала 7 кГц, номинальном выходном уровне
и соотношении сигнал/шум, равном 20, на выходе ТФ канала не хуже
2 мкВ.
Избирательность приемника, определяемая ослаблением чувст-
вительности по зеркальному каналу (к сигналам помех), для первой
промежуточной частоты 78 дБ, для второй — 95 дБ. Суммарная по-
грешность градуировки и повторной установки частоты передатчика
и приемника не превышает zfc 7 кГц.
Антенно-фидерное устройство. Прием и переда-
ча ВЧ сигналов осуществляется на ортогонально расположенные ан-
тенны типа «волновой канал» со взаимно перпендикулярной поляриза-
цией. Антенны устанавливают на мачте разборной конструкции вы-
сотой 14,5 м. Вертикальная антенна имеет угол раствора главного ле-
пестка характеристики направленности в горизонтальной плоскости
по половинному значению мощности 70—80°, горизонтальная — 45—
72°. Коэффициент усиления антенны по сравнению с полуволновым
вибратором б дБ (4 раза по мощности), переходное затухание между
антеннами — 39 дБ. Передатчик и приемник подключают к антенне
коаксиальными фидерами длиной 25 м.
Электропитание. Станции получают электропитание от
сети переменного тока напряжением 127/220В или аккумуляторов на-
пряжением 12 В. Станции РРС-1М и РРС-1МС поставляют с автоном-
ным комплектом питания (включающим в себя зарядный щит, аккуму-
ляторные батареи 5НК-55 К и бензоэлектрический агрегат АБ-1-П/30,
от которого заряжаются аккумуляторные батареи) и без него.
Мощность, потребляемая от сети, 150 Вт, от аккумуляторных ба-
тарей при выключенном БУМ—85 Вт, с включенным БУМ—200 Вт.
223
Рис. 13.1. Комплектация станции
Комплектация. В ком-
плект аппаратуры РРС-1М входят
(рис. 13.1): блок частотных развя-
зок БЧР, приемное Прм и передаю-
щее Прд устройства, блок усиления
мощности БУМ, телефонный ГФ и
телеграфный ТГ блоки, линейный
ЛЩ, зарядный и сетевой СЩ щиты,
зарядный агрегат, четыре акку-
муляторные батареи 5НК-55К,
антенна с мачтой и такелажем, два
фидера из коаксиального кабеля и
другие вспомогательные устройст-
ва. В комплект РРС-1МС не входят телеграфный блок, БЧР и при-
боры регулировки телеграфных каналов и проверки реле.
Основные режимы работы станции. Аппаратура станции может ра-
ботать в оконечном, ретрансляционном и узловом режимах, а также
режиме дежурного приема.
В оконечном режиме станция одновременно работает
по двум независимым направлениям. Сигналы от телефонных и теле-
графных аппаратов абонентов по соединительным линиям поступают
в аппаратуру разделения, проходят тракт передачи каналов и зани-
мают широкую полосу частот примерно от 0,3 до 16 кГц (рис. 13.2).
Этот групповой сигнал поступает в передатчик и модулирует по ча-
стоте колебания возбудителя, которые излучаются антенной. Принятые
антенной ВЧ колебания подаются в приемник, где преобразуются в
исходный групповой сигнал. Суммарный сигнал поступает в систему
фильтров аппаратуры разделения каналов. Через тракт приема кана-
лов сигналы проходят к абонентам.
В ретрансляционном режиме один комплект аппа-
ратуры работает в направлении А, а другой — в направлении Б. Все
каналы переводятся в режим ретрансляции, а сигналы ретранслируют-
ся на низкой частоте по четырехпроводной схеме. В ТФ канале аппа-
ратуры разделения сигналы проходят лишь приемные фильтры, по-
ступая на передатчик другого направления. В ТГ каналах сигналы
проходят приемный полосовой фильтр одного полукомплекта и по-
ступают на передающий фильтр другого пол у комплекта, оттуда —
на передатчик. Чтобы станцию можно было вызвать с любого на-
правления, приемные ветви телефонных каналов остаются всегда под-
ключенными к выходу приемника.
Рис, 13.2. Полоса частот группового сигнала
224
Если один из нескольких каналов переводится в оконечный ре-
жим для ответвления, то такой режим работы станции принято счи-
тать узловым.
В режиме дежурного приема включены лишь
радиоприемные устройства и телефонные каналы с приемниками то-
нального вызова. При поступлении вызова на передней панели блока
аппаратуры разделения загорается сигнальная лампочка, звонит зво-
нок. Оператор включает передатчик и отвечает вызывавшей станции.
Одноканальный режим применяют для снижения
уровня помех и увеличения дальности связи. В таком одноканальном
симплексном режиме с включенным передатчиком связь осуществляет-
ся по первому каналу с повышенной девиацией частоты, чем увеличи-
вается помехозащищенность канала. Для ответа корреспонденту пере-
датчик включается тангентой микротелефонной гарнитуры.
13.2. Радиопередающее устройство РРС-1М
Радиопередающее устройство (рис. 13.3) содержит групповой
модуляционный усилитель ГМУ, частотный модулятор ЧМ, задаю-
щий генератор ЗГ, промежуточный усилитель ПУ, усилитель мощно-
сти УМ, фильтр подавления ФП второй гармоники.
Групповой модуляционный усилитель ГМУ
предназначен для усиления группового сигнала телефонных и теле-
графных каналов частотой 0,3—16 кГц до значения, необходимого для
нормальной работы ЧМ передатчика. Усилитель содержит два рези-
сторных каскада на пентодах, включенных для уменьшения нелинейных
искажений в триодном режиме. Коэффициент усиления усилителя не
менее 200. Анодная нагрузка лампы Л5— резистор R22, лампы Л6 —
резистор R26. Ко входу усилителя через контакт переходной колодки
ПЗ-З подключается потенциометр R7, который размещен на передней
панели блока (рис. 13.4). Потенциометром устанавливается нужная
девиация частоты колебаний ЗГ, что достигается изменением значения
подводимого модулирующего напряжения. Напряжение смещения на
управляющие сетки ламп усилителя подается с резисторов R23 и R28,
включенных в катодной цепи. Резисторы не шунтированы конденса-
торами, поэтому в каждом каскаде возникает отрицательная обрат-
ная связь по току, снижающая нелинейные искажения в усилителе.
Конденсаторы С47 и С44 являются элементами связи. Анодное на-
пряжение на второй каскад усилителя поступает через резистор R36
и переключатель В5 «Калибр.-Выкл.», размещенный на передней па-
нели блока (см рис. 13.4), что обеспечивает выключение анодного на-
пряжения на лампе Л5 при включении кварцевого калибратора.
Частотный модулятор ЧМ предназначен для изме-
нения частоты колебаний ЗГ. Он собран на пентоде Л4, включенном
в триодном режиме. Частота ЗГ передатчика зависит от входной дина-
мической емкости лампы Л4. В схеме ЧМ с резистора R20 на управляю-
щую сетку лампы подается автоматическое напряжение смещения
около —5 В. Под действием отрицательного потенциала управляющей
8 Зак. 1834 225
226
Рис. 13.3. Принципиальная схема передатчика РРС-Ш
Рис. 13.4. Передняя панель приемопередатчика:
J — постройка выходного контура передатчика; 2 — зажим для крепления блока; 3 — пере-
ключатель прибора (В2, В3)\ 4 — выходная фишка передатчика; 5 — предохранители (Пр{,
Пр2); 6 — переключатель режима работы (В4); 7 — индикаторный прибор; 8 — выключатель
АПЧ; 9 — входная фишка приемника; 10 — переключатель; 11 — потенциометр установки
передающего уровня R7; /2 — фиксаторы шкал; 13 — шкально-верньерные устройства; 14 —
переключатель вида питания; /5 — разъем ШПК; /6 — выключатель кварцевого калибратора
(В5); 17 — выключатель освещения шкал
сетки вблизи катода возникает объемный заряд электронов, эмиттиро-
ванных катодом. Объемный заряд обусловливает появление дополни-
тельно к статической входной емкости лампы динамической входной
емкости.
На управляющую сетку лампы Л4, кроме постоянного отрицатель-
ного потенциала, подастся с ГМУ переменное модулирующее напря-
жение группового сигнала частотой 0,3—16 кГц, которое изменяет
результирующий потенциал на сетке. При увеличении отрицательного
потенциала на управляющей сетке объемный заряд (облачко электро-
нов) прижимается к катоду, расстояние между сеткой и облачком элек-
тронов возрастает, а входная динамическая емкость лампы Л4 умень-
шается. В положительные полу периоды модулирующего сигнала ре-
зультирующий отрицательный потенциал на сетке уменьшается, об-
лачко электронов приближается к сетке, а входная динамическая ем-
кость лампы увеличивается.
Управляющая сетка лампы Л4 модулятора через конденсатор С39
подключена к сеточному колебательному контуру L12—С38 ЗГ. При
изменении входной динамической емкости реактивной лампы Л4 под
воздействием переменного модулирующего напряжения изменяется
результирующая емкость сеточного контура генератора, что вызывает
изменение его частоты колебаний по закону модулирующего напряже-
ния, т. е. частотную модуляцию колебаний ЗГ.
Для выравнивания девиации частоты ЗГ по диапазону в анодной
цепи модуляторной лампы Л4 включен контур, образованный индук-
тивностью дросселя L14 и конструктивной емкостью анода лампы отно-
8* 227
сительно катода, межвитковой емкостью дросселя и емкостью монта-
жа, и шунтирован малым сопротивлением резистора R19. Резонансная
частота контура близка к нижней частоте диапазона.
Для контроля модуляции передатчика с резистора R34 модули-
рующее напряжение через конденсатор С45 и резистор R30 поступает
на диод Д2, в катодную,цепь которого переключателем В2 включается
индикаторный прибор ИП, размещенный на передней панели блока
(см. рис. 13.4). Диод ДЗ включен для создания цепи постоянной со-
ставляющей выпрямленного тока через индикаторный прибор. О глу-
бине частотной модуляции колебаний ЗГ судят по отклонению стрел-
ки ИП.
Задающий генератор ЗГ собран на лампе ЛЗ по двух-
контурной схеме с электронной связью. Внутренний генератор собран
на триодной части лампы (катод, первая и вторая сетки) по трехточеч-
ной схеме с емкостной обратной связью и заземленным анодом. В ка-
честве анода используется экранирующая сетка лампы, заземленная
по высокой частоте конденсатором С29. Частота генерируемых ВЧ ко-
лебаний (60—70 МГц) определяется контуром, образованным индук-
тивностью L12, емкостями С38, С35—С37 и емкостью участка сетка—
катод реактивной лампы Л4.
Для обеспечения стабильности частоты приняты следующие меры:
катушка L12 выполнена вжиганием серебра в керамический каркас
и заключена в герметизированный экран для уменьшения влияния вла-
ги на контур. Влияние междуэлектродных емкостей лампы уменьшает-
ся шунтированием их конденсаторами С35, С36, подключенными в
контур последовательно с конденсатором переменной емкости С38.
При таком подключении достигается малая связь лампы с контуром
и небольшая начальная емкость внутреннего контура, что повышает
стабильность частоты при изменении питающих напряжений лампы
ЛЗ. Одновременно конденсаторы С35, С36, имея отрицательный темпе-
ратурный коэффициент емкости, являются термокомпенсирующими эле-
ментами, что повышает температурную стабильность частоты ЗГ. Под-
строечный конденсатор С37 служит для коррекции частоты передат-
чика при смене ламп ЗГ и частотного модулятора ЧМ.
Катод лампы ЛЗ в схеме ЗГ находится под потенциалом ВЧ отно-
сительно земли, поэтому катод и нить накала лампы изолированы от
земли по ВЧ дросселями L9—L11. Конденсаторы СЗО. С32—С34 —
блокировочные. Резистор R17 служит для создания напряжения сме-
щения на управляющей сетке лампы ЛЗ за счет ее сеточного тока.
Полезная мощность в анодной цепи выделяется контуром L7-C25,
связанным с сеточным контуром общим электронным потоком лампы
ЛЗ. Анодный контур включен по схеме параллельного питания, по-
этому к аноду лампы он подключен (из конструктивных соображений
через два разделительных конденсатора С22, С24. Резистор R12 шун-
тирует контур, что снижает амплитуду возбуждения промежуточного
усилителя на лампе Л2 и уменьшает его влияние (при изменении ре-
жима) на частоту ЗГ.
Промежуточный усилитель ПУ собран на лампе
Л2 по схеме параллельного питания. Он обеспечивает требуемое на-
228
пряжение раскачки для возбуждения выходного каскада передатчика.
ПУ выполнен на пентоде и не требует для своего возбуждения от ЗГ
большой мощности, что облегчает режим ЗГ и повышает стабильность
его частоты. Напряжение смещения на сетке Л2 возникает за счет се-
точного тока на резисторе R10. Назначение других элементов ПУ
такое же, как и в схеме ЗГ.
Усилитель мощности УМ собран на лампе Л1 по слож-
ной схеме с параллельным питанием и обеспечивает в антенне требуе-
мую мощность полезного сигнала. Сложная схема допускает более
точную и широкую регулировку сопротивления анодной нагрузки уси-
лителя, так как содержит два селективных элемента (контур и антен-
ну), чем улучшается фильтрация высших гармоник по сравнению с
простой схемой.
Для передачи максимальной мощности в антенну применена силь-
ная постоянная автотрансформаторная связь антенны с анодным кон-
туром усилителя, а связь анодного контура L2-C4-C66-C6 с лампой—
полная. Мощность, отдаваемая в фидер антенны, 2,5 Вт.
На управляющую сетку лампы подается комбинированное напря-
жение смещения. Постоянное отрицательное напряжение смещения
(около 7,3 В) поступает с делителя напряжения R4, R5 через дроссель
L4. Оно определяет анодный ток лампы при отсутствии напряжения
возбуждения. При подаче возбуждающего напряжения возникает се-
точный ток, который, проходя по резистору R4, создает дополнитель-
ное напряжение смещения и в результате в рабочем режиме на сетке
Л1 создается напряжение смещения около —15 В.
Для увеличения выходной мощности усилителя на третью сетку
лампы Л1 через дроссель L21 и резистор R7 подают положительный
потенциал +12 В. При смене лампы выходного каскада контур под-
страивают конденсатором С6, ручка которого выведена под шлиц на
переднюю панель блока (см. рис. 13.4).
На выходе передатчика для контроля за наличием сигнала под-
ключен детектор, собранный на диоде Д1 с нагрузкой Rl, СЗ. Постоян-
ное напряжение, пропорциональное излучаемой мощности, образую-
щееся на конденсаторе СЗ, подается через дроссель L18 и переключа-
тель В2 на ИП, расположенный на передней панели блока.
Конденсаторы С9—С12 замыкают накоротко соответствующие уча-
стки схемы для токов ВЧ и являются блокировочными.
Фильтр ФП, включенный на выходе передатчика, служит для
подавления токов второй гармоники, которые могут возникнуть при
усилении сигнала основной частоты, и содержит последовательный
контур L1-C1. На резонансной частоте (в диапазоне 120—140 МГц) кон-
тур имеет очень малое сопротивление и шунтирует токи второй гармо-
ники, вследствие чего они не поступают в антенну.
Об исправности всех ламп передатчика судят по значениям их
катодных токов, которые на резисторах в катодных цепях ламп соз-
дают падение напряжения. Эти напряжения измеряют ИП, расположен-
ным на передней панели блока. Прибор к катодным цепям ламп под-
ключается переключателями Bl п ВЗ через добавочные сопротивления,
223
например в катодной цепи лампы Л6 — через резистор R31, в катод-
ной цепи лампы ЛЗ — через резистор R15 и т. д.
Все контуры передатчика настраивают одновременно механиче-
скими приводами одной ручкой настройки и установки частоты.
Визир шкалы передатчика размещен на верньерном устройстве перед-
ней панели блока.
Конструктивно передатчик смонтирован в отдельном литом силу-
миновом каркасе с отсеками, в которых размещены отдельные узлы
схемы (см. рис. 13.4). Левую часть блока занимает передатчик, а пра-
вую — приемник.
13.3. Радиоприемное устройство РРС-1М
Высокочастотный ЧМ сигнал, принимаемый антенной, по коак-
сиальному фидеру поступает в радиоприемное устройство станции.
Приемник выполнен по супергетеродинной схеме с двойным преобра-
зованием частоты и автоподстройкой частоты гетеродина. Схемно и
конструктивно приемник состоит из усилителей высокой частоты УВЧ
и промежуточной частоты УПЧ. Размещены они в правой части блока
приемопередатчика (см. рис. 13.4).
Структурная схема (рис. 13.5). Узел УВЧ содержит УВЧ (Л1,
Л2 рис. 13.6), смеситель См (ЛЗ), гетеродин Г (Л5), управитель ча-
стоты УпЧ (Л6) и кварцевый калибратор КвК (Л4).
Узел УПЧ включает в себя усилитель первой промежуточной
частоты УПЧ1 (Л7), преобразователь Пр (Л8), усилитель второй про-
межуточной частоты УПЧ2 (Л9—ЛИ), ограничитель Огр амплитуды
(Л12), частотный детектор ЧД (Л15), усилитель низкой частоты УПЧ
(Л13) и усилитель постоянного напряжения У ПН (Д14) системы АПЧ.
Принципиальная схема приемника. Узел УВЧ. Усилитель вы-
сокой частоты УВЧ (см. рис. 13.6) представляет собой двухкаскадный
резонансный усилитель на пентодах, собранный по схеме параллель-
ного питания. Он обеспечивает требуемое усиление принятого сигнала
до смесителя и необходимое подавление помех зеркального канала по
первой промежуточной частоте.
Связь входного контура L1—С1 с антенной — автотрансформа-
торная постоянная, а с управляющей сеткой первой лампы усилите-
ля — полная. Контуры L3-C11, L5-C20 имеют неполную связь с лам-
пами при помощи емкостных делителей, образованных конденсатора-
Рис. 13.5. Структурная схема приемника РРС-1М
230
Bi-fO контр. ант.
перекл. 81
НЬ
L2
УВЧ
чвч
/С7
С12
/11
см1 \
023
1Н
т
НН
к»
028
У0бЬ\<т
~С25
i Выход
.. к УПЧ
РК-10
I = 145 ММ
026
НН
лампы Л1-Л6
типа 12Ж1Л
^128
84-7
К быключ.
85
Рис. 13.6. Принципиальная схема узла УВЧ приемника
&
I faj/fT.I Цель Адрес
2 +160В УПЧ
3 +60 В УПЧ
4 -60 В УВЧ
8 *12/1 . УПЧ
(Ж \fgoe
™ С55
+ 60 В
£
$ *
056
-60В
Ш 057
“12/f г
Кперекл
мн С8—С9, С17—С18, входными и выходными емкостями ламп Л/—ЛЗ.
Оба каскада УВЧ имеют автоматическое напряжение смещения с ре-
зистора R1. Сопротивление току утечки в цепи второй лампы соз-
дается резисторами R4 и R5. К резистору R4 переключателем В2 мо-
жет подключаться ИП. При настройке передатчика на частоту прием-
ника или наоборот (при подключенных антеннах) в цепи лампы Л2 за
счет сильного сигнала передатчика появляется сеточный ток, создаю-
щий на резисторе R5 падение напряжения, измеряемое ИП. По пока-
заниям прибора узнают об исправности антенно-фидерных устройств.
Смеситель См1 выполнен по схеме двухсеточного преобразования
частот. Напряжение сигнала частотой 60—70 МГц снимается с анод-
ного контура L5-C20 УВЧ и через разделительный конденсатор С18
подается на управляющую сетку лампы ЛЗ См1. К третьей сетке лам-
пы подводится напряжение гетеродина, снимаемое с анодного конту-
ра L13-C45. В анодной цепи ЛЗ включен полосовой фильтр из экрани-
рованных контуров L6-C25, L7-C27, связанных внешней емкостью С28.
Для расширения полосы пропускания контуры шунтированы рези-
сторами R13 и R15.
В результате двойного управления током принятые ВЧ колебания
преобразуются в колебания первой промежуточной частоты 6,6 МГц.
Напряжение этой частоты снимается с контура L7-C27 и ВЧ кабелем
подается из блока УВЧ на сетку усилителя первой промежуточной
частоты УПЧ1 блока УПЧ.
Гетеродин приемника собран на лампе Л5. По устройству и прин-
ципу работы он аналогичен ЗГ передатчика и работает в диапазоне
частот 53,4—63,375 МГц. С анодного контура L13-C45 гетеродина сиг-
нал подается через конденсатор С46 на третью сетку лампы ЛЗ смеси-
теля.
Узел УПЧ. Усилитель первой промежуточной частоты
УПЧ1 (рис. 13.7, см. вкладку в конце книги), представляет собой од-
нркаскадный усилитель на пентоде Л7, анодной нагрузкой которого
служит полосовой фильтр, состоящий из контуров L21-C63 и L22-C65,
связанных внешне! емкостью С64. Контуры фильтра настроены на
частоту 6,6 МГц, а конструктивно выполнены аналогично анодным
контурам смесителя.
Преобразователь частоты (Пр) собран на пентоде Л8, который
выполняет одновременно функций второго смесителя частоты и второ-
го гетеродина, стабилизированного кварцем Кв2, На управляющую
сетку лампы Л8 преобразователя через конденсатор С66 с анодного
контура УПЧ1 подается напряжение первой промежуточной частоты.
Катод, управляющая и экранная сетки образуют триодную часть лам-
пы, на которой смонтирован гетеродин. Анодом последнего служит
экранная сетка. Между управляющей и экранной сетками лампы вклю-
чен кварц с собственной (резонансной) частотой 7,06 МГц, определяю-
щей частоту гетеродина. В результате одновременного воздействия на
управляющую сетку колебаний первой промежуточной частоты и ге-
теродина в анодной цепи появляются колебания с резонансной часто-
той 460 кГц. Эти колебания выделяются в анодной цепи лампы 11-звен-
ным фильтром сосредоточенной селекции с волновым сопротивлением
232
15 кОм. Применение многозвенного фильтра диктуется необ,ходимо-
стью расширения полосы пропускания приемника. Полоса пропуска-
ния и избирательность приемника по соседнему каналу в основном оп-
ределяются этим фильтром. При ослаблении сигнала в 2 раза ширина
полосы не ^же 46 кГц, а в 1000 раз — не шире 100 кГц.
Усилитель второй промежуточной частоты УПЧ2 представляет
собой трехкаскадный усилитель. Первый и третий каскады (Л9 и ЛИ)
собраны по идентичной схеме с одиночными колебательными контура-
ми L34-C86 и L37-C97. Нагрузкой второго каскада (Л 10) служит двух-
звенный полосовой фильтр L35-C91, L36-C93. Для расширения поло-
сы пропускания все контуры УПЧ2 шунтированы резисторами.
Ограничитель амплитуды (ОА) собран на пентоде Л12 и подавляет
паразитную амплитудную модуляцию сигнала, поступающего на вход
ЧД. Этим устраняются нелинейные искажения и переходные разго-
вору. ОА работает в режиме сеточного ограничения при малых (око-
ло 60 В) напряжениях на аноде и экранирующей сетке. При увеличе-
нии подводимого напряжения сигнала на управляющей сетке лампы
за счет сеточных токов возрастает отрицательное напряжение смещения
на резисторе R66, вследствие чего снижается усиление каскада и под-
держивается постоянным напряжение на входе детектора.
Чтобы повысит^ эффективность ограничения, режим выбран так,
что при очень большом уровне сигнала на входе, когда значительно
возрастает отрицательное напряжение смещения на управляющей
сетке (до —3 В), лампа ограничителя начинает работать с отсечкой
анодного тока. Постоянная составляющая анодного тока лампы умень-
шается, следовательно, возрастает напряжение на аноде. Благодаря
этому средняя крутизна характеристики анодного тока и коэффициент
усиления каскада остаются постоянными при изменениях напряжения
сигнала второй промежуточной частоты.
В случае очень высокого уровня ВЧ сигнала на входе приемника
лампы Л9—ЛИ УПЧ2 и Л7 УПЧ1 аналогичным образом работают в
режиме сеточного ограничения амплитуды сигнала. Этому же способст-
вует автоматическая регулировка усиления (АРУ) последнего каскада
УПЧ2. Для этой цели в цепь сетки лампы Л12 усилителя-ограничителя
включен диод ДЗ. Выпрямленное диодом напряжение с резистора R67
подается (через резистор R70) на управляющую сетку лампы Л11 в
качестве дополнительного отрицательного напряжения смещения.
В результате за порогом ограничения даже очень большое увели-
чение Напряжения принимаемого сигнала, а следовательно, напряже-
ния промежуточной частоты не приводит к росту напряжения на анод-
ном контуре ограничителя амплитуды. АРУ улучшает работу систе-
мы АПЧ при слабых сигналах.
Частотный детектор (ЧД) служит для преобразования ЧМ ко-
лебаний второй промежуточной частоты в колебания низкой частоты.
В анодной цепи лампы Л12 ограничителя включен колебательный кон-
’Тур, состоящий из индуктивностей L38, L40 и конденсаторов С102,
С103. Контур настроен на вторую промежуточную частоту 460 кГц
и шунтирован резистором для расширения полосы пропускания. С ним
233
индуктивно связан контур L39-C106, настроенный на частоту 490 кГц,
и L41-C107, настроенный на частоту 430 кГц.
Если колебания второй промежуточной частоты не модулированы,
то на средней частоте 460 кГц напряжения колебательных контуров ЧД
одинаковы, а на выходе равны нулю. Если колебания второй проме-
жуточной частоты модулированы по частоте, то отклонения частоты
от среднего значения на величину 460 ± Л/тах вызовут изменения
напряжения на контурах, а выходное напряжение будет отличным от
нуля. Значение и знак выходного напряжения определяются расстрой-
кой.
С увеличением частоты (460 + А/) напряжение на верхнем контуре
L39-C106 будет больше, чем на нижнем. Следовательно, на нагрузоч-
ном резисторе R72 выделяется большее напряжение. В этом случае
верхняя (по схеме) точка резистора R72 имеет отрицательный потен-
1 нал относительно земли. С уменьшением частоты (460 — А/) будет
преобладать выпрямленное напряжение нижнего диода лампы, а верх-
няя точка резистора R72 будет иметь положительный относительно
земли потенциал. В обоих случаях результирующее напряжение
между верхней точкой R72 и землей тем больше, чем больше расстрой-
ка частоты Л/ или ее девиация Д/гаах. С выхода ЧД напряжение НЧ
через конденсатор С110 подается к усилителю низкой частоты. С этой
же точки снимается постоянное напряжение для работы системы АПЧ
приемника.
Усилитель низкой частоты (УНЧ) собран по трансформаторной
схеме на пентоде Л13, включенном в триодном режиме, чем обеспе-
чиваются малые нелинейные искажения. Напряжение НЧ сигнала
с нагрузки ЧД через разделительный конденсатор СПО и делитель
напряжения R75—R76 с потенциометра R75 подается на сетку лампы
Л13 усилителя. Потенциометром R75, ось которого выведена под шлиц
на левую боковую стенку блока приемопередатчика (см. рис. 13.4),
калибруется выходной уровень приемника.
В анодной цепи лампы усилителя включен понижающий трансфор-
матор Тр1, с вторичной обмотки 3-4 которого групповой сигнал подает-
ся в аппаратуру разделения (вторичная обмотка 5-6 является выходной
к аппаратуре внешнего разделения). Для уменьшения завала частот-
ной характеристики на частоте 300 Гц в схеме усилителя применена
отрицательная обратная связь по напряжению (с анода на управляю-
щую сетку лампы через конденсатор СИЗ и резистор R77).
Исправность ламп УНЧ определяют по наличию сигнала или на-
пряжения шумов приемника в телефоне ПВУ или по ИП блока.
Автоматическая подстройка частоты уменьшает расстройку ча-
стоты приемника относительно частоты передатчика, чем обеспечивает
бесподстроечное ведение связи. Значение и знак выходного напряже-
ния ЧД бпределяются расстройкой промежуточной частоты относи-
тельно ее среднего значения. Это результирующее напряжение с на-
грузки R72-R73 ЧД через фильтр R74-C112 подается на сетку Л14
усилителя постоянного напряжения У ПН. Постоянная времени филь-
тра выбрана такой, чтобы система АПЧ не реагировала на кратковре-
менные расстройки частоты, обусловленные ЧМ несущей частоты пере-
234
датчика. Для этой же цели анод лампы Л14 блокирован большой ем-
костью С115. Значение и знак регулирующего напряжения зависят от
значения и знака расстройки второй ПЧ. Практически диапазон си-
стемы АПЧ составляет ± 25 кГц, а точность подстройки — до 3 кГц.
Усилитель постоянного напряжения УПН служит для увеличе-
ния коэффициента регулирования АПЧ. В качестве управляющих се-
ток в УПН используются первая и третья сетки лампы. Усиленное
постоянное напряжение с анода лампы Л14 через резисторы R83, пе-
реключатель В7 и резистор R29 подается на управляющую сетку лам-
пы Л6 (см. рис. 13.6) управителя частоты УпЧ, Для компенсации по-
ложительного напряжения, попадающего с анода Л14 УПЧ на управ-
ляющую сетку лампы управителя, на резистор R83 (см. рис. 13.7)
от специального источника тока подается компенсирующее напряже-
ние —60 В. Точная компенсация этого положительного напряжения до-
стигается изменением анодного тока лампы Л14 потенциометром R88,
включенным в катодной цепи лампы. Ось потенциометра выведена под
шлиц на левую боковую стенку блока.
Управитель частоты (УпЧ) (см. рис. 13.6) собран на пентоде
Л6, включенном в триодном режиме, и соединен с сеточным контуром
L12-C47 гетеродина приемника. Принцип действия УпЧ аналогичен
принципу действия ЧМ передатчика. Отличие состоит в том, что вместо
дросселя L13 (см. рис. 13.3) в схеме управителя включен резистор
R29 (см. рис. 13.6}. Индуктивность дросселя совместно с емкостью лам-
пы и монтажа образует контур, настроенный на нижнюю частоту диа-
пазона. Управляющее напряжение, подаваемое на сетку управителя
от ЧД, приводит к уменьшению первоначальной расстройки частоты
приемника относительно частоты передатчика.
Кварцевый калибратор (КвК) станции используется для коррек-
ции частоты приемника и передатчика при смене ламп ЗГ и ЧМ пере-
датчика, ламп первого гетеродина и управителя частоты приемника,
а также для проверки точности градуировки частот приемника и пере-
датчика.
Кварцевый калибратор собран на пентоде Л4, включенном в три-
одном режиме. Кварц Кв1 с собственной частотой /кв = 3,3 МГц
включен между анодом и управляющей сеткой лампыЛ4 через разде-
лительный конденсатор С31. Автоматическое напряжение смещения
создается сеточным током на резисторе R22. Калибратор включается
выключателем В5 (в цепи накала лампыЛ4), который вынесен на пе-
реднюю панель блока.
При (возникновении колебаний в калибраторе на резисторе R20
создается напряжение частотой кварца /кв и ее гармоник вида nfnQ.
С анодной нагрузки R20 это напряжение подается на вход приемника
и в анодную цепь смесителя См1 (см. рис. 13.7). После усиления в
УВЧ и преобразования в См1, например, 19-я (для фиксированной
частоты 57) или 20-я гармоника кварца (для фиксированной частоты
101) образует с частотой гетеродина /г первую промежуточную /Пр1 =
= п/кв — /г, напряжение которой выделяется на анодной нагрузке
смесителя. Первая промежуточная /Пр1 и вторая гармоника кварца
2/кв = 6,6 МГц, усиленные в тракте УПЧ, после детектирования дают
235
на выходе телефонного канала тон биений. По частоте тона можно
судить об уходе частоты первого гетеродина приемника. При точной
настройке гетеродина или расстройке до 3,4 кГц частота биений про-
слушивается в первом телефонном канале, а при частоте биений более
4,7 кГц — во втором.
Исправность всех ламп приемника контролируется прибором ИП
на передней панели приемопередатчика.
Цепи электропитания приемника проходят через фильтры подав-
ления радиопомех, размещенные в узле УВЧ и состоящие из индуктив-
ностей L15—L17, L19 и проходных конденсаторов С54—С57 (см.
рис. 13.6).
13.4. Блоки усиления мощности
и частотных развязок
Блок усиления мощности (БУМ) позволяет увеличить выход-
ную мощность передающего устройства станции до 25 Вт и соот-
ветственно дальность действия или (при сохранении обычной дально-
сти связи) получить большую помехозащищенность линии. В блоке
размещены усилитель мощности, фильтр подавления гармоник и ком-
бинированный преобразователь электропитания.
Усилитель мощности (УМ) собран на пентоде ГУ-50 по сложной
схеме с параллельным питанием (рис. 13.8) и работает в диапазоне
60—70 МГц. Связь входного контура L1-C1 с фидером постоянная ав-
тотрансформаторная, а с управляющей сеткой лампыЛ1 усилителя —•
полная. На управляющую сетку Л1 подается комбинированное на-
пряжение смещения. Через ВЧ дроссель L2 (с резистора R8 от выпря-
мителя ДЗ, на рис. 13.8 не показаны) подается напряжение около
—80 В, ограничивающее анодный ток лампы при отсутствии возбужде-
ния. При наличии возбуждения дополнительное автоматическое на-
пряжение смещения около —40 В создается сеточным током на рези-
сторах R2 и R8 (на рис. 13.8 не показаны). Значение сеточного тока
УМ проверяется ИП.
Рис. 13.8, Принципиальная схема БУМ передатчика
18 иизйзи я
236
Таблица 13 1
Разнос частот приема и пере- дачи, МГц Левое плечо Правое плечо
Рабочий диапазон, МГц Фиксированные частоты, МГц Рабочий диапазон. МГц Фиксированные частоты, МГц
5 60—65 21—87 65—70 88—154
2 66—68 1—27 68—70 28—54
Выходной контур L4-C8 УМ через высоковольтный разделительный
конденсатор С7 полностью связан с анодом лампы Л1. Связь антенны
с выходным контуром L4-C8 постоянная автотрансформаторная. Ра-
бота УМ контролируется ИП, подключаемым к нагрузке R3 детектора
Д1 на выходе усилителя.
Для подавления токов гармоник, возникающих при усилении тока
основной частоты, на выходе УМ включен фильтр из двух П-образных
звеньев С9, L5-C21, СЮ и СИ, L6-C13, С12.
' В первом звене в качестве последовательного элемента использует-
ся параллельный контур L5-C21, а‘ во втором — L6-C13. Контур L5-C21
настроен на частоту второй гармоники 130 Л1Гц, а контур L6-C13—
на частоту третьей гармоники 195 МГц. На резонансной частоте этих
гармоник контуры имеют большое сопротивление, поэтому токи этих
гармоник ослабляются примерно на 40 дБ по сравнению с током основ-
ной первой гармоники и в антенну не проходят. Затухание токов ос-
новной частоты в контурах практически невелико.
Блок частотных развязок (БЧР) используется при одновременной
работе приемника и передатчика станции в метровом диапазоне (60—
70 МГц) на одну штыревую или одну (горизонтальную или вертикаль-
ную) антенну типа «волновой канал». БЧР ослабляет сигнал передат-
чика на входе приемника своей станции на 50 дБ и более. При таком за-
тухании возможна одновременная работа на одну антенну передатчи-
ка с блоком усиления мощности и приемника без снижения чувстви-
тельности последнего. Потери сигнала при прохождении через БЧР
не превышают 2,5—3 дБ.
Блок обеспечивает работу станции в диапазоне 60—70 МГц с раз-
носом частот передатчика и приемника 5 МГц (67 фиксированных ча-
стот), 66—70 МГц с разносом рабочих частот 2 МГц (27 фиксированных
частот) .-Переход с одного диапазона в другой осуществляется переклю-
чателем^ «разнос волн». Обычно первый режим используется при работе
на связь станций РРС-1М, а второй — для работы на связь станции
РРС-1М со станцией РРС-1.
Принципиальная схема блока (рис. 13.9). БЧР
представляет систему ВЧ фильтров, образующих два (левое и правое)
однотипных плеча (см. вход от антенны). В зависимости от разноса
частот приема и передачи плечи фильтра плавно настраиваются на
пропускание сигнала в диапазонах, указанных в табл. 13.1. Подклю-
чают приемник и передатчик к плечам фильтра БЧР в зависимости от
их рабочих частот. ‘ 1 ' •
‘237
Рис. 13.9. Принципиальная схема блока частотной развязки
Фильтр левого плеча представляет собой систему из двух параллель-
ных контуров второго вида, которые имеют параллельный резонанс на
частоте /0 = 1/12jt V (L4 + L5) С5С9ЦС5 + С9) и последовательный
на частоте /р = 1/2 л V Ь5С5Ш\С5 + С9\
На частотах параллельного резонанса контуры имеют большое со-
противление, во много раз большее волнового сопротивления кабеля
(75 Ом), и не шунтируют пропускаемые сигналы нижней половины диа-
пазона. Одновременно на частотах последовательного резонанса кон-
туры имеют малое сопротивление. Так как частота последовательного
резонанса контура второго вида всегда больше частоты параллель-
ного резонанса, то контуры левого плеча для сигналов верхней поло-
вины диапазона представляют практически короткое замыкание. В ре-
зультате контуры левого плеча пропускают почти без пбтерь сигналы
нижней и задерживают сигналы верхней половины диапазонов стан-
ции.
Контуры левого плеча подключают к антенне кабелем электриче-
ской длины в четверть длины средней волны верхней части диапазона
(/ = ^срв/4). При таком подключении левого плеча фильтра четверть-
волновая линия, короткозамкнутая на конце последовательным конту-
ром Ь5-С5-С9> имеет в точке подключения антенны (на частотах верх-
ней прловины диапазона) очень большое входное сопротивление. При
этом исключается шунтирование контуров правого плеча, настраивае-
мых на пропускание сигналов верхней половины диапазона. Контуры
левого плеча соединяют между собой также отрезком кабеля электри-
ческой длиной, равной четверти длины средней волны верхней части
диапазона, чем обеспечивается максимальное затухание этих частот
в левом плече.
Фильтр правого плеча представляет собой систему из двух парал-
лельных контуров третьего вида с двумя резонансами: параллельным
на частоте /0 = 1/[2л VL7 Cl С2 С7/(С1С2 + Cl С7 + С2 С7) и по-
следовательным на частоте /р — \l\2nV LI Cl С7!(С1 + С7).
238
Для сигналов верхней половины диапазона эти контуры настраи-
ваются на параллельный резонанс. Так как частота последовательно-
го резонанса у контура третьего вида всегда ниже частоты параллель-
ного резонанса, то контуры правого плеча представляют практически
короткое замыкание для сигналов нижней половины диапазона. В ре-
зультате контуры правого плеча пропускают почти без потерь сигна-
лы верхней и задерживают сигналы нижней половины рабочего диа-
пазона станции.
Контуры правого плеча подключают к антенне и соединяют между
собой аналогично контурам левого плеча четвертьволновыми отрезка-
ми кабеля. Благодаря этим отрезкам, замыкаемым накоротко после-
довательными контурами L2-C4-C8 и L5-C5-C9, исключается ответвле-
ние энергии в левое плечо на частотах верхней половины диапазона,
а в правое — на частотах нижней половины рабочего диапазона.
Элементы контуров коммутируются переключателями В! и В2.
На рис. 13.9 положения В1 и В2соответствуют разносу частот приема
и передачи на 67 фиксированных частот. При работе с разносом ча-
стот на 27 фиксированных частот к контурам левого плеча подключают-
ся индуктивности L3 и L6, а от контуров правого плеча отключаются
L9 и L10.
13.5. Аппаратура частотного разделения каналов
Блок телефонных каналов. В блоке телефонных каналов (рис. 13.10)
размещены элементы схемы первого и второго ТФ каналов станции,
переговорно-вызывное устройство (ПВУ), генератор тонального вы-
зова (ГТВ), токовращатель (ТВ) и фильтр подавления помех.
Рис. 13.10. Передняя панель блока ТФ каналов:
1 — зажим для закрепления блока; 2 — фишка для подключения гарнитуры; 3 — потенцио-
метр установки уровня приема (R20, R36)- 4 — потенциометр регулировки уровня передачи
(R29) при внешнем уплотнении; 5 — ключ вызова; 6 — ключи разговорные ТФ каналов
(KI, &4)\ 7 — прибор индикаторный; 8—ключ контроля ТФ каналов (Д2); 9— потенцио-
метр установки измерительного уровня (R37)', 10—переключатели транзитных удлинителей
(В'2, В6); 11 — переключатели вида работы ТФ каналов (В1, В5)\ 12—переключатель режи-
ма работы станции (В4); 13 — реле приемников тонального вызова; 14 — переключатель
индикаторного прибора; 15 — переключатель однокальной работы (В9)
239
9пр.передача;
9ТГ-3,5 дБ
9ТФ1~12,2дБ
9Т72-12,2д5
Znp.patioma:
передача -8735
прием-17,9-35
Ъпр. прием'
9ТГ~3,5д5
9ТФ1-12,2дБ
51'^2^3,535
1а -2 а
X
За- 9 а
О---
В1
2 iZ
"^Sv.
/>J
Д13
Б звонку 28 о- у К--------
„ ^77“’
7а 1
К реле Р7 о-я—;—t—а о- ►
передатчика 1) 6 лэ2
т. "М
~rj21 Тр7 К ° 2~МУ ? 7 пинал у
^пив
Л7
св
У2
9,635
уз .
8,735
КЗ
В1
Р*
ДС 3,5дБ
Рис. 13.11. Структурная
9,335
У5
1935
ПВУ
Л7
-А 51
98
9
По первому телефонному каналу тонально-
му разговорные частоты (0,3—3,4 кГц) передаются без преобразования.
Устройства ТФ могут включаться по двух-и четырехпроводной схеме.
При двухпроводном включении сигнал проходит через дифференциаль-
ную систему, при четырехпроводном сигнал обходит ее. Рассмотрим
прохождение сигнала по первому телефонному каналу применитель-
но к оконечному двухпроводному включению (рис. 13.11).
Т а к т передачи.С коммутатора или от абонента сигнал по
двухпроводной соединительной линии поступает на линейный щиток
(ЛЩ) станции, а затем — на контакты За-4а переходной колодки бло-
ка ТФ каналов. Далее сигнал через проходные конденсаторы фильтра
подавления помех проходит контакты реле РЗ, переключателя вида ра-
бот канала В/, разговорного ключа Д7, разделительный конденсатор
С5, транзитный удлинитель У/, контакты переключателя В1 и посту-
пает на дифференциальную систему ДС. Пройдя ДС, сигнал через
контакты реле Р2, ограничитель ОЛ, удлинитель У, фильтр нижних
частот ФНЧ поступает на контакты 5с-6с переходной колодки и далее
на вход модуляционного усилителя передатчика. На эти же контакты
через переключатель В4 подаются сигналы второго телефонного (от
2 ТФ) и телеграфных каналов (от ТГ кан).
Тракт приема. С выхода приемника групповой сигнал по-
ступает в блок телефонных каналов на контакты 9в-0в переходной ко- 4
240
К передатчику -3636
Передача днетн.
Ретрансл. упл.
От ТГ кат
Рет. ПФ
ОтгТФ
От приемника
Рет.
Прием
К ТГ как.
Ко 7.-му ТФ
Рет. Гео ТФ
схема ТФ канала
Внеиш.
упл.
лодки. Уровень принимаемого сигнала может контролироваться ин-
дикаторным прибором ИП, который через контакты 1-7 переключате-
ля В8 и выпрямительное устройство на диодах ДН подключается к
контактам 9в-0в.
Пройдя удлинитель У15, принятый сигнал разветвляется: сигнал
ТГ каналов поступает на контакт 9а переходной колодки, а ТФ кана-
лов проходит в их приемные ветви. Сигнал первого канала через
фильтр нижних частот ФНЧ, удлинитель У поступает на вход усили-
теля УНЧ. С выхода усилителя сигнал проходит контакты разго-
ворного ключа К1 и переключателя В1, удлинитель У5, дифференци-
альную систему ДС. Далее сигнал через рассмотренные ранее элемен-
ты поступает на контакты За-4а переходной колодки блока, а затем —
к абоненту. Уровень сигнала на выходе УНЧ контролируется ИП,
который через контакты /—6 переключателя В8 и выпрямитель на
диоде Д4 подключается к выходу УНЧ.
Посылка и прием вызова. Индукторный вызов ча-
стотой 16—25 Гц, приходящий с коммутатора, поступает в приемник
ПИВ. При этом срабатывают реле Р1 и Р2 и подключают генератор
тонального вызова ГТВ к передающей ветви канала. От ГТ В в тракт
передачи поступает сигнал вызова частотой 800 Гц. В тракте приема
'этот сигнал с выхода УНЧ поступает в приемник тонального вызова
ПТВ. При этом возбуждается реле РЗ, которое подключает сигналь-
241
ную лампочку ЛН2 и напряжение +12 В на токовращатель ТВ. По-
следний посылает индукторный сигнал вызова частотой 25 Гц по двух-
проводной цепи на коммутатор.
Второй телефонный канал станции надтональный.
Разговорный сигнал частотой 0,3—2,7 кГц этого канала преобразует-
ся в канальном модуляторе и переносится в область более высоких
(надтональных) частот 4,7—7,1 кГц с помощью несущей /н = 7,4 кГц,
подводимой ко второму входу модулятора от специального генератора.
Одна боковая полоса частот 4,7—7,1 кГц на выходе модулятора выде-
ляется полосовым фильтром. В тракте приема второго ТФ канала в ка-
нальном демодуляторе осуществляется обратное преобразование выде-
ленных частот 4,7—7,1 кГц в исходный звуковой сигнал 0,3—2,7 кГц.
В остальном элементы схемы второго телефонного канала аналогичны
элементам первого канала.
Переговорно-вызывное устройство ПВУ
станции позволяет вести служебную связь по любому телефонному ка-
налу между станциями линии и с коммутаторами оконечных станций,
устанавливать номинальные уровни в телефонных каналах, вести конт-
роль за прохождением связи по каналам и одноканальную работу с по-
вышенной девиацией частоты.
В схему ПВУ входят разговорные ключи А7 (первого) и К4 (вто-
рого) каналов (на рис, 13.10 не показан); ключ посылки вызова КЗ;
автотрансформатор АТр7; микротелефонная гарнитура Т-МК (телефон
Т и микрофон МК) и другие элементы (конденсаторы, резисторы, сиг-
нальные лампы).
Рис. 13.12. Передняя панель сетевого блока:
/ — крышка предохранителей; 2 — колодка 127 В); 3 — предохранители; 4 — колодка
(~ 220 В); 5 —лампы сигнальные; 6 и 7 — переключатели плавной и грубой регулировки
напряжения; 8 — прибор индикаторный; 9 — колодка (~ 1'2 В)
242
Блок телеграфных каналов. В этом блоке находятся элементы схе-
мы, относящиеся к телеграфным каналам, а также фильтры подавле-
ния помех. Телефонные каналы станции надтональные. Их работа ос-
нована на принципе телеграфирования ЧМ колебаниями. Телеграфные
посылки постоянного тока преобразуются в ЧМ колебания надтональ-
ной частоты. Девиация частоты остается постоянной, поэтому ширина
полосы для передачи ЧМ надтональных колебаний определяется наи-
большей скоростью телеграфирования (до 70 Бод). Полоса частот, за-
нимаемая каждым телеграфным каналом, составляет 800 Гц.
Вспомогательные устройства станции. Линейный щиток
(ЛЩ) используется для подключения телефонных и телеграфных линий
к приемопередатчику станции. Для грозозащиты линий связи все
входные и выходные провода (кроме заземляющих) подаются к соеди-
нительным зажимам через плавкие предохранители и разрядники.
На линейном щитке размещены два линейных трансформатора, с помо-
щью которых можно передать работу телеграфных аппаратов с узла
связи к телеграфному каналу станции по средней точке соединитель-
ной линии соответствующего телефонного канала.
Сетевой щит СЩ (рис. 13.12) содержит силовой трансфор-
матор, переключатели напряжения сети 127 и 220 В, пакетные переклю-
чатели для регулировки выходного напряжения.
13.6. Приемно-передающее устройство
дециметрового диапазона
В некоторой малоканальной аппаратуре радиорелейной связи,
кроме блока приемопередатчика метровых волн, имеется блок приемо-
передатчика дециметровых волн (рис. 13.13), работающий в диапазо-
не 390—420 МГц. Этот диапазон разбит на 101 фиксированную частоту
с интервалом в 30 кГц. Фиксированной частоте № 1 соответствует 390
МГц, а частоте № 101 — 420 МГц.
Приемопередатчик дециметрового диапазона имеет следующие па-
раметры: мощность передатчика 1,5 Вт, а при работе с БУМ — 10 Вт;
чувствительность приемника, характеризуемая минимально необхо-
димым уровнем входного ВЧ сигнала при девиации частоты сигнала
25 кГц, номинальном входном уровне и соотношении сигнал/шум,
равном 20, на выходе ТФ канала — не хуже 5,5 мкВ; избирательность
приемника, определяемая ослаблением чувствительности к сигналам
помех, по зеркальному каналу для первой ПЧ не менее 42 дБ, для вто-
рой ПЧ — 78 дБ. Прием и передача ВЧ сигналов в дециметровом диа-
пазоне волн осуществляется на уголковую антенну с коэффициентом
усиления (по сравнению с полуволновым вибратором) 10 дБ.
Радиопередающее устройство. Передатчик дециметрового диапазо-
на включает в себя модуляционный усилитель МУ, модулятор М, за-
дающий генератор ЗГ, промежуточный усилитель ПУ, умножитель
частоты, усилитель мощности, кварцевый калибратор КвК. Рассмо-
трим построение и работу основных узлов передатчика.
243
Рис. 13.13. Передняя панель приемопередатчика дециметрового диа-
пазона
Модуляционный усилитель (рис. 13.14) представ-
ляет собой двухкаскадный усилитель НЧ с гальванической связью.
Первый каскад собран на транзисторе ТЗ по схеме с общим коллекто-
ром и является буферным элементом, Коэффициент усиления каскада
0,8—0,9. Второй каскад собран на транзисторе Т1 по схеме с об-
щим эмиттером, нагружен на НЧ дроссель Др и является усилите-
лем напряжения группового сигнала, поступающего с блока ТФ кана-
лов. Для получения стабильного усиления при разбросе параметров
транзисторов каскад охвачен глубокой отрицательной обратной свя-
зью по напряжению через элементы RJ4, R15, С63. Конденсатор С63
выравнивает частотную характеристику на верхних частотах. Делите-
лем напряжения на резисторах R16—R18 задается режим транзистора
по постоянному току и устанавливается непосредственная связь между
режима транзистора Т1 осущест-
вляется резисторами R13, R16, а
Транзистора ТЗ — резисторами
R19, R16 и делителем R20, R35.
Коэффициент усиления усилите-
ля 80. При калибровке приемопе-
редатчика усилитель выключается
тумблером калибр-выкл. (на схеме
не показан).
Модулятор (рис. 13.15)
собран на лампе Л20 (6Ж1Б). Уп-
равляющая сетка этой лампы под-
ключена к сеточному колебатель-
ному контуру L18-C53 генератора.
каскадами. Термостабилизация
Рис. 13.14. Принципиальная схема
МУ
244
Рис. 13,15, Принципиальная схема передатчика дециметрового диапазона
N3
сд
Модуляция частоты ЗГ достигается изменением входной динамиче-
ской емкости лампы модулятора под воздействием модулирующего
напряжения группового сигнала.
Для выравнивания девиации частоты ЗГ по диапазону в анодной
цепи модуляторной лампы включен контур, образованный индуктив-
ностью катушки L19 и конструктивными емкостями (выходной ем-
костью лампы, емкостью монтажа, межвитковой емкостью катушки).
Контур зашунтирован резистором R9 с малым сопротивлением и на-
строен на минимальную частоту диапазона ЗГ. Девиация выходной ча-
стоты передатчика при подаче на вход напряжения 0,75 В частотой
800 Гц составляет 30 кГц.
Меньший уход частоты ЗГ при изменениях напряжений электро-
питания обеспечивается напряжением автоматического смещения, по-
даваемого на управляющую сетку лампы с резистора R12. В анодной
цепи лампы включен развязывающий фильтр R8, С55. Глубина моду-
ляции контролируется индикаторным прибором.
Задающий гешератор выполнен на лампе Л19 (6Ж1Б)
по двухконтурной схеме с электронной связью. Возбудитель (внутрен-
ний генератор) собран по трехточечной схеме с емкостной связью на
триодной части (катод, первая и вторая сетки) лампы с заземленным
анодом. Анодом служит экранирующая сетка лампы, заземленная для
токов ВЧ конденсатором С45.
Возбудитель генерирует колебания ВЧ в диапазоне 65—70 МГц.
Частота колебаний определяется сеточным контуром L18-C53-C51-C52-
С58. Контур возбудителя термостатирован, имеет высокую добротность
и стабильные параметры. Конденсаторы С51, С52, подключенные к
катушке L18 последовательно с конденсатором С53, обеспечивают ма-
лую связь лампы с контуром и малую начальную емкость внутреннего
контура, что также повышает стабильность частоты при изменениях
напряжений электропитания. Конденсатор С58 используется для под-
стройки частоты передатчика при сменв ламп задающего генератора
(Л19) и модулятора (Л20).
Анодная цепь лампы Л19 собрана по схеме параллельного питания.
В ней включен контур L12-CA0-C41-C103. настроенный на вторую гар-
монику частоты возбудителя. Связь возбудителя с усилителем второй
гармоники осуществляется за счет общего электронного потока лампы.
Для устранения самовозбуждения между каскадами в анодной цепи
лампы включен развязывающий фильтр R5, С43. Дроссель L14 изо-
лирует по ВЧ источник питания, а дроссель L17 — катод лампы; кон-
денсаторы С48, С50 — блокировочные.
Промежуточный усилитель обеспечивает необхо-
димое значение напряжения раскачки последующего каскада — ут-
роителя частоты. Усилитель выполнен на лампе Л18 (6Ж9П) с зазем-
ленным катодом. Анодный контур L10-C32-C33 включен по схеме по-
следовательного питания. С анодного контура генератора (лампа Л19)
напряжение ВЧ (130—140 МГц) подается через конденсатор С39 на
управляющую сетку лампы усилителя. Напряжение смещения на уп-
равляющую сетку лампы Л18 поступает через проходной конденсатор
С38 и дроссель L11. Анодное напряжение поступает через развязываю-
246
щие фильтры L8-C42 и L9-C30-C27. Анодный и сеточный контуры уси-
лителя при смене ламп Л17—Л19 подстраивают конденсаторами С32,
С41. Конденсаторы С31, С101, С35, С102 — блокировочные. С анод-
ного контура усилителя ВЧ колебания через конденсатор С20 подают-
ся на утроитель частоты.
Утроитель частоты собран на металлокерамическом
триоде ГС-4В (Л 17) по схеме с заземленной сеткой. Колебания частотой
130—140 МГц с анодного контура промежуточного усилителя подают-
ся на катод утроителя. Чтобы исключить шунтирование ВЧ сигнала,
в цепь накала лампы включены дроссели L6, L7. Напряжение автома-
тического смещения снимается с резистора R38 (на схеме не показан),
конденсаторы С22—С24, С26 блокируют по ВЧ цепи накала и катода.
Анодный контур L5-C10 утроителя с диапазоном настройки 390—
420 МГц включен по схеме последовательного питания. Частота анод-
ного контура при смене ламп Л17 и Л16 подстраивается конструктив-
ным конденсатором СП. Анодное напряжение подается через проход-
ной конденсатор С8; конденсатор С9 служит для блокировки по ВЧ
анодной цепи лампы. Экран, отделяющий анодную цепь лампы от ка-
тодной, одновременно служит заземлением для вывода ее управляю-
щей сетки. Индуктивность контура L5 выполнена в виде отрезка ли-
нии с короткозамыкающей перемычкой, передвигая которую (при
заводской регулировке) изменяют значение индуктивности. Конден-
сатор СЮ — воздушный переменный с емкостным токосъемом.
Усилитель мощности собран на триоде ГС-4В (Л16) по
схеме с заземленной сеткой. Сигнал частотой 390—420 МГц поступает
на усилитель с анодного контура утроителя через конденсатор С12.
Анодный контур L1-C4 выполнен в виде отрезка короткозамкнутой
линии с сосредоточенным конденсатором переменной емкости С4.
Конструктивный конденсатор С5 служит для подстройки анодного кон-
тура при смене лампы усилителя. К анодной цепи с последовательным
питанием напряжение источника подводится через проходной конден-
сатор С1. Напряжение автоматического смещения снимается с катод-
ного резистора R39 (на схеме не показан). Дроссели L3, L4 в цепи ка-
нала исключают шунтирование ВЧ сигнала. Конденсаторы СЗ, С14—
С16, С18 — блокировочные.
Емкостная связь анодного контура с антенной осуществляется че-
рез конденсатор связи С2. Выходная мощность усилителя в рабочем
диапазоне частот составляет 1,5 Вт на активной нагрузке 75 Ом. Для
контроля выходной мощности вывод резистора R6 заканчивается пет-
лей связи, вводимой в отсек анодного контура.
Кварцевый калибратор блока предназначен для кор-
рекции частоты передатчика и приемника при смене ламп задающего
генератора и модулятора передатчика, гетеродина и управителя ча-
стоты приемника, а также для проверки точности градуировки частоты
приемника и передатчика. Калибратор выполнен на пентоде 6Ж1Б
(Л15). Кварц Кв2 частотой 5,3 МГц включен между анодом и управ-
ляющей сеткой лампы через конденсатор С77. Анодной нагрузкой ге-
нератора служит резистор R30. Напряжение автоматического смеще-
ния, создаваемое сеточным током лампы, снимается с резистора R32.
247
I---------------
ЗЭО-ЮОМГц УВЧ См1
ВПЧ1
r>
'С.716ЧР ______
Л1(6СПК-В)
358,2-588,2
CM21t^ МЧ2
гт-я1,5МГц гг-1
%--------.
Л12
6X16
Ге/nl Умн
Л2(6СШ-В) Л6(6Ж1Б) ‘416(6X16) ЛЗ.Л10.ЛЦ
------ 6X16-3
(53,7-64,7)^2
ЗГ 11
Г
Л7 г-Ц
6X16
"упЧ “1
— *Л5
6X16
упн
SlW
6X16
УНЧ
Л1Ч
6X15
к АЧРК
Рис. 13.16. Структурная схема приемника дециметрового диапазона
Каскад на лампе Л/5 одновременно выполняет функции генератора
и смесителя ВЧ колебаний передатчика или приемника, подаваемых
на защитную сетку лампы, и гармоник кварцевого генератора. Среди
комбинационных частот, образуемых при преобразовании, есть зву-
ковые частоты, т. е. частоты нулевых биений между ВЧ колебаниями от
передатчика или приемника и гармониками кварцевого генератора.
Эти биения используются для проверки градуировки и подстройки ча-
стоты задающего генератора передатчика на частоте 137,8 МГц и гете-
родина приемника (на частоте 127,2 МГц). Для получения нулевых
биений на защитную сетку лампы Л15 подводят сигнал от передатчика
частотой 137,8 МГц (79-я волна), равной гармонике кварца. Для при-
емника нулевые биения наступают при сигнале гетеродина частотой
127,2 МГц (79-я волна приемника).
Напряжение с частотой биений с резистора R29 через конденсатор
С69 поступает на каскад УНЧ калибратора. Он выполнен на транзи-
сторе МП13Б, включенном по схеме с заземленным коллектором. С ре-
зистора R22 через конденсатор С67 НЧ напряжение подается на гнез-
да, расположенные на передней панели блока приемопередатчика для
получения микротелефонной гарнитуры. На этой же панели располо-
жен тумблер В6 Калибр для включения калибратора во время калиб-
ровки частоты.
Контроль за работой ламп всех каскадов передатчика осуществля-
ется контрольным индикаторным прибором, подключаемым переклю-
чателем ВЗ к соответствующим резисторам в анодной или катодной
цепи ламп, например к резистору R7—в цепи лампы Л19, R18 (на схе-
ме не показан) — в цепи Л18, R28 и R29 (на схеме не показаны) —
в катодных цепях ламп Л16 и Л17, R12 — в цепи Л20 и т. д.
Радиоприемное устройство. Радиоприемник станции выполнен по
супергетеродинной схеме с двойным преобразованием и автоматиче-
ской подстройкой частоты. Приемник состоит из УВЧ и УПЧ
(рис. 13.16).
В состав узла УВЧ входит собственно усилитель высокой частоты
УВЧ, смеситель См1, гетеродин Гет1 (состоящий из ЗГ и умножи-
теля частоты Умн) и управитель частоты УпЧ.
248
Узел УПЧ включает в себя усилитель первой промежуточной ча-
стоты УПЧ1, смеситель См2, второй гетеродин Гет2, усилитель второй
промежуточной частоты УПЧ2, ограничитель Огр, частотный детектор
ЧД, усилитель низкой частоты УНЧ и усилитель постоянного напря-
жения УПН системы АПЧ.
Усилитель высокой частоты УВЧ (рис. 13.17)
собран на металлокерамическом триоде 6С17К-В (Л1) по схеме резо-
нансного усилителя с заземленной сеткой и последовательным пита-
нием. Эта схема обеспечивает требуемое для смесителя усиление и не-
обходимое ослабление помех зеркального канала первой промежуточ-
ной частоты. Индуктивности L1 и L4 соответственно входного и выход-
ного контуров усилителя выполнены в виде отрезков линий, коротко-
замыкаемых перемычками, позволяющими подстраивать контуры УВЧ
при их сопряжении. Контуры усилителя перестраивают изменением
емкости переменных конденсаторов Cl, СЮ, а подстраивают при сме-
не лампы усилителя конструктивными переменными конденсаторами
С5, С9. Связь входного контура L1-C1 с антенной автотрансформатор-
ная, а с катодом лампы Л1 — полная. Напряжение автоматического
смещения снимается с катодного резистора R1; конденсаторы.СЗ, С4,
С7, CH, С12 — блокировочные.
Смеситель собран на триоде 6С17К-В (Л2) по схеме односе-
точного преобразователя. Напряжение ВЧ сигнала с анодного контура
УВЧ через разделительный конденсатор С14 подается на катод лампы
Л2. Сюда же подводятся колебания первого гетеродина через конден-
сатор С15. В анодной цепи смесительной лампы включен полосовой
фильтр, состоящий из двух экранированных контуров L7-C21-C81 и
L8-C26, емкости кабеля Ск, связанных конденсатором С23, Фильтр
выделяет колебания первой промежуточной частоты 31,8 МГц. Напря-
жение автоматического смещения снимается с катодного резистора
R2-, конденсаторы С16, С18, С19, С24 — блокировочные. Напряжение
первой промежуточной частоты снимается с контура Ь8-Сп и подается
в узел УПЧ (см. рис. 13.15) на управляющую сетку лампы Л6 усилите-
ля первой промежуточной частоты.
Первый гетеродин приемника включает в себя задающий
генератор (Л4) и утроитель частоты (ЛЗ). Такой выбор схемы объясня-
ется повышенными требованиями к стабильности частоты гетеродина.
Задающий генератор собран на пентоде 6Ж1Б по двухконтурной
схеме с электронной связью. Возбудитель (внутренний генератор) по-
строен цо трехточечной схеме с емкостной обратной связью с заземлен-
ным анбдом, функции которого выполняет экранирующая сетка, за-
земленная по ВЧ через конденсатор С53. Частота колебаний возбудите-
ля 59,7—64,7 МГц определяется термостатированным контуром
L20-C67-C65-C66. Кроме того, для повышения термостабилизации
применена схема термокомпенсации с конденсаторами С65, С66. Эти
конденсаторы подключены к катушке L20 последовательно с конден-
сатором переменной емкости С67, что обеспечивает малую связь лампы
с контуром и малую его начальную емкость. Этим, в свою очередь,
обеспечивается высокая стабильность частоты при изменениях напря-
жений электропитания лампы генератора.
249
Рис. 13.17. Принципиальная схема узла приемника дециметрового диапазона
Конденсатор С56 служит для коррекции частоты возбудителя при
смене ламп Л4 генератора или лампы Л5 управителя частоты. Дрос-
сель L18 изолирует катод лампы от земли по ВЧ. Конденсаторы С 52,
С55 блокировочные. Напряжение автоматического смещения, созда-
ваемое сеточными токами лампы, снимается с резистора R14.
Анодный контур L12-C45-C46 генератора включен по схеме парал-
лельного питания и настроен на вторую гармонику частоты возбудите-
ля. Связь усилителя с возбудителем обеспечивается за счет общего
электронного потока лампы. Перестройка контура по диапазону осу-
ществляется конденсатором С45. Подстроечный конденсатор С46' слу-
жит для коррекции частоты контура при смене лампы ЛЗ утроителя.
Утроитель частоты собран на триоде 6С17К-В (ЛЗ)
по схеме с заземленной сеткой и имеет диапазон настройки 358,2—
388,2 МГц. Анодной нагрузкой утроителя частоты является перестраи-
ваемый полосовой фильтр на контурах L9-C36 и L32-C32. Фильтр ос-
лабляет гармоники частоты гетеродина. Контуры при смене лампы
утроителя подстраивают конструктивным подстроечным конденсатором
С29. Конденсаторы С28, С37, С38, С42, С43 — блокировочные.
Узел УПЧ приемника дециметрового диапазона
(см. рис. 13.16) включает в себя элементы, схемное построение и рабо-
та которых аналогичны соответствующим элементам схемы узла УПЧ
приемника радиорелейной станции метрового диапазона РРС-1Л4
(см. § 13.4). Отличие составляют элементная база и рабочие частоты,
численные значения которых указаны на структурной схеме рис. 13.16.
Учитывая сказанное, описание схемы узла УПЧ не приводится.
Работу всех ламп приемника контролируют индикаторным прибо-
ром, подключаемым к анодным или катодным цепям ламп. Элементы
контроля и управления приемопередатчиком выведены на преднюю па-
нель блока (см. рис. 13.13).
Глава 14
АППАРАТУРА РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ Р-60/120
14.1. Основные технические характеристики
Общие сведения. Аппаратура Р-60/120 в основном используется на
РРЛ многоканальной связи. Типовой комплект аппаратуры рассчи-
тан на организацию на линии двух дуплексных телефонных стволов
и одного симплексного реверсируемого телевизионного ствола.
Каждый телефонный ствол имеет полосу пропускания частот 0,3—
552 кГц (рис. 14.1). В этом диапазоне полоса частот 0,3—3 кГц исполь-
зуется для служебной связи; 3,3—6,2 кГц — для передачи сигналов
телеобслуживания; 12—252 и 312—552 кГц—для многоканальной теле-
фонной связи по 60 и 120 телефонным каналам; 275—290 кГц — для
передачи сигналов звукового сопровождения телевидения. В телеви-
зионном стволе можно образовать видеосигнал с полосой частот
25 Гц—6 МГц.
251
Канал СС Канал системы ТУ
0,3 \\3JJ J6,2 12,0 Т V каналы
Канал звукового сопровождения ТВ
252 275 / .290 312 TV каналы 552
i । / I । |
ЪкГц
Рис. 14.1. Спектр сигналов, передаваемых в ТФ стволе
Аппаратура обеспечивает выполнение норм МККР на качествен-
ные показатели ТФ каналов линий протяженностью 2500 км и ТВ ство-
ла протяженностью до 1000 км.
Промежуточные станции рассчитаны на работу без обслуживаю-
щего персонала, что достигается применением системы постанционно-
го автоматического резервирования и телеобслуживания приемно-
передающей аппаратуры.
Основные технические показатели. Высокочастотный
тракт приемно-передающих устройств имеет следующие параметры:
диапазон рабочих частот 1600—2000 МГц; выходная мощность пере-
датчика 3 Вт; эффективная девиация частоты передатчика 200 кГц на
один канал; коэффициент шума приемника 30; минимальное напряже-
ние сигнала на входе приемника, соответствующее режиму ограниче-
ния, 200 мкВ; промежуточная частота передатчика и приемника 70 МГц;
ширина полосы пропускания (на уровне 3 дБ) 20 МГц; пределы дей-
ствия АПЧ приемника и передатчика ± 5 МГц; точность действия АПЧ
не хуже ± 200 кГц; затухание нелинейности приемно-передающего
тракта по второй и третьей гармоникам 54,7 дБ; усиление антенны
30 дБ; разнос частот между смежными стволами одного направления
58 МГц, а между частотами приема и передачи одного ствола 213 МГц.
В системе применяется перископическая антенна, возможно ис-
пользование параболической антенны с вибраторным облучателем.
Параболическая антенна соединяется с аппаратурой коаксиальным
кабелем РКК-5/18 через двухсекционные разделительные фильтры
стволов и антенные переключатели, выполненные в виде коаксиального
тройника.
Групповой тракт системы характеризуется следующими
параметрами: полоса частот служебного канала 0,3—6,2 кГц; конт-
рольная частота группового тракта 8 кГц; полоса частот канала зву-
кового сопровождения телевидения 30 Гц—15 кГц; полоса частот виде-
отракта 6 МГц; число телефонных каналов 60 или 120.
Электропитание стоек осуществляется от сети
переменного тока частотой (50 ± 3) Гц, напряжение (220 ± 4,4) В.
Мощность, потребляемая каждой стойкой ВЧ-800, НЧ-500 и автома-
тики, 350 В-А.
Состав оборудования. В каждом стволе на оконечных станциях
устанавливают две (рабочую и резервную) ВЧ стойки; на промежуточ-
ных станциях число ВЧ стоек удваивается по-сравнению с оконечны-
ми станциями (для двух направлений связи). В комплект оборудова-
ния каждой станции входят по одной НЧ стойке и стойке автоматики,
252
которые рассчитаны на обслуживание двух дуплексных ТФ и одного
симплексного ТВ стволов. Для трех стволов используется одна антен-
на на оконечных и две (для двух направлений) на промежуточных стан-
циях.
14.2. Структурные схемы
ВЧ устройств стоек ОС и ПС
Структурная схема ВЧ устройств стойки ОС. На ВЧ стойках око-
нечных станций (рис. 14.2) размещаются приемно-передающие уст-
ройства для модуляции и демодуляции ВЧ сигнала. На стойке (см.
сверху вниз) размещены панели: сигнализации С, автоматики А, пе-
редатчика МП, групповых усилителей Г, усилителей промежуточной
X прибору Ж
К прибору Ж
См
Ж
дх групп
"укч "
Г
На стойки
НЧ
Ф2 I
Настойка
НЧ
1 Зык
Чгрцпп бык видео на ЗУ
? стойки НЧ
ЗГ |
К прибору
15^'
ЩТ \УПТ У ПТ УПТ\
'"пфР-
И?
%
JZJJtp Z3Z
УПЧ1
ПФ
Г Сет,
I 33
м . 6,35 на все панели 1 i
+ 1603 ни передатчик и ^6В п ^датчик . _ |
nPuet1HUK . приемник,, передатчик \
+ 1608 на панель у сила- . пппрмнпк
спелей I + приемник
+ Шв на передатчик + питание реле
| -150в-600в наклистрон прием.
I ™ 608 питание двигателей
84
КП
___ вк !
от РФ I
+ 6008 :
на
передатчик !
М7Г
Рис. 14.2. Структурная схема ВЧ стойки ОС
253
частоты У/7, приемника ВЧ, анодного ВА, питания П и высоковольт-
ного В В выпрямителей. Проследим прохождение сигнала в основном
тракте приема-передачи стойки.
Тракт передачи (см. панель МП). С аппаратуры
частотного разделения каналов групповой сигнал поступает на разъем
Вх групп, а затем через согласующее устройство СУ на реактивную лам-
пу РЛ частотно-модулированного генератора ЧМГ. С его выхода моду-
лированные по частоте колебания поступают в усилитель промежу-
точной частоты УПЧЗ, затем на один из входов мощного смесителя
См. На второй вход См подводятся ВЧ колебания от задающего гене-
ратора ЗГ. Часть энергии ВЧ колебаний ЗГ подается на дискримина-
тор системы автоподстройки частоты ДАПЧ. С выхода См колебания
одной боковой выделяются полосовым фильтром ПФ и поступают в ан-
тенну. Сигнал на выходе передатчика контролируется индикатором
мощности ИМ.
Тракт приема (см. панели ВЧ и УП). Принятый
антенной сигнал проходит разделительный фильтр (на схеме не пока-
зан), затем—полосовой фильтр ПФ и поступает в смеситель приемника
СжПрм- На его второй вход подводятся колебания от гетеродина Гет.
На выходе Сжпрм выделяются колебания промежуточной частоты
70 МГц и усиливаются в усилителях промежуточной частоты — пред-
варительном УПЧ1 и основном УПЧ2. На выходе УПЧ2 включены ин-
дикатор несущий ИН и элементы автоматической регулировки усиле-
ния АРУ. Затем сигнал промежуточной частоты проходит ограничи-
тель Огр, ограничитель каскада предыскажений Огр КПр и поступа-
ет в частотный детектор ЧД. С его нагрузок исходный групповой сиг-
нал проходит в каскад сложения КС и с его выхода на разъем Вых
групп , а затем на панель Г групповых усилителей. Здесь сигнал мно-
гоканальной телефонной связи выделяется фильтром Ф1, усиливает-
ся групповым усилителем ГУ и подается на НЧ стойку, а сигнал слу-
жебной связи и телеуправления ответвляется в усилитель служебно-
го канала УСлК и проходит фильтр Ф2. На панели усилителей разме-
щены также генератор ГКЧ и усилитель УКЧ контрольной частоты
8 кГц.
В случае работы стойки в телевизионном стволе входной сигнал со
студии поступает на разъем Вх видео, затем проходит катодный по-
вторитель КП и далее аналогично групповому сигналу многоканальной
связи. На выходе приемника телевизионный сигнал снимают с разъе-
ма Вых видео и подают на видеоусилители НЧ стойки.
Структурная схема ВЧ стойки ПС. Приемно-передающие устройства
промежуточной станции (рис. 14.3) в основном содержат те же элемен-
ты, что и аналогичные устройства оконечной станции.
В тракте приема сигнал проходит разделительный фильтр
^Фпрм, находящийся вне ВЧ стойки, и поступает в тракт приема-пе-
редачи станции, который в отличие от оконечной станции не имеет ча-
стотных модулятора и детектора. В основном тракте приемника включе-
ны полосовой фильтр приема /7Фпрм, смеситель См1, усилители про-
межуточной чжтышУПЧ! и УПЧ2 и ограничитель Огр. С ограничите-
ля, являющегося переходным каскадом между усилителями УПЧ2
254
и УПЧЗ, сигнал поступает в тракт передачи. Промежуточная частота
принята 70 МГц.
В тракте передачи включены трехкаскадный усилитель
УПЧЗ, выполненный на полосовых фильтрах, мощный смеситель См2
с полосовым фильтром передачи /7Фпрд и задающий генератор ЗГ с
системой АПЧ. Назначение и схемное построение указанных элемен-
тов аналогичны соответствующим элементам приемника и передатчи-
ка оконечной станции.
Особенностью схемы промежуточной станции является использо-
вание задающего генератора ЗГ передатчика в качестве гетеродина
приемника. Необходимый сдвиг частот на входе и выходе станции
обеспечивается смесителем сдвига См3, на который подают колебания
задающего генератора и генератора сдвига 7Л4ГСДВ. См3 собран на
триоде ГИ-12Б по схеме с общей сеткой. Колебания ЗГ и генератора
сдвига ЧМГСдВ 213 МГц подаются на катод лампы смесителя. Объем-
ный контур анод-сетка смесителя См3 настроен на одну из боковых
частот. Колебания этой частоты проходят через полосовой фильгр
С К прибору
им
к прибору ИИ
УЛТ2
УПТЗ
УПТ1
1 См2
АПЧ
~ТуГ ДАПЧ
Г »! /\
УПЧЗ уПЧу
ЧД КС
РЛ2 АГ
В.
,6
кРФпрдЬ ЛР„рд
-~йм\-1—ГзП*—
Огр
УПЧ2
>
АРУ
—РЛ1— чмгсда - -ВК-^
ГУ
удлк
СМ3
213 МГц
УПЧ1 f
ЗА П
i-1608 на приемник, ~6,ЗВ на все панели
I передатчик и панель ,.г^12,Вв на передатчик
усилителей \-058 на приемопередатчик
+2008 на передатчик I | ^Грые
608 питание двигателей
КП . V
На ВУстойки \ НУ
_nVegeS^.-
См1
ПФпрм
От
Р%рм
\вв
! +600В на
передатчик
А
1> -*
2
Рис. 14.3. Структурная схема ВЧ стойки ПС
255
ПФСДВ, делитель Дел и подаются на смеситель приемника См1. ПФС11В
имеет сравнительно узкую полосу пропускания и служит для фильт-
рации гармоник частоты 213 МГц, возникающей в результате преоб-
разования в См3.
Применение одного задающего генератора для преобразования ча-
стоты на входе и выходе устройства повышает стабильность частоты
/2 на выходе станции. Стабильность /2 определяется стабильностью ча-
стоты на входе и не зависит от частоты задающего генератора. Раз-
ность Д—/2 равна частоте генератора ¥А4ГСДВ, значение которой в
соответствии с рекомендацией МККР принято 213 МГц. Эта частота
намного меньше рабочих частот приема и передачи, поэтому ее неста-
бильность почти не сказывается на выходной частоте /2.
Генератор сдвига ЧМГСДВ собран по трехточечной схеме с емкост-
ной связью. Колебания генератора модулируются реактивной лампой
РЛ1, на сетку которой со стойки автоматики А поступает сигнал слу-
жебного канала. Между генератором ¥7ИГСДВ и смесителем См3 вклю-
чен буферный каскад БК*
Автоподстройка частоты задающего генератора передатчика осу-
ществляется дискриминатором ДАПЧ, с нагрузок которого продетек-
тированный сигнал поступает на усилитель постоянного тока УПТ1,
управляющий работой двигателя системы АПЧ. Выходная мощность
передатчика контролируется индикатором мощности ИМ, с детектора
которого выпрямленное напряжение подается на усилитель постоян-
ного тока УПТЗ, управляющий системой резервирования. Для конт-
роля за работой приемника служит индикатор несущей ИН, включен-
ный на выходе усилителя УПЧ2. С детектора индикатора несущей вы-
прямленное напряжение подается на УПТ2, управляющий работой
системы резервирования.
В схеме станции применяется двойное преобразование частоты (на
входе и. выходе), поэтому пропадание сигнала на входе приводит к ис-
чезновению его на выходе, что влечет потерю связи по служебным ка-
налам. Чтобы сохранить служебную связь при пропадании сигнала на
входе, предусмотрен аварийный генератор АГ, вырабатывающий ча-
стоту 70 МГц. Он включается на выходе усилителя УПЧ2 индикатором
ИН при уменьшении сигнала ниже допустимого уровня.
Генератор собран по схеме ЧМГ с реактивной лампой РЛ2, на
сетку которой подается модулирующий сигнал. Сеточные цепи реактив-
ных ламп РЛ1 и РЛ2 запараллелены и поданы на стойку автоматики,
откуда приходит модулирующее напряжение. Колебания генератора
АГ, промодулированные служебным сигналом, подаются на усили-
тель УПЧЗ и далее в основной тракт передачи.
Для выделения служебных каналов и видеосигнала на выходе ог-
раничителя Огр (параллельно основному тракту) включены усилитель
УПЧ4, частотный детектор ЧД, каскад сложения КС. С выхода КС
сигнал подается на панель усилителей, где разветвляется на вход
усилителя служебного канала УСлК и групповой усилитель ГУ, от-
куда поступает на НЧ стойку. Видеосигнал с каскада сложения КС
приходит на катодный повторитель КП, а затем на'видеоусилитель
ВУ стойки НЧ*
256
14.3. Оконечные устройства
системы Р-60/120
Общие сведения, В комплект оконечных устройств входят: оконеч-
ное оборудование канала звукового сопровождения телевидения; око-
нечные видеоусилители телевизионного канала; переговорно-вызывные
устройства служебной связи.
Комплект оконечных устройств размещается на НЧ стойке, кото-
рая может обслуживать два дуплексных телефонных и один симплекс-
ный телевизионный ствол. НЧ стойка оконечной станции обеспечи-
вает получение двух каналов служебной связи (каждый в спектре ча-
стотой—6,2 кГц), каналов звукового сопровождения телевидения и ве-
щания (каждый в спектре частот 275—290 кГц); согласование уровней
й сопротивлений между аппаратурой каналообразования и радиоаппа-
ратурой; усиление телевизионных сигналов и коммутацию НЧ каналов
звукового сопровождения изображения. На стойке размещены (свер-
ху вниз) панель ввода, по две панели звукового сопровождения и
переговорно-вызывных устройств, две панели видеоусилителей и па-
нель питания.
Панель ввода содержит входные и выходные зажимы НЧ
каналов, элементы согласования, коррекции и коммутации каналов.
Панель ввода обеспечивает работу двух дуплексных телефонных и
одного симплексного телевизионного ствола оконечных или главных
станций. Для двух телефонных стволов обоих направлений на панели
имеются устройства четырех трактов передачи сигнала к ВЧ стой-
кам и четырех трактов приема сигнала от них. К панели ввода от стой-
ки автоматики заводятся цепи ТУ и ТС двух направлений связи.
* В согласующем устройстве тракта передачи панели складываются
групповой сигнал (12—252 и 312—552 кГц), поступающий от аппара-
туры каналообразования, сигналы служебного канала (0,3—6,2 кГц),
подводимые с панели ПВУ, и сигналы звукового сопровождения
(275—290 кГц), идущие с панели звукового сопровождения. С аппара-
туры уплотнения групповой сигнал проходит линейный трансформа-
тор, согласующий входное сопротивление кабеля (180 Ом) и аппарату-
ры (135 Ом), и поступает на корректирующий контур, используемый
для подъема частотной характеристики на верхних частотах. Анало-
гичный тракт проходят сигналы служебных каналов и каналов зву-
кового сопровождения. Затем суммарный сигнал со спектром 0,3 —
552 кГц поступает на передатчик.
В тракте приема демодулированный сигнал после группового уси-
лителя (приемника подается на аппаратуру каналообразования и па-
раллельно на панель звукового сопровождения (для выделения сигна-
ла звукового сопровождения). Групповой сигнал в тракте приема про-
ходит фильтр К-12, вносящий большое затухание для токов контроль-
ной частоты 8 кГц, и через согласующий линейный трансформатор по-
ступает в аппаратуру каналообразования.
Панель звукового сопровождения телевиде-
ния служит для преобразования полосы эффективно передаваемых зву-
ковых частот (30—15 000 Гц). Она может работать как в режиме пере-
9 Зак. 1834
Рис. 14.4. Структурная схема панели звукового сопровождения
дачи, так и в режиме приема (рис. 14.4). При работе в режиме передачи
дужки ставят в вертикальное положение. При этом сигнал звукового
сопровождения, поступающий из студии через Вх НЧ, поступает на
преобразователь ФРС, собранный по фазоразностной схеме. К преоб-
разователю от генератора несущей ГН подводятся колебания частотой
275 кГц. Полосовым фильтром ПФ, включенным на выходе преобразо-
вателя, выделяется полоса боковых частот 275—290 кГц, которые
проходят УВЧ и поступают на высокочастотный выход Вых ВЧ па-
нели.
При использовании панели в режиме приема коммутационные дуж-
ки ставят в горизонтальное положение. Токи ВЧ с группового тракта
приема поступают на Вх ВЧ панели, проходят развязывающие
резисторы R, симметрирующий трансформатор Сим Тр, полосовой
фильтр ПФ, усиливаются усилителем УВЧ и поступают на преобразо-
ватель ФРС. Токи звуковой частоты 30—15 000 Гц на выходе преобра-
зователя выделяются фильтром Д-15, усиливаются УНЧ и подаются на
выходные зажимы Вых НЧ панели. Для контроля звукового сопровож-
дения предусмотрены усилитель контроля УсК и громкоговоритель
Гр. Для контроля, сигналов.служебного сообщения они могут подклю-
чаться к панели ПВУ.
Панель ПВУ служит для организации служебного канала.
Элементы схемы-панели предназначены для усиления и разделения то-
ков служебного канала, вызова и телесигнализации. Панели ПВУ око-
нечной и главной станций рассчитаны на прием сигналов вызова и
транзита по каналу служебной связи, а также на прием сигналов теле-
управления с двух направлений связи. Каждая главная и оконечная
станции могут вести переговоры со всеми главными, оконечными и
промежуточными станциями своего участка.
При пр и.ем е с направления А (рис. 14.5) сигналы служебных
каналов (0,3—6,2 кГц) поступают на общий усилитель УНЧ1А, а с
его выхода — на усилители транзита УНЧ2А и приемника вызова
УНЧ Выз? а также на катодные повторители сигналов телеуправления
КПТУ и транзита КПТр, на выходе которых эти сигналы разделяют-
ся фильтрами К-2,8 и Д-З. Для исключения попадания частот разго-
ворного спектра свыше 3 кГц в полосу ТУ на выходе микрофонного
трансформатора ТрМ также включен фильтр Д-З.
При передаче сигналы служебного канала с микрофона М
ПВУ проходят усилитель УсСл и поступают на выходной полосовой
258
фильтр ДК-0,25-6,6, который задерживает фон и его гармоники часто-
той ниже 0,25 кГц и гармоники сигналов ТУ частотой выше 6,6 кГц.
С выхода фильтра сигналы служебных каналов попадают на согласую-
щее устройство панели ввода и поступают на передатчик соответст-
вующего направления.
Сигналы вызова вырабатывает генератор вызова и тран-
зита ГСВ, В этом блоке размещены RC-генератор и релейная схема,
обеспечивающая посылку двух комбинаций частот 1-2 и 2-1. Часто-
те 2,5 кГц присвоен номер 1, а частоте 2,7 кГц — номер 2. При нажатии
кнопки Вызов сигнал от ГСВ проходит в панели ПВУ тот же тракт, что
и разговорные токи служебного канала.
Сигналы вызова принимает приемник вызова /7рвыз. В анодной
цепи усилителя УНЧ приемника (на схеме не показан) включены два
НЧ фильтра, настроенные соответственно на частоту 2,5 и 2,7 кГц,
а в анодной цепи анодного детектора приемника вызова — два реле,
являющиеся дешифраторами сигналов вызова и транзита.
При поступлении сигнала на промежуточную станцию (с направле-
ний Ли Б) звонит звонок Зв и загорается лампа Лвыз. При посылке
транзитного вызова обеспечивается автоматическое соединение слу-
жебного канала на главных станциях. Поступление автоматического
транзита сигнализируется лампой Лтр. Если во время вызова нажать
кнопку (Выкл. вызова, на схеме не показана), то прекращает звонить
звонок и гаснет лампа Лвыз. Лампа автоматического транзита гаснет
лишь при его Отбое.
На каждой главной станции предусмотрен также ручной транзит,
осуществляемый ключом Транзит, Для удобства обслуживания ап-
Рис. 14.5 Структурная схема панели ПВУ узловой станции
9
259
Рис. 14.6. Структурная схема панели видеоусилителей
паратуры гнезда Телефон и Микрофон через двухполюсный выключа-
тель В выведены на панель ВЧ стойки.
Панель видеоусилителей (рис. 14.6) содержит ви-
деоусилители, на которые поступает телевизионный сигнал при пере-
даче и приеме. Ширина полосы пропускания видеоусилителей 6,5 МГц,
а отношение сигнал/фон на входе не менее 50 дБ. Полный телевизион-
ный сигнал (позитив) с размахом около 1 В проходит потенциометр
изменения уровня видеосигнала и поступает на фазоинверсный каскад
видеоусилителя ВУЦ проходит однокаскадный усилитель ВУ2 и катод-
ные повторители КП1 и КП2. Основной рабочий выход КП2 выводит-
ся на специальный разъем,к которому через развязывающий резистор
подключено гнездо для контроля выходного сигнала. В центральную
аппаратную телецентра видеосигнал подается с дополнительного ка-
тодного повторителя КПЗ, Параллельно основному выходу КП2 вклю-
чена вспомогательная цепь (фиксирующая схема ФС). Она служит для
формирования импульсов, управляющих схемой восстановления по-
стоянной составляющей В ПС на выходе видеоусилителя. Схема В ПС
подключается ко входу КП2 и служит для выравнивания уровней га-
сящих импульсов телевизионного сигнала. При этом уменьшаются не-
линейные искажения ламп усилителя, улучшается НЧ воспроизведе-
ние, устраняются искажения в виде «мигания» телевизионного сигнала
и фона.
Глава 15
РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ
Р-600М, Р-6002М, Р-6002МВ
15.1. Общие сведения о системах
Радиорелейные системы Р-600М, Р-6002М. Эти системы исполь-
зуются на магистральных линиях связи, рассчитанных на передачу
сигналов многоканальной телефонии и телевидения вместе со звуковым
соп р овож ден и ем.
Протяженность РРЛ, оснащенных этими системами, достигает
2500 км. Системы работают в диапазоне 3,4—3,9 ГГц по Двухчастот-
ному плану распределения частот. Этот план предусматривает орга-
260
50 МГц,
гонги
213 мгд__________*
97НГд '
бднга
т zee
Jipaen (Передача)
Передача (Приен)
'njUOOBS
0,3^ 2.0 3,3 6,1 10,3 12,7 13,3 15,7 19,5 21,5 23,5 25,5 27,5 29,5 Г,кГц
Рис» 15.1. Спектры сигналов ТФ ствола системы Р-600
низацию шести широкополосных и двух узкополосных стволов слу-
жебной связи (рис. 15.1). Обычно четные широкополосные стволы (те-
лефонный, телевизионный и горячего резерва) используются на;,маг
гистральных направлениях, а нечетные —т на ответвлениях,,от них.
Одним телефонным стволом, пропускается от 300—420 (при длин-
ных антенно-волноводных трактах) до 420—600 телефонных каналов
(при коротких фидерных трактах). По телевизионному стволу пере-
даются: сигналы изображения с полосой, частот 50 Гц—6МГц и звуко-
вого сопровождения с полосой 50 Гц—10 кГц на поднесущей 8 МГц,
а также пилот-сигнал на частоте 8,5 МГц.
Служебная связь, а-также телеуправление ТУ и телесигнализация
ТС осуществляются по каналам узкополосного ствола служебной свя-
зи. Этот ствол имеет свою упрощенную приемно-передающую аппара-
туру» работающую в том же диапазоне частот. По стволу служебной
связи обеспечивается передача сигналов: служебной связи СС в поло-
се частот 0,3—2; 10,3—12,7; 13,3—15,7 кГц; телеобслуживания ТО
в полосе 3,3—6,1 кГц и обратных аварийных сигналов ОАС системы
горячего резервирования на частотах 19,5; 21,5; 23,5; 25,5; 27,5 и
29,5 кГц (рис. 15Л,б);ч .
Системы допускают эксплуатацию оборудования промежуточных
станций без обслуживающего персонала. Управление и контроль за
их работой осуществляется с оконечных и узловых станций по каналам
телеобслуживания. На линии протяженностью 2500 км допускается
оборудование девяти узловых станций с выделением и вводом телефон-
ных каналов.
В системах применяется поучастковое резервирование по схеме
2+1, Типовая комплектация оборудования (табл. 15.1) рассчитана
на организацию линий с тремя широкополосными стволами (телефон-
ным, телевизионным и резервным) и одним узкополосным стволом
служебной связи. В комплектацию оборудования станций входит ап-
231
Таблица 15.1
Вид оборудования Комплект оборудования станции *
ОРС ПРС ПРС с выделе- нием УРС ца три на- правления
Антенная РПА 1 2 2 3
Приемно-передаюшая ВЧ стойка 3* 3 3
ТФ стойка ОС 1 — _ — 3
ТВ стойка ОС или ПС 1 — 1 2
Стойка СС ОС или ПС 1 1 1 3
Стойка управления «горячим резервом» 1 — 3
Стойка ТО УС или ПС — 1 1 1
* В каждой стойке используется один приемопередатчик.
** В трех стойках на ответвлении используется по одному приемопередатчику.
паратура ТО, рассчитанная на обслуживание с одной узловой стан-
цией десяти промежуточных (по пять станций в каждую сторону от уз-
ловой). В системах применяется рупорно-параболическая антенна РПА
и волноводный тракт из волноводов круглого сечения диаметром 70 мм
и прямоугольного сечения размером 25 X 58 мм.
В модернизированной системе Р-600М были модифицированы ВЧ
приемно-передающие стойки, стойки служебной связи, элементы вол-
новодного тракта, разделительные фильтры, введен блок частотного
разделения БЧУ для организации двух каналов постанционной слу-
жебной связи ХПСС1 и ПСС2 (для связи между узловыми станциями,
см. рис. 9.1). . .......
Модернизированная аппаратура Р-6002М. имеет лучшие эксплуата-
ционные и энергетические показатели. Емкость телефонного ствола
расширена до 1020 ТФ каналов.
Радиорелейная система Р-6002МВ (Рассвет-1). Эта система явля-
ется дальнейшей модернизацией системы Р-6002М. Работает в том же
диапазоне частот (3,4—3,9 ГГц), но имеет другой план распределения
рабочих частот, а следовательно, другие частоты гетеродинов и наст-
ройки. Система Р-6002МВ предназначена для организации магистраль-
ных РРЛ большой протяженности (до 12 500 км при организации мно-
гоканальной ТФ связи и до 2500 км при передаче по РРЛ телевизионных
программ).
Система Р-6002МВ позволяет организовать в рабочем диапазоне
500 МГц до восьми широкополосных дуплексных стволов (16 симплекс-
ных радиоканалов). Стволы с четными номерами предназначаются для
работы на магистральных направлениях, а с нечетными — для работы
на ответвлениях. Каждый ствол занимает полосу частот до 20 МГц.
Емкость широкополосного ТФ ствола при размещении приемно-
передающей аппаратуры на верху антенной.опоры (при средней длине
волноводного тракта до 15 м) — 1020 каналов тональной частоты ТЧ.
При размещении аппаратуры внизу антенной опоры (при средней дли-
не волноводного тракта 70—100 м) — 720 каналов ТЧ; при использи-
262
вании перископических антенных систем (на ответвлениях) — 600 к а*
налов.
В ТФ стволе могут передаваться, помимо сигналов ТФ каналов, две
программы вещания (при емкости ствола до 720 каналов ТЧ), 48 кана-
лов в полосе 60—252 кГц кабельной аппаратуры К-60 и в полосе 4 —
32 кГц сигналы служебной связи и телеобслуживания ТО. По ТФ ство-
лу можно передать программу черно-белого или цветного ТВ со зву-
ковым сопровождением.
Резервируется в системе каждый рабочий ствол по схеме 1 + 1,,
в результате при четырех стволах на линии организуется два рабочих
ствола. Для повышения надежности и обеспечения защиты от замира-
ний сигналов на интервалах линии в системе применено пространствен-
но-частотное разнесение. Пространственное разнесение достигается
подключением приемников рабочего и резервного стволов к разным
(разнесенным на опорах по высоте) антеннам, а частотное — работой
стволов на разных частотах.
Служебная связь в системе Р-6002МВ организуется в широкополос-
ном ТФ стволе в полосе частот до 500 кГц, расположенной ниже ли-
нейного спектра многоканального сигнала.
На оконечной радиорелейной станции ОРС, оснащенной системой
Р-6002МВ (рис. 15.2), ТФ и ТВ сигналы проходят стойку вводов ВВ,
модуляторы Мд унифицированных ТФ и ТВ стоек (СТФ, СТВ) радио-
передатчиков Прд1—Прд4 и через систему фильтров сложения ФСл
сигналов ствблов поступают в основную рупорно-параболическую ан-
тенну РПА1. Принятый сигнал с основной РПА1 или резервной
РПА2 (разнесенных по высоте) антенны проходит систему разделитель-'
нЫх- фильтров РФ, приемники Прм1—Прм4 стволов, блоки автовыбо-
ра БА В, демодуляторы Цм стоек
СТФ и СТВ, стойку вводов ВВ и
поступает на междугородную ТФ
станцию МТС или телецентр ТЦ.
Каналы постанционной служеб-
ной связи ПСС1 и ПСС2 органи-
зуются с помощью блока частот-
ного уплотнения БЧУ. Сигналы
телеобслуживания формируются в
стойке ТО и подаются на стойку
служебной связи ССС, в которой
формируются сигналы районной
служебной связи РСС и осущест-
вляется частотное разделение ка-
налов РСС и ТО.
Сигналы РСС и ТО вводятся
методом фазовой модуляции часто-
ты генераторов сдвига приемно-
передающих стоек ТФ ствола.
Сигналы ПСС и стойки резервиро-
вания СР вводятся методом ЧМ и
модуляторах Мд оконечных стоек
Рис. 15.2. Структурная схема ОРС
Р-6002МВ
263
СТФ ствола. Групповой сигнал служебной связи на приеме выделяет-
ся приемниками ТФ стволов (Прм1, ПрмЗ) и стойки служебной связи
ССС. Пулы телевизионного и звукового контроля ПУ подключается
и стойке СТ В.
15.2. Приемно-передающая аппаратура
Р-600М, Р-6002М
Приемно-передающие устройства системы размещены на ВЧ стой-
ке, которая может быть использована для работы в ТФ и ТВ стволах
линии. На стойке размещены два комплекта приемно-передающих
устройств. На оконечных станциях один комплект аппаратуры явля-
ется рабочим, а второй — резервным. На промежуточных станциях
оба комплекта работают в разных направлениях.
Структурная схема приемопередатчика системы Р-600М. Тракт
приема. Принятый антенной сигнал (рис.. 15.3) проходит раздели-,
тельный РФпрм и полосовой ПФ фильтры, согласующий ферритовый
вентиль ФВ, волноводный тройник Т и подается на смеситель прием-
ника Сл/арМ, работающий на кристаллическом диоде. Одновременно
на, смеситель приемника, (через водноводный тройник) поступает сиг-
нал гетеродина /г Прм-
В результате, преобразования частоты на выходе смесителя прием-
ника выделяется сигнал промежуточной частоты 70 МГц, который
усиливается первым УОТ/, проходит корректор группового времени
запаздывания КГВЗ и усиливается вторым УПЧ2. УПЧ1 и УПЧ2
охвачены системой АРУ. Помимо усилительных каскадов, в УПЧ2
имеется амплитудный ограничитель, индикатор несущей ИН и заме-
Рис, 15,3 Структурная схема приемопередатчика Р-600М
264
тающий генератор ЗмГ. В нормальном режиме ИН служит указате-
лем исправной работы приемника. В случае пропадания сигнала в
УПЧ2 индикатор несущей через систему автоматики СА включает
ЗмГ, который генерирует сигнал частотой 70 МГц. Этот сигнал ввво-
дится в тракт передачи, чтобы удержать в рабочем состоянии после-
дующий интервал РРЛ в случае неисправности приемника данной
станции или пропадания сигнала с предыдущей.
Усилитель УПЧ2 имеет два выхода по промежуточной частоте
ПЧ. С основного выхода сигнал ПС при работе в оконечном или уз-
ловом режиме подается на стойку управления резервом и через нее на
вход оконечных ТФ и ТВ стоек, а в режиме промежуточной станции —
на вход передатчика другого направления связи. С дополнительного
выхода УПЧ2 сигнал ПЧ на промежуточных станциях может пода-
ваться на стойку выделения ТВ программы.
Тракт передачи. В оконечном или узловом режиме ра-
боты станции сигнал ПЧ на вход передатчика поступает через стойку
управления горячим резервом с ТФ или ТВ стоек, а в режиме промежу-
точной станции — от собственного приемника другого направления.
На входе тракта передачи сигнал проходит входное устройство ВУ,
согласующее по ПЧ переход к смесителю передатчика Сл/црд. Смеси-
тель работает на двух кристаллических диодах. Сигнал гетеродина
частотой fr Прд поступает на Слпрд через волноводный узкополосный
фильтр ФУ И и ферритовый вентиль ФВ от клистронного генератора
КлГ. С-выхода'Слдрд сигнал Проходит ферритовый вентиль ФВ, и
далее из него выделяется полезная боковая полоса частот фильтром
боковой полосы ФБП. Выделейный сигнал затем проходит феррито-
вый вентиль ФВ и поступает на усилитель мощности УМ СВЧ, работаю-
щий на ламйе бегущей волны УВ-7М. С его выхода сигнал проходит
ферритовый вентиль ФВ и через разделительный,фильтр РФпрд по-
ступает в антенну. Исправная работа передатчика контролируется ин-
дикатором мощности ЯМ, ..подключенным на выходе. УМ СВЧ и свя-
занным с системой автоматик» С А. '
’’ Блок гетеродинных частот. Гетеродинные часто-
ты для тракта.передачи и приема получают от клистронного генератора
КлГ, формирующего колебания частотой /г Прд- Основная часть мощ-
ности генератора поступает (через ФВ и ФУП) в смеситель передатчи-
ка Сл«прд. Для получения сдвига частот приема и передачи небольшая
часть мощности колебаний клистронного генератора отводится на сме-
ситель сдвига Слсдв. На него подается также сигнал частотой /СДв =»
= 213 МГц от генератора сдвига Гсдв с кварцевой стабилизацией ча-
стоты. 'На выходе Смадв выделяют сигнал гетеродина приемника ча-
стотой fr прм, который (через ФУП) поступает на СлГпрм.
Частота клистронного генератора стабилизируется системой ав-
топодстройки' частоты АПЧ. В качестве опорной частоты этой системы
используется (в зависимости от рабочего диапазона ствола) 16, 17 или
18-я. гармоника частоты 213 МГц. Эти гармоники создаются генерато-
ром гармоник ТГ, работающим на кристаллическом диоде. Сигналы
клистронного генератора КлГ и генератора гармоник ГГ подаются на
смеситель СиАПЧ На его выходе выделяется сигнал разностной ча-
265
стоты, затем усиливается усилителем постоянного тока УПТ и по-
ступает на отражатель клистрона, обеспечивая подстройку частоты
генератора КлГ.
Структурная схема приемопередатчика системы Р-6002М. Основ-
ной тракт приема-передачи аппаратуры Р-6002М аналогичен тракту
системы Р-600М (рис. 15.4). Существенное отличие имеет гетеродинный
тракт, в котором нет клистронного генератора. В системе применен
задающий генератор с кварцевой стабилизацией ЗГ. Он работает на
частоте /зг, которая для каждого ствола имеет свое значение, лежа-
щее в диапазоне 48—52 МГц. Затем сигнал частотой /зг многократ-
но (/зг • 3 • 2-3 • 2 • 2 = /зг • 72) умножают в цепи умножителей ча-
стоты. Одна часть энергии полученных колебаний частотой /г прм—
= 72 +/зг через делитель ДМ, узкополосный фильтр ФУП2 и
ферритовый вентиль ФВЗ поступает на смеситель СмПрм, а вторая че-
рез ФУПЗ — на смеситель сдвига Сл/сдв. На него же подается сигнал
частотой /сдв = 213 МГц от генератора сдвига. Генератор сдвига со-
держит задающий генератор ЗГ0ДВ с кварцевой стабилизацией, гене-
рирующий колебания частотой /згедв = 53,25 МГц; фазовый моду*
лятор ФА4, который обеспечивает ввод в тракт передачи на ПЧ сигна-
лов служебной связи СС на промежуточной станции; два каскада уд--
воения частоты, на выходе которых получают колебания частотой
/сдв = /згсдв-2.2 - 53,25-4 = 213 МГц.
Гетеродинную частоту передатчика /г Прд в. аппаратуре получают
преобразованием частоты стабилизированного задающего генератора
в смесителе сдвига Сисдв /г Прд = 72/зг ± /сдв = 72/зг ±213 МГц.
Так как мощность сигнала этой частоты (около 3 мВт)
недостаточна для работы смесителя передатчика Сл/прд, то полученные
колебания гетеродина передатчика /р прд сначала (через ФУП1 и
Рис. 15.4. Структурная схема приемопередатчика Р-6002М
266
тройник 77) вводят на вход усилителя УМ СВЧ, а е его выхода (через
тройник Т2, ФУП4 и вентиль ФВ1) подают на смеситель передатчика
Сл/дрд. На выходе этого смесителя колебания частотой /прд = /г прд ±
± 70 МГц выделяются фильтром боковой полосы ФБП и полосовым
фильтром ФУП5, усиливаются УМ СВЧ и через разделительный фильтр
передачи ФРпрд поступают в антенну. Основные электрические пара-
метры приемопередатчиков систем Р-600М и Р-6002М приведены ниже.
Параметры Р-600М Р-6002М
Коэффициент шума приемника 25 25
Номинальное значение входного сигнала приемника,
мкВт ................................................. 1 1
Минимальный сигнал на входе приемника (порог вклю-
чения замещающего генератора), пВт.................... 300 100
Полоса пропускания (по уровню —3 дБ), МГц . . 35 38
Неравномерность АЧХ, дБ, в полосе ±10 МГц ... 0,5 0,25
Неравномерность характеристики ГВЗ, нс, в полосе
±8 МГц............................................. 6 3
Напряжение сигнала ПЧ на входе приемника, В . . 1,5 0,5
Напряжение сигнала ПЧ на входе передатчика, В . 1,1 0,5
Выходная мощность передатчика, Вт........... 2 5
Мощность, кВ-А, потребляемая от сети частотой 50 Гц,
напряжением 220 В.................................. 1,6 0,7
15.3. Оконечное оборудование
многоканальных систем
Общие сведения. Оконечное оборудование предназначено для пере-
дачи информации по стволам многоканальных систем Р-6002М,
Р-6002МВ и др. Оборудование унифицировано. В зависимости от на-
значения и комплектации стойки оконечного оборудования (СО) вы-
пускают в нескольких СО-1—СО-5 вариантах. В радиорелейных систе-
мах Р-600 всех модификаций применяются стойки СО-3 и СО-5. Стой-
ка СО-3 обеспечивает передачу сигналов 1020 ТФ каналов, сигналов
двух программ вещания, 48 дополнительных каналов с полосой ча-
стот 60—252 кГц. Стойка СО-5 является телевизионной и допускает
передачу телевизионного сигнала и сигналов двух программ веща-
ния.
Структурная схема тракта передачи оконечной ТФ стойки. В трак-
те передачи (рис. 15.5) осуществляются формирование сигналов ве-
щания на поднесущих частотах и частотная модуляция ПЧ объединен-
ным групповым сигналом. Тракт передачи содержит устройства со-
гласовайия, коррекции,, развязки, ;модуляции и переключения рабо-
чего и резервного оборудования. Рассмотрим прохождение сигнала в
элементах тракта передачи.
Устройства формирования сигналов ве-
щания на поднесущих частотах (блок 1) включают в себя два блока
ЧМГ Мд1 и Мд5, работающих на поднесущих частотах 7,36 и 8 МГц;
блок входных трансформаторов Тр с аттенюаторами Ат,
Вещательные НЧ сигналы с нулевым относительным уровнем по-
даются на входы / и 2 блока, проходят-установочные аттенюаторы Ат,
267
Рис. 15.5. Структурная схема оконечной ТФ стойки СО-3 систем Р-6002М, Р-6002МВ и др.
входные трансформаторы Тр, повышающие уровень сигнала вещания
для получения заданной девиации частоты в ЧМ модуляторах Мд1
и Мд5. Максимальная девиация поднесущей 7,36 МГц — (100+ 10) кГц,
а поднесущей 8 МГц — (150 ± 15) кГц. Сигналы поднесущих частот
затем поступают в суммирующее устройство Сум в блоке фильтров и
фазовой коррекции ФФК.
Устройства формирования объел и н е н но-
го группового ТФ сигнала (блок 2) содержат филь-
тры ДК-280 и ДК-56, согласующий трансформатор Тр и аттенюатор
Ат. Групповой сигнал с полосой 312—4636 кГц проходит аттенюатор
Ат и фильтр верхних частот К-280\ спектр частот 60—252 кГц допол-
нительных каналов проходит трансформатор Тр, согласующий кабель
с волновым сопротивлением 135 Ом и входным сопротивлением 75 Ом
последующего оборудования и ФВЧ К-56\ сигналы служебной связи
СС и телеобслуживания ТО с полосой частот 10—44 кГц проходят
ФНЧ Д-56. С выхода фильтров ДК-56 сигналы 60—252 кГц и 10—44 кГц
поступают на ФНЧ Д-280. На его выходе образуется объединенный
групповой ТФ сигнал, который поступает в блок фильтра и фазовой
коррекции ФФД.
В передающем тракте ТФ стойки в блоке ФФК происходит сложе-
ние группового ТФ сигнала с сигналами поднесущих частот, посту-
пающих с суммирующего О/л/ устройства. В передающем тракте ТВ
стойки в блокехФФ/< осуществляется сложение сигнала изображения
с сигналами поднесущих частот. Через этот блок организуется также
транзит модулированных поднесущих частот вещательных программ.
В тракте приема ТФ и ТВ стоек в блоке ФФК происходит разделение
этих же сигналов.
Блок ФФК содержит параллельно включенные фильтры верхних
(К-7000) и нижних (Д-7000) частот (ДК-7000'). На входе фильтра Д-7000
включен фазорый корректор ФК> а на входе фильтра К-7000 —
сумматор Сум. В сумматоре происходит сложение сигналов под-
несущих частот и обеспечивается развязка в 24 дБ между модулятора-
ми Мд1 и Мд2. С блока ФФК объединенный групповой сигнал прохо-
дит в мостовой разветвитель Рв, где разделяется на рабочий и резерв-
ный комплекты передающего ЧМ оборудования.
Передающее ЧМ оборудование (блок 3) предназ-
начено для ЧМ сигнала ПЧ групповым ТФ (в ТФ стойке) или ТВ (в
ТВ стойке) сигналом.
Видеоусилитель ВУ1 усиливает ТФ или ТВ сигнал для получения
требуемой крутизны модуляционной характеристики частотного мо-
дулятора ЧМд. Затем сигнал проходит блок с тремя предыскажаю-
щими контурами ПсК* Они вносят предыскажения в АЧХ передающего
тракта группового сигнала, что позволяет увеличить девиацию часто-
ты верхних.ТФ каналов и повысить при приеме отношение сигнал/
шум. Блок ПсК используется в системах емкостью 600, 1020 и 1920 ТФ
каналов.
Далее сигнал' поступает в узел частотного модулятора ЧМд
(рис. 15.6). Здесь генерируется сигнал ПЧ и модулируется по частоте
объединенным групповым сигналом. Сначала модулирующий сигнал
269
Рис. 15.6. Структурная схема частотного модулятора ОС систем
Р-6002М, Р-6002МВ
проходит широкополосный видеоусилитель ВУ, усиливающий сигнал
в полосе 0—10 МГц и обеспечивающий получение требуемой крутизны
модуляционной характеристики, затем разветвляется в тройнике Ре
и поступает на варикапы модулятора.
Модулятор содержит два генератора частот 255 и 325 МГц. Ча-
стоты генераторов изменяются в противофазе групповым сигналом.
Модуляция осуществляется изменением емкостей варикапов, введен-
ных в колебательные контуры генераторов. В приведенной схеме двух-
тактной модуляции четные искажения компенсируются. Для компенса-
ции нечетных искажений в каждом генераторе имеется линеаризующая
(корректирующая) цепь ЛЦ. Она содержит комбинации последова-
тельногои параллельного контуров. Сопротивления нагрузки при этом
становятся частотно-зависимыми комплексными величинами. Реактив-
ная часть этих сопротивлений воздействует на колебательную систему
генераторов, что вызывает коррекцию их модуляционных характери-
стик Возможные при этом неравномерности АЧХ из-за паразитной AM
и ГВЗ компенсируют подстройкой входных элементов УПЧ:
Модуляция двух генераторов обеспечивает требуемую девиацию
частоты при использовании небольшого участка вольтфарадной харак-
теристики варикапов, что также снижает нелинейные искажения.
Схема модулятора с двумя генераторами повышает стабильность ча*
стоты, так как возможный уход частоты обоих генераторов может быть
в одинаковом направлении, поэтому изменение их разностной частоты
будет весьма небольшим. Сами частоты генераторов fx = 255 МГц и
/2 = 325 МГц выбраны такими, чтобы возникающие на выходе комби-
национные частоты f = + nf2 не были заметны в полосе частот
(70 ± 10) МГц.
ЧМ колебания генераторов с линеаризирующих цепей ЛЦ посту-
пают в смеситель См на кристаллических диодах, На его выходе вы-
деляется разностный ЧМ, сигнал ПЧ 70 МГц и через фильтр подается
в двухкаскадный предварительный УПЧ. С его выхода сигнал ПЧ про-
ходит в УПЧЗ тракта передачи стойки (см рис. 15.5),- где усиливается
до требуемого уровня (0,8 В). В УПЧЗ предусмотрена АРУ на выходе.
Исправность ЧМд контролируется с помощью пилот-сигнала часто-
той 8,5 МГц, который генерируется в блоке Г ПС и вводится в моду-
ляторы через разветвитель Ре группового сигнала. С дополнительного
выхода УПЧЗ часть сигнала ПЧ подается на частотный детектор ДмПЧ.
Здесь из полученного после демодуляции группового спектра частот
270
выделяют пилот-сигнал и подают его на супергетеродинный приемник
пилот-сигнал^ ПрПС, где срабатывает реле и подает напряжение на ин-
дикаторные лаМпы, установленные в блоке сигнализации стойки.
Блок переключения модуляторов БПМд обес-
печивает (ручное или автоматическое) переключение с рабочего ком-
плекта модулятора на резервный и наоборот, Автоматическое переклю-
чение комплектов происходит прц пропадании пилот-сигнала на вы-
ходе работающего комплекта0
Структурная схема тракта приема оконечной ТФ стойки. В тракте
приема осуществляется выделение объединенного группового сигнала
из модулированного по частоте сигнала ПЧ 70 МГц. Тракт приема вклю-
чает в себя устройства амплитудной и фазовой коррекции, частотной
демодуляции, усиления и коммутации.
В тракте приема ЧМ сигнал ПЧ через разветвитель Рв проходит
в узлы фазовых корректоров ФК2 рабочего и резервного блоков (4)
тракта приема оконечной ТФ стойки. ФК2 обеспечивает выравнивание
неравномерности характеристики ГВЗ в полосе 60—80 МГц от 6 до
10 нс.
Паразитная AM сигнала ПЧ, обусловленная неравномерностью
АЧХ, подавляется многокаскадным амплитудным ограничителем АО.
Ограничитель выполнен на диодах по параллельной и последователь-
ной схемам. Затем сигнал проходит в блок частотного демодулятора
ЧДм. Последний выделяет ТФ (или ТВ) групповой сигнал из ЧМ ко-
лебаний ПЧ. Он4содержит каскад предварительного УПЧ, дискрими-
натор и видеоусилитель. Дискриминатор выполнен на расстроенных
контурах. Один контур настроен на частоту 47, а другой — на 100 МГц.
После детектирования выделяется групповой сигнал и усиливается
видеоусилителем. Видеоусилитель позволяет корректировать частот-
ную характеристику по видеотракту и обеспечивает малое выходное
сопротивление ЧДм.
С выхода ЧДм групповой сигнал проходит в узел восстанавливаю-
щего контура ВсК с аттенюатором регулировки уровня группового
сигнала на входе видеоусилителя ВУ1. В одном из каскадов ВУ1
часть группового сигнала ответвляется в приемник пилот-сигнала ПрПС
для контроля стволов и сигнализации неисправности аппаратуры.
С выхода ВУ1 и ПрПС сигналы поступают в блок переключения демоду-
ляторов. ,
Блок переключений БПДм обеспечивает ручное и автоматическое
переключение приемного ЧМ оборудования работающего комплекта
на резервный и наоборот. При пропадании пилот-сигнала на выходе
демодулятора срабатывает выходное реле приемника пилот-сигнала
ПрПС, установленное в этом блоке, и подается- питание на реле пе-
реключения комплектов. При устранении неисправности происходит
переключение на рабочий комплект.
С выхода блока переключений сигнал проходит-блок фильтра и фа-
зовой коррекции ФФК, в котором происходит разделение сигналов под-
несущих частот вещания и группового ТФ сигнала фильтром ДК-7000.
Устройства выделения сигналов вещания
(блок 5) содержат два блока демодуляторов ЧМ поднесущих частот
271
(ДМ1 и ДМ5. В демодуляторе сигнал поднесущей частоты усиливается
и демодулируется. Полоса выделяемых звуковых частот ограничива-
ется до 10 кГц ФНЧ, усиливается в УНЧ, проходит выходной согласую-
щий трансформатор Тр и через аттенюатор Ат поступает с уровнем
+ 15 дБм (4,4 В на нагрузке 600 Ом) на выход стойки.
Устройства разделения группового ТФ
сигнала (блок 6) построены аналогично блоку 2, формирующему
этот сигнал. Групповой ТФ сигнал разделяется фильтром ДК-280 на
сигналы многоканальной телефонии (со спектром частот 312—4636 кГц)
и сигналы СС и ТО (со спектром 10—44 кГц) и дополнительной группы
ТФ каналов (со спектром 60—252 кГц).
Спектр частот 312—4636 кГц выделяется фильтром К-280, проходит
ФНЧ Д-8300, не пропускающий пилот-сигнал частотой 8500 кГц, и
поступает на выход стойки.
Сигналы со спектром 10—44 и 60—252 кГц выделяются фильтром
Д-280 и далее разветвляются плечами фильтра ДК-56. Сигналы СС и
ТО подаются на выходные разъемы Вых.СС и ТУ, а дополнительной
группы каналов через согласующий трансформатор — на выходные
контактные соединения Вых. 60—252 кГц.
Структурная схема оконечной ТВ стойки построена аналогично
схеме ТФ стойки. Отличие состоит в том, что в ее передающей части
вместо устройств формирования группового ТФ сигнала включен
согласующий аттенюатор, а в приемной части вместо устройств разде-
ления группового ТФ сигнала — видеоусилитель, усиливающий груп-
повой сигнал изображения, и согласующий аттенюатор.
Глава Тб
РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ КУРС
16Л. Общие сведения о системах КУРС
Назначение. Комплекс унифицированных систем связи КУРС пред-
назначен для построения надежных высококачественных РРЛ. Комп-
лекс охватывает четыре системы связи, работающие в диапазонах 2,
4, 6, 8 ГГц. Системы, работающие в диапазонах 4 и 6 ГГц, предназна-
чены для-магистральных линий, в диапазонах 2 и 8 ГГц — для зоно-
вых, республиканских, областных РРЛ, а на железнодорожном тран-
спорте — для совместного межведомственного строительства и экс-
плуатации РРЛ с организацией магистральных и дорожных связей.
Во всех системах применяют унифицированные модуляторы и де-
модуляторы, аппаратуру ввода и выделения сигналов многоканальной
телефонии, образования видеоканалов, каналов-звукового сопровож-
дения и радиовещания, аппаратуру резервирования, служебной связи,
телеобслуживания, гарантированного электропитания. В приемно-
передающей аппаратуре используются унифицированные блоки (УПЧ,
умножители частоты и др.).
План распределения частот системы КУРС-2М (см. рис. 2.7, а) обес-
печивает организацию шести дуплексных стволов по двухчасютной
272
Электрические характеристики. Основные электрические параметры
систем связи КУРС приведены ниже,
Характеристики КУРС-2М КУРС-4 КУРС-6 КУРС-8
Диапазон частот, ГГц « . , 1,7—2,1 3,1 -3,9 5,67—6,17 7,9—8,4
Средняя длина волны, см . . 15,8 8,2 5,07 3,7
Число стволов 3 дупл. 1 симпл. 4 или 8 дуплек. 4 или 8 дуплек 4 дупл.
Система резервирования . * . 3+1 34-1,6+2 или 7+1 3+1,6+2 или 7+1 3+1
Мощность передатчика, Вт . . Коэффициент системы ТФ 1,5 0,5 10 0,3
ствола, дБ Девиация частоты на канал, 152 139 141.8 144,1
кГц 200 200 140 200
Коэффициент шума приемника Ширина полосы пропускания по ПЧ приемника (на уровне 8 8 10 10
0,5), МГц . 30 40 40 40
Промежуточная частота, МГц 70 70 —70 ' 70
Число каналов ТЧ в стволе . Полоса частот группового сиг- 300 720 1320 300
нала, кГц 60—1300 312—3340 312—5932 60—1300
Тип антенны АДЭ-3,5; РПА-2П-2; РПА-2П-2; АДЭ 3.5;
Длина гипотетической линии КМ, ДЛЯ которой Smax = 0,l%: АДЭ-5; перископ. АДЭ-5; перископ. АДЭ-3,5; перископ. перископ.
ТФ . . . 1400 2500 2500 1400
ТВ Напряжение электропитания, 600 2500 2500 600
В 380 380 380 380
Номинальный уровень сигнала на входе приемника, дБ-Вт 24 24 24 24
(мкВт) , , —74(0,04) —66(0,22) —55(3,16) —
системе (или трех дуплексных стволов по четырехчастотной системе).
Номинальные значения частот стволов fn, МГц, в нижней половине
диапазона [п = f0 — 208 + 29/г и в верхней половине fn = fQ + 5 +
+ 29п, где /0 = 1903 МГц; п = 1, , 6.
План распределения частот систем КУРС, работающих в диапазо-
нах 4, 6, 8 ГГц (см. рис. 2, 7, а), позволяет организовать восемь
дуплексных широкополосных стволов по двухчастотной системе. Но-
минальные значения частот стволов, МГц: = /0 — 259 + 28/г и
= fo + 7 + 28п, где f0 равны 3653,5; 5920, 8157 МГц соответст-
венно !для диапазонов 4, 6 и 8 ГГц; п = 1,2, ...» 8,
Все стволы данных систем пригодны для передачи сигналов много-
канальной телефонии, черно-белого или цветного телевидения и зву-
кового сопровождения и радиовещания (рис. 16,1). Сигналы служебной
связи СС передаются по телефонному стволу ниже спектра многока-
нальной телефонии.
Система резервирования. В аппаратуре КУРС принята поучастко-
вая система резервирования. Для четырехствольной системы типовая
схема резервирования 3 + 1 (3 рабочих ствола, 1 резервный); для
273
Телефонные стволы
Телевизионный. ствол , Звуковые
Видеосигналы |
0000
кГц
1300
кГц
3300
1320
кГц
5932 1 § кГц
Сигналы
резервирования РРС ТО
Рис. 16.1. Планы распределения ча-
стот КУРС-2М (а) и КУРС-4,
КУРС-6, КУРС-8 (б)
восьмиствольной 6 + 2 или ,7+1.
Особенностью системы является
отсутствие непрерывно передавае-
мого по стволам пилот-сигнала? При
этом устраняется загрузка ствола в
рабочем режиме дополнительным
сигналом, а на линиях большой про-
тяженности отпадает необходи-
мость поддержания уровня пилот-
сигнала в телевизионных стволах.
При пропадании или снижении
уровня сигнала на входе приемника
на его выходе включается замещаю-
щий генератор частотой 70 МГц.
Его колебания модулированы по
частоте сигналом обрыва ствола
частотой 8,75 МГц. Состояние ство-
лов оценивается по наличию несу-
щей ПЧ, отсутствию сигнала обрыва ствола от замещающего генера-
тора и уровню шумов в верхней части группового спектра. Стволы
переключаются на узловых УРС и оконечных ОРС станциях по про-
межуточной частоте 70 МГц. Сигналы резервирования (аварийные,
подтверждающие и контрольные) передаются по телефонному стволу
в диапазоне частот 17—35 кГц (см.рис. 16.1). Размещаются устрой-
ства автоматического переключения рабочих стволов на резервный
и обратно на стойках резервирования (PC).
Система телеобслуживания (ТО)* Данная система обеспечивает:
передачу с узловых станций УРС 36 команд ТУ на,любую ПРС (из
шести входящих в каждом из двух направлений" связи); прием до 72
сигналов ТС с любой ПРС, примыкающих к УРС; управление из аппа-
ратной УРС вынесенным за ее пределы оборудованием (до шести команд)
и световую индикацию состояния этого оборудования (до 20 сигналов
местной сигнализации). Сигналы ТО вводятся в групповой канал ТО
с полосой частот 48,3—52,1 кГц, организуемый в телефонном стволе.
Служебная связь. В телефонном стволе в полосе частот 0,3—56 кГц
размещаются один канал РСС для связи со всеми ПРС на участке между
соседними УРС; два канала ПСС1 и ПСС2 для связи между всеми
УРС и ОРС линии; один канал ПССЗ прямой связи между смежными
УРС; канал для передачи сигналов резервирования; канал передачи
сигналов ТО.
На стойке обслуживания узловой станции (ОУРС) размещается ка-
налообразующая аппаратура служебного канала РСС, канала ТО и
аппаратура ТО узловой (оконечной) станции. На стойке установлено
табло индикации состояния оборудования на ПС и кнопки посылки
команд на эти станции.
На стойке обслуживания ПС находится каналообразующая аппа-
ратура канала РСС и ТО, аппаратура ТО ПС и аппаратура выделения
сигналов двух ТВ программ и вещания и оборудование для станций
без выделения сигналов ТВ и вещания.
274
На пульте служебной связи и контроля размещаются каналообра-
вующая аппаратура служебных каналов ПСС1 — ПССЗ, переговорно-
вызывные устройства, коммутационные устройства всех служебных
каналов, контрольно-измерительная и коммутационная аппаратура
контроля качества каналов ТВ и вещания.
Системы электропитания станций. Электропитание аппаратуры
всех станций РРЛ осуществляется от стационарных закрытых акку-
муляторных батарей, работающих в буферном режиме с автоматизи-
рованными выпрямительными устройствами типа ВУК. Напряжение
питания аппаратуры 24 В±10% (с заземленным плюсом). Емкость ба-
тареи обеспечивает работу аппаратуры ПС в течение 5 ч, узловых п
оконечных станций — в течение 1—2 ч. Первичное энергоснабжение
всех типов станций проводится от одного-двух вводов ЛЭП, резерви-
руемых дизель-генераторами,
16.2. Построение
приемно-передающей аппаратуры
систем КУРС
Общие сведения. В диапазонах 4, 6 и 8 ГГц используется пройму-'
щественно двухчастотный план распределения рабочих частот, поэтому
приемную и передающую аппаратуру размещают на отдельных унифи-
цированных стойках приемников и передатчиков.
На стойке приемников диапазонов 4, .6, 8 ГГц установлены блок
разделительных фильтров (РФ) четырех стволов, четыре приемника с
устройствами контроля (КПрм) и стабилизаторами напряжения и блок
контроля и сигнализации (КС), а на, стойке передатчиков — блок
фильтров сложения четырех стволов (ФСл), четыре передатчика со ста-
билизаторами напряжения и блок контроля и сигнализации (КС).
Для каждого диапазона 4, 6, 8 ГГц стойки приемников и передатчи-
ков имеют по четыре основных варианта исполнения (для четных и не-
четных номеров стволов нижней, а также верхней половины диапазона
частот). Для диапазонов 4 и 6 ГГц, кроме стоек основного варианта при-
емников, выпускают стойки приемников с блоком автовыбора (ПрАВ),
с помощью которых можно осуществить сдвоенный прием по четырем
симплексным стволам с разнесением антенн по’ высоте.
В диапазонах 4, 6, 8 ГГц структурные схемы приемно-передающей
аппаратуры аналогичны. Отличие состоит в коэффициенте умножения
умножителей частоты сигналов кварцевых генераторов гетеродина для
различных (4, 6, 8 ГГц) диапазонов частот. Приемники и передатчики
работают с независимыми гетеродинами, что облегчает введение в ТФ
ствол каналов СС и ТО. Независимые 1етеродины удобны при настройке
аппаратуры, а также для передачи сигналов управления поучастко-
вой системой резервирования по ТФ стволу. С учетом аналогии пост-
роения схем здесь рассмотрим структурную схему приемно-передаю-
щей аппаратуры лишь одного, например 4 ГГц, диапазона частот.
Структурная схема приемника Приемник (рис. 16.2) включает в
себя блок разделительного фильтра РФ, блок преобразователя часто-
275
ты ПрЧ, блок гетеродина, унифицированный блок ПЧ и линейку де-
модулятора Дм.
В блок разделительного фильтра РФ ЧМ сиг-
налы всех стволов данного диапазона поступают с антенно-фидерного
тракта АФТ. Сигналы стволов в блоке разделяются цепочкой ферри-
товых циркуляторов ФЦ1—ФЦ5 и системой полосовых фильтров
/7Ф/—ПФ4. Возможные отраженные сигналы от ФЦ2—ФЦ5 при неи-
деальном согласовании поглощаются в нагрузке Н1 циркулятора ФЩ>
выполняющего роль вентиля. Сигналы, отраженные от ПФ1—ПФ4,
проходят ФЦ2—ФЦ5 в прямом направлении и поглощаются в нагрузке
Н2.
Волноводные нагрузки Н1 и Н2 выполнены в виде отрезков волно- *
вода прямоугольного сечения 58 X 25 мм с ферроэпоксидным погло-
щающим материалом. Прямые потери в ФЦ составляют до 0,1 дБ, а
развязка — сгыше 25 дБ.
Блок преобразователя частоты ПрЧ служит
для преобразсзания принимаемого ВЧ ЧМ сигнала в сигнал ПЧ 70 МГц.
В основном тракте приема блока ПрЧ включены полосовой фильтр
ПФ, два волноводных ферритовых циркулятора ФЦ6 и ФЦ7, смеси-
тель с предварительным УПЧ СмПУПЧ. В гетеродинном тракте ПрЧ
включены фильтр узкой полосы ФУП1, аттенюатор Ат и умножитель
частоты У мн.
Полосовой фильтр ПФ выполняет функции преселектора прием-
ника и подавляет сигналы соседних стволов Он же предотвращает по-
падание колебаний гетеродина на вход РФ и .в приемники других
стволов. Фильтр выполнен в виде отрезка волновода прямоугольного
сечения 58 X 25 мм и содержит семь резонаторов с непосредственной
связью. Каждый резонатор выполнен с помощью индуктивных диа-
Рис. 16.2. Структурная схема приемников КУРС-4, КУРС-6, КУРС 8
276
фрагм в виде стержневых решеток. ПФ настраивается емкостными вин-
тами. Температурная стабильность обеспечивается термокомпенсато-
ром, осуществляющим автоподстройку резонатора при изменении тем-
пературы среды.
С выхода ПФ СВЧ сигнал через плечи 2—ЗФЦ6 и плечи 3—1 ФЦ7
попадает на ФУП1, настроенный на частоту гетеродина, и, отражаясь
от него, через плечи 1—2 ФЦ7 поступает в блок СмПУПЧ. Циркуля-
. тор ФЦ6 выполняет функции вентиля и служит развязывающим уст-
ройством в цели сигнала СВЧ. Отражения сигнала гетеродина от сме-
сителя при их неидеальном согласовании поглощаются нагрузкой НЗ.
В ферритовом циркуляторе ФЦ7 происходит сложение принимаемого
сигнала и сигнала гетеродина, поступающего через ФУП1.
Умножитель частоты У мн этого блока содержит два каскада умно-
жения на варакторах. В нем происходит умножение частоты кварце-
вого генератора с общим коэффициентом умножения 16.
Переменный аттенюатор Ат введен для регулировки уровня мощ-
ности гетеродина и подбора оптимального режима работы смесителя.
Выполнен в волноводе сечением 58 X 25 мм. Максимальное затухание
6 дБ при КСВ до 1,1.
Фильтр узкой полосы ФУП1 подавляет паразитные’ сигналы1 на вы-
ходе умножителя. КСВН фильтра до Г,5 на частоте настройки и в по-
лосе ±2 МГц. Он выполнен в прямоугольном волноводе- сечением
58 X 25 мм, длиной 150 мм, содержит два резонатора С непосредствен-
ной связью. Резонаторы образованы диафрагмами с круглыми отвер-
стиями связи и настраиваются винтами.
Узел См ПУПЧ состоит из собственно смесителя См (в котором
смешиваются принятый СВЧ сигнал и колебания гетеродина прием-
ника,, в результате чего образуется сигнал ПЧ) и предварительного
усилители ПЧ ПУПЧ. Смеситель приемника См состоит из согласую-
щего волноводного трансформатора, отражательного фильтра гармоник
ФГ и диодной секции с фильтром нижних частот ФНЧ, конструктивно
выполненных в одном блоке из металлопластмассы. Диодная секция
согласуется с основным волноводом сечением 58 X 25 мм трехступен-
чатым волноводным трансформатором. Фильтры гармоник ФГ и ниж-
них частот ФНЧ предотвращают влияние гармоник, (врзникаю1Дих в
смесительном диоде и отражающихся в тракте блока ПрЧ.
Гетеродин приемника содержит термостабилизированный квар-
цевый генератор ГКв, удвоитель частоты У мн, фильтр узкой полосы
ФУП, усилитель мощности УМ и развязывающие циркуляторы (на
схеме, не показаны). ' , , ' _ _
Гетеродинные частоты образуются в зависимости от частоты ство-
ла многократным умножением в У мн колебаний частоты ГКв 105—
120 МГц. В приемнике системы КУРС-4 частоты-ГК^ сначала удваи-
ваются, а,затем умножаются в двух каскадах учетверения на варак-
торах, т. е. частота гетеродина получается в результате умножения ис-
ходной частоты кварцевого генератора в 2 • 4 • 4 —32 раза. Номи-
нальную частоту гетеродина приемника в системе КУРС-6 получают
умножением исходной частоты 105—120 МГц в 2 • 3 • 9 = 54 раза, а
в системе КУРС-8 — в 2 • 4 • 9 = 72 раза.
277
Рис. 16.3. Структурная схема линейки ГУПЧ
Колебания гетеродина и принятого сигнала в смесителе приемни-
ка СмПУПЧ преобразуются в сигнал ПЧ 70 МГц. Этот сигнал затем
усиливается в унифицированном четырехкаскадном предварительном
усилителе ПУПЧ и поступает в блок ПЧ.
Тракт промежуточной частоты (блок- ПЧ) уни-
фицирован для приемников всех систем КУРС. В нем осуществляется
основное усиление сигнала ПЧ, поступающего с блока преобразова-
ния ПрЧ. Здесь же корректируется характеристика группового вре-
мени задерживания КТВЗ трактов УСВЧ и ПЧ.
ЧМ сигнал ПЧ поступает на вход линейки формирования требуе-
мой полосы пропускания ФрП тракта ПЧ и коррекции характеристи-
ки группового времени задерживания КГВЗ тракта СВЧ пролета
РРЛ и тракта ПЧ. Полосовой фильтр ФПЧ в этом блоке обеспечивает
избирательность приемника по ПЧ.
Линейка главного УПЧ ГУПЧ осуществляет ос-
новное усиление ЧМ сигнала ПЧ в режиме его автоматической регу-
лировки в диапазоне 50—100 МГц. ГУПЧ (рис. 16.3) содержит шесть
каскадов усилителей ПЧ УПЧ1—УПЧ6, выполненных на «двойках»
транзисторов по схеме ОЭ-ОК, и пять регулирующих диодных цепей
РЦ1—РЦ5, которые охватывают ГУПЧ глубокой параллельной об-
ратной связью. Эффективная полоса пропускания ГУПЧ около^ООМГц.
Это позволяет получить почти линейную фазовую характеристику в
полосе пропускания тракта ПЧ.
ГУПЧ охвачен кольцевой усиленной АРУ, что позволяет обеспе-
чить постоянство выходного уровня сигнала приемника и избежать
перегрузки усилительных каскадов. Усиление ГУПЧ регулируется в
цепи АРУ управляемыми диодными регуляторами. Они установлены
после каждой пары усилительных каскадов. Управляются диодные
регуляторы вручную или автоматически изменением напряжения за-
держки, подаваемого на диоды. Схема управления АРУ позволяет
включать в работу регуляторы усиления поочередно, начиная с вы-
ходного каскада ГУПЧ. При такой регулировке уменьшается'ее влия-
ние на частотную характеристику усилителя и улучшается шумовая
характеристика ГУПЧ. Усиление в первом и последнем каскадах не
регулируется, что позволяет сохранить хорошее согласование входного
и выходного сопротивлений ГУПЧ с волновым сопротивлением соеди-
нительного кабеля.
Линейка оконечного УПЧ ОУ ПЧ (см рис. 16.2)
начинается с разветвителя Pel, в котором сигнал разделяеюя в двух
278
(а и б) направлениях. В направлении а сигнал ПЧ усиливается вспо-
могательным усилителем УПЧ! и проходит узкополосный фильтр
ФУП2, который выделяет часть рабочего спектра (вблизи цесущей)
ЧМ сигнала ПЧ. Шумовая полоса ФУП2 примерно в 34 раза уже поло-
сы пропускания УПЧ1. При отсутствии сигнала СВЧ шумы и мешаю-
щие сигналы за полосой пропускания ФУП2 уменьшают усиление
тракта ПЧ и не вызывают срабатывания индикатора несущей. С выхо-
да ФУП2 сигнал поступает на выпрямитель Выпр. Выпрямленный
постоянный ток усиливается усилителем постоянного, тока У ПТ и по-
дается на триггер Т, который управляет электронными ключами Эк!
и Эк2. Кроме этого, постоянный ток служит сигналом наличия несущей
частоты в системе контроля К.
В исправном состоянии аппаратуры ключ ЭК2 открыт, а ЭК! за-
крыт. Сигнал ПЧ от разветвителя Pel (с разъема б) через ключ Эк2 про-
ходит на разветвитель Pe2. С выхода в Рв2 ЧМ сигнал ПЧ подается на
линейку демодулятора Дм, а с выхода г — на ОУПЧ и далее на раз-
ветвитель РвЗ, с которого с уровнем 0,5 В — на ТФ стойку станции.
В исправном состоянии аппаратуры напряжение АРУ {с уровнем
около — 8 В), вырабатываемое в линейке ГУПЧ, по цепи запрета (че-
рез диод Д) поступает на вход триггера Т (на схеме не показан) линей-
ки ОУПЧ и удерживает его в состоянии, при котором ключ Ж2 открыт,
а ЭК! закрыт. Такой режим необходим при проведении измерений на
РРЛ с генератором качающейся частоты, когда происходит уход час-
тоты несущей из полосы пропускания ФУП2.
При номинальном уровне принимаемого сигнала СВЧ напряжение
АРУ по цепи запрета дублирует работу индикатора несущей. По цепи
запрета могут подаваться также сигналы для принудительного удер-
жания триггера Т в состоянии, соответствующем пропусканию сигнала
ПЧ, и принудительного отключения линейки замещающего генератора
ГЗщ при измерениях со стойки приемников. Для этой цели кнопкой
«Нажать РРУ» блока ПЧ в цепь запрета подается напряжение —16 В.
При отсутствии полезного сигнала ПЧ на входе линейки ОУПЧ
триггер Т находится в состоянии, при котором ключ ЭК! открыт, а
ключ ЭК2 свой вход подключает к выходу ЭК1, в результате на выход
приемника коммутируется сигнал линейки замещающего генератора
ГЗщ,
Линейка замещающего генератора ГЗщ фор-
мирует сигнал 70 МГц для имитации несущей ПЧ (при пропадании
СВЧ ЧМ сигнала на выходе приемника) и сигнал неисправности. Ли-
нейка'содержит два кварцевых генератора: основной КГ1 с частотой
70 МГц и вспомогательный КГ2 с частотой 61,25 МГц. Разность этих
частот 8,75 МГц представляет собой сигнал неисправности.
Разные по уровню колебания основного и вспомогательного гене-
раторов подводятся на вход усилителя-ограничителя Ус-АО. Здесь они
складываются и из-за нелинейности амплитудной характеристики- ог-
раничителя преобразуются в колебание (с двумя боковыми составляю-
щими спектра), которое эквивалентно фазовой модуляции с малым
индексом и модулирующей частотой 8,75 МГц.
279
Электропитание генераторов КП и КГ2 осуществляется через
транзисторный регулятор постоянного тока ТРПТ, управляемый сис-
темой АРУ. При нормальном уровне сигнала автогенераторы КП и
КГ2 питания не получают. При этом исключается возможность помех
вследствие конечности затухания электронных ключей ЭК1 и ЭК2 в
выключенном состоянии. При замирании сигнала электропитание по-
дается сначала на автогенераторы КП и КГ2, а затем (после уменьше-
ния сигнала ниже порога включения ГЗщ) происходит переключение
ключей ЭК1 и ЭК2.
Линейка контрольного демодулятора Дм
используется только в ТФ стволе. Она обеспечивает коррекцию
(в КГВЗЗ), ограничение по амплитуде (в АО), демодуляцию (в ЧД) ЧМ
сигнала ПЧ и выделение и усиление (в Ус) сигналов СС и ТО.
Структурная схема передатчика (рис. 16.4). Настойке передатчиков
размещается блок сложения стволрв, четыре передатчика СВЧ сигна-
лов четырех стволов,системы КУРС-4, блок контроля и сигнализации
(блок КС).
Блок сложен и я стволов предназначен для сложения
сигналов четырех стволов с частотным сдвигом между ними 56 МГц.
В состав этого блока входят четыре волноводных ферритовых цирку-
лятора ФЦ1—ФЦ4 и четыре семизвенных волноводных полосовых
фильтра ПФ1—ПФ4. Высокочастотный сигнал каждого ствола через
свой полосовой фильтр и через цепочку циркуляторов проходит в АФТ.
ffiwK сложения Блок передачи Прд
• дсрт стволов
ПГ2
ПФ5
mf,
мощности УМ
<pynz ' ум
2,5 Вт Б- 7Вт
’ ВкСС
I толт
I 39-52$
Р кГц
| л<р\№
Для У ГГц т-1б; для бггц
I для 8ГГц т-38 ~____
Блок задающего генератора БГ Блок усилителя
ФМв ... ""
___ Умн
>
1с2
УМ
блок гетеродина передатчика ГПрд
Блок умножителя частоты У мн
З 3 84ГГц М2-1,92ГГЦ 860-9В0МГЦ Л30~Ув0МГц
*2,5'
КМБВШ
16-20Вт
rm
Блок
КС
УсЗ ФУП1
<РЦ9 в
Рис. 16.4. Структурная схема передатчиков КУРС-4, КУРС-6, КУРС 8
280
Отражения сигналов при несовершенном согласовании поглощаются
нагрузкой Н1,
Каждый передатчик включает в себя блок передачи Прд и блок
гетеродина передатчика ГПрд.
Входной ЧМ сигнал ПЧ 70 МГц с оконечной ТФ стойки
поступает на вход предварительного УПЧ линейки МУПЧ и далее
через амплитудный ограничитель О А, выполненный по схеме последо-
вательного ограничителя на диодах, проходит в мощный оконечный
каскад МУПЧ. Он содержит два каскада, выполненных по схеме с об-
щим эмиттером и охваченных сложной обратной связью. С МУПЧ ЧМ
сигнал 70 МГц с высоким уровнем поступает в смеситель передатчика
См прд.
Смеситель Прд выполнен по балансной параметрической
волноводно-коаксиальной схеме на двух варакторных диодах, рабо-
тающих в режиме поглощения энергии ненужной (верхней или ниж-
ней) боковой полосы. Ввод сигнала гетеродина и вывод сигнала боковой
полосы осуществляется по волноводному каналу циркуляторами ФЦ5
и ФЦ6. Циркулятор ФЦ6 пропускает сигнал гетеродина к смесителю
Сл/прд/а смеситель — преобразованный сигнал к циркулятору ФЦ5.
Он же ослабляет влияние смесителя на гетеродин. Преобразованный
сигнал циркулятор ФЦ5 пропускает в фильтр гармоник Ф/, а побоч-
ные продукты преобразования ответвляет в нагрузку Н2
Фильтр гармоник Ф1 снижает уровень' излучения гар-
моник основной частоты, а также обеспечивает поворот плоскости вол-
новодного тракта на 90°. Он представляет собой коаксиальный девя-
тиэлементный фильтр нижних частот, включенный между коаксиаль-
но-волневодными переходами. ; -
Блок гетеродина передатчика ГПрд формирует
сигнал гетеродина с кварцевой стабилизацией частоты. В состав блока
гетеродина входят узлы задающего генератора ЗГ, усилителя мощно-
сти УМ и умножителя частоты - Умн.
Исходный сигнал вырабатывает автогенератор с вакуумным квар-
цевым резонатором Г Кв, помещенным в термостат. Генератор возбуж-
дается на одной из частот в диапазоне 107—120 МГц. В схеме исполь-
зуется седьмая механическая гармоника кварца.
i Полученный сигнал усиливается каскадом Ус1 и вводится в фа-
зовый модулятор ФМд. * .
1 В передатчике предусмотрена возможность передачи сигналов об-
служивания СО (служебной связи СС, телесигнализации ТС и телеуп-
равления ТУ). Эти сигналы в виде амплитудно-модулированных под-
несущих в свободном . От многоканальной ТФ связи диапазоне 39—
52,5 кГц вводятся в узел гетеродина на фазовый модулятор ФМд за-
дающего генератора. Фазовый сдвиг обеспечивается изменением ем-
кости варакторных диодов под воздействием модулирующего напряже-
ния сигналов обслуживания СО. Модулированный по фазе сигнал ге-
теродина (сигналами обслуживания) с выхода модулятора ФМд про-
ходит второй усилитель Ус2, удвоитель частоты У мн и частотой 215—
240 МГц поступает в третий (выходной) усилитель УсЗ.
281
На выходе УсЗ включен фильтр узкой полосы ФУП1 g полосой про-'
пускания 400 кГц (по уровню 3 дБ). Он подавляет шумы, возникающие
в транзисторных каскадах блока ЗГ. Фильтр выполнен в виде коакси-
ального резонатора с четвертьволновой длиной центрального стержня,
настраиваемого изменением длины этого стержня. Далее сигнал ЗГ о
уровнем 1,5—2 Вт подается в блок усилителя мощности.
Блок усилителя мощности содержит фильтр ФУП2
и два каскада усиления, обеспечивающих усиление мощности сигнала
ЗГ до 22—28 Вт Мощные транзисторы и другие элементы блока рас-
положены на теплоотводящих платах, зазор между которыми и дном
усилителя заполнен теплоотводящей пастой.
Блок умножителя частоты Умн содержит четыре
последовательно соединенных удвоителя частоты, обеспечивающих
16-кратное умножение частоты сигнала (215—240 МГц). Все каскады
удвоения выполнены по двухтактной схеме. В первом, третьем и чет-
вертом каскадах включено по два ВЧ варактора, а во втором — четы-
ре (по два в каждом плече). Кратность умножения частот ЗГ гетероди-
на для диапазона 6 ГГц т = 27, для 8 ГГц — т = 36.
Полосовой фильтр ПФ на выходе Умн ослабляет, влияние паразит-
ных частот в сигнале гетеродина; его полоса пропускания около 70 МГц.
Фильтр выполнен в виде полуволнового резонатора с индуктивными
диафрагмами в волноводе сечением 58 X 25 мм и настраивается ем-
костным винтом.
Г л а в а 17
АППАРАТУРА FM-120/8000 И FM-300-960-TB/8000
17.1. Аппаратура FM-120/8000
Общие сведения. Аппаратура FM-120/8000 серии ТМ 2200 работает
в диапазоне частот 7,9—8,4 ГГц с частотной модуляцией и обеспечивает
в рабочей полосе шириной 500 МГц организацию восьми дуплексных
стволов. К одной антенне можно подключить с помощью разделитель-
ного фильтра до четырех стволов. В каждом стволе в интервале частот
0,3—3,4 кГц размещается служебный канал, в полосе частот 12—
552 кГц — групповой спектр 120 ТФ каналов и пилот-сигнал на час-
тоте 607 кГц.
По каналу служебной связи осуществляется служебная ТФ связь,
а также дистанционный контроль и сигнализация. Система телеконтро’
ля позволяет контролировать основные качественные показатели ап-
паратуры (уровни пилот-сигнала, пилот-сигнала гетеродина, АРУ,
точность АПЧ гетеродина, выходную мощность, температуру клист-
ронов). В системе сигнализации используется контрольная частота
3,1 кГц.
282
Аппаратура выполнена в виде стоек (рис. 17.1) оконечных радиоре-
лейных станций, поэтому РРЛ на этой аппаратуре строится с пере-
приемом сигнала по групповому спектру. Протяженность таких линий
составляет около 500 км. Оборудование станции размещается на од-
ной стойке и содержит основной и резервный приемопередатчики, мо-
дуляторные и демодуляторные устройства 3, устройства формирова-
ния группового сигнала многоканальной телефонии и автоматики ре-
зервирования 4, устройства служебного канала и телесигнализации 5
и основной и резервный источники электропитания 6. На верхней па-
нели 2 размещены разъемы подключения сигналов многоканальной пе-
редачи и их переприема на промежуточных станциях. Приемопередат-
чики к антенным волноводам подключаются через систему циркуля-
торов /, размещенных в верхней части стойки.
Аппаратура имеет следующие характеристики:
Передатчик:
выходная мощность, Вт .........
модуляция . . ...........................
диапазон модулирующих частот, Гц.................
девиация, кГц..................... ,................
Приемник:
коэффициент шумов, дБ . ...............
промежуточная частота, МГц .....................
полоса пропускания УПЧ, МГц . ......
пределы действия АПЧ, МГц . ................
точность действия АПЧ, кГц .............
Групповой тракт: 4
полоса частот группового сигнала, кГц ..................
число каналов . . .
Служебный канал:
полоса частот, Гц . . . . « . . ♦ •
частота вызова, Гц . ..................
полоса частот при дистанционном контроле, Гц .
контрольная частота, кГц, при девиации 50 кГц . . .
Антенно-фидерный тракт:
антенна — круглое параболическое зеркало диаметром, м
коэффициент усиления, дБ, на частоте 8,4 ГГц
ширина луча, град, на уровне 3 дБ, частоте 8,4 ГГц . .
коэффициент отражения, % .................* •
поляризация . . . .
допустимая ветровая нагрузка, кг ...... .
Фидер питания — алюминиевый волновод прямоугольного
сечения затуханием, дБ/м ............... •
Электропитание:
источник постоянного тока, напряжением, В « . . .
сеть переменного тока, напряжением, В . « . . «
потребляемая мощность, Вт ........
Габаритные размеры стойки, мм ........
Масса стойки, кг • *.*•••••»«•
0.5
частотная
50—700 103
100
12
70
8
£>2
±100
‘ 12—552
120
300-3400
2400
300—2400
607
1,2 и 2
37 и 42
±1,3 и ±0,7
4
вертикальная
или горизон-
тальная
295 и 820
0,08
24
220
170 и 190
1554X6Q0X225
(250)
150
Структурная схема станции (рис .17.2, см. вкладку в конце книги).
Групповой тракт передачи. С аппаратуры уплотне-
ния АЧРК групповой сигнал с полосой 12—552 кГц поступает на со-
283
гласующее устройство СУ станции с линейным выравнивателем
Лин. Выр. (блок ТМР 2262) через симметричный коаксиальный вход
с входным сопротивлением 75 Ом и уровнем —13,5-?+45 дБ или сим-
метричный вход с входным сопротивлением 150 Ом и уровнем +1,7 дБ.
При включении линейного выравнивателя входной уровень станции
может быть соответственно —20,3-? +11,2 дБ и —23 дБ. После СУ и
выравнивателя сигнал подходит в блок TMU2235F, содержащий атте-
нюатор Ат. ВУ, который обеспечивает регулировку входного уровня
ступенями 0,5; 1; 2; 4; 8; 16 дБ, и фильтр нижних частот ФНЧ-700 кГц,
ограничивающий полосу группового сигнала. Далее модулирующий
групповой сигнал поступает, в двухкаскадный предварительный моду-
ляторный усилитель (TMA2236F). Он обеспечивает требуемый уровень
группового сигнала на входе последующего основного модулятора уси-
лителя, а также ответвление сигнала к резервному оборудованию. G вы-
хода усилителя сигнал проходит через согласующий аттенюатор или
выравниватель и поступает на
основной модуляторный усили-
тель МУ (ТМА 2237). .
В четырехкаскадном модуля-
торном усилителе, происходит
объединение группового сигнала
многоканальной связи, сигнала
служебной связи, пилот-сигнала
(сигнала контрольной частоты
607 кГц), поступающего с блока
пилот-передатчика (TMV 2242А);
сигнала частотой 81 Гц для из-
мерений линейности (ТМО 2245).
Модуляционный усилитель обес-
печивает требуемый уровень мо-
дулирующего сигнала, необхо-
димый для модуляции по часто-
те ’колебаний клистронного гене-
ратора передатчика.
Тракт передачи
С В Ч. В тракуе передачи СВЧ
(блок ТМС 2206.4) групповой
сигнал переносится в область
’сверхвысоких частот. В аппара-
туре функции СВЧ генератора,
модулятора и выходного каскада
совмещены в отражательном
клистроне VI. На него подается
модулирующий групповой сиг-
нал с модуляционного усилите-
ля (блок ТМА 2237) через за-
жим /9 (В) и модулирует по ча-
стоте его СВЧ колебания. Кру-
Рис. 17.1, Аппаратура FM 120/8000 тизна модуляции клистрона
284
составляет 225—525 кГц/B, а выходная мощность — 0,7—1,2 Вт.
Частота клистрона подстраивается регулировочным винтом, вы-
веденным на лицевую панель и изменяющим резонасную частоту ре-
зонатора. Более точно частота подстраивается изменением напряжения
на отражателе потенциометром Rtl (f t , Ur t ), а согласование с вол-
новодом осуществляется регулировочным винтом
Модулированные по частоте СВЧ колебания клистронного генера-
тора КлГ затем проходят направленный аттенюатор 7Мпрд, СВЧ по-
лосовой фильтр передачи ЛФпрд, антенный переключатель /4/7прд,
подключающий к фидеру передачи основной или резервный передат-
чик, и поступают в антенный фидер, перед которым устанавливается
антенный разветвитель АР, разделяющий частоты передачи и приема.
Для контроля за выходным уровнем на выходе передатчика (перед
ЛФпрд) часть энергии излучаемого сигнала ответвляется в цепь конт-
роля и измерений <^Контр. и измерь выходного уровня (блок TMV 2244).
Тракт приема СВЧ. Высокочастотный сигнал, принятый
антенной, проходит антенный разветвитель АР, антенный переключа-
тель 4/7прм, полосовой фильтр /7Фарм, направленный аттенюатор
/7Лпрм и поступает в балансный смеситель См. На его другой вход
подаются колебания от местного гетеродина. Последний выполнен на
отражательном клистроне V2. Он генерирует колебания частотой
/ ~ /сиги ± 70 МГц мощностью 25 мВт В смесителе колебания при-
нятого сигнала преобразуются в сигнал промежуточной; частоты
70 МГц.
Напряжение на отражателе клистрона гетеродина^ регулируется
потенциометром R12 (f | , Ur I ), а согласование осуществляется под-
строечным винтом. Частота гетеродина подстраивается автоматически
цепью АПЧ. Для этой цели на плате PZ2 (на рис 17. 2 не показана)
размещены конвертер АПЧ и усилитель постоянного тока, с помощью
которого осуществляется регулировка напряжения на отражательном
клистроне в соответствии с управляющим напряжением, подаваемым
от усилителя АПЧ (ТМА 2226). Управляющее напряжение пропорци-
онально отклонению промежуточной частоты от номинальной 70 МГц.
При усилении конвертера по напряжению около 2 изменение уп-
равляющего напряжения на отражателе на ±10 В вызывает уход часто-
ты на ±10 МГц. На панели Р/3 (на рис. 17.2 не показана) расположены
устройства измерения и фильтрации колебаний гетеродина.
Пусковые цепи клистрона передатчика
(рис. 17.3). Напряжение накала и напряжение на отражатель подает-
ся включением сетевого выключателя. Напряжение на катод клистро-
на поступает с задержкой 2 мин, после которой напряжение —24 В
подключается к реле ReE, Для срабатывания реле в цепи питания
должны быть замкнуты контакты нажимной кнопки Sp3, контакт al
реле ReA и контакт термозащитного выключателя клистрона S4.
Триггер Шмитта на транзисторах Q/, Q2 зондирует значение напряже-
ния на отражателе. '
При пропадании сигнала на выходе радиорелейной станции реле
ReA получает питание через контакт d и самоблокируется через собст-
венный контакт al. После этого возбуждается реле ReB, самоблоки-
285
руясь через собственный контакт d. При замыкании выключателя Sp3
зажигается зеленая лампа La3 (VI). После двухминутной задержки
возбуждается реле ReE и контактом е подключает к катоду напряже-
ние —750 В. Обесточить клистрон можно выключателем Sp3. При этом
гаснет лампа La3 (VI).
При повышении температуры клистрона до 150 °C размыкается кон-
такт реле термозащиты S4, обесточивается реле ReA, зажигается крас-
ная лампа Lal (Т) и гаснет зеленая La3 (VI). После остывания клистро-
на снова замыкается контакт реле S4, после чего можно повторно
включить клистрон, нажав кнопку отбоя Spl (Т) и возбудив тем самым
реле ReA и ReE. Если после замыкания S4 не выключено выходное на-
пряжение радиорелейной станции, то клистрон автоматически не вклю-
чается, потому что при повторном включении возбуждено реле ReA
через контакт d реле ReB. Если выходное напряжение радиорелейной
станции все время включено, то пуск клистрона можно осуществлять
после замыкания контакта термозащитного выключателя S4. Для
этого нажимают кнопку отбоя и возбуждают реле ReA и ReE.
Информация о состоянии реле ReA поступает в блок сигнализации
(TMV 2244, см. рис. 17.2, вкладка в конце книги). Кроме того, эта же
информация может подаваться (через зажимы соединительной панели)
в систему дистанционного контроля DL 1910 и на какую-нибудь сиг-
нальную лампу.
Цепь пуска клистрона гетеродина (рис. 17 4).
С помощью выключателя Sp2 возбуждается реле ReF блока питания
TMG 2203 и своим контактом f подает напряжение —300 В на катод
клистрона. При перегреве и отключений клистрона передачи термо-
выключателем S4 (см. рис 17.3) клистрон гетеродина не отключается,
так как обычно работает в легком режиме. Между катодом и отражате-
лем обоих клистронов включен защитный диод D1 для исключения
Рис. 17.3. Схема запуска клистрона передатчика
286
Рис. 17.4. Схема запуска клистрона гетеродина
появления положительного потенциала на отражателе (по отношению
к катоду) при возникновении дефекта.
Охлаждение клистронов и стабилизация частоты при изменении тем-
пературы осуществляется без затрат энергии. Охлаждающие радиато-
ры клистронов крепят к нижней пластине теплообменника, откуда
тепло передается в резервуар с жидкостью, расположенной в средней
части клистрона. При температуре около 100 °C жидкость начинает ки-
петь, образующийся пар поступает в охлаждающие трубы, укреплен-
ные на боковых ребрах СВЧ блока. Здесь пар конденсируется, а об-
разующаяся жидкость стекает обратно в резервуар.
Тракт приема промежуточной частоты (см.
рис. 17.2, вкладка.в конце книги). С выхода кристаллического смеси-
теля См приемника сигнал промежуточной частоты 70 МГц проходит
предварительный усилитель промежуточной частоты ПУПЧ и собст-
венно УПЧ.
ПУПЧ (ТМА 2221А) подключен непосредственно к выходу См при-
емника и размещен в блоке СВЧ. Этим достигается большая защитз от
помех наиболее чувствительной части приемника.
- Для уменьшения шумов и увеличения устойчивости первые каска-
ды ПУПЧ выполнены по каскодной схеме (первый каскад собран по
схеме с общим эмиттером, а второй — с общей базой). Включение пер-
вого каскада по схеме с ОЭ обеспечивает согласование с выходным со-
противлением смесителя.
С выхода ПУПЧ сигнал проходит автоматические аттенюаторы
АРУ и усилители ПЧ (блоки ТМА 2222А и ТМА 2222В). В электри-
ческом отношении эти платы аналогичны. На первой плате вход раз-
мещен в верхней части панели, а на второй — в нижней. На первой пла-
те размерен широкополосный сбалансированный диодный аттенюа-
тор, а на'второй — широкополосный усилитель, обеспечивающий уси-
ление около 28 дБ. Действие аттенюатора основано на использовании
нелинейных свойств диодов, динамическое сопротивление которых мож-
но регулировать проходящим через них постоянным током. Изменяя
ток управления через диоды, регулируют затухание аттенюатора. Ши-
рокополосный усилитель блока выполнен на обычных каскадах, соб-
ранных по схеме с общей базой и трансформаторной связью.
Дальше сигнал в тракте приема проходит полосовой фильтр ПЧ
и выравниватель (ТМА 2223F). Конструктивно блок выполнен на двух
287
платах: на одной размещен фильтр ПЧ, а на другой — выравниватель.
В основном этим фильтром определяется полоса пропускания УПЧ.
Полоса пропускания фильтра составляет 8 МГц. Она выбрана исхо-
дя из емкости ствола и девиации частоты, а также оптимального соот-
ношения между шумом и искажением частотной характеристики Не-
большое ограничение полосы осуществляется уже в первом блоке УПЧ
(предварительном УПЧ), дополнительно содержащем четырехзвенный
полосовой фильтр с полосой пропускания около 14 МГц. Это позво-
ляет ослабить влияние паразитных излучений и помех от перекрестной
модуляции. Искажение частотной характеристики, вносимое этим
фильтром, компенсируется выравнивателем блока, что позволяет за-
менять блок без подстройки.
От других элементов тракта приема блок отделен селективными
каскадами, что облегчает его настройку и исключает ее зависимость
от погрешности согласования с другими блоками. Выравниватель со-
держит две несимметричные мостовые схемы коррекции, каждая из ко-
торых может скомпенсировать около 4 нс на частотах (70±1,34) МГц.
Затухание блока около 3 дБ.
Выходной УПЧ и усилитель АРУ (ТМА 2224В) выполнены на двух
платах. На верхней плате размещен УПЧ, а на нижней — усилитель
постоянного тока УПТ. Часть энергии сигнала с УПЧ ответвляется на
детектор, затем усиливается УПТ и подается в цепь АРУ. С одного из
трех выходов УПТ напряжение подается в цепь контроля и сигнали-
зации для оценки уровня принимаемого сигнала, а с двух других —
для управления затуханием аттенюаторов АРУ. Максимальное об-
щее затухание аттенюаторов превышает 60 дБ. При изменениях мощ-
ности сигнала на выходе смесителя от —85 до —25 дБ уровень сигнала
промежуточной частоты изменяется лишь на ±1 дБ. Постоянная вре-
мени цепи АРУ составляет около 50 мс.
Разбивка УПЧ на пять отдельных блоков облегчает эксплуатацию
аппаратуры. Она дает возможность при необходимости обходить не-
которые блоки. Например, при высоком входном уровне сигнала (вы-
ше —50 дБ) можно шунтировать один из блоков ТМА 2222А или
ТМА 2222В. Аналогично можно поступить с блоком полосового фильт-
ра ТМА 2223F при отсутствии помех.
С выхода УПЧ сигнал частотой 70 МГц проходит в блок ограничи-
теля и.дискриминатора (ТМА 2225F). На верхней плате размещен ог-
раничитель, устраняющий изменения уровня промежуточной частоты.
Этим ослабляется паразитная амплитудная модуляция, вызываемая
нелинейностью частотных характеристик элементов тракта приема.
Ограничение сигнала необходимо, поскольку включенный затем в трак-
те приема дискриминатор работает как амплитудный детектор. Огра-
ничитель собран на диодах, включенных после предварительного се-
лективного каскада. Сначала проводится ограничение по напряжению,
а затем по току. Уровень сигнала частотой 70 МГц ослабляется огра-
ничителем примерно на 10 дБ, а амплитудная модуляция — более
чем на 40 дБ Для подавления гармоник промежуточной частоты, обус-
ловленных ограничением сигнала, в блоке предусмотрен фильтр ниж-
них частот (на схеме не показан). Затем сигнал усиливается двухкас-
288
УПЧ
См
Рис. 17.5. Система АПЧ гетеродина
кадным усилителем (на схеме не показан) и подается на резонансные
контуры частотного дискриминатора ЧД, расстроенные на ±10 МГц
относительно промежуточной частоты 70 МГц. В результате детекти-
рования с нагрузок дискриминатора снимают исходный групповой
сигнал. Здесь же, в выходной цепи ЧД, подключена цепь автопод-
стройки частоты АПЧ гетеродина.
Цепи АПЧ. Устройства АПЧ и измерений (блок ТМА 2226)
обеспечивают стабильность промежуточной частоты 70 МГц с точно-
стью ±100 кГц при суммарном уходе частоты передатчика и гетеро-
дина приемника на ±3 МГц. При этом усиление по цепи АПЧ должно
быть около 30 дБ. Так как чувствительность дискриминатора около
2,2 мВ/100 кГц, а отражателя клистрона гетеродина — около
1,3 МГц/B, цепь АПЧ должна усиливать напряжение примерно в
1000 раз. Это обеспечивается усилителем АПЧ (в блоке ТМА 2226),
развивающим примерно 800-кратное усиление, и конвертером АПЧ
(в блоке СВЧ) с коэффициентом усиления около 2 (рис. 17.5).
Гетеродин приемника может быть настроен на частоту как выше,
так и ниже частоты принимаемого сигнала. Промежуточная частота
при этом имеет два различных направления модуляции, поэтому в схе-
му введен переключатель S3 для поворота фазы цепи АПЧ. Переклю-
чателем S1 выбирают род работы цепи АПЧ. В его среднем (нормаль-
ном) положении интегрирующий конденсатор СЗ включен через У ПТ,
Усилитель при этом очень медленно реагирует на нижней граничной
частоте около 0,1 Гц и не реагирует на полезную девиацию. В верхнем
положении переключателя S1 разрывается цепь АПЧ, а конвертер-
ная часть йолучает управление через резистор 7?. В нижнем положении
S7 осуществляется измерение. При этом СЗ отключен, У ПТ реаги-
рует быстро, а верхняя предельная частота цепи АПЧ достигает 80 Гц.
Нелинейность модулятора можно измерить при частоте развертки,
меньшей частоты модулятора. Цепь АПЧ удерживает промежуточную
частоту посередине, поэтому нелинейность модулятора влияния не ока-
зывает.
На выходе конвертера включен четырехзвенный фильтр нижних
частот, не пропускающий частоту конвертера 5,75 кГц. В нижнем по-
ложении переключателя S1 фильтр шунтируется конденсатором С9
10 Зак. 1834 2 89
для исключения возникновения колебаний в цепи АПЧ при повороте
фазы в многополюсном фильтре.
Усилитель АПЧ представляет собой усилитель постоянного тока
с дифференциальным первым каскадом. Кроме усилителя,- блок со-
держит измерительный прибор с внутренним сопротивлением 1 кОм
для контроля АРУ, АПЧ и параметров пилот-сигнал а. Измерительные
цепи выбираются 12-полюсным переключателем.
Групповой тракт приема (см. рис. 17.2). После дис-
криминатора выделенный групповой сигнал усиливается четырехкас-
кадным групповым усилйтелем (ТМА 2231), обеспечивающим усиле-
ние в 29—35 дБ. Выходной уровень сигнала регулируется потенцио-
метром, включенным в цепь обратной связи усилителя и выведенным на
лицевую панель блока. С выхода группового усилителя ответвляются
групповой сигнал (кабель с волновым сопротивлением 75 Ом) и сигнал
служебной связи (кабель с волновым сопротивлением 600 Ом), который
затем проходит блоки реле (TML 2247), фильтр (ТМР 2233.3) и посту-
пает на панель служебного телефона. Здесь же ответвляется пилот-
сигнал и подается в приемник этого сигнала (блок TMV 2241.3).
Групповой сигнал многоканальной связи с полосой частот 12—
552 кГц проходит селекторный блой (блок реле TML 2247), подключа-
ющий резервное оборудование, разветвительный фильтр верхних
частот с нижней граничной частотой 6 кГц, который не пропускает
сигналы служебного канала, согласующий аттенюатор затуханием
27 дБ (блок ТМР 2233.3) и поступает на выходную схему (блок
TMV 2234F). Здесь ограничивается полоса группового сигнала фильт-
ром нижних частот с граничной частотой 700 кГц. При необходимо-
сти полосовым фильтром 607 кГц может подавляться пилот-сигнал.
Выходной уровень корректируется аттенюаторами затуханием от 0,5
до 16 дБ. Диапазон регулировки выходного уровня сигнала при вы-
ключенном линейном усилителе от —15 до —46,5 дБ на нагрузке
75 Ом. При включении линейного усилителя выходной уровень мож-
но устанавливать от +1,7 до —29^8 дБ на нагрузке 150 Ом.
17.2. Аппаратура FM-300-960-TB/8000
Общие сведения. Аппаратура FM-300-960-TB/8000 серии ТМ2400
предназначена для организации РРЛ связи протяженностью до 2500 км
в диапазоне 7,9—8,4 ГГц с частотным разделением каналов и ЧМ. В
рабочем диапазоне частот размещается восемь дуплексных радиоство-
лов с интервалами между соседними частотами 28 МГц и дуплексным
разносом частот 252 МГц.
В первом варианте использования ствола, организуемого этой сис-
темой (рис. 17.6, а), в диапазоне0,3—28 кГц размещается семь НЧ ка-
налов служебной и технологической связи; в диапазоне 60—1364 кГц —
300 каналов многоканальной ТФ связи с передачей пилот-сигнала ПС
на частоте 1499 кГц.
Во втором варианте (рис. 17.6, б) в полосе частот 0,3—3,4 кГц ор-
ганизуется служебный канал связи; в полосе 6—108 кГц размещается
290
| /1=300кал.т1р.\ |nc
60 1364 1499
f,nru
g) сл _____
Fl Г^кан. | | N =900K<LH.Ttp-\____________|nc
0,3 6,0 108 300 4287 6500 Г,КГЦ
sy 3,0
| 7нан | | N = 960 паи. rip | |nc
0,3 28 60 4267 8500 Г,кГц
0,05 6000 8000 8500 /,кГц
Рис. 17.6. Варианты использования ствола системы
FM-300-960-TB/8000
24 канала технологических групповых связей; в полосе 300—4287 кГц—
900 ТФ каналов многоканальной телефонии; пилот-сигнал переда-
ется на частоте 8500 кГц. В третьем варианте (рис. 17.6, в) в полосе
частот 0,3—28 кГц организуется семь каналов служебной и техноло-
гической связи; в полосе 60—4287 кГц — 900 ТФ каналов многока-
нальной связихс передачей пилот-сигнала ПС на частоте 8500 кГц. В
четвертом варианте (рис. 17.6, г) ствол занимают передачей сигналов
изображения в полосе 0,05—6000 кГц, звукового сопровождения на
поднесущей 8000 кГц и пилот-сигнала на поднесущей 8500 кГц.
Структурная схема приемно-передающего тракта. Основной ВЧ
тракт приема и передачи рабочего сигнала в аппаратуре аналогичен
рассмотренным выше системам этого диапазона. Приемник и передат-
чик имеют раздельные гетеродины, что упрощает введение сигналов
СС и ТО и дает другие преимущества.
В приемнике (рис. 17.7) гетеродинный тракт содержит авто-
генератор Г/, выполненный на диоде Ганна. Для получения высокой
^стабильности частоты автогенератор термостатирован, его резонатор
выполнен из металла с малым температурным коэффициентом расши-
рения.
В приемнике предусмотрена замена фильтра ПЧ ФПЧ и коррек-
тора фазовой характеристики ср (t) для различных вариантов исполь-
зования организуемого ствола (см. рис. 17.6). Дополнительная кор-
рекция фазовой характеристики предусмотрена в демодуляторе (см.
10*
Рис. 17.7. Структурная схема приемника
291
рис. 17.7). В демодуляторе введено два ограничителя амплитуды Огр1
и Огр2, обеспечивающих эффективное подавление паразитной ампли-
тудной модуляции сигнала ПЧ.
В тракт приема может вводится немодулированный замещающий
сигнал частотой 70 МГц. Его формирует генератор Г3щ> подключаемый
электронным переключателем ЭП, включенным на входе оконечного
ОУПЧ.
В передатчике (рис. 17.8) гетеродинный тракт содержит ге-
нератор Г1 частотой 2 ГГц на транзисторе с объемным резонатором
(рис. 17.9, а) и четырехкратный умножитель частоты Умн (см.
рис. 17.8). Колебания генератора модулируются сигналами служебно-
го канала и технологических связей с групповым спектром Д/ск, мак-
симальная частота которого может достигать 108 кГц (см. рис. 17.6).
Модуляция колебаний осуществляется варикапом Д (см. рис. 17.9, а).
В коллекторной цепи транзистора включен полосковый фильтр Ф,
пропускающий частоты в пределах полосы перестройки автогенерато-
ра. Аналогичные фильтры Ф находятся на выходе усилителей Ус1,
Ус2 узла генератора (см.- рис. 17.8).
Для получения линейной модуляционной характеристики частота
колебаний генератора выбрана высокой (порядка 2 ГГц).
Частота генератора стабилизируется системой АПЧ сравнением
частоты передатчика с умноженной частотой nf2 опорного генератора
Г2. Частота nf2 отличается от /прд на значение промежуточной часто-
ты /пч, т- е- л/г = /прд ± /пч- Отклонения частоты передатчика на
выходе смесителя Сждпч на значение А/Прд вызовут изменения ПЧ на
такое же значение Д/Пч = А/Прд и обеспечат приращение напряжения
на выходе частотного детектора ЧДдпч- Нестабильность колебаний
ЧМГ 70 МГц в модуляторе групповым сигналом также будет воздейст-
вовать на цепь автоматической подстройки частоты АПЧ гетеродина
передатчика.
Фильтры Ф1—Ф6 (рис. 17.9, б) и направленные ответвители НО1—
НОЗ тракта АПЧ представляют собой отрезки полосковых линий пере-
Рис. 17.8. Структурная схема передатчика
292
Рис. 17.9. Схема автогенератора частоты 2 ГГц (а); плата АПЧ (б)
дачи. Они выполнены на диэлектрической подложке с металлизирован-
ными (лицевой и обратной) сторонами. Направленные ответвители
Н01—НОЗ выполнены на связанных полосковых линиях и обеспечи-
вают ответвление сигнала с выхода передатчика в трех направлениях.
Например, через ответвитель НОЗ отводится сигнал для измерения
мощности колебаний передатчика РПрд (см. рис. 17.8 и 17.9, б). Поло-
совые фильтры Ф5, Ф6 с варикапом Д2 образуют 10-кратный умножи-
тель. Полосково-щелевой ФЗ и кольцевой Ф4 фильтры, включенные на
входе и выходе смесителя Слмпч на диоде Д1. выделяют сигнал ПЧ
70 МГц.
Мощность сигнала на выходе передатчика около 1 Вт обеспечива-
ется автогенератором ГЗ на лавинно-пролетном диоде. Его частота ко-
лебаний синхронизируется сигналом-, поступающим от смесителя пеое-
датчика С^прд. При пропадании синхронизирующего сигнала коле-
бания автогенератора ГЗ срываются и включается система ТС. Работа
модулятора передатчика контролируется индикаторными приборами
по значению промежуточной частоты ±А/Пч и Уровню пилот-сигнала
Рпс. При аварийных режимах включается ТС.
Глава 18
АППАРАТУРА ГТТ 8000/300
18.1 Общие сведения
Аппаратура ГТТ 8000/300 входит в состав семейства радиорелей-
ной аппаратуры, выпускаемой Венгерской Народной Республикой,
и работает в диапазоне частот 8000 МГц, Это семейство содержит сле-
дующую аппаратуру:
10В Зак, 1834 293
КТФ 8000/300 — 300 телефонных каналов;
КТВ 8000 — один канал для передачи черно-белого или цветного
телевизионного изображения и четыре канала звукового сопровожде-
ния;
КТТ 8000/300 — 300 телефонных каналов и канал черно-белого
или цветного телевизионного изображения с четырьмя каналами зву-
кового сопровождения;
ГТТ 8000/300 — аппаратура магистральной линии связи с тремя
дуплексными рабочими и одним резервным стволами; по одному стволу
можно передавать 300 телефонных каналов или один канал черно-бело-
го или цветного изображения с четырьмя каналами звукового сопро-
вождения;
ЛД 8000/24 — 24 телефонных канала;
ДМ 8000/32 — 32 телефонных канала.
Для всех типов аппаратуры предусмотрены общий план частот и
возможность работы их вдоль общей трассы на общую антенну. Все
схемные,узлы стойки перечисленных типов аппаратуры имеют унифи-
цированную конструкцию.
Аппаратура ГТТ 8000/300 удовлетворяет требованиям технических
условий на допускаемые уровни шумов, рекомендованные МККР, в
режимах телефонирования на линии протяженностью до 2500 км и те-
левидения на. линии протяженностью 800 км.
Сигналы служебного телефонирования и дистанционного обслужи-
вания системы, а также сигналы управления автоматическим резерви-
рованием системы передаются по узкополосному радиоканалу, уста-
новленному вместе с широкополосными радиоканалами (см. гл. 20
«ДМ 8000/32»).
Аппаратура станций может быть установлена и в контейнере, обес-
печивающем нормальную работу ее даже в крайних климатических
условиях.
Тип станций линии связи, построенной на аппаратуре ГТТ 8000/300,
и число стоек, применяемых на них, приведены в табл. 18.1.
Узловая станция для режима телефонирования является двойной
оконечной. С узловой станции, как и с оконечной, можно обеспечить
дистанционное обслуживание восьми станций. Стойка SRF-8 — широ-
.Таблица 18.1
Стойки Пульты
Тип станции ОО с/э 5 s
tu (X 2 о > СП О So <о о со о в я S л
</> 2 t(oo Ьсо н н
Оконечная 2 1 2 1 1 1 2 1 1
Промежуточная 4 — 2 4 2 1
Промежуточная с телевизионным 4 — 1 — 1 2 — 4 2 1
выделением Узловая 4 1 — 2 — 2 2 4 2 1
294
кополосная стойка приема-передачи, она является основной и содер-
жит все СВЧ и- электронные узлы двух стволов, т. е. разделительные
фильтры, два передатчика и два приемника.
Стойка модем содержит до пяти модуляторов и пяти демодуляторов.
В основную комплектацию входят три телевизионных и два телефон-
ных модема. При использовании этой стойки на узловой станции на
ней устанавливают четыре комплекта телефонных модемов.
Стойка TVB содержит оконечное оборудование телевидения, кото-
рое преобразует сигналы телевизионного изображения и четырех ка-
налов звукового сопровождения в линейный спектр частот и выделя-
ет их из этого спектра.
Стойка МА 3/1 — стойка автоматики горячего резервирования. Она
используется на оконечных и узловых станциях.
Стойка LA — стойка автоматики выделения телевизионного сигна-
ла из прямого или обратного направлений линии передачи путем теле-
управления.
Стойка ДМ 8000/S — (см. гл. 20).
Центральный пульт дистанционного обслуживания ТК 3216/9 обес-
печивает работу промежуточных станций без обслуживающего персо-
нала и передачу 32 телесигналов и 16 дистанционных команд.
Диспетчерский пульт объединяет служебные и городские линии.
18.2. Структурная схема
радиочастотной стойки SRF-8
и стойки модем
Тракт приема. Объединенные входной и выходной сигналы двух
стволов по волноводному тракту передаются от антенны к антенне
(рис. 18.1). Для объединения сигналов входных циркуляторов Ц1 и Ц2
приемной и выходных циркуляторов ЦЗ и Ц4 передающей сторон ис-
пользуется еще один циркулятор Ц5, присоединенный к антенне через
антенно-волноводный тракт. Этот циркулятор является более широко-
полосным. Он разделяет сигналы двух стволов приема от сигналов двух
стволов передачи.
Из СВЧ сигналов, принятых антенной, разделительный фильтр
Ф2 пропускает только сигналы второго ствола, а спектр частот, лежа-
щий вне полосы пропускания, передается на циркулятор Ц1 первого
ствола. С его выхода сигнал следует в направленный ответвитель НО1,
которой служит для измерительных целей, а затем через фильтр Ф1
и ферритовый вентиль ФВ1 — на фильтр ствола приемника ФСП и
смеситель См. Последний является балансным смесителем, работаю-
щим на двух точечных диодах, СВЧ сигнал местного гетеродина при-
емника подается на него через фильтр гетеродина приемника ФГП с
умножителя частоты на 20.
Рассмотрим работу местного гетеродина приемника. Кварцевый
задающий генератор ЗГ вырабатывает сигнал частотой, равной утроен-
ной частоте кварцевого кристалла (45 МГц). После усиления усили-
телем Ус этот сигнал умножается на 9 двумя транзисторными утрои-
ЮВ* 295
НО! Ф! ФВ! ФСП СМ фс ЛУПЧ ФПЧ ВВП ГУПЧ 'ПН-Ч ЗГПЧ ОПЧ &
£.
g; Фгп
Огр Дм ВПРУ ЛУДИ CazHajI
группового
спектра
300
: каналов
К
а1
К
790м
пкч
РА фр-------
В ФУКВ
Умн
Умн
ЗГ
Умножитель на 20
\fWZ Ф2'
в
УПЧ Огр " УМПЧ
РФЗ
От
3?
РФ2
ФГ
Л
От
антен-
не/
_.. второго
ст дол а
Л1
Н02 ВП ФС
Ко О то ром у
стволу
ФУКв УМ1
.„J
Умножители на 9
А
70 МГиА
У множитель на 32 \
(в
КИб
'Умн Фп УЛ! ‘ ЗГ
_____________ I I Задающий генератор J.
усилителей мощности | |__ передатчик |!
Рис. 18Д. Структурная схема радиочастотной стойки DRF-8 и стойки модем
К анте'
нне
JEZ
£ Фмг
Мд В УМ О ОКУ ПРУ Л У Мд
— ГТП Г— Г7т1 Г7П Сигнал группа-
“^"Г| nH |*-j-'J р~] <Jp— в ого спектра
300 каналов
телями. На выходе каждого утроителя включены усилители. Частота
400 МГц полученного таким образом сигнала подается через фильтр
УКВ ФУДВ и вентиль В на каскад умножения частоты на 20. Он
представляет собой блок, работающий на диоде с накоплением заряда
по принципу варакторных умножителей частоты. Вырабатываемый
сигнал частотой 8 ГГц мощностью 7—20 мВт снимается с выхода
фильтра Ф, выполненного на волноводе прямоугольного сечения, ко-
торый пропускает полезную гармонику и отражает остальные гармо-
ники умножителя частоты на 20. Согласование нагрузки умножителя
частоты на 20 с последующими каскадами осуществляется ферритовым
вентилем ФВ.
Мощность гетеродина порядка 1—2 мВт, обеспечивающая опти-
мальную рабочую точку смесителя в отношении шумов, устанавлива-
ется регулируемым аттенюатором РА. С этого аттенюатора сигнал час-
тотой 8 ГГц через ФГП приходит на смеситель См. Блок смесителя со-
держит фильтр ствола ФС, фильтр гетеродина ФГП, смеситель См и
предварительный усилитель ПЧ ПУПЧ. С выхода ПУПЧ сигнал по-
ступает через фильтр ПЧ ФПЧ приемника, корректор времени про-
бега по ПЧ приемника КВП и главный усилитель ПЧ ГУПЧ, усиле-
ние которого регулируется цепью АРУ в зависимости от уровня вход-
ного сигнала. Сигнал регулировки, вырабатываемый усилителем АРУ,
используется одновременно и для местной индикации входного уров-
ня. Сигнал ПЧ через индикатор ПЧ ИПЧ подается на переключатель,
замещающий генератор ПЧ ЗГПЧ. Блок индикатора, с одной стороны,
выдает сигнал, зависящий от уровня ПЧ, для целей дистанционного
обслуживания, а с другой стороны, управляет блоком переключения,
с которого выдается принятый ПЧ сигнал или сигнал замещающего
генератора 70 МГц ЗГПЧ при пропадании сигнала приема. При этом
в случае нарушения приема шумы ГУПЧ не могут передаваться даль-
ше. С выхода блока переключения ЗГПЧ (при отсутствии сигнала на
входе приемника) полезный сигнал ПЧ (в случае нормальной работы
РРЛ) подается на вход оконечного усилителя ПЧ ОПЧ.
Далее сигнал ПЧ на оконечных или узловых станциях поступает
через стойку автоматики горячего резервирования на стойку модемов.
В стойке модемов сигнал ПЧ проходит через ограничитель ПЧ Огр,
демодулятор Дм, блок восстановления предыскажений и регулировки
уровня ВПРУ, линейный усилитель демодулятора ЛУДм. Сигнал
группового спектра частот 300 каналов с его выхода поступает в аппа-
ратуру уплотнения. С демодулятора сигнал также поступает в прием-
ник контроля частоты ПДЧ и на индикатор И.
Т0акт передачи. Стойка модем используется на оконечных и узло-
вых станциях. Модулятор получает сигнал через автоматику переклю-
чения стойки МА 3/1 от аппаратуры уплотнения на оконечной станции
и с оконечного усилителя ПЧ приемной стороны стойки SRF-8 в случае
промежуточной станции. На стороне модулятора сигнал группового
спектра частот проходит через линейный усилитель модулятора Л У Мд
и блок предыскажения и регулировки уровня ПРУ, Раскачка модуля-
тора проводится через цепь объединения сигнала и контрольной часто-
ты телефонирования ОСДЧ и видеоусилитель модулятора В УМ. Два
297
гетеродина двухтактного модулятора ПЧ Мд работают на частотах
255 и 325 МГц. После смещения образуется сигнал ПЧ частотой
70 МГц, который подается на усилитель модулятора ПЧ УМПЧ. Вы-
ход этого каскада через стойку автоматики присоединен к ограничи-
телю ПЧ передатчика стойки SRF-8. Ограничитель Огр подавляет воз-
можную паразитную амплитудную модуляцию сигнала ПЧ. С его вы-
хода через усилитель ПЧ передатчика УПЧ сигнал подается на усили-
тель передатчика, роль которого заключается в управлении смесите-
лем передатчика См. Подобно тракту гетеродина приемника сигнал
для смесителя передатчика вырабатывается также цепью умножителей
частоты. Смеситель передатчика является параметрическим, на его
входе и выходе включены соответственно фильтр местного гетеродина
ФМГ и фильтр ствола ФС.
Рассмотрим работу местного гетеродина передатчика. Частота за-
дающего кварцевого генератора ЗГ составляет 125 МГц. Сигнал этого
генератора усиливается усилителем УП1, фильтруется фильтром ФП
и умножается удвоителем частоты У мн, усиливается усилителем
УП2, затем сигнал уже частотой 250 МГц подается на вход блока уси-
лителей мощности, в котором усиливается до 20 Вт. Этот блок содер-
жит усилители У Ml, У М2, каскады которых имеют одинаковое по-
строение, между ними включен фильтр УКВ ФУ КВ с полосой пропус-
кания 250 МГц для подавления шумовых компонентов. С выхода У М2
сигнал через контрольно-измерительный блок КП Б, вентиль В пода-
ется на вход умножителя частоты на 32. Ферритовый вентиль на час-
тоту 250 МГц с согласованной нагрузкой на 20 Вт предназначен для
развязки блока у< и штелей мощности от варакторного умножителя
частоты на 32. Конструкция и принцип действия этого вентиля подобны
конструкции и принципу действия вентиля на частоту 400 МГц. Умно-
житель частоты на 32 состоит из пяти последовательно включенных
каскадов варакторных удвоителей частоты. С выхода умножителя час-
тоты СВЧ сигнал 8 ГГц местного гетеродина через направленный от-
ветвитель НО и вентиль ВП подается через фильтр ФГ на вход сме-
сителя передачи См.
Направленный ответвитель с детектором Д работают в качестве ин-
дикатора уровня местного гетеродина передатчика. Смеситель передат-
чика с усилителем ПЧ во многом подобен смесителю приемника и со-
стоит из фильтра гетеродина ФГ, фильтра ствола ФС и смесителя См.
Таким образом, из сигнала ПЧ с помощью мощного сигнала гетероди-
на смеситель вырабатывает выходной сигнал передатчика мощностью
0,25 Вт. Промодулированный СВЧ сигнал, снимаемый с выхода сме-
сителя передатчика, через вентиль передачи ВП и направленный от-
ветвитель НО2 подается на разделительный фильтр РФ2 и циркуля-
тор ЦЗ, а затем через циркулятор Ц4 — на циркулятор Ц5. Фильтр
РФЗ (второго ствола) предназначен подобно фильтрам смесителя при-
емника для внесения большого затухания между выходами сигналов
передатчиков, имеющих разные частоты (разных стволов). Раздели-
тельные фильтры передатчика по принципу работы аналогичны раз-
делительным фильтрам приемника, только не разделяют, а объеди-
няют параллельные сигналы передатчиков разных стволов.
298
Сигнал с выхода радиочастотного детектора Д1 направленного от-
ветвителя НО2 подается в блок индикатора уровня передачи (ПУП
на схеме не показан), который вырабатывает сигналы для блоков мест-
ной аварийной сигнализации и дистанционного обслуживания. Этот
же сигнал подается и в контрольно-измерительный блок для индика-
ции.
18,3. План частот ГТТ 8000/300.
Система резервирования и типы станций
Работа РРС предусматривается с несколькими вариантами разме-
щения частот. В полосе частот 7900—8400 МГц располагается восемь
дуплексных стволов с размещением частот относительно средней часто-
ты полосы /0 = 8150 МГц или относительно сдвинутой частоты по от-
ношению к /0 на значение А/ = 14 МГц. В этих вариантах интервал
между соседними частотами составляет 2F = 28,032 МГц, а дуплекс-
ный разнос kF = 252,29 МГц. Частоты в полосе:
fam = (/о - А/) — 252, 29 + 28,032/п;
/в7п = (/о-Д/)+28,О32/п.
где т = 1,2, ..., 8.
Можно рабдтать и с более экономичным использованием полосы
частот, т. е. в полосе частот 8200—8500 МГц размещают 12 стволов с
размещением частот относительно средней частоты полосы
/о = 8350 МГц, интервалами между частотами 2F = 11,662 МГц и дуп-
лексным разносом kF' = 151,614 МГц. Частоты в полосе:
-151,614+11,662/n; f;m=f ; +11,662/и,
где т = 1,2, ..., 12.
Телефонные стволы емкостью 300 каналов могут быть организова-
ны с помощью РРС КТФ-8000/300 с системой резервирования по схе-
ме 1 + 1. Аппаратура КТВ-8000, рассчитанная на организацию теле-
визионного ствола с четырьмя каналами звукового сопровождения,
резервируется по той же схеме, что и КТФ. Возможна параллельная
работа КТФ и КТВ, В этом случае РРС называется КТТ-8000/300 и
резервирование ее осуществляется по схеме 2 + 2. В аппаратуре
ГТТ-^000/300 на три рабочих ствола предусмотрен один резервный
(схема 3+1).
Служебный канал во всех вариантах РСС организуется в спектре
частот телефонного ствола 0,3—4,0 кГц.
Узловую станцию образуют из двух оконечных, которые работают
в противоположных направлениях. Для получения промежуточной
РРС используют две стойки SRF-8. С выходных гнезд оконечного уси-
лителя промежуточной частоты приемного тракта ОПЧ в точке а ос-
новного и резервного стволов отключают сопротивление нагрузки
R = 75 Ом и сигнал ПЧ с точки а подается на вход основного и резерв-
299
Рис. 18.2. Построение волноводных трактов оконечной (а) и промежуточной
(б) РРС
ного передатчиков своей стойки в точку b между Огр и УМПЧ тракта
передачи (см. рис. 18.1). Переприем сигнала по ПЧ на одной стойке
требует изменения схемы антенно-волноводного тракта таким обра-
зом, чтобы приемники и передатчики работали в разных направлениях.
Стойкой оконечной РРС (рис. 18.2, а) организуется дуплексный ствол.
Каждая из двух стоек промежуточной РРС (рис. 18.2, б) в своем на-
правлении образует симплексные стволы и имеет одинаковые частоты
приема и передачи. Стрелками показаны направления к резервному
стволу.
Глава 19
АППАРАТУРА С ФИМ
19.1. Основные характеристики аппаратуры
Общие сведения. Аппаратура радиорелейной связи с ФИМ обеспе-
чивает высококачественную многоканальную телефонную связь на
расстояние до 1000 км при организации на линии до 20 ретрансляций,
причем на трех из них может проводиться ретрансляции по НЧ.
В системе применено временное деление каналов с фазовой моду-
ляцией канальных импульсов. Аппаратура допускает получение 24
телефонных каналов, из них один (первый) канал используют для син-
хронизации работы всех станций радиорелейной линии и один (второй)
канал — для служебной связи, 22 канала — для организации або-
нентской связи. Каждый абонентский канал можно вторично уплот-
нить аппаратурой тонального телеграфирования или применить для
передачи фототелеграфных сообщений.
Аппаратура допускает образование широкополосного телефонного
канала объединением импульсов трех (4, 12 и 20) каналов в единую
последовательность. Возможна также организация диспетчерской свя-
зи, при которой информация одновременно прослушивается по каналу
диспетчерской связи на нескольких радиорелейных станциях, а также
передаются сообщения с промежуточных станций без нарушения связи
на линии.
300..
Стойки Стойки
Рис. 19.1. Комплектация станции с ФИМ
В системе применена тактовая синхронизация, синхронизирующий
сигнал состоит из двух импульсов такой же длительности, как и сиг-
нальные импульс^!, но разделенные интервалом 1,5 мкс.
Элементы аппаратуры имеют следующие параметры:
Передающее устройство .
Частота излучаемых передатчиком радиоимпульсов, МГц .
Общее число фиксированных частот * . « . » , , ,
Мощность в импульсе, Вт...............................
Девиация импульсов, мкс, при нормальном измерительном
уровне.............................................
Длительность радиоимпульсов, мкс......................
Частота следования импульсов всех каналов, кГц .
Скважность................................
Приемное устройство
Коэффициент шума, не более ........
Полоса пропускания УПЧ, МГц...........................
Полоса пропускания видеоусилителя до ограничителя, МГц
Ослабление по зеркальному каналу, дБ, не менее . . ,
Ослабление, дБ, при расстройке на ±40 МГц, не менее .
Амплитуда выходных видеоимпульсов на нагрузке 75 Ом
Длительность импульсов, мкс, на уровне 0,5 ...
Телефонный канал
Эффективно передаваемая полоса частот, Гц ... .
Защищенность от шумов, дБ, при 20 ретрансляциях .
Коэффициент нелинейных искажений, %...................
Частота тонального вызова, Гц ........................
Ширина полосы широкополосного канала, Гц , .
1 550-2 000
46
35—50
±1
0,3-0,35
192
15
25
5,5—7,5
1,4
30
50
10 В+20%1
0,4—0,5
300-3400
40
3
2 100
50—10 000
301
Бш синхронизации 1 (основной)
Блок синхронизации t (резервный)
1 2 3< 4 13 14 15 16
5 6 7 8 17 18 19 №
9 10 11 12 21 22 23 24
1 2 3 4 13 14 15 16
5_ В 7 8 17 18 19 20
' 9 19 11 12 21 •Л 22 23 24
Блок НЧ измерений
Блок служебного KBLHUfttt
3 4 ' 75 16
'5 6 17 18
7 в 19 20
9 10 21 Z2
11 П 23 24
13 ГТВ (осн) 14 ГТВ Срезу
Рис. 19.2. Комплектация импульсной (а)
и НЧ (б) стоек
Электропитание аппаратуры мо-
жет осуществляться от сети пе-
ременного тока напряжением
220 В, частотой 50 Гн или авто-
номного источника.
Комплектация. Один ком-
плект основного оборудования
станции (рис. 19.1) содержит две
стойки ВЧ устройств, две стойки
импульсных устройств и две
стойки НЧ устройств. Стойки
образуют два самостоятельных
пол у комплекта. Каждый полу-
комплект аппаратуры позволяет
обеспечить связь в одном на-
правлении по 23 телефонным
каналам. Кроме основного обо-
рудования, в аппаратной разме-
щены антенные переключатели,
разделительные фильтры, линейный и силовой, а также распредели-
тельный и зарядный щиты.
Стойка ВЧ включает в себя блок осциллографического контро-
ля, два блока (основной и запасный) приемника СВЧ, два блока (ос-
новной и запасный) передатчика СВЧ.
Импульсная стойка (рис. 19.2, а) имеет два блока синхронизации
(основной и резервный), два блока канальных устройств (модуляцион-
ный МДУ и демодуляционный ДКУ).
На стойке НЧ (рис. 19.2, б) размещены блок измерений, блок слу-
жебного канала (низкочастотные окончания) НЧОк, дифференциаль-
ные системы на 22 канала и блоки генераторов тонального вызова ГТВ.
Основное антенно-фидерное оборудование включает в себя два
параболических зеркала с облучателями и фидерами.
19.2. Режимы работы станции
Радиорелейная станция, оборудованная 24-канальной системой
с ФИМ, может работать в качестве оконечной, промежуточной (ре-
трансляционной) и узловой. При организации связи в одном направ-
лении станция работает в 24-канальном оконечном режиме. При этом
используют один полукомплект аппаратуры. При связи в двух направ-
лениях число каналов удваивают и используют оба не связанные между
собой полукомплекта.
При работе в режиме узловой станции обеспечивается ретрансля-
ция сигналов по любому из 24 каналов и организация ответвления по
любому из 23 каналов с каждого направления связи. При этом исполь-
зуются оба полукомплекта аппаратуры, причем они связываются меж-
ду собой по импульсным управляющим напряжениям. Рассмотрим про-
хождение сигнала в аппаратуре при различных режимах работы.
302
- Воковечном 24-к анальном режиме работает один
полукомплект, Предположим, задействован лолукомплект А (см..
рис. 19.1). Напряжение сигнала НЧ от абонента Аб (рис.19.3) прохо-
дит вводный щит станции и поступает в блок НЧ окончаний каналов
НЧОк на соответствующую дифференциальную систему стойки НЧ.
Далее сигнал попадает в модуляционное канальное устройство /И/СУ,
где формируются модулированные по фазе импульсы и поступают в
блок синхронизации Блок, С. Здесь модулированные по фазе импульсы
всех каналов нормализуются по амплитуде и длительности и поступа-
ют в передатчик Прд СВЧ, При наличии модулированных видеоим-
пульсов возбуждается передатчик и генерирует СВЧ радиоимпульсы,
которые через фильтр нижних частот ФНЧ, разделительный фильтр
РФ поступают в антенну.
СВЧ радиоимпульсы, принятые антенной, по фидерному коакси-
альному кабелю поступают в разделительный фильтр РФ, затем в при-
емник Прм СВЧ. Здесь радиоимпульсы преобразуются в видеоимпуль-
сы, нормализуются по амплитуде и длительности и поступают в прием-
ный тракт блока синхроизации Блок С импульсной стойки. В этом
блоке выделяются синхроимпульсы, формируются импульсные на-
пряжения частотой 8 и 96 кГц, а принятая последовательность моду-
лированных канальных импульсов разделяется на четную и нечетную
группы. Далее импульсы поступают в блок демодуляционных каналь-
ных устройств ДКУ, где происходит их распределение по соответст-
вующим канальным демодуляторам, демодуляция и выделение напря-
жения сигнала низких частот. Затем сигнал проходит дифференциаль-
ную систему блока НЧ окончаний НЧОк и через вводный щит посту-
пает к абоненту. !
При работе в оконечном 48-канальном режиме оба полукомплекта
А и Б аппаратуры действуют независимо друг от друга аналогично
рассмотренному.
При работе в режи-
ме узловой станции часть
каналов ретранслируется (в направ-
лениях А—Б и Б—Л), а часть от-
ветвляется. В этом режиме исполь-
зуются оба полукомплекта аппара-
туры. Совместная работа обоих по-
лу комплектов увязывается подачей
видеоимпульсов ретранслируемых
каналов, и немодулированных им-
пульсов1 частотой 8 и 96 кГц из бло-
ка синхронизации одного полуком-
плекта в блок синхронизации дру-
гого.
Импульсы ретранслируемых ка-
налов в направлении А—Б прохо-
дят антенну, разделительный
фйльтр РФ, приемник Прм СВЧ,
Блок С полукомплекта А, затем
Устройств
мммутшщи.
Вводный
щит
Рис. 19.3. Структурная схема тран-*
зитных соединений
303
блок С, передатчик Прд СВЧ, фильтр ФНЧ полукомплекта Б и посту-
пают в антенну другого направления. В обратном направлении импуль-
сы ретранслируются аналогично рассмотренному.
Импульсы выделяемых каналов на узловой станции могут ответ-
вляться с любого направления соответствующим полукомплектом ап-
паратуры. На место выделенных импульсов вставляются местные ин-
формационные импульсы. Синхронная работа выделяемых и вставля-
емых каналов достигается взаимной подачей импульсов 8 и 96 кГц из
блоков синхронизации одного направления в блок синхронизации
другого. Например, блок синхронизации полукомплекта А управля-
ется импульсами 8 и 96 кГц, поступающими из блока синхронизации
полукомплекта Б, и наоборот. При неисправности устройств синхро-
низации соответствующее направление связи автоматически перево-
дится в режим транзита, выход приемника одного полукомплекта сое-
диняется при этом с входом передатчика другого полу комплекта.
19.3. Радиопередающее устройство
Блок радиопередающего устройства (рис. 19.4, см. вкладку в кон’
це книги) содержит манипулятор, генератор СВЧ, устройства элект'
ропитания, контроля и регулировки режима ламп генератора и мани’
пулятора.
Манипулятор усиливает импульсы, поступающие из блока
синхронизации, и управляет имя работой генератора СВЧ. Манипу-
лятор включает подманипулятор (Л 1-1, Л2 и Л1-2), собственно ма-
нипулятор (ЛЗ и Л4) и индикатор импульсов (Л5).
Подманипулятор усиливает импульсы, поступающие из блока син-
хронизации амплитудой около 10 В, до амплитуды (положительной
полярности) примерно 100—200 В. Первые два каскада подманипу-
лятора являются усилителями на резисторах с анодными нагрузками
Rl 11-6 и R111-8, третий каскад — катодным повторителем с нагруз-
кой R111-12.
Манипулятор собран на двойных тетродах ГИ-30, включенных па-
раллельно. При отсутствии видеоимпульсов лампы манипулятора за-
перты отрицательным напряжением смещения —65 В.
Генератор СВЧ собран по схеме с общей сеткой на лампе
ГИ-15Б. Колебательные системы выполнены на коаксиальных резо-
наторах. Анодно-сеточные и катодно-сеточные резонаторы настраива-
ются соответственно плунжерами Волна и Мощность, вводимыми в
резонатор. В генераторе использована анодная манипуляция, при ко-
торой он работает лишь во время действия видеоимпульсов (амплиту-
дой около 900 В), приложенных между его анодом и катодом.
Последовательно с генераторной лампой в цепь высоковольтного
источника включены лампы манипулятора. При отсутствии видеоим-
пульсов они заперты напряжением смещения —65 В. В этом случае их
внутреннее сопротивление велико-, поэтому напряжение между ано-
дом и катодом генераторной лампы ГИ-15Б недостаточное для ее воз-
буждения. При наличии видеоимпульсов манипуляторные лампы от-
304
крываются, их внутреннее сопротивление снижается, а генераторная
лампа ГИ-15Б оказывается под напряжением примерно 900 В, тогда
генератор СВЧ возбуждается и излучает энергию в антенну.
Катод генераторной лампы ГИ-15Б находится под высоким напря-
жением, поэтому ее нить накала получает электропитание от отдель-
ного понижающего трансформатора ТрИО-1. Конструктивно он вы-
полнен с малой емкостью его вторичной обмотки относительно первич-
ной обмотки и корпуса.
Благодаря этому трансформатор практически не искажает формы
манипулирующих импульсов.
Для устранения выбросов видеоимпульсов на генераторной лампе
и уменьшения уровня взаимных помех между каналами лампа шунти-
рована резисторами R111-32 и R111-33 сопротивлением 3,9 кОм. Па-
разитная фазовая модуляция импульсов генератора СВЧ, возникаю-
щая вследствие электрических флуктуаций на сетке лампы ГИ-15Б,
компенсируется введением в катодно-сеточный контур генератора коле-
баний пятой гармоники вспомогательного генератора.
Вспомогательный генератор собран на лампе
Л112-2 по двухтактной схеме с общим анодом и работает в диапазоне
310—400 МГц. Частота колебаний генератора в основном определяет-
ся индуктивностью катушки L1 и междуэлектродной емкостью ламп.
Настраивается генератор сердечником из карбонильного железа,
изменяющим ийдуктивность катушки L1 так, чтобы пятая гармо-
ника этого генератора совпадала с частотой настройки генератора
СВЧ.
Устройство контроля. Наличие СВЧ радиоимпульсов
в генераторе контролируется индикатором. Для этой цели включен
детектор Д112-Ц с нагрузки R112-2 которого продетектированный сиг-
нал подается на сетку усилителя видеоимпульсов Л5а. Импульсы,
снимаемые с нагрузки R111-27 видеоусилителя, выпрямляются пико-
вым детектором ДИ 1-1.
Выпрямленное напряжение с резистора R111-29 поступает на
сетку усилителя постоянного тока на лампе Л5б, нагруженного на об-
мотку поляризованного реле Р111-1.
При наличии импульсов на выходе генератора СВЧ триод Л5б от-
крыт, реле возбуждено и якорь замкнут с левым контактом Л. Если на
выходе генератора СВЧ нет импульсов, триод Л5б заперт, реле обес-
точено, а якорь замкнут с правым контактом П. Контакты реле управ-
ляют схемой аварийной сигнализации, находящейся на пульте управ
ления станции.
Работа ламп Л1-—Л5 передатчика, а также мощность сигнала в ан-
тенне и работ вспомогательного генератора контролируется индика-
торным прибором mA.
Передатчик получает электропитание от сетевых трансформаторов
ТрИЗ-1 и ТрИЗ-2 и выпрямителей +1100, +250, —65 В. От трансфор-
матора ТрИЗ-1 питаются выпрямители анодных цепей +250 и
+ 1100 В, от ТрИЗ-2 — цепи накала ламп и выпрямитель —65 В це-
пей смещения.
305
19.4. Радиоприемное устройство
Приемник СВЧ радиорелейной станции собран по супергетеродин-
ной схеме с одним преобразованием частоты (рис. 19.5, ем. вкладку в
конце книги). Входные цепи (преселектор) выполнены в виде
двух коаксиальных резонаторов с полосой пропускания около 11 МГц.
Резонаторы перестраивают изменением длины внутренних стержней.
КБВ около 0,8 по всему диапазону.
Смеситель выполнен на кристаллическом диоде, включенном
между экраном и внутренним стержнем коаксиальной короткозамкну-
той линии. Нагрузкой смесителя служит входной трансформатор УПЧ
(Тр124-1). На нем выделяется напряжение промежуточной частоты
/пч = 30 МГц. КБВ резонатора со смесителем около 0,5.
Г етеродин собран по схеме с общей сеткой на триоде ГИ-15Б.
Колебательные системы выполнены в виде отрезков коаксиальных ли-
3
ний длиной X. Контуры перестраивают плунжерами Контур сетки и
Контур ансда, изменяющими конфигурацию поля в резонаторах. Об*
ратная связь осуществляется с помощью четырех петель, расположен-
ных между анодно-сеточным и сеточно-катодным контурами. Настройка
гетеродина может быть проверена по волномеру станции. Напряжение
от гетеродина через согласующие резисторы R121-(1-2) подводится к
среднему проводу коаксиального кабеля, помещенному в специальном
корпусе, расположенном на преселекторе. Далее напряжения гете-
родина и принятого сигнала вводятся в смеситель.
Усилитель напряжения промежуточной
частоты УПЧ выполнен на пяти каскадах, нагруженных на двух-
контурные полосовые фильтры, со связью, близкой к критической. Ем-
костями контуров служат междуэлектродные емкости ламп и емкости
монтажа. Для расширения полосы пропускания контуры шунтирова-
ны резисторами. С трансформатора Тр124-1 напряжение промежуточ-
ной частоты подается на управляющую сетку лампы Л1 первого кас-
када. Напряжение смещения на сетках ламп первого и пятого каска-
дов автоматическое, на сетках ламп второго—четвертого каскадов ав-
томатическое при включенной АРУ или от автономного источника
—30 В при ручной регулировке усиления РРУ. С выхода пятого кас-
када напряжение промежуточной частоты подается на амплитудный
детектор и индикатор точной настройки.
Детектор собран по двухтактной схеме и нагружен на резистор
R124-38, с которого импульсы отрицательной полярности подаются на
видеоусилитель.
Индикатор точной настройки содержит резонан-
сный усилитель (Л6), настроенный на частоту 30 МГц, с полосой про-
пускания около 1 МГц. Напряжение возбуждения усилителя снима-
ется в анодной цепи Л5 с резистора R124-32 и после усиления резо-
нансным усилителем выпрямляется диодом Д124-4. Выпрямленный
диодом ток измеряется индикаторным прибором блока, установленным
в положение Индикатор настройки. По максимальному отклонению
стрелки индикатора -судят о точной настройке приемника на частоту
передачи.
Видеоусилитель ВУ усиливает и нормализует сигналь-
ные импульсы. Импульсы, снимаемые с нагрузки R124-38 детектора,
усиливаются линейным усилителем (Л7). Полоса пропускания кас-
када 1,4 МГц, поэтому он без искажения усиливает импульсы сигнала
и сглаживает резкие изменения огибающей импульсов, возникающие
вследствие электрических флуктуаций. С нагрузки R125-3—R125-4
усилителя импульсы амплитудой около 15—30 В подаются на каскад
нормализации их по длительности (Л8а). При отсутствии импульсов на
сетке лампа Л8а заперта отрицательным напряжением смещения, сни-
маемым с делителя R125-10—R125-15, R125-16. В анодной цепи
лампы включен контур ударного возбуждения, с помощью которого
формируются импульсы заданной длительности. Демпфирование коле-
баний на трансфооматоре Тр 125-1 достигается шунтирующими цепя-
ми Д125-2, R125-9 и Д125-3, R125-12.
Со вторичной обмотки трансформатора Тр125-1 импульсы положи-
тельной полярности подаются на сетку усилителя-ограничителя (Л8б),
нагруженного резистором R125-18. При отсутствии импульсов лампа
заперта отрицательным напряжением смещения, снимаемым с делите-
ля R125-10—R125-15. Ограничение импульсов сверху достигается от-
сечкой анодного тока, снизу — сеточных токов. Для расширения пре-
делов нормализации импульсов по длительности введена положитель-
ная обратная свиязь, которая осуществляется подачей через диод
Д125-1 в цепь сетки лампы Л8а импульсов, снимаемых с R125-14.
С анодной нагрузки R125-18 импульсы отрицательной полярности
подаются на сетку второго усилителя-ограничителя (Л9а). При отсут-
ствии импульсов триод открыт. Импульсы ограничиваются сверху,за
счет отсечки анодного тока. С анодной нагрузки R125-22 импульсы по-
ложительной полярности поступают на сетку катодного повторителя
(Л9б). Диодом Д125-7, включенным в цепь сетки, восстанавливается
постоянная составляющая. С нагрузки R125-25 последовательность
импульсов всех каналов подается в блок синхронизаций.
Вспомогательные устройства. К ним относят ав-
томатическую регулировку усиления АРУ и помехозащитную систему
автоматики ПСА.
Напряжение АРУ приемника в схеме получают снятием с анодной
нагрузки R125-4 видеоусилителя (Л7) видеоимпульсов положитель-
ной полярности и выпрямления их диодом Д125-6. С делителя
R125--27r—R 125-30 на катод этого же диода подается напряжение за-
держки около + 17 В. С резистора R125-34 выпрямленное напряжение
через переключатель АРУ-РРУ проходит на сетки ламп второго, треть-
его и четвертого каскадов УПЧ.
Помехоустойчивая система автоматики ПСА
является индикатором наличия сигнала на выходе приемника.
В нормальном режиме последовательность видеоимпульсов всех
каналов частотой 192 кГц с выхода приемника подается на сетку ка-
тодного повторителя (Л 10а). Кварцевым фильтром КФ, настроенным
на частоту 192 кГц, выделяется напряжение определенной амплитуды и
307
усиливается триодом Л106 и через конденсатор С125-16 поступает на
выпрямитель, собранный на диодах Д125-9—Д125-12 и нагружен-
ный на обмотку реле Р120-1. При наличии сигнала это реле возбуж-
дено, его якорь притянут к левому контакту. При этом получает пита-
ние и возбуждается реле Р120-2. Через контакты 1-3 этого реле после-
довательность импульсов с выхода приемника поступает в блок син-
хронизации.
В случае пропадания последовательности импульсов на выходе
приемника уменьшится напряжение частоты 192 кГц на выходе вы-
прямителя и, как следствие, ток в рабочей обмотке реле Р120-1. Под
действием тока, проходящего по обмотке подмагничивания, якорь ре-
ле Р120-1 замкнется с правым контактом и снимет напряжение 24 В
с обмотки реле Р120-2\ приемник отключается от блока синхронизации,
включается система аварийной сигнализации и автоматика включения
резервного приемника.
Электропитание приемника осуществляется от сети переменного
тока через систему выпрямителей, обеспечивающих получение на-
пряжений +250 и +170 В для питания анодных, +120 и +85 В экран-
ных цепей и —30 В цепей смещения.
19,5. Импульсное оборудование станции
Общие сведения. В каждый полукомплект аппаратуры входит одна
стойка импульсных устройств, на которой размещены элементы трак-
тов передачи и приема сигналов. Тракт передачи содержит генератор-
ное оборудование, формирующее последовательности канальных им-
пульсов; устройства распределения импульсов по канальным модуля-
торам; канальные модуляторы.
Тракт приема содержит устройства разделения принятой последо-
вательности частотой 192 кГц на четную и нечетную группы частотой
96 кГц; устройства распределения импульсов по канальным демоду-
ляторам; канальные демодуляторы, которыми выделяется принятая
информация (звуковые частоты).
Работа устройств передачи и приема синхронизируется блоком син-
хронизации, который посылает и принимает управляющие напряже-
ния и нормализует канальные импульсы. Блок синхронизации содер-
жит узлы задающего генератора, синхронизации и нормализации.
Узел задающего генератора ЗГ формирует два им-
пульсных напряжения частотой 96 кГц, сдвинутые относительно друг
друга на 5,2 мкс. Эти напряжения используются для питания магнит-
ных распределительных линий блоков модуляционных канальных
устройств МКУ. В узле ЗГ вырабатываются также два напряжения
пилообразной формы частотой 96 кГц, необходимые для работы МКУ,
модулирующих импульсы по фазе.
Узел синхронизации выделяет импульсы маркерного
канала из последовательности импульсов, поступающих из приемника
СВЧ; разделяет принятую последовательность импульсов на четную
и нечетную группы каналов; формирует две последовательности им-
308
пульсов частотой 96 кГц для питания магнитных распределительных
линий блока канальных демодуляторов.
Узел нормализации формирует синхронизирующие им-
пульсы, гасит в режиме ретрансляции импульсы ответвляемых кана-
лов, объединяет импульсы ретранслируемых и вводимых (на данной
станции) каналов, калибрует импульсы всех каналов по амплитуде и
длительности.
Работа схемы в оконечном режиме. При работе станции в оконечном
режиме узлы задающего генератора и нормализации непосредственно
связаны с блоком МКУ и обеспечивают работу устройств тракта пере-
дачи импульсного оборудования. Узел синхронизации в этом режиме
связан с блоком демодуляционных канальных устройств ДКУ и обес-
печивает работу устройств тракта приема импульсного оборудования.
Работа устройств тракта передачи импуль-
сов. Основным элементом схемы, определяющим частоту следования
импульсов всех каналов, является кварцевый генератор частоты
96 кГц КвЗГ-96 (рис. 19.6). Он вырабатывает синусоидальное напряже-
ние, с помощью которого формируются две последовательности импуль-
сов частотой 96 кГц, сдвинутые относительно друг друга на 5,2 мкс.
Последовательности импульсов поступают на блокинг-генераторы
БГн-96 нечетных и БГч-96 четных импульсов, а также через линию
задержки ЛЗ — на генератор стробирующих импульсов-подставок
ГСИ1.
Блокинг-генераторы формируют мощные импульсы частотой
96 кГц, которые через катодные повторители К77н и К77ч поступают на
магнитные распределительные линии МРЛ1 и МРЛ2 блока модуля-
ционных канальных устройств. ГСИ1 вырабатывает прямоугольные
импульсы частотой 96 кГц, которые подаются на генератор пилооб-
разного напряжения ГПН. Напряжения с его выхода через катодные
повторители КП поступают в блок МКУ- В блоке МКУ размещены 23
канальных модулятора КМд. две магнитные распределительные линии
для нечетных МРЛ1 и четных МРЛ2 каналов.
В оконечном режиме МРЛ1 блока МКУ работает в режиме деле-
ния частоты следования импульсов. Начало и конец МРЛ1 нечетных ка-
налов соединены между собой через каскады запуска блокинг-генера-
тора КЗ Б Г и блокинг-генератора частотой 8 кГц БГ-8. находящихся
в узле задающего генератора. Блокинг-генератор БГ-8 записывает 1
на первый магнитный элемент МРЛ2 четных каналов. С отводов МРЛ
на каждый канальный модулятор КМд подаются импульсы частотой
8 кГц1. Кроме этого, на каждый КМд поступают пилообразное напря-
жение от генератора ГПН и напряжение низкой частоты Вх НЧ от
абонентов. На выходе КМд снимают импульсы, модулированные по
фазе, и импульсы запуска триггера в узле нормализации (Вых зап.).
используемые при работе станции в режиме ретрансляции.
Импульсы, модулированные по фазе в КМд. затем объединяются
в две группы (четных и нечетных каналов) и проходят в каскад сложе-
ния КС узла нормализации (Вх неч. кан. и Вх чет. кан.). В узле нор-
мализации из импульсов, снятых с первого отвода МРЛ1 блока МКУ,
формируется синхроимпульс СИ и подается на каскад сложения КС.
309
Рис. 19.6. Структурная схема импульсных устройств тракта передачи и приема
310
Затем вся последовательность импульсов через каскады нормализации
по длительности КПД и амплитуде КН А, выходной катодный повто-
ритель Л77вых поступает на передатчик СВЧ направления Прд А.
Работа устройств тракта приема импуль-
сов. С выхода приемника СВЧ направления Прм А видеоимпульсы
всех каналов частотой 192 кГц поступают в узел синхронизации на схе-
му выделения синхронизирующих импульсов ВСИ, а также на выде-
лители импульсов нечетных ВИп и четных ВИЧ каналов. Для защиты
схемы выделения импульсов маркерного канала от случайных сдвоен-
ных импульсов на схему выделения с блокинг-генератора Б Г П-8 по-
даются стробирующие импульсы-подставки длительностью 3,5—4 мкс.
Блокинг-генератор запускается импульсами, поступающими через
линию задержки ЛЗ 2—3 из блока ДКУ-
Выделенный синхроимпульс проходит на катодный повторитель
КП, а с него — на селектор синхроимпульсов СС. С выхода СС им-
пульсы частотой 8 кГц поступают на усилитель импульсов У И-8, после
чего запускают блокинг-генератор 8 кГц БГ-8. С выхода БГ-8 импуль-
сы подаются на умножитель частоты Умн и в блок синхронизации вто-
рого полукомплекта при работе станции в режиме узловой станции
(см. Вых зап. к п/к Б).
Умножитель частоты выполнен в виде резонансного усилителя,
анодный контур которого настроен на частоту 96 кГц. С выхода умно-
жителя переменное напряжение с частотой 96 кГц усиливается в сле-
дующем резонансном усилителе РУ1 и, пройдя фазовращатель ФВ,
поступает на второй резонансный усилитель РУ2. В его анодной цепи
формируются две последовательности импульсов частотой 96 кГц, сдви-
нутые друг относительно друга на 5,2 мкс. Эти импульсы через линию
задержки ЛЗ 7-8 и дифференциальный трансформатор ДТр подаются
на генератор стробирующих импульсов ГСИ2 и два блокинг-геиера-
юра БГн-96 и 5Гч-96. ГСИ2 формирует прямоугольные стробирующие
импульсы-подставки с частотой 96 кГц, которые подаются на выдели-
тели четных ВИЧ и нечетных импульсов. Этими импульсами раз-
деляются последовательности импульсов, поступающих с приемника
СВЧ на четную и нечетную группы каналов. Затем группы импульсов
с выделителей ВИп и ВИЧ проходят катодные повторители КП.
Здесь к ним подмешиваются немодулированные импульсы той же час-
тоты 96 кГц и подаются на канальные демодуляторы К Дм блока ДКУ-
Такое добавление последовательности немодулированных импульсов
защищает канальные демодуляторы от ложного срабатывания от им-
пульсов других каналов при пропадании модулированных по фазе
канальных импульсов.
Блокинг-генераторы БГн-96 и БГч-96 узла синхронизации форми-
руют мощные импульсы частотой 96 кГц, поступающие через катодные
повторители КПп и Л/7чна магнитные распределители линии МРЛ1
и МРЛ2 блока ДКУ. С отводов МРЛ снимаются импульсы частотой
8 кГц, сдвинутые относительно друг друга на 5,2 мкс, и подаются
на канальные демодуляторы КДм 23.каналов.
Импульсы, снимаемые с отводов МРЛ, распределяются между КДм.
Питание МРЛ осуществляется синхронизированными импульсами,
341
поступающими от блокинг-генератора БГ-8 частотой 8 кГц узла син-
хронизации. На эти же КДм подается последовательность принятых
приемником модулированных и подмешанных немодулированных им-
пульсов четных и нечетных каналов. При совпадении во времени мо-
дулированных импульсов с импульсами 8 кГц, поступающими с МРЛ,
канальные демодуляторы открываются и выделяют напряжение сигнала
низкой частоты, которое снимают с отводов Вых НЧ.
С отвода МРЛ1, соответствующего первому каналу, импульсы
частотой 8 кГц через линию задержки Л32-3 подаются на блокинг-
генератор Б Г П-8 частотой 8 кГц узла синхронизации, вырабаты-
вающего стробирующие импульсы-подставки для выделения из всей
последовательности синхронизирующих импульсов. С этого же отво-
да МРЛ1 импульсы проходят в аварийный блокинг-генератор БГА-8,
который обеспечивает кольцевой запуск МРЛ блока демодуляционных
канальных устройств ДКУ при случайном пропадании (в течение двух-
трех периодов частоты 8 кГц) синхроимпульсов. При более длительном
пропадании синхроимпульсов МРЛ перестанут выдавать импульсы
8 кГц, так как прекратится поступление продвигающих импульсов
96 кГц от 5Гк-96 и 5Гч-96 из-за пропадания напряжения на выходе
умножителя частоты У мн.
19.6. Канальные устройства аппаратуры
В составе каждого полукомплекта аппаратуры РРС имеется блок
канальных модуляторов, в котором формируется последовательность
импульсов 23 ТФ каналов, модулированных по фазе, и блок каналь-
ных демодуляторов, в котором осуществляется демодуляция модули-
рованных по фазе импульсов такого же числа каналов.
Блок модуляционных канальных устройств МКУ (рис. 19.7), по-
мимо канальных модуляторов КМд, содержит магнитную распреде-
лительную линию МРЛ, обеспечивающую заданный временной интер-
вал между каналами, и устройства электропитания.
Рис. 19.7. Структурная схема блока
модуляционных канальных устройств
312
К каждому канальному модуля-
тору подводятся импульсы частотой
8 кГц от МРЛ\ две последователь-
ности напряжений треугольной
формы (для четных и нечетных ка-
налов) частотой 96 кГц каждая,
синхронные с напряжением им-
пульсов 8 кГц; модулирующее на-
пряжение низкой частоты. С выхо-
да КМд снимают импульсы, моду-
лированные по фазе, и импульсы
для запуска в узле нормализации
(см. рис. 19.6) генератора строби-
р ующих импульсов- подставок-
ГСИ-3 (при работе станции в ре-;
жиме узловой ретрансляции). Кро-
Рис. 19.8. Принципиальная схема канального модуляционного узла
ме этого, к каждому КМд подводится цепь управления, которая
управляет им, включает и выключает ограничитель и узел в целом.
В канальном узле (рис* 19.8) формируются модулированные по
фазе (времени) импульсы, следующие с частотой 8 кГц. Его основным
элементом является канальный модулятор КМд, выполненный по схе-
ме несимметричного триггера на транзисторах Т4 и Т5. С помощью
триггера получают импульсы, модулированные по длительности, с
фиксированным передним и переменным задним фронтами.
Полученные импульсы дифференцируются, ограничиваются
и подаются на эмиттерный повторитель на транзисторе 77. С его
выхода импульсы, модулированные по фазе (соответствующие поло-
жению заднего фронта импульсов, модулированных по длительности),
поступают в узел нормализации блока синхронизации (см. рис. 19.6).
* Для получения импульсов, модулированных по длительности, на
первый вход триггера (транзистор Т5) подают импульсы частотой 8 кГц
с МРЛ\ на второй вход (транзистор Т4) — суммарное напряжение пи-
лообразной формы и модулирующее напряжение низкой частоты. Им-
пульсы с МРЛ осуществляют первоначальное опрокидывание тригге-
ра, т. е. запирают транзистор Т5 и отпирают Т4 в момент времени,
соответствующий данному номеру канала. Суммарное напряжение
(пилообразное и низкой частоты) выполняет обратное опрокидывание
триггера, т. е. запирает транзистор Т4 и отпирает транзистор 75.
’ Импульсное напряжение частотой 8 кГц подается на триггер через
диоды Д8 и Д7, работающие в ключевом режиме. Диод Д8 управляет
канальным узлом*(его включением и выключением) с дифференциальной
313
системы канала. Диод Д7 используется для выключения канального
узла (отключения запускающих импульсов с МРЛ} в случае пропа-
дания пилообразного напряжения на- транзисторе Т4. Это включение
и выключение осуществляется схемой защиты, выполненной на тран-
зисторе Тб.
Пилообразное напряжение на транзистор Т4 подается с выхода
эмиттерного повторителя на транзисторе ТЗ. Сюда же поступает и на-
пряжение низкой частоты после усиления усилителем низкой частоты
на транзисторах Tl, Т2 и ограничения по амплитуде диодами Д//
Д2, Ограничитель включается и выключается в НЧ блоке дифферен-
циальных систем в зависимости от режима работы ТФ канала.
С диода Д8 также снимают немодулированные импульсы, следую-
щие с частотой 8 кГц, и подают их в схему запуска генератора ГСИ-3
узла нормализации (см. рис. 19.6). Эти импульсы обеспечивают полу-
чение импульсов «гашения» в узловом режиме работы станции и от-
ветвление данного номера канала.
Усилитель низкой частоты УНЧ собран на транзи-
сторах Tl, Т2. Его первый каскад собран по схеме резисторного уси-
лителя, второй — эмиттерного повторителя. Нагрузкой УНЧ слу-
жит резистор R3. Резистор R4 в эмиттерной цепи является элементом
обратной связи, одновременно служит для установки (на заводе)
нужного значения модулирующего напряжения. Модулирующее на-
пряжение подается на базу транзистора Т1 через трансформатор Тр1.
Двусторонний (сверху и снизу) ограничитель Д1, Д2 включают и вы-
ключают переключателем режима работы ТФ канала, расположенным
на передней панели НЧ блока дифференциальных систем. При замы-
кании точки б цепи на корпус ограничитель включается и девиация
импульса на выходе МДУ не превышает ±1,5 мкс при любом значении
модулирующего напряжения. При подаче в точку б напряжения
—24 В ограничитель выключается. Усиленное и ограниченное напря-
жение через трансформатор Тр2 и диод ДЗ подается на базу транзис-
тора Т4.
Э м и т т е р н ы й повторитель, выполненный на транзис-
торе ТЗ, служит для неискаженной передачи пилообразного напря-
жения на базу транзистора Т4. Пилообразное напряжение подается
через согласующий (понижающий) трансформатор, включенный в
эмиттерной цепи транзистора.
Канальный модулятор выполнен на транзисторах Т4,
Т5 по несимметричной схеме. Нагрузкой транзистора Т5 является ре-
зистор R20, а Т4 — первичная обмотка трансформатора ТрЗ и резис-
тор R26. Связь между коллектором Т5 и базой Т4 осуществляется
цепью R24, R22, С9. Цепи, образованные элементами Д4, R22 и Д6,
R28 между коллекторами и базами транзисторов Т4, Т5, обеспечива-
ют нелинейную обратную связь, предотвращающую насыщение тран-
зисторов.
Возможное случайное изменение амплитуды пилообразного напря-
жения приводит к изменению фазы, импульса, формируемого КМд.
Чтобы ослабить эту зависимость, на базу Т4 с делителя R14, R16 по-
314
дается небольшое .положительное.напряжение смещения. Режим тран-
зистора Т4 стабилизируется цепью Д5, R30, С13.
Обратное опрокидывание триггера должно происходить лишь при
наличии пилообразного напряжения. Чтобы триггер не возвращался
в . исходное состояние от действия модулирующего напряжения (при
случайном пропадании пилообразного напряжения), в схеме предусмот-
рено его автоматическое выключение. Оно осуществляется прекраще-
нием подачи запускающих импульсов на базу транзистора Т5. Для этой
цели служит каскад на транзисторе Тб и диод Д7. На базу транзистора
Тб подается пилообразное напряжение с трансформатора Тр2, а уси-
ленное положительное напряжение с нагрузки R25 на диод Д7, и он
пропускает импульсы 8 кГц с МРЛ на базу Т5. При отсутствии пило-
образного напряжения на базе Тб на анод Д7 подается более низкий
потенциал, чем на катод, и диод импульсы 8 кГц на триггер не пропус-
кает.
Триггер формирует импульсы, модулированные по длительности.
Они дифференцируются первичной обмоткой трансформатора ТрЗ и
преобразуются в последовательность модулированных по фазе импуль-
сов. Со вторичной обмотки ТрЗ снимаются модулированные по фазе
импульсы отрицательной полярности, соответствующие заднему фрон-
ту длительно-модулированных импульсов, и подаются на базу эмит-
тер ного повторителя на транзиторе Т7. Вторичная обмотка ТрЗ шун-
тирована элементами ДЮ, R36 для демпфирования собственных коле-
баний, возникающих в его обмотках. С нагрузки R37 эмиттерного
повторителя (общий для четных и нечетных каналов) модулированные
по фазе импульсы через С16, Д11 поступают в блок нормализации (см.
рис. 19.6).
Схема управления включением ограничителя модули-
рующего напряжения и подачей импульсов 8 кГц на канальный мо-
дулятор содержит делитель напряжения R32—R34. На R32 подается
напряжение —20 В, а на R34 +50 В. Управление осуществляется пе-
реключателем режима работы изменением потенциала в блоке диффе-
ренциальной системы в точке б. При замыкании точки б на корпус ог-
раничитель выключается, и в точке а появляется отрицательный по-
тенциал. При этом открывается диод Д8 и через него на триггер посту-
пают импульсы 8 кГц от МРЛ.
Такой режим устанавливается при работе канала по двухпровод-
ной схеме (в оконечном и транзитном режимах) и по четырехпроводной
схеме с переприемом индукторного вызова и вызова постоянным током.
При чётырехпроводной схеме с переприемом тонального вызова в точ-
ку б подается напряжение —24 В. В этом режиме ограничитель вы-
ключается, а диод Д8 остается открытым.
В результате девиация импульсов на выходе МКУ определяется
значением поданного на его вход напряжения.
Во всех режимах с выхода Д8 импульсы поступают также через
С15, Д9 в схему запуска СхЗап в узле нормализации (см. рис. 19.6),
где запускают генератор ГСИ-3, формирующий импульсы гашения.
При установке переключателя режима работы канала в блоке диф-
ференциальных систем в положение, соответствующее ретрансляции
315
Рис. 19.9. Структурная
схема ДКУ
импульсов данного канала, точку б схемы ни
с чем не соединяют (см. рис. 19.8). При этом
в точке а делителя R32—R34 возникает поло-
жительный потенциал около +12 В, который
запирает диод Д8. В этом режиме ТИКУ не ра-
ботает и на схему запуска СхЗап узла нормали-
зации не подаются импульсы запуска ГСИ-3,
формирующего импульсы гашения, вследствие
чего сигнальные импульсы будут, проходить с
приемника второго полукомплекта в передат-
чик данного пол у комплекта/ т. е. будет осу-
ществляться ретрансляция принятого сигнала.
В канальном узле установлены две пере-
мычки неч-чет (см. вых. ЭП1 и вх. ЭП2), через
которые осуществляются соответственно отвод
модулированных импульсов и подача пило-
образного напряжения. Эти перемычки устанавливают в соответствии
с маркировкой отсека блока МКУ, куда вставляется данный каналь-
ный узел.
Блок демоду л яци онных канальных уст-
ройств .ДКУ (рис. 19.9) содержит канальные демодуляторы КДм
23 ТФ каналов, магнитную распределительную линию МРЛ и устрой-
ства электропитания.
К каждому КДм блока приходят модулированные по фазе импуль-
сы четных и нечетных каналов частотой 96 кГц в каждой группе и не-
модулированные импульсы частотой 8 кГц от МРЛ этого блока. С каж-
дого КДм снимается напряжение низкой частоты и подается на диф-
ференциальные системы НЧ блока.
Блок ДКУ выделяет модулированные по фазе импульсы своего
канала и демодулирует их. Он содержит.(рис. 19.10) собственно демоду-
лятор, выполненный по схеме триггера на транзисторах Т1иТ2\
фильтр нижних частот ФНЧ и двухкаскадный усилитель на транзисто-
рах Т4, Т5. Выход КДм со входом ФНЧ согласуется эмиттерным пов-
торителем ЭП на транзисторе ТЗ.
Импульсы демодулируются в два этапа. Сначала модулированные
по фазе импульсы преобразуются в. импульсы, модулированные по
длительности, а затем из них ФНЧ выделяет исходное модулирующее
напряжение низкой частоты.
Первая ступень демодуляции осуществляется триггером. Для этого
на один его вход (базу Т2) подают смодулированные импульсы поло-
жительной полярности частотой 8 кГц с соответствующего данному
каналу отвода МРЛ. Эти импульсы опрокидывают триггер: транзистор
Т2 закрывается, а Т1 открывается. В исходное состояние триггер
возвращается модулированным по фазе сигнальным импульсом поло-
жительной полярности, поступающим через диод Д1 на базу транзис-
тора Т1. При этом транзистор Т1 закрывается, а Т2 открывается, на
коллекторных нагрузках R25 и R2 транзистора Т1 возникают
импульсы, модулированные по длительности с фиксированным перед-,
ним. и. смещающимся (переменным) задним фронтами. Эти импульсы с
316
Рис. 19.10. Принципиальная схема канального демодулятора
нагрузки R2 поступают на эмиттерный повторитель (ТЗ), на выходе ко-
торого включен ФНЧ, нагруженрый на волновое сопротивление (рези-
сторы R15, R16, R28Y ФНЧ преобразует модулированные по длитель-
ности импульсы и выделяет исходный звуковой сигнал. Номинальное
значение выходного уровня выделенного ФНЧ напряжения сигнала
устанавливается резистором R15, с которого он поступает на двух-
каскадный УНЧ. • - •
Первый каскад УНЧ выполнен на транзисторе Т4, его режим по
постоянному току стабилизируется элементами R19, С7. Обратная
связь по току, осуществляемая резистором R18, также стабилизирует
работу каскада и уменьшает вносимые им искажения. Напряжение
сигнала, усиленное первым каскадом, с нагрузки R17 через раздели-
тельный конденсатор С8 подается на базу второго каскада, собранного
на транзисторе Т5. Напряжение смещения на его базу снимается с де-
лителя R20, R21, режим работы стабилизируется элементами PJ24, СЮ,
R23. Обратная связь по току осуществляется с помощью резистора
R23. Для стабилизации работы весь УНЧ охвачен обратной связью с
коллекторной цепи Т5 в эмиттерную цепь Т4 через элементы R26, С12.
Канальный узел включается и выключается перемычкой П1, через
которую подаются импульсы 8 кГц с МРЛ на КДм,
Глава 20
АППАРАТУРА ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ
ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
20.1. Аппаратура ИКМ-30
Общие сведения. Аппаратура ИКМ-30 предназначена для органи-
зации соединительных линий на городских и пригородных телефонных
сетях. Она содержит аналого-цифровое оборудование, оконечное обо-
317.
рудование линейного тракта и необслуживаемый регенерационный
пункт.
Данная аппаратура позволяет организовать 30 стандартных теле-
фонных каналов тональной частоты ТЧ, девять каналов для переда-
чи дискретной информации (ДИ) со скоростью 8 кБод/с (восемь из ко-
торых образуются вместо одного канала ТЧ), один канал вещания вто-
рого класса (вместо четырех каналов ТЧ), два канала передачи сигна-
лов управления и вызова СУВ на каждый канал ТЧ, а также шесть
каналов служебной связи (СС) и телеконтроль шести направлений
линейного тракта. Тактовая частота системы 2048 кГц, частота
дискретизации телефонных каналов и каналов передачи ДИ1 8 кГц,
каналов передачи СУВ 0,5 кГц и канала вещания 32 кГц.
Аппаратура имеет следующие характеристики:
Число каналов ТЧ................................................ 30
Частота дискретизации, кГц ...................................... 8
Число каналов передачи дискретной информации до . . . 9
Число каналов вещания............................................ 1
Число каналов СУВ на один телефонный канал .... 2
Среднее время восстановления циклового сихронизма, мс . 2
Время восстановления сверхциклового синхронизма, мс . . 2
Закон компандирования.....................................квазилогариф-
мически й
А-87,6/13
Число разрядов кода........................... 8
Выигрыш от компандирования...................................... 24,1
Отношение сигнал/шум квантования, дБ.......................... 34,5
Порог перегрузки, дБ............................................. 3
Частотная характеристика канала ТЧ........................1/6 нормы МКТТ
для гипотетиче-
ской цепи связи
Изменение остаточного затухания телефонного канала, дБ,
не более........................................................ ±0,5
Погрешность установки значения остаточного затухания, дБ ±0,3
Псофометрическая мощность шума, дБ........................ —65
Защищенность, дБ, от внятных переходных влияний:
между каналами одной системы.......................... 68
между каналами различных систем ...... 74
Скорость группового сигнала, кбит/с....................... 2048 (1±3-10-5)
Тип кода линейного сигнала . . .................ЧИП с поочеред-
ной инверсией
единиц
Максимальное затухание регенерационного участка на полу-
тактовой частоте, дБ...................................... 36
Напряжение дистанционного питания, В...................... 16—245
Максимальная длина линейного тракта (в зависимости от ти-
па кабеля), км............................................ 60—108
Число необслуживаемых регенерационных пунктов (РНП) в
секции обслуживания............................................. 10
Рабочая температура окружающей среды, °C:
оконечного оборудования................................... 5—40
оборудования РНП . . , ,.......................•—40±-|-40
Временные циклы. Диаграмма временных циклов системы
(рис. 20.1) содержит сверхциклы, следующие друг за другом, циклы
и разрядные интервалы. Каждый сверхцикл содержит 16 циклов
318 - •
Сдерхцикл
\Ц15\Ц0\Ц1 \цг\//J I-
-\цв\Ц1Ч\Ц15 ЦО
125мкс
Цикл
ЦС ТК1 ТК2 ТКЗ ТК15 СЦС ТК16 ТК28ТК29ТКЗС
КИ0\КИ1 IkH2IkHjI-----------\кИ15\КИ1б\кИГ}\--------\М29\КИЗ§КИ51!
Канальный- интервал, '
8 разрядов
Цикл четный -
PI Р2 РЗ РЧ Р5 РВ PI Рд
5^9ыкс
Ш, циклы ЦО
Pt Р2РЗ РЧ Р5 PG PT F8
1
W
№ Сигнал ЦС
Цикл нечетный
Р1 Р2 РЗ РЧ Р5 РВ Pl Р8
Сигнал СЦС Из&
КИ16,ЦШЫ Ц1-Ц15 W
Р1 Р2 РЗ РЧ РЗ РВ PI Р8
нс
ДИ ИЗВ
цс
СУВ1 СУВ2 СУ81 СУВ2
(ТК1-ТК15) (ТК16-ТК30)
Рис. 20.1. Диаграмма временных циклов системы передачи ИКМ-30
(рис. 20.1, а) ЦО, Ц1, ..., Ц15. Каждый цикл делится на 32 канальных
интервала (рис. 20.1, б) КИО, КИ1, КИ31, каждый канальный
интервал содержит восемь разрядных интервалов (рис. 20.1, в) Р1,
Р2, ..., Р8, в которых передается восьмиразрядная кодовая комбина-
ция двоичных символов 0 или 1.
Из 32 канальных интервалов тридцать (с КИ1 по КИ15 и с КИ17
по КИ31) используются для 30 стандартных ТФ каналов. Канальный
интервал КИО применяют для передачи сигналов цикловой синхрони-
зации ЦС, причем используют его по-разному в четных и нечетных
сверхциклах. Канальный интервал КИ16 также используется по-раз-
ному в циклах ЦО и Ц1—Ц15.
Длительность сверхцикла составляет 2 мс, цикла 125 мс, каналь-
ного интервала 3,91 мкс и разряда 488 нс.
Отсчет циклов в сверхцикле начинается с цикла, содержащего сиг-
нал сверхцикловой синхронизации (СЦС), а отсчет канальных интер-
валов — с канального интервала, содержащего сигнал цикловой син-
хронизации (ЦС). Сигнал СЦС передается в разрядах Р1—Р8 каналь-
ного интервала КИ16 цикла Ц0 символами 0000, а сигнал ЦС — в
разрядах Р2—Р8 канального интервала КИО четных сверхциклов сим-
волами 00 И 0 11. При потере синхронизма на месте разрядов РЗ ка-
нального интервала КИО нечетных сверхциклов и Р6 канального ин-
тервала КИ16 цикла ЦО передаются символы 1, включающие аварий-
ную сигйализацию Изе ЦС и Изе СЦС на противоположной оконеч-
ной станции. Разряд Р1 в КИО во всех циклах используется для пере-
дачи дискретной информации, а Р6 в нечетных циклах этого канально-
го интервала — сигнала контроля остаточного затухания в 23-м ка-
нале системы.
В остальных разрядах КИО нечетных циклов и разрядах КИ16
цикла ЦО передаются символы, указанные на рис. 20.1, в.
Канальные интервалы КИ1—КИ15 и КИ17—КИ31 во всех циклах
сверхцикла используются для кодирования сигналов, передаваемых
319
соответственно по 1—15-му и 16—30-му телефонным каналам ТК (см.
рис. 20.1,6). Канальный интервал КИ16 в циклах Ц1—Ц15 исполь-
зуется для передачи СУВ. при этом по каждому телефонному каналу
передаются два сигнала СУВ1 в СУВ2.
В каждом из указанных циклов в РИ16 передаются СУВ сразу
двух телефонных каналов, при этом в разрядах Р1 и Р2 — СУВ1 и
СУВ2 одного из них, а в разрядах Р5 и Р6 — СУВ1 и СУВ2 другого
телефонного канала. Парными являются 1 и 16-й, 2 и 17-й, 15 и
30-й телефонные каналы. Сигналы управления и взаимодействия СУВ
этих каналов передаются соответственно в циклах Ц1. Ц2. ЦЗ. .... Ц15
сверхцикла. В разрядах РЗ. Р7 циклов Ц1—Ц15 КИ16 передается
символ 0, а в разрядах Р4. Р8 — символ 1.
Состав оборудования. В состав оборудования системы ИКМ-30
входят три типа стоек: стойка аналого-цифрового преобразования
САЦО (с комплектами аналого-цифрового оборудования АЦО), стойка
оборудования линейного тракта СОЛТ и стойка оконечного оборудо-
вания СОО, устанавливаемые на обслуживаемых станциях, а также
оборудование необслуживаемого регенерационного пункта колодез-
ного типа НРП-К12, устанавливаемого на линии.
На стойке САЦО устанавливается от одного до четырех комплектов
(систем) АЦО. Комплект АЦО содержит индивидуальное оборудо-
вание, комплекты блоков генераторного и группового оборудования
трактов передачи и приема, блок дискретной информации ДИ, блок
контроля и сигнализации КС и устройство, питающее УП.
Индивидуальное оборудование АЦО состоит из 30 блоков согла-
сующих устройств СУ и 15 блоков приемопередатчиков ПП. В каждом
блоке ПП содержатся два канальных приемопередатчика. В комплект
блоков генераторного и группового оборудования передачи входят
задающий генератор ГЗ, делитель частоты ДЧ, делитель канальный
ДК, кодер-аналоговая часть Код А, кодер-цифровая часть Код Ц и
формирователь линейного сигнала ФЛС. Комплект блоков генератор-
ного и группового оборудования приема содержит преобразователь
приема ПК прМ5 приемник синхросигнала ПрмС1ШХр, делитель час-
тоты ДЧ, делитель канальный ДК и декодер.
Стойка СОЛТ обеспечивает дистанционное питание регенераторов,
установленных на линии, регенерацию ИКМ сигнала, телеконтроль
состояния линейных трактов, индикацию различных видов аварии,
включение сигнализации и ведение служебных переговоров. Обору-
дование, расположенное на СОЛТ, позволяет организовать до 30 ли-
нейных трактов и шести каналов служебной связи.
Стойка СОО содержит оборудование шести линейных трактов и трех
комплектов АЦО, она обеспечивает выполнение всех функций по об-
служиванию линейных трактов и оконечных станций. Генераторное
оборудование ГО трактов приема и передачи по построению аналогич-
но. Опорную тактовую частоту 2048 кГц на передаче получают от за-
дающего генератора ГЗ с кварцевой стабилизацией частоты, а на при-
еме— от выделителя тактовой частоты ВТЧ. Стабильность частоты
ГЗ 3 * 10~5, а частота генерации 8192 кГц. Делением этой частоты на
4 получают тактовую частоту 2048 кГц ± 5 Гц. Формирующими уст-
320
ройствами синусоидальный сигнал превращается в последовательность
прямоугольных импульсов. Последовательности разрядных (Р1—Р8),
канальных (КИО, КИ1, КИ31) и цикловых (ЦО, Щ, ..., Ц15) им-
пульсов с частотой следования соответственно 256,8 и 0,5 кГц получа-
ются последовательным уменьшением тактовой частоты системы в 8,
32, 16 раз.
20.2. Аппаратура ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920
Аппаратура ИКМ-120 обеспечивает организацию до 120 каналов
ТЧ со скоростью передачи группового потока 8448 кбит/с. Линейный
тракт организован по двухкабельной четырехпроводной схеме. В сос-
тав аппаратуры входит оборудование вторичного временного группо-
образования ВВГ (рис. 20.2), аналого-цифрового преобразования сиг-
нала вторичной группы АЦО-ЧД-2\ оконечное оборудование линейного
тракта ОЛТ и необслуживаемые регенерационные пункты НРП. В пе-
редающей части оборудования ВВГ формируется групповой поток
посредством побитового объединения четырех цифровых потоков со
скоростью 2048 кбит/с. Эти потоки могут формироваться в аппаратуре
И ДМ-30 или оборудовании АЦО-ЧД-2. В первом случае с помощью
оборудования ВВГ может быть организовано 30 • 4= 120 каналов
ТЧ. Во втором случае в оборудовании АЦО-ЧД-2 формируются три
потока со скоростью 2048 кбит/с, которые совместно с четвертым по-
током, сформированным в аппаратуре И ДМ-30, подаются на вход обо-
рудования ВВГ.
Оборудование ОЛТ осуществляет дистанционное питание и конт-
роль НРП, а также организацию служебной связи. Работа оборудо-
вания ВВГ основана на принципе двустороннего согласования скоро-
стей и двух командного управления, работает оно в трех режимах:
асинхронном, синхронном и синхронно-синфазном. Система цикловой
синхронизации — адаптивная.
При передаче потоков, сформированных в АЦО-ЧД-2, использу-
ется ll-разрядный код с нелинейным преобразованием с кусочно-ли-
нейной характеристикой компандирования.
% Передача
1--------к дат/с
------*
------*
л____
ввг
8448
к бит/с
3/2-552-----
кГц у\АЦО-ЧД-2
2048 к Ват/с
2048
к 8ит/с
ВВГ
Линейный транш
8448
к 8ит/с
Рис. 20.2. Структурная схема аппаратуры ИКМ-120
321
Аппаратура имеет следующие характеристики:
Скорость входных потоков, кбит/с ...... 4 2048(1+3 • 10 ~5)
Скорость группового потока, кбит/с....................... 8448(1+2-10~5)
Число каналов ТЧ при передаче цифровых потоков, формиру-
емых:
в аппаратуре ИКМ-30.................................' 120
в оборудовании АЦО-ЧД-2 и аппаратуре ИКМ-30 . '90
Частота следования циклов, кГц ................................. 8
Среднее время восстановления циклового синхронизма, мс , 0,75
Вносимые временные флуктуации, %, на частотах:
10 кГц............................................... 2
10 Гц................................................ до 100
Максимальная частота согласования скоростей, Гц . . . 102
Максимальный коэффициент согласования скоростей . , . 0,0125
Спектр частот группового телефонного сигнала, кГц . . . 312—552
Частота дискретизации группового телефонного сигнала, кГц 512
Число разряДЪв кода......................................1 11
Закон компандирования...................................... А-5,4/5
Псофометрическая мощность шума в режиме молчания, пВт 600
Число символов в цикле передачи АЦО-ЧД-2................. 12
Частота следования циклов АЦО-ЧД-2, кГц.................. 64
Скорость передачи группового потока АЦО-ЧД-2, кбит/с . 6144
Среднее время восстановления, мс, циклового синхронизма
АЦО-ЧД-2...................................................... 0,1
Код линейного сигнала..................................... КВП или ЧПИ
Длина регенерационного участка, км.......................... 5+0,5
Длина секции ОРП-ОРП, км....................................... 200
Максимальная длина линейного тракта, км.................. 600
Допустимая частость ошибок в линейном тракте .... 10~7
Число НРП в секции обслуживания.......................... 40
Максимальное напряжение дистанционного питания, В . . 980
Рабочая температура окружающей среды, °C:
оконечного оборудований.............................. 5—40
оборудования НРП..........................................— 40+4-40
Аппаратура ИКМ-480 обеспечивает организацию до 480 каналов
ТЧ со скоростью передачи группового потока 34 368 кбит/с. Линейный
тракт организован по однокабельной схеме (рис. 20.3). В состав ап-
паратуры входит оборудование третичного временного группообра-
зования ТВГ\ оконечное оборудование линейного тракта ОЛТ и не-
обслуживаемые регенерационные пункты НРП. В передающей части
оборудования ТВ Г формируется групповой поток посредством поби-
тового объединения четырех цифровых потоков со скоростью
8448 кбит/с, вырабатываемых в аппаратуре ИКМ-120.
Линейный тракт
I
I
3^368
1,1.....>
к Sum/c
ТВГ
Прием
к Sum/c 1----1
------+Z7+71
^ИКМ^120]
Рис. 20.3. Структурная схема аппаратуры ИКМ-480
322
Передача
------->
Ь: — — jr-d к 6ит/с
>
_________ / к Вит/с
* >
{я/глТ^рр^/—z—>
--------\ К Sum/с
чвг
чвг
139264
к Вит/с I
13926Н- I
к 8 ит/с j
Линейный тракт
Рис. 20.4. Структурная схема аппаратуры ИКМ-1920
Оборудование ОЛТ обеспечивает дистанционное питание и контроль
НРП, организацию служебной связи по отдельным парам кабеля.
Длина секции между двумя обслуживаемыми регенерационными пунк-
тами 200 км. В оборудовании ТВ Г предусмотрены асинхронный и син-
хронный режимы работы. Система цикловой синхронизации адапта-
тивная.
Аппаратура имеет следующие характеристики:
Скорость входных вторичных потоков, кбит/с . . .
Скорость группового потока, кбит/с .....
Тип кабеля.................................
Максимальная дальность связи, км .....
Число входных вторичных потоков ......
Число каналов ТЧ х.................................
Частота следования циклов, кГц.....................
Среднее время восстановления цикловой синхрониза-
ции, мс ........................................
Временные флуктуации, вносимые оборудованием ТВГ,
%..................................................
Максимальная частота согласования скоростей, Гц .
Тип линейного кода..............................
Длина участка регенерации, км...................
Частость ошибок на один регенератор, не более * .
Временные флуктуации, град, на один регенератор, не
более .............................................
Длина секции ОРП-ОРП, км . ..... <
Ток дистанционного питания, мА ......
Напряжение дистанционного питания, В . . . <
8 448(1 ±2-10-5)
34 368(1±1,5- 10-б1
МКТ-4
2 500
4
480
16
0,5
5
300
КВП-3
2,3—3,2
Ю-1°
2
200
200
1300
Аппаратура ИКМ-1920 состоит (рис. 20.4) из оборудования четве-
ричного временного группообразования ЧВГ, аналого-цифрового пре-
образования сигналов телевизионного вещания АЦО-ТС и линейного
тракта коаксиальных кабельных линий.
Оборудование ЧВГ осуществляет асинхронное или синхронное по-
битовое объединение четырех третичных цифровых потоков^ имеющих
скорость 34 368 кбит/с, в групповой четвертичный цифровой поток со
скоростью передачи 139 264, кбит/с.
Оборудование Л ДО-ТС преобразует телевизионный сигнал в цифро-
вой поток со скоростью передачи 103 104 кбит/с, поступающий на обо-
рудование ЧВГ в виде трех третичных цифровых потоков. В этом слу-
чае в четверичном потоке организуется канал передачи телевизионно-
го сигнала и 480 каналов ТЧ.
323
Оборудование линейного тракта обеспечивает передачу по кабелю
КМ-4 четверичного цифрового потока, дистанционное питание и те-
леконтроль оборудования НРП, организацию служебной связи на
магистрали.
Устройства ЧВГ работают в трех режимах: асинхронном, синхрон-
ном и синхронно-синфазном. Первые два режима используются для
передачи цифровых потоков, формируемых в аппаратуре ИКМ 489,
а третий режим — для передачи трех цифровых потоков, формируемых
на выходе оборудования АЦО-ТС. Принцип организации линейного
тракта ИКМ-1920 аналогичен принципу организации тракта в аппа-
ратуре ИКМ-480.
Аппаратура имеет следующие характеристики:
Скорость входных третичных потоков, кбит/с , . . 34 368 (1 ±1,5-10-5)
Скорость группового потока, кбит/с.................. 139 264 (1±1 • 10~5)
Тип кабеля................................................. КМБ-4
Максимальная дальность связи, км............................ 2500
Число входных третичных потоков................................ 4
Число каналов ТЧ . ........................... 1920
Частота следования циклов, кГц................................ 64
Среднее время восстановления цикловой синхрониза-
ции, мс..................................................... 0,15
Временные флуктуации, вносимые оборудованием ЧВГ,
%.............................................................. 5
Максимальная частота согласования скоростей, Гц . 870
Сигнал телевидения (СТВ):
полоса передаваемых частот....................... 50 Гц—6,0 МГц
частота дискретизации, Гц........................ 12 888
' число разрядов кода....................................... 8
закон кодирования ................................... линейный
отношение сигнал/шум квантования, дБ . . . 61
скорость цифрового потока, кбит/с ..... 3X34 368
Сигнал звукового сопровождения (СЗС):
полоса эффективно передаваемых частот, Гц . . 30—15 000
вид модуляции . . . ..................... ИКМ
частота дискретизации, кГц....................... 35,8
число разрядов кода........................................ 12
закон кодирования................................. нелинейный, характе-
ристика и= 15/7
скорость цифрового потока, кбит/с......................... 537
Тип линейного кода.......................................... КВП-3
Длина участка регенерации, км.............................. 2,75—3,15
Коэффициент ошибок на один регенератор, не более . 10"10
Временные флуктуации, возникающие в линейном трак-
те, на один регенератор, град ....... 6
Длина секции ОРП-ОРН, км..................................... 240
Ток дистанционного питания, мА ...... 400
Напряжение дистанционного питания, В • . . • 1700
324
Глава 21
РАДИОРЕЛЕЙНАЯ АППАРАТУРА ДМ 400/32М
И ДМ 8000/32
21.1. Основные технические данные аппаратуры
Аппаратура является цифровой с дельта-модуляцией, работает в
диапазоне 400 и 8000 МГц и предназначена для передачи сигналов 30
дуплексных телефонных каналов, одного канала синхронизации и
одного служебного канала. Особенно целесообразно ее использовать
для организации оперативно-технологической связи железнодорожно-
го транспорта, так как она позволяет перекрывать большие расстояния
и выделять любой телефонный канал на любой промежуточной стан-
ции без ухудшения качества остальных каналов. Эта аппаратура пред-
назначена для передачи телефонной и телеграфной информаций, а
также передачи данных в сетях с относительно небольшим числом ка-
налов с частым и простым их выделением. Она может быть использова-
на для продолжения и ответвления от магистральных линий с большим
числом каналов.
Аппаратура йожет быть применена и в качестве аппаратуры слу-
жебной связи магистральной линии связи (например, GTT-8000/300
и KTV-8000). В этом случае она выполняется в варианте ДМ 8000/32
и работает на общую антенную систему с основной аппаратурой. Из
30 телефонных каналов один используется в качестве служебного, че-
тыре — в качестве диспетчерских, один — для передачи цифровых
сигналов автоматики резервирования аппаратуры магистральной свя-
зи дополнительным его разделением, а остальные 24 канала — в ка-
честве коммерческих телефонных.
Служебный канал имеет те же технические данные, что и служеб-
ный канал ДМ 400/32.
Из четырех диспетчерских каналов два канала проходят вдоль
участка линии примерно 800 км с параллельным выделением только на
наиболее важных станциях. Другие два диспетчерских канала рабо-
тают на более коротких участках линии. Они включены в централь-
ную диспетчерскую установку, с которой можно избирательно вызывать
группы ртанций, разговаривать любым двум диспетчерам линии и под-
ключаться к городским линиям связи.
Служебный канал в ДМ 400/32 выделяется параллельно на каждой
станции, благодаря чему может быть организована групповая связь
в виде конференц-связи с прослушиванием передаваемого разговора
на всех станциях. По служебному каналу можно послать индивиду-
альный вызов на любую станцию. С помощью системы дистанционного
контроля с центральной станции можно обеспечить контроль до восьми
линейных станций.
При возникновении неисправности линейная станция передает
аварийный сигнал с указанием характера неисправности и названия
линейной станции, где она произошла.
325
Аппаратура имеет следующие характеристики:
Система модуляции
Принцип передачи сигналов .........................
Объединение каналов ...............................
Первичная модуляция (НЧ сигналом)..................
Сигнал, передаваемый на радиочастоте...............
Вторичная радиочастотная модуляция.................
Радиочастотная демодуляция.........................
цифровой
по принципу времен-
ного разделения
дельта - м одул яци я
двоичной 2,048 Мбит/с
четырехпозиционная
фазовая манипуляция?
когерентная фазовая
Система уплотнения
Общее число каналов......................................... 32
Из них:
дуплексных коммерческих ТФ............................... 30
канал синхронизации...................................... 1
объединенный рабочий канал .............................. 1
Число выделяемых каналов до................................. 30
Время восстановления синхронизации, мс, не более . 1
Отношение сигнал ПЧ/шум, дБ, при котором нарушает-
ся синхронное состояние .................................... 13
Число ТГ каналов вместо второго ТФ канала ... 4
Число выделяемых ТГ каналов, не более .... 4
Эффективно-передаваемая полоса частот коммерческих
ТФ каналов, Гц..................................... 300—3400
Искажения квантования, %, на частоте 800 Гц, не более 2
Коэффициент нелинейных искажений ТФ канала, %, не
более........................................................ 2
Защищенность от переходных помех, дБ, не менее . 60
Данные телеграфных каналов, передаваемых на месте
второго телефонного канала:
ток сигнала двухполярный, мА.......................... ±20
максимально-допустимое искажение, %, при скоро-
сти:
50 Бод.............................................. 0,5
100 Бод............................................. 0,9
200 Бод............................................. 1,7
уровень серии, двоичных сигналов (однополярный),
В, (пиковое значение)................................ 0 4- +2,5
длительность элемента сигнала, нс..............' 488
Высокочастотные стойки и антенно-фидерные устройства
Вариант ДМ 400/32
Передатчик:
мощность на выходе блока АТЕ, Вт, не менее . 3
стабильность частоты......................... ±2-10“5
тип модулятора...............................квадратно-амплитуд-
ный на частоте
35 МГц
модулирующий сигнал..............................с ограниченной поло
сой частот
10—24 кбит/с
спектр частот, кГц, занимаемый сигналом передат-
чика на уровне 99% по мощности...................' ±625
Номинальное выходное сопротивление передатчика и
входное приемника, Ом................................
326
Приемник супергетеродинного типа с двойным преоб-
разованием частоты:
коэффициент шума, дБ,, не более..................
номинальное значение первой ПЧ, МГц
номинальное значение второй ПЧ, МГц
результирующая полоса пропускания, МГц, на
уровне:
3 дБ...........................................
30 дБ . . . . -........................
динамический диапазон АРУ, дБ....................
пороговое значение отношения сигнал/шум, дБ, на
входе демодулятора ПЧ (при коэффициенте оши-
бок Ю-3).........................................
чувствительность, дБ-Вт (уровень принимаемого
сигнала при коэффициенте ошибок 10“3 на входе
блока) ..........................................
типовое значение допустимого уровня помех, дБ,
на частоте приема................................
уровень сигнала местного гетеродина, дБ, в антен-
не (относительно уровня передатчика), менее .
стабильность частоты местного гетеродина
Предельное значение затухания участка, дБ (между
антенными разъемами стоек при коэффициенте ошибок
10-3), не менее......................................
Средняя частота диапазона частоты стволов, МГц
Нижний поддиапазон, МГц..............................
ч
Верхний поддиапазон, МГц.............................
Разнос частот, МГц, передатчика и приемника, работа-
ющих на общую антенну, не менее......................
Разнос частот, МГц, двух передатчиков или двух при-
емников, находящихся на стойке промежуточной стан-
ции, не менее........................................
Двухспиральная антенна:
рабочий диапазон, МГц...........................
поляризация ....................................
номинальное входное сопротивление, Ом . . .
входной КСВ во всем диапазоне, не более
коэффициент усиления относительно изотропного
излучателя, дБ, не менее........................
затухание, дБ, излучения в обратном направлении,
не менее...............................
Одно- и четырехпанельная антенна:
диапазон частот, МГц.................................
поляризация ....................................
номинальное входное сопротивление, Ом
входной КСВ во всем диапазоне, не более .
коэффициент усиления, дБ, относительно изотроп-
ного излучателя:
однопанельного, не менее.......................
четырехпанельного, не менее....................
поляризационное затухание, дБ...................
мощность антенны, Вт:
однопанельной, не более ........................
четырехпанельной, не более ....................
Антенно-фидерный тракт (коаксиальный кабель):
номинальное волновое сопротивление, Ом
б
35
5
±0,6
±1,5
50
13
—124
15 (ниже уровня
сигнала)
80
±2-10-5
120,5
430
f н=fo—40±п • 0,93;
п=1, 2, 3, 42
/в =fo+(n—42)0,93;
п=43, 44, 84
40
1,86
370—490
круговая
50
1,5
15,5
20
390^470
линейная, горизон-
тальная или верти-
кальная
50
1,5
9,0
14,0
25
50
100
50
327
затухание, дБ/м, не более......................
затухание, дБ, вносимое разделительным фильтром,
не более ......................................
затухание, дБ, в полосе заграждения (относитель-
но средней частоты полосы):
±2 МГц.......................................
±5 МГц.......................................
±35 МГц, более...............................
передаваемая частотная полоса, Гц, коммерческих
каналов .......................................
коэффициент нелинейных искажений, %, не более
искажение квантовое, % (при псофометрическом
измерении на частоте 800 Гц), не более
псофометрическое отношение сигнал/шум, дБ, на
частоте 800 Гц, не менее.......................
Вариант ДМ 8000/32
Рабочий диапазон частот, МГц........................
Мощность передатчика, Вт (дБ-Вт) на выходе умножи-
теля частоты на 16, не менее........................
Стабильность частоты................................
Девиация фазы, рад...............................
Боковые полосы модулированного колебания, дБ, отно-
сительно уровня несущей в полосе частот ±1 МГц, не
более ..............................................
Спектр паразитных частот, дБ, относительно уровня не-
сущей в полосе частот ±10 МГц без модуляции, не бо-
лее ................................................
Выходной волновод...................................
Коэффициент шума приемника, дБ, на выходе смесите-
ля, не более .......................................
Номинальное значение промежуточной частоты, МГц .
Полоса пропускания, МГц, ПЧ в точках завала:
на 3 дБ ......................................
на 40 дБ .....................................
Порог ограничения, мкВ, менее.......................
Антенна параболическая РА-8 диаметром 3 м:
усиление, дБ...................................
затухание излучения в обратном направлении, дБ,
не менее .......................................
КСВ, не более..................................
Усиление перископической антенной системы, дБ
Волновод............................................
Затухание волновода, дБ/м ..........................
Электропитание от сети переменного тока:
напряжением, В......................................
частотой, Гц....................................
Мощность, Вт, потребляемая аппаратурой:
оконечной станции, около ...........................
промежуточной станции с выделением:
15/15 каналов, около ................... .
30/30 каналов, около . . . . * .
промежуточной станцией без выделения каналов,
около ..........................................
Рабочая температура окружающей среды, °C:
аппаратуры .........................................
двухспиральной антенны ........................
двух- и четырехпанельной системы...............
0,005
3,5
3
30
100
300—3400
2
2
60
7900—8400
0,1 (—10)
±5-10-5
0,8
—2
—40
МЭК R34-E84
±2
±5
200
45
60
1,15
44,2
гибкий эллиптического
сечения Е84
0,09
роггМ 0%
50±3
500
600
900
450
5—40
—50 ± +60
—40 ±+60
328
При эксплуатации линии не требуется постоянного обслуживания
на линейных станциях. Тип промежуточной станции определяется ко-
личеством выделяемой информации. На промежуточных станциях без
выделения каналов можно выделить, кроме служебного, еще три ТЧ
канала в обоих направлениях. Если требуется выделить более трех ТФ
каналов, устанавливают промежуточные станции с выделением кана-
лов.
Оконечная станция состоит из одной радиочастотной стойки
DRF-04MV, стойки уплотнения MX-VM и антенно-фидерной системы.
Кроме радиочастотных цепей, цепей ПЧ, видео- и цифровых цепей, ра-
диочастотная стойка содержит контрольные цепи и блоки питания.
Модуляторные устройства стойки уплотнения оконечной станции
после соответствующего преобразования аналоговых сигналов в циф-
ровые объединяют различные передаваемые сигналы в общую серию
двоичных сигналов. Демодуляторные устройства этой стойки из при-
нимаемой серии двоичных сигналов восстанавливают выходные сигна-
лы. На стойке имеются цепи деления времени, кодирования, декоди-
рования, дискретизации и согласования, а также контрольные цепи
и блоки питания, цепи автоматики и дистанционного контроля.
На оконечной станции используют также дополнительное обору-
дование системы дистанционного контроля ТК 71/9 и устройства пи-
тания Т7Щ.
Центральная установка системы дистанционного контроля (ТКр)
выполнена в видё отдельной стойки, которую устанавливают на стан-
ции дистанционного контроля. Эта стойка содержит устройства для
передачи запроса о состоянии линейных станций, дистанционных
команд и приема ответа. На стойке уплотнения дистанционно контро-
лируемых станций расположены устройства дистанционного контроля,
обеспечивающие передачу извещений по результатам контроля и от-
ветов на запросы центральной установки. Центральная установка сис-
темы дистанционного контроля обеспечивает возможность получения
обслуживающим персоналом контролирующей станции информации
о состоянии наиболее важных параметров восьми контролируемых стан-
ций, а также об их нормальном или неисправном состоянии. Контро-
лируемые параметры следующие: напряжение сети, аккумулятора,
мощность передатчика, состояние приемника, синхронизация, напря-
жение питания на стойках. Кроме этого, предусмотрена возможность
передачи одной внешней информации, а на каждую дистанционно конт-
ролируемую станцию — и дистанционной команды. По служебному
каналу можно передавать цифровые сигналы без аналого-цифровых
преобразований, для этого на месте второго коммерческого ТФ канала
стойка уплотнения MX-VM при замене блоков может передавать инфор-
мацию четырех телеграфных каналов или данные со скоростью
2400 Бод. С помощью телеграфной стойки ДМТ обеспечивается воз-
можность дополнительного уплотнения любого телефонного канала
32 телефонными каналами.
Устройство питания Т701 обеспечивает стойки электроэнергией (в
случае пропадания напряжения сети) от аккумуляторной батареи в
течение 5 ч, которая заряжается автоматически от напряжения сети.
П Зак. 1834 329
Основная аппаратура промежуточной станции с выделением кана-
лов состоит из радиочастотной стойки DRF-04M1 и стойки уплотнения
MX-LM. Радиочастотная стойка содержит, за исключением блоков
питания, удвоенное по сравнению с оконечной станцией число иден-
тичных блоков (для двух направлений связи). На стойке уплотнения
размещены те же блоки кодера и декодера, что и на оконечной станц ih.
Отличие имеется в цепях деления времени. Здесь часть серии двоич-
ных сигналов, поступающих с выхода приемника, не демодулируется
в стойке, а вводится без изменения в серию импульсов, которая пода-
ется на вход модулятора передатчика, работающего в направлении сле-
дующей станции. Эта часть серии импульсов принадлежит каналам,
не выделяемым на данной станции. Другая часть, принадлежащая к
выделяемым каналам, приходит на стойку уплотнения, где декодиру-
ется, как и на оконечной станции. Эти импульсы, за исключением им-
пульсов служебного канала и дистанционного контроля, стираются из
серии и на их место вводятся импульсы с новой информацией, переда-
ваемой с данной станции.
Стойка MX-LM обеспечивает возможность выделения 15 ТФ ком-
мерческих каналов в каждом направлении или одного служебного и
14 коммерческих каналов, или одного служебного, четырех телеграф-
ных в каждом направлении (вместо второго ТФ канала) и 13 коммер-
ческих каналов. По одному и тому же второму ТФ каналу можно пе-
редавать четыре телеграфных сигнала в одном направлении и телефон-
ные сигналы в другом. Для выделения более 15 ТФ каналов необхо-
димы две стойки уплотнения.
Дополнительное оборудование может быть то же, что и. на оконеч-
ной станции.
Промежуточную станцию без выделения каналов устанавливают
в тех пунктах, где число выделяемых ТФ каналов не превышает трех.
Основная аппаратура состоит из радиочастотной стойки DRF-04M1,
аналогичной стойке промежуточной станции с выделением, и стойки
уплотнения МХ-1М, которая содержит блоки, необходимые для выде-
ления только трех ТФ каналов. Здесь нельзя выделить коммерческий
канал вместо служебного. Станционную группу блоков дистанционно-
го контроля размещают на стойке управления.
21.2. Принцип действия
радиочастотных стоек DRF-04M
Аппаратура предназначена для передачи серии цифровых импуль
сов со скоростью 2048 кбит/с. Серия должна иметь некоторые статис-
тические свойства и содержать приблизительно одинаковое число
битов логических 0 и 1. В серии в течение длительного времени не
должно быть периодичности, т. е. передаваемая серия сигналов долж-
на иметь случайный характер.
Для передачи используется узкий спектр излучения шириной
1,25 МГц. В этой полосе частот излучается 99% мощности. Этим объяс-
няется принцип построения радиочастотных стоек. Стойки DRF-04M
330
Рис. 21.1. Фазовая манипуляция
выполняют эту задачу соответст-
вующим перекодированием цифро-
вых сигналов, использованием
квадратурно-амплитудной модуля-
ции и соответствующим сужением
полосы частот модулирующих сиг-
налов.
Относительная фазовая манипу-
ляция. Прежде чем перейти к опи-
санию принципа квадратурной ам-
плитудной модуляции, приведем
основные понятия относительной
фазовой манипуляции ОФМ, что бу-
дет способствовать уяснению прин-
ципа квадратурной модуляции.
' Рассмотрение принципа ОФТ
целесообразно начать с фазовой
манипуляции ФМ. Серия импуль-
сов (групповой сигнал) представ-
ляет собой последовательность им-
пульсов, характеризуемую двумя состояниями: 1 — импульс и 0 -
пробел. Поэтому и СВЧ колебание, которое модулируется (манипу-
лируетсяртакойчгерией сигналов, должно иметь такие два состояния,
определяемые фазой колебания. ФМ может осуществляться измене-
нием фазы несущего колебания йа 180Q при переходе от 0 к 1 или,
наоборот, от 1 к 0 (рис. 21.1, а, б), в этом случае:
для 1 un = U cos (соо/ + <р0); (21 .1)
для О «п = (/cos (соо ^ + <Ро~Ь^)* (21 .2)
Демодуляция при приеме осуществляется сложением этого колебания
с синхронным неманипулированным колебанием (рис. 21.1, в)
uc = U cos (соо^ + фо) • (21.3)
В самом деле, после сложения выражения (21.1) или (21.2) с (21.3) по-
лучим:
ДЛЯ 1 U^ — W COS (Сй0 * + фо);
ДЛЯ О — U CQS> (СОо * + Фо + я) + U COS (°о t + Фо) =
= U COS (Сй0 £+фо) + £/ cos (Сй0 ^ + фо)=О.
В результате детектирования этих радиоимпульсов (рис. 21.1, г) по-
лучим исходную последовательность импульсов (рис. 21.1, д). При
этом необходим приемник с опорным генератором, генерирующим ко-
лебания такой же частотой соо и начальной фазой фо, что частота и на-
чальная фаза принятого колебания [см. формулы (21.1) и (21.2)]. Прак-
тически осуществить это невозможно.
Опорное колебание можно выделить из принятого сигнала
(рис. 21.1, б) устранением модуляции. В схеме А. А. Пистелькорса
(рис. 21.2, а) модулированный сигнал удваивается по частоте Умн.
Сигналы 1 и 0 отличаются по фазе на 180° (рис. 21.2, б), что устраня-
11 * 331
ется при удвоении (рис. 21.2, в, г). С делителя ДЧ снимается опорный
немодулированный сигнал. Однако начальная фаза колебаний при этом
устанавливается только с точностью до л, так как на выходе ДЧ коле-
бания появляется с начальной фазой 0 или л (рис. 21.2, д, е). Неопре-
деленность начальной фазы может привести к ошибочному приему:
вместо 0 будет получена 1 и наоборот, т. е. возникает обратная работа,
исключающая применение фазовой манипуляции.
При ОФМ сигнал передается не абсолютным, а относительным зна-
чением фазы колебаний. Фаза n-й посылки отсчитывается относительно
фазы (п — 1)-й посылки (0 или 1). Манипуляция фазы выполняется
по правилу: при передаче 1 фаза несущего колебания остается той же,
что при передаче предшествующего 0 (рис. 21.3, а и б), а при переда-
че 0 после 1 фаза скачком меняется на 180°. На приемном конце пере-
данные сигналы восстанавливаются сопоставлением двух соседних
посылок. С этой целью колебания задерживаются, например, линией
задержки на время, равное длительности посылки т (рис. 21.3, в), и
сравниваются в сравнивающем устройстве (рис. 21.3, а, б), например
в фазовом детекторе (рис. 21.4), и метод демодуляции сигналов с ОФМ
называется автокорреляционным. Однако такой метод пригоден при
одинаковой длительности посылок 1 и 0 и когда передается только
комбинация 1010 ... (см. рис. 21.3). В реальных сигналах комбинация
может быть любой, например 1001 (рис. 21.5, а, б), в этом случае при-
нятая последовательность искажается (рис? 21.5, е, г). Для устране-
ния указанного искажения в момент времени t3 необходимо изменить
фазу на 180°, и сигнал будет принят правильно. В этом случае исход-
ный сигнал (см. рис. 21.5, а) .необходимо перекодировать (рис. 21.5, з)
и изменить фазу колебаний при каждом переходе от 0 к 1, и наоборот.
При этом получим колебания (рис. 21.5, б), которые вместе с колеба-
ниями, сдвинутыми на время т (рис. 21.5, а), дадут выходной сигнал
t
7
Рис. 21.2. Схема Пистелькорса (а) п
диаграммы ее работы (б—е)
Рис. 21.3. Относительная фазовая ма-
нипуляция
332
(рис. 21.5, ж), аналогичный вход-
ному.
Помимо автокорреляционного
метода демодуляции, в аппарату-
ре ДМ400/32М использован коге-
рентный метод, суть которого со-
стоит в том, что вначале сигнал
детектируется когерентным детек-
тором, а затем поступает на схему
сравнения. В схеме демодулятора
для когерентного приема колеба-
ний с ОФМ (рис. 21.6) в качестве
источника опорного колебания
ИОК может быть применена схема
А. А. Пистелькорса. Колебания
сравниваются фазовым детектором
ФД, с выхода которого посылки
постоянного тока поступают непо-
средственно и через линию задерж-
ки ЛЗ в схему сравнения полярно-
стей СП. В системе ОФМ возможна
Двухкратная работа ДОФМ, т. е.
передача на одной несущей двух
сообщений без х дополнительного
расширения полосы частот, зани*
маемой сигналом. Фаза сигнала
сдвигается на 0, л/2, л, Зл/2.
Такой вид второй ступени моду-
ляции используется в аппаратуре
ДМ 400/32М.
Рассмотрим принцип квадра-
турной амплитудной модуляции,
используемой в стойке “DRF-04M
(рис. 21.7). Модуляторная сторона
(рис. 21.7, а) состоит из генерато-
ра, вырабатывающего несущую ча-
стоту 35 МГц (Й), Цепи фазового
сдвига на 90°, двух цепей умноже-
ния .сигналов и одной. Цепи их сум-
мирования. Каждая цепь умноже-
ния представляет собой амплитуд-
ный модулятор с Двумя боковыми
полосами и подавлением несущей
частоты. Независимые друг от дру-
га сигналы А (0 и Я(0 являются
модулирующими. Несущие частоты
двух модуляторов имеют одинако-
вые значения и сдвиг фазы 90°, а
модулирующие сигналы — огранн-
Рис. 21.4. Автокорреляционный де-
модулятор
Рис. 21.5. Перекодирование сигнала
Рис. 21.6. Структурная схема коге-
рентною демодулятора.
333
ценную полосу частот с верхней предельной частотой Н. На выходе
модулятора образуется сигнал с полосой частот 2Н несущей частоты F.
Сумма двух сигналов занимает такую же полосу частот, как и ампли-
тудно-модулируемый сигнал с двумя боковыми полосами.
Таким образом, с помощью квадратурной амплитудной модуляции
в одной и той же полосе частот можно передавать в 2 раза больше ин-
формации по сравнению с обычной AM. Для повышения помехоза-
щищенности в стойках DRF-04M используется модуляция с двумя
уровнями: значению логической 1 соответствует A (t) = +1, а логи-
ческому 0 — А (/) = —1, то же самое относится и к сигналу В (/).
Тогда на стороне приема положительное значение демодулированного
сигнала выражает логическое значение 1, а отрицательное — 0.
Рассмотрим фазовое соотношение с квадратурным амплитудным мо-
дулятором и модуляцией двумя двоичными сигналами с одинаковыми
скоростями 1024 кбит/с, осуществляющий четырехфазовую манипу-
ляцию, (рис. 21.7, б). Здесь входные сигналы цепей умножения А (/)
и В (I) обозначены горизонтальной стрелкой, направленной вправо,
В (/) — вертикальной стрелкой, направленной вверх, выходной сиг-
нал цепи умножения при A (t) = ±1 изображен горизонтальной
стрелкой вправо, а при А (/) = —1 — горизонтальной стрелкой влево
(сдвиг фазы на 180°). Выходной сигнал другой цепи умножения изо-
бражен вертикальной стрелкой вверх при В (t) = ±1 и вниз при
В (/) = —1. Сумма этих двух сигналов А (/) и В (/) представляет со-
бой четыре возможных, вектора, составляющие угол 45° с предыдущими
направлениями. Эти векторы показывают четыре возможных положе-
ния фазы выходного сигнала квадратурного амплитудного модулято-
ра, причем значения в битах одновременных двух входных серий дво-
ичных сигналов определяют фазу выходного сигнала. Поэтому моду-
ляционную систему можно считать системой с фазовой манипуляцией,
которая реализуется амплитудными модуляторами, обеспечивающими
достоинство узкого спектра частот AM,
Из рис. 21.7, б видно, что знак ортогональных составляющих не-
сущей частоты 35 МГц определяется двоичными значениями (0 или 1)
в моменты дискретизации серий сигналов A (t) и В (/). Четырем воз-
можным позициям фазы могут быть заданы четырех- и двузначные
числа.
Демодулятором аппаратуры является четырехпозиционный коге-
рентный фазовый демодулятор 4-ФМХ (рис. 21.8). Сигнал ПЧ 5 МГц
подается на учетверитель частоты, с выхода которого частота 20 МГц
Рис. 21.7. Схема, поясняющая принцип квадратурной амплитудной модуляции
334
поступает через полосовой фильтр
на вход схемы сравнения А<р, на
другой его вход подводится сигнал
генератора частотой 20 МГц, в ко-
тором осуществляется его фазовая
автоподстройка (ФАП), приходя-
щим сигналом 20 МГц. С выхода
генератора с ФАП сигнал посту-
пает на делитель частоты на 4.
С двух его выходов снимают пря-
моугольные сигналы частотой
5 МГц, сдвинутые друг относитель-
но друга по фазе на 90°. Они слу-
жат опорными сигналами на одном
из входов фазовых демодуляторов,
на вторые входы которых подает- Рис 21 8 Структурная схема диффо.
СЯ модулированный сигнал 5 МГц, ренциального демодулятора
поступающий с входа цепи выделе-
ния несущей. С выходов демодуляторов сигналы через фильтры ниж-
них частот и ограничители поступают на выходы хну.
‘ ' Таким образом, на демодуляторной стороне стойки DRF-04M име-
ется генератор сигналов ..частотой Q = 20 МГц, фаза которого совпа-
дает с фазой сигналов на модуляторной стороне в результате действия
ФАП. Сигналы этого генератора подаются непосредственно и через
цепь сдвига фазы на 90° (на схеме не показано) на две схемы умножения,
На другие входы которых поступает суммарный сигнал с выхода при-
емника. С выхода одной цепи умножения снимают сигнал А (/), а с
выхода другой — сигнал В (/). После фильтрации фильтрами нижних
частот и ограничения импульсов на стороне приема восстанавливают-
ся два отдельных дёмодулированных сигнала, совпадающих с моду-
лирующими сигналами.
Дифференциальное кодирование. Из краткого описания схемы де-
модулятора видно, что на стороне приема сигнал гетеродина, необхо-
димый для демодуляции, получается по методу А. А. Пистелькорса
(см. рис. 21.2, а). Принимаемый сигнал — сигнал промежуточной час-
тоты приемника 5 МГц — подается на учетверитель частоты, что ма-
тематически соответствует возведению в четвертую степень. Четвертая
степень сигнала, принимающего любую из четырех возможных фаз,
дает сигнал той же фазы с четырехкратной частотой 20 МГц (постоян-
ная составляющая и члены с удвоенной частотой опущены):
cos* (Q/) = cos* (Qf+90°) = cos* (Q^+180°) =cos* (Q^ + 270°)==
= 1/8 (cos* Q/)+....
Деление частоты этого сигнала на четыре дает два опорных сигнала
частотой 5 МГц, которые необходимы для работы цепей умножения и
имеют фазовый сдвиг на 90° друг относительно друга. В результате
этого частоты двух опорных сигналов совпадают с частотой генератора
стороны передачи, а фазы или случайно совпадают, или отличаются
на ±90 или ±180° от фазы сигнала на стороне передачи. Это не дает
335
Рис. 21.9. Система кодирования и декодирования
возможности однозначно восстановить сигналы А (/) и В (t) на выходе
демодулятора и приводит к возникновению «обратной работы». Поэ-
тому в системе используется двухкратная относительная фазовая мо-
дуляция ДОФМ и когерентный метод демодуляции сигналов, а также
последовательно-параллельное преобразование и перекодирование
(см. рис. 21.8).
Таким преобразованием является дифференциальное кодирование,
суть которого заключается в том, что к сопряженным битам серии им-
пульсов А' и В' придается определенное изменение фазы относительно
предыдущего фазового положения. Например, при А' = О, В' = 0 вы-
ходной сигнал удерживается в таком же фазовом положении. При А' =
= 1, В' = 0 фаза изменяется на 180°, а в случае А' = 0, В' = 1 —
на 90° и А' = 1, В' = 1 — на 270° (на 90°). При применении такого же
правила на стороне приема не требуется знание абсолютного фазового
положения принимаемого сигнала.
Таким образом, на стороне приема необходима только оценка, из-
менений фазы в моменты дискретизации (т. е. кодовых групп), следую-
щие друг за другом. Для этого на стороне передачи к каждому отдель-
ному положению фазы необходимо придавать не четырехзначные чис-
ла, принадлежащие к передаваемым парам дебитов, а сумму пар де-
битов, следующих друг за другом, по модулю 4 (см. рис. 21.7, б). Не-
обходимые преобразования выполняет дифференциальный кодер. Из
рис. 21.7, б видно, что в заданной схеме нормированное к 90° значение
скачка фазы не пропорционально двоичному числу, принадлежащему
этому скачку. Чтобы избежать этого, необходимо поменять местами
двоичные пары (1, 1) и (1, 0). Необходимое преобразование выполняет
кодер Грея.
Рассмотрим систему кодирования на стороне передачи (рис. 21.9, а).
Из передаваемой серии двоичных сигналов последовательно-парал-
лельный преобразователь образует две параллельные серии сигна-
лов половинной скорости, так называемые дебиты. Сумматор по мо-
дулю 4 и цифровая схема задержки, соответствующей времени деби-
тов Та, образуют дифференциальный кодер, за которым следует ко-
дер Грея. Из серий импульсов РА, поступающей со стойки уплотне-
ния MX со скоростью 2048 Мбит/с последовательно-параллельный пре-
образователь S/Р вырабатывает серии импульсов А и В, скорость ко-
торых 1024 Мбит/с, г. е. из двух следующих друг за другом битов
серии импульсов РА первый бит записывается в серию импульсов В',
а второй— в серию импульсов А', это продолжается и для следующих
336
пар битов. Эти серии импульсов Л' и В' перекодируются дифферен-
циальным кодером в серии импульсов А и В и подаются затем на
квадратурно-амплитудный модулятор для фазовой манипуляции. Пра-
вила дифференциального кодирования следующие. Если изменение
фазы 0°, то значения сигналов А и В сохраняются Ап = Ап_х и Вп =;
= Вп_г. При изменении фазы на 180° значения обоих битов изменяют-
ся на противоположные относительно предыдущих:
Лп = Лп—1, ВП = ВП_1.
Если значения предыдущих битов Лп_х = 1, Вп_1 = 1, то для изме-
нения на 90° против часовой стрелки вектора необходимо, чтобы
Ап = 1, Вп = 0..................;
Рассмотрим принцип декодирования на стороне приема
(рис. 21.9, б). Декодер Грея (аналогичный кодеру Грея) в серии сиг-
налов восстанавливает порядок пар (1, 1) и (1, 0), дифференциальный
декодер выполняет операцию, обратную операции на стороне пере-
дачи, а последовательно-параллельный преобразователь Р/S из де-
битов создает первоначальную серию двоичных сигналов, скорость
которых соответствует тактовой частоте.
Таким образом, на стороне приема выполняются преобразования,
противоположные преобразованиям’на стороне передачи, для восста-
новления серии двоичных импульсов PV, совпадающей с серией РА.
Принятые сигналы VA и VB из квадратурно-амплитудного демоду-
лятора перекодируются дифференциальным декодером в серии импуль-
сов VA' и VB'. Этот процесс является обратным процессу перекоди-
рования дифференциальным кодером. Из сигналов VA' и VB', имею-
щих скорость 1024 кбит/с, параллельно-последовательный преобра-
зователь Р/S вырабатывает выходную серию двоичных импульсов PV
со скоростью 2048 кбит/с.
Рассмотрим вопрос ограничения ширины спектра передатчика.
Сужение групповой полосы. Для безошибочной передачи информа-
ции не требуется передачи прямоугольной формы импульсов. Скруг-
лением импульсов’значительно сужается полоса частот. Используемая
двухуровневая модуляция определяет минимальную- полосу частот
системы 1250 кГц при 99%-ной мощности передатчика. Известно, что
для безошибочной передачи серии импульсов в двухуровневой систе-
ме достаточно иметь полосу частот, равную половине скорости переда-
чи битов. Для передачи серий импульсов А и В со скоростью 1024
кбит/с щирина полосы сигналов A (t) и В (t) должна быть не менее
512 кГЦ.
В аппаратуре DRF для сужения полосы частот модулирующих сиг-
налов соответствующие синусоидальные сигналы суммируются, в ре-
зультате чего получается сигнал такой формы, при которой синтези-
рованный сигнал занимает допустимую полосу частот. Здесь сигнал
проверяется на стороне приема всегда в средний момент длительности
импульса (стробированием). Если значение сигнала меньше U/2 (где
U — амплитуда импульса), то поступил логический 0, а если больше
(7/2, то логическая 1. Из теории передачи сигналов известно, что если
на фильтр нижних Частот-(бесконечно большая крутизна среза, гра-
337
Рис. 21.10. Функция (sin х)/х Рис. 21.11. Схема, поясняющая прин-
цип формирования функции (sin х)/л
яичная частота равна половине тактовой частоты передаваемой серии
сигналов) подать импульсы, то можно получить серию сигналов, опи-
сываемую выражением sin х/х, нулевые переходы которой на оси вре-
мени отстоят друг от друга на расстоянии Т, где Т — ширина импуль-
сов серии двоичных сигналов, обратное значение которой равно так-
товой частоте В. Функция sin х/х имеет, следующие важные свойства:
функция равна 1 при t = 0 и равна 0 при t = п/В, т. е. во всех точ-
ках отсчета п/В, за исключением точки t = 0;
спектр этой функции постоянен в полосе от 0 до В/2 и тождественно
равен нулю вне этой полосы;
функция представляет собой отклик идеального фильтра, имеющего
полосу пропускания от 0 до о) при подаче на его вход очень короткого
импульса.
Первое свойство чрезвычайно важно, так как нулевые переходы
отстоят друг от друга на одинаковом расстоянии Т (рис. 21.10) и в
этом случае волнистость сигнала не вызывает помехи в соседние мо-
менты дискретизации, т. е. не вызывает межсимвольной интерферен-
ции (помех), что уменьшает запас на шумы
Симметричный фильтр с крутыми срезами не технологичен в произ-
водстве и имеет большие габаритные размеры. Поэтому в настоящее вре-
мя для решения задач фильтрации и обнаружения сигналов широко
используются методы цифровой обработки сигналов (ЦОС)..
Дискретные и цифровые фильтры. Работа линейного дискретного
(импульсного) фильтра описывается разностным уравнением
м w 4
г/(/гТ)=- <ЧУ(пТ-;Т) + 2 bix(nT-lT), (21.4)
/ = 1 i = 1
где х(пТ) и у(пТ) — отсчеты входного {х (пТ)} и выходного {у (пТ)} сигналов
фильтра;
aj и bi — константы или отсчеты решетчатых функций, зависящих
от п.
Дискретные сигналы описываются решетчатыми функциями х(пТ),
т. е. функциями, принимающими любые значения в пределах некото-
рого интервала, в то время как независимая переменная принимает
лишь дискретные значения, например ряд равноотстающих значений
I •= пТ (п = 0, 1, 2, ...,) где Т — интервал дискретизации. Дискрет-
ная синусоида (рис. 21.11)
х (пТ) ==Um sin (ыгТ.
338
Рис. 21.12. Схемы устройств, выполняющие логические операции задержку
умножения и сложения
Цифровой сигнал хц (пТ) описывается квантованной решетчатой функ-
цией, т. е. решетчатой функцией, принимающей лишь ряд дискретных
значений — уровней квантования hlt h2, ...» hht в то время как неза-
висимая переменная принимает ряд дискретных значений О, Т, ..., 2Т.
Каждый из уровней квантования-кодируется и обозначается соответ-
ствующими двоичными числами.
Из уравнения (21.4) следует, что для непосредственной реализации
дискретных фильтров необходимы устройства, выполняющие три опе-
рации: задержку и запоминание (рис. 21.12, а) информации на m интер-
валов дискретизации (т элемент задержки), умножение (рис. 21.12, б
или в) и сложение (рис. 21.12, г или д).
Цифровые фильтры ЦФ представляют собой цифровое устройство,
реализующее алгоритм (21.4). Здесь входной и выходной сигналы яв-
ляются цифровыми, и операции в устройстве выполняются только над
двоичными кодами.
Фильтр, описываемый, например, уравнением
у (пТ)=0,5у (пТ—Т)-[-х(пТ),
имеет схему, представленную на рис. 21.13.
В эту схему входят один элемент задержки для запоминания от-
счета у (пТ — Т), множительное устройство для вычисления произ-
ведения 0,5г/ (пТ — Т) и сумматор для вычисления суммы 0,5у (пТ —
- Т) + х (пТ).
На выходе элемента задержки появляются задержанные на интер-
вал дискретизации отсчеты у (пТ — Т).
Дискретные и цифровые фильтры делятся на два класса: нерекур-
сивные (НФ) и рекурсивные (РФ). Если в уравнении (21.4) все коэффи-
циенты равны нулю, то фильтр, реализующий этот алгоритм, назы-
вается нерекурсивным, алгоритм его работы
N
у(ПТ)=^1Ь1Х(пТ-1Т). (21.5)
/ = 0
Есл’и в уравнении (21.4) хотя бы один из коэффициентов а; не равен
нулю, то фильтр, реализующий этот алгоритм, называется рекурсив-
ным. Очевидно, что НФ представляет собой
устройство без обратной связи, а РФ — уст-
ройство с обратной связью. Реализация ЦФ
может осуществляться на основе специализи-
Рис. 21.13. Схема дискретного фильтра
339
рованных вычислительных устройств, ориентированных на выполне-
ние только этих операций, или на основе универсальных ЭВМ, вы-
полняющих, кроме указанных, и множество других операций.
Особенностью ЦФ для систем электросвязи является их работа в
реальном масштабе времени, когда обработка сигналов ЦФ должна
происходить за время, не большее периода поступления (дискретиза-
ции) входных сигналов. Реализация ЦФ стала возможной в последние
годы в связи с появлением БИС и микропроцессоров с широкими функ-
циональными возможностями и высоким быстродействием.
Эти ЦФ можно проектировать с использованием аппаратной и
программной реализаций операций. В первом случае ЦФ представляет
собой ряд операционных устройств, способ соединения которых опре-
деляет характер выполняемых вычислений. Для построения таких
устройств могут использоваться интегральные схемы регистров, сум-
маторов, умножителей и т. д. Во втором случае ЦФ состоит из про-
цессоров, элементов оперативной и постоянной памяти, устройств вво-
да-вывода и представляет собой специализированную микроЭВМ на
микропроцессорах. Такая ЭВМ может содержать только три вида опе-
раций, поэтому ее быстродействие может быть выше, а аппаратные за-
траты ниже, чем для универсальных ЭВМ.
ЦФ характеризуются следующими параметрами:
передаточная функция ЦФ и его внутренняя структура (рекурсив-
ный или нерекурсивный ЦФ, прямая или каноническая форма реали-
зации, параллельное или каскадное соединение звеньев, наличие мас-
штабирующих множителей между 'звеньями, диапазон изменения ко-
эффициентов ЦФ в процессе его работы);
частота /д или период Тд дискретизации;
раздрядность чисел (на входе й выходе ЦФ, на выходе умножителей,
регистров и коэффициентов);
временная задержка выходного сигнала относительно входного
Тдоп. В ЦФ обычно применяется' синхронное управление, когда все
операции выполняются по «жесткому» алгоритму и время их выпол-
нения не зависит от значения входящих операций.
В аппаратуре ДМ 8000/32 создание идеальной во времени формы
сигнала, обеспечивающего ограничение группового спектра часто!,
достигнуто синтезом во времени импульсов требуемой формы. Необхо-
димая форма сигналов (серии сигналов дебитов половинной скорости)
получена с помощью пяти синусоидальных сигналов, состоящих из
основной гармоники частотой, равной г/8 части тактовой частоты, и
первых четырех гармонических составляющих при соответствующем
выборе амплитуд и фаз этих сигналов.
Приходящий сигнал (рис. 21.14) приводит в действие генератор
сигналов ГС (синтезатор), синхронизируемый изохромными сигнала-
ми, на восьми его выходах появляются серии сигналов, состоящие из
синусоидальных сигналов с основным периодом 8Та и сдвинутые друг
относительно друга на время Та, Каждый выход генератора подклю-
чен к двум умножителям сигналов, вторые входы которых идут на вы-
ходы цифровых делителей ЦД. На их восьми выходах вырабатываются
растянутые на восемь периодов Т серии дебитов. В зависимости от
340
Рис. 21.14. Схема синтеза во време-
ни импульсов
Рис. 21.15. Формы отдельных сигна-
лов при формировании функции
(sin х)/х
двоичных значений этих сигналов на выходе умножителя образованный
групповой сигнал имеет положительный или отрицательный знак.
Достигается это тем, что каждая схема умножения умножает на 4-1
или —1 участок длительностью 8Т входного сигнала в зависимости от
значения выбранного сигнала. Когда значение такого сигнала —1, сиг-
нал меняет знак
Управляемые сигналы восьми каналов объединяются в аналоговом
сумматоре. После суммирования сигналов создается требуемый син-
тезированный сигнал с ограниченной полосой частот, который пода-
ется на вход квадратурно-амплитудного модулятора. Форма отдель
ных сигналов приведена на рис. 21.15 для первого и второго каналов,
выбранных из восьмерок объединенных битов. На рис. 21.15, а при-
ведены двоичные серии сигналов (восьмибитовая кодовая группа или
серия); на рис. 21.15,6 — передаваемая серия сигналов; на рис
21.15, в и г — групповые сигналы первого и второго каналов, а на
рис. 21.15, д и е — принадлежащие им деленные цифровые сигналы;
на рис. 21.15, ж и з — управляемые аналоговые сигналы и на
рис. 21.15, и — результирующий сигнал с ограниченной полосой на
выходе аналогового сумматора.
Таким образом, из элементарных гармонических сигналов создан
сигнал с идеальной по времени формой, знак которого управляется
передаваемой серией сигналов. Два групповых сигнала с ограниченной
полосой подаются на входы модулятора (см. рис. 21.7, а).
21.3. Структурная схема
радиочастотной стойки ДРР-04М
Как уже указывалось, аппаратура ДМ 400/32М состоит из стойки
уплотнения, радиочастотной стойки и устройств питания. В стойке
уплотнения передаваемые сигналы, преобразуются в серию цифровых
импульсов, с помощью которых осуществляется модуляция частот пе-
'341
редатчика, а на стороне приема из серии цифровых импульсов восста-
навливается групповой сигнал. Низкочастотная передача в радиоре-
лейной аппаратуре осуществляется по системе компандированной
дельта-модуляции с временным уплотнением. Стойки уплотнения и
радиочастотные стойки изготовляются в вариантах оконечной и проме-
жуточной станций с выделением и без выделения каналов.
При рассмотренной системе модуляции и сужении спектра группо-
вых частот радиочастотный спектр остается ограниченным при линей-
ной системе тракта передачи от входа модулятора передающей станции
до выхода демодулятора приемной станции. Для этого спектр, полу-
ченный на частоте 35 МГц с использованием квадратурной амплитуд-
ной модуляции, переносится в радиочастотную полосу преобразовате-
лем передатчика с последующим усилением до излучаемого уровня ли-
нейными усилителями, работающими в режиме класса А (рис. 21.16).
Направления передачи и приема разделяются разделительным фильт-
ром, состоящим из фильтров передачи 77Фпрд, приема 77Фпрм и об-
щего циркулятора Ц.
Приемник выполнен по супергетеродинной схеме с двойным преоб-
разованием частоты. Сигнал после усиления мало шумящим предва-
рительным усилителем частоты 400 МГц преобразуется в промежуточ-
ную частоту 35, а затем 5 МГц, на которой выполняется основное уси-
ление и срезание шумов. В приемнике нет ограничителя, постоянство
уровня сигнала, подводимого к демодулятору, обеспечивается АРУ.с
динамическим диапазоном 50 дБ. Из демрдулированного и ограничен-
ного сигнала регенератор Ргн выделяет тактовую частоту, с помощью
которой путем дискретизации образуются две серии, двоичных сигна7
Рис* 21.16. Структурная схема радиочастотной стойки DRF-0,4
342
Рис. 21.17. Узлы радиочастотной стойки
лов (дебитов), а дифференциальный декодер ДДк восстанавливает пер-
воначальную серию двоичных сигналов.
В соответствии с этим радиочастотная стойка может быть разбита
на узлы цифрового группового преобразователя ЦГП, модема и радио-
частотного приемопередатчика с местными гетеродинами (рис. 21.17).
Принцип построения всей аппаратуры DRF поясняется рис. 21.16.
Серия импульсов РА, приходящая со стойки уплотнения MX со ско-
ростью 2048 кбит/с, поступает в регенатор Ргн, а затем в дифференци-
альный кодер ДКд, где с помощью последовательно-параллельного
преобразователя (S/Р) импульсы распределяются на две серии (Л', В')
со скоростью 1024 кбит/с. Из этих серий ДКд вырабатывает серии им-
пульсов А и В. Эти сигналы подаются на синтезатор сигналов СинС
(ФНЧ), который создает временньте функции-сигналы А (/) и В (t) с
суженной полосой частот из обеих серий двоичных импульсов. Функ-
ции-сигналы поступают на квадратурно-амплитудный модулятор
КЛЛ4д, работающий на частоте 35 МГц. Этот сигнал примешивается к
сигналу гетеродина передатчика 400 МГц. Радиочастотный сигнал уси-
ливается усилителем мощности и через полосовой фильтр подается на
объединяющий циркулятор, а затем в антенну.
Принимаемый сигнал из антенны проходит объединяющий цирку-
лятор Ц, полосовой фильтр ЯФпрм, затем радиочастотный предвари-
тельный усилитель и поступает на преобразователь частот с ПЧ 35 и
5 МГц. Жесткие требования к амплитудной характеристике и харак-
теристике группового времени запаздывания ГВЗ по ПЧ выполняются
усилителем промежуточной частоты 5 МГц с АРУ. После этого сигнал
ПЧ распределяется на квадратурно-амплитудный демодулятор КАДм
и устройство получения опорных сигналов частотой 5 МГц, фаза ко-
торых связана с фазой принимаемого сигнала. КАДм, используемый
как когерентный фазовый демодулятор, вырабатывает двоичные сиг-
налы VA и VB. Дифференциальный декодер ДДк перекодирует эти
сигналы в сигналы А' и В', которые совпадают с сигналами А' и Вг
стороны передачи. Затем параллельно-последовательный преобразо-
ватель из серии импульсов VA и VB со скоростью 1024 кбит/с создает
серию импульсов PV со скоростью 2048 кбит/с, которая совпадает с
серией РА стороны передачи, и подается на демодулятор стойки уплот-
нения. Первый каскад местного гетеродина передатчика (рис. 21.18)
343
СК БКкрм
Рис. 21.18. Структурная схема местного гетеродина
представляет собой транзисторный кварцевый задающий генератор с
частотами 90—120 МГц. Варакторами, включенными последовательно
с кварцевым резонатором, выполняется частотная модуляция несущей
частоты с девиацией до 2 кГц. С помощью этой модуляции передается
информация служебного канала СК независимо от коммерческих ТФ
каналов. Необходимая девиация частоты устанавливается потенцио-
метром. Сигнал ЗГ через разделительный аттенюатор 10 дБ Ат1 по-
ступает на удвоитель частоты на транзисторах Умн1, затем усиливается
усилителем с полосой 4 МГц, работающим в режиме класса А, до мощ-
ности на выходе 130 мВт и подается на удвоитель частоты Умн2 на
варакторе с к. п. д. 60—65%. С его выхода через постоянный аттенюа-
тор Ат2 сигнал поступает к преобразователю передатчика ПрП и бло-
ку контроля передатчика £Дпрд (см- рис. 21.16). Согласно принципу
квадратурно-амплитудной модуляции амплитудная модуляция не-
сущего колебания выполняется в двух каналах, сдвинутых по фазе
друг относительно друга на 90°, с последующим суммированием сигна-
лов двух модуляторов.
Сигнал несущей частоты 35 МГц (рис. 21.19) от генератора ЗГ на
кварцевом резонаторе через аттенюатор Ат с ослаблением 10 дБ по-
ступает на разделительный усилитель Ус, собранный на интегральной
микросхеме с усилением 20 дБ. С его выхода* сигналы в протифазе
поступают на фазосдвигающую цепочку RC на 90° ср. Синфазный и
квадратурный сигналы через эмиттерные повторители поступают на
модуляторы типа умножителей, собранные по двойной балансной
(кольцевой) схеме. На их низкочастотные входы подаются модулирую-
щие сигналы с ограниченной полосой частот t/M1 и t/M2, содержащие
цифровую информацию аппаратуры уплотнения. Модуляторы типа
умножителей частоты сигналов являются линейными схемами, выпол-
ненными на четверках диодов’Шоттки и симметрирующих трансформа-
торах с симметричной намоткой. Сигналы с подавленной несущей
(рис. 21.20) с выходов модуляторов через потенциометры поступают в
Рис. 21,19. Структурная схема генератора 35 МГц
344
fn-fti Гн №
Рис. 21.20. Спектр, излу-
чаемый передатчиком
Рис. 21.21. Структурная схема преобразователя
каскад суммирования сигналов, работающий по схеме дифференциаль-
ного усилителя на интегральной микросхеме. С двух выходов усили-
теля (см. рис. 21.16) сигналы через полосовые фильтры подводятся к
блоку контроля приемника 5Кпрм и преобразователю передатчика, к
которому подаются также сигналы местного гетеродина 400 МГц.
Преобразователь передатчика Мд (рис. 21.21) выполнен по схеме
кольцевого умножителя на диодах Шоттки и ферритовых тороидальных
сердечниках. Несущей частотой /н преобразователя является частота
400 МГц, а промежуточной fB4 = 35 МГц. На выходе преобразователя
имеются сигналы суммарной и разностной частот. Полезным (исполь-
зуемым) сигналом является сигнал частотой, равной сумме частот под-
водимых сигналов: /пер ~ /н + /пч> который выделяется полосковым
фильтром /7Ф.^Он выполнен на микрополособых линиях и является
гребенчатым фильтром с тремя резонаторами. Полоса пропускания
фильтра на уровне 3 дБ более 20 МГц, потери, вносимые фильтром в
центре полосы пропускания, составляют 2 дБ. Неиспользуемая вторая
составляющая продуктов преобразования (/н — /Пч) подавляется
фильтром не менее чем на 30 дБ. С выхода ПФ сигнал через переменный
аттенюатор Аг до 40 дБ на /м-п-диодах поступает на высоколинейный
предварительный усилитель Ус.
Напряжение регулировки ослабления аттенюатора пропорциональ-
но мощности на выходе передатчика и подводится через усилитель АРУ
(см. рис. 21.16). Сигнал с уровнем порядка 10 мВт с выхода предвари-
тельного усилителя поступает на трехкаскадный усилитель мощности
УМ 4 Вт (рис. 21.22) на транзисторах, работающих в режиме класса А.
С его выхода сигнал поступает в двойной направленный ответвитель НО,
который сигналы, пропорциональные мощности на выходе усилителя
передатчика (ослабленные на 20 дБ), отводит в блок контроля передат-
чика /эКпрд и усилитель АРУ. Постоянное значение мощности на вы-
ходе йередатчика обеспечивается цепью АРУ, которая ВЧ сигнал пре-
образует в постоянное напряжение регулировки, управляющее ослаб-
лением аттенюатора на /м-п-диодах (см. рис. 21.21). ВЧ сигнал вы-
прямляется и суммируется с постоянным напряжением, требуемое
значение которрго устанавливается потенциометром и подается на ин-
вертирующий вход дифференциального усилителя. К неинвертирующе-
му входу подводится опорное напряжение ОН, с которым сравнивается
подводимое напряжение. Если подводимое выпрямленное напряжение
больше опорного, то напряжение на выходе дифференциального уси-
лителя уменьшается, что ослабляет аттенюатор на /м-п-диодах, в ре-
315
Рис. 21.22. Структурная схема уси-
лителя мощности передатчика и це-
пи АРУ
Рис. 21.23. Структурная схема блоков
предварительных каскадов и контроля
приемника
зультате уменьшается мощность на входе предварительного усилите-
ля. Благодаря обратной связи мощность на выходе передатчика оста-
ется неизменной.
Сигнал с выхода усилителя мощности (см. рис. 21.16) через фильтр
передатчика ЯФпрд, ограничивающий спектр частот, излучаемый
передатчиком, циркулятор Ц подводится к антенне.
Фильтр передатчика аналогичен фильтру приемника и 'представ-
ляет собой полосовой фильтр гребенчатого типа с пятью резонансными
контурами.
Блок контроля передатчика БКПри контролирует правильность
модуляции и уровень мощности на выходе передатчика. Сигналы с
выхода блока контроля поступают в блок логики БЛ, оценивающий
эти сигналы и включающий аварийную, сигнализацию при неисправ-
ностях.
Первый блок предварительных каскадов приемника с местным ге-
теродином (рис. 21.23) состоит из двух каскадного малошумящего вы о*
кочастотного транзисторного усилителя Ус, направленного ответвите-
ля НО, смесителя См и предварительного усилителя первой промежу-
точной частоты 35 МГц УПЧ. Индуктивность ВЧ усилителя и направ-
ленный ответвитель выполнены на микрополосковых линиях. В смеси-
теле используется диод Шоттки. Трехзвенный фильтр в УПЧ повышает
избирательность приемника. Местный гетеродин приемника аналоги-
чен местному гетеродину передатчика.
Работа блока контроля VEL приемника основывается на том, что
под воздействием логического сигнала запроса (в случае неисправности
приемника или пропадания сигнала на входе приемника) через элект-
ронный контакт ЭК подается сигнал модулятора передатчика этой же
стойки на смеситель См, на второй вход которого поступает сигнал
местного гетеродина приемника, в результате на выходе смесителя по-
лучается частота приема. В случае нормальной работы приемника тран-
зистор, охваченный АРУ и выполняющий роль электронного контакта,
открыт и на выходе смесителя типа умножителя практически нет сиг-
нала. Частота задающего генератора 30 МГц, стабилизированная квар-
цем (рис. 21.24), умножается на входной сигнал в аналоговом усили-
346
Рис. 21.24. Структурная схема смесителя 35/5 МГц
теле на интегральной микросхеме. С выхода смесителя См частота
5 МГц выделяется фильтром нижних частот ФНЧ и поступает на ли-
нейные усилители ЛУс1 и ЛУс2 на интегральных микросхемах, уси-
ление которых может изменяться на 80 дБ в зависимости от управ-
ляющего напряжения, поступающего по цепи АРУ. Избирательность
по второй ПЧ обеспечивается полосовым фильтром ПФ, состоящим из
пяти резонансных контуров. Однозвенным корректором К группового
времени запаздывания улучшается характеристика изменения ГВЗ
фильтра, в результате чего уменьшается джиттер (дрожание) переда-
ваемого группового сигнала. Напряжением АРУ является продетёк-
тированный и усиленный выходной сигнал. На ручную регулировку
переключают при настройке цепи.
Сигнал второй ПЧ 5 МГц (рис. 21J25) после усиления и развязки
подается на учетверитель. частоты, состоящий из двух удвоителей
Умн1, Умн2, каждый из которых выполнен на диодах Шоттки. Поло-
совые фильтры между усилительными каскадами ПФ1, ПФ2 подавля-
ют побочные составляющие, возникающие при умножении. С выхода
последнего усилителя частота 20 МГц подается на один из входов схе-
мы сравнения фаз ССФ, построенной на умножителе сигналов. На дру-
гой вход ССФ подводится сигнал синхронизированного генератора
ГС 20 МГц, который управляется напряжением, поступающим с филь-
тра нижних частот ФНЧ. Этот фильтр расположен в ветви усиления
сигнала ошибок.
Характеристика фильтра обеспечивает синхронизацию замкнутой
петли фазовой синхронизации ФАП с несущей и подавление шумов,
ее сопровождающих.
Рис. 21.25. Структурная схема блоков выделения несущей, выработки опорного
сигнала и фазового демодулятора
347
20 МГц
о-----
0,3-4 КГЦ
------хэ служебный КШЛ
Рис. 21.26. Структурная схема служебного канала
С выхода генератора ГС сигнал 20 МГц через усилитель поступает
на фазосдвигающую цепь ФС, которая служит для соответствующей
настройки фазы опорного сигнала, и далее через усилитель на дели-
тель частоты ДЧ, построенный на цифровых интегральных схемах. На
его выходах появляются прямоугольные сигналы 5 МГц, сдвинутые
друг относительно друга по фазе на 90° и служащие опорными сигна-
лами на одном из входов двух фазовых демодуляторов ФДм. На их дру-
гие входы подается модулированный сигнал 5 МГц. Фазовый демоду-
лятор состоит из умножителя на четырех диодах и включенного на его
выходе фильтра нижних частот. На стороне приема прямоугольные
сигналы восстанавливаются из демодулированного группового сигнала
с ограниченной полосой нулевым компаратором. Восстановленный
сигнал через цепь развязки подается к генератору приемника Ргн (см.
рис. 21.16), а затем на дифференциальный декодер ДДк.
Сигнал частотой 20 МГц генератора ГС (см. рис. 21.25) не имеет
цифровой модуляции, однако’ передает медленные изменения (не более
4 кГц), т. е. сигнал служебного канала (рис. 21.26). Сигнал частотой
20 МГц, управляемый напряжением генератора ГС (см рис. 21.25),
содержащий частотную модуляцию, после ограничителя подается на
частотный дискриминатор на двух резонансных контурах. Групповой
усилитель усиливает демодулированный сигнал и подает в служебный
канал.
Г л а в а 22
ЭКСПЛУАТАЦИЯ РРЛ
НА ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОМ ТРАНСПОРТЕ
22.1. Задачи и организация
технической эксплуатации
Инженерно-технические работники, связанные с эксплуатацией
устройств радиорелейной связи, ежегодно подвергаются проверке в
знании обслуживаемых устройств, Правил технической эксплуатации
радиорелейных линий связи на железнодорожном транспорте, Правил
технической эксплуатации электроустановок потребителей и Правил
техники безопасности при эксплуатации электроустановок потребите-
лей.
, Техническая эксплуатация оборудования Р.РЛ проводится в соот-
ветствии с требованиями указанных цравил, а также Правил техники
безопасности и производственной санитарии в хозяйстве сигнализации
348
и связи ж.-д. транспорта, Инструкции по технике безопасности и про-
изводственной санитарии для электромехаников и электромонтеров
сигнализации и связи ж.-д. транспорта, Санитарных норм и правил
при работе с источниками электромагнитных полей высоких, ультра-
высоких и сверхвысоких частот.
Техническая эксплуатация оборудования телевизионных стволов,
организованных по РРЛ МПС, проводится в соответствии с Правила-
ми технической эксплуатации первичной международной сети связи
системы Министерства связи СССР. Часть четвертая.
Общее руководство эксплуатацией РРЛ железнодорожного транс-
порта осуществляет Главное управление- сигнализации и связи МПС,
оперативно-техническое руководство на РРЛ с магистральными ка-
налами связи — Центральная станция связи МПС, на РРЛ с до-
рожными и участковыми каналами — службы сигнализации и связи
дорог, техническую эксплуатацию РРЛ — дистанции сигнализации и
связи дорог.
РРЛ большой протяженности делят на эксплуатационные участки.
Руководящей станцией на этом участке является опорная станция, ко-
торая осуществляет оперативно-техническое руководство промежуточ-
ными станциями своего участка или управление' ими по системе теле-
обслуживания на автоматизированных РРЛ. Функции опорных стан-
ций выполняют узловые или оконечные станции. Для оперативно-тех-
нического руководства Главным управлением сигнализации и связи
МПС на каждой РРЛ одна станция назначается главной.
Основными мероприятиями по организации эксплуатации являет-
ся подготовка кадров, снабженце систематически расходуемыми и
запасными частями й материалами, планирование работ, обработка
результатов эксплуатаций, контроль состояния оборудования и ка-
чества каналов связи, профилактика и ремонт оборудования.
Эффективность профилактики
где Тп — наработка на отказ профилактируемого оборудования;
То — наработка на отказ неирофилактируемого оборудования.
Для оценки эффейтйвности профилактических работ используют
коэффициент профилактики
/<эфф = ЯВМО»
где пв — число отказов, предотвращенных при профилактике;
nQ -т- общее число отказов, зарегистрированных в процессе эксплуатации
Объем выполняемых работ оценивается коэффициентом стоимости
эксплуатации
^Сэк = £эк/£а»
где Сэк, Са — соответственно стоимость эксплуатации в течение года и стои-
мость оборудования.
Затраты времени и коэффициент стоимости эксплуатации при про,
ведении работ позволяют оценить ремонтопригодность оборудования
Сравнением этих показателей для однотипного оборудования, рабо
34 4
тающего на различных дорогах, оценивают технический уровень об-
служивания РРЛ. . .
Непрерывность работы Р₽Л на железнодорожном транспорте обес-
печивается четкой организацией производственного процесса, осно-
ванной на правильном планировании и своевременном выполнении
работ по текущему содержанию устройств РРЛ; хорошо налаженным
техническим контролем за качественными показателями работы аппа-
ратуры; систематическим проведением мероприятий по улучшению
технического состояния и устранению конструктивных недостатков
аппаратуры, обеспечивающих ее безаварийную и высококачественную
работу; постоянным повышением теоретических знаний и практичес-
ких навыков обслуживающего персонала, высокой его дисциплини-
рованностью.
Персонал, обслуживающий РРЛ, должен иметь следующую тех-
ническую документацию: полные и точные схемы с описанием; инст-
рукции по обслуживанию действующего оборудования; режимные и
настроечные таблицы; правила технической эксплуатации аппаратуры
и техники безопасности; эксплуатационно-технический журнал и
журнал оперативных распоряжений по эксплуатации РРС; график
дежурств сменного персонала; журнал приема и сдачи дежурств;
журнал технических осмотров аппаратуры. Все изменения в схемах
должны своевременно вноситься в техническую документацию. В рас-
поряжении дежурной смены должны быть запасные детали, материалы
и полный комплект инструмента и измерительной аппаратуры,.
Резервное оборудование всегда должно находиться в работоспособ-
ном состоянии и проверяться наряду с рабочим. Рабочее и резервное
оборудование целесообразно использовать поочередно. При установке
деталей из резерва должны быть сделаны записи в журнале. О всех
замеченных отклонениях качественных показателей аппаратуры дела-
ется запись в журнале приема и сдачи дежурств или журнале техни-
ческих осмотров.
При приеме дежурства необходимо проверить состояние резервного
и работу рабочего оборудования; принять по описи документацию, за-
пас деталей и материалов; ознакомиться с записями в журналах, но-
выми распоряжениями; выслушать устные замечания сдающего и рас-
писаться в журнале приема-сдачи дежурств.
В настоящее время получил широкое распространение централи-
зованный метод бригадного обслуживания и бригадно-околотковый
метод. При эксплуатации по последнему методу РРЛ разбивают на
эксплуатационные участки протяженностью порядка 300 км. На од-
ной оконечной или узловой РРС каждого эксплуатационного участка
размещается ремонтно-восстановительная бригада (РВБ), а на осталь-
ных РРС — околотки.
Работами на эксплуатационном участке РРЛ руководят с главной
РРС, которой является одна из оконечных или узловых станций.
В распоряжении РВБ находится материально-производственная база и
транспортные средства. РВБ выполняет профилактические и ремонтные
работы на эксплуатационном участке с помощью специализированных
выездных бригад. На околотках организуется односменная работа
350
электромеханика, в обязанности которого входит поддержание в исп-
равном состоянии источников электропитания и системы жизнеобес-
печения, плановый контроль режима работы устройств.
Бригадный метод эксплуатации РРЛ предусматривает создание
РВБ без околотков за счет более совершенной системы ТУ-ТС. Неисп-
равности на РРС при этом устраняют выездные бригады заменой не-
исправных блоков, ремонтируют которые в лаборатории РВБ, ос-
нащенной необходимым инструментом, измерительными стендами н
приборами. Выездные бригады проводят также паспортизацию обо-
рудования РРЛ. На основе сбора и систематизации отказов выявля-
ют их причины, рассчитывают параметры-надежности и разрабатывают
рекомендации по улучшению работы эксплуатационного участка РРЛ.
Оперативно-техническое руководство на сети РРЛ осуществляют
узловые станции в своих зонах и опорные станции на своих участках.
Узловая станция РРЛ выполняет следующие функции: контролирует
работу всех стволов РРЛ и принимает меры по содержанию устройств
в пределах паспортных норм; организует и проводит плановые про-
филактические электрические измерения стволов; принимает меры по
устранению технических остановок и брака, ведет их учет и рассле-
дует причины, вызвавшие нарушение работы РРЛ; дает в службу сиг-
нализации и связи предложения по улучшению работы РРЛ; следит
за соблюдением установленного порядка эксплуатации и производст-
венной дисциплины на линии, нарушением правил и инструкций. Функ-
ции опорной станции те же самые, что и узловой, но в пределах своего
участка. Линейно-аппаратные'залы Центральной станции связи и же-
лезных дорог осуществляют дперативно-техническое руководство экс-
плуатацией телефонных каналов, организованных по РРЛ.
Во время дежурства технический персонал должен обеспечить бес-
перебойную работу рабочих, резервных и служебных стволов (кана-
лов) РРЛ и поддерживать их электрические показатели в соответст-
вии с паспортными данными; четко и оперативно выполнять распоря-
жения дежурных опорной и главной станций; быстро устранять по-
вреждения в оборудовании и следить за состоянием и работоспособно-
стью систем резервирования; контролировать работу аппаратуры й
энергосилового оборудования станций по контрольным приборам и
табло сигнализации, на автоматизированных РРЛ — работу необслу-
живаемых станций и управлять ими по системе телеуправления; вы-
полнять плановый текущий ремонт и электрические станционные и
канальные измерения; вести технический учет по установленной фор-
ме. ’♦
Порядок и сроки проведения профилактических измерений уста-
навливаются графиком технологического процесса, разрабатываемым
для конкретного типа аппаратуры с учетом рекомендаций завода-из-
готовителя, квалификации обслуживающего персонала, наличия из-
мерительных приборов и специальных указаний и рекомендаций ру-
ководящих организаций. График утверждается начальником дистан-
ции или начальником службы сигнализации и связи.
Дистанция сигнализации и связи, которой будет передана в .экс-
плуатацию строящаяся РРЛ, должна контролировать качество работ':
351
следить за точным выполнением технических решений проекта; при-
нимать участие в составлении актов на скрытые работы и рекламаций
заводам-поставщикам; подготавливать при необходимости предложе-
ния по согласованию отступлений от проекта с проектной организа-
цией и Главным управлением сигнализации и связи МПС. Основанием
для приемки в эксплуатацию РРЛ служат акт (протокол) приемочной
комиссии, проектная документация и паспорта на оборудование и ра-
диостволы.
Вновь построенные и реконструированные РРЛ вводятся в эксплуа-
тацию в соответствии с Инструкцией о порядке выдачи разрешений на
приобретение, строительство (установку) и эксплуатацию радиоэлект-
ронных средств и ВЧ установок.
22.2. Технические осмотры
и эксплуатационные измерения
Технические осмотры проводят по календарному плану на основе
годового плана осмотров и регулировки аппаратуры, рекомендаций
завода-изготовителя и опыта эксплуатации РРЛ. Осмотр и текущий ре-
монт обычно выполняют в периоды наименьшей загрузки аппаратуры,
закрепленной за сменой. Аппаратуру необслуживаемых промежуточных
РРС контролируют специализированные бригады. Технические осмот-
ры подразделяются на ежедневные, выполняемые сменным персона-
лом, и планово-профилактические с проверкой электрических пара-
метров аппаратуры и ее регулировкой.
Периодичность осмотра основных блоков аппаратуры может быть
следующей: внешний осмотр в процессе работы — ежедневно; регу-
лировка и проверка в действии ВЧ'блоков’й НЧ оборудования, регу-
лировка и проверка стоек автоматики и телеуправления и элементов
антенно-фидерного тракта — один раз в месяц.
Планово-предупредительный ремонт делится на текущий и капи-
тальный. Текущий ремонт обычно совпадает по времени с техничес-
ким осмотром. Исходными данными для составления плана капиталь-
ного ремонта являются результаты технических осмотров, анализ при-
чин неисправностей аппаратуры и обобщение записей эксплуатацион-
ного персонала, на основе этого составляется дефектная ведомость и
план ремонта.
Систематический контроль состояния оборудования выполняется
в основном измерениями контрольно-измерительными приборами,
смонтированными на РРС, а при отыскании повреждений и специаль-
ными приборами. Для оперативности обнаружения неисправности
пользуются технологическими картами, алгоритмами и программами
отыскания неисправностей, позволяющими обнаружить неисправно-
сти по минимальному числу измеряемых параметров.
Получаемые статистические данные по надежности способствуют
установлению причин возникновения отказов, изменению стратегии
поиска и устранению неисправности,-разработке оптимальной техно-
логии обслуживания при наименьших эксплуатационных расходах.
352
Электрические паспорта на служебные каналы и групповые трак-
ты телефонных стволов хранятся на узловых и оконечных станциях
РРЛ, электрические паспорта на станционное оборудование — на
каждой станции.
На каждой станции должна быть следующая документация: пра-
вила технической эксплуатации РРЛ; правила техники безопасности
при сооружении и эксплуатации радиопредприятий; паспорт радио-
релейной станции; техническое описание, схемы, формуляры и инст-
рукции по обслуживанию аппаратуры, оборудования и измеритель-
ных приборов; план проведения электрических измерений, объем и
графики проведения профилактических' работ; список приборов, за-
пасных частей, инструмента и защитных средств; ведомость закреп-
ленного за техническим персоналом оборудования; должностные ин-
струкции для всех работников станции; график дежурств сменного тех-
нического персонала станции; список номеров телефонов руководства
РРЛ, организаций и предприятий,-с которыми связана станция по
вопросам эксплуатации, а также скорой помощи, пожарной охраны и
милиции; Правила технической эксплуатации железных дорог СССР
и Инструкция по сигнализации, на железных дорогах СССР.
* Для учета работы станционного оборудования и стволов на стан-
циях РРЛ должны вестись следующие журналы: аппаратный; учета
работ по техническому обслуживанию оборудования; проверки защит-
ных заземлений; служебных распоряжений; учета работы радиоламп;
учета работы и технического обслуживания гарантированных источ-
ников электропитания.
22.3. Элементы техники безопасности
при эксплуатации РРЛ
Знание техники безопасности, а также мероприятий по охране тру’
да входит в обязанности обслуживающего персонала, РРЛ. Вредное
биологическое ^воздействие электромагнитных волн возможно в аппа-
ратной, на территории РРС, вблизи облучателей и переизлучателей,
на антенной мачте около отражателей и антенн. Конструкцией РРС
и волноводов в аппаратной обеспечивается их электрическая герме-
тичность, при которой плотность потока мощности электромагнитных
колебаний в непосредственной близости является безопасной и соста-
вляет менее 10 мкВд/см2. Профилактические и ремонтные работы до-
пускается проводить в защитных очках при повышенном значении
плотности потока, мощности до 100 мкВт/см2 в течение 2 ч или
1000 мкВт/см2 в течение 15 мин. Плотность потока мощности должна
периодически (раз в квартал) контролироваться специальными изме-
рительными приборами в аппаратной и на территории, прилегающей
к РРС. Интенсивность облучения и защитные приспособления следу-
ет проверять при внесении изменений в действующую аппаратуру, а
также при вводе в-эксплуатацию нового оборудования. Эксплуатация
генераторов СВЧ и другого оборудования допускается лишь при
вставленных блоках и закрытых защитных экранах. В период р.егу-
353
лировок, настройки, отыскания и устранения повреждений, когда
приемники и передатчики включают через шланги, в аппаратных не
должны находиться лица, не причастные к ремонту аппаратуры. Рас-
крыв рупорных облучателей, фильтров и волноводов при настройке
должен быть направлен в зенит. Фидер и кабели при измерении КСВ
должны нагружаться на эквивалент антенны. При работе с измери-
тельной линией должно исключаться облучение технического персона-
ла через щель прохождения зонда. Поражение током может произой-
ти при смене лампы сигнального освещения мачт, неисправном мол-
ниеотводе антенных мачт. При исправном состоянии заземлителей
обеспечивается сток зарядов в землю. Сопротивление заземлителей
должно быть менее 40 Ом для тока частотой 50 Гц. С металлической
конструкцией мачты соединяются смонтированные на ней волноводы,
оболочки коаксиального, силового и связевого кабелей. Электричес-
кое соединение их осуществляется во многих местах и обязательно пе-
ред вводом в техническое здание. Возникающая разность потенциалов
между конструкциями может создавать искрение и послужить причи-
ной пожара.
Для выполнения работ на антенной мачте допускаются лица не
моложе 18 лет, годные по состоянию здоровья. В случае неблагопри-
ятных погодных условий работы на мачте прекращают. В помещениях,
где находится в эксплуатации оборудование СВЧ, запрещается нахо-
диться лицам, не связанным с его обслуживанием. Электротехническое
оборудование РРС, эксплуатация которого требует частичного досту-
па обслуживающего персонала к токоведущим элементам, должно иметь
электромеханическую блокировку, исключающую возможность от-
крытия двери шкафов или прохождения за ограждения без отключения
установки. Вдоль распределительных щитов и аппаратуры РРС долж-
ны укладываться диэлектрические коврики шириной 0,8 м. На каждую
выполненную работу с отключенной или поврежденной блокировкой
с участием старшего электромеханика составляется акт с указанием
причин отключения и мер по их устранению. О всех временных соеди-
нениях и обходных цепях дежурный электромеханик обязан сделать
запись в аппаратном журнале. Работы по устранению повреждения
должны выполняться не менее чем двумя лицами из числа обслуживаю-
щего персонала с квалификацией V и VI групп. Все временные соеди-
нения должны быть сняты старшим электромехаником не позднее оче-
редного ежемесячного осмотра аппаратуры.
При работе с радиорелейным оборудованием на промежуточных
станциях необходимо выключать систему телеуправления ТУ для ис-
ключения коммутации рабочего и аварийного оборудования с узловых
станций, на стойках ТУ узловых станций должны быть вывешены пла-
каты «Не включать — работают люди». Такие же предупредительные
плакаты должны быть на рубильниках и выключателях, где выпол-
няются работы. Работы, связанные с настройкой и измерениями обо-
рудования ВЧ, приравнивают к аварийным работам без снятия на-
пряжения. Кабели антенны должны переключаться при включенном
анодном напряжении передатчика. Запрещается включение генерато-
354 ’ ' •
ров без нагрузки на концах испытуемых ВЧ кабелей, антенных пере-
ключателей, СВЧ фильтров и т. д.
На все случаи выполнения работ с антенно-волноводными устрой-
ствами дежурный технический персонал РРС и РВБ обязан получить
разрешение от узловой станции. Подъем верхолазов и проведение вер-
холазных работ разрешается только при соблюдении всех правил по
технике безопасности и в светлое время суток. В гололедных и под-
верженных штормовым ветрам районах на всех станциях должны
быть составлены специальные инструкции по предупредительным ме-
рам, которые необходимо принимать при наступлении гололеда или
шторма. Техническое обслуживание и ремонт устройств энергоснаб-
жения и электропитания РРС должны проводиться в соответствии с
Правилами технической эксплуатации электроустановок потребителей
и Правилами техники безопасности при эксплуатации электроустано-
вок потребителей Министерства энергетики и электрификации СССР.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Бодиловский В. Г., Устинский А. А, Радиорелейная связь
на железнодорожном транспорте, 3-е изд., перераб. и доп. М.: Транспорт, 1977.
382 с.
2. Радиорелейная связь на железнодорожном транспорте/А. И. Дзыгало,
А. А. Устинский, А. Л. Комягин и'др.; Под ред. П. Н. Рамлау. М.: Транспорт,
1980. 287 с. / <
3. М а р к о в В. В. Радиорелейная связь. М.: Связь, 1979. 367 с.
• 4. Немировский А, С., Р ы ж к о в Е, В. Системы связи и радио®
релейные линии. М.: Связь, 1980 431 с.
5. Системы связи и радиорелейные линии/Н. И. Калашников, Л. П. Мер-
кадер, М. Г. Тимищенко и др.; Под ред. Н. И. Калашникова. М.; Связь, 1977.
392 с.
6. Справочник по радиорелейной связи/Н. Н. Каменский, A. M.t Модель,
Б. С. Надененко и др.; Под ред. С. В. Бородича. М.: Радио и связь, 1981. 415 с.
7. Зингеренко А. М., Баева Н. Н., Тверецкий М. С. Сис-
темы многоканальной связи. М.: Связь, 1980. 439 с.
8. Г у с я т и н с к и й И. А., Рыжков Е. В., Н е м и р о в с к и й . A .Q.
Радиорелейные линии связи. М.: Связь, 1965. 543 с.
9. Г. у р е в и ч В. Э., Л ,о п у ш н ,я и Ю. Г., Рабинович Г. В. Им-
пульсно-кодовая модуляция в многоканальной телефонной связи. М.: Связь,
1973. 336 с.
10. Т и м и щ е н к о М. Р, Проектирование радиорелейных линий! Мл
Связь. 1976. 240 с.
11. Т и м и щ е н к о М. Г. Радиорелейные системы передачи прямой ви-
димости. М.: Радио и связь, 1982. 204 с.
356
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение . . . * *.............................................. 3
Раздел 1
ПРИНЦИПЫ ОРГАНИЗАЦИИ РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
Глава 1. Общие сведения о радиорелейной связи . ........ 5
1.1. Диапазоны частот радиорелейных линий......................... 5
1.2. Принципы построения РРЛ связи................................ 6
1.3. Виды связи и область применения РРЛ на железнодорожном транс-
порте ............................................................ И
1.4. Технико-экономические показатели радиорелейной связи . ... 13
1.5. Схемы организации связи......................................15
Глава 2. Организация передачи по РРЛ сигналов многоканальной
телефонии и телевидения...........................................17
2.1. Характеристика основных видов сигналов.......................17
2.2. Структурные схемы оконечного оборудования *.................18
2.3. Выбор и распределение частот на РРЛ..........................20
Глава 3. Формирование групповых сигналов в аппаратуре с частотным
разделением каналов ..................................... ....... 23
3.1. Принцип частотного разделения каналов (ЧРК) . ♦ ....... 23
3.2. Модуляция при частотном разделении каналов................. 25
3.3. Принцип построения многоканальной аппаратуры о ЧРК .... 28
3.4. Элементы аппаратуры ЧРК.................................... 33
3.5. Использование аппаратуры ЧРК для РРЛ . ......................40
Глава 4. Временное разделение каналов РРЛ ........................43
4.1. Принципы временного разделения каналов (ВРК). Импульсные сиг-
налы и их параметры...............................................43
4.2. Спектры импульсных сигналов. Воздействие импульсов прямоуголь-
ной формы на колебательный контур.................................47
4.3. Виды аналоговой ипмульсной модуляции.........................55
4.4. Групповой сигнал при ВРК- Системы счисления .................58
4.5. Принцип кодовой модуляции....................................62
4.6. Принцип построения аппаратуры ВРК с импульсно-кодовой моду-
ляцией ...........................................................66
4.7. Принцип дельта-модуляции и построение аппаратуры ВРК с дельта-
модуляцией .......................................................72
4.8. Особенности цифровых систем передачи.........................75
4.9. Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция (ДИКМ) . . . 77
Глава 5. Элементы аппаратуры ВРК.............................. . 80
5.1. Основы математической логики и схемы логических элементов . . 80
5.2. Общие сведения о генераторах тактовых и групповых частот аппа-
ратуры ВРК........................................................87
5.3. Распределительные устройства и устройство синхронизации .... 89
5.4. Модуляторные и демодуляторные устройства.....................93
5.5. Устройства нормализации и гашения импульсов..................99
357
Раздел 2
РАДИОЧАСТОТНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ РРЛ
Глава 6. Антенные устройства РРЛ............................ 104
6.1. Параметры антенн РРЛ и требования к ним *................104
6.2. Параболические’антенны................................. 107
6.3. Рупорно-параболические и перископические антенны . * * . . . .111
6.4. Синфазные антенны .......................................113
Глава 7. Фидерные тракты РРЛ . ............................. 115
7.1. Фидеры.......'......................................... 115
7.2. Волноводы ...............................................119
7.3. Схемы фидерных трактов и их элементы.....................122
7.4. Поляризационный фильтр, ферритовые вентили и циркуляторы ... 125
7.5. Фильтры СВЧ..............................................129
7.6. Устройства разделения и сложения сигналов стволов . ...... 135
Глава 8. Приемно-передающие устройства РРЛ. .......... 137
8.1. Общая характеристика...................................... 137
8.2. Принцип построения схем оконечных и узловых РРС с частотным
разделением каналов и частотной модуляцией. Модуляторные и демо-
дуляторные устройства........................................ . .141
8.3. Принципы построения схем РРС с ЧРК и ЧМ и с ВРК ..... 147
Глава 9. Вспомогательное.оборудование РРЛ связи ....... . 154
9.1. Служебная связь.......................* . . . . ...........154
9.2. Резервирование аппаратуры РРЛ* ............................ 159
9.3. Надежность работы РРЛ связи............................./Z . 161
9.4. Электропитание радиорелейных станций *......................163
Глава 10. Качественные показатели каналов РРЛ . .- . -< . ; . . . 166
10.1. Общие сведения об образовании каналов и эталонных цепях . . 166
10.2. Электрические характеристики и нормы качественных показателей
ТФ канала...................................... ........ » . . 168
10.3. Помехи в телефонных каналах РРЛ........................... 173
10.4. Электрические характеристики линейного и высокочастотного трак-
тов РРЛ.......................................................... 176
Раздел 3
ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ И ЭЛЕМЕНТЫ РАСЧЕТА РРЛ
Глава 11. Помехоустойчивость РРЛ . * ***....... . . . . 178
11.1. Помехоустойчивость РРЛ к тепловым шумам при ЧРК ЧМ . . . 178
11.2. Переходные шумы в каналах РРЛ при ЧРК ЧМ . ....... 182
Глава 12. Выбор и расчет трасс РРЛ . * ............................ . 188
12.1. Энергетические соотношения на РРЛ * * .......................188
12.2, Влияние поверхности земли на уровень сигнала.................189
12.3. Влияние кривизны земли и рельефа местности на уровень сигнала 192
12.4. Влияние атмосферы на уровень сигнала . . ....................195
12.5. Определение минимально допустимого, значения множителя ослаб-
ления .............................................................204
12.6. Замирания сигнала на интервалах РРЛ . *.................... 207
12.7. Определение высоты антенных опор. ...........................214
12.8. Расчет уровня сигнала и шумов на4 интервалах РРЛ.............218
12.9. Выбор трассы и порядок расчета РРЛ.................'.........220
358
Раздел 4
АППАРАТУРА РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
Глава 13. Аппаратура РРС-1М......................................222
13.1. Основные технические данные аппаратуры и режимы работы . . . 222
13.2. Радиопередающее устройство РРС-1М . * .....................225
13.3. Радиоприемное устройство РРС-1М............................230
13.4. Блоки усиления мощности и частотных развязок * *...........236
13.5. Аппаратура частотного разделения каналов. . < .............239
13.6. Приемно-передающее устройство дециметрового диапазона * . . . 243
Глава 14. Аппаратура радиорелейной связи Р-60/120 .............. 251
14.1. Основные технические характеристики........................251
14.2. Структурные схемы ВЧ устройств стоек ОС и ПС...............253
14.3. Оконечные устройства системы Р-60/120 .................... 257
Глава 15* Радиорелейные системы Р-600М, Р-6002М, Р-6002МВ . . 260
15.1. Общие сведения о системах..................................260
15.2. Приемно-передающая аппаратура Р-600М, Р-6002М* •**.... 264
15.3. Оконечное оборудование многоканальных систем . *...........267
Глава 16. Радиорелейные системы связи КУРС *.....................272
16.1. Общие сведения о системах КУРС.............................272
16.2. Построение приемно-передающей аппаратуры систем КУРС . . 275
Глава 17. Аппаратура FM-120/8000 и FM-300-960-TB/8000. * ... 282
17.1. Аппаратура ^FM-120/8000 .................................. 282
17.2. Аппаратура FМ-300-960-ТВ/ 8000 ........................... 290
Глава 18. Аппаратура ГТТ 8000/300 ....................ч..........293
18.1. Общие сведения ............................................293
18.2. Структурная схема радиочастотной стойки SRF-8 и стойки модем 295
18.3. План частот ГТТ 8000/300. Система резервирования и типы станций 299
Глава 19. Аппаратура с ФИМ.......................................300
19.1. Основные характеристики аппаратуры....................... 300
19.2. Режимы работы станции......................................302
19.3. Радиопередающее устройство. * .............................304
19.4. Радиоприемное устройство...................................306
19.5. Импульсное оборудование станции............................308
1 9.6. Канальные устройства аппаратуры...........................312
Глава 20. Аппаратура цифровых систем передачи информации ... 317
20.1. Аппаратура ИКМ-30..........................................317
20.2. Аппаратура И КМ-120, И КМ-480, ИКМ-1920 .................. 321
Глава 21. - Радиорелейная аппаратура ДМ 4ОО/32М и ДМ 8000/32 * . . 325
21.1. Основные технические данные аппаратуры.....................325
21.2. Принцип действия радиочастотных стоек DRF-04M..............330
21.3. Структурная схема радиочастотной стойки DRF-04M............341
Глава 22. Эксплуатация РРЛ на железнодорожном транспорте . . 348
22.1. Задачи и организация технической эксплуатации..............343
22.2. Технические осмотры и эксплуатационные измерения...........352
22.3. Элементы техники безопасности при эксплуатации РРЛ . ... 353
Список литературы............................................ 356
33)
Василий Георгиевич Бодиловск,ий
Александр Андреевич Устинский
РАДИОРЕЛЕЙНАЯ СВЯЗЬ
НА ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОМ ТРАНСПОРТЕ
Переплет художника В. Е. Тё
Технический редактор В. М. Генийа
Корректор Л. В. Ананьева
ИБ № 2612
Приложение: схемы 1 л.
Сдано в набор 13.10.83. Подписано в печать 25.04.84. Т-10422
Формат -60x90Vis Бум. тип. №*1. Гарнитура литературная. Высокая печать.
Усл. печ. л. 22,5+1 вкл. Усл. кр.-отт. 23,45. Уч.-изд. л. 26,05+1,03 вкл. Тираж 9000 экз.
Заказ 1834. Цена 1 руб. Изд. № 1-1-2/6 № 1958
Ордена «Знак Почета» издательство «ТРАНСПОРТ»
107174, Москва, Басманный туп., 6а
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли
129011, Москва, Б. Переяславская ул., 45
1 руб.